(57)【要約】【課題】ＤＣ電源部の電圧を安定化する安定化電源回路において、回路構成部品のばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えるようにし、出力電圧のばらつきを少なくする。【解決手段】第１のＮＰＮトランジスタ１のコレクタをＤＣ電源部３の正出力端子に接続し、基準電圧部４を第１の抵抗５を介して第１のＮＰＮトランジスタ１のベースとＤＣ電源部３の負出力端子に接続し、ＰＮＰトランジスタ７のエミッタを第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタに接続しベースを第２の抵抗８を介して第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタに接続し、電圧検知部１０によりＰＮＰトランジスタ７のコレクタの電圧を分圧して出力し、電圧調整部１１をＤＣ電源部３と電圧検知部１０と第１のＮＰＮトランジスタ１のベースに接続する。電圧調整部１１は、電圧検知部１０の出力電圧に応じて電圧検知部１０の検知電圧が第１の所定電圧となるように出力電圧を調整するよう構成する。【選択図】図１
2010079638.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コレクタを直流電圧源であるＤＣ電源部の正出力端子に接続した第１のＮＰＮトランジスタと、一端を前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続し他端を第１の抵抗を介して前記ＤＣ電源部の負出力端子に接続した基準電圧部と、エミッタを前記ＤＣ電源部の負出力端子に接続しベースを前記第１の抵抗に接続した第２のＮＰＮトランジスタと、エミッタを前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続しベースを第２の抵抗を介して前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続するとともに第３の抵抗を介して前記第２のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続したＰＮＰトランジスタと、前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタあるいは前記ＰＮＰトランジスタのコレクタのいずれか一方の電圧を分圧して出力する電圧検知部と、前記ＤＣ電源部と前記電圧検知部と前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続した電圧調整部とを備え、前記電圧調整部は、前記電圧検知部の出力電圧に応じて前記電圧検知部の検知電圧が第１の所定電圧となるように出力電圧を調整するよう構成した安定化電源回路。
【請求項２】
電圧調整部は、コレクタをＤＣ電源部の正出力端子に接続しベースを第４の抵抗を介して前記ＤＣ電源部の正出力端子に接続しエミッタを第５の抵抗を介して基準電圧部に接続した第３のＮＰＮトランジスタと、カソードを前記第３のＮＰＮトランジスタのベースに接続しアノードを前記ＤＣ電源部の負出力端子に接続しリファレンスを電圧検知手段の出力に接続したシャントレギュレータにより構成した請求項１記載の安定化電源回路。
【請求項３】
基準電圧部は、カソードを第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続しアノードを第２の抵抗に接続した第１のツェナーダイオードにより構成した請求項１または２記載の安定化電源回路。
【請求項４】
基準電圧部は、第６の抵抗で構成した請求項１または２記載の安定化電源回路。
【請求項５】
基準電圧部は、第７の抵抗と第２のツェナーダイオードとの直列接続により構成した請求項１または２記載の安定化電源回路。
【請求項６】
第１のＮＰＮトランジスタのベース電圧が第２の所定電圧以下となるよう制限する電圧制限手段を備えた請求項１〜５のいずれか１項に記載の安定化電源回路。
【請求項７】
電圧制限手段は、カソードを第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続しアノードをＤＣ電源部の負出力端子に接続した第３のツェナーダイオードで構成した請求項６記載の安定化電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ電源部の電圧を基準電圧部、ＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタなどで構成して安定化する安定化電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の安定化電源回路は図１０に示すように構成している（例えば、特許文献１参照）。以下、その構成について説明する。
【０００３】
図１０に示すように、安定化電源回路は、コレクタを直流電圧Ｖｉを出力するＤＣ電源部（図示せず）の正出力端子に接続し、ベースを第１抵抗１０１を介してＤＣ電源部の正出力端子に接続した第１のＮＰＮトランジスタ１０２と、カソードを第１のＮＰＮトランジスタ１０２のベースに接続し、アノードを第２抵抗１０３を介してＤＣ電源部の負出力端子に接続したツェナーダイオード１０４と、エミッタをＤＣ電源部の負出力端子に接続し、ベースをツェナーダイオード１０４のアノードに接続した第２のＮＰＮトランジスタ１０５と、エミッタを第１のＮＰＮトランジスタ１０２のエミッタに接続し、ベースを第３抵抗１０６を介して第２のＮＰＮトランジスタ１０５に接続するとともに第４抵抗１０７を介して第１のＮＰＮトランジスタ１０２のエミッタに接続したＰＮＰトランジスタ１０８を備えるものであり、このＰＮＰトランジス１０８のコレクタから出力電圧Ｖｏが取り出される。
【０００４】
このように構成した従来の安定化電源回路の動作について説明する。ＤＣ電源部の出力電圧Ｖｉがツェナーダイオード１０４のツェナー電圧Ｖｚ１０４と第２のＮＰＮトランジスタ１０５のベース−エミッタ間電圧であるＶＢＥ１０５の和、すなわちＶｚ１０４＋ＶＢＥ１０５より低い電圧の場合、第１抵抗１０１およびツェナーダイオード１０４を通して第２のＮＰＮトランジスタ１０５のベースに電流が流れないので、第２のＮＰＮトランジスタ１０５は非導通状態となる。このとき、ＰＮＰトランジスタ１０８のベース電流も流れないため、ＰＮＰトランジスタ１０８も非導通状態となる。
【０００５】
入力電源電圧ＶｉがＶＺ１０４＋ＶＢＥ１０５より大きくなると、第１抵抗１０１およびツェナーダイオード１０４を通して第２のＮＰＮトランジスタ１０５のベースに電流が流れるので第２のＮＰＮトランジスタ１０５は導通状態となる。これにより、ＰＮＰトランジスタ１０８のベース電流が第３抵抗１０６を通して流れるため、ＰＮＰトランジスタ１０８も導通状態となる。
