(57)【要約】【課題】電力供給動作時の半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の一時的阻止の大きな利点を維持しつつ、基本周波数での回生動作の開始時における中間回路電圧の急な大きな変化を回避する。【解決手段】制御可能な半導体スイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）を装備したブリッジ回路を有する基本周波数スイッチング動作の系統側電力変換器（１０）の回生電力を調整するための方法およびその方法に従って動作する装置において、半導体スイッチの基本周波数スイッチング動作が、ブリッジ回路を介する電力流れの所望方向に依存して行なわれる。半導体スイッチのための制御信号（３０）が、基本周波数スイッチング動作と電力変換器のシステム量に依存した投入遅れとから導き出される。投入遅れが、その都度のシステム量に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性（φ1）に基づいて求められる。【選択図】図４
2010022187.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御可能な半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６）を装備したブリッジ回路を有する基本周波数スイッチング動作の系統側電力変換器（１０）の回生電力調整のための方法であって、
半導体スイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の基本周波数スイッチング動作が、ブリッジ回路を介する電力流れの所望方向に依存して行なわれ、
半導体スイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）のための制御信号（３０）が、基本周波数スイッチング動作と、電力変換器（１０）のシステム量に依存した投入遅れとから導き出され、
投入遅れが、その都度のシステム量に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性（φ1）に基づいて求められる方法。
【請求項２】
半導体スイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）のための制御信号（３０）が、基本周波数スイッチング動作と電力変換器（１０）に接続された中間回路（１４）の中間回路電圧（ｕDC）に依存した投入遅れとから導き出され、投入遅れが、中間回路電圧（ｕDC）に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性（φ1（ｕDC））に基づいて求められる請求項１記載の方法。
【請求項３】
特性（φ1（ｕDC））が投入遅れの漸次低減に有効な積分項だけ補足されている請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
特性（φ1（ｕDC））が調節器（３２）により実現されている請求項１乃至３の１つに記載の方法。
【請求項５】
電流制限のための限界値が、システム量、特に中間回路電圧（ｕDC）に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性（Ｉlim、1（ｕDC））に基づいて求められる請求項１乃至４の１つに記載の方法。
【請求項６】
特性（Ｉlim、1（ｕDC））が投入遅れの漸次低減に有効な積分項だけ補足されている請求項５記載の方法。
【請求項７】
投入遅れから負の遮断遅れが導き出される請求項１乃至６の１つに記載の方法。
【請求項８】
コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行される際に、コンピュータによって実行可能な請求項１乃至７の１つに記載の方法を実現するためのプログラムコード命令を有するコンピュータプログラム。
【請求項９】
コンピュータによって実行可能な請求項８記載のコンピュータプログラムを有する記憶媒体。
【請求項１０】
制御可能な半導体スイッチ（Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６）を装備したブリッジ回路を有する基本周波数スイッチング動作の系統側電力変換器（１０）を備えた電力変換装置であって、
半導体スイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）の基本周波数スイッチング動作が、ブリッジ回路を介する電力流れの所望方向に依存して行なわれ、
基本周波数スイッチング動作と、電力変換器（１０）のシステム量に依存した投入遅れとから半導体スイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）のための制御信号（３０）を導き出すための手段を備え、かつ
