(57)【要約】【課題】低コストかつ低損失な回路構成でブラシレスＤＣモータを制御することを目的とする。【解決手段】双方向スイッチ１ａ〜１ｈを上下に直列接続してなる第一アーム１８、第二アーム１９、第三アーム２０、第四アーム２１と、前記第一アーム１８から第四アーム２１とコンデンサ２２を相互に並列接続し、単相交流電源２３と前記第一アーム１８と第二アーム１９の各ダイオードの直列接続点１８ｄ、１８ｅとの間にリアクタを介してそれぞれ接続し、前記第一アーム１８と第二アーム１９は交流直流変換回路として駆動すると共に、前記第一アーム１８あるいは第二アーム１９の何れか一方は、ブラシレスＤＣモータ２５の一相に接続し、第三アーム２０および第四アーム２１の直列接続点１８ｆ、１８ｇを前記ブラシレスＤＣモータ２５の相異なる相に接続して駆動する構成とする。【選択図】図５
2010022103.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを直列接続点で上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームに対してコンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源を前記第一アームと第二アームの各直列接続点へリアクタを介して接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に、前記第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、前記第三アームおよび第四アームの各直列接続点を前記ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動するようにしたことを特徴とするブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項２】
第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの制御を優先することを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項３】
第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路としてのみ動作する何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続された他方の変調範囲を拡大するように制御することを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項４】
コンデンサの電圧は、単相交流電源の電圧ピーク値より高い電圧に昇圧したことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項５】
コンデンサの電圧は、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧となるように制御したことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項６】
コンデンサの電圧は、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧よりも高い電圧となるように制御したことを特徴とする請求項３記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項７】
コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転数に応じて変更することを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項８】
コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転角度に応じて変更することを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項９】
第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、ブラシレスＤＣモータのロータの特定回転位置における回転速度変化を抑制するように変調することを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【請求項１０】
第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、同一パッケージ内で構成された双方向スイッチを使用したことを特徴とする請求項１記載のブラシレスＤＣモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣモータの駆動制御装置に関わるものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種のブラシレスＤＣモータ制御装置は、交流電源から直流に変換する整流回路に対して力率改善回路を付加したものが提案されている（例えば特許文献１参照）。以下、その詳細について説明する。
【０００３】
特許文献１に示すブラシレスＤＣモータ制御装置について、図１６を参照しながら説明する。図に示すように、電源電流を正弦波に制御、且つ直流電圧を所定の電圧に制御するコンバータ制御手段１０１を備えており、整流回路１０２をダイオード１０３のブリッジ回路で形成し、単相交流電源１０４の交流ライン１０５に整流回路１０２の入力側接続点１０６に接続すると共に、昇圧回路をスイッチング素子１０７とリアクトル１０８と整流回路１０２の上段のダイオード１０３とにより形成し、リアクトル１０８を交流ライン１０５の両方にそれぞれ設ける構成としている。このコンバータ回路で変換した直流電力は平滑コンデンサ１０９にて平滑化され、三相インバータ回路１１０に接続してモータ１１１を駆動するように構成している。
【０００４】
上記の構成により、スイッチング素子１０７がオンすると、単相交流電源１０４に対して、リアクトル１０８、スイッチング素子１０７、ダイオード１０３、及びリアクトル１０８の通電回路が形成されるようになっている。次に、スイッチング素子１０７がオフすると、単相交流電源１０４に対して、リアクトル１０８、ダイオード１０３、及びリアクトル１０８の通電回路が形成されるようになっている。
【０００５】
特許文献１以外では、整流回路による全波整流（あるいは半波整流）回路と三相インバータ回路を組み合わせた駆動制御装置も考えられる。
【０００６】
さらにまた、交流から直流に変換するフルブリッジコンバータ回路と、直流からモータ駆動用の三相インバータ回路を組み合わせた駆動制御装置が考えられる。
【特許文献１】特開２００２−１５３０６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このようなブラシレスＤＣモータ制御装置では、コンバータ回路による力率改善を行なう際に、単相交流電源の正の半サイクルで唯一のスイッチング素子のオンオフ制御となるため、入力電流のリプル成分は大きくなるという課題があった。また、課題を解決するためには、インダクタンスの大きいリアクトル、大容量のコンデンサ、あるいはスイッチングをより高速に行なうなどの対応により、入力電流の歪みを除去する必要があり、より高価で装置が大型化するという課題があった。
【０００８】
また、コンバータ回路はダイオードによる全波整流回路とスイッチング素子２個にて構成されており、高価なものになるという課題があった。
【０００９】
さらに、整流回路とインバータ回路の単純な構成（図示せず）の場合、通電回路は整流回路で２つのダイオードを経由することとなり、導通損失が大きくなり、装置全体がより大きなものとなることに加え、力率改善や高調波へ影響を及ぼすこととなるという課題があった。
【００１０】
また、フルブリッジコンバータ回路とインバータ回路を組み合わせた場合、入力電流の力率制御は可能となるが、スイッチング素子は合計１０個必要となることから、より高価なものとなるという課題があった。
【００１１】
