(57)【要約】      （修正有）【課題】回転磁石形交流モータのロータの回転位置の検出精度を高めるとともに、電気的外乱の影響を低減できる交流モータの制御装置を提供する。【解決手段】ロータ位置検出手段と、ステータコイル電流検出手段と、要求出力とロータ回転位置およびコイル電流に基づき制御出力信号を演算する制御手段（制御装置本体）とを備え、位置検出手段はロータの回転位置に比例するとともに電気角の１回転でゼロに戻る不連続点のある出力特性を有し、制御手段は、位置検出手段の原位置信号θｉに含まれる高周波成分を除去してフィルタ出力信号Ｆｏを生成するローパスフィルタ部６と、ローパスフィルタ部６による位相遅れを補償する位相遅れ補償部５と、位置検出手段の不連続点以外でフィルタ出力信号Ｆｏを最終的な補正位置信号θｏとし不連続点で原位置信号θｉを補正位置信号θｏとする不連続点切替部（出力切替器７５）と、をもつ位置補正器２１を有する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルにインバータを制御してコイル電流を通電するために、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、前記コイル電流を検出する電流検出手段と、前記交流モータに要求される要求出力と検出した前記回転位置および前記コイル電流とに基づき所定の運転制御方式にしたがい制御出力信号を演算して前記インバータに送出する制御手段と、を備える交流モータの制御装置であって、
前記位置検出手段は、前記ロータの前記回転位置に比例するとともに電気角の１回転でゼロに戻る不連続点のある出力特性を有し、
前記制御手段は、前記位置検出手段から出力された原信号に含まれる高周波成分を除去してフィルタ出力信号を生成するローパスフィルタ部と、該ローパスフィルタ部による位相遅れを補償する位相遅れ補償部と、前記位置検出手段の前記不連続点以外で前記フィルタ出力信号を最終的な補正位置信号とし前記不連続点で前記原信号を前記補正位置信号とする不連続点切替部と、をもつ位置補正器を有することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１において、前記位置補正器の前記位相遅れ補償部は、前記原信号および前記補正位置信号を基にして比例積分制御により位相補償信号を生成し、前記ローパスフィルタ部は、前記不連続点以外で前記位相補償信号をフィルタ入力信号とし、かつ前記補正位置信号をフィルタ帰還信号とし、前記不連続点切替部は、前記不連続点で前記ローパスフィルタ部の前記フィルタ入力信号を前記原信号に切り替えることを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項３】
請求項２において、前記位置補正器の前記ローパスフィルタ部は２次以上の高次フィルタで構成され、前記位置補正器は、前記不連続点で前記フィルタ帰還信号を前記電気角の１回転相当分だけ減じる帰還補正部をもつことを特徴とする交流モータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転磁石形交流モータの制御装置に関し、より詳細には、ロータの回転位置の検出精度向上に関する。
【背景技術】
【０００２】
ロータに永久磁石を設けステータにコイルを設けた回転磁石形交流モータに、インバータを制御してコイル電流を通電する制御装置が知られている。インバータを用いれば、コイル電流の周波数ならびに通電位相を制御することができ、パルス幅変調方式を始めとする制御方式が実用化されている。また、高い制御性を確保するために、必要とされる要求出力に応じて電気入力を制御するだけでなく、ロータの回転位置およびコイル電流を逐次検出してフィードバック制御することが行われている。例えば、二軸理論では、ロータ上の永久磁石のＮ極の向きをｄ軸とし、ｄ軸から電気角９０度だけ回転した向きをｑ軸とし、ロータの回転位置を基にして三相のコイル電流ベクトルをｄｑ座標軸上の二軸電流に変換し、ｄｑ座標軸上で演算を行って制御量を求め、逆変換することで三相領域上の制御量を求めている。このような制御において、ロータの回転位置を高精度に検出することが重要である。位置検出手段としては、ロータ上の永久磁石に形成された磁界の変化に応じて電気的出力が変化するコイルを有するレゾルバなどが用いられている。
【０００３】
