(57)【要約】【課題】両電位側の平滑電圧を簡素な回路構成で検出し、検出した両平滑電圧から演算処理により両電位側の検出電圧及びその差分を得て寿命末期の判定をより正確に行う。【解決手段】放電灯ＦＬの両端電圧をダイオードＤ１１，Ｄ１２で正負両電位に整流する。正電位側の整流電圧をコンデンサＣ１２で平滑し、分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で分圧して出力端Ｐ０１に出力し、負電位側の整流電圧をコンデンサＣ１４に平滑し、平滑電圧を正電位の電源電圧ｅｉとの間で分圧抵抗Ｒ１６〜Ｒ１８で分圧することで正極にして出力端Ｐ０２に出力する。マイクロコンピュータ１２は、入力された出力端Ｐ０２からの電圧を出力端Ｐ０１からの電圧の検出電圧の変化範囲と一致するよう換算する。出力端Ｐ０１の電圧が閾値Ｖ１と比較され、出力端Ｐ０２からの出力であって換算後の電圧が閾値Ｖ２と比較され、両電圧の差分が閾値Ｖ３と比較され、一方が閾値を超えると寿命末期と判定する。【選択図】図２
2010033859.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータ回路からの電力供給を受けて点灯される放電灯が寿命末期と判断されたとき前記電力供給を制御する放電灯点灯回路において、
放電灯の両端電圧を正負両電位に整流する整流回路と、一方の電位の整流電圧を平滑し、この平滑電圧を分圧抵抗で第１の所定範囲内の電圧に分圧して第１の検出電圧を得る第１の検出回路と、他方の電位の整流電圧を平滑し、この平滑電圧を、該平滑電圧が一端に印加されると共に他端に前記一方の電位と同電位の所定電源電圧が印加される分圧抵抗で、一方の電位側と同電位の第２の設定範囲内の電圧に分圧して第２の検出電圧を得る第２の検出回路と、第１、第２の検出電圧であってＡ／Ｄ変換された第１、第２の検出電圧の一方を他方の検出電圧の変化範囲と一致させる換算を行う換算部を有する演算手段とを備え、
前記演算手段は、さらに、該演算手段で得られ、第１、第２の検出電圧のうち換算された後の換算電圧及び第１、第２の検出電圧のうち換算されていない検出電圧の少なくとも一方が各電位側に対して設定された寿命末期に対応する閾値を超えたとき制御信号を出力する第１の比較手段と、前記演算手段で得られ、第１、第２の検出電圧のうち換算された後の換算電圧と第１、第２の検出電圧のうち換算されていない検出電圧との差分を算出し、この差分電圧が管電圧に対して設定された寿命末期に対応する閾値を超えたとき制御信号を出力する第２の比較手段とを備え、第１、第２の比較手段からの制御信号により前記インバータ回路に対して前記電力供給の制御を行わせることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記一方の電位は正電位であり、前記換算部は、前記第２の検出電圧を前記第１の設定範囲内の電圧に換算することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記演算手段を駆動するための、所定レベルの電圧を生成する直流電源を有し、前記第２の検出回路の前記所定電源電圧は、前記直流電源の電圧であることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯回路。
【請求項４】
前記各閾値を変更する調整部を備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
【請求項５】
前記放電灯近傍の温度を検出する温度センサを備え、前記演算手段は、検出温度に応じて前記各閾値を補正する補正手段を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯の寿命末期を検出する機能を備える放電灯点灯回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、特許文献１〜４に見られるように、インバータ回路とインバータ回路の出力側に接続された共振回路とを有し、共振回路出力で放電灯を点灯制御する放電灯点灯回路が提案されている。ところで、放電灯として一般的には蛍光灯が使用されるが、蛍光灯の場合、寿命末期などでフィラメントの電子放出物質（エミッタという）のうち、片側のフィラメントだけの電子放出物質が消耗したいわゆる片側エミレスに起因して半波放電の現象が発生することがあり、また両側のフィラメントの電子放出物質が消耗したいわゆる両側エミレスに起因して管電圧が上昇する現象が発生する傾向がある。従って、放電灯の寿命末期などでの前記現象を検出して放電灯点灯回路を保護し、その信頼性をより一層向上させることが望まれる。
【０００３】
特許文献１には、その図９に示すように、放電灯への電力供給ラインとグランドとの間に抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路を接続するとともに、抵抗Ｒ２に直流成分検出用コンデンサＣ３を並列接続した検出回路と、このコンデンサＣ３に発生する電圧と基準電圧値とを比較する電圧比較回路２と、この電圧比較回路２の検出出力を受けてインバータ回路の出力を低減させる制御回路３とからなる、ランプ寿命末期検出と回路保護とを図るための技術が記載されている。
