(57)【要約】【課題】高調波抑制機能を有するＰＦＣ回路と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとを一体化して１段構成とし、高い電源変換効率を得ることができると共に、小型化及び低コスト化を実現することができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】交流電源を整流する整流回路と、一次側コイルの一端が整流回路の正極端子に接続され、一次側コイルと二次側コイルとが逆極性に構成されたトランスフォーマと、一端が整流回路の負極端子に接続され、他端が一次側コイルの他端に接続され、パルス信号によって一次側コイルに流れる電流をオン、オフするスイッチング素子と、一次側コイルに電流が流れているときに二次側コイルの電流を阻止するように、二次側コイルの一端にアノードが接続されるダイオードと、一端がダイオードのカソードに接続され、他端が二次側コイルの他端に接続される平滑コンデンサと、を備えたことを特徴とする。【選択図】  図４
2010124567.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アクティブ型の力率改善コンバータと絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータとを一段構成としたスイッチング電源装置において、
交流電源を整流する整流回路と、
一次側コイルの一端が前記整流回路の正極端子に接続され、前記一次側コイルと二次側コイルとが逆極性に構成されたトランスフォーマと、
一端が前記整流回路の負極端子に接続され、他端が前記一次側コイルの他端に接続され、パルス信号によって前記一次側コイルに流れる電流をオン、オフするスイッチング素子と、
前記一次側コイルに電流が流れているときに前記二次側コイルの電流を阻止するように、前記二次側コイルの一端にアノードが接続されるダイオードと、
一端が前記ダイオードのカソードに接続され、他端が前記二次側コイルの他端に接続される平滑コンデンサと、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記パルス信号のデューティ比を制御する制御回路をさらに備え、
前記制御回路は、
前記整流回路の前記正極端子と前記負極端子との間に生じる入力電圧、前記正極端子から前記負極端子に流れる入力電流、及び前記平滑コンデンサの両端に生じる出力電圧をモニタし、
前記入力電圧の電圧波形と前記入力電流の電流波形とが相似となるように、かつ前記出力電圧が所定の電圧値となるように前記パルス信号のデューティ比を制御する、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記二次側コイルを流れる出力電流をさらにモニタし、
前記スイッチング素子がオンのときに前記一次側コイルに流れる入力電流と、前記スイッチング素子がオフのときに前記二次側コイルに流れる出力電流とを合成した合成電流が所定の電流値となるように前記パルス信号のデューティ比をさらに制御する、
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記二次側コイルを流れる出力電流をさらにモニタし、
前記出力電流が所定の閾値を超えたときにはその旨を通知する異常信号を出力する、
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング素子がオフの期間に前記二次側コイルに流れる電流が断続する断続モードと、前記スイッチング素子がオフの期間でも前記二次側コイルに流れる電流が断続せずに連続する連続モードの、いずれのモードでも動作可能である、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記トランスフォーマ、前記スイッチング素子、及び前記ダイオードで構成される第１の回路ユニットと互いに並列に接続され、前記第１の回路ユニットと同じ構成を有する（ｎ−１）個（ｎ≧２）の第２の回路ユニットをさらに備え、
前記制御回路は、
合計ｎ個の前記第１及び第２の回路ユニットの各スイッチング素子に対して、前記パルス信号の周期Ｔを略ｎ等分したパルス幅のパルスをＴ／ｎずつ位相をシフトさせて供給する、
