(57)【要約】  【課題】  エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動を抑制しつつ、回転速度によらずにブラシ付き直流モータの回転状態を精度良く検出する。  【解決手段】  電源部５は、直流電圧に交流電圧が重畳された電圧をモータ２へ印加する。これによりモータ２の回転時には交流成分を含む電流が流れる。モータ２は、３相の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第１相コイルＬ１と並列にコンデンサＣ１が接続されており、このコンデンサＣ１により、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスはモータ２の回転に応じて変化し、その変化はモータ電流の交流成分の振幅変化として現れる。信号処理部２２は、電流検出部２１にて検出されたモータ電流から交流成分を抽出し、その振幅変化に応じた回転パルスを生成する。この回転パルスに基づき、回転角検出部７がモータ２の回転角を検出する。【選択図】図１
2010063347.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有するコンミテータと、
前記コンミテータを介して前記各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、
を有する直流モータを備え、
前記直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、
前記直流モータの前記少なくとも一対のブラシ間に対し、少なくとも、直流電圧に交流電圧が重畳された交流重畳電圧を印加可能に構成された電源手段と、
前記ブラシを介して前記直流モータに流れるモータ電流、又は該モータ電流が流れる通電経路上の電圧である経路電圧を検出する通電検出手段と、
前記通電検出手段により検出された前記モータ電流又は前記経路電圧に含まれる交流成分に基づいて、前記回転状態としての、前記直流モータの回転角、回転方向、又は回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、
を備え、
前記直流モータは、前記複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータは、少なくとも１相の前記相コイルに対して該相コイルの一部又は全部と並列に接続された所定の静電容量値の静電容量素子を備えている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータは、少なくとも２相の前記相コイルに対し、それぞれ静電容量値の異なる前記静電容量素子が接続されており、
前記回転状態検出手段は、少なくとも、前記交流成分の変化パターンに基づいて前記直流モータの回転方向を検出する
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項４】
請求項２又は請求項３に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータは、３相の前記相コイルからなる前記電機子コイルを有する
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項５】
請求項２に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータは、３相の前記相コイルからなる前記電機子コイルを有し、
前記静電容量素子は、いずれか１相の前記相コイルに接続されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項６】
請求項３に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータは、３相の前記相コイルからなる前記電機子コイルを有し、
前記静電容量素子は、いずれか２相の前記相コイルに対し、それぞれ静電容量値の異なるものが接続されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項７】
請求項２〜請求項６の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータは、当該直流モータの回転軸に固定された、複数の電極を有するリングバリスタを有し、
前記複数の整流子片は各々、前記リングバリスタにおける何れかの前記電極と接続されており、
前記静電容量素子は、前記リングバリスタにおいて何れか２つの前記電極間に固定して接続されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項８】
請求項２〜請求項７の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記静電容量素子はコンデンサからなる
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項９】
請求項１〜８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記電源手段は、
前記直流モータへ前記直流電圧を印加する直流電源と、
前記直流モータへ前記交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、
を備え、
前記直流電源からの直流電圧及び前記交流電圧印加手段からの交流電圧がそれぞれ前記直流モータに印加されることにより、前記直流モータに前記交流重畳電圧を印加可能に構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１０】
請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記電源手段は、
前記直流モータへ前記直流電圧を印加する直流電源と、
前記直流電源から前記直流モータへの前記直流電圧の印加を遮断する直流遮断手段と、
前記直流モータへ前記交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、
を備え、
更に、前記直流遮断手段を制御するものであって、前記直流モータを回転させる際は前記直流電源からの直流電圧を前記直流モータに印加させることにより前記直流モータに前記交流重畳電圧が印加されるようにし、前記直流モータを制動させる際は前記直流電源からの直流電圧の印加を遮断させる、直流遮断制御手段を備えている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１１】
請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記電源手段は、
前記直流電圧を出力する直流電源と、
前記直流電源からの直流電圧が入力され、該直流電圧を前記直流モータに印加することにより該直流モータを駆動するモータドライバと、
前記直流電源からの前記直流電圧の出力を遮断する直流遮断手段と、
前記直流モータへ前記交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、
を備え、
更に、前記直流遮断手段を制御するものであって、前記直流モータを定常回転させる際は前記直流電源からの直流電圧を前記モータドライバに入力させることにより前記直流モータへの前記交流重畳電圧の印加が可能となるようにし、前記直流モータを制動させる際は前記直流電源から前記モータドライバへの直流電圧の入力を遮断させる、直流遮断制御手段を備えている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１２】
請求項１０又は請求項１１に記載の回転検出装置であって、
前記直流遮断手段は半導体スイッチング素子により構成されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１３】
請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記電源手段は、
前記直流電圧を出力する直流電源と、
前記直流電源からの直流電圧が入力され、該直流電圧を前記直流モータに印加することにより該直流モータを駆動するモータドライバと、
前記直流モータへ前記交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、
を備え、
更に、前記モータドライバを制御するものであって、前記直流モータを制動させる際は、前記直流モータに対する前記直流電圧の印加極性を所定の周波数で交互に切り替えることにより制動させるモータドライバ制御手段を備えている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載の回転検出装置であって、
前記交互に切り替える際の周波数は、前記交流電圧の周波数とは異なる値に設定されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載の回転検出装置であって、
前記交互に切り替える際の周波数は、前記交流電圧の周波数よりも小さな値に設定されている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１６】
請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
前記電源手段は、
前記直流電圧を出力する直流電源と、
前記直流電源からの直流電圧が入力され、該直流電圧を前記直流モータに印加することにより該直流モータを駆動すると共に、前記少なくとも一対のブラシ間を短絡させることが可能に構成されたモータドライバと、
前記直流モータへ前記交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、
を備え、
更に、
前記モータドライバを制御するものであって、前記直流モータを定常回転させる際は前記直流電源からの直流電圧を該直流モータに印加させることにより該直流モータへ前記交流重畳電圧を印加させ、前記直流モータを制動させる際は前記少なくとも一対のブラシ間を短絡させることにより制動させる短絡制動を行わせる、モータドライバ制御手段を備え、
前記交流電圧印加手段及び前記通電検出手段は、前記直流電源から前記直流モータへの通電経路のうち、前記定常回転時及び前記短絡制動時の双方ともに前記モータ電流が流れる通電経路である共通電流経路上に設けられている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１７】
請求項１６に記載の回転検出装置であって、
前記交流電圧印加手段は、前記共通電流経路における、前記直流モータの前記一対のブラシを構成する２つのブラシのうち一方のブラシから前記モータドライバに至る第１共通電流経路上に設けられ、
前記通電検出手段は、前記共通電流経路における、前記直流モータの前記一対のブラシを構成する２つのブラシのうち他方のブラシから前記モータドライバに至る第２共通電流経路上に設けられている
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項１８】
請求項１６に記載の回転検出装置であって、
前記交流電圧印加手段は、前記共通電流経路における、前記直流モータの前記一対のブラシを構成する２つのブラシのうち一方のブラシから前記モータドライバに至る第１共通電流経路上、及び他方のブラシから前記モータドライバに至る第２共通電流経路上の双方に設けられ、
前記通電検出手段も、前記第１共通電流経路上及び前記第２共通電流経路上の双方に設けられ、
前記各共通電流経路上に設けられた前記各交流電圧印加手段のうちいずれか一方に対して前記直流モータへ前記交流電圧を印加させる印加交流制御手段を備え、
前記回転状態検出手段は、前記各共通電流経路上に設けられた前記各通電検出手段のうちいずれか一方又は双方の検出結果に基づいて前記回転状態を検出する
【請求項１９】
請求項１８に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータの前記定常回転時は、
前記印加交流制御手段は、前記各共通電流経路のうち前記直流電源の正極側に接続されている方に設けられた前記交流電圧印加手段に対して前記交流電圧を印加させ、前記回転状態検出手段は、前記各共通電流経路のうち前記直流電源の負極側に接続されている方に設けられた前記通電検出手段による検出結果に基づいて前記回転状態を検出し、
前記直流モータの前記短絡制動時は、
前記印加交流制御手段は、前記定常回転時とは異なる他方の前記交流電圧印加手段に対して前記交流電圧を印加させ、前記回転状態検出手段は、前記定常回転時とは異なる他方の前記通電検出手段による検出結果に基づいて前記回転状態を検出する
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項２０】
請求項１８に記載の回転検出装置であって、
前記直流モータの前記定常回転時は、
前記印加交流制御手段は、前記各共通電流経路のうち前記直流電源の正極側に接続されている方に設けられた前記交流電圧印加手段に対して前記交流電圧を印加させ、前記回転状態検出手段は、前記各共通電流経路のうち前記直流電源の負極側に接続されている方に設けられた前記通電検出手段による検出結果に基づいて前記回転状態を検出し、
前記直流モータの前記短絡制動時も、
前記印加交流制御手段は、前記定常回転時と同じ前記交流電圧印加手段に対して前記交流電圧を印加させ、前記回転状態検出手段は、前記定常回転時と同じ前記通電検出手段による検出結果に基づいて前記回転状態を検出する
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項２１】
請求項１６〜請求項２０の何れか１項に記載の回転検出装置であって、
モータドライバは、複数のスイッチング素子からなるＨブリッジ回路にて構成され、
前記Ｈブリッジ回路を構成する前記複数のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴである
ことを特徴とする回転検出装置。
【請求項２２】
少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、
前記電機子コイルが接続される複数の整流子片を有するコンミテータと、
前記コンミテータを介して前記各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、
を備え、
前記複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間のみ、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている
ことを特徴とする直流モータ。
【請求項２３】
請求項２２に記載の直流モータであって、
少なくとも１相の前記相コイルに対して該相コイルの一部又は全部と並列に接続された所定の静電容量値の静電容量素子を備えている
ことを特徴とする直流モータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシ付きの直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出する回転検出装置、及びこの回転検出装置により回転状態を検出可能なブラシ付きの直流モータに関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシ付きの直流モータ（以下単に「直流モータ」という）は、車両においても従来から用いられており、例えば、車両の空調装置における温度調整用のエアミックスダンパーや吹き出し口切り替え用のモードダンパーなどの開閉角度を調整するために用いられている。このような用途で用いられる直流モータを制御するにあたっては、各ダンパーの開閉角度を精度良く調整するために、直流モータの回転角や回転方向、回転速度などの回転状態を検出し、その検出した回転状態に基づいて、各ダンパーの開閉角度が所望の角度となるように制御していた。
【０００３】
直流モータの回転状態を検出する一般的方法として、ロータリエンコーダやポテンショメータ等のセンサを設け、このセンサからの検出信号に基づいて検出する方法がよく知られている。そのため、車両においても、このようなセンサを設けて回転状態を検出する方法が採用されている。
【０００４】
しかし、このようにセンサを設けて回転状態を検出する方法では、センサを設置するスペースが直流モータ毎に必要になると共に、直流モータへの直流電源供給用のハーネスとは別に、センサによる検出信号を他の装置（車載ＥＣＵ等）へ伝送するためのハーネスも直流モータ毎に必要となり、車両の重量増・コストアップを招く。そのため、センサやそれに伴うハーネスを削減するために、センサレス方式化の要望が高まっている。
【０００５】
ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを用いることなく直流モータの回転状態を検出するセンサレス方式は種々提案されており、例えば、コンミテータとブラシが切り替わるときに発生するサージパルスを検出・計数することにより検出する方法が知られている。しかし、この方法では、モータが起動・停止する際の低回転時にはモータの起電力が小さくなってサージパルスも小さくなるため、回転速度が低くなればなるほどサージパルスを検出することが困難となって誤検出してしまう可能性が高くなる。
【０００６】
また、別のセンサレス方式として、コンミテータに形成された複数のセグメント（整流子片）のうち特定の２つのセグメント間に（即ちこのセグメント間に接続されている相コイルと並列に）抵抗器を接続し、このセグメント間に流れる電流に基づいて回転パルスを検出する方法が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
この特許文献１に開示されたセンサレス方式では、いずれか一つの相コイルに抵抗器が並列接続されることにより、ブラシを介してモータ回路（複数相の相コイルからなる電機子コイル側の回路）に直流電流が供給されると、ブラシ間に流れる電流は、モータの回転角に応じて周期的な変動を伴うように変化する。この電流の変化に基づいて回転パルスを検出することにより、上述した単なるサージパルスに基づく検出方法と比較してその検出精度を高めることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−１１１４６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１に開示された方法では、いずれか一つの相コイルに抵抗器を接続することによってモータ回路に流れる直流電流に変動が生じるようにしているため、この電流変動に伴って必然的にモータのトルク変動が生じてしまう。モータのトルク変動は、モータ自身の騒音、或いはモータにより駆動される駆動対象の騒音の発生原因になる。
【００１０】
また、この特許文献１に開示された方法でも、上述したサージパルスに基づく方法と同様、回転速度が低くなればなるほど電流の変化が小さくなって誤検出の可能性が高くなるという問題は残されている。
【００１１】
