(57)【要約】【課題】超長距離伝送により適した大容量光通信システムを構築するための光伝送方式を提供する。【解決手段】RZ-DQPSK変調と交番偏波変調とを組み合わせた光伝送方式であって、受信器2が、受信した光信号に対して自己遅延干渉を行う自己遅延干渉計201と、自己遅延干渉計201から出力された光信号を差動受信して電気信号に変換するバランス型光電変換回路202及び203と、バランス型光電変換回路202及び203から出力された電気信号を入力として、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで信号を識別する複数のタイミング識別回路206〜209とを具備するものである。【選択図】図１
2010118842.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式であって、
受信器が、
受信した光信号に対して自己遅延干渉を行う自己遅延干渉計と、
自己遅延干渉計から出力された光信号を差動受信して電気信号に変換するバランス型光電変換回路と、
バランス型光電変換回路から出力された電気信号を入力として、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで信号を識別する複数のタイミング識別回路と
を具備するものであることを特徴とする光伝送方式。
【請求項２】
送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式であって、
送信器が、
レーザ出力器と、
前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、互いに等しい光パワを有しかつ互いに直交する偏波成分を持つ２つの光に分離する偏波分離回路と、
前記偏波分離回路から出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、
その複数の変調手段の出力を合波する偏波合波回路と
を具備するものであることを特徴とする光伝送方式。
【請求項３】
送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式であって、
送信器が、
レーザ出力器と、
前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、等しい光パワを有しかつ同一の偏波成分を持つ2つの光に分離する偏波保持カプラと、
前記偏波保持カプラから出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、
その複数の変調手段の出力の偏波成分が互いに直交するように合波する偏波合波回路と
を具備するものであることを特徴とする光伝送方式。
【請求項４】
前記受信器が、
４つの出力ポートを有し、受信した光信号に対して２ビットの遅延による自己遅延干渉を行って光信号の２種類の位相に応じた２種類の差動信号を出力する２ビット自己遅延干渉計と、
その２ビット自己遅延干渉計からの伝送される信号のビットレートの１／２の速度の２種類の差動信号を入力として、その２種類の差動信号に対して光電気変換と電気信号和と電気増幅とをそれぞれ行う複数のバランス型光電変換回路と、
その複数のバランス型光電変換回路で電気増幅された電気信号を入力として、前記ビットレートの１／４のボーレートに対応するクロック周波数で、かつ２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を用いて信号を識別する複数のタイミング識別回路とを
具備するものであることを特徴とする請求項１に記載の光伝送方式。
【請求項５】
前記変調手段によるパルス光への変換が所定のクロック信号に基づいて行われるものであり、
その所定のクロック信号が、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートに対応するクロック信号であり、オーバードライブすることで最大値と最小値に制限をつける形で歪まされたものである
ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の光伝送方式。
【請求項６】
前記変調手段によるパルス光への変換がパルス状クロック信号に基づいて行われるものであり、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、
その伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックを生成する基準用クロック生成手段と、
前記基準用クロックを２分岐する分岐手段と、
前記分岐手段の出力に接続され、前記基準用クロックの周波数を２倍にするダブラと、
前記分岐手段の前記ダブラに接続されていない出力及び前記ダブラの出力の両方を入力とする２入力１出力のＡＮＤ回路とを有し、
前記ＡＮＤ回路の出力から前記パルス状クロック信号を出力する
ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の光伝送方式。
【請求項７】
前記変調手段によるパルス光への変換がパルス状クロック信号に基づいて行われるものであり、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、
その伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックを生成する基準用クロック生成手段と、
２入力１出力のディジタル多重化回路とを有し、
前記ディジタル多重化回路の入力のうち１つには周波数Ｂ／４の基準用クロック信号が入力され、
前記ディジタル多重化回路の他の入力は常に同一のロジックレベルに保たれ、
前記ディジタル多重化回路の出力から前記パルス状クロック信号を出力する、
ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の光伝送方式。
【請求項８】
前記変調手段によるパルス光への変換がパルス状クロック信号に基づいて行われるものであり、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、
その伝送信号に同期した多重化タイミングクロックを生成する多重化タイミングクロック生成手段と、
Ｎ入力１出力のディジタル多重化回路とを有し、
前記ディジタル多重化回路の動作は前記多重化タイミングクロックと同期し、
前記ディジタル多重化回路の入力のうち１つは時間によらずＨレベル（又はＬレベル）を保ち、
前記ディジタル多重化回路の入力の他のＮ−１個は全て時間によらずＬレベル（又はＨレベル）を保ち、
前記ディジタル多重化回路の出力から前記パルス状クロック信号を出力する、
ことを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の光伝送方式。
【請求項９】
前記送信器が波長ごとに波長分散付与手段を具備し、
前記受信器が波長ごとに波長分散補償手段を具備する
ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の光伝送方式。
【請求項１０】
前記送信器の波長分散付与手段、前記受信器の波長分散補償手段、及び前記受信器の自己遅延干渉計が、石英導波回路によって集積化されている
ことを特徴とする請求項９に記載の光伝送方式。
【請求項１１】
前記受信器における２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を供給する手段として、
前記２ビット自己遅延干渉計へ入力される光信号を分岐する光タップ回路と、
その光タップ回路で分岐された一方の光信号を直接検波する直接検波手段と、
その直接検波して取り出された電気信号のスペクトル上でサイドバンド強度を測定するとともに、そのサイドバンド強度の測定に基づいて２偏波間のクロック位相差を計算する計算手段と、
その直接検波して取り出された電気信号に基づき、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートに対応するクロック信号を出力する分周手段と、
その分周手段から出力されたクロック信号に対して計算手段によって求められた位相差を付与して２種類のクロック信号を出力する位相可変手段とを具備する
ことを特徴とする請求項４に記載の光伝送方式。
【請求項１２】
前記タイミング識別回路に対して前記２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を供給する手段として、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、
前記２ビット自己遅延干渉計へ入力される光信号を分岐する光タップ回路と、
その光タップ回路で分岐された一方の光信号を直接検波する直接検波手段と、
前記直接検波手段から出力される電気信号から周波数Ｂ／４の成分を透過させるバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタから出力される周波数Ｂ／４の正弦波の位相及び強度の時間変化を測定する位相変化測定手段と、
前記位相変化測定手段の測定結果に基づいて２偏波間のクロック位相差を逐次補正する位相補正量を決定する位相補正量判定手段と、
前記複数のバランス型光電変換回路によって復調された複数の電気信号群の各々からＢ／４の周期のクロックを抽出する複数のクロック抽出手段と、
前記複数のクロック抽出手段によって生成されたクロック信号に対し、前記位相補正量判定手段によって得られた位相補正量に相当する位相差を逐次付与する位相可変手段と
を具備する
ことを特徴とする請求項４に記載の光伝送方式。
【請求項１３】
送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式で用いられる受信器であって、
受信した光信号に対して自己遅延干渉を行う自己遅延干渉計と、
自己遅延干渉計から出力された光信号を差動受信して電気信号に変換するバランス型光電変換回路と、
バランス型光電変換回路から出力された電気信号を入力として、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで信号を識別する複数のタイミング識別回路と
を具備することを特徴とする受信器。
【請求項１４】
