(57)【要約】【課題】  この発明になる電力変換装置は、電力変換装置を構成する単相インバータやＤＣ−ＤＣコンバータ等のゲート電源を共通化し、ユニット構成を簡略化して安価で性能の良い電力変換装置を提供するものである。【解決手段】系統に並列もしくは直列に接続された少なくとも２つ以上の単相インバータを備え、各インバータ間を接続する端子と同電位のソース端子を有するスイッチ群を駆動するゲート用の電源を共通化したことを特徴とするものである。【選択図】  図１０
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
系統に並列もしくは直列に接続された少なくとも２つ以上の単相インバータを備え、各インバータ間を接続する端子と同電位のソース端子を有するスイッチ群を駆動するゲート用の電源を共通化したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記単相インバータをＮ段直列構成としたものにおいて、インバータＮの出力端子でインバータＮ-１に導かれている端子がソース端子となるインバータＮ側のスイッチと、上記インバータＮ-１に導かれている端子に接続されているインバータＮ-１側のスイッチとのゲート電源を共通化したことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、電力変換装置に関し、例えば系統に直列に直送スイッチを接続した無瞬断電源装置として用いられる電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、無瞬断電源装置として種々の回路構成のものが提案されており、例えば特開平１−２２２６３５号公報(特許文献１参照)や特開平８−２２３８２２号公報（特許文献２参照）に示されるものがある。
【０００３】
特許文献１に示される従来の無瞬断電源装置は、交流入力電圧を一旦直流に変換した後、再び交流に逆変換して出力する定電圧定周波数電源装置（ＣＶＣＦ）と、このＣＶＣＦをバイパスする半導体スイッチからなるバイパス回路とを備えており、正常時も電圧低下時もコンバータを通して一旦交流を直流化し、その直流をインバータで交流化する構成を採っている。このため、正常時においても常に電流が半導体を通過することとなり、ロスが常に発生すると共に、装置全体の総合効率を低下させ、冷却のために装置が大型化する問題がある。また、インバータの出力はＰＷＭ制御された矩形波が必要となるため、その平滑のために大型のフィルタが必要となる課題があった。
【０００４】
また、特許文献２に示される従来の無瞬断電源装置では、正常時には直送スイッチで商用ラインを負荷に直結しているが、商用ラインが一定電圧以下に低下した場合には、直送スイッチを切り離し、インバータと昇圧トランスを通してバッテリの電力を負荷に供給する構成を採っている。このような構成の場合、昇圧トランスは、インバータにて発生する矩形電圧の平滑機能を備える必要があり、また商用周波数の電圧を伝達する必要があるため、電圧時間積（磁束量）の大きなものが要求されることとなり、そのため大型で高価なシステムとなる問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１−２２２６３５号公報
【特許文献２】特開平８−２２３８２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
この発明は、上述のような電力変換装置を構成する単相インバータやＤＣ−ＤＣコンバータ等のゲート電源を共通化し、ユニット構成を簡略化して安価で性能の良い電力変換装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、系統に並列もしくは直列に接続された少なくとも２つ以上の単相インバータを備え、各インバータ間を接続する端子と同電位のソース端子を有するスイッチ群を駆動するゲート用の電源を共通としたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
