(57)【要約】【課題】中性点がバッテリ１２に接続された電動機１０の端子をコンデンサ１４の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路であるインバータＩＶを操作することで電動機１０の制御量を制御するに際し、トルク変動が生じること。【解決手段】電動機１０を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのそれぞれは、モータ逆モデル４０，４６，５２に入力され、偏差算出部４２，４８，５４ではこれらの出力と指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとの差を算出する。そしてこれら差をローパスフィルタ４４，５０，５６にてフィルタ処理することで、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを算出する。これらオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを均等化制御すべく、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを補正する。【選択図】      図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置において、
前記多相回転機の各相を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量を、前記多相回転機の全相で均等化制御すべく前記多相回転機の各相に対する指令電圧を操作する均等化制御手段を備えることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【請求項２】
前記多相回転機を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量又はその相当値であるオフセット外乱量についての全相同一の目標値を設定する目標値設定手段を更に備え、
前記均等化制御手段は、前記オフセット外乱量を前記目標値にフィードバック制御すべく、前記多相回転機の各相に対する指令電圧を各相毎に操作することを特徴とする請求項１記載の多相回転機の制御装置。
【請求項３】
前記多相回転機の各相に対する指令電圧の基本値を設定する基本指令電圧設定手段を更に備え、
前記均等化制御手段は、前記オフセット外乱量を前記目標値にフィードバック制御すべく前記基本値を各相毎に各別に補正する補正手段を備えることを特徴とする請求項２記載の多相回転機の制御装置。
【請求項４】
前記多相回転機を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量又はその相当値であるオフセット外乱量を算出するオフセット外乱量算出手段を更に備え、
前記均等化制御手段は、各相毎に、前記オフセット外乱量算出手段によって算出されるオフセット外乱量を前記目標値にフィードバック制御することを特徴とする請求項２又は３記載の多相回転機の制御装置。
【請求項５】
前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記各相についての前記指令電圧とを入力として、前記オフセット外乱量を推定する推定手段を備えることを特徴とする請求項４記載の多相回転機の制御装置。
【請求項６】
前記推定手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値をモータ逆モデルに入力した際の出力と前記指令電圧との差に基づき、前記オフセット外乱量を推定することを特徴とする請求項５記載の多相回転機の制御装置。
【請求項７】
前記推定手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値をモータ逆モデルに入力した際の出力と前記指令電圧との差に基づく信号を入力するローパスフィルタを備え、前記ローパスフィルタは、前記多相回転機の電気角周波数の３次よりも大きい所定次数以上の周波数帯域をカットするように設計されてなることを特徴とする請求項６記載の多相回転機の制御装置。
【請求項８】
前記推定手段は、前記指令電圧を入力として前記多相回転機を流れる電流を推定する手段を備え、該推定される電流と前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値との差に基づき、前記オフセット外乱量を推定することを特徴とする請求項５記載の多相回転機の制御装置。
【請求項９】
前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値を入力として、その高次成分を前記オフセット外乱量として抽出する抽出手段を備えることを特徴とする請求項４記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１０】
前記抽出手段は、前記多相回転機の回転速度に応じて、前記抽出する周波数帯域を可変設定することを特徴とする請求項９記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１１】
前記抽出手段は、前記多相回転機の電気角周波数の３倍の周波数成分を透過させることを特徴とする請求項９又は１０記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１２】
前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流をフーリエ変換する手段を備え、該フーリエ変換による高次成分を前記オフセット外乱量として算出することを特徴とする請求項４記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１３】
前記多相回転機の各相の指令電流を算出する手段を更に備え、
前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記指令電流との差に基づき、前記オフセット外乱量を算出することを特徴とする請求項４記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１４】
前記多相回転機の各相の指令電流を算出する手段と、
前記各相の指令電流に前記目標値を加算する加算手段とを更に備え、
前記均等化制御手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流を前記加算手段の出力する電流にフィードバック制御すべく前記基本値を各相毎に補正することを特徴とする請求項３記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１５】
前記目標値設定手段は、前記オフセット外乱量算出手段によって算出されるオフセット外乱量の全相の平均値を前記オフセット外乱量の目標値とすることを特徴とする請求項４〜１４のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１６】
前記目標値設定手段は、前記直流電源の電圧をその目標値に制御するための操作量として前記オフセット外乱量の目標値を設定することを特徴とする請求項２〜１４のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１７】
前記目標値設定手段は、前記直流電源の出力電流をその目標値に制御するための操作量として前記オフセット外乱量の目標値を設定することを特徴とする請求項２〜１４のいずれか１項に記載の多相回転機の制御装置。
【請求項１８】
中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機を流れる電流を指令電流にフィードバック制御する多相回転機の制御装置において、
前記フィードバック制御によるゲインが「−３ｄＢ」まで低下する周波数が、前記多相回転機の電気角周波数の最大値の３倍以上に設定されてなることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【請求項１９】
前記フィードバック制御は、ｄｑ軸上の電流を対応する指令電流にフィードバック制御するものであって且つ、ｄ軸上の電流をｄ軸上の指令電流にフィードバック制御する制御器のゲインが「−３ｄＢ」まで低下する周波数が、前記多相回転機の電気角周波数の最大値の３倍以上に設定されてなることを特徴とする請求項１８記載の多相回転機の制御装置。
【請求項２０】
中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機を流れる電流を指令電流にフィードバック制御する多相回転機の制御装置において、
前記フィードバック制御は、ｄｑ軸上の電流を対応する指令電流にフィードバック制御するものであって且つ、ｄ軸上のフィードバック制御器のゲインの方がｑ軸上のフィードバック制御器のゲインよりも大きく設定されてなることを特徴とする多相回転機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば３相電動機に電力を供給する際には、通常、直流電圧を交流電圧に変換する３相インバータが用いられる。これにより、３相電動機の各相に交流電圧を印加することができる。このインバータの出力電圧の最大値は、直流電源の電圧によって制限される。このため、直流電源とインバータとの間に昇圧回路を備えることも周知である。ただし、昇圧回路を備える場合、昇圧回路のスイッチング素子をオンオフ操作するドライバ等を備えることとなり、部品点数の増加も無視できない。
【０００３】
そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、３相電動機の中性点に直流電源を接続するとともに、インバータの入力端子にコンデンサを接続することも提案されている。これにより、インバータの操作状態がゼロベクトルとなる期間において、インバータのスイッチング素子、モータの巻き線、及び直流電源の等価回路が、ＤＣＤＣコンバータと同一となる。したがって、２つのゼロベクトル期間であるＶ０ベクトル期間とＶ７ベクトル期間との比率を調節することで、コンデンサの電圧を昇圧することができる。このため、インバータのスイッチング素子の操作のみによって、昇圧動作を行うことができることとなり、部品点数の増加を抑制することができる。
