(57)【要約】【課題】温度依存電流を生成する回路を構成する半導体素子に製造ばらつきが存在しても、従来に比較して高い精度にて温度測定が行える温度センサを提供する。【解決手段】本発明の温度センサは、温度に依存した温度依存電位を生成する温度依存電圧生成回路と、温度依存電位により、温度依存電流を流す電流生成回路と、温度に依存しない基準電流を生成する基準電流生成回路と、温度依存電流による第１の充電周期と基準電流による第２の充電周期とにより交互に充電されるコンデンサと、コンデンサの充電電圧と、基準電圧とを比較してパルスを生成するパルス生成回路と、コンデンサに対し、交互に温度依存電流と基準電流とを供給する制御回路とを有し、温度依存電圧生成回路が内部を構成する電流源回路を形成するＭＯＳトランジスタ、及び前記電流源回路の負荷となるバイポーラトランジスタとの接続関係を切り換えるスイッチを有する。【選択図】図１
2010117319.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
温度に依存した温度依存電位を生成する温度依存電圧生成回路と、
温度依存電位により、温度依存電流を流す電流生成トランジスタと、
温度に依存しない基準電流を生成する基準電流生成回路と、
前記温度依存電流による第１の充電周期と前記基準電流による第２の充電周期とにより交互に充電されるコンデンサと、
前記コンデンサの充電電圧と、基準電圧とを比較してパルスを生成するパルス生成回路と、
前記コンデンサに対し、交互に前記温度依存電流と前記基準電流とを供給する制御回路と
を有し、
第１の充電周期において温度に依存した幅の温度依存パルスを出力し、第２の充電周期において温度に依存しない幅の基準パルスを出力し、
前記温度依存電圧生成回路が、
第１のＭＯＳトランジスタ及び第２のＭＯＳトランジスタで構成された電流源回路と、
前記第１または前記第２のトランジスタのいずれか一方を負荷として第１の電位を出力する第１のバイポーラトランジスタと、
前記第１または前記第２のトランジスタのいずれか他方を抵抗を介して負荷とし、第２の電位を出力するバイポーラトランジスタのバンドギャップを利用した温度センサとして用いる第２のバイポーラトランジスタと、
前記第１のＭＯＳトランジスタあるいは第２のＭＯＳトランジスタのいずれか一方と前記第１のバイポーラトランジスタの接続を切り換える第１の切り換えスイッチと、
前記第１のＭＯＳトランジスタあるいは第２のＭＯＳトランジスタのいずれか他方と前記第２のバイポーラトランジスタの接続を切り換える第２の切り換えスイッチと、
前記第１の電位と前記第２の電位の電位差を増幅して、増幅電圧を前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのゲートに出力するオペアンプと
から構成されていることを特徴とする温度センサ。
【請求項２】
前記制御回路が、前記第１の充電周期及び第２の充電周期のそれぞれを、第１の周期と第２の周期とに分割し、第１の周期と第２の周期とにおいて、前記第１の切り換えスイッチ及び第２の切り換えスイッチを切り換え、第１のＭＯＳトランジスタあるいは第２のＭＯＳトランジスタと、第１のバイポーラトランジスタあるいは第２のバイポーラトランジスタとの接続を切り換え、第１の周期と第２の周期とを合わせて、第１の充電周期の前記温度依存パルス及び第２の充電周期の時間幅の基準パルスとすることを特徴とする請求項１に記載の温度センサ。
【請求項３】
前記オペアンプの反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第３の切り換えスイッチと、
前記オペアンプの非反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第４の切り換えスイッチと、
前記オペアンプの出力を、反転出力とするか非反転出力とするかを切り換える第５の切り換えスイッチと
をさらに有し、
制御回路が前記第１の切り換えスイッチと第２の切り換えスイッチの切替タイミングに同期させて、前記第３の切り換えスイッチ、前記第４の切り換えスイッチ及び前記第５の切り換えスイッチを切り換えることを特徴とする請求項２に記載の温度センサ。
【請求項４】
前記オペアンプの反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第３の切り換えスイッチと、
前記オペアンプの非反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第４の切り換えスイッチと、
前記オペアンプの出力を、反転出力とするか非反転出力とするかを切り換える第５の切り換えスイッチと
をさらに有し、
前記第１の充電周期を第１のサブ充電周期と第２のサブ充電周期とに分け、
前記第１のサブ充電周期において、前記第１のパルス及び前記第２のパルスが出力されると、
制御回路が前記第３の切り換えスイッチ、前記第４の切り換えスイッチ及び前記第５の切り換えスイッチを切り換え、
前記第２のサブ充電周期において、前記第１のパルス及び前記第２のパルスが出力されると、
前記第１のサブ充電周期の第１のパルス及び前記第２のパルスと、前記第１のサブ充電周期の第１のパルス及び第２のパルスとの分周を前記温度依存パルスとすることを特徴とする請求項２に記載の温度センサ。
【請求項５】
前記コンデンサとして、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを設け、コンデンサの充電周期毎に切り換えて用いることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の温度センサ。
【請求項６】
前記抵抗に、温度が増加すると抵抗値が低下する温度特性を有するものを使用することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の温度センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体装置上に形成された温度センサに係わり、半導体装置周辺の温度を測定する温度センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、周囲の温度変化を測定したり、あるいは体温を測定するため、半導体装置を用いた温度計が用いられている。
例えば、温度変化に応じて発振周波数を制御し、回路動作の調整（例えば、特許文献１参照）やその周波数自体で温度を表す温度センサ（非特許文献１）がある。
特許文献１においては、図１１に示すように、バイポーラトランジスタＱ１〜Ｑ４を用いて、温度依存電流ＩＰＴＡＴを生成し、ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２からなるミラー回路により、この温度依存電流ＩＰＴＡＴから電流ＩＩＰＴＡＴを生成する。  
そして、この電流ＩＩＰＴＡＴによりコンデンサＣ１を充電し、この充電電圧と基準電圧Ｖrefとを比較器が比較し、基準電圧より高くなると、アンド回路Ｕ１０Ａからパルスが出力され、このパルスによりコンデンサＣ１の充電電圧を放電し、コンデンサＣ１に対する充電が再度開始される。
【０００３】
すなわち、電流ＩＩＰＴＡＴの電流量に対応して、コンデンサＣ１が基準電圧Ｖrefより高い電圧に充電する時間が変化することになり、パルスの幅が温度情報を有することになる。
しかしながら、このパルス幅を測定することにより、温度を測定することは可能であるが、コンデンサＣ１の製造ばらつきにより、測定される温度が精度の悪いものとなってしまう。
このため、非特許文献１においては、コンデンサＣ１に充電する電流として、温度に依存しない電流値Ｉrefを別に生成し、電流値ＩＩＰＴＡＴと電流値Irefとにより交互にコンデンサＣ１を充電し、上述したパルスを電流値ＩＩＰＴＡＴと電流値Irefとにより交互に生成し、このパルスの比により温度を測定し、コンデンサＣ１のばらつきを要因とする温度測定における誤差を抑制している。
【特許文献１】特開２００６−１０１４８９号公報
