(57)【要約】【課題】簡単な構成にて、出力電圧の安定度が高く、広い負荷範囲において入力電流歪みの少ない電源装置を提供する。【解決手段】交流電源１からの交流電圧を整流する整流回路２と、交流電源１に直列に接続されたリアクタ６と、リアクタ６を介して交流電源１を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段７と、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段８と、ゼロクロス検出手段８からのパルス信号に基づいてスイッチング手段７を駆動するスイッチング素子駆動手段９とを備え、交流電源１の電圧位相に同期して交流電源１の半周期間に１回、リアクタ６を介してスイッチング手段７により交流電源１を短絡期間Δｔだけ短絡する電源装置において、出力電圧が目標電圧に等しくなるように、交流電源１を短絡する短絡期間Δｔを増減すると同時に、交流電源１のゼロクロスから短絡開始までの時間Δｄを、Δｄ＝Δｄ０−α×Δｔとなるように制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、交流電源に直列に接続されたリアクタと、スイッチング素子を備えてリアクタを介して交流電源を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段と、交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、交流電源のゼロクロスに同期したスイッチング素子駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、スイッチング素子駆動信号に基づいてスイッチング手段を駆動するスイッチング素子駆動手段とを備え、交流電源の半周期間に１回、リアクタを介してスイッチング手段により交流電源を短絡期間Δｔだけ短絡する電源装置において、
負荷へ供給する出力電圧が目標電圧に等しくなるように、短絡期間Δｔを増減すると同時に、交流電源のゼロクロスから短絡開始までの時間Δｄを、Δｄ＝Δｄ０−α×Δｔ（ただし、Δｄ０およびαは、あらかじめ定められた値で、０＜α＜１）となるように制御されることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記Δｄ０およびαのうち少なくとも一方は、電源装置に接続される負荷の状態に応じてあらかじめ決められた値に切り替えて制御されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
複数の目標電圧を切り替えて負荷へ供給する電源装置であって、前記Δｄ０およびαのうち少なくとも一方は、目標電圧の値に応じてあらかじめ決められた値に切り替えて制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
交流電源の交流電圧の大きさを検出する入力電圧検出手段を備え、前記Δｄ０およびαのうち少なくとも一方は、交流電圧の大きさに応じてあらかじめ決められた値に切り替えて制御されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記１〜４のいずれか１項に記載の電源装置を備えた空気調和機であって、冷房運転時と暖房運転時とで、前記Δｄ０およびαの少なくとも一方の値を切り替えることを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
本発明は、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置およびそれを用いた空気調和機に関する。
【０００２】
従来、交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ供給する電源装置として、交流電源のゼロクロスを検出し、リアクタを介して交流電源を電源半周期に１回短絡・開放することにより、力率を改善しつつ、高い直流出力電圧が得られるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図８は、特許文献１に記載された従来の電源装置の構成を示すブロック図である。
【０００４】
図８に示すように、特許文献１に記載された電源装置は、交流電源１と、交流電源１の一端に接続されたリアクタ６と、交流電源１からの交流電圧を整流する第１のダイオードブリッジ３１と、コンデンサ３２，３３，３４とで構成される倍電圧整流回路を備えており、さらに、第１のダイオードブリッジ３１の交流入力端間に、第２のダイオードブリッジ３５およびスイッチング素子３６で構成される双方向スイッチが接続されている。
【０００５】
