(57)【要約】      （修正有）【課題】出力電圧の変動を抑制しつつ、スイッチング損失の低減を図る。【解決手段】電気角１周期における各スイッチ３１（３１ａ，３１ｂ），３４，３７に対する制御として、第１の電源２０に対応するスイッチ３１ａを導通させるとともに、第１の電源２０に対応するスイッチ３１ａの導通期間中に第２の電源２１に対応するスイッチ３４を導通させる。これにより、電力変換器３０を通じて、電気角１周期に対応する１つの出力電圧パルスを生成する。【選択図】図２
2010207041.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電源に接続され、当該複数の電源から生成合成された出力電圧パルスにより負荷の駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
電源の正極と負荷との間を接続するスイッチ手段を各電源に対応して備え、当該スイッチ手段のそれぞれの導通状態に応じて、前記電源のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成する電力変換手段と、
前記スイッチ手段のそれぞれの導通状態を制御する制御手段とを有し、
前記制御手段は、負荷の電気角１周期における各スイッチ手段に対する制御として、低電位側の電源に対応するスイッチ手段を導通させるとともに、当該低電位側の電源に対応するスイッチ手段の導通期間中に高電位側の電源に対応するスイッチ手段を導通させることにより、前記電気角１周期に対応する１つの出力電圧パルスを生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
複数の電源に接続され、当該複数の電源から生成合成された出力電圧パルスにより負荷の駆動電圧を生成する電力変換装置であって、
電源の正極と負荷との間を接続するスイッチ手段を各電源に対応して備え、当該スイッチ手段のそれぞれの導通状態に応じて、前記電源のそれぞれの出力電圧から出力電圧パルスを生成する電力変換手段と、
前記スイッチ手段のそれぞれの導通状態を制御する制御手段とを有し、
前記制御手段は、前記出力電圧指令と、各電源の電圧とに基づいて、前記出力電圧パルスを構成する各電源の出力電圧のパルス幅と、前記出力電圧パルスの位相を操作するためのパルス位相とをそれぞれ演算し、当該演算結果に基づいて、負荷の電気角１周期に対応する１つの出力電圧パルスを生成することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記制御手段は、前記出力電圧指令と、各電源の電圧とに基づいて、前記出力電圧パルスを構成する各電源の出力電圧のパルス幅と、前記出力電圧パルスの位相を操作するためのパルス位相とをそれぞれ演算し、当該演算結果に基づいて、前記出力電圧パルスを生成することを特徴とする請求項１に記載された電力変換装置。
【請求項４】
前記制御手段は、さらに各電源からの電力の配分比を規定する電力配分比に基づいて、各電源に対応するパルス幅をそれぞれ演算することを特徴とする請求項２または３に記載された電力変換装置。
【請求項５】
前記制御手段は、前記出力電圧指令の振幅と、前記電力配分比とに基づいて、電源毎に、前記電力配分比に応じた当該電源に対する出力電圧指令の振幅を配分電圧指令として演算するとともに、各電源の電圧と、各電源の配分電圧指令とに基づいて、各電源に対応するパルス幅をそれぞれ演算することを特徴とする請求項４に記載された電力変換装置。
【請求項６】
前記制御手段は、各電源に対応するパルス幅に応じて生成される前記出力電圧パルスの位相を、前記出力電圧パルスの電気角基本波成分の電圧位相と、前記出力電圧指令の電気角基本波成分の電圧位相とが対応するように、前記演算されたパルス位相に基づいて操作することを特徴とする請求項４または５に記載された電力変換装置。
【請求項７】
前記制御手段は、前記出力電圧指令の振幅を前記出力電圧パルスの基本波成分の振幅で実現する各電源に対応するパルス幅の組うち、前記出力電圧パルスに含まれる２次高調波成分の振幅が最もゼロに近い組を、各電源に対応するパルス幅としてそれぞれ生成することを特徴とする請求項２または３に記載された電力変換装置。
【請求項８】
前記電力変換手段からの出力電流の高調波電流を検出する高調波検出手段をさらに有し、
前記制御手段は、前記出力電圧指令の基本波成分の振幅と、前記高調波電流の振幅とに基づいて、各電源に対応するパルス幅をそれぞれ演算することを特徴とする請求項２または３に記載された電力変換装置。
【請求項９】
前記スイッチ手段のそれぞれの温度を検出する温度検出手段をさらに有し、
前記制御手段は、前記スイッチ手段のそれぞれの温度と、各電源の電圧と、前記出力電圧指令とに基づいて、各電源に対応するパルス幅をそれぞれ演算することを特徴とする請求項２または３に記載された電力変換装置。
【請求項１０】
前記スイッチ手段のそれぞれの損失を推定する損失推定手段をさらに有し、
前記制御手段は、前記スイッチ手段のそれぞれの損失と、各電源の電圧と、前記出力電圧指令とに基づいて、各電源に対応するパルス幅をそれぞれ生成することを特徴とする請求項２または３に記載された電力変換装置。
【請求項１１】
前記電力変換手段からの出力電流を検出する電流検出手段をさらに有し、
前記損失推定手段は、前記出力電流と前記出力電圧パルスの電圧変化とに基づいて、前記スイッチ手段のそれぞれの損失の推定を行うことを特徴とする請求項１０に記載された電力変換装置。
【請求項１２】
前記複数の電源は、直流電源であり、それぞれが直列に接続されていることを特徴とする請求項１から１１のいずれか一項に記載された電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、複数の電源を利用して、効率的に負荷を駆動する技術が開示されている。例えば、特許文献１には、複数の電源に接続され、複数の電源のそれぞれの出力電圧からモータを駆動するための駆動電圧を生成する電力変換装置が開示されている。具体的には、複数の電源のそれぞれから、モータの電気角一周期を、電気角度に応じてモータ相数の２Ｎ（Ｎは自然数）倍の区画数に分割し、この分割区間において複数の矩形波電圧パルスを出力し、複数の電源の電力を分配する。これにより、複数の電源からの電力を出力する際に、安定した矩形波状態を維持して出力電圧の変動を抑制することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−３８８９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、特許文献１によれば、上述した効果を奏することができるものの、電気角１周期を複数の区分してパルスを出力するため、電気角１周期あたりのスイッチング回数が多くなり、スイッチング損失が大きくなる可能性がある。
【０００５】
本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧の変動を抑制しつつ、スイッチング損失の低減を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
