(57)【要約】【課題】同期ＰＷＭが適用された交流電動機制御において、交流電動機の電流オフセットを高い応答性で抑制する。【解決手段】同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の位相に同期してモータ電流Ｉｖがサンプリングされる。モータ電流Ｉｖの電気１周期に電流サンプリング点が１２個存在する場合には、逐次サンプリングされた電流サンプリング値のうちの最新の１２個（電気１周期分）の平均値に従ってオフセット量Ｉｏｆが算出される。電流サンプリング値Ｉ１３がサンプリングされると、オフセット量Ｉｏｆは、電流サンプリング値Ｉ１〜Ｉ１２の平均値に代えて、電流サンプリング値Ｉ２〜Ｉ１３の平均値に従って算出される。そして、オフセット量Ｉｏｆを解消するように、モータ電流に基づく制御演算が補正される。【選択図】図８
2010284017.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
前記交流電動機の電流を検出するように構成された電流検出器と、
前記電流検出器によって検出された電流検出値を用いた制御演算に従って、前記インバータを制御するように構成された電動機制御部とを備え、
前記電動機制御部は、
相電圧指令と搬送波との電圧比較に基づいて前記インバータから前記交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御するＰＷＭ変調部と、
前記相電圧指令の周波数のｋ倍（ｋ：自然数）の周波数で前記搬送波を発生するように制御するための搬送波制御部と、
前記搬送波制御部によって前記搬送波の周波数が前記相電圧指令の周波数のｋ倍に制御されているときに、前記搬送波の位相に応じた所定周期で前記電流検出器の出力をサンプリングすることによって前記電流検出値を取得するように構成された電流サンプリング部と、
前記搬送波制御部によって前記搬送波の周波数が前記相電圧指令の周波数のｋ倍に制御されているときに、前記電流サンプリング部による逐次的な複数の電流サンプリング値から、前記電流のＮ（Ｎ：自然数）周期分に対応する最新のＭ個の電流サンプリング値を抽出するように構成された抽出部と、
前記抽出部によって抽出された前記Ｍ個の電流サンプリング値の平均値に従って、前記電流検出値のオフセット量を算出するように構成されたオフセット量演算部とを含む、交流電動機の制御装置。
【請求項２】
前記搬送波制御部は、さらに、前記相電圧指令に対する前記搬送波の位相差を制御するように構成され、
前記オフセット量演算部は、前記Ｍ個の電流サンプリング値の平均値と、前記位相差に応じた補正量とに基づいて、前記電流検出値のオフセット量を算出するように構成される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
【請求項３】
前記搬送波制御部は、さらに、前記交流電動機の運転状態に応じて、前記ｋを可変に制御するように構成され、
前記オフセット量演算部は、前記Ｍ個の電流サンプリング値の平均値と、前記位相差および前記ｋに応じた補正量とに基づいて、前記電流検出値のオフセット量を算出するように構成される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
【請求項４】
前記Ｎは１である、請求項１〜３のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
【請求項５】
前記電動機制御部は、前記オフセット量演算部によって算出された前記オフセット量に基づいて、前記制御演算を補正するように構成されたオフセット補正部をさらに含む、請求項１〜４のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、搬送波周波数を交流電動機の回転周波数と同期させたパルス幅変調制御による電動機制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、インバータを用いた駆動システムが交流電動機の制御に採用されている。たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両では、インバータによって走行用の交流電動機（モータジェネレータ）の出力トルクが制御されることが一般的である。
【０００３】
交流電動機制御では、モータ電流に直流成分（オフセット）が生じると、ロータ渦電流の増加によって不具合が生じてしまう。したがって、電流オフセットが生じないように制御することが求められる。
【０００４】
たとえば、特開２００１−２９８９９２号公報（特許文献１）には、交流電動機の駆動時における駆動電流の検出値にローパスフィルタを作用させることによってのオフセット量を算出するとともに、このオフセット量に基づいて駆動信号のデューティ比を補正する制御構成が記載されている。
【０００５】
特開平８−１４９８８２号公報（特許文献２）には、モータに駆動電流を供給していない状態での電流検出器の出力電流値をオフセット値として記憶する構成が記載されている。このオフセット値は、電流検出器のオフセットを検出するものである。さらに、特開２００４−５２４０３号公報（特許文献３）には、モータ電流の検出において、回転時に流れるモータ電流に重畳した交流の基本周波数のリップル分を除去するためにフィルタを設けることが記載されている。また、特開平８−３４０６９１号公報（特許文献４）には、電圧指令値にオフセットを与えた状態で、インバータの制御信号を発生する制御構成が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−２９８９９２号公報
【特許文献２】特開平８−１４９８８２号公報
【特許文献３】特開２００４−５２４０３号公報
【特許文献４】特開平８−３４０６９１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
インバータを用いた交流電動機制御に一般的に用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御では、電流フィードバック制御による各相の電圧指令と、所定周波数の搬送波との電圧比較に従ってインバータのスイッチング素子のオンオフが制御される。したがって、搬送波周波数を高めると、単位時間当たりのスイッチング回数が増加するため、制御精度向上が期待できる一方でスイッチング損失による電力損失が増大する。
【０００８】
しかしながら、スイッチング損失を低減するために搬送波の周波数（キャリア周波数）を低下させると、ＰＷＭ制御による交流電動機の印加電圧の正負対称性の確保が問題となる。このため、キャリア周波数を交流電動機の回転周波数の整数倍（１以上の整数）とする、いわゆる同期ＰＷＭが知られている。同期ＰＷＭによれば、交流電動機の電気角３６０°（以下、電気１周期とも称する）に含まれる搬送波の周期数（キャリア数）が減少しても、パルス幅電圧の正負対称性を確保しやすくなる。特に、三相交流電動機に対する同期ＰＷＭでは、３の倍数による整数倍に設定されることが一般的である。
