(57)【要約】【課題】導体スイッチング素子を有する電力変換装置において、スイッチングサージの抑制とノイズ対策を同時に実現可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源ラインと、この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングによって変換して出力する電力変換部（例えば、インバータやコンバータ）とを備えた電力変換装置であって、前記直流電源ラインには、この直流電源ラインと並列にコンデンサを接続し、このコンデンサと直流電源ラインが有するインダクタンスとで構成されたタンク回路（ＬＣ共振回路）によってスイッチングサージを抑制すると共に直流電源ラインを伝播するノイズを低減させる。【選択図】図１
2010041790.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源ラインと、
この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングして出力する電力変換部と
を備えた電力変換装置であって、
前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列に接続されたコンデンサを備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
直流電源ラインと、
この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングして出力する電力変換部と
を備えた電力変換装置であって、
前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列にコンデンサと抵抗器とを直列に接続した直列回路が接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記コンデンサは、前記電力変換部のスイッチングによって生ずるノイズに含まれる周波数成分のうち、抑制を所望する周波数と該コンデンサと前記直流電源ラインが有するインダクタンスとで構成される並列共振回路の共振周波数とが略等しくなるキャパシタンス値に設定されるものである請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記直流電源ラインは、正および負の電源ラインを有し、これら電源ライン間に直流電圧値を安定化させる直流電圧安定化コンデンサを備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換部は、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータである請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電力変換部は、入力された直流電圧をスイッチングして別の直流電圧に変換して出力する直流チョッパである請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に係り、特にこの電力変換装置によって生ずるサージおよびノイズの抑制技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体スイッチング素子を用いて構成した電力変換装置は、素子のスイッチング時に、素子両端に発生する電圧サージが大きな問題となる。この電圧サージは、例えば半導体スイッチング素子がＩＧＢＴ素子であれば、コレクタ−エミッタ間に生ずる（以降、この種の電圧サージをスイッチングサージと称する）。
例えばＩＧＢＴ素子をスイッチングしたときに生ずるコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃの関係は、図７の模式図に示したようになる。この図からわかるように電力変換装置においては、ターンオフ時のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅの跳ね上がり（スイッチングサージ）や、ターンオン時のコレクタ電流Ｉｃの跳ね上がりが生ずる。そしてこのスイッチングサージが半導体スイッチング素子の耐圧を超えると、素子破壊を招くことから電力変換装置の信頼性に大きく関わることになる。また、このようなスイッチング時に生ずる電圧、電流の急峻な変化や、これらの急激な変化に伴って生ずる共振現象は大きなノイズ源になる。このノイズ源は、電力変換装置の周囲から空間を伝播して放射されて放射ノイズとなったり、電力変換装置に接続されているケーブルや電力変換装置の近傍に配置されたケーブルを伝播して伝導ノイズになったりする。
【０００３】
尚、放射ノイズや伝導ノイズの原因になる伝播経路は、通常の電力供給線を導通する経路（ディファレンシャルモード）だけでなく、ＩＧＢＴ（或いは複数のＩＧＢＴを一体に構成したＩＧＢＴモジュール）や電動機に形成される浮遊容量を介して流れる経路（コモンモード）によるものが大きい。このコモンモード電流は、図８に示したアース線４を通って電源系統に到達する。
【０００４】
図８に示した電力変換装置は、電動機駆動回路の要部を示す概略回路図である。この電動機駆動回路は、三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換して出力するコンバータ２と、このコンバータ２から出力される直流電圧を安定化させる直流中間コンデンサＣｄｃと、この直流中間コンデンサＣｄｃによって安定化された直流電圧を受けて任意の周波数の三相交流電圧を出力するインバータ３とを備え、このインバータ３から出力される三相交流電圧が電動機Ｍに与えられて所望の回転速度が得られるようになっている。
【０００５】
詳しくはコンバータ２は、二つの整流用ダイオードを直列接続した直列回路（Ｄ１とＤ４、Ｄ２とＤ５及びＤ３とＤ６）を３組並列に接続し、三相交流電源１から与えられる交流電圧を直流電圧に変換する。またインバータ３は、二つのＩＧＢＴを直列に接続した直列回路（Ｓ１とＳ４、Ｓ２とＳ５及びＳ３とＳ６）を３組並列に接続して構成されている。このインバータ３は、図示しない制御回路によって例えばＰＷＭ制御される。
【０００６】
ここで、図８においてＬｓ１，Ｌｓ２は、コンバータ２とインバータ３の直流電源ライン６，７を構成するプリントパターンやブスバーに存在する配線インダクタンスであって、スイッチングサージが生ずる主要因になる。この配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２は、通常の回路図には記述されないものの、上述した電力変換装置等にあっては、その構造上存在するものである。
【０００７】
