(57)【要約】【課題】矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替遅れを抑制可能な交流電動機の制御装置を提供する。【解決手段】制御モード切替部４９０は、矩形波電圧制御部４００による矩形波電圧制御からＰＷＭ制御部２８０によるＰＷＭ制御への切替判定に所定の切替判定トルクから算出される電流位相を用いて、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への切替を行なう。ここで、制御モード切替部４９０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｒｑの絶対値が所定値以下のとき、切替判定トルクにトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを用い、トルク偏差ΔＴｒｑの絶対値が所定値よりも大きいとき、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに所定値を加えた値を切替判定トルクに用いる。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータによって駆動される交流電動機の制御装置であって、
パルス幅変調方式に従って前記インバータの制御指令を生成するパルス幅変調制御部と、
前記交流電動機をトルク指令値に従って動作させるように位相制御された矩形波電圧を前記交流電動機に印加するように前記制御指令を生成する矩形波電圧制御部と、
前記矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御への切替判定に所定の切替判定トルクから算出される電流位相を用いて、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への切替を行なう制御モード切替部とを備え、
前記制御モード切替部は、前記トルク指令値に対するトルク偏差の絶対値が所定値以下のとき、前記切替判定トルクに前記トルク指令値を用い、前記トルク偏差の絶対値が前記所定値よりも大きいとき、前記トルク指令値に前記所定値を加えた値を前記切替判定トルクに用いる、交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記所定値は、前記交流電動機の回転速度、前記インバータに印加されるシステム電圧および前記交流電動機のトルクの少なくとも一つに応じて可変設定される、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記制御モード切替部は、前記切替判定トルクの設定に用いられるトルク指令値に、前記トルク指令値に遅れフィルタ処理が施されたフィルタ値を用いる、請求項１または請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
前記パルス幅変調制御部は、
正弦波パルス幅変調方式に従って前記制御指令を生成する正弦波パルス幅変調制御部と、
前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅を大きくするパルス幅過変調方式に従って前記制御指令を生成するパルス幅過変調制御部とを含み、
前記制御モード切替部は、前記切替判定トルクから算出される電流位相を用いて、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅過変調制御部によるパルス幅過変調制御への切替を行なう、請求項１から請求項３のいずれかに記載の交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電動機の制御装置に関し、特に、パルス幅変調（ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation））制御および矩形波電圧制御が適用される交流電動機の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２００５−５１８９４号公報には、ＰＷＭ制御モード、過変調制御モードおよび矩形波制御モードのいずれかでモータジェネレータを駆動するようにインバータを制御する負荷駆動装置が開示されている（特許文献１参照）。
【０００３】
なお、上記公報におけるＰＷＭ制御モードは、正弦波ＰＷＭ方式に従ってインバータを制御するモードであり、上記公報における過変調制御モードは、正弦波ＰＷＭ方式よりも基本波成分の振幅を大きくする過変調ＰＷＭ方式に従ってインバータを制御するモードである。以下では、正弦波ＰＷＭ方式に従ってインバータを制御するモードを正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ方式に従ってインバータを制御するモードを過変調ＰＷＭ制御モードと称し、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御モードを纏めてＰＷＭ制御モードと称する。なお、矩形波制御モード（以下では「矩形波電圧制御モード」と称する。）は、交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を制御することによってトルクを制御するモードであり、過変調ＰＷＭ方式よりもさらに基本波成分の振幅を大きくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−５１８９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への移行判定を電流位相に基づいて行なう場合、トルク指令値に対するトルク偏差（すなわちトルク指令値に対する追従遅れ）が大きいと、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替遅れが大きくなり、電流が乱れるという問題がある。
【０００６】
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替遅れを抑制可能な交流電動機の制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明によれば、交流電動機の制御装置は、インバータによって駆動される交流電動機の制御装置であって、パルス幅変調制御部と、矩形波電圧制御部と、制御モード切替部とを備える。パルス幅変調制御部は、パルス幅変調方式に従ってインバータの制御指令を生成する。矩形波電圧制御部は、交流電動機をトルク指令値に従って動作させるように位相制御された矩形波電圧を交流電動機に印加するようにインバータの制御指令を生成する。制御モード切替部は、矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御からパルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御への切替判定に所定の切替判定トルクから算出される電流位相を用いて、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への切替を行なう。ここで、制御モード切替部は、トルク指令値に対するトルク偏差の絶対値が所定値以下のとき、切替判定トルクにトルク指令値を用い、トルク偏差の絶対値が所定値よりも大きいとき、トルク指令値に所定値を加えた値を切替判定トルクに用いる。
【０００８】
好ましくは、所定値は、交流電動機の回転速度、インバータに印加されるシステム電圧および交流電動機のトルクの少なくとも一つに応じて可変設定される。
【０００９】
好ましくは、制御モード切替部は、切替判定トルクの設定に用いられるトルク指令値に、トルク指令値に遅れフィルタ処理が施されたフィルタ値を用いる。
【００１０】
