(57)【要約】【課題】ＳＦＢＣ符号化したデータを割り当てるサブキャリアの周波数応答の変動が大きい場合であっても、ほぼ最大の送信ダイバーシチゲインを得ることができ、また、ＳＴＢＣを用いるシステムにおいても、より大きな送信ダイバーシチゲインを得る。【解決手段】空間符号化され、異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号として送信された送信信号を、複数のアンテナで受信する無線受信装置であって、空間符号化された送信信号を空間復号化する空間復号化部２７と、空間復号化された送信信号を復調する復調部２９と、復調された送信信号について誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号化部３０と、を備え、送信側で空間符号化された送信信号を空間復号化部２７で復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去する。【選択図】図２
2010045422.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
空間符号化され、異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号として送信された送信信号を受信する無線受信装置であって、
前記空間符号化された送信信号を空間復号化する空間復号化部と、
前記空間復号化された送信信号を復調する復調部と、
前記復調された送信信号について誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部と、を備え、
送信側で空間符号化された送信信号を前記空間復号化部で復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去することを特徴とする無線受信装置。
【請求項２】
伝搬路推定結果および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、干渉信号に対応する干渉レプリカ信号を生成する干渉レプリカ生成部と、
前記空間復号化された送信信号から前記干渉レプリカ信号をキャンセルするキャンセル部と、を備え、
前記干渉レプリカ生成部は、前記誤り訂正復号部の出力信号を前記送信側で空間符号化された送信信号として用いて再度干渉レプリカ信号を生成し、
前記キャンセル部は、前記空間復号化された送信信号から、前記再度生成された干渉レプリカ信号をキャンセルすることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】
前記干渉レプリカ信号は、軟判定レプリカであることを特徴とする請求項２記載の無線受信装置。
【請求項４】
伝搬路の時間応答を所定の時間間隔を有する複数のブロックに分割し、ブロック毎に各サブキャリアの周波数応答を出力する伝搬路推定部と、
前記ブロック毎の各サブキャリアの周波数応答および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、前記ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成するレプリカ生成部と、を備え、
前記空間復号化部は、前記レプリカ生成部が出力するブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化することを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。
【請求項５】
前記レプリカ生成部が出力する前記ブロック毎の受信信号レプリカ信号を加算するレプリカ信号加算部と、
受信した前記送信信号から、前記レプリカ信号加算部から出力された信号をキャンセルするキャンセル部と、
前記空間復号化された各ブロックを加算するブロック加算部と、を備え、
前記レプリカ生成部は、前記誤り訂正復号部の出力信号を前記送信側で空間符号化された送信信号として用いて再度ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成し、
前記キャンセル部は、受信した前記送信信号から、前記レプリカ信号加算部から再度出力された信号をキャンセルし、
前記空間復号化部は、前記キャンセル部の出力信号と前記レプリカ生成部が出力するブロック毎の受信信号レプリカ信号とに基づいて、ブロック毎に再度空間復号化を行なうことを特徴とする請求項４記載の無線受信装置。
【請求項６】
空間符号化され、異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号として送信された送信信号をアンテナで受信する無線受信方法であって、
前記空間符号化された送信信号を空間復号化する第１ステップと、
前記空間復号化された送信信号を復調する第２ステップと、
前記復調された送信信号について誤り訂正復号を行なう第３ステップと、
送信側で空間符号化された送信信号を空間復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去する第４ステップと、を少なくとも含むことを特徴とする無線受信方法。
【請求項７】
前記第４ステップは、
伝搬路推定結果および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、干渉信号に対応する干渉レプリカ信号を生成する第５ステップと、
前記空間復号化された送信信号から前記干渉レプリカ信号をキャンセルする第６ステップと、を含み、
前記第５ステップおよび第６ステップを複数回繰り返すことを特徴とする請求項６記載の無線受信方法。
【請求項８】
空間符号化され、異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号として送信された送信信号を受信する無線受信方法であって、
伝搬路の時間応答を所定の時間間隔を有する複数のブロックに分割し、ブロック毎に各サブキャリアの周波数応答を出力する第７ステップと、
前記ブロック毎の各サブキャリアの周波数応答および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、前記ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成する第８ステップと、
前記ブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化する第９ステップと、
