(57)【要約】【課題】インバータにおけるスイッチにおいて、その応答速度を高くするとともに、出力電力の大きなインバータへ適用できるようにする。【解決手段】各ＩＧＢＴのゲート側にコンデンサを設けたことにより、インバータ回路３０，４０の各ＩＧＢＴの応答速度を高くすることができる。よって、スイッチの応答速度が高くなる容量のコンデンサをインバータ回路３０，４０のそれぞれに設けてやれば、デッドタイムを短くしたインバータ装置を設計することができる。また、そのコンデンサの作用により、ＩＧＢＴの応答速度を調整することもできる。よって、１つのインバータ回路において複数のＩＧＢＴを直列に接続した場合、それらの応答速度を一致させることによって、各ＩＧＢＴに加わる電圧が分圧されて、インバータ装置１自体の耐圧を大きくすることができる。【選択図】図１
2010045925.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチ回路をそれぞれ有する第１及び第２のインバータ回路を備え、
各々の前記スイッチ回路は、
一端と他端とを備え、ハイレベル又はローレベルの電位の制御信号が当該一端に入力される抵抗と、
一端と他端とを備え、前記抵抗と並列に接続された容量性素子であって、前記制御信号が当該一端に入力され、入力された当該制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられたときから電荷を蓄え始め、当該制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、蓄えた電荷を放出する容量性素子と、
直流電流の供給源と負荷との間に設けられるとともに、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端に接続され、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がハイレベルのときには導通状態となり、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がローレベルのときには非導通状態となるスイッチとを有し、
前記供給源の一方の極と前記負荷との間において、前記第１のインバータ回路の複数の前記スイッチ回路がそれぞれ有する前記スイッチが、直列に接続され、
前記供給源の他方の極と前記負荷との間において、前記第２のインバータ回路の複数の前記スイッチ回路がそれぞれ有する前記スイッチが、直列に接続されていることを特徴とするインバータ。
【請求項２】
前記スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、
前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートが前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端にそれぞれ接続され、当該ゲートに供給される制御信号の電位がハイレベルのときには、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとを導通させる状態となることを特徴とする請求項１に記載のインバータ。
【請求項３】
請求項１又は２のいずれか一方に記載のインバータと、
前記第１のインバータ回路が備える複数の前記スイッチに、前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第２のインバータ回路が備える複数の前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給し、前記第２のインバータが備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第１のインバータが備える複数の前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給する制御手段と
を備えることを特徴とするインバータ装置。
【請求項４】
前記第１及び第２のインバータ回路が備える複数の前記スイッチ回路の前記容量性素子は、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子であり、
前記制御手段によってハイレベルの前記制御信号が供給されてから、当該制御信号が供給されたインバータ回路が備える各々の前記スイッチが導通状態になるまでの各期間の差を特定する期間特定手段と、
前記期間特定手段によって特定される前記期間の差が大きい場合には、その差が小さくなるように、当該各々のスイッチを備える複数のスイッチ回路における１又は複数の前記容量性素子の容量の総和を変化させる容量制御手段と
を備えることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータおよびインバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータにおいて、直流電流を供給する電源と負荷との間に設けられたスイッチのオンオフ制御により、負荷に供給する交流電流の周波数や電流値を制御するタイプのものがある。このようなインバータに関する技術として、例えば特許文献１に開示されたものがある。
【特許文献１】特開２００７−２６７５８３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
図１０は、従来のインバータシステムの構成を示す回路図である。
同図に示すように、このインバータシステムは、インバータ装置１００、電源２、及び負荷３からなる。インバータ装置１００は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行う三相方式のインバータ装置であり、制御装置１５０と、３つのインバータ２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗとを備える。インバータ２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗは、電源２に対して並列に接続されている。インバータ２００Ｕは、２つのインバータ回路３００Ｕ，４００Ｕからなり、インバータ回路３００Ｕ，４００Ｕの間には、負荷３が接続される接続端ＰＵが設けられている。インバータ２００Ｖ，２００Ｗもこれと同等の構成を有する。インバータ２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗにおいては、制御装置１５０により各インバータ回路におけるスイッチのオンオフが制御されて、接続端ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを介して負荷３の各相の負荷に電流が供給される。なお、以下では、インバータ２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗのそれぞれを区別しない場合には末尾のアルファベットを省略して「インバータ２００」と称する。インバータ回路３００，４００についても同様とし、接続端については「接続端Ｐ」と称する。
【０００４】
図１１は、図１０に示したインバータ装置１００のうち、制御装置１５０及び１相分のインバータ２００の構成を示した回路図である。
同図に示すように、インバータ２００は、電源２の正極−負極間に直列に接続されたインバータ回路３００，４００からなる。インバータ回路３００は、抵抗３１、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）という）３３、及びダイオード３４を備えている。ＩＧＢＴ３３は、電源２の正極と負荷３が接続される接続端Ｐとの間に設けられている。インバータ回路４００も、インバータ回路３００と同等の構成を有しており、負荷３が接続される接続端Ｐと電源２の負極との間にＩＧＢＴ４３が設けられている。インバータ回路３００，４００のＩＧＢＴ３３，４３は、それぞれ電源２と負荷３とを導通させるためのオン状態となるか、又は電源２と負荷３とを導通させないオフ状態のうち、いずれかの状態となるスイッチとして機能する。ＩＧＢＴ３３，４３のオンオフを制御する制御装置１５０は、電位がハイレベルの制御信号（以下、この制御信号を“Ｈ”と称する。）と、電位がローレベルの制御信号（以下、この制御信号を“Ｌ”と称する。）とのいずれかを出力する。制御装置１５０によって出力された制御信号“Ｈ”がＩＧＢＴのゲートに入力されると、ゲート電位は上昇し、そのＩＧＢＴはオフ状態からオン状態に切り替えられる。そして、制御装置１５０によって出力される制御信号“Ｌ”に切り替えられると、ＩＧＢＴはオン状態からオフ状態に切り替えられる。