【非特許文献１】http://japan.maxim-ic.com/quick_view2.cfm/qv_pk/3625（２００８年１１月１１日参照）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、バイポーラトランジスタやＭＯＳトランジスタなどの製造ばらつきにより、電流ＩＩＰＴＡＴが理論値からずれてしまうことになり、コンデンサＣ１への充電がばらつき、正確に温度に依存したパルス幅が生成できず、電流値Ｉrefとの比のみでは精度を向上させることができない。
特に、電流ＩＩＰＴＡＴはバイポーラトランジスタのバンドギャップを利用して生成するものであり、その電位差は数十ｍＶと小さい。
したがって、この微少な電位差を用いて電流ＩＩＰＴＡＴを生成する回路において、回路を構成する半導体素子に製造ばらつきが存在すると、最終的に測定される温度の誤差は非常に大きな値となり、精度の高い温度測定が行えない。
特に、ＣＭＯＳプロセスにより生成された、電流ＩＩＰＴＡＴを生成するバンドギャップリファレンス回路においては、オペアンプや電流源回路を構成するＭＯＳトランジスタの相対ばらつきが誤差の要因となっている。
【０００５】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、電流ＩＩＰＴＡＴを生成する回路を構成する半導体素子に製造ばらつきが存在しても、従来に比較して高い精度にて温度測定が行える温度センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の温度センサは、温度に依存した温度依存電位を生成する温度依存電圧生成回路（例えば、実施形態におけるＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ３とバイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２と、オペアンプＡＰ１とから構成されている回路）と、温度依存電位により、温度依存電流を流す電流生成トランジスタと、温度に依存しない基準電流を生成する基準電流生成回路と、前記温度依存電流による第１の充電周期と前記基準電流による第２の充電周期とにより交互に充電されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧と、基準電圧とを比較してパルスを生成するパルス生成回路（例えば、実施形態における基準電圧回路ＢＴと、コンパレータＣＭＰ１とから構成されている）と、前記コンデンサに対し、交互に前記温度依存電流と前記基準電流とを供給する制御回路（例えば、実施形態におけるフリップフロップＦＦ２及びＦＦ３、あるいはフロップフロップＦＦ２、ＦＦ３及びＦＦ５により形成されている）とを有し、第１の充電周期において温度に依存した幅の温度依存パルスを出力し、第２の充電周期において温度に依存しない幅の基準パルスを出力し、前記温度依存電圧生成回路が、第１のＭＯＳトランジスタ及び第２のＭＯＳトランジスタで構成された電流源回路と、前記第１または前記第２のトランジスタのいずれか一方を負荷として第１の電位を出力する第１のバイポーラトランジスタと、前記第１または前記第２のトランジスタのいずれか他方を抵抗を介して負荷とし、第２の電位を出力するバイポーラトランジスタのバンドギャップを利用した温度センサとして用いる第２のバイポーラトランジスタと、前記第１のＭＯＳトランジスタあるいは第２のＭＯＳトランジスタのいずれか一方と前記第１のバイポーラトランジスタの接続を切り換える第１の切り換えスイッチと、前記第１のＭＯＳトランジスタあるいは第２のＭＯＳトランジスタのいずれか他方と前記第２のバイポーラトランジスタの接続を切り換える第２の切り換えスイッチと、前記第１の電位と前記第２の電位の電位差を増幅して、増幅電圧を前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのゲートに出力するオペアンプとから構成されていることを特徴とする。
【０００７】
本発明の温度センサは、前記制御回路が、前記第１の充電周期及び第２の充電周期のそれぞれを、第１の周期と第２の周期とに分割し、第１の周期と第２の周期とにおいて、前記第１の切り換えスイッチ及び第２の切り換えスイッチを切り換え、第１のＭＯＳトランジスタあるいは第２のＭＯＳトランジスタと、第１のバイポーラトランジスタあるいは第２のバイポーラトランジスタとの接続を切り換え、第１の周期と第２の周期とを合わせて、第１の充電周期の前記温度依存パルス及び第２の充電周期の時間幅の基準電圧パルスとすることを特徴とする。
【０００８】
本発明の温度センサは、前記オペアンプの反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第３の切り換えスイッチと、前記オペアンプの非反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第４の切り換えスイッチと、前記オペアンプの出力を、反転出力とするか非反転出力とするかを切り換える第５の切り換えスイッチとをさらに有し、制御回路が前記第１の切り換えスイッチと第２の切り換えスイッチの切替タイミングに同期させて、前記第３の切り換えスイッチ、前記第４の切り換えスイッチ及び前記第５の切り換えスイッチを切り換えることを特徴とする請求項２に記載の温度センサ。
【０００９】
本発明の温度センサは、前記オペアンプの反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第３の切り換えスイッチと、前記オペアンプの非反転入力端子に対して、前記第１の電位または前記第２の電位のいずれを入力させるかを切り換える第４の切り換えスイッチと、前記オペアンプの出力を、反転出力とするか非反転出力とするかを切り換える第５の切り換えスイッチとをさらに有し、前記第１の充電周期を第１のサブ充電周期と第２のサブ充電周期とに分け、前記第１のサブ充電周期において、前記第１のパルス及び前記第２のパルスが出力されると、制御回路が前記第３の切り換えスイッチ、前記第４の切り換えスイッチ及び前記第５の切り換えスイッチを切り換え、前記第２のサブ充電周期において、前記第１のパルス及び前記第２のパルスが出力されると、前記第１のサブ充電周期の第１のパルス及び前記第２のパルスと、前記第１のサブ充電周期の第１のパルス及び第２のパルスとの分周を前記温度依存パルスとすることを特徴とする。
【００１０】
本発明の温度センサは、前記コンデンサとして、第１のコンデンサと第２のコンデンサとを設け、コンデンサの充電周期毎に切り換えて用いることを特徴とする。
【００１１】
本発明の温度センサは、前記抵抗に、温度が増加すると抵抗値が低下する温度特性を有するものを使用することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、製造ばらつきが存在しても、電流源回路の各ＭＯＳトランジスタと、バイポーラトランジスタとの接続を切り換え、上記ＭＯＳトランジスタ間の製造ばらつきによるオフセットが含まれた電流値のばらつきを平均化することになり、結果的にコンデンサへの充電時間を平均化することで、上記オフセットをキャンセルすることが可能となり、温度依存パルスの幅への製造ばらつきのオフセットによる影響を抑制することができ、従来に比較して高い精度にて温度測定が行える。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
＜第１の実施形態＞
以下、本発明の第１の実施形態による温度センサを図面を参照して説明する。図１は同実施形態の温度センサの構成例を示すブロック図である。
図１において、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２は、電流源回路を形成している。ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２は、ソースに電源電圧が印加されている。また、後述するｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ３は、上記電流源回路のＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２のゲートと同様なバイアス電圧が印加され、電流源接続となっている。