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能な回転検出装置を提供すること、及びこの回転検出装置を用いて回転状態を検出可能な直流モータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するためになされた請求項１に記載の発明は、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有するコンミテータと、コンミテータを介して各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、を有する直流モータを備え、この直流モータの回転状態を検出する回転検出装置であって、直流モータの上記少なくとも一対のブラシ間に対し、少なくとも、直流電圧に交流電圧が重畳された交流重畳電圧を印加可能に構成された電源手段と、ブラシを介して直流モータに流れるモータ電流、又は該モータ電流が流れる通電経路上の電圧である経路電圧を検出する通電検出手段と、通電検出手段により検出されたモータ電流又は経路電圧に含まれる交流成分に基づいて、回転状態としての、直流モータの回転角、回転方向、又は回転速度のうち少なくとも何れか１つを検出する回転状態検出手段と、を備えている。
【００１３】
そして、直流モータは、複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間は、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されている。
【００１４】
このように構成された回転検出装置では、直流モータにおける一対のブラシ間に形成される電機子コイル側の回路（以下「モータ回路」ともいう）において、少なくとも一組の整流子片間（以下「特定整流子片間」ともいう）が、他の異なる組み合わせの整流子片間とは異なる値の静電容量値を持っている。
【００１５】
そのため、直流モータが回転すると、その回転に伴って一対のブラシと摺接する整流子片が切り替わり、これにより一対のブラシ間に形成されるモータ回路のインピーダンスにも変化が生じる。具体的には、直流モータが１８０°回転する間に、モータ回路のインピーダンスは少なくとも二種類（二段階）に変化する。そのため、交流重畳電圧の印加によって直流モータに流れるモータ電流における交流成分や、そのモータ電流が流れる通電経路上の電圧（経路電圧）も、そのインピーダンスの変化に伴って変化する。
【００１６】
そこで、モータ電流又は経路電圧を通電検出手段が検出し、回転状態検出手段が、その検出されたモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）又は経路電圧に含まれる交流成分（交流電圧成分）に基づいて、直流モータの回転状態、即ち回転角、回転方向、又は回転速度の少なくとも１つを検出する。
【００１７】
交流成分に基づく回転状態の検出は、具体的には、例えば、交流成分の振幅の変化に基づいて行うことができる。直流モータの回転中、一対のブラシと接触する整流子片の切り替わりに伴ってモータ回路のインピーダンスが変化すると、モータ電流や経路電圧に含まれる交流成分の振幅も変化する。例えばモータ電流に含まれる交流成分の場合、インピーダンスが大きいと振幅は小さく、インピーダンスが小さくなると振幅も大きくなる。そのため、交流成分の振幅の変化に基づいて回転状態を検出することができるのである。
【００１８】
直流モータのトルクは、電源手段により印加される交流重畳電圧によってモータに流れるモータ電流のうち直流電流成分により発生し、交流電流成分は直流モータのトルクに影響を与えることはない。そのため、直流モータの状態（加・減速中、定速中、停止中など）とは関係なく、常に一定の交流電圧を直流モータへ印加し、交流電流を流すことができる。
【００１９】
従って、請求項１に記載の回転検出装置によれば、仮に制動時に電源手段から印加される直流電圧が０になったとしても、交流電圧を印加し続ける（交流電流を供給し続ける）ことにより、減速時〜停止時にかけても回転状態を確実に検出することができる。しかも、回転状態の検出は直流モータのモータ電流または経路電圧における交流成分に基づいて行っているため、直流電流に影響を与えることなく（即ちモータのトルクに影響を与えることなく）検出が行われる。
【００２０】
そのため、エンコーダ等のセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度にかかわらず直流モータの回転状態を精度良く検出することが可能な回転検出装置を提供することが可能となる。
【００２１】
なお、特定整流子片間とは異なる他の整流子片間については、静電容量値を持つように構成するか否かは任意であり、特定整流子片間とは異なる他の整流子片間については静電容量値を持たないようにしてもよいし、逆に、異なる全ての組み合わせの整流子片間において静電容量値を持つようにしてもよい。但し、少なくとも、全ての整流子片間が同じ静電容量値を持たないよう構成する必要がある。
【００２２】
また、回転状態として具体的に何を検出するか、またモータ電流又は経路電圧のうち何れの交流成分を検出するかは適宜決めることができる。そのため、例えばモータ電流に含まれる交流成分に基づいて回転角を検出したい場合、例えば次のように構成することができる。即ち、ブラシを介して流れる直流モータの通電電流（モータ電流）を検出し、その検出されたモータ電流に含まれる交流電流成分を抽出して、その抽出した交流電流成分に基づいて回転角を検出する、回転角検出装置として構成することができる。
【００２３】
次に、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転検出装置であって、直流モータは、少なくとも１相の相コイルに対して該相コイルの一部又は全部と並列に接続された所定の静電容量値の静電容量素子を備えている。
【００２４】
即ち、請求項１に記載の回転検出装置における、少なくとも一組の整流子片間が他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つようにするという構成を、上記のように相コイルの一部又は全部と並列に静電容量素子を接続することで実現するのである。
【００２５】
静電容量素子は、直流電流は流さない（流しにくい）反面、交流電流は流しやすい性質を持っている。つまり、直流的には電流がほとんど流れない（流れにくい）非常に高い抵抗を有し、交流的には電流が流れやすい低インピーダンスを有する。
【００２６】
そのため、モータ回路に流れるモータ電流のうち直流電流成分は、その大部分が電機子コイルに流れ、静電容量素子には流れない、或いは無視しうる程度の値となる。つまり、直流的にみれば、静電容量素子はあたかも存在しないのと等価な状態となる。そのため、直流電流により動作する直流モータのトルクが静電容量素子の存在によって影響されることはない。
【００２７】
従って、請求項２に記載の回転検出装置によれば、少なくとも１相の相コイルに対してその一部又は全部と並列に静電容量素子を接続するという簡素な構成にて、直流モータの回転に伴うモータ回路のインピーダンスの変化を確実に生じさせることができる。
【００２８】
次に、請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の回転検出装置であって、直流モータは、少なくとも２相の相コイルに対し、それぞれ静電容量値の異なる静電容量素子が接続されており、回転状態検出手段は、少なくとも、上記交流成分の変化パターンに基づいて直流モータの回転方向を検出する。
【００２９】
電機子コイルを構成する各相コイルのうち少なくとも２つの相コイルに対してそれぞれ静電容量値の異なる静電容量素子を並列接続すると、直流モータの回転に伴い、モータ回路のインピーダンスが多段階（少なくとも３段階以上）に変化し、このインピーダンスの段階的な変化に伴ってモータ電流又は経路電圧の交流成分も段階的に変化する。
【００３０】
そこで、その交流成分の段階的な変化のパターンから直流モータの回転方向を検出するよう構成すれば、少なくとも回転方向の検出が可能な回転検出装置を提供することができる。また、交流成分の変化に基づいて回転角や回転方向も検出することが可能であるため、回転方向に加えて更に回転角又は回転速度の何れか又は双方をも検出可能な、高性能の回転検出装置を提供することも可能能となる。
【００３１】
また、回転角と回転方向を検出する構成の場合、回転方向の検出結果に基づいて回転角の検出結果を補正することもできるため、直流モータの回転方向が変わってもそれに応じて精度良く回転角を検出することができる。
【００３２】
次に、請求項４に記載の発明は、請求項２又は請求項３に記載の回転検出装置であって、直流モータは、３相の相コイルからなる電機子コイルを有することを特徴とするものである。
【００３３】
ブラシ付きの直流モータにおける電機子コイルの相数は多岐に渡り、駆動対象に応じて相数が適宜選定されるが、例えば上述した空調装置をはじめ、車両における各種駆動対象を駆動するための直流モータには、相数が３相のものが多用されている。３相の直流モータは、小型・軽量であることなどから、車両に限らずその需要は多い。
【００３４】
そこで、このような３相直流モータの回転状態を検出するための装置として本発明の回転検出装置を適用すれば、エンコーダ等のセンサを設ける必要がないため、小型・軽量といった３相直流モータのメリットを十分に維持しつつ回転状態を精度良く検出することができるため、より効果的である。
【００３５】
そして、このように直流モータの電機子コイルの相数が３相である場合は、例えば請求項５に記載のように、静電容量素子は、いずれか１相の相コイルに接続するようにするとよい。即ち、３相直流モータに対しては、いずれか２相の相コイルにそれぞれ静電容量素子を接続してもよいし、また、３相全ての相コイルにそれぞれ静電容量素子を接続してもよいが（但しその場合は少なくとも一つの静電容量素子については他の静電容量素子とは異なる静電容量値のものを用いる必要がある）、そのように複数の静電容量素子を用いると、その分、直流モータの大型化・重量増・コストアップを招く。しかも、回転中は常にブラシ間に静電容量素子のみの通電経路が存在するようになり、回転に伴って変化するインピーダンスの変化量も小さくなる。
【００３６】
これに対し、請求項５記載の回転検出装置によれば、必要最小限の一つの静電容量素子を設けるだけで済むため、装置全体の小型化・軽量化・コストダウンが可能となる。しかも、回転角に応じて、ブラシ間に静電容量素子のみの通電経路が存在してインピーダンスが非常に小さくなる期間と、静電容量素子のみの通電経路が存在せず（ブラシ間の通電経路上に必ず相コイルが存在して）インピーダンスが高くなる期間とが生じるため、回転状態検出手段は交流成分に基づいて回転状態を検出し易くなる。そのため、回転状態の検出をより精度良く行うことができる。
【００３７】
また、特に請求項３記載のように少なくとも回転方向を検出可能に構成された回転検出装置において、直流モータが３相の相コイルからなる電機子コイルを有する構成である場合は、例えば請求項６記載のように、静電容量素子は、いずれか２相の相コイルに対し、それぞれ静電容量値の異なるものを接続するようにするとよい。
【００３８】
このように構成された回転検出装置によれば、３相直流モータの回転方向を、必要最小限の二つの静電容量素子を設けることで検出できるため、直流モータの大型化やコストアップを抑制しつつ、回転方向を精度良く検出することが可能となる。
【００３９】
ここで、直流モータに対して実際に静電容量素子をどこに、どのように設けるかは種々考えられるが、サージ吸収用の部品としてよく知られているリングバリスタを備えている場合は、例えば請求項７記載のようにリングバリスタに設けることができる。
【００４０】
即ち、請求項７記載の回転検出装置は、直流モータが、当該直流モータの回転軸に固定された、複数の電極を有するリングバリスタを有し、複数の整流子片は各々、リングバリスタにおける何れかの電極と接続されている。そして、静電容量素子は、リングバリスタにおいて何れか２つの電極間に固定して接続されている。
【００４１】
リングバリスタの板面上において静電容量素子を具体的にどのように固定するかは種々考えられ、また例えば、リングバリスタと静電容量素子とが一体成形された静電容量素子付きリングバリスタを一つの部品として構成し、これを用いるようにしてもよい。
【００４２】
このように、リングバリスタが取り付けられた直流モータに対してはそのリングバリスタに静電容量素子を固定することで、直流モータの製造工数を低減でき、延いては、回転検出装置全体の製造工数を低減することができる。
【００４３】
特に、例えばリングバリスタの電極間に静電容量素子を半田付け等によって接続することにより、機械的な固定だけでなく電気的接続をも併せて行うようにすれば、静電容量素子と電機子コイルとの間の配線にかかる工数をより低減することができる。
【００４４】
そして、静電容量素子としては、所定の静電容量値を有するものであれば何でも適用できるが、請求項８記載のように、静電容量素子としてコンデンサからなるものを用いれば、より簡易的な装置構成で高精度な回転状態の検出が可能となる。
【００４５】
ここで、電源手段をどのように構成するかは種々考えられ、例えば、直流電圧に交流電圧流が重畳された交流重畳電圧（脈流）を生成して出力する１つの電源を構成することもできるが、例えば請求項９に記載のように構成することもできる。
【００４６】
即ち、請求項９に記載の発明は、請求項１〜８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、電源手段は、直流モータへ直流電圧を印加する直流電源と、直流モータへ交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、を備えている。そして、直流電源からの直流電圧及び交流電圧印加手段からの交流電圧がそれぞれ直流モータに印加されることにより、直流モータに交流重畳電圧を印加可能に構成されている。
【００４７】
つまり、直流電源と交流電圧印加手段とを別々に設け、それぞれから直流電圧及び交流電圧が印加されることによって、結果として、直流電圧に交流電圧が重畳された交流重畳電圧が印加されるようにするのである。
【００４８】
このように、直流電源と交流電圧印加手段とを別々に設けることで、各々を簡易的且つ低コストで構成できる。
次に、請求項１０に記載の発明は、請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、電源手段は、直流モータへ直流電圧を印加する直流電源と、直流電源から直流モータへの直流電圧の印加を遮断する直流遮断手段と、直流モータへ交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、を備えている。更に、当該回転検出装置は、直流遮断手段を制御する直流遮断制御手段を備えている。この直流遮断制御手段は、直流モータを回転させる際は直流電源からの直流電圧を直流モータに印加させることにより直流モータに交流重畳電圧が印加されるようにし、直流モータを制動させる際は直流電源からの直流電圧の印加を遮断させる。
【００４９】
このように構成された請求項１０に記載の回転検出装置では、直流遮断制御手段が直流遮断手段を制御することにより、制動時には直流電源からの直流電圧の印加が遮断されることにより制動が行われる。そのため、制動時であっても交流電圧印加手段による交流電圧の印加は継続して行うことができ、これにより、定常回転時だけでなく、制動開始時から完全に停止するまでの間も、回転状態を確実に検出することができる。
【００５０】
次に、請求項１１に記載の発明は、請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、電源手段は、直流電圧を出力する直流電源と、直流電源からの直流電圧が入力され、該直流電圧を直流モータに印加することにより該直流モータを駆動するモータドライバと、直流電源からの直流電圧の出力を遮断する直流遮断手段と、直流モータへ交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、を備えている。更に、当該回転検出装置は、直流遮断手段を制御する直流遮断制御手段を備えている。この直流遮断制御手段は、直流モータを定常回転させる際は直流電源からの直流電圧をモータドライバに入力させることにより直流モータへの交流重畳電圧の印加が可能となるようにし、直流モータを制動させる際は直流電源からモータドライバへの直流電圧の入力を遮断させる。
【００５１】
このように構成された請求項１１に記載の回転検出装置では、直流電源からの直流電圧はモータドライバを介して直流モータへ印加される。なお、交流電圧印加手段による交流電圧の印加は、モータドライバを介して印加されるようにしてもよいし、モータドライバを介さずに（つまりモータドライバの動作状態とは無関係に）直流モータへ印加されるようにしてもよい。
【００５２】
そして、制動時には、直流電源からモータドライバへの直流電圧の入力が遮断されてモータドライバから直流モータへの直流電圧の印加が停止されることにより制動が行われる。そのため、制動時であっても交流電圧印加手段による交流電圧の印加は継続して行うことができる。
【００５３】
従って、請求項１１に記載の回転検出装置によれば、請求項１０に記載の回転検出装置と同様、定常回転時だけでなく、制動開始時から完全に停止するまでの間も、回転状態を確実に検出することができる。
【００５４】
上記の請求項１０又は請求項１１に記載の回転検出装置において、直流遮断手段を具体的にどのように構成するかは種々考えられ、例えば請求項１２に記載のように、直流遮断手段を半導体スイッチング素子により構成するようにしてもよい。
【００５５】
次に、請求項１３に記載の発明は、請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、電源手段は、直流電圧を出力する直流電源と、直流電源からの直流電圧が入力され、該直流電圧を直流モータに印加することにより該直流モータを駆動するモータドライバと、直流モータへ交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、を備えている。更に、当該回転検出装置は、モータドライバを制御するモータドライバ制御手段を備えている。このモータドライバ制御手段は、直流モータを制動させる際は、直流モータに対する直流電圧の印加極性を所定の周波数で交互に切り替えることにより制動させる。
【００５６】
このように構成された回転検出装置では、直流モータを制動させる際も、直流電圧の印加は継続させる。つまり、制動時であっても直流電圧に交流電圧が重畳された交流重畳電圧が直流モータに印加される。但し、定常回転時と同じように交流重畳電圧を印加し続けるのでは、当然ながら制動は行われない。
【００５７】
そこで、本発明（請求項１３）では、モータドライバ制御手段が、モータドライバを介して直流モータに印加される直流電圧の極性を所定の周波数にて交互に切り替えることにより、直流モータを制動させる。直流モータに印加される直流電圧の極性を切り替えるということは、即ち、直流モータの回転方向を交互に切り替えようとすることと同義である。
【００５８】
