(57)【要約】      （修正有）【課題】漏電を短時間に検出することが可能な漏電検出装置を提供する。【解決手段】接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出する漏電検出装置において、測定回路３０は定電流交番回路３２と演算制御回路３１からなり、定電流交番回路３２の出力側にブリーダー抵抗を設け、定電流交番回路３２は所定のサンプリング周期で定電流Ioの注入、引き抜きを交互に行い、演算制御回路３１は、所定の関係式から絶縁抵抗値を算出する。ブリーダー抵抗の抵抗値Rmは、定電流値Ioとブリーダ抵抗値Rmの積が定電流交番回路３２の最大駆動電圧値以下になるように設定される。演算制御回路は次式で算出される抵抗値RCxを絶縁抵抗値の測定値とする。2010256023.tif 000046【選択図】図３
2010256023.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、前記高圧直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなる漏電検出装置において、前記測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、前記定電流交番回路は、前記絶縁コンデンサに一定周期で定電流の注入、引き抜きを交互に行い、前記演算制御回路は、次式で算出される抵抗値RCxを絶縁抵抗値の測定値とすることを特徴とする漏電検出装置。
2010256023.tif 000044
ここで、VoutPPは、定電流の注入および引き抜きにおける定電流交番回路の出力電圧の正のピーク値と負のピーク値との差の絶対値、I0は定電流値、Tsはサンプリング周期であり注入期間または引き抜き期間に対応し、Ciは絶縁コンデンサの静電容量である。
【請求項２】
測定する絶縁抵抗値の範囲が予め設定されており、測定範囲内の最大抵抗値を(RxL)max、想定される浮遊容量値をCxとした場合、サンプリング周期Tsが、
2010256023.tif 000045
により決定されることを特徴とする請求項１記載の漏電検出装置。
【請求項３】
想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(CxL)min、絶縁抵抗値の測定範囲の最大値を(RxL)maxとした場合、サンプリング周期Tsの初期値が、
Ts1=m×(CxL)min×(RxL)max          （但し、m≡3）
に設定され、そのときの算出抵抗値RCx1≦(RxL)maxの場合、より長いサンプリング周期TSを設定し、n回目の算出抵抗値RCxn≒RCx(n+1)ならば、そのときのTsnをサンプリング周期とし、RCxnを算出抵抗値として確定し、RCx(n+1)>(RxL)maxならば、Ts(n+1)をサンプリング周期とし、RCx(n+1)を算出抵抗値として確定することを特徴とする請求項１記載の漏電検出装置。
【請求項４】
接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、前記高圧直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなる漏電検出装置において、前記測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、前記定電流交番回路の出力側にブリーダー抵抗を設け、前記定電流交番回路は、所定のサンプリング周期で定電流Ioの注入、引き抜きを交互に行い、前記演算制御回路は、所定の関係式から絶縁抵抗値を算出するものであって、前記ブリーダー抵抗の抵抗値Rmは、定電流値Ioとブリーダ抵抗値Rmの積が定電流交番回路の最大駆動電圧値以下になるように設定されることを特徴とする漏電検出装置。
【請求項５】
浮遊容量ゼロの場合の絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(RxL)maxについての出力電圧の時間変化特性曲線を比較線とし、想定される浮遊容量値に対する絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(RxL)maxについての出力電圧の時間変化特性曲線と前記比較線との交点までの時間に基づいて前記浮遊容量値についてのサンプリング周期Tsが決定されることを特徴とする請求項４記載の漏電検出装置。
【請求項６】
想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(CxL)minとした場合、サンプリング周期Tsの初期値Ts1が、浮遊容量値の範囲の最小値(CxL)minについて決定されたサンプリング周期に設定され、時間t=0から時間ｔ= Tsまでの出力電圧の増加分を補正分とし、前記比較線から前記補正分を差引いた比較線を規格化比較線とし、出力電圧から前記補正分を差引いた電圧を補正出力電圧VoutＣPとし、前記規格化比較線における前記絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(RxL)maxでの出力電圧を基準電圧Vout(RxL)とし、そのときの補正出力電圧VoutＣP≦Vout(RxL)の場合、より長いサンプリング周期TSを設定し、n回目の補正出力電圧VoutＣP (TSn)とn＋１回目の補正出力電圧 VoutＣP (TS(n+1)) との誤差が所定範囲内であるならば、そのときのTsnをサンプリング周期とし、VoutＣP (TSn)を補正出力電圧とし、VoutＣP (TS(n+1)) ＞Vout (RxL)ならば、Ts(n+1)をサンプリング周期とし、VoutＣP (TS(n+1))を補正出力電圧として決定し、この補正出力電圧に対応する絶縁抵抗値を求めることを特徴とする請求項４記載の漏電検出装置。
【請求項７】
出力電圧Voutの絶対値を制限するツェナーダイオードをさらに設け、ツェナー電圧VZは、定電流交番回路の最大駆動電圧をVDDとした場合、VDD＞VZ＞I0Rmの条件を満たすことを特徴とする請求項４ないし６いずれか記載の漏電検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、車両ボディから電気的に絶縁された高電圧電源を備えた電気自動車等において車両ボディと高電圧電源との間の絶縁劣化に起因する漏電を検出する漏電検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、リチウムイオン電池セル、スーパーキャパシタセル等による高電圧電源を駆動エネルギー源として用いる電気自動車（または、いわゆるハイブリッド車）では、感電防止のため、高電圧電源を、接地電位にある車両ボディから電気的に絶縁した構成としている。しかし、電池パックの材質の変質または付着物などによって絶縁特性が劣化した場合、高電圧電源から車両ボディに流れる漏洩電流がこれに触れた人間に伝わり、感電の危険が生じる。このため、電気自動車には、漏電検出装置が設けられる必要がある。
【０００３】
従来の漏電検出装置として、図２５に示すような交流電圧方式によるものがある。漏電検出装置６０は、電気車両の組電池に絶縁コンデンサCiを介して接続され、交流電圧源６１から交流電圧を与え、その入出力電圧から絶縁抵抗Rxの値をマイクロコンピュータからなる演算回路６２により求める。
【０００４】
入力電圧と出力電圧の比Vout／Vinは、次式で表される。
2010256023.tif 000003
なお、Vinは入力電圧、Cxは浮遊容量値である。なお、以下の説明において、RxおよびCxは、それぞれ絶縁抵抗またはその値、浮遊容量またはその値を指すものとして使用する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平１１−２１８５５４号公報
【特許文献２】特開２００２―３２３５２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
