(57)【要約】【課題】アームリアクトルを用いることなく、ターンオン時に発生する大きな電流変化から自己消弧形素子を保護し、スナバエネルギーを主回路へ回生しスナバ損失を低減する。【解決手段】直流電源に対して複数の主スイッチを直並列接続した主スイッチ回路と、各主スイッチに並列接続したスナバ回路と、主スイッチ回路の一部およびスナバ回路の一部を一経路とする補助共振回路を備える。補助共振回路は、補助共振回路内の放電によって、主スイッチの両端間の電流および電圧を零とし、また、スナバ回路のスナバエネルギーを共振回路で回生する。補助共振回路による放電によって主スイッチの両端間の電流および電圧を零とすることによってアームリアクトルを用いることなくターンオン時の電圧上昇を回避し、アームリアクトルによるターンオフ時の直流電圧のサージを低減し、電圧サージの影響を低減させるためにスナバ回路のコンデンサを低減する。【選択図】図１
2010051126.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主スイッチの切り換えによって直交変換を行う電力変換装置において、
直流電源に対して複数の主スイッチを直並列接続した主スイッチ回路と、
前記各主スイッチに並列接続したスナバ回路と、
前記主スイッチ回路の一部および前記スナバ回路の一部を一経路とする補助共振回路を備え、
前記補助共振回路内の放電によって、前記主スイッチの両端間の電流および電圧を零とし、スナバ回路のスナバエネルギーを共振回路で回生することを特徴とする、電力変換装置。
【請求項２】
主スイッチの切り換えによって直交変換を行う電力変換装置において、
第１の主スイッチと第２の主スイッチを直列接続した主スイッチ回路と、
前記第１の主スイッチに並列接続した第１のスナバ回路、および第２の主スイッチに並列接続した第２のスナバ回路と、
前記第２の主スイッチを通る閉回路を形成する第２の共振回路、および第２のスナバ回路を通る閉回路を形成する第１の共振回路の２つの共振回路を有する補助共振回路とを備え、
進み力率モードにおいて、
第２の共振回路は、当該第２の共振回路内の放電によって第２の主スイッチを零電圧、零電流状態でターンオフさせ、
第１の共振回路は、当該第１の共振回路内の放電によって、第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生すると共に、第１の主スイッチを零電圧、零電流状態でターンオンさせることを特徴とする、電力変換装置。
【請求項３】
前記第２の共振回路は、第２のコンデンサと、補助リアクトルと、補助スイッチを備える閉回路であり、
前記補助スイッチをオンとすることによって第２のコンデンサを放電し、当該放電電流によって第２の主スイッチのスイッチング素子に逆並列接続された第２のフライホイールダイオードに流れる主電流を打ち消して第２の主スイッチを零電圧、零電流状態でターンオフさせ、
前記第１の共振回路は、第１のコンデンサと、補助リアクトルと、補助スイッチを備える閉回路であり、
第１のフライホイールダイオードの蓄積電荷を零とし、第２の主スイッチをターンオフさせた後、第１のスナバ回路のスナバコンデンサを放電し、当該放電電流により第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生するとともに、
前記第１のスナバコンデンサの充電電圧が零となった時、第１の主スイッチをターンオンすることにより、前記第１主スイッチを零電圧、零電流からターンオンさせることを特徴とする、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１のコンデンサと第２のコンデンサの直列回路を直流電源に並列接続し、
前記第１のスナバ回路と第２のスナバ回路の直列回路を直流電源に並列接続し、
前記第１のスナバ回路の第１のスナバコンデンサと第１のスナバダイオードとの接続点との間に第１の補助スイッチの一端を接続し、前記第２のスナバ回路の第２のスナバコンデンサと第２のスナバダイオードとの接続点との間に第２の補助スイッチの一端を接続し、
第１の補助スイッチの他端と第２の補助スイッチの他端とを接続し、当該補助スイッチングの接続点と前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に補助リアクトルを接続し、
前記第１の共振回路は、第１のコンデンサと、補助リアクトルと、第１の補助スイッチと、第１のスナバコンデンサとにより閉回路を形成し、
前記第２の共振回路は、第２のコンデンサと、補助リアクトルと、第２の補助スイッチと、第２の主スイッチとにより閉回路を形成することを特徴とする、請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
主回路の各アームにおいて、第１の主スイッチと第２の主スイッチを直列接続した主スイッチ回路と、