【０００５】
ところで、インバータ装置１００においては、インバータ２００Ｕ，２００Ｖ，２００ＷのそれぞれについてＩＧＢＴ３３，４３が同時にオン状態となる“同時点弧”を回避することが必要である。同時点弧が発生した場合、インバータ回路３００と、インバータ回路４００とが短絡されて、インバータ装置１００内や負荷３に規定値以上の大きな電力が供給されてしまい、インバータシステム内の構成部品が故障してしまったり、事故の原因となってしまうからである。そこで、制御装置１５０は、同時点弧が起こらないように、インバータ回路３００，４００のそれぞれのＩＧＢＴを交互にオン状態とするように制御信号を出力する。しかしながら、ＩＧＢＴ等のスイッチでは、或る程度の長さのターンオン期間及びターンオフ期間を要する。これらの期間の長さによりスイッチの応答速度が決定付けられ、ターンオン期間及びターンオフ期間が短いスイッチは応答速度が高く、反対に、ターンオン期間及びターンオフ期間が長いスイッチは応答速度が低い。
【０００６】
同時点弧を回避するために、インバータ回路３００，４００のどちらも導通させないようにする期間である「デッドタイム」を設けることが、従来から行われている。スイッチとして用いる素子にはその個体差があり、応答速度にばらつきがあるので、このばらつきも加味して、十分に長い期間のデッドタイムが設定される。ただし、このデッドタイムが長くなると、負荷３に供給される交流電流の波形が劣化するため好ましくない。したがって、インバータ等の高いスイッチング周波数を必要とする場合には、応答速度に優れているＩＧＢＴ等をスイッチとして用いることが多い。しかしながら、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間の耐圧はおよそ１４００Ｖ〜２０００Ｖであり、さほど大きくない。よって、負荷３を制御するための出力電力が大きいインバータ装置においては、スイッチとして使用することのできる素子の種類が、耐圧の大きなものに限られている。
そこで、本発明の目的は、インバータにおけるスイッチにおいて、その応答速度を高くするとともに、出力電力の大きなインバータへの適用を可能とすることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決するために、本発明は、複数のスイッチ回路をそれぞれ有する第１及び第２のインバータ回路を備え、各々の前記スイッチ回路は、一端と他端とを備え、ハイレベル又はローレベルの電位の制御信号が当該一端に入力される抵抗と、一端と他端とを備え、前記抵抗と並列に接続された容量性素子であって、前記制御信号が当該一端に入力され、入力された当該制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられたときから電荷を蓄え始め、当該制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、蓄えた電荷を放出する容量性素子と、直流電流の供給源と負荷との間に設けられるとともに、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端に接続され、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がハイレベルのときには導通状態となり、前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端から供給される前記制御信号の電位がローレベルのときには非導通状態となるスイッチとを有し、前記供給源の一方の極と前記負荷との間において、前記第１のインバータ回路の複数の前記スイッチ回路がそれぞれ有する前記スイッチが、直列に接続され、前記供給源の他方の極と前記負荷との間において、前記第２のインバータ回路の複数の前記スイッチ回路がそれぞれ有する前記スイッチが、直列に接続されていることを特徴とするインバータを提供する。
本発明のインバータは、複数のスイッチ回路をそれぞれ有する第１及び第２のインバータ回路を備え、各々のスイッチ回路において、一端から制御信号が入力される抵抗と、容量性素子とが並列に接続され、これらの他端には、直流電流の供給源と負荷との間に設けられたスイッチが接続されている。制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子は電荷を蓄え始め、スイッチには突入電流が流れて導通状態となる。制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子に蓄えられた電荷は放出され、スイッチには逆バイアスが加わって電位が低下し、非導通状態となる。また、前記供給源の一方の極と前記負荷との間において、第１のインバータ回路の複数のスイッチ回路がそれぞれ有する前記スイッチが、直列に接続され、前記供給源の他方の極と前記負荷との間において、前記第２のインバータ回路の複数の前記スイッチ回路がそれぞれ有するスイッチが、直列に接続されている。これにより、スイッチは速やかに導通状態と非導通状態とが切り替わり、インバータにおけるスイッチの応答速度を高くすることができるし、複数のスイッチが直列に接続されることによりスイッチ回路の耐圧は大きくなり、出力電力の大きなインバータ装置にも本発明を適用することができる。
【０００８】
また、本発明のインバータにおいて、前記スイッチは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタであり、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのゲートが前記抵抗の他端及び前記容量性素子の他端にそれぞれ接続され、当該ゲートに供給される制御信号の電位がハイレベルのときには、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタのコレクタとエミッタとを導通させる状態となるようにしてもよい。
このインバータにおいて、制御信号の電位がハイレベルのときには、スイッチである絶縁ゲートバイポーラトランジスタは、コレクタ及びエミッタを介して前記供給源と前記負荷とを導通させた導通状態となる。絶縁ゲートバイポーラトランジスタは応答速度に優れており、スイッチの応答速度をさらに高くすることができる。
【０００９】
また、本発明は、上記構成のいずれか一方に記載のインバータと、前記第１のインバータ回路が備える複数の前記スイッチに、前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第２のインバータ回路が備える複数の前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給し、前記第２のインバータが備える前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してハイレベルの電位の前記制御信号を供給するときには、前記第１のインバータが備える複数の前記スイッチに前記抵抗及び前記容量性素子を介してローレベルの電位の前記制御信号を供給する制御手段とを備えることを特徴とするインバータ装置を提供する。
このインバータ装置は、複数のスイッチ回路をそれぞれ有する第１及び第２のインバータ回路を備え、各々のスイッチ回路において、一端が制御手段に接続された抵抗と、容量性素子とが並列に接続され、これらの他端には、直流電流の供給源と負荷との間に設けられたスイッチが接続されている。制御信号が供給する制御信号の電位がローレベルからハイレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子は電荷を蓄え始め、スイッチには突入電流が流れて導通状態となる。制御信号が供給する制御信号の電位がハイレベルからローレベルに切り替えられると、そのときから容量性素子に蓄えられた電荷は放出され、スイッチには逆バイアスが加わって電位が低下し、非導通状態となる。また、前記供給源の一方の極と前記負荷との間において、第１のインバータ回路の複数のスイッチ回路がそれぞれ有する前記スイッチが、直列に接続され、前記供給源の他方の極と前記負荷との間において、前記第２のインバータ回路の複数の前記スイッチ回路がそれぞれ有するスイッチが、直列に接続されている。これにより、スイッチは速やかに導通状態と非導通状態とが切り替わり、インバータ装置におけるスイッチの応答速度を高くすることができるし、複数のスイッチが直列に接続されることによりスイッチ回路の耐圧は大きくなり、本発明のインバータ装置の出力電力を大きくすることができる。
