(57)【要約】【課題】被測定光の位相偏差や振幅偏差の値を正確に推測できる技術を提供すること。【解決手段】光ＤＱＰＳＫ送信機１０から送信される被測定光を検波して出力する遅延検波器２１を備えた光測定装置２０において、遅延検波器２１により出力された被測定光を取得し、当該取得した前記被測定光をコンスタレーション波形で表し、前記コンスタレーション波形から抽出したシンボル点の信号を用いて、前記被測定光の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを算出するための処理を行う制御部２５１を備える。【選択図】図１
2010121942.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光送信機から送信される被測定光を検波して出力する遅延検波器を備えた光測定装置において、
前記遅延検波器により出力された前記被測定光を取得し、当該取得した前記被測定光をコンスタレーション波形で表し、前記コンスタレーション波形から抽出したシンボル点の信号を用いて、前記被測定光の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを算出するための処理を行う制御部を備えることを特徴とする光測定装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記コンスタレーション波形から前記位相偏差を算出するためのシンボル点の信号を抽出する第１の抽出部と、
前記第１の抽出部により抽出されたシンボル点の信号からコンスタレーションの第１象限及び第３象限に存在するシンボル点の信号を選択する第１の選択部と、
前記第１の選択部により選択されたシンボル点からコンスタレーション面の原点までの距離を算出する第１の距離算出部と、
前記第１の距離算出部により算出された距離の平均を示す第１の平均値を算出する第１の平均値算出部と、
前記第１の距離算出部により算出された距離の分散を示す第１の分散値を算出する第１の分散値算出部と、
前記第１の平均値及び第１の分散値に基づいて、前記位相偏差を算出する位相偏差算出部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の光測定装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記コンスタレーション波形から前記振幅偏差を算出するためのシンボル点の信号を抽出する第２の抽出部と、
前記第２の抽出部により抽出されたシンボル点の信号からコンスタレーション面上の第２象限及び第４象限に存在するシンボル点の信号を選択する第２の選択部と、
前記第２の選択部により選択されたシンボル点の信号からコンスタレーション面の原点までの距離を算出する第２の距離算出部と、
前記第２の距離算出部により算出された距離の平均を示す第２の平均値を算出する第２の平均値算出部と、
前記第２の選択部により選択されたシンボル点の信号に基づいて、当該シンボル点の角度を算出し、当該算出した角度の分散値を用いて角度偏差を算出する角度偏差算出部と、
前記角度偏差算出部により算出された角度偏差と前記第２の平均値算出部により算出された第２の平均値との積で表される第２の分散値を算出する第２の分散値算出部と、
前記第２の平均値及び第２の分散値に基づいて、前記振幅偏差を算出する振幅偏差算出部と、
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の光測定装置。
【請求項４】
前記制御部により算出された前記被測定光の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを表示する表示部を備えることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の光測定装置。
【請求項５】
光送信機から送信される被測定光を検波して出力する遅延検波器を備えた光測定装置の光測定方法において、
前記遅延検波器により出力された前記被測定光を取得し、当該取得した前記被測定光をコンスタレーション波形で表し、前記コンスタレーション波形から抽出したシンボル点の信号を用いて、前記被測定光の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを算出するための処理を行う制御工程を含むことを特徴とする光測定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光測定装置及び光測定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、光通信で用いられる伝送信号として、従来からの強度変調方式以外に、光の位相に情報を付加する位相変調方式が提案されている。デジタル位相変調方式としては、例えば、光位相の０、πに２値のデジタル値を対応させるＢＰＳＫ（Binary Phase Shift-Keying）、隣り合うビット間の位相差でデジタル値を判別するＤＰＳＫ（Differential Phase Shift-Keying）、光位相の０、π／２、π、３π／２に２ビット（４値）のデジタル値を対応させ、隣り合うビット間の位相差でデジタル値を判別するＤＱＰＳＫ（Differential Quadrature Phase Shift Keying）等の変調方式が提案されている。
【０００３】
上述の位相変調方式の開発に伴い、変調された被測定光の光位相や光振幅を測定する技術の開発も進んでいる。例えば、局発光を用いずに、被測定光の光位相や光振幅の測定を行う技術が知られている。当該技術により、光位相や光振幅の測定において、局発光を用意する必要がないため、局発光の安定度に起因する測定誤差が生じることを防ぐことができる（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００８−３９７５９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記の特許文献１の技術では、被測定光の位相偏差や振幅偏差の値を正確に推測することができなかった。
