(57)【要約】【課題】コストの増加を抑えながら、複数の小容量の駆動スイッチを用いて電源装置の大容量を図る。【解決手段】トランスＴＲは、互いに並列に接続された１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を備えている。駆動スイッチＱ１、Ｑ２は、それぞれ１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流を制御する。１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流は、カレントトランスＣＴ１、ＣＴ２を利用して検出される。１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流が互いに一致するように、駆動スイッチＱ１、Ｑ２に与えるべき制御信号Ｅ１、Ｅ２のパルス幅が調整される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに並列に設けられた複数の１次巻線を備えるトランスと、
前記複数の１次巻線に対してそれぞれ直列に接続され、対応する１次巻線を介して流れる電流を制御する駆動スイッチと、
前記複数の１次巻線を介して流れる電流をそれぞれ検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段による検出結果に応じて、前記駆動スイッチを制御するためのパルス信号を制御する制御手段と、
を備える電源装置。
【請求項２】
前記制御手段は、各１次巻線を介して流れる電流が互いに同じになるように、前記駆動スイッチを制御するためのパルス信号のパルス幅を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記制御手段は、第１の１次巻線を介して流れるよりも第２の１次巻線を介して流れる電流の方が大きかったときには、前記第１の１次巻線に対して設けられている駆動スイッチのオン時間を長くすると共に、前記第２の１次巻線に対して設けられている駆動スイッチのオン時間を短くする
ことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記複数の１次巻線にそれぞれ接続する複数のリセットスイッチと、
前記複数のリセットスイッチに接続するコンデンサをさらに備え、
前記制御手段は、前記駆動スイッチをオフ状態に制御しているときに、対応するリセットスイッチをオン状態に制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項５】
前記複数の１次巻線は２つで、
前記トランスの２次巻線は、金属板を用いて形成されており、
前記複数の１次巻線の一方は、前記２次巻線の一方の面側に配置されており、他方の１次巻線は、前記２次巻線の他方の面側に配置されている
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスを用いる電源装置に係わり、特に、トランスの１次側に複数の駆動スイッチを備える電源装置に係わる。
【背景技術】
【０００２】
従来より、トランスを用いた電源装置（例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ）は、広く知られている。トランスを利用するＤＣ／ＤＣコンバータは、一般に、そのトランスの１次巻線に流れる電流を制御するための駆動スイッチを備え、その駆動スイッチを制御することによって交流を生成する。そして、トランスの２次側においてこの交流が整流されて直流電圧として出力される。ここで、この構成の電源装置の容量は、上述の駆動スイッチの容量に依存する。このため、電源装置の大容量化を図るために、複数の駆動スイッチを並列に接続した構成が知られている。
【０００３】
図５は、従来の電源装置の一例を示す図である。図５において、トランスＴＲの１次巻線には、駆動スイッチＱ１、Ｑ２が接続されている。駆動スイッチＱ１、Ｑ２は、例えばＭＯＳトランジスタであり、互いに並列に接続されている。コンデンサＣ１１およびリセットスイッチＱ１１は、トランスＴＲの励磁エネルギーをリセットするために設けられている。カレントトランスＣＴは、トランスＴＲの１次巻線を介して流れる電流を検出するために設けられている。さらに、電源Ｖinに並列に入力コンデンサＣ１が設けられている。また、トランスＴＲの２次側には、ダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ、出力コンデンサＣ２１が設けられている。
【０００４】
上記構成の電源装置において、駆動スイッチＱ１、Ｑ２を制御することにより、トランスＴＲの１次側において交流を生成する。なお、スイッチＱ１１は、駆動スイッチＱ１、Ｑ２がオフ状態のときに、オン状態に制御される。生成される交流は、トランスＴＲにより２次側に伝達され、さらに２次側において整流されて所定の電圧の直流電圧として出力される。