【０００９】
同期ＰＷＭでは、電気１周期の中で、スイッチング素子がオンオフされる電気角が固定されることになる。一方で、搬送波周波数が固定された非同期ＰＷＭでは、搬送波周波数と交流電動機の回転周波数とが同期しないことから、スイッチング素子がオンオフされる電気角は変動する。
【００１０】
ここで、ＰＷＭ制御によるスイッチング素子のオンオフ指令タイミングと、実際のオンオフタイミングとの間には、スイッチング素子の駆動回路によるゲート駆動時間等によって遅れ（オンオフ遅れ）が生じる。あるいは、サージ電圧の抑制等、スイッチング素子のオンオフを安定化するために、ゲート抵抗を変化させる等の手法でオンオフ遅れを積極的に設けることも行われている。
【００１１】
キャリア周波数が高い非同期ＰＷＭでは、電気１周期内のサンプリング回数が比較的多く、かつ、オンオフ遅れが様々な電気角で生じることから、モータ電流へのオンオフ遅れの影響は、直流成分を有さない電流変動として現れる。しかしながら、同期ＰＷＭでは、固定された電気角で上記オンオフ遅れが発生することとなるため、オンオフ遅れの影響によってモータ電流にオフセット（直流分）が生じてしまう虞がある。
【００１２】
上述のように、特許文献１によれば、モータ電流のオフセットを解消するように、駆動信号のデューティ比を補正することができる。しかしながら、特許文献１で、ローパスフィルタによってオフセット量を算出するため、正確なオフセット量を算出するまでにフィルタ時定数に従う一定期間が必要である。このため、交流電動機の運転中に電流のオフセット量が変化した場合に、電流オフセットを高い応答性で抑制することが困難である。
【００１３】
この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、同期ＰＷＭが適用された交流電動機制御において、交流電動機の電流オフセットを高い応答性で抑制することである。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
この発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、電流検出器と、電動機制御部とを備える。電流検出器は、交流電動機の電流を検出するように構成される。電動機制御部は、電流検出器によって検出された電流検出値を用いた制御演算に従って、インバータを制御するように構成される。そして電動機制御部は、ＰＷＭ変調部と、搬送波制御部と、電流サンプリング部と、抽出部と、オフセット量演算部とを含む。ＰＷＭ変調部は、相電圧指令と搬送波との電圧比較に基づいてインバータから交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御する。搬送波制御部は、相電圧指令の周波数のｋ倍（ｋ：自然数）の周波数で搬送波を発生するように制御するために設けられる。電流サンプリング部は、搬送波制御部によって搬送波の周波数が相電圧指令の周波数のｋ倍に制御されているときに、搬送波の位相に応じた所定周期で電流検出器の出力をサンプリングすることによって電流検出値を取得するように構成される。抽出部は、搬送波制御部によって搬送波の周波数が相電圧指令の周波数のｋ倍に制御されているときに、電流サンプリング部による逐次的な複数の電流サンプリング値から、電流のＮ（Ｎ：自然数）周期分に対応する最新のＭ個の電流サンプリング値を抽出するように構成される。オフセット量演算部は、抽出部によって抽出されたＭ個の電流サンプリング値の平均値に従って、電流検出値のオフセット量を算出するように構成される。
【００１５】
好ましくは、搬送波制御部は、さらに、相電圧指令に対する搬送波の位相差を制御するように構成される。そして、オフセット量演算部は、Ｍ個の電流サンプリング値の平均値と、位相差に応じた補正量とに基づいて、電流検出値のオフセット量を算出するように構成される。
【００１６】
また好ましくは、搬送波制御部は、さらに、交流電動機の運転状態に応じて、ｋを可変に制御するように構成される。そして、オフセット量演算部は、Ｍ個の電流サンプリング値の平均値と、位相差およびｋに応じた補正量とに基づいて、電流検出値のオフセット量を算出するように構成される。
【００１７】
さらに好ましくは、Ｎは１である。
また好ましくは、電動機制御部は、オフセット量演算部によって算出されたオフセット量に基づいて、制御演算を補正するように構成されたオフセット補正部をさらに含む。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、同期ＰＷＭが適用された交流電動機制御において、交流電動機の電流オフセットを高い応答性で抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
【図２】ＰＷＭ制御の基本動作を説明する波形図である。
【図３】同期ＰＷＭでの搬送波を説明する波形図である。
【図４】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御の構成を説明する機能ブロック図である。
【図５】ＰＷＭ制御におけるスイッチング素子のオンオフを説明する波形図である。
【図６】同期ＰＷＭにおける電流サンプリング値のオフセットを説明する波形図である。
【図７】ローパスフィルタによるオフセット量算出の問題点を説明する概念図である。
【図８】図４に示したサンプリング値抽出部の機能を説明するための波形図である。
【図９】本実施の形態による交流電動機制御におけるモータ電流のオフセット量の検出および補正の制御処理手順を説明するフローチャートである。
【図１０】オフセット補正部による機能を説明するための波形図である。
【図１１】リップル成分を含む実際の電流波形を示す概念図である。
【図１２】キャリア位相の定義を説明する波形図である。
【図１３】キャリア位相に対するオフセット量検出誤差の特性を説明する概念図である。
【図１４】本実施の形態の変形例１による交流電動機制御におけるモータ電流のオフセット量の検出および補正の制御処理手順を説明するフローチャートである。
【図１５】交流電動機の運転状態に対する制御モードの選択例を説明するための概念図である。
【図１６】同期パルス数およびキャリア位相に対するオフセット量検出誤差の特性を説明する概念図である。
【図１７】本実施の形態の変形例２による交流電動機制御におけるモータ電流のオフセット量の検出および補正の制御処理手順を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下では、図中の同一または相当部分については同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００２１】
（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
【００２２】
図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。
【００２３】
交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。
