(57)【要約】【課題】電源電圧の変動やノイズによる影響による誤動作を防止したバイアス増幅器を提供する。【解決手段】非反転入力端子が第１の基準電圧Ｖref１に接続され反転入力端子が出力端子１に接続され、且つ内部の出力トランジスタＭＮ３のゲートと出力端子１との間に接続された位相補償用容量Ｃ１および出力トランジスタＭＮ３をオフさせる遮断トランジスタＭＮ４を有するアンプ回路１０Ａと、出力端子１と接地ＧＮＤとの間に接続された安定化容量Ｃ２と、出力端子１の電圧Ｖoutが第２の基準電圧Ｖref２を下回ると検出信号を出力する誤動作検出回路２０と、安定化容量Ｃ２を充電させる電流源回路３０とを具備し、誤動作検出回路２０が検出信号を出力することにより、記遮断トランジスタＭＮ４が出力トランジスタＭＮ３をオフさせるとともに電流源回路３０が安定化容量Ｃ２を充電する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
非反転入力端子が第１の基準電圧に接続され反転入力端子が出力端子に接続され、且つ内部の出力トランジスタのゲートと前記出力端子との間に接続された位相補償用容量および前記出力トランジスタをオフさせる遮断トランジスタを有するアンプ回路と、前記出力端子と接地との間に接続された安定化容量と、前記出力端子の電圧が第２の基準電圧を下回ると検出信号を出力する誤動作検出回路と、前記安定化容量を充電させる電流源回路とを具備し、
前記誤動作検出回路が前記検出信号を出力することにより、前記遮断トランジスタが前記出力トランジスタをオフさせるとともに前記電流源回路が前記安定化容量を充電するようにしたことを特徴とするバイアス増幅器。
【請求項２】
請求項１に記載のバイアス増幅器において、
前記誤動作検出回路は、前記出力端子の電圧と前記第２の基準電圧を入力して互いに比較する第１のコンパレータを備え、該第１のコンパレータから前記検出電流が出力することを特徴とするバイアス増幅器。
【請求項３】
請求項１に記載のバイアス増幅器において、
前記誤動作検出回路は、前記出力端子の電圧と前記第１の基準電圧を入力し、前記第１の基準電圧を予め設定した入力オフセット電圧により前記第２の基準電圧に変換して前記出力端子の電圧と比較する第２のコンパレータを備え、該第２のコンパレータから前記検出電流が出力することを特徴とするバイアス増幅器。
【請求項４】
非反転入力端子が第１の基準電圧に接続され反転入力端子が出力端子に接続され、且つ内部の出力トランジスタのゲートと前記出力端子との間に接続された位相補償用容量および前記出力トランジスタをオフさせる遮断トランジスタを有するアンプ回路と、前記出力端子と接地との間に接続された安定化容量と、前記出力端子の電圧と前記第１の基準電圧の差分電圧をゲート・ソース間電圧として入力する比較トランジスタを備え、該比較トランジスタに流れる電流が所定値になると検出信号を出力する誤動作検出回路とを具備し、
前記誤動作検出回路が前記検出信号を出力することにより、前記遮断トランジスタが前記出力トランジスタをオフさせるとともに前記比較トランジスタを流れる電流が前記安定化容量を充電するようにしたことを特徴とするバイアス増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＣＤドライブ用のバイアス増幅器に係り、特に電源変動や外部からのノイズを受けた際の誤動作を検出し動作を停止するバイアス増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
汎用的に用いられる従来型増幅器として、たとえば図１０（ａ）に示すような構成が知られている。図１０（ａ）において、ボルテージフォロワとして働くアンプ回路１０は、非反転入力端子（＋）を第１の基準電圧Ｖref１に接続し、反転入力端子（−）を出力端子１に接続して構成される。出力端子１と接地ＧＮＤとの間には安定化容量Ｃ２が接続されている。よって、このアンプ回路１０では、基準電圧Ｖref１がアンプ回路１０でインピーダンス変換され、出力端子１に出力する。つまり、アンプ回路１０は基準電圧Ｖref１のインピーダンス変換を行い、出力端子１に接続される負荷に応じて一定の電圧を出力する役割を担っている。安定化容量Ｃ２は、出力端子１の電圧を急激な負荷変動に対して安定化させるためのものである。
【０００３】
アンプ回路１０は、図１１に示すように、差動入力回路を構成する電流源Ｉ１、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２と、能動負荷としてカレントミラー接続されるＮＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２と、出力回路を構成するＮＭＯＳトランジスタＭＮ３および電流源Ｉ２と、位相補償容量Ｃ１とを備える。ＶＤＤは高電位電源電圧、ＶＳＳは低電位電源電圧である。
【０００４】
ところで、ＬＣＤドライバの実装形態として、ＣＯＧ（Chip On Glass）がある。この実装形態では、ガラス基板上で配線を行うため配線抵抗が高くなる。このため、ＬＣＤドライバの電源端子には、ＩＴＯ（Indium Tin Oxide：酸化インジウムスズ）配線抵抗が存在する。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）に示した構成の増幅器にこの実装形態を適用して、透明電極膜によるＩＴＯ配線抵抗Ｒ０を挿入した回路図である。このようなＩＴＯ配線抵抗Ｒ０の存在により、アンプ回路１０の電源ラインはインピーダンスの高い状態となり、ノイズが重畳し易くなる。しかし、上記増幅器の回路構成では電源電圧の変動やノイズに対しての対策は一切取られていない。
