(57)【要約】【課題】電力変換器を制御するための方法および装置を提供する。【解決手段】一局面において、電力変換器において用いるためのコントローラは、入力電流を積分することにより電力変換器の電力スイッチのオン時間の終わりを決定して、電力スイッチのオン時間の終わりを表わすオン時間信号を出力するよう結合された第１の算出器を含む。コントローラはまた、入力電圧と出力電圧との差を積分することにより電力スイッチのオフ時間の終わりを決定して、電力スイッチのオフ時間の終わりを表わすオフ時間信号を出力するよう結合された第２の算出器も含む。【選択図】図２Ａ
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器において用いるためのコントローラであって、
入力電流を積分することにより電力変換器の電力スイッチのオン時間の終わりを決定して、電力スイッチのオン時間の終わりを表わすオン時間信号を出力するよう結合された第１の算出器と、
入力電圧と出力電圧との差を積分することにより電力スイッチのオフ時間の終わりを決定して、電力スイッチのオフ時間の終わりを表わすオフ時間信号を出力するよう結合された第２の算出器とを含む、コントローラ。
【請求項２】
入力電流は、電力変換器への入力電流を表わす入力電流信号であり、入力電圧は、電力変換器の入力電圧を表わす入力電圧信号である、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項３】
出力電圧は、電力変換器の出力での出力電圧のＡＣ時間差異に実質的に応答しない出力電圧信号である、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項４】
オン時間信号に応答して電力スイッチをオン状態からオフ状態に切換え、オフ時間信号に応答して電力スイッチをオフ状態からオン状態に切換えるよう結合されたドライバ回路をさらに含む、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項５】
ドライバ回路は電力スイッチの切換を切換信号で制御するよう結合されており、コントローラはさらに、切換信号を受取り、切換信号に応答して入力電圧信号を出力するよう結合された入力電圧算出器を含み、入力電圧信号は電力変換器の入力電圧を表わしている、請求項４に記載のコントローラ。
【請求項６】
入力電圧算出器は、切換信号のデューティファクタに応答して入力電圧信号を出力するよう結合された平均化キャパシタを含む、請求項５に記載のコントローラ。
【請求項７】
ドライバ回路は、電力変換器の出力での出力電圧を規制する、請求項４に記載のコントローラ。
【請求項８】
オン時間信号は、第１の算出器によって受取られる誤差信号に応答して決定される、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項９】
第１の算出器に誤差信号を出力するフィードバック回路をさらに含み、誤差信号は電力変換器の出力での出力電圧を表わしている、請求項８に記載のコントローラ。
【請求項１０】
フィードバック回路は、一定の基準電圧に応答して誤差信号を生成し、一定の基準電圧は電力変換器の出力電圧を表わしている、請求項９に記載のコントローラ。
【請求項１１】
電力スイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項１２】
ライン電流高調波を低減するよう電力変換器において用いるためのコントローラであって、
電力変換器の入力電流を積分して、電力変換器の電力スイッチのオン時間を終了させる第１の信号を出力するよう結合された第１の積分器と、
実質的に一定の値と電力変換器の入力電圧との差を積分して、電力スイッチのオフ時間を終了させる第２の信号を出力するよう結合された第２の積分器と、
第１および第２の信号を受取り、入力電流を入力電圧に実質的に比例するよう制御する
ように電力スイッチの切換周波数を変える第３の信号を出力するよう結合されたドライバ回路とを含む、コントローラ。
【請求項１３】
入力電流は、入力電圧に実質的に直線的に比例するよう制御される、請求項１２に記載のコントローラ。
【請求項１４】
電力変換器は昇圧変換器である、請求項１２に記載のコントローラ。
【請求項１５】
電力スイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項１２に記載のコントローラ。
【請求項１６】
コントローラは単一のモノリシック素子上に含まれている、請求項１２に記載のコントローラ。
【請求項１７】
電力スイッチおよびコントローラは、同一の単一のモノリシック素子上に含まれている、請求項１２に記載のコントローラ。
【請求項１８】
電力変換器において用いるためのコントローラであって、
入力電流を積分することにより電力変換器の電力スイッチのオン時間の終わりを決定して、電力スイッチのオン時間の終わりを表わすオン時間信号を出力するよう結合された第１の算出器と、
実質的に一定の値と入力電圧との差を積分することにより電力スイッチのオフ時間の終わりを決定して、電力スイッチのオフ時間の終わりを表わすオフ時間信号を出力するよう結合された第２の算出器とを含む、コントローラ。
【請求項１９】
入力電流は、電力変換器への入力電流を表わす入力電流信号であり、入力電圧は、電力変換器の入力電圧を表わす入力電圧信号である、請求項１８に記載のコントローラ。
【請求項２０】
オン時間信号に応答して電力スイッチをオン状態からオフ状態に切換え、オフ時間信号に応答して電力スイッチをオフ状態からオン状態に切換えるよう結合されたドライバ回路をさらに含む、請求項１８に記載のコントローラ。
【請求項２１】
ライン電流高調波を低減するよう電力変換器において用いるためのコントローラであって、
電力変換器の入力電流を積分して、電力変換器の電力スイッチのオン時間を終了させる第１の信号を出力するよう結合された第１の積分器と、
電力変換器の入力電圧と出力電圧との差を積分して、電力スイッチのオフ時間を終了させる第２の信号を出力するよう結合された第２の積分器と、
第１および第２の信号を受取り、入力電流を入力電圧に実質的に比例するよう制御するように電力スイッチの切換周波数を変える第３の信号を出力するよう結合されたドライバ回路とを含む、コントローラ。
【請求項２２】
電力変換器の入力電圧と出力電圧との差を表わす電流を出力する、第２の積分器におけるオフ時間電流源をさらに含む、請求項２１に記載のコントローラ。
【請求項２３】
ドライバ回路は、電力変換器の出力での出力電圧を規制する、請求項２１に記載のコントローラ。
【請求項２４】
電力スイッチは、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を含む、請求項２１に記載のコントローラ。
【請求項２５】
電力変換器の電力スイッチがオン状態からオフ状態に遷移する時間を決定するために、電力変換器の入力電流を積分するステップと、
電力スイッチがオフ状態からオン状態に遷移する時間を決定するために、ある一定値と電力変換器の入力電圧との差を積分するステップと、
電力変換器の出力電圧を規制するために、電力スイッチがオン状態からオフ状態に遷移する時間および電力スイッチがオフ状態からオン状態に遷移する時間に従って、電力スイッチを切換えるステップとを含む、方法。
