(57)【要約】【課題】内部雑音の統計性に基づいた信号処理を行うことにより、回路内部で大きな雑音を含む場合でも、信号検出を可能とする。【解決手段】複数の比較器４２をアレイ状に並べ、２つの閾値Ｂ，−Ｂを用い、入力信号がしきい値Ｂを超えた比較器４２の数Ｎ+と、しきい値−Ｂを下回った比較器４２の数Ｎ-とから、雑音に埋もれた小さな入力信号波形を推定する。【効果】この装置を通信用受信機に適用することで、A/D変換のダイナミックレンジを大きく向上させることができる。【選択図】図１
2010045622.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
雑音を含む入力信号を検出する信号検出装置であって、
Ｎ（Ｎは２以上の自然数）に並列化された各入力信号を、しきい値とそれぞれ比較するＮ個の比較器と、
前記各入力信号が前記しきい値を超えた比較器の数Ｎ+を算出する演算器と、
前記演算器の出力に基づき、前記各入力信号が前記しきい値を超えた比較器の数Ｎ+と前記比較器の素子数Ｎとの比：Ｎ+／Ｎを算出し、この比Ｎ+／Ｎと雑音の統計性とを用いて前記入力信号の波形を推定する分析手段とを有することを特徴とする信号検出装置。
【請求項２】
前記入力信号は、時間的に変化することにより、正及び負の値をとる信号であり、
前記しきい値は正負一組あり、
前記演算器は、前記各入力信号が前記正のしきい値を超えた比較器の数Ｎ+と、前記負のしきい値を下回った比較器の数Ｎ-とを算出するものであり、
前記分析手段は、前記演算器の出力に基づき、前記Ｎ+と前記素子数Ｎとの比：Ｎ+／Ｎと、前記Ｎ-と前記素子数Ｎとの比：Ｎ-／Ｎとを算出し、これらの比Ｎ+／Ｎ，Ｎ-／Ｎと雑音の統計性とを用いて前記入力信号の波形を推定するものである請求項１記載の信号検出装置。
【請求項３】
前記Ｎに並列化された各入力信号を増幅するＮ個の増幅器を含み、前記Ｎ個の比較器は、各増幅器の出力信号を、前記しきい値とそれぞれ比較するものである請求項１又は請求項２記載の信号検出装置。
【請求項４】
前記分析手段は、誤差関数erfの逆関数を用いて、前記入力信号の波形を推定するものである請求項１〜請求項３のいずれかに記載の信号検出装置。
【請求項５】
前記分析手段は、Ｎ+／ＮとＮ-／Ｎとの差を用いて、前記入力信号の波形を推定するものである請求項２又は請求項３記載の信号検出装置。
【請求項６】
前記しきい値と雑音強度との比（Ｂ／σn）は、ほぼ１〜２の範囲にある請求項１〜請求項５のいずれかに記載の信号検出装置。
【請求項７】
前記入力信号は周期的に変化する信号であり、前記比較器はその一周期にｍ回（ｍ＞＝２）サンプリングするものである請求項１〜請求項６のいずれかに記載の信号検出装置。
【請求項８】
前記サンプリング数ｍは、信号検出装置の感度に応じて設定される請求項７記載の信号検出装置。
【請求項９】
前記素子数Ｎは、信号検出装置の感度に応じて設定される請求項１〜請求項８のいずれかに記載の信号検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、内部雑音の統計性に基づいて微弱信号を検出することのできる信号検出装置に関するものである。
この信号検出装置は、電子回路の分野で、主として無線通信及び有線通信の受信回路、及びその集積化に利用することができる。
【背景技術】
【０００２】
近年，無線通信技術は急速に発達し，電子デバイスの小型化，軽量化，そして多機能化と高性能化が要求されている。この要求に従い，内蔵される集積回路にもさらなる微細化と高速化，低消費電力化が望まれている。現在，このような要望に応える技術として，微細化による性能向上が期待できるCMOS RF回路技術の開発が盛んである。
