(57)【要約】【課題】無線送受信装置の消費電力を低減させ、その安全性や利便性を改善する。【解決手段】周波数比較回路は、入力信号とローカル信号とを混合し、得られた信号から、入力信号の周波数とローカル信号の周波数との差である差分周波数を有する同相ベースバンド信号を抽出する同相ベースバンド信号抽出手段と、入力信号と、ローカル信号の位相を所定値だけシフトした信号である直交ローカル信号とを混合し、得られた信号から、差分周波数を有する直交ベースバンド信号を抽出する直交ベースバンド信号抽出手段と、同相ベースバンド信号と、直交ベースバンド信号との間の極性関係から、差分周波数の極性を判定する極性判定手段と、同相ベースバンド信号又は直交ベースバンド信号の周期から差分周波数の絶対値を取得する絶対値取得手段と、を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号とローカル信号とを混合し、得られた信号から、該入力信号の周波数と該ローカル信号の周波数との差である差分周波数を有する同相ベースバンド信号を抽出する同相ベースバンド信号抽出手段と、
前記入力信号と、前記ローカル信号の位相を所定値だけシフトした信号である直交ローカル信号とを混合し、得られた信号から、前記差分周波数を有する直交ベースバンド信号を抽出する直交ベースバンド信号抽出手段と、
前記同相ベースバンド信号と、前記直交ベースバンド信号との間の極性関係から、前記差分周波数の極性を判定する極性判定手段と、
前記同相ベースバンド信号の周期又は前記直交ベースバンド信号の周期から前記差分周波数の絶対値を取得する絶対値取得手段と、
を有する周波数比較回路。
【請求項２】
前記極性判定手段は、前記同相ベースバンド信号及び前記直交ベースバンド信号のうち、一方の信号に立ち上がり又は立ち下がりが生じたときにおける、他方の信号の振幅極性から、前記差分周波数の極性を判定する、請求項１に記載の周波数比較回路。
【請求項３】
前記絶対値取得手段は、前記同相ベースバンド信号又は前記直交ベースバンド信号において、立ち上がりが生じる周期、又は立ち下りが生じる周期を計測し、計測した該周期の逆数を前記差分周波数の絶対値とする、請求項１又は２に記載の周波数比較回路。
【請求項４】
前記同相ベースバンド信号又は前記直交ベースバンド信号の振幅極性を監視し、監視した信号の立ち上がり又は立ち下りを検出する検出手段を更に有し、
前記極性判定手段は、前記検出手段により、前記直交ベースバンド信号及び前記同相ベースバンド信号のうち、一方の信号の立ち上がり又は立ち下りが検出されたとき、他方の信号の振幅極性から、前記差分周波数の極性を判定する、請求項２に記載の周波数比較回路。
【請求項５】
前記同相ベースバンド信号又は前記直交ベースバンド信号の振幅極性を監視し、監視した信号の立ち上がり又は立ち下りを検出する検出手段を更に有し、
前記絶対値取得手段は、前記検出手段により検出された前記立ち上がりが生じる周期の逆数、又は前記検出手段により検出された前記立ち下がりが生じる周期の逆数を前記差分周波数の絶対値とする、請求項３に記載の周波数比較回路。
【請求項６】
前記同相ベースバンド信号抽出手段は、
前記入力信号と前記ローカル信号とを混合した信号を同相ミキサー出力信号として出力する第１のミキサーと、
前記第１のミキサーにより出力された前記同相ミキサー出力信号から、前記ローカル信号の周波数の倍の周波数をもつ成分を除去することにより、前記同相ベースバンド信号を抽出する第１のフィルターと、
を有し、
前記直交ベースバンド信号抽出手段は、
前記入力信号と前記直交ローカル信号とを混合した信号を直交ミキサー出力信号として出力する第２のミキサーと、
前記第２のミキサーにより出力された前記直交ミキサー出力信号から、前記ローカル信号の周波数の倍の周波数をもつ成分を除去することにより、前記直交ベースバンド信号を抽出する第２のフィルターと、
を有する、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の周波数比較回路。
【請求項７】
請求項６に記載の周波数比較回路と、
前記周波数比較回路にローカル信号を供給するローカル信号生成手段と、
前記極性判定手段により判定された前記極性と、前記絶対値取得手段により取得された前記絶対値とに基づいて、前記差分周波数を取得し、該差分周波数に応じて、前記ローカル信号生成手段が生成する前記ローカル信号の周波数を補正する制御手段と、
を有する周波数制御回路。
【請求項８】
前記同相ベースバンド信号及び前記直交ベースバンド信号を、各々同相デジタルベースバンド信号と直交デジタルベースバンド信号に変換する変換回路を更に有する、請求項７に記載の周波数制御回路。
【請求項９】
前記周波数比較回路は、
前記第1のフィルターと特性が異なり、前記同相ベースバンド信号から所定の成分を除去する第３のフィルターと、
前記第２のフィルターと特性が異なり、前記直交ベースバンド信号から所定の成分を除去する第４のフィルターと、
を有し、
前記変換回路は、前記第３のフィルター及び前記第４のフィルターにより所定の成分が除去された前記同相ベースバンド信号及び前記直交ベースバンド信号を、各々同相デジタルベースバンド信号と直交デジタルベースバンド信号に変換する、請求項８に記載の周波数制御回路。
【請求項１０】
前記制御手段は、フィルターの特性を変化させるためのフィルター制御信号を前記第１のフィルター及び前記第２のフィルターへ送信し、
前記第１のフィルター及び第２のフィルターは、前記制御回路により送信された前記フィルター制御信号に従って、特性を変化させる、請求項８に記載の周波数制御回路。
【請求項１１】
請求項１乃至５のいずれか１項に記載の周波数比較回路と、
前記周波数比較回路にローカル信号を供給するローカル信号生成手段と、
前記極性判定手段により判定された前記極性と、前記絶対値取得手段により取得された前記絶対値とに基づいて、前記差分周波数を取得し、該差分周波数に応じて、前記ローカル信号生成手段が生成する前記ローカル信号の周波数を補正する制御手段と、
を有する周波数制御回路。
【請求項１２】
前記同相ベースバンド信号及び前記直交ベースバンド信号を、各々同相デジタルベースバンド信号と直交デジタルベースバンド信号に変換する変換回路を更に有する、請求項１１に記載の周波数制御回路。
【請求項１３】
基準クロック信号を生成する基準クロック信号生成手段を有し、
前記ローカル信号生成手段は、前記基準クロック信号に基づいて前記ローカル信号を生成し、
前記制御手段は、取得した前記差分周波数に応じて、前記基準クロック信号の周波数を補正する、請求項７乃至１２のいずれか１項に記載の周波数制御回路。
【請求項１４】
前記制御手段は、前記差分周波数に応じて前記ローカル信号の周波数の補正値を求め、該補正値を示す周波数制御信号を前記ローカル信号生成手段へ送信し、
前記ローカル信号生成手段は、前記周波数制御信号の示す前記補正値だけ周波数を補正した前記ローカル信号を生成する、請求項７乃至１２のいずれか１項に記載の周波数制御回路。
【請求項１５】
請求項７乃至１４のいずれか１項に記載の周波数制御回路を有し、
