(57)【要約】      （修正有）【課題】ダイレクトシーケンススペクトラム拡散方式において、消費電力を抑えて通信信号受信機の搬送波周波数オフセットを推定する。【解決手段】基準バイナリシーケンスの複数の連続した部分に関する部分相関を算出するステップと、各部分相関は、前記搬送波周波数で該受信機によって受信されかつ前記基準バイナリシーケンスを備える信号の部分と、該受信機によって記憶されおよび／または発生する前記基準バイナリシーケンスの所定部分との間で、該受信信号と該所定部分との間の複数の可能な相対位置において算出され、該算出された部分相関から該搬送波周波数オフセットを決定するステップとを備える。また、上記方法は、同期位置を選択するステップをさらに備え、前記決定ステップは、該選択された同期位置での算出された部分相関間の位相シフトを推定することを備える。【選択図】図１
2010200319.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信信号受信機の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
基準バイナリシーケンスの複数の連続した部分に関する部分相関を算出するステップであって、なお各部分相関は、前記搬送波周波数で受信機によって受信されかつ前記基準バイナリシーケンスを備える信号の部分と、該受信機によって記憶されおよび／または発生した前記基準バイナリシーケンスの所定部分との間で、該受信信号と該所定部分との間の複数の可能な相対位置において算出され、
該算出された部分相関から該搬送波周波数オフセットを決定するステップと、を備え、
前記方法は、該受信信号と該受信機によって記憶および／または発生した該基準バイナリシーケンスとの間の可能な相対位置から同期位置を選択するステップを備え、かつ前記決定ステップは、該選択された同期位置で算出された部分相関間の位相シフトを推定することを備えることを特徴とする方法。
【請求項２】
請求項１に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
前記決定ステップが、特に、該選択された同期位置で算出され、いずれか２つの連続した部分相関間の積の数学的期待値を推定することによる、該選択された同期位置で算出された連続した部分相関間の平均位相シフトを推定することを備えることを特徴とする方法。
【請求項３】
請求項２に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
該搬送波周波数オフセットがΔｆ＝Ｎ／２πＰＬ・Δφという関係に従って決定され、なおΔｆは、該受信信号のサンプリング周波数によって標準化された該搬送波周波数オフセットを示し、Δφは、推定された平均位相シフトを示し、Ｎは、連続した部分相関の数を示し、Ｌは、基準バイナリシーケンスのビット数を示し、Ｌ／Ｎは、部分相関が実行される各部のビット数を示し、Ｐは、基準バイナリシーケンスのビット当たりのサンプル数を示すことを特徴とする方法。
【請求項４】
請求項１〜３いずれか一項に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
該搬送波周波数オフセットの決定値を用いて、該受信信号上のこのオフセットを補償させることによって、該搬送波周波数オフセットを修正するステップをさらに備えることを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
前記修正ステップは、
該搬送波周波数オフセットの決定値の関数として定義された連続位相シフト係数を算出するステップと、
これらの連続位相シフト係数を該受信信号のサンプルへ適用するステップと、を備えることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項５に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
該連続位相シフト係数は、事前算出されたデータのテーブルを用いて関連付けることによって算出されることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか一項に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
該基準バイナリシーケンスは、パケットのシンボルの送信を行うスタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４に準拠した送信という意味で特に、基準シンボルのダイレクトシーケンススペクトラム拡散によって得られ、なお、該基準バイナリシーケンスは、各受信されたパケットのプレアンブルに含まれる、ことを特徴とする方法。
【請求項８】
請求項７に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
該搬送波周波数オフセットが送信されたシンボルの周波数オフセットを伴うので、該受信機によって取り上げられたサンプル中に発生したシフトが、半サンプリングピッチ前または後で、該シフトが大きくなる度に、サンプルを追加または削除することによって補償されることを特徴とする方法。
【請求項９】
通信ネットワークからダウンロードされたおよび／またはコンピュータ読み取り可能媒体に保存されたおよび／またはプロセッサによって実行されたコンピュータプログラムであって、
前記プログラムがコンピュータ上で実行されたときに、請求項１〜８のいずれか一項に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法の前記ステップを実行するためのプログラムコード指示を備えることを特徴とする方法。
【請求項１０】
搬送波周波数オフセットを推定するための手段を備える携帯通信装置であって、
前記手段が、
基準バイナリシーケンスを記憶および／または発生するための手段と、
