(57)【要約】【課題】低コストで、昇圧電圧の選択範囲が広く、しかも、スイッチング損失が小さくて装置全体としての変換効率が優れた電力変換装置を提供する。【解決手段】単相の交流電源ＡＣの一方の電力線ｌ１にリアクトルＬｏおよび高周波で動作する単相のフルブリッジインバータＩＶが順次直列に接続されるとともに、この直列接続された電力線ｌ１と交流電源ＡＣの他方の電力線ｌ２との間に交流電源ＡＣの半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作して交流を直流に変換する倍電圧コンバータＣＶ１が接続されている。【選択図】図１
2010063326.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相の交流電源の一方の電力線にリアクトルおよび高周波で動作する単相のフルブリッジインバータが順次直列に接続されるとともに、この直列接続された電力線と上記交流電源の他方の電力線との間に上記交流電源の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作して交流を直流に変換する電圧交直変換器が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記フルブリッジインバータの１周期当たりの電力収支がゼロとなるように上記電圧交直変換器に加わる電圧のパルス幅が制御されることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記フルブリッジインバータは、単相の交流電源に流れる電流が正弦波となるように、その出力電圧が制御されることを特徴する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記フルブリッジインバータの直流部の電圧は、上記電圧交直変換器で昇圧された出力電圧よりも小さいことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記電圧交直変換器の出力電圧は、上記交流電源の電圧波形の最大値の２倍より大きいことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記電圧交直変換器の出力電圧は、上記交流電源の電圧波形の最大値の２倍より小さいことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記リアクトル、上記フルブリッジインバータ、および上記電圧交直変換器は、上記交流電源の正負の極性に対応して個別に設けられていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相の交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的なダイオードフルブリッジの全波整流回路を備えた直流化回路（コンバータ）は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換することができるが、この構成のものでは、直流電圧変換時の交流電流の高調波含有率を所望の規定値以下に抑えることが難しい。
【０００３】
そこで、従来技術では、交流電圧を直流電圧に変換する際、交流電流の電流波形が交流電圧波形に同期した正弦波形になるようにして、直流電圧変換時の交流電流の高調波含有率が所望の規定値以下に抑えることができるようにした昇圧型の電力変換装置が提案されている（例えば、下記の特許文献１参照）。
【０００４】
この特許文献１の電力変換装置は、交流電源にリアクトルとフルブリッジインバータとが直列に接続されるとともに、電圧交直変換器を接続しており、これによって、直流電圧変換時の交流電流の高調波含有率を所望の規定値以下に抑えるとともに、フルブリッジインバータを構成する各インバータアームの正と負の出力電圧のデューティ比を変えることによって昇圧率を変化させることが可能である。
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−６１３２２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来のこの種の昇圧型の電力変換装置は、以下のような課題が残されている。（ａ）交流電源とフルブリッジインバータとの間に設けられる平滑用のリアクトルには、昇圧された電圧と同じ大きさのＰＷＭ波形のスイッチング電圧が印加されるため、昇圧率が大きくなれば、これに応じてリアクトルの仕様も大きくなり、高コストとなる。
