(57)【要約】【課題】OFDM方式のスキャッタードパイロットシンボルに適用し、FFTを用いてフェージングを推定するフェージング推定方法において、推定精度を向上させるためにフェージングを推定する時間軸、周波数軸の方向を切り替える際の切り替えを適切に行うことを目的とする。【解決手段】フェージング速度と遅延スプレッドの推定を行い、推定された遅延スプレッドにより切替ポイントを求め、推定されたフェージング速度が切替ポイントより大きいときには初回の推定方向を周波数軸とし、推定されたフェージング速度が切替ポイントより小さいときには初回の推定方向を時間軸とする。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDM方式のスキャッタードパイロットシンボルに適用し、FFTを用いてフェージングを推定するフェージング推定方法において、
フェージング速度と遅延スプレッドの推定を行い、その推定結果によって初回の推定方向を時間軸と周波数軸に切り替えることを特徴とするフェージング推定方法。
【請求項２】
前記推定された遅延スプレッドにより切替ポイントを求め、前記推定されたフェージング速度が前記切替ポイントより大きいときには前記初回の推定方向を周波数軸とし、前記推定されたフェージング速度が前記切替ポイントより小さいときには前記初回の推定方向を時間軸とすることを特徴とする請求項1に記載のフェージング推定方法。
【請求項３】
フェージングの推定の際にOFDMのガードインターバル以上の遅延時間に相当するマルチパス成分を０としてフェージングの推定を行うことを特徴とする請求項1または２に記載のフェージング推定方法。
【請求項４】
請求項１ないし３のいずれか１つ記載のフェージング推定方法を実行するフェージング推定部を有する受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM, 以下OFDMという）方式のスキャッタードパイロットシンボルに適用し、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform, FFT, 以下FFTという）を用いてフェージングを推定するフェージング推定方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
第1の従来技術としてガウス内挿補間方式が上げられる（非特許文献１参照）。この方式は線形補間とも呼ばれるもので、パイロットシンボルから得られるフェージング変動量を元に多項式でパイロットシンボル間の補間を行う。
また、第２の従来技術としてtransform領域でローパスフィルタを使用する方式がある（非特許文献２参照）。この方式は受信機側で受信データをFFTによりtransform領域に変換し、ローパスフィルタと0系列挿入という方法を用いてパイロットシンボル間の補間を行う。
また、第３の従来技術として推定精度を向上させるためにフェージングを推定する時間、周波数領域の方向を切り替えるものがある（非特許文献３参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】三瓶政一著 「ディジタルワイヤレス伝送技術」株式会社ピアソン・エデュケーション出版  ２００２年
【非特許文献２】Yuping Zhao and Aiping Huang, “A Novel Channel Estimation Method for OFDM Mobile Communication Systems, ” IEEE Vehicular Technology Conference, PP.2089-2093, May 1997.
【非特許文献３】林寛之，岡本英二，岩波保則，“ FFTを用いたOFDMフェージング推定のt−f推定方向の切り替えに関する一検討，” 2008年信学会ソサイエティ大会，B-5-62，Sep. 2008．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
非特許文献１に記載のガウス内挿補間方式では、フェージング変動が速くなると推定精度が劣化してしまう。推定精度を向上させるためには高次な内挿による推定が要求されるが、同時に計算の複雑化が問題となる。非特許文献２に記載の、transform領域でローパスフィルタを使用する方式では、FFT演算時に計算区間の両端に顕著に現れるエイリアス効果によって推定精度が劣化するという問題が生じる。非特許文献３には、推定精度を向上させるためにフェージングを推定する時間軸、周波数軸の方向を切り替える方法が記載されているが、具体的な切り替え方法についての検討はなされていない．
本発明は上記問題点に鑑みて、推定精度を向上させるためにフェージングを推定する時間軸、周波数軸の方向を切り替える方法において、その切り替えを適切に行うことを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明は、OFDM方式のスキャッタードパイロットシンボルに適用し、FFTを用いてフェージングを推定するフェージング推定方法において、フェージング速度と遅延スプレッドの推定を行い、その推定結果によって初回の推定方向を時間軸と周波数軸に切り替えることを特徴とする。