【請求項２６】
電力変換器の出力電圧を規制するために電力スイッチを切換えるステップは、入力電圧に実質的に直線的に比例するよう入力電流を制御するステップを含む、請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
オン状態の持続期間は、入力電流がピーク電流しきい値に達するときに限定される、請求項２５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
背景
開示の分野
この発明は一般に電源に関し、特に、電源の入力電流高調波を低減することに関する。
【背景技術】
【０００２】
背景
電源は、典型的には、電気的出口により与えられる交流（「ＡＣ」）電力を電気的装置のために使用可能な直流（「ＤＣ」）電力に変換するよう用いられる。電源設計に対する１つの重要な考慮点は電力品質であり、換言すると、電力が電源に送られる効率である。より具体的には、電力品質は力率によって定量化されてもよい。力率とは、電源に送られる全電力によって除された電源に送られる使用可能な電力の量の比である。使用可能な電力は、電源の出力に結合される負荷により使用される電力として定義されてもよい。全電力は電源に送られる使用可能電力および使用不可電力の和である。使用不可電力は、負荷に送られるが、その負荷によっては使用されず、電源の入力に戻される電力として定義されてもよい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
電力供給動作中、効率を上げるよう高い力率（全電力の大半は使用可能電力である）を有することは有益である。送られる使用不可電力は電力を電源を介して転送する際に増大された電力のため電力のさらなる散逸を引起す。加えて、電源における電気的構成要素は負荷に同量の電力を送るようより高い電流を受取るよう設計される必要があるかも知れず、電源のコストおよびサイズを増大させるかも知れない。
【０００４】
さらなる使用不可電力に寄与する１つの局面は電力分配システムによって送られる電流および／または電圧波形における歪である。典型的には、これらの電流および／または電圧の歪は、分配線を介する送電中に結合される電磁干渉の結果であるかも知れない。効率的な電力供給を設計するためには、電源への入来電力の電力品質を増大させることが重要である。電源への入来電力の電力品質を増大させるある一般的な方法は、昇圧変換器を用いて電流波形をその理想的な正弦波形に変換し戻すことである。
【０００５】
この発明の非制限的かつ非網羅的な実施例を上記の図を参照して記載する。図において、同様の参照番号は、特段の断りがない限り、さまざまな図を通して、同様の部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】図１はこの発明の教示に従って例示的なコントローラを含む昇圧変換器の例示的概略図である。
【図２Ａ】この発明の教示に従って図１の例示的コントローラを示す機能ブロック図である。
【図２Ｂ】この発明の教示に従って図１の例示的コントローラを示す機能ブロック図である。
【図２Ｃ】この発明の教示に従って、図２Ｂの例示的入力電圧算出器を示す機能ブロック図であり、さらに、その例示的入力電圧算出器の動作に対応する波形を示す図である。
【図２Ｄ】この発明の教示に従って図１の例示的コントローラを示す機能ブロック図である。
【図３】この発明の教示に従って図１および図２に関連付けられる例示的入力およびスイッチ電流波形を示す図である。
【図４】この発明の教示に従って、図１の例示的コントローラに含まれる例示的オン時間算出器の機能ブロック図であり、その例示的オン時間算出器の動作に対応する波形を示す図である。
【図５】この発明の教示に従って、図１の例示的コントローラに含まれる例示的オフ時間算出器の機能ブロック図であり、その例示的オフ時間算出器の動作に対応する例示的波形を示す図である。
【図６】この発明の教示に従って、図１のコントローラに含まれる例示的ドライバの機能ブロック図であり、その例示的ドライバの動作に関連付けられる例示的波形を示す図である。
【図７】この発明の教示に従って図１の例示的コントローラに含まれる例示的フィードバック回路の機能ブロック図である。
【図８】この発明の教示に従って切換サイクルのオン時間およびオフ時間を変動させることによりライン電流高調波を低減するための例示的方法を示す流れ図である。
【図９】この発明の教示に従って制御技術を実現する例示的集積回路の図である。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
詳細な説明
この発明の１つの局面において、説明の目的のためここにおいて開示される方法および装置は電力変換器を用いてライン電流高調波を制限する。以下の記載において、数多くの具体的な詳細はこの発明の十分な理解のために述べられる。しかしながら、当業者にとっては、そのような具体的な詳細はこの発明を実施するのに用いられる必要はないことは明らかである。実現に関係付けられる周知の方法は、この発明を曖昧にすることを避けるため、詳細には記載されてはいない。
【０００８】
この明細書を通して、「１つの実施例」、「ある実施例」、「１つの例」または「ある例」への言及は、その実施例に関連して記載されるある特定の特徴、構造または特性はこの発明の少なくとも１つの実施例または例に含まれることを意味する。したがって、この明細書を通してさまざまな部分において「１つの実施例において」、「ある実施例において」、「１つの例において」または「ある例において」という表現が表れるが、それらは必ずしもすべてが同じ実施例に言及しているわけではない。特定の特徴、構造または特性は、たとえば、１つもしくは２つ以上の実施例または例における任意の好適な組合せおよび／または下位組合せに組合せられてもよい。
【０００９】
以下に論じられるように、この発明の教示に従うさまざまな例は、電力変換器がある制御技術を用いてその電力変換器の入力電流波形を成形することを可能にする。論じられる例においては、その入力電流波形は、電力変換器における電力スイッチのオン時間およびオフ時間を変動させることにより、入力電圧波形に比例するよう制御される。より具体的には、その制御技術は、電力スイッチのオン時間を、オフ時間に対して一定のボルト秒を設定することによって、整流された時変入力電圧ＶIN（ｔ）に対して反比例させる。オフ時間は（ＶOUT−ＶIN）×ＴOFFの一定の積となるよう制御される。特に、量ＶOUT−ＶINをオフ時間中に積分することは、オフ時間中に設定されるよう一定のボルト秒を斟酌する。一定のボルト秒を有するようオフ時間を設定することにより、オン時間ボルト秒は、ブーストインダクタの属性を満足させるボルト秒バランスを維持するよう数切換サイクルに亘って実質的に一定であるよう強制される。ブーストインダクタにおけるボルト秒のあるバランスにより、オン時間は入力電圧に対して実質的に反比例となる。このオン時間の入力電圧に対する関係は、入力電流を、入力ライン電圧を表現する整流された時変入力電圧