【０００６】
このとき、第１抵抗１０１における電位差をＶＲ１とすると、
Ｖｉ＝ＶＲ１＋Ｖｚ１０４＋ＶＢＥ１０５
となる。また、第１のＮＰＮトランジスタ１０２のエミッタ電圧ＶＥ１０２は、第１のＮＰＮトランジスタ１０２のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ１０２とすると、
ＶＥ１０２＝Ｖｚ１０４＋ＶＢＥ１０５−ＶＢＥ１０２
となる。ＰＮＰトランジスタ１０８のコレクタ電圧ＶＣ１０８はＰＮＰトランジスタ１０８のコレクタ−エミッタ間電圧をＶｃｅ１０８とすると、
ＶＣ１０８＝ＶＥ１０２−Ｖｃｅ１０８
となる。
【特許文献１】特開平１−１５５４１１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、このような従来の構成では、ツェナーダイオード１０４のツェナー電圧Ｖｚ１０４、第１のＮＰＮトランジスタ１０２のＶＢＥ１０２、第２のＮＰＮトランジスタ１０５のＶＢＥ１０５、ＰＮＰトランジスタ１０８のＶＣＥ１０８、さらに、ＤＣ電源部の出力電圧Ｖｉのばらつきにより、第１のＮＰＮトランジスタ１０２のエミッタ電圧ＶＥ１０２とＰＮＰトランジスタ１０８のコレクタ電圧ＶＣ１０８もばらつきが生じるという問題を有していた。
【０００８】
この問題は、例えばＶＥ１０２あるいはＶＣ１０８を基準電圧とするＡＤ変換回路を用いて入力電源電圧や入力電源電流を検知することで、パワーコントロールを行う誘導加熱式炊飯器において、炊飯時や保温時におけるパワーコントロール、すなわち炊飯時や保温時の加熱に用いる電力のばらつきとなり、その結果ご飯の食味にばらつきが生じるといった影響を及ぼすものである。
【０００９】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、安定化電源回路構成部品のばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えるようにし、出力電圧のばらつきが少ない安定化電源回路を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は上記目的を達成するために、第１のＮＰＮトランジスタのコレクタを直流電圧源であるＤＣ電源部の正出力端子に接続し、基準電圧部の一端を第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続するとともに他端を第１の抵抗を介してＤＣ電源部の負出力端子に接続し、第２のＮＰＮトランジスタのエミッタをＤＣ電源部の負出力端子に接続しベースを第１の抵抗に接続し、ＰＮＰトランジスタのエミッタを第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続しベースを第２の抵抗を介して第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続するとともに第３の抵抗を介して第２のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続し、電圧検知部により第１のＮＰＮトランジスタのエミッタあるいはＰＮＰトランジスタのコレクタのいずれか一方の電圧を分圧して出力し、電圧調整部をＤＣ電源部と電圧検知部と第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続するよう構成し、電圧調整部は、電圧検知部の出力電圧に応じて電圧検知部の検知電圧が第１の所定電圧となるように出力電圧を調整するよう構成したものである。
【００１１】
これにより、電圧調整部により安定化電源回路構成部品のばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、出力電圧のばらつきが少ない所定の出力電圧を得ることができる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の安定化電源回路は、出力電圧が所定電圧となるように調整する電圧調整部を備えることで、構成部品の特性ばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、出力電圧のばらつきが少ない所定の電圧を出力することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
第１の発明は、コレクタを直流電圧源であるＤＣ電源部の正出力端子に接続した第１のＮＰＮトランジスタと、一端を前記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続し他端を第１の抵抗を介して前記ＤＣ電源部の負出力端子に接続した基準電圧部と、エミッタを前記ＤＣ電源部の負出力端子に接続しベースを前記第１の抵抗に接続した第２のＮＰＮトランジスタと、エミッタを前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続しベースを第２の抵抗を介して前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタに接続するとともに第３の抵抗を介して前記第２のＮＰＮトランジスタのコレクタに接続したＰＮＰトランジスタと、前記第１のＮＰＮトランジスタのエミッタあるいは前記ＰＮＰトランジスタのコレクタのいずれか一方の電圧を分圧して出力する電圧検知部と、前記ＤＣ電源部と前記電圧検知部と前
記第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続した電圧調整部とを備え、前記電圧調整部は、前記電圧検知部の出力電圧に応じて前記電圧検知部の検知電圧が第１の所定電圧となるように出力電圧を調整するよう構成したものであり、基準電圧部、第１のＮＰＮトランジスタ、第２のＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタ、ＤＣ電源部などの安定化電源回路を構成する部品のばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、出力電圧のばらつきが少ない高精度の安定化電源回路を提供することができる。
【００１４】
第２の発明は、上記第１の発明において、電圧調整部は、コレクタをＤＣ電源部の正出力端子に接続しベースを第４の抵抗を介して前記ＤＣ電源部の正出力端子に接続しエミッタを第５の抵抗を介して基準電圧部に接続した第３のＮＰＮトランジスタと、カソードを前記第３のＮＰＮトランジスタのベースに接続しアノードを前記ＤＣ電源部の負出力端子に接続しリファレンスを電圧検知手段の出力に接続したシャントレギュレータにより構成したものであり、僅かな部品点数で電圧調整部を構成することができ、コンパクトな安定化電源回路を提供することができる。