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記整流回路の入力側には、コモンモードフィルタがさらに設けられている、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記出力電圧をモニタする信号及び前記出力電流をモニタする信号は、フォトカプラを介して前記制御回路に入力される、
ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に係り、特に、力率改善機能を有する絶縁型スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近時、力率改善や高調波抑圧を目的としたＰＦＣ（Power  Factor  Correction）回路が設けられているスイッチング電源（ＡＣ／ＤＣコンバータ）が普及してきている。
【０００３】
ＡＣ／ＤＣコンバータの入力側を単純に全波ダイオード整流回路と平滑コンデンサとで構成した場合、ダイオード整流回路の出力電圧波形は交流の全波整流波形になるものの、電流波形はスパイク状の波形になることが知られている。即ち、電圧波形と電流波形とが相似とならない。このため、このようなＡＣ／ＤＣコンバータを内蔵する各種の装置の力率が低下することになり、電力供給事業者にとってのみならずエネルギー利用効率の観点からも好ましくない状況となる。
【０００４】
また、スパイク状の電流波形は高調波成分、特に奇数次の高調波成分を多く持っており、これらの高調波成分が電力線側に流れ込むと予期せぬ事故が送配電設備に発生する可能性もある。このため、高調波成分を規制するための規格が各国で設けられている。
【０００５】
このようにＡＣ／ＤＣコンバータの力率改善の必要性はますます高まってきており、力率改善を目的とするＰＦＣ回路を組み込んだ各種のスイッチング電源が開発されている。
【０００６】
例えば、特許文献１等に、ＰＦＣ回路とＤＣ／ＤＣコンバータとを備えたスイッチング電源装置に関する技術が開示されている。
【特許文献１】特開２００６−１８７１１５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
一般に、ＰＦＣ回路は非絶縁型の昇圧コンバータを基本構成とするものであり、チョークコイル、ダイオード、スイッチング用ＦＥＴ等を備えて構成されている。例えば、１００Ｖから２４０Ｖ程度の商用交流電源を整流し、整流電圧を非絶縁型の昇圧コンバータで４００Ｖ程度の直流電圧に昇圧する。このとき、ＰＦＣ回路の入力電流波形が入力電圧波形と相似になるようにスイッチングパルスのデューティ比を制御している。
【０００８】
他方、商用電源から所望の電圧の直流に変換する場合、商用電源と出力との間には絶縁が必要となる場合が多い。このため、一般的なＡＣ／ＤＣコンバータでは、昇圧コンバータを基本構成とするＰＦＣ回路と絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータとの２段構成となっている。即ち、類似したスイッチングコンバータが２段直列に接続された構成となっている。
【０００９】
この結果、電源変換効率が低下するばかりでなく、装置の小型化やコスト低減に対する阻害要因となっている。
【００１０】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、高調波抑制機能を有するＰＦＣ回路と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとを一体化して１段構成とし、高い電源変換効率を得ることができると共に、小型化及び低コスト化を実現することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、アクティブ型の力率改善コンバータと絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータとを一段構成としたスイッチング電源装置において、交流電源を整流する整流回路と、一次側コイルの一端が前記整流回路の正極端子に接続され、前記一次側コイルと二次側コイルとが逆極性に構成されたトランスフォーマと、一端が前記整流回路の負極端子に接続され、他端が前記一次側コイルの他端に接続され、パルス信号によって前記一次側コイルに流れる電流をオン、オフするスイッチング素子と、前記一次側コイルに電流が流れているときに前記二次側コイルの電流を阻止するように、前記二次側コイルの一端にアノードが接続されるダイオードと、一端が前記ダイオードのカソードに接続され、他端が前記二次側コイルの他端に接続される平滑コンデンサと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係るスイッチング電源装置によれば、高調波抑制機能を有するＰＦＣ回路と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとを一体化して１段構成とし、高い電源変換効率を得ることができると共に、小型化及び低コスト化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
