(57)【要約】【課題】ＲＦキャリアのＰＬＬトラッキングループを設けることなく、ベースバンドで送信信号の位相調整をする。【解決手段】一実施形態によるデジタル歪み補償器は、局所発信器信号とフィードバック信号との位相差を略ゼロとする位相調整値を供給する位相調整値算出部と、位相調整値算出部から供給された位相調整値を送信信号に乗算する複素ミキサとを有する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
局所発信器信号とフィードバック信号との位相差に基づく位相調整値を供給する位相調整値算出部と、
前記位相調整値算出部から供給された前記位相調整値を送信信号に乗算する複素ミキサとを有するデジタル歪み補償装置。
【請求項２】
歪み補償係数を前記複素ミキサに供給する歪み補償テーブルと、
前記位相調整値算出部が供給する前記位相調整値と、前記歪み補償テーブルが供給する前記歪み補償係数とを加算して前記複素ミキサに供給する加算器とをさらに有する、請求項１に記載のデジタル歪み補償装置。
【請求項３】
前記歪み補償テーブルの更新をオン・オフする第１のスイッチをさらに有する、請求項１または２に記載のデジタル歪み補償装置。
【請求項４】
前記送信信号はＩチャネルとＱチャネルとを有し、
前記Ｉチャネルまたは前記Ｑチャネルの前記複素ミキサへの供給をオン・オフする第２のスイッチをさらに有する、請求項１乃至３いずれか一項に記載のデジタル歪み補償装置。
【請求項５】
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する制御部をさらに有し、前記制御部は、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとをオフにして前記位相調整値の初期値を決定し、
前記位相調整値の初期値を決定した後、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとをオンにして、送信信号を歪み補償する、請求項４に記載のデジタル歪み補償装置。
【請求項６】
送信信号を供給するベースバンド部と、
前記送信信号を歪み補償する、請求項１乃至６いずれか一項に記載のデジタル歪み補償装置と、
前記デジタル歪み補償装置が出力する送信信号を増幅するパワーアンプとを有する送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル歪み補償装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等のモバイルネットワークでは、送信信号を、歪みを加えることなく増幅する必要がある。そのためには、例えば、高い線形性を有するクラスＡのパワーアンプを使用することができるが、かかるパワーアンプは高価であり、電力効率も高くない。そのため、線形性の点でクラスＡよりも劣るが、比較的安価であり電力効率も高いクラスＡＢ、ＢまたはＣのパワーアンプを使用することが考えられる。
【０００３】
これらのパワーアンプの線形性を改善するため、インライン・プリディストーション、アナログ・プリディストーション、クロス・キャンセレーション、フィードフォワード等の線形化方法があるが、低コストで高い性能と柔軟性を提供できる線形化方法としてデジタル・プリディストーション（デジタル歪み補償）がある。
【０００４】
プリディストーションは、パワーアンプの前に、そのパワーアンプと逆の応答特性を有する非線形モジュール（歪み補償装置）を挿入することにより、パワーアンプからの出力の線形性を改善するものである。
【０００５】
図１はデジタル・プリディストーションを利用した従来のデジタル歪み補償器１００を示すブロック図である。図１に示したデジタル歪み補償器１００は、ＱＰＳＫ変調におけるＩチャネルとＱチャネルの送信を前提としている。
【０００６】
