(57)【要約】【課題】物理量センサシステムの回路規模を削減する。【解決手段】物理量センサシステム(11)は、物理量センサ(10)を駆動させ、センサ信号(Ssnc)から物理量信号(Dphy)を検波する。アナログ・デジタル変換回路(102m,102s)は、モニタ信号(Smnt)およびセンサ信号(Ssnc)をデジタルモニタ信号(Dmnt)およびデジタルセンサ信号(Dsnc)にそれぞれ変換する。駆動制御回路(103)は、デジタルモニタ信号(Dmnt)に応じてドライブ信号(Sdrv)を制御する。位相調整回路(104)は、デジタルモニタ信号(Dmnt)とデジタルセンサ信号(Dsnc)との位相差を調整する。検波回路(105)は、位相調整回路によって位相差が調整されたデジタルモニタ信号(Dmnt)およびデジタルセンサ信号(Dsnc)を乗算することにより、物理量信号(Dphy)を検波する。【選択図】図１
2010185714.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドライブ信号によって自励振動し前記自励振動に応じたモニタ信号を出力するとともに外部から与えられた物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサを駆動させ、前記センサ信号から前記物理量に対応する物理量信号を検波するシステムであって、
前記モニタ信号および前記センサ信号をデジタルモニタ信号およびデジタルセンサ信号にそれぞれ変換するアナログ・デジタル変換回路と、
前記デジタルモニタ信号に応じて前記ドライブ信号を制御する駆動制御回路と、
前記デジタルモニタ信号と前記デジタルセンサ信号との位相差を調整する位相調整回路と、
前記位相調整回路によって位相差が調整されたデジタルモニタ信号および前記デジタルセンサ信号を乗算することにより、前記物理量信号を検波する検波回路とを備える
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項２】
請求項１において、
前記アナログ・デジタル変換回路は、前記モニタ信号を周波数基準とするサンプリングクロックに同期して動作する
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項３】
請求項１または２において、
前記サンプリングクロックの周波数は、前記モニタ信号の周波数の４倍以上である
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項において、
前記アナログ・デジタル変換回路は、前記モニタ信号を前記デジタルモニタ信号に変換する第１のアナログ・デジタル変換処理と、前記センサ信号を前記デジタルセンサ信号に変換する第２のアナログ・デジタル変換処理とを選択的に実行する
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項において、
前記アナログ・デジタル変換回路は、
前記モニタ信号を前記デジタルモニタ信号に変換する第１のアナログ・デジタル変換器と、
前記センサ信号を前記デジタルセンサ信号に変換する第２のアナログ・デジタル変換器とを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項において、
前記駆動制御回路は、
前記デジタルモニタ信号の振幅値を検出する振幅検出回路と、
前記振幅検出回路によって検出された振幅値に応じて、前記デジタルモニタ信号を増幅または減衰させる利得調整回路と、
前記利得調整回路によって増幅または減衰されたデジタルモニタ信号を前記ドライブ信号に変換するデジタル・アナログ変換回路とを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項７】
請求項１〜５のいずれか１項において、
前記駆動制御回路は、
前記デジタルモニタ信号の振幅値を検出する振幅検出回路と、
前記振幅検出回路によって検出された振幅値に応じて、前記モニタ信号に同期したパルス信号の振幅およびパルス幅のうちいずれか一方を調整して前記ドライブ信号として出力するパルス変調回路とを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項８】
請求項１〜５のいずれか１項において、
前記駆動制御回路は、
前記デジタルモニタ信号の振幅値を検出する振幅検出回路と、
前記振幅検出回路によって検出された振幅値に応じて入力ゲインが可変であり、前記モニタ信号をΔΣ変調して前記ドライブ信号として出力するΔΣ変調回路とを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項において、
前記位相調整回路は、前記デジタルモニタ信号を遅延させるシフトレジスタを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１０】
請求項９において、
前記シフトレジスタは、前記デジタルモニタ信号を順次シフトさせることにより、それぞれ位相が異なる複数の遅延デジタルモニタ信号を生成し、
前記位相調整回路は、前記複数のデジタルモニタ信号のいずれか１つを選択して前記検波回路に供給するセレクタを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１１】
請求項１〜８のいずれか１項において、
前記位相調整回路は、前記デジタルモニタ信号をヒルベルト変換することにより、前記デジタルモニタ信号に対して位相が遅れた第１のデジタル信号と前記デジタルモニタ信号に対して位相が進んだ第２のデジタル信号とを生成するヒルベルト変換器を含み、
前記駆動制御回路は、前記第１のデジタル信号に応じて前記ドライブ信号を制御し、
前記検波回路は、前記デジタルセンサ信号と前記第２のデジタル信号と乗算する
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１２】
請求項１１において、
前記ヒルベルト変換器は、
前記デジタルモニタ信号を順次シフトさせることにより、それぞれ位相が異なる複数の遅延デジタルモニタ信号を生成する複数の遅延器と、
前記複数の遅延デジタルモニタ信号をそれぞれ定数倍する複数の乗算器と、
前記複数の乗算器の出力の合計を前記第２のデジタル信号として出力する加算回路とを含み、
前記位相調整回路は、前記複数の遅延デジタルモニタ信号のいずれか１つを選択して前記第１のデジタル信号として出力するセレクタを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１３】
請求項１〜８のいずれか１項において、
前記位相調整回路は、前記デジタルセンサ信号を遅延させるシフトレジスタを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１４】
請求項１３において、
前記シフトレジスタは、前記デジタルセンサ信号を順次シフトさせることにより、それぞれ位相が異なる複数の遅延デジタルセンサ信号を生成し、
前記位相調整回路は、前記複数のデジタルセンサ信号のいずれか１つを選択して前記検波回路に供給するセレクタを含む
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１５】
請求項１〜８のいずれか１項において、
前記位相調整回路は、
前記デジタルモニタ信号を遅延させる第１のシフトレジスタと、
前記デジタルセンサ信号を遅延させる第２のシフトレジスタとを含み、
前記第１および第２のシフトレジスタは、それぞれ、互いに異なる周波数を有する第１および第２の制御クロックに同期して動作する
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１６】
請求項１〜１５のいずれか１項において、
サンプリングクロックの位相を調整するサンプリング位相調整回路をさらに備え、
前記アナログ・デジタル変換回路は、前記サンプリング位相調整回路によって位相調整されたサンプリングクロックに同期して動作する
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１７】
請求項１〜１５のいずれか１項において、
前記駆動制御回路を起動させ、前記物理量センサの自励振動が安定状態になった後に前記検波回路を起動させる起動制御回路をさらに備える
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１８】
請求項１７において、
前記モニタ信号を増幅させる増幅器と、
前記増幅器の出力を前記ドライブ信号としてフィードバックさせるフィードバック状態と前記増幅器の出力を前記ドライブ信号としてフィードバックさせない遮断状態とを切替可能なフィードバック切替部と、
前記増幅器の出力に基づいてサンプリングクロックを生成するクロック生成回路とをさらに備え、
前記アナログ・デジタル変換回路は、前記サンプリングクロックに同期して動作し、
前記起動制御回路は、前記クロック生成回路を起動させるとともに前記フィードバック切替部を前記フィードバック状態に設定し、前記サンプリングクロックが安定状態になった後に前記駆動制御回路を起動させるとともに前記フィードバック切替部を前記遮断状態に設定する
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項１９】
請求項１８において、
前記クロック生成回路は、閉ループ状態と開ループ状態とを切替可能なＰＬＬを含み、
前記起動制御回路は、前記ＰＬＬを開ループ状態で起動させ、前記ＰＬＬの起動が完了した後に前記ＰＬＬを閉ループ状態に設定する
ことを特徴とする物理量センサシステム。
【請求項２０】
ドライブ信号によって自励振動し前記自励振動に応じたモニタ信号を出力するとともに外部から与えられた物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサと、