しかし、プロセスの微細化と低消費電力化によって、回路内部の雑音の影響は相対的に大きくなり、従来のＡ／Ｄ変換を用いた受信方式のままではダイナミックレンジの確保が困難となっている。
【０００３】
そこで、非特許文献１にあるように、雑音の統計性を利用して雑音レベル以下の微弱信号でも検出できるような高感度検出技術が近年検討されている。この技術は、比較器の応答が、熱雑音や特性ばらつきの統計性に基づいて分布を持つことを前提としている。
非特許文献１の技術では、入力信号s(t)をしきい値と比較する比較器を１つ用意し、その比較出力を時刻ごとに複数回取得し、それらの統計性を利用して、s(t)の波形を推定している。
【非特許文献１】G. Tapang, C. Saloma, “Dynamic-Range Enhancement of an Optimized 1-Bit A/D Converter”「最適化された１ビットＡ／Ｄ変換器によるダイナミックレンジの増進」 IEEE TRANSCATIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS - II: ANALOG AND DIGITAL SIGNAL PROCESSING, VOL。 49, NO。 1, JANUARY 2002
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところが、非特許文献１の技術では、時間周期に変化する信号は扱えるが、非周期的な信号を扱えないという欠点がある。
また、内部雑音には白色雑音でなく、1/f雑音のように同一回路でサンプリング時刻の異なる雑音に相関性がある場合があり、この場合、非特許文献１の技術では信号と雑音の統計性の区別が難しくなる。
【０００５】
本発明の目的は、内部雑音の統計性に基づき、雑音レベル以下、閾値以下の微弱信号に対しても十分な信号検出を可能とする信号検出装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の信号検出装置は、雑音を含む入力信号を検出する信号検出装置であって、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）に並列化された各入力信号を、しきい値とそれぞれ比較するＮ個の比較器と、前記各入力信号が前記しきい値を超えた比較器の数Ｎ+を算出する演算器と、前記演算器の出力に基づき、前記各入力信号が前記しきい値を超えた比較器の数Ｎ+と前記比較器の素子数Ｎとの比：Ｎ+／Ｎを算出し、この比Ｎ+／Ｎと雑音の統計性とを用いて前記入力信号の波形を推定する分析手段とを有するものである（請求項１）。
【０００７】
この信号検出装置は、全ての比較器には同一の信号が入力され、各入力信号が前記しきい値を超えた比較器の数Ｎ+から、入力信号を雑音の統計に基づき推定するものである。すなわち、入力信号と雑音が混ざっている場合、入力信号を検出した比較器の割合Ｎ+／Ｎが大きいほど、雑音に埋もれない大きな入力信号波形を推定することができ、入力信号を検出した比較器の割合Ｎ+／Ｎが小さいほど雑音に埋もれた小さな入力信号波形を推定することができる。
【０００８】
前記「雑音」は、入力信号に含まれる雑音でなく、信号検出装置の内部の回路から発生する雑音である。本発明では「雑音」の種類を熱雑音とみなし、その標準偏差（この明細書で「雑音強度」ということがある）をσnと書く。「雑音の統計性」とは、この熱雑音の持つ統計性、すなわちガウス分布に従う統計性のことである。
前記「しきい値」は雑音強度σnで規格化された無名数で表わすとよい。また、信号検出装置で検出可能な入力信号の最小振幅を「感度」という。本明細書では検出できる入力信号の最小振幅が小さい場合「感度が良い」といい、検出できる入力信号の最小振幅が大きな場合「感度が悪い」という。