（１）従来型のスイッチング電源装置の構成
最初に、本発明に係るスイッチング電源装置の特徴を明確にするため、従来から用いられているスイッチング電源装置の典型的な構成について概略説明しておく。
【００１４】
図１は、ＰＦＣ回路の必要性を説明する図である。図１（ａ）は、ＰＦＣ回路が設けられていない電源装置１００の構成を示しており、整流回路１０２と平滑コンデンサ１０３のみで構成される電源回路によって交流電源１０１を直流に変換し負荷１０４に直流電源を供給している。
【００１５】
平滑コンデンサ１０３が無い場合には図１（ｂ）に示す全波整流電圧波形が負荷１０４に印加されるが、実際には平滑コンデンサ１０３によって全波整流電圧波形が平滑化され、図１（ｃ）に実線で示したような電圧波形となる。平滑コンデンサ１０３の電圧が全波整流電圧よりも高い期間は整流回路１０２から平滑コンデンサ１０３に対する充電が行われないため、整流回路１０２の出力電流は、図１（ｄ）に示したように、全波整流電圧波形のピーク近傍の短い期間にだけ流れる。このため、交流電源１０１側から見たときの電圧波形と電流波形とは相似形とならず、力率が低下することになる。また、急峻なピークをもつ電流波形は多くの高調波成分を含んでおり、この高調波成分が交流電源１０１側に流れることになる。
【００１６】
力率を改善し高調波成分を抑制するためには、整流回路１０２の出力電流波形を全波整流電圧波形に近づければよく、ＰＦＣ回路（いわゆるアクティブ型のＰＦＣ回路）はこれを行うための回路である。
【００１７】
図２は、ＰＦＣ回路２００を具備した従来のスイッチング電源装置の典型的な構成例を示す図である。従来のスイッチング電源装置は、例えば、交流電源１０１側から順に、コモンモードフィルタ４００、整流回路１０２、ＰＦＣ回路２００、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ３００を備えて構成されている。
【００１８】
コモンモードフィルタ４００は、主にコモンモードノイズを遮断するために設けられるフィルタである。整流回路１０２は、図示したように例えばダイオードブリッジ回路によって構成される全波整流回路である。
【００１９】
ＰＦＣ回路２００は、チョークコイル２０１、ダイオード２０２、平滑コンデンサ２０３、及びスイッチング素子として動作するＦＥＴ２０４を主たる構成とするものである。この他、入力コンデンサ２１０、整流回路１０２の出力電圧をモニタするための電圧モニタ抵抗２０６、整流回路１０２の出力電流をモニタするための電流モニタ抵抗２０７、ＰＦＣ回路２００の出力電圧をモニタするための分圧抵抗２０８、２０９を備えている。
【００２０】
なお、入力コンデンサ２１０は、主にスイッチング周波数成分を平滑するためのものであり、例えばフィルムコンデンサである。また、平滑コンデンサ２０３は、主に交流電源の周波数成分を平滑するためのものであり、例えば電解コンデンサである。
【００２１】
図２の構成からわかるように、一般にＰＦＣ回路２００は、昇圧型スイッチングコンバータの構成を有している。例えば、交流電源電圧の実効値が１００Ｖ〜２４０Ｖの範囲のとき、ＰＦＣ回路２００の出力電圧（平滑コンデンサ２０３の両端の電圧）は、３６０Ｖ〜４２０Ｖの範囲に昇圧される。
【００２２】
ＦＥＴ２０４のスイッチング周波数は特に限定するものではないが、例えば約１００ｋＨｚ程度の周波数のパルス信号でスイッチングされる。
【００２３】
図３は、ＰＦＣ回路２００の動作例を示す図である。図３（ａ）は、整流回路１０２の出力側の電圧波形（全波整流波形）と電流波形（抵抗２０７に流れる電流波形）を示したものである。ＦＥＴ２０４がオン期間には全波整流電圧がチョークコイル２０１に印加され電流は増加していく一方、ＦＥＴ２０４がオフの期間には電流はチョークコイル２０１からダイオード２０２を介して平滑コンデンサ２０３に流れ、出力電流は減少する。このように電流波形はＦＥＴ２０４に印加されるパルス信号に同期した三角波状となる。
【００２４】
