(57)【要約】【課題】逆起電力に起因する過剰電流を抑制することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置は、指令電圧値から逆起電圧推定値を引いた判定値の正負を判定する判定手段Ｓ１０１と、判定値が正の場合には、駆動モータへの電源電圧の印加方向が正転方向となるように、第１スイッチング素子をオン、第２スイッチング素子をデューティ制御、第３スイッチング素子をオフ、第４スイッチング素子を第２スイッチング素子に対して反転するようにデューティ制御し、判定値が負である場合には、駆動モータへの電源電圧の印加方向が逆転方向となるように、第１スイッチング素子をデューティ制御、第２スイッチング素子をオン、第３スイッチング素子を第１スイッチング素子に対して反転するようにデューティ制御、第４スイッチング素子をオフにするスイッチング素子制御手段Ｓ１０３、Ｓ１０４、Ｓ１０６、Ｓ１０７と、を備える。【選択図】図５
2010207007.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｈブリッジ回路の４つのスイッチング素子を制御することによって駆動モータの回転を制御するモータ制御装置において、
電源に近い上流側に設けられる第１スイッチング素子と、
上流側に設けられ、前記第１スイッチング素子に対して並列に接続される第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子に対して直列に接続される第３スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子に対して直列に接続される第４スイッチング素子と、
前記駆動モータを制御するための指令電圧値を算出する指令電圧値算出手段と、
前記駆動モータの回転によって生じる逆起電圧の推定値を算出する逆起電圧推定値算出手段と、
駆動モータ正転方向の電圧を正とした時に、前記指令電圧値から前記逆起電圧推定値を引いた判定値の正負を判定する判定手段と、
前記判定値が正の場合には、前記駆動モータへの電源電圧の印加方向が正転方向となるように、前記第１スイッチング素子をオン、前記第２スイッチング素子をデューティ制御、前記第３スイッチング素子をオフ、前記第４スイッチング素子を前記第２スイッチング素子に対して反転するようにデューティ制御し、前記判定値が負である場合には、前記駆動モータへの電源電圧の印加方向が逆転方向となるように、前記第１スイッチング素子をデューティ制御、前記第２スイッチング素子をオン、前記第３スイッチング素子を前記第１スイッチング素子に対して反転するようにデューティ制御、前記第４スイッチング素子をオフにするスイッチング素子制御手段と、
を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記判定手段は、デューティ制御時の前記第１〜第４スイッチング素子のスイッチング遅れに起因するオン時間損失に基づいて算出される逆起電圧補正値を前記逆起電圧推定値に乗じて補正してから、前記判定値を算出する、
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記スイッチング素子制御手段は、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子のデューティ比を、指令電圧値Ｖｍと、逆起電圧推定値Ｅｍと、電源電圧Ｖｂと、第１〜第４スイッチング素子のオン時間損失から算出される第１信号補正値α1と、第１〜第４スイッチング素子のオン時間損失から算出される第２信号補正値β1とから（１）式に基づいて決定する、
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
（数１）
（Ｖｍ−α1・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β1・・・（１）
【請求項４】
前記第１〜第４スイッチング素子のオン時間損失はｄであり、
前記スイッチング素子制御手段は、前記第１信号補正値α1を１−２ｄに設定し、前記第２信号補正値β1をｄに設定して、前記デューティ比を決定する、
ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記第３及び第４スイッチング素子のオン時間損失はｄ１であり、
