(57)【要約】【課題】他の差動回路との接続性を簡略化するとともに、信号損失の低減、不要放射の低減、変換部の小形化を実現する。【解決手段】導波管を基本モードであるＴＥ１０モードの磁界が分布する面に垂直な方向へ２分配し、分配された導波管信号を同軸モードに変換した後、ストリップ導体と接続する構成を採用する。このような構成により、導波管の基本モードであるＴＥ１０モードの信号から、１対のストリップ導体に逆位相の信号を励振し、かつ１対のストリップ導体を同一方向へ引き出す構成を備えた差動線路−導波管変換器を実現できる。【選択図】図１
2010206390.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の導波管と、
前記第１の導波管から分岐し、先端が短絡された一対の導波管を構成する第２の導波管および第３の導波管と、
前記第２の導波管に挿入された第１の柱状導体と、
前記第３の導波管に挿入された第２の柱状導体と、
第１の誘電体基板と、
前記第１の誘電体基板内に形成され、前記第１の柱状導体と電気的接続を有する第１の信号線用柱状導体と、
前記第１の誘電体基板内に形成され、前記第２の柱状導体と電気的接続を有する第２の信号線用柱状導体と、
前記第１の誘電体基板の内層または表層に形成され、前記第１の信号線用柱状導体と電気的接続を有する第１のストリップ導体と、
前記第１の誘電体基板の内層または表層に形成され、前記第２の信号線用柱状導体と電気的接続を有する第２のストリップ導体と、
前記第１のストリップ導体および前記第２のストリップ導体で構成される差動線路と、
前記第１の誘電体基板の内層および表層の少なくとも一方に形成され、前記第１の信号線用柱状導体および前記第２の信号線用柱状導体と電気的接続を有しない第１のグラウンド導体と、
前記第１のグラウンド導体および前記第２の導波管の少なくとも１つの壁面と電気的接続を有し、かつ前記第１のグラウンド導体および前記第３の導波管の少なくとも１つの壁面と電気的接続を有し、前記第１の信号線用柱状導体および前記第２の信号線用柱状導体の周りを取り囲むように形成された第１のグラウンド用柱状導体と
を備えることを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第１の柱状導体の先端は、前記第２の導波管の壁面と電気的接続を有さず、
前記第２の柱状導体の先端は、前記第３の導波管の壁面と電気的接続を有さない
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項３】
請求項１に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第１の柱状導体の先端は、前記第２の導波管の壁面と電気的接続を有し、
前記第２の柱状導体の先端は、前記第３の導波管の壁面と電気的接続を有する
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれか１項に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第２の導波管の壁面の一部、および前記第３の導波管の壁面の一部として離散的に配列された第３の柱状導体をさらに備える
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項５】
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第２の導波管および前記第３の導波管は、第２の誘電体基板によって構成される
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項６】
請求項５に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第２の誘電体基板は、前記第１の誘電体基板と同一の誘電体基板で構成される
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項７】
請求項１ないし６のいずれか１項に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第１の柱状導体および前記第１の信号線用柱状導体は、前記第２の導波管の管軸に対して垂直方向へ移動して配置され、
前記第２の柱状導体および前記第２の信号線用柱状導体は、前記第３の導波管の管軸に対して垂直方向へ移動して配置される
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項８】