ＰＦＣ回路２００は、ＰＦＣ回路２００の出力電圧が所定の電圧となるように、かつ、電流波形の頂点の包絡線が出力電圧（全波整流波形）と相似になるようにパルス信号のオン期間（即ちデューティ比）を制御回路（１）で制御している。
【００２５】
抵抗２０７を流れる三角波状の電流は入力コンデンサ２１０で平滑化され、整流回路１０２の出力電圧波形と出力電流波形は相似形となる。この結果、コモンモードフィルタ４００の入力端での電圧波形と電流波形は図３（ｂ）に示したようにいずれも同位相の正弦波波形となり、力率はほぼ１に近い値となる。また、電流波形の高調波成分も抑圧されている。
【００２６】
従来のＰＦＣ回路２００は、一般に非絶縁型の昇圧コンバータを基本形とするものであり、通常ＰＦＣ回路２００の後段に絶縁型のコンバータ、例えばフォーワードコンバータを設ける構成が一般的である。
【００２７】
このフォーワードコンバータ３００の構成例は、図２に示したように絶縁トランス３０３を備え、一次側にチョークコイル３０１、回生用コンデンサ３０２、及びスイッチング素子としてのＦＥＴ３０４が接続されている。また、二次側には、ダイオード３０５、平滑コンデンサ３０６、電圧モニタ用の分圧抵抗３０７、３０８が設けられている。
【００２８】
分圧抵抗３０７、３０８を介してモニタした出力電圧が所定の値となるようにＦＥＴ３０４に印加するパルス信号のデューティ比を制御回路（２）で制御している。
【００２９】
図２に示したように、従来の回路構成は、ＰＦＣ回路２００とフォーワードコンバータ３００とを備える２段構成となっている。ＰＦＣ回路２００によって力率改善や高調波抑圧機能が実現されるものの、ＰＦＣ回路２００が存在することのよって電源変換効率は低下する。また、ＰＦＣ回路２００を設けることによって部品点数は増加し装置は大型化する。また、コストも増加することになる。
【００３０】
（２）本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成
本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置１は、上記のＰＦＣ回路２００と同等の力率改善・高調波抑圧機能を有しつつも絶縁機能を有し、かつそれを一段のスイッチングコンバータで実現している。
【００３１】
図４は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１の構成例を示す図である。スイッチング電源装置１は、主要構成品として、スイッチング素子として機能するＦＥＴ１１、フライバックトランス１２、ダイオード１３、平滑コンデンサ１４、及び制御回路１７を備える一段のスイッチングコンバータとして構成されている。
【００３２】
フライバックトランス１２は、一次側コイル１２ａと二次側コイル１２ｂとが逆極性となるように構成されているものであり、対応する極性を黒丸印で示している。
【００３３】
この他、図２に示した従来構成と同様に、交流電源１０１の入力側にコモンモードフィルタ４００及び整流回路１０２を有している。
【００３４】
また、一次側コイル１２ａに流れる電流（以下、入力電流という）をモニタするための入力電流モニタ抵抗１６、整流回路１０２の出力端の電圧（以下、入力電圧という）をモニタする入力電圧モニタ抵抗１５を備えている。
【００３５】
一次側コイル１２ａの一端は整流回路１０２の正極端子に直接接続されており、一次側コイル１２ａの他端はＦＥＴ１１の一端に接続されている。ＦＥＴ１１の他端は入力電流モニタ抵抗１６を介して整流回路１０２の負極端子に接続されている。
【００３６】
一方、フライバックトランス１２の二次側コイル１２ｂには、平滑コンデンサ１４の両端の電圧（以下、出力電圧という）をモニタするための分圧抵抗１８、１９、及び二次側コイル１２ｂに流れる電流（以下、出力電流という）をモニタするための出力電流モニタ抵抗２０が設けられている。
【００３７】
出力電圧と出力電流は、出力電圧・出力電流検出回路２１にて適宜の信号レベルに変換され、フォトカプラ２２で絶縁を確保した後、制御回路１７に入力される。
【００３８】
上記のように構成されたスイッチング電源装置１の動作について説明する。図５は、スイッチング電源装置１のスイッチング動作のうち、断続モードについて説明するタイミングチャートである。
【００３９】
