(57)【要約】【課題】アイソレーション特性に優れたサーキュレータを実現すること【解決手段】ポート２に接続されたアンテナ１９とダミー負荷１５はともに５０Ωである。分配回路１０の入力端であるポート１に入力された信号は、逆相で等振幅に分配され、一方は第１ベース接地増幅器１１、第１整合回路１６、第３ベース接地増幅器１３を介して合成器１８に入力され、他方は第２ベース接地増幅器１２、第２整合回路１７、第４ベース接地増幅器１４を介して合成器に入力される。ここで、アンテナ１９のインピーダンスの変動は、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量と、第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスとを制御することで補償することができる。そのため、合成器１８において第３ベース接地増幅器１３の出力と第４ベース接地増幅器１４との出力は打ち消され、ポート３からは出力されない。【選択図】図１
2010118875.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号の入出力端である第１、第２、第３ポートを有し、前記第１ポートに入力された信号を前記第２ポートにのみ出力するサーキュレータにおいて、
入力された信号を逆相または同相で等振幅に分配して２つの出力端から出力する分配回路と、
２つの前記出力端にそれぞれ接続された第１、第２増幅器と、
前記第２増幅器に接続されたダミー負荷と、
前記第１増幅器に第１整合回路を介して縦続接続された第３増幅器と、
前記第２増幅器に第２整合回路を介して縦続接続された第４増幅器と、
前記第３増幅器の出力と前記第４増幅器の出力とを同相または逆相で合成して出力する合成回路と、
を備え、
前記分配回路の入力端を前記第１ポート、前記第１増幅器と前記第１整合回路とに接続する端子を前記第２ポート、前記合成回路の出力端を前記第３ポートとし、
前記第１整合回路のキャパシタンス、または前記第２整合回路のキャパシタンス、を可変とした、
ことを特徴とするサーキュレータ。
【請求項２】
信号の入出力端である第１、第２、第３ポートを有し、前記第１ポートに入力された信号を前記第２ポートにのみ出力するサーキュレータにおいて、
入力された信号を逆相または同相で等振幅に分配して２つの出力端から出力する分配回路と、
２つの前記出力端にそれぞれ接続された第１、第２増幅器と、
前記第２増幅器に接続されたダミー負荷と、
前記第１増幅器に第１整合回路を介して縦続接続された第３増幅器と、
前記第２増幅器に第２整合回路を介して縦続接続された第４増幅器と、
前記第３増幅器の出力と前記第４増幅器の出力とを同相または逆相合成して出力する合成回路と、
を備え、
前記分配回路の入力端を前記第１ポート、前記第１増幅器と前記第１整合回路とに接続する端子を前記第２ポート、前記合成回路の出力端を前記第３ポートとし、
前記第１増幅器の電流源の電流量、または前記第２増幅器の電流源の電流量、を可変とした、
ことを特徴とするサーキュレータ。
【請求項３】
前記第１増幅器の電流源の電流量または前記第２増幅器の電流源の電流量を可変としたことを特徴とする請求項１に記載のサーキュレータ。
【請求項４】
前記第１、第２、第３、および第４増幅器は、ベース接地増幅器であり、
前記第１、第２整合回路は、直列インダクタと並列キャパシタからなる、
ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載のサーキュレータ。
【請求項５】
ミリ波帯域で用いることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載のサーキュレータ。
【請求項６】
前記第２ポートにはアンテナが接続されていることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のサーキュレータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁性体を用いないサーキュレータに関するものであり、特にアイソレーション特性に優れたものに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、レーダ装置などではアンテナを送信と受信で共用するために、送信信号と受信信号を分離することができるサーキュレータが用いられている。従来使用されているサーキュレータは、フェライトなどの磁性体を用いて構成されている。