【００２４】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。
【００２５】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。
【００２６】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。
【００２７】
コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１およびＳＧ２によって制御される。
【００２８】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００２９】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８によって制御される。
【００３０】
代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００３１】
コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。
【００３２】
また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオ
ンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。
【００３３】
平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００３４】
インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３５】
さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３６】
電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相のモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。
【００３７】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転周波数ωｅを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。
【００３８】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central  Processing  Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。
【００３９】
代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００４０】
コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成する。
【００４１】
また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。
【００４２】
さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００４３】
次に、図２および図３を用いて、ＰＷＭ制御の動作について説明する。
図２を参照して、ＰＷＭ制御では、搬送波１６０と、電圧指令１７０との電圧比較に基づき、インバータ１４の各相のスイッチング素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０が印加される。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。
【００４４】
非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の周波数（以下、搬送波周波数と称する）は、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期して変化することなく、電磁騒音が感知され難い比較的高い所定周波数に固定される。
【００４５】
一方で、図３に示されるように、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期させて、交流電動機Ｍ１の回転周波数のｋ倍（ｋ：１以上の整数）となるように、搬送波周波数が制御される。この結果、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度（１周期）に含まれる搬送波１６０のキャリア数（以下、同期パルス数とも称する）は一定値ｋに制御される。
【００４６】
相電圧指令１７０も、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期するので、この結果、搬送波
１６０および相電圧指令１７０の周波数比もｋ：１となる。
【００４７】
同期ＰＷＭでは、電気角１周期（３６０度）あたりのキャリア数を少なくしてもパルス幅変調電圧１８０（図２）の正負対称性が確保できる。このため、同期ＰＷＭの適用により、制御安定性を損なうことなく搬送波周波数を非同期ＰＷＭよりも低く設定することができるので、インバータ１４の各スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減させることにより、スイッチング損失（電力損失）を低下することができる。したがって、同期ＰＷＭの適用により、インバータ１４での電力変換効率の向上により電動車両の燃費改善や、インバータ１４の各スイッチング素子の温度上昇の抑制を図ることができる。
【００４８】
なお、ｋ＝１としたときには、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期させて正負１パルスの矩形波電圧が印加される、いわゆる矩形波電圧制御となる。この際にも、以下に説明するモータ電流のオフセット量の算出は、同様に適用することができる。
【００４９】
図４は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御の構成を説明する機能ブロック図である。なお、図４に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。
【００５０】
図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、加算部２５５と、ＰＷＭ変調部２６０と、搬送波制御部２７０と、ＰＷＭモード選択部２８０と、回転周波数演算部２９０と、電流サンプリング部３００と、電流オフセット検出部３１０と、オフセット補正部３２０とを含む。電流オフセット検出部３１０は、サンプリング値抽出部３１５と、オフセット量演算部３１７とを有する。
【００５１】