この交流電圧方式では、Vout／Vinで絶縁抵抗値Rxを求めることになるが、時定数が２つあり、一方は大きな値であり、他方は小さな値である。そのため、精度よく絶縁抵抗値Rxを求めるには、時間がかかるという問題があった。このような装置を電気自動車の起動時の漏電検出に使用すると、キースイッチを回してから漏電検出に時間を必要とし、モーターの起動が５秒程度遅れるため、運転者に不安感、不快感を与えることになる。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、短時間で漏電の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な漏電検出装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第1の実施形態による漏電検出装置の構成は、以下のとおりである。
（１）接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、前記高圧直流電源に接続される絶縁コンデンサと測定回路とからなる漏電検出装置において、測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、定電流交番回路は、一定周期で定電流の注入、引き抜きを交互に行い、演算制御回路は、次式で算出される抵抗値RCxを絶縁抵抗値の測定値とすることを特徴とする。
2010256023.tif 000004
ここで、VoutPPは、定電流の注入および引き抜きにおける定電流交番回路の出力電圧の正のピーク値と負のピーク値との差の絶対値、I0は定電流値、Tsはサンプリング周期であり注入期間または引き抜き期間に対応し、Ciは絶縁コンデンサの静電容量である。
このような構成とすることにより、Tsはサンプリング周期Tsを短く設定することで、短時間での漏電有無の検出が可能となる。
【０００９】
（２）具体的には、測定する絶縁抵抗値の範囲が予め設定されており、測定範囲内の最大抵抗値を(RxL)max、想定される浮遊容量値をCxとした場合、サンプリング周期Tsが、
2010256023.tif 000005
により決定されることを特徴とする。
このようにすることにより、絶縁抵抗値の高精度な短時間での測定が可能となる。
【００１０】
（３）さらに、想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(CxL)min 、絶縁抵抗値の測定範囲の最大値を(RxL)maxとした場合、サンプリング周期Tsの初期値が、
Ts1=m×(CxL)min×(RxL)max     （但し、m≡3）
に設定され、そのときの算出抵抗値
2010256023.tif 000006
の場合、より長いサンプリング周期Tsを設定し、ｎ回目の算出抵抗値RCxn≒RCx(n+1)ならば、そのときのTsnをサンプリング周期とし、RCxnを算出抵抗値として確定し、
RCx(n+1)>(RxL)maxならば、Ts(n+1)をサンプリング周期とし、RCx(n+1)を算出抵抗値として確定することを特徴とする。
RCxn≒RCx(n+1)とは、たとえば、5%以下の差である場合と設定することができ、この場合、5%程度の誤差を許容しつつ、短時間での絶縁抵抗値測定が可能となる。
このようにすれば、浮遊容量が変化する場合、たとえば電気自動車での電池セルの組み換え、あるいは異なる電気自動車に適用する場合にも、サンプリング周期の自動調整を行うことで、絶縁抵抗値の高精度な短時間での測定が可能となる。
【００１１】
本発明の第２の実施形態による漏電検出装置の構成は、以下のとおりである。
（４）接地部に対して電気的に絶縁された高圧直流電源の漏電を検出するために、とからなる漏電検出装置において、測定回路は、定電流交番回路と演算制御回路からなり、定電流交番回路の出力側にブリーダー抵抗を設け、定電流交番回路は、所定のサンプリング周期で定電流（Io）の注入、引き抜きを交互に行い、演算制御回路は、所定の関係式から絶縁抵抗値を算出するものであって、ブリーダー抵抗の抵抗値（Rm）は、定電流値Ioとブリーダ抵抗値Rmの積が定電流交番回路の最大駆動電圧値以下になるように設定されることを特徴とする。
このような構成とすることにより、定電流交番回路の出力電圧の発振現象を防止しつつ、短時間での漏電有無の検出が可能となる。
【００１２】
（５）具体的には、浮遊容量ゼロの場合の絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(RxL)maxについての出力電圧の時間変化特性曲線を比較線とし、想定される浮遊容量値に対する絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(RxL)maxについての出力電圧の時間変化特性曲線と比較線との交点までの時間に基づいて浮遊容量値についてのサンプリング周期Tsを決定する。絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(RxL)maxについての出力電圧の時間変化特性曲線と比較線との交点において、想定される浮遊容量値の場合の出力電圧と浮遊容量ゼロの場合との誤差が最小となるので、適切なサンプリング周期を決定できる。
【００１３】
（６）想定される浮遊容量値の範囲の最小値を(CxL)minとした場合、サンプリング周期Tsの初期値Ts1が、浮遊容量値の範囲の最小値(CxL)minについて決定されたサンプリング周期に設定される。時間t=0から時間ｔ= Tsまでの出力電圧の増加分を補正分とし、比較線から補正分を差引いた比較線を規格化比較線とし、出力電圧から補正分を差引いた電圧を補正出力電圧VoutＣPとする。規格化比較線における絶縁抵抗値の測定範囲の最大値(RxL)maxでの出力電圧を基準電圧Vout(RxL)とする。そのときの補正出力電圧VoutＣP≦Vout(RxL)の場合、より長いサンプリング周期TSを設定する。n回目の補正出力電圧VoutＣP (TSn)とn＋１回目の補正出力電圧 VoutＣP (TS(n+1)) との誤差が所定範囲内であるならば、そのときのTsnをサンプリング周期とし、VoutＣP (TSn)を補正出力電圧とする。VoutＣP (TS(n+1)) ＞Vout (RxL)ならば、Ts(n+1)をサンプリング周期とし、VoutＣP (TS(n+1))を補正出力電圧とする。この補正出力電圧に対応する絶縁抵抗値を求める。このようにサンプリング周期を自動調整することにより、未知の浮遊容量に対応して、絶縁抵抗値の高精度な短時間での測定が可能となる。
n回目の補正出力電圧VoutＣP (TSn)とn＋１回目の補正出力電圧 VoutＣP (TS(n+1)) との誤差をたとえば３％以内と設定すれば、３％程度の誤差を許容しつつ、短時間での絶縁抵抗値測定が可能となる。
【００１４】
本発明の第３の実施形態による漏電検出装置の構成は、以下のとおりである。
（７）出力電圧Voutの絶対値を制限するツェナーダイオードをさらに設け、ツェナー電圧VZは、定電流交番回路の最大駆動電圧をVDDとした場合、VDD＞VZ＞IoRmの条件を満たすことを特徴とする。
このような構成により、高圧直流電圧源の大きな変動にも対応することができる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、短時間で漏電の有無の検出、あるいは絶縁抵抗値の測定が可能な漏電検出装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明による漏電検出装置および測定対象とする高電圧回路の全体構成を示す図である。
【図２】本発明による漏電検出装置における測定部を示す等価回路である。
【図３】本発明の第1の実施形態による漏電検出装置を示す構成図である。
【図４】図３の装置における電流注入、引き抜き動作を示す出力電圧波形図である。
【図５】図３の装置における浮遊容量値が0.1μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。