【００１４】
バイポーラトランジスタＢＴ１は、上記ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のいずれか一方の負荷になるｐｎｐ型のバイポーラトランジスタである。
バイポーラトランジスタＢＴ２は、抵抗Ｒ１を介してＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２のいずれか他方の負荷になるｐｎｐ型のバイポーラトランジスタである。抵抗Ｒ１は、一端がバイポーラトランジスタＢＴ２のエミッタに接続され、他端が切り換えスイッチＳＷ１の端子に接続されている。ここで、バイポーラトランジスタＢＴ２は、エミッタの面積が大きく形成され、温度にしてＶbe（ベース−エミッタ間電圧）が変化し、この電位Ｖbeを出力するバンドギャップを利用した温度センサとして用いている。また、上記バイポーラトランジスタＢＴ１と、バイポーラトランジスタＢＴ２とは同様な種類であるが、それぞれトランジスタサイズが異なるため、それぞれの温度特性も異なる。すなわち、バイポーラトランジスタＢＴ２は、温度変化に対する電圧Ｖbeの低下の傾きがバイポーラトランジスタＢＴ１に比較して大きい角度を有している。この温度変化による双方の電位Ｖbeの差分ΔＶbeにより温度測定を行うことになる。ここで、上述した理由により、温度の上昇に対して差分ΔＶbeは単調増加する。
また、バイポーラトランジスタＢＴ１、ＢＴ２は、ベース及びコレクタが接地されている。
【００１５】
切り換えスイッチＳＷ１は、制御信号Ｓ１により、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインの接続先を、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタと、抵抗Ｒ１の他端とのいずれか一方に切り換える。
また、切り換えスイッチＳＷ１は、上記制御信号Ｓ１により、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインの接続先を、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタと、抵抗Ｒ１の他端とにいずれか他方に切り換える。
例えば、切り換えスイッチＳＷ１は、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルの場合、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと、抵抗Ｒ１の他端とを接続させる。
一方、切り換えスイッチＳＷ１は、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルの場合、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと、抵抗Ｒ１の他端とを接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
【００１６】
オペアンプＡＰ１は、非反転入力端子にバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタと、抵抗Ｒ１の他端のいずれか一方が接続され、反転入力子にバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタと、抵抗Ｒ１の他端のいずれか他方が接続される。オペアンプＡＰ１は、バイポーラトランジスタＢＴ１の電圧Ｖbe（第１の電位）と、バイポーラトランジスタＢＴ２の電圧Ｖbe（第２の電位）との差分ΔＶbeが抵抗Ｒ１の両端に現れる、すなわち抵抗Ｒ１の両端の電位がΔＶbeとなるように制御する。
また、オペアンプＡＰ１は、非反転入力端子と反転入力端子とに入力される電圧の差電圧を増幅し、差電圧の増幅した電圧を出力電圧として非反転出力端子から出力し、差電圧の増幅した電圧の極性を反転した電圧を出力電圧として反転出力端子から出力する。
【００１７】
切り換えスイッチＳＷ２は、制御信号Ｓ１により、非反転入力端子の接続先を、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタと、抵抗Ｒ１の他端とのいずれか一方に切り換える。
また、切り換えスイッチＳＷ２は、上記制御信号Ｓ１により、反転入力端子の接続先を、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタと、抵抗Ｒ１の他端のいずれか他方に切り換える。
例えば、切り換えスイッチＳＷ２は、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルの場合、非反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させるとともに、反転入力端子と、抵抗Ｒ１の他端とを接続させる。
一方、切り換えスイッチＳＷ２は、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルの場合、非反転入力端子と、抵抗Ｒ１の他端とを接続させるとともに、反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
【００１８】
切り換えスイッチＳＷ３は、制御信号Ｓ１により、オペアンプＡＰ１の反転出力端子と非反転出力端子から出力される電圧のいずれを、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２等のゲートに供給するバイアス電圧ＶBとして出力するかの切り換えを行っている。
例えば、切り換えスイッチＳＷ３は、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルの場合、非反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力し、一方、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルの場合、反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力する。
すなわち、この切り換えスイッチＳＷ３は、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子と反転入力端子との接続先が切り換えスイッチＳＷ２により切り換えられた際、出力電圧の極性を、非反転入力端子と反転入力端子との差電圧の極性に対応させるため、非反転出力端子と反転出力端子との切り換えを同期して行う
【００１９】
ＭＯＳトランジスタＭ３は、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、ソースに電源電圧が印加され、ゲートにバイアス電圧ＶBが印加されて、このバイアス電圧ＶBに対応した電流として、ドレインから温度依存電流ＩＰＴＡＴを出力する。
基準電流生成回路１００は、温度に依存しないリファレンス電圧Ｉrefを出力端子から出力する。
コンデンサＣ１は、一端が切り換えスイッチＳＷ４の端子に接続され、他端が接地されている。
切り換えスイッチＳＷ４は、制御信号Ｓ２により、コンデンサの上記一端に対して、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインまたは基準電流生成回路１００の出力端子のいずれかを接続するかの切り換えを行う。
例えば、切り換えスイッチＳＷ４は、制御信号Ｓ２が「Ｌ」レベルの場合、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインをコンデンサＣ１の一端に接続し、一方、制御信号Ｓ２が「Ｈ」レベルの場合、基準電流生成回路１００の出力端子をコンデンサＣ１の一端に接続する。