【特許文献１】特許第３２２３８４２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、インバータの実際の出力電圧は、所望の電圧に対して誤差を有し得る。その要因としては、インバータにおける電圧降下とデッドタイムとがある。すなわち、インバータにおける電圧降下によって、３相電動機の各端子に印加される電圧が、上記コンデンサの正極又は負極の電位に対してずれたものとなり、これが出力電圧の誤差となる。また、デッドタイム期間においては、電動機の各相の電流の極性に依存してこれら各相がコンデンサの正極又は負極に接続されるため、これが出力電圧の誤差となる。こうした出力電圧の誤差の極性は、３相電動機を流れる電流の極性に依存して反転するものであるため、出力電圧は、そのゼロクロス近傍において歪を生じるおそれがある。そして、この歪は、３相電動機を流れる相電流のゼロクロス近傍において歪を生じさせる要因となる。
【０００５】
一方、上記昇圧動作により３相電動機を流れる相電流の振幅中心は、ゼロに対してずれたものとなる。こうした状況下、上記ゼロクロス近傍において電流に歪が生じる場合には、ｑ軸電流に歪が生じやすくなるため、３相電動機のトルク変動が顕著となるおそれがある。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御するに際し、トルクの変動を好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
請求項１記載の発明は、中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機の制御量を制御する多相回転機の制御装置において、前記多相回転機の各相を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量を、前記多相回転機の全相で均等化制御すべく前記多相回転機の各相に対する指令電圧を操作する均等化制御手段を備えることを特徴とする。
【０００９】
各相のオフセット電流量が相間でばらつく場合には、これがトルク変動の要因となる。上記発明では、この点に鑑み、オフセット電流量を全相で均等化制御することで、トルクの変動を好適に抑制することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記多相回転機を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量又はその相当値であるオフセット外乱量についての全相同一の目標値を設定する目標値設定手段を更に備え、前記均等化制御手段は、前記オフセット外乱量を前記目標値にフィードバック制御すべく、前記多相回転機の各相に対する指令電圧を各相毎に操作することを特徴とする。
【００１１】
上記発明では、オフセット外乱量についての全相共通の目標値を設定し、各相のオフセット外乱量を目標値にフィードバック制御することで、全相のオフセット電流量を均等化することができる。
【００１２】
なお、前記目標値設定手段は、前記目標値がゼロ以外の値を取り得るようにして前記目標値を設定するようにしてもよい。
【００１３】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記多相回転機の各相に対する指令電圧の基本値を設定する基本指令電圧設定手段を更に備え、前記均等化制御手段は、前記オフセット外乱量を前記目標値にフィードバック制御すべく前記基本値を各相毎に各別に補正する補正手段を備えることを特徴とする。
【００１４】
上記発明では、基本指令電圧設定手段を備えることで、多相回転機の制御量を制御するための操作量を設定する処理と、オフセット外乱量を目標値にフィードバック制御するための操作量を設定する処理とを独立に行うことができる。
【００１５】
請求項４記載の発明は、請求項２又は３記載の発明において、前記多相回転機を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量又はその相当値であるオフセット外乱量を算出するオフセット外乱量算出手段を更に備え、前記均等化制御手段は、各相毎に、前記オフセット外乱量算出手段によって算出されるオフセット外乱量を前記目標値にフィードバック制御することを特徴とする。
【００１６】
上記発明では、オフセット外乱量算出手段を備えることで、目標値へのフィードバック制御を的確に行うことができる。
【００１７】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記各相についての前記指令電圧とを入力として、前記オフセット外乱量を推定する推定手段を備えることを特徴とする。
【００１８】
多相回転機の各相を流れる電流の検出値は、正弦波形状の電流量とオフセット電流量との和であると考えられる。一方、指令電圧は、各相に流れる電流が正弦波形状の電流である際の電圧であるため、これには正弦波形状の電流に関する情報が含まれる。このため、指令電圧と上記検出値とを入力とすることで、オフセット電流量又はその相当値であるオフセット外乱量を推定算出することができる。
【００１９】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値をモータ逆モデルに入力した際の出力と前記指令電圧との差に基づき、前記オフセット外乱量を推定することを特徴とする。
【００２０】
多相回転機の各相を流れる電流は、正弦波形状の電流量とオフセット電流量との和であると考えられる。このため、多相回転機の各相を流れる電流をモータ逆モデルに入力した際の出力は、多相回転機に印加される実際の電圧、すなわち多相回転機にオフセット電流が流れる際に印加されている実際の電圧となると考えられる。一方、指令電圧は、各相に流れる電流が正弦波形状の電流である際の電圧である。このため、上記モータ逆モデルの出力する電圧と指令電圧との差は、多相回転機を実際に流れる電流と正弦波形状の電流とのずれ量と相関を有する。上記発明では、この点に鑑み、上記オフセット電流量と相関を有する電圧値をオフセット外乱量として推定する。
【００２１】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記推定手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値をモータ逆モデルに入力した際の出力と前記指令電圧との差に基づく信号を入力するローパスフィルタを備え、前記ローパスフィルタは、前記多相回転機の電気角周波数の３次よりも大きい所定次数以上の周波数帯域をカットするように設計されてなることを特徴とする。
【００２２】
モータ逆モデルは微分演算（離散系においては差分演算）を含むため、その出力は、電流の検出値に重畳するノイズが強調されたものとなりやすい。上記発明では、この点に鑑み、ローパスフィルタによって微分演算によるノイズ成分の抑制を図る。特に、この際、電気角周波数の３次成分についてはカットせず、透過周波数とすることで、オフセット電流量として特に顕著な成分を透過させることができる。
【００２３】
請求項８記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記推定手段は、前記指令電圧を入力として前記多相回転機を流れる電流を推定する手段を備え、該推定される電流と前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値との差に基づき、前記オフセット外乱量を推定することを特徴とする。
【００２４】
指令電圧は、各相に流れる電流が正弦波形状の電流である際の電圧であるため、これに基づき正弦波形状の電流を推定することができる。このため、こうして推定される電流と検出値との差は、実際の電流と正弦波形状の電流との差であるオフセット電流量相当となる。
【００２５】
請求項９記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値を入力として、その高次成分を前記オフセット外乱量として抽出する抽出手段を備えることを特徴とする。
【００２６】
多相回転機を流れる電流の歪は、電力変換回路の出力電圧のゼロクロス近傍の歪に起因して生じる。そして、多相回転機の出力電圧のゼロクロスタイミングは、各相毎に相違するため、ゼロクロスタイミングの周期は、１電気角周期よりも短くなる。したがって、多相回転機を流れる電流の歪の周期も１電気角周期よりも短くなるため、オフセット電流量は高次のノイズ成分となる。上記発明では、この点に鑑み、電流の検出値から高次成分を抽出することで、オフセット外乱量を的確に抽出することができる。
【００２７】
請求項１０記載の発明は、請求項９記載の発明において、前記抽出手段は、前記多相回転機の回転速度に応じて、前記抽出する周波数帯域を可変設定することを特徴とする。
【００２８】
オフセット電流の周期は、多相回転機の出力電圧のゼロクロスタイミングの出現周期に依存するため、オフセット外乱量の周波数は、多相回転機の回転速度に応じて変化する。上記発明では、この点に鑑み、抽出する周波数帯域を回転速度に応じて可変設定することで、オフセット外乱量を適切に抽出することができる。
【００２９】
請求項１１記載の発明は、請求項９又は１０記載の発明において、前記抽出手段は、前記多相回転機の電気角周波数の３倍の周波数成分を透過させることを特徴とする。
【００３０】
発明者らは、多相回転機のトルクを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて解析することで、多相回転機を流れる電流のノイズ成分として３次成分が特に顕著となることを見出した。上記発明では、この点に鑑み、３次成分をオフセット外乱量として扱うことで、トルク変動を好適に抑制することができる。
【００３１】
請求項１２記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流をフーリエ変換する手段を備え、該フーリエ変換による高次成分を前記オフセット外乱量として算出することを特徴とする。
【００３２】
多相回転機を流れる電流の歪は、電力変換回路の出力電圧のゼロクロス近傍の歪に起因して生じる。そして、多相回転機の出力電圧のゼロクロスタイミングは、各相毎に相違するため、ゼロクロスタイミングの周期は、１電気角周期よりも短くなる。したがって、多相回転機を流れる電流の歪の周期も１電気角周期よりも短くなるため、オフセット電流量は高次のノイズ成分となる。上記発明では、この点に鑑み、電流の検出値から高次成分を抽出することで、オフセット外乱量を的確に抽出することができる。特に、上記発明では、フーリエ変換を利用することで、狙った次数の周波数成分を選択的にオフセット外乱量として抽出することができる。
【００３３】
請求項１３記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記多相回転機の各相の指令電流を算出する手段を更に備え、前記オフセット外乱量算出手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流の検出値と前記指令電流との差に基づき、前記オフセット外乱量を算出することを特徴とする。
【００３４】
