(57)【要約】【課題】線形性を悪化させることなくトランスコンダクタンスＧｍのチューニングを行うことができるトランスコンダクタンスアンプを提供する。【解決手段】差動対を構成するＭＯＳトランジスタ１１，１２と、ＭＯＳトランジスタ１３，１４と、電圧発生回路２０と、差動対入力電圧発生回路３０とを備える。電圧発生回路２０の一実施形態は、ＭＯＳトランジスタ１５，１６と、可変電流源２１と、固定電流源２２と、抵抗Ｒとを有し、電圧Ｂ（チューニング電圧Ｖｃｔｒｌ）及び電圧Ｃ（ドレイン電圧Ｖｄｐ）と電圧Ａ（コモン電圧Ｖｃｍ）との差が一定となるようにチューニング電圧Ｖｃｔｒｌ及びコモン電圧Ｖｃｍを出力する。【選択図】図４
2010056606.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧に比例した出力電流を供給するトランスコンダクタンスアンプであって、
三極管領域で動作する、ソース接地された第１及び第２のＭＯＳトランジスタから構成される差動対と、
飽和領域で動作する、ソース端子が前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続された第３のＭＯＳトランジスタと、
飽和領域で動作する、ソース端子が前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続されると共に、ゲート端子が前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート端子に接続された第４のＭＯＳトランジスタと、
前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのゲート端子に入力されるチューニング電圧と、前記差動対に入力される第１の電圧及び第２の電圧を生成するためのコモン電圧とを、前記チューニング電圧と前記コモン電圧との差が所定の関係を有するように出力する電圧発生回路と、を備え、
前記電圧発生回路は、
三極管領域で動作する、ソース接地された第５のＭＯＳトランジスタと、
飽和領域で動作する、ソース端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続され、ドレイン端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子に接続され、ゲート端子に前記チューニング電圧が入力される第６のＭＯＳトランジスタと、
電流源と、
前記電流源の出力端子と前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子との間に直列接続された抵抗と、を有し、
前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を前記コモン電圧として出力し、前記電流源と前記抵抗との接続点から前記チューニング電圧を出力するように構成され、
前記第２の電圧は、前記コモン電圧の２倍の電圧値から前記第１の電圧を減じた電圧値に設定されており、
前記入力電圧は、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差であり、
前記出力電圧は、前記第１及び第３のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第１の電流と、前記第２及び第４のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第２の電流との差であることを特徴とするトランスコンダクタンスアンプ。
【請求項２】
前記電圧発生回路は、前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子に電流を出力する可変電流源をさらに有し、前記電流源は固定電流源であることを特徴とする請求項１に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
【請求項３】
前記電流源は可変電流源であることを特徴とする請求項１に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
【請求項４】
前記電圧発生回路は、前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子に電流を出力する固定電流源をさらに有することを特徴とする請求項３に記載のトランスコンダクタンスアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスコンダクタンスアンプに関し、特に、電圧を電流に変換するトランスコンダクタンスアンプに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
