(57)【要約】      （修正有）【課題】入力電圧を入力するための入力端子と出力電圧を半導体光源に出力するための出力端子とを有し、少なくとも１つの半導体光源を作動させるための回路装置の効率を、発光ダイオードの連続動作様式によって改良する。【解決手段】入力電圧を入力するための入力端子と出力電圧を半導体光源（Ｄ１）に出力するための出力端子とを有する、少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）を作動させるための回路装置であって、回路装置の主電流路が両方の入力端子の間にあり、かつスイッチ（Ｑ１）とインダクタ（Ｌ）との直列回路と、第１ダイオード（Ｄ２）又は半導体光源と前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）との逆並列回路とから成るものにおいて、前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）と並列に第１蓄積コンデンサ（Ｃ３）が配置され、この並列回路と直列に第２ダイオード（Ｄ３）が配置されている。【選択図】図３
2010050460.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を入力するための入力端子と出力電圧を半導体光源（Ｄ１）に出力するための出力端子とを有し、少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）を作動させるための回路装置であって、
前記回路装置の主電流路が両方の入力端子の間にあり、かつスイッチ（Ｑ１）とインダクタ（Ｌ）との直列回路と、第１ダイオード（Ｄ２）又は半導体光源と前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）との逆並列回路とから成るものにおいて、
前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）と並列に第１蓄積コンデンサ（Ｃ３）が配置されており、この並列回路と直列に第２ダイオード（Ｄ３）が配置されている回路装置。
【請求項２】
スイッチ（Ｑ１）と並列に共振コンデンサ（Ｃ１）が配置されており、このコンデンサの容量がスイッチ（Ｑ１）の実効寄生容量よりも大きい請求項１記載の回路装置。
【請求項３】
入力電圧が出力電圧よりも大きく、回路装置が前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）を高周波数で作動させるためにスイッチ（Ｑ１）をクロックする請求項１又は２記載の回路装置。
【請求項４】
スイッチ（Ｑ１）のクロック周波数が８０ｋＨｚより大きい請求項３記載の回路装置。
【請求項５】
複数の半導体光源（Ｄ１）の場合、該半導体光源が相互に直列に接続されている請求項１から４の１つに記載の回路装置。
【請求項６】
主電流路と並列に第２蓄積コンデンサ（Ｃ２）が配置されている請求項１から５の１つに記載の回路装置。
【請求項７】
主電流路と直列に付加的に１つのシャント抵抗（ＲShunt）が配置されている請求項１から６の１つに記載の回路装置。
【請求項８】
シャント抵抗（ＲShunt）の一方の極がアースに接続されており、シャント抵抗（ＲShunt）の他方の極が第１蓄積コンデンサ（Ｃ２）の１つの極とスイッチ（Ｑ１）の１つの極とに接続されている請求項７記載の回路装置。
【請求項９】
回路装置がスイッチ（Ｑ１）をＺＶＳモードで作動させる請求項１から８の１つに記載の回路装置。
【請求項１０】
回路装置が一定した開路時間と可変閉路時間とでスイッチ（Ｑ１）を作動させる請求項９記載の回路装置。
【請求項１１】
放電コンデンサが設けられている請求項１から１０の１つに記載の回路装置。
【請求項１２】