【図６】図３の装置における浮遊容量値が0.2μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。
【図７】図３の装置における浮遊容量値が0.3μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。
【図８】図３の装置における浮遊容量値が0.4μFの場合のサンプリング周期の自動調整を示す説明図である。
【図９】本発明の第２の実施形態による漏電検出装置を示す構成図である。
【図１０】図９の装置における絶縁抵抗値と時定数との関係を示す図である。
【図１１】図９の装置における各部電圧の時間変化を示す図である。
【図１２】図９の装置における各部電圧の時間変化を、浮遊容量ゼロの場合とともに示す図である。
【図１３】図９の装置における浮遊容量ゼロの場合の出力電圧変化を示す図である。
【図１４】図９の装置における浮遊容量ゼロの場合の出力電圧と補正分との関係を示す図である。
【図１５】図９の装置における浮遊容量ゼロの場合の絶縁抵抗値と出力電圧との関係を示す図である。
【図１６】図９の装置における浮遊容量値が0.1μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。
【図１７】図９の装置における浮遊容量値が0.2μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。
【図１８】図９の装置における浮遊容量値が0.3μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。
【図１９】図９の装置における浮遊容量値が0.4μFの場合の出力電圧および浮遊容量ゼロの場合との誤差の時間変化を示す図である。
【図２０】図９の装置における浮遊容量値が0.1μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。
【図２１】図９の装置における浮遊容量値が0.2μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。
【図２２】図９の装置における浮遊容量値が0.3μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。
【図２３】図９の装置における浮遊容量値が0.4μFの場合の絶縁抵抗値と補正出力電圧との関係を示す図である。
【図２４】本発明の第３の実施形態による漏電検出装置を示す構成図である。
【図２５】従来技術による漏電検出装置の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１は、本発明による漏電検出装置および測定対象とする高電圧回路の全体構成の一例を示す図である。図１には、漏電検出装置１０と電気自動車の高電圧回路１５とが示されている。高電圧回路１５は、リチウムイオン電池セル、スーパーキャパシタセルを積み重ねて高電圧をつくりだすための高圧直流電源１６、メインスイッチ１７、インバータ１８およびモータ１９からなる。
【００１８】
漏電検出装置１０は、絶縁コンデンサ１１および測定回路１２からなり、測定回路１２は絶縁コンデンサ１１、センシング端子１３を介して高圧直流電源１６に接続されている。このため、測定回路と高電圧回路の接続が簡単であり、シンプルな回路構成となる。
【００１９】
測定回路１２は、電気自動車を含む自動車一般で使用されている１２V電源に接続され、漏電を検出した場合、または絶縁抵抗値が所定値以下となると警報信号を出力するようになっている。漏電が生じたというほどの絶縁不良にいたっていない前段階であっても、絶縁抵抗値が所定値以下となったことを検出し警報を発するようにすれば、より信頼性の高い漏電検出となる。また、絶縁抵抗値を常時監視し、設定抵抗値よりも低下したときに予告信号あるいは警報信号を出力するように構成できる。高圧直流電源１６は、感電防止のため、接地電位にある車両ボディすなわちシャーシーとは絶縁されており、絶縁抵抗をRx、浮遊容量をCxで示している。
【００２０】
図２は、この例における漏電検出装置の測定対象の等価回路を示す。図２において、複数積み重ねられた電池セル（スーパーキャパシタセル）２０は、高圧直流電源１６を構成するものであり、たとえば、3.6Vのリチウム電池を100個直列接続したものである。この電力をインバータ１８により変換し、モータ１９を駆動する。この等価回路において、交流的には、電池は無いものとみなすことができる。
【００２１】
図３を参照して、本発明の第１の実施形態による漏電検出装置３０の構成を説明する。図３において、漏電検出装置３０は、マイクロコンピュータからなる演算制御回路３１と定電流交番回路３２とからなる。定電流交番回路３２は、演算制御回路３１からの電流切替信号により、定電流（I0）の方向をTs時間ごとに切り替えるようになっている。ここで、絶縁コンデンサの値Ciは、浮遊容量値Cxの１０倍以上大きくしている。
【００２２】
この漏電検出装置３０は、たとえばアナログ部、デジタル部、電源部から構成される。測定回路と高圧直流電圧源との絶縁は、絶縁コンデンサ１１で確保している。絶縁コンデンサ１１の耐圧により、測定できる高圧直流電圧範囲が決まり、最も高信頼性が要求される部品である。絶縁コンデンサ１１として、実績のある円筒構造のメタライズドPPフィルムコンデンサであって、耐高温特性、耐湿特性を有し、かつ故障モードがオープンになるものが好ましい。
【００２３】
漏電検出装置３０は、ハードウエアとして、絶縁コンデンサ１１を除き、一般の自動車仕様品（耐圧60V以下）で構成でき、高価な特別仕様品を使用する必要はない。デジタル部には、16ビット構成でデータフラッシュメモリ内蔵、10ビット高速AD変換器を備えた自動車仕様の１チップマイクロコンピュータを使用することができる。電源部では、デジタル部、アナログ部に供給する供給電圧DC8〜16Vの安定化電源を別々に生成することで、逆接対策を施すことができる。消費電流は150ｍA以下とし、低消費電力とすることができる。実際の装置では、取り付け位置としてバッテリーパック内とすることが可能であり、最高動作保証温度を85℃とすることができる。また、評価用として、CAN、RS232Cのシリアル通信、動作チェック端子を内蔵するが、コネクターピンには接続されない構成とすることができる。量産時には、これらの機能を取り除き、小型化を図ることができる。
【００２４】
次に、この漏電検出装置３０の動作原理を説明する。まず、定電流の注入過程において、演算制御回路３１からの電流切替信号により、定電流交番回路３２はサンプリング周期Ts毎に定電流I0の向きを反転させ、絶縁コンデンサ１１（静電容量値Ci）、絶縁抵抗Rx、浮遊容量Cxに定電流I0を注入し、引き抜く動作を繰り返す。ここで、サンプリング周期Tsを回路の時定数（
2010256023.tif 000007
）の数倍大きく取る（すなわち、Ts≫τx）。
【００２５】
図４は、定電流の注入サイクル（+I0サイクル）、引き抜きサイクル（-I0サイクル）における定電流交番回路３２の出力電圧Voutを示す。VCiは絶縁コンデンサ端子間電圧、VCxは浮遊容量電圧である。電流の反転時の出力電圧Voutは下記の式で表わされる。ただし、Ciの残留電圧をVCi0とする。また、Vout(nTs) ⇒ Vout(n)と簡略表現する。
+I0サイクル
2010256023.tif 000008
-I0サイクル
2010256023.tif 000009
【００２６】
ここから、Ciの残留電圧VCi0を相殺するために、正のピーク電圧と負のピーク電圧との差の絶対値VoutPPをとり、以下の計算式により、算出抵抗値RCxを計算する。
2010256023.tif 000010
これから、算出抵抗値RCxは、次式で表すことができる。
2010256023.tif 000011
【００２７】
