(57)【要約】【課題】スイッチト・リラクタンス・モータの駆動回路のスイッチング損失を低減し、モータとインバータの総合効率を向上させる。【解決手段】スイッチト・リラクタンス・モータの制御装置は、各巻線毎に接続され、複数の通電相毎に複数の巻線を同一タイミングで励磁を開始する複数の駆動回路を備える。同じ通電相の巻線（ＵＬ１〜ＵＬ４）のうち少なくとも一つの巻線のヒステリシス電流波形の位相と、同じ通電相の他の巻線のヒステリシス電流波形の位相が異なっており、ヒステリシス電流の振幅は、スイッチング素子の駆動可能上限周波数と等しい電流周波数となる振幅以上であり、電流ピーク上限値ｉｔがスイッチング素子の駆動可能上限電流と等しくなる振幅以下、もしくは電流ピーク下限値ｉｂが０となる振幅以下の範囲とすることで、ヒステリシス電流の振幅を最大化し、スイッチング損失を低減する。【選択図】  図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の突極を有する回転子と、この回転子の突極に対向する複数の突極それぞれに巻線を巻き回した固定子とを有するスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置において、
前記各巻線毎に接続され、複数の通電相毎に複数の巻線を同一タイミングで励磁を開始する複数の駆動回路を備え、
同じ通電相の巻線のうち少なくとも一つの巻線のヒステリシス電流波形の位相と、同じ通電相の他の巻線のヒステリシス電流波形の位相が異なっており、
ヒステリシス電流の振幅は、スイッチング素子の駆動可能上限周波数と等しい電流周波数となる振幅以上であり、電流ピーク上限値がスイッチング素子の駆動可能上限電流と等しくなる振幅以下、もしくは電流ピーク下限値が０となる振幅以下の範囲であることを特徴とするスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項２】
同じ通電相の巻線のうち、少なくとも一つ巻線のヒステリシス電流波形の位相と、同じ通電相の他の巻線のヒステリシス電流波形の位相差は１８０度とすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項３】
前記駆動回路のチョッピング方式は、全ての駆動回路でハードチョッピングを選択することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項４】
前記駆動回路のチョッピング方式は、スイッチト・リラクタンス・モータの回転子の電気角１周期毎に、ソフトチョッピングとハードチョッピングを切り替えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項５】
前記駆動回路のチョッピング方式は、ハードチョッピングで駆動する巻線の数とソフトチョッピングで駆動する巻線の数が異なることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項６】
ハードチョッピングで駆動する巻線の数とソフトチョッピングで駆動する巻線の数との比を巻線電流の実効値で切り替えることを特徴とする請求項５に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項７】
スイッチト・リラクタンス・モータの外周に各巻線用の駆動回路と冷却構造とを備え、前記駆動回路と冷却構造との距離が、所定の長さより短い駆動回路をハードチョッピングで駆動し、所定の長さ以上の駆動回路をソフトチョッピングで駆動することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項８】
同じ通電相の巻線のうち、一つの巻線のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフ切り替えタイミングを基準とし、他の巻線のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフタイミングは、基準となるタイミングのオン／オフを反転したタイミングとしたことを特徴とする請求項１乃至請求項７の何れか１項に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【請求項９】
