(57)【要約】【課題】不意な停止に起因するサージ電圧の増大を防ぐことによってスイッチング素子の破損を防ぐことが出来るものを提供することを目的とする。【解決手段】ドライバ回路が、外部から供給される入力電力を変圧し、変圧した電力を出力する直流チョッパ回路と、直流チョッパ回路から入力された電力から交流の駆動電力を生成し、当該駆動電力を駆動対象へ出力するインバータとを有するドライバ回路であって、運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、入力電力の電圧が低下したと判断すると、インバータが出力する駆動電流を所定の上限値以下に制限する駆動電流制限手段とを、具備する。【選択図】図２
2010088231.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部から供給される直流の入力電力を変圧し、変圧した電力を出力する直流チョッパ回路と、前記直流チョッパ回路から入力された電力から交流の駆動電力を生成し、当該駆動電力を駆動対象へ出力するインバータとを有するドライバ回路であって、
運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、前記入力電力の電圧が低下したと判断すると、前記インバータが出力する駆動電流を所定の上限値以下に制限する駆動電流制限手段とを、
具備することを特徴とするドライバ回路。
【請求項２】
前記駆動電流制限手段は、電流操作量の最大値を制限することによって、前記インバータが出力する前記駆動電流を所定の上限値以下に制限することを特徴とする請求項１記載のドライバ回路。
【請求項３】
前記駆動電流制限手段は、運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、前記入力電力の電圧が低下したと判断すると、駆動電流を制限する旨の通知信号を外部へ出力することを特徴とする請求項１または２に記載のドライバ回路。
【請求項４】
前記直流チョッパ回路は、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路及び昇降圧チョッパ回路のいずれかであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のドライバ回路。
【請求項５】
外部から供給される直流の入力電力を変圧し、変圧した電力を出力する直流チョッパ回路と、前記直流チョッパ回路から入力された電力から交流の駆動電力を生成し、当該駆動電力を駆動対象へ出力するインバータとを有するドライバ回路の保護方法であって、
運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、前記入力電力の電圧が低下すると、前記インバータが出力する駆動電流を所定の上限値以下に制限することを特徴とするドライバ回路の保護方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流チョッパ回路及びインバータから構成されたドライバ回路及びその保護方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
下記特許文献1には、車両用空調装置に設けられたモータドライバの短絡事故による過電流の流入を防止すると共に、安定化電源回路のアースの確保を確実にするモータドライバ保護回路が開示されている。このモータドライバ保護回路は、安定化電源回路から供給された電力によってアクチュエータモータの駆動を制御するモータドライバを備えており、当該モータドライバの第１グランド端子は、第１アース配線によってコントロールユニットの第２グランド端子に接続され、外部の第１アース接続点にアースされるようになっている。一方、安定化電源回路では、安定化電源回路に接続する第２アース配線が上記第１アース配線に接続されることでコントロールユニットの外部のアース接続点に接続すると共に、第２アース接続点に接続するパワートランジスタユニットに上記第２アース接続点が接続し、断線回避用ダイオードが、第２アース配線とパワートランジスタユニットの間に、そのカソードがパワートランジスタユニット側となるように設けられている。このような構成によって、モータドライバに短絡が発生しても、安定化電源回路によって過電流がモータドライバへ流れることがなく、また安定化電源回路と第１アース接続点との接続が断たれても、第２アース接続点へ接続しており、安定化電源回路のアースが確保される。