請求項１〜１９のいずれか１項に記載の物理量センサシステムとを備える
ことを特徴とする物理量センサ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、物理量センサシステムおよびそれを備える物理量センサ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、物理量（例えば、角速度や加速度など）を検出可能な物理量センサは、デジタルカメラの手ぶれ検出、移動体（例えば、航空機，自動車，船舶，ロボットなど）の姿勢制御、ミサイルや宇宙船の誘導など、多種多様な技術分野において利用されている。また、近年、回路の微細化技術の発展により、物理量センサシステムのデジタル化が進みつつある。特許文献１には、デジタル回路によって構成された２軸角速度・加速度センサの信号処理回路が開示されている。この信号処理回路では、アナログ・デジタル変換器は、センサの出力信号をデジタル信号に変換する。正弦波信号発生手段は、デジタル正弦波信号を発生させる。乗算手段は、デジタル正弦波信号をアナログ・デジタル変換器によって得られたデジタル信号に乗算する。また、正弦波信号発生手段は、デジタル正弦波信号を再現するための複数のデジタル値（正弦値）を格納するメモリを有しており、所定のタイミングでメモリからこれらのデジタル値を順番に読み出すことにより、デジタル正弦波信号を発生させている。
【特許文献１】特開平３−５４４７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、特許文献１の信号処理回路では、検波精度の向上のために正弦値をデジタル値で正確に表現する場合、デジタル値のビット長が長くなってしまう。また、検波精度の向上のために正弦波形を複数のデジタル値で正確に表現する場合、デジタル値の個数が多くなってしまう。デジタル値のビット長やデジタル値の個数を増加させると、メモリに格納される情報量が多くなるので、メモリ領域の増加を招くことになる。このように、特許文献１の信号処理回路では、デジタル正弦波信号を再現するための複数のデジタル値をメモリに格納しなければならないので、回路面積を削減することが困難であった。
【０００４】
そこで、この発明は、デジタル正弦波信号を再現するための複数のデジタル値を格納していなくても良い物理量センサシステムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
この発明の１つの局面に従うと、物理量センサシステムは、ドライブ信号によって自励振動し上記自励振動に応じたモニタ信号を出力するとともに外部から与えられた物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサを駆動させ、上記センサ信号から上記物理量に対応する物理量信号を検波するシステムであって、上記モニタ信号および上記センサ信号をデジタルモニタ信号およびデジタルセンサ信号にそれぞれ変換するアナログ・デジタル変換回路と、上記デジタルモニタ信号に応じて上記ドライブ信号を制御する駆動制御回路と、上記デジタルモニタ信号と上記デジタルセンサ信号との位相差を調整する位相調整回路と、上記位相調整回路によって位相差が調整されたデジタルモニタ信号および上記デジタルセンサ信号を乗算することにより、上記物理量信号を検波する検波回路とを備える。上記物理量センサシステムでは、モニタ信号をデジタル化することにより、デジタルセンサ信号から物理量信号を検波するためのデジタル信号を生成する。そのため、デジタル正弦波信号を再現するための複数のデジタル値を格納していなくても良いので、物理量センサシステムの回路規模を削減できる。また、回路規模を増加させることなく検波精度を向上させることができる。
【０００６】
なお、上記アナログ・デジタル変換回路は、上記モニタ信号を周波数基準とするサンプリングクロックに同期して動作しても良い。このように構成することにより、モニタ信号を正確にデジタル化できるので、検波精度をさらに向上させることができる。
【０００７】
また、上記アナログ・デジタル変換回路は、上記モニタ信号を上記デジタルモニタ信号に変換する第１のアナログ・デジタル変換処理と、上記センサ信号を上記デジタルセンサ信号に変換する第２のアナログ・デジタル変換処理とを選択的に実行しても良い。このように、共通のアナログ・デジタル変換器によってモニタ信号およびセンサ信号をデジタル化することにより、デジタルモニタ信号とデジタルセンサ信号との振幅差および位相差を小さくすることができるので、検波精度をさらに向上させることができる。
【０００８】
好ましくは、上記駆動制御回路は、上記デジタルモニタ信号の振幅値を検出する振幅検出回路と、上記振幅検出回路によって検出された振幅値に応じて、上記デジタルモニタ信号を増幅または減衰させる利得調整回路と、上記利得調整回路によって増幅または減衰されたデジタルモニタ信号を上記ドライブ信号に変換するデジタル・アナログ変換回路とを含む。このように、駆動制御回路をデジタル化することにより、電源電圧の変動や温度変化に起因するドライブ信号の振幅変動を抑制でき、物理量センサの振動速度を安定させることができる。
【０００９】
また、上記位相調整回路は、上記デジタルモニタ信号を遅延させるシフトレジスタを含んでいても良い。このように構成することにより、デジタルモニタ信号の位相を調整できるので、デジタルモニタ信号とデジタルセンサ信号との位相差を調整できる。
【００１０】
さらに、上記シフトレジスタは、上記デジタルモニタ信号を順次シフトさせることにより、それぞれ位相が異なる複数の遅延デジタルモニタ信号を生成し、上記位相調整回路は、上記複数のデジタルモニタ信号のいずれか１つを選択して上記検波回路に供給するセレクタを含んでいても良い。このように構成することにより、デジタルモニタ信号の移相量を変更できる。
【００１１】
または、上記位相調整回路は、上記デジタルモニタ信号をヒルベルト変換することにより、上記デジタルモニタ信号に対して位相が遅れた第１のデジタル信号と上記デジタルモニタ信号に対して位相が進んだ第２のデジタル信号とを生成するヒルベルト変換器を含み、上記駆動制御回路は、上記第１のデジタル信号に応じて上記ドライブ信号を制御し、上記検波回路は、上記デジタルセンサ信号と上記第２のデジタル信号と乗算しても良い。このように構成することにより、デジタルモニタ信号とデジタルセンサ信号との位相差を小さくすることができる。また、ドライブ信号の位相を調整できる。
【００１２】
さらに、上記ヒルベルト変換器は、上記デジタルモニタ信号を順次シフトさせることにより、それぞれ位相が異なる複数の遅延デジタルモニタ信号を生成する複数の遅延器と、上記複数の遅延デジタルモニタ信号をそれぞれ定数倍する複数の乗算器と、上記複数の乗算器の出力の合計を上記第２のデジタル信号として出力する加算回路とを含み、上記位相調整回路は、上記複数の遅延デジタルモニタ信号のいずれか１つを選択して上記第１のデジタル信号として出力するセレクタを含んでいても良い。このように構成することにより、第１のデジタル信号の移相量を変更できる。
【００１３】
好ましくは、上記物理量センサシステムは、サンプリングクロックの位相を調整するサンプリング位相調整回路をさらに備え、上記アナログ・デジタル変換回路は、上記サンプリング位相調整回路によって位相調整されたサンプリングクロックに同期して動作する。このように構成することにより、モニタ信号およびセンサ信号を正確にデジタル化することができるので、検波精度を向上させることができる。また、デジタルモニタ信号とデジタルセンサ信号との位相差を調整できるので、検波精度を向上させることができる。
【００１４】
好ましくは、上記物理量センサシステムは、上記駆動制御回路を起動させ、上記物理量センサの自励振動が安定状態になった後に上記検波回路を起動させる起動制御回路をさらに備える。このように構成することにより、検波回路における物理量信号の誤検出を防止できる。
【００１５】
さらに、上記物理量センサシステムは、上記モニタ信号を増幅させる増幅器と、上記増幅器の出力を上記ドライブ信号としてフィードバックさせるフィードバック状態と上記増幅器の出力を上記ドライブ信号としてフィードバックさせない遮断状態とを切替可能なフィードバック切替部と、上記増幅器の出力に基づいてサンプリングクロックを生成するクロック生成回路とをさらに備え、上記アナログ・デジタル変換回路は、上記サンプリングクロックに同期して動作し、上記起動制御回路は、上記クロック生成回路を起動させるとともに上記フィードバック切替部を上記フィードバック状態に設定し、上記サンプリングクロックが安定状態になった後に上記駆動制御回路を起動させるとともに上記フィードバック切替部を上記遮断状態に設定しても良い。このように構成することにより、駆動制御回路は、正常なデジタルモニタ信号に基づいてドライブ信号を正常に制御できる。
【００１６】
また、上記クロック生成回路は、閉ループ状態と開ループ状態とを切替可能なＰＬＬを含み、上記起動制御回路は、上記ＰＬＬを開ループ状態で起動させ、上記ＰＬＬの起動が完了した後に上記ＰＬＬを閉ループ状態に設定しても良い。このように構成することにより、サンプリングクロックの周波数を収束させることができる。
【発明の効果】
【００１７】
以上のように、物理量センサシステムの回路規模を削減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
【００１９】
（実施形態１）
図１は、この発明の実施形態１による物理量センサ装置の構成例を示す。物理量センサ装置は、物理量センサ１０と、物理量センサシステム１１とを備える。
【００２０】
〔物理量センサ〕
