(57)【要約】【課題】電流／電圧変換回路に用いるダイオードスイッチの漏れ電流や演算増幅器やバッファアンプ等のオフセット電圧やバイアス電流に起因する測定誤差の小さいレンジ切り替え回路を得ると共に、レンジ切り替え時のスパイクノイズを減らす回路を得る。【解決手段】レンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路において、レンジ切り替え回路を構成するダイオードスイッチに逆バイアス電圧を印加して漏れ電流に起因する測定誤差を少なくし、電流経路外にバッファアンプを入れてそのバイアス電流に起因する測定誤差を減少させ、電圧制御可変抵抗によりレンジ切り替えに用いるスイッチの抵抗変化を負帰還回路の応答が追従可能な速さにしてスパイクノイズを減少させた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
演算増幅器と、直列又は並列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン／オフさせてレンジ切り替えを行なう電流／電圧変換回路において、ダイオードスイッチ及び当該レンジがオフ時にダイオードスイッチに逆バイアス電圧を印加するように構成した電流駆動回路を、電流吐き出し用と電流吸い込み用に個別に設けてダイオードスイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするレンジ切り替え回路。
【請求項２】
演算増幅器と、直列又は並列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン／オフさせてレンジ切り替えを行なう電流／電圧変換回路において、当該レンジがオフ時に逆バイアス電圧を印加する回路を付加したダイオードスイッチを、電流吐き出し方向用と電流吸い込み方向用に個別に設けてダイオードスイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするレンジ切り替え回路。
【請求項３】
請求項１又は請求項２によるレンジ切り替え回路を用いた電流／電圧変換回路において、当該レンジをオンにする時の電流入力に対して、当該レンジのダイオードスイッチが逆バイアスになる大きさの逆バイアス電圧をレンジ切り替え回路に設定し、ダイオードスイッチのＩ／Ｖ変換抵抗側の端子電位のレンジ切り替え回路への入力を不要とした事を特徴とするレンジ切り替え回路。
【請求項４】
演算増幅器と、直列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各Ｉ／Ｖ変換抵抗にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、不感帯回路とリミット回路によるレンジ切り替え回路によりオートレンジ動作を行なう抵抗直列電流／電圧変換回路２と呼ぶ電流／電圧変換回路において、不感帯回路とリミット回路に外部からの電圧入力部を設け、これらに印加する電圧で不感帯設定電圧とリミット設定電圧を変化させる事によりレンジオン／オフ動作を強制的にイネーブル／ディセーブル制御可能とした事を特徴とするレンジ切り替え回路。
【請求項５】
半導体スイッチによる電流オン／オフ用スイッチの一端とＩ／Ｖ変換抵抗の一端を接続し、それらの接続部にＦＥＴスイッチ又はアナログスイッチによるグランド接続用スイッチを設けたＴ字型回路を所要レンジ数分と演算増幅器を設け、各Ｔ字型回路の電流オン／オフ用スイッチのグランド接続用スイッチ接続側と反対側の端子を演算増幅器の反転入力端子に接続し、各Ｔ字型回路のＩ／Ｖ変換抵抗のグランド接続用スイッチ接続側と反対側の端子を演算増幅器の出力端子に接続し、オンにするレンジについて電流オン／オフ用スイッチをオン、グランド接続用スイッチをオフにし、オフにするレンジについては電流オン／オフ用スイッチをオフ、グランド接続用スイッチをオンにする事により、半導体スイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とする抵抗並列電流／電圧変換回路と呼ぶ電流／電圧変換回路。
【請求項６】
抵抗とコンデンサと必要に応じてダイオードで構成した積分回路によりＦＥＴスイッチのオン／オフ制御信号のオン／オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流が漸減／漸増する様にし、ＦＥＴスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減／漸増する様にした事を特徴とするスイッチ回路。
【請求項７】
抵抗とコンデンサと必要に応じてダイオードを演算増幅器と組み合わせて積分回路を構成し、演算増幅器の非反転入力端子に所定の基準電圧を印加して、任意の電圧のオン／オフ入力信号に対して出力電圧の時定数と整定時の電圧を任意に設定できる事を特徴とするレベル変換回路。
【請求項８】
請求項７のレベル変換回路を用いて任意の電圧のオン／オフ制御信号のオン／オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流を漸減／漸増させ、且つ整定時の電圧又は電流を任意の値に設定する事により、ＦＥＴスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減／漸増し、且つオン／オフ動作の無駄時間を少なくできる事を特徴とするスイッチ回路。
【請求項９】
複数の入力抵抗とその選択スイッチ、又は複数の負帰還用抵抗とその選択スイッチ、又は複数の負荷回路とその選択スイッチの何れか１項目又は任意の複数の項目を有する演算増幅回路を用いた負帰還回路において、選択スイッチとして請求項６又は請求項８のスイッチ回路を用い、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、スイッチ回路のオン／オフ時に発生する演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とする負帰還回路。
【請求項１０】
請求項５による抵抗並列電流／電圧変換回路のスイッチとして請求項６又は請求項８のスイッチ回路を用い、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えの為のスイッチ回路のオン／オフ時に発生する演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とする電流／電圧変換回路
【請求項１１】
誤差増幅用演算増幅器とＩ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗とするＩ／Ｖ変換用演算増幅器を設け、電流オン／オフ用の半導体スイッチの一方の端子を誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に、もう一方の端子をＩ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子に各々接続し、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子の接続先をレンジオン／オフ用の半導体スイッチにより誤差増幅用演算増幅器の出力かグランドかを選択できる様にし、電流オン／オフ用の半導体スイッチとレンジオン／オフ用の半導体スイッチの両方又は何れか一方をオン／オフさせる事により、半導体スイッチの漏れ電流が少なくＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流のオン／オフ制御が可能で、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の出力電圧とその非反転入力端子電圧の電位差がＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流値に比例した電圧になる事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項１２】
電流オン／オフ用の半導体スイッチとしてダイオードスイッチを用いた請求項１１の電流／電圧変換回路において、ダイオードスイッチとＩ／Ｖ変換抵抗とＩ／Ｖ変換用演算増幅器を電流吐き出し用と電流吸い込み用に各々設け、ダイオードスイッチオフ時に印加したい逆バイアス電圧値をＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子に印加してダイオードスイッチの漏れ電流を抑止した事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項１３】
請求項１１又は請求項１２による電流／電圧変換回路の各レンジ毎のＩ／Ｖ変換に関わる回路を所要レンジ数分並列に設け、これと誤差増幅用演算増幅器を組み合わせて半導体スイッチの漏れ電流少なく任意のレンジをオン／オフ制御可能とした事を特徴とする多重化電流／電圧変換回路と呼ぶ電流／電圧変換回路。
【請求項１４】
請求項１３の多重化電流／電圧変換回路において、電流オン／オフ用の半導体スイッチとＩ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子の間に抵抗を入れ、必要に応じてレンジオン／オフ用の半導体スイッチと誤差増幅用演算増幅器の出力端子の間に不感帯回路を設けて誤差増幅用演算増幅器の出力電圧範囲を広くした事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項１５】
請求項１１又は請求項１２又は請求項１３又は請求項１４の多重化電流／電圧変換回路において、電流オン／オフ用の半導体スイッチとレンジオン／オフ用の半導体スイッチの内ＦＥＴスイッチによるものを請求項６又は請求項８よるスイッチ回路とし、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えに伴う各演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項１６】
請求項１３又は請求項１４又は請求項１５の多重化電流／電圧変換回路において、各レンジ毎に最適な値の位相補償用のコンデンサを各レンジ毎にＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子と電流オン／オフ用の半導体スイッチの誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に接続された側の端子間に接続した事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項１７】
演算増幅器と、直列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各Ｉ／Ｖ変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン／オフさせてレンジ切り替えを行なう抵抗直列電流／電圧変換回路１と呼ぶ電流／電圧変換回路において、レンジ切り替えの為に電流駆動回路の入力を当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗の検出電圧とするか、誤差増幅用の演算増幅器又はその出力部に必要に応じて設けた不感帯回路の出力電圧とするかの選択を請求項６又は請求項８よるスイッチ回路により行ない、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えに伴う演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【請求項１８】
任意レンジ数の請求項１３又は請求項１４又は請求項１５による多重化電流／電圧変換回路と、任意レンジ数の抵抗直列電流／電圧変換回路又は請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項１７による抵抗直列電流／電圧変換回路を組み合わせるか、又は任意レンジ数の請求項１３又は請求項１４又は請求項１５による多重化電流／電圧変換回路と、任意レンジ数の請求項５又は請求項１０による抵抗並列電流／電圧変換回路とを組み合わせて、半導体スイッチの漏れ電流やバッファアンプや演算増幅器、その他演算回路で使用する回路素子のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差を削減した事を特徴とする電流／電圧変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はダイオードスイッチの漏れ電流や、バッファアンプや演算増幅器等のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差を削減したレンジ切り替え回路と、複数のレンジ切り替え回路を組み合わせた電流／電圧変換回路に関するもの、及び負帰還回路中の回路切り替え時のスパイクノイズ低減に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電流の大きさ、又は電流に関連した電気量や電力量等のような物理量を測定する場合、電流を電圧に変換する為にＩ／Ｖ変換抵抗を用いる。従来は対象とする電流の大きさに応じて抵抗値の異なる数種類のＩ／Ｖ変換抵抗を、スイッチ又はリレー又は半導体等のスイッチで切り替えて測定していた。これは一般的にはレンジ切り替えと呼ばれる。
【０００３】
一般的にはダイナミックレンジが大きく、且つ高速に変化する電流についてはレンジ切り替えは困難であるが、特許文献１、特許文献２で開示されている方法で実現可能となった。
【０００４】
図４０は特許文献１で開示されている代表的な電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の構成図である。小さい電流レンジからそれぞれレンジ１、レンジ２、レンジ３とする。レンジ１が最小レンジである。
Ｉ／Ｖ変換抵抗３、４、５はそれぞれレンジ１、２、３用であり、抵抗値をＲ１、Ｒ２、Ｒ３としてこれらを直列接続し、レンジ１以外のＩ／Ｖ変換抵抗には電流バイパス回路を設ける。
レンジ２の電流バイパス回路はレンジ切り替え回路９０中のスイッチ９１によりその出力部である電流駆動回路９２の駆動信号をレンジオフ時はダイオードスイッチ６のＩ／Ｖ変換抵抗４側の端子電圧に、レンジオン時は不感帯回路９３を経由した誤差増幅器としての演算増幅器１の電圧出力Ｖ１側に切り替え、ダイオードスイッチ６を介して電流駆動回路９２でＩ／Ｖ変換抵抗４、５を駆動する。
レンジ３についても同様である。動作の詳細は特許文献１による。
以下本書ではこれを「抵抗直列電流／電圧変換回路１」と呼ぶ。
【０００５】
図４１は特許文献２で開示されている主な電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の構成図である。
各レンジのＩ／Ｖ変換抵抗３、４、５を直列接続し、最小レンジ以外の各Ｉ／Ｖ変換抵抗には電流バイパス回路を設ける。
レンジ２の電流バイパス回路はレンジ切り替え回路１００中の電流駆動回路１０４の駆動信号を、加算器１０３によるリミット回路１０２を介したＩ／Ｖ変換抵抗４側のダイオードスイッチ６の端子電圧と不感帯回路１０１を介した誤差増幅器としての演算増幅器１の電圧出力Ｖ１との加算値とし、ダイオードスイッチ６を介して電流駆動回路１０４でＩ／Ｖ変換抵抗４、５を駆動し、その動作は自動レンジ切り替えになるというものである。
レンジ３の電流バイパス回路についても同様である。動作の詳細は特許文献２による。
以下本書ではこれを「抵抗直列電流／電圧変換回路２」と呼ぶ。
【０００６】
なお、図４９は不感帯回路の入出力の関係を示したもので、図５０、図５１は公知の不感帯回路例である。
以下の説明の為に不感帯設定電圧の絶対値を正負同一値とした場合の不感帯回路を次式で定義する。
Ｖｏｕｔ＝ｄｂ（Ｖｉｎ、Ｅｄｂ）  ・・・（１）
但し、Ｖｉｎは入力電圧、Ｅｄｂは不感帯設定電圧、Ｖｏｕｔは不感帯出力電圧であり、