送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式で用いられる送信器であって、
レーザ出力器と、
前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、互いに等しい光パワを有しかつ互いに直交する偏波成分を持つ２つの光に分離する偏波分離回路と、
前記偏波分離回路から出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、
その複数の変調手段の出力を合波する偏波合波回路と
を具備することを特徴とする送信器。
【請求項１５】
送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式で用いられる送信器であって、
レーザ出力器と、
前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、等しい光パワを有しかつ同一の偏波成分を持つ2つの光に分離する偏波保持カプラと、
前記偏波保持カプラから出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、
その複数の変調手段の出力の偏波成分が互いに直交するように合波する偏波合波回路と
を具備することを特徴とする送信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は光通信分野に属し、とくに非常に長距離で40Gbit/s以上の超長距離大容量光ファイバ通信において用いて好適な光伝送方式、送信器及び受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信技術の進展はめざましいものがあり、現在では40Gbit/sの信号を波長多重（WDM；Wavelength Division Multiplexing）する送受信技術・プロダクトが商用化されている。しかしながら光ファイバの非線形性や偏波モード分散（PMD；Polarization Mode Dispersion）などの信号劣化要因により、再生中継間隔はおよそ1000kmに限られている。そのため、大西洋や太平洋を横断するような超長距離（海底）システムには、40Gbit/s WDM以上の大容量システムは、いまだ導入が見送られている。
【０００３】
一方、昨今のトラフィックの劇的な増加により、上述のような超長距離システムに対する通信帯域の需要は、通信帯域の供給を大幅に上回り、逼迫している。海底に沈められている光アンプの帯域の問題の対策、すなわち、いったん海底に敷設した光アンプを変更することは容易でなく、それを最大限再利用すること、が要求としてあり、周波数利用効率の良い方式（たとえばビットレート40Gbit/s）は要求として挙げられている。ここで、本発明の背景技術である変復調方式であるRZ-DQPSK（Return-to-Zero Differential Quadrature Phase Shift Keying；４値差動位相変調方式）と交番偏波バイナリ符号について説明する。
【０００４】
RZ-DQPSK：
現在の陸上系40Gbit/sシステムに広く適用されているRZ-QPSK符号である（非特許文献１参照）。この符号では、RZパルス化すること、さらに4値の位相変調を施すことによりボーレートを1/2に落とし、偏波モード分散（PMD）による符号間干渉の効果が抑えられる。RZ-DQPSK符号は、必要となる帯域を削減し周波数利用効率のよい方式であるので、超長距離伝送にはこの点で適しているといえる。なお、ボーレートは１秒間に行う変復調の回数（単位はbaud；ボー）、ビットレートは１秒間に転送できるデータ量（単位はbps；bit/s）を表す値である。
【０００５】
交番偏波バイナリ符号：
一方、太平洋あるいは大西洋などの超長距離システムでは、新規に敷設された特性のよいファイバが選ばれ導入されている場合が多く、PMD耐力への要求は陸上システムほどではないといわれている。代わりに厳しい要求の一つは、超長距離伝送の間で生じる非線形劣化の抑圧である。この点に関しては交番偏波という方式が検討されている（非特許文献２参照）。交番偏波とは、パルスの偏波状態が、一つおきに直交状態に遷移していく方式であり、例えばパルス１がTEモード（Transverse Electric mode）なら、次のパルス２がTMモード（Transverse Magnetic mode）、その次のパルス３が再びTEモード、といったようにである。非線形光学効果は、偏波に依存する（同一偏波間では強く、直交偏波間では１／３ほど弱い）現象であるので、ビットごとに直交偏波を用いると、全体的に非線形効果を抑えることができることが報告されている。この交番偏波の技術をRZ-DQPSKに適用することが非特許文献３に記載されている。しかしながら受信器構成は、20Gボーレートの受信器（従来のRZ-DQPSK受信器構成）を用いており、PMDなどに起因するスキューに対して脆弱であった。また、いずれも送信側に偏波変調器を使っており、偏波変調により信号帯域が拡大するというデメリットもあった。
【０００６】
図２に従来の構成例を、図３及び図４に従来の構成による特性例を示した。図２（ａ）は非特許文献３の図１ａを引用して参照符号を追加したものであり、RZ-DQPSKと交番偏波による変調方式を用いた送信器の構成例を示している。図２（ｂ）は非特許文献２の図１（ｂ）を引用して参照符号を追加したものであり、交番偏波変調方式（偏波変調方式）による送信器の構成例を示している。図３は、非特許文献２の図６（ａ）を引用したものであり、光パルス信号のデューティを50％とした場合のRZ-DQPSK方式におけるスペクトルを示している。図４は、非特許文献２の図６（ｃ）を引用したものであり、光パルス信号のデューティを50％とした場合のRZ-DQPSK変調に偏波変調を組み合わせることで交番偏波化した場合のスペクトルを示している。
【０００７】
なお、図２（ａ）に示されている送信器は、カプラ81と、DQPSK変調器82と、信号発生器83と、RZ変調器84と、クロック発生器85と、ビット同期変調器86と、クロック発生器87とから構成されている。カプラ81は、複数の異なる波長の光信号を混合する。DQPSK変調器82は、カプラ81の出力をDQPSK方式によって変調する。信号発生器83は、DQPSK変調器82を駆動する21.4Gb/sの２つの信号を擬似乱数バイナリビットシーケンス（Pseudorandom Binary Bit Sequence）で発生する。RZ変調器84は、DQPSK変調器82の出力をRZ変調する。クロック発生器85は、RZ変調器84に10.7GHzのクロック信号を供給する。ビット同期変調器86は、RZ変調器84の出力に偏光又は位相変調を行う。クロック発生器87は、ビット同期変調器86に21.4GHzのクロック信号を供給する。
【０００８】
また、図２（ｂ）に示されている送信器は、連続波（CW；Continuous Wave）レーザ出力器91と、連続波レーザ出力器91の出力を整形して均一な振幅のパルス信号を出力するパルスカーバ（pulse carver）92と、パルスカーバ92の出力を入力されたデータによって位相変調する変調器93と、変調器93の出力を交番偏波変調する交番偏波変調器94とから構成されている。
ここで、交番偏波変調器94は、PBS（Polarization  Beam  Splitter；偏波ビームスプリッタ）95と、PM（Phase Modulator；位相変調器）96と、PBC（Po1arization Beam Combiner；偏波合波器）97とから構成されている。PBS95は、入力された位相変調信号を２つの直交成分に分波する。直交成分の一方は位相変調器96で１ビット周期分遅延される。PBC97は、PBS95の他方の出力と位相変調器96の出力とを合波する。
【０００９】
図４からわかるように、図３の交番偏波変調を行わない場合と比べて、交番偏波変調を行った場合には、帯域が拡大している。
【非特許文献１】T.Kataoka et al., “Field transmission by using a commercially-ready 43 Gbit/s DWDM system employing RZ-DQPSK transponders in high PMD installed fiber,” Proc. 0FC2007, JThA45, 25-29 March 2007
【非特許文献２】C.Xie et al., “Suppression of Intrachannel Nonlinear Effects With Alternate-Polarization Formats,” Journal of Lightwave Technol., vol.22, no.3, March 2004, pp.806-812,
【非特許文献３】J.X. Cai et al., “Improved Margin in Long-Haul 40Gb/s Systems Using Bit-Synchronously Modulated RZ-DQPSK,” Proc. 0FC2006, PDP33, 5-10 March 2006
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、大容量光通信システムを、超長距離伝送に用いるときの課題を解決する発明であり、具体的には、以下のとおりである。
【００１１】
RZ-DQPSKは帯域も狭く、超長距離アプリケーションに向いた方式であり、PMDには効果があるが、非線形耐力が従来のNRZ（Non Return to Zero）よりも弱いことが知られている。RZ-DQPSKを超長距離伝送に用いるためには、非線形耐力の拡大が必須である。
【００１２】
一方、交番偏波方式は、PMDに極端に弱いことが報告されている。超長距離アプリケーションといえども、PMD耐力の要求は現存しており、PMD耐力の改善も必須である。さらに、交番偏波RZ-DQPSKは、ある程度非線形耐力の向上が期待できるが、RZ-DQPSKを非特許文献３に記載のように交番偏波にした場合、偏波変調器を用いることによりせっかく狭まった帯域がかえって広がるという課題がある。
【００１３】