電流サンプリング部３００は、一定周期で発生されるサンプリング指示に応答して電流センサ２４の出力をサンプリングすることによって、Ｖ相およびＷ相の電流検出値ＩｖおよびＩｗを取得する。上述のように、Ｕ相の電流検出値Ｉｖについても、Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）によって求められる。あるいは、Ｕ相に電流センサ２４をさらに設けて、Ｕ相電流Ｉｕについて、電流センサ２４の出力値のサンプリングによって求めることとしてもよい。
【００５２】
上述のように、同期ＰＷＭでは、電流サンプリング指示は、搬送波１６０と同期させて発生される。たとえば、搬送波１６０の半周期毎に、電流サンプリング指示が発せられるものとする。一方で、非同期ＰＷＭの選択時には、図示しないクロック信号等に従って、制御周期に対応する一定の時間間隔でサンプリング指示が発生される。
【００５３】
ＰＷＭ制御部２００は、電流サンプリング部３００による電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いた後述の制御演算に従って、交流電動機Ｍ１を制御するように構成される。
【００５４】
電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。
【００５５】
座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流サンプリング部３００からの電流検出値Ｉｖ，Ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。
【００５６】
電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。
【００５７】
座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に変換する。
【００５８】
ＰＷＭモード選択部２８０は、交流電動機Ｍ１の動作状態（回転速度、出力トルク、温度等）および／またはインバータ１４の動作状態（スイッチング素子の温度等）に基づいて、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択し、選択結果を示すモード信号ＭＤを生成する。
【００５９】
回転周波数演算部２９０は、回転角センサ２５の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅを演算する。
【００６０】
搬送波制御部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０からのモード信号ＭＤ、回転周波数演算部２９０によって演算された回転周波数ωｅおよび同期パルス数ｋに基づいて、搬送波周波数ｆｃを設定する。なお、同期パルス数ｋについては、固定値としてもよいが、交流電動機Ｍ１および／またはインバータ１４の動作状態に応じて可変に設定してもよい。
【００６１】
搬送波制御部２７０は、非同期ＰＷＭが選択されている場合には、搬送波周波数ｆｃを所定周波数に設定する。一般的には、この所定周波数は、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い周波数に設定される。なお、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、搬送波周波数ｆｃを変化させてもよい。ただし、このような変化において、搬送波と交流電動機の回転との間での同期は確保されない。
【００６２】
一方、搬送波制御部２７０は、同期ＰＷＭが選択されている場合には、同期パルス数ｋと、演算された回転周波数ωｅとに基づいて搬送波周波数ｆｃを設定する。図３で説明したように、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃは、ｆｃ＝ｋ・ωｅに設定される。キャリア数ｋは、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃが非同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃよりも低くなるように設定される。交流電動機Ｍ１として三相モータを使用する場合には、ｋは３の倍数とされるので、一例としてｋ＝６に設定されるものとする。
【００６３】
加算部２５５は、電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づく制御演算に従って求められた各相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯から、後述するオフセット補正部３２０からのオフセット補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗをそれぞれ差し引くことによって、最終的な各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。すなわち、Ｖｕ＝Ｖｕ♯−ΔＶｕ、Ｖｖ＝Ｖｖ♯−ΔＶｖ、および、Ｖｗ＝Ｖｗ♯−ΔＶｗである。
【００６４】
ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波制御部２７０によって設定された搬送波周波数ｆｃに従って搬送波１６０（図２，３）を発生するとともに、加算部２５５からの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２，３での相電圧指令１７０に相当）と、搬送波１６０との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。
【００６５】
なお、ＰＷＭ変調における搬送波１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅について、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく本来の振幅値をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波１６０の振幅を固定できる。
【００６６】
ここで、図５〜図７を用いて、同期ＰＷＭにおけるモータ電流のオフセットについて説明する。
【００６７】
図５に示されるように、ＰＷＭ制御に従って生成されたスイッチング制御信号ＳＧ（図４のスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ８を総括的に示すもの）に応答して、図示しない駆動回路が、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のゲート電圧Ｖｇを駆動することによって、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８が実際にオンオフされる。スイッチング素子の実際のオンオフによって直流電圧ＶＨがスイッチングされることにより、交流電動機Ｍ１の各相に印加される電圧パルスが生成される。
【００６８】
