(57)【要約】【課題】電機子巻線鎖交磁束量の可変制御が可能な電動機を駆動する駆動装置において、駆動装置の小型化と電動機の高出力化とを両立する。【解決手段】電動機１０は、界磁巻線５０に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する。界磁巻線５０は、バッテリＢおよび電源ライン１０７間の電流経路上に電気的に接続される。制御装置１００は、電圧指令値と電圧センサ１３０からの検出電圧との偏差に応じて昇圧コンバータ１２０から出力される昇圧電流の目標値を設定し、かつ、電流指令値と電流センサ１１２からの検出電流との偏差に応じて界磁を強める方向に界磁巻線５０に供給される界磁増磁電流の目標値を設定する。制御装置１００は、昇圧電流および界磁増磁電流の目標値を合成して電流指令値を生成すると、電流センサ１１２からの検出電流が電流指令値に一致するようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３をスイッチング制御する。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁巻線を含み、前記界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置であって、
電源と、
前記電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、
前記第１および第２の電源線間の電圧を受けて、前記電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを備え、
前記コンバータは、前記界磁巻線および前記第２の電源線間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含み、
前記界磁巻線は、前記電源および前記第１の電源線間の電流経路上に電気的に接続され、前記昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成され、
前記電動機駆動装置は、
前記界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、
前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をスイッチング制御する制御装置とをさらに備え、
前記制御装置は、
前記コンバータから前記第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、
前記界磁巻線を流れる前記界磁電流を検出する電流センサと、
電圧指令値と前記電圧センサからの検出電圧との偏差に応じて、前記コンバータから前記第１電源線に出力される昇圧電流の目標値を設定するとともに、電流指令値と前記電流センサからの検出電流との偏差に応じて、界磁を強める方向に前記界磁巻線に供給される界磁増磁電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、
前記界磁増磁電流の目標値および前記昇圧電流の目標値を加算することにより、前記電流指令値を生成する電流指令生成手段と、
前記電流センサからの検出電流が前記電流指令値に一致するように、前記界磁用スイッチング素子および前記昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御手段とを含む、電動機駆動装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御手段は、
所定の制御タイミングにおける前記電流センサからの検出電流を前記所定の制御タイミングにおける前記電流指令値に一致させるために、前記所定の制御タイミングにおける前記電流指令値を用いて、前記昇圧用スイッチング素子の端子間電圧の指令値を生成する端子間電圧指令値生成手段と、
生成された前記端子間電圧指令値に基づいて、前記界磁用スイッチング素子および前記昇圧用スイッチング素子のデューティー比を演算するデューティー比演算手段と、
演算された前記デューティー比に従って前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む、請求項１に記載の電動機駆動装置。
【請求項３】
前記デューティー比演算手段は、
前記コンバータの定常状態における電力収支を用いて前記電流指令値および前記昇圧電流の比を演算し、その演算された前記電流指令値および前記昇圧電流の比に基づいて、前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子がオフされる期間を演算するとともに、その演算された期間および前記端子間電圧指令値に基づいて、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とを演算する、請求項２に記載の電動機駆動装置。
【請求項４】
界磁巻線を含み、前記界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置の制御方法であって、
前記電動機駆動装置は、
電源と、
前記電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、
前記第１および第２の電源線間の電圧を受けて、前記電動機を駆動制御する電力に変換するインバータと、
前記界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、
前記コンバータから前記第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、
前記界磁巻線を流れる前記界磁電流を検出する電流センサとを含み、
前記コンバータは、前記界磁巻線および前記第２の電源線間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を有し、
前記界磁巻線は、前記電源および前記第１の電源線間の電流経路上に電気的に接続され、前記昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成され、
前記制御方法は、
電圧指令値と前記電圧センサからの検出電圧との偏差に応じて、前記コンバータから前記第１電源線に出力される昇圧電流の目標値を設定するとともに、電流指令値と前記電流センサからの検出電流との偏差に応じて、界磁を強める方向に前記界磁巻線に供給される界磁増磁電流の目標値を設定するステップと、
前記界磁増磁電流の目標値および前記昇圧電流の目標値を加算することにより、前記電流指令値を生成するステップと、
前記電流センサからの検出電流が前記電流指令値に一致するように、前記界磁用スイッチング素子および前記昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するステップとを備える、電動機駆動装置の制御方法。
【請求項５】
前記スイッチング制御するステップは、
所定の制御タイミングにおける前記電流センサからの検出電流を前記所定の制御タイミングにおける前記電流指令値に一致させるために、前記所定の制御タイミングにおける前記電流指令値を用いて、前記昇圧用スイッチング素子の端子間電圧の指令値を生成するステップと、
生成された前記端子間電圧指令値に基づいて、前記界磁用スイッチング素子および前記昇圧用スイッチング素子のデューティー比を演算するステップと、
演算された前記デューティー比に従って前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成するステップとを含む、請求項４に記載の電動機駆動装置の制御方法。
【請求項６】
前記デューティー比を演算するステップは、
前記コンバータの定常状態における電力収支を用いて前記電流指令値および前記昇圧電流の比を演算し、その演算された前記電流指令値および前記昇圧電流の比に基づいて、前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子がオフされる期間を演算するステップと、
演算された前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子がオフされる期間および前記端子間電圧指令値に基づいて、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とをそれぞれ演算するステップとを含む、請求項５に記載の電動機駆動装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電動機駆動装置およびその制御方法に関し、より特定的には、電機子巻線鎖交磁束量を調整可能な電動機を駆動するための電動機駆動装置およびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）および電気自動車（Electric Vehicle）が注目されている。ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、インバータを介して直流電源により駆動されるモータを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。
【０００３】
また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。
【０００４】
このようなハイブリッド自動車や電気自動車の駆動用モータとしては、回転子（以下、ロータとも称する。）に永久磁石を備え、その永久磁石による磁極と、固定子（以下、ステータとも称する。）において発生する回転磁界との磁気作用によって回転する永久磁石型モータや、ロータに界磁コイルを備え、界磁コイルに界磁電流を流すことによってロータに発生する磁界の回転軸と垂直方向の成分と、ステータにおいて発生する回転磁界との磁気作用によって回転する界磁巻線型モータなどが検討されている。