Ｖｉｎ＜−Ｅｄｂの時            Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ＋Ｅｄｂ
−Ｅｄｂ≦Ｖｉｎ＜＋Ｅｄｂの時  Ｖｏｕｔ＝０  
＋Ｅｄｂ≦Ｖｉｎの時            Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ−Ｅｄｂ
とする。
【０００７】
以上の抵抗直列電流／電圧変換回路１と抵抗直列電流／電圧変換回路２は要約するとレンジオフ時はダイオードスイッチの両端を同電位にしてその漏れ電流を無くし、レンジオン時は演算増幅器の出力信号で電流バイパス回路を駆動するものであり、図４２はこれをレンジ数２の場合で集約して表現した構成図である。
以下、これを「抵抗直列電流／電圧変換回路」と呼ぶ。
【０００８】
レンジ数２の場合と同様のレンジ切り替え回路を追加する事により容易にレンジ数３以上に拡張可能である事は特許文献１、特許文献２で開示されているので、説明の明快化の為に本書では必要時以外はレンジ数を２又は３とし、最小レンジからレンジ１、レンジ２、レンジ３としそのフルスケールの電流値を各々Ｉ１ＦＳ、Ｉ２ＦＳ、Ｉ３ＦＳとする。
【０００９】
負帰還を施した誤差増幅器としての演算増幅器１がリニアに動作する領域では図４２の様に非反転入力端子をグランド（回路動作基準電位）に接続すると、その反転入力端子の電位は入力電流Ｉの大きさに関わらず常に非反転入力端子電位に等しくなるようにその出力電圧Ｖ１が制御されるので、電流入力端子電圧ｅはほぼ０Ｖになる。以下本書では説明の明快化の為にｅを０Ｖとして扱う。
【００１０】
電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換抵抗３、４は抵抗値が各々Ｒ１、Ｒ２とし、その大きさはＲ１＞Ｒ２であり、Ｒ１がレンジ１、Ｒ２がレンジ２に対応するものとする。
【００１１】
レンジ切り替え回路８０はレンジ２オン時のバイパス回路を駆動する。
本書ではバイパス電流の方向を、電流駆動回路からＩ／Ｖ変換抵抗に向かう場合を電流吐き出し方向、Ｉ／Ｖ変換抵抗から電流駆動回路に向かう場合を電流吸い込み方向とする。
【００１２】
レンジ制御部８１は演算増幅器１の出力電圧Ｖ１とＲ２の下端電圧Ｖ２から図４２中に示したＩ−Ｖ２１のグラフの様な電圧出力Ｖ２１を生成する。
バッファアンプ１０はＲ２の下端電圧Ｖ２をバッファリングするもので必要に応じて設ける。
【００１３】
図４２の回路動作の概要は以下の通りである。
演算回路２は電圧信号のＡ／Ｄ変換、電流算出、レンジオン／オフ制御信号の制御等を行なうもので、演算増幅器、差動増幅器、コンパレータ、Ａ／Ｄ変換器等のハードウェアを組み合わせて機能を実現したり、それらとマイクロコンピュータシステムを組み合わせてハードウェアとソフトウェアで機能を実現する等公知の技術によっても実現方法は千差万別であるが、本発明では所要機能が得られるのであれば方法は問わないので総称として演算回路で示す。その中の差動増幅器もハードウェアによる差動増幅回路についてもＡ／Ｄ変換後のデータをソフトウェアで減算して差分を取っても良い。
【００１４】
入力電流ＩがＩ１ＦＳ以下の場合は演算回路２はレンジ２オン／オフ制御信号をオフとし、レンジ制御部８１は電流駆動回路８２の出力電圧Ｖ２１をＲ２下端の電圧Ｖ２と同じ値にするのでダイオードスイッチ６の両端の電位差は０Ｖで、ダイオードスイッチはオフ状態になって電流を流さないので電流Ｉ２１は０Ａになる。
【００１５】
これに伴い入力電流Ｉは全てＲ１とＲ２を流れ、Ｉ＝Ｉ１、であり、演算回路２によりＲ１下端の電圧Ｖ１を測定し、
Ｉ＝Ｖ１／（Ｒ１＋Ｒ２）            ・・・（２）
の演算で入力電流Ｉの値を求める。
【００１６】
入力電流ＩがＩ１ＦＳを越えると演算回路２はレンジ２オン／オフ制御信号をオンにし、負帰還動作により演算増幅器１は、
Ｉ＝Ｉ１＋Ｉ２１                    ・・・（３）
となる様に出力電圧Ｖ１を増減させ、これに伴い電流駆動回路８２の出力電圧が増減し、ダイオードスイッチ６がオンになり、バイパス電流Ｉ２１を駆動する。
演算回路２でその時のＲ２下端の電圧Ｖ２を測定し、
Ｉ＝Ｖ２／Ｒ２                      ・・・（４）
の演算で入力電流Ｉの値を求める。
【００１７】
以上記した様に、ダイオードスイッチ６は電流駆動回路８２とＲ２下端間の電流のオン／オフスイッチの機能を果たす。ここで、電流駆動回路８２は単なるオン／オフスイッチ動作ではなく、入出力の関係が折れ線的な増幅器としての動作をする事は大きな特徴であり、アナログスイッチではオン／オフができない様な比較的大きな電流をレンジ切り替えして測定する場合には特に有利である。
【００１８】
図６０は一般的ダイオードの電圧−電流特性例であり、順方向電圧ＶＦが数百ｍＶ以下では電流がほぼ０Ａのオフ状態になり、順方向電圧ＶＦがそれ以上では電流が急激に大きくなりダイオードがオン状態になる。
図６１は双方向並列接続したダイオードイッチの電圧−電流特性例であり、図６０のスイッチ特性のＶＦとＩを正負双方向にした特性になる。
図４２の抵抗直列電流／電圧変換回路のダイオードスイッチのオフ状態はその両端を等電位にし、図６１の様にダイオード両端子間の電圧が０Ｖ近辺では電流が０Ａになる特性を用いるものであり一般的な電流／電圧変換回路には充分なスイッチ機能を示す。
【００１９】
しかし、演算増幅器１、レンジ切り替え回路８０、バッファアンプ１０等ダイオードスイッチ６の周辺回路にはオフセット電圧やゲイン誤差があり、これらにオフセット調整回路やゲイン調整回路を設けたとしても周囲温度条件も含めてダイオードスイッチ両端子間の順方向電圧を完全に０Ｖにするのは困難である。
【００２０】
これらのダイオードスイッチ周辺回路にオフセット、ゲイン調整回路を設けない場合はダイオードスイッチ両端子間の順方向電圧が数ｍＶあるいは１０ｍＶを越える場合もあり、順方向に微小な漏れ電流が流れ、ナノアンペア、ピコアンペアレベル等の微小な電流を測定する場合には測定誤差要因になり得るという欠点があった。
【００２１】
また、図４２ではレンジ数が増えるとバッファアンプ１０相当のバッファアンプ又はバッファアンプが無い場合は入力電流経路と演算回路２との接続点が増え、これらのバイアス電流が測定対象の入力電流に加算されるので、微小電流を測定する場合には測定誤差要因になるという欠点もあった。
【００２２】
また図４０は抵抗直列電流／電圧変換回路１と呼ぶものとした特許文献１で開示されている代表的な電流／電圧変換回路のレンジ数３の場合の構成図であるが、スイッチ９１、９１Ａをオン／オフさせた場合の負帰還回路の応答が追従できない事による演算増幅器１及びこれに駆動される電流駆動回路９２、９２Ａの出力には、不感帯回路９３、９３Ａを設けて減少させたとしてもまだ比較的大きいスパイクノイズが出るという欠点があった。
【００２３】
同様に図５３〜図５８の様な一般的な演算増幅回路を用いた負帰還回路においてもスイッチによる回路切り換え時の負帰還回路の応答が追従できない事によるスパイクノイズが発生するという問題があった。なお、これらの回路は何れも極めて一般的に知られた基本的な回路なので動作の詳細説明は省く。
なお、ここでいう演算増幅回路とは集積化された単体の演算増幅器、あるいは複数の電子部品を組み合わせて構成した演算増幅回路の何れでも良い。
【００２４】
図５３は公知の負帰還を用いた反転増幅回路であり、３０１は演算増幅器、３０４は抵抗値Ｒ１１の抵抗、３０５は抵抗値Ｒ１２の抵抗、３０６は抵抗値Ｒ２の抵抗とし、３０２は演算増幅器の負荷である。
３１０、３１１はスイッチでありトランジスタ、ＦＥＴ、アナログスイッチ、機械式リレー等を用いる事ができる。
図５３では入力抵抗Ｒ１１、Ｒ１２をスイッチ３１０、３１１で切り替えて増幅度を変更するが、スイッチがオン／オフする際に負帰還回路の入力抵抗値が急変するがその負帰還回路の応答が追従できない為、一般的には演算増幅器３０１の出力にスパイクノイズが発生するという問題点がある。
【００２５】
図５４は公知の負帰還を用いた反転増幅回路であり、負帰還抵抗Ｒ２１、Ｒ２２をスイッチ３１０、３１１で切り替えて増幅度を変更するが、図５３と同様にスイッチがオン／オフする際の負帰還抵抗値の変化に負帰還回路の応答が追従できない為に演算増幅器３０１の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
【００２６】
図５５は公知の負帰還を用いた定電圧／定電流発生回路であり、負帰還抵抗Ｒ２１、Ｒ２２をスイッチ３１０、３１１で切り替えて定電圧発生するか、定電流発生するかを選択するが、図５３と同様にスイッチがオン／オフする際に演算増幅器３０１の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
例えば、特許文献３では負帰還回路において図５５の様な制御信号と負帰還信号を切り替える際のスパイクノイズを避ける方法を開示しているが比較的複雑な回路と操作手順を必要としている。
【００２７】
図５６は公知の負帰還を用いた定電流発生回路であり、電流検出抵抗３０６、３０７の内３０７の両端をスイッチ３１０で短絡／非短絡を選択して電流検出ゲインを選択するが、図５３と同様にスイッチがオン／オフする際に演算増幅器３０１の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
【００２８】
図５７は公知の負帰還を用いた電圧印加回路であり、３０２、３０３の負荷をスイッチ３１０、３１１で切り替えて選択するが、図５３と同様にスイッチがオン／オフする際に演算増幅器３０１の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
【００２９】
図５８は公知の負帰還を用いた定電圧発生回路であり、電流測定部３０９により電流値を測定する為の電流検出抵抗３０６、３０７の内３０７の両端をスイッチ３１０で短絡／非短絡を選択して電流検出ゲインを選択するが、図５３と同様にスイッチがオン／オフする際に演算増幅器３０１の出力にスパイクノイズが発生するという一般的な問題点がある。
例えば、特許文献４では負帰還回路において図５８の様な負帰還回路中の抵抗値を変更する際のスパイクノイズを避ける方法を開示しているが専用のスイッチと制御手順の追加を必要としている。
【００３０】
また、図５９はレンジ数２の場合のＩ／Ｖ変換抵抗３、４を並列にして半導体スイッチ２３、２５でレンジ切り替えを行なう基本的な電流／電圧変換回路である。
同回路は測定対象電流が小さく半導体スイッチの漏れ電流の影響が誤差要因となる場合は実用にならず、それ故に特許文献１や特許文献２で対策を講じた回路が開示されて来た。
しかし何れも回路規模が大きくなるという欠点が有った。
【特許文献１】特願２００３−４００９２８
【特許文献２】特願２００６−１４７５０９
【特許文献３】特開平０６−０９７７５１
【特許文献４】特開２００２−１３９５２０
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３１】
解決しようとする課題は、抵抗直列電流／電圧変換回路においてダイオードスイッチの両端子間の周辺回路のオフセット電圧による順方向電圧で微小な電流が流れて測定誤差を発生させる欠点に対して、ダイオードスイッチに逆バイアス電圧が印加された状態では逆漏れ電流は微小になる特性を用いる為に、ダイオードスイッチに逆バイアス電圧が印加される回路構成にして、その漏れ電流に起因する測定誤差を小さくしたレンジ切り替え回路を得ようとするものである。
【００３２】
さらに、バッファアンプ等のバイアス電流や半導体スイッチの漏れ電流に起因する測定誤差が小さく任意のレンジ切り替え可能な、抵抗直列電流／電圧変換回路とは異なる新たな電流／電圧変換回路である抵抗並列電流／電圧変換回路と多重化電流／電圧変換回路を得ようとするものである。
【００３３】
さらにまた、図４０の抵抗直列電流／電圧変換回路１やその他の一般的な負帰還回路におけるスイッチによる回路切り換え時の負帰還回路の応答が追従できない事によるスパイクノイズを削減するスイッチ回路を得ようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
請求項１に関わるレンジ切り替え回路は、演算増幅器と、直列又は並列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン／オフさせてレンジ切り替えを行なう電流／電圧変換回路において、ダイオードスイッチ及び当該レンジがオフ時にダイオードスイッチに逆バイアス電圧を印加するように構成した電流駆動回路を、電流吐き出し用と電流吸い込み用に個別に設けてダイオードスイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするものである。
【００３５】
請求項２に関わるレンジ切り替え回路は、演算増幅器と、直列又は並列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、各Ｉ／Ｖ変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン／オフさせてレンジ切り替えを行なう電流／電圧変換回路において、当該レンジがオフ時に逆バイアス電圧を印加する回路を付加したダイオードスイッチを、電流吐き出し方向用と電流吸い込み方向用に個別に設けてダイオードスイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするものである。
【００３６】
請求項３に関わるレンジ切り替え回路は、請求項１又は請求項２によるレンジ切り替え回路を用いた電流／電圧変換回路において、当該レンジをオンにする直前の電流入力に対して、当該レンジのダイオードスイッチが逆バイアスになる大きさの逆バイアス電圧をレンジ切り替え回路に設定し、ダイオードスイッチのＩ／Ｖ変換抵抗側の端子電位のレンジ切り替え回路への入力を不要とした事を特徴とするものである。
【００３７】
請求項４に関わるレンジ切り替え回路は、演算増幅器と、直列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各Ｉ／Ｖ変換抵抗にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、不感帯回路とリミット回路によるレンジ切り替え回路によりオートレンジ動作を行なう抵抗直列電流／電圧変換回路２と呼ぶ電流／電圧変換回路において、不感帯回路とリミット回路に外部からの電圧入力部を設け、これらに印加する電圧で不感帯設定電圧とリミット設定電圧を変化させる事によりレンジオン／オフ動作を強制的にイネーブル／ディセーブル制御可能とした事を特徴とするものである。
【００３８】
請求項５に関わる抵抗並列電流／電圧変換回路と呼ぶ電流／電圧変換回路は、
半導体スイッチによる電流オン／オフ用スイッチの一端とＩ／Ｖ変換抵抗の一端を接続し、それらの接続部にＦＥＴスイッチ又はアナログスイッチによるグランド接続用スイッチを設けたＴ字型回路を所要レンジ数分と演算増幅器を設け、各Ｔ字型回路の電流オン／オフ用スイッチのグランド接続用スイッチ接続側と反対側の端子を演算増幅器の反転入力端子に接続し、各Ｔ字型回路のＩ／Ｖ変換抵抗のグランド接続用スイッチ接続側と反対側の端子を演算増幅器の出力端子に接続し、オンにするレンジについて電流オン／オフ用スイッチをオン、グランド接続用スイッチをオフにし、オフにするレンジについては電流オン／オフ用スイッチをオフ、グランド接続用スイッチをオンにする事により、半導体スイッチの漏れ電流に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするものである。
【００３９】
請求項６に関わるスイッチ回路は抵抗とコンデンサと必要に応じてダイオードで構成した積分回路によりＦＥＴスイッチのオン／オフ制御信号のオン／オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流が漸減／漸増する様にし、ＦＥＴスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減／漸増する様にした事を特徴とするものである。