制御手段（コントローラ）３９は、ゼロクロス検出手段８と力率改善制御手段３８とを備え、ゼロクロス検出手段８は、交流電源１の両端に接続されて交流電源１のゼロクロスを検出する。力率改善制御手段３８は、交流電源１の半周期毎に、ゼロクロス検出手段８によって検出されたゼロクロスを基準として、所定の時間経過後（短絡開始時刻）にスイッチング素子３６を所定の短絡期間だけ短絡した後、開放する。
【０００６】
これによって、特許文献１に記載の従来の電源装置は、交流電源１からの入力電流の導通幅を拡大し、力率を改善するとともに、リアクタ６に蓄えられたエネルギーをコンデンサ３２，３３，３４へ供給することで、通常の倍電圧整流回路よりも高い直流出力電圧を得ることができる。
【０００７】
さらに、特許文献１に記載の従来の電源装置は、負荷として、インバータ回路２１およびインバータ回路２１により駆動される電動機２２を備えて、制御手段（コントローラ）３９内にあるインバータ制御手段２３によってインバータ回路２１を制御しており、インバータ制御手段２３内のパルス幅変調制御信号のデューティ比に基づいてスイッチング素子３６の短絡開始時刻および短絡期間を決定することで、負荷状態に応じて力率を改善するとともに高い出力電圧を得ることができる。
【０００８】
また、従来の電源装置の別の例として、交流電源に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の一方の交流入力端と一方の直流出力端との間に双方向スイッチ（双方向性のスイッチング手段）を介して接続されたコンデンサを備え、交流電源のゼロクロス点を検出して、双方向スイッチを電源半周期に１回短絡・開放することによって、同様の効果が得られるものが提案されている（例えば、特許文献２参照）。
【０００９】
図９は、特許文献２に記載された従来の電源装置の構成を示すブロック図である。
【００１０】
図９に示すように、特許文献２に記載された従来の電源装置は、交流電源１と、ブリッジ整流回路４１と、交流電源１とブリッジ整流回路４１との間に接続されたリアクタ６と、ブリッジ整流回路４１の一方の交流入力端と一方の直流出力端（図９では、マイナス側）との間に双方向スイッチ４２を介して接続された昇圧用コンデンサ４３と、ゼロクロス
検出手段８と、双方向スイッチ駆動信号生成手段４４および双方向スイッチ駆動手段４５を備える。
【００１１】
図１０は、特許文献２に記載された従来の別の電源装置における入力電圧・入力電流および出力電圧波形を示したものである。
【００１２】
図１０に示すように、双方向スイッチ駆動信号生成手段４４は、負荷４の大きさに応じて最適となる短絡開始時刻Δｄ（交流電源１のゼロクロスから短絡開始までの時間）及び短絡期間Δｔがあらかじめ記憶されたテーブルを用いて、ゼロクロス検出手段８で検出された交流電源１のゼロクロスを基準として、双方向スイッチ４２の短絡タイミングを決定することで、負荷状態に応じて力率を改善するとともに高い出力電圧を得ることができる。
【特許文献１】特開平１０−２０１２４８号公報
【特許文献２】特開２００２−２２３５７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかしながら、特許文献１や特許文献２に記載された従来の電源装置は、交流電源のゼロクロスから短絡開始までの時間（特許文献２の従来の別の電源装置におけるΔｄ。以下、短絡開始時刻という。）と、スイッチング素子の短絡期間（特許文献２の従来の別の電源装置におけるΔｔ）を、例えば、インバータ回路のＰＷＭ信号のデューティ比や負荷モータのトルクなどの負荷状態に応じてあらかじめ設定された関数やテーブルを用いて決定するため、複雑な演算やテーブルが必要であり、さらに、従来の電源装置は、交流電圧や電源インピーダンスの値によって、実際に負荷へ供給される直流電圧が変動してしまうという課題があった。
【００１４】
特に、ＤＣブラシレスモータなどのインバータ負荷を有する電源装置においては、インバータの駆動電圧を、モータを駆動するのに必要最低限の直流電圧とすることが効率的に望ましいとされるが、モータを安定して駆動するのに必要な直流電圧を確実に確保するためには、交流電源の電圧低下や電源インピーダンスによる電圧低下分を見込んで、短絡開始時刻Δｄや短絡期間Δｔを設定する必要があり、そのため、交流電源の定格電圧時や電源インピーダンスの低い状況下において、インバータ負荷を最も効率よく駆動できる電圧よりも高い出力電圧にて負荷を駆動せざるを得なかった。