この発明の電力変換装置によれば、ゲート電源を共通化することができるので、ゲート電源の数を大幅に削減でき、簡単・安価にして、しかもノイズ電流や漏洩電流を減少してノイズならびにロスの少ない制御回路構成を実現することができる効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態１に係る無瞬断電源装置の概略構成図である。
【図２】図１に示す無瞬断電源装置のインバータ部分の回路例を示す。
【図３】図１に示す無瞬断電源装置のチョッパ部分の回路例を示す。
【図４】本発明の実施の形態２に係るＤＣ―ＤＣコンバータ部分の構成図と動作波形図を示す。
【図５】図１に示す無瞬断電源装置のゲート回路部分の回路例を示す。
【図６】図１に示す無瞬断電源装置の電圧増加動作を説明する波形図である。
【図７】本発明の実施の形態１に係る無瞬断電源装置の出力波形の一例を示す擬似正弦波形である。
【図８】系統電圧の変動に応じて各インバータと系統間における電力の送受を説明する図である。
【図９】図１に示す無瞬断電源装置の単相インバータ群を無効電力補償装置として動作させた場合の波形図である。
【図１０】本発明の実施の形態３に係る無瞬断電源装置の詳細回路図である。
【図１１】図１０において、ゲート電源の共通化を説明する概念図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る無瞬断電源装置の概略構成図を示している。図１において、電源１は通常、系統電圧Ｖｏを有する商用交流電源であり、リレー等の機械式スイッチからなる直送スイッチ３を介して負荷２へ直接電力を供給している。上記負荷２には、それぞれの交流側端子が上記系統と並列関係に挿入された単相インバータ群４、５、６と、上記系統と直列関係に挿入された単相インバータ７とが接続されている。上記単相インバータ４乃至７の直流側端子はそれぞれコンデンサ８乃至１１が接続され、それぞれの電圧ＶＢ４、ＶＢ３、ＶＢ２、ＶＢ１のエネルギーをＤＣ−ＤＣコンバータ１２を介して、上記単相インバータ群４、５、６と、上記単相インバータ７との間でやり取りできるように構成されている。
【００１１】
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータ１２はバッテリ１３からチョッパ１４を介して所定の直流電圧を供給され、このチョッパ１４からの出力は上記単相インバータ４の直流側端子にも供給されている。上記単相インバータ群４、５、６の出力端はそれぞれ直列接続され、フィルタ１５を介して上記負荷２に接続されている。
ここで単相インバータ４乃至７は、それぞれ図２に示されるように、単相ブリッジ接続された例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ２０乃至２３と、各素子に逆並列接続された寄生ダイオード２４乃至２７と、各スイッチのゲートを駆動するゲート駆動回路３０乃至３３とからなる周知の構成を採用することができる。
【００１２】
次に、チョッパ回路１４は図３に示されるように、リアクトル４０及びＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ４１、４２と、ダイオード４３、４４と、ゲート回路４５、４６とで構成されており、入力端子に接続されたバッテリ１３の電圧は昇圧されて出力端子から出力される。  また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、図４（a）に示されるように、複数の巻き線Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４を有するトランス５０と、それぞれの巻き線Ｎ１乃至Ｎ４に直列に設けられたＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ５１乃至５４と、ダイオード５５乃至５８と、ゲート回路５９乃至６２とから構成されており、上記スイッチ５１乃至５４を制御することによりコンバータ制御を行っている。図４（ｂ）は上記スイッチ５１乃至５４の導通制御の一例を示しており、詳細は後述する。更に、図５はゲート回路の一例を示すものであり、図中、フォトカップラ６５、直流電源６６は、抵抗６７、増幅バッファ６８から構成されている。
