(57)【要約】【課題】パワーアンプの出力パワーをフィードバック制御する際に、高精度の送信パワー制御を実現できるポーラ変調送信装置を提供すること。【解決手段】ポーラ変調送信装置１００は、パワーアンプ１０３の出力パワーを検出する検出回路１０６と、拡散変調信号のＰＡＰＲの値を算出するＰＡＰＲ算出部１３１と、算出されたＰＡＰＲに応じた補正値を出力する補正値生成部１３４と、前記補正値を検出回路１０６により得られた検出結果に演算する演算器とを有する。これにより、β条件やモード間で異なる検出回路１０６の感度（測定感度）を補正して、検出回路１０６の感度（測定感度）をほぼ一定とすることができる。【選択図】図３−１
2010041721.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号の位相成分を用いて生成した位相変調信号をパワーアンプの信号入力端に入力させ、前記入力信号の振幅成分を用いて調整した電源電圧を前記パワーアンプの電源入力端に入力させるポーラ変調送信装置であって、
前記パワーアンプの出力パワーを検出する検出回路と、
前記入力信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）の値を算出するＰＡＰＲ算出部と、
前記ＰＡＰＲ算出部により算出されたＰＡＰＲに応じた補正値を生成する補正値生成部と、
前記検出回路により得られた検出結果に対して、前記補正値を用いた演算を行い、前記位相変調信号と前記電源電圧の各々を、前記演算により得られた演算結果に基づいてスケーリングすることで、前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御部と、
を具備するポーラ変調送信装置。
【請求項２】
前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれているか否かを検出するデータチャネル検出部をさらに備え、
前記補正値生成部は、前記補正値として、前記検出回路の検出感度を補正するための感度補正値を生成するものであり、
１）前記データチャネル検出部が前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれていると判断した場合は、第１の感度補正値を生成し、
２）前記データチャネル検出部が前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれていないと判断した場合は、前記第１の感度補正値とは異なる第２の感度補正値を生成する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項３】
前記入力信号は複素信号であり、前記データチャネル検出部は、前記入力信号の信号点配置に基づいて、前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれているか否かを判断する
請求項２に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項４】
前記データチャネル検出部は、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値が等しい場合に、前記データチャネルの信号が含まれていないと判断する
請求項２に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項５】
前記入力信号に含まれるデータチャネルの信号の大きさを検出するデータチャネル検出部をさらに備え、
前記補正値生成部は、前記データチャネル検出部により検出された前記データチャネルの信号の大きさに応じて、異なる補正値を生成する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項６】
前記データチャネル検出部は、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差を計算することにより、前記データチャネルの信号の大きさを検出する
請求項５に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項７】
前記データチャネル検出部は、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差を計算することにより、前記データチャネルの信号の大きさを検出し、
前記補正値生成部は、前記補正値として、前記検出回路の検出感度を補正するための感度補正値を生成するものであり、
１）前記データチャネル検出部が前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差がゼロであると判断した場合は、第１の感度補正値を生成し、
２）前記データチャネル検出部が、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差がゼロより大であり、かつ、所定の閾値未満であると判断した場合は、前記第１の感度補正値とは異なる第２の感度補正値を生成し、
３）前記データチャネル検出部が、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差が所定の閾値以上であると判断した場合は、前記第１の感度補正値及び前記第２の感度補正値とは異なる第３の感度補正値を生成する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項８】
前記送信パワー制御部は、前記補正値を前記検出回路により得られた検出結果に乗算する乗算部を含む、
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項９】
前記補正値生成部には、前記補正値として、前記検出回路の検出感度を補正するための感度補正値が、ＰＡＰＲの値に対応づけられて格納されている、
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１０】
前記送信パワー制御部は、前記補正値を前記検出回路により得られた検出結果に加算する加算部を含む、
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１１】
前記補正値生成部には、前記補正値として、コンプレスドモードの場合に前記検出回路で検出される値と非コンプレスドモードの場合に前記検出回路で検出される値との差を小さくするためのモード間補正値が、ＰＡＰＲの値に対応づけられて格納されている、
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１２】
前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれているか否かを検出するデータチャネル検出部をさらに備え、
前記補正値生成部は、
１）前記データチャネル検出部が前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれていると判断した場合は、第１のモード間補正値とを生成し、
２）前記データチャネル検出部が前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれていないと判断した場合は、前記第１のモード間補正値とは異なる第２のモード間補正値を生成する
請求項１１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１３】
前記入力信号は複素信号であり、前記データチャネル検出部は、前記入力信号の信号点配置に基づいて、前記入力信号にデータチャネルの信号が含まれているか否かを判断する
請求項１２に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１４】
前記データチャネル検出部は、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値が等しい場合に、前記データチャネルの信号が含まれていないと判断する
請求項１２に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１５】
前記入力信号に含まれるデータチャネルの信号の大きさを検出するデータチャネル検出部をさらに備え、
前記補正値生成部は、前記データチャネル検出部により検出された前記データチャネルの信号の大きさに応じて、異なるモード間補正値を生成する
請求項１１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１６】
前記データチャネル検出部は、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差を計算することにより、前記データチャネルの信号の大きさを検出する
請求項１５に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１７】
前記データチャネル検出部は、前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差を計算することにより、前記データチャネルの信号の大きさを検出し、
前記補正値生成部は、
１）前記データチャネル検出部が前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差がゼロであると判断した場合は、第１のモード間補正値とを生成し、
