(57)【要約】【課題】本発明は、交流モータの制御装置及び交流モータ駆動システムに関わり、特に永久磁石同期モータに適した磁気回路飽和に起因する非線形特性を考慮した交流モータの制御装置及び交流モータ駆動システムに関する。【解決手段】本発明は交流モータを駆動する電力変換器の出力電圧を制御する交流モータの制御装置において、制御装置は、モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両方の情報を用いて生成することを特徴とするものである。【選択図】  図１
2010239730.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータを駆動する電力変換器の出力電圧を制御する交流モータの制御装置において、
前記制御装置は、モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両方の情報を用いて生成することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記一方の軸上で定義される電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を変数とする関数を乗じた値と、前記他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を変数とする関数を乗じた値との和に基づいて生成することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記一方の軸上で定義される電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を参照するテーブルデータを乗じた値と、前記他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を参照するテーブルデータを乗じた値との和に基づいて生成することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項４】
請求項２において、
前記関数は、前記モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、何れかの軸上で定義される前記モータのコイル鎖交磁束関数を、同一の軸上または他方の軸上で定義される電流で偏微分した関数であることを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項５】
請求項３において、
前記テーブルデータは、前記モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、何れかの軸上で定義される前記モータのコイル鎖交磁束関数または、前記コイル鎖交磁束関数のテーブルデータを、同一の軸上または他方の軸上で定義される電流で偏微分した関数または、テーブルデータであることを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項６】
請求項１において、
前記モータの回転座標系において直交する前記２つの制御軸をそれぞれｄ軸，ｑ軸とするとき、ｄ軸上で定義される電流指令値をｉd*、ｄ軸上で定義される電流検出値をｉd、前記ｉd*とｉdとの偏差をΔｉd、ｑ軸上で定義される電流指令値をｉq*、ｑ軸上で定義される電流検出値をｉq、前記ｉq*とｉqとの偏差をΔｉq、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数をΦd（ｉd，ｉq）、前記Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した関数を∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉd、前記Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した関数を∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉq、とするとき、ｄ軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖd*を、（式１）から算出したｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）の前記電流ｉd，ｉqに関する変化量ΔΦd（ｉd，ｉq）を用いて生成することを特徴とする交流モータの制御装置。
【数１】
2010239730.tif 000051
【請求項７】
請求項１において、
前記モータの回転座標系において直交する前記２つの制御軸をそれぞれｄ軸，ｑ軸とするとき、ｄ軸上で定義される電流指令値をｉd*、ｄ軸上で定義される電流検出値をｉd、前記ｉd*とｉdとの偏差をΔｉd、ｑ軸上で定義される電流指令値をｉq*、ｑ軸上で定義される電流検出値をｉq、前記ｉq*とｉqとの偏差をΔｉq、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数をΦq（ｉd，ｉq）、前記Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した関数を∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉd、前記Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した関数を∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉq、とするとき、ｑ軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖq*を、（式２）から算出したｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）の前記電流ｉd，ｉqに関する変化量ΔΦq（ｉd，ｉq）を用いて生成することを特徴とする交流モータの制御装置。
【数２】
2010239730.tif 000052
【請求項８】
請求項６において、
ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、永久磁石磁束をφm、定数をｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4，Ｋ10，Ｉm0とするとき、ｉd＞０ならば（式３）を、ｉd＜０ならば（式４）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数３】
2010239730.tif 000053
【数４】
2010239730.tif 000054
【請求項９】
請求項７において、
ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、定数をｋ5，ｋ6，Ｋ20とするとき（式５）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数５】
2010239730.tif 000055
【請求項１０】
請求項６において、
ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4，Ｋ10，Ｉm0を定数とするとき、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして、ｉd＞０ならば（式６）を、ｉd＜０ならば（式７）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、（式８）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数６】
2010239730.tif 000056
【数７】
2010239730.tif 000057
【数８】
2010239730.tif 000058
【請求項１１】
請求項７において、
ｋ5，ｋ6，Ｋ20を定数とするとき、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして（式９）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、（式１０）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数９】
2010239730.tif 000059
【数１０】
2010239730.tif 000060
【請求項１２】
請求項６において、
ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、定数をＫ1，Ｋ2，Ｋ3，φ0，Ｉ0とするとき、（式１１）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数１１】
2010239730.tif 000061
【請求項１３】
請求項７において、
ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、定数をＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1とするとき（式１２）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数１２】
2010239730.tif 000062
【請求項１４】
請求項６において、
Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0を定数とするとき、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして（式１３）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、ｉq＞０ならば（式１４）を用い、ｉq＜０ならば（式１５）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数１３】
2010239730.tif 000063
【数１４】
2010239730.tif 000064
【数１５】
2010239730.tif 000065
【請求項１５】
請求項７において、
Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1を定数とするとき、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdとしてｉd＋Ｉ1＞０ならば（式１６）を、ｉd＋Ｉ1＜０ならば（式１７）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、（式１８）を用いることを特徴とする交流モータの制御装置。
【数１６】
2010239730.tif 000066
【数１７】
2010239730.tif 000067
【数１８】
2010239730.tif 000068
【請求項１６】
請求項１において、前記モータが前記制御軸間の磁束干渉を有せず、且つ、前記モータが停止状態の場合において、一方の軸上で定義される電流検出値を変化させた場合に、他方の軸上で定義される電流検出値が変化することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項１７】
請求項１において、
前記モータを３つの独立した抵抗とインダクタンスの直列回路に置換し、且つ、前記モータが停止状態の場合において、一方の軸上で定義される電流検出値を変化させた場合に、他方の軸上で定義される電流検出値が変化することを特徴とする交流モータの制御装置。
【請求項１８】
交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動する電力変換器と、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記電力変換器が出力する出力電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置システムにおいて、