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、交流電源に直列に接続されたリアクタと、スイッチング素子を備えてリアクタを介して交流電源を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段と、交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、交流電源のゼロクロスに同期したスイッチング素子駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、スイッチング素子駆動信号に基づいてスイッチング手段を駆動するスイッチング素子駆動手段とを備え、交流電源の半周期間に１回、リアクタを介してスイッチング手段により交流電源を短絡時間Δｔだけ短絡する電源装置において、負荷へ供給する出力電圧が目標電圧に等しくなるように、交流電源の短絡期間Δｔを増減すると同時に、交流電源のゼロクロスから短絡開始までの時間（短絡開始時刻）Δｄを、Δｄ＝Δｄ０−α×Δｔ（ただし、Δｄ０およびαは、あらかじめ定められた値で、０＜α＜１）となるように制御を行うものである。
【発明の効果】
【００１６】
本発明の電源装置によれば、出力電圧が目標電圧と等しくなるように、短絡開始時刻Δｄおよび短絡期間Δｔを調整するにあたり、交流電源の電圧位相を考慮して、短絡期間Δ
ｔが小さい場合のスイッチング素子駆動信号（以下、短絡パルスという）が、短絡期間Δｔが大きい場合の短絡パルスに完全に包含されるような関係を満たすように制御されることから、短絡期間Δｔが大きいほど出力電圧が高くなるという、短絡期間Δｔと出力電圧との単調増加の関係が保証されることによって、安定した出力電圧フィードバック制御を行うことができる。
【００１７】
したがって、交流電源の交流電圧や電源インピーダンスの大きさによらず、負荷を駆動するのに最も効率のよい直流電圧を、常に負荷へ供給することができるので、負荷を高効率に駆動することが可能となる。
【００１８】
さらに、重負荷になるほど、短絡期間Δｔの増加に伴って、短絡開始時刻Δｄを小さくして、短絡パルスを交流電源のゼロクロス寄りにシフトさせることができるため、簡単な計算によって、広い負荷範囲において、入力電流歪みの小さな電源装置を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
第１の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、交流電源に直列に接続されたリアクタと、スイッチング素子を備えてリアクタを介して交流電源を短絡・開放する双方向性のスイッチング手段と、交流電源のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、交流電源のゼロクロスに同期したスイッチング素子駆動信号（短絡パルス）を生成する駆動信号生成手段と、スイッチング素子駆動信号（短絡パルス）に基づいてスイッチング手段を駆動するスイッチング素子駆動手段とを備え、交流電源の半周期間に１回、リアクタを介してスイッチング手段により交流電源を短絡期間Δｔだけ短絡する電源装置において、負荷へ供給する出力電圧が目標電圧に等しくなるように、交流電源の短絡期間Δｔを増減すると同時に、交流電源のゼロクロスから短絡開始までの時間（短絡開始時刻）Δｄを、Δｄ＝Δｄ０−α×Δｔ（ただし、Δｄ０およびαは、あらかじめ定められた値で、０＜α＜１）となるように制御するものであり、交流電源の電源電圧や電源インピーダンスによらず、Δｔと出力電圧の単調増加性が保証された簡単な計算によって、スイッチング素子駆動信号（短絡パルス）のΔｄおよびΔｔを得ることができるため、出力電圧フィードバック制御によって、負荷を駆動するのに必要最低限の直流電圧を安定して供給することができるとともに、負荷を高効率に駆動することができる。  さらに、重負荷ほどΔｄを小さな値に制御することができるため、簡単な計算によって、広い負荷範囲において入力電流歪みの少ない電源装置を得ることができる。
【００２０】
第２の発明は、特に第１の発明において、Δｄ０およびαのうち少なくとも一方を、電源装置に接続される負荷の状態に応じてあらかじめ決められた値に切り替えて制御するものであり、負荷範囲を細分化してそれぞれ最適なΔｄ０およびαの値を設定できるため、さらに電流歪みの少ない電源装置を得ることができる。
【００２１】
第３の発明は、特に第１の発明にかかり、複数の目標電圧を切り替えて負荷へ供給する電源装置において、Δｄ０およびαのうち少なくとも一方を、目標電圧の値に応じてあらかじめ決められた値に切り替えて制御するものであり、目標電圧の大きさに応じてそれぞれ最適なΔｄ０およびαの値を設定することができるため、目標電圧の変更時においても、さらに電流歪みの少ない電源装置を得ることができる。
【００２２】
第４の発明は、特に、第１の発明において、交流電源の交流電圧の大きさを検出する入力電圧検出手段を備え、Δｄ０およびαのうち少なくとも一方を、交流電圧の大きさに応じてあらかじめ決められた値に切り替えて制御するものであり、交流電圧の大きさに応じてそれぞれ最適なΔｄ０およびαの値を設定することができるため、入力電圧の変動時においてもさらに電流歪みの少ない電源装置を得ることができる。