【０００４】
特許文献２には、その図１４に示すように、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびコンデンサＣ２で構成され、放電灯Ｌａの寿命末期において片側エミレス状態で発生する半波放電を検出するためのランプ電圧直流成分検出回路が設けられると共に、コンデンサＣ３、ダイオードＤ１，Ｄ２、抵抗Ｒ３，Ｒ４で構成され、ランプ寿命末期において両側エミレス状態で発生する管電圧の上昇を検出するための管電圧ビーク検出回路が設けられた放電灯点灯装置が提案されている。これら両検出回路の出力は、ダイオードＤ３，Ｄ４を介して合成され、放電灯Ｌａの正常時に発生する電圧を超え、その寿命末期に発生する電圧未満の所定値で、放電灯Ｌａの寿命末期などで発生する現象が起きたか否かの判別を行うようにしている。
【０００５】
また、同文献２には、その図１及び図２に示すように、片側エミレスに起因する半波放電で検出される電圧直流成分の合成値と管電圧とを抽出し、ＯＲ回路に導いて寿命末期を判定する回路が記載されている。
【０００６】
特許文献３には、放電灯の両端に発生する電圧直流成分を検出する直流電圧検出回路と、直流電圧検出回路から所定レベル以上の出力があったとき高周波インバータ回路の発振を停止又は出力を抑制するインバータ回路制御手段とを備え、放電灯の寿命末期を確実に検出する放電灯保護装置が提案されている。
【０００７】
特許文献４には、インバータ回路のカップリングコンデンサとチョークコイルの中点に接続され、放電灯に供給する正電位のピーク電圧を検出する正電位ピーク検出回路と、放電灯に供給する負電位のピーク電圧を検出する負電位ピーク検出回路と、検出する正電位及び負電位のピーク電圧に応じて放電灯の寿命末期を検出する寿命末期検出回路が提案されている。具体的には、図１には正負ピーク電位を合成するコンデンサＣ４が記載され、図４には正負ピーク電位を個別に検出するコンデンサＣ４Ａ，Ｃ４Ｂ、一方の極性を反転するためのオペアンプＯＰ１及び両電位差を検出するコンパレータＴＬ３が記載されている。
【特許文献１】特許第３７９７０７９号公報
【特許文献２】特許第３９４１３６０号公報
【特許文献３】特開２００６−２２８７５５号公報
【特許文献４】特開２００７−６６７００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
特許文献１〜４は、正電位側のランプ電圧直流成分、負電位側のランプ電圧直流成分を検出し、その検出結果から片側エミレスの発生を判断してインバータ回路の発振を制御するもの、あるいは放電灯両端の電圧（管電圧）を検出し、その検出結果からインバータ回路の発振を制御するものである。ところで、放電灯の寿命末期としては、前述したように、両側エミレスが発生する場合もあれば、片側エミレスのみが発生する場合があるため、各電位側の直流成分と管電圧とをそれぞれ検出し、判断することが、より適正なインバータ回路の保護を図る上で望まれる。しかしながら、それぞれの回路を個別に設けるとすると、部品点数の増大に伴う回路の大型化乃至コストアップを招き、好ましくない。
【０００９】
また、特許文献２の図１，図２に記載の回路は、正負側の両電圧直流成分を合成しただけの電圧を用いるものであるため、個々のフィラメントに対するエミレス（寿命末期）状態の有無を判定することはできない。
【００１０】
さらに、片側エミレスの場合、ランプ電圧直流成分の上昇変化は必ずしも大きく現れないため、寿命末期の判定は容易ではない。特に、ランプ電圧は温度特性を有し、この温度特性は、放電灯の温度として室温を基準にすると、室温から温度が高くなるにつれて低出力となる傾向を示す。従って、管温度が上昇し、高温状態にある場合、寿命末期状態の放電灯であっても正常と誤判定される虞もある。
【００１１】
本発明は上記に鑑みてなされたもので、両電位側の平滑電圧を簡素な回路構成で検出し、かつ検出した平滑電圧から演算処理によって両電位側の検出電圧及びその差分を得て寿命末期の判定をより正確に行う放電灯点灯回路を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１記載の発明は、インバータ回路からの電力供給を受けて点灯される放電灯が寿命末期と判断されたとき前記電力供給を制御する放電灯点灯回路において、放電灯の両端電圧を正負両電位に整流する整流回路と、一方の電位の整流電圧を平滑し、この平滑電圧を分圧抵抗で第１の所定範囲内の電圧に分圧して第１の検出電圧を得る第１の検出回路と、他方の電位の整流電圧を平滑し、この平滑電圧を、該平滑電圧が一端に印加されると共に他端に前記一方の電位と同電位の所定電源電圧が印加される分圧抵抗で、一方の電位側と同電