(57)【要約】【課題】スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合でも他の浮遊容量によるコモンモード成分を効果的に低減した電力変換装置を提供する。【解決手段】１以上のスイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを複数例並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームの各中点間に交流電源を接続した電力変換装置であって、前記複数列のスイッチングアームのうち、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有し、当該スイッチングアームを制御するための制御回路が絶縁回路を介して接続した。【選択図】図１
2010063284.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１以上のスイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを複数例並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームの各中点間に交流電源を接続した電力変換装置であって、
前記複数列のスイッチングアームのうち、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有し、当該スイッチングアームを制御するための制御回路が絶縁回路を介して接続されたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記絶縁回路は、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部に制御電源を供給する絶縁トランスと、前記スイッチング部に対する制御信号を供給するフォトカプラとを備えていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
１以上のスイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを複数例並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームの各中点間に交流電源を接続した第１の電力変換装置と、蓄電装置からの電力を電力変換して前記スイッチングアームの両端に供給する第２の電力変換装置とを有する電力変換システムであって、
前記複数列のスイッチングアームは、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有し、前記第２の電力変換装置は、少なくとも１つのスイッチング素子を含んで構成され、前記第２の電力変換装置のスイッチング素子を制御する制御回路が、絶縁回路を介して接続されていることを特徴とする電力変換システム。
【請求項４】
前記絶縁回路は、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部に制御電源を供給する絶縁トランスと、前記スイッチング部に対する制御信号を供給するフォトカプラとを有することを特徴とする請求項３に記載の電力変換システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置及び電力変換システムに関し、特に電力変換装置における主回路部と制御回路部との絶縁構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置には、例えばコンバータやインバータ、あるいは無停電電源装置など種々のものがある。この電力変換の主要部分はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のトランジスタに代表されるスイッチング素子である。回路を断続するスイッチング素子を含む電力変換装置としては、ＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）やＶＣＣＩ（情報処理装置等電波障害自主規制協議会）にて規制の対象になっているようにノイズの発生が避けられない。ノイズとしては、電圧・電流リプルをノイズ源とするノーマルモード成分の他、大地（接地ライン）との浮遊容量を介して流れる高周波漏れ電流をノイズ源とするコモンモード成分に分類される。殊に、コモンモード成分は、最近要請されている高速スイッチングに伴うノイズとしては支配的な存在であり、伝導ノイズ及び放射ノイズの障害防止のためには、低減すべきものである。
【０００３】
図８は、電力変換装置の具体例としての三相モータの速度制御システムを示しており、同時に汎用インバータの雑音端子電圧測定システムを図示する。この図８に示す構成は、三相電源１、インピーダンス整合のための擬似電源回路網（ＬＩＳＮという）２、ダイオード整流器３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子であるＩＧＢＴとそれと逆並列接続されたダイオードとを１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを三相分３列備えた汎用インバータ５、汎用インバータ５の各スイッチングアームの中点から導出されるケーブル６、このケーブル６に接続されてスイッチング素子のスイッチングにて駆動電流を制御して速度制御が行われる三相モータ７を備え、更にＬＩＳＮ２内の各相ラインから接地ラインに接続した抵抗素子の端子電圧を取得するスペクトラムアナライザ（妨害波強度計）８を備える。
【０００４】