切り換えスイッチＳＷ５は、制御信号Ｓ３により、コンデンサＣ１の一端を接地するか否かの制御を行う。例えば、切り換えスイッチＳＷ５は、制御信号Ｓ３が「Ｈ」レベルの場合、コンデンサＣ１の一端を接地する。
【００２０】
コンパレータＣＭＰ１は、定電圧源ＢＴの出力するリファレンス電圧Ｖrefと、コンデンサＣ１に充電される充電電圧とを比較し、充電電圧がリファレンス電圧Ｖrefを超えた場合、「Ｈ」レベルとして制御信号Ｓ３を出力し、充電電圧がリファレンス電圧Ｖref以下の場合、「Ｌ」レベルとして制御信号Ｓ３を出力する。
ここで、コンデンサＣ１は、制御信号Ｓ３が「Ｈ」レベルとなると、切り換えスイッチＳＷ５により充電した電荷が放電される。このため、コンパレータＣＭＰ１は、コンデンサＣ１の充電電圧が放電されると、充電電圧がリファレンス電圧Ｖref以下となるため、出力である制御信号Ｓ３を「Ｈ」レベルら「Ｌ」レベルに変化させる。したがって、制御信号Ｓ３は、「Ｈ」レベルのワンショットパルスとして出力される。
【００２１】
以下、各フリップフロップＦＦにおいて、出力端子Ｑは、クロックの立ち上がりエッジにて、データ端子Ｄに入力されたデータをラッチし、そのデータ出力する。また、出力端子ＱＢは、出力端子Ｑから出力されているデータの反転データ、例えば出力端子Ｑが「Ｌ」レベルのとき、「Ｈ」レベルを出力する。本実施形態においては、動作開始において、各フリップフロップの出力端子Ｑは「Ｌ」レベルを出力し、出力端子ＱＢが「Ｈ」レベルを出力している。
【００２２】
フリップフロップＦＦ２は、データ端子Ｄと出力端子ＱＢとが接続され、トグルフリップフロップとして構成されており、クロック端子ＣＫがコンパレータＣＭＰ１の出力端子に接続され、クロック端子ＣＫに制御信号Ｓ３が入力され、出力端子Ｑが次段のフリップフロップＦＦ３のクロック端子に接続されており、出力信号として制御信号Ｓ１を出力している。
フリップフロップＦＦ３は、データ端子Ｄと出力端子ＱＢとが接続され、トグルフリップフロップとして構成されており、クロック端子ＣＫがフリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑに接続され、クロック端子ＣＫにクロック信号として、フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑの出力信号として入力され、出力端子Ｑから制御信号Ｓ２を出力する。
バッファＢＦ１は、入力端子がフリップフロップＦＦ３の出力端子Ｑに接続され、出力端子が温度測定結果としてのＰＷＭ波形を出力するＰＷＭ波形出力端子に接続されている。
【００２３】
次に、図３により、図１における基準電流生成回路１００の構成を説明する。図３は図１における基準電流生成回路１００の回路の構成例を説明する概念図であり、横軸が時間を示し、縦軸がパルスのレベル（「Ｈ」または「Ｌ」レベル）を示す。
基準電流生成回路１００は、基準電圧発生回路２００と、電圧−電流変換回路２０１と、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ４とから構成されている。
ＭＯＳトランジスタＭ４は、ソースに電源電圧が印加され、上記電圧−電流変換回路２０１の出力端子に接続され、バイアス電圧ＶBBが印加され、ドレインからバイアス電圧ＶBBに対応した基準電流Ｉrefを出力している。
【００２４】
上記基準電圧発生回路２００は、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタＭ５、抵抗Ｒ２とｐｎｐ型のバイポーラトランジスタＢＴ２とから構成されている。
ＭＯＳトランジスタＭ５は、ソースに電源電圧が印加接続され、ゲートにバイアス電圧ＶBが印加され、ドレインが上記抵抗Ｒ２の一端に接続点Ａにおいて接続されている。
バイポーラトランジスタＢＴ２は、エミッタが抵抗Ｒ２の他端に接続され、ベース及びコレクタが接地されている。
すなわち、バイポーラトランジスタＢＴ２は、抵抗Ｒ２を介してＭＯＳトランジスタＭ５が負荷として接続されている。
ここで、図２の抵抗Ｒ２は、図１の抵抗Ｒ１と同様の種類の抵抗素子により構成されている。抵抗Ｒ１で発生する正の温度特性を有する電圧を、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値の比倍した電圧が抵抗Ｒ２の両端に発生する。すなわち、抵抗Ｒ２に流れる電流が正の温度特性を有し、抵抗Ｒ２間に正の温度特性の電圧が発生することになる、一方、バイポーラトランジスタＢＴ２は温度が上昇すると電圧Ｖbeが低下することになるため、相互に温度に対して変化を打ち消し合い、接続点Ａの電圧は温度に依存しない一定の電圧Ｖcntとなる。
【００２５】
上記電圧−電流変換回路２０１は、オペアンプＡＰ３、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタトランジスタＭ６と抵抗Ｒ３とから構成されている。
抵抗Ｒ３は、一端が上記ＭＯＳトランジスタＭ６のドレインに接続点Ｂにおいて接続され、他端が接地されている。ここで、抵抗Ｒ３は温度に非依存性の特性を有する材料により形成されている。
オペアンプＡＰ３は、非反転入力端子が接続点Ａに接続されて、電圧Ｖcntが印加され、反転入力端子が上記接続点Ｂに接続され、出力端子からバイアス電圧ＶBBを出力する。
ＭＯＳトランジスタＭ６は、ソースに電源電圧が印加され、ゲートが上記オペアンプＡＰ３の出力端子に接続されて、バイアス電圧ＶBBが印加され、ドレインが抵抗Ｒ３を介して接地されている。
上述した構成により、基準電流生成回路１００は、温度に依存しない基準電流Ｉrefを出力する。
【００２６】
本実施形態における温度センサの測定結果は、上述した構成により、図２に示すＰＷＭ波形により出力される。
ここで、時間幅Ｔ１が温度によらない基準時間幅であり、時間幅Ｔ２が図３のグラフに示すように、温度に依存する温度依存時間幅である。図３は縦軸がパルスのレベルを示し、横軸が時間である。この時間幅Ｔ２は、図４に示すように、温度が上昇するに従い、減少していく。図４は横軸が温度であり、縦軸がパルス幅（時間幅）である。
すなわち、時間幅Ｔ１は基準電流ＩrefによりコンデンサＣ１がリファレンス電圧Ｖrefまで充電される時間であり、一方、時間幅Ｔ２は温度依存電流ＩＰＴＡＴによりコンデンサＣ１がリファレンス電圧Ｖrefまで充電される時間である。
ここで、測定結果の温度Ｔは、以下の式により求められる。
Ｔ＝（Ｔ１／Ｔ２）×α−β
上記式において、α及びβは係数である。
【００２７】
次に、図５を用いて、図１に示す温度センサの動作を説明する。図５は、図１の温度センサの動作例を説明するタイミングチャートである。
時刻ｔ１において、基準電流Ｉrefにより充電された充電電圧がリファレンス電圧Ｖrefを超え、コンパレータＣＭＰ１は、制御信号Ｓ３を「Ｈ」レベルとする。
切り換えスイッチＳＷ５は、導通状態となり、コンデンサＣ１に蓄積されている充電電圧を放電する。
これにより、コンパレータＣＭＰ１は、出力する制御信号Ｓ３を「Ｌ」レベルとする。（以下、上述した動作をコンパレータＣＭＰ１が制御信号Ｓ３のパルスを出力すると記載する）
また、フリップフロップＦＦ２は、上記制御信号Ｓ３の「Ｈ」レベルへの立ち上がりエッジにより、出力信号Ｓ１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
同様に、フリップフロップＦＦ２は、上記制御信号Ｓ３の「Ｈ」レベルへの立ち上がりエッジにより、出力端子からの出力を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
【００２８】
フリップフロップＦＦ２の出力端子からの出力「Ｈ」レベルへの立ち上がりエッジにより、フリップフロップＦＦ３は、出力端子から出力する制御信号Ｓ２を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ１は、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインとバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタを接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと抵抗Ｒ１の他端とを接続させる。