前記制御器は、モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両方の情報を用いて生成することを特徴とする交流モータの制御装置システム。
【請求項１９】
交流モータと、
該交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、
前記交流モータの電流を検出する手段と、
前記インバータが出力する出力電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータ駆動システムにおいて、
該交流モータ駆動システムは、モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両方の情報を用いて生成することを特徴とする交流モータ駆動システム。
【請求項２０】
請求項１から請求項１９のうちの１つにおいて、
前記交流モータの制御装置、又は、交流モータ駆動システムを備えたことを特徴とする車両駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流モータの制御装置及び交流モータ駆動システムに関わり、特に永久磁石同期モータに適した交流モータの制御装置及び交流モータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
交流モータ、特に永久磁石同期モータ（以下、ＰＭモータと称する）は、小形・高効率という特徴を活かし、家電，産業，自動車等、適用用途を拡大している。特に近年は、更なる小形化の結果として、モータを構成する磁気回路の飽和特性が顕著なモータが出現している。このようなモータでは、従来定数として扱ってきたインダクタンスが電流によって大きく変動するために、電流制御精度が劣化する。
【０００３】
こうした課題に対して、交流モータの電気定数設定値を、電流に応じて変化させる技術が特許文献１に示されている。この技術は、同期モータの磁束と電流の関係を非線形関数として電流指令生成部に持たせ、トルク精度を改善する技術である（以下、従来技術１と記す）。
【０００４】
さらに、特許文献２では、電流フィードバック制御に用いる制御ゲインを、自軸電流変動Δｉに対する自軸鎖交磁束数変動Δφの変動率Δφ／Δｉに比例した値とすることで、電流フィードバック制御の高精度化を図っている（以下、従来技術２と記す）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−１６１０９９号公報
【特許文献２】特開２００８−１４１８３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
従来技術１によれば、磁束の飽和特性を考慮した電流指令値を演算することにより、トルク精度の向上が期待できる。しかし、電流制御系の過渡応答を改善する手段は明示されていない。
【０００７】
一方、従来技術２では、電流フィードバック制御に用いる制御ゲインを、磁束の飽和特性を考慮した関数、またはテーブルによる可変値、とすることで電流制御系の過渡応答の改善を図っている。しかし、ｄ軸とｑ軸の磁束の干渉作用までを考慮したフィードバック制御系を構成するには至っていない。
【０００８】
本発明は、上記の点を考慮してなされたものであり、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、設定通りの電流制御過渡応答が得られる交流モータの制御装置及び交流モータ駆動システムの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明では、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用までを考慮したフィードバック制御系を構成する。本発明では、磁束と電流の非線形関数を準備し、それらを用いて、電圧指令生成部における各軸磁束偏差、および各軸磁束に相当する演算を実行することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、設定通りの電流制御過渡応答を実現する。とりわけ、モータの回転座標系において直交するｄｑ制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両偏差を用いて生成することを特徴とするものである。
【００１０】
具体的には、上記課題を実現するために本発明は交流モータを駆動する電力変換器の出力電圧を制御する交流モータの制御装置において、前記制御装置は、モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両方の情報を用いて生成することを特徴とするものである。
【００１１】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記一方の軸上で定義される電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を変数とする関数を乗じた値と、前記他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を変数とする関数を乗じた値との和に基づいて生成することを特徴とするものである。
【００１２】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記一方の軸上で定義される電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を参照するテーブルデータを乗じた値と、前記他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差に対して、前記同一の軸上で定義される電流検出値ならびに、前記他方の軸上で定義される電流検出値の少なくとも一方を参照するテーブルデータを乗じた値との和に基づいて生成することを特徴とするものである。
【００１３】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記関数は、前記モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、何れかの軸上で定義される前記モータのコイル鎖交磁束関数を、同一の軸上または他方の軸上で定義される電流で偏微分した関数であることを特徴とするものである。
【００１４】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記テーブルデータは、前記モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、何れかの軸上で定義される前記モータのコイル鎖交磁束関数または、前記コイル鎖交磁束関数のテーブルデータを、同一の軸上または他方の軸上で定義される電流で偏微分した関数または、テーブルデータであることを特徴とするものである。
【００１５】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記モータの回転座標系において直交する前記２つの制御軸をそれぞれｄ軸，ｑ軸とするとき、ｄ軸上で定義される電流指令値をｉd*、ｄ軸上で定義される電流検出値をｉd、前記ｉd*とｉdとの偏差をΔｉd、ｑ軸上で定義される電流指令値をｉq*、ｑ軸上で定義される電流検出値をｉq、前記ｉq*とｉqとの偏差をΔｉq、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数をΦd（ｉd，ｉq）、前記Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した関数を∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉd、前記Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した関数を∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉq、とするとき、ｄ軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖd*を、（式１）から算出したｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）の前記電流ｉd，ｉqに関する変化量ΔΦd（ｉd，ｉq）を用いて生成することを特徴とするものである。
【００１６】
【数１】
2010239730.tif 000003
【００１７】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記モータの回転座標系において直交する前記２つの制御軸をそれぞれｄ軸，ｑ軸とするとき、ｄ軸上で定義される電流指令値をｉd*、ｄ軸上で定義される電流検出値をｉd、前記ｉd*とｉdとの偏差をΔｉd、ｑ軸上で定義される電流指令値をｉq*、ｑ軸上で定義される電流検出値をｉq、前記ｉq*とｉqとの偏差をΔｉq、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数をΦq（ｉd，ｉq）、前記Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した関数を∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉd、前記Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した関数を∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉq、とするとき、ｑ軸上で定義される電力変換器への電圧指令値ｖq*を、（式２）から算出したｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）の前記電流ｉd，ｉqに関する変化量ΔΦq（ｉd，ｉq）を用いて生成することを特徴とするものである。
【００１８】
【数２】
2010239730.tif 000004
【００１９】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、永久磁石磁束をφm、定数をｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4，Ｋ10，Ｉm0とするとき、ｉd＞０ならば（式３）を、ｉd＜０ならば（式４）を用いることを特徴とする。
【００２０】
【数３】
2010239730.tif 000005
【００２１】
【数４】
2010239730.tif 000006
【００２２】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、定数をｋ5，ｋ6，Ｋ20とするとき（式５）を用いることを特徴とするものである。
【００２３】
【数５】
2010239730.tif 000007
【００２４】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、ｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4，Ｋ10，Ｉm0を定数とするとき、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして、ｉd＞０ならば（式６）を、ｉd＜０ならば（式７）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、（式８）を用いることを特徴とするものである。
【００２５】
【数６】
2010239730.tif 000008
【００２６】
【数７】
2010239730.tif 000009
【００２７】
【数８】
2010239730.tif 000010