投入遅れが、その都度のシステム量に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性（φ1）に基づいて投入遅れを求めるための手段を備えた電力変換装置。
【請求項１１】
基本周波数スイッチング動作と、電力変換器（１０）に接続された中間回路（１４）の中間回路電圧（ｕDC）に依存した投入遅れとから半導体スイッチ（Ｔ１〜Ｔ６）のための制御信号（３０）を導き出すための手段と、
中間回路電圧（ｕDC）に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性（φ1（ｕDC））に基づいて投入遅れを求めるための手段と
を備えた請求項１０記載の電力変換装置。
【請求項１２】
請求項８記載のコンピュータプログラムが格納されている請求項１０又は１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
請求項８記載のコンピュータプログラムの実行のために設けられた制御信号を導き出すための手段ならびに投入遅れを求めるための手段としての処理ユニットを備えた電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、制御可能な半導体スイッチを備えたブリッジ回路を有する基本周波数スイッチング動作の系統側電力変換器の回生電力の調整、特に可変調整のための方法と、この方法を実施するために設けられた装置、即ちこの種の電力変換器およびこの種のブリッジ回路を備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換器とその動作方法は公知である（例えば特許文献１および特許文献２参照）。電力変換装置又は電力変換回路は、少なくとも１つの系統側接続部と、そのための系統側接続部として設けられ電流通路として働く相線路、３相系統への接続の場合には３つの相線路とを含み、それから電力変換機能を実現するブリッジ回路を有する本来の電力変換器と、電力変換器の出力端子側における中間回路とを含み、電力変換器の第１の出力端子が第１の中間回路端子をなし、電力変換器の第２の出力端子が第２の中間回路端子をなす。これら両中間回路端子間には、動作時、電力変換に基づいて直流電圧としてもたらされる中間回路電圧が印加される。中間回路電圧の緩衝および平滑のために、一般に中間回路端子間には中間回路コンデンサが配置されている。
【０００３】
動作時に生じる中間回路への正の電力流れの際、電力変換器は近似的に所謂Ｂ６ダイオードブリッジのように動作する。何故なら、電力変換器に含まれるダイオードのみが電流を導き、ダイオードに各々逆並列に半導体スイッチとして配置されているトランジスタが無電流だからである。これとは逆に中間回路から系統への電力流れの際、ダイオードは阻止方向にあり、電流に対し、個々のトランジスタの適切な作動によって各時点で系統への正しく１つの通流路が可能になる。電力変換器を構成するブリッジ回路のための有利な回路は、受動的な並列ダイオードブリッジを含んだ所謂ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）のＢ６ブリッジであり、これは、１つの電力方向における純粋に受動的な動作、即ち、例えば中間回路への電力流れのための動作と、能動的な電力供給／回生の動作、即ち、例えば中間回路から系統への電力の流れのための動作とを可能にする。基本周波数動作においては、以下において概して半導体スイッチと称するトランジスタの制御のためのスイッチングエッジが、所謂自然転流時点にあり、従って３相交流系統における系統電圧の交点にある。３相交流系統における系統電圧は、回路又は装置に個別の電流通路、即ち以下においてＲ、Ｓ、Ｔにて示す３相交流系統線路を介して供給され、３相交流系統はそれらの線路を介して供給される系統電圧ＵR、ＵS、ＵTを有する。
【０００４】
電力変換器の基本周波数スイッチング動作は、その使用を有意義にする幾つかの利点を持つ。電流バルブとも呼ばれ得る半導体スイッチの高周波スイッチング動作が行なわれないことから、例えばスイッチング損失が低下し、そして更に簡単かつ安価な転流リアクトルおよび系統フィルタの使用が可能となり、結局は、例えば過大なモータ軸受電流を生じさせるシステム振動の少ない励起が可能となる。結局のところ、この種の電力変換器の動作は、一般に系統障害、系統非対称等に対して頑強である。
【０００５】
しかしこの従来の動作様式の著しい欠点は、電力変換器の無負荷時又は軽負荷時に比較的大きな無効電力需要が生じることにある。これは、使用者の配電系統に負担をかけ、かつエネルギーコストの増大をもたらす。そのため、技術の移転又は商品化が困難になる。他の欠点は、系統電圧の異常低下時に中間回路電圧が系統電圧に追従し、それに伴って中間回路において緩衝のための蓄積エネルギーが失われていくことである。