【０００５】
さらに、ハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧をモータを駆動するインバータに供給することも検討されている。
【０００６】
たとえば、特開２００５−１４３１５７号公報（特許文献１）は、車両に設けられて動力を発生する界磁巻線モータと、バッテリと、バッテリと界磁巻線モータとの間に設けられた昇降圧インバータと、車両の運転状態に応じて界磁制御および昇降圧制御を行なうコントローラとを備える車両用モータ制御装置を開示する。
【０００７】
これによれば、昇降圧インバータは、インバータ部、昇降圧部およびコンデンサで構成される。昇降圧インバータは、バッテリからエンジン始動用界磁巻線モータ（始動用モータ）への電力の供給、および昇降圧部から始動用モータおよび後輪駆動用界磁巻線モータ（後輪駆動用モータ）の界磁巻線への電力供給を行なう。この場合、界磁巻線への電力供給の制御は、コントローラが界磁制御回路をオン・オフすることによって行なう。
【特許文献１】特開２００５−１４３１５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記の特許文献１に記載の車両用モータ制御装置によれば、界磁巻線への電力供給を制御するための界磁制御回路が必要となる。そのため、車両用モータ制御装置の体格が大きくなるという問題が生じる。これらは、車両の室内空間を確保する観点から高まりつつある装置体格の小型化の要求に反するものである。
【０００９】
それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、小型化と電動機の高出力化とを両立させた電動機駆動装置およびその制御方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明のある局面に従えば、電動機駆動装置は、界磁巻線を含み、界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置である。電動機駆動装置は、電源と、電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、第１および第２の電源線間の電圧を受けて、電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを備える。コンバータは、界磁巻線および第２の電源線間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含む。界磁巻線は、電源および第１の電源線間の電流経路上に電気的に接続され、昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成される。電動機駆動装置は、界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をスイッチング制御する制御装置とをさらに備える。制御装置は、コンバータから第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、界磁巻線を流れる界磁電流を検出する電流センサと、電圧指令値と電圧センサからの検出電圧との偏差に応じて、コンバータから第１電源線に出力される昇圧電流の目標値を設定するとともに、電流指令値と電流センサからの検出電流との偏差に応じて、界磁を強める方向に界磁巻線に供給される界磁増磁電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、界磁増磁電流の目標値および昇圧電流の目標値を加算することにより、電流指令値を生成する電流指令生成手段と、電流センサからの検出電流が電流指令値に一致するように、界磁用スイッチング素子および昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御手段とを含む。
【００１１】
好ましくは、スイッチング制御手段は、所定の制御タイミングにおける電流センサからの検出電流を所定の制御タイミングにおける電流指令値に一致させるために、所定の制御タイミングにおける電流指令値を用いて、昇圧用スイッチング素子の端子間電圧の指令値を生成する端子間電圧指令値生成手段と、生成された端子間電圧指令値に基づいて、界磁用スイッチング素子および昇圧用スイッチング素子のデューティー比を演算するデューティー比演算手段と、演算されたデューティー比に従って昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む。
【００１２】
好ましくは、デューティー比演算手段は、コンバータの定常状態における電力収支を用いて電流指令値および昇圧電流の比を演算し、その演算された電流指令値および昇圧電流の比に基づいて、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされる期間を演算するとともに、その演算された期間および端子間電圧指令値に基づいて、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とを演算する。
【００１３】
この発明の別の局面に従えば、界磁巻線を含み、界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置の制御方法であって、電動機駆動装置は、電源と、電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、第１および第２の電源線間の電圧を受けて、電動機を駆動制御する電力に変換するインバータと、界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、コンバータから第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、界磁巻線を流れる界磁電流を検出する電流センサとを含む。コンバータは、界磁巻線および第２の電源線間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を有する。界磁巻線は、電源および第１の電源線間の電流経路上に電気的に接続され、昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成される。制御方法は、電圧指令値と電圧センサからの検出電圧との偏差に応じて、コンバータから第１電源線に出力される昇圧電流の目標値を設定するとともに、電流指令値と電流センサからの検出電流との偏差に応じて、界磁を強める方向に界磁巻線に供給される界磁増磁電流の目標値を設定するステップと、界磁増磁電流の目標値および昇圧電流の目標値を加算することにより、電流指令値を生成するステップと、電流センサからの検出電流が電流指令値に一致するように、界磁用スイッチング素子および昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するステップとを備える。
【００１４】
好ましくは、スイッチング制御するステップは、所定の制御タイミングにおける電流センサからの検出電流を所定の制御タイミングにおける電流指令値に一致させるために、所定の制御タイミングにおける電流指令値を用いて、昇圧用スイッチング素子の端子間電圧の指令値を生成するステップと、生成された端子間電圧指令値に基づいて、界磁用スイッチング素子および昇圧用スイッチング素子のデューティー比を演算するステップと、演算されたデューティー比に従って昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成するステップとを含む。
【００１５】
好ましくは、デューティー比を演算するステップは、コンバータの定常状態における電力収支を用いて電流指令値および昇圧電流の比を演算し、その演算された電流指令値および昇圧電流の比に基づいて、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされる期間を演算するステップと、演算された昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされる期間および端子間電圧指令値に基づいて、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とをそれぞれ演算するステップとを含む。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、電機子巻線鎖交磁束量の可変制御が可能な電動機を駆動する駆動装置において、駆動装置の小型化と電動機の高出力化とを両立させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００１８】
［電動機の構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置に適用される電動機の側断面図であり、図２は、図１のＩＩ−ＩＩ線における断面図である。
【００１９】
図１および図２を参照して、電動機１０は、回転シャフト４１と、回転シャフト４１に固設されたロータ（回転子）４０と、ステータ（固定子）３０の外周に設けられた界磁ヨーク２１と、界磁コイル５０とを備える。
【００２０】
ロータ４０とステータ３０との間には、エアギャップＧＰが設けられており、僅かに径方向に離間するように配置されている。
【００２１】
ロータ４０は、回転シャフト４１に固設されたロータコア４３と、ロータコア４３の外表面に設けられた磁石４４とを含む。
【００２２】
ロータコア４３は、円筒状に形成された積層ロータコア４３ａと、積層ロータコア４３ａの内周に設けられた圧粉ロータコア４３ｂとからなる。圧粉ロータコア４３ｂは、一体の磁性材料から構成されており、具体的には粉末成形磁性体（ＳＭＣ：Soft Magnetic Composites）から構成されている。
