(57)【要約】【課題】干渉を既知信号無しに補償し、かつ該補償の処理時間を改善すること。【解決手段】複数の信号受信端を有する受信機は、複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算手段と、自己相関行列演算手段において演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算手段と、三角行列演算手段により演算された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各入力された信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定手段と、混合比推定手段により推定された混合比に基づいて、各入力された信号の分離を行う信号分離手段とを備える。【選択図】図８
2010028469.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の信号受信端を有する受信機であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算手段と、
前記自己相関行列演算手段において演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算手段と、
前記三角行列演算手段により演算された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各入力された信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定手段と、
前記混合比推定手段により推定された混合比に基づいて、各入力された信号の分離を行う信号分離手段と
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
複数の信号受信端を有する受信機であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算手段と、
前記自己相関行列演算手段において演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算手段と、
前記三角行列演算手段から出力される上三角行列或いは下三角行列のうち、１時刻前に演算した上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号を合成する行列生成手段と、
前記行列生成手段により合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に基づいて、変換行列を生成する係数行列生成手段と、
前記係数行列生成手段により生成された変換行列により前記行列生成手段により合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に線形変換を施し、上三角行列或いは下三角行列を更新する三角行列演算手段と、
前記三角行列演算手段により更新された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定手段と、
推定された混合比に基づき各信号の分離を行う信号分離手段と
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の受信機において、
前記混合比推定手段は、線形変換及び混合比に基づいて決定される所定の変換方式に従って混合比を推定することを特徴とする受信機。
【請求項４】
複数の信号受信端を有する受信機における受信方法であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算ステップと、
前記自己相関行列演算ステップにおいて演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算ステップと、
前記三角行列演算ステップにより演算された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各入力された信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定ステップと、
前記混合比推定ステップにより推定された混合比に基づいて、各入力された信号の分離を行う信号分離ステップと
を有することを特徴とする受信方法。
【請求項５】
複数の信号受信端を有する受信機における受信方法であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算ステップと、
前記自己相関行列演算ステップにおいて演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算ステップと、
前記三角行列演算ステップにおいて演算された上三角行列或いは下三角行列のうち、１時刻前に演算した上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号を合成する行列生成ステップと、
前記行列生成ステップにより合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に基づいて、変換行列を生成する係数行列生成ステップと、
前記係数行列生成ステップにより生成された変換行列により前記行列成ステップにより合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に線形変換を施し、上三角行列或いは下三角行列を更新する三角行列演算ステップと、
前記三角行列演算ステップにより更新された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定ステップと、
推定された混合比に基づき各信号の分離を行う信号分離ステップと
を有することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は通信システムに混入する妨害波を抑圧する通信方式に関し、特に、通信システムにおける受信機及び受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
通信システムでは同一時刻に複数の信号の送受信を行うため、それらの信号がお互いに干渉しあう可能性がある。無論、通信システムでは干渉を回避するように設計されるのが常であるが、システムの利用効率を向上させるために同時刻に送受信させる信号の数を増加させると、原理的に干渉を起こす可能性も増大する。例えば、電話のアクセスラインにおいて、ISDN(Integrated  Services  Digital  Network)を行っている電話線の傍にADSL(Asymmetric  Digital  Subscriber  Line)の電話線を配置するとお互いに干渉しあうという問題が発生する。
【０００３】
