(57)【要約】【課題】制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータおよび交流モータの温度の平準化が可能な制御装置を提供する。【解決手段】制御装置３０は、昇降圧コンバータ１２の出力電圧（インバータ１４の直流リンク電圧、すなわち、システム電圧）ＶＨに対するモータ印加電圧の基本波成分の比である変調率を算出し、算出された変調率に基づいて矩形波電圧制御モードおよびＰＷＭ制御モードの間の切換の要否を判定する。制御装置３０は、温度センサ２０，２２により検出されたインバータ１４の温度および交流モータＭ１の温度の相対関係に応じて、矩形波電圧制御モードおよびＰＷＭ制御モードのいずれか一方を優先して適用すべき制御モードに選択するとともに、変調率が優先して適用すべき制御モードの変調率範囲内となるようにシステム電圧ＶＨの目標値である電圧指令値を補正する。【選択図】図１
2010200527.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の出力を昇圧可能な電圧変換装置と、前記電圧変換装置が出力する直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータとを備えたモータ駆動システムの制御装置であって、
前記交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう第１のモータ制御部と、
パルス幅変調制御に従って前記交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう第２のモータ制御部と、
前記電圧変換装置の出力電圧および前記交流モータへの印加電圧に基づき前記インバータによる電圧変換の変調率を算出するとともに、算出された変調率に基づいて、前記第１および第２の制御モードの間の切換の要否を判定するモード切換判定部と、
前記電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧変換制御部とを備え、
前記電圧変換制御部は、
前記交流モータへの動作指令に基づいて、前記電圧変換装置の出力電圧の目標値である電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
前記インバータおよび前記交流モータの温度を取得する温度取得手段と、
前記温度取得手段によって取得された前記インバータの温度および前記交流モータの温度の相対関係に応じて、前記第１および第２の制御モードのいずれか一方を優先して適用すべき制御モードに選択するとともに、前記変調率が前記優先して適用すべき制御モードの変調率の範囲内となるように前記電圧指令値を補正する電圧指令値補正手段と、
前記電圧指令値補正手段によって補正された前記電圧指令値に従って、前記電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧制御手段とを含む、モータ駆動システムの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、モータ駆動システムの制御装置に関し、より特定的には、切換可能な複数の制御モードを有する交流モータを有するモータ駆動システムの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流モータを駆動制御するための構成が一般的に用いられている。このような構成では、モータを高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）に従ってモータ電流が制御される。また、モータ出力を向上するために、矩形波電圧を交流モータに印加して駆動制御する矩形波電圧位相制御モードとＰＷＭ制御に従ったＰＷＭ電流制御モードとを切換えて交流モータを制御する構成が公知である。
【０００３】
特開２００８−１３１８５１号公報（特許文献１）では、交流モータの回転数または車速に基づいて、インバータのＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替える第１切替手段と、ＰＷＭ制御時におけるインバータの発熱量を判定する発熱判定手段と、発熱判定手段にて判定されたインバータの発熱量に基づいて、インバータのＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替える第２切替手段とを備える車両駆動制御装置が開示される。この特許文献１によれば、発熱判定手段は、インバータの発熱量が所定値を超えたと判断すると、ＰＷＭ制御から矩形波制御に切り替えるように第２切替手段に指示する。これにより、ＰＷＭ制御時におけるインバータの発熱量が大きい場合には、インバータを構成するパワー素子のスイッチング周波数を低下させることができるため、該パワー素子のスイッチング損失を減らすことが可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−１３１８５１号公報
【特許文献２】特開２００４−１６６４１５号公報
【特許文献３】特開２００７−２２３４５２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記特許文献１に記載の車両駆動制御装置では、矩形波制御時には、交流モータに矩形波電圧が印加されることから、ＰＷＭ制御時と比較して、通電時間が増加することに起因して交流モータの発熱量が増大する。その結果、ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り替えることによってインバータの発熱量を低減できる一方で、モータ温度の上昇により交流モータの出力トルクが低下し、車両の走行性能を低下させる可能性が生じる。
【０００６】
それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータおよび交流モータの温度の平準化が可能な制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明によるモータ駆動システムの制御装置は、出力する直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータとを備えたモータ駆動システムを制御する。この制御装置は、交流モータに矩形波電圧を印加する第１の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう第１のモータ制御部と、パルス幅変調制御に従って交流モータへの印加電圧を制御する第２の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう第２のモータ制御部と、電圧変換装置の出力電圧および交流モータへの印加電圧に基づきインバータによる電圧変換の変調率を算出するとともに、算出された変調率に基づいて、第１および第２の制御モードの間の切換の要否を判定するモード切換判定部と、電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧変換制御部とを備える。電圧変換制御部は、交流モータへの動作指令に基づいて、電圧変換装置の出力電圧の目標値である電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、インバータおよび交流モータの温度を取得する温度取得手段と、温度取得手段によって取得されたインバータの温度および交流モータの温度の相対関係に応じて、第１および第２の制御モードのいずれか一方を優先して適用すべき制御モードに選択するとともに、変調率が優先して適用すべき制御モードの変調率の範囲内となるように電圧指令値を補正する電圧指令値補正手段と、電圧指令値補正手段によって補正された電圧指令値に従って、電圧変換装置の出力電圧を制御する電圧制御手段とを含む。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、制御モードを切換可能な交流モータを有するモータ駆動システムにおいて、インバータおよび交流モータの温度の平準化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
【図２】本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流モータＭ１の制御モードを概略的に説明する図である。
【図３】交流モータの動作状態と図２に示した制御モードとの対応関係を示す図である。
【図４】図２に示した制御モードの各々について、インバータにおけるスイッチング周波数と交流モータの回転数との関係を示す図である。
【図５】インバータ温度およびモータ温度の相対関係に応じて優先して適用される制御モードを概略的に説明するための図である。
【図６】本発明の実施の形態によるモータ駆動システムによるモータ制御構成を説明するブロック図である。
【図７】インバータ温度およびモータ温度と制御モードとの対応関係を説明する図である。
【図８】図６中の電圧指令補正部の動作を説明する図である。
【図９】本発明の実施の形態に従う制御モードの切換判定処理を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
【００１１】
（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
【００１２】
図１を参照して、モータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１と、制御装置３０とを備える。
【００１３】
交流モータＭ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００１４】
直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。
【００１５】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。
【００１６】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
【００１７】
昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００１８】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。
【００１９】
インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２０】
代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。
【００２１】
昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。
【００２２】
また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００２３】
平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。
【００２４】
インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００２５】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００２６】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。
【００２７】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）Ｎｍｔおよび角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。
【００２８】