同様に、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ２は、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子とバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続するとともに、反転入力端子と抵抗Ｒ１の他端とを接続させる。
【００２９】
また、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ３は、オペアンプＡＰ１の非反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力する。
制御信号Ｓ２が「Ｌ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ４は、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインをコンデンサの一端に接続する。
これにより、コンデンサＣ１への充電が温度依存電流ＩＰＴＡＴにより行われる。
【００３０】
次に、時刻ｔ２において、コンデンサＣ１に対する充電電圧がリファレンス電圧Ｖrefを超えると、コンパレータＣＭＰ１は、制御信号Ｓ３のパルスを出力する。
これにより、フリップフロップＦＦ２は、制御信号Ｓ３のパルスの立ち上がりエッジにより、出力の制御信号Ｓ１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
同様に、フリップフロップＦＦ２は、制御信号Ｓ３のパルスの立ち上がりエッジにより、出力の制御信号Ｓ１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
このとき、フリップフロップＦＦ３は、制御信号Ｓ２を「Ｌ」レベルのまま出力している。
制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ１は、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと抵抗Ｒ１の他端を接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインとバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
同様に、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ２は、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子と抵抗Ｒ１の他端とを接続するとともに、反転入力端子とバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
【００３１】
また、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ３は、オペアンプＡＰ１の反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力する。
制御信号Ｓ２が「Ｌ」レベルのままであるため、切り換えスイッチＳＷ４は、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインをコンデンサの一端に接続した状態を継続する。
これにより、コンデンサＣ１への充電が温度依存電流ＩＰＴＡＴにより行われる。
【００３２】
次に、時刻ｔ３において、コンデンサＣ１に対する充電電圧がリファレンス電圧Ｖrefを超えると、コンパレータＣＭＰ１は、制御信号Ｓ３のパルスを出力する。
これにより、フリップフロップＦＦ２は、制御信号Ｓ３のパルスの立ち上がりエッジにより、出力の制御信号Ｓ１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
同様に、フリップフロップＦＦ２は、制御信号Ｓ３のパルスの立ち上がりエッジにより、出力の制御信号Ｓ１を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
また、フリップフロップＦＦ３は、フリップフロップＦＦ２の出力端子Ｑの出力が「Ｈ」レベルとなる立ち上がりエッジにより、制御信号Ｓ２を「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化させる。
制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ１は、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインとバイポーラトランジスタＢＴ１を接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと抵抗Ｒ１の他端のエミッタとを接続させる。
同様に、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ２は、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子とバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続するとともに、反転入力端子と抵抗Ｒ１の他端とを接続させる。
【００３３】
また、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ３は、オペアンプＡＰ１の非反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力する。
制御信号Ｓ２が「Ｈ」レベルとなるため、切り換えスイッチＳＷ４は、基準電流生成回路１００の出力端子をコンデンサの一端に接続する。
これにより、コンデンサＣ１への充電が基準電流Ｉrefにより行われる。
【００３４】
次に、時刻ｔ４において、コンデンサＣ１に対する充電電圧がリファレンス電圧Ｖrefを超えると、コンパレータＣＭＰ１は、制御信号Ｓ３のパルスを出力する。
これにより、フリップフロップＦＦ２は、制御信号Ｓ３のパルスの立ち上がりエッジにより、出力の制御信号Ｓ１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
同様に、フリップフロップＦＦ２は、制御信号Ｓ３のパルスの立ち上がりエッジにより、出力の制御信号Ｓ１を「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに変化させる。
また、フリップフロップＦＦ３は、制御信号Ｓ２を「Ｌ」レベルのままとする。
制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ１は、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと抵抗Ｒ１の他端を接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインとバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
同様に、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ２は、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子と抵抗Ｒ１の他端とを接続するとともに、反転入力端子とバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
【００３５】