【０００７】
（ｂ）また、従来の電力変換装置は、回路構成上、交流電源の最大瞬時電圧値以下の昇圧電圧を得ることができない。また、上記（ａ）に記載したようなリアクトルの制約があるために、昇圧率を大きくとることもできない。これらの結果として、昇圧電圧の選択範囲が狭くなっている。
【０００８】
（ｃ）フルブリッジインバータを構成する各インバータアームは、昇圧された電圧を高周波でスイッチングするためにスイッチング損失が大きくなり、装置全体の効率が低下する。
【０００９】
本発明は、上記の（ａ）〜（ｃ）に示した各課題を解決するためになされたもので、低いコストで、昇圧電圧の選択範囲が広く、しかも、スイッチング損失が小さくて装置全体としての変換効率が優れた電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明による電力変換装置は、単相の交流電源の一方の電力線にリアクトルおよび高周波で動作する単相のフルブリッジインバータが順次直列に接続されるとともに、この直列接続された電力線と上記交流電源の他方の電力線との間に上記交流電源の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作して交流を直流に変換する電圧交直変換器が接続されていることを特徴としている。
【発明の効果】
【００１１】
この発明の電力変換装置によれば、交流電源側に低電圧の単相のフルブリッジインバータを直列に接続し、その後段に上記交流電源の半周期ごとに加わる１パルスの駆動信号で動作する電圧交直変換器を設け、フルブリッジインバータの出力電圧をＰＷＭ制御することで入力電流が正弦波となるようにしているので、フルブリッジインバータによる低電圧のスイッチング電圧がリアクトルに印加されることになる。このため、リアクトルはインダクタンス値が小さくてよく、低コスト化できる。しかも、１パルスの駆動信号で動作する電圧交直変換器を設けたことにより、高い昇圧率が得られるとともに、精度の良い電流制御が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す回路図である。
【００１３】
この実施の形態１における電力変換装置は、単相の交流電源ＡＣの一方の電力線ｌ１にリアクトルＬｏ、および高周波で動作する単相のフルブリッジインバータＩＶが順次直列に接続されている。また、リアクトルＬｏとフルブリッジインバータＩＶが直列接続された電力線ｌ１と交流電源ＡＣの他方の電力線ｌ２との間に、交流電源ＡＣの半周期ごとに加えられる１パルスの駆動信号で動作して交流を直流に変換する電圧交直変換器としての倍電圧コンバータＣＶ１が接続されている。なお、以降においては、単相のフルブリッジインバータＩＶをビットインバータと称する。
【００１４】
ここに、ビットインバータＩＶは、各ダイオードＤ１〜Ｄ４をそれぞれ逆並列に接続した４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を互いにブリッジ接続するとともに、直流電圧を保持する直流部としての直流コンデンサＣｏを設けて構成されている。
【００１５】
また、倍電圧コンバータＣＶ１は、交流電源ＡＣの最大電圧Ｖｐの約２倍の電圧Ｖｏｕｔ（≒２Ｖｐ）の直流電圧を出力するものであって、ダイオードＤａ，Ｄｂをそれぞれ逆並列に接続した上下一対のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂが互いに直列に接続されるとともに、互いに直列接続された平滑用の上下一対の出力コンデンサＣａ，Ｃｂが、これらのスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路に対して並列に接続されている。そして、交流電源ＡＣの一方の電力線ｌ１が両スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点に、交流電源ＡＣの他方の電力線ｌ２が両出力コンデンサＣａ，Ｃｂの接続点にそれぞれ接続されている。さらに、この倍電圧コンバータＣＶ１は、ビットインバータＩＶの出力側にダイオードＤｃをそれぞれ逆並列に接続した上下一対のスイッチング素子Ｑｃを互いに直列に接続してなる双方向スイッチＳＷが設けられ、この双方向スイッチＳＷが交流電源ＡＣの両電力線ｌ１，ｌ２間に接続されている。