前記空間復号化された各ブロックを加算する第１０ステップと、
前記加算後の各ブロックを復調する第１１ステップと、
前記復調された加算後の各ブロックについて誤り訂正復号を行なう第１２ステップと、を含むことを特徴とする無線受信方法。
【請求項９】
前記誤り訂正復号後の信号に基づいて、前記ブロック毎に受信信号レプリカ信号を再度生成する第１３ステップと、
前記ブロック毎の受信信号レプリカ信号を加算する第１４ステップと、
受信した前記送信信号から、前記第１４ステップにおいて加算された信号をキャンセルする第１５ステップと、
前記第１５ステップにおけるキャンセル後の信号と前記第１３ステップにおいて再度生成したブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化する第１４ステップと、
前記第１６ステップにおいて空間復号化された各ブロックを加算する第１７ステップと、を含むことを特徴とする請求項８記載の無線受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチキャリア通信方式で無線信号を受信する無線受信装置および無線受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行なわれ、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用する１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。下りリンク、すなわち、基地局装置から移動局装置への通信においては、ＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに６４ＱＡＭ（64-ary Quadrature Amplitude Modulation：６４値直交振幅変調）や、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying：２相位相変調）などの変調を行なったＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸とで構成されるアクセス単位であるリソースブロックを、複数の移動端末装置で分割して通信を行なうシステムである。
【０００３】
特許文献１には、複数の送信アンテナと受信アンテナで構成されるＭＩＭＯ（Multi-Input  Multi-Output）−ＯＦＤＭシステムにおいて、様々な送信ダイバーシチ法を適用する技術が示されている。その中には、ＳＦＢＣ（Space Frequency Block Coding）も例にあげられている。
【０００４】
図８は、ＳＦＢＣによる送信ダイバーシチを実現することができるＯＦＤＭ送信装置の一例を示す図である。誤り訂正符号化部１００が、入力された送信データを誤り訂正符号化し、変調部１０１がＢＰＳＫなどの変調を施す。さらに、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１０２において直列信号を並列信号に変換した後に、ＳＦＢＣ符号化部１０３にてＳＦＢＣ符号化し、使用するアンテナ系列数のＳＦＢＣ符号化データを出力する。図８では、使用するアンテナ系列数を２としている。ＳＦＢＣ符号化されたデータをＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）部１０４−１、１０４−２に入力し、データを送信する時間領域の信号を生成する。
【０００５】
次にＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１０５−１、１０５−２を介することにより、ガードインターバルを挿入し、次にＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１０６−１、１０６−２により直列信号に変換する。この直列信号は、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部１０７−１、１０７−２によりアナログ信号に変換し、ＲＦ（高周波）部１０８−１、１０８−２により無線周波数帯域信号にさらに周波数変換して、図示しないアンテナを通して送信する。
【０００６】
次に、ＳＦＢＣ符号化について説明する。ＳＦＢＣ符号化部１０３に入力されるデータを、ｄ（ｔ’）、ＳＦＢＣ符号化部１０３からの出力をｓ（ａ、ｋ’）とする。ただし、ａはアンテナ系列を示すインデックスであり、この例では、１か２であるものとする。また、ｔ’、ｋ’は、使用するサブキャリア総数をＮとし、０≦ｔ’、ｋ’≦Ｎ／２−１の整数である。ｓ（ｋ’）は、次の数式（１）式で示される。
【０００７】
【数１】
2010045422.tif 000003
数式（１）において、「＊」の記号は、複素共役を意味する。
【０００８】
図９は、図８で示した送信装置で送信された信号を受信することができるＯＦＤＭ受信装置の一例を示す図である。図９において、ＲＦ部２０１は、図示しないアンテナで受信した信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２０２は、ＲＦ部２０１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。シンボル同期部２０３は、ＧＩを含むＯＦＤＭ信号からＧＩを削除してシンボルの同期をとる。Ｓ／Ｐ変換部２０４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。ＤＦＴ部２０５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２０５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じである。
【０００９】
伝搬路推定部２０６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎（この例では、送信アンテナ１および２と受信アンテナ間）およびサブキャリア毎に推定する。ＳＦＢＣ復号化部２０７は、送信装置で施されたＳＦＢＣ符号化に対する復号を行なう。ＳＦＢＣ復号された信号はＰ／Ｓ変換部２０８で直列の信号に変換される。その後、復調部２０９でデータが復調され、誤り訂正復号化部２１０で誤り訂正の復号が行なわれる。
【００１０】