トランスコンダクタンスアンプは、入力電圧に比例した出力電流を供給する増幅器であり、一般に安定した利得（トランスコンダクタンス）を持つ。言い換えると、所定の動作入力範囲にわたり入力電圧を変化させたとき、出力電流がそれに比例して変化する、つまり出力電流が入力電圧に関して線形である。
所定の動作入力範囲において入力電圧と出力電流との間の良好な線形性を有するトランスコンダクタンスアンプとして、例えば、図１４に示すようなソース接地されたＭＯＳトランジスタから構成された差動対を用いるものが知られている（例えば、非特許文献１参照）。図１４に示すトランスコンダクタンスアンプは、ソース接地されたＭＯＳトランジスタ１１１及び１１２から構成された差動対と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ１１１のドレイン端子に接続されたＭＯＳトランジスタ１１３と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ１１２のドレイン端子に接続されると共に、そのゲート端子がＭＯＳトランジスタ１１３のゲート端子に接続されたＭＯＳトランジスタ１１４と、ＭＯＳトランジスタ１１３及び１１４のゲート端子に入力されるチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを出力する電圧発生回路１２０と、差動対に入力される電圧Ｖｉｐ及びＶｉｎを生成するためのコモン電圧Ｖｃｍを出力する電圧発生器と、入力電圧Ｖｉｎｐｕｔ及びコモン電圧Ｖｃｍが入力され、電圧ＶｉｐをＭＯＳトランジスタ１１１のゲート端子に出力し電圧ＶｉｎをＭＯＳトランジスタ１１２のゲート端子に出力する差動対入力電圧発生回路１３０とから構成されている。
【０００３】
ここで、各ＭＯＳトランジスタのトランジスタサイズやチューニング電圧Ｖｃｔｒｌ及びコモン電圧Ｖｃｍは、差動対を形成するＭＯＳトランジスタ１１１及び１１２が三極管領域で動作するように、且つＭＯＳトランジスタ１１３及び１１４が飽和領域で動作するように制御されている。また、電圧Ｖｉｐ及びＶｉｎは、Ｖｉｎ＝２×Ｖｃｍ−Ｖｉｐの関係を満たすものである。ＶｉｐとＶｉｎとの差がＶｉｎｐｕｔにより定まる。
【０００４】
このような構成において、Ｖｉｐ−Ｖｉｎを入力電圧、Ｉｐ−Ｉｎを出力電流とすると、図１４に示す回路はトランスコンダクタンスアンプとして機能する。
図１５は、入力電圧とトランスコンダクタンスＧｍとの関係を示す図である。この図１５に示すように、Ｖｉｐ−Ｖｉｎ＝０の付近においてトランスコンダクタンスＧｍが一定であり、出力電流が入力電圧に比例することがわかる。また、入力電圧と出力電流との間の良好な線形性に加えて、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌの制御によってトランスコンダクタンスＧｍのチューニングを行うことも可能であり、図１５には、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌを中レベルから小レベル及び大レベルに変えたときのトランスコンダクタンスＧｍがそれぞれ示されている。
【非特許文献１】Chun-Sup Kim, "A CMOS 4X Speed DVD Read Channel IC", IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.33, No.8, August 1998
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、図１５に示すように、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌが大きくなるにつれて、トランスコンダクタンスＧｍが一定である範囲は狭くなる。
したがって、ＭＯＳトランジスタ１１１に着目し、ＭＯＳトランジスタ１１１のゲート電圧Ｖｉｐを一定のままチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを上げていった場合、図１６に示すように、動作点はαからβへ移動し、三極管領域から飽和領域へ近づいて線形性が悪化してしまう。
【０００６】
そこで、本発明は、線形性を悪化させることなくトランスコンダクタンスＧｍのチューニングを行うことができるトランスコンダクタンスアンプを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明に係るトランスコンダクタンスアンプは、入力電圧に比例した出力電流を供給するトランスコンダクタンスアンプであって、三極管領域で動作する、ソース接地された第１及び第２のＭＯＳトランジスタから構成される差動対と、飽和領域で動作する、ソース端子が前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続された第３のＭＯＳトランジスタと、飽和領域で動作する、ソース端子が前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続されると共に、ゲート端子が前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート端子に接続された第４のＭＯＳトランジスタと、前記第３及び第４のＭＯＳトランジスタのゲート端子に入力されるチューニング電圧と、前記差動対に入力される第１の電圧及び第２の電圧を生成するためのコモン電圧とを、前記チューニング電圧と前記コモン電圧との差が所定の関係を有するように出力する電圧発生回路と、を備え、前記電圧発生回路は、三極管領域で動作する、ソース接地された第５のＭＯＳトランジスタと、飽和領域で動作する、ソース端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン端子に接続され、ドレイン端子が前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子に接続され、ゲート端子に前記チューニング電圧が入力される第６のＭＯＳトランジスタと、電流源と、前記電流源の出力端子と前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子との間に直列接続された抵抗と、を有し、前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート電圧を前記コモン電圧として出力し、前記電流源と前記抵抗との接続点から前記チューニング電圧を出力するように構成され、前記第２の電圧は、前記コモン電圧の２倍の電圧値から前記第１の電圧を減じた電圧値に設定されており、前記入力電圧は、前記第１の電圧と前記第２の電圧との差であり、前記出力電圧は、前記第１及び第３のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第１の電流と、前記第２及び第４のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間を流れる第２の電流との差であることを特徴としている。
【０００８】
これにより、チューニング電圧にトラッキングしてコモン電圧も変化させることができるので、線形性を悪化させることなくトランスコンダクタンスのチューニングを行うことができる。ここで、チューニング電圧とコモン電圧との差は、（電流源からの電流値）×（抵抗値）となる。したがって、電流源を固定電流源とすれば上記差を一定とすることができ、電流源を可変電流源とすれば上記差を可変電流値に比例させることができるなど、当該差を所定の関係とすることができる。
【０００９】
さらに、本発明に係るトランスコンダクタンスアンプは、上記において、前記電圧発生回路は、前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子に電流を出力する可変電流源をさらに有し、前記電流源は固定電流源であることを特徴としている。
これにより、比較的簡易な回路構成で、チューニング電圧にトラッキングしてコモン電圧も変化させることができる。また、チューニング電圧とコモン電圧との差を（固定電流源からの電流値）×（抵抗値）で一定に保つことができるので、チューニング電圧を変化させても、トランスコンダクタンスアンプが良好な線形性を得ることができる範囲を一定に保つことができる。その結果、トランスコンダクタンスのチューニング目的でチューニング電圧を変化させたとしても、チューニング前に定められた動作入力範囲全体にわたって入力電圧と出力電流との間の線形性を保つことができる。
【００１０】
また、本発明に係るトランスコンダクタンスアンプは、上記において、前記電流源は可変電流源であることを特徴としている。
これにより、比較的簡易な回路構成で、チューニング電圧にトラッキングしてコモン電圧も変化させた上で、（可変電流源からの電流値）×（抵抗値）の電圧だけチューニング電圧を変化させることができる。このように、チューニング電圧およびコモン電圧の変動分の関係を一定の比とすることで、入力電圧と出力電流との間の線形性の悪化を抑制しつつ、トランスコンダクタンスの可変範囲を広げることができる。
【００１１】
また、本発明に係るトランスコンダクタンスアンプは、上記において、前記電圧発生回路は、前記第５のＭＯＳトランジスタのゲート端子に電流を出力する固定電流源をさらに有することを特徴としている。
これにより、チューニング電圧およびコモン電圧に、固定電流源からの電流によるオフセット電圧を付加することができ、安定的に三極管領域で動作させることができる。
【発明の効果】
【００１２】
以上説明したように、本発明のトランスコンダクタンスアンプは、線形性を悪化させることなくトランスコンダクタンスＧｍのチューニングを行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプの回路図である。
本実施形態におけるトランスコンダクタンスアンプ１は、ソース接地されたＭＯＳトランジスタ１１と１２とで構成された差動対と、ＭＯＳトランジスタ１３，１４と、電圧発生回路２０と、差動対入力電圧発生回路３０と、を備えている。
