(57)【要約】【課題】ミリ波帯において、安定して動作するとともに、高利得または高出力なミリ波デバイスを実現することができるカスコード回路を提供することにある。【解決手段】２つのトランジスタが縦続接続されたカスコード回路であって、ソースが接地されたＨＥＭＴ１と、ソースがＨＥＭＴ１のドレインに接続されたＨＥＭＴ２と、ＨＥＭＴ２のゲートに接続され、反射利得を抑制する反射利得抑制抵抗３と、反射利得抑制抵抗３のＨＥＭＴ２と反対側に接続され、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するオープンスタブ４とを備えたものである。【選択図】図１
2010068261.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのトランジスタが縦続接続されたカスコード回路であって、
ソースまたはエミッタが接地された第１トランジスタと、
ソースまたはエミッタが前記第１トランジスタのドレインまたはコレクタに接続された第２トランジスタと、
前記第２トランジスタのゲートまたはベースに接続され、入力された信号を改善して出力する信号改善回路と、
前記信号改善回路の前記第２トランジスタと反対側に接続され、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するフィルタ回路と
を備えたことを特徴とするカスコード回路。
【請求項２】
前記フィルタ回路は、インダクタとキャパシタとを直列に接続した直列共振回路であることを特徴とする請求項１に記載のカスコード回路。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、オープンスタブであることを特徴とする請求項１に記載のカスコード回路。
【請求項４】
前記オープンスタブは、前記所定周波数に対してほぼ１／４波長の長さを有することを特徴とする請求項３に記載のカスコード回路。
【請求項５】
前記オープンスタブは、ＭＥＭＳスイッチを用いて長さ調整が可能な可変長スタブであることを特徴とする請求項３または請求項４に記載のカスコード回路。
【請求項６】
前記フィルタ回路は、ショートスタブであることを特徴とする請求項１に記載のカスコード回路。
【請求項７】
前記ショートスタブは、前記所定周波数に対してほぼ１／２波長の長さを有することを特徴とする請求項６に記載のカスコード回路。
【請求項８】
前記オープンスタブまたは前記ショートスタブは複数接続され、
使用する前記オープンスタブまたは前記ショートスタブを切り替える切り替えスイッチをさらに備えたことを特徴とする請求項３から請求項７までの何れか１項に記載のカスコード回路。
【請求項９】
前記第２トランジスタを多段化したことを特徴とする請求項１から請求項８までの何れか１項に記載のカスコード回路。
【請求項１０】
前記第１トランジスタおよび前記第２トランジスタとして、デュアルゲートＨＥＭＴを用いたことを特徴とする請求項１から請求項８までの何れか１項に記載のカスコード回路。
【請求項１１】
アノードが接地され、前記第２トランジスタのゲートまたはベースにカソードが接続された第１ダイオードと、
前記第２トランジスタのゲートまたはベースにアノードが接続され、前記第２トランジスタのドレインまたはコレクタにカソードが接続された第２ダイオードと
をさらに備えたことを特徴とする請求項１から請求項１０までの何れか１項に記載のカスコード回路。
【請求項１２】
前記信号改善回路は、反射利得を抑制する抵抗であることを特徴とする請求項１から請求項１１までの何れか１項に記載のカスコード回路。
【請求項１３】
前記信号改善回路は、入力された信号の位相を所望の位相に調整する位相調整線路であることを特徴とする請求項１から請求項１１までの何れか１項に記載のカスコード回路。
【請求項１４】
前記位相調整線路の前記第２トランジスタと反対側に接続され、前記所定周波数のｎ倍波（ｎは２以上の整数）に対してほぼ１／４波長の長さを有するｎ倍波用オープンスタブをさらに備えたことを特徴とする請求項１３に記載のカスコード回路。
【請求項１５】
前記位相調整線路の前記第２トランジスタと反対側に接続され、前記所定周波数のｎ倍波（ｎは２以上の整数）に対してほぼ１／２波長の長さを有するｎ倍波用ショートスタブをさらに備えたことを特徴とする請求項１３に記載のカスコード回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ミリ波帯で使用されるカスコード回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、６０ＧＨｚ帯ＷＰＡＮ（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）や７６ＧＨｚ帯ミリ波レーダ等、ミリ波帯の電波を利用するアプリケーションが増加している。これに伴って、ミリ波デバイスには、高利得化や高出力化が要求されている。
電力利得を高めるための一般的な方法として、トランジスタをカスコード接続することが知られている。カスコード接続とは、ソース接地トランジスタのドレインに、ゲート接地トランジスタを接続することであり、構成された回路はカスコード回路と称される。
【０００３】
以下、図面を参照しながら、一般的な従来のカスコード回路について説明する。
図２４は、従来のカスコード回路を示す回路図である。
