(57)【要約】【課題】回路構成が複雑化することなく、効率よく低ノイズで定電圧かつ定電流の充電制御を可能としつつ、充電電流である出力電流の可変範囲を広く設定することができる充電装置を提供する。【解決手段】整流・平滑回路９の出力が充電池１３に接続され、第１の共振部の要素である第１の共振コンデンサ６Ａと共振コイル６Ｌの直列共振回路がスイッチングトランス７の１次側に接続され、スイッチングトランス７の１次側に第２の共振コンデンサ６Ｂが並列に接続され、第１の共振部の共振周波数より高い共振周波数を併せ持つことにより、これら共振回路６への入力となるハーフブリッジのスイッチング回路５のスイッチング周波数を制御回路１４によって制御することで、広範囲な出力電流において、効率が良くかつスイッチングノイズの少ない共振動作で、充電池１３に充電される充電電流の定電流制御あるいは充電電圧の定電圧制御を行うことができる。【選択図】図１
2010263683.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源が得られる直流電源回路と、
前記直流電源回路の直流電源出力を相補的にスイッチングする複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力側に接続され第１の共振コンデンサと共振コイルとの直列回路からなる第１の共振部、および前記第１の共振部に接続されスイッチングトランスの１次巻き線と第２の共振コンデンサとの並列回路からなる第２の共振部を有する共振回路と、
前記スイッチングトランスの２次巻き線の交流出力を整流および平滑し、得られた直流出力により充電池を充電する出力回路と、
前記充電池への充電状態に基づいて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記充電池への充電状態として前記出力回路からの直流電圧の値および前記充電池への充電電流の値に応じて、
前記スイッチング回路のスイッチング周波数を、
前記充電池への充電が定電圧かつ定電流で行われるように制御するよう構成された
ことを特徴とする充電装置。
【請求項２】
直流電源が得られる直流電源回路と、
前記直流電源回路の直流電源出力を相補的にスイッチングする複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力側に接続され第１の共振コンデンサと共振コイルとの直列回路からなる第１の共振部、および前記第１の共振部に１次巻き線が接続されたスイッチングトランスの２次巻き線と第２の共振コンデンサとの並列回路からなる第２の共振部を有する共振回路と、
前記スイッチングトランスの２次巻き線の交流出力を整流および平滑し、得られた直流出力により充電池を充電する出力回路と、
前記充電池への充電状態に基づいて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記充電池への充電状態として前記出力回路からの直流電圧の値および前記充電池への充電電流の値に応じて、
前記スイッチング回路のスイッチング周波数を、
前記充電池への充電が定電圧かつ定電流で行われるように制御するよう構成された
ことを特徴とする充電装置。
【請求項３】
前記共振回路は、
前記第２の共振部の共振周波数が前記第１の共振部の共振周波数より高く設定され、
前記充電電流が大きい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数に依存し、
前記充電電流が小さい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数および前記第２の共振部の共振周波数の両方に依存するように構成された
ことを特徴とする請求項１に記載の充電装置。
【請求項４】
前記共振回路は、
前記第２の共振部の共振周波数が前記第１の共振部の共振周波数より高く設定され、
前記充電電流が大きい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数に依存し、
前記充電電流が小さい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数および前記第２の共振部の共振周波数の両方に依存するように構成された
ことを特徴とする請求項２に記載の充電装置。
【請求項５】
前記制御回路は、
前記充電電流の検出値と基準値とを比較する比較器を有し、
該比較結果に応じて前記スイッチング周波数を制御するように構成された
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置。
【請求項６】
前記制御回路は、