【０００６】
この欠点を回避する簡単な措置は、系統へのエネルギー回生が必要な際にのみ半導体スイッチを投入することである。そのための簡単な判断基準は、例えば閾値を上回る中間回路電圧の上昇であってよい。例えば中間回路電圧が下方の閾値を下回るや否や、又は系統への有効電流が平均的に定められた値を下回るや否や、回生、つまり半導体スイッチの制御が再び停止される。
【０００７】
この措置での安定な動作状態および十分な効果を達成するには、両閾値があまりにも接近し過ぎてはならない。それに加えて、系統電圧および自然の直流電圧が大きな変動を免れ得ず、この大きな変動のため両閾値は同様に十分な間隔を持たねばならない。更に、エネルギー緩衝要素として働く中間回路は、負荷変動時に、両閾値の間隔が大きければ大きいほど一層有効に利用される。しかし、動作時の中間回路電圧の急変は、作動させるべきプロセス／作動させるべきアプリケーションに対し不都合な影響を及ぼし、例えば電気駆動装置におけるトルク精度の低下と、それに伴う目標位置からのずれをもたらす。
【０００８】
上述の問題は、従来、例えばコスト上昇と不所望の電圧降下増大という欠点を伴う大きな転流インダクタンスの使用又はコスト上昇という欠点を伴う大きな中間回路コンデンサの使用によって解決されてきた。或いは、短い調節器クロックの要求又は付加的に必要な回路技術的措置の故に、同様にコスト上昇という欠点を伴う中間回路における電圧変動の調節技術的補償により解決されてきた。
【０００９】
ある時点での電力変換器の動作モードが、電力変換器への目下の電力要求にとって不適切であるとみなされる際、基本周波数での非調節動作とスイッチングによる電圧調節動作との間で切換えが行なわれる電力変換器は公知である（例えば特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】独国特許出願公開第１０２００５０１２１５０号明細書
【特許文献２】独国特許出願公開第１０２００６０１５０３１号明細書
【特許文献３】独国特許出願公開第１０２００６０２８１０３号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従って本発明の課題は、基本周波数での電力供給／電力回生の制御のための方法であって、モータ供給動作時におけるトランジスタＴ１〜Ｔ６の一時的阻止の上記の大きな利点（系統故障時におけるダイオードブリッジの頑強な特性、無負荷および部分負荷時における付加的な高調波−無効電力需要がないこと、低減されたスイッチング損失）を維持すると同時に、基本周波数での回生動作の開始時における中間回路電圧の急な大きな変化を回避する方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
この課題は、本発明によれば、請求項１の特徴事項により解決される。これに関しては、制御可能な半導体スイッチを装備したブリッジ回路を有する基本周波数スイッチング動作の系統側電力変換器の回生電力を調整する方法において、半導体スイッチの基本周波数スイッチング動作が、ブリッジ回路を介する電力流れの所望方向に依存して行なわれ、半導体スイッチのための制御信号が、一方では基本周波数スイッチング動作から、他方では電力変換器のシステム量、特に電力変換器に接続された中間回路の中間回路電圧に依存した投入遅れから導き出され、そして投入遅れが、その都度のシステム量、特に中間回路電圧に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性に基づいて求められる。ここで「依存して」とは、例えば中間回路電圧が乗法的に含まれている中間回路電力も「中間回路電圧に依存して」として解釈されるように、広義に解釈すべきである。上述の課題は、同様に、最初の独立請求項１０の特徴を有する対応する装置により解決され、装置、即ち電力変換装置は個々の方法ステップを実行するための手段によって特徴付けられる。
【００１３】
本発明の有利な構成は下位請求項の対象である。その際、従属関係は、各下位請求項の特徴によって独立請求項の対象の更なる発展を指摘するものである。これらは、従属した下位請求項同士の特徴の組合せについての、独立した具象的な保護を放棄するものとして解すべきではない。更に、下位請求項の特徴のより詳細な具象化における請求項の解釈に関しては、この種の限定が先行する各請求項には存在しないとして出発すべきである。
【００１４】
本発明は、基本周波数動作における電圧依存性の回生作動の簡単かつ頑健な実現の可能性を提供する。突然の回生作動の回避によって中間回路電圧の急降下および系統電流の急上昇が次の利点を伴って回避される。
（１）中間回路電圧の補償されない変化による駆動装置でのトルクの乱れが回避される。