図２４において、ソース接地された第１トランジスタ５１のドレインには、ゲート接地された第２トランジスタ５２のソースが接続されている。また、高周波信号を接地するために、第２トランジスタ５２のゲートは、ＭＩＭキャパシタ５３を介して接地されている。また、第１トランジスタのゲートには、入力端子が接続され、第２トランジスタのドレインには、出力端子が接続されている。
【０００４】
なお、図２４のカスコード回路では、トランジスタとして高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いて説明するが、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ：Ｈｅｔｅｒｏ−ｊｕｎｃｔｉｏｎ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等を用いても同様のことがいえる。この場合には、エミッタ接地トランジスタのコレクタに、ベース接地トランジスタを接続することになる。以下、ＨＥＭＴのドレイン、ゲート、ソースと、ＨＢＴのコレクタ、ベース、エミッタとは、それぞれ置き換えて解釈することができるものとする。
【０００５】
上述したように、第２トランジスタ５２のゲートにおける高周波信号は、ＭＩＭキャパシタ５３を介して接地される。しかしながら、ミリ波帯においては、ＭＩＭキャパシタ５３への接続配線のインダクタンスや、ビアホールの寄生インダクタンスを無視することができない。そのため、所望周波数における高周波信号は、寄生成分を介して短絡されることになる。したがって、ミリ波帯では、トランジスタをカスコード接続しても、利得を十分に向上させることができないという問題点があった。
【０００６】
ここで、例として、エミッタ接地された単体のＨＢＴと、カスコード接続されたＨＢＴとにおける、最大有能電力利得（ＭＡＧ：Ｍａｘｉｍｕｍ  Ａｖａｉｌａｂｌｅ  Ｇａｉｎ）の周波数特性を、図２５に示す。
図２５において、例えば１０ＧＨｚ等のマイクロ波帯では、ＨＢＴをカスコード接続することにより、電力利得が単体のＨＢＴよりも約１０ｄＢ程度増加している。しかしながら、ミリ波帯においては、周波数が上がるにつれて、カスコード接続されたＨＢＴと単体のＨＢＴとの電力利得の差は減少しており、特に６０ＧＨｚ帯や７６ＧＨｚ帯等の高周波帯では、カスコード回路としても十分な利得を得ることができない。
【０００７】
なお、電力利得を高めるための別の方法として、単体のトランジスタを連続的に直列接続して利得を稼ぐことが考えられる。しかしながら、この場合には、トランジスタや周辺回路の増加に伴って、チップ面積が増加するとともに、コストが増加するという問題点があった。
【０００８】
そこで、上記の問題点を解決するものとして、例えば以下のものが挙げられる。
特許文献１に記載のカスコード回路では、図２６に示すように、第１トランジスタ５１と第２トランジスタ５２とがカスコード接続され、第２トランジスタ５２のゲートには、動作周波数のほぼ１／４波長の長さを有するオープンスタブ５４が接続されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００９】
このとき、第２トランジスタ５２のゲートは、動作周波数において、オープンスタブ５４により高周波的に接地されるので、ゲートの近傍にＭＩＭキャパシタやビアホールを形成して接地する場合と比較して寄生成分の影響が少なく、良好な接地が可能となる。
そのため、動作周波数において、ＭＩＭキャパシタやビアホールにより接地した場合よりも、電力利得を向上させることができる。
【００１０】
【特許文献１】特開２００２−３５９５３０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、従来技術には、次のような問題点があった。
特許文献１に示された従来のカスコード回路では、出力側で反射利得が発生する。
ここで、例として、単体のＨＥＭＴと、第２トランジスタのゲートをＭＩＭキャパシタで接地したカスコード回路（図２４参照）と、特許文献１に示された第２トランジスタのゲートをオープンスタブで接地したカスコード回路（図２６参照）とにおける、出力側の反射特性の周波数特性を、図２７に示す。
【００１２】
図２７において、ＭＩＭキャパシタで接地したカスコード回路では、約２０〜９０ＧＨｚの周波数帯域で反射利得を有している。また、オープンスタブで接地したカスコード回路では、約７０ＧＨｚ以上の周波数帯域で反射利得を有している。
カスコード回路が反射利得を有している場合には、不要発振が起こり、このカスコード回路を例えば増幅器に適用した際に、安定して正常に動作しない恐れがあるという問題点があった。
また、このカスコード回路を例えば発振器に適用した際に、十分な出力を得ることができない恐れがあるという問題点があった。
【００１３】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ミリ波帯において、安定して動作するとともに、高利得または高出力なミリ波デバイスを実現することができるカスコード回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明に係るカスコード回路は、２つのトランジスタが縦続接続されたカスコード回路であって、ソースまたはエミッタが接地された第１トランジスタと、ソースまたはエミッタが第１トランジスタのドレインまたはコレクタに接続された第２トランジスタと、第２トランジスタのゲートまたはベースに接続され、入力された信号を改善して出力する信号改善回路と、信号改善回路の第２トランジスタと反対側に接続され、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するフィルタ回路とを備えたものである。
