(57)【要約】【課題】各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上すること。【解決手段】直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置は、送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段とを有する。信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能を揃えた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、送信信号に対して信号配列回転を加える。【選択図】図２
2010045665.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置であって、
送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えることを特徴とする送信装置。
【請求項２】
請求項１に記載の送信装置において、
前記誤り率には、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が含まれることを特徴とする送信装置。
【請求項３】
請求項２に記載の送信装置において、
前記信号配列回転は、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が小さくなるように決定されることを特徴とする送信装置。
【請求項４】
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信装置において、
前記送信信号には、変調されたシンボルが含まれ、該変調されたシンボルは行列により示されることを特徴とする送信装置。
【請求項５】
直交波周波数分割多重方式が適用されて送信された信号を受信する受信装置であって、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、信号配列回転を加える手段
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加えることを特徴とする受信装置。
【請求項６】
請求項５に記載の受信装置において、
前記誤り率には、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が含まれることを特徴とする受信装置。
【請求項７】
請求項６に記載の受信装置において、
前記信号配列回転は、ビット誤り率及び／又はシンボル誤り率が小さくなるように決定されることを特徴とする受信装置。
【請求項８】
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の送信装置と請求項５ないし７のいずれか１項に記載の受信装置とを有することを特徴とする無線通信装置。
【請求項９】
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置と、該送信装置により送信された信号を受信する受信装置とを有する無線通信システムであって、
前記送信装置は、
送信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、該送信信号に対して信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記受信装置は、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える手段
を有することを特徴とする無線通信システム。
【請求項１０】
直交波周波数分割多重方式が適用される無線通信システムにおける通信方法であって、
送信装置が、送信信号に対して、該送信信号に含まれる情報シンボル数と、該送信信号の誤り率に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えるステップと、
前記送信装置が、前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行うステップと、
受信装置が、前記フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、前記回転角度に基づいて、前記受信信号に対して前記信号配列回転とは逆に信号配列回転を加えるステップと
を有することを特徴とする通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムに関し、特に直交波周波数分割多重(OFDM:  Orthogonal  Frequency  division  multiplexing)が適用される送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
OFDM技術は、無線LANやディジタルTVなどに広く応用されている。しかし、OFDM技術は、マルチパスにヌル点がある場合に、性能が著しく低下する問題がある。
【０００３】
このような問題に対して、マルチパス環境においてヌル点の影響を受けにくく、更に高い周波数利用効率を実現できる伝送方式が報告されている（例えば、特許文献１参照）。
【特許文献１】米国特許第６９２８０４７明細書
【非特許文献１】Y.Xin,  Z.Wang,  and  G.B.Gianakis,"Space-time  diversity  system  based  on  linear  constellation  precoding,"IEEE  trans  Wireless  Commun.,  vol.  2,  no.  2,  pp.294-309,  Mar.  2003
