(57)【要約】【課題】過変調制御領域において、モータジェネレータを流れる電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因して制御性が低下すること。【解決手段】ハイパスフィルタ５２，５０によって、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑから脈動成分が抽出される。ハイパスフィルタ５２，５０の出力は、３相変換部５４にて３相変換された後、脈動抑制部５６，５７，５８によって比例積分演算されることで、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの補正量とされる。そして、補正部６０，６２，６４では、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを補正量にて補正する。【選択図】      図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
回転座標系における前記回転機を流れる電流の脈動成分を抽出する抽出手段と、
前記脈動成分を抑制すべく前記電力変換回路の出力電圧を操作する操作手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記回転機の制御量をその指令値に制御するための操作量としての前記回転機に対する指令電圧の基本値を設定する基本値設定手段と、
前記脈動成分を抑制するための操作量として前記基本値を補正する補正量を算出する手段とを更に備え、
前記操作手段は、前記補正量にて補正された前記基本値に基づき前記電力変換回路の出力電圧を操作することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記補正量は、前記基本値に応じた前記電力変換回路の出力電圧のベクトルノルムを補正可能な量であることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記補正量は、前記指令電圧の基本値の位相を補正するものであることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
電圧利用率が所定以上の場合に前記回転機の制御量を制御する高電圧制御手段を備え、
前記操作手段は、前記高電圧制御手段による制御がなされる際に前記操作を行うものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記高電圧制御手段は、前記回転機に対する指令電圧に基づき前記電力変換回路を操作するものであって且つ、前記指令電圧の振幅は、前記電力変換回路の入力電圧の「１／２」以上となることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記制御量は、前記回転機のトルクであり、
前記高電圧制御手段は、前記トルクをその指令値に制御すべく前記電力変換回路の出力電圧の位相を操作することを特徴とする請求項５又は６記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記高電圧制御手段は、前記回転機の磁極方向成分及びこれに直交する直交方向成分のいずれか一方の電流をその指令値に制御するための操作量として前記磁極方向成分の指令電圧を設定し、該磁極方向成分の指令電圧と前記電力変換回路の入力電圧とに基づき前記直交方向成分の指令電圧を設定する手段を備え、前記磁極方向成分の指令電圧及び前記直交方向成分の指令電圧に基づき前記電力変換回路の出力電圧を操作することを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
前記回転機に対する印加電圧と前記回転機を流れる電流とを関係付けるモデルを用いて前記回転機の回転角度を推定する推定手段を更に備え、
前記回転機の制御量の制御に際して用いられる回転角度に関する情報は、前記推定手段の出力する回転角度であることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、ｄｑ軸上の実電流を指令電流にフィードバック制御する電流ベクトル制御を行うものも提案されている。この制御に際しては、３相電動機を流れる電流の検出値が必要であるが、電流を検出する手段の検出値に誤差が生じる場合には、３相電動機の各相を流れる電流の振幅中心がゼロに対してずれる(オフセットする)現象が生じ得る。このため、上記特許文献１では、３相電動機の各相を流れる電流の積分演算に基づきオフセット量を算出し、これに基づき電流の検出値を補正することも提案されている。これにより、電流の検出値の誤差が補償されることから、上記振幅中心にずれが生じることを好適に解消することができる。
【０００３】
なお、こうした制御装置としては、他にも例えば下記特許文献２〜４がある。
【特許文献１】特開２００６−１４９０４５号公報
【特許文献１】特開２００１−２９８９９２号公報
【特許文献１】特開２００６−７４９５１号公報