２）前記データチャネル検出部が前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差がゼロより大であり、かつ、所定の閾値未満であると判断した場合は、前記第１のモード間補正値とは異なる第２のモード間補正値を生成し、
３）前記データチャネル検出部が前記入力信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値との差が所定の閾値以上であると判断した場合は、前記第１のモード間補正値及び前記第２のモード間補正値とは異なる第３のモード間補正値を生成する
請求項１１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１８】
前記送信パワー制御部は、
パワー設定値を格納したパワーテーブルと、
前記パワーテーブルからパワー設定値を読み出す際の読出しアドレスを補正するパワー設定モジュールと
を具備し、
前記パワー設定モジュールは、前記補正値生成部から出力された補正値を、前記読出しアドレスに対して演算する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項１９】
前記送信パワー制御部は、前記位相変調信号をスケーリングするための第１のスケーリング係数と、前記電源電圧をスケーリングするための第２のスケーリング係数とを生成する
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【請求項２０】
前記入力信号は、拡散変調信号である、
請求項１に記載のポーラ変調送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ポーラ変調送信装置における、出力パワー誤差を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、ポーラ変調方式を用いた典型的な送信装置の例を示す。送信装置は、ポーラ信号生成回路１と、振幅制御回路２と、位相変調信号生成回路３と、パワーアンプ（以下、ＰＡと呼ぶ）４とを有する。この送信装置においては、ポーラ信号生成回路１が、入力信号（つまり送信変調信号）から送信変調信号の振幅成分信号及び位相成分信号を生成する。振幅制御回路２は、振幅成分信号に基づいてＰＡ４に供給される電源電圧を制御し、位相変調信号生成回路３は、位相成分信号に基づいてＰＡ４に入力される位相変調信号を生成する。
【０００３】
この送信装置は、ＰＡ４をコンプレスドモード（compressed mode）と非コンプレスドモード（uncompressed mode）とで切り換えることで、送信パワーのダイナミックレンジを確保する。なお、コンプレスドモードは飽和動作モードと、非コンプレスドモードは非飽和動作モードと、言い換えることもできる。
【０００４】
この送信装置は、高い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４をコンプレスドモードで動作させる。一方、送信装置は、低い送信パワーが要求される場合には、ＰＡ４を非コンプレスドモードで動作させる。具体的には、コンプレスドモードでは、送信装置は、ＰＡ４への電源電圧のレベルを所望の出力パワーに応じて変化させることで、出力パワーの制御を実行する。このコンプレスドモードは、ＰＡが飽和領域で動作しているため、本質的に、出力パワーについて非常に正確である。
【０００５】
一方、非コンプレスドモードでは、送信装置は、ＰＡ４へ入力される位相変調信号のレベルを所望の出力パワーに応じて変化させることで、出力パワーの制御を実行する。この非コンプレスドモードでは、ＰＡが線形領域で動作しているため、コンプレスドモードと比較すると、出力パワーの制御は正確でない。
【０００６】
従来の送信装置においては、送信パワー制御時に、コンプレスドモード（Ｃモード）と非コンプレスドモード（Ｕモード）とを切り換える場合、各モードの特性の差（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）が原因となって、送信パワーの変動が生じる可能性がある。
【０００７】
これを、図２を用いて簡単に説明する。図２には、コンプレスドモードでの出力パワーは比較的正確だが、非コンプレスドモードでの出力パワーは、（温度による変動、経年変化による変動、負荷変動など）の変動が原因となって変化する様子が示されている。
【０００８】
図２のように、非コンプレスドモードの出力パワーは、種々の要因で変動し易いので、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとを切り換える場合に、出力パワーが不連続となる可能性が高く、この結果、大きな送信パワーの変動が生じる可能性が高い。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００２／０１５４７０８号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
ところで、送信パワー制御を正確に行う手法として、実際のパワーアンプの出力パワーを測定し、この測定値が設定目標値に等しくなるように出力パワーをフィードバック制御する方法がある。
【００１１】
一般に、このフィードバック制御では、ローパスフィルタを用いて、パワーアンプの出力から、送信データに起因する変調変動成分を取り除く方法が採られる。そして、変調変動成分を取り除いた後のいわゆる平均送信パワーと、設定目標値との誤差に基づいて送信パワーを再調整する。
【００１２】
ここで、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、変調成分をより多く除去することができるので、より精度の高い送信パワー制御を行うことができると考えられる。
【００１３】
しかしながら、ローパスフィルタの時定数を大きな値に設定するほど、当然、ローパスフィルタの応答性は悪くなるので、フィードバック制御の追従性もこれに伴って悪くなる。無線通信規格によっては非常に短い期間で送信パワー制御を完了することが要求されるものもあるので、実際上、ローパスフィルタの時定数をあまり大きく設定することはできない。
【００１４】
特に、上述のコンプレスドモードと非コンプレスドモードとのモード切り替えがある場合には、さらに高速なフィードバック制御が必要になると考えられ、ローパスフィルタの時定数を大きくすることは益々困難となる。
【００１５】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、パワーアンプの出力パワーをフィードバック制御する際に、高精度の送信パワー制御を実現できるポーラ変調送信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明のポーラ変調送信装置の一つの態様は、入力信号の位相成分を用いて生成した位相変調信号をパワーアンプの信号入力端に入力させ、前記入力信号の振幅成分を用いて調整した電源電圧を前記パワーアンプの電源入力端に入力させるポーラ変調送信装置であって、パワーアンプの出力パワーを検出する検出回路と、前記入力信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）の値を算出するＰＡＰＲ算出部と、前記ＰＡＰＲ算出部により算出されたＰＡＰＲに応じた補正値を生成する補正値生成部と、前記検出回路により得られた検出結果に対して、前記補正値を用いた演算を行い、前記位相変調信号及び前記電源電圧の各々を、前記演算により得られた演算結果に基づいてスケーリングすることで、前記パワーアンプの出力パワーを制御する送信パワー制御部と、を具備する。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、パワーアンプの出力パワーをフィードバック制御する際に、高精度の送信パワー制御を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】ポーラ変調方式を用いた典型的な送信装置の例を示すブロック図
【図２】モード切換による送信パワーの変動（出力パワーの不連続）を示す図
【図３−１】本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の構成を示すブロック図
【図３−２】本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の別の構成を示すブロック図
【図４】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各出力パワーステップサイズコマンドに対するパワー制御許容値を示す図
【図５】許容ステップサイズをまとめた図
【図６】３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格における、各グループのパワーコマンドに対する累積的なパワー制御許容値を示す図
【図７】送信パワー制御部に設けられているスケーリング係数セットの様子を示す図
【図８】ＰＡＰＲ算出部の構成例を示すブロック図
【図９】モード遷移時のモード間での出力パワー誤差補正動作の説明に供する図
【図１０】いくつかのβ条件下での、実際のＰＡ出力と、ＡＤＣ出力との関係を示す図