交互に切り替える際の切り替え一周期内における、一方の極性（直流モータを一方の方向へ回転させるために該直流モータに印加させるべき直流電源の極性）にする時間と他方の極性（直流モータを他方の方向へ回転させるために該直流モータに印加させるべき直流電源の極性）にする時間との比率（以下「切替時間比率」ともいう）を適宜設定することで、直流モータに印加される直流電圧の平均値を、直流モータの回転を停止しうる程度にまで低くすることができる。
【００５９】
従って、請求項１３に記載の回転検出装置によれば、定常回転時だけでなく、制動開始時から完全に停止するまでの間も、交流重畳電圧の印加を継続させつつ（つまり直流電圧の印加を遮断する必要なく）、回転状態を確実に検出することができる。
【００６０】
なお、制動時に直流電圧の印加極性を切り替える際の切替時間比率は、直流モータを制動させて最終的に停止させることができる限り、適宜設定することができる。例えば切替時間比率を５０％（１：１）にすれば、直流モータに印加される直流電圧の平均値を０とすることができるため、回転中の直流モータをより迅速に停止させることができる。
【００６１】
ここで、上記請求項１３に記載の回転検出装置において、モータドライバ制御手段が直流電圧の印加極性を交互に切り替える際の周波数は、適宜設定することができるが、例えば請求項１４に記載のように、交流電圧印加手段によって印加される交流電圧の周波数とは異なる値に設定するとよい。
【００６２】
このようにすることで、通電検出手段が検出したモータ電流または経路電圧に、交流電圧印加手段からの交流電圧の成分だけでなく上記切り替えに起因して生じるノイズ成分等の不要な交流成分が含まれていたとしても、例えばフィルタを用いるなどしてその不要な交流成分を除去することができる。そのため、高い精度で回転状態を検出することができる。
【００６３】
そして、請求項１４に記載のように上記交互に切り替える際の周波数を交流電圧印加手段からの交流電圧の周波数とは異なる値に設定する場合、より具体的には、例えば請求項１５に記載のように、上記交互に切り替える際の周波数を、交流電圧印加手段からの交流電圧の周波数よりも小さな値に設定するようにするとよい。
【００６４】
このようにすることで、通電検出手段が検出したモータ電流または経路電圧に含まれる交流成分から、例えばハイパスフィルタを用いて交流電圧印加手段からの交流電圧の成分を容易に抽出することができる。
【００６５】
次に、請求項１６に記載の発明は、請求項１〜請求項８の何れか１項に記載の回転検出装置であって、電源手段は、直流電圧を出力する直流電源と、直流電源からの直流電圧が入力され、該直流電圧を直流モータに印加することにより該直流モータを駆動すると共に、上記少なくとも一対のブラシ間を短絡させることが可能に構成されたモータドライバと、  直流モータへ交流電圧を印加する交流電圧印加手段と、を備えている。更に、当該回転検出装置は、モータドライバを制御するモータドライバ制御手段を備えている。このモータドライバ制御手段は、直流モータを定常回転させる際は直流電源からの直流電圧を該直流モータに印加させることにより該直流モータへ交流重畳電圧を印加させ、直流モータを制動させる際は上記少なくとも一対のブラシ間を短絡させることにより制動させる短絡制動を行わせる。
【００６６】
そして、交流電圧印加手段及び通電検出手段は、直流電源から直流モータへの通電経路のうち、定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ電流が流れる通電経路である共通電流経路上に設けられている。
【００６７】
このように構成された請求項１６に記載の回転検出装置によれば、定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ電流が流れる共通電流経路上に交流電圧印加手段が設けられ（即ち共通電流経路上に交流電圧印加手段からの交流電圧が印加され）、且つ、通電検出手段についても共通電流経路上に設けられて該共通電流経路上のモータ電流又は経路電圧が検出される。そのため、短絡制動によって直流モータを制動させる構成においても、定常回転時及び制動時ともに回転状態を確実に検出することができる。
【００６８】
次に、請求項１７に記載の発明は、請求項１６に記載の回転検出装置であって、交流電圧印加手段は、共通電流経路における、直流モータの上記一対のブラシを構成する２つのブラシのうち一方のブラシからモータドライバに至る第１共通電流経路上に設けられている。これに対し、通電検出手段は、共通電流経路における、直流モータの上記一対のブラシを構成する２つのブラシのうち他方のブラシからモータドライバに至る第２共通電流経路上に設けられている。
【００６９】
例えば、交流電圧印加手段と通電検出手段を隣接して設けると、交流電圧印加手段からの交流電圧がそのまま通電検出手段により検出されてしまい、モータ回路のインピーダンス変化による交流成分の変化が検出されなくなってしまう。そのため、そのように隣接して設ける場合は、両者間に例えば抵抗などのインピーダンス素子を設ける必要がある。
【００７０】
これに対し、請求項１７に記載の回転検出装置のように、交流電圧印加手段及び通電検出手段を、直流モータを挟んで別々に設けるようにすれば、共通電流経路上において両者間にインピーダンス素子を設ける必要はなく、装置構成の複雑化を防止することができる。
【００７１】
ところで、上記請求項１７に記載の回転検出装置では、第１共通電流経路上に交流電圧印加手段を設け、他方の第２共通電流経路上に通電検出手段を設けるようにしたが、例えば請求項１８に記載のように、共通電流経路上において直流モータの両端（即ち、第１共通電流経路及び第２共通電流経路の双方）にそれぞれ、交流電圧印加手段及び通電検出手段を設けるようにしてもよい。この場合、印加交流制御手段が、各共通電流経路上に設けられた各交流電圧印加手段のうちいずれか一方に対して直流モータへ交流電圧を印加させるよう制御する。そして、回転状態検出手段は、各共通電流経路上に設けられた各通電検出手段のうちいずれか一方又は双方の検出結果に基づいて回転状態を検出する。
【００７２】
このように構成された請求項１８に記載の回転検出装置において、第１共通電流経路及び第２共通電流経路の双方に設けられた交流電圧印加手段のうちどちらを用いて交流電圧を印加させるか、或いはどちらの通電検出手段による検出結果に基づいて回転状態を検出するかについては、適宜決めることができ、例えば請求項１９又は請求項２０に記載のように構成することができる。
【００７３】
即ち、請求項１９に記載の発明は、請求項１８に記載の回転検出装置であって、直流モータの前記定常回転時は、印加交流制御手段は、各共通電流経路のうち直流電源の正極側に接続されている方に設けられた交流電圧印加手段に対して交流電圧を印加させ、回転状態検出手段は、各共通電流経路のうち直流電源の負極側に接続されている方に設けられた通電検出手段による検出結果に基づいて回転状態を検出する。一方、直流モータの短絡制動時は、印加交流制御手段は、定常回転時とは異なる他方の交流電圧印加手段に対して交流電圧を印加させ、回転状態検出手段も、定常回転時とは異なる他方の通電検出手段による検出結果に基づいて回転状態を検出する。
【００７４】
つまり、定常回転時は、交流電圧については直流モータの高電位側（直流電源の正極側）に印加し、直流モータの低電位側（直流電源の負極側）に設けられた通電検出手段による検出結果を用いて回転状態を検出する。一方、短絡制動時には、定常回転時とは異なる側の交流電圧印加手段及び通電検出手段を用いる。
【００７５】
短絡制動時には、直流モータの逆起電力によって、直流モータに流れる電流の向きは定常回転時とは逆方向となる。そのため、短絡制動時には定常回転時とは異なる側の交流電圧印加手段及び通電検出手段を用いるようにしているのであり、これにより、定常回転時及び短絡制動時の双方ともに、交流電圧は直流モータの高電位側に印加されることになり、回転状態の検出は直流モータの低電位側に設けられた通電検出手段による検出結果が用いられることになる。
【００７６】
このように、構成された請求項１９に記載の回転検出装置によれば、定常回転時及び短絡制動時の双方ともに直流モータの高電位側から交流電圧が印加されるため、直流モータの低電位側から交流電圧を印加する場合と比較して、回転に伴うモータ回路のインピーダンス変化による交流成分の変化を確実に発生させることができ、回転状態の検出の精度をより高めることができる。
【００７７】
また、請求項２０に記載の発明は、請求項１８に記載の回転検出装置であって、直流モータの定常回転時は、印加交流制御手段は、各共通電流経路のうち直流電源の正極側に接続されている方に設けられた交流電圧印加手段に対して交流電圧を印加させ、回転状態検出手段は、各共通電流経路のうち直流電源の負極側に接続されている方に設けられた通電検出手段による検出結果に基づいて回転状態を検出する。そして、直流モータの短絡制動時も、印加交流制御手段は、定常回転時と同じ交流電圧印加手段に対して交流電圧を印加させ、回転状態検出手段も定常回転時と同じ通電検出手段による検出結果に基づいて回転状態を検出する。
【００７８】
つまり、定常回転時と短絡制動時の双方ともに、同じ交流電圧印加手段によって交流電圧を印加し、同じ通電検出手段による検出結果に基づいて回転状態を検出するのである。そのため、請求項１９とは異なり、短絡制動時には直流モータの低電位側に交流電圧が印加されることになるが、定常回転時と短絡制動時とで用いる交流電圧印加手段及び通電検出手段を切り替える必要がないため、装置構成を簡素化することができる。
【００７９】
次に、請求項２１に記載の発明は、請求項１６〜請求項２０の何れか１項に記載の回転検出装置であって、モータドライバは、複数のスイッチング素子からなるＨブリッジ回路にて構成され、このＨブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴである。
【００８０】
請求項１６〜請求項２０の何れか１項に記載の回転検出装置のように、直流モータの制動を短絡制動にて行うよう構成されている場合、Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いることで、短絡制動時においても直流モータが完全に停止するまで確実に回転状態を検出することができる。
【００８１】
次に、請求項２２に記載の発明は、少なくとも３相の相コイルからなる電機子コイルと、電機子コイルが接続される複数の整流子片を有するコンミテータと、コンミテータを介して各相コイルへ電流を供給する少なくとも一対のブラシと、を備え、複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間のみ、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成されていることを特徴とする直流モータである。
【００８２】
このように構成された直流モータによれば、請求項１に記載の回転検出装置を用いてその回転状態を検出することができ、その場合、請求項１と同様の効果を得ることができる。
【００８３】
次に、請求項２３に記載の発明は、請求項２２に記載の直流モータであって、少なくとも１相の相コイルに対して該相コイルの一部又は全部と並列に接続された所定の静電容量値の静電容量素子を備えている。
【００８４】
このように構成された直流モータによれば、請求項２に記載の回転検出装置を用いてその回転状態を検出することができ、その場合、請求項２と同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】第１実施形態の回転角検出装置の概略構成を表す図である。
【図２】電源部を説明するための説明図であり、（ａ）は電源部から出力される交流重畳電圧の波形を表す図であり、（ｂ）は電源部の概略構成を表す図である。
【図３】回転信号検出部の構成を表すブロック図である。
【図４】第１実施形態のモータが１８０°回転する間に生じる３種類の状態（モータ回路）を表す説明図である。
【図５】第１実施形態のモータの回転中に流れるモータ電流波形の一例を表す図である。
【図６】第１実施形態のモータの停止時のモータ電流波形の一例を表す図である。
【図７】第１実施形態のモータの停止時に生成される回転パルスＳｐの一例を表す図である。
【図８】第２実施形態の回転検出装置の概略構成を表す図である。
【図９】第２実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。
【図１０】第３実施形態の回転検出装置の概略構成を表す図である。
【図１１】第３実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。
【図１２】第４実施形態の回転検出装置におけるＰＷＭ制動を説明するための説明図である。
【図１３】第４実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。
【図１４】第５実施形態の回転検出装置の概略構成を表す図である。
【図１５】第５実施形態の回転検出装置の動作例を説明するための説明図である。
【図１６】第５実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。
【図１７】第６実施形態の回転検出装置の概略構成を表す図である。
【図１８】第６実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。
【図１９】第５実施形態の回転検出装置における、正転時、逆転時、及び短絡制動時の交流回路の等価回路を表す図である。
【図２０】第７実施形態のモータ駆動制御処理を表すフローチャートである。
【図２１】第８実施形態のモータの概略構成を表す図である。
【図２２】第８実施形態のモータの停止時のモータ電流波形の一例を表す図である。
【図２３】第８実施形態の信号処理部及び制御部を説明する図であり、（ａ）は信号処理部及び制御部の構成を表すブロック図であり、（ｂ）は信号処理部から出力される回転パルスを表す図である。
【図２４】第９実施形態のモータの概略構成を表す図である。
【図２５】第９実施形態のモータにおける、リングバリスタに対するコンデンサの設置状態を表す図である。
【図２６】他の実施対応例（スター結線された３相モータ）を表す図である。
【図２７】他の実施対応例モータの変形例（Δ結線された５相モータ）を表す図である。
【図２８】他の実施対応例（相コイルへのコンデンサ接続方法の別例）を表す図である。
【図２９】重畳部及び検出部の他の構成例を表す図である。
【図３０】重畳部を構成する交流電源から出力される交流電圧波形の別例を表す図である。
【図３１】他の実施対応例（コイルが重ね巻されてなる８相モータ）を表す図である。
【図３２】他の実施対応例（特定の整流子片間に静電容量をもたせる一例）を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００８６】
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
図１に、本発明が適用された実施形態の回転角検出装置の概略構成を示す。図１に示すように、本実施形態の回転角検出装置１は、モータ２の回転角を検出するための装置であり、モータ２を回転駆動させる（トルクを発生させる）ための直流電圧に所定の周波数の交流電圧が重畳された交流重畳電圧を出力する電源部５と、モータ２に流れる電流（モータ電流）に基づいてモータ２の回転角に応じた信号（回転パルスＳｐ）を生成し出力する回転信号検出部６と、この回転信号検出部６から出力される回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出する回転角検出部７と、を備えている。
【００８７】
本実施形態の回転角検出装置１は、例えば車両の空調装置における既述の各ダンパーを駆動するモータの、回転角を検出するために用いられるものである。もちろん、車両の空調装置への適用は本発明の実施態様としてのあくまでも一例である。
【００８８】
電源部５から出力されてモータ２に印加される交流重畳電圧は、図２（ａ）に示すように、直流電圧Ｖｂに、振幅Ｖｓで周波数ｆの交流電圧が重畳された、交直混在（脈流の一種）である。そのため、この交流重畳電圧がモータ２に印加されることにより、モータ２に流れるモータ電流も、直流電流に交流電流が重畳された電流となる。
【００８９】
電源部５の内部構成は図２（ｂ）に示す通りであり、モータ２を駆動させるための直流電圧を生成し出力する直流電源３と、モータ２の回転角を検出するための所定の周波数の交流電圧を生成し出力する交流電源４と、直流電源３から出力される直流電圧に交流電源４から出力された交流電圧を重畳させてモータ２へ印加するためのカップリングコンデンサＣ１０と、を備えている。
【００９０】
このような構成により、モータ２には、単に直流電源３から出力される直流電圧が印加されるだけではなく、直流電源３から出力される直流電圧に交流電源４から出力される交流電圧が重畳されて印加される。そのため、モータ２には、直流電源３からの直流電圧による直流電流に交流電源４からの交流電圧による交流電流が重畳された電流が流れる。つまり、直流電源３は直流電流を生成してモータ２へ供給するものであり、交流電源４は交流電流を生成してモータ２へ供給するものであるとも言える。
【００９１】
なお、電源部５は、直流電源３から直流電圧を出力させずに交流電源４からの交流電圧のみを出力することも可能である。
モータ２は、互いに対向して（即ち回転方向に１８０°離れて）配置された一対のブラシ１６，１７を備え、電機子コイルとして３相の相コイルを有するブラシ付きの３相直流モータであり、各ブラシ１６，１７と接触する３つの整流子片１１，１２，１３からなるコンミテータ１０を備えている。そして、電機子コイルを構成する３つ（３相）の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３が、それぞれ、図示のようにΔ結線されている。
【００９２】
即ち、第３整流子片１３と第１整流子片１１との間に第１相コイルＬ１が接続され、第１整流子片１１と第２整流子片１２との間に第２相コイルＬ２が接続され、第２整流子片１２と第３整流子片１３との間に第３相コイルＬ３が接続されている。これら３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３からなる電機子コイル及びコンミテータ１０により、アーマチャが構成される。なお、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスは同じ値（Ｌ１＝Ｌ２＝Ｌ３）である。また、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は、互いに電気角で２／３πずつ離れるように配置されている。
【００９３】
そして、３つの整流子片１１，１２，１３のうちいずれか２つが、各ブラシ１６，１７にそれぞれ接触しており、モータ２の回転によるコンミテータ１０の回転に伴って、各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片は切り替わっていく。
【００９４】
なお、本実施形態のモータ２は、図示は省略したものの、ヨークハウジングを有すると共に、ヨークハウジングの内壁側に永久磁石からなる界磁が設けられ、この界磁と対向するようにアーマチャが配置されている。
【００９５】
