(57)【要約】【課題】バックブースト動作の可能な正負の出力を備えた単一インダクターバックブーストコンバータ。【解決手段】正および負の出力端子に同じ大きさの正および負の出力電圧を出力するバックブーストパワーコンバータにおいて、ＤＣ供給電圧源と、第１端子および第２端子を有する単一インダクターと、前記正および負の出力端子のうち選択された出力端子とグランド端子との間において前記インダクターに流れる電流をスイッチ操作する複数のスイッチ素子からなるスイッチ網と、前記複数のスイッチ素子および前記正および負の出力端子に接続され、前記正および負の出力端子にそれぞれ、前記ＤＣ供給電圧から選択的にステップアップまたはステップダウンされ予め設定され大きさの正負の調整されたＤＣ出力電圧を出力するように、前記複数のスイッチ素子を選択的に開閉する制御装置手段と、を備えたことを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
正および負の出力端子に同じ大きさの正および負の出力電圧を出力するバックブーストパワーコンバータにおいて、
ＤＣ供給電圧源と、
第１端子および第２端子を有する単一インダクターと、
前記正および負の出力端子のうち選択された出力端子とグランド端子との間において前記インダクターに流れる電流をスイッチ操作する複数のスイッチ素子からなるスイッチ網と、
前記複数のスイッチ素子および前記正および負の出力端子に接続され、前記正および負の出力端子にそれぞれ、前記ＤＣ供給電圧から選択的にステップアップまたはステップダウンされ予め設定され大きさの正負の調整されたＤＣ出力電圧を出力するように、前記複数のスイッチ素子を選択的に開閉する制御装置手段と、を備えたことを特徴とするパワーコンバータ。
【請求項２】
さらに、前記正の出力端子と前記グランド端子との間に接続された第１電圧維持キャパシターと、
前記負の出力端子と前記グランド端子との間に接続された第２電圧維持キャパシターとを備える請求項１に記載のパワーコンバータ。
【請求項３】
前記複数のスイッチ素子が、
前記インダクターの前記第１端子と前記ＤＣ供給電圧源との間に接続された第１スイッチ素子と、
前記インダクターの前記第２端子と前記グランド端子との間に接続された第２スイッチ素子と、
前記インダクターの前記第１端子と前記負の出力端子との間に接続された第３スイッチ素子と、
前記インダクターの前記第２端子と前記正の出力端子との間に接続された第４スイッチ素子と、
前記インダクターの前記第１端子と前記グランド端子との間に接続された第５スイッチ素子とを備える請求項１に記載のパワーコンバータ。
【請求項４】
前記第３スイッチ素子および第４スイッチ素子がダイオード素子からなる請求項３に記載のパワーコンバータ。
【請求項５】
前記制御装置手段が、前記正および負の出力端子における前記正および負の出力電圧を検出するとともに、前記検出された正負の出力電圧に応答して前記スイッチ素子のデューティー比を制御する作用をもつ請求項１に記載のパワーコンバータ。
【請求項６】
前記制御装置手段が、前記正および負の出力端子における前記正負の出力電圧を検出するとともに、前記検出された正負の出力電圧に応答して前記スイッチ素子のパルス周波数を制御する作用をもつ請求項１に記載のパワーコンバータ。
【請求項７】
前記制御装置手段が、パルス幅が前記正負の出力電圧に応じて変化するパルスを発生する一つかそれ以上のパルス幅変調回路を備える請求項１に記載のパワーコンバータ。
【請求項８】
前記制御装置手段が、前記正負の出力電圧に応じて変化する起動レベルを有する一つかそれ以上のピーク・バレイ谷インダクター電流閾値検出回路を有する請求項１に記載のパワーコンバータ。
【請求項９】
前記制御装置手段が、前記インダクターの放電サイクルの第１部分に、前記複数のスイッチ素子を制御し、それぞれ前記インダクター内に流れる正負の電流を以下のノード組み合わせ、（ａ）前記正および負の出力端子の両者、（ｂ）前記正の出力端子および前記グランド端子および(ｃ)前記グランド端子および前記負の出力端子のうち選択された組み合わせに出力する作用をもつ請求項５に記載のパワーコンバータ。
【請求項１０】
前記制御装置手段が、前記インダクターの前記放電サイクルの第２部分に、前記複数のスイッチ素子を制御して、それぞれ前記インダクター内に流れる正負の電流を、前記インダクターの前記放電サイクルの前記第１部分に選択されたノード組み合わせとは異なる、前記ノード組み合わせのうちの選択された組み合わせに出力する作用をもつ請求項９に記載のパワーコンバータ。
【請求項１１】
前記インダクターの前記放電サイクルの前記第１部分および第２部分が、同じスイッチング周期に発生する請求項９に記載のパワーコンバータ。