物理量センサ１０は、ドライブ信号Ｓｄｒｖによって自励振動し、その自励振動に応じたモニタ信号Ｓｍｎｔを出力する。また、物理量センサ１０は、外部から与えられた物理量（例えば、角速度，加速度など）に応じてセンサ信号Ｓｓｎｃを出力する。なお、ここでは、物理量センサ１０は、音叉型の角速度センサである。例えば、図２のように、物理量センサ１０は、音叉本体１０ａと、ドライブ圧電素子Ｐｄｒｖと、モニタ圧電素子Ｐｍｎｔと、センサ圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂとを有する。音叉本体１０ａは、それぞれが中央部で直角にねじられた一対の音叉片と、音叉片の各々の一端を連結する連結部と、回転軸となるように連結部に設けられた支持ピンとを有する。ドライブ圧電素子Ｐｄｒｖは、ドライブ信号Ｓｄｒｖに応じて一方の音叉片を振動させる。これにより、２つの音叉片が互いに共振する。この音叉振動によって、モニタ圧電素子Ｐｍｎｔには、電荷が発生する（すなわち、モニタ信号Ｓｍｎｔが発生する）。また、回転角速度（コリオリの力）が発生すると、センサ圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂには、回転角速度に応じた電荷が発生する（すなわち、センサ信号Ｓｓｎｃが発生する）。このセンサ信号Ｓｓｎｃには、物理量センサ１０に与えられた物理量に対応する物理量信号が重畳されている。すなわち、センサ信号Ｓｓｎｃ（例えば、数十ｋＨｚ）は、物理量信号（例えば、数Ｈｚ）によって振幅変調されている。
【００２１】
〔物理量センサシステム〕
図１に戻って、物理量センサシステム１１は、増幅器ＡＭＰｍ，ＡＭＰｓと、クロック生成回路１０１と、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）１０２ｍ，１０２ｓと、駆動制御回路１０３と、位相調整回路１０４と、検波回路１０５と、デジタルフィルタ１０６とを備える。
【００２２】
増幅器ＡＭＰｍは、物理量センサ１０からのモニタ信号Ｓｍｎｔを増幅する。増幅器ＡＭＰｓは、物理量センサ１０からのセンサ信号Ｓｓｎｃを増幅する。クロック生成回路１０１は、増幅器ＡＭＰｍを介して供給されたモニタ信号Ｓｍｎｔに基づいて、サンプリングクロックＣＫｓｐを生成する。図３のように、例えば、クロック生成回路１０１は、増幅器ＡＭＰｍからのモニタ信号Ｓｍｎｔを方形波に変換して基準クロックＣＫｒとして出力する波形整形回路１１１と、基準クロックＣＫｒを逓倍してサンプリングクロックＣＫｓｐとして出力する逓倍回路１１２とを含む。例えば、波形整形回路１１１は比較器によって構成され、逓倍回路１１２はＰＬＬ（Phase Locked Loop）によって構成される。
【００２３】
アナログ・デジタル変換器１０２ｍは、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期して、増幅器ＡＭＰｍを介して供給されたモニタ信号Ｓｍｎｔをデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔに変換する。アナログ・デジタル変換器１０２ｓは、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期して、増幅器ＡＭＰｓを介して供給されたセンサ信号Ｓｓｎｃをデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに変換する。駆動制御回路１０３は、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が一定になるように、アナログ・デジタル変換器１０２ｍによって得られたデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔに応じてドライブ信号Ｓｄｒｖを制御する。位相調整回路１０４は、デジタルセンサ信号Ｓｓｎｃの位相とデジタルモニタ信号Ｓｍｎｔの位相とが互いに一致するように、デジタルセンサ信号Ｓｓｎｃとデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとの位相差を調整する。ここでは、位相調整回路１０４は、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期してデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを遅延させて遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔとして出力する。検波回路１０５は、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃと遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔとを乗算することにより、物理量センサ１０に与えられた物理量に対応する物理量信号Ｄｐｈｙを検波する。例えば、検波回路１０５は、乗算器によって構成される。デジタルフィルタ１０６は、物理量信号Ｄｐｈｙに含まれるノイズ成分を除去して物理量信号Ｄ１０６として出力する。例えば、デジタルフィルタ１０６は、ローパスフィルタによって構成される。
【００２４】
〔動作〕
次に、図４を参照しつつ、図１に示した物理量センサシステムによる動作について説明する。コリオリの力の発生原理により、モニタ信号Ｓｍｎｔの位相は、センサ信号Ｓｓｎｃの位相よりも９０°遅れている。まず、モニタ信号Ｓｍｎｔおよびセンサ信号Ｓｓｎｃは、それぞれ、デジタル値Ｐ０，Ｐ１，…からなるデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔおよびデジタル値Ｑ０，Ｑ１，…からなるデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃに変換される。次に、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの位相は、２７０°遅延される（すなわち、９０°進む。）。これにより、遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔの位相は、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃの位相に一致する。次に、検波回路１０５は、デジタル値Ｐ０，Ｐ１，…にデジタル値Ｑ０，Ｑ１，…をそれぞれ乗算する。このようにして、物理量信号Ｄｐｈｙが検波される。
【００２５】
以上のように、モニタ信号Ｓｍｎｔをデジタル化することにより、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃから物理量信号Ｄｐｈｙを検波するためのデジタル信号を生成する。そのため、デジタル正弦波信号を再現するための複数のデジタル値を格納していなくても良いので、物理量センサシステムの回路規模を削減できる。
【００２６】
また、サンプリング周波数（サンプリングクロックＣＫｓｐの周波数）が高いほど、量子化ノイズを低減させることができ、検波精度を向上させることができる。特に、ΔΣ型アナログ・デジタル変換器である場合は、他のタイプのアナログ・デジタル変換器よりも量子化ノイズの低減効果が顕著である。また、従来では、サンプリング周波数が高いほど、デジタル正弦波信号を再現するためのデジタル値の個数が増加してしまう。一方、この実施形態では、そのようなデジタル値を格納していなくても良いので、回路規模を増加させることなく検波精度を向上させることができる。なお、サンプリングクロックＣＫｓｐの周波数は、モニタ信号Ｓｍｎｔの周波数の４倍以上であることが好ましい。このように設定することにより、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの振幅値を正確に検出できる。
【００２７】
さらに、クロック生成回路１０１がモニタ信号Ｓｍｎｔを周波数基準としてサンプリングクロックＣＫｓｐを生成することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐをモニタ信号Ｓｍｎｔに同期させることができる。これにより、モニタ信号Ｓｍｎｔを正確にデジタル化できるので、検波精度をさらに向上させることができる。なお、デジタル・アナログ変換器１０２ｍ，１０２ｓだけでなく、物理量センサシステム１１に備えられたデジタル回路（駆動制御回路，位相調整回路，検波回路，デジタルフィルタなど）の各々も、モニタ信号Ｓｍｎｔを周波数基準とするクロックに同期して動作しても良い。例えば、クロック生成回路１０１は、基準クロックＣＫｒを逓倍する（または、サンプリングクロックＣＫｓｐを分周する）ことにより、デジタル回路の各々に適した動作クロックを生成しても良い。このように構成することにより、物理量センサシステムに備えられたデジタル回路をモニタ信号Ｓｍｎｔに同期させることができ、検波精度や駆動制御の精度をさらに向上させることができる。
【００２８】
〔駆動制御回路〕