本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、単相交流電源からの入力電流のリプル成分を抑え、力率改善、変換効率の向上を図りつつ、より安価な構成でモータ駆動を制御することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のブラシレスＤＣモータ制御装置は、上記目的を達成するために、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを直列接続点で上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームに対してコンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源を前記第一アームと第二アームの各直列接続点へリアクタを介して接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に、前記第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、前記第三アームおよび第四アームの各直列接続点を前記ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動する構成としたものである。
【００１３】
この手段により、第一アームあるいは第二アームは、単相交流電源から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路の一部として駆動することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００１４】
また、第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの制御を優先するような構成としたものである。
【００１５】
この手段により、交流直流変換回路と共通で使用したアームは、ブラシレスＤＣモータの１相分の変調がその他の変調と異なる制御とならないようにすることができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００１６】
さらに、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路としてのみ動作する何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続された他方の変調範囲を拡大するように制御するような構成としたものである。
【００１７】
この手段により、ブラシレスＤＣモータの駆動用のアームの変調範囲を限定することを回避することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００１８】
また、コンデンサの電圧は、単相交流電源の電圧ピーク値より高い電圧に昇圧するような構成としたものである。
【００１９】
この手段により、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００２０】
さらに、コンデンサの電圧は、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧となるように制御するような構成としたものである。
【００２１】
この手段により、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００２２】
また、コンデンサの電圧は、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路としてのみ動作する何れか一方が、ブラシレスＤＣモータの一相に接続された他方の変調範囲を拡大するように制御し、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧よりも高い電圧となるように制御するような構成としたものである。
【００２３】
この手段により、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００２４】
さらに、コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転数に応じて変更するような構成としたものである。
【００２５】
この手段により、ブラシレスＤＣモータの低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を回転数に最適なコンデンサ電圧に制御することができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００２６】
また、コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転角度に応じて変更するような構成としたものである。
【００２７】
この手段により、コンデンサの電圧を必要最小限の電圧とすることができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００２８】
さらに、第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、ブラシレスＤＣモータのロータの特定回転位置における回転速度変化を抑制するように変調するような構成としたものである。
【００２９】
この手段により、回転角度に応じて負荷が変動する場合であっても、ブラシレスＤＣモータの回転数を一定に保つことができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３０】
また、第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、同一パッケージ内で構成された双方向スイッチを使用するような構成としたものである。
【００３１】
この手段により、双方向スイッチの飽和電圧やスイッチング速度のばらつきを小さくすることができるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを直列接続点で上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームに対してコンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源を前記第一アームと第二アームの各直列接続点へリアクタを介して接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に、前記第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、前記第三アームおよび第四アームの各直列接続点を前記ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動する構成とすることで、第一アームあるいは第二アームは、単相交流電源から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路の一部として駆動し、単相交流電源からの入力電流を正弦波とすることができ、力率改善および高調波含有率の低減を図ることができると共に、通常の整流回路による交流直流変換回路では、ダイオードによる損失発生から双方向スイッチを通流させることにより損失低減を図れ、また、交流直流変換回路をフルブリッジ構成とする必要がなく、１アーム分すなわち双方向スイッチを２個削減することができ、低コストに実現することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３３】
また、第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの制御を優先するような構成とすることで、交流直流変換回路と共通で使用したアームは、ブラシレスＤＣモータの１相分の変調がその他の変調と異なる制御とならないようにすることができ、ブラシレスＤＣモータの騒音や振動の発生を防止することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３４】