（２）回生作動のための中間回路電圧閾値を高くできる（回生作動時の大きな電流駆動差電圧）。従って負荷変動時の中間回路のエネルギー緩衝をより良好に利用できる。特に電力効率改善、系統障害時における動作続行可能性、熱的負担の改善がもたらされる。
（３）必要ならば、特別な用途のための中間回路電圧の増大／調節が実現可能である（例えば所謂チョッパの動作特性が僅かなコストで実現可能である）。
（４）使用者における基本周波数動作のより高い採用（何故ならば、回生が必要な場合にのみ行なわれるからである）。
（５）電力変換器および追加構成要素の熱的負担の平均的な低減。
（６）制御領域の低減のために提案された試みにおいて、半導体スイッチのスイッチング周波数の増大がない。
（７）低コストでの実現（追加的な構成部分費用又は製造費用がない）。
（８）基本周波数動作の従来の実現手段に対して互換性がある。
【００１５】
個々の半導体スイッチを制御するのための制御信号は、本発明に従って動作する電力変換器に特有である。
【００１６】
更に既に概略的に述べかつ以下において詳述する方法は、好ましくはソフトウェアおよび／又はファームウェア（ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ等におけるＶＨＤＬ等に基づくマイクロコード）にて実現されるので、本発明は、コンピュータによって実行可能なプログラムコード命令又はマイクロコード命令を有するコンピュータプログラムにも関する。その限りにおいて、本発明は、コンピュータによって実行可能なこの種のコンピュータプログラムを有する記憶媒体と、この種のコンピュータプログラムが格納されている電力変換装置にも関する。従って更に本発明は、基本周波数スイッチング動作と電力変換器に接続された中間回路の中間回路電圧に依存した投入遅れとから半導体スイッチのための制御信号を導き出すための手段および中間回路電圧に依存して予め与えられる又は予め与え得る特性に基づいて投入遅れを求めるための手段として、プロセッサ等の如き処理ユニットを備えた電力変換装置であって、処理ユニットにはコンピュータプログラムが既述の如く搭載されているおよび／又は処理ユニットがこの種のコンピュータプログラムを実行するように定められかつ用意されている電力変換装置にも関する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は３相交流系統における半導体スイッチを含むブリッジ回路を備えた電力変換器の回路図である。
【図２】図２は制御ロジックの基礎をなす制御領域を用いた半導体スイッチの制御ロジックの説明図である。
【図３】図３は短縮された制御領域を用いた回生の模範的な経過図である。
【図４】図４は短縮された制御領域の説明図である。
【図５】図５は第１の定常動作点に関して平均的な系統電流およびこれに相関させられた平均的な中間回路電圧の制御領域の大きさへの依存性を示す波形図である。
【図６】図６は第２の定常動作点に関して平均的な系統電流およびこれに相関させられた平均的な中間回路電圧の制御領域の大きさへの依存性を示す波形図である。
【図７】図７は第３の定常動作点に関して平均的な系統電流およびこれに相関させられた平均的な中間回路電圧の制御領域の大きさへの依存性を示す波形図である。
【図８】図８は制御領域の大きさを求めるための調節回路のブロック図である。
【図９】図９は本発明による試みに基づいて短縮された制御領域を有しかつ低減された電圧勾配が明白にされた回生の模範的な経過図である。
【図１０】図１０は回生の終了のための低減された限界値を求めるための調節回路のブロック図である。
【図１１】図１１は本発明の付加的な特徴による電流限界の低減のための模範的な経過図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図面に基づき本発明の実施例を更に詳細に説明する。全ての図において、互いに対応する対象又は要素には同じ参照符号を付している。その実施例又は各実施例は本発明の制限として理解すべきではない。むしろ、ここでの開示の枠内において多数の変化および変更が可能であり、特に、例えば次のような変形、要素および組合せが可能である。即ち、一般的に又は特別な記載部分に説明されていてかつ請求項および／又は図面に含まれている特徴又は要素又は方法ステップに関連した個々のものの組合せ又は変更によって専門家が課題解決を考慮して取出すことができる変形、要素および組合せであり、そして組合せ可能な特徴によって新たな対象又は新たな方法ステップ又は方法ステップ列をもたらす変形、要素および組合せである。
【００１９】
図１は３相系統１２における電力変換器１０の接続および構成を概略的に示す。電力変換器１０は、可制御半導体スイッチＴ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５、Ｔ６および逆並列のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を備えたブリッジ回路、特にＩＧＢＴ−Ｂ６ブリッジとして構成されたブリッジ回路を含む。