【発明の効果】
【００１５】
この発明のカスコード回路によれば、２つのトランジスタがカスコード接続され、第２トランジスタのゲートまたはベースには、信号改善回路が接続され、信号改善回路の第２トランジスタと反対側には、フィルタ回路が接続されている。ここで、信号改善回路は、入力された信号を改善して出力する。
そのため、このカスコード回路を用いることにより、ミリ波帯において、安定して動作するとともに、高利得または高出力なミリ波デバイスを実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、この発明の各実施の形態について図に基づいて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。
【００１７】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るカスコード回路を示す回路図である。なお、このカスコード回路は、７６ＧＨｚ（所定周波数）においてＭＡＧが最適化するように構成されている。
図１において、ソース接地されたＨＥＭＴ１（第１トランジスタ）のドレインには、ゲート接地されたＨＥＭＴ２（第２トランジスタ）のソースが接続されている。すなわち、ＨＥＭＴ１とＨＥＭＴ２とは、カスコード接続されている。また、ＨＥＭＴ１のゲートには、入力端子が接続され、ＨＥＭＴ２のドレインには、出力端子が接続されている。
【００１８】
また、ＨＥＭＴ２のゲートには、反射利得を抑制するための反射利得抑制抵抗３（信号改善回路）が接続されている。また、反射利得抑制抵抗３のＨＥＭＴ２と反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するオープンスタブ４（フィルタ回路）が接続されている。ここで、オープンスタブ４の長さは、使用する所定周波数の高周波信号の１／４波長（λ／４）よりも短い長さに設定されている。
また、ＨＥＭＴ１のソースとＨＥＭＴ２のゲートとの間、およびＨＥＭＴ２のゲートとＨＥＭＴ２のドレインとの間には、ＨＥＭＴ２のゲート電圧を設定するための分圧抵抗５、６が接続されている。
【００１９】
続いて、上記構成のカスコード回路において、反射利得抑制抵抗３の抵抗値をパラメータとして変化させた場合のＭＡＧおよび反射特性の周波数特性について説明する。
図２は、図１に示したカスコード回路におけるＭＡＧの周波数特性を、単体のＨＥＭＴと比較して示す説明図である。また、図３は、図１に示したカスコード回路における出力側の反射特性の周波数特性を示す説明図である。
【００２０】
図２および図３において、反射利得抑制抵抗３の抵抗値が０Ωの場合には、ＭＡＧは最も高くなっているが、反射利得が発生し、回路が不安定になっている。また、反射利得抑制抵抗３の抵抗値が４０Ωの場合には、反射利得は発生しないものの、７６ＧＨｚ近傍において、単体のＨＥＭＴよりもＭＡＧが低くなっており、カスコード回路のメリットを活かせていない。ここで、反射利得抑制抵抗３の抵抗値が２０Ωの場合には、反射利得が発生せず、かつ７６ＧＨｚ近傍において単体のＨＥＭＴよりもＭＡＧが高くなっている。
したがって、反射利得抑制抵抗３の抵抗値を２０Ω近傍の値に設定することにより、反射利得を抑制するとともに、十分なＭＡＧを得ることができる。
【００２１】
また、オープンスタブ４の長さをλ／４よりも短く設定したことにより、反射利得抑制抵抗３によるＭＡＧの低下を抑制すること、すなわち、図２に示したＡ点を所定周波数よりも高周波側にシフトすることができる。
なお、オープンスタブ４の長さは、使用する所定周波数の高周波信号の１／４波長であってもよい。
【００２２】
また、図２および図３より、約６５ＧＨｚ以下の周波数帯域においては、カスコード回路の方が単体のＨＥＭＴよりも高いＭＡＧを有し、かつ反射利得が抑制されている。
そのため、例えば３０ＧＨｚ帯で用いられる増幅器において、オープンスタブの長さを、必ずしも３０ＧＨｚ帯でのλ／４にする必要はない。すなわち、単体のＨＥＭＴよりもＭＡＧが高く、かつ反射利得が抑制されていれば、オープンスタブの長さは、所定周波数の高周波信号のλ／４よりも短い長さに設定されてよい。
【００２３】
この発明の実施の形態１に係るカスコード回路によれば、第１トランジスタと第２トランジスタとがカスコード接続され、第２トランジスタのゲートに、反射利得を抑制する抵抗が接続されている。また、抵抗の第２トランジスタと反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するオープンスタブが接続されている。
そのため、簡易な回路構成で、反射利得を抑制し、ミリ波帯におけるＭＡＧを向上させたカスコード回路を得ることができる。また、個々のトランジスタのＭＡＧが十分に高くない場合であっても、カスコード接続することにより、ＭＡＧを向上させることができる。
また、このカスコード回路を用いることにより、ミリ波帯において、安定して動作するとともに、高利得なミリ波デバイスを実現することができる。
【００２４】
また、回路構成が簡易なので、チップ面積を増加させることなく、コストの増加を防止することができる。
また、ＭＡＧの周波数帯域は、ウェハ面内のばらつきの大きいキャパシタ容量ではなく、スタブの長さによって決定されるので、カスコード回路の特性のばらつきを抑制して、歩留まりを向上させることができる。
