(57)【要約】【課題】非接触で２つの線路同士が結合して通信信号を伝送できるようにした通信体及びそれを備えたカプラを構成する。【解決手段】通信体１０１は、第１主面（上面）及び第２主面（下面）を有する誘電体基板１０と、この誘電体基板１０の第２主面のほぼ全面に形成された地導体と、地導体の外周に接続され、誘電体基板１０を伝搬する電磁波の反射を抑制する終端抵抗部ＲＡと、を備え、誘電体基板１０の第１主面をその誘電体基板を伝搬する表面波モードについての結合面としている。誘電体基板１０の励振領域ＥＡには地導体１１から絶縁状態である中心導体１２が形成されている。誘電体基板１０の内部には中心導体１２に導通する導体ビア１３が形成されている。【選択図】図３
2010206319.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに対向する第１主面及び第２主面を有する誘電体基板と、前記誘電体基板の第２主面のほぼ全面に形成された地導体と、前記地導体の外周に接続され、前記誘電体基板を伝搬する信号の反射を抑制する終端抵抗部と、を備え、前記誘電体基板の第１主面を、前記誘電体基板を伝搬する表面波モードについての結合面とした、通信体。
【請求項２】
前記誘電体基板の内部に、前記地導体との間に一定の間隙を隔てて配置され、前記地導体との間に電位差が与えられることにより前記表面波モードが励振される励振導体が設けられた、請求項１に記載の通信体。
【請求項３】
互いに対向する第１主面及び第２主面を有し、平面の大きさが前記表面波モードの波長の大きさに略一致する誘電体基体と、前記誘電体基体の内部に形成された励振導体と、前記励振導体の周囲に一定の間隙を隔てて且つ前記誘電体基体の第２主面に形成された周囲導体と、が形成された入出力結合部を備えた、請求項１に記載の通信体。
【請求項４】
前記通信体の動作周波数の上限（ｆmax）と前記誘電体基板の比誘電率（εｒ）に基づいて、前記誘電体基板の厚み寸法ｈを下記の条件式で表される値に設定して、前記誘電体基板を単一モードの表面波モードが伝搬するようにした、請求項１、２または３に記載の通信体。
条件式：h ≦c0／（2fmax*√(εr-1)）  （c0：光速度）
【請求項５】
前記誘電体基板の一部に、前記厚み寸法ｈとは異なる厚み部分を備える、請求項４に記載の通信体。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかに記載の通信体と、それに結合する入出力結合体とを備え、
前記入出力結合体は、互いに対向する第１主面及び第２主面を有し、平面の大きさが前記表面波モードの波長の大きさに略一致する誘電体基体と、前記誘電体基体の内部に形成された励振導体と、前記励振導体の周囲に一定の間隙を隔てて且つ前記誘電体基体の第２主面に形成された周囲導体と、を備え、
前記通信体の第１主面に前記入出力結合体の第１主面が対向するように配置されたカプラ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、近接状態で互いに結合するカプラ及び近接状態で通信を行う信号伝達装置用の通信体に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
この発明の背景技術として下記の先行技術を挙げる。
［特許文献１］
電磁界を内部で伝搬させ、当該電磁界を開孔から浸出させるシート状の信号伝達装置と通信するインターフェース装置であって、信号伝達装置が有する開孔の縁辺のある領域の近傍に配置される第１の電極、当該縁辺の他の領域の近傍に配置される第２の電極を備え、第１の電極と第２の電極との間の電圧もしくは電流の変化と、ある領域における電界もしくは磁界の変化と、他の領域における電界もしくは磁界の変化と、の相互作用により、信号伝達装置と通信するインターフェース装置。
【０００３】
［特許文献２］
特許文献２の図１に、空気／誘電体／空気の界面反射を利用して電磁界を閉じ込める構造が開示され、特許文献２の図２に、空気／磁性体／空気の界面反射を利用して電磁界を閉じ込める構造が開示されている。また、特許文献２の図７には、誘電体または磁性体の板状構造で面的な伝搬を可能とする構造と動作説明が開示されている。
［非特許文献１］
特許文献１と同じ信号伝達装置がp.398,Figure 2に開示されている。
【０００４】
ここで特許文献１に示されている信号伝達装置用のインターフェース装置について、図１・図２を参照して説明する。
【０００５】
図１は、特許文献１に係る信号伝達装置の概略構成を示す図であり、（Ａ）は信号伝達装置５０１の上面図、（Ｂ）はその断面図である。信号伝達装置５０１は、メッシュ状の第１導体部１１１と、これに略平行な平板状の第２導体部１２１と、を備えている。第１導体部１１１と第２導体部１２１とに挟まれる領域が狭間領域１３１であり、第１導体部１１１の上側にある領域が浸出領域１４１である。
【０００６】
このように、第１導体部１１１は、メッシュ状の構造を持ち、開孔があるので、メッシュの間隔と同程度の高さまで、電磁界が浸出するようになる。この電磁波が浸出する領域が浸出領域１４１である。
【０００７】
図２は、特許文献１に係る指向性を有するインターフェース装置６０１の構成を示す説明図である。インターフェース装置６０１は、内部導体部６０２、外部導体部６０３、及び経路導体部６０４で構成されている。
【０００８】
内部導体部６０２は、信号伝達装置５０１のメッシュ状の第１導体部１１１に近接する導体であり、その一端は外部導体部６０３に、その他端は経路導体部６０４に、それぞれ接続されている。外部導体部６０３は箱状を成して内部導体部６０２を覆っている。外部導体部６０３には開孔があり、その開孔を経路導体部６０４が非接触に貫通している。
【０００９】