【０００３】
一方、特許文献１には、磁性体を用いないで構成されたサーキュレータが示されている。図１０は、特許文献１に示された従来のサーキュレータの構成を示す図である。逆相分配回路６００に同相合成回路６０１が縦続接続し、逆相分配回路６００の一方の出力端にダミー負荷６０２を接続し、逆相分配回路６００の入力端子を１ポート、逆相分配回路６００のダミー負荷６０２を接続していない方の出力を取り出す端子をポート２、同相合成回路６０１の出力端子をポート３とした構成である。また、ダミー負荷６０２と第２ポートに接続するアンテナ６０３とのインピーダンスは５０Ωで等しくし、対称な構成となるようにしている。このため、ポート１に信号が入力されると、互いに逆相で等振幅の２つの信号が同相合成回路６０１に入力されるため、ポート３からは信号が出力されない。
【特許文献１】特開平２−７１６０８
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、アンテナ６０３のインピーダンスは周囲の環境により変動し、正確に５０Ωとなっているわけではない。そのため、特許文献１に記載のサーキュレータでは、アンテナ６０３のインピーダンスが５０Ωからずれていると、ダミー負荷６０２は５０Ωのままであるから、対称性がくずれて同相合成回路６０１において信号が打ち消されず、良好な送受信間のアイソレーション特性が得られない。ダミー負荷６０２のインピーダンスを変えることで対称性を保つことはできるが、これを回路で実現するのは難しい。また、移相器とＶＧＡ（可変利得アンプ）によって補正することも考えられるが、回路規模が大きく複雑になることや、消費電力が増大してしまうという問題がある。また、サーキュレータは送信電力を扱うため、サーキュレータへの入力パワーが大きい。ミリ波帯域でサーキュレータを用いようとする場合、この大きな入力パワーに対応したミリ波帯の移相器やＶＧＡをＩＣで作製するのは容易ではない。
【０００５】
そこで本発明の目的は、小型でＩＣ化可能であって、送受信間のアイソレーション特性に優れたサーキュレータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
第１の発明は、信号の入出力端である第１、第２、第３ポートを有し、第１ポートに入力された信号を第２ポートにのみ出力するサーキュレータにおいて、入力された信号を逆相または同相で等振幅に分配して２つの出力端から出力する分配回路と、２つの出力端にそれぞれ接続された第１、第２増幅器と、第２増幅器に接続されたダミー負荷と、第１増幅器に第１整合回路を介して縦続接続された第３増幅器と、第２増幅器に第２整合回路を介して縦続接続された第４増幅器と、第３増幅器の出力と第４増幅器の出力とを同相または逆相で合成して出力する合成回路と、を備え、分配回路の入力端を第１ポート、第１増幅器と第１整合回路とに接続する端子を第２ポート、合成回路の出力端を第３ポートとし、第１整合回路のキャパシタンス、または第２整合回路のキャパシタンス、を可変としたことを特徴とするサーキュレータである。
【０００７】
第２の発明は、信号の入出力端である第１、第２、第３ポートを有し、第１ポートに入力された信号を第２ポートにのみ出力するサーキュレータにおいて、入力された信号を逆相または同相で等振幅に分配して２つの出力端から出力する分配回路と、２つの出力端にそれぞれ接続された第１、第２増幅器と、第２増幅器に接続されたダミー負荷と、第１増幅器に第１整合回路を介して縦続接続された第３増幅器と、第２増幅器に第２整合回路を介して縦続接続された第４増幅器と、第３増幅器の出力と第４増幅器の出力とを同相または逆相で合成して出力する合成回路と、を備え、分配回路の入力端を第１ポート、第１増幅器と第１整合回路とに接続する端子を第２ポート、合成回路の出力端を第３ポートとし、第１増幅器の電流源の電流量、または第２増幅器の電流源の電流量、を可変としたことを特徴とするサーキュレータである。