【０００９】
本発明の信号検出装置の一つの側面では、前記入力信号は、時間的に変化することにより、正及び負の値をとる信号であり、前記しきい値は正負一組あり、前記演算器は、前記各入力信号が前記正のしきい値を超えた比較器の数Ｎ+と、前記負のしきい値を下回った比較器の数Ｎ-とを算出するものであり、前記分析手段は、前記演算器の出力に基づき、前記Ｎ+と前記素子数Ｎとの比：Ｎ+／Ｎと、前記Ｎ-と前記素子数Ｎとの比：Ｎ-／Ｎとを算出し、これらの比Ｎ+／Ｎ，Ｎ-／Ｎと雑音の統計性とを用いて前記入力信号の波形を推定する（請求項２）。このように、２つのしきい値を用いることによって、検出の信頼性をさらに向上することができる。
【００１０】
なお、本発明の信号検出装置は、前記並列化された各入力信号を増幅するＮ個の増幅器を含んでいてもよい（請求項３）。増幅器の増幅率は任意に選ぶことができる（１であってもよい）。この増幅器の内部で発生する熱雑音も、本発明の「内部雑音」に含まれるものとなる。
前記分析手段は、例えば、誤差関数erfの逆関数を用いて、前記入力信号の波形を推定することができる（請求項４）。誤差関数erfを用いるのが妥当な理由は、雑音で埋もれた信号を比較器で検出すると、信号がしきい値を超える確率は
【００１１】
【数１】
2010045622.tif 000003
【００１２】
のように誤差関数erfで表わされるからである。ここでσnは雑音強度、Ｂはしきい値、ｓは入力信号であり、ｘは雑音が乗った信号である。
前記分析手段は、閾値２つ使っていることを活かして，Ｎ+／ＮとＮ-／Ｎとの差を用いて、前記入力信号の波形を推定することもできる（請求項５）。これは［数１］の誤差関数の逆関数を近似的に表わしたものである。これにより、一般にハードウェア化が困難である統計処理法を代替し、簡単な演算回路を用いて信号が復元できるようになる。
【００１３】
前記しきい値と雑音強度との比（Ｂ／σn）は、ほぼ１〜２の範囲にあることが好ましい（請求項６）。比（Ｂ／σn）がこの範囲にあれば、信号検出装置の感度を最良にすることができる。
前記入力信号は周期的に変化する信号であり、前記比較器はその一周期にｍ回（ｍ＞＝２）サンプリングするものであることが好ましい（請求項７）。２回以上必要なのはサンプリング定理によるものである。
【００１４】
予想される入力信号の強度、すなわち感度に応じて、サンプリング回数ｍを変化させることが好ましい（請求項８）。例えば微弱な入力信号に対してはサンプリング回数ｍを多くする。大きな入力信号に対してはサンプリング回数ｍを少なくする。これにより、無駄な電力消費を無くすことができる。
予想される入力信号の強度、すなわち感度に応じて、素子数Ｎを変化させることが好ましい（請求項９）。微弱な入力信号に対しては多くの比較器、増幅器を動作させ、大きな入力信号に対しては少ない比較器、増幅器を動作させる。すなわち、予想される入力信号の強度に応じて、用いる比較器の素子数Ｎを変化させる。これにより、入力信号強度に応じて感度を変化させることが可能となる。また、使わない回路へのバイアス電流を少なくするかもしくは遮断することで、大きな入力信号の場合は回路の消費電力が少なくなり、無駄な電力消費を無くすこともできる。
【発明の効果】
【００１５】
以上のように本発明によれば、比較器をアレイ状に並列に並べることで、雑音電力に埋もれた微弱信号の検出ガ可能になる。本発明を通信用受信回路に適用することで、A/D変換器のダイナミックレンジを大きく向上させることができる。これにより、携帯電話端末及び基地局の発信出力を低減したり、光ファイバ通信の中継器を少なくするなどの効果が期待できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