この構成により、外部導体部６０３と経路導体部６０４に同軸ケーブルを介して信号送受信回路が結合して、そこに流れる電流が変化すると、主に図中矢印の方向に電磁波が放出される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００７−１５０６５２号公報
【特許文献２】特開２００８−９９２３５号公報
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】H. Shinoda,“Proximity Connector for Two‐Dimentional Electromagnetic Wave Communication", proceedings ofthe 23rd sensor symposium,pp.397‐402,2006.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
マイクロ波帯の電磁波は自由空間における波長が約数十ｃｍのオーダーとなる。このような電磁波を面的に（２次元方向に）伝搬させる上で、特許文献１及び非特許文献１で用いる平行平板構造は、波長よりも小さい寸法でシート厚さを薄くできる利点があるが、ミリ波帯を利用しようとすると、特許文献１及び非特許文献１に開示された装置では次のような問題が生じる。
【００１３】
（１）シート厚を半波長よりも厚くすると、厚み方向に波数を持つ高次モードが励振され、単一モード伝送特性が劣化する。そのため、周波数帯が高くなると、シート厚が薄くなることに伴い、伝送モードのＱ値が劣化する。
【００１４】
（２）周波数帯が高くなることに応じて開孔のサイズが小さくなり、電極の加工精度が厳しくなる。
【００１５】
（３）開孔を通じて表面に誘起されるエバネセントモードが急峻に減衰するため、非接触通信を行う上で、信号伝達装置５０１の第１導体部１１１とインターフェース装置６０１との隙間の許容値が小さくなりすぎる。
【００１６】
（４）金属接点を持たないインターフェースを構成する上で、開孔部をもつ導体層の上に絶縁層を配置する必要があり、そのことがコストアップ要因となる。
【００１７】
（５）インターフェース装置が共振器であり、信号伝送装置内に伝送される信号の周波数と共振周波数を一致させ、かつインピーダンスを整合させることで結合を得ている。そのため、整合帯域が狭くなる傾向があり、高速伝送など広帯域が必要となる場合に問題となる。
【００１８】
一方、特許文献２の通信装置は、電磁波を面的に伝搬させる手段として、誘電体または磁性体の単板を利用し、空気との界面反射を利用して誘電体または磁性体の内部に電磁界を閉じ込めるものであるが、両面に空気界面をもつことが必須条件となるため、配置場所が限られる。また、特許文献２にはシートの端面で電磁界を入出力する構造が示されているだけであり、面的に信号の送受信を行う場合の構造については開示されていない。
【００１９】
そこで、この発明の目的は、上述の各種問題を解消して、非接触で２つの線路同士が結合して通信信号を伝送できるようにした通信体及びそれを備えたカプラを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
この発明の通信体は、次のように構成する。
（１）互いに対向する第１主面及び第２主面を有する誘電体基板と、前記誘電体基板の第２主面のほぼ全面に形成された地導体と、前記地導体の外周に接続され、前記誘電体基板を伝搬する信号の反射を抑制する終端抵抗部と、を備え、前記誘電体基板の第１主面を、前記誘電体基板を伝搬する表面波モードについての結合面とする。
【００２１】
（２）また、前記誘電体基板の内部には、前記地導体との間に一定の間隙を隔てて配置され、前記地導体との間に電位差が与えられることにより前記表面波モードが励振される励振導体を設ける。
【００２２】
（３）また、前記誘電体基板とは別に、互いに対向する第１主面及び第２主面を有し、平面の大きさが前記表面波モードの波長の大きさに略一致する誘電体基体と、前記誘電体基体の内部に形成された励振導体と、前記励振導体の周囲に一定の間隙を隔てて且つ前記誘電体基体の第２主面に形成された周囲導体と、が形成された入出力結合部を備えてもよい。
【００２３】
（４）また、前記通信体の動作周波数の上限（ｆmax）と前記誘電体基板の比誘電率（εｒ）に基づいて、前記誘電体基板の厚み寸法ｈを下記の条件式で表される値に設定して、前記誘電体基板を単一モードの表面波モードが伝搬するように構成する。
【００２４】
条件式：h ≦c0／（2fmax*√(εr-1)）  （c0：光速度）
（５）前記誘電体基板の一部に、前記厚み寸法ｈとは異なる厚み部分を備えてもよい。
【００２５】
この発明のカプラは次のように構成する。
（６）前記通信体と、それに結合する入出力結合体とを備え、
前記入出力結合体は、互いに対向する第１主面及び第２主面を有し、平面の大きさが前記表面波モードの波長の大きさに略一致する誘電体基体と、前記誘電体基体の内部に形成された第１の励振導体と、第１の励振導体の周囲に一定の間隙を隔てて且つ前記誘電体基体の第２主面に形成された第２の励振導体と、からなり、
前記通信体の第１主面に前記入出力結合体の第１主面が対向するように配置する。
【発明の効果】
【００２６】
この発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）通信体の伝送モードとして表面波モードを利用するため、従来の平行平板モードを利用する場合に比べて伝送の導体損失を小さくすることができる。
【００２７】
（２）平行平板モードを利用する場合は、信号を入出力するための多数の開口を表面に配置する必要があるが、この発明では表面波モードを利用するので、裏面に地導体を形成するだけであり、表面に電極パターンを形成する必要がない。したがって、連続的でなめらかな電磁界分布を実現できる。しかも、パターンを形成しないので、安価に製造できる。
【００２８】