一方、携帯電話等の無線通信システムにおいては複数のユーザをお互いに空間的に多重するため、お互いの電波が干渉する可能性が高い。そこで干渉を回避するため、基地局にお互いに直交した指向性をもつアンテナを配置する方法が実用化されている。原理的にお互いの指向性が直交している場合には全く干渉を起こさないが、現実には完全な直交性を実現することは困難であり、干渉が発生する。このような有線や無線通信の通信環境では、片方からの信号から他方への干渉の与えやすさは、もう片方からの干渉の与えやすさと同じである。言い換えれば、１番目の信号電力のβ％が２番目の信号への干渉となるならば、２番目の信号電力のβ％が１番目の信号への干渉となる。
【０００４】
このような通信チャネルは例えば、図１に示すような伝送路モデルで表現できる。同図において、１と２は信号入力端子、１２と１３は出力端子、３と４は伝送路での信号の減衰量入力端子、５は干渉係数の入力端子、６〜９は乗算器、１0と１１は加算器である。同図では、例えば信号入力端子１から入力された信号は伝送路においてα倍に減衰されると同時に、信号入力端子２のβ倍の信号が加算され、出力端子１２から出力される。同様に、信号入力端子２から入力された信号は伝送路においてα倍に減衰されると同時に、信号入力端子１のβ倍の信号が加算され、出力端子１３から出力される。この伝送路モデルは下記のように簡単な数式によって表現できる。
【０００５】
【数１】
2010028469.tif 000003
式（１）において、di(k)及びxi(k)は、各々時刻kにおけるi番目の入力信号及び出力信号を表している。一方、伝送路係数が複素数の場合には上記伝送路モデルと若干異なった図２のような伝送路モデルで表される通信環境もある。同図において、２６０と２６１は入力端子、２６２−２６５は複素乗算器、２６６と２６７は加算器、２６８−２７１は複素係数入力端子、２７２と２７３は出力端子を表している。また、同図の動作は下記の簡易な数式によっても表現される。
【０００６】
【数２】
2010028469.tif 000004
さらに、３つの信号がお互いに干渉する環境は、図３に示すような伝送路モデルで表現される。同図において、１６−１８は信号入力端子、１９−２４は干渉係数の乗算部、２５−２７は信号減衰部、２８−３０は加算器、３１−３３は出力端子を表している。但し、信号減衰部は伝送路における信号減衰、干渉係数の乗算部は干渉の発生をモデル化している。同図においても、例えば端子１６から入力された信号は伝送路でα倍に減衰されると同時に、入力端子１７及び１８からの入力信号を各々β倍及びη倍した信号と混合され、出力端子３１より出力される。即ち、この入力端子１７及び１８からの信号が干渉となる。入力端子１７及び１８からの入力信号も入力端子１６からの入力信号同様、減衰を受けた後、干渉信号と混合され、各々出力端子３２及び３３から出力される。図３に示す伝送路モデルも下記の簡単な数式よって表現される。
【０００７】
【数３】
2010028469.tif 000005
上記のような干渉の問題に対して従来から数多くの検討がなされてきた。例えば、無線通信の場合には、各出力端子からの出力信号を重み付け加算することで、所望の信号だけを抽出する方法が良く採用されてきた。その構成例を図４に示す。
【０００８】
同図において、２４０−２４３は入力端子、２４４−２４７は乗算器、２４８は加算器、２５０は適応制御回路、２４９は信号出力端子を表している。同図では上記の伝送路モデルからの出力信号が入力端子２４０−２４３より入力され、適応制御回路２５０で決定された重み係数を用いて乗算器２４４−２４７において重み付けされる。乗算器２４４−２４７の出力信号は加算器２４８において合成され、出力端子２４９より出力される。
【０００９】
一方、加算器２４８からの出力信号は、適応制御回路２５０に入力される。適応制御回路２５０は、該出力信号に基づいて、重み付けする係数を更新する。この適応制御回路２５０における適応制御方法には、加算器２４８からの出力信号における雑音成分の自乗平均誤差の最小化という規範に基づくアルゴリズムがある。そのアルゴリズムの実装方法は幾つかあるがその代表的なものを下記に記す。但し、Xk=[x0(k)…xi(k)..]Tであり、Wk,iはi番目の信号を抽出する場合の重み付け係数を要素とするベクトルを表している。また、添え字Tはベクトルの転置を表している。
【００１０】
再帰的最小２乗法(RLS:  Recursive  Least  Square)アルゴリズム
【００１１】
【数４】
2010028469.tif 000006
RLSアルゴリズムに現れる行列Pkの初期値P0はP0=δ-1Ｉとする。但し、Iは単位行列、δは0.01程度の小さな値が一般にとられる。
【００１２】
最急降下法(LMS:  Least  Mean  Square)アルゴリズム
【００１３】
【数５】
2010028469.tif 000007
LMSアルゴリズムにおけるμはステップサイズパラメータと呼ばれ、通常0.01程度の小さな値とされる。また、RLSアルゴリズムでもLMSアルゴリズムでも重み係数の初期値は通常、Wk,i=0とおかれる。一方、カルマンフィルタの導出過程は上記のものとは全く異なるが、結果的にはRLSアルゴリズムとほぼ同様の構成となる。
【００１４】
これらのアルゴリズムによりWk,iを所望の値に収束させるには、送信信号di(k)が受信機で既知である必要がある。そこで、通信の初めに既知信号を送信しWk,iを所望の値に収束させた後に、情報信号を送信するという手法が一般的にとられる。
【００１５】
また、移動通信のように伝送応答が変動する場合には、既知信号を周期的に送信し、その度にWk,iを修正し伝送応答の変動に追従させる必要がある。この場合、受信機では既知信号に加えて、既知信号の周期やタイミングを推定する必要がある。干渉が比較的小さい場合には、強力な同期回路を受信機に適用することで、既知信号の周期やタイミングを推定することが可能になる。ところが、干渉が非常に強力な場合には既知信号の送出周期やタイミングの推定が困難になり、通信回線の確立ができなくなるという問題が発生する。
【００１６】
そこで、既知信号なしにWk,iを推定するブラインドアルゴリズムが研究されている。ブラインドアルゴリズムの代表的なものを下記に記す。
【００１７】
CMA(Constant  Modulus  Algorithm)
【００１８】
【数６】
2010028469.tif 000008
CMAの場合もμはステップサイズパラメータであり、pとqは任意の変数である。一般にはp=q=1等の整数が用いられる。但し、CMAのようなブラインドアルゴリズムは収束するまでに非常に長い間が必要になる。従って、現在のようにデータを小さな細切れにして送るパケット伝送では、短いパケット内ではCMAが収束せず、所望のWk,iが得られないという問題が発生する。また、移動通信では前述のように伝送路が激しく変動するため、収束の遅いアルゴリズムではその変動に追従できないという問題も発生する。
【００１９】