また、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルとなることにより、切り換えスイッチＳＷ３は、オペアンプＡＰ１の反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力する。
制御信号Ｓ２が「Ｌ」レベルのままであるため、切り換えスイッチＳＷ４は、基準電流生成回路１００の出力端子をコンデンサの一端に接続した状態を継続する。
これにより、コンデンサＣ１への充電が基準電流Ｉrefにより行われる。
時刻ｔ５以降、上述した時刻ｔ１から時刻ｔ４までの処理が繰り返して行われる。
【００３６】
上述したように、本実施形態においては、コンデンサＣ１へ温度依存電流ＩＰＴＡＴを用いた充電を行う第１の充電周期Ｔ２を、２つの周期Ｔ２Ａ（例えば、時刻ｔ１から時刻ｔ２の間）、Ｔ２Ｂ（例えば、時刻ｔ２から時刻ｔ３の間）に分割し、この２つの周期Ｔ２Ａ、Ｔ２ＢにおいてＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換えスイッチＳＷ１により切り換えることにより、ＭＯＳトランジスタＭ１とＭＯＳトランジスタＭ２との間の製造バラツキによるオフセットをキャンセルする。
同様に、上記２つの周期Ｔ２Ａ、Ｔ１Ｂにおいて、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換えスイッチＳＷ２及びＳＷ３により切り換えること（反転出力端子及び非反転出力端子の切り換えも含む）により、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子間におけるオフセットをキャンセルする。
そして、コンデンサＣ１に対する充電に要した時間として、２つの周期Ｔ２ＡとＴ２Ｂとを合わせて、すなわち、コンパレータＣＭＰ１が出力する制御信号Ｓ３のパルスにより、フリップフロップＦＦ３が分周して、２つの周期Ｔ２ＡとＴ２Ｂとを加算した時間幅の第１の充電周期Ｔ２を生成し、この充電周期Ｔ２の幅の温度依存性パルスとして、ＰＷＭ波形（「Ｈ」レベル）をバッファＢＦ１を介して出力する。
【００３７】
すなわち、上述したＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２間のオフセット、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子間とのオフセットにより、温度依存電流ＩＰＴＡＴの電流値が製品によりばらつくこととなる。すなわち、図５において、時刻ｔ１から時刻ｔ３の間に記載されている破線が理想のコンデンサＣ１の充電電圧の変化を示しているが、実際には上述した誤差ΔＴを有する実線の変化となる。
このため、本実施形態においては、上述したように、ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換えるとともに、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換え、温度依存電流ＩＰＴＡＴのバラツキによる充電時間Ｔ２Ａと充電時間Ｔ２Ｂとの間の誤差ΔＴをキャンセルしている。
【００３８】
この結果、本実施形態によれば、製品毎のバラツキによる温度測定結果として生じる誤差を抑制し、製品間の誤差の少ない精度の高い温度測定が行える。
また、本実施形態においては、コンデンサＣ１に対して基準電流Ｉrefを用いた充電を行う第２の充電周期Ｔ１も同様に、周期Ｔ１ＡとＴ１Ｂとに分割して充電処理を行い、コンパレータＣＭＰ１が出力する制御信号Ｓ３のパルスにより、フリップフロップＦＦ３が分周して、２つの周期Ｔ１ＡとＴ１Ｂとを加算した時間幅の第２の充電周期Ｔ１を生成し、この充電周期Ｔ１の幅の温度依存性パルスとして、ＰＷＭ波形（「Ｌ」レベル）をバッファＢＦ１を介して出力する。
また、切り換えスイッチＳＷ２及び切り換えスイッチＳＷ３を設けずに、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子にバイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタを接続し、反転入力端子に抵抗Ｒ１の他端とを接続し、非反転出力端子からバイアス電圧ＶBを出力させるよう接続しておき、ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換えのみを行い、ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２間のオフセットのみをキャンセルするように構成しても良い。
【００３９】
＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態による温度センサを図面を参照して説明する。図６は同実施形態の温度センサの構成例を示すブロック図である。
図１の第１の実施形態と同様な構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。以下、第１の実施形態と異なる、第２の実施形態の構成及び動作のみを説明する。
新たに付加された構成は、フリップフロップＦＦ５である。
フリップフロップＦＦ５は、フリップフロップＦＦ３の次段として設けられ、データ端子と出力端子ＱＢが接続されたトグルフリップフロップを構成しており、クロック端子ＣＫがフリップフロップＦＦ３の出力端子Ｑに接続され、フリップフロップＦＦ３の出力端子Ｑの出力信号である制御信号Ｓ４が入力され、出力端子Ｑから制御信号Ｓ５を出力する。
【００４０】
切り換えスイッチＳＷ１は、第１の実施形態と同様に、制御信号Ｓ１により、ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換える動作を行う。
一方、切り換えスイッチＳＷ２及びＳＷ３は、制御信号Ｓ４により、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換える処理を行う。
例えば、切り換えスイッチＳＷ２は、制御信号Ｓ４が「Ｈ」レベルの場合、非反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させるとともに、反転入力端子と、抵抗Ｒ１の他端とを接続させる。
一方、切り換えスイッチＳＷ２は、制御信号Ｓ４が「Ｌ」レベルの場合、非反転入力端子と、抵抗Ｒ１の他端とを接続させるとともに、反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
【００４１】
また、切り換えスイッチＳＷ３は、制御信号Ｓ４により、オペアンプＡＰ１の非反転出力端子と反転出力端子から出力される電圧のいずれを、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２等に供給するバイアス電圧ＶBとして出力するかの切り換えを行っている。
例えば、切り換えスイッチＳＷ３は、制御信号Ｓ４が「Ｈ」レベルの場合、非反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力し、一方、制御信号Ｓ４が「Ｌ」レベルの場合、反転出力端子の出力電圧をバイアス電圧ＶBとして出力する。
すなわち、この切り換えスイッチＳＷ３は、オペアンプＡＰ１の非反転入力端子と反転入力端子との接続先が切り換えスイッチＳＷ２により切り換えられた際、出力電圧の極性を、非反転入力端子と反転入力端子との差電圧の極性に対応させるため、非反転出力端子と反転出力端子との切り換えを同期して行う
【００４２】
上述したように、第２の実施形態においては、図７のタイミングチャートに示すように、ＰＷＭ波形の「Ｌ」レベルの第１の充電周期Ｔ２をサブ周期Ｔ２１とＴ２２とに分割し、さらにサブ周期Ｔ２１を周期Ｔ２１Ａと周期Ｔ２１Ｂとに、サブ周期Ｔ２２を周期Ｔ２２ＡとＴ２２Ｂとに分割している。
同様に、第２の充電周期Ｔ１をサブ周期Ｔ１１とＴ１２とに分割し、さらにサブ周期Ｔ１１を周期Ｔ１１Ａと周期Ｔ１１Ｂとに、サブ周期Ｔ１２を周期Ｔ１２ＡとＴ１２Ｂとに分割している。