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述した伝送方式では、各サブチャネルにおける通信性能のばらつきがある。このため、該伝送方式では、ダイバーシチの効果が制限される。
【０００５】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上することができる送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため、本送信装置は、
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置であって、
送信信号に対して、信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加える。
【０００７】
本受信装置は、
直交波周波数分割多重方式が適用されて送信された信号を受信する受信装置であって、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、信号配列回転を加える手段
を有し、
前記信号配列回転を加える手段は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加える。
【０００８】
本無線通信装置は、
上述した送信装置と受信装置とを有する。
【０００９】
本無線通信システムは、
直交波周波数分割多重方式が適用される送信装置と、該送信装置により送信された信号を受信する受信装置とを有する無線通信システムであって、
前記送信装置は、
送信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、該送信信号に対して信号配列回転を加える手段と、
前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行う手段と
を有し、
前記受信装置は、
フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記受信信号に対して信号配列回転を加える手段
を有する。
【００１０】
本通信方法は、
直交波周波数分割多重方式が適用される無線通信システムにおける通信方法であって、
送信装置が、送信信号に対して、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定された回転角度に基づいて、前記送信信号に対して信号配列回転を加えるステップと、
前記送信装置が、前記信号配列回転が加えられた送信信号に対して、逆フーリエ変換処理を行うステップと、
受信装置が、前記フーリエ変換処理が行われた受信信号に対して、前記回転角度に基づいて、前記受信信号に対して前記信号配列回転とは逆に信号配列回転を加えるステップと
を有する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の実施例によれば、各副搬送路における通信性能を均一にでき、さらにダイバーシチの効果を向上することができる送信装置、受信装置、無線通信装置及び無線通信システム並びに通信方法を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
次に、本発明を実施するための最良の形態を、以下の実施例に基づき図面を参照しつつ説明する。
なお、実施例を説明するための全図において、同一機能を有するものは同一符号を用い、繰り返しの説明は省略する。
【００１３】
レイリーフェージング環境下におけるチャネルのエラー推定の結果から、ビットエラー(BER:  bit  error  rate)は、サブチャネルに依存するのが分かる。例えば、ユニタリー行列U(n)は、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列Λ(n)M×M=:=diag[WMN-mn]m=0M-1とFM/√Mに分解できる。ここで、U(n)=(1/√M)ΛH(n)FMである。ここで、Mはデータシンボル数である。ここで、diagは対角行列を示す。また、FMはM次フーリエ変換を示す。
【００１４】
この式から、伝送エラーベクトルenは、式(1)により示される。
【００１５】
en-=(1/√M)enΛH(n)FM      (1)
ΛH(n)は、Λ(n)の共役転置行列を示す。Λ(n)により、誤り率にサブチャネルの依存性が現れる。
【００１６】
BERのサブチャネル依存性を図１に示す。図１において、(a)はV-OFDM(Single  antenna  Vector  OFDM)における各サブキャリアのBERであり、(b)はSNR=24dBにおける各サブキャリアのBERである。(a)において、横軸はSNRであり、縦軸はBERである。(b)において、横軸はサブチャネルの番号であり、縦軸はBERである。(a)及び(b)には、３２個のサブキャリアについて示される。変調方式には、BPSKが適用された。
【００１７】
図１によれば、０番目のサブチャネルの特性が悪く、１６番目のサブチャネルの特性がよい。また、n（nは、0以上の整数）番目と、(32-n)番目は同様のBERを有する。悪いBER特性を有するサブチャネルにより、ダイバーシチの効果が制限される。ここでは、一例として、３２個のサブキャリアについて示したが、３２個以外のサブキャリアについても同様の傾向が見られる。
【００１８】
そこで、本実施例に係る無線通信システムでは、サブチャネルに依存するBERの影響を低減する。
【００１９】
本実施例に係る無線通信システムについて説明する。
【００２０】
本実施例に係る無線通信システムは送信装置を有する。また、本実施例に係る無線通信ステムは受信装置を有する。また、本実施例に係る無線通信システムは送信装置と受信装置とを有する無線通信装置を有するようにしてもよい。
【００２１】
本実施例に係る送信装置について、図２を参照して説明する。
【００２２】