この際に、スイッチング制御信号ＳＧの変化に対応して、スイッチング素子の駆動回路によるゲート駆動時間等によって、ゲート電圧Ｖｇは即座に変化しない。また、サージ電圧の抑制等のためにゲート抵抗を変化させて、スイッチング速度を積極的に低下させるような設計も採用されることがある。このため、実際にはゲート電圧Ｖｇに従ってオンオフするスイッチング素子によって制御される電圧パルスは、図５に示されるように、スイッチング制御信号ＳＧによるオンオフ指令タイミングから、遅れ時間（オンオフ遅れ）Ｔｄ１，Ｔｄ２を有することとなる。
【００６９】
キャリア周波数が高い非同期ＰＷＭでは、電気周期毎に異なる電気角で比較的多数の電圧パルスが発生されるため、オンオフ遅れの影響は、直流成分を有さない電流変動（脈動）として現れる。
【００７０】
しかしながら、上述のように、同期ＰＷＭでは、電気周期毎に同じ電気角で比較的少数の電圧パルスが発生されるため、図６に示すように、オンオフ遅れの影響によって、モータ電流に直流成分（オフセット量Ｉｏｆ）が生じてしまう虞がある。図６には、一例として、Ｖ相電流ｉｖの波形が示されている。
【００７１】
このような電流オフセットが発生した場合には、電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（図４）に基づいて算出された各相電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯に従ってインバータ１４を制御すると、電流オフセットが維持されるようにフィードバック制御が作用する。この結果、交流電動機Ｍ１のロータ（図示せず）の渦電流の増加によってモータ温度が上昇することにより、減磁の発生や、モータ定数の変化によるトルク制御精度の低下が懸念される。このため、このようなオフセット量を正確かつ速やかに検出して、フォードバック制御に反映する必要がある。
【００７２】
オフセット量が零のときには、モータ電流（図６でのＩｖ）の電気１周期の平均値（積分値）は零である。したがって、特許文献１にも記載されるように、各電気周期に複数設けられる電流サンプリング点４００での電流サンプリング値にローパスフィルタを作用させることによって、オフセット量Ｉｏｆを求めることができる。そして、求めたオフセット量Ｉｏｆをフィードバック制御に反映することによって、電流オフセットを解消するような制御指令を発生することができる。
【００７３】
しかしながら、ローパスフィルタによるオフセット量算出には、図７に例示するような遅れが発生する。図７には、時刻ｔ０で、モータ状態の変化に伴ってオフセット量がＩａからＩｂに変化したケースが示される。しかしながら、オフセット量が変化しても、ローパスフィルタによって算出されたオフセット量ＩｏｆがＩｂへ到達するのは、ローパスフィルタの時定数に従った時間遅れが経過した時刻ｔ１となる。すなわち、時刻ｔ０〜ｔ１の間は、電流オフセットを適切に解消することができず、制御誤差が発生してしまうことになる。このように、ローパスフィルタでは、交流電動機Ｍ１の運転中にオフセット量が変化した場合に、電流オフセットを高い応答性で抑制することが困難である。
【００７４】
本実施の形態による交流電動機制御では、上述のように電流オフセットが発生しやすい同期ＰＷＭ制御において、図４に示した、電流オフセット検出部３１０によって、早期かつ正確にモータ電流のオフセット量を算出する。
【００７５】
再び図４を参照して、電流オフセット検出部３１０は、サンプリング値抽出部３１５と、オフセット量演算部３１７とを有する。
【００７６】
サンプリング値抽出部３１５は、各相のモータ電流について、サンプリング指示が発生される毎に逐次サンプリングされる複数の電流サンプリング値から、最新のＮ周期（Ｎ：自然数）分のＭ個の電流サンプリング値を抽出する。
【００７７】
ここで、同期ＰＷＭにおける搬送波１６０に同期した電流サンプリング回数をｍ回（ｍ：自然数）とすると、Ｍ＝Ｎ×ｋ×ｍで示される。たとえば、搬送波１６０の半周期毎に電流サンプリングを行う（ｍ＝２）、同期パルス数ｋ＝６の同期ＰＷＭで、最新の１周期分の電流サンプリング値を抽出するとき（Ｎ＝１）には、Ｍ＝１２である。
【００７８】
そして、オフセット量演算部３１７は、Ｕ相，Ｖ相およびＷ相の各々について、サンプリング値抽出部３１５によって抽出された、Ｎ周期分のＭ個の電流サンプリング値の平均値を求めることによって、各相のオフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを算出する。
【００７９】
図８は、サンプリング値抽出部３１５の動作を説明する概念図である。図８には、上述のように、同期数ｋ＝６の同期ＰＷＭにおいて、搬送波１６０の半周期毎に電流サンプリングを行う場合の動作が示される。
【００８０】
図８を参照して、最新の電気１周期の電流サンプリング値を抽出する場合（Ｎ＝１）には、上述のようにＭ＝１２である。したがって、サンプリング値抽出部３１５は、搬送波１６０の半周期毎に逐次サンプリングされる電流サンプリング値について、最新の１２個（Ｍ個）を抽出する。たとえば、Ｖ相電流ｉｖの電流サンプリング値Ｉ１〜Ｉ１２を抽出していた状態から、新たな電流サンプリング値Ｉ１３がサンプリングされると、サンプリング値抽出部３１５は、この電流サンプリングに応答して、電流サンプリング値Ｉ２〜Ｉ１３を新たに抽出する。このようにして、電流サンプリングが実施されるごとに、サンプリング値抽出部３１５は、各相のモータ電流について、最新のＮ周期分の電流サンプリング値を常に抽出する。
【００８１】
オフセット量演算部３１７は、サンプリング値抽出部３１５によって抽出されているＭ個の電流サンプリング値の平均を求めることによって、各相モータ電流のオフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを求める。たとえば、図８において、電流サンプリング値Ｉ１３が取得される直前では、ΔＩｖ＝（Ｉ１＋Ｉ２＋・・・＋Ｉ１１＋Ｉ１２）／１２であり、電流サンプリング値Ｉ１３の取得後では、ΔＩｖ＝（Ｉ２＋Ｉ３＋・・・＋Ｉ１２＋Ｉ１３）／１２である。
【００８２】
このように、オフセット量演算部３１７は、各相のモータ電流について、最新のＮ周期分の電流サンプリング値の平均値に従って、オフセット量Ｉｏｆの検出値であるオフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを演算することができる。なお、同期ＰＷＭでは、搬送波１６０に同期したタイミングで電流サンプリングを実行するので、電気角が半周期（１８０°）離れた２点同士での電流サンプリング値が電気１周期内に含まれることになる。このため、Ｎ周期分の電流サンプリング値の平均によって、オフセット量を簡易かつ速やかに算出することが可能となる。なお、Ｎ＝１とすると、最も速やかにオフセット量の変化を検知することができる。
【００８３】
再び、図４を参照して、オフセット補正部３２０は、オフセット量演算部３１７で求められたオフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗに基づいて、電流オフセットを解消するための各相電圧指令のオフセット補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを算出する。