【００２８】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、ｋ5，ｋ6，Ｋ20を定数とするとき、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして（式９）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、（式１０）を用いることを特徴とするものである。
【００２９】
【数９】
2010239730.tif 000011
【００３０】
【数１０】
2010239730.tif 000012
【００３１】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、定数をＫ1，Ｋ2，Ｋ3，φ0，Ｉ0とするとき、（式１１）を用いることを特徴とするものである。
【００３２】
【数１１】
2010239730.tif 000013
【００３３】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）として、ｄ軸上で定義される電流をｉd、ｑ軸上で定義される電流をｉq、定数をＫ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1とするとき（式１２）を用いることを特徴とするものである。
【００３４】
【数１２】
2010239730.tif 000014
【００３５】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0を定数とするとき、ｄ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして（式１３）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φd（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、ｉq＞０ならば（式１４）を用い、ｉq＜０ならば（式１５）を用いることを特徴とするものである。
【００３６】
【数１３】
2010239730.tif 000015
【００３７】
【数１４】
2010239730.tif 000016
【００３８】
【数１５】
2010239730.tif 000017
【００３９】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1を定数とするとき、ｑ軸上で定義される前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉdで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdとしてｉd＋Ｉ1＞０ならば（式１６）を、ｉd＋Ｉ1＜０ならば（式１７）を用い、前記コイル鎖交磁束関数Φq（ｉd，ｉq）を前記電流ｉqで偏微分した前記関数∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして、（式１８）を用いることを特徴とするものである。
【００４０】
【数１６】
2010239730.tif 000018
【００４１】
【数１７】
2010239730.tif 000019
【００４２】
【数１８】
2010239730.tif 000020
【００４３】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記モータが前記制御軸間の磁束干渉を有せず、且つ、前記モータが停止状態の場合において、一方の軸上で定義される電流検出値を変化させた場合に、他方の軸上で定義される電流検出値が変化することを特徴とするものである。
【００４４】
更に、本発明は交流モータの制御装置において、前記モータを３つの独立した抵抗とインダクタンスの直列回路に置換し、且つ、前記モータが停止状態の場合において、一方の軸上で定義される電流検出値を変化させた場合に、他方の軸上で定義される電流検出値が変化することを特徴とするものである。
【００４５】
また、上記課題を解決するために本発明は交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動する電力変換器と、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記電力変換器が出力する出力電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータの制御装置システムにおいて、前記制御器は、モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両方の情報を用いて生成することを特徴とするものである。
【００４６】
また、上記課題を解決するために本発明は交流モータと、該交流モータに対してパルス幅変調された電圧を印加し、前記交流モータを駆動するインバータと、前記交流モータの電流を検出する手段と、前記インバータが出力する出力電圧を調整して前記交流モータを駆動する制御器とを備えた交流モータ駆動システムにおいて、該交流モータ駆動システムは、モータの回転座標系において直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両方の情報を用いて生成することを特徴とするものである。
【００４７】
更に、本発明は車両駆動装置に、前述の交流モータの制御装置、又は、交流モータ駆動システムを備えたことを特徴とするものである。
【００４８】
以上述べたように、本発明では、磁束と電流の非線形関数を準備し、それらを用いて、電圧指令生成部における各軸磁束偏差、および各軸磁束に相当する演算を実行することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、設定通りの電流制御過渡応答を実現する。とりわけ、モータの回転座標系において直交するｄｑ制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両偏差を用いて生成することを、解決手段における構成上の特徴とする。
【発明の効果】
【００４９】
本発明によれば、磁束飽和が顕著で、軸間の干渉磁束が多く存在するモータに対しても、設定通りの電流制御過渡応答が得られる。この結果、従来技術に比較して、制御系の安定性向上、オーバーシュート低減等の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明の実施形態１，２における電圧指令生成部１。
【図２】杉本英彦  編著「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」（総合電子出版社）４章記載の構成（従来技術３）。
【図３】理想的なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図。
【図４】非線形なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図。
【図５】（式２３），（式２４）および（式２５）による電流と磁束の関係。
【図６】（式２６），（式２７）による電流と磁束の関係。
【図７】本発明の実施形態１，２，３，４，５，６の全体構成（トルク制御系）を示すブロック図。
【図８】実施形態１，３における（式２３），（式２４）および（式２８）に基づくｄ軸磁束偏差演算部。
【図９】実施形態１，３における（式２５）および（式２９）に基づくｑ軸磁束偏差演算部。
【図１０】実施形態１における（式２３），（式２４）に基づくｄ軸磁束演算部。
【図１１】実施形態１における（式２５）に基づくｑ軸磁束演算部。
【図１２】実施形態２，４における（式２６）および（式２８）に基づくｄ軸磁束偏差演算部。
【図１３】実施形態２，４における（式２７）および（式２９）に基づくｑ軸磁束偏差演算部。
【図１４】実施形態２における（式２６）に基づくｄ軸磁束演算部。
【図１５】実施形態２における（式２７）に基づくｑ軸磁束演算部。
【図１６】本発明の実施形態３，４における電圧指令生成部２００。
【図１７】実施形態３における（式４１），（式４２）に基づくｄ軸模擬磁束演算部。
【図１８】実施形態３における（式４３）に基づくｑ軸模擬磁束演算部。
【図１９】実施形態４における（式４４）に基づくｄ軸模擬磁束演算部。
【図２０】実施形態４における（式４５）に基づくｑ軸模擬磁束演算部。
【図２１】実施形態２，４と従来技術２，３における電流制御過渡応答を示すシミュレーション波形。
【図２２】従来技術４（カスケード型ベクトル制御系）の原理説明図。
【図２３】従来技術４におけるカスケード型ベクトル制御器の等価変換ブロック図（Ａ）。
【図２４】本発明の実施形態５における電圧指令生成部。
【図２５】従来技術４におけるカスケード型ベクトル制御器の等価変換ブロック図（Ｂ）。
【図２６】本発明の実施形態６における電圧指令生成部。
【図２７】本発明の実施形態７の全体構成（位置センサレス速度制御系）を示すブロック図。
【図２８】本発明の実施形態８の全体構成を示すブロック図。
【図２９】実施形態８において利用可能な等価モータ回路例。
【図３０】本発明の実施形態９で用いるテーブル・データ・フォーマット。
【図３１】本発明の実施形態１０による車両駆動装置の構成図。
【図３２】本発明の実施形態１１による電動後輪駆動車の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００５１】
次に、図１〜図３２を参照して、本発明による交流モータの制御装置の実施形態を説明する。尚、以下の実施形態では、交流モータとして永久磁石型同期モータ（以下、ＰＭモータと略）を用いて説明するが、他のモータ（例えば、巻線型同期モータ，リラクタンスモータ，誘導モータなど）に関しても同様に実現可能である。
【００５２】
まず、本発明の実施形態を説明するために、従来技術を用いて説明する。従来技術での電圧指令生成部を図２を用いて説明する。図２に示す電圧指令生成部は、杉本英彦  編著「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」（総合電子出版社）４章記載内容（以下、従来技術３と記す）とほぼ同じ構成である。
【００５３】
図２において、ｉd*はｄ軸電流指令値、ｉq*はｑ軸電流指令値、ｉdはｄ軸電流検出値、ｉqはｑ軸電流検出値である。この従来技術３では、減算器１０２によりｉd*とｉdのｄ軸電流偏差Δｉdを演算し、減算器１０３によりｉq*とｉqのｑ軸電流偏差Δｉqを演算する。次に、ゲイン１０４において、電流偏差ΔｉdにＰＭモータのｄ軸インダクタンスＬdを乗ずることで、ｄ軸磁束偏差ΔΦdを算出する。同様に、ゲイン１０９において、電流偏差ΔｉqにＰＭモータのｑ軸インダクタンスＬqを乗ずることで、ｑ軸磁束偏差ΔΦqを算出する。こうして得られたΔΦd，ΔΦqは、それぞれ各軸電流偏差Δｉd，Δｉqに対応する各軸磁束成分の補償量と考えることができる。続くゲイン１０８，１１２では、それぞれ各軸の磁束偏差ΔΦd，ΔΦqを電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍し、それぞれ電圧非干渉制御前の電圧指令値ｖd′*，ｖq′*を演算する加算器１２１，１２２に入力することで、ＰＭモータの巻線電流磁束を考慮した電流フィードバック制御系を各軸で構成している。一方、ゲインωacr（rad／ｓ）付の積分器１０５，１１０は、それぞれ各軸電流偏差Δｉd，Δｉqを入力し、その積分値を電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍したｉd′，ｉq′を出力する。さらにゲイン１０７，１１２は、それぞれｉd′，ｉq′にＰＭモータ電機子巻線抵抗Ｒを乗じた値を出力し、電圧非干渉制御前の電圧指令値ｖd′*，ｖq′*を演算する加算器１２１，１２２に入力することで、ＰＭモータの電機子巻線抵抗による電圧降下を考慮した電流フィードバック制御系を各軸で構成している。
【００５４】