位の第２の設定範囲内の電圧に分圧して第２の検出電圧を得る第２の検出回路と、第１、第２の検出電圧であってＡ／Ｄ変換された第１、第２の検出電圧の一方を他方の検出電圧の変化範囲と一致させる換算を行う換算部を有する演算手段とを備え、前記演算手段は、さらに、該演算手段で得られ、第１、第２の検出電圧のうち換算された後の換算電圧及び第１、第２の検出電圧のうち換算されていない検出電圧の少なくとも一方が各電位側に対して設定された寿命末期に対応する閾値を超えたとき制御信号を出力する第１の比較手段と、前記演算手段で得られ、第１、第２の検出電圧のうち換算された後の換算電圧と第１、第２の検出電圧のうち換算されていない検出電圧との差分を算出し、この差分電圧が管電圧に対して設定された寿命末期に対応する閾値を超えたとき制御信号を出力する第２の比較手段とを備え、第１、第２の比較手段からの制御信号により前記インバータ回路に対して前記電力供給の制御を行わせることを特徴とするものである。
【００１３】
本発明によれば、整流回路によって放電灯の両端電圧が正負の両電位に整流される。そして、第１の検出回路によって一方の電位の整流電圧が平滑され、この平滑電圧が分圧抵抗で第１の所定範囲内の電圧に分圧されることで第１の検出電圧が得られる。一方、第２の検出回路によって他方の電位の整流電圧が平滑され、この平滑電圧が、該平滑電圧が一端に印加されると共に他端に前記一方の電位と同電位の所定電源電圧が印加される分圧抵抗で、一方の電位側と同電位の第２の設定範囲内の電圧に分圧されることで第２の検出電圧が得られる。そして、演算手段の換算部によって第１、第２の検出電圧であってＡ／Ｄ変換された第１、第２の検出電圧の一方が他方の検出電圧の変化範囲と一致させるべく換算される。さらに、演算手段は、第１の比較手段、第２の比較手段を有し、この第１の比較手段によって、演算手段で得られ、第１、第２の検出電圧のうち換算された後の換算電圧及び第１、第２の検出電圧のうち換算されていない検出電圧の少なくとも一方が各電位側に対して設定された寿命末期に対応する閾値を超えたとき制御信号が出力される。また、第２の比較手段によって、前記演算手段で得られ、第１、第２の検出電圧のうち換算された後の換算電圧と第１、第２の検出電圧のうち換算されていない検出電圧との差分が算出され、この差分電圧が管電圧に対して設定された寿命末期に対応する閾値を超えたとき制御信号が出力される。そして、第１、第２の比較手段からの制御信号により前記インバータ回路に対して前記電力供給の制御が行われる。
【００１４】
このように、第２の検出回路によって、所定電源電圧を用いることで第１の検出回路と同電位の検出信号として得られるので、両電極側の電圧直流成分を検出して分圧する回路の２系統が必要となる従来技術に比して部品点数が軽減される。また、両電位側の平滑電圧から得られる検出電圧及びその差分と閾値とをそれぞれ比較することで、寿命末期がより正確に検出される。
【００１５】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の放電灯点灯回路において、前記一方の電位は正電位であり、前記換算部は、前記第２の検出電圧を前記第１の設定範囲内の電圧に換算することを特徴とする。この構成によれば、演算手段を通常使用態様である正電位で使用することが可能となり、回路設計が容易となる。
【００１６】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の放電灯点灯回路において、前記演算手段を駆動するための、所定レベルの電圧を生成する直流電源を有し、前記第２の検出回路の前記所定電源電圧は、前記直流電源の電圧であることを特徴とする。この構成によれば、演算手段の駆動のための電源を分圧のための電源と兼用することでできるので、回路構成が容易となる。
【００１７】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の放電灯点灯回路において、前記各閾値を変更する調整部を備えていることを特徴とする。この構成によれば、放電灯の点灯条件などに対応した閾値への設定が可能となる。
【００１８】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯回路において、前記放電灯近傍の温度を検出する温度センサを備え、前記演算手段は、検出温度に応じて前記各閾値を補正する補正手段を有することを特徴とする。この構成によれば、点灯の継続や放電灯の使用環境温度に対応した適切な閾値に補正されるので、放電灯の温度特性による影響が抑制される。
【発明の効果】
【００１９】
請求項１記載の発明によれば、両電位側の電圧直流成分を検出して分圧する回路の２系統が必要となる従来技術に比して部品点数が軽減される。また、両電位側の平滑電圧から得られる検出電圧及びその差分と閾値とをそれぞれ比較することで、寿命末期がより正確に検出される。
【００２０】
請求項２記載の発明によれば、演算手段を通常使用態様である正電位で使用することが可能となり、回路設計を容易化できる。