かかる課題を解決するために、本発明は、負荷の電気角１周期における各スイッチ手段に対する制御として、低電位側の電源に対応するスイッチ手段を導通させるとともに、当該低電位側の電源に対応するスイッチ手段の導通期間中に高電位側の電源に対応するスイッチ手段を導通させる。これにより、電気角１周期に対応する１つの出力電圧パルスを生成する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、電気角１周期内の出力電圧の変化を小さく押さえることができるので、出力電圧の変動を抑制することができ、また、短絡の抑制をも図ることができる。さらに、電気角１周期に対応した１つの出力電圧パルスを生成することで、電気角１周期におけるスイッチング回数の低減を図ることができるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】第１の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図
【図２】電力変換器３０を中心としたシステム構成を模式的に示す説明図
【図３】出力電圧パルスの説明図
【図４】Ｕ相に関する各スイッチ３１（３１ａ，３１ｂ），３４，３７のオンオフ状態の説明図
【図５】第２の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図
【図６】第２の実施形態にかかる電力変換器３０を中心としたシステム構成を模式的に示す説明図
【図７】Ｕ相の出力電圧パルスの波形を示す説明図
【図８】Ｕ相に関する各スイッチ６１（６１ａ，６１ｂ），６４（６４ａ，６４ｂ），５７のオンオフ状態の説明図
【図９】Ｕ相に関する各スイッチ６１（６１ａ，６１ｂ），６４（６４ａ，６４ｂ），５７のオンオフ状態の説明図
【図１０】規定の相電圧振幅指令Ｖ*および各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bの場合におけるパルス幅ｐ１に対するパルス幅ｐ２と電気角２次高調波成分の振幅Ｖ２とを示す説明図
【図１１】第４の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図
【図１２】第４の実施形態のパルス指令生成部５２の構成を示すブロック図
【図１３】第５の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図
【図１４】スイッチ温度Ｔsw_ab，Ｔsw_cdと配分補正係数ｒto_thとの説明図
【図１５】第５の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図
【図１６】同一の相電圧振幅指令Ｖ*に対して電力配分比ｒto_paを変えたときの出力電圧パルスとＵ相の出力電流との波形を示す説明図
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。本実施形態では、電気自動車の駆動用モータに適用された制御システムについて説明を行う。この制御システムは、モータ１０、電力変換器３０および制御ユニット５０を主体に構成されており、電力変換器３０および制御ユニット５０が本実施形態にかかる電力変換装置を構成している。
【００１０】
モータ１０は、例えば、中性点を中心に星形結線された複数の相巻線（本実施形態では、Ｕ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる３つの相巻線）を有する３相交流同期モータである。このモータ１０は、後述する電力変換器３０から、３相の交流電力が各相巻線にそれぞれ供給されることにより生じる磁界と、回転子の永久磁石が作る磁界との相互作用により駆動する。モータ１０のロータは、自動変速機の入力軸に連結されている。
【００１１】
図２は、電力変換器３０を中心としたシステム構成を模式的に示す説明図である。電力変換器３０は、互いに直列接続された複数の電源（本実施形態では、第１および第２の電源２０，２１）に接続されている。電力変換器３０は、後述する各スイッチ３１〜３９の導通状態に応じた各電源２０，２１の出力電圧から、出力電圧パルスを合成・生成する（電力変換手段）。この出力電圧パルスは各相に対応して生成され、電力変換器３０は各相の出力電圧パルスを負荷である３相交流同期モータ１０にそれぞれ出力し、これにより、モータ１０を駆動する。
【００１２】
ここで、第１および第２の電源２０，２１は、それぞれが独立した直流電源であり、第１の電源２０の正極と、第２の電源２１の負極とが接続されることにより直列接続されている。個々の電源２０，２１としては、例えば、ニッケル水素電池あるいはリチウムイオン電池といったバッテリを用いることができる。第１の電源２０の正極および第２の電源の負極は、共通母線４１が接続されている。また、第２の電源２１の正極は、正極母線４２が接続され、第１の電源２０の負極は、負極母線４３が接続される。共通母線４１と負極母線４３との間には、平滑コンデンサ４４が設けられており、共通母線４１と正極母線４２との間には、平滑コンデンサ４５が設けられている。
【００１３】
電力変換器３０において、共通母線４１と、３相に対応する各出力端子との間には、双方向の導通を制御可能な双方向スイッチ（スイッチ手段）３１〜３３がそれぞれ接続されている。個々の双方向スイッチ３１〜３３は、それぞれが一方向への導通を制御可能な一対の単方向スイッチ３１ａ／３１ｂ〜３３ａ／３３ｂを、互いの導通方向が逆向きの状態で直列接続することによって構成されている。個々のスイッチ３１ａ／３１ｂ〜３３ａ／３３ｂは、半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ等のトランジスタといったスイッチング素子）を主体に構成されており、個々の半導体スイッチは、耐圧を持たせるためにダイオード（図示せず）が、対となる他方の半導体スイッチに対して並列接続となるような関係で直列接続されている。
【００１４】
本構成の電力変換器３０では、正極母線４２の電位は逆転することはなく、正極母線４２の電位は共通母線４１の電位よりも大きくなる。このため、第２の電源２１の正極に接続された正極母線４２と、３相に対応する各出力端子との間には、一般的な３相インバータの上アームと同様に、一方向の導通を制御可能な単方向スイッチ３４〜３６がそれぞれ接続されている。また、第１の電源２０の負極に接続された負極母線４３と、３相に対応する各出力端子との間にも、一般的な３相インバータの下アームと同様に、単方向スイッチ３７〜３９がそれぞれ接続されている。個々の単方向スイッチ３４〜３９は、半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ等のトランジスタといったスイッチング素子）を主体に構成されており、個々の半導体スイッチは、還流用ダイオードが逆並列接続されている。
【００１５】
各スイッチ３１〜３７のオンオフ状態、すなわち、導通および遮断の切り替え（スイッチング動作）は、制御ユニット５０から出力されるゲート駆動信号を通じて制御される。個々のスイッチ３１〜３７は、制御ユニット５０によってオンされることにより導通状態となり、オフされることにより非導通状態（遮断状態）となる。
【００１６】
再び図１を参照するに、制御ユニット５０は、電力変換器３０を制御する制御手段であり、この電力変換器３０を介して負荷であるモータ１０の出力トルクを制御する（制御手段）。制御ユニット５０としては、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、Ｉ／Ｏインターフェースを主体に構成されたマイクロコンピュータを用いることができる。制御ユニット５０は、ＲＯＭに記憶された制御プログラムに従い、電力変換器３０を制御するための演算を行う。そして、制御ユニット５０は、この演算によって算出された制御信号（ゲート駆動信号）を電力変換器３０に対して出力する。