さらに、図２の従来技術３では、直交する２つの制御軸の内、一方の軸上で定義される磁束により他軸に誘起される電圧を相殺する目的の電圧非干渉制御が、次の様に構成されている。ｄ軸電圧指令値ｖd*の生成に際して、ゲイン１１４において、ｉqにＬqを乗ずることで、ｑ軸磁束Φqを演算し、乗算器１１６において、ΦqにＰＭモータ回転子の電気角速度ω1を乗ずることで、ｑ軸磁束Φqがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φqω1を演算する。減算器１１７では、電圧非干渉制御前のｄ軸電圧指令値ｖd′*からΦqω1を減じたｄ軸電圧指令値ｖd*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｄ軸方向に発生するｑ軸磁束Φq由来の速度誘起電圧Φqω1を、相殺可能となる。ｑ軸電圧指令値ｖq*の生成に際しても同様であり、ゲイン１１５において、ｉdにＬdを乗ずることで、ｄ軸電流磁束Φｉdを演算し、加算器１２０でΦｉdにｄ軸方向の永久磁石磁束Φmを加算したｄ軸磁束Φdを算出し、乗算器１１８において、ΦdにＰＭモータ回転子の電気角速度ω1を乗ずることで、ｄ軸磁束Φdがｑ軸と反対方向に発生させる速度誘起電圧Φdω1を演算する。加算器１１９では、電圧非干渉制御前のｑ軸電圧指令値ｖq′*にΦdω1を加えたｑ軸電圧指令値ｖq*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｑ軸と反対方向に発生するｄ軸磁束Φd由来の速度誘起電圧Φdω1を、相殺可能となる。
【００５５】
ただし、図２の従来技術３では、ＰＭモータのｄ軸磁束および、ｑ軸磁束には電流飽和が無く、また、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用も存在しない理想特性を前提としている。このような、理想的なＰＭモータの磁束と電流の関係模式図を、図３に示す。図３（ａ）はｄ軸電流ｉdとｄ軸磁束Φdの線形関係を示しており、その関係式は、ｄ軸方向の永久磁石磁束をΦmとするとき、（式１９）で表現できる。
【００５６】
【数１９】
2010239730.tif 000021
【００５７】
このとき、ｄ軸磁束偏差ΔΦdは、（式１９）の傾き（＝Ｌd）にｄ軸電流偏差Δｉdを乗じた値であり、（式２０）で表現できる。
【００５８】
【数２０】
2010239730.tif 000022
【００５９】
同様に、図３（ｂ）はｑ軸電流ｉqとｑ軸磁束Φqの線形関係を示しており、その関係式は、（式２１）で表現できる。
【００６０】
【数２１】
2010239730.tif 000023
【００６１】
このとき、ｑ軸磁束偏差ΔΦqは、（式２１）の傾き（＝Ｌq）にｑ軸電流偏差Δｉqを乗じた値であり、（式２２）で表現できる。
【００６２】
【数２２】
2010239730.tif 000024
【００６３】
ここで、（式１９）から（式２２）において、確認すべき重要な事柄が２点存在する。１つ目は、電流偏差から磁束偏差を演算するゲイン１０４，１０９は、それぞれ（式２０），（式２２）に対応し、各々（式１９），（式２１）のグラフの傾きを意味する点である。２つ目は、電流磁束を演算するゲイン１１４，１１５は、それぞれ（式１９）の右辺第一項と、（式２１）のグラフの値に対応する点である。
【００６４】
以上説明した、理想的なＰＭモータに対する電圧指令生成部の構成手段を、本発明では、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータへの電圧指令生成部の構成に応用する。つまり、（式１９）から（式２２）に相当する各軸磁束偏差、および各軸磁束の演算式に対して、磁束と電流の非線形特性を導入する。本発明が制御対象とする非線形性の強いＰＭモータの磁束と電流の関係模式図を、図４に示す。図４（ａ）はｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqがｄ軸磁束Φdに及ぼす関係を模式的に表している。また、その関係式を、ｄ軸方向の永久磁石磁束をΦm、定数をｋ1，ｋ2，ｋ3，ｋ4，Ｋ10，Ｉm0とするとき、ｉd＞０ならば（式２３）で、ｉd＜０ならば（式２４）で近似的に与える。
【００６５】
【数２３】
2010239730.tif 000025
【００６６】
【数２４】
2010239730.tif 000026
【００６７】
同様に図４（ｂ）はｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqがｑ軸磁束Φqに及ぼす関係を模式的に表しており、その関係式を、定数をｋ5，ｋ6，Ｋ20とするとき（式２５）で近似的に与える。
【００６８】
【数２５】
2010239730.tif 000027
【００６９】
上記（式２３）から（式２５）の磁束演算式は、簡潔ながら磁束飽和や、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用を精度良く表現している。さらに、（式２３）から（式２５）とは異なるが、同程度に高精度な磁束演算を実現する近似式として、定数をＫ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，φ0，Ｉ0，Ｉ1とするとき、（式２６），（式２７）を用いても良い。
【００７０】
【数２６】
2010239730.tif 000028
【００７１】
【数２７】
2010239730.tif 000029
【００７２】
以上の近似式（式２３），（式２４），（式２５）もしくは、（式２６），（式２７）を（式１９），（式２１）の代わりに用いて電圧非干渉制御を行うことで、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度な電圧非干渉制御を実現できる。さらに、電流フィードバック制御系で用いるΔΦd，ΔΦqを、軸間の相互干渉磁束を考慮して、それぞれ（式２８），（式２９）で算出する。これら、（式２８），（式２９）は、従来技術３における（式２０），（式２２）を他軸電流の影響を考慮して拡張したものであり、本発明において、特徴的な演算である。
【００７３】
【数２８】
2010239730.tif 000030
【００７４】
【数２９】
2010239730.tif 000031
【００７５】
以上の構成により、（式２３）から（式２７）がＰＭモータの非線形特性を正確に表現しておれば、ＰＭモータ側の磁束飽和および軸間の相互干渉磁束に関わらず、高精度な制御が期待できる。そこで、（式２３），（式２４）および（式２５）の近似レベルを、あるモータを例に、磁界解析により算出した目標値と比較してみる。
【００７６】
図５（ａ）は、横軸にｉdをとり、ｉqを０Ａ，１００Ａ，２００Ａ，３００Ａと変化させた時の磁束Φdについて、磁界解析により算出した目標値と（式２３），（式２４）の関数式で算出した近似値とを比較したグラフである。また、図５（ｂ）は、横軸にｉqをとり、ｉdを−２００Ａ，−１００Ａ，０Ａ，１００Ａ，２００Ａと変化させた時の磁束Φqについて、磁界解析により算出した目標値と（式２５）の関数式で算出した近似値を比較したグラフである。
【００７７】
同様に、図６（ａ）は、横軸にｉdをとり、ｉqを０Ａ，１００Ａ，２００Ａ，３００Ａと変化させた時の磁束Φdについて、磁界解析により算出した目標値と（式２６），（式２７）の関数式で算出した近似値とを比較したグラフである。また、図６（ｂ）は、横軸にｉqをとり、ｉdを−２００Ａ，−１００Ａ，０Ａ，１００Ａ，２００Ａと変化させた時の磁束Φqについて、磁界解析により算出した目標値と（式２７）の関数式で算出した近似値を比較したグラフである。
【００７８】
図５（ａ），（ｂ）および図６（ａ），（ｂ）の比較結果より、（式２３）から（式２７）の関数式近似を用いることにより、磁気飽和やｄｑ軸間干渉の影響が強く、非線形な特性のモータに対しても、ｉd，ｉqがｄ軸磁束φdや、ｑ軸磁束φqへ与える影響を良好に近似できることが確認できる。ゆえに、（式２３）から（式２７）のｉd，ｉqによる偏微分関数を含む（式２８），（式２９）の高精度な演算も実現可能である。
【００７９】
以上述べたように、本発明では、磁束と電流の非線形関数を準備し、それらを用いて、電圧指令生成部における各軸磁束偏差、および各軸磁束に相当する演算を実行することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、設定通りの電流制御過渡応答を実現する。とりわけ、モータの回転座標系において直交するｄｑ制御軸の内、一方の軸上で定義される前記電力変換器への電圧指令値を、同一の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差、および、他方の軸上で定義される電流指令値と電流検出値との偏差の両偏差を用いて生成することを特徴とするものである。
【００８０】
次に、本発明の詳細な実施例を図面を用いて説明する。
【００８１】
〔実施形態１〕
図１は、本発明による交流モータ制御装置の実施形態１における電圧指令生成部１の構成を示すブロック図である。また、図７は、図１で構成する電圧指令生成部１を利用してトルク制御系を構成したブロック図である。本実施形態１の制御装置は、図７に示すように、ＰＭモータ３３にトルク指令τ*を与えるトルク指令発生部３０と、トルク指令発生部３０の出力するトルク指令τ*に対してトルク定数ｋｔの逆数倍ゲインを与えてｑ軸電流指令値ｉq*を発生するゲイン３１と、ｄ軸電流指令値ｉd*を発生するｉd*発生部３２と、ｉd*，ｉq*およびｄ軸電流検出値ｉd，ｑ軸電流検出値ｉq，ＰＭモータ３３の電気角速度ω1を入力し、ｄｑ座標逆変換部３７に対してｄ軸電圧指令値ｖd*とｑ軸電圧指令値ｖq*とを出力する電圧指令生成部１と、ＰＭモータ３３の回転子位置情報を提供する位置検出器３４と、位置検出器３４の出力信号を入力し回転子の電気角θcを出力する電気角演算部３５と、位置検出器３４の出力信号を入力しＰＭモータ回転子の電気角速度ω1を出力する電気角速度演算部３６と、ｖd*，ｖq*を、電気角θcによって三相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*に変換するｄｑ座標逆変換部３７と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ３８と、ＰＷＭインバータ３８の出力するＵ相電流ｉuを検出するＵ相電流検出器３９と、ＰＷＭインバータ３８の出力するＷ相電流ｉwを検出する電流検出器４０と、検出した電流ｉu，ｉwを、電気角θcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄ，ｑ各軸上の成分ｉd，ｉqに座標変換するｄｑ座標変換部４１からなる。
【００８２】