次に、ＳＦＢＣの復号について示す。ＳＦＢＣ復号化部に入力されるデータをｒ（ｋ’）、伝搬路のサブキャリア毎の情報をｈ（ａ、ｋ’）、ＳＦＢＣ復号されたデータをｑ（ｔ’）とする。ｒ（ｋ’）は、数式（２）で示される。
【００１１】
【数２】
2010045422.tif 000004
通常、ＳＦＢＣを用いる場合、隣接するサブキャリアで伝搬路の周波数応答の変動は殆どないとして扱う。
【００１２】
【数３】
2010045422.tif 000005
数式（３）を前提に、ＳＦＢＣ復号化部２０７では、数式（４）に相当する演算を行なう。
【００１３】
【数４】
2010045422.tif 000006
数式（４）を整理すると、数式（５）となり、最大のダイバーシチゲインが得られることがわかる。
【００１４】
【数５】
2010045422.tif 000007
【特許文献１】特開２００８−０７９２６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
しかしながら、従来、ＳＦＢＣを用いるＯＦＤＭシステムでは、送信装置は、ＳＦＢＣ符号化したデータを隣接するサブキャリアに割り当てて送信し、受信装置は、隣接するサブキャリア間では周波数応答が同一であるとして処理を行なっていた。そのため、隣接するサブキャリア間で周波数応答の変動が大きくなると、特性が劣化するという問題があった。そのため、ＳＦＢＣ符号化したデータをできるだけ近く（実際のシステムでは、隣り合うサブキャリア）のサブキャリアに配置しなければならない制約があった。さらに、ＳＴＢＣ（Space Time Block Coding）を用いるシステムにおいても、時間領域での伝搬路変動が大きいときは、特性が劣化するといった問題があった。
【００１６】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ＳＦＢＣを用いるＯＦＤＭシステム（マルチキャリアシステム）において、ＳＦＢＣ符号化したデータを割り当てるサブキャリアの周波数応答の変動が大きい場合であっても、ほぼ最大の送信ダイバーシチゲインを得ることができ、また、ＳＴＢＣを用いるシステムにおいても、より大きな送信ダイバーシチゲインを得ることができる無線受信装置および無線受信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の無線受信装置は、空間符号化され、異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号として送信された送信信号を受信する無線受信装置であって、前記空間符号化された送信信号を空間復号化する空間復号化部と、前記空間復号化された送信信号を復調する復調部と、前記復調された送信信号について誤り訂正復号を行なう誤り訂正復号部と、を備え、送信側で空間符号化された送信信号を前記空間復号化部で復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去することを特徴としている。
【００１８】
このように、送信側で空間符号化された送信信号を空間復号化部で復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去するので、例えば、ＳＦＢＣ符号化したデータを割り当てるサブキャリアの周波数応答の変動が大きくても、誤差の影響を補正したり、軽減したりすることが可能となる。その結果、ほぼ最大の送信ダイバーシチゲインを得ることができる。また、ＳＴＢＣを用いるシステムにおいても、より大きな送信ダイバーシチゲインを得ることができる。
【００１９】
（２）また、本発明の無線受信装置は、伝搬路推定結果および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、干渉信号に対応する干渉レプリカ信号を生成する干渉レプリカ生成部と、前記空間復号化された送信信号から前記干渉レプリカ信号をキャンセルするキャンセル部と、を備え、前記干渉レプリカ生成部は、前記誤り訂正復号部の出力信号を前記送信側で空間符号化された送信信号として用いて再度干渉レプリカ信号を生成し、前記キャンセル部は、前記空間復号化された送信信号から、前記再度生成された干渉レプリカ信号をキャンセルすることを特徴としている。
【００２０】
このように、伝搬路推定結果および送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、干渉信号に対応する干渉レプリカ信号を生成し、空間復号化された送信信号から干渉レプリカ信号をキャンセルするので、例えば、ＳＦＢＣ符号化されたデータが割り当てられたサブキャリアの周波数応答が異なる場合であっても、その誤差に起因する干渉成分のレプリカを生成し、これをキャンセルすることができる。また、誤り訂正復号部の出力信号を送信側で空間符号化された送信信号として用いて再度干渉レプリカ信号を生成し、キャンセル部は、空間復号化された送信信号から、再度生成された干渉レプリカ信号をキャンセルするので、繰り返して処理を行なうことができ、干渉を低減することができる。その結果、ＳＦＢＣ符号化により生成されたデータをサブキャリアに割り当てる際、周波数応答が異なるサブキャリアに割り当てを行なったとしても、周波数応答がほぼ同一のサブキャリアにデータを割り当てた場合とほぼ同等のダイバーシチゲインを獲得することが可能となる。
【００２１】
（３）また、本発明の無線受信装置において、前記干渉レプリカ信号は、軟判定レプリカであることを特徴としている。
【００２２】
このように、干渉レプリカ信号は、軟判定レプリカであるので、信頼度情報が加味された干渉レプリカ信号を生成することが可能となる。
【００２３】
（４）また、本発明の無線受信装置は、伝搬路の時間応答を所定の時間間隔を有する複数のブロックに分割し、ブロック毎に各サブキャリアの周波数応答を出力する伝搬路推定部と、前記ブロック毎の各サブキャリアの周波数応答および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、前記ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成するレプリカ生成部と、を備え、前記空間復号化部は、前記レプリカ生成部が出力するブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化することを特徴としている。
【００２４】