【００４０】
請求項７に関わるレベル変換回路は抵抗とコンデンサと必要に応じてダイオードを演算増幅器と組み合わせて積分回路を構成し、演算増幅器の非反転入力端子に所定の基準電圧を印加して、任意の電圧のオン／オフ入力信号に対して出力電圧の時定数と整定時の電圧を任意に設定できる事を特徴とするものである。
【００４１】
請求項８に関わるスイッチ回路は請求項７のレベル変換回路を用いて任意の電圧のオン／オフ制御信号のオン／オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流を漸減／漸増させ、且つ整定時の電圧又は電流を任意の値に設定する事により、ＦＥＴスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減／漸増し、且つオン／オフ動作の無駄時間を少なくできる事を特徴とするものである。
【００４２】
請求項９に関わる負帰還回路は、複数の入力抵抗とその選択スイッチ、又は複数の負帰還用抵抗とその選択スイッチ、又は複数の負荷回路とその選択スイッチの何れか１項目又は任意の複数の項目を有する演算増幅回路を用いた負帰還回路において、選択スイッチとして請求項６又は請求項８のスイッチ回路を用い、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、スイッチ回路のオン／オフ時に発生する演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
【００４３】
請求項１０に関わる電流／電圧変換回路は、請求項５による抵抗並列電流／電圧変換回路のスイッチとして請求項６又は請求項８のスイッチ回路を用い、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えの為のスイッチ回路のオン／オフ時に発生する演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
【００４４】
請求項１１に関わる電流／電圧変換回路は、誤差増幅用演算増幅器とＩ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗とするＩ／Ｖ変換用演算増幅器を設け、電流オン／オフ用の半導体スイッチの一方の端子を誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に、もう一方の端子をＩ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子に各々接続し、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子の接続先をレンジオン／オフ用の半導体スイッチにより誤差増幅用演算増幅器の出力かグランドかを選択できる様にし、電流オン／オフ用の半導体スイッチとレンジオン／オフ用の半導体スイッチの両方又は何れか一方をオン／オフさせる事により、半導体スイッチの漏れ電流が少なくＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流のオン／オフ制御が可能で、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器の出力電圧とその非反転入力端子電圧の電位差がＩ／Ｖ変換抵抗に流れる電流値に比例した電圧になる事を特徴とするものである。
【００４５】
請求項１２に関わる電流／電圧変換回路は、電流オン／オフ用の半導体スイッチとしてダイオードスイッチを用いた請求項１１の電流／電圧変換回路において、ダイオードスイッチとＩ／Ｖ変換抵抗とＩ／Ｖ変換用演算増幅器を電流吐き出し用と電流吸い込み用に各々設け、ダイオードスイッチオフ時に印加したい逆バイアス電圧値をＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子に印加してダイオードスイッチの漏れ電流を抑止した事を特徴とするものである。
【００４６】
請求項１３に関わる多重化電流／電圧変換回路と呼ぶ電流／電圧変換回路は、請求項１１又は請求項１２による電流／電圧変換回路の各レンジ毎のＩ／Ｖ変換に関わる回路を所要レンジ数分並列に設け、これと誤差増幅用演算増幅器を組み合わせて半導体スイッチの漏れ電流少なく任意のレンジをオン／オフ制御可能とした事を特徴とするものである。
【００４７】
請求項１４に関わる電流／電圧変換回路は、請求項１３の多重化電流／電圧変換回路において、電流オン／オフ用の半導体スイッチとＩ／Ｖ変換用演算増幅器の反転入力端子の間に抵抗を入れ、必要に応じてレンジオン／オフ用の半導体スイッチと誤差増幅用演算増幅器の出力端子の間に不感帯回路を設けて誤差増幅用演算増幅器の出力電圧範囲を広くした事を特徴とするものである。
【００４８】
請求項１５に関わる電流／電圧変換回路は、請求項１１又は請求項１２又は請求項１３又は請求項１４の多重化電流／電圧変換回路において、電流オン／オフ用の半導体スイッチとレンジオン／オフ用の半導体スイッチの内ＦＥＴスイッチによるものを請求項６又は請求項８よるスイッチ回路とし、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えに伴う各演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
【００４９】
請求項１６に関わる電流／電圧変換回路は、請求項１３又は請求項１４又は請求項１５の多重化電流／電圧変換回路において、各レンジ毎に最適な値の位相補償用のコンデンサを各レンジ毎にＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子と電流オン／オフ用の半導体スイッチの誤差増幅用演算増幅器の反転入力端子に接続された側の端子間に接続した事を特徴とするものである。
【００５０】
請求項１７に関わる電流／電圧変換回路は、演算増幅器と、直列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各Ｉ／Ｖ変換抵抗の一端にダイオードスイッチと電流駆動回路を設け、レンジ切り替え回路により電流駆動回路をオン／オフさせてレンジ切り替えを行なう抵抗直列電流／電圧変換回路１と呼ぶ電流／電圧変換回路において、レンジ切り替えの為に電流駆動回路の入力を当該レンジのＩ／Ｖ変換抵抗の検出電圧とするか、誤差増幅用の演算増幅器又はその出力部に必要に応じて設けた不感帯回路の出力電圧とするかの選択を請求項６又は請求項８よるスイッチ回路により行ない、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にスイッチ回路の時定数を設定し、レンジ切り替えに伴う演算増幅器のスパイクノイズを削減した事を特徴とするものである。
【００５１】
請求項１８に関わる電流／電圧変換回路は、任意レンジ数の請求項１３又は請求項１４又は請求項１５による多重化電流／電圧変換回路と、任意レンジ数の抵抗直列電流／電圧変換回路又は請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項１７による抵抗直列電流／電圧変換回路を組み合わせるか、又は任意レンジ数の請求項１３又は請求項１４又は請求項１５による多重化電流／電圧変換回路と、任意レンジ数の請求項５又は請求項１０による抵抗並列電流／電圧変換回路とを組み合わせて、半導体スイッチの漏れ電流やバッファアンプや演算増幅器、その他演算回路で使用する回路素子のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差を削減した事を特徴とするするものである。
【発明の効果】
【００５２】
本発明のレンジ切り替え回路は特許文献１、特許文献２で開示済みの抵抗直列電流／電圧変換回路に少ない部品を追加するだけで回路のオフセット電圧の影響を減らし、且つレンジオン／オフ制御を任意に行なえるという効果を得られる。
【００５３】
また、本発明のレンジ切り替え回路により、従来困難であったナノアンペアレベル、ピコアンペアレベル等の微小な電流に対しても半導体スイッチの漏れ電流やバッファアンプ等のバイアス電流に起因する測定誤差を低減した電流／電圧変換回路を実現できる効果を得られる。
【００５４】
またさらに、本発明の電圧制御可変抵抗を用いたスイッチ回路を負帰還回路に用いる事により、そのスイッチ切り換えによる負帰還回路に発生するスパイクノイズを低減できるという効果を得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５５】
最初に本書で使用するの用語の定義を示す。
本書では電圧の単位は［Ｖ］、電流の単位は［Ａ］、抵抗の単位は［Ω］、コンデンサの単位は［Ｆ］、時間の単位は［秒］であるものとし、説明の明快化の為に文脈上単位が明らかな場合はその記載を省く場合がある。
また、入力電流Ｉの方向により回路各部の電圧、電流は符号が異なるのみで回路上は正負同様に動作するので、以下の説明における電圧、電流の値は特にことわらない場合は正の値又は絶対値で説明するものとする。
【００５６】
また、抵抗に関して説明図中で符号と抵抗値Ｒｎを並記している場合がある。判り易くする為に誤解を招かない範囲で、抵抗を特定する場合に符号でなく抵抗値Ｒｎで呼ぶ場合がある。
【００５７】
一般に電流の大きさを測定測定するにはその電流をＩ／Ｖ変換抵抗に流し、その両端の電圧を測定する事で行なう。これを電流／電圧変換と呼び、その為の回路を電流／電圧変換回路と呼ぶ。
電流の範囲が広い場合にはレンジ毎に値の異なるＩ／Ｖ変換抵抗を設け、Ｉ／Ｖ変換抵抗又はＩ／Ｖ変換後の電圧信号を選択回路で選択するが、これをレンジ切り替えという。
本書では電流／電圧変換回路中のこのレンジ切り替えを行なう部分を「レンジ切り替え回路」と呼ぶ。
【００５８】
また、先に示した様に特許文献１で開示された演算増幅器と、直列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各Ｉ／Ｖ変換抵抗にダイオードスイッチと電流駆動回路による電流バイパス回路を設け、電流バイパス回路をレンジ切り替え回路によりオン／オフさせる事でレンジ切り替えを行なう電流／電圧変換回路を「抵抗直列電流／電圧変換回路１」と呼ぶ。
【００５９】
また、先に示した様に特許文献２で開示された演算増幅器と、直列接続した複数のＩ／Ｖ変換抵抗を有し、最小レンジ以外の各Ｉ／Ｖ変換抵抗にダイオードスイッチと電流駆動回路による電流バイパス回路を設け、リミット回路を介したＩ／Ｖ変換抵抗側のダイオードスイッチの端子電圧と不感帯回路を介した演算増幅器の電圧出力との加算値で電流駆動回路を駆動する事により自動レンジ切り替えを行なう電流／電圧変換回路を「抵抗直列電流／電圧変換回路２」と呼ぶ。
【００６０】
さらに、上記の「抵抗直列電流／電圧変換回路１」と「抵抗直列電流／電圧変換回路２」の総称として「抵抗直列電流／電圧変換回路」と呼ぶ。
【００６１】
また、請求項５で示した電流オン／オフ用の半導体スイッチとＩ／Ｖ変換抵抗とグランド接続用ＦＥＴスイッチ又はアナログスイッチによるＴ字型回路を所要レンジ数分と演算増幅器を組み合わせてレンジ切り替えを可能とした電流／電圧変換回路を「抵抗並列電流／電圧変換回路」と呼ぶ。
【００６２】
また、請求項１３で示したＩ／Ｖ変換抵抗を負帰還抵抗とするＩ／Ｖ変換用演算増幅器とレンジオン／オフ用半導体スイッチと電流オン／オフ用の半導体スイッチを組み合わせた回路を所要レンジ数分並列に設け、これと演算増幅器を組み合わせてレンジ切り替えを可能とした電流／電圧変換回路を「多重化電流／電圧変換回路」と呼ぶ。
【００６３】
また、先に記した様に本発明では図６０と図６１の特性例で示すダイオードの電流スイッチ特性を用いる。
その様なダイオード相当の電圧−電流特性を有する素子にはダイオード接続したトランジスタやダイオード接続したＦＥＴ、バリスタ、又はツェナーダイオード等があるが、説明の明快化の為に本書ではそれらも含めて「ダイオードスイッチ」で表記し図面中ではダイオード記号で表わす。
【００６４】
また本書ではこれらダイオードスイッチ以外に、主回路の２端子、所謂「ソース」と「ドレイン」以外にそのオン／オフを制御する為の端子、所謂「ゲート」を持つ三端子スイッチとして、電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと称す）を用いる。
ＦＥＴには接合型ＦＥＴ（以下Ｊ−ＦＥＴと称す）や絶縁ゲートＦＥＴ（以下ＭＯＳ−ＦＥＴと称す）があり、さらにＪ−ＦＥＴにはＮチャネル接合型ＦＥＴ（以下ＮＪ−ＦＥＴと称す）、Ｐチャネル接合型ＦＥＴ（以下ＰＪ−ＦＥＴと称す）があり、ＭＯＳ−ＦＥＴにはＮチャネル絶縁ゲートＦＥＴ（以下ＮＭＯＳ−ＦＥＴと称す）、Ｐチャネル絶縁ゲートＦＥＴ（以下ＰＭＯＳ−ＦＥＴと称す）等の種類があり、さらに同様な機能を持つフォトモスリレーがある。
【００６５】
ＭＯＳ−ＦＥＴは一般的にドレイン−ソース間にダイオードが内蔵されている場合があるが、その場合は図６２に示す様に２個逆方向に直列接続すれば本書の発明に用いる上での必要な機能は他のＦＥＴと同等である。
【００６６】
また、フォトモスリレーは４端子であるが、実際に使用する上では図６３に示す様にオン／オフ制御用発光ダイオードのアノード又はカソードの何れか一方の端子を抵抗を介して電源又はグランドに接続し、他方の端子から電流を流す制御をして使用するので実質的には三端子であり、本書の発明に用いる上での必要な機能は他のＦＥＴと同等である。
【００６７】
以上を鑑みて本書ではこれらを総称として「ＦＥＴスイッチ」と呼ぶものとする。
その他にアナログ回路のオン／オフ用スイッチとして一般的なアナログスイッチがあり、本発明でもスイッチとして使用できる場合が多くある。
従って、回路中で単にスイッチ機能があれば良く、ダイオードスイッチ、ＦＥＴスイッチ、一般的アナログスイッチの何れでも使用可能な場合は総称として「半導体スイッチ」と呼ぶものとする。
【００６８】
また、電圧制御可変抵抗素子としてＪ−ＦＥＴ、ＭＯＳ−ＦＥＴ、フォトモスリレー等が一般的に知られており、本発明でもその何れも使用可能でありこれらを総称としてＦＥＴスイッチと呼ぶ。
さらに、ＦＥＴスイッチの制御信号電圧に応じて抵抗値が変化する電圧制御可変抵抗（Voltage-Controlled Resistor）特性を用いる請求項６又は請求項８によるスイッチ回路をスイッチとして用いる場合は「ＶＣＲスイッチ」と呼ぶものとする。
【００６９】
また、本書では図面間で部品や回路ブロックが同一の場合は同一符号又はＡ、Ｂ等のサフィクス付きの同一符号で示し、何れかの図面でその説明を行なったら他の図面説明では同一のものとして説明を繰り返さないものとする。
また、指数表記の都合上、自然対数の底eのX乗をexp[X]で示す。
さらに、以下で記述する実施例はあくまでも「例」であり、同等機能を実現する方法にはそれらから組み合わせの変更や応用、派生、類推される種々のバリエーションが容易に考えられるが、発明が指す原理に基づく限りはそれらは全て本発明の範囲に含まれるものとする。
以上を前提に以下に発明実施の最良形態を実施例で示す。
【実施例１】
【００７０】
図１は、本発明の請求項１のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流／電圧変換回路の実施例である。
なお、本書で記述する各回路では吐き出し、吸い込み何れの電流入力にも対応可能としているが、実際に応用する場合には何れか一方の入力電流のみに対応すれば良い場合もあり、その場合は不要電流方向側に関わる回路を取り外して回路をより少なくする事ができる。
【００７１】
図４２と機能同等の部分は図４２と同じ符号で示す。基本的な動作は背景技術で記述した図４２の動作と同様である。
レンジ切り替え回路５０の出力部を図４３に示し、以下図１と図４３により説明する。