＜信号検出装置＞
図１は、本発明の信号検出装置の構成を示すブロック図である。信号検出装置で検出の対象とされる入力信号ｓ（ｔ）は、時間的に変化することにより正及び負の値をとるアナログ信号であるが、正のみの値をとる信号や負のみの値をとる信号でも適用可能である。
【００１７】
信号検出装置は、Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）に並列化された各入力信号ｓ（ｔ）を増幅するＮ個の増幅器４１と、各増幅器の出力信号を正負一組のしきい値Ｂ，−Ｂとそれぞれ比較して１，０，−１の３値を得るＮ個の比較器４２と、各出力信号が正のしきい値Ｂを超えた比較器の数Ｎ+を算出するとともに、負のしきい値−Ｂを下回った比較器４２の数Ｎ-を算出する演算器４３と、演算器４３の出力に基づき、素子数Ｎ+と素子数Ｎとの比：Ｎ+／Ｎと、素子数Ｎ-と素子数Ｎとの比：Ｎ-／Ｎとを算出し、これらの比Ｎ+／Ｎ，Ｎ-／Ｎと、内部雑音の統計性とを用いて入力信号の波形を推定する統計処理ブロック４４とを備えている。
【００１８】
入力信号ｓ（ｔ）がＮ個の増幅器４１に同時に入力されると、各々の信号出力には各増幅器４１で生じた熱雑音が付加される。比較器４２においても同様である。ここで生じる雑音は、Ｎ個の各増幅器４１間において無相関であり、Ｎ個の各比較器４２間においても無相関である。
この雑音を比較器４２の入力位置で換算したものを、雑音ｎ（ｔ）と表記する。入力信号ｓ（ｔ）には雑音ｎ（ｔ）が付加されることになる。この入力信号ｓ（ｔ）と雑音ｎ（ｔ）との和、ｓ（ｔ）＋ｎ（ｔ）をｘ（ｔ）と表記する。
【００１９】
本実施形態では、入力信号ｓ（ｔ）の振幅は、雑音ｎ（ｔ）の標準偏差（本明細書で「雑音強度」と言うことがある）σnよりも小さく、かつ、しきい値Ｂ以下とする。ここで雑音強度σnは、回路内部で決まる定数である。
比較器４２は、雑音を含んだ信号ｘ（ｔ）を、閾値Ｂ，−Ｂの両方と比較して、１，０，−１のデジタル信号に変換する。演算器４３はそのデジタル出力の統計を見て、Ｎ個の並列化素子の中、信号がＢより大きいと判断した比較器４２の個数Ｎ+、−Ｂより小さい個数Ｎ-を求める。その結果、所定期間（例えば１サイクル）の入力信号に対し、Ｎ+とＮ-の二つの出力が得られる。統計処理ブロック４４は、この二つの出力に対して統計処理を用いることで、元の信号を再現する。
【００２０】
統計処理ブロック４４の機能の全部又は一部は、メモリ、ＣＤ−ＲＯＭ、ハードディスクなど所定の記憶媒体に記録されたプログラムを、信号検出装置のコンピュータが実行することにより実現される。しかし後に説明するように、統計処理ブロック４４の機能をハードウェアの回路で実現することもできる。
図２は、入力信号に重畳する雑音の影響を示す図である。横軸に電圧、縦軸に確率密度をとっている。入力信号ｓ（ｔ）、しきい値Ｂをそれぞれ縦の線で示している。雑音ｘ（ｔ）を分散σn2、平均値ｓのガウス分布で示している。この例では、しきい値Ｂを超えた信号が“１”、超えない信号が“０”と認識されるものとする。
【００２１】
このグラフでは、入力信号ｓ（ｔ）はしきい値Ｂよりも小さな値であるが、雑音ｎ（ｔ）が乗っているために、ｘ（ｔ）の一部がしきい値Ｂを超えてはみ出している。このはみ出した部分の確率密度をＰ（ｘ＞Ｂ）で表わす。確率密度Ｐ（ｘ＞Ｂ）は、
【００２２】
【数２】
2010045622.tif 000004
【００２３】
で表わされる。ここで、erfは誤差関数、σnは雑音強度、ｓは信号の振幅である。このように、雑音が加わることで、信号が閾値を超えることがある。この閾値Ｂを超える確率Ｐ（ｘ＞Ｂ）は、比較器４２の出力の時間的な統計やアンサンブル統計から計算できることから、確率Ｐ（ｘ＞Ｂ）に基づいて信号ｓ（ｔ）を推定することが可能である。