【００１７】
制御ユニット５０は、これを機能的に捉えた場合、トルク制御部５１と、パルス指令生成部５２と、ゲート駆動信号生成部５３とを有しており、外部から供給されるモータ１０のトルク指令値Ｔe*に基づいて、矩形波駆動により、電力変換器３０が備える各スイッチ３１〜３９の導通状態を制御する。ここで、矩形波駆動は、モータ１０の電気的な回転位相である電気角１周期に対して電力変換器３０が出力する出力電圧パルスの位相を可変とすることで、電力変換器３０を制御する駆動方式である。
【００１８】
トルク制御部５１は、トルク指令値Ｔe*と、モータ回転数ωとに基づいて、モータ１０の相電圧振幅指令Ｖ*と、相電圧位相指令δ*を出力する。ここで、相電圧振幅指令Ｖ*は、トルク指令値Ｔe*とモータ回転数ωとに応じて電力変換器３０から出力する３相の出力電圧指令に関する振幅である。また、相電圧位相指令δ*は、電力変換器３０から出力する３相の出力電圧指令の位相を操作するための指令値である。
【００１９】
モータ１０が同期モータである場合、モータトルクは、モータに印加される電圧の振幅と当該電圧の位相との関係で表すことができる。したがって、モータ１０に関する各種のパラメータが既知である場合、トルク指令値Ｔ*に基づいて、相電圧振幅指令Ｖ*と、相電圧位相指令δ*とを関係式から求めることができる。本実施形態では、トルク指令値Ｔe*およびモータ回転数ωと、相電圧振幅指令Ｖ*および相電圧位相指令δ*との対応関係を実験やシミュレーションを通じて予め取得し、この対応関係を規定したマップをトルク制御部５１が保持している。そして、トルク制御部５１は、当該マップを参照して、トルク指令値Ｔe*およびモータ回転数ωから、相電圧振幅指令Ｖ*および相電圧位相指令δ*をそれぞれ演算する。演算された相電圧振幅指令Ｖ*は、パルス指令生成部５２に出力され、演算された相電圧位相指令δ*は、ゲート駆動信号生成部５３に出力される。
【００２０】
パルス指令生成部５２には、相電圧振幅指令Ｖ*と、第１の電源２０の電圧（以下「第１の電源電圧」という）Ｖdc_aと、第２の電源２１の電圧（以下「第２の電源電圧」という）Ｖdc_bと、電力配分比ｒto_paとが入力される。第１および第２の電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bは、図示しない電圧センサによって検出される。また、電力配分比ｒto_paは、図示しない外部システムより供給される。ここで、電力配分比ｒto_paは、第１の電源２０の出力割合を示すパラメータである。第１の電源２０のみで電力を出力する場合、「１」が電力配分比ｒto_paとして入力され、第２の電源２１のみで電力を出力する場合、「０」が電力配分比ｒto_paとして入力される。また、第１の電源２０と第２の電源２１とで均等に電力を配分する場合、「０．５」が電力配分比ｒto_paとして入力される。
【００２１】
パルス指令生成部５２は、相電圧振幅指令Ｖ*と、電力配分比ｒto_paとに基づいて、第１および第２の配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*を演算する（数式１参照）。
【数１】
2010207041.tif 000003
【００２２】
ここで、第１の配分電圧指令Ｖa*は、電力配分比ｒto_paに応じて第１の電源２０から出力する出力電圧指令の振幅を示しており、相電圧振幅指令Ｖ*と、電力配分比ｒto_paとを積算した積算値として算出される。第２の配分電圧指令Ｖb*は、電力配分比ｒto_paに応じて第２の電源２１から出力する出力電圧指令の振幅を示しており、相電圧振幅指令Ｖ*から第１の配分電圧指令Ｖa*を減算した減算値として算出される。出力電流は、負荷のインダクタンス成分により急には変化しないため、それぞれの電源２０，２１からの出力電圧の振幅比率を操作することによって、各電源２０，２１から供給する電力比率を操作することができる。
【００２３】
図３は、出力電圧パルスの説明図である。パルス指令生成部５２は、第１および第２の配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*と、第１および第２の電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bとに基づいて、第１および第２の電源２０，２１に対応するパルス幅ｐ１，ｐ２を演算する。このパルス幅は、出力電圧パルスを構成する各電源２０，２１の出力電圧のパルスの幅を設定するためのパラメータである。
【００２４】
同図（ａ）は、電気角１周期に関して、例えば、Ｕ相出力端子から出力される出力電圧パルスの波形を示す説明図である。ここでは、負極母線４３の電位が基準に設定されている。第１の電源２０の出力電圧によって生成される出力電圧パルスは、「０」から「π」までを範囲として「π／２」を中心とする対称波形である。具体的には、電気角において「ｐ１」のタイミングにおいて出力電圧が第１の電源電圧Ｖdc_aから０へ立ち下がり、その後、「π−ｐ１」のタイミングにおいて出力電圧が０から第１の電源電圧Ｖdc_aへ立ち上がる。すなわち、この第１の電源２０のパルス幅ｐ１が、出力電圧パルスを構成する第１の電源２０の出力電圧に関するパルスの幅を設定することとなり、このパルス幅ｐ１を操作することで、第１の電源２０からの電圧振幅を制御することができる。
【００２５】
また、第２の電源２１は、第１の電源２０の正極電圧出力期間であることを条件に、その正極電圧を出力する。この第２の電源２０の出力電圧によって生成される出力電圧パルスは、「π」から「２π」までを範囲として「３π／２」を中心とする対称波形である。具体的には、電気角において「π＋ｐ２」のタイミングにおいて出力電圧が第１の電源電圧Ｖdc_aから第１および第２の電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bの和に相当する電圧まで立ち上がり、その後、「２π−ｐ２」のタイミングで第１の電源電圧Ｖdc_aに相当する出力電圧まで立ち上がる。すなわち、この第２の電源２０のパルス幅ｐ２が、出力電圧パルスを構成する第２の電源２０の出力電圧に関するパルスの幅（具体的には、第２の電源２０の非出力期間に対応するパルスの幅）を設定することとなり、第２の電源２１のパルス幅ｐ２を操作することで、第２の電源２１からの電圧振幅を制御することができる。
【００２６】
これらパルス幅ｐ１，ｐ２と、電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bから作られる出力電圧パルスの電気角基本波成分の振幅Ｖ１は、次式に示す関係を満たす。
【数２】
2010207041.tif 000004
【００２７】
同数式において、右辺第一項は、第１の電源２０の電圧振幅（第１の配分電圧指令Ｖa*）と第１のパルス幅ｐ１とで表され、右辺第二項は、第２の電源２１の電圧振幅（第２の配分電圧指令Ｖb*）と第２のパルス幅ｐ２とで表される。これらの関係と、上述の電力配分比ｒto_paとを用いると、第１の配分電圧指令Ｖa*と、第２の配分電圧指令Ｖb*は、下式で表される。
【数３】
2010207041.tif 000005
【００２８】
パルス指令生成部５２は、各電源２０，２１のパルス幅ｐ１，ｐ２を下式に基づいて演算することができる。
