(57)【要約】【課題】モータ電気角及びモータ電流のサンプリングが不等間隔になってもトルク変動をなくすことができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】キャリア周期可変部６は、ＰＷＭ制御部１８が使用するキャリア周期を変更することにより、インバータ２が発生する高調波のスペクトルを拡散させる。電気角補償部１５は、キャリア周期可変部６が変更したキャリア周期に応じて、角度センサ５が検出したモータ３の電気角を補償した電気角を２相／３相変換部１４へ出力する。ＰＷＭ制御部１８は、２相／３相変換部１４が出力する３相電圧目標値となるように、キャリア周期可変部６が変化させたキャリア周期でインバータ２を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータに電力を供給する電力変換装置と、
前記電力変換装置が前記モータに供給する電力を制御することによりモータを制御するモータコントロールユニットと、
前記モータに供給する電流値を検出する電流検出手段と、
前記モータの電気角を検出する電気角検出手段と、
を有するモータ制御装置において、
前記モータコントロールユニットは、
前記電気角検出手段の出力からモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
モータに対するトルク指令値とモータの回転数から電流指令値を演算する電流指令値演算手段と、
前記電流検出手段が検出した電流値と前記電気角検出手段が検出した電気角から前記電流の座標を変換する第１の座標変換手段と、
第１の座標変換手段の出力と前記電流指令値とをＰＩ制御して電圧指令値を発生する電流ＰＩ制御器と、
前記電圧指令値の座標変換を行う第２の座標変換手段と、
第２の座標変換手段の出力をＰＷＭ制御して前記電力変換装置に制御信号を出力するＰＷＭ制御手段と、
前記ＰＷＭ制御手段のキャリア信号の周波数を可変するキャリア周期可変手段と、
前記キャリア周期に同期して前記モータの電気角及び前記モータの電流値のサンプリングを行い、前記キャリア周波数に基づいて前記電気角検出手段が検出した電気角を補償した電気角を前記第２の座標変換器に出力する電気角補償手段とを備え、
前記キャリア周期可変手段が変化させたキャリア周波数に応じて補償された電気角により前記電力変換装置を制御することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記電気角補償手段は、
前記モータ電流のサンプリング周期間に回転するモータ電気角の平均値を演算し、前記第２の座標変換手段に出力する平均電気角演算手段を備え、
前記サンプリング周期の変化に応じて前記平均電気角演算手段の出力を変化させて前記電力変換装置を制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記電気角補償手段は、
前記サンプリング周期間に進むモータ電気角を推定し、この間に出力されるトルクの変動値を推定し、その変動値の平均値が前記トルク指令値と一致する電圧指令値を発生する電圧指令補償手段を備え、
前記サンプリング周期の変化に応じて前記電圧指令補償手段の出力を変化させて前記電力変換装置を制御することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記モータコントロールユニットは、
外部入力を検出して前記電気角補償手段に信号を出力する外部入力検出手段を備え、
前記電気角補償手段は前記外部入力検出手段の出力に応じて、前記電力変換装置を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータの出力電力をデジタル制御することによりモータを制御するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インバータの出力電力をデジタル制御することにより、３相モータを制御する３相交流モータデジタル制御装置は、例えば特許文献１に記載の構成が知られている。
【０００３】