トルク指令値と、回転子の回転速度と、巻線電流と、巻線電圧を入力し、各入力値から銅損、鉄損、及びスイッチング損を推定し、各損失の和が最小になるようにヒステリシス電流の振幅を決定することを特徴とする請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の突極を有する回転子と、この回転子の突極に対向する複数の突極それぞれに巻線を巻き回した固定子とを有するスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車用パワーエレクトロニクス部品に対する小型化の要求はますます高まっている。このために個々の部品の小型化だけではなく、従来は別々の場所にそれぞれ別のケースに収められていたモータとインバータを一体化する小型化構造が検討されている。
【０００３】
さらに、このような一体化構造が進化した形として、モータの各巻線の直近に配置したインバータで各巻線を個別駆動するモータ・インバータ一体化構造も実用化されている。
【０００４】
このような一体化・小型化を実現させるためには、発熱密度が高くならないよう、モータやインバータの損失を低減させることが重要となる。
【０００５】
モータの損失については、直流電圧をインバータのスイッチング素子を制御して擬似正弦波電圧に変換して運転するモータの場合、スイッチングによる高調波磁束がモータの磁性体内に発生し、高調波の鉄損が生じるので、これを低減する必要がある。
【０００６】
高調波鉄損を低減する技術として、例えば特許文献１記載の技術がある。この技術では、モータの固定子突極１つにつき２つの巻線を巻回し、それぞれの巻線には別々のインバータスイッチング素子が接続され、両巻線へ電圧を印加するスイッチングのタイミングをずらすことで、２つの巻線電流が生成する合成磁束の高調波成分を低減し、高調波鉄損の低減を可能としている。
【特許文献１】特開平６−１９７５９３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上記従来技術では、高調波鉄損の低減は可能となるが、各巻線へ電圧を印加するスイッチングのタイミングをずらすだけでは、スイッチング損失の低減にはつながらず、モータとインバータの総合効率の向上が見込めないという問題点があった。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記問題点を解決するために本発明は、スイッチト・リラクタンス・モータの制御装置において、固定子の巻線毎に接続された複数の駆動回路を備え、同じ通電相の巻線のうち少なくとも一つの巻線のヒステリシス電流波形の位相と、同じ通電相の他の巻線のヒステリシス電流波形の位相が異なっていて、ヒステリシス電流の振幅は、スイッチング素子の駆動可能上限周波数と等しい電流周波数となる振幅以上であり、電流ピーク上限値がスイッチング素子の駆動可能上限電流と等しくなる振幅以下、もしくは電流ピーク下限値が０となる振幅以下の範囲とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、スイッチト・リラクタンス・モータ駆動回路のスイッチング損失を低減し、モータとインバータの総合効率を向上させることができるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
次に、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。尚、以下に説明する各実施例は、３相、内側回転子構造のスイッチト・リラクタンス・モータに適用した実施例である。しかしモータの相数は、３相に限らず、２相、４相、５相等の他の相数、またモータの構造としては、内側回転子構造に限らず外側回転子構造にも本発明を適用できることは明らかである。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明が適用されるスイッチト・リラクタンス・モータの例を示す模式断面図である。図１において、スイッチト・リラクタンス・モータ１は、固定子２（ステータ）と、固定子２の内側に回転可能に軸支された回転子５（ロータ）を備えている。
【００１２】
固定子２の内周部には、３０°毎に１２個の固定子突極３が設けられ、各固定子突極３には、それぞれ巻線４が巻回されている。各巻線４は、Ｕ相巻線（ＵＬ１〜ＵＬ４）、Ｖ相巻線（ＶＬ１〜ＶＬ４）、Ｗ相巻線（ＷＬ１〜ＷＬ４）というように、３相の通電相に相分けされている。
【００１３】
回転子５の外周部には、４５°毎に８個の回転子突極６が設けられ、３６０°の周上で１２個の固定子突極３と、８個の回転子突極６とが対向している。回転子５の回転角度は、巻線ＵＬ１が巻回された固定子突極３と、回転子突極６の特定の１つが正対して最も磁気抵抗が小さい状態をロータ角度０とする。