【００２１】
請求項３記載の発明によれば、演算手段の駆動のための電源を分圧のための電源と兼用することでできるので、回路構成を容易化できる。
【００２２】
請求項４記載の発明によれば、放電灯の点灯条件などに対応した閾値への設定が可能となる。
【００２３】
請求項５記載の発明によれば、点灯の継続や放電灯の使用環境温度に対応した適切な閾値に補正するため、放電灯の温度特性による影響を抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
図１は、本発明に係る放電灯点灯回路の一実施形態を示す全体ブロック図である。放電灯点灯回路１は、本実施形態においては商用交流電源ＡＣがコンセントなどを介して接続されることによって駆動される。ダイオードブリッジＤＢは、商用交流電源ＡＣを全波整流するものである。ダイオードブリッジＤＢの出力側には、昇圧チョッパ回路１０が接続されている。昇圧チョッパ回路１０は、チョークコイルＬｃ、スイッチング素子Ｑ１、整流ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ１からなり、平滑コンデンサＣ１の一端に所定電圧、ここでは３６０Ｖを生成するものである。スイッチング素子駆動回路１１はスイッチング素子Ｑ１のベースに接続され、スイッチング素子Ｑ１の駆動を制御するものある。
【００２５】
マイクロコンピュータ（演算手段）１２は、各回路部に対して信号の入出力を行うものである。マイクロコンピュータ１２は、例えばスイッチング素子駆動回路１１へ制御信号を出力し、平滑コンデンサＣ１が所定電圧に充電されるようにスイッチング素子Ｑ１をオン、オフ駆動させる。交流入力検出回路１３は、商用交流電源ＡＣラインと接地との間に接続され、商用交流電源ＡＣの接続状態を検出し、検出結果をマイクロコンピュータ１２に出力する。チョークコイル出力検出回路１４は、チョークコイルＬｃの二次側に接続され、ダイオードブリッジＤＢからチョークコイルＬｃへ電力が供給されているか否かを検出するもので、検出結果をマイクロコンピュータ１２に出力する。制御回路用電源回路１５は、昇圧チョッパ回路１０で生成される電圧を用いて、マイクロコンピュータ１２や後述するハーフブリッジ駆動回路１６、寿命末期検出回路１８等の電源電圧（１４Ｖおよび５Ｖ）を生成するものである。
【００２６】
ハーフブリッジ駆動回路１６は、マイクロコンピュータ１２からの制御信号に基づいて交互にハイ、ローとなる駆動パルスをインバータ回路１７に出力するものである。インバータ回路１７は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３と、その出力（負荷）側に共振回路を構成するための誘導リアクトルＬ１、コンデンサＣ２，Ｃ３を備えている。この共振回路のコンデンサＣ３に並列に、放電灯ＦＬが着脱可能に接続されている。なお、コンデンサＣ２は直流カット用である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、ハーフブリッジ駆動回路１６からの互いに逆位相の駆動パルスが入力されることで交互にオン、オフを繰り返す。従って、放電灯ＦＬは、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン、オフ動作及び共振動作により、所定電源（本実施例では３６０Ｖ）からの電力が高周波電力に変換されて供給され、両フィラメントが予熱された後、始動して点灯する。
【００２７】
寿命末期検出回路１８は、放電灯ＦＬの両端に接続されたもので、後述する回路構成を有し、検出した電圧をマイクロコンピュータ１２に出力する。マイクロコンピュータ１２は、寿命末期検出回路１８からの検出電圧に基づいて、後述する換算乃至演算処理を行って放電灯ＦＬの寿命末期の判定及び制御を行うものである。
【００２８】
電源電圧検出回路１９は、昇圧チョッパ回路１０で生成される電圧のレベルを検出するものである。マイクロコンピュータ１２は、電源電圧検出回路１９の検出結果に基づき、昇圧チョッパ回路１０で生成された電圧のレベルが安定するようにスイッチング素子駆動回路１１を介してスイッチング素子Ｑ１のオンオフのタイミングを制御する。なお、リモコン受光回路２０は、図外の例えば携帯型操作部（リモコン）から赤外線変調して送信された指示信号を受光するものである。マイクロコンピュータ１２は、リモコン受光回路２０での受光信号に応じて点灯／消灯制御や調光制御を行う。
【００２９】
図２は、寿命末期検出回路１８の回路構成の一例を示す回路図である。寿命末期検出回路１８は、インバータ回路１７を構成するコンデンサＣ３の高圧側からフィラメント間の電圧（管電圧）を入力するようにしている。この入力路には、接地との間に直列接続された分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３が備えられており、抵抗Ｒ１２とＲ１３の中点Ａ０から管電圧を取り込んでいる。中点Ａ０には互いに逆向きのダイオードＤ１１，Ｄ１２が接続されている。すなわち、ダイオードＤ１１は中点Ａ０に対して順方向であり、ダイオードＤ１２は中点Ａ０に対して逆方向に向けられて接続されている。