【００２３】
積層ロータコア４３ａは、複数の電磁鋼板を軸方向に積層して構成されており、該電磁鋼板間に生じる隙間によって、軸方向の磁気抵抗が、径方向および周方向の磁気抵抗よりも大きくなっている。そのため、積層ロータコア４３ａの内部においては、磁石からの磁力線は、軸方向に流れ難く、径方向および周方向に流れ易くなっている。
【００２４】
これに対して、圧粉ロータコア４３ｂは、粉末成形磁性体から構成されているため、軸方向の磁気抵抗は、積層ロータコア４３ａの軸方向の磁気抵抗よりも小さくなる。そのため、圧粉ロータコア４３ｂの内部では、磁力線は軸方向に流れ易くなっている。
【００２５】
そして図２に示すように、積層ロータコア４３ａの外表面には、等間隔に隔てて設けられ、かつ、径方向外方に向けて突出する複数のロータティース（第１突極部）４５が形成されている。
【００２６】
隣り合うロータティース４５の間には、磁石４４が設けられる。ロータティース４５の外表面と磁石４４の外表面とは、いずれも、回転シャフト４１の中心軸線を中心とする仮想の同一円周上に位置している。すなわち、磁石４４は、ロータ４０の周方向にロータティース４５と隣り合うように設けられ、かつ、各外周面が面一となるように設けられている。
【００２７】
磁石４４のＮ極（第１磁極）とＳ極（第２磁極）とは、ロータ４０の径方向に並ぶように配置されている。なお、本実施の形態においては、磁石４４のＮ極がロータコア４３の径方向外方に向けて配置され、磁石４４のＳ極がロータコア４３の径方向内方に向けて配置されているが、逆となるように配置されてもよい。
【００２８】
ステータ３０は、中空円筒状に形成されたステータコア２２と、ステータコア２２の内表面に形成され、ステータコア２２の径方向内方に向けて突出する複数のステータティース（第２突極部）２３と、ステータティース２３に巻き付けられたコイル２４とを含む。
【００２９】
ステータティース２３は、周方向に等間隔を隔てて形成されている。コイル２４の一部はＵ相コイルを構成し、残りの一部のコイル２４はＶ相コイルを構成し、残りのコイル２４はＷ相コイルを構成する。そして、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルは、一方端が端子とされて図示しないインバータの三相ケーブル（Ｕ相ケーブル、Ｖ相ケーブルおよびＷ相ケーブル）にそれぞれ接続される。さらに、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルは、他方端が１点に共通接続されて中性点とされる。
【００３０】
制御装置１００（図１）は、電動機駆動装置の外部に設けられたＥＣＵ（Electronic Control Unit）からトルク指令値を受けると、その受けたトルク指令値によって指定されたトルクを出力するように、電動機１０の各相に流す電流（モータ駆動電流）を制御する。制御されたモータ駆動電流は、三相ケーブルを介してコイル２４へ供給される。
【００３１】
ステータコア２２は、磁性鋼板を複数積層して形成されるため、磁性鋼板間にはエアギャップが生じている。そのため、ステータコア２２の径方向および周方向の磁気抵抗は、軸方向の磁気抵抗よりも小さくなっている。これにより、ステータコア２２内に入り込んだ磁力線は、ステータコア２２の周方向および径方向に流れ易く、軸方向に流れ難くなっている。
【００３２】
図１に示すように、界磁ヨーク２１は、ステータ３０およびロータ４０の両端部から軸方向に離間した位置に配置された天板部２１ａと、この天板部２１ａの周縁部に形成された円筒状の側壁部２１ｂと、天板部２１ａに形成された円筒状の突部２１ｃとを備えている。
【００３３】
天板部２１ａの中央部には、貫通孔２１ｄが形成されており、貫通孔２１ｄ内には軸受４６を介して、回転シャフト４１が挿入されている。側壁部２１ｂは、ステータコア２２の外表面に固設されている。
【００３４】
界磁ヨーク２１は、一体の磁性材料から構成されており、具体的には、３次元完全等方材料である粉末成形磁性体（ＳＭＣ）から構成されている。このため、界磁ヨーク２１の軸方向の磁気抵抗は、ステータコア２２の軸方向の磁気抵抗より小さくされている。
【００３５】
突部２１ｃは、天板部２１ａの内表面に形成され、圧粉ロータコア４３ｂの軸方向端部に向けて突出している。そして、突部２１ｃの端部と圧粉ロータコア４３ｂの端部との間で、磁力線が途切れない程度に、突部２１ｃの端部と圧粉ロータコア４３ｂの端部とが近接している。
【００３６】
このため、磁石４４の表面からエアギャップＧＰおよびステータコア２２を介して界磁ヨーク２１に達し、界磁ヨーク２１内を軸方向に流れ、突部２１ｃから圧粉ロータコア４３ｂ内に入り込み、磁石４４のＳ極に戻るという磁気回路（第１磁気回路）を形成することができる。
【００３７】
この磁気回路において、ステータコア２２の径方向の磁気抵抗は小さく抑えられており、界磁ヨーク２１内の磁気抵抗も小さく抑えられており、さらに、圧粉ロータコア４３ｂの磁気抵抗も小さく抑えられているため、磁気エネルギーのロスを小さく抑えることができる。
【００３８】
なお、図１に示す例においては、円筒状の突部２１ｃが界磁ヨーク２１に形成されているが、圧粉ロータコア４３ｂの端部に設けてもよい。
【００３９】
界磁コイル（巻線）５０は、突部２１ｃの外周面に巻き付けられている。この界磁コイル５０に電流を流すことにより、突部２１ｃの端部側にたとえば、Ｎ極の磁性を持たせるとともに、側壁部２１ｂにＳ極の磁性を持たせることができる。あるいは、突部２１ｃの端部側にＳ極の磁性を持たせるとともに、側壁部２１ｂにＮ極の磁性を持たせることができる。なお、本実施の形態においては、界磁コイル５０は、界磁ヨーク２１の突部２１ｃに設けられているが、この位置に限られず界磁ヨーク２１に設けられておればよい。ここで、界磁コイル５０が界磁ヨーク２１に設けられているとは、界磁コイル５０が界磁ヨーク２１の表面に当接している場合に限られず、界磁ヨーク２１内の磁力線の流れを制御可能な程度であれば、界磁ヨーク２１の表面から離間している場合も含む。
【００４０】
上記のように構成された電動機１０の動作について、図３および図４を用いて説明する。図３は、図１に示す界磁コイル５０の電流が供給された状態における電動機１０の側断面図であり、図４は、図３のＩＶ−ＩＶ線における断面図である。
【００４１】
図３を参照して、界磁コイル５０に電流を流すことにより、磁力線ｍｔ４を発生される。この磁力線ｍｔ４は、界磁ヨーク２１の天板部２１ａを通り、側壁部２１ｂからステータコア２２内に入り込む。そして、磁力線ｍｔ４は、エアギャップＧＰを解して、ロータコア４３内に入り込み、ロータコア４３内を軸方向に進む。その後、磁力線ｍｔ４は、ロータコア４３の軸方向端面から、突部２１ｃの端面を介して、界磁ヨーク２１内に入り込む。
【００４２】
このような磁気回路を発生させることにより、界磁ヨーク２１の突部２１ｃがＳ極の磁性を帯び、界磁ヨーク２１の側壁部２１ｂがＮ極の磁性を帯びることになる。
【００４３】
図４においては、磁石４４の端部のうち、ロータ４０の回転方向Ｐ前方側の端部側にステータティース２３ａが配置されており、磁石４４の外主面の周方向の中央部は、ステータティース２３ａの端面の周方向の中央部に回転方向Ｐの後方側に位置している。このステータティース２３ａの内径側の端面がＳ極とされている。
【００４４】
このため、磁石４４の外主面から出る磁力線ｍｔ１〜ｍｔ４は、径方向外方に向かうに従って、回転方向Ｐの前方側に向かうように傾斜し、ステータティース２３ａの端面に達する。このように、磁石４４およびステータティース２３ａ間の磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３の磁気経路が傾斜し長くなっているので、磁気経路が最短となるようにロータ４０に応力が加えられる。すなわち、磁石４４は、ステータティース２３ａに向けて引っ張られることとなる。
【００４５】
ステータティース２３ａに対して、ロータ４０の回転方向Ｐ後方側には、ステータティース２３ｂが設けられており。このステータティース２３ｂは、磁石４４の中央部付近と対向している。ステータティース２３ｂの内径側の端面は、Ｎ極とされており、磁石４４と反発している。
【００４６】
このため、ステータティース２３ａからステータコア２２内に入り込んだ磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、ステータコア２２内を周方向に流れる。このとき、上述したように、界磁コイル５０に電流を流したことによって側壁部２１ｂの内壁面がＮ極となっている。そのため、磁石４４からの磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、ステータティース２３ａの端面からステータコア２２内に入り込むと、ステータコア２２の周方向に沿って進む。すなわち、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が、ステータティース２３ａに達した後、ステータコア２２内を径方向に流れ、界磁ヨーク２１に達するのが抑制されている。
【００４７】
そして、ステータティース２３ｂに対して、ロータ４０の回転方向Ｐ後方側には、ステータティース２３ｃが設けられており、内径側の端面はＮ極とされている。このステータティース２３ｃはロータティース４５ａと対向している。
【００４８】
ここで、ロータティース４５ａに隣接する磁石４４の外表面はＮ極とされているため、ステータティース２３ｃの端面からロータティース４５ａに向かう磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、この磁石４４のＮ極の影響を受けて、回転方向Ｐ後方に傾斜するようにロータティース４５ａに向けて流れる。そして、この経路長が最短となるように、ロータティース４５ａがステータティース２３ｃに向けて良好に引き寄せられる。
【００４９】
このように、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、磁石４４からエアギャップＧＰを介して、ステータティース２３ａに達してステータコア２２内を周方向に通り、その後、ステータティース２３ｃからエアギャップＧＰを介して積層ロータコア４３ａ内に達し、再度磁石４４に戻るという磁気回路Ｋ１を形成する。
【００５０】
一方、界磁コイル５０に電流が供給されていない状態では、磁石４４からの磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３の一部（たとえば磁力線ｍｔ３）は、ステータティース２３ａに達した後、ステータコア２２内を径方向に流れ、界磁ヨーク２１に達する。そして、磁力線ｍｔ３は、界磁ヨーク２１を軸方向に通り、突部２１ｃから圧粉ロータコア４３ｂ内に入り込み、再度磁石４４に戻るという磁気回路Ｋ２（図示せず）を形成する。
【００５１】
すなわち、界磁コイル５０に電流を流すことによって、磁石４４から発せられる磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が磁気回路Ｋ２を通ることを抑制し、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が磁気回路Ｋ１を通るように制御することができる。これにより、磁石４４から生じる一定の磁束量のうち、トルクの発生に大きく貢献する磁気回路Ｋ１を通る磁束量の割合を増加することができるため、大きなトルクを得ることができる。
【００５２】
さらに、界磁コイル５０によって生じる磁力線ｍｔ４は、図４に示すように、磁気回路Ｋ１の一部であって、ステータティース２３ｃからロータティース４５ａに達する経路を通り、その後、圧粉ロータコア４３ｂに達する。このため、磁力線ｍｔ４もトルクの発生に寄与する。
【００５３】
以上に説明したように、界磁コイル５０に電流を流すことによって、電動機１０には「強め界磁制御」が施される。図５は、電動機１０のトルクと回転数との関係を示す図である。なお、以下においては、界磁コイル５０に供給される電流を「界磁電流」とも称し、かつ、該界磁電流を符号Ｉｆを用いて表記することとする。
【００５４】
図５において、曲線ｋ１は、界磁コイル５０に電流が供給されていない状態（界磁電流Ｉｆ＝０）における電動機１０の出力特性を示す。一方、曲線ｋ２は、界磁コイル５０に電流が供給された状態（界磁電流Ｉｆ≠０）における電動機の出力特性を示す。
【００５５】
図５に示されるように、界磁コイル５０に電流を流して電動機１０に強め界磁制御を行なうことにより、低回転数から高回転数までの幅広い領域においてトルクが大きくなっていることが分かる。特に、回転数が低い領域において、大きなトルクが得られている。
【００５６】
なお、界磁コイル５０に流す電流の向きを反転することにより電動機１０に「弱め界磁制御」を施すこともできる。この場合、界磁コイル５０に電流を流すことによって、磁気回路Ｋ１を通る磁束量の割合が減少する。
【００５７】
また、本実施の形態によれば、ロータ４０の外周面のうち、磁石４４の表面は、磁力線を発する領域として機能しており、ロータティース４５は、発せられた磁力線を取り込む領域として機能している。そして、磁石４４およびロータティース４５は、ロータ４０の軸方向に亘って延在しているため、ロータ４０の外周面は、磁石４４の表面とロータティース４５の表面とから構成されている。そのため、ロータティース４５の外周面の略全面を、磁力線の出力領域および磁力線の取入領域として機能させることが可能となるため、ロータ４０の外周面の利用効率を向上することができる。その結果、小型のロータ４０であっても所要の磁束量の出し入れを行なうことができるため、ロータ４０自体をコンパクトに構成することができる。
【００５８】
［電動機駆動装置の構成］
上述したように、本実施の形態によれば、電動機１０の界磁制御は、界磁コイル５０を流れる界磁電流Ｉｆによって磁気回路Ｋ１を通る磁束量と磁気回路Ｋ２を通る磁束量を調整することにより、電機子巻線鎖交磁束量を調整することにより行なわれる。
【００５９】
しかしながら、かかる界磁制御を実現するためには、界磁コイル５０に界磁電流Ｉｆを供給するための電源回路を新たに設置する必要が生じる。この電源回路の設置は、電動機駆動装置を大型化させる、および装置コストを増大させるといった不具合に繋がる。
【００６０】
そこで、本実施の形態による電動機駆動装置は、以下に述べるように、電源からの電圧を電動機１０の駆動電圧に変換するための電力変換装置の構成要素であるリアクトルを、界磁コイル５０として兼用する構成とする。
【００６１】
図６は、本発明の実施の形態に従う電動機駆動装置の概略ブロック図である。
図６を参照して、電動機駆動装置１０００は、バッテリＢと、スナバコンデンサＣ１と、昇圧コンバータ１２０と、インバータ１４０と、平滑コンデンサＣ２と、電圧センサ１１０，１３０と、電流センサ１１２，２４０とを備える。
【００６２】
電動機１０は、図１および図２で示される構成からなる。すなわち、電動機１０は、回転シャフトに固設されたロータと、ステータの外周に設けられた界磁ヨークと、界磁コイル５０とを備えている。
【００６３】
本実施の形態において、電動機１０は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、電動機１０は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。
【００６４】
バッテリＢは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。なお、本実施の形態では、二次電池で構成されたバッテリＢを「直流電源」とする構成について説明するが、バッテリＢに代えて、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を適用することも可能である。スナバコンデンサＣ１は、電源ライン１０６と接地ライン１０５との間に接続される。電圧センサ１１０は、バッテリＢから出力される直流電圧（以下、バッテリ電圧とも称する）ＥＢを検出し、検出したバッテリ電圧ＥＢを制御装置１００へ出力する。
【００６５】
昇圧コンバータ１２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング制御される電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１，Ｑ２とを含む。
【００６６】
リアクトルＬ１は、一方端がバッテリＢの電源ライン１０６に接続され、他方端がスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の接続ノードに接続される。なお、本実施の形態において、リアクトルＬ１は、電動機１０の界磁ヨーク２１（図１）に巻き付けられる。すなわち、リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によってスイッチングされた電圧が印加されるとともに、電動機１０における界磁コイル５０を構成する。したがって、リアクトルＬ１を流れる電流（以下、リアクトル電流とも称する）Ｉｆは、上述した界磁コイル５０に供給される界磁電流Ｉｆに相当する。電流センサ１１２は、リアクトル電流（界磁電流）Ｉｆを検出し、検出したリアクトル電流Ｉｆを制御装置１００へ出力する。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ライン１０７と接地ライン１０５との間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ２によって制御される。
【００６８】
この発明の実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、あるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００６９】
平滑コンデンサＣ２は、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に接続される。電圧センサ１３０は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＤＣ（昇圧コンバータ１２０の出力電圧に相当）を検出し、その検出した出力電圧ＶＤＣを制御装置１００へ出力する。
【００７０】
インバータ１４０の直流電圧側は、電源ライン１０７および接地ライン１０５を介して昇圧コンバータ１２０と接続される。
【００７１】
インバータ１４０は、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５０と、Ｖ相アーム１６０と、Ｗ相アーム１７０とから成る。各相アームは、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５０は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｖ相アーム１６０は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成り、Ｗ相アーム１７０は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０から成る。また、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０に対して、逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ１０がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオン・オフは、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＰＷＭＩによって制御される。