【００１４】
ＭＯＳトランジスタ１３のソース端子はＭＯＳトランジスタ１１のドレイン端子に接続されており、ＭＯＳトランジスタ１４のソース端子はＭＯＳトランジスタ１２のドレイン端子に接続されると共に、そのゲート端子はＭＯＳトランジスタ１３のゲート端子に接続されている。
また、電圧発生回路２０は、ＭＯＳトランジスタ１３及び１４のゲート端子に入力されるチューニング電圧Ｖｃｔｒｌ、並びに差動対に入力される電圧Ｖｉｐ及びＶｉｎを生成するためのコモン電圧Ｖｃｍを出力する。
【００１５】
差動対入力電圧発生回路３０は、入力端子ＩＮＰＵＴから、電圧Ｖｉｐと電圧Ｖｉｎとの差（トランスコンダクタンスアンプの入力）と実質的に等価である入力電圧Ｖｉｎｐｕｔが入力されると共に、電圧発生回路２０からコモン電圧Ｖｃｍが入力され、電圧Ｖｉｐ及びＶｉｎを生成する。電圧ＶｉｐはＭＯＳトランジスタ１１のゲート端子に出力され、電圧ＶｉｎはＭＯＳトランジスタ１２のゲート端子に出力される。
【００１６】
この差動対入力電圧発生回路３０では、入力電圧Ｖｉｎｐｕｔが図示しないシングル差動変換回路を経て差動信号Ｖｉｎｐｕｔｐ，Ｖｉｎｐｕｔｎとなり、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）やレベルシフト回路により、それぞれの信号の基準電位がコモン電圧Ｖｃｍに直された後、ＭＯＳトランジスタ１１及び１２のゲート端子に出力される。なお、ここでは差動対入力電圧発生回路３０として上記構成を採用する場合について説明したが、本発明をこの構成に限定する趣旨ではない。
【００１７】
ここで、差動対を形成するＭＯＳトランジスタ１１及び１２は三極管領域で動作するように、ＭＯＳトランジスタ１３および１４は飽和領域で動作するように、それぞれ調整されている。
このような構成において、ＭＯＳトランジスタ１１，１２の各ゲート端子に発生する電圧Ｖｉｐ，Ｖｉｎの差Ｖｉｐ−Ｖｉｎを入力電圧とし、ＭＯＳトランジスタ１３，１４の各ドレイン端子ＯＰ，ＯＮに流れる電流Ｉｐ，Ｉｎの差Ｉｐ−Ｉｎを出力電流とする。
【００１８】
なお、図１において、ＭＯＳトランジスタ１１〜１４が第１〜第４のＭＯＳトランジスタに対応し、電圧Ｖｉｐが第１の電圧に対応し、電圧Ｖｉｎが第２の電圧に対応し、電流Ｉｐが第１の電流に対応し、電流Ｉｎが第２の電流に対応している。
図２は、電圧Ｖｉｐに対する電流Ｉｐの値と、電流Ｉｐを電圧Ｖｉｐで微分したＭＯＳトランジスタ１１のトランスコンダクタンスＧｍｐとを示す図である。
【００１９】
この図２に示すように、電圧Ｖｉｐが０ＶからＭＯＳトランジスタ１１のスレショルド電圧Ｖｔｈ１までの領域では、電流Ｉｐは０となる（遮断領域）。また、ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電圧をＶｄｐとすると、電圧ＶｉｐがＶｔｈ１＜Ｖｉｐ＜Ｖｔｒ１（＝Ｖｄｐ＋Ｖｔｈ１）となる領域では、ＭＯＳトランジスタ１１は飽和領域で動作する。さらに、電圧ＶｉｐがＶｉｐ＞Ｖｔｒ１となる領域では、ＭＯＳトランジスタ１１は三極管領域で動作する。
【００２０】
図３は、トランスコンダクタンスＧｍｐと、電流Ｉｎを電圧Ｖｉｎで微分したＭＯＳトランジスタ１２のトランスコンダクタンスＧｍｎとを示す図である。ここで、トランスコンダクタンスＧｍｎは電圧Ｖｉｐの関数として点線で示されており、トランスコンダクタンスＧｍｐをコモン電圧Ｖｃｍで折り返したようになっている。
差動対の全体のトランスコンダクタンスＧｍは、ＧｍｐとＧｍｎとの和で与えられる。したがって、トランスコンダクタンスＧｍは、図３に示すように、コモン電圧Ｖｃｍを中心に±（Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１）の範囲内でほぼ一定となり、良好な線形性を得ることができる。このトランスコンダクタンスＧｍが一定である範囲がトランスコンダクタンスアンプ１の使用時の動作入力範囲となる。ここで、ＭＯＳトランジスタ１１及び１２を三極管領域で動作させるために、コモン電圧ＶｃｍをＶｔｒ１＜Ｖｃｍとなるように設定するものとする。
【００２１】
また、本実施形態では、コモン電圧ＶｃｍとＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電圧Ｖｄｐとの差が一定となるように、電圧発生回路２０で、コモン電圧Ｖｃｍ及びチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを出力する。
図４は、第１の実施形態におけるトランスコンダクタンスアンプ１の詳細な構成を示す回路図である。
【００２２】
