(57)【要約】【課題】広い周波数帯域を利用する光通信における、波長分散の影響による、効率の低下あるいは演算負荷の増大の問題を解決する。【解決手段】光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路１０１と、デジタル信号を複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割回路１０２と、分割されたそれぞれのデジタル信号との同期を確立する同期回路１０３と、同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路１０４と、周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算回路１０５と、周波数領域に変換された各信号に、演算された各等化ウエイトを適用する等化回路１０６と、等化回路１０５からの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路１０７と、時間領域に変換された各信号を復号する復号回路１０８とを備える。【選択図】図１
2010045673.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光通信における受信装置であって、
光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
前記アナログ・デジタル変換回路によって変換されたデジタル信号を複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割回路と、
前記帯域分割回路によって分割されたそれぞれのデジタル信号との同期を確立する同期回路と、
前記同期回路によって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算回路と、
前記フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号に、前記等化ウエイト演算回路によって演算された各等化ウエイトを適用する等化回路と、
前記等化回路からの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ変換回路によって時間領域に変換された各信号を復号する復号回路と
を備えることを特徴とする光通信帯域分割受信装置。
【請求項２】
光通信における受信装置であって、
光信号、または、光信号の光電変換後の電気信号を、アナログのフィルタによって複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割回路と、
帯域分割されたそれぞれの信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
前記アナログ・デジタル変換回路によって変換されたそれぞれのデジタル信号との同期を確立する同期回路と、
前記同期回路によって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
前記フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算回路と、
前記フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号に、前記等化ウエイト演算回路によって演算された各等化ウエイトを適用する等化回路と、
前記等化回路からの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ変換回路によって時間領域に変換された各信号を復号する復号回路と
を備えることを特徴とする光通信帯域分割受信装置。
【請求項３】
光通信における受信方法であって、
光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記アナログ・デジタル変換ステップによって変換されたデジタル信号を複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割ステップと、
前記帯域分割ステップによって分割されたそれぞれのデジタル信号との同期を確立する同期ステップと、
前記同期ステップによって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算ステップと、
前記フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号に、前記等化ウエイト演算ステップによって演算された各等化ウエイトを適用する等化ステップと、
前記等化ステップからの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換ステップによって時間領域に変換された各信号を復号する復号ステップと
を有することを特徴とする光通信帯域分割受信方法。
【請求項４】
光通信における受信方法であって、
光信号、または、光信号の光電変換後の電気信号を、アナログのフィルタによって複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割ステップと、
帯域分割されたそれぞれの信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記アナログ・デジタル変換ステップによって変換されたそれぞれのデジタル信号の同期を確立する同期ステップと、
前記同期ステップによって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算ステップと、
前記フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号に、前記等化ウエイト演算ステップによって演算された各等化ウエイトを適用する等化ステップと、
前記等化ステップからの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換ステップによって時間領域に変換された各信号を復号する復号ステップと