請求項１ないし７のいずれか１項に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第１の柱状導体と前記第１の信号線用柱状導体との間に配置され、前記第１の柱状導体と前記第１の信号線用柱状導体の双方と電気的接続を有し、前記第１の柱状導体の断面に比べ広い断面を有し、かつ前記第１の信号線用柱状導体の断面に比べ広い断面を有する第１の導体パターンと、
前記第２の柱状導体と前記第２の信号線用柱状導体との間に配置され、前記第２の柱状導体と前記第２の信号線用柱状導体の双方と電気的接続を有し、前記第２の柱状導体の断面に比べ広い断面を有し、かつ前記第２の信号線用柱状導体の断面に比べ広い断面を有する第２の導体パターンと
をさらに備え、
前記第１の柱状導体の断面重心から前記第１の導体パターン端部までの距離において、前記第１の導波管が配置された方向への延伸距離が、前記第１の導波管が配置された方向と逆方向への延伸距離に比べて短く、
前記第２の柱状導体の断面重心から前記第２の導体パターン端部までの距離において、前記第１の導波管が配置された方向への延伸距離が、前記第１の導波管が配置された方向と逆方向への延伸距離に比べて短い
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項９】
請求項１ないし８のいずれか１項に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第１のストリップ導体の引き出し方向と、前記第２のストリップ導体の引き出し方向とが互いに同一方向である
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【請求項１０】
請求項１ないし８のいずれか１項に記載の差動線路−導波管変換器において、
前記第１のストリップ導体と前記第２のストリップ導体とを、互いに近接する方向または互いに離れる方向に引き出した後、同一方向に引き出す
ことを特徴とする差動線路−導波管変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、差動線路−導波管変換器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、導波管の信号を複数のストリップ導体へ分配し変換する構成として、導波管広壁面をストリップ導体の取り出し方向とする変換器がある。より具体的には、対向する導波管広壁面から、それぞれ１つずつストリップ導体を引き出すことにより、２本のストリップ導体に逆位相の信号を励振し、差動信号の励振を実現する構成を備えた変換器がある（例えば、特許文献１参照）。また、１つの導波管広壁面から２本のストリップ導体を同一方向に引き出す構成を備えた変換器もある（例えば、特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−４２２３３号公報
【特許文献２】特開２００５−７９７３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１に示される構成は、１対のストリップ導体の引き出し方向が対向方向となっている。このため、外部の差動回路と接続するためには、ストリップ導体を迂回させる必要がある。この結果、１対のストリップ導体を近接して配置できなくなり、差動線路の特徴である逆位相励振による不要放射低減のメリットを享受できないという課題がある。
【０００５】
加えて、迂回線路を適用する必要があることから、線路の曲げ部からの不要放射が増大するとともに、比較的長い線路長を確保する必要がある。この結果、線路長に応じた伝送損失が増大するという課題もある。
【０００６】
また、特許文献２に示される構成は、特許文献１における上記の課題を解決でき、ストリップ導体を同一方向へ引き出すことが可能となる。しかしながら、導波管の基本モードであるＴＥ１０モードの信号を２本のストリップ導体に変換する場合には、２本のストリップ導体に励振される電界の向きが同方向となり、同位相の信号が励振される。このため、逆位相励振を必要とする差動信号が励振されないという課題がある。
【０００７】