【特許文献１】特開２００４−５６９７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、電動機を流れる電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因した電動機の制御性の低下は、上記電流の検出誤差に起因したものに限らない。電流の検出誤差が無視し得る場合であっても、電動機の電圧利用率が大きくなるいわゆる過変調領域等において、電動機を流れる電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因した回転機の制御性の低下が特に顕著となり得ることが発明者らによって見出されている。そして、上記特許文献１に記載の技術によっては、こうした回転機の制御性の低下を抑制することが困難である。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機を流れる電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因した回転機の制御性の低下をより好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、回転座標系における前記回転機を流れる電流の脈動成分を抽出する抽出手段と、前記脈動成分を抑制すべく前記電力変換回路の出力電圧を操作する操作手段とを備えることを特徴とする。
【０００８】
回転機を流れる電流の振幅中心が相毎にばらつく場合、回転座標系においては、電流に脈動が生じる。この点、上記発明では、この脈動成分を抑制するように出力電圧を操作することで、回転機を流れる電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因した回転機の制御性の低下を好適に抑制することができる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記回転機の制御量をその指令値に制御するための操作量としての前記回転機に対する指令電圧の基本値を設定する基本値設定手段と、前記脈動成分を抑制するための操作量として前記基本値を補正する補正量を算出する手段とを更に備え、前記操作手段は、前記補正量にて補正された前記基本値に基づき前記電力変換回路の出力電圧を操作することを特徴とする。
【００１０】
上記発明では、回転機の制御量を制御するための操作量と、脈動成分を抑制するための操作量とを各別に設定することができるため、操作手段を比較的簡易に構成することができる。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記補正量は、前記基本値に応じた前記電力変換回路の出力電圧のベクトルノルムを補正可能な量であることを特徴とする。
【００１２】
脈動成分を抑制するうえでは、上記基本値に応じた出力電圧のベクトルノルムを補正可能とすることが効果的であることが発明者らによって見出されている。上記発明では、この点に鑑み、ベクトルノルムを補正可能とすることで、脈動成分を好適に抑制することができる。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記補正量は、前記指令電圧の基本値の位相を補正するものであることを特徴とする。
【００１４】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、電圧利用率が所定以上の場合に前記回転機の制御量を制御する高電圧制御手段を備え、前記操作手段は、前記高電圧制御手段による制御がなされる際に前記操作を行うものであることを特徴とする。
【００１５】
上述したように、電圧利用率が大きくなる過変調領域等において回転機を流れる電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因した回転機の制御性の低下が特に顕著となる。このため、高電圧制御手段による制御がなされる場合には、上記回転機の制御性の低下が特に顕著となりやすい。上記発明では、この点に鑑み、高電圧制御手段による制御時において上記操作手段による出力電圧の操作によって脈動成分を抑制する制御を行う。
【００１６】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記高電圧制御手段は、前記回転機に対する指令電圧に基づき前記電力変換回路を操作するものであって且つ、前記指令電圧の振幅は、前記電力変換回路の入力電圧の「１／２」以上となることを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、電圧利用率が特に高くなる状況下において、上記操作手段による出力電圧の操作によって脈動成分を抑制する制御を行うことができる。
【００１８】
請求項７記載の発明は、請求項５又は６記載の発明において、前記制御量は、前記回転機のトルクであり、前記高電圧制御手段は、前記トルクをその指令値に制御すべく前記電力変換回路の出力電圧の位相を操作することを特徴とする。
【００１９】
請求項８記載の発明は、請求項５〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記高電圧制御手段は、前記回転機の磁極方向成分及びこれに直交する直交方向成分のいずれか一方の電流をその指令値に制御するための操作量として前記磁極方向成分の指令電圧を設定し、該磁極方向成分の指令電圧と前記電力変換回路の入力電圧とに基づき前記直交方向成分の指令電圧を設定する手段を備え、前記磁極方向成分の指令電圧及び前記直交方向成分の指令電圧に基づき前記電力変換回路の出力電圧を操作することを特徴とする。