この場合、請求項２に記載の発明のように、前記推定された遅延スプレッドにより切替ポイントを求め、前記推定されたフェージング速度が前記切替ポイントより大きいときには前記初回の推定方向を周波数軸とし、前記推定されたフェージング速度が前記切替ポイントより小さいときには前記初回の推定方向を時間軸とすることができる。また、請求項３に記載の発明のように、フェージングの推定の際にOFDMのガードインターバル以上の遅延時間に相当するマルチパス成分を０としてフェージングの推定を行うようにすることもできる。また、請求項４に記載の発明では、請求項１ないし３のいずれか１つ記載のフェージング推定方法を実行するフェージング推定部を有する受信機を特徴とする。
なお、本発明は、例えば、デジタル移動体無線通信方式における，送受信機ともに単一のアンテナを用いたSISO（Single-Input Single-Output）伝送のうち、比較的時間選択性の強いフェージングに対しても推定精度を維持する、OFDM方式のスキャッタードパイロットシンボルに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】本発明におけるフレーム構成を示す図である。
【図２】本発明における送受信機構成のブロック図を示す図である。
【図３】本発明におけるフェージング推定部のブロック図を示す図である。
【図４】フェージング速度推定におけるパワースペクトルを示す図である。
【図５】遅延スプレッドとフェージング速度の関係を示す図である。
【図６】時間領域０埋め法による雑音成分除去を示す図である。
【図７】マルチパス通信路モデルの概略を示すモデル図である。
【図８】シミュレーションの結果を示す図で、Eb/N0=20[dB]の場合のBER特性を示している。
【図９】シミュレーションの結果を示す図で、Eb/N0=40[dB]の場合のBER特性を示している。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
以下に本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態は、デジタル移動体無線通信において、比較的時間選択性の強いフェージングに対しても推定精度を維持し、フェージング速度や遅延スプレッドの推定を行い、推定方向を適宜切り替えることでマルチパスフェージング環境化でも優れたBER特性を実現する推定方向切替方式を提供するものである。まず、本実施形態の構成を説明し、続いて伝送特性を雑音環境やマルチパスフェージング環境におけるBER特性のシミュレーション結果を用いて説明する。
（第１実施形態）
本実施形態におけるフレーム構成を図１に示す。スキャッタードパイロットシンボルを使用し、Ntフレームごとにフレーム内にNfの間隔でパイロットシンボルを挿入する。周波数方向のパイロットシンボルの挿入位置は、時間とともにNSシンボルずつずらして配置される。パイロットシンボルが含まれるOFDM1フレームは、Npf=N/Nf パイロットシンボルとN-Npfデータシンボルで構成されている。図中に示されている時間方向のパイロットシンボル周期ipは、数式１で表される。
【０００８】
【数１】
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【０００９】
パイロットシンボルの挿入間隔はフェージングの時間変動速度や最大遅延時間を考慮して適切な間隔に設定することが望ましく、フェージングを完全に推定できるための理論的条件はサンプリング定理より数式２で表される。但し、fDは最大ドップラー周波数、Tは1サンプル時間、τmax は遅延波の最大遅延時間、Δfはサブキャリア間隔である。
【００１０】
【数２】
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【００１１】
本実施形態における送受信機構成のブロック図を図２に示す。なお、以下の説明において用いる括弧付きの符号は、図２中の各構成部に付した符号と対応し、その構成部での処理を示している。後述する図３中の各構成部に付した符号に対しても同様である。
送信情報は送信機において、一次変調（11）された後、パイロットシンボルの挿入（12）、逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform, IFFT, 以下IFFT）によるOFDM変調（13）、ガードインターバル（Guard Interval，GI，以下GI）の挿入が行われる（14）。通信路においては、レイリーフェージング、加法性白色ガウス雑音（Additive White Gaussian Noise，AWGN，以下AWGN）によって歪みを受ける（15）。受信機では、GIの除去（16）、FFTによるOFDM復調（17）の後、フェージング推定・補償が行われ（18）、パイロットシンボルの除去（19）、一次復調（20）の後に受信情報が得られる。
【００１２】