を有することを特徴とする光通信帯域分割受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信帯域分割受信装置及び光通信帯域分割受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術の例として、光シングルキャリア伝送の受信方法について説明する。図６は、従来技術における光シングルキャリア伝送の周波数領域等化受信部を表した図である。図６において、９０１はアナログ・デジタル変換回路、９０３は同期回路、９０４はフーリエ変換、９０５は等化ウエイト演算回路、９０６は等化回路、９０７は逆フーリエ変換回路、９０８は復号回路である。
【０００３】
アナログ・デジタル変換回路９０１は、受信した光信号をデジタル信号に変換する。アナログ・デジタル変換回路９０１は、直接、光信号からデジタル信号へと変換してもよいし、光信号を電気信号に変換した後に、デジタル信号へと変換してもよい。アナログ・デジタル変換回路９０１は、デジタル信号を同期回路９０３へ出力する。
【０００４】
同期回路９０３は、送信フォーマットの情報を利用して、アナログ・デジタル変換回路９０１から取得したデジタル信号の同期を確立する。同期回路９０３は、同期が確立されたデジタル信号をフーリエ変換回路９０４へ出力する。
【０００５】
フーリエ変換回路９０４は、同期が確立されたデジタル信号をフーリエ変換することにより、周波数領域の信号に変換する。フーリエ変換回路９０４は、周波数領域に変換した信号を等化ウエイト演算回路９０５へ出力する。
【０００６】
等化ウエイト演算回路９０５は、入力された信号系列から、既知信号に対応する信号もしくは送信された信号の変調方式の情報を用いて、等化ウエイトを演算する。等化ウエイト演算回路９０５は、演算した等化ウエイトと、周波数領域に変換された信号を等化回路９０６へ出力する。
【０００７】
等化回路９０６は、入力された等化ウエイトを用いて、周波数領域に変換された信号に対し等化を行い、逆フーリエ変換回路９０７へ出力する。
【０００８】
逆フーリエ変換回路９０７は、周波数帯域の信号を時間領域の信号に変換し、復号回路９０８へ出力する。復号回路９０８は、時間領域の信号を復号する。
【非特許文献１】中島昭範、ガーグディープシカ、安達文幸、“シングルキャリアＭＩＭＯ多重の伝送特性”、信学技報、ＲＣＳ２００４−１０７、ｐｐ．１３−１８、２００４年８月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記のような検出方法による通信方式を光通信に用いる場合、波長分散による特性劣化を防ぐため、十分な長さのガードインターバルを設ける必要がある。あるいは、ガードインターバルが不要となるオーバーラップカット法による周波数領域等化を用いる場合には、フーリエ変換のポイント数を大きく設定する必要がある。前者においては、ガードインターバルの割合が増大し、効率が低下を招来し、後者においては、演算負荷の増大を招来することとなる。これらは、使用する周波数帯域幅が増大するほど顕著となるため、高速通信において大きな問題となる。波長分散における影響は、高周波の信号が遅く到来し、低周波の信号が早く到来する時間差によって生じるからである。また、送信速度が速い場合には、受信回路の負荷が増大する問題も生じる。
【００１０】
アナログ・デジタル変換回路９０１によりデジタル信号に変換された信号ｘ（ｔ）に対し、既知信号Ｓ（ｔ）を用いた、信号の分散による広がりを示す相関値ρ（ｔ）は、受信タイミングｔ、既知信号の長さＮｓ、Ｓ（０） 〜Ｓ（Ｎｓ−１）と定義すると、
【００１１】
【数１】
2010045673.tif 000003
【００１２】
と演算される。なお、Ｓ（ｉ）＊は、Ｓ（ｉ）の複素共役を示す。
【００１３】
図７は、受信信号に対する既知信号との相関値を演算した結果を示す図である。具体的には、光ファイバーを1600km伝搬した後、受信したシングルキャリア伝送による受信信号に対し、既知信号との相関を計算した受信タイミングtに対する相関値の分布である。図６の横軸は時刻、縦軸は相関値である。図６において、送信側において12.5Gsymbol/secで送信し、受信側において12.5GHzでアナログ・デジタル変換を行っており、256symbolから構成されるPN系列を受信しているため、式（１）における既知信号の長さは256として計算している。相関値は緩やかな広がりをもっており、信号がおよそ70タイミング以上にわたって受信装置に到来していることがわかる。図７に示す相関値の広がりが波長分散による影響を表しており、大きなシンボル間干渉を生じないようにシステム設計する必要がある。
【００１４】
従って、シンボル間干渉を防ぐためには、70タイミング以上のガードインターバルを用いて送信を行うか、大きなフーリエ変換ポイント数を用いて、オーバーラップカット法による周波数領域等化を行う必要がある。しかし、上述の如く、大きなガードインターバルは、周波数利用効率を低下させ、オーバーラップカット法も大きなポイント数を用いるフーリエ変換を行う必要があるため、演算負荷が大きく、また時間変動による影響も受けやすいという問題も生じる。また、アナログもしくはデジタルによる波長分散補償が行われる場合においても、回路規模や回路の周波数特性により、全帯域での信号処理の負荷が大きくなるという問題もある。