【００１６】
そして、上記のビットインバータＩＶおよび倍電圧コンバータＣＶ１を構成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、Ｑａ〜Ｑｃは図示しない制御回路から与えられる駆動信号によってスイッチング制御される。なお、上記の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、Ｑａ〜Ｑｃとして、ここではＩＧＢＴ等の自己消弧型のものが適用されているが、これに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなどで構成することが可能である。
【００１７】
次に、上記構成を有する電力変換装置の動作について、図２および図３に示す動作波形図を参照して説明する。
【００１８】
ここでは、先ず倍電圧コンバータＣＶ１の動作について、図２を参照して説明する。
交流電源ＡＣの正の半周期では、スイッチング素子Ｑｂはオフの状態が継続される。正の半周期において電圧の立ち上がり部分と立下り部分に双方向スイッチＳＷのスイッチング素子Ｑｃをオンにすることで、交流電源ＡＣの両電力線ｌ１，ｌ２間が短絡されるため、両電力線ｌ１，ｌ２間の電圧をＶｘとすると、Ｖｘ（図２中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源ＡＣの正の半周期内のそれ以外の期間では、スイッチング素子Ｑｃはオフであり、かつ、その際にスイッチング素子Ｑａがオンされることで、上側の出力コンデンサＣａがＶｘに充電される。
【００１９】
また、交流電源ＡＣの負の半周期では、スイッチング素子Ｑａはオフの状態が継続される。負の半周期において電圧の立ち上がり部分と立下り部分に双方向スイッチのスイッチング素子Ｑｃをオンにすることで、交流電源ＡＣの両電力線ｌ１，ｌ２間が短絡されるため、両電力線ｌ１，ｌ２間の電圧Ｖｘ（図２中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源ＡＣの負の半周期内のそれ以外の期間では、スイッチング素子Ｑｃはオフであり、かつ、その際にスイッチング素子Ｑｂがオンされることで、下側の出力コンデンサＣｂがＶｘに充電される。
【００２０】
このように、正の半周期では上側の出力コンデンサＣａがＶｘに充電され、負の半周期では下側の出力コンデンサＣｂがＶｘに充電されるので、上下の出力コンデンサＣａ，Ｃｂ全体では２・Ｖｘの電圧が充電され、これが倍電圧コンバータＣＶ１の出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００２１】
次に、ビットインバータＩＶの作用について説明する。
ビットインバータＩＶは、交流電源ＡＣが正の半周期において、倍電圧コンバータＣＶ１のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｃによって決定された電圧Ｖｘと交流電源ＡＣの電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との電圧差を埋めるような電圧Ｖｉｖ（図２の太破線で示す）を常に発生する。すなわち、ビットインバータＩＶで発生される電圧Ｖｉｖは、次の関係式を満たすようにスイッチング制御される。
Ｖｉｖ＝Ｖｘ−Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）                              （１）
【００２２】
よって、倍電圧コンバータＣＶ１に加わる電圧Ｖｘは、
Ｖｘ＝Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）＋Ｖｉｖ                              （２）
となる。
なお、リアクトルＬｏのインダクタンス値は、交流電源ＡＣの周波数領域においてはほとんど電圧を発生しないくらいの小さな値である。
【００２３】
