(57)【要約】【課題】集積回路（ＩＣ）内のミスマッチ等により発生するＩＱ間のゲイン誤差を調整可能なミキサ回路、ミキサ回路の製造方法及び半導体集積回路を提供する。【解決手段】ミキサ５，６は、ＲＦ信号が入力されるトランスコンダクタンス段ＧＭと、ＲＦ信号とローカルＩ信号とをミキシングした信号ＩＦ＿Ｉを出力するスイッチ段ＳＷＩ及び負荷ＺＩと、ＲＦ信号とローカルＱ信号とをミキシングした信号ＩＦ＿Ｑを出力するスイッチ段ＳＷＱ及び負荷ＺＱとを備える。そして、ローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉ，Ｌｏｃａｌ＿ＱのＤＣバイアス点を個別に調整することで、ＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑとの振幅誤差を最小とするように両者のゲイン差を調整する。【選択図】図１
2010056605.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を電流信号に変換する入力段と、
前記電流信号と第１のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を所定の周波数に変換した第１の出力信号を出力する第１の出力段と、
前記電流信号と、前記第１のローカル信号とは９０度位相の異なる第２のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を前記所定の周波数に変換した第２の出力信号を出力する第２の出力段と、
前記第１のローカル信号の直流バイアス電圧及び前記第２のローカル信号の直流バイアス電圧を個別に調整するバイアス電圧調整回路と、を備えることを特徴とするミキサ回路。
【請求項２】
前記バイアス電圧調整回路は、ローパスフィルタにより構成されていることを特徴とする請求項１に記載のミキサ回路。
【請求項３】
入力信号を電流信号に変換する入力段と、前記電流信号と第１のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を所定の周波数に変換した第１の出力信号を出力する第１の出力段と、前記電流信号と、前記第１のローカル信号とは９０度位相の異なる第２のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を前記所定の周波数に変換した第２の出力信号を出力する第２の出力段と、を備えるミキサ回路の製造方法であって、
前記第１及び第２の出力信号の振幅誤差を検知するステップと、
前記第１及び第２の出力信号の振幅誤差が最小となるような前記第１のローカル信号の直流バイアス電圧及び前記第２のローカル信号の直流バイアス電圧を個別に決定するステップと、
前記第１のローカル信号の直流バイアス電圧及び前記第２のローカル信号の直流バイアス電圧をそれぞれ前記決定した値に設定するステップと、を備えることを特徴とするミキサ回路の製造方法。
【請求項４】
前記請求項１又は２に記載のミキサ回路と、
前記第１の出力信号と前記第２の出力信号との間に９０度の位相差を与えるように移相する移相回路と、
前記移相回路から出力された前記第１の出力信号および前記第２の出力信号を加算する加算回路と、を備えることを特徴とする半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力信号を、周波数が等しく位相の９０度異なる２つのローカル信号を用いて周波数変換するミキサ回路、そのミキサ回路の製造方法、及びそのミキサ回路を備えた半導体集積回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般に、ＴＶ放送などの無線受信器では、アンテナで受信したＲＦ（Radio Frequency）信号を、アナログ乗算器などを用いてＩＦ（Intermediate Frequency）と呼ばれる低周波数帯に周波数変換する。このようなアナログ乗算器としては、ギルバート・セル型のアナログ乗算器が用いられる（例えば、特許文献１参照）。
ところで、受信したいＲＦ信号をｃｏｓα、周波数変換の基準となるローカル信号と呼ばれる信号をｃｏｓβとし、２つを乗算すると、
ｃｏｓαｃｏｓβ＝１／２｛ｃｏｓ（α＋β）＋ｃｏｓ（α−β）｝  ………（１）
となり、ＬＰＦなどでｃｏｓ（α＋β）の高周波成分を除去する事で、低周波のｃｏｓ（α−β）がＩＦ信号として取り出すことができる。
【０００３】