【００１３】
次に、図１の無瞬断電源装置の動作について図６乃至図９を参照しながら説明する。正常時においては直送スイッチ３が閉じており、これを通して系統電源１から系統電圧Ｖｏが直接負荷２へ供給されている。この際、単相インバータ４、５、６は整流器として働かせ、それぞれの直流側コンデンサ８、９、１０を充電すると共に、単相インバータ７はゼロを出力するようになされている。無瞬断電源装置の動作として大きく２つに分けられる。１つは、系統１の電圧が低下もしくは増加した場合の増電圧、減電圧補償作用であり、もう１つは系統が停電に至った場合の電圧補償作用である。
【００１４】
まず、系統１の電圧が低下した場合について考える。図６において、時刻ｔｏにて系統の電圧Ｖｏが低下したとすると、インバータ７が動作を開始する。インバータ７の直流コンデンサ１１にはＤＣ電圧ＶＢ１が充電されており、インバータ７が系統の周波数に同期して、交流電圧ＶＢ１outを出力することにより負荷電圧Ｖdは各極性共にＶＢ１だけ増加した波形となる。これにより系統電圧の低下分を補償することができる。なお、直流コンデンサ１１による電力の送受については実施の形態２において説明する。
【００１５】
反対に、系統電圧Ｖｏが増加した場合には、系統電圧Ｖｏと逆極性にインバータ７の出力を発生させれば負荷電圧には所定の電圧が印加されることとなる（図示せず）。
続いて、系統が停電した場合について説明する。系統が停電すると、まず直送スイッチ３が切り離され、チョッパ回路１４が動作して、バッテリ１３から単相インバータ４の直流コンデンサ８に電力を供給する。また、直流コンデンサ８からＤＣ/ＤＣコンバータ１２によって各直流コンデンサ９、１０、１１に電力を伝送する。例えば、各直流コンデンサの電圧ＶＢ１〜ＶＢ４の関係は、例えば１：２：４：８とする。実際は各直流コンデンサの関係としてはその他にも多数考えられ、例えば１：３：９：２７とすることもでき、また各電圧を全く同じとすることもできる。
【００１６】
直送スイッチ３が切り離されると、４つのインバータ４乃至７は全て負荷に直列に接続されることになるから、４つのインバータの出力を組み合わせて、所望の波形を生成することができる。例えば、１：２：４：８の場合、２進数の組み合わせにより、片側１６レベル（ゼロを含む）の電圧を出力することが可能である。片側１６レベルの電圧波形を出力することができるから、出力フィルタの効果も合わせて、ほぼ正弦波状の電圧を負荷に供給することが可能となる。図７は、片側１６レベルにて生成された擬似正弦波を示すものである。このように、４つのインバータの出力を組み合わせることにより、系統の停電時にも負荷２に電力を供給することが可能となる。なお、１：３：９：２７の関係の場合、片側４０レベルの波形を出力することが可能である。さらに、少なくとも１個以上のインバータをＰＷＭ動作させると更にきめ細かい波形の制御が可能となる。
【００１７】
次に、系統の電圧が低下もしくは増加した場合のコンデンサ１１による電力の送受について説明する。コンデンサ１１によるＶＢ１の電力は、系統電圧Ｖｏが増加した場合は負荷２側から流入し、系統電圧Ｖｏが低下した場合は負荷２へ流出する。従って、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２によってその電力を送受してやる必要がある。インバータ４〜６の３つのインバータは、その出力電圧の組み合わせによってやはり正弦波などを生成することが可能であるから、例えばＶＢ２〜ＶＢ４までの電圧の関係を３：９：２７として、最大、片側１４レベルの電圧を出力することにより、出力レベルを正弦波に近似させ、フィルタ１５で平滑化することにより、各インバータから系統に電力を流出させることが可能となる。
【００１８】
