(57)【要約】【課題】反転型チャージポンプ回路の出力変動を抑制する。【解決手段】チャージポンプ回路１００は、入力電圧Ｖｄｄの極性を反転して出力する。第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３は、フライングキャパシタＣｆを入力電圧Ｖｄｄで充電する第１経路に設けられる。第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４は、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷を、出力キャパシタＣｏに転送する第２経路に設けられる。制御回路１０は、第１経路に設けられたスイッチＳＷ１、ＳＷ３と、第２経路に設けられたスイッチＳＷ２、ＳＷ４を、を交互にオン、オフさせる。制御回路１０は、出力キャパシタＣｏの一端Ｐ４に発生する出力電圧Ｖｓｓに応じて、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の少なくともひとつのオン時間を変化させる。【選択図】図２
2010017013.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
フライングキャパシタと、
出力キャパシタと、
前記フライングキャパシタを前記入力電圧で充電する第１経路に設けられた複数のスイッチと、
前記フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、前記出力キャパシタに転送する第２経路に設けられた複数の第２スイッチと、
前記第１経路に設けられた複数のスイッチと、前記第２経路に設けられた複数のスイッチを、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
を備え、前記制御回路は、前記出力キャパシタの一端に発生する出力電圧に応じて、前記第１経路の複数のスイッチ、前記第２経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項２】
前記制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流を所定の基準電流と比較する比較部と、
を含み、前記比較部による比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項３】
前記制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
前記電流電圧変換回路によって生成された電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、
を含み、前記比較部による比較結果に応じて、前記オン時間を変化させることを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプ回路。
【請求項４】
入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
フライングキャパシタと、
一端が接地された出力キャパシタと、
前記入力電圧が印加される入力端子と前記フライングキャパシタの一端の間に設けられた第１スイッチと、
前記フライングキャパシタの前記一端と、接地端子の間に設けられた第２スイッチと、
一端が前記フライングキャパシタの他端と接続された第３スイッチと、
前記第３スイッチの他端に接続された電圧制御回路と、
前記フライングキャパシタの前記他端と、前記出力キャパシタの他端の間に設けられた第４スイッチと、
前記第１スイッチおよび前記第３スイッチのペアと、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、前記第３スイッチを介して前記フライングキャパシタの前記他端に与える電圧を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項５】
入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
フライングキャパシタと、
一端が接地された出力キャパシタと、
前記入力電圧が印加される入力端子と前記フライングキャパシタの一端の間に設けられた第１スイッチと、
一端が、前記フライングキャパシタの前記一端と接続された第２スイッチと、
前記第２スイッチの他端に接続された電圧制御回路と、
前記フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第３スイッチと、
前記フライングキャパシタの前記他端と、前記出力キャパシタの他端の間に設けられた第４スイッチと、
前記第１スイッチおよび前記第３スイッチのペアと、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
を備え、前記電圧制御回路は、前記出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、前記第２スイッチを介して前記フライングキャパシタの前記一端に与える電圧を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項６】
入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路であって、