前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）に与えられる電力を、周波数を介して調整するように回路装置が形成されている請求項１から１１の１つに記載の回路装置。
【請求項１３】
前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）に与えられる電力が低周波数のとき強く、高周波数のとき弱い請求項１５記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧を入力するための入力端子と出力電圧を半導体光源に出力するための出力端子とを有し、少なくとも１つの半導体光源を作動させるための回路装置であって、入力電圧が出力電圧よりも大きいものに関する。
【０００２】
本発明は、請求項１の前文に記載の、少なくとも１つの半導体光源を作動させるための回路装置から出発する。
【背景技術】
【０００３】
特許文献１により発光ダイオードを作動させるための回路装置が公知であり、この回路装置は入力電圧を入力するための入力端子と、発光ダイオードに出力するための出力端子とを有する。そこに開示された回路では、直列に接続されたＬＥＤがインダクタＮ１と直列に接続され、更にスイッチＫ１と直列に接続され、かつ電圧源と結合されている。スイッチＫ１は所定の上側閾値、即ち所定のスイッチ電流に達すると開路する。この動作様式は、シャント抵抗Ｒ２の信号に基づく電流モード制御として当業者に知られている。引き続く減磁段階時、インダクタ電流は、発光ダイオードおよびインダクタと逆並列に接続されたダイオードＤ１を流れる。フライホイール電流が所定の下側閾値に達するとスイッチＫ１は再び閉路し、インダクタの再磁化が起きる。前記機能の前提条件は入力電圧Ｕinが発光ダイオードの順電圧よりも常に大きいことである。
【０００４】
特許文献１では、インダクタＮ１が変圧器の巻線として実施されており、巻線Ｎ２とＤ２およびＣ２とによって補助電圧源を実現している。回路の起動はＲ１を介して入力電圧Ｕinにより直接行われる。補助巻線Ｎ２は他の役目を持つ。補助巻線を介し、回路部分Ｃによりフライホイール電流の間接測定が行われ、この回路部分はスイッチＫ１を再閉路するための制御信号を提供する。インダクタが減磁されたなら、巻線Ｎ２の電圧が急変し、そのことが回路部分Ｃにより検出される。変圧器は三巻線変圧器として構成でき、第３巻線Ｎ３は回路部分Ｂと一緒にダイオードＤ１に対する付加的同期整流を実現する。
【０００５】
しかしこの回路装置が有する大きな欠点として、スイッチＫ１は一般にハードスイッチングされ、つまりＺＶＳ（零電圧スイッチング）が実現されていない。ＺＶＳでは、スイッチの電圧が実質零のとき、相応するスイッチが常に開閉されるように回路は作動される。このことは、特許文献１による回路装置では該当しない。特に発光ダイオードを流れる電流が連続して一定している場合、ダイオードＤ１の逆方向回復効果が回路の効率を著しく下げることになる。この効率低下は、小型化のために必要なスイッチング頻度増加時、スイッチング損失の増加に起因して効率低下をもたらす。
【０００６】
非特許文献１の図２により、入力電圧を入力するための入力端子と、出力電圧を負荷に出力するための出力端子とを有する回路装置が公知である。この回路装置はＺＶＳで作動し、従ってスイッチング損失が最少となっている。単数の又は直列に接続された複数の発光ダイオードがこの回路装置に接続されると、発光ダイオードは原理に起因してパルス式に作動する。それは、負荷はパルス直流電圧が印加され、論文の図２の図に反して負荷は近似的に（論文の中でＩOUTとされた）電流源としては挙動しないからである。一方の半波において発光ダイオードが導通し、他方の半波においてダイオードＤ0が導通する。しかしパルス式動作様式は発光ダイオードの良好な効率にとって最適でない。パルス式動作では、光放出の光学的外観も損なわれることがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】欧州特許出願公開第０９４８２４１Ａ２号明細書
