(57)【要約】【課題】電流が常時流れる抵抗をなくして損失の低減、装置の小型化、低コスト化を可能にした無停電電源装置を提供する。【解決手段】デュアルコンバージョン給電方式の無停電電源装置において、リレー接点２の両端にリレー接点４と放電用抵抗５との直列回路を接続し、交流電源１が復電してバックアップ電源１５により直流中間コンデンサ６，７を充電して昇圧する際にリレー接点４をオンし、交流電源１の電圧の正負に応じて、コンデンサ７、リレー接点４、放電用抵抗５、並列コンバータ内の半導体スイッチ９のＩＧＢＴ及び交流電源１を含む第１の放電経路と、コンデンサ６、リレー接点４、放電用抵抗５、並列コンバータ内の半導体スイッチ８のＩＧＢＴ及び交流電源１を含む第２の放電経路と、をそれぞれ形成する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の健全時には、直列コンバータにより負荷に供給する交流出力電圧を制御すると共に、前記直列コンバータの入力電圧の変動を並列コンバータにより吸収し、
前記交流電源の停電時には、バックアップ電源の直流電圧を前記直列コンバータを介し交流電圧に変換して前記負荷に供給する無停電電源装置であって、
前記バックアップ電源が接続された直流中間回路に、第１，第２の直流中間コンデンサの直列回路が接続され、かつ、第１，第２の直流中間コンデンサ同士の接続点が第１の接点を介して前記交流電源に接続された無停電電源装置において、
第１の接点の両端に第２の接点と放電用抵抗との直列回路を接続し、
前記交流電源が停電から復帰して前記バックアップ電源により第１，第２の直流中間コンデンサを充電して昇圧する際に第２の接点をオンすることにより、前記交流電源の電圧の正負に応じて、第１の直流中間コンデンサ、第２の接点、前記放電用抵抗、前記並列コンバータ内の半導体スイッチング素子及び前記交流電源を含む第１の放電経路と、第２の直流中間コンデンサ、第２の接点、前記放電用抵抗、前記並列コンバータ内の半導体スイッチング素子及び前記交流電源を含む第２の放電経路と、をそれぞれ形成することを特徴とする無停電電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直列コンバータと並列コンバータとを備えた無停電電源装置に関し、詳しくは、無停電電源装置の直流中間コンデンサの電圧アンバランスを抑制する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図３は、この種の無停電電源装置を示す回路図である。
図３において、１は交流電源、２は入出力切り離し用のリレー接点、３は平滑コンデンサである。平滑コンデンサ３の両端には、直流中間コンデンサ６，７の直列回路と、これらの電圧アンバランスを抑制するためにそれぞれ並列に接続されたバランス抵抗１６，１７と、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子と環流ダイオードとの逆並列回路からなる半導体スイッチ８，９の直列回路と、リアクトル１３とが接続されており、平滑コンデンサ３、直流中間コンデンサ６，７、バランス抵抗１６，１７、半導体スイッチング素子８，９及びリアクトル１３によって並列コンバータが構成されている。
【０００３】
また、半導体スイッチ８，９の直列回路の両端には半導体スイッチ１０，１１の直列回路が接続され、これらの半導体スイッチ１０，１１の接続点にはリアクトル１２とコンデンサ１４とが直列に接続されており、半導体スイッチ１０，１１、リアクトル１２及びコンデンサ１４によって直列コンバータが構成されている。
なお、直流中間コンデンサ６，７の直列回路の両端にはバッテリ及び昇圧回路からなるバックアップ電源１５が接続され、コンデンサ１４の両端には負荷２０が接続されている。
【０００４】
この従来技術の動作を説明すると、交流電源１が健全である通常運転時には、ハーフブリッジインバータとして動作する直列コンバータにより負荷２０への交流出力電圧を制御し、並列コンバータは、直列コンバータに対しエネルギー補償を行うことで入力電圧の変動を防止している。そして、交流電源１の停電時には、リレー接点２をオフして交流電源１を切り離し、バックアップ電源１５から直流中間コンデンサ６，７の直列回路に供給した直流電圧を、半導体スイッチ８〜１１、リアクトル１２，１３及びコンデンサ１４からなるフルブリッジインバータにより交流電圧に変換して負荷２０に供給している。