多相回転機の指令電流は正弦波形状の電流である一方、多相回転機を流れる実際の電流は正弦波形状の電流のみならずオフセット電流量をも含んでいる。上記発明では、この点に鑑み、これらの差に基づきオフセット外乱量を的確に算出することができる。
【００３５】
請求項１４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記多相回転機の各相の指令電流を算出する手段と、前記各相の指令電流に前記目標値を加算する加算手段とを更に備え、前記均等化制御手段は、前記多相回転機の各相を流れる電流を前記加算手段の出力する電流にフィードバック制御すべく前記基本値を各相毎に補正することを特徴とする。
【００３６】
多相回転機の指令電流は正弦波形状の電流である一方、多相回転機を流れる電流には、正弦波形状の指令電流のみならずノイズ成分（オフセット電流）が含まれている。このため、多相回転機を流れる電流を、指令電流に目標値を加算したものにフィードバック制御することで、オフセット外乱量を目標値にフィードバック制御することができる。
【００３７】
請求項１５記載の発明は、請求項４〜１４のいずれか１項に記載の発明において、前記目標値設定手段は、前記オフセット外乱量算出手段によって算出されるオフセット外乱量の全相の平均値を前記オフセット外乱量の目標値とすることを特徴とする。
【００３８】
オフセット外乱量の全相の平均値を目標値として各相のオフセット外乱量をこれにフィードバック制御するなら、オフセット外乱量を均等化するための操作量を最小化することができると考えられる。上記発明では、この点に鑑み、目標値を設定する。
【００３９】
請求項１６記載の発明は、請求項２〜１４のいずれか１項に記載の発明において、前記目標値設定手段は、前記直流電源の電圧をその目標値に制御するための操作量として前記オフセット外乱量の目標値を設定することを特徴とする。
【００４０】
上記発明では、直流電源の電圧を所望に制御する処理によって、オフセット外乱量を均等化する制御を行うことができる。
【００４１】
なお、請求項１６記載の発明が、請求項５〜７記載の発明特定事項を有する場合には、前記直流電源の電圧をその目標値とするためのフィードバック操作量である第１操作量を算出する手段と、オフセット外乱量の全相の和を前記第１操作量にフィードバック制御するための操作量として前記オフセット外乱量の目標値を設定する手段とを備えることが望ましい。
【００４２】
請求項１７記載の発明は、請求項２〜１４のいずれか１項に記載の発明において、前記目標値設定手段は、前記直流電源の出力電流をその目標値に制御するための操作量として前記オフセット外乱量の目標値を設定することを特徴とする。
【００４３】
上記発明では、直流電源の出力電流を所望に制御する処理によって、オフセット外乱量を均等化する制御を行うことができる。
【００４４】
請求項１８記載の発明は、中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機を流れる電流を指令電流にフィードバック制御する多相回転機の制御装置において、前記フィードバック制御によるゲインが「−３ｄＢ」まで低下する周波数が、前記多相回転機の電気角周波数の最大値の３倍以上に設定されてなることを特徴とする。
【００４５】
発明者らは、多相回転機のトルクを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて解析することで、多相回転機を流れる電流のノイズ成分として３次成分が特に顕著となることを見出した。上記発明では、この点に鑑み、３次成分のノイズを解消することができる程度にフィードバック制御の応答性を高く設定することで、トルクの変動を好適に抑制することができる。
【００４６】
請求項１９記載の発明は、請求項１８記載の発明において、前記フィードバック制御は、ｄｑ軸上の電流を対応する指令電流にフィードバック制御するものであって且つ、ｄ軸上の電流をｄ軸上の指令電流にフィードバック制御する制御器のゲインが「−３ｄＢ」まで低下する周波数が、前記多相回転機の電気角周波数の最大値の３倍以上に設定されてなることを特徴とする。
【００４７】
ｄ軸の電流は、多相回転機のトルクに与える影響が小さい。上記発明では、この点に鑑み、ｄ軸のゲインに限ってトルクの変動を抑制する観点から設計することで、ｑ軸のゲインについては、多相回転機の制御量を所望に制御する観点から自由に設計することができる。
【００４８】
請求項２０記載の発明は、中性点が第１の直流電源に接続された多相回転機の端子を第２の直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記多相回転機を流れる電流を指令電流にフィードバック制御する多相回転機の制御装置において、前記フィードバック制御は、ｄｑ軸上の電流を対応する指令電流にフィードバック制御するものであって且つ、ｄ軸上のフィードバック制御器のゲインの方がｑ軸上のフィードバック制御器のゲインよりも大きく設定されてなることを特徴とする。
【００４９】
多相回転機を流れる電流の歪は、電力変換回路の出力電圧のゼロクロス近傍の歪に起因して生じる。そして、多相回転機の出力電圧のゼロクロスタイミングは、各相毎に相違するため、ゼロクロスタイミングの周期は、１電気角周期よりも短くなる。したがって、多相回転機を流れる電流の歪の周期も１電気角周期よりも短くなる。この歪の影響は、フィードバック制御が、この歪の周波数に追従できるように設計されることで解消できると考えられる。ただし、この場合には、多相回転機の制御量を所望に制御する上で適切なゲインとなるとは限らない。一方、ｄ軸の電流は、多相回転機のトルクに与える影響が小さい。上記発明では、この点に鑑み、ｄ軸のゲインに限ってトルクの変動を抑制する観点から設計することで、ｑ軸のゲインについては、多相回転機の制御量を所望に制御する観点から自由に設計することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００５０】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載電動パワーステアリングに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００５１】
図１に、本実施形態にかかる電動機の制御システムの全体構成を示す。電動機１０は、車載電動パワーステアリングに内蔵される電動式アクチュエータである。また、電動機１０は、表面磁石同期電動機（ＳＰＭ）である。電動機１０の中性点には、車載バッテリ１２の正極が接続されている。
【００５２】
電動機１０の各相は、インバータＩＶを介してインバータＩＶの入力電源であるコンデンサ１４に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点が電動機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、ＭＯＳ型電界効果トランジスタが用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが並列接続されている。
【００５３】
本実施形態では、電動機１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず電動機１０の回転角度θ（電気角）を検出する回転角度センサ１５を備えている。また、電動機１０の各相を流れる電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出する電流センサ１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを備えている。また、バッテリ１２からインバータＩＶへの出力電流を検出する電流センサ１８を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧であるコンデンサ１４の電圧Ｖｃを検出する電圧センサ１９を備えている。
【００５４】
上記各種センサの検出値は、制御装置１３に取り込まれる。制御装置１３では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのそれぞれを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。
【００５５】
図２に、上記インバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。
【００５６】
指令電流設定部２０は、要求トルクＴｒに基づき、ｄｑ軸上の電流の指令値であるｄ軸上の指令電流ｉｄｒ及びｑ軸上の指令電流ｉｑｒを設定する。ここでは、最大トルク制御を行うように指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを設定する。すなわち、ｉｄｒ＝０となるように指令電流を設定する。一方、ｄｑ変換部２２は、電流センサ１６ｕ，１６ｖ，１６ｗによって検出される実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ，ｉｑに変換する。
【００５７】
電流制御器２４では、上記ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒと実電流ｉｄ，ｉｑとを入力として、ｄ軸上の指令電圧ｖｄｒ及びｑ軸上の指令電圧ｖｑｒを算出する。詳しくは、電流制御器２４は、偏差算出部２４ａにおいて、実電流ｉｄに対する指令電流ｉｄｒの差を算出し、フィードバック制御部２４ｂにおいて、実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量を算出する。一方、干渉項算出部２４ｃでは、ｑ軸上の実電流ｉｑに、回転速度ωとインダクタンスＬとを乗算し、非干渉化制御部２４ｄでは、上記フィードバック制御部２４ｂの出力から干渉項算出部２４ｃの出力を減算することで、上記ｄ軸上の指令電圧ｖｄｒを算出する。また、電流制御器２４は、偏差算出部２４ｅにおいて、実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差を算出し、フィードバック制御部２４ｆにおいて、実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量を算出する。一方、干渉項算出部２４ｇでは、ｄ軸上の実電流ｉｄに、回転速度ωとインダクタンスＬとを乗算し、非干渉化制御部２４ｈでは、上記フィードバック制御部２４ｆの出力に干渉項算出部２４ｇの出力を加算する。そして、誘起電圧補償部２４ｉでは、非干渉化制御部２４ｈの出力に、誘起電圧（回転速度ωと定数Φとの積）を加算することで、上記ｑ軸上の指令電圧ｖｑｒを算出する。なお、上記フィードバック制御部２４ｂ、２４ｆは、ともに、比例積分制御器にて構成されている。
【００５８】