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】１９９０年発行のUnitrode Corporationのセミナーマニュアル「スイッチング・レギュレーテッド・パワー・サプライ・デザイン」に所載の論文「ゼロ・ボルテージ・スイッチング・レゾナント・パワー・コンバーション」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
本発明の課題は、入力電圧を入力するための入力端子と、出力電圧を半導体光源に出力するための出力端子とを有し、少なくとも１つの半導体光源を作動させるための回路装置を提供することであり、この回路装置は発光ダイオードの連続動作様式によって効率が改良されている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明によれば、上記の課題は、入力電圧を入力するための入力端子と出力電圧を半導体光源に出力するための出力端子とを有し、少なくとも１つの半導体光源を作動させるための回路装置であって、回路装置の主電流路が両方の入力端子の間にあり、かつスイッチとインダクタとの直列回路と、第１ダイオードと前記少なくとも１つの半導体光源との逆並列回路とから成るものにおいて、前記少なくとも１つの半導体光源と並列に第１蓄積コンデンサが配置されており、この並列回路と直列に第２ダイオードが配置されている回路装置で解決される。
【００１１】
好ましい１実施形態では、スイッチと並列に共振コンデンサが配置されており、このコンデンサの容量はスイッチの実効寄生容量よりも大きい。
【００１２】
スイッチの実効寄生容量と見做し得るのは、定格入力電圧時とスイッチ遮断時とにおけるスイッチの小信号容量から明らかとなる容量である。この容量は、例えばＭＯＳＦＥＴの場合０Ｖのゲート−ソース電圧時に生じる出力容量であり、データシートではしばしばＣOSSと称されている。
【００１３】
この回路は、入力電圧を出力電圧よりも大きくした構成に特別適している。本発明に係る回路装置の諸利点を特別良好に利用するために、スイッチ（Ｑ１）は前記少なくとも１つの半導体光源（Ｄ１）を好ましくは高周波数で作動させるためにクロックされる。
【００１４】
スイッチのクロック周波数は８０ｋＨｚよりも大きく、特別好ましくは５００ｋＨｚよりも大きくなし得る。これは、スイッチがＺＶＳモードで作動されるので、損失電力をさして増大させることなく可能である。この動作様式では、トランジスタは実質零の電圧のときターンオン又はターンオフされる。その際、スイッチが一定した開路時間と可変閉路時間とで作動するとよい。
【００１５】
スイッチの高いクロック周波数は、優先的に設けられる措置の故に単数又は複数のダイオード、所謂ソフトスイッチングで最大電圧変化速度の低下をもたらし、単数又は複数のダイオード内で、この高いスイッチング頻度において予想できるような顕著なスイッチング損失をもたらすことはない。
【００１６】
複数の半導体光源をこの回路装置によって作動させる場合、半導体光源は好ましくは相互に直列に接続される。
【００１７】
電圧源内への干渉電流を阻止しかつ電磁適合性を改善すべく、主電流路と並列に第２蓄積コンデンサを配置するとよい。回路装置のエネルギー変換を測定可能とすべく、主電流路と直列に付加的に１つのシャント抵抗を配置するとよい。その際好ましくは、シャント抵抗の一方の極がアースに接続され、シャント抵抗の他方の極が第１蓄積コンデンサの１つの極とスイッチの１つの極とに接続される。
【００１８】