この種の無停電電源装置は、特許文献１に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特許第３２０３４６４号公報（段落［０００８］〜［００２０］、図２等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図３に示した回路において、通常運転時には、並列コンバータを構成する半導体スイッチ８，９のＰＷＭ制御により、直流中間コンデンサ６，７の電圧は、何れも（Ｅｄ／２）［Ｖ］に制御されている。
交流電源１の停電時には、出力回路の動作が、ハーフブリッジインバータからバックアップ電源１５を用いた半導体スイッチ８〜１１等によるフルブリッジインバータに変わり、直流中間コンデンサ６，７の直列回路の両端電圧は（Ｅｄ／２）［Ｖ］となる。
【０００７】
しかしながら、バックアップ電源１５による電圧制御は、直流中間コンデンサ６，７の直列回路の両端電圧を一括制御することしかできない。このため、直流中間コンデンサ６，７の容量が異なっていると、各電圧は容量比に応じてアンバランスになり、それぞれ（Ｅｄ／４）［Ｖ］にはならない。
交流電源１の停電運転時から通常運転に復帰する際は、バックアップ電源１５により直流中間コンデンサ６，７の電圧がそれぞれ（Ｅｄ／２）［Ｖ］となるように昇圧する必要があるが、各コンデンサ６，７の容量にばらつきがあるまま昇圧すると、コンデンサの耐圧を超えてしまうおそれがある。
【０００８】
これを防止するために、従来では、図３に示したように直流中間コンデンサ６，７に並列に抵抗値が等しいバランス抵抗１６，１７をそれぞれ接続し、これらのバランス抵抗１６，１７の両端電圧により、各コンデンサ６，７の電圧が共に（Ｅｄ／２）［Ｖ］となるようにしている。
しかし、バランス抵抗１６，１７は各コンデンサ６，７の両端に常時接続されているため、これらのバランス抵抗１６，１７を流れる電流により常に電力を消費することになり、損失が大きい。また、２個のバランス抵抗１６，１７やその放熱構造により装置が大型化するという問題があった。
【０００９】
そこで、本発明の解決課題は、電流が常時流れる抵抗をなくして損失の低減、装置の小型化、低コスト化を可能にした無停電電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電源の健全時には、直列コンバータにより負荷に供給する交流出力電圧を制御すると共に、前記直列コンバータの入力電圧の変動を並列コンバータにより吸収し、
前記交流電源の停電時には、バックアップ電源の直流電圧を前記直列コンバータを介し交流電圧に変換して前記負荷に供給する無停電電源装置であって、
前記バックアップ電源が接続された直流中間回路に、第１，第２の直流中間コンデンサの直列回路が接続され、かつ、第１，第２の直流中間コンデンサ同士の接続点が第１の接点を介して前記交流電源に接続された無停電電源装置において、
第１の接点の両端に第２の接点と放電用抵抗との直列回路を接続し、
前記交流電源が停電から復帰して前記バックアップ電源により第１，第２の直流中間コンデンサを充電して昇圧する際に第２の接点をオンすることにより、前記交流電源の電圧の正負に応じて、第１の直流中間コンデンサ、第２の接点、前記放電用抵抗、前記並列コンバータ内の半導体スイッチング素子及び前記交流電源を含む第１の放電経路と、第２の直流中間コンデンサ、第２の接点、前記放電用抵抗、前記並列コンバータ内の半導体スイッチング素子及び前記交流電源を含む第２の放電経路と、をそれぞれ形成するものである。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、放電用抵抗は停電運転状態から通常運転状態に戻る短時間だけ必要となるので、その定格は小さくてよく、従来のように直流中間コンデンサに並列接続されたバランス抵抗に電流が常時流れる場合に比べて抵抗の小容量化、小形化、低コスト化が可能になり、損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の実施形態の動作説明図である。
【図３】従来の無停電電源装置を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態の構成を示す回路図であり、図３と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図１において、第１，第２の直流中間コンデンサ６，７には、図３に示したようなバランス抵抗１６，１７が接続されていない。また、交流電源１と平滑コンデンサ３との間に接続された第１の接点としてのリレー接点２には、第２の接点としてのリレー接点４と放電用抵抗５との直列回路が並列に接続されている。その他の構成は図３と同様である。