３相変換部２６では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。そして、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒは、それぞれ指令電圧補正部２８，３０，３２において補正される。そして、補正後の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒが、ＰＷＭ信号生成部３４に取り込まれる。ＰＷＭ信号生成部３４では、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとキャリアとの大小関係に基づき、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎを生成するためのＰＷＭ信号ｇｕと，操作信号ｇｖｐ，ｇｖｎを生成するためのＰＷＭ信号ｇｖと，操作信号ｇｗｐ，ｇｗｎを生成するためのＰＷＭ信号ｇｗとを生成する。デッドタイム生成部３６では、ＰＷＭ信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗとデッドタイムとに基づき、上記操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。
【００５９】
上記指令電圧補正部２８，３０，３２は、昇圧用補正量Δｂ（＜０）にて指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒをオフセット補正することで、バッテリ１２の電圧Ｖｄｃに対するコンデンサ１４の電圧Ｖｃの昇圧比率を制御する処理を行う。次に、これについて説明する。
【００６０】
図３（ａ）に、インバータＩＶの下側アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となるＶ０ベクトル期間を示し、図３（ｂ）に、上側アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となるＶ７ベクトル期間を示す。図示されるように、これらゼロ電圧ベクトル期間において電動機１０のインダクタンス成分と、スイッチング素子と、コンデンサ１４とによって構成される回路は、周知の昇圧ＤＣＤＣコンバータの回路構成と等価となる。このため、Ｖ０ベクトル期間とＶ７ベクトル期間との和に対するＶ０ベクトル期間の比（オン時比率）を調節することで、コンデンサの電圧Ｖｃを制御することができる。そして、このオン時比率は、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを負側にオフセットさせることで操作することができる。上記指令電圧補正部２８，３０，３２では、この点に鑑み、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのオフセット補正量（昇圧用補正量Δｂ）を設定する。
【００６１】
図４に、電動機１０を流れる電流について、本実施形態の場合（中性点方式）と通常の場合（一般的なモータ駆動法）とを対比して示す。図示されるように、本実施形態では、バッテリ１２からコンデンサ１４に電流Ｉｂが流れるため、電動機１０を流れる電流が負側にオフセットする。これにより、電動機１０を流れる電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）のゼロクロス近傍において、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに顕著な歪を生じさせる。すなわち、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、実際には、図４に模式的に示すような正弦波形状の電流とはならず、歪を生じるものとなる。この要因は、インバータＩＶにおける電圧降下によるものと、デッドタイムによるものとに大別される。ここで、インバータＩＶの電圧降下によって実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに歪が生じるのは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，ＳｗｎやダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎにおける電圧降下に起因してインバータＩＶの出力電圧に誤差が生じるためである。また、デッドタイムによって実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに歪が生じるのは、デッドタイムに起因してインバータＩＶの出力電圧に誤差が生じるためである。すなわち、電動機１０の相電流が正である場合、デッドタイム期間においては、下側アームのダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを介して電流が流れるため、電動機１０の端子電圧がコンデンサ１４の負極電位程度となり、出力電圧が不足する。一方、電動機１０の相電流が負である場合、デッドタイム期間においては、上側アームのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐを介して電流が流れるため、電動機１０の端子電圧がコンデンサ１４の正極電位程度となり、出力電圧が過剰となる。
【００６２】
上記出力電圧の誤差は、電動機１０を流れる電流の極性に応じて変化するため、図５に示されるように、相電流のゼロクロス近傍において、振幅中心をゼロとする正弦波形状の電流に対する実際の電流のオフセット量の変動量が大きくなる。図５では、実電流ｉｕと、振幅中心をゼロとする正弦波形状の電流との差であるオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔと実電流ｉｕとの関係を示した。
【００６３】
上記オフセット電流量は、図６（ａ）に示すように、各相毎に大きくばらつく傾向にある。そしてこれにより、図６（ｂ）に示すように、トルクが変動する（トルクリプルが生じる）。これは以下の理由による。
【００６４】
電動機１０のトルクＴは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のそれぞれについての誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ，Ｅｗ、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、及びオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを用いて下記の式（ｃ１）にて表現できる。
Ｔ＝Eu・iu＋Ev・iv＋Ew・iw
＝Eu・（Iu+Iu_offset）＋Ev・（Iv+Iv_offset）＋Ew・（Iw+Iw_offset）
＝Eu・Iu＋Ev・Iv＋Ew・Iw＋Eu・Iu_offset＋Ev・Iv_offset＋Ew・Iw_offset…（ｃ１）
上記の式（ｃ１）において、右辺の初めの３つの項に記載されている正弦波電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗからオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔをそれぞれ減算したものである。このため、右辺の初めの３つの項の和「Eu・Iu＋Ev・Iv＋Ew・Iw」については、正弦波電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅が一定である限り一定値となる。これは、正弦波電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが、互いに「１２０°」ずつ位相がずれた正弦波形状の電流であることによる。一方、右辺の残りの３つの項の和は、一定値とならず変動する。これは、図６（ａ）に示したように、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔが正弦波電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと同一の挙動を示すものではないためである。
【００６５】
図７に、先の図１に示したシステムを従来手法にて駆動した場合のトルク変動の解析結果を示す。詳しくは、図７（ａ）は、電動機１０の各相を流れる電流の推移を模式的に示し、図７（ｂ）は、電動機１０の各相の誘起電圧の推移を示し、図７（ｃ）は、電動機１０のトルクの推移を模式的に示し、図７（ｄ）は、上記トルクの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）による解析結果を示す。
【００６６】
図示されるように、トルクは、相電流の周期よりも短い周期で変動する。そして、ＦＦＴ解析の結果によれば、電気角周波数に対する次数が３次（電気角周波数の３倍の周波数）において、トルクの歪率が最も大きくなる。これは、電動機１０を流れる相電流のゼロクロスの出現周波数が電気角周波数の３倍程度となることに対応していると考えられる。
【００６７】
上記トルクリプルを低減すべく、本実施形態でも、各相の電流の極性（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性）に基づく周知のデッドタイム補償処理を行う。すなわち、先の図２に示すように、指令電圧補正部２８，３０，３２において、各相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒのそれぞれを、各相の電流の極性に応じたデッドタイム補償量Δｄｕ，Δｄｖ、Δｄｗにて補正する。なお、実際には、デッドタイム補償量Δｄｕ，Δｄｖ、Δｄｗは、上述したデッドタイムに起因する出力電圧誤差のみならず、インバータＩＶにおける電圧降下量に起因する出力電圧の誤差をも補償する値に設定される。
【００６８】
ただし、この処理のみによっては、上記トルクリプルを十分に抑制することができないことが発明者らによって見出された。これは、図８に示すように、本実施形態（中性点方式）の場合には、通常のインバータを用いた場合と比較して、電動機１０を流れる電流に生じるリプル（電気角周波数よりも高次の変動）が大きくなることによる。このため、電動機１０の各相を流れる電流のゼロクロス近傍においてその極性を精度良く検出することが困難となり、ひいてはデッドタイム補償量Δｄｕ，Δｄｖ、Δｄｗを高精度に設定することが困難となる。
【００６９】
