(57)【要約】      （修正有）【課題】出力電圧が高い場合においても、ブートストラップコンデンサの初期充電を完了させ、ＤＣ−ＤＣコンバータを確実且つ高速に起動する。【解決手段】スイッチＭｄｃ６０は、発振器６７の出力信号ＯＳＣのＨ／Ｌにより、ＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。スイッチＭｄｃ６０がＯＮになると、レギュレータ５５からはブートストラップコンデンサＣｂｏｏｔ５２へ充電電流が流れ、出力ＯＵＴからは出力コンデンサＣｏｕｔ５９の放電電流が流れる。インダクタ電流ＩＬの絶対値は時間とともに増加し、端子電圧Ｖｓｗ５４も上昇する。スイッチＭｄｃ６０がＯＦＦすると、インダクタ電流ＩＬは、スイッチング素子Ｍｓｗ５１のボディダイオードを経て入力ＩＮへと流れながら減少する。インダクタ電流ＩＬが十分に減少した後、再びスイッチＭｄｃ６０がＯＮすると、端子電圧Ｖｓｗ５４が低い状態から始まり、ブートストラップコンデンサＣｂｏｏｔ５２の充電が行われる。【選択図】図１
2010200554.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイドスイッチング素子の駆動にブートストラップ回路を用いるDC-DCコンバータにおいて、前記ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子と接地間に還流ダイオードと並列にスイッチを設け、前記DC-DCコンバータの起動前に、前記スイッチの導通／遮断を複数回繰り返し実行させて前記ブートストラップ回路のブートストラップコンデンサの充電を行うことを特徴とするDC-DCコンバータ。
【請求項２】
前記スイッチの導通／遮断を制御する発振器を設け、該発振器の入力を制御して前記スイッチの導通／遮断を行わせることを特徴とする請求項１記載のDC-DCコンバータ。
【請求項３】
前記発振器の周波数及びパルスのDuty比を、前記DC-DCコンバータのインダクタンス，入力電圧，出力電圧の設定値の範囲を考慮した適切な値に選定することを特徴とする請求項２記載のDC-DCコンバータ。
【請求項４】
前記発振器の周波数又はパルスのDuty比は、ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子の電圧情報を基に、前記パルスの周波数又は前記パルスのDuty比のいずれか一方を或いは両方を決定することを特徴とする請求項３記載のDC-DCコンバータ。
【請求項５】
ハイサイドスイッチング素子の駆動にブートストラップ回路を用いるDC-DCコンバータにおいて、前記ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子と接地間にスイッチ並びに該スイッチに並列に同期整流素子を設け、前記DC-DCコンバータの起動前に、前記スイッチの導通／遮断を複数回繰り返し実行させて前記ブートストラップ回路のブートストラップコンデンサの充電を行うことを特徴とするDC-DCコンバータ。
【請求項６】
前記スイッチの導通／遮断を制御する発振器を設け、該発振器の入力を制御して前記スイッチの導通／遮断を行わせることを特徴とする請求項５記載のDC-DCコンバータ。
【請求項７】
前記発振器の周波数及びパルスのDuty比を、前記DC-DCコンバータのインダクタンス，入力電圧，出力電圧の設定値の範囲を考慮した適切な値に選定することを特徴とする請求項６記載のDC-DCコンバータ。
【請求項８】
前記発振器の周波数又はパルスのDuty比は、ハイサイドスイッチング素子の低電位側端子の電圧情報を基に、前記パルスの周波数又は前記パルスのDuty比のいずれか一方を或いは両方を決定することを特徴とする請求項７記載のDC-DCコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ハイ(High)サイドスイッチング素子の駆動にブートストラップ回路を必要とするDC-DCコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
図３は、ハイ(High；以後Hと略称する)サイドスイッチング素子にNチャネルMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いた従来のDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。図３においてHサイドスイッチング素子Msw31は、ブートストラップコンデンサCboot32に充電されている電荷によって駆動され、制御回路41の出力である制御信号に応じてON/OFFする。インダクタL38を流れるインダクタ電流ILは、Hサイドスイッチング素子Msw31のON時には、Hサイドスイッチング素子Msw31を経由して入力INから出力OUTへと流れ、Hサイドスイッチング素子Msw31のOFF時には、還流ダイオードD1(33)を経由して接地GNDから出力OUTへと流れる。