信号波を搬送する前記入力信号を前記周波数制御回路に入力し、前記直交ベースバンド信号及び前記同相ベースバンド信号に基づいて、前記信号波を復調する、無線送受信装置。
【請求項１６】
入力信号とローカル信号とを混合し、
得られた信号から、該入力信号の周波数と該ローカル信号の周波数を有する同相ベースバンド信号を抽出し、
前記入力信号と、前記ローカル信号の位相を所定値だけシフトした信号である直交ローカル信号とを混合し、
得られた信号から、前記差分周波数を有する直交ベースバンド信号を抽出し、
前記同相ベースバンド信号と、前記直交ベースバンド信号との間の極性関係から、前記差分周波数の極性を判定し、
前記同相ベースバンド信号又は前記直交ベースバンド信号の周期から前記差分周波数の絶対値を取得する、周波数比較回路の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線送受信装置がローカル信号の周波数を制御するために用いる周波数比較回路、周波数制御回路、周波数比較回路の制御方法、およびそれらを用いた無線送受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムにおいて、受信変調波信号から搬送波を位相情報も含め再生し、その再生搬送波を用いて受信変調波信号に重畳された受信ベースバンド信号を取り出す復調処理を行う、同期検波方式がよく知られている。
【０００３】
しかし搬送波再生回路を必要とするため、同期検波方式では回路規模が大きくなってしまう。そこで小型化が要求される携帯電話システムの移動局においては、搬送波との位相同期はしていないもののほぼ同じ周波数を有するローカル信号で検波を行う、準同期検波方式が用いられる。
【０００４】
一般に、携帯電話システムの移動局は、その移動局内のローカル信号の周波数とその基準となるクロック信号の周波数とを、基地局から受信した信号（下り信号）の周波数に追従させている。移動局は、追従させた基準クロックを元に、下り信号に対する信号処理を行うとともに、基地局へ送信する信号（上り信号）を生成する。
【０００５】
移動局が、移動局における基準クロックの周波数を基地局からの受信変調波信号の搬送波周波数に追従させるにより、基地局、移動局間双方向のデータ送受タイミングのズレを補正でき、その結果信号復調処理の高速化や信号伝送スループットの向上の効果が得られる。
【０００６】
また、一般に、基地局内蔵の基準クロックの生成回路は、移動局内蔵の基準クロックの生成回路に比べ温度変化や振動に対し安定している。よって、移動局の基準クロックの周波数を、基地局の基準クロックに基づき生成された受信信号の周波数に追従させることで、システム全体の周波数の安定度が向上する。
【０００７】
このような基準クロックの周波数を制御する装置の一例として、特許文献１には、ＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)携帯電話装置が開示されている。
【０００８】
特許文献１に記載された、ＲＡＫＥ受信を行うＣＤＭＡ携帯電話装置は、アナログベースバンド信号を変換して得たデジタルベースバンド信号を用いてデジタル演算処理を行うことにより、基準クロックを制御する。そのデジタル演算処理においては、ＣＤＭＡ携帯電話装置は、各フィンガから出力されるパイロットデータを基にフィンガ毎の周波数オフセット量を算出し、それら周波数オフセット量を重みづけ加算した値に基づいて基準クロックの周波数を補正する。結果として、周波数オフセット量が更新される。このデジタル演算処理を繰り返し継続することにより、携帯電話装置内の基準クロックの周波数は、受信信号に重畳された基地局からの基準クロックの周波数に追従して変化する。
【０００９】
また、準同期検波方式を使用する装置の他の例として、ダイレクトコンバージョン方式のＷＣＤＭＡ方式携帯電話装置の構成を示すブロック図を、図１０に示す。
【００１０】
このＷＣＤＭＡ方式携帯電話も特許文献１のＣＤＭＡ携帯電話機と同様、デジタル演算処理を行うことにより基準クロックを制御する。
【００１１】
特許文献２には、特許文献１と異なる構成で自動周波数制御を行う自動周波数制御装置が開示されている。
【００１２】
この自動周波数制御装置は、局部信号と入力信号を混合してＩ信号を生成し、局部信号の位相をπ／２シフトした信号と入力信号とを混合してＱ信号を生成し、Ｉ信号とＱ信号とを４逓倍した出力をクロスプロダクト演算することにより、検出周波数誤差の符号を判定する。また、自動周波数制御装置は、Ｉ信号およびＱ信号を２逓倍した出力をクロスプロダクト器でクロスプロダクト演算して検出周波数誤差の絶対値を求めている。自動周波数制御装置は、これらの符号および絶対値から、検出周波数誤差を求めて、自動周波数制御装置内の局部発振器の周波数を、入力信号の周波数に追従させている。これら周波数制御のための処理も、特許文献１の処理と同様、デジタル演算処理である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００１−１５７２６３号公報
【特許文献２】特開平７−１１５４７７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上述した特許文献１、２や図１０に記載された装置において基準クロックの周波数を制御するためのデジタル演算処理の演算量は膨大である。そのため、そのデジタル演算処理を行うデジタル演算回路は、大規模なものとなり、携帯電話装置の消費電力を増大させていた。
【００１５】
また、今後発展が期待されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex)方式においては、受信信号を高速フーリエ変換することで周波数を検出しており、さらなるデジタル演算量の増加が見込まれる。そしてその結果として、これらの装置において、更に消費電力が増加することが懸念される。
【００１６】
更に、無線送受信装置の構成の動向として、デファクトスタンダードとして知られるＤｉｇＲＦ規格の様に、主として高周波アナログ信号を扱う無線部と、デジタル演算に特化したベースバンド部に分割する構成が、主流となっている。
【００１７】
この構成では、無線部とベースバンド部とがインターフェースを介して高速にデジタルデータ通信を行うが、このインターフェースにおいても電力が消費される。よって消費電力削減のためには送受信データ通信時以外はインターフェースを停止できることが望ましく、周波数追従制御の機能が無線部内で閉じていることでそれは実現できる。
【００１８】
消費電力が増大すると、回路が発熱するため、利用者に害を及ぼす可能性が生じ、安全性が損なわれる。また、電池の持続時間も短くなるので、同じ持続時間を維持するためにはより大きな電池が要求され、携帯の装置の場合には利便性が損なわれる。無線送受信装置の消費電力は、可能な限り低減させることが望ましい。
【００１９】
本発明は、無線送受信装置の消費電力を低減させることにより、その安全性や利便性を改善することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