さらに、本実施形態１において、特徴的な構造を有する電圧指令生成部１は、図１に示す通り、ｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流検出値ｉdとのｄ軸電流偏差Δｉdを演算する減算器２と、ｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流検出値ｉqとのｑ軸電流偏差Δｉqを演算する減算器３と、ｉd，ｉq，Δｉd，Δｉqを入力し、（式２８）に従いｄ軸磁束偏差ΔΦd（ｉd，ｉq）を演算するｄ軸磁束偏差演算部４と、ｄ軸電流偏差Δｉdを入力し、その積分値を電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍したｉd′を出力する積分演算器５と、ｉd′を入力し、ＰＭモータ３３の電機子巻線抵抗Ｒ倍するゲイン７と、ｄ軸磁束偏差ΔΦd（ｉd，ｉq）を入力し、電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍するゲイン８と、ゲイン７とゲイン８の出力を加算し電圧非干渉制御前のｄ軸電圧指令値ｖd′*を出力する加算器６と、ｉd，ｉq，Δｉd，Δｉqを入力し、（式２９）に従いｑ軸磁束偏差ΔΦq（ｉd，ｉq）を演算するｑ軸磁束偏差演算部９と、ｑ軸電流偏差Δｉqを入力し、その積分値を電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍したｉq′を出力する積分演算器１０と、ｉq′を入力し、ＰＭモータ３３の電機子巻線抵抗Ｒ倍するゲイン１２と、ｑ軸磁束偏差ΔΦq（ｉd，ｉq）を入力し、電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）倍するゲイン１３と、ゲイン１２とゲイン１３の出力を加算し電圧非干渉制御前のｑ軸電圧指令値ｖq′*を出力する加算器１１と、ｉq，ｉdを入力し、（式２５）に基づいてｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）を演算するｑ軸磁束演算部１４と、ｉq，ｉdを入力し、（式２３），（式２４）に基づいてｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）を演算するｄ軸磁束演算部１５と、Φq（ｉd，ｉq）にＰＭモータ回転子の電気角速度ω1を乗じてｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）がｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φqω1を演算する乗算器１６と、ｖd′*からΦqω1を減算し、電圧非干渉制御を施したｄ軸電圧指令値ｖd*を出力する減算器１７と、Φd（ｉd，ｉq）にω1を乗じてｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）がｑ軸と反対方向に発生させる速度誘起電圧Φdω1を演算する乗算器１８と、ｖq′*からΦdω1を減算し、電圧非干渉制御を施したｑ軸電圧指令値ｖq*を出力する加算器１９とからなる。
【００８３】
次に、ｄ軸磁束偏差演算部４の内部構成について、図８を用いて説明する。図８において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）をｉdで偏微分した∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdを出力する演算ブロック５０を有し、定数ｋ3，ｋ4，Ｋ10をパラメータとして事前に与えておき、（式３０）の右辺を演算することによりｉd≧０のときの結果を出力する関数演算部５１と、定数ｋ1，ｋ2，Ｋ10をパラメータとして事前に与えておき、（式３１）の右辺を演算することによりｉd＜０のときの結果を出力する関数演算部５２と、関数演算部５１および関数演算部５２の出力を入力し、ｉd≧０ならば関数演算部５１の出力を採用し、ｉd＜０ならば関数演算部５２の出力を採用し、∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして出力する選択手段５３を備える。また、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）をｉqで偏微分した∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqを出力する関数演算部５６を有し、定数Ｋ10，Ｉm0をパラメータとして事前に与えておき、（式３２）の右辺を演算する。乗算器５４は、ｄ軸電流偏差Δｉdと演算ブロック５０の出力する∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdとを乗算し、（式２８）の右辺第一項目として（∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉd）Δｉdを出力する。乗算器５７はｑ軸電流偏差Δｉqと関数演算部５６の出力する∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqとを乗算し、（式２８）の右辺第二項目として（∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉq）Δｉqを出力する。加算器５５は（式２８）の右辺第一項目と右辺第二項目を加算する演算に相当し、乗算器５４と乗算器５７の出力を加算し、ｄ軸磁束偏差ΔΦd（ｉd，ｉq）を出力する。
【００８４】
【数３０】
2010239730.tif 000032
【００８５】
【数３１】
2010239730.tif 000033
【００８６】
【数３２】
2010239730.tif 000034
【００８７】
次に、ｑ軸磁束偏差演算部９の内部構成について、図９を用いて説明する。図９において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）をｉdで偏微分した∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdを出力する関数演算部６０と、定数Ｋ２０をパラメータとして事前に与えておき、（式３３）の右辺を演算する。また、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）をｉqで偏微分した∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqを出力する関数演算部６３を有し、定数ｋ5，ｋ6，Ｋ20をパラメータとして事前に与えておき、（式３４）の右辺を演算する。乗算器６１は、ｄ軸電流偏差Δｉdと関数演算部６０の出力する∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdとを乗算し、（式２９）の右辺第一項目として（∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉd）Δｉdを出力する。乗算器６４はｑ軸電流偏差Δｉqと関数演算部６３の出力する∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqとを乗算し、（式２９）の右辺第二項目として（∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉq）Δｉqを出力する。加算器６２は（式２９）の右辺第一項目と右辺第二項目を加算する演算に相当し、乗算器６１と乗算器６４の出力を加算し、ｑ軸磁束偏差ΔΦq（ｉd，ｉq）を出力する。
【００８８】
【数３３】
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【００８９】
【数３４】
2010239730.tif 000036
【００９０】
次に、ｄ軸磁束演算部１５の内部構成について、図１０を用いて説明する。図１０において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｉd≧０のときのｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）を出力する関数演算部７０を有し、定数ｋ3，ｋ4，Ｋ10，Ｉm0および永久磁石磁束φmをパラメータとして事前に与えておき、（式２３）の右辺を演算する。また、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｉd＜０のときのｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）を出力する関数演算部７１を有する。定数ｋ1，ｋ2，Ｋ10，Ｉm0および永久磁石磁束φmをパラメータとして事前に与えておき、（式２４）の右辺を演算する。関数演算部７０と関数演算部７１の各出力結果を入力とし、ｉd≧０ならば、関数演算部７０の出力を選択し、ｉd＜０ならば、関数演算部７１の出力を選択する選択手段７２を有し、ｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）を出力する。
【００９１】
次に、ｑ軸磁束演算部１４の詳細について、図１１を用いて説明する。図１１において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｑ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）を出力する関数演算処理を実施する関数演算処理手段１４であり、定数ｋ5，ｋ6，Ｋ20をパラメータとして事前に与えておき、（式２５）の右辺を演算し出力する。
【００９２】
以上述べた、本実施形態１では、トルク制御系において（式２３），（式２４），（式２５）で表現される磁束演算式を導入することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、設定通りの電流制御過渡応答が実現される。
【００９３】
〔実施形態２〕
実施形態１では、トルク制御系において（式２３），（式２４），（式２５）で表現される磁束演算式を導入したが、以下説明する実施形態２は、実施形態１と同一構成のトルク制御系に対して（式２６），（式２７）で表現される別の磁束演算式を導入したものである。このため、本実施形態２においても、電圧指令生成部１の構成を示す図１、および図１に示す電圧指令生成部１を内包したトルク制御系の構成を示す図７は同一である。
【００９４】
実施形態１との相違点は、実施形態１におけるｄ軸磁束偏差演算部４，ｑ軸磁束偏差演算部９，ｑ軸磁束演算部１４、およびｄ軸磁束演算部１５を、各々後述するｄ軸磁束偏差演算部８０，ｑ軸磁束偏差演算部９０，ｑ軸磁束演算部９８、およびｄ軸磁束演算部９９に置き換えた点である。
【００９５】
まず、ｄ軸磁束偏差演算部８０の内部構成について、図１２を用いて説明する。図１２において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）をｉdで偏微分した∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdを出力する関数演算部８１と、定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0をパラメータとして事前に与えておき、（式３５）の右辺を演算する。ｉd，ｉqを入力変数とし、ｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）をｉqで偏微分した∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqを出力する演算ブロック８４を有する。定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0をパラメータとして事前に与えておき、（式３６）の右辺を演算することによりｉq≧０のときの結果を出力する関数演算部８５と、定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0をパラメータとして事前に与えておき、（式３７）の右辺を演算することによりｉq＜０のときの結果を出力する関数演算部８６と、関数演算部８５および関数演算部８６の出力を入力し、ｉq≧０ならば関数演算部８５の出力を採用し、ｉq＜０ならば関数演算部８６の出力を採用し、∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqとして出力する選択手段８７を備える。
【００９６】
乗算器８２は、ｄ軸電流偏差Δｉdと関数演算部８１の出力する∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉdとを乗算し、（式２８）の右辺第一項目として（∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉd）Δｉdを出力する。乗算器８８はｑ軸電流偏差Δｉqと演算ブロック８４の出力する∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉqとを乗算し、（式２８）の右辺第二項目として（∂Φd（ｉd，ｉq）／∂ｉq）Δｉqを出力する。加算器８３は（式２８）の右辺第一項目と右辺第二項目を加算する演算に相当し、乗算器８２と乗算器８８の出力を加算し、ｄ軸磁束偏差ΔΦd（ｉd，ｉq）を出力する。
【００９７】
【数３５】
2010239730.tif 000037
【００９８】
【数３６】
2010239730.tif 000038