フライングキャパシタと、
一端が接地された出力キャパシタと、
前記入力電圧が印加される入力端子と前記フライングキャパシタの一端の間に直列に設けられた電圧制御回路および第１スイッチと、
前記フライングキャパシタの前記一端と、接地端子の間に設けられた第２スイッチと、
前記フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第３スイッチと、
前記フライングキャパシタの前記他端と、前記出力キャパシタの他端の間に設けられた第４スイッチと、
前記第１スイッチおよび前記第３スイッチのペアと、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、
を備え、
前記電圧制御回路は、前記出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、前記第１スイッチを介して前記フライングキャパシタの前記一端に与える電圧を変化させることを特徴とするチャージポンプ回路。
【請求項７】
前記電圧制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗を含み、前記抵抗に流れる電流に応じて、前記フライングキャパシタに与える電圧を変化させることを特徴とする請求項４か６のいずれかに記載のチャージポンプ回路。
【請求項８】
前記電圧制御回路は、
一端に前記出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、
を含み、前記電流電圧変換回路により生成される電圧に応じて、前記フライングキャパシタに与える電圧を変化させることを特徴とする請求項４か６のいずれかに記載のチャージポンプ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負電圧を生成するチャージポンプ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ヘッドホンやスピーカを駆動するアンプ、液晶パネルのドライバをはじめとするさまざまな回路が、その動作に正負の両極性の電源電圧を必要とする。携帯電話端末やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）、デジタルカメラ、携帯型オーディオプレイヤなどの小型情報端末においては、電池電圧から負電圧を生成する反転型のチャージポンプ回路が利用される。
【０００３】
図１は、一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。オーディオシステム３００は、アンプ３０２、反転型チャージポンプ回路３０４、スピーカ３０６を備える。アンプ３０２は反転アンプであり、入力電圧Ｖｉｎを反転増幅し、出力電圧Ｖｏｕｔをスピーカ３０６へと供給する。アンプ３０２は、電池電圧Ｖｄｄを正の電源電圧として受ける。反転型チャージポンプ回路３０４は、電池電圧Ｖｄｄを反転し、アンプ３０２の負の電源電圧Ｖｓｓを生成する。
【０００４】
チャージポンプ回路は、有限の出力インピーダンスを有しており、その値は、チャージポンプ回路の動作周波数（スイッチング周波数）とフライングキャパシタＣｆの容量値で決まる基本値Ｒｏと、図示しないスイッチング素子のインピーダンス、フライングキャパシタＣｆおよび出力キャパシタ（ホールドキャパシタＣＨ）の容量値に応じた実充放電時間による係数で定まる。一般的な回路においては、現実的な出力インピーダンスは１０Ω程度である。
【特許文献１】特開２００１−１８６７５４号公報
【特許文献２】特開２００７−１７４７８５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
アンプ３０２が、負荷であるスピーカ３０６から電流ＩＬを吸い込むと、その電流はチャージポンプ回路３０４に流れ込む。この負荷電流ＩＬおよび出力インピーダンスの影響によって、チャージポンプ回路の出力電圧、すなわちアンプ３０２の負電源Ｖｓｓが変動してしまう。アンプ３０２の電源変動は、ＴＨＤ＋Ｎ（全高調波歪み＋ノイズ）特性や、最大出力電力特性を悪化させる。
【０００６】
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、出力電圧を安定化可能なチャージポンプ回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のある態様は、入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路に関する。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、出力キャパシタと、フライングキャパシタを入力電圧で充電する第１経路に設けられた複数のスイッチと、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を、出力キャパシタに転送する第２経路に設けられた複数の第２スイッチと、第１経路に設けられた複数のスイッチと第２経路に設けられた複数のスイッチを、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備える。制御回路は、出力キャパシタの一端に発生する出力電圧に応じて、第１経路の複数のスイッチ、第２経路の複数のスイッチの少なくともひとつのオン時間を変化させる。