ノイズのコモンモード成分の原因となる浮遊容量としては、主に、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量、この浮遊容量と並列なケーブル６と接地ラインとの浮遊容量並びに三相モータ７の巻線とモータフレーム（接地ラインと接続される）との浮遊容量がある。そして、これら浮遊容量からなる経路が高周波漏れ電流の主要経路となり、雑音端子電圧測定システムとしては、接地ラインを経由したこの漏れ電流による端子電圧をスペクトラムアナライザ８にて取り出し雑音を測定・評価するものである。
【０００５】
この図８に示す三相モータの速度制御システムに例示される高周波漏れ電流の電流経路の等価回路としては、図９に示すようなコモンモード成分等価回路にて表示することができる。図９では、中性点電位変動Ｅ（Ｖ）、漏れ電流経路のインダクタンスＬ（Ｈ）、漏れ電流経路の抵抗分Ｒ（Ω）、浮遊容量Ｃ（Ｆ）の直列回路として簡略して表示する。ここで、この図９の高周波漏れ電流は、システムや装置内部での浮遊容量を介して接地ラインを流れる電流として定義付けされ得る。そして、この浮遊容量は、スイッチングアームの中点と接地ラインからなる浮遊容量が支配的であり、図９中の高周波の電位変動Ｅが印加される浮遊容量となっている。したがって、この浮遊容量に流れる高周波漏れ電流を低減することで、ノイズのコモンモード成分の伝導ノイズを低減することができる。なお、放射ノイズは伝導ノイズの流れにて発生するものであるので、伝導ノイズの低減は、放射ノイズの低減にもつながる。
【０００６】
従来、上記浮遊容量に流れるコモンモード成分のノイズ低減の方策として、特許文献１には、スイッチングアームの中点に三相一括短絡回路を接続してインバータ出力の３相を短絡し、この短絡点を電位固定回路にて固定することで中性点の電位変動を低く固定しノイズを低減するものが開示されている。
また、特許文献２には、モータフレームと接地ラインとの間、電力変換器の冷却フィンと接地ラインとの間、ＡＣリアクトルと接地ラインとの間、それぞれにダンピングインピーダンスを挿入して、ノイズ電流を抑制するものが開示されている。
【０００７】
更に、特許文献３には、電源の次段にコモンモードトランスを介在させ、この２次巻線とコンデンサとの共振周波数をコモンモード成分の周波数帯域に設定して、ノイズを抑制するものが開示されている。
非特許文献１には、インバータの中点各相にリアクトルであるコモンモードチョークを接続してノイズピークの抑制を図ることが開示されている。
【特許文献１】特開２００４−２２２４２１号公報
【特許文献２】特開２００６−２５４６７号公報
【特許文献３】特開２００６−１３６０５８号公報
【非特許文献１】「電圧形ＰＷＭインバータが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解析」小笠原・藤田・赤木、電学論Ｄ，１１５巻１号７７−８３頁、平成７年
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上述の文献にも開示されているようにコモンモード成分のノイズ低減のための方策は、主にスイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量に着目してこれに流れる高周波漏れ電流を抑制しようとするものである。
ここで、今までの高周波漏れ電流の主要経路となる浮遊容量は、前述したように主にスイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量（この浮遊容量と並列なケーブルと接地ラインとの浮遊容量並びに三相モータの巻線と接地ライン（モータフレーム）との浮遊容量も含む）であり、この浮遊容量が高周波漏れ電流の主要な経路とされてきた。他の個所にも浮遊容量は存在するものの、高周波の電位変動が印加されないことから、主要な漏れ電流経路にはならないとされている。
【０００９】
このため、上記従来例では、電力変換装置を構成する各スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量に流れる高周波漏れ電流を抑制するために、インバータの出力側に出力短絡回路とこの出力短絡回路の電位を固定する電位固定回路とを接続してモータ地気を整定の電位変動を抑制したり（特許文献１）、モータフレーム、電力変換機の冷却フィン及びＡＣリアクトルとアースとの間にそれぞれダンピングインピーダンスを挿入したり（特許文献２）、電源とコンバータとの間に介装したコモンモードトランスの２次巻線とコンデンサとから形成されるＬＣ並列共振回路の共振周波数をコモンモードノイズの周波数帯域に設定したり（特許文献３）、インバータの出力側にコモンモードチョークとＬＣフィルタを介して誘導電動機を接続し、ＬＣフィルタのフィルタコンデンサの中性点をコンデンサを介してインバータの直流側（Ｎ側）に接続したりしている（非特許文献１）。
【００１０】
しかしながら、上記各従来例では、上述したように、漏れ電流の主要経路が、スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量に流れる高周波漏れ電流であることに着目しているので、電力変換装置が前述した図８に示すように各スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量を通じて高周波漏れ電流が流れる回路構成である場合には効果的であるが、主要な漏れ電流経路が上記とは異なり、特定のスイッチングアームで中点と接地ラインとの間の浮遊容量以外の浮遊容量が主要な漏れ電流経路となる場合には適用することができない場合や効果的ではない場合がある（特許文献１および特許文献２、非特許文献１）という未解決の課題がある。