図１において、ベースバンド部１０１から供給される送信信号Ｓ（ｔ）は、実部Ｒｅ｛Ｓ（ｔ）｝（Ｉチャネル）と虚部（Ｉｍ｛Ｓ（ｔ）｝（Ｑチャネル）を有し、複素ミキサ１０２に入力され、歪み補償テーブル１２０から供給される複素補償係数ｈを乗算されて、歪み補償される。歪み補償テーブル１２０から供給される複素補償係数ｈは、２つの値、すなわち実部Ｒｅ｛ｈ｝と虚部Ｉｍ｛ｈ｝とを有している。歪み補償された送信信号Ｉ、Ｑは、それぞれデジタル・アナログコンバータ１０３Ａ、１０３Ｂを介してＲＦアップコンバータ（ＱＰＳＫ変調器）１０４に送られ、ＲＦアップコンバータ１０４においてＲＦキャリア信号が変調され、変調信号がパワーアンプ１０５に送られ増幅される。
【０００７】
パワーアンプ１０５の出力、すなわち増幅された変調信号は、その一部がカップラ（図示せず）から遅延素子１０６を介してＲＦダウンコンバータ（ＱＰＳＫ復調器）１０７に送られ、復調され、復調信号Ｉ＊、Ｑ＊として出力され、それぞれアナログ・デジタルコンバータ１０８Ａ、１０８Ｂを介してデジタル化され、フィードバック信号ｙ（ｔ）（実部Ｒｅ＊｛Ｓ（ｔ）｝、虚部Ｉｍ＊｛Ｓ（ｔ）｝）となる。ＲＦダウンコンバータ１０７の出力から送信信号Ｓ（ｔ）とフィードバック信号ｙ（ｔ）との誤差
ε＝Ｓ（ｔ−Δ）−ｙ（ｔ）
を求め、入力された位相及び振幅と、パワーアンプの出力から測定した位相と振幅との差を測定することができる。実部と虚部の関係で表すと、
ΔＩ＝Ｉ−Ｉ＊        （１）
ΔＱ＝Ｑ−Ｑ＊        （２）
ＲＦダウンコンバータ１０７はゼロＩＦ周波数へのコヒーレントな復調をしなければならない。理想的には、ＲＦアップコンバータ１０４に入力される送信信号Ｉ、Ｑは、歪み無しに、ＲＦダウンコンバータ１０７から出力される信号Ｉ＊、Ｑ＊に変換されるべきである。その場合：
Ｉ＝Ｉ＊        （３）
Ｑ＝Ｑ＊        （４）
となる。ＲＦアップコンバータとＲＦダウンコンバータはともに同一の局所発信器１０９からの信号を使っているから、周波数の差はなく周波数の誤差はゼロである。
【０００８】
しかし、フィードバックパスには遅延があり、局所発信器１０９からＲＦアップコンバータ１０４への経路と、局所発信器１０９からＲＦダウンコンバータ１０７への経路との間には遅延に差があり、局所発信器１０９とフィードバックパスからのＲＦ入力信号との間にはＲＦキャリア位相シフトΔφ（位相誤差）がある。式で表すと、
Ｉ＊＝Ｉ・ｃｏｓ（Δφ）＋Ｑ・ｓｉｎ（−Δφ）      （５）
Ｑ＊＝Ｉ・ｓｉｎ（Δφ）＋Ｑ・ｃｏｓ（Δφ）        （６）
となる。
【０００９】
このように、ＲＦダウンコンバータ１０７から出力される復調信号では、Δφ≠０であるため一般的にはＩ≠Ｉ＊、Ｑ≠Ｑ＊であり、Ｉ＝Ｉ＊、Ｑ＝Ｑ＊が成り立つのはΔφ＝０のときだけである。Δφ≠０の場合には、常にＩチャネルとＱチャネルとの間に干渉または漏れが生じ、その大きさは位相差によって決まる。
【００１０】
このようにＲＦ位相シフトがゼロでなく（Δφ≠０）、ＩチャネルとＱチャネルとの間に干渉があると、デジタル・プリディストータの適応アルゴリズム（例えば最尤系列（ＭＬＳ）アルゴリズム）の変換速度が低下してしまう。変換速度を上げるためには、適応アルゴリズムに適切な初期推定値を与えなければならないが、位相差Δφにより初期推定値の誤差が大きくなり、または符号が変化してしまうことがある。
【００１１】
かかる状況を改善するために、図１に示すように、ＲＦキャリアのＰＬＬトラッキングループを設けることが考えられる。このＰＬＬトラッキングループは、乗算器１１１及び１／Ｋスケーラ１１２よりなる位相差検出器と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１３と、ＲＦ位相シフタ１１４とを含む。かかる構成により、局所発信器１０９とフィードバック信号との間の位相差（位相シフト）Δφを低減するために、すなわちΔφ＝０とするために、局所発信器１０９のＲＦキャリアの位相を調整する。