このように、伝搬路の時間応答を所定の時間間隔を有する複数のブロックに分割し、ブロック毎に各サブキャリアの周波数応答を出力し、ブロック毎の各サブキャリアの周波数応答および送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成し、ブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化するので、伝搬路を複数に分割処理することができ、周波数応答の変化を低く抑えることが可能となる。また、例えば、ＳＦＢＣ符号化のデータを割り当てるサブキャリア間に生じる周波数応答の変動が低い状態で、ＳＦＢＣの復号を行なうことが可能となる。
【００２５】
（５）また、本発明の無線受信装置は、前記レプリカ生成部が出力する前記ブロック毎の受信信号レプリカ信号を加算するレプリカ信号加算部と、受信した前記送信信号から、前記レプリカ信号加算部から出力された信号をキャンセルするキャンセル部と、前記空間復号化された各ブロックを加算するブロック加算部と、を備え、前記レプリカ生成部は、前記誤り訂正復号部の出力信号を前記送信側で空間符号化された送信信号として用いて再度ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成し、前記キャンセル部は、受信した前記送信信号から、前記レプリカ信号加算部から再度出力された信号をキャンセルし、前記空間復号化部は、前記キャンセル部の出力信号と前記レプリカ生成部が出力するブロック毎の受信信号レプリカ信号とに基づいて、ブロック毎に再度空間復号化を行なうことを特徴としている。
【００２６】
このように、レプリカ生成部が出力するブロック毎の受信信号レプリカ信号を加算し、受信した前記送信信号から、レプリカ信号加算部から出力された信号をキャンセルするので、繰り返し処理において各ブロックを処理している最中は、他のブロックすべてを干渉として取り扱うことができる。また、空間復号化された各ブロックを加算するので、例えば、ＳＦＢＣ符号化によるダイバーシチ効果に加えて、パスダイバーシチ効果を得ることが可能となる。
【００２７】
（６）また、本発明の無線受信方法は、空間符号化され、異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号として送信された送信信号をアンテナで受信する無線受信方法であって、前記空間符号化された送信信号を空間復号化する第１ステップと、前記空間復号化された送信信号を復調する第２ステップと、前記復調された送信信号について誤り訂正復号を行なう第３ステップと、送信側で空間符号化された送信信号を空間復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去する第４ステップと、を少なくとも含むことを特徴としている。
【００２８】
このように、送信側で空間符号化された送信信号を空間復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去するので、例えば、ＳＦＢＣ符号化したデータを割り当てるサブキャリアの周波数応答の変動が大きくても、誤差の影響を補正したり、軽減したりすることが可能となる。その結果、ほぼ最大の送信ダイバーシチゲインを得ることができる。また、ＳＴＢＣを用いるシステムにおいても、より大きな送信ダイバーシチゲインを得ることができる。
【００２９】
（７）また、本発明の無線受信方法において、前記第４ステップは、伝搬路推定結果および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、干渉信号に対応する干渉レプリカ信号を生成する第５ステップと、前記空間復号化された送信信号から前記干渉レプリカ信号をキャンセルする第６ステップと、を含み、前記第５ステップおよび第６ステップを複数回繰り返すことを特徴としている。
【００３０】
このように、伝搬路推定結果および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、干渉信号に対応する干渉レプリカ信号を生成し、空間復号化された送信信号から前記干渉レプリカ信号をキャンセルするので、例えば、ＳＦＢＣ符号化されたデータが割り当てられたサブキャリアの周波数応答が異なる場合であっても、その誤差に起因する干渉成分のレプリカを生成し、これをキャンセルすることができ、干渉を低減することができる。その結果、ＳＦＢＣ符号化により生成されたデータをサブキャリアに割り当てる際、周波数応答が異なるサブキャリアに割り当てを行なったとしても、周波数応答がほぼ同一のサブキャリアにデータを割り当てた場合とほぼ同等のダイバーシチゲインを獲得することが可能となる。
【００３１】
（８）また、本発明の無線受信方法は、空間符号化され、異なるサブキャリアに割り当てられてマルチキャリア信号として送信された送信信号を受信する無線受信方法であって、伝搬路の時間応答を所定の時間間隔を有する複数のブロックに分割し、ブロック毎に各サブキャリアの周波数応答を出力する第７ステップと、前記ブロック毎の各サブキャリアの周波数応答および前記送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、前記ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成する第８ステップと、前記ブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化する第９ステップと、前記空間復号化された各ブロックを加算する第１０ステップと、前記加算後の各ブロックを復調する第１１ステップと、前記復調された加算後の各ブロックについて誤り訂正復号を行なう第１２ステップと、を含むことを特徴としている。
【００３２】
このように、ブロック毎の各サブキャリアの周波数応答および送信側で空間符号化された送信信号に基づいて、ブロック毎に受信信号レプリカ信号を生成し、ブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化するので、伝搬路を複数に分割処理することができ、周波数応答の変化を低く抑えることが可能となる。また、例えば、ＳＦＢＣ符号化のデータを割り当てるサブキャリア間に生じる周波数応答の変動が低い状態で、ＳＦＢＣの復号を行なうことが可能となる。
【００３３】