例えば、光送信機の不具合等により、光送信機から送信される被測定光に位相偏差や振幅偏差が生じたとする。この場合、上述の特許文献１の技術では、光測定装置により測定された被測定光の波形から被測定光に位相偏差や振幅偏差が生じたことを推測することはできる。しかし、測定された被測定光の波形から被測定光の位相偏差や振幅偏差の値を正確に推測することは困難であった。
【０００５】
本発明の課題は、被測定光の位相偏差や振幅偏差の値を正確に推測できる技術を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明の光測定装置は、
光送信機から送信される被測定光を検波して出力する遅延検波器を備えた光測定装置において、
前記遅延検波器により出力された前記被測定光を取得し、当該取得した前記被測定光をコンスタレーション波形で表し、前記コンスタレーション波形から抽出したシンボル点の信号を用いて、前記被測定光の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを算出するための処理を行う制御部を備えることを特徴とする。
【０００７】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光測定装置において、
前記制御部は、
前記コンスタレーション波形から前記位相偏差を算出するためのシンボル点の信号を抽出する第１の抽出部と、
前記第１の抽出部により抽出されたシンボル点の信号からコンスタレーションの第１象限及び第３象限に存在するシンボル点の信号を選択する第１の選択部と、
前記第１の選択部により選択されたシンボル点からコンスタレーション面の原点までの距離を算出する第１の距離算出部と、
前記第１の距離算出部により算出された距離の平均を示す第１の平均値を算出する第１の平均値算出部と、
前記第１の距離算出部により算出された距離の分散を示す第１の分散値を算出する第１の分散値算出部と、
前記第１の平均値及び第１の分散値に基づいて、前記位相偏差を算出する位相偏差算出部と、
を備えることを特徴とする。
【０００８】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光測定装置において、
前記制御部は、
前記コンスタレーション波形から前記振幅偏差を算出するためのシンボル点の信号を抽出する第２の抽出部と、
前記第２の抽出部により抽出されたシンボル点の信号からコンスタレーション面上の第２象限及び第４象限に存在するシンボル点の信号を選択する第２の選択部と、
前記第２の選択部により選択されたシンボル点の信号からコンスタレーション面の原点までの距離を算出する第２の距離算出部と、
前記第２の距離算出部により算出された距離の平均を示す第２の平均値を算出する第２の平均値算出部と、
前記第２の選択部により選択されたシンボル点の信号に基づいて、当該シンボル点の角度を算出し、当該算出した角度の分散値を用いて角度偏差を算出する角度偏差算出部と、
前記角度偏差算出部により算出された角度偏差と前記第２の平均値算出部により算出された第２の平均値との積で表される第２の分散値を算出する第２の分散値算出部と、
前記第２の平均値及び第２の分散値に基づいて、前記振幅偏差を算出する振幅偏差算出部と、
を備えることを特徴とする。
【０００９】
請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか一項に記載の光測定装置において、
前記制御部により算出された前記被測定光の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを表示する表示部を備えることを特徴とする。
【００１０】
請求項５に記載の発明の光測定方法は、
光送信機から送信される被測定光を検波して出力する遅延検波器を備えた光測定装置の光測定方法において、
前記遅延検波器により出力された前記被測定光を取得し、当該取得した前記被測定光に対して位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを算出するための処理を行う制御工程を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
請求項１、５に記載の発明によれば、コンスタレーション波形から抽出したシンボル点の信号を用いて、被測定光の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを算出するための処理を行うことにより、被測定光の位相偏差や振幅偏差の値を正確に推測することができる。
【００１２】
請求項２に記載の発明によれば、取得した被測定光から位相偏差を算出することにより、被測定光の位相偏差の値を正確に推測することができる。
【００１３】
請求項３に記載の発明によれば、取得した被測定光から振幅偏差を算出することにより、被測定光の振幅偏差の値を正確に推測することができる。
【００１４】
請求項４に記載の発明によれば、位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを表示することにより、ユーザは、位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを容易に参照することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、添付図面を参照して本発明に係る実施の形態を詳細に説明する。ただし、発明の範囲は、図示例に限定されない。
【００１６】
図１〜図１３を参照して本発明に係る実施の形態を説明する。先ず、図１を参照して、本実施の形態の光測定システム１の構成について説明する。図１に示すように光測定システム１は、被測定対象である光ＤＱＰＳＫ送信機１０と、光測定装置２０と、を備えて構成される。
【００１７】
光ＤＱＰＳＫ送信機１０は、４０ＧｂｐｓのＲＺ−ＤＱＰＳＫ変調方式を採用した光変調装置である。光ＤＱＰＳＫ送信機１０は、ＬＤ（Laser Diode）１１と、分岐器１２と、π／２位相シフト部１３と、変調器Ｉ１４と、変調器Ｑ１５と、結合器１６と、ＲＺ変調器１７と、を備えて構成される。
【００１８】
ＬＤ１１は、連続光を出力する。分岐器１２は、ＬＤ１１から出力された連続光を分岐する。分岐器１２は、分岐した連続光をπ／２位相シフト部１３及び変調器１４へ出力する。
【００１９】