【００１２】
また、デジタル歪み補償器において、フィードバック信号と送信信号から位相誤差を検出して、歪み補償テーブルの制御値データの修正値を算出して、歪み補償テーブルを更新する構成も提案されている。
【特許文献１】特開平８−２４２２６３号公報
【非特許文献１】「デジタルプレディストーションリファレンスデザイン」（アルテラ社、２００３年７月）（http://www.altera.co.jp/literature/an/an314.pdf）
【非特許文献２】Ｐ．ジャーディン、Ｇ．ボーディン著「フィルタ・ルックアップテーブル・メソッド・フォー・パワー・アンプリファイア・リニアライゼーション」（ＩＥＥＥトランザクション・オン・インストルメンテーション・アンド・メジャーメント、２００７、ＶＯＬ．５６、ページ１０７６−１０８７）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
図１に示したＲＦキャリアのＰＬＬトラッキングループを設ける場合の問題は、制御がすべてＲＦ周波数で行われ、位相調整のためにＲＦ位相シフタ１１４を使用することである。ＲＦ位相シフタ１１４は一般的に、ＳｏＣやＡＳＩＣとしてデジタル歪み補償器と集積して同一半導体チップ上に形成することが困難であり、ＲＦキャリアのＰＬＬトラッキングループの実現には高価かつ不安定なＲＦアナログ回路が用いられる。
【００１４】
また、歪み補償テーブルの制御値データの修正値を算出して歪み補償テーブルを更新する構成では、修正値の算出に手間がかかり、何らかの原因で位相誤差が変化した時に歪み補償テーブルが更新されるまで、位相誤差の補償がされないという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
一実施形態によるデジタル歪み補償器は、局所発信器信号とフィードバック信号との位相差に基づく位相調整値を供給する位相調整値算出部と、前記位相調整値算出部から供給された前記位相調整値を送信信号に乗算する複素ミキサとを有する。
【００１６】
他の実施形態では、上記デジタル歪み補償器は、歪み補償係数を前記複素ミキサに供給する歪み補償テーブルと、前記位相調整値算出部が供給する前記位相調整値と、前記歪み補償テーブルが供給する前記歪み補償係数とを加算して前記複素ミキサに供給する加算器とをさらに有していてもよい。
【発明の効果】
【００１７】
ベースバンドで送信信号の位相調整をすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
図面を参照して実施形態を詳しく説明する。図中、同一または対応する構成要素には同一の参照符号を付した。
【００１９】
ここで説明する実施形態は、ＱＰＳＫ変調による送信信号の増幅装置であるが、他の実施形態ではＰＳＫ変調、８相ＰＳＫ変調、ＱＡＭ変調など、ＱＰＳＫ変調以外の変調方式を利用した送信信号の増幅装置であってもよい。
【００２０】
図２は、一実施形態によるデジタル歪み補償器２００を示すブロック図である。このデジタル歪み補償器は、パワーアンプの歪み補償に使用される複素ミキサ（複素乗算器）を、ＲＦキャリアの位相調整にも使用するものである。本実施形態では、ＲＦキャリアの位相調整はベースバンドでなされるため、ＤＳＰやＦＰＧＡ等のデジタル回路として実施可能である。
【００２１】
図２に示したデジタル歪み補償器２００は、ＱＰＳＫ変調におけるＩチャネルとＱチャネルの送信を前提としている。
【００２２】
図２において、ベースバンド部１０１は複素ミキサ１０２に送信信号Ｉ、Ｑを出力する。ここで、チャネルＩは複素データとしての送信信号Ｓ（ｔ）の実部Ｒｅ｛Ｓ（ｔ）｝であり、チャネルＱはＳ（ｔ）の虚部Ｉｍ｛Ｓ（ｔ）｝に相当する。
【００２３】