統計処理ブロック４４は式［数２］の逆処理をすることで、信号s (t) のある時刻(t = iTS, TS :サンプリング周期、ｉはサンプリング回数) でのサンプル値S(i ) が復元できる。復元式は
【００２４】
【数３】
2010045622.tif 000005
【００２５】
のようになる。この式から、閾値Ｂと、雑音強度σnと、ｘ（ｔ）がしきい値Ｂを超えた素子数Ｎ+と素子の総数Ｎとの比：Ｎ+／Ｎとが分かれば、信号Sが復元できることが分かる。しきい値と雑音の関係は規格化することができる。しきい値をＢ、雑音の標準偏差をσn、としたとき、規格化されたしきい値をＢ／σnで表わす。
閾値Ｂのとり方は、実施例で説明するように、雑音強度σnで規格化した場合の規格化しきい値（Ｂ／σn）が１〜２の範囲であることが好ましい。
【００２６】
以上の解析は、しきい値Ｂが１つの場合であったが、入力信号ｓ（ｔ）が時間的に変化することにより、正及び負の値をとる信号である場合（例えば位相変調された交流信号の波形）にも、容易に拡張することができる。
図３は、時間的に変化することにより正及び負の値をとる入力信号ｓ（ｔ）と、入力信号ｓ（ｔ）に雑音ｎ（ｔ）の乗った信号ｘ（ｔ）とを描いたグラフである。一組のしきい値Ｂ，−Ｂを示す。グラフでは、雑音強度σnを１とし、入力信号ｓ（ｔ）の振幅は０．３、閾値レベルは２としている（いずれも雑音強度σnの値１で規格化している）。また素子数Ｎ＝１２８としている。増幅器４１の利得は１としている。
【００２７】
このグラフは入力信号の一周期分であり、これをｍ回比較器４２で比較する。このｍをオーバーサンプリング回数という。本実施形態ではｍ＝８としている。各サンプリングした比較器４２の比較結果に基づき、サンプリングごとに、各入力信号が正のしきい値Ｂを超えた比較器４２の数Ｎ+を算出するとともに、負のしきい値−Ｂを下回った比較器４２の数Ｎ-を算出する。そして、Ｎ+と比較器４２の数Ｎとの比：Ｎ+／Ｎと、Ｎ-と比較器４２の数Ｎとの比：Ｎ-／Ｎとを算出する。
【００２８】
（ａ）Ｎ+＞Ｎ-の場合（入力信号が正であると推定される場合）、
【００２９】
【数４】
2010045622.tif 000006
【００３０】
に基づき、もとの入力信号を復元する。
（２）Ｎ+＜Ｎ-の場合（入力信号が負であると推定される場合）、
【００３１】
【数５】
2010045622.tif 000007
【００３２】
に基づき、もとの入力信号を復元する。
（３）Ｎ+＝Ｎ-の場合（入力信号が０と推定される場合）、
【００３３】
【数６】
2010045622.tif 000008
【００３４】
と推定する。
以上の［数４］〜［数６］に基づき、もとの入力信号を復元する。
このようにして、復元された信号Ｓをグラフ化すれば、図４のようになる。この結果、復元できた信号Ｓが元の信号ｓ（ｔ）と９５．１％の相関性を持つことが確認できる。
以上のように、この信号検出装置では、信号がB より大きいと判断した比較器４２の素子数Ｎ+と、信号が−B より小さいと判断した比較器４２の素子数Ｎ-とから、入力された信号を復元することができる。
【００３５】
＜統計処理ブロックのハードウェア化＞
本信号検出装置を通信信号などの検出に用いる場合、リアルタイム処理が不可欠である。ところが、統計処理ブロック４４は、［数４］［数５］のような誤差関数、相補誤差関数の入った複雑な式を扱うため、リアルタイム処理が難しい。
ここで、［数２］を［数７］のように近似することができることに注目する。
【００３６】
【数７】
2010045622.tif 000009
【００３７】
