(57)【要約】【課題】安価で簡易な回路構成で、精度良く短絡保護できる電源装置を提供すること。【解決手段】電源装置１は、１次コイルＴ１および２次コイルＴ２を有するトランスＴと、１次コイルＴ１に接続されたＳＷトランジスタ３と、ＰＷＭ制御によりＳＷトランジスタ３を駆動するＰＷＭ制御回路７と、２次コイルＴ２に接続された整流回路４と、ＳＷトランジスタ３に接続されたシャント抵抗５と、を備える。電源装置１は、さらに、シャント抵抗５に接続されたカップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂと、これらカップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂに接続された比較器６５と、を備え、ＰＷＭ制御回路７は、比較器６５の出力に基づいてＳＷトランジスタ３の駆動を停止する。【選択図】図１
2010051107.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次コイルおよび２次コイルを有するトランスと、
前記１次コイルに接続されたスイッチング素子と、
ＰＷＭ制御により前記スイッチング素子を駆動する制御装置と、
前記２次コイルに接続された整流回路と、
前記スイッチング素子に接続された電流検出抵抗と、を備えるフライバック式の電源装置であって、
前記電流検出抵抗に接続されたカップリングコンデンサと、
当該カップリングコンデンサに接続された比較器と、を備え、
前記制御装置は、前記比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子の駆動を停止することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記比較器は、前記電流検出抵抗で検出した電圧を前記カップリングコンデンサで変換した交流信号の順方向成分電圧値と、所定の規定値と、を比較することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記カップリングコンデンサで変換した交流信号の順方向成分電圧値の最大値を保持するピークホールド回路をさらに備え、
前記比較器は、前記ピークホールド回路により保持された順方向成分電圧の最大値と、所定の規定値と、を比較することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
１次コイルおよび２次コイルを有するトランスと、
前記１次コイルに接続されたスイッチング素子と、
ＰＷＭ制御により前記スイッチング素子を駆動する制御装置と、
前記２次コイルに接続された整流回路と、
前記スイッチング素子に接続された電流検出抵抗と、を備えるフライバック式の電源装置であって、
前記電流検出抵抗で検出した電圧の平均値を算出するとともに、前記電流検出抵抗で検出した電圧の最大値から前記算出した平均値を減算することにより、減算電圧値を算出する減算電圧値算出手段と、
前記減算電圧値算出手段により算出された減算電圧値と、所定の規定値と、を比較する比較手段と、を備え、
前記制御装置は、前記比較手段により前記規定値よりも前記減算電圧値が大きいと判定された場合には、前記スイッチング素子の駆動を停止することを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関する。詳しくは、短絡保護機能を有するフライバック式の電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
フライバック式の電源装置は、スイッチング素子をオンにすることでトランスの１次コイルに通電し、コアにエネルギーを蓄えた後、スイッチング素子をオフにすることでこのコアに蓄えられたエネルギーを２次コイルから放出し、さらに、整流ダイオードおよび出力平滑コンデンサからなる整流回路を介して直流電圧を出力する。
【０００３】
このような電源装置において負荷に短絡が発生した場合、電源装置を構成する回路に過電流が流れてしまい破損するおそれがある。そこで、例えば特許文献１には、スイッチング素子に電流検出用抵抗を接続し、この電流検出用抵抗を流れる電流に基づいてスイッチング素子の動作を制御することで電源装置を保護する方法が提案されている。
【０００４】
より具体的には、この保護方法では、トランスの２次側にスイッチング素子のＰＷＭ制御集積回路に直流電圧を供給するための補助電源用コイルを設け、この直流電圧を分圧することにより、２次側電流の基準電圧を設定する。さらに、電流検出用抵抗における電圧降下が、上述の基準電圧よりも大きい場合には、１次側電圧を低下させるようにスイッチング素子の動作を制御することにより、２次側電圧および電流を連続して減少させる。これにより、２次側の短絡による過電流から、２次側に接続された電子機器や電源装置の焼損を防止できる。このように、従来では、フィードバック巻線や３次巻線を設け、２次側の出力をフィードバックしてスイッチング素子のＰＷＭ制御が行われる。
