(57)【要約】【課題】製作が容易で、かつ短い偏波変換長を有する偏波変換器を提供する。【解決手段】本発明の偏波変換器は、誘電体導波路のコア部の一部を、長手方向にわたって一定の傾斜角度をなす傾斜面３が現れるように切り落した形状の非対称コア部２を形成し、クラッド部６に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする。【選択図】図１
2010088110.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体導波路のコア部の一部を、長手方向にわたって一定の傾斜角度をなす傾斜面が現れるように切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器。
【請求項２】
前記誘電体導波路のコア部の断面が矩形であり、前記非対称コア部において前記傾斜面が、上面部及び側壁部の一部をそれぞれ残すように形成されていることを特徴とする請求項１に記載の偏波変換器。
【請求項３】
前記傾斜面の傾斜角度が水平面に対して４３度から４７度であることを特徴とする請求項１又は２に記載の偏波変換器。
【請求項４】
誘電体導波路のコア部の一部であって対角方向に対向する２ヶ所を、長手方向にわたって一定の傾斜角度をなす傾斜面が現れるようにそれぞれ切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器。
【請求項５】
前記誘電体導波路のコア部の断面が矩形であり、前記非対称コア部において前記傾斜面の一方は、上面部及び側壁部の一部をそれぞれ残すように、もう一方は、下面部及び側壁部の一部をそれぞれ残すように形成されていることを特徴とする請求項４に記載の偏波変換器。
【請求項６】
誘電体導波路のコア部の一部を、長手方向にわたって直角面に切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器。
【請求項７】
誘電体導波路のコア部の一部であって対角方向に対向する２か所を、それぞれ長手方向にわたって直角面に切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器。
【請求項８】
前記導波路のコア部とクラッド部の比屈折率差が２４％から４２％であり、デバイス長が１．５波長から２０波長であることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか一項に記載の偏波変換器。
【請求項９】
請求項１ないし８のいずれか一項に記載の偏波変換器を備えた導波路と、結合導波路と、これらの間に配置された偏波分離促進用の導波路とを、所定の間隔を隔てて平行に配設してなり、偏波分離機能と偏波変換機能を一体化したことを特徴とする偏波分離・変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘電体導波路で構成されるマイクロ波から光波にわたる電磁波伝送路に係り、特に、デバイス長の短縮が可能な偏波変換器及び偏波分離・変換器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の偏波変換器には、非特許文献１で提案されている三角形導波路を利用したものがある。図１５は非特許文献１に開示された従来の偏波変換器の透視図である。この偏波変換器は、断面が正方形の入出力誘電体導波路のコア部の間に、断面が正三角形の誘電体導波路（三角形導波路）のコア部を挟み込み、クラッド部に埋め込んで偏波変換器を構成したものである。図中、ｗは入力誘電体導波路のコア部の高さ及び幅の寸法、ｈは三角形導波路のコア部の高さ及び底面幅の寸法、ｚｇは偏波変換部の長さ、ｎｃｏは三角形導波路のコア部の屈折率、ｎｃｌは三角形導波路のクラッド部の屈折率を表す。
【０００３】
一方、同様な原理に基づく光波帯での偏波変換器の構成例として、非特許文献２で開示された偏芯二重コア型の偏波変換器がある。図１６は非特許文献２で開示された従来の偏波変換器の断面図である。この偏波変換器は、シリコンからなるコア部と二酸化シリコンからなるクラッド部を使用し、酸窒化シリコンで二重のコア部を設けた構成となっている。