前記第１の主スイッチに並列接続した第１のスナバ回路、および第２の主スイッチに並列接続した第２のスナバ回路と、
前記第２の主スイッチを通る閉回路を形成する第２の共振回路、および第２のスナバ回路を通る閉回路を形成する第１の共振回路の２つの共振回路を有する補助共振回路とを備え、
遅れ力率モードにおいて、第１の共振回路は、第１の主スイッチのスイッチング素子に逆並列接続された第１のフライホイールダイオードが通流した後に第１のスナバ回路のスナバコンデンサを放電して第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生するとともに、前記第１のスナバコンデンサを零電圧とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
前記放電電流により第１のコンデンサを充電することにより、第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生することを特徴とする、請求項２から５の何れか一つに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記放電電流を直流電源に戻すことにより、第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生することを特徴とする、請求項２から５の何れか一つに記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記直流電源は２つの電源を直列接続してなり、当該２つの電源の中点を前記第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点に接続し、２つの電源の中点電圧と第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの中点電圧とで定まる電位を補助リアクトルの電位とすることを特徴とする、請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１のスナバ回路と第２のスナバ回路の直列回路を直流電源に並列接続し、
前記第１のスナバ回路の第１のスナバコンデンサと第１のスナバダイオードとの接続点との間に第１の補助スイッチの一端を接続し、前記第２のスナバ回路の第２のスナバコンデンサと第２のスナバダイオードとの接続点との間に第２の補助スイッチの一端を接続し、
第１の補助スイッチの他端と第２の補助スイッチの他端とを接続し、当該補助スイッチングの接続点と２つの電源の中点とを接続し、
前記第１の共振回路は、一方の電源と、補助リアクトルと、第１の補助スイッチと、第１のスナバコンデンサとにより閉回路を形成し、
前記第２の共振回路は、他方の電源と、補助リアクトルと、第２の補助スイッチと、第２の主スイッチとにより閉回路を形成することを特徴とする、請求項３に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スナバ回路を具備し、例えばＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子で構成される電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＧＴＯサイリスタ、トランジスタ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子は、ターンオフ時に急峻な立ち上がり電圧が印加されると、電力損失が大きくなり局部的な集中によって素子破壊が生じる場合がある。これを避けるために、半導体スイッチング素子と並列にコンデンサ、抵抗、およびダイオードからなるスナバ回路が接続される。スナバ回路は、ターンオフ時の単位時間当たりの電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ）を低減し、過電圧から半導体スイッチング素子を保護する。
【０００３】
図１８はスナバ回路の一例を示す図である。このスナバ回路では、以下の式（１）で示されるスナバ回路損失があり、自励インバータ回路では２５ｋＨｚ程度の高周波動作になるとスナバ回路損失が４００Ｗに達する。なお、スナバ回路のコンデンサＣｓの容量を0.2μFとし、印加電圧を４００Ｖとしている。
【０００４】
Ｐloss＝Ｃs・Ｖ2・ｆ／２
＝0.2μF・（400V）2・25kHz＝400W             …（１）
【０００５】
このようなスナバ回路による電力損失はインバータ回路の効率を低下させる要因となるばかりでなく、電力損失に伴って生じる発熱はインバータ回路の外形を小型化する上で障害となっている。
【０００６】