さらに、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路としてのみ動作する何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続された他方の変調範囲を拡大するように制御するような構成とすることで、ブラシレスＤＣモータの駆動用のアームの変調範囲を限定することを回避し、ブラシレスＤＣモータの回転速度範囲の制限を回避することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３５】
また、コンデンサの電圧は、単相交流電源の電圧ピーク値より高い電圧に昇圧するような構成とすることで、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサ電圧の制御への影響を回避し、ブラシレスＤＣモータの回転速度範囲の制限を回避することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３６】
さらに、コンデンサの電圧は、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧となるように制御するような構成とすることで、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避し、単相交流電源への悪影響を回避することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３７】
また、コンデンサの電圧は、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路としてのみ動作する何れか一方が、ブラシレスＤＣモータの一相に接続された他方の変調範囲を拡大するように制御し、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧よりも高い電圧となるように制御するような構成とすることで、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避し、単相交流電源への悪影響を回避することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３８】
さらに、コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転数に応じて変更するような構成とすることで、ブラシレスＤＣモータの低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、また、必要以上のコンデンサの電圧とならないため、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００３９】
また、コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転角度に応じて変更するような構成とすることで、コンデンサの電圧を必要最小限の電圧とすることができ、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００４０】
さらに、第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、ブラシレスＤＣモータのロータの特定回転位置における回転速度変化を抑制するように変調するような構成とすることで、回転角度に応じて負荷が変動する場合であっても、ブラシレスＤＣモータの回転数を一定に保つことができ、装置全体の騒音、振動を低減することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００４１】
また、第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、同一パッケージ内で構成された双方向スイッチを使用するような構成とすることで、双方向スイッチの飽和電圧やスイッチング速度のばらつきを小さくすることができ、各相の変調率の補正を行なうことなく、単相交流電源からの入力に対する影響、例えば力率、高調波などへの影響を最小限とすることができ、またブラシレスＤＣモータへの出力に対して線間電圧の均等化が図れるため、装置全体を低騒音、低振動とすることができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
本発明の請求項１記載の発明は、基板の上に形成されたチャネルを有する半導体層積層体と、前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に、前記第１のオーミック電極側から順に形成された、第１のゲート電極及び第２のゲート電極と、前記半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層と、前記半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体とを有し、前記第１のオーミック電極と前記第１のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第一ゲート端子と、前記第２のオーミック電極と前記第２のゲート電極との間にゲート駆動信号を入力する第二ゲート端子と、前記第１のオーミック電極に接続されたドレイン端子と、前記第２のオーミック電極に接続されたソース端子を備え、前記第一ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子のみをオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオンすると、前記ドレイン端子から前記ソース端子間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子および前記第二ゲート端子をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有した双方向スイッチを直列接続点で上下に直列接続してなる第一アーム、第二アーム、第三アーム、第四アームと、前記第一アームから第四アームに対してコンデンサを相互に並列接続し、単相交流電源を前記第一アームと第二アームの各直列接続点へリアクタを介して接続し、前記第一アームと第二アームは交流直流変換回路として駆動すると共に、前記第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続し、前記第三アームおよび第四アームの各直列接続点を前記ブラシレスＤＣモータの相異なる相に接続して駆動する構成としたものであり、第一アームあるいは第二アームは、単相交流電源から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ回路の一部として駆動し、単相交流電源からの入力電流を正弦波とすることができ、力率改善および高調波含有率の低減を図ることができると共に、通常の整流回路による交流直流変換回路では、ダイオードによる損失発生から双方向スイッチを通流させることにより損失低減を図れ、また、交流直流変換回路をフルブリッジ構成とする必要がなく、１アーム分すなわち双方向スイッチを２個削減することができ、低コストに実現することができるという作用を有する。
【００４３】
また、第一アームあるいは第二アームの何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの制御を優先するような構成としたものであり、交流直流変換回路と共通で使用したアームは、ブラシレスＤＣモータの１相分の変調のみその他の変調と異なる制御とならないようにすることができ、ブラシレスＤＣモータの騒音や振動の発生を防止することができるという作用を有する。
【００４４】
さらに、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路としてのみ動作する何れか一方は、ブラシレスＤＣモータの一相に接続された他方の変調範囲を拡大するように制御するような構成としたものであり、ブラシレスＤＣモータの駆動用のアームの変調範囲を限定することを回避し、ブラシレスＤＣモータの回転速度範囲の制限を回避することができるという作用を有する。
【００４５】
また、コンデンサの電圧は、単相交流電源の電圧ピーク値より高い電圧に昇圧するような構成としたものであり、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避し、ブラシレスＤＣモータの回転速度範囲の制限を回避することができるという作用を有する。