図５（ａ）は、ＦＥＴ１１に印加されるパルス信号を示す図である。ＦＥＴ１１がオンのとき、フライバックトランス１２の一次側コイル１２ａには図５（ｂ）に示す入力電流が流れる。入力電流の向きは図４の一次側コイル１２ａ近傍に図示した矢印の方向である。このとき、一次側コイル１２ａと二次側コイル１２ｂとは極性が逆であるため、二次側コイル１２ｂに発生する誘導起電力は一次側と逆極性になる。このため、ダイオード１３によって遮断され、二次側コイル１２ｂへは電流が流れない。一次側コイル１２ａはチョークコイルとして機能することになり、エネルギーが一次側コイル１２ａに蓄積される。
【００４０】
ＦＥＴ１１がオフになると、一次側コイル１２ａには電流が流れず入力電流はゼロとなる。一方、オンに期間に一次側コイル１２ａに蓄積されたエネルギーは二次側コイル１２ｂ経由で負荷側に放出される。この出力電流の向きは、図４の二次側コイル１２ｂ近傍に図示した矢印の方向であり、ダイオード１３を通って負荷側に流れる。この出力電流は図５（ｃ）に示したように、ＦＥＴ１１がオフとなった直後に最大値をとり、エネルギーの放出と共に低下し、次のオン期間が始まる前にゼロとなる。
【００４１】
図５（ｄ）は、一次側コイル１２ａに流れる入力電流と、二次側コイル１２ｂに流れる出力電流とを仮想的に合成した合成電流を示している。この合成電流は、ＦＥＴ１１がオンとなる直前に一時的にゼロとなる期間がある。このため、このようなスイッチングモードを断続モードと呼んでいる。
【００４２】
図４に示したスイッチング電源装置１の構成は、いわゆるフライバックコンバータと呼ばれる構成と類似するものであり、フライバックトランス１２によって一次側と二次側の絶縁を行うと共にＦＥＴ１１に印加するパルス信号のデューティ比制御によって出力電圧を所定の値に制御することができる。
【００４３】
本発明に係るスイッチング電源装置１の特徴の１つは、この構成を基本的に維持しつつ、ＰＦＣ回路の機能を付加したところにある。即ち、フライバックトランス１２の一次側において、入力電圧（整流回路１０２の出力である全波整流電圧と同じ電圧）と入力電流をモニタし、両者の波形が相似となるようにＦＥＴ１１に印加するパルス信号のデューティ比を制御すれば、従来からあるＰＦＣ回路と同等の機能が得られ、併せてフライバックトランス１２による絶縁機能を有した直流安定化電源を実現することができる。この点が、本発明に係るスイッチング電源装置１の重要な着眼点の１つである。
【００４４】
図６は、本実施形態に係るスイッチング電源装置１において、力率改善効果と高調波抑圧効果が得られることを説明する図である。従来のＰＦＣ回路の動作（図３参照）との相違点は、電流波形が一次側コイル１２ａに流れる電流波形（図５（ｂ））に置き換わっている点であるが、入力コンデンサ１０で平滑されるため結局は電圧波形と相似な電流波形が得られる。この結果、図６（ｂ）に示したように、コモンモードフィルタ４００の入力端でみた交流電圧波形と交流電流波形は相似形となり、高調波は抑圧され、かつ力率はほぼ１となる。
【００４５】
本実施形態に係るスイッチング電源装置１によれば、上記のように高調波抑圧と力率改善が実現できることに加えて、交流電源と絶縁されたコンバータが１段構成となっているため、従来のように非絶縁型のＰＦＣ回路と絶縁型コンバータとの２段構成に比べると電源変換効率を向上させることができる。
【００４６】
また、従来の構成例では、図２に示したように、２つのチョークコイル２０１、３０１、２つのＦＥＴ２０４、３０４、２つの平滑コンデンサ２０３、３０６、及び絶縁トランス３０３を必要としている。これに対して、本実施形態に係るスイッチング電源装置１では、２つのチョークコイル２０１、３０１、及び絶縁トランス３０３を、１つのフライバックトランス１２で置き換えた構成となっている。また、スイッチング素子（ＦＥＴ１１）と平滑コンデンサ１４もそれぞれ１つで十分な構成となっている。
【００４７】
このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１では大幅に部品点数が削減されており、装置の小型化や低コスト化が実現できる構成となっている。
【００４８】
本実施形態に係るスイッチング電源装置１は、連続モードで動作させることも可能である。
【００４９】
図７は、連続モードでのスイッチング動作を説明する図である。連続モードは、フライバックトランス１２に蓄積されたエネルギーがゼロにならず、ある一定のレベルを中心にして増減する動作モードである。ＦＥＴ１１がオンになったとき、一次側コイル１２ａに流れる入力電流は図７（ｂ）に示したようにゼロからではなくある有限の値から増加を開始する。また、図７（ｃ）に示したように、ＦＥＴ１１がオフの期間に二次側コイル１２ｂに流れる出力電流はゼロにならない。このため、一次側コイル１２ａに流れる電流と二次側コイル１２ｂに流れる電流を合成した合成電流は、一定の直流レベルを中心に増減を繰り返す連続電流となる（図７（ｄ）参照）。
