(57)【要約】【課題】  出力の補正に用いるマップデータの削減および演算の簡易化を図ることのできる流量センサを実現する。【解決手段】  測定値をＶ、測定値Ｖを補正した補正値をＶａ、測定温度（周囲温度）をＴ、第１基準温度（固定）をＴ１は、第２基準温度（固定）をＴ２、第１基準温度における測定値（固定）をＶＴ１は、第２基準温度における測定値（固定）をＶＴ２とし、  Ｖａ＝Ｖ−（ＶＴ２−ＶＴ１）×（Ｔ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）を演算して補正値Ｖａを求める。１次関数であるため演算を簡易化することができる。また、マップデータを作成するための測定値Ｖ（測定ポイント）が少ないため、マップデータを削減することができる。【選択図】  図４
2010185777.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
気体の流量を検出するセンサ部と、
前記センサ部から出力されるアナログの電圧信号をデジタル値に変換する変換部と、を備える流量センサにおいて、
前記変換部から出力されるデジタルの出力値をＶ、周囲温度をＴ、定数をＡ、前記周囲温度が第１基準温度のときの前記出力値と、前記周囲温度が前記第１基準温度と異なる第２基準温度のときの前記出力値との差の絶対値をＢ、前記周囲温度と前記第１基準温度との差の絶対値をＣ、前記出力値を前記周囲温度に起因する誤差に応じて補正した値をＶａとした場合に、
Ｖａ＝Ｖ−（Ｂ×Ｃ／Ａ）
を演算する補正回路を備えることを特徴とする流量センサ。
【請求項２】
前記定数Ａは、前記第１および第２基準温度の差の絶対値であることを特徴とする請求項１に記載の流量センサ。
【請求項３】
前記変換部は、
前記アナログの電圧信号を、２進数のデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路であって、入力信号を反転して出力すると共に反転動作時間が電源電圧により変化する反転回路が複数個連結されると共に、前記反転回路の一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路として構成されており、前記起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を走行させるパルス走行回路と、
前記パルス走行回路内の各反転回路の電源ラインに接続され、前記電圧信号を各反転回路の電源電圧として印加する電圧信号入力端子と、
相互に電圧の異なる複数の基準電圧信号を発生する基準電圧信号発生回路と、
前記電圧信号入力端子に、Ａ／Ｄ変換用の電圧信号と、前記基準電圧信号発生回路が発生した複数の基準電圧信号とを切り換えて入力する入力電圧切換手段と、
前記各反転回路からの出力信号に基づき前記パルス走行回路内での前記パルス信号の走行位置を検出し、その走行位置に応じたデータを発生する走行位置検出手段と、
前記起動用反転回路を動作させて前記パルス走行回路の走行動作を開始させ、その後所定時間経過した時点で上記走行位置検出手段を動作させる制御手段と、
前記走行位置検出手段からのデータを含むデジタルデータをＡ／Ｄ変換結果として出力するデータ出力ラインと、
前記データ出力ラインから出力される前記Ａ／Ｄ変換用の電圧信号および複数の基準電圧信号の各デジタルデータのうち、いずれか２つのデジタルデータの差である第１差分と、その第１差分を求めるデジタルデータの組み合わせとは異なる２つのデジタルデータの差である第２差分との比に基づいて、前記流量に対応したデジタル値を算出する信号処理回路と、
を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の流量センサ。
【請求項４】
気体の流量を検出するセンサ部と、前記センサ部から出力されるアナログの電圧信号をデジタル値に変換する変換部と、を備える流量センサのデジタルの出力値を周囲温度に起因する誤差に応じて補正する流量補正方法において、
前記出力値をＶ、周囲温度をＴ、定数をＡ、前記周囲温度が第１基準温度のときの前記出力値と、前記周囲温度が前記第１基準温度と異なる第２基準温度のときの前記出力値との差の絶対値をＢ、前記周囲温度と前記第１基準温度との差の絶対値をＣ、前記出力値を前記周囲温度に起因する誤差に応じて補正した値をＶａとした場合に、
Ｖａ＝Ｖ−（Ｂ×Ｃ／Ａ）
を演算することを特徴とする流量補正方法。
【請求項５】
前記定数Ａは、前記第１および第２基準温度の差の絶対値であることを特徴とする請求項４に記載の流量補正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、気体の流量を検出する流量センサおよび流量の補正方法に関し、たとえば、半導体製造装置におけるガス流量の検出、自動車エンジンの吸入空気量の検出などに用いるものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の流量センサとして、気体の流路に配置した発熱抵抗体の熱分布に基づいて気体の流量を検出するものが知られている。この流量センサの出力特性は、ノンリニア（曲線）の特性になるため、出力をリニア補正する手法では、補正の精度を高めることができない。