図５は、図１に示した駆動制御回路１０３の構成例を示す。駆動制御回路１０３は、振幅検出回路１３１と、利得設定回路１３２と、乗算回路１３３と、位相調整回路１３４と、デジタル・アナログ変換回路（ＤＡＣ）１３５とを含む。振幅検出回路１３１は、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの振幅値を検出して振幅値Ｄ１３１（デジタル値）として出力する。例えば、振幅検出回路１３１は、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの最大値および最小値を検出し、その最大値と最小値との差分に基づいて振幅値Ｄ１３１を算出しても良い。または、振幅検出回路１３１は、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを９０°移相してデジタル移相信号を取得し、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとデジタル移相信号との二乗和の平方根を振幅値Ｄ１３１として算出しても良い。利得設定回路１３２は、振幅値Ｄ１３１が小さいほど利得値Ｇ１３２が大きくなるように、振幅値Ｄ１３１に応じて利得値Ｇ１３２を設定する。乗算回路１３３は、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔに利得値Ｇ１３２を乗算してデジタルモニタ信号Ｄａｍｐとして出力する。位相調整回路１３４は、モニタ信号Ｓｍｎｔとドライブ信号Ｓｄｒｖとが互いに同期するようにデジタルモニタ信号Ｄａｍｐの位相を調整する。デジタル・アナログ変換回路１３５は、位相調整回路１３４によって位相調整されたデジタルモニタ信号Ｄａｍｐをドライブ信号Ｓｄｒｖに変換する。
【００２９】
以上のように、駆動制御回路をデジタル化することにより、アナログ回路によって構成された駆動回路よりも、電源電圧の変動や温度変化に起因するドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅変動を抑制でき、物理量センサ１０の振動速度を安定させることができる。これにより、モニタ信号Ｓｍｎｔ，センサ信号Ｓｓｎｃの周波数および振幅が安定するので、検波精度をさらに向上させることができる。なお、位相調整回路１３４を乗算回路１３３の前段に配置しても良い。
【００３０】
また、振幅検出回路１３１は、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの振幅値を検出する処理を繰り返し実行し、その処理によって得られた複数の振幅値を平均化して振幅値Ｄ１３１として出力しても良い。物理量センサ１０の自励振動によりモニタ信号Ｓｍｎｔに周波数ジッタが発生している場合、アナログ・デジタル変換器１０２ｍにおいてモニタ信号Ｓｍｎｔのサンプリングポイントが変動して、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が一定であっても振幅検出回路１３１によって得られる振幅値が変動してしまう。ここで、複数の振幅値を平均化することにより、モニタ信号Ｓｍｎｔの周波数ジッタに起因する振幅値の変動を抑制できる。これにより、ドライブ信号Ｓｄｒｖを正確に制御できるので、物理量センサ１０の振動速度をさらに安定させることができる。
【００３１】
〔位相調整回路〕
図６は、図１に示した位相調整回路１０４の構成例を示す。位相調整回路１０４は、シフトレジスタ１４１と、セレクタ１４２とを含む。シフトレジスタ１４１は、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期してデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを順次シフトさせることにより、それぞれ位相が異なるｎ個（ｎは、２以上の整数）の遅延デジタル信号ＤＤ（１），ＤＤ（２），…，ＤＤ（ｎ）を生成する。例えば、シフトレジスタ１４１は、縦続接続されたｎ個のフリップフロップＦＦ（１），ＦＦ（２），…，ＦＦ（ｎ）を含む。セレクタ１４２は、外部制御ＣＴＲＬ（例えば、物理量信号Ｄ１０６を処理するデジタル信号処理回路による制御）に従って遅延デジタル信号ＤＤ（１），ＤＤ（２），…，ＤＤ（ｎ）のいずれか１つを選択して遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔとして出力する。このように構成することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐの周期を最小単位として、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃとの位相差を調整できる。
【００３２】
また、外部制御ＣＴＲＬに従ってセレクタ１４２が遅延デジタル信号ＤＤ（１），ＤＤ（２），…，ＤＤ（ｎ）を選択的に出力することにより、遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔの移相量（遅延量）を変更できる。なお、遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔの移相量は、固定値であっても良い。すなわち、セレクタ１４２を介さずに、シフトレジスタ１４１の遅延デジタル信号ＤＤ（ｎ）を遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔとして供給しても良い。この場合、シフトレジスタ１４１に含まれるフリップフロップの個数に応じて遅延デジタルモニタ信号ＤＤｍｎｔの移相量が決定される。また、位相調整回路１３４は、図６に示した位相調整回路１０４と同様の構成であっても良い。
【００３３】
（実施形態２）
この発明の実施形態２による物理量センサ装置は、図１に示した物理量センサシステム１１に代えて、図７に示した物理量センサシステム２１を備える。物理量センサシステム２１は、図１に示したアナログ・デジタル変換器１０２ｍ，１０２ｓに代えて、アナログ・デジタル変換回路２０２を備える。その他の構成は、図１と同様である。
【００３４】
アナログ・デジタル変換回路２０２は、モニタ信号Ｓｍｎｔおよびセンサ信号Ｓｓｎｃのそれぞれに対するアナログ・デジタル変換処理を選択的に実行する。例えば、アナログ・デジタル変換回路２０２は、セレクタ２１１と、アナログ・デジタル変換器２１２と、セレクタ２１３とを含む。セレクタ２１１は、モニタ信号Ｓｍｎｔおよびセンサ信号Ｓｓｎｃを交互に選択する。アナログ・デジタル変換器２１２は、セレクタ２１１によって選択された信号をデジタル信号に変換する。セレクタ２１３は、セレクタ２１１によってモニタ信号Ｓｍｎｔが選択されている場合にはアナログ・デジタル変換器２１２からのデジタル信号をデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとして駆動制御回路１０３および位相調整回路１０４に供給し、セレクタ２１１によってセンサ信号Ｓｓｎｃが選択されている場合にはアナログ・デジタル変換器２１２からのデジタル信号をデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃとして検波回路１０５に供給する。このようにして、モニタ信号Ｓｍｎｔおよびセンサ信号Ｓｓｎｃが時分割でデジタル化される。
【００３５】
以上のように、共通のアナログ・デジタル変換器によってモニタ信号Ｓｍｎｔおよびセンサ信号Ｓｓｎｃをデジタル化することにより、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃとの振幅差および位相差を小さくすることができるので、検波精度をさらに向上させることができる。
【００３６】
（実施形態３）
この発明の実施形態３による物理量センサ装置は、図１に示した物理量センサシステム１１に代えて、図８に示した物理量センサシステム３１を備える。物理量センサシステム３１は、図１に示した構成に加えて、起動制御回路３００と、フィードバックスイッチＳＷ３０３とを備える。起動制御回路３００は、起動開始信号ＳＴＲに応答してカウントを開始するカウンタ３０１と、カウンタ３０１のカウント値ＣＮＴに基づいてイネーブル信号ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３および制御信号ＳＳ１を出力する信号出力部３０２とを含む。クロック生成回路１０１，駆動制御回路１０３，検波回路１０５は、それぞれ、イネーブル信号ＥＮ１，ＥＮ２，ＥＮ３に応答して起動する。フィードバックスイッチＳＷ３０３は、増幅器ＡＭＰｍと物理量センサ１０のドライブ圧電素子Ｐｄｒｖとの間に接続され、制御信号ＳＳ１に応答してオン／オフを切り替える。
【００３７】
〔起動制御〕
次に、図９を参照しつつ、図８に示した起動制御回路３００による起動制御について説明する。
【００３８】
まず、起動開始信号ＳＴＲが供給されると、カウンタ３０１はカウントを開始し、信号出力部３０２は、制御信号ＳＳ１の出力を開始してフィードバックスイッチＳＷ３０３をオンにする。これにより、増幅器ＡＭＰｍの出力は、ドライブ信号Ｓｄｒｖとして物理量センサ１０にフィードバックされる。また、信号出力部３０２は、イネーブル信号ＥＮ１の出力を開始してクロック生成回路１０１を起動させる。これにより、クロック生成回路１０１は、サンプリングクロックＣＫｓｐの生成を開始する。
【００３９】
次に、クロック安定化時間Ｔ１が経過すると、サンプリングクロックＣＫｓｐが不安定状態から安定状態になる。例えば、サンプリングクロックＣＫｓｐの周波数が所定の周波数（アナログ・デジタル変換器１０２ｍが正常に動作できる周波数）に収束する。カウント値ＣＮＴは、クロック安定化時間Ｔ１に対応する第１基準値（ここでは、８）になる。カウント値ＣＮＴが第１基準値に到達すると、信号出力部３０２は、制御信号ＳＳ１の出力を停止してフィードバックスイッチＳＷ３０３をオフにする。これにより、増幅器ＡＭＰｍの出力は、ドライブ信号Ｓｄｒｖとしてフィードバックされなくなる。また、信号出力部３０２は、イネーブル信号ＥＮ２の出力を開始して駆動制御回路１０３を起動させる。これにより、駆動制御回路１０３は、ドライブ信号Ｓｄｒｖの生成を開始する。
【００４０】
次に、駆動安定化時間Ｔ２が経過すると、物理量センサ１０の自励振動が不安定状態から安定状態になる。例えば、物理量センサ１０の振動速度が一定速度になる。カウント値ＣＮＴは、クロック安定化時間Ｔ１と駆動安定化時間Ｔ２の合計に対応する第２基準値（ここでは、１３）になる。カウント値ＣＮＴが第２基準値に到達すると、信号出力部３０２は、イネーブル信号ＥＮ３を出力して検波回路１０５を起動させる。これにより、検波回路１０５は、物理量信号Ｄｐｈｙの検波を開始する。