【０００８】
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、出力電圧の変動を抑制する方向にスイッチのオン時間が調節され、つまりオン時間が長くなり、出力電圧を安定化させることができる。
【０００９】
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を所定の基準電流と比較する比較部と、を含んでもよい。制御回路は、比較部による比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
出力電圧は負電圧であるため、そのままでは信号処理が困難である。そこで出力電圧を電流に変換することにより、オン時間の制御に必要な信号処理を行うことができる。
【００１０】
制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、電流電圧変換回路によって生成された電圧を、所定の基準電圧と比較する比較部と、を含んでもよい。制御回路は、比較部による比較結果に応じて、オン時間を変化させてもよい。
【００１１】
本発明のさらに別の態様もまた、チャージポンプ回路である。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、一端が接地された出力キャパシタと、入力電圧が印加される入力端子とフライングキャパシタの一端の間に設けられた第１スイッチと、フライングキャパシタの一端と、接地端子の間に設けられた第２スイッチと、一端がフライングキャパシタの他端に接続された第３スイッチと、第３スイッチの他端と接続された電圧制御回路と、フライングキャパシタの他端と、出力キャパシタの他端の間に設けられた第４スイッチと、第１スイッチおよび第３スイッチのペアと、第２スイッチおよび第４スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備える。電圧制御回路は、出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、第３スイッチを介してフライングキャパシタの他端に与える電圧を変化させる。
【００１２】
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、フライングキャパシタに印加される充電電圧が調節され、出力電圧を安定化させることができる。
【００１３】
本発明の別の態様もまた、入力電圧の極性を反転して出力するチャージポンプ回路に関する。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、一端が接地された出力キャパシタと、入力電圧が印加される入力端子とフライングキャパシタの一端の間に設けられた第１スイッチと、一端がフライングキャパシタの一端と接続された第２スイッチと、前記第２スイッチの他端に接続された電圧制御回路と、フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第３スイッチと、フライングキャパシタの他端と、出力キャパシタの他端の間に設けられた第４スイッチと、第１スイッチおよび第３スイッチのペアと、第２スイッチおよび第４スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備え、電圧制御回路は、出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、第２スイッチを介してフライングキャパシタの一端に与える電圧を変化させる。
【００１４】
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、フライングキャパシタに印加される充電電圧が調節され、出力電圧を安定化させることができる。
【００１５】
本発明のさらに別の態様もまた、チャージポンプ回路である。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、一端が接地された出力キャパシタと、入力電圧が印加される入力端子とフライングキャパシタの一端の間に直列に設けられた電圧制御回路および第１スイッチと、フライングキャパシタの一端と、接地端子の間に設けられた第２スイッチと、フライングキャパシタの他端と接地端子の間に設けられた第３スイッチと、フライングキャパシタの他端と、出力キャパシタの他端の間に設けられた第４スイッチと、第１スイッチおよび第３スイッチのペアと、第２スイッチおよび第４スイッチのペアと、を交互にオン、オフさせる制御回路と、を備える。電圧制御回路は、出力キャパシタの他端に発生する出力電圧に応じて、第１スイッチを介してフライングキャパシタの一端に与える電圧を変化させる。
【００１６】
この態様によると、負荷電流が増加して出力電圧が変動すると、フライングキャパシタから出力キャパシタに転送される電荷量が調節され、出力電圧を安定化させることができる。
【００１７】
電圧制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗を含んでもよい。電圧制御回路は、抵抗に流れる電流に応じて、フライングキャパシタに与える電圧を変化させてもよい。
【００１８】