回転磁石形交流モータにおいてロータの回転位置の検出精度を高める技術が特許文献１〜３に開示されている。特許文献１の同期モータの検出位置補正方法では、コイルに所定の直流電流を流し、検出されたモータ位置（ロータ位置）と理論位置との差を求めて補正値としている。そして以降は、検出されたモータ位置に補正値を加算する補正を行うようにしている。特許文献２のモータにおける電気角検出装置は、電気角検出手段、記憶手段、補正手段を備え、電気角をゼロとする理論的な三相交流を印加したときの実際の電気角を検出し電気角補正データとしている。また、特許文献３の回転磁石形多相同期電動機の制御方法およびその装置では、電動機が一定の速度に到達した後に、入力されている電圧、電流および速度と機器定数を用いて二軸座標軸と多相交流座標系との位相補正値を算出している。
【０００４】
上記特許文献１〜３の技術はいずれも、電気的入力が既知の条件下で、ロータの実際の回転位置と理論回転位置との誤差を求めて補正値としている。この補正値は、回転位置を補正する単一の角度補正量である。そして、以降の制御において、検出された回転位置に補正値を加算あるいは減算することにより実回転位置を求めるようにしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−１２８４８４号公報
【特許文献２】特開平１０−２０１２７５号公報
【特許文献３】特開平１０−８０１８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、回転位置検出時の誤差は、位置検出手段とロータの相対位置関係に起因して発生する。例えば、ステータ側に位置検出手段としてレゾルバを設けロータ側の永久磁石に形成された磁界を検出する方式では、レゾルバと永久磁石の回転位置関係が正規位置から偏移していると、当然ながら偏移分の角度誤差が生じる。この角度誤差は恒常的に発生するものであり、特許文献１〜３に開示されている単一の角度補正量で補正することにより、検出精度は向上する。
【０００７】
しかしながら、回転位置の検出誤差は様々な要因によって生じ、回転位置に依存して時間的に誤差量が変動する場合も多い。例えば、ロータは、円筒状に形成された磁性体の外周面または内部に複数の永久磁石が円周方向に列設されて構成されるのが一般的である。永久磁石のＮ極およびＳ極は、径方向の内側と外側に配置され、円周方向に隣接する磁極が異なるように互い違いに配置されている。複数の永久磁石は本来、軸心から等距離に配置され、円周方向には等間隔に配置されるものであるが、部品寸法公差や組付け作業上の余裕度などに起因して微妙な配置誤差が生じ得る。ステータ側の位置検出手段が複数の検出素子を持つ場合には、同様の配置誤差が生じ得る。また、回転軸が磁性体の中心からずれて設けられ、あるいはロータとステータの軸心が完全に一致せず、いわゆる偏芯が生じていることも考えられる。さらには、レゾルバのような磁界検出形の位置検出手段では、永久磁石の個々の磁極の強さや磁性体との磁気的結合状態に依存する磁界誤差も生じ得る。モータの偏芯や、位置検出手段および永久磁石の配置誤差および磁界誤差に起因する回転位置の検出誤差は、ロータの機械的な１回転中で変動する。このような時間的に変動する回転位置の誤差量は、単一の角度補正量では補正できない。
【０００８】
さらには、レゾルバの電気的出力に電気的外乱（電気ノイズ）が重畳するおそれもある。電気的外乱は、一般的には回転位置の検出信号よりも高い周波数成分を有し、一時的に検出精度を低下させる。この電気的外乱に対し、従来特別な対策は施されていなかった。
【０００９】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、回転磁石形交流モータのロータの回転位置の検出精度を高めるとともに、電気的外乱の影響を低減できる交流モータの制御装置を提供することを解決すべき課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決する請求項１に係る交流モータの制御装置の発明は、永久磁石を有するロータおよびステータコイルを有するステータを備えた交流モータの前記ステータコイルにインバータを制御してコイル電流を通電するために、前記ロータの回転位置を検出する位置検出手段と、前記コイル電流を検出する電流検出手段と、前記交流モータに要求される要求出力と検出した前記回転位置および前記コイル電流とに基づき所定の運転制御方式にしたがい制御出力信号を演算して前記インバータに送出する制御手段と、を備える交流モータの制御装置であって、前記位置検出手段は、前記ロータの前記回転位置に比例するとともに電気角の１回転でゼロに戻る不連続点のある出力特性を有し、前記制御手段は、前記位置検出手段から出力された原信号に含まれる高周波成分を除去してフィルタ出力信号を生成するローパスフィルタ部と、該ローパスフィルタ部による位相遅れを補償する位相遅れ補償部と、前記位置検出手段の前記不連続点以外で前記フィルタ出力信号を最終的な補正位置信号とし前記不連続点で前記原信号を前記補正位置信号とする不連続点切替部と、をもつ位置補正器を有することを特徴とする。