【００１５】
第３の発明は、上記第１または第２の発明において、基準電圧部は、カソードを第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続しアノードを第２の抵抗に接続した第１のツェナーダイオードにより構成したものであり、ＤＣ電源部の出力が所定の電圧以上の場合のみ第２のＮＰＮトランジスタが導通状態となるため、ＤＣ電源部の出力が所定の電圧以上の場合のみＰＮＰトランジスタを導通状態にすることができる。
【００１６】
第４の発明は、上記第１または第２の発明において、基準電圧部は、第６の抵抗で構成したものであり、安価な部品により基準電圧部を構成することができるので、安定化電源回路の製造コストを抑えることができる。
【００１７】
第５の発明は、上記第１または第２の発明において、基準電圧部は、第７の抵抗と第２のツェナーダイオードとの直列接続により構成したものであり、ＤＣ電源部の出力が所定の電圧以上の場合のみ第２のＮＰＮトランジスタが導通状態となるので、ＤＣ電源部の出力が所定の電圧以上の場合のみＰＮＰトランジスタを導通状態にすることができ、さらに、基準電圧部の出力電圧範囲を広げることができるので、第１のＮＰＮトランジスタ、第２のＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタの特性ばらつきやＤＣ電源部の出力ばらつきが大きくとも対応可能な安定化電源回路を提供することができる。
【００１８】
第６の発明は、上記第１〜５の発明のいずれか１つの発明において、第１のＮＰＮトランジスタのベース電圧が第２の所定電圧以下となるよう制限する電圧制限手段を備えたものであり、第１のＮＰＮトランジスタのエミッタ電圧は負荷の絶対定格電圧を超えないので負荷の故障や破壊を防止することができ、信頼性の高い安定化電源回路を提供することができる。
【００１９】
第７の発明は、上記第６の発明において、電圧制限手段は、カソードを第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続しアノードをＤＣ電源部の負出力端子に接続した第３のツェナーダイオードで構成したものであり、部品を１点追加のみで電圧制限手段を構成することができる。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における安定化電源回路の回路図を示すものである。
【００２２】
図１に示すように、第１のＮＰＮトランジスタ１は、コレクタを商用電源２を直流電圧ＶＣＣに変換して出力するＤＣ電源部３の正出力端子に接続している。基準電圧部４は、一端を第１のＮＰＮトランジスタ１のベースに接続し、他端を第１の抵抗５を介してＤＣ電源部３の負出力端子に接続している。第２のＮＰＮトランジスタ６は、エミッタをＤＣ電源部３の負出力端子に接続し、ベースを第１の抵抗５に接続している。ＰＮＰトランジスタ７は、エミッタを第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタに接続し、ベースを第２の抵抗８を介して第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタに接続するとともに第３の抵抗９を介して第２のＮＰＮトランジスタ６のコレクタに接続している。
【００２３】
電圧検知部１０は、第１の分圧抵抗１０ａと第２の分圧抵抗１０ｂで構成している。第１の分圧抵抗１０ａはＰＮＰトランジスタ７のコレクタと第２の分圧抵抗１０ｂに接続し、第２の分圧抵抗１０ｂのもう一端はＤＣ電源部３の負出力端子に接続している。第１の分圧抵抗１０ａと第２の分圧抵抗１０ｂにより分圧されたＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢは電圧調整部１１へと出力される。電圧調整部１１は、ＤＣ電源部３と電圧検知部１０と第１のＮＰＮトランジスタ１のベースに接続している。
【００２４】
ここで、電圧調整部１１は、電圧検知部１０の出力電圧に応じて電圧検知部１０の検知電圧、すなわちＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢが第１の所定電圧（例えば５Ｖ）となるように出力電圧を調整するよう構成している。
【００２５】
以上のように構成された安定化電源回路について、以下その動作、作用を説明する。
【００２６】
ＤＣ電源部３から直流電圧ＶＣＣが出力されると、電圧調整部１１はＶＣＣ以下の電圧Ｖｏを出力する。そして電圧検知部１０が検知しているＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢが第１の所定電圧（５Ｖ）となるように電圧検知部１０からの入力電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整する。すなわち、ＶＢが第１の所定電圧より低い場合にはＶｏを上げ、ＶＢが第１の所定電圧より高い場合にはＶｏを下げることでＶＢが第１の所定電圧となるように調整を行っている。
【００２７】
ここで、基準電圧部４の電圧降下分をＶ４、第２のＮＰＮトランジスタ６のベースエミッタ間電圧をＶＢＥ６とすると、電圧調整部１１の出力電圧は、
Ｖｏ＝Ｖ４＋ＶＢＥ６
と表すことができる。また、第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤは、Ｖｏよりも自身のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１分だけ低い電圧であるので、ＶＤＤは、
ＶＤＤ＝Ｖｏ−ＶＢＥ１
となる。さらに、ＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢはＶＤＤより自身のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ７分低い電圧であるので、ＶＢは、
ＶＢ＝ＶＤＤ−ＶＣＥ７
＝（Ｖｏ−ＶＢＥ１）−ＶＣＥ７
と表すことができる。
【００２８】
第１のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１やＰＮＰトランジスタのコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥ７は素子自身のばらつきや負荷の状態や周囲温度等様々な原因で変動する。しかしながら電圧調整部１１はＶＢの電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整するので、ＶＢＥ１やＶＣＥ７の変化の影響を抑えることができる。また、Ｖｏは基準電圧部４の電圧降下分Ｖ４と第２のＮＰＮトランジスタ６のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ６の和であるが、これらの変動によるＶＢのばらつきについてもＶｏを調整することでその影響を抑えている。