従来より、スナバ回路のエネルギーを有効に利用して、効率向上を図るとともに発熱を減らして小型化の制約を取り除く電力変換装置に関する研究開発が行われてきている。
【０００７】
例えば、図１９のようなスナバエネルギー回生回路（特許文献１）が提案されている。図１９に示す回路構成において、Ｃ1はスナバコンデンサ、Ｄ1はスナバダイオード、Ｌ1はアームリアクトル、Ｓ1はＧＴＯ、Ｓ2は補助サイリスタ、Ｄ2はダイオード、Ｌ2はリアクトル、ＣＮＶ1はＤＣ／ＡＣ／ＤＣコンバータ、Ｅは回生先電源である。
【０００８】
このような回路において、スナバコンデンサＣ1のエネルギーはＧＴＯ（Ｓ1）と同期して付勢される補助サイリスタＳ2によって、リアクトルＬ2とＤＣ／ＡＣ／ＤＣコンバータＣＮＶ1とダイオードＤ2で形成される閉回路へ移し、直流電源Ｅに回生される。
【０００９】
この回路方式では、ＧＴＯ（Ｓ1）のターンオン時における電流変化を抑制するためにアームリアクトルＬ1を設けている。従来、一般に、自己消弧形素子ＧＴＯやパワトランジスタやＩＧＢＴ等は、スイッチング周波数が低い場合には回路的に単位時間当たりの電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を抑制しなくても破壊しないが、電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）が大の時は電力損失に注意する必要がある。自己消弧形素子を用いた回路における基本回路設計法では、自己消弧形素子を複数個直列接続する場合には保護のためにアームリアクトルを設け、大容量変換器を多重接続する場合には変換器毎に相間リアクトルで分離する方法が採用されている。
【００１０】
最近では自己消弧形素子の特性が改善したため、低い周波数の場合には従来から行われていた基本回路設計法を必要としないスナバ回路や、アームリアクトルを削除したスナバレス・リアクトルレスハードスイッチング変換器が盛んに製作されている。
【００１１】
しかしながら、高周波大電力変換を用途とする次世代変換器では、自己消弧形素子にとって電力損失が問題となる。そのため、自己消弧形素子のｄｖ／ｄｔ特性やｄｉ／ｄｔ特性を回路上で抑制したり、素子特性を検証することによって、回路方式を最適化することがより一層重要視されている。
【特許文献１】特開平４−３３５２０公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
前記した従来のスナバエネルギー回生回路では下記のような問題点を含んでいる。
【００１３】
（１）回生用の補助回路のコンバータＣＮＶ1が簡便でなく、また、回生のために補助電源Ｅが必要であるなどの構成上の問題がある。
【００１４】
（２）ターンオン時に発生する大きな電流変化（ｄｉ／ｄｔ）から自己消弧形素子を保護するために設けるアームリアクトルは、ターンオフ時にサージ電圧が発生する。このサージ電圧による半導体スイッチング素子の破壊を防ぐために、スナバ回路は大きなコンデンサを要することになる。
【００１５】
また、サージ電圧を低減する手法として、アームリアクトルのインダクタンスを低減するか、（ｄｉ／ｄｔ）を下げることが考えられる。しかしながら、（ｄｉ／ｄｔ）を下げることは高速スイッチング性能を下げることになり、アームリアクトルのインダクタンスの低減は、素子の内部配線や回路配線による浮遊インダクタンスが存在するために限界がある。また、アームリアクトルのインダクタンスを低減することは電流変化（ｄｉ／ｄｔ）による素子保護性能を下げることになる。
【００１６】
（３）アームリアクトルレス、スナバレス回路方式とすることによって、スナバ回路に伴い問題を解消することができる。しかしながら、この構成によれば、自己消弧形素子は完全なハードスイッチングとなってしまい、高周波化、大容量化に限界がある。
【００１７】
本発明は、前記問題点を除去するものであり、ターンオフ時のサージ電圧の要因となるアームリアクトルを用いることなく、ターンオン時に発生する大きな電流変化（ｄｉ／ｄｔ）から自己消弧形素子を保護することを目的とする。
【００１８】
また、スナバエネルギーを無理なく主回路へ回生し、スナバ損失を低減することを目的とする。
【００１９】
また、自己消弧形素子のスイッチング素子のスイッチングを零電圧（ＺＶＳ）零電流（ＺＣＳ）スイッチングで行わせることにより、電力変換装置の高周波化、大電力化を図ることも目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明の電力変換装置は、主スイッチの切り換えによって直交変換を行う電力変換装置であり、直流電源に対して複数の主スイッチを直並列接続した主スイッチ回路と、各主スイッチに並列接続したスナバ回路と、主スイッチ回路の一部およびスナバ回路の一部を一経路とする補助共振回路を備える。本発明の補助共振回路は、補助共振回路内の放電によって、主スイッチの両端間の電流および電圧を零とし、また、スナバ回路のスナバエネルギーを共振回路で回生する。