好ましくは、パルス幅変調制御部は、正弦波パルス幅変調制御部と、パルス幅過変調制御部とを含む。正弦波パルス幅変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従ってインバータの制御指令を生成する。パルス幅過変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅を大きくするパルス幅過変調方式に従ってインバータの制御指令を生成する。そして、制御モード切替部は、切替判定トルクから算出される電流位相を用いて、矩形波電圧制御からパルス幅過変調制御部によるパルス幅過変調制御への切替を行なう。
【発明の効果】
【００１１】
この交流電動機の制御装置においては、トルク指令値に対するトルク偏差の絶対値が所定値よりも大きいとき、トルク指令値に所定値を加えた値が切替判定トルクに用いられるので、切替判定トルクと実際のトルクとの乖離が抑制される。したがって、この交流電動機の制御装置によれば、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替遅れを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
【図２】図１に示すモータ駆動制御システムにおける交流電動機の制御モードを説明する図である。
【図３】交流電動機の動作状態と図２に示す制御モードとの対応関係を説明する図である。
【図４】図１に示す制御装置の構成を機能的に説明する機能ブロック図である。
【図５】図４に示す正弦波ＰＷＭ制御部の詳細な構成を機能的に説明する機能ブロック図である。
【図６】図４に示す過変調ＰＷＭ制御部の詳細な構成を機能的に説明する機能ブロック図である。
【図７】図４に示す矩形波電圧制御部の詳細な構成を機能的に説明する機能ブロック図である。
【図８】トルク指令値に対する実際のトルクの遅れを示す図である。
【図９】矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れを説明する第１の図である。
【図１０】矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れを説明する第２の図である。
【図１１】矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替判定に用いられる切替判定トルクを説明する図である。
【図１２】矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れが抑制されることを示した図である。
【図１３】図４に示す制御モード切替部における、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替に関する部分の機能ブロック図である。
【図１４】図１に示す制御装置による、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替手順を示すフローチャートである。
【図１５】交流電動機の回転数と切替判定トルクの設定に用いられる上限値との関係の一例を示す図である。
【図１６】システム電圧と切替判定トルクの設定に用いられる上限値との関係の一例を示す図である。
【図１７】トルク指令値と切替判定トルクの設定に用いられる上限値との関係の一例を示す図である。
【図１８】実施の形態２における切替判定トルクを説明する図である。
【図１９】矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れが抑制されることを示した図である。
【図２０】実施の形態２における制御装置による、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替手順を示すフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
【００１４】
［実施の形態１］
（全体構成）
図１は、この発明の実施の形態１による交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。
【００１５】
交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車や電気自動車、燃料電池車など、電気エネルギによって車両駆動力を発生可能な自動車をいう。）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機である。あるいは、交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００１６】
直流電圧発生部１０♯は、蓄電装置Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。蓄電装置Ｂは、代表的には、ニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池や、電気二重層キャパシタ等により構成される。蓄電装置Ｂの電圧Ｖｂおよび蓄電装置Ｂに対して入出力される電流Ｉｂは、それぞれ電圧センサ１０および電流センサ１１によって検知される。システムリレーＳＲ１は、蓄電装置Ｂの正極端子と電力線６との間に接続され、システムリレーＳＲ２は、蓄電装置Ｂの負極端子と電力線５との間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
【００１７】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電力線７と電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２によって制御される。
【００１８】
なお、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタ、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。ダイオードＤ１，Ｄ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に逆並列に接続される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続ノードと電力線６との間に接続される。平滑コンデンサＣ０は、電力線７と電力線５との間に接続される。
【００１９】
インバータ１４は、電力線７と電力線５との間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７と電力線５との間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８には、それぞれダイオードＤ３〜Ｄ８が逆並列に接続される。そして、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン／オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２０】
交流電動機Ｍ１は、代表的には３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。そして、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点に接続される。
【００２１】
コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が相補的かつ交互にオン／オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、蓄電装置Ｂから供給される電圧Ｖｂを電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積される電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１を介して電力線７へ供給することにより行なわれる。