該基準バイナリシーケンスの複数の連続した部分に関する部分相関を算出するための手段と、なお各部分相関は、前記搬送波周波数で該受信機によって受信されかつ該基準バイナリシーケンスを備える信号の部分と、前記モバイル装置によって記憶されおよび／または発生する前記基準バイナリシーケンスの所定部分との間で、該受信信号と該所定部分との間の複数の可能な相対位置に従って算出され、
算出された部分相関から前記搬送波周波数オフセットを決定するための手段と、を備え、
前記装置が、該受信信号と該モバイル装置によって記憶および／または発生した該基準バイナリシーケンスとの間の可能な相対位置から同期位置を選択するための手段を備え、かつ前記決定手段が該選択された同期位置で算出された部分相関間の位相シフトを推定するための手段を備えることを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、通信信号受信機の搬送波周波数オフセットを推定するための方法に関する。また、本発明は、携帯通信装置および同方法を適用することができるコンピュータプログラムに関す。
【背景技術】
【０００２】
通常、送信機と受信機との間は、信号を変調するために送信時に使われる搬送波周波数と、この信号を復調するために受信時に使われる周波数とは、厳密に言えば、同じでない。よって、搬送波周波数オフセットという現象が、送信機と受信機との間で必ず観察される。さらに、送信機と受信機とに使われる発振器の精度によって、このオフセットが大きくなったり小さくなったりする可能性があり、もし何も修正を加えないのであれば、信号の受信性能が落ちることになる。
【０００３】
本発明は、特に、受信機がエネルギー消費を制限する必要があるモバイル装置である、低エネルギー消費通信に適用される。つまり、最小の動作だけを含む、可能な限り単純なデジタルアルゴリズムを実施する必要がある、低エネルギー消費通信に適用される。さらに、このようなエネルギー消費上の理由からだけではなく、負担面の問題から、これらの受信機に使われる発振器の精度が低くなる可能性がある。従って、搬送波周波数オフセットの正確な推定および効果的な修正が必要不可欠である。
【０００４】
また、本発明は、搬送波周波数オフセットに結果的に直接つながってしまう、送信された符号化シンボルの周波数オフセットに適用される。具体的には、送信／受信装置では、搬送波周波数およびサンプリング周波数は、１つの（同じ）発振器に基づいて発生する。従って、送信機と受信機との間では、搬送波周波数の相対オフセットと符号化されたシンボルの周波数の相対オフセットとが等しい。従って、これらのオフセットの片方のみ（まず搬送波周波数オフセット）を推定すれば十分である。
【０００５】
ただし、問題は、例えば、ダイレクトシーケンススペクトラム拡散（通常、ＤＳＳＳと称す）を使った、低エネルギー消費通信である。本原理に従えば、情報シンボルが「チップ（ｃｈｉｐ）」と呼ばれる、Ｌビットのバイナリ拡散シーケンスと関連する。これらのチップは、その後、定包絡線信号の搬送周波数を、位相的または周波数的に、変調する。通信は、パケット送信モードで行われる。各パケットは、ＤＳＳＳ符号化シンボルの所定のシーケンスであるプレアンブルを備える。なお、この所定のシーケンスは、受信機に知らされる。従って、本プレアンブルによって受信機が同期化されるが、これは、受信したパケットを復調するためである。
【０００６】
従って、本発明は、特に、送信機と受信機と間のワイヤレス通信の特定分野に適用される。なお、該機器の物理層は、２．４〜２．４８ＧＨｚの、ＩＳＭ（「工業、科学、医療」）バンド用のスタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４に記載される通りであり、Ｏ-ＱＰＳＫ型の変調を使う。
【０００７】
信号がパケットによって受信されるこの特定分野において（なお、各パケットが３２チップ上にＤＳＳＳによって符号化された８つのシンボル＃０を備えるプレアンブルを含む）、搬送波周波数オフセットを推定および修正するための方法が特許文献１に記載される。本方法によると、受信された拡散シーケンスは、差動検知のために、差動される。
【０００８】
特許文献１では、搬送波周波数オフセットの推定が同期ステップにおいて、より正確に実施されたが、同ステップは、どのパケットのプレアンブルに対しても実施される。受信信号は、１つのサンプルと１チップ期間（シンボル＃０の拡散シーケンスの２つのチップを受け取る間の時間）遅延されたもう１つのサンプルとの間の共役複素数の積を算出することによって差動され、受信機によって記憶および／または発生され、かつシンボル＃０の拡散シーケンスに対応する基準バイナリシーケンスに関連付けられる。なお、任意で、本過程は、プレアンブルのシンボル＃０の８つの拡散シーケンスに関係する結果の蓄積の前に行ってもよい。このようにして得られた信号は、搬送波周波数オフセットの同期および推定のために使われる。
【０００９】
実際のところ、同期を行う際は、得られた信号の実数部Ｒｅと虚数部Ｉｍとは、搬送波周波数オフセット関数Δｆを用いて以下のように表わすことができる。
Ｒｅ＝Ａｃｏｓ（２πΔｆＴＣ）およびＩｍ＝Ａｓｉｎ（２πΔｆＴＣ）、なお、Ａは、得られた信号の振幅、ＴＣは、前記のチップ期間を示す。
【００１０】
搬送波周波数オフセットは、その後、各差動受信拡散シーケンスと全ての可能な差動拡散シーケンスとの相関に複素数（Ａｃｏｓ（２πΔｆＴＣ）−ｊＡｓｉｎ（２πΔｆＴＣ））を掛けることにより修正される。なお、Ｏ−ＱＰＳＫ変調を含むスタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４の場合、３２チップごとに、１６の異なった可能な疑似直交拡散シーケンスが存在する。
【００１１】
１チップ期間分オフセットされた、サンプル間の各差動は複素乗算（つまり、４回の実数乗算と２回の実数加算）が必要であることと、３１回の差動がシーケンスごとに算出されることと、記号を変更するだけで済むのでシーケンスと基準シーケンスとの積の負担は無視できるほどであることと、相関用の算出された和が３０の複素加算（つまり６０の実数加算）を含むことと、搬送波周波数オフセットの修正には複素乗算を要することと、が知られている。受信した各拡散シーケンスのデコードするために要する全体的な負担は、以下の通りである。