【００８４】
加算部２５５は、電流オフセットを含む電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づく制御演算で求められた各相の電圧指令Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を、オフセット補正部３２０によるオフセット補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗによって補正することにより、最終的な各相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出する。
【００８５】
たとえば、加算部２５５は、オフセット補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗのＰＩ演算によって、下記（１）〜（３）式によりオフセット補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを算出する。
【００８６】
ΔＶｕ＝Ｋｐ×ΔＩｕ＋Ｋｉ×Σ（ΔＩｕ）    ・・・（１）
ΔＶｖ＝Ｋｐ×ΔＩｖ＋Ｋｉ×Σ（ΔＩｖ）    ・・・（２）
ΔＶｗ＝Ｋｐ×ΔＩｗ＋Ｋｉ×Σ（ΔＩｗ）    ・・・（３）
図１０に示されるように、電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づく電圧指令（図９には、Ｖ相の電圧指令Ｖｖ♯を例示）は、理想的な正弦波（平均値＝０）である。しかしながら、電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがオフセット量を有する場合には、このままの電圧指令Ｖｖ♯に従ってインバータ１４を制御しても、電流オフセットが残る。
【００８７】
したがって、各電流のオフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗに基づいて算出されたオフセット補正量ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを用いて、電流検出値に基づく本来の制御演算を修正することにより、オフセット量を解消するような各相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出することができる。
【００８８】
図９は、本発明の実施の形態による交流電動機制御における電流オフセット量の算出処理手順を説明するフローチャートである。図９に示す制御処理は、電流サンプリング指示を伴う制御周期毎に実行される。また、図９を始めとする以下に説明するフローチャートの各ステップは、制御装置３０によるソフトウェア処理（格納プログラムのＣＰＵによる実行）あるいはハードウェア処理（専用電子回路の作動）によって実現される。
【００８９】
図９を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電流をサンプリングする。なお、上述のように、Ｕ〜Ｗ相のうちの１相については、電流センサ２４の出力のサンプリングによって直接求めるのではなく、他の２相の電流サンプリング値からの演算によって求めてもよい。すなわち、ステップＳ１００による処理は、図４の電流サンプリング部３００の機能に対応する。
【００９０】
そして、制御装置３０は、ステップＳ１１０により、ステップＳ１００により電流サンプリングが指示される毎に逐次サンプリングされる電流サンプリング値について、各相において最新のＮ周期分の電流サンプリング値を抽出する。すなわち、ステップＳ１１０による処理は、図４のサンプリング値抽出部３１５の動作に対応する。なお、上述のように、好ましくはＮ＝１である。
【００９１】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２０では、ステップＳ１１０で抽出されたＮ周期分の電流サンプリング値を平均することによって、各相の電流オフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを算出する。すなわち、ステップＳ１２０による処理は、図４のオフセット量演算部３１７の機能に対応する。
【００９２】
制御装置３０は、ステップＳ１５０では、ステップＳ１２０で求めたオフセット量を制御演算に反映する。すなわち、ステップＳ１５０による処理は、オフセット補正部３２０の機能に対応する。
【００９３】
なお、図４の構成では、各相電流のオフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗのＰＩ演算によって、各相電圧指令の補正量Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯を算出したが、制御演算へのオフセット量の反映はこの構成に限定されるものではない。すなわち、特許文献１のように、オフセット量に基づいてスイッチング素子の駆動信号を直接補正することによって、オフセット量の解消を図る他、本実施の形態による電流オフセット検出部３１０によって算出されたオフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗについては、任意の態様で制御演算へ反映することができる。
【００９４】
このように、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置では、電流オフセットが生じ易い同期ＰＷＭが適用された交流電動機制御において、同期ＰＷＭの特性を反映してモータ電流のオフセット量を簡易かつ速やかに演算することによって、交流電動機の電流オフセットを高い応答性で抑制することができる。
【００９５】
［変形例１］
実施の形態の変形例１では、同期ＰＷＭでの電流検出誤差特性を考慮して、電流オフセット量をさらに正確に求めるための手法について説明する。
【００９６】
図１１は、リップル成分を含む実際の電流波形を示す概念図である。
図１１を参照して、実際のモータ電流（図１１ではＶ相電流ｉｖを例示）は、リップル成分ΔＩｒｐを含むため、きれいな正弦波状電流（ｉｖ♯）とはならない。また、リップル電流は、インバータ１４でのスイッチング素子のオンオフに応答して発生する。したがって、搬送波１６０に同期したタイミングで電流サンプリングを行う同期ＰＷＭでは、リップル成分による影響が各電流サンプリング値で同等に現れる。すなわち、各電流サンプリング値にリップル成分が重畳されることにより、実施の形態１による単純な平均値処理のみでは、オフセット量が過大あるいは過小に算出される可能性がある。
【００９７】
搬送波制御部２７０は、搬送波１６０の周波数に加えて、電圧指令１７０に対する搬送波１６０の位相（以下、キャリア位相）についても制御する。たとえば、キャリア位相は、モータ電流のピーク値が最も小さくなるような最適値に予め設定される。あるいは、交流電動機Ｍ１の状態（回転速度等）に応じて、キャリア位相を変化させてもよい。いずれにしても、同期ＰＷＭにおいてキャリア位相θｃは既知である。