【００７２】
各相アームの中間点は、電動機１０の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、電動機１０は、３相同期モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｖ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の中間点に、Ｗ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の中間点にそれぞれ接続されている。インバータ１４０は、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＰＷＭＩに応答したスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオン・オフ制御（スイッチング制御）により、昇圧コンバータ１２０と電動機１０との間で双方向の電力変換を行なう。
【００７３】
具体的には、インバータ１４０は、制御装置１００によるスイッチング制御に従って、電源ライン１０７から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧を電動機１０へ出力することができる。これにより、電動機１０は、指定されたトルクを発生するように駆動される。
【００７４】
また、インバータ１４０は、電動機駆動装置１０００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、電動機１０が発電した３相交流電圧を制御装置１００によるスイッチング制御に従って直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ライン１０７へ出力することができる。
【００７５】
なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。
【００７６】
電動機１０には電流センサ２４０が設けられる。３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図６に示すように電流センサ２４０は２相分のモータ電流（たとえば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。電流センサ２４０によって検出されたモータ電流Ｉｕ，Ｉｗは制御装置１００へ入力される。さらに、制御装置１００は、モータ指令としての、電動機１０のトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮの入力を受ける。
【００７７】
以上の構成からなる電動機駆動装置１０００において、昇圧コンバータ１２０は、電源ライン１０６および１０７の間に形成される電流経路上に電気的に接続されるリアクトルＬ１を含むチョッパ型回路として構成される。リアクトルＬ１の両端には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフによりスイッチングされた電圧が印加される。
【００７８】
さらに、リアクトルＬ１は、電動機１０の界磁ヨーク２１に巻き付けられることによって界磁コイル５０（図１）を構成する。したがって、リアクトルＬ１に電流が流れることにより、上述したような電動機１０の界磁制御が行なわれることになる。
【００７９】
このように昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイル５０として兼用する構成としたことによって、界磁コイル５０には電源ライン１０６および１０７の間を流れる電流が供給されることになる。したがって、界磁コイル５０に電流を供給するための電源回路を新たに設ける必要性がなくなるため、電動機駆動装置１０００が大型化する、および装置コストが増大するのを防止することができる。
【００８０】
しかしながら、その一方で、本構成では、昇圧コンバータ１２０による昇圧動作を行なっているときには、界磁コイル５０には常に電流が駆動されるため、必然的に電動機１０の界磁制御が行なわれることになる。そして、このときの界磁電流Ｉｆは、昇圧コンバータ１２０における昇圧比に依存した大きさとなるため、上述した電機子鎖交磁束量の調整に必要な電流値に必ずしも一致したものとはなっていない。
【００８１】
すなわち、リアクトルＬ１を界磁コイル５０として兼用した構成では、電動機１０の界磁制御と昇圧動作の制御（昇圧制御）とを互いに独立して実行することができないという問題が生じる。その結果、車両の運転状態に応じて適宜変化する電動機１０への要求出力に追随するように電動機１０の駆動制御できない可能性がある。
【００８２】
そこで、本実施の形態による電動機駆動装置は、図６に示すように、リアクトルＬ１に対して並列接続されたスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３をさらに備える構成とする。本構成においてスイッチング素子Ｑ３をオンすることにより、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、直流電流がスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３に流れるように電流経路が形成される。
【００８３】
図６の構成において、昇圧コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１が本発明での「昇圧用スイッチング素子」に対応し、スイッチング素子Ｑ３が本発明での「界磁用スイッチング素子」に対応する。
【００８４】
本実施の形態では、制御装置１００は、以下に述べるように、電動機１０の力行動作時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御に併せて、スイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御を実行する。これにより、昇圧コンバータ１２０における昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に実行することができる。
【００８５】
［電動機駆動装置の制御構造］
電子制御ユニット（ＥＣＵ）で構成される制御装置１００は、マイクロコンピュータ、ＲＡＭ（Random Access Memory）およびＲＯＭ（Read Only Memory）（ともに図示せず）を含んで構成される。制御装置１００は、所定のプログラム処理に従って、上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたモータ指令に従って電動機１０が動作するように、昇圧コンバータ１２０およびインバータ１４０のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ２（昇圧コンバータ１２０）、およびＰＷＭＩ（インバータ１４０）を生成する。すなわち、制御装置１００は、昇圧コンバータ１２０およびインバータ１４０による電力変換動作を制御する。
【００８６】
さらに、制御装置１００は、電動機１０の界磁コイル５０に界磁電流Ｉｆが供給されるように、リアクトルＬ１に並列接続されたスイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号ＳＥ３を生成する。すなわち、制御装置１００は、電動機１０の界磁制御を実行する。
【００８７】
本実施の形態では、制御装置１００の上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）が、運転者によるアクセル操作によって開かれたアクセル開度などに基づいて車両に要求される駆動力を演算し、その演算した要求駆動力に基づいて電動機１０の要求出力（トルク×回転数）を算出する。
【００８８】
制御装置１００は、ＥＣＵから電動機１０の要求出力を受けると、要求出力に基づいて、出力電圧ＶＤＣの目標値である電圧指令ＶＤＣ＊を導出し、その導出した電圧指令ＶＤＣ＊に応じて、電源ライン１０７から平滑コンデンサＣ２に流れる電流（以下、昇圧電流とも称する）Ｉｂｏｏｓｔの目標値（目標昇圧電流）Ｉｂｏｏｓｔ＊を設定する。
【００８９】
さらに、制御装置１００は、リアクトル電流Ｉｆに応じて、界磁を強める方向に界磁コイル５０に供給される電流（以下、界磁増磁電流とも称する）ＩＦｒｅｆの目標値（目標界磁増磁電流）ＩＦｒｅｆ＊を設定する。そして、その設定した目標昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔ＊および目標界磁増磁電流ＩＦｒｅｆ＊を合成した電流（＝Ｉｂｏｏｓｔ＊＋ＩＦｒｅｆ＊）を、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流Ｉｆの目標値であるリアクトル電流指令Ｉｆ＊に設定する。
【００９０】
そして、制御装置１００は、電流センサ１１２からのリアクトル電流Ｉｆがリアクトル電流指令Ｉｆ＊に追従するように、リアクトル電流Ｉｆのフィードバック制御を実行する。このリアクトル電流Ｉｆの制御は、以下に述べるように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御によって実現される。
【００９１】
図７は、制御装置１００によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を説明するための図である。当該スイッチング制御は、図中のパターン（ｉ）からパターン（ｉｉｉ）までを制御の１周期として行なわれる。図８は、スイッチング制御の１周期におけるリアクトル電流（界磁電流）Ｉｆおよび昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔのタイミングチャートである。