（９）また、本発明の無線受信方法において、前記誤り訂正復号後の信号に基づいて、前記ブロック毎に受信信号レプリカ信号を再度生成する第１３ステップと、前記ブロック毎の受信信号レプリカ信号を加算する第１４ステップと、受信した前記送信信号から、前記第１４ステップにおいて加算された信号をキャンセルする第１５ステップと、前記第１５ステップにおけるキャンセル後の信号と前記第１３ステップにおいて再度生成したブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化する第１４ステップと、前記第１６ステップにおいて空間復号化された各ブロックを加算する第１７ステップと、を含むことを特徴としている。
【００３４】
このように、誤り訂正復号後の信号に基づいて、ブロック毎に受信信号レプリカ信号を再度生成し、ブロック毎の受信信号レプリカ信号を加算し、受信した送信信号から、第１４ステップにおいて加算された信号をキャンセルし、第１５ステップにおけるキャンセル後の信号と第１３ステップにおいて再度生成したブロック毎の受信信号レプリカ信号を、ブロック毎に空間復号化し、第１６ステップにおいて空間復号化された各ブロックを加算するので、繰り返し処理において各ブロックを処理している最中は、他のブロックすべてを干渉として取り扱うことができる。また、空間復号化された各ブロックを加算するので、例えば、ＳＦＢＣ符号化によるダイバーシチ効果に加えて、パスダイバーシチ効果を得ることが可能となる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、送信側で空間符号化された送信信号を空間復号化部で復号することにより生じた干渉成分を繰り返して除去するので、例えば、ＳＦＢＣ符号化したデータを割り当てるサブキャリアの周波数応答の変動が大きくても、誤差の影響を補正したり、軽減したりすることが可能となる。その結果、ほぼ最大の送信ダイバーシチゲインを得ることができる。また、ＳＴＢＣを用いるシステムにおいても、より大きな送信ダイバーシチゲインを得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
次に、本発明に係る実施形態について、図面を参照しながら説明する。本発明の主題は、周波数方向に符号化することで送信ダイバーシチを得るＳＦＢＣを対象としているが、この考え方を時間方向のものであるＳＴＢＣ（Space Time Block Code）に適用し、時間方向の復号による残留干渉を軽減することも可能である。本明細書では、ＳＦＢＣやＳＴＢＣのような送信ダイバーシチ利得を得るために施す符号化を「空間符号化」と呼称し、これらを復号することを「空間復号化」と呼称する。
【００３７】
本実施形態では、ＳＦＢＣを用いるＯＦＤＭシステムを用い、送信アンテナ数は２とする。ただし、マルチキャリアシステムであれば、ＯＦＤＭである必要はない。また、送信アンテナ数が２以上になっても同様の考え方を用いることが可能である。
【００３８】
図１は、ＳＦＢＣによる送信ダイバーシチを実現することができるＯＦＤＭ送信装置の一例を示す図である。誤り訂正符号化部１０が、入力された送信データを誤り訂正符号化し、変調部１１が、ＢＰＳＫなどの変調を施す。さらに、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換部１２において、直列信号を並列信号に変換した後に、ＳＦＢＣ符号化部１３にてＳＦＢＣ符号化し、使用するアンテナ系列数のＳＦＢＣ符号化データを出力する。図１では、使用するアンテナ系列数を２としている。ＳＦＢＣ符号化部１３でＳＦＢＣ符号化されたデータをＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform：逆離散フーリエ変換）部１４−１、１４−２に入力し、データを送信する時間領域の信号を生成する。次に、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）挿入部１５−１、１５−２を介することにより、ガードインターバルを挿入し、次に、Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部１６−１、１６−２により直列信号に変換する。この直列信号は、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部１７−１、１７−２でアナログ信号に変換し、ＲＦ（高周波）部１８−１、１８−２により無線周波数帯域信号にさらに周波数変換して、図示しないアンテナを通して送信する。
【００３９】
ここで、誤り訂正符号化後のデータをｃ（ｕ）で表す。また、変調後のデータをｄ（ｔ）とし、一例として変調方式をＱＰＳＫとすると、ｃ（ｕ）とｄ（ｔ’）は、数式（６）式で示す関係になる。
【００４０】
【数６】
2010045422.tif 000008
数式（６）において、「ｔ’」は、使用するサブキャリア総数をＮとし、０≦ｔ’≦Ｎ−１の整数である。
【００４１】
次に、ＳＦＢＣ符号化について説明する。ＳＦＢＣ符号化部１３に入力されるデータをｄ（ｔ’）、ＳＦＢＣ符号化部１３からの出力をｓ（ａ、ｋ’）とする。ただし、ａは、アンテナ系列を示すインデックスであり、本実施形態では、１か２の値を取る。また、ｋ」は、使用するサブキャリア総数をＮとし、０≦ｋ’≦Ｎ−１の整数である。ｓ（ｋ’）は、数式（７）式で示される。
【００４２】
【数７】
2010045422.tif 000009
数式（７）において、「＊」は複素共役を意味し、ｔ、ｋは０≦ｔ、ｋ≦Ｎ／２−１の整数である。
【００４３】
以下、受信機で繰り返し処理を行ない、ＳＦＢＣ復号を精度よく行なう方法について説明する。ここでは、説明を簡単にするために、伝搬路はなんらかの方法で完全に受信機で推定できるものとしている。実際のシステムでは、完全に正確に推定することは不可能であるが、推定誤差がデータ部へのノイズの影響と同程度であれば、本発明に影響を与えるものではない。また、ＯＦＤＭシステムにおいて、伝搬路の周波数応答は、サブキャリアに送受信装置で既知のデータを割り当てることで推定され、推定した周波数応答をフーリエ変換することで、伝搬路の時間応答を取得できる。また、本発明においては、この伝搬路の周波数応答、時間応答の取得方法に依存するものではない。
【００４４】
（第１の実施形態）
本実施形態では、ＳＦＢＣ符号化されたデータが割り当てられたサブキャリアの周波数応答が異なることを前提にし、その誤差に起因する干渉成分のレプリカを生成し、繰り返し処理により、干渉を低減する方法について説明する。
【００４５】