【００９９】
【数３７】
2010239730.tif 000039
【０１００】
次に、ｑ軸磁束偏差演算部９０の内部構成について、図１３を用いて説明する。図１３において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）をｉdで偏微分した∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdを出力する演算ブロック６００と、定数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1をパラメータとして事前に与えておき、（式３８）の右辺を演算することによりｉd＋Ｉ1≧０のときの結果を出力する関数演算部９１と、定数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1をパラメータとして事前に与えておき、（式３９）の右辺を演算することによりｉd＋Ｉ1＜０のときの結果を出力する関数演算部９２と、関数演算部９１および関数演算部９２の出力を入力し、ｉd＋Ｉ1≧０ならば関数演算部９１の出力を採用し、ｉd＋Ｉ1＜０ならば関数演算部９２の出力を採用し、∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdとして出力する選択手段９３を備える。また、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）をｉqで偏微分した∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqを出力する関数演算部９６を有し、定数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1をパラメータとして事前に与えておき、（式４０）の右辺を演算する。乗算器９４は、ｄ軸電流偏差Δｉdと演算ブロック５００の出力する∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉdとを乗算し、（式２９）の右辺第一項目として（∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉd）Δｉdを出力する。乗算器９７はｑ軸電流偏差Δｉqと関数演算部９６の出力する∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉqとを乗算し、（式２９）の右辺第二項目として（∂Φq（ｉd，ｉq）／∂ｉq）Δｉqを出力する。加算器９５は（式２９）の右辺第一項目と右辺第二項目を加算する演算に相当し、乗算器９４と乗算器９７の出力を加算し、ｑ軸磁束偏差ΔΦq（ｉd，ｉq）を出力する。
【０１０１】
【数３８】
2010239730.tif 000040
【０１０２】
【数３９】
2010239730.tif 000041
【０１０３】
【数４０】
2010239730.tif 000042
【０１０４】
次に、ｄ軸磁束演算部９９の詳細について、図１４を用いて説明する。図１４において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｄ軸磁束Φd（ｉd，ｉq）を出力する関数演算処理を実施する関数演算処理部９９は、定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0，φ0をパラメータとして事前に与えておき、（式２６）の右辺を演算し出力する。
【０１０５】
次に、ｑ軸磁束演算部９８の詳細について、図１５を用いて説明する。図１５において、ｉd，ｉqを入力変数とし、ｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）を出力する関数演算処理を実施する関数演算処理部９８は、定数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1をパラメータとして事前に与えておき、（式２７）の右辺を演算し出力する。
【０１０６】
以上述べた、本実施形態２では、トルク制御系において（式２６），（式２７）で表現される磁束演算式を導入することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、実施形態１と同様に、設定通りの電流制御過渡応答が実現される。
【０１０７】
〔実施形態３〕
実施形態１では、電圧非干渉制御に用いるｄ軸磁束Φdおよびｑ軸磁束Φqの算出に際して、ｄ軸電流検出値ｉd、およびｑ軸電流検出値ｉqを用いたが、以下説明する実施形態３では、実施形態１と同一構成のトルク制御系に対して、ｄ軸電流指令値ｉd*，ｑ軸電流指令値ｉq*を用いた、電圧非干渉制御を行う。このため、本実施形態３においても、トルク制御系の全体構成は実施形態１と同じく図７である。
【０１０８】
実施形態１との相違点は、実施形態１の電圧指令生成部１におけるｄ軸磁束Φdおよびｑ軸磁束Φqを、図１６に示す電圧指令生成部２００の如く、ｄ軸模擬磁束Φd′およびｑ軸模擬磁束Φq′に置き換えた点のみである。
【０１０９】
まず、本実施形態３の特徴である電圧指令生成部２００の内部構成について、図１６を用いて説明する。図１６において、符号２−１３、および符号１６−１８の構成は実施形態１における説明と同一もしくは同等の構成である。また、ｄ軸磁束偏差演算部４には、図８に示したｄ軸磁束偏差演算部４を、ｑ軸磁束偏差演算部９には、図９に示したｑ軸磁束偏差演算部９を用いる。
【０１１０】
ｑ軸電流指令値ｉq*を入力し、ｑ軸電流模擬値ｉq′を出力する一次遅れフィルタ２０１は、そのカットオフ角周波数を、電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）に等しく設定する。同様に、ｄ軸電流指令値ｉd*を入力し、ｄ軸電流模擬値ｉd′を出力する一次遅れフィルタ２０２はそのカットオフ角周波数を、電流制御応答角周波数ωacr（rad／ｓ）に等しく設定する。一次遅れフィルタ２０１，２０２の出力するｉd′，ｉq′を入力し、（式４１）に基づいてｑ軸模擬磁束Φq′（ｉd′，ｉq′）を演算するｑ軸模擬磁束演算部２０３を有し、一次遅れフィルタ２０１，２０２の出力するｉd′，ｉq′を入力し、（式４２），（式４３）に基づいてｄ軸模擬磁束Φd′（ｉd′，ｉq′）を演算するｄ軸模擬磁束演算部２０４を有する。そして、乗算器１６，１８において、これらｑ軸模擬磁束Φq′（ｉd′，ｉq′），Φd′（ｉd′，ｉq′）にＰＭモータ回転子の電気角速度ω1を乗じることで、直交する異なる軸に対して発生する速度誘起電圧Φq′ω1，Φd′ω1を推定し、各々減算器１７，加算器１９に入力し、これらの影響を制御器内部で相殺している。
【０１１１】
【数４１】
2010239730.tif 000043
【０１１２】
【数４２】
2010239730.tif 000044
【０１１３】
【数４３】
2010239730.tif 000045
【０１１４】
次に、ｄ軸模擬磁束演算部２０４の内部構成について、図１７を用いて説明する。図１７において、ｉd′，ｉq′を入力変数とし、ｉd′≧０のときのｄ軸模擬磁束Φd′（ｉd′，ｉq′）を出力する関数演算部２１０は、定数ｋ3，ｋ4，Ｋ10，Ｉm0および永久磁石磁束φmをパラメータとして事前に与えておき、（式２３）の入力変数をｉd，ｉqからｉd′，ｉq′に置換した（式４２）の右辺を演算する。また、ｉd′，ｉq′を入力変数とし、ｉd′＜０のときのｄ軸模擬磁束Φd′（ｉd′，ｉq′）を出力する関数演算部２１１は、定数ｋ1，ｋ2，Ｋ10，Ｉm0および永久磁石磁束φmをパラメータとして事前に与えておき、（式２４）の入力変数をｉd，ｉqからｉd′，ｉq′に置換した（式４３）の右辺を演算する。関数演算部２１０と関数演算部２１１の各出力結果を入力とし、ｉd′≧０ならば、関数演算部２１０の出力を選択し、ｉd′＜０ならば、関数演算部２１１の出力を選択する選択手段２１２は、ｄ軸模擬磁束Φd′（ｉd′，ｉq′）を出力する。
【０１１５】
次に、ｑ軸模擬磁束演算部２０３の詳細について、図１８を用いて説明する。図１８において、ｉd′，ｉq′を入力変数とし、ｑ軸模擬磁束Φq′（ｉd′，ｉq′）を出力する関数演算処理を実施するｑ軸模擬磁束演算部２０３は、定数ｋ5，ｋ6，Ｋ20をパラメータとして事前に与えておき、（式２５）の入力変数をｉd，ｉqからｉd′，ｉq′に置換した（式４１）の右辺を演算し出力する。
【０１１６】
以上述べた、本実施形態３では、トルク制御系において、ｄ軸電流指令値ｉd*，ｑ軸電流指令値ｉq*を用いた、電圧非干渉制御を行うが、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、実施形態１と同様に、設定通りの電流制御過渡応答が実現される。
【０１１７】
〔実施形態４〕
実施形態３では、トルク制御系において実施形態１と同様に（式２３），（式２４），（式２５）で表現される磁束演算式を導入したが、以下説明する実施形態４では、実施形態３と同一構成のトルク制御系に対して（式２６），（式２７）で表現される別の磁束演算式を導入する。このため、本実施形態４においても、電圧指令生成部２００の構成を示す図１６、および図１６に示す電圧指令生成部２００を内包したトルク制御系の構成を示す図７は同一である。
【０１１８】
実施形態３との相違点は、実施形態３におけるｄ軸磁束偏差演算部４，ｑ軸磁束偏差演算部９，ｑ軸模擬磁束演算部２０３、およびｄ軸模擬磁束演算部２０４を、各々ｄ軸磁束偏差演算部８０，ｑ軸磁束偏差演算部９０，ｑ軸模擬磁束演算部２２３、およびｄ軸模擬磁束演算部２２４に置き換えた点である。このうち、ｄ軸磁束偏差演算部８０，ｑ軸磁束偏差演算部９０については、実施形態２で説明済である。そこで、まず、ｄ軸模擬磁束演算部２２４の詳細について、図１９を用いて説明する。図１９において、ｉd′，ｉq′を入力変数とし、ｄ軸模擬磁束Φd′（ｉd′，ｉq′）を出力する関数演算処理を実施するｄ軸模擬磁束演算部２２４は、定数Ｋ1，Ｋ2，Ｋ3，Ｉ0，φ0をパラメータとして事前に与えておき、（式２６）の入力変数をｉd，ｉqからｉd′，ｉq′に置換した（式４４）の右辺を演算し出力する。
【０１１９】
次に、ｑ軸模擬磁束演算部２２３の詳細について、図２０を用いて説明する。図２０において、ｉd′，ｉq′を入力変数とし、ｑ軸模擬磁束Φq′（ｉd′，ｉq′）を出力する関数演算処理を実施するｑ軸模擬磁束演算部２２３は、定数Ｋ4，Ｋ5，Ｋ6，Ｉ1をパラメータとして事前に与えておき、（式２７）の入力変数をｉd，ｉqからｉd′，ｉq′に置換した（式４５）の右辺を演算し出力する。
【０１２０】
【数４４】
2010239730.tif 000046
【０１２１】
【数４５】
2010239730.tif 000047
【０１２２】
以上述べた、本実施形態４では、実施形態３と同一構成のトルク制御系に対して、（式２６），（式２７）で表現される磁束演算式を導入することにより、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、実施形態３と同様に、設定通りの電流制御過渡応答が実現される。
【０１２３】
ここで、以上示した実施形態２，４の電流制御過渡応答シミュレーション波形を、従来技術２，３と比較して図２１に示す。シミュレーションに用いるＰＭモータのモデル式には、（式２６），（式２７）をｉd，ｉqについて解き直した関数を用いた。また、電流指令値は、ｉd*＝０［Ａ］としたまま、ｉq*を時刻１.０［ｓ］において、０［Ａ］から磁束飽和が顕著に発生する４００［Ａ］までステップ状に変化させた。図２１において、図２１（ａ）はｑ軸電流ｉqの過渡応答結果であり、図２１（ｂ）はｄ軸電流ｉdの過渡応答結果である。また、波形２３０，２３４が、磁束飽和を全く考慮していない従来技術３に対応し、波形２３１，２３５が、電流フィードバック制御に磁束飽和を考慮するもｄ軸とｑ軸間の磁束干渉作用までは考慮していない従来技術２に対応し、波形２３２，２３６，２３３，２３７が実施形態２，４に対応し、殆ど同一波形となる。以上の結果から、従来技術３では、ｑ軸電流の立ち上がり波形２３０が、理想的な一次遅れ波形から外れるだけでなく、本来ｉd＝０［Ａ］に維持されるべきｄ軸電流波形２３４が０［Ａ］から大きく変動することが確認できる。一方、従来技術２では、ｑ軸電流の立ち上がり波形２３１は理想的な一次遅れ波形となるが、ｄ軸電流波形２３５は０［Ａ］から変動する。これに対して、実施形態２，４では、ｑ軸電流の立ち上がり波形２３２，２３３が理想的な一次遅れ波形となり、さらに、ｄ軸電流波形２３６，２３７が０［Ａ］を維持することが確認できる。こうした優れた制御性能は、上記実施形態において、ｄ軸とｑ軸間の磁束の相互干渉作用までを考慮したフィードバック制御系を構成した効果と考えられる。