【００１０】
また、本発明のインバータ装置において、前記第１及び第２のインバータ回路が備える複数の前記スイッチ回路の前記容量性素子は、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子であり、前記制御手段によってハイレベルの前記制御信号が供給されてから、当該制御信号が供給されたインバータ回路が備える各々の前記スイッチが導通状態になるまでの各期間の差を特定する期間特定手段と、前記期間特定手段によって特定される前記期間の差が大きい場合には、その差が小さくなるように、当該各々のスイッチを備える複数のスイッチ回路における１又は複数の前記容量性素子の容量の総和を変化させる容量制御手段とを備ようにしてもよい。
このインバータ装置において、複数の前記スイッチ回路は、容量の総和が変化する１又は複数の容量性素子を備え、期間特定手段は、ハイレベルの制御信号が供給されてから、その制御信号が供給されたインバータ回路が備える各々のスイッチが導通状態になるまでの各期間の差を特定し、容量制御手段は、期間特定手段によって特定される期間の差が大きい場合には、その差が小さくなるように、各インバータ回路が備える容量性素子の容量の総和を変化させる。容量性素子の容量の総和を変化させると、スイッチの応答速度は変わるので、自装置で各インバータ回路が備えるスイッチの応答速度を高めつつ、それらを一致させる制御を行うことができ、複数のスイッチが直列に接続されることによりスイッチ回路の耐圧は大きくなり、出力電力を大きくすることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、インバータにおけるスイッチにおいて、その応答速度を高くするとともに、出力電力の大きなインバータへ適用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
次に、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
（Ａ）第１実施形態
まず、本発明の第１実施形態について説明する。
図１は、本実施形態におけるインバータシステムの構成を示す回路図である。
同図に示すように、このインバータシステムは、インバータ装置１、電源２及び負荷３からなる。インバータ装置１は、電源２から供給された直流電力を交流電力に変換して負荷３に出力する、三相電圧型ＰＷＭインバータを採用したインバータ装置である。インバータ装置１は、制御装置１０と、負荷３に三相交流の電流を供給するための３つのインバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗとを備える。インバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗは、電源２に対してそれぞれ並列に接続されている。インバータ２０Ｕは、互いに直列に接続されたインバータ回路３０Ｕとインバータ回路４０Ｕとを有している。同様に、インバータ２０Ｖは、互いに直列に接続されたインバータ回路３０Ｖと４０Ｖとを有し、インバータ２０Ｗは、互いに直列に接続されたインバータ回路３０Ｗと４０Ｗとを有する。インバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗでは、それぞれが備える両インバータ回路の接続点が接続端ＰＵ，ＰＶ，ＰＷとなっており、これらの接続端ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを介して負荷３に対して電流が供給される。制御装置１０は、ＰＷＭ制御によって負荷３に供給する交流電流の電流値乃至交流電圧の電圧値や周波数及び位相を制御する。
なお、インバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗの構成はそれぞれ同じであるから、以下では、これらを区別しない場合には末尾のアルファベットを省略して「インバータ２０」と称する。インバータ回路３０，４０についても同様とし、接続端については「接続端Ｐ」と総称する。
【００１３】
電源２は、直流電流の供給源として機能し、例えば、商用電源から供給される交流電流を直流電力に変換してインバータ装置１に供給するコンバータや、インバータ装置１に直流電流を供給するための蓄電池等である。負荷３は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相の負荷がＹ結線によって接続され、インバータ装置１からの三相交流の電流の供給を受けて作動する。ここでの負荷３は、その駆動に大きな電力を要するモータ等の負荷であり、例えば車両衝突試験を実施するためのダイナモメータである。ダイナモメータにおいては、実車走行パタンを台上でシミュレートさせながら耐久試験を行う。この場合において、インバータ装置１は、ダイナモメータの発生トルクや回転数を制御し、種々の衝突条件での車両衝突試験を実施できるような制御（ＰＷＭ制御）を行う。
【００１４】
図２は、インバータ装置１の構成を示す回路図である。同図においては、図１に示したインバータ装置１のうち、制御装置１０及び１相分のインバータ２０を示している。
制御装置１０は、基板上に設けられたＣＰＵ、メモリ及びドライブ回路等を備えており、インバータ装置１内の各部の制御を行う。制御装置１０は、負荷３の駆動を制御するために、外部から入力される始動指令や回転数指令、発生トルク指令等の制御指令に従って、インバータ２０に対してパルス信号である制御信号を出力する。ここでは、制御装置１０は、電位が高いハイレベルの制御信号“Ｈ”、又は電位が低いローレベルの制御信号“Ｌ”のいずれかを供給する。制御装置１０に設けられる図示せぬドライブ回路は、例えば高速フォトカプラであり、インバータ装置１における制御装置１０、及びインバータ２０における制御系統の回路部分と、電源２からの電流が供給される電力系統の回路部分とを電気的に絶縁する。
【００１５】
インバータ回路３０は、電源２の正極と接続端Ｐとの間に直列に接続されたスイッチ回路３０Ｘ及び３０Ｙを有する。
スイッチ回路３０Ｘは、抵抗３１と、コンデンサ３２と、ＩＧＢＴ３３と、ダイオード３４とを備える。抵抗３１は、一端と他端とを備え、制御装置１０からの制御信号“Ｈ”又は“Ｌ”がその一端に入力される。コンデンサ３２は、一端と他端とを備え、抵抗３１と並列に接続された容量性素子である。ＩＧＢＴ３３は、ゲートＧ１が抵抗３１の他端、及びコンデンサ３２の他端にそれぞれ接続されている。また、ＩＧＢＴ３３のコレクタＣ１は、電源２の正極に接続されている。このＩＧＢＴ３３は、導通状態であるオン状態と、非導通状態であるオフ状態のいずれかをとるスイッチとして機能する。例えば、制御装置１０から抵抗３１及びコンデンサ３２を介して供給される制御信号が“Ｈ”のときには、ＩＧＢＴ３３はコレクタＣ１とエミッタＥ１とを導通するオン状態となる。一方、制御装置１０から、抵抗３１及びコンデンサ３２を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、ＩＧＢＴ３３はコレクタＣ１とエミッタＥ１とを導通させない、つまり電源２と負荷３とを導通させないオフ状態となる。ダイオード３４は、ＩＧＢＴ３３のコレクタＣ１とエミッタＥ１との間に逆方向接続された一方向性素子である。ダイオード３４は、ＩＧＢＴ３３がオン状態からオフ状態に切り替えられたときにＩＧＢＴ３３が破損しないように、過渡電流の供給経路を確保するために設けられたものである。
【００１６】