この従来のデジタルモータ制御装置は、モータ電気角とモータ電流値を所定のサンプリング周期毎に取得し、モータ電気角からモータ回転数を算出し、このモータ回転数とトルク指令値に応じてｄ軸、ｑ軸電流指令値を設定する。次いで、この電流指令値に基づいてＰＩ制御によりｄ軸、ｑ軸電圧指令値を設定し、２相／３相変換によりＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ制御によってモータ電流を制御していた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−３３２２９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来のデジタル制御方法において、インバータの高調波に起因する雑音の影響を低減するために、ＰＷＭキャリアの周波数を可変とすると、モータ電気角とモータ電流値のサンプリングが不等間隔になるために、制御周期も不等間隔となり、ｄ軸ｑ軸電圧指令値から２相／３相変換によりＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値を演算する１制御周期の間にモータ電気角が進む量も変化することにより、ｄ軸、ｑ軸の２相電流値も変化し、トルク変動が発生するという問題点があった。
【０００６】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みてなされたもので、モータ電気角、モータ電流を不等間隔にサンプリングして取り込み、制御演算に用いるモータデジタル制御においても、トルク指令値と実トルク平均値との偏差をうち消し、トルク変動をなくすことができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するために本発明は、モータに電力を供給する電力変換装置と、電力変換装置がモータに供給する電力を制御することによりモータを制御するモータコントロールユニットと、モータ電流を検出する電流検出手段と、モータ電気角を検出する電気角検出手段と、を有するモータ制御装置において、前記モータコントロールユニットは、モータに対するトルク指令値とモータの回転数から電流指令を発生し、電流指令に基づいて前記電力変換装置に制御信号を出力するＰＷＭ制御手段のキャリア信号の周波数を可変とし、キャリア周期に同期してモータの電気角及びモータの電流のサンプリングを行い、キャリア周期可変手段が変化させたキャリア周波数に応じて補償された電気角により電力変換装置を制御することを要旨とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、キャリア周期が変化してもモータの電流及び電気角のサンプリングから電力変換装置の出力までの間に進むモータ電気角を推定し、電流指令値を補正するように電力変換装置を制御するので、トルク指令値と実トルクとの偏差をうち消すため、サンプリング周期間のトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１のモータ制御装置の構成を説明するブロック図である。
【図２】実施例１の電気角補償部の詳細を説明するブロック図である。
【図３】実施例１が制御するモータの例を説明する図である。
【図４】（ａ）実施例１のキャリア周波数可変部が出力するキャリア周波数の時間変化、（ｂ）実施例１のキャリア周波数可変部が出力するキャリア信号の波形例を説明する図である。
【図５】実施例１が制御するモータを説明する図である。
【図６】（ａ）実施例１のキャリア周波数可変部が出力するキャリア周波数の時間変化、（ｂ）実施例１の電気角補正値演算部の出力、（ｃ）実施例１のキャリア周期変動分演算部の出力を説明する図である。
【図７】実施例２のモータ制御装置の要部構成を説明するブロック図である。
【図８】実施例２の電気角補償部の処理を説明するタイムチャートである。
【図９】（ａ）キャリア周波数可変部によって変化したキャリア周波数の時間変化、（ｂ）実施例２の平均電気角演算部の出力を説明する図である。
【図１０】実施例３のモータ制御装置の要部構成を説明するブロック図である。
【図１１】（ａ）実施例３における速度制御処理のフローチャート、（ｂ）実施例３における電流制御処理のフローチャートである。
【図１２】実施例４のモータ制御装置の要部構成を説明するブロック図である。
【図１３】実施例４の電気角補償部の処理を説明するタイムチャートである。
【図１４】実施例４における外部入力、キャリア周波数、キャリア周期変動分補償後の電気角、外部入力遅延補償後の電気角を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。尚、以下に説明する各実施例は、特に限定されないが、ハイブリッド車や電気自動車のモータ制御に好適な実施例である。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明に係るモータ制御装置の実施例１を示すブロック図である。図１において、制御対象のモータ３を制御するモータ制御装置は、モータ３へ３相電力を供給するインバータ２と、インバータ２からモータ３へ供給する電流を検出する電流センサ７ｕ，７ｗと、モータ３の電気角を検出する角度センサ５と、角度センサ５が検出した電気角と外部から与えられるトルク指令値に基づいてインバータ２を制御するモータコントロールユニット１とを備えている。