前記第１及び第２スイッチング素子のオン時間損失はｄ２であり、
前記スイッチング素子制御手段は、前記第１信号補正値α1を１−ｄ１−ｄ２に設定し、前記第２信号補正値β1をｄ１に設定して、前記デューティ比を決定する、
ことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子は、駆動モータ側からの電流をバイパスして流す寄生ダイオードを備え、
前記スイッチング素子制御手段は、前記判定値が正であって前記逆起電圧推定値が正である場合、及び前記判定値が負であって逆起電圧推定値が負である場合には、前記第３スイッチング素子又は前記第４スイッチング素子のデューティ比を、指令電圧値Ｖｍと、逆起電圧推定値Ｅｍと、電源電圧Ｖｂと、第１〜第４スイッチング素子のオン時間損失から算出される第３信号補正値α2と、第１〜第４スイッチング素子のオン時間損失から算出される第４信号補正値β2とから（２）式に基づいて決定する、
ことを特徴とする請求項３から請求項５のいずれか１つに記載の駆動モータ制御装置。
（数２）
（Ｖｍ−α2・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β2・・・（２）
【請求項７】
前記第１〜第４スイッチング素子のオン時間損はｄであり、
前記スイッチング素子制御手段は、前記第３信号補正値α2を１に設定し、前記第４信号補正値β2をｄに設定して、前記デューティ比を決定する、
ことを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
【請求項８】
前記第３及び第４スイッチング素子のオン時間損失はｄ１であり、
前記第１及び第２スイッチング素子のオン時間損失はｄ２であり、
前記スイッチング素子制御手段は、前記第３信号補正値α2を１に設定し、前記第４信号補正値β2をｄ１に設定して、前記デューティ比を決定する、
ことを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、Ｈブリッジ回路を備えたモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、Ｈブリッジ回路のスイッチング素子を制御することによって、駆動モータの回転を制御するモータ制御装置が広く知られている。このようなモータ制御装置では、駆動モータ回転に応じた逆起電圧が発生する。
【０００３】
特許文献１には、逆起電圧に起因して生じた電流がスイッチング素子の寄生ダイオードを通過するのを抑制するようにスイッチング素子を制御することで、寄生ダイオードでの電力損失を低減させるモータ制御装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平９−１８３１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、特許文献１に記載したモータ制御装置では、駆動モータの回転を減速または反転させるために駆動モータに制動トルクを発生させようとすると、駆動モータへの印加電圧と、駆動モータの慣性回転によって生じる逆起電圧とが同じ向きとなる。駆動モータの慣性回転が高速で大きな逆起電圧が発生している場合には、過剰な電流が流れて必要以上の制動トルクが発生するという問題がある。
【０００６】
そこで、本発明は、このような問題点に着目してなされたものであり、逆起電圧に起因する過剰電流を抑制することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明は以下のような解決手段によって前記課題を解決する。なお、理解を容易にするために本発明の実施形態に対応する符号を付するが、これに限定されるものではない。
【０００８】