【０００８】
第１、２の発明において、分配回路を同相で分配するものとする場合は、合成回路は逆相で合成するものであり、分配回路を逆相で分配するものとする場合は、合成回路は同相で合成するものとする。
【０００９】
第３の発明は、第１の発明において、第１増幅器の電流源の電流量、または第２増幅器の電流源の電流量を可変としたことを特徴とするサーキュレータである。
【００１０】
第４の発明は、第１の発明から第３の発明において、第１、第２、第３、および第４増幅器は、ベース接地増幅器であり、第１、第２整合回路は、直列インダクタと並列キャパシタからなる、ことを特徴とするサーキュレータである。
【００１１】
第５の発明は、第１の発明から第４の発明において、ミリ波帯域で用いることを特徴とするサーキュレータである。
【００１２】
第６の発明は、第１の発明から第５の発明において、第２ポートにはアンテナが接続されていることを特徴とするサーキュレータである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明のサーキュレータは、第２ポートに接続された回路のインピーダンスが変動しても、第１整合回路のキャパシタンスまたは第２整合回路のキャパシタンスを制御することで、または／および、第１増幅器の電流源の電流量または第２増幅器の電流源の電流量を制御することで、容易にその変動を補償することができ、分配回路と合成器との間の第２ポート側とダミー負荷側との対称性が維持される。そのため、第１ポートに入力され、分配された信号は合成器で打ち消して第３ポートから出力されず、第２ポートからのみ出力され、第１ポートと第３ポートとの間のアイソレーション特性を良好に保つことができる。
【００１４】
また、本発明のサーキュレータは、従来のサーキュレータのようなフェライトを使用するものではないため、小型のＩＣ化を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の具体的な実施例について図を参照しながら説明するが、本発明は実施例に限定されるものではない。
【実施例１】
【００１６】
図１は、実施例１のサーキュレータの構成を示した図である。サーキュレータは、差動増幅器を有する分配回路１０と、第１〜第４ベース接地増幅器１１〜１４と、ダミー負荷１５と、第１、第２整合回路１６、１７と、合成器１８と、により構成されている。分配回路１０は、差動増幅器の他、トランスなどによって構成してもよい。
【００１７】
分配回路１０は、ミリ波帯域の信号が入力されるポート１と、２つの出力端子とを有し、出力端子にそれぞれ逆位相で等振幅に分配して出力する。
【００１８】
第１、第２ベース接地増幅器１１、１２は、分配回路１０の２つの出力端子にそれぞれの入力端子が接続していて、分配回路１０からの信号を増幅して出力する。また、第２ベース接地増幅器１２の出力端子とアース間には５０Ωのダミー負荷１５が接続されている。第２ベース接地増幅器１２は、電流源の電流量を制御することが可能となっている。
【００１９】
第３ベース接地増幅器１３は、第１整合回路１６を介して第１ベース接地増幅器１１に縦続接続していて、第１ベース接地増幅器１１と第１整合回路１６との接続点にポート２が設けられている。ポート２には、５０Ωのアンテナ１９が接続されている。また、第４ベース接地増幅器１４は、第２整合回路１７を介して第２ベース接地増幅器１２に縦続接続している。第１ベース接地増幅器１１の出力インピーダンスは、その出力端に５０Ωのアンテナ１９が接続しているため５０Ω近傍である。一方、第３ベース接地増幅器１３の入力インピーダンスは、ベース接地であるから５０Ωよりも下がっている。したがって、第１整合回路１６は並列キャパシタと直列インダクタとからなる回路となる。第２整合回路１７も同様に並列キャパシタと直列インダクタとからなるが、第２整合回路１７のキャパシタはキャパシタンスが可変となっている。
【００２０】
合成器１８は、第３ベース接地増幅器１３から出力された信号と、第４ベース接地増幅器１４から出力された信号とを同相合成して、第３ポートから出力する。
【００２１】