【００１２】
角度センサ５はモータ３のモータ電気角θを検出し、電流センサ７ｕ，７ｗはモータ３の３相電流の内Ｕ，Ｗ相の電流値Ｉｕ，Ｉｗを検出する。インバータ２は、モータコントロールユニット１の指令値に基づきモータ駆動電力をモータ３へ供給する。
【００１３】
モータコントロールユニット１は、角度センサ５の検出するモータ電気角θと電流センサ７ｕ，７ｗの検出する電流値Ｉｕ，Ｉｗとを用いて、モータ３に供給されるモータ電流をフィードバック制御するものである。
【００１４】
なお、この図１の構成は、従来例のデジタル制御装置に対して、キャリア周期可変部６、電気角補償部１５の部分が新規なものであり、その他の要素については共通する。なお、現実にはモータコントロールユニット１が１つのマイクロコンピュータにより構成され、制御演算プログラムにより図１に示す各部の演算処理を実行するものであるが、ここでは機能構成を分けて示してある。
【００１５】
以下、このモータコントロールユニット１によるモータ３のデジタル制御方法について説明する。モータコントロールユニット１は角度センサ５、電流センサ７ｕ，７ｗから所定のサンプリング周期毎にモータ電気角θ、３相交流電流検出値を取り込む。回転数検出部１７は、角度センサ５の検出値θからモータ回転数Ｎを算出し、電流指令値演算部１２に出力する。  
電流指令値演算部１２は、外部より入力されるトルク指令値と回転数検出部１７からのモータ回転数Ｎに基づき、予めＲＯＭに格納されている電流マップを参照してｄ軸、ｑ軸の電流指令値Ｉｄ* ，Ｉｑ* を算出し、電流ＰＩ制御器１３に出力する。３相／２相変換器１６は、電流センサ７ｕ，７ｗにより検出した電流検出値Ｉｕ，Ｉｗに対してモータ電気角θを用いて３相／２相変換演算を行い、２相電流検出値Ｉｄ(ave) ，Ｉｑ(ave) を算出し、電流ＰＩ制御器１３に出力する。
【００１６】
なお、電流センサ７ｕ，７ｗはＵ，Ｖ，Ｗ３相の交流電流の内Ｕ相、Ｗ相の交流電流しか検出しないが、３相電流値はＩｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があるので、ｖ相電流Ｉｖは他の２相の電流値から演算で求めることができる。また２相／３相変換器１４による２相／３相変換演算については後述する。
【００１７】
電流ＰＩ制御器１３は、入力される２相電流指令値Ｉｄ* ，Ｉｑ* 及び２相電流検出値Ｉｄ(ave) ，Ｉｑ(ave) から比例積分（ＰＩ）制御演算により２相電圧指令値Ｖｄ* ，Ｖｑ* を算出し、２相／３相変換器１４に出力する。２相／３相変換器１４は、２相電圧指令値Ｖｄ* ，Ｖｑ* を後述する２相／３相変換処理によりＵ，Ｖ，Ｗ３相の電圧指令値Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* に変換し、ＰＷＭ制御部１８に出力する。ＰＷＭ制御部１８は、電圧指令値Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* をＰＷＭ信号に変換し、これによってインバータ２を制御し、モータ３への供給電力を制御する。
【００１８】
図２は、電気角補償部１５の詳細な構成を示す図である。電気角補償部１５は電気角補正値演算部１５１とキャリア周期変動分演算部１５２と加算器１５３から構成される。電気角補償部１５は、角度センサ５から検出される電気角θと一定周期分の補償値を演算する電気角補正値演算部１５１の出力θ’、キャリア周期が変化することに応じて電気角を演算するキャリア周期変動分演算部１５２の出力Δθ（ｎ）を加算器１５３で加算することにより補償した電気角θ”を２相／３相変換部１４に出力する。
【００１９】
２相／３相変換部１４による２相／３相変換処理は次のようにして行う。２相／３相変換とは、ｄ，ｑ軸をＵ，Ｖ，Ｗ軸に座標変換することを意味するが、ここではｄ，ｑ軸、Ｕ，Ｖ，Ｗ軸はそれぞれ図３の３相同期モータモデルで１２０度毎に配置された３相コイル３０ｕ，３０ｖ，３０ｗを貫く軸をそれぞれＵ軸、Ｖ軸、Ｗ軸とし、回転子である永久磁石３１のＮ極を正方向に貫く軸をｄ軸、このｄ軸に直交する軸をｑ軸とし、電気角θはＵ軸とｄ軸との間の角度を表すものとし、電圧指令値の２相／３相変換は次の数１式により算出する。
【数１】
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【００２０】