図２は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一例を示す図である。図２において、ＲＦ部２１は、図示しないアンテナで受信した信号を、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦ部２１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。シンボル同期部２３は、ＧＩを含むＯＦＤＭ信号からＧＩを削除して、シンボルの同期をとる。Ｓ／Ｐ変換部２４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。ＤＦＴ部２５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じである。伝搬路推定部２６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎（本実施形態では、送信アンテナ１および２と受信アンテナとの間）およびサブキャリア毎に推定する。
【００４６】
ＳＦＢＣ復号化部２７は、送信装置で施されたＳＦＢＣ符号化に対する復号を行なう。ここで、ＳＦＢＣの復号について示す。ＳＦＢＣ復号化部２７に入力されるデータを、ｒ（ｋ’）、アンテナａから受信装置への伝搬路のサブキャリア毎の情報をｈ（ａ、ｋ’）、ＳＦＢＣ復号されたデータをｑ（ｔ’）とする。ｒ（ｋ’）は、数式（８）で示される。
【００４７】
【数８】
2010045422.tif 000010
ＳＦＢＣ復号化部２７では、数式（９）に相当する演算を行なう。
【００４８】
【数９】
2010045422.tif 000011
数式（９）を整理すると、数式（１０）が得られる。
【００４９】
【数１０】
2010045422.tif 000012
数式（１０）において、伝搬路の２乗の和で表される第一項が所望信号であり、ｄ（２ｔ）、ｄ（２ｔ＋１）の係数がダイバーシチゲインを示すものであり、第二項が干渉を示すものである。これまでは、ＳＦＢＣ符号化を行なったデータを割り当てるサブキャリア間で伝搬路が一定であるとし処理を行なっていたため、理想状態では、数式（１０）の干渉部である第二項がゼロとなるが、数式（３）を満たさない多くの場合には無視されていたことになる。
【００５０】
図２において、キャンセル部３１は、後述する干渉レプリカ生成部３２で生成された干渉レプリカを、ＳＦＢＣ復号化部２７の出力から減算する。ただし、１回目の処理においては、干渉レプリカは生成されていないため、キャンセルされる信号はない。干渉レプリカがキャンセルされた信号は、Ｐ／Ｓ変換部２８で直列の信号に変換される。その後、復調部２９でデータが復調され、誤り訂正復号化部３０で誤り訂正の復号が行なわれる。誤り訂正復号化部３０は、繰り返し処理を行なうときは、誤り訂正復号前のデータのＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する一方、繰り返し処理を終了するときは、誤り訂正復号結果を出力する。
【００５１】
図３は、干渉レプリカ生成部３２の概略構成を示すブロック図である。図３において、変調部４２、Ｓ／Ｐ変換部４３は、それぞれ、図１に示した変調部１１、Ｓ／Ｐ変換部１２と同じ機能を有する。図３に示す干渉レプリカ生成部３２には、誤り訂正復号化部３０から、送信側における誤り訂正符号化前の誤り訂正符号化ビットのＬＬＲと伝搬路情報が入力され、これらに基づいて、レプリカ生成部４４で干渉レプリカが生成される。
【００５２】
このように、干渉レプリカ生成部３２には誤り訂正符号化ビットのＬＬＲが入力される。例えば、各サブキャリアがＱＰＳＫで変調されている場合（ｄ（ｔ）がＱＰＳＫで変調されている場合）、ＱＰＳＫ信号を構成するのに必要となる２ビットの誤り訂正符号化ビットのＬＬＲをそれぞれｌ（２ｕ）、ｌ（２ｕ＋１）とすると、変調部４２は、数式（１１）に従って変調を行なう。
【００５３】
【数１１】
2010045422.tif 000013
すなわち、ｓｓ（ｔ’）は、ｄ（ｔ’）の期待値に比例した振幅を持つ軟判定レプリカということとなり、数式（１１）は、数式（６）と対応している。また、ｔａｎｈ（ｘ）は双曲線正接関数を表しており、ＬＬＲの絶対値が大きいほど、数式（６）に近づく。干渉レプリカ生成部３２では、このｓｓ（ｔ’）と、ｈ（ｋ’）から数式（１０）に基づいて、数式（１２）で示す干渉レプリカ信号ｉｒ（ｔ’）を生成する。
【００５４】
【数１２】
2010045422.tif 000014
キャンセル部３１には、ｑ（ｔ’）、ｉｒ（ｔ’）が入力される。そして、キャンセル部３１の出力を、ｃｒ（ｔ’）とすると、キャンセル部３１では、数式（１３）に従って処理が行なわれる。
【００５５】
【数１３】
2010045422.tif 000015
最初の処理では、ｉｒ（ｔ’）は、全て０である。この処理を繰り返し行なうに従って、ｉｒ（ｔ’）の精度が良くなり、数式（１０）の干渉成分が０に近づいていくことになる。
【００５６】
そして、ｃｒ（ｔ’）が復調部２９で復調され（本実施形態ではＱＰＳＫ復調）、誤り訂正復号化部３０において、繰り返しを行なう段階では、送信側における誤り訂正符号化前のデータのＬＬＲを出力し、繰り返しの最終では送信データが復号されて出力される。数式（１３）による説明に際しては、理解を容易にするため、ノイズ成分については省略して記載した。なお、ノイズを省略して説明することが発明に与える影響はほとんどない。
【００５７】
このように、ＳＦＢＣ符号化により生成されたデータをサブキャリアに割り当てる際、周波数応答が異なるサブキャリアに割当を行なったとしても、周波数応答がほぼ同一のサブキャリアにデータを割り当てた際とほぼ同等の送信ダイバーシチゲインが獲得できるようになる。
【００５８】
次に、ＳＴＢＣ符号化を使用するシステムについて簡単に説明する。数式（８）において、サブキャリアを示すｋを、時間を示すものとして読み替える。その他の処理については上記と全く同じである。また、ＳＴＢＣ符号化を用いるＯＦＤＭについても簡単に適応することができる。なお、本発明をＳＴＢＣに適応する際は、時間毎変換する伝搬路を取得する必要がある。ＳＴＢＣ符号化を用いるシステムなどでは、送受信機間で既知の信号を時間領域周波数領域に分散配置し、フィルタリングすることで、各時間、周波数の応答を取得する方法が知られている。
【００５９】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、ＳＦＢＣ符号化されたデータを割り当てたサブキャリアの周波数応答が異なることによる信号の劣化を干渉成分とし、干渉成分のレプリカを減算することで通信性能を改善する方法を示した。このような周波数応答の変化は、伝搬路の時間応答が長い時間にわたっている場合に発生する。