【０００４】
他方、偏波分離器に関しては、特許文献１で提案されている方向性結合器を利用するものがある。図１７は特許文献１で開示された従来の偏波分離器の構成図である。この偏波分離器は、平面に配置された方向性結合器を構成する２本の導波路を有し、入出力部では結合をさけるため、屈曲導波路となっている。図中、Ｒは屈曲半径、ｇは２本の導波路間の間隔を表す。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００６−３０１５０１号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】山内澗治他「三角形導波路を用いた偏波変換器」、２００６年電子情報通信学会総合大会、ｐ．１７７（Ｃ−３−４２）
【非特許文献２】福田浩他「ＳｉＯｘＮｙ／シリコン偏芯二重コアを用いた偏波回転」、２００６年電子情報通信学会総合大会、ｐ．１９０（Ｃ−３−５５）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
デバイス長の短い偏波変換器は、個別部品の小型化とともに、波長特性の改善の観点からも望まれる。しかしながら、図１６に示した非特許文献２の構造では、偏波変換長が２５μｍ程度ある。図１６に示す構造で、ｘ軸方向に偏波した電磁波を入射すると、Ａ軸とＢ軸方向に第１モードと第２モードが励起される。第１モードと第２モードの伝搬定数をβ１、β２と表記すると、偏波変換長Ｌｃは、Ｌｃ＝π／（β１−β２）で決定されるので、第１モードと第２モードの伝搬定数差が小さいと偏波変換長は長くなる。また、変換長が長いと、波長変化に伴う位相誤差が大きくなるので、動作帯域が狭くなる問題が生じる。
【０００８】
一方、図１５で示した非特許文献１の構造では、短い偏波変換長を達成しているが、断面が三角形の突起部が存在するため、製作に困難さが伴うという問題があった。この問題は前記突起部が微細となる光波帯用のものでは顕著となる。
他方、図１７に示した特許文献１の従来の偏波分離器は、平行に配置された２本の導波路の間隔ｇを狭くすれば結合を強くすることができるが、入出力部に屈曲導波路を使用しているため、屈曲損を減らすためには、屈曲半径Ｒを大きく選ぶ必要があり、デバイスの小型化が難しいという問題があった。
【０００９】
本発明は、このような従来技術の事情に鑑みてなされたもので、製作が容易で、かつ短い偏波変換長を有する偏波変換器を提供することを課題とする。
【００１０】
また、本発明は、製作が容易で、かつ短い偏波変換長を有する偏波変換器を用い、短いデバイス長で小型化が可能な偏波分離・変換器を提供することを別の課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明によれば、上記課題を解決するため、第１に、誘電体導波路のコア部の一部を、長手方向にわたって一定の傾斜角度をなす傾斜面が現れるように切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１２】
また、第２に、上記第１の発明において、前記誘電体導波路のコア部の断面が矩形であり、前記非対称コア部において前記傾斜面が、上面部及び側壁部の一部をそれぞれ残すように形成されていることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１３】
また、第３に、上記第１又は第２の発明において、前記傾斜面の傾斜角度が水平面に対して４３度から４７度であることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１４】
また、第４に、誘電体導波路のコア部の一部であって対角方向に対向する２箇所を、長手方向にわたって一定の傾斜角度をなす傾斜面が現れるようにそれぞれ切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１５】
また、第５に、上記第４の発明において、前記誘電体導波路のコア部の断面が矩形であり、前記非対称コア部において前記傾斜面の一方は、上面部及び側壁部の一部をそれぞれ残すように、もう一方は、下面部及び側壁部の一部をそれぞれ残すように形成されていることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１６】