（３１×４＋４）×１６＝１２８×１６の実数乗算，および
（３１×２＋６０＋２）×１６＝１２４×１６の実数加算
【００１２】
性能の点では、差動検知の本方法では、２０バイトのパケットに対して、パケットエラー率（ＰＥＲ）が１％であり（２．４ＧＨｚ帯のスタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４によれば）、相対搬送波周波数オフセットが８０ｐｐｍ（つまり、１００万分の８０）であり、信号‐雑音比が１２．５ｄＢであることが示される。パケットの最大の大きさを１２７バイトに設定し、かつ同相対搬送波周波数オフセットを８０ｐｐｍに設定すれば、１４．５ｄＢの信号‐雑音比に対して、パケットエラー率（ＰＥＲ）は１％になる。
【００１３】
その他の解決方法は、拡散シーケンスを複数の連続した部分に切断し、各部分に対して部分相関を施し、その算出された部分相関の絶対値を合計することである。こうすれば、性能が上がる。なぜなら、完全相関を算出する場合よりも搬送波周波数オフセットに対して良好な抵抗になるからである。算出された部分相関に基づいて、後者が大きくなりすぎて無視できなくなったとき、搬送波周波数オフセットを推定もできる。
【００１４】
本発明は、より正確には、通信信号受信機の搬送波周波数オフセットを推定するためのこの種の方法に関し、
基準バイナリシーケンスの複数の連続した部分に関する部分相関を算出するステップであって、なお各部分相関は、前記搬送波周波数で受信機によって受信されかつ前記基準バイナリシーケンスを備える信号の部分と、該受信機によって記憶されおよび／または発生した前記基準バイナリシーケンスの所定部分との間で、前該受信信号と該所定部分との間の複数の可能な相対位置において算出され、
該算出された部分相関から該搬送波周波数オフセットを決定するステップと、を備えることを特徴とする。
【００１５】
例えば、そのような方法が特許文献２に開示される。特許文献２では、搬送波周波数オフセットの推定は、部分相関から派生した各複素数の引数を抽出することによって算出される部分相関に基づく。しかし、この方法は、算出という点で非常に負担がかかり、従って、低エネルギー消費を要する応用には、不利である。
【００１６】
従って、上記問題および制約を回避することが可能な、搬送波周波数オフセットを推定するための強力な方法を提供することが望まれる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】米国特許出願番号２００７／０００２９３７
【特許文献２】国際公開第０１／６１８８０号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
従って、本発明の主題は、通信信号受信機の搬送波周波数オフセットを推定するための方法であって、
基準バイナリシーケンスの複数の連続した部分に関する部分相関を算出するステップであって、なお各部分相関は、前記搬送波周波数で受信機によって受信されかつかつ前記基準バイナリシーケンスを備える信号の部分と、該受信機によって記憶されおよび／または発生した前記基準バイナリシーケンスの所定部分との間で、該受信信号と該所定部分との間の複数の可能な相対位置において算出され、
該算出された部分相関から該搬送波周波数オフセットを決定するステップと、を備え、
前記方法は、該受信信号と該受信機によって記憶されおよび／または発生した該基準バイナリシーケンスとの間の可能な相対位置から同期位置を選択するステップを備え、かつ前記決定ステップは、該選択された同期位置で算出された部分相関間の位相シフトを推定することを備えることを特徴とする方法。
【００１９】
従って、差動による解決方法よりもすぐれた性能を発揮しつつ、本方法は簡単に適用できる。なぜなら算出された部分相関間の位相シフトの推定に基づき、該搬送波周波数オフセットが推定されるからである。
【００２０】
適宜、前記決定ステップは、特に、該選択された同期位置で算出されたいずれか２つの連続した部分相関間の積の数学的期待値を推定することによる、該選択された同期位置で算出された連続した部分相関間の平均位相シフトを推定することを備える。
【００２１】
さらに適宜、該搬送波周波数オフセットが関数式であるΔｆ＝Ｎ／２πＰＬ・Δφに従って決定される。なお、Δｆは、該受信信号のサンプリング周波数によって標準化された該搬送波周波数オフセットを示し、Δφは、推定された平均位相シフトを示し、Ｎは、連続した部分相関の数を示し、Ｌは、基準バイナリシーケンスのビット数を示し、Ｌ／Ｎは、部分相関が実施される各部のビット数を示し、Ｐは、基準バイナリシーケンスのビット当たりのサンプル数を示す。
【００２２】
さらに適宜、本発明による搬送波周波数オフセットを推定するための方法は、該搬送波周波数オフセットの決定値を用いて、該受信信号上のこのオフセットを補償させることによって、該搬送波周波数オフセットを修正するステップをさらに備える。
【００２３】
さらに適宜、前記修正ステップは、
該搬送波周波数オフセットの決定値の関数として定義された連続位相シフト係数を算出するステップと、
これらの連続位相シフト係数を該受信信号のサンプルへ適用するステップと、を備える。
【００２４】
さらに適宜、該連続位相シフト係数は、事前算出されたデータのテーブルを用いて関連付けることによって算出される。
【００２５】
さらに適宜、該基準バイナリシーケンスは、パケットによるシンボルの送信を行うスタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４に準拠した送信という意味で特に、基準シンボルのダイレクトシーケンススペクトラム拡散によって得られる。なお、該基準バイナリシーケンスは、各受信されたパケットのプレアンブルに含まれる。