【数４】
2010207041.tif 000006
【００２９】
なお、制御ユニット５０の負荷を軽減するために、逆余弦の演算については、逆余弦の演算部分のみをテーブル化しておき、入力の数値をもとにテーブルを参照し、各パルス幅ｐ１，ｐ２を演算してもよい。演算された各パルス幅ｐ１，ｐ２は、ゲート駆動信号生成部５３に出力される。
【００３０】
図３（ｂ）は、Ｕ相の出力電圧パルスの波形を示す説明図である。ゲート駆動信号生成部５３は、各パルス幅ｐ１，ｐ２と、相電圧位相指令δ*とに基づいて、各相の出力電圧パルスを得るために、電力変換器３０の各スイッチ３１〜３９を駆動するゲート駆動信号を生成する。
【００３１】
ゲート駆動信号生成部５３は、相電圧位相指令δ*に基づいて、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスの位相を、電気角を基準として操作する。この操作により、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスは、図３（ａ）の基本波形をベースとして、相電圧位相指令δ*だけ位相が遅れる方向へとオフセットした状態となる（図３（ｂ）参照）。これにより、出力電圧パルスの電気角基本波成分の電圧位相は、出力電圧指令の電気角基本波成分の電圧位相と対応した状態となる。
【００３２】
なお、Ｖ相の出力電圧パルスの波形は、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスをベースとして、Ｕ相の出力電圧パルスの波形に対して、２π／３だけ位相が送れた波形となる。また、Ｗ相の出力電圧パルスの波形は、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスをベースとして、Ｖ相の出力電圧パルスの波形に対して、２π／３だけ位相が送れた波形となる。
【００３３】
このように、ゲート駆動信号生成部５３は、各パルス幅ｐ１，ｐ２と、相電圧位相指令δ*とから、各相の出力電圧パルスに関する立ち上がりの位相（オン位相）および立ち下がりの位相（オフ位相）を求めることができる。ゲート駆動信号生成部５３は、このオンオフ位相から、各スイッチ３１〜３９に関するゲート駆動信号を生成する。
【００３４】
図４は、Ｕ相に関する各スイッチ３１（３１ａ，３１ｂ），３４，３７のオンオフ状態の説明図である。以下、Ｕ相に着目して説明を行うが、他の相についても同様である。この図４において、各スイッチ３１ａ，３１ｂ，３４，３７に関するゲート駆動信号Ｓ31a，Ｓ31b，Ｓ34，Ｓ37bがHighレベルのときに、各スイッチ３１ａ，３１ｂ，３４，３７がオンとなる。ゲート駆動信号生成部５３は、モータ１０の電気角θと、下式に示す各位相θ31a，θ37，θ31b，θ34との比較を行う。ここで、位相θ31aは、スイッチ３１ａのオフ位相であり、位相θ37は、スイッチ３７のオフ位相であり、位相θ31bは、スイッチ３１ｂのオフ位相であり、位相θ34は、スイッチ３４のオフ位相である。
【数５】
2010207041.tif 000007
【００３５】
ゲート駆動信号生成部５３は、電気角θが各オフ位相θ31a，θ37，θ31b，θ34よりも大なる条件が成立した場合に、パルスの立ち下げ、すなわち、該当するスイッチ３１ａ，３１ｂ，３４，３７をオフするようにゲート駆動信号Ｓ31a，Ｓ31b，Ｓ34，Ｓ37bを生成する。例えば、電気角θが、パルス位相θ31aよりも大きくなったこと条件として、スイッチ３１ａをオフするようにゲート駆動信号Ｓ31aを生成するといった如くである。ここで、ゲート駆動信号生成部５３は、スイッチ３１ａとスイッチ３７とを組として、反転信号としてゲート駆動信号Ｓ31a，Ｓ37を生成し、また、スイッチ３１ｂとスイッチ３４とを組として、反転信号としてゲート駆動信号Ｓ31b，Ｓ34生成する。また、各組について、それぞれ同時にオフする駆動信号の時間を付加してゲート駆動信号Ｓ31a〜Ｓ37bを生成する。すなわち、位相θ31aは、スイッチ３７のオン位相でもあり、位相θ37は、スイッチ３１ａのオン位相でもあり、位相θ31bは、スイッチ３４のオン位相でもあり、位相θ34は、スイッチ３１ｂのオン位相でもある。
【００３６】
ここで、スイッチ３７のオフ位相θ37と、スイッチ３１ｂのオフ位相θ31bとの関係を、スイッチ３１ｂのオフ位相θ31bがスイッチ３７のオフ位相θ37より大とすることで、各相の出力電圧パルスは、凸型形状の波形となる。なお、各パルス幅ｐ１，ｐ２がゼロとなる場合、すなわち、スイッチ３７のオフ位相θ37と、スイッチ３１ｂのオフ位相θ31とが一致する場合には、各相の出力電圧パルスは、単純な矩形波となる。そのため、本明細書では、「低電位側の電源に対応するスイッチ手段の導通期間中」とは、期間の始点から終点までの全範囲を含むこととする。
【００３７】
このように本実施形態において、制御ユニット５０は、電気角１周期における各スイッチ（例えば、Ｕ相の各スイッチ３１（３１ａ，３１ｂ），３４，３７）に対する制御として、低電位側の電源（本実施形態では、第１の電源２０）に対応するスイッチ３１ａを導通させるとともに、低電位側の電源２０に対応するスイッチ３１ａの導通期間中に高電位側の電源（本実施形態では、第２の電源２１）に対応するスイッチ３４を導通させる。これにより、制御ユニット５０は、電力変換器３０を通じて、電気角１周期に対応する１つの出力電圧パルスを生成する。
【００３８】
この場合、制御ユニット５０は、出力電圧指令と、各電源２０，２１の電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bとに基づいて、出力電圧パルスを構成する各電源２０，２１の出力電圧のパルスｐ１，ｐ２幅と、出力電圧パルスの位相を操作するためのパルス位相δ*とをそれぞれ演算する。そして、制御ユニット５０は、この演算結果に基づいて、電気角１周期に対応する１つの出力電圧パルスを生成する。
【００３９】
かかる構成によれば、電気角１周期内に個々の電源２０，２１が１パルスを出力して、出力電圧パルスが合成され、電気角１周期における各相の出力電圧の変化は、電源２０，２１の直列電圧分の上下のみとなる。これにより、電気角１周期内の出力電圧の変化が最小となり、出力電圧の変動を抑制することができる。また、電気角１周期に対応した１つの出力電圧パルスとすることで、電気角１周期におけるスイッチ３１〜３９のスイッチング回数の低減を図ることができるので、スイッチング損失の低減を図ることができる。また、低電位側および高電位側の電源に対応するスイッチ３１〜３９の導通が順序が規定されるので、短絡の発生を抑制することができる。これにより、２電源２０，２１の電力を配分して電源電力を制御することができる。また、パルス幅ｐ１，ｐ２を電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bと、出力電圧指令とから演算することにより、電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bの変化が生じる場合であっても、電力変換器３０の出力電圧指令を、パルス幅ｐ１，ｐ２とパルス位相δ*との操作によって実現することができる。
【００４０】
また、本実施形態において、制御ユニット５０は、さらに各電源２０，２１からの電力の配分比を規定する電力配分比ｒto_paに基づいて、各電源２０，２１に対応するパルス幅ｐ１，ｐ２をそれぞれ演算する。かかる構成によれば、