π／２位相シフト部１３は、分岐器１２から出力された光信号に対して、位相をπ／２だけ遅延させる。π／２位相シフト部１３は、遅延させた光信号を変調器Ｑ１５へ出力する。
【００２０】
変調器Ｉ１４は、Ｉａｒｍ（Ｉアーム）から入力された電圧信号に基づいて、分岐器１２から出力された連続光に対して振幅変調を行う。このとき、Ｉアームからは、±１Ｖの電圧信号が入力される。変調器Ｉ１４は、Ｉアームから入力される電圧信号が＋１Ｖの場合、連続光に対して何も処理を行わず、Ｉアームから入力される電圧信号が−１Ｖの場合、連続光に対して振幅を−１倍する処理を行う。これにより、Ｉアームから入力される電圧信号が−１Ｖの場合は、位相が反転した信号がＩ変調器Ｉ１４から出力される。
【００２１】
変調器Ｑ１５は、Ｑａｒｍ（Ｑアーム）から入力された信号に基づいて、π／２位相シフト部１３から出力された連続光に対して振幅変調を行う。このとき、Ｑアームからは、±１Ｖの電圧信号が入力される。変調器Ｑ１５は、変調器Ｉ１４と同様の処理を行う
【００２２】
結合器１６は、変調器Ｉ１４から出力された光信号と、変調器Ｑ１５から出力された光信号とを結合（合波）する。結合器１６は、結合した光信号をＲＺ変調器１７へ出力する。
【００２３】
ＲＺ変調器１７は、クロック信号（ＲＺ信号）に基づいて、変調器Ｉ１４及び変調器Ｑ１５から出力された光信号に対してＲＺ変調を行い、変調した光信号を出力する。光ファイバ１８は、ＲＺ変調器１７により出力された光信号を伝送する。
【００２４】
光測定装置２０は、光ＤＱＰＳＫ送信機１０から出力された光信号（被測定光）を測定する。光測定装置２０は、遅延検波器２１と、Ｓａｍｐｌｅｒ（サンプラー）２２Ａ，２２Ｂと、Ｃｌｏｃｋ  Ｄｉｖｉｄｅｒ（クロックディバイダー）２３と、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）２４と、ＰＣ（Personal Computer）２５と、を備えて構成される。
【００２５】
遅延検波器２１は、遅延干渉計２１Ａと、受光素子２２１Ａ，２２１Ｂ，２２１Ｃ，２２１Ｄと、差動出力回路２３１Ａ，２３１Ｂと、を備えて構成される。遅延干渉計２１Ａは、入力ポート２１１と、分岐器２１２と、位相シフト部２１３Ａ，２１３Ｂと、結合器２１４Ａ，２１４Ｂと、出力ポート２１５Ａ、２１５Ｂ、２１５Ｃ、２１５Ｄと、を備えて構成される。
【００２６】
入力ポート２１１を介して入力された被測定光は分岐器２１２により２つに分岐される。分岐器２１２により分岐された被測定光は、さらに２つに分岐される。そして、２つに分岐された被測定光の一方が位相シフト部２１３Ａに入力される。そして、位相シフト２１３Ａにより、入力された被測定光に対して遅延と位相シフト（例えば、５０ｐｓの遅延とπ／４位相シフト）が付加される。
【００２７】
そして、遅延と位相シフトが付加された被測定光と付加されていない被測定光とが結合器２１４Ａに入力されて２つに分岐され、出力ポート２１５Ａ，２１５Ｂを介して出力される。出力ポート２１５Ａ，２１５Ｂにより出力された被測定光は、それぞれ受光素子２２１Ａ、２２１Ｂに入力される。
【００２８】
また、分岐器２１２により分岐された被測定光の一方も、さらに２つに分岐される。そして、２つに分岐された被測定光の一方が位相シフト部２１３Ｂに入力される。そして、位相シフト部２１３Ｂにより、入力された被測定光に対して遅延と位相シフト（例えば、５０ｐｓの遅延と−π/４位相シフト）が付加される。このとき、位相シフト部２１３Ｂにより付加される位相シフトは、位相シフト部２１３Ａにより付加される位相シフトに対して「π／２」の位相差となるような位相シフトとなる。
【００２９】
そして、位相シフトが付加された被測定光と付加されてない被測定光とが結合器２１４Ｂに入力されて２つに分岐され、出力ポート２１５Ｃ，２１５Ｄを介して出力される。出力ポート２１５Ｃ，２１５Ｄにより出力された被測定光は、それぞれ受光素子２２１Ｃ、２２１Ｄに入力される。
【００３０】
受光素子２２１Ａ及び２２１Ｂでは、入力された被測定光の光信号が電気信号に変換される。このとき、受光素子２２１Ａに入力された遅延と位相シフトが付加された被測定光と付加されていない被測定光とは干渉するため、双方の相対的な位相差φに応じた干渉信号（直流成分を含む。）が、受光素子２２１Ａから出力される。受光素子２２１Ｂにおいても、同様の干渉信号が得られるが、結合器２１４Ａの特性から、受光素子２２１Ａの出力信号とは強弱の反転した干渉信号が得られる。
【００３１】
差動出力回路２３１Ａは、２つの受光素子２２１Ａ及び２２１Ｂの出力信号の差を算出して出力する。これにより、２つの干渉信号から直流成分が除去され、位相差φに応じた干渉信号のみが電気信号として出力される。
【００３２】
受光素子２２１Ｃ及び２２１Ｄでは、入力された被測定光の光信号が電気信号に変換される。そして、差動出力回路２３１Ｂにより、双方の相対的な位相差φ＋π／２に応じた干渉信号が電気信号として出力される。
【００３３】
差動出力回路２３１Ａからの出力信号と、差動出力回路２３１Ｂからの出力信号は、被測定光の光位相に対して互いに直交した信号成分となるため、一方が同相信号成分、他方が直交信号成分として出力される。
【００３４】
サンプラー２２Ａ，２２Ｂは、差動出力回路２３１Ａ，２３１Ｂから出力された同相信号成分、直交信号成分を、クロックディバイダー２３により供給されるクロック信号に基づいてサンプリングする。そして、サンプラー２２Ａ，２２Ｂは、サンプリングした信号をＡ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号としてＡＤＣ２４に出力する。
【００３５】
ＡＤＣ２４は、入力されたＡ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号をデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号をＰＣ２５に出力する。ＰＣ２５は、入力されたＡ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号に対して信号処理を行う。
【００３６】