【００２６】
さらに適宜、該搬送波周波数オフセットが、送信されたシンボルの周波数オフセットを伴うので、該受信機によって取り上げられたサンプル中に発生したシフトが、半サンプリングピッチの前または後で、該シフトが大きくなる度に、サンプルを追加または削除することによって補償される。
【００２７】
本発明の他の目的は、通信ネットワークからダウンロードされたおよび／またはコンピュータ読み取り可能媒体に保存されたおよび／またはプロセッサによって実行されたコンピュータプログラムであって、前記プログラムがコンピュータ上で実行されたときに、上記に記載の搬送波周波数オフセットを推定するための方法の前記ステップを実行するためのプログラムコード指示を備える。
【００２８】
本発明の他の目的は、搬送波周波数オフセットを推定するための手段を備える携帯通信装置であって、前記手段が、
基準バイナリシーケンスを記憶および／または発生するための手段と、
該基準バイナリシーケンスの複数の連続した部分に関する部分相関を算出するための手段と、なお各部分相関は、前記搬送波周波数で該受信機によって受信されかつ該基準バイナリシーケンスを備える信号の部分と、前記モバイル装置によって記憶されおよび／または発生された前記基準バイナリシーケンスの所定部分との間で、該受信信号と該所定部分との間の複数の可能な相対位置に従って算出され、
算出された部分相関から前記搬送波周波数オフセットを決定するための手段と、を備え、
前記装置が、該受信信号と該モバイル装置によって記憶および／または発生した該基準バイナリシーケンスとの間の可能な相対位置から同期位置を選択するための手段を備え、かつ前記決定手段が該選択された同期位置で算出された部分相関間の位相シフトを推定するための手段を備える。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
本発明は、例としてのみ示され、かつ、添付の図面を参照して説明される以下の説明により、よりよく理解されるだろう。なお、同図の詳細は以下の通りである。
【図１】本発明の一実施形態による、搬送波周波数オフセットを推定するための方法の連続ステップを示す図である。
【図２】本発明の一実施形態による、携帯通信装置の一般的な構造を概略的に示す図である。
【図３】図２のモバイル装置の部分相関を算出するための手段を詳細に示す図である。
【図４】図２のモバイル装置の部分相関を算出するための手段を詳細に示す図である。
【図５】図２のモバイル装置の搬送波周波数オフセットを決定するための手段を詳細に示す図である。
【図６】平均二次誤差に関して、図５の決定手段の性能を示すグラフである。
【図７】図２のモバイル装置のデコード手段と修正手段とを詳細に示す図である。
【図８】図２のモバイル装置のデコード手段と修正手段とを詳細に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
図１に示す、搬送波周波数オフセットを推定するための方法は、通信信号の受信機によって実行されるＮ個の部分相関を算出する第１ステップ１０を備える。該Ｎ個の部分相関は、Ｌビットの基準バイナリシーケンスの、Ｎ個の連続した部分に関する。例えば、連続した部分は全てが異なり、大きさは等しく、重なりあうことはなく、かつ各連続した部分は、Ｌ／Ｎビットを備える。
【００３１】
本発明は、どのようなタイプの基準バイナリシーケンスを含む、どのようなタイプの通信にも適用可能である。しかし、以下の説明には、純粋に図示例として、基準バイナリシーケンスは、基準シンボル（特に、スタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４に従うパケットモードで送信される信号の各パケットのプレアンブルに８回繰り返される、Ｏ−ＱＰＳＫ変調シンボル＃０）のダイレクトシーケンススペクトラム拡散ＤＳＳＳによって得られる、と仮定する。上記のように、シンボル＃０の拡散シーケンスは、Ｌ＝３２ビット（チップと称す）を備える。なお、ｓまたは（ｓｎ）では、ｎがサンプリング指数を示す。好ましくは、サンプリングピッチは、チップ期間の分数である。Ｐをチップ毎のサンプル数とすれば、拡散シーケンス（ｓｎ）の指数ｎは、０〜ＰＬ−１の間で変化する。
【００３２】
ｒまたは（ｒｎ）は、受信後、基準帯域に転置され、かつチップごとにＰサンプルでサンプリングされた信号を示し、特に、信号（ｒｎ）と（ｓｎ）とを同期させるために、基準拡散シーケンスを備える。
【００３３】
各部分相関は、ステップ１０で、受信信号と所定部分との間の、複数の可能な相対位置に従って、受信信号ｒの部分と基準拡散シーケンスｓの所定部分との間で算出される。このときの関係は、以下の通りである。
【００３４】
【数１】
2010200319.tif 000003
なお、ｎは、信号ｒ、ｓ間のサンプルの数としてオフセットを表す指数を示し、０〜Ｎ−１まで変化するｋは、Ｎ個の部分相関を特定する指数を示し、シンボル「＊」は、共役複素数を示す。
【００３５】
ここで、ｎ０を信号ｒ、ｓが同期されるためのｎの値とすれば、いかなるｎ（ただし、ｎ０≦ｎ＜ｎ０＋ＰＬ）に対しても、以下の式が成り立つ。
【００３６】
【数２】
2010200319.tif 000004
なお、Ａは、受信信号の定振幅を示し、Δｆは、受信機のサンプリング周波数によって標準化された搬送波周波数オフセットを示し、θは、一定位相シフトを示し、ｂｎは、中央白色ガウス雑音のサンプルを示し、受信信号は、中央加法的白色ガウス雑音によって欠陥があると仮定される。
【００３７】
指数ｋの各部分相関は、このとき、以下のようｎ表わされる。
【００３８】
【数３】
2010200319.tif 000005
【００３９】
次の選択ステップ１２において、ｎ０の値を従来の方法で求める。例えば、ｎ０は、次の方法で選択される。
【００４０】
【数４】
2010200319.tif 000006
【００４１】
∀ｋ，｜ｓｋ｜＝１なので、その結果、ｎ０に指数ｋの各部分相関ごとに特定値を与える。
【００４２】
【数５】
