(57)【要約】【課題】  近年、電源装置はインバータ回路の採用により非常にスイッチングノイズが発生し、このノイズを減衰する方法が求められている。【解決手段】  商用交流電源を整流及び平滑して脈流を有する直流電圧を生成し、この脈流を有する直流電圧を電圧・周波数変換回路に入力し、電圧・周波数変換回路は脈流電圧の変動に応じてキャリア周波数をわずかに変調させ、この周数数変調によってインバータ回路の導通及び遮断の周期にわずかなずれが生じ、このわずかなずれによってスイッチングノイズが拡散され、スイッチングノイズのピークが減衰するスペクトル拡散が生じる。【選択図】図１
2010017042.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流回路及び平滑コンデンサによって形成し商用交流電源を整流及び平滑し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、前記高周波交流電圧を溶接に適した交流電圧に変換する主変圧器と、前記主変圧器の出力を整流する２次整流回路と、前記整流された出力電圧又は出力電流を検出する出力検出回路と、所定の出力設定値を設定する出力設定回路と、前記出力検出信号の値と前記出力設定値とが略同一になるようにキャリア周波数に基づいて出力制御信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、前記出力制御信号に応じて前記インバータ回路を駆動するインバータ駆動回路と、を備えた溶接電源装置において、前記脈流を有する直流電圧を検出し入力電圧検出信号として出力する入力電圧検出回路と、前記入力電圧検出信号に含まれる脈流に応じて前記キャリア周波数が変化する電圧・周波数変換回路と、を備えたことを特徴とする溶接電源装置。
【請求項２】
前記主変圧器の入力電圧を検出する補助巻線と、前記補助巻線の出力電圧を整流し前記整流した１周期前の出力電圧をサンプル・ホールドし補助電圧検出信号として出力する補助電圧検出回路とを設け、前記補助電圧検出信号を前記入力電圧検出信号に代えて前記電圧・周波数変換回路に入力することを特徴とする請求項１記載の溶接電源装置。
【請求項３】
前記電圧・周波数変換回路は、前記入力電圧検出信号又は前記補助電圧検出信号の値の増加に応じて前記キャリア周波数を高くすること、を特徴とする請求項１乃至請求項３記載の溶接電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、溶接電源装置によって発生するスイッチングノイズの低減に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
溶接電源装置に内蔵されている、インバータ回路のスイッチング動作によって発生するスイッチングノイズが大きく、商用交流電源側に伝導することを阻止するために商用交流電源と溶接電源装置との間にラインフィルタを設けていた。
【０００３】
図９は、従来技術の溶接電源装置の電気接続図である。近年、同図に示す溶接電源装置は、高効率で大電流が要求されるため、この高効率及び大電流を可能とするためにインバータ回路ＩＮＶが多用されている。
【０００４】
しかし、図９に示すインバータ回路は、スイッチング動作により非常に大きなスイッチングノイズが発生する。例えば、商用交流電源ＡＣに溶接電源装置をＡＣコードを介して接続したとき、スイッチングノイズがＡＣコードを介して商用交流電源ＡＣ側に伝導する。このとき、伝導したスイッチングノイズは、他の電気機器の動作に悪影響をあたえる。
【０００５】
そこで、インバータ回路のスイッチング動作によって発生するスイッチングノイズに対し厳しい規制が設けられている。この規制をＥＭＩとよばれ、溶接電源装置もＥＭＩの対象となり、ノイズを所定以下のレベルに抑制することが必要となる。
【０００６】