本発明は上記課題を解決するためになされたもので、他の差動回路との接続性を簡略化するとともに、信号損失の低減、不要放射の低減、変換部の小形化を実現する差動線路−導波管変換器を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係る差動線路−導波管変換器は、第１の導波管と、第１の導波管から分岐し、先端が短絡された一対の導波管を構成する第２の導波管および第３の導波管と、第２の導波管に挿入された第１の柱状導体と、第３の導波管に挿入された第２の柱状導体と、第１の誘電体基板と、第１の誘電体基板内に形成され、第１の柱状導体と電気的接続を有する第１の信号線用柱状導体と、第１の誘電体基板内に形成され、第２の柱状導体と電気的接続を有する第２の信号線用柱状導体と、第１の誘電体基板の内層または表層に形成され、第１の信号線用柱状導体と電気的接続を有する第１のストリップ導体と、第１の誘電体基板の内層または表層に形成され、第２の信号線用柱状導体と電気的接続を有する第２のストリップ導体と、第１のストリップ導体および第２のストリップ導体で構成される差動線路と、第１の誘電体基板の内層および表層の少なくとも一方に形成され、第１の信号線用柱状導体および第２の信号線用柱状導体と電気的接続を有しない第１のグラウンド導体と、第１のグラウンド導体および第２の導波管の少なくとも１つの壁面と電気的接続を有し、かつ第１のグラウンド導体および第３の導波管の少なくとも１つの壁面と電気的接続を有し、第１の信号線用柱状導体および第２の信号線用柱状導体の周りを取り囲むように形成された第１のグラウンド用柱状導体とを備えるものである。
【発明の効果】
【０００９】
導波管を基本モードであるＴＥ１０モードの磁界が分布する面に垂直な方向へ２分配し、分配された導波管信号を同軸モードに変換した後、ストリップ導体と接続する構成を採用することで、導波管の基本モードであるＴＥ１０モードの信号から、１対のストリップ導体に逆位相の信号を励振し、かつ１対のストリップ導体を同一方向へ引き出す構成が実現でき、他の差動回路との接続性を簡略化するとともに、信号損失の低減、不要放射の低減、変換部の小形化を実現する差動線路−導波管変換器を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態２に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態３に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態４に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態４に係わる差動線路−導波管変換器の図４（ｂ）に示した平面図におおけるストリップ導体４０、４１が、差動端子を有する回路１１０に接続された構成を示す図である。
【図６】本発明の実施の形態５に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態６に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態６に係わる差動線路−導波管変換器の効果を示す分配位相差特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。図１（ａ）は、図１（ｂ）におけるＺ−Ｚ’面についての断面図、図１（ｂ）は、図１（ａ）におけるＡ−Ａ’面についての平面図、図１（ｃ）は、図１（ａ）におけるＢ−Ｂ’面についての平面図、図１（ｄ）は、図１（ａ）におけるＣ−Ｃ’面についての平面図、図１（ｅ）は、図１（ａ）におけるＤ−Ｄ’面についての平面図、をそれぞれ示している。
【００１２】
図１に示すように、本実施の形態１に係わる差動線路−導波管変換器の構造は、断面形状が長方形の導波管１０を形成した金属ブロック１１の上に、誘電体基板２０が搭載されている。誘電体基板２０の裏面には、開口３０を有する平面導体３１が形成され、誘電体基板２０の内層には、開口９２、９３を有する平面導体３２、開口９１、９０を有する平面導体３３がそれぞれ形成されている。
【００１３】
誘電体基板２０の内層には、平面導体３１と平面導体３２とを電気的に接続する複数の柱状導体８０、および平面導体３２と平面導体３３とを電気的に接続する複数の柱状導体７０がそれぞれ形成されている。
【００１４】
誘電体基板２０の表層には、互いに電気的接続を持たない一対のストリップ導体４０、４１、および一対の導体パターン４２、４３が形成されている（図１（ａ）、（ｂ）参照）。そして、ストリップ導体４０と導体パターン４２は、電気的に接続され、ストリップ導体４１と導体パターン４３も、電気的に接続されている。
【００１５】
誘電体基板２０の内層には、開口９０および９１内に形成され、平面導体３３と電気的接続を持たない導体パターン５０、５１が形成されている（図１（ａ）、（ｃ）参照）。同様に、誘電体基板２０の内層には、開口９２および９３内に形成され、平面導体３２と電気的接続を持たない導体パターン５２、５３が形成されている（図１（ａ）、（ｄ）参照）。
【００１６】