電圧制御回路は、一端に出力電圧が印加され、他端の電位が固定された抵抗と、抵抗に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路と、を含んでもよい。電圧制御回路は、電流電圧変換回路により生成される電圧に応じて、フライングキャパシタに与える電圧を変化させてもよい。
【００１９】
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００２０】
本発明に係るチャージポンプ回路によれば、負の出力電圧を安定化できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
（第１の実施の形態）
図２は、本発明の第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路１００の構成を示す回路図である。チャージポンプ回路１００は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４、制御回路１０、フライングキャパシタＣｆ、出力キャパシタＣｏを備える。チャージポンプ回路１００は、入力端子Ｐ１に印加される入力電圧Ｖｄｄの極性を反転し、負の電圧Ｖｓｓを生成する。
【００２２】
チャージポンプ回路１００は、フライングキャパシタＣｆおよび出力キャパシタＣｏを除く部材が半導体基板上に集積化される。ＩＣ２０のキャパシタ端子Ｐ２、Ｐ３の間には、フライングキャパシタＣｆが外付けされる。出力キャパシタＣｏは、その一端が接地され、その他端がキャパシタ端子Ｐ４と接続される。
【００２３】
第１スイッチＳＷ１は、入力端子Ｐ１とフライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２の間に設けられる。第２スイッチＳＷ２は、フライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２と、接地端子ＧＮＤの間に設けられる。第３スイッチＳＷ３は、フライングキャパシタＣｆの他端Ｐ３と接地端子ＧＮＤの間に設けられる。第４スイッチＳＷ４は、フライングキャパシタＣｆの他端Ｐ３と、出力キャパシタＣｏの他端Ｐ４の間に設けられる。
【００２４】
第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３のペアは、入力電圧ＶｄｄによってフライングキャパシタＣｆを充電する経路（第１経路）上に設けられる。つまり、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３が同時にオンすると、フライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２に第１スイッチＳＷ１を介して入力電圧Ｖｄｄが印加され、その他端Ｐ３に第３スイッチＳＷ３を介して接地電圧ＧＮＤが印加される。その結果、フライングキャパシタＣｆの両端間の電圧ΔＶは、Ｖｄｄに近い値となる。第１スイッチＳＷ１、第３スイッチＳＷ３がオンの状態を第１状態φ１という。
【００２５】
第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４のペアは、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷を、出力キャパシタＣｏに転送する経路（第２経路）上に設けられる。つまり、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４を同時にオンすると、フライングキャパシタＣｆの高電位側の端子Ｐ２が接地され、低電位側の端子Ｐ３が、第４スイッチＳＷ４を介して出力キャパシタＣｏの一端Ｐ４に接続される。その結果、フライングキャパシタＣｆに蓄えられた電荷が、出力キャパシタＣｏに転送され、出力キャパシタＣｏの一端Ｐ４には、−Ｖｄｄ付近の負電圧Ｖｓｓが発生する。第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４がオンの状態を第２状態φ２という。
【００２６】
制御回路１０は、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３のペアと、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４のペアと、を交互にオン、オフさせる。すなわち上述の第１状態φ１と第２状態φ２を交互に繰り返す。制御回路１０には所定の周波数のクロックＣＫが入力される。制御回路１０は、クロックＣＫがハイレベルの期間を第１状態φ１に割り当て、ローレベルの期間を第２状態φ２に割り当てる。ハイレベルとローレベルは反対に割り当てられてもよい。なお第１状態φ１から第２状態φ２への遷移の途中、および第２状態φ２から第１状態φ１への遷移の途中において、すべてのスイッチがオフとなるデッドタイムを設けてもよい。
【００２７】
制御回路１０は、出力キャパシタＣｆの一端Ｐ４に発生する出力電圧Ｖｓｓに応じて、第１経路上の複数のスイッチＳＷ１、ＳＷ３、第２経路上の複数のスイッチＳＷ２、ＳＷ４の少なくともひとつのオン時間を変化させる。
【００２８】
以下では、第２スイッチＳＷ２のオン時間を調節する場合を説明する。ドライバＤＲＶ１は、クロックＣＫがハイレベルの期間、第１スイッチＳＷ１をオンする。同様にドライバＤＲＶ３は、クロックＣＫがハイレベルの期間、第３スイッチＳＷ３をオンする。一方、ドライバＤＲＶ２、ＤＲＶ４はそれぞれ、クロックＣＫがローレベルの期間、第２スイッチＳＷ２、第４スイッチＳＷ４をオンする。