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１において、前記位置補正器の前記位相遅れ補償部は、前記原信号および前記補正位置信号を基にして比例積分制御により位相補償信号を生成し、前記ローパスフィルタ部は、前記不連続点以外で前記位相補償信号をフィルタ入力信号とし、かつ前記補正位置信号をフィルタ帰還信号とし、前記不連続点切替部は、前記不連続点で前記ローパスフィルタ部の前記フィルタ入力信号を前記原信号に切り替えることを特徴とする。
【００１２】
請求項３に係る発明は、請求項２において、前記位置補正器の前記ローパスフィルタ部は２次以上の高次フィルタで構成され、前記位置補正器は、前記不連続点で前記フィルタ帰還信号を前記電気角の１回転相当分だけ減じる帰還補正部をもつことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１に係る発明では、位置検出手段から出力された原信号に含まれる高周波成分がローパスフィルタ部で低減されるので、本来の信号よりも高い周波数成分を有して時間的に変動する誤差分が低減され、検出精度が高められる。同様に、電気的外乱のうち高周波成分が低減されるので、その影響が低減される。なお、ローパスフィルタ部による位相遅れは、位相遅れ補償部により補償されるので、検出遅れなどの弊害は生じない。また、位置検出手段の出力がゼロに戻る不連続点では、不連続点切替部が原信号を最終的な補正位置信号とする。したがって、ローパスフィルタ部による不連続点での波形鈍化による変歪を回避して、常に高い検出精度を維持できる。
【００１４】
請求項２に係る発明では、位相遅れ補償部は原信号および補正位置信号を基にして比例積分制御により位相補償信号を生成し、ローパスフィルタ部は不連続点以外で位相補償信号をフィルタ入力信号とするとともに自身が出力するフィルタ出力信号をフィルタ帰還信号とし、不連続点切替部は、不連続点でローパスフィルタ部のフィルタ入力信号を原信号に切り替える。このように、具体的に位置補正器を構成することができ、ディジタル演算を行うディジタル回路により実現することができる。
【００１５】
また、不連続点でフィルタ入力信号が原信号に切り替わるので、以降はローパスフィルタ部や位相遅れ補償部の内部に不連続点以前の不要な信号成分が残らない。したがって、不連続点の前と後の信号を用いて演算する不合理は生じず、高い検出精度が維持される。
【００１６】
請求項３に係る発明では、位置補正器のローパスフィルタ部は２次以上の高次フィルタで構成され、帰還補正部は不連続点でフィルタ帰還信号を電気角の１回転相当分だけ減じる補正を行う。この補正でフィルタ帰還信号は不連続点後の相当量となり、ローパスフィルタ部の内部で不連続点の前と後の信号を用いて演算する不合理は生じない。したがって、高次フィルタを用いたフィルタ効果が一層顕著となり、検出精度が格段に向上する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態の交流モータの制御装置を説明する全体構成図である。
【図２】実施形態の制御装置を用いた交流モータ制御のフローチャートである。
【図３】図１の実施形態の制御装置において、位置補正器を説明する機能ブロック図である。
【図４】図１の実施形態の制御装置において、位置補正の処理フローを説明するフローチャートである。
【図５】図３の位置補正器に入力される原位置信号、および位置補正器から出力される補正位置信号の時間波形を模式的に示した図である。
【図６】従来の回転位置補正方法を模式的に説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明を実施するための形態を、図１〜図５を参考にして説明する。図１は本発明の実施形態の交流モータの制御装置を説明する全体構成図であり、図２は、実施形態の制御装置を用いた交流モータ制御のフローチャートである。実施形態の制御装置１は、パルス幅変調方式でインバータ９２を制御して三相交流モータ９１を駆動するために、ロータとともに回転するｄｑ座標軸（２軸）上で制御に必要な演算を行うようになっている。制御装置１は、制御装置本体２、回転位置センサ３、２個の電流センサ４Ｕ、４Ｖ、で構成されている。本発明では、センサ３、４Ｕ、4Ｖも、制御装置１の構成要素として考える。