上記目的を達成するために、本発明の周波数比較回路は、入力信号とローカル信号とを混合し、得られた信号から、該入力信号の周波数と該ローカル信号の周波数との差である差分周波数の成分のみを同相ベースバンド信号として抽出する同相ベースバンド信号抽出手段と、前記入力信号と、前記ローカル信号の位相を所定値だけシフトした信号である直交ローカル信号とを混合し、得られた信号から、該入力信号の周波数と該直交ローカル信号の周波数との差である差分周波数の成分のみを直交ベースバンド信号として抽出する直交ベースバンド信号抽出手段と、前記同相ベースバンド信号と、前記直交ベースバンド信号との間の極性関係から、前記差分周波数の極性を判定する極性判定手段と、前記同相ベースバンド信号の周期又は前記直交ベースバンド信号の周期から前記差分周波数の絶対値を取得する絶対値取得手段と、を有する。
【００２１】
本発明の周波数制御回路は、本発明の周波数比較回路と、前記極性取得手段により取得された前記極性と、前記絶対値出力手段により出力された前記絶対値とに基づいて、前記差分周波数を取得し、該差分周波数の分だけ、前記ローカル信号の周波数を補正する制御手段と、を有する。
【００２２】
本発明の無線送受信装置は、本発明の周波数制御回路を有し、受信ベースバンド信号を搬送する受信変調波信号を前記入力信号として前記周波数制御回路に入力したときに、前記直交ベースバンド信号及び前記同相ベースバンド信号に基づいて、前記受信ベースバンド信号を復調する。
【００２３】
本発明の周波数比較回路の制御方法は、入力信号とローカル信号とを混合し、得られた信号から、該入力信号の周波数と該ローカル信号の周波数との差である差分周波数の成分のみを同相ベースバンド信号として抽出し、前記入力信号と、前記ローカル信号の位相を所定値だけシフトした信号である直交ローカル信号とを混合し、得られた信号から、該入力信号の周波数と該直交ローカル信号の周波数との差である差分周波数の成分のみを直交ベースバンド信号として抽出し、前記同相ベースバンド信号と、前記直交ベースバンド信号との間の極性関係から、前記差分周波数の極性を判定し、前記同相ベースバンド信号又は前記直交ベースバンド信号の周期から前記差分周波数の絶対値を取得する、周波数比較回路の制御方法である。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、周波数比較回路は、アナログの入力信号およびローカル信号から、それらの差分周波数の極性と、絶対値とを出力するので、それらの出力値に基づいて無線送受信装置が基準クロック信号を補正することで、少ない演算量で周波数を制御できる。この結果、無線送受信装置の消費電力が低減され、その安全性や利便性が改善される。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の第１の実施形態の周波数制御回路の一構成例を示すブロック図である。
【図２】(ａ) 誤差周波数Δω＞０の場合のBiとBqとの関係を示す表である。(ｂ) 誤差周波数Δω＜０の場合のBiとBqとの関係を示す表である。
【図３】本発明の第１の実施形態の制御回路の動作を示すフローチャートである。
【図４】本発明の第２の実施形態の周波数制御回路の一構成例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施形態の周波数制御回路の一構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第４の実施形態の周波数制御回路の一構成例を示すブロック図である。
【図７】本発明の第５の実施形態の周波数制御回路の一構成例を示すブロック図である。
【図８】本発明の第６の実施形態の無線送受信装置の一構成例を示すブロック図である。
【図９】本発明の変形例の無線送受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】一般的なＷＣＤＭＡ携帯電話装置の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
（第１の実施形態）
本発明を実施するための第１の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施形態の周波数制御回路１００の構成を示すブロック図である。周波数制御回路１００は、携帯電話装置などの移動局において、移動局側の基準クロック周波数を基地局側の基準クロック周波数に、追従させるために使用される回路である。
【００２７】
図１を参照すると、周波数制御回路１００は、周波数比較回路１１０、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０、および制御回路１３０を有する。
【００２８】
周波数比較回路１１０は、入力信号Ｓの周波数と、同相ローカル信号Ｌｉの周波数とを比較し、これらの周波数の差分の極性Ｐと、差分の周波数の絶対値｜Δω｜とを出力する回路である。
【００２９】
ここで、入力信号Ｓは、周波数制御回路１００外部から入力される、一定の周波数のアナログ信号である。例えば、基地局から無線で受信した下り信号が入力信号Ｓとして入力される。
【００３０】
また、同相ローカル信号Ｌｉは、周波数制御回路１００内部で生成される、一定の周波数のアナログ信号である。例えば、基地局から受信される下り信号と同じ周波数の信号が、同相ローカル信号Ｌｉとして生成される。
【００３１】
周波数比較回路１１０は、π／２位相器（π／２）１１１と、ミキサー（ＭＩＸ）１１２および１１３と、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４および１１５と、エッジ検出回路１１６と、極性判定回路１１７と、クロック発生器（Ref CLOCK）１１８と、計時回路１１９と、を有する。
【００３２】
周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０は、同相ローカル信号Ｌｉを生成し、π／２位相器（π／２）１１１およびミキサー（ＭＩＸ）１１２へ出力する。同相ローカル信号Ｌｉの生成方法については、後述する。
【００３３】
π／２位相器（π／２）１１１は、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０からの同相ローカル信号Ｌｉの位相をπ／２ラジアン遅らせ、直交ローカル信号Ｌｑとしてミキサー（ＭＩＸ）１１３へ出力する。
【００３４】
ミキサー（ＭＩＸ）１１２、１１３には、入力信号Ｓが入力される。
【００３５】
ミキサー（ＭＩＸ）１１２は、入力信号Ｓと、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０からの同相ローカル信号Ｌｉとを混合し、同相ミキサー出力信号Ｓｉとしてローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４へ出力する。
【００３６】
ミキサー（ＭＩＸ）１１３は、入力信号Ｓと、π／２位相器（π／２）１１１からの直交ローカル信号Ｌｑとを混合し、直交ミキサー出力信号Ｓｑとしてローパスフィルター（ＬＰＦ）１１５へ出力する。
【００３７】
ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４は、同相ミキサー出力信号Ｓｉを入力し、入力信号Ｓの周波数ωsのほぼ２倍の周波数を持つ成分を除去し、同相ベースバンド信号Ｂｉとして極性判定回路１１７へ出力する。
【００３８】
ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１５は、直交ミキサー出力信号Ｓｑを入力し、入力信号Ｓの周波数ωsのほぼ２倍の周波数を持つ成分を除去し、直交ベースバンド信号Ｂｑとしてエッジ検出回路１１６へ出力する。
【００３９】
エッジ検出回路１１６は、直交ベースバンド信号Ｂｑの振幅極性を監視し、立ち上りエッジ、および立ち下がりエッジを検出する。そして、エッジ検出回路１１６は、エッジを検出したときに、エッジを検出したことを示すエッジ検出信号（例えば、パルス信号）を極性判定回路１１７および計時回路１１９へ出力する。
【００４０】
ここで、立ち上りエッジとは、信号の振幅極性が負から正へ反転することであり、立ち下がりエッジとは、信号の振幅極性が正から負へ反転することである。
【００４１】
また、エッジ検出信号は、エッジの種類（立ち上がりなのか、立ち下がりなのか）と、エッジの検出タイミングとを示す信号であればよい。
【００４２】
例えば、エッジ検出回路１１６は、直交ベースバンド信号Ｂｑの振幅が＋である場合にハイレベル、−である場合にローレベルとなる論理信号をエッジ検出信号として出力する。あるいは、エッジ検出回路１１６は、立ち上がりエッジ、または立下りエッジが生じたタイミングでパルスを出力するとともに、そのエッジが立ち上がりなのか、立ち下がりなのかを示す信号を出力し、これらの出力信号の組をエッジ検出信号とする。
【００４３】
極性判定回路１１７は、エッジ検出回路１１６からエッジ検出信号が出力されたときに検出される、同相ベースバンド信号Ｂｉの振幅極性に基づいて、誤差周波数Δωの極性を判別する。誤差周波数Δωの極性の判別方法の詳細については後述する。
【００４４】
ここで、誤差周波数Δωは、入力信号Ｓの角周波数ωsと、同相ローカル信号Ｌｉの角周波数ωLの差分である。例えば、入力信号Ｓを基準とする場合、誤差周波数Δωは、下記（１）式から求められる。
【００４５】
【数１】
2010245678.tif 000003
【００４６】
このため、ωLが、ωsより大きい場合、誤差周波数Δωの極性は「＋」となり、逆にωLが、ωsより小さい場合、誤差周波数Δωの極性は「−」となる。極性判定回路１１７は、判別した極性Ｐを制御回路１３０へ出力する。
【００４７】
クロック発生器（Ref CLOCK）１１８は、所定の周波数の基準クロック信号を発生し、周波数シンセサイザー１２０および計時回路１１９へ出力する。
【００４８】
計時回路１１９は、クロック発生器（Ref CLOCK）１１８からの基準クロック信号を使用して、エッジ検出回路１１６により立ち上がりエッジが検出された周期、または立下りエッジが検出された周期を測定し、その測定値の逆数を誤差周波数の絶対値｜Δω｜として、制御回路１３０へ出力する。
【００４９】
制御回路１３０は、極性Ｐと絶対値｜Δω｜とから、誤差周波数Δωを求める。そして、制御回路１３０は、その誤差周波数の分だけ、同相ローカル信号Ｌｉの周波数を補正するように、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０を制御するための周波数制御信号を生成して、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０へ出力する。
【００５０】
制御回路１３０は、例えば、誤差周波数Δωと、周波数補正に関する補正量とを対応付けたテーブル（不図示）を有し、そのテーブルを使用して、周波数制御信号を生成する。また、制御回路１３０は、所定の演算式を使用することにより、誤差周波数から補正量を算出することもできる。これらの演算やテーブルにおいては、一巡の周波数補正に関する補正量を決定するための利得を任意に設定するための、利得設定機能を有することができる。
【００５１】
また、制御回路１３０は、誤差周波数の絶対値｜Δω｜が予め設定しておいた閾値に満たない場合は、周波数制御信号を生成しないこととする、切り捨て機能を有することもできる。
【００５２】
更に、制御回路１３０は、飛び込みノイズの影響を受けることを避けるために、一定の閾値を超える誤差周波数の絶対値｜Δω｜を検出した場合に、その値を抑制するリミッタ機能や、誤差周波数Δωを時間軸方向で積分し平均化する、平均化機能を有してもよい。
【００５３】
これらの補正量の算出のための動作の全部又は一部は、コンピュータプログラムを実行することにより実現してもよいし、ハードウェアにより実現することもできる。
【００５４】
周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０は、同相ローカル信号Ｌｉを生成し、π／２位相器（π／２）１１１およびミキサー（ＭＩＸ）１１２へ出力する。周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０は、基準クロック信号の周波数を参照し、制御回路１３０からの周波数制御信号に従って、同相ローカル信号Ｌｉの周波数を補正する。
【００５５】
次に、図２および図３を参照して、周波数制御回路１００の動作について説明する。まず、下記（２）式および（３）式で表わされる、入力信号Ｓおよび同相ローカル信号Ｌｉが、周波数比較回路１１０に入力されたと仮定する。
【００５６】
【数２】
2010245678.tif 000004
【００５７】
【数３】
2010245678.tif 000005
【００５８】
上記（２）式および（３）式において、「ωs」は、入力信号Ｓの角周波数（rad/s）、「Δω」は、誤差周波数（rad/s）、「ｔ」は、時間（s）で、Δωはωsに比べ十分小さいとする。
【００５９】
入力信号Ｓおよび同相ローカル信号Ｌｉは、ミキサー（ＭＩＸ）１１２に入力され、ミキサー（ＭＩＸ）１１２は、これらを混合して、同相ミキサー出力信号Ｓｉを出力する。この混合は、乗算演算に相当するので、同相ミキサー出力信号Ｓｉは、下記（４）式で求められる。
【００６０】
【数４】
2010245678.tif 000006
【００６１】
上記（４）式に示すように、同相ミキサー出力信号Ｓｉは、入力信号Ｓの周波数ωsのほぼ２倍の周波数を持つ成分と、誤差周波数Δωに等しい周波数を持つ成分とを有している。
【００６２】
この同相ミキサー出力信号Ｓｉは、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４に入力され、ここで、周波数ωsのほぼ２倍の周波数を持つ成分が除去される。この結果、下記（５）式により表わされる同相ベースバンド信号Ｂｉが出力される。
【００６３】
【数５】
2010245678.tif 000007
【００６４】
一方、同相ローカル信号Ｌｉは、π／２位相器（π／２）１１１に入力されて、下記（６）式で表わされる、直交ローカル信号Ｌｑが出力される。
【００６５】
【数６】