算出抵抗値RCxは、VoutPPからこの算出抵抗値のための式を用いて計算したものであり、その右辺に示すように、実抵抗値Rxに指数関数の多項式を乗じたものでもある。ここで、Ts≫τxであれば、指数関数の多項式は1に近づくので算出抵抗値RCxでも充分に高精度で実絶縁抵抗Rxを算出できる。例えば、Ts =3τxで92.7%、Ts =43τxで97.3%、Ts =5τxで99.0%、Ts =6τxでは99.6%、Ts =7τxで99.9%の精度で抵抗値を算出できる。これから、サンプリング周期Tsを長くすれば、精度が高くなることがわかるが、実用的には、Ts =3τxで得られる精度で十分であり、短時間での検出のために、サンプリング周期（Ts）を被測定回路の時定数（τx）の3倍以上とすることが望ましい。この実施形態による漏電検出装置は、上記の算出抵抗値RCxを絶縁抵抗値の測定値とする。
【００２８】
絶縁抵抗Rxは、健全な絶縁状態では非常に高い抵抗値(数10MΩ〜数100MΩ)であるが、漏電状態では2桁から3桁低い抵抗値（100kΩ〜数100kΩ）まで低下し、短絡状態では零になる。一方、時定数を形成する浮遊容量Cxは搭載セルの個数に比例して容量が決まり概略(0.1μF〜その数倍)程度であるが、全セルを取り外して、高圧配線ケーブル系の絶縁抵抗を計測する場合の浮遊容量は（数nF〜十数nF）と極めて小さな値となる。大きく変化する被測定系の状態によってはTs≫τxの条件を満たせない場合や測定系の駆動能力が不足する場合が生ずる。どのような状態においても絶縁抵抗値Rxが検知抵抗値範囲に低下したとき警報信号を発信することが漏電検出装置の役割である。
【００２９】
以下、漏電として認識すべき検知抵抗範囲（絶縁抵抗値の測定範囲）、浮遊容量範囲（想定される浮遊容量値の範囲）を、
検知抵抗範囲  Range(RxL)=100kΩ〜400kΩ
範囲内の最小値、最大値  (RxL)min=100kΩ、(RxL)max=400kΩ
浮遊容量範囲    Range(CxL)=0.1μF〜0.4μF
範囲内の最小値、最大値  (CxL)min=0.1μF、(CxL)max=0.4μF
と設定する。
【００３０】
ここで、検知抵抗範囲は、その最小値から最大値までの抵抗値を精度よく測定しようとするものであり、ここでは、(RxL)max=400kΩを超える抵抗値については、絶縁が良好なものとして判定するにとどめ、その抵抗値まで測定しないものとする。浮遊容量範囲は、測定対象回路の浮遊容量として経験的に想定される浮遊容量値の範囲である。実際には、数十nF〜0.4μFの範囲となっていると考えられるが、ここでは0.1μF〜0.4μFを想定範囲とする。検知抵抗範囲、浮遊容量範囲は高圧直流電源系システムの構成によって異なるが、上記した数値を例として以後説明する。
【００３１】
次に、サンプリング周期Tsの決定法を説明する。健全な絶縁状態では、絶縁抵抗Rxは高い抵抗値(数10MΩ〜数100MΩ)を保持しているので、時定数τxは極めて大きい。例えば、Rx=100MΩ、Cx=0.1μFではτx=10secとなり、時定数τxの数倍をサンプリング周期とすればサンプリング周期Ts=数10secとなり計測に長時間を要し、短時間計測の目的と合致しない。すなわち、サンプリング周期Tsは、健全な絶縁状態での抵抗値を測定するように決定することは不適切である。
【００３２】
そこで、検知抵抗範囲Range(RxL)内の最大値(RxL)maxと浮遊容量Cxの時定数(τxL)max=(Rx)maxCxからサンプリング周期Tsを決める。
2010256023.tif 000012
〔例.1〕Cx=0.1μFの場合、検知抵抗範囲の最大時定数は (τxL)max=(RxL)maxCx=400kΩ×0.1μF =40msec、ここでm=4とすればTs=m(τxL)max=4×40msec=160msがサンプリング周期Tsとして決まる。Cx=0.2μFでTs=320ms、Cx=0.3μFでTs=480ms、Cx=0.4μFでTs=640msがサンプリング周期となる。
【００３３】
これによってサンプリング周期Tsを決めると、検知抵抗範囲Range(RxL)内での算出抵抗値RCxの精度は97.3%以上(m=4の場合)となるが、それ以上の抵抗値では
2010256023.tif 000013
に比例して精度は低下し、更に抵抗値が大きくなると一定値
2010256023.tif 000014
に収束する。
【００３４】
収束値は、算出抵抗式をマクローリン級数に展開すると容易に求められる。
2010256023.tif 000015
絶縁抵抗Rxが大きくなると Ts/τx は零に近づき2次の項以上は無視できるようになる、よって定数項と1次項のみ取り出すと収束値が得られる。
具体的な数値で示すと、上記の例の場合は、m=4としているので、
2010256023.tif 000016
または
2010256023.tif 000017
に収束する。
【００３５】
漏電検出装置の目的は、(1) 検知抵抗範囲まで低下した絶縁抵抗値を精度良く算出して警報を出力する、(2) 健全な絶縁の場合は検知抵抗範囲以上の絶縁抵抗値であることを判定（精度は問われない）して短時間に出力することにある。検知抵抗範囲 Range(RxL)内の最大値(RxL)maxと浮遊容量値Cxによってサンプリング周期Tsを決める決定法は漏電検出装置の目的に適っている。
このように本実施形態によれば、検知抵抗範囲（100kΩ〜400kΩ）における短時間での高い測定精度を実現できる。なお、この例では、m=4としているが、前述したように、実用的には、Ts =3τxで得られる精度で十分であり、短時間での検出のために、サンプリング周期（Ts）を被測定回路の時定数（τx）の3倍以上とすることが望ましい。
【００３６】
以上の説明では、説明を判り易くするために第1サイクルのみに限定して述べている。反復動作においては、Ts≫τxの場合、最初から高精度の絶縁抵抗値Rxが求まるが、そうでない場合、サイクルを重ねることにより時間経過に追従して最終的に収束値に至ることになる。
【００３７】
次に、サンプリング周期Tsの自動調整について説明する。
前述したように、サンプリング周期Tsは、検知抵抗範囲Range(RxL)が決まれば浮遊容量値Cxに比例する。浮遊容量値Cxが判明している場合は、サンプリング周期Tsは定まるが、通常、浮遊容量Cxは値は未知であり、サンプリング周期Tsが決まらない。予想される浮遊容量値Cxの最大値を使う方法もあるが、サンプリング周期Tsが必要以上に長くなる欠点がある。
【００３８】
よって、サンプリング周期Tsの自動調整を行うことで、この問題を解決する。サンプリング周期Ts≧4τxである場合、検知抵抗範囲ではサンプリング周期Tsの時間経過中で既に収束域(≧97.3%)に達しているので、サンプリング周期Tsを更に広げても算出抵抗値RCxはほぼ同値(2.7%以下の差)になることを利用して自動調整を行う。なお、サンプリング周期Tsを長くすれば、精度が高くなるが、実用的には、Ts=3τxで得られる精度で十分であることがわかり、短時間での検出のため、サンプリング周期（Ts）を被測定回路の時定数（τx）の3倍以上とすることが望ましい。
【００３９】
スタート時のサンプリング周期をTs1=m×(CxL)min×(RxL)max=4×0.1μF×400kΩ=160msとし、そのときの算出抵抗値をRCx1とする。最初の自動調整は、算出抵抗値RCx1が検知抵抗範囲の最大値(RxL)maxを下回ったとき、すなわち、
起動条件(1)  最初は、RCx1≦(RxL)maxで自動調整に入る。
条件が成立すると、サンプリング周期をTs2=2×Ts1に広げて測定する、そのときの算出抵抗値をRCx2とする。
【００４０】
以下、下付き数字をnに置き換えて説明する。
判定条件(1)  RCxn≒RCx(n+1)ならば、Tsnをサンプリング周期とし、RCxnを算出抵抗値として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(2)  RCx(n+1)>(RxL)maxならば、Ts(n+1)をサンプリング周期とし、RCx(n+1)を算出抵抗値として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(3)  RCxn<RCx(n+1)<(RxL)maxならば、サンプリング周期をTs(n+2)=(n+2)×Ts1に広げて再測定し、そのときの算出抵抗値をRCx(n+2)として上の判定条件(1)、(2)が成立するまで繰り返す。