そこで、流量センサの出力補正の手法として、３次以上の高次元の演算式を用いてノンリニア補正を行い、補正後に決定された補正係数をマップデータとしてメモリに記憶することにより、出力特性に対応した補正を行うものが提案されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００７−７１８８９号公報（第２３，４０段落、図１，３）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、前述した従来の流量センサは、３次以上の高次元の演算式を用いるため、出力の補正精度を高めようとすると、大量のマップデータが必要となる。このため、マップデータを作成するための労力が増大するという問題がある。また、マップデータを格納するためのメモリのサイズが大きくなるため、流量センサが大型化するという問題もある。さらに、高次元の演算式を用いて出力を補正するため、演算が複雑になるという問題もある。
【０００５】
そこでこの発明は、上述の諸問題を解決するためになされたものであり、出力の補正に用いるマップデータの削減および演算の簡易化を図ることのできる流量センサの実現を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明は、上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、気体の流量を検出するセンサ部（２０，３１）と、前記センサ部から出力されるアナログの電圧信号をデジタル値に変換する変換部（３５）と、を備える流量センサ（１０）において、前記変換部から出力されるデジタルの出力値をＶ、周囲温度をＴ、定数をＡ、前記周囲温度が第１基準温度のときの前記出力値と、前記周囲温度が前記第１基準温度と異なる第２基準温度のときの前記出力値との差の絶対値をＢ、前記周囲温度と前記第１基準温度との差の絶対値をＣ、前記出力値を前記周囲温度に起因する誤差に応じて補正した値をＶａとした場合に、Ｖａ＝Ｖ−（Ｂ×Ｃ／Ａ）を演算する補正回路（４２）を備えることを特徴とする。
【０００７】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の流量センサ（１０）において、前記定数Ａは、前記第１および第２基準温度の差の絶対値であることを特徴とする。
【０００８】
請求項３に記載の発明では、請求項１または請求項２に記載の流量センサ（１０）において、前記変換部（３５）は、前記アナログの電圧信号を、２進数のデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換回路であって、入力信号を反転して出力すると共に反転動作時間が電源電圧により変化する反転回路（３６ａ，３６ｂ）が複数個連結されると共に、前記反転回路の一つが反転動作を外部から制御可能な起動用反転回路（３６ａ）として構成されており、前記起動用反転回路の動作開始に伴いパルス信号を走行させるパルス走行回路（３６）と、前記パルス走行回路内の各反転回路の電源ライン（Ｌ１）に接続され、前記電圧信号を各反転回路の電源電圧として印加する電圧信号入力端子（３５ａ）と、相互に電圧の異なる複数の基準電圧信号を発生する基準電圧信号発生回路（３２）と、前記電圧信号入力端子に、Ａ／Ｄ変換用の電圧信号と、前記基準電圧信号発生回路が発生した複数の基準電圧信号とを切り換えて入力する入力電圧切換手段（３３）と、前記各反転回路からの出力信号に基づき前記パルス走行回路内での前記パルス信号の走行位置を検出し、その走行位置に応じたデータを発生する走行位置検出手段（３８）と、前記起動用反転回路を動作させて前記パルス走行回路の走行動作を起動し、その後所定時間経過した時点で上記走行位置検出手段を動作させる制御手段（３４）と、前記走行位置検出手段からのデータを含むデジタルデータをＡ／Ｄ変換結果として出力するデータ出力ライン（Ｌ２）と、前記データ出力ラインから出力される前記Ａ／Ｄ変換用の電圧信号および複数の基準電圧信号の各デジタルデータのうち、いずれか２つのデジタルデータの差である第１差分と、その第１差分を求めるデジタルデータの組み合わせとは異なる２つのデジタルデータの差である第２差分との比に基づいて、前記流量に対応したデジタル値を算出する信号処理回路（４１）と、を備えることを特徴とする。
【０００９】
請求項４に記載の発明では、気体の流量を検出するセンサ部（２０，３１）と、前記センサ部から出力されるアナログの電圧信号をデジタルの出力値に変換する変換部（３５）と、を備える流量センサ（１０）の前記出力値を周囲温度に起因する誤差に応じて補正する流量補正方法において、前記出力値をＶ、周囲温度をＴ、定数をＡ、前記周囲温度が第１基準温度のときの前記出力値と、前記周囲温度が前記第１基準温度と異なる第２基準温度のときの前記出力値との差の絶対値をＢ、前記周囲温度と前記第１基準温度との差の絶対値をＣ、前記出力値を前記周囲温度に起因する誤差に応じて補正した値をＶａとした場合に、Ｖａ＝Ｖ−（Ｂ×Ｃ／Ａ）を演算することを特徴とする。
【００１０】
請求項５に記載の発明では、請求項４に記載の流量補正方法において、前記定数Ａは、前記第１および第２基準温度の差の絶対値であることを特徴とする。
【００１１】
なお、上記各括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【発明の効果】
【００１２】
（請求項１および請求項４に係る発明の効果）
