(57)【要約】【課題】３相電動機の電流検出に用いるシャント抵抗の数を減らしつつ、正弦波駆動に必要な電流検知は行い、部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現する。【解決手段】３相電動機３０に電流を供給するインバータ回路３７と直流電源４０の間に設けたシャント抵抗４５、駆動回路４６内にＰＷＭ手段５２は３相の内の少なくとも１相のＰＷＭ出力を時間的に前後に変化させるＰＷＭシフト手段５０を有し、アナログ回路４７は、上昇時と下降時の応答速度に差を有することにより、簡単な構成で正弦波駆動に必要な電流検知が可能となる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相電動機と、前記３相電動機に電流を供給する６個のスイッチング素子を有するインバータ回路と、前記インバータ回路に直流電流を供給する直流電源と、前記直流電源のマイナス端子と前記インバータ回路の間に設けたシャント抵抗と、前記６個のスイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、前記シャント抵抗と前記駆動回路の間に接続したアナログ回路を有し、前記駆動回路は、前記インバータ回路の出力周波数よりも高い周波数のキャリア波を出力するキャリア波発生手段を有するＰＷＭ手段を有し、前記ＰＷＭ手段は３相の内の少なくとも１相のＰＷＭ出力を時間的に前後に変化させるＰＷＭシフト手段を有し、前記アナログ回路は、上昇時と下降時の応答速度に差を有するインバータ装置。
【請求項２】
ＰＷＭ手段は、３相の内の１相について直流電源のマイナス端子の電位とほぼ等しい２相変調とした請求項１記載のインバータ装置。
【請求項３】
アナログ回路の反応速度は、下降時よりも上昇時を大とし、前記シャント抵抗に流れる２相以上の電流の内の最大値に対応した値を出力する請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
駆動回路は、アナログ回路の出力が第１の所定値よりも高い場合、前記アナログ回路の出力が第１の所定値以下に収まるようにＰＷＭ手段を制御する請求項１〜３のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項５】
駆動回路は、シャント抵抗の電圧が第２の所定値よりも高い場合、３相電動機への電流の供給を遮断する請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項６】
衣類に空気を送る送風手段を有し、３相電動機は、前記送風手段の送風ファンを駆動し、前記衣類を乾燥させる請求項１〜５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項７】
洗濯槽を有し、３相電動機は、風呂水を前記洗濯槽に給水する風呂水ポンプを駆動する請求項１〜５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【請求項８】
洗濯槽を有し、３相電動機は、洗濯槽内の水を循環する循環ポンプを駆動する請求項１〜５のいずれか１項に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、ファンやポンプ、その他の負荷とするインバータ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置は、直流電源と３相電動機の間に設けたインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段として、３個のシャント抵抗を設け、電流検出を行いながらＰＷＭ制御を行い、前記３相電動機を駆動するものであった（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１３は、特許文献１に記載された従来のインバータ装置の回路図を示すものである。
【０００４】
図１３に示すように、交流電源１より全波整流回路２と電解コンデンサ３、４により構成される直流電源５を設け、インバータ回路６により３相交流電力に変換して、ドラム式洗濯機のメインのモータ７を駆動する。
【０００５】
電流検出手段８は、３シャント方式と呼ばれる構成で、シャント抵抗９、１０、１１、レベルシフト回路１２により、各シャント抵抗の電圧波形を増幅および電位のシフトを行い出力するものである。
【０００６】
かつ、位置センサ１３が設けられており、制御手段１４によってベクトル制御などがなされ、モータ７を駆動するものとなっている。
【０００７】
また、インバータ回路１５によっても直流電源５から３相交流電力への変換が行われ、乾燥ファン用のモータ１６の駆動もなされる。
【０００８】
電流検出手段１７もまた同様の構成であり、３シャント方式と呼ばれる構成で、シャント抵抗１８、１９、２０、レベルシフト回路２１により、各シャント抵抗の電圧波形を増幅および電位のシフトを行い出力するものである。
【０００９】
制御手段１４は、電流検出手段１７からの信号を受けて、モータへ出力する電圧位相に対して、有効電流成分Ｉａと無効電流成分Ｉｒを算出し、Ｉｒを設定値と等しくなるように印加電圧Ｖａを比例積分制御することにより、位置センサなしで正弦波電流をモータ１６に供給して駆動するものであった。