温度センサ２０は、インバータ１４のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の温度（以下、「インバータ温度」と称する。）Ｔｉｎｖを検出し、その検出したインバータ温度Ｔｉｎｖを制御装置３０へ出力する。温度センサ２２は、交流モータＭ１の温度（以下、「モータ温度」と称する。）Ｔｍｏｔを検出し、その検出したモータ温度Ｔｍｏｔを制御装置３０へ出力する。なお、温度センサ２２は、一般的に、温度上昇による絶縁被覆の破壊等が懸念されるコイル巻線部位の温度を測定して、少なくとも制御装置３０へ出力するように設けられる。
【００２９】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動システム１００の動作を制御する。
【００３０】
代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。
【００３１】
昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００３２】
また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。
【００３３】
さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。
【００３４】
（制御モードの説明）
制御装置３０による交流モータＭ１の制御についてさらに詳細に説明する。
【００３５】
図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００における交流モータＭ１の制御モードを概略的に説明する図である。
【００３６】
図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、交流モータＭ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。
【００３７】
正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流モータＭ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。
【００３８】
正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流モータＭ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波分によって電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含めるものとする。
【００３９】
一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１へ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００４０】
過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流モータＭ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
【００４１】
交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。昇降圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、昇降圧コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。
【００４２】
したがって、交流モータＭ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。
【００４３】
図３には、交流モータＭ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。
【００４４】
以上の構成からなるモータ駆動システム１００において、インバータ１４のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作を行なうと、スイッチング損失が発生してスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８の温度が上昇する。なお、このスイッチング損失は、スイッチング回数が多くなる高いスイッチング周波数ほど大きくなる。
【００４５】
図４には、上述した制御モードの各々について、インバータ１４におけるスイッチング周波数と交流モータＭ１の回転数との関係が示される。図中のラインＬ１は、ＰＷＭ制御モード時におけるスイッチング周波数およびモータ回転数の関係を示し、図中のラインＬ２は、矩形波電圧制御モード時におけるスイッチング周波数およびモータ回転数の関係を示す。
【００４６】
図４を参照して、ＰＷＭ制御モードでは、一般的に、搬送波（キャリア波）の電圧と各相での電圧指令信号との高低関係に従って、パルス状のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８が生成される。したがって、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング周波数は、キャリア波の周波数に依存したものとなる。なお、このキャリア波の周波数は、可聴周波数帯を避けるために、５〜１０ｋＨｚ程度の高周波数に設定される。このため、交流モータＭ１の１回転中には、インバータ１４のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８によるスイッチング動作が多数回実行される。
【００４７】