ここで、サンプラー２２Ａ、２２Ｂにより出力されたＡ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号をＡ（ｔ）、Ｂ（ｔ）とし、光ＤＱＰＳＫ送信機１０により送信された送信信号の同相成分をＩ（ｔ）、直交成分をＱ（ｔ）とすると、Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）はそれぞれ式（１）、式（２）で表される。
【数１】
2010121942.tif 000003
【数２】
2010121942.tif 000004
ここで、式（１）、（２）において、Ｔは、信号のシンボル周期（「１」「０」の符号が割り当てられる周期）を示す。
【００３７】
次に、図２を参照して、ＰＣ２５の構成について説明する。ＰＣ２５は、制御部２５１と、表示部２５２と、記憶部２５３と、通信部２５４と、を備えて構成される。
【００３８】
制御部２５１は、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit）、ＲＡＭ（Random  Access  Memory）（いずれも不図示）、第１の抽出部、第２の抽出部としての抽出部２５１Ａ、第１の選択部、第２の選択部としての選択部２５１Ｂ、第１の距離算出部、第１の平均値算出部、第１の分散値算出部、位相偏差算出部、第２の距離算出部、第２の平均値算出部、角度偏差算出部、第２の分散値算出部、振幅偏差算出としての算出部２５１Ｃにより構成され、ＰＣ２５の各部を中央制御する。制御部２５１は、記憶部２５３に記憶されているシステムプログラム及び各種アプリケーションプログラムの中から指定されたプログラムをＲＡＭに展開し、ＲＡＭに展開されたプログラムとの協働で、各種処理を実行する。
【００３９】
具体的には、制御部２５１は、後述する第１、第２の位相偏差算出プログラム又は第１、第２の振幅偏差算出プログラムとの協働により、遅延検波器２１から出力され、サンプリング及びＡＤ変換処理が行われた被測定光を通信部２５４を介して受信（取得）し、当該取得した被測定光をコンスタレーション波形で表し、コンスタレーション波形から抽出したシンボル点の信号を用いて、被測定光のＩＱの直交度（位相偏差Δθ）及びＩＱの振幅比（振幅偏差Ｑ／Ｉ）の少なくも１つを算出するための処理を行う。
【００４０】
抽出部２５１Ａは、通信部２５４を介して取得した被測定光から位相偏差Δθを算出するためのシンボル点の信号を抽出する。また、２５１Ａは、通信部２５４を介して取得した被測定光から振幅偏差Ｑ／Ｉを算出するためのシンボル点の信号を抽出する。
【００４１】
選択部２５１Ｂは、位相偏差Δθを算出する際、抽出部２５１Ａにより抽出したシンボル点の信号からコンスタレーションの第１象限及び第３象限に存在する複数のシンボル点の信号を選択する。また、選択部２５１Ｂは、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出する際、抽出部２５１Ａにより抽出した信号からコンスタレーションの第２象限及び第４象限に存在する複数のシンボル点の信号を選択する。
【００４２】
算出部２５１Ｃは、位相偏差Δθを算出する。具体的には、算出部２５１Ｃは、選択部２５１Ｂにより選択されたシンボル点からコンスタレーションの原点までの距離を算出し、当該算出された距離の平均を示す第１の平均値としての平均値Ｒ１３を算出する。また、算出部２５１Ｃは、選択部２５１Ｂにより選択されたシンボル点からコンスタレーションの原点までの距離の分散を示す第１の分散値としての分散値ΔＲ１３を算出する。そして、算出部２５１Ｃは、平均値Ｒ１３及び分散値ΔＲ１３を後述する式（３）に代入することにより、位相偏差Δθを算出する。
【００４３】
また、算出部２５１Ｃは、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出する。具体的には、算出部２５１Ｃは、選択部２５１Ｂにより選択されたシンボル点の信号からコンスタレーションの原点までの距離を算出し、当該算出された距離の平均を示す第２の平均値としての平均値Ｒ２４を算出する。また、算出部２５１Ｃは、選択部２５１Ｂにより選択されたシンボル点の信号に基づいて、当該シンボル点の角度を算出し、当該算出した角度の分散値を用いて角度偏差Δθ１を算出し、算出した角度偏差Δθ１と平均値Ｒ２４との積で表される第２の分散値としての分散値ΔＲ２４を算出する。そして、算出部２５１Ｃは、平均値Ｒ２４及び分散値ΔＲ２４を後述する式（４）に代入することにより、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出する。
【００４４】
表示部２５２は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）、ＣＲＴ（Cathode Ray Tube）等で構成され、制御部２５１からの表示信号に従って画面表示を行う。
【００４５】
記憶部２５３は、ＲＯＭ（Read  Only  Memory）やＨＤＤ（Hard Disk Drive）等により構成され、各種プログラム及び各種データを記憶する。具体的には、記憶部２５３は、第１の位相偏差算出プログラム、第２の位相偏差算出プログラム、第１の振幅偏差算出プログラム及び第２の振幅偏差算出プログラムを記憶する。
【００４６】
通信部２５４は、ＡＤＣ２４と通信接続されており、ＡＤＣ２４から情報を受信する。
【００４７】
次に、図３を参照して、光ＤＱＰＳＫ送信機１０の不具合等により、光ＤＱＰＳＫ送信機１０から送信される被測定光の位相（直交）バランス又は振幅バランスが崩れた場合の送信信号のコンスタレーション波形及び受信信号のコンスタレーション波形について説明する。送信信号は、光ＤＱＰＳＫ送信機１０から光測定装置２０へ送信された被測定光を示す。受信信号は、光測定装置２０により受信された被測定光を示す。コンスタレーション波形は、各信号をコンスタレーションで表した波形を示す。コンスタレーションは、同相成分をｘ軸、直行成分をｙ軸とした座標軸上に信号を表したものである。
【００４８】
図３（Ａ）に示す送信信号のコンスタレーション波形は、位相偏差Δθが１０度である送信信号をコンスタレーションで表した波形である。また、図３（Ａ）に示す受信信号のコンスタレーション波形は、位相偏差Δθが１０度である送信信号に対して遅延干渉計２１による検波、サンプラー２２Ａ，２２Ｂによるサンプリング及びＡＤＣ２４によるＡＤ変換が施された受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）をコンスタレーションで表した波形である。