【特許文献１】特開２００７−２８７２４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、前記従来の構成では、２個の３相のモータ７、１６について、メインのモータ７はもちろんのこと、モータ１６についてまでもシャント抵抗を３個使用することによって、各相の電流値を検出する電流検出回路１７を設ける構成としているため、部品点数が大変に多く必要となり、コスト高であった。
【００１１】
本発明は上記課題を解決するもので、３相モータの電流検出に用いるシャント抵抗の数を減らしながら、モータの正弦波駆動を行う場合においても必要な電流検知が十分に行うことができ、部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
前記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、３相電動機と、前記３相電動機に電流を供給する６個のスイッチング素子を有するインバータ回路と、前記インバータ回路に直流電流を供給する直流電源と、前記直流電源のマイナス端子と前記インバータ回路の間に設けたシャント抵抗と、前記６個のスイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、前記シャント抵抗と前記駆動回路の間に接続したアナログ回路を有し、前記駆動回路は、前記インバータ回路の出力周波数よりも高い周波数のキャリア波を出力するキャリア波発生手段を有するＰＷＭ手段を有し、前記ＰＷＭ手段は３相の内の少なくとも１相のＰＷＭ出力を時間的に前後に変化させるＰＷＭシフト手段を有し、前記アナログ回路は、上昇時と下降時の応答速度に差を有するものである。
【００１３】
これによって、本発明は上記課題を解決するもので、１つのインバータ回路に必要となるシャント抵抗の数を１個として、部品点数を減らした低コストの構成としながら、電動機の正弦波駆動を行う場合においても必要な電流検知が十分に行えるものとなる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明は、シャント抵抗の数を１個の構成としながら、電動機の正弦波駆動を行う場合においても必要な電流検知が十分に行える部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現することができるものとなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
第１の発明は、３相電動機と、前記３相電動機に電流を供給する６個のスイッチング素子を有するインバータ回路と、前記インバータ回路に直流電流を供給する直流電源と、前記直流電源のマイナス端子と前記インバータ回路の間に設けたシャント抵抗と、前記６個のスイッチング素子のオンオフを制御する駆動回路と、前記シャント抵抗と前記駆動回路の間に接続したアナログ回路を有し、前記駆動回路は、前記インバータ回路の出力周波数よりも高い周波数のキャリア波を出力するキャリア波発生手段を有するＰＷＭ手段を有し、前記ＰＷＭ手段は３相の内の少なくとも１相のＰＷＭ出力を時間的に前後に変化させるＰＷＭシフト手段を有し、前記アナログ回路は、上昇時と下降時の応答速度に差を有することにより、シャント抵抗の数を１個の構成としながら、電動機の正弦波駆動を行う場合においても必要な電流検知が十分に行える部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現することができるものとなる。
【００１６】
また、第２の発明は、特に第１の発明のＰＷＭ手段は、３相の内の１相について直流電源のマイナス端子の電位とほぼ等しい２相変調とすることにより、スイッチング素子のオンオフの制御を比較的簡単なものとしながら、部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を実現することができるものとなる。
【００１７】
また、第３の発明は、特に第１の発明または第２の発明のアナログ回路の反応速度は、下降時よりも上昇時を大とし、前記シャント抵抗に流れる２相以上の電流の内の最大値に対応した値を出力する構成とすることにより、比較的簡単な構成でありながら、電動機に供給される電流の最大値を精度良く検出することができるものとなる。
【００１８】
また、第４の発明は、特に第１〜第３のいずれかの発明の駆動回路を、アナログ回路の出力が第１の所定値よりも高い場合、前記アナログ回路の出力が第１の所定値以下に収まるようにＰＷＭ手段を制御するものとすることにより、比較的簡単な構成で、電動機を正弦波などで駆動することができるものとなる。
【００１９】
また、第５の発明は、特に第１〜第４のいずれかの発明の駆動回路を、シャント抵抗の
電圧が第２の所定値よりも高い場合、３相電動機への電流の供給を遮断するものとすることにより、電動機への過電流の供給を精度よく防止し、信頼性・安全性に優れたインバータ装置を実現することができるものとなる。
【００２０】