【００１９】
三相交流モータ９１は、２０極（１０極対）の永久磁石を有するロータと、三相のステータコイルを有するステータとで構成されている。三相交流モータ９１にコイル電流を通電するために、インバータ９２とバッテリ９３が配されている。インバータ９２は、制御装置本体２から出力される制御出力信号である電圧指示信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷにより制御され、バッテリ９３の直流電圧を断続してステータコイルに印加するようになっている。
【００２０】
三相交流モータ９１のロータの回転位置を検出する位置検出手段として、レゾルバ３１およびＲ／Ｄ変換器３２からなる回転位置センサ３が配設されている。レゾルバ３１は、ロータ上の永久磁石に形成された磁界を検出し、磁界に比例する連続的なアナログ量を出力するものである。Ｒ／Ｄ変換器３２は、レゾルバ３１の出力を回転位置に比例したディジタル量の原位置信号θｉに変換するとともに電気角の１回転でゼロに戻る出力特性を有し、出力がゼロに戻る不連続点でゼロ信号Ｚを出力するようになっている。
【００２１】
また、ステータコイルに流れるコイル電流のうち二相分ＩＵ、ＩＶを検出する電流検出手段として、２個の電流センサ４Ｕ、４Ｖが配設されている。
【００２２】
制御装置本体２は、コンピュータを内蔵してソフトウェアで動作する電子制御装置および図略のパルス幅変調回路で構成されている。図１に示されるように、制御装置本体２は、位置補正器２１、回転数演算器２２、三相／ｄｑ軸変換器２３、指令値演算器２４、電流制御器２５、ｄｑ軸／三相変換器２６、の各器で構成されている。各器２１〜２６は、独立した装置ではなく、制御装置本体２の内部に複合化されたソフトウェアとして実現されている。
【００２３】
位置補正器２１は、回転位置センサ３のＲ／Ｄ変換器３２から伝送された原位置信号θｉおよびゼロ信号Ｚを基に、最終的な補正位置信号θｏを求めて三相／ｄｑ軸変換器２３およびｄｑ軸／三相変換器２６に送出するものであり、詳細は後述する。回転数演算器２２は、位置補正器２１の補正位置信号θｏの時間微分（差分）からロータの回転数Ｒｐｓを求め、指令値演算器２４に送出する。三相／ｄｑ軸変換器２３は、まず、電流センサ４Ｕ、４Ｖで検出され伝送されたコイル電流ＩＵ、ＩＶを用い、電流ベクトル和がゼロであることから三相目のコイル電流ＩＷを演算する。次いで、補正位置信号θｏを用いて三相領域のコイル電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを、ロータとともに回転するｄｑ座標軸上の２軸電流ｉｄ、ｉｑに変換し、電流制御器２５に送出する。
【００２４】
一方、指令値演算器２４は、図略の上位制御装置から指令された要求トルクＴＲに基づき、必要とされる要求２軸電流ｉｄＲ、ｉｑＲを求めて、電流制御器２５に送出する。電流制御器２５は、検出に基づいた２軸電流ｉｄ、ｉｑと、指令に基づいた要求２軸電流ｉｄＲ、ｉｑＲとを比較し、両者の差を小さくするように所定の運転制御方式にしたがい電圧指示量ｖｄ、ｖｑをｄｑ座標軸上で求め、ｄｑ軸／三相変換器２６に送出する。ｄｑ軸／三相変換器２６は、電圧指示量ｖｄ、ｖｑを三相領域に逆変換する。これを基にして、図略のパルス幅変調回路は電圧指示信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを求め、インバータ９２に送出する。
【００２５】
次に、実施形態の制御装置１の動作、処理内容について図２を参考にして説明する。図示されるように、ステップＭ１でまず、回転位置センサ３から位置補正器２１に原位置信号θｉが入力される。ステップＭ２では、後で詳述するように、位置補正器２１内で原位置信号θｉから補正位置信号θｏが演算されて回転位置が補正される。ステップＭ３では、電流センサ４Ｕ、４Ｖから三相／ｄｑ軸変換器２３にコイル電流ＩＵ、ＩＶが入力され、三相目のコイル電流ＩＷが演算される。ステップＭ４では、三相／ｄｑ軸変換器２３でコイル電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが２軸電流ｉｄ、ｉｑに変換される。ステップＭ５では、電流制御器２５で所定の運転制御方式にしたがい、コイル電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを制御する電圧指示量ｖｄ、ｖｑがｄｑ座標軸上で演算される。ステップＭ６では、ｄｑ軸／三相変換器２６で電圧指示量ｖｄ、ｖｑが三相領域に逆変換される。ステップＭ７では、図略のパルス幅変調回路により電圧指示量ｖｄ、ｖｑから電圧指示信号ＶＵ、ＶＶ、ＶＷが求められ、インバータ９２に送出される。