ここで、キャリア周期可変部６について説明を行う。キャリア周期可変部６はＰＷＭ制御部１８におけるＰＷＭ比較を行う場合のキャリア信号の周波数（周期）を変える機能ブロックである。図４（ａ）にキャリア周期の変化を示し、図４（ｂ）にそのときのＰＷＭ比較キャリア信号を示す。図４（ａ）では、毎回キャリア周波数が変化する場合の例で示しているため、キャリア周波数が低い場合はその逆数であるキャリア周期は長くなるため、時間が長い。また、キャリア周波数が高い場合はその逆である。このため、キャリア周波数の低い方が高い方に比べ、時間が長くなっている。この時間差を減らしたい場合は、キャリア周波数の長いものと短いもので回数を変化させるとよい。
【００２１】
図４（ａ）の例では、キャリア周波数は、ｆｃmin ⇒ｆｃmax ⇒ｆｃmin と以後繰り返し変化する。つまり、キャリア周波数がｆｃmin 〜ｆｃmax のように時間とともに変化すると、それに伴い図４（ｂ）に示すようにＰＷＭ比較の三角波の周期がＴｃmax （＝ｆｃmin ）〜Ｔｃmin （＝ｆｃmax ）へと変化する。図４（ｂ）ではＰＷＭ比較におけるキャリア信号を三角波状で示しているがこれに限定するものではなくノコギリ波状でも可能である。
【００２２】
このように、キャリア周期可変部６において、キャリア周期を変化させることで、ＰＷＭ制御部１８のキャリア信号の周期を変化させ、キャリア信号の周期に同期してモータコントロールユニット１において制御処理する場合、制御周期間に進むモータ電気角を図５に示す。
【００２３】
図５に示すように、３相の電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ及び電気角θをサンプリングした時を開始時刻Start とし、モータ１の回転数Ｎから推定したキャリア周期Ｔｃ(ave) 後のθの値をθ’としキャリア周期Ｔｃ(min) からＴｃ(max) までのθの変化値をΔθ（ｎ）とする。数１式でこのθ’とΔθ（ｎ）を用いて２相／３相変換演算を行い、その結果を出力すると、実際の電気角（＝回転子の位置）は制御周期がＴｃ(min) からＴｃ(max) まで変化しているため、ｄ，ｑ軸電圧値変動→ｄ，ｑ軸電流値変動→トルク変動の因果関係によりトルク変動が発生する。なお、３相同期モータでは一般的に、トルクＴは数２式の通りである。
【数２】
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【００２４】
ただし、ｐは極対数、φａは電機子コイル鎖交磁束数であり、Ｉｑはトルク軸電流である。
【００２５】
この時間とともに変化するキャリア信号の周期と制御周期が同期して演算処理が行われる場合に生じる上記のようなトルク変動を低減する方法、つまり制御周期の変化に応じて、モータ電気角の推定値を変化させる方法を以下のように実施する。
【００２６】
回転角速度ω、変化する制御周期の平均周期Ｔｃ(ave) ，制御周期Ｔｃ（ｎ），サンプリング電気角をθの場合、
制御平均周期Ｔｃ(ave) 間の電気角進み量θ’はθ’＝ω×Ｔｃ(ave) 
制御平均周期からの差分の電気角進み量ΔθはΔθ＝ω×｛Ｔｃ(ave) −Ｔｃ（ｎ）｝
制御周期Ｔｃ（ｎ）後の推定電気角θ’はθ”＝θ’＋Δθとなる。
【００２７】
キャリア周波数の変化とモータ電気角の推定値の変化を図６に示す。図６（ａ）はキャリア周波数の時間変化を表している。これは図４と同様の変化で説明を行う。いま、キャリア周波数と制御周期が同期しているため、キャリア周波数が低い場合はその逆数であるキャリア周期は長くなる。また、キャリア周波数が高い場合はその逆である。図６（ｂ）は電気角補正値演算部１５１の出力波形を示す。図６（ｃ）はキャリア周期変動分演算部１５２の出力波形を示す。この電気角補正値演算手段１５１の出力とキャリア周期変動分演算部１５２の出力を加算したものがθ”となる。このθ”を用いた電圧指令値の２相／３相変換は次の数３式により算出する。
【数３】
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【００２８】
以上説明した実施例１によれば、キャリア周期が変化してもモータの電流及び電気角のサンプリングから電力変換装置の出力までの間に進むモータ電気角を推定し、電流指令値を補正するように電力変換装置を制御するので、トルク指令値と実トルクとの偏差をうち消すため、サンプリング周期間のトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【実施例２】
【００２９】
図７は、本発明に係るモータ制御装置の実施例２の要部である電気角補償部１５を示すブロック図である。本実施例は、電気角補償部１５以外の構成は、図１に示した実施例１と同様であるので、重複する説明を省略する。実施例２の電気角補償部１５は、実施例１に対して、平均電気角演算部１５４と加算器１５５とが追加されている。平均電気角演算部１５４は、キャリア周期可変部６が変化させるキャリア周期に応じて、電流サンプリングの周期間に回転するモータの電気角の平均値Δθ２を出力する。加算器１５５は、θ”にΔθ２を加算したθ”’を２相／３相変換器１４へ出力する。