好ましい第１実施形態では、前記少なくとも１つの半導体光源がクロック作動される。本発明に係る第２実施形態では、前記少なくとも１つの半導体光源と並列に第１蓄積コンデンサが配置され、この並列回路と直列に第２ダイオードが配置される。回路装置のこの拡張により、前記少なくとも１つの半導体光源が連続的に作動する利点がある。その際前記少なくとも１つの半導体光源に与えられる電力を、周波数を介して調整するとよい。この措置により、電力調節用に不可欠な制御回路は簡単かつ小形になる。その際、前記少なくとも１つの半導体光源に与えられる電力が低周波数のとき強く、高周波数のとき弱いと特に好ましい。
【００１９】
本発明に係る回路装置の他の有利な諸構成、諸態様を、従属請求項と以下の説明とから明らかにする。
【００２０】
本発明のその他の利点、特徴および詳細は実施例についての以下の明細書と同一要素又は同一機能の要素に同じ符号を付けた図面とに基づいて明らかとなる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１ａ】本発明に係る回路装置の第１実施形態を様々な動作段階で見た略図。
【図１ｂ】本発明に係る回路装置の第１実施形態を様々な動作段階で見た略図。
【図１ｃ】本発明に係る回路装置の第１実施形態を様々な動作段階で見た略図。
【図１ｄ】本発明に係る回路装置の第１実施形態を様々な動作段階で見た略図。
【図２】図１の回路装置からの幾つかの信号を示す。
【図３】本発明に係る回路装置の第２実施形態の略図。
【図４】図３の回路装置からの幾つかの信号を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
第１実施形態
本発明に係る回路装置の動作様式を、以下図１ａ〜ｄと図２に基づいて説明する。回路装置の連続動作は４つの段階に区分できる。様々な段階において回路装置を流れる電流の流れをそれぞれ矢印で示している。
【００２３】
本発明に係る回路装置の主電流路は、シャント抵抗ＲShuntとパワーＭＯＳ電界効果トランジスタＱ１とインダクタＬとの直列回路と、ダイオードと少なくとも１つの発光ダイオードとの逆並列回路とから成る。しかし、ダイオードと逆並列な分枝は図１ａの右側に示すように複数の発光ダイオードの直列回路で構成してもよい。トランジスタＱ１とインダクタＬとの直列回路と、ダイオードと前記少なくとも１つの発光ダイオードとの逆並列回路とに並列に、蓄積コンデンサＣ２が接続されている。更に、スイッチＱ１と並列に共振コンデンサＣ１が接続され、主電流路が入力電圧Ｖinに接続されている。
【００２４】
図１ａに示す第１段階ａのときスイッチＱ１は閉路している。電流は蓄積コンデンサＣ２から前記少なくとも１つの発光ダイオードＤ１およびインダクタＬを流れる。入力電圧Ｖinが前記少なくとも１つの発光ダイオードＤ１の順電流よりも大きくなると、インダクタＬの相応する電圧差は低下する。インダクタＬの電圧ＵLは電流の上昇と符合する。図２に示す如く、第１実施例による設計ではトランジスタを流れる電流ＩQ1Cと発光ダイオードの電圧ＵD1が上昇する。ゲート電圧ＵQ1Gから解るように、ａ段階の最後にトランジスタＱ１がターンオフされる。
【００２５】
図１ｂに示すｂ段階の際、インダクタＬを流れる電流と蓄積コンデンサＣ２の電圧が更に増大し、共振コンデンサＣ１に蓄積され、共振コンデンサの電圧ＵC1が上昇する。発光ダイオードは更になお作動し続けるが、発光ダイオードの電圧ＵD1は低下する。インダクタＬを流れる電流はいまや減少するが、Ｌ内に蓄えられた総エネルギーがＣ１、Ｄ１に与えられるまで正方向に引き続き流れる。インダクタＬを流れる電流はいずれかの時点に零となる。しかしこの時点に共振コンデンサＣ１は、正しい容量の設定を前提に、入力電圧Ｖinに充電される蓄積コンデンサＣ２の電圧よりも高い電圧を有し、ダイオードＤ２が導通しはじめる。
【００２６】