本実施例に係る送信装置１００は、信号配列回転部１０２と、逆離散フーリエ変換部１０４と、並直列変換部１０６と、CP(cyclic  prefix)付与部１０８とを有する。
【００２３】
信号配列回転部１０２には、情報行列SN×Mが入力される。例えば、一つのフレームに含まれる送信信号は、N行M列の行列Sにより示される。本実施例に係る通信システムでは、信号配列回転部１０２には、情報行列SN×Mが入力される。各情報ベクトルsn,mはSN×Mに属する。例えば、sn,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。ここで、N、Mは１以上の整数である。また、sn,mは、変調されたシンボルであってもよい。該変調方式には、BPSK、QPSK、１６QAMなどが含まれてもよい。例えば、二次元に変調されたMN個の信号は、N行M列に配置され行列Sにより示される。
【００２４】
本実施例に係る送信装置１００では、信号配列回転角度θが最適化される。例えば、信号配列回転角度は、各副通信路の通信性能をそろえた上で、情報シンボル数と、該送信信号の変調方法に基づいて決定される。信号配列回転角度は、該送信信号の誤り率を小さくするように決定される。該送信信号の誤り率には、シンボルエラーレート及び／又はビットエラーレートが含まれてもよい。例えば、シンボルエラーレート及び／又はシンボルエラーレートが最小となるように信号配列回転角度θが決定されてもよい。また、例えば、シンボルエラーレート及び／又はシンボルエラーレートの上界が最小となるように信号配列回転角度θが決定されてもよい。ここで、順序集合の空でない部分集合Aについて、Aの任意の元aに対してa≦bが成り立つようなbをAの上界という。例えば、シンボルエラーレート又はシンボルエラーレートの部分集合について、該部分集合の任意の元に対して該元がある値以下となるシンボルエラーレート又はシンボルエラーレートを上界という。
【００２５】
信号配列回転部１０２は、入力された各情報ベクトルsn,mに信号配列回転を加え、周波数領域の信号を生成する。例えば、信号配列回転部１０２から出力される回転情報ベクトルを~XN×Mとする。この場合、該回転情報ベクトル~xn,mは、式(2)により示される。図２には、列方向の表示を省略し、便宜的に~xnと示される。例えば、~ｘn,mは、N行M列の行列データ~XN×Mに含まれる。
【００２６】
~xn,m=sn,mΩ(n)      (2)
式(2)において、Ω(n)はユニタリー行列(unitary  diagonal  matrix)である。本実施例に係る送信装置１００では、信号配列点における回転量は、各サブチャネルに対して最適化される。例えば、式(3)により示される。
【００２７】
Ω(n)=ΘΛ(n)      (3)
式(3)において、Θ(n)は、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列であり、ΘM×M:=diag[exp(jmθ)]m=0M-1により示される。ここで、θは、変調方式と情報シンボル数Mによって決定される。また、Λ(n)は、上述したように、M行M列のユニタリー対角行列であり、Λ(n)M×M=:=diag[WMN-mn]m=0M-1である。例えば、Ω(n)=Θ(n)とした場合には、特性のよいチャネルと悪いチャネルとが入れ替わる。また、例えば、Ω(n)=Λ(n)とした場合には、全チャネルの特性が悪くなる。そこで、本実施例においては、Ω(n)=ΘΛ(n)とすることにより、Θを最適化することにより、各サブキャリアの特性を改善する。
【００２８】
具体的に説明する。
【００２９】
一対のエラー、すなわちシングルエラー及び多重エラーは、伝送している情報ベクトル間で独立である。従って、情報ベクトルs=(s0,s1,…,sM-1)が伝送していると仮定してもよい。
ここで、εm:=｛em=sm-^sm｝とエラー事象ε=ε0×ε1×・・・×εM-1-｛0｝Mを仮定する。情報ベクトルs=(s0,s1,…,sM-1)が伝送していると仮定し、エラーベクトルをe:=s-^s,^s≠sとする。BPSK変調の場合には、０要素ε0:=｛0｝及びεB,1:=｛-2,2｝より、εB:=εB,1Uε０（εB,1とε０との和集合）とおくと、BPSK信号のエラーベクトルはεBM−ε０Mに属する。QPSK変調の場合には、εQ,1:=｛1+j、1-j、-1+j、-1-j｝及びεQ,2:=｛±2、±j｝より、εQ:=εQ,1UεQ,2Uε０（εQ,1とεQ,2とε０との和集合）とおくと、QPSK信号のエラーベクトルはεQM−ε０Mに属する。これらのエラーベクトルは各サブキャリアで同様である。従って、シンボルエラーレート(SER:  Symbol  Error  Rate)は、式(4)により示される。
【００３０】
【数１】
2010045665.tif 000003
式(4)において、ws(e)はシンボル誤り率に対するエラーベクトルｅの重みである。BPSKの場合にはエラーベクトルｅが含むεB,1に属するエラーシンボル（BPSKの場合には非零シンボル）の数N1(e)より式(5)のように表される。QPSKの場合にはエラーベクトルｅが含むεQ,1に属するエラーシンボルの数N1(e)及びεQ,2に属するエラーシンボルの数N2(e)より式(6)のように表される。また、Pr(e)はエラーベクトルの上界を表しているが、便宜上-e(θ):=eΘFMとおくと、通信路の長さPがベクトルの長さMより短い場合には、M次DFT(逆)行列の最初のP列（FM、P-1)FM、Pを用いて式（７）のように表せる。ここで、C（P）はチャネルにより定まる係数で、最適角度の判定には影響しない。ここで、-e(θ)はバーe(θ)を示し、論理否定を示す。また、通信路の長さPがベクトルの長さMより長い場合には、式(7)は式(8)のようになる。ここで、C（M）はチャネルにより定まる係数で、最適角度の判定には影響しない。
【００３１】
【数２】