【００２３】
第５の発明は、特に第４の発明の電源装置を備えた空気調和機において、冷房運転時と暖房運転時とで、Δｄ０およびαの少なくとも一方の値を切り替えるものであり、冷房運転時に比べて必要な出力電圧範囲および入力電力範囲が広い暖房運転時において、Δｄ０やαの値を、冷房運転時の値よりも、出力電圧が高く、入力電力の大きな条件を考慮した値に設定することによって、空気調和機の運転範囲全域において最適となるように、入力電流歪みを抑制することが可能となる。
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電源装置の構成を示すブロック図である。
【００２６】
図１に示すように、本発明の電源装置は、交流電源１と、交流電源１の交流電圧を全波整流する整流回路２と、整流回路２の直流出力端間に接続された平滑コンデンサ３を備え、負荷４に直流電圧を供給する。
【００２７】
さらに、本発明の電源装置は、交流電源１と整流回路２の交流入力端との間に接続されたリアクタ６を有し、リアクタ６を介して交流電源１を短絡するように、ダイオードブリッジとＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子とで構成された双方向性のスイッチング手段７（例えば、図８に示す従来の電源装置における第２のダイオードブリッジ３５およびスイッチング素子３６）が接続される。
【００２８】
また、交流電源１の両端には、交流電源１のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段８が接続され、ゼロクロス検出手段８は、交流電源１の電圧位相に同期したパルス信号を出力する。ゼロクロス検出手段の具体的な構成例としては、例えば交流電源１の両端間に抵抗を介して１次側のフォトダイオードが接続されたフォトカプラを用いた回路などがよく知られている（図示せず）。
【００２９】
さらに、駆動信号生成手段９は、ゼロクロス検出手段８からのパルス信号をもとに、交流電源１のゼロクロスから時間Δｄだけ経過した時点でスイッチング手段７をオン状態にした後、さらに時間Δｔだけ経過後にスイッチング手段７をオフする駆動信号を生成し、スイッチング素子駆動手段１０は、駆動信号生成手段９によって生成されたスイッチング素子駆動信号（短絡パルス）に基づいて、スイッチング手段７を、交流電源１の電源半周期に一回、短絡・開放する。
【００３０】
図２（ａ）〜（ｃ）は、本発明の電源装置における入力電圧および入力電流波形を示したものである。
【００３１】
図２（ａ）〜（ｃ）は、いずれも負荷へ供給する直流電圧を２５０Ｖ一定とした場合の交流電源１の入力電圧、入力電流および双方向スイッチの駆動信号を表しており、（ａ）は、出力負荷３００Ｗ、（ｂ）は、出力負荷６００Ｗ、（ｃ）は、出力負荷１０００Ｗの場合の波形である。
【００３２】
駆動信号生成手段９は、負荷４への供給される出力電圧を検出する出力電圧検出手段５によって検出された電圧が、記憶手段１１にあらかじめ記憶された目標電圧に等しくなるように、スイッチング素子駆動信号（短絡パルス）の短絡期間Δｔを制御すると同時に、短絡開始時刻Δｄを短絡期間Δｔに基づいて変更することによって、出力負荷の大きさによらず出力電圧を一定に保っている。
【００３３】
以下に、スイッチング素子駆動信号（以下、短絡パルスと記載する）の短絡開始時刻Δｄと短絡期間Δｔの決定方法について具体的な内容を記載する。
【００３４】
図３は、本発明の電源装置における短絡期間Δｔと短絡開始時刻Δｄの関係を示したものである。
【００３５】
図３に示すように、本発明の電源装置は、短絡開始時刻Δｄを、短絡期間Δｔの一次関数で表される次式（Δｄ＝Δｄ０−α×Δｔ  ただし、Δｄ０およびαは、あらかじめ決められた値で、０＜α＜１を満たす。）で算出する。
【００３６】
図４は、本発明の電源装置における短絡パルスの短絡開始時刻Δｄおよび短絡期間Δｔの、負荷による変化の様子の一例を示した図である。（上から下の順に重負荷となる様子を表している。）
図４は、α＝０．５の場合の例であり、図に示すように、短絡期間Δｔが増加すると、短絡開始時刻ΔｄはΔｔ／２だけ減少し、短絡パルスの中央位置が常に一定となるように制御される。
【００３７】
駆動信号生成手段９は、負荷４へ供給される出力電圧が、あらかじめ記憶手段１１に記憶された目標電圧に等しくなるように、Δｔを増減すると同時に、短絡開始時刻Δｄの値をΔｔを用いて前述の計算式にて決定するため、本発明における電源装置は、重負荷になるほど、電源装置の出力電圧を目標電圧に等しくするためにΔｔが大きくなり、これに伴ってΔｄは小さくなる。