本発明は、上記の事情を考慮してなされたものであり、従来の課題を改善し、超長距離伝送により適した大容量光通信システムを構築するための光伝送方式、送信器及び受信器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式であって、受信器が、受信した光信号に対して自己遅延干渉を行う自己遅延干渉計と、自己遅延干渉計から出力された光信号を差動受信して電気信号に変換するバランス型光電変換回路と、バランス型光電変換回路から出力された電気信号を入力として、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで信号を識別する複数のタイミング識別回路とを具備するものであることを特徴とする。
【００１５】
請求項２記載の発明は、送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式であって、送信器が、レーザ出力器と、前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、互いに等しい光パワを有しかつ互いに直交する偏波成分を持つ２つの光に分離する偏波分離回路と、前記偏波分離回路から出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、その複数の変調手段の出力を合波する偏波合波回路とを具備するものであることを特徴とする。
【００１６】
請求項３記載の発明は、送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式であって、送信器が、レーザ出力器と、前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、等しい光パワを有しかつ同一の偏波成分を持つ2つの光に分離する偏波保持カプラと、前記偏波保持カプラから出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、その複数の変調手段の出力の偏波成分が互いに直交するように合波する偏波合波回路とを具備するものであることを特徴とする。
【００１７】
請求項４記載の発明は、前記受信器が、４つの出力ポートを有し、受信した光信号に対して２ビットの遅延による自己遅延干渉を行って光信号の２種類の位相に応じた２種類の差動信号を出力する２ビット自己遅延干渉計と、その２ビット自己遅延干渉計からの伝送される信号のビットレートの１／２の速度の２種類の差動信号を入力として、その２種類の差動信号に対して光電気変換と電気信号和と電気増幅とをそれぞれ行う複数のバランス型光電変換回路と、その複数のバランス型光電変換回路で電気増幅された電気信号を入力として、前記ビットレートの１／４のボーレートに対応するクロック周波数で、かつ２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を用いて信号を識別する複数のタイミング識別回路とを具備するものであることを特徴とする。
【００１８】
請求項５記載の発明は、前記変調手段によるパルス光への変換が所定のクロック信号に基づいて行われるものであり、その所定のクロック信号が、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートに対応するクロック信号であり、オーバードライブすることで最大値と最小値に制限をつける形で歪まされたものであることを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、前記変調手段によるパルス光への変換がパルス状クロック信号に基づいて行われるものであり、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、その伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックを生成する基準用クロック生成手段と、前記基準用クロックを２分岐する分岐手段と、前記分岐手段の出力に接続され、前記基準用クロックの周波数を２倍にするダブラと、前記分岐手段の前記ダブラに接続されていない出力及び前記ダブラの出力の両方を入力とする２入力１出力のＡＮＤ回路とを有し、前記ＡＮＤ回路の出力から前記パルス状クロック信号を出力することを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明は、前記変調手段によるパルス光への変換がパルス状クロック信号に基づいて行われるものであり、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、その伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックを生成する基準用クロック生成手段と、２入力１出力のディジタル多重化回路とを有し、前記ディジタル多重化回路の入力のうち１つには周波数Ｂ／４の基準用クロック信号が入力され、前記ディジタル多重化回路の他の入力は常に同一のロジックレベルに保たれ、前記ディジタル多重化回路の出力から前記パルス状クロック信号を出力する、ことを特徴とする。
【００２１】
請求項８の発明は、前記変調手段によるパルス光への変換がパルス状クロック信号に基づいて行われるものであり、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、その伝送信号に同期した多重化タイミングクロックを生成する多重化タイミングクロック生成手段と、Ｎ入力１出力のディジタル多重化回路とを有し（ここでＮは２以上の整数）、前記ディジタル多重化回路の動作は前記多重化タイミングクロックと同期し、前記ディジタル多重化回路の入力のうち１つは時間によらずＨレベル（又はＬレベル）を保ち、前記ディジタル多重化回路の入力の他のＮ−１個は全て時間によらずＬレベル（又はＨレベル）を保ち、前記ディジタル多重化回路の出力から前記パルス状クロック信号を出力する、ことを特徴とする。
【００２２】
請求項９記載の発明は、前記送信器が波長ごとに波長分散付与手段を具備し、前記受信器が波長ごとに波長分散補償手段を具備することを特徴とする。
【００２３】
請求項１０記載の発明は、前記送信器の波長分散付与手段、前記受信器の波長分散補償手段、及び前記受信器の自己遅延干渉計が、石英導波回路によって集積化されていることを特徴とする。
【００２４】
請求項１１記載の発明は、前記受信器における２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を供給する手段として、前記２ビット自己遅延干渉計へ入力される光信号を分岐する光タップ回路と、その光タップ回路で分岐された一方の光信号を直接検波する直接検波手段と、その直接検波して取り出された電気信号のスペクトル上でサイドバンド強度を測定するとともに、そのサイドバンド強度の測定に基づいて２偏波間のクロック位相差を計算する計算手段と、その直接検波して取り出された電気信号に基づき、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートに対応するクロック信号を出力する分周手段と、その分周手段から出力されたクロック信号に対して計算手段によって求められた位相差を付与して２種類のクロック信号を出力する位相可変手段とを具備することを特徴とする。
【００２５】
請求項１２記載の発明は、前記タイミング識別回路に対して前記２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を供給する手段として、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、前記２ビット自己遅延干渉計へ入力される光信号を分岐する光タップ回路と、その光タップ回路で分岐された一方の光信号を直接検波する直接検波手段と、前記直接検波手段から出力される電気信号から周波数Ｂ／４の成分を透過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタから出力される周波数Ｂ／４の正弦波の位相及び強度の時間変化を測定する位相変化測定手段と、前記位相変化測定手段の測定結果に基づいて２偏波間のクロック位相差を逐次補正する位相補正量を決定する位相補正量判定手段と、前記複数のバランス型光電変換回路によって復調された複数の電気信号群の各々からＢ／４の周期のクロックを抽出する複数のクロック抽出手段と、前記複数のクロック抽出手段によって生成されたクロック信号に対し、前記位相補正量判定手段によって得られた位相補正量に相当する位相差を逐次付与する位相可変手段とを具備することを特徴とする。
【００２６】
請求項１３記載の発明は、送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式で用いられる受信器であって、受信した光信号に対して自己遅延干渉を行う自己遅延干渉計と、自己遅延干渉計から出力された光信号を差動受信して電気信号に変換するバランス型光電変換回路と、バランス型光電変換回路から出力された電気信号を入力として、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで信号を識別する複数のタイミング識別回路とを具備することを特徴とする。
【００２７】
請求項１４記載の発明は、送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式で用いられる送信器であって、レーザ出力器と、前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、互いに等しい光パワを有しかつ互いに直交する偏波成分を持つ２つの光に分離する偏波分離回路と、前記偏波分離回路から出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、その複数の変調手段の出力を合波する偏波合波回路とを具備することを特徴とする。
【００２８】
