(57)【要約】【課題】本発明は、スペクトラム拡散信号(spread spectrum signal)の処理に関する。【解決手段】比較的高い周波数の連続的信号が受信される（１６１０）。この信号は、基本サンプリングレートでサンプリングされ、結果として、一連の時間離散信号サンプルが生成され、それは、対応するレベル離散サンプル値に量子化される（１６２０）。複数のデータワードが形成され、そのそれぞれが、１又は２以上の連続したサンプル値を含む（１６３０）。これらのデータワードから得られた情報は、信号源固有のコード系列の少なくとも一つの表現と関連づけられ（１６４０）、それは、コードベクトルの形式で事前生成される（１６００）。関連づけステップは、少なくともコードベクトルのサブグループにおける各ベクトルを、データワードから得られた少なくとも一つのベクトルと関連づける。これにより結果データが生成される（１６５０）。【選択図】図１５
2010028875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スペクトル拡散信号を受信して復号するための信号受信器（１５００）であって、
連続無線信号（ＳＨＦ）を受信し、該連続無線信号に応答して、比較的高い周波数の対応する電気信号（ＳＩＦ）を生成するように構成された無線フロントエンドユニット（１５１０）と、
前記電気信号（ＳＩＦ）を入力し、該電気信号に応答して、データワード（ｄ(k)）に分割される一連のサンプル値を生成するように構成されたインターフェイスユニット（１５２０）と、
複数のデコードベクトルを事前生成し、前記データワード（ｄ(k)）を入力し、少なくとも前記デコードベクトルのサブグループにおける各デコードベクトルと前記入力したデータワードから得られる少なくとも一つのベクトルとの乗算を含む関連づけ演算を実施することにより信号を復調するように構成されたデジタルプロセッサユニット（１５３０）と
を備えた信号受信器。
【請求項２】
前記デジタルプロセッサユニットは、複数のサンプルを並列に乗算することにより、受信したデータワードとデコードベクトルを乗算するように構成された請求項１記載の信号受信器。
【請求項３】
前記デジタルプロセッサユニットは、ＸＯＲ演算により、前記複数のサンプルを並列に乗算するように構成された請求項２記載の信号受信器。
【請求項４】
前記デジタルプロセッサユニットは、ＳＩＭＤ演算により、前記複数のサンプルを並列に乗算するように構成された請求項２記載の信号受信器。
【請求項５】
前記デジタルプロセッサユニットは、前記デコードベクトルのうちの１又は２以上がコードベクトル（ＣＶ；ＣＶｍ）であるように前記複数のデコードベクトルを事前生成するように構成され、前記コードベクトル（ＣＶ；ＣＶｍ）が、特定の信号源固有のコード系列（ＣＳ(i)）を表し、該コード系列が、基本サンプリングレート（ｒｓ）でサンプリングされて量子化されたものである請求項１乃至４の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項６】
前記信号源固有のコード系列（ＣＳ）が擬似ランダムノイズである請求項５記載の信号受信器。
【請求項７】
前記デジタルプロセッサユニットは、前記デコードベクトルのうちの１又は２以上が搬送周波数位相候補ベクトルであるように前記複数のデコードベクトルを事前生成するように構成された請求項１乃至６の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項８】
前記無線フロントエンドユニットは、入来する高い周波数の信号（ＳＨＦ）を中間周波数信号（ＳＩＦ）にダウンコンバートするように構成され、前記高い周波数の信号（ＳＨＦ）が、第１の周波数（ｆＨＦ）近傍で対称なスペクトラムを有し、且つ、前記中間周波数信号（ＳＩＦ）が、前記第１の周波数（ｆＨＦ）よりも比較的低い第２の周波数（ｆＩＦ）近傍で対称なスペクトラムを有する請求項１乃至７の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項９】
前記デジタルプロセッサユニットは、
ドップラー効果による前記第２の周波数（ｆＩＦ）の最大周波数変動（ｆＤ）を決定し、
前記第２の周波数（ｆＩＦ）近傍に、ドップラー周波数インターバル（ｆＩＦ−ｍｉｎ−ｆＩＦ−ｍａｘ）を規定し、
前記ドップラー周波数インターバル（ｆＩＦ−ｍｉｎ−ｆＩＦ−ｍａｘ）を、整数個の等距離（Δｆ）周波数ステップ（ｆＩＦ−ｍｉｎ−ｆＩＦ−ｍｉｎ＋Δｆ，…，ｆＩＦ−ｍａｘ）に分割し、
各周波数ステップ（ｆＩＦ−ｍｉｎ−ｆＩＦ−ｍｉｎ＋Δｆ，…，ｆＩＦ−ｍａｘ）に対応する周波数候補ベクトル（ｆＩＦ−Ｃ）を規定することにより、
１又は２以上の搬送周波数候補ベクトルを生成するように構成され、
前記ドップラー周波数インターバル（ｆＩＦ−ｍｉｎ−ｆＩＦ−ｍａｘ）が、前記第２の周波数（ｆＩＦ）と前記最大周波数変動（ｆＤ）との間の差分に等しい最低周波数限界（ｆＩＦ−ｍｉｎ）と、前記第２の周波数（ｆＩＦ）と前記最大周波数変動（ｆＤ）との和に等しい最高周波数限界（ｆＩＦ−ｍａｘ）とを有する請求項８記載の信号受信器。
【請求項１０】
前記デジタルプロセッサユニットは、
前記周波数候補ベクトル（ｆＩＦ−Ｃ）について整数個の初期位相位置（φ０，…，φ７）を決定し、
搬送周波数候補ベクトル（ｆＩＦ−Ｃ）と初期位相位置（φ０，…，φ７）との各組み合わせについて搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））を決定することにより、
１又は２以上の搬送周波数位相候補ベクトルを生成するように構成された請求項９記載の信号受信器。
【請求項１１】
前記デジタルプロセッサユニットは、
各搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））における要素（ｓｎ）の数を決定し、
前記データワード（ｄ(k)）と搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））との間の乗算演算を実行するのに適合されたデータ形式に従って前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））を格納するように構成された請求項１０記載の信号受信器。
【請求項１２】
前記デジタルプロセッサユニットは、前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））のセグメントが、前記データワード（ｄ(k)）における要素の数に等しい多数の要素を獲得し、従って前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））のセグメントと前記少なくとも一つのベクトル（ＳＩＦ−Ｉ(k)；ＳＩＦ−Ｑ(k)）のうちの一つが、ＳＩＭＤ演算およびＸＯＲ演算のうちの少なくとも一つによって一緒に処理されることを可能とするように、前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の各セグメントに少なくとも一つの要素を加算するように構成された請求項１１記載の信号受信器。
【請求項１３】
前記デジタルプロセッサユニットは、
ドップラー効果による最大変動コードレートを決定し、
中心コードレート（ＣＲＣ）近傍にドップラーレートインターバル（ＣＲＣ−ｍｉｎ−ＣＲＣ−ｍａｘ）を決定し、
前記ドップラーレートインターバル（ＣＲＣ−ｍｉｎ−ＣＲＣ−ｍａｘ）を整数個の等距離（ΔＣＲ）コードレートステップ（ＣＲＣ−ｍｉｎ，ＣＲＣ−ｍｉｎ+ΔＣＲ，…，ＣＲＣ−ｍａｘ）に分割し、
各コードレートステップ（ＣＲＣ−ｍｉｎ，ＣＲＣ−ｍｉｎ+ΔＣＲ，…，ＣＲＣ−ｍａｘ）についてコードレート候補（ＣＲＣ−Ｃ）を規定することにより、
１又は２以上のコードレート候補を生成するように構成され、
前記ドップラー周波数インターバルは、前記中心コードレート（ＣＲＣ）と前記最大コードレート変動（ＣＲＤ）との間の差分に等しい最低コードレート限界（ＣＲＣ−ｍｉｎ）と、前記中心コードレート（ＣＲＣ）と前記最大コードレート変動（ＣＲＤ）との和に等しい最高コードレート限界（ＣＲＣ−ｍａｘ）とを有する請求項１乃至１２の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項１４】
前記デジタルプロセッサユニットは、
各コードレート候補（ＣＲＣ−Ｃ）について整数個の可能な初期コード位相位置（０．０，…，０．９）を決定し、
各信号源固有のコード系列（ＣＳ(i)）について、コードレート候補（ＣＲＣ−Ｃ）とコード位相位置（０．０，…，０．９）との間の一組の組み合わせを規定することにより、
１又は２以上のコードレート位相候補ベクトルを生成するように構成された請求項１３記載の信号受信器。
【請求項１５】
前記デジタルプロセッサユニットは、
各信号源固有のコード系列（ＣＳ(i)）について、
前記基本サンプリングレート（ｒｓ）で各コードレート位相候補ベクトルをサンプリングして対応するコードベクトル（ＣＶ）を生成することにより、一組のコードベクトル（ＣＶ）を生成するように構成された請求項１４記載の信号受信器。
【請求項１６】
前記デジタルプロセッサユニットは、
元のコードベクトル（ＣＶ）の終わりからの特定個の要素（Ｅｅ）を、前記修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）の始めにコピーし、
前記元のコードベクトル（ＣＶ）の始めからの要素（Ｅｂ）を、前記修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）の終わりにコピーすることにより、
各コードベクトル（ＣＶ）に基づき、修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）を生成するように構成された請求項１５記載の信号受信器。
【請求項１７】
前記デジタルプロセッサユニットは、各信号源固有のコード系列（ＣＳ(i)）について、一組の修正されたコード系列（｛ＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）｝）を格納するように構成され、
ここで、各修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）は、少なくとも一つの完全なコード系列（ＣＳ）のサンプリングされたバージョンを表す多数の要素（ｓ１，…，ｓｍ）を含み、
特定の修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）は、コードレート候補（ＣＲＣ−Ｃ）とコード位相位置（Ｃｐｈ）との各組み合わせについて規定される請求項１６記載の信号受信器。
【請求項１８】
前記デジタルプロセッサユニットは、修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）と、少なくとも一つのベクトル（ＳＩＦ−Ｉ(k)；ＳＩＦ−Ｑ(k)）のうちの一つとが、ＳＩＭＤ演算およびＸＯＲ演算のうちの少なくとも一つによって一緒に処理されるように、前記データワード（ｄ(k)）から得られた少なくとも一つのベクトル（ＳＩＦ−Ｉ(k)；ＳＩＦ−Ｑ(k)）のデータ形式に関して前記修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）のデータ形式を適合させるように構成された請求項１７記載の信号受信器。
【請求項１９】
当該信号受信器は、スペクトル拡散信号を受信して、初期の補足段階と、それに続く追跡段階とを含む２ステージ処理により前記スペクトル拡散信号を復号するように構成された請求項１乃至１８記載の信号受信器。
【請求項２０】