ビットインバータＩＶは、交流電源ＡＣが負の半周期においても、正の半周期の場合と同様に、倍電圧コンバータＣＶ１のスイッチング素子Ｑｂ，Ｑｃによって決定されたＶｘの電圧と交流電源ＡＣの電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との電圧差を埋めるような電圧Ｖｉｖを発生する。
【００２４】
したがって、交流電源ＡＣの正の半周期および負の半周期のそれぞれにおいて、交流電源ＡＣの電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）の最大値付近で、ビットインバータＩＶから出力される電圧Ｖｉｖが加算されてＶｘの電圧と一致するようにすれば、交流電源ＡＣの最大電圧Ｖｐよりも高い電圧が得られる。よって、倍電圧コンバータＣＶ１の出力電圧Ｖｏｕｔ（＝２・Ｖｘ）は、交流電源ＡＣの最大電圧Ｖｐの２倍以上の値にすることが可能である。
【００２５】
次に、ビットインバータＩＶの具体的な動作について、図３に示す動作波形図を参照して説明する。なお、一般にインバータ回路は、交流電源ＡＣの電流が近似的に正弦波になるようにＰＷＭ制御されることが多いが、この実施の形態１についても、交流電源ＡＣの電流が正弦波に近似するようにＰＷＭ制御される場合について説明する。
【００２６】
前述のごとく、ビットインバータＩＶは、倍電圧コンバータＣＶ１に加わる電圧Ｖｘと交流電源ＡＣの電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との差を埋めるような電圧Ｖｉｖを発生するように動作するが、具体的には、交流電源ＡＣの電流ｉｏが近似的に正弦波になるように出力電圧を発生する。
【００２７】
図３はビットインバータＩＶから出力される電圧波形の一例を示す。同図（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフ、スイッチング素子Ｑ４がオンの状態で、スイッチング素子Ｑ３をオン／オフ制御すれば、その出力電圧は正の矩形波波形となる。また、同図（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンの状態で、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフ制御すれば、その出力電圧は負の矩形波波形となる。そして、図外の制御回路によって各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動信号でスイッチングして交流電源ＡＣの電流が近似的に正弦波になるように上記の矩形波のデューティ比を変化させるＰＷＭ制御を行う。
【００２８】
その際、リアクトルＬｏには上記のような矩形波の電圧が印加されて平滑化されるので、結果的にビットインバータＩＶで発生される電圧Ｖｉｖは、図２の太破線で示す波形となる。その場合の電圧Ｖｉｖは、倍電圧コンバータＣＶ１に加わるＶｘと交流電源ＡＣの電圧Ｖｐ・ｓｉｎ（ωｔ）との差（前述の（１）式参照）を埋めるだけの値をもてばよいので、この電圧Ｖｉｖを生成するための矩形波の尖頭値（ピーク値）となる電圧Ｖｏは、倍電圧コンバータＣＶ１から出力される電圧Ｖｏｕｔの値よりも十分に小さくなる。このため、リアクトルＬのインダクタンス値を小さくすることができ、その結果、従来の昇圧型のインバータに比べてコストが安くて済むとともに、ビットインバータＩＶのスイッチング損失を低く抑えることができる。
【００２９】
次に、ビットインバータＩＶで扱う電力収支について説明する。
図２において、いま、交流電源ＡＣの正の半周期に着目した場合、ビットインバータＩＶが扱う電力は、スイッチング素子Ｑｃがオンしている期間は負の電力（電流が正の場合）、スイッチング素子Ｑｃがオフでスイッチング素子Ｑａがオンしている期間は正の電力である。この正負の２つの電力量が等しければ、正の半周期でのビットインバータＩＶで扱う電力収支はゼロとなり、特別な直流電源を直流コンデンサＣｏの部分に設ける必要がない。
【００３０】