2010200319.tif 000007
上記数式より、以下の数式が得られる。
【００４３】
【数６】
2010200319.tif 000008
および
【００４４】
【数７】
2010200319.tif 000009
【００４５】
そして、ステップ１４、１６に進み、部分相関の特定値から搬送波周波数オフセットを決める。
【００４６】
特に、ステップ１４では、選択された同期位置ｎ０で算出された部分相関間の位相シフトが推定される。正確には、推定されるのは、例えば、選択された同期位置ｎ０で算出された連続した部分相関間の平均位相シフトΔφである。この平均位相シフトは、次の数学的期待値の引数として表すことが可能である。
【００４７】
【数８】
2010200319.tif 000010
【００４８】
ｎ０での部分相関の最後の数式により、上記の数学的期待値のために次の数式が導き出される。
【００４９】
【数９】
2010200319.tif 000011
【００５０】
上記数式より、以下の数式が得られる。
【００５１】
【数１０】
2010200319.tif 000012
【００５２】
なお、選択された同期位置ｎ0で算出された連続した部分相関間の平均位相シフトは、サンプリング周波数によって標準化された搬送波周波数オフセットの一次関数である。
【００５３】
上記数学的期待値は、それ自身が、ｎ０での事前算出された部分相関の値を使って、積の合計を用いれば、簡単に推定可能である。従って、平均位相シフトΔφの推定Δφが次のように導き出される。
【００５４】
【数１１】
2010200319.tif 000013
なお、以下の説明において、次の数式を注意されたい。
【００５５】
【数１２】
2010200319.tif 000014
【００５６】
次のステップ１６において、サンプリング周波数によって標準化された搬送波周波数オフセットΔｆは、次の数式を用いて推定される。
【００５７】
【数１３】
2010200319.tif 000015
【００５８】
ｆｅをサンプリング周波数として表記し、Δａｆを絶対値としての表わされる搬送波周波数オフセットとして表記し、かつ上記数学的期待値の推定の引数に対する２πの不確定さを防ぐために、｜Δφ｜≦πが成り立つ必要があると注記することによって、そこからΔａｆに対する制約条件が導き出される。
【００５９】
【数１４】
2010200319.tif 000016
なお、Ｄは、チップ（Ｄ＝ｆｅ／Ｐ）のビットレートである。
【００６０】
サンプリング周波数によって標準化された搬送波周波数オフセットが推定されると、受信機に知らされる１６シンボル（Ｏ−ＱＰＳＫ変調での）のバージョンと関連付けて受信した各データパケットに含まれるシンボルをデコードすることができる。デコード中、それ自体が周知である方法で、各可能なシンボルに関する、１つの完全相関または複数の部分相関が適用され得る。いかなる場合でも、修正を、推定された搬送波周波数オフセットを考慮に入れて受信された拡散シーケンスのチップに対して行う必要がある。さらに、このデコード原則を選べば、この修正を想定される部分相関の数に限定することができる。
【００６１】
従って、ステップ１８で、連続位相シフト係数αｋは、ステップ１６で推定された値Δｆの関数として算出され、搬送波周波数オフセットを修正するために、受信した拡散シーケンスｒの連続チップに対して（複素乗算によって）適用されるためのものである。これらの係数は、次の形式を取る。
【００６２】
【数１５】
2010200319.tif 000017
【００６３】
現在の受信拡散シーケンスｒがｎ１から始まると仮定して、同シーケンスが基準拡散シーケンスと同期したその瞬間、次のように修正が行われる。
【００６４】
【数１６】
2010200319.tif 000018
なお、Ｎ’は、シーケンスｒをデコードするために選ばれた部分相関または全相関の大きさを示し、修正された拡散シーケンスｖのサンプルｖｎは、基準拡散シーケンスと相関された値である。
【００６５】
連続位相シフト係数は、直接算出によっても得られるが、過剰に複雑な三角関数の算出を回避するために、事前算出されたデータテーブルを用いても得ることがきる。例えば、第１テーブルは、ステップ１４で推定された数学的期待値の位相に関連付けることができ、第２テーブルは、そこから、係数αｋの連続値を導くことができる。
【００６６】
具体的に説明すると、Ｏ−ＱＰＳＫ変調通信（２．４８ＧＨｚの搬送波周波数に対して、チップレートＤが２Ｍｃｈｉｐｓ／ｓ、Ｌが３２チップ、Ｐがチップ当り２サンプル、Ｎが搬送波周波数オフセットを推定するための１６の部分相関、Ｎ’がデコードのための４つの部分相関）という上記の特定の場合において、６２，５００Ｈｚの搬送波周波数オフセットを修正するための周波数ピッチを選ぶことができる。なお、これは、チップレートの１／３２に対応し、かつ２５ｐｐｍのオフセットピッチに対応する。
【００６７】
その結果、得られるのが、
【００６８】
【数１７】
2010200319.tif 000019
および
【００６９】
【数１８】
2010200319.tif 000020
【００７０】
第１データテーブルＣは、以下のように定義される。
【００７１】
【数１９】
2010200319.tif 000021
【００７２】
第２データテーブルＴａｂは、以下のように定義される。
【００７３】
【数２０】
2010200319.tif 000022
【００７４】
３２値の第２テーブルの要素の三角関数的な対称性のために、角度間隔［０；π／２］内のサインおよびコサイン関数間の対称性を使えば、８つの値のみ、または４つの値のみを記憶すれば十分であろう。
【００７５】
ステップ１４で得られたＳｅｓｔの値に基づいて、Ｒｅ（Ｓｅｓｔ）とＩｍ（Ｓｅｓｔ）との値が算出される。指数ｋ０は、
【００７６】
【数２１】
2010200319.tif 000023
の関係が成り立つように決定され、そして、求められた指数ｋ０と、Ｒｅ（Ｓｅｓｔ）とＩｍ（Ｓｅｓｔ）とを用いて、指数ｎ０は、Ｔａｂ［２ｎ０］が角度値でＳｅｓｔの近似値であるように導き出される。