制御信号Ｓ１により、時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７におけるＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換える動作は、第１の実施形態における時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７の動作と同様である。
また、制御信号Ｓ１により、時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８におけるＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換える動作は、第１の実施形態における時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６ｔ、ｔ８と同様である。
【００４３】
また、制御信号Ｓ４により、時刻ｔ１、ｔ５におけるオペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換えスイッチＳＷ２及びＳＷ３により切り換える動作（反転出力端子及び非反転出力端子の切り換えも含む）は、第１の実施形態における時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６、ｔ８と同様である。
同様に、制御信号Ｓ４により、時刻ｔ３、ｔ７におけるオペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換えスイッチＳＷ２及びＳＷ３により切り換える動作（反転出力端子及び非反転出力端子の切り換えも含む）は、第１の実施形態における時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５、ｔ７と同様である。
【００４４】
また、制御信号Ｓ５により、時刻ｔ１におけるコンデンサＣ１の他端と、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインまたは基準電流生成回路１００の出力端子との接続の組合せを切り換えスイッチＳＷ４により切り換える動作は、第１の実施形態における時刻ｔ１、ｔ５と同様である。
同様に、制御信号Ｓ５により、時刻ｔ５におけるコンデンサＣ１の他端と、ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインまたは基準電流生成回路１００の出力端子との接続の組合せを切り換えスイッチＳＷ４により切り換える動作は、第１の実施形態における時刻ｔ３、ｔ７と同様である。
【００４５】
上述したように、第１の充電周期Ｔ２及び第２の充電周期Ｔ１のそれぞれを４分割し、各４分割した周期において、２周期毎にオペアンプＡＰ１の非反転入力端子及び反転入力端子と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを行い、１周期毎にＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２と、バイポーラトランジスタＢＴ１及びＢＴ２との間の接続の組合せを切り換えを行い、第１の実施形態に比較して、さらに各素子間の組合せを変更して、それぞれのオフセットのキャンセルの割合を向上させ、より精度の高い測定が行えるようにしている。
それぞれ、コンデンサＣ１の充電時間に対応した周期（周期Ｔ２１Ａ、Ｔ２１Ｂ、Ｔ２２Ａ、Ｔ２２Ｂ、Ｔ１１Ａ、Ｔ１１Ｂ、Ｔ１２Ａ、Ｔ１２Ｂ）にて、コンパレータＣＭＰ１が出力する制御信号Ｓ３を４分周し、第１の充電周期Ｔ１と第２の充電周期Ｔ２とからなるＰＷＭ波形が、バッファＢＦ１を介して出力される。
【００４６】
＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態による温度センサを図面を参照して説明する。図８は同実施形態の温度センサの構成例を示すブロック図である。
図６の第２の実施形態と同様な構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。以下、第２の実施形態と異なる、第３の実施形態の構成及び動作のみを説明する。
第３の実施形態において、新たに付加された構成は、切り換えスイッチＳＷ６である。
また、第３の実施形態において、第２の実施形態におけるコンデンサＣ１に換え、コンデンサＣ１ＡとコンデンサＣ１Ｂとを設けている。同様に、第２の実施形態における切り換えスイッチＳＷ４に換え、切り換えスイッチＳＷ４Ａ及びＳＷ４Ｂとを設けている。第２の実施形態における切り換えスイッチＳＷ５に換え、切り換えスイッチＳＷ５Ａ及び５Ｂとを設けている。第２の実施形態におけるＭＯＳトランジスタＭ３に換え、ＭＯＳトランジスタＭ３Ａ及びＭ３Ｂを設けている。切り換えスイッチＳＷ５Ａ、５Ｂの各々は、制御信号Ｓ１により、それぞれコンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂの放電処理を行う。制御信号Ｓ１により切り換えスイッチＳＷ５Ａ及びＳＷ５Ｂがオンオフすることにより、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂにおいて、いずれか一方が充電されている場合、他方が放電状態にある。すなわち、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルの場合、切り換えスイッチＳＷ５Ａがオン状態となり、切り換えスイッチＳＷ５Ｂがオフ状態となり、一方、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルの場合、切り換えスイッチＳＷ５Ａがオフ状態となり、切り換えスイッチＳＷ５Ｂがオン状態となる。
また、第２の実施形態における基準電流生成回路１００に換え、基準電流生成回路１００Ａ、１００Ｂを設けている。
また、切り換えスイッチＳＷ１は、切り換えスイッチＳＷ２及び切り換えスイッチＳＷ３と同様に、制御信号Ｓ４により切り換え制御が行われる。
例えば、切り換えスイッチＳＷ１は、制御信号Ｓ４が「Ｈ」レベルの場合、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと、抵抗Ｒ１の他端とを接続させる。
一方、切り換えスイッチＳＷ１は、制御信号Ｓ４が「Ｌ」レベルの場合、ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと、抵抗Ｒ１の他端とを接続させるとともに、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと、バイポーラトランジスタＢＴ１のエミッタとを接続させる。
【００４７】
ＭＯＳトランジスタＭ３Ａ及びＭ３Ｂは、ｐチャネル型のＭＯＳトランジスタであり、ソースに電源電圧が印加され、ゲートにバイアス電圧ＶBが印加されている。
基準電流生成回路１００Ａ、１００Ｂは、基準電流生成回路１００と同様な構成であり、それぞれ基準電流Ｉrefを出力している。
コンデンサＣ１Ａは、一端が切り換えスイッチＳＷ４Ａの端子に接続され、他端が接地されている。
コンデンサＣ１Ｂは、一端が切り換えスイッチＳＷ４Ｂの端子に接続され、他端が接地されている。
【００４８】
切り換えスイッチＳＷ４Ａは、制御信号Ｓ５により、ＭＯＳトランジスタＭ３Ａのドレインまたは基準電流生成回路１００Ａのいずれかと、コンデンサＣ１Ａの一端との間の接続を切り換える。
例えば、切り換えスイッチＳＷ４Ａは、制御信号Ｓ５が「Ｌ」レベルの場合、ＭＯＳトランジスタＭ３ＡのドレインをコンデンサＣ１Ａの一端に接続し、一方、制御信号Ｓ５が「Ｈ」レベルの場合、基準電流生成回路１００ＡをコンデンサＣ１Ａの一端に接続する。
切り換えスイッチＳＷ４Ｂは、制御信号Ｓ５により、ＭＯＳトランジスタＭ３Ｂのドレインまたは基準電流生成回路１００Ｂのいずれかと、コンデンサＣ１Ｂの一端との間の接続を切り換える。
例えば、切り換えスイッチＳＷ４Ａは、制御信号Ｓ５が「Ｌ」レベルの場合、ＭＯＳトランジスタＭ３ＡのドレインをコンデンサＣ１Ａの一端に接続し、一方、制御信号Ｓ５が「Ｈ」レベルの場合、基準電流生成回路１００ＢのドレインをコンデンサＣ１Ｂの一端に接続する。