このように、ビットインバータＩＶにおける電力収支をゼロとするには、倍電圧コンバータＣＶ１に加わる電圧Ｖｘのパルス幅、あるいは倍電圧コンバータＣＶ１から出力される電圧Ｖｏｕｔの値を制御すればよい。すなわち、双方向スイッチＳＷのスイッチング素子Ｑｃおよび倍電圧コンバータＣＶ１のスイッチング素子Ｑａのオン／オフ期間の制御によって上記の電圧Ｖｘのパルス幅を広げれば正の電力量が増加する。また、ビットインバータＩＶのＰＷＭ制御によってビットインバータＩＶの出力電圧Ｖｉｖを制御して倍電圧コンバータＣＶ１から出力される電圧Ｖｏｕｔの電圧値を上げても正の電力値が増加する。したがって、これによって、電力収支がゼロとなるように調整することができる。なお、負の半周期についても同様な動作となるので説明を省略する。このように、高周波で動作するビットインバータＩＶの１周期当りの電力収支がゼロとなるようにすれば、ビットインバータＩＶには直流電源が不要となり、低コスト化できる。なお、電流の極性が反対の場合（回生動作の場合）には、それぞれの表現の極性は反対となる。
【００３１】
以上のように、この実施の形態１では、単相の交流電源ＡＣの一つの電力線ｌ１にビットインバータＩＶを挿入することにより、交流電源ＡＣの正負のどちらの期間においても電流を正弦波形とすることが可能である。このため、交流電源ＡＣに流れる電流実効値が低減され、損失を低減することができる。
【００３２】
しかも、交流電源ＡＣの正負のどちらの期間においても昇圧機能をもたせることができる。その際、リアクトルＬｏには倍電圧コンバータＣＶ１から出力される電圧Ｖｏｕｔの値よりも十分に小さな電圧が加わるので、昇圧率を大きく設定できる。そして、ビットインバータＩＶのＰＷＭ制御によってその出力電圧Ｖｉｖを制御して倍電圧コンバータＣＶ１から出力される電圧Ｖｏｕｔの電圧値を調整することにより、倍電圧コンバータＣＶ１の出力電圧Ｖｏｕｔは、交流電源ＡＣの電圧波形の最大値Ｖｐの２倍より高くすることができ、従来のものに比べてさらに高電圧が得られる。一方、ビットインバータＩＶの出力電圧Ｖｉｖを制御して倍電圧コンバータＣＶ１から出力される電圧Ｖｏｕｔの電圧値を調整すれば、倍電圧コンバータＣＶ１の出力電圧Ｖｏｕｔは、交流電源ＡＣの電圧波形の最大値Ｖｐの２倍より低くすることもできる。
【００３３】
なお、この実施の形態１においては、交流電源ＡＣが正の電圧のときに、その電流も正が流れることを前提にして説明したが、交流電源ＡＣの電流が負となるように制御すれば、直流側から交流側への回生動作が得られる。
【００３４】
図４は、交流電源ＡＣに流れる電流ｉｏを設定するための一例を示すブロック図である。
【００３５】
この例では、倍電圧コンバータＣＶ１で昇圧された出力電圧Ｖｏｕｔと、目標電圧Ｖｒｅｆとの差ΔＶを誤差検出器１１で検出し、その値ΔＶを比例増幅器１２で比例増幅（あるいは積分器で積分増幅）するなどして、電圧に比例するよう正弦波の目標レベルｉｏｐを定める。一方、正弦波の基準位相はフェイズドロックループ（ＰＬＬ）１３から得られる位相情報θを元に作成される。そして、乗算器１４でこの交流電源ＡＣの電流ｉｏｐ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）を得て、これを目標電流Ｉｒｅｆとする。そして、交流電源ＡＣに入力される電流ｉｏを図示しない電流検出器で検出し、この電流ｉｏと目標電流Ｉｒｅｆとの差Δｉを減算器１５で求め、次に、その差の値Δｉを比例増幅器１６などで比例増幅した後、ＰＷＭ制御器１７によって、ビットインバータＩＶの各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に加える駆動信号のデューティ比を変化させるＰＷＭ制御を行う。
【００３６】
このように、倍電圧コンバータＣＶ１の出力電圧Ｖｏｕｔが目標の昇圧電圧Ｖｒｅｆより大きくなった場合には、交流電源ＡＣに流れる電流ｉｏが小さくなるよう電流目標値Ｉｒｅｆを変化させる。このように電流の電流目標値Ｉｒｅｆを変えるだけで、力行モードと回生モードとが自動的に切り替わるので制御系が簡単になる。
【００３７】
実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す回路図であり、図１に示した実施の形態１と対応する構成部分には、同一の符号を付す。
【００３８】