図２は、実施例１のサーキュレータの具体的な回路図である。第１ベース接地増幅器１１は、トランジスタ１００を有している。トランジスタ１００のコレクタには、抵抗１０１を介して電圧源Ｖｃｃが接続されていて、エミッタにはトランジスタ１０２のコレクタが接続されていて、ベースはキャパシタ１０３を介して接地されている。このトランジスタ１００がベース接地増幅器の主要部のトランジスタである。トランジスタ１００のエミッタは入力端であり、コレクタは出力端である。また、電圧源Ｖｃｃとトランジスタ１００のベース間には、コレクタとベースが短絡されたトランジスタ１０４、そのエミッタに抵抗１０５が接続されている。トランジスタ１０２のエミッタは抵抗１０６を介して接地されていて、ベースにはトランジスタ１０７のベースが接続されている。トランジスタ１０７のエミッタは抵抗１０８を介して接地されていて、ベースとコレクタは短絡されている。トランジスタ１０７のコレクタとトランジスタ１００のベース間には、コレクタとベースが短絡されたトランジスタ１０９が接続されている。
【００２２】
第３ベース接地増幅器１３の回路構成は、第１ベース接地増幅器１１と同様である。第４ベース接地増幅器１４の回路構成は、第１ベース接地増幅器１１の構成とほぼ同様であるが、抵抗１０１と出力端を第３ベース接地増幅器１３と共通としている点が異なっている。この第３ベース接地増幅器１３と第４ベース接地増幅器１４の抵抗１０１を共通負荷とする接続回路が合成器１８を構成している。第３ベース接地増幅器１３と第４ベース接地増幅器１４との共通の出力端は、ＤＣカット用のキャパシタ１１０、並列キャパシタ１１１と直列インダクタ１１２とからなる整合回路を介してポート３に接続されている。
【００２３】
第２ベース接地増幅器１２は、第１ベース接地増幅器１１の、トランジスタ１０６に対応するトランジスタ２０２のベースとトランジスタ１０７に対応するトランジスタ２０７のベースとに整合用のインダクタ１１３を介して可変電圧源Ｖｃｏｎｔが接続された構成である。この可変電圧源Ｖｃｏｎｔの電圧値の制御によって、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量を制御可能となっている。
【００２４】
アンテナ１９は、ＤＣカット用のキャパシタ１１４ａ、整合用のインダクタ１１５ａを介してポート２に接続されている。また、一端が接地されたダミー負荷１５の他端は、整合用のインダクタ１１５ｂ、ＤＣカット用のキャパシタ１１４ｂ、を介して第２ベース接地増幅器１２の出力端に接続されている。また、第１ベース接地増幅器１１の出力端と第１整合回路１６との間には、ＤＣカット用のキャパシタ１１６ａが接続され、第２ベース接地増幅器１２の出力端と第２整合回路１７との間には、ＤＣカット用のキャパシタ１１６ｂが接続されている。
【００２５】
第１整合回路１６は、並列キャパシタ１１７と直列インダクタ１１８ａとからなり、第２整合回路１７は、並列可変キャパシタ１１９と直列インダクタ１１８ｂとからなる。並列可変キャパシタ１１９は、印加電圧によりキャパシタンスが変化するバラクタダイオードで構成することができる。
【００２６】
分配回路１０と第１ベース接地増幅器１１の入力端との間には、並列キャパシタ１２０ａと直列インダクタ１２１ａとからなる整合回路と、ＤＣカット用のキャパシタ１２２ａが接続されていて、分配回路１０と第２ベース接地増幅器１２の入力端との間には、それぞれ、並列キャパシタ１２０ｂと直列インダクタ１２１ｂとからなる整合回路と、ＤＣカット用のキャパシタ１２２ｂが接続されている。
【００２７】
次に、実施例１のサーキュレータの動作について説明する。ポート１に信号が入力されると、分配回路１０はその信号を逆相で等振幅に分配して出力し、一方の出力は第１ベース接地増幅器１１に、他方の出力は第２ベース接地増幅器１２に入力される。
【００２８】
第１ベース接地増幅器１１によって増幅された信号は、一部はポート２に接続されたアンテナ１９に入力され、一部は第１整合回路１６を介して第３ベース接地増幅器１３に入力される。
【００２９】
第２ベース接地増幅器１２によって増幅された信号は、一部はダミー負荷１５に吸収され、一部は第４ベース接地増幅器１４に入力される。
【００３０】