【００４１】
物理量センサ１０の自励振動が安定状態になる前に検波回路１０５が起動する場合、モニタ信号Ｓｍｎｔ，センサ信号Ｓｓｎｃの振幅および周波数が不安定であるので、検波回路１０５が誤った物理量信号（物理量センサ１０に与えられた物理量に対応しない物理量信号）を検出してしまう可能性がある。一方、この実施形態では、物理量センサ１０の自励振動が安定状態になった後に検波回路１０５を起動させることにより、モニタ信号Ｓｍｎｔ，センサ信号Ｓｓｎｃの振幅および周波数を安定させた後に検波処理を実行できる。これにより、検波回路１０５における物理量信号の誤検出を防止できる。
【００４２】
また、サンプリングクロックＣＫｓｐが安定状態になる前に駆動制御回路１０３が起動する場合、アナログ・デジタル変換器１０２ｍが正常に動作できないので、駆動制御回路１０３がドライブ信号Ｓｄｒｖを正常に制御できない可能性がある。そのため、物理量センサ１０の振動速度が過剰に速くなって、物理量センサ１０が破壊されてしまうおそれがある。一方、この実施形態では、サンプリングクロックＣＫｓｐが安定状態になった後に駆動制御回路１０３を起動させることにより、駆動制御回路１０３は、正常なデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔ（モニタ信号Ｓｍｎｔに対応するデジタルモニタ信号）に基づいてドライブ信号Ｓｄｒｖを正常に制御できる。これにより、物理量センサ１０の破壊を防止できる。
【００４３】
（実施形態３の変形例）
なお、物理量センサシステム３１は、クロック生成回路１０１に代えて、図１０に示したクロック生成回路１０１ａを備えていても良い。クロック生成回路１０１ａは、波形整形回路１１１と、閉ループ状態と開ループ状態とを切替可能なＰＬＬ３０４とを含む。
【００４４】
ＰＬＬ３０４は、位相周波数検出器（ＰＦＤ）３１１と、チャージポンプ（ＣＰ）３１２と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１３と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３１４と、分周器（ＤＩＶ）と３１５と、ループスイッチＳＷ３０４とを含む。ループスイッチＳＷ３０４は、分周器３１５と位相周波数検出器３１１との間に接続される。位相周波数検出器３１１は、基準クロックＣＫｒとループスイッチＳＷ３０４を介して供給された分周クロックＣＫｄｉｖとの位相差を検出して充電信号ＵＰおよび放電信号ＤＮを出力する。チャージポンプ３１２は、充電信号ＵＰ／放電信号ＤＮに応答してローパスフィルタ３１３の電圧（制御電圧Ｖｃ）を増加／減少させる。電圧制御発振器３１４は、制御電圧Ｖｃに応じてサンプリングクロックＣＫｓｐの周波数を調整する。分周器３１５は、サンプリングクロックＣＫｓｐを分周して分周クロックＣＫｄｉｖとして出力する。また、信号出力部３０２は、ループスイッチＳＷ３０４のオン／オフを切り替えるための制御信号ＳＳ２を出力する。
【００４５】
図１１のように、起動開始信号ＳＴＲが供給されると、カウンタ３０１がカウントを開始し、信号出力部３０２は、制御信号ＳＳ２の出力を停止してループスイッチＳＷ３０４をオフにする。これにより、ＰＬＬ３０４が開ループ状態になる。次に、起動完了時間Ｔ０が経過すると、ＰＬＬ３０４の起動が完了する。例えば、制御電圧Ｖｃが所定値（ＰＬＬ３０４が周波数制御を開始できる程度の電圧値）に到達する。カウント値ＣＮＴは、起動完了時間Ｔ０に対応する第３基準値（ここでは、４）になる。カウント値ＣＮＴが第３基準値に到達すると、信号出力部３０２は、制御信号ＳＳ２の出力を開始する。これにより、ＰＬＬ３０４が閉ループ状態になる。
【００４６】
ＰＬＬ３０４の起動が完了する前にＰＬＬ３０４を閉ループ状態に設定する場合、サンプリングクロックＣＫｓｐの周波数が収束しない可能性がある。一方、ここでは、ＰＬＬ３０４の起動が完了した後にＰＬＬ３０４を閉ループ状態に設定することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐの周波数を収束させることができる。
【００４７】
（起動制御回路の変形例）
さらに、物理量センサシステム３１は、起動制御回路３００に代えて、図１２に示した起動制御回路３００ａを備えていても良い。起動制御回路３００ａは、ＰＬＬ３０４の起動完了を検出する起動完了検出部３２０と、サンプリングクロックＣＫｓｐの安定状態を検出するクロック安定検出部３２１と、物理量センサ１０の自励振動の安定状態を検出するセンサ安定検出部３２２と、信号出力部３０２とを含む。例えば、起動完了検出部３２０は、制御電圧Ｖｃが所定値（ＰＬＬ３０４が周波数制御を開始できる程度の電圧値）に到達したことを検出する。クロック安定検出部３２１は、基準クロックＣＫｒおよび分周クロックＣＫｄｉｖが位相ロック状態であることを検出する。また、クロック安定検出部３２１は、制御電圧Ｖｃが一定になったことを検出しても良い。センサ安定検出部３２２は、振幅値Ｄ１３１（デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの振幅値）が一定になったことをことを検出する。
【００４８】
信号出力部３０２は、起動開始信号ＳＴＲに応答して制御信号ＳＳ１およびイネーブル信号ＥＮ１の出力を開始するとともに制御信号ＳＳ２の出力を停止し、起動完了検出部３２０による検出に応答して制御信号ＳＳ２の出力を開始する。これにより、ＰＬＬ３０４の起動が完了した後にＰＬＬ３０４が閉ループ状態に設定される。また、信号出力部３０２は、クロック安定検出部３２１による検出に応答して制御信号ＳＳ１の出力を停止するとともにイネーブル信号ＥＮ２の出力を開始する。これにより、サンプリングクロックＣＫｓｐが安定状態になった後に駆動制御回路１０３が起動する。さらに、信号出力部３０２は、センサ安定検出部３２２による検出に応答してイネーブル信号ＥＮ３の出力を開始する。これにより、物理量センサ１０の自励振動が安定状態になった後に検波回路１０５が起動する。
【００４９】
なお、起動制御回路３００，３００ａ，クロック生成回路１０１ａは、図７に示した物理量センサシステム２１にも適用可能である。
【００５０】
（駆動制御回路の変形例）
以上の各実施形態において、物理量センサシステム１１，２１，３１は、駆動制御回路１０３に代えて、図１３，図１４，図１５に示した駆動制御回路１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃを備えていても良い。
【００５１】
〔駆動制御回路の変形例１〕
図１３に示した駆動制御回路１０３ａは、振幅検出回路１３１と、波形整形回路４００と、位相調整回路１３４と、パルス振幅変調回路（ＰＡＭ）４０１とを含む。波形整形回路４００は、増幅器ＡＭＰｍを介して供給されたモニタ信号Ｓｍｎｔを方形波に変換してパルス信号Ｐ４００として出力する。例えば、波形整形回路４００は、比較器によって構成される。位相調整回路１３４は、パルス信号Ｐ４００の位相を調整する。パルス振幅変調回路４０１は、振幅値Ｄ１３１が小さいほどドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅が大きくなるように、位相調整回路１３４によって位相調整されたパルス信号Ｐ４００の振幅を振幅値Ｄ１３１に応じて調整してドライブ信号Ｓｄｒｖとして出力する。ドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅が大きくなるほど、物理量センサ１０の振動速度が速くなり、その結果、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が大きくなる。なお、位相調整回路１３４をパルス振幅変調回路４０１に後段に配置しても良い。
【００５２】
パルス振幅変調回路４０１では、アナログ回路で構成された駆動回路よりも、電源電圧の変動や温度変化に起因するノイズが発生しにくい。そのため、ドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅を正確に制御できる。なお、ドライブ信号Ｓｄｒｖはパルス信号であるので、ドライブ信号Ｓｄｒｖには奇数次の高調波（基本周波数の奇数倍の周波数を有する高調波）が含まれている。一方、物理量センサ１０は高いＱ値を有している（すなわち、基本周波数に近いほど利得が大きい周波数応答特性を有している）ので、物理量センサ１０は、奇数次の高調波にはほとんど応答しない。この周波数応答特性によって、奇数次の高調波に起因する物理量センサ１０の振動速度の変動は抑制される。
【００５３】
〔駆動制御回路の変形例２〕
図１４に示した駆動制御回路１０３ｂは、振幅検出回路１３１と、波形整形回路４００と、位相調整回路１３４と、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）４０２と、アナログフィルタ４０３とを含む。パルス幅変調回路４０２は、振幅値Ｄ１３１が小さいほどドライブ信号Ｓｄｒｖのデューティー比（１周期に対するハイレベル区間の割合）が５０％に近づくように、位相調整回路１３４によって位相調整されたパルス信号Ｐ４００のデューティー比を振幅値Ｄ１３１に応じて調整してドライブ信号Ｐ４０２として出力する。アナログフィルタ４０３は、ドライブ信号Ｐ４０２のうち特定の周波数成分（例えば、基本周波数の近傍成分）を通過させるとともに他の周波数成分を減衰させてドライブ信号Ｓｄｒｖとして出力する。これにより、ドライブ信号Ｓｄｒｖの波形を正弦波形に近づけることができる。例えば、アナログフィルタ４０３は、バンドパスフィルタなどによって構成される。ドライブ信号Ｐ４０２のデューティ比が５０％に近づくほど、物理量センサ１０の振動速度が速くなり、その結果、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が大きくなる。なお、位相調整回路１３４をパルス幅変調回路４０２の後段に配置しても良いし、位相調整回路１３４を設けずにアナログフィルタ４０３の位相特性を利用してドライブ信号Ｓｄｒｖの位相を調整しても良い。また、ドライブ信号Ｓｄｒｖの代わりにドライブ信号Ｐ４０２を物理量センサ１０に供給しても良い。