近似の結果、このＮ+／Ｎが閾値Ｂを超える確率を表すものとみなすことができる。ここで、注意しなければならない点は、閾値Ｂを越える理論的な確率Ｐ（ｘ＞Ｂ）とＮ+／Ｎは、完全に一致しないので（Ｎを増やすことでその確率に近づいて行くが）、Ｎ+／Ｎの誤差を許容する基準を設定する必要がある。この誤差を許容する基準については後に述べる。
【００３８】
そこで、閾値Ｂを越える近似的な確率Ｎ+／Ｎから、閾値−Ｂを下回る近似的な確率Ｎ-／Ｎを引いた結果に信号復元情報が含まれていることに着目し、確率の差
【００３９】
【数８】
2010045622.tif 000010
【００４０】
をとることを提案する。［数４］［数５］の逆誤差関数erf-1では、［数４］［数５］のうち片方しか使っていないが、この方法は簡単でありながら、閾値Ｂ，−Ｂを両方とも考慮している。
［数４］〜［数６］に基づき、もとの入力信号を復元する方法を「統計処理法」という。［数８］（Ｎ+／Ｎ−Ｎ-／Ｎ）に基づき、もとの入力信号を復元する方法を「加算法」という。
【００４１】
この［数８］を演算するハードウェア回路は、例えば図５に示すように簡単に作ることができる。図５で、演算器４３から出力されるＮ+．Ｎ-の値を減算器５８に入れて差を求め、それを除算器５９において素子数Ｎで割る。ただし素子数Ｎは固定値とする。このようにして（Ｎ+／Ｎ−Ｎ-／Ｎ）を出力することが出来る。
このようにして、統計処理ブロック４４のハードウェア化（集積回路化）が可能となり、回路実装が容易になる。また、処理時間の短縮を図ることができ、リアルタイム統計処理を可能となる。
【００４２】
＜素子数の増減＞
通常の受信方式では、前段増幅器により、A/D変換器の分解能確保に必要な信号強度、すなわち「感度」が得られるようにしているが、通信においては伝播する信号の強度が変動するため、感度を固定したままでは、しきい値Bよりかなり大きい強度の信号を受信した場合には正しい信号再生ができない。
【００４３】
図１の構成で、増幅器４１の利得を可変にすると感度を可変できるが、内部雑音も変化するために、雑音統計処理を複雑にし、信号復元を困難にするという問題がある。
そこで、素子数Ｎを可変とすることにより、感度を変化させ、入力信号の増減に対応するようにした。なお、素子数Ｎと感度との理論的関係は、次の［実施例］で図９を用いて説明する。
【００４４】
具体的には、図６に示すように、信号検出装置に制御回路４５を設け、制御回路４５から増幅器４１の電源もしくはバイアス電流を制御する信号線Ｃ１を増幅器４１に供給し、比較器４２の電源もしくはバイアス電流を制御する信号線Ｃ２を比較器４２に供給する。
制御回路４５は、信号検出装置の感度を良好にしたい（検出できる最低信号強度を下げたい）ときは、動作している増幅器４１と比較器４２の数、すなわち素子数Ｎを増やす。信号検出装置の感度を悪くしたい（検出できる最低信号強度を上げたい）ときは、動作している増幅器４１と比較器４２の数、すなわち素子数Ｎを減らす。これにより入力信号強度に応じて、用いる比較器４２と増幅器４１の個数を変化させ、感度を変化させることが可能である。受信する信号の強度が変化しても感度を変えることができるため、信号検出装置のダイナミックレンジを広げることができる。
【００４５】
また、動作していない増幅器４１と比較器４２のバイアス電流を少なくするかもしくは遮断する。これにより、無駄な電力消費を無くすことができる。
この素子数Ｎを可変にする場合、ハードウェア回路で［数８］を演算するようにした構成を図７に示す。図７では、演算器４３から出力されるＮ+，Ｎ-の値を減算器５８に入れて差を求め、それを除算器５９において素子数Ｎで割っている。ただし素子数Ｎは可変であり、制御回路４５から取得するものとする。このようにして簡単なハードウェア回路を用いて（Ｎ+／Ｎ−Ｎ-／Ｎ）を出力することが出来る。
【００４６】