更に、本実施形態では、モータ２において、第１相コイルＬ１と並列に、コンデンサＣ１が接続されている。そのため、電源部５を構成する各電源３，４から出力されてカップリングコンデンサＣ１０により重畳されてなる交流重畳電圧は、各ブラシ１６，１７およびこれらに接触しているいずれか２つの整流子片を介して、モータ２内部の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３及びコンデンサＣ１からなる回路（モータ回路）に印加される。そして、このように交流重畳電圧が印加されることにより、モータ回路には交流電流成分を含む電流が流れる。
【００９６】
コンデンサＣ１は、周知の通り、直流的には電流がほとんど流れない非常に高い抵抗として機能し、交流的には電流が流れやすい低インピーダンス特性を有する。そのため、直流電源３からみればこのコンデンサＣ１は等価的に存在しないものとして扱うことができ、よって、直流電源３からの直流電流は各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３にのみ流れることとなる。
【００９７】
一方、交流電源４からみれば、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３は高インピーダンスであるのに対してコンデンサＣ１は低インピーダンスとなり、両者の差は大きい。そのため、例えば図１に示す状態からモータ２が時計回りに回転（即ちコンミテータ１０が時計回りに回転）して、通電経路の下流側（グランド電位側）のブラシ１７に第１整流子片１１が接触するようになると、各ブラシ１６，１７間に、第１相コイルＬ１とコンデンサＣ１の並列回路が形成される。即ち、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が形成される。そのため、その状態では、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは図１に示した状態とは異なり、例えば特定の周波数以上の領域では非常に小さいインピーダンスとなる。
【００９８】
つまり、直流的にみればモータ回路は３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のみからなる回路とみなせ、故に、直流電源３からの直流電流によって回転するモータ２の回転速度やトルクにコンデンサＣ１の存在が影響することはない。
【００９９】
これに対し、交流的にみれば、モータ２の回転角に応じて各ブラシ１６，１７と接触する２つの整流子片が切り替わる毎に、各ブラシ間に形成されるモータ回路も変化し、よってモータ回路のインピーダンスも変化する。但し、本実施形態では、第１相コイルＬ１に対してのみコンデンサＣ１を一つ接続しているため、モータ２が１８０°回転する間に整流子片の切り替わりは３回生じるもののインピーダンスの変化は二段階である。これについては後で図４を用いて詳しく説明する。そして、インピーダンスの変化は、モータ２に流れるモータ電流に含まれる交流成分（交流電流成分）の変化、或いはそのモータ電流が流れる通電経路上の電圧（経路電圧）に含まれる交流成分（交流電圧成分）の変化として直接現れる。
【０１００】
そのため、回転角に応じて変化するインピーダンスを検出できれば、モータ２の回転角を検出することができる。また、インピーダンスの変化は、交流電流の変化として直接現れる。そこで本実施形態の回転角検出装置１では、回転信号検出部６が、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅の変化を検出する。つまり、インピーダンスの変化によって生じる交流電流成分の振幅の変化を間接的に検出する。そして、その検出した交流電流成分の振幅の変化に基づいて、後述するように回転パルスＳｐを生成する。
【０１０１】
回転信号検出部６は、モータ２の通電経路上（詳しくはグランド電位側のブラシ１７からグランド電位に至る通電経路上）に設けられた電流検出部２１と、この電流検出部２１により検出された通電電流（モータ電流）に基づく各種信号処理を行って回転パルスＳｐを生成する信号処理部２２とを備えている。この回転信号検出部６のより具体的な構成を図３に示す。
【０１０２】
図３に示すように、電流検出部２１は、モータ２の通電経路上に挿入された電流検出抵抗Ｒ１からなり、この電流検出抵抗Ｒ１の両端の電圧が、モータ電流に応じた検出信号として信号処理部２２へ取り込まれる。
【０１０３】
なお、モータ電流は、図５に示すように変化する。図５の詳細については後述するが、要するに、モータ電流は直流電流成分に交流電流成分が重畳した形となり、且つ、モータ２が１８０°回転する間に交流電流成分の振幅が二段階に変化する。
【０１０４】
信号処理部２２は、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）２３と、増幅部２４と、包絡線検波部２５と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６と、閾値設定部２７と、比較部２８と、パルス生成部２９と、を備えている。
【０１０５】
ＨＰＦ２３は、コンデンサＣ１１及び抵抗Ｒ２からなる周知の構成のものである。信号処理部２２に取り込まれた電流検出抵抗Ｒ１による検出信号は、このＨＰＦ２３によって、直流電流成分を含む所定の遮断周波数以下の帯域の信号がカットされ、交流電源４にて生成される交流電圧の周波数を含む、上記遮断周波数より高い周波数成分が抽出されて、増幅部２４に入力される。そのため、検出されたモータ電流（検出信号）のうち、直流電流成分はこのＨＰＦ２３によって遮断され、交流電流成分のみが増幅部２４へ入力されることとなる。
【０１０６】
電流検出抵抗Ｒ１により検出され、ＨＰＦ２３によって抽出された検出信号（交流電流成分）は、増幅部２４にて増幅される。
増幅部２４は、オペアンプ３０と、オペアンプ３０の出力端子と非反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ３と、オペアンプ３０の非反転入力端子とグランド電位との間に接続された抵抗Ｒ４とを備え、反転入力端子に入力される信号（ＨＰＦ２３からの検出信号）が所定の増幅率にて増幅される。
【０１０７】
増幅部２４にて増幅された検出信号は、包絡線検波部２５にて包絡線検波される。この包絡線検波部２５は、整流用のダイオードＤ１と、一端がこのダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続された抵抗Ｒ５と、一端がダイオードＤ１のカソードに接続されて他端がグランド電位に接続されたコンデンサＣ１２とを備えてなるものであり、ダイオードＤ１のアノードに、増幅部２４にて増幅された検出信号が入力される。
【０１０８】
この包絡線検波部２５により、増幅部２４から入力された交流の検出信号が包絡線検波され、交流電流成分の振幅に応じた一定の信号（以下「検波信号」という）が生成される。
【０１０９】
そして、その生成された検波信号は、ＬＰＦ２６にて高周波成分がカットされた上で、比較部２８に入力される。ＬＰＦ２６は、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ１３からなる周知の構成のものである。なお、抵抗Ｒ６にはダイオードＤ２が並列接続されている。このダイオードＤ２の接続方向は、検波信号が入力される方向に対して逆方向となっている。
【０１１０】
比較部２８は、コンパレータ３１と、コンパレータ３１の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗Ｒ９と、一端がコンパレータ３１の非反転入力端子に接続されて他端がＬＰＦ２６に接続された抵抗Ｒ７と、一端がコンパレータ３１の反転入力端子に接続されて他端が閾値設定部２７に接続された抵抗Ｒ８とを備えてなるものである。
【０１１１】
包絡線検波部２５から出力された検波信号は、ＬＰＦ２６を介して比較部２８に入力され、この比較部２８において抵抗Ｒ７を介してコンパレータ３１の非反転入力端子に入力される。一方、コンパレータ３１の反転入力端子には、抵抗Ｒ８を介して閾値設定部２７からの閾値が入力される。これにより、コンパレータ３１では、検波信号と閾値との比較が行われ、その比較結果が出力される。
【０１１２】
閾値設定部２７にて設定され比較部２８に入力される閾値は、本実施形態では、図５に示したモータ電流波形のうち振幅が小さい期間での検波信号よりも大きく、且つ、振幅が大きい期間での検波信号よりも小さい、所定の値が設定されている。
【０１１３】
そのため、振幅の小さい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は閾値設定部２７からの閾値よりも小さいため、コンパレータ３１からはローレベルの信号が出力される。一方、振幅の大きい期間では、包絡線検波部２５から比較部２８へ入力される検波信号は閾値よりも大きくなるため、コンパレータ３１からはハイレベルの信号が出力される。
【０１１４】
そして、コンパレータ３１から出力されたローレベル、ハイレベルの信号は、パルス生成部２９にて適宜波形整形、レベル調整された上で、モータ２の回転角に応じた回転パルスＳｐとして回転角検出部７へ出力される。
【０１１５】
このように、信号処理部２２では、電流検出抵抗Ｒ１にて検出されたモータ電流（検出信号）に対して低周波領域のカット、交流電流成分の増幅、包絡線検波といった各種信号処理を行った上で回転パルスＳｐが生成されるため、外乱やノイズが低減された正確な回転パルスＳｐが生成される。
【０１１６】
なお、ＨＰＦ２３に代えて、例えば、交流電流成分の周波数を含む所定の帯域のみを通過させるバンドパスフィルタを用いるようにしてもよい。ＬＰＦ２６についても、同様にバンドパスフィルタを用いるようにしてもよい。また、比較部２８から出力される信号は、それ自体がすでに比較的安定したパルス信号となっており、これをそのまま回転角検出部７へ入力することもできる。そのため、パルス生成部２９を省略することも可能である。
【０１１７】
回転角検出部７は、パルス生成部２９から入力された回転パルスＳｐに基づき、例えばその回転パルスＳｐの立ち上がりエッジを検出・計数するといった方法により、モータ２の回転角を検出する。そして、その検出された回転角は、図示しないモータ２の制御回路においてフィードバック信号として用いられる。
【０１１８】
ここで、モータ２が１８０°回転する間における、モータ２内部の結線状態の変化、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の変化を、図４（ａ）に示す。図４（ａ）に示すように、本実施形態のモータ２のモータ回路は、モータ２が１８０°回転する間に、状態Ａ、状態Ｂ、及び状態Ｃの三種類に変化する。
【０１１９】
状態Ａは、図示の如く、直流電源３の正極側（以下「Ｖｂ側」ともいう）のブラシ１６に第１整流子片１１が接触し、グランド電位側（以下「ＧＮＤ側」ともいう）のブラシ１７に第２整流子片１２が接触した状態である。この状態Ａでのモータ２の等価回路、即ち各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路は、図中右側に示す回路となる。なお、Ｖｂとは、図２（ａ）で説明した通り、直流電源３から出力される直流電圧を示すものである。
【０１２０】
この状態Ａでは、コンデンサＣ１と第３相コイルＬ３とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路上には必ずいずれかの相コイルが存在することになる。そのため、この状態Ａでは、回路全体のインピーダンスが高くなり、故に、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。
【０１２１】
状態Ｂは、状態Ａから時計回りに約５０°回転した状態であり、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ａのときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わっている。ＧＮＤ側（グランド電位側）のブラシ１７には第２整流子片１２が接触している。
【０１２２】
この状態Ｂでも、コンデンサＣ１と第２相コイルＬ２とが直列に接続された状態となっているため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路は存在せず、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７に至るまでの経路上には必ずいずれかのコイルが存在することになる。そのため、この状態Ｂでも回路全体のインピーダンスは高く、故に、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は小さい。なお、この状態Ｂと状態Ａは、図の等価回路を比較して明らかなように、回路全体のインピーダンスは同じである。そのため、交流電流成分の振幅も同じ大きさである。
【０１２３】
状態Ｃは、状態Ｂからさらに時計回りに約５０°回転した状態であり、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ，Ｂのときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わっている。Ｖｂ側のブラシ１６には第３整流子片１３が接触している。
【０１２４】
この状態Ｃでは、第２相コイルＬ２及び第３相コイルＬ３の直列回路と、第１相コイルＬ１と、コンデンサＣ１とが、それぞれ並列接続された状態となる。そのため、各ブラシ１６，１７間には、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在する。これにより、回路全体のインピーダンスは低くなり、故に、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅は大きくなる。
【０１２５】
このように、モータ２が１８０°回転する間には、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片の切り替わりが３回生じ、これに伴って各ブラシ１６，１７間のモータ回路は状態Ａ，Ｂ，Ｃの三種類に切り替わる。しかし、状態Ａと状態Ｂは、既述の通り、回路全体のインピーダンスが等しいため、１８０°回転の間に生じるインピーダンスの変化は二種類段階である。
【０１２６】
なお、モータ２の回転の過程では、隣接する２つの整流子片に一つのブラシが同時に接触する切り替わり期間が存在し、この切り替わり期間においてもブラシ間のインピーダンスが変化するが、この切り替わり期間はモータ２が一回転する間において瞬間的に生じるのみであり、これに伴うインピーダンスの変化も瞬間的なものである。そのため、本実施形態ではこの切り替わり期間については考慮しないものとする。
【０１２７】
状態Ｃから更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｃのときの第３整流子片１３から第２整流子片１２へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第１整流子片１１が接触している。この状態は、上述した状態Ａにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ａと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ａ’という。
【０１２８】
この状態Ａ’から更に回転が進むと、ＧＮＤ側のブラシ１７に接触する整流子片が、状態Ａ’のときの第１整流子片１１から第３整流子片１３へと切り替わる。Ｖｂ側のブラシ１６には第２整流子片１２が接触している。この状態は、上述した状態Ｂにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｂと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｂ’という。
【０１２９】
この状態Ｂ’から更に回転が進むと、Ｖｂ側のブラシ１６に接触する整流子片が、状態Ｂ’のときの第２整流子片１２から第１整流子片１１へと切り替わる。ＧＮＤ側のブラシ１７には第３整流子片１３が接触している。この状態は、上述した状態Ｃにおいて、Ｖｂ側のブラシ１６とＧＮＤ側のブラシ１７とが入れ替わった状態であり、回路全体のインピーダンスは状態Ｃと同じである。そのため、以下の説明ではこの状態を状態Ｃ’という。
【０１３０】
そして、この状態Ｃ’から更に回転が進むと、再び状態Ａに切り替わり、以下、回転が進むにつれて状態Ｂ→状態Ｃ→状態Ａ’→状態Ｂ’→状態Ｃ’→状態Ａ→・・・と切り替わる。
【０１３１】
つまり、モータ２は、一回転する間にその回転角に応じてモータ回路が状態Ａ、Ｂ、Ｃ、Ａ’、Ｂ’、Ｃ’の六種類に順次切り替わるのであり、６０°回転毎に状態が切り替わるということになる。このうち、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’は、いずれも同じインピーダンス（高インピーダンス）である。また、状態Ｃ、Ｃ’も同じインピーダンスであり、その値は状態Ａ等のインピーダンスよりも非常に低い。
【０１３２】
そのため、モータ電流は、図５に示すように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときは交流電流成分の振幅が小さく、状態Ｃ、Ｃ’のときは交流電流成分の振幅が大きくなる。
しかも、本実施形態では、モータ２の回転角によって変化するインピーダンスの差が大きくなるよう構成されている。即ち、図４（ａ）で説明したように、状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’のインピーダンスは、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの経路が生じないために高いインピーダンスとなるのに対し、状態Ｃ，Ｃ’のインピーダンスは、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの経路が生じて非常に低いインピーダンスとなる。
【０１３３】
このように、状態Ａ，Ｂ、Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスと状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスに大きな差があるため、モータ電流中の交流電流成分の振幅も、状態Ａ、Ｂ，Ａ’、Ｂ’のときと状態Ｃ、Ｃ’のときとで、図５に示すように大きな差が生じるのである。なお、図５は、状態Ａ、Ｂ，Ａ’、Ｂ’のときのインピーダンスが状態Ｃ、Ｃ’のときのインピーダンスの約４倍の場合の波形を例示している。
【０１３４】
そのため、信号処理部２２における閾値設定部２７で生成すべき閾値を、より高い自由度・範囲内で設定することができる。そして例えば、閾値を、状態Ａのときの検波信号と状態Ｃのときの検波信号の中間値付近の値に設定すれば、比較部２８による比較がより正確に行われ、パルス生成部２９は回転角に応じた正確な回転パルスＳｐを確実に生成することができる。
【０１３５】
ところで、交流電源４から出力される交流電圧の周波数は、本実施形態では、状態Ａ，Ｂ、Ａ’、Ｂ’のモータ回路における共振周波数をｆ１、状態Ｃ、Ｃ’のモータ回路における共振周波数をｆ２としたとき、これら各共振周波数とはいずれも異なる周波数に設定されている。より具体的には、これら各周波数ｆ１，ｆ２のいずれよりも大きい所定の周波数の交流電流が交流電源４から供給されるように構成されている。