【００２９】
さらに、電圧調整部１１はＤＣ電源部３の出力電圧ＶＣＣに依らずにその出力を調整し
ているので、ＤＣ電源部３の出力ばらつきによるＶＢへの影響を抑えることができる。
【００３０】
以上のように、本実施の形態においては、電圧検知部１０からの入力に応じて電圧調整部１１が基準電圧部４への出力電流を調整するので、基準電圧部４、第１のＮＰＮトランジスタ１、第２のＮＰＮトランジスタ６、ＰＮＰトランジスタ７、ＤＣ電源部３のばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、常に電圧検知手段１０の検知電圧を第１の所定電圧に保つことができる。したがって、高精度の安定化電源回路を提供することができる。
【００３１】
なお、本実施の形態では、電圧検知部１０がＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢを検知し、このＶＢの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＢが第１の所定電圧となるようにしたが、電圧検知部１０が第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤを検知し、このＶＤＤの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＤＤが第１の所定電圧となるようにしてもよい。
【００３２】
（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２における安定化電源回路の回路図を示すものである。
【００３３】
図２に示すように、第３のＮＰＮトランジスタ１１ａは、コレクタをＤＣ電源部３の正出力端子に接続し、ベースを第４の抵抗１１ｂを介してＤＣ電源部３の正出力端子に接続し、エミッタを第５の抵抗１１ｃを介して第１のＮＰＮトランジスタ１のベースに接続している。シャントレギュレータ１１ｄは、カソードを第３のＮＰＮトランジスタ１１ａのベースに接続し、アノードをＤＣ電源部３の負出力端子に接続し、リファレンスを電圧検知部１０の分圧抵抗１０ａと第２の分圧抵抗１０ｂの接続点に接続している。分圧抵抗１０ａと第２の分圧抵抗１０ｂの抵抗値は電圧検知部１０の検知電圧が第１の所定電圧のときにシャントレギュレータ６ｄのリファレンス電圧と等しくなるようにしている。他の構成は上記実施の形態１と同じであるので、同一符号を付して説明を省略する。
【００３４】
以上のように構成された安定化電源回路について、以下その動作、作用を説明する。
【００３５】
ＤＣ電源部３から直流電圧ＶＣＣが出力されると、電圧調整部１１はＶＣＣ以下の電圧Ｖｏを出力する。そして、電圧検知部１０が検知しているＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢが第１の所定電圧（５Ｖ）となるように電圧検知部１０からの入力電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整する。
【００３６】
すなわち、ＶＢが第１の所定電圧より低い場合、電圧検知部１０の出力電圧はシャントレギュレータ１１ｄのリファレンス電圧Ｖｒｅｆよりも小さいので、シャントレギュレータ１１ｄは出力電圧を上げる。逆に、ＶＢが第１の所定電圧より高い場合、電圧検知部１０の出力電圧はＶｒｅｆよりも大きいので、シャントレギュレータ１１ｄは出力電圧を下げる。
【００３７】
第３のＮＰＮトランジスタ１１ａのエミッタ電圧はベース電圧よりベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１１ａ（約０．６Ｖ）分低い電圧であるので、第５の抵抗１１ｃにはシャントレギュレータ１１ｄの出力電圧よりもＶＢＥ１１ａ分低い電圧が印加される。第５の抵抗１１ｃに印加される電圧が上がれば電圧調整部１１の出力電圧は上がり、第５の抵抗１１ｃに印加される電圧が下がれば電圧調整部１１の出力電圧が下がるのは明らかである。
【００３８】
以上の動作により、ＶＢが第１の所定電圧となるように電圧調整部１１は出力電圧調整を行うことができる。
【００３９】
ここで、基準電圧部４の電圧降下分をＶ４、第２のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧をＶＢＥ６とすると、電圧調整部１１の出力電圧は、
Ｖｏ＝Ｖ４＋ＶＢＥ６
と表すことができる。第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤは、Ｖｏよりも自身のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１分だけ低い電圧であるので、ＶＤＤは、
ＶＤＤ＝Ｖｏ−ＶＢＥ１
となる。ＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢはＶＤＤより自身のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ７分低い電圧であるので、ＶＢは、
ＶＢ＝ＶＤＤ−ＶＣＥ７
＝（Ｖｏ−ＶＢＥ１）−ＶＣＥ７
と表すことができる。
【００４０】
第１のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１やＰＮＰトランジスタのコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥ７は素子自身のばらつきや負荷の状態や周囲温度等様々な原因で変動する。しかしながら電圧調整部１１はＶＢの電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整するので、ＶＢＥ１やＶＣＥ７の変化の影響を抑えることができる。また、Ｖｏは基準電圧部４の電圧降下分Ｖ４と第２のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ６の和でもあるが、これらの変動によるＶＢのばらつきについてもＶｏを調整することでその影響を抑えている。
【００４１】
さらに、電圧調整部１１はＤＣ電源部３の出力電圧ＶＣＣに依らずにその出力を調整しているので、ＤＣ電源部３の出力ばらつきによるＶＢへの影響を抑えることができる。
【００４２】