また、第６の発明は、特に第１〜第５のいずれかの発明の構成に加え、衣類に空気を送る送風手段を有し、３相電動機は、前記送風手段の送風ファンを駆動し、前記衣類を乾燥させるものとすることにより、乾燥性能を備え、送風ファンの負荷変動に対して安定な位置センサレスを、部品点数が少なく、低コストの構成で実現できるものとなる。
【００２１】
また、第７の発明は、特に第１〜第５のいずれかの発明の構成に加え、洗濯槽を有し、３相電動機は、風呂水を前記洗濯槽に給水する風呂水ポンプを駆動するものとすることにより、節水が可能で、風呂水ポンプの負荷変動に対して安定な位置センサレスを、部品点数が少なく、低コストの構成で実現できるものとなる。
【００２２】
また、第８の発明は、特に第１〜第５のいずれかの発明の構成に加え、洗濯槽を有し、３相電動機は、洗濯槽内の水を循環する循環ポンプを駆動するものとすることにより、優れた洗浄性能を有し、循環ポンプの負荷変動に対して安定な位置センサレスを、部品点数が少なく、低コストの構成で実現できるものとなる。
【００２３】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２４】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ装置の回路図である。
【００２５】
図１において、永久磁石を用いた８極の３相電動機３０は、６個のスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６を有するインバータ回路３７から電流が供給され、インバータ３７に直流電流を供給する直流電源３８が、１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの単相交流電源３９に接続された、全波の整流回路４０、電解式のコンデンサ４１、４２で構成されており、倍電圧整流と呼ばれる整流により、無負荷時には約２８０Ｖの直流電圧がインバータ回路３７へと出力されるものとなっている。
【００２６】
直流電源４０のマイナス端子とインバータ回路３７のマイナス端子の間には、シャント抵抗４５が挿入されており、６個のスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６のオンオフを制御する駆動回路４６が設けられている。
【００２７】
シャント抵抗４５と駆動回路４６の間には、アナログ回路４７が接続されており、駆動回路４６は、３相電動機３０が最高速度である毎分６０００回転でのインバータ回路３７の出力周波数である４００Ｈｚに対して、十分に高い周波数となる１５．６２５ｋＨｚの三角波のキャリア波を出力するキャリア波発生手段４８、キャリア波と３相の電圧指令値との比較を行うことによりＰＷＭの変調出力を行う比較手段４９、ＵＶＷの３相の内の最も高電位を出力する１相に関して、ＰＷＭ出力を時間的に前に変化させるＰＷＭシフト手段５０、さらにＰＷＭシフト手段５０の出力からハイ期間に高電位側素子をオンとし、ロー期間に低電位側素子をオンとするとともに、上下の素子のスイッチング時間遅れによる同時導通を防ぐために、双方のスイッチング素子が共にオフとなるようにターンオンする側の信号のエッジを時間的に後ろにずらせるデッドタイムも確保する６石分配手段５１を備えたＰＷＭ手段５２を構成している。
【００２８】
さらに駆動回路４６は、出力の周波数、すなわち３相電動機３０の速度に比例した信号を出力する速度設定手段５４、第１の所定値として出力の電流を設定する電流設定手段５
５、電流設定手段５５とアナログ回路４７出力電圧Ｖｏｕｔとの誤差増幅を比例・積分の両成分を加算して行う誤差増幅手段５７、誤差増幅手段５７の出力に応じた振幅であり、周波数としては速度設定手段５４からの信号に応じた３相の各電圧波形を出力する３相電圧演算手段５８を設けたものとなっている。
【００２９】
これにより、ＰＷＭ手段５２の出力としては、３相の内の最も低電位となる１相について、直流電源のマイナス端子の電位とほぼ等しい電位に固定した、２相変調が出力されるものとなる。
【００３０】
本実施の形態において、アナログ回路４７は、スルーレートが±１０Ｖ／μｓ程度の比較的高速のＯＰアンプ６０、６１、抵抗６２、６３、６４、６５、ダイオード６６、６７、コンデンサ６９によって構成したものを使用しており、シャント抵抗４５からの入力電圧Ｖｉｎに対して、ＯＰアンプ６０が、ダイオード６６を通じてコンデンサ６９に低インピーダンスで充電電流が供給されるものとなるため、コンデンサ６９の電圧値が、ほぼ所定の増幅率（抵抗６２、６３、６４の和を、抵抗６２で除した値、本実施の形態では、例として１０倍とする）まで速やかに上昇させるものとなり、Ｖｉｎに対するＶｏｕｔの応答速度として大きいものとなる。
【００３１】
その後Ｖｉｎが低下した場合には、ダイオード６６が逆阻止状態となるため、ＯＰアンプによるコンデンサ６９の放電は行われず、抵抗値数１００キロオームの抵抗６５による放電のみが行われるものとなり、応答速度の小さいＶｏｕｔの下降となる。
【００３２】
よって、アナログ回路４７は、上昇時と下降時の応答速度に差を有するものとなっている。
【００３３】
なお、ＯＰアンプ６１は、コンデンサ６９の電圧をバッファするように作用し、コンデンサ６９から、抵抗６５以外の経路への放電がほぼ抑えられることから、特に上昇時と下降時の応答速度の差が大きく、下降時よりも上昇時を大となり、その結果ほぼＶｉｎのピーク値に所定の増幅率を乗じた電圧がＶｏｕｔとして得られる「ピークホールド回路」などと称されるような最大値をしばらく保持して出力する動作となる。