【００２２】
また、コンバータ１２は、降圧動作時には、電圧ＶＨを電圧Ｖｂに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積される電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ２を介して電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶｂの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオン，オフに固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
【００２３】
平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧すなわちシステム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２４】
インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換し、正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換し、トルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００２５】
さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００２６】
電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、電流センサ２４は、２相分のモータ電流（たとえばＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００２７】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。制御装置３０は、回転角θに基づいて交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって配置を省略してもよい。
【００２８】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ（Electronic  Control  Unit））により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。
【００２９】
代表的な機能として、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍや、電圧センサ１０によって検出された電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、制御装置３０は、コンバータ１２およびインバータ１４を制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成してコンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００３０】
次に、制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳しく説明する。
（制御モードの説明）
図２は、図１に示したモータ駆動制御システム１００における交流電動機Ｍ１の制御モードを説明する図である。図２を参照して、モータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわちインバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。
【００３１】
正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って、各相上下アーム素子のオン／オフが制御される。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。なお、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限されるこの正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する。）の基本波成分を入力電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下では、インバータ１４の入力電圧（すなわちシステム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称する。
【００３２】
過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。なお、過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
【００３３】
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分が交流電動機に印加される。これにより、矩形波電圧制御では、変調率は０．７８まで高められる。
【００３４】
交流電動機Ｍ１においては、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるので、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわちシステム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。一方、システム電圧ＶＨには、限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モードと、矩形波電圧制御モードとが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるので、トルク指令値に対するトルク偏差（トルク実績値（推定値）とトルク指令値との差）に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。
【００３５】
図３は、交流電動機の動作状態と図２に示す制御モードとの対応関係を説明する図である。図３を参照して、概略的には、低回転数域Ｒ１では、トルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ｒ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ｒ３では矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
【００３６】
（制御装置の構成）
図４は、図１に示した制御装置３０の構成を機能的に説明する機能ブロック図である。図４を参照して、制御装置３０は、ＰＷＭ制御部２８０と、矩形波電圧制御部４００と、制御モード切替部４９０とを含む。ＰＷＭ制御部２８０は、正弦波ＰＷＭ制御部２００と、過変調ＰＷＭ制御部２０１とを含む。
【００３７】
正弦波ＰＷＭ制御部２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角センサ２５により検出される回転角θとを受ける。そして、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、これらの信号に基づいて、インバータ１４に印加する電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を電流フィードバック制御により生成し、生成された電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して制御モード切替部４９０へ出力する。
【００３８】