この図４に示すように、電圧発生回路２０は、ソース接地されたＭＯＳトランジスタ１５（第５のＭＯＳトランジスタ）と、ソース端子がＭＯＳトランジスタ１５のドレイン端子に接続され、ドレイン端子がＭＯＳトランジスタ１５のゲート端子に接続され、ゲート端子にチューニング電圧Ｖｃｔｒｌが入力されるＭＯＳトランジスタ１６（第６のＭＯＳトランジスタ）と、可変電流源２１と、固定電流源２２と、固定電流源２２の出力端子とＭＯＳトランジスタ１５のゲート端子との間に直列接続された抵抗Ｒとを備える。可変電流源２１は、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート端子に電流を出力する。
【００２３】
そして、この電圧発生回路２０は、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧をコモン電圧Ｖｃｍとして出力し、固定電流源２２と抵抗Ｒとの接続点からチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを出力するように構成されている。
すなわち、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧に相当する電圧Ａは、下記（１）式により表され、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌに相当する電圧Ｂは、下記（２）式により表される。
Ａ＝Ｖｔｈ５＋√｛（Ｌ５／Ｋ´Ｗ５）（Ｉｃ＋Ｉ１）｝  ………（１）
Ｂ＝Ａ＋Ｉ１×Ｒ  ………（２）
【００２４】
ここで、Ｉｃは可変電流源２１からの電流値、Ｉ１は固定電流源２２からの電流値、Ｗ５／Ｌ５はＭＯＳトランジスタ１５のトランジスタサイズ、Ｖｔｈ５はＭＯＳトランジスタ１５のスレショルド電圧、Ｋ´はＭＯＳトランジスタ１５のトランジスタサイズと製造プロセスに依存する係数である。
【００２５】
ＭＯＳトランジスタ１３のトランジスタサイズＷ３／Ｌ３が十分大きいものとすると、ＭＯＳトランジスタ１３のＶｇｓ−Ｖｔｈ≒０とできる。したがって、ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電圧Ｖｄｐに相当する電圧Ｃは、ＭＯＳトランジスタ１３のスレショルド電圧をＶｔｈ３とすると、
Ｃ＝Ｂ−Ｖｔｈ３  ………（３）
となる。よって、上記（１）及び（３）式より、
Ｃ−Ａ＝Ｉ１×Ｒ−Ｖｔｈ３  ………（４）
となり、電圧Ｃと電圧Ａとの差は可変電流値Ｉｃによらず一定となることがわかる。
【００２６】
ところで、図１４に示すトランスコンダクタンスアンプでは、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌのみを調整することでトランスコンダクタンスＧｍの調整を行っており、このような構成の場合、図１６に示すように、ＭＯＳトランジスタ１１１のゲート電圧Ｖｉｐを一定のままチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを上げていくと、動作点はαからβへ移動し、三極管領域から飽和領域へ近づいて線形性が悪化してしまう。
【００２７】
これに対して、本実施形態では、トランスコンダクタンスＧｍのチューニングの際には、電圧発生回路２０によってチューニング電圧Ｖｃｔｒｌだけでなくコモン電圧Ｖｃｍもコントロールする。このように、電圧Ｂと電圧Ａの両方を変化させることで、例えば、ＭＯＳトランジスタ１１に着目したとき、図５に示すように、動作点をαからγへ移動させることができ、安定的に三極管領域で動作させて線形性を確保することができる。
【００２８】
また、このとき、電圧Ｃ（ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電圧Ｖｄｐ）と電圧Ａ（コモン電圧Ｖｃｍ）との差を、可変電流源２１からの電流値Ｉｃによらずに一定にしている。
【００２９】
上述したように、飽和領域と三極管領域との境界であるゲート電圧Ｖｉｐの電圧Ｖｔｒ１は、Ｖｔｒ１＝Ｖｄｐ＋Ｖｔｈ１で表される。したがって、トランスコンダクタンスＧｍが一定となる範囲（Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１）は、次式で表される。
Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１＝Ｖｃｍ−Ｖｄｐ−Ｖｔｈ１  ………（５）
【００３０】
上記（５）式から、コモン電圧Ｖｃｍとドレイン電圧Ｖｄｐとの差が一定となるようにすると、（Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１）に対するチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの影響を低減することができることが見出される。
図６は、トランスコンダクタンスアンプをチューニングしたときの動作を示す図である。
【００３１】