【００９２】
パターン（ｉ）を参照して、最初に、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフされることにより、直流電流は、図中に矢印で示されるように、バッテリＢ、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ１からなる回路をバッテリＢからスイッチング素子Ｑ１の方向へ流れる。この期間において、リアクトルＬ１には電力は蓄積される。そのため、図８に示されるように、当該期間（期間Ｔ１に相当）において、リアクトル電流Ｉｆは増加する。このときのリアクトル電流Ｉｆは、電源ライン１０７からインバータ１４０に供給されるモータ出力電流ＩＤＣｏｕｔに対して界磁増磁電流ＩＦｒｅｆおよび昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔが加算された値まで増加する。
【００９３】
次に、パターン（ｉｉ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフされることにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフされる。そうすると、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、入力電流ＩＤＣｉｎがリアクトルＬ１から逆並列ダイオードＤ２を介して電源ライン１０７に入力される。このとき、平滑コンデンサＣ２には、電源ライン１０７および接地ライン１０５間への出力電圧と平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＤＣとの電圧差に応じて、界磁増磁電流ＩＦｒｅｆおよび昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔの合成電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧（すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧）ＶＤＣは、バッテリＢからの直流電圧（バッテリ電圧）ＥＢよりも高い電圧に昇圧される。なお、平滑コンデンサＣ２を流れる昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔは、図８の期間Ｔ２に示されるように、徐々に減少する。従って、リアクトル電流Ｉｆも徐々に減少する。
【００９４】
最後に、パターン（ｉｉｉ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３がオンされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフされると、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３からなる閉回路をリアクトルＬ１からスイッチング素子Ｑ３の方向へ界磁増磁電流ＩＦｒｅｆが流れる。この場合、図８の期間Ｔ３に示されるように、リアクトル電流Ｉｆは、リアクトルＬ１に蓄積された残りの電力が減少にするのに従って、徐々に減少する。また、ダイオードＤ２は通電されず、昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔは０Ａに減少する。
【００９５】
このようなパターン（ｉ）〜（ｉｉｉ）を繰返して、昇圧コンバータ１２０は昇圧動作を行なう。そして、昇圧コンバータ１２０から平滑コンデンサＣ２には、期間Ｔ１から期間Ｔ３までの昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔを平均した電流（平均昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔａｖ）が流れる。すなわち、平均昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔａｖは、期間Ｔ２における昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔを１制御周期（＝期間Ｔ１＋期間Ｔ２＋期間Ｔ３）で除算した値となる。
【００９６】
さらに、リアクトルＬ１においては、期間Ｔ１から期間Ｔ３までの各期間におけるリアクトル電流Ｉｆを平均した電流（平均リアクトル電流Ｉｆａｖ）が流れる。そして、この平均リアクトル電流Ｉｆａｖに応じて電動機１０の界磁制御が行なわれる。
【００９７】
すなわち、平均昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔａｖおよび平均リアクトル電流Ｉｆａｖは、１制御周期における期間Ｔ１、期間Ｔ２および期間Ｔ３の比率を変化させることによって、互いに独立に制御することができる。これによれば、昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイルとして兼用した構成において、電動機１０への要求出力に応じて当該比率を可変させることによって、昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に制御することが可能となる。その結果、低回転域では強め界磁によって大きなトルクが得られ、かつ、高回転域では昇圧制御により高効率が実現されるため、電動機駆動装置１０００の大型化およびコストの増大を抑えながら、電動機１０の高出力化を実現することができる。
【００９８】
［スイッチング素子のスイッチング制御］
次に、図７および図８で述べたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を実現するための制御構造について詳細に説明する。
【００９９】
図９は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御により実現される電動機駆動装置の回路動作状態を説明するための回路図である。
【０１００】
昇圧コンバータ１２０の回路パラメータを図９のように定めた場合、図７で説明した３つのパターン（ｉ）〜（ｉｉｉ）における回路動作状態はそれぞれ、以下のような回路方程式で表わすことができる。
【０１０１】
具体的には、図７のパターン（ｉ）、すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうちのスイッチング素子Ｑ１のみがオンしているときの回路動作状態は、次式で示される。
【０１０２】
【数１】
2010068597.tif 000003
【０１０３】
次に、図７のパターン（ｉｉ）、すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフしているときの回路動作状態は、次式のように変化する。
【０１０４】
【数２】
2010068597.tif 000004
【０１０５】
これにより、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖは、０Ｖから昇圧コンバータ１２０の出力電圧ＶＤＣまで昇圧される。
【０１０６】
最後に、図７のパターン（ｉｉｉ）、すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうちのスイッチング素子Ｑ３のみがオンしているときの回路動作状態は、次式で示される。
【０１０７】
【数３】
2010068597.tif 000005
【０１０８】
この場合には、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ３を含む閉回路をリアクトル電流Ｉｆが流れるため、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖは、バッテリ電圧ＥＢまで降下する。
【０１０９】
ここで、リアクトル電流Ｉｆおよび昇圧コンバータ１２０の出力電圧ＶＤＣについては、上述したように、１制御周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間の比率、すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比を制御することにより、リアクトル電流指令Ｉｆ＊および電圧指令ＶＤＣ＊にそれぞれ一致させることができる。
【０１１０】
このようなスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比の制御は、一例として、制御装置１００を図１０に示す制御構造で構成することによって実現することができる。
【０１１１】
図１０は、図１の制御装置１００の制御構造を説明するブロック図である。
図１０を参照して、制御装置１００は、減算器２００，２０２と、加算器２０４と、ＰＩ演算部２０６，２０８と、スイッチング制御部２１０とを含む。
【０１１２】
減算器２００は、電圧センサ１３０からの出力電圧ＶＤＣの電圧指令ＶＤＣ＊に対する電圧偏差ΔＶＤＣを演算してＰＩ演算部２０６へ出力する。ＰＩ演算部２０６は、電圧偏差ΔＶＤＣについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じて昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔの目標値（目標昇圧電流）Ｉｂｏｏｓｔ＊を生成する。
【０１１３】
減算器２０２は、電流センサからのリアクトル電流Ｉｆのリアクトル電流指令Ｉｆ＊に対する電流偏差ΔＩｆを演算してＰＩ演算部２０８へ出力する。ＰＩ演算部２０８は、電流偏差ΔＩｆについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じて界磁増磁電流ＩＦｒｅｆの目標値（目標界磁増磁電流）ＩＦｒｅｆ＊を生成する。