【特許文献１】特開平５−１３０７７３号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、フライバック式の電源装置において、入力電流は入力電圧に対し反比例の特性がある。すなわち、入力電圧が高くなると入力電流は小さくなり、入力電圧が低くなると入力電流は大きくなる。このため、入力電圧が変わると、電流検出用抵抗を流れる検出電流の比較値も変わるため、電源装置の短絡保護を精度良く行うことが困難である。
そこで、入力電圧および入力電流の双方を検出する電力監視回路を用いることにより、精度の高い保護回路を構成することが考えられる。しかしながら、この場合、電力監視回路は回路構成が複雑であり、電源装置が高価になるおそれがある。
【０００６】
本発明は上述した課題に鑑みてなされたものであり、安価で簡易な回路構成で、精度良く短絡保護できる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の電源装置は、１次コイル（例えば、後述の１次コイルＴ１）および２次コイル（例えば、後述の２次コイルＴ２）を有するトランス（例えば、後述のトランスＴ）と、前記１次コイルに接続されたスイッチング素子（例えば、後述のＳＷトランジスタ３）と、ＰＷＭ制御により前記スイッチング素子を駆動する制御装置（例えば、後述のＰＷＭ制御回路７）と、前記２次コイルに接続された整流回路（例えば、後述の整流回路４）と、前記スイッチング素子に接続された電流検出抵抗（例えば、後述のシャント抵抗５）と、を備えるフライバック式の電源装置（例えば、後述の電源装置１）であって、前記電流検出抵抗に接続されたカップリングコンデンサ（例えば、後述のカップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂ）と、当該カップリングコンデンサに接続された比較器（例えば、後述の比較器６５）と、を備え、前記制御装置は、前記比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子の駆動を停止することを特徴とする。
【０００８】
この発明によれば、電流検出抵抗に発生したパルス電圧は、カップリングコンデンサを介して比較器に入力される。また、スイッチング素子をＰＷＭ制御する制御装置は、比較器の出力に基づいてスイッチング素子の駆動を停止する。ここで、カップリングコンデンサにより交流信号に変換されたパルス電圧の順方向成分電圧値は、負荷における消費電力に略比例する傾向がある。したがって、負荷において短絡が発生し消費電力が急激に増加したか否かを、比較器により判断することが可能となる。このため、負荷において短絡が発生した場合であっても、これを検出し、スイッチング素子の駆動を停止することで、電源装置を保護することができる。また、この発明によれば、電流検出抵抗と、カップリングコンデンサと、比較器とを設けるだけで良いので、安価で簡易な回路構成により、電源装置を保護する回路を構成することができる。
【０００９】
この場合、前記比較器は、前記電流検出抵抗で検出した電圧を前記カップリングコンデンサで変換した交流信号の順方向成分電圧値と、所定の規定値と、を比較することが好ましい。
【００１０】
この発明によれば、比較器は、電流検出抵抗で検出した電圧をカップリングコンデンサで変換した交流信号の順方向成分電圧値と、所定の規定値とを比較し、制御装置は、この比較器の出力に基づいてスイッチング素子の駆動を停止する。上述のように、カップリングコンデンサにより交流信号に変換されたパルス電圧の順方向成分電圧値は、負荷の消費電力に略比例する傾向がある。したがって、例えば、上述の交流信号の順方向成分電圧値が所定の規定値よりも大きい場合に、スイッチング素子の駆動を停止することにより、負荷において短絡が発生し消費電力が急激に増加した場合であっても、電源装置を保護することができる。
【００１１】
この場合、前記カップリングコンデンサで変換した交流信号の順方向成分電圧値の最大値を保持するピークホールド回路（例えば、後述のピークホールド回路６４）をさらに備え、前記比較器は、前記ピークホールド回路により保持された順方向成分電圧の最大値と、所定の規定値（例えば、後述の規定値Ｖｔｈ）と、を比較することが好ましい。
【００１２】
この発明によれば、カップリングコンデンサで変換した交流信号は、ピークホールド回路によりその順方向成分電圧の最大値が保持された後、比較器に入力される。このように、短絡が発生したか否かを判断する基準となる順方向成分電圧値の最大値を保持することにより、負荷で短絡が発生したか否かをより確実に判断することができる。
【００１３】