【特許文献１】特開平９−９３７９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術は、安定化電源回路がモータドライバへ過電流が流れないように電流を制御し、かつ安定化電源回路と第２アース接続点との接続を確保することによって安定化電源回路の安定的な動作を確保して、モータドライバを保護している。しかしながら、このようなドライバ回路（上記安定化電源回路及びモータドライバに相当）では、電源がバッテリである場合に、モータを駆動している最中にバッテリから供給されるドライバ入力電圧が、時間とともに低下するという現象が発生する。
【０００４】
そして、ドライバ入力電圧がドライバ運転可能範囲外まで低下してしまうと、ドライバ回路では、内部の制御機構が停止し、それに伴って電力変換処理を停止する。すると、バッテリからのドライバ入力電流が停止してしまい、ドライバ回路を構成するスイッチング素子のコネクタ電圧には、コネクタ端子が接続する配線のインダクタンス成分の影響によって大きなサージ電圧が生じる。そして、この大きなサージ電圧によってスイッチング素子が破損してしまうことがあった。このように、上記従来技術には、ドライバ入力電圧の低下により発生するサージ電圧によってスイッチング素子が破損してしまうという課題が残されている。
【０００５】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、不意な停止に起因するサージ電圧の増大を防ぐことによってスイッチング素子の破損を防ぐことが出来るものを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明では、ドライバ回路に係る第１の解決手段として、外部から供給される入力電力を変圧し、変圧した電力を出力する直流チョッパ回路と、前記直流チョッパ回路から入力された電力から交流の駆動電力を生成し、当該駆動電力を駆動対象へ出力するインバータとを有するドライバ回路であって、運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、前記入力電力の電圧が低下したと判断すると、前記インバータが出力する駆動電流を所定の上限値以下に制限する駆動電流制限手段とを、
具備するという手段を採用する。
【０００７】
本発明では、ドライバ回路に係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記駆動電流制限手段は、電流操作量の最大値を制限することによって、前記インバータが出力する前記駆動電流を所定の上限値以下に制限する
という手段を採用する。
【０００８】
本発明では、ドライバ回路に係る第３の解決手段として、上記第１または第２の解決手段において、前記駆動電流制限手段は、運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、前記入力電力の電圧が低下したと判断すると、駆動電流を制限する旨の通知信号を外部へ出力するという手段を採用する。
【０００９】
本発明では、ドライバ回路に係る第４の解決手段として、上記第１〜第３いずれかの解決手段において、前記直流チョッパ回路は、昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路及び昇降圧チョッパ回路のいずれかであるこという手段を採用する。
【００１０】
また、本発明では、ドライバ回路の保護方法に係る第１の解決手段として、外部から供給される直流の入力電力を変圧し、変圧した電力を出力する直流チョッパ回路と、前記直流チョッパ回路から入力された電力から交流の駆動電力を生成し、当該駆動電力を駆動対象へ出力するインバータとを有するドライバ回路の保護方法であって、運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、前記入力電力の電圧が低下すると、前記インバータが出力する駆動電流を所定の上限値以下に制限するという手段を採用する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、ドライバ回路が、運転限界電圧より高い電圧に設定されたしきい値まで、入力電力の電圧が低下したと判断すると、前記インバータが出力する駆動電流を所定の上限値以下に制限する駆動電流制限手段を具備することによって、入力電力の電圧の低下によって生じる直流チョッパ回路の制御系の停止を防ぐことが出来る。そして、直流チョッパ回路の制御系の停止を防ぐことで、サージ電圧の増大によるスイッチング素子の破損を防ぐことが出来る。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係るドライバ回路Ａの構成を示す回路図である。まず、ドライバ回路Ａの回路構成について、図１を参照して、説明する。