以上のように、本実施の形態においては、電圧検知部１０からの入力に応じて電圧調整部１１が基準電圧部４への出力電流を調整するので、基準電圧部４、第１のＮＰＮ型トランジスタ１、第２のＮＰＮ型トランジスタ６、ＰＮＰ型トランジスタ７、ＤＣ電源部３のばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、常に電圧検知手段１０の検知電圧を第１の所定電圧に保つことができる。したがって、高精度の安定化電源回路を提供することができる。
【００４３】
なお、本実施の形態では、電圧検知部１０がＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢを検知し、このＶＢの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＢが第１の所定電圧となるようにしたが、電圧検知部１０が第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤを検知し、このＶＤＤの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＤＤが第１の所定電圧となるようにしてもよい。
【００４４】
（実施の形態３）
図３は、本発明の実施の形態３における安定化電源回路の回路図を示すものである。
【００４５】
図３に示すように、基準電圧部４は、第１のツェナーダイオード４ａにより構成し、カソードを第１のＮＰＮトランジスタのベースに接続し、アノードを第１の抵抗５に接続している。他の構成は上記実施の形態１または２と同じであるので、同一符号を付して説明を省略する。
【００４６】
以上のように構成された安定化電源回路について、以下その動作、作用を説明する。
【００４７】
ＤＣ電源部３から直流電圧ＶＣＣが出力されると、電圧調整部１１はＶＣＣ以下の電圧Ｖｏを出力する。そして、電圧検知部１０が検知しているＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢが第１の所定電圧（５Ｖ）となるように電圧検知部１０からの入力電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整する。電圧検知部１１が検知しているＰＮＰトランジスタ７のコレ
クタ電圧ＶＢが第１の所定電圧よりも低い場合、電圧調整部１１は出力電圧を上げる。
【００４８】
ただし、電圧調整部１１の出力電圧Ｖｏがある電圧より低いとき（例えばＤＣ電源部３の出力電圧が低い場合）、すなわち、第１のツェナーダイオード４ａのツェナー電圧Ｖｚ１と第２のＮＰＮトランジスタ６のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ６の和、Ｖｚ１＋ＶＢＥ６より低い場合には、第１のツェナーダイオード４ａを通して第２のＮＰＮトランジスタ６のベースに第２のＮＰＮトランジスタ６を導通さるに足る電流が流れず、第２のＮＰＮトランジスタ７は非導通状態となる。この状態では、ＰＮＰトランジスタ８にはベース電流が流れず非導通状態のため、電圧調整部１１の出力電圧に関わらず、ＰＮＰトランジスタ８のコレクタ電圧ＶＢを第１の所定電圧にすることはできない。
【００４９】
ところが、電圧調整部１１の出力電圧Ｖｏがある電圧以上なら、電圧調整部１１は第１のツェナーダイオード４ａを通じて第２のＮＰＮトランジスタ６を導通させうるだけ電流を出力できる。したがって、このときには第２のＮＰＮトランジスタ６は導通状態となるので、ＰＮＰトランジスタ７にもベース電流が流れ導通状態となり、電圧調整部１１の出力電圧の増加に伴いＶＢも上げることができ、ＶＢを第１の所定電圧にすることができる。
【００５０】
一方、ＶＢが第１の所定電圧より高い場合には電圧調整部１１は出力電圧Ｖｏを下げる。これに伴いＶＢも下がるのでＶＢを第１の所定電圧にまで下げることができる。
【００５１】
以上の動作により、電圧調整部１１はＶＢが第１の所定電圧となるように出力電圧調整を行うことができる。
【００５２】
ここで、第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤは、Ｖｏよりも自身のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１分だけ低い電圧であるので、ＶＤＤは、
ＶＤＤ＝Ｖｏ−ＶＢＥ１
と表すことができる。さらに、ＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢはＶＤＤより自身のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ７分低い電圧であるので、ＶＢは、
ＶＢ＝ＶＤＤ−ＶＣＥ７
＝（Ｖｏ−ＶＢＥ１）−ＶＣＥ７
と表すことができる。第１のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１やＰＮＰトランジスタのコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥ７は素子自身のばらつきや負荷の状態や周囲温度等様々な原因で変動する。しかしながら、電圧調整部１１はＶＢの電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整するので、ＶＢＥ１やＶＣＥ７の変化の影響を抑えることができる。また、Ｖｏは基準電圧部４の電圧降下分Ｖｚ１と第２のＮＰＮトランジスタ６のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ６の和でもあるが、これらの変動によるＶＢのばらつきについてもＶｏを調整することでその影響を抑えることができる。
【００５３】
さらに、電圧調整部１１はＤＣ電源部３の出力電圧ＶＣＣに依らずにその出力を調整しているので、ＤＣ電源部３の出力ばらつきのＶＢへの影響も抑えることができる。
【００５４】
以上のように、本実施の形態においては、電圧検知部１０からの入力に応じて電圧調整部１１が基準電圧部４への出力電圧を調整するので、基準電圧部４、第１のＮＰＮ型トランジスタ１、第２のＮＰＮ型トランジスタ６、ＰＮＰ型トランジスタ７、ＤＣ電源部３などのばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、常にＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢを第１の所定電圧に保つことができる。したがって、高精度の安定化電源回路を提供することができる。
【００５５】
また、基準電圧部４に第１のツェナーダイオード４ａを用いていることで、ＤＣ電源部
３の出力が所定の電圧以上の場合のみＰＮＰトランジスタを導通状態にすることができる。このことにより、ＶＤＤに電池などによるバックアップ部（図示せず）が接続されている機器において、機器が商用電源２に接続されていない場合には電圧調整部１１からの出力がないので第２のＮＰＮトランジスタ６は非導通となる。これに伴いＶＢは出力されず、機器は不要な電力を消費せずに済む。