【００１４】
図２は、スイッチト・リラクタンス・モータ１を駆動するインバータ装置の構成を示す回路図である。図２において、直流電源Ｖｄｃと並列に平滑コンデンサＣ１、およびインバータ装置が接続されている。
【００１５】
インバータ装置は、それぞれ２つのスイッチング素子と２つのダイオードからなる互いに回路構成が等しい１２組のハーフブリッジ回路からなる。例えば、巻線ＵＬ１へ通電するハーフブリッジ回路は、上側スイッチング素子ＵＳＷ１と、下側スイッチング素子ＵＳＷ２と、ダイオードＵＤ１、ＵＤ２とを備えている。そして、スイッチト・リラクタンス・モータ１の１２の巻線ＵＬ１〜ＷＬ４がそれぞれハーフブリッジ回路に接続され、各ハーフブリッジ回路により個別に各巻線が駆動可能となっている。
【００１６】
次に、図４を参照して、スイッチト・リラクタンス・モータ１の各巻線への通電方法を説明する。直流電源からチョッピングによってモータの巻線へ所望の大きさの電流を流す方法は、ソフトチョッピングと、ハードチョッピングがある。
【００１７】
図４（ａ）は、ハーフブリッジ回路におけるソフトチョッピングの電流経路を示す図、図４（ｂ）は、ソフトチョッピングにおける巻線電圧及び巻線電流の波形を示す図である。図４（ｃ）は、ハーフブリッジ回路におけるハードチョッピングの電流経路を示す図、図４（ｄ）は、ハードチョッピングにおける巻線電圧及び巻線電流の波形を示す図である。
【００１８】
図４（ａ）、（ｃ）は、１２組のハーフブリッジ回路のうち巻線ＵＬ１に接続されている回路のみを抜き出した図である。図４（ａ）、（ｃ）において、ハーフブリッジ回路は、上側スイッチング素子ＵＳＷ１と、下側スイッチング素子ＵＳＷ２と、ダイオードＵＤ１、ＵＤ２とを備えている。
【００１９】
図４（ｂ）、（ｄ）において、ロータ角度θが巻線ＵＬ１の通電開始角度θｏｎ＿ＵＬ１に達すると通電を開始し、巻線電流が所定の上限値ｉｔと所定の下限値ｉｂの間に保持されるようにスイッチング素子ＵＳＷ１、ＵＳＷ２のオン・オフを制御する。ロータ角度θが巻線ＵＬ１の通電終了角度θｏｆｆ＿ＵＬ１に達すると通電を終了する。
【００２０】
図４（ａ）、（ｂ）に示すように、ソフトチョッピングは、巻線電流が上限値ｉｔに達した後にスイッチング素子ＵＳＷ１、もしくはスイッチング素子ＵＳＷ２のいずれか一方をオフにし、ダイオードＵＤ２、ＵＤ１の一方を通して巻線電流を還流させ、下限値ｉｂに達したら再びＵＳＷ１、ＵＳＷ２双方のスイッチング素子をオンにするチョッピング方法である。
【００２１】
図４（ｃ）、（ｄ）に示すように、ハードチョッピングは、巻線電流が上限値ｉｔに達した後はＵＳＷ１、ＵＳＷ２双方のスイッチング素子をオフにし、ダイオードＵＤ１、ＵＤ２の両方を通して電流を電源側へ回生させるチョッピング方法である。
【００２２】
従来のスイッチト・リラクタンス・モータでは、同じ相の巻線、例えばＵ相巻線ＵＬ１〜ＵＬ４は同じ電流波形とするため、スイッチング素子ＵＳＷ１、ＵＳＷ３、ＵＳＷ５、ＵＳＷ７と、ＵＳＷ２、ＵＳＷ４、ＵＳＷ６、ＵＳＷ８はそれぞれ同じタイミングでスイッチングを行う。もしくはＵ相巻線ＵＬ１〜ＵＬ４を４本並列に接続し、同一のブリッジ回路（２つのスイッチング素子ＵＳＷ１、ＵＳＷ２と、２つのダイオードＵＤ１、ＵＤ２）のみでＵ相巻線の電流を制御していた。このような方法では同相の巻線が全て同じタイミングでチョッピングされるので平滑コンデンサＣ１に大きなリプル電流が流れる。
【００２３】
これに対して本実施例では、図３のように同相の巻線であっても、例えばＵＬ１とＵＬ３の組と、ＵＬ２とＵＬ４の組とでチョッピングのタイミングをずらすことによって、巻線電流のリプルの位相がずれ、平滑コンデンサＣ１へのリプル電流振幅を低減することができるという効果がある。
【００２４】
チョッピングのタイミングをずらす方法の一例として、上限値ｉｔ、下限値ｉｂのほかに、ｉｂ＜ｉａ＜ｉｔとなる中間値ｉａという指令値を備え、ＵＬ２とＵＬ４の巻線電流にのみこの指令値を適用する方法がある。
【００２５】
この中間値ｉａの指令値の作用は、ロータの通電開始角度θｏｎから通電開始後に最初に上限値ｉｔに達した後、電流が減少して中間値ｉａになった時に再び通電を開始するというものである。こうしてＵＬ１とＵＬ３の巻線電流のリプル分と、ＵＬ２とＵＬ４の巻線電流のリプル分の位相をずらすことが可能となる。
【００２６】