請求項１５記載の発明は、送信器と受信器とを用い、送信器と受信器との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式で用いられる送信器であって、レーザ出力器と、前記レーザ出力器によるレーザの出力光を、等しい光パワを有しかつ同一の偏波成分を持つ2つの光に分離する偏波保持カプラと、前記偏波保持カプラから出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、その複数の変調手段の出力の偏波成分が互いに直交するように合波する偏波合波回路とを具備することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで信号を識別する複数のタイミング識別回路を設けることで、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで信号を識別することができる。したがって、パルス間の時間位置のずれ（すなわちスキュー）として現れるPMDへの耐力を向上させることができる。また、本発明によれば、受信した光信号を直接検波して取り出された電気信号のスペクトル上でサイドバンド強度を測定するとともに、そのサイドバンド強度の測定に基づいて２偏波間のクロック位相差を計算する計算手段と、その計算手段によって求められた位相差を付与して２種類のクロック信号を出力する位相可変手段を設けたので、各クロック位相を可変にすることにより、スキュー耐性を改善することができる。また、復調前の光パルスからビットレートＢの１／４の成分を抽出しこれを参照することにより、位相可変手段で補正する位相補正量の符号を逐次チェックすることが可能となる。
【００３０】
また、本発明によれば、レーザ出力器の出力光を偏波に応じて分離する偏波分離回路と、前記偏波分離回路から出力された光信号の位相を、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートで、４値で変調し、かつパルス光に変換する複数の変調手段と、その複数の変調手段の出力を合波する偏波合波回路とを備えるようにしたので、偏波変調器を使わなくてもよくなり、交番偏波RZ-DQPSKの帯域を削減することができる。また、本発明によれば、伝送される信号のビットレートの１／４のボーレートに対応するクロック信号を、オーバードライブすることで最大値と最小値に制限をつける形で歪ませることで、偏波間のパルス裾の重なりを減少させ、性能劣化なく帯域を削減することができる。また、前記オーバードライブを用いた構成に代えて、ＡＮＤ回路ないしディジタル多重化回路を用いた構成によっても、偏波間のパルス裾重なりを減少させることが可能となる。
【００３１】
また、本発明によれば、送信器が波長ごとに波長分散付与手段を具備し、受信器が波長ごとに波長分散補償手段を具備するので、プリディストーションにより、波形が広がり光パルスのピーク値が減少し、非線形劣化を抑圧することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３２】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の一実施の形態としての光伝送システムの構成を示すブロック図である。図１に示す光伝送システムは、送信器1と、受信器2と、送信器1と受信器2の間を接続する光ファイバ伝送路3と、入力信号のデータ変換を行うOTN LSI（Optical Transport Network - Large Scale Integration；光伝送ネットワーク用集積回路）4と、受信器2の出力信号に対して信号処理を行うOTN-LSI6とから構成されている。なお、本実施の形態においては、送信器1と受信器2との間で伝送される光信号の位相を４値で変調し、かつRZパルス光を用いるとともに、時間軸上に配列されたRZパルス光の各々が直交する偏波状態を交互に繰り返すようにした光伝送方式を用いることで、ビットレート40Gbit/sの信号伝送が行われるものとする。
【００３３】
送信器１は、ITLA（Integrable Tunable Laser Assembly；波長可変レーザアセンブリ）101と、変調手段102と、16:2 SerDes（SERializer/DESerializer；シリアライザ/デシリアライザ）103と、増幅器104と、発振器105と、増幅器106とから構成されている。なお、送信器1は、伝送路5を介してOTN-LSI4と接続されている。ここで、送信器1とOTN-LSI4とは、SFI-5.1（Serdes Framer Interface-level 5.1）規格に準拠した通信を行う。
【００３４】
OTN-LSI4は、交番偏波DQPSK用のプリコーダとして機能し、ビットレート40Gbit/sの入力信号を交番偏波DQPSK用の伝送データに変換する。このOTN-LSI4によるデータ変換では、40Gbit/sの入力信号が、その半分のレートを有し、受信器2において2ビット遅延で差動受信した際にデータが復元できるように変換された20Gbit/sの２つの信号（Iチャネル信号とQチャネル信号とする）に変換される。
【００３５】
16:2 SerDes103は、OTN-LSI4から伝送路5を介して入力された16bitのパラレル信号を2bit（IチャネルとQチャネル１組分）の20Gbit/sのシリアル信号に変換して増幅器104へ出力する。16:2 SerDes103は、また、OTN-LSI4から伝送路5を介して入力された16bitのパラレル信号に同期させて、20GHzのクロック信号を生成して発振器105へ出力する。発振器105は、入力された20GHzのクロック信号に基づいて、同じ周波数の偏波変調用の変調信号を発振して増幅器106へ出力する。
【００３６】
ITLA101は、標準規格、例えば、OIF-ITLA-MSAで定められた所定波長の光信号を発生して変調手段102へ出力するレーザ出力器である。変調手段102は、入力された光信号に対して、ドライバ104から入力された２つの信号（Iチャネル信号とQチャネル信号）に基づくRZ-DQPSK方式の変調を行うとともに、ドライバ106から入力された信号に基づく偏波変調（TE波とTM波の交番偏波変調）を行う。そして、変調手段102によって変調された光信号が、光ファイバ伝送路3へと出力される。
【００３７】
一方、受信器2は、4つの出力ポートを持つ2ビット・マッハ・ツェンダー（Mach-Zehnder）遅延干渉計（以下、2ビット自己遅延干渉計とする）201と、20Gbit/s用のバランス型OEコンバータ（Opto-Electricalコンバータ；光電変換器）202及び203と、OEコンバータ204と、CR（Clock Recovery；クロック再生器）205と、20Gbit/s信号用の４個のDEC（Decision Circuit；タイミング識別回路）206〜209と、4:16 SerDes210とから構成されている。なお、受信器2は、伝送路7を介してOTN-LSI6と接続されている。ここで、受信機2とOTN-LSI6とは、SFI-5.1規格に準拠した通信を行う。DEC206〜209は、各偏波状態のパルス位置に一致した各タイミングで入力信号の「0」又は「1」を識別する回路である。
【００３８】
光ファイバ伝送路3を介して受信された光信号に対しては、2ビット自己遅延干渉計201によって、IチャネルとQチャネルのそれぞれに対応するように位相差を持たせるとともに、2ビット分の遅延差を持たせた自己干渉がなされる。そして、2ビット自己遅延干渉計201から出力されるビットレート40Gbit/sの1/2の速度（20GHz）のIチャネルとQチャネルの２組の差動信号に対しては、バランス型OEコンバータ202とバランス型OEコンバータ203によって、光電気変換と電気信号和と電気増幅がIQチャネルそれぞれに対して行われる。ここで、2ビット自己遅延干渉計201からのIチャネルの出力がバランス型OEコンバータ202で差動受信されてIチャネルの電気信号へ変換され、Qチャネルの出力がバランス型OEコンバータ203で差動受信されてQチャネルの電気信号へ変換される。
【００３９】
一方、OEコンバータ204は、2ビット自己遅延干渉計201へ入力されるものと同じ光信号を入力して電気信号に変換し、CR205へと出力する。CR205は、OEコンバータ204から入力された電気信号と、外部から入力されるクロック位相制御信号とに基づいて、IチャネルとQチャネルの信号周波数の20GHzの半分の10GHzのクロック周波数で、交番偏波変調における各偏波状態に対応したクロック位相となる互いに90度の位相差を持つ２つのクロック信号を出力する。このCR205による10GHzのクロック周波数の再生は、光信号を2ビット自己遅延干渉計201に入れる前にタップして取り出し、RZパルス列を直接検波して、1/2分周することで行うことができる。なお、偏波状態に対応したクロック位相は、本実施形態では、外部から制御する構成としている。ただし、例えば外部と伝送路7を介して接続される誤り訂正回路（FEC： Forward Error Correction）からの誤り訂正情報からフィードバック制御してもよい。このFECは例えばOTN-LSI6に含まれるようにして構成することができる。
【００４０】
20Gbit/s用の2個のバランス型OEコンバータ202及び203で光電変換された後の各アナログ電気信号は、さらに2分岐される。そして、2分岐された各アナログ電気信号は、4個のDEC206〜209へと入力される。ここでDEC206はIチャネルのTE波用の信号識別を行う回路であり、DEC207はQチャネルのTE波用の信号識別を行う回路であり、DEC208はIチャネルのTM波用の信号識別を行う回路であり、そしてDEC209はQチャネルのTM波用の信号識別を行う回路である。
【００４１】
DEC206〜209は、CR205から供給されたクロック信号で、すなわち受信した光信号に基づいて可変制御された各偏波状態に対応したクロック位相を有する10GHzのクロック周波数の信号を用いて伝送信号を識別再生する。DEC206〜209の出力は、4:16 SerDes210へ入力され、4ビットのシリアル信号から16ビットのパラレル信号へと変換される。そして、伝送路7を介してOTN-LSI6へ出力される。OTN-LSI6は、入力された信号に対して誤り訂正などの信号処理を行う。
【００４２】
すなわち、バランス型OEコンバータ202及び203で電気増幅された信号は、伝送される信号のビットレート（40Gbit/s）の1/4のボーレート（10Gボー）に対応するクロック周波数（10GHz）で、かつ２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を用いて4つのタイミング識別回路としてのDEC206〜209によって、識別受信されることになる。
【００４３】