2010045665.tif 000004
式(9)は、ビットエラーレート(BER;  Bit  Error  Rate)の上界を示している。ここで、wB(e)は、ビット誤り率に対するエラーベクトルeの重みである。BPSKの場合は、wB(e)=ws(e)となる。QPSKの場合には式(10)のようになる。
【００３２】
図３には、変調方式にBPSK及びQPSKを適用した場合のシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度を、それぞれθs及びθbとした場合の例を示す。図３には、M=2,4について示す。図３によれば、最適な信号配列回転角度は、M=2の場合で、BPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はπ/2であり、QPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はそれぞれ0.61及び0.56である。また、図３によれば、最適な信号配列回転角度は、M=4の場合で、BPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度は0.36であり、QPSKに対してシンボルエラー及びビットエラーに基づいて求めた信号配列点回転角度はそれぞれ0.39及び0.26である。
【００３３】
大きいMあるいは高い変調レベルに対して、式(4)及び式(9)による最適角度の判定が困難である場合には、回転角度をπ/(2M)として、準最適角度を用いるようにしてもよい(例えば、非特許文献１参照)。
【００３４】
図３に示されるのは一例であり、M=2,4以外のMの値に対して最適な信号配列回転角度を求めてもよい。また、BPSK、QPSK以外の変調方式に対して最適な信号配列回転角度を求めてもよい。
【００３５】
逆離散フーリエ変換部１０４は、信号配列回転部１０２により入力された回転情報ベクトル~XN×Mに対して逆離散フーリエ変換を行う。該逆離散フーリエ変換は、逆高速フーリエ変換を使って計算されてもよい。例えば、逆離散フーリエ変換部１０４は、サイズがNの逆離散フーリエ変換を行う。例えば、逆離散フーリエ変換部１０４は、XN×MFN-1~XN×Mを計算する。ここで、FN-1=[WN-mn]／Nであり、WN=exp(-2jπ／N)である。その結果、OFDM方式の変調が行われた信号XN×Mが得られる。該OFDM方式の変調が行われた信号xn,mは、並直列変換部１０６に入力される。図２には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し、便宜的にxnと示される。該OFDM方式の変調が行われた信号xn,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。
【００３６】
並直列変換部１０６は、逆離散フーリエ変換部１０４により入力された該OFDM方式の変調が行われた信号x0,…,xn,…,xN-1に対して長さMのベクトル並直列変換処理を行う。並直列変換部１０６は、並直列変換処理が行われた信号→XをCP付与部１０８に入力する。
【００３７】
CP付与部１０８は、並直列変換処理が行われた信号→Xにサイクリックプリフィックスを付与し、OFDM方式におけるシンボルを作成する。ここで、CP付与部１０８は、サイクリックプリフィックスの長さを、マルチパスの長さより長いものとしてもよい。例えば、CP付与部１０８は、サイクリックプリフィックスの長さを、マルチパスの長さより長い任意の整数としてもよい。
【００３８】
その後、OFDM方式におけるシンボルは、送信無線機に入力される、送信無線機は、OFDM方式におけるシンボルを送信する。
【００３９】
本実施例に係る受信装置について、図４を参照して説明する。
【００４０】
本実施例に係る受信装置２００は、CP除去部２０２と、直並列変換部２０４と、離散フーリエ変換部２０６と、信号配列回転部２０８とを有する。
【００４１】
該受信装置２００は、送信装置１００により送信された信号を受信し、該受信信号→y´をCP除去部２０２に入力する。該受信信号→y´は、送信信号→Ｘ´に対してフェージングなどの影響を受けた信号である。CP除去部２０２は、該受信信号→y´からサイクリックプリフィックスを除去し、CPが除去された受信信号→yを直並列変換部２０４に入力する。
【００４２】
直並列変換部２０４は、CP除去部２０２により入力されたCPが除去された受信信号→yに対して長さMのベクトル直並列変換処理を行う。その結果、OFDM方式の変調が行われた信号YN×Mが得られる。該OFDM方式の変調が行われた信号yn,mは、離散フーリエ変換部２０６に入力される。図４には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し便宜的にynと示される。該OFDM方式の変調が行われた信号yn,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。
【００４３】
離散フーリエ変換部２０６は、直並列変換部２０４により入力されたOFDM方式の変調が行われた信号に対して離散フーリエ変換を行う。例えば、離散フーリエ変換部２０６は、サイズがNの離散フーリエ変換を行う。例えば、離散フーリエ変換部２０６は、YN×M=FNYN×Mを計算する。ここで、FN=[WN-mn]／Nであり、WN=exp(-2jπ／N)である。その結果、回転情報ベクトル~YN×Mが得られる。各回転情報ベクトル~yn,mは、信号配列回転部２０８に入力される。図４には、行列の各行を、行ベクトルを用いて表し便宜的に~ynと示される。該回転情報ベクトル~yn,mは、N行M列の行列データに含まれてもよい。
【００４４】