【００３４】
また、ダイオード６０は、Ｖｉｎがピークから低下しているピークホールド期間中に、導通状態となることにより、ＯＰアンプの出力電圧を極力高めに保持し、次回のピークホールド時に必要な出力電圧の上昇に必要となる時間を短縮し、上昇時の応答速度をさらに高めるという効果をあげることができる。
【００３５】
アナログ回路４７の動作の結果、Ｖｏｕｔとしては、シャント抵抗４５に正方向（上から下）に流れる電流のピーク値に比例した電圧が出力され、駆動回路４６は、アナログ回路４７の出力Ｖｏｕｔが、電流設定手段５５が設定する第１の所定値よりも高い場合、アナログ回路４７の出力Ｖｏｕｔが、第１の所定値以下に収まるようにＰＷＭ手段５２を負帰還して制御する動作を行うものとなる。
【００３６】
本実施の形態においては、さらに過電流検知回路７５が設けられており、直流電源７６、コンパレータ７７、抵抗８０、８１、８２によって構成され、シャント抵抗４５からの入力電圧Ｖｉｎが、直流電源７６を抵抗８０、８１で分圧して発生させた、第２の所定値に相当する直流電圧Ｖｔｈ２を越えた場合には、コンパレータ７７の出力が、過電流状態を意味するローとする構成をとっている。
【００３７】
過電流のロー信号は、駆動回路４６の６石分配手段５１に入力されることにより、６個のスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６へのオンオフ信号すべてをオフ
とするものとなっている。
【００３８】
したがって、駆動回路４６は、アナログ回路４７の出力が第２の所定値よりも高い場合、３相電動機３０への電流の供給を遮断するものとなり、永久磁石を用いた３相電動機３０が不可逆的に減磁してしまうこと、およびスイッチング素子３１、３２、３３、３４、３５、３６の過電流による破壊、また３相電動機３０によって駆動される機械的負荷に過大なるトルクがかかって破壊、また使用者に危険を及ぼすというような問題が発生しないようにする、あるいは騒音や振動が発生するというような課題の１つあるいは複数に関しての保護をかけるものとして作用するものとなる。
【００３９】
図２は、本実施の形態におけるインバータ装置のＰＷＭ手段５２の入力信号波形図を示している。
【００４０】
横軸となる電気角θについては、Ｕ相の相電圧の負から正に変わる零電圧点を原点とし、ＵＶＷの相順で動作する場合として示しているものである。
【００４１】
３相それぞれの入力信号は、直流電源３８のマイナス端子から見た、インバータ回路３７からの各相の出力電圧となるが、本実施の形態においては、３相の内、最も低電位にある１相について、直流電源のマイナス端子の電位と等しくなる、すなわち低電位側のスイッチング素子がオン状態を保つように固定した動作を行っているものとなっており、残りの２相がＰＷＭによって、平均の出力電圧が決まる２相変調と呼ばれる変調の方法の一つを用いている。
【００４２】
図２において示している電気角θ＝１３０度付近では、Ｕ相電圧が１番高く、Ｖ相電圧が２番目に高く、Ｗ相電圧は零となっている。
【００４３】
また電気角θ＝１５０度付近では、Ｕ相電圧とＶ相電圧が共に同電位となり、Ｗ相電圧はやはり零電圧となっている。
【００４４】
図２において示している電気角θ＝１７０度付近では、Ｖ相電圧が１番高く、Ｕ相電圧が２番目に高く、Ｗ相電圧は零となっている。
【００４５】
図３は、本実施の形態におけるインバータ装置の出力電圧（相電圧）波形図を示しているものであり、３相電動機３０に出力される電圧の相電圧は正弦波となる。
【００４６】
インバータ回路３７から出力された場合、中性点から見た各相の電圧、すなわち相電圧については、歪みのない正弦波を保った電圧波形が得られるものとなり、ちなみに線間電圧に関しても、やはり歪みなきものが得られるものとなり、３相電動機３０の誘導起電力波形などに極端な歪みがなく、インダクタンスなどの線形性がある程度ある場合には、３相電動機３０に流れる電流波形についても、ほぼ正弦波に近いものとなり、騒音や振動の小さい動作が可能となる。
【００４７】
図４は、本実施の形態におけるインバータ装置の遅れ力率角６０度での線電流波形図を示している。
【００４８】
相電圧としては、Ｕ相であればθ＝９０度にて、正の最大値となる正弦波の波形となるが、３相電動機３０の力率が６０度の遅れ位相である場合、Ｕ相の線電流の正側のピークは、θ＝１５０度となる図４に示す波形となる。
【００４９】
この状態で、各相の線電流の絶対値の最大値が１．０Ａ（実効値電流０．７Ａ相当とな
る）である場合、θ＝１３０度、１５０度、１７０度での各線電流の瞬時値としては、それぞれ図４に示すような値となる。
【００５０】
図５は、本実施の形態におけるインバータ装置のθ＝１３０度付近でのＰＷＭ手段の動作波形図を示しており、（ア）はキャリア波発生手段４８が出力するキャリア波Ｃとして、Ｚｃ時点で最小値である０となり、ピーク値はほぼ１０２４としていることにより、１０ｂｉｔの分解能を持ったＰＷＭパルス幅変調が可能なものとなっている。
【００５１】