本発明は、Ｈブリッジ回路（７０）の４つのスイッチング素子（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４）を制御することによって駆動モータ（４３）の回転を制御するモータ制御装置において、電源（７１）に近い上流側に設けられる第１スイッチング素子（ＦＥＴ１）と、上流側に設けられ、第１スイッチング素子（ＦＥＴ１）に対して並列に接続される第２スイッチング素子（ＦＥＴ２）と、第１スイッチング素子（ＦＥＴ１）に対して直列に接続される第３スイッチング素子（ＦＥＴ３）と、第２スイッチング素子（ＦＥＴ２）に対して直列に接続される第４スイッチング素子（ＦＥＴ４）と、駆動モータ（４３）を制御するための指令電圧値を算出する指令電圧値算出手段（５１）と、駆動モータの回転によって生じる逆起電圧の推定値を算出する逆起電圧推定値算出手段（５２Ｂ）と、駆動モータ正転方向の電圧を正とした時に、指令電圧値から逆起電圧推定値を引いた判定値の正負を判定する判定手段（Ｓ１０１）と、判定値が正の場合には、駆動モータ（４３）への電源電圧の印加方向が正転方向となるように、第１スイッチング素子（ＦＥＴ２）をオン、第２スイッチング素子（ＦＥＴ２）をデューティ制御、第３スイッチング素子（ＦＥＴ３）をオフ、第４スイッチング素子（ＦＥＴ４）を第２スイッチング素子（ＦＥＴ２）に対して反転するようにデューティ制御し、判定値が負である場合には、駆動モータ（４３）への電源電圧の印加方向が逆転方向となるように、第１スイッチング素子（ＦＥＴ１）をデューティ制御、第２スイッチング素子（ＦＥＴ２）をオン、第３スイッチング素子（ＦＥＴ３）を第１スイッチング素子（ＦＥＴ１）に対して反転するようにデューティ制御、第４スイッチング素子（ＦＥＴ４）をオフにするスイッチング素子制御手段（Ｓ１０３、Ｓ１０４、Ｓ１０６、Ｓ１０７）と、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、駆動モータの回転を減速させる場合に逆起電圧を弱めるように電源電圧を印加させるので、逆起電圧に起因して生じる過剰電流の発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】可変動弁装置の概略構成図である。
【図２】可変動弁装置の駆動モータの回転を制御するコントローラの概略構成図である。
【図３】コントローラの電流出力部の概略構成図である。
【図４】コントローラの駆動信号算出部について説明する図である。
【図５】コントローラが実行するモータ回転制御のメインルーチンについて説明するフローチャートである。
【図６】モータ回転制御の作用について説明する図である。
【図７】過剰電流抑制効果について説明する図である。
【図８】制御軸制御における規範応答と実角度とを対比した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照して、本発明のモータ制御装置を車両用エンジンの可変動弁装置に適用した実施形態について説明する。
【００１２】
図１は、エンジンの吸気弁１のリフト量及び作動角を変化させる可変動弁装置１００の概略構成図である。なお、可変動弁装置１００は、排気弁のリフト特性を変化させるように構成してもよい。
【００１３】
エンジンは１つの気筒に対して２つの吸気弁１を備え、２つの吸気弁１は単一の可変動弁装置１００によって同期して駆動される。
【００１４】
可変動弁装置１００は、２つの吸気弁１を駆動する２つの揺動カム１０を備える。揺動カム１０は、気筒配列方向に延びる駆動軸２１の外周に回転自在に嵌合する。揺動カム１０は、バルブリフタを介して吸気弁１を開閉駆動する。２つの揺動カム１０は、駆動軸２１の外周に回動自在に支持された連結筒２１Ａを介して同一位相で連結され、同期して作動する。
【００１５】
駆動軸２１には、偏心カム２２が圧入等によって固定される。偏心カム２２は円形の外周面を備える一方、外周面の中心は駆動軸２１の軸心から所定量オフセットしている。駆動軸２１がクランクシャフトの回転に連動して回転すると、偏心カム２２は駆動軸２１の軸心回りに偏心しつつ回転する。偏心カム２２の外周面には、第１リンク２３の基端側の環状部２４が回転可能に嵌合する。
【００１６】
駆動軸２１と平行に配置される制御軸３１には、ロッカアーム２６が設けられる。ロッカアーム２６は、制御軸３１に形成した偏心カム３２の外周に揺動自在に支持される。ロッカアーム２６は、放射方向に突出する両端を有する。
【００１７】
ロッカアーム２６の一端には、第１リンク２３の先端が連結ピン２５を介して連結する。ロッカアーム２６の他端には、連結ピン２７を介して第２リンク２８の上端が連結される。第２リンク２８の下端は、連結ピン２９を介して、１つの揺動カム１０に連結する。
【００１８】
駆動軸２１がエンジン回転に同期して回転すると、偏心カム２２が偏心回転し、これにより第１リンク２３が上下方向に揺動する。第１リンク２３の揺動によりロッカアーム２６が偏心カム３２の軸周りに揺動し、第２リンク２８が上下に揺動すると、２つの揺動カム１０が連結筒２１Ａを介して駆動軸２１の軸回りに所定の回転角度範囲で揺動運動する。このように２つの揺動カム１０が同期して揺動することによって、２つの吸気弁１が吸気ポートを開閉する。