【００７７】
ｎ０が８以下の場合、つまり、サンプリング周波数によって標準化された搬送波周波数オフセットが正の場合、デコードのために算出された４つの部分相関の各々の受信された拡散シーケンスの８つのチップに適用される８つの連続位相シフト係数が、以下の関係に従ってそこから導き出される。
【００７８】
【数２２】
2010200319.tif 000024
なお、シンボル「＊」は、共役複素数を表す。
【００７９】
ｎ０が厳密に８を越える場合、つまり、サンプリング周波数によって標準化された搬送波周波数オフセットが負の場合、８つの連続位相シフト係数が以下の関係に従ってそこから導き出される。
【００８０】
【数２３】
2010200319.tif 000025
【００８１】
その後、相関ステップ２０において、一方では、受信された現在の拡散シーケンスｒが係数αｋを用いて修正され、修正された拡散シーケンスｖが得られる。その一方、部分相関または全相関からデコードする、選ばれた方法に従って、修正された拡散シーケンスｖが各可能基準拡散シーケンスと相関される。Ｏ−ＱＰＳＫ変調通信という特定の場合、１６の異なった相関値が得られるが、各値は、基準拡散シーケンスの１つに対応する。これらの１６の相関値のおのおのの絶対値が、その後、算出される。
【００８２】
最後に、最終選択ステップ２２において、先行ステップにおいて得られた絶対値の中から、最大値を採用し、対応する基準拡散シーケンスが選択される。このように、対応するシンボルＳが導き出される。
【００８３】
デコードのために算出された部分相関の数に関して、Ｎ’＝４の関係が成り立つのであれば、以下の理由により（係数αｋを介した部分相関の各修正には、７つの複素乗算（すなわち２８の実数乗算および１４の実数加算）が必要であることと、各部分相関用の絶対値の各算出には、２つの実数乗算および１つの実数加算が必要であることと、全部分相関のための全体絶対値の算出には、あと３つ追加で実数加算が加わることと、記号の変更だけで済むので、シーケンスと基準シーケンスとの積の負担が無視できるほどであることと、各部分相関のために算出された合計が７つの実数加算を備えることと）受信した各拡散シーケンスをデコードするために要する全体的な負担は、以下の通りである。
（２８＋２）×４＝１２０×１６の実数乗算、および
（１４＋１＋７）×４＋３＝９１×１６の実数加算
【００８４】
以上から、この解決方法では、８×１６の実数乗算および３３×１６の実数加算が必要であるということが分かる。つまり、特許文献１に記載されている推奨方法よりも少ない。従って、初歩的な算出を実行するという点において、複雑さが緩和される。
【００８５】
性能に関しては、シミュレーションでは、パケットが２０バイトかつ相対搬送波周波数オフセットが８０ｐｐｍ（つまり、１００万分の８０）に対して、本解決方法では、１１．５ｄＢの信号‐雑音比に対して（特許文献１の差動検知の解決方法では、１２．５ｄＢ）、パケットエラー率ＰＥＲが１％である。パケットの最大サイズを１２７バイトに設定し、同相対搬送波周波数オフセットを８０ｐｐｍにすると、１３．７ｄＢの信号‐雑音比（特許文献１の差動検知の解決方法では、１４．５ｄＢ）に対して、１％のパケットエラー率を達成した。従って、差動検知の解決方法に対して、約１ｄＢのゲインを得ることができる。
【００８６】
なお、搬送波周波数オフセットを推定するための、上記した方法は、例えば、通信ネットワークからダウンロード可能なおよび／またはコンピュータによって読み出し可能な媒体に記憶されたおよび／またはプロセッサによって実行可能なコンピュータプログラムによって実施されてもよい。
【００８７】
図２は、通信信号の受信機３０の一般的な機能的構造を概略的に示す。なお、同図では、搬送波周波数オフセットを推定するための本方法を、例えば、スタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４に従って通信可能な携帯通信装置に適用するために設計されている。
【００８８】
この目的のためのモバイル装置３０は、スタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４に従って信号を送受信するためのインターフェース３２を備える。モバイル装置３０によってＯ−ＱＰＳＫ変調されて受信された信号は、図示しない発振器のおかげで、基準帯域に転置される。
【００８９】
発振器によって発生された搬送波周波数オフセットを推定するために、受信されたパケットプレアンブルは、部分相関を算出するための手段３４に送信される。これらの部分相関は、シンボル＃０の基準拡散シーケンスの複数の連続した部分に関する。なお、各部分相関は、受信されたプレアンブルと所定部分との間の複数の可能な相対位置において、基準帯域のプレアンブルの部分（なお、このプレアンブルは、シンボル＃０の８つの基準拡散シーケンスの連続した部分を備える）と、モバイル装置３０によって記憶および／または発生された同基準バイナリシーケンスの所定部分との間で算出さる。
【００９０】
スタンダードＩＥＥＥ８０２．１５．４に従って、搬送波周波数オフセットは、送信時、４０ｐｐｍ未満である必要がある。こうすれば、送信機と受信機との間で、最大オフセットが８０ｐｐｍになる。さらに、感度は、−８５ｄＢｍよりも良好である必要がある。この値を２０バイトのパケットにて１％未満のパケットエラー率を得るために受信時に必要な最小パワーとして、定義する。
【００９１】
最大搬送波周波数が２．４８ＧＨｚのとき、８０ｐｐｍの搬送波周波数オフセットは２００ｋＨｚに相当する。上記から分かるように、｜Δａｆ｜≦ＮＤ／２Ｌが成り立つが、このためには、ＮＤ／２Ｌ＞２００ｋＨｚが必要である。つまり、Ｄ＝２Ｍｃｈｉｐｓ／ｓかつＬ＝３２のとき、Ｎ＞６．４が成り立つ。
【００９２】
３２のチップを有する拡散シーケンス用に、８または１６または３２の部分相関が想定できる。搬送波周波数オフセットが存在する場合、Ｎ＝１６がエラー率という面で有益な選択だということを示すことができる。