また（ア）には、３相電圧演算手段５８から出力される、Ｕ相の分の値ＵｃとＶ相の分の値Ｖｃも重ねて示されており、これらはコンペアレジスタ値などと呼ばれることもある。
【００５２】
（イ）は比較手段４９のＵ相の分の出力、（ウ）はＵ相の信号がＰＷＭシフト手段５０により時間軸の前方にシフトされて得られた信号Ｕｓ、（エ）と（オ）は、それぞれ比較手段４９のＶ相とＷ相に相当する分の出力信号を示したものである。
【００５３】
θ＝１３０度付近においては、Ｗ相に関しては、２相変調によって３相電圧演算手段５８から零電圧信号が出力されているため、（オ）に見られるように、ローに固定された（ベタ・ローなどとも呼ばれる）ものとなっている。
【００５４】
また、本実施の形態においては、ＰＷＭシフト手段５０は、３相電圧演算手段５８から最も高い値が入力される相、すなわちこの場合にはＵ相のみに対して、ＰＷＭ波形Ｕのハイ期間の長さはそのままに保ちながら、信号を前方にシフト（ずらせる）を行い、ちょうど、Ｕ波形の立ち下がりエッジがＺｃタイミング（キャリア波のボトム点）になるようにＵｓを生成するものとなり、Ｕ相以外の相であるＶ相とＷ相に関しては、何もシフトしない作用（最もＷ相は入力にハイ期間がないのでシフトの意味はない）を持たせているので、ＰＷＭシフト手段５０のＶ相とＷ相の分の出力の波形としては、それぞれ図５（エ）Ｖと（オ）Ｗと同等のものとなる。
【００５５】
図６は、本実施の形態におけるインバータ装置のθ＝１５０度付近でのＰＷＭ手段の動作波形図を示しており、（ア）はキャリア波発生手段４８が出力するキャリア波Ｃとして、Ｚｃ時点で最小値である０となり、ピーク値はほぼ１０２４としていることにより、１０ｂｉｔの分解能を持ったＰＷＭパルス幅変調が可能なものとなっている。
【００５６】
また（ア）には、３相電圧演算手段５８から出力される、Ｕ相の分の値ＵｃとＶ相の分の値Ｖｃも重ねて示されており、これらはコンペアレジスタ値などと呼ばれることもある。
【００５７】
（イ）と（ウ）は、それぞれ比較手段４９のＵ相とＶ相に相当する分の出力信号、（エ）はＶ相の信号がＰＷＭシフト手段５０により時間軸の前方にシフトされて得られた信号Ｖｓ、（オ）は、比較手段４９のＷ相の分の出力を示したものである。
【００５８】
θ＝１５０度付近においても、Ｗ相に関しては、２相変調によって３相電圧演算手段５８から零電圧信号が出力されているため、（オ）に見られるように、ローに固定された（ベタ・ローなどとも呼ばれる）ものとなっている。
【００５９】
本実施の形態においては、ＰＷＭシフト手段５０は、３相電圧演算手段５８から最も高い値が入力される相、ここでは図６の場合のＵ相とは異なり、Ｖ相がＵ相よりわずか高くなったため、Ｖ相が最高電圧相となった状態となり、よってＶ相のみに対して、ＰＷＭ波形Ｕのハイ期間の長さはそのままに保ちながら、信号を前方にシフト（ずらせる）を行う
ものとなる。
【００６０】
ちょうど、Ｖ波形の立ち下がりエッジがＺｃタイミング（キャリア波のボトム点）になるようにＶｓを生成するものとなり、Ｖ相以外の相であるＵ相とＷ相に関しては、何もシフトしない作用（最もＷ相は入力にハイ期間がないのでシフトの意味はない）を持たせているので、ＰＷＭシフト手段５０のＵ相とＷ相の分の出力の波形としては、それぞれ図６（イ）Ｕと（オ）Ｗと同等のものとなる。
【００６１】
特に図６に示しているθ＝１５０度付近では、Ｕ相とＶ相の電位がほぼ等しくなるタイミングであることから、ＵｃとＶｃの大きさがほぼ等しくなり、（イ）Ｕと（ウ）Ｖの両信号がローからハイに上がるエッジのタイミング、およびハイからローに下がるエッジのタイミングがほぼ一致した状態となるが、ＰＷＭシフト手段５０の作用により、Ｖ相のみが前方にシフトされる結果、両エッジのタイミングがＵ相とＶ相で大きくずれたものとなる。
【００６２】
図７は、本実施の形態におけるインバータ装置のθ＝１７０度付近でのＰＷＭ手段の動作波形図を示しており、（ア）（イ）（ウ）（エ）（オ）は、すべて図６と同様の信号の波形が示されている。
【００６３】
図８は、本実施の形態におけるインバータ装置のθ＝１５０度付近でのＰＷＭシフト手段およびアナログ回路の動作波形図を示している。
【００６４】
（ア）はＵ相の分の３相電圧演算手段５８であるが、ＰＷＭシフト手段５０によるシフトは行われないため、最終的にＰＷＭシフト手段５０からも同じ信号が出力されるものとなる。
【００６５】
（イ）はＰＷＭシフト手段５０によって前方にシフトされた波形Ｖｓである。
【００６６】
（ウ）には、一番上の実線としてアナログ回路４７の出力電圧Ｖｏｕｔ、階段状の実線はシャント抵抗４５の電圧波形Ｖｉｎ、一点鎖線は、Ｖｉｎを１０倍に増幅した場合の電圧波形を示す。
【００６７】
図９は、同様に、本実施の形態におけるインバータ装置のθ＝１７０度付近でのＰＷＭシフト手段およびアナログ回路の動作波形図を、（ア）（イ）（ウ）に示している。
【００６８】
図８と図９のいずれにおいても、３相の内ではＵ相電流が最も大となる位相であるが、シャント抵抗４５にＵ相の電流が流れる条件は、（ア）と（イ）に示す波形の中で、Ｕ相のみハイで、Ｖ相とＷ相がロー（Ｗ相に関しては、ベタロー期間となる）であって、図８と図９のＵ＋と示される期間がそれに相当する。
【００６９】
その他の期間として、Ｗ−の期間、Ｖ＋の期間が存在する。