【０１３６】
図４（ｂ）に、図４（ａ）に示した各状態におけるインピーダンスの周波数特性を示す。上述の通り、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’のモータ回路のインピーダンスは同じである。この状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’の場合、コンデンサＣ１の影響はほとんどなく、共振周波数ｆ１で小さなピーク値が生じるものの、全体としてみれば周波数が高くなるほどインピーダンスが増加する特性となる。
【０１３７】
これに対し、状態Ｃ，Ｃ’の場合、各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３とコンデンサＣ１との共振によってインピーダンス特性は大きく変化し、共振周波数ｆ２を中心（最大値）としてインピーダンスは小さくなる。そのため、状態Ａ，Ｂ，Ａ’，Ｂ’と状態Ｃ，Ｃ’とでは、インピーダンスが一致（特性が交差）する周波数ｆ３を除き、インピーダンスが異なる。特に、共振周波数ｆ１を中心とする所定帯域や、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の帯域では、インピーダンスの比が大きくなる。そのうち特に、周波数ｆ３よりもある程度高い周波数以上の領域では、例えば周囲温度の変化によってコンデンサＣ１の静電容量値が変化して共振周波数ｆ１，ｆ２が変化しても、インピーダンス比の変化が少ないため、回路設計上の観点からも、交流電源４の交流電圧の周波数として使用しやすい領域である。
【０１３８】
そのため、本実施形態では、交流電源４の交流電圧の周波数を、周波数ｆ３よりも高い所定の周波数としている。
続いて、回転中のモータ２が停止する際のモータ電流波形の一例を、図６に示す。なお、図６では、インピーダンスが大きくて交流電流成分の振幅の小さい期間（状態Ａ、Ｂ、Ａ’Ｂ’となる期間）については交流電流成分の波形が非常に小さいため図示を省略している。後述する図７においても同様である。
【０１３９】
図６に示す例では、回転中のモータ２に制動をかけて停止させる停止制御（制動制御）の際、モータ２への直流電源３からの直流電圧の印加（直流電流の電源供給）を停止させる。一方、交流電源４からの交流電圧（交流電流）については、モータ２の駆動に関与するものではなく、あくまでもモータ２の回転角を検出する目的で供給されるものであるため、回転中か停止制御時かにかかわらず、モータ２の回転が制御されている間は常時モータ２へ供給される。
【０１４０】
そのため、停止制御開始後（直流電源３からの直流電圧印加電源停止後）のモータ電流は、図示の如く、誘導起電力によって生じる電流に交流電源４からの交流電流が重畳したものとなる。このうち、誘導起電力による電流の大きさは、モータ２の回転速度が低くなるほど小さくなるため、この誘導起電力による電流は徐々に小さくなり、モータ２が停止したときにはこの電流もゼロになる。
【０１４１】
一方、交流電流は、上記のように回転角検出のために常に交流電源４から供給されるものであるため、図６に示すように、モータ２の回転速度に関係なく、回転角に応じた（モータ回路のインピーダンスの変化に応じた）振幅の交流電流が流れる。そのため、モータ２の回転速度に関係なく、モータ２の回転角を検出することができるのである。
【０１４２】
図６に示した停止制御時における、信号処理部２２にて生成される回転パルスＳｐの例を、図７に示す。図７の上側の波形は、増幅部２４にて増幅された後の検出信号であり、下側の波形が、パルス生成部２９にて生成される回転パルスＳｐである。本例では、交流電流成分の振幅が小振幅から大振幅に変化するタイミング毎に、所定時間幅の回転パルスＳｐが生成される。
【０１４３】
そして、本実施形態では、回転パルスＳｐはモータ２が１８０°回転する毎に生成される。そのため、この回転パルスＳｐが生成される毎にモータ２が１８０°回転したものとして、モータ２の回転角を検出することができる。
【０１４４】
なお、本実施形態の回転角検出装置１は、回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角を検出するよう構成されたものであるが、回転パルスＳｐの間隔（例えば立ち上がりエッジの間隔）に基づいてモータ２の回転速度も検出できるよう構成してもよい。或いは、回転角ではなく回転速度を検出する回転速度検出装置として構成してもよい。モータ２が何度回転する毎に回転パルスＳｐが出力されるかは予めわかっているため、その回転パルスＳｐが出力される間隔（周期）がわかれば、モータ２の回転速度を検出することができる。
【０１４５】
以上説明したように、本実施形態の回転角検出装置１では、モータ２を駆動させるための電源としての直流電源３とは別に、回転角検出用のために交流電源４が設けられ、モータ２が回転される際は、直流電源３からの直流電圧に交流電源４空の交流電圧が重畳された交流重畳電圧がモータ２へ印加され、これによりモータ２には交流成分を含むモータ電流が流れる。
【０１４６】
また、モータ２においては、３相の各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち第１相コイルＬ１と並列に回転角検出用のコンデンサＣ１が接続されている。そして、信号処理部２２にて、電流検出部２１にて検出されたモータ電流から交流電流成分のみを抽出し、その交流電流成分の振幅の変化に応じた回転パルスＳｐを生成する。コンデンサＣ１が接続されていることにより、各ブラシ１６，１７間のモータ回路のインピーダンスは、モータ２の回転角に応じて変化し、その変化は交流電流成分の振幅の大きさの変化として現れる。そのため、交流電流成分の振幅の変化に基づいて、回転パルスＳｐの生成、延いては回転角の検出を行うことができるのである。
【０１４７】
従って、本実施形態の回転角検出装置１によれば、仮にモータ２の停止制御時に直流電源３らの直流電圧の印加（直流電流の供給）が停止されたが０Ｖになったとしても、交流電圧が印加（交流電流が供給）され続けることにより、減速時〜停止時にかけても回転角を確実に検出することができる。しかも、回転角の検出は、モータ電流に含まれる交流電流成分に基づいて行っており、モータ駆動用の直流電流に影響を与えることなく検出が行われている。そのため、ロータリエンコーダ等の大がかりなセンサを設けることなく、またトルク変動が発生しないようにしつつ、回転速度によらずに回転角を精度良く検出することができる。
【０１４８】
また、交流電源４からモータ２に印加される交流電圧の周波数が、モータ２の回転中に各ブラシ１６，１７間に形成されるモータ回路の共振周波数ｆ１，ｆ２よりも大きい所定の周波数に設定されている。これにより、仮に周囲温度が変化してコンデンサＣ１の静電容量値がその温度特性に伴って変化したとしても、モータ回路全体のインピーダンスは大きく変化することはない。そのため、コンデンサＣ１の温度特性の影響を受けずに安定した回転角の検出が可能となる。
【０１４９】
なお、交流電源４が生成する交流電圧の周波数を上記のように各共振周波数ｆ１，ｆ２とは異なるものにするのは必須ではなく、上記とは逆に、各共振周波数ｆ１，ｆ２のいずれかと同じ周波数の交流電流を生成するようにしてもよい。このようにすれば、回転に伴って変化するインピーダンスの比が大きくなるため、交流電流成分の振幅の変化も大きくなる。
【０１５０】
また、本実施形態では、モータ２の回転に伴って生じるモータ回路のインピーダンスの変化を、モータ電流に含まれる交流電流成分の振幅の変化として検出している。しかもその振幅の変化は、検出信号がＨＰＦ２３、増幅部２４、包絡線検波部２５、及びＬＰＦ２６によって信号処理された上で、コンパレータ３１等からなる比較部２８により検出される。そのため、簡易的な構成でありながら、ノイズや外乱の影響を抑制して高精度に振幅の変化を検出でき、延いては高精度に回転角を検出することができる。
【０１５１】
また、モータ２に接続されるコンデンサＣ１は、必要最小限の１つだけ（１つの相電機子コイルに対して接続されるだけ）である。しかも、１つのコンデンサＣ１を接続することにより、回転角に応じて、各ブラシ１６，１７間にコンデンサＣ１のみの通電経路が存在してインピーダンスが非常に小さくなる期間（状態Ｃ、Ｃ’）と、コンデンサＣ１のみの通電経路が存在せず（通電経路上に必ずいずれかの相電機子コイルが存在して）インピーダンスが高くなる期間（状態Ａ、Ｂ、Ａ’、Ｂ’）とが生じ、両期間のインピーダンスの差は大きくなるため、両期間の交流電流成分の振幅差も大きくなる。
【０１５２】
そのため、モータ２の大型化・コストアップ（延いては装置全体の大型化・コストアップ）を抑えつつ、回転角の検出をより高精度に行うことができる。
また、既述の特許文献１に開示された方法では、直流電流の変化を検出していることから、ブラシやコンミテータの経年劣化によって、波形に歪みが生じるなど、検出精度の悪化が生じる可能性が高い。これに対し、本実施形態の回転角検出装置１は、交流電流成分の振幅変化に基づいて回転角を検出するものであり、その振幅変化はモータ回路のインピーダンスに依存するため、ブラシやコンミテータの経年劣化の影響を抑制することが可能となる。
【０１５３】
ここで、本実施形態において、電源部５は本発明の電源手段に相当し、電流検出部２１は本発明の通電検出手段に相当する。また、信号処理部２２及び回転角検出部７により、本発明の回転状態検出手段が構成される。
【０１５４】
［第２実施形態］
図８に、本実施形態の回転検出装置４０の概略構成を示す。図８に示すように、本実施形態の回転検出装置４０は、モータ２と、このモータ２へ電源を供給する電源部３３と、モータ２に流れるモータ電流を検出する電流検出部２１と、この電流検出部２１により検出されたモータ電流に基づいて回転パルスＳｐを生成する信号処理部４３と、電源部３３及び信号処理部４３を制御する制御部４１と、を備えている。
【０１５５】
電源部３３は、直流電源３、交流電源４、及びカップリングコンデンサＣ１０を備えている点では第１実施形態の電源部５（図２（ｂ）参照）と同じであるが、本実施形態の電源部３３は、更に、直流電源３からモータ２へ至る通電経路上に、直流電源スイッチ３４が設けられている。この直流電源スイッチ３４は、制御部４１からの直流印加制御信号Ｓｄｃにより制御（ＯＮ・ＯＦＦ）され、ＯＮされているときには直流電源３からの直流電圧がモータ２に印加され、ＯＦＦされているときには直流電源３からモータ２への直流電圧の印加が遮断される。
【０１５６】
尚、本実施形態では、直流印加制御信号Ｓｄｃとしてハイ（Ｈ）レベル又はロー（Ｌ）レベルの信号が出力され、直流印加制御信号ＳｄｃがＨレベルのときは直流電源スイッチ３４はＯＮし、直流印加制御信号ＳｄｃがＬレベルのときは直流電源スイッチ３４はＯＦＦする。
【０１５７】
また、電源部３３は、モータ２に対して交流電圧を印加するための重畳部３５を備えている。具体的には、重畳部３５は、図２（ｂ）に示した電源部５における交流電源４とカップリングコンデンサＣ１０からなる構成に対し、さらにその交流電源４とカップリングコンデンサＣ１０の間に交流電源スイッチ３６が設けられた構成となっている。交流電源スイッチ３６は、制御部４１からの交流重畳制御信号Ｓａｃにより制御（ＯＮ・ＯＦＦ）され、ＯＮされているときには交流電源４からの交流電圧がモータ２に印加され、ＯＦＦされているときには交流電源４からモータ２への交流電圧の印加が遮断される。
【０１５８】
尚、本実施形態では、交流重畳制御信号Ｓａｃとしてハイ（Ｈ）レベル又はロー（Ｌ）レベルの信号が出力され、交流重畳制御信号ＳａｃがＨレベルのときは交流電源スイッチ３６はＯＮし、交流重畳制御信号ＳａｃがＬレベルのときは交流電源スイッチ３６はＯＦＦする。
【０１５９】
尚、各スイッチ３４，３６の具体的構成は種々考えられ、例えばＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子にて構成してもよいし、また例えば、リレー等により構成してもよい。
【０１６０】
電流検出部２１は、図３に示した第１実施形態の電流検出部２１と同じであるため、第１実施形態と同じ符号を付し、その説明を省略する。
信号処理部４３も、閾値設定部４４を除く構成については図３に示した第１実施形態の信号処理部２２と同じであるため、第１実施形態と同じ構成要素には同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。
【０１６１】
そして、本実施形態の信号処理部４３が備える閾値設定部４４は、制御部４１からの閾値信号Ｓｔｈに応じて閾値が可変設定されるよう構成されている。
制御部４１は、直流電源スイッチ３４及び交流電源スイッチ３６を制御（ＯＮ・ＯＦＦ）することにより、モータ２の回転を制御する。即ち、モータ２を回転させる際（例えば起動〜定常回転時）は、各スイッチ３４，３６を共にＯＮさせることにより、直流電圧及び交流電圧を共にモータ２に印加させる。これにより、モータ２の回転時には、直流電圧に交流電圧が重畳された交流重畳電圧がモータ２に印加されることとなる。
【０１６２】
そして、モータ２を制動させて最終的に停止させる際は、交流電源スイッチ３６はＯＮさせたまま、直流電源スイッチ３４をＯＦＦさせる。つまり、制動のために直流電源３からの直流電圧の印加は遮断するものの、モータ２が完全に停止するまで回転角Ｄ及び回転速度Ｎの検出を継続すべく、交流電源４からの交流電圧の印加は継続させる。
【０１６３】
また、制御部４１は、モータ２を回転させる際、信号処理部４３内の閾値設定部４４に閾値信号Ｓｔｈを出力することにより、閾値設定部４４から出力される閾値を設定する。更に、制御部４１は、信号処理部４３からの回転パルスＳｐに基づいてモータ２の回転角Ｄ及び回転速度Ｎを検出する回転検出部４２を備えている。
【０１６４】
本実施形態の制御部４１は、主としてマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータが後述する図９のモータ駆動制御処理を含む各種プログラムを実行することにより、モータ２の回転制御やモータ２の回転角Ｄや回転速度Ｎの検出などが行われる。
【０１６５】
図９に基づき、制御部４１が実行するモータ駆動制御処理について説明する。制御部４１は、このモータ駆動制御処理を開始すると、まずＳ１１０にて、目標回転角Ｄｏ及び閾値データを取得する。この目標回転角Ｄｏ及び閾値データは、例えば、予めメモリ等に格納された固定値であってもよいし、外部から制御部４１へ入力されるものであってもよい。
【０１６６】
目標回転角Ｄｏは、ここでは制動を開始するタイミング（角度）であって、最終的に停止したときの目標とすべき角度を示すものではない。これは、制動をかけてもモータ２がすぐに停止するとは限らず、制動を開始した後もモータ２が完全に停止するまでは惰性で回転を続けるためである。
【０１６７】
そのため、目標回転角Ｄｏとして、最終的に停止したときの角度を設定する場合は、制動開始から完全に停止するまでの惰性回転量を考慮した値に設定する必要がある。
目標回転角Ｄｏと閾値データを取得すると、Ｓ１１５にて、閾値の設定を行う。即ち、取得した閾値データに応じた閾値信号Ｓｔｈを閾値設定部４４に出力する。これにより、閾値設定部４４では、閾値データに対応した閾値が設定される。
【０１６８】
そして、Ｓ１２０にて、交流電源スイッチ３６へＨレベルの交流重畳制御信号Ｓａｃを出力することにより交流電源スイッチ３６をＯＮさせて、モータ電流が流れる通電経路上に交流成分を重畳する。即ち、交流電源４からの交流電圧をモータ２へ印加する。
【０１６９】
更に、Ｓ１２５にて、直流電源スイッチ３４へＨレベルの直流印加制御信号Ｓｄｃを出力することにより直流電源スイッチ３４をＯＮさせて、モータ２へ直流電圧を印加する。これにより、直流電圧に交流電圧が重畳された交流重畳電圧が電源部３３からモータ２へ印加され、モータ２が回転を開始する。
【０１７０】
そして、Ｓ１３０にて、回転パルスＳｐが検出された否か、即ち信号処理部４３から回転パルスＳｐが入力されたか否かを判断し、回転パルスＳｐが検出された場合（Ｓ１３０：ＹＥＳ）、Ｓ１３５にて、その回転パルスＳｐに基づいて回転角Ｄ及び回転速度Ｎを算出する。これらの算出は具体的には制御部４１における回転検出部４２にて行われる。
【０１７１】
なお、回転角Ｄは、回転パルスＳｐをカウントすることによりそのカウント値に基づいて算出される。また、回転角度Ｎは、回転パルスＳｐの出力間隔（周期）に基づいて算出される。そのため、回転速度Ｎの算出は少なくとも二つめの回転パルスＳｐが出力されるまで待つ必要がある。
【０１７２】
Ｓ１３５にて回転角Ｄ及び回転速度Ｎを算出した後は、Ｓ１４０にて、現時点での回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに等しいか否かを判断する。そして、回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達するまではＳ１３０〜Ｓ１４０の処理を繰り返すが、回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達すると（Ｓ１４０：ＹＥＳ）、モータ２を制動させるべく、Ｓ１４５にて、直流電源スイッチ３４へＬレベルの直流印加制御信号Ｓｄｃを出力することにより直流電源スイッチ３４をＯＦＦさせて、モータ２への直流電圧の印加を遮断する。これにより、モータ２の制動が開始される。但し、制動開始後も交流電源４からの交流電圧の印加は引き続き継続する。
【０１７３】
Ｓ１４５による制動開始後、Ｓ１５０にて、そのＳ１４５による制動開始から（即ち直流電圧の印加を遮断してから）ｙ秒経過したか否かを判断する。このｙ秒は、制動開始からモータ２が完全に停止するまでの必要十分な時間である。つまり、Ｓ１５０の判断処理は、モータ２が完全に停止したか否かを判断する処理であるとも言える。
【０１７４】
Ｓ１５０にて、制動開始からまだｙ秒経過していない場合は、Ｓ１５５に進み、Ｓ１３０と同様に回転パルスＳｐが検出されたか否かを判断する。そして、回転パルスＳｐが検出された場合は（Ｓ１５５：ＹＥＳ）、Ｓ１６０にて、Ｓ１３５と同様に回転角Ｄ及び回転速度Ｎの算出を行い、再びＳ１５０に戻る。
【０１７５】
そして、Ｓ１４５の直流電圧遮断による制動開始からｙ秒経過すると（Ｓ１５０：ＹＥＳ）、Ｓ１６５にて、交流電源スイッチ３６へＬレベルの交流重畳制御信号Ｓａｃを出力することにより交流電源スイッチ３６をＯＦＦさせ、モータ２への交流電圧の印加（交流成分の重畳）を停止して、このモータ駆動制御処理を終了する。
【０１７６】
なお、Ｓ１４５の直流電圧遮断による制動開始後も、回転パルスＳｐが検出される度にＳ１６０にて回転角Ｄを算出するようにしたが、回転パルスＳｐのカウントのみ行って、ｙ秒経過した後にそれまでの回転パルスＳｐのカウント総数に基づいて最終的な回転角Ｄを算出するようにしてもよい。
【０１７７】
このように構成された本実施形態の回転検出装置４０によれば、直流電源スイッチ３４及び交流電源スイッチ３６を個別に制御可能とすることで、モータ２の起動から停止までの制御を容易に行うことができる。
【０１７８】