【００９８】
以下では、図１７に示すような状態をキャリア位相θｃ＝０とし、図１２の状態から左側に搬送波１６０をずらすとキャリア位相θｃが増加するものと定義する。
【００９９】
キャリア位相θｃが変化すると、交流電動機Ｍ１の線間電圧のパルスパターンが変化するため、リップル電流の波形も変わってくる。このため、実施の形態１のサンプリング値抽出部３１５によって抽出されているＭ個の電流サンプリング値の平均値に含まれる、リップル成分の検出による誤差、すなわち、オフセット量検出誤差についても、キャリア位相θｃに依存して変化する。
【０１００】
たとえば、キャリア位相θｃを変化させた上でモータ電流を実測する実験等によって、キャリア位相θｃに対するオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒを予め求めることができる。
【０１０１】
これにより、図１３に示されるように、キャリア位相θｃに対するオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒの特性線５１０が予め求められる。特性線５１０では、キャリア位相θｃの変化によってオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒも変化するとともに、キャリア位相θｃが３６０°変化すると、元のキャリア位相と同じとなるためオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒも同じ値となる。すなわち、特性線５１０は、電気角３６０°毎の周期的な関数となる。
【０１０２】
図１４は、本実施の形態の変形例１による交流電動機制御におけるモータ電流のオフセット量の検出および補正の制御処理手順を説明するフローチャートである。
【０１０３】
図１４を参照して、制御装置３０は、図９と同様のステップＳ１００およびＳ１１０により、電流サンプリングが指示される毎に逐次サンプリングされる電流サンプリング値について、各相において最新のＮ周期分の電流サンプリング値を抽出する。
【０１０４】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ１１５により、搬送波制御部２７０によって既知であるキャリア位相θｃに基づき、特性線５１０（図１３）に従って予め作成されたマップ等の参照によって、リップル電流によるオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒを読出す。好ましくは、特性線５１０は各相ごとに独立に設定され、オフセット量検出誤差Ｉｆｅｒについても各相ごとに独立に求められる。なお、オフセット量検出誤差Ｉｆｅｒについては、電流値そのものではなく、電流値に対する割合（比率）で定義してもよい。
【０１０５】
制御装置３０は、ステップＳ１２０では、図９と同様にステップＳ１１０で抽出されたＮ周期分の電流サンプリング値を平均する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、各相について、ステップＳ１２０で求められた電流サンプリング値の平均値から、ステップＳ１１５で求めたオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒを差引くことによって、電流オフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを算出する。すなわち、実施の形態１の変形例１では、ステップＳ１１５およびＳ１３０による処理が、オフセット量演算部３１７によりさらに実行される。
【０１０６】
さらに、制御装置３０は、図９と同様のステップＳ１５０により、ステップＳ１２０で求めたオフセット量を制御演算に反映する。
【０１０７】
このようにすると、実施の形態の変形例１による交流電動機の制御装置では、同期ＰＷＭでの電流検出誤差特性を考慮して、電流オフセット量をさらに正確に求めることができる。この結果、実施の形態による交流電動機の制御装置による効果に加えて、制御演算に反映されるオフセット量の演算精度をさらに高めることができる。
【０１０８】
［変形例２］
実施の形態の変形例２では、同期ＰＷＭでの同期パルス数ｋの変化にも対応させて、電流オフセット量をさらに正確に求めるための手法について説明する。
【０１０９】
同期ＰＷＭにおいて同期パルス数ｋを小さくするほどスイッチング損失低減には効果あがある一方で制御性は相対的に低下する。したがって、同期ＰＷＭ適用時における同期パルス数ｋについては、交流電動機Ｍ１の状態に応じて同期パルス数ｋを変化させることが好ましい。
【０１１０】
図１５は、交流電動機Ｍ１の運転状態に対する制御モードの選択例を説明するための概念図である。
【０１１１】
図１５を参照して、たとえば交流電動機Ｍ１の回転速度およびトルクに応じて、選択される制御モードが変化する。たとえば、低速領域５０１〜５０４では、通常のＰＷＭ制御が適用される一方で、中速領域５０５では過変調ＰＷＭ制御が適用され、高速領域５０６では、矩形波電圧制御が適用される。
【０１１２】
ＰＷＭ制御が適用される低速領域５０１〜５０４のうちでも、回転速度の低い領域５０１では非同期ＰＷＭが適用される一方で、回転速度が相対的に高い領域５０２〜５０３では、同期ＰＷＭが適用される。さらに、回転速度の上昇に伴って同期パルス数ｋが減少するように、領域５０２ではｋ＝１５の同期ＰＷＭが適用され、領域５０３ではｋ＝９の同期ＰＷＭが適用され、領域５０４ではｋ＝６の同期ＰＷＭが適用される。
【０１１３】
なお、図１５による制御モードの選択は例示にすぎず、同期ＰＷＭにおける同期パルス数ｋの設定については、任意である点について確認的に記載する。実施の形態の変形例２では、同期パルス数ｋの可変な設定に対応させて、電流オフセット量を正確に求めるものである。
【０１１４】
図１６を参照して、キャリア位相θｃに対するオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒの特性は、同期パルス数ｋによって異なってくる。そして、適用されるそれぞれの同期パルス数ｋにおいて、図１３と同様に、キャリア位相θｃを変化させた上でモータ電流を実測する実験等によって、キャリア位相θｃに対するオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒを予め求めることができる。
【０１１５】
図１６には、一例として、ｋ＝６のときの特性線５１０に加えて、ｋ＝９のときの特性線５２０およびｋ＝１５のときの特性線５３０がさらに示されている。特性線５２０，５３０の各々についても、電気角３６０°毎の周期的な関数となることが理解される。
【０１１６】
図１は、本実施の形態の変形例２による交流電動機制御におけるモータ電流のオフセット量の検出および補正の制御処理手順を説明するフローチャートである。
【０１１７】