一方、近年、多様な無線通信システムにより送信される信号を一つの無線回路を用いて受信するマルチモード・マルチバンド通信システムが検討されている。マルチモード・マルチバンド通信システムでは、マルチモード通信を実現する受信機に、ヘテロダイン受信を基礎とする方式を適用することが提案されている。この方式では、任意の搬送波周波数の信号を受信するために、受信機のRF(Radio  Frequency)フロントエンドには帯域通過フィルタを置くことができない。これにより、任意の周波数の受信が可能になる。一方、RF信号を一旦中間周波数(Intermediate  frequency:  IF)に変換するヘテロダイン受信方式では所望信号周波数帯に対する映像周波数帯(以後、「イメージバンド」と称する)の信号が干渉となって所望信号に重畳するという問題が発生する。
【００２０】
そこで、この問題を緩和するために、ヒルベルト変換器を無線回路に実装する方法が提案されている。但し、ヒルベルト変換器はアナログ回路で実装せざるを得ないため、広い周波数範囲に渡って理想的な特性を維持することが困難になる。即ち、ある周波数帯の信号を受信する場合には理想的な動作をしても、それ以外の周波数帯の信号を受信する場合に、理想的な動作をするとは限らない。その場合には、やはり干渉が所望信号に残留する。そこで、その残留した信号をIF周波数段以降で適応的に補償する方式を適用した受信機が提案されている。その構成を図５に示す。同図において５０は入力端子、５１はヒルベルト変換器を備えたRF/IF周波数変換器、５２はイメージ干渉補償器を備えたIF/BB(Base  Band)周波数変換器であり、５３は出力端子を表している。
【００２１】
図６にヒルベルト変換器を備えたRF/IF周波数変換器５１の構成例を示す。同図において、５５はアンテナ、５６は低雑音増幅器(Low  Noise  Amplifier:  LNA)、５７及び５８は分配器、５９及び６０は乗算器、６１はπ／２移相器、６２は局部発振器、６３はIF帯の帯域通過フィルタ(IF-BPF)、６４及び６５は出力端子を示している。同図において、アンテナ５５で受信された信号はLNA５６により増幅され、５７−６２で構成されるヒルベルト変換器により直交成分と同相成分に変換され、各々乗算器５９及び６０から出力される。その出力信号はIF-BPF６３に入力され、高調波成分が除去された後に、出力端子６４及び６５から出力される。
【００２２】
また、図７にイメージ補償器を備えたIF/BB周波数変換器５２の構成例を示す。同図において、２１５及び２１６は入力端子、２１７は補償行列回路、２１９は複素周波数変換器、２１８は低域通過フィルタ(Low  Pass  Filter:  LPF)、２２０及び２２１は出力端子、２２２は重みの適応制御部、２２３は局部発振器を示している。同図において、入力端子２１５及び２１６から入力される入力信号は、補償行列回路２１７に入力される。補償行列回路２１７では入力された直交成分と同相成分に線形変換を施すことでヒルベルト変換器の不完全性を補償する。補償行列回路２１７の出力の同相成分と直交成分は複素周波数変換器２１９に入力され、ベースバンドに変換される。その出力は低域通過型フィルタ２１８に入力され、高調波成分が除去された後に、出力端子２２０及び２２１から出力される。
【００２３】
一方、低域通過型フィルタ２１８からの出力信号は適応制御回路２２２に入力され、重み係数乗算器で用いる重み係数を演算し、その結果を補償行列回路２１７に出力する。この適応制御回路２２２ではRLSやLMS、あるいはCMAのようなアルゴリズムが利用されてきた。従って、上記のモデルで発生した問題がマルチモード受信機でも発生する。即ち、RLSやLMSを適用した場合にはトレーニング信号が必要になり、強力な干渉波が入力する場合にはタイミング同期が確立できず、干渉が補償できない。一方、CMAならばトレーニング信号を必要とせず干渉を補償できるが、同期確立に時間が掛かりすぎる、あるいはフェージング変動に追従できない。
【非特許文献１】S.Haykin,"Adaptive  Filter  Theory,  3rd  Ed.,"  Prentice-Hall,1996,(RLSについてはp562-588，LMSについてはp.365-444，CMAについてはp.794-795)
【非特許文献２】G.H.Golub  and  C  F.V.Loan,"Matrix  Computations,-3rd  Ed."John  Hopkins,1996
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２４】
上述のように通信システムにおいては、他のユーザからの信号が所望ユーザに干渉として混入すると、通信品質が著しく劣化するという問題がある。特に、強力な干渉が混入する場合には、既知信号の送出周期やタイミング推定さえも不可能になるため、既知信号無しに干渉抑圧を行う必要がある。
【００２５】
ところが、現在知られているアルゴリズムは収束に時間が掛かり過ぎる為、パケット通信には適用できないという問題があった。
【００２６】
また、移動通信環境では伝送路が高速に変動するため、受信機ではその変動に追従する必要があるが、収束に時間が掛かるアルゴリズムでは変動に追従できないという問題が発生する。
【００２７】
そこで、本発明は上述した問題点の少なくとも１つを解決するためになされたものであり、その目的は、干渉を既知信号無しに補償でき、かつ該補償の処理時間を改善できる受信機及び受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
上記課題を解決するために、本受信機は、
複数の信号受信端を有する受信機であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算手段と、
前記自己相関行列演算手段において演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算手段と、
前記三角行列演算手段により演算された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各入力された信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定手段と、
前記混合比推定手段により推定された混合比に基づいて、各入力された信号の分離を行う信号分離手段と
を備える。
【００２９】
また、本受信機は、
複数の信号受信端を有する受信機であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算手段と、
前記自己相関行列演算手段において演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算手段と、
前記三角行列演算手段から出力される上三角行列或いは下三角行列のうち、１時刻前に演算した上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号を合成する行列生成手段と、
前記行列生成手段により合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に基づいて、変換行列を生成する係数行列生成手段と、
前記係数行列生成手段により生成された変換行列により前記行列成手段により合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に線形変換を施し、上三角行列或いは下三角行列を更新する三角行列演算手段と、