【００１４】
次に、この実施形態の動作を説明する。
交流電源１が健全である通常運転時には、リレー接点２がオン、リレー接点４がオフしており、並列コンバータを構成する半導体スイッチ８，９のＰＷＭ制御により、直流中間コンデンサ６，７の電圧が何れも（Ｅｄ／２）［Ｖ］になるように制御されている。
【００１５】
交流電源１が停電すると、リレー接点２がオフ（リレー接点４は引き続きオフ）し、出力回路の動作が、ハーフブリッジインバータからバックアップ電源１５を用いた半導体スイッチ８〜１１等によるフルブリッジインバータに変わる。この停電運転時には、バックアップ電源１５の動作により、直流中間コンデンサ６，７の直列回路の両端電圧は、（Ｅｄ／２）［Ｖ］となっている。
【００１６】
いま、直流中間コンデンサ６，７の容量にばらつきがあり、例えばコンデンサ６の容量が基準値＋２０パーセント、コンデンサ７の容量が基準値−２０パーセントであったとすると、停電運転時には、コンデンサ６の電圧が０．８×（Ｅｄ／４）、コンデンサ７の電圧が１．２×（Ｅｄ／４）となり、アンバランスになっている。
この停電運転中に交流電源１が復帰した場合、バックアップ電源１５によりコンデンサ６，７の直列回路の電圧を正常時のＥｄにまで昇圧すると、コンデンサ７の電圧が耐圧を超えるおそれがある。
【００１７】
そこで、本実施形態では、交流電源１が復帰した場合に、出力電圧の位相を入力電圧の位相に合わせた後、コンデンサ６，７の電圧がアンバランスの状態でリレー接点４をオンすると共に、バックアップ電源１５によりコンデンサ６，７を昇圧していき、コンデンサ電圧が交流電源１の電圧よりも常に大きくなるまで昇圧する。
これにより、交流電源１の電圧が正の時には、コンデンサ７から放電用抵抗５を介してリレー接点４→交流電源１→リアクトル１３→半導体スイッチ９のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）という放電経路（第１の放電経路とする）が形成され、交流電源１の電圧が負の時には、コンデンサ６から半導体スイッチ８のスイッチング素子（ＩＧＢＴ）を介してリアクトル１３→交流電源１→リレー接点４→放電用抵抗５という放電経路（第２の放電経路とする）が形成される。
【００１８】
この時の放電速度は、放電用抵抗５の抵抗値が同じであるためコンデンサ６，７の容量比によって決まり、１．２÷０．８＝１．５となる。つまり、バックアップ電源１５による昇圧時には、コンデンサ７の電圧がコンデンサ６の電圧よりも高くなるが、コンデンサ７の放電時定数がコンデンサ６の放電時定数よりも短いため、コンデンサ７の電圧の上昇を抑えることができ、コンデンサ６，７の電圧アンバランスを抑制することができる。
【００１９】
図２は、本実施形態の動作説明図である。
図１におけるリレー接点４及び放電用抵抗５がない場合、時刻ｔ＝０から昇圧を開始すると、各コンデンサ６，７の電圧はそれぞれの容量比に応じてアンバランスな状態で直線的に上昇していく。この時の特性をそれぞれＶ６’，Ｖ７’として示す。
【００２０】
一方、本実施形態における各コンデンサ６，７の電圧は、それぞれ特性Ｖ６，Ｖ７のように変化する。図２において、ａはコンデンサ７が放電する期間、ｂはコンデンサ６が放電する期間であり、コンデンサ７の放電時定数がコンデンサ６の時定数よりも短いため、放電時における電圧の上昇度合いを比べるとコンデンサ７の方がコンデンサ６よりも緩やかになり、その結果、各コンデンサ６，７の電圧のアンバランスが是正される方向に制御されることになる。
【００２１】
以上のように本実施形態によれば、リレー接点４に直列接続された放電用抵抗５は停電運転状態から通常運転状態に戻る短時間だけ必要となるため、その定格は小さくてよく、図３の従来技術におけるバランス抵抗に電流が常時流れる場合に比べて抵抗の小容量化、小形化、低コスト化が可能である。また、これに伴って損失の低減を図ることができる。
【符号の説明】
【００２２】
１  交流電源
２，４  リレー接点
３  平滑コンデンサ
５  放電用抵抗
６，７  直流中間コンデンサ
８，９，１０，１１  半導体スイッチ
１２，１３  リアクトル
１４  コンデンサ
１５  バックアップ電源
１６，１７  バランス抵抗
２０  負荷
【図１】
2010206997.tif 000003
【図２】
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【図３】
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