【００２１】
本発明の電力変換装置は、補助共振回路による放電によって主スイッチの両端間の電流および電圧を零とすることによってターンオン時に電圧上昇を回避することができる。これによって、ターンオン時に電圧上昇を抑制するために設けていたアームリアクトルを不要とすることができ、アームリアクトルによるターンオフ時の直流電圧のサージを低減させることができ、さらに、電圧サージの影響を低減させるためにスナバ回路のコンデンサを低減させることができる。
【００２２】
また、スナバ回路のスナバエネルギーを共振回路で回生することで、スナバ損失を低減することができる。
【００２３】
本発明の電力変換装置は、第１の主スイッチと第２の主スイッチを直列接続した主スイッチ回路と、第１の主スイッチに並列接続した第１のスナバ回路、および第２の主スイッチに並列接続した第２のスナバ回路と、第２の主スイッチを通る閉回路を形成する第２の共振回路、および第２のスナバ回路を通る閉回路を形成する第１の共振回路の２つの共振回路を有する補助共振回路とを備える。
【００２４】
この構成において、進み力率モードでは、第２の共振回路は、この第２の共振回路内の放電によって第２の主スイッチを零電圧、零電流状態でターンオフし、第１の共振回路は、この第１の共振回路内の放電によって、第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生すると共に、第１の主スイッチを零電圧、零電流状態でターンオンさせる。
【００２５】
本発明の電力変換装置の補助共振回路において、第２の共振回路は、第２のコンデンサと、補助リアクトルと、補助スイッチを備える閉回路である。進み力率モードでは、補助スイッチをオンとすることによって第２のコンデンサを放電し、この放電電流によって第２の主スイッチのスイッチング素子に逆並列接続された第２のフライホイールダイオードに流れる主電流を打ち消して第２の主スイッチを零電圧、零電流状態でターンオフさせる。
【００２６】
また、第１の共振回路は、第１のコンデンサと、補助リアクトルと、補助スイッチを備える閉回路である。進み力率モードでは、第１のフライホイールダイオードの蓄積電荷を零とし、第２の主スイッチをターンオフさせた後、第１のスナバ回路のスナバコンデンサを放電し、この放電電流により第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生するとともに、第１のスナバコンデンサの充電電圧が零となった時、第１の主スイッチをターンオンすることにより、第１主スイッチを零電圧、零電流からターンオンさせる。
【００２７】
本発明の電力変換装置において、より詳細な構成では、第１のコンデンサと第２のコンデンサの直列回路を直流電源に並列接続し、第１のスナバ回路と第２のスナバ回路の直列回路を直流電源に並列接続し、第１のスナバ回路の第１のスナバコンデンサと第１のスナバダイオードとの接続点との間に第１の補助スイッチの一端を接続し、第２のスナバ回路の第２のスナバコンデンサと第２のスナバダイオードとの接続点との間に第２の補助スイッチの一端を接続し、第１の補助スイッチの他端と第２の補助スイッチの他端とを接続し、補助スイッチングの接続点と第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点との間に補助リアクトルを接続する。
【００２８】
この構成において、第１の共振回路は、第１のコンデンサと、補助リアクトルと、第１の補助スイッチと、第１のスナバコンデンサとにより閉回路を形成する。また、第２の共振回路は、第２のコンデンサと、補助リアクトルと、第２の補助スイッチと、第２の主スイッチとにより閉回路を形成する。
【００２９】
本発明の電力変換装置は、主スイッチ回路と、第１のスナバ回路および第２のスナバ回路と、第１の共振回路と第２の共振回路の２つの共振回路を有する補助共振回路とを備える構成において、遅れ力率モードでは、第１の共振回路は、第１の主スイッチのスイッチング素子に逆並列接続された第１のフライホイールダイオードが通流した後に第１のスナバ回路のスナバコンデンサを放電して第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生するとともに、第１のスナバコンデンサを零電圧とする。
【００３０】
第１のスナバ回路のスナバエネルギーの回生先は、コンデンサあるいは電源とすることができる。
【００３１】
スナバエネルギーの回生先をコンデンサとする場合には、放電電流により第１のコンデンサを充電することにより、第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生する。
【００３２】