電流駆動回路５２、５３は駆動電流が大きい場合等、必要に応じて電流ブースタ５４、５５を設けるものとする。
【００７２】
本例では電流駆動回路５２、５３は反転加算回路で構成し定電圧源５６の電圧＋Ｅ１により電流駆動回路５２の出力に負のバイアス−Ｅ１を加算し、定電圧源５７の電圧−Ｅ２により電流駆動回路５３の出力に正のバイアス＋Ｅ２を加算するものであり、種々のバリエーションが図５２の例に示す様な公知の演算増幅器による加減算回路等で容易に構成できる。
なお、図中の抵抗値は全て同じと仮定して入出力の関係式を記述している。
また、図１のレンジ切り替え回路５０内の表記は構成イメージを示す為にバイアス電源の極性が図４３と逆になっている。以下の他の実施例でも同様である。
【００７３】
電流駆動回路５２はバイパス電流を吐き出し、電流駆動回路５３はバイパス電流を吸い込み、ダイオードスイッチ６、６Ａは各々のオン／オフスイッチである。
電流駆動回路５２、５３の出力にはそれ自身、及びそれにつながる誤差増幅器としての演算増幅器１、レンジ制御部５１、バッファアンプ１０等のオフセット電圧やゲイン誤差が加算されて現われるが、以下ではこれらをまとめてオフセット電圧と呼ぶ。
【００７４】
ここで電流駆動回路５２の出力に見込まれる正の最大オフセット電圧を打ち消けせる大きさの電圧＋Ｅ１を反転加算するとレンジ２オフ時はレンジ制御部５１によりＶ２１＝Ｖ２とされるので、電流駆動回路５２に正のオフセット電圧があっても−Ｅ１で打ち消されてダイオードスイッチ６の両端は逆バイアスされるのでその漏れ電流はほぼ０Ａになる。
【００７５】
同様に電流駆動回路５３の出力に見込まれる負の最大オフセット電圧を打ち消けせる大きさの電圧−Ｅ２を反転加算するとレンジ２オフ時はレンジ制御部５１によりＶ２１＝Ｖ２とされるので、電流駆動回路５３に負のオフセット電圧があっても＋Ｅ２で打ち消されてダイオードスイッチ６Ａの両端は逆バイアスされるのでその漏れ電流はほぼ０Ａになる。
【００７６】
以上から、図１の回路構成によるとレンジ２オフ時にダイオードスイッチ６、６Ａは逆バイアスされて漏れ電流に起因する測定誤差が小さい電流／電圧変換回路を得る事ができる事が判る。
以上の動作はレンジ数が増えても同様である。
なお、ダイオードスイッチの逆バイアス電圧が不必要に大きいと誤差要因となるダイオードスイッチの逆漏れ電流が生じ、レンジ２のオン／オフ変化時のＶ１及びＶ２１の変化幅が大きくなり回路の応答も遅くなるので、逆バイアス電圧は不必要に大きくしない様に設定すべきである。
【実施例２】
【００７７】
図２は、本発明の請求項１のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流／電圧変換回路の別の実施例である。
レンジ切り替え回路６０の出力部を図４４に示し、以下図２と図４４により説明する。
実施例１との違いはレンジ制御部６１の出力部を＋出力部６８、−出力部６９に分けた事であり、動作は実施例１と同様である。
図２中のグラフに示す様に＋出力部６８はＶ２１を０Ｖ以上に保ち、−出力部６９はＶ２２を０Ｖ以下に保つ。
これにより入力電流Ｉの方向が反転する場合のレンジ切り替え動作が速くなる事が利点である。
以上はレンジ数が増えても同様である。
【実施例３】
【００７８】
図３は本発明の請求項１のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流／電圧変換回路と同じレンジ切り替え回路で、並列に配置したＩ／Ｖ変換抵抗３、４、５を駆動する電流／電圧変換回路にも応用可能である事を示したレンジ数３の場合の実施例である。
バッファアンプ１０、１１は必要に応じて設ける。
本実施例の場合、Ｉ／Ｖ変換抵抗３、４、５の右側端子は演算増幅器１の反転入力端子に直結されるのでそれらの電位は０Ｖになる。
従って、入力電流ＩはＩ／Ｖ変換抵抗３、４、５を流れる電流の合計であり、演算回路２によりＲ１、Ｒ２、Ｒ３の左側端子の電位Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３を測定し、
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１＋Ｖ２／Ｒ２＋Ｖ３／Ｒ３      ・・・（５）
の演算で入力電流Ｉの値を求める事ができる。
【００７９】
本回路では、レンジ２がオフ時はＶ２も０Ｖであれば良く、レンジ３がオフ時はＶ３も０Ｖであれば良いので、抵抗直列電流／電圧変換回路と異なり、レンジ切り替え回路５０、５０Ａはレンジオフ時には０Ｖを出力すれば良いので、ダイオードスイッチ右側の電位Ｖ２、Ｖ３を動作条件に入れる必要が無くその分回路を減らせる事が利点である。
【００８０】
なお、Ｉ／Ｖ変換抵抗３は常時オンになっているが、これを外して、全てのＩ／Ｖ変換抵抗をオン−オフ制御する構成にしても良い。
以上はレンジ数が増えても同様である。
【実施例４】
【００８１】
図４は本発明の請求項２のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流／電圧変換回路の実施例である。
逆バイアス印加回路７０はレンジ２オフ時にダイオードスイッチ６及び６Ａに逆バイアス電圧を印加する為のものである。
７１は−Ｅ１Ｘの負の定電圧源、７２は＋Ｅ２Ｘの正の定電圧源であり、７３、７４はダイオード、７５は抵抗値Ｒ２Ａの抵抗、７６は抵抗値Ｒ２Ｂの抵抗であり、その他は図１と同様である。
【００８２】
レンジ切り替え回路５０の出力にはそれ自身、及びそれにつながる演算増幅器１、バッファアンプ１０等のオフセット電圧が加算されて現われる。
レンジ２オフ時に、ダイオード７３とＲ２Ａでレンジ切り替え回路５０に見込まれる正の最大オフセット電圧値が加算されたＶ２１と−Ｅ１Ｘ間の電位を分圧した電圧がＶ２より小さくなる様に−Ｅ１Ｘ、Ｒ２Ａを設定してダイオードスイッチ６を逆バイアスする。
同様にダイオードスイッチ６Ａもレンジ２オフ時に逆バイアスされる様に＋Ｅ２Ｘ、Ｒ２Ｂを設定する。
【００８３】
ここでレンジ２オフ時はレンジ切り替え回路５０によりＶ２１＝Ｖ２とされるので、ダイオードスイッチ６、６Ａの両端は各々逆バイアスされてその漏れ電流はほぼ０Ａになる。
以上から、図４の回路構成によるとダイオードの漏れ電流に起因する測定誤差が小さい電流／電圧変換回路を得られる事が判る。
【００８４】
なお、逆バイアス印加回路７０はレンジ２オフ時にダイオードスイッチ６、６Ａに逆バイアスを印加できるのであれば公知のバイアス作成回路で良く、例えばバイパス電流が小さければダイオード７３、７４は適当な値の抵抗でも良い。あるいは抵抗７５、７６を定電流ダイオードやＦＥＴによる定電流回路等に置き換える事もできる。
ここで、逆バイアス印加回路７０中の分圧回路に流れる電流はＩ／Ｖ変換抵抗Ｒ１、Ｒ２には流れないので測定精度に影響しないのは明らかである。
また、レンジ切り替え回路５０内のレンジ制御部は１個であるが図２の様に吐き出し、吸い込み用に分けても良い。
【００８５】
なお、ダイオードスイッチ６、６Ａの逆バイアス電圧が不必要に大きいと誤差要因となるダイオードの逆漏れ電流が増加し、レンジ２のオン／オフ変化時のＶ１及びＶ２１の変化幅が大きくなり回路の応答も遅くなる可能性が生ずるので、逆バイアス電圧は不必要に大きくしない様に設定すべきである。
【００８６】
なお、請求項２のレンジ切り替え回路をＩ／Ｖ変換抵抗を並列に接続する場合には図３のレンジ切り替え回路５０を図４の逆バイアス印加回路７０に置き換えれば良い。
【実施例５】
【００８７】
図５は本発明の請求項３のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流／電圧変換回路の実施例である。
レンジ切り替え回路５０の逆バイアス電圧をレンジ２をオンにする時の入力電流に対してダイオードスイッチ６、６Ａがそれぞれ逆バイアスになる大きさ−ＥＬ２１、＋ＥＬ２２に設定するものとする。
これにより、レンジ切り替え回路５０の動作条件にダイオードスイッチ６、６Ａ右端の電位Ｖ２を入れなくてもレンジ２オフの間はＶ２１が０Ｖでもダイオードスイッチ６、６Ａは逆バイアスされてその漏れ電流は０Ａになる。
結果的に レンジ切り替え回路５０に電位Ｖ２を入力する回路が不要になる利点が生ずる。
以上はレンジ数が増えても同様である。
【実施例６】
【００８８】
図６は本発明の請求項４のレンジ切り替え回路を用いた抵抗直列電流／電圧変換回路２のレンジ数３の場合の実施例である。
レンジ切り替え回路１１０、１１０Ａは抵抗直列電流／電圧変換回路２の不感帯回路とリミット回路に相当する部分に外部からの電圧入力部を設け、これに印加する電圧で不感帯設定電圧とリミット設定電圧を変化させる事によりレンジオン／オフ動作を強制的にイネーブル／ディセーブル制御可能としたものである。
【００８９】
図４５にレンジ切り替え回路１１０、１１０Ａの一例を示す。不感帯回路１１１は公知であり、その不感帯設定電圧＋Ｅｄｂ、−Ｅｄｂは定電圧源１１４、１１５で設定する。
リミット回路１１２も公知であり、そのリミット設定電圧＋Ｅｌｍｔ、−Ｅｌｍｔは定電圧源１１６、１１７で設定する。
本例では回路内の抵抗の抵抗値は全て等しいものとし、これに伴い全ての反転増幅器のゲインは−１とする。
【００９０】
反転増幅器１１３はそのレンジオン／オフディセーブル制御入力Ｖｃｏｎｔを反転させる。
これによりレンジオン／オフディセーブル制御入力Ｖｃｏｎｔは不感帯回路１１１の不感帯設定電圧とリミット回路１１２のリミット設定電圧に加算され、それらの設定電圧をＶｃｏｎｔで変更する事ができる様になる。
電流駆動回路１１８は不感帯回路１１１の出力とリミット回路１１２の出力の反転加算機能も含む。
ここで、Ｖｃｏｎｔを０Ｖにすると電流駆動回路１１８と不感帯回路１１１には何も影響を及ぼさないのでレンジ切り替え回路はイネーブル状態になる。
【００９１】
Ｖｃｏｎｔを見込まれる（Ｖｄｂｉｎ−Ｅｄｂ）より大きく、且つ見込まれる（Ｖｌｍｔｉｎ−Ｅｌｍｔ）より大きな電圧Ｖｄｉｓに設定すると、不感帯回路１１１の出力は０Ｖになり、リミット回路１１２のリミッタ機能はディセーブル状態になるので、電流駆動回路１１８の出力にはＶｌｍｔｉｎがそのまま出力されレンジ切り替え回路はディセーブル状態になる。
なお、Ｖｄｉｓは一定値（固定値）で良く、コンパレータ回路やインバータ回路等との適合性が良いのは利点である。
【００９２】
図６において、上記に従ってレンジ２、レンジ３のオン／オフディセーブル制御信号のディセーブル指定に必要な電圧をそれぞれＶｄｉｓ２、Ｖｄｉｓ３とすれば、演算回路２によりレンジ２オン／オフディセーブル制御信号を０Ｖ又はＶｄｉｓ２、レンジ３オン／オフディセーブル制御信号を０Ｖ又はＶｄｉｓ３に切り替えればレンジ切り替え回路１１０、１１０Ａを任意にイネーブル／ディセーブル制御できる事になり、開示済みの抵抗直列電流／電圧変換回路２が大幅に使用し易いものになる。
【００９３】
また、電流駆動回路１１８に図４３又は図４４の様な逆バイアス電圧印加回路を追加する事により、容易に請求項１のレンジ切り替え回路を実現できるのも利点である。
【実施例７】
【００９４】
図７は本発明の請求項５の抵抗並列電流／電圧変換回路の基本回路例である。
説明の明快化の為にＩ／Ｖ変換抵抗３、４を有するレンジ数２の電流／電圧変換回路とする。
演算増幅器１は誤差増幅器として用い、電流ブースタ３２は演算増幅器１の電流駆動能力が不足する場合に入れるものとし、必須ではない。
【００９５】
電流オン／オフ用スイッチ２３、２５は半導体スイッチであり、グランド接続用スイッチ２４、２６はＦＥＴスイッチ又はアナログスイッチである。
レンジ１オン／オフ制御信号によりレンジ１をオン／オフさせる。
レンジ１オンの場合はスイッチ２３をオン、スイッチ２４をオフにし、レンジ１オフの場合はスイッチ２３をオフ、スイッチ２４をオンにする。即ちスイッチ２３とスイッチ２４のオン／オフは互いに逆になる様にするものとし、インバータ２７はその関係のイメージを示すものであり必須ではなく、両レンジ共にオンにしてオーバーラップ期間が必要な場合はレンジ１オン／オフ制御信号を各スイッチ毎に個別に用意し、演算回路２で両レンジがオーバーラップする様に制御すれば良い。
【００９６】
レンジ２オン／オフ制御信号によりレンジ２をオン／オフ制御し、スイッチ２５、２６の制御方法はレンジ１と同様である。
【００９７】
本回路はスイッチのオン抵抗値がＩ／Ｖ変換抵抗値に対して充分小さく、スイッチのオフ抵抗値が充分大きい事を利用するものであるので、説明の明快化の為に具体的な数値例で以下説明する。
レンジ１はフルスケール１００μＡ、レンジ２はフルスケール１ｍＡとする。
Ｉ／Ｖ変換抵抗３の抵抗値Ｒ１を１００ｋΩ、Ｉ／Ｖ変換抵抗４の抵抗値Ｒ２を１０ｋΩとし、スイッチ２３、２４、２５、２６のオン抵抗をｒで示し１０Ωとし、オフ時は回路的に完全にオフとして扱える程度に大きく等価的に無限大とする。これらのスイッチの抵抗値は一般的なＦＥＴやアナログスイッチで実現可能なものであり現実的な値である。
【００９８】
図８で動作説明する。同図はレンジ１がオン、レンジ２がオフの場合を示し、スイッチ２３、２６をオン、スイッチ２４、２５をオフにしている。
この場合測定対象である入力電流Ｉは演算増幅器１によりＩ／Ｖ変換抵抗３を経由して図８のＩ１で示すルートを流れる様に駆動されるので  Ｉ＝Ｉ１であり、この時演算増幅器の出力電圧をＶ０とすると、
Ｉ＝Ｖ０／（Ｒ１＋ｒ）  ・・・（６）
になる。
ここで約０．０１％の誤差を許容すればＲ１の１００ｋΩはスイッチ２３のオン抵抗１０Ωに対して充分大きくＲ１＞＞ｒと見なせるので、
Ｉ≒Ｖ０／Ｒ１          ・・・（７）
で近似でき、これにより演算回路２で電圧Ｖ０と抵抗値Ｒ１から入力電流Ｉの値を求める事ができる。
【００９９】
ここで入力電流Ｉがレンジ１のフルスケール値の１００μＡとするとＶ０は１０Ｖになるのでレンジ２のスイッチ２６の両端電圧Ｖ２２はＲ２とｒで分圧されて約１０ｍＶになる。
この時オフであるスイッチ２５の左側端子は演算増幅器１の反転入力端子電圧と同じ０Ｖなので、スイッチ２５の両端電圧Ｖ２１はＶ２２と等しく約１０ｍＶになる。
【０１００】
一般的にＦＥＴスイッチはオフ時にもその両端電圧（ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ）に応じて漏れ電流Ｉｄｓが流れる。一例として図６５にＮＪ−ＦＥＴのオフ時のＶｄｓ−Ｉｄｓ特性例を示す。これから判る様にＶｄｓが大きいと漏れ電流が増えるが、Ｖｄｓが０Ｖに近ければ漏れ電流は０Ａに近くなり無視可能迄小さくなる。
上記例の場合Ｖ２１が１０ｍＶと小さく、オフ時の漏れ電流がレンジ１のフルスケール１００μＡに対して充分小さいＦＥＴスイッチを用いる事により図７はスイッチ２５の漏れ電流による誤差が無視できるレンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路である事が判る。
上記の例ではオフ時Ｖｄｓが１０ｍＶで漏れ電流が０．１μＡ以下であればこれによる誤差は０．１％以下であり、その様なＦＥＴは容易に入手可能である。
【０１０１】
もし図８でスイッチ２６によるグランド接続が無ければＶ２１は１０Ｖになりスイッチ２５の漏れ電流が大きくなりそれによる誤差が無視できなくなる可能性が高くなる事から、スイッチ２６の有効性が判る。
なお、上記例の場合Ｉ／Ｖ変換抵抗４は演算増幅器１の負荷になりスイッチ２６を経由する電流Ｉ２が流れるが入力電流Ｉとは無関係であり、測定精度には影響しない。
【０１０２】
レンジ１がオフ、レンジ２がオンの場合は、スイッチ２４、２５をオン、スイッチ２３、２６をオフにする。（図示無し）
すると測定対象である入力電流Ｉは演算増幅器１によりＩ／Ｖ変換抵抗４とスイッチ２５を流れる様に駆動される、この時演算増幅器の出力電圧をＶ０とすると
Ｉ＝Ｖ０／（Ｒ２＋ｒ）    ・・・（８）
になる。
ここで約０．１％の誤差を許容すればＲ２の１０ｋΩはスイッチ２５のオン抵抗１０Ωに対して充分大きくＲ２＞＞ｒと見なせるので、
Ｉ≒Ｖ０／Ｒ２            ・・・（９）
で近似でき、これにより演算回路２で電圧Ｖ０と抵抗値Ｒ２から入力電流Ｉの値を求める事ができる。