2010245678.tif 000008
【００６６】
入力信号Ｓおよび直交ローカル信号Ｌｑは、ミキサー（ＭＩＸ）１１３に入力され、ミキサー（ＭＩＸ）１１３は、これらを混合して、直交ミキサー出力信号Ｓｑを出力する。この混合は、乗算演算に相当するので、直交ミキサー出力信号Ｓｑは、下記（７）式で求められる。
【００６７】
【数７】
2010245678.tif 000009
【００６８】
上記（７）式に示すように、直交ミキサー出力信号Ｓｑは入力信号Ｓの周波数ωsのほぼ２倍の周波数を持つ成分と、誤差周波数Δωに等しい周波数を持つ成分とを有している。
【００６９】
この直交ミキサー出力信号Ｓｑは、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１５に入力され、ここで、周波数ωsのほぼ２倍の周波数を持つ成分が除去される。この結果、下記（８）式により表わされる直交ベースバンド信号Ｂｑが出力される。
【００７０】
【数８】
2010245678.tif 000010
【００７１】
上記（５）式および（８）式から、各時間における、同相ベースバンド信号Ｂｉおよび直交ベースバンド信号Ｂｑの振幅極性を算出することができる。
【００７２】
図２（ａ）は、誤差周波数Δω＞０、すなわち極性Ｐが正の場合における、同相ベースバンド信号Ｂｉおよび直交ベースバンド信号Ｂｑの振幅極性の時間変化である。
【００７３】
図２（ｂ）は、誤差周波数Δω＜０、すなわち極性Ｐが負の場合における、同相ベースバンド信号Ｂｉおよび直交ベースバンド信号Ｂｑの振幅極性の時間変化である。
【００７４】
図２（ａ）および（ｂ）において、下向きの白抜きの矢印は直交ベースバンド信号Ｂｑの立ち下がりエッジ、上向きの白抜きの矢印は立ち上がりエッジである。
【００７５】
図２（ａ）および（ｂ）を参照すると、誤差周波数Δω＞０の場合において、直交ベースバンド信号Ｂｑに立ち下がりエッジが検出されたとき、同相ベースバンド信号Ｂｉの振幅極性が正である。これに対し、誤差周波数Δω＜０の場合において、直交ベースバンド信号Ｂｑに立ち下がりエッジが検出されたとき、同相ベースバンド信号Ｂｉの振幅極性は負である。これは、上記（５）式、（８）式に示したように、直交ベースバンド信号Ｂｑ、同相ベースバンド信号Ｂｉの互いの位相がπ／２シフトしているためである。
【００７６】
同様の理由から、誤差周波数Δω＞０の場合において、直交ベースバンド信号Ｂｑに立ち上がりエッジが検出されたとき、同相ベースバンド信号Ｂｉの振幅極性が負である。これに対し、誤差周波数Δω＜０の場合において、直交ベースバンド信号Ｂｑに立ち上がりエッジが検出されたとき、同相ベースバンド信号Ｂｉの振幅極性は正である。
【００７７】
従って、直交ベースバンド信号Ｂｑが反転するタイミングにおける、同相ベースバンド信号Ｂｉの振幅極性を観測することにより、誤差周波数Δωの極性Ｐを判別することができる。
【００７８】
極性判定回路１１７は、このようにして判定した極性Ｐを出力する。計時回路１１９は、上記（８）式で表わされた直交ベースバンド信号Ｂｑの立ち上がりエッジの周期、または立ち下がりエッジの周期を計測する。計時回路１１９は、計測した時間の逆数を誤差周波数の絶対値｜Δω｜として出力する。
【００７９】
図３は、制御回路１３０の動作を示すフローチャートである。同図を参照すると、この動作は、周波数制御回路１００に電源が投入されたときに開始する。制御回路１３０は、絶対値｜Δω｜を入力する（ステップＳ０）。制御回路１３０は、絶対値｜Δω｜が、予め設定された下限値以下であるか否かを判断する（ステップＳ１）。
【００８０】
ステップＳ１の判定で誤差周波数の絶対値｜Δω｜が下限値以下でなければ、制御回路１３０は、誤差周波数の絶対値｜Δω｜が上限値を超えたか否かを判断する（ステップＳ２）。ステップＳ２の判定で誤差周波数の絶対値｜Δω｜が上限値を超えたならば、制御回路１３０は、上限値を誤差周波数の絶対値｜Δω｜の値とする（ステップＳ３）。続いて、制御回路１３０は、所定の演算式やテーブルを使用して、誤差周波数の絶対値｜Δω｜及び極性Ｐの組み合わせに対応する、ローカル信号Ｌｉの周波数の補正量を算出する（ステップＳ４）。そして、制御回路１３０は、算出した補正量を示す周波数制御信号を周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０へ出力し、ローカル信号Ｌｉの周波数を更新する（ステップＳ５）。その後、ステップＳ０に戻る。
【００８１】
一方、ステップＳ１の判定で誤差周波数の絶対値｜Δω｜が下限値以下であれば、制御回路１３０は、ステップＳ０の入力に戻る。また、ステップＳ２の判定で誤差周波数の絶対値｜Δω｜が上限値以下である場合、制御回路１３０は、ステップＳ３の処理を行わず、ステップＳ４の処理に進む。
【００８２】
なお、本実施形態では、周波数比較回路１１０は、直交ベースバンド信号Ｂｑのエッジが検出されたときの同相ベースバンド信号Ｂｉの振幅極性から、誤差周波数Δωの極性を判別している。しかし、周波数比較回路１１０は、同相ベースバンド信号Ｂｉのエッジが検出されたときの直交ベースバンド信号Ｂｑの振幅極性から、誤差周波数Δωの極性を判別してもよい。
【００８３】
また、本実施形態では、周波数比較回路１１０は、直交ベースバンド信号Ｂｑの立ち上りエッジまたは立ち下りエッジの周期から、誤差周波数の絶対値｜Δω｜を求めているが、同相ベースバンド信号Ｂｉの立ち上りエッジまたは立ち下りエッジの周期から、誤差周波数の絶対値｜Δω｜を求めてもよい。
【００８４】
さらに、誤差周波数の絶対値｜Δω｜の上限値、下限値は、極性Ｐの値毎に設定されてもよい。
【００８５】
本実施形態では、エッジ検出回路１１６がエッジ検出信号を出力し、その信号を利用して極性判定回路１１７が極性を判定し、計時回路１１９が、エッジの周期を計時する構成としている。
【００８６】
しかし、極性の判定においてエッジ検出回路１１６からの信号を使用せず、極性判定回路１１７自身が、直交ベースバンド信号Ｂｑの立ち上がりエッジまたは立下りエッジを検出するとともに、エッジ検出時の同相ベースバンド信号Ｂｉの極性から、極性Ｐを求める構成とすることもできる。エッジの周期の計時においてもエッジ検出回路１１６からの信号を使用せず、計時回路１１９自身が直交ベースバンド信号Ｂｑの立ち上がりエッジまたは立下りエッジを検出するとともに、そのエッジの周期を計時してもよい。
【００８７】
以上説明したように、本実施形態によれば、周波数比較回路１１０は、アナログの入力信号Ｓおよびローカル信号Ｌｉから、単純な回路によって、それらの誤差周波数（差分周波数）Δωの極性Ｐと、誤差周波数の絶対値｜Δω｜とを出力するので、それらの出力値に基づいて周波数制御回路１００が基準クロック信号を補正することで、少ない演算量で周波数を制御できる。この結果、この周波数制御回路１００を設けた無線送受信装置において、消費電力が低減される。
【００８８】
例えば、図１０に記載された一般的な無線送受信装置においては、ＷＣＤＭＡの場合、ＦＩＮＧＥＲ回路、ＲＡＫＥ回路、周波数オフセット回路、遅延プロファイル回路、およびタイミング生成回路のクロック周波数は数百ＭＨｚであるが、アキュムレータの出力の更新頻度はせいぜい数十Ｈｚである。