前記比較器で前記充電電流の検出値と比較する基準値を可変し、定電流充電電流値を可変制御するように構成された
ことを特徴とする請求項５に記載の充電装置。
【請求項７】
前記制御回路は、
前記出力回路からの出力電圧と基準値とを比較する比較器を備え、
該比較結果に応じて前記スイッチング周波数を制御するように構成された
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置。
【請求項８】
前記制御回路は、
前記比較器で前記出力電圧と比較する基準値を可変し、前記出力電圧の上限値を可変制御するように構成された
ことを特徴とする請求項７に記載の充電装置。
【請求項９】
前記制御回路は、
前記スイッチング回路に入力される直流電圧の変動に応じて前記スイッチング周波数を制御するように構成された
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、
電源の投入時に、前記充電電池に出力される電圧が、異常に上昇しないように、
前記スイッチング周波数を制御するように構成された
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置。
【請求項１１】
前記スイッチングトランスの２次巻き線の交流出力を電界効果トランジスタにより同期整流するよう構成された
ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置。
【請求項１２】
前記電界効果トランジスタによる同期整流動作を、前記充電池への充電電流が減少した場合に停止するよう構成された
ことを特徴とする請求項１１に記載の充電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば充電池に充電するための充電装置に係り、特に定電圧かつ定電流の充電を効率よく低ノイズで行える充電装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の共振電源を用いた充電装置は、最大充電電流で動作している際には、効率がよく低ノイズであるが、充電電流を絞ったときには、共振条件が合わなくなって、逆に効率が悪くなったりノイズが増加し、場合によっては、制御不能になることがあった。
【０００３】
そのような問題を解決するための従来技術として、図１４に示すような２つのスイッチング素子、共振コンデンサ、共振コイルを具備して、スイッチング素子を交互にオンオフすることで直流入力を高周波出力に変換するプッシュプル共振回路を備えた通常の共振型電源を用い、２つのスイッチング素子がともにオフになる期間（以下、デッドタイムと記す）を一定とし、最大出力電流の場合には、図１４の共振コンデンサＣ１、Ｃ２、共振コイルＬｅ１、Ｌｅ２の並列共振回路の共振周波数に近接した低い周波数で、電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２をスイッチングし、図１７に示すように、ドレイン〜ソース電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２とドレイン電流Ｉｄ１、Ｉｄ２の波形について、ゼロ電圧スイッチングを行い、スイッチング損失およびノイズを低減する共振モードで制御していた。この動作状態のゲート電圧波形は図１５（ａ）に示している波形となっている。
【０００４】
また、出力電流が減少した場合には、スイッチング周波数が共振周波数より高くなり、電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ２のオン幅が狭くなるために、ゲート電圧波形は図１５（ｂ）に示している波形となる。
【０００５】
そして、出力電流をより減少させる場合には、スイッチング周波数が高くなりすぎて、安定してスイッチングが出来なくなるために、従来技術として、前記共振コンデンサ、共振コイルによる共振周波数を整数倍にすることで、疑似共振動作を行うことにより、ゼロ電圧スイッチングを行い、スイッチング損失およびノイズを低減する共振モードで制御していた。その動作状態で、図１８に示すように、ドレイン〜ソース電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２とドレイン電流Ｉｄ１、Ｉｄ２の波形について、ドレイン〜ソース電圧が最低の部分でのゼロ電圧スイッチングを行い、スイッチング損失およびノイズを低減する擬似共振モードで制御していた。この動作状態のゲート電圧波形は、図１６（ｂ）に示している波形のように、デッドタイムの時間を、出力電流が大きな場合に図１６（ａ）比べて長くしてドレイン〜ソース電圧が最低の部分で電界効果トランジスタをＦＥＴ１、ＦＥＴ２をオフすることでソフトスイッチを行っていた。