【００７０】
Ｗ−の期間においては、ＵＶが同時にハイとなり、Ｗのみローとなる期間であって、シャント抵抗４５には、Ｗ相の端子から流れ出して来る電流が流れるものとなるが、電流が３相電動機３０に流入する向きをプラスとおくものとし、マイナスの符号を付してＷ−と記している。
【００７１】
Ｖ＋の期間においては、Ｖ相のみハイとなりＵＷが同時にローとなる期間に相当し、シャント抵抗４５には、Ｖ相の端子に流入していく電流が流れるものとなる。
【００７２】
以上の、Ｕ＋、Ｗ−、Ｖ＋の中で、図８、図９の場合には、いずれもＵ＋が最も大きい値となり、アナログ回路４７の反応速度は、下降時Ｔｄｏｗｎよりも上昇時Ｔｕｐにて、より大となる特性を有していることから、一般にピークホールドなどと呼ばれる動作が行われ、その結果シャント抵抗４５に流れる３相（すなわち２相以上）の電流の内の最大値（図８、図９においては、Ｕ相電流）に対応した値を出力するものとなる。
【００７３】
ちなみに、ＰＷＭシフト手段５０のシフト動作がない場合には、図８の条件においては、Ｕ相とＶ相がほぼ同時にターンオンとターンオフのエッジを持つことになることから、Ｕ＋の期間がほぼ零となり、アナログ回路４７がいかに高速ピークホールド動作をもつものとしても、Ｕ＋の電流に対応するシャント抵抗５０の端子電圧を拾うことは困難となり、最大の電流に対応した値をＶｏｕｔとして出力することが困難となる。
【００７４】
さらに、図９の条件においては、ＰＷＭシフト手段５０のシフト動作がない場合、Ｕ＋の期間、すなわちＵ相のみがハイとなる期間は、存在しなくなり、３相電流の内の最大電流を拾うことができないものとなる。
【００７５】
本実施の形態により、ＰＷＭシフト手段５０が、シフト動作を行うことにより、図８、図９の条件とも、Ｕ＋の期間を確保することができるので、アナログ回路４７のピークホールド動作により、３相の内の最大電流をシャント抵抗４５から検出してＶｏｕｔに出力することができるものであり、特に電流位相が電圧に対して６０度以上遅れた場合、逆に６０度以上進んだ場合などにおいても、アナログ回路５０からの出力を、３相の最大電流を良好に捉えられたものとして出力させることができる。
【００７６】
なお、ＰＷＭシフト手段５０におけるシフトの仕方として、本実施の形態では、最高の電圧を出力する相のみ、前方、すなわち時間を進める方向で、立ち下がりエッジがちょうどキャリアのボトム点Ｚｃと合致させるようにしているが、これ以外のシフト方法でもかまわず、例えば１つの相は前方、他の相は後方へシフトさせる、あるいはシフトする値に制限を加えるなど、さまざまなものが設計でき、要するに３相の内の少なくとも１相のＰＷＭ出力を時間的にいくらかでも前後に変化させるものであれば、アナログ回路４７による電流検知は、最大電流を拾う上で、性能向上が可能となる方向であり、有効に作用するものとなる。
【００７７】
また、具体的にＰＷＭシフト手段５０を実現する手段としては、シフト量に相当するカウンタを設定し、入力されたパルス（シフト前）のエッジから、同カウンタでのクロック信号のカウントを行って立ち下がりと立ち上がりのエッジをシフトする方法や、シフトしたい相の分だけキャリア波を前後にシフトさせ、他の相とは異なるキャリア波でのＰＷＭを行う方法、またはキャリア波はそのままであるが、比較する値の方をキャリアの傾斜に応じてシフトしたい値に相当する所定値をプラス／マイナスする方法など、様々なものがあり得るが、いずれでもかまわない。
【００７８】
図１０は、本実施の形態におけるインバータ装置のｄｑ平面上での電流ベクトル図を示している。
【００７９】
本実施の形態においては、駆動回路４６が、アナログ回路４７の出力Ｖｏｕｔが第１の所定値よりも高い場合、Ｖｏｕｔが第１の所定値以下に収まるようにＰＷＭ手段５２を負帰還制御するものとなっている結果、電流のピーク値、すなわち３相電動機３０に流れる電流のベクトルＩａは、その大きさがほぼ一定に保たれるものとなり、ｄｑ平面上では一点鎖線で示す円となる。
【００８０】
３相電動機３０の負荷トルクにほぼ比例して、トルク電流成分Ｉｑ１が定まれば、直線
Ｌとの交点Ｐ点が動作点として定まるものになり、負荷トルクの変動に対する安定性確保などを考え、Ｉａ値をＩｑ１に対して若干大きめに設定しておけば、正弦波で位置検知用のセンサなどがない比較的簡単な構成のインバータ装置が実現できるものとなる。
【００８１】
さらに、本実施の形態においては、駆動回路４６は、シャント抵抗４５の電圧が第２の所定値よりも高い場合、過電流検知回路７５の動作によって、３相電動機３０への電流の供給を遮断するものとなっている。
【００８２】
ここで、上記のＩａが一定に制御されている状態においては、シャント抵抗４５の電圧の大きさは、第２の所定値を越えることがない様に設定されているため過電流検知回路７５からの過電流信号は発生しないが、例えば急に大きな負荷トルクがかかって脱調した場合などには、過渡的に大きな電流が流れることもあり、３相電動機３０の減磁の保護、機械的構造への過剰なトルクの防止、インバータ回路３７内の各スイッチング素子を過電流から保護するためなどの電流遮断の動作がなされるものとなる。
【００８３】
（実施の形態２）
図１１は、本発明の第２の実施の形態におけるインバータ装置の回路図である。