【００８９】
本実施形態によれば、クロック周波数が数百ＭＨｚの周波数制御のための回路と、数十Ｈｚ程度のアキュムレータとを、数十Ｈｚ程度の周波数制御回路１００に置き換えることができる。
【００９０】
このように、本実施形態の周波数制御回路１００を使用する無線送受信装置では、周波数制御のためのデジタル演算量がクロック換算で１０００分の１程度となり、一般的な無線送受信装置と比較して消費電力が非常に低減する。
【００９１】
また、本実施形態によれば、周波数比較回路１１０は、エッジ検出回路１１６からのエッジ検出信号を利用して、極性判定回路１１７が極性Ｐを判定し、計時回路１１９が誤差周波数の絶対値｜Δω｜を出力するので、極性Ｐ、絶対値｜Δω｜を正確に求めることができる。
【００９２】
（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態について、図４を参照して説明する。図４は、本実施形態の周波数制御回路１００ａの構成を示すブロック図である。同図を参照すると、周波数制御回路１００ａの構成は、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２１および１２２を更に設けた以外は、第1の実施形態の周波数制御回路１００の構成と同様である。
【００９３】
ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４は、極性判定回路１１７の他、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２１にも同相ベースバンド信号Ｂｉを出力する。ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１５は、エッジ検出回路１１６の他、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２２にも直交ベースバンド信号Ｂｑを出力する。
【００９４】
Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２１は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４からの同相ベースバンド信号Ｂｉを同相デジタルベースバンド信号に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２２は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１５からの直交ベースバンド信号Ｂｑを直交デジタルベースバンド信号に変換して出力する。これらのデジタルベースバンド信号は、無線送受信装置における復調回路などに入力される。
【００９５】
以上説明したように、本実施形態によれば、周波数制御回路１００ａは、同相ベースバンド信号Ｂｉおよび直交ベースバンド信号Ｂｑを、それぞれ同相デジタルベースバンド信号と直交デジタルベースバンド信号に変換するので、この周波数制御回路１００ａを無線送受信装置の受信回路に流用することができる。このため、周波数制御回路１００ａを無線送受信装置に組み込むことにより、周波数制御回路と別に受信回路を設ける構成と比較して、無線送受信装置における回路規模を縮小することができる。
【００９６】
（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態について、図５を参照して説明する。図５は、本実施形態の周波数制御回路１００ｂの構成を示すブロック図である。同図を参照すると、周波数制御回路１００ｂの構成は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２３および１２４を更に設け、これらの出力信号をＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２１、１２２に入力する以外は、第２の実施形態の周波数制御回路１００ａの構成と同様である。
【００９７】
ミキサー１１２は、同相ミキサー出力信号Ｓｉを、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４のほか、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２３へ出力する。ミキサー（ＭＩＸ）１１３は、直交ミキサー出力信号Ｓｑを、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１５のほか、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２４へ出力する。
【００９８】
ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２３、１２４は、通信信号の受信処理に特化した通過特性を有する。ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２３は、同相ベースバンド信号Ｂｉから、不要波を除去し、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２１へ出力する。ローパスフィルター（ＬＰＦ）１２４は、直交ベースバンド信号Ｂｑから、不要波を除去し、Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）１２２へ出力する。
【００９９】
周波数制御をする時と、無線送受信装置として通信信号を受信する時とでは、無線送受信装置は、異なるベースバンド帯域幅を使用する場合がある。このため、周波数制御処理、通信信号受信処理のうち、一方に適した特性のフィルターが、他方に適しているとは限らない。
【０１００】
しかし、本実施形態によれば、周波数制御回路１００ｂを使用する無線送受信装置は、周波数制御及び通信信号受信の各々に特化した通過特性を持つローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４、１１５、１２３、１２４を用いることで、周波数追従性能を維持しつつ、通信信号受信性能を向上させることができる。
【０１０１】
（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態について、図６を参照して説明する。図６は、本実施形態の周波数制御回路１００ｃの構成を示すブロック図である。同図を参照すると、周波数制御回路１００ｃの構成は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４、１１５、制御回路１３０の代わりに、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４ｃ、１１５ｃ、制御回路１３０ｃを設けた以外は、第２の実施形態の周波数制御回路１００ａと同様である。
【０１０２】