ドライバ回路Ａは、バッテリＢから供給される直流のドライバ入力電力によって負荷である永久磁石同期モータＣを回転駆動させるものであり、図１に示すように昇圧チョッパ回路１、インバータ２、Ｕ相電流検出部３、Ｖ相電流検出部４、Ｗ相電流検出部５、電圧センサ６及びインバータ制御部７を備えている。なお、永久磁石同期モータＣには、回転位置検出部Ｄが設けられており、この回転位置検出部Ｄは、永久磁石同期モータＣの回転子の回転位置を検出し、後述するドライバ回路Ａの速度算出部７ｉへ当該回転位置を示す回転位置検出信号θを出力する。
【００１３】
昇圧チョッパ回路１は、バッテリＢから供給されたドライバ入力電力の電圧を昇圧してインバータ２へ供給するものであり、チョッパ入力端子１ａ‐１，１ａ‐２，チョークコイル１ｂ、スイッチングトランジスタ１ｃ、ＭＯＳＦＥＴ１ｄ、平滑コンデンサ１ｅ、チョッパ出力端子１ｆ‐１，１ｆ‐２から構成されている。
チョッパ入力端子１ａ‐１，１ａ‐２は、昇圧チョッパ回路１へドライバ入力電力を入力するための一対の接続端子であり、一方のチョッパ入力端子１ａ‐１はバッテリＢの正極端に接続され、他方のチョッパ入力端子１ａ‐２は上記バッテリＢの負極端に接続されている。
【００１４】
チョークコイル１ｂは、一端が一方のチョッパ入力端子１ａ‐１に接続され、他端がスイッチングトランジスタ１ｃのコレクタ端子に接続されている。スイッチングトランジスタ１ｃは、コレクタ端子がチョークコイル１ｂの他端及びＭＯＳＦＥＴ１ｄのソース端子に接続され、エミッタ端子が他方のチョッパ入力端子１ａ‐２に接続されている。そして、スイッチングトランジスタ１ｃのベース端子は、昇圧チョッパ回路制御部（図示略）に接続され、制御信号としてのＰＷＭ信号がインバータ制御部７から入力される。
【００１５】
ＭＯＳＦＥＴ１ｄは、ソース端子が上記チョークコイル１ｂの他端及びスイッチングトランジスタ１ｃのコレクタ端子に接続され、ドレイン端子が平滑コンデンサ１ｅの一端及び一方のチョッパ出力端子１ｆ‐１に接続されている。平滑コンデンサ１ｅは、上述したように一端がＭＯＳＦＥＴ１ｄのドレイン端子及び一方のチョッパ出力端子１ｆ‐１に接続され、他端が他方のチョッパ入力端子１ａ‐２及び他方のチョッパ出力端子１ｆ‐２並びにスイッチングトランジスタ１ｃのエミッタ端子に接続されている。すなわち、平滑コンデンサ１ｅの両端はチョッパ出力端子１ｆ‐１，１ｆ‐２に各々接続されている。チョッパ出力端子１ｆ‐１，１ｆ‐２は、昇圧チョッパ回路１の出力電力をインバータ２へ出力するための一対の接続端子であり、一方のチョッパ出力端子１ｆ‐１はインバータ２の一端に接続され、他方のチョッパ出力端子１ｆ‐２は上記インバータ２の他端に接続されている。
【００１６】
インバータ２は、インバータ制御部７から入力されるＰＷＭ信号に基づいてＵ相、Ｖ相及びＷ相からなる３相のモータ駆動電力を生成し、当該モータ駆動電力を永久磁石同期モータＣへ出力するものであり、インバータ入力端２ａ‐１，２ａ‐２、平滑コンデンサ２ｂ、６個のスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６及び３つのインバータ出力端子２ｄ‐１〜２ｄ‐３から構成されている。
インバータ入力端２ａ‐１，２ａ‐２は、インバータ２へ昇圧チョッパ回路１からの出力電力を入力するための一対の接続端子であり、一方のインバータ入力端２ａ‐１は昇圧チョッパ回路１のチョッパ出力端子１ｆ‐１に接続され、他方のインバータ入力端２ａ‐２は昇圧チョッパ回路１のチョッパ出力端子１ｆ‐２に接続されている。
【００１７】
平滑コンデンサ２ｂは、一端が上記一方のインバータ入力端子２ａ‐１に接続され、他端が他方のインバータ入力端子２ａ‐２に接続されている。６個のスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６は、図示するように平滑コンデンサ２ｂに対して並列接続される第１〜第３のスイッチングアームを構成している。すなわち、６個のスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６のうち、スイッチングトランジスタ２ｃ‐１とスイッチングトランジスタ２ｃ‐２とは第１のスイッチングアームを、スイッチングトランジスタ２ｃ‐３とスイッチングトランジスタ２ｃ‐４とは第２のスイッチングアームを、またスイッチングトランジスタ２ｃ‐５とスイッチングトランジスタ２ｃ‐６とは第３のスイッチングアームをそれぞれ構成している。