本実施形態におけるフェージング推定部・補償部のブロック図を図３に示す。初回のFFT推定の軸方向の違いによりフェージング速度及び遅延スプレッドに対するBER特性が異なるということを踏まえて、あるフェージング速度において推定方向を切り替える。具体的には、フェージング速度が遅いときには時間方向から、速いときには周波数方向から推定する。周波数領域におけるパイロットシンボルをZp、データシンボルをZdi,rとすると、送信信号Zi,rは数式３で表される。ただし、Nptは時間方向の一括補償フレーム数である。
【００１３】
【数３】
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【００１４】
またFFT後の受信信号をUi,r、送信信号をZi,r、チャネル利得をCi,r、AWGNをNi,rとすると、受信信号は数式４で表される。
【００１５】
【数４】
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【００１６】
そして、パイロットシンボルでの推定されたチャネル利得は数式５で表される（181）。
【００１７】
【数５】
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【００１８】
まず初めに、フェージング速度の推定を行う（182）。推定されたチャネル利得g(l)に対しBlackman窓関数ω(l)の乗算を行ったときのk番目のサブキャリアでの系列は、数式６で表される。
【００１９】
【数６】
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【００２０】
そして、k番目のサブキャリアでのフェージングのパワースペクトルは数式７で表される。
【００２１】
【数７】
2010263485.tif 000009
【００２２】
測定されたパワースペクトルは、fD [Hz]によって帯域制限される。ここで、もしドップラー周波数fDがサブキャリアNpf回の間で変化しないとしたならば、理想的なパワースペクトルは数式８のようにパワースペクトルNpf回の平均によって近似することができる。
【００２３】
【数８】
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【００２４】
この平均化によって、AWGNを最小にして正確なパワースペクトルが得られる。パワースペクトルはfD [Hz]によって帯域制限されていて、図４に示されているようにfD [Hz]でピークとなる。したがって、このfDはパワースペクトルの差によって推定でき、パワースペクトルの差が最大となる周波数の値nMAXは数式９で表される。
【００２５】
【数９】
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【００２６】
推定された最大ドップラー周波数fD’はnMAXとnMAX+1の間に位置付けられ、数式１０で表される。
【００２７】
【数１０】
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【００２８】
次に、初回のFFT推定を時間軸方向としたときのフェージング推定を行う（183）。まず初めに時間軸方向の内挿によって、パイロットシンボルの挿入されている搬送波の伝送路特性を推定する。FFT法によってipNptポイントのフェージング系列は、数式１１で表すことができる。
【００２９】
【数１１】
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【００３０】
そして周波数軸方向の内挿によって、パイロットシンボルの挿入されていない搬送波の伝送路特性を推定する。Nポイントのフェージング推定系列はFFT法によって得られ、周波数軸方向の内挿によって得られるフェージング推定系列は数式１２で表すことができる。
【００３１】
【数１２】
2010263485.tif 000014
【００３２】
この操作はipNpt OFDMフレームごとに行われる。
次に、切替パラメーターとして使用される遅延スプレッドの推定を行う（184）。まず、フェージング推定系列Ci,r’をOFDMフレームごとにIFFTし、数式１３で表されるような各OFDMフレームのインパルス応答列（遅延プロファイル）を得る。
【００３３】
【数１３】
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【００３４】
そして、電力和Pi、平均遅延TDi [sec]，遅延スプレッドSi [sec]は、以下の数式１４で表すことができる。
【００３５】
【数１４】
2010263485.tif 000016
【００３６】
平均遅延スプレッドは、以下の式で表すことができる。
【００３７】
【数１５】
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【００３８】
推定したフェージング速度と遅延スプレッドにより、初回のFFT推定の軸方向を決める。シミュレーションにより求めたサブキャリア数N=64のときの推定した遅延スプレッドとフェージング速度fD’Tの関係を図５に示す。また、切替ポイントfSWの近似式は数式１６で表すことができる。
【００３９】
【数１６】
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【００４０】