【００５６】
なお、本実施の形態では、電圧検知部１０がＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢを検知し、このＶＢの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＢを第１の所定電圧とするようにしたが、電圧検知部１０が第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤを検知し、このＶＤＤの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＤＤを第１の所定電圧とするようにしてもよい。
【００５７】
（実施の形態４）
図４は、本発明の実施の形態４における安定化電源回路の回路図を示すものである。
【００５８】
図４に示すように、基準電圧部４は第６の抵抗４ｂにより構成している。他の構成は上記実施の形態１または２と同じであるので、同一符号を付して説明を省略する。
【００５９】
以上のように構成された安定化電源回路について、以下その動作、作用を説明する。
【００６０】
ＤＣ電源部３から直流電圧ＶＣＣが出力されると、電圧調整部１１はＶＣＣ以下の電圧Ｖｏを出力する。そして、電圧検知部１０が検知しているＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢが第１の所定電圧（５Ｖ）となるように電圧検知部１０からの入力電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整する。すなわち、ＶＢが第１の所定電圧より低い場合、電圧検知部の出力電圧はシャントレギュレータ１１ｄのリファレンス電圧Ｖｒｅｆよりも小さいので、シャントレギュレータ１１ｄは出力電圧を上げる。逆に、ＶＢが第１の所定電圧より高い場合、電圧検知部の出力電圧はＶｒｅｆよりも大きいので、シャントレギュレータ１１ｄは出力電圧を下げる。
【００６１】
第３のＮＰＮトランジスタ１１ａのエミッタ電圧はベース電圧よりベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１１ａ（約０．６Ｖ）分低い電圧であるので、第５の抵抗１１ｃにはシャントレギュレータ１１ｄの出力電圧よりもＶＢＥ１１ａ分低い電圧が印加される。第５の抵抗１１ｃに印加される電圧が上がれば電圧調整部１１の出力電圧は上がり、第５の抵抗１１ｃに印加される電圧が下がれば電圧調整部１１の出力電圧が下がるのは明らかである。
【００６２】
以上の動作により、ＶＢが第１の所定電圧となるように電圧調整部１１は出力電圧調整を行うことができる。
【００６３】
ここで、基準電圧部４の電圧降下分をＶ４ｂ、第２のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧をＶＢＥ６とすると、電圧調整部１１の出力電圧は、
Ｖｏ＝Ｖ４ｂ＋ＶＢＥ６
と表すことができる。第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤは、Ｖｏよりも自身のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１分だけ低い電圧であるので、ＶＤＤは、
ＶＤＤ＝Ｖｏ−ＶＢＥ１
となる。ＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢはＶＤＤより自身のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ７分低い電圧であるので、ＶＢは、
ＶＢ＝ＶＤＤ−ＶＣＥ７
＝（Ｖｏ−ＶＢＥ１）−ＶＣＥ７
と表すことができる。
【００６４】
第１のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１やＰＮＰトランジスタのコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥ７は素子自身のばらつきや負荷の状態や周囲温度等様々な原因で変動する。しかしながら、電圧調整部１１はＶＢの電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整するので、ＶＢＥ１やＶＣＥ７の変化の影響を抑えることができる。また、Ｖｏは基準電圧部４の電圧降下分Ｖ４ｂと第２のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ６の和でもあるが、これらの変動によるＶＢのばらつきについてもＶｏを調整することでその影響を抑えねことができる。
【００６５】
さらに、電圧調整部１１はＤＣ電源部３の出力電圧ＶＣＣに依らずにその出力を調整しているので、ＤＣ電源部３の出力ばらつきによるＶＢへの影響を抑えることができる。
【００６６】
以上のように、本実施の形態においては、電圧検知部１０からの入力に応じて電圧調整部１１が基準電圧部４への出力電流を調整するので、基準電圧部４、第１のＮＰＮ型トランジスタ１、第２のＮＰＮ型トランジスタ６、ＰＮＰ型トランジスタ７、ＤＣ電源部３のばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、常に電圧検知手段１０の検知電圧を第１の所定電圧に保つことができる。したがって、高精度の安定化電源回路を提供することができる。
【００６７】
また、基準電圧部４を第６の抵抗４ｂで構成したことにより、安価な部品により基準電圧部を構成することができるので、安定化電源回路の製造コストを抑えることができる。
【００６８】
なお、本実施の形態では、電圧検知部１０がＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢを検知し、このＶＢの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＢが第１の所定電圧となるようにしたが、電圧検知部１０が第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤを検知し、このＶＤＤの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＤＤが第１の所定電圧となるようにしてもよい。
【００６９】
（実施の形態５）
図５は、本発明の実施の形態５における安定化電源回路の回路図を示し、図６は同安定化電源回路の基準電圧部４の特性図を示すものである。
【００７０】