【００１１】
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならず、特定のスイッチングアームで中点と接地ラインとの浮遊容量以外の浮遊容量が主要な漏れ電流経路となる場合に高周波ノイズのコモンモード成分を効果的に低減した電力変換装置、電力変換システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の請求項１による電力変換装置は、１以上のスイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを複数例並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームの各中点間に交流電源を接続した電力変換装置であって、前記複数列のスイッチングアームのうち、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有し、当該スイッチングアームを制御するための制御回路が絶縁回路を介して接続されたことを特徴とする。
【００１３】
中点に接続されるインピーダンスが相対に小さいスイッチングアームでは、その中点と接地ラインとの間に生じる浮遊容量以外の浮遊容量が主要な洩れ電流経路となる。このため、主要な洩れ電流経路となるスイッチングアームにおけるスイッチング素子についての制御回路とを絶縁することにより、制御回路とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止でき、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【００１４】
本発明の請求項２による電力変換装置は、請求項１において、前記絶縁回路は、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部に制御電源を供給する絶縁トランスと、前記スイッチング部に対する制御信号を供給するフォトカプラとを備えていることを特徴とする。絶縁トランス及びフォトカプラを利用することで電源系統及び制御信号系統の双方で絶縁状態を確保することができ、制御回路とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止でき、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【００１５】
本発明の請求項３による電力変換システムは、１以上のスイッチング素子を１アームとして２アームを直列に接続したスイッチングアームを複数例並列に接続し、少なくとも２列のスイッチングアームの各中点間に交流電源を接続した第１の電力変換装置と、蓄電装置からの電力を電力変換して前記スイッチングアームの両端に供給する第２の電力変換装置とを有する電力変換システムであって、前記複数列のスイッチングアームは、前記中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有し、前記第２の電力変換装置は、少なくとも１つのスイッチング素子を含んで構成され、前記第２の電力変換装置のスイッチング素子を制御する制御回路が、絶縁回路を介して接続されていることを特徴とする。
【００１６】
複数列のスイッチングアームが、中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有する場合には、高周波電位変動がスイッチングアームの両端に接続される正極ライン及び負極ラインに波及することから、スイッチングアームの中点と接地ラインとの間の浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路とはならず、他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成されることになり、スイッチングアームの両端に接続される第２の電力変換装置についてもスイッチング素子の制御回路を絶縁することにより、第２の電力変換装置とアースとの間の浮遊容量が高周波漏れ電流の経路となることを防止して、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【００１７】
本発明の請求項４による電力変換システムは、請求項３において、前記絶縁回路は、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御部に制御電源を供給する絶縁トランスと、前記スイッチング部に対する制御信号を供給するフォトカプラとを有することを特徴とする。絶縁トランス及びフォトカプラを利用することで電源系統及び制御信号系統の双方で絶縁状態を確保することができ、制御回路とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止でき、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、電力変換装置が、複数列のスイッチングアームが、中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有する場合に、電力変換装置に含まれるスイッチング素子についての制御回路を絶縁する構成を採用することで、スイッチングアームの中点と接地ラインとの間を高周波漏れ電流の主要な経路とせず、他の浮遊容量を高周波漏れ電流の主要な経路となる場合に、制御回路とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止でき、アース線を流れる伝導ノイズなどを低減できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されている。