例えば、系統の電圧Ｖｏが低下した場合、単相インバータ７の出力電圧ＶＢ１ｏｕｔにより補償してやるためには、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２を通して直流コンデンサ８、９、１０から直流コンデンサ１１に電力を送る必要がある。そのためには、直流コンデンサ８、９、１０に対して電力を系統から注入しなければならない。具体的には、図８（a）に示されるように系統電圧より低い電圧をインバータ４〜６が出力する状態すなわち整流器運転にすれば、系統からインバータ４〜６に電流が流れ込み、直流コンデンサ８、９、１０に充電される。すなわち直流コンデンサ８、９、１０のトータル電力が増加する。それにより、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２を通して直流コンデンサ８、９、１０から直流コンデンサ１１に電力を供給することができる。
【００１９】
また反対に、系統電圧Ｖｏが増加した場合、単相インバータ７の出力電圧ＶＢ１ｏｕｔにより補償してやるためには、今度は、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２を通して直流コンデンサ１１から直流コンデンサ８、９、１０に電力を送る必要がある。そのためには、直流コンデンサ８、９、１０のＶＢ２、ＶＢ３、ＶＢ４からトータル電力を系統へ注入してやる必要がある。具体的には、図８（ｂ）に示されるように系統電圧より高い電圧をインバータ４〜６が出力すれば、系統へインバータ４〜６から電流が流れ込み、直流コンデンサ８、９、１０のトータル電力が減少する。それにより、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２を通して直流コンデンサ１１から直流コンデンサ８、９、１０に電力を供給することができる。すなわち、ＶＢ１から系統に電力を戻すことができる。このような制御を施すことにより、ＶＢ２〜ＶＢ４までの全体の電圧波形は非常にきめ細かいものとなり、平滑フィルタ１５は従来の場合に比べて格段に小さな容量で済む。
【００２０】
実施の形態２．
次に、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２の詳細について説明する。図４（ａ）はこの発明になるＤＣ/ＤＣコンバータ１２の回路図であり、図から明らかなように、１個の絶縁トランス５０からなっている。絶縁トランス５０の１次側には、巻き線Ｎ１とＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ５１と、ダイオード５５と、ゲート回路５９とからなる周知の回路ユニットが接続されている。また、絶縁トランス５０の２次側には、巻き線Ｎ２とＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ５２と、ダイオード５６と、ゲート回路６０とからなる回路ユニットと、巻き線Ｎ３とＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ５３と、ダイオード５７と、ゲート回路６１とからなる回路ユニットと、巻き線Ｎ４とＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ５４と、ダイオード５８と、ゲート回路６２とからなる回路ユニットとが直列接続されている。
【００２１】
この際、巻き線Ｎ１〜Ｎ３と巻き線Ｎ４は、互いに巻き線方向を反対にして、電圧の発生タイミングが逆転するように構成されている。すなわち、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２は巻き線Ｎ１〜Ｎ３と、それらに接続されているスイッチ５１〜５３とによって、双方向性のフォワード型のＤＣ/ＤＣコンバータを構成しており、また、巻き線Ｎ１と巻き線Ｎ４は、それらに接続されているスイッチ５１、５４とによって双方向性のフライバック型のＤＣ/ＤＣコンバータを構成している。
【００２２】
上記のように構成することにより、スイッチ５１、５２、５３のゲート電圧は、図４（ｂ）の上段に示されているように同じタイミングでＨとなり各スイッチが導通することになり、これにより、ＤＣ/ＤＣコンバータ１２の出力は、巻き線Ｎ１〜Ｎ３の巻き数比に比例した電圧が発生することになる。その結果コンデンサ８から１０にも巻き線Ｎ１〜Ｎ３の巻き数比に比例した電圧がチャージされることになり、ＶＢ２＝ＶＢ４＊Ｎ２/Ｎ４、ＶＢ３＝ＶＢ４＊Ｎ３/Ｎ４となる。なお、上式において、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４は巻き線Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４の巻き数を表している。