過変調ＰＷＭ制御部２０１も、正弦波ＰＷＭ制御部２００と同様の電流フィードバック制御により、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成し、生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を制御モード切替部４９０へ出力する。なお、過変調ＰＷＭ制御部２０１には、正弦波ＰＷＭ制御部２００による正弦波ＰＷＭ制御に電圧振幅補正を行なう機能が追加されており、電圧指令値の基本波成分を高めることができる。
【００３９】
矩形波電圧制御部４００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、モータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角θとを受ける。そして、矩形波電圧制御部４００は、これらの信号に基づいて、インバータ１４に印加する電圧の位相をトルクフィードバック制御により設定し、その設定された電圧位相に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成して制御モード切替部４９０へ出力する。また、矩形波電圧制御部４００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する実際のトルク（推定値）の差を示すトルク偏差ΔＴｒｑ（トルクフィードバック制御演算において算出される。）を制御モード切替部４９０へ出力する。
【００４０】
制御モード切替部４９０は、正弦波ＰＷＭ制御部２００から電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を受け、電圧センサ１３（図１）からシステム電圧ＶＨを受ける。そして、制御モード切替部４９０は、システム電圧ＶＨと電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃とから算出される変調率に基づいて、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの切替を行なう。詳しくは、制御モード切替部４９０は、変調率が０．７８に達するとＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへ切替える。なお、制御モード切替部４９０は、変調率が０．６１以下のときは、正弦波ＰＷＭ制御モードを選択し、変調率が０．６１を超えると、過変調ＰＷＭ制御モードを選択する。したがって、より詳しくは、制御モード切替部４９０は、変調率が０．７８に達すると過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへ切替える。
【００４１】
一方、矩形波電圧制御モードでは変調率は０．７８一定であるので、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モード（過変調ＰＷＭ制御モード）への切替は、電流位相に基づいて行なわれる。すなわち、制御モード切替部４９０は、矩形波電圧制御部４００からトルク偏差ΔＴｒｑを受け、モータ電流ｉｖ，ｉｗおよび回転角θをさらに受ける。そして、制御モード切替部４９０は、後述の方法により、これらの信号を用いて電流位相に基づいて矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モード（過変調ＰＷＭ制御モード）への切替を行なう。
【００４２】
（各制御モードの構成）
図５は、図４に示した正弦波ＰＷＭ制御部２００の詳細な構成を機能的に説明する機能ブロック図である。図５を参照して、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。
【００４３】
電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に基づいて、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。座標変換部２２０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｕｖｗ３相→ｄｑ２相）により、電流センサ２４によって検出されるｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗをｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。
【００４４】
電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）の各々についてＰＩ（比例積分）演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００４５】
座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（ｄｑ２相→ｕｖｗ３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。ＰＷＭ変調部２６０は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波との比較に基づいて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。なお、搬送波は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。
【００４６】
図６は、図４に示した過変調ＰＷＭ制御部２０１の詳細な構成を機能的に説明する機能ブロック図である。図６を参照して、過変調ＰＷＭ制御部２０１は、図５に示した正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成において、電流フィルタ２３０および電圧振幅補正部２７０をさらに含む。
【００４７】
電流フィルタ２３０は、座標変換部２２０によって算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑが、フィルタ処理された電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆに変換される。そして、過変調ＰＷＭ制御部２０１では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、フィルタ処理された電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆを用いて算出される。すなわち、ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄｆ，ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑｆとされる。
【００４８】
電圧振幅補正部２７０は、電圧指令生成部２４０によって算出された、本来のｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に対して、モータ印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行する。そして、電圧振幅補正部２７０による補正処理がなされた電圧指令に基づいて、座標変換部２５０およびＰＷＭ変調部２６０によりインバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が生成される。
【００４９】
なお、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きくなる。この状態は、交流電圧指令の振幅が搬送波の振幅よりも大きくなった状態に相当する。しかしながら、インバータ１４からは交流電動機Ｍ１に対してシステム電圧ＶＨを超えた電圧を印加できないので、上記のような状態になると、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調率が確保できなくなる。