スナバエネルギーの回生先を電源とする場合には、放電電流を直流電源に戻すことにより、第１のスナバ回路のスナバエネルギーを回生する。
【００３３】
補助リアクトルの電位が変動した場合には、共振回路の放電動作の安定性が低下する。補助リアクトルの電位の変動を低減する構成の一構成例として、直流電源を２つの電源を直列接続して構成し、この２つの電源の中点を第１のコンデンサと第２のコンデンサとの接続点に接続し、２つの電源の中点電圧と第１のコンデンサおよび第２のコンデンサの中点電圧とで定まる電位を補助リアクトルの電位とする。
【００３４】
上記構成によれば、共振回路における補助リアクトルの電位は、電源の中点の電位によって定めることができ、電位変動を低減させることができ、共振回路の放電動作を安定化させることができる。
【００３５】
また、補助リアクトルの電位の変動を低減する構成の別の構成例は、前記した構成例の第１のコンデンサと第２のコンデンサの直列回路を省いた構成であり、第１のスナバ回路と第２のスナバ回路の直列回路を直流電源に並列接続し、第１のスナバ回路の第１のスナバコンデンサと第１のスナバダイオードとの接続点との間に第１の補助スイッチの一端を接続し、第２のスナバ回路の第２のスナバコンデンサと第２のスナバダイオードとの接続点との間に第２の補助スイッチの一端を接続し、第１の補助スイッチの他端と第２の補助スイッチの他端とを接続し、この補助スイッチングの接続点と２つの電源の中点とを接続する。
【００３６】
上記構成によれば、共振回路における補助リアクトルの電位は、電源の中点の電位と２つのコンデンサの直列回路による電位によって定めることができ、電位変動を低減させることができ、共振回路の放電動作を安定化させることができる。
【００３７】
本発明の電力変換装置によれば、主スイッチのスイッチング素子のターンオン直前に、フライホイールダイオードの電流および蓄積電荷を消滅させることができ、アームリアクトルを要することなく、スイッチング素子のターンオン時の過電流を抑制することができ、スナバエネルギーを回生するとともに、スイッチング素子を零電圧（ＺＶＳ）、零電流（ＺＣＳ）からターンオンすることができる。これによって、スナバ損失の低減、スイッチング損失の低減、アームリアクトルレスによるｄｉ／ｄｔ抑制、スナバコンデンサ容量の低減を図ることができる。
【００３８】
本発明の電力変換装置によれば、従来、インバータを構成する半導体素子のターンオン時に生じていたフライホイールダイオードの蓄積キャリアによる直流主回路部の瞬間的な短絡現象が生じないので、相間リアクトルやアームリアクトルを省くことができ、スナバコンデンサのエネルギーを回生するとともに、インバータを構成する半導体素子の零電圧（ＺＶＳ）、零電流（ＺＣＳ）夕一ンオンおよび零電圧（ＺＶＳ）ターンオフが可能であり、大幅な損失低減を図ることができる。
【発明の効果】
【００３９】
以上説明したように、本発明によれば、ターンオフ時のサージ電圧の要因となるアームリアクトルを用いることなく、ターンオン時に発生する大きな電流変化（ｄｉ／ｄｔ）から自己消弧形素子を保護することができる。
【００４０】
また、スナバエネルギーを無理なく主回路へ回生し、スナバ損失を低減することができる。
【００４１】
また、自己消弧形素子のスイッチング素子を零電圧（ＺＶＳ）零電流（ＺＣＳ）スイッチングを行わせることができ、電力変換装置の高周波化、大電力化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４２】
以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
【００４３】
以下,本発明の実施例を図面によって説明する。
【００４４】
図１は本発明の電力変換装置の概略構成を説明するための図である。図１において、電力変換装置１０は、直流電源２０の直流電力を主スイッチの切り換えによって直交変換して交流電力とし、負荷３０に供給する。この負荷への交流電力の供給は、負荷の状態によって進み力率モードあるいは遅れ力率モードで行われる。
【００４５】
本発明の電力変換装置１０は、直流電源２０に対して複数の主スイッチ（図１には示していない）を直並列接続した主スイッチ回路１１と、各主スイッチに並列接続したスナバ回路１２と、主スイッチ回路１１の一部およびスナバ回路１２の一部を一経路とする補助共振回路１３を備える。
【００４６】
補助共振回路１３は、共振回路内の放電によって、主スイッチ回路１１の主スイッチの両端間の電流および電圧を零とする。また、スナバ回路１２のスナバエネルギーを共振回路で回生する。共振回路による回生は、共振回路が備えるコンデンサ（図１には示していない）に戻して当該コンデンサの電圧を上昇させる態様の他に、直流電源２０に直接戻す態様とすることができる。
【００４７】