【０１０３】
ここで入力電流Ｉがレンジ２のフルスケール値の１ｍＡとするとＶ０は１０Ｖになるのでレンジ１のスイッチ２４の両端電圧Ｖ１２はＲ１とｒで分圧されて約１ｍＶになる。
この時オフであるスイッチ２３の左側端子は演算増幅器１の反転入力端子電圧と同じ０Ｖなので、スイッチ２３の両端電圧Ｖ１１はＶ１２と等しく約１ｍＶになり漏れ電流は無視可能迄小さくなる。
【０１０４】
この場合も、もしスイッチ２４によるグランド接続が無ければＶ１１は１０Ｖになりスイッチ２３の漏れ電流が大きくなりそれによる誤差が無視できなくなる可能性が高くなる事から、スイッチ２４の有効性が判る。
また、上記の場合Ｉ／Ｖ変換抵抗３は演算増幅器１の負荷になりスイッチ２４を経由する電流が流れるが入力電流Ｉとは無関係であり、測定精度には影響しない。
【０１０５】
但し、オフ時のスイッチ２３、２５の両端子間電圧は完全には０Ｖにはならないので、その漏れ電流が無視できないレベルの微小な電流測定には適さない。
【０１０６】
以上から図７の回路はスイッチの漏れ電流の測定精度への影響少なくレンジ切り替え可能である事が判り、同じ方法で容易にレンジ数を３以上にする事ができる。
また、この抵抗並列電流／電圧変換回路は複数のレンジを同時オンにしてそれらのＩ／Ｖ変換抵抗の並列値をＩ／Ｖ変換抵抗値としても良い。
また、本実施例の方法ではオン／オフに関わらず全てのＩ／Ｖ変換抵抗に電流を流すので演算増幅器１の駆動能力が不足する場合は電流ブースタ３２を設けるものとする。
【実施例８】
【０１０７】
図９は本発明の請求項５の抵抗並列電流／電圧変換回路の別の実施例であり、実施例７の図７を拡張したものである。
半導体スイッチ２３、２５はＦＥＴスイッチ、アナログスイッチ又はダイオードスイッチであり、ＦＥＴスイッチ、アナログスイッチのオン抵抗はＩ／Ｖ変換抵抗に対して無視できない大きさでも良い。
【０１０８】
Ｉ／Ｖ変換抵抗３、４の半導体スイッチ２４、２６側から電圧信号Ｖ１１、Ｖ２１を取り出し演算回路２に接続し、その電圧信号と演算増幅器１又は電流ブースタ３２の出力電圧Ｖ０との差分をＩ／Ｖ変換抵抗の両端信号Ｖ１、Ｖ２とし、これを用いて実施例７と同様にして電流を算出する。
差動増幅器２０、２０Ａは機能を示すものであり実際に差動増幅器を用いても良いし、Ｖ０、Ｖ１１、Ｖ２１をＡ／Ｄ変換した後にソフトウェアで演算して電位差を求めても良い。
図９では半導体スイッチ２３、２５のオン抵抗がＩ／Ｖ変換抵抗に対して比較的大きくレンジオン時の半導体スイッチの両端電圧がＩ／Ｖ変換抵抗の両端電圧に対して無視できない場合、及びオン時両端電圧が０．６Ｖ前後になるダイオードスイッチの場合に特に有効である。
【実施例９】
【０１０９】
図１０は本発明の請求項６のＦＥＴスイッチを用いた、ＶＣＲスイッチと呼ぶスイッチ回路の実施例である。
本発明はＦＥＴスイッチを単にオン／オフさせるのでなく、オン／オフ制御信号に対して、オフからオン時はスイッチの抵抗値の変化を最大値から最小値迄緩やかに変化（漸減）させ、オンからオフ時はスイッチの抵抗値の変化を最小値から最大値迄緩やかに変化（漸増）させようとするものである。
【０１１０】
図６４にＮＪ−ＦＥＴのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓとドレイン−ソース間抵抗Ｒｄｓの特性の一例を示す。同図からＶｇｓを変化させるとＲｄｓが大きく変わり、電圧制御可変抵抗の特性がある事が判る。
【０１１１】
図１０は電圧制御可変抵抗素子としてＮＪ−ＦＥＴを用いた場合のＶＣＲスイッチ４００の回路例である。
ＶＣＲスイッチ４００のＳ、Ｄで示す端子間がスイッチ動作をし、Ｃで示す端子がスイッチのオン／オフ制御信号を受ける端子である。
【０１１２】
４０１はＮＪ−ＦＥＴであり、以下説明の為にその抵抗値ｒは最大時は回路的に完全にオフとして扱える程度に大きく等価的に無限大とし、最小時は１０Ωとする。
４０２は数ＭΩ程度のゲート−ソース間バイアス用抵抗、４０３はゲート逆バイアス防止用ダイオードである。
４２０はゲートオン／オフ信号をＦＥＴのゲート制御に必要な電圧レベルに変換する為のレベル変換回路であり、ゲートオン／オフ制御信号レベルをゲート制御用信号レベルＶｃＬ／ＶｃＨに変換するレベル変換部４３０とＣＲ積分回路４４０から成る。ＶｃＬ／ＶｃＨはＦＥＴをオン／オフさせるのに充分な２種類の電源電圧とする。
４３１はＮＰＮトランジスタ、４３２はＰＮＰトランジスタ、４３３は抵抗値Ｒ０の抵抗である。
【０１１３】
４４１、４４２は抵抗、４４３、４４４はダイオード、４４５はコンデンサであり、ダイオードにより立ち上がりの時定数（Ｒ０＋Ｒ１）・Ｃと立ち下がりの時定数Ｒ２・Ｃを個別に設定可能としている。
Ｒ１＞Ｒ２の場合はＲ２＝Ｒ１／／Ｒ２ＸとなるＲ２Ｘを用いて図１１の接続とし、Ｒ１＜Ｒ２の場合はＲ１＝Ｒ１Ｘ／／Ｒ２となるＲ１Ｘを用いて図１２の接続にしてダイオード４４３又は４４４の何れかを不要とする事も可能であり、Ｒ１＝Ｒ２であれば抵抗４４２とダイオード４４３、４４４を不要とし、抵抗４４１だけにしても良い。
【０１１４】
ＣＲ積分回路４４０が無い場合は図１０は公知のＦＥＴゲート制御回路であり、その詳細動作説明は省く。
その場合のゲート制御回路出力電圧Ｖ２はゲートオン／オフ制御信号Ｈ／Ｌに応じてＶｃＬ／ＶｃＨの何れかの値になり、その間の移行は急峻な立ち上がり、立ち下がり波形になり、ＦＥＴのドレイン−ソース間の抵抗値も最大値と最小値間を急変する。
【０１１５】
ＣＲ積分回路４４０を入れた場合はゲート制御回路出力電圧Ｖ２はゲートオン／オフ制御信号Ｈ／Ｌに応じて指数関数的に変化する。概算の為にダイオード４４３、４４４の順方向電圧を無視可能とし、ゲートオン／オフ信号が変化してからの経過時間をｔ［秒］とし、立ち上がり時の時定数をτ１とすると、ゲート制御回路出力電圧Ｖ２について、
τ１=(RO+R1)・C                        ・・・（１０）
V2 = (VcH-VcL)・(1-exp[-t/τ１]) +VcL  ・・・（１１）
が成り立ち、立ち下がり時の時定数をτ2とすると
τ2=R2・C                              ・・・（１２）
V2 = (VcH-VcL)・exp[-t/τ2] +VcL      ・・・（１３）
が成り立つ。
概略波形を図１６の「ＣＲ積分回路による波形」で示す。
【０１１６】
このゲート制御回路出力電圧の変化に応じてＦＥＴのドレイン−ソース間の抵抗値も最大値と最小値間を漸減／漸増する事になる。
従って、ＶＣＲスイッチ４００はゲートオン／オフ制御信号をＣ端子に印加するとＳ−Ｄ端子間の抵抗値が最大値と最小値間を漸減／漸増するので、オン／オフ時の抵抗値の変化が緩やかなスイッチとなる。その緩やかさの度合いはＣＲによる時定数とＦＥＴのＶｇｓ−Ｒｄｓの特性で決まる。
【０１１７】
但し、それ故本ＶＣＲスイッチではゲート制御回路出力電圧とＳ−Ｄ端子間の抵抗値の変化は通常は単調増加、単調減少的な単調性はあるが必ずしもリニアな関係になるとは限らない。
なお、ＮＪ−ＦＥＴ以外のＦＥＴではゲート電圧、あるいはフォトモスリレーの場合は発光ダイオード電流、の印加方法は異なるが、本実施例を応用して容易に同様な動作をする回路を得る事ができる。
また、図１０のＮＪ−ＦＥＴのソースからゲートへの漏れ電流が無視できない場合はＭＯＳ−ＦＥＴやフォトモスリレーによれば改善可能である。
【実施例１０】
【０１１８】
図１３の４２０は本発明の請求項７のレベル変換回路の実施例であり、電圧制御可変抵抗としてＮＪ−ＦＥＴを駆動する場合で示す。
４２１は演算増幅器であり積分回路の一部を構成する。
４２２は抵抗値Ｒ１の抵抗、４２３は抵抗値Ｒ２の抵抗、４２４は抵抗Ｒ３の抵抗、４２７は容量Ｃの積分用コンデンサであり、演算増幅器４２１による積分回路の構成要素である。
【０１１９】
４２５は抵抗値Ｒ４の抵抗、４２６は抵抗値Ｒ５の抵抗であり、演算増幅器４２１の電源＋Ｖ、−Ｖを分圧して演算増幅器４２１の非反転入力端子に接続し、その動作基準電圧ＶＳを生成する。
なお、±Ｖ電源でなくても任意の電源を適当に抵抗で分圧する等して必要な電圧値ＶＳを得れば良い。
【０１２０】
４２８、４２９はダイオードでありゲートオン／オフ制御信号がＨの時にＲ１を有効、Ｌの時Ｒ２を有効にする。
Ｒ１＞Ｒ２の場合はＲ２＝Ｒ１／／Ｒ２ＸとなるＲ２Ｘを用いて図１４の接続とし、Ｒ１＜Ｒ２の場合はＲ１＝Ｒ１Ｘ／／Ｒ２となるＲ１Ｘを用いて図１５の接続にしてダイオード４２８又は４２９の何れかを不要とする事も可能であり、Ｒ１＝Ｒ２であれば抵抗４２３とダイオード４２８、４２９を不要として、抵抗４２２だけにしても良い。
なお、説明の明快化の為に以下の計算式は概算の為のものとし、ダイオード４２８、４２９の順方向電圧は０Ｖとし無視可能として扱う。
【０１２１】
ゲートオン／オフ制御信号電圧Ｖ１がＬ入力時Ｖ１Ｌとし、Ｖ２の立ち上がり時の整定後の電圧をＶ２Ｈとすると、演算増幅器４２１の反転入力端子電位は非反転入力端子電位ＶＳと等しくなる様に演算増幅器４２１により負帰還制御されるので、
(V1L-VS)/R2 = (VS-V2H)/R3                  ・・・（１４）
が成り立ち、ゲートオン／オフ制御信号電圧Ｖ１がＨ入力時Ｖ１Ｈとし、Ｖ２の立ち下がり時の整定後の電圧をＶ２Ｌとすると、
(V1H-VS)/R1 = (VS-V2L)/R3                  ・・・（１５）
が成り立つ。
【０１２２】
一方過渡的には、ゲート制御回路出力電圧Ｖ２はゲートオン／オフ制御信号のＨ／Ｌに応じて指数関数的に変化する。
ゲートオン／オフ制御信号Ｖ１が変化してからの経過時間をｔ［秒］とし、Ｖ１の立ち下がり時の時定数をτ１とすると、ゲート制御回路出力電圧Ｖ２について、
τ1 = R2・R3・C/(R2+R3)                   ・・・（１６）
V2 = (V2H-V2L)・(1-exp[-t/τ1]) +V2L      ・・・（１７）
が成り立ち、Ｖ１の立ち上がり時の時定数をτ2とすると
τ2= R1・R3・C/(R1+R3)                    ・・・（１８）
V2 = (V2H-V2L)・exp[-t/τ2] +V2L          ・・・（１９）
が成り立つ。
【０１２３】
また、ＶＳは電源＋Ｖ、−ＶをＲ４、Ｒ５で分圧する場合は
VS = (+V-(-V))・R5/(R4+R5) +(-V)          ・・・（２０）
が成り立つ。
概略波形を図１６の「演算増幅器回路による波形」で示す。
【０１２４】
ゲートオン／オフ制御信号電圧Ｖ１Ｌ、Ｖ１Ｈと時定数の目標値τ１、τ２と、整定後の電圧の目標値Ｖ２Ｈ、Ｖ２Ｌとすれば、（１４）〜（２０）式を用いてＲ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｃのそれぞれの値を決定できる。
言い換えると、図１３のレベル変換回路４２０によれば専用電源と多くの部品を用いずに、任意のゲートオン／オフ制御信号電圧Ｖ１に対して任意の時定数で漸減／漸増し、任意の電圧に整定するゲート制御回路出力電圧Ｖ２を得る事ができる事が判る。
【０１２５】
なお、ＮＪ−ＦＥＴ以外のＦＥＴではゲート電圧の印加方法は異なるが、本実施例を応用して容易に同様な動作をする回路を得る事ができる。
【実施例１１】
【０１２６】
図１３の４００は本発明の請求項８のＦＥＴスイッチを用いたスイッチ回路の実施例である。以下これもＶＣＲスイッチと呼ぶが図１０のＣＲ積分回路によるＶＣＲスイッチに代替できるものである。
即ち、請求項７のレベル変換回路を用いて任意の電圧のオン／オフ制御信号のオン／オフに対して任意の時定数でゲート制御電圧又は電流を漸減／漸増させ、且つ整定時の電圧又は電流を任意の値に設定する事により、ＦＥＴスイッチのドレイン−ソース間の抵抗値が漸減／漸増する様にしたものであり、その動作は実施例１０で示した通りである。
これによりＶＣＲスイッチのオン／オフ動作の無駄時間を少なくできる事を以下に説明する。
【０１２７】
図１６はゲートオン／オフ制御信号Ｖ１とゲート制御回路出力電圧Ｖ２のタイムチャートである。同図に従って無駄時間について説明する。
ゲート制御回路出力電圧Ｖ２において、ＦＥＴのドレイン−ソース間抵抗Ｒｄｓを最大にする電圧をＶｇｓＬ、最小にする電圧をＶｇｓＨとするとその間がＲｄｓの可変領域であり、ＶｇｓＬ以下はＲｄｓが最大領域、即ちスイッチオフ領域、ＶｇｓＨ以上はＲｄｓが最小領域、即ちスイッチオン領域である。
【０１２８】
ＶｇｓＬとＶｇｓＨはＦＥＴの電気的特性とドレイン又はソースに与えられる入力信号のピーク電圧で決定される値であり、個々の回路仕様で異なるものである。
図１０の「ＣＲ積分回路による波形」の場合ゲートオン／オフ制御信号がＬになってからＶ２がＶｃＬからＶｇｓＬ迄の期間Ｔ１はＲｄｓは最大値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
Ｖ２がＶｇｓＬからＶｇｓＨ迄の期間Ｔ２はＲｄｓが漸減する期間であり、その時間又は傾きはＣＲ積分回路の時定数で調整可能である。
Ｖ２がＶｇｓＨからＶｃＨ迄の期間Ｔ３はＲｄｓは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
【０１２９】
同様にゲートオン／オフ制御信号がＨになってからＶ２がＶｃＨからＶｇｓＨ迄の期間Ｔ４はＲｄｓは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
Ｖ２がＶｇｓＨからＶｇｓＬ迄の期間Ｔ５はＲｄｓが漸増する期間でありその時間又は傾きはＣＲ積分回路の時定数で調整可能である。
Ｖ２がＶｇｓＬからＶｃＬ迄の期間Ｔ６はＲｄｓは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
【０１３０】
以上から、無駄時間を少なくする為には電源電圧ＶｃＬをＶｇｓＬに近づけ、電源電圧ＶｃＨをＶｇｓＨに近づければ良い事になる。
しかし、一般的には回路仕様とＦＥＴの特性に応じて種々の値をとるＶｇｓＬ、ＶｇｓＨに対し、それに近い電圧を発生する電源をその都度用意するのは困難であり、ＶｇｓＬ、ＶｇｓＨと大きく異なる電源を使用せざるを得なく、図１０の場合は無駄時間は大きくならざるを得ない場合が多い。
【０１３１】
次に請求項７のレベル変換回路を用いた請求項８によるＶＣＲスイッチ図１３の無駄時間について説明する。
図１６の「演算増幅器回路による波形」で見ると、ゲートオン／オフ制御信号がＬになってからＶ２がＶ２ＬからＶｇｓＬ迄の期間Ｔ１１はＲｄｓは最大値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
Ｖ２がＶｇｓＬからＶｇｓＨ迄の期間Ｔ１２はＲｄｓが漸減する期間でありその時間又は傾きは積分回路の時定数で調整可能である。
Ｖ２がＶｇｓＨからＶ２Ｈ迄の期間Ｔ１３はＲｄｓは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
【０１３２】
同様にゲートオン／オフ制御信号がＨになってからＶ２がＶ２ＨからＶｇｓＨ迄の期間Ｔ１４はＲｄｓは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
Ｖ２がＶｇｓＨからＶｇｓＬ迄の期間Ｔ１５はＲｄｓが漸増する期間でありその時間又は傾きは積分回路の時定数で調整可能である。
Ｖ２がＶｇｓＬからＶ２Ｌ迄の期間Ｔ１６はＲｄｓは最小値のままで変化しないので動作時間として見ると無駄時間である。
【０１３３】
以上によれば、Ｖ２立ち上がり時の無駄時間Ｔ１１とＴ１３、及びＶ２立ち下がり時の無駄時間Ｔ１４とＴ１６を小さくするにはＶ２ＬをＶｇｓＬに近く、Ｖ２ＨをＶｇｓＨに近く設定すれば良い事が判るが、請求項７のレベル変換回路を用いた請求項８によるスイッチ回路ではそれが可能である事は実施例１０で説明した通りである。
【０１３４】