第３ベース接地増幅器１３によって増幅された信号、および第４ベース接地増幅器１４によって増幅された信号は、合成器１８（抵抗１０１を共通負荷とする接続回路）に入力される。
【００３１】
ここで、アンテナ１９のインピーダンスは、周囲の環境等により通常５０Ωからずれている。そこで、このインピーダンスのずれを補償するために、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量を、トランジスタ２０２およびトランジスタ２０７のベースに接続された可変電圧源Ｖｃｏｎｔの電圧値を変えることによって制御し、第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスを制御する。第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量を変えることによりアンテナ１９のリアクタンス成分の変動を補正することができ、第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスを変えることによりアンテナ１９の抵抗成分の変動を補正することができる。これにより、第４ベース接地増幅器１４から出力される信号を、第３ベース接地増幅器１３から出力される信号に対して逆相で等振幅となるようにする。
【００３２】
合成器１８には、互いに逆相で等振幅である２つの信号が入力されるため、打ち消しあってポート３からの信号の出力はない。すなわち、共通の負荷抵抗１０１に流れる第３ベース接地増幅器１３の負荷電流の向きと、第４ベース接地増幅器１４の負荷電流の向きが逆で大きさが等しくなるため、ポート３からは信号が出力されない。よって、ポート１に入力された信号は、ポート２のみに出力される。
【００３３】
また、アンテナ１９からポート２に入力されたアンテナの受信信号は、第３ベース接地増幅器１３によって増幅されて合成器１８に入力される。合成器１８には受信信号に相当する第４ベース接地増幅器１４からの入力信号はないため、第３ベース接地増幅器１３からの入力はそのままポート３へと出力される。
【００３４】
次に、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量、および第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスの制御によって、アンテナ１９のインピーダンスのずれを補償することができる理由について、詳細に説明する。
【００３５】
まず、第１整合回路１６の並列可変キャパシタ１１７のキャパシタンスを変えることによるアンテナ１９の抵抗成分の変動を補正する効果について説明する。図３は、実施例１のサーキュレータの第１ベース接地増幅器１１から第３ベース接地増幅器１３までの区間についての等価回路である。第１ベース接地増幅器１１を出力インピーダンス５０Ωの抵抗５００に、アンテナ１９を抵抗５０１と整合用のインダクタ５０３に、第３ベース接地増幅器１３を入力インピーダンス２０Ωの抵抗５０２にそれぞれ置き換えている。第１整合回路１６は並列キャパシタ５０４（並列キャパシタ１１７に対応）と直列インダクタ５０５（直列インダクタ１１８ａに対応）である。インダクタ５０３のインダクタンスは０．２９ｎＨ、直列インダクタ５０５のインダクタンスは０．２９ｎＨである。
【００３６】
図４、５のスミスチャートは、図３の回路図において、信号の周波数を２０ＧＨｚから３０ＧＨｚに変化させたときのＺｃをシミュレーションにより求めた結果を示している。Ｚｃは、抵抗５００から回路の右側（抵抗５０１、５０２側）を見たインピーダンスである。
【００３７】
図４（ａ）において、特性ｍ１は抵抗５０１を５０Ωとした場合、特性ｍ２は抵抗５０１を３０Ωとした場合である。また、特性ｍ１、ｍ２に示されたポイントは、２４ＧＨｚにおけるＺｃの値である。また、図４（ｂ）において、特性ｍ１は抵抗５０１を５０Ωとした場合、特性ｍ２は抵抗５０１を７０Ωとした場合である。また図４においていずれも並列キャパシタ５０４は０．１６ｐＦとしている。抵抗５０１の抵抗値を変えると、Ｚｃはスミスチャート上で縦方向に移動していることがわかる。つまり、アンテナ１９の抵抗成分が５０Ω近傍において変化すると、Ｚｃのリアクタンス成分が主として変動することを示している。