なお、交番偏波のRZ-DQPSKでは、送信側にプリコーダ回路、受信側にデコーダ回路が必要であるが、本実施形態ではOTN-LSI4及び6にパラレル実装されているものを仮定している。ただし、それに限定する必要はない。また4組のDEC206〜209から出力される信号は10Gbit/s×4の信号であるが、その4組間のスキューは4:16 SerDes210で吸収するものとする。
【００４４】
本実施の形態によれば、2ビット遅延干渉後に、波形をそれぞれの偏波状態のパルス位置に一致したクロック位相で識別再生すること、及び各クロック位相を可変にすることにより、スキュー耐性を改善することができる。
【００４５】
また、本実施の形態の受信器2は、４つの出力ポートを有し、受信した光信号に対して２ビットの遅延による自己遅延干渉を行って光信号の２種類の（すなわちIチャネルとQチャネルの）位相に応じた２種類の差動信号を出力する2ビット自己遅延干渉計201と、その2ビット自己遅延干渉計201からの伝送される信号のビットレートの１／２の速度の２種類の（すなわちIチャネルとQチャネルの）差動信号を入力として、その２種類の差動信号に対して光電気変換と電気信号和と電気増幅とをそれぞれ行う複数のバランス型光電変換回路としてのバランス型OEコンバータ202及び203と、その複数のバランス型OEコンバータ202及び203で電気増幅された電気信号を入力として、ビットレート（40Gbit/s）の1/4のボーレート（10Gボー）に対応するクロック周波数（10GHz）で、かつ２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類の（すなわち２つの偏波状態に対応した）クロック信号を用いて信号を識別する4つのタイミング識別回路としてのDEC206〜209を具備することを特徴とする。
【００４６】
次に、図５を参照して、本発明の他の実施の形態について説明する。図５は、本発明の一実施の形態としての光伝送システムの構成を示すブロック図である。図５に示す光伝送システムは、送信器8と、受信器9と、送信器8と受信器9の間を接続する光ファイバ伝送路3と、入力信号のデータ変換を行うOTN-LSI4と、受信器9の出力信号に対して信号処理を行うOTN-LSI6aとから構成されている。本実施の形態においても、図１を参照して説明した実施の形態と同様に、光信号の位相を4値で変調し、かつRZパルス光を用いるRZ-DQPSK光伝送方式を用いるとともに、時間軸上に配列されたパルスの各々が直交する偏波状態を交互に繰り返す光伝送方式が用いることで、ビットレート40Gbit/sの信号伝送が行われるものとする。なお、図１に示すものと同一の構成には同一の符号を用いている。
【００４７】
送信器8は、ITLA801と、PBS（偏波ビームスプリッタ）802と、RZ-DQPSK集積化変調器803及びRZ-DQPSK集積化変調器804と、16:4 SerDes805と、増幅器806及び807と、発振器808と、LIM（Limiting driver amplifier；振幅制限付きドライバ回路）809及び811と、増幅器810及び812と、PBC（偏波合波器）813と、PreDIS（Pre-distortion；前置型分散付与回路）814とから構成されている。また、送信器8には、伝送路5を介してOTN-LSI4が接続されている。ここで、送信器8とOTN-LSI4との間では、SFI-5.1規格に準拠した通信が行われる。
【００４８】
OTN-LSI4は、交番偏波DQPSK用のプリコーダとして機能し、40Gbit/sの入力信号を交番偏波DQPSK用の伝送データに変換する。このOTN-LSI4によるデータ変換では、40Gbit/sの入力信号が、その４分の１のレートを有し、受信器9において2ビット遅延で差動受信した際にデータが復元できるように変換された10Gbit/sの４つの信号（Iチャネル信号とQチャネル信号とを１組の信号として２組分の信号）に変換される。
【００４９】
16:4 SerDes805は、OTN-LSI4から伝送路5を介して入力された16bitのパラレル信号を4bit（IチャネルとQチャネルの２組分）の10Gbit/sのシリアル信号に変換して増幅器806及び807へ出力する。16:4 SerDes805は、また、OTN-LSI4から伝送路5を介して入力された16bitのパラレル信号に同期させて、2.4GHzのクロック信号を生成して発振器808へ出力する。発振器808は、４倍の逓倍回路として機能するものであって、入力された2.4GHzのクロック信号に基づいて、その４倍の周波数のクロック信号を発振してLIM809及び811へ出力する。LIM809は入力されたクロック信号の振幅を制限して（すなわち最大値と最小値を所定の値に制限して）増幅器810へ出力する。またLIM811は入力されたクロック信号の振幅を制限して（すなわち最大値と最小値を所定の値に制限して）増幅器812へ出力する。
【００５０】
ITLA801は、所定波長の光信号を発生してPBS802へ出力する。PBS802は光信号を互いに直交する偏波を持つ２つの光信号に分離する。分離された各偏波の光信号はRZ-DQPSK集積化変調器803とRZ-DQPSK集積化変調器804へ入力される。
【００５１】
RZ-DQPSK集積化変調器803は、増幅器806を介して入力されたIチャネルとQチャネルの２つの信号に基づいてPBS802から出力された光信号にDQPSK変調を行う図示していないDQPSK変調器と、増幅器810を介して入力されたクロック信号に基づいてDQPSK変調された光信号をRZパルス化する図示していないRZカーバ（Return-to-Zero Carver）とから構成されている。RZ-DQPSK集積化変調器は803、これらの構成によって入力された光信号にDQPSK変調して、さらにRZパルス化して出力する。
【００５２】
RZ-DQPSK集積化変調器804も、RZ-DQPSK集積化変調器803と同様に、増幅器807を介して入力されたIチャネルとQチャネルの２つの信号に基づいてPBS802から出力された光信号にDQPSK変調を行う図示していないDQPSK変調器と、増幅器812を介して入力されたクロック信号に基づいてDQPSK変調された光信号をRZパルス化する図示していないRZカーバとから構成されている。RZ-DQPSK集積化変調器804は、これらの構成によって入力された光信号にDQPSK変調して、さらにRZパルス化して出力する。
【００５３】
RZ-DQPSK集積化変調器803から出力された光信号と、RZ-DQPSK集積化変調器804から出力された光信号とは、PBC813で偏波合波される。PBC813で偏波合波された光信号は、PreDIS814で波長分散が与えられ、光ファイバ伝送路3へ出力される。
【００５４】
ITLA801の出力光は、一般に直線偏波であるから、PBS802から出力される２つの光が同一のパワとなるよう、PBS802の入力光の偏波面を調整しておく必要がある。
なお、上記の構成に代えて、PBS802を偏波保持３dBカプラとしてもよい。この場合、PBC813によって合波される２つの光が、互いに直交する偏波成分となるよう、PBC813の２つの入力光の偏波面を調整しておく必要がある。
【００５５】
このように本実施の形態の送信器8は、ITLA801と、ITLA801の出力光を偏波に応じて分離して出力する偏波分離回路としてのPBS802と、40Gbit/sのビットレートの1/4のボーレート（10Gボー）でRZ-DQPSK変調する（PBS802から出力された光信号の位相を４値で変調してかつパルス光化する）RZ-DQPSK集積化変調器803及び804の２組と、変調された変調光を偏波合波する偏波合波回路としてのPBC813を備えることを主要な特徴としている。
【００５６】
一方、受信器9は、PostDIS（Post-distortion；後置型分散補償回路）901と、2ビット・マッハ・ツェンダー遅延干渉計（以下、2ビット自己遅延干渉計とする）902と、20Gbit/s用のバランス型OEコンバータ903及び904と、20Gbit/s信号用の４個のDEC（タイミング識別回路）905〜908と、4:16 SerDes909と、OEコンバータ910と、20GHz BPF（Band Pass Filter；帯域通過フィルタ）911と、各サイドバンドとDC（直流）成分との比を測定する測定回路912と、1/2分周器913と、位相シフタ914とから構成されている。なお、受信器2は、伝送路7を介してOTN-LSI6aと接続されている。ここで、受信機2とOTN-LSI6aとの間では、SFI-5.1規格に準拠した通信が行われる。DEC905〜908は、指示されたタイミングで入力信号の「0」又は「1」を識別する回路である。また、図１の構成との関係では、2ビット自己遅延干渉計902と2ビット自己遅延干渉計201、バランス型OEコンバータ903及び904とバランス型OEコンバータ202及び203、DEC905〜908とDEC206〜209、4:16 SerDes909と4:16 SerDes210が、それぞれ同一あるいは機能上対応する構成である。また、OEコンバータ910とOEコンバータ204が対応し、20GHz BPF911、測定回路912、1/2分周器913及び位相シフタ914からなる構成が、CR205に対応するものである。
【００５７】
本実施の形態の送信器8では、ITLA801の出力の後に、PBS（偏波ビームスプリッタ）802が配備されている。このPBS802で分離された各偏波の光信号はそれぞれに対応するRZ-DQPSK集積化変調器803及び804へ入力される。RZ-DQPSK集積化変調器803及び804におけるRZ−DQPSK変調は10Gボーで行われる。またRZ-DQPSK集積化変調器803及び804内でのRZカーバは10GHzクロックを用いて行われる。変調された信号は、再びPBC（偏波合波器）813で偏波合成される。
【００５８】
ここで、RZ-DQPSK集積化変調器803及び804内のRZカーバへの入力信号（クロック信号）であるが、パルスの時間的な重なりを減少させるために、デューティを狭くすることが望ましい。図６にデューティを小さくして33%としたクロック信号をRZカーバに入力したときの交番偏波の波形を示した。偏波状態１と偏波状態２が互いに直交する偏波の光信号である。図６からは、デューティを33%に絞ったとしても、パルスの裾野の部分が重なってしまっているのがわかる。シミュレーションによると、この場合の重なりの部分のペナルティは約1dBと推定される。