【０００５】
関連する技術として、特許文献１には、並列的にスイッチング駆動されるトランジスタを備えるスイッチングレギュレータが記載されている。このスイッチングレギュレータにおいては、上述の各トランジスタの制御端子が減衰手段を介して相互に接続されている。この構成により、複数の小容量のトランジスタを使って大容量の電源装置が実現されている。
【特許文献１】特開昭５７−４６６８１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述のようにして複数の駆動スイッチ（ここでは、トランジスタ素子）を並列に接続した構成では、各素子のオン抵抗、各素子のチャネル抵抗によって、定常損失のばらつきが発生する。また、各素子の閾値電圧、配線インピーダンス等の影響によっても、スイッチング損失のばらつきが発生する。ここで、各素子の損失が互いに異なっていると、各素子を介して流れる電流が異なることとなり、特定の素子に大きな負荷がかかることになる。すなわち、特定の素子の寿命が短くなったり、或いは特定の素子が破壊に至るおそれがある。
【０００７】
この問題は、各素子の容量を大きくすれば解消される。しかし、各素子の容量を大きくすれば、電源装置全体としてコストが増加する。また、特性の同じ素子を選別して電源装置を製造する方法も考えられるが、この方法でもコストは増加してしまう。
【０００８】
本発明の課題は、コストの増加を抑えながら、複数の小容量の駆動スイッチを用いて電源装置の大容量を図ることである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電源装置は、互いに並列に設けられた複数の１次巻線を備えるトランスと、前記複数の１次巻線に対してそれぞれ直列に接続され、対応する１次巻線を介して流れる電流を制御する駆動スイッチと、前記複数の１次巻線を介して流れる電流をそれぞれ検出する電流検出手段と、前記電流検出手段による検出結果に応じて、前記駆動スイッチを制御するためのパルス信号を制御する制御手段とを備える。
【００１０】
この構成によれば、各１次巻線を介して流れる電流に基づいて、駆動スイッチを制御するためのパルス信号が制御される。そして、各駆動スイッチは、与えられる制御信号に応じて対応する１次巻線を介して流れる電流を制御する。よって、複数の１次巻線間で電流のばらつきを抑えることができる。
【００１１】
前記制御手段は、各１次巻線を介して流れる電流が互いに同じになるように、前記駆動スイッチを制御するためのパルス信号のパルス幅を制御するようにしてもよい。この構成によれば、特定の駆動スイッチに大きな負荷がかかることはない。
【００１２】
さらに、前記制御手段は、第１の１次巻線を介して流れるよりも第２の１次巻線を介して流れる電流の方が大きかったときには、前記第１の１次巻線に対して設けられている駆動スイッチのオン時間を長くすると共に、前記第２の１次巻線に対して設けられている駆動スイッチのオン時間を短くするようにしてもよい。この構成によれば、トランスの１次側を流れる電流の総量を保持できるので、電源装置の出力電圧を保持する制御が容易である。
【００１３】
上記構成の電源装置において、前記複数の１次巻線にそれぞれ接続する複数のリセットスイッチ、および前記複数のリセットスイッチに接続するコンデンサをさらに備えるようにしてもよい。この場合、前記制御手段は、前記駆動スイッチをオフ状態に制御しているときに、対応するリセットスイッチをオン状態に制御する。この構成によれば、トランスの励起エネルギーをリセットできる。
【００１４】
また、上記構成の電源装置において、前記複数の１次巻線は２つであり、前記トランスの２次巻線は、金属板を用いて形成するようにしてもよい。この場合、例えば、前記複数の１次巻線の一方を、前記２次巻線の一方の面側に配置し、他方の１次巻線を、前記２次巻線の他方の面側に配置することができる。この構成によれば、各１次巻線と２次巻線との間の距離を均等にすることが容易である。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、コストの増加を抑えながら、複数の小容量の駆動スイッチを用いて電源装置の大容量を図ることできる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１は、本発明の実施形態の電源装置の構成を示す図である。実施形態の電源装置１００は、この実施例では、フォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータである。
トランスＴＲは、互いに並列に接続された複数の１次巻線を備える。この実施例では、２個の１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を備えている。図１において、各巻線に付されている黒点は、巻線の極性を表す。以下の説明では、黒点が付されている側の端子をホット端子、他方の端子をコールド端子と呼ぶことがある。なお、トランスＴＲが備える１次巻線の個数は、特に限定されるものではなく、３以上であってもよい。また、トランスＴＲは２次巻線Ｎ２を備える。