【００３８】
一方、図５において、特性ｍ１は、図４と同様に抵抗５０１を５０Ω、並列キャパシタ５０４を０．１６ｐＦとした場合であり、図５（ａ）の特性ｍ２は抵抗５０１を３０Ω、並列キャパシタ５０４を０．２０６ｐＦとした場合、図５（ｂ）の特性ｍ２は抵抗５０１を７０Ω、並列キャパシタ５０４を０．１４２ｐＦとした場合である。図５の特性ｍ１、ｍ２に付されたポイントは、２４ＧＨｚにおけるＺｃの値である。アンテナ１９のインピーダンスを同じ３０Ωとした図４（ａ）の特性ｍ２と図５（ａ）のｍ２、およびアンテナ１９のインピーダンスを同じ７０Ωとした図４（ｂ）の特性ｍ２と図５（ｂ）の特性ｍ２を比較するとわかるように、並列キャパシタ５０４のキャパシタンスを変えることにより、Ｚｃをスミスチャート上で縦方向に移動させることができ、アンテナ１９のインピーダンスが５０Ωに対して増減しても、並列キャパシタ５０４の値を変化させることで、アンテナ１９のインピーダンスを５０Ωとした特性ｍ１にほぼ一致させることができることがわかる。
【００３９】
このように、等価回路におけるＺｃのシミュレーション結果から、第１整合回路１７の並列キャパシタ１１７のキャパシタンスを変えることで、アンテナ１９の抵抗成分の変動を補正することができることがわかる。ここで、第２ベース接地増幅器１２から第４ベース接地増幅器１４までの区間の回路構成は、第２ベース接地増幅器１２のトランジスタ２０２およびトランジスタ２０７のベースに可変電圧源を接続しない構成とすれば、図３の等価回路と同様である。したがって、第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスを変えると、第２ベース接地増幅器１２からダミー負荷１５、第４ベース接地増幅器側を見たインピーダンスをスミスチャート上で縦方向に移動させることができる。アンテナ１９の抵抗成分が変動すれば、第１ベース接地増幅器１１からアンテナ１９、第３ベース接地増幅器側を見たインピーダンスＺｃがスミスチャート上で縦方向に移動するので、並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスを変えて第２ベース接地増幅器１２からダミー負荷１５、第４ベース接地増幅器側を見たインピーダンスをスミスチャート上で縦方向に移動させることで、インピーダンスＺｃのスミスチャート上での縦方向の移動を補償することができる。すなわち、並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスを変えることで、アンテナ１９の抵抗成分の変動を補償することができる。
【００４０】
次に、ベース接地増幅器の電流源の電流を変えることによる、アンテナ１９のリアクタンス成分の変動を補正する効果について説明する。
【００４１】
まず、アンテナ１９のリアクタンス成分が変動するとインピーダンスＺａがどのように変化するかをシミュレーションにより検討した。ここでインピーダンスＺａは、図２の回路図における第１整合回路１６の入力端から第１ベース接地増幅器１１、ポート２の方向を見たインピーダンスである。図６（ａ）のスミスチャートは、信号の周波数を２０ＧＨｚから３０ＧＨｚに変化させた場合のインピーダンスＺａをシミュレーションにより求めた結果である。図６（ａ）中において、特性ｍ３は、アンテナ１９とインダクタ１１５の間に直列に０．１ｎＨのインダクタを接続した場合、特性ｍ４は、アンテナ１９とインダクタ１１５の間に並列に０．０５ｐＦのキャパシタを接続した場合、特性ｍ５は、アンテナ１９とインダクタ１１５の間に何も付加していない場合のＺａを示している。図６（ａ）のように、Ｚａはスミスチャート上を横方向に移動する。つまり、アンテナ１９のリアクタンスが変化すると、Ｚａの抵抗成分が主として変動している。
【００４２】