しかしながら、ｃｏｓ（α−β）は、ｃｏｓθ＝ｃｏｓ（−θ）の関係から、（α−β）の正負符号によらず同値である。そのため、例えばＲＦ信号を１ＧＨｚ、ローカル信号を１．５ＧＨｚとすると、ＲＦ信号は上記掛け算によって周波数変換され、１ＧＨｚ−１．５ＧＨｚ＝０．５ＧＨｚのＩＦ信号として現れるが、本来周波数変換したくない２ＧＨｚの信号も２ＧＨｚ−１．５ＧＨｚ＝０．５ＧＨｚと同じ周波数のＩＦ信号に同時に変換されてしまう。
【０００４】
同一周波数に変換された信号は通常のフィルタでは除去できないため、ＩＦ信号のＳＮＲを劣化させる。一般に、この本来受信したい信号（所望波信号）をＤｅｓｉｒｅｄ（上記の例では１ＧＨｚ）、ＩＦ帯でＤｅｓｉｒｅｄと重なってしまう信号をＩｍａｇｅ（上記の例では２ＧＨｚ）と呼ぶ。
このように、上記アーキテクチャでは、ローカル信号の周波数Ｌｏを中心として左右対称の関係にあるＤｅｓｉｒｅｄとＩｍａｇｅとが同一ＩＦ周波数に変換されてしまうという問題がある（図８）。
【０００５】
そこで、Ｉｍａｇｅを除去するために、周波数変換するアナログ乗算器の前にイメージ除去フィルタを置く方法が考えられるが、このフィルタでイメージ周波数を十分除去できない場合、ローカル信号として９０度位相の異なる２つの信号（Ｌｏｃａｌ＿Ｉ，Ｌｏｃａｌ＿Ｑ）でＲＦ信号に対し周波数変換を行い（例えば、非特許文献１参照）、一旦２系統のＩＦ信号を生成したのち、Ｐｏｌｙ  Ｐｈａｓｅ Ｆｉｌｔｅｒなどを用いてヒルベルト変換することでイメージ信号を除去する方法が広く採用されている。
【特許文献１】特開平６−２３６４４９号公報
【非特許文献１】Jackson Harvey and Ramesh Harjani, "An Integrated Quadrature Mixer with Improved Image Rejection at Low Voltage", The 14th International Conference on VLSI Design (VLSID '01), p.269-273, January 03-07, 2001
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、上記ヒルベルト変換によるイメージ除去を精度良く行うためには、ローカル信号及びＩＦ信号のＩＱ間の位相差、およびＩＦ信号のゲイン相対精度が重要である。例えば、位相１ｄｅｇ、振幅誤差０．２ｄＢ程度のミスマッチでＩａｍｇｅ抑圧比は４０ｄＢ程度となる。
そこで、本発明は、集積回路（ＩＣ）内のミスマッチ等により発生するＩＱ間のゲイン誤差を調整可能なミキサ回路、ミキサ回路の製造方法及び半導体集積回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために、本発明に係るミキサ回路は、入力信号を電流信号に変換する入力段と、前記電流信号と第１のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を所定の周波数に変換した第１の出力信号を出力する第１の出力段と、前記電流信号と、前記第１のローカル信号とは９０度位相の異なる第２のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を前記所定の周波数に変換した第２の出力信号を出力する第２の出力段と、前記第１のローカル信号の直流バイアス電圧及び前記第２のローカル信号の直流バイアス電圧を個別に調整するバイアス電圧調整回路と、を備えることを特徴としている。
【０００８】
このように、第１のローカル信号の直流バイアス電圧と第２のローカル信号の直流バイアス電圧とを個別に設定することができるので、第１の出力信号と第２の出力信号とのゲイン差を適正に調整することができる。
また、本発明に係るミキサ回路は、上記において、前記バイアス電圧調整回路は、ローパスフィルタにより構成されていることを特徴としている。
【０００９】
これにより、比較的簡易な回路構成でバイアス電圧調整回路を実現することができる。
さらに、本発明に係るミキサ回路の製造方法は、入力信号を電流信号に変換する入力段と、前記電流信号と第１のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を所定の周波数に変換した第１の出力信号を出力する第１の出力段と、前記電流信号と、前記第１のローカル信号とは９０度位相の異なる第２のローカル信号とを乗算し、前記入力信号を前記所定の周波数に変換した第２の出力信号を出力する第２の出力段と、を備えるミキサ回路の製造方法であって、前記第１及び第２の出力信号の振幅誤差を検知するステップと、前記第１及び第２の出力信号の振幅誤差が最小となるような前記第１のローカル信号の直流バイアス電圧及び前記第２のローカル信号の直流バイアス電圧を個別に設定するステップと、前記第１のローカル信号の直流バイアス電圧及び前記第２のローカル信号の直流バイアス電圧をそれぞれ前記決定した値に設定するステップと、を備えることを特徴としている。