そこで、本実施形態では、電動機１０を実際に流れる電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを均等化制御する処理を併せ行う。これにより、上記の式（ｃ１）の右辺の第４項から第６項の和を略ゼロとすることができ、ひいてはトルクリプルを好適に抑制することができる。すなわち、誘起電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗは、互いに「１２０°」ずつずれた正弦波形状の電圧であるため、これらの和はゼロとなる。このため、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔが互いに等しいなら、上記の式（ｃ１）の右辺第４項から第６項の和はゼロとなる。ちなみに、上記の議論からわかるように、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔに共通の固定値を加算してもこれらを均等化制御することでトルクリプルを抑制することができる。このため、電流オフセット量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔの定義は、電動機１０を実際に流れる電流と振幅中心をゼロとする正弦波形状の電流とのずれ量であってもよいし、電動機１０を実際に流れる電流と振幅中心をゼロと「しない」正弦波形状の電流とのずれ量であってもよい。
【００７０】
以下、先の図２を参照しつつ、上記均等化制御について詳述する。
【００７１】
本実施形態では、外乱オブザーバを用いて、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔの相当値を推定する。詳しくは、実電流ｉｕをモータ逆モデル４０に入力することで、Ｕ相に実際に印加される電圧を推定する。ここで、モータ逆モデル４０は、電動機１０のインダクタンスＬ、抵抗Ｒ，及び微分演算子ｓを用いて「Ｌｓ＋Ｒ」にて表現される。一方、偏差算出部４２では、Ｕ相の指令電圧ｖｕｒに対する上記モータ逆モデル４０の出力の差を算出する。この偏差算出部４２の出力は、Ｕ相のオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔの相当値である。すなわち、上記モータ逆モデル４０の出力は、「（Ｌｓ＋Ｒ）・ｉｕ＋Ｅｕ」となる一方、Ｕ相の指令電圧ｖｕｒは、誘起電圧がないとした場合に、振幅中心をゼロとする正弦波形状の電流Ｉｕを流すための電圧ｖｕｂに、誘起電圧Ｅｕを加算した値となる。このため、偏差算出部の出力は、「（Ｌｓ＋Ｒ）・Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ」となり、これは、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ相当値である。
【００７２】
ただし、モータ逆モデル４０においては微分演算（離散系では差分演算）を行うため、電流センサ１６ｕの検出値に含まれるノイズ成分が増幅され、これが偏差算出部４２の出力に混入するおそれがある。このため、本実施形態では、偏差算出部４２の出力をローパスフィルタ４４にてフィルタ処理したものを、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔの相当値（オフセット外乱量ＯＤｕ）とする。ここで、ローパスフィルタ４４は、回転速度ωに応じてその透過周波数を可変設定するものである。ここでは、透過周波数の上限値を、電気角周波数の３倍よりも大きく設定する。これは、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔのうちの最も顕著な成分が電気角周波数の３倍であることに鑑みた設定である。
【００７３】
同様に、Ｖ相の実電流ｉｖは、モータ逆モデル４６に入力され、偏差算出部４８では、指令電圧ｖｖｒに対するモータ逆モデル４６の出力の差を算出し、これがローパスフィルタ５０にてフィルタ処理されることで、オフセット外乱量ＯＤｖが算出される。また、Ｗ相の実電流ｉｗは、モータ逆モデル５２に入力され、偏差算出部５４では、指令電圧ｖｗｒに対するモータ逆モデル５２の出力の差を算出し、これがローパスフィルタ５８にてフィルタ処理されることで、オフセット外乱量ＯＤｗが算出される。
【００７４】
一方、目標値設定部６０では、オフセット外乱量ＯＤｕ、ＯＤｖ、ＯＤｗを均等化するためのこれらに共通の目標値ＯＤｒを設定する。特に本実施形態では、この目標値ＯＤｒをオフセット外乱量ＯＤｕ、ＯＤｖ、ＯＤｗの平均値とする。これは均等化制御のための操作量を最小とするための設定である。詳しくは、加算部６０ａにおいて、オフセット外乱量ＯＤｕ、ＯＤｖ、ＯＤｗの総和を算出し、乗算器６０ｂにて、加算部６０ａの出力に「１／３」を乗算することで目標値ＯＤｒを算出する。
【００７５】
そして偏差算出部６２では、オフセット外乱量ＯＤｕに対する目標値ＯＤｒの差として、均等化補正量ΔＶｕを算出する。また、偏差算出部６４では、オフセット外乱量ＯＤｖに対する目標値ＯＤｒの差として、均等化補正量ΔＶｖを算出する。更に、偏差算出部６６では、オフセット外乱量ＯＤｗに対する目標値ＯＤｒの差として、均等化補正量ΔＶｗを算出する。こうして算出された均等化補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ、ΔＶｗのそれぞれは、指令電圧補正部２８，３０，３２において、指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒに加算される。
【００７６】
図９、図１０に、本実施形態の効果を示す。詳しくは、図９（ａ）及び図１０（ａ）に、従来手法（上記デッドタイム補償量Δｄｕ，Δｄｖ、Δｄｗのみを用いて均等化制御を行わない場合）を示し、図９（ｂ）及び図１０（ｂ）に、本実施形態の場合を示す。
【００７７】
図示されるように、本実施形態では、バッテリ１２からの電流、すなわち、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを均等化できるため、トルクの変動を好適に抑制することができる。
【００７８】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００７９】
（１）電動機１０の各相を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを電動機１０の全相で均等化制御すべくインバータＩＶの出力電圧を操作した。これにより、トルクの変動を好適に抑制することができる。
【００８０】
（２）オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを目標値にフィードバック制御すべく、インバータＩＶの出力電圧を各相毎に操作した。これにより、全相のオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを均等化することができる。
【００８１】
（３）オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを目標値にフィードバック制御すべく指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを各相毎に各別に補正した。これにより、電動機１０の制御量（実電流ｉｄ，ｉｑ）を制御するための操作量（指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒ）を設定する処理と、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを目標値にフィードバック制御するための操作量（均等化補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗ）を設定する処理とを独立に行うことができる。
【００８２】
（４）電動機１０の各相を流れる電流の検出値（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）をモータ逆モデル４０，４６，５２に入力した際の出力と指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとの差に基づき、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを推定した。これにより、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔと相関を有する電圧値をオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして推定することができる。
【００８３】
（５）モータ逆モデル４０，４６，５２の出力と指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとの差を入力するローパスフィルタ４４，５０，５６を備え、ローパスフィルタ４４，５０，５６を、電動機１０の電気角周波数の３次よりも大きい所定次数以上の周波数帯域をカットするように設計した。これにより、モータ逆モデル４０，４６，５２が微分演算（離散系においては差分演算）を含むことに起因して増幅されるノイズ成分を好適に抑制することができる。特に、この際、電気角周波数の３次成分についてはカットせず、透過周波数とすることで、オフセット電流量として特に顕著な成分に相当する成分を透過させることができ、ひいてはオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを適切に定量化することができる。
【００８４】
（６）オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの全相の平均値をオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒとした。これにより、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを均等化するための操作量を最小化することができる。
【００８５】
（７）上記均等化制御に加えて、デッドタイム補償量Δｄｕ，Δｄｖ、Δｄｗによって指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを補正することで、デッドタイムや、インバータＩＶによる電圧降下によるインバータＩＶの出力電圧の誤差をフィードフォワード制御によって補償した。これにより、出力電圧に誤差が生じることがないように予め制御することができる。しかも、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを目標値ＯＤｒへとフィードバック制御することでオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを均等化制御する処理を併せ用いることで、電動機１０を流れる電流のゼロクロス近傍において上記フィードフォワード制御の制御性が低下する場合であっても、これを補償することができる。
【００８６】