【００４１】
これで、新サンプリング周期Tsが決まる。しかし、所定の条件で、再び自動調整は起動する。再自動調整に入るのは、前の自動調整での成立条件に依存する。前の自動調整の工程で、
起動条件(2)  前自動調整でRCxn≒RCx(n+1)で終えた場合は、RCxn<RCx<(RxL)maxで再自動調整に入る。
起動条件(3)  前自動調整でRCx(n+1)>(RxL)maxで終えた場合は、RCx<(RxL)maxで再自動調整に入る。
これにより計測中に、サンプリング周期Tsを自動調整して、検知抵抗範囲Range(RxL)の絶縁抵抗値Rxを高精度に計測が可能となる。具体的な例で説明する。
【００４２】
図５〜図８はそれぞれ浮遊容量値Cx=0.1μF、0.2μF、0.3μF、0.4μFの場合の実絶縁抵抗値Rxと算出抵抗値RCxの関係をサンプリング周期Ts1〜Ts5をパラメータとして描いている。図中の対角線は、浮遊容量値Cx=0の場合を示し、サンプリング周期Tsと関係なく実絶縁抵抗値Rxと算出抵抗値RCxが1:1になる直線である。
【００４３】
この実施形態におけるサンプリング周期Tsの調整は、検知抵抗範囲(図中の左下の太線の四角形で囲まれた実絶縁抵抗値Rxと算出抵抗値RCxがともに400kΩ以下の範囲)内の最大抵抗値を取る（Ａ）点で対角線と精度5%以内に入るサンプリング周期で最も短い時間のものを選ぶ処理である。
【００４４】
説明に関して、算出抵抗値、実抵抗値、サンプリング周期を400kΩ(418kΩ)[Ts1]のように併記する、最初が算出抵抗値RCx、( )内が実抵抗値Rx、[ ]内がサンプリング周期Tsをあらわす。まず、計測はサンプリング周期はTs1から始まる。そのとき、実抵抗値Rx=2MΩとする。
【００４５】
●Cx=0.1μFの場合、最初は図５中の（イ）点796kΩ(2MΩ)[Ts1]にある。算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ロ）点400kΩ(418kΩ)[Ts1]になると、起動条件(1)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ハ）点418kΩ(418kΩ)[Ts2]を計測する。（ロ）（ハ）を比較すると判定条件(1)が成立する（400kΩと418kΩは、その差が5%以内。すなわち、RCx2≒RCx3）ので、Ts1がサンプリング周期となり確定する。
【００４６】
●Cx=0.2μFの場合、最初は図６中の（イ）点395kΩ(2MΩ)[Ts1]にあるが、最初から起動条件(1)が成立しているので自動調整に入る。自動調整工程では（ロ）点760kΩ(2MΩ)[Ts2]を計測する。（イ）（ロ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、Ts2がサンプリング周期となる。このとき、算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ハ）点400kΩ(418kΩ)[Ts2]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ニ）点415kΩ(418kΩ)[Ts3]を計測する、（ハ）（ニ）を比較すると判定条件(1)が成立するので、Ts2がサンプリング周期となり確定する。
【００４７】
・Cx=0.3μFの場合、最初は図７中の（イ）点265kΩ(2MΩ)[Ts1]にあるが、最初から起動条件(1)が成立しているので自動調整に入る。自動調整工程では（ロ）点521kΩ(2MΩ)[Ts2]を計測する、（イ）（ロ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、Ts2がサンプリング周期となる。実抵抗が低下して（ハ）点400kΩ(515kΩ)[Ts2]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ニ）点471kΩ(515kΩ)[Ts3]を計測する。（ハ）（ニ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、Ts3がサンプリング周期となる。このとき、算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ホ）点400kΩ(418kΩ)[Ts3]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ヘ）点413kΩ(418kΩ)[Ts3]を計測する、（ホ）（ヘ）を比較すると判定条件(1)が成立するので、Ts3がサンプリング周期となり確定する。
【００４８】
・Cx=0.4μFの場合、最初は図８中の（イ）点199kΩ(2MΩ)[Ts1]にあるが、最初から起動条件(1)が成立しているので自動調整に入る。自動調整工程では（ロ）点395kΩ(2MΩ)[Ts2]を計測する、（イ）（ロ）を比較すると判定条件(3)が成立するので、（ハ）点583kΩ(2MΩ)[Ts3]を計測する、（ロ）（ハ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、Ts3がサンプリング周期となる。このとき、算出抵抗値が400kΩを超えているので、良好な絶縁状態にあると判定される。実抵抗値が低下して（ニ）点400kΩ(465kΩ)[Ts3]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ホ）点431kΩ(465kΩ)[Ts4]を計測する。（ニ）（ホ）を比較すると判定条件(2)が成立するので、Ts4がサンプリング周期となる。さらに実抵抗値が低下して（ヘ）点400kΩ(418kΩ)[Ts4]になると、起動条件(3)が成立し自動調整に入る。自動調整工程では（ト）点411kΩ(418kΩ)[Ts5]を計測する。（ヘ）（ト）を比較すると判定条件(1)が成立するので、Ts4がサンプリング周期となり確定する。
【００４９】
これより、浮遊容量値Cxは未知であっても、実絶縁抵抗値が低下してきて起動条件が成立したら、自動調整を起動してサンプリング周期を調整(長くする)する工程を繰返し、検知抵抗範囲内では高精度に測定できるサンプリング周期Ts=m(RxL)maxCxに調整することができる。
【００５０】
この自動調整機構の別の利点は、高抵抗値〜検知抵抗範囲近傍までは短いサンプリング周期で判定を行うことができるところにある。高圧直流電圧源の絶縁は、通常は、健全な絶縁状態を保っていて、漏電状態に陥ることは稀頻度であると考えられる。漏電検出装置には、健全な絶縁状態をすばやく判断を下して絶縁が健全であることを出力することが求められる。このサンプリング周期の自動調整機構においては、算出抵抗値RCxが検知抵抗範囲の最大値(Rx)max以下になって始めてサンプリング周期を最終調整するので、絶縁が健全な状態ではサンプリング周期Tsの自動調整機能は働かないか、機能しても回数は少なく、サンプリング周期を短く保つように機能する。したがって、漏電検出装置の短時間計測の目的にかなっている。本実施形態では、自動調整機能をもたせることで、広い浮遊容量範囲での短時間・高精度の絶縁抵抗測定が実現できる。
【００５１】
また、サンプリング周期Tsの自動調整機構は高圧直流電圧源が複数のサブ高圧直流電圧源パックから構成されるシステムにおいて、適宜、サブ高圧直流電圧源パックを直列接続、並列接続、追加、切り離すことで構成を組み替える場合に有効に機能する。すなわち、同一の電気自動車においてサブ高圧直流電圧源パック構成の組み換えによって浮遊容量値Cxが変わる場合、または異なる電気自動車に使用するために浮遊容量値Cxが変わる場合にも、サンプリング周期が自動調整され、検知抵抗範囲における高精度の抵抗測定を実現することができる。
【００５２】