図５に示すように、基準電圧部４は、第７の抵抗４ｄと第２のツェナーダイオード４ｃとの直列接続により構成している。他の構成は上記実施の形態１または２と同じであるので、同一符号を付して説明を省略する。
【００７１】
以上のように構成された安定化電源回路について、以下その動作、作用を説明する。
【００７２】
ＤＣ電源部３から直流電圧ＶＣＣが出力されると、電圧調整部１１はＶＣＣ以下の電圧Ｖｏを出力する。そして、電圧検知部１０が検知しているＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢが第１の所定電圧（５Ｖ）となるように電圧検知部１０からの入力電圧に応じて出力電圧Ｖｏを調整する。
【００７３】
電圧検知部１１が検知しているＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢが第１の所定電圧よりも低い場合、電圧調整部１１は出力電圧を上げる。ただし、電圧調整部１１の出力電圧Ｖｏがある電圧より低いとき（例えばＤＣ電源部３の出力電圧が低い場合）、すなわち、第２のツェナーダイオード４ｃのツェナー電圧Ｖｚ２と第２のＮＰＮトランジスタ６のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ６の和、Ｖｚ２＋ＶＢＥ６より低い場合には、第２のツェナーダイオード４ｃを通して第２のＮＰＮトランジスタ６のベースに第２のＮＰＮトランジスタ６を導通させるに足る電流が流れず、第２のＮＰＮトランジスタ７は非導通状態となる。この状態では、ＰＮＰトランジスタ８にはベース電流が流れず非導通状態のた
め、電圧調整部１１の出力電圧に関わらず、ＰＮＰトランジスタ８のコレクタ電圧ＶＢを第１の所定電圧にすることはできない。
【００７４】
ところが、電圧調整部１１の出力電圧がある電圧以上なら、電圧調整部１１は第１のツェナーダイオード４ａを通じて第２のＮＰＮトランジスタ６を導通させうるだけ電流を出力できる。したがってこのときには第２のＮＰＮトランジスタ６は導通状態となるのでＰＮＰトランジスタ７にもベース電流が流れ導通状態となり、電圧調整部１１の出力電圧の増加に伴いＶＢも上げることができＶＢを第１の所定電圧にすることができる。
【００７５】
一方、ＶＢが第１の所定電圧より高い場合には電圧調整部１１は出力電圧Ｖｏを下げる。これに伴い、ＶＢも下がるのでＶＢを第１の所定電圧にまで下げることができる。
【００７６】
以上の動作により電圧調整部１１はＶＢが第１の所定電圧となるように出力電圧調整を行うことができる。
【００７７】
ここで、第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤは、Ｖｏよりも自身のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１分だけ低い電圧であるので、ＶＤＤは、
ＶＤＤ＝Ｖｏ−ＶＢＥ１
と表すことができる。さらに、ＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢはＶＤＤより自身のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ７分低い電圧であるので、ＶＢは、
ＶＢ＝ＶＤＤ−ＶＣＥ７
＝（Ｖｏ−ＶＢＥ１）−ＶＣＥ７
と表すことができる。
【００７８】
第１のＮＰＮトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１やＰＮＰトランジスタのコレクタエミッタ間電圧ＶＣＥ７は素子自身のばらつきや負荷の状態や周囲温度等様々な原因で変動し、ＶＢのばらつき要因となっている。また、第７の抵抗４ｄでの電圧降下分ＶＲ４ｄとするとＶｏは、
Ｖｏ＝ＶＲ４ｄ＋ＶＺ２＋ＶＢＥ６
と表されるが、抵抗４ｄ、第２のツェナーダイオード４ｃ、第２のＮＰＮトランジスタ６それぞれの特性ばらつきがＶＢのばらつき要因ともなっている。
【００７９】
図６は基準電圧部４の特性を示しており、（ａ）はツェナーダイオードのみ、（ｂ）は抵抗のみ、（ｃ）は（ａ）（ｂ）でのツェナーダイオードと抵抗のシリーズ接続でそれぞれ構成した場合の特性である。（ａ）のツェナーダイオードのみの場合、ツェナー電圧以上の出力が得られないため、ツェナーダイオードのばらつきによってはＶＢを所定の電圧にまで上げることができない恐れがある。その一方、大きなツェナー電圧のツェナーダイオードを使用するとＶＢを所定の電圧とするための出力は得られるが、そのとき基準電圧部４を流れる電流では第２のＮＰＮトランジスタ６を導通させることができない恐れがでてくる。
【００８０】
これに対して、基準電圧部４をツェナーダイオードと抵抗で構成すると、（ｃ）に示すように、基準電圧部４への印加電圧がツェナー電圧より低いときはほとんど電流を流すことがないが、ツェナー電圧よりも高くなると印加電圧に対しほぼ直線的に電流が増える特性を得ることができる。すなわち、印加電圧がある電圧以上となれば電流が流れ出すとともにツェナー電圧のばらつき影響を抑える広い出力電圧範囲をもつものである。
【００８１】
このことにより、第１のＮＰＮトランジスタ１、第２のＮＰＮトランジスタ６、ＰＮＰトランジスタ７、第２のツェナーダイオード４ｃ、それぞれの特性ばらつきに対してもＶｏを調整することによりＶＢを所定の電圧とすることができる。
【００８２】
さらに、電圧調整部１１はＤＣ電源部３の出力電圧ＶＣＣに依らずにその出力を調整しているので、ＤＣ電源部３の出力ばらつきのＶＢへの影響も抑えることができる。
【００８３】
以上のように、本実施の形態においては、電圧検知部１０からの入力に応じて電圧調整部１１が基準電圧部４への出力電圧を調整するので、基準電圧部４、第１のＮＰＮ型トランジスタ１、第２のＮＰＮ型トランジスタ６、ＰＮＰ型トランジスタ７、ＤＣ電源部３などのばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、常にＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢを第１の所定電圧に保つことができる。したがって、高精度の安定化電源回路を提供することができる。
【００８４】
また、基準電圧部４を第２のツェナーダイオード４ｃと第７の抵抗４ｄで構成することにより、ＤＣ電源部３の出力が所定の電圧以上の場合のみＰＮＰトランジスタを導通状態にすることができる。このことにより、ＶＤＤに電池などによるバックアップ部が接続されている機器において、機器が商用電源２に接続されていない場合には電圧調整部１１からの出力がないので第２のＮＰＮトランジスタ６は非導通となる。これに伴い、ＶＢは出力されず、機器は不要な電力を消費せずに済む。さらに、出力電圧範囲を広げることができるので、安定化電源を構成する他の部品のばらつきに起因する出力電圧バラツキの調整範囲を広げることができる。
【００８５】