センサ部から出力されるアナログの電圧信号をデジタル値に変換する変換部から出力されるデジタル値をＶ、周囲温度をＴ、定数をＡ、周囲温度が第１基準温度のときのデジタル値と、周囲温度が第１基準温度と異なる第２基準温度のときのデジタル値との差の絶対値をＢ、周囲温度と第１基準温度との差の絶対値をＣ、変換部から出力されるデジタル値を周囲温度に起因する誤差に応じて補正した値をＶａとした場合に、Ｖａ＝Ｖ−（Ｂ×Ｃ／Ａ）という１次元の演算式を用いてデジタル値を補正することができる。
したがって、従来のように、３次以上の高次元の演算式を用いてデジタル値を補正するものよりもマップデータを少なくすることができ、かつ、演算を簡易化することができる。
【００１３】
（請求項２および請求項５に係る発明の効果）
定数Ａは、第１および第２基準温度の差の絶対値であるため、定数Ａを簡単に求めることができる。
【００１４】
（請求項３に係る発明の作用）
パルス走行回路では、反転回路が複数個連結されているため、たとえば起動用反転回路出力がローレベルであれば、次段の反転回路出力がハイレベルとなり、さらにその次の反転回路出力がローレベルとなるというように、各反転回路出力が所定の反転動作時間で順次反転する。そして、パルス走行回路内では、後段の反転回路と出力レベルが同一となっている反転回路の位置がパルス信号の走行位置となる。
【００１５】
一方、パルス走行回路内の各反転回路の電源ラインには、電圧信号入力端子を介して、Ａ／Ｄ変換すべき電圧信号が各反転回路の電源電圧として印加されているため、この電圧信号の電圧レベルに応じて各反転回路の反転動作時間が変化する。
したがって、パルス走行回路内でのパルス信号の走行時間及び走行位置は、電圧信号入力端子に入力される電圧信号により決定されることとなる。
【００１６】
上記のように当該Ａ／Ｄ変換回路においては、走行位置検出手段が、各反転回路からの出力信号に基づきパルス走行回路内でのパルス信号の走行位置を検出して、その走行位置に応じたデータを発生し、データ出力ラインが、走行位置検出手段からのデータを含むデジタルデータをＡ／Ｄ変換結果として出力する。またパルス走行回路内での起動用反転回路と走行位置検出手段の動作タイミングは、制御手段により制御され、この制御手段により、パルス走行回路の走行動作開始後、走行位置検出手段がパルス信号の走行位置を検出するまでの時間（サンプリング時間）が、所定時間に設定される。
【００１７】
（請求項３に係る発明の効果）
請求項３に記載のＡ／Ｄ変換回路においては、パルス走行回路内に設けられた反転回路の電源電圧としてＡ／Ｄ変換の対象となる電圧信号を使用することにより、パルス走行回路内でのパルス信号の走行時間を電圧信号により変化させ、パルス走行回路が所定のサンプリング時間走行動作する間の、パルス走行回路内でのパルス信号の走行位置を検出することにより、電圧信号をデジタルデータに変換する。
したがって、従来のように電圧信号を増幅するアナログ増幅回路を使用することなく、電圧信号の微小な変化を数値化することが可能となり、周囲温度が高温であっても正常にＡ／Ｄ変換を行なうことができる。
【００１８】
また、反転回路が複数個連結されたパルス走行回路を備えるＡ／Ｄ変換回路は、温度特性を持っているため、周囲温度によってゲインおよびオフセットが変動する。
しかし、請求項３に記載のＡ／Ｄ変換回路が備える信号処理回路は、データ出力ラインから出力されるＡ／Ｄ変換用の電圧信号および複数の基準電圧信号の各デジタルデータのうち、いずれか２つのデジタルデータの差である第１差分と、その第１差分を求めるデジタルデータの組み合わせとは異なる２つのデジタルデータの差である第２差分との比に基づいて、流量に対応したデジタル値を算出する。
【００１９】
このとき、Ａ／Ｄ変換用の電圧信号および複数の基準電圧信号に含まれるＡ／Ｄ変換回路のオフセット分はいずれも同一であることから、第１差分および第２差分はＡ／Ｄ変換回路のオフセット分が消去された値となる。そして、さらに、それら第１差分と第２差分との比が算出され、これによりＡ／Ｄ変換回路のゲインの温度による変動を除去することができる。
したがって、温度検出回路を必要とせず、周囲温度の影響を受けない高精度な出力値を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の実施形態に係る流量センサの主要構成を示す斜視図である。
【図２】センサチップ２０の後端部分を省略して示す平面図である。
【図３】図２のＡ−Ａ矢視断面図である。
【図４】回路チップ３０の電気的構成を示す回路図である。
【図５】Ａ／Ｄ変換回路３５における各信号のタイミングチャートである。
【図６】入力電圧Ｖｉｎと、Ａ／Ｄ変換回路３５により変換された入力電圧Ｖｉｎのデジタル値との関係を示す図である。
【図７】電圧信号ＶｉｎをＡ／Ｄ変換するときに上記の補正曲線を用いて補正を行った場合の誤差を示す図である。
【図８】図６に示した補正曲線に基づいて補正を行った補正値と流量との関係を示す図である。
【図９】Ａ／Ｄ変換回路３５の出力が、＋２％変動したときの検出誤差を示す図である。
【図１０】Ａ／Ｄ変換回路３５の出力が、−２％変動したときの検出誤差を示す図である。
【図１１】補正の手順を示す工程図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
この発明に係る実施形態について図を参照して説明する。以下の各実施形態では、この発明に係る流量センサとして、自動車用エンジンなどの内燃機関の空気吸入量を検出する流量センサを説明する。