【００２５】
なお、上記実施の形態１では、シングルゲートＨＥＭＴ（ＨＥＭＴ１、２）をカスコード接続してカスコード回路を構成したが、これに限定されない。例えば、ＨＥＭＴプロセスの場合には、ソース接地ＨＥＭＴとゲート接地ＨＥＭＴとのカスコード接続と等価であるデュアルゲートＨＥＭＴを用いてもよい。
この場合には、チップ面積を縮小することができる。
【００２６】
また、上記実施の形態１では、１組のＨＥＭＴ１とＨＥＭＴ２とをカスコード接続したが、これに限定されず、ＨＥＭＴ１に対して、ＨＥＭＴ２を多段化して接続してもよい。このとき、多段化する方法として、あるＨＥＭＴのドレインに他のＨＥＭＴのソースを順次直列に接続する方法と、あるＨＥＭＴのドレインに複数のＨＥＭＴのソースを並列に接続する方法とが考えられる。
これらの場合には、利得や出力をさらに向上させることができる。
【００２７】
また、上記実施の形態１では、１本のオープンスタブ４のみを用いたが、これに限定されず、図４に示されたカスコード回路のように、使用する周波数帯毎に複数のオープンスタブを設け、切り替えスイッチ４１を用いてスタブを切り替えてもよい。また、オープンスタブ４の代わりに、図５に示すようなＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ  Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ、微小機械電気素子）スイッチ４２により長さ調整が可能な可変長スタブを用いて、使用する周波数帯を切り替えてもよい。
これらの場合には、スタブ長に対応した所望の帯域のみＭＡＧを増加させることができるので、不要帯域の利得を容易に低減することができる。
また、従来、複数の周波数帯を使用するマルチバンドシステムでは、各々の帯域でトランジスタが必要であったが、切り替えスイッチ４１または可変長スタブを用いて周波数帯を切り替えることにより、マルチバンド化された場合であっても、１組のカスコード回路にて各帯域での動作が可能となる。そのため、必要なトランジスタの数が低減され、コストダウンを実現することができる。
【００２８】
また、上記実施の形態１では、所定周波数の信号を短絡するフィルタ回路としてオープンスタブ４を用いたが、これに限定されない。例えば、インダクタとキャパシタとが直列接続され、所定周波数で共振するように構成された直列共振回路を用いてもよいし、所定周波数の高周波信号の１／２波長の長さを有するショートスタブであってもよい。
この場合も、上記実施の形態１と同様の効果を奏することができる。
【００２９】
実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２に係る増幅器を示す回路図である。なお、この増幅器は、７６ＧＨｚ（所定周波数）において利得が最大になるように構成されている。
図６において、ＨＥＭＴ１とＨＥＭＴ２とは、カスコード接続されている。また、ＨＥＭＴ１のゲートには、入力端子が接続され、ＨＥＭＴ２のドレインには、出力端子が接続されている。
【００３０】
また、ＨＥＭＴ２のゲートには、反射利得を抑制するための反射利得抑制抵抗３が接続されている。また、ＨＥＭＴ１のソースとＨＥＭＴ２のゲートとの間、およびＨＥＭＴ２のゲートとＨＥＭＴ２のドレインとの間には、ＨＥＭＴ２のゲート電圧を設定するための分圧抵抗５、６が接続されている。
【００３１】
また、反射利得抑制抵抗３のＨＥＭＴ２と反対側には、図１に示した直線型のオープンスタブ４に代えて、扇形のラジアルスタブ７が接続されている。ラジアルスタブ７は、オープンスタブ４と同様に、所定周波数の高周波信号が接続点でほぼ短絡される長さに設定されている。また、ラジアルスタブ７を用いることにより、接続点において、広帯域に高周波信号を短絡させることができる。
【００３２】
また、ＨＥＭＴ１のゲートと入力端子との間には、ゲートバイアス回路８、およびイコライザ９や結合線路１０等の整合回路が接続されている。また、ＨＥＭＴ２のドレインと出力端子との間には、ドレインバイアス回路１１、およびイコライザ１２や結合線路１３等の整合回路が接続されている。
【００３３】
ゲートバイアス回路８は、抵抗と、伝送線路と、キャパシタと、ゲートバイアス端子とから構成されており、ゲートバイアスを供給するとともに、回路動作の安定化を図っている。
ドレインバイアス回路１１は、所定周波数の高周波信号のλ／４の長さを有するショートスタブと、キャパシタと、ドレインバイアス端子とから構成されており、ドレインバイアスを供給するとともに、所定周波数の高周波信号以外の信号をカットする。
【００３４】
また、結合線路１０、１３は、直流信号および低周波領域の信号をカットする。また、イコライザ９、１２は、結合線路１０、１３でカットしきれない帯域の利得を低下させるとともに、回路動作の安定化を図っている。
【００３５】
上記構成の増幅器において、入力端子に入力された信号は、増幅されて出力端子から出力される。
続いて、この増幅器における利得および反射特性の周波数特性について説明する。
図７は、図６に示した増幅器における利得の周波数特性を示す説明図である。また、図８は、図６に示した増幅器における入力側および出力側の反射特性の周波数特性を示す説明図である。
図７および図８より、所定周波数である７６ＧＨｚにおいて、反射利得が抑制されるとともに、１０ｄＢ程度の高い利得を得られることが分かる。
【００３６】