【００１９】
駆動軸２１の一端には、クランクシャフトによって回転駆動されるカムスプロケット４１が結合する。カムスプロケット４１は、駆動軸２１とカムスプロケット４１との回転方向の位相を調整可能に構成される。駆動軸２１とカムスプロケット４１の回転方向の位相を変更することで、クランクシャフトと駆動軸２１の回転方向の位相を調整でき、吸気弁１のリフト中心角の位相を変化させることが可能となる。
【００２０】
一方、制御軸３１の一端には、ギア４２を介して駆動モータ４３が結合する。駆動モータ４３は、ＤＣサーボモータであって、コントローラ５０からの制御信号に基づいて制御軸３１を回転させる。駆動モータ４３によって制御軸３１の回転角度を変化させることで、ロッカアーム２６の揺動中心となる偏心カム３２の軸心が制御軸３１の回転中心周りを旋回し、これに伴いロッカアーム２６の支点が変位する。これにより第１リンク２３及び第２リンク２８の姿勢が変化するので、揺動カム１０の揺動特性を変更でき、吸気弁１の作動角及びリフト量を変化させることが可能となる。
【００２１】
コントローラ５０には、制御軸３１の回転角度を検出する角度センサ４４と、所定クランク角ごとにクランク角信号を生成するクランク角センサ４５と、アクセルペダルの踏込み量を検出するアクセルペダルセンサ４６とからの検出データがそれぞれ信号として入力する。クランク角センサ４５からのクランク角信号はエンジン回転速度を代表する信号として用いられ、アクセラレータペダルの踏み込み量はエンジン負荷を代表する信号として用いられる。
【００２２】
コントローラ５０は、これら入力信号に基づいて駆動モータ４３を駆動して、可変動弁装置１００の制御軸３１を回転させることで、吸気弁１のリフト量及び作動角を制御する。
【００２３】
図２〜図４を参照して、コントローラ５０の構成について説明する。
【００２４】
図２に示すように、コントローラ５０は、指令電流値算出部５１と、駆動信号算出部５２と、電流出力部５３とを備える。
【００２５】
指令電流値算出部５１は、クランク角センサ４５の検出値とアクセルペダルセンサ４６の検出値とから求められる制御軸３１の角度目標値θｍと、角度センサ４４の検出値θとに基づいて、駆動モータ４３に流す目標電流値である指令電流値Ｉｍを算出する。
【００２６】
駆動信号算出部５２は、指令電流値Ｉｍと角度センサ４４の検出値θとに基づいて、駆動モータ４３に流れる実電流が指令電流値Ｉｍに一致するように、電流出力部５３の各スイッチング素子に対する駆動信号ＤＩＲ、ＰＷＭ−ＤＵＴＹを算出する。駆動信号ＤＩＲは、スイッチング素子をオン状態又はオフ状態に制御するオン／オフ制御を実施するための信号である。駆動信号ＰＷＭ−ＤＵＴＹは、スイッチング素子を周期的にオン、オフさせるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を実施するためのデューティ比である。
【００２７】
電流出力部５３は、駆動信号ＰＷＭ−ＤＵＴＹ及び駆動信号ＤＩＲに基づいてスイッチング素子を制御し、指令電流値Ｉｍに応じた電流を出力する。これにより駆動モータ４３が駆動されて、制御軸３１が目標角度に制御される。
【００２８】
図３は、電流出力部５３の概略構成図である。
【００２９】
図３に示すように、電流出力部５３は、ゲート電圧発生装置６０とＨブリッジ回路７０とを備える。
【００３０】
Ｈブリッジ回路７０は、駆動電源７１と、４つのスイッチング素子（ＦＥＴ）１〜４とを備える。ＦＥＴ１〜４は、駆動電源７１の電源電圧に対して逆方向の電圧が印加された時に流れる電流をバイパスさせる寄生ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。
【００３１】
ＦＥＴ１とＦＥＴ２とが並列に接続され、ＦＥＴ１とＦＥＴとの間に駆動電源７１が設けられる。ＦＥＴ３とＦＥＴ７とが並列に接続され、ＦＥＴ３とＦＥＴ４との間において接地される。
【００３２】
駆動電源７１に近い上流側のＦＥＴ１と下流側のＦＥＴ３が直列に接続され、上流側のＦＥＴ２と下流側のＦＥＴ４が直列に接続される。ＦＥＴ１とＦＥＴ３との接続点と、ＦＥＴ２とＦＥＴ４との接続点との間には、可変動弁装置１００の駆動モータ４３が接続される。