（３）通信体に金属接点を持たないインターフェース装置として仕上げるために平行平板構造では最上層に絶縁被膜を形成する必要があるが、この発明では表面波モードを利用するので、もともと表面に基板が露出した状態で使用することになり、新たに絶縁被膜を形成する必要がない。
【００２９】
（４）平行平板構造で開孔の寸法を大きくすれば、表面から浸出する電磁界を大きくできるが、基板内に定在波が生じる要因になるため、結合特性にはリップルが表れる。この発明では表面波モードを利用するので、基板の誘電率を小さくするか、または、基板厚さを薄くすることにより、表面から浸出する電磁界を大きくできため、基板内に定在波が生じにくく、結合特性にリップルが表れない。
【００３０】
（５）表面波モードは誘電体基板の上部空間における電界エネルギー密度を磁界エネルギー密度よりも大きくでき、表面に近接配置する入出力結合体と容量結合するのに適し、容量結合は磁界結合に比べて流れる電流量が小さいため、導体損失を小さくできる。
【００３１】
（６）誘電体基板の外周に終端構造を設けることにより、誘電体基板内の定在波を抑圧することができ、結合特性としてはリップルが抑圧された広帯域な特性が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】特許文献１に係る信号伝達装置の概略構成を示す図であり、図１（Ａ）は信号伝達装置５０１の上面図、図１（Ｂ）はその断面図である。
【図２】特許文献１に係る指向性を有するインターフェース装置６０１の構成を示す説明図である。
【図３】図３（Ａ）は第１の実施形態に係る通信体１０１の平面図、図３（Ｂ）は図３（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。
【図４】図４（Ａ）は第２の実施形態に係る通信体１０２の平面図、図４（Ｂ）は図４（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。
【図５】図５（Ａ）は第３の実施形態に係る通信体１０３の上面図、図５（Ｂ）は図５（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。
【図６】図６（Ａ）は第４の実施形態に係るカプラ３０１の上面図、図６（Ｂ）は図６（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。
【図７】表面波モードのベクトル解析に用いる構造と座標系を示す図である。
【図８】式(7)の連立方程式に示した２つの関数とそれらの交点を示す図である。
【図９】ｚ軸上の電磁界分布を示す図である。
【図１０】表面波モードの諸定数（ｋ，α，β）の周波数依存性を示す図である。
【図１１】〈設計条件１〉を用いて領域２（空気領域）における電界エネルギーと磁界エネルギーの存在比率の周波数特性を示す図である。
【図１２】〈設計条件１〉を用いて計算した導体Ｑの周波数特性を示す図である。
【図１３】連立方程式（式(7)）に現れる２つの関数とそれらの交点を示す図である。
【図１４】１次、２次の表面波モードの電力密度について示す図である。
【図１５】表面波モードの励振構造を含む電磁界シミュレーションのモデルを示す図である。
【図１６】図１５のシミュレーションモデルでの電磁界分布を示す図である。
【図１７】基板表面を基準としたときの空気領域における高さ方向の減衰特性（エバネセント状態）を求めた図である。
【図１８】反射損失の周波数特性を示す図である。
【図１９】図１９（Ａ）は第６の実施形態に係る通信体の上面図、図１９（Ｂ）は図１９（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。
【図２０】実施例における順方向伝送係数Ｓ２１の周波数特性図である。
【図２１】図２１（Ａ）は実施例における順方向伝送係数Ｓ２１の平均値のポート間距離依存性を示す図、図２１（Ｂ）は図２１（Ａ）に示したＳ２１変動幅（ｐ±σのｄＢ差）のポート間距離依存性を示す図である。
【図２２】図２１（Ａ）の横軸（ポート間距離（ｒ））を対数表示とした図である。
【図２３】図２３（Ａ）は６０ＧＨｚを中心とする３ＧＨｚ幅の帯域におけるＳ２１の平均値を示す図、図２３（Ｂ）は６０ＧＨｚを中心とする６ＧＨｚ幅の帯域におけるＳ２１の平均値を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
《第１の実施形態》
図３は第１の実施形態に係る通信体１０１の平面図、図３（Ｂ）は図３（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。この通信体１０１は、第１主面（上面）及び第２主面（下面）を有する誘電体基板１０と、この誘電体基板１０の第２主面のほぼ全面に形成された地導体と、地導体の外周に接続され、誘電体基板１０を伝搬する電磁波の反射を抑制する（電磁波を吸収する）終端抵抗部ＲＡと、を備え、誘電体基板１０の第１主面をその誘電体基板を伝搬する表面波モードについての結合面としている。
【００３４】
誘電体基板１０は、比誘電率４．０、厚さ０．７５ｍｍの樹脂材料で構成されている。誘電体基板１０の第２主面の地導体１１の寸法は誘電体基板１０よりも一回り小さく、地導体１１の外周（誘電体基板１０の周縁領域）には厚さ０．２０ｍｍの抵抗体（電波吸収シート材）１６が形成されていて、その表面に周辺導体１５が貼着されている。
【００３５】
誘電体基板１０の励振領域ＥＡには地導体１１から絶縁状態である中心導体１２が形成されている。誘電体基板１０の内部には中心導体１２に導通する導体ビア１３が形成されている。この導体ビア１３が本発明に係る「励振導体」に相当する。
【００３６】
この構造により、導体ビア１３を中心とする軸対称構造の表面波モードが導体ビア１３によって励振されるので、等位相面が同心円状となる表面波が伝搬する。これにより、結合特性に角度依存性のない２次元通信体として利用できる。
【００３７】