また、平面導体３２の形成層と平面導体３１の形成層との間に、平面導体３２および平面導体３１の何れとも電気的接続を持たない導体パターン５４、５５が形成されている（図１（ａ）、（ｅ）参照）。
【００１７】
さらに、誘電体基板２０の内層には、導体パターン４２と導体パターン５０とを電気的に接続する柱状導体６０、導体パターン４３と導体パターン５１とを電気的に接続する柱状導体６１、導体パターン５０と導体パターン５２とを電気的に接続する柱状導体６２、導体パターン５１と導体パターン５３とを電気的に接続する柱状導体６３、導体パターン５２と導体パターン５４とを電気的に接続する柱状導体６４、導体パターン５３と導体パターン５５とを電気的に接続する柱状導体６５が、それぞれ形成されている（図１（ａ）参照）。
【００１８】
導波管１０から入力された、導波管基本モードであるＴＥ１０モードの信号は、開口３０を介し、平面導体３１、３２、および柱状導体８０で構成される、１対の先端が短絡された導波管１００、１０１に分配される。ここで、導波管１００、１０１は、導波管１０の広壁面側に分岐されている。このため、導波管１００側に分配された信号と、導波管１０１側に分配された信号とは、電界の向きが逆になり、位相差１８０度が生じる。つまり、導波管１００と導波管１０１に、逆位相励振が可能である。
【００１９】
次に、導波管１００に分配された信号は、導体パターン５４、柱状導体６４により擬似同軸モード（ＴＥＭモード）に変換される。そして、変換後の信号は、柱状導体６２を信号線導体、柱状導体７０をグラウンド導体とした擬似同軸線路を伝搬する。さらに、導体パターン５０、柱状導体６０、および導体パターン４２を介して、ストリップ導体４０を信号線導体、平面導体３３をグラウンド導体としたマイクロストリップ線路信号に変換される。
【００２０】
同様に、導波管１０１に分配された信号は、導体パターン５５、柱状導体６５により擬似同軸モード（ＴＥＭモード）に変換される。そして、変換後の信号は、柱状導体６３を信号線導体、柱状導体７０をグラウンド導体とした擬似同軸線路を伝搬する。さらに、導体パターン５１、柱状導体６１、および導体パターン４３を介して、ストリップ導体４１を信号線導体、平面導体３３をグラウンド導体としたマイクロストリップ線路信号に変換される。
【００２１】
ストリップ導体４０を信号線導体とするマイクロストリップ線路に励振される信号の位相と、ストリップ導体４１を信号線導体とするマイクロストリップ線路に励振される信号の位相とは、逆位相となる。このため、一対のストリップ導体４０、４１をペアとする差動配線に差動信号を励振することが可能である。
【００２２】
本構成によれば、ストリップ導体４０とストリップ導体４１の引き出し方向は、任意の方向に選ぶことができる。これにより、ストリップ導体引き出し方向が対向方向に限定される従来の課題を解決できる。従って、図１（ｂ）に示すように、ストリップ導体４０とストリップ導体４１を同一方向に引き出すことも可能となり、従来必要であった迂回線路が不要となる。この結果、他の差動回路との接続性が簡略化され、信号損失の低減、不要放射の低減、変換部の小形化の実現が可能となる。
【００２３】
本実施の形態１では、便宜上、表層に形成した１対のストリップ導体４０、４１を信号線導体とし、内層に形成した平面導体３３をグラウンド導体としたマイクロストリップ線路形式の差動線路について説明した。しかしながら、本発明は、線路形式に限定されるものではない。ストリップ導体を内層に形成した埋め込み形マイクロストリップ線路形式あるいはストリップ線路形式を採用してもよい。
【００２４】
また、ストリップ導体形成層に別途グラウンド導体を配置してもよく、コプレーナ線路形式、グラウンデッドコプレーナ線路形式を採用してもよい。さらに、グラウンド導体を配置し、ＧＳＧＳＧ（グラウンド  シグナル  グラウンド  シグナル  グラウンド）線路形式や、ＧＳＳＧ（グラウンド  シグナル  シグナル  グラウンド）線路形式を採用してもよい。
【００２５】
本実施の形態１では、柱状導体６０、６１、６２、６３、６４、６５、７０、８０、および導体パターン４２、４３、５０、５１、５２、５３、５４、５５は、図１に示すように、断面形状を円形としている。しかしながら、本発明は、このような断面形状に限定されるものではない。断面形状は、これに限ったものではなく、楕円形状、長円形状、多角形形状等、任意の断面形状を採用してもよい。
【００２６】
また、柱状導体６０、６２、６４が電気的接続を有する構成であれば、導体パターン５０、５２、５４は、省略してもよい。同様に、柱状導体６１、６３、６５が電気的接続を有する構成であれば、導体パターン５１、５３、５５は、省略してもよい。