この図６に示すように、本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプでは、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌを変化させたとしても、トランスコンダクタンスＧｍが一定となる範囲が一定となる。
このように、上記第１の実施形態では、チューニング電圧にトラッキングしてコモン電圧も変化させることができる。具体的には、チューニング電圧とコモン電圧との差を（固定電流値）×（抵抗値）で一定に保つことができるので、チューニング電圧を変化させても、トランスコンダクタンスアンプが良好な線形性を得ることができる範囲を一定に保つことができる。
【００３２】
したがって、動作入力範囲における良好な線形性を有する範囲のチューニング電圧の大きさによる変化を無くし、広いトランスコンダクタンスチューニングレンジを持つトランスコンダクタンスアンプとすることができる。
【００３３】
次に、本発明における第２の実施形態について説明する。
この第２の実施形態では、前述した第１の実施形態において、電圧Ａと電圧Ｃとの差を一定に保つ構成としているのに対し、電圧Ａおよび電圧Ｃの変動分の関係を一定の比とするようにしたものである。
【００３４】
図７は、第２の実施形態におけるトランスコンダクタンスアンプ１の詳細な構成を示す回路図である。
この図７に示すように、第２の実施形態における電圧発生回路２０は、図４に示す第１の実施形態の電圧発生回路２０における可変電流源２１を削除し、固定電流源２２に代えて可変電流源２３を設置したことを除いては、図４に示す電圧発生回路２０と同様の構成を有する。
【００３５】
このような構成により、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧に相当する電圧Ａは、下記（６）式により表され、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌに相当する電圧Ｂは、下記（７）式により表される。
Ａ＝Ｖｔｈ５＋√｛（Ｌ５／Ｋ´Ｗ５）×Ｉｃ｝  ………（６）
Ｂ＝Ａ＋Ｉｃ×Ｒ  ………（７）
また、ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電圧Ｖｄｐに相当する電圧Ｃは、
Ｃ＝Ｂ−Ｖｔｈ３  ………（８）
となる。よって、上記（６）及び（８）式より、
Ｃ−Ａ＝Ｉｃ×Ｒ−Ｖｔｈ３  ………（９）
となり、電圧Ｃと電圧Ａとの変動分は、抵抗Ｒを比例係数として可変電流値Ｉｃに比例することがわかる。
【００３６】
図８は、可変電流値Ｉｃに対する電圧Ａ及びＢの関係を示す図である。
このように、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌ（電圧Ｂ）にトラッキングしてコモン電圧Ｖｃｍ（電圧Ａ）も変化させることができるので、図９に示すように、トランスコンダクタンスＧｍが一定となる範囲（Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１）を近似的に一定とし、線形性の悪化を抑制することができる。
【００３７】
なお、本実施形態において、電圧Ａと電圧Ｃとの差は一定ではないため、Ｇｍ一定範囲（Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１）はチューニング電圧Ｖｃｔｒｌが大きくなるにつれて狭くなるが、その量は図１５に示す従来方式と比較して小さくなる。このように、動作入力範囲における良好な線形性を有する範囲のチューニング電圧Ｖｃｔｒｌの大きさによる変化を抑制することができる。
【００３８】
また、このとき、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌにトラッキングしてコモン電圧Ｖｃｍも変化させた上で、（Ｉｃ×Ｒ）だけチューニング電圧Ｖｃｔｒｌを変化させている。このように、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌとコモン電圧Ｖｃｍとの差分が可変電流値Ｉｃに比例するように構成することで、図９に示すように、図１５に示す従来方式と比較してトランスコンダクタンスＧｍの可変範囲を広げることができる。
【００３９】
このように、上記第２の実施形態では、チューニング電圧にトラッキングしてコモン電圧も変化させた上で、（可変電流値）×（抵抗値）の電圧だけチューニング電圧を変化させることができる。したがって、入力電圧と出力電流との間の線形性の悪化を抑制しつつ、トランスコンダクタンスの可変範囲を広げることができる。
【００４０】
次に、本発明における第３の実施形態について説明する。
この第３の実施形態は、前述した第２の実施形態において、固定電流源を追加するようにしたものである。
図１０は、第３の実施形態におけるトランスコンダクタンスアンプ１の詳細な構成を示す回路図である。