つぎに、図９を参照して、本発明の第２の実施形態による漏電検出装置の構成について説明する。前述の実施形態では、浮遊容量値Cxがある程度の大きさ（0.1μF以上）であり、絶縁抵抗値Rxが健全な状態のときの挙動について説明した。次に、浮遊容量値Cxが非常に小さく、絶縁抵抗値Rxが健全な状態（全セルを取り外して高圧配線ケーブル系の絶縁抵抗を計測する等）の場合の挙動について説明する。
【００５３】
例えば、Cx=10nF(0.01μF)、Rx=100MΩのとき、時定数はτx=1secで、Ci=2.4μF、VCi0=0、Ts=500msec、定電流I0=10μAで計測すると、定電流注入（+I0）サイクルでの出力電圧は、
2010256023.tif 000018
【００５４】
このように、右辺の第2項は非常に大きな値となり、サンプリング周期Tsに至る以前に定電流回路の最大駆動電圧を越えてしまい定電流の供給が止まる。定電流の供給が止まると、浮遊容量Cxに蓄えられた電荷が絶縁抵抗Rxを介して放電し電圧が低下する。電圧が低下すると再び定電流の供給が始まるが、直ぐに電圧が上昇して再び定電流の供給が止まる。これが繰返されるので出力電圧Voutに振動が生じる。
【００５５】
この振動現象の発生を防ぐために、出力電圧Voutが定電流回路の最大駆動電圧に到達しないように抑圧するブリーダー機能を付加する。図９に示すように、定電流交番回路３２の負荷と並列にブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）を接続することによりブリーダー機能が実現できる。その他の回路構成は、図１に示した構成と同じである。定電流交番回路３２から供給される定電流I0は負荷とブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）に分流する。ブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）に流れる電流は出力電圧Voutに比例するので電圧が上昇するに従ってブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）に流れる電流IRmは増えていく。その分負荷に流れる電流ICiは減少するので出力電圧Voutは抑圧される。
【００５６】
図１中のセンシング端子１３を開放すると、負荷に電流が流れなくなり定電流I0の全てがブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）に流れる。そのときの出力電圧はVout＝I0Rmである。すなわち、ブリーダー機能を付加することによって出力電圧VoutはI0Rm以下に抑圧される。従って、I0Rmが定電流回路の最大駆動電圧以下になるようにブリーダー抵抗９０の抵抗値Rmを設定すれば振動現象は抑えることができることがわかる。また、別の観点から言えば、ブリーダー機能を付加したことによって絶縁抵抗値Rxの全域（0Ω〜∞Ω）を−I0Rm〜＋I0Rm内に圧縮できるので、広い浮遊容量値の範囲にわたって、連続測定が可能となる。
【００５７】
定電流回路は出力インピーダンスが無限大の電流源であるが、ブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）を定電流回路の構成要素とみなすと、出力インピーダンスRmの電流源であるといえる。ここではCxおよびRxがどのような値であっても出力電圧Voutは（−I0Rm〜＋I0Rm）電圧範囲におさめることができる。
【００５８】
ブリーダー機能付き定電流交番回路の動作をより詳細に説明する。図９において、定電流（+I0）を流し始めると、絶縁コンデンサ１１（静電容量値Ci）および浮遊容量Cxが充電され、出力電圧Vout=VCi+VCxが上昇する。出力電圧Voutの上昇に伴ってブリーダ抵抗９０（抵抗値Rm）に定電流I0の一部IRmが漏れ出し、絶縁コンデンサ１１に流れる電流ICiはその分減少する。電流ICiは絶縁コンデンサ１１を充電した後、浮遊容量Cxと絶縁抵抗Rxに分流するが、電圧VCx=IRxRxになると浮遊容量Cxへの電流の流入は止まり、電圧VCxの上昇はとまる。反対に、絶縁コンデンサ１１の電圧VCiは絶縁コンデンサへの電流ICiが流れている限り上昇を続ける。出力電圧Voutは上昇を続けるがICiは減少するのでVCi=ICiRxの平衡が保てなくなる、平衡を保つように浮遊容量Cxから絶縁抵抗Rxを介して放電し、VCxは緩やかに減少する。更に定電流I0を流し続けると次第にICiは減少し、最終的に定電流I0は全てブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）に流れるようになり、出力電圧VoutはI0Rmに収束する。同様に浮遊容量の電圧VCiはゼロに、絶縁コンデンサ１１の電圧VCxはI0Rmに収束する。
【００５９】
各部の電圧の応答性は次式で表される。（ただし、絶縁コンデンサー１１の残留電圧VCi0=0、浮遊容量Cxの残留電圧VCx0=0とする。）
2010256023.tif 000019
各部の電圧は、時定数τ1の指数関数
2010256023.tif 000020
と時定数τ2の指数関数
2010256023.tif 000021
の和となっている。時定数τ1、τ2の値を調べれば各部の電圧の挙動が判る。
【００６０】
図１０は、絶縁抵抗値Rxと時定数τ1、τ2との関係を、浮遊容量値Cx＝0.1μF〜0.4μFの場合について示す図である。図１０からわかるように、時定数τ1とτ2は大きく離れている。これは絶縁コンデンサ値Ciを浮遊容量値Cxより大きく選んだことに由来する。図９中の各部の電圧の挙動は、指数関数
2010256023.tif 000022
の速やかに収束する挙動と指数関数
2010256023.tif 000023
の緩やかに収束する挙動の組み合わせ(代数和)である。
図１０には絶縁抵抗値Rxと浮遊容量値Cxの積の時定数τxも描かれている。絶縁抵抗値Rxの低い領域(100kΩ〜400kΩ)では、浮遊容量値Cx＝0.1μF〜0.4μFについてのそれぞれの時定数τxとτ2は接近しているが、絶縁抵抗値Rxが大きくなると時定数τxとτ2は離れていき、時定数τ2はそれぞれ一定値に収束する。時定数が圧縮されることになるので、サンプリング周期も短くできることがわかる。
【００６１】
図１１は、図９の構成の各部の電圧の挙動を示す。図１１において、出力電圧Voutは、絶縁コンデンサの電圧VCiと浮遊容量の電圧VCxの和である。浮遊容量の電圧VCxは指数関数
2010256023.tif 000024
で速やかに立ち上がり、ピークを過ぎると指数関数
2010256023.tif 000025
で緩やかに降下する。絶縁コンデンサの電圧VCiも指数関数
2010256023.tif 000026
で速やかに立ち上がっているが値が小さいため、図からは判別しにくい。その後指数関数
2010256023.tif 000027
で緩やかに上昇している。
【００６２】
図１２は、図９の構成の各部の電圧の挙動を、浮遊容量値Cx=0.1μF（実線）および浮遊容量値Cx=0（点線）について示す。浮遊容量の電圧VCxが最大値（ピーク）にいたると、出力電圧Vout(Cx=0.0μF)とVout(Cx=0.1μF)は、ほぼ同一線上で一致する。これはVout(Cx=0.0μF)が指数関数
2010256023.tif 000028
の関数をもち、その時定数
2010256023.tif 000029
とVout(Cx=0.1μF)の指数関数
2010256023.tif 000030
の時定数τ1とがほぼ近い値をとることによる。絶縁コンデンサ１１の値Ciを大きくとったことで、
2010256023.tif 000031
が得られた。出力電圧Vout(Cx=0.0μF)は、サンプリング周期Tsの妥当性の指標となる。
【００６３】
サンプリング周期Ts毎に定電流I0の向きを反転させる動作の式は、
+I0サイクル
2010256023.tif 000032
-I0サイクルは上式でI0を-I0にすればよい。
2010256023.tif 000033