前記三角行列演算手段により更新された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定手段と、
推定された混合比に基づき各信号の分離を行う信号分離手段と
を備える。
【００３０】
本受信方法は、
複数の信号受信端を有する受信機における受信方法であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算ステップと、
前記自己相関行列演算ステップにおいて演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算ステップと、
前記三角行列演算ステップにより演算された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各入力された信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定ステップと、
前記混合比推定ステップにより推定された混合比に基づいて、各入力された信号の分離を行う信号分離ステップと
を有する。
【００３１】
また、本受信方法は、
複数の信号受信端を有する受信機における受信方法であって、
複数の受信端から入力された信号の自己相関行列を演算する自己相関行列演算ステップと、
前記自己相関行列演算ステップにおいて演算された自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列或いは下三角行列を演算する三角行列演算ステップと、
前記三角行列演算ステップにおいて演算された上三角行列或いは下三角行列のうち、１時刻前に演算した上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号を合成する行列生成ステップと、
前記行列生成ステップにより合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に基づいて、変換行列を生成する係数行列生成ステップと、
前記係数行列生成ステップにより生成された変換行列により前記行列成ステップにより合成された上三角行列或いは下三角行列と複数の受信端から入力された信号に線形変換を施し、上三角行列或いは下三角行列を更新する三角行列演算ステップと、
前記三角行列演算ステップにより更新された上三角行列或いは下三角行列に線形変換を施し、各信号の入力端子への混合比を推定する混合比推定ステップと、
推定された混合比に基づき各信号の分離を行う信号分離ステップと
を有する。
【発明の効果】
【００３２】
本発明の実施例によれば、干渉を既知信号無しに補償でき、かつ該補償の処理時間を改善できる受信機及び受信方法を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３３】
以下、本発明の実施例を、図面を参照しつつ説明する。実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を用い、繰り返しの説明は省略する。
【００３４】
本実施例に係る受信機について説明する。本実施例に係る受信機は、複数の信号受信端子を有する。そして、複数の信号が分配されて各々の受信端子に入力される。受信機は、好適には、携帯端末に含まれるが、基地局に含まれてもよい。
【００３５】
本実施例においては、複数の信号受信端子の一例として２入力の場合について説明する。但し、３入力以上にも拡張は可能である。以下には、一例として３入力の場合についても示す。
【００３６】
２入力の伝送路モデルの一例として、図１を参照して説明した伝送路モデルを想定する。他の伝送路モデルを想定しても同様に適用できる。この場合、受信信号ベクトルXkの相関行列R(k)を式(12)のように定義する。
【００３７】
【数７】
2010028469.tif 000009
但し、定式におけるE[・]は集合平均を表している。R(k)は下記式(13)のように表すことができる。
【００３８】
【数８】
2010028469.tif 000010
式(13)の導出では、二つの入力信号、d0(k)とd1(k)とはお互いに無相関であると仮定した。また、Γi(k)は信号電力を表しており、Γi(k)=E[|di(k)|2]  i=0,1と定義する。一般に、Φ(k)は一意ではないが、ここでは下記式(14)のように定義する。
【００３９】
【数９】
2010028469.tif 000011
一方、R(k)は対称行列であるため下記式(15)のようにコレスキー(Cholesky)分解できる。
【００４０】
R(k)=  RＨ/2(k)  R1/2(k)      (15)
但し、R1/2(k)は対角項が実数である上三角行列であり下記式(16)のように定義できる。
【００４１】
【数１０】
2010028469.tif 000012
この時、R1/2(k)とΦ(k)はユニタリー行列Uにより下記式(17)のように関係付けられる。
【００４２】
R1/2(k)=ＵΦH(k)            (17)
一般に、２行２列のユニタリー行列Uは下記式(18)のように表される。
【００４３】
【数１１】
2010028469.tif 000013
但し、pとqは上記の条件を満たす任意の複素数であり、*は複素共役を表している。式(17)は下記式(19)のように書き換えられる。
【００４４】
【数１２】
2010028469.tif 000014
式(19)と式(14)より下記の関係が導かれる。
【００４５】
【数１３】
2010028469.tif 000015
式(20)を解くことによってβとαの比が求められる。βとαの比をκにより示す。実際の通信では、βとαの絶対的な値は分らずともその比さえ分れば、干渉を除去することが可能である。
【００４６】
【数１４】
2010028469.tif 000016
即ち、式(21)であるため、右辺の定数項を除いた行列の逆行列を入力信号に施すことにより、干渉補償が可能になる。即ち、式(22)が得られる。
【００４７】
【数１５】
2010028469.tif 000017
実際に式(19)は下記のように求めることができる。まず、κは複素数なのでκ＝κR+jκIと置くと、その実部κRと虚部κIは下記のように表される。
【００４８】
【数１６】
2010028469.tif 000018
但し、
【００４９】
【数１７】
2010028469.tif 000019
従って、式(16)のR1/2(k)が求められれば、κが求められ、干渉の抑圧が可能になる。
【００５０】
実際には、集合平均を瞬時に求めることは不可能なので、短区間における信号のエルゴード性を利用して、時間平均により集合平均を近似的に求める。即ち、下記の更新式を繰り返すことにより、集合平均を近似的に求めることが可能になる。
【００５１】
【数１８】
2010028469.tif 000020
その後に、cholesky分解を行うことで上三角行列R1/2(k)を求めることができる。その要素を式(23)−式(28)に代入することによりκが求められ、式(22)を実行することにより干渉補償が可能になる。また、式(23)〜式(28)でも明らかなように全く送信信号の型式、送信信号情報など一切なしにκの推定が可能である。