ＶIN（ｔ）の関数として制御するための簡便な手段を設定する。入力電流がオン時間中に入力電流を積分することによってセンスされる場合、オン時間は、数切換サイクルに亘る実質的に一定のフィードバック信号により決められる通りの
【００１０】
【数１】
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【００１１】
の一定の積分値（ここで、Ｔ１からＴ２の持続期間はオン時間である）に達することにより終結され得る。これにより、切換サイクルに亘る平均入力電流は入力電圧に実質的に比例することになる。この概念は以下の図面に従って説明される。
【００１２】
説明のため、図１はこの発明の教示に従ってコントローラ１０２を含む例示的電力変換器１００の機能ブロック図である。示される例において、電力変換器１００はＡＣライン電圧ＶG１０６に一致するＡＣライン電流ＩG１０４を受ける昇圧電力変換器である。典型的には、ＡＣライン電流ＩG１０４および対応のＡＣライン電圧ＶG１０６は、電気的分配システム（たとえば発電所）により、電気的ソケットを介して与えられる。示されるように、ブリッジ整流器１０８によってＡＣライン電圧ＶG１０６をＤＣ入力電圧ＶIN１１０に変換する。
【００１３】
ここで図３を参照して、例示的波形３０２、３０４および３０６はＡＣライン電圧１０６、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０およびＤＣ入力電流ＩIN１１１をそれぞれ表現する。示されるように、「ＡＣ」波形はその極性をある間隔で逆転させる波形によって示される。たとえば、ＡＣライン電圧ＶG１０６は正の値と負の値との間を交互する波形３０２によって表わされる。比較して、「ＤＣ」波形は、常に同じ極性の波形によって示される。たとえば、波形３０４および３０６によって示されるように、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０およびＤＣ入力電流ＩIN１１１は実質的に常に正である。ＤＣ入力電圧ＶIN１１０およびＤＣ入力電流ＩIN１１１は大きさが時間と共に変動する。
【００１４】
再び図１を参照して、示される例においては、フィルタ１１２がブリッジ整流器１０８を渡って結合されて、高周波ノイズ電流をＤＣ入力電流ＩIN１１１からフィルタ処理する。この発明の１つの局面においては、ＤＣ入力電流ＩIN１１１は入力電圧ＶIN１１０と比例関係を形成するよう実質的に制御される。図３に示されるように、ある比例関係が形成されるのは、ＤＣ入力電流ＩIN１１１を表現する波形３０６がＤＣ入力電圧ＶIN１１０を表現する波形３０４の形状に概ね従うときである。
【００１５】
図１の例に示されるように、インダクタＬ1１１４として示されるエネルギ保存要素が、コントローラ１０２に対して、一方端において結合され、電力スイッチＳＷ1１１８に対して、対向する端部において結合される。動作において、電力スイッチＳＷ1１１８は、電流を導通させることができるとき、「オン」または「閉じた」状態にあり、電流を導通させることができないとき、「オフ」または「開いた」状態にある。この例においては、入力帰還１２０が電力スイッチＳＷ1１１８に結合される。動作において、エネルギ保存インダクタＬ1１１４は、エネルギの、電力変換器１００の出力への転送を、この発明の教示に従ってスイッチＳＷ1１１８の切換に応答して行なう。
【００１６】
この例に示されるように、バルクキャパシタ１２２が、実質的に一定の出力電圧ＶOUT１２４を負荷１２６に供給するよう結合される。１つの例では、負荷１２６はＤＣ−ＤＣ電源への入力であってもよい。ダイオードＤ1１２８の結合は、バルクキャパシタ１２２からの電流がインダクタＬ1１１４を介して流れて戻らないように行なわれる。図１の例
では、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０を表現する入力電圧信号ＵVIN１３０がコントローラ１０２によって受取られる。１つの例では、入力電圧信号ＵVIN１３０は、図２Ｂおよび図２Ｃに関連して論じられるように昇圧変換器の内在的な属性のため導出されてもよい。示されるように、ＤＣ入力電流ＩIN１１１を表わす入力電流センス信号ＵIIN１３２もコントローラ１０２によって受取られる。より具体的には、たとえば変流器などのような電流センス１３４またはディスクリートな抵抗器に亘る電圧、または導通している際のトランジスタに亘る電圧を用いてＤＣ入力電流ＩIN１１１を測定してもよい。図１の例では、出力電圧ＶOUT１２４を表現する出力電圧信号ＵVOUT１３６もコントローラ１０２によって受取られる。１つの例では、出力電圧信号ＵVOUT１３６は一定の基準値を表現してもよい。この発明の例示的教示に従うと、センス信号ＵVIN１３０、ＵIIN１３２およびＵVOUT１３６は電圧または電流の形式であってもよい。
【００１７】
１つの例において、コントローラ１０２は、スイッチＳＷ1１１８の切換を制御する切換信号ＵSW１１９を、入力電圧信号ＵVIN１３０、入力電流信号ＵIIN１３２および出力電圧信号ＵVOUT１３６に応答して出力して、出力電圧ＶOUT１２４を規制し、ＤＣ入力電流ＩIN１１１を、「入力電圧ＶIN１１０」とも称されるＤＣ入力電圧ＶIN１１０と比例するように制御する。より具体的には、示される例においては、コントローラ１０２は、出力電圧ＶOUT１２４の規制およびＤＣ入力電流ＩIN１１１の制御を、スイッチＳＷ1１１８の各切換サイクルを制御することにより行なう。切換サイクルは、スイッチがオンである時間期間およびその後のスイッチがオフである時間期間として規定される。たとえば切換サイクルは、スイッチＳＷ1１１８が導通できるオン時間期間にスイッチＳＷ1１１８が導通できないオフ時間期間が続いたものを含んでもよい。別の例では、切換サイクルは、スイッチＳＷ1１１８が導通できないオフ時間期間の後にスイッチＳＷ1１１８が導通できるオン時間期間が続いたものを含んでもよい。オン時間は、スイッチＳＷ1１１８が切換サイクル中に導通している時間期間として規定されてもよく、オフ時間は、スイッチＳＷ1１１８が切換サイクル中に導通していない時間期間として規定されてもよい。
【００１８】
この発明の教示に従うと、コントローラ１０２は、スイッチＳＷ1１１８のオン時間およびオフ時間を積極的に調整することによりＤＣ入力電流ＩIN１１１を制御する、ある可変周波数切換法を用いる。特に、切換サイクルのオン時間は、数切換サイクルに亘って実質的に一定とされる出力電圧信号ＵVOUT１３６に応答して規制され、切換サイクルのオフ時間はボルト秒大きさを表現する一定の値によって設定される。インダクタの、安定状態条件中にボルト秒バランスを維持するという自然の傾向のため、スイッチＳＷ1１１８は同様のボルト秒バランスをオン時間中に実質的に維持するよう義務を負わされる。入力電流信号ＵIIN１３２をオン時間中に積分し、オフ時間が一定のボルト秒を有することができるようにすることにより、入力電流ＩIN１１１は入力電圧ＶIN１１０に比例するよう強制される。これは、各ラインサイクル３１０中にＤＣ入力電圧ＶIN１１０をトラッキングまたはそれに従うようＤＣ入力電流ＩIN１１１を斟酌する。この態様で、スイッチＳＷ1１１８はコントローラ１０２により制御されて電力変換器１００の出力電圧ＶOUT１２４を規制しＤＣ入力電流ＩIN１１１を制御してそれがＤＣ入力電圧ＶIN１１０と実質的に線形に比例であるようにする。