【００４６】
さらに、コンデンサの電圧は、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧となるように制御するような構成としたものであり、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避し、単相交流電源への悪影響を回避することができるという作用を有する。
【００４７】
また、コンデンサの電圧は、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路としてのみ動作する何れか一方が、ブラシレスＤＣモータの一相に接続された他方の変調範囲を拡大するように制御し、所望のブラシレスＤＣモータの線間電圧よりも高い電圧となるように制御するような構成としたものであり、第一アームあるいは第二アームの交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサの電圧の制御への影響を回避し、単相交流電源への悪影響を回避することができるという作用を有する。
【００４８】
さらに、コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転数に応じて変更するような構成としたものであり、ブラシレスＤＣモータの低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、また、必要以上のコンデンサの電圧とならないため、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという効果のあるブラシレスＤＣモータ制御装置を提供できる。
【００４９】
また、コンデンサの指令電圧は、ブラシレスＤＣモータの回転角度に応じて変更するような構成とすることで、コンデンサの電圧を必要最小限の電圧とすることができ、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという作用を有する。
【００５０】
さらに、第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、ブラシレスＤＣモータのロータの特定回転位置における回転速度変化を抑制するように変調するような構成としたものであり、回転角度に応じて負荷が変動する場合であっても、ブラシレスＤＣモータの回転数を一定に保つことができ、装置全体の騒音、振動を低減することができるという作用を有する。
【００５１】
また、第一アームあるいは第二アームの何れか一方と、第三アーム、第四アームは、同一パッケージ内で構成された双方向スイッチを使用するような構成としたものであり、双方向スイッチの飽和電圧やスイッチング速度のばらつきを小さくすることができ、各相の変調率の補正を行なうことなく、単相交流電源からの入力に対する影響、例えば力率、高調波などへの影響を最小限とすることができ、またブラシレスＤＣモータへの出力に対して線間電圧の均等化が図れるため、装置全体を低騒音、低振動とすることができるという作用を有する。
【００５２】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００５３】
（実施の形態１）
双方向スイッチ１について、図１を参照しながら構成について説明する。図１に示すように、双方向スイッチ１は、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３とドレイン端子４とソース端子５により構成されている。双方向スイッチ１は、シリコン（Ｓｉ）からなる基板６の上に厚さが１０ｎｍ窒化アルミニウム（ＡｌＮ）と厚さが１０ｎｍの窒化ガリウム（ＧａＮ）とが交互に積層されてなる厚さが１μｍのバッファ層７が形成され、その上に半導体層積層体８が形成されている。半導体層積層体８は、第１の半導体層とこの第１の半導体層と比べてバンドギャップが大きい第２の半導体層とが基板側から順次積層されている。第１の半導体層は、厚さが２μｍのＧａＮ（アンドープの窒化ガリウム）層９であり、第２の半導体層は、厚さが２０ｎｍのｎ型のＡｌＧａＮ（窒化アルミニウムガリウム）層１０である。ＧａＮ層９のＡｌＧａＮ層１０とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０１３ｃｍ―2以上で且つ移動度が１０００ｃｍ2Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。半導体層積層体８の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接合を形成している。また、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１０の一部を除去すると共にＧａＮ層９を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１ＢがＡｌＧａＮ層１０とＧａＮ層９との界面に接するように形成した例を示している。なお、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂは、ＡｌＧａＮ層１０の上に形成してもよい。ｎ型のＡｌＧａＮ層１０の上における第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間の領域には、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂが互いに間隔をおいて選択的に形成されている。第１のｐ型半導体層１２Ａの上には第１のゲート電極１３Ａが形成され、第２のｐ型半導体層１２Ｂの上には第２のゲート電極１３Ｂが形成されている。第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂは、それぞれパラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂとオーミック接触している。ＡｌＧａＮ層１０及び第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂを覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜１４が形成されている。保護膜１４を形成することで、いわゆる電流コラプスの原因となる欠陥を保障し、電流コラプスを改善することが可能となる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂは、それぞれ厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂと、ＡｌＧａＮ層１０とによりＰＮ接合がそれぞれ形成される。これにより、第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間の電圧が例えば０���では、第１のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、同様に、第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間の電圧が例えば０Ｖ以下のときには、第２のｐ型ＧａＮ層からチャネル領域中に空乏層が広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができ、いわゆるノーマリーオフ動作をする半導体素子を実現している。第１のオーミック電極１１Ａの電位をＶ１、第１のゲート電極１３Ａの電位をＶ２、第２のゲート電極１３Ｂの電位をＶ３、第２のオーミック電極１１Ｂの電位をＶ４とする。この場合において、Ｖ２がＶ１より１．５Ｖ以上高ければ、第１のｐ型半導体層１２Ａからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小するため、チャネル領域に電流を流すことができる。同様にＶ３がＶ４より１．５Ｖ以上高ければ、第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができる。つまり、第１のゲート電極１３Ａのいわゆる閾値電圧及び第２のゲート電極１３Ｂのいわゆる閾値電圧は共に１．