そして、モータ２の制動は直流電源３からの直流電圧の印加が遮断されることにより行われ、重畳部３５による交流電圧の重畳はモータ２が完全に停止するまで継続されるため、モータ２が完全に停止するまで、その回転角Ｄ及び回転速度Ｎを確実に検出することができる。
【０１７９】
ここで、本実施形態において、直流電源スイッチ３４は本発明の直流遮断手段に相当し、重畳部３５は本発明の交流電圧印加手段に相当し、制御部４１は本発明（請求項１０）の直流遮断制御手段に相当する。
【０１８０】
なお、本実施形態において、制御部４１をマイクロコンピュータにて構成することはあくまでも一例であり、制御部４１は、所望の目的（モータ２の回転制御、及びモータ２の回転角Ｄや回転速度Ｎの検出）を達成できる限り、種々の構成を採りうる。このことは、後述する他の各実施形態における各制御部についても同様である。
【０１８１】
また、本実施形態では、制御部４１が、回転角Ｄに加えて回転速度Ｎも算出するようにしたが、回転角Ｄのみ、或いは回転速度Ｎのみを算出するよう構成してもよい。
更に、本実施形態では、信号処理部４３内の閾値設定部４４が、閾値を一定値に固定できる場合は、図３に示した第１実施形態の信号処理部２２における閾値設定部２７のように、閾値が予め固定された構成としてもよい。その場合、図９のモータ駆動制御処理におけるＳ１１５の処理（閾値設定）は不要となる。
【０１８２】
［第３実施形態］
図１０に、本実施形態の回転角検出装置５０の概略構成を示す。図１０に示すように、本実施形態の回転角検出装置５０は、図８に示した第２実施形態の回転検出装置４０と比較して、主として、電源部３３からモータ２への電源供給がモータドライバ５１を介して行われることが異なっており、その他の構成については基本的には第２実施形態の回転検出装置４０と同じである。そのため、第２実施形態の回転検出装置４０と同じ構成要素には第２実施形態と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。
【０１８３】
モータドライバ５１は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。
即ち、モータドライバ５１は、バイポーラトランジスタからなるスイッチＴ１、スイッチＴ２、スイッチＴ３、及びスイッチＴ４を備え、このうちハイサイド側の各スイッチＴ１，Ｔ２のコレクタは電源部３３に接続され、ローサイド側の各スイッチＴ３，Ｔ４のエミッタは電流検出部２１を介してグランド電位に接続されている。また、ハイサイド側のスイッチＴ１のエミッタはローサイド側のスイッチＴ３のコレクタに接続されると共に、その接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点）はモータ２における一方のブラシ１６に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のスイッチＴ２のエミッタはローサイド側における他方のスイッチＴ４のコレクタに接続されると共に、その接続点（ブリッジ回路の他方の中点）はモータ２における他方のブラシ１７に接続されている。
【０１８４】
そして、各スイッチＴ１〜Ｔ４のベースには、それぞれ、制御部５２からモータドライバ制御信号ＳＴ１〜ＳＴ４が入力され、各スイッチＴ１〜Ｔ４は、それぞれ自身のベースに入力されるモータドライバ制御信号によってＯＮ・ＯＦＦされる。具体的には、モータドライバ制御信号がＨレベルのときにＯＮされ、Ｌレベルの時にＯＦＦされる。
【０１８５】
次に、図１１を用いて、本実施形態の制御部５２が実行するモータ駆動制御処理について説明する。制御部５２は、図１１のモータ駆動制御処理を開始すると、まずＳ２１０にて、目標回転角Ｄｏ、閾値データ、及び回転方向を取得する。
【０１８６】
そして、Ｓ２１５で閾値設定（図９のＳ１１５と同様）を行い、Ｓ２２０で交流成分の重畳（図９のＳ１２０と同様）を行って、Ｓ２２５にて、回転方向を判断する。この判断はＳ２１０にて取得した回転方向に基づくものであり、その取得した回転方向が正転であればＳ２３０に進み、逆転であればＳ２３５に進む。
【０１８７】
取得した回転方向が正転であることによりＳ２３０に進んだ場合は、モータドライバ正転制御を行う。即ち、モータドライバ５１を構成する４つのスイッチＴ１〜Ｔ４のうち、スイッチＴ１及びスイッチＴ４をＯＮさせて、他の２つのスイッチＴ２，Ｔ３をＯＦＦさせる。そして、Ｓ２４０にて直流電圧の印加（図９のＳ１２５と同様）を行うことにより、電源部３３からの、直流電圧に交流電圧が重畳された交流重畳電圧が、モータドライバ５１を介してモータ２へ印加され、モータ２が正転を開始する。正転時には、図１０に示したように、モータ２において、一方のブラシ１６から他方のブラシ１７へモータ電流が流れることになる。
【０１８８】
一方、Ｓ２１０にて取得した回転方向が逆転であることによりＳ２３５に進んだ場合は、モータドライバ逆転制御を行う。即ち、モータドライバ５１を構成する４つのスイッチＴ１〜Ｔ４のうち、スイッチＴ２及びスイッチＴ３をＯＮさせて、他の２つのスイッチＴ１，Ｔ４をＯＦＦさせる。そして、Ｓ２４０にて直流電圧の印加を行うことにより、モータドライバ５１を介してモータ２に交流重畳電圧が印加され、モータ２が逆転を開始する。逆転時には、図１０に示したように、モータ２において、他方のブラシ１７から一方のブラシ１６へモータ電流が流れることになる。
【０１８９】
そして、Ｓ２４５にて、回転パルスＳｐが検出された否かを判断し（図９のＳ１３０と同様）、回転パルスＳｐが検出された場合（Ｓ２４５：ＹＥＳ）、Ｓ２５０にて、その回転パルスＳｐに基づいて回転角Ｄを算出する。この回転角Ｄの算出は、具体的には制御部５２における回転角検出部５３にて行われ、その算出方法は図９のＳ１３５での算出方法と同じである。
【０１９０】
その後、Ｓ２５５〜Ｓ２７５までの各処理は、Ｓ２７５における算出対象に回転速度Ｎが含まれていないことを除き、図９のＳ１４０〜Ｓ１６０までの各処理と同じである。なお、本実施形態において回転速度Ｎを算出していないのはあくまでも一例に過ぎず、本実施形態においても第１実施形態と同様に回転角Ｄ及び回転速度Ｎの双方を算出するようにしてもよいし、回転角Ｄではなく回転速度Ｎのみを算出するようにしてもよい。
【０１９１】
そして、Ｓ２６０の直流電圧遮断による制動開始からｙ秒経過すると（Ｓ２６５：ＹＥＳ）、Ｓ２８０にて、モータドライバ停止制御を行う。つまり、モータドライバ５１を構成する４つのスイッチＴ１〜Ｔ４を全てＯＦＦさせる。
【０１９２】
そして、Ｓ２８５にて、図９のＳ１６５と同様、交流電源スイッチ３６をＯＦＦさせてモータ２への交流電圧の印加（交流成分の重畳）を停止し、このモータ駆動制御処理を終了する。
【０１９３】
このように、本実施形態の回転角検出装置５０は、モータドライバ５１を備えていることによりモータ２の正転又は逆転を制御することができる。そして、正転時及び逆転時のいずれにおいても、電流検出部２１にはモータ電流が流れ、直流電圧遮断による制動開始後も重畳部３５からの交流電圧の印加は継続される。そのため、正転時及び逆転時の双方で、定常回転時だけでなく制動開始時から完全に停止するまでの間も、回転状態を確実に検出することができる。
【０１９４】
［第４実施形態］
次に、本実施形態の回転角検出装置について説明する。本実施形態の回転角検出装置は、そのハード構成自体は、図１０に示した第３実施形態の回転角検出装置５０と同じである。つまり、モータ２はモータドライバ５１によって駆動され、そのモータドライバ５１は制御部５２からの各モータドライバ制御信号ＳＴ１〜ＳＴ４によって制御される。
【０１９５】
そして、本実施形態の回転角検出装置が第３実施形態の回転角検出装置５０と異なるのは、モータ２を制動させる際の制動方法である。即ち、上述した第３実施形態では、第２実施形態と同様に直流電源３からの直流電圧を遮断することにより制動させるようにしたが、本実施形態では、モータ２に対して印加される直流電源３からの直流電圧の印加極性を所定のデューティ比Ｓｗ［％］（制動時ＰＷＭｄｕｔｙ；既述の切替時間比率に相当）にて交互に切り替えることにより制動させる、ＰＷＭ制動を行う。
【０１９６】
具体的には、図１２に示すように、スイッチＴ１及びスイッチＴ４をＯＮさせてスイッチＴ２及びスイッチＴ３をＯＦＦさせることによりモータ２における一方のブラシ１６が高電位となる期間（つまりモータ２が正転しようとする期間）と、スイッチＴ２及びスイッチＴ３をＯＮさせてスイッチＴ１及びスイッチＴ４をＯＦＦさせることによりモータ２における他方のブラシ１７が高電位となる期間（つまりモータ２が逆転しようとする期間）とを、上記デューティ比にて交互に切り替えるのである。
【０１９７】
本実施形態では、モータ２に印加される直流電圧の平均値が０となるよう、上記デューティ比Ｓｗを５０［％］としている。このように、デューティ比５０％でモータ２に印加される直流電源の極性を切り替える（回転方向を切り替える）ことにより、モータ２には特定方向への回転トルクが与えられず、回転中のモータ２に制動がかかって停止することになる。
【０１９８】
なお、デューティ比Ｓｗを５０［％］としたのはあくまでも一例であり、デューティ比Ｓｗは、モータ２の回転を停止し得る程度の範囲の値を適宜設定することができる。
また、モータ２に印加される直流電源３からの直流電圧の印加極性を上記デューティ比）Ｓｗにて切り替える際における、その切り替えの周波数（以下「ＰＷＭ周波数」という）は、適宜設定することができるが、重畳部３５から印加される交流電圧の周波数（即ち交流電源４から出力される交流電圧の周波数）とは異なる周波数とする必要がある。より具体的には、交流電圧の周波数の方がＰＷＭ周波数よりも高い値となるようにするとよい。
【０１９９】
ＰＷＭ制動時に電流検出部２１によって検出されるモータ電流波形は、図１２に示すように、直流電圧の印加極性の切り替えによって乱れた電流波形となり、その乱れた波形上に、重畳部３５からの交流電圧による交流成分が重畳している。
【０２００】
そこで、交流電圧の周波数をＰＷＭ周波数よりも高く設定すれば、信号処理部４３の入力段にあるＨＰＦ３２にて、ＰＷＭ周波数の成分を除去して重畳部３５からの交流電圧による交流成分のみを容易に取り出すことができる。そのようにして重畳部３５による交流成分を取り出せれば、その後包絡線検波部２５によって包絡線検波を行い、その包絡線検波後の検波信号に基づいて回転パルスＳｐを生成することができる。
【０２０１】
次に、図１３を用いて、本実施形態のモータ駆動制御処理について説明する。図１３のモータ駆動制御処理が開始されると、制御部はまず、Ｓ３１０にて、目標回転角Ｄｏ、閾値データ、回転方向、制動時ＰＷＭｄｕｔｙＳｗ、及びＰＷＭ周波数Ｓｆを取得する。
【０２０２】
その後、Ｓ３１５〜Ｓ３５５までの処理、即ちモータ２の回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達するまでの処理は、図１１に示した第３実施形態のモータ駆動制御処理におけるＳ２１５〜Ｓ２５５までの処理と同じである。
【０２０３】
そして、モータ２の回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達すると（Ｓ３５５：ＹＥＳ）、Ｓ３６０にて、モータドライバＰＷＭ制動制御を行う。即ち、デューティ比Ｓｗ［％］、ＰＷＭ周波数Ｓｆにて、上述したＰＷＭ制動（正転・逆転の切り替え）を行うのである。
【０２０４】
そして、Ｓ３６０にて、Ｓ３５５によるＰＷＭ制動制御の開始からｙ秒経過したか否かを判断し、ｙ秒経過するまでは回転パルスＳｐが検出される毎に回転角Ｄを算出するが、ｙ秒経過した場合は（Ｓ３６５：ＹＥＳ）、Ｓ３８０にて直流電源スイッチ３４をＯＦＦさせて直流電圧の印加を遮断する。更に、Ｓ３８５にて、図１１のＳ２８０と同様にモータドライバ停止制御を行い、続くＳ３９０にて、交流電源スイッチ３６をＯＦＦさせてモータ２への交流電圧の印加（交流成分の重畳）を停止し、このモータ駆動制御処理を終了する。
【０２０５】
このように、本実施形態では、制動時に直流電圧の印加を遮断せず、ＰＷＭ制動を行うことによって、モータ２に印加される直流電圧の平均値を０（或いはモータ２が回転しない程度の小さな値）とすることにより、モータ２を制動・停止させることができる。
【０２０６】
そして、そのＰＷＭ制御時においても、制動開始からモータ２が完全に停止するまでの間、モータ２への交流重畳電圧の印加は継続されるため、完全に停止するまで回転状態を確実に検出することができる。
【０２０７】
［第５実施形態］
図１４に、本実施形態の回転角検出装置６０の概略構成を示す。なお、図１４の回転角検出装置６０において、図１０に示した第３実施形態の回転角検出装置５０と同じ構成要素には図１０と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。
【０２０８】
本実施形態の回転角検出装置６０は、直流電源３からの直流電圧をモータドライバ６１を介してモータ２に印加するという点では、図１０に示した第３実施形態の回転角検出装置５０と共通している。しかし、第３実施形態ではＰＷＭ制動によってモータ２の制動を行うようにしたのに対し、本実施形態の回転角検出装置６０では、短絡制動によりモータ２を制動させる。
【０２０９】
モータドライバ６１は、４つのスイッチからなる周知のＨブリッジ回路（いわゆるフルブリッジ）にて構成されたものである。
即ち、モータドライバ６１は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＭＯＳ１、スイッチＭＯＳ２、スイッチＭＯＳ３、及びスイッチＭＯＳ４を備え、このうちハイサイド側の各スイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ２のドレインは直流電源スイッチ３４を介して直流電源３に接続され、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４のソースはグランド電位に接続されている。また、ハイサイド側のスイッチＭＯＳ１のソースはローサイド側のスイッチＭＯＳ３のドレインに接続されると共に、その接続点（即ちＨブリッジ回路の一方の中点Ｊ）はモータ２における一方のブラシ１６に接続されている。同様に、ハイサイド側における他方のスイッチＭＯＳ２のソースはローサイド側における他方のスイッチＭＯＳ４のドレインに接続されると共に、その接続点（ブリッジ回路の他方の中点Ｋ）はモータ２における他方のブラシ１７に接続されている。
【０２１０】
そして、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のゲートには、それぞれ、制御部６２からモータドライバ制御信号ＳＭ１〜ＳＭ４が入力され、各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４は、それぞれ自身のベースに入力されるモータドライバ制御信号によってＯＮ・ＯＦＦされる。具体的には、モータドライバ制御信号がＨレベルのときにＯＮされ、Ｌレベルの時にＯＦＦされる。
【０２１１】
そして、本実施形態において行われる短絡制動とは、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうちローサイド側の２つのスイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４をＯＮさせることで、モータ２の端子間（各ブラシ１６，１７間）を、これら各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させることにより、モータ２を制動させるものである。回転中のモータ２の各ブラシ１６，１７間を各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介して短絡させると、その短絡時に発生するモータ２の逆起電力によるエネルギーが、ローサイド側の各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４、及びモータ２によって消費され、これによりモータ２が制動されてやがて停止することになる。
【０２１２】
短絡制動によってモータ２を制動させる場合に、図１０に示した第３実施形態の回転角検出装置５０のように、重畳部３５がモータドライバの上流側に設けられ、電流検出部２１がモータドライバの下流側に設けられていると、短絡制動が行われる期間中は、モータ２には重畳部３５からの交流電圧が印加されず、且つモータ２に流れるモータ電流が電流検出部２１に流れないことになる。
【０２１３】
そこで本実施形態では、直流電源３からモータ２への通電経路のうち、起動〜定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ電流が流れる共通電流経路上に、重畳部３５及び検出部６４が設けられている。
【０２１４】
より具体的には、図１４に示すように、モータドライバ６１の一方の中点Ｊからモータ２の一方のブラシ１６に至る第１共通電流経路上に、重畳部３５が設けられ、モータドライバ６１の他方の中点Ｋからモータ２の他方のブラシ１７に至る第２共通電流経路上に、検出部６４が設けられている。
【０２１５】
検出部６４は、第２共通電流経路とグランド電位との間に接続された抵抗Ｒ１０により構成され、この抵抗Ｒ１０の両端の電圧、即ちグランド電位を基準とした第２共通電流経路上の電圧が、信号処理部４３へ入力される。つまり、本実施形態では、直流電源３からモータ２への通電経路上の電圧が検出部６４により検出され、信号処理部４３は、その検出された電圧に含まれる交流成分に基づき、回転パルスＳｐを生成する。
【０２１６】
図１５に、本実施形態のモータ２に流れるモータ電流波形と、信号処理部４３におけるＨＰＦ２３からの出力波形、包絡線検波部２５からの出力波形（検波信号）、及び回転パルスＳｐの一例を示す。
【０２１７】
本実施形態では、上記説明した通り、起動〜停止までの全期間中に常にモータ電流が流れる共通電流経路上に、重畳部３５及び検出部６４が設けられている。そのため、図１５に示すように、起動〜定常回転時〜停止の全期間において、モータ電流には重畳部３５からの交流電圧による交流成分が含まれる。そのため、その全期間において、検出部６４から入力された検出信号に基づいて回転パルスＳｐを生成することができる。
【０２１８】
次に、図１６を用いて、本実施形態の制御部６２が実行するモータ駆動制御処理について説明する。図１６のモータ駆動制御処理において、Ｓ４１０〜Ｓ４５５までの処理、即ち起動から目標回転角Ｄｏに到達するまでの処理は、図１１に示した第３実施形態のモータ駆動制御処理におけるＳ２１０〜Ｓ２５５の処理と同じである。但し、第３実施形態のモータドライバ５１はバイポーラトランジスタからなる４つのスイッチＴ１〜Ｔ４により構成されているのに対して、本実施形態のモータドライバ６１はＭＯＳＦＥＴからなる４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４により構成されている。
【０２１９】
そのため、本実施形態のモータ駆動制御処理では、モータドライバ正転制御の際は（Ｓ４３０）、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ１及びスイッチＭＯＳ４をＯＮさせて、他の２つのスイッチＭＯＳ２，ＭＯＳ３をＯＦＦさせる。一方、モータドライバ逆転制御の際は（Ｓ４３５）、４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、スイッチＭＯＳ２及びスイッチＭＯＳ３をＯＮさせて、他の２つのスイッチＭＯＳ１，ＭＯＳ４をＯＦＦさせる。