以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、以上の形態に限定されるものではない。例えば、図１の信号検出装置ではＢ，０，−Ｂの３値が得られる比較器を想定しているが、シュミットトリガー回路を使っても動作には問題ないことを確認している。シュミットトリガーを使う場合、出力を加算処理するだけでよく、差を取る必要がない。その他、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。
【実施例】
【００４７】
−実施例１（しきい値、感度、素子数）−
図１に示す信号検出装置について、数値シミュレーションを行った。  
すでに説明したとおり、次の３つの条件を設定した。（１）雑音は増幅器ごとに独立で、ガウス分布に従う、（２）すべての内部雑音は比較器４２の前段に入力換算して表したとする、（３）各増幅器の利得は１である。
【００４８】
入力信号には無線通信で使われる位相偏移変調(PSK)信号を想定した。本構成では雑音を入力信号に意図的に入れるのではなく、増幅器４１や比較器４２自身が持つ内部雑音を利用するため、雑音は回路設計により決まる。
また、回路では雑音を入力側に換算して評価する場合が一般的であるので、２番目の仮定を立てた。 
【００４９】
また、増幅器の利得を１としているが、これはパラメータを少なくするためであり、感度特性を明確にした後、要求される感度と増幅器内部の雑音などを加味して増幅器の利得を調整することとしてもよい。
さらに、出力された信号が正しく復元されているかを判断するために、次のような２つの基準（ａ）（ｂ）を設定した。
【００５０】
（ａ）入力信号となる波形パターンと出力信号の相関を調べる。すなわち、本実施例ではPSK信号を想定しているので、入力信号は０°又は１８０°で位相変調された正弦波となる。この入力信号のパターンを既に出力側に準備しておいて、出力信号との相関を調べ、相関値が最大となる信号パターンを復元信号とする。
（ｂ）一つの振幅に対して、同じ過程を1万回行い、ビットエラーレートBERが１０-3以下になる場合、その振幅の信号は正確に検出されたと判定する。
【００５１】
本実施例において、感度、すなわちビット誤り率１０-3で正確に検出できる入力信号の最小振幅をＡs,minとし、「規格化感度」をしきい値で規格化した形（Ａs,min／Ｂ）で表わす。
雑音強度σnを固定したままでしきい値Ｂを変えながら規格化感度を調査した。
図８は、規格化感度（Ａs,min／Ｂ）としきい値対雑音比（Ｂ／σn）との関係を示すグラフである。幾とおりかの素子数Ｎを変数として調べた結果、最も良好な感度が得られるしきい値対雑音比（Ｂ／σn）は、ほぼ１〜２の範囲にあることが分かる。
【００５２】
しきい値対雑音比（Ｂ／σn）を固定した状況では、図８に示すように、用いる比較器４２の素子数Ｎにより感度が変化することも分かる。すなわち、素子数Ｎが多いほど、感度は良好になっている。素子数Ｎが少ない場合はしきい値対雑音比（Ｂ／σn）が２付近で最適だが、素子数Ｎが多い場合は一つのピーク点ではなく、雑音強度比1から2の広範囲の閾値で同等の感度を示している。このように広い範囲で同じ感度を示す場合、縦軸が閾値で規格化した信号振幅を示しているので、閾値の小さい方が雑音に比べて小さい信号まで再現できることが分かる。つまり、同じ感度の場合、できるだけ閾値を小さく設定することが望ましい。
【００５３】
次に、閾値Ｂを固定した上で、素子数Ｎ、一周期内のオーバーサンプリング回数ｍ、入力信号の変調方式(BPSK、QPSK)を変えながら数値シミュレーションを行った。
その結果を図９に示す。図９により、規格化感度が、素子数Ｎとｍの積の平方根√（ｍＮ）に比例して低下（改善）している様子が分かる。また、入力信号をBPSKからQPSKに変えた場合の感度の変化（図９の四角点から逆三角点への推移Ａ）は、同じ素子数Ｎにおいてｍを半分にした結果（図９の四角点から黒丸点への推移Ａ′）と一致している。