「極性反転」となり、動作は図１ｃに示すｃ段階に移行する。共振コンデンサＣ１はいまや電流をダイオードＤ２、インダクタＬおよび蓄積コンデンサＣ２に通して流す。こうして共振コンデンサＣ１の電圧が低下する。インダクタＬを流れる電流はいまや上記とは逆方向に流れる。インダクタＬを流れる電流は、共振コンデンサＣ１の電圧と蓄積コンデンサＣ２の電圧が同じ大きさとなるまで上昇する。この瞬間以降、インダクタＬが共振コンデンサＣ１を入力電圧未満に放電させるので、インダクタＬを流れる電流は減少する。共振コンデンサＣ１の電圧は更に低下し、しかもそれが零となり、次に負となるまで低下する。しかしながらコンデンサ電圧は、いまや図１ｄに示すｄ段階でトランジスタＱ１のボディダイオードが導通し始めるのでさして負とならない。インダクタＬ内になおエネルギーが蓄積されている限りボディダイオードが導通し、インダクタＬから蓄積コンデンサＣ２内にエネルギーが移される。この過程中、トランジスタは再びターンオンする。ゲートの駆動は、ボディダイオードＩQ1Rの電流をトランジスタＩQ1Cのチャネルが部分的に引き受け、又は図２に示すように、完全に引き受けることをもたらし、最後には上記過程がａ段階で再度始まる。
【００２７】
この動作様式は、トランジスタが常に実質零の電圧においてターンオン又はターンオフされる所謂ＺＶＳ動作（零電圧スイッチング）を確保する。トランジスタＱ１のターンオン直前にそのボディダイオード（又は特にバイポーラトランジスタの使用時に不可避的に必要な、トランジスタと逆並列接続されたダイオード）が導通し、トランジスタには電圧がほぼ印加されない。ターンオフ時トランジスタにはやはり電圧がほぼ印加されない。それは、共振コンデンサＣ１がなお放電しており、Ｃ１又はトランジスタＱ１の電圧はコイル電流によって初めてゆっくりと上昇するからである。（十分に迅速な）スイッチング過程中、十分な近似でスイッチングトランジスタの電圧はなお零である。トランジスタＱ１のターンオン時にもターンオフ時にもこのトランジスタに電圧が印加されないので、スイッチング損失も生じない。Ｑ１の理論的損失電力はＰQ1、loss＝ＵQ1×ＩQ1で計算される。それゆえにＺＶＳ用にはトランジスタＱ１に並列な共振コンデンサＣ１と、このトランジスタに直列なインダクタＬが必要である。
【００２８】
回路の効率を高めるべく、ダイオードＤ２は同期整流配置で置換できる。例えばダイオードＤ２は相応する駆動回路を有するトランジスタ、例えばＭＯＳＦＥＴで置換できる。選択的に、ダイオードＤ２は少なくとも２つの発光ダイオードの直列回路で置換できる。
【００２９】
前記少なくとも１つの発光ダイオードＤ１内で変換される電力の調節、又は負荷を流れる平均電流の調節は、先行技術とは異なり、発光ダイオード駆動装置ではパルス幅変調によって実行し得ない。それは、さもないとＺＶＳ動作の下でのスイッチングを保証できないからである。その代わりに、スイッチの開路時間Ｔoffは図２と図４で時間範囲ｂ〜ｄの合計として生じ、一定に保たれ、時間範囲ａに一致した閉路時間は変化する。この調節部は操作量としての変換器周波数を有する。負荷電流が過度に少ない、即ちシャント抵抗ＲShuntでの電圧降下が過度に少ないと、周波数が低下するのに対し、負荷電流が過度に高いと周波数の増加が起こる。別のソフトスイッチングする変換器コンセプトと比較し、このコンセプトにおいて特別有利であると指摘できるのは、時間範囲ｂ内でのみ負荷挙動が現れるので、開路時間Ｔoffが負荷の値に比較的左右されない事情である。そのことから駆動回路の特別簡単な構造が可能となる。
【００３０】
発光ダイオード電流の厳密な調節が必要なら、前記少なくとも１つの発光ダイオードＤ１を流れる電流を測定でき、この調節によって変換器周波数は相応に変更される。電流測定信号は例えば発光ダイオードと直列なシャント抵抗によって検出できる（図示せず）。この測定信号は低域濾波され、実際値として調節部に供給される。
【００３１】