【０００６】
また、前記第１、第２のスイッチング素子がともにオフである期間が互いに異なる複数の非共振モードを設定しておき、定電圧充電時の充電電流に応じて、いずれかの非共振モードに切り換えることで、増加するスイッチング損失を低減することを行っていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００６−２３０１０４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記のような従来の充電装置では、定電圧かつ定電流の充電を効率よく低ノイズで行うために、通常の共振モードを用いるか、疑似共振状態での擬似共振モードを用いるか、非共振モードでのスイッチング動作のように、出力電流である充電電流の値に応じて、複数の非共振モードを切り換える構成を用いるようにしているが、これらの制御回路ではソフトスイッチングする回路構成が複雑になるという課題を有していた。
【０００９】
また、大電流の充電電流にて充電を行う際には、図１４に示すように、スイッチングトランスの交流出力を整流する整流ダイオードＤ１，Ｄ２での損失が増加して、整流ダイオードＤ１，Ｄ２の温度上昇及び効率が低下するという課題を有していた。
【００１０】
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、回路構成が複雑化することなく、効率よく低ノイズで定電圧かつ定電流の充電制御を可能としつつ、充電電流である出力電流の可変範囲を広く設定することができる充電装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載の充電装置は、直流電源が得られる直流電源回路と、前記直流電源回路の直流電源出力を相補的にスイッチングする複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力側に接続され第１の共振コンデンサと共振コイルとの直列回路からなる第１の共振部、および前記第１の共振部に接続されスイッチングトランスの１次巻き線と第２の共振コンデンサとの並列回路からなる第２の共振部を有する共振回路と、前記スイッチングトランスの２次巻き線の交流出力を整流および平滑し、得られた直流出力により充電池を充電する出力回路と、前記充電池への充電状態に基づいて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記充電池への充電状態として前記出力回路からの直流電圧の値および前記充電池への充電電流の値に応じて、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を、前記充電池への充電が定電圧かつ定電流で行われるように制御するよう構成されたことを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の請求項２に記載の充電装置は、直流電源が得られる直流電源回路と、前記直流電源回路の直流電源出力を相補的にスイッチングする複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力側に接続され第１の共振コンデンサと共振コイルとの直列回路からなる第１の共振部、および前記第１の共振部に１次巻き線が接続されたスイッチングトランスの２次巻き線と第２の共振コンデンサとの並列回路からなる第２の共振部を有する共振回路と、前記スイッチングトランスの２次巻き線の交流出力を整流および平滑し、得られた直流出力により充電池を充電する出力回路と、前記充電池への充電状態に基づいて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記充電池への充電状態として前記出力回路からの直流電圧の値および前記充電池への充電電流の値に応じて、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を、前記充電池への充電が定電圧かつ定電流で行われるように制御するよう構成されたことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の請求項３に記載の充電装置は、請求項１に記載の充電装置であって、前記共振回路は、前記第２の共振部の共振周波数が前記第１の共振部の共振周波数より高く設定され、前記充電電流が大きい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数に依存し、前記充電電流が小さい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数および前記第２の共振部の共振周波数の両