また、第６に、上記第１ないし第５のいずれかの発明において、前記導波路のコア部とクラッド部の比屈折率差が２４％から４２％であり、デバイス長が１．５波長から２０波長であることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１７】
また、第７に、誘電体導波路のコア部の一部を、長手方向にわたって直角面に切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１８】
また、第８に、誘電体導波路のコア部の一部であって対角方向に対向する２箇所を、それぞれ長手方向にわたって直角面に切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを特徴とする偏波変換器を提供する。
【００１９】
さらに、第９に、上記第１ないし第８のいずれかの偏波変換器を備えた導波路と、結合導波路と、これらの間に配置された偏波分離促進用の導波路とを、所定の間隔を隔てて平行に配設してなり、偏波分離機能と偏波変換機能を一体化したことを特徴とする偏波分離・変換器を提供する。
【発明の効果】
【００２０】
請求項１ないし９に記載した発明によれば、マイクロ波帯から光波帯までの任意の波長帯の広帯域で動作し、製作が容易で、かつ短い偏波変換長の偏波変換器の提供が可能となる。
【００２１】
また、請求項７に記載した発明によれば、さらに加工性を向上させることができ、請求項８に記載した発明によれば、さらに損失の低減が可能になる。
【００２２】
請求項９に記載した発明によれば、請求項１ないし８のいずれかに記載した偏波変換器を用い、２本の平行導波路間の一部に偏波分離促進導波路を追加した簡易な構造かつ短いデバイス長で、偏波の分離・変換を達成でき、偏波無依存の偏波ダイバーシティ回路に応用できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施の形態となる偏波変換器の構造を示す図であり、（ａ）は透視図、（ｂ）は断面図、（ｃ）は動作原理図である。
【図２】波長で正規化した偏波変換長を、比屈折率差Δとコア部幅ｗで設計する図である。
【図３】偏波変換部の構造値が、偏波変換長と挿入損失に与える影響を示す図である。
【図４】偏波変換動作の一例を示す伝搬界の図である。
【図５】偏波変換動作の一例を示す伝搬パワーの図である。
【図６】導波路の切り落し角の変化にともなう消光比の変化の図である。
【図７】消光比と挿入損失の波長特性を示す図である。
【図８】本発明の別の実施の形態となる偏波変換器の構造を示す図であり、（ａ）は透視図、（ｂ）は１箇所を切り落とした断面図、（ｃ）は２箇所を切り落とした断面図である。
【図９】上記実施の形態において、２箇所を切り落とした断面図である。
【図１０】本発明の別の実施の形態において、１箇所を切り落とした際に偏波変換部の構造値が、偏波変換長と挿入損失に与える影響を示す図である。
【図１１】本発明の別の実施の形態において、消光比と挿入損失の波長特性を示す図である。
【図１２】本発明の実施の形態となる偏波分離・変換器の透視図である。
【図１３】偏波分離・変換器の構造パラメータを示す図である。
【図１４】偏波分離・変換器の動作の一例を示す伝搬界の図で、（ａ）はＴＥモードを励振した場合の界分布を示し、（ｂ）はＴＭモードを励振した場合の界分布を示す。
【図１５】従来の三角形導波路を用いた偏波変換器の透視図である。
【図１６】従来の偏芯二重コアを用いた偏波変換器の断面図である。
【図１７】従来の方向性結合器を用いた偏波分離器の平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施の形態について詳述する。
【００２５】
先ず、本発明の実施の形態に係る偏波変換器について述べる。
【００２６】