【００４９】
図３（Ｂ）に示す送信信号のコンスタレーション波形は、振幅偏差Ｑ／Ｉが１ｄＢである送信信号をコンスタレーションで表した波形である。また、図３（Ｂ）に示す受信信号のコンスタレーション波形は、振幅偏差Ｑ／Ｉが１ｄＢである送信信号に対して遅延干渉計２１による検波、サンプラー２２Ａ，２２Ｂによるサンプリング及びＡＤＣ２４によるＡＤ変換が施されたＡ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号をコンスタレーションで表した波形である。図３（Ａ）（Ｂ）の受信信号のコンスタレーションに示すように、受信信号のコンスタレーション波形は複雑な波形となる。このため、受信信号のコンスタレーション波形から送信信号の位相偏差Δθ及び振幅偏差Ｑ／Ｉを推測するのは困難である。
以下、受信信号の複雑なコンスタレーション波形から送信信号の位相偏差Δθ及び振幅偏差Ｑ／Ｉを推測する方法について説明する。
【００５０】
先ず、図４及び図５を参照して、受信信号のコンスタレーション波形から送信信号の位相偏差Δθを推測する方法について説明する。図４（Ａ）は、図３（Ａ）に示す受信信号のコンスタレーション波形と同様の図である。すなわち、図４（Ａ）は、位相偏差Δθが１０度である送信信号を受信した場合における受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）のコンスタレーション波形を示している。図４（Ｂ）は、図４（Ａ）のコンスタレーション波形からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示している。このとき、コンスタレーションの第１象限及び第３象限に送信信号の位相偏差Δθに応じた分散値（図４（Ｂ）中のΔＲ１３）（以下、分散値ΔＲ１３）が観測される。このとき、位相偏差Δθと分散値ΔＲ１３とは下記の式（３）で表される関係であることが、式（１）、（２）を展開していくことで導かれる。
【数３】
2010121942.tif 000005
ここで、Ｒ１３は、第１、第３象限のシンボル点の原点からの距離の平均値を示している。上式（３）により、位相偏差Δθを算出することができる。
【００５１】
次に、図５を参照して、ＰＣ２５で実行される第１の位相偏差算出処理について説明する。第１の位相偏差算出処理は、位相偏差Δθを算出する処理である。
【００５２】
例えば、ユーザにより操作部（図示省略）を介して、第１の位相偏差算出処理の実行指示が入力されたことをトリガとして、記憶部２５３から読み出されて適宜ＲＡＭに展開された第１の位相偏差算出プログラムと、ＣＰＵとの協働により第１の位相偏差算出処理が実行される。
【００５３】
予め、通信部２５４を介して受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）が受信され、当該受信信号がコンスタレーション波形（すなわち、図４（Ａ）に示すコンスタレーション波形）として表されているものとする。
【００５４】
先ず、コンスタレーション波形として表された受信信号の中からシンボル点の信号の抽出が行われる（ステップＳ１１）。シンボル点の信号の抽出は、サンプラー２２Ａ，２２Ｂによりサンプリングされた受信信号（離散信号）からシンボル点の中心となる時間の値を推定し、推定した信号をシンボル点の信号として抽出することにより行われる。そして、抽出されたシンボル点の信号からコンスタレーションの第１象限及び第３象限のデータ（シンボル点の信号）が選択される（ステップＳ１２）。
【００５５】
ステップＳ１２の実行後、選択された各々のシンボル点の原点からの距離が算出される（ステップＳ１３）。そして、算出された距離の平均値Ｒ１３及び分散値ΔＲ１３が算出される（ステップＳ１４）。このとき、分散値ΔＲ１３は、ステップＳ１３において算出された距離の分散値を算出することにより得られる。そして、算出された平均値Ｒ１３及び分散値ΔＲ１３が式（３）に代入され位相偏差Δθが算出される（ステップＳ１５）。ステップＳ１５の実行後、第１の位相偏差算出処理は終了される。
【００５６】
次に、図６及び図７を参照して、受信信号のコンスタレーション波形から送信信号の振幅偏差Ｑ／Ｉを推測する方法について説明する。図６は、振幅偏差Ｑ／Ｉが１ｄＢである送信信号を受信した場合における受信信号のコンスタレーション波形（すなわち、図３（Ｂ）に示すコンスタレーション波形）からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示している。このとき、コンスタレーションの第２象限及び第４象限に送信信号の振幅偏差Ｑ／Ｉに応じた分散値（図中のΔＲ２４）（以下、分散値ΔＲ２４）が観測される。このとき、振幅偏差Ｑ／Ｉと分散値ΔＲ２４とは下記の式（４）で表される関係であることが、式（１）、（２）を展開していくことで導かれる。
【数４】
2010121942.tif 000006
ここで、Ｒ２４は、第２、第４象限のシンボル点の原点からの距離の平均値を示している。上式（４）により、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出することができる。
【００５７】
次に、図７を参照して、ＰＣ２５で実行される第１の振幅偏差算出処理について説明する。第１の振幅偏差算出処理は、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出する処理である。
【００５８】
例えば、ユーザにより操作部（図示省略）を介して、第１の振幅偏差算出処理の実行指示が入力されたことをトリガとして、記憶部２５３から読み出されて適宜ＲＡＭに展開された第１の振幅偏差算出プログラムと、ＣＰＵとの協働により第１の振幅偏差算出処理が実行される。
【００５９】
予め、通信部２５４を介して受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）が受信され、当該受信信号がコンスタレーション波形（すなわち、図３（Ｂ）に示す受信信号のコンスタレーション波形）として表されているものとする。
【００６０】