一方で、矩形波電圧制御モード時には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８は、交流モータＭ１の回転数に相当する周波数の矩形波信号とされる。したがって、矩形波電圧制御モードでは、スイッチング周波数は、交流モータＭ１の回転数に比例しており、かつ、ＰＷＭ制御モード時のスイッチング周波数と比較して相対的に低い周波数となっている。そのため、矩形波電圧制御モード時に発生するスイッチング損失は、ＰＷＭ制御モード時に発生するスイッチング損失よりも相対的に小さくなる。したがって、ＰＷＭ制御モード時においてインバータ１４の温度上昇が生じた場合には、制御モードをＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへ切換えることによって、インバータ１４の発熱量を相対的に減少させることが可能となる。
【００４８】
しかしながら、その一方で、矩形波電圧制御モードでは、交流モータＭ１に矩形波電圧が印加されることから、ＰＷＭ制御モード時と比較して、交流モータＭ１への通電時間が増加する。その結果、交流モータＭ１での発熱量が相対的に増加することとなり、モータ温度の上昇による交流モータＭ１の出力トルクの低下が発生する可能性がある。
【００４９】
そこで、インバータ１４および交流モータＭ１の温度上昇を適正に抑制するために、本発明の実施の形態に従う制御装置３０は、温度センサ２０，２２によりそれぞれ検出されたインバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔの相対関係に応じて、ＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モードのいずれかを優先して適用する構成とする。
【００５０】
図５は、インバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔの相対関係に応じて優先して適用される制御モードを概略的に説明するための図である。
【００５１】
図５を参照して、インバータ温度およびモータ温度の相対関係において、矩形波電圧制御モードが優先される領域と、ＰＷＭ制御モードが優先される領域とが設けられる。具体的には、インバータ温度が高くなる一方でモータ温度が低い領域（図中の領域Ａ４に相当）では、矩形波電圧制御モードが優先して適用される。すなわち、インバータ１４の温度上昇の抑制が必要と判断される場合には、矩形波電圧制御が優先して適用される。これにより、インバータ１４で発生するスイッチング損失が減少するため、インバータ１４の発熱量を低減することができる。
【００５２】
一方、モータ温度が高くなる一方でインバータ温度が低い領域（図中の領域Ａ５に相当）では、ＰＷＭ制御モードが優先して適用される。すなわち、交流モータＭ１の温度上昇の抑制が必要と判断される場合には、ＰＷＭ制御が優先して適用される。これにより、交流モータＭ１の通電時間が短くなるため、交流モータＭ１の発熱量を低減することができる。
【００５３】
以上に述べたように、本発明の実施の形態によれば、インバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔの相対関係に応じて、温度上昇の抑制が必要と判断される発熱体（インバータ１４または交流モータＭ１）の発熱量を低減させるように制御モードの切換えが行なわれる。これにより、インバータ１４および交流モータＭ１の温度の平準化を図ることができる。
【００５４】
以下では、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムの制御装置に従う交流モータＭ１の制御モード切換処理について詳細に説明する。
【００５５】
図６は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムによるモータ制御構成を説明するブロック図である。図６に示されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現することができる。
【００５６】
図６を参照して、ＰＷＭ制御部３００は、ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってインバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。
【００５７】
具体的には、ＰＷＭ制御部３００は、電流指令生成部３０２と、電流制御部３０４と、ＰＷＭ回路３０６とを含む。
【００５８】
電流指令生成部３０２は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに基づき、電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉを生成する。電流制御部３０４は、たとえば比例積分（ＰＩ）制御に基づき、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴと、電流指令生成部３０２によって生成された電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉとの差に応じて、交流モータＭ１への印加電圧の指令値（以下、単に電圧指令とも称する。）を生成する。電圧指令は、その電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって表わされる。ここで電圧位相φｖはｑ軸を基準とした電圧ベクトルの角度である。
【００５９】
なお、電流制御部３０４は、制御信号ＯＭがオンされる過変調ＰＷＭ制御の選択時には、電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜を歪ませることにより、変調率が０．６１よりも大きくなるように電圧指令を生成する。
【００６０】
ＰＷＭ回路３０６は、電圧制御部３０４からの電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって示される電圧指令とキャリア波との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流モータＭ１の各相に擬似正弦波電圧を生成する。
【００６１】