それに加えて、前記少なくとも１つの発光ダイオードＤ１で一定した電力を用意すべきである場合、発光ダイオード電圧を測定することができる。発光ダイオード電流と発光ダイオード電圧又は低域濾波されていない対応する測定信号とを乗算すると瞬時電力が得られ、この瞬時電力は低域濾波されて実際値として調節部に供給される。
【００３２】
特別強調すべきは、この回路は蓄積コンデンサＣ２なしでも機能する点である。しかしながらその場合、ＺＶＳに不可欠な振動エネルギーはシャント抵抗ＲShuntと機器のリード線とを介して電圧源Ｖinから取り出され、再び電圧源に戻される。このことは発光ダイオード駆動装置の電磁適合性にも効率にも否定的に作用し得る。図１に示すように蓄積コンデンサＣ２を特別にＤ１、ＬおよびＱ１の直列回路と並列に配置することで、蓄積コンデンサＣ２はリプル電流を吸収する。それに加えて、回路の入力端子でＥＭＶフィルタ、例えば低域フィルタを利用することができる。このＥＭＶフィルタは回路に定電流を供給する。それに加えて、蓄積コンデンサＣ２をこのように配置する利点としてリプル電流はシャント抵抗ＲShuntを介して流れるのでなく、従ってシャント抵抗ＲShuntの測定信号の低域濾波は省略できる。測定信号は負荷電力又は平均発光ダイオード電流の調節に直接使用できる。それに加えて、パルス電流によってシャント抵抗ＲShunt内に発生するような損失がなくなる。
【００３３】
調節のための測定量としてシャント抵抗ＲShuntの電圧を使用すると特別有利である。それは、この信号は、上述のように高周波リプルを有しておらず、しかも寸法に関係しているからである。これにより、「高電位側測定」が必要でないので回路支出が減少する。
【００３４】
この第１実施形態では負荷、つまり前記少なくとも１つの発光ダイオードがパルス直流電流で作動される。その際、逆並列に接続されたダイオードＤ２は、負荷電流が決して反転しないようにする。
【００３５】
図示しない好ましい実施の形態では、逆並列に接続された（スイッチング）ダイオードＤ２に印加される電圧の最大電圧変化速度を下げるべくコンデンサがダイオードＤ２と並列に接続される。この付加的コンデンサは以下で放電コンデンサと呼び、ダイオードＤ２上に最大発生するｄＵ／ｄｔの低減をもたらし、こうしてダイオードＤ２内で発生するスイッチング損失を減らす。このことは特にシリコン製のＰＮダイオード又はＰＩＮダイオードをダイオードＤ２用に使用する場合有利である。それに加えて放電コンデンサは、前記少なくとも１つの発光ダイオード内に場合によって発生するスイッチング損失の低減を引き起こすことができよう。最大電圧変化速度の顕著な低下を引き起こすことができるようにするために、放電コンデンサは十分に大きな値を有すべきであろう。他方で放電コンデンサは過大に寸法設計すべきでない。それは、スイッチＱ１に対する要求が著しく厳しくなるからである。要求とはＱ１の所要のスイッチオフ電圧および所要のスイッチ電流に関するものであり、そのことからスイッチＱ１は一般に費用のかかるものとなろう。良好な妥協は、コンデンサＣ１の容量値の１００分の１〜５０の範囲内、好ましくはコンデンサＣ１の容量値の２０分の１〜２の範囲内で放電コンデンサを選択することにある。
【００３６】
第２実施形態
図３は本発明に係る回路装置の第２実施形態を示す。この回路装置は、図４に示すように近似的に一定した電流のみが前記少なくとも１つの発光ダイオードを流れるという利点を有する。特に前記少なくとも１つの発光ダイオードが残りの回路から離れて作動せねばならない場合、第２実施形態では回路の電磁適合性を容易に守ることを保証できる。近似的に一定した発光ダイオード電流は、第２蓄積コンデンサＣ３による付加的平滑化によって可能となる。しかし、前記少なくとも１つの発光ダイオードの整流特性はもはや使用できず、付加的ダイオードＤ３が必要である。図３による回路は、ＺＶＳを有する直流電圧変換器であり、この変換器は基本的に任意の直流電圧負荷用に使用できる。回路の電磁適合性を容易に守ることは、付加的蓄積コンデンサＣ３が残りの回路の近傍にあるとき特に容易に保証できる。