本発明の電源装置は、１次コイル（例えば、後述の１次コイルＴ１）および２次コイル（例えば、後述の２次コイルＴ２）を有するトランス（例えば、後述のトランスＴ）と、前記１次コイルに接続されたスイッチング素子（例えば、後述のＳＷトランジスタ３）と、ＰＷＭ制御により前記スイッチング素子を駆動する制御装置（例えば、後述のＰＷＭ制御回路７）と、前記２次コイルに接続された整流回路（例えば、後述の整流回路４）と、前記スイッチング素子に接続された電流検出抵抗（例えば、後述のシャント抵抗５）と、を備えるフライバック式の電源装置（例えば、後述の電源装置１Ａ）であって、前記電流検出抵抗で検出した電圧の平均値を算出するとともに、前記電流検出抵抗で検出した電圧の最大値から前記算出した平均値を減算することにより、減算電圧値を算出する減算電圧値算出手段（例えば、後述の平均値算出部６６Ａおよび減算値算出部６７Ａ）と、前記減算電圧値算出手段により算出された減算電圧値と、所定の規定値と、を比較する比較手段（例えば、後述のピーク値比較部６８Ａ）と、を備え、前記制御装置は、前記比較手段により前記規定値よりも前記減算電圧値が大きいと判定された場合には、前記スイッチング素子の駆動を停止することを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、減算電圧値算出手段により、電流検出抵抗に発生したパルス電圧から平均値を減算することで減算電圧値が算出される。さらに、比較手段により、算出された減算電圧値と所定の規定値とが比較され、減算電圧値が規定値よりも大きいと判定された場合には、スイッチング素子の駆動が停止される。ここで、減算電圧値算出手段により算出された減算電圧値は、上述のようにカップリングコンデンサにより交流信号に変換されたパルス電圧の順方向成分電圧値の最大値と略等しい。したがって、負荷において短絡が発生し消費電力が急激に増加したか否かを、比較手段により判断することが可能となる。このため、負荷において短絡が発生した場合であっても、これを検出し、スイッチング素子の駆動を停止することで、電源装置を保護することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の電源装置によれば、負荷において短絡が発生した場合であっても、これを検出し、スイッチング素子の駆動を停止することで、電源装置を保護することができる。また、この発明によれば、電流検出抵抗と、カップリングコンデンサと、比較器とを設けるだけで良いので、安価で簡易な回路構成により、電源装置を保護する回路を構成することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
＜第１実施形態＞
以下、本発明の第１実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本実施形態の電源装置１の回路構成を示す図である。
【００１７】
電源装置１は、トランスＴと、スイッチングトランジスタ（以下、「ＳＷトランジスタ」という）３と、整流回路４と、ＰＷＭ制御によりＳＷトランジスタ３を駆動するＰＷＭ制御回路７とを備えた、絶縁型フライバック式の電源装置である。
【００１８】
トランスＴは、１次コイルＴ１と２次コイルＴ２とを含んで構成される。
１次コイルＴ１の一端側は、ＳＷトランジスタ３に接続され、他端側は、図示しない入力電源に接続される。トランスＴの２次コイルＴ２は、整流回路４を介して負荷に接続される。
【００１９】
ＳＷトランジスタ３は、スイッチング動作により入力電圧Ｅｉを所定の周期のパルス電圧に変換し、これを１次コイルＴ１に入力する。
整流回路４は、整流ダイオード４１と平滑コンデンサ４２とを含んで構成され、２次コイルＴ２から出力された出力電圧Ｖｏを整流および平滑し、直流に変換する。
ＰＷＭ制御回路７は、ＰＷＭ制御によりＳＷトランジスタ３のスイッチング動作を制御する。
【００２０】
ここで、ＳＷトランジスタ３のスイッチング動作におけるオン／オフ周期をＴとし、この周期Ｔの間にＳＷトランジスタ３をオンにする期間をｔとすると、１次コイルＴ１の入力電圧Ｅｉのデューティ比は、Ｄｏｎ＝ｔ／Ｔとなる。また、この電源装置１において、入力電圧Ｅｉに対する出力電圧Ｖｏの比、すなわち入出力変換比Ｍは、下記式（１）で表される。
Ｍ＝Ｖｏ／Ｅｉ＝Ｄｏｎ／（１−Ｄｏｎ）        （１）
【００２１】
この他、電源装置１は、その回路を保護するために、ＳＷトランジスタ３に接続されたシャント抵抗５と、このシャント抵抗５に接続された短絡保護装置６と、をさらに備える。
シャント抵抗５は、その一端側がＳＷトランジスタ３に接続され、その他端側が接地され、ＳＷトランジスタ３を流れる電流を検出する。
【００２２】