【００１８】
第１のスイッチングアームを構成するスイッチングトランジスタ２ｃ‐１は、コレクタ端子が上記一方のインバータ入力端子２ａ‐１に、エミッタ端子がスイッチングトランジスタ２ｃ‐２のコレクタ端子に、ベース端子がインバータ制御部７にそれぞれ接続されている。そして、スイッチングトランジスタ２ｃ‐２は、コレクタ端子が上述したようにスイッチングトランジスタ２ｃ‐１のエミッタ端子に、エミッタ端子が他方のインバータ入力端子２ａ‐２に、ベース端子がインバータ制御部７にそれぞれ接続されている。このような第１のスイッチングアームにおいて、スイッチングトランジスタ２ｃ‐１のエミッタ端子とスイッチングトランジスタ２ｃ‐１のコレクタ端子との接続点は、第１のスイッチングアームの出力端である。
【００１９】
第２のスイッチングアームを構成するスイッチングトランジスタ２ｃ‐３は、コレクタ端子が上記一方のインバータ入力端子２ａ‐１に、エミッタ端子がスイッチングトランジスタ２ｃ‐４のコレクタ端子に、ベース端子がインバータ制御部７にそれぞれ接続されている。そして、スイッチングトランジスタ２ｃ‐４は、コレクタ端子が上述したようにスイッチングトランジスタ２ｃ‐３のエミッタ端子に、エミッタ端子が他方のインバータ入力端子２ａ‐２に、ベース端子がインバータ制御部７にそれぞれ接続されている。このような第２のスイッチングアームにおいて、スイッチングトランジスタ２ｃ‐３のエミッタ端子とスイッチングトランジスタ２ｃ‐４のコレクタ端子との接続点は、第２のスイッチングアームの出力端である。
【００２０】
第３のスイッチングアームを構成するスイッチングトランジスタ２ｃ‐５は、コレクタ端子が上記一方のインバータ入力端子２ａ‐１に、エミッタ端子がスイッチングトランジスタ２ｃ‐６のコレクタ端子に、ベース端子がインバータ制御部７にそれぞれ接続されている。そして、スイッチングトランジスタ２ｃ‐６は、コレクタ端子が上述したようにスイッチングトランジスタ２ｃ‐５のエミッタ端子に、エミッタ端子が他方のインバータ入力端子２ａ‐２に、ベース端子がインバータ制御部７にそれぞれ接続されている。このような第３のスイッチングアームにおいて、スイッチングトランジスタ２ｃ‐５のエミッタ端子とスイッチングトランジスタ２ｃ‐６のコレクタ端子との接続点は、第３のスイッチングアームの出力端である。
【００２１】
そして、各スイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６のベース端子には、インバータ制御部７から制御信号としてのＰＷＭ信号が入力される。第１〜第３のスイッチングアームは、各スイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６が上記ＰＷＭ信号に基づいてＯＮ/ＯＦＦすることにより、各出力端に互いに位相差が１２０°となるＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流のモータ駆動電力を出力する。なお、第１スイッチングアームは、Ｕ相のモータ駆動電力を出力し、第２スイッチングアームは、Ｖ相のモータ駆動電力を出力し、第３スイッチングアームは、Ｗ相のモータ駆動電力を出力する。
【００２２】
３つのインバータ出力端子２ｄ‐１〜２ｄ‐３は、上記三相のモータ駆動電力を永久磁石同期モータＣへ出力するための接続端子である。各インバータ出力端子２ｄ‐１〜２ｄ‐３のうち、第１のインバータ出力端子２ｄ‐１は上記第１のスイッチングアームの出力端に、第２のインバータ出力端子２ｄ‐２は上記第２のスイッチングアームの出力端に、また第３のインバータ出力端子２ｄ‐３は上記第３のスイッチングアームの出力端にそれぞれ接続されている。このような各インバータ出力端子２ｄ‐１〜２ｄ‐３は、永久磁石同期モータＣにそれぞれ接続されており、当該永久磁石同期モータＣへＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流のモータ駆動電力を供給する。
【００２３】