【図１１】拡散変調信号のＰＡＰＲと、ＡＤＣ出力との関係を示す図
【図１２】拡散変調信号のＰＡＰＲと、ＡＤＣ出力感度特性（Detector感度特性）との関係を示す図
【図１３】ＡＤＣ出力感度の補正の説明に供する図
【図１４】補正後のＡＤＣ出力感度を示す図
【図１５】ＡＤＣ出力感度を補正した後の、いくつかのβ条件での、実際のＰＡ出力と、ＡＤＣ出力との関係を示す図
【図１６】ＡＤＣ出力感度を補正した後の、拡散変調信号のＰＡＰＲと、ＡＤＣ出力との関係を示す図
【図１７】補正後のβ条件間でのＡＤＣ出力差の様子を示す図
【図１８】ＰＡＰＲと、モード間でのＡＤＣ出力差との関係を示す図
【図１９】モード間でのＡＤＣ出力差の補正の様子を示す図
【図２０−１】ＰＡＰＲとＡＤＣ感度との関係が、βd＝０の場合と、βd≠０の場合とで、大きく異なることを示す図
【図２０−２】ＰＡＰＲとＡＤＣ感度との関係が、βd＝０の場合と、βd＝１の場合と、βd≧２の場合とで、大きく異なることを示す図
【図２１−１】ＰＡＰＲとモード間でのＡＤＣ出力差との関係が、βd＝０の場合と、βd≠０の場合とで、大きく異なることを示す図
【図２１−２】ＰＡＰＲとモード間でのＡＤＣ出力差との関係が、βd＝０の場合と、βd＝１の場合と、βd≧２の場合とで、大きく異なることを示す図
【図２２−１】βd＝０の近似曲線とβd≠０の近似曲線とを示す図
【図２２−２】βd＝０の近似曲線とβd＝１の近似曲線とβd≧２の近似曲線とを示す図
【図２３】βd＝０とβd≠０との場合分けを行わない場合の近似曲線を示す図
【図２４】他の実施の形態のポーラ変調送信装置の構成例を示すブロック図
【図２５】他の実施の形態のポーラ変調送信装置の構成例を示すブロック図
【図２６】他の実施の形態のポーラ変調送信装置の構成例を示すブロック図
【図２７】図２６の構成を用いた場合の、モード間でのＡＤＣ出力差の補正の様子を示す図
【図２８】実際の測定値から求めた各β条件での傾きと、ＰＡＰＲから理想的にβ条件を推定できた場合の補正係数とを示す図表
【図２９−１】データチャネル信号の有無によらない補正係数の例を示す図表
【図２９−２】データチャネル信号の有無によらない補正係数の例を示す図表
【図２９−３】データチャネル信号の有無によらない補正係数の例を示す図表
【図２９−４】データチャネル信号の有無によらない補正係数の例を示す図表
【図２９−５】データチャネル信号の有無によらない補正係数の例を示す図表
【図２９−６】データチャネル信号の有無によらない補正係数の例を示す図表
【図３０−１】データチャネル信号が有る場合の補正係数の例を示す図表
【図３０−２】データチャネル信号が有る場合の補正係数の例を示す図表
【図３０−３】データチャネル信号が有る場合の補正係数の例を示す図表
【図３０−４】データチャネル信号が有る場合の補正係数の例を示す図表
【図３０−５】データチャネル信号が有る場合の補正係数の例を示す図表
【図３０−６】データチャネル信号が有る場合の補正係数の例を示す図表
【図３１】データチャネル信号が無い場合の補正係数の例を示す図表
【図３２−１】データチャネル信号の大きさが２以上の場合の補正係数の例を示す図表
【図３２−２】データチャネル信号の大きさが２以上の場合の補正係数の例を示す図表
【図３２−３】データチャネル信号の大きさが２以上の場合の補正係数の例を示す図表
【図３２−４】データチャネル信号の大きさが２以上の場合の補正係数の例を示す図表
【図３２−５】データチャネル信号の大きさが２以上の場合の補正係数の例を示す図表
【図３２−６】データチャネル信号の大きさが２以上の場合の補正係数の例を示す図表
【図３３】データチャネル信号の大きさが１の場合の補正係数の例を示す図表
【図３４】データチャネル信号の大きさが０の場合の補正係数の例を示す図表
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の発明者らは、コントロールチャネルβcの信号の大きさと、データチャネルβdの信号の大きさと、ハイスピードコントロールチャネルβhsの信号の大きさとの比を示すβ条件に応じて、パワーアンプの出力パワーを検出するディテクタの感度が異なることを見出し、この点に着目した。
【００２０】
また、発明者らは、β条件が変化すると、それに応じて、拡散変調部から出力されポーラ変調送信装置に入力される複素信号（ＩＱ信号）の、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratioの値）に対するディテクタの出力特性が変化することに着目した。そして、複素信号のＰＡＰＲに応じて、ディテクタにおけるパワー検出結果を補正すれば、パワー測定精度を高めることができ、ポーラ変調送信装置全体の送信パワー制御を高い精度で実現できることを見出して、本発明に至った。
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２２】
（１）全体構成
図３−１及び図３−２に、本発明の実施の形態に係るポーラ変調送信装置の構成を示す。図３−２のポーラ変調送信装置１００−２は、図３−１のポーラ変調送信装置１００と基本構成は同じなので、以下の説明では、図３−１のポーラ変調送信装置１００の構成を中心に説明する。
【００２３】
図３−１のポーラ変調送信装置１００は、ポーラ信号生成回路１０１と、位相変調信号生成回路１０２と、パワーアンプ（ＰＡ）１０３と、振幅制御回路１０４と、可変利得増幅器（ＶＧＡ）及び又は減衰器によって構成された可変増幅回路１０５と、パワーアライメントループ１２０とを有している。
【００２４】
パワーアライメントループ１２０は、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する検出回路１０６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０８と、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１０９と、送信パワー制御部１０７とを有する。
【００２５】
また、パワーアライメントループ１２０内には、後述するパワー測定誤差補正部１３０の構成要素の一部である演算器（乗算器１３５及び加算器１３６）が設けられている。
【００２６】
ポーラ信号生成回路１０１には、拡散変調部１１０によって得られた拡散変調信号（入力複素信号）が入力される。ポーラ信号生成回路１０１は、入力複素信号である拡散変調信号から振幅成分信号と位相成分信号とを生成する。具体的には、ポーラ信号生成回路１０１は、拡散変調部１１０からの入力複素信号に従って動作し、入力複素信号の振幅情報を含んでいるエンベロープ成分信号（振幅成分信号）、及び、入力複素信号の位相情報を含んでいる定エンベロープ成分信号（位相成分信号）を生成する。振幅成分信号は振幅制御回路１０４に入力され、定振幅の位相成分信号は位相変調信号生成回路１０２に入力される。
【００２７】
位相変調信号生成回路１０２は、位相成分信号を用いて位相変調を行い、ＲＦ位相変調信号を生成する。可変増幅回路１０５は、送信パワー制御部１０７からの位相パススケーリング係数（Phase-path magnitude scaling）Ｓ１０に基づいて、ＲＦ位相変調信号を増幅又は減衰させ、これによりスケーリングされたＲＦ位相変調信号をＰＡ１０３のＲＦ信号入力端子に供給する。
【００２８】
振幅制御回路１０４は、送信パワー制御部１０７からの振幅パススケーリング係数（AM-path envelope scaling）Ｓ１１を振幅成分信号に乗じることで、ＰＡ１０３の電源電圧を形成して、それをＰＡ１０３の電源入力端子に供給する。
【００２９】
検出回路１０６は、例えば、ＰＩＮダイオードまたは他の半導体検出器で構成され、ＰＡ１０３の出力パワーを検出する。
【００３０】
ＬＰＦ１０８は、例えばＲＣ回路によって構成され、ＰＡ１０３の出力パワーの検出結果を積分することで、ＰＡ１０３の出力パワーを平滑化する。ＬＰＦ１０８は、検出回路１０６によって得られるＰＡ１０３の出力パワーの検出値の変動を抑えるために設けられている。
【００３１】
ところで、ＬＰＦ１０８のカットオフ周波数を高く設定し過ぎると、変動を十分に抑えることができない。逆に、カットオフ周波数を低く設定し過ぎると、パワーの調整後にＬＰＦ１０８の出力が安定するまでに時間を要するので、例えば３ＧＰＰの規格で定められた時間内にパワー制御を終えることが困難になる。因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求されている。
【００３２】
また、入力信号（図３−１のポーラ信号生成回路１０１への入力信号）そのものに残留変動成分が含まれているような場合には、従来のフィードバック制御では精度良く送信パワーを制御することが難しい。以下、HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)信号を入力信号とする場合を例に説明する。HSUPAは、3GPPで標準化が行われているUMTS/WCDMAの上りリンクに関する次世代技術である。
【００３３】
ここで、ポーラ信号生成回路１０１への入力信号としてHSUPA信号を入力した場合のＰＡ４の出力波形について考える。拡散パターンや、拡散符号のゲインファクタによって、拡散変調後の振幅成分信号には、広帯域の変動成分が含まれ、ローパスフィルタでは低い周波数成分の変動を除去できない。
【００３４】