前記デジタルプロセッサユニットは、当該信号受信器が前記初期の補足段階を実施しているときに、後続の前記追跡段階の期間中に受信される信号の復号を起動するために必要とされる一組の予備パラメータを確立するように構成された請求項１９記載の信号受信器。
【請求項２１】
前記デジタルプロセッサユニットは、当該信号受信器が前記初期の補足段階を実施しているときに、当該信号受信器によって受信される信号を生成するために使用された信号源固有のコード系列（ＣＳ）を識別するように構成された請求項２０記載の信号受信器。
【請求項２２】
前記デジタルプロセッサユニットは、当該信号受信器が前記初期の補足段階を実施しているときに、一組の予備パラメータと前記信号源固有のコード系列を関連づけるように構成され、前記予備パラメータは、
修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）と、
搬送周波数候補ベクトル（ｆＩＦ−Ｃ）と、
初期位相位置（φＣ）と、
コード位相位置（Ｃｐｈ）と、
前記修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）についての開始サンプル値を表すコードインデックス（ＣＩ）と
を含む請求項２０または２１の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項２３】
前記デジタルプロセッサユニットは、当該信号受信器が後続の前記追跡段階を実施しているときに、
追跡特性に基づき、各修正されたコードベクトル（ＣＶｍ）についてプロンプトポインター（ＰＰ）を計算し、
各プロンプトポインター（ＰＰ）の近傍に、少なくとも１対のアーリーポインターおよびレイトポインター（ＰＥ，ＰＬ；ＰＥ１，ＰＬ１；ＰＥ２，ＰＬ２）を割り当てるように構成され、
前記プロンプトポインター（ＰＰ）は、コード系列開始位置を指示し、初期のプロンプトポインター（ＰＰ）は、コードインデックス（ＣＩ）に等しく、
前記アーリーポインター（ＰＥ）は、前記プロンプトポインター（ＰＰ）位置の少なくとも一つの要素だけ前に位置されたサンプル値を特定し、
前記レイトポインター（ＰＬ）は、前記プロンプトポインター（ＰＰ）位置の少なくとも一つの要素だけ後ろに位置されたサンプル値を特定する請求項１９乃至２２の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項２４】
前記デジタルプロセッサユニットは、当該信号受信器が後続の前記追跡段階を実施しているときに、
入来する一連のレベル分散サンプル値（１２１０）を受信し、
各データワード（ｄ(k)）が、各搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））における要素（ｓｎ）の数に等しい多数の要素を含むように、前記サンプル値（１２１０）のデータワード（ｄ(1)，…，ｄ(N)）を生成し、
前記データワード（ｄ(k)）について、該当組の搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））を計算し、
前記該当組における各搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））について、前記ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の事前生成された同相表現（ｆＩＦＩ）と直交位相表現（ｆＩＦＱ）とをそれぞれ取得するように構成された請求項１９乃至２３の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項２５】
前記デジタルプロセッサユニットは、当該信号受信器が後続の前記追跡段階を実施しているときに、
各データワード（ｄ(k)）と前記該当組における前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の前記同相表現（ｆＩＦＩ）とを乗算して第１の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｉ(k)）を生成し、
各データワード（ｄ(k)）と前記該当組における前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の前記直交位相表現（ｆＩＦＱ）とを乗算して第２の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｑ(k)）を生成するように構成された請求項２４記載の信号受信器。
【請求項２６】
前記デジタルプロセッサユニットは、当該信号受信器が後続の前記追跡段階を実施しているときに、
前記プロンプトポインター（ＰＰ）によって指示される位置で開始する修正されたコードベクトル（ＣＶｍ−Ｐ(k)）と前記第１の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｉ(k)）とを乗算して第１のプロンプト逆拡散されたシンボルストリング（ΛＩＰ(k)）を生成し、
前記アーリーポインター（ＰＥ）によって指示される位置で開始する修正されたコードベクトル（ＣＶｍ−Ｅ(k)）と前記第１の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｉ(k)）とを乗算して第１のアーリー逆拡散されたシンボルストリング（ΛＩＥ(k)）を生成し、
前記レイトポインター（ＰＬ）によって指示される位置で開始する修正されたコードベクトル（ＣＶｍ−Ｌ(k)）と前記第１の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｉ(k)）とを乗算して第１のレイト逆拡散されたシンボルストリング（ΛＩＬ(k)）を生成し、
前記プロンプトポインター（ＰＰ）によって指示される位置で開始する修正されたコードベクトル（ＣＶｍ−Ｐ(k)）と前記第２の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｑ(k)）とを乗算して第２のプロンプト逆拡散されたシンボルストリング（ΛＱＰ(k)）を生成し、
前記アーリーポインター（ＰＥ）によって指示される位置で開始する修正されたコードベクトル（ＣＶｍ−Ｅ(k)）と前記第２の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｑ(k)）とを乗算して第２のアーリー逆拡散されたシンボルストリング（ΛＱＥ(k)）を生成し、
前記レイトポインター（ＰＬ）によって指示される位置で開始する修正されたコードベクトル（ＣＶｍ−Ｌ(k)）と前記第２の中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｑ(k)）とを乗算して第２のレイト逆拡散されたシンボルストリング（ΛＱＬ(k)）を生成するように構成された請求項２５記載の信号受信器。
【請求項２７】
前記デジタルプロセッサユニットは、各逆拡散されたシンボルストリングについて、結果として得られるデータワード（ＤＲ−ＩＰ(k)，ＤＲ−ＩＥ(k)，ＤＲ−ＩＬ(k)，ＤＲ−ＱＰ(k)，ＤＲ−ＱＥ(k)；ＤＲ−ＱＬ(k)）を取得するように構成された請求項２６記載の信号受信器。
【請求項２８】
前記デジタルプロセッサユニットは、テーブル（１３１０）における各事前生成された値を検索することにより、前記結果として得られるデータワード（ＤＲ−ＩＰ(k)，ＤＲ−ＩＥ(k)，ＤＲ−ＩＬ(k)，ＤＲ−ＱＰ(k)，ＤＲ−ＱＥ(k)；ＤＲ−ＱＬ(k)）を取得するように構成された請求項２７記載の信号受信器。
【請求項２９】
前記デジタルプロセッサユニットは、ＳＩＭＤ演算およびＸＯＲ演算のうちの少なくとも一つにより、前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の同相表現（ｆＩＦＩ）と前記データワード（ｄ(k)）との間と、前記搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の直交位相表現（ｆＩＦＱ）と前記データワード（ｄ(k)）との間の前記乗算をそれぞれ実施するように構成された請求項２４乃至２８の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項３０】
前記デジタルプロセッサユニットは、ＳＩＭＤ演算およびＸＯＲ演算のうちの少なくとも一つにより、前記修正されたコードベクトル（ＣＶｍ−Ｐ，ＣＶｍ−Ｅ；ＣＶｍ−Ｌ）と前記中間周波数低減された情報ワード（ＳＩＦ−Ｉ(k)；ＳＩＦ−Ｑ(k)）との間の前記乗算を実施するように構成された請求項２４乃至２９の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項３１】
前記デジタルプロセッサユニットは、
現在のデータワード（ｄ(k)）の処理の完了と次のデータワード（ｄ(k+1)）の処理の起動とに関連して、
前記次のデータワード（ｄ(k+1)）の第１サンプル値を指示するポインター（Ｐｄ）と、
搬送周波数位相候補ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の前記該当組を記述するパラメータのグループと、
コードベクトル（ＣＶｍ）の前記該当組と、
プロンプトポインター、アーリーポインター、レイトポインター（ＰＰ，ＰＥ，ＰＬ）と
を伝播するように構成された請求項２４乃至３０の何れか１項記載の信号受信器。
【請求項３２】
比較的高い周波数の連続信号（ＳＩＦ）を受信するステップと、
前記連続信号（ＳＩＦ）を基本サンプリングレートでサンプリングして、結果として得られる一連の時間離散信号サンプル（Ｓ[ｓｉ]）を生成するステップと、
各信号サンプルを対応するレベル離散サンプル値に量子化するステップと、
それぞれが１又は２以上の連続したサンプル値（ｓ１，…，ｓｎ）を含む複数のデータワード（ｄ(1)，…，ｄ(N)）を生成するステップと、
前記データワード（ｄ(k)）における情報と少なくとも一つのデコードベクトルとの間の関連づけステップと
を備えたスペクトラム拡散信号を処理する方法であって、
該方法は、前記関連付けステップのための準備を含み、該準備では、前記連続信号（ＳＩＦ）を受信する前に、複数のデコードベクトルが事前生成され、
前記関連づけステップは、少なくとも前記デコードベクトルのサブグループにおける各デコードベクトルと、前記データワード（ｄ(k)）から得られる少なくとも一つのベクトルとを乗算するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項３３】
コンピュータの内部メモリに直接的にロード可能なコンピュータプログラムであって、該プログラムが前記コンピュータ上で稼動されたときに、請求項３２記載のステップを制御するためのソフトウェアを含むコンピュータプログラム。
【請求項３４】
コンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、当該記録媒体上に記録されたプログラムを備え、前記プログラムは、請求項３２記載のステップをコンピュータに制御させるためのものであるコンピュータ読み取り可能な記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、ベクトルベースのアルゴリズムによるスペクトラム拡散信号(spread spectrum signals)の処理に関し、更に詳しくは、本発明は、請求項１の前置き(preamble)に係るスペクトラム拡散信号を受信する方法、および請求項２８の前置きに係る信号受信器に関し、また、本発明は、請求項２６に係るコンピュータプログラム、および請求項２７に係るコンピュータ読み取り可能な記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スペクトラム拡散技術は、多くの領域において益々重要になってきており、移動体通信システムおよび全地球的航法衛星システム(GNSS; global navigation satellite system)は二つの重要な例に該当する。さらに、多くの伝送規格が、ハイブリッドまたは多目的の受信器に対する需要を創出している。例えば、携帯電話規格のｃｄｍａ２０００およびＷＣＤＭＡはスペクトラム拡散信号の伝送を必要とする。しかしながら、空中インターフェイス(air interface)における違いに起因して、同一端末を二つのシステムで使用することができない。それどころか、専用端末を各システムで用いなければならない。あるいは、デュアルモード端末を設計しなければならず、それは二つの別個のトランシーバチェーン(transceiver chain)を備える。これに対して、或るＧＮＳＳに適応したナビゲーション受信器、例えば全地球測位システム（ＧＰＳ；global positioning system；合衆国政府）は、ガリレオシステム（全地球的航法サービスのためのヨーロッパのプログラム）又は全地球的軌道航法衛生システム（ＧＬＯＮＡＳＳ；global orbiting navigation satellite system；ロシア連邦国防省）のような、異なるＧＮＳＳに属する衛星から信号を受信することはできない。
【０００３】
これを可能とするためには、マルチモード受信器を設計しなければならない。しかしながら、特に２つよりも多くの信号を処理しなければならないのであれば、単一の装置にマルチモード受信器チェーンを備えることは、コストを上昇させるのみならず、ユニットを大きく且つ重くする。従って、プログラム可能なソフトウェア受信器の解決手法が望まれ、その信号処理方式は、受信されて処理される信号に応じて変えられる。
【０００４】
ＧＮＳＳ信号を処理するための種々のソフトウェア解決手法が既に知られている。特許文書ＷＯ０２／５０５６１は、ミサイルを誘導するためのＧＰＳ受信器追跡システムが記述されている一例である。ここでの受信基地(receiving station)は、ＧＰＳデータを受信して処理するための１又は２以上の処理段を備える。制御信号は、相互動作の結果に応答して処理段の個数が増加または減少されるべきかどうかを制御する。タイミング情報の回復(recovery)および追跡(tracking)はソフトウェアで完全に実施される。しかしながら、処理は、比較的複雑なフーリエ変換の実時間計算を必要とし、従って大量の処理資源を必要とする。よって、このタイプの受信器は、特に、携帯電話または携帯ＧＮＳＳ受信器のような、小さなサイズのユニットに適さない。
【０００５】
論文“ＴＵＰＭ １２．４：Ｓｏｆｔｗａｒｅ ｓｏｌｕｔｉｏｎ ｏｆ ＧＰＳ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”，ＵＬＳＩ研究所，三菱電機株式会社（登録商標），ＩＥＥＥ，１９９８，Arai T等は、エンベデッドマイクロプロセッサを用いたソフトウェアＧＰＳ受信器のための原理を概説しており、それは、最大で８個の衛星からの信号を約４０ＭＩＰＳ(millions of / or Mega Instructions Per Second)で復調(demodulate)することができる。２ＭＨｚのＧＰＳベースバンド信号は、ここで、ソフトウェア無線受信器(software radio receiver)に与えられ、それは、位相補償(phase compensation)のみならず、スペクトラム逆拡散およびミキシング；同期復調(synchronous demodulation)、衛星捕捉追跡(satellite acquisition and tracking)を実行する。アルゴリズムが提案され、それにより、中間周波（ＩＦ）信号が１ビットサンプリングされ、ここで、逆拡散の前にダウンコンバージョン(downconversion)が実施される。３２個のサンプル形式の結果データは、引き続き並列処理される。ＤＲＡＭ(Dynamic Random Access Memory)は、信号が送信された各衛星についての特定のＣ／Ａ（Coarse Acquisition, 大まかな捕捉）コードテーブルを格納する。他の全てのデータ及び命令は、高速処理を遂行するためにキャッシュメモリに格納される。この方策は適度に効果的な実施をもたらすものとして認められるが、この論文は、この効果を得るために、逆拡散および関連づけが実際にはどのように成り立つかについて特定の記述を欠いている。
【０００６】
Akos.D等の“Ｔｕｎｉｎｇ Ｉｎ ｔｏ ＧＰＳ−Ｒｅａｌ-Ｔｉｍｅ Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｒａｄｉｏ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅｓ ｆｏｒ ＧＰＳ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”，ＧＰＳ Ｗｏｒｌｄ，２００１年７月は、受信器アーキテクチャについて述べており、そのアークテクチャを通じて、ＩＦ信号サンプルが無線フロントエンド(radio front-end)からプログラマブルプロセッサに連続処理のために直接的に与えられる。このアーキテクチャは、複数データサンプルを並列処理するためのＳＩＭＤ(single instruction multiple data)命令を使用することの可能性について述べている。しかしながら、効果的な並列処理が実際にどのように遂行できるのかについの教示がない。
【０００７】
Dovis, F等による“Ｄｅｓｉｇｎ ａｎｄ Ｔｅｓｔ−Ｂｅｄ Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｏｆ ａ Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ Ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎｓ”，Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ，Ｐｏｌｉｔｅｃｎｉｃｏ ｄｉ Ｔｏｒｉｎｏ，Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ，Ｓｐｒｏｎｇ ｏｆ ２００２は、再構成可能なＧＮＳＳ受信器の設計について述べており、その受信器は、二つまたはそれ以上の異なるＧＮＳＳからのデータを融解(fusing)することができる。この論文は、無線フロントエンドに加えて、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）およびデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）を備えたアーキテクチャを略述している。著者は、種々の計算負荷問題に取り組んでおり、彼等は、確認された要件を満たすアルゴリズムを提示していない。
【０００８】
従って、従来技術は、ソフトウェアベースのＧＮＳＳ受信器の多くの例を含んでいる。とは言っても、ソフトウェアでの実施に適していると共に、少なくとも実時間でスペクトラム拡散信号を受信して処理するための現代のＡＳＩＣベースの解決策のそれに匹敵する性能を有する高度に有効な解決策の明確な教示は、今のところ存在しない（ＡＳＩＣ＝Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００９】
従って、本発明の目的は、スペクトラム拡散信号を受信して処理するための解決策を提供することであり、それは、上述の問題を解決し、従って物理的に小さく且つパワー効率の良い装置において実施される真にソフトウェア適合の方策を提示する。
【００１０】
本発明の一態様によれば、本目的は、最初に述べたようなスペクトラム拡散信号を受信する方法により達成され、その方法は、関連づけの前処理ステップを備えたことを特徴とし、上記前処理は、連続信号の受信前に行われる。この前処理は、多数のコードベクトルの事前生成ステップを含み、そのそれぞれは、少なくとも一つの信号源固有のコード系列の特定コード系列を表す。さらに、本発明によれば、関連づけステップは、少なくともコードベクトルのサブグループにおける各ベクトルと、データワードから得られた少なくとも一つのベクトルとを乗算するステップを含む。
【００１１】
この方策は有利である。なぜなら、提案されたベクトルアプローチは、デジタルプロセッサ（例えばマイクロプロセッサ）が各クロックサイクル中に複数の信号サンプルを並列処理することを可能にし、従ってプロセッサの使用を極めて効率的にする。さらに、コードベクトルを事前生成することにより、貴重な処理能力が節約され、そのことは、引き続き、例えば、航法衛星システムにおいて衛生により伝送されるナビゲーション信号を追跡するために、十分な量の時間単位あたりの入力データの処理を可能にする。
【００１２】
本発明のこの態様の好ましい実施形態によれば、各コードベクトルは、特定の信号源固有のコード系列を表し、それは、基本サンプリングレートでサンプリングされると共に、レベル離散のサンプル値を生成するために使用される量子化処理を用いて量子化される。好ましくは、コードベクトルは、さらにまた、次の処理を効率的にする方法で入力データ信号の形式に適合される。
【００１３】
本発明のこの態様の他の好ましい実施形態によれば、少なくとも一つの信号源固有のコード系列は、いわゆる擬似ランダムノイズ(pseudo random noise)を表す。このタイプのコード系列は、二つまたはそれ以上異なる信号が同一の搬送周波数で変調される環境において有益である。即ち、異なる擬似ランダムノイズ信号は、互いに直交（または少なくともほとんど直交）している。従って、第１の擬似ランダムノイズ信号による第１の情報信号拡散は、第２の擬似ランダムノイズ信号により拡散された第２の情報信号の最小の劣化を引き起こし、逆もまた同様である。
【００１４】
本発明のこの態様の第の好ましい実施形態によれば、受信ステップは、入力の高い周波数の信号から中間周波信号へのダウンコンバージョン(down conversion)を含む。高い周波数の信号は、第１の周波数付近で左右対称であるスペクトルを有すると推定され、中間周波信号は、第２の周波数付近で左右対称であるスペクトルを有すると推定され、それは、第１の周波数よりも相当に低い。従って、受信ステップは、情報搬送信号を、元の入力信号が配置された帯域よりも技術的に取り扱いが容易であるベースバンドに変換する。
【００１５】
本発明のこの態様の他の好ましい実施形態によれば、本方法は次のステップを備える。第１に、ドップラー効果による第２の周波数の最大周波数変動が決定される。そして、第２の周波数付近のドップラー周波数インターバル(Doppler frequency interval)が定義される。このドップラー周波数インターバルは第２の周波数と最大周波数変動(maximum frequency variation)との間の差分に等しい最低周波数限界(lowest frequency limit)と、第２の周波数と最大周波数変動との和に等しい最高周波数限界(highest frequency limit)とを有する。その後、ドップラー周波数インターバルは、整数個の等距離の周波数ステップに分割され、続いて、周波数候補ベクトル(frequency candidate vector)は、各周波数ステップについて定義される。この方法の周波数分割は有利である。なぜなら、それは、中間搬送周波数の柔軟なモデリングとそのバリエーションを提供するからである。
【００１６】