（８）電流制御器２４を、誘起電圧補償部２４ｉを備えて構成した。これにより、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗから誘起電圧の影響を除去することができ、ひいてはオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを高精度に定量化することができる。
【００８７】
（９）車載電動パワーステアリングに搭載される電動機１０に本発明を適用した。電動パワーステアリングにあっては、電動機１０のトルク変動がハンドルに振動として伝播するおそれがあるため、トルク変動を抑制することが特に望まれる。このため、上記均等化制御の利用価値が特に高い。
【００８８】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００８９】
図１１に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１１において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００９０】
本実施形態では、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを直接算出する。
【００９１】
詳しくは、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒは、それぞれモータモデル７０，７２，７４に入力され、ここで、電動機１０を流れる正弦波形状の電流（詳しくは、「正弦波形状の電流＋（Ｅｕ／Ｌｓ＋Ｒ）」）が算出される。そして、偏差算出部４２、４８、５４では、それぞれモータモデル７０の出力に対する実電流ｉｕの差、モータモデル７２の出力に対する実電流ｉｖの差、及びモータモデル７４の出力に対する実電流ｉｗの差がそれぞれ算出される。そして、本実施形態では、こうして算出された差が、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとされる。これらは、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔそのものである。すなわち例えば、実電流ｉｕは、正弦波形状の電流Ｉｕとオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔとの和（詳しくは、これに「Ｅｕ／（Ｌｓ＋Ｒ）」を加算したもの）となるため、偏差算出部４２の出力は、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔとなる。
【００９２】
一方、偏差算出部６２，６４，６６の出力は、均等化補正量算出部７６，７８，８０に取り込まれる。均等化補正量算出部７６，７８，８０はそれぞれ、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを目標値ＯＤｒにフィードバック制御するための操作量として、均等化補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを算出するものである。詳しくは、比例積分演算を用いて均等化補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを算出する。
【００９３】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（６）〜（９）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００９４】
（１０）指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒをモータモデル７０，７２，７４に入力することで電動機１０を流れる電流を推定し、推定される電流と電動機１０の各相を流れる電流の検出値との差に基づき、オフセット外乱量ＯＤｕ、ＯＤｖ，ＯＤｗを推定した。ここで、モータモデル７０，７２，７４の出力は、正弦波形状の電流（より正確には、正弦波形状の電流と「（誘起電圧）／（Ｌｓ＋Ｒ）」との和）である。このため、上記差によって、オフセット外乱量ＯＤｕ、ＯＤｖ、ＯＤｗとしてオフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを直接算出することができる。
【００９５】
（１１）偏差算出部６２，６４，６６を、比例積分演算器とすることで、これを、電動機１０の特性に適合した制御器とすることができる。
【００９６】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００９７】
図１２に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１２において、先の図１１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【００９８】
本実施形態では、電動機１０の各相を流れる電流の検出値（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）の高次成分を、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして抽出する。詳しくは、図示されるように、実電流ｉｕ、ｉｖ，ｉｗのそれぞれを、ハイパスフィルタ８２，８４，８６に入力することで、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの高周波成分を抽出する。ここで、ハイパスフィルタ８２，８４，８６は、透過周波数を回転速度ωに応じて可変設定することで、電気角周波数の３倍以上の周波数成分を透過させるものである。こうして抽出された電流成分は、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして、上記偏差算出部６２，６４，６６に入力される。
【００９９】
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（６）〜（９）の各効果や、先の第２の実施形態の上記（１１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１００】
（１２）電動機１０の各相を流れる電流の検出値を入力として、その高次成分をオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして抽出した。これにより、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔを直接抽出することができる。
【０１０１】
（１３）電動機１０の回転速度に応じて、抽出する周波数帯域を可変設定した。これにより、電気角周波数の３倍の周波数成分を確実に抽出することができる。
【０１０２】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０３】
図１３に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１３において、先の図１２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１０４】
図示されるように、本実施形態では、バンドパスフィルタ８２ａ，８４ａ，８６ａによって、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの高周波成分を抽出する。ここで、バンドパスフィルタ８２ａ，８４ａ，８６ａは、透過周波数を回転速度ωに応じて可変設定することで、電気角周波数の３倍の周波数成分を含む所定の周波数帯域の成分を透過させるものである。こうして抽出された電流成分は、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして、上記偏差算出部６２，６４，６６に入力される。
【０１０５】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（６）〜（９）の各効果や、先の第２の実施形態の上記（１１）の効果、先の第３の実施形態の上記（１３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１０６】
（１４）バンドパスフィルタ８２ａ，８４ａ，８６ａにてオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを抽出することで、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗに過度に高い周波数成分が混入することを回避することができる。
【０１０７】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１０８】
図１４に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１４において、先の図１２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１０９】
図示されるように、本実施形態では、高速フーリエ変換器８２ｂ，８４ｂ，８６ｂによって、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの高周波成分を抽出する。ここで、高速フーリエ変換器８２ｂ，８４ｂ，８６ｂは、フーリエ級数成分のうちの電気角周波数の３倍以上の所定の次数の成分（少なくとも３次を含むことが望ましい）を算出するものである。こうして算出された電流成分は、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして、上記偏差算出部６２，６４，６６に入力される。
【０１１０】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（６）〜（９）の各効果や、先の第２の実施形態の上記（１１）の効果、先の第３の実施形態の上記（１３）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１１１】
（１５）高速フーリエ変換器８２ｂ，８４ｂ，８６ｂによるフーリエ級数の高次成分をオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ、ＯＤｗとして算出した。これにより、狙った次数の周波数成分を選択的にオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとして抽出することができる。
【０１１２】
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１３】