【００５０】
そこで、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する補正処理を行なうことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率を確保できる。なお、電圧振幅補正部２７０による電圧振幅の拡大比ｋは、この本来の変調率に基づいて理論的に導出できる。
【００５１】
図７は、図４に示した矩形波電圧制御部４００の詳細な構成を機能的に説明する機能ブロック図である。図７を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。
【００５２】
電力演算部４１０は、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。この際、検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ）から歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。
【００５３】
Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ  …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって算出されたモータ電力Ｐｍｔと、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される角速度ωとを用いて、実際のトルクを示すトルク推定値Ｔｒｑを下記（２）式に従って算出する。
【００５４】
Ｔｒｑ＝Ｐｍｔ／ω  …（２）
ＰＩ演算部４３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）についてＰＩ演算を行なうことにより制御偏差を算出し、その制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。
【００５５】
矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。そして、インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスがモータの各相電圧として印加される。
【００５６】
なお、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいてトルク偏差ΔＴｒｑを求めてもよい。
【００５７】
（矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替）
図８は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する実際のトルクの遅れを示す図である。図８を参照して、曲線ｋ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍの時間推移を示し、曲線ｋ２は、実際のトルクＴｒｑ（以下「実トルク」や「トルク推定値」とも称する。）の時間推移を示す。このトルク変化に応じて矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）へ制御モードが切替わるものとする。
【００５８】
図８に示されるように、ある時刻ｔにおいてトルク指令値ＴｒｑｃｏｍがＡ１のとき実トルクＴｒｑがＡ２であるように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対して実トルクＴｒｑの追従遅れ（トルク偏差）が発生する。そして、このトルクの追従遅れによって矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れが発生し、たとえば、トルクの追従遅れがない場合には点Ａ１において矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ切替わるところ、トルクの追従遅れが発生すると点Ｂにおいて矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ切替わる。
【００５９】
図９，図１０は、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れを説明する図である。図９，図１０を参照して、曲線ｋ５は、矩形波電圧制御時の電流ベクトルの軌跡を示し、曲線ｋ６は、過変調ＰＷＭ制御時の電流ベクトルの軌跡を示す。曲線ｋ７（図１０）は、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替を行なう切替判定値（電流位相）を示す。矩形波電圧制御時、電流ベクトルは曲線ｋ５上を移動し、電流位相が切替判定値に達すると、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ切替わる。
【００６０】
従来の切替制御では、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替を行なう切替判定値にトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが用いられる。したがって、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが曲線ｋ６に達しても（点Ａ１）、トルクの追従遅れにより実トルク（点Ａ２）の電流位相は切替判定値にまだ達していないので矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替は行なわれない（図９）。
【００６１】
そして、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが曲線ｋ７で示される切替判定値に達すると（点Ｂ）、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替が行なわれる。このように、本来、トルクの追従遅れがなければ図９に示す曲線ｋ５と曲線ｋ６との交点で矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替が行なわれるところ、トルクの追従遅れが発生すると、図１０に示されるように矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替遅れが発生する。そして、この切替遅れは電流の乱れを発生させ、トルク制御を不安定にする。
【００６２】
そこで、この実施の形態１では、実トルクＴｒｑ（推定値）とトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとの差（トルク偏差ΔＴｒｑ）の絶対値が所定値よりも大きいときは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに所定値を加えた値を切替判定トルクとして設定し、その切替判定トルクから算出した電流位相を切替判定値として、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替を行なうこととしたものである。これにより、実トルクと切替判定トルクとの差を小さくすることができ、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替遅れを抑制することができる。
【００６３】