【０２２０】
そして、モータ２の回転角Ｄが目標回転角Ｄｏに到達すると（Ｓ４５５：ＹＥＳ）、Ｓ４６０にて、モータドライバ短絡制動制御を行う。即ち、モータドライバ６１を構成する４つのスイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４のうち、ローサイド側の２つのスイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を共にＯＮさせることで、該各スイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４を介してモータ２に短絡電流が流れるようにする。
【０２２１】
これにより、モータ２への直流電源３からの直流電圧印加が停止されると共に、モータ２の逆起電力によるエネルギーがその短絡経路において消費され、やがてモータ２は徐々に停止に近づいていく。
【０２２２】
そして、Ｓ４６０のモータドライバ短絡制動制御の開始からｙ秒経過するまでは、回転パルスＳｐに基づく回転角Ｄの算出を継続し（Ｓ４７０〜Ｓ４７５）、ｙ秒経過したときに（Ｓ４６５：ＹＥＳ）、直流電圧の印加を遮断し（Ｓ４８０）、モータドライバ６１の各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４を全てＯＦＦさせるモータドライバ停止制御を行って（Ｓ４９０）、重畳部３５による交流成分の重畳を停止させる（Ｓ４９０）。
【０２２３】
このように、本実施形態では、モータ２の制動を短絡制動により行うようにしている。モータドライバ６１におけるローサイド側の２つのスイッチＭＯＳ３，ＭＯＳ４をＯＮさせて短絡制動をさせると、直流電源３からモータ２に至る通電経路において、定常回転時にはモータ電流が流れるものの短絡制動時にはモータ電流が流れない経路が生じる。
【０２２４】
そこで本実施形態では、起動〜定常回転時〜制動時〜停止までの全期間でモータ電流が流れる共通電流経路に重畳部３５から交流電圧を印加（重畳）し、且つ、検出部６４についても共通電流経路上に設けられて該共通電流経路上の電圧を検出するようにしている。そのため、本実施形態のように短絡制動によってモータ２を制動させるよう構成された回転角検出装置６０においても、起動〜定常回転時〜制動時〜停止までの全期間でモータ２の回転角を確実に検出することができる。
【０２２５】
［第６実施形態］
図１７に、本実施形態の回転角検出装置７０の概略構成を示す。なお、図１７の回転角検出装置７０において、図１４に示した第５実施形態の回転角検出装置６０と同じ構成要素には図１４と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。
【０２２６】
本実施形態の回転角検出装置７０が図１４（第５実施形態）の回転角検出装置６０と異なるのは、各共通電流経路に対する重畳部及び検出部の接続方法である。図１７から明らかなように、本実施形態では、モータドライバ７１における一方の中点Ｊとモータ２における一方のブラシ１６との間の第１共通電流経路上に、第１重畳部３５ａ及び第１検出部６３ａが設けられている。また、モータドライバ７１における他方の中点Ｋとモータ２における他方のブラシ１７との間の第２共通電流経路上に、第２重畳部３５ｂ及び第２検出部６３ｂが設けられている。
【０２２７】
各共通電流経路上に設けられた第１重畳部３５ａ及び第２重畳部３５ｂは、いずれも、図８に示した重畳部３５と同じ構成である。また、各共通電流経路上に設けられた第１検出部６３ａ及び第２検出部６３ｂは、いずれも、図１４に示した検出部６４と同じ構成である。
【０２２８】
このような構成により、制御部７２からは、第１重畳部３５ａが有する交流電源スイッチ３６（図８参照）をＯＮ・ＯＦＦするための交流重畳制御信号Ｓａｃ１が第１重畳部３５ａに出力されると共に、第２重畳部３５ｂが有する交流電源スイッチ３６をＯＮ・ＯＦＦするための交流重畳制御信号Ｓａｃ２が第２重畳部３５ｂに出力される
また、第１検出部６３ａによる検出結果に基づいて第１回転パルスＳｐ１を生成する第１信号処理部４３ａと、第２検出部６３ｂによる検出結果に基づいて第２回転パルスＳｐ２を生成する第２信号処理部４３ｂとを備えている。各信号処理部４３ａ、４３ｂはいずれも、図８に示した信号処理部４３と同じ構成である。
【０２２９】
そのため、制御部７２からは、第１信号処理部４３ａが有する閾値設定部４４（図８参照）に対して閾値を設定させるための第１閾値信号Ｓｔｈ１が第１信号処理部４３ａに出力されると共に、第２信号処理部４３ｂが有する閾値設定部４４に対して閾値を設定させるための第２閾値信号Ｓｔｈ２が第２信号処理部４３ｂに出力される。
【０２３０】
このように構成された回転角検出装置７０において、モータ２を正転させる際は、起動〜定常回転時は、第１重畳部３５ａにて交流電圧を印加させ、第２信号処理部４３ｂが、第２検出部６３ｂによる検出結果に基づいて第２回転パルスＳｐ２を生成する。
【０２３１】
そして、正転中のモータ２を短絡制動させると、既述の通り、モータ２には定常回転時とは逆方向に逆起電力による電流が流れる。そこで短絡制動時には、第１重畳部３５ａに代えて第２重畳部３５ｂによって交流電圧を印加させ、第２信号処理部４３ｂに代えて第１信号処理部４３ａが、第１検出部６３ａによる検出結果に基づいて第１回転パルスＳｐ１を生成する。
【０２３２】
一方、モータ２を逆転させる際は、起動〜定常回転時は、第２重畳部３５ｂにて交流電圧を印加させ、第１信号処理部４３が、第１検出部６３ａによる検出結果に基づいて第１回転パルスＳｐ１を生成する。
【０２３３】
そして、逆転中のモータ２を短絡制動させると、既述の通り、モータ２には定常回転時とは逆方向に逆起電力による電流が流れる。そこで短絡制動時には、第２重畳部３５ｂに代えて第１重畳部３５ａによって交流電圧を印加させ、第１信号処理部４３ａに代えて第２信号処理部４３ｂが、第２検出部６３ｂによる検出結果に基づいて第２回転パルスＳｐ２を生成する。
【０２３４】
つまり、起動〜定常回転時には、各共通電流経路のうち直流電源３の正極側に接続されている方に設けられた重畳部により交流電圧が印加され、各共通電流経路のうち直流電源３の負極側に接続されている方に設けられた検出部による検出結果に基づいて回転角Ｄが検出される。一方、短絡制動時は、起動〜定常回転時とは異なる他方の重畳部により交流電圧が印加され、起動〜定常回転時とは異なる他方の検出部による検出結果に基づいて回転角Ｄが検出される。
【０２３５】
図１８を用いて、本実施形態の制御部７２が実行するモータ駆動制御処理について説明する。制御部７２は、このモータ駆動制御処理を開始すると、Ｓ５１０にて目標回転角Ｄｏ、閾値データ、回転方向を取得する。このうち閾値データは、第１信号処理部４３ａ内の閾値設定部４４と第２信号処理部４３ｂ内の閾値設定部４４のそれぞれに対応したものである。
【０２３６】
そして、Ｓ５１５にて、閾値設定を行う。即ち、第１信号処理部４３ａに対して第１閾値信号Ｓｔｈ１を出力すると共に、第２信号処理部４３ｂに対して第２閾値信号Ｓｔｈ２を出力する。
【０２３７】
そして、Ｓ５２０にて回転方向を判断し、正転であれば、Ｓ５２５にて、第１重畳部３５ａにて交流成分を重畳させる。つまり、第１重畳部３５ａ内の交流電源４からの交流電圧が重畳されることになる。そして、Ｓ５３０にてモータドライバ正転制御を行う。
【０２３８】
Ｓ５３５〜Ｓ５５５の各処理は、基本的には図１６のＳ４４０〜Ｓ４６０の各処理と同じである。但し、Ｓ５４０における検出対象の回転パルスは、第２信号処理部４３ｂからの第２回転パルスＳｐ２である。
【０２３９】
Ｓ５５５にてモータドライバ短絡制動制御が開始されると、続くＳ５６０にて、重畳部の切り替え、及び検出対象の回転パルスの切り替えが行われる。即ち、第１重畳部３５ａに代えて第２重畳部３５ｂにより交流電圧を重畳させると共に、検出対象の回転パルスを第１回転パルスＳｐ１に切り替えて、次のＳ５６５に進む。
【０２４０】
Ｓ５６５〜Ｓ５７５の各処理は、基本的には、図１６におけるＳ４６５〜Ｓ４７５の各処理と同じである。但し、Ｓ５７０における検出対象の回転パルスは、第１信号処理部４３ａからの第１回転パルスＳｐ１である。また、Ｓ５６５にて短絡制動制御開始からｙ秒経過したと判断された場合にはＳ６３５に進む。なお、Ｓ６３５〜６４５の各処理は、図１６におけるＳ４８０〜Ｓ４９０の各処理と同じである。
【０２４１】
一方、Ｓ５２０の回転方向判断において逆転と判断された場合は、Ｓ５８０にて、第２重畳部３５ｂにて交流成分を重畳させる。つまり、第２重畳部３５ｂ内の交流電源４からの交流電圧が重畳されることになる。そして、Ｓ５８５にてモータドライバ逆転制御を行う。
【０２４２】
Ｓ５９０〜Ｓ６１０の各処理は、基本的には図１６のＳ４４０〜Ｓ４６０の各処理と同じである。但し、Ｓ５９５における検出対象の回転パルスは、第１信号処理部４３ａからの第１回転パルスＳｐ１である。
【０２４３】
Ｓ６１０にてモータドライバ短絡制動制御が開始されると、続くＳ６１５にて、重畳部の切り替え、及び検出対象の回転パルスの切り替えが行われる。即ち、第２重畳部３５ｂに代えて第１重畳部３５ａにより交流電圧を重畳させると共に、検出対象の回転パルスを第２回転パルスＳｐ２に切り替えて、次のＳ６２０に進む。
【０２４４】
Ｓ６２０〜Ｓ６３０の各処理は、基本的には、図１６におけるＳ４６５〜Ｓ４７５の各処理と同じである。但し、Ｓ６２５における検出対象の回転パルスは、第２信号処理部４３ｂからの第２回転パルスＳｐ２である。
【０２４５】
このように、正転時と逆転時で重畳部及び検出部を切り替え、更には起動〜定常回転時と短絡制動時でも重畳部及び検出部を切り替えるようにしているのは、図１４に示した第５実施形態の回転角検出装置６０のように重畳部３５及び検出部６４を１つずつ設けた構成の場合、正転時、逆転時、及び短絡制動時のぞれぞれで交流回路のインピーダンス（重畳部３５からみたインピーダンス）が異なるからである。
【０２４６】
図１４の回転角検出装置６０における、正転時、逆転時、及び短絡制動時の交流回路の等価回路を、図１９に示す。図１４の回転角検出装置６０では、正転時には、モータドライバ６１においてスイッチＭＯＳ１及びスイッチＭＯＳ４がＯＮされるため、正転時における交流回路の等価回路は、図１９（ａ）に示すようになる。なお、図１９において、Ｚｖは直流電源３の交流インピーダンスであり、Ｚｍはモータ２の交流インピーダンスであり、Ｚｏは各スイッチＭＯＳ１〜ＭＯＳ４の交流インピーダンス（ＯＮ抵抗）であり、Ｚｓは、検出部６３及び信号処理部４３の交流インピーダンスである。
【０２４７】
逆転時には、モータドライバ６１においてスイッチＭＯＳ２及びスイッチＭＯＳ３がＯＮされるため、逆転時における交流回路の等価回路は、図１９（ｂ）に示すようになる。更に、短絡制動時には、モータドライバ６１においてスイッチＭＯＳ３及びスイッチＭＯＳ４がＯＮされるため、逆転時における交流回路の等価回路は、図１９（ｃ）に示すようになる。
【０２４８】
このように、図１４の回転角検出装置６０では、正転時、逆転時、短絡制動時のそれぞれで交流回路の等価回路が異なり、故に、検出部にかかる交流電圧もそれぞれ異なる値となる。つまり、検出部による検出結果に含まれる交流成分の振幅レベルが、正転時、逆転時、及び短絡制動時の各々で変化する。
【０２４９】
そのため、図１４の回転角検出装置６０では、正転時、逆転時、及び短絡制動時のいずれにおいても回転パルスＳｐが正確に生成されるよう、増幅部２４の増幅率や閾値設定部２７にて設定される閾値を設定する必要がある。
【０２５０】
そこで、本実施形態では、モータ２の両端（各共通電流経路）に重畳部を別々に設けると共に、検出部及び信号処理部についてもモータ２の両端（各共通電流経路）に設け、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれにおいても、交流電圧の重畳はモータ２の両端のうち高電位側から行い、モータ２の両端のうち低電位側の検出部による検出結果に基づいて回転パルスを生成するようにしているのである。
【０２５１】
このようにすることで、正転時、逆転時、短絡制動時のいずれも、増幅部２４の増幅率や閾値設定部２７にて設定される閾値を共通化することができる。
従って、本実施形態の回転角検出装置７０によれば、しかも、正転させるか逆転させるかにかかわらず、定常回転時及び短絡制動時の双方ともにモータ２の高電位側から交流電圧が印加されるため、モータ２の低電位側から交流電圧を印加する場合と比較して、回転に伴う交流成分の変化を確実に発生させることができ、回転状態の検出の精度をより高めることができる。
【０２５２】
［第７実施形態］
上記第６実施形態では、正転時、逆転時、短絡制動のいずれにおいても、モータ２の高電位側から交流電圧を印加してモータ２の低電位側の検出部による検出結果に基づいて回転パルスを生成するようにしたが、これとは別に、正転時及び逆転時のそれぞれにつき、起動〜定常回転時には上記第６実施形態と同様にするものの、定常回転から短絡制動時に移行する際には定常回転時と同じ重畳部、検出部を用いるようにしてもよい。
【０２５３】
このような構成の回転角検出装置を第７実施形態とし、そのモータ駆動制御処理について、図２０を用いて説明する。
図２０に示す本実施形態のモータ駆動制御処理は、図１８に示した第６実施形態のモータ駆動制御処理と比較して一部が異なるだけであるため、ここではその相違点について説明する。
【０２５４】
まず、Ｓ７１０〜Ｓ７２０の各処理は、図１８のＳ５１０〜Ｓ５２０の各処理と同じである。そして、Ｓ７２０による回転方向の判断の結果、正転であった場合は、第６実施形態（図１８）ではモータ２の両端のうち高電位側に設けられた第１重畳部３５ａにより交流電圧を印加させるようにしたのに対し（図１８；Ｓ５２５）、本実施形態では、モータ２の両端のうち低電位側に設けられた第２重畳部３５ｂにより交流電圧を印加させる（Ｓ７２５）。
【０２５５】
その後のＳ７３０〜Ｓ７５５の各処理は、基本的には図１８のＳ５３０〜Ｓ５５５の各処理と同じである。但し、本実施形態では、正転時には第２重畳部３５ｂにて交流電圧を印加することから（Ｓ７２５）、正転時における回転角Ｄの算出は、第１信号処理部４３ａからの第１回転パルスＳｐ１に基づいて行われる（Ｓ７４０〜Ｓ７４５）。
【０２５６】
そして、正転時においてＳ７５５のモータドライバ短絡制動制御が開始された場合、第６実施形態では、交流電圧を印加する重畳部を切り替えると共に検出対象の回転パルスも切り替えたが（図１８；Ｓ５６０）、本実施形態ではそのような切り替えは行わず、短絡制動開始後も定常回転時と同じ重畳部にて交流電圧を印加させる。なお、Ｓ７６０〜Ｓ７７０の各処理は、図１８のＳ５６５〜Ｓ５７５の各処理と同じである。
【０２５７】
一方、Ｓ７２０において逆転であった場合も、第６実施形態とは異なり、モータ２の両端のうち低電位側に設けられた第１重畳部３５ａにより交流電圧を印加させる（Ｓ７７５）。
【０２５８】
その後のＳ７８０〜Ｓ８０５の各処理は、基本的には図１８のＳ５８５〜Ｓ６１０の各処理と同じである。但し、本実施形態では、逆転時には第１重畳部３５ａにて交流電圧を印加することから（Ｓ７７５）、逆転時における回転角Ｄの算出は、第２信号処理部４３ｂからの第２回転パルスＳｐ２に基づいて行われる（Ｓ７９０〜Ｓ７９５）。
【０２５９】
そして、逆転時においてＳ８０５のモータドライバ短絡制動制御が開始された場合、第６実施形態では、交流電圧を印加する重畳部を切り替えると共に検出対象の回転パルスも切り替えたが（図１８；Ｓ６１５）、本実施形態ではそのような切り替えは行わず、短絡制動開始後も定常回転時と同じ重畳部にて交流電圧を印加させる。なお、Ｓ８１０〜Ｓ８３５の各処理は、図１８のＳ６２０〜Ｓ６４５の各処理と同じである。
【０２６０】
［第８実施形態］
図２１に、本実施形態の回転検出装置を構成するモータ８０の構成を示す。本実施形態の回転検出装置は、図示は省略したものの、基本的には第１実施形態の回転角検出装置１（図１）と同様の構成をとっており、第１実施形態の回転角検出装置１と異なるのは、主として、モータ２に代えて図２１のモータ８０が用いられること、信号処理部２２内において検波信号との比較対象である閾値が二種類設定されると共に比較部を２つ備え、これら各比較部によって検波信号が各閾値とそれぞれ比較されること、その二種類の閾値との比較結果に基づいて２種類の回転パルスが生成されること、及びその２種類の回転パルスに基づき、回転検出部８２がモータ８０の回転角Ｄ、回転方向、及び回転速度Ｎを検出することである。
【０２６１】
図２１に示すように、本実施形態のモータ８０は、第１実施形態のモータ２と比較して、第２相コイルＬ２に対してもこれと並列にコンデンサＣ２が接続されている。その他の構成は第１実施形態のモータ２と同じである。コンデンサＣ２の静電容量値はコンデンサＣ１とは異なるものである。
【０２６２】
そのため、モータ８０が１８０°回転する間、各ブラシ１６，１７と接触する整流子片が切り替わる毎、即ち各ブラシ１６，１７間のモータ回路が変化する毎に、そのモータ回路のインピーダンスはそれぞれ異なる値に変化する。つまり、第１実施形態では、図４（ａ）に示したように、１８０°回転する間にモータ回路は状態Ａ〜Ｃの３種類に変化するもののインピーダンスの変化は状態Ａ，Ｂの高インピーダンスと状態Ｃの低インピーダンスの二段階種類であったのに対し、本実施形態では、モータ回路が３種類に変化する毎に、インピーダンスもそれぞれ異なる値（３種類の値）となる。即ち、モータ回路が変化する毎にインピーダンスも段階的に変化するのである。
【０２６３】
そのため、モータ８０に流れるモータ電流の交流電流成分は、モータ８０が同一方向に回転している限り、その振幅が、小振幅、中振幅、大振幅の３種類段階に順次変化する。この振幅変化の例を図２２に示す。図２２は、モータ８０の停止制御時のモータ電流のうち、交流電流成分のみを示したものである。
【０２６４】
本実施形態では静電容量値の異なる２つのコンデンサＣ１，Ｃ２をそれぞれ接続していることから、モータ８０に流れる電流の交流電流成分は、図２２に示すように、モータが同一方向に回転している限り、６０°回転する毎にその振幅が変化する。そのため、その振幅変化に基づき、６０°毎に回転角Ｄを検出することができる。
【０２６５】
そこで本実施形態の回転検出装置を構成する信号処理部８１は、図２３（ａ）に示すように、２つの閾値設定部８５，８６と、２つの比較部８３，８４を備え、各比較部８３，８４からそれぞれ第１回転パルスＳｐ１１、第２回転パルスＳｐ１２が出力されるよう構成されている。
【０２６６】
即ち、図２３（ａ）に示す信号処理部８１は、ＨＰＦ２３、増幅部２４、包絡線検波部２５、及びＬＰＦ２６を備えている点では、図３に示した第１実施形態の信号処理部２２と同じである。そして、本実施形態の信号処理部８１は、ＬＰＦ２６から出力された検波信号が、第１比較部８３及び第２比較部８４に入力される。
【０２６７】
第１比較部８３では、入力された検波信号と第１閾値設定部８５にて設定されている第１閾値との比較が行われ、第１実施形態の比較部２８と同様に、比較結果に応じた回転パルス（第１回転パルスＳｐ１１）が出力される。
【０２６８】
第２比較部８４では、入力された検波信号と第２閾値設定部８６にて設定されている第２閾値との比較が行われ、比較結果に応じた回転パルス（第２回転パルスＳｐ１２）が出力される。