スイッチ回路３０Ｙは、抵抗３５と、コンデンサ３６と、ＩＧＢＴ３７と、ダイオード３８とを備える。スイッチ回路３０Ｙは、スイッチ回路３０Ｘと同等の構成を有しており、抵抗３１と、コンデンサ３２と、ＩＧＢＴ３３と、ダイオード３４とを、それぞれ抵抗３５と、コンデンサ３６と、ＩＧＢＴ３７と、ダイオード３８とに置き換えたものと同等の構成である。ＩＧＢＴ３７のコレクタＣ２は、スイッチ回路３０ＸのＩＧＢＴ３３のエミッタＥ１に接続されている。エミッタＥ２は、接続端Ｐを介して負荷３に接続されている。このＩＧＢＴ３７もスイッチとして機能し、制御装置１０から、抵抗３５及びコンデンサ３６を介して供給される制御信号が“Ｈ”のときには、コレクタＣ２とエミッタＥ２とを導通するオン状態となる。制御信号が“Ｈ”である場合、前述したようにＩＧＢＴ３３はオン状態になっているから、このとき、電源２と負荷３とがＩＧＢＴ３３，３７を介して導通することになる。よって、ＩＧＢＴ３７は、電源２からＩＧＢＴ３３を介して供給される電流を、自身のコレクタＣ２及びエミッタＥ２を介して負荷３に供給させる。一方、制御装置１０から、抵抗３５及びコンデンサ３６を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、ＩＧＢＴ３７はコレクタＣ４とエミッタＥ４とを導通させない、つまり電源２と負荷３とを導通させないオフ状態となる。
このような構成のもと、インバータ回路３０においては、ＩＧＢＴ３３，３７が共にオン状態のときには、電源２の正極から供給される電流を、ＩＧＢＴ３３、ＩＧＢＴ３７及び接続端Ｐを介して負荷３に供給させる。一方、ＩＧＢＴ３３及びＩＧＢＴ３７のいずれか一方でもオフ状態のときには、インバータ回路３０は、電源２から負荷３に電流を供給させない。
【００１７】
インバータ回路４０は、接続端Ｐと電源２の負極との間に直列に接続されたスイッチ回路４０Ｘ，４０Ｙを有する。
スイッチ回路４０Ｘは、抵抗４１と、コンデンサ４２と、ＩＧＢＴ４３と、ダイオード４４とを備え、インバータ回路３０のスイッチ回路３０Ｘと同等の回路構成である。また、ＩＧＢＴ４３のコレクタＣ３は、スイッチ回路３０ＹのＩＧＢＴ３７のエミッタＥ２に接続されるとともに、接続端Ｐを介して負荷３に接続されている。このＩＧＢＴ４３もスイッチとして機能し、制御装置１０から供給される制御信号が“Ｈ”のときには、コレクタＣ３とエミッタＥ３とを導通するオン状態となる。一方、制御装置１０から、抵抗４１及びコンデンサ４２を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、コレクタＣ３とエミッタＥ３とを導通させない、つまり電源２と負荷３とを導通させないオフ状態となる。
【００１８】
スイッチ回路４０Ｙは、抵抗４５と、コンデンサ４６と、ＩＧＢＴ４７と、ダイオード４８とを備える。スイッチ回路４０Ｙは、スイッチ回路３０Ｙと同等の構成を有している。ＩＧＢＴ４７のコレクタＣ４は、スイッチ回路４０ＸのＩＧＢＴ４３のエミッタＥ３に接続される。エミッタＥ４は、電源２の負極に接続されている。このＩＧＢＴ４７もスイッチとして機能し、制御装置１０から、抵抗４５及びコンデンサ４６を介して供給される制御信号が“Ｈ”のときには、コレクタＣ４とエミッタＥ４とを導通するオン状態となる。一方、制御装置１０から、抵抗４５及びコンデンサ４６を介して供給される制御信号が“Ｌ”のときには、コレクタＣ４とエミッタＥ４とを導通させない、負荷３と電源２とを導通させないオフ状態となる。
このような構成のもと、インバータ回路４０においては、ＩＧＢＴ４３及びＩＧＢＴ４７が共にオン状態のときには、負荷３から接続端Ｐを介して供給される電流を電源２の負極に供給させる。一方、ＩＧＢＴ４３及びＩＧＢＴ４７のいずれか一方でもオフ状態のときには、インバータ回路４０は、負荷３から電源２に電流を供給させない。
【００１９】
このように、インバータ装置１においては、電源２の一方の極である正極と負荷３との間において、第１のインバータ回路であるインバータ回路３０の複数のスイッチ回路３０Ｘ，３０Ｙがそれぞれ有するＩＧＢＴ３３，３７が、直列に接続されている。また、電源２の他方の極である負極と負荷３との間において、第２のインバータ回路であるインバータ回路４０の複数のスイッチ回路４０Ｘ，４０Ｙがそれぞれ有するＩＧＢＴ４３，４７が、直列に接続されている。この構成により、インバータ装置１が負荷３の駆動を制御するときには、スイッチとして機能するＩＧＢＴ１つあたりに加わる電圧が分圧される。つまり、スイッチ回路におけるスイッチが１つのだけの場合と比べると、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に加わる電圧は１／２となる。スイッチ回路を直列した数に応じて、ＩＧＢＴに加わる電圧が分圧されて小さくなるので、負荷３への出力電力が大きく、その駆動のために電源２からインバータ装置１に大きな電流が供給される場合であっても、インバータ装置１における各スイッチ（ＩＧＢＴ）には、その耐圧以上の電圧が加わらずに済む。
【００２０】
また、インバータ２０において、インバータ回路３０にはコンデンサ３２，３６を設け、インバータ回路４０にはコンデンサ４２，４６を設けている。以下、その理由について説明する。
図２に示すように、インバータ回路３０において、コンデンサ３２は抵抗３１に対して並列に接続され、コンデンサ３６は抵抗３５に対して並列に接続され、インバータ回路４０において、コンデンサ４２は抵抗４１に対して並列に接続され、コンデンサ４６は抵抗４５に対して並列に接続されている。これら各ＩＧＢＴのゲート側に設けられたコンデンサ３２，３６，４２，４６は、それぞれＩＧＢＴ３３，３７，４３，４７がオフ状態からオン状態に切り替えられるときのターンオン期間、及びオン状態からオフ状態に切り替えられるときのターンオフ期間を短縮させるために設けられたものである。また、各スイッチ回路において、すべてのＩＧＢＴがオン状態でないときに電源２から大きな電流が供給されてしまうと、ＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間にその耐圧以上の電圧が加わってしまい破損してしまうことがある。したがって、これらのコンデンサの作用により、ＩＧＢＴの応答速度を高くするとともに、複数のＩＧＢＴの応答速度を一致させようというわけである。
【００２１】
ＩＧＢＴのゲート側に設けられたコンデンサの作用について、具体的に説明する。なお、各コンデンサの作用はそれぞれ同じであるため、ここでは、コンデンサ３２を含むスイッチ回路３０Ｘを例に挙げて説明する。
図３において、（ａ）は、制御装置１０が制御信号を出力する様子を示したタイムチャートで、（ｂ）は、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れ込むゲート電流ＩＧの遷移の様子を示したタイムチャートである。なお、同図（ａ）において、制御信号“Ｈ”が出力される期間を“Ｈ”で表し、制御信号“Ｌ”が出力される期間を“Ｌ”で表している。また、同図（ｂ）において、制御装置１０からＩＧＢＴ３３のゲートＧ１の方向へゲート電流ＩＧが流れるときの電流値を正で表し、ゲートＧ１から制御装置１０の方向へゲート電流ＩＧが流れるときの電流値を負で表している。なお、同図に示す時刻ｔ＝ｔａよりも前においては、制御装置１０により制御信号“Ｌ”が出力されており、この期間においてコンデンサ３２には電荷は蓄えられていないものとする。また、図４は、図３に示した各時刻、及び期間におけるスイッチ回路３０Ｘに流れるゲート電流ＩＧの様子を説明する図である。
【００２２】
まず、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ＝ｔａにおいて、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられると、同図（ｂ）に示すように、直ちに制御信号“Ｈ”に応じたゲート電流ＩＧがＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れ込む。このときの電流経路は図４（ａ）に示すとおりで、制御装置１０からコンデンサ３２を経由してゲート電流ＩＧが流れる。制御装置１０により出力される制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときから、制御装置１０側がコンデンサ３２側よりも高電位となり、この電位差により制御装置１０からコンデンサ３２に電荷が供給されて、コンデンサ３２は電荷を蓄え始める。このときコンデンサ３２に供給される電流は突入電流と呼ばれ、その電流値は比較的大きい。よって、図３（ｂ）に示すように、ゲート電流ＩＧの電流値もＩｓ（＞０）という具合に大きくなっているのである。このように充電開始時に流れる大電流の作用により、ＩＧＢＴ３３内の各キャリアの移動がスムーズに行われてゲート電位は上昇しやすくなる。ゲート電位が早く上昇するということは、コレクタＣ１及びエミッタＥ１間が早く導通するということを意味している。したがって、コンデンサ３２が設けられていない構成と比べて、ＩＧＢＴ３３は速やかにオフ状態からオン状態に切り替えられ、ターンオン期間は短縮される。なお、図３（ｂ）に示すように、制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられてから、時間が経過するにつれて充電の速度は小さくなるので、これによりゲート電流ＩＧも次第に小さくなっていく。