【００３８】
図５（ａ）〜（ｄ）は、本発明の電源装置の回路構成において、リアクタ６のインダクタンス値を１５ｍＨとし、出力電圧を一定（出力２６０Ｖ）とした場合の、短絡開始時刻Δｄによる電源高調波の差異を示したものである。
【００３９】
図５（ａ）は、ＩＥＣの電源高調波規制値（クラスＡ）を満足するように、Δｄを適切な値とした場合の入力電流波形例であり、図５（ｂ）は、その電源高調波を示したものである。
【００４０】
また、図５（ｃ）は、Δｄが小さな値の場合の入力電流波形例であり、図５（ｄ）は、その電源高調波を示したものである。
【００４１】
図５（ｄ）に示すように、短絡開始時刻Δｄが適切な値よりも小さい場合には、特に５次から１５次の高調波成分が増加し、高調波規制を満足することが難しくなる。
【００４２】
したがって、軽負荷時において入力電流歪みの少ない電源装置を得るためには、軽負荷時における短絡開始時刻Δｄを適度に大きな値とすることで、電源高調波の高次成分を低減することが必要である。
【００４３】
一方、特に重負荷時に要求される、高い力率を得るためには、一般に短絡開始時刻Δｄを小さな値とし、入力電流の導通幅を広げる必要がある。
【００４４】
以上のことから、高力率かつ入力電流歪みの少ない電源装置を得るためには、軽負荷時におけるΔｄを適度に大きな値とし、重負荷になるにつれてΔｄの値を小さくすることが必要である。
【００４５】
図６（ａ）（ｂ）は、本発明の電源装置の回路構成において、出力負荷を同一条件（出
力６００Ｗ）とした場合における入力電圧・入力電流および出力電圧波形を示したものである。
【００４６】
図６（ａ）は、短絡開始時刻Δｄが適正な値の場合の波形例であり、出力電圧は、約２５０Ｖに保った場合の例である。
【００４７】
図６（ｂ）は、同様に出力６００Ｗ条件において、短絡開始時刻Δｄが適正な値よりも小さい場合の波形例である。
【００４８】
図６（ｂ）では、図６（ａ）の状態よりも交流電源１の波高値が低い電圧位相での短絡動作の割合が増加するために、短絡期間Δｔが大きな値であるにもかかわらず、出力電圧が２４０Ｖと図６（ａ）の状態よりも低くなってしまう。
【００４９】
前述のとおり、短絡開始時刻Δｄは、電源高調波および力率の観点から、一般に短絡期間Δｔが大きくなるほど小さな値となることが望ましいが、αの値が１を超えて、短絡期間Δｔの増加に対してΔｄを減少させる割合が大きくしすぎると、図６（ａ）に対する図６（ｂ）の場合のように、短絡期間Δｔを増加させても出力電圧が増加せずにむしろ低下してしまい、その結果、出力電圧フィードバック制御時における出力電圧変動が大きくなったり、出力電圧自体が不安定になったりするという課題が生じる恐れがある。
【００５０】
しかしながら、本発明の電源装置は、短絡開始時刻Δｄを次式（Δｄ＝Δｄ０−α・Δｔ  ただし、０＜α＜１）にて算出するため、図４に示すように、交流電源１の電圧位相を考慮して、短絡期間Δｔが小さい場合の短絡パルスが、短絡期間Δｔが大きい場合の短絡パルスに完全に包含されるような関係を満たすように制御されることから、軽負荷から重負荷に至るまで全負荷範囲にわたって、Δｔと出力電圧との単調増加性が、交流電源１の電圧や電源インピーダンス、リアクタ６のインダクタンス値などによらず保証されるという特徴を有する。
【００５１】
したがって、本発明の制御装置は、出力電圧フィードバック制御において、非常に安定した出力電圧制御を行うことができる。
【００５２】
以上のように、本発明の電源装置は、短絡パルスの短絡開始時刻Δｄと短絡期間Δｔを簡単な計算によって求めるだけで、短絡期間Δｔと出力電圧の単調増加性を保ちつつ、短絡期間Δｔの増加に伴って短絡開始時刻Δｄを減少させることによって、出力電圧フィードバック制御における出力電圧の安定性に優れ、負荷に必要最低限の直流電圧を安定供給できるとともに、重負荷になるほど短絡開始時刻Δｄを小さく制御することができるため、高効率かつ、広い負荷範囲において入力電流の歪みの少ない電源装置を実現することができる。
【００５３】
なお、本発明の電源装置の作用については、リアクタ６のインダクタンス値によらないが、交流電源１が２００Ｖ系の場合、特に８〜１６ｍＨ付近の値とすることで、力率と電源高調波（入力電流歪み）の双方のバランスに優れた電源装置を得ることができる。
【００５４】
また、短絡開始時刻Δｄの算出に用いられるΔｄ０およびαの値は、全負荷範囲において一定であってもよいが、負荷４の変動範囲が広く、動作状態によって負荷４の電力の大小があらかじめ予測可能な場合や、状況に応じて目標電圧を変更する場合には、それぞれ、負荷電力、目標電圧に応じてあらかじめ最適な値となるように記憶手段１１に記憶されたΔｄ０およびαの組み合わせを、状況に応じて選択して制御することで、より広い動作範囲において、入力電流歪みの少ない電源装置を得ることができる。