制御回路１３０ｃは、周波数制御と通信信号受信とを切り替えるとき、ローパスフィルターの特性を切り替えるための制御信号をローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４ｃおよび１１５ｃへ出力する。
【０１０３】
制御回路１３０ｃは、周波数制御と通信信号受信との切り替えのタイミング（またはそれぞれの動作を行う時間帯）として、予め制御回路１３０ｃが記憶していた時間帯を使用してもよいし、外部の装置から受信したタイミングを使用してもよい。
【０１０４】
ローパスフィルター（ＬＰＦ）１１４ｃおよび１１５ｃは、制御回路１３０ｃからの制御信号に従って、それぞれの通過特性を切り替える。
【０１０５】
通過特性の切り替え方法として、例えば、周波数制御回路１００ｃは、各々のローパスフィルター内に複数の内蔵フィルターとスイッチを有し、スイッチにより内蔵フィルターを切り替える方法を使用する。
【０１０６】
なお、周波数制御回路１００ｃは、各々のローパスフィルター内に複数のフィルター構成素子とスイッチを有し、フィルター構成素子を切り替える方法を使用することもできる。フィルター構成素子を切り替えることで、フィルター特性を切り替えることができる。
【０１０７】
あるいは、周波数制御回路１００ｃは、各々のローパスフィルターの特性を決定する構成素子の一部を外部からの電気信号で特性が変化する素子（例えばバラクタダイオード）で構成し、その素子の特性を変化させてローパスフィルターの特性を変化させる方法を使用することもできる。
【０１０８】
以上説明したように、本実施形態によれば、ローパスフィルターの数は、２個で済むので、ローパスフィルターを４個使用する第３の実施形態の場合と比較して、周波数制御および通信信号受信を行う回路を簡略化できる。
【０１０９】
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態について、図７を参照して説明する。図７は、本実施形態の周波数制御回路１００ｄの構成を示すブロック図である。同図を参照すると、周波数制御回路１００ｄの構成は、クロック発生器（Ref CLOCK）１１８および制御回路１３０の代わりに、クロック発生器（Ref CLOCK）１１８ｄおよび制御回路１３０ｄを設けた以外は、第１の実施形態の周波数制御回路１００と同様である。
【０１１０】
制御回路１３０ｄは、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１０６でなく、クロック発生器（Ref CLOCK）１１８ｄを制御するための制御信号をクロック発生器（Ref CLOCK）１１８ｄへ出力する。
【０１１１】
基準クロック周波数の補正量は、誤差周波数Δωから求められる。第1の実施形態の場合と同様に、制御回路１３０ｄは、誤差周波数Δωと補正量とを対応付けたテーブルや、所定の演算式等を使用することにより、補正量を求める。
【０１１２】
クロック発生器（Ref CLOCK）１１８ｄは、制御回路１３０ｄからの制御信号に従って周波数を補正した基準クロック信号を出力する。
【０１１３】
以上説明したように、本実施形態によれば、周波数制御回路１００ｄが、基準クロック信号の周波数そのものを補正することにより、第１の実施形態に比べ絶対値｜Δω｜をより正確に求めることができる。
【０１１４】
また、基準クロック周波数を参照する回路が、周波数シンセサイザー以外にある場合、周波数制御回路１００ｄは、それらの回路が動作する周波数も補正することができる。
【０１１５】
（第６の実施形態）
本発明の第６の実施形態について、図８を参照して説明する。図８は、本実施形態の無線送受信装置１の構成を示すブロック図である。無線送受信装置１は、携帯電話装置など、無線信号を送受信する機能を有する装置である。
【０１１６】
無線送受信装置１は、無線部１０、アンテナ１１、およびベースバンド部２０を有する。無線部１０は、デュープレクサ（ＤＵＰ）１０１、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１０３、周波数制御回路１００ａ、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１４１、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１４２、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１４３、ミキサー（ＭＩＸ）１４４、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１４５、および電力増幅器１４６を有する。周波数制御回路１００ａは、ベースバンド部２０に接続され、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１４３に基準クロック信号と周波数制御信号を供給する以外は、第２の実施形態の周波数制御回路１００ａと同様の構成である。
【０１１７】
アンテナ１１は、高周波の無線信号を受信し、受信高周波信号としてデュープレクサ（ＤＵＰ）１０１へ出力する。
【０１１８】
また、アンテナ１１は、デュープレクサ（ＤＵＰ）１０１からの送信高周波信号を基地局へ送信する。送信高周波信号の生成方法については後述する。
【０１１９】
デュープレクサ（ＤＵＰ）１０１は、電力増幅器（ＰＡ）１４６からの送信高周波信号をアンテナ１１へ出力し、アンテナ１１からの受信高周波信号をローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２へ出力する。
【０１２０】
ローノイズアンプ（ＬＮＡ）１０２は、デュープレクサ（ＤＵＰ）１０１からの受信高周波信号を増幅してバンドパスフィルター（ＢＰＦ）１０３へ出力する。
【０１２１】
バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１０３は、受信高周波信号から、所定の帯域の高周波成分を抽出し、入力信号Ｓとして周波数制御回路１００aへ出力する。
【０１２２】
周波数制御回路１００ａは、Ａ／Ｄ変換後の同相デジタルベースバンド信号と直交デジタルベースバンド信号をベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０へ出力する。
【０１２３】
制御回路１３０は、ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０から周波数情報、周波数比較タイミング情報を受信する。
【０１２４】
ここで、周波数情報とは、受信高周波信号、送信高周波信号、パイロット信号、およびマーカー信号の各信号の周波数を示す情報である。また、副搬送波（サブキャリア）を用いた通信の場合、周波数情報には、そのオフセット周波数を示す情報も含まれる。
【０１２５】
パイロット信号およびマーカー信号は、周波数や信号タイミングの指標として送受信される信号である。
【０１２６】
周波数比較タイミング情報とは、受信高周波信号、送信高周波信号、パイロット信号、マーカー信号、および副搬送波（サブキャリア）が通信されるタイミング（時間帯）、または使用されるタイミング（時間帯）を示す情報である。
【０１２７】