【００５０】
なお、連続モードにおいても力率改善効果と高調波抑圧効果は断続モードと同様に得られる。図８はこのことを示す図であり、一次側コイル１２ａに流れる電流が三角波から台形状のスイッチング波形になっている点が異なるだけである。いずれの場合でも入力コンデンサ１０でスイッチング周波数成分が除去された後の電流波形は電圧波形と相似形となる。コモンモードフィルタ４００の入力端で見れば連続モードであっても断続モードであっても同じ波形となる。
【００５１】
ところで、制御回路１７によるデューティ比制御では、入力電圧、入力電流、及び出力電圧を用いることに加えて、さらに出力電流を用いた制御としてもよい。
【００５２】
例えば、入力電流のモニタ信号と出力電流のモニタ信号とを実際に合成し、これをデューティ比の制御に利用する方法が有効である。図９はこの様子を示す図である。入力電流は入力モニタ抵抗１６によって検出され、制御回路１７に入力される。一方、出力電流は出力電流モニタ抵抗２０によって検出され、出力電圧・出力電流検出回路２１に入力される。出力電流モニタ信号はここでレベル調整されフォトカプラ２２を介して制御回路１７に入力される（図９（ｃ）にハッチングで示した信号）。
【００５３】
制御回路１７では、入力電流のモニタ信号と出力電流のモニタ信号とが実際に合成され、図９（ｄ）に示した連続波形がデューティ比の制御に利用される。市場に流通している汎用のコントローラ（制御回路）では、電流制御の入力信号として連続信号を前提としたものが多く、上述した合成処理によって汎用の安価なコントローラの利用も可能となる。
【００５４】
また、連続モードで動作させた場合、二次側コイル１２ｂに流れる出力電流が大きくゆっくりと変動するといった不安定な現象が発生する場合がある。このような現象を防止するためにも二次側の電流をフィードバックして制御する方法は有効である。
【００５５】
さらに、出力電流が所定の範囲を超えて大きく変動した場合、制御回路１７で異常検出を行い、その旨を知らせる異常信号を外部に出力するようにしてもよい。
【００５６】
（３）第２の実施形態
図１０は、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１ａの構成例を示す図である。第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１ａは、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１の構成品のうち、スイッチング素子（ＦＥＴ１１Ａ）、トランスフォーマ（フライバックトランス１２Ａ）、及びダイオード１３Ａとで構成される第１の回路ユニット３０Ａと、これと同じ構成を有する第２の回路ユニット３０Ｂを（ｎ−１）個（ｎは、ｎ≧２の整数）有する形態である。同一構成の合計ｎ個の第１、第２の回路ユニットが互いに並列に接続されている。
【００５７】
また、制御回路１７ａからは、ｎ個の第１、第２の回路ユニットの各ＦＥＴに対して、パルス信号の周期をＴとしたとき、周期Ｔを概ねｎ等分したＴ／ｎのパルス幅をもつパルス信号を、位相をＴ／ｎずつシフトさせて供給する構成としている。
【００５８】
図１０は、ｎが２の場合の構成（即ち、第１の回路ユニット３０Ａと１つの第２の回路ユニット３０Ｂとを有する構成）の例を示す図である。
【００５９】
図１１は、図１０の構成例に対応する各部のスイッチング動作を示す図である。図１１（ａ）から（ｃ）が第１の回路ユニット３０Ａに対応する波形であり、図１１（ａ）がＦＥＴ１１Ａ用のスイッチングパルス信号、図１１（ｂ）がフライバックトランス１２Ａの一次側コイル１２ａＡに流れる電流（即ち、第１の回路ユニット３０Ａの入力電流）、図１１（ｃ）がフライバックトランス１２Ａの二次側コイル１２ｂＡに流れる電流（即ち、第１の回路ユニット３０Ａの出力電流）である。
【００６０】
同様に、図１１（ｄ）から（ｆ）が第２の回路ユニット３０Ｂに対応する波形であり、図１１（ｄ）がＦＥＴ１１Ｂ用のスイッチングパルス信号、図１１（ｅ）がフライバックトランス１２Ｂの一次側コイル１２ａＢに流れる電流（即ち、第２の回路ユニット３０Ｂの入力電流）、図１１（ｆ）がフライバックトランス１２Ｂの二次側コイル１２ｂＢに流れる電流（即ち、第２の回路ユニット３０Ｂの出力電流）である。なお、第１、第２の回路ユニット３０Ａ，３０Ｂはいずれも連続モードで動作させている。