【００２０】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記回転機に対する印加電圧と前記回転機を流れる電流とを関係付けるモデルを用いて前記回転機の回転角度を推定する推定手段を更に備え、前記回転機の制御量の制御に際して用いられる回転角度に関する情報は、前記推定手段の出力する回転角度であることを特徴とする。
【００２１】
推定手段を用いる場合には、回転角度を検出するハードウェア手段を用いる場合と比較して、電流の振幅中心がばらつく等に起因した回転機の制御性の低下が特に顕著となり易い。このため、上記発明では、操作手段の利用価値が特に大きい。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２３】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００２４】
モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。
【００２５】
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６，１７，１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧(電源電圧ＶＤＣ)を検出する電圧センサ１９を備えている。
【００２６】
上記各種センサの検出値は、インターフェース１３を介して低圧システムを構成する制御装置１４に取り込まれる。制御装置１４では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。
【００２７】
本実施形態では、上記操作信号を生成すべく、図２に示すように、電流ベクトル制御と弱め界磁制御とを行う。詳しくは、図示されるように、回転速度が大きい領域において、弱め界磁制御を行う。また、トルクの絶対値が大きいほどより低い回転速度においても弱め界磁制御を行う。
【００２８】
具体的には、変調率が所定値α（＞１）以下の領域では電流ベクトル制御を行う。換言すれば、２次元座標系における指令電圧ベクトルのノルムが制限電圧ＶＬ以下の領域では電流ベクトル制御を行う。ここで、制限電圧ＶＬは、電源電圧ＶＤＣに「３／８」の平方根と「１．２」とを乗算した値に設定される。ここで、電源電圧ＶＤＣに「３／８」の平方根を乗算した値は、変調率が「１」である場合に対応する。これに対し、「１．２」は、電流ベクトル制御の制御性を維持することのできる上限値に設定されている。
【００２９】
図３に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のうち、特に上記弱め界磁制御に関するブロック図を示す。
【００３０】
モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、αβ変換部２０において、固定２相座標系の実電流であるα軸上の実電流ｉαとβ軸上の実電流ｉβとに変換される。実電流ｉα、ｉβは、ｄｑ変換部２２において、回転２相座標系の実電流であるｄ軸上の実電流ｉｄとｑ軸上の実電流ｉｑとに変換される。トルク推定器２４では、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑと電気角速度ωとに基づき、モータジェネレータ１０のトルクを推定する(推定トルクＴｅを算出する)。
【００３１】
一方、偏差算出部２６では、推定トルクＴｅに対する要求トルクＴｒの差を算出する。偏差算出部２６の出力は、トルク制御器２８に取り込まれる。トルク制御器２８では、推定トルクＴｅを要求トルクＴｒにフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸上の指令電流ｉｑｒを算出する。この処理は、具体的には、推定トルクＴｅに対する要求トルクＴｒの差の比例積分演算によって行われる。一方、偏差算出部３０では、ｑ軸上の実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差を算出する。そして、電流制御器３２では、ｑ軸上の実電流ｉｑを上記指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｒを設定する。詳しくは、電流制御器３２では、積分演算によって指令電圧ｖｄｒを設定する。
【００３２】
そして、ｑ軸電圧設定部３４では、上記制限電圧ＶＬと指令電圧ｖｄｒとに基づき、ｑ軸の指令電圧ｖｑｒを設定する。詳しくは、制限電圧の２乗から指令電圧ｖｄｒの２乗を減算したものの平方根をｑ軸の指令電圧ｖｑｒとする。上記指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒは、３相変換部３６に出力される。３相変換部３６では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。操作信号生成部３８では、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを信号波とし、これとキャリアとの大小関係に基づき、操作信号を生成する。
【００３３】