【００２０】
電力変換器１０の出力端に中間回路１４が後続接続されている。中間回路１４は中間回路コンデンサ１６を含み、該コンデンサ１６を介して動作時に中間回路電圧ＵDCが降下する。中間回路コンデンサ１６に、普通の回路要素符号に応じてＣDCをも付している。動作時、中間回路１４に負荷として一般に、ここには図示しない駆動装置が接続される。
【００２１】
電力変換器１０の内、多数の上側半導体スイッチＴ１〜Ｔ３、図示の場合には３つの上側半導体スイッチＴ１〜Ｔ３が、電力変換器１０の動作時に第１の中間回路電位にある第１の中間回路端子１８に接続されている。これに対応して、多数の下側半導体スイッチＴ１〜Ｔ３、図示の場合には３つの下側半導体スイッチＴ１〜Ｔ３が、電力変換器１０の動作時に第２の中間回路電位にある第２の中間回路端子２０に接続されている。第１および第２の中間回路端子１８、２０間に中間回路コンデンサ１６が接続されておち、これら中間回路端子１８、２０に印加される電位の間の電位差が中間回路電圧ｕDCに相当する。
【００２２】
入力側において電力変換器１０は系統１２に接続され、しかも系統側の相線路２２、２４、２６を介して次のように接続されている。即ち、各相線路２２〜２６が、その都度１つずつ上側および下側の半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の間の中間接続点に接続されている。各相線路２２〜２６は転流リアクトルＬCを含み、各相線路２２〜２６に系統電圧ｕR、ｕS、ｕTによって決定される電流ｉR、ｉS、ｉTが流れる。供給系統１２に関して、各相線路Ｒ、Ｓ、Ｔに、各１つの系統インダクタンスＬNetzを示している。
【００２３】
半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の制御のためのスイッチングエッジが、基本周波数での動作時については、所謂自然転流時点、即ち正弦波状系統電圧ｕR、ｕS、ｕTの交点又は線間電圧ｕRS、ｕST、ｕTRの零通過点、又はこのような自然転流時点の近傍にあり、スイッチングエッジの位置は、場合によっては最適化によって改善され得る。
【００２４】
図２は、それに関して基本周波数での半導体スイッチの制御ロジックを説明すべく、０°〜３６０°の１つの系統周期を概略的に示す。図２の左側の表示を以下領域図と呼び、それに書き込んだ０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００°の領域境界において、２つの半導体スイッチＴ１〜Ｔ６間での切換（転流）が行なわれる。例えば、０°においてＴ５とＴ６で示す半導体スイッチ間の切換が行なわれる。中間回路１４における正の電力流れの場合、電力変換器１０が近似的にＢ６ダイオードブリッジと同様に動作する。何故なら、ダイオードＤ１〜Ｄ６が電流を導き、これらの各々に逆並列に配置された半導体スイッチＴ１〜Ｔ６が無電流だからである。中間回路１４から系統１２への電力流れの際には、ダイオードＤ１〜Ｄ６が阻止方向にあって、あらゆる時点でその都度作動状態にある半導体スイッチＴ１〜Ｔ６を介する系統１２への１つの経路を電流に対し可能にする。
【００２５】
電力変換器の基本周波数スイッチング動作は、その使用を有意義にする幾つかの利点によって優れている。電流バルブとも呼ばれる半導体スイッチの高周波スイッチングが行なわれないことから、例えばスイッチング損失が低下し、更に簡単で低コストの転流リアクトルおよび系統フィルタが使用可能となり、結局は、例えば高いモータ軸電流をもたらし得るシステム振動の励起が低減される。結局のところ、この種の電力変換器の動作は、一般的に系統障害、系統非対称等に対して頑強である。
【００２６】
勿論、このような動作様式の欠点として、電力変換器の無負荷時又は軽負荷時に比較的大きな無効電力需要が生じ、このことが使用者における配電系統の負担およびエネルギーコストの増大を招く。更に、系統電圧の異常低下時、中間回路電圧ｕDCが系統電圧に追従するので、中間回路に蓄積された緩衝用のエネルギーが失われていく。
【００２７】
この欠点を回避するための簡単な措置は、系統へのエネルギー回生が必要な際にのみ半導体スイッチＴ１〜Ｔ６を投入することである。そのための簡単な判断基準は、例えば上方の閾値ｕDC1を超える中間回路電圧ｕDCの上昇であってよい。例えば中間回路電圧ｕDCが下方の閾値ｕDC2以下に低下し、又は系統への有効電力が平均的に規定値以下に低下するや否や、回生、即ち半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の制御を再び停止するとよい。
【００２８】
