(57)【要約】【課題】電動機のトルク出力が低下することを抑制する。【解決手段】ＰＷＭキャリア信号変更部１０が、電動機７の電気角θの周期に同期させてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更する。これにより、電動機電流のリップルが増幅されることを抑制できるので、電動機７のトルク出力が低下することを抑制できる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電動機の出力電流を検出する電流検出手段と、
前記電動機の電気角を検出する電気角検出手段と、
前記電流検出手段により検出された出力電流、前記電気角検出手段により検出された電気角、及び前記電動機に対する電流指令値を用いて電流制御信号を算出し、算出された電流制御信号に従って前記電動機の出力を制御する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記電動機の電気角の周期に同期させて前記電流制御信号の周波数を変化させること
を特徴とする電動機制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電動機制御装置において、
前記制御手段は、前記電動機のインダクタンスが所定値以下になる電気角の時に前記電流制御信号の周波数を増加させることを特徴とする電動機制御装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の電動機制御装置において、
前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された出力電流の振幅が所定値以上になる電気角の時に前記電流制御信号の周波数を増加させることを特徴とする電動機制御装置。
【請求項４】
請求項２に記載の電動機制御装置において、
前記制御手段は、前記電流検出手段により検出された出力電流と前記電動機に対する電流指令値を用いて前記電動機の出力電流及び及び出力電圧を算出し、算出された出力電流及び出力電圧を用いて前記電動機のインダクタンスを算出することを特徴とする電動機制御装置。
【請求項５】
請求項１乃至請求項４のうち、いずれか１項に記載の電動機制御装置において、
前記制御手段は、前記電流制御信号に従って前記電動機への出力電圧を制御するスイッチング素子のオン／オフを制御することにより前記電動機の出力を制御し、前記電流制御信号の周波数を変更する前のスイッチング素子の損失と前記電流制御信号の周波数を変更した後のスイッチング素子の損失とが略同じになるように前記電流制御信号の周波数を変更することを特徴とする電動機制御装置。
【請求項６】
電動機の出力電流を検出する第１の処理と、
前記電動機の電気角を検出する第２の処理と、
前記第１の処理により検出された出力電流、前記第２の処理により検出された電気角、及び前記電動機に対する電流指令値を用いて電流制御信号を算出し、算出された電流制御信号に従って前記電動機の出力を制御する第３の処理とを有し、
前記第３の処理は、前記電動機の電気角に同期させて前記電流制御信号の周波数を変化させる処理を含むこと
を特徴とする電動機制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機制御装置及び電動機制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、電動機電流をオン／オフすることによって発生する高周波ノイズがラジオ等の外部機器に及ぼす影響を軽減するために、外部機器の受信周波数を検知し、検知された受信周波数に対応して電流制御信号の周波数を変更（キャリア分散）する電動機制御装置が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平７−９９７９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
一般に、磁石を利用する電動機は、磁気飽和の影響によって、インダクタンスの大きさが回転子の電気角に応じて変化するという特性を有する。しかしながら従来の電動機制御装置は、回転子の電気角を考慮せずに電流制御信号の周波数を変更する構成になっている。このため従来の電動機制御装置によれば、電流制御信号の周波数とインダクタンスの大きさとの関係によっては電動機電流のリップル（歪み）が増幅され、電動機のトルク出力が低下する可能性がある。
【０００５】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は電動機のトルク出力が低下することを抑制可能な電動機制御装置及び電動機制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、電動機の電気角の周期に同期させて電流制御信号の周波数を変更する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、電動機電流のリップルが増幅されることを抑制できるので、電動機のトルク出力が低下することを抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施形態となる電動機制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】電気角の変化に伴う電動機のインダクタンス（実線）及びＰＷＭキャリア信号の周波数（破線）の変化を示す波形図である。
【図３】図１に示す電動機制御装置の変形例を示すブロック図である。
【図４】図１に示す電動機制御装置の変形例を示すブロック図である。
【図５】図１に示す電動機制御装置の変形例を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照して、本発明の実施形態となる電動機制御装置について説明する。
【００１０】
〔電動機制御装置の構成〕
本発明の実施形態となる電動機制御装置は、図１に示すように、車両を駆動する電動機７のトルク出力を制御するものである。本実施形態では、電動機制御装置は、電流マップ１、Ｖｄ，Ｖｑ生成部２、三相変換部３、ＰＷＭ変換部４、デッドタイム補償部５、インバータ６、微分処理部８、ｄ-ｑ軸変換部９、及びＰＷＭキャリア信号変更部１０を備える。電流マップ１は、トルク指令値Ｔ＊及び電動機７の回転子角速度ωとｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊との対応関係に関するデータを記憶し、トルク指令値Ｔ＊及び電動機７の回転子角速度ωが入力されるに応じて、対応するｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊を出力する。