【００９３】
図３、４を参照して、算出手段３４を詳細に説明する。なお、この図で、Ｎ＝１６のとき、Ｐ＝２が成り立つようにサンプリングされる。
【００９４】
基準拡散シーケンスは、モバイル装置３０の記憶および／または発生手段３６に記憶および／または発生される。従って、シンボル＃０に対応する基準拡散シーケンスは、特に、記憶および／または発生手段３６によって、算出手段３４に提供される。
【００９５】
また、モバイル装置３０は、受信信号とモバイル装置によって記憶および／または発生する基準バイナリシーケンスとの間の可能な相対位置から同期位置ｎ０を選択するための手段３８を備える。これらの選択手段３８は、上記ステップ１２を適用するために設計される。従って、同手段３８は、各可能な相対位置にて部分相関の値を抽出するために、算出手段３４に接続される。
【００９６】
さらに、モバイル装置３０は、選択された同期位置で算出された部分相関間の位相シフトを推定することによって搬送波周波数オフセットを決定するための手段４０を備える。従って、同手段４０は、同期位置を手段４０に提供する選択手段３８に接続される。同手段４０は、上記ステップ１４を適用するために設計される。
【００９７】
図５を参照して、決定手段４０を詳細に説明する。この図で、Ｎ＝１６のとき、Ｐ＝２が成り立つようにサンプリングされる。
【００９８】
また、モバイル装置３０は、受信され、複調された基準帯域の信号をデコード化し修正するための手段４２を備える。なお、同信号は、インターフェース３２によって提供される。同手段４２は、上記のステップ１８、２０を適用するために設計された。つまり、同手段４２は、
手段４０によって決定された搬送波周波数オフセット値の関数として定義される、連続位相シフト係数を算出し、 
これらの連続位相シフト係数を用いて基準帯域で受信され復調された信号を修正し、
修正された受信信号と、手段３６によって記憶および／または発生した、基準シンボル＃０〜＃１５に対応する各基準拡散シーケンスと、相互に関連付け、および
これらの各相関の絶対値を計算することを備える。
【００９９】
図７、８を参照して、デコードおよび修正手段４２を詳細に説明する。この図で、Ｎ’＝４のとき、Ｐ＝２が成り立つようにサンプリングされる。
【０１００】
最後に、モバイル装置３０は、デコードおよび修正手段４２によって提供される絶対値から、最大値および対応シンボルＳを選択するための手段４４を備える。同手段４４は、上記ステップ２２を適用するために設計される。
【０１０１】
図３は、算出手段３４を詳細に示し、この図で、Ｎ＝１６のとき、Ｐ＝２が成り立つようにサンプリングされる。この場合、各部分相関は、２つのチップを包括する４つのサンプルに関する。Ｎ＝１６の部分相関（Ｃｏｒｒ０〜Ｃｏｒｒ１５と記す）の算出は、２つの算出モジュールに分割される。
【０１０２】
第１モジュール３４’は、４つのサンプルからなる、図３のウインドウに渡って、受信信号ｒに対してフィルタリングを実行する。なお、このフィルタリングは、各チップの半正弦曲線形状に対応している。第１モジュール３４’は、算出手段３４の第２モジュール３４’’へ信号ｅを提供する。
【０１０３】
第２モジュール３４’’は、２つのサンプルを有する３２の遅延要素を備える。該各２つのサンプルは、連続して配置され、３２のサンプルを１６の部分相関器Ｃｏｒｒ（ｃ３１−２ｋ、ｃ３１−２ｋ−１）（なお、０≦ｋ≦１５）に提供する。各部分相関器Ｃｏｒｒは、シンボル＃０に連結する基準拡散シーケンスの、２つの連続するチップに関連させる。図３では、この基準拡散シーケンスは、（ｃ３１、…、ｃ０）と記される。
【０１０４】
第２モジュール３４’’のランダム部分相関器Ｃｏｒｒ（ｃ３１−２ｋ、ｃ３１−２ｋ−１）が図４に詳細に示される。信号ｅの２つのサンプルｅｎ−４ｋ、ｅｎ−４ｋ−２（１チップ期間分シフトした）が部分相関器の入力の際に供給される。該サンプルは、基準拡散シーケンスの部分を形成する２つの連続したチップの、共役複素数値ｃ＊３１−２ｋ、ｃ＊３１−２ｋ−１を、互いに乗算される。該２つの得られた値は、その後、足し合わさる。その結果、受信信号と当該基準部分との間の可能な相対位置での、部分相関の結果Ｃｏｒｒｋが得られる。次のサンプリング時に、信号ｅの次の２つのサンプルｅｎ−４ｋ＋１、ｅｎ−４ｋ−１（１チップ期間分シフトした）が部分相関器の入力の際に供給されるが、この供給は、受信信号と当該基準部分との間の次の可能な相対位置での、部分相関の結果Ｃｏｒｒｋを得るためである。部分相関のこの算出は、受信信号と、当該基準部分との間の、全ての可能な相対位置に対して、繰り返し行われる。つまり、ＰＬは、６４の異なった相対位置を示す。
【０１０５】
図１のステップ１２を参照して示したように、ＰＬ＝６４の異なった相対位置に対して実行される部分相関の算出によって、同期位置ｎ０が選択される。図５で繰り返された部分相関Ｃｏｒｒ０〜Ｃｏｒｒ１５の１６の特定値はこの同期位置に対応する。前記の表記法を使えば、決定手段４０に提供される該特定値は、以下のように表記できる。
【０１０６】
【数２４】
2010200319.tif 000026
【０１０７】
図５に示すように、決定手段４０は、１５の乗算器を備えるが、これは、各部分相関Ｃｏｒｒ０〜Ｃｏｒｒ１４を次の部分相関Ｃｏｒｒ１〜Ｃｏｒｒ１５の共役複素数値で乗算するためである。これらの乗算での１５の結果は、足し合わされ、上記した信号Ｓｅｓｔの出力の際に提供される。
【０１０８】
決定手段４０によって提供された信号Ｓｅｓｔの引数を取りだすことによって得られた精度（搬送波周波数オフセットの推定量として）が図６に示される。同図の３本の曲線は、様々な信号‐雑音比（１２ｄＢ、１５ｄＢ、２０ｄＢ）での値に対する、白色ガウス雑音が存在する場合のシミュレーションから得られた。当然、推定の精度は、信号‐雑音比が高ければ高い。特に興味深い曲線は、信号‐雑音比が１５ｄＢの曲線である。なぜなら、受信機の目標感度に対応するからである。この場合、搬送波周波数オフセットの推定上の平均二次誤差は、この搬送波周波数オフセットが−８０ｐｐｍ〜＋８０ｐｐｍ間の範囲では、５ｐｐｍを下回る。