先ず、コンスタレーション波形として表された受信信号の中からシンボル点の信号の抽出が行われる（ステップＳ２１）。そして、抽出されたシンボル点の信号からコンスタレーションの第２象限及び第４象限のデータ（シンボル点の信号）が選択される（ステップＳ２２）。
【００６１】
ステップＳ２２の実行後、選択された各々のシンボル点の原点からの距離が算出され、算出された距離の平均値Ｒ２４が算出される（ステップＳ２３）。そして、選択されたシンボル点のデータを使い、ａｒｃｔａｎ（Ｂ／Ａ）の計算を行うことで各々の角度の計算を行い、計算した角度の分散値を使い、角度偏差Δθ１が算出される（ステップＳ２４）。このとき、Ａはコンスタレーションの第２、第４象限の各シンボル点におけるＸ軸方向の値を示しており、Ｂはコンスタレーションの第２、第４象限の各シンボル点におけるＹ軸方向の値を示している。このＡ，Ｂの値を用いて、ａｒｃｔａｎ（Ｂ／Ａ）により各シンボル点の角度が計算される。そして、算出された各シンボル点の角度の分散値を算出し、角度分散θ１が算出される。そして、算出された角度偏差Δθ１と平均値Ｒ２４とを使い、分散値ΔＲ２４＝Ｒ２４×ｓｉｎ（Δθ１）が算出される（ステップＳ２５）。
【００６２】
ステップＳ２５の実行後、算出された平均値Ｒ２４及び分散値ΔＲ２４が式（４）に代入され位相偏差Δθが算出される（ステップＳ２６）。ステップＳ２６の実行後、第１の振幅偏差算出処理は終了される。
【００６３】
上述の第１の位相偏差算出処理及び第１の振幅偏差算出処理により位相偏差Δθ及び振幅偏差Ｑ／Ｉが算出される。しかし、現実的には、光ＤＱＰＳＫ送信機１０及び光測定装置２０にはノイズが存在する。この場合、位相偏差Δθ、振幅偏差Ｑ／Ｉを精度良く算出するにはノイズを上手くキャンセルすることが必要となる。以下、図８〜図１３を参照して、ノイズの影響をキャンセルして、位相偏差Δθ及び振幅偏差Ｑ／Ｉを算出する方法について述べる。
【００６４】
先ず、図８及び図９を参照して、位相偏差Δθがある送信信号を受信し、さらに受信信号に光ＤＱＰＳＫ送信機１０及び光測定装置２０のノイズが混入した状態において、ノイズの影響をキャンセルして位相偏差Δθを算出する方法について説明する。図８は、位相偏差Δθが１０度である送信信号を受信し、さらにノイズが混入した受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）のコンスタレーション波形からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示している。このとき、コンスタレーションの第１象限、第３象限の分散値ΔＲ１３は、送信信号の位相偏差Δθに応じた真の分散値ΔＲ１３０と混入したノイズＮ１３との合成と考えられる。したがって、真の分散値ΔＲ１３０は、下記の式で表される。
【数５】
2010121942.tif 000007
このとき、上式よりノイズＮ１３の値が分かれば、真の分散値ΔＲ１３０の値が求まる。ノイズＮ１３の測定は、第１象限及び第３象限のシンボル点の位相方向（図８中のノイズＮ１３の方向）のゆれ量から推測できる。具体的には、位相方向のゆれ量は、各シンボル点の位相角を計算し、その標準偏差を計算することで角度の分散（Δθ２）を求め、Δθ２と平均値Ｒ１３とを使うことで下記の式（６）により求められる。
【数６】
2010121942.tif 000008
上式（６）で求めたＮ１３を式（５）に代入して、ΔＲ１３０を求めることができる。そして、求めたΔＲ１３０を式（３）のΔＲ１３に代入することにより、位相偏差Δθを算出することができる。
【００６５】
次に、図９を参照して、ＰＣ２５で実行される第２の位相偏差算出処理について説明する。第２の位相偏差算出処理は、位相偏差Δθがある送信信号を受信し、さらに受信信号にノイズが混入している場合において、受信信号から位相偏差Δθを算出する処理である。
【００６６】
例えば、ユーザにより操作部（図示省略）を介して、第２の位相偏差算出処理の実行指示が入力されたことをトリガとして、記憶部２５３から読み出されて適宜ＲＡＭに展開された第２の位相偏差算出プログラムと、ＣＰＵとの協働により第２の位相偏差算出処理が実行される。
【００６７】
予め、通信部２５４を介して受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）が受信され、当該受信信号がコンスタレーション波形として表されているものとする。
【００６８】
第２の位相偏差算出処理のステップＳ３１〜Ｓ３３は、第１の位相偏差算出処理のステップＳ１１〜Ｓ１３と同様である。
【００６９】
ステップＳ３３の実行後、ステップＳ３２で算出された距離の平均値Ｒ１３が算出される（ステップＳ３４）。そして、ノイズＮ１３が算出される（ステップＳ３５）。ノイズＮ１３の算出は、式（６）を計算することにより行われる。
【００７０】
そして、真の分散値ΔＲ１３０が算出される（ステップＳ３６）。真の分散値ΔＲ１３０は、式（５）を計算することにより行われる。そして、算出された平均値Ｒ１３及び真の分散値ΔＲ１３０を式（３）に代入することにより、位相偏差Δθが算出される（ステップＳ３７）。ステップＳ３７の実行後、第２の位相偏差算出処理は終了される。
【００７１】
次に、図１０を参照して、上述の方法で算出した位相偏差Δθのシミュレーションを行った結果について説明する。先ず、図１０（Ａ）について説明する。図１０（Ａ）は、光測定装置２０の位相偏差や光ＤＱＰＳＫ送信機１０の振幅偏差の影響に対する位相偏差Δθを示した図である。図１０（Ａ）の横軸は、光ＤＱＰＳＫ送信機１０により送信された送信信号の位相偏差の設定値（送信位相偏差設定値）を示す。図１０（Ａ）の縦軸は、算出された位相偏差Δθの値（位相偏差測定値）を示す。
【００７２】
「理想受信器」は、遅延検波器２１の位相偏差や光ＤＱＰＳＫ送信機１０の振幅偏差の影響がない場合において算出された位相偏差Δθの結果を示す。「受信部誤差５度」は、遅延検波器２１の位相偏差が５度の場合において算出された位相偏差Δθの結果を示す。「送信部振幅偏差１ｄＢ」は、光ＤＱＰＳＫ送信機１０の振幅偏差が１ｄＢの場合において算出された位相偏差Δθの結果を示す。図１０（Ａ）に示すように、それぞれの結果において、算出された位相偏差Δθは、送信信号の位相偏差の設定値と同じ値を示す。したがって、算出された位相偏差Δθは、正確な値であることがわかる。