本発明の実施の形態に係る偏波変換器は、誘電体導波路のコア部の一部を、長手方向にわたって一定の傾斜角度（水平面と傾斜面のなす角度で、以下、切り落し角とも称する）をなす傾斜面が現れるように切り落した形状の非対称コア部を形成し、クラッド部に埋め込んだ、誘電体導波路によって構成されることを大きな特徴としている。ここで非対称とは、コア部の長手方向に直交する断面の前後方向の中心軸に対して右側部分と左側部分が対称でないことを意味する。
【００２７】
本発明の偏波変換器は、特に、誘電体導波路のコア部の一部を角度４３度から４７度で切り落とす形状とすることで、直交する二つのモード（第１モードと第２モード）を励起した簡易な構造を有し、入射した電磁波の偏波面を９０度回転できる偏波変換器となる。そして、例えばコア部にシリコン、クラッド部に二酸化シリコンを用いた場合（コア部とクラッド部の比屈折率差が４１％）には、第１モードと第２モードとの伝搬定数差が大きいので、前記の非特許文献２に開示された偏芯二重コア型偏波変換器に比べて、１／９のデバイス長で偏波変換を達成することができる。第１モードと第２モードを等しく励起するには、切り落し角は４３度から４７度の範囲が好ましく、更に好ましくは４４度から４６度にすることにより、等しく励起され、良好な偏波変換作用が維持される。
【００２８】
また、本発明の偏波変換器において、コア部とクラッド部の比屈折率差が２４％から４２％の範囲にあれば、第１モードと第２モードの伝搬定数差が比較的大きく留まるので、デバイス長を１．５波長から２０波長に収めることができ、より短いデバイス長が達成される。
【００２９】
本発明の偏波変換器のコア部は、原理上、非対称構造をしていればよいので、成形前のコア部の断面形状は、正方形の他、長方形、多角形、円形、楕円形等の適宜の形状であってよい。
【００３０】
以下、図１（ａ）、（ｂ）に示す断面が正方形の誘電体導波路を利用した偏波変換器を例に具体的に説明する。
【００３１】
この偏波変換器で、入射した電磁波の偏波面を９０度回転するものである。偏波変換器を作製する前の誘電体導波路のコア部は、図中１で示すように一辺がｗの正方形断面を有し、長手方向に延びた形状をしている。本例の偏波変換器の非対称コア部からなる偏波変換部（以下、非対称コア部とも称する）２は、偏波変換器作製前のコア部の一部を長手方向にわたって斜め方向に切り落した形状となっている。すなわち、非対称コア部２の形状は、四角柱のコア部から断面が直角三角形で長さがｚｇの三角柱が切り落とされた形状となっている。これにより、図に示すように水平面からθ（図１の例では４５度）の傾斜角度を持った傾斜面３が現われ、図１（ａ）に示すように前方側には側壁部の一部４が残されるとともに、上方には、上面部の一部５が残されている。この非対称コア部２をクラッド部６（図示略）で埋め込んで、本例の偏波変換器１が構成されている。非対称コア部２の傾斜面３は、例えば光波帯であれば、ウェットエッチング法などで、また、マイクロ波・ミリ波帯であれば、研磨などの方法により形成することができる。これにより、非対称コア部２とその両側の入出力コア部は一体化したものとすることができる。非対称コア部２の屈折率はｎｃｏ、クラッド部６の屈折率はｎｃｌで表されている。また、非対称コア部２よりはみ出した横倒三角柱の底面幅、高さはそれぞれγで表されている。
【００３２】
次に、図１（ａ）、（ｂ）に例示した偏波変換器１の動作原理を説明する。ここでは誘電体導波路の入力コア部１に進入する電磁波が水平偏波入射（ＴＥモード(Transverse Electric mode)励振)であるものとして説明するが、垂直偏波入射（ＴＭモード(Transverse Magnetic mode)励振)時でも同様な動作原理である。
【００３３】
誘電体導波路の入力コア部１に進入した電磁波は、非対称コア部２において、図１（ｃ）に示すように斜めに偏波軸をもつ、第１モード、第２モードに分解される。ここで両モードはほぼ等位相、等振幅で励振されるが、コア部２の断面形状が非対称性のため、それぞれのモードの電磁波の伝搬定数β１、β２が異なる。第１モードの方が、電磁波が感じる実質的なコア部が大きいので、β１＞β２の関係を満たす。励振された二つの電磁波は、伝搬定数の違いから、異なるスピードで偏波変換部２を伝搬する。偏波変換部２の長さｚｇを、偏波変換長Ｌｃ＝π／（β１−β２）にすれば、非対称コア部２の出力端で、第１モードと第２モードの位相関係は逆転する。出力では、第１、第２のモードが再び合成されるが、位相関係が入力時とは逆転しているため、出力コア部を励振する電磁波は垂直偏波に変換される。