方に依存するように構成されたことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の請求項４に記載の充電装置は、請求項２に記載の充電装置であって、前記共振回路は、前記第２の共振部の共振周波数が前記第１の共振部の共振周波数より高く設定され、前記充電電流が大きい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数に依存し、前記充電電流が小さい場合の共振周波数特性が前記第１の共振部の共振周波数および前記第２の共振部の共振周波数の両方に依存するように構成されたことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の請求項５に記載の充電装置は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置であって、前記制御回路は、前記充電電流の検出値と基準値とを比較する比較器を有し、該比較結果に応じて前記スイッチング周波数を制御するように構成されたことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の請求項６に記載の充電装置は、請求項５に記載の充電装置であって、前記制御回路は、前記比較器で前記充電電流の検出値と比較する基準値を可変し、定電流充電電流値を可変制御するように構成されたことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の請求項７に記載の充電装置は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置であって、前記制御回路は、前記出力回路からの出力電圧と基準値とを比較する比較器を備え、該比較結果に応じて前記スイッチング周波数を制御するように構成されたことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の請求項８に記載の充電装置は、請求項７に記載の充電装置であって、前記制御回路は、前記比較器で前記出力電圧と比較する基準値を可変し、前記出力電圧の上限値を可変制御するように構成されたことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の請求項９に記載の充電装置は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング回路に入力される直流電圧の変動に応じて前記スイッチング周波数を制御するように構成されたことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明の請求項１０に記載の充電装置は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置であって、前記制御回路は、電源の投入時に、前記充電電池に出力される電圧が、異常に上昇しないように、前記スイッチング周波数を制御するように構成されたことを特徴とする。
【００２１】
また、本発明の請求項１１に記載の充電装置は、請求項１から請求項４のいずれかに記載の充電装置であって、前記スイッチングトランスの２次巻き線の交流出力を電界効果トランジスタにより同期整流するよう構成されたことを特徴とする。
【００２２】
また、本発明の請求項１２に記載の充電装置は、請求項１１に記載の充電装置であって、前記電界効果トランジスタによる同期整流動作を、前記充電池への充電電流が減少した場合に停止するよう構成されたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の充電装置によれば、共振周波数が２つある直並列共振回路により共振インバータを構成することにより、回路構成が複雑化することなく、効率よく低ノイズで定電圧かつ定電流の充電制御を可能としつつ、スイッチングの周波数を制御するだけで、充電電流である出力電流の可変範囲を広く設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施の形態１の充電装置の構成を示す回路図
【図２】同実施の形態１の充電装置の他の構成を示す回路図
【図３】同実施の形態１の充電装置における共振周波数特性の一例を示す波形図
【図４】本発明の実施の形態２の充電装置の構成を示す回路図
【図５】本発明の実施の形態１の充電装置における制御回路の具体的な回路図
【図６】図５の制御回路においてスイッチング周波数を制御する発振部分の動作波形
【図７】本発明の実施の形態３の充電装置の構成を示す回路図
【図８】各実施の形態の充電装置における鉛蓄電池の充電制御方法の説明図