特に、３ＧＰＰ（3ｒｄ Generation Partnership Project）  ２５．１０１では、送信パワーの誤差が、図４〜図６に示す要件を満たすことが要求されている。
【００３５】
詳細に説明する。ＵＭＴＳ及びＷ−ＣＤＭＡ規格を広めるための規格母体である３ＧＰＰは、基地局からのＴＰＣコマンドによって移動端末が離散的なステップ（例えば+/- 1 dB, +/- 2dB, +/- 3 dB,………）で出力パワーを増減することを要求している。ＵＭＴＳ規格も、これらのパワー増減ステップをある特定の許容範囲内で実行するように指定している。
【００３６】
例えば、図４のテーブルに示すように、出力パワーを+/- 1 dB  ステップ（増減）させるＴＰＣコマンドの場合には、その結果である出力パワーを、目標出力パワーの+/- 0.5 dB以内に収めることが要求されている。そこで、例えば、移動端末の送信装置が0 dBmで動作しており、"1"のＴＰＣコマンドが受信されたとすると、移動端末の送信装置は、+ 0.5 dBmと1.5 dBmの範囲以内に送信パワーが収まるように調整しなければならない。より大きなステップサイズである2 dBと3 dBのステップサイズの場合には、+/- 1 dBと +/- 1.5 dBといったより広い許容範囲が許される。
【００３７】
図６のテーブルに示すように、３ＧＰＰ  ＵＭＴＳ規格でも、パワーコマンドグループに対して累積的な許容範囲が定められている。例えばそれぞれが同様に1 dBのステップサイズからなる10個のＴＰＣコマンドについては、出力パワーレベルが目標出力パワーレベルの+/- 2 dB以内となることが要求されている。
【００３８】
図４のテーブルの一覧及び図５から、１つのＴＰＣコマンドに対して最も厳しいステップサイズは、+/- 1 dBを示すＴＰＣコマンド（+/- 0.5 dBの許容が要求される）に対応するものであることが分かる。
【００３９】
上述した拡散変調による残留変動成分によってパワーの測定精度が劣化すると、これらの要求を満たすたことができなくなるおそれがある。
【００４０】
因みに、３ＧＰＰの規格では、パワー制御を、シンボル境界から±25μsec内で収めることが要求されている。
【００４１】
この要求を満たすためには、ＬＰＦ１０８の時定数は数μsec程度以下である必要がある。実際上、ＬＰＦ１０８の時定数は、拡散変調信号の瞬時エンベロープ変動をキャンセルできる程度に設定されていればよく、拡散変調部１１０で用いられる拡散符号のパターンに基づく拡散変調信号の基本周期（拡散符号のチップ速度）よりも遅い変動については残存してもよい。カットオフ周波数は数十kHz〜数百kHzの範囲が好ましいと考えられる。本実施の形態では、一例としてカットオフ周波数は300kHzとする。
【００４２】
ＡＤＣ１０９は、ＬＰＦ１０８の出力結果をサンプリングする。
【００４３】
送信パワー制御部１０７は、検出回路１０６の出力をＬＰＦ１０８、ＡＤＣ１０９、乗算器１３５及び加算器１３６を介して入力する。また、送信パワー制御部１０７は、図示せぬ通信相手（例えば、基地局装置）から送信パワー制御信号が通知されたかどうかを確認し、通知があった場合にはシンボル境界で次のシンボルの送信制御パワー値ΔＰを設定する。なお、送信パワー制御信号は、通信相手から通知されるものである必要はなく、ポーラ変調送信装置を備えた端末の内部で発生される送信パワー制御信号であってもよい。
【００４４】
送信パワー制御部１０７は、ＰＡ１０３の出力パワー測定値と、送信制御パワー値ΔＰとに基づいて、スケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を求め、これらを振幅制御回路１０４及び可変増幅回路１０５それぞれに送出することにより、ＰＡ１０３の電源電圧及びＰＡ１０３の入力信号（ＲＦ位相変調信号）のレベルを制御する。
【００４５】
具体的には、送信パワー制御部１０７は、送信パワーの設定値をアドレスとしてテーブル参照して得たスケーリング係数の元の値と、検出回路１０６、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９によって得た出力パワー測定値から求めたスケーリング係数の修正値と用いて、最終的なスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１を算出する。
【００４６】
本実施の形態の送信パワー制御部１０７は、ＴＰＣコマンドとスケーリング係数とが対応づけられたテーブル（以下これをパワーテーブルと呼ぶ）を有する。
【００４７】
図７に、送信パワー制御部１０７に設けられているパワーテーブルのスケーリング係数セットの様子を示す。コンプレスドモードでは、ポーラ変調送信装置１００の出力パワーは、ＰＡ１０３のコレクタ（またはドレイン）ノードに与えられる振幅変調された電源電圧によって制御される一方、定振幅の位相変調ＲＦ信号のパワーは一定に保たれる。非コンプレスドモードでは、ＰＡ１０３の出力パワーは、振幅パスのエンベロープに乗じるスケーリング係数を一定に維持しながら、位相パスでの駆動信号に乗じるスケーリング係数を変化させることでパワーを制御する。但し、どちらの動作モードにおいても、パワー制御に用いない方のスケーリング係数（コンプレスドモードの場合には、位相変調ＲＦ信号に乗じる位相パススケーリング係数のことであり、非コンプレスドモードの場合には、振幅パスのエンベロープに乗じる振幅パススケーリング係数のことである）は必ずしも一定に維持する必要はなく、ＰＡ１０３の出力の歪特性や雑音特性の改善、あるいは出力パワーの補正を行うために調整することにしてもよい。
【００４８】
実際上、図７に示したように、送信パワー制御部１０７は、コンプレスドモード用のスケーリング係数セットと、非コンプレスドモード用のスケーリング係数セットとを有する。本実施の形態の場合、コンプレスドモードと非コンプレスドモードの境界付近において、両方のモードのスケーリング係数セットが用意されたオーバーラップ領域が設けられている。
【００４９】
オーバーラップ領域は、コンプレスドモード又は非コンプレスドモードのいずれのモードを選択した場合でも、必要とされる出力パワーを生成することが可能な範囲である。具体的に説明すると、実際には、図７中の実線で示すような、振幅パススケーリング係数と位相パススケーリング係数を有すれば、コンプレスドモードと非コンプレスドモードを実現できる。本実施の形態の場合では、実線で示すスケーリング係数セットに加えて、点線で示すスケーリング係数セットを有する。このことにより、コンプレスドモードの領域及び非コンプレスドモードの領域が拡張され、ＰＡ１０３をコンプレスドモード及び非コンプレスドモードのいずれのモードでも動作させることができるオーバーラップ領域が設けられている。
【００５０】
このように、送信パワー制御部１０７によって算出されたスケーリング係数Ｓ１０、Ｓ１１に応じて、ＰＡ１０３がコンプレスドモードで動作するか、又は非コンプレスドモードで動作するかが決まる。
【００５１】
以上説明したように、本実施の形態のポーラ変調送信装置１００は、パワーアライメントループ１２０によってＰＡ１０３の出力パワーを測定しながら、振幅パススケーリングＳ１１及び位相パススケーリング係数Ｓ１０を選択することにより、送信パワー変更時におけるＰＡ１０３の出力パワーの不連続（特にモード遷移時の不連続）を抑制できる。
【００５２】
（２）β条件による出力パワーの測定誤差の補正
かかる構成に加えて、本発明のポーラ変調送信装置１００は、パワー測定誤差補正部１３０を有する。
【００５３】
パワー測定誤差補正部１３０は、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）算出部１３１と、データチャネル検出部１３２と、出力選択スイッチ１３３と、補正値生成部１３４と、演算器（乗算器１３５と加算器１３６）とを有する。
【００５４】
ＰＡＰＲ算出部１３１は、拡散変調部１１０から出力される拡散変調信号を入力し、この拡散変調信号のPeak to Average Power Ratio値を算出する。算出されたＰＡＰＲ値は、選択スイッチ１３３を介して補正値生成部１３４に送出される。
【００５５】
データチャネル検出部１３２は、拡散変調信号を入力し、複素信号である拡散変調信号の信号点配置に基づいて、拡散変調信号の１スロット内にデータチャネルの信号が含まれているか否かを検出する。具体的には、拡散変調信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値が等しい場合には、データチャネルの信号が含まれていないと判断する。データチャネル検出部１３２は、検出結果に基づいて出力選択スイッチ１３３を制御する。
【００５６】
具体的には、データチャネルが含まれている場合には、出力選択スイッチ１３３の出力端子ａが選択されることにより、ＰＡＰＲ値が出力選択スイッチ１３３を介して補正値生成部１３４のルックアップテーブル１（ＬＵＴ１）に送出される。これに対して、データチャネルが含まれていない場合には、出力選択スイッチ１３３の出力端子ｂが選択されることにより、ＰＡＰＲ値が補正値生成部１３４のルックアップテーブル２（ＬＵＴ２）に送出される。
【００５７】
ＬＵＴ１、ＬＵＴ２は、それぞれ、ＰＡＰＲ値に応じた補正値（補正係数）が格納されており、ＰＡＰＲ値を読み出しアドレスとして、乗算器１３５及び加算器１３６に補正値を出力する。この補正値については、後に詳しく説明する。