この実施の形態２における電力変換装置は、単相の交流電源ＡＣの一方の電力線ｌ１にリアクトルＬｏ、および高周波で動作するビットインバータＩＶが順次直列に接続されるとともに、この直列接続された電力線ｌ１と交流電源ＡＣの他方の電力線ｌ２との間に電圧交直変換器が接続されている点では実施の形態１と共通する。しかし、この実施の形態２の場合の電圧交直変換器は、実施の形態１のような倍電圧コンバータＣＶ１ではなく、交流電源ＡＣの最大電圧Ｖｐの約１倍の電圧Ｖｏｕｔ（≒Ｖｐ）の直流電圧を出力する通常のコンバータＣＶ２で構成されている。
【００３９】
すなわち、このコンバータＣＶ２は、ダイオードＤａ，Ｄｄをそれぞれ逆並列に接続した上下一対のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｄの直列回路と、ダイオードＤｃ，Ｄｂをそれぞれ逆並列に接続した上下一対のスイッチング素子Ｑｃ，Ｑｂの直列回路と、平滑用の出力コンデンサＣｄとが順次並列に接続され、交流電源ＡＣの一方の電力線ｌ１が両スイッチング素子Ｑａ，Ｑｄの接続点に、交流電源ＡＣの他方の電力線ｌ２が両スイッチング素子Ｑｃ，Ｃｂの接続点にそれぞれ接続されている。
その他の構成は実施の形態１の場合と同様であるからここでは詳しい説明は省略する。
【００４０】
この電力変換装置では、図６の動作波形図に示すように、交流電源ＡＣの正の半周期において、電圧の立ち上がり部分と立下り部分にコンバータＣＶ２を構成するスイッチング素子ＱａとＱｃとを共にオンすることにより交流電源ＡＣの両電力線ｌ１，ｌ２間が短絡されるため、両電力線ｌ１，ｌ２間の電圧をＶｘとすると、Ｖｘ（図６中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源ＡＣの正の半周期内の他の期間では、スイッチング素子ＱａとＱｂとを共にオンとすることにより、出力コンデンサＣｄが充電されて、ＶｘはコンバータＣＶ２の出力電圧Ｖｏｕｔと一致する。
【００４１】
また、交流電源ＡＣの負の半周期において、電圧の立ち上がり部分と立下り部分にコンバータＣＶ２を構成するスイッチング素子ＱｄとＱｂとを共にオンすることにより交流電源ＡＣの両電力線ｌ１，ｌ２間が短絡されるため、両電力線ｌ１，ｌ２間の電圧Ｖｘ（図６中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源ＡＣの負の半周期内の他の期間では、スイッチング素子ＱｃとＱｄとを共にオンとすることにより、出力コンデンサＣｄが充電されて、ＶｘはコンバータＣＶ２の出力電圧Ｖｏｕｔと一致する。
ビットインバータＩＶを含むその他の作用、効果については、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００４２】
実施の形態３．
図７は本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示す回路図であり、図１に示した実施の形態１と対応する構成部分には、同一の符号を付す。
【００４３】
図１に示した実施の形態１の構成の電力変換装置においては、ビットインバータＩＶが単相の交流電源ＡＣの電圧の正負極性に共通に用いられている。その場合、入力電圧の正負に電圧差が発生した場合（つまり、交流電源ＡＣの波形が完全な正弦波波形でなくて正極側と負極側とで差が生じているような場合）、出力電圧の上下値に差が生じてしまい安定な昇圧電圧が得られない。
【００４４】
この問題を解決するために、この実施の形態３では、交流電源ＡＣの正極性と負極性に対応してそれぞれ独立して、リアクトルＬｏａ、Ｌｏｂ、およびビットインバータＩＶａ，ＩＶｂが設けられるとともに、正極側のビットインバータＩＶａの後段には電圧交直変換器としての正の充電回路ＣＰａが、また、負極側のビットインバータＩＶｂの後段には電圧交直変換器としての負の充電回路ＣＰｂがそれぞれ接続されている。そして、正負の両充電回路ＣＰａ，ＣＰｂによって倍電圧コンバータＣＶ３が構成されている。
【００４５】
ここに、正の充電回路ＣＰａは、ダイオードＤｃａを逆並列に接続したスイッチング素子Ｑｃａと、ダイオードＤａを逆並列に接続したスイッチング素子Ｑａと出力コンデンサＣａとからなる直列回路とを互いに並列に接続してなる。また、負の充電回路ＣＰｂは、ダイオードＤｃｂを逆並列に接続したスイッチング素子Ｑｃｂと、ダイオードＤｂを逆並列に接続したスイッチング素子Ｑｂと出力コンデンサＣｂとからなる直列回路とを互いに並列に接続してなる。そして、上下のスイッチング素子ＱｃａとＱｃｂの接続点、および上下の出力コンデンサＣａ，Ｃｂの接続点は交流電源ＡＣの他方の電力線ｌ２に共通に接続されている。