（第１の実施形態）
図１は、電力変換装置として単相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）コンバータを例示した回路図である。この回路図を用いて本発明者が見出したスイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合について述べる。まずは、図１の回路について述べる。
【００２０】
図１において、単相の交流電源１０から出力される単相交流電力がインピーダンス整合のための疑似電源回路網（以下、ＬＩＳＮと称す）１１に供給されている。このＬＩＳＮ１１の出力側のＲ相はノーマルリアクトル１２を介して単相ＰＷＭコンバータ１３に接続され、またＳ相は直接単相ＰＷＭコンバータ１３に接続されている。
単相ＰＷＭコンバータ１３は、２列のスイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２を有し、各列のスイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２の中点にＬＩＳＮ１１のＲ相ライン及びＳ相ラインがそれぞれ接続されている。
【００２１】
スイッチングアームＳＡ１は、直列に接続された例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成されるスイッチング素子Ｓ１及びＳ２と、各スイッチング素子Ｓ１及びＳ２に個別に逆並列接続されたダイオードＤ１及びＤ２とで構成されている。
同様に、スイッチングアームＳＡ２も、直列に接続された例えばＩＧＢＴで構成されるスイッチング素子Ｓ３及びＳ４と、各スイッチング素子Ｓ３及びＳ４に個別に逆並列に接続されたダイオードＤ３及びＤ４とで構成されている。
【００２２】
そして、スイッチングアームＳＡ１のスイッチング素子Ｓ１及びＳ２の中点にＬＩＳＮ１１のＲ相がノーマルリアクトル１２を介して接続され、スイッチングアームＳＡ２のスイッチング素子Ｓ３及びＳ４の中点がＬＩＳＮ１１のＳ相に接続されている。また、スイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２のスイッチング素子Ｓ１及びＳ３のコレクタが正極ラインＰに接続され、スイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２のスイッチング素子Ｓ２及びＳ４のエミッタが負極ラインＮに接続されている。そして、出力側の正極ラインＰ及び負極ラインＮ間に平滑用コンデンサＣｄｃが接続されている。
【００２３】
この単相ＰＷＭコンバータ１３では、各スイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２を構成する各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を入力される交流電力に応じて同一スイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２及びＳ３，Ｓ４が同時にオン状態とならないようにＰＷＭ制御によるオンオフ制御を行なうことにより正極ラインＰ及び負極ラインＮに直流電力を出力する。なお、この回路では、単相ＰＷＭコンバータ１３の負荷側から電源側への電力の回生についても電力変換を行なうことができる。
【００２４】
このような図１に示す回路において、高速スイッチングに基づく高周波漏れ電流の主要経路について述べる。スイッチング素子Ｓ１及びＳ２（スイッチングアームＳＡ１）でのスイッチングにより浮遊容量を通って流れる高周波漏れ電流は、このスイッチングによるスイッチングアーム中点の電位変動によって引き起こされる。従って、この電位変動を抑制できれば浮遊容量を充放電する高周波漏れ電流は低減できることになる。これは、図８に示した従来技術の高周波漏れ電流の流出原理である。
【００２５】
しかしながら、Ｒ相ラインに接続されるスイッチングアームＳＡ１のスイッチングとＳ相ラインに接続されるスイッチングアームＳＡ２のスイッチングとは、回路構成上ノーマルリアクトル１２の有無が異なっており、この有無によりスイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２の中点の電位変動が異なる。これのため、スイッチングアームＳＡ１がスイッチングした際に流れる高周波漏れ電流経路とスイッチングアームＳＡ２がスイッチングした際に流れる高周波漏れ電流経路が異なることになる。
【００２６】
以下、それぞれについて詳細に説明する。
（Ｒ相ラインに接続されるスイッチングアームのスイッチング）
スイッチング素子Ｓ１またはＳ２のスイッチングで発生する高周波漏れ電流は、スイッチングアームＳＡ１中点と接地ラインとの浮遊容量Ｃｓ２を通って流れる。すなわち、接地ラインの電位はＬＩＳＮ１１内部の回路構成上Ｒ相電位及びＳ相電位の中性点の電位であり、このためＲ相電位及びＳ相電位にスイッチングによる高周波電位変動が生じてもそれは大きなものではない。しかも、Ｒ相にスイッチングにて高周波電位変動が生じてもこの電位変動についてはノーマルリアクトル１２と浮遊容量Ｃｓ２とで電圧分担が行われる。従って、この分担された電位変動は、浮遊容量Ｃｓ２のみを充放電しこれを介して高周波漏れ電流となって接地ラインに流れる。この点、スイッチングアームの中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路となることは図８の場合と同じである。
【００２７】
（Ｓ相ラインに接続されるスイッチングアームのスイッチング）
スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチングによって発生する高周波漏れ電流については、次のようになる。前述したように接地ラインの電位はＬＩＳＮ１１内部の回路構成上Ｒ相電位及びＳ相電位の中性点の電位であり、このためＲ相電位及びＳ相電位にスイッチングによる高周波電位変動が生じても大きなものではない。すなわち、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４からなるスイッチングアームＳＡ２の中点電位は、安定電位となるＳ相電位であり大きな電位変動は生ずることなく浮遊容量Ｃｓ４には大きな高周波漏れ電流は生じない。
【００２８】
ところが、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４からなるスイッチングアームＳＡ２と正極ラインＰ及び負極ラインＮとを含むブロック全体を見るとき、大きな電位変動が生ずる。この場合、正極ラインＰ及び負極ラインＮ間の電位変動は、平滑用コンデンサＣｄｃの端子間電圧でなる直流中間電圧Ｖｃｄｃに相当する。すなわち、次のような動作となる。
＜Ｓ３オン、Ｓ４オフの場合＞
正極ラインＰの電位変動はＳ相電位であり、Ｎラインの電位変動はＳ相電位−直流中間電圧Ｖｃｄｃである。
＜Ｓ３オフ、Ｓ４オンの場合＞
正極ラインＰの電位変動はＳ相電位＋直流中間電圧Ｖｃｄｃであり、負極ラインＮの電位変動はＳ相電位である。
【００２９】
従って、スイッチングアームＳＡ２の中点の電位は、スイッチング状態により正極ラインＰか負極ラインＮの電位となり、電位変動は、直流中間電圧Ｖｃｄｃになる。
この結果、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のスイッチングアームＳＡ１がスイッチングした場合には、前述のように高周波電位変動に基づく高周波漏れ電流は浮遊容量Ｃｓ２を主要回路として流れるのに対し、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチングアームＳＡ２がスイッチングした場合には、高周波電位変動が正極ラインＰ及び負極ラインＮに波及し、浮遊容量Ｃｓ４以外のたとえばスイッチング素子Ｓ１、Ｓ３のコレクタと接地ラインとの浮遊容量Ｃｓ１、Ｃｓ３等、全てのスイッチング素子と接地ラインＥとの浮遊容量を主要経路とする高周波漏れ電流が流れる（ここで、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２で構成されるスイッチングアームＳＡ１の中点電位は常に正極ラインＰまたは負極ラインＮに接続されることからこの中点と接地ラインＥとの間に生じる浮遊容量Ｃｓ２も高周波漏れ電流経路となる）。
【００３０】
従って、スイッチングアームＳＡ２の中点と接地ラインとの浮遊容量が高周波漏れ電流の主要経路にならない場合でも、他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成されることとなり、この他の浮遊容量を介して最も大きな高周波漏れ電流が流れることになる。
また、図１の負極ラインＮは、一般に制御回路の基準電位と等しくなる場合が多い。このときには、制御回路の配線と接地ラインＥとの間の浮遊容量も高周波漏れ電流の主要経路となり、多くの回路構成やプリントパターンがコモンモード成分の影響を受けることになる。
【００３１】
図２は、単相無停電電源装置のコンバータ及びインバータを取り出して例示したものである。この図２において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれフィルタとなるリアクトルＬ１〜Ｌ３の設置位置が異なる例を示している。なお、図１の例からも判明するが、図１でもＲ相ラインのみならずＳ相ラインにもノーマルリアクトルを介装することにより、他の浮遊容量による高周波漏れ電流の防止対策も普通考えるところである。しかし、実際問題として大型のノーマルリアクトルを複数設置することは、電力変換装置の嵩が大きなものとなって装置の小型化に逆行する。このためになるべくリアクトルを少なくしようとすると、上述のように他の浮遊容量によって高周波漏れ電流の主要経路が形成されるという問題が顕在化する。その点、図２の例示も同じであり、図２（ａ）〜（ｃ）は少なくとも１つのスイッチングアームがリアクトル（すなわちインピーダンス素子）を接続せず相対的にインピーダンスが小さいスイッチングアームとなるものである。
【００３２】
図２（ａ）〜（ｃ）において、単相電源２０にはＬＩＳＮ２１が接続され、ＬＩＳＮ２１のＲ相ラインはコンバータ２２に接続されている。このコンバータ２２は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２とこれに逆並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２からなるスイッチングアームＳＡ１及びスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６とこれと逆並列接続されたダイオードＤ５，Ｄ６からなるスイッチングアームＳＡ３がそれぞれ中点を中心に上下に２個直列に接続された２列のスイッチングアームからなる構造である。そして、Ｒ相ライン及びＳ相ラインはこのスイッチングアームＳＡ１及びＳＡ２の中点に接続されている。また、このコンバータ２２内には平滑コンデンサＣｄｃが備えられている。
【００３３】