電力配分比ｒto_paを考慮することにより、各電源２０，２１の電力を配分することができる。これによって、複数の電源電力を調整するコンバータを設けずとも、合成する電圧のパルス幅の操作によって、少ない電圧変化および少ない損失によって電力配分を行うことができる。
【００４１】
具体的には、制御ユニット５０は、出力電圧指令の振幅である相電圧振幅指令Ｖ*と、電力配分比ｒto_paとに基づいて、電源毎に、電力配分比ｒto_paに応じた電源に対する出力電圧指令の振幅を配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*として演算するとともに、各電源の電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bと、各電源２０，２１の配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*とに基づいて、各電源２０，２１に対応するパルス幅ｐ１，ｐ２をそれぞれ演算する。かかる構成によれば、電源電力の配分を相電圧振幅指令Ｖ*の配分によって実現し、その振幅に相当するパルス幅ｐ１，ｐ２を求めることで、出力電圧指令に相当する出力電圧パルスを出力することができる。  また、本実施形態において、制御ユニット５０は、出力電圧パルスの電気角基本波成分の電圧位相と、出力電圧指令の電気角基本波成分の電圧位相とが対応するように、各電源２０，２１に対応するパルス幅ｐ１，ｐ２に応じて生成される出力電圧パルスの位相を操作する。
【００４２】
かかる構成によれば、パルス幅ｐ１，ｐ２を演算した後に、このパルス幅ｐ１，ｐ２に応じた出力電圧パルスの位相が操作される。これにより、出力電圧指令の振幅をパルス幅ｐ１，ｐ２によって実現することができるとともに、出力電圧パルスの位相を出力電圧指令の位相として出力することが可能になる。これにより、任意の位相で電圧を操作することができるようになり、電圧位相制御が可能になる。
【００４３】
また、本実施形態において、複数の電源２０，２１は、それぞれ直列接続されている。複数の電源２０，２１が直列に接続されることによって、各入力電位の大小関係は一意に決まるため、低電圧または高電圧といった電源（電位）の選択が容易になる。これにより、制御に必要な演算の簡素化を図ることができる。その結果、装置のコスト低減と、動作信頼性の向上を図ることができる。なお、電源の個数は、３つ以上であってもよい。
【００４４】
なお、電気角１周期内の出力電圧パルスの電圧変化は、最小電位から最大電位までの電圧値の２倍以下とすることがこのましい。これにより、１周期内の電圧変化を最小限にとどめ、電圧変化によって生じる損失低減することができる。そのため、電力変換器３０と、その負荷とについて、効率の向上を図ることができる。
【００４５】
なお、本明細書では、検出という用語を、センサなどを利用して該当するパラメータを直接的に検出する場合のみならず、該当するパラメータに影響を与える因子などから、当該パラータを推定するといったように、間接的な検出手法を含む意味で用いる。
【００４６】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第２の実施形態にかかる制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、電力変換器３０の構成である。第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
【００４７】
図５は、第２の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図であり、図６は、第２の実施形態にかかる電力変換器３０を中心としたシステム構成を模式的に示す説明図である。電力変換器３０は、互いに並列接続された複数の電源（本実施形態では、第１および第２の電源２０，２１）に接続されている。電力変換器３０は、後述する各スイッチ６１〜６９の導通状態に応じた各電源２０，２１の出力電圧から、出力電圧パルスを合成・生成する。この出力電圧パルスは各相に対応して生成され、電力変換器３０は各相の出力電圧パルスを負荷である３相交流同期モータ１０にそれぞれ出力し、これにより、モータ１０を駆動する。
【００４８】
ここで、第１および第２の電源２０，２１は、それぞれが独立した直流電源である。個々の電源２０，２１としては、例えば、ニッケル水素電池あるいはリチウムイオン電池といったバッテリを用いることができる。第１および第２の電源２０，２１の負極のそれぞれは、負極母線（共通母線）４３が接続される。第１の電源２０の正極は、第１の正極母線４２ａが接続され、第２の電源２１の正極は、第２の正極母線４２ｂが接続さる。負極母線４３と第１の正極母線４２ａとの間には、平滑コンデンサ４４が設けられており、負極母線４３と第２の正極母線４２ｂとの間には、平滑コンデンサ４５が設けられている。  本実施形態の電力変換器３０において、第１の正極母線４２ａと、３相に対応する各出力端子との間には、双方向の導通を制御可能な双方向スイッチ（スイッチ手段）６１〜６３がそれぞれ接続されている。また、第２の正極母線４２ｂと、３相に対応する各出力端子との間にも、同様に、双方向スイッチ（スイッチ手段）６４〜６６がそれぞれ接続されている。個々の双方向スイッチ６１〜６６は、それぞれが一方向への導通を制御可能な一対の単方向スイッチ６１ａ／６１ｂ〜６６ａ／６６ｂを、互いの導通方向が逆向きの状態で直列接続することによって構成されている。また、負極母線４３と、３相に対応する各出力端子との間には、一般的な３相インバータの下アームと同様に、一方向の導通を制御可能な単方向スイッチ（スイッチ手段）６７〜６９がそれぞれ接続されている。
【００４９】
このような電力変換器３０の構成に起因して、制御ユニット５０は、以下に示す形態により電力変換器３０を駆動する。なお、本実施形態では、ゲート駆動信号生成部５３には、第１の電源電圧Ｖdc_aおよび第２の電源電圧Ｖdc_bがそれぞれ入力されている。
【００５０】
制御ユニット５０のパルス指令生成部５２は、まず、各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bの比較を行い、高電圧ＶＨと低電圧ＶＬとを設定する。具体的には、第１の電源電圧Ｖdc_aが第２の電源電圧Ｖdc_bよりも大きい場合には、高電圧ＶＨとして第１の電源電圧Ｖdc_aが設定され、低電圧ＶＬとして第２の電源電圧Ｖdc_bが設定される。これに対して、第１の電源電圧Ｖdc_aが第２の電源電圧Ｖdc_b以下の場合には、高電圧ＶＨとして第２の電源電圧Ｖdc_bが設定され、低電圧ＶＬとして第１の電源電圧Ｖdc_aが設定される。
【００５１】
また、パルス指令生成部５２は、各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bの比較を行い、この比較結果と、電力配分比ｒto_paとに基づいて、高電圧側の電源２０，２１に関する配分電圧指令ＶH*と、低電圧側の電源２０，２１に関する配分電圧指令ＶL*を演算する。具体的には、第１の電源電圧Ｖdc_aが第２の電源電圧Ｖdc_bよりも大きい場合には、数式６で示すように、配分電圧指令ＶH*，ＶL*が演算され、第１の電源電圧Ｖdc_aが第２の電源電圧Ｖdc_b以下の場合には、数式７で示すように、配分電圧指令ＶH*，ＶL*が演算される。