本発明のこの態様の他の好ましい実施形態によれば、整数個の初期位相位置(initial phase position)は、周波数候補ベクトルについて決定される。従って、この整数番号は、比較的高い数が比較的高い位相分解能に対応する一方、比較的低い数が比較的低い位相分解能に対応するような、位相分解能(phase resolution)を表す。さらに、搬送周波数位相候補ベクトル(carrier frequency-phase candidate vector)は、搬送周波数候補ベクトルと初期位相位置との各組み合わせについて定義される。異なる周波数位相候補ベクトルは、それらが受信信号の周波数および位相特性の極めて正確な評価の決定を可能にするので、有益であり、それは、順に、高い品質を有する復調信号を保証する。
【００１７】
本発明のこの態様の他の好ましい実施形態によれば、各搬送周波数位相候補ベクトルにおける要素の数が決定される。続いて、搬送周波数位相候補ベクトルが、データ形式に従って格納され、それは、搬送周波数位相候補ベクトルのセグメントとデータワードとの乗算を実施するように適合される。この適合は有利である。なぜなら、それにより、多数の信号サンプル比較的単純な動作によって並列に処理されるからである。好ましくは、データ形式の適合は、セグメントが、データワードから得られる少なくとも一つのベクトルのそれぞれにおける要素数に等しい多数の要素を獲得するように、少なくとも一つの要素を搬送周波数位相候補ベクトルの上記各セグメントに加算するステップを含む。従って、いわゆるＳＩＭＤ(single instruction multiple data)演算または論理的ＸＯＲ演算の何れかにより少なくとも一つのベクトルのうちの一つと共に搬送周波数位相候補ベクトルのセグメントを処理することが即ち可能である。
【００１８】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、本方法は、また、次のステップを含む。第１に、ドップラー効果によるコードレートの最大変動が決定される。そして、ドップラーレートインターバル(doppler rate interval)がセンターコードレート付近に定義される。ドップラー周波数インターバルは、センターコードレートと最大コードレート変動との間の差分に等しい最低コードレート限界と、センターコードレートと最大コードレート変動との和に等しい最高周波数限界とを有する。中間周波スペクトラムと同様に、ドップラーレートインターバルは、整数個の等距離コードレートステップに分割され、そしてコードレート候補が、各コードレートステップについて定義される。さらに中間周波数と同様に、整数個の可能な初期コード位相位置が各コードレート候補について決定される。従って、この整数番号は、比較的高い数が比較的高いコード位相分解能を表す一方、比較的低い数が比較的低いコード位相分解能を表すような、コード位相分解能を表す。代表的には、スペクトラム拡散コード変調は、周波数変調よりもドップラー効果に起因した歪に敏感ではない。従って、コードレートステップは比較的大きくても良い。しかしながら、ある程度のドップラー偏移の見積もりは、高品質の変調信号を獲得するためには望ましい。
【００１９】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、一組のコードベクトルが、各コードレート位相候補ベクトルを基本サンプリングレートでサンプリングすることにより各信号源固有のコード系列について生成され、従って対応コードベクトルを生成する。この場合もやはり、これは、比較的簡単な演算により多数の信号サンプルの並列処理を簡略化する。
【００２０】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、修正されたコードベクトルは、元のコードベクトルの終わりから修正されたコードベクトルの始めまでの特定個数の要素をコピーし、そして元のコードベクトルの始めからコードベクトルの終わりまでの特定個数の要素をコピーすることにより、各コードベクトルに基づき生成される。このコードベクトルの拡張は、極めて有利である。なぜなら、それは、信号源固有のコード系列の局所的コピーの簡単な変換を実施することにより、アーリー(early-)、プロンプト(prompt-)、およびレイト(late)技法を通じてパラメータを追跡することの拡張を可能にする。
【００２１】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、一組の修正されたコードベクトルは、各信号源固有のコード系列について格納される。ここで、各修正されたコードベクトルは、少なくとも一つの完全なコードベクトルのサンプリングされたバージョンを表す多数の要素を含む。上述したように、修正されたコードベクトルは、また、系列の始めと終わりの反復(repetition)を含む。特定の修正されたコードベクトルは、コードレート候補とコード位相位置との各組み合わせについて定義される。これら事前生成された修正コードベクトルは、実時間で計算される必要がなく、単にメモリから取得されるだけなので、プロセッサにおける相当の処理を節約する。
【００２２】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、修正されたコードベクトルのデータ形式は、修正されたコードベクトルと少なくとも一つのベクトルのうちの一つとがＳＩＭＤ演算またはＸＯＲ演算によって一緒に処理されるように、データワードから得られた少なくとも一つのベクトルのデータ形式に関して適合される。必然的に、これは、処理効率の観点から有利である。
【００２３】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、本方法は、初期捕捉段階(initial acquisition phase)と、その後の追跡段階(subsequent tracking phase)とを含む。捕捉段階は、追跡段階の期間中に受信された信号の復号を起動するために必要とされる一組の予備的パラメータ(preliminary parameters)を確立する。このパラメータは、修正されたコードベクトル、搬送周波数候補ベクトル、初期位相位置、コード位相位置、および、コードインデックスを含み、それは修正されたコードベクトルについての開始サンプル値を意味する。従って、うまくいった捕捉段階は、少なくとも一つの信号源固有のコード系列が識別されるという結果をもたらすと共に、この信号が受信器によって追跡可能である（即ち、継続して受信される）という結果をもたらす。
【００２４】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、順に追跡するステップは次のステップを含む。第１に、追跡特性に基づき、プロンプトポインター(prompt pointer)が各修正されたコードベクトルについて計算される。プロンプトポインターは、コード系列の開始位置を指し示す。初期のプロンプトポインター値は、コードインデックスと等しく設定される。そして、少なくとも一対のアーリー(early-)およびレイト(late-)ポインターが各プロンプトポインター付近に割当てられる。アーリーポインターは、プロンプトポインターの位置の前の少なくとも一つの要素に配置されたサンプル値を特定し、これに対し、レイトポインターは、プロンプトポインターの後の少なくとも一つの要素に配置されたサンプル値を特定する。これらポインターは、プロンプトポインターが相関関係最大値(correlation maximum value)に可能な限り接近して配置され、アーリーポインターがこの値よりも若干先に時間内に配置され、且つ、レイトポインターがこの値よりも若干後に時間内に配置されるように、相関関係最大値付近のポインターを反復して再配置(repeated repositioning)することにより、受信信号の追跡を維持するために使用される。この方策によって得られる重要な利点は、異なる遅延を表すために同一のベクトルを再使用できることである。従って、貴重なメモリ空間と処理能力が節約される。
【００２５】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、追跡ステップは、更に次のステップを含む。第１に、一連の入来するレベル離散サンプル値が受信される。そして、各データワードが各搬送周波数位相候補ベクトルにおける要素の数と等しい多数の要素を含むように、各データワードがサンプル値から形成される。その後、該当する一組の搬送周波数位相候補ベクトルがデータワードについて計算され、そして事前生成された同相表現(in-phase representation)の直交位相表現(quadrature-phase representation)のベクトルが、該当組における各搬送周波数位相候補ベクトルについて取得される。続いて、各データワードは、一方では、該当組における搬送周波数位相候補ベクトルの同相表現と乗算されて第１の中間周波低減(intermediate-frequency-reduced)された情報ワードを生成し、そして他方では、該当組における搬送周波数位相候補ベクトルの直交位相表現(quadrature-phase representation)と乗算されて第２の中間周波数低減された情報ワードを生成する。従って、中間周波数低減された情報ワードは、入来するデータワードから得られた上述のベクトルの各要素を構成する。この乗算方策は、汎用マイクロプロセッサの性能の極めて効率的な使用を可能にするので、有利である。
【００２６】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、ＸＯＲまたはＳＩＭＤ演算は、搬送周波数位相候補ベクトルの同相表現とデータワードとの間の乗算と、搬送周波数位相候補ベクトルの直交位相表現とデータワードとの乗算をそれぞれ実行するために使用される。
【００２７】
本発明のこの態様の他の好ましい実施形態によれば、追跡ステップは、プロンプトポインターによって指示された位置を始点とする修正されたコードベクトルと第１の中間周波数低減された情報ワードとを乗算して第１のプロンプト逆拡散シンボルストリング(prompt-despread symbol string)を生成し、前記第１中間周波数低減された情報ワードを、アーリーポインターによって指示された位置を始点とする修正されたコードベクトルに関連づけて第１のアーリー逆拡散されたシンボルストリングを生成し、第１の中間周波数低減された情報ワードを、レイトポインターによって指示された位置を始点とする修正されたコードベクトルに関連づけて第１のレイト逆拡散シンボルストリングを生成し、第２の中間周波数低減された情報ワードを、プロンプトポインターによって指示された位置を始点とする修正されたコードベクトルに関連づけて第２のプロンプト逆拡散シンボルストリングを生成し、第２の中間周波数低減された情報ワードを、アーリーポインターによって指示された位置を始点とする修正されたコードベクトルに関連づけて第２のアーリー逆拡散シンボルストリングを生成し、そして、第２の中間周波数低減された情報ワードを、レイトポインターによって指示された位置を始点とする修正されたコードベクトルに関連づけて第２のレイト逆拡散シンボルストリングを生成するステップを更に含む。好ましくは、結果として得られるデータワードは、それから、逆拡散シンボルストリングの各組について得られる。これは、例えば、該当する加算演算を実行することにより、または結果として得られるデータワードがパックされた情報(packed information)またはパックされない情報(un-packed information)を含むかどうかによって逆拡散シンボルストリングのビットパターンに基づくテーブルで事前生成された値を検索(look up)することにより実施される。従って、高品質のデータは最小の実時間計算で得られ、それは、処理の観点から有利である。