【００２３】
続いて、図３（ａ）に示すように、コンデンサ３２に充分な電荷が蓄えられ、制御装置１０により制御信号“Ｈ”が出力されている期間においては、図４（ｂ）に示す期間ｔｂのように、突入電流の電流値Ｉｓよりも小さい電流値Ｉｆ（＞０）のゲート電流ＩＧが流れる。このとき、図４（ｂ）に示すように、制御装置１０から抵抗３１を経由してＩＧＢＴ３３のゲートＧ１にゲート電流ＩＧは流れ、コンデンサ３２側にはゲート電流ＩＧは流れない。したがって、一定電位である制御信号“Ｈ”に応じて一定の電流値Ｉｆのゲート電流ＩＧが、抵抗３１を介してＩＧＢＴ３３のゲートＧ１に流れる。
【００２４】
そして、図３（ａ）に示すように、時刻ｔ＝ｔｃにおいて、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、同図（ｂ）に示すように、直ちにこの切り替えに応じたゲート電流ＩＧが流れる。このときのゲート電流ＩＧの電流値Ｉｒは負であり、図４（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１から、コンデンサ３２を経由して制御装置１０にゲート電流ＩＧが流れる。ゲート電流ＩＧの電流値が急激に負の電流値Ｉｒにまで上昇するのは、コンデンサ３２に蓄えられた電荷の作用による。制御装置１０によって出力される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、電荷が蓄えられた高電位側のコンデンサ３２から低電位側の制御装置１０に対して、蓄えられた電荷が放出される。このとき、高電位側のＩＧＢＴ３３のゲートＧ１にも逆バイアスが加わるので、図４（ｃ）に示すような電流経路で、電流値の大きなゲート電流ＩＧが流れる。この電流により、ＩＧＢＴ３３のゲートＧ１、コレクタＣ１間にあった少数キャリアが速やかにオフ状態のときの状態に戻るよう移動する。この作用により、ＩＧＢＴ３３のゲート電位は速やかに低下する。このようにして、コンデンサ３２が設けられていない構成と比べて、上記キャリアの移動がさらにスムーズになり、ＩＧＢＴ３３は速やかにオン状態からオフ状態に切り替えられて、ターンオフ期間は短縮される。なお、時刻ｔ＝ｔｃの後においては、放電の速度は時間経過と共に次第に小さくなるので、これによりゲート電流ＩＧは次第に小さくなる。コンデンサ３２の放電が完了すると、ゲート電流ＩＧは流れなくなる。
【００２５】
また、図３（ｂ）に示すように、時刻ｔ＝ｔｄに、制御装置１０が出力する制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”が切り替えられて、期間ｔ＝ｔｅに“Ｈ”の制御信号が出力され、時刻ｔ＝ｔｆに“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられているが、このときにも上記と同様にして、ＩＧＢＴ３３のオンオフが切り替えられる。また、これと同じ原理で、スイッチ回路３０Ｙや、インバータ回路４０のスイッチ回路４０Ｘ，４０Ｙにおいても、コンデンサの作用によりＩＧＢＴのターンオン期間及びターンオフ期間は共に短縮される。すなわち、インバータ２０のスイッチであるＩＧＢＴ３３，３７，４３，４７の応答速度は、コンデンサ３２，３６，４２，４６が設けられない構成と比べて高くなる。
【００２６】
また、各ＩＧＢＴの応答速度は、それぞれゲート側に設けられたコンデンサの静電容量の大きさに依存する。ここで、図５は、コンデンサの静電容量と、ＩＧＢＴの応答速度との関係を概略的に示したグラフである。
同図に示すように、コンデンサの静電容量が大きくなるほど、ＩＧＢＴの応答速度は大きくなる傾向を示している。上述したように、ターンオンにおいては、制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときに、突入電流がゲート電流ＩＧとして流れる。コンデンサの静電容量が大きいほど、蓄えられる電荷量も大きくなるので、より大きな電流がゲート電流ＩＧとして流れる。これにより、さらにゲート電位はさらに上昇しやすくなって、ＩＧＢＴはよりスムーズにオフ状態からオン状態に切り替わる。また、制御装置１０によって出力される制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられたときにおいても、コンデンサの静電容量が大きいほど放出される電荷量も大きくなるので、ＩＧＢＴにおける少数キャリアの移動がさらにスムーズになってターンオフ期間が短縮される。このような理由から、ＩＧＢＴの応答速度は、コンデンサの静電容量が大きくなるにつれて大きくなる。
ただし、コンデンサの容量が大きすぎても、ゲート・エミッタ間の電位が飽和状態（オン状態）のときの電位に達してしまうと、それ以上はコンデンサに充電されることはなく、応答速度が高くなることもない。よって、コンデンサの容量は、ＩＧＢＴの耐圧や負荷３の負荷特性に応じて適切な容量のものにすることが望ましい。これと同様の作用が、インバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのそれぞれについて得られる。
【００２７】
以上説明した第１実施形態によれば、インバータを構成するスイッチ回路における各ＩＧＢＴのゲート側にコンデンサを設けたことにより、インバータ回路３０，４０の各ＩＧＢＴの応答速度を高くすることができる。よって、スイッチの応答速度が高くなるような静電容量のコンデンサを、インバータ回路３０，４０のそれぞれに設けてやれば、デッドタイムを短くしたインバータ装置を設計することができる。また、ＩＧＢＴのゲートに設けられたコンデンサの作用により、その応答速度を調整することもできる。よって、図１に示すように、１つのインバータ回路において複数のＩＧＢＴを直列に接続した場合、それらの応答速度を一致させることによって、各ＩＧＢＴに加わる電圧が分圧されて、インバータ装置１自体の耐圧を大きくすることができる。これにより、インバータ装置１が負荷３へ供給する出力電力が大きくても、各ＩＧＢＴに耐圧以上の電圧が加わらないようにしたインバータ装置を設計することができる。
【００２８】
（Ｂ）第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図６は、本実施形態のインバータシステムの構成を示した回路図である。
同図に示すように、このインバータシステムは、第１実施形態のインバータシステムに対して、複数の電位検出器、及び電源２の電源電圧を昇圧する昇圧装置４を加えた構成である。なお、以下では、第１実施形態で説明したインバータシステムと同じ構成要素については、同じ符号を付して説明する。
ここでのインバータ装置１ａは、制御装置１０ａと、３つのインバータ２０Ｕａ，２０Ｖａ，２０Ｗａとを備えている。インバータ２０Ｕａは、２つのインバータ回路３０Ｕａ，４０Ｕａが直列に接続されて構成され、インバータ２０Ｖａは、インバータ回路３０Ｖａ，４０Ｖａが直列に接続されて構成され、インバータ２０Ｗａは、インバータ回路３０Ｗａ，４０Ｗａが直列に接続されて構成されている。また、インバータ装置１ａにおいては、インバータ２０Ｕａにおける接続端ＰＵの電位を検出する電位検出器５０Ｕと、インバータ２０Ｖａにおける接続端ＰＶの電位を検出する電位検出器５０Ｖと、インバータ２０Ｗａにおける接続端ＰＷの電位を検出する電位検出器５０Ｗとが設けられている。インバータ２０Ｕのインバータ回路４０Ｕａにおいては、そこに含まれるスイッチ（ＩＧＢＴ）間の電位を検出する電位検出器６０Ｕが設けられ、インバータ２０Ｖのインバータ回路４０Ｖａにおいては、そこに含まれるスイッチ間の電位を検出する電位検出器６０Ｖが設けられ、インバータ２０Ｗのインバータ回路４０Ｗａにおいては、そこに含まれるスイッチ間の電位を検出する電位検出器６０Ｗが設けられている。なお、インバータ２０Ｕａ，２０Ｖａ，２０Ｗａの構成はそれぞれ同じであるから、これらを区別しない場合には，「インバータ２０ａ」と称する。スイッチ回路についても同様に、インバータ回路３０ａ，４０ａと称する。また、電位検出器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗのそれぞれを区別しない場合には「電位検出器５０」と称し、電位検出器６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗのそれぞれを区別しない場合には「電位検出器６０」と称する。