【００５４】
パルス幅変調回路４０２では、アナログ回路で構成された駆動回路よりも、電源電圧の変動や温度変化に起因するノイズが発生しにくい。そのため、ドライブ信号Ｓｄｒｖのパルス幅を正確に制御できる。また、ドライブ信号Ｓｄｒｖはパルス幅変調された信号であるので基本周波数の整数倍の周波数成分である高調波が含まれているが、その高調波による物理量センサ１０の振動速度の変動は、物理量センサ１０の周波数応答特性によって抑制される。
【００５５】
〔駆動制御回路の変形例３〕
図１５に示した駆動制御回路１０３ｃは、振幅検出回路１３１と、ΔΣ変調回路４０４と、アナログフィルタ４０３とを含む。ΔΣ変調回路４０４は、増幅器ＡＭＰｍを介して供給されたモニタ信号ＳｍｎｔをΔΣ変調してドライブ信号Ｐ４０４として出力する。また、ΔΣ変調回路４０４の入力ゲインは、振幅値Ｄ１３１に応じて可変である。すなわち、ΔΣ変調回路４０４は、入力ゲインに応じて増幅または減衰されたモニタ信号Ｓｍｎｔを取り込んだことになる。また、ΔΣ変調回路４０４では、モニタ信号Ｓｍｎｔの増減に応じてドライブ信号Ｐ４０４のパルス密度が変化する。なお、位相調整回路１３４をΔΣ変調回路４０４の後段に配置しても良い。また、ドライブ信号Ｓｄｒｖの代わりにドライブ信号Ｐ４０４を物理量センサ１０に供給しても良い。
【００５６】
図１６のように、ΔΣ変調回路４０４は、サンプリング容量Ｃｓ，ＣｏおよびスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４を有する演算部４１１と、オペアンプＡＭＰおよびフィードバック容量Ｃｆを有する積分器４１２と、比較器４１３と、選択部４１４と、制御部４１５とを含む。ここでは、サンプリング容量Ｃｓは、可変容量である。
【００５７】
演算部４１１は、モニタ信号Ｓｍｎｔをサンプリングしてサンプリングによって得られた電圧をモニタ電圧Ｖｍｎｔとしてサンプリング容量Ｃｓに保持するとともに、選択部４１４の出力をサンプリングしてサンプリングによって得られた電圧を演算電圧Ｖｏとしてサンプリング容量Ｃｏに保持する。次に、演算部４１１は、モニタ電圧Ｖｍｎｔに演算電圧Ｖｏを加算して加算結果を積分器４１２に出力する。積分器４１２は、演算部４１１の出力を積分する。比較器４１３は、積分器４１２の出力と閾値電圧Ｖｔｈ（例えば、接地電圧）とを比較することによって、積分器４１２の出力を二値化してドライブ信号Ｐ４０４として出力する。選択部４１４は、比較器４１３の出力に応じて基準電圧ＶＰおよびＶＭのいずれか一方を選択して演算部４１１に供給する。比較器４１３の出力がハイレベルである場合には、閾値電圧Ｖｔｈよりも低い基準電圧ＶＭが選択され、比較器４１３の出力がローレベルである場合には、閾値電圧Ｖｔｈよりも高い基準電圧ＶＰが選択される。
【００５８】
制御部４１５は、振幅値Ｄ１３１が小さいほどサンプリング容量Ｃｓとフィードバック容量Ｃｆとの容量比（Ｃｓ／Ｃｆ）が大きくなるように、振幅値Ｄ１３１に応じてサンプリング容量Ｃｓの容量値を設定する。容量比（Ｃｓ／Ｃｆ）が大きくなるほど、ΔΣ変調回路４０４の入力ゲインが大きくなる。これにより、ドライブ信号Ｐ４０４において過渡期間（信号レベルの遷移が比較的多い期間）が短くなるとともにハイレベル安定期間（ハイレベルの発生頻度が比較的高い期間）およびローレベル安定期間（ローレベルの発生頻度が比較的高い期間）が長くなる。また、ハイレベル安定期間およびローレベル安定期間が長くなるほど、物理量センサ１０の振動速度が速くなり、その結果、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が大きくなる。なお、サンプリング容量Ｃｓだけでなく、サンプリング容量Ｃｏやフィードバック容量Ｃｆも可変容量によって構成しても良い。すなわち、サンプリング容量Ｃｓ，Ｃｏおよびフィードバック容量Ｃｆのうち少なくとも１つの容量値を調整することにより、ΔΣ変調回路４０４の入力ゲインを調整できる。例えば、サンプリング容量ＣｏとＣｓとの容量比（Ｃｏ／Ｃｓ）を小さくすることにより、ΔΣ変調回路４０４の入力ゲインを大きくすることができる。
【００５９】
ΔΣ変調回路４０４では、アナログ回路で構成された駆動回路よりも、電源電圧の変動や温度変化に起因するノイズが発生しにくい。そのため、ドライブ信号Ｐ４０４のパルス密度を正確に制御できる。さらに、ドライブ信号Ｐ４０４はΔΣ変調された信号であるので基準周波数よりも高い高周波数帯域にノイズ成分が集中している（ノイズシェーピングされている）が、その高周波数帯域のノイズ成分による物理量センサ１０の振動速度の変動は、物理量センサ１０の周波数応答特性によって抑制される。
【００６０】
以上のように、パルス振幅変調回路４０１，パルス幅変調回路４０２，ΔΣ変調回路４０４によって生成されたパルス変調信号（パルス振幅変調信号，パルス幅変調信号，パルス密度変調信号）をドライブ信号として利用することにより、電源電圧の変動や温度変化によって物理量センサ１０の振動速度が変動することを抑制できるので、物理量センサ１０の検出精度を安定させることができる。
【００６１】
また、図５に示したデジタル・アナログ変換回路１３５では、ミスコード（デジタル値に対応しないアナログ値が出力されること）が発生する可能性があるが、パルス振幅変調回路４０１，パルス幅変調回路４０２，ΔΣ変調回路４０４では、ミスコードが発生しないので、デジタル・アナログ変換回路１３５よりもドライブ信号Ｓｄｒｖを正確に制御できる。
【００６２】
（位相調整回路の変形例）
また、物理量センサシステム１１，２１，３１の各々において、位相調整回路は、図１７，図１９，図２０のように構成されていても良い。すなわち、物理量センサシステム１１，２１，３１は、位相調整回路１０４に代えて、図１７，図１９に示した位相調整回路１０４ａ，１０４ｓを備えていても良いし、図２０のように位相調整回路１０４とともに位相調整回路１０４ｓを備えていても良い。以下に、位相調整回路の変形例について説明する。
【００６３】
〔位相調整回路の変形例１〕
図１７に示した物理量センサシステム１１ａは、位相調整回路１０４に代えて、位相調整回路１０４ａを備える。その他の構成は、図１に示した物理量センサシステム１１と同様である。位相調整回路１０４ａは、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔをヒルベルト変換することにより、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔよりも位相が遅れたデジタル信号ＤＤｘを駆動制御回路１０３に供給するとともに、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔよりも位相が進んだ（約９０°進んだ）デジタル信号ＤＤｙを検波回路１０５に供給する。
【００６４】
図１８は、図１７に示した位相調整回路１０４ａの構成例を示す。位相調整回路１０４ａは、ヒルベルト変換器５０１と、セレクタ５０２とを含む。ヒルベルト変換器５０１は、２ｍ個（ｍは、２以上の整数）のフリップフロップ（遅延器）ＦＦ（１），ＦＦ（２），…，ＦＦ（２ｍ）と、２ｍ個の乗算器Ｈ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（２ｍ）と、（２ｍ−１）個の加算器Ａ（２），…，Ａ（２ｍ）とを含む。フリップフロップＦＦ（１），ＦＦ（２），…，ＦＦ（２ｍ）は、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期してデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを順次シフトさせて、それぞれ位相が異なる２ｍ個の遅延デジタルモニタ信号ＤＭ（１），ＤＭ（２），…，ＤＭ（２ｍ）を生成する。乗算器Ｈ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（２ｍ）は、遅延デジタルモニタ信号ＤＭ（１），ＤＭ（２），…，ＤＭ（２ｍ）をそれぞれ定数倍する。加算器Ａ（２），…，Ａ（２ｍ）は、乗算器Ｈ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（２ｍ）の出力の合計をデジタル信号ＤＤｙとして出力する。セレクタ５０２は、外部制御ＣＴＲＬに従って遅延デジタルモニタ信号ＤＭ（１），ＤＭ（２），…，ＤＭ（２ｍ）のいずれか１つをデジタル信号ＤＤｘとして選択する。なお、デジタル信号ＤＤｙの位相は、遅延デジタルモニタ信号ＤＭ（ｍ）の位相よりも９０°進んでいる。
【００６５】
以上のように、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔをヒルベルト変換することにより、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃとの位相差を小さくすることができる。また、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを遅延させて駆動制御回路１０３に供給することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐの周期を最小単位としてドライブ信号Ｓｄｒｖの位相を調整できる。例えば、モニタ信号Ｓｍｎｔとドライブ信号Ｓｄｒｖとが互いに同期するようにデジタル信号ＤＤｘの遅延量が設定されている場合、駆動制御回路１０３は、位相調整回路１３４を含んでいなくても良い。なお、位相調整回路１０４ａを介さずにデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを駆動制御回路１０３に供給しても良い。