【００６１】
図１０の構成例では、第１、第２の回路ユニットの合計数は２であり、前述したように各ＦＥＴ１１Ａ、１１Ｂに対しては、パルス幅がＴ／２で、位相もＴ／２だけシフトしたパルス信号が印加されている（図１１（ａ）、（ｄ）参照）。
【００６２】
この結果、各フライバックトランス１２Ａ、１２Ｂに対しては、半周期毎にオン、オフされるパルス電流が流れ、それぞれの入力電流や出力電流を合成した合成信号は、図１１（ｇ）、（ｈ）に示したように連続した電流となる。
【００６３】
第２の実施形態に係るスイッチング電源装置１ａでは、合成された入力電流、出力電流はいずれも連続した電流となるため、スイッチングによるリップルが抑圧される。
【００６４】
また、出力電流が連続しているため平均電流としては大きな値となり、同じ出力電圧であっても電流が断続する場合に比べるとより多くの直流電力を得ることができる。また、同じ直流電力を得ようとした場合、電流が断続する場合に比べるとより小さな出力電圧ですむため、平滑コンデンサ１４等の部品が小型にできるという利点がある。
【００６５】
以上説明してきたように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１、１ａによれば、高調波抑制機能を有するＰＦＣ回路と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとを一体化して１段構成とし、高い電源変換効率を得ることができると共に、小型化及び低コスト化を実現することができる。
【００６６】
なお、本発明は上記の実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６７】
【図１】直流電源における力率改善及び高調波抑制の必要性を説明する図。
【図２】ＰＦＣ回路を備える従来の２段構成型のスイッチング電源装置の構成例を示す図。
【図３】ＰＦＣ回路による力率改善及び高調波抑制動作を一般的に説明する図。
【図４】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成例を示す図。
【図５】第１の実施形態に係るスイッチング電源装置における、断続モードでのスイッチング動作を説明するタイミングチャート。
【図６】第１の実施形態に係るスイッチング電源装置における、断続モードでの各部の電圧波形と電流波形を示す図。
【図７】第１の実施形態に係るスイッチング電源装置における、連続モードでのスイッチング動作を説明するタイミングチャート。
【図８】第１の実施形態に係るスイッチング電源装置における、連続モードでの各部の電圧波形と電流波形を示す図。
【図９】フライバックトランスの二次側電流（出力電流）をフィードバックして入力電流と合成し、デューティ比制御に利用する動作の説明図。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成例を示す図。
【図１１】第２の実施形態に係るスイッチング電源装置における、連続モードでの各部の電圧波形と電流波形を示す図。
【符号の説明】
【００６８】
１、１ａ  スイッチング電源装置
１０  入力コンデンサ
１１  ＦＥＴ（スイッチング素子）
１２  フライバックトランス（トランスフォーマ）
１３  ダイオード
１４  平滑コンデンサ
１５  入力電圧モニタ抵抗
１６  入力電流モニタ抵抗
１７  制御回路
１８、１９  分圧抵抗
２０  出力電流モニタ抵抗
２２  フォトカプラ
３０Ａ  第１の回路ユニット
３０Ｂ  第２の回路ユニット
１０１  交流電源
１０２  整流回路
１０４  負荷
４００  コモンモードフィルタ
【図１】
2010124567.tif 000003
【図２】
2010124567.tif 000004
【図３】
2010124567.tif 000005
【図４】
2010124567.tif 000006
【図５】
2010124567.tif 000007
【図６】
2010124567.tif 000008
【図７】
2010124567.tif 000009
【図８】
2010124567.tif 000010
【図９】
2010124567.tif 000011
【図１０】
2010124567.tif 000012
【図１１】
2010124567.tif 000013