【００２８】
本発明のこの態様の更に他の好ましい実施形態によれば、ＸＯＲ演算またはＳＩＭＤ演算の何れかが、中間周波数低減された情報ワードと修正されたコードベクトルとの乗算を実行するためにも使用され、この場合も同様に、処理の観点から有利である。
【００２９】
本発明のこの態様の他の好ましい実施形態によれば、情報の或る部分は、現在のデータワードの処理を完結させることと、次のデータワードの処理を起動することとに関連して伝播(propagate)される。好ましくは、この伝播される情報は、次のデータワードの第１サンプル値を指示するポインターと、該当組の搬送周波数位相候補ベクトルを記述するパラメータのグループと、該当組のコードベクトルと、プロンプト、アーリー、レイトポインターとを指示する。従って、伝播される情報に基づき、次のデータワードが即座に処理される。
【００３０】
本発明の更なる態様によれば、本目的は、コンピュータのメモリに直接的にロード可能なコンピュータプログラムによって達成され、このコンピュータは、前記プログラムがコンピュータ上で稼動したときに上述の提案に係る方法を実行するためのソフトウェアを備える。
【００３１】
本発明の他の態様によれば、本目的は、コンピュータ読み取り可能な記録媒体によって達成され、この記録媒体は、該記録媒体上に記録されたプログラムを備え、このプログラムは、コンピュータに上記提案に係る方法を実行させるためのものである。
【００３２】
本発明の他の態様によれば、本目的は、先に述べた信号受信器により達成され、この信号受信器は、該受信器が上記方法に従って動作するように、上記提案に係るコンピュータプログラムがメモリ手段にロードされたことを特徴としている。
【００３３】
従って、本発明は、一般的なソフトウェア無線受信器において任意のタイプのスペクトラム拡散信号を受信して復号するための優れた手段を提供する。例えば、同一の受信器が、異なる形式の航法衛星信号(navigation satellite signal)を追跡するために使用され得る。これらの信号は、１又は２以上の他の信号が第２または第３の形式で受信されている間に第１の信号が第１の形式で受信されるように、並列に受信されてもよい。
【００３４】
さらに、上記提案に係る解決策は、同一の受信器が、携帯電話システムにおける通信のように、全く異なる目的に利用されることを可能とする。
本発明は、添付の図面を参照して好ましい実施形態により更に詳しく説明され、この実施形態は単なる例として開示される。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】本発明による情報が抽出される代表的なスペクトラム拡散信号上のスペクトル図である。
【図２】図１に示されたスペクトラムに対応する周波数ダウンコンバートされた信号上のスペクトルグラフを示す図である。
【図３】スペクトラムのドップラーシフトが図解された図２の拡大図である。
【図４】本発明の実施形態によるデータ信号がどのように信号源固有のコード系列に変調されるかを図解する図である。
【図５】本発明の実施形態による初期の相関器(correlator)として使用されるべき搬送周波数位相候補ベクトルに関する３次元グラフを示す図である。
【図６】図５における搬送周波数位相候補ベクトルの他の表現を示す図である。
【図７】本発明の実施形態によるコードインデックスおよびコード位相がどのように受信信号について定義されるかを図解するための図である。
【図８】本発明の実施形態によるコードインデックスおよびコード位相がどのように受信信号について定義されるかを図解するための拡大図である。
【図９】本発明の実施形態による修正されたコードベクトルが元のコードベクトルに基づきどのように生成されるかを図解するための図である。
【図１０】本発明の実施形態による次の相関器として使用されるべきコードレート位相候補ベクトル(code rate-phase candidate vectors)に関する３次元グラフを示す図である。
【図１１】本発明による一組のコード系列開始ポインターが、修正されたコードベクトルにどのように割当てられるかを図解するための図である。
【図１２】本発明の実施形態によるデータワードが、一連の入来するレベル離散サンプル値からどのように形成されるかを図解するための図である。
【図１３】本発明の実施形態による図１２のデータワードが種々の事前生成されたベクトルととのように関連づけられるかを図解するための図である。
【図１４】本発明の実施形態による複数対のポインターがどのように割当てられるかを図解するための図である。
【図１５】提案に係る信号受信器を示す図である。
【図１６】本発明によるスペクトラム拡散信号を処理する概略的方法を示すフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
ＧＮＳＳにおいて必要とされるような、高サンプリングレートで実時間に真にソフトウェアベースの信号処理解決策を実現するためには、マイクロプロセッサシステムのアーキテクチャは極めて効率的に利用されなければならない。本発明は、事前生成されたコードベクトル表現に基づく並列処理の形式を含むアプローチを使用する。それによって、本発明は、処理速度とメモリ使用との間のバランスをとり、それは、ＡＳＩＣに関して汎用マイクロプロセッサの性能の不足分(deficit)を補う。この解決策の詳細は、以下の開示から明らかになるであろう。
【００３７】
図１は、本発明による情報が抽出される代表的なスペクトラム拡散信号に関するスペクトル図である。例えば、この信号は、搬送周波数ｆＨＦが１．５７５４２ＧＨｚのＬ１帯域におけるＧＰＳ Ｃ／Ａ信号であってもよい。これは、信号のスペクトラムが搬送周波数ｆＨＦ付近で対称であることを意味する。さらに、この信号は、搬送周波数ｆＨＦ付近で２ＭＨｚ幅周波数帯域(2MHz wide frequency band)ＢＷＨＦ以内に分布したそのエネルギーの少なくとも９８％を有する。従って、さらに低い周波数での更なる処理を可能にするために、もし、スペクトラム拡散信号が１ＭＨｚ付近で中間周波数ｆＩＦにダウンコンバートされれば、それは概ね十分である。
【００３８】
図２は、このようなダウンコンバートされた信号のスペクトル図であり、そのスペクトラムは中間周波数ｆＩＦ付近で対称であり、それは搬送周波数ｆＨＦよりも相当低く、例えばｆＩＦ＝１．２５ＭＨｚである。送信器（即ち、代表的には、軌道上の衛星）および受信器（即ち、代表的には、移動ＧＮＳＳ受信器）の移動により、ドップラー偏移が受信信号に発生し、それは、送信器と受信器との間の相対速度に比例する。最大ドップラー偏移ｆＤが定義され、ＧＮＳＳの場合、通常は約１０ｋＨｚである。従って、中心周波数がｆＩＦ＋ｆＤ（最大正ドップラー偏移に相当）とｆＩＦ−ｆＤ（最大負ドップラー偏移）との間の任意の位置に低下するように、スペクトラム全体がインターバル２ｆＤ内で偏移される。説明のため、インターバル２ｆＤは、図２において大幅に誇張されている。また、図は、中間周波数ｆＩＦ付近で（独立軸φに沿って）位相変動インターバル(phase variation interval)φＤを示している。位相変動インターバルφＤは、受信信号の位相位置が当初は受信器に未知であるという事実を示しており、従って較正パラメータを構成する。このパラメータの作用は、図５を参照して以下に更に解明されるであろう。
【００３９】
図２におけるスペクトラムの拡大版が図３に示されている。中間周波数は、起こり得るドップラー効果によりその中心周波数がｆＩＦ−ｍｉｎ＝ｆＩＦ−ｆＤからｆＩＦ−ｍａｘ＝ｆＩＦ＋ｆＤまでのインターバル２ｆＤにあるように偏移される。潜在的な最大偏移されたスペクトラムが、ここでは各点線で示されている。図３は、また、最小のサンプリングレートｒＳに対応するナイキスト周波数ｒＳ／２を示しており、それは、中間周波数信号をサンプリングするために使用されると、非エイリアシングの離散スペクトラム(non-aliased discrete spectrum)をもたらす。ｆＤ＝１０ｋＨｚ，ｆＩＦ＝１．２５ＭＨｚ，ＢＷＨＦ＝２ＭＨｚであり、且つ中間周波数信号が２．５ＭＨｚ幅の通過帯域を有するアナログフィルタを通して低域フィルタリングされるとすれば、最小サンプリングレートｒＳは５ＭＨｚ（即ち、アナログフィルタを通した後、最高周波数成分の２倍）になる。
【００４０】
図４は、データ信号Ｄが本発明の実施形態に従って、送信器側で信号源固有のコード系列(signal source specific code sequence)ＣＳにどのように変調されるかを図式的に示す。本発明の好ましい実施形態によれば、信号源固有のコード系列ＣＳは、いわゆる擬似ランダムノイズを構成する。ここで、データ信号Ｄは、データシンボル系列[+1, -1, -1, +1, -1]を含み、且つ、例えば５０Ｈｚの比較的低いシンボルレートを有する。しかしながら、信号源固有のコード系列ＣＳは、比較的高いシンボルレート（または、より正確に言えば、チッピングレート(chipping rate)）を有する。例えば、ＧＰＳ Ｃ／Ａコード形式での信号源固有のコード系列ＣＳは、１．０２３ＭＨｚのチッピングレート(chipping rate)を有すると共に、区間(period)ごとに１０２３チップを含む。各チップｃｈは、＋１または−１の何れかである。従って、Ｃ／Ａコードは、ｍｓごとにそれ自身を反復する。データ信号Ｄは、各データシンボルを信号源固有のコード系列ＣＳと乗算することにより、信号源固有のコード系列ＣＳに変調される（または信号源固有のコード系列ＣＳにより拡散される）。これにより、データシンボル＋１は、変更のないコード系列ＣＳをもたらし、一方、データシンボル−１は、反転したコード系列ＣＳをもたらす。
【００４１】
もし、５０Ｈｚのレートを有するデータ信号Ｄが、１．０２３ＭＨｚのチッピングレートを有する信号源固有のコード系列ＣＳによって拡散されれば、これは、データシンボルごとに２０個の完全なコード系列ＣＳをもたらす。即ち、一つのデータシンボルについての区間時間(period time)は２０ｍｓであり、一方、コード系列についての区間時間は１ｍｓである。
【００４２】
図５は、異なる搬送周波数位相候補ベクトルに関する３次元グラフを示す。上述したように、中間周波数スペクトラムはドップラー偏移される。従って、受信信号の特定の周波数は、ｆＩＦ−ｍｉｎからｆＩＦ−ｍａｘまでのドップラー周波数インターバルの範囲内で当初は未知である。さらに、受信信号の位相位置は、事前に受信器には未知である。実際の中間搬送周波数の見積もり(estimation)を可能にするために、ドップラー周波数インターバルｆＩＦ−ｍｉｎ−ｆＩＦ−ｍａｘは、整数個の等距離の周波数ステップに分割される。もちろん、ステップの数が大きくなるほど、より正確に中間搬送周波数が見積もられる。この例では、２０ＨｚのステップサイズΔｆが選ばれる。しかしながら、幾つかの用途においては、非常に大きなステップサイズΔｆが十分な周波数精度を提供し、一方、他の用途（比較的高精度が要求される）では、相当に小さなステップサイズΔｆが必要とされる。何れの場合においても、２０ｋＨｚのドップラー周波数インターバルｆＩＦ−ｍｉｎ−ｆＩＦ−ｍａｘと２０ＨｚのステップサイズΔｆは、１０００ステップを必要とし、ここで、第１のステップは、ｆＩＦ−ｍｉｎからｆＩＦ−ｍｉｎ＋Δｆまでの周波数を含み、第２のステップは、ｆＩＦ−ｍｉｎ＋ΔｆからｆＩＦ−ｍｉｎ＋２Δｆまでの周波数を含み、以下同様に、最後のステップは、ｆＩＦ−ｍｉｎ＋９９９ΔｆからｆＩＦ−ｍａｘまでの周波数を含む。
【００４３】