即ち図１０のＣＲ積分回路によるＶＣＲスイッチは電源電圧ＶｃＨ、ＶｃＬを最適値にするのが困難な為整定後のゲート制御回路出力電圧が必要以上に大きくなりオン／オフ時の無駄時間が大きい為にスイッチ時間も大きくなるという欠点があるが、図１３のＶＣＲスイッチでは整定後のゲート制御回路出力電圧を任意に設定可能な為オン／オフ時間の無駄時間を最小に設定してスイッチ時間を小さくする事ができる。
【０１３５】
但し、本ＶＣＲスイッチでもゲート制御回路出力電圧とＳ−Ｄ端子間の抵抗値の変化は通常は単調増加、単調減少的な単調性はあるが必ずしもリニアな関係になるとは限らない。
また、図１３のＮＪ−ＦＥＴのソースからゲートへの漏れ電流が無視できない場合はＭＯＳ−ＦＥＴやフォトモスリレーによれば改善可能である。
【実施例１２】
【０１３６】
図１７は請求項９を図５３の負帰還回路に適用した実施例である。
４００、４００ＡはＶＣＲスイッチであり図５３のスイッチ３１０、３１１に置き換えたものである。
なお、本実施例では説明の明快化の為にスイッチ３１０、３１１、及びＶＣＲスイッチ４００、４００Ａの抵抗値はオン時０Ω、オフ時無限大として扱うものとする。
【０１３７】
図１８はスイッチ３１０と抵抗値Ｒ１１の抵抗３０４を直列に接続したものと、そのスイッチ３１０をＶＣＲスイッチ４００に置き換えたものである。
前者のスイッチ３１０を用いる場合の直列合成抵抗値Ｒはスイッチオン／オフ信号（図示無し）をオフにすると無限大、オンにするとＲ１１になり、スイッチオン／オフにより直列合成抵抗値Ｒは無限大とＲ１１の間を急激に変化する。
一方後者のＶＣＲスイッチ４００を用いる場合の直列抵抗値ＲはＶＣＲスイッチがオフ時は無限大、オン時はＲ１１になり、スイッチオン／オフにより直列合成抵抗値Ｒは無限大とＲ１１の間を漸減／漸増する。
【０１３８】
従って図１７のＶＣＲスイッチと直列接続した入力抵抗３０４、３０５はゲートオン／オフ制御信号のオン／オフに伴い漸減／漸増する事になり、ＶＣＲスイッチ４００、４００Ａの積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）の値を適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば演算増幅器３０１のスパイクノイズを減らす事ができる。
【０１３９】
同様に図５６のスイッチ３１０をＶＣＲスイッチ４００に置き換える事を検討する。
図１９はスイッチ３１０と抵抗値Ｒ３２の抵抗３０７を並列に接続したものと、そのスイッチ３１０をＶＣＲスイッチ４００に置き換えたものである。
前者のスイッチ３１０を用いる場合の並列合成抵抗値Ｒはスイッチオン／オフ信号（図示無し）をオフにするとＲ３２、オンにすると０Ωになり、スイッチオン／オフにより並列合成抵抗値ＲはＲ３２と０Ωの間を急激に変化する。
一方後者のＶＣＲスイッチ４００を用いる場合の並列抵抗値ＲはＶＣＲスイッチがオフ時はＲ３２、オン時は０Ωになり、スイッチオン／オフにより並列合成抵抗値ＲはＲ３２と０Ωの間を漸減／漸増する。
【０１４０】
上記から図５６の抵抗３０７と並列接続したスイッチ３１０をＶＣＲスイッチに置き換えればゲートオン／オフ制御信号のオン／オフに伴いその並列抵抗値は漸減／漸増する事になり、ＶＣＲスイッチ内の積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）を適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば演算増幅器３０１のスパイクノイズを減らす事ができる。
【０１４１】
以上と同様にして図５４、図５５、図５７、図５８の各スイッチ３１０、３１１をＶＣＲスイッチに置き換えて（図示無し）ＶＣＲスイッチ内の積分回路の抵抗とコンデンサを適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば演算増幅器３０１のスパイクノイズを減らす事ができる。
なお、図５４、図５５の様にスイッチが負帰還ループの中にある場合はループをオープンにしない為にスイッチ切り替え時には２個同時オンの期間を設けて、全てのスイッチがオフになる期間が無い様にする必要がある。
【実施例１３】
【０１４２】
図２０は請求項１０による抵抗並列電流／電圧変換回路の回路例である。
これは図７の半導体スイッチ２３、２４、２５、２６をＶＣＲスイッチ４００、４００Ａ、４００Ｂ、４００Ｃに置き換えたものである。
半導体スイッチの漏れ電流の測定精度への影響少なくレンジ切り替え可能である事は既に説明済みでありＶＣＲスイッチにおいても同様の効果がある。
【０１４３】
図２０の各ＶＣＲスイッチ内の積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）を適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器１のスパイクノイズが少ない抵抗並列電流／電圧変換回路を得る事ができる。
実施例１２で説明済みの為その動作説明は省く。
【実施例１４】
【０１４４】
図２１は本発明の請求項１１の多重化電流／電圧変換回路のレンジ数１の基本回路例であり、レンジをレンジ１と呼ぶ。
電流オン／オフ用の半導体スイッチ２３は演算回路２の出力であるレンジオン／オフ制御信号でオン／オフ制御されるもので、アナログスイッチ、フォトモスリレー、ＦＥＴ、トランジスタ、ダイオードスイッチ、メカニカルリレー等入力電流をオン／オフできれば一般的なスイッチ素子で良い。
【０１４５】
抵抗１４とスイッチ１５はレンジ１がオフ時に演算増幅器１の負帰還ループがオープンになって出力が飽和するのを避ける為のもので、レンジ１オフ時にスイッチ１５をオンにして入力電流Ｉを抵抗１４に流れる様にして演算増幅器１を正常に負帰還動作させるものであり、他にレンジが追加されて常に何れかのレンジがオンになる場合は抵抗１４とスイッチ１５は無くても良い。レンジ数が１の場合にはレンジ１がオン時にはスイッチ１５をオフにするものとする。
これにより、演算増幅器１は入力電流Ｉの大きさに関わらず常にその反転入力端子が０Ｖになる様にその出力電圧Ｖ０が制御される。以降の説明ではこれを前提とする。
なお、抵抗１４とスイッチ１５操作は本来の電流／電圧変換機能には直接関わらないので以降の説明では省く。
【０１４６】
レンジオン／オフ用のスイッチ回路１２０は演算回路２の出力であるレンジオン／オフ制御信号でオン／オフ制御されるもので、アナログスイッチ、フォトモスリレー、ＦＥＴ、トランジスタ、メカニカルリレー等アナログ信号をオン／オフできれば一般的なスイッチ素子で良い。
抵抗３３はスイッチ回路１２０がオフ時に演算増幅器１２の非反転入力端子をグランドにプルダウンする。
【０１４７】
図４６はスイッチ回路１２０の別の回路例であり、１２１は公知の不感帯回路であり、１２２は反転増幅器である。
本例では図４６の回路内の抵抗の抵抗値は全て等しいものとし、これに伴い全ての反転増幅器のゲインは−１とする。
Ｖｃｏｎｔに接続されたオン／オフ制御信号を０Ｖにすると入力ＶｉｎはそのままＶｏｕｔに出力される。
オン／オフ制御信号をＶｉｎの見込まれる最大値より大きな電圧Ｖｄｉｓに設定して置き、これをＶｃｏｎｔに入力すると不感帯回路１２１の不感帯設定電圧として働きＶｏｕｔは０Ｖになる。
以上から図４６はＶｃｏｎｔの電圧でオン／オフ制御されるスイッチ動作をする事が判る。本スイッチによると、スイッチ動作が緩やかになり、負帰還回路の応答が追従できない事による各演算増幅器出力のスパイクノイズが減る効果がある。
なお、Ｖｄｉｓは一定値（固定値）で良く、コンパレータやインバータ等との適合性が良いのは利点である。
【０１４８】
図２１のＩ／Ｖ変換抵抗３は抵抗値Ｒ１のＩ／Ｖ変換用抵抗であり、演算増幅器１２と共にＩ／Ｖ変換回路を構成する。
バッファアンプ１０はＩ／Ｖ変換用の演算増幅器１２の非反転入力端子電圧をバッファリングして演算回路２に渡す為のもので、必須ではな必要に応じて設ければ良い。
【０１４９】
以下に図２１の回路動作を説明する。
Ｉ／Ｖ変換用の演算増幅器１２はその負帰還動作により反転入力端子の電位が非反転入力端子電位Ｖ１２と等しくなる様に出力電圧Ｖ１１を制御する。
従ってレンジオン／オフ用スイッチ回路１２０と電流オン／オフ用半導体スイッチ２３をオフにするとＶ１２は抵抗３３によりグランドにプルダウンされて０Ｖになり、反転入力端子電位も０Ｖになる。ここで演算増幅器１の反転入力端子の電位は常に０Ｖになる様に制御されるので結果的に電流オン／オフ用半導体スイッチ２３の両端子間電圧は０Ｖで漏れ電流が極めて小さいオフ状態になり、Ｉ／Ｖ変換抵抗３に流れる電流は０Ａ、即ちレンジ１はオフ状態になる。
【０１５０】
レンジオン／オフ用スイッチ回路１２０と電流オン／オフ用半導体スイッチ２３をオンにするとＶ１２はＶ０からスイッチ回路１２０の電圧降下分を差し引いた電圧Ｖ１２になり、Ｉ／Ｖ変換用の演算増幅器１２の反転入力端子の電位も同電位になる。
結果として電流オン／オフ用半導体スイッチ２３の両端電位差はＶ１２となりＩ／Ｖ変換用の演算増幅器１２によりＩ／Ｖ変換抵抗３を経由して入力電流Ｉが駆動されるので、レンジ１はオン状態になる。
【０１５１】
この時、Ｉ／Ｖ変換抵抗３に流れる電流値Ｉはその両端電位差をＲ１で除算すれば求められるが、Ｉ／Ｖ変換用の演算増幅器１２の反転入力端子電位と非反転入力端子電位Ｖ１２が等しいので、その出力Ｖ１１と非反転入力端子電位Ｖ１２を用いて演算回路２により電位差Ｖ１を求めＲ１で除算すれば電流値Ｉが求められる。即ち、
Ｉ＝（Ｖ１１−Ｖ１２）／Ｒ１
＝Ｖ１／Ｒ１                    ・・・（２１）
になる。
【０１５２】
本回路の特徴は電流のオン／オフ制御が可能であり、Ｉ／Ｖ変換用の演算増幅器１２の出力電圧とその非反転入力端子電圧の電位差Ｖ１がＩ／Ｖ変換抵抗３に流れる電流値に比例した電圧になり、入力電流Ｉの経路に電流オン／オフ用半導体スイッチ２３以外にバッファアンプや演算回路等のバイアス電流を要する回路素子を接続する必要が無いので、それらに起因する測定誤差が生じない事である。
即ち、本電流／電圧変換回路は大きな電流に対するレンジ切り替えだけでなく、比較的微小な電流に対しても有効である。
【実施例１５】
【０１５３】
図２２は本発明の請求項１１の多重化電流／電圧変換回路のレンジ数１の別の基本回路例である。
図２２は図２１の電流オン／オフ用半導体スイッチ２３をダイオードスイッチ６に置き換えたものであり、レンジ切り替え動作は実施例１４と同様であるので説明は省く。
レンジオン／オフ用スイッチ回路１２０をオフにするとＶ１２が０Ｖになり、ダイオードスイッチ両端電位も０Ｖになって漏れ電流が少ないオフ状態になり、そのオン／オフ制御が不要になる利点がある。
【実施例１６】
【０１５４】
図２３は本発明の請求項１１の多重化電流／電圧変換回路のレンジ数１のさらに別の基本回路例である。
誤差増幅器１の出力を基準として電流／電圧変換用の演算増幅器１２の出力との差分を取る様にしている。
レンジ切り替え動作は実施例１４と同様であるので説明は省く。
【０１５５】
レンジオン／オフ用スイッチ回路１２０がオンの場合、そのオン抵抗値が抵抗３３の抵抗値Ｒ２より充分小さく無視可能の場合はＶ０≒Ｖ１２になるので本回路でも（２１）式により電流値を求める事ができる。
これはレンジ数が増えてもバッファアンプ１０が１個で済むので回路を少なくできる利点がある。
【実施例１７】
【０１５６】
図２４は本発明の請求項１１の多重化電流／電圧変換回路の基本回路のレンジ数１のさらに別の実施例である。
図２１に於ける電流／電圧変換用の演算増幅器１２の出力Ｖ１１と非反転入力端子電位Ｖ１２の差分を取るのを止め、直接Ｖ１１で電流値Ｉを算出するものである。
レンジ切り替え動作は実施例１４と同様であるので説明は省く。
【０１５７】
電流オン／オフ用半導体スイッチ２３がＦＥＴスイッチの様にオン抵抗が充分小さく入力電流Ｉによる電圧降下がほぼ０Ｖになる場合は、電流／電圧変換用の演算増幅器１２の反転入力端子電位Ｖ１２は０Ｖと見なせ、
Ｉ＝（Ｖ１１−Ｖ１２）／Ｒ１
≒Ｖ１１／Ｒ１      ・・・（２２）
によりその出力電圧Ｖ１１から直接電流値Ｉを算出する事が可能になる。
これは回路を少なくできる利点がある。
【実施例１８】
【０１５８】
図２５は本発明の請求項１２の電流／電圧変換回路の回路例である。
回路は図２２と同様であるが、電流／電圧変換回路を電流吐き出し用と電流吸い込み用にそれぞれ設けている。
レンジ切り替え動作は実施例１４と同様であるので説明は省く。
入力電流値Ｉは実施例１４と同様にして
Ｉ＝Ｖ１Ｐ／Ｒ１＋Ｖ１Ｎ／Ｒ１      ・・・（２３）
で求められる。
なお、通常はダイオードスイッチ６、６Ａの何れかがオフになるので（２３）式のＶ１Ｐ、Ｖ１Ｎの少なくとも一方は０Ｖになる。
【０１５９】
レンジオン／オフ用のスイッチ回路１３０はオフ時にダイオードスイッチ６、６Ａに逆バイアス電圧印加を可能としたものであり、演算回路２の出力であるレンジオン／オフ制御信号でオン／オフ制御されるもので、アナログスイッチ、フォトモスリレー、ＦＥＴ、トランジスタ、メカニカルリレー等アナログ信号をオン／オフできれば一般的なスイッチ素子で良く、これと逆バイアス電圧設定用定電圧源で構成する。
スイッチ回路１３０の別の回路例を図４７に示す。その動作は先に説明した図４３と図４６を合わせたものと同様であり、説明は省く。
【０１６０】
請求項１と同様にダイオードスイッチ６、６Ａ周辺回路のオフセット電圧による漏れ電流を防ぐ為に逆バイアス電圧を印加したい場合、見込まれる最大のオフセット電圧を打ち消せるだけの逆バイアス電圧−Ｅ１、＋Ｅ２をスイッチ回路１３０に設定すると、スイッチ回路１３０がオフ時にはＩ／Ｖ変換用演算増幅器１２、１２Ａの非反転入力端子に逆バイアス電圧が印加され、反転入力端子も同電位になるように制御されるので、結果としてダイオードスイッチ６、６Ａが所要の電圧に逆バイアスされる事になる。
【０１６１】
信号電流経路にバイアス電流を要す回路素子を接続する必要が無く、簡単な回路で逆バイアス電圧を印加できる事が本回路の特徴であり利点である。
【実施例１９】
【０１６２】
図２６は本発明の請求項１３の多重化電流／電圧変換回路の回路例である。
本回路は図２１の回路をレンジ数２に拡張したものでレンジ１、レンジ２とする。同様にして任意のレンジ数に拡張可能である。
レンジ切り替え動作は図２１と同様なので、動作説明は省く。
入力電流Ｉは各レンジの電流値の合計で求められる。本例では
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１＋Ｖ２／Ｒ２         ・・・（２４）
である。
なお、通常は何れか１つのレンジしかオンにしないので、（２４）式のＶ１、Ｖ２の内オフにするレンジについては０Ｖになる。
【０１６３】
抵抗１４とスイッチ１５はレンジ１、レンジ２共にオフ時に演算増幅器１の負帰還ループがオープンになって出力が飽和するのを避ける為のもので、測定機能には関わらないので無くても良い。
入力保護回路１６は過大入力や全レンジオフ時の電流入力をバイパスする為の保護回路であり、測定機能には関わらないので必須ではない。
【０１６４】
各レンジはそのレンジオン／オフ制御信号を用いて演算回路２で任意にオン／オフ制御できるので、Ｉ／Ｖ変換信号であるＶ１、Ｖ２又はＶ１、Ｖ２から演算で求めた電流値を用いて自動レンジ切り替えを行なう等の事ができる。
例として入力電流増大時１１０％ＦＳ（フルスケール）で上位レンジに移行、入力電流減少時９％ＦＳで下位レンジに移行する場合のレンジ切り替えの手順を図７０、図７１のフローチャートに示す。
図７０はレンジ切り替え時に一端両レンジ共にオンにするオーバーラップ時間を設ける場合であり、図７１はオーバーラップ時間が不要の場合であり、何れにするかは適用する際に適宜選択すれば良い。
【０１６５】
本回路はレンジ数の拡張が容易、且つ任意のレンジオン／オフが容易であり、入力電流の経路にバイアス電流を要す回路素子を接続する必要が無い事が本回路の特徴であり利点である。
【実施例２０】
【０１６６】
図２７は本発明の請求項１３の多重化電流／電圧変換回路の別の回路例であり、図２６の電流／電圧変換回路に抵抗値Ｒ０のＩ／Ｖ変換抵抗１７を追加したものである。