前記中心導体１２と地導体１１との間には給電回路が接続され、この給電回路によって通信体１０１に対する信号の入出力が行われる。
図３（Ａ）、図３（Ｂ）に示した構成により、次のような作用効果を奏する。
【００３８】
比誘電率４．０、基板厚さ０．７５ｍｍの基板を用いることにより、ミリ波（例えば６０ＧＨｚ帯）で表面波モードが単一伝送モードとなる通信体（信号伝達装置）を提供できる。
表面波モードは空気領域の高さ方向に対し、指数関数的に減衰するエバネセント領域を形成するため、非接触による２次元通信体に適した特性を実現できる。
【００３９】
表面波モードの励振は基板底面におけるランドと地導体との間（ギャップ）にミリ波信号の電圧を印加することで、励振用の線路パターンと地導体の間の電位差を発生させ、表面波モードを励振する。
励振された表面波モードは基板の外周に向けて伝搬し、外周に配置した終端抵抗部で電力が損失されることにより終端される。
【００４０】
表面波が外周で終端されることにより、基板内に定在波が生じにくくなり（抑圧され）、面内の電磁界分布が平坦になる。
【００４１】
電磁界分布の平坦性は入出力結合装置の配置場所に依らず、周波数特性についてもリップルが平坦な特性を実現できる。
【００４２】
《第２の実施形態》
図４は第２の実施形態に係る通信体１０２の平面図、図４（Ｂ）は図４（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。この通信体１０２は、第１主面（上面）及び第２主面（下面）を有する誘電体基板１０と、この誘電体基板１０の第２主面のほぼ全面に形成された地導体と、地導体の外周に接続され、誘電体基板１０を伝搬する電磁波の反射を抑制する（電磁波を吸収する）終端抵抗部ＲＡと、を備え、誘電体基板１０の第１主面をその誘電体基板を伝搬する表面波モードについての結合面としている。
【００４３】
図３に示した通信体１０１と異なるのは、誘電体基板１０の第１主面に導体ビア１３に導通するストリップライン１４が設けられていることである。
図３に示した通信体１０１では、誘電体基板１０の内部に形成した導体ビア１３によって励振させるようにしたが、図４に示す通信体１０２では、導体ビア１３とともにストリップライン１４によって表面波モードの励振を行う。このようなストリップライン１４を設けることによって、励振領域ＥＡから放射方向の対称性（軸対称性）が崩れるが、特定の周波数で線路が共振することにより、モード変換効率を高めることができる。
【００４４】
《第３の実施形態》
図５（Ａ）は第３の実施形態に係る通信体１０３の上面図、図５（Ｂ）はそのＡ−Ａ部分の断面図である。この通信体１０３は信号伝達部１００と入出力結合部２００とで構成されている。信号伝達部１００は、誘電体基板１０の第２主面（下面）に誘電体基板１０より一回り小さな地導体１１が形成され、その周囲に抵抗体１６及び周辺導体１５が形成されている。
【００４５】
一方、入出力結合部２００は、互いに対向する第１主面及び第２主面を有する円板状の誘電体基板２０に各種電極が形成されたものである。誘電体基板２０の中心には導体ビア２３が形成されている。誘電体基板２０の第２主面（上面）には、導体ビア２３に導通する中心導体２２及び、その中心導体２２の周囲に中心導体２２から一定の間隙を隔てた周囲導体２１が形成されている。入出力結合部２００の誘電体基板２０の平面の大きさは表面波モードの波長の大きさに略一致している。
【００４６】
入出力結合部２００は、信号伝達部１００の空気領域ＡＡ部分に、信号伝達部１００の誘電体基板１０の第１主面（電極の形成されていない面）と入出力結合部２００の誘電体基板２０の第１主面（電極が形成されていない面）同士が対向するように配置される。
【００４７】
このような構成により、中心導体２２と周囲導体２１との間にミリ波の信号（電圧）を印加することによって、導体ビア２３と周囲導体２１との間に放射状の電界が発生し、その電界が信号伝達部１００側の表面波モードに結合して表面波モードを励振することができる。
【００４８】
このように信号伝達部１００と入出力結合部２００とを独立して構成することにより、入出力結合部２００を信号伝達部１００に近接させたときに結合し、引き離したときに結合しない、といった特性が実現できる。
【００４９】
《第４の実施形態》
図６（Ａ）は第４の実施形態に係るカプラ３０１の上面図、図６（Ｂ）は図６（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。カプラ３０１は通信体１０４と入出力結合体２０１とで構成される。通信体１０４の構成は図３に示した通信体１０１と基本的に同様である。但し、この例では誘電体基板１０は直方体板形状であり、励振領域ＥＡが誘電体基板１０の中央からずれた位置に配置されている。
【００５０】
入出力結合体２０１は第３の実施形態で図５に示した入出力結合部２００と基本的に同じ構造である。すなわち、入出力結合体２０１は、互いに対向する第１主面及び第２主面を有する円板状の誘電体基板２０の中心に導体ビア２３が形成されていて、誘電体基板２０の第２主面（上面）には、導体ビア２３に導通する中心導体２２及び、その中心導体２２の周囲に中心導体２２から一定の間隙を隔てた周囲導体２１がそれぞれ形成されている。入出力結合体２０１の誘電体基板２０の平面の大きさは表面波モードの波長の大きさに略一致している。
【００５１】
入出力結合体２０１は、通信体１０４の空気領域ＡＡ部分に、通信体１０４の誘電体基板１０の第１主面（電極の形成されていない面）と入出力結合体２０１の誘電体基板２０の第１主面（電極が形成されていない面）同士が対向するように配置される。
【００５２】
このように通信体１０４の空気領域ＡＡ内に配置された入出力結合体２０１と、誘電体基板１０側の励振領域ＥＡとの間で表面波モードを媒介とした信号の伝達が可能となる。すなわち、金属接点を持たない２次元通信体としてのカプラが構成できる。
【００５３】
《第５の実施形態》