【００４６】
この電力変換装置では、図８の動作波形図に示すように、交流電源ＡＣの正の半周期において、電圧の立ち上がり部分と立下り部分に正側の充電回路ＣＰａを構成するスイッチング素子Ｑｃａをオンすることにより交流電源ＡＣの両電力線ｌ１，ｌ２間が短絡されるため、両電力線ｌ１，ｌ２間の電圧をＶｘａとすると、Ｖｘａ（図８中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源ＡＣの正の半周期内の他の期間では、スイッチング素子Ｑｃａをオフにし、かつスイッチング素子Ｑａをオンにすることにより、出力コンデンサＣａが所定の電圧Ｖｘａに充電される。
【００４７】
また、交流電源ＡＣの負の半周期において、電圧の立ち上がり部分と立下り部分に負側の充電回路ＣＰｂを構成するスイッチング素子Ｑｃｂをオンすることにより交流電源ＡＣの両電力線ｌ１，ｌ２間が短絡されるため、両電力線ｌ１，ｌ２間の電圧をＶｘｂとすると、Ｖｘｂ（図８中、太実線で示す）はゼロになる。また、交流電源ＡＣの負の半周期内の他の期間では、スイッチング素子Ｑｃｂをオフにし、かつスイッチング素子Ｑｂをオンとすることにより、出力コンデンサＣｂが所定の電圧Ｖｘｂに充電される。
【００４８】
このように、正の半周期では上側の出力コンデンサＣａがＶｘａに充電され、負の半周期では下側の出力コンデンサＣｂがＶｘｂに充電されるので、上下の出力コンデンサＣａ，Ｃｂ全体では（Ｖｘａ＋Ｖｘｂ）の電圧が充電され、これが出力電圧Ｖｏｕｔとして取り出されることになる。
ビットインバータＩＶａ，ＩＶｂを含むその他の作用、効果については、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００４９】
このように、この実施の形態３では、交流電源ＡＣの交流電圧の正極側と負極側とに差が生じた場合でも、独立してスイッチング素子ＱａおよびＱｂのオン期間を制御してパルス幅を変えることで、各々半周期でのビットインバータＩＶａ，ＩＶｂの電力収支を独立してゼロとすることができ、実施の形態１の場合よりも自由度を大幅に高めることができる。
【００５０】
なお、本発明は上記の実施の形態１〜３の構成に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内において各種の変形を加えることができる。例えば、倍電圧のコンバータ方式には各種のものがあるが、このようなコンバータに直列に単相のビットインバータを接続した構成であってもよく、本発明と同じ効果を奏することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図である。
【図２】同電力変換装置の動作波形図である。
【図３】同電力変換装置を構成するビットインバータの動作波形図である。
【図４】同電力変換装置において、交流電源の電流を設定するための一例を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路図である。
【図６】同電力変換装置の動作波形図である。
【図７】本発明の実施の形態３における電力変換装置の回路図である。
【図８】同電力変換装置の動作波形図である。
【符号の説明】
【００５２】
ＡＣ  単相の交流電源、ｌ１，ｌ２  電力線、Ｌｏ  リアクトル、
ＩＶ，ＩＶａ，ＩＶｂ  ビットインバータ（単相のフルブリッジインバータ）、
ＣＶ１  倍電圧コンバータ（電圧交直変換器）、
ＣＶ２  コンバータ（電圧交直変換器）、ＣＶ３  倍電圧コンバータ、
ＣＰａ，ＣＰｂ  充電回路（電圧交直変換器）。
【図１】
2010063326.tif 000003
【図２】
2010063326.tif 000004
【図３】
2010063326.tif 000005
【図４】
2010063326.tif 000006
【図５】
2010063326.tif 000007
【図６】
2010063326.tif 000008
【図７】
2010063326.tif 000009
【図８】
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