【００２７】
本実施の形態１では、断面形状が長方形の導波管１０について説明したが、本発明は、このような断面形状に限定されるものではない。導波管の基本モードであるＴＥ１０モードの電界の方向が一意に定義できる導波管断面寸法であれば、何れの断面形状を採用してもよい。例えば、楕円形状、長円形状、多角形形状、またこれらを使用したリッジ導波管を採用してもよい。
【００２８】
また、本実施の形態１における導波管１０は、金属ブロックにより形成され、中空導波管を形成している。しかしながら、本発明は、このような中空構造に限定されるものではない。導波管１０の一部または全てに、誘電体を充填してもよい。
【００２９】
また、本実施の形態１では、導波管１００、１０１の壁面の一部を離散的な柱状導体８０で構成した例を示した。しかしながら、本発明は、このような構成には限定されず、連続的な壁面を採用してもよい。
【００３０】
また、本実施の形態１では、単一の誘電体基板２０を用いる例について説明したが、本発明は、これに限定されるものではない。２種以上の異なる誘電体基板を使用してもよい。例えば、柱状導体８０を形成する層の誘電体基板と、柱状導体７０を形成する層の誘電体基板とが、異なる誘電体基板でもよい。
【００３１】
以上のように、実施の形態１によれば、導波管を基本モードであるＴＥ１０モードの磁界が分布する面に垂直な方向へ２分配し、分配された導波管信号を同軸モードに変換した後、ストリップ導体と接続する構成を採用している。このような構成により、導波管の基本モードであるＴＥ１０モードの信号から、１対のストリップ導体に逆位相の信号を励振し、かつ１対のストリップ導体を同一方向へ引き出す構成を備えた差動線路−導波管変換器を実現できる。この結果、従来必要であった迂回線路が不要となるため、他の差動回路との接続性が簡略化され、信号損失の低減、不要放射の低減、変換部の小形化の実現が可能となる。
【００３２】
実施の形態２．
図２は、本発明の実施の形態２に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。図２（ａ）は、図２（ｂ）におけるＺ−Ｚ’面についての断面図、図２（ｂ）は、図２（ａ）におけるＡ−Ａ’面についての平面図、図２（ｃ）は、図２（ａ）におけるＢ−Ｂ’面についての平面図、図２（ｄ）は、図２（ａ）におけるＣ−Ｃ’面についての平面図、図２（ｅ）は、図２（ａ）におけるＤ−Ｄ’面についての平面図、をそれぞれ示している。
【００３３】
図２に示した差動線路−導波管変換器の構造は、図１に示した差動線路−導波管変換器の構造における柱状導体６４、６５の先端が平面導体３１と電気的に接続されており、導体パターン５４、５５を取り除いた構成である。
その他の構成については、前述の実施の形態１と同様であり、その説明を省略する。
【００３４】
図２に示す構造では、先の実施の形態１における図１を用いて説明したものと同様に、擬似同軸モードに変換できる。より具体的には、導波管１０から導波管１００に分配された信号を、柱状導体６４により擬似同軸モードに変換することができ、導波管１０から導波管１０１に分配された信号を、柱状導体６５により擬似同軸モードに変換することができる。従って、導波管１０から入力した信号を、任意方向へ引き出す１対のストリップ導体４０、４１で構成される差動線路信号に変換することができる。
【００３５】
先の実施の形態１における図１に示した構造では、柱状導体６４、６５の先端が平面導体３１と電気的に接続されていない。このため、柱状導体６４、６５の先端と平面導体３１の距離が、誘電体基板２０の厚み誤差に影響を受ける。一方、本実施の形態２における図２に示した構造は、柱状導体６４、６５の先端が平面導体３１と電気的に接続されている。このため、図１の構造に比べ、柱状導体６４、６５の先端位置が、誘電体基板２０の厚み誤差による影響を回避することができる。つまり、製造誤差が生じた場合においても、安定した性能を得ることができる。
【００３６】
以上のように、実施の形態２によれば、先の実施の形態１で述べた効果と同様な効果を得ることができるのに加え、製造誤差が生じた場合においても安定した性能を得ることができる。
【００３７】
実施の形態３．
図３は、本発明の実施の形態３に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。図３（ａ）は、図３（ｂ）におけるＺ−Ｚ’面についての断面図、図３（ｂ）は、図３（ａ）におけるＡ−Ａ’面についての平面図、図３（ｃ）は、図３（ａ）におけるＢ−Ｂ’面についての平面図、図３（ｄ）は、図３（ａ）におけるＣ−Ｃ’面についての平面図、図３（ｅ）は、図３（ａ）におけるＤ−Ｄ’面についての平面図、をそれぞれ示している。