【００５２】
本実施例に係る受信機について、図8を参照して説明する。本実施例に係る受信機は、混合係数推定器を有する。同図において、３５は入力端子、３９は出力端子、３６は相関演算器、３７は行列分解器、３８は係数演算器を表している。係数演算器３８では、式(23)、式(24)に基づいて係数演算を行う。
【００５３】
一方、R1/2(k)は次のように求めることもできる。まず、式(15)に基づいて、式(29)を下記のように書き換える。
【００５４】
【数１９】
2010028469.tif 000021
従って、下記式(31)のユニタリー行列ΘによりR1/2(k)が逐次的に求められる。
【００５５】
【数２０】
2010028469.tif 000022
このΘはギブンス(Givens)回転法によって求めるようにしてもよい。このΘをGivens回転法によって求める手法を適用し、混合係数推定を行う受信機の構成を図９に示す。同図では４１はベクトル入力端子、４４は線形変換器、４５は線形変換器出力より係数を推定する係数推定器、４６は遅延素子、４３は変換行列推定器、４２は出力端子を表している。
【００５６】
同図において、入力信号は変換行列推定器４３に入力される。また、変換行列推定器４３では、式(31)のGivens回転行列Θが求められ、その結果は線形変換器４４に入力される。同時に、入力信号は線形変換器４４にも入力され、一時刻前の線形変換器４４からの出力とともに変換行列推定器４３からの係数により線形変換を施される。その出力信号は遅延素子４６を介して、再び線形変換器４４に入力されるとともに、係数推定器４５に入力される。係数推定器４５では式(23)、式(24)により係数推定がなされる。
【００５７】
本実施例に係る受信機にアレーアンテナを適用した受信機について、図１０を参照して説明する。ここでは、一例として２本のアンテナを有する場合について説明する。同図において、１４１と１４２はアンテナ、１４４と１４５は周波数変換器、１５０は行列乗算器、１４８と１４９は出力端子、１４０は混合係数推定器を表している。
【００５８】
同図では、アンテナ１４１と１４２から出力された信号は、周波数変換器１４４及び１４５において、各々ベースバンド帯にまで周波数変換された後、行列乗算器１５０により干渉が補償され、出力端子１４８と１４９から出力される。
【００５９】
一方、周波数変換器１４４及び１４５からの出力信号は混合係数推定器１４０に入力され、混合係数推定が行われる。その結果は行列乗算器１５０に入力され、周波数変換器１４４及び１４５の出力信号に含まれる干渉成分除去に利用される。
【００６０】
図１１に行列乗算器１５０の構成を示す。同図において１８０−１８３は入力端子、１８４−１８７は内積演算器アレー、１８８−１９１は係数ベクトル入力端子、１９２−１９５は出力端子を表している。
【００６１】
入力端子１８０−１８３から入力されたベクトルは分岐され、各々内積演算器アレー１８４−１８７に入力される。例えば、内積演算器アレー１８４では１８０−１８３から入力されたベクトルと１８８から入力されるベクトルとの内積が演算され、その結果はベクトルとして出力端子１９２より出力される。内積演算器アレー１８５−１８７も同様である。
【００６２】
図１２に内積演算器アレー１８４−１８７の構成例を示す。同図はベクトルの次元が４の場合の構成例である。２００−２０３はベクトル入力端子、２１０は係数ベクトル入力端子、２０４−２０７は乗算器、２０８は加算器、２１１−２１４は内積演算器、２０９はベクトル出力端子を表している。２００から入力されたベクトルの要素は、係数入力端子２１０から入力された係数ベクトルの要素と各々、乗算器２０４−２０７で掛け合わされ、加算器２０８で加算される。同様の処理が内積演算器２１１−２１４で行われ、各々の出力はベクトルとして出力端子２０９より出力される。
【００６３】
入力端子が３本以上存在する場合にも上記のアルゴリズムを拡張することにより干渉の補償が可能になる。ここでは、一例として３本のアンテナを有する場合について説明する。例えば、３入力の場合にでも式(31)のGivens回転は容易に行うことができるため、下式(32)の右辺の上三角行列が得られる。
【００６４】
【数２１】
2010028469.tif 000023
そこで、三行三列のユニタリー行列を下記のように分解する。
【００６５】
【数２２】
2010028469.tif 000024
そこで、上記のユニタリー行列を構成する各要素行列の要素を逐次的に決定していく。例えば、下記のように行われる。
【００６６】
【数２３】
2010028469.tif 000025
式(34)の右辺の行列において、右下の２×２の行列部分は式(19)の右辺と同様である。そこで、上記の２入力のアルゴリズムを用いて、p0(0),q0(0)の値を決定する。この処理を、U1(0),...,U3(n)まで繰り返す。そこで、nは式(32)の右辺と同一になるまで繰り返す回数を表している。即ち、p0(n)=1,q0(n)=0になるまで繰り返す。nの値が小さい場合には、U1(i)とU0(i)を用いて推定される係数κ1(i),κ0(i)にバラつきがでるが、繰り返すことにより平均化効果により同一の値に収束していく。
【００６７】
このアルゴリズムを適用したアレーアンテナの構成例を図１３に示す。同図において１２５−１２７はアンテナ、１２８は行列乗算器、１２９−１３１は周波数変換器、１３２−１３４は出力端子、１３６は混合係数推定器を表している。
【００６８】
アンテナ１２５−１２７から入力された信号は、周波数変換器１２９−１３１によりベースバンド信号に変換される。周波数変換器１２９−１３１の出力信号は混合係数推定器１３６において上記アルゴリズムにより係数が推定される。その係数は行列乗算器１２８に入力され、アンテナ１２５−１２７からの入力に含まれる干渉成分が除去される。
【００６９】
上記のアルゴリズムは上記の例だけでなく、無線通信システムあるいは有線通信システムにおいて、図１−図３を参照して説明した伝送路モデル等で表される伝送路を有するシステムに応用できる。
【００７０】
一方、図５に示すマルチヘテロダインバンド無線機の場合には若干、伝送路モデルが異なる。まず、各ユーザが全て位相変調を利用していると仮定すると、受信信号r(t)は下記のように表せる。
【００７１】
【数２４】
2010028469.tif 000026
式(35)では位相変調信号が入力されると仮定している。その時、ωi(t),θi(t),χi(k),ηi(k),n(t)、Tは各々、i番目のユーザの、搬送波角周波数、送信情報、m番目のパスの利得と位相回転量、ガウス雑音、シンボル周期を示している。この時、例えばRF/IF変換器に図６の構成、すなわちヒルベルト変換器を備えたRF/IF変換器を用いた場合、出力信号は次式で与えられる。
【００７２】
【数２５】
2010028469.tif 000027