【００２９】
電位検出器５０，６０は、例えばインバータ装置１ａ内に設けられた電圧計であり、各々が測定した電位の検出結果を定期的に制御装置１０ａに出力する。この電位検出器５０，６０は、接地電位（図示省略）を基準とした各位置の電位を検出する。制御装置１０ａは、電位検出器５０から取得した検出結果に基づいて、インバータ装置１ａ内の各部を制御するとともに、インバータ装置１ａ内に設けられた昇圧装置４による昇圧（電圧の大きさ）を制御する。昇圧装置４は、制御装置１０ａの制御の下、例えば昇圧トランスを用いた昇圧回路を有し、電源２の電圧を昇圧して、その電圧に応じた電流をインバータ装置１ａ内に供給する。具体的には、昇圧装置４は、インバータ制御における大きな直流電流をインバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのそれぞれに供給したり、各ＩＧＢＴのどれがオン状態となったときでも、ＩＧＢＴに対してその耐圧よりも低い電圧しか加わらないような十分に電流値を小さくした電流（調整用電流）を、インバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのそれぞれに供給したりする。
【００３０】
図７は、インバータ装置１ａの構成を示す回路図である。なお、同図においては、インバータ装置１ａが備える制御装置１０ａ及び１相分のインバータ２０ａを示す。
同図に示すように、インバータ装置１ａにおいては、上述したインバータ装置１におけるコンデンサ３２，３６，４２，４６に代えて、容量の総和が変化する可変コンデンサ３２ａ，３６ａ，４２ａ，４６ａがそれぞれ設けられている。可変コンデンサ３２ａ，３６ａ，４２ａ，４６ａは、制御装置１０ａの制御の下、それぞれの容量の総和が変化させられる。なお、図７に示すように、ここではインバータ回路３０ａ，４０ａのそれぞれのスイッチ回路において、容量性素子である可変コンデンサは１つずつしか設けられていないので、ここでの容量の総和とは、その可変コンデンサ３２ａ，３６ａ，４２ａ，４６ａ単体の静電容量のことをいう。また、制御装置１０ａは、時刻を測定することが可能なタイマを備え、電位検出器５０，６０から取得した電位の検出結果と、タイマにより測定した時刻とに応じて、可変コンデンサ３２ａ，３６ａ，４２ａ，４６ａの静電容量を制御する「容量制御処理」を実行する。
このように、上述した第１実施形態では、最適なコンデンサの容量を設計段階で決めていたのに対し、この第２実施形態では、容量制御処理によって、制御装置１０ａが適宜コンデンサの静電容量を制御する点で両者は異なる。
【００３１】
次に、制御装置１０ａが実行する「容量制御処理」の一例について説明する。なお、この容量制御処理の期間においては、制御装置１０ａは、調整用電流をインバータ装置１ａ内に供給させるよう、昇圧装置４を制御する。これは、容量制御処理において、各ＩＧＢＴに対して、耐圧以上の電圧が加わらないようにするための制御である。また、制御装置１０ａは、インバータ２０Ｕにおけるインバータ回路３０Ｕに対して容量制御を実行するときには、インバータ回路４０ＵのＩＧＢＴをオフ状態とするとともに、インバータ回路４０Ｖ，４０ＷのどちらかのＩＧＢＴ４３，４７を共にオン状態としておく。また、制御装置１０ａは、インバータ回路４０Ｕに対して容量制御処理を実行するときには、インバータ回路３０ＵのＩＧＢＴをオフ状態とするとともに、インバータ回路３０Ｖａ，３０ＷａのどちらかのＩＧＢＴ３３，３７を共にオン状態としておく。これは、制御装置１０ａが或るインバータ回路に対して容量制御処理を行うときには、同時点弧を防ぎつつ、制御対象のインバータ回路のＩＧＢＴが共にオン状態となったときに、インバータシステム内に電流が流れるようにするためである。制御装置１０ａは、その他のインバータ回路に対しても、これと同様の条件で容量制御処理を実行する。
【００３２】
次に、「容量制御処理」について、図８を参照しつつ具体的に説明する。なお、以下では、インバータ回路３０に対して容量制御処理を実行する場合について説明する。
図８は、インバータ回路３０におけるＩＧＢＴ３３及びＩＧＢＴ３７のそれぞれについて、オン状態（ＯＮ）であるか、又はオフ状態（ＯＦＦ）であるかを示すタイムチャートである。同図において、横軸は時刻ｔを表す。
【００３３】
制御装置１０ａは、インバータ回路３０ａの容量制御処理を行うに際して、まず、スイッチ回路３０Ｘａの可変コンデンサ３２ａの静電容量を、わざとスイッチ回路３０Ｙａの可変コンデンサ３６ａの静電容量よりも十分に小さくする。つまり、制御装置１０ａは、スイッチ回路３０ＸａのＩＧＢＴ３３の応答速度が、スイッチ回路３０ＹａのＩＧＢＴ３７の応答速度よりも低い状態にする。
続いて、制御装置１０ａは、インバータ回路３０に出力する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えると、そのタイミングでタイマによる計時を開始する。制御信号“Ｈ”が供給されたＩＧＢＴ３３，３７は、やがてオン状態となる。ここでは、ＩＧＢＴ３３，３７の状態が、図８に示す「状態Ａ」の通りとおりだったとする。つまり、ＩＧＢＴ３７がターンオンした時刻ｔ＝０で、ＩＧＢＴ３３がターンオンした時刻が、時刻ｔ＝０よりも後の時刻ｔ＝Ｔ１である。この場合、制御装置１０ａは、電位検出器５０による電位の検出結果に応じて、ＩＧＢＴ３３及びＩＧＢＴ３７の両方がオン状態となった時刻を、ｔ＝Ｔ１と特定する。時刻ｔ＝Ｔ１において、ＩＧＢＴ３３，３７の両方がオン状態に切り換わると、電源２からの電流がインバータ回路３０及び接続端Ｐを介して流れ始めて、電位検出器５０によって検出される接続端Ｐの電位が上昇するからである。よって、制御装置１０ａは、電位検出器５０によって検出される電位が、ＩＧＢＴ３３，３７の両方がオン状態となったときの電位を表す第１の閾値以上となったときに、タイマが示す時刻を、両者がターンオンした時刻として特定する。なお、以下では、１つのインバータ回路においてすべてのＩＧＢＴがターンオンする時刻のことを「ターンオン時刻」と称する。
【００３４】
続いて、制御装置１０ａは、インバータ回路３０に出力する制御信号を“Ｈ”から“Ｌ”に切り替える。そして、制御装置１０ａは、その容量をわざと小さくしておいた可変コンデンサ３２ａの静電容量を所定量だけ大きくし、再び、インバータ回路３０に供給する制御信号を“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えるとともに、タイマによる計時を開始する。この場合、可変コンデンサ３２ａの静電容量を大きくしたことにより、ＩＧＢＴ３３の応答速度は高くなる。よって、ＩＧＢＴ３３，３７のそれぞれがオン状態となる時刻は、図８に示す「状態Ｂ」のようになる。つまり、ＩＧＢＴ３３とＩＧＢＴ３７との応答速度の差が小さくなり、制御装置１０ａは、電位検出器５０の検出結果から、ターンオン時刻がＴ１よりも早い時刻ｔ＝Ｔ２となったことを特定することができる。以降においても、制御装置１０ａは、上記と同様にして可変コンデンサ３２ａの静電容量を徐々に大きくし、電位検出器５０の検出結果に基づいてターンオン時刻を特定する。これを繰り返していくと、図８に示す「状態Ｃ」のように、ＩＧＢＴ３３及びＩＧＢＴ３７とのターンオン時刻がｔ＝０で一致する。
【００３５】
次に、制御装置１０ａが可変コンデンサ３２ａの容量を大きくすると、ＩＧＢＴ３３，３７のターンオン時刻は、図８に示す「状態Ｄ」のようになる。つまり、ＩＧＢＴ３３のターンオン時刻が、時刻ｔ＝０よりも早い時刻ｔ＝Ｔ３になる。しかしながら、ターンオン時刻はｔ＝０であり、変化していない。これは、可変コンデンサ３６ａの静電容量が変わっていないためである。つまり、以降においては、制御装置１０ａがいくら可変コンデンサ３２ａの静電容量を大きくしても、可変コンデンサ３６ａの静電容量が同じである以上は、ターンオン時刻はｔ＝０のままである。