ここで、VoutPPから絶縁抵抗値Rxは簡単には算出できないので、逆に絶縁抵抗値Rx、浮遊容量値Cx、サンプリング周期Tsを与えて出力電圧VoutPPを算出して、これらの関係を導く。
【００６４】
２つの被測定変数のうち一方の浮遊容量値をCx=0.0uFと固定すると、他方の被測定変数である絶縁抵抗値Rxは出力電圧Vout(t)より算出できる。出力電圧Vout(Cx=0.0μF)は、次式で表される。
2010256023.tif 000034
図１３は、この出力電圧Vout(Cx=0.0μF)の時間変化を、絶縁抵抗値Rx＝0kΩ、100kΩ、200kΩ、300kΩ、400kΩについて示す。図１３中に示された線を基準線と呼ぶ。図１３において、時間t=T1のときの出力電圧Vout(T1)から絶縁抵抗値Rxが算出できるが、ここでは直接算出するのではなく、時間t=0から時間t=TSまでの増加分
2010256023.tif 000035
（以後、補正分Vcompと呼ぶ）を差引くと、 
2010256023.tif 000036
に相当する出力電圧Vout(0)が算出できる。Vcompは時間t=TSと出力電圧Vout(TS)から一義的に定まる。図１４は、サンプリング周期TS1(=0.14sec)、TS2 (=0.23sec)、TS3 (=0.32sec)、TS4 (=0.38sec)について、出力電圧VoutPPに対する補正分Vcompの一例を示す。
図１５は、時間t=TS1(=0.14sec)、TS2 (=0.23sec)、TS3 (=0.32sec)、TS4 (=0.38sec) をサンプリング周期とした場合の絶縁抵抗値Rxと出力電圧VoutPPの関係に変換したグラフを示す。図１５には、４つのサンプリング周期に対応して4本の点線が描かれているが、補正分Vcompを差引いた線を一本の実線で示している。
すなわち、図１５に示すように、Vout(Cx=0.0μF)の基準線から４つのサンプリング周期に対して４本の点線（比較線と呼ぶ）が得られるが、補正分Vcompを差引くことにより一本の比較線に収束できる。この一本に収束した比較線を以後、規格化比較線と呼ぶことにする。この規格化比較線は後述のサンプリング周期Tsの自動調整に用いる。
【００６５】
次にサンプリング周期の決定法を説明する。図１６〜図１９は、絶縁抵抗値Rx＝100kΩ〜400kΩについて、時間を横軸、出力電圧を縦軸に、計測値（実線）および基準線（点線）を示す。基準線と計測線（出力電圧の計測値）は、VCxが最大値（ピーク）にいたるとほぼ同一線上で一致するが、時定数の僅かな違いがあるので完全には一致しない。図中に、計測値と基準線の誤差（％）が、一点鎖線で示されている。   
図１６は浮遊容量値Cx＝0.1uF、図１７は浮遊容量値Cx＝0.2uF、図１８は浮遊容量値Cx＝0.3uF、図１９は浮遊容量値Cx＝0.4uFの場合である。これらの図から、検知抵抗範囲（100kΩ〜400kΩ）では、Rx=400 kΩのときの基準線と計測線が交差する点で、総合誤差が一番小さいことがわかる。
2010256023.tif 000037
上の表のサンプリング周期Tsは図１６〜図１９より算出した数値であるが、図１６〜図１９は簡単のために第一サイクル目を描いているので、過渡項の影響が現れている。過渡項の影響が消滅した定常状態になると基準線と計測線の交点は少し延びて( )内の数値となる。本実施形態では、基準線と計測線の交点までの時間を、サンプリング周期Tsとして決定する。基準線と計測線が交差する点以降の最大誤差（基準線と計測線の％差）は小さく、漏電検出器の精度としては充分である。しかし、更に精度を要求される場合は、絶縁コンデンサ１１の容量値Ciをもっと大きくすると最大誤差は小さくできる。
表には定電流回路（図３の回路）のサンプリング周期も併記してあるが、比較すると本実施形態によるサンプリング周期は短くなっている。これは時定数が圧縮された効果である。
【００６６】
次にサンプリング周期TSの自動調整法を説明する。サンプリング周期TSは上記方法で決まる。
ここで、出力電圧Voutから上記の補正分Vcompを差引いた値を補正出力電圧と呼び、VoutCPで表す。図２０〜２３は、各サンプリング周期について、絶縁抵抗値を横軸に、この補正出力電圧を縦軸にして、規格化比較線(点線で示す)とともに示した図である。図２０は浮遊容量値Cx＝0.1uF、図２１は浮遊容量値Cx＝0.2uF、図２２は浮遊容量値Cx＝0.3uF、図２３は浮遊容量値Cx＝0.4uFの場合である。この図２０〜２３と第一実施形態の定電流回路の自動調整法で説明した図５〜図８とは非常に良く似ている。よって、本実施形態におけるサンプリング周期TSの自動調整法は、図３に示した定電流回路の自動調整法と基本的にはまったく同じである。
ただ、図３の定電流回路では出力電圧と比較線が一致したが、本実施形態では完全に一致せず基本的に誤差を持っているので、誤差を加味した評価が必要になる。
【００６７】
スタート時のサンプリング周期をTS1とし、そのときの補正出力電圧をVoutCP(TS1)とする。また、規格化比較線と検知抵抗範囲の最大値(RxL)maxの交点を基準電圧Vout(RxL)とする。
最初の自動調整は、補正出力電圧VoutCP(TS1)が基準電圧Vout(RxL)を下回ったとき、すなわち、
起動条件(1)  最初は、VoutCP(TS1)≦Vout(RxL)で自動調整に入る。
条件が成立すると、サンプリング周期をTS2に広げて測定する、そのときの補正出力電圧をVoutCP(TS2)とする。
【００６８】
以下、下付き数字をnに置き換えて説明する。
判定条件(1)  VoutCP (TSn) ≒ VoutCP (TS(n+1))、たとえば誤差3%以下ならば、TSnをサンプリング周期とし、VoutCP (TSn)を補正出力電圧として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(2)  VoutCP (TS(n+1)) ＞Vout (RxL)ならば、TS(n+1)をサンプリング周期とし、VoutCP (TS(n+1))を補正出力電圧として確定し、自動調整を終わる。
判定条件(3)  VoutCP (TSn) < VoutCP (TS(n+1)) <  Vout (RxL)ならば、サンプリング周期をTS(n+2)に広げて再測定し、そのときの補正出力電圧を
VoutCP (TS(n+1))として上の判定条件(1)、(2)が成立するまで繰り返す。
【００６９】
これで、新サンプリング周期TSが決まる。しかし、所定の条件で、再び自動調整は起動する。再自動調整に入るのは、前の自動調整での成立条件に依存する。前の自動調整の工程で、
起動条件(2)  前自動調整で判定条件(1) VoutCP (TSn) ≒ VoutCP (TS(n+1))、たとえば誤差3%以下で終えた場合は、VoutCP (TSn) < VoutCP (TS(n+1)) < Vout (RxL)で再自動調整に入る。
起動条件(3)  前自動調整で判定条件(2) VoutCP (TSn) ＞ Vout(RxL)で終えた場合は、VoutCP (TSn) ＜ Vout(RxL)で再自動調整に入る。
これにより、サンプリング周期TSを自動調整して、検知抵抗範囲Range(RxL)に対応する補正出力電圧VoutCPを精度3％以内で計測することができ、したがって検知抵抗範囲Range(RxL)内の絶縁抵抗値Rxを精度3％以内で計測可能となる。このサンプリング周期TSの自動調整は、起動条件および判定条件が異なるものの、図５〜８に示した第1の実施形態についての具体例と同様にして行われる。  
【００７０】
本実施形態によるブリーダー機能付き定電流回路の場合も、補正出力電圧VoutCPから絶縁抵抗値Rxを逆算する式を組み込む必要があるが、予め机上で計算して、変換テーブルの形でメモリに書き込んでおくことで測定時の面倒な計算は回避できる。単に計測された補正出力電圧VoutCPと比較対象との大小の判定だけですむのでプログラムが容易である。サンプリング周期は連続的可変にする必要がないので、設定するサンプリング周期Tsは条件を満足できれば離散的な値でよく、変換テーブルの数も少なくてすむ。あるいは、抵抗値の算出を省き、算出抵抗値に相当する補正出力電圧VoutCPの形でメモリに格納しておけば更に処理が簡単になる。