【００１９】
ここで図２Ａを参照して、電力変換器１００のある機能ブロック図は図１のコントローラ１０２のある例をこの発明の教示に従って示す。示されるように、コントローラ１０２は、オフ時間算出器２０２と、ドライバ２０４と、オン時間算出器２０６と、フィードバック回路２０８とを含む。図２Ａの例に従うと、オン時間算出器２０６は、「オン時間」とも称される、スイッチＳＷ1１１８が切換サイクルにおいて電流を導通させることができる時間量を判断する。動作において、ある例として、オン時間算出器２０６は、入力電流信号ＵIIN１３２に応答して切換サイクルのオン時間の終りを示すオン時間信号ＵON２１０を出力することになる。図２Ａの例において、オン時間信号ＵON２１０がドライバ２
０４に出力されると、切換信号ＵSW１１９が、それに従って、スイッチＳＷ1１１８をオフにするよう調整される。この態様で、オン時間算出器２０６は切換サイクルのオン時間を規制する。
【００２０】
図２Ａの例において、オフ時間算出器２０２は「オフ時間」とも称される、スイッチＳＷ1１１８が切換サイクルにおいて電流を導通させることができない時間量を判断する。動作において、入力電圧信号ＵVIN１３０および出力電圧信号ＵVOUT１３６に応答して、オフ時間算出器２０２は、切換サイクルのオフ時間の終りを示すオフ時間信号ＵOFF２１２を出力することになる。図２Ａの例において、オフ時間信号ＵOFF２１２がドライバ２０４に出力されると、切換信号ＵSW１１９が、それに従って、スイッチＳＷ1１１８をオンにするよう調整される。この態様で、オフ時間算出器２０２は切換サイクルのオフ時間を規制する。ドライバ２０４は切換信号ＵSW１１９を通してスイッチＳＷ1１１８の切換を制御する。１つの例において、切換信号ＵSW１１９がハイであるとき、スイッチＳＷ1１１８はオンであり、切換信号ＵSW１１９がローであるとき、スイッチＳＷ1１１８はオフである。かくして、この例によると、ドライバ２０４の結合は、スイッチＳＷ1１１８のオン状態からオフ状態への切換をオン時間信号ＵON２１０に応答して行ない、スイッチＳＷ1１１８のオフ状態からオン状態への切換をオフ時間信号ＵOFF２１２に応答して行なうようになされる。かくして、この例においては、ドライバ２０４は出力電圧ＶOUT１２４を電力変換器１００の出力において規制する。
【００２１】
図２Ａの例に示されるように、フィードバック回路２０８は誤差信号ＵERR２１４を出力電圧信号ＵVOUT１３６に応答して出力する。より具体的には、誤差信号ＵERR２１４は電力変換器１００の出力電圧を示すものを与える。この発明の教示に従うと、誤差信号ＵERR２１４は切換信号ＵSW１１９と比較して実質的により遅い応答時間を有するよう設計される。たとえば、１つの実施例において、誤差信号ＵERR２１４は、入力電流をあるラインサイクルに亘って制御する際に出力電圧ＶOUT１２４が実質的に一定の値と考えられるように数ラインサイクルに亘る出力電圧ＶOUT１２４の平均化された大きさを表わす平均化された値である。
【００２２】
示されるように、コントローラ１０２、電流センス１３４およびスイッチＳＷ1１１８は集積回路２１６に含まれてもよい。１つの例では、スイッチＳＷ1１１８はコントローラ１０２と同じ単一のモノリシック素子上において含まれてもよい。ある代替例では、コントローラ１０２は単一のモノリシック素子上においてスイッチＳＷ1１１８なしに含まれてもよい。１つの例では、スイッチＳＷ1１１８は金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であってもよい。動作において、スイッチＳＷ1１１８がドレイン端子２２０からソース端子２２２への電流の導通を許すのはスイッチＳＷ1１１８がオンであるときであり、電流の導通を実質的に防ぐのはスイッチＳＷ1１１８がオフであるときである。別の例では、電流センス１３４をスイッチＳＷ1１１８に結合して図２Ａに示されるようにスイッチ電流ＩSW２１８を測定してもよい。スイッチ電流ＩSW２１８は切換サイクルのオン時間中においてＤＣ入力電流ＩIN１１１と実質的に等しいので、スイッチ電流ＩSW２１８は切換サイクルのオン時間中においてＤＣ入力電流ＩIN１１１の代わりにセンスされてもよい。示されるように、電流センス１３４は入力電流ＩIN１１１を電力スイッチＳＷ1２１８のソース端子２２２においてセンスしてもよい。ある代替的実施例では、電力センス１３４は入力電流ＩIN１１１を電力スイッチＳＷ1２１８のドレイン端子２２０においてセンスしてもよい。ある代替的実施例では、スイッチ電流ＩSW２１８は電流センス１３４によってドレイン端子２２０の前またはソース端子２２２の後にセンスされてもよい。
【００２３】
示される例において示されるように、フィルタ１１２は高周波数ノイズをＤＣ入力電流ＩIN１１１からフィルタ処理するキャパシタ２２４を含むが、必ずしもそれに限定される
ものではない。より具体的には、１つの例においては、キャパシタ２２４のある容量値は、キャパシタ２２４が高い周波数ノイズをフィルタ処理により除去してもよいように選ばれた値であるが、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０の時変成分を低減するよう十分に大きくはない。
【００２４】
ここで図２Ｂを参照して、電力変換器１００の代替的機能ブロック図は、さらに、この発明の教示に従って図１のコントローラ１０２のある例を示す。示されるように、入力電圧算出器２５０は入力電圧ＶIN１１０の算出を切換信号ＵSW１１９に応答して行なう。昇圧変換器トポロジの属性のため、ある関係が電力スイッチＳＷ1１１８のデューティファクタＤと入力電圧ＶIN１１０との間に存在する。この関係はデューティファクタＤを用いることにより入力電圧値ＶIN１１０を算出するよう利用されてもよい。デューティファクタは、電力スイッチＳＷ1１１８がある時間期間に亘って導通している時間のパーセンテージとして規定されてもよい。デューティファクタＤは等式１によって以下のように規定される：
【００２５】
【数２】
2010068708.tif 000004
【００２６】
式中、ＴONは、電力スイッチＳＷ1１１８が閉じられている（導通している）時間を表わし、ＴTOTALはある時間期間であり、ＴOFFはスイッチＳＷ1１１８が開いている（導通していない）時間を表わす。昇圧変換器の内在的な属性のため、入力電圧、出力電圧、オン時間およびオフ時間の間のある具体的な理論上の関係が以下に示されるように存在する：
【００２７】
【数３】
2010068708.tif 000005
【００２８】
等式１に基づいて、等式２の部分をデューティファクタＤに対して置換し得る。Ｄに対する置換で等式３が得られる：
【００２９】
【数４】
2010068708.tif 000006
【００３０】
等式３を単純化すると以下のようになる：
【００３１】
【数５】
2010068708.tif 000007
【００３２】
出力電圧ＶOUT１２４は出力電圧規制のため実質的に一定の値であるので、出力電圧ＶOUT１２４を定数Ｋと置換え得る。