【００２９】
ドライバＤＲＶ２には、出力電圧Ｖｓｓが入力される。ドライバＤＲＶ２は、クロックＣＫのローレベルの期間を上限として、第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を出力電圧Ｖｓｓにもとづいて調節する。つまり、第２スイッチＳＷ２のゲート信号は、出力電圧Ｖｓｓにもとづいてパルス幅変調される。
【００３０】
第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を調節すると、フライングキャパシタＣｆから出力キャパシタＣｏに転送される電荷量を調節することができ、負荷電流ＩＬの変動に起因する出力電圧Ｖｓｓの変動を抑制することができる。
【００３１】
なお、オン時間を変化させるスイッチは、第２スイッチＳＷ２に限定されず、別のスイッチのオン時間を調整しても同様の効果を得ることができる。
【００３２】
なお、出力電圧Ｖｓｓは負電圧であるため、ドライバＤＲＶ１およびＤＲＶ２は、接地電圧０Ｖ〜電源電圧Ｖｄｄ間の電圧を出力し、ドライバＤＲＶ３およびＤＲＶ４は、負電源Ｖｓｓ〜ある中間電圧Ｖｂ（Ｖｂ＜Ｖｄｄ）の間の電圧を出力する必要がある。
【００３３】
図４（ａ）、（ｂ）は、負の出力電圧Ｖｓｓをモニタする監視回路１２ａ、１２ｂの構成を示す回路図である。図４（ａ）の監視回路１２ａは、トランジスタＱ１〜Ｑ３、抵抗Ｒ１、Ｒ２を備える。
トランジスタＱ１はＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、ベースが接地される。抵抗Ｒ１は、一端に出力電圧Ｖｓｓが印加され、他端がトランジスタＱ１のエミッタと接続される。つまり抵抗Ｒ１の他端の電位は、−Ｖｂｅに固定される。つまり抵抗Ｒ１には、  Ｉｓ＝（−Ｖｓｓ−Ｖｂｅ）／Ｒ１
で与えられる電流が流れる。トランジスタＱ２、Ｑ３はカレントミラー回路を形成し、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉｓを定数倍して折り返す。抵抗Ｒ２は、カレントミラー回路の出力電流Ｉｓ’の経路上に設けられる。抵抗Ｒ２には、
Ｖｍｏｎｉ＝Ｉｓ’×Ｒ２
で与えられる電圧降下が発生する。この電圧降下は、チャージポンプ回路１００の出力電圧Ｖｓｓに応じた値をとる。図２のドライバＤＲＶ２は、監視電圧Ｖｍｏｎｉにもとづいて第２スイッチＳＷ２のオン時間Ｔｏｎ２を調節する。たとえば電圧比較器によって監視電圧Ｖｍｏｎｉを所定の基準電圧と比較してもよい。この場合、ドライバＤＲＶ２は比較結果にもとづいてオン時間Ｔｏｎ２を変化させる。あるいは、抵抗Ｒ２による電流電圧変換処理を経ずに、電流比較器によって電流ＩｓまたはＩｓ’を直接、所定の基準電流と比較してもよい。
【００３４】
図４（ｂ）の監視回路１２ｂは、トランジスタＭ１〜Ｍ４および定電流源ＣＳを含む差動増幅器１３と、トランジスタＭ５、Ｍ６および抵抗Ｒ３、Ｒ４を備える。差動増幅器１３の非反転入力端子（＋）には接地電圧（０Ｖ）が印加される。抵抗Ｒ３は、一端が反転入力端子（−）と接続され、他端には監視対象の電圧Ｖｓｓが印加される。トランジスタＭ５は電源端子と抵抗Ｒ３の間に設けられる。トランジスタＭ６は、ゲートおよびソースがそれぞれ、トランジスタＭ５のそれらと共通に接続される。抵抗Ｒ４はトランジスタＭ６と接地端子の間に設けられる。トランジスタＭ５、Ｍ６のゲートは、トランジスタＭ１とＭ３の接続点の電位でバイアスされる。
【００３５】
この構成において、差動増幅器１３の反転入力端子（−）は、非反転入力端子（＋）の電位（０Ｖ）と一致するようにフィードバックがかかる。その結果、抵抗Ｒ３には、
Ｉｓ＝Ｖｓｓ／Ｒ３
で与えられる電流が流れる。この電流ＩｓがトランジスタＭ５、Ｍ６によってコピーされ、電流Ｉｓ’として抵抗Ｒ４に供給される。抵抗Ｒ４に生ずる電圧降下が、監視電圧Ｖｍｏｎｉとして出力される。
【００３６】
以上が第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路１００の構成である。このチャージポンプ回路１００は、図１に示すオーディオシステム３００などに好適に利用できる。オーディオシステム３００において、図２のチャージポンプ回路１００は以下のように動作する。
【００３７】
図１のオーディオシステム３００において、負荷電流ＩＬが変動すると、出力キャパシタＣｏの電圧Ｖｓｓが変化する。監視回路１２によって電圧Ｖｓｓの変化が検出され、電圧Ｖｓｓの変動を抑制する方向に第２スイッチＳＷ２のオン時間が調節される。図５は、図２のチャージポンプ回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。タイムチャートの各波形は、ハイレベルがオンを、ローレベルがオフを示す。第２スイッチＳＷ２のオン時間が調節されることにより、電圧Ｖｓｓを一定に保つことができる。
【００３８】