【図９】各実施の形態の充電装置において充電電流制御基準電圧源にて充電電流を可変する回路図
【図１０】本発明の実施の形態４の充電装置の構成を示す回路図
【図１１】各実施の形態の充電装置において押し込み充電状態で過電圧保護電圧の設定電圧を切り換える回路図
【図１２】各実施の形態の充電装置におけるＮｉ−Ｃｄ充電池、Ｎｉ−Ｈ充電池の充電制御方法の説明図
【図１３】各実施の形態の充電装置におけるリチウム充電池の充電制御方法の説明図
【図１４】従来の充電装置の構成を示す回路図
【図１５】従来の充電装置における共振モード時のスイッチング素子のゲート電圧波形図
【図１６】従来の充電装置における非共振モード（疑似共振）時のスイッチング素子のゲート電圧波形図
【図１７】従来の充電装置における共振モード時のスイッチング素子のソースドレイン電圧とドレイン電流波形図
【図１８】従来の充電装置における非共振モード（疑似共振）時のスイッチング素子のソースドレイン電圧とドレイン電流波形図
【図１９】本発明の実施の形態５の充電装置の構成を示す回路図
【図２０】同実施の形態５の充電装置における同期整流制御回路をＳＴマイクロ社のＩＣ  ＳＴＳＲ３０にて構成を示した回路図
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施の形態を示す充電装置について、図面とともに詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１は本実施の形態１の充電装置の構成を示す回路図である。
【００２６】
図１において、ＡＣ整流部３はノイズフィルタ２を介して商用交流電源１に接続されており、このＡＣ整流部３から整流された出力は平滑コンデンサ４により平滑されている。この平滑コンデンサ４により得られた直流出力は、相補的にスイッチング動作するスイッチング素子（トランジスタ）５Ａ，５Ｂを有するスイッチング回路５に供給される。このスイッチング回路５の出力は、変圧器であるスイッチングトランス７の１次巻き線７Ａ、２つの共振コンデンサ６Ａ，６Ｂ、及び共振コイル６Ｌで構成されている共振回路６に供給される。
【００２７】
スイッチングトランス７の２次巻き線７Ｂ、７Ｃには、整流ダイオード８Ａ，８Ｂ、平滑コンデンサ１０、及び電圧検出回路である分圧抵抗１１Ａ，１１Ｂと電流検出用の抵抗１２により構成された整流・平滑回路９が接続されている。この整流・平滑回路９には上記スイッチング回路５のスイッチング動作を制御する制御回路１４が接続されている。また、整流・平滑回路９には外部の充電池１３が接続され、その充電池１３に対して整流・平滑回路９から充電電流が供給される。
【００２８】
図１の共振回路６においては、第１の共振コンデンサ６Ａに共振コイル６Ｌを介して第２の共振コンデンサ６Ｂが接続され、この第２の共振コンデンサ６Ｂはスイッチングトランス７の１次巻き線７Ａに並列接続されている。
【００２９】
図３に示すように、直列接続された第１の共振コンデンサ６Ａと共振コイル６Ｌの値は、主に出力としての充電電流が大きい場合に、本実施の形態１の充電装置（共振型スイッチング電源装置）において使用するスイッチング周波数範囲における低いスイッチング周波数に対応して設定され、また、スイッチングトランス７の１次巻き線７Ａに並列に接続された第２の共振コンデンサ６Ｂの値は、主に出力としての充電電流が小さい場合に、本実施の形態１の充電装置（共振型スイッチング電源装置）において使用するスイッチング周波数範囲における高いスイッチング周波数に対応して設定される。
【００３０】
なお、商用交流電源１の電圧が変動すると、整流・平滑回路９の出力電圧が変動するので、平滑コンデンサ４の両端の電圧を制御回路１４に入力して、商用交流電源１における電圧変動の補正を行う。
【００３１】
また、図２は本実施の形態１の充電装置の他の構成を示す回路図であり、図１の実施例に対して、第２の共振コンデンサ６Ｂをスイッチングトランス７の２次巻き線７Ｂに並列に接続した場合の実施例を示す。出力である充電電流を絞った際に、共振周波数の決定要素として、第１の共振コンデンサ６Ａと共振コイル６Ｌとスイッチングトランス７の２次巻き線７Ｂとその２次巻き線７Ｂに並列に接続した第２の共振コンデンサ６Ｂが作用するのは、図１で説明した実施例と同じである。
【００３２】
図５は本実施の形態１の充電装置における制御回路の具体的な回路図であり、定電圧かつ定電流のための制御回路１４の詳細構成を示した回路図である。また、図６は図５の制御回路１４においてスイッチング周波数を制御する発振部分の動作波形を示す。
【００３３】
抵抗１４Ｊ、１４Ｋ、１４Ｍに流れるＮＰＮトランジスタ１４Ａｃのエミッタ電流と、基準電圧源１４ＺにてＮＰＮトランジスタ１４Ａｃのコレクタ電流である電流源１４Ｉを流れる電流値とが設定され、その電流値と同じ値の電流が、コンデンサ１４Ｆの充電電流の電流源１４Ｇと放電電流の電流源１４Ｈに流れるように構成されている。