Ｕ相電流検出部３は、インバータ２のインバータ出力端子２ｄ‐１と永久磁石同期モータＣのＵ相固定子巻線とを接続するＵ相駆動信号線に設けられており、インバータ出力端子２ｄ‐１からＵ相固定子巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｕを検出してインバータ制御部７へ出力する。Ｖ相電流検出部４は、インバータ２のインバータ出力端子２ｄ‐２と永久磁石同期モータＣのＶ相固定子巻線とを接続するＶ相駆動信号線に設けられており、インバータ出力端子２ｄ‐２からＶ相固定子巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｖを検出してインバータ制御部７へ出力する。Ｗ相電流検出部５は、インバータ２のインバータ出力端子２ｄ‐３と永久磁石同期モータＣのＷ相固定子巻線とを接続するＷ相駆動信号線に設けられており、インバータ出力端子２ｄ‐３からＷ相固定子巻線へ流れるモータ駆動電流Ｉｗを検出してインバータ制御部７へ出力する。
【００２４】
電圧センサ６は、一方の端子がバッテリＢの正極端及びチョッパ入力端子１ａ‐１に接続し、他方の端子がバッテリＢの負極端及びチョッパ入力端子１ａ‐２に接続している。この電圧センサ６は、入力電圧を示す検出信号Ｓｖをインバータ制御部７へ出力する。
【００２５】
図２は、本実施形態に係るドライバ回路Ａのインバータ制御部７の機能構成を示す機能ブロック図である。インバータ制御部７は、上記インバータ２をＰＷＭ制御することによって永久磁石同期モータＣの回転を制御するものであり、図２に示すように、３相／２相変換部７ａ、減算部７ｂ、速度制御部７ｃ、リミッタ７ｄ、ｑ軸電流制御部７ｅ、ｄ軸電流制御部７ｆ、２相／３相変換部７ｇ、ＰＷＭ信号発生部７ｈ、速度算出部７ｉ及び制限値制御部７ｊ、ｑ軸電圧リミッタ７ｋ及びｄ軸電圧リミッタ７ｌから構成されている。なお、電圧センサ６、制限値制御部７ｊ及びリミッタ７ｄは、本実施形態における駆動電流制限手段を構成している。
【００２６】
３相／２相変換部７ａは、Ｕ相電流検出部３、Ｖ相電流検出部４、Ｗ相電流検出部５によって各々検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて永久磁石同期モータＣの回転子上に固定された２次元座標系（ｑ軸とｄ軸とからなる座標系）上におけるｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとｄ軸駆動電流検出量Ｉｄとを算出し、ｑ軸駆動電流検出量Ｉｑをｑ軸電流制御部７ｅへ出力し、ｄ軸駆動電流検出量Ｉｄをｄ軸電流制御部７ｆへ出力する。
【００２７】
より詳細には、３相／２相変換部７ａは、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３次元座標系上のモータ駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに所定の座標変換を施すことにより上記２次元座標系上のｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとｄ軸駆動電流検出量Ｉｄを算出する。上記ｑ軸は、回転子の回転面上において永久磁石のＳ極とＮ極との対向方向に設定された座標軸であり、ｄ軸は、上述したｑ軸に直交する座標軸である。
【００２８】
減算部７ｂは、上位制御装置であるＥＣＵ（Engine Control Units）から供給される角速度指令値ω０と速度算出部７ｉから供給される永久磁石同期モータＣの回転子の角速度ωｋとの差分を速度誤差Δωとして演算し、速度制御部７ｃへ出力する。
速度制御部７ｃは、一種のＰＩＤ制御部であり、上記速度誤差Δωに所定の比例積分・微分演算を施すことにより速度誤差Δωに対応するｑ軸電流操作量Ｉｑｓを算出し、当該ｑ軸電流操作量Ｉｑｓをリミッタ７ｄへ出力する。
【００２９】
リミッタ７ｄは、上記ｑ軸電流操作量Ｉｑｓの最大値を制限値制御部７ｊから入力される制限値以下に制限し、ｑ軸電流制御部７ｅへ出力する。
ｑ軸電流制御部７ｅは、一種のＰＩＤ制御部であり、リミッタ７ｄによって最大値が制限されたｑ軸電流操作量Ｉｑｓと、３相／２相変換部７ａから供給されるｑ軸駆動電流検出量Ｉｑとの差分として誤差電流ΔＩｑを算出し、当該誤差電流ΔＩｑに所定の比例積分・微分演算を各々施することにより電圧操作量Ｖｑを算出し、当該電圧操作量Ｖｑをｑ軸電圧リミッタ７ｋへ出力する。
【００３０】
ｄ軸電流制御部７ｆは、ＥＣＵから供給されるｄ軸電流操作量Ｉｄｓと、３相／２相変換部７ａから入力されるｄ軸駆動電流検出量Ｉｄとに基づいてｄ軸電流操作量Ｉｄｓに対応するｄ軸電圧操作量Ｖｄを算出し、当該ｄ軸電圧操作量Ｖｄをｄ軸電圧リミッタ７ｌへ出力する。