コンバータ２２の次段には、インバータ２３が配置される。このインバータ２３では、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６とこれと逆並列接続されたダイオードＤ５，Ｄ６からなるアームがそれぞれ中点を中心に上下に２個直列に接続されたスイッチングアームＳＡ３をコンバータ２２と共用している。すなわち、このインバータ２３は２列のスイッチングアームＳＡ３及びＳＡ４を有し、各スイッチングアームＳＡ３及びＳＡ４にはスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６及びＳ７，Ｓ８とこれに逆並列接続されたダイオードＤ５，Ｄ６及びＤ７，Ｄ８とからなるアームが中点を中心に上下に２個直列に接続されている。ここで、インバータ２３の出力側のスイッチングアームＳＡ４の中点は負荷２４に接続されている。また、この回路にはコンバータ２２の入力側及びインバータ２３の出力側それぞれにＲ相及びＳ相間にフィルタとなるコンデンサＣ１、Ｃ２が備えられている。
【００３４】
更に、図２（ａ）において、コンバータ２２の入力側スイッチングアームＳＡ１の中点、及びインバータ２３の出力側スイッチングアームＳＡ４の中点にはそれぞれリアクトルＬ１、Ｌ３が備えられ、コンバータ２２及びインバータ２３の共用スイッチングアームＳＡ３の中点は直接Ｓ相ラインに直結されている。また、図２（ｂ）において、共用スイッチングアームＳＡ３の中点とＳ相ラインとはリアクトルＬ２を介して接続され、インバータ２３の出力側スイッチングアームＳＡ４の中点にはリアクトルＬ３が備えられる。更に、図２（ｃ）において、コンバータ２２の入力側スイッチングアームＳＡ１の中点にはリアクトルＬ１が備えられ、共用スイッチングアームＳＡ３の中点とＳ相ラインとはリアクトルＬ２を介して接続されている。
【００３５】
従って、この図２（ａ）〜図２（ｃ）の各回路には、それぞれリアクトルに接続されないスイッチングアームすなわち接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームの中点が存在することになる。そして、そのリアクトルすなわちインピーダンス素子が接続されないスイッチングアームの中点は、電気的には図１に示すコンバータ１３のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のスイッチングアームＳＡ２の中点と同様の電圧変動が生ずる中点となる。
【００３６】
すなわち、図２（ａ）では、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６を有するスイッチングアームＳＡ３のスイッチングにより、図２（ｂ）では、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を有するスイッチングアームＳＡ１のスイッチングにより、図２（ｃ）では、スイッチング素子Ｓ７、Ｓ８を有するスイッチングアームＳＡ４のスイッチングにより、それぞれのスイッチングアームの中点と接地ラインＥとの間に形成される浮遊容量が主要経路とならないような最も大きな高周波漏れ電流が流れる。
【００３７】
前述したように、図１の負極ラインＮは、一般に、制御回路の基準電位と等しくなる場合が多い。これは、負極ラインＮを制御電源の基準電位と同一とすることで、図１中の下アームのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４を、絶縁することなく駆動できるためである。このように負極ラインＮと制御電源の基準電位を等しくするのは、できる限り簡単な回路構成で所望の動作を実現するような場合には特に多く用いられている。本特許で説明した、図２に示すようなコンバータ部とインバータ部を共用アームを用いて実現するような回路構成が、特にこれに相当する。
しかしながら、この場合、制御回路部（プリントパターンやスイッチング素子、受動素子を含むすべて）とアースとの間の浮遊容量すべてが高周波漏れ電流の主要経路となることから、大幅に伝導ノイズが増加する。
【００３８】
そこで、本発明では、図３に示すように制御回路部３０と電力変換装置としての単相ＰＷＭコンバータ１３とを、絶縁回路を介して接続する。この絶縁回路は、例えば、電源電力に対しては絶縁トランスによって絶縁し、制御信号に対してはフォトカプラによって絶縁した構成を採用する。すなわち、図３のように、絶縁トランス３３及びフォトカプラ３１を介して、少なくとも接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアーム（図１の場合ＳＡ２、図２（ａ）の場合ＳＡ３、図２（ｂ）の場合ＳＡ１、図２（ｃ）の場合ＳＡ４）の上側のスイッチング素子Ｓｉ（ｉ＝３、５、１、７）を駆動する構成を採用する。
【００３９】
この場合、制御電源３２の出力電圧を絶縁トランス３３の二次側に伝達し、二次側の整流ダイオード３４ａ及び平滑コンデンサ３５ａ、整流ダイオード３４ｂ及び平滑コンデンサ３５ｂによって、それぞれ整流する。整流ダイオード３４ａ及び平滑コンデンサ３５ａによる整流出力は、スイッチング素子Ｓ１を駆動するコンプリメンタリ接続され、且つ中点がスイッチング素子Ｓ１のゲートに接続されたトランジスタＴｒ１及びＴｒ２に印加される。
【００４０】
一方、整流ダイオード３４ｂ及び平滑コンデンサ３５ｂによる整流出力は、電源としてＣＰＵ３６に印加される。ＣＰＵ３６は、スイッチング素子Ｓ１のオンオフタイミングを決定する機能を有している。このＣＰＵ３６の出力は、抵抗３７を介してフォトカプラ３１の発光側に入力される。フォトカプラ３１の受光側は、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２のベースに接続されている。
【００４１】