【００１０】
これにより、第１の出力信号と第２の出力信号との振幅誤差を抑制したミキサ回路を実現することができる。
また、本発明に係る半導体集積回路は、上記の何れかのミキサ回路と、前記第１の出力信号と前記第２の出力信号との間に９０度の位相差を与えるように移相する移相回路と、前記移相回路から出力された前記第１の出力信号および前記第２の出力信号を加算する加算回路と、を備えることを特徴としている。
【００１１】
これにより、ミキサ回路で第１の出力信号と第２の出力信号との振幅誤差を抑制することができるので、移相回路から出力された第１の出力信号と第２の出力信号とを加算回路で加算したときに、イメージ信号に対応した出力信号を確実に相殺することができる。このように、イメージ信号を精度良く除去し、所望波信号のみを取り出すことができる。
【発明の効果】
【００１２】
以上説明したように、本発明のミキサ回路は、入力信号と第１のローカル信号とを乗算して得られる第１の出力信号と、入力信号と第２のローカル信号とを乗算して得られる第２の出力信号とのゲイン差を個別に調整することができる。
そのため、このようなミキサ回路を、ＲＦ受信信号をＩＦ信号に周波数変換する半導体集積回路に適用した場合、精度良くイメージ信号の除去を行うことができる。また、ミキサ回路部で上記ゲイン差の調整を行うことができるので、ミキサ回路の後段に、各出力信号の振幅誤差を低減するためのＶＧＡ等の回路を設ける必要がなく、回路の小型化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の本実施形態に係るミキサ回路を備えた受信機のチューナー１０を示す図である。
本実施形態におけるチューナー１０は、増幅器２と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３と、１／２分周器４と、ミキサ５，６と、ＰＰＦ（Ｐｏｌｙ  Ｐｈａｓｅ  Ｆｉｌｔｅｒ：多相フィルタ）７と、バイアス電圧調整回路８，９とを備え、ワンチップＩＣで構成されている。
【００１４】
アンテナ１で受信したＲＦ信号（入力信号ｃｏｓωRF）は、増幅器２で増幅されてミキサ５，６にそれぞれ入力される。
一方、ＶＣＯ３は、ローカル信号を生成するためのクロック信号ＣＫを生成し、これを１／２分周器４に出力する。１／２分周器４は、ＶＣＯ３で生成されたクロック信号ＣＫを互いに位相が９０度異なるローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉ（ｃｏｓωLO），Ｌｏｃａｌ＿Ｑ（ｓｉｎωLO）とし、ミキサ５，６にそれぞれ出力する。ここで、ローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉが第１のローカル信号に対応し、ローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｑが第２のローカル信号に対応している。
【００１５】
ミキサ５は、増幅器２から入力されるＲＦ信号と、バイアス電圧調整回路８でローカル信号Ｌｏｃａｌ＿ＩのＤＣバイアス点が調整されたローカル信号Ｌｏ＿Ｉとを乗算してＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ（第１の出力信号）を生成し、これをＰＰＦ７に出力する。同様に、ミキサ６は、増幅器２から入力されるＲＦ信号と、バイアス電圧調整回路９でローカル信号Ｌｏｃａｌ＿ＱのＤＣバイアス点が調整されたローカル信号Ｌｏ＿Ｑとを乗算してＩＦ信号ＩＦ＿Ｑ（第２の出力信号）を生成し、これをＰＰＦ７に出力する。なお、ミキサ５，６及びバイアス電圧調整回路８，９の詳細な構成については後述する。
【００１６】
ＰＰＦ７は、ミキサ５，６から入力されるＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿Ｑのフィルタリングを行う。このＰＰＦ７は、移相器（移相回路）７ａ，７ｂと加算器（加算回路）７ｃとから構成され、ヒルベルト変換を行ってイメージ信号を除去する機能を担っている。移相器７ａは、入力されたＩＦ信号ＩＦ＿Ｉを９０°移相して加算器７ｃに出力する。また、移相器７ｂは、入力されたＩＦ信号ＩＦ＿Ｑを０°移相して（そのまま）加算器７ｃに出力する。そして、加算器７ｃは、移相器７ａ，７ｂから入力された信号を加算して出力する。
【００１７】