このようにして、ＰＷＭ制御部３００によって、交流モータＭ１のモータ電流ＭＣＲＴを電流指令生成部３０２によって設定されたモータ電流と合致させるためのフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、ＰＷＭ制御部３００は、本発明での「第２のモータ制御部」に対応し、ＰＷＭ制御モードは、本発明での「第２の制御モード」に対応する。
【００６２】
矩形波電圧制御部４００は、矩形波電圧制御モードの選択時に、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するような電圧位相の矩形波電圧が発生されるように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。
【００６３】
具体的には、矩形波電圧制御部４００は、演算部４０４と、トルク検出部４０２と、電圧位相制御部４０６と、矩形波発生部４０８とを含む。
【００６４】
トルク検出部４０２は、交流モータＭ１の出力トルクを検出する。トルク検出部４０２は、公知のトルクセンサを用いて構成することもできるが、下記（１）式に示す演算に従って出力トルクＴｑを検出するように構成することもできる。
【００６５】
Ｔｑ＝Ｐｍ／ω
＝（ｉｕ・ｖｕ＋ｉｖ・ｖｖ＋ｉｗ・ｖｗ）／ω      ・・・（１）
ここで、Ｐｍは交流モータＭ１に供給される電力を表わし、ωは交流モータＭ１の角速度を表わす。また、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは交流モータＭ１の各相電流値を示し、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは交流モータＭ１に供給される各相電圧を表わす。ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにはインバータ１４に設定される電圧指令を用いてもよいし、インバータ１４から交流モータＭ１に供給される実際の値を電圧センサにより検出して用いてもよい。また、出力トルクＴｑは、交流モータＭ１の設計値で決まるものなので、電流の振幅および位相から推定してもよい。
【００６６】
演算部４０４は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する、トルク検出部４０２によって検出された出力トルクＴｑの偏差であるトルク偏差ΔＴｑを演算する。演算部４０４により生成されたトルク偏差ΔＴｑは、電圧位相制御部４０６へ供給される。
【００６７】
電圧位相制御部４０６では、トルク偏差ΔＴｑに応じて電圧位相φｖを生成する。この電圧位相φｖは交流モータＭ１に印加されるべき矩形波電圧の位相を示す。具体的には、電圧位相制御部４０６は、電圧位相φｖを生成する際のパラメータとして、トルク偏差ΔＴｑとともにインバータ１４の入力電圧（システム電圧）ＶＨや交流モータＭ１の角速度ωを用い、それらを所定の演算式に代入して、あるいは等価の処理を施して、必要な電圧位相φｖを生成する。
【００６８】
矩形波発生部４０８は、電圧位相制御部４０６からの電圧位相φｖに従った矩形波電圧を発生するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。このようにして、矩形波電圧制御部４００によって、交流モータＭ１のトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、矩形波電圧制御部４００は、本発明での「第１のモータ制御部」に対応し、矩形波電圧制御モードは、本発明での「第１の制御モード」に対応する。
【００６９】
電圧変換制御部２００は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数Ｎｍｔ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨに基づいて、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように昇降圧コンバータ１２の動作を制御する。
【００７０】
このとき、電圧変換制御部２００は、温度センサ２０，２２によって検出されたインバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔの相対関係に応じて、予め設定されたマップに従って、優先すべき制御モードを選択する。そして、電圧変換制御部２００は、モード切換判定部５００によって算出された変調率が、選択した制御モードの変調率範囲内となるように、システム電圧の電圧指令値ＶＨ♯を補正する。
【００７１】
具体的には、電圧変換制御部２００は、電圧指令生成部２０２と、電圧指令補正部２０４と、コンバータ用ＰＷＭ回路２０６とを含む。
【００７２】
電圧指令生成部２０２は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよびモータ回転数Ｎｍｔに基づいて、システム電圧ＶＨの目標値、すなわち、電圧指令値ＶＨ♯を演算し、その演算した電圧指令値ＶＨ♯を電圧指令補正部２０４へ出力する。
【００７３】
電圧指令補正部２０４は、温度センサ２０によって検出されたインバータ温度Ｔｉｎｖおよび温度センサ２２によって検出されたモータ温度Ｔｍｏｔに応じて、電圧指令値ＶＨ♯（計算値）を補正する。そして、補正後の電圧指令値ＶＨ♯をコンバータ用ＰＷＭ回路２０６へ出力する。
【００７４】
このとき、電圧指令補正部２０４は、上述したように、インバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔの相対関係に応じて、優先すべき制御モードを選択する。図７には、インバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔと制御モードとの対応関係が示される。図７を参照して、インバータ温度Ｔｉｎｖが所定値Ａよりも低く、かつ、モータ温度Ｔｍｏｔが所定値Ｂよりも低い場合には、ＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モードのいずれも優先すべき制御モードに選択されない。この場合には、電圧指令補正部２０４は、電圧指令値ＶＨ♯（計算値）を補正することなく、コンバータ用ＰＷＭ回路２０６へ出力する。