上述よりスイッチングノイズが商用交流電源ＡＣ側に伝導することを抑制するために、ラインフィルタを商用交流電源と溶接電源装置との間に設けて対処してきた。そして、ラインフィルタは、プリント基板上に受動部品である複数のＬ（コイル、インダクタンス）、コンデンサ等で実装され、このＬＣ回路が実装されたプリント基板が直方体状の金属ケースにより遮蔽されたものを使用するため、構成が複雑で価格も高くなる。（例えば、特許文献１のノイズフィルタ装置）
【０００７】
【特許文献１】特開平１０−１０７５７１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
溶接電源装置は、高効率で大電流が要求され、この要求を満足するためにインバータ回路を採用していた。しかし、インバータ回路は、大電流を高速でオン、オフするスイッチング動作を行うため非常に大きなスイッチングノイズが発生する。
近年、溶接電源装置はインバータ回路の採用により大きなノイズ源と見られるようになり、このノイズに対する厳しい規制を設けている。この規制をＥＭＩと呼び、溶接電気装置においてもＥＭＩに適合しなければならない。そして、従来技術ではＥＭＩに適合するために、例えば、特許文献１に示す高価なフィルタを使用していた。このラインフィルタは購入が難しく、コストも非常に高くなってしまう。
【０００９】
そこで、本発明では、インバータ回路のスイッチングノイズが小さい溶接電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上述した課題を解決するために、本発明は、整流回路及び平滑コンデンサによって形成し商用交流電源を整流及び平滑し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電圧を高周波交流電圧に変換するインバータ回路と、前記高周波交流電圧を溶接に適した交流電圧に変換する主変圧器と、前記主変圧器の出力を整流する２次整流回路と、前記整流された出力電圧又は出力電流を検出する出力検出回路と、所定の出力設定値を設定する出力設定回路と、前記出力検出信号の値と前記出力設定値とが略同一になるようにキャリア周波数に基づいて出力制御信号のパルス幅を制御するパルス幅制御回路と、前記出力制御信号に応じて前記インバータ回路を駆動するインバータ駆動回路と、を備えた溶接電源装置において、前記脈流を有する直流電圧を検出し入力電圧検出信号として出力する入力電圧検出回路と、前記入力電圧検出信号に含まれる脈流に応じて前記キャリア周波数が変化する電圧・周波数変換回路と、を備えたことを特徴とする溶接電源装置である。
【００１１】
第２の発明は、前記主変圧器の入力電圧を検出する補助巻線と、前記補助巻線の出力電圧を整流し前記整流した１周期前の出力電圧をサンプル・ホールドし補助電圧検出信号として出力する補助電圧検出回路とを設け、前記補助電圧検出信号を前記入力電圧検出信号に代えて前記電圧・周波数変換回路に入力することを特徴とする請求項１記載の溶接電源装置である。
【００１２】
第３の発明は、前記電圧・周波数変換回路は、前記入力電圧検出信号又は前記補助電圧検出信号の値の増加に応じて前記キャリア周波数を高くすること、を特徴とする請求項１乃至請求項３記載の溶接電源装置である。
【発明の効果】
【００１３】
本発明では、商用交流電源を所定の脈流電圧を有する直流電圧に生成し、この直流電圧の値に基づいてキャリア信号の周波数が変化する。このとき脈流電圧の変動に応じてキャリア信号の周波数にわずかな周波数変調が生じ、この周波数変調に応じてインバータ回路の周期にもわずかな変調が生じる。
このとき、インバータ回路のスイッチング動作によって発生するスイッチングノイズは、インバータ回路の周期の変調によってスイッチングノイズが拡散されノイズのピークが減衰するスペクトル拡散の効果が生じる。このスペクトル拡散の効果によりスイッチングノイズが減衰し、ＥＭＩ規格が規定している所定のノイズレベルに抑制することが容易になり、購入が容易で廉価なラインフィルタの使用が可能となる。
【００１４】