図１５に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１５において、先の図１１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１１４】
図示されるように、本実施形態では、ｄｑ軸上の指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを３相の指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒに変換する３相変換部９０を備えている。これら指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒは、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔが含まれない正弦波形状の電流（振幅中心をゼロとする正弦波形状の電流）である。そして、偏差算出部９２，９４，９６のそれぞれでは、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのそれぞれに対する指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒの差を、それぞれオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗとする。
【０１１５】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（６）〜（９）の各効果や、先の第２の実施形態の上記（１１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１１６】
（１６）電動機１０の各相を流れる電流の検出値と指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒとの差に基づき、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを算出した。これにより、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを的確に算出することができる。
【０１１７】
（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１１８】
図１６に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１６において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１１９】
本実施形態では、目標値設定部６０にて設定されるオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを、コンデンサ１４の電圧Ｖｃを目標値Ｖｃｒにフィードバック制御するために操作する。詳しくは、図示されるように、偏差算出部６０ｃでは、コンデンサ１４の電圧Ｖｃと目標値Ｖｃｒとの差を算出し、フィードバック制御部６０ｄでは、実際の電圧Ｖｃを目標値Ｖｃｒに制御するための第１操作量を算出する。この第１操作量は、バッテリ１２からの出力電流相当量である。詳しくはフィードバック制御部６０ｄでは、比例積分演算にて第１操作量を算出する。
【０１２０】
一方、偏差算出部６０ｅでは、加算部６０ａの出力であるオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの和に対する第１操作量の差を算出する。そして、目標値算出部６０ｆでは、偏差算出部６０ｅの出力に基づき目標値ＯＤｒを算出する。ここでは、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの和に対する第１操作量の差の比例積分演算にて上記目標値ＯＤｒを算出する。ここで、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの和は、バッテリ１２の出力電流相当量である。このため、これを第１操作量に制御することで、コンデンサ１４の電圧Ｖｃをその目標値Ｖｃｒに制御することができる。
【０１２１】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）、（７）〜（９）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１２２】
（１７）コンデンサ１４の電圧Ｖｃをその目標値Ｖｃｒに制御するための操作量としてオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを設定した。これにより、コンデンサ１４の電圧Ｖｃを所望に制御する処理によって、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを均等化する制御を行うことができる。
【０１２３】
（１８）コンデンサ１４の電圧Ｖｃをその目標値Ｖｃｒとするためのフィードバック操作量である第１操作量を算出し、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの全相の和を、第１操作量にフィードバック制御するための操作量としてオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを設定した。これにより、バッテリ１２からの出力電流相当値を第１操作量とすることができるため、コンデンサ１４の電圧Ｖｃを適切に制御することができる。
【０１２４】
（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１２５】
図１７に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１７において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１２６】
本実施形態では、目標値設定部６０にて設定されるオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを、バッテリ１２の電流を目標値Ｉｂｒにフィードバック制御するために操作する。詳しくは、図示されるように、加算部６０ａの出力としてのオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの総和は、モータモデル６０ｇに入力される。これにより、オフセット電流の総和、すなわち、バッテリ１２の出力電流を推定算出する。そして、偏差算出部６０ｈにおいて、モータモデル６０ｇの出力に対するバッテリ１２の電流の目標値Ｉｂｒの差を算出する。そして、偏差算出部６０ｈの出力は、目標値算出部６０ｉに取り込まれる。目標値算出部６０ｉは、バッテリ１２の実際の出力電流を目標値Ｉｂｒにフィードバック制御するための操作量としてオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを算出する。詳しくは、この処理は、比例積分演算によって行われる。
【０１２７】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）、（７）〜（９）の各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【０１２８】
（１９）バッテリ１２の出力電流をその目標値Ｉｂｒに制御するための操作量としてオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを設定した。これにより、バッテリ１２の出力電流を所望に制御する処理によって、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを均等化する制御を行うことができる。
【０１２９】
（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１３０】
図１８に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１８において、先の図１１等に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１３１】
本実施形態では、電動機１０の各相を流れる電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）のそれぞれを、３相の指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒにオフセット外乱量（オフセット電流量）の目標値を加算したものにフィードバック制御することで、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗをその目標値にフィードバック制御するモデル追従型制御を行う。詳しくは、図示されるように、先の図１５同様、３相変換部９０を備えて、３相の指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒを生成する。一方、目標値設定部６０では、コンデンサ１４の電圧Ｖｃを目標値Ｖｃｒにフィードバック制御するための操作量として、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値を設定する。すなわち、偏差算出部６０ｊでは、コンデンサ１４の電圧Ｖｃに対する目標値Ｖｃｒの差を算出し、目標値算出部６０ｋでは、この差に基づき目標値ＯＤｒを算出する。詳しくは、この処理は、比例積分演算にて行われる。
【０１３２】
そして、電流補正部１００、１０２，１０４では、それぞれ、指令電流ｉｕｒ，ｉｖｒ，ｉｗｒに目標値ＯＤｒを加算する。
【０１３３】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）、（７）〜（９）の各効果や、先の第７の実施形態の上記（１７）、（１８）の効果に準じた効果が得られるようになる。
【０１３４】
（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第９の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１３５】
図１９に本実施形態にかかるインバータＩＶの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図１９において、先の図１８等に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。
【０１３６】