【００５５】
さらに、本実施の形態１における電源装置の構成においては、図１に示すように整流回路２を全波整流回路として説明を行ったが、図７に示すような倍電圧整流回路であっても、図８に示すような昇圧用コンデンサ４３を含む回路構成においても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００５６】
（実施の形態２）
図７は、本発明の第２の実施の形態における電源装置の構成を示す図である。
【００５７】
図７に示すように、本実施の形態における電源装置は、図１に示された第１の実施の形態における構成に加えて、交流電源１の交流電圧を検出する入力電圧検出手段１２を備える。
【００５８】
一般に、同じ出力電圧を得るためには、交流電源１の交流電圧が高くなるほど昇圧比が低くなり、相対的に短絡期間Δｔは短くなることから、同じ負荷範囲を想定した場合においても、交流電圧の大きさによって最適なΔｄ０およびαの値は、異なる。
【００５９】
本実施の形態２における電源装置は、交流電源１の交流電圧に応じてあらかじめ最適となるように記憶手段１１に記憶されたΔｄ０およびαの組み合わせを、入力電圧検出手段１２によって検出した交流電源１の交流電圧の大きさに応じて選択して、第１の実施の形態の電源装置と同様の制御を行うことによって、交流電源１の交流電圧が変動した場合においても入力電流歪みの少ない電源装置を実現することができる。
【００６０】
また、本発明における電源装置を備えた空気調和機においては、冷房運転時に比べて、圧縮機モータの最大回転数が高く、圧縮機モータの駆動に必要な出力電圧範囲および入力電力範囲が広い暖房運転時において、Δｄ０やαの値を、冷房運転時の値よりも、出力電圧が高く、入力電力の大きな動作条件を考慮した値に設定することによって、運転範囲全域において最適となるように、入力電流歪みを小さくすることが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【００６１】
以上のように、本発明にかかる電源装置は、簡単な計算によって、安定した電圧フィードバック動作を実現するだけでなく、重負荷ほど短絡開始時刻（Δｄ）を小さく制御することによって、広い負荷範囲において、電流歪みの少ない入力電流を実現するとともに、モータ負荷へ供給する出力電圧を、交流電源電圧や電源インピーダンスの大きさによらず、常に最も効率のよい電圧とすることによって、負荷を高効率に駆動することができるので、モータ負荷を有する空気調和機やヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、洗濯機などの電化製品への用途に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】本発明の実施の形態１における電源装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１における電源装置の入力電圧および入力電流波形図
【図３】本発明の実施の形態１における電源装置の短絡開始時刻Δｄと短絡期間Δｔとの関係を示した図
【図４】本発明の実施の形態１における電源装置の短絡パルスにおける短絡開始時刻Δｄおよび短絡期間Δｔの、負荷による変化の一例を示した図
【図５】本発明の実施の形態１における電源装置の回路構成において、出力電圧を同一とした場合の波形例（ａ）短絡開始時刻Δｄを適切な値とした場合の入力電流波形例を示す図（ｂ）（ａ）の場合における電源高調波図（ｃ）短絡開始時刻Δｄが小さな値の場合の入力電流波形例を示す図（ｄ）（ｃ）の場合における電源高調波図
【図６】本発明の実施の形態１における電源装置の回路構成において、出力負荷電力を同一とした場合の波形例（ａ）短絡開始時刻Δｄが適正な値の場合における入力電圧・入力電流および出力電圧波形の一例を示す図（ｂ）短絡開始時刻Δｄが小さい場合における入力電圧・入力電流および出力電圧波形の一例を示す図
【図７】本発明の実施の形態２における電源装置の構成を示すブロック図
【図８】従来の電源装置の構成を示すブロック図
【図９】従来の別の電源装置の構成を示すブロック図
【図１０】従来の別の電源装置における入力電圧・入力電流および出力電圧波形図
【符号の説明】
【００６３】
１  交流電源
２  整流回路
４  負荷
６  リアクタ
７  スイッチング手段
８  ゼロクロス検出手段
９  駆動信号生成手段
１０  スイッチング素子駆動手段
１１  記憶手段
１２  入力電圧検出手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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