第５の実施形態では、表面波モードを用いた２次元信号伝達装置の電磁界ベクトルを解析的に求め、ミリ波帯における設計と特性を具体的に示すことにより、本装置がミリ波帯における非接触インターフェースとして利用できることを示す。
【００５４】
この解析により、空気領域では誘電体基板内を伝送する電力の一部が浸出し、遠方には放射しない領域（エバネセント領域）となることを示す。空気領域におけるこのような特性は非接触インターフェースが近接したときに通信可能であり、遠方配置の場合に遮断するといった特性を実現するのに適している。また、空気領域における減衰定数および電磁界エネルギーの存在比率は基板の誘電率と厚さに応じて制御できることを示す。
【００５５】
まず、表面波モードのベクトル解析に用いる構造と座標系を図７に示す。
図７における領域１は誘電体基板、これに接する領域２は空気であり、誘電体基板の底面には地導体を形成している。座標系はx 軸を表面波モードの伝搬方向、z 軸を基板の厚さ方向とする。残りのy 軸はx 軸とz 軸に垂直となる方向であるが、電磁界分布にy 軸依存性がないため、電磁界ベクトルはz-x 面内だけで解析できる。このような座標において電磁界ベクトルは式(1)のように設定することができる。
【００５６】
【数１】
2010206319.tif 000003
【００５７】
表面波モードの位相定数をβ、空気領域における減衰定数をα、基板内部のz方向における波数をｋとするとき、これらが角周波数（ω）に応じて満足する関係式（分散関係）は領域１と領域２のそれぞれで式(2)、式(3)のようになる。
【００５８】
【数２】
2010206319.tif 000004
【００５９】
【数３】
2010206319.tif 000005
【００６０】
ただし、これら２つの式は独立ではなく、１つの分散関係の各領域における表現式である。式(1)の電磁界はこれら分散関係を満足する変数を用いて次式のように表現される。ただし、上の段は領域１（0 < z < h）、下の段は領域２（z > h）を表す。
【００６１】
【数４】
2010206319.tif 000006
【００６２】
【数５】
2010206319.tif 000007
【００６３】
【数６】
2010206319.tif 000008
【００６４】
式(4)-(6)における諸定数の意味は以下に示す通りである。
【００６５】
A：振幅（任意定数）
ｋ ：領域１におけるz方向の波数
α ：領域２におけるz方向の減衰定数
β ：表面波モードの位相定数（x方向）
ω ：表面波モードの角周波数
式(5)における磁界の連続条件と分散関係（式(2)、式(3)）から次の連立方程式が導出できる。
【００６６】
【数７】
2010206319.tif 000009
【００６７】
ただし、無次元変数（p, q, r）は次のように定義した。
【００６８】
【数８】
2010206319.tif 000010
【００６９】
基板の比誘電率（εｒ）が一定条件で、波数（ｋ）、減衰定数（α）、角周波数（ω）がそれぞれ、基板厚さ（h）に反比例する場合、左辺の変数（x, y, r）が一定となるため、このような組み合わせもまた、連立方程式を満たす解（表面波モード）となる。
【００７０】
次に、電磁界分布と諸定数の計算例を示す。
表面波モードの電磁界分布について具体的な計算例を示すため、次の〈設計条件１〉を用いて計算を行う。基板材料はミリ波帯で低損失性に優れる低誘電率樹脂基板を用いた。
【００７１】
〈設計条件１〉
・周波数：60GHz
・比誘電率εｒ：3.5
・基板厚さｈ：0.75mm
式(7)の連立方程式に示した２つの関数とそれらの交点を図８に示す。
連立方程式の交点座標（式(9)）から、表面波モードの分布を決める諸定数（ｋ，α，β）は次のように求められる。
【００７２】
【数９】
2010206319.tif 000011
【００７３】
このように、空気領域の減衰定数は10.2dB/mm であり、速やかに減衰する。
【００７４】
【数１０】
2010206319.tif 000012
【００７５】
式(4)-(6)に示した電磁界分布を計算するために未定係数である振幅（A）を設定する。ここでは単位幅あたりの伝送電力が1W となるように次の式で設定した。
【００７６】
【数１１】
2010206319.tif 000013
【００７７】
振幅（A）をこのように設定した場合の電磁界分布を図９（Ａ），図９（Ｂ）に示す。また、これらの電磁界分布から計算される電力密度分布（Poynting ベクトルのx 成分）を図９（Ｃ）に示す。
【００７８】
図９（Ａ）に示した２つの電界成分（x 成分、z 成分）のうち、界面における連続条件はx 成分についてのみ成立する。図９（Ｂ）の磁界成分は連続条件を満たす。電界のz 成分と磁界のy 成分の積が図９（Ｃ）に示す電力密度であり、z 軸方向の積分値は規格化（式(11)）により1W になる。次に表面波モードの諸定数｛減衰定数（α），位相定数（β），波数（ｋ）｝の周波数依存性を図１０に示す。特に周波数と位相定数の関係は分散関係を表すものであり、表面波モードの伝送特性を表す上で重要な特性である。
【００７９】
このように、減衰定数（α）と位相定数（β）は単調増加するが、波数（ｋ）は周波数の増大に伴い、π/2を基板厚さ（h）で割った値（2.09…）に漸近する。この特性から周波数の上昇に伴い、領域２（空気）における遮断は大きくなり、領域１（誘電体）における波長が短くなることがわかる。また領域１のｚ軸方向の波数（ｋ）と基板厚さ（ｈ）との積がπ／２に漸近することから、厚さ方向には半波長の共振が生じていることがわかる。
【００８０】
次に、エネルギーと導体Ｑとの関係について示す。
表面波モードが単位長さあたりに蓄積するエネルギーはエネルギー密度の積分によって求められ、式(12)のように表される。
【００８１】
【数１２】
2010206319.tif 000014
【００８２】