さらに、本発明では、商用交流電源の電圧が急激に増大して、主変圧器に高い電圧が印加されたとき、商用交流電源の電圧に基づいてキャリア信号の周波数を高くし、主変圧器に印加される電圧と時間との積であるＶＴ積の値が、主変圧器を飽和させない所定のＶＴ積になるようにインバータ回路の導通時間を制限するので、商用交流電源の電圧が急激に増大しても主変圧器の飽和を防止できる。
上述より、本発明では、インバータ回路のスイッチングノイズの減衰に加えて主変圧器の飽和の防止効果もあり、高品質の溶接電源装置が実現できる。
【００１５】
第２の発明では、直流電圧の脈流に応じて補助電圧がわずかに変動し、この補助電圧の変動によってキャリア信号の周期にわずかな変調が生じる。インバータ回路のスイッチング動作によって発生するスイッチングノイズは、キャリア信号の周期の変調によってノイズが拡散され、スイッチングノイズのピークが減衰するスペクトル拡散効果を生じる。
さらに、商用交流電源の電圧が急激に増大して、主変圧器に高い電圧が印加されたとき、主変圧器に印加される電圧を補助巻線によって直接検出し補助電圧として出力し、この測定精度の良い補助電圧に基づいてキャリア信号の周波数を高くしインバータ回路の導通時間を制限すると、主変圧器の飽和防止の精度がさらに向上する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１は、本発明の実施形態１に係る溶接電源装置の電気接続図である。
同図において、直流電源回路は、１次整流回路ＤＲ１及び平滑コンデンサＣ１によって形成され、商用交流電源を整流及び平滑して所定の脈流電圧を有する直流電圧を出力する。
【００１７】
インバータ回路ＩＮＶは、相対向する第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４からフルブリッジを形成し、直流電圧を高周波交流電圧に変換して出力する。
【００１８】
主変圧器ＩＮＴは、インバータ回路ＩＮＶによって変換された高周波交流電圧をアーク加工に適した高周波交流電圧に変換し、２次整流回路ＤＲ２は、主変圧器ＩＮＴの出力を整流し直流リアクトルＤＣＬを介してトーチＴＨと被加工物Ｍとの間に電力を供給する。
【００１９】
図２は、本発明の入力電圧検出回路ＩＶの詳細図であり、脈流電圧を有する直流電圧を検出する直流電圧検出回路ＶＩと、直流電圧検出信号Ｖｉを電圧・周波数変換回路ＶＣＯの入力電圧レベルに変換し入力電圧検出信号Ｉｖとして出力する直流電圧変換回路ＬＣとで形成されている。
【００２０】
図１に示す電圧・周波数変換回路ＶＣＯは、入力電圧検出信号Ｉｖの値に基づいてキャリア信号である三角波形の周波数を変化する。このとき、例えば、入力電圧検出信号Ｉｖの値がαのとき、キャリア信号の周波数がβになる。続いて、入力電圧検出信号Ｉｖの値がαに対して３０％増大し１．３αとなると、キャリア信号の周波数も３０％高くなり１．３βとなり、入力電圧検出信号Ｉｖとキャリア信号の周波数とが比例関係になる。
【００２１】
図２は、本発明の入力電圧検出回路ＩＶの詳細図であり、脈流電圧を有する直流電圧を検出する直流電圧検出回路ＶＩと、直流電圧検出信号Ｖｉを電圧・周波数変換回路ＶＣＯの入力電圧レベルに変換する直流電圧変換回路ＬＣとで形成されている。
【００２２】
図３に示すパルス幅制御回路ＳＣは、誤差増幅回路ＥＩとパルス幅変調回路ＰＷＭとで形成され、誤差増幅回路ＥＩは、図１に示す出力検出回路ＶＤによって検出された、例えば、出力電圧検出信号Ｖｄの値と出力設定回路によって設定された、例えば、所定の出力電圧設定値Ｖｒとを誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｉを出力する。パルス幅変調回路ＰＷＭは、電圧・周波数変換回路ＶＣＯから供給されるキャリア信号の三角波形Ｖｃｏと誤差増幅信号Ｅｉとの比較に基づいて第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅をＰＷＭ制御する。