一方、図２の回路図において、第１ベース接地増幅器１１のトランジスタ１０２およびトランジスタ１０７のベースに可変電圧源Ｖｃｏｎｔを接続し、可変電圧源Ｖｃｏｎｔのバイアスを変えることで第１ベース接地増幅器１１の電流源の電流量を制御し、第２ベース接地増幅器１２にはＶｃｏｎｔを接続せず電流源の電流量を制御しない場合について、Ｚａがどのように変化するかをシミュレーションにより検討した。すなわち、トランジスタ１０２、１０７のベース電圧である可変電圧源Ｖｃｏｎｔを変化させることによってトランジスタ１０２、１０７の負荷電流の大きさを変化させることによる効果を検討した。図６（ｂ）のスミスチャートは、バイアスを１．３から１．８Ｖまで０．１Ｖごとに変化させた場合のＺａをシミュレーションにより求めた結果である。図６（ｂ）のように、バイアスが増加するにしたがってＺａはスミスチャート上で右方向に移動しており、バイアスを変えることで、Ｚａをスミスチャート上で横方向に移動させることができることがわかる。このようにＶｃｏｎｔのバイアスを変化させることでＺａを横方向に移動させることができるのは、電流源の電流量の変化によりトランジスタ１００のキャパシタンスが変化するためと考えられる。
【００４３】
なお、第２ベース接地増幅器１２ではなく第１ベース接地増幅器１１の電流源の電流量を制御したのは、シミュレーションの容易さを考慮したものであり、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量を制御することでも同様の効果を得ることができる。
【００４４】
このように、ベース接地増幅器の電流源の電流値を変えることで、アンテナ１９のリアクタンス成分の変動を補正することができることがわかる。
【００４５】
以上より、第２整合回路１７のキャパシタンスと、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量の２つの制御によって、アンテナ１９の５０Ω近傍でのインピーダンスの変化を補償することができることがわかる。
【００４６】
なお、上記説明からもわかるように、第１整合回路１６の並列キャパシタ１１７のキャパシタンスと、第１ベース接地増幅器１１の電流源の電流量を制御することによっても、アンテナ１９のインピーダンス変化を補償することができる。この場合、並列キャパシタ１１７は、印加電圧によりキャパシタンスを変化させることのできるバラクタダイオードで構成することができる。ただし、第１整合回路１６の並列キャパシタ１１７のキャパシタンス、もしくは第１ベース接地増幅器１１の電流源の電流量の変化が、アンテナ１９のインピーダンスに影響を与える可能性があるため、実施例１のように第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスと、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量を制御することが好ましい。
【００４７】
図７のグラフは、ポート１からポート２への伝送特性Ｓ２１、図８のグラフは、ポート２からポート３への伝送特性Ｓ３２、図９のグラフは、ポート１からポート３への伝送特性Ｓ３１について、シミュレーションにより求めた結果である。なお、シミュレーションに用いたサーキュレータは、用いる信号の周波数を２４ＧＨｚとして設計している。図７〜図９のグラフにおいて、１はアンテナ１９のインピーダンスが５０Ωで変動していない場合、２はアンテナ１９のインピーダンスが３０Ω、３は７０Ω、４は５０Ωのアンテナ１９とインダクタ１１５の間に直列に０．１ｎＨのインダクタを接続した場合、５は５０Ωのアンテナ１９とインダクタ１１５の間に並列に０．０５ｐＦのキャパシタを接続した場合であり、１以外は第２整合回路１７のキャパシタンスと、第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量とを制御してアンテナ１９のインピーダンスの変化を補償している。
【００４８】
図７、８のように、いずれの場合もＳ２１、Ｓ３２は２４ＧＨｚにおいて１ｄＢ以上であり、良好な伝送特性が得られている。また図９のように、Ｓ３１については図中２〜５のいずれの場合も−２０ｄＢ以下であり、アイソレーションが確保されていることがわかる。
【００４９】