【００３０】
ダイオードＤ１１のカソード側は、正電位のピーク値に応じた平滑電圧を検出するための回路であり、ダイオードＤ１２のアノード側は負電位のピーク値に応じた平滑電圧を検出するための回路である。正電位のピーク値に応じた平滑電圧の検出回路は、ダイオードＤ１１と、ダイオードＤ１１のカソードと接地間にそれぞれ並列に接続されるツェナーダイオードＺＤ１１、コンデンサＣ１２で構成されると共に、直列の分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５、分圧抵抗Ｒ１５の両端に接続されたコンデンサＣ１３を有し、かつ分圧抵抗Ｒ１４とＲ１５との中点がマイクロコンピュータ１２への出力端Ｐｏ１とされている。
【００３１】
一方、負電位のピーク値に応じた平滑電圧の検出回路は、ダイオードＤ１２と、ダイオードＤ１２のアノードと接地間にそれぞれ並列に接続されるツェナーダイオードＺＤ１２、コンデンサＣ１４とを備えると共に、ダイオードＤ１２のアノードと所定電圧を有する電源ｅｉとの間に介設された直列の分圧抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８を有する。また、分圧抵抗Ｒ１６とＲ１７の中点と接地との間に接続されたコンデンサＣ１５を有し、この分圧抵抗Ｒ１６とＲ１７との中点がマイクロコンピュータ１２への出力端Ｐｏ２とされている。
【００３２】
ここで、寿命末期検出回路１８の作用を説明する。但し、電源ｅｉの電圧は５Ｖ、ツェナーダイオードＺＤ１１，ＺＤ１２のツェナー電圧は１０Ｖ（ボルト）とし、また分圧抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３の分圧比は、放電灯ＦＬが寿命末期にあるときダイオードＤ１１，Ｄ１２への取り込み電圧が少なくとも１０Ｖ以下の所定レベルとなるように設定されている。さらに、分圧抵抗Ｒ１４とＲ１５とは等しい抵抗値を有し、また、分圧抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８はいずれも等しい抵抗値を有するものとする。
【００３３】
先ず、正電位側の作用を説明する。所定レベルに分圧された管電圧は、ダイオードＤ１１で正電位側が半波整流され、ツェナーダイオードＺＤ１１で１０Ｖ以下に制限されてコンデンサＣ１２で充電されることで、正電位のピーク値に応じた平滑電圧が得られる。コンデンサＣ１２の平滑電圧は、電圧分圧抵抗Ｒ１５で１／２に分圧されて、出力端Ｐｏ１からマイクロコンピュータ１２に入力される。
【００３４】
図３は、コンデンサＣ１２の電圧（横軸）と出力端Ｐｏ１の電圧（縦軸）との関係を示す図である。分圧抵抗Ｒ１４，Ｒ１５によって１／２に分圧されるため、図３に示すように、コンデンサＣ１２の平滑電圧が０Ｖの時、出力端Ｐｏ１の電圧も０Ｖであり、コンデンサＣ１２の平滑電圧が最大の１０Ｖの時、出力端Ｐｏ１の電圧は５Ｖとなり、その間は、図中実線で示すようにリニアに変化することが判る。従って、マイクロコンピュータ１２では、電圧変化が０〜５Ｖであることを考慮して、フィラメントの高圧側にエミレスが生じて寿命末期となり、半波放電となって正電位側に偏った電圧波形になる結果、寿命末期と判断するための閾値Ｖ１（図５参照）を予め設定して、出力端Ｐｏ１からの入力電圧と比較すればよい。
【００３５】
次に、負電位側の作用を説明する。所定レベルに分圧された管電圧は、ダイオードＤ１２で負電位側が半波整流され、ツェナーダイオードＺＤ１２で−１０Ｖ以上に制限されてコンデンサＣ１４で充電されることで、負電位のピーク値に応じた平滑電圧が得られる。コンデンサＣ１４の平滑電圧は、電源ｅｉの＋５Ｖとの間で、分圧抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８で分圧される。ここでは、分圧抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８の抵抗値が等しいので、出力端Ｐｏ２には、以下の範囲の電圧が得られる。
【００３６】
図４は、コンデンサＣ１４から換算値を得る関係を示す図で、図４（ａ）はコンデンサＣ１４の電圧（横軸）と出力端Ｐｏ２の電圧（縦軸）との関係を示し、図４（ｂ）はコンデンサＣ１４の電圧の絶対値（横軸）と換算値（縦軸）との関係を示している。コンデンサＣ１４に発生する平滑電圧０〜−１０Ｖの内、最小電圧である−１０Ｖがかかった場合、出力端子Ｐｏ２には、＋５Ｖと−１０Ｖとを２／３（つまり、１対２）に分圧した電圧、すなわち０Ｖが出力される。また、コンデンサＣ１４に最大電圧である０Ｖがかかった場合、出力端Ｐｏ２には、＋５Ｖと０Ｖとを２／３に分圧した電圧、すなわち＋３．３３Ｖが出力される。その間は、図４（ａ）中の実線で示すようにリニアに変化することが判る。