この発明の実施の形態２に係る増幅器によれば、第１トランジスタと第２トランジスタとがカスコード接続され、第２トランジスタのゲートに、反射利得を抑制する抵抗が接続されている。また、抵抗の第２トランジスタと反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するラジアルスタブが接続されている。
そのため、ミリ波帯において反射利得を抑制し、高利得な増幅器を得ることができる。
【００３７】
実施の形態３．
図９は、この発明の実施の形態３に係る増幅器を示す回路図である。なお、この増幅器は、広帯域にわたって使用可能な広帯域増幅器として構成されている。
図９において、ＨＥＭＴ１とＨＥＭＴ２とは、カスコード接続されている。また、ＨＥＭＴ１のゲートには、入力端子が接続され、ＨＥＭＴ２のドレインには、出力端子が接続されている。
【００３８】
また、ＨＥＭＴ２のゲートには、反射利得を抑制するための反射利得抑制抵抗３が接続されている。また、反射利得抑制抵抗３のＨＥＭＴ２と反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するオープンスタブ４が接続されている。ここで、オープンスタブ４の長さは、使用する所定周波数（例えば、７６ＧＨｚ）の高周波信号の１／４波長（λ／４）よりも短い長さに設定されている。
【００３９】
また、ＨＥＭＴ１のソースとＨＥＭＴ２のゲートとの間には、図１に示した分圧抵抗５に代えて、アノードが接地され、カソードがＨＥＭＴ２のゲートに接続された第１ダイオード１４が接続されている。また、ＨＥＭＴ２のゲートとＨＥＭＴ２のドレインとの間には、図１に示した分圧抵抗６に代えて、アノードがＨＥＭＴ２のゲートに接続され、カソードがＨＥＭＴ２のドレインに接続された第２ダイオード１５が接続されている。
【００４０】
第１ダイオード１４および第２ダイオード１５には、それぞれ逆バイアスの電圧が印加されるので、第１ダイオード１４および第２ダイオード１５を高抵抗値の抵抗とみなすことができる。ここで、分圧抵抗としては、通常数ｋΩオーダーの抵抗値が必要となるが、一般的なガリウムヒ素（ＧａＡｓ）ウェハで得られるエピ抵抗を用いると、その抵抗の長さは、数１００μｍオーダーとなる。
【００４１】
一方、ＨＥＭＴのショットキーゲートを用いてダイオードを構成する場合には、ＨＥＭＴのドレインとソースとを短絡するのみでダイオードを得ることができる。
そこで、ショットキーダイオードを分圧抵抗として用いることにより、チップ面積を縮小することができる。
なお、例えばＨＢＴプロセスの場合には、ベース・コレクタ間のＰＮダイオードを分圧抵抗として用いてもよい。
【００４２】
また、ＨＥＭＴ１のゲートと、ＨＥＭＴ２のゲートとの間、およびＨＥＭＴ２のゲートとＨＥＭＴ２のドレインとの間には、増幅器を広帯域にわたって使用可能にするための安定化回路１６、１７が接続されている。安定化回路１６、１７は、それぞれ抵抗とキャパシタとを直列接続して構成されている。
【００４３】
また、ＨＥＭＴ１のゲートと入力端子との間には、ゲートバイアス回路８、およびキャパシタ１８等の整合回路が接続されている。また、ＨＥＭＴ２のドレインと出力端子との間には、ドレインバイアス回路１１、およびキャパシタ１９等の整合回路が接続されている。
ゲートバイアス回路８およびドレインバイアス回路１１は、図６に示したものと同様の機能を有している。また、キャパシタ１８、１９は、低周波領域の信号をカットする。
【００４４】
上記構成の増幅器において、入力端子に入力された信号は、増幅されて出力端子から出力される。
続いて、この増幅器におけるＭＡＧ、利得および反射特性の周波数特性について説明する。
図１０は、図９に示した増幅器におけるＭＡＧの周波数特性を示す説明図である。また、図１１は、図９に示した増幅器における利得の周波数特性を示す説明図である。また、図１２は、図９に示した増幅器における入力側および出力側の反射特性の周波数特性を示す説明図である。
【００４５】
図１０〜図１２において、オープンスタブ４により、９０ＧＨｚ近傍でＭＡＧが増加している。一方、安定化回路１６、１７により、約３０〜８０ＧＨｚにわたってＭＡＧが平坦になっている。
ここで、ＭＡＧは、３０ＧＨｚ以下や９０ＧＨｚ以上の周波数帯域においても利得を持つ。しかしながら、この増幅器の利得は、キャパシタ１８、１９により３０ＧＨｚ以下の低周波領域の信号がカットされ、フィルタ機能を有するドレインバイアス回路１１により９０ＧＨｚ以上の高周波領域の信号がカットされた結果、図１１に示すような特性となる。
【００４６】
また、図１０〜図１２より、３０〜９０ＧＨｚという３倍帯域を確保できるとともに、この帯域において反射利得が抑制され、ミリ波帯にもかかわらず５ｄＢ以上の高い利得が得られていることが分かる。
一般的に、広帯域増幅器には、プリマッチ回路等の周辺回路が複雑になるが、この増幅器によれば、比較的簡易な回路構成および設計で、広帯域化を実現することができる。
【００４７】
この発明の実施の形態３に係る増幅器によれば、第１トランジスタと第２トランジスタとがカスコード接続され、第２トランジスタのゲートに、反射利得を抑制する抵抗が接続されている。また、抵抗の第２トランジスタと反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するオープンスタブが接続されている。