【００５８】
なお、図３−１のポーラ変調送信装置１００は、パワー測定誤差補正部１３０において、拡散変調信号の１スロット内にデータチャネルの信号が含まれているか否かを検出する構成とされているが、データチャネルの大きさを検出する構成としてもよい。
【００５９】
その場合の構成を、図３−２に示す。図３−２のポーラ変調送信装置１００−２は、図３−１のポーラ変調送信装置１００の構成と比較して、データチャネル検出部１３２−２と、出力選択スイッチ１３３−２と、補正値生成部１３４−２の構成が異なる。具体的には、データチャネル検出部１３２−２は、拡散変調信号のＩ成分の絶対値とＱ成分の絶対値が等しい場合には、データチャネルの信号が含まれていないと判断し、Ｉ成分の絶対値とＱ成分の絶対値の差がある決められた閾値未満の場合には、データチャネルの信号が小さいと判断し、Ｉ成分の絶対値とＱ成分の絶対値の差がある決められた閾値以上の場合には、データチャネルの信号が大きいと判断する。データチャネル検出部１３２−２は、検出結果に基づいて出力選択スイッチ１３３−２を制御する。
【００６０】
具体的には、データチャネルの信号が大きい場合には、出力選択スイッチ１３３−２の出力端子ａが選択されることにより、ＰＡＰＲ値が出力選択スイッチ１３３−２を介して補正値生成部１３４−２のルックアップテーブル１（ＬＵＴ１）に送出される。これに対して、データチャネルの信号が小さい場合には、出力選択スイッチ１３３−２の出力端子ｂが選択されることにより、ＰＡＰＲ値が補正値生成部１３４−２のルックアップテーブル２（ＬＵＴ２）に送出される。また、データチャネルが含まれていない場合には、出力選択スイッチ１３３−２の出力端子ｃが選択されることにより、ＰＡＰＲ値が補正値生成部１３４−２のルックアップテーブル３（ＬＵＴ３）に送出される。
【００６１】
ＬＵＴ１、ＬＵＴ２、ＬＵＴ３は、それぞれ、ＰＡＰＲ値に応じた補正値（補正係数）が格納されており、ＰＡＰＲ値を読み出しアドレスとして、乗算器１３５及び加算器１３６に補正値を出力する。この補正値については、後に詳しく説明する。
【００６２】
このように、パワー測定誤差補正部１３０（又は１３０−２）を設けたことにより、β条件の違いによる検出回路１０６の感度、モード間の誤差を補正して、パワー測定誤差を低減することにより、パワー測定精度を向上させることができる。
【００６３】
図８に、ＰＡＰＲ算出部１３１の構成例を示す。ＰＡＰＲ算出部１３１には、拡散変調後のＩｃｈ信号及びＱｃｈ信号が入力される。２乗計算部１４１、１４２及び加算部１４３による計算の結果、加算部１４３からはＩ２＋Ｑ２が出力される。最大値検出（Maximum）部１４４によって所定区間でのＩ２＋Ｑ２の最大値が検出され、平均化（Average）部１４５によって所定区間でのＩ２＋Ｑ２の平均値が算出される。次に、相対値（Max/Ave）算出部１４６によって平均値に対する最大値の比が求められ、√算出部１４７及びLog算出部１４８を介して最終的なＰＡＰＲ値が求められる。
【００６４】
なお、ＰＡＰＲ算出部１３１の構成は、図８に示したものに限らない。例えばmax２／（max+min）のように、近似的にＰＡＰＲを求める方法を用いてもよい。また、２乗計算部１４１、１４２及び加算部１４３を省略し、図中点線で示すように、ポーラ信号生成回路１０１から出力される振幅成分信号を用いてＰＡＰＲを求めてもよい。さらに、補正値生成部１３４のＬＵＴ１、ＬＵＴ２（又は補正値生成部１３４−２のＬＵＴ１、ＬＵＴ２、ＬＵＴ３）の読み出しアドレスを、予め√及びlogを考慮した値に設定すれば、√算出部１４７及びLog算出部１４８を省略してもよい。
【００６５】
因みに、パワー測定誤差補正部１３０（又は１３０−２）によって補正されるパワー測定誤差は、異なる時点でパワーを測定した場合の測定結果間の相対的なパワーのズレである。送信パワー制御部１０７では出力パワーを異なる時点の間で相対的に増減させる制御を行うので、出力パワー測定値で重要なのは、ある時点での絶対精度ではなく、時点の間の相対的な精度である。
【００６６】
本実施の形態のポーラ変調送信装置１００（又は１００−２）は、例えば拡散変調部１１０でのβ条件によって異なる、出力パワー測定値の感度及び、β条件によって異なるモード間の測定誤差を、パワー測定誤差補正部１３０（又は１３０−２）によって補正するようになされている。
【００６７】
この結果、送信パワー制御部では、相対精度の高い出力パワー測定に基づいて、送信電力制御（すなわちスケーリング係数の決定）を行うことができるので、精度の高い送信パワー制御を行うことができるようになる。
【００６８】
具体的には、実際にはＰＡ１０３から同一のパワーが出力されていたとしても、検出回路１０６、ＬＰＦ１０８及びＡＤＣ１０９の感度に起因して、拡散変調部１１０でのβ条件が異なる場合に、ＡＤＣ１０９から異なる測定結果が出力される現象が生じる。本実施の形態のポーラ変調送信装置１００（又は１００−２）においては、パワー測定誤差補正部１３０（又は１３０−２）を設けたことにより、β条件が異なる場合のパワー測定誤差を低減することができる。
【００６９】
（３）モード遷移時の出力パワー測定誤差の補正
図９を用いて、ポーラ変調送信装置１００、１００−２における、モード遷移時のモード間での出力パワー誤差の補正動作について説明する。なお、パワー測定誤差補正部１３０、１３０−２の動作については後述するので、ここではパワー測定誤差補正部１３０、１３０−２の動作を除いたＰＡＬ１２０の動作について説明する。
【００７０】
モード遷移には、コンプレスドモード（Ｃ mode）から非コンプレスドモード（Ｕ mode）に遷移する場合と、非コンプレスドモードからコンプレスドモードに遷移する場合があるが、図９では、コンプレスドモードから非コンプレスドモードに遷移する場合が例として示されている。
【００７１】
また、図９は、現状の出力パワーから１dBmだけ出力パワーを下げる場合（つまり、送信パワー制御信号として、-１dBmの出力パワーコマンドが入力された場合）が示されている。
【００７２】
先ず、ＰＡＬ１２０は、時点ｔ１で電力制御を開始する。なお、出力パワーコマンドは、時点ｔ１以前に入力される。ＰＡＬ１２０は、時点ｔ２で検出回路１０６を作動させる。すると、ＰＡＬ１２０は、時点ｔ３から時点ｔ４までの検出回路１０６が安定するまでの期間（以下これを安定期間と呼ぶ）を経た後、時点ｔ４からのＡＤＣ１０９の出力に基づいて、現モード（コンプレスドモード（Ｃモード））でのＰＡ１０３の出力パワー測定値を得る。図では、出力パワー測定値が6dBmであった場合が示されている。
【００７３】
次に、送信パワー制御部１０７が、時点ｔ５で、ＶＧＡ１０５に新たなスケーリング係数Ｓ１０を入力させることで、ＰＡ１０３を非コンプレスドモード（Ｕモード）に遷移させる。実際には、図７に示すようなスケーリング係数セットの中で、ＰＡ１０３の出力パワー値を変化させずに、モードを非コンプレスドモードに遷移させるようなスケーリング係数セットＳ１０、Ｓ１１を選択して、ＶＧＡ１０５及び振幅制御回路１０４に出力することで、モード遷移を実現する。
【００７４】
次に、ＰＡＬ１２０は、検出回路１０６の安定期間を経過した後、時点ｔ６からＡＤＣ１０９の出力に基づいて、非コンプレスドモードでの出力パワー測定値を得る。図では、出力パワー測定値が6dBm＋errorであった場合が示されている。このように、この出力パワー検出値は6dBmであるべきである（そのようなスケーリング係数セットを選んだので）が、上述したように、モード間でのＰＡ１０３の出力誤差と、測定系の測定誤差とが原因となって、検出値は6dBmからerror（誤差）分だけずれる。
【００７５】
そこで、送信パワー制御部１０７は、時点ｔ７でerror分をキャンセルできるようなスケーリング係数セットＳ１０、Ｓ１１を選択し、そのスケーリング係数Ｓ１０をＶＧＡ１０５に送出し、スケーリング係数Ｓ１１を振幅制御回路１０４に送出することにより、ＶＧＡ１０５及び振幅制御回路１０４のパワーを設定する（誤差調整）。
【００７６】
次に、検出回路１０６の安定期間を経過した後、時点ｔ８からＡＤＣ１０９の出力に基づいて、出力パワー測定値を得る。図では、出力パワー測定値が6dBm＋error−α１であった場合が示されている。ここで、α１は、前記errorに対して、スケーリング係数セットＳ１０、Ｓ１１を用いてパワー調整を行ったことによる、出力パワー測定値の実際の変動量である。また、α２は、残存誤差（error−α１）に対してさらにパワー調整した時の、実際のパワー調整量である。
【００７７】
送信パワー制御部１０７は、パワーコマンドが「−１ｄＢ」であることと、パワー調整量がα２であることとから、時点ｔ９で、ターゲットパワーを設定し、そのターゲットパワーを得ることができるスケーリング係数セットＳ１０、Ｓ１１を選択する。そして、そのスケーリング係数セットＳ１０、Ｓ１１をＶＧＡ１０５及び振幅制御回路１０４に送出する。これにより、ＰＡ１０３の出力パワーは、5dBm＋error−（α１＋α２）となる。理想的な場合には、error−（α１＋α２）はゼロとなる。このようにして、モード遷移によるerrorがキャンセルされた出力パワーが得られる。
【００７８】
（４）パワー測定誤差の補正の原理、及び、パワー測定誤差補正部１３０、１３０−２の動作
次に、本発明の特徴であるパワー測定誤差の補正の原理と、パワー測定誤差補正部１３０、１３０−２の動作について説明する。