【００１７】
１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２には、それぞれ電源Ｖinにより直流電圧が印加される。すなわち、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２のホット端子は、それぞれ電源Ｖinの正端子に接続される。一方、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２のコールド端子は、それぞれ駆動スイッチＱ１、Ｑ２を介して電源Ｖinの負端子に接続される。駆動スイッチＱ１、Ｑ２は、この実施例では、それぞれｎＭＯＳトランジスタである。また、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２と駆動スイッチＱ１、Ｑ２との間には、それぞれ、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流を検出するためのカレントトランス（電流検出手段）ＣＴ１、ＣＴ２が設けられている。さらに、電源Ｖinに並列に入力コンデンサＣ１が設けられている。
【００１８】
１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２のホット端子は、それぞれさらにコンデンサＣ１１の一方の端子に接続されている。また、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２のコールド端子とコンデンサＣ１１の他方の端子との間には、それぞれリセットスイッチＱ１１、Ｑ１２が設けられている。
【００１９】
トランスＴＲの２次側には、ダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ、出力コンデンサＣ２１が設けられている。そして、２次巻線Ｎ２のホット端子にはダイオードＤ１のアノードが接続されており、ダイオードＤ１のカソードは、コイルＬを介して出力端子に接続されている。２次巻線Ｎ２のコールド端子は、接地されている。ダイオードＤ２のカソードはダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ２のアノードは接地されている。さらに、出力端子と接地との間に出力コンデンサＣ２１が設けられている。
【００２０】
上記構成の電源装置において、駆動スイッチＱ１、Ｑ２（および、リセットスイッチＱ１１、Ｑ１２）を制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ動作が実現される。すなわち、駆動スイッチＱ１、Ｑ２をオン状態に制御すると、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流が増加してゆく。このとき、リセットスイッチＱ１１、Ｑ１２は、オフ状態に制御されている。一方、駆動スイッチＱ１、Ｑ２をオフ状態に制御すると、1次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流は減少してゆく。このとき、リセットスイッチＱ１１、Ｑ１２はオン状態に制御され、1次巻線Ｎ１１、Ｎ１２の励磁エネルギーがリセットされる。上記スイッチング動作を繰り返すことにより、トランスＴＲの１次側において交流が生成される。
【００２１】
生成された交流は、トランスＴＲの２次側において整流され、直流電圧として出力される。このとき、例えば、出力電圧をモニタし、その出力電圧値をフィードバック情報として駆動スイッチＱ１、Ｑ２のデューティを制御すれば、所望の出力電圧を得ることができる。
【００２２】
実施形態の電源装置１００は、カレントトランスＣＴ１、ＣＴ２を利用して、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流をそれぞれ検出する。そして、検出した１組の電流が互いに同じになるように、駆動スイッチＱ１、Ｑ２が制御される。
【００２３】
カレントトランスＣＴ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２、ダイオードＤ３は、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１１を介して流れる電流を検出する。カレントトランスＣＴ１の１次巻線は、１次巻線Ｎ１１に直列的に接続され、カレントトランスＣＴ１の２次巻線の両端には抵抗Ｒ１が接続されている。そして、この抵抗Ｒ１にダイオードＤ３および抵抗Ｒ２が接続されている。この構成により、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１１を介して流れる電流を表す電圧Ｖ１が得られる。同様に、カレントトランスＣＴ２、抵抗Ｒ３、Ｒ４、ダイオードＤ４によって、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１２を介して流れる電流を表す電圧Ｖ２が得られる。