【００２６】
次に、位置補正器２１の機能構成および処理内容について、図３および図４を参考にして詳細に説明する。図３は、位置補正器２１を説明する機能ブロック図であり、図４は、位置補正の処理フローを説明するフローチャートである。位置補正器２１は、Ｒ／Ｄ変換器３２から送出されたディジタル量の原位置信号θｉおよびゼロ信号Ｚを入力として、最終的な補正位置信号θｏを出力するものである。また、位置補正器２１は、ディジタル演算回路で構成され、図４の処理内容を所定のサイクルタイムで繰り返して行うようになっている。位置補正器２１は、図３に示されるように、位相遅れ補償部５、ローパスフィルタ部６、入力切替器７１、出力切替器７５、帰還補正部８、で構成されている。
【００２７】
位相遅れ補償部５は、原位置信号θｉおよび補正位置信号θｏを入力とし、両者の位相差を無くすように補償して位相補償信号θｃを出力する回路である。その処理内容は、図３の機能ブロックおよび図４のステップＳ１の演算式に示されるとおりであり、両者の差分（θｉ−θｏ）から求めた比例項と積分項を原位置信号θｉに加えて、位相補償信号θｃとしている。比例項は差分（θｉ−θｏ）に乗率Ａ３を乗じて求め、積分項は差分（θｉ−θｏ）に積分量ｍを加えた後に乗率Ａ４を乗じて求めている。なお、前回の積分量に今回の差分（θｉ−θｏ）を加えて今回の積分量ｍを求めるようになっている。
【００２８】
ローパスフィルタ部６は、フィルタ入力信号Ｆｉに含まれる高周波成分を除去してフィルタ出力信号Ｆｏを出力する回路であり、フィルタ機能を設けるためにフィルタ帰還信号Ｆｆｂを入力している。その処理内容は、図３の機能ブロックおよび図４のステップＳ５の演算式に示されるとおりであり、フィルタ入力信号Ｆｉに乗率Ａ０を乗じた項とフィルタ帰還信号Ｆｆｂに乗率Ａ２を乗じた項との和に、さらに振幅を調節する乗率Ａ１を乗じて、フィルタ出力信号Ｆｏとしている。
【００２９】
入力切替器７１および出力切替器７５は、不連続点切替部に相当する回路であり、不連続点でゼロ信号Ｚが発生したときにのみ切替動作する。図４のステップＳ２〜Ｓ４に示されるように、入力切替器７１は、ゼロ信号Ｚが発生していない通常時に位相補償信号θｃをフィルタ入力信号Ｆｉとし、ゼロ信号Ｚ発生時に原位置信号θｉをフィルタ入力信号Ｆｉとする。また、ステップＳ６〜Ｓ８に示されるように、出力切替器７５は、通常時にフィルタ出力信号Ｆｏを補正位置信号θｏとし、ゼロ信号Ｚ発生時に原位置信号θｉを補正位置信号θｏとする。
【００３０】
帰還補正部８は、不連続点でゼロ信号Ｚが発生したときにのみ実働する。図４のステップＳ２〜Ｓ４に示されるように、帰還補正部８は、ゼロ信号Ｚが発生していない通常時には補正位置信号θｏをそのまま通過させてフィルタ帰還信号Ｆｆｂとし、ゼロ信号Ｚ発生時には補正位置信号θｏから電気角の１回転相当分（３６０°）を差し引いてフィルタ帰還信号Ｆｆｂとしている。
【００３１】
位置補正器２１の処理内容を整理すると次のようになる。
（１）ゼロ信号Ｚが発生していない通常時には、位相遅れ補償部５で原位置信号θｉと前回の補正位置信号θｏから位相補償信号θｃを生成し、ローパスフィルタ部６で位相補償信号θｃと前回の補正位置信号θｏから今回の補正位置信号θｏを生成し、今回の補正位置信号θｏを外部出力するとともに、位相遅れ補償部５およびローパスフィルタ部６にフィードバックする。
（２）不連続点でゼロ信号Ｚが発生したときには、ローパスフィルタ部６のフィルタ入力信号Ｆｉおよび補正位置信号θｏを強制的に原位置信号θｉに切り替え、この原位置信号θｉを外部出力するとともに、フィルタ帰還信号Ｆｆｂにフィードバックされる前回の補正位置信号θｏから電気角の１回転相当分（３６０°）を差し引いて不連続点後の相当量とする。
【００３２】