周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃは、各周波数ステップについて定義される。中間搬送周波数の初期の位相位置を見積もるために、整数個の初期位相位置φ０，…，φ７が決定される。図示された例は、このような８個の位置φＣを示している。これは、π／４の位相解を与える。従って、各周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃについて８個の異なる位相位置φ０，…，φ７が定義され、それぞれは、０から７π／４までの特定の位相偏移を表す。或る搬送周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃと特定の初期位相位置φＣとの組み合わせは、搬送周波数位相候補ベクトルと称される。図５は、第１のステップについてのこのような全てのベクトル（即ち８個）を示し、ここで、ｆＩＦ−Ｃ＝ｆＩＦ−ｍｉｎであり、そして第２のステップについてはｆＩＦ−Ｃ＝ｆＩＦ−ｍｉｎ＋Δｆである。
【００４４】
さらに、図５は軸ＬＣを含み、その軸に沿って、周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃのサンプル値（または長さ）の数が示されている。好ましくは、ＬＣ番号は２の累乗である。なぜなら、これはより単純な実施を提供するからである。各周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃにおけるサンプル値の数は、利用可能なメモリ空間、所望の周波数解、および所望の位相解を考慮して設定される。もし、上述の例において、５１２サンプルの長さが選択され且つ各サンプルが１ビットを必要とすれば、トータルの（非圧縮の）メモリ需要は３．９ＭＢ（即ち、１０００個の周波数×８個の位相位置×５１２Ｂ＝４０９６０００Ｂ＝３．９ＭＢ）になる。
【００４５】
図６は、図５における搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）の他の表現を示す。ここで、ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）は、搬送周波数ｆＩＦ−Ｃ＝ｆＩＦ−ｍｉｎ（例えば１．２４ＭＨｚ）からｆＩＦ−Ｃ＝ｆＩＦ−ｍａｘ（例えば１．２６ＭＨｚ）までの範囲と、位相偏移位置φＣ＝φ０（例えば０）からφＣ＝φ７（例えば７π／４）までの範囲におよび、全てが、ｓｎ個のサンプル（例えば５１２）の長さＬＣを有すると共に立方体(cube)で表される。従って、特定の周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）は、ＬＣ軸と平行な立方体における立方体セグメント(cuboid segment)によって与えられ、ＬＣ＝ｓ１からＬＣ＝ｓｎの範囲におよぶ。
【００４６】
全ての搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）を生成した後、ベクトルは、後の捕捉(acquisition)及び／又は追跡(tracking)段階の期間中に容易にアクセスできるように、比較的短いアクセスタイムを有するデジタルメモリに格納される。好ましくは、搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）は、入来するデータワード（１又は２以上の受信信号を表す）と搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）のセグメントとの乗算演算を実行するのに適したデータ形式に従って格納される。このベクトルは、パックされたサンプル(packed samples)を含むか、バイトのような、マイクロプロセッサにおける最小の処理しやすい単位にアンパック(unpack)される。さらなるデータ形式の問題に関する詳細は以下に述べられる。
【００４７】
図７は、代表的なコード系列ＣＳに関するグラフを示し、それは、本発明の実施形態に従って受信され、ダウンコンバートされ、且つサンプリングされたものである。その後の中間周波数成分の削除後、コード系列ＣＳは、信号値＋１又は−１の何れかを獲得し、そしてそのシンボルは例えば１．０２３ＭＨｚのチッピングレートで修正される。受信器側では、コード系列ＣＳは、例えば５ＭＨｚのサンプリングレートｒＳでサンプリングされる。このサンプリングインスタンス(sampling instances)は、軸ｓｉに沿ってコード系列ＣＳ上にドットによって示されている。この図から明らかなように、チップ区間ごとに約４個のサンプル値が存在する。従って、ナイキスト定理の要件は明らかに満たされている。しかしながら、サンプルは、十分な精度で遷移インスタンス(transition instance)を決定することはできず、即ち、コード系列信号ＣＳは、代表の一つのチップシンボルから代表の他の一つのチップシンボルに変化する。従って、いわゆるコード位相(code phase)が決定されなければならない。さらに、コード系列が開始する特定のサンプル値も確立されなければならない。
【００４８】
図８は、コード系列ＣＳが開始するサンプル値（いわゆるコードインデックスＣＩ）を図解すると共に、コード位相Ｃｐｈがこのサンプル値に関してどのように定義されるかを図解するグラフを示す。従って、図７におけるコード系列信号ＣＳの初期のセグメントは図８に表される。
【００４９】
ここで、第１のサンプルインスタンスは、コード系列ＣＳの信号区間の実際の開始に先だって短く発生すると仮定する。従って、対応するサンプル値ｓ１は、先行する区間の終点(end)に属する。これは、コード系列ＣＳを表す線の破線部分によって図示されている。しかしながら、その後に続くサンプルインスタンスは、コード系列ＣＳの区間と重なる。対応するサンプル値ｓ２は、コードインデックスＣＩとして定義される。コード系列信号の実際の始まりは、先行する捕捉段階において決定され、そして代表的には、受信信号とコード系列ＣＳの部分的コピーとの間の関連づけ(correlation)を含む。
【００５０】
続いて、コード系列信号ＣＳの開始とコードインデックスＣＩとの間の距離は、コード位相Ｃｐｈとして定義され、従って、サンプルインスタンスｓｉとチップ遷移との間の変換(translation)（又はスキュー(skew)）の指標(measure)を表す。コード位相Ｃｐｈを見積もるために、二つの連続したサンプルインスタンスｓｉ間のサンプリングインターバルは整数個の可能な初期コード位相位置に分割される。この例では、０．０から０．９までの１０個の０．１ステップが定義され、ここで、最初のステップ０．０は、コード系列信号ＣＳがコードインデックスＣＩで開始することを示し、最後のステップ０．９は、コード系列信号ＣＳが、ほとんど、先行するサンプル値ｓ１で開始することを示す。図８は、コード位相Ｃｐｈが０．４の場合、即ち、コード系列信号ＣＳが、概ね、二つの連続したサンプルインスタンスｓｉの中間で開始する場合を示す。
【００５１】
搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）と同様に、ここで、各信号源固有のコード系列ＣＳと、コードレートＣＲ、コードインデックスＣＩおよびコード位相Ｃｐｈの組み合わせとについて、コードレート位相候補ベクトルが定義されてもよい。それにもかかわらず、本発明の好ましい実施形態によれば、修正されたコードベクトルが、第１に、元の各コードベクトルに基づき生成される。
【００５２】
図９（ａ）および９（ｂ）は、これがどのように実施されるかを示す。図９（ａ）におけるコードベクトルＣＶは、多数のサンプル値、例えば５０００ものサンプル値を含む。好ましくは、サンプル値の数は、完全なコード系列区間が記録されるように、サンプリングレートとの関連で選択される。上述の例では、５ＭＨｚのサンプリングレートｒＳで、これは、５０００個のサンプルが、丁度、一つの完全なコード系列ＣＳ区間（それは、１ｍｓの区間を有し、且つ、チッピングレートが１０２３ＭＨｚであるから１０２３チップを含む）をカバー(cover)することを意味する。
【００５３】
ここで、修正されたコードベクトルＣＶｍは、元のコードベクトルＣＶの終わりから修正されたコードベクトルＣＶｍの始めに特定個の要素Ｅｅ（例えば二つ）をコピーすることにより、元のコードベクトルＣＶに基づき生成される。これに対し、元のコードベクトルＣＶの始めから特定個の要素Ｅｂ（例えば二つ）は、コードベクトルＣＶｍの終わり、即ち要素Ｅｅの後にコピーされる。図９（ｂ）は、結果として得られる修正されたコードベクトルＣＶｍを示す。この例では、各チップシンボルは、約４個のインスタンスでサンプリングされるので、二つのサンプル値は約半分のチップ区間に相当する。これにより、要素ＥｅおよびＥｂの上述のコピーは、コードベクトルＣＶと受信データとの間の関連づけ期間中のコードベクトルＣＶの半チップ(one-half-chip)シフトを可能にする。これは、図１１を参照した以下で更に詳細に説明する。
【００５４】
図１０は、信号源固有のコード系列ＣＳ(i)を表す異なるコードレート位相候補ベクトルＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）に関する３次元グラフを示す。中間搬送周波数と同様に、コードレート候補ベクトルＣＲＣ−Ｃについての公称のコードレートＣＲＣは、また、最低値ＣＲｍｉｎから最高値ＣＲｍａｘにドップラー効果により変化してもよい。しかしながら、コードレート（またはチッピングレート）が比較的高いので、ここでのレートの変動はむしろ小さくなる。
【００５５】
例えば、中間搬送周波数での１０ｋＨｚのドップラー偏移は、１．０２３ＭＨｚでの公称のコードレートＣＲＣにおける偏移に相当し、６．５Ｈｚに過ぎない。即ち、コードレートに関するドップラー偏移は、搬送周波数とコードレートとの間の比（１５７５．４２ＭＨｚ／１．０２３ＭＨｚ＝１５４０；従って、中間搬送周波数での１０ｋＨｚのドップラー偏移は１００００／１５４０≒６．５Ｈｚ）に概ね等しい。コードレート候補ベクトルＣＲＣ−Ｃは、ＣＲｍｉｎ＝１０２２９９３．５ＨｚとＣＲｍａｘ＝１０２３０６．５Ｈｚとの間のドップラーレートインターバルにおける任意の値に達する。ドップラーレートインターバルＣＲｍｉｎ−ＣＲｍａｘは、整数個の等距離のコードレートステップ、例えば１３個に分割される。この例では、従って、インターバルＣＲｍｉｎ，ＣＲｍｉｎ＋ΔＣＲ，…，ＣＲｍａｘのそれぞれは１Ｈｚに及ぶ。本発明の好ましい実施形態によれば、コードレートステップサイズは適応的であり、例えばサンプリング周波数と所望分解能とにより決定される。
【００５６】
図１０において、３次元グラフ（または立方体）は、一組のコードレート位相候補ベクトルＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）を含み、ここで、コードレートは、ＣＲＣ−Ｃ＝ＣＲｍｉｎからＣＲＣ−Ｃ＝ＣＲｍａｘの範囲に及び、コード位相は、Ｃｐｈ＝０．０からＣｐｈ＝０．９の範囲に及び、且つ、各ベクトルはｓｍ個のサンプルの長さＬＣＶｍ（例えば５００４）を有する。従って、特定のコードレート位相候補ベクトルＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）は、ＬＣＶｍ軸と平行な立方形セグメントＣＶｍ（ＣＲｍｉｎ＋２ΔＣＲ，０．４）により与えられ、且つ、ＬＣＶｍ＝ｓ１からＬＣＶｍ＝ｓｍの範囲に及ぶ。
【００５７】