【請求項１２】
前記インダクターの前記放電サイクルの前記第１部分および第２部分が、同じスイッチング周期に発生する請求項１０に記載のパワーコンバータ。
【請求項１３】
前記ノード組み合わせのうちの前記の組み合わせを選択することが、前記正負の出力電圧のうち選択された出力電圧、あるいは前記正負の出力電圧両者の検出に基づく請求項９に記載のパワーコンバータ。
【請求項１４】
前記ノード組み合わせのうちの前記の異なる組み合わせを選択することが、前記正負の出力電圧のうち選択された出力電圧、あるいは前記正負の出力電圧両者の検出に基づく請求項１０に記載のパワーコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、正負の極性をもつバイポーラ出力を出力する機能をもつ、単一インダクタースイッチモードパワーコンバータ回路構成に関する。この形式のパワーコンバータは、ＳＩ−ＭＯ（単一インダクター式多重出力）と呼ばれることもある。
【背景技術】
【０００２】
従来、いくつかの形式のパワーコンバータが知られているが、最も普通の形式は、単一インダクター多重入力／多重出力（ＳＩ−ＭＩＭＯ）式パワーコンバータである。
【０００３】
ＵＳＰ７，２５６，５６８には、各種の入力源および出力負荷を時間多重化し、バックモード動作の性能を高める２つの目的のために入力側スイッチおよび出力側スイッチを使用するステップダウン式すなわちバック式（降圧型）コンバータが開示されている。
【０００４】
ＵＳＰ６，２２２，３５２、ＵＳＰ７，０６１，２１４およびＵＳＰ７，２２４，０８５には、ＳＩ−ＭＯバックコンバータが開示されているが、本発明とは異なり、開示されている回路構成およびスイッチシーケンス動作は、バイポーラ出力電圧を発生するバックブースト特性を与えるものではない。
【０００５】
米国特許出願第２００４／０２０１２８１Ａ１の明細書には、スイッチが選択的にインダクターを停止させる擬似連続伝送モード式（ＰＣＣＭ）動作を利用するスイッチモードコンバータ構成群が開示されているが、本発明の場合は、ＰＣＣＭ技術を利用せずに、必要な負荷電流条件に応じて、非連続伝送モード（ＤＣＭ）または連続伝送モード（ＣＣＭ）のいずれかで動作するものである。上記アクロニムは、Ｅｒｉｃｋｓｏｎ＆Ｍａｋｓｉｍｏｖｉｃ、Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ  ｏｆ  Ｐｏｗｅｒ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、２ｎｄ  Ｅｄ．、Ｋｌｕｗｅｒ  Ａｃａｄｅｍｉｃ  Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、２００１に記載されているように、普通に使用されているアクロニムである。
【０００６】
ＵＳＰ６，０７５，２９５には、ＳＩ−ＭＯブースト形出力コンバータが開示されているが、他の公知出力コンバータと同様に、本発明のバックブースト特性、即ちバイポーラ電圧出力特性を与えるものではない。
【０００７】
ＵＳＰ５，６１７，０１５には、ＳＩ−ＭＯバックで、バックブースト式のＳＥＰＩＣスイッチモードコンバータが開示されているが、コンパレータ制御式で閾値動作式のヒステリシス規制制御（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ‐ａｃｔｉｖａｔｅｄ  ｈｙｓｔｅｒｅｔｉｃａｌ  ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ  ｃｏｎｔｒｏｌ）技術を利用している。この点で、エラーフィードバックレベルを評価することによって比例連続制御信号を発生する本発明の出力コンバータとは相違する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】ＵＳＰ７，２５６，５６８
【特許文献２】ＵＳＰ６，２２２，３５２
【特許文献３】ＵＳＰ７，０６１，２１４
【特許文献４】ＵＳＰ７，２２４，０８５
【特許文献５】米国特許出願第２００４／０２０１２８１Ａ１
【特許文献６】ＵＳＰ６，０７５，２９５
【特許文献７】ＵＳＰ５，６１７，０１５
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