還流ダイオードD1(33)の導通期間には、Hサイドスイッチング素子Msw31のソース側の端子電圧Vsw34が低下し、レギュレータ35からブートストラップダイオードDboot36を経由してブートストラップコンデンサCboot32に充電電流が供給されることにより、Hサイドスイッチング素子Msw31の駆動に使用した電荷が補充される。このように、一旦Hサイドスイッチング素子Msw31のON/OFF動作が開始されれば、Hサイドスイッチング素子Msw31の駆動とブートストラップコンデンサCboot32の充電を周期的に繰り返すことで、DC-DCコンバータの動作が保証されるが、DC-DCコンバータの起動前には、Hサイドスイッチング素子Msw31の駆動に十分な電圧まで、ブートストラップコンデンサCboot32を充電しておく必要がある。
【０００３】
通常、出力コンデンサCout39の容量値CoutとブートストラップコンデンサCboot32の容量値Cbootの大小関係は、Cout>>Cbootであり、初期状態において、出力コンデンサCout39の電荷が放電され、出力電圧Vout45が0Vであれば、レギュレータ35の出力電圧Vregの立ち上がりに合わせてVreg→Dboot(36)→抵抗r(37)→Cboot(32)からインダクタL38を経由して出力コンデンサCout39に至る経路でブートストラップコンデンサCboot32の充電電流が流れ、レギュレータ35の出力電圧Vreg付近までブートストラップコンデンサCboot32が充電される。しかし、出力コンデンサCout39に初期電荷が残っている場合や、他の電源から電流の回り込みがあって出力電圧Vout45が0V近傍に十分に下がらない場合には、ブートストラップコンデンサCboot32の充電を十分に行うことができず、この状態でDC-DCコンバータが動作を開始すると、Hサイドスイッチング素子Msw31が導通しなかったり、Hサイドスイッチング素子Msw31のゲート電圧が不十分でオン抵抗が高い状態でHサイドスイッチング素子Msw31が導通するために熱破壊したりする可能性がある。
【０００４】
この対策として、Hサイドスイッチング素子の低電位側端子(Hサイドスイッチング素子Msw31にNチャネルMOSFETを用いた場合のソース側の端子)−接地間にNチャネルMOSFETからなるトランジスタスイッチMdc40を設け、DC-DCコンバータの起動前にこれを導通させることでブートストラップコンデンサCboot32を充電する手法もあるが、以下の問題がある。すなわち、トランジスタスイッチMdc40が導通すると、出力OUTからインダクタL38を介してトランジスタスイッチMdc40に電流が流れ込み、ブートストラップコンデンサCboot32が十分に充電される前に、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位が上昇してしまう可能性がある。この場合でも、トランジスタスイッチMdc40を介して出力コンデンサCout39の電荷が放電されれば、それに伴ってHサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位も低下し、ブートストラップコンデンサCboot32は最終的には十分に充電される(ただし、時間は掛かる)が、他の電源からの電流の回り込み等で出力電圧Vout45が下がらない場合には、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位も下がらず、いつまで経っても、ブートストラップコンデンサCboot32は十分に充電されないことになる。
【０００５】
トランジスタスイッチMdc40のオン抵抗がゼロならHサイドスイッチング素子Msw31の端子電圧Vsw34の電位は上昇しないが、実際は5〜10Ω程度のオン抵抗を持っているので、トランジスタスイッチMdc40に流れる電流により電位差が生じる。このオン抵抗を数十〜数百ｍΩ程度に下げられればさほど大きな問題にはならないかもしれないが、この低抵抗を実現させるためにはトランジスタスイッチMdc40の大きさ（半導体チップ上での占有面積）を非常に大きくする必要がある。実際、5〜10Ω程度のオン抵抗を実現するだけでも無視できない面積が必要であり、数十〜数百ｍΩ程度となるとHサイドスイッチング素子Msw31と同程度の大きさになってしまうため、結局トランジスタスイッチMdc40用にパワートランジスタを追加することになってしまう。ところで、パワートランジスタは、電源システムを半導体に集積する際、通常では最も大きな面積を必要とする部品として位置付けられており、このようにすると、半導体チップのコストを大幅に引き上げることになり、回路設計の上では避けなければならないことになる。
【０００６】