なお、上記各処理には、適宜、回転角度θが用いられる。本実施形態では、センサレスシステムを採用しているため、モータジェネレータ１０の電気的な状態量に基づき推定される回転角度θが用いられる。詳しくは、本実施形態では、拡張誘起電圧オブザーバ４０を備えている。拡張誘起電圧オブザーバ４０は、基本的には、「突極型ブラシレスＤＣモータのセンサレス制御のための拡張誘起電圧オブザーバ  平成１１年電気学会全国大会  Ｎｏ．１０２６」に記載された処理を行うものである。すなわち、固定２相座標系の実電流ｉα、ｉβと、固定２相座標系での印加電圧(固定座標変換部４２の出力)とに基づき、回転角度θと相関を有する角度相関量として固定２相座標系での拡張誘起電圧を推定し、これに基づき回転角度θを推定する。一方、速度算出部４４では、回転角度θの時間微分演算に基づき電気角速度ωを算出する。ちなみに、拡張誘起電圧オブザーバ４０に印加電圧情報を出力する固定座標変換部４２は、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒをαβ軸上の指令電圧に変換する処理を行うものである。ただし、弱め界磁制御時には、３相変換部３６の出力する指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの変動幅が電源電圧ＶＤＣを上回ることに鑑み、インバータＩＶの出力電圧の実効値が指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒと等しくなるようにαβ軸上の指令電圧を設定するなどすることが望ましい。
【００３４】
なお、上記制限電圧ＶＬは、回転角度をレゾルバ等のハードウェア手段によって検出する場合よりもセンサレスシステムの方が電流ベクトル制御の制御性を維持できる電圧利用率が低下する傾向に鑑みて設定されている。
【００３５】
ところで、上記弱め界磁制御に際しては、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅中心がゼロに対してずれ、相毎にばらつく現象が生じ得る。この現象の要因については、特定できているわけではないが、モータジェネレータ１０の偏心や回転角度の推定誤差等に起因するものであると推測される。すなわち、モータジェネレータ１０の偏心によって、モータジェネレータ１０が理想的な特性からずれたものとなるために、相電流の振幅中心がずれると推測される。また、回転角度に検出誤差が生じる場合にも、インバータＩＶの出力電圧に回転角度に依存した誤差が生じ、これにより相電流の振幅中心がずれると推測される。ここで、弱め界磁制御領域においてこうした現象が生じるのは、弱め界磁制御は、変調率が「１」よりも大きいいわゆる過変調領域において行われるものであり、制御器(トルク制御器２８、電流制御器３２)の応答性を高くすることが困難なためであると考えられる。すなわち、応答性を高めることが困難ために、モータジェネレータ１０の制御量を制御するための制御器によっては上記ばらつきを抑制できないと考えられる。
【００３６】
そこで本実施形態では、上記制御量(トルク)を制御するための手段とは別に、上記ばらつきを抑制するための制御器を備える。詳しくは、図３に示すように、ｑ軸の実電流ｉｑの脈動成分を抽出するハイパスフィルタ５０と、ｄ軸の実電流ｉｄの脈動成分を抽出するハイパスフィルタ５２とを備える。ここで、ハイパスフィルタ５０、５２の出力のうちの６次の脈動成分が、各相の相電流の振幅中心のばらつきに対応する。ハイパスフィルタ５０，５２の出力は、３相変換部５４にて、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の成分に変換される。そして、これら各成分は、それぞれ脈動抑制部５６，５７，５８によってゼロに制御される。これら脈動抑制部５６，５７，５８は、入力信号の比例積分演算を行うものである。ここで、比例演算に用いるゲインや積分演算に用いるゲインは、脈動抑制部５６，５７，５８間で互いに同一とする。脈動抑制部５６，５７，５８の出力は、脈動を抑制制御するための操作量である。これら操作量は、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの補正量である。そして、補正部６０，６２，６４では、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのそれぞれを、脈動抑制部５６，５７，５８の出力のそれぞれによって補正する。
【００３７】
これにより、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑの脈動成分は、ゼロにフィードバック制御されることとなる。このため、各相の相電流の振幅中心のばらつきが抑制されることとなる。特に、本実施形態では、脈動成分をゼロにフィードバック制御するための操作量を、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの絶対値を補正可能な補正量とした。これにより、図４に示されるように、制限電圧ＶＬをノルムとする電圧ベクトルにて制御がなされる弱め界磁制御において、その電圧ベクトルノルムが制限電圧ＶＬよりも小さい値に補正可能とされる。これは、上記トルク制御器２８及び電流制御器３２にて構成される弱め界磁制御によっては操作不可能な電圧ベクトルを実現することができることを意味する。そして、これにより、上記脈動成分を効果的に抑制制御可能なことが発明者らによって見出されている。
【００３８】
図５（ａ）に、上記脈動成分の抑制制御の効果を示す。図では、便宜上、Ｕ相及びＶ相のみを例示している。図示されるように、各相の振幅中心のばらつきを好適に解消することができている。これに対し、脈動成分の抑制制御のための上記手段を備えない状態で弱め界磁制御を実行した場合を、図５（ｂ）に示す。