【００３４】
また、電流制御は、抵抗１４Ｋを流れる電流についてＰＮＰトランジスタ１４Ｌにて行い、電圧制御は、抵抗１４Ｍを流れる電流について電界効果トランジスタ１４Ｎにて行い、それぞれ独立して制御が可能な構成の回路になっている。
【００３５】
まず、制御回路１４の電源が投入された際には、基準電圧源１４Ａａよりコンデンサ１４Ｆの電圧は低く、ヒステリシスコンパレータ１４Ｅの出力はＨレベルとなり、コンデンサ１４Ｆの充放電スイッチ１４Ａｂは電流源１４Ｇにてコンデンサ１４Ｆを充電する状態となる。コンデンサ１４Ｆが基準電圧源１４Ａａより高いヒステリシスコンパレータ１４Ｅの上限しきい電圧に充電されるまで、ヒステリシスコンパレータ１４Ｅの出力電圧はＨレベルが維持され、Ｔ−フリップフロップ１４Ｄの入力端子に入力される。その後、コンデンサ１４Ｆがヒステリシスコンパレータ１４Ｅの上限しきい電圧以上の電圧に充電されると、ステリシスコンパレータ１４Ｅの出力はＬレベルに切り替わり、充放電スイッチ１４Ａｂは電流源１４Ｇにてコンデンサ１４Ｆを放電する状態に切り替わり、ヒステリシスコンパレータ１４Ｅの下限しきい値までは、ヒステリシスコンパレータ１４Ｅの出力電圧は、Ｌレベルが維持され、Ｔ−フリップフロップ１４Ｄに入力される。
【００３６】
Ｔ−フリップフロップ１４Ｄは、入力される信号の立ち上がりエッジで出力Ｑ，反転出力／Ｑ（ここでは便宜上、反転出力を出力Ｑの反転信号として／Ｑで表す）がそれぞれ反転するので、図６に示すように、Ｔ−フリップフロップ１４Ｄに入力される信号（ヒステリシスコンパレータ１４Ｅの出力電圧）の半分の周波数に分周した出力Ｑと反転出力／Ｑの出力信号が得られる。
【００３７】
Ｔ−フリップフロップ１４Ｄの出力Ｑとその反転出力／Ｑにその立ち上がりエッジを遅らせてデッドタイムを付加するデッドタイム付加回路１４Ｂ，１４Ｃの出力信号を、駆動トランス１４Ａの入力端子にそれぞれ入力し、駆動トランス１４Ａからスイッチング回路５のスイッチング素子５Ａ，５Ｂを交互に駆動するパルスを出力する。
【００３８】
このパルスによって駆動されたスイッチング回路５の出力信号は、変圧器であるスイッチングトランス７の１次巻き線７Ａ、２つの共振コンデンサ６Ａ，６Ｂ、及び共振コイル６Ｌで構成されている共振回路６に供給され、スイッチングトランス７の２次巻き線７Ｂ，７Ｃから整流ダイオード８Ａ，８Ｂにて整流され、その出力電圧は、充電池１３の電圧を検出する分圧抵抗１１Ａ，１１Ｂで分圧され、ＰＮＰ型トランジスタ１４Ｔ，１４Ｕにて構成される差動増幅器により、電圧制御基準電圧源１４Ｖと比較される。
【００３９】
この比較出力が、トランジスタ１４Ｕのコレクタに出力されて、ＭＯＳトランジスタ１４Ｎのゲート電圧を制御し、定電圧制御のスイッチング周波数を制御し、抵抗１４Ｍに流れる電流値を制御することで、スイッチング周波数を可変させて、整流・平滑回路９からの出力電圧を制御する。
【００４０】
一方、充電池１３の充電電流を検出する抵抗１２の両端の電圧が、ＮＰＮ型トランジスタ１４Ｎ，１４Ｐで構成された差動増幅器に入力されることにより、充電電流が増加すると、トランジスタ１４Ｐが急速にオフする一方でトランジスタ１４Ｎが急速にオンし、トランジスタ１４Ｎのコレクタ電位が低下して、トランジスタ１４Ｌのベース電圧が低下し、スイッチング周波数を制御する抵抗１４Ｋに流れる電流値が増加する。これにより、コンデンサ１４Ｆの充放電の電流源１４Ｇ，１４Ｈと同じ電流値が流れる電流源１４Ｉの電流値が増加することで、スイッチング周波数を増加し、充電電流を減少させて一定化する方向に制御する。
【００４１】
また、一方、充電電流が減少すると、上記回路は逆に作用し、トランジスタ１４Ｐが急速にオンする一方でトランジスタ１４Ｎが急速にオフし、トランジスタ１４Ｎのコレクタ電位が上昇して、トランジスタ１４Ｌのベース電圧が上昇し、スイッチング周波数を制御する抵抗１４Ｋに流れる電流値が減少する。これにより、コンデンサ１４Ｆの充放電の電流源１４Ｇ，１４Ｈと同じ電流値が流れる電流源１４Ｉの電流値が減少することで、スイッチング周波数が低下し、充電電流を増加させて一定化する方向に制御する。
【００４２】
また、充電電流の設定値は、抵抗１２の両端の電圧をオペアンプ１４Ｑ，１４Ｒにより差動増幅し、オペアンプ１４Ｓで充電電流制御基準電圧源１４Ｗの電圧と比較した出力を前記トランジスタ１４Ｎのエミッタに混合させて、トランジスタ１４Ｎが急速にオンする際の充電電流を、充電電流制御基準電圧の値にて可変することにより、充電電流値の設定を可変することが可能となる。
【００４３】