本実施形態では、目標値設定部６０にて設定されるオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを、バッテリ１２の電流を目標値Ｉｂｒにフィードバック制御するために操作する。詳しくは、図示されるように、偏差算出部６０ｌでは、バッテリ１２の電流Ｉｂに対するその目標値Ｉｂｒの差を算出し、目標値算出部６０ｍでは、上記差に基づきオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値ＯＤｒを算出する。詳しくは、この処理は、比例積分演算にて行われる。
【０１３７】
以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）、（７）〜（９）の各効果や、先の第８の実施形態の上記（１９）の効果に準じた効果が得られるようになる。
【０１３８】
（第１１の実施形態）
以下、第１１の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【０１３９】
本実施形態では、先の図２に示した電流制御器２４のゲインを大きくして、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒに制御することで、オフセット電流量Ｉｕ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｖ＿ｏｆｆｓｅｔ、Ｉｗ＿ｏｆｆｓｅｔの変動を抑制する。これを実現するためには、電動機１０の電気角周波数の少なくとも３倍の周波数に対する応答性を高めることが望まれる。
【０１４０】
そこで本実施形態では、図２０に示すように、フィードバック制御によるゲインが「−３ｄＢ」まで低下する周波数が、電動機１０の電気角周波数の最大値ｆｍａｘの３倍以上となるように設定する。詳しくは、本実施形態では、特に、ｄ軸のフィードバック制御部２４ｆについて、上記ゲイン特性を満たすように設計する。このため、本実施形態では、ｄ軸のフィードバック制御部２４ｆの比例ゲインＫｄｐ及び積分ゲインＫｄｉは、それぞれ、ｑ軸のフィードバック制御部２４ｂの比例ゲインＫｑｐ及び積分ゲインＫｑｉよりも大きく設定される。
【０１４１】
以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【０１４２】
（２０）フィードバック制御によるゲインが「−３ｄＢ」まで低下する周波数が、電気角周波数の最大値ｆｍａｘの３倍以上となるように設定した。これにより、３次のノイズ成分を解消することができる程度にフィードバック制御の応答性を高く設定することができ、ひいてはトルクの変動を好適に抑制することができる。
【０１４３】
（２１）ｄ軸上のフィードバック制御部２４ｆのゲインを、ｑ軸上のフィードバック制御部２４ｂのゲインよりも大きく設定した。こうしてｄ軸のゲインに限ってトルクの変動を抑制する観点から設計することで、ｑ軸のゲインについては、電動機１０の制御量を所望に制御する観点から自由に設計することができる。
【０１４４】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１４５】
・上記第１の実施形態では、モータ逆モデル４０，４６，５２の微分演算による高周波ノイズを抑制すべくローパスフィルタ４４，５０，５６を備えたが、これを備えなくても、上記第１の実施形態の上記（１）〜（４）、(６)〜（９）の効果を得ることはできる。
【０１４６】
・上記第２〜第１０の実施形態においては、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗを目標値にフィードバック制御するための制御器を比例積分制御器としたが、これに限らず、例えば比例制御器としてもよい。
【０１４７】
・上記第７の実施形態において、バッテリ１２の電圧Ｖｄｃを目標値にフィードバック制御するための操作量としてオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値を設定してもよい。
【０１４８】
・上記第８の実施形態において、コンデンサ１４の出力電流を目標値にフィードバック制御するための操作量としてオフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの目標値を設定してもよい。
【０１４９】
・上記第８の実施形態において、目標値設定部６０がモータモデル６０ｇを備える代わりに、バッテリ１２の出力電流の検出値（電流センサ１８の検出値）を入力して、これを目標値Ｉｂｒにフィードバック制御するようにしてもよい。
【０１５０】
・上記第１０の実施形態において、上記第８の実施形態によるように、バッテリ１２の出力電流Ｉｂに代えて、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗの和をモータモデルを用いて電流に変換したものを用いてもよい。
【０１５１】
・上記第２の実施形態に対する第９の実施形態の変更点によって、上記第３〜第６の実施形態を変更してもよい。
【０１５２】
・上記第２の実施形態に対する第１０の実施形態の変更点によって、上記第３〜第６の実施形態を変更してもよい。
【０１５３】
・モータ逆モデル４０，４６，５２としては、「Ｒ＋Ｌｓ」に限らない。例えば相互インダクタンスを含めたモデルであってもよい。同様に、モータモデル７０，７２，７４を、相互インダクタンスを含めたモデルとしてもよい。
【０１５４】
・多相回転機を流れる実際の電流と正弦波形状の電流とのずれ量であるオフセット電流量又はその相当値であるオフセット外乱量についての全相同一の目標値を設定する目標値設定手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、予め定められた固定値としてもよい。また、昇圧用補正量Δｂとしてもよい。
【０１５５】
・電流制御器２４の構成としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、非干渉項をフィードフォワード項として備えないものであってもよい。また例えば、誘起電圧補償部２４ｉを省くことで、誘起電圧のフィードフォワード補償を行わなくてもよい。この場合、先の第１の実施形態においては、オフセット外乱量ＯＤｕ，ＯＤｖ，ＯＤｗは、オフセット電流量と誘起電圧と和に応じた量となる。このため、均等化補正量ΔＶｕ、ΔＶｖ，ΔＶｗは、オフセット電流量を均等化する役割に加えて、誘起電圧の影響を補償する役割をも有するものとなる。このため、この場合であっても、電流制御器２４のフィードバック制御部２４ｂ，２４ｆを、電圧方程式の線形な部分のみを想定して設計することが可能となる。
【０１５６】
・上記各実施形態では、通常のデッドタイム補償量Δｄｕ，Δｄｖ，Δｄｗをも用いて指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの補正を行ったがこれを行わなくてもよい。
【０１５７】
・各相に対する指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒを補正する補正手段としては、指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒを直接補正対象とするものに限らない。例えば、コンデンサ１４の電圧Ｖｃにて規格化された指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒであるＤｕｔｙ信号Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを補正する手段であってもよい。
【０１５８】
・上記各実施形態では、バッテリ１２の負極端子を、インバータＩＶの負極側の直流母線に接続したがこれに限らない。例えばインバータＩＶの正極側の直流母線に接続してもよい。
【０１５９】
・第２の直流電源としては、コンデンサに限らず、２次電池であってもよい。
【０１６０】
・回転機としては、ＳＰＭに限らず、例えばＩＰＭＳＭ等であってもよい。また、電動機に限らず、発電機であってもよい。更に、多相回転機としては、３相回転機に限らず、例えば５相回転機等であってもよい。
【０１６１】
・回転機としては、電動パワーステアリングに搭載されるものに限らず、例えばエアコンディショナ等に搭載されるものであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１６２】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図３】同実施形態にかかるコンデンサの電圧の昇圧手法を説明するための回路図。
【図４】中性点方式のインバータの問題点を示す図。
【図５】中性点方式のインバータの問題点を示す図。
【図６】中性点方式のインバータの問題点を示す図。
【図７】中性点方式のインバータの問題点を示す図。
【図８】中性点方式のインバータの問題点を示す図。
【図９】上記実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１０】同実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図１１】第２の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１２】第３の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１３】第４の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１４】第５の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１５】第６の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１６】第７の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１７】第８の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１８】第９の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図１９】第１０の実施形態にかかる電動機の制御に関するブロック図。
【図２０】第１１の実施形態にかかるフィードバック制御のゲインの設定手法を示す図。
【符号の説明】
【０１６３】
１０…電動機（多相回転機の一実施形態）、１２…バッテリ（第１の直流電源の一実施形態）、１４…コンデンサ（第２の直流電源の一実施形態）、４０，４６，５２…モータ逆モデル、４４，５０，５６…ローパスフィルタ、６０…目標値設定部、ＩＶ…インバータ（電力変換回路の一実施形態）。
【図１】
2010041867.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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