【００１５】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、広い周波数帯域を利用する光通信において、波長分散の影響よる、効率の低下あるいは演算負荷の増大の問題を解決することを目的とする。換言すれば、波長分散の影響を低減させ、波長分散補償技術に要求される条件を緩和し、受信回路に対する要求条件も緩和することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記問題を解決するために、本発明の一態様である光通信帯域分割受信装置は、光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、アナログ・デジタル変換回路によって変換されたデジタル信号を複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割回路と、帯域分割回路によって分割されたそれぞれのデジタル信号との同期を確立する同期回路と、同期回路によって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算回路と、フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号に、等化ウエイト演算回路によって演算された各等化ウエイトを適用する等化回路と、等化回路からの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、逆フーリエ変換回路によって時間領域に変換された各信号を復号する復号回路とを備えることを特徴とする。
【００１７】
上記問題を解決するために、本発明の他の態様である光通信帯域分割受信装置は、光信号、または、光信号の光電変換後の電気信号を、アナログのフィルタによって複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割回路と、帯域分割されたそれぞれの信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、アナログ・デジタル変換回路によって変換されたそれぞれのデジタル信号との同期を確立する同期回路と、同期回路によって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算回路と、フーリエ変換回路によって周波数領域に変換された各信号に、等化ウエイト演算回路によって演算された各等化ウエイトを適用する等化回路と、等化回路からの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、逆フーリエ変換回路によって時間領域に変換された各信号を復号する復号回路とを備えることを特徴とする。
【００１８】
上記問題を解決するために、本発明の他の態様である光通信帯域分割受信方法は、光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、アナログ・デジタル変換ステップによって変換されたデジタル信号を複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割ステップと、帯域分割ステップによって分割されたそれぞれのデジタル信号との同期を確立する同期ステップと、同期ステップによって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算ステップと、フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号に、等化ウエイト演算ステップによって演算された各等化ウエイトを適用する等化ステップと、等化ステップからの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、逆フーリエ変換ステップによって時間領域に変換された各信号を復号する復号ステップとを有することを特徴とする。
【００１９】
上記問題を解決するために、本発明の他の態様である光通信帯域分割受信方法は、光信号、または、光信号の光電変換後の電気信号を、アナログのフィルタによって複数の周波数帯域に分割し、周波数変換を行う帯域分割ステップと、帯域分割されたそれぞれの信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、アナログ・デジタル変換ステップによって変換されたそれぞれのデジタル信号の同期を確立する同期ステップと、同期ステップによって同期を確立されたそれぞれのデジタル信号を周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号の各等化ウエイトを演算する等化ウエイト演算ステップと、フーリエ変換ステップによって周波数領域に変換された各信号に、等化ウエイト演算ステップによって演算された各等化ウエイトを適用する等化ステップと、等化ステップからの出力信号を時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、逆フーリエ変換ステップによって時間領域に変換された各信号を復号する復号ステップとを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、受信側において、受信側において周波数帯域を分割し、周波数帯域幅を狭めることによって、波長分散の影響を低減させることができる。波長分散の影響は、高周波の信号が遅く到来し、低周波の信号が早く到来する時間差によって生じるため、使用する周波数帯域幅を狭めれば、上記時間差が小さくなるからである。また、帯域を分割することで、信号処理に要求される演算速度を低減できる。従って、本発明によれば、広い周波数帯域を利用する光通信において、波長分散の影響による、効率の低下あるいは演算負荷の増大の問題を解決することができる。換言すれば、波長分散の影響を低減させ、波長分散補償技術に要求される条件を緩和し、演算負荷を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
[第１の実施の形態]
以下、本発明の第１の実施形態について、図１等を参照して説明する。図１は、本発明の第１の実施形態に係る光通信帯域分割受信装置の機能ブロック図である。具体的には、本発明に係る光通信帯域分割受信装置の適用例であるシングルキャリア伝送周波数領域等化システム受信部１の機能構成例である。
【００２２】
図１において、１０１はアナログ・デジタル変換回路、１０２は帯域分割回路、１０３−１〜１０３−Ｂは同期回路、１０４−１〜１０４−Ｂはフーリエ変換回路、１０５−１〜１０５−Ｂは等化ウエイト演算回路、１０６は等化回路、１０７は逆フーリエ変換回路、１０８は復号回路である。
【００２３】
アナログ・デジタル変換回路１０１は、受信した光信号をデジタル信号に変換する。アナログ・デジタル変換回路１０１は、直接、光信号からデジタル信号へと変換してもよいし、光信号を電気信号に変換した後に、デジタル信号へと変換してもよい。アナログ・デジタル変換回路１０１は、デジタル信号を帯域分割回路１０２へ出力する。