図２、図３は、本発明の電力変換装置を３相負荷（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に適用した場合の概略構成を示す図である。
【００４８】
図２、図３は、電力変換装置１０のインバータ回路構成のうち１相分（Ｕ相）のみを示している。他の２相分（Ｖ相、Ｗ相）の構成も同様であるため、ここでの説明はＵ相のみとし、Ｖ相およびＷ相の説明は省略する。
【００４９】
図２、図３において、電力変換装置１０は、主スイッチ回路１１とスナバ回路１２と補助共振回路１３とを備える。
【００５０】
主スイッチ回路１１は、第１の主スイッチＳ1と第２の主スイッチＳ4の直列回路を直列電源間に並列に接続する。第２の主スイッチＳ4は、例えば、自己消弧形素子ＧＴＯやパワトランジスタやＩＧＢＴの半導体スイッチング素子と、このスイッチング素子に逆並列接続したフライホイールダイオードとによって構成される。
【００５１】
スナバ回路１２は、第１のスナバ回路１２Ａと第２のスナバ回路１２Ｂの直列回路を直列電源間に並列に接続する。第１のスナバ回路はスナバコンデンサＣ1とスナバダイオードＤ1の直列回路で構成され、第２のスナバ回路はスナバコンデンサＣ4とスナバダイオードＤ4の直列回路で構成される。第１のスナバ回路は第１の主スイッチＳ1のターンオン時の過電圧を抑制し、第２のスナバ回路は第２の主スイッチＳ4のターンオン時の過電圧を抑制する。
【００５２】
補助共振回路１３は、第１の補助スイッチＳ1a、第２の補助スイッチＳ4a、補助リアクトルＬu、直流平滑コンデンサである第１のコンデンサＣ1a、第２のコンデンサＣ4aにより構成される。
【００５３】
補助共振回路１３は、第１の共振回路１３Ａと第２の共振回路１３Ｂとによって構成される。
【００５４】
第１の共振回路１３Ａは、第１のコンデンサＣ1a、補助リアクトルＬu、第１の補助スイッチＳ1aにより形成され、第１のスナバ回路１２ＡのスナバコンデンサＣ1と共に共振回路を形成する。この第１の共振回路１３Ａでは、スナバコンデンサＣ1に蓄積されたコンデンサエネルギーは放電され、第１のコンデンサＣ1aあるいは入力直流電源Ｅ1に回生される。
【００５５】
第２の共振回路１３Ｂは、第２のコンデンサＣ4a、補助リアクトルＬu、第２の補助スイッチＳ4a、第１のスナバ回路１２ＡのスナバダイオードＤ1により形成され、共振回路を形成する。この第２の共振回路１３Ｂでは、第２のコンデンサＣ4aに蓄積されたコンデンサエネルギーを放電し、放電電流を第２の主スイッチＳ4の第２のフライホイールダイオードを逆方向に流して、第２のフライホイールダイオードに流れる主電流を減少させる。
【００５６】
以下、図４〜図１５に示した各部動作波形図と各モードの回路図、およびフローチャートを参照しながら、実施例の作用効果を説明する。
【００５７】
以下では、回路動作が進み力率モードの場合を図５〜図９を用いて説明し、回路動作が遅れ力率モードの場合について図１０〜図１５を説明する。
【００５８】
図４は進み力率モードと遅れ力率モードを説明するための図である。図４（ａ）は進み力率モードの電圧Ｖと電流Ｉの位相関係を示し、図４（ｂ）は進み力率モードでの主スイッチのオン状態を示している。図４（ｃ）は遅れ力率モードの電圧Ｖと電流Ｉの位相関係を示し、図４（ｄ）は遅れ力率モードでの主スイッチのオン状態を示している。進み力率モードにおいて、電流Ｉが負側にある区間はフライホイールダイオードによる電流状態を示し、遅れ力率モードにおいて、電流Ｉが正側にある区間はフライホイールダイオードによる電流状態を示している。
【００５９】
本発明の第１の共振回路は、主スイッチをオンからターンオフする際に、フライホイールダイオードに流れる電流と逆方向に放電電流を流すことによって、主スイッチに流れる電流を零電流とする。
【００６０】
はじめに、進み力率モードの回路動作について説明する。この進み力率モードの回路動作は、モード１〜モード３により行われる。図５は進み力率モードの回路動作のフローチャートを示し、図６〜図９はモード１〜モード３の各モードの回路状態、および電圧電流状態を示している。なお、ここでは、第２の主スイッチＳ4がオン状態にあり、第２の主スイッチＳ4をターンオフし、第１の主スイッチＳ1をターンオンする場合を示している。
【００６１】
はじめに、モード１（図６）において、第１の補助スイッチＳ1aをオンとする（S11）。補助スイッチＳ1aをオンすると、第２のコンデンサＣ4aに蓄積されていたＥ／２の電圧により、第２のコンデンサＣ4a,補助リアクトルＬu,補助スイッチＳ1a,第１のスナバ回路１２ＡのスナバダイオードＤ1,第２の主スイッチＳ4の第２の共振回路１３Ｂを介して電流が流れ始める。この放電電流は、第２の主スイッチＳ4のフライホイールダイオードに流れていた主電流を打ち消し始め、零電流状態とする。このとき、第１のスナバ回路１２ＡのスナバコンデンサＣ1の電位はＥのまま変わらない(S12)。
【００６２】