なお、本構造において、ｚｇ＝Ｌｃ／２＝π／２（β１−β２）とすれば、出力端で第１、第２モードは９０度の位相差を有するので、直線偏波⇔円偏波の変換器としても動作する。
【００３４】
図２に動作波長λ＝１．５５μｍで正規化した偏波変換長Ｌｃ／λ１．５５の変化を示す。図２は、コア部の屈折率ｎｃｏとクラッド部の屈折率ｎｃｌの比屈折率差Δ＝（ｎｃｏ２−ｎｃｌ２）／（２ｃｏ２）、と波長で正規化された導波路のコア部幅ｗ／λ１．５５に対して表示されている。固有モード解析にはＹｅｅ格子に基づく虚軸ビーム伝搬法を用いている。ここで、θ＝４５度に固定し、クラッド部は二酸化シリコン（ｎｃｌ＝１．４４４）としているが、本図は、他の波長帯においても近似的に設計値を与えることができる。図２より、偏波変換長Ｌｃを小さくしコンパクトな偏波変換器を実現するには、伝搬定数差を大きくする必要のあることが確認される。このためには、コア部とクラッド部の比屈折率差Δを大きくすればよい。
【００３５】
以下の例では設計波長をλ＝１．５５μｍ、コア部にシリコン（ｎｃｏ＝３．４７６）、クラッド部に二酸化シリコン（ｎｃｌ＝１．４４４）を選び、比屈折率差Δが４１％のＳｉ細線導波路での例を示す。偏波変換長がやや長くなっても良い場合には、比屈折率差が小さくなる材料（例えば、コア部に窒化シリコンＳｉＮ）を選べば良い。なお、マイクロ波帯での応用では、空気をクラッド部としテフロン（登録商標）、ポリカーボネート等の誘電体でコア部となる導波路を構成すればよい。
【００３６】
図２ではまた広帯域に偏波変換動作が維持される構造を決定することができる。図２の縦軸は波長で正規化されているため、動作波長の変化により、近似的に偏波変換長は図２の垂直方向に変化することになる。従って、等高線がほぼ垂直となっている動作点に構造を設定すれば、広帯域にわたり同じ偏波変換長が維持されることになる。
【００３７】
次に挿入損の低減の観点から、構造の最適化を図る。図３に動作波長λ＝１．５５μｍにおける偏波変換長と挿入損の等高線を示す。ここで、挿入損は固有モード界の重なり積分から評価しており、近似値を与えている。図の横軸と縦軸はそれぞれ、図１に示すコア部幅ｗと横倒三角柱の高さ（底面幅）γとの比γ／ｗを示している。図より、偏波変換長は比γ／ｗを減少させることで短くなり、挿入損は比を増加させることで小さくなることがわかる。上記より、偏波変換長と挿入損を同時に最短、最小にすることはできないので、両者のバランスを取る必要がある。例えば、ｗを０．３μｍ、γ／ｗを０．４に選ぶと、偏波変換長は約３μｍ、挿入損失は約０．３ｄＢとなる。以後、コア部幅ｗと横倒三角柱の高さ（底面幅）γをそれぞれ、ｗ＝０．３２μｍ（ｗ／λ１．５５＝０．２１）、γ＝０．１３μｍ（γ／ｗ＝０．４）に固定する。
【００３８】
図４にＦＤＴＤ法により算出した、ｘ−ｙ平面における伝搬界分布を示す。入射界はＳｉ細線導波路の基本固有ＴＥモード（Ｅｘ１１モード）である。界分布からｚｇ＝２．８μｍ付近で偏波がほぼ完全に変換している様子を観察できる。図５に偏波変換部長ｚｇに対する導波モードパワーを示す。ｚｇ＝２．８μｍで、Ｅｘ１１モードからＥｙ１１モードへ偏波変換している様子が確認できる。このときの損失は約０．４ｄＢと評価される。伝搬解析より得られた偏波変換長と損失は、固有モード解析より得られた結果とよく一致している。
【００３９】
図６に切り落し角θの変化に伴うＴＥモード入射における消光比の変化を示す。消光比は変換されるＴＭモードパワーと残存するＴＥモードパワーとの比で表示している。完全に偏波変換されるとパワー比は無限大となる。例えば１５ｄＢの消光比では、９７％のパワーが変換されたことを意味している。θが４３度から４７度の範囲であれば、１５ｄＢ以上の消光比の得られることがわかる。なお、ＴＭモード入射においても類似の特性が得られる。
【００４０】