【００２４】
帯域分割回路１０２は、アナログ・デジタル変換回路１０１から取得したデジタル信号を、Ｂ個の信号に分割し、分割した各信号をハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどのデジタルフィルタにより、所定の周波数帯域以外の周波数帯域の信号を減衰させる。この際に帯域分割回路１０２は、後段の信号処理の速度を低減するために、所定の周波数帯域をより低い周波数帯域に周波数変換することもできる。帯域分割回路１０２は、周波数帯域の異なるＢ個の信号を各同期回路１０３−１〜１０３−Ｂへ出力する。例えば、帯域分割回路１０２は、i番目の周波数帯域に対応する信号を同期回路１０３−ｉへ出力する。
【００２５】
各同期回路１０３−１〜１０３−Ｂは、既知である送信フォーマットの情報を利用して、帯域分割回路１０２から取得した周波数帯域の異なるＢ個の信号とそれぞれ同期を確立する。例えば、同期回路１０３−i は、i番目の周波数帯域に対応する信号と同期を確立する。各同期回路１０３−１〜１０３−Ｂは、同期が確立された各信号を各フーリエ変換回路１０４−１〜１０４−Ｂへ出力する。例えば、同期回路１０３−i は、同期が確立されたi番目の周波数帯域に対応する信号をフーリエ変換回路１０４−ｉへ出力する。
【００２６】
各フーリエ変換回路１０４−１〜１０４−Ｂは、同期が確立された各信号をフーリエ変換することにより、周波数領域の信号に変換する。例えば、フーリエ変換回路１０４−i は、同期が確立されたi番目の周波数帯域に対応する信号を周波数領域の信号に変換する。各フーリエ変換回路１０４は、周波数領域に変換した各信号を等化ウエイト演算回路１０５−１〜１０５−Ｂへ出力する。例えば、フーリエ変換回路１０４−i は、周波数領域に変換したi番目の周波数帯域に対応する信号を等化ウエイト演算回路１０５−ｉへ出力する。
【００２７】
各等化ウエイト演算回路１０５−１〜１０５−Ｂは、入力された信号系列から、既知信号に対応する信号もしくは送信された信号の変調方式の情報を用いて、Ｂ個の周波数帯域に対応するＢ個の等化ウエイトを演算する。換言すれば、各等化ウエイト演算回路１０５−１〜１０５−Ｂは、送信された既知信号や復号された信号を用いて伝搬チャネルの推定を行って等化ウエイトを決定する。例えば、等化ウエイト演算回路１０５−i は、ｉ番目の周波数帯域に対応する信号の等化ウエイトを演算する。各等化ウエイト演算回路１０５−１〜１０５−Ｂは、演算した各等化ウエイトと、周波数領域に変換された信号を等化回路１０６へ出力する。
【００２８】
等化回路１０６は、Ｂ個の等化ウエイトを用いて、周波数領域に変換された信号に対し等化を行い、逆フーリエ変換回路１０７へ出力する。
【００２９】
逆フーリエ変換回路１０７は、周波数帯域の信号を時間領域の信号に変換し、復号回路１０８へ出力する。復号回路１０８は、時間領域の信号を復号する。
【００３０】
つまり、アナログ・デジタル変換回路１０１によりデジタル信号に変換された信号ｘ（ｔ）は、帯域分割回路１０２に入力され、Ｂ個に分割される。Ｂ個に分割された各信号に、ハイパス、バンドパス、ローパスフィルタのうち何れかを用い、周波数帯域幅を狭めてＢ個の異なる周波数帯域に対応する信号を出力する。従って、各出力が元の信号の１／Ｂｆの周波数帯域幅になっていたとすると、波長分散の影響もまた１／Ｂｆに低減することができる。ここでＢｆはＢ以下の値をとる。波長分散の影響は、高周波の信号が遅く到来し、低周波の信号が早く到来する時間差によって生じるため、使用する周波数帯域幅が小さければ、波長分散による影響もまた小さくなるからである。また、Ｂ個に分割された信号に周波数変換を行い、ベースバンド信号に周波数を落とすことにより、後段の等化および同期に要求される演算速度を１／Ｂｆに下げることができる。
【００３１】
なお、図１においては、アナログ・デジタル変換回路１０１と帯域分割回路１０２の順番は、アナログ・デジタル変換回路１０１が先で帯域分割回路１０２が後であるが、帯域分割回路が先でアナログ・デジタル変換回路が後であってもよい。図２は、シングルキャリア伝送周波数領域等化システム受信部１の他の構成例である。なお、図２において、アナログ・デジタル変換回路１１１以降は図１と同様であるため省略している。図２において、帯域分割回路１１２は、入力された光信号、もしくは光信号を電気信号に変換した信号をアナログフィルタによってＢ個に分割し、分割した各信号をアナログ・デジタル変換回路１１１−１〜１１１−Ｂへ出力する。
【００３２】
ここで、電気信号に変換された信号にアナログフィルタを用いた場合には、帯域分割回路１１２は、分割された各信号を周波数変換して低い周波数に落とし、アナログ・デジタル変換回路１１１−１〜１１１−Ｂに出力することもできる。光信号にアナログフィルタを用いて帯域分割した場合には、帯域分割された、光信号に対し、同じ周波数の光源を用いてそれぞれ電気信号に変換し、アナログ・デジタル変換回路１１１−１〜１１１−Ｂへ出力することができる。この際に、電気信号にそれぞれ周波数変換を行い、低い周波数に落とすこともできる。または、光信号に周波数の異なる光源を用いて、それぞれの帯域の光信号を電気信号に変換することもできる。この際には、アナログフィルタの通過周波数の高いものほど、高い周波数の光源を用いることで、電気領域に変換後の信号の周波数を低く抑えることができる。また、異なる周波数の光源を用いて電気信号に変換した信号に周波数変換を行い、さらに低い周波数に落とすこともできる。アナログ・デジタル変換回路１１１−１〜１１１−Ｂは、Ｂ個に帯域分割されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。アナログ・デジタル変換回路１１１−１〜１１１−Ｂは、Ｂ個のデジタル信号を各同期回路１０３−１〜１０３−Ｂへ出力する。
【００３３】