この配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２の値が大きいほど、スイッチングサージも大きくなる。これは図８の回路において各ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）がオフする際、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２に流れていた電流が導通経路を失うためである。
このようなスイッチングサージを抑制するには、図９に示すように、スナバダイオードＤｓとスナバ抵抗Ｒｓとで構成した並列回路にコンデンサＣｓを直列に接続したスナバ回路をスイッチング素子と並列に接続する対策方法や、特に図示しないがスイッチング素子の直近に高周波特性の優れたコンデンサを追加する対策方法が一般的である。
【０００８】
このスナバ回路は、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２に蓄えられたエネルギーを吸収してスイッチングサージを抑制するものである。またスイッチング素子の直近に追加したコンデンサＣｓｃ（ＰＮ一括スナバコンデンサともいう）は、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２にできる限り近づけて配置することでスイッチングサージを抑制することができる。
【０００９】
しかし例えスイッチング素子の直近にコンデンサを追加したとしても、スイッチング素子の高速化に伴い、スイッチング素子とコンデンサとの短い配線間を原因とするサージを十分に抑制できない事例も増えてきた。そこでこの種の問題を解決する手段としてスイッチング素子とコンデンサを一括接続する方法が試みられている（例えば、特許文献１を参照）。
【特許文献１】特開２００２−２３３１６５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながらスイッチングサージの抑制による素子の破壊防止と、スイッチングサージに起因する放射ノイズや伝導ノイズの低減を両立することは困難な場合が多い。例えば図７に示したスイッチング波形を参照すれば、ＩＧＢＴがターンオフしたとき、素子破壊の原因となるのはスイッチングサージのピーク電圧である。その一方でスイッチングサージは、ピーク値の後、すぐには収束せずに共振して振動することもある。そしてこの共振現象はターンオン時の電流にも観測されることがある。
【００１１】
このような共振現象は、素子破壊の原因にはならないものの、大きな放射ノイズや伝導ノイズの発生をもたらす。またこの共振現象は、スイッチングサージ抑制のために追加したスナバ回路や、スイッチング素子の直近に配置したコンデンサと配線インダクタンスによる共振が主要因である。したがってこの共振現象は、コンデンサの容量や配置場所等によって決まる。
【００１２】
そして放射ノイズや伝導ノイズは、一般的に電力変換装置の構成を決定し、装置が出来上がった後に対策する場合が多く、コンデンサ容量変更や構造変更による対策を施すことが困難な場合が多い。
本発明は、上述した問題を解決するべくなされたものであって、その目的は、半導体スイッチング素子を有する電力変換装置において、スイッチングサージの抑制とノイズ対策を同時に実現可能な電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述した目的を達成するため本発明の電力変換装置は、直流電源ラインと、この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングによって変換して出力する電力変換部とを備えた電力変換装置であって、前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列に接続されたコンデンサを備えることを特徴としている。
或いは本発明の電力変換装置は、直流電源ラインと、この直流電源ラインによって供給される直流電圧をスイッチングによって変換して出力する電力変換部とを備えた電力変換装置であって、前記直流電源ラインは、該直流電源ラインと並列にコンデンサと抵抗器とを直列に接続した直列回路が接続されることを特徴としている。
【００１４】
特に前記コンデンサは、前記電力変換部のスイッチングによって生ずるノイズに含まれる周波数成分のうち、抑制を所望する周波数と該コンデンサと前記直流電源ラインが有するインダクタンスとで構成される並列共振回路の共振周波数とが略等しくなるキャパシタンス値に設定されることを特徴としている。
好ましくは前記直流電源ラインは、正および負の電源ラインを有し、これら電源ライン間に直流電圧値を安定化させる直流電圧安定化コンデンサを備えることが望ましい。
【００１５】
また前記電力変換部は、入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力するインバータとして構成される。
或いは前記電力変換部は、入力された直流電圧をスイッチングして別の直流電圧に変換して出力する直流チョッパとして構成される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の請求項１〜６に記載の電力変換装置は、直流電源ラインに存在する配線インダクタンスと並列にコンデンサを接続して並列共振回路を形成し、この並列共振回路によって並列共振周波数近傍の周波数成分を抑制し、ノイズを低減することが可能となる。更に本発明の電力変換装置は、配線インダクタンスと並列にコンデンサと抵抗を追加しても、配線インダクタンス以上のインピーダンスにならないことから、スイッチングサージが悪化することもない。このため本発明は、スイッチングサージの抑制と放射ノイズ及び伝導ノイズの抑制とを同時に実現することができる等の実用上多大なる効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図６は、本発明の実施形態を例示するものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。また図中、図８，９と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図８，９に示す従来のものと同様であるのでその説明を略述する。
【００１８】
さて図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。この図において図８に示した電力変換装置と異なるところは、直流配線ライン６，７が有する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にそれぞれコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続した点にある。