【０２６９】
第１閾値及び第２閾値は、次のように設定されている。即ち、検出信号に含まれる交流電流成分が小振幅のときの包絡線検波部２５による包絡線検波後の検波信号を小検波信号、交流電流成分が中振幅のときの包絡線検波部２５による包絡線検波後の検波信号を中検波信号、交流電流成分が大振幅のときの包絡線検波部２５による包絡線検波後の検波信号を大検波信号としたとき、第１閾値は、小検波信号より大きく中検波信号より小さい所定の値であり、第２閾値は、中検波信号より大きく大検波信号より小さい所定の値である。
【０２７０】
そのため、包絡線検波部２５からの検波信号に対して第１比較部８３にて第１閾値との比較を行った結果、例えば検波信号が第１閾値より小さければ、小検波信号と判断できる。検波信号が第１閾値より大きかった場合は、中検波信号又は大検波信号の何れかであることが推定される。この場合、第２比較部８４による第２閾値との比較の結果、検波信号が第２閾値より小さければ中検波信号と判断でき、検波信号が第２閾値よりも大きければ大検波信号と判断できる。
【０２７１】
逆に言えば、検波信号に対してそれが小検波信号、中検波信号、又は大検波信号のいずれであるかを判断できるように、第１閾値及び第２閾値をそれぞれ設定することで、整流子片の切り替わり毎（モータ回路の切り替わり毎）に、その切り替わりを検出して各回転パルスＳｐ１１，Ｓｐ１２を生成することができる。そのため、第１実施形態に比べて分解能の高い回転角検出が実現される。図２３（ｂ）は、各回転パルスＳｐ１１，Ｓｐ１２の一例である。
【０２７２】
また、本実施形態では、１８０°回転する間の整流子片の切り替わり毎に、交流電流成分の振幅が小・中・大の３段階種類にそれぞれ変化するため、その変化パターンの仕方に基づいてモータ８０の回転方向を検出することができる。
【０２７３】
図２２は、モータ８０の停止制御時に、モータ２が停止する直前に時刻ｔ１で逆転してしまった場合の波形を示している。
仮に、時刻ｔ１で逆転が生じずにそのまま停止したとすると、交流電流成分の振幅は、時刻ｔ１のときの中振幅状態から変化しないか、或いは、変化するとしたら次は大振幅に変化するはずである。
【０２７４】
これに対し、時刻ｔ１で逆転が生じると、図２２に示すように、中振幅の状態から再び小振幅に戻り、更にその小振幅の状態から大振幅へと変化する。つまり、逆転により、振幅の変化のパターン順序が、正転時の変化パターン順序（小振幅→中振幅→大振幅→小振幅→・・・）とは逆になるのである。なお、図２２の例では大振幅の期間における時刻ｔ２でモータ８０が完全に停止するため、停止後の交流電流成分の振幅は大振幅のままとなる。
【０２７５】
そのため、本実施形態では、振幅がどのように変化するかによって、モータ８０の回転方向をも検出することができるのである。例えば図２２の時刻ｔ１以降においては、振幅が中振幅から小振幅へと変化している。そのため、この中振幅から小振幅への変化に基づいて、モータ８０の回転方向が変わったことを検出できる。
【０２７６】
そこで本実施形態の回転検出部８２は、信号処理部８１にて生成された第１回転パルスＳｐ１１及び第２回転パルスＳｐ１２に基づき、モータ８０の回転角Ｄ、回転速度Ｎ、及び回転方向を検出するよう構成されている。なお、回転速度Ｎの検出は、第１回転パルスＳｐ１１又は第２回転パルスＳｐ１２の出力間隔（周期）に基づいて検出することができる。
【０２７７】
以上説明した本実施形態によれば、モータ８０において、静電容量値の異なる２つのコンデンサＣ１，Ｃ２が第１相コイルＬ１と第２相コイルＬ２にそれぞれ並列接続されており、これにより、回転に伴って各ブラシ１６，１７と接触する整流子片が切り替わる毎に交流電流成分の振幅もそれぞれ異なる大きさに変化するため、高い分解能で回転角を検出することができ、しかも、回転角Ｄ及び回転速度Ｎに加えて回転方向をも検出することができる。そのためモータ８０の停止付近で起こりやすい逆転も正確に検出でき、回転方向も考慮されたより精度の高い回転角Ｄの検出が可能となる。
【０２７８】
［第９実施形態］
本実施形態は、第１実施形態の回転角検出装置１を構成するモータ２について、コンデンサＣ１の具体的設置状態の一例を示すものである。
【０２７９】
図２４に、本実施形態のモータ９０の概略構成を示す。図２４に示すように、モータ９０は、ヨークハウジング９１の内部においてその内壁に永久磁石からなる界磁９２，９３が固定されている。そして、ヨークハウジング９１の内部には、その界磁９２，９３と対向するように、アーマチャ９４が配置されている。アーマチャ９４は、３つの相電機子コイルからなるものである。
【０２８０】
そして、アーマチャ９４に固設されたシャフト９５（回転軸）の一端側には、コンミテータ１０を構成する各整流子片１１，１２，１３が設けられており、このコンミテータ１０と接触するように２つのブラシ１６，１７が配置されている。
【０２８１】
更に、シャフト９５の一端側には、このシャフト９５と同軸状に、リング円板状のリングバリスタ１００が設けられている。このリングバリスタ１００は、直流モータにおけるサージ吸収用として多用されている一般的なものであり、その一方の板面（コンミテータ１０側とは反対側）に、図２５に示すように、３つの電極１０１，１０２，１０３が形成されている。そして、本実施形態では更に、その３つの電極１０１，１０２，１０３が形成された板面上に、コンデンサＣ１が設置されている。
【０２８２】
具体的には、図２５に示すように、リングバリスタ１００に形成された３つの電極１０１，１０２，１０３のうち、第１電極１０１は、第１相コイルＬ１と第２相コイルＬ２の接続点と電気的に接続されている。即ち、この第１電極１０１は第１整流子片１１とも電気的に接続されていることになる。第２電極１０２は、第２相コイルＬ２と第３相コイルＬ３の接続点と電気的に接続されている。即ち、この第２電極１０２は第２整流子片１２とも電気的に接続されていることになる。第３電極１０３は、第３相コイルＬ３と第１相コイルＬ１の接続点と電気的に接続されている。即ち、この第３電極１０３は第３整流子片１３とも電気的に接続されていることになる。
【０２８３】
そして、本実施形態では、このように構成されたリングバリスタ１００（図２５の左側。加工前。）に対し、第１電極１０１と第３電極１０３との境界部にコンデンサＣ１が設置されることにより、コンデンサＣ１と第１相コイルＬ１との並列接続が実現される（図２５の右側。加工後。）。なお、リングバリスタ１００の各電極１０１，１０３に対するコンデンサＣ１の接続は、例えば半田付けにより行えばよく、これによりコンデンサＣ１のリングバリスタ１００に対する固定も同時に行える。
【０２８４】
このように、リングバリスタ１００が取り付けられたモータ９０に対して、そのリングバリスタ１００の板面上にコンデンサＣ１を設置（固定）するようにすることで、モータ９０の製造工数を低減でき、延いては、回転角検出装置全体の製造工数を低減することができる。
【０２８５】
［変形例］
以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
【０２８６】
例えば、上記実施形態では、直流モータとして、３つの相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のうち１つの相コイルにのみコンデンサＣ１を接続した例（第１実施形態等）、及び、２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサＣ１，Ｃ２を接続した例（第８実施形態）を示したが、例えば、３つの相コイルの各々に、容量の異なるコンデンサを接続するようにしてもよい。このようにしても、分解能の高い回転角の検出及び回転方向の検出が可能である。
【０２８７】
なお、３つの相コイルの各々にコンデンサを接続する場合、いずれか２つのコンデンサは同じ静電容量値のものとすることもできる。但しその場合、回転角や回転速度の検出は可能であるものの、回転方向の検出はできなくなる。
【０２８８】
また、上記実施形態では、モータにおける各相コイルＬ１，Ｌ２，Ｌ３がΔ結線されている構成を例示したが、Δ結線に限らず、例えば図２６に示すモータ１１０のように、電機子コイルとしての各相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３がスター結線されたモータであっても、本発明を適用できる。スター結線の場合も、図２６に示すように、いずれか１つの相コイル（図２６では第１相コイルＬ１１）と並列にコンデンサＣ１１を接続することにより、回転に伴って交流電流成分の振幅変化が生じるため、これを検出することで回転パルスＳｐの生成、さらには回転角や回転速度の検出を行うことができる。
【０２８９】
なお、図２６において、コンデンサＣ１１に加えてもう一つのコンデンサを他の各相コイルＬ１２，Ｌ１３のいずれかに並列接続するようにしてもよいし、全ての相コイルＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３にそれぞれコンデンサを並列接続してもよい。但しその場合、コンデンサの静電容量値は少なくとも二種類にする必要がある。また、例えば、２つの整流子片の間にコンデンサを接続するようにしてもよい。
【０２９０】
また、上記第９実施形態では、リングバリスタ１００の板面上に半田付け等によってコンデンサＣ１を接続する例について説明したが、リングバリスタ１００に対するコンデンサＣ１の設置は種々の方法を採用することができる。例えば、リングバリスタ１００とコンデンサＣ１とが一体成形されたコンデンサ付きリングバリスタを一つの部品として構成し、これを用いるようにしてもよい。このようにすれば、モータ組立時の工数がより低減され、延いては回転角検出装置全体の工数がより低減される。また、必ずしもリングバリスタ１００の各電極１０１，１０３とコンデンサＣ１の各電極とが直接接触するようにコンデンサＣ１を固定する必要はなく、リングバリスタ１００は単にコンデンサＣ１の固定用土台として用い、コンデンサＣ１と電機子コイルとの電気的接続は別途行うようにしてもよい。
【０２９１】
また、上記各実施形態では、電機子コイルの相数が３相の３相直流モータを例に挙げて説明したが、本発明の適用は、３相のモータに限定されるものではなく、４相以上のモータであっても適用可能である。
【０２９２】
４相以上のモータに対する本発明の適用例として、図２７に、５相の直流モータの場合を示す。図２７に示すモータ１２０は、５つの整流子片１２１，１２２，１２３，１２４，１２５からなるコンミテータを有し、隣接する各整流子片にそれぞれ、電機子コイルとしての各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５がそれぞれ接続（Δ結線）されている。なお、各相コイルのインダクタンスはいずれも同じである。
【０２９３】
そして、各相コイルＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４，Ｌ２５のうち２つの相コイル（第１相コイルＬ２１、第２相コイルＬ２２）に、それぞれコンデンサＣ２１，Ｃ２２が並列接続されている。このような５相のモータ１２０についても、回転角や回転速度の検出を行うことができる。
【０２９４】
なお、４相以上のモータにおいて、何れか一つの相コイルにのみコンデンサを並列接続すれば、少なくとも回転角や回転速度の検出は可能となる。また、４相以上のモータにおいても、少なくとも２つの相コイルにそれぞれ静電容量値の異なるコンデンサを接続すれば、第８実施形態と同様、回転に伴うインピーダンスの段階的変化の変化パターン（延いては交流電流成分の変化パターン）に基づいて回転方向の検出も可能となる。
【０２９５】
また、上記第１実施形態では、第１相コイルＬ１全体に対して完全に並列となるようにコンデンサＣ１を接続したが、例えば図２８に示すモータ１３０のように、第１相コイルの一部に中間タップをたててそこにコンデンサＣ３０の一端を接続することにより、コンデンサＣ３０を第１相コイルＬ１の一部に対して並列となるように接続してもよい。このような接続方法は、他の実施形態についても同様に適用できる。
【０２９６】
また、上記第１実施形態では、モータ２へ直流電圧及び交流電圧を印加（即ち直流電流及び交流電流を供給）する電源部５として、直流電源３と交流電源４とを別々に設け、各電源３，４からの電圧（電流）をカップリングコンデンサＣ１０を介して重畳させてモータ２へ印加（供給）するようにしたが、このような電源部５の構成はあくまでも一例であり、例えば、直流電流と交流電流とが重畳された交直混在の電流（脈流）を生成して供給する１つの電源装置を用いても良く、結果として交流電流及び直流電流をモータ２へ供給できる限り、電源部５の具体的構成は特に限定されない。
【０２９７】
また、上記第５実施形態（図１４参照）の回転角検出装置６０における重畳部３５及び検出部６４は、それぞれ、図２９に例示するように構成してもよい。即ち、図２９に示した重畳部１４１は、モータ２の一方のブラシ１６からモータドライバ６１の一方の中点Ｊに至る第１共通電流経路上における、カップリングコンデンサＣ１０の接続点よりもモータドライバ６１側に、抵抗Ｒ１１が設けられている。このように抵抗Ｒ１１を設けることで、モータドライバ６１における上記中点Ｊとグランド電位との間のスイッチＭＯＳ３がＯＮされても、交流電圧の印加部位をグランド電位から分離させることができ、交流電圧を効果的に印加（重畳）させることができる。
【０２９８】
また、検出部１４２は、共通電流経路上に抵抗Ｒ１２を設け、この抵抗Ｒ１２におけるモータ２側に接続された一端の電位を信号処理部１４３へ出力する構成となっている。この場合、検出部１４２は、共通電流経路に流れるモータ電流を検出して信号処理部１４３へ出力することとなる。
【０２９９】
なお勿論、図２９に示した重畳部１４１や検出部１４２も、あくまでも１つの例に過ぎない。
また、上記各実施形態では、交流電源４として、図２（ａ）で説明したように振幅Ｖｓの正弦波状の電圧を出力するものを例に挙げて説明したが、交流電源４が出力する交流は正弦波交流に限らないのはいうまでもなく、種々の波形の交流電圧を出力することができる。
【０３００】
具体例として、例えば図３０（ａ）の上段に示すような方形波電圧を出力するようにしてもよい。交流電源４からこのような方形波電圧が出力されると、モータ２に流れる電流には、図３０（ａ）の下段に示すような交流電流成分が含まれることになる。
【０３０１】
また、交流電圧として正弦波電圧を出力した場合にモータ電流に含まれる交流成分と、方形波電圧を出力した場合にモータ電流に含まれる交流成分は、双方の電圧を同一振幅のものとした場合、図３０（ｂ）に示すように、ピーク値が大きく異なる。即ち、正弦波電圧を出力した場合のモータ電流に含まれる交流成分のピーク値よりも、方形波電圧を出力した場合のモータ電流に含まれる交流成分のピーク値の方が大きい。
【０３０２】
そのため、同一振幅の交流電圧を出力する場合、正弦波よりも方形波の方が、回転角等の検出が容易に行える。
一方、ノイズの観点からみると、方形波電圧は高調波成分を多く含んでいるのに対し、正弦波電圧に含まれる高調波成分は少ない。そのため、ノイズの発生を抑えることを優先したい場合は、正弦波電圧の方が好ましい。
【０３０３】
また、本発明は、図３１に例示するように、多スロットの直流モータに対しても適用することができる。図３１のモータ１５０は、一対のブラシ９８，９９を備え、８つの整流子片９６ａ〜９６ｈからなるコンミテータ９６を備えている。また、隣接する整流子片間にそれぞれコイル９７が重ね巻きされた構成となっている。
【０３０４】
そして、８つの整流子片間９６ａ〜９６ｈのうち、特定の２つの整流子片９６ｂ，９６ｆ間にコンデンサＣ１が接続されている。そのため、その特定の２つの整流子片９６ｂ、９６ｆに一対のブラシ９８，９９が接触すると、インピーダンスが低下して交流電流が流れやすくなる。
【０３０５】
また、上記各実施形態では、モータ回路のインピーダンス変化を生じさせるために、モータを構成する複数の相コイルのうち少なくとも１相の相コイルに対して該相コイルの一部又は全部にコンデンサを接続するようにしたが、このようにコンデンサを接続するのはあくまでも一例であり、複数の整流子片のうち何れか２つの整流子片を一組として、少なくとも一組の整流子片間が、他の組の整流子片間とは異なる値の静電容量値を持つように構成できる限り、種々の構成のモータを用いることができる。
【０３０６】
一例として、ある特定の隣接する２つの整流子片間にのみ誘電体を挟むことでその２つの整流子片間のみ静電容量値を持たせるようにした例を、図３２に示す。図３２は、モータを構成するコンミテータ１６０のみを抜粋して表したものであり、同図（ａ）はコンミテータ１６０の平面図、同図（ｂ）はコンミテータ１６０の斜視図である。
【０３０７】
図３２に示すコンミテータ１６０は、３つの整流子片１６１，１６２，１６３からなるものであるが、これら３つの整流子片のうち、特定の２つの整流子片１６２，１６３の間には、誘電体１６４が挿入されている。
【０３０８】
コンミテータをこのように構成することによっても、回転に伴ってモータ回路のインピーダンスが変化するモータを実現することができる。
また、上記実施形態では、モータドライバとして、４つのスイッチング素子からなるＨブリッジ回路（フルブリッジ）を示したが、Ｈブリッジ回路以外の回路にてモータドライバを構成してもよい。
【符号の説明】
【０３０９】
１，５０，６０，７０…回転角検出装置、２，８０，９０，１１０，１２０，１３０，１５０…モータ、３…直流電源、４…交流電源、５，３３…電源部、６…回転信号検出部、７，５３…回転角検出部、１０，９６，１６０…コンミテータ、１１，９６ａ〜９６ｈ，１２１，１６１，１６２，１６３…整流子片、１１…第１整流子片、１２…第２整流子片、１３…第３整流子片、１６，１７，９８，９９…ブラシ、２１…電流検出部、２２，４３，８１，１４３…信号処理部、２３…ＨＰＦ、２４…増幅部、２５…包絡線検波部、２６…ＬＰＦ、２７…閾値設定部、２８…比較部、２９…パルス生成部、３０…オペアンプ、３１…コンパレータ、３４…直流電源スイッチ、３５，１４１…重畳部、３５ａ…第１重畳部、３５ｂ…第２重畳部、３６…交流電源スイッチ、４０…回転検出装置、４１，５２，６２，７２，…制御部、４２，８２…回転検出部、４３ａ…第１信号処理部、４３ｂ…第２信号処理部、４４…閾値設定部、５１，６１，７１…モータドライバ、６３ａ…第１検出部、６３ｂ…第２検出部、６４，１４２…検出部、８３…第１比較部、８４…第２比較部、８５…第１閾値設定部、８６…第２閾値設定部、９１…ヨークハウジング、９２，９３…界磁、９４…アーマチャ、９５…シャフト、９７…コイル、１００…リングバリスタ、１０１…第１電極、１０２…第２電極、１０３…第３電極、１６４…誘電体、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ２１，Ｃ３０…コンデンサ、Ｃ１０…カップリングコンデンサ、Ｄ１，Ｄ２…ダイオード、Ｌ１，Ｌ１１，Ｌ２１…第１相コイル、Ｌ２，Ｌ１２，Ｌ２２…第２相コイル、Ｌ３，Ｌ１３，Ｌ２３…第３相コイル、Ｒ１…電流検出抵抗、Ｒ２〜Ｒ１２…抵抗、Ｔ１〜Ｔ４，ＭＯＳ１〜ＭＯＳ４…スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図２４】
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