【００７５】
一方、モータ温度Ｔｍｏｔが所定値Ａ以上であって、インバータ温度Ｔｉｎｖが所定値Ｂよりも低い場合には、ＰＷＭ制御モードが優先すべき制御モードに選択される。この場合、電圧指令補正部２０４は、図８に示すように、電圧指令値ＶＨ♯（計算値）よりも高い電圧値となるように電圧指令値ＶＨ♯を補正する。なお、電圧指令値ＶＨ♯の補正量は、補正後の電圧指令値ＶＨ♯に基づいて算出される変調率が、ＰＷＭ制御モードでの変調率範囲内（たとえば０〜０．７８の範囲）となるように調整される。
【００７６】
また、モータ温度Ｔｍｏｔが所定値Ａよりも低く、かつ、インバータ温度Ｔｉｎｖが所定値Ｂ以上である場合には、矩形波電圧制御モードが優先すべき制御モードに選択される。この場合、電圧指令補正部２０４は、図８に示すように、電圧指令値ＶＨ♯（計算値）よりも低い電圧値となるように電圧指令値ＶＨ♯を補正する。なお、電圧指令値ＶＨ♯の補正量は、補正後の電圧指令値ＶＨ♯に基づいて算出される変調率が、矩形波電圧制御モードでの変調率範囲内（たとえば０．７８以上）となるように調整される。
【００７７】
なお、モータ温度Ｔｍｏｔが所定値Ａ以上であって、かつ、インバータ温度Ｔｉｎｖが所定値Ｂ以上である場合には、所定値Ａに対するモータ温度Ｔｍｏｔの偏差および所定値Ｂに対するインバータ温度Ｔｉｎｖの偏差の大小関係に応じて、ＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モードのいずれかが優先すべき制御モードに選択される。
【００７８】
再び図６を参照して、電圧指令補正部２０４は、優先すべき制御モードに従って電圧指令値ＶＨ♯を補正すると、補正後の電圧指令値ＶＨ♯をコンバータ用ＰＷＭ回路２０６へ出力する。コンバータ用ＰＷＭ回路２０６は、電圧センサ１０からの直流電圧Ｖｂと、電圧指令値ＶＨ♯と、電圧センサ１３からのシステム電圧ＶＨとに基づいて、システム電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ♯に設定するためのデューティ比を演算し、演算したデューティ比に基づいて、昇降圧コンバータ１２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン・オフ制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成して昇降圧コンバータ１２へ出力する。
【００７９】
モード切換判定部５００は、ＰＷＭ制御モードよび矩形波電圧制御モード間のモード切換を判定する。さらに、モード切換判定部５００は、ＰＷＭ制御モード中でも、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の切換を判定する機能を有する。過変調ＰＷＭ制御の選択時には、制御信号ＯＭがオンされる。
【００８０】
切換スイッチ５１０は、モード切換判定部５００によって選択される制御モードに従って、Ｉ側およびＩＩ側のいずれかに設定される。具体的には、ＰＷＭ制御モードの選択時には、切換スイッチ５１０はＩ側に設定されており、ＰＷＭ制御部３００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従い、擬似的な正弦波電圧が交流モータＭ１に印加される。一方、矩形波電圧制御モードの選択時には、切換スイッチ５１０はＩＩ側に設定されており、矩形波電圧制御部４００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従い、インバータ１４により矩形波電圧が交流モータＭ１に印加される。
【００８１】
ここで、モード切換判定部５００は、図６に示すように、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流制御部３０４によって生成された電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖに基づいて、モード切換判定を実行する。たとえば、制御装置３０が図９に示すフローチャートに従った制御処理を実行することにより、モード切換判定部５００によるモード切換判定が実現される。
【００８２】
図９を参照して、まず制御装置３０は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数Ｎｍｔに基づき、システム電圧ＶＨの目標値（電圧指令値ＶＨ♯）を演算する（ステップＳ０１）。
【００８３】
次に、温度センサ２０，２２により検出されたインバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔを取得すると（ステップＳ０２）、制御装置３０は、インバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔの相対関係に応じて、優先すべき制御モードを選択する。そして、システム電圧ＶＨを交流モータＭ１への電圧指令に変換する際の変調率が、その選択した制御モードの変調率範囲内となるように、電圧指令値ＶＨ♯を補正する（ステップＳ０３）。そして、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが補正後の電圧指令値ＶＨ♯に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する（ステップＳ０４）。
【００８４】
次に、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する（ステップＳ０５）。そして、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（ステップＳ０５のＹＥＳ判定時）には、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖ、ならびにシステム電圧ＶＨに基づいて、システム電圧ＶＨを交流モータＭ１への電圧指令に変換する際の変調率を演算する（ステップＳ０６）。