【００７３】
次に、図１０（Ｂ）について説明する。図１０（Ｂ）は、ＯＳＮＲに対する位相偏差Δθを示した図である。図１０（Ｂ）の横軸及び縦軸は、図１０（Ａ）の横軸及び縦軸と同様である。「ＯＳＮＲ５０ｄＢ」は、ＯＳＮＲが５０ｄＢであるノイズが受信信号に重畳されている場合において、位相偏差Δθを算出した場合の結果である。同様に、ＯＳＮＲ３０ｄＢ、ＯＳＮＲ２０ｄＢのノイズが受信信号に重畳されている場合において、位相偏差Δθを算出した場合の結果を「ＯＳＮＲ３０ｄＢ」、「ＯＳＮＲ２０ｄＢ」に示している。図１０（Ｂ）に示すように、それぞれの結果において、算出された位相偏差Δθは、送信信号の位相偏差の設定値と同じ値を示す。したがって、算出された位相偏差Δθは、正確な値であることがわかる。
【００７４】
次に、図１１及び図１２を参照して、振幅偏差Ｑ／Ｉがある送信信号を受信し、さらに受信信号に光ＤＱＰＳＫ送信機１０及び光測定装置２０のノイズが混入した状態において、ノイズの影響をキャンセルして振幅偏差Ｑ／Ｉを算出する方法について説明する。図１１は、振幅偏差Ｑ／Ｉが１ｄＢである送信信号を受信し、さらにノイズが混入した受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）のコンスタレーション波形からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示している。このとき、コンスタレーションの第２象限、第４象限の分散値ΔＲ２４は、送信信号の振幅偏差Ｑ／Ｉに応じた真の分散値ΔＲ２４０と混入したノイズＮ２４との合成と考えられる。したがって、真の分散値ΔＲ２４０は下記の式で表される。
【数７】
2010121942.tif 000009
このとき、上式よりノイズＮ２４の値が分かれば、真の分散値ΔＲ２４０の値が求まる。ノイズＮ２４の測定は、第２象限及び第４象限のシンボル点の振幅方向（図１１中のノイズＮ２４の方向）のゆれ量から推測できる。具体的には、振幅方向のゆれ量は、各シンボル点の位相角を計算し、その標準偏差を計算することで角度の分散（Δθ３）を求め、Δθ３と平均値Ｎ２４とを使うことで下記の式（８）により求められる。
【数８】
2010121942.tif 000010
上式（８）で求めたＮ２４を式（７）に代入して、ΔＲ２４０を求めることができる。そして、求めたΔＲ２４０を式（４）のΔＲ２４に代入することにより、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出することができる。
【００７５】
次に、図１２を参照して、ＰＣ２５で実行される第２の振幅偏差算出処理について説明する。第２の振幅偏差算出処理は、振幅偏差Ｑ／Ｉがある送信信号を受信し、さらに受信信号にノイズが混入している場合において、受信信号から振幅偏差Ｑ／Ｉを算出する処理である。
【００７６】
例えば、ユーザにより操作部（図示省略）を介して、第２の振幅偏差算出処理の実行指示が入力されたことをトリガとして、記憶部２５３から読み出されて適宜ＲＡＭに展開された第２の振幅偏差算出プログラムと、ＣＰＵとの協働により第２の振幅偏差算出処理が実行される。
【００７７】
予め、通信部２５４を介して受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）が受信され、受信信号がコンスタレーション波形として表されているものとする。
【００７８】
第２の振幅偏差算出処理のステップＳ４１〜Ｓ４５は、第１の振幅偏差算出処理のステップＳ２１〜Ｓ２５と同様である。
ステップＳ４５の実行後、ノイズＮ２４が算出される（ステップＳ４６）。ノイズＮ２４の算出は、式（８）を計算することにより行われる。
【００７９】
そして、真の分散値ΔＲ２４０が算出される（ステップＳ４７）。真の分散値ΔＲ２４０は、式（７）を計算することにより行われる。そして、算出された平均値Ｒ２４及び真の分散値ΔＲ２４０を式（４）に代入することにより、振幅偏差Ｑ／Ｉが算出される（ステップＳ４８）。ステップＳ４８の実行後、第２の振幅偏差算出処理は終了される。
【００８０】
次に、図１３を参照して、上述の方法で算出した振幅偏差のシミュレーションを行った結果について説明する。先ず、図１３（Ａ）について説明する。図１３（Ａ）は、光測定装置２０の位相偏差や光ＤＱＰＳＫ送信機１０の位相偏差の影響に対する振幅偏差Ｑ／Ｉを示した図である。図１３（Ａ）の横軸は、光ＤＱＰＳＫ送信機１０により送信された送信信号の振幅偏差の設定値（送信部振幅偏差設定値）を示す。図１３（Ａ）の縦軸は、算出された振幅偏差Ｑ／Ｉの値（振幅偏差測定値）を示す。
【００８１】
「理想受信器」は、遅延検波器２１の位相偏差や光ＤＱＰＳＫ送信機１０の位相偏差の影響がない場合において算出された振幅偏差Ｑ／Ｉの結果を示す。「受信位相差５度」は、遅延検波器２１の位相偏差が５度の場合において算出された振幅偏差Ｑ／Ｉの結果を示す。「送信部位相差５度」は、光ＤＱＰＳＫ送信機１０の位相偏差が５度の場合おいて算出された振幅偏差Ｑ／Ｉの結果を示す。図１３（Ａ）に示すように、それぞれの結果において、算出された振幅偏差Ｑ／Ｉ、送信信号の振幅偏差の設定値と同じ値を示す。したがって、算出された振幅偏差Ｑ／Ｉは、正確な値であることがわかる。
【００８２】
次に、図１３（Ｂ）について説明する。図１３（Ｂ）は、ＯＳＮＲに対する振幅偏差Ｑ／Ｉを示した図である。図１３（Ｂ）の横軸及び縦軸は、図１３（Ａ）の横軸及び縦軸と同様である。「ＯＳＮＲ５０ｄＢ」は、ＯＳＮＲが５０ｄＢであるノイズが受信信号に重畳されている場合において、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出した場合の結果である。同様に、ＯＳＮＲ３０ｄＢ、ＯＳＮＲ２０ｄＢのノイズが受信信号に重畳されている場合において、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出した場合の結果を「ＯＳＮＲ３０ｄＢ」、「ＯＳＮＲ２０ｄＢ」に示している。図１３（Ｂ）に示すように、それぞれの結果において、算出された振幅偏差Ｑ／Ｉは、送信信号の振幅偏差の設定値と同じ値を示す。したがって、算出された振幅偏差Ｑ／Ｉは、正確な値であることがわかる。
【００８３】