【００２３】
図４は、本発明の実施の形態の動作を説明するための波形タイミング図である。図４において、同図（Ａ）の波形は三相の商用交流電圧ＡＣを示し、同図（Ｂ）の波形は１次整流回路ＤＲ１によって整流された１次整流電圧Ｄｒ１を示し、同図（Ｃ）の波形は脈流電圧を有する直流電圧検出信号Ｖｉを示し、同図（Ｄ）の波形は入力電圧検出信号Ｉｖを示す。
【００２４】
次に、図４の波形タイミング図を用いて本発明の実施形態１の動作について説明する。
図１に示す整流回路ＤＲ１に図４（Ａ）に示す三相の商用交流電圧ＡＣが入力すると、整流して大きな脈流電圧を有する同図（Ｂ）に示す１次整流電圧Ｄｒ１を出力し、出力側に並列に設けた第１の平滑コンデンサＣ１によって平滑して所定の脈流電圧を有する直流電圧を出力する。
【００２５】
誤差増幅回路ＥＩは、例えば、出力電圧検出信号Ｖｄの値と出力電圧設定値Ｖｒとを誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｉを出力する。
【００２６】
直流電圧検出回路ＶＩは、直流電源回路によって整流及び平滑された脈流電圧を有する直流電圧を検出し、図４（Ｃ）に示す直流電圧検出信号Ｖｉとして出力する。そして、直流電圧検出信号Ｖｉを電圧・周波数変換回路ＶＣＯの入力電圧レベルに変換し入力電圧検出信号Ｉｖとして出力する。
【００２７】
電圧・周波数変換回路ＶＣＯは、図３（Ｄ）に示す入力電圧検出信号Ｉｖの時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２の脈流の電圧変動に応じて、キャリア信号である図示省略の三角波形の周波数ににわずかな周波数変調が発生する。
【００２８】
図３に示すパルス幅変調回路ＰＷＭは、誤差増幅信号Ｅｉとわずかな周波数変調を有する三角波形Ｖｃｏとの比較に基づいて第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅をＰＷＭ制御する。
【００２９】
インバータ駆動回路ＳＲは、第１の出力制御信号Ｓｃ１に応じて相対向する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を駆動し、第２の出力制御信号Ｓｃ２に応じて相対向する第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を駆動する。このとき、キャリア信号である三角波形のわずかな周波数変調に応じて第１の出力制御信号Ｓｃ１乃至第４の出力制御信号Ｓｃ４のパルス幅にも図示省略のわずかな変調が生じる。
【００３０】
インバータ回路の第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４の導通及び遮断時に非常に大きなスイッチングノイズが発生する。しかし、第１のスイッチング素子ＴＲ１乃至第４のスイッチング素子ＴＲ４の周期にわずかな周波数変調が生じ、この周数数変調によって導通及び遮断の周期にわずかなずれが生じ、このわずかなずれによってスイッチングノイズが拡散され、スイッチングノイズのピークが減衰するスペクトル拡散が生じる。
【００３１】
上述より、スイッチングノイズがスペクトル拡散されてノイズのピークが減衰することにより、電気機器等に設けられているＥＭＩ規格の適合が容易になる。そして、商用交流電源側へのノイズの逆流による他の電子機器等への影響（例えば、ノイズによる誤動作）が減少する。そして、スイッチングノイズの減少に応じて購入が容易で廉価なラインフィルタが使用できる。
【００３２】
次に、商用交流電源が急激に増大したときの動作について説明する。