【００３３】
【数６】
2010068708.tif 000008
【００３４】
したがって、入力電圧算出器２５０は入力電圧ＶIN１１０をデューティファクタＤに基づいて算出してもよい。より具体的には、１−Ｄは入力電圧ＶIN１１０を表わす。切換信号ＵSW１１９はある時間期間に亘る電力スイッチＳＷ1１１８の導通時間を表わすので、デューティファクタＤは切換信号ＵSW１１９によって決定され得る。ここで図２Ｃを参照して、図２Ｂにおける入力電圧算出器２５０の機能ブロック図をさらに詳細に示す。示されるように、入力電圧算出器２５０は、入力帰還２５６に結合される平均化キャパシタ２５４に結合されるインバータ２５２を含む。倍率変更回路２５８がキャパシタ２５４に結合される。
【００３５】
動作において、インバータ２５２は、切換信号ＵSW１１９を受取り、反転された切換信号／ＵSW２６０を出力する（以下、「／」は反転を示す）。波形２６４において示されるように、デューティファクタＤの算出は、時間期間における全体のオン時間ＴONを全時間期間ＴPERIODで除することによって行なわれてもよく、値（１−Ｄ）の算出は、時間期間における全オフ時間ＴOFFを全時間期間ＴPERIODで除することにより行なわれてもよい。平均化キャパシタ２５４は反転された切換信号／ＵSW２６０を継続的に受取るので、平均化キャパシタ電圧２６６は１−Ｄの平均化された値を表わす。示されるように、入力電圧算出器２５０は入力電圧信号ＵVIN１３０信号を出力するが、それは、入力電圧ＶIN１１０を表わす電圧または電流であってもよい。
【００３６】
ここで図２Ｄを参照して、電力変換器１００の代替的機能ブロック図はこの発明の教示に従って図１のコントローラ１０２のある例をさらに示す。示されるように、一定の基準電圧ＶREF２７０は出力電圧信号ＵVOUT１３６を表わす。出力電圧ＶVOUT１２４は規制のため実質的に一定であるので、一定の基準電圧２７０は出力電圧ＶOUT１２４を表わしてもよい。一定の基準電圧を出力電圧を表わすものとして用いることの利点は、電力変換器１００が起動または障害状態のため規制下にないとき、電力変換器１００は、出力電圧ＶOUT１２４が、この発明に従う制御技術が再び実施され得る前、規制下に戻るのを待つ必要がない、というものである。
【００３７】
先において参照したように、図３は、この発明の教示に従って、ＡＣライン電圧波形３０２、ＤＣ入力電圧波形３０４、ＤＣ入力電流波形３０６、およびスイッチ電流波形３０８を示す。ＡＣライン電圧波形３０２はＡＣライン電圧ＶG１０６を表わし、実質的に正弦波形である。ラインサイクルは、ＡＣライン電圧波形３０２の３つの連続するゼロクロス間の時間間隔として規定され、１つのラインサイクルを完了するのにかかる時間を表わすラインサイクル周期ＴL３１０に対応する。より具体的には、示される例においては、ラインサイクル周期ＴL３１０はＡＣライン電圧ＶG１０６の周波数に依存する。たとえば、ＡＣライン電圧ＶG１０６の周波数が増大する場合、ラインサイクル周期ＴL３１０はより短くなる。逆に、ＡＣライン電圧ＶG１０６の周波数が減少する場合、ラインサイクル周期ＴL３１０はより長くなる。この発明の実施例に従うと、ラインサイクル周期ＴL３１０は切換サイクル周期ＴSW３１２よりも実質的に長い。さらに説明するため、１つの例では、ライン周波数は６０Ｈｚであるが、これは、１６，６６６マイクロ秒のラインサイクル周期ＴL３１０に対応し、切換周波数は１００ｋＨｚであるが、これは１０マイクロ秒の切換サイクル周期ＴSW３１２に対応する。
【００３８】
示されるように、ＤＣ入力電圧波形３０４は、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０を表わし、ＡＣライン電圧波形３０２の整流された波形である。動作において、ブリッジ整流器１０８は
、ＡＣライン電圧波形３０２で表わされるＡＣライン電圧ＶG１０６を整流して、ＤＣ入力電圧波形３０４で表わされるＤＣ入力電圧ＶIN１１０を生成する。ＤＣ入力電流波形３０６はＤＣ入力電流ＩIN１１１を表わす。示されるように、ＤＣ入力電流波形３０６は、入力電圧波形３０４に重畳されることにより、どのようにＤＣ入力電流ＩIN１１１が切換サイクル中において制御されてＤＣ入力電圧ＶIN１１０に従うかを示す。ＤＣ入力電流波形３０６の拡大された図３１４をグラフ３３０において示す。
【００３９】
拡大図３１４において示されるように、ＤＣ入力電流ＩIN１１１は、第１の切換サイクル周期ＴSW1３１６に対し、第１のオン時間ＴON1３１８およびコントローラ１０２により決定される第１のオフ時間ＴOFF1３２０に応答して制御される。スイッチ電流波形３０８は図２Ａのスイッチ電流ＩSW２１８を表わす。示されるように、スイッチ電流波形３０８は、たとえばＴON1３１８中など、切換サイクルのオン時間中におけるＤＣ入力電流波形３０６に実質的に等しい。スイッチ電流波形３０８は、たとえばＴOFF1３２０中などのような、切換サイクルのオフ時間中において実質的にゼロである。上において論じられるように、ＤＣ入力電流ＩIN１１１がスイッチ電流ＩSW２１８と実質的に等しいのは、スイッチＳＷ1１１８がオンであるときである。したがって、スイッチ電流ＩSW２１８またはＤＣ入力電流ＩIN１１１のどちらかがオン時間算出器２０６により受け取られて切換サイクル周期ＴSW３１２のオン時間を決定してもよい。
【００４０】
ここで図４に示す例を参照すると、図２Ａのオン時間算出器２０６は、ＤＣ入力電流ＩIN１１１を積分することにより、切換サイクル周期ＴSW３１２のオン時間を決定する。動作時、オン時間算出器２０６は、入力電流信号ＵIIN１３２および反転された切換信号ＵISW４０２に応答して、オン時間信号ＵON２１０を出力する。反転された切換信号ＵISW４０２は、図２Ｃに示すような反転された切換信号である／ＵSWの一例である。図４の例では、オン時間電流源４０６は、入力電流信号ＵIIN１３２に応答して、ＤＣ入力電流ＩIN１１１を表わす倍率変更された電流ＩINS４０８を出力する。一例では、倍率変更された電流ＩINS４０８は、入力電流信号ＵIIN１３２に信号処理用の倍率ＫI４１０を乗算することによって決定されてもよい。この例に示すように、トランジスタＴON４１２はキャパシタＣON４１４の両端に結合されている。動作時、スイッチＳＷ1１１８がオフ状態からオン状態に遷移すると、反転された切換信号ＵISW４０２はハイからローに遷移して、トランジスタＴON４１２をオフにし、倍率変更された入力電流ＩINS４０８がキャパシタＣON４１４を充電するようにする。
【００４１】
逆に、スイッチＳＷ1１１８がオン状態からオフ状態に遷移すると、反転された信号ＵISW４０２はローからハイに遷移して、トランジスタＴON４１２をオンにし、それによりキャパシタＣON４１４が放電するようにする。スイッチＳＷ1１１８がオン状態にある場合、キャパシタＣON４１４は充電し、キャパシタＣON４１４の両端にキャパシタ電圧ＶCON４１６が生じる。比較器４１８は、比較器４１８の反転入力がキャパシタＣON４１４と同じ電位の電圧であるように結合されている。この例では、比較器４１８の非反転入力は基準誤差電圧ＶERR４２０に結合されている。より特定的には、基準誤差電圧ＶERR４２０は誤差信号ＵERR２１４を表わしている。したがって、図示された例では、オン時間算出器２０６によって受取られ、図２Ａのフィードバック回路２０８によって出力された誤差信号ＵERR２１４に応答して、オン時間信号ＵON２１０が決定される。一例では、誤差信号ＵERR２１４は電力変換器１００の出力での出力電圧ＶOUT１２４を表わしており、基準誤差電圧ＶERR４２０を決定するために倍率ＫERR４２２を乗算してもよい。