このような構成にしておくことにより、各インバータ４〜６の直流部の電圧の関係も巻き線Ｎ１〜Ｎ３の巻き数比に固定することができる。
各スイッチ５１〜５３のスイッチング周波数を負荷電流の変化速度、つまり商用周波数よりも十分に高くしておくことにより、電力の移行は準静的に行われるから効率のよいコンバータが形成できる。
【００２３】
一方、巻き線Ｎ１と巻き線Ｎ４およびそれらに接続されているスイッチ５１と５４とによって構成されている双方向性のフライバック型のＤＣ/ＤＣコンバータについて説明する。スイッチ５４のゲート電圧は、図４（ｂ）下段に示すように、スイッチ５１のゲート電圧と互いに論理が反転しているため、トランス５０に励磁エネルギーを蓄えて、自分のスイッチがオフの期間中に相手側に電力を供給するように動作することができる。フライバック型の動作として、トランス５０の励磁電流が連続でゼロにならないとき（電流連続モード）には以下の関係が成り立つ。
ＶＢ４＊ｄ＝ＶＢ１＊（１-ｄ）＊Ｎ１/Ｎ４
ＶＢ１＝ＶＢ４＊ｄ/（１-ｄ）＊Ｎ４/Ｎ１
【００２４】
ここで、ｄ＝Ｔｄ／Ｔｏ（デューティ比）、Ｎ４、Ｎ１は巻き線Ｎ４、Ｎ１の巻き数を表している。つまり、ＶＢ１の電圧はＶＢ４の電圧とデューティ比ｄとにより表わされ、従って、デューティ比ｄを変化することにより、系統電圧Ｖｏの変化に応じてＶＢ１の大きさを変化することが可能となる。
上記のようなＤＣ/ＤＣコンバータの構成とすることにより、インバータ４、５、６は常に固定の電圧値および固定の電圧関係に維持しながら、ｄを変化することによりＶＢ１の値を自由に変えることができる。従って、インバータ４、５、６を用いて安定した電圧を出力して電力を系統に送受しつつ、系統電圧が低下もしくは増加したときに負荷に一定電圧を供給することが容易となるものである。
【００２５】
なお、インバータ４〜６にて正弦波を出力できることから、インバータ４〜６を並列型の無効電力補償回路として動作させることもできる。その動作を図９に示す。図９（ａ）は負荷が遅れ負荷、すなわち系統電圧Ｖ０に対して、負荷電流Ｉｄの位相が遅れて動作する場合を示している。ここで、単相インバータ４、５、６は、系統の電流Ｉ０が系統の電圧Ｖ０と同じ位相になるよう電流Ｉｘを系統に流し込む動作を行う。すなわち、Ｉｘが単相インバータ４、５、６から系統に流れ込むように、各出力レベルをコントロールし、またはＰＷＭ制御を施し、平滑フィルタ１５の効果によってＩｘを滑らかにする。これにより、系統電流Ｉ０と系統電圧Ｖ０とは位相が一致するので、系統から見ると力率１の負荷が接続されているように見え、無効電力を補償できると共に、高調波成分による系統への逆流を防止することができる。更に、系統に流れる電流の実効値を低下することができるため、ケーブル等の損失が低下するものである。
【００２６】
図９（ｂ）は、整流器負荷が接続された場合の動作例である。（ａ）の場合と同様に、単相インバータ４、５、６は系統に力率１の電流Ｉ０が流れるよう、電流Ｉｘを系統に流し込む。単相インバータ４、５、６ではきめ細かい波形の制御が可能であるため、整流器負荷等の電流変化が激しい場合でも、系統に力率１の電流Ｉ０が確実に流れるよう制御することができる。これは、フィルタ１５が小さな容量で済むことにより制御系のゲインを上げることができることによる。このような動作においては、単相インバータ４、５、６へ流出入する電流の量は異なる場合がほとんどであり、ＶＢ２〜ＶＢ４の電圧関係は容易に崩れてしまう。これを補正するために、先に説明したように、ＤＣ―ＤＣコンバータ１２を動作させ、ＤＣ―ＤＣコンバータ１２がＶＢ２〜ＶＢ４の電圧がそれぞれ所定の値を保つようにエネルギーをやりとりする。これにより系統に流れる電流は有効電力分のみとなり、系統側の電流実効値や高調波が低下し、ノイズの低減、ロスの低減に結びつけることができるものである。
【００２７】
実施の形態３．