図５は、商用交流電源が急激に増大したときの動作を詳細に説明するための波形の拡大タイミング図である。図５において、同図（Ａ）の波形は主変圧器ＩＮＴの入力電圧Ｖｉｎを示し、同図（Ｂ）の波形は主変圧器ＩＮＴの入力電流Ｉｉｎを示し、同図（Ｃ）の波形は入力電圧検出信号Ｉｖを示し、同図（Ｄ）の三角波形は電圧・周波数変換信号Ｖｃｏを示し、同図（Ｅ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｆ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示す。
【００３３】
図３に示すパルス幅変調回路ＰＷＭは、図５（Ｄ）に示す誤差増幅信号Ｅｉと入力電圧検出信号Ｉｖに含まれる脈流に応じて周波数がわずかに変化する三角波形Ｖｃｏとを比較し、時刻ｔ＝ｔ１のとき、図５（Ｅ）に示す第１の出力制御信号Ｓｃ１をＨｉｇｈレベルにし、時刻ｔ＝ｔ１〜ｔ２の期間、第１の出力制御信号Ｓｃ１のＨｉｇｈレベルを維持し、時刻ｔ＝ｔ２のとき第１の出力制御信号Ｓｃ１をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになる。そして、インバータ駆動回路ＳＲは、第１の出力制御信号Ｓｃ１のオン・オフに同期して相対向する第１のスイッチング素子ＴＲ１及び第４のスイッチング素子ＴＲ４を導通及び遮断する。
【００３４】
続いて、パルス幅変調回路ＰＷＭは、時刻ｔ＝ｔ３のとき、同図（Ｆ）に示す第２の出力制御信号Ｓｃ２をＨｉｇｈレベルにし、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ４の期間、第２の出力制御信号Ｓｃ２のＨｉｇｈレベルを維持し、時刻ｔ＝ｔ４のとき第２の出力制御信号Ｓｃ２をＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになる。そして、インバータ駆動回路ＳＲは、第２の出力制御信号Ｓｃ２のオン・オフに同期して相対向する第２のスイッチング素子ＴＲ２及び第３のスイッチング素子ＴＲ３を導通及び遮断する。
【００３５】
図５（Ｃ）に示す時刻ｔ＝ｔ５〜ｔ６において、商用交流電源が急激に増大すると、電圧・周波数変換回路ＶＣＯは、入力電圧検出信号Ｉｖの増加に応じてキャリア信号の三角波形Ｖｃｏの周波数を高くする。このとき、入力電圧検出信号Ｉｖの値が、例えば、３０％増大するとキャリア信号の三角波形Ｖｖｏの周波数も３０％高くなる比例関係にある。
【００３６】
時刻ｔ＝ｔ６において、入力電圧検出信号Ｉｖの増加がおさまり略一定になる。そして、パルス幅変調回路ＰＷＭは、誤差増幅信号Ｅｉと三角波形Ｖｃｏとを比較し、図５（Ｅ）及び（Ｆ）に示す第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅をＰＷＭ制御する。このとき、商用交流電源が増大した後の主変圧器ＩＮＴの入力電圧Ｖｉｎの１パルス当た時間Ｔ２（パルス幅）と入力電圧Ｖｉｎの電圧Ｖ２との積、商用交流電源が増大する前のＶＴ積は略一定になるように制御する。つまり、図５において、Ｖ２・Ｔ２＝Ｖ１・Ｔ１＝略一定となるように、入力電圧検出信号Ｉｖの値に基づいてキャリア周波数が制限される。
【００３７】
上述より、商用交流電源が急激に増大しても、主変圧器ＩＮＴのＶＴ積が飽和しない程度の値に制限するで、飽和の防止が可能となる。
【００３８】
さらに、パルス幅制御回路ＳＣの誤差増幅回路ＥＩは、出力電圧検出信号Ｖｄの値と出力電圧設定値Ｖｒとを誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｉを出力しているが、図示省略の出力電流検出信号Ｉｄの値と出力電流設定値Ｉｒとを誤差増幅して誤差増幅信号Ｅｉとして使用してもよい。
【００３９】
図６は、実施形態２に係る溶接電源装置の電気接続図である。
同図において、図１及び図９に示す溶接電源装置の電気接続図と同一符号の構成物は、同一動作を行うので説明は省略し、符号の相違する構成物についてのみ説明する。
【００４０】
図６に示す主変圧器ＩＮＴは、主変圧器ＩＮＴに補助巻線を設けインバータ回路によって印加される高周波交流電圧を所定の電圧に変換して出力する。