５Ｖである。以下においては、第１のゲート電極１３Ａの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第１のゲート電極１３Ａの閾値電圧を第１の閾値電圧とし、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてチャネル領域中に広がる空乏層が縮小し、チャネル領域に電流を流すことができるようになる第２のゲート電極１３Ｂの閾値電圧を第２の閾値電圧とする。また、第１のｐ型半導体層１２Ａと第２のｐ型半導体層１２Ｂとの間の距離は、第１のオーミック電極１１Ａ及び第２のオーミック電極１１Ｂに印加される最大電圧に耐えられるように構成する。第１のオーミック電極１１Ａと第１のゲート電極１３Ａとの間にゲート駆動信号（すなわち、第一ゲート端子２への制御信号）を入力するようになっている。第２のオーミック電極１１Ｂと第２のゲート電極１３Ｂとの間も同様にゲート駆動信号（すなわち、第二ゲート端子３への制御信号）を入力するようになっている。なお、ソース端子５は第１のオーミック電極１１Ａに接続され、ドレイン端子４は第２のオーミック電極１１Ｂに接続され、第一ゲート端子２は第１のゲート電極１３Ａに接続され、第二ゲート端子３は第２のゲート電極１３Ｂに接続されている。
【００５４】
次に、双方向スイッチ１の動作について説明する。説明のため、第１のオーミック電極１１Ａの電位を０Ｖとし、第一ゲート端子２に印加する電圧をＶｇ１、第二ゲート端子３に印加する電圧をＶｇ２、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間の電圧をＶｓ２ｓ１、第２のオーミック電極１１Ｂと第１のオーミック電極１１Ａとの間に流れる電流をＩｓ２ｓ１とする。
【００５５】
Ｖ４がＶ１よりも高い場合、例えば、Ｖ４が＋１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合において、第一ゲート端子２と第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２をそれぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧以下の電圧、例えば０Ｖとする。これにより、第１のｐ型半導体層１２Ａから広がる空乏層が、チャネル領域中を第２のｐ型ＧａＮ層の方向へ向けて広がるため、チャネルに流れる電流を遮断することができる。従って、Ｖ４が正の高電圧であっても、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を遮断する遮断状態を実現できる。一方、Ｖ４がＶ１よりも低い場合、例えばＶ４が−１００Ｖで、Ｖ１が０Ｖの場合においても、第２のｐ型半導体層１２Ｂから広がる空乏層が、チャネル領域中を第１のｐ型半導体層１２Ａの方向へ向けて広がり、チャネルに流れる電流を遮断することができる。このため、第２のオーミック電極１１Ｂに負の高電圧が印加されている場合においても、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂへ流れる電流を遮断することができる。すなわち、双方向スイッチ１の双方向の電流を遮断することが可能となる。
【００５６】
以上のような構造及び動作において、耐圧を確保するためのチャネル領域を第１のゲート電極１３Ａと第２のゲート電極１３Ｂとが共有する。この素子は、１素子分のチャネル領域の面積で双方向スイッチ１が実現可能であり、双方向スイッチ１全体を考えると、２つのダイオードと２つのノーマリーオフ型のＡｌＧａＮ／ＧａＮ−ＨＦＥＴとを用いた場合と比べてチップ面積をより少なくすることができ、双方向スイッチ１の低コスト化及び小型化が可能となる。
【００５７】
次に、第一ゲート端子２、第二ゲート端子３の入力電圧であるＶｇ１及びＶｇ２が、それぞれ第１の閾値電圧及び第２の閾値電圧よりも高い電圧、例えば５Ｖの場合には、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂに印加される電圧は、共に閾値電圧よりも高くなる。従って、第１のｐ型半導体層１２Ａ及び第２のｐ型半導体層１２Ｂからチャネル領域に空乏層が広がらないため、チャネル領域は第１のゲート電極１３Ａの下側においても、第２のゲート電極１３Ｂの下側においてもピンチオフされない。その結果、第１のオーミック電極１１Ａと第２のオーミック電極１１Ｂとの間に双方向に電流が流れる導通状態を実現できる。
【００５８】
次に、Ｖｇ１を第１の閾値電圧よりも高い電圧とし、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下とした場合の動作について説明する。第一ゲート端子２、第二ゲート端子３を備えた双方向スイッチ１を等価回路で表すと図２（ａ）に示すように第１のトランジスタ１５と第２のトランジスタ１６とが直列に接続された回路とみなすことができる。この場合、第１のトランジスタ１５のソース（Ｓ）が第１のオーミック電極１１Ａ、第１のトランジスタ１５のゲート（Ｇ）が第１のゲート電極１３Ａに対応し、第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）が第２のオーミック電極１１Ｂ、第２のトランジスタ１６のゲート（Ｇ）が第２のゲート電極１３Ｂに対応する。このような回路において、例えば、Ｖｇ１を５Ｖ、Ｖｇ２を０Ｖとした場合、Ｖｇ２が０Ｖであるということは第２のトランジスタ１６のゲートとソースが短絡されている状態と等しいため、双方向スイッチ１は図２（ｂ）に示すような回路とみなすことができる。
【００５９】
さらに、図２（ｂ）に示す第２のトランジスタ１６のソース（Ｓ）をＡ端子、ドレイン（Ｄ）をＢ端子、ゲート（Ｇ）をＣ端子として説明を行う。図に示すＢ端子の電位がＡ端子の電位よりも高い場合には、Ａ端子がソースでＢ端子がドレインであるトランジスタとみなすことができ、このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ソース）との間の電圧は０Ｖであり、閾値電圧以下のため、Ｂ端子（ドレイン）からＡ端子（ソース）に電流は流れない。一方、Ａ端子の電位がＢ端子の電位よりも高い場合には、Ｂ端子がソースでＡ端子がドレインのトランジスタとみなすことができる。このような場合、Ｃ端子（ゲート）とＡ端子（ドレイン）との電位が同じであるため、Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以下の場合にはＡ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を通電しない。Ａ端子の電位がＢ端子を基準として閾値電圧以上となると、ゲートにＢ端子（ソース）を基準として閾値電圧以上の電圧が印加され、Ａ端子（ドレイン）からＢ端子（ソース）へ電流を流すことができる。つまり、トランジスタのゲートとソースとを短絡させた場合、ドレインがカソードでソースがアノードのダイオードとして機能し、その順方向立上り電圧はトランジスタの閾値電圧となる。そのため、図２（ａ）に示す第２のトランジスタ１６の部分は、ダイオードとみなすことができ、図２（ｃ）に示すような等価回路となる。図２（ｃ）に示す等価回路において、双方向スイッチ１のドレイン端子４の電位がソース端子５の電位よりも高い場合、第１のトランジスタ１５の第一ゲート端子２に５Ｖが印加されている場合には、第１のトランジスタ１５はオン状態であり、Ｓ２からＳ１へ電流を流すことが可能となる。ただし、ダイオードの順方向立上り電圧によるオン電圧が発生する。また、双方向スイッチ１のＳ１の電位がＳ２の電位よりも高い場合、その電圧は第２のトランジスタ１６からなるダイオードが担い、双方向スイッチ１のＳ１からＳ２へ流れる電流を阻止する。つまり、第一ゲート端子２に閾値電圧以上の電圧を与え、第二ゲート端子３に閾値電圧以下の電圧を与えることにより、いわゆる双方向素子をオンした状態とドレイン側にダイオードのカソード側を直列接続した動作が可能なスイッチが実現できる。
【００６０】