【００２２】
［流量センサの構成］
（主要構成）
この実施形態に係る流量センサの主要構成について図を参照して説明する。図１は、この実施形態に係る流量センサの主要構成を示す斜視図である。
【００２３】
流量センサ１０は、ハウジング１１を備える。ハウジング１１には、センサチップ２０および回路チップ３０が収容されている。センサチップ２０は、半導体基板２８（図２）を用いて構成されており、回路チップ３０は、回路基板（たとえば、セラミック基板）１３に搭載されている。回路チップ３０は、回路基板１３に形成された配線（図示省略）およびボンディングワイヤ１５を介してセンサチップ２０と電気的に接続されている。
【００２４】
このように、センサチップ２０および回路基板１３をそれぞれ異なる材料で形成し、かつ、別個独立に配置することにより、両者の熱的な絶縁を図っている。センサチップ２０の先端近傍には、メンブレン（薄肉部）２６が形成されている。メンブレン２６には、空気の流量を検出するセンシング部２７（図２，図３）が配置されている。
【００２５】
ハウジング１１の相対向する側壁１６，１６には、開口部１２がそれぞれ相対向して形成されている。符号Ｆ１で示す白抜き矢印の向きが空気の流れる方向を示す。流量センサ１０の検出対象である空気は、一方の開口部１２から流入し、他方の開口部１２から流出する。センシング部２７は、その空気の流路内に配置されている。
【００２６】
回路チップ３０は、センシング部２７の入出力を制御するセンサ制御回路３１、このセンサ制御回路３１からのアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路３５（図４）などを備える。それらの各回路は、半導体基板にＭＯＳトランジスタおよびダイオードなどの半導体素子、抵抗素子並びに配線を形成することで構成されている。
【００２７】
回路チップ３０は、回路基板１３に形成された配線（図示省略）を介してリード１４と電気的に接続されている。リード１４は、配線（図示省略）を介して、車両に搭載されたＥＣＵ(Electronic Control Unit：電子制御装置)と電気的に接続される。回路チップ３０からボンディングワイヤ１５にかけての範囲は、エポキシ樹脂などの封止材料（図示省略）によって封止されている。
【００２８】
（センサチップ２０の構成）
センサチップ２０の構成について図を参照して説明する。図２は、センサチップ２０の後端部分を省略して示す平面図である。図３は、図２のＡ−Ａ矢視断面図である。
【００２９】
センサチップ２０は、半導体基板２８を用いて構成される。図３に示すように、半導体基板２８の裏面には、空洞部２５が形成されている。その空洞部２５の底部がメンブレン２６になっている。そのメンブレン２６の中央には、センシング部２７を構成する発熱抵抗体２１，２２が並列に配置されている。その発熱抵抗体の両側には、温度計の役割を担う測温抵抗体２３，２４が配置されている。
【００３０】
図２に示すように、発熱抵抗体２１は、配線層２９ｅ，２９ｄと電気的に接続されており、発熱抵抗体２２は、配線層２９ｂ，２９ｃと電気的に接続されている。測温抵抗体２３は、配線層２９ｆと電気的に接続されており、測温抵抗体２４は、配線層２９ａと電気的に接続されている。各配線層２９ａ〜２９ｆは、ボンディングワイヤ１５（図１）と電気的に接続されている。
【００３１】
発熱抵抗体２１，２２は、配線層２９ｂ〜２９ｅおよびボンディングワイヤ１５を通じて回路チップ３０に備えられたセンサ制御回路３１（図４）と電気的に接続されている。また、測温抵抗体２３，２４は、配線層２９ｆ，２９ａおよびボンディングワイヤ１５を通じてセンサ制御回路３１と電気的に接続されている。
【００３２】
この実施形態では、半導体基板２８としてＳＯＩ（silicon on insulator）基板を用いる。発熱抵抗体２１，２２、測温抵抗体２３，２４および配線層２９ａ〜２９ｆは、ＳＯＩ層である半導体層に不純物をイオン注入によってドーピングし、それをエッチングして形成する。半導体層は図示しないＢＰＳＧ(Boron-doped Phospho-Silicate Glass)によって封止されており、ＢＰＳＧの上はシリコン窒化膜（図示省略）によって覆われている。つまり、センシング部２７の表面は、ＢＰＳＧおよびシリコン窒化膜からなる絶縁膜によって保護されている。
【００３３】
空洞部２５は、支持基板であるシリコン基板の裏面をエッチングして形成する。エッチングは、ＳＯＩ基板の埋め込み層（ＢＯＸ層）である絶縁膜が露出するまで行う。メンブレン２６はシリコン基板に比べて非常に薄く形成されているため、メンブレン２６の熱容量は低く抑えられ、メンブレン２６ではシリコン基板との熱的な絶縁が確保される。また、センシング部２７は、メンブレン２６に形成されているため、センシング部２７の高感が高い。メンブレン２６の厚さｄは、たとえば約２μｍである。
【００３４】
［動作］
次に、流量センサの動作について説明する。
回路チップ３０に備えられたセンサ制御回路３１は、測温抵抗体２３，２４の抵抗値の変化に基づいて環境温度を測定する。発熱抵抗体２１，２２は、センサ制御回路３１から流れる電流によって加熱される。
【００３５】