図７にｚｇ＝２・７５μｍ（ｚｇ／λ１．５５＝１．７７）に選んだ場合の消光比と損失の波長特性を示す。図には、従来の三角形導波路の結果も併記している。図より、波長特性は、三角形導波路と比べやや狭くなるが、デバイス長が短いので広帯域（波長１．２５μｍ〜１．６５μｍ）にわたり消光比１５ｄＢ以上の偏波変換特性を維持していることがわかる。動作比帯域を、上限と下限の波長差と中心波長との比で計算すると、（１．６５−１．２５）／（（１．６５＋１．２５）／２）×１００＝２８％にも及ぶ。このとき損失はこの帯域内で０．７ｄＢ以下である。
【００４１】
上記実施の形態では、誘電体導波路のコア部の一部を長手方向にわたって一定の傾斜角度をなす傾斜面が１つ現れるように切り落とした形状の非対称コア部を形成したが、本発明によれば、図８に示すように、この傾斜面を対角方向に対向するように２箇所現れるようにそれぞれ切り落とした形状の非対称コア部としてもよい。図８のように２箇所を切り落とした場合、前方側には側壁部の一部４が残されるとともに、上方には、上面部の一部５が残され、後方側には側壁部の一部４’が残されるとともに、下面部の一部５’が残されている。このようにしても、上記と同様な効果を得ることができる。コア部とクラッド部の比屈折率差も上記と同様とすることができる。
【００４２】
本発明の別の実施の形態では、図９に非対称コア部の傾斜面３を直角面１６とした、より簡単な形状の実施例を示す。図９の（ａ）は透視図、（ｂ）は１箇所を切り落とした断面図、（ｃ）は対角方向に２箇所を切り落とした断面図である。
【００４３】
図９の（ｂ）のように１箇所を切り落とした場合、前方側には側壁部の一部４が残されるとともに、上方には、上面部の一部５が残されている。また、図９の（ｃ）のように２箇所切り落とした場合、前方側には側壁部の一部４が残されるとともに、上方には、上面部の一部５が残され、後方側には側壁部の一部４’が残されるとともに、下面部の一部５’が残されている。
【００４４】
図１０に偏波変換長と挿入損の等高線を示す。図１０は、傾斜面を有する場合に示した図３に対応する。図の横軸と縦軸はそれぞれ、図９（ｂ）に示すコア幅ｗと切り落としによって残存する幅γとの比（γ／ｗ）を示している。図より変換長は、γ／ｗ＝０．４５、ｗ＝０．３５μｍで最少となることがわかる。また、挿入損はγ／ｗを大きくすることで小さくなることがわかる。つまり、変換長と挿入損を同時に最少とすることはできない。そこで、γ／ｗ＝０．５５、ｗ＝０．３２μｍとする。ｚｇ＝３．２μｍとした場合の波長特性を図１１に示す。図７に示した傾斜面を有する場合と比べて挿入損は０．３ｄＢほど大きくなるが、図７と同等に広帯域にわたり１５ｄＢ以上の消光比が維持され、形状の簡素化による加工性の向上が得られる。なお、図１１には、γ／ｗ＝０．７５をとし、一対の対角方向に対向する２箇所を切り落とした場合のデータも併記している。該データから２箇所を切り落とした場合は広帯域に渡り低損失になることが特徴となる。コア部とクラッド部の比屈折率差も第１の実施の形態と同様とすることができる。
次に、本発明の実施の形態に係る偏波分離・変換器について述べる。
【００４５】
本発明の偏波変換器を応用すれば、図１２に示すような２本の平行に配置された同一の導波路を利用して、偏波分離・変換器を構成することができる。
【００４６】
本発明の偏波変換器を備えた導波路と、これと平行に結合導波路及び偏波分離促進用の導波路を並設することにより、屈曲導波路の使用で生じる損失を引き起こすことなくコンパクトな偏波分離・変換器を構成でき、光通信において代表的な動作波長λ＝１．５５μｍの場合では、総合的なデバイス長が４０μｍと短くすむ。
【００４７】
図１２において、１１は偏波変換部（偏波分離器）１４を備えた導波路であり、１２は結合導波路、１３は偏波分離促進用の導波路である。１５の部分が偏波分離部となっている。図１２では、便宜上、クラッド部は図示を省略してある。
【００４８】
図１２に示す偏波分離・変換器はＴＥモードのみを取り出すことを意図して設計されているが、偏波変換部１４を備えた導波路１１の設置位置を導波路１２の位置とすれば、ＴＭモードのみを取り出す偏波分離・変換器を構成できる。
【００４９】