【００５９】
本実施の形態の送信器8においては、さらに10GHzのRZパルスのデューティを小さくするために、オーバードライブ波形を用いることが可能である。RZ-DQPSK集積化変調器803又はRZ-DQPSK集積化変調器804内のRZカーバへクロック信号を入力する増幅器810又は増幅器812の前段には、LIM（振幅制限付きドライバ回路）809又はLIM811が配備されている。このLIM809及びLIM811で、クロック信号の振幅をオーバードライブさせることでRZパルスのデューティを小さくすることが可能となる。ここで、発振器808と、LIM809又はLIM811は、送信器8のRZ-DQPSK集積化変調器803又はRZ-DQPSK集積化変調器804に入力されるRZカーバ用クロック信号を変換して出力する手段であって、ビットレート（40Gbit/s）の1/4のボーレートに対応するクロック信号（10GHz）をオーバードライブすることで最大値と最小値に制限をつける形で歪ませる手段として機能することになる。図７にオーバードライブの出力波形を示した。またその波形で駆動したRZパルスの交番偏波多重後の波形を図８に示す。図８から、パルスの裾野の重なりはほぼなくなり、シミュレーションでもペナルティがほぼ無視できるレベルに抑えることができることがわかった。
【００６０】
図７、図８では、33％より細いディーティー比の光パルス生成を目的として、オーバードライブされた駆動波形を用いてRZ-DQPSK集積化変調器803又は804を駆動する構成を説明した。次に、オーバードライブを用いずに33％より細いディーティー比の光パルス生成を行う３種類の構成について説明する。
【００６１】
まず、１種類目の構成（請求項６に対応する構成）を図９、図１０を用いて説明する。図９は、図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバへクロック信号を供給するための回路の他の構成例を示すブロック図である。図９に示す回路は、パルス状クロック信号を生成する回路であり、このパルス状クロック信号を用いて図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバによる光信号のパルス光への変換が行われる。すなわち、図９に示す回路を、図５の発振器808とLIM809又はLIM811とに置き換えて用いることができる。
【００６２】
図９に示すパルス状クロック信号生成のための回路は、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合（上記ではビットレートＢ＝40Gbit/sの信号伝送が行われるものとして説明している）、その伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックを生成する基準用クロック生成手段820と、基準用クロックを２分岐する分岐手段としての分岐回路821と、分岐回路821の出力に接続され、基準用クロックの周波数を２倍にするダブラ（２逓倍器）822と、分岐回路821のダブラ822に接続されていない出力及びダブラ822の出力の両方を入力とする２入力１出力のＡＮＤ（アンド）回路823とから構成されている。このＡＮＤ回路823の出力ポートからパルス状クロック信号が出力され、これが、図５の増幅器810又は812へと入力される信号となる。
【００６３】
上記の構成によって、伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックは基準用クロック生成手段820から出力される。この出力は分岐回路821により２分岐され、その片方はＡＮＤ回路823の第１の入力端子に入力される。分岐された他方はダブラ822に入力され、周波数Ｂ／２となり、ＡＮＤ回路823の他の第２の入力端子に入力される。
【００６４】
ＡＮＤ回路823のタイムチャートを図１０に示す。第１の入力端子の周期は周波数の逆数、４／Ｂとなる。ＡＮＤ回路823の機能により、ＡＮＤ回路823の出力のパルス幅は１／Ｂとなるから、周波数Ｂ／４、デューティー比25％のクロックを得ることが出来る。
【００６５】
次に、２種類目の構成（請求項７に対応する構成）を図１１、図１２を用いて説明する。図１１は、図９と同様に、図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバへクロック信号を供給するための回路の構成例を示すブロック図である。図１１に示す回路は、パルス状クロック信号を生成する回路であり、このパルス状クロック信号を用いて図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバによる光信号のパルス光への変換が行われる。すなわち、図１１に示す回路を、図５の発振器808とLIM809又はLIM811とに置き換えて用いることができる。なお、図９に示すものと同一の構成には同一の参照符号を用いている。
【００６６】
図１１に示すパルス状クロック信号生成のための回路は、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、その伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックを生成する基準用クロック生成手段820と、基準用クロックを２分岐する分岐手段としての分岐回路821と、分岐回路821の出力に接続され、基準用クロックの周波数を２倍にするダブラ822と、分岐回路821のダブラ822に接続されていない出力と所定の論理レベルを表す信号とを入力とする２入力１出力のディジタル多重化回路824とから構成されている。ここで、ディジタル多重化回路824は、２つの信号を時分割多重して１つの信号を生成する回路であり、時分割多重の際のリファレンスクロックとしてダブラ822の出力信号が用いられるようになっている。すなわち、ディジタル多重化回路824の入力のうち１つには分岐回路821から出力された周波数Ｂ／４の基準用クロック信号が入力されるとともに、他の入力は常に同一のロジックレベルに保たれた信号が入力され、周波数Ｂ／２のリファレンスクロックに同期して時分割多重された信号がその出力ポートから出力されることとなる。このディジタル多重化回路824の出力ポートからパルス状クロック信号が出力され、これが、図５の増幅器810又は812へと入力される信号となる。
【００６７】
上記の構成において、伝送信号に同期した周波数Ｂ／４の基準用クロックは基準用クロック生成手段820から出力される。この出力は分岐回路821により２分岐され、その片方はディジタル多重化回路824の第１の入力端子に入力される。分岐された他方はダブラ822に入力され、周波数Ｂ／２となり、ディジタル多重化回路824の第２の入力端子に入力される。ディジタル多重化回路824の第２の入力端子は常に一定のロジックに保つ。ここではＬレベルとしてあるが、常にＨレベルにしておいても良い。
【００６８】
ディジタル多重化回路824のタイムチャートを図１２に示す。第１の入力端子の周期は周波数の逆数、４／Ｂとなる。第１の入力端子はＨレベルとＬレベルを周期的に繰り返すが、これら２つのロジックの間に、第２の入力端子のロジックＬが入りこむため、出力はＨＬＬＬＨＬＬＬを繰り返す。従って、周波数Ｂ／４、デューティー比25％のクロックを得ることが出来る。第２の入力端子を常にＨとした場合は、ＨＨＬＨＨＨＬＨとなり、ロジックが逆転するが、やはり周波数Ｂ／４、デューティー比25％のクロックを得ることが出来る。なお、ディジタル多重化回路824のタイミングチャートを定めるリファレンスクロックはここでは周波数Ｂ／２としてあるが、ディジタル多重化回路824の内部構成によっては変更しておく必要がある。
【００６９】
次に、３種類目の構成（請求項８に対応する構成）を図１３を用いて説明する。図１３は、図９と同様に、図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバへクロック信号を供給するための回路の構成例を示すブロック図である。図１３に示す回路は、パルス状クロック信号を生成する回路であり、このパルス状クロック信号を用いて図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバによる光信号のパルス光への変換が行われる。すなわち、図１３に示す回路を、図５の発振器808とLIM809又はLIM811とに置き換えて用いることができる。
【００７０】
図１３に示すパルス状クロック信号生成のための回路は、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合、その伝送信号に同期した多重化タイミングクロックを生成する多重化タイミングクロック生成手段825と、Ｈ又はＬレベルを出力するＤＣ電源（直流定電圧電源回路）826と、Ｎ入力１出力のディジタル多重化回路（Ｎは２以上の整数）の一例としての４入力１出力のディジタル多重化回路827とから構成されている。ここで、ディジタル多重化回路827は、４つの入力信号を時分割多重して１つの出力信号を生成する回路であり、時分割多重の際のリファレンスクロックとして多重化タイミング生成手段825の出力信号が用いられるようになっている。この場合、ディジタル多重化回路827は、その動作が多重化タイミング生成手段825によって生成された多重化タイミングクロックと同期し、その入力のうち１つが時間によらずＨレベル（又はＬレベル）を保たれ、ディジタル多重化回路の入力の他の３個（Ｎ入力の場合はＮ−１個）が全て時間によらずＬレベル（又はＨレベル）に保たれ、これらの入力信号を多重化することでパルス状クロック信号を出力する。このディジタル多重化回路827の出力ポートから出力されたパルス状クロック信号が図５の増幅器810又は812へと入力される信号となる。
【００７１】
図１３に示す例では、Ｎ＝４とし、４入力１出力ディジタル多重化回路827を用いている。伝送信号に同期した多重化タイミングクロック信号は、多重化タイミングクロック生成手段825により生成され、４入力１出力ディジタル多重化回路827のリファレンスクロック入力端子に入力される。
【００７２】