また、第１トランジスタのゲートと第２トランジスタのゲートとの間、および第２トランジスタのゲートと第２トランジスタのドレインとの間には、安定化回路が接続されている。また、第１トランジスタのゲートと入力端子との間には、ゲートバイアス回路および整合回路が接続され、第２トランジスタのドレインと出力端子との間には、ドレインバイアス回路および整合回路が接続されている。
そのため、ミリ波帯の広帯域にわたって反射利得を抑制し、かつ高利得な増幅器を得ることができる。
【００４８】
実施の形態４．
図１３は、この発明の実施の形態４に係る発振器を示す回路図である。なお、この発振器は、発振信号の２倍波を出力するように構成されている。
図１３において、エミッタ接地されたＨＢＴ２１（第１トランジスタ）のコレクタには、ベース接地されたＨＢＴ２２（第２トランジスタ）のエミッタが接続されている。すなわち、ＨＢＴ２１とＨＢＴ２２とは、カスコード接続されている。また、ＨＢＴ２２のコレクタには、出力端子が接続されている。
【００４９】
また、ＨＢＴ２２のベースには、発振信号の位相を所望の位相に調整する位相調整線路２３（信号改善回路）が接続されている。また、位相調整線路２３のＨＢＴ２２と反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するオープンスタブ２４が接続されている。ここで、オープンスタブ２４の長さは、発振信号の発振周波数（所定周波数）に対して１／４波長（λ／４）の長さに設定されている。なお、必要なら発振信号の高調波に対してλ／４となるオープンスタブをＨＢＴ２２のベースに追加接続してもよい。
【００５０】
また、ＨＢＴ２１のエミッタとＨＢＴ２２のベースとの間、およびＨＢＴ２２のベースとＨＢＴ２２のコレクタとの間には、ＨＢＴ２２のベース電圧を設定するための分圧抵抗２５、２６が接続されている。
また、ＨＢＴ２１のベースには、ベースバイアス回路２７と、第１線路２８と、第１スタブ２９とが接続されている。また、ＨＢＴ２２のコレクタと出力端子との間には、コレクタバイアス回路３０と、第２線路３１と、第２スタブ３２とが接続されている。なお、第１線路２８と第１スタブ２９とで共振回路が構成されている。
また、ＨＢＴ２１のエミッタは、第３線路３３を介して接地されている。
【００５１】
ベースバイアス回路２７およびコレクタバイアス回路３０は、それぞれ図９に示したゲートバイアス回路８およびドレインバイアス回路１１と同様の機能を有している。
第１スタブ２９および第２スタブ３２は、それぞれ発振信号のλ／４の長さを有するショートスタブおよびオープンスタブであり、これらのスタブで発振信号を全反射させることにより、発振を成長させる。
発振信号である基本波は、第２スタブ３２で反射されるので、出力端子から出力されない。また、発振信号の２倍波は、第２スタブ３２に対してオープンになるので、第２スタブ３２には影響されない。これにより、発振信号の２倍波が出力端子から出力される。
【００５２】
また、第１線路２８、第２線路３１および第３線路３３は、反射利得および反射位相を調整するために設けられた線路であり、発振条件を満たすように長さが設定されている。
ここで、図１３のＡ−Ａ面からトランジスタ側（図１３の右側）を見たときのインピーダンスをＺｔｒ、Ａ−Ａ面から共振回路側（図１３の左側）を見たときのインピーダンスをＺｒｅｓとすると、一般的に、次式（１）を満たす周波数範囲で、かつ次式（２）を満たす周波数において、発振条件を満たして発振が起こる。
【００５３】
Ｒｅ（Ｚｔｒ）＋Ｒｅ（Ｚｒｅｓ）＜０  かつ  Ｒｅ（Ｚｔｒ）＜０・・・（１）
Ｉｍ（Ｚｔｒ）＋Ｉｍ（Ｚｒｅｓ）＝０・・・（２）
【００５４】
図１４は、図１３に示した発振器におけるＲｅ（Ｚｔｒ）＋Ｒｅ（Ｚｒｅｓ）の周波数特性を示す説明図である。また、図１５は、図１３に示した発振器におけるＩｍ（Ｚｔｒ）＋Ｉｍ（Ｚｒｅｓ）の周波数特性を示す説明図である。
図１４および図１５において、約２０〜５０ＧＨｚの周波数帯域において式（１）が満たされており、約３８ＧＨｚにおいて式（２）が満たされている。そこで、この実施の形態４の発振器では、約３８ＧＨｚの発振信号が生成される。
【００５５】
続いて、分圧抵抗２５、２６について詳細に説明する。
図１６は、図１３に示した発振器における、分圧抵抗２５と分圧抵抗２６との抵抗比ｋ（ｋ：分圧抵抗２６の抵抗値／分圧抵抗２５の抵抗値）と、出力電力との関係を、発振信号の基本波および２倍波について示す説明図である。
図１６において、基本波については、ｋが０．７の場合に出力電力が最大となるが、２倍波については、ｋが小さくなるほど出力電力が高くなる。そこで、この実施の形態４では、２倍波を取り出すためにｋ＝０．１とする。なお、基本波を取り出す場合には、ｋ＝０．７とすればよい。
【００５６】
次に、位相調整線路２３およびオープンスタブ２４について詳細に説明する。
オープンスタブ２４は、上述したように、発振信号のλ／４の長さを有しており、発振信号をＨＢＴ２２のベースで短絡している。
また、位相調整線路２３は、発振信号の２倍波の出力電力を最適化するために、２倍波の位相を所望の位相に調整する。
【００５７】
図１７は、図１３に示した発振器における、位相調整線路２３の発振周波数（３８ＧＨｚ）での電気長φと、発振信号の２倍波（７６ＧＨｚ）の最大出力電力との関係を示す説明図である。
２倍波の最大出力電力とは、各電気長における最適負荷インピーダンスでの２倍波の出力電力を示している。一例として、図１３に示した発振器において、電気長φが１８°である場合の２倍波の出力電力の等高線図を図１８に示す。図１８より、等高線図のほぼ中心で最大出力電力２１ｄＢｍを得られることが分かる。図１７は、各電気長における等高線図の最大出力電力をプロットしたものである。