図１１は、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替判定に用いられる切替判定トルクを説明する図である。図１１を参照して、曲線ｋ３は、実トルクＴｒｑ（曲線ｋ２）とトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ（曲線ｋ１）との差の絶対値が所定値を超えたとき、すなわちトルク偏差ΔＴｒｑが大きいときの切替判定トルクを示す。この曲線ｋ３で示される切替判定トルクは、トルク指令値に上記所定値を加えたものである。なお、トルク偏差ΔＴｒｑが所定値以下のときは、従来通りトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが切替判定トルクに設定される。
【００６４】
図１２は、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れが抑制されることを示した図である。図１２を参照して、曲線ｋ８は、図１１に示した曲線ｋ３の切替判定トルクから算出した切替判定値（電流位相）を示す。図１２に示されるように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから算出した切替判定値（曲線ｋ７）を用いる場合よりも矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替遅れが抑制される。
【００６５】
図１３は、図４に示した制御モード切替部４９０における、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替に関する部分の機能ブロック図である。図１３を参照して、制御モード切替部４９０は、切替判定トルク設定部５１０と、切替判定値算出部５２０と、実電流位相算出部５３０と、切替判定部５４０とを含む。
【００６６】
切替判定トルク設定部５１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとトルク偏差ΔＴｒｑとを受ける。そして、切替判定トルク設定部５１０は、トルク偏差ΔＴｒｑの絶対値を予め設定された上限値と比較し、トルク偏差ΔＴｒｑの絶対値が上限値よりも大きい場合には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに上記上限値を加えた値を切替判定トルクＴｒｑｃに設定する。一方、トルク偏差ΔＴｒｑの絶対値が上限値以下のときは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを切替判定トルクＴｒｑｃに設定する。
【００６７】
切替判定値算出部５２０は、切替判定トルク設定部５１０により設定された切替判定トルクＴｒｑｃから電流位相を算出し、その算出された電流位相を矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替判定値φｉｃとする。実電流位相算出部５３０は、Ｖ相電流ｉｖ、Ｗ相電流ｉｗおよび回転角θに基づいて、実際の電流位相を示す実電流位相φｉを算出する。そして、切替判定部５４０は、実電流位相φｉを切替判定値φｉｃと比較し、実電流位相φｉが切替判定値φｉｃよりも小さくなると、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ制御モードを切替える。
【００６８】
図１４は、図１に示す制御装置３０による、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替手順を示すフローチャートである。なお、このフローチャートの処理は、一定時間毎または所定の条件が成立する毎にメインルーチンから呼び出されて実行される。
【００６９】
図１４を参照して、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードか否かを判定する（ステップＳ５）。現在の制御モードが矩形波電圧制御モードでないと判定されると（ステップＳ５においてＮＯ）、制御装置３０は、以降の一連の処理を実行することなくステップＳ８０へ処理を移行する。
【００７０】
ステップＳ５において現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであると判定されると（ステップＳ５においてＹＥＳ）、制御装置３０は、トルク推定値Ｔｒｑとトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとの差（トルク偏差ΔＴｒｑ）の絶対値が予め設定された上限値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１０）。トルク偏差ΔＴｒｑの絶対値が上限値以下であると判定されると（ステップＳ１０においてＮＯ）、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを切替判定トルクに設定する（ステップＳ２０）。一方、ステップＳ１０においてトルク偏差ΔＴｒｑの絶対値が上限値よりも大きいと判定されると（ステップＳ１０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍにその上限値を加えた値を切替判定トルクに設定する（ステップＳ３０）。
【００７１】
次いで、制御装置３０は、ステップＳ２０またはＳ３０において設定された切替判定トルクから、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替判定値φｉｃ（電流位相）を算出する（ステップＳ４０）。さらに、制御装置３０は、電流センサ２４によって検出される実電流（Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗ）および回転角センサ２５によって検出される回転角θに基づいて実電流位相φｉを算出する（ステップＳ５０）。そして、制御装置３０は、切替判定トルクから算出された切替判定値φｉｃよりも実電流位相φｉが小さいか否かを判定する（ステップＳ６０）。
【００７２】
実電流位相φｉが切替判定値φｉｃよりも小さいと判定されると（ステップＳ６０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ制御モードを切替える（ステップＳ７０）。一方、実電流位相φｉが切替判定値φｉｃ以上であると判定されると（ステップＳ６０においてＮＯ）、制御装置３０は、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ制御モードを切替えることなく、ステップＳ８０へ処理を移行する。
【００７３】
以上のように、この実施の形態１においては、実トルクＴｒｑとトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとの差（トルク偏差ΔＴｒｑ）の絶対値が所定値よりも大きいとき、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに所定値を加えた値が切替判定トルクに用いられるので、切替判定トルクと実トルクとの乖離が抑制される。したがって、この実施の形態１によれば、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切替遅れを抑制することができる。
【００７４】
［変形例］
矩形波電圧制御では、モータの回転数（回転速度）が低いほど制御応答性が悪く、トルクの追従遅れが発生しやすい。そこで、図１５に示すように、モータ回転数に応じて、切替判定トルクを設定するための上記上限値を可変としてもよい。具体的には、回転数が低いほど上記上限値を小さくし、上記の切替遅れ補償がより積極的に行なわれるようにしてもよい。
【００７５】
また、矩形波電圧制御では、システム電圧ＶＨが低いほど制御応答性が悪く、トルクの追従遅れが発生しやすい。そこで、図１６に示すように、システム電圧ＶＨに応じて上記上限値を可変としてもよい。具体的には、システム電圧が低いほど上限値を小さくし、上記の切替遅れ補償がより積極的に行なわれるようにしてもよい。