【００８４】
本実施の形態においては、第１の実施の形態で用いたアナログ回路４７の代わりとなるアナログ回路９０を設けたものとなっており、その他の部分の構成については、第１の実施の形態と全く同等の構成となっている。
【００８５】
図１１において、アナログ回路９０は、ＯＰアンプ９１、抵抗９２、９３、９４、ダイオード９５、コンデンサ９６によって構成されており、本実施の形態においてもシャント抵抗４５からの入力電圧Ｖｉｎに対して、ほぼそのピーク値に相当する電圧に所定の増幅率を乗じた電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして得るものとなっている。
【００８６】
なお、本実施の形態における増幅率は、抵抗９２と抵抗９３の和を、抵抗９２で除した値となる。
【００８７】
また、コンデンサ９６の充電経路としては、ＯＰアンプ９１からダイオード９５を通しるものとなり、放電経路としては、抵抗９４とともに抵抗９２、９３の直列回路も存在するものとなる。
【００８８】
よって、抵抗９２、９３が小さい場合には、放電の時定数が短くなってしまう傾向があるが、抵抗９２、９３の和を程度な値とすることによって、抵抗９４がなくても設計も可能となる可能性もある。
【００８９】
ピークのホールド動作が行われている間は、ダイオード９５が逆阻止状態となり、ＯＰアンプ９１の出力電位は、零付近にまで沈み込むことから、次のピークへの対応は若干反応に時間がかかる傾向はあるが、増幅率が比較的小さく出力電圧Ｖｏｕｔの値が低くて良い場合、またＯＰアンプ１が十分高速のものが使用できる場合などにおいては、問題となることはなく、第１の実施の形態と比較して、部品点数が少なく、低コストの構成が実現できるものとなる。
【００９０】
（実施の形態３）
図１２は、本発明の第３の実施の形態における一般にドラム式の洗濯乾燥機と呼ばれる洗濯から乾燥までを自動で行うことができるインバータ装置の断面図である。
【００９１】
図１２において、筐体１００内に、ドラムなどと呼ばれる回転自在の洗濯槽１０１を設
け、ドラム電動機１０２がドラム制御回路１０３によって回転制御されることにより、ドラム軸１０４を介して駆動するものとなっている。
【００９２】
２つの軸受け１０５、１０６が洗濯槽１０１とドラム電動機１０２間のドラム軸１０４に設けられている。
【００９３】
洗濯槽１０１は、受け筒１１０の中に設けられており、水１１１および衣類１１２を内部に収納するものとなっており、前から衣類１１２を出し入れするための蓋１１３、水が漏れないようにしつつ、運転中の振動を吸収するゴム製のパッキング１１４が備わっている。
【００９４】
洗濯する際に、インバータ装置内に水を引き込むための給水手段１２０は、Ａ端を水道管に接続した給水ホース１２１、給水弁１２２、給水弁の開閉を制御する給水弁制御回路１２３によって構成したものを設けており、排水手段１２６が、排水弁１２７、排水ホース１２８、排水弁の開閉を制御する排水弁制御回路１２９によって構成されている。
【００９５】
乾燥時に、衣類１１２に空気を送る送風手段１３１を有し、送風手段１３１は、送風ファン１３２、通風路１３３、１３４により構成され、３相電動機１３５は、送風手段１３１の送風ファン１３２を回転駆動し、通風路１３３、１３４を通じて衣類１１２に空気を循環させることにより、乾燥がなさせるものとなっている。
【００９６】
なお、空気の循環経路に電熱式のヒータ、あるいはヒートポンプを用いた除湿器などを設けることもでき、その場合には乾燥性能として高いものが得られる。
【００９７】
また洗濯槽１０１には、Ｂ端を風呂に浸けた風呂水ホース１４０、風呂水ポンプ１４１が設けられており、洗濯槽１０１内に洗濯のために風呂水が給水される構成となっていて、風呂水ポンプ１４１を駆動する３相電動機１４２が設けられている。
【００９８】
さらに、洗濯槽１０１内の水１１１を循環させる循環ポンプ１４５が設けられており、洗濯時に循環ポンプ１４５を駆動する３相電動機１４６が回転することにより、洗剤を含んだ洗浄水が、洗濯槽１０１内を循環することにより、効果的な洗浄が行われるものとなっている。
【００９９】
本実施の形態においては、３つの３相電動機１３５、１４２、１４６に関して、２個以上を同時に運転することがないシーケンスで制御がなされるものとなっていることから、リレーを用いた電動機切換回路１５０を設け、インバータ回路１５１の出力の切換を行い、必要な３相電動機へと接続がなされる合理的な構成を用いている。
【０１００】
なお、電動機切換回路１５０は、３相３線の内の２線に関しての切換を行えばよく、他の１線は、始終接続されたままという構成で、なんら不具合は発生しないことから、リレー素子数は、削減されたものとすることができる。
【０１０１】
インバータ回路１５１は、直流電源１５２から２８０Ｖ程度の直流電圧の供給を受け、直流電源１５２のマイナス端子とインバータ回路１５１の間に設けたシャント抵抗１５３、およびアナログ回路１５４、駆動回路１５５、過電流検知回路１５６を設けている部分に関しては、第１の実施の形態で説明したインバータ装置と全く同等のもので構成されている。
【０１０２】
一方、ドラム電動機１０２を駆動するドラム制御回路１０３についても、別途３相６石のインバータ回路の構成を用いており、直流電源１５２からの直流電圧の供給を受けるも