図７は補助電圧検出回路ＳＨＴの詳細図であり、補助巻線によって検出された高周波交流電圧を整流する補助整流回路ＤＲ３と、第１の出力制御信号回路Ｓｃ１又は第２の出力制御信号Ｓｃ２の立下りに同期してサンプル同期信号Ｓｔを出力するサンプル同期回路ＳＴと、サンプル同期信号Ｓｔに応じて１周期前の補助整流信号Ｄｒ３の電圧をサンプル・ホールドし補助電圧信号Ｓｈｔとして出力するサンプル・ホールド回路ＳＨとで形成されている。
【００４１】
図８は、商用交流電源が急激に増大したときの実施形態２の動作を説明する波形の拡大タイミング図である。図８において、同図（Ａ）の波形は補助整流信号Ｄｒ３を示し、同図（Ｂ）の波形は三角波形は電圧・周波数変換信号Ｖｃｏを示し、同図（Ｃ）の波形は第１の出力制御信号Ｓｃ１を示し、同図（Ｄ）の波形は第２の出力制御信号Ｓｃ２を示し、同図（Ｅ）の波形はサンプル同期信号Ｓｔを示し、同図（Ｆ）の波形は補助電圧信号Ｓｈｔを示す。
同図を用いて商用交流電源が急激に増大したときの動作について説明する。
【００４２】
図７に示す補助整流回路ＤＲ３は、補助巻線の出力電圧を整流して図８（Ａ）に示す補助整流信号Ｄｒ３として出力する。時刻ｔ＝ｔ１において、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化するとサンプル同期回路ＳＴは、同図（Ｆ）に示すサンプル同期信号Ｓｔを出力する。
【００４３】
サンプル・ホールド回路ＳＨは、図８（Ｅ）に示すサンプル同期信号Ｓｔに同期して、同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ１のときの補助整流信号Ｄｒ３の電圧をサンプル・ホールドして、同図（Ｆ）に示すサンプル・ホールドＳｈｔを出力する。そして、電圧・周波数変換回路ＶＣＯは、時刻ｔ＝ｔ１のサンプル・ホールド信号Ｓｈｔの値に基づいてキャリア信号の三角波形Ｖｃｏの１周期を決定する。
【００４４】
続いて、時刻ｔ＝ｔ２において、第２の出力制御信号Ｓｃ２がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化するとサンプル同期回路ＳＴは、サンプル同期信号Ｓｔを出力する。
【００４５】
サンプル・ホールド回路ＳＨは、図８（Ｅ）に示すサンプル同期信号Ｓｔに同期して、同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ２のときの補助整流信号Ｄｒ３の電圧をサンプル・ホールドして、同図（Ｆ）に示すサンプル・ホールドＳｈｔを出力する。このとき、電圧・周波数変換回路ＶＣＯは、１周期前の補助整流信号Ｄｒ３の電圧に対応したサンプル・ホールド信号Ｓｈｔの値に基づいて、キャリア信号の三角波形Ｖｃｏの１周期を決定する。
【００４６】
続いて、時刻ｔ＝ｔ３において、、第１の出力制御信号Ｓｃ１がＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルに変化するとサンプル同期回路ＳＴは、サンプル同期信号Ｓｔを出力する。
【００４７】
サンプル・ホールド回路ＳＨは、図８（Ｅ）に示すサンプル同期信号Ｓｔに同期して、同図（Ａ）に示す時刻ｔ＝ｔ３のときの補助整流信号Ｄｒ３の電圧をサンプル・ホールドして、同図（Ｆ）に示すサンプル・ホールドＳｈｔを出力する。そして、電圧・周波数変換回路ＶＣＯは、時刻ｔ＝ｔ３のサンプル・ホールド信号Ｓｈｔ値に基づいて、時刻ｔ＝ｔ３〜ｔ６のキャリア信号の三角波形Ｖｃｏの１周期を決定する。
このとき、時刻ｔ＝ｔ４において、補助整流信号Ｄｒ３の値が増加しても時刻ｔ＝ｔ３のサンプル・ホールド信号Ｓｈｔの値に基づいて決定した、キャリア信号の三角波形Ｖｃｏの１周期は維持される。
【００４８】
続いて、時刻ｔ＝ｔ５において、時刻ｔ＝ｔ４で増加した補助整流信号Ｄｒ３の電圧がサンプル・ホールドされ、１周期遅れでキャリア信号の三角波形Ｖｃｏの１周期が短くなる。
【００４９】