【００１１】
Ｖｄ，Ｖｑ生成部２は、電流マップ１から出力されたｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊とｄ-ｑ軸変換部９から出力されるｄｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑとを用いて、以下に示す数式１，２によりｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出，出力する。なお数式１，２中、パラメータＫＰｄはｄ軸比例ゲイン、パラメータＫＰｑはｑ軸比例ゲイン、Ｋｉｄはｄ軸積分ゲイン、Ｋｉｑはｑ軸積分ゲイン、パラメータｓはラプラス演算子を示す。
【数１】
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【数２】
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【００１２】
数式１，２に示す通り、本実施形態では電流偏差比例積分（ＰＩ）増幅によりｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出するが、電流偏差比例積分増幅と共に非干渉制御を行うことによりｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出してもよい。“非干渉制御”とは、電動機７に供給する電流を電動機７の２次磁束に直交するｑ軸電流成分と２次磁束に対し平行なｄ軸電流成分とに分離して電流制御を行う電流ベクトル制御において、電流、ｑ軸，ｄ軸のインダクタンス、及び電動機７の回転子角速度の作用によって、ｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分がそれぞれｑ軸電圧及びｄ軸電圧として他方の電流成分に干渉することによる影響を打ち消す制御を意味し、具体的には干渉電圧指令値を用いて電圧指令値を補正する制御を意味する。
【００１３】
三相変換部３は、以下の数式３を利用してＶｄ，Ｖｑ生成部２から出力されたｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊と図示しないレゾルバやエンコーダ等の位置検出器により検出された電動機７の回転子の電気角θからＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を算出，出力する。なお位置検出器により検出された電気角θの代わりに遅れ補償を行った電気角θの値を用いてもよい。また電気角θは、電動機７の電流値や電圧値等から演算した推定値であってもよい。
【数３】
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【００１４】
ＰＷＭ変換部４は、以下の数式４又は数式５を用いて、三相変換部３から出力されたＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊をＰＷＭキャリア信号（電流制御信号）に変換する。なお数式４，５中、パラメータＴ０はＰＷＭキャリア信号の周期、パラメータＦ０はＰＷＭキャリア信号の周波数（１／Ｔ０）、パラメータｖｄｃは直流電圧、パラメータｔｕはｕ相ＰＷＭキャリア信号パルス幅、パラメータｔｖはｖ相ＰＷＭキャリア信号パルス幅、パラメータｔｗはｗ相キャリア信号パルス幅を示す。
【数４】
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【数５】
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【００１５】
デッドタイム補償部５は、電動機７の三相の電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相のデッドタイム補償値との対応関係に関するデータを記憶する。デッドタイム補償部５は、図示しない電流センサにより検出された電動機７の三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対応するＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相のデッドタイム補償値のデータを読み出し、読み出されたＵ相，Ｖ相，及びＷ相の三相のデッドタイム補償値をそれぞれｕ相ＰＷＭキャリア信号パルス幅ｔｕ、ｖ相ＰＷＭキャリア信号パルス幅ｔｖ、及びｗ相キャリア信号パルス幅ｔｗに加えて出力する。これにより、インバータ６を構成するスイッチング素子の短絡防止のために設けられているデッドタイムに起因する電圧歪を補償できる。なお三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊を三相変換した値やｄｑ軸電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊に電流応答相当のフィルタをかけた値を三相変換した値であってもよい。
【００１６】
インバータ６は、デッドタイム補償部５から出力されたｕ相ＰＷＭキャリア信号パルス幅ｔｕ、ｖ相ＰＷＭキャリア信号パルス幅ｔｖ、及びｗ相キャリア信号パルス幅ｔｗに従って対応するスイッチング素子をオン／オフすることにより図示しない直流電源の電圧ｖｄｃを三相の交流電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに変換して電動機７に出力する。微分処理部８は、電動機７の回転子の電気角θの時間変化量から電動機７の回転子の角速度ωを算出し、電流マップ１に出力する。ｄ-ｑ軸変換部９は以下の数式６を利用して三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと電動機７の回転子の電気角θからｄｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑを算出する。ＰＷＭキャリア信号変更部１０は、ＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更することにより、電動機７の電流をオン・オフすることによって発生する高周波ノイズが外部機器に及ぼす影響を軽減する。
【数６】
2010239699.tif 000008
【００１７】
〔ＰＷＭキャリア信号変更部の構成〕