図３に双方向スイッチ１のＶｓ２ｓ１とＩｓ２ｓ１との関係を示す。図３（ａ）は、Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合を示し、図３（ｂ）は、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合を示し、図３（ｃ）は、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合を示している。なお、図３において横軸であるＳ２−Ｓ１間電圧（Ｖｓ２ｓ１）は、第１のオーミック電極１１Ａを基準とした電圧であり、縦軸であるＳ２−Ｓ１間電流（Ｉｓ２ｓ１）は第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａへ流れる電流を正としている。図３（ａ）に示すように、Ｖｇ１及びＶｇ２が０Ｖの場合及び１Ｖの場合には、Ｖｓ２ｓ１が正の場合にも負の場合にもＩｓ２ｓ１は流れず、双方向スイッチ１は遮断状態となる。また、Ｖｇ１とＶｇ２とが共に閾値電圧よりも高くなると、Ｖｓ２ｓ１に応じてＩｓ２ｓ１が双方向に流れる導通状態となる。一方、図３（ｂ）に示すように、Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０Ｖとした場合には、Ｉｓ２ｓ１は双方向に遮断される。しかし、Ｖｇ１を第１の閾値電圧以上の２Ｖ〜５Ｖとした場合には、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ未満の場合にはＩｓ２ｓ１が流れないが、Ｖｓ２ｓ１が１．５Ｖ以上になるとＩｓ２ｓ１が流れる。つまり、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａにのみに電流が流れ、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂには電流が流れない逆阻止状態となる。また、Ｖｇ１を０Ｖとし、Ｖｇ２を変化させた場合には図３（ｃ）に示すように、第１のオーミック電極１１Ａから第２のオーミック電極１１Ｂにのみに電流が流れ、第２のオーミック電極１１Ｂから第１のオーミック電極１１Ａには電流が流れない逆阻止状態となる。
【００６１】
以上より、双方向スイッチ１は、そのゲートバイアス条件により、双方向の電流を遮断・通電する機能を有すると共に、ダイオード動作も可能であり、そのダイオードの電流が通電する方向も切り換えることができる。以上、説明したように双方向スイッチ１の第一ゲート端子２と第二ゲート端子３のオンあるいはオフ条件に応じて、図４に示す４つの動作モードで動作することができる。すなわち、前記第一ゲート端子２のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けてオン状態の双方向デバイスと逆方向ダイオードが直列接続された半導体として動作する第一モード、前記第二ゲート端子３のみをオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間に向けて順方向ダイオードとオン状態の双方向デバイスが直列接続された半導体として動作する第二モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオンすると、前記ドレイン端子４から前記ソース端子５間にダイオードを介さない双方向に導通するように動作する第三モード、前記第一ゲート端子２および前記第二ゲート端子３をオフすると順逆双方向に電流を遮断する第四モードを有するものである。本構造はＪＦＥＴに類似しているが、キャリア注入を意図的に行うという点で、ゲート電界によりチャネル領域内のキャリア変調を行うＪＦＥＴとは全く異なった動作原理により動作する。具体的には、ゲート電圧が３ＶまではＪＦＥＴとして動作するが、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合には、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。
【００６２】
また、双方向スイッチ１は、第１のゲート電極１３Ａがｐ型の導電性を有する第１のｐ型半導体層１２Ａの上に形成され、第２のゲート電極１３Ｂがｐ型の導電性を有する第２のｐ型半導体層１２Ｂの上に形成されている。このため、第１の半導体層と第２の半導体層との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域内に正孔を注入することができる。窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、第１のゲート電極１３Ａ及び第２のゲート電極１３Ｂから注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きいノーマリオフ型の窒化物半導体層双方向スイッチを実現することが可能となる。
【００６３】
次に、ブラシレスＤＣモータ制御装置１７の構成について、図５を参照しながら説明する。図において、ブラシレスＤＣモータ制御装置１７は、双方向スイッチ１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ、１ｅ、１ｆ、１ｇ、１ｈを直列接続点１８ｄ、１８ｅ、１８ｆ、１８ｇでそれぞれ上下に直列接続してなる第一アーム１８、第二アーム１９、第三アーム２０、第四アーム２１と、第一アーム１８から第四アーム２１に対してコンデンサ２２を相互に並列接続し、単相交流電源２３を第一アーム１８と第二アーム１９の直列接続点１８ｄ、１８ｅへリアクタ２４を介してそれぞれ接続し、第一アーム１８と第二アーム１９は交流直流変換回路として駆動すると共に、第一アーム１８あるいは第二アーム１９の何れか一方として第二アーム１９は、ブラシレスＤＣモータ２５の一相に接続し、第三アーム２０および第四アーム２１の直列接続点１８ｆ、１８ｇをブラシレスＤＣモータ２５の相異なる相に接続し、第一アーム１８、第二アーム１９、第三アーム２０、第四アーム２１を駆動制御する制御手段２６を備えている。制御手段２６は、マイクロコンピュータ２６ａと、ゲート駆動回路２６ｂにより構成しており、第一ゲート端子２ａ〜２ｈを常時オン状態となるように制御し、第二ゲート端子３ａ〜３ｈをＰＷＭ変調する。ここで、第二アーム１９、第三アーム２０、第四アーム２１は、各双方向スイッチ１ａ〜１ｈの特性ばらつきを小さくするため、同一パッケージ内に構成されたモジュール２７を採用している。ここで、第一ゲート端子２ａ〜２ｈを常時オンにゲートを固定し、第二ゲート端子３ａ〜３ｈを逐次オンオフ制御することで、４つの動作モードのうち、運転中は第一モードと第三モードのみによる制御となる。第一モードでは、ブラシレスＤＣモータ制御装置１７の出力側に誘導性負荷が接続された場合、還流電流によりダイオードを通流することとなるため、比較的大きい損失が発生するが、ブラシレスＤＣモータ制御装置１７のデッドタイム以外の時間帯においては第三モードで動作しているため、ダイオードによる損失は発生しないこととなる。
【００６４】
次に、制御手段２６に備えた第一アーム１８の変調方法について、図６を参照しながら説明する。なお、第二アーム１９、第三アーム２０、第四アーム２１については、通常の三相ＰＷＭ制御（正弦波通電）と同様のため、詳細な説明は省略する。交流直流変換回路としての機能を果たす第二アーム１９は、三相ＰＷＭ制御を優先した制御を行う。第一アーム１８は、交流直流変換回路の他方である第二アーム１９がブラシレスＤＣモータ２５の駆動を優先して変調率が決定されている（ブラシレスＤＣモータ２５の各巻線間に正弦波電圧が印加するように制御している）ため、交流直流変換回路専用のアームとして、第一アーム１８は、第二アーム１９との線間電圧がリアクタ２４に通流する電流が力率１となるように制御しつつ、コンデンサ２２の電圧がブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧を目標電圧として比例積分制御する。
【００６５】
また、コンデンサ２２の電圧をブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧の３分の４倍よりも高い電圧とする制御について、図７をもとに説明する。図７は、図５のコンデンサ２２の負側を０Ｖとした場合のブラシレスＤＣモータ２５の各相電圧とブラシレスＤＣモータ２５の各線間電圧を示している。図に示すように、線間電圧のピーク値は、ブラシレスＤＣモータ２５に印加する三相電圧の正のピークから負のピーク間の電圧に対して、４分の３倍に相当する。そのため、コンデンサ２２の電圧は、線間電圧の３分の４倍以上の電圧に加えて第二アーム１９から第四アーム２１の双方向スイッチ１ｃ〜１ｈのオン抵抗による電圧降下を加味した電圧とすることで、所望の線間電圧をブラシレスＤＣモータ２５に印加することができる。