【０１１４】
加算器２０４は、生成された目標昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔ＊および目標界磁増磁電流ＩＦｒｅｆ＊を合成することにより、リアクトル電流Ｉｆの電流指令Ｉｆ＊を生成する。生成された電流指令Ｉｆ＊（＝Ｉｂｏｏｓｔ＊＋ＩＦｒｅｆ＊）は、スイッチング制御部２１０へ送出される。
【０１１５】
スイッチング制御部２１０は、リアクトル電流指令Ｉｆ＊に基づいて、後述する方法によって１制御周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間ＴＱ１，ＴＱ３を導出する。そして、スイッチング制御部２１０は、その導出したオン時間ＴＱ１，ＴＱ３に従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をそれぞれオンさせるように、スイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３を生成する。生成されたスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３に従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング制御することにより、リアクトルＬ１には、リアクトル電流指令Ｉｆ＊に従ったリアクトル電流Ｉｆが流れる。また、電圧指令ＶＤＣ＊に従った出力電圧ＶＤＣがインバータ１４０（図示せず）に印加される。
【０１１６】
次に、図１０の制御構造における具体的な制御処理について説明する。本実施の形態では、制御装置１００が、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）を用いた制御処理を実行する場合について説明する。
【０１１７】
図１０において、昇圧コンバータ１２０の瞬時電圧方程式は、式（１）で表わされる。
【０１１８】
【数４】
2010068597.tif 000006
【０１１９】
ここで、ＤＳＰを用いた制御処理を行なうにあたって、式（１）のうち、リアクトル電流Ｉｆ（ｔ）、出力電圧ＶＤＣ（ｔ）およびスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｔ）については、所定のサンプリング周期ＴＳの下で、任意の制御サンプル点ｍとの間に図１１のタイミングチャートで示すような関係が成り立つものとする。
【０１２０】
そして、この関係において、バッテリ電圧ＥＢ（ｔ）、リアクトル電流Ｉｆ（ｔ）、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｔ）および電流微分ｄＩ／ｄｔは、以下のように近似する。
【０１２１】
【数５】
2010068597.tif 000007
【０１２２】
すなわち、バッテリ電圧ＥＢ（ｔ）およびリアクトル電流Ｉｆ（ｔ）は、それぞれ、サンプル点（ｍ−１）でのバッテリ電圧ＥＢ（ｍ−１）およびリアクトル電流Ｉｆ（ｍ−１）で近似される。また、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｔ）は、サンプル点ｍおよびサンプル点（ｍ−１）の間の平均電圧Ｖ（ｍ−１）で近似される。さらに、電流微分ｄＩ／ｄｔについては、サンプル点ｍおよびサンプル点（ｍ−１）の間の平均電流で近似される。
【０１２３】
これらの近似を用いることにより、上記式（１）の瞬時電圧方程式は、式（２）のように書き換えることができる。
【０１２４】
【数６】
2010068597.tif 000008
【０１２５】
ここで、上述したように、昇圧制御および電動機１０の界磁制御は、ともに、リアクトル電流Ｉｆをリアクトル電流指令Ｉｆ＊に一致するように制御することによって行なうことができる。以下に、本実施の形態に従う制御構造により実行されるリアクトル電流Ｉｆの制御について説明する。
【０１２６】
なお、最初に、リアクトル電流指令Ｉｆ＊の生成方法について説明する。次に、生成したリアクトル電流指令Ｉｆ＊を実現するためのリアクトル電流Ｉｆの制御方法について説明する。最後に、リアクトル電流Ｉｆの制御におけるスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３の生成方法について説明する。
【０１２７】
（１）  リアクトル電流指令Ｉｆ＊の生成方法
図１０で述べたように、リアクトル電流指令Ｉｆ＊は、目標昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔ＊および目標界磁増磁電流ＩＦｒｅｆ＊を合成した電流である。目標昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔ＊および目標界磁増磁電流ＩＦｒｅｆ＊は、それぞれ、以下の方法によって生成することができる。
【０１２８】
詳細には、サンプル点ｍでの目標昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔ＊（ｍ）は、サンプル点（ｍ−２）での出力電圧ＶＤＣの電圧指令ＶＤＣ＊に対する電圧偏差ΔＶＤＣ（ｍ−２）
【０１２９】
【数７】
2010068597.tif 000009
【０１３０】
に対して、式（４）に従って所定ゲインによるＰＩ演算を行なうことにより生成することができる。
【０１３１】
【数８】
2010068597.tif 000010
【０１３２】
ただし、ＫＶＰおよびＫＶＩは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲインを示す。
また、サンプル点ｍでの目標界磁増磁電流ＩＦｒｅｆ＊（ｍ）は、サンプル点（ｍ−２）でのリアクトル電流Ｉｆのリアクトル電流指令Ｉｆ＊に対する電流偏差ΔＩｆ（ｍ）
【０１３３】
【数９】
2010068597.tif 000011
【０１３４】
に対して、式（６）に従って所定ゲインによるＰＩ演算を行なうことにより生成することができる。
【０１３５】
【数１０】
2010068597.tif 000012
【０１３６】
ただし、ＫＩＰおよびＫＩＩは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲインを示す。
最後に、式（４）および式（６）によりそれぞれ演算された目標昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔ＊（ｍ）および目標界磁増磁電流ＩＦｒｅｆ＊（ｍ）の和を求めることにより、サンプル点ｍでのリアクトル電流指令Ｉｆ＊を生成することができる。
【０１３７】
【数１１】
2010068597.tif 000013
【０１３８】
（２）  リアクトル電流Ｉｆの制御方法
上記（１）で示した方法によってサンプル点ｍでのリアクトル電流指令Ｉｆ＊（ｍ）が生成されると、サンプル点ｍでのリアクトル電流Ｉｆ（ｍ）をリアクトル電流指令Ｉｆ＊（ｍ）に一致させるための電流制御が行なわれる。
【０１３９】
この電流制御では、フィードフォワード補償として、上記式（２）のリアクトル電流Ｉｆ（ｍ）が、リアクトル電流指令Ｉｆ＊（ｍ）に置き換えられる。予測値を用いることによって、電流センサ１１２の出力に外乱があっても制御の安定性を確保するものである。
【０１４０】
さらに、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｍ−１）を、次式（８）により演算する。
【０１４１】
【数１２】
2010068597.tif 000014
【０１４２】
ここで、サンプル点ｍでリアクトル電流Ｉｆを制御するためには、サンプル点（ｍ−１）で式（８）の演算をサンプル点（ｍ−１）までに終了させなければならないが、サンプル点（ｍ−１）でのリアクトル電流Ｉｆ（ｍ−１）を検出することは不可能である。
【０１４３】
そこで、式（２）のｍを（ｍ−１）に置き換えるとともに、Ｖをモデル端子間電圧ＶＭに置き換えることにより、サンプル点（ｍ−１）でのリアクトル電流Ｉｆ（ｍ−１）の推定値Ｉｆｅ（ｍ−１）を次式（９）を用いて演算する。
【０１４４】
【数１３】
2010068597.tif 000015
【０１４５】
そして、このリアクトル電流の推定値Ｉｆｅ（ｍ−１）を用いることにより、上記式（８）は、式（１０）のように書き換えることができる。
【０１４６】
【数１４】
2010068597.tif 000016
【０１４７】
式（１０）によれば、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｍ−１）の電圧指令Ｖ＊（ｍ−１）を、ＶＭ（ｍ−１）に設定するとともに、スイッチング素子Ｑ１の端子間に電圧指令Ｖ＊（ｍ−１）に一致した電圧が発生するように、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を行なうことにより、リアクトル電流Ｉｆをリアクトル電流指令Ｉｆ＊に追従させることが可能となる。
【０１４８】
（３）  スイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３の生成方法
最後に、上記（２）で設定された電圧指令Ｖ＊（ｍ−１）に従ったスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御については、上述した昇圧コンバータ１２０の回路動作状態とスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖとの関係を用いることによって、スイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３を生成することができる。