【００３９】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４０】
（１）モータジェネレータ１０を流れるｄｑ軸上における電流の脈動成分を抽出し、これを抑制すべくインバータＩＶの出力電圧を操作した。これにより、モータジェネレータ１０を流れる電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因したモータジェネレータ１０の制御性の低下を好適に抑制することができる。更に、上記脈動成分は、電流の振幅中心のばらつき以外の誤差要因をも含むため、これらについても抑制することができる。
【００４１】
（２）脈動成分を抑制するための操作量として指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを補正する補正量を算出した。これにより、モータジェネレータ１０の制御量(トルク)を制御するための操作量と、脈動成分を抑制するための操作量とを各別に設定することができるため、制御装置１４を比較的簡易に構成することができる。
【００４２】
（３）脈動成分を抑制するための操作量を、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに応じたインバータＩＶの出力電圧のベクトルノルムを補正可能な量とした。これにより、脈動成分を好適に抑制することができる。
【００４３】
（４）電圧利用率が所定以上の場合に弱め界磁制御を行い、この弱め界磁制御がなされる際に脈動成分の抑制制御を行った。これにより、電流の振幅中心が相毎にばらつくこと等に起因したモータジェネレータ１０の制御性の低下が特に顕著となる際に、これを抑制することができる。
【００４４】
（５）弱め界磁制御に際しての指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの振幅が、インバータＩＶの入力電圧の「１／２」以上となるようにした。これにより、電圧利用率が特に高くなることで制御量を制御する手段によっては振幅中心のばらつきを抑制することが特に困難な状況下において、これを抑制する制御を行うことができる。
【００４５】
（６）弱め界磁制御に際して利用する回転角度情報を、拡張誘起電圧オブザーバ４０の出力とした。こうしたセンサレスシステムにおいては、電流の振幅中心のばらつきが特に顕著となり易い傾向があるため、上記脈動成分の抑制制御の適用価値が特に大きい。
【００４６】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００４７】
図６に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のうち、特に上記弱め界磁制御に関するブロック図を示す。なお、図６において、先の図３に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００４８】
本実施形態では、脈動抑制部５６ａ，５７ａ，５８ａを、入力信号の比例演算を行うものとして構成する。また、脈動成分を抑制するための操作量を、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの位相とする。すなわち、図示されるように、３相変換部７０は、指令電圧ｖｄｒによる指令電圧ｖｑｒの除算値の逆正接関数の出力として、弱め界磁制御から要求される位相φを算出する。一方、脈動抑制部５６ａ，５７ａ，５８ａでは、ハイパスフィルタ５０，５２の出力をゼロに制御するための操作量として、上記位相の補正量Δφｕ、Δφｖ、Δφｗを算出する。これにより、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの位相を、それぞれ「φ＋Δφｕ、φ＋Δφｖ、φ＋Δφｗ」として算出する。こうして位相φが算出されると、これと、制限電圧ＶＬに基づき算出される振幅Ｖｍ（＝√（２／３）ＶＬ）と、回転角度θとに基づき、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを算出する。
【００４９】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）、（４）〜（６）の各効果が得られる。
【００５０】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００５１】
・上記第１の実施形態では、脈動抑制部５６，５７，５８を比例積分制御器としたが、これに限らない。例えば先の第２の実施形態によるように比例制御器としてもよい。また、比例積分微分制御器としてもよい。
【００５２】
・上記第２の実施形態では、脈動抑制部５６ａ，５７ａ，５８ａを比例制御器としたが、これに限らない。例えば比例積分制御器や、比例積分微分制御器としてもよい。
【００５３】
・上記第１の実施形態において、脈動抑制部５６，５７，５８を備える代わりに、ハイパスフィルタ５０，５２の出力を入力して、これをゼロにフィードバック制御するためのｄｑ軸上の操作量を算出する脈動抑制部を備えるようにしてもよい。この場合、ｄｑ軸上の各脈動抑制部の出力を、３相変換部５４において３相変換したものを、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの補正量とすればよい。
【００５４】