積分区間を領域１（0 < z < h）と領域２（z > h）に分けて求めた結果が式(13)、(14)である。
【００８３】
【数１３】
2010206319.tif 000015
【００８４】
【数１４】
2010206319.tif 000016
【００８５】
上記の結果から、電界エネルギーと磁界エネルギーは領域１と領域２における合計値が等しいことが確認できる。すなわち、式(14)が常に成立する。
【００８６】
【数１５】
2010206319.tif 000017
【００８７】
式(13)、(14)を用いて領域２（空気領域）における電界エネルギーと磁界エネルギーの存在比率は次のように計算される。
【００８８】
【数１６】
2010206319.tif 000018
【００８９】
【数１７】
2010206319.tif 000019
【００９０】
領域２（空気領域）における電界エネルギーと磁界エネルギーの存在比率の周波数特性について、先に示した〈設計条件１〉（εｒ = 3.75、h = 0.75mm）を用いて計算した。これらの結果を図１１に示す。（20GHz 以下に見られるノイズは数値解析誤差による。）
この結果から、空気領域における電界エネルギー比率は磁界エネルギー比率よりも常に大きいことが確認できる。周波数が増大すれば空気領域のエネルギー減少に伴い、差もゼロに漸近する。設計中心の60GHz におけるエネルギー存在比率は電界が約28%、磁界が約10%となり、電界エネルギーの方が約18%大きい。このような特性は空気領域において電界結合の方が有利であることを示している。
【００９１】
次に導体Ｑの計算例を示す。表面波モードの１波長あたりの導体損失は地導体の表面抵抗値に表面磁界強度の２乗を掛けて１波長にわたる積分を行うことにより得られる。導体Ｑは１波長あたりの導体損失を１波長あたりの蓄積エネルギーで割ることによって求められる。導体Ｑの計算式を式(18)に示す。
【００９２】
【数１８】
2010206319.tif 000020
【００９３】
先に示した〈設計条件１〉（εｒ = 3.75、h = 0.75mm）を用いて計算した導体Ｑの周波数特性を図１２に示す。
【００９４】
周波数が30GHz より低い場合は、基板内部へのエネルギー閉じ込め性が低いため、導体Ｑは10,000 を上回り、ゼロHz に向けて発散する。周波数が50GHz 超えたあたりから基板内部へのエネルギー閉じ込め性が高まり、導体Ｑは約4,000 に漸近する。設計中心の60GHz における導体Ｑは約3,800 となった。基板の材料Ｑが約100 のオーダーであることを考慮すると、伝送損失の支配項は材料Ｑ（誘電損失）となることが分かる。
【００９５】
次に単一モード伝送の条件について示す。
表面波モードが単一モードで伝送するためには、式(7)に示した無次元変数（p, q）の連立方程式が２つ以上の解を持たないことである。この条件は計算例で示した図２のグラフを見て分かるように半径 r が p 以下であることの条件に等しい。すなわち：
【００９６】
【数１９】
2010206319.tif 000021
【００９７】
等号条件から、２次モードの遮断周波数（fc）は次式のように求められる。
【００９８】
【数２０】
2010206319.tif 000022
【００９９】
ここで、c0 は光速度である。先に示した〈設計条件１〉（εｒ = 3.75、h = 0.75mm）を用いる場合、遮断周波数（fc）は126.4GHz と計算される。したがって、60GHz 帯における表面波モードは単一モード伝送の条件を十分満足することが確認できる。
【０１００】
ここで、通信体の動作周波数の上限（ｆmax）と誘電体基板の比誘電率（εｒ）に基づいて、誘電体基板の厚み寸法ｈを下記の条件式で表される値に設定すれば、誘電体基板を単一モードの表面波モードが伝搬する。
【０１０１】
条件式：h ≦c0／（2fmax*√(εr-1)）  （c0：光速度）
基板が厚い場合には単一モード性が失われ、２次モードが発生する。次の〈設計条件２〉を用いて、２次モードが発生する場合の計算例を示す。
【０１０２】
〈設計条件２〉
・周波数：60GHz
・比誘電率εｒ：3.5
・基板厚さｈ：2.00mm
連立方程式（式(7)）に現れる２つの関数とそれらの交点を図１３に示す。ここで、r＝πは臨界半径である。
【０１０３】
【数２１】
2010206319.tif 000023
【０１０４】
【数２２】
2010206319.tif 000024
【０１０５】
連立方程式の交点座標（式(21), (22)）から、１次、２次の表面波モードの諸定数（ｋ，α，β）
は次のように求められる。
【０１０６】
【数２３】
2010206319.tif 000025
【０１０７】
【数２４】
2010206319.tif 000026
【０１０８】
図１４は、１次、２次の表面波モードの電力密度を表している。
図１４の分布から、基板内部では１次モードが１つの腹を持ち、２次モードが２つの腹を持つことが分かる。また、空気領域における遮断特性は１次モードが急峻であり、２次モードの方が緩やかであることが分かる。すなわち、空気領域から励振する場合を想定すると２次モードの方が１次モードよりも強く結合し、励振されやすいことがわかる。
このような２次モードが存在する条件は、単一モード伝送できないため、基板厚さを薄くする必要がある。
【０１０９】
次に、表面波モードの励振構造を含む電磁界シミュレーションの例を示す。
シミュレーターには有限要素解析ソフトウェアを用いた。
基板の設計条件は先に示した〈設計条件１〉を用いた。この設計条件で表面波モードが１次元伝搬する場合の諸特性は既に本文中に示した通りである。
【０１１０】
シミュレーションでは基板内で同心円状に伝搬する表面波モードを実現するために、励振部は軸対称状の導体ビアで構成し、地導体の面内に導体ビアと接続されるポートを配置した。ポートの内導体は導体ビアの直径に一致し、導体ビア端面のランド（リング状パターン）は理想的に無いものとした。ポートの外導体は表面波モードの伝搬する地導体に接続している。シミュレーションモデルを図１５に示す。