さらに、図２のチャージポンプ回路１００は、その出力電圧Ｖｓｓを、電源電圧Ｖｄｄを反転した電圧（−Ｖｄｄ）よりも高い、任意のレベルに設定することができる。これは以下の理由で消費電力の低減につながる。図３は、図２のチャージポンプ回路１００を利用したときのオーディオシステム３００の動作波形図である。図３には電源電圧Ｖｄｄと負の電源電圧Ｖｓｓの間をスイングするアンプ３０２の出力電圧Ｖｏｕｔが示されている。出力電圧Ｖｏｕｔの最大値と電源電圧Ｖｄｄの電位差ΔＶ１および出力電圧Ｖｏｕｔの最小値と負の電源電圧Ｖｓｓの電位差ΔＶ２’は、スピーカ３０６からの出力に寄与しない成分である。図２のチャージポンプ回路１００を用いれば、負の電源電圧Ｖｓｓを−Ｖｄｄより高い任意の値に設定でき、つまり電位差ΔＶ２’が小さい方向にシフトできるため、消費電力を低減できる。
【００３９】
（第２〜第４の実施の形態）
図６（ａ）、（ｂ）は、それぞれ第２、第３の実施の形態に係るチャージポンプ回路１００ａ、１００ｂの構成を示す回路図である。
【００４０】
第２の実施の形態に係るチャージポンプ回路１００ａは、電圧制御回路１４ａを備える。電圧制御回路１４ａは、第３スイッチＳＷ３の一端と接続される。電圧制御回路１４ａは、出力キャパシタＣｏの他端Ｐ４に発生する出力電圧Ｖｓｓに応じて、第３スイッチＳＷ３を介してフライングキャパシタＣｆの一端Ｐ３に与える電圧Ｖｔを、接地電圧（０Ｖ）付近で変化させる。
【００４１】
図６（ａ）のチャージポンプ回路１００ａによれば、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３をオンすると（φ１）、フライングキャパシタＣｆは、ΔＶ＝Ｖｄｄ−Ｖｔで充電される。続いて、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４をオンすると（φ２）、フライングキャパシタＣｆには、ΔＶに応じた電荷が転送される。したがって、負荷電流の変動にともなって出力電圧Ｖｓｓが変動した場合、これに応じて電圧Ｖｔを調節すれば、出力電圧Ｖｓｓの変動を抑制できる。
【００４２】
第３の実施の形態に係るチャージポンプ回路１００ｂは、電圧制御回路１４ｂを備える。電圧制御回路１４ｂは、第２スイッチＳＷ２の一端と接続される。電圧制御回路１４ｂは、出力キャパシタＣｏの他端Ｐ４に発生する出力電圧Ｖｓｓに応じて、第２スイッチＳＷ２を介してフライングキャパシタＣｆの他端Ｐ２に与える電圧Ｖｔを、接地電圧（０Ｖ）付近で変化させる。
【００４３】
図６（ｂ）のチャージポンプ回路１００ｂによれば、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３をオンすると（φ１）、フライングキャパシタＣｆは、ΔＶ＝Ｖｄｄで充電される。続いて、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４をオンすると（φ２）、フライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２には、電圧Ｖｔが与えられるため、出力キャパシタＣｏは、（Ｖｔ−Ｖｄｄ）に応じた電荷が転送されることになる。したがって負荷電流の変動にともなって出力電圧Ｖｓｓが変動した場合、これに応じて電圧Ｖｔを調節すれば、出力電圧Ｖｓｓの変動を抑制できる。
【００４４】
なお電圧制御回路１４ａ、１４ｂは、図４（ａ）、（ｂ）の監視回路１２ａもしくは１２ｂを利用して構成できる。具体的には、監視回路１２ａ、１２ｂに加えて、電流制御型電圧源もしくは電圧制御型電圧源を設ければよい。電流制御型電圧源は、監視回路１２ａもしくは１２ｂにより生成される電流ＩｓもしくはＩｓ’を受け、これに応じた電圧Ｖｔを出力する。電圧制御型電圧源は、監視回路１２ａもしくは１２ｂにより生成される監視電圧Ｖｍｏｎｉを受け、これに応じた電圧Ｖｔを出力する。
【００４５】
図６（ａ）、（ｂ）に戻る。第４の実施の形態に係るチャージポンプ回路（不図示）は、電圧制御回路は、第１スイッチＳＷ１を介してフライングキャパシタＣｆの一端Ｐ２に与える電圧を、出力電圧Ｖｓｓに応じて調節する。この形態においても、出力電圧Ｖｓｓの変動を抑制できる。
【００４６】
上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】一般的な正負電源を利用したオーディオシステムの構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。
【図３】図２のチャージポンプ回路を利用したときのオーディオシステムの動作波形図である。
【図４】図４（ａ）、（ｂ）は、負の出力電圧Ｖｓｓをモニタする監視回路の構成を示す回路図である。
【図５】図２のチャージポンプ回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図６】図６（ａ）、（ｂ）は、それぞれ第２、第３の実施の形態に係るチャージポンプ回路、の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００４８】
１００…チャージポンプ回路、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、ＳＷ４…第４スイッチ、１０…制御回路、１２…監視回路、１４…電圧制御回路、ＤＲＶ…ドライバ、Ｃｆ…フライングキャパシタ、Ｃｏ…出力キャパシタ。  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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