【００３３】
ゲート電圧発生装置６０は、駆動信号ＤＩＲに基づいてＦＥＴ１〜４のオン／オフ制御を実施するとともに、駆動信号ＰＷＭ−ＤＵＴＹに基づいてＦＥＴ１〜４のＰＷＭ制御を実施する。
【００３４】
図４（Ａ）及び図４（Ｂ）を参照して、駆動信号算出部５２での駆動信号ＰＷＭ−ＤＵＴＹ及び駆動信号ＤＩＲの算出について説明する。図４（Ａ）は、駆動信号算出部５２の概略構成図である。また、図４（Ｂ）は、スイッチング素子のスイッチング遅れを示す図である。
【００３５】
図４（Ａ）に示すように、駆動信号算出部５２は、指令電圧値算出部５２Ａと、逆起電圧推定部５２Ｂと、逆起電圧補正部５２Ｃと、減算部５２Ｄと、ＤＩＲ算出部５２Ｅと、ＰＷＭ−ＤＵＴＹ算出部５２Ｆと備える。
【００３６】
指令電圧値算出部５２Ａは、指令電流値Ｉｍに駆動モータ４３のモータ抵抗値Ｒを乗じて、指令電圧値Ｖｍを算出する。
【００３７】
逆起電圧推定部５２Ｂは、指令電流値Ｉｍと角度センサ４４の検出値θとに基づいて、駆動モータ４３の回転によって生じる逆起電圧の推定値Ｅｍを算出する。
【００３８】
逆起電圧補正部５２Ｃは、逆起電圧推定値Ｅｍに逆起電圧補正値αを乗じる。ここで、逆起電圧補正値αは、ＦＥＴ１〜４のスイッチング遅れに起因するオン時間損失に基づいて決定される値である。
【００３９】
オン時間損失は、図４（Ｂ）に示すように、駆動信号ＰＷＭ−ＤＵＴＹにおけるオン時間と実際のスイッチング素子のオン時間との差であり、オン遅れ時間ｔｒとオフ遅れ時間ｔｆとの差から求められる。本実施形態では、Ｈブリッジ回路７０の４つのＦＥＴ１〜４のオン時間損失は一定値ｄであるとする。
【００４０】
再び図４（Ａ）を参照すると、減算部５２Ｄは、指令電圧値Ｖｍからα・Ｅｍを減算する。
【００４１】
ＤＩＲ算出部５２Ｅは、減算部５２Ｄで算出した値に基づいて駆動信号ＤＩＲを算出する。
【００４２】
ＰＷＭ−ＤＵＴＹ算出部５２Ｆは、減算部５２Ｄで算出した値と、駆動電源７１の電源電圧Ｖｂと、ＤＵＴＹ補正値βとに基づいて、駆動信号ＰＷＭ−ＤＵＴＹを算出する。ＤＵＴＹ補正値βは、ＦＥＴ１〜４のスイッチング遅れに起因するオン時間損失に基づいて決定される値である。
【００４３】
ところで、可変動弁装置１００の制御軸３１を目標角度まで制御する場合、駆動モータ４３を所定方向に回転させ、その後目標角度が近づくと駆動モータ４３の回転を減速させ、目標角度に達した時に駆動モータ４３の回転を停止させる。
【００４４】
従来手法においては、駆動モータ４３の回転を減速させるために駆動モータ４３に制動トルクを発生させようとすると、逆起電圧に起因して過剰電流が発生するという問題があった。
【００４５】
本実施形態では、指令電圧値Ｖｍと逆起電圧推定値Ｅｍとの差に基づいてＦＥＴ１〜４を制御し、駆動モータ４３に印加する駆動電源７１の電源電圧Ｖｂの向きを変更することで、逆起電圧に起因する過剰電流を抑制する。
【００４６】
図５を参照して、コントローラ５０が実行するモータ回転制御のメインルーチンについて説明する。このメインルーチンは、エンジン運転中に一定間隔、例えば１０ｍｓ間隔で繰り返し実行される。
【００４７】
ステップＳ１０１では、コントローラ５０は、指令電圧値Ｖｍと、逆起電圧推定値Ｅｍと、逆起電圧補正値α0とに基づいて（１）式を満たすか否かを判定する。但し、指令電圧値Ｖｍ及び逆起電圧推定値Ｅｍは、図３の矢印に示すように駆動モータ４３の正転方向の電圧を正とし、逆転方向の電圧を負とする。
【００４８】
Ｖｍ−α0・Ｅｍ＞０・・・（１）
α0＝１−２ｄ
Ｖｍ：  指令電圧値
Ｅｍ：  逆起電圧推定値
α0 ：  逆起電圧補正値
ｄ  ：  ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４のオン時間損失
Ｖｍ−α0・Ｅｍが正の値である場合には、コントローラ５０はステップＳ１０２の処理を実行する。Ｖｍ−α0・Ｅｍが負の値である場合には、コントローラ５０はステップＳ１０５の処理を実行する。
【００４９】
ステップＳ１０２では、コントローラ５０は、逆起電圧推定値Ｅｍが負であるか否かを判定する。
【００５０】
逆起電圧推定値Ｅｍが負である場合には、コントローラ５０は、ステップＳ１０３の処理を実施する。これに対して逆起電圧推定値Ｅｍが正である場合には、コントローラ５０はステップＳ１０４の処理を実施する。
【００５１】