【００５８】
図１７より、位相調整線路２３が接続されていない場合（すなわち、φ＝０°の場合）であっても、最大で１５ｄＢｍ程度の高出力を得ることができる。しかしながら、発振信号の２倍波の位相を、ＨＢＴ２２のベースよりも約１５〜２４°ずらすことにより、２倍波の出力電力をさらに高出力化することができる。そこで、この実施の形態４では、電気長φ＝１８°とする。
【００５９】
ここで、図１３に示した発振器における出力電力の高調波分布（発振スペクトル）を図１９に示す。図において、横軸は高調波次数を示しており、１が基本波を示し、２が２倍波を示している。
図１９より、約３８ＧＨｚで発振するこの発振器において、発振信号の２倍波の出力電力が２１ｄＢｍであることが分かる。
【００６０】
このように、位相調整線路２３およびオープンスタブ２４を用いることにより、負性抵抗｜Ｒｅ（Ｚｔｒ）｜を十分に大きくすることができ、かつ、発振信号の２倍波の出力電力を最適化できるので、出力電力を最大限に増加させることができる。
【００６１】
この発明の実施の形態４に係る発振器によれば、第１トランジスタと第２トランジスタとがカスコード接続され、第２トランジスタのベースに、入力された信号の位相を所望の位相に調整する位相調整線路が接続されている。また、位相調整線路の第２トランジスタと反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するオープンスタブが接続されている。
そのため、ミリ波帯において、高出力な発振器を得ることができる。
また、負性抵抗｜Ｒｅ（Ｚｔｒ）｜は、特性のばらつきの大きいキャパシタ容量ではなく、スタブの長さによって決定されるので、発振器の製造ばらつきを低減することができる。
【００６２】
なお、上記実施の形態４では、位相調整線路２３のＨＢＴ２２と反対側に、発振信号の発振周波数に対してλ／４の長さを有するオープンスタブ２４のみが接続されているが、これに限定されず、発振信号の２倍波に対してλ／４の長さを有する２倍波用オープンスタブ（ｎ倍波用オープンスタブ）がさらに接続されてもよい。また、位相調整線路２３とともに、発振信号の位相を所望の位相に調整する位相調整線路を接続してもよい。
この場合には、発振信号の２倍波の出力電力をさらに向上させることができる。
【００６３】
また、使用する周波数が複数の帯域にまたがる場合には、上記実施の形態１と同様にして、複数のオープンスタブを切り替えスイッチ４１によって切り替えてもよいし（図４参照）、ＭＥＭＳスイッチ４２により長さ調整が可能な可変長スタブを用いて、使用する周波数帯を切り替えてもよい（図５参照）。
【００６４】
実施の形態５．
上記実施の形態４では、オープンスタブ２４により、発振信号をＨＢＴ２２のベースで短絡しているが、これに限定されない。
そこで、以下、ショートスタブにより、発振信号を短絡する構成について説明する。なお、オープンスタブまたはショートスタブの代わりに、発振信号の発振周波数で共振するように構成された直列共振回路を用いてもよい。
【００６５】
図２０は、この発明の実施の形態５に係る発振器を示す回路図である。なお、この発振器は、発振信号の２倍波を出力するように構成されている。また、前述の実施の形態４と同様の構成および機能については、説明を省略する。
図２０において、ＨＢＴ２２のベースには、図１３に示したオープンスタブ２４に代えて、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するショートスタブ３４（フィルタ回路）の一端が接続されている。ここで、ショートスタブ３４の長さは、発振信号の発振周波数（所定周波数）に対して１／２波長（λ／２）の長さに設定されている。なお、ショートスタブ３４の長さは、発振信号の高調波に対してλ／２となるように設定されてもよい。
【００６６】
また、ショートスタブ３４の他端は、直流信号をカットするための可変容量キャパシタ３５を介して接地されている。
なお、この発振器の発振周波数は、ショートスタブ３４の他端に接続されるキャパシタの容量によって変化するので、可変容量キャパシタ３５を用いることにより、発振周波数を可変とすることができる。
【００６７】
また、可変容量素子として、キャパシタの代わりに例えばダイオードを用いることができる。ダイオードは、図２１に示された等価回路図のように、可変容量キャパシタと可変抵抗とを並列接続した回路とみなすことができる。
ダイオードに逆方向電圧を印加する場合には、抵抗が数ｋΩ以上になるので、高周波信号は、可変容量に大きく影響される。したがって、可変容量素子としてダイオードを用いた場合には、ダイオードに印加する電圧によって発振周波数を制御可能な電圧制御発振器を構成することができる。
【００６８】
ここで、図２０に示した発振器において、可変容量素子としてダイオードを用いて構成された電圧制御発振器の回路図を図２２に示す。
図２２において、ＨＢＴ２２のベースには、図２０に示した可変容量キャパシタ３５に代えて、キャパシタ３６とダイオード３７とが接続されている。なお、キャパシタ３６は、直流信号をカットするために接続されている。
また、キャパシタ３６とダイオード３７との間には、発振周波数を制御するための信号が入力される発振周波数制御バイアス端子が接続されている。
【００６９】