尚、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２は、前述したようにプリントパターンやブスバーに存在するインダクタンスであって、一般には回路図に表されないものである。そのためコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２は、配線インダクタンスが形成される位置に接続すべきであるものの回路図上には表しにくい。しかしながら、直流電源ライン６，７上で一般的に大きな配線インダクタンスが形成される場所は、直流電源部（図１では直流中間コンデンサＣｄｃである）とスイッチング素子間を跨ぐようにして可能な限り短い配線で直流電源ライン６，７にそれぞれコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続するとよい。
【００１９】
このようにしてコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を直流電源ライン６，７に並列に接続することで、各コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と直流電源ライン６，７にそれぞれ存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２とでそれぞれ構成されるＬＣ並列回路が共振する並列共振周波数が新たに生ずる。このＬＣ並列回路は、並列共振周波数においてインピーダンスが大きくなることから、並列共振周波数付近の周波数成分がスイッチング素子両端に印加され難くなる。
【００２０】
そしてインバータ３を構成するＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）のスイッチングによって生ずるノイズに含まれる周波数成分のうち、抑制を所望する周波数と略等しい並列共振周波数になるようコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２のキャパシタンス値を設定する。すなわちコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２は、電力変換部のスイッチングによって生ずるノイズに含まれる周波数成分のうち、抑制を所望する周波数とコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と直流電源ライン６，７が有するインダクタンスとで構成されるＬＣ並列回路の共振周波数とが略等しくなるキャパシタンス値に設定さればよい。
【００２１】
かくして本発明の一実施形態に係る電力変換装置は、直流電源ライン６，７にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２をそれぞれ並列に接続したＬＣ並列回路を設けているので、このＬＣ並列回路によってスイッチング素子へ印加される特定周波数成分のノイズを低減させることができる。ここに素子に特定周波数成分とは、ノイズレベルの低減を所望する周波数成分を想定している。よって本発明の電力変換装置は、図１に示したスイッチング波形において並列共振周波数付近の周波数成分を抑制することができ、それ故、ノイズを低減することが可能となる。
【００２２】
尚、図１では、直流電源ライン６，７にそれぞれコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続しているが、どちらか一方の直流電源ラインだけにコンデンサを並列に接続するよう構成してもかまわない。
また、本発明の電力変換装置は、直流電源ライン６，７に存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を追加しているが、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２のインピーダンスを超える値にならないことから、スイッチングサージが悪化することもない。
【００２３】
よって本発明の電力変換装置は、装置が出来上がった後（組み立て完了後）であっても、コンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を直流電源ライン６，７に並列に接続することで、スイッチングサージの抑制と、放射ノイズ及び伝導ノイズを抑制することを同時に、しかも容易に実現することができる。
尚、直流電源ライン６，７に並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を追加する位置は、図２に示すように、ＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２とインバータ３（ＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６））の間であっても良い。つまりＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２は、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２を低減するためにできる限りＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の直近に配置されるが、配線インダクタンスをゼロにすることは不可能である。このことから、ＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２とＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）との間には、小さな配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４が形成されてしまう。また、図２に示すように、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２も当然に形成されることから、図３に示されるように、これらの配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２追加しても良い。
【００２４】
しかしこの場合は、前述したようにＰＮ一括スナバコンデンサＣｄｃ２とスイッチング素子との間に配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４が形成されるためコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と小さな配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４との間で直列共振が発生することが否めない。このためＩＧＢＴ（Ｓ１〜Ｓ６）の両端電圧に発生する電圧が増加する直列共振周波数が存在することがある。この直列共振の結果、所望のノイズレベルを上回る場合は、図４に示すようにコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と直列にそれぞれ抵抗器Ｒｓ１，Ｒｓ２を接続した直列回路を配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列に接続するとよい。このようにすることでコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２と小さな配線インダクタンスＬｓ３，Ｌｓ４との間に生ずる直列共振を効果的に抑えることができる。