短絡保護装置６は、シャント抵抗５に発生するパルス電圧に基づいて、ＳＷトランジスタ３のスイッチング制御の停止を指令する停止指令信号をＰＷＭ制御回路７に出力する。後に詳述するように、この短絡保護装置６は、２次コイルＴ２に接続された図示しない負荷において短絡が発生した場合に、ＰＷＭ制御回路７に停止指令信号を出力する。ＰＷＭ制御回路７は、この停止指令信号を検出すると、ＳＷトランジスタ３のスイッチング制御を停止し、電源装置１が破損するのを防止する。
【００２３】
より具体的には、短絡保護装置６は、２つのカップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂと、増幅器６３と、ピークホールド回路６４と、比較器６５とを含んで構成される。これら増幅器６３、ピークホールド回路６４、および比較器６５は、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂを介してシャント抵抗５に接続されている（ＡＣカップリング）。すなわち、シャント抵抗５で発生したパルス電圧は、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂにより交流信号に変換された後、増幅器６３、ピークホールド回路６４、および比較器６５に入力される。
【００２４】
増幅器６３は、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂを介して入力された交流信号を増幅し、ピークホールド回路６４に入力する。
ピークホールド回路６４は、ダイオード６４１と、抵抗６４２と、コンデンサ６４３とを含んで構成される。このピークホールド回路６４は、増幅器６３およびカップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂを介して入力された交流信号の順方向成分電圧値の最大値を所定の期間にわたって保持し、この最大値を保持した交流信号を比較器６５に入力する。
【００２５】
比較器６５は、ピークホールド回路６４を介して入力された交流信号の順方向成分電圧値の最大値と、所定の規定値Ｖｔｈとを比較し、順方向成分電圧値の最大値が規定値Ｖｔｈよりも大きい場合には、ＰＷＭ制御回路７に停止指令信号を出力する。
後に詳述するように、比較器６５に入力される交流信号の順方向成分電圧値は、負荷における消費電力Ｗに略比例する傾向がある。したがって、この規定値Ｖｔｈは、負荷において短絡が発生し、消費電力が急激に増加したことを間接的に判定するための閾値となっている。
【００２６】
以下では、ＳＷトランジスタ３およびシャント抵抗５に発生するパルス電圧の波形を矩形波で近似した場合について、順方向成分の電流値の最大値と、消費電力Ｗとの関係について説明する。
【００２７】
フライバックコンバータは、その性質上、トランスの１次側エネルギーと２次側エネルギーとが等しくなるように動作するので、負荷における消費電力Ｗは、下記式（２）に示すように、入力電圧Ｅｉｎと、シャント抵抗５を流れる電流の平均値（以下、「平均電流値」という）Ｉとの積により示される。
Ｗ＝Ｅｉｎ・Ｉ    （２）
【００２８】
また、上記式（１）を変形して、デューティ比Ｄｏｎに関して下記式（３）が導出される。
Ｄｏｎ＝Ｖｏ／（Ｅｉ＋Ｄｏｎ）        （３）
【００２９】
一方、ＳＷトランジスタ３をオンにする期間において、シャント抵抗５を流れる電流の平均値（以下、「通電時電流値」という）Ｉｏｎは、上記式（２）の平均電流値Ｉを用いて、下記式（４）により示される。
Ｉｏｎ＝Ｉ／Ｄｏｎ        （４）
【００３０】
また、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂによりＡＣカップリングを行うことにより、比較器６５には、平均電流値Ｉを中心とした交流信号が入力される。したがって、この交流信号の順方向成分電流値Ｉｐおよび逆方向成分電流値Ｉｍは、それぞれ、下記式（５）および（６）により示される。
Ｉｐ＝Ｉｏｎ・（１−Ｄｏｎ）      （５）
Ｉｍ＝Ｉｏｎ・Ｄｏｎ            （６）
【００３１】
ここで、上記式（５）に示された順方向成分電流値Ｉｐについて、上記式（１）〜（４）を用いると、下記式（７）に示すように、順方向成分電流値Ｉｐと消費電力Ｗとの比例関係を示す式が導出される。したがって、ＡＣカップリングを介して比較器６５に入力された交流信号の順方向成分電流値Ｉｐにより、負荷における消費電力Ｗを間接的に検出することが可能となる。
Ｉｐ＝Ｉｏｎ・（１−Ｄｏｎ）
＝（Ｉ／Ｄｏｎ）・（１−Ｄｏｎ）
＝Ｉ／（Ｖｏ／（Ｅｉ−Ｖｏ））・（１−Ｖｏ／（Ｅｉ＋Ｖｏ））
＝Ｗ／Ｖｏ          （７）
【００３２】
図２は、順方向成分電流値Ｉｐおよび逆方向成分電流値Ｉｍと、入力電圧Ｅｉとの関係を示す図である。より具体的には、消費電力Ｗを一定に保ちながら入力電圧Ｅｉを変化させた場合における、順方向成分電流値Ｉｐおよび逆方向成分電流値Ｉｍと、入力電圧Ｅｉとの関係を示す図である。