そして、図１に示したように、空気の流れによって、発熱抵抗体２１，２２の熱が奪われる。図３に示すように、空気の流れがないとき（μ＝０）には、発熱抵抗体２１，２２の周囲の温度分布は発熱抵抗体を中心として対称であるが、空気が流れると（μ＞０）、温度分布が変化する。センサ制御回路３１は、発熱抵抗体２１，２２が常に一定の温度になるように、発熱抵抗体に流す電流の大きさを調整する。
【００３６】
センサ制御回路３１が上記の調整を行ったときの電流値の変化は、その変化に対応する電圧変化を有するセンサ信号Ｓｆ（図４）として出力され、Ａ／Ｄ変換回路３５によってデジタル値に変換された後にＥＣＵへ出力される。そして、ＥＣＵは、入力したデジタル値に基づいて空気の流量を算出する。また、空気の流れる方向によって、発熱抵抗体の周囲の温度分布が異なる。つまり、空気の下流側に比べて上流側の方が熱の奪われ方が激しく、より多くの電流が必要になってくる。この両者の差から、空気の流量と同時に、空気の流れの方向を検知することができる。
【００３７】
たとえば、図３においてＦ１で示す白抜き矢印の方向（順流）から空気が流れてくるとする。ここで、空気の上流側に位置する発熱抵抗体２１は、下流に位置する発熱抵抗体２２よりも多く熱を奪われるため、制御回路が発熱抵抗体２１の温度（抵抗値）を一定に保とうと発熱抵抗体２１への通電量を大きくする。逆に、上流に位置する発熱抵抗体２１から発生する熱によって暖められた空気が、下流に位置する発熱抵抗体２２の上を通過するため、下流に位置する発熱抵抗体２２の放熱量が減少するので、下流に位置する発熱抵抗体２２への通電量を小さくする。
したがって、発熱抵抗体２１，２２への通電量に基づいて、空気の流量および流れの方向を検出することが可能となる。
【００３８】
［回路チップ３０の電気的構成］
次に、回路チップ３０の電気的構成について図を参照して説明する。図４は、回路チップ３０の電気的構成を示す回路図である。
【００３９】
回路チップ３０は、センサ制御回路３１と、基準電圧信号発生回路３２と、アナログマルチプレクサ３３と、制御回路３４と、Ａ／Ｄ変換回路３５とを備える。センサ制御回路３１は、アナログのセンサ信号Ｓｆをアナログマルチプレクサ３３へ出力する。センサ信号Ｓｆは、センサチップ２０の発熱抵抗体２１，２２への通電量に対応する電圧信号である。
【００４０】
基準電圧信号発生回路３２は、定電圧電源Ｖｃｃおよびグランド間に抵抗Ｒ１〜Ｒ４を直列接続して構成される。このため、抵抗Ｒ１，Ｒ２間の出力端子ａ、抵抗Ｒ２，Ｒ３間の出力端子ｂおよび抵抗Ｒ３，Ｒ４間の出力端子ｃからは、それぞれ基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２，Ｖｒｅｆ３が、センサ信号Ｓｆとは無関係に出力される。
【００４１】
これら３つの基準電圧は、後述するＡ／Ｄ変換特性の非直線性補正を行うために用いる。抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３は抵抗温度係数が等しいため、周囲温度の変化に対する抵抗値の変化率ΔＲも同じである。したがって、周囲温度の変化によらず、（Ｖｒｅｆ２−Ｖｒｅｆ１）：（Ｖｒｅｆ３−Ｖｒｅｆ１）は常に一定の比率である。また、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ３の抵抗値も等しいため、上記比率は１：２となる。また、基準電圧Ｖｒｅｆ１およびＶｒｅｆ３は、センサ信号Ｓｆの変動範囲の下限および上限付近に、基準電圧Ｖｒｅｆ２は、その下限および上限の中間付近にそれぞれ設定されている。
【００４２】
アナログマルチプレクサ３３は、センサ制御回路３１からのセンサ信号Ｓｆと、基準電圧信号発生回路３２からの基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３とを電圧信号Ｖｉｎとして電圧信号入力端子３５ａを介してＡ／Ｄ変換回路３５へ出力する。制御回路３４は、セレクト信号をアナログマルチプレクサ３３へ出力する。また、制御回路３４は、パルス信号ＰＡをＮＡＮＤ回路３６ａへ出力し、パルス信号ＰＢをパルスセレクタ３８およびラッチ回路３９へ出力する。パルス信号ＰＢは、一定のサンプリング周期Δｔ（例えば〜１００μ秒）を得るためのパルス信号である。
【００４３】
アナログマルチプレクサ３３は、センサ信号Ｓｆおよび基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３を、電圧信号入力端子３５ａを介して電源ラインＬ１へ出力する。センサ信号Ｓｆおよび基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆは、制御回路３４から与えられるセレクト信号に基づいて所定の順番で繰り返し選択出力される。
【００４４】
Ａ／Ｄ変換回路３５は、基本的には特開平５−２５９９０７号公報に記載されたＡ／Ｄ変換回路と同様の構成であり、アナログの電圧信号Ｖｉｎを、２進数のデジタル値に変換する。Ａ／Ｄ変換回路３５は、パルス走行回路３６と、カウンタ３７と、ラッチ回路３９と、パルスセレクタ３８と、エンコーダ４０と、信号処理回路４１と、補正演算回路４２と、ＥＰＲＯＭ４３と、データ出力ラインＬ２とを備える。
【００４５】
パルス走行回路３６は、反転動作時間が電圧信号Ｖｉｎに応じて変化するＮＡＮＤ回路３６ａと、同じく反転動作時間が電圧信号Ｖｉｎに応じて変化する偶数個のインバータ３６ｂとをリング状に連結して成る。電圧信号入力端子３５ａは、パルス走行回路３６内のＮＡＮＤ回路３６ａおよびインバータ３６ｂの電源ラインＬ１に接続されており、電圧信号ＶｉｎをＮＡＮＤ回路３６ａおよびインバータ３６ｂの電源電圧として印加する。