【０１１１】
設定条件は次のとおりである。
・誘電体基板：20×20×t0.75mm、比誘電率：3.5、誘電正接：0.01
・導体ビア径：φ0.5mm
・ポート内径：φ0.5mm、ポート外径：φ1.0mm（インピーダンス：22Ω）
・上部空間（空気）：20×20×20mm
・境界条件（底面）：導体壁（5.3×107S/m）
・境界条件（上面、側面）：開放境界周波数60GHz
この条件での電磁界分布を図１６に示す。図１６（Ａ）は電界分布、図１６（Ｂ）は磁界分布であり、強度を濃度で表している。なお、図１６（Ａ），図１６（Ｂ）の左側は全体、右側は導体ビアの近傍の断面図である。
【０１１２】
このように、シミュレーションの結果、電磁界が同心円状に伝搬する様子が確認できた。また、断面内の分布に関しては電界成分が断面内に含まれ、磁界成分が断面に垂直となることが確認できた。
【０１１３】
また、空気領域における高さ方向の減衰特性（エバネセント状態）を確認するために、半径が2〜5mmの区間で、それぞれ基板表面を基準としたときの高さ方向の減衰（dB 表示）を平均値で求めた。その結果を図１７に示す。このように、高さ約5mm 以下で滑らかな減衰傾向が見られる。
【０１１４】
最後に反射損失の周波数特性を図１８に示す。
シミュレーションは帯域40GHz〜80GHz を1GHz 刻みで実施した。57GHz〜69GHz における帯域（帯域幅12GHz）で反射損失15dB 以上を得た。
【０１１５】
以上に示したとおり、空気領域では誘電体基板内を伝送する電力の一部が浸出し、遠方には放射しない領域（エバネセント領域）となる。空気領域におけるこのような特性は非接触インターフェースが近接したときに通信可能であり、遠方配置の場合に遮断するといった特性実現に適している。また、空気領域における減衰定数および電磁界エネルギーの存在比率は基板の誘電率と厚さに応じて制御できる。基板に比誘電率3.5、厚さ0.75mm の材料を用いる場合は60GHz において、空気領域の減衰定数が10.2dB、エネルギーの存在比率は電界が28% 、磁界が10%となり、容量結合に適する。また励振部にビアを用いた構造による電磁界シミュレーション例では、同心円状に伝搬する電磁界分布と57GHz〜69GHzの帯域で15dB 以上の反射損失が得られることがわかった。
【０１１６】
《第６の実施形態》
図１９（Ａ）は第６の実施形態に係る通信体の上面図、図１９（Ｂ）は図１９（Ａ）におけるＡ−Ａ部分の断面図である。ここでは、ｘ，ｙ，ｚの座標軸も示している。
図１９において、凹領域は周辺の基板厚さよりも薄い基板厚さを持つ領域であり、空気領域ＡＡに対する表面波モードの遮へい効果は小さい。したがって、この領域に入出力結合手段を近接した場合に結合が得やすい。例えば、図５に示したように、信号伝達部１００と入出力結合部２００とから通信体１０３を構成する場合に、信号伝達部１００の誘電体基板に、図１９に示した凹領域を形成する。そしてその凹領域に入出力結合部２００を近接または嵌め込めばよい。
【０１１７】
図１９において凸領域は周辺の基板厚さよりも厚い基板厚さを持つ領域であり、空気領域ＡＡに対する表面波モードの遮へい効果は大きい。円柱側面によるエネルギー閉じ込め効果により、表面波モードに結合する共振器として作用する。そのため、共振系を含む信号伝達系を構成できる。
【０１１８】
前記凹領域及び凸領域の平面形状は円形に限らず矩形や多角形であってもよい。また断面形状は、臼状またはドーム状であってもよい。
【実施例】
【０１１９】
図６に示したカプラ３０１と基本構造は同じで、終端抵抗部ＲＡを備えない構造のカプラを試作し、その特性を実測した。通信体の誘電体基板と入出力結合体の誘電体基板の各部の寸法は次のとおりである。
【０１２０】
〈通信体の誘電体基板〉
・基板外形寸法：90×90×t0.75mm
・グランド外形寸法：70×70×t0.035mm
・ビア径：φ0.3mm（貫通穴、内壁メッキ）
・内導体径（ビア接続のランド径）：φ0.6mm
・内導体／外導体間のリング状ギャップ：0.25mm
〈入出力結合体の誘電体基板〉
・ビア径：φ0.3mm（貫通穴、内壁メッキ）
・内導体径：ビア径＋0.3mm
・内導体／外導体のギャップ：0.2mm
・外導体径：φ8.2mm
・基板外形寸法：8.7×8.7mm（外導体径+0.5mm の正方形）
・基板厚さ： 0.75mm
入出力結合体の誘電体基板を通信体の誘電体基板に密着させ、互いのビアが対向する位置でポート間距離（ｒ）を０ｍｍとする。ポート間距離（ｒ）を０〜３６ｍｍの範囲で数水準設定したときの順方向伝送係数Ｓ２１の周波数特性を図２０に示す。
【０１２１】
図２０（Ａ）に示すように、ポート間距離（ｒ）が０ｍｍのときは最大−８ｄＢａｔ７１ＧＨｚが得られるが、６４ＧＨｚ付近に大きな減衰極が見られる。１ｍｍ以上は比較的平坦な特性になる。１〜２ｍｍにかけて減衰量が小さくなり、２〜４ｍｍにかけて減衰量が大きくなる。なお、入出力結合体の誘電体基板の外形寸法が８．７ｍｍであるので、５ｍｍ以下は基板の内側であり、端面における反射の影響を受けている可能性が高い。
【０１２２】
図２０（Ｂ）に示すように、ポート間距離（ｒ）が５ｍｍから９ｍｍにかけては徐々に減衰量が増大している。比較的平坦に見える。
【０１２３】
図２０（Ｃ）に示すように、ポート間距離（ｒ）が１０ｍｍでＳ２１はおよそ−２５ｄＢ程度になっている。ポート間距離（ｒ）が１０ｍｍを超えるとリップルの振幅がさらに大きくなる。
【０１２４】
図２０（Ｄ）に示すように、ポート間距離（ｒ）が２０ｍｍを超えると、Ｓ２１は−３０ｄＢ程度で、リップルの振幅がさらに大きくなる。リップル振幅が顕著になる理由は、直接伝搬と定在波の振幅レベルが同程度になるためであると考えられる。
【０１２５】