【００６０】
図４および図５は、伝搬路モデルの時間応答を示す図である。図４では、時間応答を（ａ）と（ｂ）の２通り示している。横軸が時間、縦軸が電力であり、双方とも４波の等電力モデルである。ただし、図４（ａ）は、図４（ｂ）に対して時間的な広がりが大きい場合である。図４（ａ）と図４（ｂ）とを比較すると、図４（ａ）の方が、伝搬路の周波数変動は大きくなり、第１の実施形態で示した干渉成分が大きくなる。一方、図４（ｂ）は、周波数変動が小さくなるので、第１の実施形態で示したような繰り返し処理を行なわなくても、ＳＦＢＣによる送信ダイバーシチ効果が十分に期待できる。
【００６１】
図５は、図４（ａ）と同じモデルであるが、点線の四角により２つの領域に各パスが区別されている。このようにパスを受信機で分離処理することができれば、伝搬路の広がりとしては、図４（ｂ）と同じ程度になり、ＳＦＢＣ符号化されたデータを割り当てるサブキャリア間の周波数の変動小さくすることができ、ＳＦＢＣによる送信ダイバーシチゲインを最大限得ることが可能になる。本実施形態はこのような原理に基づく構成を示している。
【００６２】
図６は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一例を示す図である。図６において、ＲＦ部２１は、図示しないアンテナで受信した信号をＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換可能な周波数帯域に変換する。Ａ／Ｄ変換部２２は、ＲＦ部２１から入力されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換する。シンボル同期部２３は、ＧＩを含むＯＦＤＭ信号からＧＩを削除してシンボルの同期をとる。Ｓ／Ｐ変換部２４は、シンボル同期が取られた信号を、後段のＤＦＴポイント数に合わせるよう、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換を行なう。ＤＦＴ部２５は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。このＤＦＴ部２５の処理ポイント数は、通常、送信装置のＩＤＦＴ部のポイント数と同じである。
【００６３】
伝搬路推定部２６は、送信装置と受信装置の間の伝搬路をアンテナ毎（本例では送信アンテナ１および２と受信アンテナ間）およびサブキャリア毎に推定する。また、時間応答を複数のブロックに分割して処理するので、分割したブロック毎の周波数応答をサブキャリア毎に推定する。分割したブロック毎の周波数応答は、全体の周波数応答を時間応答に変換し、変換した結果をブロックに分割したものを再度周波数に変換することで取得できる。
【００６４】
キャンセル部５０は、受信信号レプリカ生成部５４で生成される送信信号のレプリカを受信信号から減算する。ただし、繰り返し処理を行なう際、一度目はレプリカが生成されないので、ＤＦＴ部２５からの入力がそのまま出力される。また、完全な送信信号のレプリカが生成された場合は、キャンセル部５０からの出力はノイズ成分のみになる。再構成部５１−１、５１−２には、受信信号レプリカ生成部５４から、各ブロックのレプリカ信号のみが入力され、パスを分離する。
【００６５】
ＳＦＢＣ復号化部５２−１、５２−２は、第１の実施形態で示したＳＦＢＣ復号化部２７と基本的には同じ働きをする。ただし、伝搬路情報として繰り返し処理の一度目は、受信信号からブロック毎に信号を分離することができないため、第１の実施形態と同様に全パスに対する周波数応答が入力されるが、２回目以降はブロック毎のパスだけを抽出した時間応答の周波数応答が入力される点で異なる。
【００６６】
加算・Ｐ／Ｓ変換部５３は、ＳＦＢＣ復号化部５２−１、５２−２の出力を加算し、直列の信号に変換する。その後、復調部２９でデータが復調され、誤り訂正復号化部３０で誤り訂正復号が行なわれる。誤り訂正復号化部３０は、繰り返し処理を行なうときは、誤り訂正復号前のデータ、すなわち、誤り訂正符号化ビットのＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力し、繰り返し処理を終了するときは、誤り訂正処理後のデータビットのＬＬＲを硬判定した誤り訂正復号結果を出力する。
【００６７】
なお、本実施形態では、ブロックを２つに分離することを前提としたため、再構成部５１−１、５１−２が、２つある構成になっているが、これは設計に応じて自由に変更することが可能である。また、ＳＦＢＣ復号化部５２−１、５２−２も便宜上、ブロック数と同じ構成としているが、行列演算を行なうことによりＳＦＢＣ復号化部を１つとすることも可能である。
【００６８】
図７は、受信信号レプリカ生成部５４の概略構成を示すブロック図である。図７において、変調部６２、Ｓ／Ｐ変換部６３は、図１に示した変調部１１、Ｓ／Ｐ変換部１２と同じ機能を有する。図７に示す受信信号レプリカ生成部５４には、誤り訂正復号化部３０から復号前の各データのＬＬＲと、ブロック毎の伝搬路の周波数応答が入力される。そして、図７に示すように、ブロック毎にレプリカ生成部６４−１、６４−２でレプリカが生成される。このレプリカ生成部６４−１、６４−２の出力が再構成部５１−１、５１−２にそれぞれ入力される。また、レプリカ生成部６４−１、６４−２のそれぞれの出力は、加算部６５で加算され、全てのブロックのレプリカ信号が生成される。この信号はキャンセル部５０に入力される。
【００６９】
本実施形態において、繰り返し処理を行なうことを前提としているが、１回目の処理については第１の実施形態の１回目の処理と同じであるため、以下では２回目以降の処理について数式を用いて説明する。
【００７０】
アンテナａから受信装置への伝搬路のサブキャリア毎の情報をｈ（ａ、ｋ’）、ブロックに分割した後のブロックｂにおけるアンテナａから受信装置への伝搬路のサブキャリア毎の周波数応答をｈ（ａ、ｂ、ｋ’）とする。また、説明を簡単にするため、ノイズ成分については省略して記載する。なお、ノイズを省略することが発明に与える影響はほとんどない。
【００７１】