この措置の安定な動作状態および十分な働きを達成すべく、両閾値ｕDC1、ｕDC2を互いに接近させすぎてはならない。更に、系統電圧およびそれに伴う自然整流電圧が大きな変動を免れ得ず、この大きな変動のために両閾値は同様に十分な間隔を持たなければならないエネルギー緩衝要素として働く中間回路は、負荷変動時に両閾値ｕDC1、ｕDC2の間隔が大きければ大きいほど一層良好に利用される。
【００２９】
模範的な経過を図３に示す。図３は中間回路電圧ｕDC、有効電流および系統相電流の時間的経過を示す。中間回路１４（図１）のモータ負荷においてｔ＝−１２０ｍｓで先ず中間回路電圧ｕDCが低下し、高調波を含んだ有効電流Ｉが内部のＢ６ダイオードブリッジを介して流れる。その際に半導体スイッチＴ１〜Ｔ６は阻止されている。しかる後にモータ負荷が低下し、ほぼｔ＝−１０ｍｓから中間回路１４がその接続負荷により充電される。ある特定の時点（ここではｔ＝０におけるｕDC＞ｕDC2）で、自然転流時点での半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の基本周波数制御が作動させられる。直ちに全回生電力が利用可能なので、中間回路電圧ｕDCが非常に速やかに（中間回路コンデンサ１６の大きさと、系統インダクタンスＬNetzと、系統および中間回路の電圧差とに依存して）低下し、この低下速度は図示の場合には２０Ｖ／ｍｓよりも大きい。
【００３０】
中間回路電圧ｕDCの急速な変化は、動作させるべきプロセス／動作させるべきアプリケーションに対して不都合な影響を及ぼす。不都合な影響とは、例えば電気駆動装置におけるトルク精度の低下である。
【００３１】
従来上述の問題は、例えばコスト上昇と不所望の付加的な電圧降下という欠点を伴う大きな転流インダクタンスＬCの使用によってか、コスト上昇という欠点をともなう大きな中間回路コンデンサ１６の使用によって解決されてきた。或いは、短い調節器クロックの要求又は付加的に必要な回路技術的措置の故に、同様にコスト上昇という欠点を伴う駆動装置におけるｕDC−電圧変動の調節技術的補償により解決されてきた。
【００３２】
基本周波数での動作、即ち系統周波数での動作は、供給方向のエネルギー流れも回生方向のエネルギー流れも可能にするが、可調節ではない。即ち、系統電流および中間回路電圧ｕDCが規制なしに現在の系統電圧および中間回路負荷に依存して生じる。回生に関しては、半導体スイッチＴ１〜Ｔ６が系統周波数の拍子で制御されることが特徴的である。
【００３３】
本発明による試みは、回生電力の低減が達成され、そのため中間回路電圧ｕDCのゆっくりとした変化が結果として生じるようにトランジスタの制御を変更することを目指す。これは、特に先行するダイオードブリッジ動作の際の回生受入時点に対し有意義である。
【００３４】
そのため、幾つかのシステム量、好ましくは中間回路電圧ｕDC、中間回路電流、系統電圧、例えば接続されている負荷又は接続されているインバータ等からの外部信号に依存した、或いは前述のシステム量に間接的又は直接的に関係する1つ以上のシステム量、例えば中間回路電力（Ｐ＝ｕDC×ｉDC）に依存した制御領域（図２参照）の低減および／又はこの種のシステム量のうちの１つ以上のシステム量、好ましくは中間回路電圧ｕDCに依存した電流限界の低減を提案する。詳細は次のとおりである。
【００３５】
制御領域の低減
制御領域の縮小によって回生電力に影響を及ぼすことを提案する。半導体スイッチＴ１〜Ｔ６として働くトランジスタを、自然転流時点（図２）ではなくて、遅れて投入し早く再び遮断する。図４は、これを例示的に第１の領域（Ｉ）について示し、半導体スイッチＴ１〜Ｔ６として使用されるトランジスタの内の２つ、即ちＴ１、Ｔ６として示したトランジスタを、系統角０°〜６０°まで投入するのではなく、系統角φ1〜φ2迄投入する。その他の時間中は全ての半導体スイッチＴ１〜Ｔ６がオフ状態にあり、回生は不可能であう。従って、φ1の値はその都度の半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の投入遅れをもたらす。これに対しφ2の値は半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の遮断をもたらし、ここおよび以下において負の遮断遅延と呼ぶことにする。
【００３６】
図５〜７は、例示的に３つの定常動作点に関し、系統電流およびそれに伴う平均中間回路電圧ｕDCが、どのように制御領域の大きさに依存するかを示す。好ましくはφ2が、φ2＝６０°−φ1＞３０°が当てはまるように選ばれる。個別的には、図５が２０ｋＷの回生電力についての状態を示し、φ1＝６０°−φ2＝１５°での制御領域低減によって結果として生じる約６９０Ｖの平均中間回路電圧ｕDCがもたらされる。図６は２０ｋＷの回生電力についての状態を示し、φ1＝６０°−φ2＝７．５°での制御領域低減によって結果として生じる約６２０Ｖの平均中間回路電圧ｕDCがもたらされる。最後に、図７は２０ｋＷの回生電力および全制御領域（φ1＝６０°−φ2＝０°）において結果として生じる約５５０Ｖの平均中間回路電圧ｕDCがもたらされる状態を示す。図５〜図７の中心に、各半導体スイッチＴ１〜Ｔ６を制御するための制御信号（制御信号３０）を示している。