次に、Ｓ２１のポート間距離依存性について調べた。ここでは、リップルの影響を軽減して評価するために所定の評価帯域を定め、その帯域内における電力平均および標準偏差を算出して評価した。評価帯域は次の２通りに設定した。
【０１２６】
(I)５８．５〜６１．５ＧＨｚ（３ＧＨｚ幅、比帯域５％）
(II)５７〜６３ＧＨｚ（６ＧＨｚ幅、比帯域１０％）
図２１（Ａ）にＳ２１の平均値のポート間距離依存性を示す。電力次元で平均をとってｄＢ表示したものである。また、上下誤差範囲は、帯域内の標準偏差σを求め、平均電力をｐとしてｐ±σの範囲をｄＢ表示したものである。
【０１２７】
ポート間距離（ｒ）０ｍｍ、すなわち通信体と入出力結合体のビア同士が対向する位置において、Ｓ２１は最大となり、３ＧＨｚ帯域で−１２．４ｄＢ、６ＧＨｚ帯域で−１３．４ｄＢである。以後、ポート間距離（ｒ）が増大するにつれて減衰していく。ポート間距離（ｒ）が１ｍｍのときに不規則な振る舞いが見られるが、５ｍｍ以内の範囲は入出力結合体の誘電体基板の内側であり、端面における反射の影響を受けている可能性が高い。
【０１２８】
図２１（Ａ）に示したＳ２１変動幅（ｐ±σのｄＢ差）のポート間距離依存性を図２１（Ｂ）に示す。この値は帯域内におけるリップル振幅に対応して変動する指標である。ポート間距離（ｒ）が１５ｍｍまでは５ｄＢ以下で比較的平坦であるが、１５ｍｍを超えるとＳ２１の変動幅は３ＧＨｚ幅および６ＧＨｚ幅ともに大きくなり、振る舞いも不規則となる。
【０１２９】
今回の測定結果が２次元的な伝搬であることを検証するために、ポート間距離の依存性を（１／ポート間距離（ｒ））のべき乗関数に近似して評価することを考える。理想的な等方性伝搬（放射）の場合、信号の電力密度は、３次元でポート間距離（ｒ）の２乗に反比例し、２次元でポート間距離（ｒ）の１乗に反比例する。したがって、（１／ポート間距離（ｒ））のべき乗関数の指数が伝搬の次元数に対応している。すなわち、指数が１のときは２次元に対応し、２のときは３次元に対応している。
【０１３０】
図２１（Ａ）の横軸（ポート間距離（ｒ））を対数表示としたものを図２２に示す。このような表示形式においてべき乗関数は線形となり、その傾きから指数を評価することができる。帯域幅は３ＧＨｚ、６ＧＨｚのどちらでもポート間距離（ｒ）が２ｍｍ以上でほぼ同一の直線上に乗っており、べき乗関数に近似できることが分かる。ポート間距離（ｒ）が５〜１４ｍｍの区間１におけるべき乗指数は、３ＧＨｚ幅帯域で１．２６、６ＧＨｚ幅帯域で１．２３となり、損失を考慮すると２次元伝搬に近似する特性であることが分かる。
【０１３１】
同図中に合わせて参照線（べき乗指数＝１．２５）を示したが、測定結果はこれにほぼ平行であることが確認できる。
【０１３２】
試作したカプラと同様のカプラをモデルとしてシミュレーションをおこなったところ、前記実験とは異なりリップルがほとんど見られない。シミュレーションにおいては、モデル周囲を吸収境界で覆っており、反射の影響が少ないためと考えられる。したがって、実験におけるリップルの原因は通信体の誘電体基板の外端における反射の影響と推測できる。
【０１３３】
次に、実験のときと同様に６０ＧＨｚを中心とする３ＧＨｚ幅および６ＧＨｚ幅の帯域におけるＳ２１の平均値による評価をおこなった。実験結果とシミュレーション結果の比較を、帯域幅３ＧＨｚについて図２３（Ａ）、帯域幅６ＧＨｚについて図２３（Ｂ）に示す。これらの図から、シミュレーション結果と実験結果は類似する減衰傾向であることが分かる。シミュレーション結果については、１〜１２ｍｍの区間で直線上に乗っており、（１／ポート間距離（ｒ））のべき乗関数で近似すると、べき乗指数は３ＧＨｚ幅帯域で１．０２、６ＧＨｚ幅帯域で１．０３となる。これらの値はほぼ理想的な２次元伝搬特性であることを示している。
【０１３４】
前述した通り、実験におけるべき乗指数は１．２５であり、シミュレーション結果よりも約０．２大きい。これは理想的な２次元伝搬からの劣化を示しており、原因として伝送損失や放射損失が考えられる。
【符号の説明】
【０１３５】
１０…誘電体基板
１１…地導体
１２…中心導体
１３…導体ビア（励振導体）
１４…ストリップライン（励振導体）
１５…周辺導体
１６…抵抗体
２０…誘電体基板
２１…周囲導体
２２…中心導体
２３…導体ビア（励振導体）
１００…信号伝達部
１０１〜１０４…通信体
２００…入出力結合部
２０１…入出力結合体
３０１…カプラ
ＡＡ…空気領域
ＥＡ…励振領域
ＲＡ…終端抵抗部
【図１】
2010206319.tif 000027
【図２】
2010206319.tif 000028
【図３】
2010206319.tif 000029
【図４】
2010206319.tif 000030
【図５】
2010206319.tif 000031
【図６】
2010206319.tif 000032
【図７】
2010206319.tif 000033
【図８】
2010206319.tif 000034
【図９】
2010206319.tif 000035
【図１０】
2010206319.tif 000036
【図１１】
2010206319.tif 000037
【図１２】
2010206319.tif 000038
【図１３】
2010206319.tif 000039
【図１４】
2010206319.tif 000040
【図１５】
2010206319.tif 000041
【図１６】
2010206319.tif 000042
【図１７】
2010206319.tif 000043
【図１８】
2010206319.tif 000044
【図１９】
2010206319.tif 000045
【図２０】
2010206319.tif 000046
【図２１】
2010206319.tif 000047
【図２２】
2010206319.tif 000048
【図２３】
2010206319.tif 000049