ここで、推定したフェージング速度fD’Tと切替ポイントfSWを比較し、fD’T＞fSWの場合は初回のFFT推定を周波数軸方向としたときのフェージング推定を行い、fD’T≦fSWの場合は推定軸順に変更はないので次段の雑音成分除去の操作を行う。
初回のFFT推定を周波数軸方向としたときのフェージング推定について説明する（185）。まず周波数軸方向の内挿によって、パイロットシンボルの挿入されているOFDMフレームの伝送路特性を推定する。Nポイントのフェージング推定系列はFFT法によって得られ、この操作はi=mNt（m=0,1,...）ごとに行う。よって、周波数軸方向の内挿によって得られるフェージング推定系列Ci,r’は数式１７で表すことができる。
【００４１】
【数１７】
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【００４２】
そして、時間軸方向の内挿によってすべての搬送波の伝送路特性を推定する。Nptポイントのフェージング推定系列（e.g. i=0, Nt, 2Nt, …,(Npt-1)Nt）を用いて推定を行い、NtNptポイントのフェージング系列は、数式１８で表すことができる。
【００４３】
【数１８】
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【００４４】
以上のように初回のFFT推定の軸方向を切替ポイントfSWで切り替えることによって、より高精度なフェージング推定系列Ci,r’を得ることができる。
次に、雑音成分除去の操作を行う（186）。まず、推定によって得られたフェージング推定系列をOFDMフレームごとにIFFTし、数式１９で表されるような各OFDMフレームのインパルス応答列（遅延プロファイル）を得る。
【００４５】
【数１９】
2010263485.tif 000021
【００４６】
こうして得られるインパルス応答列には白色ガウス雑音が含まれているため、実際には存在しないパス部分にまで値が現れる。そこで、通信路のパス数を越える部分を0とすることで雑音成分を簡単に除去できる。しかし、パス数を推定することは容易ではない。そこで本実施形態では、GI（ガードインターバル）を利用して雑音成分を除去することを考える。OFDM伝送にて用いられるGIは伝搬路の遅延広がりを想定しこれよりも長い値が設定されているため、GIを超えるマルチパスは存在しないことを仮定することができる。よって，図６に示すようにGIの長さを超える領域を0に置き換えることで雑音成分を抑圧することができ、数式２０で表すことができる。ただし、TgはGI長である。
【００４７】
【数２０】
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【００４８】
そして、これを再度FFTすることで雑音成分を除去したフェージング推定系列Ci,r’’を得ることができる。最後に、以下の数式２１のように得られた系列で受信信号を除算することで、受信信号のフェージングの影響は補償される（187）。
【００４９】
【数２１】
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【００５０】
次は、本実施形態のシステムをシミュレーションし、その特性を比較していく。通信路はSISOシステムであり、各送受信アンテナ間はマルチパス数10の電力3dB指数減衰レイリーフェージング通信路（Rayleigh fading channel）としている。この通信路の遅延プロファイルを図７に示す。
各パラメータは、一次変調QPSK、サブキャリア数N=64、1サンプル時間T、ガードインターバル長を10T、周波数方向のパイロットシンボル挿入間隔Nf =4、時間方向のパイロットシンボル挿入間隔Nt =4、スキャッタードパイロットシンボル挿入間隔Ns =2、時間方向の一括補償フレーム数Npt=4としている。
【００５１】
図８に計算機シミュレーションによるEb/N0=20[dB]のときのfDTに対するBER特性を示し、図９に計算機シミュレーションによるEb/N0=40[dB]のときのfDTに対するBER特性を示す。比較対象として既存手法であるガウス内挿補間法（2次内挿）とtransform領域でローパスフィルタを使用する手法の特性を示し、それぞれNs＝0であり、周波数方向から推定を行ったものである。また、提案手法の特性限界を評価するため、フェージング速度とパス数を完全に既知とした場合の特性も示した。図８、９の結果から、既存手法に比べて特性が優れていることが確認できる。また、フェージング速度とパス数を完全に既知とした場合とほぼ同じ特性が得られており、本実施形態において推定方向の切り替えが適切に行われたことが確認できる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
デジタル無線通信方式におけるフェージング推定方式に関するものである。SISOシステムにおいて、簡易な構成で優れたビット誤り率特性を実現させる方法として利用可能性がある。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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