このような構成によれば、ＣＰＵ３６の制御により、フォトカプラ３１を介してトランジスタＴｒ１及びＴｒ２のオンオフ状態が制御され、その結果スイッチング素子Ｓ１が駆動される。なお、スイッチングアーム（図１の場合ＳＡ２、図２（ａ）の場合ＳＡ３、図２（ｂ）の場合ＳＡ１、図２（ｃ）の場合ＳＡ４）の下側のスイッチング素子Ｓｊ（ｊ＝４、６、２、８）についても同様の構成によって、絶縁トランス及びフォトカプラを介して駆動される。
【００４２】
ところで、従来技術においては、主回路部の負極ラインＮの電位と、制御電源の負極ラインＭの電位とが同一であり、駆動信号と制御電源とを非絶縁でスイッチングアームの上側及び下側のスイッチング素子が駆動されることになる。これに対し、本発明では、負極ラインＮと負極ラインＭとを同電位にせず、スイッチングアームの上側のスイッチング素子Ｓｉ及び下側のスイッチング素子Ｓｊも同様に、絶縁トランス及びフォトカプラ（図示せず）を介して駆動される。その他の図示せぬスイッチングアームについても、上側及び下側のスイッチング素子が、絶縁トランス及びフォトカプラ（図示せず）を介して駆動される。
【００４３】
なお、同図のようにフォトカプラを用いる構成に限らず、パルストランスを用いる構成等を採用してもよい。また、正極ラインＰと負極ラインＮとの間の電圧Ｖｄｃを検出する電圧検出部を設ける場合は、それについても絶縁が必要となる。負極ラインＮと負極ラインＭとが同電位の場合は分圧抵抗によって電圧Ｖｄｃを検出することができるが、本発明のように負極ラインＮと負極ラインＭとが同電位でない場合は、トランス、フォトカプラなどを含む絶縁回路を有する電圧検出器が必要となる。
【００４４】
以上のように本発明では、電力変換装置が、中点に接続されるインピーダンスが相対的に小さいスイッチングアームを有する場合に、電力変換装置とそれに含まれるスイッチング素子についての制御回路部とが絶縁回路を介して接続されている。このように、電力変換装置と制御回路部とを絶縁する構成を採用することで、制御回路部とアースとの間に形成される浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを確実に防止できる。これにより、アース線を流れる伝導ノイズを低減できる。なお、絶縁回路が追加されることからコストアップとなるものの、高周波漏れ電流を低減できるために、ノイズ対策部品を簡略化できるメリットがある。
【００４５】
（第２の実施形態）
図１や図２に示す回路構成において、スイッチングアームＳＡ１〜ＳＡ４の両端電圧（Ｐ−Ｎ間の電圧）を確保するのに、ＰＷＭコンバータ１３又は２２と並列にバッテリ等の蓄電装置から供給するモードを持つ電力変換装置を接続する構成が知られている。その代表的な装置は、無停電電源装置（Uninterruptible Power Supply）である。
ここで、一般的に、バッテリ等の蓄電装置の蓄電電圧と正極ラインＰ及び負極ラインＮ間の電圧とは値が異なる。すなわち、バッテリ等の蓄電装置の出力電圧値よりも正極ラインＰ及び負極ラインＮ間の電圧値の方が高い。このため、バッテリ等の蓄電装置と図１、図２の電力変換装置との間に、変圧機能を持つ第２の電力変換装置が追加される。
すなわち、図４に示すように、前述した第１の実施形態における図１の構成において、単相ＰＷＭコンバータ１３の出力側にバッテリ等の蓄電装置３９に接続された第２の電力変換装置４０が並列に接続されている。
【００４６】
この第２の電力変換装置４０の主回路構成は種々考えられる。例えば、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、トランスを含む回路構成が考えられる。図５（ａ）を参照すると、第２の電力変換装置４０は、バッテリなどの蓄電装置による直流電源３９によって充電されるコンデンサ４１と、直流電源３９の出力を二次側に伝達するトランス４２と、トランス４２に直列に接続されたトランジスタ及びそれと逆並列接続されたダイオードＤからなるスイッチング素子Ｓと、トランス４２の二次側に接続された整流ダイオード４３と、平滑コンデンサ４４とを含んで構成されている。そして、平滑コンデンサ４４の両端が単相ＰＷＭコンバータ１３の出力側の正極ラインＰ、負極ラインＮに接続される。
【００４７】
また、図５（ｂ）を参照すると、第２の電力変換装置４０は、電池などによる直流電源３９によって充電されるコンデンサ４１と、スイッチング素子ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ及びＳＤとこれらに逆並列接続されたダイオードＤＡ、ＤＢ、ＤＣ及びＤＤによって構成されるトランジスタブリッジＴＢと、スイッチング素子ＳＡ及びＳＢの接続点とスイッチング素子ＳＣ及びＳＤの接続点に接続されたトランス４２と、トランス４２の二次側に接続されたダイオードブリッジ４５とを含んで構成されている。そして、ダイオードブリッジ４５の両端が図１中の単相ＰＷＭコンバータ１３の出力側の正極ラインＰ、負極ラインＮに接続される。
【００４８】
ここで、図５（ａ）、（ｂ）に示す第２の電力変換装置４０にもスイッチング素子が含まれている。このとき、図５（ａ）、（ｂ）中の負極ラインＮ′と、第１の電力変換装置（図１、図２）に接続される負極ラインＮとは、制御回路を介して同電位となる場合が多い。
これは、図５の第２の電力変換装置４０に含まれているトランス４２が、絶縁を目的としたものではなく、変圧作用を目的としていることに起因し、制御回路と非絶縁で接続しスイッチング素子を駆動した方が、制御回路が簡単化でき、コストダウンできるためである。
しかしながら、このような構成とした場合、上述した制御回路とアースとの間の浮遊容量のみならず、第２の電力変換装置４０とアースとの間の浮遊容量も、伝導ノイズ源となる高周波漏れ電流経路となり、大幅にノイズが増加する課題がある。