つまり、位置補正器２１は、不連続点以外の原位置信号θｉが連続的に変化している時間領域において通常のローパスフィルタとして作用し、不連続点では機能を一時的に停止して原位置信号θｉを素通しする。ローパスフィルタは、本来連続的に変化する信号量に対して平滑化する効果を発揮するものであり、不連続点には適用できない。あえて適用すると、ローパスフィルタは不連続点の前後を無理して滑らかに結ぶので、波形鈍化による変歪が発生し、逆に精度が低下する。本実施形態は、不連続点を除いた時間領域で平滑化の効果により検出精度を高め、不連続点では原位置信号θｉの精度を保つものである。
【００３３】
なお、不連続点において、外部出力される補正位置信号θｏだけでなく、フィルタ入力信号Ｆｉおよびフィルタ帰還信号Ｆｆｂをも切り替えたのは、ローパスフィルタ部６内に不連続点以前の信号成分が残らないようにするためである。したがって、検出精度を格段に高めるためにローパスフィルタ部６のフィルタ次数を高くする場合、入力切替器７１、出力切替器７５、および帰還補正部８は、ゼロ信号Ｚの発生直後だけでなく、フィルタ次数に応じた所定回数のサイクルタイムの間続けて動作するように構成する。
【００３４】
次に、実施形態の制御装置１の作用、効果について、図５を参考にして説明する。図５は、位置補正器２１に入力される原位置信号θｉ、および位置補正器２１から出力される補正位置信号θｏの時間波形を模式的に示した図である。図中の横軸は時間ｔ、縦軸は換算された電気角であり、ロータが概ね等速回転しているときの４極対分に相当する４個の略三角形状の波形が例示されている。図中の実線は原位置信号θｉ、一点鎖線は補正位置信号θｏ、破線は本来入力されるべき真値信号θｔである。
【００３５】
図示されるように、真値信号θｔは、時間の経過に伴いゼロから単調増加する右肩上がりの直線で、３６０°に到達した直後ゼロに戻る不連続点を有する特性で示される。これに対し、原位置信号θｉは、製作上の公差などに起因して時間的に変動する誤差量を含んでおり、真値信号θｔに対して上下に偏移して波打っている。この波打ちの様子は、ロータの回転位置により様々に変化している。また、原位置信号θｉに、一過性の電気的外乱Ｎが重畳する場合もある。原位置信号θｉの波打ちや電気的外乱Ｎは、真値信号θｔよりも高周波成分を多く含んでおり、図中の不連続点Ｔ１〜Ｔ５を除いては、位置補正器２１のローパスフィルタ部６で低減される。また、不連続点Ｔ１〜Ｔ５では、補正位置信号θｏは原位置信号θｉに切り替えられて、検出精度が維持される。
【００３６】
この結果、補正位置信号θｏの波形は真値信号θｔの波形に近づく。したがって、位置補正器２１を用いずに原位置信号θｉを直接電気角に換算する場合と比較して、補正位置信号θｏを電気角に換算する本実施形態のほうが、誤差量が低減されて検出精度が高められる。
【００３７】
一方、特許文献１〜３の従来技術では、図６に示される補正方法を用いている。図６は、従来の回転位置補正方法を模式的に説明する図である。図示されるように、従来は、原位置信号αｉが真値信号θｔに対して平行に移動する形態の誤差を想定していた。そして、この誤差分を特定の測定条件下で求めて補正値Ａとし、原位置信号αｉに加減する補正を行っていた。この従来方法では、時間的に変動する誤差量や電気的外乱Ｎを除去できず、本発明の効果は明らかである。
【００３８】
なお、本実施形態においてパルス幅変調方式とｄｑ座標軸上の演算を組み合わせた運転制御方式を用いているが、これは必要条件ではなく、ロータの回転位置検出を行う各種の運転制御方式に適用できる。
【符号の説明】
【００３９】
１：実施形態の交流モータの制御装置
２：制御装置本体（制御手段）
２１：位置補正器      ２２：回転数演算器      ２３：三相／ｄｑ軸変換器
２４：指令値演算器    ２５：電流制御器        ２６：ｄｑ軸／三相変換器
３：回転位置センサ（位置検出手段）
３１：レゾルバ      ３２：Ｒ／Ｄ変換器
４Ｕ、４Ｖ：電流センサ（電流検出手段）
５：位相遅れ補償部
６：ローパスフィルタ部
７１：入力切替器      ７５：出力切替器
８：帰還補正部
９１：三相交流モータ      ９２：インバータ      ９３：バッテリ
θｉ：原位置信号          Ｚ：ゼロ信号
θｏ：補正位置信号        θｃ：位相補償信号
Ｆｉ：フィルタ入力信号    Ｆｏ：フィルタ出力信号    Ｆｆｂ：フィルタ帰還信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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