図３は、順方向成分電流値Ｉｐおよび逆方向成分電流値Ｉｍと、消費電力Ｗとの関係を示す図である。また、図２および図３は、それぞれ、上述のようにシャント抵抗に発生するパルス電圧を矩形波で近似した場合において導出された計算式に基づく。
【００３３】
図２に示すように、消費電力Ｗを一定にすると、逆方向成分電流値Ｉｍは入力電圧Ｅｉに応じて増加するのに対して、順方向成分電流値Ｉｐは入力電圧Ｅｉの変化にかかわらず一定である。また、図３に示すように、消費電力Ｗが増加すると、逆方向成分電流値Ｉｍは減少するのに対して、順方向成分電流値Ｉｐは増加する。
【００３４】
図４は、負荷における平均消費電力と、順方向成分電流のピーク値との関係を示す図である。図４において、「▲」印は、理論計算に基づいて算出された値を示し、「×」印は、実測値を示す。ここで、理論計算とは、シャント抵抗に発生するパルス電圧を、矩形波成分とのこぎり波成分との和で近似することにより算出したものを示し、その詳細な計算は省略する。
図４に示すように、パルス電圧を矩形波とのこぎり波の和で近似した場合であっても、上記式（７）と同様に、順方向成分電流のピーク値は負荷における消費電力に略比例する。また、順方向成分電流のピーク値の実測値も、この理論計算の振る舞いと同様に、消費電力に略比例することが確認された。
【００３５】
図５および図６を参照して、実際の測定結果についてより詳細に説明する。
図５は、カップリングコンデンサにより交流信号に変換されたパルス電圧の波形を示す図である。図５に示す４つの波形は、それぞれ、消費電力を一定に保ちながら、入力電圧を６Ｖ、１２Ｖ、１８Ｖ、２４Ｖに変化させた場合における波形を示す。
図５に示すように、各パルス電圧の順方向成分のピーク値は、入力電圧にかかわらず略一定である。すなわち、順方向成分電圧のピーク値は、消費電力を一定に保つと、入力電圧値にかかわらず略一定であることが確認された。
【００３６】
図６は、順方向成分電圧のピーク値と入力電圧との関係を示す図である。より具体的には、図６は、シャント抵抗を流れる平均電流を、それぞれ１０ｍＡ、２０ｍＡ、３０ｍＡ、４０ｍＡ、５０ｍＡ、６０ｍＡ、７０ｍＡに保った場合における、順方向成分電圧値と入力電圧との関係を示す図である。
図６に示すように、順方向成分電圧のピーク値は入力電圧にかかわらず略一定である。また、順方向成分電圧のピーク値は、平均電流を増加すると、入力電圧にかかわらず増加することが確認された。
【００３７】
以上のように、シャント抵抗で発生したパルス電圧を、カップリングコンデンサにより交流信号に変換すると、この交流信号の順方向成分電圧値の最大値は、負荷における消費電力に略比例することが確認された。
【００３８】
本実施形態によれば、以下のような効果がある。
（１）シャント抵抗５に発生したパルス電圧は、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂを介して比較器６５に入力される。また、ＳＷトランジスタ３をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御回路７は、比較器６５の出力に基づいてＳＷトランジスタ３の駆動を停止する。上述のように、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂにより交流信号に変換されたパルス電圧の順方向成分電圧値は、負荷における消費電力に略比例する傾向がある。したがって、負荷において短絡が発生し消費電力が急激に増加したか否かを、比較器６５により判断することが可能となる。このため、負荷において短絡が発生した場合であっても、これを検出し、ＳＷトランジスタ３の駆動を停止することで、電源装置１を保護することができる。また、本実施形態によれば、シャント抵抗５と、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂと、比較器６５とを設けるだけで良いので、安価で簡易な回路構成により、電源装置１を保護する回路を構成することができる。
【００３９】
（２）比較器６５は、シャント抵抗５で検出したパルス電圧をカップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂで変換した交流信号の順方向成分電圧値と、所定の規定値Ｖｔｈとを比較し、順方向成分電圧値が規定値Ｖｔｈよりも大きい場合には、ＰＷＭ制御回路７に停止指令信号を出力し、ＳＷトランジスタ３の駆動を停止する。これにより、負荷において短絡が発生し、消費電力が急激に増加した場合であっても、電源装置を保護することができる。
【００４０】
（３）カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂで変換した交流信号は、ピークホールド回路６４によりその順方向成分電圧の最大値が保持された後、比較器６５に入力される。このように、短絡が発生したか否かを判断する基準となる順方向成分電圧値の最大値を保持することにより、負荷で短絡が発生したか否かをより確実に判断することができる。