【００４２】
動作時、スイッチＳＷ1１１８がオンの場合、倍率変更された入力電流ＩINS４０８はキャパシタＣON４１４を充電する。一例では、オン状態の持続期間は、ＤＣ入力電流ＩIN１１１がピーク電流しきい値に達するときに限定される。キャパシタ電圧ＶCON４１６が基準誤差電圧ＶERR４２０と等しい場合、オン時間信号ＵON２１０はローに遷移し、それは
スイッチＳＷ1１１８がオフとなるべきであることを示している。このように、キャパシタＣON４１４は、切換サイクルのオン時間を決定するために、積分機能を実行してＤＣ入力電流ＩIN１１１を積分するために使用される。
【００４３】
図示されているように、例示的なグラフ４３０は、オン時間信号ＵON２１０に対するキャパシタ電圧ＶCON４１６を示している。キャパシタ電圧ＶCON４１６が基準誤差電圧ＶERR４２０に達すると、オン時間信号ＵON２１０は、キャパシタＣON４１４が基準誤差電圧ＶERR４２０を下回るよう放電されるまでローに遷移する。キャパシタ電圧ＶCON４１６が基準誤差電圧ＶERR４２０を一旦下回ると、オン時間信号ＵON２１０は再度ハイに遷移する。このように、図示された例では、オン時間信号ＵON２１０がローに遷移するとスイッチＳＷ1１１８がオフにされる。
【００４４】
ここで図５を参照すると、図２Ａのオフ時間算出器２０２は、この発明の教示に従って出力電圧ＶOUT１２４とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差を積分することにより、切換サイクルのオフ時間を決定する。より特定的には、この例では、オフ時間算出器２０２は、センスされた出力電圧信号ＵVOUT１３６とセンスされた入力電圧信号ＵVIN１３０との差に実質的に等しい電圧差信号ＵVDIFF５０１に応答して、オフ時間信号ＵOFF２１２を出力する。オフ時間電流源５０４は、出力電圧ＶOUT１２４とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差を表わす電流ＩDIFF５０６を出力する。一例では、電流ＩDIFF５０６は、入力電圧信号ＵVIN１３０と出力電圧信号ＵVOUT１３６との差に信号処理用の倍率ＫOFF５０８を乗算することによって決定されてもよい。図示されているように、トランジスタＴOFF５１０はキャパシタＣOFF５１２の両端に結合されている。
【００４５】
動作時、図５の例では、スイッチＳＷ1１１８がオン状態からオフ状態に遷移すると、切換信号ＵSW１１９はハイからローに遷移してトランジスタＴOFF５１０をオフにし、それにより電流ＩDIFF５０６がキャパシタＣOFF５１２を充電するようにする。逆に、スイッチＳＷ1１１８がオフ状態からオン状態に遷移すると、切換信号ＵSW１１９はローからハイに遷移してトランジスタＴOFF５１０をオンにし、それによりキャパシタＣOFF５１２が放電するようにする。一例では、この発明の教示に従ってトランジスタＴOFF５１０をオンおよびオフに切換えるために、代替的な信号が使用されてもよい。スイッチＳＷ1１１８がオフ状態にある場合、キャパシタＣOFF５１２は充電中であり、キャパシタＣOFF５１２の両端にキャパシタ電圧ＶCOFF５１４が生じる。比較器５１６は、比較器５１６の反転入力がキャパシタＣOFF５１２と同じ電位の電圧であるように結合されている。比較器５１６の非反転入力は、電圧基準ＶOFFREF５１８に結合されている。一例では、基準値ＶOFFREF５１８は、電力変換器１００の設計パラメータに従って選択されたいかなる基準値であってもよい。一例では、基準値ＶOFFREF５１８は、電力変換器１００の設計にとって最適な切換周波数の範囲を決定するよう選択されてもよい。
【００４６】
１つの例示的な動作では、スイッチＳＷ1１１８がオフの場合、電流ＩDIFF５０６はキャパシタＣOFF５１２を充電する。キャパシタ電圧ＶCOFF５１４が基準電圧ＶOFFREF５１８と等しい場合、オフ時間信号ＵOFF２１２はハイからローに遷移して、スイッチＳＷ1１１８にオフ状態からオン状態に遷移するよう示す。このように、キャパシタＣOFF５１２は、スイッチＳＷ1１１８のオフ時間を決定するために、積分機能を実行して出力電圧ＶOUT１２４とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差を積分するために使用される。オフ時間のボルト秒を一定に保つことにより、オフ時間は、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０の変化に応答して変わる。より特定的には、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０が増加するにつれて、切換サイクルのオフ時間が増加する。
【００４７】
この発明の代替的な一実施例によれば、電流ＩDIFF５０６は、ある実質的に一定の値からＤＣ入力電圧ＶIN１１０を減算したものによって表わされてもよい。一例では、選択さ
れた実質的に一定の値は、電力変換器１００の設計パラメータに基づいていてもよい。たとえば、電流ＩDIFF５０６を決定するために用いられる一定値が増加するにつれて、電力変換器１００の切換周期の持続期間が増加する。実質的に一定の出力電圧ＶOUT１２４からＤＣ入力電圧ＶIN１１０を減算する代わりに、ある定数からＤＣ入力電圧ＶIN１１０を減算することによって電流ＩDIFF５０６を決定することの付加的な一利点は、図２Ｄに関連して上述したように、この発明の教示に従った制御技術が直ちに実施可能なことである。実質的に一定の出力電圧ＶOUT１２４とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差に基づいて電流ＩDIFF５０６が決定される場合、この発明の教示に従って図２Ａに示すように出力電圧ＶOUT１２４を直接センスすることから出力電圧信号が決定される際に時間遅延が必要である。より特定的には、時間遅延は起動中に起こり、出力電圧ＶOUT１２４が実質的に一定となるように図２ＡのバルクキャパシタＣ1１２２の初期充電を可能にするために必要とされる。その結果、さまざまな実施例では、この発明に従った制御技術を実施する前に出力電圧ＶOUT１２４がその規制値に達して実質的に一定となる必要があるかもしれない。出力電圧ＶOUT１２４が一定値によって決定される場合、時間遅延は必要とはされない。
【００４８】
図示されているように、例示的なグラフ５３０は、オフ時間信号ＵOFF２１２に対するキャパシタ電圧ＶCOFF５１４を示している。この例では、キャパシタ電圧ＶCOFF５１４が基準電圧ＶOFFREF５１８に達すると、オフ時間信号ＵOFF２１２は、キャパシタＣOFF５１２が基準電圧ＶOFFREF５１８を下回るよう放電するまでローに遷移する。キャパシタ電圧ＣCOFF５１４が基準電圧ＶOFFREF５１８を一旦下回ると、オフ時間信号ＵOFF２１２は再度ハイに遷移する。このように、この発明の教示によれば、オフ時間信号ＵOFF２１２がローに遷移するとスイッチＳＷ1１１８はオンとなるよう信号を受取る。