また、インダクタＬ38のインダクタンスが小さいので、トランジスタスイッチMdc40がオンしてから数十μｓ程度で、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位は出力電圧Vout45とほぼ同じになってしまう。例えば、出力電圧Vout45の定常出力電圧が5Vで、起動時に出力電圧Vout45が前の出力電圧の5Ｖがそのままで残っていて、トランジスタスイッチMdc40のオン抵抗が10Ωとすると、数十μｓ後にはトランジスタスイッチMdc40に500mAの電流が流れていることになる。出力コンデンサCout39は大きいコンデンサなので100μｓ程度は500mAという電流を十分維持することができる。また、レギュレータ35（これはシリーズレギュレータ）には出力抵抗(図示せず)があり、出力電流値をむやみに大きくすることができないので、数十μｓ程度の時間ではブートストラップコンデンサCboot32をゼロから5Vまで充電することはできない。一方、レギュレータ35の出力電圧Vregは5Vであり、Hサイドスイッチング素子Msw31の低電位側の端子電圧Vsw34の電位が上昇すると、ドライバ（Driver）43を駆動できる電圧までブートストラップコンデンサCboot32を充電できなくなる。
【０００７】
ちなみに特許文献１に示されるDC-DCコンバータには、ブートストラップコンデンサ8を充電時にHサイドスイッチング素子2の低電位側の端子(スイッチング端子)から切り離して接地する構成が示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００７−２１５２５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし特許文献１に示されたDC-DCコンバータの構成では、その図１に示されるスイッチ12に対応するスイッチが図３に示す従来構成のDC-DCコンバータに比べると１つ余分に必要となる。このスイッチ抵抗12のオン抵抗は小さくしておく必要があり、その大きさ（半導体チップ上での占有面積）が問題となる。また、特許文献１の図１のブートストラップコンデンサ8を集積回路に外付けするためには、図３に示す従来構成のDC-DCコンバータに対しては、Cboot32とVsw34の間にスイッチ12を挿入する形になり、スイッチ12を半導体チップに内蔵させたとしても、Vsw32とは別の端子が外付け端子として１つ余分に必要となるという問題がある。
【００１０】
つまり、特許文献１においてもスイッチ12のオン抵抗を数Ωにしようとするとそれなりに大きな面積を必要とするので、このようなスイッチが増えることは電源システムを半導体に集積する際には好ましくないという問題があり、また通常、半導体チップに対し外付けとなるブートストラップコンデンサCboot32に対する半導体チップの外部端子は、Vboot42とVsw34になるが、上記特許文献１ではCboot32とVsw34の間にスイッチ12を挿入する形になるので、スイッチ12を半導体チップに内蔵させる場合は、ブートストラップコンデンサCboot32を外付けさせるためにVsw34とは別の端子を新たに設ける必要があるという問題がある。さらにスイッチ12も外付けにする場合は端子の追加は必要ないが、スイッチ12としてディスクリートのトランジスタを半導体チップの外部に追加する必要があるという問題がある。
【００１１】
そこで本発明のDC-DCコンバータは、出力電圧が高い場合においても、ブートストラップコンデンサの初期充電を完了させ、DC-DCコンバータを確実且つ高速に起動できるようにすることを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明のDC-DCコンバータは、DC-DCコンバータの起動前に、スイッチング素子の低電位側端子−接地間に設けたスイッチ(Mdc)の導通と遮断を複数回繰り返すことにより、ブートストラップコンデンサ(Cboot)の充電を行って、確実かつ高速にDC-DCコンバータを起動するよう構成したものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、出力コンデンサ(Cout)に出力電圧が残っている状態においても、出力コンデンサ(Cout)に保存されているエネルギーを全部捨てずに残存させたまま、ブートストラップコンデンサ(Cboot)を充電することが可能であり、確実かつ高速に起動可能なDC-DCコンバータが実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】本発明の実施形態に係るDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。
【図２】図１のDC-DCコンバータの動作波形を示す図である。
【図３】従来のDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るDC-DCコンバータの構成を示すブロック図である。また図２は、図１のDC-DCコンバータの動作波形を示す図である。DC-DCコンバータとしての基本的構成および動作は図３に示す従来のDC-DCコンバータと同様であるので、以下、本発明に係る従来技術と異なる箇所について説明する。図１において、DC-DCコンバータは、制御回路61の入力であるrun/stop bar信号がロー（L）レベルの時に停止し、ハイ（H）レベルの時に動作するよう構成されている。一方、発振器67は、制御回路61の入力であるrun/stop bar信号がインバータ66を介して供給されるため、run/stop bar信号がHレベルの時に停止（発振器67の出力はLレベル）し、Lレベルの時に動作（発振器67はパルスを出力；図２の通常動作前を参照）する。