【００５４】
この結果から、素子数Ｎとオーバーサンプリング回数ｍとの積ｍＮが、感度に影響することがわかる。
以上の結果により、本発明を実用化する際の変数の関係が明らかになった。すなわち、（１）閾値対雑音強度比（Ｂ／σn）を１〜２の範囲に設定するとよい。（２）変調方式の高度化による感度劣化を考慮して、所望の感度に見合ったｍや素子数Ｎを設定する。感度を良くするには、素子微細化可能な範囲で、ｍや素子数Ｎを大きく設定すれば良い。
【００５５】
−実施例２（ハードウェア化の検証）−
図１０は統計処理法で復元した各信号の振幅の波形図である。図１１は加算法で復元した各信号の振幅の波形図である。ただし、加算法で求めた（Ｎ+／Ｎ−Ｎ-／Ｎ）をｋ（ｋは整数）倍して比較している。ｋの値は、両方法で求めた信号波形の振幅が最も近づくような値とする。この実施例ではｋ＝４としている。
【００５６】
計算条件は、２つの入力信号の周波数：ｆ１＝125[MHz]、ｆ２＝117.1875[MHz]、規格化感度：Ａs,min=0.711、 雑音強度：σn=1、 しきい値：B=1.7783、 素子数：N=128である。
周波数の違う２つの入力信号を入れたので、比較器４２に３次の非線形性があるため、図１０、図１１のように、周波数2f1-f2、もしくは 周波数2f2-f1の「うなり」周波数成分が出力されている。
【００５７】
図１０、図１１によれば、信号周波数の振幅成分は、統計処理法、加算法ともにほとんど変わらず、信号の大きさ、形がよく復元できていることが分かる。比較器４２の出力結果で 3値のデジタル値が得られることを考慮すると、量子化誤差も抑えられていることが分かる。 
図１１の復元された信号の周波数成分をみると、非線形ひずみは少々生じるが、同じ程度のS/N比が実現できていることがわかる。したがって、加算法が信頼できる信号復元方法であることが証明できたことになる。
【図面の簡単な説明】
【００５８】
【図１】本発明の信号検出装置の構成を示すブロック図である。
【図２】入力信号に重畳する雑音のために読み取りを間違う例を示す図である。
【図３】入力信号ｓ（ｔ）に雑音ｎ（ｔ）の乗った信号ｘ（ｔ）の信号波形を描いたグラフである。
【図４】入力信号ｓ（ｔ）と復元された信号との波形を示すグラフである。
【図５】（Ｎ+／Ｎ−Ｎ-／Ｎ）に基づき、もとの入力信号を復元する「加算法」を演算するハードウェア回路（Ｎ：固定）を示す図である。
【図６】本発明の信号検出装置の変形例に係る構成を示すブロック図である。
【図７】（Ｎ+／Ｎ−Ｎ-／Ｎ）に基づき、もとの入力信号を復元する「加算法」を演算するハードウェア回路（Ｎ：可変）を示す図である。
【図８】素子数Ｎを変えながら、規格化感度（Ａs,min、min／Ｂ）としきい値対雑音比（Ｂ／σn）との関係を示すグラフである。
【図９】閾値Ｂを固定した上で、一周期内のオーバーサンプリング回数ｍ、入力信号の変調方式(BPSK、QPSK)を変えながら、規格化感度（Ａs,min、min／Ｂ）と素子数Ｎとの関係を示すグラフである。
【図１０】統計処理法で復元した信号の振幅をプロットしたグラフである。
【図１１】加算法で復元した信号の振幅をプロットしたグラフである。
【符号の説明】
【００５９】
４１  増幅器
４２  比較器
４３  加算器
４４  統計処理ブロック
４５  制御回路
５８  減算器
５９  除算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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