移動通信装置などの携帯式電子装置を設計するさいには、低コストで効率がよく、物理的にコンパクトなパワーコンバータ回路が必要である。例えば、携帯電話のアクティブマトリックス式有機ＬＥＤ表示素子に電力を与える必要な正負電圧の場合、２つのインダクターからなるスイッチ式給電素子を利用して発生することがある。インダクターの場合、サイズが比較的大きくなり、この分コストがかかる傾向があるため、バイポーラ出力を出力する単一インダクターを使用する方法に魅力が出てくるといえる。本発明の場合、単一インダクタースイッチモードコンバータが、バイポーラ出力電圧を出力するため、バックブースト動作が可能になり、入力源電圧をステップアップまたはステップダウンすることができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明のパワーコンバータは、単一のインダクターを使用し、単一の入力電源からグランドに対して逆極性の２つの出力電圧を出力する。このバックブースト特性のために、出力電圧が入力電圧源よりも高くなるか、あるいは低くなり、フィードバック成分の選択によりこれを独立して調節することができる。これら重要な作用効果は、５つのスイッチからなるブリッジを使用することによって実現できる。５つのスイッチうち２つが、インダクター電流をグランドに向かわせ、従って、制御器からの方向の下で、インダクター電流を必要に応じていずれかの出力からそらすことができ、適正な出力電圧調節を維持することができる。好適な実施態様では、インダクター電流を、単一のスイッチングサイクル時に、両出力に出力できる。この結果、インダクター電流のパルスを交流スイッチサイクル時に出力端子に向ける従来の出力コンバータと比較して、出力電圧リプルを小さくすることができる。
【００１１】
本発明の出力コンバータの５つのスイッチからなる構成により、単一のインダクターによって広範囲の入力電圧にわたって正負の出力端子に出力される出力電流比に対する制約を解除することができる。対照的に、従来の４つのスイッチからなる出力コンバータの場合、これらの制約を受ける。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明による単一インダクター式二重出力(バイポーラ)パワーコンバータを示す概略図である。
【図２】図１に示したパワーコンバータに使用した制御装置の一実施態様の詳細なブロック線図である。
【図３】第１セットの出力電流を対象とする、図１の出力コンバータの５つのスイッチからなるブリッジの動作を説明する一組のタイミング図である。
【図４】第２セットの出力電流を対象とする、図１の出力コンバータの５つのスイッチからなるブリッジの動作を説明する一組のタイミング図である。
【図５】第３セットの出力電流を対象とする、図１の出力コンバータの５つのスイッチからなるブリッジの動作を説明する一組のタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
図１について説明する。図１は、単一のインダクターおよび５つのスイッチからなるブリッジを使用した、本発明のバックブースト（ｂｕｃｋ−ｂｏｏｓｔ）ＳＩ−ＭＯパワーコンバータ回路を示す図である。この回路の場合、単一の電源電圧素子１０６を使用して、回路グランド端子１０７に対して出力端子１１１、１１３において正負の出力電圧を出力する。入力スイッチ１０１によって供給電圧源１０６をインダクター１０８の第１端子１１７に接続する。スイッチ１０５をインダクター１０８の端子１１７とグランド端子１０７の間に接続する。スイッチ１０３をインダクター１０８の端子１１７と負出力端子１１３との間に接続する。スイッチ１０２をインダクター１０８の第２端子１１６とアース端子１０７との間に接続する。スイッチ１０４をインダクター１０８の端子１１６と正出力端子１１１との間に接続する。スイッチ１０３、１０４の代わりに、通常のダイオード素子を利用してもよい。第１キャパシター１０９を正出力端子１１１とアース端子１０７との間に接続する。第２キャパシター１１０を負出力端子１１３とアース端子１０７との間に接続する。キャパシター１０９、１１０は、出力端子１１１、１１３でインダクター１０８を負荷から切断する間、負荷電流を供給することによって、出力端子１１１、１１３の電圧を維持する作用を行う。
【００１４】