Ｉ／Ｖ変換抵抗１７を演算増幅器１に直結する事により容易に１レンジ追加でき、他のレンジを全てオフにした時のそのレンジの電流値はＶ０／Ｒ０で求められる。
レンジ切り替え動作は図２６と同様なので、動作説明は省く。
【実施例２１】
【０１６７】
図２８は本発明の請求項１３の多重化電流／電圧変換回路のさらに別の回路例であり、誤差増幅器１の出力を基準として各レンジ毎に差分を取る場合の多重化電流／電圧変換回路の実施例である。
レンジ切り替え動作は実施例１９と同様なので動作説明は省く。
レンジオン／オフ用スイッチ回路１２０のオン抵抗値が抵抗３３の抵抗値Ｒ３より充分小さく無視可能の場合はＶ０≒Ｖ１２になり、レンジオン／オフ用スイッチ回路１２０Ａのオン抵抗値が抵抗３３Ａの抵抗値Ｒ３Ａより充分小さく無視可能の場合はＶ０≒Ｖ２２２になるので本回路でも（２４）式により電流値を求める事ができる。
【実施例２２】
【０１６８】
図２９は本発明の請求項１３の多重化電流／電圧変換回路のさらに別の回路例であり、差分演算不要とした多重化電流／電圧変換回路の実施例である。
電流オン／オフ用半導体スイッチ２３がＦＥＴスイッチの様にオン抵抗が充分小さく電流Ｉ１による電圧降下がほぼ０Ｖになる場合は、電流／電圧変換用の演算増幅器１２の反転入力端子電位はＶ１２≒０Ｖと見なせ、電流オン／オフ用半導体スイッチ２５がＦＥＴスイッチの様にオン抵抗が充分小さく電流Ｉ２による電圧降下がほぼ０Ｖになる場合は、電流／電圧変換用の演算増幅器１３の反転入力端子電位はＶ２２≒０Ｖと見なせるので、演算増幅器１２の出力電圧をＶ１１、演算増幅器１３の出力電圧をＶ２１とすると
Ｉ＝（Ｖ１１−Ｖ１２）／Ｒ１＋（Ｖ２１−Ｖ２２）／Ｒ２
＝Ｖ１１／Ｒ１＋Ｖ２１／Ｒ２                     ・・・（２５）
により直接電流値Ｉを算出する事が可能になり、これは回路を少なくできる利点がある。
なお、通常は何れか１つのレンジしかオンにしないので、（２５）式のＶ１１、Ｖ２１の内オフにするレンジについては０Ｖになる。
【実施例２３】
【０１６９】
図３０は、本発明の請求項１４の多重化電流／電圧変換回路の回路例であり、図２６の回路において電流オン／オフ用スイッチにダイオードスイッチ６、７を用い、抵抗値Ｒ１１、Ｒ２１の抵抗１８、１９を入れたものであり、演算増幅器１とスイッチ回路１２０、１２０Ａ間に不感帯回路を設けない場合である。
Ｒ１１、Ｒ２１が無く何れか１レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Ｉと演算増幅器１の出力電圧Ｖ０の関係は大凡図６６の様になり、Ｖ０の最大値はほぼダイオードスイッチ６、７の両端電圧と同程度で非線形で且つ温度依存性が高く、最大でも通常±０．８〜１．２Ｖとバラツキが大きく、演算増幅器１の出力電圧Ｖ０をレンジ切り替え等の演算条件にするのは困難である。
但し、図６６はレンジ数をｎに拡張した場合を示している。
【０１７０】
一方、図３０の様に抵抗Ｒ１１、Ｒ２１を入れ、演算増幅器１とスイッチ回路１２０、１２０Ａ間に不感帯回路を設けない場合の、何れか１レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Ｉと演算増幅器１の出力電圧Ｖ０の関係は大凡図６７ の様になる。但し、図６７はレンジ数をｎに拡張した場合を示している。
レンジ１のみオンの場合は、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器１２の反転入力端子電位Ｖ１２は非反転入力端子電位と等しいのでＶ０になる。従って、ダイオードスイッチの両端子間電圧をＶＦ１とすると、
Ｖ０＝Ｖ１２
＝ＶＦ１＋Ｒ１１・Ｉ        ・・・（２６）
となり、Ｒ１１を適当に設定してＲ１１・Ｉに対してＶＦ１を相対的に小さくすればＶ０と入力電流Ｉの関係が安定した比例関係になり、他のレンジについても同様であるのでＶ０を演算回路２の演算条件に使用可能になる事が特徴であり利点である。
【実施例２４】
【０１７１】
図３１は本発明の請求項１４の電流／電圧変換回路の別の回路例であり、図３０の回路の演算増幅器１とＩ／Ｖ変換用演算増幅器１２、１３の非反転入力端子の間に不感帯回路を有するスイッチ回路１４０、１４０Ａを設けたものである。１４０、１４０Ａのスイッチ回路例を図４８に示す。
１４１は公知の不感帯回路であり、１４３、１４４は不感帯設定電圧用の定電圧源、１４２は反転増幅器である。
【０１７２】
１４０のオン／オフ制御はＶｃｏｎｔ入力電圧により行ない、動作は図４５と同様である。
１４０の回路機能を
Ｖｏｕｔ＝ｄｂ（Ｖｉｎ、Ｅｄｂ、Ｖｃｏｎｔ）  ・・・（２７）
で示すものとする。
但し、Ｖｃｏｎｔ＝０Ｖ時は（１）式を用いて
Ｖｏｕｔ＝ｄｂ（Ｖｉｎ、Ｅｄｂ）      ・・・（２８）
Ｖｃｏｎｔ＝Ｖｄｉｓ時は、
Ｖｏｕｔ＝０Ｖ                        ・・・（２９）
とする。
【０１７３】
ここで最小レンジ１の不感帯設定電圧Ｅｄｂ１を０Ｖとし、レンジ２の不感帯設定電圧はレンジ１オン時の入力電流がフルスケール値Ｉ１ＦＳ時のＶ０の値に等しいＥｄｂ２、レンジが増える毎に不感帯設定電圧はその１レンジ小さいレンジオン時の入力電流がフルスケール値となる時のＶ０に等しくなる様に設定するものとする。
【０１７４】
その場合Ｒ１１、Ｒ２１が無ければレンジ２の不感帯設定電圧Ｅｄｂ２はダイオードスイッチ６の両端電位差の最大値ＶＦ１とすれば良く
Ｅｄｂ２＝ＶＦ１
とし、レンジ３以降も同様にして
Ｅｄｂ３＝Ｅｄｂ２＋ＶＦ２      ・・・（３０）
：
とし、その条件で何れか１レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Ｉと演算増幅器１の出力電圧Ｖ０の関係は大凡図６８の様になり、レンジ毎のＶ０の変化幅はほぼダイオードスイッチの両端電圧であり、非線形且つ温度依存性が高く、最大でも通常±０．８〜１．２Ｖとバラツキが大きく、Ｖ０をレンジ切り替え等の演算条件にするのは困難である。
但し、図６８はレンジ数をｎに拡張した場合を示している。
【０１７５】
一方、図３１の様に抵抗Ｒ１１、Ｒ２１を入れ、スイッチ回路１４０、１４０Ａに不感帯回路を設けた場合には、上記の原則に従って不感帯設定電圧を設定すると、
Ｅｄｂ１＝０Ｖ                                ・・・（３１）
Ｅｄｂ２＝Ｅｄｂ１＋Ｒ１１・Ｉ１ＦＳ＋ＶＦ１  ・・・（３２）
Ｅｄｂ３＝Ｅｄｂ２＋Ｒ２１・Ｉ２ＦＳ＋ＶＦ２  ・・・（３３）
：
となる。この時何れか１レンジのみオンにするものとして最小レンジから順次オンにする場合の入力電流Ｉと演算増幅器１の出力電圧Ｖ０の関係は大凡図６９の様に折れ線的な単調増加の関係になる。
但し、図６９はレンジ数をｎに拡張した場合を示している。
【０１７６】
レンジ１のみオンの場合は、Ｉ／Ｖ変換用演算増幅器１２の反転入力端子電位は非反転入力端子電位と等しくＶ１２になるので、ダイオードスイッチ６の両端電位差をＶＦ１とすると、
Ｖ０＝Ｖ１２＋Ｅｄｂ１
＝ＶＦ１＋Ｒ１１・Ｉ＋Ｅｄｂ１       ・・・（３４）
となり、Ｒ１１を適当に設定してＲ１１・Ｉに対してＶＦ１を相対的に小さくすればＶ０と入力電流Ｉの関係がＥｄｂ１をオフセットとした安定した比例関係になり、他のレンジについても同様であるのでＶ０を演算回路２の演算条件に使用可能になる事が特徴であり利点である。
【実施例２５】
【０１７７】
図３２は本発明の請求項１５のＶＣＲスイッチによる多重化電流／電圧変換回路の基本回路例であり、図２４の半導体スイッチ２３、スイッチ回路１２０をＶＣＲスイッチ４００、４００Ａに置き換えたものであり、レンジ切り替え動作は図２４と同様なので説明は省く。
【０１７８】
ＶＣＲスイッチ４００、４００Ａ内の積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）を適当に選択し、オン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器１、１２のスパイクノイズが少ない多重化電流／電圧変換回路を得る事ができる事が特徴であり利点である。
【実施例２６】
【０１７９】
図３３は本発明の請求項１５のＶＣＲスイッチによる多重化電流／電圧変換回路の別の回路例であり、図２９の半導体スイッチ２３、２５、スイッチ回路１２０、１２０ＡをＶＣＲスイッチ４００、４００Ａ、４００Ｂ、４００Ｃに置き換えたものであり、レンジ切り替え動作は図２９と同様なので説明は省く。
【０１８０】
ＶＣＲスイッチ４００、４００Ａ、４００Ｂ、４００Ｃ内の積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）を適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすれば、レンジ切り替え時の演算増幅器１、１２、１３のスパイクノイズが少ない多重化電流／電圧変換回路を得る事ができる事が特徴であり利点である。
【実施例２７】
【０１８１】
図３４は本発明の請求項１６の多重化電流／電圧変換回路のレンジ毎に位相補償コンデンサを設ける場合の実施例であり、レンジ切り替え動作については説明済みなので説明は省く。
一般的に演算増幅器を用いた電流／電圧変換回路には演算増幅器の発振防止の為に位相補償用のコンデンサが必要となる場合が多く、多重化電流／電圧変換回路でも必要である。
【０１８２】
図３５の様に位相補償用コンデンサ２９を演算増幅器１の反転入力端子と出力端子間に入れても良いが、その場合はコンデンサの容量ＣＦは各レンジに共通の為、各レンジに必要な大きさで最も大きな値にする必要があり、より小さい値で済むレンジに対しては不必要にその応答を遅くしてしまうという欠点がある。
【０１８３】
これに対して図３４の場合は、各レンジ毎に最適な値のコンデンサを各レンジ毎のＩ／Ｖ変換用演算増幅器の非反転入力端子と電流オン／オフ用半導体スイッチの演算増幅器１の反転入力端子に接続された側の端子間に接続するものであり、レンジ１では容量ＣＦ１のコンデンサ３０、レンジ２では容量ＣＦ２のコンデンサ３１がそれぞれ最適値とする。
【０１８４】
レンジ１がオフ時はＩ／Ｖ変換用演算増幅器１２の非反転入力端子電位Ｖ１２は０Ｖであり、コンデンサ３０の両端子間電圧は０Ｖになるのでコンデンサ３０が無いのと等価であり、同様にレンジ２がオフ時はコンデンサ３１の両端子間電圧は０Ｖでコンデンサ３１は無いのと等価になる。
これにより、レンジオフ時にコンデンサ３０、３１はオフになるので回路の応答遅れを引き起こしたり、漏れ電流を発生させる等の悪影響を及ぼさない事が特徴であり利点である。
【実施例２８】
【０１８５】
図３６は本発明の請求項１７によるＶＣＲスイッチによる抵抗直列電流／電圧変換回路１の回路例であり、レンジ切り替え動作は図４０と同様であり先に説明したので説明は省く。
【０１８６】
ＶＣＲスイッチ４００、４００Ａ内の積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）を適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器１のスパイクノイズが少ない抵抗直列電流／電圧変換回路１を得る事ができる事が特徴であり利点である。
【実施例２９】
【０１８７】
図３７は本発明の請求項１７によるＶＣＲスイッチによる抵抗直列電流／電圧変換回路１の別の回路例であり、図３６の回路に不感帯回路３９、４０を追加したものでレンジ切り替え動作は図４０と同様であり先に説明したので説明は省く。
【０１８８】
ＶＣＲスイッチ４００、４００Ａ内の積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）を適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器１のスパイクノイズが少ない抵抗直列電流／電圧変換回路１を得る事ができる事に加え、不感帯回路３９、４０によりレンジ切り替え時の演算増幅器１の出力電圧Ｖ１の変化幅が小さく、整定時間が短くなるのが特徴であり利点である。
【実施例３０】
【０１８９】
図３８は本発明の請求項１７によるＶＣＲスイッチによる抵抗直列電流／電圧変換回路１のさらに別の回路例であり、レンジ切り替え動作は図４０と同様であり先に説明したので説明は省く。
【０１９０】
ＶＣＲスイッチ４００、４００Ａ、４００Ｂ、４００Ｃ内の積分回路の抵抗とコンデンサ（図示無し）を適当に選択してオン／オフ時のスイッチの抵抗値変化が負帰還回路の応答が追従できる速さになる様にすればレンジ切り替え時の演算増幅器１のスパイクノイズが少ない抵抗直列電流／電圧変換回路１を得る事ができる事が特徴であり利点である。
【実施例３１】
【０１９１】
図３９は本発明の請求項１８の電流／電圧変換回路の回路例であり、多重化電流／電圧変換回路と抵抗直列電流／電圧変換回路を組み合わせたものである。
抵抗３は抵抗値Ｒ１のレンジ１用のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗１５３は抵抗値Ｒ２のレンジ２用のＩ／Ｖ変換抵抗であり、抵抗１５４は抵抗値Ｒ３のレンジ３用のＩ／Ｖ変換抵抗であり、レンジ１を請求項１３による多重化電流／電圧変換回路とし、レンジ２、レンジ３を公知の抵抗直列電流／電圧変換回路１５０で構成したものである。
【０１９２】
抵抗直列電流／電圧変換回路１５０のＩ／Ｖ変換抵抗の電位差を求める場合の比較基準電位は通常であれば演算増幅器１５２の反転入力端子の電位とするが、本回路例ではそれと同電位である非反転入力端子からバッファアンプ１５１を介して演算回路２に入力する事により、バッファアンプ１５１のバイアス電流による測定精度悪化を排除している。
各レンジのオン／オフ制御は演算回路２でレンジ１オン／オフ制御信号、レンジ２、３オン／オフ制御信号、レンジ３オン／オフ制御信号を制御する事により行なう。
ダイオードスイッチ６、７はＶＣＲスイッチ、ＦＥＴスイッチとしても良い。
【０１９３】
多重化電流／電圧変換回路と抵抗直列電流／電圧変換回路の動作については先に説明した通りである。以下ではそれらを組み合わせた場合の回路動作の概要を示す。
本回路を使用する際は演算増幅器１の負帰還ループをオープンにしない為にスイッチ回路１２０、１２０Ａは共にオフする期間が無い様に制御するものとする。
【０１９４】
演算増幅器１５２の出力はその反転入力端子の電位がスイッチ回路１２０Ａの出力電圧が印加された非反転入力端子に等しくなる様に制御される。
従ってレンジ２、３オン／オフ制御信号がオフ時は演算増幅器１５２の非反転入力端子の電位は０Ｖであり、反転入力端子も０Ｖになってダイオードスイッチ７の両端子間電圧も０Ｖになり抵抗直列電流／電圧変換回路１５０はオフになる。
【０１９５】
レンジ２、３オン／オフ制御信号をオンにするとダイオードスイッチ７の右側端子電位はＶ０になり抵抗直列電流／電圧変換回路１５０はオンになり、レンジ３オン／オフ制御信号がオフであればレンジ２が有効、オンであればレンジ３が有効になる。
レンジ１とレンジ２又はレンジ３は何れか一方のみオンでも共にオンでも良く、電流値Ｉはレンジ３オフ時は
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１＋Ｖ２／（Ｒ２＋Ｒ３）    ・・・（３５）
レンジ３オン時は
Ｉ＝Ｖ１／Ｒ１＋Ｖ３／Ｒ３              ・・・（３６）
の演算で求める事ができる。
【０１９６】
本回路ではレンジ２、３オン／オフ制御信号をオフにすると抵抗直列電流／電圧変換回路１５０がオフになりダイオードスイッチ７でレンジ１と切り離されるので抵抗直列電流／電圧変換回路１５０側のバッファアンプや演算回路２内の使用素子のバイアス電流等に起因する誤差要因が小電流レンジであるレンジ１側に影響し難くなる利点がある。
なお、本回路例と同様の構成でレンジ数は任意に増やす事が可能である。
【０１９７】