以上、本実施の形態によれば、光測定装置２０のＰＣ２５は、光ＤＱＰＳＫ送信機１０から送信された位相偏差や振幅偏差がある送信信号に対して検波、サンプリング及びＡＤ変換が施された受信信号（Ａ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号）を通信部２５４を介して受信（取得）する。そして、取得したＡ−ａｒｍ信号、Ｂ−ａｒｍ信号をコンスタレーション波形で表し、このコンスタレーション波形から抽出したシンボル点の信号を用いて、送信信号の位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを算出するための処理を行う。このため、送信信号の位相偏差や振幅偏差の値を正確に推測することができる。
【００８４】
また、平均値Ｒ１３及び分散値ΔＲ１３を式（３）に代入することにより、位相偏差Δθを算出できる。このため、送信信号の位相偏差Δθの値を正確に推測することができる。
【００８５】
また、平均値Ｒ１３及び真の分散値ΔＲ１３０を式（３）に代入することにより、位相偏差Δθを算出できる。このため、受信信号にノイズＮ１３が混入した場合であっても、位相偏差Δθの値を正確に推測することができる。
【００８６】
また、平均値Ｒ２４及び分散値ΔＲ２４を式（４）に代入することにより、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出できる。このため、送信信号の振幅偏差Ｑ／Ｉの値を正確に推測することができる。
【００８７】
また、平均値Ｒ２４及び真の分散値ΔＲ２４０を式（４）に代入することにより、振幅偏差Ｑ／Ｉを算出できる。このため、受信信号にノイズＮ２４が混入した場合であっても、振幅偏差Ｑ／Ｉの値を正確に推測することができる。
【００８８】
なお、上記実施の形態における記述は、本発明に係る光測定システムの一例であり、これに限定されるものではない。
【００８９】
例えば、算出された位相偏差Δθ、振幅偏差Ｑ／Ｉを表示部２５２に表示することとしてもよい。これにより、光測定システム１のユーザは、位相偏差及び振幅偏差の少なくとも１つを容易に参照することができる。
【００９０】
その他、本実施の形態における、光測定システム１の細部構造及び詳細動作に関しても、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９１】
【図１】本発明に係る実施の形態の光測定システムの構成を示す図である。
【図２】ＰＣの内部構成を示すブロック図である。
【図３】（Ａ）は、位相偏差が１０度である送信信号のコンスタレーション波形及び受信信号のコンスタレーション波形を示す図である。（Ｂ）は、振幅偏差が１ｄＢである送信信号のコンスタレーション波形及び受信信号のコンスタレーション波形を示す図である。
【図４】（Ａ）は、位相偏差が１０度である送信信号を受信した場合における受信信号のコンスタレーション波形を示した図である。（Ｂ）は、（Ａ）のコンスタレーション波形からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示した図である。
【図５】第１の位相偏差算出処理の流れを示したフローチャートである。
【図６】振幅偏差が１ｄＢである送信信号を受信した場合における受信信号のコンスタレーション波形からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示した図である。
【図７】第１の振幅偏差算出処理の流れを示したフローチャートである。
【図８】位相偏差が１０度である送信信号を受信し、さらにノイズが混入した受信信号のコンスタレーション波形からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示した図である。
【図９】第２の位相偏差算出処理の流れを示したフローチャートである。
【図１０】（Ａ）は、光測定装置の位相偏差や光ＤＱＰＳＫ送信機の振幅偏差の影響に対する位相偏差Δθを示した図である。（Ｂ）は、ＯＳＮＲに対する位相偏差Δθを示した図である。
【図１１】振幅偏差が１ｄＢである送信信号を受信し、さらにノイズが混入した受信信号のコンスタレーション波形からシンボル点を抽出したときのコンスタレーションを示した図である。
【図１２】第２の振幅偏差算出処理の流れを示したフローチャートである。
【図１３】（Ａ）は、光測定装置の位相偏差や光ＤＱＰＳＫ送信機の位相偏差の影響に対する振幅偏差Ｑ／Ｉを示した図である。（Ｂ）は、ＯＳＮＲに対する振幅偏差Ｑ／Ｉを示した図である。
【符号の説明】
【００９２】
１     光測定システム
１０   光ＤＱＰＳＫ送信機
１１   ＬＤ
１２   分岐器
１３   位相シフト部
１４   変調器Ｉ
１５   変調器Ｑ
１６   結合器
１７   ＲＺ変調器
１８   光ファイバ
２０   光測定装置
２１   遅延検波器
２１Ａ 遅延干渉計
２２Ａ，２２Ｂ       サンプラー
２３   クロックディバイダー
２１１ 入力ポート
２１２ 分岐器
２１３Ａ，２１３Ｂ   位相シフト部
２１４Ａ，２１４Ｂ   結合器
２１５Ａ，２１５Ｂ,２１５Ｃ，２１５Ｄ     出力ポート
２２１Ａ，２２１Ｂ，２２１Ｃ，２２１Ｄ    受光素子
２３１Ａ，２３１Ｂ   差動出力回路
２５１        制御部
２５１Ａ      抽出部
２５１Ｂ      選択部
２５１Ｃ      算出部
２５２ 表示部
２５３ 記憶部
２５４ 通信部
【図１】
2010121942.tif 000011
【図２】
2010121942.tif 000012
【図３】
2010121942.tif 000013
【図４】
2010121942.tif 000014
【図５】
2010121942.tif 000015
【図６】
2010121942.tif 000016
【図７】
2010121942.tif 000017
【図８】
2010121942.tif 000018
【図９】
2010121942.tif 000019
【図１０】
2010121942.tif 000020
【図１１】
2010121942.tif 000021
【図１２】
2010121942.tif 000022
【図１３】
2010121942.tif 000023