式(36)においてgIとgQはヒルベルト変換器の同相と直交成分の利得、ψはヒルベルト変換器のπ／２移相器の位相誤差を表している。また、χi(k)とηi(k)はi番目のユーザの信号に関わるk番目のパスの利得と位相を表している。即ち、hi(k)をその複素パス利得とすると、hi(k)=hi,R(k)+jhi,I(k)=χi(k)exp(jηi(k))の関係になる。その関係を利用して、i番目のユーザの信号に関わるk番目のパス行列Hi(k)は下記式(37)のように定義される。
【００７３】
【数２６】
2010028469.tif 000028
また、式(36)の導出ではIF帯の帯域通過フィルタにより所望信号帯域以外の信号は除去されると仮定している。従って、所望の角周波数帯ωIFの信号だけが出力される。即ち、式(36)におけるωi＝ωIFになる。但し、BPFでは正と負の周波数を区別できないため、ωi＝−ωIFの信号も出力される。言い換えると、ω0＝ωIF、ω1＝−ωIFとなる。このIF帯域通過フィルタの信号をωIFと−ωIFの各角周波数で複素周波数変換し、高調波成分を除去するとその出力は各々、下記式(38)のようになる。
【００７４】
【数２７】
2010028469.tif 000029
但し、LPF[・]、di,R(t)とdi,I(t)は各々、ベースバンド信号だけを通過させる理想フィルタの伝達関数、時刻tにおけるi番目のユーザ送信情報の同相成分cos(θi(t-mT))と直交成分sin(θi(t-mT))である。また、ni,I(t)とni,Q(t)は各々、時刻tにおける雑音の同相成分と直交成分であり、i番目のユーザの搬送波周波数帯における雑音の等価低域表現での同相成分と直交成分である。またCi,j  i,j=0,1はヒルベルト変換器の不完全性に起因する行列であり、下記式(39)のように表される。
【００７５】
【数２８】
2010028469.tif 000030
従って、ヒルベルト変換器の位相誤差ψが零で、同相と直交成分の利得gIとgQが等しい場合には、Ci,j=Ci,j=02x2となりイメージ周波数帯の信号と所望周波数帯の信号が分離される。但し、02x2は２行２列の零行列である。ここで、式(38)〜式(40)より、ベースバンド信号が複素数で表せることが分る。即ち、ベースバンド出力信号は下記のように複素表示で書き換えることができる。
【００７６】
【数２９】
2010028469.tif 000031
但し、ni(t)はi番目のユーザの信号帯域の雑音の等価低域表現である。即ちni(t)=ni,I(t)+jni,Q(t)である。また、αとβは下記式(42)のように定義される。
【００７７】
【数３０】
2010028469.tif 000032
式(41)式からマルチモード受信機システムが式(2)の伝送路モデルに帰着できることがわかる。この時、式(12)に式(41)のベクトルを代入すれば、上記の推定原理に基づき解を求めることができる。但し、この場合、式(23)〜式(29)よりも若干、容易に解を求めることができる。まず、マルチモード受信の場合、κ(k)は以下のように書き直せる。
【００７８】
【数３１】
2010028469.tif 000033
その場合、式(42)と式(19)よりκは下記式(44)のように定義できる。
【００７９】
【数３２】
2010028469.tif 000034
この場合、式(42)の解は下記のように求められる。
【００８０】
【数３３】
2010028469.tif 000035
従って、図８及び図９の混合係数推定器を用いて係数推定が可能になる。但し、この場合、係数推定器３８及び４５において式(45)を用いる点が、上記のアンテナの例で示した手法と異なる。
【００８１】
また、κが推定されれば、式(22)と同様の処理により干渉補償が可能になる。即ち、マルチモード受信機の場合は下記の手法により干渉補償が可能になる。
【００８２】
【数３４】
2010028469.tif 000036
上記の手法を適用した干渉補償器について、図１４を参照して説明する。同図において６６及び６７は入力端子、６８及び６９は複素周波数変換器、７０及び７１は局部発振器、７２及び７３は低域通過フィルタ、７４は行列乗算器、７７は混合係数推定器、７５と７６は出力端子を表している。
【００８３】
入力端子６６及び６７から入力される、IF帯の直交成分と同相成分は複素周波数変換器６８及び６９において各々角周波数−ωIF及びωIFだけ複素周波数変換される。その出力信号は各々低域通過フィルタ７２及び７３に入力され、高調波成分が除去された後に、行列乗算器７４に入力される。
【００８４】
一方、低域通過フィルタ７２及び７３の出力は混合係数推定器７７に入力され、κが推定される。そのκは行列乗算器７４に入力され、低域通過フィルタ７２及び７３の出力の干渉成分の補償に利用される。そして干渉が補償された信号が出力端子７５及び７６から出力される。
【００８５】
図１５に複素周波数変換器６８及び６９を示す。同図では１６５と１６６は入力端子、１６７−１７０は（スカラー）乗算器、１７１及び１７２は各々加算器及び減算器、１７３はπ/2移相器、１７４は局部発振器、１７５及び１７６は出力端子を表している。同図では局部発振器１７４から余弦波が出力され、π/2移相器１７３において正弦波に変換される。この正弦波と余弦波は乗算器１６７−１７０において入力信号と各々掛け合わされる。乗算器１６７及び１６９の出力と乗算器１６８及び１７０の出力は各々、加算器１７１と減算器１７２において加算、減算される。そして、その出力が出力端子１７６及び１７５より出力される。
【００８６】
一方、推定されたκを用いれば式(45)からヒルベルト変換器の誤差を直接推定することも可能になる。即ち、式(44)と式(42)より下記式(48)の関係が導かれる。
【００８７】
【数３５】
2010028469.tif 000037
一方、式(36)の左辺から、ある補償行列Wを掛け合わせることで、ヒルベルト変換器の不完全性を補償できれば、イメージ干渉を完全に除去できる。そこで、gを適当なスカラー量とすると補償行列Wが下記式(49)を満たせば、Wを用いて干渉補償が可能になる。
【００８８】
【数３６】
2010028469.tif 000038
即ち、Wは下記式(50)のように定義できる。
【００８９】
【数３７】
2010028469.tif 000039
ここで、g=gIとするならば、補償行列Wは以下のように求められる。
【００９０】
【数３８】
2010028469.tif 000040
上記の手法によりイメージ干渉抑圧を行う受信機を図１６に示す。同図において、８０及び８１はIF帯の受信信号の直交と同相成分を入力する入力端子、８２は帯域通過フィルタ、８３は補償行列回路、８４及び８５は複素周波数変換器、８６及び８７は局部発振器、８８及び８９は低域通過型フィルタ、９１−９４は出力端子、９５は混合係数推定器、９６は推定された係数より補償行列を求める補償行列推定器を表している。
【００９１】
同図において、IF信号の直交成分と同相成分は補償行列回路８３に入力される。但し、当初はヒルベルト変換器の不完全性、即ち、同相と直交成分の利得比やその直交性誤差が不明であるため、補償行列回路８３にはヒルベルト変換器が完全である場合の補償行列が入力される。即ち、W=I2x2が入力される。但し、I2x2は２行２列の単位行列である。その出力信号は分岐され、複素周波数変換器８４及び８５に入力される。複素周波数変換器８４及び８５においては、入力信号は各々角周波数−ωIF及びωIFだけ複素周波数変換される。その出力信号は各々低域通過フィルタ８８及び８９に入力され、高調波成分が除去された後に、出力端子９１−９４より出力される。