全てのコードレート位相候補ベクトルＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）を生成した後、これらのベクトルは、捕獲及び／又は追跡段階中に容易にアクセスされるように、比較的短いアクセスタイムを有するデジタルメモリに格納される。好ましくは、コードレート位相候補ベクトルＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）は、入来するデータワードとコードレート位相候補ベクトルＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）とから導き出されたベクトル間で実施されるべき関連づけ動作(correlation operation)に適合するデータ形式に従って格納される。例えば、コードレート位相候補ベクトルＣＶｍ（ＣＲＣ−Ｃ，Ｃｐｈ）は、パックされたサンプルを含んでもよく、バイトのような、マイクロプロセッサにおける最小の処理しやすい単位にアンパック(unpack)されてもよい。さらなるデータ形式の問題に関する詳細は図１３を参照して以下に述べられる。
【００５８】
スペクトラム拡散信号の追跡期間中、即ち、信号の連続的受信およびそれに含まれるデータの復調の期間中に、その信号のための該当追跡パラメータを更新する必要がある。通常、追跡段階はいわゆる捕捉段階に先行され、この捕捉段階では、信号復号を起動するために必要とされる一組の予備的パラメータ(preliminary parameters)が確立される。従って、捕捉段階がうまくいくと、少なくとも一つの信号源固有のコード系列が識別され、そしてこの系列によって伝送されたデータ信号が復調可能であるという結果がもたらされる。信号源固有のコード系列と関連づけられる追跡特性は、修正されたコードベクトルＣＶｍ（搬送周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃと初期の位相位置φＣを定義する）と、コード位相位置Ｃｐｈと、コードインデックスＣＩとを含む。受信器における関連づけ動作の適切なタイミングを維持するために、一組のポインターが必要とされ、それは、修正されたコードベクトルと関連したコード系列の開始位置を指示すると共に、好ましくは各関連づけ(correlation)間で、繰り返し更新される。
【００５９】
図１１は、修正されたコードベクトルＣＶｍに割当てられたこのような一組のポインターを示す。プロンプトポインターＰＰは、コード系列開始位置の現在の見積もりを示す。このポインターＰＰは、当初は、コードインデックスＣＩに等しく設定される。受信データの任意の次のセグメントのための適切なポインターＰＰは、このように事前生成されたコードベクトルが格納されたデジタルメモリから適切な修正されたコードベクトルＣＶｍを読み出すことにより得られる。各セグメント間で、初期コード位相Ｃｐｈのみならず、コードレート候補ベクトルＣＲＣ−Ｃも更新される。さらに、少なくとも一対のアーリーポインターＰＥおよびレイトポインターＰＬは、それぞれ、プロンプトポインターＰＰの各側に割当てられ、ここで、アーリーポインターＰＥは、プロンプトポインターＰＰの位置の前の少なくとも一つの要素に配置されているサンプル値を特定し、且つ、レイトポインターＰＬは、プロンプトポインターＰＰの位置の後ろの少なくとも一つの要素に配置されているサンプル値を特定する。そして、各関連づけ(correlation)は、コード系列が、ＰＬ位置のみならず、ＰＥ位置、ＰＰ位置で開始するという仮定で実施される。もし、ＰＰ位置に関する関連づけが、他の位置の何れに関する相関値よりも高い相関値(correlation value)をもたらし、同時にＰＥポインターとＰＬポインターとがバランスすれば（即ち、これらの位置に関する相関が等しい値になれば）、これは、追跡パラメータの最適な設定として解釈される。しかしながら、これは真実ではなく、サンプリングされたデータは、相関ピークが再びＰＰポインターの位置と一致するように、ＰＰポインターおよびＰＬポインターに関連して再配置されなければならない。従って、較正されないポインター配置(un-calibrated pointer positioning)は、ＰＥポインター位置に関する相関値とＰＬポインター位置に関する相関値との差分により検出され、一方、ＰＰ位置づけに関する関連づけは、依然として最高相関値をもたらす。この例では、潜在的に最高相関値（最適なＰＰ位置づけに対応する）は、最高相関値をもたらすＰＥポインターおよびＰＬポインターの何れかに基づき、現在のＰＰ位置と現在のＰＥ位置との間、または現在のＰＰ位置と現在のＰＬ位置との間のどこかに存在する。通常、ポインターの更新は、各セグメントの間で行われる。さらに、第１対のポインターの外側の第２対または第３対のＰＥポインターおよびＰＬポインターは、追跡の正確な調整を達成することの可能性を高める。受信シンボルの値に基づき、ＰＰポインターの最適な設定は、事実上、他のポインター位置の何れに関してよりも低い相関値をもたらすＰＰ位置に関する関連づけと等価である。即ち、これは、もし負の値をとるデータビットが受信されれば、真である。しかしながら、そうでなければ、同一の原理が適合する。
【００６０】
何れの場合でも、ＰＰポインター、ＰＥポインター、ＰＬポインターのみが修正されたコードベクトルＣＶｍにおける或るインターバル内に配置される。ＰＰポインターは、第１インターバル１１１内の任意の位置に設定されてもよく、ＰＥポインターは第２インターバル１１２の任意の位置に設定されてもよく、ＰＬポインターは第３インターバル１１３の任意の位置に設定されてもよい。全てのポインターは、それらの相対距離が変わらないように、常に一緒に設定される。ＰＬポインターのための限界値ＰＬ−ｍｉｎは、修正されたコードベクトルＣＶｍの第１要素と一致する。即ち、この範囲の外側では、重要な関連づけは実施され得ない。このことと、ＰＰ，ＰＥ，ＰＬポインターが一緒に設定されることの結果として、ＰＥポインターのための対応限界値ＰＥ−ｍｉｎがまた定義される。
【００６１】
図１２は、本発明の実施形態による入来するレベル分散のサンプル値の系列１２１０からどのようにデータワードｄ(1)，ｄ(2)，…，ｄ(N)が形成されるのかを示す。データワードｄ(1)，ｄ(2)，…，ｄ(N)は、各データワードｄ(k)が各搬送周波数位相候補ベクトルにおける要素の数ｓｎに等しい多数の要素を含むように形成される。例えば、これらベクトルの長さは、（図５および６を参照して上述した例のように）５１２個のサンプル値である。各系列１２１０が５０００個のサンプル値を含むとすれば、データワードの数Ｎは１０になる（５０００／５１２≒９．７６は、１０番目のデータワードｄ(10)の最後の４分の１は空である）。本発明によれば、現在のデータワードｄ(k)における要素は一緒に（即ち並列に）処理される。そして、次のデータワードｄ(k+1)の処理が起動されると共に、次のデータワードｄ(k+1)を処理するときに必要とされる現在のデータワードｄ(k)の処理中に得られる任意の処理パラメータが、その後の処理に入力データとして伝播される。これらの処理パラメータは、好ましくは、次のデータワードｄ(k+1)の第１サンプル値を指示するポインターＰｄ、搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）（即ち、同相(in-phase)バージョンを表す搬送周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃと、直交位相(quadrature-phase)バージョンを表す搬送周波数候補ベクトルｆＩＦ−Ｃ）、該当する一組のコードベクトルＣＶｍ、およびプロンプトポインターＰＰ、アーリーポインターＰＥ、レイトポインターＰＬを含む。
【００６２】
図１３は、本発明の実施形態による図１２のデータワードがどのようにして種々の事前生成されたベクトルと関連づけられるかを示す。第１に、該当する一組の搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）は、各データワードｄ(k)について計算される。通常、この組は、先行する捕捉段階において（または、もしデータワードｄ(k)が処理されるべき第１ワードでなければ、前のワードの処理中に）得られる。
【００６３】
その後、関連組における各搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）について、上記ベクトル（Ｖｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ））の事前生成された同相表現ｆＩＦＩと直交位相表現ｆＩＦＱとがそれぞれ得られる。これら両方の表現は、事前生成された搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）が格納されたデジタルメモリで見つけられる。なぜなら、それらは、単に、同一ベクトルを４分の１区間だけ遅延させたものであり、且つメモリは、全区間にわたって初期の位相位置表現を保持するからである。図６を参照されたい。
【００６４】
そして、搬送周波数成分の影響を排除するために、データワードｄ(k)は、関連組における搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）の同相表現ｆＩＦＩと乗算される。その結果、第１の中間周波数低減された情報ワードＳＩＦＩ(k)が生成される。これに対し、データワードｄ(k)は、また、関連組における搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）の直交位相表現ｆＩＦＱと乗算され、そして第２中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｑ(k)が生成される。
【００６５】
好ましくは、搬送周波数位相候補ベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）の直交位相表現ｆＩＦＱおよび同相表現ｆＩＦＩのそれぞれとデータワードｄ(k)との乗算は、ＸＯＲ演算またはＳＩＭＤ演算（即ち、それぞれ１ビットおよび多ビット乗算）によって実施される。即ち、もし、データワードｄ(k)およびベクトルＶｆφ（ｆＩＦ−Ｃ，φＣ）が互換性のあるデータ形式を有していれば、それは可能である。
【００６６】
次に、第１の中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｉ(k)は、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｐと乗算され、それは、デジタルメモリから読み出されたものであり、そのデジタルメモリには、これらの事前生成されたベクトルが格納されており、プロンプトポインターＰＰによって支持された位置で開始する。第１のプロンプト逆拡散(prompt-despread)されたシンボルストリングΛＩＰ(k)は、この演算の結果として生成される。また、第１の中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｉ(k)は、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｖ(k)と乗算され、それはアーリーポインターＰＥによって指示された位置で開始する。第１のアーリー逆拡散(early-despread)されたシンボルストリングΛＩＥ(k)は、この演算の結果として生成される。第１の中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｉ(k)は、同様に、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｌ(k)と乗算され、それは、レイトポインターＰＬによって指示された位置で開始し、そして第１のレイト逆拡散(late-despread)されたシンボルストリングΛＩＬ（ｋ）が生成される。さらに、第１の中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｑ(k)は、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｐ(k)と乗算され、それは、プロンプトポインターＰＰによって指示された位置で開始し、そして、第２のプロンプト逆拡散されたシンボルストリングΛＱＰ(k)が生成される。これに対し、第２の中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｑ(k)は、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｅ(k)と乗算され、それは、アーリーポインターＰＥによって指示された位置で開始し、そして、第２のアーリー逆拡散されたシンボルストリングΛＱＥ(k)が生成される。同様に、第２の中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｑ(k)は、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｌ(k)と乗算され、それは、レイトポインターＰＬによって指示された位置で開始し、そして、第２のレイト逆拡散されたシンボルストリングΛＱＬ(k)が生成される。