周波数帯域を狭められたi番目の周波数帯域に対応する信号は、同期回路１０３−ｉにおいて、対応する周波数帯での同期を確立され、フーリエ変換回路１０４−ｉへ出力される。ここで、受信装置で行う等化のための周波数分割帯域幅をＦｗとすると、アナログ・デジタル変換回路１０１のアナログ・デジタルフィルタの受信帯域で受信される所望信号に対する周波数帯域幅Ｆに対し、Ｆ／Ｆｗ個の周波数チャネルが得られることとなる。フーリエ変換回路１０４−１〜１０４−Ｂは、入力された周波数帯域幅Ｆ／Ｂｆの信号にフーリエ変換を行い、帯域幅Ｆｗの周波数領域の信号に変換する。例えば、（Ｆ／Ｂｆ）／Ｆｗが64であれば、64ポイントのフーリエ変換を適用し、等化ウエイト演算回路１０５−１〜１０５−Ｂに出力する。等化ウエイト演算回路１０５−１〜１０５−Ｂは、入力された信号に対応する周波数チャネルの等化ウエイトを演算する。等化ウエイトは、
【００３４】
【数２】
2010045673.tif 000004
【００３５】
と計算される。ここで、ｈ（ｋ）はｋ番目の周波数チャネルの伝搬チャネル係数を現し、σ２は雑音の分散値を表す。ｈ（ｋ）の推定は例えば以下のように行われる。送信側において、受信側で既知である信号ｓ０（ｋ）を送信し、この信号を受信したｋ番目の周波数帯域の受信信号ｙ０（ｋ）を用いて、
【００３６】
【数３】
2010045673.tif 000005
【００３７】
のように得ることができる。ここで、分母を省くこともできる。または、データ部分の信号を用いて伝搬チャネル係数を求めることもできる。
【００３８】
チャネル復号結果を用いて、このように決定された等化ウエイトｗ（ｋ）、および、ｋ番目の周波数帯域のデータ領域に対応する受信信号ｙ（ｋ）は等化回路１０６に出力される。
【００３９】
等化回路１０６では、等化ウエイトを用いて、ｋ番目の周波数チャネルの受信信号は、以下のように等化される。
【００４０】
【数４】
2010045673.tif 000006
【００４１】
等化された受信信号ｘ’は、逆フーリエ変換回路１０７に出力される。逆フーリエ変換回路１０７はＦ／Ｆｗポイントの逆フーリエ変換を用いて周波数領域に変換した後、復号回路１０８に出力する。ここで、Ｂ＝Ｂｆであれば、等化ウエイト演算回路１０５−１〜１０５−Ｂから入力される受信信号に重複はなく、Ｆ／Ｆｗ個の周波数チャネルの情報が逆フーリエ変換回路１０７に入力される。しかし、Ｂ＞Ｂｆとした場合には、逆フーリエ変換回路１０７に重複して等化された受信信号、もしくは等化ウエイトが入力されることとなる。この重複されて入力された信号は、平均化、もしくは最大比合成をして用いることができる。
【００４２】
復号回路１０８では、所定の変調方式によって、時間領域の信号を復号し、送信されたビット系列を得る。変調方式は、例えば、DPSK、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、8PSK等を用いるが、復号回路１０８は、適切な変調方式（送信時に用いられている変調方式）を用いて復号する。なお、復号回路１０８は、システムに固有の変調方式を示す情報を予め記憶していてもよいし、受信側から適切な変調方式を示す情報を取得してもよい（変調方式を報知する信号が送信信号内に含まれている）。また、復号回路１０８では、復号された信号に対し、さらに誤り訂正技術を用いて、ビット誤り率を低減させてもよい。
【００４３】
図３は、周波数帯域を分割した受信信号に対する既知信号との相関値を演算した結果を示す図である。具体的には、受信信号を４分割し、波長帯域を１／４にした信号に対し、式（１）による相関値を演算した結果である。図３の横軸は時刻、縦軸は相関値である。図３によれば、各周波数帯域（周波数帯域Ａ〜Ｄ）で、到来時間が異なり、また、信号の広がりも著しく小さくなっていることがわかる。従って、周波数領域で分割した信号に対し、それぞれ異なる信号位置で等化などの信号間干渉の除去を行うことで、波長分散による信号のもれこみを小さくすることが可能である。ガードインターバルを用いた干渉除去では、必要なガードインターバル長を１／Ｂｆに低減することができ、オーバーラップカット法を用いた干渉除去では、干渉により信号が劣化する割合を低下させることで、フーリエ変換の繰り返し回数を減らすことができる。また、各周波数帯域の信号を帯域分割回路によって低い周波数に周波数変換することで、アナログデジタル変換、同期、等化による演算速度に対する要求条件を緩和できる。
【００４４】
[第２の実施の形態]
以下、本発明の第２の実施形態について、図４を参照して説明する。図４は、本発明の第２の実施形態に係る光通信帯域分割受信装置の機能ブロック図である。具体的には、本発明に係る光通信帯域分割受信装置の適用例であるシングルキャリア伝送周波数領域等化システム受信部２の機能構成例である。
【００４５】
図４において、２００は偏波分離回路、２０１−１、２０１−２はアナログ・デジタル変換回路、２０２−１、２０２−２は帯域分割回路、２０３−１−１〜２０３−２−Ｂは同期回路、２０４−１−１〜２０４−２−Ｂはフーリエ変換回路、２０５−１〜２０５−Ｂは等化ウエイト演算回路、２０６は等化回路、２０７−1、２０７−２は逆フーリエ変換回路、２０８−１、２０８−２は復号回路、２０９はパラレル・シリアル回路である。
【００４６】
偏波分離回路２００は、受信した光信号を直交する２つの偏波に分離する。偏波分離回路２００は、分離した各偏波をアナログ・デジタル変換回路２０１−１、２０１−２にそれぞれ出力する。
【００４７】
アナログ・デジタル変換回路２０１−1（２０１−２）は、デジタル信号に変換後、帯域分割回路２０２−１（２０２−２）へ出力する。
【００４８】
帯域分割回路２０２−１は、アナログ・デジタル変換回路２０１−１から取得したデジタル信号を、Ｂ個の信号に分割し、分割した各信号をハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどのデジタルフィルタにより、所定の周波数帯域以外の周波数帯域の信号を減衰させる。この際に帯域分割回路２０２−１は、後段の信号処理の速度を低減するために、所定の周波数帯域をより低い周波数帯域に周波数変換することもできる。帯域分割回路２０２−1は、周波数帯域の異なるＢ個の信号を各同期回路２０３−１−１〜２０３−１−Ｂへ出力する。例えば、帯域分割回路２０２−１は、i番目の周波数帯域に対応する信号を同期回路２０３−１−ｉへ出力する。