【０１２４】
〔実施形態５〕
本実施形態５では、既述した図７に示すトルク制御系における電圧指令生成部３００として、図２４を用いる。図２４は、平成１６年電気学会産業応用部門大会予稿集、Ｎo.１−１２、Ｉ（平１６−８）「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式における安定性解析」において、戸張，遠藤，岩路，伊藤らが提案している「カスケード型ベクトル制御系」（以下、従来技術４と記す）に対して、前記実施形態１または前記実施例２と同じく（式２３），（式２４），（式２５）または、（式２６），（式２７）で表現される磁束演算式を導入した構成を特徴とする。
【０１２５】
そこでまず、本実施形態５を構成する基礎の従来技術４について図２２を用いて説明しておく。図２２は、従来技術４の構成原理を表現したブロック線図であり、図２２において、ｄ軸電圧指令値ｖd*とｑ軸電圧指令値ｖq*とを、それぞれｄ軸方向，ｑ軸方向への印加電圧成分とし、その結果としてｄ軸電流検出値ｉdおよびｑ軸電流検出値ｉqを、それぞれｄ軸方向，ｑ軸方向への流入電流成分とするモータモデル２６６と、ｉd*，ｉq*はそれぞれｄ軸電流指令値、およびｑ軸電流指令値、ｉd*からｉdを減算し、軸電流偏差Δｉdを演算する減算器２６２と、ｉq*からｉq減算し、軸電流偏差Δｉq演算する減算器２６３と、Δｉdを入力し、第２のｄ軸電流指令値ｉd**を演算するゲインωacr付の積分器２６０と、Δｉqを入力し、第２のｑ軸電流指令値ｉq**を演算するゲインωacr付の積分器２６１，ｉd**，ｉq**を入力し、ｖd*，ｖq*を出力するモータモデル２６６の逆伝達関数特性を実現したモータ逆モデル２６７である。また、モータモデル２６６において、回転子静止状態におけるｄ軸方向に関するｉdのｖd*に対する伝達特性を表現するブロック２５０であり、Ｒはモータの電機子巻線抵抗、Ｌdはモータのｄ軸インダクタンス、ｓはラプラスの演算子を意味する。同様に、回転子静止状態におけるｑ軸方向に関するｉqのｖq*に対する伝達特性を表現するブロック２５１であり、Ｌqはモータのｑ軸インダクタンスを意味する。ｉqにモータ回転子の電気角速度ω1とＬqを乗ずることで、ｉqがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φq′ω1を演算する演算器２５２。演算した速度誘起電圧Φq′ω1をｖd*に加算することで、ｄ軸方向電圧に反映させる加算器２５４、ｉdにモータ回転子の電気角速度ω1とＬdを乗ずることで、ｉdがｑ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φd′ω1を演算する演算器２５３。演算した速度誘起電圧Φq′ω1と永久磁石磁束φmによる速度誘起電圧ω1Φmとを、ｖq*から減算することで、ｑ軸方向電圧に反映させる減算器２５５である。これに対して、モータ逆モデル２６７では、ブロック２５０，２５１の逆伝達特性ブロックとして、各々逆伝達特性ブロック２５６，２５７をモータモデル２６６のブロック２５０，２５１に対して直列に配している。これにより、速度誘起電圧の影響を無視すれば、モータ逆モデル２６７とモータモデル２６６を図２２の如く直列接続したブロックでは、トータルの伝達関数が１となり、入力と出力が理論的には一致する。即ち、ｉd**＝ｉd，ｉq**＝ｉqが成立する。ここで、ｉd**＝ｉd，ｉq**＝ｉqが成立していると仮定すれば、ｉq**にモータ回転子の電気角速度ω1とＬqを乗ずる演算器２５８の出力はΦq′ω1に等しくなり、これを減算器２６４において、逆伝達特性ブロック２５６の出力から減ずることで、モータモデル２６６内部において、ｉqがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φq′ω1を相殺できる。同様に、ｉd**にモータ回転子の電気角速度ω1とＬdを乗ずる演算器２５９の出力はΦd′ω1に等しくなり、これとω1Φmとを加算器２６５において、逆伝達特性ブロック２５７の出力に加算することで、モータモデル２６６内部において、ｉdがｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φd′ω1と、永久磁石磁束φmによる速度誘起電圧ω1Φmとを相殺できる。かくして、図２２においては、モータ内部における速度誘起電���に関係なく、常にｉd**＝ｉd，ｉq**＝ｉqが成立する。よって、各軸の電流制御系の閉ループ中には、ゲインωacr付の積分器２６０，２６１が各々存在するだけとなり、それらの閉ループ特性は、ゲイン交差角周波数ωacr（rad／ｓ）の一次遅れ特性となる。
【０１２６】
図２３は、図２１に示した従来技術４の原理説明図におけるカスケード型ベクトル制御器２６８を等価変換したブロック図である。図２３において、符号１０２−１０５，１０７−１１０，１１２，１１３，１２１，１２２の構成および、ｉd*，ｉq*，ｉd，ｉq，ｉd′，ｉq′，ω1，ｖd*，ｖq*，ｖd′*，ｖq′*，Δｉd，Δｉq，ΔΦd，ΔΦq，φmは従来技術３（図２）と同一及び同等である。また、積分器２８０はゲイン１０８の出力を入力し、ｄ軸電流模擬磁束Φｉd′を演算し、加算器２８６でΦｉd′にｄ軸方向の永久磁石磁束Φmを加算したｄ軸模擬磁束Φd′を算出し、乗算器２８１において、Φd′にＰＭモータ回転子の電気角速度ω1を乗ずることで、ｄ軸模擬磁束Φd′がｑ軸と反対方向に発生させる速度誘起電圧Φd′ω1を演算する。加算器２８５では、電圧非干渉制御前のｑ軸電圧指令値ｖq′*にΦd′ω1を加算したｄ軸電圧指令値ｖq*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｑ軸と反対方向に発生するｄ軸模擬磁束Φd′由来の速度誘起電圧Φd′ω1を相殺する。ｄ軸電圧指令値ｖd*の生成に際しても同様であり、積分器２８２でゲイン１１３の出力からｑ軸模擬磁束Φq′を演算し、乗算器２８３において、Φq′にω1を乗ずることで、ｑ軸模擬磁束Φq′がｄ軸方向に発生させる速度誘起電圧Φq′ω1を演算する。減算器２８４では、電圧非干渉制御前のｄ軸電圧指令値ｖd′*からΦq′ω1を減じたｄ軸電圧指令値ｖd*を出力する。これにより、ＰＭモータ内部でｄ軸方向に発生するｑ軸模擬磁束Φq′相当の速度誘起電圧Φq′ω1を相殺する。
【０１２７】
以上説明した図２３のカスケード型ベクトル制御器の等価変換ブロック図（Ａ）に対して（式２３），（式２４），（式２５）で表現される磁束演算式、または（式２６），（式２７）で表現される別の磁束演算式を導入する。その電圧指令生成部３００の構成は、図２４であり、図２３におけるゲイン１０４を、ｉd，ｉq，Δｉd，Δｉqを入力し、（式２８）に従いｄ軸磁束偏差ΔΦd（ｉd，ｉq）を演算する前記ｄ軸磁束偏差演算部４、または、前記ｄ軸磁束偏差演算部８０に置換し、図２３におけるゲイン１０９を、ｉd，ｉq，Δｉd，Δｉqを入力し、（式２９）に従いｑ軸磁束偏差ΔΦq（ｉd，ｉq）を演算する前記ｑ軸磁束偏差演算部９、または、前記ｑ軸磁束偏差演算部９０に置換したものである。但し、（式２６），（式２７）で表現される磁束演算式を導入する、場合には、永久磁石磁束φmを（式４６）で算出する。
【０１２８】
【数４６】
2010239730.tif 000048
【０１２９】
本実施形態５によれば、カスケード型ベクトル制御器の特長とされる、低サンプリング演算周期で電流制御を行った場合での高速回転域における高安定性と、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対する、電流制御過渡応答精度の両立が実現される。
【０１３０】
〔実施形態６〕
本実施形態６では、既述した図７に示すトルク制御系における電圧指令生成部４００として、実施形態５と同様に、従来技術４に対して、（式２３），（式２４），（式２５）または、（式２６），（式２７）で表現される磁束演算式を導入した構成とする。具体的には、図２５のカスケード型ベクトル制御器の等価変換ブロック図（Ｂ）に対して、前記の磁束演算式を導入する。磁束演算式の導入対象とする図２５は、図２３で説明したカスケード型ベクトル制御器の等価変換ブロック図（Ａ）と等価であるが、ｄ軸電流模擬磁束Φｉd′とｑ軸模擬磁束Φｉq′の算出手段のみ異なる。
【０１３１】
図２６は本実施形態６における電圧指令生成部４００であり、図２５におけるゲイン１０４を、ｉd，ｉq，Δｉd，Δｉqを入力し、（式２８）に従いｄ軸磁束偏差ΔΦd（ｉd，ｉq）を演算する前記ｄ軸磁束偏差演算部４、または、前記ｄ軸磁束偏差演算部８０に置換し、図２５におけるゲイン１０９を、ｉd，ｉq，Δｉd，Δｉqを入力し、（式２９）に従いｑ軸磁束偏差ΔΦq（ｉd，ｉq）を演算する前記ｑ軸磁束偏差演算部９、または、前記ｑ軸磁束偏差演算部９０に置換し、さらに、図２５におけるゲイン３１０と加算器２８６からなるｄ軸模擬磁束Φd′の演算手段を、ｉd′，ｉq′を入力し、（式４１）に基づいてｑ軸模擬磁束Φq′（ｉd′，ｉq′）を演算する前記ｑ軸模擬磁束演算部２０３、または、（式４５）に基づいてｑ軸模擬磁束Φq′（ｉd′，ｉq′）を演算する前記ｑ軸模擬磁束演算部２２３に置換し、図２５におけるゲイン３１１を、ｉd′，ｉq′を入力し、（式４２），（式４３）に基づいてｄ軸模擬磁束Φd′（ｉd′，ｉq′）を演算する前記ｄ軸模擬磁束演算部２０４、または、（式４４）に基づいてｄ軸模擬磁束Φd′（ｉd′，ｉq′）を演算する前記ｄ軸模擬磁束演算部２２４に置換したものである。
【０１３２】
本実施形態６によれば、実施形態５と同様に、カスケード型ベクトル制御器の特長とされる、低サンプリング演算周期で電流制御を行った場合での高速回転域における高安定性と、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対する、電流制御過渡応答精度の両立が実現される。
【０１３３】
〔実施形態７〕
図２７は、本発明による交流モータ制御装置の実施形態７の構成を示すブロック図である。図２７は、位置・速度センサレスによる速度制御系を構成しており、ＰＭモータ３３に速度指令ω1*を与える速度指令発生部４１５と、ｄ軸電流指令値ｉd*を発生するｉd*発生部３２と、ω1*からＰＭモータ３３の電気角速度ω1を減算し速度偏差ωeを出力する減算器４１０と、ωeに対して比例積分演算を行い、ｑ軸電流指令値ｉq*を出力する速度制御器４１１と、ｉd*，ｉq*およびｄ軸電流検出値ｉd，ｑ軸電流検出値ｉq，ＰＭモータ３３の電気角速度ω1を入力し、ｄｑ座標逆変換部３７に対してｄ軸電圧指令値ｖd*とｑ軸電圧指令値ｖq*を出力する電圧指令生成部１、または電圧指令生成部２００、または電圧指令生成部３００、または電圧指令生成部４００と、ｖd*，ｖq*，ｉd，ｉq，ω1を入力し、（式２５）または（式２７）から計算されるｑ軸磁束Φq（ｉd，ｉq）と、モータの抵抗設定値Ｒを用いて（式４７）と（式４８）により軸誤差推定値Δθを演算する軸誤差推定部４１２と、Δθに対して比例積分演算もしくは比例演算を行い、電気角速度ω1を出力するＰＬＬ制御器４１３と、ω1を積分し、モータ回転子の電気角θcを出力する積分器４１４と、ｖd*，ｖq*を、電気角θcによって三相交流電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*に変換するｄｑ座標逆変換部３７と、三相交流電圧指令に基づいて三相交流電圧を発生するＰＷＭインバータ３８と、ＰＷＭインバータ３８の出力するＵ相電流ｉuを検出する電流検出器３９と、ＰＷＭインバータ３８の出力するＷ相電流ｉwを検出する電流検出器４０と、検出した電流ｉu，ｉwを、電気角θcによって、ＰＭモータの回転座標系において直交するｄ，ｑ各軸上の成分ｉd，ｉqに座標変換するｄｑ座標変換部４１からなる。