ＰＰＦ７から出力される信号はイメージ除去後の信号であり、この出力信号に対してフィルタリングを行って所定の帯域に制限することにより、チューナー出力を得ることができる。
図２は、上記Ｉｍａｇｅ除去の概念を示す図であり、図２（ａ）はミキサ５，６から出力される周波数変換後のＩＦ信号、図２（ｂ）は移相器７ａ，７ｂから出力される移相後のＩＦ信号、図２（ｃ）は加算器７ｃから出力されるＩＱ加算後のＩＦ信号である。
【００１８】
ここでは、図８に示すように、受信したいＲＦ信号（Ｄｅｓｉｒｅｄ）の周波数がローカル信号の周波数より低く、除去したいＲＦ信号（Ｉｍａｇｅ）の周波数がローカル信号の周波数より高い場合について説明する。
Ｉｍａｇｅの周波数がローカル信号の周波数より高いことから、ミキサ５，６から出力された周波数変換後のＩＦ信号ＩＦ＿Ｉは、移相器７ａで＋９０°移相される。これにより、図２（ｂ）に示すように、Ｄｅｓｉｒｅｄに対応するＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑとの位相差はゼロとなり、一方、Ｉｍａｇｅに対応するＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑとの位相差は１８０°となる。そのため、移相器７ａで＋９０°移相されたＩＦ信号ＩＦ＿Ｉと、移相器７ｂで０°移相されたＩＦ信号ＩＦ＿Ｑとを加算器７ｃで加算すると、図２（ｃ）に示すように、Ｉｍａｇｅに対応するＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑと相殺されて除去される。
【００１９】
なお、Ｉｍａｇｅの周波数がローカル信号の周波数より低い場合には、移相器７ａで、ミキサ５，６から出力された周波数変換後のＩＦ信号ＩＦ＿Ｉを−９０°移相すればよい。
【００２０】
次に、ミキサ５，６の詳細な構成について説明する。
図３は、ミキサ５，６の構成を示す図である。
この図３に示すように、ミキサ５，６は、トランスコンダクタンス段ＧＭと、スイッチ段ＳＷＩ，ＳＷＱと、負荷ＺＩ，ＺＱとから構成されたダブルバランスミキサである。
トランスコンダクタンス段ＧＭは、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２と定電流源２１とを備え、増幅器２から入力されるＲＦ（電圧）信号を電流信号に変換する。
スイッチ段ＳＷＩは、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ６を備え、トランスコンダクタンス段ＧＭから入力される上記電流信号とローカル信号Ｌｏ＿Ｉとを乗算し、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｉを生成する。
【００２１】
また、スイッチ段ＳＷＱは、トランジスタＴｒ７〜Ｔｒ１０を備え、トランスコンダクタンス段ＧＭから入力される上記電流信号とローカル信号Ｌｏ＿Ｑとを乗算し、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｑを生成する。
具体的には、トランジスタＴｒ１及びＴｒ２のソースが定電流源２１を介して接地されており、トランジスタＴｒ１のドレインは、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ７，Ｔｒ８のソースにそれぞれ接続され、トランジスタＴｒ１のゲートにはＲＦ信号ＲＦ＋が入力される。また、トランジスタＴｒ２のドレインは、トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６，Ｔｒ９，Ｔｒ１０のソースにそれぞれ接続され、トランジスタＴｒ２のゲートにはＲＦ信号ＲＦ＋の反転信号であるＲＦ信号ＲＦ−が入力される。
【００２２】
このような構成により、ＲＦ信号は、Ｔｒ１及びＴｒ２のゲートに入力されると、Ｔｒ１及びＴｒ２のトランスコンダクタンスＧｍによって、Ｔｒ１及びＴｒ２のドレイン−ソース間を流れるＲＦ電流に変換される。
トランジスタＴｒ３及びＴｒ５のドレインは互いに接続され、その接続点は負荷ＺＩを構成する抵抗Ｒ１を介して電源端子に接続されている。また、トランジスタＴｒ４及びＴｒ６のドレインは互いに接続され、その接続点は負荷ＺＩを構成する抵抗Ｒ２を介して電源端子に接続されている。そして、トランジスタＴｒ３及びＴｒ６のゲートには、それぞれローカル信号Ｌｏ＿Ｉ＋が入力され、トランジスタＴｒ４及びＴｒ５のゲートには、それぞれローカル信号Ｌｏ＿Ｉ＋の反転信号であるローカル信号Ｌｏ＿Ｉ−が入力される。
【００２３】