【００４９】
ここで図６に示す例を参照すると、ドライバ２０４は、切換信号ＵSW１１９を出力することにより、スイッチＳＷ1１１８の切換を制御する。一例では、スイッチＳＷ1１１８が閉じている場合には切換信号ＵSW１１９はハイであり、スイッチＳＷ1１１８が開いている場合には切換信号ＵSW１１９はローである。ドライバ２０４は、オン時間信号ＵON２１０を受取って切換サイクルのオン時間の終わりを決定し、オフ時間信号ＵOFF２１２を受取って切換サイクルのオフ時間の終了時間を決定する。
【００５０】
この発明の例示的な実施例によれば、ドライバ２０４は、第１のＮＡＮＤゲート６０２と第２のＮＡＮＤゲート６０４とを含む基本リセット／セット（「ＲＳ」）ＮＡＮＤラッチとして構成されている。図示されているように、グラフ６１０は、切換信号ＵSW１１９、オン時間信号ＵON２１０、およびオフ時間信号ＵOFF２１２間の関係を示している。グラフ６１０によれば、一例では、オフ時間信号Ｕ0FF２１２が一瞬ローに遷移したときに、切換信号１１９はハイに遷移する（スイッチＳＷ1１１８はオンになる）。同様に、オン時間信号ＵON２１０が一瞬ローに遷移したときに、切換信号ＵSW１１９はローに遷移する（スイッチＳＷ1１１８はオフになる）。
【００５１】
ここで図７に示す例を参照すると、フィードバック回路２０８は、出力電圧信号ＵVOUT１３６に応答して誤差信号ＵERR２１４を出力する。より特定的には、誤差信号ＵERR２１４は、たとえば出力電圧ＶOUT１２４が基準値より高いかまたは低いかといった、電力変換器１００の出力電圧の徴候を示す。動作時、この例では、出力電圧ＶOUT１２４を表わす出力電圧信号ＵVOUT１３６は、第１の抵抗器Ｒ1７０４と第２の抵抗器Ｒ2７０６とを含む分圧器網７０２によって倍率変更され、倍率変更された出力電圧信号ＵVOUTS７０８が誤差増幅器７１０の反転入力で生成される。図７の例では、誤差信号ＵERR２１４の応答を遅らせるために、利得設定フィルタ７１２が使用される。より特定的には、この例では、誤差信号ＵERR２１４は、ラインサイクルにわたる出力電圧ＶOUT１２４のＡＣ時間差異に実質的に応答しない。また、誤差信号ＵERR２１４は多くの切換サイクルにわたって実質的に一定であると仮定することができる。これは入力電圧に応答したオン時間調整を可
能にし、このため、図３に示すように入力電流波形３０６を入力電圧波形３０４に従うよう形作る。
【００５２】
図８は、この発明の教示に従ってライン電流高調波を低減するための例示的な方法を示す流れ図である。プロセスブロック８１０で、スイッチＳＷ1１１８がオンにされる。次に、プロセスブロック８１５で、ＤＣ入力電流ＩIN１１１がセンスされる。ＤＣ入力電流ＩIN１１１は次に、プロセスブロック８２０で、スイッチＳＷ1１１８のオン時間を決定するために積分される。より特定的には、この例では、ＤＣ入力電流ＩIN１１１とも呼ばれるライン電流の積分がオン時間しきい値ＯＮTHRESHに達するのにかかる時間によって、オン時間持続期間が決定される。次のプロセスブロック８３５で、ライン電流の積分がオン時間しきい値ＯＮTHRESHに達すると、スイッチＳＷ1１１８がオフにされる。次に、この例では、プロセスブロック８４０で、ＤＣ入力電圧ＶIN１１０および出力電圧ＶOUT１２４がセンスされる。プロセスブロック８４５で、スイッチＳＷ1１１８のオフ時間を決定するために、出力電圧ＶOUT１２４とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差が積分される。より特定的には、この例では、出力電圧ＶOUT１２４とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差の積分がオフ時間しきい値ＯＦＦTHRESHに達するのにかかる時間に応答して、オフ時間持続期間が決定される。代替的な一実施例では、プロセスブロック８４５は、スイッチＳＷ1１１８のオフ時間を決定するために、ある一定値とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差を積分することを含んでいてもよい。決定ブロック８４５の実行後、プロセスは、次の切換サイクルを開始するためにプロセスブロック８１０に戻ってもよい。
【００５３】
ここで図９を参照すると、この発明の教示に従った制御技術を実施する例示的な集積回路９００の例示的な内部詳細が示されている。この例では、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２はオン状態とオフ状態とを切換えて、ドレイン端子Ｄ９０４とソース端子Ｓ９０６との間の入力電流ＩIN９０３の流れを可能にしたり防止したりする。電圧端子Ｖ９０８は、昇圧変換器のＤＣ入力電圧を表わす電流ＩVIN９１２を出力する入力電圧センス９１０に結合されている。フィードバック端子ＦＢ９１４は、昇圧変換器の出力での出力電圧を表わす電圧ＶVOUT９１６を受取る。一例では、電圧ＶVOUT９１６は任意の一定値であってもよい。
【００５４】
図示されているように、基準電流ＩREF９２０は電流源９２１から、電流源９２３から流れる倍率変更された電流ＩSVIN９２２とは反対の方向に流れる。より特定的には、倍率変更された電流ＩSVIN９２２は、電流ＩVIN９１２に信号処理用の倍率を乗算したものと等しい。キャパシタＣOFF９２４は、トランジスタＴOFF９２６の両端に結合されている。動作時、トランジスタＴOFF９２６がオフの場合、キャパシタＣOFF９２４は充電する。より特定的には、キャパシタＣOFF９２４を充電する電流は、基準電流ＩREF９２０と倍率変更された電流ＩSVIN９２２との差である。トランジスタＴOFF９２６がオンになると、キャパシタＣOFF９２４は共通の帰還９２９を介して放電する。電圧比較器９２８は、比較器９２８の負の端子がキャパシタＣOFF９２４と同じ電位の電圧であるようにキャパシタＣOFF９２４に結合されている。キャパシタＣ0FF９２４上の電圧が誤差電圧ＶERR９３０と等しい場合、電圧信号ＶOFF９３２はローからハイに遷移し、その結果、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２はオン状態に遷移する。このように、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２用の切換サイクルのオフ時間が制御される。より特定的には、一例では、キャパシタＣOFF９２４は、切換サイクルのオフ時間を決定するためにある一定の電圧と電力変換器の入力電圧との差を積分する積分器として機能する。
【００５５】
動作時、図示された例では、誤差電圧ＶERR９３０は誤差増幅器９３１の出力である。動作時、誤差増幅器９３１は電圧ＶVOUT９１６を基準電圧ＶREF９３３と比較して、電力変換器の出力での出力電圧を表わす誤差電圧ＶERR９３０を決定する。一例では、誤差電圧ＶERR９３０は、ＣＯＭＰ端子９３７を介して、誤差電圧ＶERR９３０の応答時間を調整する利得設定フィルタに出力されてもよい。