【００９２】
一方、この低域通過フィルタ８８及び８９からの出力信号は混合係数推定器９５に入力され、係数推定が行われる。その推定結果は補償行列推定器９６に入力される。補償行列推定器９６では入力情報に基づき最適な補償行列が演算され、その結果は補償行列回路８３に入力される。
【００９３】
図１７に補償行列回路８３の一例を示す。同図において、１５５及び１５６は信号入力端子、１５９及び１６０は乗算器、１６１は加算器、１６２及び１６３は係数入力端子、１５７と１５８は出力端子を表している。
【００９４】
入力端子１５５からの信号は直接、出力端子１５７より出力されるのに対し、入力端子１５６からの信号は乗算器１６０において、係数入力端子１６２から入力された係数により重み付けされ、加算器１６１に入力される。
【００９５】
一方、入力端子１５５からの信号は乗算器１５９において係数入力端子１６３から入力された係数により重み付けされ、その出力は加算器１６１に入力される。加算器１６１では、乗算器１６０からの信号と、乗算器１５９からの信号とが加算される。加算器１６１の出力が出力端子１５８より出力される。
【００９６】
一方、式(48)で推定された直交成分と同相成分の利得比や直交性誤差をヒルベルト変換器にフィードバックする受信機を図１８に示す。同図において、１００はアンテナ、１０１は低雑音増幅器、１０２及び１０３は分配器、１０４及び１０５は乗算器、１０６は可変移相器、１２０は増幅器、１０７は局部発振器、１９６はIF帯の帯域通過フィルタ(IF-BPF)、１１０及び１１１は複素周波数変換器、１０８及び１０９は局部発振器、１１２及び１１３は低域通過フィルタ、１１８は混合係数推定器、１１９は位相誤差／利得比推定器、１１４−１１７は出力端子を表している。
【００９７】
アンテナ１００で受信された信号はLNA１０１により増幅され、１０２−１０７で構成されるヒルベルト変換器において、直交成分と同相成分に変換され、各々乗算器１０４及び１０５から出力される。その出力信号はIF-BPF１９６に入力され、高調波成分を除去された後に、複素周波数変換器１１０及び１１１に入力される。複素周波数変換器１１０及び１１１では各々角周波数−ωIF及びωIFだけ複素周波数変換される。その出力信号は各々低域通過フィルタ１１２及び１１３に入力され、高調波成分が除去された後に出力端子１１４−１１７から出力される。
【００９８】
一方、低域通過フィルタ１１２及び１１３の出力は、混合係数推定器１１８に入力され、κが推定される。推定された信号は位相誤差?利得比推定器１１９に入力され、位相誤差や利得比が推定される。推定された位相誤差は可変移相器１０６に、利得比は増幅器１２０にフィードバックされ、ヒルベルト変換器の不完全性が補償される。
【００９９】
本実施例に係る受信機の動作について、図１９を参照して説明する。ここでは、受信機が、図８を参照して説明した混合係数推定器を有する場合について説明する。
【０１００】
受信機は、受信信号の自己相関行列を求める（ステップＳ１９０２）。
【０１０１】
受信機は、自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列あるいは下三角行列を演算する（ステップＳ１９０４）。
【０１０２】
受信機は、上三角行列あるいは下三角行列とユニタリー行列とに基づいて、各受信信号の入力端子への混合比を推定する（ステップＳ１９０６）。
【０１０３】
受信機は、推定された混合比に基づいて、各受信信号の分離を行う（ステップＳ１９０８）。
【０１０４】
本実施例に係る他の受信機の動作について、図２０を参照して説明する。ここでは、受信機が、図９を参照して説明した混合係数推定器を有する場合について説明する。
【０１０５】
受信機は、受信信号の自己相関行列を求める（ステップＳ２００２）。
【０１０６】
受信機は、自己相関行列の複素共役行列との積が自己相関行列となる上三角行列あるいは下三角行列を演算する（ステップＳ２００４）。
【０１０７】
受信機は、１時刻前に演算した上三角行列あるいは下三角行列と各受信信号とを合成する（ステップＳ２００６）。
【０１０８】
受信機は、合成された信号に基づいて、変換行列を生成する（ステップＳ２００８）。
【０１０９】
受信機は、変換行列により合成された信号に線形変換を行い、上三角行列あるいは下三角行列を更新する（ステップＳ２０１０）。
【０１１０】
受信機は、更新された上三角行列あるいは下三角行列に線形変換を施し、各受信信号の入力端への混合比を推定する（ステップＳ２０１２）。
【０１１１】
受信機は、推定された混合比に基づいて、各受信信号の分離を行う（ステップＳ２０１４）。
【０１１２】
イメージバンド干渉補償の特性をマルチパスフェージングチャネルにおいて評価した結果を図２１−図２５に示す。本実施例においては、一例として、図１６に示したイメージバンド干渉補償の特性を示す。他の場合についても同様の特性が得られる。
【０１１３】
同図の特性は拡散符号長１２８の符号分割多重システムで、変調方式はBPSK、受信機にはRake受信を備えた場合の伝送特性を示している。
【０１１４】
図２１には、ヒルベルト変換器の位相誤差に対するBER特性(with  Canceller)を示す。同図において利得比は１、Eb/N0は10dB、希望信号電力に対するイメージ干渉電力比CIRは-60dBとした。また同図には干渉補償を行わない場合の特性(without  Canceller)も参考のために付記している。明らに干渉補償を行わない場合には、位相誤差の増大とともに急激に特性が劣化するのに対し、干渉補償を行うことで、80度までの位相誤差に対して特性劣化が見られない。
【０１１５】
図２２には、利得比に対するBER特性(with  Canceller)を示す。同図でもEb/N0は10dB、希望信号電力に対するイメージ干渉電力比CIRは-60dB、但し、位相誤差はないものとした。明らに干渉補償を行わない場合(without  Canceller)には、利得比の増大とともに急激に特性が劣化するのに対し、干渉補償を行う(with  Canceller)ことで、0.1までの利得比に対して特性劣化が見られない。
【０１１６】
図２３には、イメージ干渉電力に対するBER特性を示す。同図では、利得比は１、位相誤差は10度、Eb/N0は10dBとした。明らに干渉補償を行わない場合(without  Canceller)には、イメージ干渉電力の増大とともに急激に特性が劣化するのに対し、干渉補償を行う(with  Canceller)ことで、CIR=-80dBまでのイメージ干渉に対して特性劣化が見られない。
【０１１７】
図２４に収束特性を示す。同図の縦軸は所望信号電力で正規化した、復調信号に含まれる雑音電力を示している。同図でも、利得比は１、位相誤差は10度、Eb/N0は10dBとした。同図より、本実施例に係る受信機が３〜４シンボルで所望特性に達する高速な収束特性を持つことがわかる。