また、トランジスタＴｒ７及びＴｒ９のドレインは互いに接続され、その接続点は負荷ＺＱを構成する抵抗Ｒ３を介して電源端子に接続されている。また、トランジスタＴｒ８及びＴｒ１０のドレインは互いに接続され、その接続点は負荷ＺＱを構成する抵抗Ｒ４を介して電源端子に接続されている。そして、トランジスタＴｒ７及びＴｒ１０のゲートには、それぞれローカル信号Ｌｏ＿Ｑ＋が入力され、トランジスタＴｒ８及びＴｒ９のゲートには、それぞれローカル信号Ｌｏ＿Ｑ＋の反転信号であるローカル信号Ｌｏ＿Ｑ−が入力される。
【００２４】
ＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ＋は、トランジスタＴｒ４及びＴｒ６のドレインの接続点から取り出され、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ−は、トランジスタＴｒ３及びＴｒ５のドレインの接続点から取り出される。また、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｑ＋は、トランジスタＴｒ８及びＴｒ１０のドレインの接続点から取り出され、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｑ−は、トランジスタＴｒ７及びＴｒ９のドレインの接続点から取り出される。
【００２５】
すなわち、スイッチ段ＳＷＩは、第１の差動対を構成するトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４と、第２の差動対を構成するトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６により構成され、第１の差動対はローカル信号Ｌｏ＿Ｉ＋，Ｌｏ＿Ｉ−のタイミングでトランジスタＴｒ３及びＴｒ４のソースの接続点に入力されるＲＦ電流を切り替えて、出力信号電流Ｉ１，Ｉ２に変換する。また、第２の差動対はローカル信号Ｌｏ＿Ｉ＋，Ｌｏ＿Ｉ−のタイミングでトランジスタＴｒ５及びＴｒ６のソースの接続点に入力されるＲＦ電流を切り替えて、出力信号電流Ｉ３，Ｉ４に変換する。
【００２６】
一方、スイッチ段ＳＷＱは、第３の差動対を構成するトランジスタＴｒ７，Ｔｒ８と、第４の差動対を構成するトランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０により構成され、第３の差動対はローカル信号Ｌｏ＿Ｑ＋，Ｌｏ＿Ｑ−のタイミングでトランジスタＴｒ７及びＴｒ８のソースの接続点に入力されるＲＦ電流を切り替えて、出力信号電流Ｑ１，Ｑ２に変換する。また、第４の差動対はローカル信号Ｌｏ＿Ｑ＋，Ｌｏ＿Ｑ−のタイミングでトランジスタＴｒ９及びＴｒ１０のソースの接続点に入力されるＲＦ電流を切り替えて、出力信号電流Ｑ３，Ｑ４に変換する。
【００２７】
このように、ＲＦ電流は、スイッチ段ＳＷＩ及びＳＷＱ（Ｔｒ３〜Ｔｒ１０）においてローカル信号によりスイッチングされ、ローカル信号との乗算が行われる。乗算の結果生成された出力信号電流は、負荷ＺＩ及びＺＱ（抵抗Ｒ１〜Ｒ４）によって電圧に変換され、出力信号電圧（ＩＦ＿Ｉ＋，ＩＦ＿Ｉ−，ＩＦ＿Ｑ＋，ＩＦ＿Ｑ−）として出力される。
【００２８】
ここで、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ１０はすべて同一特性を有すると共に、抵抗Ｒ１〜Ｒ４は同じ抵抗値Ｒを有する。
なお、図３において、トランスコンダクタンス段ＧＭが入力段に対応し、スイッチ段ＳＷＩ及び負荷ＺＩが第１の出力段に対応し、スイッチ段ＳＷＱ及び負荷ＺＱが第２の出力段に対応している。
【００２９】
ところで、イメージ抑圧比を向上させるためには、ミキサ５，６の出力におけるＩＱバランスを改善する、即ちＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿Ｑの振幅誤差を低減することが求められる。
今、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ１０に入力されるローカル信号Ｌｏ＿Ｉ，Ｌｏ＿ＱのＤＣバイアス電圧及びＡＣ振幅が等しく、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ１０のトランジスタサイズＷ／Ｌが等しいものとすると、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ１０に流れ込むＲＦ電流は平均して等しいと考えられる。したがって、ローカル信号がトランジスタＴｒ３〜Ｔｒ１０を理想的にスイッチングできるデューティ比５０％の方形波であるとすると、ＲＦ信号からＩＦ信号へのゲインＧａｉｎRFtoIFは次の式で表される。