【００５６】
図９の例に示すように、電流源９３４は、センスされた入力電流ＩS９３８に信号処理用の倍率を乗算したものを表わす倍率変更された電流ＩSIIN９３６を出力する。キャパシタＣON９４０は、トランジスタＴON９４２の両端に結合されている。動作時、トランジスタＴON９４２がオフの場合、倍率変更された電流ＩSIIN９３６はキャパシタＣON９４０を充電する。トランジスタＴON９４２がオンの場合、キャパシタＣON９４０は共通の帰還９２９を介して放電する。電圧比較器９４４は、比較器９４４の負の入力がキャパシタＣON９４０と同じ電位の電圧であるようにキャパシタＣON９４０に結合されている。キャパシタＣON９４０上の電圧が誤差電圧ＶERR９３０と等しい場合、比較器９４４の出力での電圧信号ＶON９４６はロー信号からハイ信号に遷移し、その結果、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２はオフ状態に設定される。このように、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２用の切換サイクルのオン時間が制御される。より特定的には、キャパシタＣON９４０は、切換サイクルのオン時間を決定するために電力変換器の入力電流を積分する積分器として機能する。
【００５７】
図９の例に示すように、ＯＲゲート９４８の第１の入力は比較器９４４の出力に結合され、ＯＲゲート９４８の第２の入力はＡＮＤゲート９５０の出力に結合されている。動作時、電圧信号ＶON９４６がハイに遷移するか、または過電流保護（ＯＣＰ）信号９５３がハイに遷移すると、ＯＲゲート９４８はハイ信号をラッチ９５２のリセット（Ｒ）に出力する。動作時、ラッチ９５２のリセット入力Ｒがハイ信号を受取ると、出力Ｑはハイに設定され、相補出力Ｑバーはローに設定される。逆に、電圧信号ＶOFF９３２がハイに遷移すると、ラッチ９５２の入力Ｓは出力Ｑをローに設定し、相補出力Ｑバーはハイに設定される。このように、相補出力Ｑバーは、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２の切換を制御する駆動信号ＤＲＩＶＥ９５４を出力する。増幅器９５６は、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２の切換を制御するためにパワーＭＯＳＦＥＴ９０２のゲートを充電および放電するのに十分な電流を供給するために、駆動信号ＤＲＩＶＥ９５４を増幅する。
【００５８】
この例に示されているように、電流制限比較器９５８は、センスされた入力電流ＩS９３８を電流制限基準ＩLIM９５９と比較する。一例では、センスされた入力電流ＩS９３８が電流制限基準ＩLIM９５９に達すると、電流制限比較器９５８の出力はハイになる。より特定的には、この例では、センスされた入力電流ＩS９３８は入力電流ＩIN９０３の一部である。一例では、センスされた入力電流ＩS９３８は、この発明の教示に従った入力電流ＩIN９０３を表わしている。駆動信号９５４は、ＡＮＤゲート９５０の入力に印加される前に立上がりエッジブランキング（ＬＥＢ）回路９６２によって遅延され、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２がオンとなった際に瞬間的に浮遊容量を放電する場合に過電流保護信号９５３が誤った電流制限状態を示すことを防止する。より特定的には、過電流保護信号９５３は、集積回路９００のパワーＭＯＳＦＥＴ９０２および／または任意の他の内部構成要素への損傷を防止するために、パワーＭＯＳＦＥＴ９０２の電流が電流制限基準ＩLIM９５９に達した場合を示す。
【００５９】
このように、この発明の教示に従った一例では、電源から受取ったライン電流高調波を低減するようコントローラを用いるための方法が開示されている。この例では、電力変換器１００のＤＣ入力電流ＩIN１１１は、電力変換器１００のスイッチＳＷ1１１８がオン状態からオフ状態に遷移する時間を決定するために、積分される。一例では、スイッチＳＷ1１１８がオフ状態からオン状態に遷移する時間を決定するために、ある一定値と電力変換器１００のＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差が積分される。別の例では、スイッチＳＷ1１１８がオフ状態からオン状態に遷移する時間を決定するために、出力電圧ＶOUT１２４とＤＣ入力電圧ＶIN１１０との差が積分される。さまざまな例では、電力変換器１００の出力電圧ＶOUT１２４を規制するために、スイッチＳＷ1１１８がオン状態からオフ状態に遷移する時間、およびスイッチＳＷ1１１８がオフ状態からオン状態に遷移する時間に従ってスイッチＳＷ1１１８を切換えるようにスイッチＳＷ1１１８の切換周波数を変えるよ
う、ドライバ２０４が結合されている。
【００６０】
要約書における説明を含む、この発明の例示された例の上述の説明は、網羅的であるよう意図されてはおらず、開示された形そのものに限定されるよう意図されてもいない。この発明の特定の実施例、およびこの発明についての例は、例示的な目的でここに説明されているが、この発明のより広範な精神および範囲から逸脱することなく、さまざまな均等な修正が可能である。
【００６１】
これらの修正は、上に詳述した説明に鑑みてこの発明の例に加えることができる。特許請求の範囲において使用される用語は、この発明を、明細書および特許請求の範囲に開示された特定の実施例に限定するよう解釈されるべきではない。むしろ、請求項の解釈の確立された原則に従って解釈されるべき特許請求の範囲のみにより、範囲は定められるべきである。この発明の明細書および図面は従って、限定的というよりもむしろ例示的なものとみなされるべきである。
【符号の説明】
【００６２】
１００  電力変換器、１０２  コントローラ、１１８  スイッチ、２０２  オフ時間算出器、２０４  ドライバ、２０６  オン時間算出器、４１４、５１２、９２４、９４０  キャパシタ。
【図１】
2010068708.tif 000009
【図２Ａ】
2010068708.tif 000010
【図２Ｂ】
2010068708.tif 000011
【図２Ｃ】
2010068708.tif 000012
【図２Ｄ】
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【図３】
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【図４】
2010068708.tif 000015
【図５】
2010068708.tif 000016
【図６】
2010068708.tif 000017
【図７】
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【図８】
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【図９】
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