【００６７】
その後、結果として得られるデータワードＤＲ−ＩＥ(k)，ＤＲ−ＩＰ(k)，ＤＲ−ＩＬ(k)，ＤＲ−ＱＥ(k)，ＤＲ−ＱＰ(k)，ＤＲ−ＱＬ(k)は、各ストリングにおける要素を一緒に加算することにより、逆拡散されたシンボルストリングΛＩＰ(k)，ΛＩＥ(k)，ΛＩＬ(k)，ΛＱＰ(k)，ΛＱＥ(k)，ΛＱＬ(k)のそれぞれから導き出される。もし、ストリングがパックされないデータを表せば、プロセッサーは、結果として得られるデータワードＤＲ(k)を取得するために、単に、関連する加算演算を実施してもよい。しかしながら、もし、ストリングが、パックされたデータを表すのであれば、結果として得られるデータワードＤＲ(k)は、本発明の好ましい実施形態に従って、各逆拡散されたシンボルストリングΛＩＰ(k)，ΛＩＥ(k)，ΛＩＬ(k)，ΛＱＰ(k)，ΛＱＥ(k)，ΛＱＬ(k)によって与えられるビットパターンに基づき、テーブル１３１０における事前生成された値を検索(looking up)することにより得られる。
【００６８】
本発明の好ましい実施形態によれば、個々のデータワードＤＲ−ＩＥ(k)，ＤＲ−ＩＰ(k)，ＤＲ−ＩＬ(k)，ＤＲ−ＱＥ(k)，ＤＲ−ＱＰ(k)，ＤＲ−ＱＬ(k)に加えて、データワードＤＲ(k)を生成した後に、全てのデータワードＤＲ(1)ないしＤＲ(k)の和が得られるように、対応する蓄積されたデータワード(corresponding accumulated data words)が生成される。従って、データワードｄ(N)が処理されれば、結果として得られるＤＲ(1)からＤＲ(N)の和も目前である。
【００６９】
さらに、結果として得られるデータワードは、ペイロード情報(payload information)を表す。例えば、一組の結果として得られるＤＲ−ＩＥ(k)，ＤＲ−ＩＰ(k)，ＤＲ−ＩＬ(k)，ＤＲ−ＱＥ(k)，ＤＲ−ＱＰ(k)，ＤＲ−ＱＬ(k)に基づき、図４に示されるような、復調された送信データシンボル系列Ｄの情報の一部が得られる。定常状態動作において、基本的に、結果として得られるデータワードのうちのたった一つ、例えばＤＲ−ＩＰ(k)は、実際に情報を搬送する。
【００７０】
本発明の実施形態によれば、中間周波数低減された情報ワードＳＩＦ−Ｉ(k)およびＳＩＦ−Ｑ(k)のそれぞれと、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｐ(k)，ＣＶｍ−Ｅ(k)；ＣＶｍ−Ｌ(k)との間の乗算にかかわる乗算は、ＸＯＲ演算またはＳＩＭＤ演算によって全て実施される。これは、中間周波数情報ワードＳＩＦ−Ｉ(k);ＳＩＦ−Ｑ(k)および修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｅ(k)，ＣＶｍ−Ｐ(k)；ＣＶｍ−Ｌ(k)が互換性のあるデータ形式を有していれば、可能である。
【００７１】
改善された追跡を達成するためにアーリーポインター及びレイトポインターの一対がプロンプトポインターに割当てられることが図１１を参照して説明された。図１４は、このようなポインターＰＥ１；ＰＬ１およびＰＥ２；ＰＬ２の二対のそれぞれが、本発明の実施形態によるプロンプトポインターＰＰの近傍に割当てられる。ここで、横軸はコードシフトＣＳを表し、縦軸は、正規化された相関要素(correlation factor)を表す。従って、プロンプトポインターＰＰの最適な位置は、正規化された相関値１に等しい。サンプリングされたデータがこの位置から何れかの方向により多くシフトされる程、相関値は、１チップのシフトについて実質的にゼロ、またはそれ以上に低下する。（図示されるように）第１の対のポインターＰＥ１及びＰＬ１の両方が第１のシフトされた相関結果を生成し、第２の対のポインターＰＥ２及びＰＬ２の両方が第２のシフトされた相関結果を生成し、第１のシフトされた相関結果が、第２のシフトされた相関結果よりも大きく、且つ第２のシフトされた相関結果がプロンプトポインターＰＰで得られた相関結果よりも小さい場合、アルゴリズムは完全にバランスされる。好ましくは、前記相関結果は、図１３を参照して上述した事項に対応する処理に従って生成される。ポインター位置ＰＰ，ＰＥ１，ＰＬ１，ＰＥ２、およびＰＬ２（新たに必要であれば）についての相関結果に基づき、修正されたコードベクトルＣＶｍ−Ｅ(k)，ＣＶｍ−Ｐ(k)，ＣＶｍ−Ｌ(k)の組が選択され、それが最適であると考えられる。
【００７２】
図１５は、本発明の実施形態による航法衛星システムで送信された航法データ信号を受信するための信号受信器１５００を示す。受信器１５００は、無線フロントエンドユニット(radio front end unit)１５１０とインターフェイスユニット１５２０とデジタルプロセッサユニット１５３０とを備える。
【００７３】
無線フロントエンドユニット１５１０は、連続的な無線信号ＳＨＦを受信し、それに応答して比較的高い周波数の対応電気信号ＳＩＦを生成するように構成される。インターフェイスユニット１５２０は、電気信号ＳＩＦを受信し、それに応答して電気信号ＳＩＦと同じ情報を表すと共にデータワードｄ(k)に分割される一連のサンプル値を生成するように構成される。続いて、デジタルプロセッサユニット１５３０はメモリ手段を備え、該メモリ手段にはコンピュータプログラムがロードされており、このコンピュータプログラムは、プロセッサユニット１５３０で稼動すると、提案された手順のステップを制御することが可能なようになっている。
【００７４】
総括の目的で、図１６のフロー図を参照して、本発明によるスペクトラム拡散信号を処理する概略的方法をここで説明する。
【００７５】
準備ステップ１６００は、コードベクトルを事前生成し、これらコードベクトルのそれぞれは、受信器で受信される（または少なくとも受信することが可能である）と共に復調されることを目的とした信号源固有のコード系列を表す。ステップ１６００は、信号受信が起動される前に実施される。
【００７６】
そして、ステップ１６１０では、比較的高い周波数の連続信号を受信する。続くステップ１６２０では、基本サンプリングレートで連続信号をサンプリングし、これにより、結果としえ得られる一連の時間離散信号サンプルが生成される。また、各サンプルは、対応するレベル離散サンプル(level-discrete sample)が得られるように、量子化される（サンプル値あたり１ビットのような比較的低い分解能で、または無線フロントエンドユニット１５１０から配信されたサンプルあたりのデータビットの数とアプリケーションとに応じた比較的高い分解能で量子化される）。続いて、ステップ１６３０では、サンプル値からデータワードを生成し、ここで、各データワードは、１又は２以上の連続したサンプル値を含む。その後、ステップ１６４０では、データワードにおける情報と、信号源固有のコード系列の事前生成された少なくとも一つの表現との間の関連づけ演算(correlation operations)を実行する。この関連づけステップは、少なくともコードベクトルのサブグループにおける各ベクトルを、データワードから得られた少なくとも一つのベクトルと関連づける。続くステップ１６５０では、ステップ１６４０において実施された関連づけの結果としてのデータを生成する。そして、ステップ１６６０では、サンプリングされた系列が終了されたかどうか、すなわち、処理すべきデータワードが更に存在するかそうかを調査する。もし、処理すべき更なるサンプリングデータが見つかれば、手順はステップ１６４０に戻る。見つからなければ、手順は、入来する信号の連続的な受信のために再びステップ１６１０にループして戻る。当然、このような信号は、また、好ましくは、ステップ１６２０から１６６０の実行中に受信される。図１６に例示された連続的な手順は、単に、特定の受信信号セグメントに適用したに過ぎない。実際には、全てのステップは１６１０から１６６０であり、実際には並列に実施される。
【００７７】
上述の図１６を参照して説明したステップのサブ系列のみならず、処理ステップも、ＧＮＳＳ受信器に設けられたマイクロプロセッサのような、プログラムされたコンピュータ装置により制御されてもよい。さらに、図面を参照して説明された本発明の実施形態はコンピュータ装置とコンピュータ装置で実施される処理を含むが、本発明はまた、コンピュータプログラム、特に、本発明を実施するのに適合された、キャリア上、またはキャリア内のコンピュータプログラムにまで及ぶ。このプログラムは、ソースコード、オブジェクトコード、部分的にコンパイルされた形式のようなコード中間ソースおよびオブジェクトコードの形式であってもよく、または、本発明による処理の実施における使用に適した他の任意の形式であってもよい。キャリアは、プログラムを搬送可能な任意の装置(entity)またはデバイス(device)であってもよい。例えば、このキャリアは、ＣＤ(Compact Disc)または半導体ＲＯＭなどのＲＯＭ(Read Only Memory)のような記録媒体、またはフロッピー（登録商標）ディスクやハードディスクなどのような磁気記録媒体を備えても良い。さらに、キャリアは、電気ケーブルまたは光ケーブルを介して、または無線により、または他の手段により伝達される電気信号または光信号のような伝導性キャリア(transmissible carrier)であってもよい。プログラムが、ケーブルまたは他のデバイスまたは手段により直接的に運ばれる信号に具現されれば、キャリアは、このようなケーブルまたはデバイスまたは手段から構成される。あるいは、キャリアは、プログラムが埋め込まれた集積回路であてもよく、この集積回路は、関連する処理を実施するように構成され、または関連する処理の実施における使用に適するように構成される。
【００７８】
本明細書で使用される用語“備える(comprises)／備えている(comprising)”は、規定の特徴(feature)、整数(integer)、ステップ(step)、または構成要素(components)を特定するために使用される。しかしながら、この用語は、１又は２以上の追加的な特徴、整数、ステップ、あるいは構成要素またはそのグループの存在あるいは付加を排除するものではない。
【００７９】
本発明は、上述した図の実施形態に限定されるものではなく、本発明の請求項の範囲内で自由に変形可能である。
【符号の説明】
【００８０】
１５００；信号受信器
１５１０；無線フロントエンドユニット
１５２０；インターフェイスユニット
１５３０；デジタルプロセッサユニット
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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