信号配列回転部２０８は、入力された回転情報ベクトル~ynを回転させる。例えば、信号配列回転部２０８から出力される情報ベクトルをRN×Mとする。この場合、各該情報ベクトルrn,mは、式(11)により示される。図４及び式(11)では、列方向の表示を省略し、便宜的にrnと示される。例えば、ｒnは、N行M列の行列データに含まれてもよい。
【００４５】
rn=~ynΩH(n)      (11)
式(11)において、ΩH(n)はΩ(n)の複素数の転置行列である。
【００４６】
上述したように、Ω(n)はユニタリー行列(unitary  diagonal  matrix)である。本実施例に係る送信装置１００では、信号配列における回転量は、各サブチャネルに対して最適化される。例えば、式(3)により示される。
【００４７】
式(3)において、Θは、M行M列（Mは、M>1の整数）のユニタリー対角行列であり、ΘM×M:=diag[exp(jmθ)]m=0M-1により示される。ここで、θは、変調方式と情報シンボル数Mによって決定される。また、Λ(n)は、上述したように、M行M列のユニタリー対角行列であり、Λ(n)M×M=:=diag[WMN-mn]m=0M-1である。
【００４８】
本実施例に係る受信装置２００における受信特性について、図５−図１０を参照して説明する。
【００４９】
図５には、各サブチャネルにおけるBER特性が示される。該特性は、図１を参照して説明した特性と同様の条件において行われた、図５によれば、各サブチャネルにおける特性のばらつきが低減しているのが分かる。従って、ダイバーシチの効果を向上させることができる。
【００５０】
図6には、BPSK変調が適用された場合におけるBERの比較結果を示す。図6には、OFDM、V-OFDM、本実施例に係るOFDM(CRV-OFDM)について示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図6によれば、CRV-OFDMを適用することにより、V-OFDMと比較した場合、BERが10-4である場合に、M=2の場合に約2.5dB、M=4の場合に約1.3dB特性が改善する。
【００５１】
図７には、QPSK変調が適用された場合におけるSERの比較結果を示す。図7には、OFDM、V-OFDM、CRV-OFDMについて示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図7によれば、CRV-OFDM を適用することにより、V-OFDMと比較した場合、SERが10-4である場合に、M=2の場合に約2.5dB、M=4の場合に約1.５dB特性が改善する。
【００５２】
図８には、QPSK変調が適用された場合におけるBERの比較結果を示す。図８には、OFDM、V-OFDM、CRV-OFDMについて示される。V-OFDM及びCRV-OFDMについては、M=2,4について示される。図８によれば、CRV-OFDM を適用することにより、V-OFDMと比較した場合、SERが10-4である場合に、M=2の場合に約2dB、M=4の場合に約1.3dB特性が改善する。
【００５３】
図９には、SNRが高い場合におけるθに対するBERの比較結果を示す。SER及びBERに基づいて決定されたθが最適であるかを確認するために、エラーレートの比較を行った。回転周期と対称性に基づいて、M=2、BPSKの場合にθ=kπ/8、k=0,1,…,8であり、他の場合にθ=kπ/16、k=0,1,…,8である。図9によれば、シミュレーションにより得られたエラーレートは、最小値を取り、該最小値は図3に示した角度と一致する。
【００５４】
本実施例に係る送信装置によれば、各サブチャネルにおける信号配列角度を最適化できる。このため、各サブキャリアにおける伝送特性を均等化できる。該信号配列角度は、ビットエラーレート及び／又はシンボルエラーレートを最小化するように決定される。このため、サブチャネルにおける誤り率が通信特性に与える影響を低減できる。
【００５５】
また、本実施例に係る送信装置によれば、サイクリックプリフィックスを、並直列変換後の信号に信号に付加することができる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】各サブチャネルにおけるビットエラーレートを示す説明図である。
【図２】一実施例に係る送信装置を示す部分ブロック図である。
【図３】信号配列回転角度の一例を示す説明図である。
【図４】一実施例に係る受信装置を示す部分ブロック図である。
【図５】一実施例に係る送信装置における各サブチャネルにおけるビットエラーレートを示す説明図である。
【図６】一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。
【図７】一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。
【図８】一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。
【図９】一実施例に係る送信装置の特性を示す説明図である。
【符号の説明】
【００５７】
１００  送信装置
１０２  信号配列回転部
１０４  逆離散フーリエ変換部
１０６  並直列変換部
１０８  CP付与部
２００  受信装置
２０２  CP除去部
２０４  直並列変換部
２０６  離散フーリエ変換部
２０８  信号配列回転部
【図１】
2010045665.tif 000005
【図２】
2010045665.tif 000006
【図３】
2010045665.tif 000007
【図４】
2010045665.tif 000008
【図５】
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【図６】
2010045665.tif 000010
【図７】
2010045665.tif 000011
【図８】
2010045665.tif 000012
【図９】
2010045665.tif 000013