制御装置１１５は、以下に詳しく説明するように、ＣＰＭ、ＤＰＭまたはＰＦＭなどの多数の制御技術のうち任意のものを使用することができ、またエラー増幅装置およびパルス幅変調装置（ＰＷＭ）サブブロックを利用することができ、これらはいずれも当業者が選択構成すればよい。制御装置１１５は、５つのスイッチ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５を信号線１１８、１１９、１２０、１２１、１２２により独立して作動する機能をもつとともに、インダクター１０８に流れる電流の充放電サイクルを統合化する機能をもつ。出力端子１１１、１１３の電圧を検出することによって、制御装置１１５が、スイッチ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５のうち適正なスイッチを起動し、適正な出力電圧調節を維持する必要性に応じて、インダクター１０８の端子１１６、１１７の電流をそれぞれ出力端子１１１、１１３に向けるか、あるいはグランド端子１０７に向ける機能をもつ。出力端子１１１、１１３で制御装置１１５によって維持される電圧調整設定点は、出力端子１１１、１１３の出力電圧を検出し、各出力電圧を基準電圧と比較してフィードバックエラー信号を出力する機能をもつ、制御装置１１５に対して内部にある通常のフィードバックループ素子によって設定する。この場合、制御装置１１５がフィードバックエラー信号を処理して、通常の回路に印加した場合に、エラー信号を最小限に抑える作用をもつ制御信号を生成する。例えば、当業者ならば、出力電圧は、基準電圧、エラー増幅装置、コンペンセータおよびパルス幅変調装置に関して、出力電圧調整設定点が設定できるように、レジスターおよび／またはキャパシターを使用する受動成分電圧分圧装置を利用すれば設定することができることを認識できるはずである。検出成分比および／または基準電圧を変更することによって、正負の出力電圧調整設定点を相互に独立して調節して、任意に大きさを変更できる、出力端子１１１、１１３の出力電圧を出力することができる。
【００１５】
さらに、制御装置１１５によって５つのスイッチ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５を作動させることは、パワーコンバータの通常のデューティープログラムモード（ＤＰＭ）における必要性に応じて、適正なデューティー比またはパルス幅を実現することに依存して実施することができる。
【００１６】
あるいは、制御装置１１５によってスイッチ１０１、１０２を起動することは、パワーコンバータ動作の通常電流プログラムモード（ＣＰＭ）を使用することによって、インダクター１０８に流れる電流を目的の電流に設定することに応じて実施することができる。ＣＰＭには、通常のピーク電流および谷電流方法が含まれ、いずれも、インダクター１０８電流ランプは、出力端子１１１、１１３の電圧を検出することによって設定された閾値以上に、あるいは以下になった場合に、始動または停止することができる。さらに、ＣＰＭまたはＤＰＭのように一定の周期スイッチングサイクルを利用するのではなく、制御装置１１５は、通常実施されているパルス周波数モード（ＰＦＭ）を利用して、軽い負荷条件下でインダクター１０８に流れる電流を制御し、コンバータ効率を改善することができる。これらパワーコンバータモードを実施するために必要な分圧装置、基準電圧、エラー増幅装置、コンペンセータ、パルス幅変調装置などの使用を含むＣＰＭ、ＤＰＭおよびＰＦＭパワーコンバータの動作の細部については、上記のＥｒｉｃｋｓｏｎ＆Ｍａｃｋｓｉｍｏｖｉｃテキストを参照すれば、簡単に理解できるはずである。
【００１７】
図２に示した制御装置１１５の実施態様の場合、上記の通常タイプの一次サブ制御装置２０２および二次サブ制御装置２０３は、出力フィードバック選択ブロック２０１およびスイッチ駆動ブロック２０４と同時に、しかも連動して動作する。この構成では、フィードバック選択ブロック２０１が、図１に示した負荷電流１１２、１１４の多くを搬送する出力端子１１１、１１３のうちの第１の出力端子から一次サブ制御装置２０２にフィードバック信号を送る。一次サブ制御装置２０２は、このフィードバック信号を利用して、スイッチ駆動ブロック２０４によってインダクター１０８の電流充電サイクルを調節し、上記のより大きな負荷電流条件を満足することによって、出力端子１１１、１１３のうちの第１の出力端子の電圧を調節する。同様に、フィードバック選択ブロック２０１も、負荷電流１１２、１１４のうち少ないほうを搬送する出力端子１１１、１１３のうちの他方の出力端子から二次サブ制御装置２０３にフィードバック信号を送る。この二次サブ制御装置２０３は、このフィードバック信号を利用して、スイッチ駆動装置２０４を介してスイッチ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５のうちの適正なスイッチを制御し、インダクター１０８に流れる電流の一部を出力端子１１１、１１３のうち他方の端子から引き離し、これによって上記他方の出力端子の出力電圧を調整する。図１のパワーコンバータ回路を制御するために、他の通常の技術も同様に制御装置１１５に適用することができる。