【００３７】
なお、図４（ａ）に示す実線の勾配は、図３に示す正電位側の直線とは勾配も方向も異なることから、このままでは、正電位側と同じ物差しで負電位側を扱うことができない。そこで、マイクロコンピュータ１２は、出力端Ｐｏ２からの入力電圧を３／２倍する演算を実行して、図４（ａ）中、破線で示す特性線を得、図３の勾配と一致するようにしている。さらに、勾配の向きを逆にして両者を一致させるべく（図４（ｂ）参照）、５Ｖから減算するようにしている。
【００３８】
すなわち、換算値は、５Ｖ−Ｐｏ２電圧＊（３／２）の計算により得られる。従って、マイクロコンピュータ１２では、コンデンサＣ１４に発生する平滑電圧が０〜−１０Ｖに対応して換算値が０〜＋５Ｖとなるので、正電位に置き換えて処理、すなわちフィラメントの低圧側にエミレスが生じて寿命末期となり、半波放電となって負電位側に偏った電圧波形になる結果、寿命末期と判断するための閾値Ｖ２（図５参照）を、高圧側のエミレスに対する寿命末期と同極に設定することが可能となり、その分、回路構成も簡易となる。また、図４（ｂ）の換算直線はマイクロコンピュータ１２で換算して算出することが可能であるが、演算結果を予めＬＵＴ（ルックアップテーブル）等の記憶部、換算部として記憶しておいて、これを参照する方が、ソフトウエアの負担低減や処理速度上から好ましい。
【００３９】
図５〜図８は、管電圧、正電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ１電圧、負電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ２電圧、Ｐｏ２換算値、及びＰｏ１電圧とＰｏ２換算値（電圧）との差分電圧の関係を示す図で、図５は、放電灯ＦＬが正常の場合、図６は、放電灯ＦＬが高圧側エミレスによる寿命末期である場合、図７は、放電灯ＦＬが低圧側エミレスによる寿命末期である場合、図８は、放電灯ＦＬが両側エミレスによる寿命末期である場合の関係図である。
【００４０】
図５では、正電位側の出力端Ｐｏ１の電圧は閾値Ｖ１未満であり、負電位側の出力端Ｐｏ２の電圧を前記演算式で換算した換算値（図５中、Ｐｏ２換算値）は閾値Ｖ２未満であり、かつ、出力端Ｐｏ１電圧と出力端Ｐｏ２換算値との差分は閾値Ｖ３未満であるから、放電灯ＦＬが正常であることが判る。
【００４１】
図６では、正電位側の出力端Ｐｏ１の電圧は閾値Ｖ１を超えており、一方、負電位側の出力端Ｐｏ２の電圧を前記演算式で換算した換算値（図６中、Ｐｏ２換算値）は閾値Ｖ２未満であり、かつ、出力端Ｐｏ１電圧と出力端Ｐｏ２換算値との差分は閾値Ｖ３を超えているから、これにより放電灯ＦＬが高圧側エミレスによる寿命末期にあることが判る。
【００４２】
図７では、正電位側の出力端Ｐｏ１の電圧は閾値Ｖ１未満であり、一方、負電位側の出力端Ｐｏ２の電圧を前記演算式で換算した換算値（図７中、Ｐｏ２換算値）は閾値Ｖ２を超えており、かつ、出力端Ｐｏ１電圧と出力端Ｐｏ２換算値との差分は閾値Ｖ３を超えているから、これにより放電灯ＦＬが低圧側エミレスによる寿命末期にあることが判る。
【００４３】
図８では、正電位側の出力端Ｐｏ１の電圧は閾値Ｖ１を超えており、負電位側の出力端Ｐｏ２の電圧を前記演算式で換算した換算値（図５中、Ｐｏ２換算値）は閾値Ｖ２を超えており、かつ、出力端Ｐｏ１電圧と出力端Ｐｏ２換算値との差分は閾値Ｖ３未満であるから、放電灯ＦＬが両側エミレスによる寿命末期にあることが判る。
【００４４】
図９は、マイクロコンピュータ１２の寿命末期の判定に関する部分の機能ブロック図である。マイクロコンピュータ（演算手段）１２は、ＲＯＭ１２１、ＲＡＭ１２２と接続されている。ＲＯＭ１２１は、寿命末期判定処理プログラム、図４（ｂ）に示す換算データをＬＵＴとして記憶しているものである。ＲＡＭ１２２は、処理途中のデータを一時的に記憶するものである。
【００４５】
マイクロコンピュータ１２は、機能実行部として、各電位側検出電圧比較部１２３、差分比較部１２４、判定部１２５、閾値変更設定部１２６及び閾値補正部１２７を備えている。各電位側検出電圧比較部１２３は、出力端Ｐｏ１からの入力値と予め設定された片側（高圧側）エミレスに対する寿命末期と判断し得る閾値Ｖ１との大小を比較するものである。また、各電位側検出電圧比較部１２３は、出力端Ｐｏ２からの入力値がＲＯＭ１２１内のＬＵＴで図４（ｂ）に示すように換算された値と予め設定された片側エミレス（低圧側）に対する寿命末期と判断し得る閾値Ｖ２との大小を比較するものである。
【００４６】