【００４６】
カウンタ３７は、パルス走行回路３６内のＮＡＮＤ回路３６ａの前段に設けられたインバータ３６ｂの出力レベルの反転回数からパルス走行回路３６内でのパルス信号の周回回数をカウントして２進数のデジタル値を発生する。ラッチ回路３９は、カウンタ３７から出力されるデジタル値をラッチする。パルスセレクタ３８は、パルス走行回路３６を構成する各反転回路（つまり、ＮＡＮＤ回路３６ａおよびインバータ３６ｂ）の出力を取り込み、その出力レベルからパルス走行回路３６内を周回中のパルス信号を抽出して、その位置を表す信号を発生する。
【００４７】
エンコーダ４０は、パルスセレクタ３８からの出力信号に対応したデジタル値を発生する。信号処理回路４１は、ラッチ回路３９からのデジタル値を上位ビットとして、エンコーダ４０からのデジタル値を下位ビットとして入力し、下位ビットのデータから上位ビットのデータを減じることによりパルス信号ＰＡ，ＰＢの位相差を表す２進数のデジタル値を生成する。
【００４８】
ここで、上記のパルス信号ＰＡ，ＰＢの位相差を表す２進数のデジタル値のうち、センサ信号Ｓｆおよび基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３の各デジタル値を、それぞれＤＳｆ、ＤＶ１〜ＤＶ３とし、ＤＳｆおよびＤＶ１〜ＤＶ３のいずれか２つの差を第１差分ΔＤ１とし、その第１差分を求めるデジタル値の組み合わせとは異なる２つのデジタル値の差を第２差分ΔＤ２とする。
【００４９】
センサ信号Ｓｆの電圧Ｖｉｎと、そのデジタル値ＤＳｆとの関係が直線近似しているとすると、その直線は、次の式（１）で表すことができる。
【００５０】
ＤＳｆ＝αＶｉｎ＋β  ・・・（１）
【００５１】
ただし、αはゲイン（傾き）であり、βはオフセット（切片）であり、共に定数である。したがって、同様にセンサ信号Ｓｆおよび基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３のいずれか２つのデジタル値の差分を求めると、上記オフセットβが消去される。たとえば、第１差分ΔＤ１として、ＤＶ２からＤＶ１を減算したものを求めると式（２）のようになり、第２差分ΔＤ２として、ＤＳｆからＤＶ１を減算したものを求めると式（３）のようになる。
【００５２】
ΔＤ１＝ＤＶ２−ＤＶ１＝α（Ｖｒｅｆ２−Ｖｒｅｆ１）  ・・・（２）
ΔＤ２＝ＤＳｆ−ＤＶ１＝α（Ｓｆ−Ｖｒｅｆ１）        ・・・（３）
【００５３】
そして、上記第１差分ΔＤ１と第２差分ΔＤ２との比Ｒを求めると、次の式（４）のようになる。
【００５４】
Ｒ＝ΔＤ２／ΔＤ１＝（Ｓｆ−Ｖｒｅｆ１）／（Ｖｒｅｆ２−Ｖｒｅｆ１）  ・・（４）
【００５５】
つまり、ゲインαも消去される。したがって、上記比Ｒを出力値とすれば、温度検出回路を必要とせず、周囲温度によって影響されない出力値を得ることができる。
【００５６】
データ出力ラインＬ２は、信号処理回路４１にて生成されたデジタル値を補正演算回路４２へ出力する。補正演算回路４２は、信号処理回路４１から入力したデジタル値に対して、温度特性に起因するデジタル値のばらつきの補正（以下、温特補正という）、流量センサ１０の個体差に起因するデジタル値のばらつきの補正（以下、個体差補正という）などの補正処理を行う。
【００５７】
ＥＰＲＯＭ４３は、補正演算回路４２が補正処理を行う際に用いるマップデータおよびコンピュータプログラムなどを書換え可能に格納している。なおラッチ回路３９およびパルスセレクタ３８は、制御回路３４から出力されるパルス信号ＰＢを受けて動作する。
【００５８】
［Ａ／Ｄ変換回路３５の動作］
図５は、Ａ／Ｄ変換回路３５における各信号のタイミングチャートである。パルス走行回路３６内のＮＡＮＤ回路３６ａに対し、図５に示すようなパルス信号ＰＡを与えると、ＮＡＮＤ回路３６ａおよび各インバータ３６ｂが電圧信号Ｖｉｎに応じた速度で逐次的に反転動作を開始し、そのパルス信号ＰＡの入力期間中は信号周回動作が継続して行われ、そのようなパルス信号周回数を示す２進数のデジタルデータが、カウンタ３７に対しリアルタイムで与えられる。
【００５９】
この後、ラッチ回路３９が、パルス信号ＰＢの立ち上がり毎にカウンタ３７のデジタルデータをラッチし（図５）、それを信号処理回路４１へ出力される。また、パルスセレクタ３８が、パルス走行回路３６内でのパルス信号の周回位置を検出し、エンコーダ４０がその周回位置に対応したデジタルデータを発生し、それを信号処理回路４１へ出力する。
【００６０】
そして、信号処理回路４１は、パルス信号ＰＡ，ＰＢの位相差を表す２進数のデジタルデータを生成する。
また、Ａ／Ｄ変換回路３５には、電圧信号Ｖｉｎとしてセンサ信号Ｓｆおよび基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３が順次供給されるので、Ａ／Ｄ変換回路３５では、センサ信号Ｓｆおよび基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３が、上述の各処理を経て、順次、デジタルデータに変換される。
【００６１】
補正演算回路４２は、信号処理回路４１から入力したデジタルデータに対して温特補正および個体差補正などを行う。なお、補正演算回路４２は、処理速度が速いという理由から、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）により構成することができる。