また中間値ｉａを調整し、電流波形の位相差を１８０度とすることで、各巻線の高調波電流の合成値が小さくなるため駆動回路と直流電源間の電流リップルが低減され、直流電源と駆動回路の間に備わっている平滑コンデンサＣ１の小型化が可能となると。
【００２７】
また、上限値ｉｔをスイッチング素子ＵＳＬ１〜ＵＳＷ４の駆動可能上限電流と等しくなる値に設定し、下限値ｉｂを０とすることで、ヒステリシス電流の振幅を最大化すると、チョッピングの周波数が低下するので、駆動回路のスイッチング損失を低減することができる。
【００２８】
また、全ての駆動回路でハードチョッピングを選択すると、ソフトチョッピングを使った場合の電気角１周期分の駆動回路内電流の経路と比較すると、スイッチング素子よりオン抵抗が小さいダイオードのほうにより多く通電するので、オン損失を低減することができる。
【００２９】
また、ロータの電気角１周期毎にソフトチョッピングとハードチョッピングを切り替えることで、定期的にチョッピング周波数の比較的低いソフトチョッピングを実行することになり、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。
【００３０】
また、ハードチョッピングで駆動する巻線の数とソフトチョッピングで駆動する巻線の数を等しくないように設定し、ソフトチョッピングで駆動する巻線の数を多くすることで、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。
【００３１】
また、ハードチョッピングで駆動する巻線の数とソフトチョッピングで駆動する巻線の数の比を巻線電流の実効値で切り替え、低電流時はソフトチョッピングとハードチョッピングの巻線数を均等にし、大電流時はハードチョッピングの巻線数をソフトチョッピングの巻線数より多くすることで、トルクを低減させることなく、総合効率を向上させることができる。
【００３２】
また、同じ位相の（同一タイミングで励磁を開始する）複数の巻線のうち一つの巻線のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフ切り替えタイミングを基準とし、他の巻線のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフタイミングは、基準となる巻線のタイミングを反転したタイミングとすることができる。
【００３３】
例えば、Ｕ相では、４つの巻線ＵＬ１〜ＵＬ４があるが、そのうちの任意の一つ、例えば、巻線ＵＬ１のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフ切り替えタイミングを基準とする。他の巻線ＵＬ２〜ＵＬ４のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフタイミングは、巻線ＵＬ１のタイミングを反転したタイミングとする。
【００３４】
このようなタイミングの設定により、タイミングの基準となるスイッチング素子（ＵＳＷ１、ＵＳＷ２）の制御回路に対して、他のスイッチング素子（ＵＳＷ３、ＵＳＷ４、ＵＳＷ５、ＵＳＷ６、ＵＳＷ７、ＵＳＷ８）はその反転信号を与えるのみでよいので、制御回路のコスト低減及び小型化が可能となる。
【００３５】
以上説明した本実施例によれば、同じ位相の複数の巻線のうち少なくとも一つのヒステリシス電流波形の位相と、他の巻線のヒステリシス電流波形の位相が異なっており、ヒステリシス電流の振幅は、スイッチング素子の駆動可能上限周波数と等しい電流周波数となる振幅以上であり、電流ピーク上限値がスイッチング素子の駆動可能上限電流と等しくなる振幅以下、もしくは電流ピーク下限値が０となる振幅以下の範囲であるとしたことにより、ヒステリシス電流の振幅を最大化することができ、チョッピングの周波数が低下し、駆動回路のスイッチング損失を低減することができるという効果がある。
【００３６】
また本実施例によれば、同じ位相の複数の巻線のうち、少なくとも一つのヒステリシス電流波形の位相と、他の巻線のヒステリシス電流波形の位相差は１８０度とするので、各巻線の高調波電流の合成値が小さくなるため、直流電源から駆動回路へ供給する電流の電流リップルが低減され、平滑コンデンサの小型化が可能となるという効果がある。
【００３７】
また本実施例によれば、ヒステリシスコンパレータ電流制御を行うチョッピング方式は全ての駆動回路でハードチョッピングを選択するので、ソフトチョッピングを使った場合の、電気角１周期分の駆動回路内電流の経路と比較すると、スイッチング素子よりオン抵抗が小さいダイオードのほうにより多く通電するので、オン損失を低減することができるという効果がある。