差分比較部１２４は、出力端Ｐｏ１からの入力値と出力端Ｐｏ２からの入力値であって、図４（ｂ）に示すように換算された値との差分の絶対値を算出し、この絶対値と差分に対する寿命末期と判断し得る閾値Ｖ３との大小を比較するものである。出力端Ｐｏ２からの入力値を図４（ｂ）に示すように換算したことで、出力端Ｐｏ１からの入力値と直接差分を求めることができるようにしている。また、差分の絶対値としたのは、片側エミレスが高圧側、低圧側のいずれのフィラメント側で生じても、両者間の比較結果には差が出ないからである。さらに、差分の比較のみでは、正電位側の平滑電圧、負電位側の平滑電圧の双方が増大した場合には、差分は大きくならないが、正電位、負電位双方のへ威圧電圧が大きくなるということは、程度の差こそあれ、両側エミレスが生じている可能性が高い。差分比較部１２４のみでは、両側エミレスを効果的に検出できない場合がある。そこで、各電位側検出電圧比較部１２３でそれぞれの片側エミレスを検出することで、片側エミレス、両側エミレスの双方を効果的に検出できるようにしている。
【００４７】
判定部１２５は、差分比較部１２４による比較結果が、閾値Ｖ３を超えている場合に寿命末期と判定するものである。また、この判定部１２５は、各電位側検出電圧比較部１２３により、出力端Ｐｏ１からの入力値が閾値Ｖ１を超えている場合、あるいは出力端Ｐｏ２からの入力値であって換算後の値が閾値Ｖ２を超えている場合に寿命末期と判定するものである。
【００４８】
ここで、マイクロコンピュータ１２によって実行される寿命末期判定処理について、図１０を用いて説明する。図１０のフローチャートは、放電灯ＦＬが点灯されることによりスタートされる。出力端Ｐｏ１及びＰ０２から検出電圧が入力され（図略のＡ／Ｄ変換回路でデジタル値に変換された後）、まず、出力端Ｐ０２からの入力値が、ＲＯＭ１２１内のＬＵＴを用いて、図４（ｂ）に示す直線のように換算される（ステップＳ１）。次いで、出力端Ｐ０１からの入力値と出力端Ｐ０２からの入力値であってＬＵＴで換算された値との差分の絶対値が算出され、さらにこの差分の絶対値と閾値Ｖ３との大小比較が行われる（ステップＳ３）。この比較の結果、差分の絶対値が閾値Ｖ３を超えているか否かの判定が行われる（ステップＳ５）。差分の絶対値が閾値Ｖ３を超えている場合には、寿命末期と判定され、寿命末期に対するインバータ制御の指示が行われる（ステップＳ７）。寿命末期に対するインバータ制御の指示は、マイクロコンピュータ１２によってインバータ回路１７に対して出力電力を抑制する制御を行うものである。具体的には、ハーフブリッジ駆動回路１６に対して、オンデューティの小さい制御パルスをスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲートに出力するようにし、あるいはインバータ回路１７の動作を停止させる。
【００４９】
一方、差分の絶対値が閾値Ｖ３以下である場合には、放電灯ＦＬが正常動作であるか、あるいは両側エミレス乃至はそれに近い状態が生じているかのいずれかであると考えられる。そこで、出力端Ｐ０１からの入力値と閾値Ｖ１との大小比較、及び出力端Ｐ０２からの入力値であって換算後の値と閾値Ｖ２との大小比較が行われる（ステップＳ９）。これらの大小比較の結果、いずれか一方の値が閾値Ｖ１，Ｖ２を超えているか否かの判定が行われる（ステップＳ１１）。いずれか一方の値が閾値Ｖ１，Ｖ２を超えていると、高圧、低圧のいずれかの側のフィラメントに片側エミレスが生じているとして（あるいは両側エミレスが生じているとして）、寿命末期に対するインバータ制御に移行する（ステップＳ７）。一方、いずれの値も閾値Ｖ１，Ｖ２以下である場合には、放電灯ＦＬは正常と判断されて、本フローを終了する。本フローチャートが所定周期で繰り返し実行されることで、異常が生じた場合に迅速かつ効果的に対処可能となる。
【００５０】
なお、本発明は、以下の態様が採用可能である。
【００５１】
（１）図９に戻り、閾値変更設定部１２６は、放電灯ＦＬの点灯状態、例えば複数の調光点灯モードを有する点灯回路の場合に、放電灯ＦＬの点灯状態に応じて、操作部３１からの操作に応じて閾値をモードに対応して変更するものである。各閾値はＲＯＭ１２１に予めモードに対応して記憶されており、閾値変更設定部１２６によって選択された各閾値が各電位側検出電圧比較部１２３、差分比較部１２４のそれぞれの閾値として用いられる。操作部３１は例えば点灯回路の筐体の適所に配設され、モード切替ボタン等で設定可能であればよい。
【００５２】
（２）図９に示す閾値補正部１２７は、温度センサ３２で検出される放電灯ＦＬの温度に応じて、各電位側検出電圧比較部１２３、差分比較部１２４で用いられる各閾値を補正するものである。温度センサ３２は放電灯ＦＬの近傍適所に配置されている。図１１は、放電灯ＦＬの温度と前記した平滑電圧（検出電圧）との関係を示す特性図である。図１１に示すように、平滑電圧は、放電灯ＦＬの温度が室温の辺りでピークを示し、温度が上昇するに従って小さくなる。同様に平滑電圧は、放電灯ＦＬの温度が室温より低くなるに従って小さくなる。従って、閾値を室温辺りの所定温度で設定していると、点灯が継続され、あるいは使用環境によって放電灯ＦＬの温度が室温から離れると、仮にエミレスが生じて寿命末期にあっても、平滑電圧が低い値として検出されるため、正常と誤判断されてしまう可能性がある。そこで、ＲＯＭ１２１に、温度と補正値との関係をＬＵＴとして予め記憶しており、検出温度に応じた補正値が元の閾値に加算される態様でもよいし、補正式を用いて算出する態様でもよい。補正は、室温からは離れるに応じて、図１１の特性に対応して閾値が小さくなるように設定されればよい。