ベースバンド部１０１と複素ミキサ１０２の間のＱチャネルにはスイッチＳ２が設けられ、制御部（ＣＯＮＴＲＯＬ）２０３によりオン・オフが制御されている。このスイッチＳ２の役割と制御については後述する。
【００２４】
複素ミキサ１０２は、入力された送信信号Ｉ、Ｑに、歪み補償テーブル１２０から供給される複素補償係数ｈを乗算して歪み補償し、歪み補償した送信信号Ｉ、Ｑをデジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）１０３Ａ、１０３Ｂに出力する。歪み補償テーブル１２０から供給される複素補償係数ｈは、２つの値、すなわち実部Ｒｅ｛ｈ｝と虚部Ｉｍ｛ｈ｝とを有している。
【００２５】
デジタル・アナログコンバータ１０３Ａ、１０３Ｂは、複素ミキサ１０２から入力される歪み補償された送信信号Ｉ、Ｑをそれぞれアナログ信号に変換して、ＲＦアップコンバータ（ＱＰＳＫ変調器）１０４に送る。
【００２６】
ＲＦアップコンバータ１０４は、ＩチャネルとＱチャネルに対応する乗算器１０４Ａ、１０４Ｂと、乗算器１０４Ａ、１０４Ｂからの出力を加算する加算器１０４Ｋとを含む。乗算器１０４Ａは、局所発信器１０９により生成され、９０°位相器１１０で移相されたＲＦキャリア信号に送信信号Ｉを乗算する。乗算器１０４Ｂは、局所発信器１０９により生成されたＲＦキャリア信号に送信信号Ｑを乗算する。このＲＦアップコンバータ１０４において、ＲＦキャリア信号が送信信号Ｉ、Ｑにより変調され、変調信号としてパワーアンプ１０５に出力される。
【００２７】
パワーアンプ１０５は、入力された変調信号を電力増幅してアンテナ（図示せず）に送る。
【００２８】
一方、パワーアンプ１０５の出力、すなわち増幅された変調信号は、その一部がフィードバック信号として、カップラ（図示せず）と遅延素子１０６とを介してＲＦダウンコンバータ（ＱＰＳＫ復調器）１０７に送られる。
【００２９】
ＲＦダウンコンバータ１０７は、ＩチャネルとＱチャネルに対応する乗算器１０７Ａと１０７Ｂを含む。乗算器１０７Ａは、局所発信器１０９から出力され、９０°位相器で移相されたＲＦキャリア信号をフィードバック信号に乗算する。また、乗算器１０７Ｂは、局所発信器１０９から出力されたＲＦキャリア信号をフィードバック信号に乗算する。このＲＦダウンコンバータ１０７において、フィードバック信号が復調信号Ｉ＊、Ｑ＊に復調され、それぞれアナログ・デジタルコンバータ１０８Ａ、１０８Ｂに出力される。
【００３０】
アナログ・デジタルコンバータ１０８Ａ、１０８Ｂは、復調信号Ｉ＊、Ｑ＊をそれぞれデジタル信号に変換する。
【００３１】
理想的には、ＲＦアップコンバータ１０４に入力される送信信号Ｉ、Ｑは、歪み無しに、ＲＦダウンコンバータ１０７から出力される復調信号Ｉ＊、Ｑ＊に変換されるべきである。しかし、フィードバック信号には予期できない遅延が生じ、局所発信器１０９とフィードバック信号との間にはＲＦキャリア位相シフトΔφ（位相誤差）がある。
【００３２】
この位相誤差を低減するため、図１に示したデジタル歪み補償器ではＲＦキャリアのＰＬＬトラッキングループを設けたが、本実施形態では、パワーアンプの歪み補償に使用される複素ミキサ（複素乗算器）１０２を、ＲＦキャリアの位相調整に使用する。
【００３３】
アナログ・デジタルコンバータ１０８から出力された復調信号Ｉ＊、Ｑ＊は、乗算器１１１に入力されて乗算される。乗算器１１１から出力された乗算信号は、１／Ｋスケーラ１１２に入力されてスケーリングされる。１／Ｋスケーラ１１２は、例えば、ゲインが１／（Ｒｅ２｛Ｓ（ｔ）｝）の増幅器である。１／Ｋスケーラ１１２の出力はその時点における位相シフトΔφである。この位相シフトΔφを、ローパスフィルタ１１３を通して平均化する。平均化された位相シフトΔφ（バー）はセパレータ２０１により実部Ｒｅ｛Δφ（バー）｝と虚部Ｉｍ｛Δφ（バー）｝に分離される。
【００３４】