【００４９】
同様に、帯域分割回路２０２−２は、アナログ・デジタル変換回路２０１−２から取得したデジタル信号を、Ｂ個の信号に分割し、分割した各信号をハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどのデジタルフィルタにより、所定の周波数帯域以外の周波数帯域の信号を減衰させる。この際に帯域分割回路２０２−２は、後段の信号処理の速度を低減するために、所定の周波数帯域をより低い周波数帯域に周波数変換することもできる。帯域分割回路２０２−２は、周波数帯域の異なるＢ個の信号を各同期回路２０３−２−１〜２０３−２−Ｂへ出力する。例えば、帯域分割回路２０２−２は、i番目の周波数帯域に対応する信号を同期回路２０３−２−ｉへ出力する。
【００５０】
各同期回路２０３−１−１〜２０３−１−Ｂは、既知である送信フォーマットの一部の情報を利用して、帯域分割回路２０２−１から取得した周波数帯域の異なるＢ個の信号とそれぞれ同期を確立する。例えば、同期回路２０３−１−i は、i番目の周波数帯域に対応する信号と同期を確立する。各同期回路２０３−１−１〜２０３−１−Ｂは、同期が確立された各信号を各フーリエ変換回路２０４−１−１〜２０４−１−Ｂへ出力する。例えば、同期回路２０３−１−i は、同期が確立されたi番目の周波数帯域に対応する信号をフーリエ変換回路２０４−１−ｉへ出力する。
【００５１】
同様に、各同期回路２０３−２−１〜２０３−２−Ｂは、既知である送信フォーマットの一部の情報を利用して、帯域分割回路２０２−２から取得した周波数帯域の異なるＢ個の信号とそれぞれ同期を確立する。例えば、同期回路２０３−２−i は、i番目の周波数帯域に対応する信号と同期を確立する。各同期回路２０３−２−１〜２０３−２−Ｂは、同期が確立された各信号を各フーリエ変換回路２０４−２−１〜２０４−２−Ｂへ出力する。例えば、同期回路２０３−２−i は、同期が確立されたi番目の周波数帯域に対応する信号をフーリエ変換回路２０４−２−ｉへ出力する。
【００５２】
各フーリエ変換回路２０４−１−１〜２０４−１−Ｂは、同期が確立された各信号をフーリエ変換することにより、周波数領域の信号に変換する。例えば、フーリエ変換回路２０４−１−i は、同期が確立されたi番目の周波数帯域に対応する信号を周波数領域の信号に変換する。各フーリエ変換回路２０４−１−１〜２０４−１−Ｂは、周波数領域に変換した各信号を等化ウエイト演算回路２０５−１〜２０５−Ｂへ出力する。例えば、フーリエ変換回路２０４−１−i は、周波数領域に変換したi番目の周波数帯域に対応する信号を等化ウエイト演算回路２０５−ｉへ出力する。
【００５３】
同様に、各フーリエ変換回路２０４−２−１〜２０４−２−Ｂは、同期が確立された各信号をフーリエ変換することにより、周波数領域の信号に変換する。例えば、フーリエ変換回路２０４−２−i は、同期が確立されたi番目の周波数帯域に対応する信号を周波数領域の信号に変換する。各フーリエ変換回路２０４−２−１〜２０４−２−Ｂは、周波数領域に変換した各信号を等化ウエイト演算回路２０５−１〜２０５−Ｂへ出力する。例えば、フーリエ変換回路２０４−２−i は、周波数領域に変換したi番目の周波数帯域に対応する信号を等化ウエイト演算回路２０５−ｉへ出力する。
【００５４】
各等化ウエイト演算回路２０５−１〜２０５−Ｂは、入力された信号系列から、既知信号に対応する信号もしくは送信された信号の変調方式の情報を用いて、Ｂ個の周波数帯域に対応する等化ウエイトを演算する。例えば、等化ウエイト演算回路２０５−i は、フーリエ変換回路２０４−１−ｉ、および、フーリエ変換回路２０４−２−ｉから出力された信号の等化ウエイトを演算する。各等化ウエイト演算回路２０５−１〜２０５−Ｂは、演算した各等化ウエイトと、周波数領域に変換された信号を等化回路２０６へ出力する。
【００５５】
等化回路２０６は、入力された等化ウエイトを用いて、周波数領域に変換された信号に対し等化を行い、逆フーリエ変換回路２０７−1、２０７−２へ出力する。例えば、等化回路２０６は、フーリエ変換回路２０４−１−ｉから出力された信号に対し等化を行い、逆フーリエ変換回路２０７−1へ出力し、フーリエ変換回路２０４−２−ｉから出力された信号に対し等化を行い、逆フーリエ変換回路２０７−２へ出力する。
【００５６】
逆フーリエ変換回路２０７−１は、周波数帯域の信号を時間領域の信号に変換し、復号回路２０８−1へ出力する。同様に、逆フーリエ変換回路２０７−２は、周波数帯域の信号を時間領域の信号に変換し、復号回路２０８−２へ出力する。
【００５７】
復号回路２０８−１、２０８−２は、時間領域の信号を復号し、パラレル・シリアル回路２０９へ出力する。パラレル・シリアル回路２０９は、予め定められたパターンにしたがってシリアル信号に変換され、送信されたデータを得る。
【００５８】
つまり、アナログ・デジタル変換回路２０１−１、２０１−２によりデジタル信号ｘ（ｔ）は、帯域分割回路２０２−１、２０２−２に入力され、それぞれＢ個に分割される。偏波毎に、Ｂ個に分割された各信号に、ハイパス、バンドパス、ローパスフィルタのうち何れかを用い、周波数帯域幅を狭めてＢ個の異なる周波数帯域に対応する信号を出力する。
【００５９】
なお、図４においては、アナログ・デジタル変換回路２０１−１、２０２−１と帯域分割回路２０２−１、２０２−２の順番は、アナログ・デジタル変換回路２０１−１、２０２−１が先で帯域分割回路２０２−１、２０２−２が後であるが、帯域分割回路が先でアナログ・デジタル変換回路が後であってもよい。図５は、シングルキャリア伝送周波数領域等化システム受信部２の他の構成例である。なお、図５において、アナログ・デジタル変換回路２１１以降は図４と同様であるため省略している。図５において、偏波分離回路２００は、分離した各偏波を帯域分割回路２１２−１、２１２−２にそれぞれ出力する。帯域分割回路２１２−１は、入力された光信号、もしくは光信号を電気信号に変換した信号をアナログフィルタによってＢ個に分割し、分割した各信号をアナログ・デジタル変換回路２１１−１−１〜２１１−１−Ｂへ出力する。同様に、帯域分割回路２１２−２は、入力された光信号、もしくは光信号を電気信号に変換した信号をアナログフィルタによってＢ個に分割し、分割した各信号をアナログ・デジタル変換回路２１１−２−１〜２１１−２−Ｂへ出力する。