一方、ディジタル多重化回路827の４つの入力のうち、第１の入力端子のみはＤＣ電源826によりＨレベルとなり、他の３つの入力端子はＬレベルとされる。ディジタル多重化回路827の機能により、出力はＨＬＬＬＨＬＬＬを周期的に繰り返す。多重化された信号の周波数はリファレンスクロックの周波数と多重化回路の内部構成により定まるが、適切な値を選ぶことにより周波数Ｂ／４、デューティー比１／Ｎのパルス状クロックを得ることが出来る。Ｎを大きくとればより狭いパルス幅を得ることが可能となる。なおこの説明では第１の入力端子のみＨレベル、他をＬレベルとしたが、順番ないしロジックを変更してもデューティー比１／Ｎのパルス状クロックを得ることが出来る。
【００７３】
このように本実施の形態の送信器8は、10GボーレートレベルのRZ-DQPSK変調の光多重なので、スペクトルが、狭められることが挙げられる。さらに25%デューティでRZ駆動することにより、ペナルティが抑えられる。この場合、33%駆動時よりは帯域は広がるが、偏波変調器を用いるよりも帯域を抑えることができる。
【００７４】
なお、図５の送信器8及び受信器9の構成には、PreDIS814とPostDIS901が設けられている。本実施の形態では、これらがモジュールあるいは単一波長システムの中に内包されていることも特徴の一つである。PreDIS814によって波長分散が与えられたRZパルスはパルス広がりを受けて、ピーク値が減少する。その分、非線形効果がさらに抑圧できる。PreDIS814によって前置型で与えられた分散は、受信器9においてPostDIS901で分散補償され、パルス値が復元される。なお、Pre-DIS814、Post-DIS901及び2ビット自己遅延干渉計（2bit MZDI）902は、石英導波回路（PLC： Planar Lightwave Circuit）で構成可能であり、これら3回路を集積化することも可能である。
【００７５】
図１４に本実施の形態の構成を25%デューティの10Gクロックで駆動したRZ-DQPSK交番偏波＋プリディストーションの効果を示す。ここで横軸はスパン長を50kmとしたときのスパン数、縦軸は受信Q値である。図中、破線で示した特性が従来のRZ-DQPSKである。また実線で示した特性が本実施の形態によるものである。図１４から、3000km伝送時（50km×60スパン）、従来のRZ-QPSKと比較して、本実施の形態は2dB強の差分があり、3000km伝送時には良好な主信号特性が得られることがわかる。また、受信Q値を11dBと仮定すると、従来のRZ-DQPSKは45スパン（2250km）で限界なのに対し、本実施の形態では75スパン（3750km）と約1.7倍の伝送距離延伸の効果があることがわかる。
【００７６】
また、図５の受信器9の構成では、PostDIS901で分散補償された光信号の一部は、光タップを介して制御系に引き込まれる。この光タップもPLCで集積化されていてもよい。タップされた信号は、OEコンバータ910によるOE変換（光電変換）によって、交番偏波RZの強度波形で受信（直接検波）される。なお、主信号には位相変調が施されているが、この直接検波では主信号に関する情報は受信されない。受信できるのはパルス列がどういう時間間隔で到達できているかという情報のみであり、本実施形態ではその情報を用いる。OE変換された波形はBPF（バンドパスフィルタ）911を通して、20GHz近傍の周波数成分のみが抽出される。ここで偏波間スキューがなければ、20GHzのクロックが正確な時間間隔を持って受信器9に到達しているので、20GHzの周波数成分は最大になるはずである。一方、偏波間スキューがある場合は、片方のパルス同士は寄り添い会い、もう片方のパルス同士は離れあう、という結果になるので、20GHz以上の高調波成分を含むことになる。したがって20GHzの周波数成分は減少し、20GHz±αの位置に新たにピークが出現することになる。
【００７７】
本実施の形態では20GHz周波数成分の減少及び近傍のピークに基づいてスキューを測定する。なお、受信パワーの変動によって、20GHzの周波数成分も変動することになるので、本実施の形態では、各サイドバンドとDC（直流）成分の比を測定する。
【００７８】
すなわち、PostDIS901の出力に図示していない光タップ回路を設け、その光タップ回路の出力に対してOEコンバータ910によって直接検波を行う。このOEコンバータ910の出力を20GHz付近の通過帯域を有するBPF911へ入力する。このBPF911の出力は測定回路912と1/2分周器913へと入力される。測定回路912は、スペクトル上でサイドバンド強度を測定するとともに、そのサイドバンド測定の結果から２偏波間のスキューすなわちクロック位相差を計算する。その際、測定回路912は、20GHzの周波数成分の変動を考慮して、各サイドバンドとDC（直流）成分の比を測定する。測定回路912は、計算したクロック位相差に基づいて位相シフタ914に対して位相シフト量を指示する。すなわち、本実施の形態の受信器9において２つの偏波状態に対応するクロック位相を提供する手段としては、PostDIS901の出力に設けられた光タップ回路と、直接検波手段としてのOEコンバータ910、スペクトル上でサイドバンド強度を測定する手段であって、そのサイドバンド測定によって２偏波間のクロック位相差を計算する手段としての測定回路912と、OEコンバータ910の出力を伝送される信号のビットレート40Gbit/sの1/4のボーレート（10Gボー）の信号へ変換する分周手段としての帯域通過周波数が20GHzのBPF911及び1/2分周器913と、その測定された位相差を２つのクロック位相の間に付与する位相可変手段としての位相シフタ914とが設けられていることになる。
【００７９】
BPF911の出力を入力された1/2分周器913は、クロック信号の周波数を１／２に分周する。ここで20GHzのクロック信号が10GHzのクロック信号へ変換されることになる。すなわち、ビットレート40Gbit/sの1/4のボーレートへ変換されたクロック信号が分周器913から出力されることになる。そして、分周器913から出力された10GHzのクロック信号に対して、位相シフタ912は、測定回路912からの指示に基づき、測定回路912で測定された位相差φを、出力する２つのクロック位相の間に付与する。この位相差φは、DGD（Differential Group Delay）に対応するものである。
【００８０】
なお、受信器9においては、測定回路912ほかの回路に対して、OTN-LSI6aから信号処理の結果得られた誤り訂正情報が供給されるようになっている。
【００８１】
前述のように、伝送路のDGDが0でない場合は伝送路による遅延量は偏波によって異なる。しかし送信器8から出力された２種類の偏波のうちどちらの偏波が遅延するかは一般に自明ではなく、光ファイバ伝送路3に加わるテンションや温度などの状態変化により随時変化しうる。
【００８２】
図１５〜図１７は、ビットレートが40Gbit/sの場合における、伝送後の光パルスを模式的に示したものである。なお、図１６及び図１７では、上段が伝送後の光パルス列、下段が直接検波後の10GHz成分を表している。送信器8から出力された２つの偏波状態をここでは偏波Ａ、偏波Ｂと表記する。第１例（図１５）は、DGDが０である場合である。シンボルレートは20GHzであるから、各光パルスの間隔は50psecである。この場合は位相シフタ914による補正は必要ない。第２例（図１６）はDGD＝10psecであり、かつ偏波Ａが遅延する場合である。光パルスの間隔は、40psecと60psecの2種類となる。位相シフタ914へは±10psecの遅延を与えなければならない。第３例（図１７）は、DGD＝10psecであり、かつ偏波Ｂが遅延する場合である。この場合も光パルスの間隔は、40psecと60psecの2種類となり、やはり位相シフタ914へは±10psecの遅延を与えなければならないが、符号は例２と逆にせねば、スキューを解消できない。遅延の正負の判定は、図５に示した誤り訂正情報を活用して判定する事も可能であるが、装置の簡略化のためには、誤り訂正情報を用いずに遅延の正負を判定できることが望ましい。
【００８３】
ここでは、誤り訂正情報を用いずに遅延の正負判定可能とする構成について説明する。図１５〜図１７に示した光パルス列を直接検波し、検波された信号から10GHz成分をＢＰＦで抜き出すことを考える。DGD＝０の例１（図１５）では、10GHz成分が存在しない。DGD＝10psecの例２（図１６）では、10GHz成分が現れる。DGD＝10psecの例３（図１７）でもやはり10GHz成分が現れるが、しかしその位相は例３とは逆になる。よって、この位相変化をモニタすることにより、偏波Ａ、偏波Ｂどちらの識別を遅らせる（又は早める）かの判定をすることが出来る。また、10GHz成分の振幅の大きさから、与えるべき位相補償量の大きさを推定することが出来る。
【００８４】
図１８はこの手法の具体的な構成を示したものである（請求項１２に対応するものである）。なお、図１８は図５に示す受信器9の変形例を示すブロック図であり、図５と同一の構成には同一の参照符号を用いている。また、図１８では、図５では図示を省略したPostDIS901の出力に設けられた光タップ回路を光タップ回路901aとして図示している。以下、図５との差分のみを説明する。
【００８５】
バランス型OEコンバータ（B-OE(I)）903の出力は3分岐され、各々DEC(I-TE)905のData（データ）入力端子、DEC(I-TM)907のData入力端子、及び第１の20G-PLL（20GHz発振の位相同期回路）921に入力される。第１の20G-PLL921の出力は第1の分周器922により10GHzのクロック信号CLKへと変換される。第1の分周器922の出力は２分割され、各々第1のＴＥ遅延回路923、第１のＴＭ遅延回路924へと入力される。これらの遅延回路の出力は各々DEC(I-TE)905のCLK入力端子（クロック入力端子）、及びDEC(I-TM)907のCLK入力端子へ入力される。一方、OEコンバータ910で直接検波された信号は10GHzの通過帯域を持つBPF925によって10GHz成分を抽出される。抽出された10GHz成分は位相変化測定手段926へ入力され、
周波数10GHzの正弦波信号の位相及び強度の時間変化が測定される。測定された位相変化を元に、ＴＥ遅延決定手段927及びＴＭ遅延決定手段928は、図１５〜図１７を参照して上記で説明した手法により、ＴＥ偏波が遅延しているのかＴＭ偏波が遅延しているのかを判定するとともに、位相変化測定手段926の測定結果に基づいて２偏波間のクロック位相差を逐次補正するための位相補正量を決定する。そして、ＴＥ遅延決定手段927及びＴＭ遅延決定手段928によって得られた情報から、第１のＴＥ遅延回路923及び第１のＴＭ遅延回路924の遅延量が調整される。