このようにして、充電池１３への充電が定電流で、なおかつ充電電流値の可変が可能な制御を行うことができる。
（実施の形態２）
図４は本実施の形態２の充電装置の構成を示す回路図であり、図２の実施例に対して商用交流電源１を整流したあとに力率改善制御回路１９を追加したものである。
【００４４】
力率改善制御回路１９は、商用交流電源１を整流ダイオード３で整流し、全波整流されたコンデンサ４Ａの両端の電圧をスイッチングトランジスタ４Ｃにてスイッチングさせて、スイッチングトランジスタ４Ｃがオンの際には、コイル４Ｂに電流が流れ誘導エネルギーとして一時的に蓄積され、スイッチングトランジスタ４Ｃがオフの際には、コイル４Ｂの自己誘導作用により、ダイオード４Ｄを介して、コイル４Ｂに蓄積されたエネルギーを電解コンデンサ４Ｅに放出する昇圧コンバータとして動作し、出力電圧としての電解コンデンサ４Ｅの両端の電圧は、商用交流電源１の波高値よりも高い値に設定することにより、この力率改善回路１９は安定して動作させることが出来る。例えば、出力電圧を４００Ｖに設定すると入力交流電圧は２４０Ｖでも問題なく動作させることが可能である。
【００４５】
これにより、スイッチング素子５Ａ、５Ｂに入力される電圧が安定するために、出力電圧、充電電流の安定させるための、スイッチング周波数の可変範囲が限定され、スイッチング周波数の制御が容易になる。
（実施の形態３）
図７は本実施の形態３の充電装置の構成を示す回路図であり、図５の実施例に対してソフトスタート回路１５を追加したものである。
【００４６】
図７に示すように、スイッチング周波数を制御する制御回路１４にトランジスタ１５Ａ、抵抗１５Ｂを追加して、電源オン時に抵抗１５Ｂ及び抵抗１４Ｊに流れる電流の合計でコンデンサ１４Ｆが充放電するためのソフトスタート機能を、制御回路１４に付加することで、電源オン時のスイッチング周波数が第１の共振周波数より高くなり、出力電圧が異常に上昇せず、安定に起動させることが可能となる。
（実施の形態４）
図１０は本実施の形態４の充電装置の構成を示す回路図であり、図１の実施例に対して力率改善制御回路４Ｆを追加し、さらにスイッチング素子（トランジスタ）５Ｃ，５Ｄを追加してフルブリッジ方式のスイッチング回路５に変更したものである。
【００４７】
大電力の充電装置の場合には、図１０に示すように、スイッチング回路５を、スイッチング素子５Ｃ，５Ｄを追加することにより、ハーフブリッジ方式からフルブリッジ方式へ変更することで、共振回路６の入力電圧振幅が２倍になり、出力電力が同一なら、入力電流がほぼ半分するために、共振コイル６Ｌ、６Ｋ及びスイッチングトランスの１次側巻線の直流抵抗成分での発熱による銅損が半減するとともに、共振コイル６Ｌ、６Ｋのインダクタンス値が図１と同じで、スイッチング周波数を同じ周波数で動作させる場合には、第１の共振コンデンサ６Ｃを追加することにより、共振コンデンサ６Ａ及び６Ｃの容量が２倍に倍増するために、共振コンデンサ６Ａ及び６Ｃに流すことが出来る高周波電流は、使用されるフィルムコンデンサの特性上倍増して、高周波電流が流れることによるコンデンサの発熱を抑制することが可能となる。
（実施の形態５）
図１９は本実施の形態５の充電装置の構成を示す回路図であり、図２の実施例に対して、整流ダイオード８Ａ、８Ｂを、ダイオードを内蔵した電界効果トランジスタ１５Ａ、１５Ｂに置き換え、同期整流制御回路１５Ｃを追加したものである。
【００４８】
大電流の充電電流を出力する場合には、図２の整流ダイオード８Ａ、８Ｂでの発熱による損失の増加、効率の低下を抑制することが可能となる。
また、図２０は本実施の形態５の充電装置における電界効果トランジスタ１５Ａの同期整流制御回路をＳＴマイクロ社のＩＣ  ＳＴＳＲ３０にて構成した回路図であり、充電電流を減少させた場合で、スイッチング回路５のスイッチング周波数が高くなって、電界効果トランジスタ１５Ａ、１５Ｂを同期整流する際のスイッチング損失が、電界効果トランジスタ１５Ａ、１５Ｂをオフさせて内蔵ダイオードのみで整流させた場合の損失に比べて大きくなった場合、同期整流をする効果がないために、制御回路１４より、同期整流制御回路１５Ｃの動作を停止する制御を行う。
【００４９】
例えば、前記ＳＴマイクロ社のＩＣ  ＳＴＳＲ３０の接続ピン６のディザイアブル端子に同期整流を動作させる場合はＨレベル、停止させる場合はＬレベル信号を、それぞれ制御回路１４より入力する。
（充電制御方法）
ここで、各種充電池に対して充電の具体的な制御方法について図面を用いて説明する。
【００５０】
まず、鉛蓄電池の充電方法の例を図８に示す。放電された充電池に、最初に最大電流で定電流充電を行い、充電池電圧が電流切り換え電圧に達すると、充電電流を段階的に減少させて、充電を行う。この場合、図９に示すように、充電電流制御基準電圧源をＤＡコンバータにて可変することにより、充電電流を可変する。