【０１０９】
図７は、デコードおよび修正手段４２を詳細に示す。同図で、Ｎ’＝４のとき、Ｐ＝２が成り立つようにサンプリングされる。この場合、デコードの各部分相関は、８つのチップを包括する１６のサンプルに関する。デコードのＮ’＝４の部分相関の算出は、２つの算出モジュールに分割される。
【０１１０】
前記モジュール３４’と等しい、第１モジュール４２’は、各チップの半正弦曲線形状に適用される信号ｒのフィルタリングを実行する。その結果、デコードおよび修正手段４２の第２モジュール４２’’に信号ｅが提供される。
【０１１１】
第２モジュール４２’’は、おのおの連続して配置され、３２のサンプルを４つの部分相関器Ｃｏｒｒ（ｃ３１−８ｋ、ｃ３１−８ｋ−１、ｃ３１−８ｋ−２、ｃ３１−８ｋ−３、ｃ３１−８ｋ−４、ｃ３１−８ｋ−５、ｃ３１−８ｋ−６、ｃ３１−８ｋ−７）（但し、０≦ｋ＜４）に提供する２つのサンプルの３２の遅延要素を備える。またシンボル＃０〜＃１５に接続される１６の基準拡散シーケンスの１つの８つの連続チップに関連付けられる。４つの部分相関が算出される、このランダム拡散シーケンスは、同図および後続の図では単純化（ｃ３１、…、ｃ０）して記載される。
【０１１２】
第２モジュール４２’’のランダム部分相関器Ｃｏｒｒ（ｃ３１−８ｋ、ｃ３１−８ｋ−１、ｃ３１−８ｋ−２、ｃ３１−８ｋ−３、ｃ３１−８ｋ−４、ｃ３１−８ｋ−５、ｃ３１−８ｋ−６、ｃ３１−８ｋ−７）の詳細が図８に示される。１チップ期間分だけ、２つずつシフトした、信号の８つのサンプル（ｅｎ−１６ｋ、ｅｎ−１６ｋ−２、ｅｎ−１６ｋ−４、ｅｎ−１６ｋ−６、ｅｎ−１６ｋ−８、ｅｎ−１６ｋ−１０、ｅｎ−１６ｋ−１２、ｅｎ−１６ｋ−１４）がこの部分相関器の入力の際に提供される。８つの連続位相シフト係数α７〜α０（ただし、α０＝１より、乗算のうち１つは除かれる）によって、互いに乗算される。これは、搬送波周波数オフセットの修正を実行し、その後、当該基準拡散シーケンスの部分を形成する、８つの連続チップ（ｃ３１−８ｋ、ｃ３１−８ｋ−１、ｃ３１−８ｋ−２、ｃ３１−８ｋ−３、ｃ３１−８ｋ−４、ｃ３１−８ｋ−５、ｃ３１−８ｋ−６、ｃ３１−８ｋ−７）と関連付けるためである。得られた８つの値は、当該部分相関結果を提供するために、その後、足し合わされる。
【０１１３】
図７に示されるように、モジュール４２’’は、その後、各部分相関器に対するこの結果の絶対値の二乗値の算出を実行し、その後、４つの部分の絶対値を合計する。この結果、当該シンボルの決定変数Ｄが得られる。
【０１１４】
デコードおよび修正手段４２によって実行される上記算出は、各シンボル＃０〜＃１５に対して繰り返される。
【０１１５】
搬送波周波数オフセットのその他の効果は、シンボルの周波数オフセットを等しく発生できることである。これらの２つの周波数オフセットは、以下の関係によって、直接接続される。
【０１１６】
【数２５】
2010200319.tif 000027
なお、δｆは、シンボルの周波数の相対オフセットと搬送波周波数の相対オフセットとの両方を示し、Δａｆは、搬送波周波数の絶対オフセットを示し、ｆｃは、搬送波周波数を示す。
【０１１７】
シンボルの周波数の相対オフセットは、受信機において、シンボルの同期の規則的なシフトを発生させる。ｔ０がシンボルのレベルにおいて同期が完全だと仮定される初期モーメントであるとしたら、時間ｔの関数としてのシンボルのシフトは、以下のように表わされる。
−（ｔ−ｔ０）δ ｆ（なおδ ｆは１よりはるかに小さい数値だと仮定する）
【０１１８】
この数式が示す事実は以下の通りである。つまり、δ ｆが正の場合、受信機が送信機に対してあまりにも早くサンプリングしてしまうことを示す。その結果、受信信号に対して遅延が発生する。その後、シフトが半サンプリングピッチよりも大きい場合、そのサンプルを除去する必要がある。これより導かれるのは、１／２δ ｆサンプル後、１／δ ｆサンプル毎に、このシフトを補償させるためにサンプルを除去する必要がある、ということである。
【０１１９】
δ ｆがマイナスの場合、受信機は送信機に対してそれほど早すぎるようなサンプリングはしない。その結果、受信信号より進むことになる。その後、シフトが半サンプリングピッチよりも大きくなった場合、サンプルを加える必要がある。これより導かれるのは、１／２δ ｆサンプルの後、１／δ ｆサンプル毎に、このシフトを補償させるためにサンプルを加える必要がある。
【０１２０】
事前算出された値のテーブルを用いて、サンプルの除去および追加の循環を決定することが望ましい場合、上記のテーブルＴａｂと関連付けるだけで十分である。この場合、テーブルＴａｂＳｙｍｂは、以下の関係が成り立つようなテーブルである。
ＴａｂＳｙｍｂ［０］＝無限大かつ
【０１２１】
【数２６】
2010200319.tif 000028
【０１２２】
ｆｃ＝２．４５ＧＨｚかつΔａｆｍｉｎ＝６２５００Ｈｚのとき、ＴａｂＳｙｍｂ［１］＝１９６００、ＴａｂＳｙｍｂ［２］＝９８００等、が得られる。
【０１２３】
このテーブルによって与えられた値によって、加えるべきまたは除去するべき第１サンプルの位置が分かる。後続のサンプルは、この値を２倍した間隔を隔てて位置する。
【０１２４】
上記から明白に理解できるように、上記した方法および装置によって、既存の解決方法を向上することができるが、本発明および装置は、推定の精度および算出の単純化に対してより良い性能を発揮する。
【図１】
2010200319.tif 000029
【図２】
2010200319.tif 000030
【図３】
2010200319.tif 000031
【図４】
2010200319.tif 000032
【図５】
2010200319.tif 000033
【図６】
2010200319.tif 000034
【図７】
2010200319.tif 000035
【図８】
2010200319.tif 000036