まず、受信信号レプリカ生成部５４について説明する。受信信号レプリカ生成部５４には、前述したように、誤り訂正復号前のデータのＬＬＲが入力される。例えば、各サブキャリアがＱＰＳＫで変調されている場合（ｄ（ｔ）がＱＰＳＫで変調されている場合）、ＱＰＳＫ変調をするのに必要となる２ビットのＬＬＲをそれぞれｌ（２ｕ）、ｌ（２ｕ＋１）とすると、変調部６２は、数式（１４）に従って変調を行なう。
【００７２】
【数１４】
2010045422.tif 000016
レプリカ生成部６４−１、６４−２の出力ｉｒ（ｂ、ｔ’）は、ｂを１または２として、数式（１５）で表すことができる。
【００７３】
【数１５】
2010045422.tif 000017
そして、加算部６５の出力をｉｒ（ｔ’）とすると、
【数１６】
2010045422.tif 000018
と表すことができる。
【００７４】
一方、ＤＦＴの出力をｒ（ｋ’）とすると、
【数１７】
2010045422.tif 000019
と表すことができる。ｒ（ｋ’）およびｉｒ（ｔ’）がキャンセル部５０に入力される。キャンセル部５０の出力をｒｒ（ｋ’）は、
【数１８】
2010045422.tif 000020
となる。数式（１８）からもわかるように、受信信号レプリカ生成部５４の精度が高くなると、キャンセル部５０の出力は、数式（１８）には明示していないノイズのみとなる。再構成部５１−１、５１−２の出力ｒｒｒ（ｂ、ｋ’）は、
【数１９】
2010045422.tif 000021
となる。ＳＦＢＣ復号化部５２−１、５２−２では、数式（２０）に従って演算を行なう。先に示したように、繰り返し処理の１回目は第１の実施形態で示したものと変わらないので、数式（２０）は、２回目以降の場合を示す。ＳＦＢＣ復号化部の出力ｑ（ｂ、ｔ’）は、
【数２０】
2010045422.tif 000022
となる。加算・Ｐ／Ｓ変換部５３では、ＳＦＢＣ復号化部５２−１、５２−１の出力が加算され、データがシリアルに変換される。加算・Ｐ／Ｓ変換部５３の出力をｑｑ（ｔ’）とすると、
【数２１】
2010045422.tif 000023
となる。そして、ｑｑ（ｔ’）が復調部２９で復調され（本実施形態ではＱＰＳＫ復調）、誤り訂正復号化部３０において、繰り返しを行なう段階では、送信における誤り訂正後の誤り訂正符号化ビットのＬＬＲが出力され、繰り返しの最終時では、送信データが復号され出力される。
【００７５】
このような処理を行なうことによって、伝搬路を複数に分割処理でき、周波数応答の変化を低く抑えることが可能になり、ＳＦＢＣ符号化のデータを割り当てるサブキャリア間に生じる周波数応答の変動が低い状態で、ＳＦＢＣの復号を行なうことが可能になる。また、分割した伝搬路のＳＦＢＣ復号後に，分割したそれぞれが合成されるので、ＳＦＢＣ符号化によるダイバーシチ効果に加え、パスダイバーシチ効果も得られる。
【００７６】
以上、第１の実施形態、第２の実施形態では、マルチキャリア通信方式の例としてＯＦＤＭ信号を用いて説明したが、マルチキャリア信号に対してＳＦＢＣ符号化可能なシステムであれば適用可能であり、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのようなベースをシングルキャリア信号としたマルチキャリア信号にも適用できる。ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号をＳＦＢＣにより符号化する際は、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）特性が変わらないように配慮すると、隣接する位置のサブキャリアで符号化することは難しい。従って、本発明で示した受信方法が有効に動作すると考えられる。また、数式（３）、数式（２０）では、ノイズや干渉を考慮しない重みを用いて説明しているが、これらは一例に過ぎず、例えば、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準のように、繰り返し毎に重みを変更することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】ＳＦＢＣによる送信ダイバーシチを実現することができるＯＦＤＭ送信装置の一例を示す図である。
【図２】第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一例を示す図である。
【図３】干渉レプリカ生成部３２の概略構成を示すブロック図である。
【図４】伝搬路モデルの時間応答を示す図である。
【図５】伝搬路モデルの時間応答を示す図である。
【図６】第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置の一例を示す図である。
【図７】受信信号レプリカ生成部５４の概略構成を示すブロック図である。
【図８】ＳＦＢＣによる送信ダイバーシチを実現することができるＯＦＤＭ送信装置の一例を示す図である。
【図９】図８で示した送信装置で送信された信号を受信することができるＯＦＤＭ受信装置の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００７８】
１０  誤り訂正符号化部
１１  変調部
１２  Ｓ／Ｐ変換部
１３  ＳＦＢＣ符号化部
１４−１、１４−２  ＩＤＦＴ部
１５−１、１５−２  ＧＩ挿入部
１６−１、１６−２  Ｐ／Ｓ変換部
１７−１、１７−２  Ｄ／Ａ変換部
１８−１、１８−２  ＲＦ部
２１  ＲＦ部
２２  Ａ／Ｄ変換部
２３  シンボル同期部
２４  Ｓ／Ｐ変換部
２５  ＤＦＴ部
２６  伝搬路推定部
２７  ＳＦＢＣ復号化部
２８  Ｐ／Ｓ変換部
２９  復調部
３０  誤り訂正復号化部
３１  キャンセル部
３２  干渉レプリカ生成部
４２  変調部
４３  Ｓ／Ｐ変換部
４４  レプリカ生成部
５０  キャンセル部
５１−１、５１−２  再構成部
５２−１、５２−２  ＳＦＢＣ復号化部
５３  加算・Ｐ／Ｓ変換部
５４  受信信号レプリカ生成部
６２  変調部
６３  Ｓ／Ｐ変換部
６４−１、６４−２  レプリカ生成部
６５  加算部
【図１】
2010045422.tif 000024
【図２】
2010045422.tif 000025
【図３】
2010045422.tif 000026
【図４】
2010045422.tif 000027
【図５】
2010045422.tif 000028
【図６】
2010045422.tif 000029
【図７】
2010045422.tif 000030
【図８】
2010045422.tif 000031
【図９】
2010045422.tif 000032