【００１６】
Hサイドスイッチング素子の低電位側端子(Hサイドスイッチング素子Msw51にNチャネルMOSFETを用いた場合のソース側の端子)−接地間に設けられたNチャネルMOSFETからなるトランジスタスイッチMdc60は、発振器67の出力信号OSCのH/Lにより、オン（ON）／オフ（OFF）を繰り返す（図２上段参照）。スイッチMdc60がONになると、レギュレータ（シリーズレギュレータ）55からはブートストラップダイオードDboot56，抵抗r(57)，ブートストラップコンデンサCboot52，スイッチMdc60という経路でブートストラップコンデンサCboot52の充電電流が流れるとともに、出力OUTからはインダクタL58，スイッチMdc60という経路で出力コンデンサCout59の放電電流が流れる。インダクタL58を経由して流れる電流（インダクタ電流IL）の絶対値は時間とともに増加する（図２中段参照。インダクタ電流ILは図１中の矢印で示されているＩＬの方向を正としているため、図２では負方向に増加する電流波形が示されている。）ため、Hサイドスイッチング素子Msw51の低電位側の端子電圧Vsw54はこれに合わせて上昇していく（図２下段参照）。ここで、スイッチMdc60がOFFになると、インダクタ電流ILは、Hサイドスイッチング素子Msw51のボディダイオード(図示せず)を経由して入力INへと流れながら減少する。インダクタ電流ILが十分に減少（図２中段参照）した後、再びスイッチMdc60がONになると、Hサイドスイッチング素子Msw51の低電位側の端子電圧Vsw54が低い状態から始まり（図２下段参照）、ブートストラップコンデンサCboot52の充電が行われる。この動作を繰り返す（図２に示す例では3サイクルの繰り返し）ことにより、出力電圧Vout65が十分に低下しない場合でも、端子電圧Vsw54の上昇を抑制することによりブートストラップコンデンサCboot52を十分に充電することができる。つまりは、出力コンデンサCoutに保存されているエネルギーを全部捨てずに残存させたまま、ブートストラップコンデンサ（Cboot）を充電することが可能であり、確実かつ高速にDC-DCコンバータを起動させることができる。
【００１７】
なお、スイッチMdc60を駆動する発振器67の出力信号OSCのパルスの周波数及びDuty比については、インダクタンスL(58)，入力電圧Vin(64)，出力電圧Vout(65)の設定値の範囲を考慮して、適切な値に選ぶ必要がある。複雑な回路が許容できる場合には、発振器67に、予めパルスの周波数及びDuty比の固定された発振器を用いるのではなく、Hサイドスイッチング素子Msw51の低電位側端子の電圧情報（インダクタ電流IL絶対値の増加時の電圧上昇、インダクタ電流IL絶対値が0まで減少した時の電圧降下、についての情報）（図２下段参照）を利用してパルスの周波数及びDuty比を決定することで、より柔軟な対応も可能となる。
【００１８】
また、本発明は、還流ダイオードD1(53)に代えて同期整流素子(図示せず)を採用した同期整流型のDC-DCコンバータにも適用可能であり、同期整流素子と並列にスイッチMdc60を設けるほか、DC-DCコンバータの起動前には、スイッチMdc60を使用する代わりに同期整流素子を使用して導通/遮断を複数回繰り返して、ブートストラップコンデンサCboot52の充電を実現する場合も、本発明の概念に含まれる。
【００１９】
また、本実施の形態では、Hサイドスイッチング素子Msw51にNチャネルMOSFETを用いた場合について説明したが、本発明はこれに限定するものではなく、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタなどの素子をHサイドスイッチング素子Msw51に適用してもよい。
【符号の説明】
【００２０】
51  ハイサイドスイッチング素子
52  ブートストラップコンデンサ
53  還流ダイオード
54  ハイサイドスイッチング素子の低電位側の端子電圧
55  レギュレータ
56  ブートストラップダイオード
57  抵抗(r)
58  インダクタ(L)
59  出力コンデンサ
60  スイッチ(Mdc)
61  制御回路
62  ブートストラップ電圧(Vboot)
63  ドライバ(Driver)
64  入力電圧(Vin)
65  出力電圧(Vout)
66  インバータ
67  発振器
【図１】
2010200554.tif 000003
【図２】
2010200554.tif 000004
【図３】
2010200554.tif 000005