次に、モード２（図７）において、第２の主スイッチＳ4に流れる電流が零になった時点で、第２の主スイッチＳ4をターンオフする。第２の主スイッチＳ4のターンオフにおいて、第２の主スイッチＳ4に流れる電流は零電流であり、また零電圧であるため、ターンオフ動作はソフトスイッチングによる低損失で行うことができる（S13）。
【００６３】
次に、モード３（図８）において、第１のスナバコンデンサＣ1は、第１のコンデンサＣ1a、補助リアクトルＬu,補助スイッチＳ1aで形成される第１の共振回路１３Ａによって放電を開始し、第１のコンデンサＣ1aに回生する（S14）。第１のスナバコンデンサＣ1の電圧が零になった時点で第１の主スイッチＳ1をターンオンする。この第１の主スイッチＳ1をターンオンにおいて、第１の主スイッチＳ1に流れる電流は零電流であり、また零電圧であるため、ターンオン動作はソフトスイッチングによる低損失で行うことができる(S15)。
【００６４】
第１の主スイッチＳ1をターンオンすると、それまで流れていた電流が、第１のコンデンサＣ1a、補助リアクトルＬu、補助スイッチＳ1a、第１の主スイッチＳ1の回路に流れ始める。それと同時に、主電流である入力電流は第１の主スイッチＳ1を介して流れる。
【００６５】
上記したモード１〜モード３によって、第２の主スイッチＳ4のターンオフと第１の主スイッチＳ1のターンオンとは、共に零電流、零電圧のソフトスイッチングによる低損失で行うことができる。
【００６６】
以上の動作によって、図６のモード１の動作によって、第２の主スイッチＳ4のフライホイールダイオードの電流および蓄積キャリアは、第１の主スイッチＳ1がターンオンする前に消滅するので、従来、第１の主スイッチＳ1ターンオン時に生じていた第２の主スイッチＳ4のフライホイールダイオードを介して、インバータの直流主回路が瞬間的に短絡状態となる現象が生じなくなるので、アームリアクトルは不要である。
【００６７】
また、図７のモード２の動作によってスナバエネルギーが回生され、図８のモード３の動作によって、第１の主スイッチＳ1は零電圧（ＺＶＳ）、零電流（ＺＣＳ）でターンオンする。
【００６８】
また、主スイッチ回路中にはアームリアクトルが無く、また、補助共振回路中の補助リアクトルＬuは放電電流をフライホイールダイオードに流れる主電流と逆方向に流して零電流とするため共振回路を構成するものであるため、第２の主スイッチＳ4のターンオフ時のサージ電圧を抑制することができる。
【００６９】
進み力率モードの場合、ターンオンするスイッチが異なっても、それぞれに対応する素子によってモード１〜モード３と同様の動作を行う。
【００７０】
次に、遅れ力率モードの回路動作について説明する。この遅れ力率モードの回路動作は、モード４〜モード７により行われる。図１０は遅れ力率モードの回路動作のフローチャートを示し、図１１〜図１４はモード４〜モード７の各モードの回路状態を示している。なお、ここでは、第２の主スイッチＳ4がオン状態にあり、第２の主スイッチＳ4をターンオフし、第１の主スイッチＳ1をターンオンする場合を示している。
【００７１】
遅れ力率モードでは、出力電流は出力側から入力側へ、さらに第２の主スイッチＳ4を流れている。
【００７２】
はじめに、モード４（図１１）において、第２の主スイッチＳ4をターンオフする（S21）。第２の主スイッチＳ4のターンオフによって、第２の主スイッチＳ4に流れていた電流が第２のスナバコンデンサＣ4aに流れ始め、電位が上昇し始める。ここで、第１のスナバコンデンサＣ1は入力直流電源Ｅ1の電圧に充電されている状態である(S22)。 
【００７３】
次に、モード５（図１２）において、第２のスナバコンデンサＣ4が満充電されると、主電流は第１の主スイッチＳ1のフライホイールダイオードに流れ始める(S23)。
【００７４】
次に、モード６（図１３）において主電流が第１の主スイッチＳ1のフライホイールダイオードに流れ始めた時点で、第１の補助スイッチＳ1aをオンする。第１の補助スイッチＳ1aがオンすると、第１のスナバコンデンサＣ1に蓄積されていた電荷が放電され、第１のスナバコンデンサＣ1、第１のコンデンサＣ1a、補助リアクトルＬu、第１の補助スイッチＳ1aの第１の共振回路１３Ａを放電電流が流れ始める(S24)。
【００７５】
次に、モード７（図１４）において、放電によって第１のスナバコンデンサＣ1の電圧がゼロとなったと同時に第１の主スイッチＳ1をターンオンする。第１の主スイッチＳ1をターンオンすることにより、第１の主スイッチＳ1に主電流が流れ始める(S25)。
【００７６】
上記したモード４〜モード７によって、第２の主スイッチＳ4のターンオフと第１の主スイッチＳ1のターンオンとは、共に零電流、零電圧のソフトスイッチングによる低損失で行うことができる。
【００７７】