【００３８】
図３に示した差動線路−導波管変換器の構造は、先の実施の形態２における図２に示した差動線路−導波管変換器の構造において、誘電体基板２０を用いて構成していた導波管１００、１０１を、金属ブロック１１による中空導波管に置き換えたものである。その他の構成については、先の実施の形態２における図２の構成と同様であり、その説明を省略する。
【００３９】
図３に示す構造では、導波管１０から入力された信号が導波管１００、１０１に中空の状態で分配される。導波管１００に分配された信号は、柱状導体６４により擬似同軸モードに変換される。同様に、導波管１０１に分配された信号は、柱状導体６５により擬似同軸モードに変換される。以降の信号伝送については、先の実施の形態１で説明したものと同様であり、その説明を省略する。
【００４０】
本実施の形態３における図３に示す構成によると、先の図１、図２に示した構成に比べ、導波管１０から導波管１００、１０１へ分岐する分岐部の不連続性を小さくすることができる。この結果、良好な通過特性を得ることが可能となる。加えて、導波管１００、１０１を中空とすることで、誘電体基板２０の誘電体損失の影響を排除することができ、伝送損失の低減が図れる。
【００４１】
本実施の形態３では、導波管１００、１０１の壁面が金属ブロック１１による連続的な壁面構造を例に挙げ説明した。しかしながら、本発明は、このような構造に限定されるものではない。先の図１、図２に示すような離散的な柱状導体を壁面に採用してもよい。
【００４２】
また、本実施の形態３では、柱状導体６４、６５が金属ブロック１１と電気的に接続されている構造について示した。しかしながら、本発明は、このような構造に限定されるものではない。先の図１に示した構成のように、導波管壁面と電気的接続を持たない構成を採用してもよい。また、柱状導体６４、６５を排除し、導波管１００から柱状導体６２へ、導波管１０１から柱状導体６３へ、それぞれ直接変換してもよい。この場合には、柱状導体６４、６５の製造が不要となり、製作が容易となる効果が得られる。
【００４３】
また、本実施の形態３における導波管１０、１００、１０１は、金属ブロックにより形成され、中空導波管を形成している。しかしながら、本発明は、このような中空構造に限定されるものではなく、導波管１０、１００、１０１の一部または全てに誘電体を充填してもよい。
【００４４】
以上のように、実施の形態３によれば、先の実施の形態１、２で述べた効果と同様な効果を得ることができるのに加え、良好な伝送特性が得られ、また、伝送損失の低減を図ることができる。
【００４５】
実施の形態４．
図４は、本発明の実施の形態４に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。図４（ａ）は、図４（ｂ）におけるＺ−Ｚ’面についての断面図、図４（ｂ）は、図４（ａ）におけるＡ−Ａ’面についての平面図、図４（ｃ）は、図４（ａ）におけるＢ−Ｂ’面についての平面図、図４（ｄ）は、図４（ａ）におけるＣ−Ｃ’面についての平面図、図４（ｅ）は、図４（ａ）におけるＤ−Ｄ’面についての平面図、をそれぞれ示している。
【００４６】
図４に示した差動線路−導波管変換器の構造は、先の実施の形態１における図１に示した差動線路−導波管変換器の構造において、ストリップ導体４０、４１の間隔を、柱状導体６０、６１の間隔に比べて狭く形成している（図４（ｂ）参照）。その他の構成については、先の実施の形態１における図１の構成と同様であり、その説明を省略する。
【００４７】
図５は、本発明の実施の形態４に係わる差動線路−導波管変換器の図４（ｂ）に示した平面図におけるストリップ導体４０、４１が、差動端子を有する回路１１０に接続された構成を示す図である。
【００４８】
実施の形態１において説明したように、本構成では、ストリップ導体４０、４１の引き出し方向を任意方向に選ぶことができる。このため、図４（ｂ）に示すように、一旦ストリップ導体４０、４１を近接する方向へ引き出した後、ストリップ導体４０、４１を同一方向へ引き出すことが可能である。
【００４９】
この結果、ストリップ導体４０、４１の間隔を、ストリップ導体４０、４１に接続される差動端子を有する回路１１０の端子間隔に極力近付けることが可能となる。これにより、差動端子を有する回路１１０と、ストリップ導体４０、４１との接続性を向上でき、良好な伝送特性を得ることができる。
【００５０】