【数６】
2010207041.tif 000008
【数７】
2010207041.tif 000009
【００５２】
そして、パルス指令生成部５２は、高電圧側および低電圧側の電源２０，２１に関するパルス幅ｐ１，ｐ２を下式に基づいて演算する。
【数８】
2010207041.tif 000010
【００５３】
図７は、Ｕ相の出力電圧パルスの波形を示す説明図である。ゲート駆動信号生成部５３は、パルス指令生成部５２において演算された各パルス幅ｐ１，ｐ２と、トルク制御部５１において演算された相電圧位相指令δ*とに基づいて、各相の出力電圧パルスを得るために、電力変換器３０の各スイッチ６１〜５９を駆動するゲート駆動信号を生成する。
【００５４】
ゲート駆動信号生成部５３は、相電圧位相指令δ*に基づいて、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスの位相を、電気角を基準として操作する。この操作により、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスは、図７（ａ）の基本波形をベースとして、相電圧位相指令δ*だけ位相が遅れる方向へとオフセットした状態となる（図７（ｂ）参照）。
【００５５】
なお、Ｖ相の出力電圧パルスの波形は、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスをベースとして、Ｕ相の出力電圧パルスの波形に対して、２π／３だけ位相が送れた波形となる。また、Ｗ相の出力電圧パルスの波形は、各パルス幅ｐ１，ｐ２で生成される出力電圧パルスをベースとして、Ｖ相の出力電圧パルスの波形に対して、２π／３だけ位相が送れた波形となる。
【００５６】
以下、Ｕ相に着目して説明を行うが、他の相についても同様である。まず、ゲート駆動信号生成部５３は、各パルス幅ｐ１，ｐ２と、相電圧位相指令δ*とに基づいて、基本オンオフ位相θａ，θｂ，θｃ，θｄを演算する。基本オンオフ位相θａ〜θｄは、下式の関係を満足する。
【数９】
2010207041.tif 000011
【００５７】
ゲート駆動信号生成部５３は、各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bの大小を比較して、この比較結果に基づいて、基本オンオフ位相θａ〜θｄを各スイッチのオフ位相として割り当てる。
【００５８】
図８は、Ｕ相に関する各スイッチ６１（６１ａ，６１ｂ），６４（６４ａ，６４ｂ），６７のオンオフ状態の説明図である。第１の電源電圧Ｖdc_aが第２の電源電圧Ｖdc_bよりも大きい場合（Ｖdc_a＞Ｖdc_a）、すなわち、高電圧ＶＨが第１の電源電圧Ｖdc_aである場合、各基本オンオフ位相は、次の通り設定される。
【００５９】
θａ：スイッチ６４ａのオフ位相（スイッチ６７のオン位相）
θｂ：スイッチ６７のオフ位相（スイッチ６４ａのオン位相）
θｃ：スイッチ６４ｂのオフ位相（スイッチ６１ａのオン位相）
θｄ：スイッチ６１ａのオフ位相（スイッチ６４ｂのオン位相）
ゲート駆動信号生成部５３は、電気角θが各オフ位相θa〜θdよりも大なる条件が成立した場合に、パルスの立ち下げ、すなわち、該当するスイッチ６４ａ，６７，６４ｂ，６１ａをオフするようにゲート駆動信号Ｓ64a，Ｓ67，Ｓ64b，Ｓ61aを生成する。また、ゲート駆動信号生成部５３は、スイッチ６４ａおよびスイッチ６７、スイッチ６１ａおよびスイッチ６４ｂをそれぞれ組として、それぞれの組で反転信号をゲート駆動信号Ｓ54a，Ｓ57，Ｓ54b，Ｓ51aとして生成する。なお、スイッチ６１ｂは、電気角１周期では常時オンとなるゲート駆動信号を生成する。
【００６０】
図９は、Ｕ相に関する各スイッチ６１（６１ａ，６１ｂ），６４（６４ａ，６４ｂ），６７のオンオフ状態の説明図である。また、第１の電源電圧Ｖdc_aが第２の電源電圧Ｖdc_b以下の場合（Ｖdc_a≦Ｖdc_a）、すなわち、高電圧ＶＨが第２の電源電圧Ｖdc_bである場合、各基本オンオフ位相は、次の通り設定される。
【００６１】
θａ：スイッチ６１ａのオフ位相（スイッチ６７のオン位相）
θｂ：スイッチ６７のオフ位相（スイッチ６１ａのオン位相）
θｃ：スイッチ６１ｂのオフ位相（スイッチ６４ａのオン位相）
θｄ：スイッチ６４ａのオフ位相（スイッチ６１ｂのオン位相）
ゲート駆動信号生成部５３は、電気角θが各オフ位相θa〜θdよりも大なる条件が成立した場合に、パルスの立ち下げ、すなわち、該当するスイッチ６１ａ，６７，６１ｂ，６４ａをオフするようにゲート駆動信号Ｓ61a，Ｓ67，Ｓ61b，Ｓ64aを生成する。また、ゲート駆動信号生成部５３は、スイッチ６１ａおよびスイッチ６７、スイッチ６１ｂおよびスイッチ６４ａをそれぞれ組として、それぞれの組で反転信号をゲート駆動信号Ｓ61a，Ｓ67，Ｓ61b，Ｓ64aとして生成する。なお、スイッチ６４ｂは、電気角１周期では常時オンとなるゲート駆動信号を生成する。
【００６２】
このように本実施形態によれば、電源２０，２１を並列構成としているが、電気角１周期における出力電圧の変化は、各電源２０，２１の電圧差のみである。また、スイッチ６１〜５９のスイッチング回数の低減を図りつつ、２電源２０，２１の電力を配分して電源電力を制御することができる。
【００６３】
なお、第２の実施形態では、電圧の大小を判別をしてスイッチ６１〜６９のオフ位相の割り当てを変更するステップが必要となるため、第１の実施形態よりも煩雑な処理が必要となるが、電源２０，２１の並列接続化を可能とする。
【００６４】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第３の実施形態にかかる制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、制御ユニット５０のパルス指令生成部５２による演算処理である。本実施形態にかかるパルス指令生成部５２は、電力配分比ｒto_paを用いて各パルス幅ｐ１，ｐ２を生成するのではなく、各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bと、相電圧振幅指令Ｖ*とから、各パルス幅ｐ１，ｐ２を生成する。第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
【００６５】
第１の実施形態で述べたように、各パルス幅ｐ１，ｐ２と、各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bから作られる出力電圧パルスの電気角基本波成分の振幅は、数式２で表される。数式２において、右辺第一項は、第１の電源２０の電圧振幅（第１の配分電圧指令Ｖa*）と第１のパルス幅ｐ１とで表され、右辺第二項は、第２の電源２１の電圧振幅（第２の配分電圧指令Ｖb*）と第２のパルス幅ｐ２とで表される。本実施形態では、これらの関係と各配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*とを用いて各パルス幅ｐ１，ｐ２を演算する。
【００６６】
まず、パルス指令生成部５２に入力される相電圧振幅指令Ｖ*は、出力電圧パルスの基本波成分の振幅Ｖ１として与える。
【００６７】
一方、出力電圧パルスに含まれる電気角２次高調波成分の振幅Ｖ２は、次式で表される。
【数１０】
2010207041.tif 000012
【００６８】