【００３８】
また本実施例によれば、スイッチト・リラクタンス・モータの回転子の電気角１周期毎にソフトチョッピングとハードチョッピングを切り替えるので、定期的にチョッピング周波数の比較的低いソフトチョッピングが実行され、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができるという効果がある。
【００３９】
また本実施例によれば、ハードチョッピングで駆動する巻線の数とソフトチョッピングで駆動する巻線の数が異なるので、ソフトチョッピングで駆動する巻線の数を多くすることで、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができるという効果がある。
【００４０】
また本実施例によれば、ハードチョッピングで駆動する巻線の数とソフトチョッピングで駆動する巻線の数の比を巻線電流の実効値で切り替えるので、低電流時はソフトチョッピングとハードチョッピングの巻線数を均等にし、大電流時はハードチョッピングの巻線数を多くすることで、トルクを低減させることなく、総合効率を向上させることができるという効果がある。
【００４１】
さらに本実施例によれば、同じ通電相の巻線のうち、一つの巻線のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフ切り替えタイミングを基準とし、他の巻線のヒステリシス電流のチョッピングのオン／オフタイミングは、基準となるタイミングのオン／オフを反転したタイミングとしたので、タイミングの基準となるスイッチング素子の制御回路に対して、他のスイッチング素子はその反転信号を与えるのみでよいので、制御回路のコスト低減及び小型化が可能となるという効果がある。
【実施例２】
【００４２】
次に、図５を参照して、本発明に係るスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置の実施例２を説明する。本実施例は、スイッチト・リラクタンス・モータとその駆動回路をモータケース内に収容した実施例である。
【００４３】
図５は、本実施例のスイッチト・リラクタンス・モータ１の断面を示す模式断面図である。図５において、スイッチト・リラクタンス・モータ１は、図１と同形状であるが、モータケース１０内に収容されている。またモータケース１０には、固定子２の外周部に、それぞれハーフブリッジ回路からなる１２個の駆動回路１２ａ，１２ｂ，…，１２ｌが配置されている。さらに、モータケース１０の４隅に、それぞれ冷却構造として冷却水路１１が設けられている。各駆動回路１２ａ〜１２ｌは、直近の固定子突極３に巻回された巻線と接続され、図２のような回路を構成している。各駆動回路１２ａ〜１２ｌの制御方法は、実施例１で説明した制御方法がそのまま利用できる。
【００４４】
このような構造の場合、各駆動回路各駆動回路１２ａ〜１２ｌは、冷却水路１１までの距離がそれぞれ異なるため、全巻線に同じの電流を通電したとしても各駆動回路の温度上昇の傾向は異なる。即ち、冷却水路１１までの距離が短い程、駆動回路の温度上昇は小さく、冷却水路１１までの距離が長い程、駆動回路の温度上昇は大きくなる。
【００４５】
そこで本実施例では、冷却水路１１からの距離が所定の長さＬより短い位置に設置されている駆動回路１２ｂ，１２ｃ，１２ｅ，１２ｆ，１２ｈ，１２ｉ，１２ｋ，１２ｌをハードチョッピングで駆動する。そして、冷却水路１１からの距離が所定の長さＬ以上の位置に設置されている駆動回路１２ａ，１２ｄ，１２ｇ，１２ｊをソフトチョッピングで駆動する。このように、冷却水路１１からの距離が所定の長さＬより短い位置に設置されている駆動回路のチョッピング方式をハードチョッピングとすることで、ソフトチョッピングよりチョッピング周波数の高いハードチョッピングを使用しても、冷却性能が高い部位にスイッチング素子が配置されているので、スイッチング素子の温度上昇を抑制することができる。
【００４６】
以上説明した本実施例によれば、スイッチト・リラクタンス・モータの外周に設置された冷却構造からの距離が、所定の長さより短い位置に設置されている駆動回路のみハードチョッピングで駆動するので、スイッチング素子の温度上昇を抑制するとともに、モータ・インバータ一体化構造を可能とする十分な発熱密度の低減ができるという効果がある。
【実施例３】
【００４７】