また、主スイッチ回路中にはアームリアクトルが無く、また、補助共振回路中の補助リアクトルＬuは共振回路を構成するものであって接続されていないため、第２の主スイッチＳ4のターンオフ時のサージ電圧を抑制することができる。
【００７８】
遅れ力率モードの場合、ターンオンするスイッチが異なっても、それぞれに対応する素子によってモード５〜モード７のような動作をする。
【００７９】
なお、上記動作の補助スイッチおよび主スイッチの動作タイミングは、共振回路の放電時間や各素子の動作時間を予め求めておき、これら時間長に基づいて設定することができる。
【００８０】
図２に示す構成例では、補助共振回路１３において、補助リアクトルＬuの一端は第１のコンデンサＣ1aと第２のコンデンサＣ4aの接続点に接続される構成であり、補助リアクトルＬuの電位は、第１のコンデンサＣ1aの電圧と第２のコンデンサＣ4aの電圧の中点で定まる電圧で定まる。
【００８１】
補助リアクトルＬuの電位は図２の構成例に限らず他の構成によって定めることもできる。図１６、図１７を用いて別の構成例を示す。
【００８２】
図１６に示す構成例は、入力直流電源Ｅ1と入力直流電源Ｅ2の直列回路によって電源を構成し、補助リアクトルＬuの一端を入力直流電源Ｅ1と入力直流電源Ｅ2の中点に接続する構成である。また、図１６，図１７に示す構成例は、入力直流電源Ｅ1と入力直流電源Ｅ2の直列回路によって電源を構成し、とし、補助リアクトルＬuの一端を入力直流電源Ｅ1と入力直流電源Ｅ2の中点に接続する構成である。
【００８３】
図１６の構成例では、第１のコンデンサＣ1aと第２のコンデンサＣ4aの直流平滑コンデンサによって放電電流を回生させる構成であり、図１７の構成例は、第１のコンデンサＣ1aと第２のコンデンサＣ4aの直流平滑コンデンサを省き、放電電流を入力直流電源Ｅ1，Ｅ2に回生させる構成である。
【産業上の利用可能性】
【００８４】
本発明は、３相負荷に限らず単相負荷にも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８５】
【図１】本発明の電力変換装置の概略構成を説明するための図である。
【図２】本発明の電力変換装置を３相負荷（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に適用した場合の概略構成を示す図である。
【図３】本発明の電力変換装置を３相負荷（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に適用した場合の概略構成を示す図である。
【図４】進み力率モードと遅れ力率モードを説明するための図である。
【図５】進み力率モードの回路動作のフローチャートである。
【図６】進み力率モードの回路動作のモード１の回路状態を示す図である。
【図７】進み力率モードの回路動作のモード２の回路状態を示す図である。
【図８】進み力率モードの回路動作のモード３の回路状態を示す図である。
【図９】進み力率モードの回路動作の電圧電流状態を示す図である。
【図１０】遅れ力率モードの回路動作のフローチャートである。
【図１１】遅れ力率モードの回路動作のモード４の回路状態を示す図である。
【図１２】遅れ力率モードの回路動作のモード５の回路状態を示す図である。
【図１３】遅れ力率モードの回路動作のモード６の回路状態を示す図である。
【図１４】遅れ力率モードの回路動作のモード７の回路状態を示す図である。
【図１５】遅れ力率モードの回路動作の電圧電流状態を示す図である。
【図１６】本発明の電力変換装置の他の概略構成を説明するための図である。
【図１７】本発明の電力変換装置の他の概略構成を説明するための図である。
【図１８】スナバ回路の構成を説明するための図である。
【図１９】従来のスナバエネルギー回生回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００８６】
１０ 電力変換装置
１１ 主スイッチ回路
１２ スナバ回路
１２ スナバ回路
１２Ａ  第１のスナバ回路
１２Ｂ  第２のスナバ回路
１３ 補助共振回路
１３Ａ  第１の共振回路
１３Ｂ  第２の共振回路
２０ 直流電源
３０ 負荷
Ｃ1  スナバコンデンサ
Ｃ1a  第１のコンデンサ
Ｃ4 スナバコンデンサ
Ｃ4a  第２のコンデンサ
Ｄ1 第１のスナバダイオード
Ｄ4 第２のスナバダイオード
Ｅ1，Ｅ2 入力直流電源
Ｌu 補助リアクトル
Ｓ1  第１の主スイッチ
Ｓ1a  第１の補助スイッチ
Ｓ4  第２の主スイッチ
Ｓ4a  第２の補助スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図１０】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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