本例では、ストリップ導体４０、４１の間隔を、柱状導体６０、６１の間隔に比べて狭く形成している例について説明した。しかしながら、本発明は、このような間隔に限定されるものではない。逆に、ストリップ導体４０、４１の間隔を、柱状導体６０、６１の間隔に比べて広く形成してもよい。
【００５１】
以上のように、実施の形態４によれば、先の実施の形態１で述べた効果と同様な効果を得ることができるのに加え、外部に接続する回路との伝送特性を良好にすることができる。
【００５２】
実施の形態５．
図６は、本発明の実施の形態５に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。図６（ａ）は、図６（ｂ）におけるＺ−Ｚ’面についての断面図、図６（ｂ）は、図６（ａ）におけるＡ−Ａ’面についての平面図、図６（ｃ）は、図６（ａ）におけるＢ−Ｂ’面についての平面図、図６（ｄ）は、図６（ａ）におけるＣ−Ｃ’面についての平面図、図６（ｅ）は、図６（ａ）におけるＤ−Ｄ’面についての平面図、をそれぞれ示している。
【００５３】
図６に示した差動線路−導波管変換器の構造は、先の実施の形態１における図１に示した差動線路−導波管変換器の構造において、柱状導体６０、６１、６２、６３、６４、６５および導体パターン４２、４３、５０、５１、５２、５３、５４、５５の形成位置が、導波管１００、１０１の管軸（図６（ｅ）に図示したＥ−Ｅ’に相当）の位置に対して、下方にシフトして形成されている。その他の構成については、先の実施の形態１における図１の構成と同様であり、その説明を省略する。
【００５４】
本構造では、先の実施の形態１で説明したように、導波管１００、１０１に励振された導波管モード（ＴＥ１０モード）が、柱状導体６４、６５および導体パターン５４、５５により、擬似同軸モードに変換される。ＴＥ１０モードの特性インピーダンスは、導波管１００、１０１の管軸付近が最も高く、擬似同軸モードへの変換時にインピーダンス不整合を生じることがある。
【００５５】
この対策として、図６（ｅ）に示すように、柱状導体６４、６５および導体パターン５４、５５の形成位置を、管軸と直交する方向へシフトさせることが考えられる。これにより、ＴＥ１０モードの特性インピーダンスが低い領域で変換することができる。この結果、インピーダンス不整合を低減でき、良好な伝送特性を得ることが可能となる。
【００５６】
加えて、本構造では、図６に示すように、柱状導体６０、６１、６２、６３、６４、６５、および導体パターン４２、４３、５０、５１、５２、５３、５４、５５の形成位置が、ストリップ導体４０、４１の引き出し方向と逆方向へシフトした構造となっている。このため、先の図５に示したような差動端子を有する回路１１０との接続を考えると、上述した逆方向へのシフト量に応じ、差動線路−導波管変換器と差動端子とを有する回路全体の占有面積を縮小することが可能となる。
【００５７】
以上のように、実施の形態５によれば、先の実施の形態１で述べた効果と同様な効果を得ることができるのに加え、伝送特性を良好にし、かつ外部に接続する差動回路を含めた占有面積の縮小化を図ることが可能となる。
【００５８】
実施の形態６．
図７は、本発明の実施の形態６に係わる差動線路−導波管変換器の構造を示す図である。図７（ａ）は、図７（ｂ）におけるＺ−Ｚ’面についての断面図、図７（ｂ）は、図７（ａ）におけるＡ−Ａ’面についての平面図、図７（ｃ）は、図７（ａ）におけるＢ−Ｂ’面についての平面図、図７（ｄ）は、図７（ａ）におけるＣ−Ｃ’面についての平面図、図７（ｅ）は、図７（ａ）におけるＤ−Ｄ’面についての平面図、をそれぞれ示している。
【００５９】
図７に示した差動線路−導波管変換器の構造は、先の実施の形態１における図１に示した差動線路−導波管変換器の構造において、導体パターン５２、５３の形状が変更されている。導体パターン５２、５３において、柱状導体６４、６５の中心から導波管１０側方向への距離をＬ２、柱状導体６４、６５の中心から導波管１０側方向と逆方向への距離をＬ１としたとき、Ｌ１がＬ２に比べ長くなっている（図７（ｄ）参照）。その他の構成については、先の実施の形態１における図１の構成と同様であり、その説明を省略する。
【００６０】
本差動線路−導波管変換器は、差動信号を励振するため、導波管１００と導波管１０１とは、完全に対称な構造が必要とされる。しかしながら、実際の製造においては、各種製造誤差が発生し、完全対称な構造を実現することが不可能である。
【００６１】
完全対称な構造の場合、導波管１０から入力された信号のうち、ストリップ導体４０に分配される信号と、ストリップ導体４１に分配される信号との分配振幅は、等振幅、分配位相差は、１８０度である。一方、対称性が崩れた場合、分配振幅偏差および分配位相差誤差が生じ、不要なコモンモードが発生する。コモンモードの発生により、差動信号への変換量の劣化、不要な放射の増大等の問題が発生する。このため、分配振幅偏差および分配位相差誤差を抑えることが必要となる。