以後、図８（Ａ）に示す補助整流信号Ｄｒ３の値が増加に対応してキャリア信号の三角波形Ｖｃｏの１周期が順次短くなる。
【００５０】
時刻ｔ＝ｔ６において、補助整流信号Ｄｒ３の増加が略一定になり、パルス幅変調回路ＰＷＭは、誤差増幅信号Ｅｉと三角波形Ｖｃｏとを比較し、第１の出力制御信号Ｓｃ１及び第２の出力制御信号Ｓｃ２のパルス幅をＰＷＭ制御する。このとき、商用交流電源が増大した後の主変圧器ＩＮＴの入力電圧Ｖｉｎの１パルス当た時間Ｔ２（パルス幅）と入力電圧Ｖｉｎの電圧Ｖ２との積、商用交流電源が増大する前のＶＴ積は略一定になるように制御する。つまり、図５において、Ｖ２・Ｔ２＝Ｖ１・Ｔ１＝略一定となるように、入力電圧検出信号Ｉｖの値に基づいてキャリア周波数が１周期ごとに制限される。
【００５１】
上述より、主変圧器に印加される高電圧を補助巻線によって直接検出するので、印加電圧の測定精度が向上し、この印加電圧に基づいてキャリア信号の周期を制御すると、主変圧器の飽和防止の精度が向上する。
【００５２】
さらに、補助電圧信号Ｓｈｔの値は、直流電圧の脈流に応じてわずかな変動を生じ、この変動によってキャリア信号の周期にもわずかな変調が生じるので、実施の形態１と同様に、インバータ回路のスイッチング動作によって発生する大きなスイッチングノイズは拡散され、スイッチングノイズのピークが減衰するスペクトル拡散効果を生じる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施形態１に係る溶接電源装置の電気接続図である。
【図２】実施形態１の入力電圧検出回路の詳細図である。
【図３】実施形態１のパルス幅制御回路ＳＣの詳細図である。
【図４】実施形態１の動作を説明するための波形タイミング図である。
【図５】商用交流電源が急激に増大したとき波形の拡大タイミング図である。
【図６】施形実態２に係る溶接電源装置の電気接続図である。
【図７】実施形態２の補助電圧検出回路の詳細図である。
【図８】実施形態２の動作を説明するための波形タイミング図である。
【図９】従来技術の溶接電源装置の電気接続図である。
【符号の説明】
【００５４】
ＡＣ        交流商用電圧
Ｃ１        平滑コンデンサ
ＥＩ        誤差増幅回路
Ｅｉ        誤差増幅信号
ＤＲ１      １次整流回路
ＤＲ２      ２次整流回路
ＤＣＬ      直流リアクトル
ＩＶ        入力電圧検出回路
Ｉｖ        入力電圧検出信号
ＩＮＶ      インバータ回路
ＩＮＴ      主変圧器
ＬＣ        直流電圧変換回路
ＬＦ        ラインフィルタ
Ｍ          被加工物
ＳＣ        パルス幅制御回路
ＳＲ        インバータ駆動回路
Ｓｃ１      第１の出力制御信号
Ｓｃ２      第２の出力制御信号
ＴＨ        トーチ
ＴＲ１      第１のスイッチング素子
ＴＲ２      第２のスイッチング素子
ＴＲ３      第３のスイッチング素子
ＴＲ４      第４のスイッチング素子
ＰＷＭ      パルス幅変調回路
ＶＤ        出力検出回路
Ｖｄ        出力検出信号
ＶＩ        直流電圧検出回路
Ｖｉ        直流電圧検出信号
ＶＲ        出力設定回路
Ｖｒ        出力設定信号
ＶＣＯ      電圧・周波数変換回路
【図１】
2010017042.tif 000003
【図２】
2010017042.tif 000004
【図３】
2010017042.tif 000005
【図４】
2010017042.tif 000006
【図５】
2010017042.tif 000007
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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