【００７６】
さらに、矩形波電圧制御では、トルクが大きいほど制御応答性が悪く、トルクの追従遅れが発生しやすい。そこで、図１７に示すように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて上記上限値を可変としてもよい。具体的には、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが大きいほど上限値を小さくし、上記の切替遅れ補償がより積極的に行なわれるようにしてもよい。
【００７７】
［実施の形態２］
この実施の形態２では、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに遅れフィルタ処理を施したフィルタ値が切替判定トルクに用いられる。これにより、切替判定トルクと実トルクとの乖離が実施の形態１よりも抑制され、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れをさらに抑制することができる。
【００７８】
図１８は、実施の形態２における切替判定トルクを説明する図である。図１８を参照して、曲線ｋ４は、曲線ｋ１で示されるトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに遅れフィルタ処理を施したフィルタ値を示す。なお、このフィルタ処理の時定数は、たとえば、図７に示した矩形波電圧制御における制御対象の伝達特性のカットオフ周波数ωｃから算出することができる。
【００７９】
図１９は、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れが抑制されることを示した図である。図１９を参照して、曲線ｋ９は、図１８に示した曲線ｋ４の切替判定トルクから算出した切替判定値（電流位相）を示す。図１９に示されるように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから算出した切替判定値（曲線ｋ７）を用いる場合よりも矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切替遅れが大幅に抑制される。
【００８０】
図２０は、実施の形態２における制御装置３０による、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替手順を示すフローチャートである。なお、このフローチャートの処理も、一定時間毎または所定の条件が成立する毎にメインルーチンから呼び出されて実行される。
【００８１】
図２０を参照して、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードか否かを判定する（ステップＳ１０５）。現在の制御モードが矩形波電圧制御モードでないと判定されると（ステップＳ１０５においてＮＯ）、制御装置３０は、以降の一連の処理を実行することなくステップＳ１９０へ処理を移行する。
【００８２】
ステップＳ１０５において現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであると判定されると（ステップＳ１０５においてＹＥＳ）、制御装置３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに遅れフィルタ処理を施したフィルタ値を算出する（ステップＳ１１０）。そして、制御装置３０は、トルク推定値Ｔｒｑと上記フィルタ値との差の絶対値が予め設定された上限値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ１２０）。
【００８３】
上記絶対値が上限値以下であると判定されると（ステップＳ１２０においてＮＯ）、制御装置３０は、ステップＳ１１０において算出されたフィルタ値を切替判定トルクに設定する（ステップＳ１３０）。一方、ステップＳ１２０において上記絶対値が上限値よりも大きいと判定されると（ステップＳ１２０においてＹＥＳ）、制御装置３０は、ステップＳ１１０において算出されたフィルタ値にその上限値を加えた値を切替判定トルクに設定する（ステップＳ１４０）。
【００８４】
なお、以降のステップＳ１５０，Ｓ１６０，Ｓ１７０，Ｓ１８０は、図１４に示したフローチャートにおけるステップＳ４０，Ｓ５０，Ｓ６０，Ｓ７０とそれぞれ同じであるので、説明は繰返さない。
【００８５】
以上のように、この実施の形態２においては、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに遅れフィルタ処理を施したフィルタ値が切替判定トルクに用いられるので、切替判定トルクと実トルクとの乖離が実施の形態１よりも抑制される。したがって、この実施の形態２によれば、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切替遅れをさらに抑制することができる。
【００８６】
なお、上記の各実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動制御システム１００の直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は図１に示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）が可変であることは必須ではなく、蓄電装置Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえばコンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。
【００８７】
さらに、モータ駆動制御システム１００の負荷となる交流電動機についても、上記の各実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車や電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本発明を適用可能である。
【００８８】
今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００８９】
５〜７  電力線、１０，１３  電圧センサ、１０＃  直流電圧発生部、１１，２４  電流センサ、１２  コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相上下アーム、１６  Ｖ相上下アーム、１７  Ｗ相上下アーム、２５  回転角センサ、３０  制御装置、１００  モータ駆動システム、２００  正弦波ＰＷＭ制御部、２０１  過変調ＰＷＭ制御部、２１０  電流指令生成部、２２０，２５０  座標変換部、２３０  電流フィルタ、２４０  電圧指令生成部、２６０  ＰＷＭ変調部、２７０  電圧振幅補正部、２８０  ＰＷＭ制御部、４００  矩形波電圧制御部、４１０  電力演算部、４２０  トルク演算部、４３０  ＰＩ演算部、４４０  矩形波発生器、４５０  信号発生部、４９０  制御モード切替部、５１０  切替判定トルク設定部、５２０  切替判定値（電流位相）算出部、５３０  実電流位相算出部、５４０  切替判定部、Ｂ  蓄電装置、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ８  スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ８  ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流電動機。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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