【００５１】
最初の最大電流での充電時間Ｔ１に応じて、最少の充電電流での充電時間Ｔ２を算出して、充電時間を終了させる。この最少の充電電流での充電は「押し込み充電」と呼ばれ、前記の充電池電圧の電流切り換え電圧より高い電圧となる。
【００５２】
そのために、充電装置の出力の過電圧保護の設定電圧は、図８に示すように、押し込み充電の期間では、高く設定する必要がある。
以上に対して、図１１に示す回路のように、充電電圧制御基準電圧源がシャントレギュレータのような固定した基準電圧発生手段であれば、充電制御マイコンより、押し込み充電状態でトランジスタ１５Ｃをオンさせて過電圧保護する際の設定電圧である定電圧制御の設定電圧の設定を、充電池電圧の分圧比を切り換えることにより、可変することを実現できる。
【００５３】
また、充電電圧制御基準電圧源をＤ／Ａコンバータに置き換えれば、図１１の実施例のように充電池電圧の分圧比を切り換えなくても、充電電圧制御基準電圧源の出力電圧を可変することに対して、その切り換えは可能になる。
【００５４】
次にＮｉ−Ｃｄ充電池、Ｎｉ−Ｈ充電池に対する充電方法を図１２に示す。
この場合の充電は一定の充電電流で行うために、充電電流制御基準電圧源として、ツェナーダイオードもしくはシャントレギュレータのような固定基準電圧源を使用する。密閉型Ｎｉ−Ｃｄ充電池では、充電終期に充電池電圧が一旦ピークに達したのちに、負極の酸素ガス吸収反応による充電池の温度上昇に伴って充電池電圧が降下する。この降下電圧を検出して、充電電流を充電池の自己放電分を補う程度のトリクル電流に切り換えて充電を終了させる。この充電終期の検出方法が−ΔＶ方式である。尚、−ΔＶの値は、Ｎｉ−Ｃｄ充電池に比べて、Ｎｉ−Ｈ充電池のほうが小さな電圧差となる。
【００５５】
そのために、Ｎｉ−Ｈ充電池では、充電池の温度上昇の検出をサーミスタなどの素子により行い充電終期とする方法も併用されている。充電開始時からの温度上昇値（ΔＴ）あるいは温度上昇速度（ｄＴ／ｄｔ）を検出するものである。定電圧制御は、充電池の過電圧保護として設定する。
【００５６】
次に、リチウム充電池の充電方法を図１３に示す。
この充電池は規定の電圧を超えて充電を行うと特性の劣化が大きく、安全性も劣化するために、上限電圧を規定した定電流かつ定電圧方式の充電装置が必要である。
【００５７】
定電流充電領域では、充電がすすむにつれて徐々に充電池の電圧が上昇し、設定電圧に達した後、定電圧充電となり、充電電流を徐々に減衰させて充電が完了する。よって、本発明の充電装置の定電流、定電圧の設定をそれぞれ独立して行うことができ、自動的にリチウム充電池の充電が可能な充電装置を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【００５８】
本発明にかかる充電装置は、回路構成が複雑化することなく、効率よく低ノイズで定電圧かつ定電流の充電制御を可能としつつ、充電電流である出力電流の可変範囲を広く設定することができるもので、充電池の急速充電の充電器として有用であり、特に、鉛蓄電池の充電末期に充電電流を絞った際の充電池電圧が上昇する押し込み充電に対して、スイッチングトランスの１次巻き線と２次巻き線の巻き線比率を上げる必要がなく、出力電圧が上昇させることができ、この機能により、特に鉛蓄電池の充電装置などの用途には２次巻き線に使用される電線の断面積を大きくでき、大電流の充電電流を流すための２次巻き線を限られたスイッチングトランスのボビンの巻き窓に収納可能となり、スイッチングトランスの小型化に非常に有用である。
【符号の説明】
【００５９】
１    商用交流電源
２    ノイズフィルタ
３    ＡＣ整流部
４    平滑コンデンサ
５    スイッチング回路
５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｄ    スイッチング素子
６    共振回路
６Ａ、６Ｂ、６Ｃ    共振コンデンサ
６Ｌ、６Ｋ    共振コイル
７    スイッチングトランス
７Ａ    １次巻き線
７Ｂ、７Ｃ    ２次巻き線
８Ａ、８Ｂ    整流ダイオード
９    整流・平滑回路
１０    平滑コンデンサ
１１Ａ、１１Ｂ    分圧抵抗
１２    （電流検出用の）抵抗
１３    充電池
１４    制御回路
１９、４Ｆ    力率改善制御回路
１５Ａ、１５Ｂ    電界効果トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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