【０１４９】
すなわち、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｔ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・オフ状態に応じて、以下に示すように、３つの電圧レベルの間を遷移する。
【０１５０】
【数１５】
2010068597.tif 000017
【０１５１】
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は、それぞれ、スイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３が「１」のときに導通状態となり、スイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３が「０」のときに非導通状態となる。
【０１５２】
したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン時間をＴＱ１（ｍ−１）と定義し、スイッチング素子Ｑ３のオン時間をＴＱ３（ｍ−１）と定義すると、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｍ−１）は、式（１１）で表すことができる。
【０１５３】
【数１６】
2010068597.tif 000018
【０１５４】
ただし、ＴＱ１＋ＴＱ３≦Ｔｓである。また、ＴＱ２は、１制御周期Ｔｓからスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間の和を差し引いた残余の時間（＝Ｔｓ−ＴＱ１−ＴＱ３）である。
【０１５５】
これによれば、式（１１）で示されるスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｍ−１）が、上述した電圧指令Ｖ＊（ｍ−１）に一致するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間ＴＱ１（ｍ−１），ＴＱ３（ｍ−１）をそれぞれ求めることによって、リアクトル電流Ｉｆ（ｍ）をリアクトル電流指令Ｉｆ＊（ｍ）に追従させることができる。
【０１５６】
しかしながら、式（１１）から明らかなように、単に電圧指令Ｖ＊（ｍ−１）を定めるだけでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間ＴＱ１，ＴＱ３の組合せが無限に存在してしまうため、一意に決定することが不可能である。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間ＴＱ１，ＴＱ３の決定に２自由度を有してしまうことになる。
【０１５７】
そこで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間ＴＱ１，ＴＱ３を一意に決定するために、上記の式（１１）に対して、昇圧コンバータ１２０における電力収支の関係に基づいた制約を課すものとする。
【０１５８】
すなわち、昇圧コンバータ１２０において、入力電力および出力電力の間には、式（１２）の関係が成立する。
【０１５９】
【数１７】
2010068597.tif 000019
【０１６０】
この関係式が過渡状態においても成り立つと仮定すると、上記（１）において決定された目標昇圧電流Ｉｂｏｏｓｔ＊（ｍ−１）および電圧指令ＶＤＣ＊（ｍ−１）を、式（１２）に代入することにより、入力電流ＩＤＣｉｎ＊（ｍ−１）が導出される。
【０１６１】
【数１８】
2010068597.tif 000020
【０１６２】
この入力電流ＩＤＣｉｎ（ｍ−１）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がともにオフされているときに電源ライン１０７に入力される電流であり、その大きさがリアクトル電流Ｉｆに対して、式（１４）で表わされる。
【０１６３】
【数１９】
2010068597.tif 000021
【０１６４】
したがって、式（１３）で導出された入力電流ＩＤＣｉｎ＊（ｍ−１）および上記（１）で決定したリアクトル電流指令Ｉｆ（ｍ−１）＊を式（１４）に代入することにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の全てがオフされる時間ＴＱ２の目標値ＴＱ２＊が決まる。したがって、式（１１）を用いれば、オン時間ＴＱ１，ＴＱ２の目標値ＴＱ１＊，ＴＱ２＊を一意に決定することができる。
【０１６５】
図１２に、上述した方法によって決定されたオン時間の目標値ＴＱ１＊，ＴＱ２＊に従ってＰＷＭ制御を行なった場合のスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖおよびリアクトル電流Ｉｆの動作波形図を示す。なお、図１２では、ＰＷＭ制御は、キャリア信号として三角波信号を用いた場合に生成されるスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３が示される。
【０１６６】
以上に述べたように、本実施の形態に従う電動機駆動装置を搭載した電動車両においては、昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイル５０として兼用する構成において、昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを独立して行なうことができる。その結果、低回転域（すなわち、低車速域）では大きなトルクが得られるとともに、高回転域（すなわち、高車速域）では高効率で電動機を駆動させることができる。これにより、駆動装置の小型化が図られるとともに、電動機の高出力化による車両の走行性能の向上を実現することができる。
【０１６７】
なお、上述した電動機１０においては、磁石をロータの外表面に設けているが、これに限らず、ロータ内に磁石を埋め込んでもよい。すなわち、本発明に係る電動機駆動装置は、ＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）のみならず、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）にも適用することができる。このように構成されたロータにおいては、マグネットトルク（永久磁石とコイルとの吸引反発力）およびリラクタンストルク（磁力線の曲がりを直線にする力＝コイルが鉄を引きつける力）の両方を有効に利用することができる。
【０１６８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【０１６９】
【図１】この発明の実施の形態に係る電動機駆動装置に適用される電動機の側断面図である。
【図２】図１のＩＩ−ＩＩ線における断面図である。
【図３】図１に示す界磁コイルの電流が供給された状態における電動機の側断面図である。
【図４】図３のＩＶ−ＩＶ線における断面図である。
【図５】電動機のトルクと回転数との関係を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態に従う電動機駆動装置の概略ブロック図である。
【図７】制御装置によるスイッチング素子のスイッチング制御を説明するための図である。
【図８】スイッチング制御の１周期におけるリアクトル電流および昇圧電流のタイミングチャートである。
【図９】スイッチング素子のスイッチング制御により実現される電動機駆動装置の回路動作状態を説明するための回路図である。
【図１０】図１の制御装置の制御構造を説明するブロック図である。
【図１１】図１０の制御構造における具体的な制御処理を説明するための図である。
【図１２】決定されたオン時間の目標値に従ってＰＷＭ制御を行なった場合のスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧およびリアクトル電流の動作波形図である。
【符号の説明】
【０１７０】
１０  電動機、１２  昇圧コンバータ、２１  界磁ヨーク、２１ａ  天板部、２１ｂ  側壁部、２１ｃ  突部、２１ｄ  貫通孔、２２  ステータコア、２３，２３ａ〜２３ｃ  ステータティース、２４  コイル、３０  ステータ、４０  ロータ、４１  回転シャフト、４３  ロータコア、４３ａ  積層ロータコア、４３ｂ  圧粉ロータコア、４４  磁石、４５，４５ａ  ロータティース、４６  軸受、５０  界磁コイル、１００  制御装置、１０５  接地ライン、１０６，１０７  電源ライン、１１０，１３０  電圧センサ、１１２，２４０  電流センサ、１２０  昇圧コンバータ、１４０  インバータ、１５０  Ｕ相アーム、１６０  Ｖ相アーム、１７０  Ｗ相アーム、２００，２０２  減算器、２０４  加算器、２０６，２０８  ＰＩ演算部、２１０  スイッチング制御部、１０００  電動機駆動装置、Ｂ  バッテリ、Ｃ１  スナバコンデンサ、Ｃ２  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｑ１〜Ｑ３，Ｑ５〜Ｑ１０  スイッチング素子。
【図１】
2010068597.tif 000022
【図２】
2010068597.tif 000023
【図３】
2010068597.tif 000024
【図４】
2010068597.tif 000025
【図５】
2010068597.tif 000026
【図６】
2010068597.tif 000027
【図７】
2010068597.tif 000028
【図８】
2010068597.tif 000029
【図９】
2010068597.tif 000030
【図１０】
2010068597.tif 000031
【図１１】
2010068597.tif 000032
【図１２】
2010068597.tif 000033