【００３７】
下記の表に第１、第２実施形態の部材寸法設計を示す。実施例＃１、＃２は異なる出力電力についての第１実施形態の様々な寸法設計である。実施例＃３、＃４は第２実施形態についての寸法設計である。実施例は直列に接続された５つの高出力発光ダイオード、例えばOsram Opto-Semiconductors社のドラゴン（登録商標）発光ダイオード用に設計されている。
【００３８】
【表１】
2010050460.tif 000003
【００３９】
入力電圧はそれぞれ同じである。異なる電力は異なる動作周波数、部材寸法設計に基づいて生じ、またデューティサイクルＤによって生じる。与えられた部材寸法設計において電力は一定限界内で周波数の変更によって調整でき、デューティサイクルＤは、スイッチＱ１のＺＶＳ動作が生じるように選択することよい。
【００４０】
他の４つの実施例＃１ａ〜＃４ａではショットキーダイオードではなく、シリコンＰＩＮダイオードがダイオードＤ２用に使用される。しかしその他の寸法設計は全て上掲表の実施例＃１〜＃４のものに一致している。ダイオードＤ２の最大電圧変化速度を下げるべく、それぞれコンデンサＣ１の容量値の１０分の１、従って１００ｐＦ、３０ｐＦ、１００ｐＦ又は１ｎＦの放電コンデンサがダイオードＤ２と並列に接続される。このことから実施例＃３ａ、＃４ａでは、ダイオードＤ３の最大電圧変化速度のやはり有利な低減がもたらされる。
【００４１】
一定した出力電圧が求められる直流電圧変換器応用時の調節は、所定の目標値からの第２蓄積コンデンサＣ３の電圧の偏差を最小にする。しかし前記少なくとも１つの発光ダイオードＤ１を流れる電流を測定し、目標値に相応に調節することもできる。
【００４２】
実際の発光ダイオード電力に調節する代わりに、ごく多くの応用において、発光ダイオード駆動装置の入力電力への調節を行える。その際、場合によっては変換器効率を考慮して発光ダイオード電力を十分正確に調節するには、例えば入力電圧Ｖinと、例えばシャント抵抗ＲShuntを流れる電流である入力電流を測定し、そこから入力電力を算定すれば十分である。発光ダイオードでの直接的測定が必要でないので、駆動装置は特別安価となる。それに加えて、近似的に一定した入力電圧Ｖinから出発することができる場合、入力電圧の測定も省略できる。例えば入力電圧Ｕinと温度に依存した駆動装置の効率が既知である場合、この入力電圧と温度は相応する表として、例えばマイクロコントローラに格納できる。その場合、これらの影響量はマイクロコントローラから「算出」できる。従って、調節のための目標値は影響量に依存し、従って回路装置の実際の効率に依存して相応に適合される。これらの影響量は元々マイクロコントローラによって検出されるので、前記措置は大抵の場合付加的ハードウェア支出を全く必要としない。入力電圧Ｕinは過電圧保護、不足電圧保護の故に元々検出される。発光ダイオードの温度も同様である。というのもこれは「ディレーティング」の故に、即ち発光ダイオード電力又は発光ダイオード電流の低下の故に、やはり元々検出可能だからである。
【符号の説明】
【００４３】
Ｃ１  共振コンデンサ、Ｃ３  蓄積コンデンサ、Ｄ１  半導体光源、Ｄ２  ダイオード、  Ｌ  インダクタ、Ｑ１  スイッチ、ＲShunt  シャント抵抗
【図１ａ】
2010050460.tif 000004
【図１ｂ】
2010050460.tif 000005
【図１ｃ】
2010050460.tif 000006
【図１ｄ】
2010050460.tif 000007
【図２】
2010050460.tif 000008
【図３】
2010050460.tif 000009
【図４】
2010050460.tif 000010