【００６２】
図７に示した構造は、この分配位相差誤差を抑えるための構成であり、その効果について、次に説明する。図７（ｅ）において、柱状導体６４、６５、８０が、同図７の左右方向へシフトした場合、対称性が崩れる。ここでは、柱状導体６４、６５、８０が、図７（ｅ）において左方向へΔＬシフトした場合について説明する。
【００６３】
上述した条件において、導波管１００の経路は、対称構造に比べてΔＬ短くなるため、導波管１０から導波管１００へ分配された信号の位相は、対称構造に比べて進む。逆に、導波管１０１の経路は、対称構造に比べてΔＬ長くなるため、導波管１０から導波管１０１へ分配された信号の位相は、対称構造に比べて遅れる。
【００６４】
一方、柱状導体６４、６５が、図７（ｅ）において左方向へΔＬシフトするため、導体パターン５２のＬ１は、Ｌ１＋ΔＬに、Ｌ２は、Ｌ２−ΔＬに、それぞれ変動する。Ｌ２により形成される並列容量が、Ｌ１により形成される並列容量に比べて十分小さいと仮定すると、並列容量に支配的なＬ１が、Ｌ１＋ΔＬに変動し、並列容量が増加する。この結果、導波管１００から柱状導体６２に変換された信号の位相は、対称構造に比べて遅れる。
【００６５】
逆に、導体パターン５３のＬ１は、Ｌ１−ΔＬに、Ｌ２は、Ｌ２＋ΔＬに、それぞれ変動する。Ｌ２により形成される並列容量が、Ｌ１により形成される並列容量に比べて十分小さいと仮定すると、並列容量に支配的なＬ１が、Ｌ１−ΔＬに変動し、並列容量が減少する。この結果、導波管１０１から柱状導体６３に変換された信号の位相は、対称構造に比べて進む。
【００６６】
上述したように、各経路における２つの事象は、位相特性において互いに逆特性を示しており、相殺が可能である。従って、製造誤差が生じ、対称性が崩れた場合においても、効果的に位相差誤差を低減することが可能となる。
【００６７】
図８は、本発明の実施の形態６に係わる差動線路−導波管変換器の効果を示す分配位相差特性図であり、電磁界シミュレーションにより確認した計算結果を示している。より具体的には、誘電体基板２０の比誘電率を４．１、ΔＬ＝５０μｍとした場合の計算結果を示している。計算には有限要素法による電磁界シミュレータを用いた。なお、図８の横軸は、規格化周波数、縦軸は、分配位相差を示し、分配位相差の理想特性は、１８０度である。
【００６８】
図８における実線は、図７に示すような、Ｌ１がＬ２に比べて長い場合（Ｌ１＞Ｌ２）の分配位相差特性である。一方、図８における点線は、Ｌ１とＬ２の値が等しい場合（Ｌ１＝Ｌ２）の分配位相差特性である。
【００６９】
図８に示すように、Ｌ１＞Ｌ２という条件下では、Ｌ１、Ｌ２の値を適切に設計することにより、Ｌ１＝Ｌ２において生じていた分配位相差特性の劣化を低減し、理想特性である１８０度に近付けることが可能である。
【００７０】
本実施の形態６では、導体パターン５２、５３および開口９２、９３の形状として、長円形のものについて説明した。しかしながら、本発明は、このような形状に限定されるものではなく、Ｌ１＞Ｌ２の条件を満たす任意の形状を採用しても構わない。
【００７１】
以上のように、実施の形態６によれば、先の実施の形態１で述べた効果と同様な効果を得ることができるのに加え、製造誤差により対称性が崩れた場合においても、効果的に分配位相差誤差を低減することが可能となり、伝送特性を良好に保つことができる。
【符号の説明】
【００７２】
１０  導波管（第１の導波管）、１１  金属ブロック、２０  誘電体基板（第１の誘電体基板）、３０  開口、３１、３２  平面導体、３３  平面導体（第１のグラウンド導体）、４０  ストリップ導体（第１のストリップ導体）、４１  ストリップ導体（第２のストリップ導体）、４２、４３、５０、５１、５２、５３、５４、５５  導体パターン、６０、６２  柱状導体（第１の信号線用柱状導体）、６１、６３  柱状導体（第２の信号線用柱状導体）、６４  柱状導体（第１の柱状導体）、６５  柱状導体（第２の柱状導体）、７０  柱状導体（第１のグラウンド用柱状導体）、８０  柱状導体（第３の柱状導体）、９０、９１、９２  開口、１００  導波管（第２の導波管）、１０１  導波管（第３の導波管）、１１０  回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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