【００４９】
切り換えスイッチＳＷ６は、制御信号Ｓ１により、コンデンサＣ１Ａの一端と、コンデンサＣ１Ｂの一端とのいずれかと、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子との接続を切り換える。
例えば、切り換えスイッチＳＷ６は、制御信号Ｓ１が「Ｌ」レベルの場合、コンデンサＣ１Ａの一端をコンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子に接続し、一方、制御信号Ｓ１が「Ｈ」レベルの場合、コンデンサＣ１Ｂの一端をコンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子に接続する。
【００５０】
上述した構成により、本実施形態においては、オペアンプＡＰ１におけるリファレンス電圧Ｖrefと比較する充電電圧を、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂのいずれか一方と交互に行うことになる。例えば、図７のタイミングチャートにおいて、時刻ｔ２において、コンパレータＣＭＰ１がリファレンス電圧Ｖrefと比較するのは、コンデンサＣ１Ａに充電された充電電圧であり、一方、時刻ｔ３においてコンパレータＣＭＰ１がリファレンス電圧Ｖrefと比較するのは、コンデンサＣ１Ｂに充電された充電電圧である。すなわち、充電時間に対応した周期（周期Ｔ２１Ａ、Ｔ２１Ｂ、Ｔ２２Ａ、Ｔ２２Ｂ、Ｔ１１Ａ、Ｔ１１Ｂ、Ｔ１２Ａ、Ｔ１２Ｂ）毎に、充電電圧をリファレンス電圧Ｖrefと比較する対象のコンデンサを、コンデンサＣ１Ａ、Ｃ１Ｂのいずれかに交互に、切り換えスイッチＳＷ６により切り換える。
【００５１】
これにより、本実施形態においては、コンデンサＣ１をディスチャージする時間が、充電周期Ｔ１及びＴ２の時間幅を長くしてしまい、測定誤差となることを防止するため、コンデンサＣ１Ａ及びＣ１Ｂの２つにより、一方のディスチャージが開始された時点にて他方の充電を開始することになるため、ディスチャージ時間による測定誤差を抑制することができる。
また、第１の実施形態においても、上述したコンデンサＣ１Ａ及びＣ１Ｂを用いた構成を用いることができる。第１の実施形態において用いる場合、切り換えスイッチＳＷ４Ａと切り換えスイッチＳＷ４Ｂを制御するための制御信号として制御信号Ｓ２を用いる。
【００５２】
＜第４の実施形態＞
第４の実施形態は、第１の実施形態から第３の実施形態までにおける抵抗Ｒ１を温度依存性を有する材料にて形成した構成である。
図９に示すグラフは、バイポーラトランジスタＢＴ１とバイポーラトランジスタＢＴ２との電圧Ｖbeの温度変化を示すものである。
ＰがバイポーラトランジスタＢＴ１の電圧Ｖbeの温度変化を示し、ＱがバイポーラトランジスタＢＴ２の温度変化を示している。
それぞれ線Ｐ１と線Ｑ１とが理想的な変化直線を示しているが、実際には、線Ｐ３及び線Ｑ３に示すように２次関数の成分を有した曲線となる。
すなわち、以下に示すバイポーラトランジスタの電圧Ｖbeの温度依存性を示す（１）式におけるＧの項が、（２）式に示すように温度差ΔＴr（すなわち、Ｔ−Ｔr）と基準温度Ｔｒ（本実施形態においては２５℃）との温度比の２乗の成分を有しているため、線形性をひずませてしまい、線Ｐ３あるいは線Ｑ３のように、基準温度Ｔｒの両側にて理想の線Ｐ１、Ｑ１と異なる特性を有することになる。オペアンプＡＰ１は、差分ΔＶbeが正確に抵抗Ｒ１の両端に発生するように動作し、バイポーラトランジスタＢＴ１の電圧Ｖbeと、抵抗Ｒ１の他端の電圧とを一致させるように働いている。
ここで、差分ΔＶbeは、理想的には温度に対して直線増加であるが、実際には上述した理由により直線増加せずに誤差が発生する。
【００５３】
【数１】
2010117319.tif 000003
【００５４】
【数２】
2010117319.tif 000004
【００５５】
この理想の線Ｐ１と線Ｑ１とに実際の特性の線を近づけるため、抵抗の（３）式に示す特性を利用する。
【００５６】
【数３】
2010117319.tif 000005
【００５７】
この（３）式において、ＴＣ１は１次の温度係数であり、ＴＣ２は２次の温度係数である。
すなわち、（２）式の（１＋ΔＴ２・ＴＣ２）の項にて判るように、抵抗は温度差の２乗の特性を有している。ここで、ΔＴはＴ−Ｔｒである。
このため、抵抗に温度に対して抵抗値が低下する材料を用いることにより、温度変化に対してバイポーラトランジスタに流れる電流が増加することになるため、温度センサの出力と真値とに対する誤差Ｔerrの温度特性を図１０（Ｂ）のように変化させることになる。
一方、バイポーラトランジスタの上記（１）式のＧの項の影響により、温度センサの出力と真値に対する誤差Ｔerrの温度特性は図１０（Ａ）の様に変化する。
上述した図１０（Ａ）と図１０（Ｂ）との変化がキャンセルし合うことにより、図９における電圧Ｖbeの温度特性が線Ｐ３から線Ｐ２へ、また線Ｑ３から線Ｑ２へと、理想の特性である線Ｐ１、Ｐ２に近づけることができ、差分ΔＶbeを温度に対して直線増加する特性に近づけることができ、温度測定の精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の第１の実施形態による温度センサの構成例を示すブロック図である。
【図２】図１における基準電流生成回路１００の構成例を示すブロック図である。
【図３】温度測定結果として出力されるＰＷＭ波形における第１の充電周期Ｔ２と第２の充電周期Ｔ１との関係を示す波形の概念図である。
【図４】第１の充電周期Ｔ２と第２の充電周期Ｔ１との温度特性による変化を示すグラフである。
【図５】図１の温度センサの動作を説明するタイミングチャートである。
【図６】本発明の第２の実施形態による温度センサの構成例を示すブロック図である。
【図７】図６の温度センサの動作を説明するタイミングチャートである。
【図８】本発明の第３の実施形態による温度センサの構成例を示すブロック図である。
【図９】温度によるバイポーラトランジスタＢＴ２の電圧Ｖbeの変化を示すグラフである。
【図１０】温度による抵抗Ｒ１の抵抗値変化に基づく温度センサの出力と真値とに対する誤差Ｔerrの変化を示すグラフである。
【図１１】従来の温度変化に応じて発信周波数を制御し、回路動作を調整する構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００５９】
１００、１００Ａ、１００Ｂ…基準電流生成回路
２００…基準電圧発生回路
２０１…電圧−電流変換回路
ＡＰ１，ＡＰ３…オペアンプ
ＢＦ１…バッファ
ＢＴ…定電圧源
ＢＴ１，ＢＴ２…バイポーラトランジスタ
Ｃ１，Ｃ１Ａ，Ｃ１Ｂ…コンデンサ
ＣＭＰ１…コンパレータ
ＦＦ２，ＦＦ３，ＦＦ５…フリップフロップ
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ３Ａ，Ｍ３Ｂ，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６…ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３…抵抗
ＳＷ１、ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ４Ａ，ＳＷ４Ｂ，ＳＷ５，ＳＷ５Ａ，ＳＷ５Ｂ，ＳＷ６…切り換えスイッチ
【図１】
2010117319.tif 000006
【図２】
2010117319.tif 000007
【図３】
2010117319.tif 000008
【図４】
2010117319.tif 000009
【図５】
2010117319.tif 000010
【図６】
2010117319.tif 000011
【図７】
2010117319.tif 000012
【図８】
2010117319.tif 000013
【図９】
2010117319.tif 000014
【図１０】
2010117319.tif 000015
【図１１】
2010117319.tif 000016