これらの乗算器１１１、１／Ｋスケーラ１１２、ローパスフィルタ１１３、セパレータ２０１が本実施形態の位相調整値算出部を構成している。
【００３５】
この位相調整値算出部が算出した位相調整値、すなわちＲｅ｛Δφ（バー）｝とＩｍ｛Δφ（バー）｝は、複素ミキサ１０２と歪み補償テーブル１２０との間に設けられた加算器２０２Ａ、２０２Ｂにより、歪み補償テーブル１２０から複素ミキサ１０２に供給される複素補償係数ｈに加算される。
【００３６】
かかる構成により、局所発信器１０９とフィードバック信号との間の位相差（位相シフト）Δφを低減するために、すなわちΔφ＝０とするために、複素ミキサ１０２を利用することができる。
【００３７】
デジタル歪み補償器２００には、送信信号とフィードバック信号から誤差信号を生成する誤差信号生成部１２２が設けられている（誤差信号とデジタル歪み補償器の他の構成要素との接続は、図面を分かりやすくするために省略した）。誤差信号生成部１２２が生成した誤差信号は、スイッチＳ１Ａ、Ｓ１Ｂと、加算器１２１Ａ、１２１Ｂとを介して歪み補償テーブル１２０に供給される。
【００３８】
歪み補償テーブル１２０は、入力された誤差信号に基づき、適応アルゴリズムにより誤差信号がゼロとなるように歪み補償係数ｈを更新して格納し、送信信号に応じて複素ミキサ１０２に供給する。歪み補償テーブル１２０が複素ミキサ１０２に供給する歪み補償係数ｈは、スイッチＳ１Ａｆ、スイッチＳ１Ｂｆを含むフィードバックパスにより、加算器１２１Ａ、１２１Ｂを介して、歪み補償テーブル１２０にフィードバックされる。
【００３９】
また、デジタル歪み補償器２００には、スイッチＳ１Ａ、Ｓ１Ｂ、Ｓ１Ａｆ、Ｓ１Ｂｆ及びスイッチＳ２のオン・オフを制御する制御部２０３が設けられている。ここで、制御部２０３によるデジタル歪み補償器２００の制御を説明する。デジタル歪み補償器２００は２段階で動作する。すなわち、
（１）デジタル歪み補償の閉ループ動作を開始する前に、ＲＦキャリア位相を決定してＲＦキャリアの位相シフトを実質的にゼロに低減する第１段階と、
（２）通常のデジタル歪み補償閉ループ動作を開始する第２段階とである。
【００４０】
第１段階では、制御部２０３は、歪み補償テーブルの更新を制御する４つのスイッチＳ１Ａ、Ｓ１Ｂ、Ｓ１Ａｆ、Ｓ１Ｂｆをすべてオフ（開いた状態）にして、デジタル歪み補償ループを開いた状態にする。また、制御部２０３は、スイッチＳ２をオフ（開いた状態）にして、チャネル間の干渉を回避するため、送信信号Ｉのみを使用する。
【００４１】
この第１段階では、デジタル歪み補償器２００は、ＲＦキャリアのＰＬＬ（フェイズロックループ）のように動作する。すなわち、ローパスフィルタ１１３からの位相差調整信号Δφ（バー）（Ｒｅ{Δφ（バー）｝とＩｍ｛Δφ（バー）}）を、加算器２０２Ａ、２０２Ｂを介して複素ミキサ１０２にフィードバックして、局所発信器１０９とフィードバック信号との間の位相差（位相シフト）Δφがゼロになる（すなわち、Δφ＝０）レベルに調節する。この調節により、パワーアンプ１０５、ＲＦダウンコンバータ１０７等の振幅・位相の歪みも補償することができる。
【００４２】
なお、Ｗｉ−Ｆｉ（ＩＥＥＥ８１２）やＷｉＭＡＸ（ＩＥＥＥ８１６）等の通信に関する多くの標準規格では、通信の最初の段階で、同期確立のためにＢＰＳＫ変調のプリアンブルを使用する。これを利用して第１段階を実行することも可能である。
【００４３】
第１段階においてＲＦキャリア位相の位相差が補償されているので、ＲＦダウンコンバータ１０７から出力されるフィードバック信号では、Ｉ≒Ｉ＊、Ｑ≒Ｑ＊となる。デジタル歪み補償器の適応アルゴリズムのために適切な初期推定値が得られる。第２段階では、制御部２０３は、すべてのスイッチＳ１Ａ、Ｓ１Ｂ、Ｓ１Ａｆ、Ｓ１Ｂｆをオン（閉じた状態）にして、デジタル歪み補償器は通常の動作を開始する。
【００４４】