ステップＳ１０３では、コントローラ５０は、下記に示すように、Ｈブリッジ回路７０のＦＥＴ１及びＦＥＴ３をオン／オフ制御し、ＦＥＴ２及びＦＥＴ４をＰＷＭ制御する。
【００５２】
ＦＥＴ１＝オン
ＦＥＴ２のデューティ比＝１−［（Ｖｍ−α1・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β1］
ＦＥＴ３＝オフ
ＦＥＴ４のデューティ比＝（Ｖｍ−α1・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β1
Ｖｍ：  指令電圧値
Ｅｍ：  逆起電圧推定値
Ｖｂ：  電源電圧
α1 ：  逆起電圧補正値
β1 ：  ＤＵＴＹ補正値
なお、ステップＳ１０３では、ＦＥＴ２及びＦＥＴ４のオン時間損失に基づいて、逆起電圧補正値α1は１−２ｄに設定され、ＤＵＴＹ補正値β1はｄに設定される。
【００５３】
ステップＳ１０４では、コントローラ５０は、下記に示すように、Ｈブリッジ回路７０のＦＥＴ１及びＦＥＴ３をオン／オフ制御し、ＦＥＴ２及びＦＥＴ４をＰＷＭ制御する。
【００５４】
ＦＥＴ１＝オン
ＦＥＴ２のデューティ比＝１−［（Ｖｍ−α2・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β2］
ＦＥＴ３＝オフ
ＦＥＴ４のデューティ比＝（Ｖｍ−α2・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β2
Ｖｍ：  指令電圧値
Ｅｍ：  逆起電圧推定値
Ｖｂ：  電源電圧
α2 ：  逆起電圧補正値
β2 ：  ＤＵＴＹ補正値
なお、ステップＳ１０４では、ＦＥＴ２及びＦＥＴ４のオン時間損失に基づいて、逆起電圧補正値α2は１に設定され、ＤＵＴＹ補正値β2はｄに設定される。
【００５５】
一方、ステップＳ１０１においてＶｍ−α0・Ｅｍが負と判定されると、ステップＳ１０５において、コントローラ５０は、逆起電圧推定値Ｅｍが負であるか否かを判定する。
【００５６】
逆起電圧推定値Ｅｍが負である場合には、コントローラ５０は、ステップＳ１０６の処理を実施する。これに対して逆起電圧推定値Ｅｍが正である場合には、コントローラ５０はステップＳ１０７の処理を実施する。
【００５７】
ステップＳ１０６では、コントローラ５０は、下記に示すように、Ｈブリッジ回路７０のＦＥＴ２及びＦＥＴ４をオン／オフ制御し、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３をＰＷＭ制御する。
【００５８】
ＦＥＴ１のデューティ比＝１−［（Ｖｍ−α2・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β2］
ＦＥＴ２＝オン
ＦＥＴ３のデューティ比＝（Ｖｍ−α2・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β2
ＦＥＴ４＝オフ
Ｖｍ：  指令電圧値
Ｅｍ：  逆起電圧推定値
Ｖｂ：  電源電圧
α2 ：  逆起電圧補正値
β2 ：  ＤＵＴＹ補正値
なお、ステップＳ１０６では、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３のオン時間損失に基づいて、逆起電圧補正値α2は１に設定され、ＤＵＴＹ補正値β2はｄに設定される。
【００５９】
ステップＳ１０７では、コントローラ５０は、下記に示すように、Ｈブリッジ回路７０のＦＥＴ２及びＦＥＴ４をオン／オフ制御し、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３をＰＷＭ制御する。
【００６０】
ＦＥＴ１のデューティ比＝１−［（Ｖｍ−α1・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β1］
ＦＥＴ２＝オン
ＦＥＴ３のデューティ比＝（Ｖｍ−α1・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β1
ＦＥＴ４＝オフ
Ｖｍ：  指令電圧値
Ｅｍ：  逆起電圧推定値
Ｖｂ：  電源電圧
α1 ：  逆起電圧補正値
β1 ：  ＤＵＴＹ補正値
なお、ステップＳ１０６では、ＦＥＴ１及びＦＥＴ３のオン時間損失に基づいて、逆起電圧補正値α1は１−２ｄに設定され、ＤＵＴＹ補正値β1はｄに設定される。
【００６１】