【００６２】
［Ａ／Ｄ変換特性の補正］
図６は、入力電圧Ｖｉｎと、Ａ／Ｄ変換回路３５により変換された入力電圧Ｖｉｎのデジタル値との関係を示す図である。同図において破線で示すように、入力電圧Ｖｉｎと、そのデジタル値との関係は、非直線性（曲線状）のＡ／Ｄ変換特性を有する。
【００６３】
そこで、非直線性誤差を補正してＡ／Ｄ変換の精度を高める。この実施形態では、上記のＡ／Ｄ変換特性に対して２次関数式を用いた補正（放物線補正ともいう）を行う。この補正の具体的な手法としては、本願出願人が本願よりも先に提案した手法（特許第３９７９３５８号公報）を用いる。
【００６４】
その手法では、基準電圧Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３について実際にＡ／Ｄ変換回路３５でＡ／Ｄ変換を行い、その結果に基づいて直線補正式を設定し、その直線補正式に基づいてセンサ信号Ｓｆのデジタル値（Ａ／Ｄ変換結果）の補正を行うようにしている。このため、温度変化などの環境変化によらず、その時々の温度変化に応じた適切な直線補正式によって高精度に直線補正することができる。
図６において実線で示す曲線が、２次関数式を用いて補正を行った結果を示す補正曲線である。
【００６５】
図７は、電圧信号ＶｉｎをＡ／Ｄ変換するときに上記の補正曲線を用いて補正を行った場合の誤差を示す図である。電圧信号Ｖｉｎを約２．５〜３．５Ｖに変化させ、複数の測定ポイントを設けた。図中、実線は周囲温度が、−４０℃のときの誤差を示し、破線は周囲温度が、１４０℃のときの誤差を示す。周囲温度が、−４０℃のときの誤差は約２％未満であり、周囲温度が、１４０℃のときの誤差は、約−２％未満であった。
つまり、上記の手法を用いれば、電圧信号Ｖｉｎを高精度でＡ／Ｄ変換することができる。
【００６６】
［センサチップ２０の温特補正］
センサチップ２０の出力は、検出対象の流量が同じ場合でもセンサチップ２０の温度によって変化する。そこで、前述した回路チップ３０の温特補正に加えて、センサチップ２０の出力を温特補正することにより、流量センサ１０の検出精度をより一層高精度にする。
【００６７】
図８は、図６に示した補正曲線に基づいて補正を行った補正値と流量との関係を示す図である。図中破線で示す曲線は、センサチップ２０が基準温度（たとえば、２０℃）のときの補正値および流量の関係を示す曲線である。図中Ｔ２で示す曲線は、センサチップ２０の温度が基準温度よりも高い温度Ｔ２のときの補正値および流量の関係を示す曲線である。図中Ｔ１で示す曲線は、センサチップ２０の温度が基準温度よりも低い温度Ｔ１のときの補正値および流量の関係を示す曲線である。
【００６８】
センサチップ２０の温度が基準温度よりも高い場合および低い場合のいずれの場合における補正値も、基準温度のときの補正値となるように補正する。この補正の手法が、本願発明の特徴である。本願発明者が研究した結果、次の式（５）に示す１次関数を用いることにより、補正を行うことができることが分かった。
【００６９】
式（５）においてＶは測定値（信号処理回路４１の出力値）、Ｖａは測定値Ｖを補正した補正値（補正演算回路４２の出力値）、Ｔは測定温度（実際の周囲温度）、Ｔ１は第１基準温度（固定）、Ｔ２は第２基準温度（固定）、ＶＴ１は第１基準温度における測定値（固定）、ＶＴ２は第２基準温度における測定値（固定）である。
【００７０】
Ｖａ＝Ｖ−（ＶＴ２−ＶＴ１）×（Ｔ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）  ・・・（５）
【００７１】
上記の式（５）において、（ＶＴ２−ＶＴ１）は、流量に比例する流量比例係数であり、（Ｔ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）は、温度に比例する温度比例係数である。
つまり、上記の式（５）に示す１次関数を用いてセンサチップ２０の温特補正を行う。このとき、第１および第２基準温度は任意に選択することができる。
【００７２】
たとえば、第１基準温度を２０℃とし、第２基準温度を９０℃とすることができる。この場合、所定の流量に対して２０℃のときの測定値を第１基準温度における測定値ＶＴ１とし、９０℃のときの測定値を第２基準温度における測定値ＶＴ２とする。
この場合、温度比例係数は、（Ｔ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）＝（２５−２０）／（９０−２０）＝５／７０になる。
【００７３】
図９および図１０は、流量センサ１０の検出誤差を示す図である。流量センサ１０の周囲温度が、−３０℃、−２０℃、０℃、２０℃、５０℃、８０℃、１００℃の各周囲温度のときの流量センサ１０の出力値を前述の式（５）に基づいて算出し、その値と、実際の流量との誤差を計算した。第１基準温度Ｔ１は２０℃、第２基準温度Ｔ２は１００℃であり、流量の測定ポイントは、各周囲温度毎に１０個である。流量の範囲は、０〜２５０［ｇ／ｓ］である。また、図９は、Ａ／Ｄ変換回路３５の出力が、＋２％変動したときの検出誤差を示し、図１０は、Ａ／Ｄ変換回路３５の出力が、−２％変動したときの検出誤差を示す。
【００７４】