【００７９】
ここで、上述したように、ポーラ変調送信装置においては、モードを変えた場合でも、同じ出力パワーになるようなパワー設定値をセットするようになっているが、それにも拘わらず出力エラーが生じる場合がある。
【００８０】
このような出力エラーが生じる原因の一つとして、検出回路１０６の性能に起因する出力パワー測定誤差がある。例えば検出回路１０６でダイオード検波する場合には、ダイオード検波の性能に起因して検出誤差が生じる。つまり、実際にはＰＡ１０３から同じパワーが出力されているにも拘わらず、検出回路１０６の検出エラーによって異なるパワーが出力されていると判断されてしてしまう。この結果、送信パワー制御部１０７では、誤ったパワー測定値を基準として、パワー制御を行うことになるので、出力エラーが生じる。
【００８１】
ところで、ＡＤＣ１０９の出力が、β条件やモードを変えた時に、パワーアンプの出力レベルに関わらず同じ値だけずれるのであれば問題ない。つまり、パワーアンプの出力レベル（ＰＡ出力）に対するＡＤＣの感度が一定であれば問題ない。しかしながら、上述したように、拡散変調部１１０でのβ条件が異なる場合には、ＡＤＣの感度が異なるので、送信パワー制御部１０７でのパワー制御を正確に行うことが困難になる。
【００８２】
以下に、β条件と、パワー測定値との関係について説明する。
【００８３】
図１０に、いくつかのβ条件での、実際のＰＡ出力と、ＡＤＣ出力との関係を示す。図１０から分かるように、ＰＡ１０３の出力パワーが同じであっても、ＡＤＣ１０９の出力は、β条件の違いと、モードの違いとによって、異なる。
【００８４】
β条件とは、３つのチャネルの信号の大きさの比を表すものである。３つの信号とは、コントロールチャネルβcと、データチャネルβdと、ハイスピードコントロールチャネルβhsである。すなわち、β条件は、βc：βd：βhsで表される。β条件が異なると、拡散変調部１１０から出力されるＩＱ信号の特性もそれに応じて異なる。
【００８５】
図１０から分かることは、第１に、同じモードであってもβ条件が異なる場合には、ＰＡ１０３の出力パワーが同じであってもＡＤＣ１０９から異なる値が出力されることである。第２に、β条件が同じであってもモードが異なる場合には、ＰＡ１０３の出力パワーが同じであってもＡＤＣ１０９から異なる値が出力されることである。
【００８６】
本来は、β条件及びモードが異なる場合でも、ＰＡ１０３の出力パワーが同じであれば、ＡＤＣ１０９から同一値が出力されることが望ましい。つまり、β条件及びモードが異なった場合に、ＰＡ１０３の出力パワーが同じであっても、ＡＤＣ１０９から異なる値が出力されるということは、そのＡＤＣ出力値を基準に、送信パワーを制御してしまうことになるので、好ましくない。
【００８７】
ここで、実際上、ＰＡＬ制御で重要となるのは、図１０における各直線の傾きである。つまり、ＰＡＬ制御では、ＰＡ出力の変化とＡＤＣ出力の変化との関係を把握できれば、ＡＤＣ出力の差に応じて、ＰＡ出力を送信電力制御コマンド（ＰＡ出力の差）分だけ正確に上下させることができる。
【００８８】
しかしながら、図１０の各直線の傾き（ＰＡ出力の変化とＡＤＣ出力の変化との関係）は、必ずしも同じではない。例えば、直線の傾きは、モードが同じでもβ条件が違うと異なるものがある。また、直線の傾きは、β条件が同じでもモードが違うと異なるものがある。
【００８９】
このため、従来のＰＡＬ制御においては、β条件又はモードが異なる場合、ＰＡ出力を正確に増減させることができないおそれがあった。
【００９０】
例えば、ＡＤＣ出力に基づいて、図９の差α１が0.5dBmであると検出した場合でも、β条件の違い又はモードの違いに応じて、実際のＰＡ出力はそれよりも上下に変動している可能性があった。
【００９１】
因みに、β条件は、最小で１スロット単位で変わるものであり、１スロットが666μsecだとすると、β条件は、666μsec毎に変化する可能性がある。さらに、データチャネルβdとコントロールチャネルβcのスロット境界は同じであるが、ハイスピードコントロールチャネルβhsはスロット境界がそれらとは異なる場合があるので、１スロットよりも短い間隔である１シンボル単位でβ条件が変化する可能性がある。
【００９２】
なお、本実施の形態では、上述したように、規格では、１回のパワー制御を、スロット境界から±25μsec（トータル50μsec）以内でパワー制御を完結させることが要求されている。
【００９３】
さらに、本発明の発明者らは、拡散変調部１１０から出力される拡散変調信号のＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）の値と、ＡＤＣ出力との関係について調べた。その結果が、図１１に示されている。なお、図１１は、コンプレスドモード（Ｃ mode）及び非コンプレスドモード（Ｕ mode）で、ＰＡ出力が7dBm及び12dBmとなるようにした場合の結果である。また、平均化されたＡＤＣ出力は、ＡＤＣ１０９の出力を１スロット分だけ平均化した値である。
【００９４】
ここで、β条件が同じであれば、ＰＡＰＲは同じであることが知られている。因みに、β条件が異なっても、ＰＡＰＲがほぼ同じとなるβ条件の組み合わせは存在する。例えば、図１２における、１５：１：１５と、１５：０：１５がその組み合わせの一つの例である。
【００９５】
次に、発明者らは、拡散変調信号のＰＡＰＲと、ＡＤＣ出力感度特性（検出回路感度特性といってもよい）との関係について調べた。その結果が、図１２に示されている。図１２の縦軸は、ＰＡ出力を1dB変化させたときの、ＡＤＣ出力の変化量を示すものである。図１２は、複数のβ条件について、ＰＡＰＲと、ＡＤＣ出力感度との関係について調べたものである。
【００９６】
図１２から分かることは、図１２の点は、ある曲線の近傍に分布していることである。また、β条件が、１５：１：１５と、１５：０：１５のように、ＰＡＰＲは同じ（共に、約３ｄＢ）であっても、ＡＤＣ出力感度が異なるものがあるということである。さらに、β条件が異なれば、ＡＤＣ出力感度は異なるということである。
【００９７】
実際上、β条件は拡散変調部１１０を含むベースバンド処理回路内で扱われ、このベースバンド処理回路とＰＡＬ１２０を含むＲＦ回路とは別のチップとなっていることが多い。従って、ＲＦ回路はベースバンド処理部からβ条件そのものを受け取ることが困難であり、ＲＦ回路に含まれるＰＡＬ１２０は、β条件を知ることができない。
【００９８】
そこで、発明者らは、上記図の関係から、拡散変調信号のＰＡＰＲに基づいてＡＤＣ出力感度（検出回路の感度）を補正すれば、β条件の違いに起因するＡＤＣ出力の差を補正することができると考えた。
【００９９】
発明者らは、β条件の違いに起因するＡＤＣ出力の感度を補正する第１の方法として、図１３に示すように、ＰＡＰＲ毎の補正値（補正係数）を予め用意しておき、測定したＰＡＰＲに応じた補正値をＡＤＣ出力に乗じることで、ＡＤＣ出力感度を一定にすることを考えた。このような補正を行った結果を、図１４に示す。
【０１００】
また、図１５に、このような補正を行った後の、いくつかのβ条件での、実際のＰＡ出力と、ＡＤＣ出力との関係を示す。図１０と比較すれば明らかなように、同一のモードであれば、β条件が異なっても、ＰＡ出力に対してほぼ等しいＡＤＣ出力が得られ、かつ、感度（ＡＤＣ出力値のＰＡ出力に対する傾き）がほぼ同じになることが分かる。
【０１０１】
また、図１６に、このような補正を行った後の、拡散変調信号のＰＡＰＲと、ＡＤＣ出力の平均値との関係を示す。図１１と比較すれば明らかなように、同一のモードであれば、ＰＡＰＲに対してほぼ等しいＡＤＣ出力が得られることが分かる。
【０１０２】
さらに、図１７は、上記の補正を行った後の、拡散変調信号のＰＡＰＲと、ＡＤＣ出力との関係を示す。この図から、β条件間でのＡＤＣ出力の差が小さくなっていることが分かる。
【０１０３】
実際上、この補正は、乗算器１３５にて、ＬＵＴ１、ＬＵＴ２又はＬＵＴ３から出力されたＰＡＰＲに応じた補正値がＡＤＣ出力に乗算されることで行われる。
【０１０４】
次に、モード間で生じるＡＤＣ出力の誤差の補正について説明する。
【０１０５】
図１０から、ＰＡ出力が同じであっても、モード間でＡＤＣ出力値が異なることが分かる。また、図１１から、ＰＡＰＲが同じであっても、モード間でＡＤＣ出力値が異なることが分かる。なお、ＡＤＣ出力値が異なるということは、ＡＤＣに入力される検出回路の検出結果（出力値）が異なるということである。よって、ＡＤＣ出力値を補正するということは、すなわち、検出回路の検出結果を補正するということにほかならない。
【０１０６】
そこで、発明者らは、ＰＡＰＲと、モード間でのＡＤＣ出力の差との関係を調べた。図１８に、その結果を示す。図中、7dBmの点は、ＰＡ出力を7dBmに保った状態で、拡散変調信号のＰＡＰＲを変化させた場合（つまりβ条件を変化させた場合）の、モード間でのＡＤＣ出力の差をプロットしたものである。同様に、9dBmの点は、ＰＡ出力を9dBmに保った状態で、拡散変調部のＰＡＰＲを変化させた場合（つまりβ条件を変化させた場合）の、モード間でのＡＤＣ出力の差をプロットしたものである。12dBmの点も同様である。
【０１０７】