実施の形態３は、上述したような本発明の無瞬断電源装置を構成する単相インバータやＤＣ―ＤＣコンバータ等のゲート電源を共通化し、ユニット構成を簡略化したものである。図１０は、本発明の無瞬断電源装置のチョッパ回路部分１４、ＤＣ―ＤＣコンバータ部分１２、インバータ部分３を含む詳細回路を示したものである。図に示すように、各部分を構成しているＭＯＳＦＥＴなどのスイッチには全てゲート駆動回路が必要となっており、これらはまた全て電源が必要となる。ところが、上述したように単相のインバータを直列に接続した構成においては、各単相インバータが単位ユニットという考え方が一般的であるため、単位ユニットの中で各ゲート電源をまかなうというのが一般通念として存在していた。しかし、スイッチの数だけゲート用電源を準備すると、言うまでもなく構成が煩雑となり、またコスト高となってしまう。
【００２８】
従来、母線を共通とする複数のインバータなどで、ゲート電源を共通化する技術は存在した（例えば、特開２００２−１９９７４３号公報参照）が、本願発明の実施形態のように、母線が共通化されていない構成においては、次のような理由でゲート電源を共通化することは行われなかった。
すなわち、インバータを直列接続し出力端子の一部が各インバータで共通化されているいわゆる直列多重インバータにおいては、通常、出力線にはＰＷＭによる高周波電流が流れるため、出力線に大きな電位変動が発生する。従って、たとえ直流的には同電位部分でも高周波的には大きな電位変動が生ずることになり、これによってノイズ電流や漏洩電流が増加する傾向があった。
【００２９】
このため、これらノイズ電流や漏洩電流のゲート電源への影響を少なくする観点から、ゲート電源を共通化することは、一般に困難とみなされていた。ところが、本実施形態によるインバータ構成によれば、上述したように、出力波形をインバータ出力の組み合わせで生成するため、スイッチング周波数が大幅に低減されることになり、従って、各インバータは低周波のスイッチングで十分であり、上記のノイズ電流や漏洩電流は激減することになる。これにより、直流的に同電位の部分のゲート電源を共通化することが可能となったものである。すなわち、図１０に示したように、Ｎ段直列（ここではＮ＝４）されたインバータにおいて、インバータＮの出力端子でインバータＮ-１に導かれている端子がソース端子となるインバータＮ側のスイッチ（４Ｓ３）と、上記インバータＮ-１に導かれている端子に接続されているインバータＮ-１側のスイッチ（３Ｓ１）とのゲート電源を共通化することが可能である。
【００３０】
さらに考え方を発展させると、各インバータのＮ側母線に共通のソース端子を持つ組み合わせ、即ち、４Ｇ４と４Ｇ２と４６と５９、および３Ｇ４、３Ｇ２、６０、および２Ｇ４、２Ｇ２、６１、および１Ｇ４、１Ｇ２、６２に対し、それぞれＰＳ１、ＰＳ２、ＰＳ３、ＰＳ４を割り当てる。
次に、インバータを直列に接続する線にてソース部分が共通となっているペア、４Ｇ３、３Ｇ１、および３Ｇ３、２Ｇ１、および２Ｇ３、１Ｇ１、に対し、それぞれＰＳ６、ＰＳ７、ＰＳ８を割り当てる。こうすることにより、ゲート用の電源の数が大幅に低下する。この様子を示したものが図１１である。図１１に示すように、各ペアもしくは組み合わせのゲート回路、すなわちＰＳ１〜ＰＳ４、ＰＳ６〜ＰＳ８に対し、それぞれ１つの共通ゲート用電源にて電力を供給している。
従って、本実施の形態によれば、ゲート電源の数が大幅に削減できるため、簡単・安価な回路構成が実現できるものである。
【符号の説明】
【００３１】
１  交流電源、                    ２  負荷、
３  直送スイッチ、 ４、５、６  単相インバータ群、
７  単相インバータ、 ８、９、１０、１１  コンデンサ、１２  ＤＣ―ＤＣコンバータ、            １３  バッテリ、
１４  チョッパ、                        １５  フィルタ、
５０  絶縁トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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