【００３０】
この動作を図８を用いて説明する。デジタル制御により離散制御し、その制御周期を不等間隔とした場合、図８に示すように、制御周期をＴｃ(n)とすると、割り込み１でサンプリングした電流値及び電気角で演算してＴｃ(n)／２後に電圧指令値を出力し、また割り込み２でサンプリングした電流値及び電気角で演算し、Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)／２後に電圧指令値を出力し、以後、ｎをカウントしながら同様の制御サイクルが繰り返される。このときに演算に用いる電気角は実際の出力時の電気角を推定し、通常は電気角サンプリング時からＴｃ(n)後の値を演算に用いる。
【００３１】
しかしながら、実際には制御出力値（電圧指令値）が一定である制御周期Ｔｃ(n)間にもモータの回転子は回転しており、この間の推定した電気角と実際の回転している電気角θとの間には偏差があり、この偏差によってもｄ，ｑ軸電流値の変動が生じる。この電流値の変動は、ほぼトルク変動となって現れる。
【００３２】
つまり、出力している期間の平均時間にあるであろうモータ電気角を推定する必要がある。図８を用いて説明すると、時間０で割り込み１が生じ、各値をサンプリングし時間（１／２）Ｔｃ(n)後に出力する。その出力は次の割り込み２の出力が反映されるまで保持される。そのため、割り込み１の出力が反映されてから、割り込み２の出力が反映されるまでの間もモータ電気角は変化しているため、その演算結果出力時間の平均時間にあるモータ電気角を推定する。  
この平均時間は、Ｔｃ(n)＋(1/2)Ｔｃ(n+1)−(1/2)Ｔｃ(n)＝{Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)}／２となる。
【００３３】
回転角速度をωとすると平均電気角の推定値Δθ２は、次の式で求められる。
【００３４】
Δθ２＝ω×｛Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)｝／２
θ”’＝θ”＋  Δθ２
図９に回転数が一定の場合、キャリア周波数の変化とΔθ２’の変化を示す。このキャリア周期｛Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)｝／２後の推定したθ''' を用いて２相／３相変換演算を行い、その結果を出力することで上記トルク変動を低減できる。
【数４】
2010200498.tif 000006
【００３５】
以上説明した実施例２によれば、キャリア周期が変化してもモータの電流及び電気角のサンプリングから電力変換装置の出力までの間に進むモータ電気角を推定し、電流指令値を補正するように電力変換装置を制御するので、トルク指令値と実トルクとの偏差をうち消すため、サンプリング周期間のトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【００３６】
また実施例２によれば、電流サンプリング周期間の回転するモータ電気角の平均値をフィードバックすることにより、トルク変動値の平均がトルク指令値と一致するように電力変換装置を制御するため、サンプリング周期間のトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【実施例３】
【００３７】
図１０は、本発明に係るモータ制御装置の実施例３の要部の構成を示すブロック図である。本実施例は、電気角補償部１５にトルク変動演算部１５６と電圧指令演算部１５７が追加されていることと、電流ＰＩ制御器１３と２相／３相変換部１４との間に電圧指令補償部１５８が追加されていることである。その他の構成は、実施例１と同様であるので重複する説明を省略する。
【００３８】
モータコントロールユニット１に電圧指令補償部１５８を設けたのは、キャリア周期が変化することによって生じるトルク変動を考慮して、ＰＩ制御器１３が出力する電圧指令値Ｖｄ* とＶｑ* とを補正して２相／３相変換部１４へ出力するためであり、以下の（１）〜（４）にその動作を示す。
【００３９】
（１）仮３相電圧指令値は、数３式である。
【００４０】