【００２５】
尚、図４では、両方の直流電源ライン６，７に存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２及び抵抗器Ｒｓ１，Ｒｓ２を接続した直列回路をそれぞれ並列に接続しているが、いずれか一方の直流電源ラインだけに設けてもよい。
また本発明の電力変換装置は、図１に示した構成以外にも例えば図５に示すように二つスイッチング素子を直列に接続した直列回路を３組並列に接続してコンバータ１０を構成してもよい。この図におけるコンバータ１０は、スイッチング素子として六つのＩＧＢＴ（Ｓ１１〜Ｓ１６）を用いたものであり、二つスイッチング素子（Ｓ１１とＳ１４、Ｓ１２とＳ１５及びＳ１３とＳ１６）をそれぞれ直列に接続して構成したものである。そしてこのコンバータ１０は、図示しない制御回路によって、例えばＰＷＭ制御される（ＰＷＭコンバータ）。
【００２６】
尚、上述した実施形態は、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた電力変換装置について説明したが、このＩＧＢＴに変えてＭＯＳＦＥＴのような自己消弧デバイスを用いて構成しても勿論かまわない。
要は本発明の電力変換装置は、直流電源ライン６，７に存在する配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２と並列にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を接続した並列回路を構成したものであればよく、コンバータやインバータの構成方法およびその制御方式によって限定されるものではない。尚、直流中間コンデンサＣｄｃは、構造上最も大きな配線インダクタンスが形成される箇所等に設ければ、それで足りる。
【００２７】
次に本発明の別の実施形態に係る電力変換装置について図６を参照しながら説明する。図６は、半導体スイッチング素子によって入力された直流電圧をスイッチングし、他の直流電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータの要部概略構成を示す回路図である。
この図においてＴは、一次巻線ｔ１と複数の二次巻線ｔ２１〜ｔ２ｎを備えた絶縁変圧器である。この絶縁変圧器Ｔの一次巻線ｔ１の一端は、直流電源８に至る正電源ライン６に接続され、一次巻線ｔ１の他端には、スイッチング素子（この図では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン）が接続され、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースが直流電源８に至る負電源ライン７に接続されている。また互いに逆導通方向に接続された整流ダイオード及びツェナダイオードによるスナバ回路９が一次巻線ｔ１と並列に接続されている。
【００２８】
一方、絶縁変圧器Ｔの二次巻線ｔ２１〜ｔ２ｎには、それぞれ整流用ダイオードと、平滑コンデンサとを有する平滑回路１１がそれぞれ接続され、直流電力を図示しない負荷へ供給するようになっている。
概略的には、このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータにおいても正および負の直流電源ライン６，７には、配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２が存在する。そこで上述した実施形態と同様に各配線インダクタンスＬｓ１，Ｌｓ２のいずれか一方、またはその両方にコンデンサＣｓ１，Ｃｓ２を並列に接続したＬＣ並列回路を設ければよい。このようにすることで本発明の別の実施形態に係る電力変換装置は、スイッチングサージ抑制と放射ノイズおよび伝導ノイズの抑制を同時に実現することができる。
【００２９】
かくして本発明の電力変換装置は、直流電源ラインに存在する配線インダクタンスと並列にコンデンサを接続した並列共振回路を形成し、この並列共振回路によって並列共振周波数近傍の周波数成分を抑制することができ、ノイズを低減することが可能となる。更に本発明の電力変換装置は、配線インダクタンスと並列にコンデンサと抵抗を追加しても、配線インダクタンスより大きなインピーダンスにならないことから、スイッチングサージが悪化することもなく、スイッチングサージの抑制と放射ノイズ及び伝導ノイズの抑制とを同時に、しかも容易に実現することが可能であり実用上、極めて有用である。
【００３０】
尚、本発明の電力変換装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の一実施形態に係る電力変換装置であって、電動機の駆動を制御する主回路構成を示す回路図。
【図２】図１に示す電力変換装置を変形した本発明の別の実施形態を示す回路図。
【図３】図１に示す電力変換装置を更に変形した本発明の更に別の実施形態を示す回路図。
【図４】図３に示す電力変換装置を変形した本発明の更に別の実施形態を示す回路図。
【図５】図１に示す電力変換装置のコンバータを置き換えた本発明の別の実施形態を示す回路図。
【図６】本発明の別の実施形態に係る電力変換装置であって、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部を示す概略回路図。
【図７】スイッチング素子のオン・オフに伴う主電流の時間的変化の一例を示す図。
【図８】従来の電力変換装置であって、電動機の駆動を制御する主回路構成を示す回路図。
【図９】図７に示す電力変換装置にスナバ回路を付与した電動機の駆動を制御する主回路構成を示す回路図。
【符号の説明】
【００３２】
１  三相交流電源
２  コンバータ
３  インバータ
４  アース線
６  正電源ライン
７  負電源ライン
Ｃｄｃ  直流中間コンデンサ
Ｃｓ１，Ｃｓ２  コンデンサ
Ｌｓ１，Ｌｓ２  配線インダクタンス
Ｍ  電動機
【図１】
2010041790.tif 000003
【図２】
2010041790.tif 000004
【図３】
2010041790.tif 000005
【図４】
2010041790.tif 000006
【図５】
2010041790.tif 000007
【図６】
2010041790.tif 000008
【図７】
2010041790.tif 000009
【図８】
2010041790.tif 000010
【図９】
2010041790.tif 000011