ここで、第１の電源２０のパルス幅ｐ１にある値を選択した場合、相電圧振幅指令Ｖ*を、出力電圧パルスの基本波成分の振幅Ｖ１で実現するためには、第２の電源２１のパルス幅ｐ２が下式の関係を具備する。
【数１１】
2010207041.tif 000013
【００６９】
このようにして演算した各パルス幅ｐ１，ｐ２から、これに対応する電気角２次高調波成分の振幅Ｖ２を評価すると、その値が最小となるパルス幅ｐ１，ｐ２の組が存在する。そこで、相電圧振幅指令Ｖ*に対応するパルス幅ｐ１，ｐ２の組を、電気角２次高調波成分の振幅Ｖ２を最小とするように予め選択し、これをマップ化しておく。パルス指令生成部５２は、相電圧振幅指令Ｖ*と入力して、マップを参照した上で、相電圧振幅指令Ｖ*に対応する各パルス幅ｐ１，ｐ２を特定する。
【００７０】
なお、各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bが変動する場合には、これらの値も入力として使用し、相電圧振幅指令Ｖ*、電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bに対応する各パルス幅ｐ１，ｐ２の組を、電気角２次高調波成分の振幅Ｖ２を最小とするように予め選択し、これをマップ化しておけばよい。この場合、相電圧振幅指令Ｖ*および第１の電源電圧Ｖdc_aを、第２の電源電圧Ｖdc_bで規格化することにより（Ｖ*／Ｖdc_b，Ｖdc_a／Ｖdc_b）、三次元マップを用いずに、二次元マップから各パルス幅ｐ１，ｐ２を特定してもよい。特定された各パルス幅ｐ１，ｐ２は、ゲート駆動信号生成部５３に出力される。
【００７１】
図１０は、規定の相電圧振幅指令Ｖ*および各電源電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bの場合におけるパルス幅ｐ１に対するパルス幅ｐ２と電気角２次高調波成分の振幅Ｖ２とを示す説明図である。同図に示すように、第１の電源２０のパルス幅ｐ１が「ｐ１ｘ」のとき、第２の電源２１のパルス幅ｐ２を「ｐ２ｘ」に設定すると、出力電圧パルスに含まれる２次高調波成分の振幅Ｖ２を０に抑制することができる。
【００７２】
このように本実施形態において、制御ユニット５０は、相電圧振幅指令Ｖ*を出力電圧パルスの基本波成分の振幅で実現するパルス幅ｐ１，ｐ２の組うち、出力電圧パルスに含まれる２次高調波成分の振幅が最もゼロに近い組を、各電源２０，２１に対応するパルス幅としてそれぞれ生成する。かかる構成によれば、出力電圧の歪みを小さくし、高調波電流の低減を図ることができる。これにより、負荷から外界へのノイズも低減できるだけでなく、高調波電流による損失も低減することができる。負荷がモータであれば、トルクリプルの発生を抑えることもでき、制御性能の向上を図ることができる。
【００７３】
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第４の実施形態にかかる制御システムが、第３の実施形態のそれと相違する点は、電力変換器３０からモータ１０に出力される電流を検出し、これにより、高調波電流を検出することである。第３の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
【００７４】
図１１は、第４の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。本実施形態にかかる制御ユニット５０のパルス指令生成部５２には、電流センサによって検出されたモータ１０におけるＵ相の電流ＩｕおよびＷ相の電流Ｉｗが入力されている。また、図１２に示すように、本実施形態のパルス指令生成部５２は、２次高調波検出部５２ａと、ＰＩ制御部５２ｂと、ｐ２演算部５２ｃとを有している。
【００７５】
２次高調波検出部５２ａは、Ｕ相およびＷ相の電流Ｉｕ，Ｉｗに基づいて、２次高調波電流を検出し、そして、この２次高調波電流の振幅を出力する（高調波検出手段）。特定次数の高調波電流を検出する手法としては、例えば、高調波に同期した回転座標に座標変換を行い、座標変換後の電流値をローパスフィルタに入力するといった手法が挙げられる。かかる高調波電流の検出手法の詳細については、特許第３８０９７８３号公報に開示されているので、必要ならば参照されたい。また、この手法以外にも、バンドパスフィルタを用いて、２次高調波電流を検出してもよい。
【００７６】
ＰＩ制御部５２ｂは、検出された２次高調波電流の振幅をＰＩ制御によって、指令値０に追従させるように、第１の電源２０に対応するパルス幅ｐ１を設定する。ＰＩ制御部５２ｂは、この設定したパルス幅ｐ１をｐ２演算部５２ｃに出力する。ｐ２演算部５２ｃは、ＰＩ制御部５２ｂからのパルス幅ｐ１に基づいて、第３の実施形態に示す数式１１を用いて、パルス幅ｐ２を演算する。演算された各パルス幅ｐ１，ｐ２は、ゲート駆動信号生成部５３に対してそれぞれ出力される。
【００７７】
このように本実施形態において、制御ユニット５０は、出力電圧指令の基本波成分の振幅と、高調波電流の振幅とに基づいて、各電源２０，２１に対応するパルス幅をそれぞれ演算する。かかる構成によれば、出力電圧指令の基本波成分の振幅を出力しつつ、高調波電流値を操作することが可能になる。これにより、電力変換器３０の負荷の効率を向上させることができ、また、負荷がモータ１０であれば、高調波電流を制御することによって、トルクリプルの低減を図ることができる。
【００７８】
また、本実施形態によれば、第３の実施形態とは異なり、パルス幅ｐ１，ｐ２を演算したデータを持つ必要はなく、制御ユニット５０のメモリの小型化を図ることができる。
【００７９】
なお、出力電流の高調波電流は、出力電圧パルス幅に含まれる基本波電圧成分と高調波電圧成分を演算することによって推定することも可能である。
【００８０】
（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第５の実施形態にかかる制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、スイッチ３１〜３９の温度を検出して、これにより、各パルス幅ｐ１，ｐ２を演算することである。第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
【００８１】
図１３は、第５の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。本実施形態にかかる制御ユニット５０のパルス指令生成部５２には、温度検出手段である温度センサによって検出される各スイッチ３１〜３９の温度に関する情報が温度情報Ｔswとして入力されている。以下、パルス指令生成部５２の演算処理について、Ｕ相に着目して説明を行うが、他の相についても同様である。
【００８２】
図１４は、スイッチ温度Ｔsw_ab，Ｔsw_cdと配分補正係数ｒto_thとの説明図である。まず、パルス指令生成部５２は、温度情報Ｔswに基づいて、第１の電源２０の正極から出力端子への導通を制御するスイッチ３１ａの温度、および、出力端子から第１の電源２０の負極への導通を制御するスイッチ３７の温度のうち、高い方の温度を第１の電源用温度Ｔsw_abとして設定する。また、パルス指令生成部５２は、温度情報Ｔswに基づいて、出力端子から第１の電源２０側への導通を制御するスイッチ３１ｂの温度、および、第２の電源２１の正極から出力端子への導通を制御するスイッチ３４の温度のうち、高い方の温度を第２の電源用温度Ｔsw_cdとして設定する。