以上の様にバッファアンプや演算回路等のバイアス電流の測定値への影響が無視できない小電流レンジは請求項１３又は請求項１４又は請求項１５の多重化電流／電圧変換回路で構成し、そうでないレンジについては公知又は請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４又は請求項１７の抵抗直列電流／電圧変換回路で構成する事により、大きなレンジ数でも比較的少ない回路で使用素子の漏れ電流やバイアス電流による影響が少なく精度が高い任意のレンジオン／オフ制御可能な電流／電圧変換回路を得られるのが本回路例の特徴であり利点である。
【０１９８】
図３９の抵抗直列電流／電圧変換回路１５０を請求項５又は請求項１０による抵抗並列電流／電圧変換回路に置き換えて、多重化電流／電圧変換回路と組み合わせても同様の効果が得られる。（図示無し）
【産業上の利用可能性】
【０１９９】
本発明のレンジ切り替え回路を用いると、演算増幅器やバッファアンプ等のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差が少ない電流／電圧変換回路を得る事ができる。
また、本発明の抵抗並列電流／電圧変換回路又は多重化電流／電圧変換回路によると半導体スイッチの漏れ電流や、演算増幅器やバッファアンプ等のバイアス電流やオフセット電圧に起因する測定誤差の少ない電流／電圧変換回路を得る事ができる。
また、本発明のＶＣＲスイッチ回路を用いると、レンジ切り替え時のスパイクノイズの少ない電流／電圧変換回路を得る事ができる。
同様に、回路切り換えスイッチを持つ一般的な負帰還回路のスイッチに本発明のＶＣＲスイッチ回路を用いると、スイッチ切り替え時のスパイクノイズの少ない負帰還回路を得る事ができる。
【図面の簡単な説明】
【０２００】
【図１】本発明の逆バイアス付き電流駆動回路を有する抵抗直列電流／電圧変換回路の実施例である。
【図２】本発明の正負に分けたレンジ制御部を有する逆バイアス付き電流駆動回路を有する抵抗直列電流／電圧変換回路の実施例である。
【図３】本発明の逆バイアス付き電流駆動回路を有するＩ／Ｖ変換抵抗を並列配置した電流／電圧変換回路の実施例である。
【図４】本発明の逆バイアス印加回路付きダイオードスイッチを有する抵抗直列電流／電圧変換回路の実施例である。
【図５】本発明のレンジオフ時のＩ／Ｖ変換抵抗側のダイオードスイッチの電圧条件を不要とした抵抗直列電流／電圧変換回路の実施例である。
【図６】本発明のレンジ切り替え機能のイネーブル／ディセーブル制御可能とした抵抗直列電流／電圧変換回路２の実施例である。
【図７】本発明の抵抗並列電流／電圧変換回路の基本回路例である
【図８】本発明の抵抗並列電流／電圧変換回路の基本回路のレンジ１オン、レンジ２オフの状態である。
【図９】本発明の抵抗並列電流／電圧変換回路の差動演算を用いる場合の基本回路である。
【図１０】ＮＪ−ＦＥＴによるＶＣＲスイッチの回路例である。
【図１１】ダイオードを減らしてＲ１とＲ２Ｘの並列抵抗値を使用する回路例である。
【図１２】ダイオードを減らしてＲ１ＸとＲ２の並列抵抗値を使用する回路例である。
【図１３】本発明のレベル変換回路を用いたＮＪ−ＦＥＴによるＶＣＲスイッチの回路例である。
【図１４】ダイオードを減らしてＲ１とＲ２Ｘの並列抵抗値を使用する回路例である。
【図１５】ダイオードを減らしてＲ１ＸとＲ２の並列抵抗値を使用する回路例である。
【図１６】ゲートオン／オフ制御信号Ｖ１とゲート制御回路出力電圧Ｖ２のタイムチャートである。
【図１７】負帰還回路の入力抵抗をＶＣＲスイッチで切り換える場合の例である。
【図１８】抵抗と直列接続したスイッチのＶＣＲスイッチへの置き換えである。
【図１９】抵抗と並列接続したスイッチのＶＣＲスイッチへの置き換えである。
【図２０】本発明のＶＣＲスイッチを用いた抵抗並列電流／電圧変換回路の基本回路である。
【図２１】本発明の多重化電流／電圧変換回路の基本回路例である。
【図２２】本発明のダイオードスイッチを用いた多重化電流／電圧変換回路の基本回路である
【図２３】誤差増幅器の出力を基準として電流／電圧変換用演算増幅器出力との差分を取る場合の多重化電流／電圧変換回路の基本回路である。
【図２４】電流／電圧変換用演算増幅器出力を直接電流検出信号とする場合の多重化電流／電圧変換回路の基本回路である。
【図２５】本発明のダイオードスイッチに逆バイアス電圧印加可能とした多重化電流／電圧変換回路の基本回路例である。
【図２６】本発明の多重化電流／電圧変換回路例である。
【図２７】本発明の誤差増幅用演算増幅器にＩ／Ｖ変換抵抗Ｒ０を接続した多重化電流／電圧変換回路例である。
【図２８】本発明の誤差増幅器の出力を基準として各レンジ毎に差分を取る場合の多重化電流／電圧変換回路例である。
【図２９】本発明の差分演算不要とした多重化電流／電圧変換回路例である。
【図３０】本発明のダイオードスイッチに抵抗を接続した多重化電流／電圧変換回路例である。
【図３１】本発明のダイオードスイッチの直列抵抗と不感帯回路を用いた多重化電流／電圧変換回路例である。
【図３２】本発明のＶＣＲスイッチによる多重化電流／電圧変換回路の基本回路例である。
【図３３】本発明のＶＣＲスイッチによる多重化電流／電圧変換回路のレンジ数２の場合の回路例である。
【図３４】本発明の多重化電流／電圧変換回路のレンジ毎に位相補償コンデンサを設ける場合の実施例である。
【図３５】多重化電流／電圧変換回路の位相補償コンデンサを共通にした場合の実施例である。
【図３６】本発明のＶＣＲスイッチによる抵抗直列電流／電圧変換回路１の回路例である。
【図３７】本発明のＶＣＲスイッチと不感帯回路による抵抗直列電流／電圧変換回路１の回路例である。
【図３８】本発明のＶＣＲスイッチによる抵抗直列電流／電圧変換回路１の回路例である。
【図３９】本発明の多重化電流／電圧変換回路と抵抗直列電流／電圧変換回路を組み合わせた電流／電圧変換回路例である。
【図４０】開示済みのスイッチを用いた抵抗直列電流／電圧変換回路１の構成図である。
【図４１】開示済みの不感帯回路とリミット回路を用いた抵抗直列電流／電圧変換回路２の構成図である。
【図４２】開示済みの抵抗直列電流／電圧変換回路１と抵抗直列電流／電圧変換回路２を集約表現した構成図である。
【図４３】逆バイアス付き電流駆動回路の回路例である。
【図４４】レンジ制御部と電流駆動回路を正負に分けた逆バイアス付き電流駆動回路の回路例である。
【図４５】イネーブル／ディセーブル制御可能なレンジ切り替え回路の回路例である。
【図４６】レンジ切り替え回路のスイッチ部の回路例である。
【図４７】逆バイアス印加回路例である。
【図４８】イネーブル／ディセーブル制御可能な不感帯回路例である。
【図４９】不感帯回路の入出力特性図である。
【図５０】ツェナーダイオードによる不感帯回路例である。
【図５１】公知の不感帯回路例である。
【図５２】公知の加減算回路例である。
【図５３】公知の負帰還を用いた入力抵抗を切り替える反転増幅回路である。
【図５４】公知の負帰還を用いた負帰還抵抗を切り替える反転増幅回路である。
【図５５】公知の負帰還を用いた定電圧／定電流発生回路である。
【図５６】公知の負帰還を用いた定電流発生回路である。
【図５７】公知の負帰還を用いた電圧印加回路である。
【図５８】公知の負帰還を用いた電流測定部付きの定電圧発生回路である。
【図５９】公知のレンジ切り替え可能な電流／電圧変換回路である。
【図６０】一般的ダイオードの電圧−電流特性の概略図である。
【図６１】双方向並列接続したダイオードイッチの特性電圧−電流特性例である。
【図６２】ＭＯＳ−ＦＥＴを逆方向に直列接続して双方向化する接続例である。
【図６３】フォトモスリレーの接続例である。
【図６４】ＮＪ−ＦＥＴのゲート−ソース間電圧Ｖｇｓとドレイン−ソース間抵抗Ｒｄｓの特性例である。
【図６５】ＮＪ−ＦＥＴのオフ時のＶｄｓ−Ｉｄｓ特性例である。
【図６６】抵抗、不感帯無しのレンジ切り替え回路による多重化電流／電圧変換回路の１レンジのみオン制御時の入力電流−演算増幅器出力電圧関係図である。
【図６７】抵抗有り、不感帯無しのレンジ切り替え回路による多重化電流／電圧変換回路の１レンジのみオン制御時の入力電流−演算増幅器出力電圧関係図である。
【図６８】抵抗無し、不感帯有りのレンジ切り替え回路による多重化電流／電圧変換回路の１レンジのみオン制御時の入力電流−演算増幅器出力電圧関係図である。
【図６９】抵抗、不感帯有りのレンジ切り替え回路による多重化電流／電圧変換回路の１レンジのみオン制御時の入力電流−演算増幅器出力電圧関係図である。
【図７０】レンジオン遅延時間を考慮したレンジ切り替え制御手順例のフローチャートである。
【図７１】レンジオン遅延時間を考慮しないレンジ切り替え制御手順例のフローチャートである。
【符号の説明】
【０２０１】
１、１２、１２Ａ、１３、１５２、３０１、４２１  演算増幅器
２                                            演算回路
３、３Ａ、４、５、１７、１５３、１５４        Ｉ／Ｖ変換抵抗
６、６Ａ、７、７Ａ、７３、７４                ダイオードスイッチ
８、９、１０、１０Ａ、１１、１５１、１５２    バッファアンプ
１４、１８、１９、３３、３４、３７、３８、７５、７６、３０４、
３０５、３０６、３０７、４０２、４２２、４２３、４２４、４２５、
４２６、４３３、４４１、４４２                抵抗
１５、９１、９１Ａ、３１０、３１１            スイッチ
１６                                          入力保護回路
２０、２０Ａ、２１、２２、３０８              差動増幅器
２３、２４、２５、２６                        半導体スイッチ
２７、２８                                    インバータ
２９、３０、３１、４２２、４２７、４４５      コンデンサ
３５、３６、５２、５３、６２、６３、８２、９２、９２Ａ、１０４、
１０４Ａ、１１８                              電流駆動回路
５０、５０Ａ、６０、８０、９０、９０Ａ、１００、１００Ａ、
１１０、１１０Ａ、１１０                      レンジ切り替え回路
５１、６１、６８、６９、８１                  レンジ制御部
３２、５４、５５、６４、６５                  電流ブースタ
５６、５７、６６、６７、７１、７２、１１４、１１５、１１６、
１１７、１３１、１３２、１４３、１４４        定電圧源
７０                                          逆バイアス印加回路
７３、７４、４０３、４２８、４２９、４４３、４４４  ダイオード
３９、４０、９３、９３Ａ、１０１、１０１Ａ、１１１、１２１、
１４１                                        不感帯回路
１０２、１０２Ａ、１１２                      リミット回路
１０３、１０３Ａ                              加算器
１１３、１２２、１３３、１４２                反転増幅器
１２０、１２０Ａ、１３０、１４０、１４０Ａ    スイッチ回路  
１５０                                        抵抗直列電流／電圧変換回路
３０２、３０３                                負荷
３０９                                        電流測定部
４００、４００Ａ、４００Ｂ、４００Ｃ          ＶＣＲスイッチ
４０１                                        Ｎチャネル接合型ＦＥＴ
４２０                                        レベル変換回路
４３０                                        レベル変換部
４３１                                        ＮＰＮトランジスタ
４３２                                        ＰＮＰトランジスタ
４４０                                        ＣＲ積分回路
【図１】
2010085384.tif 000003
【図２】
2010085384.tif 000004
【図３】
2010085384.tif 000005
【図４】
2010085384.tif 000006
【図５】
2010085384.tif 000007
【図６】
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【図７】
2010085384.tif 000009
【図８】
2010085384.tif 000010
【図９】
2010085384.tif 000011
【図１０】
2010085384.tif 000012
【図１１】
2010085384.tif 000013
【図１２】
2010085384.tif 000014
【図１３】
2010085384.tif 000015
【図１４】
2010085384.tif 000016
【図１５】
2010085384.tif 000017
【図１６】
2010085384.tif 000018
【図１７】
2010085384.tif 000019
【図１８】
2010085384.tif 000020
【図１９】
2010085384.tif 000021
【図２０】
2010085384.tif 000022
【図２１】
2010085384.tif 000023
【図２２】
2010085384.tif 000024
【図２３】
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【図２４】
2010085384.tif 000026
【図２５】
2010085384.tif 000027
【図２６】
2010085384.tif 000028
【図２７】
2010085384.tif 000029
【図２８】
2010085384.tif 000030
【図２９】
2010085384.tif 000031
【図３０】
2010085384.tif 000032
【図３１】
2010085384.tif 000033
【図３２】
2010085384.tif 000034
【図３３】
2010085384.tif 000035
【図３４】
2010085384.tif 000036
【図３５】
2010085384.tif 000037
【図３６】
2010085384.tif 000038
【図３７】
2010085384.tif 000039
【図３８】
2010085384.tif 000040
【図３９】
2010085384.tif 000041
【図４０】
2010085384.tif 000042
【図４１】
2010085384.tif 000043
【図４２】
2010085384.tif 000044
【図４３】
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【図４４】
2010085384.tif 000046
【図４５】
2010085384.tif 000047
【図４６】
2010085384.tif 000048
【図４７】
2010085384.tif 000049
【図４８】
2010085384.tif 000050
【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９】
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【図７０】
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【図７１】
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