図１７を参照して、制御装置３０は、図９，１４と同様のステップＳ１００およびＳ１１０により、電流サンプリングが指示される毎に逐次サンプリングされる電流サンプリング値について、各相において最新のＮ周期分の電流サンプリング値を抽出する。
【０１１８】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ１１５♯により、搬送波制御部２７０によって既知であるキャリア位相θｃおよび同期パルス数ｋに基づき、特性線５１０（図１３）に従って予め作成されたマップ等の参照によって、リップル電流によるオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒを読出す。好ましくは、特性線５１０，５２０，５３０は各相ごとに独立に設定され、オフセット量検出誤差Ｉｆｅｒについても各相ごとに独立に求められる。なお、オフセット量検出誤差Ｉｆｅｒについては、電流値そのものではなく、電流値に対する割合（比率）で定義してもよい。
【０１１９】
制御装置３０は、ステップＳ１２０では、図９，１４と同様にステップＳ１１０で抽出されたＮ周期分の電流サンプリング値を平均する。そして、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、各相について、ステップＳ１２０で求められた電流サンプリング値の平均値から、ステップＳ１１５♯で求めたオフセット量検出誤差Ｉｆｅｒを差引くことによって、電流オフセット量ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗを算出する。すなわち、実施の形態１の変形例２では、ステップＳ１１５♯およびＳ１３０による処理が、オフセット量演算部３１７によりさらに実行される。
【０１２０】
さらに、制御装置３０は、図９，１４と同様のステップＳ１５０により、ステップＳ１２０で求めたオフセット量を制御演算に反映する。
【０１２１】
このように、実施の形態の変形例２による交流電動機の制御装置では、同期ＰＷＭでの電流検出誤差特性を考慮して、電流オフセット量をさらに正確に求めることができる。この結果、実施の形態による交流電動機の制御装置による効果に加えて、同期パルス数ｋが可変とされる同期ＰＷＭ制御において、制御演算に反映されるオフセット量の演算精度をさらに高めることができる。
【０１２２】
なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１として三相電動機を例示したが、三相以外の交流電動機に対しても、本発明による同期ＰＷＭ適用時におけるモータ電流のオフセット量演算を適用することができる。
【０１２３】
また、図１では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。
【０１２４】
さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。
【０１２５】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【産業上の利用可能性】
【０１２６】
本発明は、同期ＰＷＭが適用される交流電動機制御に用いることができる。
【符号の説明】
【０１２７】
５  アース線、６，７  電力線、１０，１３  電圧センサ、１０♯  直流電圧発生部、１１，２４  電流センサ、１２  コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相上下アーム、１６  Ｖ相上下アーム、１７  Ｗ相上下アーム、２５  回転角センサ、３０  制御装置（ＥＣＵ）、１００  モータ駆動制御システム、１６０  搬送波、１７０  電圧指令、１８０  パルス幅変調電圧、２００  ＰＷＭ制御部、２１０  電流指令生成部、２２０，２５０  座標変換部、２４０  電圧指令生成部、２５０  座標変換部、２５５  加算部、２６０  ＰＷＭ変調部、２７０  搬送波制御部、２８０  モード選択部、２９０  回転周波数演算部、３００  電流サンプリング部、３１０  電流オフセット検出部、３１５  サンプリング値抽出部、３１７  オフセット量演算部、３２０  オフセット補正部、４００  電流サンプリング点、５０１  低速領域（非同期ＰＷＭ）、５０２〜５０４  低速領域（同期ＰＷＭ）、５０５  中速領域（過変調ＰＷＭ）、５０６  高速領域（矩形波電圧制御）、５１０，５２０，５３０  特性線（キャリア位相−オフセット量検出誤差）、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、ｆｃ  搬送波周波数、Ｉ１〜Ｉ１３  電流サンプリング値、Ｉｂ  直流電流、Ｉｄ  ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ  ｄ軸電流指令値、Ｉｆｅｒ  オフセット量検出誤差、Ｉｏｆ  オフセット量、Ｉｑ  ｄ軸電流、Ｉｑｃｏｍ  ｄ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  モータ電流、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ  電流検出値（各相モータ電流）、ｋ  同期パルス数、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流電動機、ＭＤ  モード信号、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、ＳＧ，ＳＧ１-ＳＧ８  スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ  トルク指令値、Ｖｄ♯  ｄ軸電圧指令値、Ｖｇ  ゲート電圧、ＶＨ  直流電圧（システム電圧）、ＶＬ  直流電圧、Ｖｑ♯  ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ♯，Ｖｖ♯，Ｖｗ♯  各相電圧指令（補正前）、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  各相電圧指令（最終）、ΔＩｄ  ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ  ｑ軸電流偏差、ΔＩｒｐ  リップル成分、ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗ  オフセット量（モータ電流）、ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗ  電流オフセット量、ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗ  オフセット補正量、θｃ  キャリア位相、θ  ロータ回転角、ωｅ  回転周波数（交流電動機）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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