上記の実施形態では、歪み補償テーブル１２０からの歪み補償係数を乗算する複素ミキサ１０２を用いて、位相調整値算出部からの位相調整値を送信信号に乗算した。他の実施形態では、例えば複素ミキサ１０２と直列に他の複素ミキサを設け、当該他の複素ミキサを用いて位相調整値を送信信号に乗算してもよい。
【００４５】
また、上記の実施形態では、第１段階で送信信号Ｉを利用した。他の実施形態では、第１段階で送信信号Ｑを利用してもよい。
【００４６】
以上、本発明の実施形態を詳述したが、本発明は特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形及び変更が可能である。
【００４７】
以上の実施形態に関し、更に以下の付記を開示する。
（付記１）
局所発信器信号とフィードバック信号との位相差に基づく位相調整値を供給する位相調整値算出部と、
前記位相調整値算出部から供給された前記位相調整値を送信信号に乗算する複素ミキサとを有するデジタル歪み補償装置。
（付記２）
歪み補償係数を前記複素ミキサに供給する歪み補償テーブルと、
前記位相調整値算出部が供給する前記位相調整値と、前記歪み補償テーブルが供給する前記歪み補償係数とを加算して前記複素ミキサに供給する加算器とをさらに有する、付記１に記載のデジタル歪み補償装置。
（付記３）
前記歪み補償テーブルの更新をオン・オフする第１のスイッチをさらに有する、付記１または２に記載のデジタル歪み補償装置。
（付記４）
前記送信信号はＩチャネルとＱチャネルとを有し、
前記Ｉチャネルまたは前記Ｑチャネルの前記複素ミキサへの供給をオン・オフする第２のスイッチをさらに有する、付記１乃至３いずれか一項に記載のデジタル歪み補償装置。
（付記５）
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを制御する制御部をさらに有し、前記制御部は、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとをオフにして前記位相調整値の初期値を決定し、
前記位相調整値の初期値を決定した後、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとをオンにして、送信信号を歪み補償する、付記４に記載のデジタル歪み補償装置。
（付記６）
前記位相調整値算出部は、乗算器と、スケーラと、ローパスフィルタとを含む、付記１乃至５いずれか一項記載のデジタル歪み補償装置。
（付記７）
前記制御部は、通信開始時に同期確立のために行われるＢＰＳＫ変調によるプリアンブルを使用する、前記位相調整値の初期値を決定する、付記１乃至６に記載のデジタル歪み補償装置。
（付記８）
送信信号を供給するベースバンド部と、
前記送信信号を歪み補償する、付記１乃至６いずれか一項に記載のデジタル歪み補償装置と、
前記デジタル歪み補償装置が出力する送信信号を増幅するパワーアンプとを有する送信装置。
【図面の簡単な説明】
【００４８】
【図１】従来のデジタル歪み補償器を示すブロック図である。
【図２】一実施形態によるデジタル歪み補償器を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００４９】
１０１  ベースバンド部
１０２  複素ミキサ
１０３  デジタル・アナログコンバータ
１０４  ＲＦアップコンバータ
１０５  パワーアンプ
１０６  遅延
１０７  ＲＦダウンコンバータ
１０８  アナログ・デジタルコンバータ
１０９  局所発信器
１１０  ９０°位相器
１１１  乗算器
１１２  １／Ｋスケーラ
１１３  ローパスフィルタ
１１４  ＲＦ位相シフタ
１２０  歪み補償テーブル
１２１  加算器
１２２  誤差信号生成部
２０１  セパレータ
２０２  加算器
２０３  制御部
Ｓ１、Ｓ２  スイッチ
【図１】
2010045629.tif 000003
【図２】
2010045629.tif 000004