ＰＷＭキャリア信号変更部１０は、実験やシミュレーションにより予め決定された電気角θとＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０との対応関係に関するデータを記憶し、電動機７の電気角θに対応するＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０をＰＷＭ変換部４に出力する。より詳しく説明すると、ＰＷＭキャリア信号に起因する電動機電流のリップルの位置はＰＷＭキャリア信号の周波数とインダクタンスの積の逆数に依存する。そこでＰＷＭキャリア信号変更部１０は、図２に実線で示すようにインダクタンスが電気角θに対し６倍の周期で変化しているとすると、図２に破線で示すように、インダクタンスが大きくなる電気角θの時はＰＷＭキャリア信号の周波数を小さくし、インダクタンスが小さくなる電気角θの時にはＰＷＭキャリア信号の周波数を大きくする。
【００１８】
すなわちＰＷＭキャリア振動変更部１０は、電動機７の電気角θの周期に同期させてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更する。このような構成によれば、電動機電流のリップルが増幅されることを抑制できるので、電動機７のトルク出力が低下することを抑制できる。なお図２に示す例では、電動機電流のリップルを最小するためにインダクタンスが大きい時はＰＷＭキャリア信号の周波数を小さくし、インダクタンスが小さい時にはＰＷＭキャリア信号の周波数を大きくしたが、別の指標に基づいてインダクタンスとＰＷＭキャリア信号の周波数の関係を変更してもよい。
【００１９】
以上の説明から明らかなように、本発明の実施形態となる電動機制御装置によれば、ＰＷＭキャリア信号変更部１０が、電動機７の電気角θの周期に同期させてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更する。そしてこのような構成によれば、電動機電流のリップルが増幅されることを抑制できるので、結果として電動機７のトルク出力が低下することを抑制できる。
【００２０】
図３に示すように、ＰＷＭキャリア信号変更部１０に三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを高サンプリング周波数で入力し、ＰＷＭキャリア信号変更部１０は三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅に応じてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更するようにしてもよい。この場合、具体的には、ＰＷＭキャリア信号変更部１０は、三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅が所定値以上の電気角θの時はＰＷＭキャリア信号の周波数を小さくし、三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅が所定値未満の電気角θの時にはＰＷＭキャリア信号の周波数を大きくする。これにより、電動機７の電気角θの周期に同期させてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更することができる。
【００２１】
電動機７の回転数が小さい時には、ＰＷＭキャリア信号変更部１０は、高周波電圧を印加することにより得られた三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更するとよい。また図４に示すように、ＰＷＭキャリア信号変更部１０は、インダクタンスと三相電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅に応じてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更するようにしてもよい。
【００２２】
図５に示すように、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑとｄｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊から電動機７のインダクタンスＬを算出するインダクタンス演算部１１を設け、ＰＷＭキャリア信号変更部１０は、インダクタンス演算部１１により算出されたインダクタンスＬに基づいてＰＷＭキャリア信号の周波数Ｆ０を変更するようにしてもよい。このような構成によれば、インダクタンスの変化とＰＷＭキャリア周波数の関係が温度等の要因によって変動した場合であっても、電動機電流のリップルが増幅されることを抑制し、電動機７のトルク出力が低下することを抑制できる。
【００２３】
インバータ６に使用されるスイッチング素子の損失にはスイッチング損失と定常損失が存在し、スイッチング損失はＰＷＭキャリア信号の周波数に依存する。このためインバータ６を設計する際には、スイッチング素子が破壊されないスイッチング損失を計算することが重要となる。しかしながら一般にスイッチング損失はＰＷＭキャリア信号の周波数を変更しない状態で計算されるために、ＰＷＭキャリア信号の周波数を変更した場合、スイッチング損失が大きくなることによりスイッチング素子が破壊される可能性がある。
【００２４】
そこでＰＷＭキャリア信号の周波数は、ＰＷＭキャリア信号の周波数を変更した後のスイッチング損失が変更する前のスイッチング損失と同等になるようにすることが望ましい（スイッチング損失はスイッチング素子の熱時定数（２ｓ程度）以上で計算する）。具体的には、変更する前のＰＷＭキャリア信号の周波数が１０ｋＨｚである場合、正弦波状にＰＷＭキャリア信号の周波数を変更し、且つ、最大周波数が１１ｋＨｚである場合には、最小周波数は９ｋＨｚとすることにより、周波数が１０ｋＨｚである時のスイッチング損失と同等になる。またＰＷＭキャリア信号を正弦波や三角波等の中心に対し線対称の波形で変化させない際にも同様にスイッチング素子が同等となるようにＰＷＭキャリア信号を変化させることが望ましい。
【００２５】
以上、本発明者らによってなされた発明を適用した実施の形態について説明したが、本実施形態による本発明の開示の一部をなす記述及び図面により本発明は限定されることはない。すなわち本実施形態に基づいて当業者等によりなされる他の実施の形態、実施例及び運用技術等は全て本発明の範疇に含まれることは勿論である。
【符号の説明】
【００２６】
１：電流マップ
２：Ｖｄ，Ｖｑ生成部
３：三相変換部
４：ＰＷＭ変換部
５：デッドタイム補償部
６：インバータ
７：電動機
８：微分処理部
９：ｄ-ｑ軸変換部
１０：ＰＷＭキャリア信号変更部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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