【００３７】
中間回路電圧ｕDCに依存した角度φ1の調整のために、少なくとも次の試みが考慮の対象になる。
【００３８】
１．中間回路電圧上昇時における回生電力の連続的な増大のためのφ1（ｕDC）特性、
ｕDC、min＜ｕDC＜ｕDC、maxについては、
φ1（ｕDC）＝（１−（ｕDC−ｕDC、min）／（ｕDC、max−ｕDC、min））φ1、max
ｕDC≧ｕDC、maxについては、
φ1（ｕDC）＝０
である。
ｕDC≦ｕDC、minについては、
φ1（ｕDC）＝φ1、max
この場合、ｕDC、max以上では全回生電力が得られ、ｕDC、min以下では制御領域が最小である。既述のように、トランジスタは他のｕDC閾値以下では持続的に阻止される。なぜならば、その際には回生がもはや必要なく、それにより系統と中間回路との間における反転充電電流が回避されるからである。又は、
【００３９】
２．持続的な回生動作時に全制御領域で動作可能にすべく、即ちφ1＝０を達成するために積分項だけ拡張された１．における特性と同様のφ1（ｕDC）特性、例えば回生開始時に先ず初期値φ1、max、Initを使用し、その後に例えばディジタルによる具現化の場合には各走査ステップにおいて制御領域を大きさΔφ1だけ繰り返し増大する。即ち、
φ1、max（ｋ＋１）＞０については、
φ1、max（ｋ＋１）＝φ1、max（ｋ）−Δφ1
その他については、
φ1、max（ｋ＋１）＝０
である。又は、
【００４０】
３．特に（制限およびアンチワインドアップ機能を有する）積分成分も有し得る完全な調節（アナログ／ディジタル）。図８は、そのための調節回路のブロック図を示し、この調節回路は、調節器３２として示す中間回路電圧調節器と、区間３４として示す次の組合せとを備える。即ち、半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の制御のための制御ロジックと電力変換器１０の組合せである。調節器３２の詳細表示によれば、調節器３２は、調節のための比例チャンネルである比例要素（Ｐ要素）として働く第１の機能ブロック３６と、調節のための積分成分を実現する積分要素（Ｉ要素）として働く第２の機能ブロック３８と、積分チャンネルの比例ゲインを実現する比例要素（Ｐ要素）として働く第３の機能ブロック４０と、守るべき物理的な限界値に操作量を制限する制限要素（アンチワインドアップ要素）として働く第４の機能ブロック４２とを含む。制限された信号と制限されない信号との差を調節器入力に帰還することで、調節器が領域制限のために入力目標値を達成できない場合に積分器が限界値に向かうことを防止する。調節器３２が、指令量ｕDC、Sollと制御量ｕDC、Istに基づき、制御領域量のための値として始点φ1と終点φ2を供給し、φ1とφ2が半導体スイッチを制御するための制御ロジックのために使用される。
【００４１】
制御領域量の急速すぎる変化を回避するために、一般的に、影響を及ぼすシステム量、ここではｕDCが、現在の制御領域量を求める前に予めフィルタ又は平滑される（例えばＰＴ１要素により行なわれる）。
【００４２】
図９は、図３に対比させて、上記２．で概略説明した提案方法の使用による少ない電圧勾配を示す。駆動装置の加速のため、先ず有効電力が系統１２（図１）から摂取され、中間回路電圧ｕDCが降下する。系統からの電力取出しを、回転数４４のグラフと供給有効電力４６のグラフにより示している。加速ランプ関数の終端では、回転数のオーバーシュートのために短時間エネルギーが戻される（ｔ＝０から）。中間回路電圧ｕDCが上昇し、６６０Ｖから回生が小さな制御領域でもって開始され、下方の電圧閾値を下回った際に、又は正の有効電力要求時に、再び停止される。ｔ＝３２０ｍｓから駆動装置のブレーキのために再び回生が始まる。その際、持続的な回生動作で連続した１２０°電流区間に、従って最小数のスイッチング動作に到達するよう、制御領域が徐々に再び拡大される。
【００４３】
電流限界の低減
基本周波数での動作と同様に純粋に制御される方法では、中間回路負荷と系統電圧に依存した系統電流が生じる。半導体スイッチＴ１〜Ｔ６を損傷させ得る過電流から電力変換器１０を保護すべく、従来技術に基づいて迅速な電流監視および半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の遮断のための回路が実現される。この回路は、一般に、予め与えられた又は予め与え得る電流閾値Ｉlim、1が超過された際に、過電流に関係する半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の制御信号３０を中断するように構成される。１つ以上のブリッジアームにおけるパルス阻止の代わりに、その都度対向する半導体スイッチＴ１〜Ｔ６が投入されてもよい。電流が下方の閾値Ｉlim、2を再び下回った際（ヒステリシス）又は定められた待ち時間が経過した際に、再び通常の制御が可能にされる。