【００５３】
（３）図１０のフローチャートでは、差分比較部１２４の比較処理を、各電位側検出電圧比較部１２３の処理より先に行ったが、逆でもよい。
【００５４】
（４）本実施形態では、負電位側の平滑電圧に対応する出力端Ｐ０２からの入力値をＬＵＴで図４（ｂ）に示すように換算したが、逆に、出力端Ｐ０１からの入力値を図４（ａ）
の実線と同一の物差しとなるように換算してもよい。
【００５５】
（５）本実施形態では、電源ｅｉとして＋５Ｖを採用し、高圧側のコンデンサＣ１４の最小検出電圧を−１０Ｖとしたが、これに限定されない、要は、分圧抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８で分圧された結果、コンデンサＣ１４の最小検出電圧の時、出力端Ｐ０２の電圧が０Ｖとなるように分圧されればよく、また分圧抵抗はＲ１６，Ｒ１７，Ｒ１８の３個に限定されず、抵抗値によっては少なくとも２個であってもよいし、３個以上であってもよい。従って、分圧抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８も等しい抵抗値である必要はない。このようにすることで、従来のように、正負両極側の電圧直流成分の検出回路を併設して設けた場合に分圧抵抗が２系列必要となるが、本実施形態では、一系統で済み、その分、部品点数が低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の一実施形態を示す全体ブロック図である。
【図２】寿命末期検出回路の回路構成の一例を示す回路図である。
【図３】コンデンサＣ１２の電圧（横軸）と出力端Ｐｏ１の電圧（縦軸）との関係を示す図である。
【図４】コンデンサＣ１４の電圧（横軸）と出力端Ｐｏ２の電圧（縦軸）との関係を示す図である。
【図５】管電圧、正電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ１電圧、負電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ２電圧、Ｐｏ２換算値、及びＰｏ１電圧とＰｏ２換算値（電圧）との差分電圧の関係を示す図で、放電灯ＦＬが正常の場合の関係図である。
【図６】管電圧、正電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ１電圧、負電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ２電圧、Ｐｏ２換算値、及びＰｏ１電圧とＰｏ２換算値（電圧）との差分電圧の関係を示す図で、放電灯ＦＬが高圧側エミレスによる寿命末期である場合の関係図である。
【図７】管電圧、正電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ１電圧、負電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ２電圧、Ｐｏ２換算値、及びＰｏ１電圧とＰｏ２換算値（電圧）との差分電圧の関係を示す図で、放電灯ＦＬが低圧側エミレスによる寿命末期である場合の関係図である。
【図８】管電圧、正電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ１電圧、負電位のピーク値に応じた平滑電圧、Ｐｏ２電圧、Ｐｏ２換算値、及びＰｏ１電圧とＰｏ２換算値（電圧）との差分電圧の関係を示す図で、放電灯ＦＬが両側エミレスによる寿命末期である場合の関係図である。
【図９】マイクロコンピュータの寿命末期の判定に関する部分の機能ブロック図である。
【図１０】マイクロコンピュータによって実行される寿命末期判定処理のフローチャートである。
【図１１】放電灯の温度と各電位側の平滑電圧（検出電圧）との関係を示す特性図である。
【符号の説明】
【００５７】
１  放電灯点灯回路
１２  マイクロコンピュータ
１８  寿命末期検出回路
ＦＬ  放電灯
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３  分圧抵抗
Ｄ１１，Ｄ１２  ダイオード
Ｃ１２，Ｃ１４  コンデンサ
Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８  分圧抵抗
１２２  ＲＡＭ
１２３  各電位側検出電圧比較部
１２４  差分比較部
１２５  判定部
１２６  閾値変更設定部
１２７  閾値補正部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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