【００４９】
これを解決するためには、図３を参照して上述したように、絶縁トランス及びフォトカプラによって絶縁した構成を採用する。すなわち、図６のように、フォトカプラ３０を介して、図５（ａ）中のスイッチング素子Ｓを駆動する構成を採用する。図５（ｂ）中の各スイッチング素子ＳＡ〜ＳＤについても同様に、フォトカプラを介して、駆動する構成を採用する。つまり、絶縁回路を介して、第２の電力変換装置４０とそれに含まれるスイッチング素子についての制御回路部とが接続されている。このように、第２の電力変換装置４０と制御回路部３０とを絶縁する構成を採用することで、第２の電力変換装置４０の制御回路部３０とアースとの間の浮遊容量が、高周波漏れ電流経路となることを防止できる。これにより、アース線を流れる伝導ノイズを低減できる。
【００５０】
また、絶縁トランス４２の１次−２次間には浮遊容量が存在することから、高周波領域においては絶縁されていない。しかしながらこの場合であっても、高周波漏れ電流経路となる浮遊容量は、大幅に低減できる。すなわち、高周波漏れ電流経路となる浮遊容量は、「トランスの１次−２次間浮遊容量と第２の電力変換装置とアースとの間の浮遊容量との直列回路」となり、一般にトランスの１次−２次間浮遊容量の方が小さいことから合成容量が小さくなるためである。
【００５１】
なお、第２の実施形態においては、第１の電力変換装置となる単相ＰＷＭコンバータ１３からの出力電圧の供給ができない状態となったときに、第２の電力変換装置４０からの出力電圧によって、後段のインバータへの供給電圧を確保することができるものであるが、この場合、単相ＰＷＭコンバータ１３の出力電圧から第２の電力変換装置４０の出力電圧に切換える際の電圧変動を抑制するために、第２の電力変換装置４０の出力電圧を調整する必要がある。このためには、図７に示すように、単相ＰＷＭコンバータ１３の出力電圧を電圧検出器５０で検出し、検出した電圧に基づいて第２の電力変換装置４０のスイッチング素子Ｓ又はＳＡ〜ＳＤを制御する制御回路を構成するＣＰＵ３６でトランジスタＴｒ１及びＴｒ２をＰＷＭ制御する周波数を制御する。
【００５２】
このとき、電圧検出器５０としては、図７に示すように、平滑用コンデンサＣｄｃの出力側に接続した接続ラインＰ１及びＮ１間に分圧抵抗Ｒ１及びＲ２を接続するとともに、所定の直流電源Ｖｃｃと接続ラインＮ１間に抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＺＤの直列回路を接続し、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２の接続中点と抵抗Ｒ３及び定電圧ダイオードＺＤの接続中点とを誤差アンプ５１の入力側に接続し、この誤差アンプ５１の出力側及び接続ラインＮ１間にフォトカプラ５２の発光側を接続する構成とする。そして、フォトカプラ５２の受光側を制御回路を構成するＣＰＵ３６に接続する。
そして、ＣＰＵ３６で、電圧検出器５０で検出した単相ＰＷＭコンバータ１３の出力電圧と第２の電力変換装置４０の出力電圧とが一致するようにスイッチング素子Ｓ又はＤＡ〜ＤＤを制御することにより、電源切換時に単相ＰＷＭコンバータ１３から第２の電力変換装置４０に切換えたときの電圧変動を抑制することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、電力変換装置が発生する伝導ノイズなどの対策に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】本発明の実施形態を説明するためのコンバータの概略構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態としての電力変換装置の概略構成を示す回路図である。
【図３】制御回路部と電力変換装置とを接続する絶縁回路の構成例を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の概略構成を示す回路図である。
【図５】スイッチングアーム直列回路の両端電圧を確保するための第２の電力変換装置の構成例を示す図である。
【図６】制御回路部と第２の電力変換装置とを接続する絶縁回路の構成例を示す図である。
【図７】第２の実施形態に電圧検出器を付加した回路図である。
【図８】モータの速度制御において雑音端子電圧測定システムを示す回路図である。
【図９】ノイズのコモンモード成分等価回路図である。
【符号の説明】
【００５５】
１  三相電源
２  擬似電源回路網
３  ダイオード整流器
４  平滑コンデンサ
５  汎用インバータ
６  ケーブル
７  三相モータ
８  スペクトラムアナライザ
１０  交流電源
１２  ノーマルリアクトル
１３、２２  コンバータ
２０  単相電源
２３  インバータ
２４  負荷
３０  制御回路部
３１  フォトカプラ
３２  制御電源
３３  トランス
３４ａ、３４ｂ  整流ダイオード
３５ａ、３５ｂ  平滑コンデンサ
３６  ＣＰＵ
３７  抵抗
３９  直流電源
４０  第２の電力変換装置
４１  コンデンサ
４２  トランス
４３  整流ダイオード
４４  平滑コンデンサ
４５  ダイオードブリッジ
Ｌ  インダクタンス
Ｌ１〜Ｌ３  リアクトル
Ｓ、Ｓ１〜Ｓ８       、ＳＡ〜ＳＣ  スイッチング素子
ＴＢ  トランジスタブリッジ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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