【００４１】
＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態の電源装置１Ａについて説明する。
図７は、本実施形態の電源装置１Ａの回路構成を示す図である。
本実施形態の電源装置１Ａは、短絡保護装置の構成が第１実施形態の電源装置１と異なる。上述の第１実施形態では、短絡保護装置６を、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂ、ピークホールド回路６４、および比較器６５等の具体的な回路により構成した。本実施形態の電源装置１Ａでは、短絡保護装置６Ａを演算装置により構成する点が、第１実施形態の電源装置１と異なる。
【００４２】
短絡保護装置６Ａは、シャント抵抗５で発生したパルス電圧を入力として、各種の演算を行う機能ブロックを含んで構成される。より具体的には、この短絡保護装置６Ａは、平均値算出部６６Ａと、減算値算出部６７Ａと、ピーク値比較部６８Ａと、を含んで構成される。
【００４３】
平均値算出部６６Ａは、シャント抵抗５で発生したパルス電圧の平均値を算出する。
減算値算出部６７Ａは、シャント抵抗５で発生したパルス電圧の最大値を抽出し、この最大値から、平均値算出部６６Ａにより算出された平均値を減算することにより、減算電圧値を算出する。
ピーク値比較部６８Ａは、減算値算出部６７Ａにより算出された減算電圧値と所定の規定値Ｖｔｈとを比較し、ピーク値が規定値Ｖｔｈよりも大きい場合には、ＳＷトランジスタ３のスイッチング制御の停止を指令する停止指令信号を、ＰＷＭ制御回路７に出力する。
【００４４】
ここで、減算値算出部６７Ａにより算出された減算電圧値は、上述の第１実施形態において、カップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂにより交流信号に変換されたパルス電圧の順方向成分電圧値の最大値と略等しい。したがって、負荷において短絡が発生し消費電力が急激に増加したか否かを、ピーク値比較部６８Ａにより判断することが可能となる。
したがって、本実施形態によれば、第１実施形態の電源装置１と同様の効果がある。
【００４５】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
【００４６】
上記実施形態では、シャント抵抗５と増幅器６３との間にカップリングコンデンサ６２ａ，６２ｂを設けたが、これに限らない。カップリングコンデンサを設ける位置は、シャント抵抗５と比較器６５の間であればどこでもよく、例えば、増幅器６３と比較器６５との間でも良い。
【００４７】
また、上記実施形態では、ピークホールド回路６４を、増幅器６３と比較器６５との間に設けたが、これに限らない。例えば、比較器６５とＰＷＭ制御回路７の間に設けても良い。この場合、比較器６５の出力信号がパルス状になるものの、この比較器６５の出力信号の最大値を保持して、ＰＷＭ制御回路７に入力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電源装置の回路構成を示す図である。
【図２】順方向成分電流値および逆方向成分電流値と、入力電圧との関係を示す図である。
【図３】順方向成分電流値および逆方向成分電流値と、消費電力との関係を示す図である。
【図４】負荷における平均消費電力と、順方向成分電流のピーク値との関係を示す図である。
【図５】カップリングコンデンサにより交流信号に変換されたパルス電圧の波形を示す図である。
【図６】順方向成分電圧値と入力電圧との関係を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係る電源装置の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００４９】
１，１Ａ…電源装置
３…ＳＷトランジスタ（スイッチング素子）
４…整流回路
５…シャント抵抗（電流検出抵抗）
６，６Ａ…短絡保護装置
６２ａ，６２ｂ…カップリングコンデンサ
６４…ピークホールド回路
６５…比較器
６６Ａ…平均値算出部（減算電圧値算出手段）
６７Ａ…減算値算出部（減算電圧値算出手段）
６８Ａ…ピーク値比較部（比較手段）
７…ＰＷＭ制御回路（制御装置）
Ｔ…トランス
Ｔ１…１次コイル
Ｔ２…２次コイル
【図１】
2010051107.tif 000003
【図２】
2010051107.tif 000004
【図３】
2010051107.tif 000005
【図４】
2010051107.tif 000006
【図５】
2010051107.tif 000007
【図６】
2010051107.tif 000008
【図７】
2010051107.tif 000009