【００２４】
制御部（制御手段）３０は、出力電圧Ｖout、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２が入力され、上記スイッチを制御する。電圧Ｖ１は、カレントトランスＣＴ１を利用して検出される電流に比例し、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１１を介して流れる電流を表す。同様に、電圧Ｖ２は、カレントトランスＣＴ２を利用して検出される電流に比例し、トランスＴＲの１次巻線Ｎ１２を介して流れる電流を表す。そして、制御部３０は、出力電圧Ｖout、電圧Ｖ１、電圧Ｖ２に従って制御信号Ｅ１、Ｅ２、Ｅ１１、Ｅ１２を生成する。
【００２５】
制御信号Ｅ１、Ｅ２は、それぞれパルス列信号であり、駆動スイッチＱ１、Ｑ２を制御する。ここで、制御信号Ｅ１、Ｅ２のパルス幅（あるいは、デューティ）は、駆動スイッチＱ１、Ｑ２を介して流れる電流が互いにほぼ同じになるように制御部３０においてフィードバック制御される。この結果、駆動スイッチＱ１、Ｑ２のいずれか一方に大きな負荷がかかることはない。なお、制御信号Ｅ１１、Ｅ１２は、それぞれ制御信号Ｅ１、Ｅ２の反転信号であり、駆動スイッチＱ１１、Ｑ１２を制御する。
【００２６】
図２は、制御部３０の構成および動作の実施例である。図２（ａ）は、出力電圧Ｖoutに基づいて基本デューティ値DUTYを生成する構成を示している。アンプ３１の非反転入力端子には、参照電圧Ｖrefが与えられ、反転入力端子には、抵抗Ｒ５、Ｒ６により分圧された出力電圧Ｖoutが与えられる。そして、これらの電圧の差分に応じて決まるスライス信号が生成され、コンパレータ３２の正側端子に入力される。コンパレータ３２の負側端子には、所定の周波数のノコギリ波または三角波が与えられる。したがって、コンパレータ４１により、出力電圧Ｖoutに応じて決まるデューティを表す基本デューティ値DUTYが生成される。なお、図２（ａ）に示すアンプ３１およびコンパレータ３２は、ソフトウェアにより実現されてもよい。この場合、出力電圧Ｖoutがデジタルデータに変換されて入力される。
【００２７】
図２（ｂ）は、基本デューティ値DUTYを補正する回路の構成を示している。デューティ調整部３３には、基本デューティ値DUTY、電圧Ｖ１、Ｖ２が入力される。基本デューティ値DUTYは、図２（ａ）に示す回路により生成される。電圧Ｖ１、Ｖ２は、上述したように、それぞれ、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流を表しており、カレントトランスＣＴ１、ＣＴ２を利用して検出される。
【００２８】
図２（ｃ）は、デューティ調整部３３の動作を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、例えば、所定の時間間隔で繰り返し実行される。ステップＳ１では、電圧Ｖ１、Ｖ２が比較される。そして、「Ｖ１≧Ｖ２」であれば、１次巻線Ｎ１１を介して流れる電流が１次巻線Ｎ１２を介して流れる電流以上であると判定し、ステップＳ２に進む。ステップＳ２では、基本デューティ値DUTYからΔＤを減算することによりデューティ値DUTY１を算出すると共に、基本デューティ値DUTYにΔＤを加算することによりデューティ値DUTY２を算出する。ここで、ΔＤは、正の値であるものとする。一方、「Ｖ１＜Ｖ２」であれば、１次巻線Ｎ１１を介して流れる電流が１次巻線Ｎ１２を介して流れるよりも小さいと判定し、ステップＳ３に進む。ステップＳ３では、基本デューティ値DUTYにΔＤを加算することによりデューティ値DUTY１を算出すると共に、基本デューティ値DUTYからΔＤを減算することによりデューティ値DUTY２を算出する。
【００２９】
デューティ調整部３３は、ソフトウェアで実現されてもよいし、ハードウェア回路で実現されてもよい。デューティ調整部３３をソフトウェアで実現する場合には、基本デューティ値DUTY、電圧Ｖ１、Ｖ２は、それぞれデジタルデータに変換される。
【００３０】
なお、図２（ｃ）に示す実施例では、出力電圧Ｖoutに基づいて決まる基本デューティ値DUTYを補正する手順を示したが、これに限定されるものではない。例えば、ステップＳ２またはＳ３で算出したデューティ値DUTY１、DUTY２を保持しておき、次回の処理ではその保持してあるデューティ値DUTY１、DUTY２に対してΔＤを加算または減算するようにしてもよい。ただし、この場合であっても、定期的に、出力電圧Ｖoutに基づいて基本デューティ値DUTYを更新し、その更新した基本デューティ値DUTYを利用してデューティ値DUTY１、DUTY２を算出することが好ましい。