【００８３】
パルス指令生成部５２は、図１４に示すように、各電源用温度Ｔsw_ab，Ｔsw_cdのうちいずれか一方が予め設定した判定温度Ｔsw_thを超過する場合には、その超過度合いに応じて、配分補正係数ｒto_thが１から０へと近づくように配分補正係数ｒto_thを設定する。得られた配分補正係数ｒto_thは、電力配分比ｒto_paを用いて配分した第１または第２の配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*と乗算される。
【００８４】
本実施形態では、第１の電源用温度Ｔsw_abが判定温度（動作限界を基準に設定される温度）Ｔsw_thを超過したとする。この場合、パルス指令生成部５２は、第１の配分電圧指令Ｖa*に配分補正係数ｒto_thを乗算し、この乗算値により、第１の配分電圧指令Ｖa*を更新する。
【００８５】
一方、パルス指令生成部５２は、第１の配分電圧指令Ｖa*と、配分補正係数ｒto_thとに基づいて、下式に示すような差分ΔＶa*を演算する。
【数１２】
2010207041.tif 000014
【００８６】
パルス指令生成部５２は、差分ΔＶa*を第２の配分電圧指令Ｖb*に加算し、この加算値により、第２の配分電圧指令Ｖb*を更新する。
【００８７】
このように、パルス指令生成部５２は、演算された第１および第２の配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*を用いて、各パルス幅ｐ１，ｐ２を演算する。
【００８８】
なお、電源aに配分補正係数を乗じる場合についてのみ示したが、電源bに補正する場合についても、同様な観点から第１および第２の配分電圧指令Ｖa*，Ｖb*を演算（更新）する。
【００８９】
このように本実施形態において、制御ユニット５０は、スイッチ３１〜３９のそれぞれの温度と、各電源２０，２１の電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bと、出力電圧指令とに基づいて、各電源２０，２１に対応するパルス幅ｐ１，ｐ２をそれぞれ演算する。かかる構成によれば、
、いずれかのスイッチ３１〜３９の温度が上昇し、動作限界を超過するようなおそれがある場合には、配分補正を行うことで、そのスイッチ３１〜３９のオン時間、すなわち、パルス幅を短くする。また、出力電圧指令を実現するために、他の電源２０，２１からのパルス幅、すなわち、スイッチ３１〜３９のオン時間を増加させる。これによって、特定のスイッチ３１〜３９の温度上昇を未然に抑制することできるので、電力変換器３０の安定した動作を提供することができる。
【００９０】
（第６の実施形態）
以下、本発明の第６の実施形態にかかる制御システムについて説明する。第６の実施形態にかかる制御システムが、第１の実施形態のそれと相違する点は、スイッチング損失の低減の観点から、各パルス幅ｐ１，ｐ２を演算することである。第１の実施形態と共通する構成については説明を省略することとし、以下、相違点を中心に説明を行う。
【００９１】
図１５は、第５の実施形態にかかる電力変換装置を含む制御システムの全体構成を模式的に示す説明図である。以下、パルス指令生成部５２の演算処理について、Ｕ相に着目して説明を行うが、他の相についても同様である。
【００９２】
図１６は、同一の相電圧振幅指令Ｖ*に対して電力配分比ｒto_paを変えたときの出力電圧パルスとＵ相の出力電流との波形を示す説明図である。同図では、第１の電源電圧Ｖdc_aを「１」とした場合に、第２の電源電圧Ｖdc_bは、「５」となる関係を有している。
【００９３】
スイッチング損失Ｗswは、電圧と電流との積算値に比例することから、スイッチング時の電圧変化とそのときのＵ相の出力電流とから、スイッチング損失を求めることができる。  図１６（ａ）に示すスイッチング損失Ｗsw_aは、次式で表される。
【数１３】
2010207041.tif 000015
【００９４】
ここで、Ａは、スイッチング損失を求めるための定数である。Ｉ０を「０」、Ｉ１を「１」とした場合、スイッチング損失Ｗsw_aは、「５×Ａ」となる。
【００９５】
同図（ｂ）は、同図（ａ）と出力電圧パルスの基本波成分が等しい出力波形であるが、スイッチング損失Ｗsw_bは、同図（ａ）に示すケートと相違する。ここで、Ｉ０は「２」、Ｉ１は「０．５」であり、スイッチング損失Ｗsw_bは、「４．５×Ａ」となる。このように、出力電圧パルスの基本波成分が等しい出力波形であっても、スイッチング損失の大きさは異なっていることがわかる。
【００９６】
そこで、本実施形態では、各スイッチ３１〜３９のスイッチング損失を上述の演算を行うことで見積もり、各スイッチ３１〜３９の損失を推定する。そして、損失の推定値を最小とするように、各パルス幅ｐ１，ｐ２と、出力電流および出力電圧との関係を予め演算し、これをデータベースとしてパルス指令生成部５２が保持する。トルク制御部５１は、トルク指令値Ｔｅ*と、回転数ω（出力周波数）から相電圧振幅指令Ｖ*と相電圧位相指令δ*とのほかに、出力電流の推定値Ｉをパルス指令生成部５２に出力する。これにより、パルス指令生成部５２は、データベースを参照した上で、出力電流の推定値Ｉと、相電圧振幅指令Ｖ*とに基づいて、各パルス幅ｐ１，ｐ２を演算する。
【００９７】
このように本実施形態において、制御ユニット５０は、スイッチ３１〜３９のそれぞれの損失と、各電源２０，２１の電圧Ｖdc_a，Ｖdc_bと、出力電圧指令とに基づいて、各電源２０，２１に対応するパルス幅ｐ１，ｐ２をそれぞれ生成する。かかる構成によれば、特定のスイッチ３１〜３９での損失の集中、すなわち発熱の増加、温度上昇を未然に抑制することができる。また、電力変換器３０の損失を最小としつつ、モータ１０を駆動する出力電圧を実現することができ、電力変換器３０の効率の向上を図るころができる。
【００９８】
また、各スイッチ３１〜３９の損失は、出力電流Ｉと出力電圧パルスの電圧変化とに基づいて行われる。かかる構成によれば、スイッチ３１〜３９のスイッチングにともなう過渡損失を見積もることができる。そして、出力電圧指令を実現するいくつものパルス幅ｐ１，ｐ２の中から、パルス幅ｐ１，ｐ２を操作することによって、スイッチング損失を小さくするパルス幅ｐ１，ｐ２で駆動することができる。これによって、高効率な電力変換を実現することができる。
【００９９】
なお、本実施形態では、制御ユニット５０のパルス指令生成部５２が、スイッチ３１〜３９のそれぞれの損失を推定する損失推定手段としての機能を担い、また、制御ユニット５０のトルク制御部５１が、出力電流を検出する電流検出手段としての機能を担っている。
【０１００】
以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内において適宜の変更は可能である。たとえば、上述した各実施形態に示すパルス幅ｐ１，ｐ２の決定手法をそれぞれ用意しておき、その決定手法を切り替え可能としてもよい。
【符号の説明】
【０１０１】
１０…モータ
２０…第１の電源
２１…第２の電源
３０…電力変換器
３１〜３３…双方向スイッチ
３４〜３９…単方向スイッチ
５０…制御ユニット
５１…トルク制御部
５２…パルス指令生成部
５３…ゲート駆動信号生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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