図６（Ａ）〜図６（Ｃ）を参照して、モータ回転制御の作用について説明する。図６（Ａ）〜図６（Ｃ）は、制御軸３１を目標角度に制御する場合において、正転状態の駆動モータ４３を停止させるまでの駆動モータ４３の状態を示した図である。
【００６２】
制御軸３１の制御開始時は、図６（Ａ）に示すように、駆動モータ４３を正転させるように指令電圧値Ｖｍは正に設定され、駆動モータ回転による逆起電圧推定値Ｅｍは逆転方向となるので、逆起電圧補正値α0を乗じたα0・Ｅｍも負となる。
【００６３】
そのため、Ｈブリッジ回路７０のＦＥＴ１〜４は、ステップＳ１０３に基づいて制御される。ＦＥＴ１はオンに制御され、ＦＥＴ３はオフに制御される。ＦＥＴ２及びＦＥＴ４はともにＰＷＭ制御され、ＦＥＴ２はＦＥＴ４に対して反転制御される。
【００６４】
ＦＥＴ２がオフにされてＦＥＴ４がオンになると、駆動電源７１の電源電圧Ｖｂは正転方向に印加され、電流は実線に示すようにＦＥＴ１→駆動モータ４３→ＦＥＴ４の経路で流れる。
【００６５】
ＦＥＴ４がオフにされてＦＥＴ２がオンになると、駆動モータ４３には電源電圧Ｖｂが印加されず、駆動モータ４３の慣性回転によって生じる逆起電圧からの電流が、点線に示すように駆動モータ４３→ＦＥＴ１→ＦＥＴ２の経路で流れる。逆起電圧に起因する電流はオン状態のＦＥＴ１及びＦＥＴ２を流れるので、寄生ダイオードＤ１、Ｄ２での電力損失が抑制される。
【００６６】
制御軸３１が目標角度に近づくと、図６（Ｂ）に示すように、駆動モータ４３の回転を減速させるように指令電圧値Ｖｍは負に設定される。減速当初は、駆動モータ４３は慣性回転によって正転しているため逆起電圧推定値Ｅｍは逆転方向に向いており、さらに｜α0・Ｅｍ｜が｜Ｖｍ｜よりも大きいので、ＦＥＴ１〜４は図６（Ａ）の場合と同様にステップＳ１０３に基づいて制御される。
【００６７】
ＦＥＴ２がオフにされてＦＥＴ４がオンになると、駆動電源７１からの電流は実線に示すようにＦＥＴ１→駆動モータ４３→ＦＥＴ４の経路で流れる。このとき電源電圧Ｖｂは逆起電圧を弱めるように正転方向に印加される。そのため、図７（Ａ）に示すように制御軸３１の制御を開始した状態Ａ後における駆動モータ減速当初の状態Ｂにおいて、図７（Ｂ）の破線に示すように逆起電圧に起因して生じる過剰電流の発生を抑制することができる。従来手法では、図７（Ｂ）の一点鎖線に示すように逆起電圧に起因して過剰電流が発生する。なお、図７（Ｃ）は、指令電圧値Ｖｍと逆起電圧推定値Ｅｍとの関係を示す。
【００６８】
図６（Ｂ）に戻り、ＦＥＴ４がオフにされてＦＥＴ２がオンになると、逆起電圧に起因する電流が、点線に示すように駆動モータ４３→ＦＥＴ１→ＦＥＴ２の経路で流れる。逆起電圧に起因する電流はオン状態のＦＥＴ１及びＦＥＴ２を流れるので、寄生ダイオードＤ１、Ｄ２での電力損失が抑制される。
【００６９】
駆動モータ４３の停止直前においては、図６（Ｃ）に示すように、駆動モータ４３の回転を減速させるように指令電圧値Ｖｍは負に設定される。このとき逆起電圧推定値Ｅｍは逆転方向であるが、駆動モータ４３の回転は弱められているため｜α0・Ｅｍ｜は｜Ｖｍ｜よりも小さいので、ＦＥＴ１〜４はステップＳ１０６のように制御される。ＦＥＴ２はオンに制御され、ＦＥＴ４はオフに制御される。ＦＥＴ１及びＦＥＴ３はともにＰＷＭ制御され、ＦＥＴ１はＦＥＴ３に対して反転制御される。
【００７０】
ＦＥＴ１がオフにされてＦＥＴ３がオンになると、駆動電源７１の電源電圧Ｖｂは逆転方向に印加され、電流は実線に示すようにＦＥＴ２→駆動モータ４３→ＦＥＴ３の経路で流れる。
【００７１】
ＦＥＴ３がオフにされた場合には、逆起電圧に起因する電流が、点線に示すように駆動モータ４３→ＦＥＴ１→ＦＥＴ２の経路で流れる。ＦＥＴ１は駆動モータ側からの電流を流す寄生ダイオードＤ１を備えるので、ＦＥＴ３がオフとなった時にはＦＥＴ１のオン、オフによらず、逆起電圧に起因する電流がＦＥＴ１を通過して駆動モータ４３に流れる。つまり、ＦＥＴ１の寄生ダイオードＤ１はＦＥＴ１及びＦＥＴ３のオン時間損失を補うように機能し、ＦＥＴ３がオフの間は逆起電圧に起因する電流が常時駆動モータ４３に供給され、駆動モータ４３が減速される。
【００７２】
なお、図６（Ａ）〜図６（Ｃ）では正転状態の駆動モータ４３を停止させる場合について説明したが、逆転状態の駆動モータ４３を停止させる場合はＦＥＴ１〜４をステップＳ１０７及びＳ１０４に基づいて制御することとなる。