ｑ軸電圧リミッタ７ｋは、上記電圧操作量Ｖｑの最大値を所定の制限値以下になるように制限し、２相／３相変換部７ｇへ出力する。
ｄ軸電圧リミッタ７ｌは、上記電圧操作量Ｖｄの最大値を所定の制限値以下になるように制限し、２相／３相変換部７ｇへ出力する。
【００３１】
２相／３相変換部７ｇは、ｑ軸電流制御部７ｅから入力されたｑ軸電圧操作量Ｖｑと、ｄ軸電流制御部７ｆから入力されたｄ軸電圧操作量Ｖｄとを、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる３次元座標系上の電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換し、当該電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ信号発生部７ｈへ出力する。
【００３２】
ＰＷＭ信号発生部７ｈは、上記電圧操作量Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてインバータ２をスイッチング動作させるためのＰＷＭ信号を生成してインバータ２へ出力する。インバータ制御部７は、正弦波通電方式に基づいて動作するものであり、したがってＰＷＭ信号発生部７ｈは、インバータ２が永久磁石同期モータＣの全回転角（３６０°）に亘ってモータ駆動信号を出力するようにＰＷＭ信号を出力する。
【００３３】
速度算出部７ｉは、回転位置検出部Ｄから入力される回転位置検出信号θを微分処理することにより、永久磁石同期モータＣの回転状態値として角速度ωｋを算出し、当該角速度ωｋを減算部７ｂに出力する。
制限値制御部７ｊは、電圧センサ６から入力された検出信号Ｓｖに基づいてドライバ入力電圧が所定のしきい値まで低下したか否か判断し、ドライバ入力電圧がしきい値まで低下すると、所定の上限値まで制限値を下げ、当該制限値をリミッタ７ｄへ出力する。
【００３４】
次に、このように構成されたドライバ回路Ａの動作について、図３を参照して詳しく説明する。
図３は、ドライバ入力電圧、ドライバ入力電力の電流（ドライバ入力電流）及びスイッチングトランジスタ１ｃ並びにスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６のコレクタ電圧を示す波形図である。そして、図３の（ａ）の点線の波形は、ドライバ入力電圧がドライバ運転限界電圧まで低下した場合のドライバ入力電圧を示し、実線の波形は、本実施形態のドライバ入力電圧を示す。
【００３５】
また、図３の（ｂ）の点線の波形は、ドライバ入力電圧がドライバ運転限界電圧まで低下した場合のドライバ入力電流を示し、実線の波形は、本実施形態の入力電圧を示す。さらに、図３の（ｃ）の点線の波形は、ドライバ入力電圧がドライバ運転限界電圧まで低下した場合のスイッチングトランジスタ１ｃ及びスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６のコレクタ電圧を示し、実線の波形は、本実施形態のコレクタ電圧を示す。なお、図３の（ａ）におけるドライバ運転限界電圧とは、昇圧チョッパ回路１の制御系の動作が電圧不足によって停止してしまうドライバ入力電圧であり、ドライバ運転制限電圧とは、制限値制御部７ｊが制限値を下げるか否か判断する際に判断基準となる上記しきい値である。
【００３６】
ドライバ回路Ａでは、バッテリＢから供給されたドライバ入力電力が昇圧チョッパ回路１によって所定電圧まで昇圧され、当該昇圧された直流電力はインバータ２によって三相のモータ駆動電力に変換されて永久磁石同期モータＣへ供給される。
このドライバ回路Ａにおいて、電圧センサ６は、常に検出信号Ｓｃをインバータ制御部７の制限値制御部７ｊへ出力する。
【００３７】
そして、ドライバ入力電圧は、バッテリＢが有する電荷が有限である為に、図３の（ａ）に示すように時間が経つとともに下がっていく。
制限値制御部７ｊでは、ドライバ入力電圧が図３の（ａ）に示すドライバ運転制限電圧まで低下すると、所定の上限値まで制限値を下げ、当該制限値をリミッタ７ｄへ出力する。リミッタ７ｄでは、ｑ軸電流操作量Ｉｑｓの最大値を制限値制御部７ｊから入力された制限値以下になるように制限し、ｑ軸電流制御部７ｅへ出力する。
【００３８】