制御回路１３０は、これらの周波数情報、周波数比較タイミング情報に基づいて周波数制御を行う。制御回路１３０は、周波数情報、周波数比較タイミング情報を記憶しておき、ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０からの情報の入力が停止した状態でも、記憶しておいた情報を用いることにより、自律して動作することができる。
【０１２８】
制御回路１３０は、周波数制御において、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０と同様に、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１４３も制御する。クロック発生器（Ref CLOCK）１１８は、計時回路１１９および周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１２０に加えて、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１４３へも基準クロック信号を出力する。
【０１２９】
ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０は、無線部１０からの同相デジタルベースバンド信号と直交デジタルベースバンド信号から受信データを抽出するとともに、基地局へ送付する送信データを含む送信デジタルベースバンド信号を生成し、無線部１０へ出力する。
【０１３０】
また、ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０は、周波数情報および周波数比較タイミング情報を生成し、制御回路１３０へ出力する。
【０１３１】
ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０は、生成した周波数情報および周波数比較タイミング情報を制御回路１３０に入力することにより、周波数比較すべき入力信号Ｓの周波数および比較すべきタイミング（時間帯）を指示する。例えば、ＯＦＤＭ信号においては、パイロット信号として使用されるサブキャリアが、時間とともに変更されていく場合がある。ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０は、パイロット信号となっているサブキャリアについて周波数を比較するよう、制御回路１３０にサブキャリアの周波数と周波数比較タイミングを指示する。
【０１３２】
また、無線送受信装置１が、データ通信中に周波数補正を行った場合は、その通信が途切れてしまう場合がある。これを避けるため、ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０は、データ通信中は周波数制御動作を行わないように、周波数制御機能を停止（または禁止）するよう制御回路１３０に指示することができる。
【０１３３】
Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１４１は、ベースバンド部（ＣＰＵ＆ＢＢ）２０からの送信デジタルベースバンド信号をアナログ信号に変換し、送信アナログベースバンド信号としてローパスフィルター（ＬＰＦ）１４２へ出力する。
【０１３４】
ローパスフィルター（ＬＰＦ）１４２は、Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）１４１からの送信アナログベースバンド信号から、所定の帯域を抽出し、ミキサー（ＭＩＸ）１４４へ出力する。
【０１３５】
周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１４３は、制御回路１３０からの周波数制御信号に従い、クロック発生器（Ref CLOCK）１１８からの基準クロック信号の周波数に基づいて、送信ローカル信号を生成する。この送信ローカル信号は、基地局へ送信する上り信号（送信高周波信号）の搬送波信号として使用される。周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１４３は、送信ローカル信号をミキサー（ＭＩＸ）１４４へ出力する。
【０１３６】
ミキサー（ＭＩＸ）１４４は、ローパスフィルター（ＬＰＦ）１４２からの送信アナログベースバンド信号と、周波数シンセサイザー（ＳＹＮＴＨ）１４３からの送信ローカル信号とを混合し、送信高周波信号を生成してバンドパスフィルター（ＢＰＦ）１４５へ出力する。
【０１３７】
バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１４５は、ミキサー（ＭＩＸ）１４４からの送信高周波信号から所定の帯域を抽出し、電力増幅器（ＰＡ）１４６へ出力する。
【０１３８】
電力増幅器（ＰＡ）１４６は、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１４５からの送信高周波信号を増幅してデュープレクサ（ＤＵＰ）１０１へ出力する。
【０１３９】
なお、本実施形態では、無線送受信装置１は、第２の実施形態の周波数制御回路１００ａを使用している。しかし、図９に示すように、無線送受信装置１は、基準クロック周波数を制御する第５の実施形態の周波数制御回路１００ｄを使用してもよい。第３および４の実施形態の周波数制御回路についても同様である。
【０１４０】
以上説明したように、本実施形態によれば、無線送受信装置１において、低消費電力の周波数制御回路１００ａを使用することにより、無線送受信装置１全体の消費電力が低減するとともに、その安全性や利便性が改善される。
【符号の説明】
【０１４１】
１    無線送受信装置
１０    無線部
２０    ベースバンド部
１００、１００ａ、１００ｂ、１００ｃ、１００ｄ    周波数制御回路
１０１    デュープレクサ
１０２    ローノイズアンプ
１０３、１４５    バンドパスフィルター
１１０    周波数比較回路
１１１    π／２位相器
１１２、１１３、１４４    ミキサー
１１４、１１５、１２３、１２４、１１４ｃ、１１５ｃ、１４２    ローパスフィルター
１１６    エッジ検出回路
１１７    極性判定回路
１１８、１１８ｄ    クロック発生器
１１９    計時回路
１２０、１４３    周波数シンセサイザー
１２１、１２２    Ａ／Ｄ変換器
１３０、１３０ｃ、１３０ｄ    制御回路
１４１    Ｄ／Ａ変換器
１４６    電力増幅器
Ｓ０〜Ｓ５    ステップ
【図１】
2010245678.tif 000011
【図２】
2010245678.tif 000012
【図３】
2010245678.tif 000013
【図４】
2010245678.tif 000014
【図５】
2010245678.tif 000015
【図６】
2010245678.tif 000016
【図７】
2010245678.tif 000017
【図８】
2010245678.tif 000018
【図９】
2010245678.tif 000019
【図１０】
2010245678.tif 000020