のとなっており、直流電源１５２が共通に使用される構成となっている。
【０１０３】
なお、直流電源１５２は、その他の負荷と併せて、１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電源１５９から交流電圧の供給を受けるものとなっている。
【０１０４】
以上の構成により、本実施の形態のインバータ装置は、順次切り替えて駆動される３個の３相電動機１３５、１４２、１４６に対して、１個のインバータ回路１５１で済ませるとともに、シャント抵抗１５３、アナログ回路１５４、駆動回路１５５にあっても、３個の３相電動機すべての駆動に共用することができる、極めて合理的な構成とすることが可能となり、その上で、正弦波駆動に必要な電流検知が十分に行えるという優れたインバータ装置が実現できるものとなる。
【０１０５】
特に、洗濯槽１０１や送風ファン１３２を有する構成のものに３相電動機を取り付けた構成の場合、洗濯槽１０１などに共鳴して発生する騒音が問題となる場合が多く、キャリア周波数としては、可聴周波数の上限に近い、例えば１５．６２５ｋＨｚ（６４μｓ周期）という程度のかなり高周波のものを使用することが騒音防止の観点から有効となる。
【０１０６】
洗濯乾燥機のような複数の３相電動機をインバータで駆動する場合、キャリア周波数を同一周波数とするなど、干渉による騒音を防ぐこと、また構成を簡単にすることが有利になり、例えば全て１５．６２５ｋＨｚの単一周波数とするなどすれば、合理的である。
【０１０７】
このようにキャリア周波数を高に周波数とする場合は、シャント抵抗４５に最大電流相の電流が流れる時間がどうしても短いものとなり、アナログ回路４７でのピークホールド動作を精度良く行わせる設計が困難なものとなる傾向があるが、本実施の形態に示しているようにＰＷＭシフト手段５０を用いた上で、アナログ回路４７を組み合わせることにより、高いキャリア周波数を用いた低騒音を実現しつつ、アナログ回路４７の出力として、最大電流に良く対応した出力Ｖｏｕｔを得ることができ、それを受ける駆動回路４６として一般に良く用いられるＡＤ変換器を持ったマイクロコンピュータなどについても、アナログ回路４７の出力電圧が馴らされた波形となることから、検知のタイミング、変換速度などにも制限が少ないので、低コストのものを使用することができるものとなる効果も大きい。
【産業上の利用可能性】
【０１０８】
以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、３相電動機の電流検出に用いるシャント抵抗の数を減らしながら、モータの正弦波駆動に必要な電流検知が十分に行うことができ、部品点数が少なく、低コストのインバータ装置を提供できるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【０１０９】
【図１】本発明の実施の形態１におけるインバータ装置の回路図
【図２】同、インバータ装置のＰＷＭ手段の入力信号波形図
【図３】同、インバータ装置の出力電圧（相電圧）波形図
【図４】同、インバータ装置の遅れ力率角６０度での線電流波形図
【図５】同、インバータ装置のθ＝１３０度付近でのＰＷＭ手段の動作波形図
【図６】同、インバータ装置のθ＝１５０度付近でのＰＷＭ手段の動作波形図
【図７】同、インバータ装置のθ＝１７０度付近でのＰＷＭ手段の動作波形図
【図８】同、インバータ装置のθ＝１５０度付近でのＰＷＭシフト手段およびアナログ回路の動作波形図
【図９】同、インバータ装置のθ＝１７０度付近でのＰＷＭシフト手段およびアナログ回路の動作波形図
【図１０】同、インバータ装置のｄｑ平面上での電流ベクトル図
【図１１】本発明の実施の形態２におけるインバータ装置のアナログ回路の回路図
【図１２】本発明の実施の形態３におけるインバータ装置の断面図
【図１３】従来の技術におけるインバータ装置の回路図
【符号の説明】
【０１１０】
３０、１３５、１４２、１４６  ３相電動機
３１、３２、３３、３４、３５、３６  スイッチング素子
３７、１５１  インバータ回路
３８、１５２  直流電源
４５、１５３  シャント抵抗
４６、１５５  駆動回路
４７、９０、１５４  アナログ回路
４８  キャリア波発生手段
５０  ＰＷＭシフト手段
５２  ＰＷＭ手段
１０１  洗濯槽
１３１  送風手段
１３２  送風ファン
１４１  風呂水ポンプ
１４５  循環ポンプ
【図１】
2010063295.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2010063295.tif 000009
【図８】
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【図９】
2010063295.tif 000011
【図１０】
2010063295.tif 000012
【図１１】
2010063295.tif 000013
【図１２】
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【図１３】
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