【００３６】
この原理に基づいて、制御装置１０ａは、わざと静電容量を小さくしておいたスイッチ回路３０Ｘａの可変コンデンサ３２ａの静電容量をだんだんと大きくしていき、ターンオン時刻がそれ以上早くならない判断したときに、ＩＧＢＴ３３及びＩＧＢＴ３７の応答速度が一致したと特定する。図８に示す例では、制御装置１０ａは、「状態Ｄ」の状態になったときにターンオン時刻が早くならなかったことを特定するから、「状態Ｃ」の状態のときに、両者の応答速度が一致したとし、このときの静電容量にするよう可変コンデンサ３２ａを制御する。ここで制御装置１０ａは、このインバータ回路３０に対する容量制御処理を完了する。
なお、制御装置１０ａは、応答速度を厳密に一致させるができない場合には、なるべくその差が小さくなるようにそれぞれの可変コンデンサの静電容量を制御する。なお、この容量制御処理において、制御装置１０ａは、応答速度よりもさらに高くしたい場合には、制御装置１０ａは可変コンデンサ３６ａの静電容量をここから大きくすればよく、応答速度がずれているか否かを確認するときには、上記と同様にして、いずれか一方の可変コンデンサの容量を変化させてターンオン時刻の変化を確認すればよい。
【００３７】
続いて、制御装置１０ａは、インバータ回路４０ａについても同様の制御を行って可変コンデンサ４２ａ，４６ａの容量を制御する。この場合、制御装置１０ａは、インバータ回路４０ａにおけるスイッチ回路４０Ｘａとスイッチ回路４０Ｙａとの間に設けられた電位検出器６０の電位に基づいて、上記と同様にしてターンオン時刻を特定する。電位検出器６０が、スイッチ回路４０Ｘａとスイッチ回路４０Ｙａとの間に設けられているのは、ＩＧＢＴ４３，４７の両方がオン状態となったときにのみ、電位検出器６０により検出される電位が高くなるからであり、いずれか一方でもオフ状態のときには、その電位は上昇しない。
【００３８】
制御装置１０ａは、インバータ２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗのすべてについて、可変コンデンサの静電容量を制御する。上述のアルゴリズムに基づいて、可変コンデンサの静電容量を制御したら、制御装置１０ａは、各インバータ回路のＩＧＢＴの応答速度に応じて、デッドタイムを設定し直す。このデッドタイムの設定においては、例えば、予め制御装置１０ａのメモリにターンオン期間と、デッドタイムとの関係が予め記憶されており、制御装置１０ａがこの対応関係に基づいてデッドタイムを設定する。また、制御装置１０ａは、特定したターンオン期間の長さを用いて、所定のアルゴリズムに基づいてデッドタイムを算出し、算出したデッドタイムに設定するようにしてもよい。
なお、この容量制御処理において、制御装置１０ａは、同じインバータ回路におけるＩＧＢＴのうち、いずれかの応答速度を最短にして、ほかのＩＧＢＴの応答速度をそれに合わせるように可変コンデンサの容量を制御してもよい。また、制御装置１０ａは、予め決めておいた狙い値に一致させるように、可変コンデンサの容量を制御してもよい。なお、制御装置１０ａは、インバータ装置１ａにおけるすべてのＩＧＢＴの応答速度を一致させるように制御してもよいが、少なくとも各インバータ回路内ではＩＧＢＴの応答速度を一致させるようにする。
【００３９】
以上説明した第２実施形態によれば、定期的あるいはメンテナンス時等の任意のタイミングに、制御装置１０ａは、インバータ２０における、インバータ回路３０，４０が備える複数のＩＧＢＴの応答速度を一致させるように、可変コンデンサの静電容量の制御を行う。これにより、ＩＧＢＴの応答速度の経時変化や温度変化等があった場合にも、インバータ装置１ａは、これにいち早く対応し、インバータ回路内においてＩＧＢＴの応答速度がずれている場合には、それらが一致するように可変コンデンサの容量を制御する。この構成により、作業員などがコンデンサの容量の調整や交換等の煩雑な作業を行わなくても、インバータ装置１ａ自体が、常に自装置を高容量の負荷の制御にも対応できるようにするとともに、その高い性能を継続して確保することができる。
【００４０】
（Ｃ）変形例
上記実施形態を次のように変形してもよい。これらの変形は、各々を適宜に組み合わせることも可能である。
上述した第２実施形態では、可変コンデンサ３２ａ，３６ａ，４２ａ，４６ａを用いていたが、コンデンサの容量の総和が変化するための構成を、以下のようにしてもよい。
図９は、可変コンデンサを用いずに、コンデンサの容量の総和が変化する構成を採用したスイッチ回路３０Ｘａの回路図である。同図に示すように、このスイッチ回路３０Ｘａにおいては、第２実施形態の可変コンデンサ３２ａをコンデンサ部３２ｂに置き換えた構成となっている。なお、図示を省略するが、スイッチ回路３０Ｙａや、インバータ回路４０ａにおいてもこれと同様の構成を用いることができる。
同図に示すように、コンデンサ部３２ｂにおいては、スイッチＳＷ，ｉ及びコンデンサ７２−ｉ（ｉ＝１〜５）からなる直列回路が、それぞれ抵抗３１に対して並列に複数接続されている。スイッチＳＷ１〜ＳＷ５はそれぞれＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等を用いたスイッチであり、制御装置１０ａはそれぞれのオンオフを制御する。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ５においては、ＩＧＢＴ３３のように高い応答速度は要求されない。また、コンデンサ７２−１〜７２−５の静電容量は、例えばそれぞれ１ｐＦ、２ｐＦ、４ｐＦ、８ｐＦ、１６ｐＦである。
【００４１】
上記第２実施形態と同じようにして、制御装置１０ａが各インバータ２０ａについて最適な静電容量を制御する際には、この静電容量を実現するように、コンデンサ部３２ｂの各スイッチＳＷ１〜ＳＷ５のオンオフを制御する。すなわち、コンデンサ部３２ｂにある複数のコンデンサによる合成容量により、その容量の総和が変化するのである。このスイッチ回路３０Ｘａにおいては、これら５個の直列回路が並列接続されているので、その組み合わせにより２５＝３２通りもの静電容量を実現することもできる。なお、この並列回路の段数や、各コンデンサの容量は一例であり、さらに多くの段数にしてより綿密な容量の制御を行えるようにしてもよい。また、複数のコンデンサを並列に接続するだけでなく、直列に接続するようにしてもよい。直列接続を採用すれば、コンデンサの静電容量をピコオーダで変化させたい場合に、ピコオーダで容量が変化する可変コンデンサを用いなくても、マイクロオーダの固定容量のコンデンサの組み合わせによってこれを実現することができる。また、上述した第２実施形態において、それぞれのスイッチ回路の可変コンデンサが、直列接続あるいは並列接続されて複数備えられても良い。
【００４２】
また、上述した第２実施形態では、電位検出器５０，６０を用いていたが、これに代えて、以下の構成を採ってもよい。
第２実施形態で説明した電位検出器５０，６０の設置例は一例に過ぎず、各ＩＧＢＴのターンオン期間乃至ターンオフ期間を測定することができるような位置の電位を検出するように設けられればよい。
例えば、電位検出器５０に代えて、負荷３に流れる電流の大きさを検出する電流計や、電力の大きさを検出する電力計を用いてもよい。また、電位検出器６０に代えて、両者のＩＧＢＴ間に流れる電流の大きさを検出する電流計や、電力の大きさを検出する電力計を用いてもよい。この構成であっても、その電流値や電力の立ち上がり具合から、インバータ回路におけるターンオン時刻を特定することができ、上記第２実施形態と同様の効果を得ることができる。また、電流や電位、電力そのものの値を測定する検出器でなくてもよく、例えば、測定結果がターンオンが完了したことを意味する第１の閾値以上になったときに通知信号を出力する検出器を用いてもよい。
要するに、制御装置１０ａと検出器との協働によって、制御装置１０ａによって制御信号“Ｈ”が供給されてから、その制御信号“Ｈ”が供給されたインバータ回路が備える、各々のＩＧＢＴがオン状態になるまでの期間の差を特定する。そして、その期間の差が大きい場合には、制御装置１０ａはその差を小さくするように、これらのスイッチを備えるスイッチ回路の可変コンデンサの容量の総和を変化させる構成であればよい。