【０１１８】
図２５に、Eb/N0に対するBER特性を示す。同図でも、利得比は１、位相誤差は10度、イメージ干渉電力比CIRは-60dBとした。同図にはイメージ干渉がない場合のRake受信機の理論特性をも付記している。明らに干渉補償を行わない場合(without  Canceller)には、全く信号伝送ができないが、干渉補償を行う(with  Canceller)ことで、Eb/N0が0〜16dBではイメージ干渉を完全に抑圧し、理論特性を達成していることがわかる。
【図面の簡単な説明】
【０１１９】
【図１】伝送路モデルの一例を示す説明図である。
【図２】伝送路モデルの一例を示す説明図である。
【図３】伝送路モデルの一例を示す説明図である。
【図４】アレーアンテナの一例を示す説明図である。
【図５】イメージ補償を備えたマルチモードヘテロダイン受信機の一例を示す部分ブロック図である。
【図６】ヒルベルト変換器を備えたRF/IF周波数変換器の一例を示す部分ブロック図である。
【図７】イメージ補償器を備えたIF/BB周波数変換器の一例を示す部分ブロック図である。
【図８】本実施例に係る受信機における混合係数推定器の一例を示す部分ブロック図である。
【図９】本実施例に係る受信機における混合係数推定部の一例を示す部分ブロック図である。
【図１０】本実施例に係る受信機の一例を示す部分ブロック図である。
【図１１】本実施例に係る受信機における行列演算器の一例を示す部分ブロック図である。
【図１２】本実施例に係る受信機における内積演算器の一例を示す部分ブロック図である。
【図１３】本実施例に係る受信機の一例を示す部分ブロック図である。
【図１４】本実施例に係る受信機におけるイメージ干渉補償を備えた周波数変換器の一例を示す部分ブロック図である。
【図１５】本実施例に係る受信機における複素周波数変換器の一例を示す部分ブロック図である。
【図１６】本実施例に係る受信機におけるイメージ干渉補償を備えた周波数変換器の一例を示す部分ブロック図である。
【図１７】本実施例に係る受信機における補償行列回路の一例を示す部分ブロック図である。
【図１８】本実施例に係るイメージ干渉補償を備えたマルチモード受信機の一例を示す部分ブロック図である。
【図１９】本実施例に係る受信機の動作を示すフロー図である。
【図２０】本実施例に係る受信機の動作を示すフロー図である。
【図２１】本実施例に係るイメージバンド干渉補償付きマルチモード受信機の位相誤差に対する誤り率特性を示す図である。
【図２２】本実施例に係るイメージバンド干渉補償付きマルチモード受信機の振幅誤差に対する誤り率特性を示す図である。
【図２３】本実施例に係るイメージバンド干渉補償付きマルチモード受信機の干渉電力に対する誤り率特性を示す図である。
【図２４】本実施例に係るイメージバンド干渉補償付きマルチモード受信機の収束特性を示す図である。
【図２５】本実施例に係るイメージバンド干渉補償付きマルチモード受信機のガウス雑音に対する誤り率特性を示す図である。
【符号の説明】
【０１２０】
１、２  入力端子
３、４  減衰量入力端子
６、７、８、９  乗算器
１0、１１  加算器
１２、１３  出力端子
２６０、２６１  入力端子
２６２、２６３、２６４、２６５  複素乗算器
２６６、２６７  加算器
２６８、２６９、２７０、２７１  複素係数入力端子
２７２、２７３  出力端子
１６、１７、１８  信号入力端子
１９、２０、２１、２２、２３、２４  干渉係数の乗算部
２５、２６、２７  信号減衰部
２８、２９、３０  加算器
３１、３２、３３  出力端子
２４０、２４１、２４２、２４３  入力端子
２４４、２４５、２４６、２４７  乗算器
２４８  加算器
２５０  適応制御回路
２４９  信号出力端子
５０  入力端子
５１  ヒルベルト変換を備えたRF/IF周波数変換器
５２  イメージ干渉補償器を備えたIF/BB(Base  Band)周波数変換器
５３  出力端子
５５  アンテナ
５６  低雑音増幅器(Low  Noise  Amplifier:  LNA)
５７、５８  分配器
５９、６０  乗算器
６１  π/2移相器
６２  局部発振器
６３  IF帯の帯域通過フィルタ(IF-BPF)
６４、６５  出力端子
２１５、２１６  入力端子
２１７  補償行列回路
２１９  複素周波数変換器
２１８  低域通過フィルタ(Low  Pass  Filter:  LPF)
２２０、２２１  出力端子
２２２  重みの適応制御部
２２３  局部発振器
３５  入力端子
３９  出力端子
３６  相関演算器
３７  行列分解器
３８  係数演算器
４１  ベクトル入力端子
４２  出力端子
４３  変換行列推定器
４４  線形変換器
４５  係数推定器
４６  遅延素子
１４０  混合係数推定器
１４１、１４２  アンテナ
１４４、１４５  周波数変換器
１４８、１４９  出力端子
１５０  行列乗算器
１８０、１８１、１８２、１８３  入力端子
１８４、１８５、１８６、１８７  内積演算器アレー
１８８、１８９、１９０、１９１  係数ベクトル入力端子
１９２、１９３、１９４、１９５  出力端子
２００、２０１、２０２、２０３  ベクトル入力端子
２０４、２０５、２０６、２０７  乗算器
２０８  加算器
２０９  ベクトル出力端子
２１０  係数ベクトル入力端子
２１１、２１２、２１３、２１４  内積演算器
１２５、１２６、１２７  アンテナ
１２８  行列乗算器
１２９、１３０、１３１  周波数変換器
１３２、１３３、１３４  出力端子
１３６  混合係数推定器
６６、６７  入力端子
６８、６９  複素周波数変換器
７０、７１  局部発振器
７２、７３  低域通過フィルタ
７４  行列乗算器
７５、７６  出力端子
７７  混合係数推定器
１６５、１６６  入力端子
１６７、１６８、１６９、１７０  （スカラー）乗算器
１７１、１７２  加算器
１７３  π/2移相器
１７４  局部発振器
１７５、１７６  出力端子
８０、８１  入力端子
８２  帯域通過フィルタ
８３  補償行列回路
８４、８５  複素周波数変換器
８６、８７  局部発振器
８８、８９  低域通過型フィルタ
９１、９２、９３、９４  出力端子
９５  混合係数推定器
９６  補償行列推定器
１５５、１５６  信号入力端子
１５９、１６０  乗算器
１６１  加算器
１６２、１６３  係数入力端子
１５７、１５８  出力端子
１００  アンテナ
１０１  低雑音増幅器
１０２、１０３  分配器
１０４、１０５  乗算器
１０６  可変移相器
１０７  局部発振器
１０８、１０９  局部発振器
１１０、１１１  複素周波数変換器
１１２、１１３  低域通過フィルタ
１１４、１１５、１１６、１１７  出力端子
１１８  混合係数推定器
１１９  位相誤差/利得比推定器
１２０  増幅器
１９６  IF帯の帯域通過フィルタ(IF-BPF)
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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