従来の電圧制御発振器では、図２３に示されたような発振周波数を制御するための容量（バラクタ）は、図２２のＱ点に接続されていた。しかしながら、この場合には、図２２のＡ−Ａ面から共振回路側（図１３の左側）を見たときのインピーダンスＲｅ（Ｚｒｅｓ）が高くなり、上述した発振条件の式（１）を満たすことが困難になるという問題点があった。
この実施の形態５では、ＨＢＴ２２のベースにバラクタを接続することにより、インピーダンスＲｅ（Ｚｒｅｓ）を高めることなく、より簡易な回路構成で電圧制御発振器を得ることができる。
【００７０】
この発明の実施の形態５に係る発振器によれば、第１トランジスタと第２トランジスタとがカスコード接続され、第２トランジスタのベースに、入力された信号の位相を所望の位相に調整する位相調整線路が接続されている。また、位相調整線路の第２トランジスタと反対側には、所定周波数近傍の高周波信号を短絡するショートスタブが接続されている。
そのため、ミリ波帯において、高出力な発振器を得ることができる。
また、ショートスタブの他端を、ダイオードを介して接地することにより、簡易な回路構成で電圧制御発振器を得ることができる。
【００７１】
なお、上記実施の形態５では、位相調整線路２３のＨＢＴ２２と反対側に、発振信号の発振周波数に対してλ／２の長さを有するショートスタブ３４のみが接続されているが、これに限定されず、発振信号の２倍波に対してλ／２の長さを有する２倍波用ショートスタブ（ｎ倍波用ショートスタブ）がさらに接続されてもよい。また、位相調整線路２３とともに、発振信号の位相を所望の位相に調整する位相調整線路を接続してもよい。
また、上記の２倍波用ショートスタブに代えて、発振信号の２倍波に対してλ／４の長さを有する２倍波用オープンスタブが、対応する位相調整線路とともに接続されてもよい。
これらの場合には、発振信号の２倍波の出力電力をさらに向上させることができる。
【００７２】
また、バラクタやキャパシタ３６を接続したことにより、最適なインピーダンスからずれが生じる場合には、ショートスタブ３４の長さを、出力が最適になるようにλ／２から適宜調整してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】この発明の実施の形態１に係るカスコード回路を示す回路図である。
【図２】図１に示したカスコード回路におけるＭＡＧの周波数特性を、単体のＨＥＭＴを比較して示す説明図である。
【図３】図１に示したカスコード回路における出力側の反射特性の周波数特性を示す説明図である。
【図４】切り替えスイッチを用いてオープンスタブを切り替える構成を示す回路図である。
【図５】可変長スタブを示す回路図である。
【図６】この発明の実施の形態２に係る増幅器を示す回路図である。
【図７】図６に示した増幅器における利得の周波数特性を示す説明図である。
【図８】図６に示した増幅器における入力側および出力側の反射特性の周波数特性を示す説明図である。
【図９】この発明の実施の形態３に係る増幅器を示す回路図である。
【図１０】図９に示した増幅器におけるＭＡＧの周波数特性を示す説明図である。
【図１１】図９に示した増幅器における利得の周波数特性を示す説明図である。
【図１２】図９に示した増幅器における入力側および出力側の反射特性の周波数特性を示す説明図である。
【図１３】この発明の実施の形態４に係る発振器を示す回路図である。
【図１４】図１３に示した発振器におけるＲｅ（Ｚｔｒ）＋Ｒｅ（Ｚｒｅｓ）の周波数特性を示す説明図である。
【図１５】図１３に示した発振器におけるＩｍ（Ｚｔｒ）＋Ｉｍ（Ｚｒｅｓ）の周波数特性を示す説明図である。
【図１６】図１３に示した発振器における、分圧抵抗の抵抗比と、出力電力との関係を、発振信号の基本波および２倍波について示す説明図である。
【図１７】図１３に示した発振器における、位相調整線路の発振周波数での電気長と、発振信号の２倍波の最大出力電力との関係を示す説明図である。
【図１８】図１３に示した発振器において、電気長が１８°である場合の２倍波の出力電力を示す等高線図である。
【図１９】図１３に示した発振器における出力電力の高調波分布を示す説明図である。
【図２０】この発明の実施の形態５に係る発振器を示す回路図である。
【図２１】一般的なダイオードの等価回路図である。
【図２２】この発明の実施の形態５に係る発振器を示す別の回路図である。
【図２３】発振器の発振周波数を制御するための容量を示す回路図である。
【図２４】従来のカスコード回路を示す回路図である。
【図２５】エミッタ接地された単体のＨＢＴと、カスコード接続されたＨＢＴとにおけるＭＡＧの周波数特性を示す説明図である。
【図２６】従来のカスコード回路を示す別の回路図である。
【図２７】単体のＨＥＭＴと、第２トランジスタのゲートをＭＩＭキャパシタで接地したカスコード回路と、第２トランジスタのゲートをオープンスタブで接地したカスコード回路とにおける出力側の反射特性の周波数特性を示す説明図である。
【符号の説明】
【００７４】
１、２  ＨＥＭＴ（第１、第２トランジスタ）、３  反射利得抑制抵抗（信号改善回路）、４  オープンスタブ（フィルタ回路）、１４、１５  ダイオード（第１、第２ダイオード）、２１、２２  ＨＢＴ（第１、第２トランジスタ）、２３  位相調整線路（信号改善回路）、３４  ショートスタブ（フィルタ回路）、４１  切り替えスイッチ、４２  ＭＥＭＳスイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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