【００６６】
次に、制御手段２６に備えた第一アーム１８の変調率を決定する制御ブロックについて説明する。図８に示すように、第一アーム１８の変調率は、コンデンサ２２の電圧（Ｖｄｃ）の目標値と検出値の偏差を演算し、比例積分制御器へ入力する。出力した電流指令値は、リミッタ回路を経由して瞬時目標値（位相角により決定される電流瞬時指令値）を演算する。演算した瞬時目標値と、電流検出値（電流瞬時値、Ｉａｃ（ｔ））の偏差を演算し、比例積分制御器へ入力する。出力した変調率は三角波と比較してゲートドライバ回路の駆動信号となる。この変調率決定方法によって制御した際のブラシレスＤＣモータ２５の相電流波形（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ）と、単相交流電源２３からの入力電流波形（Ｉａｃ）、ブラシレスＤＣモータ２５の巻線間電圧波形（Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕ）、コンデンサ２２の両端電圧波形（Ｖｄｃ）と交流電源電圧波形（Ｖａｃ）について、図９に示す。図に示すように、相電流は正弦波状の電流が流れており、単相交流電源２３からの入力電流はほぼ正弦波状の電流となっている。
【００６７】
以上のように、本実施の形態１において、ブラシレスＤＣモータ制御装置１７は、第一アーム１８あるいは第二アーム１９は、単相交流電源２３から直流に変換する交流直流変換回路の一部および直流からブラシレスＤＣモータ２５を駆動するインバータ回路の一部として駆動し、単相交流電源２３からの入力電流を正弦波とすることができ、力率改善および高調波含有率の低減を図ることができると共に、通常の整流回路による交流直流変換回路では、ダイオードによる損失発生から双方向スイッチ１ａ〜１ｈを通流させることにより、オン抵抗分の損失のみとなることから損失低減が図れ、また、交流直流変換回路をフルブリッジ構成とする必要がなく、１アーム分すなわち双方向スイッチ１を２個削減することができ、低コストに実現することができることとなる。また、交流直流変換回路と共通で使用したアームは、ブラシレスＤＣモータ２５の１相分の変調がその他の変調と異なる制御とならないようにすることができ、ブラシレスＤＣモータ２５の騒音や振動の発生を防止することができることとなる。さらに、コンデンサ２２の電圧は、単相交流電源２３の電圧ピーク値より高い電圧（本実施の形態ではブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧の３分の４倍を加算した電圧よりも高い電圧として単相交流電源２３のピーク電圧の１．５倍）に昇圧するようにしているため、第一アーム１８あるいは第二アーム１９の交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した何れか一方のアームの変調に左右され、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサ２２の電圧の制御への影響を回避し、ブラシレスＤＣモータ２５の回転速度範囲の制限を回避することができることとなる。また、第一アーム１８あるいは第二アーム１９の何れか一方と、第三アーム２０、第四アーム２１は、同一パッケージ内で構成された双方向スイッチ１を使用しており、双方向スイッチ１のオン抵抗やスイッチング速度のばらつきを小さくすることができ、各相の変調率の補正を行なうことなく、単相交流電源２３からの入力に対する影響、例えば力率、高調波などへの影響を最小限とすることができ、またブラシレスＤＣモータ２５への出力に対して線間電圧の均等化が図れるため、装置全体を低騒音、低振動とすることができることとなる。
【００６８】
（実施の形態２）
以下、本発明の実施の形態２の構成について、図１０を参照しながら説明する。
【００６９】
なお、実施の形態１と同一のものは同一記号を付し、詳細な説明は省略する。
【００７０】
図に示すように、コンデンサ２２の電圧は、交流直流変換回路としてのみ動作する第一アーム１８が、ブラシレスＤＣモータ２５の一相に接続された第二アーム１９の変調範囲を拡大するようにする制御に加え、所望のブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧よりも高い電圧に昇圧するように動作する。図に示した制御ブロック図では、コンデンサ２２の電圧（Ｖｄｃ（ｔ））は、ブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）との偏差を演算し、比例積分制御器に入力した後に、制限器へ入力、更に単相交流電源２３からの瞬時電流指令値を演算した後に、実際の瞬時電流値（Ｉａｃ（ｔ））と比較し、その偏差を比例積分制御器へ入力して変調率を演算している。また、コンデンサ２２の電圧（Ｖｄｃ（ｔ））をブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）とする制御について、図１１に示す。図１１では、コンデンサ２２の負側を０Ｖとした場合のブラシレスＤＣモータ２５の各相電圧とブラシレスＤＣモータ２５の各線間電圧を示している。図に示すように、コンデンサ２２の電圧と、ブラシレスＤＣモータ２５の各相とコンデンサ２２の負側との電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）は、正弦波上の変調とせず、ブラシレスＤＣモータ２５に印加する三相線間電圧を正弦波とするように制御する。制御の目標電圧は、図中の各相の電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）であるため、第二アーム１９から第四アーム２１の上下の双方向スイッチ１ｃ〜１ｈをオンオフ制御することで得ることができる。この時の第一アーム１８の制御は、図中のＵ相の目標電圧Ｖｕ、単相交流電源２３の検出電圧、リアクタ２４のインダクタンス、リアクタ２４に流れる電流より、比例積分制御を行なうことで、変調率を演算して入力電流の力率制御を行なう。
【００７１】
以上のように、本実施の形態２において、コンデンサ２２の電圧を必要以上の高電圧とする必要がなく、交流直流変換回路としてのみ動作する第一アーム１８をブラシレスＤＣモータ２５の一相に接続された第二アーム１９の変調範囲を拡大するような制御を行なうことができ、交流直流変換回路とインバータ回路の共通アームとして使用した第二アーム１９の変調に左右されず、交流直流変換回路の力率制御やコンデンサ２２の電圧の制御への影響を回避しつつ、単相交流電源２３への悪影響を回避することができることとなる。
【００７２】
（実施の形態３）
以下、本発明の実施の形態３の構成について、図１２を参照しながら説明する。
【００７３】
なお、実施の形態１あるいは２と同一のものは同一記号を付し、詳細な説明は省略する。
【００７４】
図に示すように、コンデンサ２２の指令電圧は、ブラシレスＤＣモータ２５の回転数、回転角度に応じて変更するように構成している。コンデンサ２２の電圧は、交流直流変換回路としてのみ動作する第一アーム１８が、ブラシレスＤＣモータ２５の一相に接続された第二アーム１９の変調範囲を拡大する制御に加え、所望のブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）に対して、ブラシレスＤＣモータ２５の位相角から導いたｓｉｎθを乗算した補正電圧Ｖ２を演算する。また、ブラシレスＤＣモータ２５の電圧（Ｖｍｏｔｏｒ（ｔ））から回転数（Ｎ）を検出し、回転数（Ｎ）にブラシレスＤＣモータ２５の補正最大回転数（例えば定格回転数）で除算し、除算した結果に対して所望のブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）を乗算する。乗算した電圧値を制限器に入力し、所望のブラシレスＤＣモータ２５の線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ）で制限して補正電圧Ｖ１を演算する。その後、演算した補正電圧Ｖ１、Ｖ２を比較して補正電圧の高い方を最終の補正電圧として決定し、単相交流電源２３のピーク電圧（Ｖｄｃ（ｔ））に対して補正電圧を加算した電圧よりも高いコンデンサ２２の電圧となるように昇圧動作する。