導波路１１より励振されたＴＥモードとＴＭモードが混在した電磁波は，偏波分離部１５によりＴＥモードは結合導波路１２へ結合し、ＴＭモードは導波路１１へ結合する。導波路１１へ結合したＴＭモードは、偏波変換部１４を通りＴＥモードへ変換される。偏波分離部１５にはＳｉ細線導波路と類似の断面構造をもつ偏波分離促進用の導波路１３が挿入されている。この偏波分離促進用の導波路１３は導波路１１と導波路１２とで結合した高次のスーパーモードを生成し、導波路１１と導波路１２との結合をより強くし、偏波分離に要する導波路長を短縮することに貢献する。
【００５０】
従来、偏波分離部のみに関しては、特許文献１に開示されたものがある。この文献に開示された偏波分離器では、結合部に２本の平行な結合導波路を利用している。これに対して、本発明では、結合導波路１１、１２の間に偏波分離促進用の導波路１３を追加している特徴を有する。ここでは、簡単のため、偏波分離促進用の導波路１３の構造は、図１３に示す幅ｄを除き導波路１１、１２と同一の例を示すが、同一にする必然性はなく、構造を最適化すれば、性能が更に向上する可能性がある。
【００５１】
また、上記の特許文献１では、屈曲部を用いることで入出力部を構成しているが、本発明の構成では、偏波分離促進用の導波路１３の挿入により入出力部に屈曲導波路を使用しなくとも偏波分離が可能であり、屈曲に伴う損失が生じる欠点がない。
【００５２】
図１３に示す各構造パラメータを一例として以下のように選ぶ。断面が正方形の導波路１１と導波路１２のコア部幅をｗ＝０．３２μｍ、導波路１３のコア部幅をｄ＝０．２８μｍ、高さをｗとする。各導波路の間隔をｓ＝０．１６μｍ、導波路１１と導波路１２との間隔をＳ＝０．６μｍとする。導波路１３の長さをｚｓ＝１６μｍ、導波路１３から偏波変換部１４までの距離をｚｃ＝２２．８μｍとする。コア部およびクラッド部の屈折率をそれぞれ、ｎｃｏ＝３．４７６（シリコン）、ｎｃｌ＝１．４４４（二酸化シリコン）に選ぶ。
【００５３】
図１４に波長λ＝１．５５μｍにおける界分布を示す。左図にＴＥモード（Ｅｘ１１モード）を励振した場合の界分布を、右図にＴＭモード（Ｅｙ１１モード）を励振した場合の界分布を示している。界分布より、ＴＥモードを導波路より励振した場合、励振された界は、導波路１３を通り導波路１２へ結合する様子が観察される。また、ＴＭモードを励振した場合、界は導波路１３と導波路１２を通り再び導波路１１へ結合する。その後、偏波変換部１４を通りＴＥモードへ変換されることが確認できる。二つの導波路１１、１２間に挿入した偏波分離促進用の導波路１３の長さは１６μｍであり、偏波分離・変換器としての総合的なデバイス長もわずか４０μｍ程度とコンパクトである。分離部のクロストークは３０ｄＢ以上、変換部の消光比は約３０ｄＢの特性が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、特にシリコンをコア部に用いたシリコン平面光回路において好ましく適用することができる。また、マイクロ波、ミリ波帯の電磁波回路に適用することができる。
【符号の説明】
【００５５】
１    誘電体導波路のコア部
２    偏波変換部（非対称コア部）
３    傾斜面
４、４’    側壁部の一部
５、５’    上面部の一部、下面部の一部
６    クラッド部
１１    偏波変換器を備えた導波路
１２    結合導波路
１３    偏波分離促進用の導波路
１４    偏波変換部（偏波変換器）
１５    偏波分離部
１６    直角面
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図７】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１】
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【図６】
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【図８】
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【図９】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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