【００６０】
ここで、電気信号に変換された信号にアナログフィルタを用いた場合には、帯域分割回路２１２−１、２１２−２は、分割された各信号を周波数変換して低い周波数に落とし、アナログ・デジタル変換回路２１１−１−１〜２１１−２−Ｂに出力することもできる。光信号にアナログフィルタを用いて帯域分割した場合には、帯域分割された、光信号に対し、同じ周波数の光源を用いてそれぞれ電気信号に変換し、アナログ・デジタル変換回路２１１−１−１〜２１１−２−Ｂへ出力することができる。この際に、電気信号にそれぞれ周波数変換を行い、低い周波数に落とすこともできる。または、光信号に周波数の異なる光源を用いて、それぞれの帯域の光信号を電気信号に変換することもできる。この際には、アナログフィルタの通過周波数の高いものほど、高い周波数の光源を用いることで、電気領域に変換後の信号の周波数を低く抑えることができる。また、異なる周波数の光源を用いて電気信号に変換した信号に周波数変換を行い、さらに低い周波数に落とすこともできる。アナログ・デジタル変換回路２１１−１−１〜２１１−１−Ｂは、Ｂ個に帯域分割されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。同様に、アナログ・デジタル変換回路２１１−２−１〜２１１−２−Ｂは、Ｂ個に帯域分割されたアナログ信号をデジタル信号に変換する。アナログ・デジタル変換回路２１１−１−１〜２１１−１−Ｂは、Ｂ個のデジタル信号を各同期回路２０３−１−１〜２０３−１−Ｂへ出力する。同様に、アナログ・デジタル変換回路２１１−２−１〜２１１−２−Ｂは、Ｂ個のデジタル信号を各同期回路２０３−２−１〜２０３−２−Ｂへ出力する。
【００６１】
周波数帯域を狭められた１番目の偏波のｉ番目の周波数帯域に対応する信号は、同期回路２０３−１−ｉにおいて、対応する周波数帯での同期を確立され、フーリエ変換回路２０４−１−ｉへ出力される。ここで、受信装置で行う等化のための周波数分割帯域幅をＦｗとし、１番目の偏波に注目すると、アナログ・デジタル変換回路２０１−１のアナログ・デジタルフィルタの受信帯域で受信される所望信号に対する周波数帯域幅Ｆに対し、Ｆ／Ｆｗ個の周波数チャネルが得られることとなる。フーリエ変換回路２０４−１−１〜２０４−１−Ｂは、入力された周波数帯域幅Ｆ／Ｂｆの信号にフーリエ変換を行い、帯域幅Ｆｗの周波数領域の信号に変換する。例えば、（Ｆ／Ｂｆ）／Ｆｗが64であれば、64ポイントのフーリエ変換を適用し、等化ウエイト演算回路２０５−１〜２０５−Ｂに出力する。等化ウエイト演算回路２０５−１〜２０５−Ｂは、入力された信号に対応する周波数チャネルの等化ウエイトを演算する。等化ウエイトは、
【００６２】
【数５】
2010045673.tif 000007
【００６３】
と計算される。σ2は雑音の分散値を表し、Ｉは対角要素１で、非対角要素が０となる対角行列である。また、Ｈ（ｋ）はｋ番目の周波数チャネルの伝搬チャネル係数からなるチャネル行列を表し、以下のように与えられる。
【００６４】
【数６】
2010045673.tif 000008
【００６５】
ｈｉｊ（ｋ）は、ｋ番目の周波数チャネルにおけるｉ番目の偏波面送信ポートから、ｊ番目の偏波面の受信ポート間の伝搬チャネル係数である。等化ウエイト行列Ｗ（ｋ）は、１番目の偏波面における送信系列に対応する２×１のベクトルとなる受信ウエイトｗ１（ｋ）、２番目の偏波面における送信系列に対応する２×１のベクトルとなる受信ウエイトｗ２（ｋ）からなる行列である。
【００６６】
このように決定された等化ウエイトｗ（ｋ）、および、ｋ番目の周波数帯域のデータ領域に対応する第１の偏波面での受信信号ｙ１（ｋ）と第２の偏波面での受信信号ｙ２（ｋ）は等化回路２０６に出力される。
【００６７】
等化回路２０６では、等化ウエイトを用いて、ｋ番目の周波数チャネルの受信信号は、以下のように等化される。
【００６８】
【数７】
2010045673.tif 000009
【００６９】
ここで、上添え字Ｔは転置行列を表し、ｘ’（ｋ）は、第１の偏波面の送信系列の推定信号ｘ１（ｋ）、第２の偏波面の送信系列の推定信号ｘ２（ｋ）からなるベクトルあり、ｘ’（ｋ）＝（ｘ１（ｋ）,ｘ２（ｋ））Ｔと表せる。ｙ（ｋ）は、ｙ（ｋ）＝（ｙ１（ｋ）,ｙ２（ｋ））Ｔと表せる。等化された受信信号ｘ’は、逆フーリエ変換回路２０７−１、２０７−２に出力される。逆フーリエ変換回路２０７−１、２０７−２はＦ／Ｆｗポイントの逆フーリエ変換を用いて周波数領域に変換した後、復号回路２０８−１、２０８−２に出力する。ここで、Ｂ＝Ｂｆであれば、等化ウエイト演算回路２０５−１〜２０５−Ｂから入力される受信信号に重複はなく、Ｆ／Ｆｗ個の周波数チャネルの情報が逆フーリエ変換回路２０７−１、２０７−２に入力される。しかし、Ｂ＞Ｂｆとした場合には、逆フーリエ変換回路２０７−１、２０７−２に重複して等化された受信信号、もしくは等化ウエイトが入力されることとなる。この重複されて入力された信号は、平均化、もしくは最大比合成をして用いることができる。
【００７０】
復号回路２０８−１、２０８−２では、所定の変調方式によって、時間領域の信号を復号し、送信されたビット系列を得る。変調方式は、例えば、DPSK、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、8PSK等を用いるが、復号回路２０８−１、２０８−２は、適切な変調方式（送信時に用いられている変調方式）を用いて復号する。なお、復号回路２０８−１、２０８−２は、システムに固有の変調方式を示す情報を予め記憶していてもよいし、受信側から適切な変調方式を示す情報を取得してもよい（変調方式を報知する信号が送信信号内に含まれている）。また、復号回路２０８−１、２０８−２では、復号された信号に対し、さらに誤り訂正技術を用いて、ビット誤り率を低減させてもよい。得られたビット系列はパラレル・シリアル変換回路２０９に入力され、定められた並び変え条件により、シリアル信号系列に変換され、送信された信号系列を得る。