【００７５】
以上のように、本実施の形態３において、ブラシレスＤＣモータ制御装置１７は、コンデンサ２２の指令電圧は、ブラシレスＤＣモータ２５の回転数と回転位相に応じて変更され、ブラシレスＤＣモータ２５の低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、必要以上にコンデンサ２２の電圧を上げることがなく、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができることとなる。また、コンデンサ２２の指令電圧は、コンデンサ２２の電圧を必要最小限の電圧とすることができ、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができることとなる。
【００７６】
（実施の形態４）
以下、本発明の実施の形態４の構成について、図１３を参照しながら説明する。
【００７７】
なお、実施の形態１から３と同一のものは同一記号を付し、詳細な説明は省略する。
【００７８】
図に示すように、ブラシレスＤＣモータ２５には、回転軸に対して不均一な負荷（例えば圧縮機のローターなど）が接続されている。
【００７９】
次に、非対称な負荷が接続された場合のブラシレスＤＣモータ２５の特定回転角度における回転速度変化を抑制する変調方法について、図１４を参照しながら説明し、また、ブラシレスＤＣモータ２５の変調方法に応じて、コンデンサ２２の電圧を指令電圧に制御する第一アーム１８の変調方法について、図１５を参照しながら説明する。
【００８０】
まずは図１４に示すように、ブラシレスＤＣモータ２５側の第二アーム１９の変調率演算は、目標とする電流値（Ｉｍｏｔｏｒ（ｔ））にｓｉｎθを乗算した各位相における瞬時電流値を演算する。さらに線間電圧（Ｖｍｏｔｏｒ（ｔ））から位相を検知した後に角速度（ω）を演算し、目標値ｄωｔ（ω）との比例積分項と各位相における角速度変化量（ｄωｔ０（ω））の比例積分項を加算演算した補正項を最終的に加算処理した電流補正値を足し合わせることで変調率を演算する。演算した変調率と三角波を比較してゲート駆動を行なう。また、第三アーム２０、第四アーム２１の変調方法は、第二アーム１９に対して、１２０度、２４０度の位相をずらした変調率で駆動する。
【００８１】
次に第一アーム１８の変調方法について、図１５を参照しながら説明する。図に示すように、第一アーム１８の変調率の演算は、コンデンサ２２の実際の電圧値（Ｖｄｃ（ｔ））と目標電圧値（Ｖｄｃ＿ｒｅｆ）の偏差を比例積分制御器に入力し、出力に単相交流電源２３のｓｉｎ（Ｖａｃ（ｔ））を乗算して瞬時目標電流値（Ｉａｃ＿ｒｅｆ）を演算する。演算した瞬時目標電流値と実際の電流値（Ｉａｃ（ｔ））の偏差を比例積分制御器に入力して、リアクタ２４に通流するための第一アーム１８と第二アーム１９の線間の補正電圧目標値を演算する。その後、演算した補正電圧目標値は単相交流電源２３の電圧（Ｖａｃ（ｔ））に加算し、第二アーム１９との偏差をＶｄｃ（ｔ）で除算することで第一アーム１８の変調率を演算する。
【００８２】
以上のように、本実施の形態４において、従来、特別な位相制御を実施しない限りにおいて、回転軸に対して負荷が不均一な場合、回転軸角度が特定の角度となった際にトルク不足となり減速するか、あるいは逆にトルクが過剰となり必要以上に加速することになる、あるいは単相交流電源２３からの入力電流に歪みが出ていたが、ブラシレスＤＣモータ制御装置１７は、コンデンサ２２の指令電圧は、ブラシレスＤＣモータ２５の回転数に応じて変更され、ブラシレスＤＣモータ２５の低速、高速運転時を問わずインバータ回路の変調を複雑な制御系を構築する必要がなく、また、ブラシレスＤＣモータ２５の回転角度に応じて変更しているため、必要以上にコンデンサ２２の電圧を上げることがなく、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができることとなる。また、コンデンサ２２の指令電圧は、コンデンサ２２の電圧を必要最小限の電圧とすることができ、交流直流変換回路、およびインバータ回路分の損失を低減することができるという作用を有する。また、第一アーム１８あるいは第二アーム１９の何れか一方と、第三アーム２０、第四アーム２１は、ブラシレスＤＣモータ２５の特定回転角度における回転速度変化を抑制するように変調しているため、回転角度に応じてブラシレスＤＣモータ２５に加わる負荷が変動する場合であっても、ブラシレスＤＣモータ２５の回転数を一定に保つことができ、装置全体の騒音、振動を低減することができることとなる。
【産業上の利用可能性】
【００８３】
本発明のブラシレスＤＣモータ制御装置は、ブラシレスＤＣモータを使用した各種装置で低消費電力かつ低コストで実現できるものであり、家庭用の空調機器のファンモータの制御用途のほか、圧縮機のようなローターの回転角度に応じて必要トルクが変動する負荷制御、あるいは業務用の用途にも適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の実施の形態１の双方向スイッチの構成図
【図２】同双方向スイッチの等価回路図
【図３】同双方向スイッチの電圧・電流の相関図（（ａ）Ｖｇ１とＶｇ２とを同時に変化させた場合の図、（ｂ）Ｖｇ２を第２の閾値電圧以下の０Ｖとし、Ｖｇ１を変化させた場合の図、（ｃ）Ｖｇ１を第１の閾値電圧以下の０ＶとしてＶｇ２を変化させた場合の図）
【図４】同双方向スイッチの動作モードを示す図
【図５】本発明の実施の形態におけるブラシレスＤＣモータ制御装置の構成図
【図６】同第一アームの変調方法に関する説明図
【図７】同コンデンサの電圧制御に関する説明図
【図８】同第一アームの変調率決定の制御ブロック図
【図９】同変調率決定による電流・電圧波形図
【図１０】本発明の実施の形態２におけるブラシレスＤＣモータ変調率決定の制御ブロック図
【図１１】同コンデンサの電圧制御に関する説明図
【図１２】本発明の実施の形態３におけるブラシレスＤＣモータ変調率決定の制御ブロック図
【図１３】本発明の実施の形態４におけるブラシレスＤＣモータ制御装置の構成図
【図１４】同特定回転角度における回転速度変化を抑制する変調方法の制御ブロック図
【図１５】同第一アームの変調方法の制御ブロック図
【図１６】従来の特許文献１におけるブラシレスＤＣモータ制御装置の構成図
【符号の説明】
【００８５】
１      双方向スイッチ
１ａ〜１ｈ  双方向スイッチ
２      第一ゲート端子
２ａ〜２ｈ  第一ゲート端子
３      第二ゲート端子
３ａ〜３ｈ  第二ゲート端子
４      ドレイン端子
５      ソース端子
６      基板
７      バッファ層
８      半導体層積層体
９      ＧａＮ層
１０    ＡｌＧａＮ層
１１Ａ  第１のオーミック電極
１１Ｂ  第２のオーミック電極
１２Ａ  第１のｐ型半導体層
１２Ｂ  第２のｐ型半導体層
１３Ａ  第１のゲート電極
１３Ｂ  第２のゲート電極
１４    保護膜
１５    第１のトランジスタ
１６    第２のトランジスタ
１７    ブラシレスＤＣモータ制御装置
１８    第一アーム
１９    第二アーム
２０    第三アーム
２１    第四アーム
２２    コンデンサ
２３    単相交流電源
２４    リアクタ
２５    ブラシレスＤＣモータ
２６    制御手段
２７    モジュール
【図１】
2010022103.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
2010022103.tif 000006
【図５】
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【図６】
2010022103.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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