【００６６】
さらに、外部制御ＣＴＲＬに従ってセレクタ５０２が遅延デジタルモニタ信号ＤＭ（１），ＤＭ（２），…，ＤＭ（２ｍ）を選択的に出力することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐの周期を最小単位としてデジタル信号ＤＤｘの移相量を変更できる。なお、デジタル信号ＤＤｘの移相量は、固定値であっても良い。すなわち、セレクタ５０２を介さずに、遅延デジタルモニタ信号ＤＭ（１），ＤＭ（２），…，ＤＭ（２ｍ）のいずれか１つを駆動制御回路１０３に供給しても良い。
【００６７】
〔位相調整回路の変形例２〕
図１９に示した物理量センサシステム１１ｂは、位相調整回路１０４に代えて、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃの位相を調整する位相調整回路１０４ｓを備える。その他の構成は、図１に示した物理量センサシステム１１と同様である。位相調整回路１０４ｓは、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃを遅延させて遅延デジタルセンサ信号ＤＤｓｎｃとして出力する。例えば、位相調整回路１０４ｓは、サンプリングクロックＣＫｓｐに同期してデジタルセンサ信号Ｄｓｎｃを遅延させるシフトレジスタを含む。なお、位相調整回路１０４ｓは、図６に示した位相調整回路１０４と同様の構成であっても良い。検波回路１０５は、遅延デジタルセンサ信号ＤＤｓｎｃとデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとを乗算する。このように、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃの位相を調整することにより、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃとデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとの位相差を調整できる。
【００６８】
（位相調整回路の変形例３）
図２０に示した物理量センサシステム１１ｃは、図１に示した物理量センサシステム１１の構成に加えて、位相調整回路１０４ｓと、デシメーションフィルタ５００ｍ，５００ｓとを備える。クロック生成回路１０１は、サンプリングクロックＣＫｓｐとサンプリングクロックＣＫｓｐの周波数よりも低い周波数を有する動作クロックＣＫｄとを生成する。例えば、クロック生成回路１０１は、図３に示した構成に加えて、サンプリングクロックＣＫｓｐを分周して動作クロックＣＫｄとして出力する分周回路をさらに含む。デシメーションフィルタ５００ｍ，５００ｓは、それぞれ、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔ，遅延デジタルセンサ信号ＤＤｓｎｃに対してデシメーション処理（デジタル値の間引きなど）を施すことにより、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔ，遅延デジタルセンサ信号ＤＤｓｎｃを動作クロックＣＫｄに対応させる。
【００６９】
位相調整回路１０４は、サンプリングクロックＣＫｓｐの周波数よりも低い周波数を有する動作クロックＣＫｄに同期して、デシメーションフィルタ５００ｍを介して供給されたデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを遅延させる。そのため、位相調整回路１０４の位相調整の精度は、位相調整回路１０４ｓの位相調整の精度よりも低い。このように、位相調整の精度がそれぞれ異なる位相調整回路１０４，１０４ｓに位相調整処理を分担させることにより、位相調整処理に要する回路規模および消費電力を低減することができる。なお、図２０に示した位相調整回路１０４を図１７，図１８に示した位相調整回路１０４ａに置き換えても良い。
【００７０】
（クロック生成回路の変形例）
さらに、物理量センサシステム１１，２１，３１は、クロック生成回路１０１に代えて、図２１，図２２，図２３，図２４に示したクロック生成回路１０１ｂ，１０１ｃ，１０１ｄ，１０１ｅを備えていても良い。
【００７１】
〔クロック生成回路の変形例１〕
図２１に示したクロック生成回路１０１ｂは、波形整形回路１１１と、逓倍回路１１２と、分周回路６００と、シフトレジスタ６０１と、セレクタ６０２とを含む。分周回路６００は、逓倍回路１１２からの制御クロックＣＫｃを分周してサンプリングクロックＣＫｓｐとして出力する。シフトレジスタ６０１は、制御クロックＣＫｃに同期してサンプリングクロックＣＫｓｐを順次シフトさせることにより、それぞれ位相が異なるｎ個（ｎは２以上の整数）の遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）を生成する。セレクタ６０２は、外部制御ＣＴＲＬに従って遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）の中からサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２を選択する。例えば、サンプリングクロックＣＫｓｐ１は、アナログ・デジタル変換器１０２ｍに供給され、サンプリングクロックＣＫｓｐ２は、アナログ・デジタル変換器１０２ｓに供給される。クロック生成回路１０１ｂでは、制御クロックＣＫｃの周期を単位としてサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２の位相を調整できる。
【００７２】
〔クロック生成回路の変形例２〕
図２２に示したクロック生成回路１０１ｃは、波形整形回路１１１と、逓倍回路１１２と、カウンタ６０３ｍ，６０３ｓと、分周回路６０４ｍ，６０４ｓとを含む。カウンタ６０３ｍは、基準クロックＣＫｒの遷移エッジ（例えば、立ち上がりエッジ）に応答して制御クロックＣＫｃの発生パルス数の計数を開始し、発生パルス数が外部制御ＣＴＲＬにより設定された第１の所定値に到達するとタイミング信号ＳＳＳ１を生成する。カウンタ６０３ｓは、パルス信号ＣＫｒの遷移エッジに応答して制御クロックＣＫｃの発生パルス数の計数を開始し、発生パルス数が外部制御ＣＴＲＬにより設定された第２の所定値に到達するとタイミング信号ＳＳＳ２を生成する。分周回路６０４ｍ，６０４ｓは、それぞれ、タイミング信号ＳＳＳ１，ＳＳＳ２の遷移エッジに応答して分周処理を開始し、制御クロックＣＫｃを分周してサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２を生成する。クロック生成回路１０１ｃでは、制御クロックＣＫｃの周期を単位としてサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２の位相を調整できる。また、カウンタ６０３ｍ，６０３ｓのそれぞれに設定された第１および第２の所定値を外部制御ＣＴＲＬによって変更することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２のそれぞれの移相量を変更することができる。
【００７３】
〔クロック生成回路の変形例３〕
図２３に示したクロック生成回路１０１ｄは、波形整形回路１１１と、ＰＬＬ６０５と、セレクタ６０６とを含む。ＰＬＬ６０５は、ループ状に接続されたｎ個（ｎは２以上の整数）の遅延素子を含む電圧制御発振器を有しており、基準クロックＣＫｒを逓倍してそれぞれ位相が異なるｎ個の遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）を生成する。遅延素子のそれぞれの遅延時間を“ｔ”とすると、遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）の位相は“ｔ”ずつずれている。セレクタ６０６は、外部制御ＣＴＲＬに従って遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）の中からサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２を選択する。クロック生成回路１０１ｄでは、遅延素子の遅延時間“ｔ”を単位としてサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２の位相を調整できる。
【００７４】
〔クロック生成回路の変形例４〕
図２４に示したクロック生成回路１０１ｅは、波形整形回路１１１と、逓倍回路１１２と、ＤＬＬ（Delay Lock Loop）６０７と、セレクタ６０８とを含む。ＤＬＬ６０７は、縦続接続されたｎ個の遅延素子を含む電圧制御遅延器を有し、制御クロックＣＫｃを順次遅延させてそれぞれ位相が異なるｎ個の遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）を生成する。遅延素子のそれぞれの遅延時間を“ｔ”とすると、遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）の位相は“ｔ”ずつずれている。セレクタ６０８は、外部制御ＣＴＲＬに従って遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）の中からサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２を選択する。クロック生成回路１０１ｅでは、遅延素子の遅延時間“ｔ”を単位としてサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２の位相を調整できる。