【００８６】
Qチャネル側でも、Ｉチャネル側の第１の20G-PLL921、第１の分周器922、第１のＴＥ遅延回路923及び第１のＴＭ遅延回路924にそれぞれ対応する構成である第２の20G-PLL929、第２の分周器930、第２のＴＥ遅延回路931及び第２のＴＭ遅延回路932等を用いて、同様の処理を行い、スキューを解消する。
【００８７】
このように、図１８に示す構成では、タイミング識別回路としてのDEC905〜908に対して２つの偏波状態のパルス位置に一致した互いに異なる２つのクロック位相を持つ２種類のクロック信号を供給する手段として、伝送される信号のビットレートをＢと表した場合に、２ビット自己遅延干渉計902へ入力される光信号を分岐する光タップ回路901aと、光タップ回路901aで分岐された一方の光信号を直接検波する直接検波手段としてのOEコンバータ910と、OEコンバータ910から出力される電気信号から周波数Ｂ／４の成分を透過させるバンドパスフィルタ（BPF925）と、BPF925から出力される周波数Ｂ／４の正弦波の位相及び強度の時間変化を測定する位相変化測定手段926と、位相変化測定手段926の測定結果に基づいて２偏波間のクロック位相差を逐次補正する位相補正量を決定する位相補正量判定手段としてのＴＥ遅延決定手段927及びＴＭ遅延決定手段928と、複数のバランス型光電変換回路としてのバランス型OEコンバータ903及び904によって復調された複数の電気信号群の各々からＢ／４の周期のクロックを抽出する複数のクロック抽出手段としての第１の20G-PLL921及び第１の分周器922並びに第２の20G-PLL929及び第２の分周器930と、第１の20G-PLL921及び第１の分周器922並びに第２の20G-PLL929及び第２の分周器930によって生成されたクロック信号に対し、位相補正量判定手段926によって得られた位相補正量に相当する位相差を逐次付与する位相可変手段としての第１のＴＥ遅延回路923、第１のＴＭ遅延回路924、第２のＴＥ遅延回路931、及び第２のＴＭ遅延回路932とが設けられている。
【００８８】
また、図１に示す光伝送システムあるいは図５に示す光伝送システムにおいて波長分割多重（WDM）を行う場合には、複数の異なる波長に対応させて、送信器1及び受信器2内の構成あるいは送信器8及び受信器9内の構成を各波長に対応するように多重化して設けることになる。この場合、図５の構成においては、波長分散付与手段としてのPreDIS814と、波長分散補償手段としてのPostDIS901は、波長ごとに設けるようにする。
【００８９】
このように、本発明の実施の形態によれば、交番偏波RZ-DQPSKのスキュー（PMD）耐力の拡大、交番偏波RZ-DQPSKの帯域削減、交番偏波RZ-DQPSKのさらなる非線形耐力拡大などによって、従来に比べ有効な周波数利用効率を持つ主信号を超長距離伝送することが可能となった。また、図１４に示すとおり、従来のRZ-DQPSKと比較すると、非線形耐力は2dB以上拡大する。
【００９０】
以上のように、本発明によれば、上述した背景技術におけるそれぞれの課題に対して、以下のような解決の手段を与えることができる。
【００９１】
（１）交番偏波RZ-DQPSKのスキュー（PMD）耐力の拡大：
交番偏波方式におけるPMDの効果は、一つのパルス波形の劣化よりも、パルス間の時間位置のずれ（スキュー：これが変動するとジッタ）として現れる。そこで本発明は、例えば2ビット遅延干渉後に、波形をそれぞれの偏波状態のパルス位置に一致したクロック位相で識別再生するとともに、各クロック位相を可変にすることによって、スキュー耐性を改善することとした。さらに、そのスキューの検出方法としては、例えば、RZパルスを直接検波後、スペクトルのクロック成分のサイドバンド強度比を測定することで行うようにした。なお、この偏波間のスキューはPMD（瞬時的にはDGD： Differential Group Delay）によって発生するものである。
【００９２】
（２）交番偏波RZ-DQPSKの帯域削減：
従来（非特許文献３）のような偏波変調器を使わずに、本発明では、RZ-DQPSK変調手段を並列にビットレートの1/4のボーレートで駆動し、後に偏波合成することとした。また本発明では、RZカーバ（carver）の駆動クロック波形をオーバードライブすることによって、ボーレートで見て25%程度のデューティサイクルを実現し、偏波間のパルス裾の重なりを減少させることにより、性能劣化なく帯域を削減することができる。
【００９３】
（３）交番偏波RZ-DQPSKのさらなる非線形耐力拡大：
上記（１）との組み合わせで、本発明では、波長分散を付与するプリディストーション回路を各波長の送信器内に設ける。なお受信側では、付与された波長分散と、光ファイバを伝播して累積した波長分散を補償する回路を設ける。プリディストーションによって、波形が広がり光パルスのピーク値が減少し、非線形劣化を抑圧することができる。
【００９４】
なお、本発明の実施の形態は、上記のものに限られず、ブロック化して示した各構成要素を統合したり、分離したりする変更が適宜可能である。また、各構成を並列して設ける数なども変更可能である。
【図面の簡単な説明】
【００９５】
【図１】本発明による交番偏波・RZ−DQPSK方式を用いた光伝送システムの一実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図２】従来の光伝送システムにおける送信器の構成例を示すブロック図である。
【図３】従来の光伝送方式の特性を説明するためのスペクトル波形図である（デューティ50％、RZ-DQPSK方式）。
【図４】従来の光伝送方式の特性を説明するための他のスペクトル波形図である（デューティ50％、交番偏波RZ-DQPSK方式）。
【図５】本発明による交番偏波・RZ−DQPSK方式を用いた光伝送システムの他の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
【図６】図５の構成による変調特性を説明するための信号波形図である（デューティ33%）。
【図７】図５の構成の動作例を説明するための信号波形図である（オーバードライブ波形）。
【図８】図５の構成の動作例を説明するための信号波形図である（交番偏波多重後の波形）。
【図９】図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバへクロック信号を供給するための回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図１０】図９に示すＡＮＤ回路823の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１１】図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバへクロック信号を供給するための回路の他の構成例を示すブロック図である。
【図１２】図１１に示すディジタル多重化回路824の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図１３】図５のRZ-DQPSK集積化変調器803又は804内のRZカーバへクロック信号を供給するための回路のさらに他の構成例を示すブロック図である。
【図１４】図５に示す実施の形態と従来の構成における伝送距離と受信Q値との関係を比較して示す特性図である。
【図１５】ビットレートが40Gbit/sの場合におけるDGDが０であるときの伝送後の光パルスを模式的に示した図である。
【図１６】ビットレートが40Gbit/sの場合におけるDGDが10psecであるときの伝送後の光パルスを模式的に示した図である。
【図１７】ビットレートが40Gbit/sの場合におけるDGDが10psecであるときの伝送後の光パルスを模式的に示し図である。
【図１８】図５の受信器9の変形例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００９６】
1、8…送信器
2、9…受信器
3…光ファイバ伝送路
101、801…ITLA（波長可変レーザアセンブリ；レーザ出力器）
201、902…2ビット自己遅延干渉計
202、203、903、904…バランス型OEコンバータ（バランス型光電変換回路）
204…OEコンバータ
205…CR（クロック再生器）
206、207、208、209、905、906、907、908…DEC（タイミング識別回路）
210、909…4:16 SerDes（シリアライザ/デシリアライザ）
802…PBS（偏波ビームスプリッタ；偏波分離回路）
803、804…RZ-DQPSK集積化変調器（変調手段）
813…PBC（偏波合波器；偏波合波回路）
809、811…LIM（振幅制限付きドライバ回路）
814…PreDIS（前置型分散付与回路；波長分散付与手段）
820…基準用クロック生成手段
821…分岐回路
822…ダブラ
823…ＡＮＤ回路
824、827…ディジタル多重化回路
825…多重化タイミングクロック生成手段
901…PostDIS（後置型分散補償回路；波長分散補償手段）
901a…光タップ回路
910…OEコンバータ（直接検波手段）
911…BPF（帯域通過フィルタ；分周手段）
912…測定回路（計算手段）
913…1/2分周器（分周手段）
914…位相シフタ（位相可変手段）
921…第１の20G-PLL（クロック抽出手段）
922…第１の分周器（クロック抽出手段）
923…第１のＴＥ遅延回路（位相可変手段）
924…第１のＴＭ遅延回路（位相可変手段）
925…BPF（バンドパスフィルタ）
926…位相変化測定手段
927…ＴＥ遅延決定手段（位相補正量判定手段）
928…ＴＭ遅延決定手段（位相補正量判定手段）
929…第２の20G-PLL（クロック抽出手段）
930…第２の分周器（クロック抽出手段）
931…第２のＴＥ遅延回路（位相可変手段）
932…第２のＴＭ遅延回路（位相可変手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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