実施例１のサーキュレータを用いてアンテナを送受共用とし、距離測定を行う場合、ポート１に入力された送信信号は、ポート２に接続されたアンテナ１９から放射され、放射された電波は目標物などに反射されてアンテナ１９において受信し、受信した信号はポート２からポート３へと出力される。また、ポート１に入力された信号の一部は漏れてポート３から出力される。つまり、ポート３からはポート２からの受信信号とポート１からの漏れ信号の和が出力される。このような場合において、漏れ信号の出力が最も小さくなるよう第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスと第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量を自動で制御する方法の例を説明する。
【００５０】
まず、第１ポートに入力される電気信号がモノパルスである場合について説明する。送信信号に対する漏れ信号の遅れがパルス幅よりも小さくて送信信号のパルスと漏れ信号のパルスが一部重なり、送信信号のパルスと受信信号のパルスとが重ならないとすれば、ポート３からの信号と、送信信号との振幅の積を求めることで、送信信号のパルスと漏れ信号のパルスの重なりに対応した積信号が得られる。この積信号の出力は、漏れ信号の出力に依存しており、漏れ信号が小さくなればその積信号も小さくなる。そこで、この得られた積信号の平均をとってその出力が最も小さくなるように、第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスと第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量をＰＩ制御などによってフィードバック制御する。
【００５１】
次に、第１ポートに入力される信号がＦＭＣＷ信号である場合について説明する。ポート３からの信号と送信信号をミキサに入力し、差周波数の信号（ビート信号）を出力させる。ここで、送信信号に対する漏れ信号の遅れは十分に小さいため、送信信号と漏れ信号のビート周波数は、送信信号と受信信号のビート周波数に比べて十分に小さい。そのため、ローパスフィルタに通すことで送信信号と受信信号のビート信号の成分をカットすることができ、送信信号と漏れ信号のビート信号の成分のみを出力させることができる。送信信号と漏れ信号のビート信号の出力は漏れ信号の出力に依存しており、漏れ信号が小さくなれば送信信号と漏れ信号のビート信号の出力も小さくなる。そこで、送信信号と漏れ信号のビート信号の平均をとってその出力が最も小さくなるように、第２整合回路１７の並列可変キャパシタ１１９のキャパシタンスと第２ベース接地増幅器１２の電流源の電流量をＰＩ制御などによってフィードバック制御する。
【００５２】
なお、実施例のサーキュレータにおいて、分配回路１０を同相で分配するものとし、合成器１８を逆相で合成するものとしてもよい。
【００５３】
また、実施例のサーキュレータでは、ベース接地増幅器を２段としているが、３段以上の接続としてもよい。たとえば、分配回路１０と第１ベース接地増幅器１１との間、および分配回路１０と第２ベース接地増幅器１２との間にそれぞれベース接地増幅器を挿入してもよいし、第３ベース接地増幅器１３と合成器１８との間、および第４ベース接地増幅器１４と合成器１８との間にそれぞれベース接地増幅器を挿入してもよい。また、増幅器は必ずしもベース接地型である必要はない。
【産業上の利用可能性】
【００５４】
本発明は、アンテナを送受共用とするために用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】実施例１のサーキュレータの構成について示した図。
【図２】実施例１のサーキュレータの具体的な回路図。
【図３】シミュレーションに用いた回路構成を示す図。
【図４】Ｚｃを示すスミスチャート。
【図５】Ｚｃを示すスミスチャート。
【図６】Ｚａを示すスミスチャート。
【図７】Ｓ２１の伝送特性を示すグラフ。
【図８】Ｓ３２の伝送特性を示すグラフ。
【図９】Ｓ３１の伝送特性を示すグラフ。
【図１０】従来のサーキュレータの構成を示した図。
【符号の説明】
【００５６】
１０：分配回路
１１〜１４：ベース接地増幅器
１５：ダミー負荷
１６、１７：整合回路
１８：合成器
１９：アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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