【００４４】
図２に示す基本周波数での電力変換器動作において、回生時における前述の電流制限を動的にシステム量に依存して、ここでは特に中間回路電圧ｕDCに依存して適合化することを提案する。制御領域低減のための試みと同様に、これは次により行なわれる。即ち、
【００４５】
１．中間回路電圧上昇時における回生電力の連続的な増大のためのＩlim、1（ｕDC）特性
ｕDC、min＜ｕDC＜ｕDC、maxについては、
Ｉlim、1（ｕDC）＝Ｉ0＋（（ｕDC−ｕDC、min）／（ｕDC、max−ｕDC、min））
×Ｉlim、max
ｕDC≧ｕDC、maxについては、
Ｉlim、1（ｕDC）＝Ｉ0＋Ｉlim、max
ｕDC≦ｕDC、minについては、
Ｉlim、1（ｕDC）＝Ｉ0
である。
この場合に、ｕDC、max以上では全回生電力が得られ、ｕDC、min以下では許容相電流は最小である。既に述べたようにトランジスタＴ１〜Ｔ６は他のｕDC閾値以下では持続的に阻止されている。なぜならば、その際には回生がもはや不要であり、従って系統と中間回路との間における反転充電電流が回避されるからである。又は、
【００４６】
２．持続的な回生動作時に全制御領域で動作するため、即ち、Ｉlim、1（ｕDC）＝Ｉ0＋Ｉlim、maxを達成するために積分項だけ拡張された１．における特性と同様のＩlim、1（ｕDC）特性、例えば、回生開始時に先ず初期値Ｉlim、max、Initが使用されとよく、その後に例えばディジタル的実現の場合には各走査ステップにおいて制御領域が大きさΔＩ1だけ繰り返し増大される。即ち、
Ｉlim、max（ｋ＋１）＞０については、
Ｉlim、max（ｋ＋１）＝Ｉlim、max（ｋ）−ΔＩ1
その他については、
Ｉlim、max（ｋ＋１）＝Ｉ0
である。又は、
【００４７】
３．特に制限およびアンチワインドアップ機能を有する積分成分も有し得る完全な調節（アナログ／ディジタル）。図１０は、そのための調節回路のブロック図を示し、この調節回路は、調節器３２として示す中間回路電圧調節器３２と、区間３４として示す次の組合せとを備えている。即ち、電流制限要素と電力変換器１０との組合せである。調節器３２の詳細表示によれば、調節器３２は、比例要素（Ｐ要素）として働く第１の機能ブロック３６と、積分要素（Ｉ要素）として働く第２の機能ブロック３８と、比例要素（Ｐ要素）として働く第３の機能ブロック４０と、制限要素（アンチワインドアップ要素）として働く第４の機能ブロック４２とを含む。個々の機能ブロックの機能については、更に上述の図８に関連した説明を参照されたい。調節器３２が、指令量ｕDC、Sollおよび制御量ｕDC、Istに基づいて電流制限のための限界値をＩlim1およびＩlim2として供給する。
【００４８】
図１１は、１．において提案した電流限界の低減のための例示的な経過を示している。中間回路１４から系統１２への供給される負荷は固定で２０ｋＷと仮定している。中間回路電圧ｕDCの上昇に伴い、半導体スイッチＴ１〜Ｔ６を介する許容電流が高められる。系統周波数での動作による電流の基本的な形状は維持されたままである。
【００４９】
電流限界の低減のために提案する試みの場合、半導体スイッチＴ１〜Ｔ６の系統周波数でのスイッチング動作に対する要求は放棄する。何故ならば、このような要求が電流制限のための２点スイッチングの故にもはや実現できないからである。この変形はその限りでは任意選択的であり、念のために記載したに過ぎない。それにも係らずコンバータの保護のために制御領域の低減と電流制限の低減のための前述の試みの組合せは有意義である。
【符号の説明】
【００５０】
１０  電力変換器、１２  ３相系統、１４  中間回路、１６  中間回路コンデンサ、１８  第１の中間回路端子、２０  第２の中間回路端子、２２〜２６  相線路、３０  制御信号、３２  調節器、３４  区間、３６〜４２  機能ブロック、４４  回転数、４６  供給有効電力、Ｔ１〜Ｔ６  半導体スイッチ、Ｄ１〜Ｄ６  逆並列のダイオード、ＬC  転流リアクトル、ＬNetz  系統インダクタンス、Ｒ、Ｓ、Ｔ  相、ｉR、ｉS、ｉT  電流、Ｉlim、1、Ｉlim、2  電流閾値、ｕDC  中間回路電圧、ｕDC1、ｕDC2  電圧閾値、ｕR、ｕS、ｕT  相電圧、ｕRS、ｕST、ｕTR  線間電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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