【００７１】
つぎに、図２４を参照して、高圧直流電圧の変動の影響を考慮した本発明の第３の実施形態について説明する。高圧直流電圧源１６（図１参照）の電圧VBが安定している状態では、VCi=VBのバランス状態にあり高圧直流電圧源の存在を意識しないでよいが、高圧直流電圧源が変動すると変動分ΔVB=VB−VCiが出力電圧Voutにオフセット分として加わってくる。
【００７２】
高圧直流電圧源の出力インピーダンスは零で、定電流回路の出力インピーダンスは無限大なので「重合せの理」が成り立つ。
よって、出力電圧Voutは、高圧直流電圧源１６と定電流回路３２とが単独に存在するとして求めた出力電圧（[Vout(t)]DCと[Vout(t)]CC）の代数和となる。
2010256023.tif 000038
【００７３】
高圧直流電圧源１６が単独に存在した場合に、高圧直流電圧源１６の電圧VBが小さくステップ変化（0→VB）した時の出力電圧[Vout(t)]DCの応答性は次式で示される（絶縁コンデンサー１１の残留電圧VCi0=0、浮遊容量Cxの残留電圧VCx0=0とする）。
2010256023.tif 000039
ただし、T1、T2、τ1、τ2は前述したものと同じである。
【００７４】
出力電圧[Vout(t)]DCの挙動は、前述したVCxと方向は逆だが同じ動きをする。ただ、VCxはサンプリング周期Tsで定電流の向きが反転する繰返し動作であるが、高圧直流電圧源の電圧変動は図１中のモータ／ジェネレータ１９の挙動によって不規則に変動するので周期性はない。
[Vout(t)]DCの式から、時定数τx＝RxCxが小さいときはVBの変動が[Vout(t)]DCに与える影響度が高く、大きいときは影響度が低い。一方、[Vout(t)]CCは逆の傾向があり、[Vout(t)]DCと[Vout(t)]CCは補完的な動きとなる。これは、高圧直流電圧源が変動しても、両者の代数和である出力電圧Voutが（−I0Rm〜＋I0Rm）に収まる確率が高いことを意味する。
【００７５】
[Vout(t)]DCの式の2つの指数関数は時間経過と共に零に収束するのでVBの変動分の影響が消える、これは絶縁抵抗Rxおよびブリーダー抵抗９０（抵抗値Rm）を介して絶縁コンデンサ１１（静電容量値Ci）に高圧直流電圧源から電流が供給されVCi=VBのバランス状態が回復したことを意味する。またバランスを回復する時間も時定数τx＝RxCxと関連している。絶縁抵抗値と時定数のグラフ（図１０）参照。時定数τx＝RxCxが小さいときはバランスの回復が早く、大きいときはバランスの回復が遅い。回復時間が早いか、遅いかは時定数同士の比較であり、τ2、τxと比較するとτ1は1桁以上大きい（長い）。
[Vout(t)]DC、[Vout(t)]CCおよび時定数τx＝RxCxの関係をまとめると、
(1) 時定数τx＝RxCxが小さい場合(検知抵抗範囲)、[Vout(t)]CCは小さく、[Vout(t)]DCの影響度は高いがバランス回復は早い。
(2) 時定数τx＝RxCxが大きい場合(健全な絶縁抵抗領域)、[Vout(t)]CCは大きく、[Vout(t)]DC影響度は低いがバランス回復は遅い。
の関係がある。
【００７６】
図３に示す定電流回路の場合、[Vout(t)]DC=VBなので
2010256023.tif 000040
となり補完関係にはなく、VB分だけシフトする。また、バランスを回復する電流の経路が無いのでいつまでもVB分だけシフトしている。よって、(1) 出力電圧Voutが（−I0Rm〜＋I0Rm）に収まる確率が高い、(2) バランスを回復する、の2点もブリーダー機能付き定電流回路のメリットである。
【００７７】
一般に、VBの挙動は周期性が無く、変化は予測できない、説明では特別の場合としてステップ応答を例に説明したが、任意の変動に対しては畳み込み積分
2010256023.tif 000041
で表現される。
【００７８】
高圧直流電圧源の変動は極めて大きな場合がある。モータ始動時、モータの軽負荷から全負荷へ切替時、モータ停止時、高圧直流電圧源の急速充電モードへの切替時などの場合、高圧直流電圧源に大電流が短い時間に流出／流入／停止する。これにより高圧直流電圧源の電圧変動も大きくなる。これは、絶縁抵抗値の測定精度の低下要因になる。
【００７９】
漏電検出装置の出力電圧Voutは、
2010256023.tif 000042
で表されるが、[Vout(t)]CCは（−I0Rm〜＋I0Rm）の範囲の値しか取り得ないが、[Vout(t)]DCは、
2010256023.tif 000043
でVBに依存する。[Vout(t)]DCと[Vout(t)]CCは補完的な動きをするが、それでもVBが大きいと定電流回路の最大駆動電圧（±VDD）を越える場合があり、発振現象を引き起こす、最悪の場合は定電流回路の耐電圧を超え破壊を引き起こす。
【００８０】
その対策として、図２４に示すようにツェナーダイオード１７０ａ、１７０ｂを入れてVoutの上下限を制限する。挿入するツェナーダイオードのツェナー電圧VZはVDD>VZ> I0Rmの条件を満たすものを選択する。また、保護抵抗１７１を挿入する。
【００８１】
以上のように、電気自動車またはハイブリッド車の高圧直流電源は、数多くのセル（リチウム電池セル、スーパーキャパシタセル）を積み重ねて高電圧を作り出す構成のため電源・シャーシ間の浮遊容量が大きく、絶縁抵抗の短時間測定の妨げになっているが、本発明によれば、電気自動車等における高圧直流電源の漏電の有無を短時間に検出することが可能な漏電検出装置を提供することができる。また、漏電までにはいたっていないが絶縁抵抗が低下している状態において、その抵抗値を短時間に検出して警報を発することもできる。
【符号の説明】
【００８２】
１０  漏電検出装置
１１  絶縁コンデンサ
１２  測定回路
１３  センシング端子
１５  高電圧回路
１６  高圧直流電源
１７  メインスイッチ
１８  インバータ
１９  モータ
２０  電池セル（スーパーキャパシターセル）
３０  測定回路
３１  演算制御回路
３２  定電流交番回路
６０  漏電検出装置
６１  交流電圧源
６２  演算回路
９０  ブリーダー抵抗
１７０ａ、１７０ｂ  ツェナーダイオード
１７１  保護抵抗
【図１】
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【図２】
2010256023.tif 000048
【図３】
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【図４】
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【図５】
2010256023.tif 000051
【図６】
2010256023.tif 000052
【図７】
2010256023.tif 000053
【図８】
2010256023.tif 000054
【図９】
2010256023.tif 000055
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2010256023.tif 000059
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2010256023.tif 000062
【図１７】
2010256023.tif 000063
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
2010256023.tif 000069
【図２４】
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【図２５】
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