（２）仮３相電圧指令値を出力した場合の数５式で表わされる推定電気角θ｛Ｔｃ(n)／２｝からθ｛Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)／２｝までの２相電圧の平均値を、θ｛Ｔｃ(n)／２｝からθ｛Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)／２｝まで積分したものを制御周期｛Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)｝／２で割って算出する。
【数５】
2010200498.tif 000007
【００４１】
（３）２軸それぞれの指令値と平均値との偏差ΔＶｄ，ΔＶｑは、数６式により演算される。
【数６】
2010200498.tif 000008
【００４２】
よって、補正２相電圧指令値Ｖｄ**，Ｖｑ**は、数７式となる。
【数７】
2010200498.tif 000009
【００４３】
（４）補正後の３相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**は、数８式のようになる。
【数８】
2010200498.tif 000010
【００４４】
次に、図１１の制御フローチャートを参照して、本実施例３によるトルク制御演算処理を説明する。モータコントロールユニット１は、図１１（ａ）の速度制御処理ルーチンと図１１（ｂ）の電流制御処理ルーチンを実行する。本実施例では速度制御処理ルーチンを一定周期で実行し、電流制御処理ルーチンを不等間隔な周期で実行し、且つ速度制御処理ルーチンの方が電流制御処理ルーチンに比べ、長い周期で行うものとする。
【００４５】
速度制御処理ルーチンでは、まずステップＳ１０においてトルク指令値を読み込み、ステップＳ１２において角度センサ２の出力から回転数を算出して、ステップＳ１４へ移行する。
【００４６】
ステップＳ１４においては、前ステップで読み込んだトルク指令値と回転数から、あらかじめＲＯＭに保存されているマップデータを参照してｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉｄ* ，Ｉｑ* を算出して本処理を終了する。
【００４７】
次に、電流制御処理ルーチンにおいては、まずステップＳ２０において、電流センサ７ｕ，７ｗの３相電流検出値Ｉｕ，Ｉｗと角度センサ５の検出値である電気角θを読み込む。
【００４８】
次いでステップＳ２２において、３相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと電気角θとを用いて、３相／２相変換演算を実行して２相電流値Ｉｄ，Ｉｑを算出する。
【００４９】
次いでステップＳ２４において、速度制御処理ルーチンで算出したｄ軸，ｑ軸の電流指令値Ｉｄ* ，Ｉｑ* を読み込み、ステップＳ２６へ移行する。
【００５０】
ステップ２６においては、ステップＳ２２で算出した２相電流値Ｉｄ，Ｉｑと、ステップＳ２４で取得した２相電流指令値Ｉｄ* ，Ｉｑ* を比例積分（ＰＩ）制御演算を実行して、２軸電圧指令値Ｖｄ* ，Ｖｑ* を得る。
【００５１】
次いでステップＳ２８において、読み込んだ電気角θ、現在のキャリア周期Ｔｃ（ｎ）（＝１／ｆｃ（ｎ））ｗを用いて、制御周期間のモータ電気角進み量Δθと、推定電気角θ’を演算する。
【００５２】
ステップＳ３０において、ステップＳ２６で算出したｄ軸，ｑ軸の電圧指令値Ｖｄ* ，Ｖｑ* 及びステップＳ２８で算出した推定電気角θ’を用いて、数８式の２相／３相変換演算を実行し、３相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**を算出する。
【００５３】
そしてステップＳ３２において、これらの３相電圧指令値Ｖｕ**，Ｖｖ**，Ｖｗ**をＰＷＭ信号に変換してインバータ２に出力する。
【００５４】
ステップＳ３４において、キャリア周波数のカウンタｎをカウントアップし、次に用いるキャリア周期Ｔｃ（ｎ）を設定して、ステップＳ３６へ進む。
【００５５】
ステップＳ３６ではカウンタｎが上限ｍに達していないか判定し、上限ｍに達している場合は、メインルーチンへリターンする。その後、再び電流制御処理ルーチンが開始されるときに、カウンタｎを１にリセットされる。上限ｍに達していない場合はステップＳ２２へ戻る。そして、これらのステップＳ２０〜Ｓ３６の制御は、電流制御処理の割り込み毎に不等間隔に繰り返し実行する。
【００５６】
以上説明した実施例３によれば、キャリア周期が変化してもモータの電流及び電気角のサンプリングから電力変換装置の出力までの間に進むモータ電気角を推定し、電流指令値を補正するように電力変換装置を制御するので、トルク指令値と実トルクとの偏差をうち消すため、サンプリング周期間のトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【００５７】