次に、図６を参照して、本発明に係るスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置の実施例３を説明する。実施例３では、銅損Ｐｃ、鉄損Ｐｅ、及びインバータ損失Ｐｉを合わせた総合損失Ｐｔ＝Ｐｃ＋Ｐｅ＋Ｐｉが最小となるように、言い換えれば、総合効率が最高となるように、スイッチト・リラクタンス・モータの制御装置を制御するシステムについて説明する。
【００４８】
図６は、本実施例のスイッチト・リラクタンス・モータの制御装置を備えたモータ駆動システムの構成を示すシステム構成図である。図６において、モータ駆動システムは、電流指令値生成部１０１と、インバータ駆動信号生成部１０２と、インバータ１０３と、スイッチト・リラクタンス・モータ１の各相電流を検出する電流センサ１０４と、スイッチト・リラクタンス・モータ１と、スイッチト・リラクタンス・モータ１のロータ角度を検出する回転子角度センサ１０６と、インバータ１０３に電源を供給する直流電源１０７とを備えている。
【００４９】
スイッチト・リラクタンス・モータ１は、図１に示したスイッチト・リラクタンス・モータ１と同様のモータである。
【００５０】
電流指令値生成部１０１は、トルク指令値Ｔ＊、３相巻線電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、ロータ角度θ、及びインバータ損失Ｐｉに基づいて、通電開始角度指令値θｏｎ＊、通電終了角度指令値θｏｆｆ＊、電流上限指令値ｉｔ＊、電流下限指令値ｉｂ＊、及び電流中央指令値ｉａ＊を出力する。
【００５１】
インバータ駆動信号生成部１０２は、３相巻線電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、ロータ角度θ、通電開始角度指令値θｏｎ＊、通電終了角度指令値θｏｆｆ＊、電流上限指令値ｉｔ＊、電流下限指令値ｉｂ＊、及び電流中央指令値ｉａ＊に基づいて、インバータ１０３の各スイッチング素子の駆動信号とインバータ損失Ｐｉを出力する。
【００５２】
また電流指令値生成部１０１は、３相巻線電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、及びロータ角度θに基づいて、モータ損失（銅損Ｐｃ、鉄損Ｐｅ）の推定値を計算する。この推定値は理論式、もしくは予め記憶させた損失マップ等を持ちいて算出される。さらにインバータ駆動信号生成部１０２で算出されたインバータ損失Ｐｉと合わせた総合損失Ｐｔ（＝Ｐｃ＋Ｐｅ＋Ｐｉ）が最小となるように、通電開始角度指令値θｏｎ＊、通電終了角度指令値θｏｆｆ＊、電流上限指令値ｉｔ＊、電流下限指令値ｉｂ＊、及び電流中央指令値ｉａ＊を決定する。
【００５３】
これらの指令値は実施例１で示したような制御方法が行えるように設定される。総合損失と指令値の関係については、予め実験により求めたマップ等を用いて関連付けられている。
【００５４】
またインバータ駆動信号生成部２におけるインバータ損失Ｐｉの算出も理論式や予め実験的に求めたマップ等を用いて行われる。
【００５５】
以上説明した本実施例によれば、トルク指令値と、スイッチト・リラクタンス・モータの回転子の回転速度と、巻線電流と、巻線電圧を入力し、各入力値から銅損、鉄損、スイッチング損を推定し、各損失の和が最小になるようにヒステリシス電流の振幅を決定するので、トルクやトルクリップルを悪化させずに最高総合効率の運転が可能となるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明に係る制御装置が適用されるスイッチト・リラクタンス・モータの例を説明する断面図である。
【図２】実施例１の制御装置におけるスイッチト・リラクタンス・モータ駆動用インバータの例を示す回路図である。
【図３】実施例１における巻線電流波形を示す波形図である。
【図４】（ａ）ソフトチョッピングの電流経路説明図、（ｂ）ソフトチョッピングの波形例を示す波形図、（ｃ）ハードチョッピングの電流経路説明図、（ｄ）ハードチョッピングの波形例を示す波形図である。
【図５】実施例２のスイッチト・リラクタンス・モータの断面図である。
【図６】実施例３のシステム構成を説明するシステム構成図である。
【符号の説明】
【００５７】
１…スイッチト・リラクタンス・モータ、２…固定子、３…固定子突極、４…巻線、５…回転子、６…回転子突極、１０…モータケース、１１…冷却水路（冷却構造）、１２ａ〜１２ｌ…駆動回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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