【０１３４】
【数４７】
2010239730.tif 000049
【０１３５】
【数４８】
2010239730.tif 000050
【０１３６】
本実施形態７では、電圧指令生成部に対して磁束演算式を導入し、図１または、図１６または、図２４または、図２６に示す構成としている。さらに、位置・速度センサレスによる速度制御系における軸誤差推定部に対しても磁束演算式を導入したことで、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、高精度に回転子位置情報を取得し、かつ高応答な制御を実現することができる。
【０１３７】
〔実施形態８〕
図２８は本発明による交流モータ制御装置の実施形態８の構成を示すブロック図である。図２８は図７に示したトルク制御系において、本発明に特徴的な電圧ベクトル生成部の有無を、外部に追加した測定系の情報のみから判別するための構成である。よって、制御系の構成、符号は基本的に図７と同一であり、測定系のみが追加されている。但し、ＰＷＭインバータ３８に接続するＰＭモータに関しては、磁束飽和や磁束干渉を、内部的に発生しない理想的なモータ４２０を準備する。こうした理想的なモータの代替品として、図２９に示すように、単独の抵抗Ｒ，単独のインダクタンスＬの直列接続要素３つを、スター結線した回路を用いても良い。
【０１３８】
以下、図７に対して追加した測定系と、その役割、および本発明に特徴的な電圧ベクトル生成部の有無を判別するための具体的手段を示す。まず、ＰＭモータ３３の回転子位置情報を提供する位置検出器３４をＰＭモータ３３のシャフトから取り外し、電気角演算部３５の出力する電気角θcが不随意に変化しない状態とする。次に、モータ４２０の定格トルクまたは、ＰＷＭの定格電流以下となるトルク指令τ*をトルク指令発生部３０に発生させる。このとき、新たに追加したＵ相電流ｉuを検出する電流検出器４２１の検出値を検出信号の接続先であるオシロスコープ４２４で観測し、何らかの直流電流が流れていることを確認する。もし、直流電流が確認できない場合には、位置検出器３４のシャフトを回して、直流電流が正負に増減することを確認した上で、オシロスコープ１の観測電流がゼロとなる位置で位置検出器３４のシャフトを固定する。これにより、Ｕ相電流ｉuがｄ軸電流に一致する。次に、特定の周波数を発生する交流電流源４２７の出力線を、Ｕ相電流検出器３９に貫通させる。これにより、トルク制御系のＵ相電流検出器３９の電流検出信号ｉu（今はｉdに等しい）に対して、交流電流源４２７の発生する周波数と等しい信号が重畳される。ここで、もし、電圧ベクトル生成部が本発明に特徴的な構造を有しないのであれば、モータ４２０内部のｄｑ軸間の磁束干渉、および、速度誘起電圧による干渉項が発生しない測定条件であることを勘案すると、ｑ軸電流には、ｄ軸電流検出値ｉdに対して重畳した交流電流源４２７が発生する周波数成分は検出されない筈である。そこで、新たに追加したＶ相電流ｉvを検出する電流検出器４２２の検出値から、新たに追加したＷ相電流ｉwを検出する電流検出器４２３の検出値を減算器４２５にて減算し、ｉq√３を算出する。こうして得たｉqの大きさに比例する信号をオシロスコープ４２６で観測し、交流電流源４２７の発生する周波数と等しい信号の有無を確認し、もし認められれば、本発明に特徴的な電圧ベクトル生成部が存在すると言える。
【０１３９】
〔実施形態９〕
以上述べてきた実施形態１から実施形態８においては、磁束偏差演算部，磁束演算部をｉq，ｉdに関する関数で算出した。しかし、これらを図３０に示すような２次元テーブルデータで与えることでも同等の機能を、より高速で実現できる。例えば、ｑ軸磁束偏差演算部９における関数演算部６０の代わりに、予め（式３３）の右辺の演算結果を格納した図３０に示すような、テーブルデータを準備しておく。そして、ｉq，ｉdに最も近い要素を選択し、出力する。
【０１４０】
以上述べた、本実施形態９では、トルク制御系において、磁束飽和が顕著で、軸間の相互干渉磁束が多く存在するＰＭモータに対しても、実施形態１から８と同様に、設定通りの電流制御過渡応答が実現される。
【０１４１】
〔実施形態１０〕
更に、以上述べた、実施形態１から６のトルク制御系を、車両駆動装置に応用したのが、図３１に示す本実施例である。本実施例では、架線５００からパンタグラフ５０１を介して受電された直流は、受電フィルタ５０２を介してＰＷＭインバータ３８に入力される。受電フィルタ５０２は、フィルタリアクトル５０２ａとフィルタコンデンサ５０２ｂを備えており、ＰＷＭインバータ３８からのリプル電流を平滑化する。主幹制御器５０５は、運転士のノッチ操作をトルク指令τ*に変換して、実施形態１から６のトルク制御系に入力する。ＰＭモータ３３は、トルク制御系により、トルク指令τ*に略等しいトルクを発生し、図示していないギアを介して車輪５０３を駆動する。
【０１４２】
〔実施形態１１〕
更に、以上述べた、実施形態１から６のトルク制御系を、後輪駆動電気自動車に応用したのが、図３２に示す本実施例である。本実施例では、二次電池６１１の直流電圧は、ＰＷＭインバータ３８に入力される。コントロールユニット（ＣＵ）６００は、図示していないアクセルペダルの踏み込み量に応じたトルク指令τ*を、実施形態１から６のトルク制御系に入力する。ＰＭモータ３３は、トルク制御系により、トルク指令τ*に略等しいトルクを発生し、モータ軸６０１，クラッチ６０２，クラッチ出力シャフト６０３，デファレンシャルギア６０４，後輪車軸６０５を介して、右後輪６０９，左後輪６１０を駆動する。
【符号の説明】
【０１４３】
１，２００，３００，４００  電圧指令生成部
２，３，１７，１０２，１０３，１１７，２５５，２６２，２６３，２６４，２８４，４１０，４２５  減算器
４，８０  ｄ軸磁束偏差演算部
５，１０  積分演算器
６，１１，１９，５５，６２，８３，９５，１１９，１２０，１２１，１２２，２５４  加算器
７，８，１２，１３，３１，１０４，１０７，１０８，１０９，１１２，１１３，１１４，１１５，３１０，３１１  ゲイン
９，９０  ｑ軸磁束偏差演算部
１４，９８  ｑ軸磁束演算部
１５，９９  ｄ軸磁束演算部
１６，１８，５４，５７，６１，６４，８２，９４，８８，９７，１１６，１１８，２８１，２８３  乗算器
３０  トルク指令発生部
３２  ｉd*発生部
３３  ＰＭモータ
３４  位置検出器
３５  電気角演算部
３６  電気角速度演算部
３７  ｄｑ座標逆変換部
３８  ＰＷＭインバータ
３９  Ｕ相電流検出器
４０  Ｗ相電流検出器
４１  ｄｑ座標変換部
５０，８４，５００  演算ブロック
５１，５２，５６，６０，６３，７０，７１，８１，８５，８６，９１，９２，９６，２１０，２１１  関数演算部
５３，７２，８７，９３，２１２  選択手段
１００  従来技術３の電圧指令生成部
１０５，１１０  積分器
２０１，２０２  一次遅れフィルタ
２０３，２２３  ｑ軸模擬磁束演算部
２０４，２２４  ｄ軸模擬磁束演算部
２３０  従来技術３のｑ軸電流過渡応答波形
２３１  従来技術２のｑ軸電流過渡応答波形
２３２  実施形態２のｑ軸電流過渡応答波形
２３３  実施形態４のｑ軸電流過渡応答波形
２３４  従来技術３のｄ軸電流過渡応答波形
２３５  従来技術２のｄ軸電流過渡応答波形
２３６  実施形態２のｄ軸電流過渡応答波形
２３７  実施形態４のｄ軸電流過渡応答波形
２５０  回転子静止状態におけるｄ軸方向に関するｉdのｖd*に対する伝達特性を表現するブロック
２５１  回転子静止状態におけるｑ軸方向に関するｉqのｖq*に対する伝達特性を表現するブロック
２５２  Φq′ω1を演算する演算器
２５３  Φd′ω1を演算する演算器
２５６  ２５０の逆伝達特性ブロック
２５７  ２５１の逆伝達特性ブロック
２５８  Φq′ω1を演算する演算器
２５９  Φd′ω1を演算する演算器
２６０，２６１  ゲインωacr付の積分器
２６５，２８５，２８６  加算器
２６６  モータモデル
２６７  モータ逆モデル
２６８  カスケード型ベクトル制御器
２８０，２８２，４１４  積分器
４１１  速度制御器
４１２  軸誤差推定部
４１３  ＰＬＬ制御器
４１５  速度指令発生部
４２０  理想的なモータ
４２１  Ｕ相電流検出器
４２２  Ｖ相電流検出器
４２３  Ｗ相電流検出器
４２４，４２６  オシロスコープ
４２７  交流電流源
５０１  パンタグラフ
５０２  受電フィルタ
５０２ａ  フィルタリアクトル
５０２ｂ  フィルタコンデンサ
５０３  車輪
５０４  レール
５０５  主幹制御器
５１０  架線
６００  コントロールユニット
６０１  モータシャフト
６０２  クラッチ
６０３  クラッチ出力シャフト
６０４  デファレンシャルギア
６０５  後輪車軸
６０６  前輪車軸
６０７  右前輪
６０８  左前輪
６０９  右後輪
６１０  左後輪
６１１  二次電池
ｉd*  ｄ軸電流指令値
ｉq*  ｑ軸電流指令値
ｉd  ｄ軸電流検出値
ｉq  ｑ軸電流検出値
ω1  電気角速度
Φd  ｄ軸磁束
Φq  ｑ軸磁束
Φｉd  ｄ軸電流磁束
Δｉd  ｄ軸電流偏差
Δｉq  ｑ軸電流偏差
ΔΦd  ｄ軸磁束偏差
ΔΦq  ｑ軸磁束偏差
ｖd′*  電圧非干渉制御前のｄ軸電圧指令値
ｖq′*  電圧非干渉制御前のｑ軸電圧指令値
ｖd*  ｄ軸電圧指令値
ｖq*  ｑ軸電圧指令値
ωacr  電流制御応答角周波数
Ｒ  ＰＭモータ３３の電機子巻線抵抗
τ*  トルク指令値
ｋｔ  モータ３３のトルク定数
Ｖu*  Ｕ相電圧指令
Ｖv*  Ｖ相電圧指令
Ｖw*  Ｗ相電圧指令
ｉu  Ｕ相電流
ｉv  Ｖ相電流
ｉw  Ｗ相電流
θc  モータ３３の回転子電気角
ｉd′  ｄ軸電流模擬値
ｉq′  ｑ軸電流模擬値
Φd′  ｄ軸模擬磁束
Φq′  ｑ軸模擬磁束
φm  永久磁石磁束
ｉd**  第２のｄ軸電流指令値
ｉq**  第２のｑ軸電流指令値
Δθ  軸誤差推定値
ωe  速度偏差
ω1*  速度指令
【図１】
2010239730.tif 000069
【図２】
2010239730.tif 000070
【図３】
2010239730.tif 000071
【図４】
2010239730.tif 000072
【図５】
2010239730.tif 000073
【図６】
2010239730.tif 000074
【図７】
2010239730.tif 000075
【図８】
2010239730.tif 000076
【図９】
2010239730.tif 000077
【図１０】
2010239730.tif 000078
【図１１】
2010239730.tif 000079
【図１２】
2010239730.tif 000080
【図１３】
2010239730.tif 000081
【図１４】
2010239730.tif 000082
【図１５】
2010239730.tif 000083
【図１６】
2010239730.tif 000084
【図１７】
2010239730.tif 000085
【図１８】
2010239730.tif 000086
【図１９】
2010239730.tif 000087
【図２０】
2010239730.tif 000088
【図２１】
2010239730.tif 000089
【図２２】
2010239730.tif 000090
【図２３】
2010239730.tif 000091
【図２４】
2010239730.tif 000092
【図２５】
2010239730.tif 000093
【図２６】
2010239730.tif 000094
【図２７】
2010239730.tif 000095
【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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