【００７５】
以上のように、サンプリングクロックの位相を調整することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐ１とモニタ信号Ｓｍｎｔとの位相差を小さくする（または、０にする）ことができる。同様に、サンプリングクロックＣＫｓｐ２とセンサ信号Ｓｓｎｃとの位相差を小さく（または、０にする）ことができる。これにより、モニタ信号Ｓｍｎｔおよびセンサ信号Ｓｓｎｃを正確にデジタル化することができるので、検波精度を向上させることができる。
【００７６】
また、サンプリングクロックＣＫｓｐ１を位相を調整することにより、アナログ・デジタル変換器１０２ｍのサンプリングタイミングを変化させることができる。その結果、モニタ信号Ｓｍｎｔのサンプリングポイントが移動するので、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの位相を調整できる。同様に、サンプリングクロックＣＫｓｐ２の位相を調整することにより、デジタルセンサ信号Ｄｓｎｃの位相を調整できる。これにより、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとデジタルセンサ信号Ｓｓｎｃとの位相差を調整できるので、検波精度を向上させることができる。
【００７７】
さらに、クロック生成回路１０１ｂ，１０１ｄ，１０１ｅにおいて、外部制御ＣＴＲＬに従ってセレクタ６０２，６０６，６０８が遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）を選択的に出力することにより、サンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２のそれぞれの移相量を変更することができる。なお、サンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２の移相量は、固定値であっても良い。例えば、クロック生成回路１０１ｂ，１０１ｄ，１０１ｅにおいて、セレクタ６０２，６０６，６０８を介さずに、遅延クロックＣＫ（１），ＣＫ（２），…，ＣＫ（ｎ）のいずれかをサンプリングクロックＣＫｓｐ１，ＣＫｓｐ２として供給しても良い。また、クロック生成回路１０１ｃにおいて、カウンタ６０３ｍ，６０３ｓにそれぞれ設定された第１および第２の所定値を固定値としても良い。
【００７８】
（動作クロック）
以上の各実施形態において、アナログ・デジタル変換器１０２ｍ，１０２ｓ，２１２は、クロック生成回路１０１からのサンプリングクロックＣＫｓｐに代えて、外部クロック（物理量センサシステムの外部から供給されたクロック）に同期して動作しても良い。このように構成することにより、アナログ・デジタル変換器と外部装置（例えば、物理量信号Ｄ１０６を処理するデジタル信号処理回路）との間でデータを同期させることができるので、外部装置において物理量信号Ｄ１０６を円滑に処理できる。なお、アナログ・デジタル変換器１０２ｍ，１０２ｓ，２１２だけでなく、物理量センサシステム１１，２１，３１に備えられたデジタル回路（駆動制御回路，位相調整回路，検波回路，デジタルフィルタなど）の各々も、外部クロックに同期して動作しても良い。このように構成することにより、デジタル回路の各々と外部装置との間でデータを同期させることができる。また、物理量センサシステム１１，２１，３１に外部クロックが供給される場合、物理量センサシステム１１，２１，３１は、クロック生成回路１０１を備えていなくても良い。また、この場合、起動制御回路３００，３００ａは、外部クロックの供給が開始されるとイネーブル信号ＥＮ２の出力を開始して駆動制御回路１０３を起動させ、物理量センサ１０の自励振動が安定状態になった後にイネーブル信号ＥＮ３の出力を開始して検波回路１０５を起動させても良い。
【００７９】
（物理量センサの変形例）
なお、以上の各実施形態において、物理量センサ１０は、音叉型に限らず、円柱型，正三角柱型、正四角柱型、リング型や、その他の形状であっても良い。すなわち、物理量センサ１０は、ドライブ信号Ｓｄｒｖによって自励振動し自励振動に応じたモニタ信号Ｓｍｎｔを出力するとともに、外部から与えられた物理量に応じたセンサ信号Ｓｓｎｃを出力するものであれば良い。
【産業上の利用可能性】
【００８０】
以上のように、上述の物理量センサシステムは、物理量センサの検出精度を安定させることができるので、移動体，携帯電話，デジタルカメラ，ゲーム機などに用いられる物理量センサに好適である。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】実施形態１による物理量センサ装置の構成例を示す図。
【図２】図１に示した物理量センサの構成例を示す図。
【図３】図１に示したクロック生成回路の構成例を示す図。
【図４】図１に示した物理量センサシステムによる動作について説明するための図。
【図５】図１に示した駆動制御回路の構成例を示す図。
【図６】図１に示した位相調整回路の構成例を示す図。
【図７】実施形態２による物理量センサシステムの構成例を示す図。
【図８】実施形態３による物理量センサシステムの構成例を示す図。
【図９】図８に示した起動制御回路による起動制御について説明するための図。
【図１０】クロック生成回路の変形例について説明するための図。
【図１１】図１０に示したクロック生成回路の起動制御について説明するための図。
【図１２】図８に示した起動制御回路の変形例について説明するための図。
【図１３】駆動制御回路の変形例１について説明するための図。
【図１４】駆動制御回路の変形例２について説明するための図。
【図１５】駆動制御回路の変形例３について説明するための図。
【図１６】図１５に示したΔΣ変調回路の構成例を示す図。
【図１７】位相調整回路の変形例１について説明するための図。
【図１８】図１７に示した位相調整回路の構成例を示す図。
【図１９】位相調整回路の変形例２について説明するための図。
【図２０】位相調整回路の変形例３について説明するための図。
【図２１】クロック生成回路の変形例１について説明するための図。
【図２２】クロック生成回路の変形例２について説明するための図。
【図２３】クロック生成回路の変形例３について説明するための図。
【図２４】クロック生成回路の変形例４について説明するための図。
【符号の説明】
【００８２】
１０    物理量センサ
１１，２１，３１    物理量センサシステム
ＡＭＰｍ，ＡＭＰｓ    増幅器
１０１，１０１ａ，…，１０１ｅ    クロック生成回路
１０２ｍ，１０２ｓ，２１２    アナログ・デジタル変換器
１０３，１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃ    駆動制御回路
１０４，１０４ａ，１０４ｓ    位相調整回路
１０５    検波回路
１０６    デジタルフィルタ
２０１    アナログ・デジタル変換回路
２１１，２１３    セレクタ
３００，３００ａ    起動制御回路
ＳＷ３０３    フィードバックスイッチ
３０４    ＰＬＬ
ＳＷ３０４    ループスイッチ
１１１    波形整形回路
１１２    逓倍回路
１３１    振幅検出回路
１３２    利得設定回路
１３３    乗算回路
１３４    位相調整回路
１３５    デジタル・アナログ変換回路
４００    波形整形回路
４０１    パルス振幅変調回路
４０２    パルス幅変調回路
４０３    アナログフィルタ
４０４    ΔΣ変調回路
１４１    シフトレジスタ
１４２    セレクタ
５０１    ヒルベルト変換器
５０２    セレクタ
ＦＦ（１），ＦＦ（２）…，ＦＦ（２ｍ）    フリップフロップ（遅延器）
Ｈ（１），Ｈ（２），…，Ｈ（２ｍ）    乗算器
Ａ（１），Ａ（２），…，Ａ（２ｍ−１）    加算器
６００    分周回路
６０１    シフトレジスタ
６０２，６０６，６０８    セレクタ
６０３ｍ，６０３ｓ    カウンタ
６０４ｍ，６０４ｓ    分周回路
６０５    ＰＬＬ
６０７    ＤＬＬ
【図１】
2010185714.tif 000003
【図２】
2010185714.tif 000004
【図３】
2010185714.tif 000005
【図４】
2010185714.tif 000006
【図５】
2010185714.tif 000007
【図６】
2010185714.tif 000008
【図７】
2010185714.tif 000009
【図８】
2010185714.tif 000010
【図９】
2010185714.tif 000011
【図１０】
2010185714.tif 000012
【図１１】
2010185714.tif 000013
【図１２】
2010185714.tif 000014
【図１３】
2010185714.tif 000015
【図１４】
2010185714.tif 000016
【図１５】
2010185714.tif 000017
【図１６】
2010185714.tif 000018
【図１７】
2010185714.tif 000019
【図１８】
2010185714.tif 000020
【図１９】
2010185714.tif 000021
【図２０】
2010185714.tif 000022
【図２１】
2010185714.tif 000023
【図２２】
2010185714.tif 000024
【図２３】
2010185714.tif 000025
【図２４】
2010185714.tif 000026