【００７３】
以上により、本実施形態のモータ制御装置では、下記の効果を得ることができる。
【００７４】
モータ制御装置は、モータ正転方向の電圧を正とした時に、指令電圧値Ｖｍと逆起電圧推定値Ｅｍの差が正である場合には、駆動モータ４３への電源電圧Ｖｂの印加方向が正転方向となるように、ＦＥＴ１をオンにし、ＦＥＴ２をＰＷＭ制御し、ＦＥＴ３をオフにし、ＦＥＴ４をＦＥＴ２に対して反転するようにＰＷＭ制御する。また、指令電圧値Ｖｍと逆起電圧推定値Ｅｍの差が負である場合には、駆動モータ４３への電源電圧Ｖｂの印加方向が逆転方向となるように、ＦＥＴ１をＰＷＭ制御し、ＦＥＴ２をオンにし、ＦＥＴ３をＦＥＴ１に対して反転するようにＰＷＭ制御し、ＦＥＴ４をオフにする。これにより、駆動モータ４３の減速制御時において、逆起電圧に起因して生じる過剰電流の発生を抑制することができる。
【００７５】
逆起電圧推定値Ｅｍを、スイッチング素子のオン時間損失に基づいて決定される逆起電圧補正値α0によって補正するので、オン時間損失の影響による電源電圧Ｖｂの印加方向変更タイミングのずれを抑制できる。
【００７６】
モータ制御装置は、ＰＷＭ制御する下流側のＦＥＴ３及びＦＥＴ４のデューティ比を（Ｖｍ−α1・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β1に設定する。スイッチング素子のオン時間損失に基づいて決定される逆起電圧補正値α1とＤＵＴＹ補正値β1とに基づいてＰＷＭ制御のためのデューティ比を決定するので、指令電流値に対する実電流のずれを小さくすることができる。
【００７７】
ＰＷＭ制御される上流側のＦＥＴ１、ＦＥＴ２が寄生ダイオードＤ１、Ｄ２を備え、Ｖｍ−α0・Ｅｍの値が正であって逆起電圧推定値Ｅｍが正である場合、及びＶｍ−α0・Ｅｍの値が負であって逆起電圧推定値Ｅｍが負である場合には、ＦＥＴ１、ＦＥＴ２のデューティ比を（Ｖｍ−α2・Ｅｍ）／Ｖｂ＋β2に設定する。逆起電圧に起因する電流が寄生ダイオードＤ１、Ｄ２を通過する場合には、寄生ダイオードＤ１、Ｄ２の存在を考慮した逆起電圧補正値α2とＤＵＴＹ補正値β2とに基づいてＰＷＭ制御のためのデューティ比を決定するので、指令電流値に対する実電流のずれを小さくすることができる。
【００７８】
このようにモータ制御装置では、逆起電圧に起因して生じる過剰電流の発生を抑制でき、さらに指令電流値に対する実電流のずれを小さくできるので、図８に示すように、制御軸３１を目標角度まで制御する時の規範応答に対する実角度のずれが小さくなり、制御軸３１の制御精度を高めることができる。
【００７９】
なお、本発明は上記の実施形態に限定されずに、その技術的な思想の範囲内において種々の変更がなしうることは明白である。
【００８０】
本実施形態ではＦＥＴ１〜４のオン時間損失をｄとしたが、下流側のＦＥＴ３及びＦＥＴ４のオン時間損失をｄ１、上流側のＦＥＴ１及びＦＥＴ２のオン時間損失をｄ２としてもよい。この場合には、図５のＳ１０１の逆起電圧補正値α０及びＳ１０３、Ｓ１０７の逆起電圧補正値α１を１−ｄ１−ｄ２に設定し、Ｓ１０３、Ｓ１０７のＤＵＴＹ補正値β1をｄ１に設定し、Ｓ１０４、Ｓ１０６のＤＵＴＹ補正値β2をｄ１と設定する。これにより本実施形態と同様の効果を得ることができ、さらにＨブリッジ回路７０のスイッチング素子の選択自由度を広くすることができる。
【符号の説明】
【００８１】
１００  可変動弁装置
１０  揺動カム
２１  駆動軸
３１  制御軸
４３  駆動モータ
４４  角度センサ
４５  クランク角センサ
４６  アクセルペダルセンサ
５０  コントローラ
５１  指令電流値算出部
５２  駆動信号算出部
５２Ａ  指令電圧値算出部（指令電圧値算出手段）
５２Ｂ  逆起電圧推定部（逆起電圧推定値算出手段）
５３  電流出力部
６０  ゲート電圧発生装置
７０  Ｈブリッジ回路
７１  駆動電源（電源）
ＦＥＴ１〜ＦＥＴ４  スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４  寄生ダイオード
Ｓ１０１  判定手段
Ｓ１０３、Ｓ１０４、Ｓ１０６、Ｓ１０７  スイッチング素子制御手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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