【００８５】
そして、制御装置３０は、ステップＳ０６で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかを判定する（ステップＳ０７）。変調率≧０．７８のとき（ステップＳ０７のＹＥＳ判定時）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、制御装置３０は、処理をステップＳ１０に進めて、矩形波電圧制御モードを選択するように制御モードを切換える。
【００８６】
一方、ステップＳ０７のＮＯ判定時、すなわち、ステップＳ０６で求めた変調率が０．７８未満であるときには、制御装置３０は、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。この際には、図示は省略するが、制御装置３０は、さらに変調率が０．６１以下であるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、変調率≦０．６１のときには正弦波ＰＷＭ制御を選択する一方で、変調率＞０．６１のときには、過変調ＰＷＭ制御を選択する。
【００８７】
一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであるとき（ステップＳ０５のＮＯ判定時）には、インバータ１４から交流モータＭ１に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉの絶対値が、所定の切換電流位相φ０の絶対値よりも小さくなるか否かを監視する。なお、切換電流位相φ０は、交流モータＭ１の駆動時（力行時）および回生時で異なる値に設定されてもよい。
【００８８】
制御装置３０は、実電流位相φｉの絶対値が切換電流位相φ０の絶対値よりも小さくなると（ステップＳ０９のＹＥＳ判定時）、制御モードを矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードに切換えるべきと判定して、ＰＷＭ制御モードを選択する（ステップＳ０８）。ＰＷＭ制御モードの選択時には、ＰＷＭ制御モードのうち、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれが選択されるべきかが決定される。
【００８９】
一方、制御装置３０は、ステップＳ０９がＮＯ判定のとき、すなわち実電流位相φｉが切換電流位相φ０の絶対値以上であるときには、制御モードを矩形波電圧制御モードに維持する（ステップＳ１０）。
【００９０】
このように本実施の形態に従うモータ駆動システムの制御装置によれば、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能な構成において、インバータ温度およびモータ温度の相対関係に応じて、温度上昇の抑制が必要と判断される発熱体（インバータ１４または交流モータＭ１）の発熱量を低減させるために優先すべき制御モードが選択される。そして、システム電圧の電圧指令値ＶＨ♯を補正することによって、選択された制御モードへの切換えが行なわれる。これにより、インバータ１４および交流モータＭ１の温度の平準化を図ることができる。
【００９１】
なお、本実施の形態では、インバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔの取得手段として、温度センサ２０，２２によってインバータ温度Ｔｉｎｖおよびモータ温度Ｔｍｏｔをそれぞれ検出する構成を示したが、交流モータＭ１の運転条件に基づいてインバータ温度およびモータ温度を推定する構成としてもよい。
【００９２】
また、好ましい構成例として、インバータ１４の入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システム１００の直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能な構成であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。
【００９３】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９４】
５  アース線、６，７  電力線、１０♯  直流電圧発生部、１０，１３  電圧センサ、１１，２４  電流センサ、１２  昇降圧コンバータ、１４  インバータ、１５  Ｕ相上下アーム、１６  Ｖ相上下アーム、１７  Ｗ相上下アーム、２０，２２  温度センサ、２５  回転角センサ、３０  制御装置、１００  モータ駆動システム、２００  電圧変換制御部、２０２  電圧指令生成部、２０４  電圧指令補正部、２０６  コンバータ用ＰＷＭ回路、３００  ＰＷＭ制御部、３０２  電流指令生成部、３０４  電圧制御部、３０４  電流制御部、３０６  ＰＷＭ回路、４００  矩形波電圧制御部、４０２  トルク検出部、４０４  演算部、４０６  電圧位相制御部、４０８  矩形波発生部、５００  モード切換判定部、５１０  切換スイッチ、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、Ｌ１  リアクトル、Ｍ１  交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー。
【図１】
2010200527.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2010200527.tif 000009
【図８】
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【図９】
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