ＧａｉｎRFtoIF＝１／２×Ｇｍ×Ｒ×１／π  ………（２）
【００３０】
次に、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ１０に入力されるローカル信号Ｌｏ＿Ｉ，Ｌｏ＿ＱのＡＣ振幅が等しく、トランジスタＴｒ３〜Ｔｒ１０のトランジスタサイズＷ／Ｌは等しいが、ローカル信号Ｌｏ＿ＩとＬｏ＿ＱとでＤＣバイアス電圧が異なっている場合を考える。
【００３１】
この場合、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ７，Ｔｒ８のソースは共通であるため、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４とトランジスタＴｒ７，Ｔｒ８との平均したゲート−ソース間電圧が異なり、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４とトランジスタＴｒ７，Ｔｒ８とに流れ込むＲＦ電流は平均すると異なる。
ここで、ローカル信号Ｌｏ＿ＩのＤＣバイアス電圧の方が高くＩＦ＿Ｉ側に流れる電流値が大きいとし、トランジスタＴｒ３，Ｔｒ４とトランジスタＴｒ７，Ｔｒ８とに流れ込むＲＦ電流の電流比を１＋α：１−αとすると、ＩＦ＿Ｉ側とＩＦ＿Ｑ側とのゲインＧａｉｎIFIとＧａｉｎIFQは、それぞれ次のように表される。
【００３２】
ＧａｉｎIFI＝（１＋α）／２×Ｇｍ×Ｒ×１／π  ………（３）
ＧａｉｎIFQ＝（１−α）／２×Ｇｍ×Ｒ×１／π  ………（４）
したがって、ローカル信号Ｌｏ＿Ｉとローカル信号Ｌｏ＿ＱとのＤＣバイアス電圧を別々に調整することで、ＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑとのゲイン差の調整が可能となる。
本実施形態では、このローカル信号Ｌｏ＿Ｉ，Ｌｏ＿ＱのＤＣバイアス電圧の調整を、バイアス電圧調整回路８，９でそれぞれ個別に行っている。
【００３３】
図４は、バイアス電圧調整回路の構成を示す図であり、図４（ａ）がバイアス電圧調整回路９、バイアス電圧調整回路８の構成を示している。
この図４に示すように、バイアス電圧調整回路８，９は、抵抗とキャパシタとからなるローパスフィルタによって構成されており、可変電圧源の電圧値を変化させることでｏｆｆｓｅｔ１，ｏｆｆｓｅｔ２を変化させ、各ローカル信号のＤＣバイアス点を所望の値に調整できるようになっている。
【００３４】
図５は、ＩＦ＿Ｉ側のゲインＧａｉｎIFIとＩＦ＿Ｑ側のゲインＧａｉｎIFQとの関係を示す図である。
この図５は、バイアス電圧調整回路８のｏｆｆｓｅｔ２を固定とし、バイアス電圧調整回路９のｏｆｆｓｅｔ１の電圧値を変化させた場合のゲイン変化を示している。このように、ｏｆｆｓｅｔ２を固定とした場合、ｏｆｆｓｅｔ１の変化に伴ってＩＦ＿Ｑ側のゲインＧａｉｎIFQが大きくなると、それに応じてＩＦ＿Ｉ側のゲインＧａｉｎIFIは小さくなる。
【００３５】
ＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿Ｑの振幅誤差は、主にミキサ回路を構成する素子のばらつきに起因する。したがって、ミキサ出力であるＩＦ信号のＩＱ間のゲイン差調整は、回路毎に行う必要がある。
上記ゲイン差調整を行う際には、先ず、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿Ｑを検波し、これらの振幅誤差を検知する。次に、その振幅誤差が最小となるようにローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉ，Ｌｏｃａｌ＿ＱのＤＣバイアス点をそれぞれ決定する。そして、決定した値に基づいて図４に示すバイアス電圧調整回路８，９の可変電圧源を制御し、ローカル信号Ｌｏ＿Ｉ，Ｌｏ＿ＱのＤＣバイアス電圧を調整する。
【００３６】
ところで、一般に、ローカル信号の各入力端子には、共通のバイアス電圧供給回路から所定のバイアス電圧が供給される。
図６は、一般的なミキサ回路を示すブロック図である。また、図７は、図６のバイアス電圧供給回路の構成を示す図である。
図６に示すように、互いに位相が９０°異なるローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉ及びＬｏｃａｌ＿ＱのＤＣバイアス点は、バイアス電圧供給回路３１によって所定の値に設定され、ミキサ３２でＲＦ信号とローカル信号Ｌｏ＿Ｉとが乗算されると共に、ミキサ３３でＲＦ信号とローカル信号Ｌｏ＿Ｑとが乗算される。