図１８における、7dBmの点は、ある曲線の近傍に分布している。同様に、9dBmの点はある曲線の近傍に分布しており、12dBmの点はある曲線の近傍に分布している。これらのことから、ＰＡＰＲに応じて、図１８の各曲線の縦軸の値が一定となるようにコンプレスドモード（Ｃ mode）又は非コンプレスドモード（Ｕ mode）時のＡＤＣ出力を補正すれば、ＰＡＰＲによらず、すなわちβ条件によらず、モード間のＡＤＣ出力差を一定の値にできることが分かる。図１９に、その補正の様子を示す。図中の矢印で示す方向に、ＰＡＰＲに応じて、コンプレスドモード（Ｃ mode）又は非コンプレスドモード（Ｕ mode）時のＡＤＣ出力を補正すれば、モード間のＡＤＣ出力差を一定の値にできる。
【０１０８】
この補正は、加算器１３６にて、ＬＵＴ１、ＬＵＴ２又はＬＵＴ３から出力されたＰＡＰＲに応じた補正値がＡＤＣ出力に加算されることで行われる。
【０１０９】
次に、発明者らは、さらに補正精度を向上させるための工夫について考えた。図１２で検証したように、β条件間で、ＰＡＰＲが同じであってもＡＤＣ出力感度が異なるβ条件の組み合わせが存在する。例えば、β条件が１５：０：１５と、β条件が１５：１：１５の組み合わせがそれである。図１２からも明らかなように、ＰＡＰＲが同じ３ｄＢであっても、ＡＤＣ出力感度については、β条件が１５：０：１５の場合には３３（１／ｄＢ）であり、β条件が１５：１：１５の場合には４１（１／ｄＢ）である。
【０１１０】
発明者らは、図２０−１に示すように、ＰＡＰＲとＡＤＣ感度との関係が、β条件のうち、データチャネルの信号の大きさがβd＝０の場合と、βd≠０の場合とで、大きく異なることを見出した。図２０−１は、図１２において、βd＝０の場合とβd≠０の場合が区別できるように記載したものである。
【０１１１】
同様に、図２１−１に示すように、ＰＡＰＲと、モード間でのＡＤＣ出力差との関係が、β条件のうち、データチャネルの信号の大きさがβd＝０の場合と、βd≠０の場合とで、大きく異なることを見出した。図２１−１は、図１７において、βd＝０の場合とβd≠０の場合が区別できるように記載したものである。
【０１１２】
このことから、ＡＤＣ感度の補正（すなわち乗算器１３５での補正）及びモード間でのＡＤＣ出力差の補正（すなわち加算器１３６での補正）は、βd＝０の場合と、βd≠０の場合とで、場合分けして行った方がよいと考えた。
【０１１３】
図３−１のポーラ変調送信装置１００では、データチャネル検出部１３２によってβd＝０かβd≠０かを検出し、βd≠０の場合にはＬＵＴ１を用い、βd＝０の場合にはＬＵＴ２を用いるようになっている。つまり、ＬＵＴ１にはβd≠０用の感度補正値及びモード間補正値が格納されており、ＬＵＴ２にはβd＝０用の感度補正値及びモード間補正値が格納されている。
【０１１４】
これにより、例えば、図２０−１からも分かるように、ＡＤＣ感度を一定に近づけるために、βd＝０の場合に、βd≠０の場合よりも大きな補正係数がＡＤＣ出力に乗じられる。
【０１１５】
補正値生成部１３４に格納する補正値を求める場合には、例えば図２２−１に示すように、実際の測定値を基に、βd＝０の場合の近似曲線とβd≠０の場合の近似曲線とを求め、ＰＡＰＲが変化してもＡＤＣ感度がほぼ一定となるように各曲線を補正するための乗算係数を、ＰＡＰＲ毎に求めればよい。
【０１１６】
なお、上記の例ではβd＝０とβd≠０との場合分けを行う場合について述べたが、図３−２のポーラ変調送信装置１００−２のように、βdの大きさに応じて場合わけを行ってもよい。
【０１１７】
発明者らは、図２０−２に示すように、ＰＡＰＲとＡＤＣ感度との関係が、β条件のうち、データチャネルの信号の大きさがβd＝０の場合と、βd＝１の場合と、βd≧２の場合とで、大きく異なることを見出した。図２０−２は、図１２において、βd＝０の場合とβd＝１の場合とβd≧２の場合が区別できるように記載したものである。
【０１１８】
同様に、図２１−２に示すように、ＰＡＰＲと、モード間でのＡＤＣ出力差との関係が、β条件のうち、データチャネルの信号の大きさがβd＝０の場合と、βd＝１の場合と、βd≧２の場合とで、大きく異なることを見出した。図２１−２は、図１７において、βｄ＝０の場合とβd＝１の場合とβd≧２の場合が区別できるように記載したものである。
【０１１９】
このことから、ＡＤＣ感度の補正（すなわち乗算器１３５での補正）及びモード間でのＡＤＣ出力差の補正（すなわち加算器１３６での補正）は、βd＝０の場合と、βd＝１の場合と、βd≧２の場合とで、場合分けして行った方がよいと考えた。
【０１２０】
この場合、図３−２のポーラ変調送信装置１００−２では、データチャネル検出部１３２−２によってβd＝０かβd＝１かβd≧２かを検出し、βd≧２の場合にはＬＵＴ１を用い、βd＝１の場合にはＬＵＴ２を用い、βd＝０の場合にはＬＵＴ３を用いるようになっている。つまり、ＬＵＴ１にはβd≧２用の感度補正値及びモード間補正値が格納されており、ＬＵＴ２にはβd＝１用の感度補正値及びモード間補正値が格納されており、ＬＵＴ３にはβd＝０用の感度補正値及びモード間補正値が格納されている。
【０１２１】
これにより、例えば、図２０―２からも分かるように、ＡＤＣ感度を一定に近づけるために、βd＝０の場合に、βd≧２の場合よりも大きな補正係数がＡＤＣ出力に乗じられ、また、βd＝１の場合に、βd≧２の場合よりも小さな補正係数がＡＤＣ出力に乗じられる。
【０１２２】
補正値生成部１３４−２に格納する補正値を求める場合には、例えば図２２−２に示すように、実際の測定値を基に、βd＝０の場合の近似曲線とβd＝１の場合の近似曲線とβd≧２の場合の近似曲線とを求め、ＰＡＰＲが変化してもＡＤＣ感度がほぼ一定となるように各曲線を補正するための乗算係数を、ＰＡＰＲ毎に求めればよい。
【０１２３】
なお、βd＝０とβd≠０との場合分けを行わない場合には、例えば図２３に示すように、１つの近似曲線とを求め、ＰＡＰＲが変化してもＡＤＣ感度が一定となるように１つの曲線を補正するための乗算係数を、ＰＡＰＲ毎に求めればよい。
【０１２４】
図２８〜図３１に、ポーラ変調送信装置１００（図３−１）の補正値生成部１３４に格納する、ＰＡＰＲ毎のＡＤＣ感度（測定感度）補正用の補正係数の例を示す。
【０１２５】
図２８は、実際の測定値から求めた各β条件での傾きと、ＰＡＰＲから理想的にβ条件を推定できた場合の補正係数とを示すものである。
【０１２６】
図２９−１〜図２９−６は、実際の測定値から図２３のように１本の近似曲線を求め、この曲線を用いて全β条件用の補正係数を求めた場合を示すものである。すなわち、データチャネルの信号βdの有無に応じた補正の場合分けをしない場合の補正係数の例を示すものである。
【０１２７】
図３０−１〜図３０−６は、実際の測定値から図２２−１のように、βd＝０の場合とβd≠０の場合とを分けてそれぞれ近似曲線を求め、この曲線のうち、βd≠０の場合の近似曲線を用いて補正係数を求めた場合を示すものである。
【０１２８】
図３１は、実際の測定値から図２２のように、βd＝０の場合とβd≠０の場合とを分けてそれぞれ近似曲線を求め、この曲線のうち、βd＝０の場合の近似曲線を用いて補正係数を求めた場合を示すものである。
【０１２９】
図３２〜図３４に、ポーラ変調送信装置１００−２（図３−２）の補正値生成部１３４−２に格納する、ＰＡＰＲ毎のＡＤＣ感度（測定感度）補正用の補正係数の例を示す。
【０１３０】
図３２−１〜図３２−６は、実際の測定値から図２２−２のように、βd＝０の場合とβd＝１の場合とβd≧２の場合とを分けてそれぞれ近似曲線を求め、この曲線のうち、βd≧２の場合の近似曲線を用いて補正係数を求めた場合を示すものである。
【０１３１】
図３３は、実際の測定値から図２２−２のように、βd＝０の場合とβd＝１の場合とβd≧２の場合とを分けてそれぞれ近似曲線を求め、この曲線のうち、βd＝１の場合の近似曲線を用いて補正係数を求めた場合を示すものである。
【０１３２】
図３４は、実際の測定値から図２２−２のように、βd＝０の場合とβd＝１の場合とβd≧２の場合とを分けてそれぞれ近似曲線を求め、この曲線のうち、βd＝０の場合の近似曲線を用いて補正係数を求めた場合を示すものである。
【０１３３】
上述したように、本実施の形態によれば、拡散変調信号のＰＡＰＲを算出するＰＡＰＲ算出部１３１と、算出されたＰＡＰＲに応じた補正値を出力する補正値生成部１３４（又は１３４−２）と、前記補正値を検出回路１０６により得られた検出結果に乗算する乗算器１３５とを設けたことにより、β条件の変化に伴って変化するＡＤＣ感度（測定感度）を補正して、ディテクタの感度（測定感度）をほぼ一定とすることができる。この結果、モード間のズレ量もβ条件にかかわらず一定とすることができ、パワー測定精度が向上するので、高精度の送信パワー制御を実現できる。
【０１３４】
また、拡散変調信号のＰＡＰＲを算出するＰＡＰＲ算出部１３１と、算出されたＰＡＰＲに応じた補正値を出力する補正値生成部１３４（又は１３４−２）と、前記補正値を検出回路１０６により得られた検出結果に加算する加算器１３６とを設けたことにより、コンプレスドモードと非コンプレスドモードとの間の測定値の差を低減できる。この結果、一段と高精度の送信パワー制御を実現できる。
【０１３５】
さらに、ＡＤＣ感度の補正及びモード間でのＡＤＣ出力差の補正を、βd＝０の場合とβd≠０の場合とで場合分けされた補正値を用いて行うようにしたことにより、ＡＤＣ感度の補正及びモード間でのＡＤＣ出力差の補正を一段と高精度で行うことができる。
【０１３６】