なお、本実施の形態では、電圧検知部１０がＰＮＰトランジスタ７のコレクタ電圧ＶＢを検知し、このＶＢの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＢを第１の所定電圧とするようにしたが、電圧検知部１０が第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタ電圧ＶＤＤを検知し、このＶＤＤの分圧を電圧調整部１１へ出力することで、ＶＤＤを第１の所定電圧とするようにしてもよい。
【００８６】
（実施の形態６）
図７は、本発明の実施の形態６における安定化電源回路の回路図を示すものである。
【００８７】
図７に示すように、電圧制限手段１２は、第１のＮＰＮトランジスタ１のベースとＤＣ電圧部３の負出力端子間に設け、電圧が第２の所定電圧以下となるよう制限するものである。他の構成は上記実施の形態１または５と同じであるので、同一符号を付して説明を省略する。
【００８８】
以上のように構成された安定化電源回路について、以下その動作、作用を説明する。
【００８９】
図６に示すように、基準電圧部４はある電圧以上では第７の抵抗４ｄの特性が支配的となり、出力電圧は入力電流にほぼ比例して増加する特性となっている。このため、ＶＤＤやＶＢが接続された負荷の絶対最大定格以上の電圧を供給してしまう恐れがある。これを防止するために、電圧制限手段１２を第１のＮＰＮトランジスタ１のベースとＤＣ電圧部３の負出力端子間に設け、第１のＮＰＮトランジスタ１のベース電圧が第２の所定電圧以下となるよう制限する。第２の所定電圧はＶＤＤとＶＢに接続された負荷の絶対最大定格に第１のＮＰＮトランジスタ１のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１を加えたどの電圧よりも低い電圧である。
【００９０】
以上のように、本実施の形態においては、第１のＮＰＮトランジスタのエミッタ電圧ＶＤＤが接続されているすべての負荷の絶対最大定格よりも低くなるように第１のＮＰＮトランジスタのベース電圧を第２の所定電圧以下となるよう制限する電圧制限手段１２を備えたことにより、第１のＮＰＮトランジスタのエミッタ電圧はすべての負荷の絶対定格電圧を超えないので、負荷の故障や破壊を防止することができ、信頼性の高い機器を提供す
ることができる。
【００９１】
（実施の形態７）
図８は、本発明の実施の形態７における安定化電源回路の回路図を示すものである。また、図９は同安定化電源回路の基準電圧部の特性図を示すものである。
【００９２】
図８に示すように、電圧制限手段１２は、カソードを第１のＮＰＮトランジスタ１のベースに接続し、アノードをＤＣ電源部３の負出力端子に接続した第３のツェナーダイオード１２ａで構成している。他の構成は上記実施の形態６と同じであるので、同一符号を付して説明を省略する。
【００９３】
以上のように構成された安定化電源回路について、以下その動作、作用を説明する。
【００９４】
図９に示すように、基準電圧部４はある電圧までは第２のツェナーダイオード４ｃが支配的だが、ある電圧以上では第７の抵抗４ｄの特性が支配的となり出力電圧は入力電流にほぼ比例して増加する特性となっている（図９（ａ）参照）。このため、ＶＤＤやＶＢが接続された負荷の絶対最大定格以上の電圧を供給してしまう恐れがある。これを防止するためにカソードを第１のＮＰＮトランジスタ１のベースに接続し、アノードをＤＣ電源部３の負出力端子に接続した第３のツェナーダイオード１２ａで構成される電圧制限手段１２を設けている。
【００９５】
この電圧制御手段１２の特性は図９（ｂ）に示すとおりであり、この電圧制御手段１２を設けることにより、第１のＮＰＮトランジスタ１のベース電圧は第３のツェナーダイオード１２ａによりクリップされ、図９（ｃ）に示すように第３のツェナーダイオードのツェナー電圧以上とはならない。この第３のツェナーダイオードのツェナー電圧が第２の所定電圧であり、ＶＤＤに接続された負荷の絶対最大定格に第１のＮＰＮトランジスタ１のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１を加えたどの電圧よりも低い電圧である。このことにより第１のＮＰＮトランジスタ１のエミッタに接続されたすべての負荷に絶対最大定格以上の電圧が印加されることはない。
【００９６】
以上のように、本実施の形態においては、第１のＮＰＮトランジスタのエミッタ電圧ＶＤＤが接続されているすべての負荷の絶対最大定格よりも低くなるように第１のＮＰＮトランジスタのベース電圧を第２の所定電圧以下となるよう制限する電圧制限手段を設けたことにより、第１のＮＰＮトランジスタのエミッタ電圧はすべての負荷の絶対定格電圧を超えないので負荷の故障や破壊を防止することができ、信頼性の高い機器を提供することができる。さらに、電圧制限手段１２はソードを第１のＮＰＮトランジスタ１ベースに接続し、アノードをＤＣ電源部３負出力端子に接続した第３のツェナーダイオード１２ａで構成したことにより、１点の部品追加のみで電圧制限手段１２を実現することができる。
【産業上の利用可能性】
【００９７】
以上のように、本発明にかかる安定化電源回路は、出力電圧が所定電圧となるように調整する電圧調整部を備えることで、構成部品の特性ばらつきに起因する出力電圧ばらつきを抑えることができ、出力電圧のばらつきが少ない所定の電圧を出力することができるので、ＤＣ電源部の電圧を基準電圧部、ＮＰＮトランジスタ、ＰＮＰトランジスタなどで構成して安定化する安定化電源回路として有用である。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】本発明の実施の形態１における安定化電源回路の回路図
【図２】本発明の実施の形態２における安定化電源回路の回路図
【図３】本発明の実施の形態３における安定化電源回路の回路図
【図４】本発明の実施の形態４における安定化電源回路の回路図
【図５】本発明の実施の形態５における安定化電源回路の回路図
【図６】同安定化電源回路の基準電圧部の特性図
【図７】本発明の実施の形態６における安定化電源回路の回路図
【図８】本発明の実施の形態７における安定化電源回路の回路図
【図９】同安定化電源回路の基準電圧部の特性図
【図１０】従来の安定化電源回路の回路図
【符号の説明】
【００９９】
１  第１のＮＰＮトランジスタ
３  ＤＣ電源部
４  基準電圧部
５  第１の抵抗
６  第２のＮＰＮトランジスタ
７  ＰＮＰトランジスタ
８  第２の抵抗
９  第３の抵抗
１０  電圧検知部
１１  電圧調整部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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