【００１８】
図１のパワーコンバータ回路の５つのスイッチからなるブリッジの一定周期ＰＷＭモード動作については、図３〜５のタイミング図により理解することができる。図３〜５に、時間Ｔの一つの完全なスイッチングサイクル時における各スイッチ１０１、１０２、１０３、１０４、１０５の開閉状態を示す。なお、具体的なスイッチの閉鎖状態は、各タイミング図に高い水平線で示してある。
【００１９】
単一のインダクター１０８に流れる電流が出力端子１１１、１１３の両者に供給されているため、コンバータスイッチングの動作および制御では、正出力端子１１１から流出する電流１１２と負出力端子１１３に流入する電流１１４とを相対的にマッチさせる。具体的には、キャパシター１０９、１１０の出力電圧は、各出力端子１１１、１１３に流れる電流が過剰になるか、あるいは過少になるため、急に高くなるか、あるいは低くなることが考えられる。この点については、出力電流マッチングおよび対応するスイッチ動作に関して三つのケースが考えられる。出力電流１１２が出力電流１１４と等しくなるケースについては、図３のタイミング図に示す。出力電流１１２が出力電流１１４より大きくなるケースについては、図４のタイミング図に示す。出力電流１１４が出力電流１１２より大きくなるケースについては、図５のタイミング図に示す。
【００２０】
出力電流１１２が出力電流１１４と等しくなるケースにおけるスイッチタイミングを示す図３について説明する。図３に見られるように、サイクルの開始から時間Ｔ１まで、スイッチＳｗ１およびＳｗ２が閉じ、電源電圧１０６がインダクター１０８に印加され、電流が蓄積し、従ってインダクター１０８内に保存されるエネルギーが大きくなる。時間Ｔ１からサイクル周期Ｔの終了まで、それぞれの出力端子１１１、１１３に各インダクター端子１１６、１１７を接続することによって、正負の出力端子１１１、１１３の両者に等しい平均電流を印加でき、従って出力電流１１２が出力電流１１４と等しいという仮定を満足する。これを実現するためには、制御装置１１５によってスイッチ１０１および１０２を開き、次にサイクルの残りの時間スイッチ１０３および１０４を閉じればよい。
【００２１】
出力電流１１２が出力電流１１４より大きくなるケースのスイッチタイミングを示す図４について説明する。図４に見られるように、サイクルの開始から時間Ｔ２まで、全てのスイッチＳｗ１〜Ｓｗ５が上記パラグラフにおいて説明したように制御される。時間Ｔ２になると、制御装置１１５がスイッチＳｗ３を開き、そしてスイッチＳｗ５を閉じる。ここで、既に出力端子１１３に電流を搬送したインダクター１０８の端子１１７が、スイッチ１０５を介してグランド端子１０７に電流を搬送する。時間Ｔ２とサイクル終了時と間の時間周期を、インダクター放電サイクルの第２部分と呼ぶ。このスイッチ状態が、サイクルの残りの時間続くため、出力端子１１３に搬送される平均電流量が十分になり、従って負の出力フィードバックループの平衡レベルに、この端子の出力電圧を維持できることになる。
【００２２】
出力電流１１４が出力電流１１２より大きくなるケースのスイッチタイミングを示す図５について説明する。図５に見られるように、サイクルの開始から時間Ｔ２まで、全てのスイッチＳｗ１〜Ｓｗ５が図３および図４に示すように制御される。時間Ｔ１とＴ２との間の時間周期を、インダクター放電サイクルの第１部分と呼ぶ。時間Ｔ２になると、制御装置１１５がスイッチＳｗ４を開き、そしてスイッチＳｗ２を閉じる。ここで、既に出力端子１１４に電流を搬送したインダクター１０８の端子１１６が、スイッチ１０２を介してアース端子１０７に電流を搬送する。時間Ｔ２とサイクル終了時と間の時間周期を、インダクター放電サイクルの第２部分と呼ぶ。このスイッチ状態が、サイクルの残りの時間続くため、出力端子１１１に搬送される平均電流量が十分になり、従って正の出力フィードバックループの平衡レベルに、この端子の出力電圧を維持できることになる。
【符号の説明】
【００２３】
１０１：入力スイッチ
１０２：スイッチ
１０３：スイッチ
１０４：スイッチ
１０５：スイッチ
１０６：供給電圧源
１０７：回路グランド端子
１０８：インダクター
１０９：第１キャパシター
１１０：第２キャパシター
１１１：正出力端子
１１３：負出力端子
１１５：制御装置
１１６：第２端子
１１８、１１９、１２０、１２１、１２２：信号線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【外国語明細書】
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