そして、リミッタ７ｄがｑ軸電流操作量Ｉｑｓを制限することによって、インバータ２は、永久磁石同期モータＣへ出力されるモータ駆動電力の電流を所定の上限値以下にする。これにより、ドライバ入力電流は、図３の（ｂ）の実線に示すように低下していく。さらに、これによって、ドライバ入力電圧は、図３の（ａ）の実線に示すようにドライバ運転制限電圧の下まで低下しない。そして、ドライバ回路Ａは、ドライバ入力電圧がドライバ運転可能電圧以下まで低下しない為、昇圧チョッパ回路１の制御系が停止することなく、継続して動作することが出来る。
【００３９】
従来のようにリミッタの制限値を下げない場合には、図３の（ａ）の点線に示すように、ドライバ入力電圧はドライバ運転限界電圧を下回ってしまう為、昇圧チョッパ回路１の制御系（図示略）が停止してしまう。これによって、ドライバ入力電流は、図３の（ｂ）の点線に示すように急激に低下する。そして、スイッチングトランジスタ１ｃ及びスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６のコレクタ端子には、急激なドライバ入力電流の低下及び接続する配線のインダクタンス成分によって大きな起電力が発生して、図３の（ｃ）の点線に示すようにコレクタ電圧に大きなサージ電圧が生してしまう。そして、この大きなサージ電圧によって、スイッチングトランジスタ１ｃ及びスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６が破損してしまう。
【００４０】
しかしながら、ドライバ回路Ａでは、昇圧チョッパ回路１の制御系が停止しない為、図３の（ｃ）の実線に示すようにコレクタ電圧に生じるサージ電圧を低く抑え、スイッチングトランジスタ１ｃ及びスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６の破損を防ぐことが出来る。
【００４１】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、例えば以下のような変形が考えられる。
（１）上記実施形態では昇圧チョッパ回路１を備えたドライバ回路Ａについて説明したが、本発明における昇圧チョッパ回路はこれに限定されるものではない。直流チョッパ回路には、昇圧チョッパ回路の他に降圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路があり、本発明における昇圧チョッパ回路には、このような降圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路にも適用可能である。
【００４２】
（２）上記実施形態では、前記制限値制御部は、制限値を下げ、モータ駆動電流を低下させたが、この永久磁石同期モータＣへのモータ駆動電流を制限する旨の通知信号をＥＣＵへ出力し、ＥＣＵが表示部等によって外部へ報知するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４３】
【図１】本発明の一実施形態に係るドライバ回路Ａの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るドライバ回路Ａのインバータ制御部７の機能構成を示す機能ブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態に係るドライバ回路Ａのドライバ入力電圧、ドライバ入力電流及びスイッチングトランジスタ１ｃ並びにスイッチングトランジスタ２ｃ‐１〜２ｃ‐６のコレクタ電圧を示す波形図である。
【符号の説明】
【００４４】
Ａ…ドライバ回路、Ｂ…バッテリ、Ｃ…永久磁石同期モータ、Ｄ…回転位置検出部、１…昇圧チョッパ回路、１ａ‐１，１ａ‐２…チョッパ入力端子、１ｂ…チョークコイル、１ｃ…スイッチングトランジスタ、１ｄ…ＭＯＳＦＥＴ、１ｅ…平滑コンデンサ、１ｆ‐１，１ｆ‐２…チョッパ出力端子、２…インバータ、２ａ‐１，２ａ‐２…インバータ入力端子、２ｂ…平滑コンデンサ、２ｃ‐１〜２ｃ‐６…スイッチングトランジスタ、２ｄ‐１〜２ｄ‐３…インバータ出力端子、３…Ｕ相電流検出部、４…Ｖ相電流検出部、５…Ｗ相電流検出部、６…電圧センサ、７…インバータ制御部、７ａ…３相／２相変換部、７ｂ…減算部、７ｃ…速度制御部、７ｄ…リミッタ、７ｅ…ｑ軸電流制御部、７ｆ…ｄ軸電流制御部、７ｇ…２相／３相変換部、７ｈ…ＰＷＭ信号発生部、７ｉ…速度算出部、７ｊ…制限値制御部、７ｋ…ｑ軸電圧リミッタ、７ｌ…ｄ軸電圧リミッタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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