【００３１】
図２（ｂ）に戻る。駆動回路（DRV01）３４は、デューティ値DUTY１が指示するデューティを持った制御信号Ｅ１を生成する。同様に、駆動回路（DRV02）３５は、デューティ値DUTY２が指示するデューティを持った制御信号Ｅ２を生成する。生成された制御信号Ｅ１、Ｅ２は、上述したように、それぞれ駆動スイッチＱ１、Ｑ２の制御端子に与えられる。
【００３２】
制御信号Ｅ１、Ｅ２は、所定の周波数のパルス信号である。そして、この実施例においては、駆動スイッチＱ１、Ｑ２は、制御信号Ｅ１、Ｅ２がＨレベルであるときにオン状態に制御され、制御信号Ｅ１、Ｅ２がＬレベルであるときにオフ状態に制御されるものとする。したがって、例えば、ΔＤを加算することによって制御信号Ｅ１のデューティが増加すると、駆動スイッチＱ１のオン時間が長くなり、ΔＤを減算することによって制御信号Ｅ２のデューティが減少すると、駆動スイッチＱ２のオン時間が短くなる。同様に、ΔＤを減算することによって制御信号Ｅ１のデューティが減少すると、駆動スイッチＱ１のオン時間が短くなり、ΔＤを加算することによって制御信号Ｅ２のデューティが増加すると、駆動スイッチＱ２のオン時間が長くなる。
【００３３】
反転素子３６、３８は、それぞれ、デューティ値DUTY１、DUTY２の反転データを生成して駆動回路（DRV11）３７、駆動回路（DRV12）３９に与える。そうすると、駆動回路（DRV11）３７、駆動回路（DRV12）３９は、与えられた反転データに従って制御信号Ｅ１１、Ｅ１２を生成する。この構成により、制御信号Ｅ１、Ｅ２の反転信号である制御信号Ｅ１１、Ｅ１２が得られる。制御信号Ｅ１１、Ｅ１２は、それぞれリセットスイッチＱ１１、Ｑ１２に与えられる。
【００３４】
このように、実施形態の電源装置１００においては、１次巻線Ｎ１１を介して流れる電流がＮ１２を介して流れる電流以上であれば、駆動スイッチＱ１のデューティを大きくすると共に、駆動スイッチＱ２のデューティを小さくする。反対に、１次巻線Ｎ１１を介して流れる電流がＮ１２を介して流れる電流よりも小さければ、駆動スイッチＱ１のデューティを小さくすると共に、駆動スイッチＱ２のデューティを大きくする。すなわち、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２を介して流れる電流が互いに一致するように、駆動スイッチＱ１、Ｑ２を制御するためのパルス信号のデューティ（すなわち、パルス幅）が制御される。このため、駆動スイッチＱ１、Ｑ２を介して流れる電流も互いにほぼ一致することとなる。したがって、電源装置１００の全体容量に対して駆動スイッチＱ１、Ｑ２の容量を不当に大きくする必要はない。この結果、コストの増加を抑えながら、複数の小容量の駆動スイッチを用いて電源装置の大容量を図ることができる。
【００３５】
図３は、トランスＴＲの構成を示す図である。トランスＴＲは、この実施例では、１組のコア部材４１、４２、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２、２次巻線Ｎ２を備える。２次巻線Ｎ２は、金属板を用いて形成されている。例えば、２次巻線Ｎ２は、所定の厚さの銅板を打ちぬくことによって形成される。端子Ｔ１はダイオードＤ１のアノードに接続され、端子Ｔ２は接地される。
【００３６】
１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２は、銅線などの金属線材を用いて形成される。図３に示す実施例では、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２は、それぞれ２ターンの巻線である。そして、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２は、２次巻線Ｎ２を挟むように配置される。このとき、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２は、それぞれ２次巻線Ｎ２に接触または近接して配置される。つまり、１次巻線Ｎ１１は、２次巻線Ｎ２の一方の面側に配置されており、１次巻線Ｎ１２は、２次巻線Ｎ２の他方の面側に配置されている。ここで、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２、２次巻線Ｎ２は、互いに絶縁されている。そして、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２、２次巻線Ｎ２は、１組のコア部材４１、４２の間に収容される。なお、１次巻線Ｎ１１の端子Ｔ３は電源Ｖinの正端子に接続され、端子Ｔ４はカレントトランスＣＴ１の１次巻線に接続される。また、１次巻線Ｎ１２の端子Ｔ５は電源Ｖinの正端子に接続され、端子Ｔ６はカレントトランスＣＴ２の１次巻線に接続される。