【００７１】
本発明によれば、受信側において周波数帯域を分割し、周波数帯域幅を狭めることによって、波長分散の影響を低減させることができる。波長分散の影響は、高周波の信号が遅く到来し、低周波の信号が早く到来する時間差によって生じるため、使用する周波数帯域幅を狭めれば、上記時間差が小さくなるからである。従って、本発明によれば、広い周波数帯域を利用する光通信において、波長分散の影響よる、効率の低下あるいは演算負荷の増大の問題を解決することができる。換言すれば、波長分散の影響を低減させ、波長分散補償技術に要求される条件を緩和することができる。
【００７２】
なお、第１の実施形態、および、第２の実施形態の帯域分割回路において、Ｂ個の周波数帯域に分割後、周波数変換を行うことで、同期回路からフーリエ変換回路において必要となるクロックを低下させ、演算負荷を低下させることができる。ｉ番目の周波数帯域において、全周波数帯域Ｆのうち、Ｆｉ０からＦｉ０＋Ｆｉの周波数の信号を抜き出してきたとすると、本来であれば、各周波数帯域においても周波数ＦもしくはＦｉ０＋Ｆｉの周波数で動作させる必要があるが、Ｆｉ０〜Ｆｉ０＋Ｆｉの周波数帯域幅を抜き出した後、デジタルもしくはアナログの信号処理によって周波数変換を行い、Ｆｉ０でダウンコンバートすると、周波数帯域は、０〜Ｆｉとなり、周波数Ｆｉのクロックで各周波数帯域の信号処理を動作させることが可能となる。
【００７３】
また、第１の実施形態、および、第２の実施形態の帯域分割回路において、帯域を分割する前に、全周波数帯域幅を用いた信号との同期を行い、その結果を各周波数帯域に対応する同期回路に出力し、全周波数帯域と各周波数帯域幅のずれから同期を行ったり、全周波数帯域の信号を用いて、精度の粗い同期を行っておくことで、各周波数帯域に分割後の同期確立のための演算負荷を軽減したりすることもできる。
【００７４】
また、第１の実施形態、および、第２の実施形態の帯域分割回路において、各周波数帯に出力する周波数帯域Ｆ１〜ＦＢは、等しくする必要はなく、別々の値を取ることもできる。
【００７５】
また、第１の実施形態、および、第２の実施形態の等化ウエイト帯域演算回路において、等化回路に出力する周波数チャネル数は、各等化ウエイト演算回路で等しくする必要はなく、別々の値を取ることもでき、重複した周波数チャネルについて等化回路に出力することもできる。ｋ番目の周波数チャネルが等化ウエイト演算回路２０５−ａ、２０５−ｂから入力されたとすると、ｋ番目の周波数チャネルの受信信号は、以下のように等化される。
【００７６】
【数８】
2010045673.tif 000010
【００７７】
ここで、Ｗａ（ｋ）は、a番目の等化ウエイト演算回路で決定されたｋ番目の周波数チャネルの等化ウエイトであり、ｙａ（ｋ）は、a番目の等化ウエイト演算回路から入力されたｋ番目の周波数チャネルの受信信号ベクトルである。ρａ、ρbは重み係数であり、ρa2+ρb2＝１を満たす。重み係数はρa2：ρb2 = １：１となるように設定することもできる。また、ρａ、ρbは、
【００７８】
【数９】
2010045673.tif 000011
【００７９】
として、チャネル行列やチャネル係数の電力比により設定することもできる。なお、‖Ａ‖は行列Ａのフロベニウスノルムを表す。第１の実施形態に適用する場合は、数式８のＷａ（ｋ）、ｘ（ｋ）、ｙａ（ｋ）をそれぞれ行列やベクトルではなく、単一の変数として扱えばよい。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る光通信帯域分割受信装置の機能ブロック図である。
【図２】シングルキャリア伝送周波数領域等化システム受信部１の他の構成例である。
【図３】周波数帯域を分割した受信信号に対する既知信号との相関値を演算した結果を示す図である。
【図４】本発明の第２の実施形態に係る光通信帯域分割受信装置の機能ブロック図である。
【図５】シングルキャリア伝送周波数領域等化システム受信部２の他の構成例である。
【図６】従来技術における光シングルキャリア伝送の周波数領域等化受信部を表した図である。
【図７】受信信号に対する既知信号との相関値を演算した結果を示す図である。
【符号の説明】
【００８１】
１、２  シングルキャリア伝送周波数領域等化システム受信部  １０１  アナログ・デジタル変換回路  １０２  帯域分割回路  １０３−１〜１０３−Ｂ  同期回路  １０４−１〜１０４−Ｂ  フーリエ変換回路  １０５−１〜１０５−Ｂ  等化ウエイト演算回路  １０６  等化回路  １０７  逆フーリエ変換回路  １０８  復号回路  １１１−１〜１１１−Ｂ  アナログ・デジタル変換回路  １１２  帯域分割回路  ２００  偏波分離回路  ２０１−１、２０１−２  アナログ・デジタル変換回路  ２０２−１、２０２−２  帯域分割回路  ２０３−１−１〜２０３−２−Ｂ  同期回路  ２０４−１−１〜２０４−２−Ｂ  フーリエ変換回路  ２０５−１〜２０５−Ｂ  等化ウエイト演算回路  ２０６  等化回路  ２０７−1、２０７−２  逆フーリエ変換回路  ２０８−１、２０８−２  復号回路  ２０９  パラレル・シリアル回路  ２１０  偏波分離回路  ２１１−１−１〜２１１−２−Ｂ  アナログ・デジタル変換回路  ２１２−１、２１２−２  帯域分割回路  ９０１  アナログ・デジタル変換回路  ９０３  同期回路  ９０４  フーリエ変換回路  ９０５  等化ウエイト演算回路  ９０６  等化回路  ９０７  逆フーリエ変換回路  ９０８  復号回路
【図１】
2010045673.tif 000012
【図２】
2010045673.tif 000013
【図３】
2010045673.tif 000014
【図４】
2010045673.tif 000015
【図５】
2010045673.tif 000016
【図６】
2010045673.tif 000017
【図７】
2010045673.tif 000018