さらに、ＡＤＣ感度の補正及びモード間でのＡＤＣ出力差の補正を、βd＝０の場合とβd＝１の場合とβd≧２の場合とで場合分けされた補正値を用いて行うようにしたことにより、ＡＤＣ感度の補正及びモード間でのＡＤＣ出力差の補正を一段と高精度で行うことができる。
【０１３７】
なお、βd＝０の場合とβd＝１の場合とβd≧２の場合とで場合分けされた補正値を用いるのは、一つの例である。要は、データチャネルの信号の大きさに応じて、異なる補正値を用いればよい。また、データチャネルの信号の大きさがゼロの場合は第１の補正値を用い、データチャネルの信号の大きさがゼロより大でありかつ所定の閾値未満の場合は前記第１の感度補正値とは異なる第２の補正値を用い、データチャネルの信号の大きさが所定の閾値以上の場合は前記第１の感度補正値及び前記第２の感度補正値とは異なる第３の感度補正値を用いると好ましい。
【０１３８】
（５）他の実施の形態
上述した実施の形態では、パワー測定誤差補正部１３０（又は１３０−２）が、演算部として乗算器と加算器の両方を含むことにより、β条件の変化に伴って変化するＡＤＣ感度（測定感度）と、モード間の測定値の差との両方を補正できる構成について説明したが、そのいずれか一方のみを補正できる構成にしてもよい。すなわち、演算部として、乗算器のみを有する構成としてもよいし、加算器のみを有する構成としてもよい。このようにした場合には、構成を簡単化できるといった利点がある。
【０１３９】
図２４に、β条件の変化に伴って変化するＡＤＣ感度（測定感度）を補正する構成例を示し、図２５及び図２６に、モード間の測定値の差を補正する構成例を示す。なお、図２４、図２５及び図２６には、データチャネルの信号βdの有無に応じた補正の場合分けを省略した構成を示した。
【０１４０】
図３−１との対応部分に同一符号を付して示す図２４のポーラ変調送信装置２００は、パワー測定誤差補正部２１０を有する。パワー測定誤差補正部２１０中の補正値生成部（補正値テーブル）２１１には、ＰＡＰＲ毎に、検出回路の検出感度を補正するための感度補正値が格納されており、ＰＡＰＲ算出部１３１からのＰＡＰＲに応じた感度補正値が出力される。これにより、乗算器１３５においては、拡散変調部１１０でのβ条件が変化した場合でも、ＡＤＣ感度（測定感度）がほぼ一定とされた測定値が出力される。
【０１４１】
図３−１との対応部分に同一符号を付して示す図２５のポーラ変調送信装置３００は、パワー測定誤差補正部３１０を有する。パワー測定誤差補正部３１０中の補正値生成部（補正値テーブル）３１１には、ＰＡＰＲ毎に、モード間の測定値の差を補正するためのモード間補正値が格納されており、ＰＡＰＲ算出部１３１からのＰＡＰＲに応じたモード間補正値が出力される。これにより、加算器１３６においては、モード間の測定値の差が低減された測定値が出力される。
【０１４２】
図２６に、モード間の測定値の差を補正するための別の構成例を示す。送信パワー制御部１０７が、パワー設定モジュール１０７−１と、パワーテーブル１０７−２と、加算器４１２とを有している。ポーラ変調送信装置４００のパワー測定誤差補正部４１０は、ＡＤＣ１０９の出力を補正するのではなく、送信パワー制御部１０７の中のパワー設定モジュール１０７−１がパワーデータテーブルからパワー設定値を読み出す際の読み出しアドレスを補正するようになっている。具体的には、補正値生成部４１１にはＰＡＰＲ毎のアドレス補正値が格納されている。補正値生成部（補正値テーブル）４１１から出力されたアドレス補正値は、加算器４１２によって、パワー設定モジュール１０７−１から出力された読み出しアドレスに加算される。これにより、パワーデータテーブル１０７−２からは、モード間の測定値の差を見越したパワー設定値がパワー設定モジュール１０７−１に出力される。なお、上記の構成では、加算器４１２を用いたが、これの代わりに、前述したような乗算器を用いてもよいことはいうまでもない。
【０１４３】
図２７に、その補正の様子を示す。パワー設定モジュール１０７−１においてモード間で同じパワーを設定する場合に、ＡＤＣ出力値が同じになるように読み出しアドレスを補正して、図中の矢印で示す方向に、パワーデータテーブル１０７−２から出力されるパワー設定値を変化させればよい。
【産業上の利用可能性】
【０１４４】
本発明にかかるポーラ変調送信装置は、パワーアンプの出力パワー誤差を低減することができ、パワーアンプの出力パワーをフィードバック制御するポーラ変調送信装置に適用して好適である。
【符号の説明】
【０１４５】
１００、１００−２、２００、３００、４００  ポーラ変調送信装置
１０１  ポーラ信号生成回路
１０２  位相変調信号生成回路
１０３  パワーアンプ
１０４  振幅制御回路
１０５  可変増幅回路
１０６  検出回路
１０７  送信パワー制御部
１０８  ローパスフィルタ
１０９  アナログディジタル変換器
１１０  拡散変調部
１２０  パワーアライメントループ
１３０、１３０−２、２１０、３１０、４１０  パワー測定誤差補正部
１３１  ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）算出部
１３２、１３２−２  データチャネル検出部
１３３、１３３−２  出力選択スイッチ
１３４、１３４−２  補正値生成部
１３５  乗算器
１３６、４１２  加算器
２１１、３１１、４１１  補正値テーブル
【図１】
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【図２】
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【図３−１】
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【図３−２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０−１】
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【図２０−２】
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【図２１−１】
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【図２１−２】
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【図２２−１】
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【図２２−２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９−１】
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【図２９−２】
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【図２９−３】
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【図２９−４】
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【図２９−５】
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【図２９−６】
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【図３０−１】
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【図３０−２】
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【図３０−３】
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【図３０−４】
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【図３０−５】
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【図３０−６】
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【図３１】
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【図３２−１】
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【図３２−２】
2010041721.tif 000049
【図３２−３】
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【図３２−４】
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【図３２−５】
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【図３２−６】
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【図３３】
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【図３４】
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