また実施例３によれば、モータ電流の平均値をフィードバックすることにより、平均電流値が電流指令値と一致するように電力変換装置を制御するため、サンプリング周期間のトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【実施例４】
【００５８】
図１２は、本発明に係るモータ制御装置の実施例４の要部の構成を示すブロック図である。本実施例は、図１，２に示した実施例１に対して、モータコントロールユニット１は外部入力検出部１９を有し、電気角補償部１５は外部入力分演算部１５９と加算器１６０とを有する構成になっている。その他の構成は、実施例１と同様であるので重複する説明を省略する。
【００５９】
外部入力検出部１９の出力が外部入力分演算部１５９に入力されると、外部入力分演算部１５９は、外部入力の処理のための演算遅れ時間に相当する電気角Δθlossを演算して出力する。加算器１６０は、θ''とΔθlossを加算したθ''''を、２相／３相変換器１４へ出力する。これは外部入力が入力され演算時間が変化することによって生じるトルク変動を考慮して、モータ電気角を補正する方法であり以下にその動作を図１３を用い示す。
【００６０】
図１３は図８と比べ、処理１と処理２が違うところであり、処理１に比べ処理２のほうが処理の優先順位が高い場合を例にしている。
【００６１】
モータ制御のための処理１における割り込み１が行われているときに、別の処理２の出力が入った場合を考える。この外部入力は例えば人的な入力等が考えられ、外部入力処理としてそのＡＤ変換等が挙げられる。このＡＤ変換が処理１の割り込み１の演算中に開始したとする。処理１では割り込み１の出力を終え割り込み２が開始される。割り込み２の演算の途中で前記処理２の外部入力処理が出力される場合、割り込み２の演算は中断される。この中断される時間をＴlossとすると割り込み２の出力される時間が中断の無い場合から変化する。
【００６２】
上記のような中断が入りそうな場合、つまり優先順位の高い処理のＡＤ変換が出力されそうな場合、この出力の中断時間と電気角の推定値を実施例１、２および３の演算に用いることでトルクの変動を低減する。
【００６３】
また、Δθlossを以下のように演算することで、図１３、１４に示すように外部入力の（優先順位の高い）ＡＤ変換が開始された後の制御周期における電気角推定でΔθlossを中断時間の無いモータ電気角推定値θ”に加えてもよい。
【００６４】
Δθloss＝ω×Ｔloss
θ””＝θ”＋  Δθloss
また上記の場合、演算結果出力時間の平均時間にあるモータ電気角の推定値は以下のようになる。中断される時間を含めた出力の平均時間は、
Ｔｃ'(ave)＝Ｔｃ(n)＋(1/2)Ｔｃ(n+1)＋Ｔloss−(1/2)Ｔｃ(n)
＝[{Ｔｃ(n)＋Ｔｃ(n+1)}／２＋Ｔloss］となる。
【００６５】
回転角速度をωとすると平均電気角の推定値θ”は、
θ””＝ω×Ｔｃ'(ave)
として演算を行ってもよい。
【００６６】
こうして、本実施例４のモータ制御装置によれば、２相／３相変換に用いるモータ電気角θとしてサンプリング値を直接用いるのではなく、上述したように、制御周期間に進むモータ電気角を補償してインバータを制御するので、制御周期間のトルク変動をなくすことができる。
【００６７】
以上説明した実施例４によれば、キャリア周期が変化してもモータの電流及び電気角のサンプリングから電力変換装置の出力までの間に進むモータ電気角を推定し、電流指令値を補正するように電力変換装置を制御するので、トルク指令値と実トルクとの偏差をうち消すため、サンプリング周期間のトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【００６８】
また、実施例４によれば、外部入力が生じることでその出力処理により、電流値及び電気角のサンプリングから電圧指令値を演算する演算時間が変化した場合においても、サンプリング周期の変化によるトルク変動をなくすことができるという効果がある。
【符号の説明】
【００６９】
１  モータコントロールユニット
２  インバータ（電力変換装置）
３  モータ
５  角度センサ（電気角検出手段）
６  キャリア周期可変部
７ｕ，７ｗ  電流センサ（電流検出手段）
１２  電流指令値演算部
１３  電流ＰＩ制御器
１４  ２相／３相変換部（第２の座標変換手段）
１５  電気角補償部
１６  ３相／２相変換部（第１の座標変換手段）
１７  回転数検出部
１８  ＰＷＭ制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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