【００３７】
そして、各ミキサ３２，３３から出力されるＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿Ｑは、可変利得増幅器（ＶＧＡ）３４，３５にそれぞれ入力され、各ＩＦ信号がそれぞれ所望の大きさに増幅される。これにより、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿Ｑの振幅を個別に調整し、両者間のゲイン差を調整している。その後、ＶＧＡ３４，３５から出力されるＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿ＱをＰＰＦ３６でフィルタリングすることで、Ｉｍａｇｅ除去後の信号が得られる。
【００３８】
このように、従来方式では、ミキサ３２，３３の後段にＶＧＡ３４，３５が必要であるため、その分回路規模が大きくなってしまう。
これに対して、本実施形態では、バイアス電圧調整回路８，９でローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉ，Ｌｏｃａｌ＿ＱのＤＣバイアス点を個別に調整することで、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｉ，ＩＦ＿Ｑのゲイン差を調整するので、図１に示すようにミキサ５，６の後段にＶＧＡを設ける必要がない。その結果、回路規模の増大を抑制することができる。
【００３９】
このように、上記実施形態では、ローカル信号Ｌｏｃａｌ＿ＩのＤＣバイアス点と、ローカル信号Ｌｏｃａｌ＿ＱのＤＣバイアス点とを個別に設定するので、ミキサ出力ＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑとのゲイン差を適正に調整することができる。
その結果、ミキサ出力ＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑとの振幅誤差を抑制することができ、移相器から出力されたＩＦ＿ＩとＩＦ＿Ｑとを加算器で加算したときに、イメージ信号に対応した出力信号を確実に相殺することができる。このように、イメージ信号を精度良く除去し、所望波信号のみを取り出すことができる。
【００４０】
また、バイアス電圧調整回路をローパスフィルタにより構成するので、比較的簡易な構成でＤＣバイアス点の調整を行うことができる。
なお、上記実施形態では、バイアス電圧調整回路８，９を設け、ローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉ及びＬｏｃａｌ＿ＱのＤＣバイアス点をそれぞれ調整可能な構成とする場合について説明したが、バイアス電圧調整回路８及び９の何れか一方のみを設け、ローカル信号Ｌｏｃａｌ＿Ｉ及びＬｏｃａｌ＿Ｑの何れか一方のＤＣバイアス点を調整するようにしてもよい。
【００４１】
また、上記実施形態では、ミキサ回路を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ１０をＭＯＳＦＥＴで構成する場合について説明したが、バイポーラトランジスタで構成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本実施形態に係る受信器を示す図である。
【図２】Ｉｍａｇｅ除去の概念を示す図である。
【図３】ミキサの具体的な構成を示す図である。
【図４】バイアス電圧調整回路の構成を示す図である。
【図５】ＩＦ＿Ｉ側のゲインＧａｉｎIFIとＩＦ＿Ｑ側のゲインＧａｉｎIFQとの関係を示す図である。
【図６】従来方式のミキサ回路のブロック図である。
【図７】従来方式のバイアス電圧供給回路の構成を示す図である。
【図８】Ｉｍａｇｅ混信の課題を説明する図である。
【符号の説明】
【００４３】
１  アンテナ
２  増幅器
３  電圧制御発振器（ＶＣＯ）
４  １／２分周器
５，６  ミキサ
７  ＰＰＦ
７ａ，７ｂ  移相器
７ｃ  加算器
８，９  バイアス電圧調整回路
１０  受信器
Ｔｒ１〜Ｔｒ１０  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ４  抵抗
ＧＭ  トランスコンダクタンス段（入力回路）
ＳＷＩ，ＳＷＱ  スイッチ段（スイッチ回路）
ＺＩ，ＺＱ  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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