図９および図１０に示すように、流量センサ１０の誤差は、Ａ／Ｄ変換回路３５の出力が±２％変動し、かつ、温度が、−３０〜１００℃に変化した場合であっても、０．６％未満であることが分かる。
つまり、回路チップ３０においてＡ／Ｄ変換特性の補正および温度特性の補正を行い、さらに、センサチップ２０の温度特性の補正を行うことにより、流量の検出精度をより一層高精度にすることができる。
【００７５】
以上のように、１次関数を用いてセンサチップ２０の温特補正を行うことができるため、従来の高次元の関数を用いるものよりも演算が簡易になるので、補正を行うための処理時間を短縮することができる。
【００７６】
しかも、上記の１次関数を用いて補正のためのマップデータを作成するため、流量の測定ポイントが各温度毎に１０個と少なくて済み、従来の高次元の関数を用いて補正を行う場合のマップデータよりもデータ量を大幅に削減することができる。
したがって、マップデータを格納するためのメモリ領域を大幅に削減することができるため、流量センサ１０を小型化することができる。
なお、従来の高次元の関数を用いて補正を行う手法により、この実施形態の手法と同じ精度の補正を行おうとすると、各温度毎に少なくとも１００個の測定ポイントが必要であり、マップデータが膨大になる。
【００７７】
［個体差補正］
流量センサ１０には、個体差が存在するため、各流量センサ間には、出力特性間にオフセットが存在する。そこで、基準となる流量センサ（マスターセンサ）を決定しておき、その流量センサの出力特性と他の流量センサの出力特性とのオフセット量を調整する。
【００７８】
［補正の手順］
図１１は、補正の手順を示す工程図である。回路チップ３０を補正した後に（工程１〜３）、センサチップ２０を補正する（工程４〜６）。まず、周囲温度を基準温度（たとえば、２０℃）に設定し、流量を変化させて複数の測定ポイント（たとえば、１０個の測定ポイント）におけるデータ出力ラインＬ２からのデジタル値をメモリに格納する（工程１）。この測定を複数回実行し、その平均値を算出する（工程２）。
【００７９】
次に、工程２において求めた平均値と電圧信号Ｖｉｎとの関係を求め、それを放物線補正する（工程３）。次に、工程３において放物線補正されたデータに対して、前述の１次関数を用いた補正を行い、センサチップ２０の温特補正を行う（工程４）。次に、基準となる流量センサの出力特性とのオフセットを補正し、センサチップ２０の固体差補正を行う（工程５）。
【００８０】
そして、Ａ／Ｄ変換回路３５とＥＣＵとを接続するためのオフセットおよびゲインなどの出力調整を行う（工程６）。これは、車両によってＥＣＵの入力レンジが異なるためである。また、上記の工程１〜６を実行することにより補正および出力調整が行われた、電圧信号Ｖｉｎおよび出力値の関係は、マップデータ化され、ＥＰＲＯＭ４３に格納される。
【００８１】
なお、実際に車両に取付けられた流量センサ１０は、電圧信号Ｖｉｎに対してＥＰＲＯＭ４３に格納されたマップデータを参照して出力値を選択し、それをＥＣＵへ出力する。そして、ＥＣＵは、流量センサ１０から入力した上記出力値に基づいて内燃機関に吸入する空気量を制御する。
【００８２】
＜他の実施形態＞
（１）前述の実施形態では、式（５）における温度比例係数（Ｔ−Ｔ１）／（Ｔ２−Ｔ１）の（Ｔ２−Ｔ１）が、第１基準温度Ｔ１および第２基準温度Ｔ２の差の絶対値であったが、任意の定数Ａに置換えることもできる。この式を用いて流量の検出値を補正した場合も前述の実施形態と同じ効果を奏することができる。
【００８３】
（２）前述の実施形態では、この発明に係る流量センサとして、内燃機関に取り込まれる空気量を検出するものを説明したが、この発明は、半導体の製造工程で用いるガスの流量を検出する流量センサにも適用することができる。
【００８４】
＜参考例＞
（１）測定値をＶ、測定値Ｖを補正した補正値をＶａ、２０℃のときの測定値をＶｂとした場合に、Ｖａ＝Ｖ−Ｖｂという式を用いて補正値Ｖａを求めることもできる。この場合も従来の高次元の関数を用いるものよりも演算が簡易になるので、補正を行うための処理時間を短縮することができる。
【００８５】
（２）また、Ｖａ＝（Ｖ−Ｖｂ）／Ｖｂという式を用いて補正値Ｖａを求めることもできる。この場合も従来の高次元の関数を用いるものよりも演算が簡易になるので、補正を行うための処理時間を短縮することができる。
【００８６】
（３）さらに、８０℃のときの測定値をＶｅとした場合に、Ｖａ＝（Ｖ−Ｖｂ）／（Ｖｅ−Ｖｂ）という式を用いて補正値Ｖａを求めることもできる。この場合も従来の高次元の関数を用いるものよりも演算が簡易になるので、補正を行うための処理時間を短縮することができる。
【符号の説明】
【００８７】
１０・・流量センサ、２０・・センサチップ、２１，２２・・発熱抵抗体、
２３，２４・・測温抵抗体、２６・・メンブレン、２７・・センシング部、
２８・・半導体基板、３０・・回路チップ、３２・・基準電圧信号発生回路、
３５・・Ａ／Ｄ変換回路、３６・・パルス走行回路、４２・・補正演算回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2010185777.tif 000009
【図８】
2010185777.tif 000010
【図９】
2010185777.tif 000011
【図１０】
2010185777.tif 000012
【図１１】
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