同様に、上記第２の実施形態においても、脈動抑制部５６ａ，５７ａ，５８ａに代えて、ｄｑ軸上の脈動抑制部を備えるようにしてもよい。
【００５５】
・上記第１の実施形態において、脈動を抑制するための操作量を、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの補正量としてもよい。
【００５６】
・回転座標系における回転機を流れる電流の脈動成分を抽出する抽出手段としては、上記ハイパスフィルタ５０，５２に限らない。例えば６次の成分を選択的に抽出するバンドパスフィルタであってもよい。
【００５７】
・トルク制御器２８としては、比例積分制御器に限らない。例えば比例制御器や、積分制御器、比例積分微分制御器等であってもよい。
【００５８】
・電流制御器３２としては、積分制御器に限らない。例えば比例積分制御器や、比例積分微分制御器等としてもよい。
【００５９】
・トルク推定器２４としては、実電流ｉｄ，ｉｑ及び回転速度を入力とするマップを備えるものに限らない。例えばこれに温度補正を加えるものや、実電流ｉｄ，ｉｑ、回転速度及び温度を入力とする４次元マップを備えるものとしてもよい。また、マップに限らず、モデル式にてトルクを推定算出するものであってもよい。
【００６０】
・実際のトルクに関する情報を取得する手段としては、トルク推定器２４に限らず、トルクセンサを備えるものにあっては、その検出値を取得する手段であってもよい。
【００６１】
・上記各実施形態では、指令電圧ｖｄｒを、トルクフィードバック制御のための最終的な操作量としたが、これに限らない。例えば「大井、戸張、岩路、「高応答を実現する電圧位相操作型の弱め界磁制御法」、平成１９年電気学会産業応用部門大会」に記載されているように、要求トルクＴｒに制御するための開ループ操作量を指令電圧ｖｄｒとしてもよい。
【００６２】
・弱め界磁制御手段としては、ｑ軸の実電流を指令電流にフィードバック制御するための操作量としてｄ軸の指令電圧を設定するものに限らない。例えばｄ軸の実電流を指令電流にフィードバック制御するための操作量としてｄ軸の指令電圧を設定するものであってもよい。この場合であっても、ｑ軸の指令電圧については、制限電圧とｄ軸の指令電圧によって設定することができる。更に、弱め界磁制御手段としては、ｄｑ軸上のいずれか一方の指令電流のみを設定するものにも限らない。また、指令電流を設定することなく、トルクをフィードバック制御するための操作量として電圧利用率と位相とを設定する手段と、電圧利用率毎に定義されたスイッチングパターンの中から上記設定される電圧利用率を満足するスイッチングパターンを検索する手段とを備えるものであってもよい。
【００６３】
・モータジェネレータ１０の制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。
【００６４】
・電圧利用率が所定以上の場合に回転機の制御量を制御する高電圧制御手段としては、多パルスを生成可能な弱め界磁制御に限らない。例えば、いわゆる１パルス制御を行う矩形波制御手段であってもよい。
【００６５】
・上記実施形態では、固定座標系での実電流ｉα、ｉβ及び印加電圧を入力とする拡張誘起電圧オブザーバを用いて回転角度θを推定したがこれに限らない。例えば回転座標系での実電流ｉｄ，ｉｑ及び印加電圧を入力とする拡張誘起電圧オブザーバを用いて回転角度θを推定してもよい。
【００６６】
・回転角度θに関する情報を取得する手段としては、拡張誘起電圧に基づき推定される回転角度θを取得するものに限らない。例えばレゾルバを備えるシステムにあっては、その検出値を取得する手段であってもよい。この場合、センサレスとする場合と比較して、電流ベクトル制御の制御性が高い電圧利用率まで安定する傾向にあるため、この場合には、制限電圧ＶＬを上記各実施形態よりも大きく設定してもよい。もっとも、制限電圧ＶＬの値については、要求仕様に応じて例えば変調率「１」に対応する値とする等、適宜変更してよい。
【００６７】
・突極機としては、ＩＰＭＳＭに限らない。例えば、同期リラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）であってもよい。
【００６８】
・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。
【図面の簡単な説明】
【００６９】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかる電流ベクトル制御と弱め界磁制御との切り替え態様を示す図。
【図３】同実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。
【図４】同実施形態にかかる指令電圧の補正態様を例示する図。
【図５】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図６】第２の実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。
【符号の説明】
【００７０】
１０…モータジェネレータ、１４…制御装置、５０、５２…ハイパスフィルタ(抽出手段の一実施形態)、５６，５７，５８…脈動抑制部、ＩＶ…インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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