【００４３】
上述した第１及び第２実施形態では、インバータ回路３０，４０のそれぞれについて２個のスイッチ（ＩＧＢＴ）が直列に接続されていたが、これよりも多くてもよい。ＩＧＢＴが直列に接続される数が多くなるほど、１個当りのＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間に加わる電圧は小さくなるから、より大きな出力電力を、確実に負荷３に供給させることができるようになる。この場合も、各インバータ回路において、複数のスイッチ回路のＩＧＢＴの応答速度が一致するように、各々の可変コンデンサの静電容量を調整してやればよい。
【００４４】
上述した第２実施形態で説明した容量制御処理においても、上記で説明したものと同様のアルゴリズムに基づいて、制御装置１０ａは容量制御処理を実行することができる。
具体的には、制御装置１０ａは、インバータ回路におけるいずれかの可変コンデンサの静電容量を十分に小さくしておき、それを徐々に大きくしながらターンオン時刻を特定する。そして、制御装置１０ａがその可変コンデンサの容量を大きくしても、ターンオン時刻が時刻が早くならないと判断したら、その可変コンデンサを含むスイッチ回路のＩＧＢＴが、その他のいずれかのＩＧＢＴの応答速度に一致したと特定する。このとき、どのＩＧＢＴに応答速度が一致したか分からない場合には、制御装置１０ａはいずれかの可変コンデンサの静電容量を小さくし、ターンオン時刻が遅くなった場合には、その可変コンデンサを含むスイッチ回路のＩＧＢＴに応答速度が一致したと特定することができる。この態様であっても、電位検出器５０は、接続端Ｐの電位を検出するように設けられればよいし、電位検出器６０においても、１つのインバータ回路毎に、スイッチ回路どうしの間に１つだけ設けられればよい。
【００４５】
この態様において、複数のスイッチ回路のそれぞれの可変コンデンサの静電容量に、或る程度の大きな差を設けておき、予めＩＧＢＴの応答速度の順序を決めてから、容量制御処理を行えば、そのアルゴリズムはより簡単になる。また、このアルゴリズムは、ＩＧＢＴが直列接続される数が更に多くなっても用いることができる。また、容量制御処理において、制御装置１０ａはこれ以外のアルゴリズムに基づいて可変コンデンサの容量を制御してもよく、インバータ回路毎にＩＧＢＴの応答速度を一致させることができれば容量制御処理の内容は、これ以外のものであってもよい。
また、この構成において、応答速度が低いＩＧＢＴの応答速度を、応答速度が高いものに合わせる態様について説明したが、制御装置１０ａがわざと或るスイッチ回路の可変コンデンサの静電容量を大きくしておき、これを徐々に小さくしていくことで、応答速度が高いＩＧＢＴの応答速度を、応答速度が低いものに合わせるようにしてもよい。また、制御装置１０ａは、第１及び第２実施形態のように、ターンオン時刻に基づいて応答速度を一致させることに限らず、ターンオフに要する期間に基づいて一致させてもよい。
【００４６】
上述した第１及び第２実施形態では、インバータ回路におけるスイッチとしてＩＧＢＴを用いていたが、スイッチとして用いる素子はＩＧＢＴに限らない。前述のとおり、インバータ回路に設けたコンデンサにおける充電時の突入電流の作用により、スイッチには大きな電流が流れる。スイッチは、このような大電流が供給されることによってオフ状態からオン状態への切り替えが速くなる、という性質を有するスイッチであればよい。このようなスイッチであれば、コンデンサを設けない構成と比べて、キャリアの移動はよりスムーズになる。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、逆阻止絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等のトランジスタや、耐圧の大きいＧＴＯ（Gate Turn Off Thyristor）（その耐圧は、およそ４５００Ｖ）等のサイリスタをスイッチとして用いてもよい。ＩＧＢＴはスイッチの応答速度に優れているが、上述したように、コンデンサの作用により応答速度を調整することができるので、ＩＧＢＴ以外のスイッチを用いた場合であっても、複数のスイッチの応答速度を高めて、一致させることは可能である。
また、第１及び第２実施形態では、三相方式のインバータ装置に本発明を適用していたが、単相や２相方式のインバータ装置や、さらに多相の方式のインバータ装置に適用することもできる。また、インバータ装置の回路構成は、実施形態で述べたものに限らず、スイッチとして機能するＩＧＢＴが、直流電流の供給源と接続端との間に、複数直列に接続されて設けられる構成であればよい。
【００４７】
また、スイッチ回路におけるコンデンサに代えて、可変容量ダイオード等の容量性素子を用いてもよい。要するに、入力された制御信号が“Ｌ”から“Ｈ”に切り替えられたときから電荷を蓄え始め、制御信号が“Ｈ”から“Ｌ”に切り替えられると、蓄えた電荷を放出するというように、コンデンサと同じように振舞う容量性素子であれば、電荷を蓄え始めるときの突入電流が瞬間的に大きくなるから、スイッチの応答速度を高くすることができる。
また、第２実施形態におけるインバータシステムにおいて、電位検出装置５０，６０、及び昇圧装置４は、インバータ装置内外のどちらにあってもよく、制御装置１０ａが、実施形態で説明したような制御を行うことのできる構成であればよい。また、電源２と昇圧装置４とが一体となった電源ユニットを用いてもよいし、昇圧装置４を用いるかわりに、電源２に代えて、出力電流として調整用電流を供給することが可能な可変電源装置を用いてもよい。
【００４８】
また、インバータに接続される負荷３は、前掲したダイナモメータに限らない。例えば、電気自動車の駆動においては、モータのトルクをどの回転数に応じても自由にコントロールできることが必要である。そこで、インバータ装置は制御指令に応じて、負荷３の電気自動車を駆動するためのモータのトルクや回転数をコントロールするために、交流電流の大きさや周波数を変えてやれば、インバータ制御により電気自動車を駆動することができる。この場合の直流電流の供給源である電源２は、蓄電池に相当する。また、大規模な交通機関（電気鉄道やモノレール等）や、無電源電源装置（ＵＰＳ）にも適用可能であり、負荷３としては、産業用機械や家庭用機器等における各種モータ等、インバータ装置から供給される交流電力を受けて作動するものであればよい。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】本発明の第１実施形態におけるインバータシステムの構成を示す回路図である。
【図２】同実施形態のインバータ装置の構成を示す回路図である。
【図３】（ａ）は、制御装置が制御信号を出力する様子を示したタイムチャートを示す図で、（ｂ）は、ＩＧＢＴのゲートに流れ込むゲート電流の遷移の様子を示したタイムチャートを示す図である。
【図４】各時刻及び期間におけるスイッチ回路に流れるゲート電流の様子を説明する図である。
【図５】コンデンサの静電容量と、ＩＧＢＴの応答速度との関係を概略的に示したグラフである。
【図６】本発明の第２実施形態におけるインバータシステムの構成を示した回路図である。
【図７】同実施形態のインバータ装置の構成を示す回路図である。
【図８】インバータ回路における複数のＩＧＢＴについて、ターンオン時刻を説明するタイムチャートである。
【図９】変形例におけるコンデンサの容量の総和が変化する構成を採用したスイッチ回路の回路図である。
【図１０】従来のインバータシステムの構成を示す回路図である。
【図１１】従来のインバータ装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５０】
１，１ａ…インバータ装置、１０，１０ａ…制御装置、２…電源、２０，２０ａ，２０Ｕ，２０Ｕａ，２０Ｖ，２０Ｖａ，２０Ｗ，２０Ｗａ…インバータ、３…負荷、３０，３０ａ，４０，４０ａ，…インバータ回路、３１，３５，４１，４５…抵抗、３２，３６，４２，４６，３２ａ，４２ａ…コンデンサ、３２ｂ…コンデンサ部。３３，３７，４３，４７…ＩＧＢＴ、３４，３８，４４，４８…ダイオード、４…昇圧装置、５０，６０…電位検出器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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