この図１０に示すように、第３の実施形態における電圧発生回路２０は、図７に示す第２の実施形態の電圧発生回路２０に、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート端子に電流を出力する固定電流源２４を追加したことを除いては、図４に示す電圧発生回路２０と同様の構成を有する。
【００４１】
このような構成により、ＭＯＳトランジスタ１５のゲート電圧に相当する電圧Ａは、下記（１０）式により表され、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌに相当する電圧Ｂは、下記（１１）式により表される。
Ａ＝Ｖｔｈ５＋√｛（Ｌ５／Ｋ´Ｗ５）（Ｉ１＋Ｉｃ）｝  ………（１０）
Ｂ＝Ａ＋Ｉｃ×Ｒ  ………（１１）
また、ＭＯＳトランジスタ１１のドレイン電圧Ｖｄｐに相当する電圧Ｃは、
Ｃ＝Ｂ−Ｖｔｈ３  ………（１２）
となる。よって、上記（１０）及び（１２）式より、
Ｃ−Ａ＝Ｉｃ×Ｒ−Ｖｔｈ３  ………（１３）
となり、電圧Ｃと電圧Ａとの変動分は、前述した第２の実施形態と同様に、抵抗Ｒを比例係数として可変電流値Ｉｃに比例することがわかる。
【００４２】
図１１は、可変電流値Ｉｃに対する電圧Ａ及びＢの関係を示す図である。
このように、チューニング電圧Ｖｃｔｒｌ（電圧Ｂ）にトラッキングしてコモン電圧Ｖｃｍ（電圧Ａ）も変化させることができるので、トランスコンダクタンスＧｍが一定となる範囲（Ｖｃｍ−Ｖｔｒ１）を近似的に一定とし、線形性の悪化を抑制することができる。
【００４３】
ここで、第３の実施形態における電圧Ａ及びＢは、第２の実施形態における電流Ａ及びＢに固定電流値Ｉ１による固定のオフセット電圧を付加したものとなる。
図１２は、可変電流値Ｉｃに対する電圧Ａ及びＣの関係を示す図である。ここで、実線は第３の実施形態における電圧Ａ及びＣ、破線は第２の実施形態における電圧Ａ及びＣを示している。
【００４４】
上記（９）及び（１３）式に表されているように、第２の実施形態と第３の実施形態とでは、電圧Ｃ−電圧Ａの値は等しくなる。ところが、電圧Ｃ−電圧Ａ：電圧Ａで表される比Ｘを比較すると、図１２からも明らかなように、第３の実施形態は、可変電流値Ｉｃの変化量に対して比Ｘが大きくなる。これにより、確実に線形性を確保して安定的に三極管領域で動作させることができる。
【００４５】
なお、上記各実施形態においては、図１３に示すように、コモンモードフォードバック回路４０を設けることもできる。
トランスコンダクタンスアンプ１の出力コモン電圧は、コンデンサの両端から取り出せるようになっている。コモンモードフィードバック回路４０は、トランスコンダクタンスアンプ１の出力コモン電圧に基づいてフィードバック電圧ＣＭＦを生成し、これをＰ型ＭＯＳトランジスタ１７，１８の各ゲート端子にそれぞれ印加する。
【００４６】
ここで、コモンモードフィードバック回路４０は増幅器４１を有し、増幅器４１の正入力端子には出力コモン電圧が印加され、負入力端子にはチューニング電圧Ｖｃｔｒｌが印加されるようになっている。これにより、出力コモン電圧をチューニング電圧Ｖｃｔｒｌと等しくなるように制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプの回路図である。
【図２】電圧Ｖｉｐに対する電流Ｉｐの値とトランスコンダクタンスＧｍｐとを示す図である。
【図３】トランスコンダクタンスＧｍｐとＧｍｎとを示す図である。
【図４】第１の実施形態におけるトランスコンダクタンスアンプ１の構成を示す回路図である。
【図５】第１の実施形態の効果を説明するための図である。
【図６】第１の実施形態に係るトランスコンダクタンスアンプをチューニングしたときの動作を示す図である。
【図７】第２の実施形態におけるトランスコンダクタンスアンプ１の構成を示す回路図である。
【図８】可変電流値Ｉｃに対する電圧Ａ及びＢの関係を示す図である。
【図９】第２の実施形態の効果を説明するための図である。
【図１０】第３の実施形態におけるトランスコンダクタンスアンプ１の構成を示す回路図である。である。
【図１１】可変電流値Ｉｃに対する電圧Ａ及びＢの関係を示す図である。
【図１２】可変電流値Ｉｃに対する電圧Ａ及びＣの関係を示す図である。
【図１３】本発明のトランスコンダクタンスアンプの別の例を示す回路図である。
【図１４】従来のトランスコンダクタンスアンプを示す図である。
【図１５】従来のトランスコンダクタンスアンプにおける入力電圧とトランスコンダクタンスＧｍとの関係を示す図である。
【図１６】従来方式の課題を説明するための図である。
【符号の説明】
【００４８】
１  トランスコンダクタンスアンプ
２０  電圧発生回路
２１，２３  可変電流源
２２，２４  固定電流源
３０  差動対入力電圧発生回路
４０  コモンモードフォードバック回路
１１〜１８  ＭＯＳトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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