【００３７】
このように、実施形態の電源装置１００において使用されるトランスＴＲにおいては、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２は、それぞれ２次巻線Ｎ２に接触または近接して配置される。また、２次巻線Ｎ２は接地されている。したがって、２次巻線Ｎ２において発生する熱だけでなく、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２において発生する熱も効率的に接地領域に伝達させることができる。また、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２が２次巻線Ｎ２を挟むように配置される構成では、１次巻線Ｎ１１、Ｎ１２間で寄生容量がアンバランスになることを回避できる。
【００３８】
図４は、トランスＴＲ内の巻線の配置のその他の実施例である。ここでは、３つの１次巻線を備える構成を示す。また、図４は、図３に記載のＡＡ断面に相当する巻線を示している。なお、図４に示す丸付き数字１〜３は、第１〜第３の１次巻線を表している。
【００３９】
図４（ａ）に示す例では、２次巻線Ｎ２の一方の面に第１〜第３の１次巻線が配置されている。図４（ｂ）に示す例では、各１次巻線の偶数番目のターンの導線が２次巻線Ｎ２の一方の面に配置され、各１次巻線の奇数番目のターンの導線が２次巻線Ｎ２の他方の面に配置されている。図４（ｃ）に示す例では、第１および第３の１次巻線が２次巻線Ｎ２の一方の面に配置され、第２の１次巻線が２次巻線Ｎ２の他方の面に配置されている。なお、図４（ａ）〜図４（ｃ）は一段面を示し、２次巻線Ｎ２の各面における各１次巻線同士は実質的に撚り合わされて配置される。
【００４０】
なお、巻線の配置は、特に限定されるものではなく、様々な構成により実現される。ただし、各１次巻線を形成するための金属線材の形状（長さ、断面形状）は互いに同じであり、各１次巻線と２次巻線との間の距離も互いに同じであることが好ましい。そうすれば、各１次巻線の間で寄生容量がアンバランスになることを抑制できる。
【００４１】
＜他の実施形態＞
トランスＴＲが３以上の１次巻線を有する構成においても、各１次巻線を介して流れる電流が互いに一致するように制御が行われる。この場合、例えば、各１次巻線を介して流れる電流をモニタし、それらの中で最大電流および最小電流を検出する。そして、最大電流を流す１次巻線に接続される駆動スイッチを制御する制御信号のパルス幅をΔＤだけ狭くすると共に、最小電流を流す１次巻線に接続される駆動スイッチを制御する制御信号のパルス幅をΔＤだけ広くする。これにより、各１次巻線を介して流れる電流が互いに一致するようになる。
【００４２】
上述した電源装置は、フォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータであるが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、フライバック型のＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。ただし、フライバック型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、フォワード型のＤＣ／ＤＣコンバータと比べると、コンデンサＣ１１、リセットスイッチＱ１１、Ｑ１２、ダイオードＤ２は不要であり、トランスＴＲの極性は反対である。
【００４３】
また、上述した電源装置はパルス信号のパルス幅を制御したが、パルス信号の周波数を制御してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】本発明の実施形態の電源装置の構成を示す図である。
【図２】制御部の構成および動作の実施例である。
【図３】トランスの構成を示す図である。
【図４】トランス内の巻線の配置の実施例である。
【図５】従来の電源装置の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００４５】
３０        制御部
３１        アンプ
３２        コンパレータ
３３        デューティ調整部
３４、３５  駆動回路
３６、３８  反転素子
３７、３９  駆動回路
１００      電源装置
【図１】
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【図２】
2010041814.tif 000004
【図３】
2010041814.tif 000005
【図４】
2010041814.tif 000006
【図５】
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