【０００５】
また、従来では、バイアス増幅器の出力電圧に電圧ずれが生じ、誤差電圧が発生した場合の駆動能力を補う補助機能、あるいは電源投入直後の回路の立ち上がり時間を短くすることを目的とした特許文献１が提案されている。
【０００６】
この特許文献１は、図７に示すように、上記の図１０（ａ）に示す回路に、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５を追加し、そのトランジスタＭＮ５のソースをアンプ回路１０の出力端子１へ、ゲートを第１の基準電圧Ｖref１へ、ドレインを高電位電源電圧ＶＤＤへ、それぞれ接続したものである。この特許文献１では、アンプ回路１０が動作する前に、トランジスタＭＮ５により安定化容量Ｃ２への充電が行われ、出力電圧Ｖoutの立ち上がり時間を短縮することができる。また、この特許文献１では、出力電圧Ｖoutが低下したとき、トランジスタＭＮ５により安定化容量Ｃ２に充電が行われ、アンプ回路１０の駆動能力を補うこともできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特願２００１−１１７６４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところが、特許文献１に記載の回路は、アンプ回路１０の特性改善を目指すものであり、ノイズに対する予防機能は図られていない。
【０００９】
ＬＣＤドライバでは、液晶駆動に必要な一定の電圧を発生させるバイアス増幅器を内蔵するが、その多くは低消費電流化の図られた増幅器となっている。低消費電流化の図られた増幅器は、スルーレートが小さいため回路動作が遅く、ノイズの速度に対して回路内のノードが追従できない問題がある。
【００１０】
ここで、詳細な課題説明のため、ノイズの発生原因、および誤動作のメカニズムを図１０および図１１を参照して説明する。ＬＣＤドライバ実装形態では、ガラス基板上で配線させるため、前記したようにＩＴＯ配線抵抗Ｒ０が存在し、アンプ回路１０の電源ラインが高インピーダンスとなるので、そこにノイズが重畳しやすくなる。
【００１１】
ＬＣＤパネルの駆動方式には、フレーム反転駆動方式、ライン反転駆動方式があるが、いずれの場合においても、印加電圧の極性を反転させて駆動させている。極性の切り替わり時において、パネルの電荷は全て放電され、逆の極性に駆動される。この切り替わり時における電流によって、図１０（ｂ）のＩＴＯ配線抵抗Ｒ０に電圧降下が生じ、ＬＣＤドライバ内の低電位電源電圧ＶＳＳのラインにノイズとなって現れる。ＬＣＤドライバ内の電源端子が全て共通となっている場合、そこに内蔵されるバイアス増幅器内の電源ラインにも同様のノイズが発生し、誤動作の原因となる。
【００１２】
以下に誤動作のメカニズムを説明する。従来より用いられるアンプ回路１０の基本構成では、図１１に示したように、位相補償容量Ｃ１を設ける必要がある。特にバイアス増幅器の役割は電圧バッファであるため、構成としてはボルテージフォロワで使用されることが多い。こうした場合、アンプ回路１０は最も発振しやすい構成となり、位相補償を行うための容量Ｃ１を挿入することが必要とされる。この位相補償容量Ｃ１は、出力段利得が存在する領域ではミラー容量として機能し、内部ノードＡからは電圧利得倍大きく見え、この容量Ｃ１の存在によりポールは低周波側へシフトし、アンプ回路１０の安定動作が可能となる。容量Ｃ１の存在により、アンプ動作の安定は保たれるが、ノイズに対しての回路への影響を以下に説明する。
【００１３】
図１１において、差動対の出力ノードであるノードＡの電位変化の速度は、上記容量Ｃ１の存在および低消費電流化を行っている差動対の電流源Ｉ１の存在によって、大きく制限されてしまう。よって、このノードＡは、図１１の配線抵抗Ｒ０に電流が流れることにより、低電位電源電圧ＶＳＳに大きな電圧変動があった場合、もしくは瞬間的なノイズの重畳によって、その電圧変動の速度に追従することが出来なくなり、出力トランジスタＭＮ３のゲート電圧の制御が出来なくなる。
【００１４】
低電位電源電圧ＶＳＳが瞬間的に上昇した場合（ＶＤＤ側に振れた場合）を想定すると、能動負荷であるカレントミラー回路のトランジスタＭＮ１は低電位電源電圧ＶＳＳの上昇によってダイオードとして機能するため、ノードＡに電流が供給される。この時、位相補償容量Ｃ１の電荷は放電され、ノードＡの電位を上昇させる。その後、低電位電源電圧ＶＳＳが本来の電圧に復帰した場合、電流源Ｉ１により位相補償容量Ｃ１を充電するため、その充電は定電流動作となり、そのノードＡが本来のバイアス点に復帰するには長時間を要する。その間、出力トランジスタＭＮ３には必要以上の高いゲート電圧が印加されるため、ドレイン電流を流してしまい、結果として出力端子１の電位を低下させてしまうこととなる。
【００１５】
本発明はこのような問題を解決し、電源電圧の変動やノイズによる影響による誤動作を防止したバイアス増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のバイアス増幅器は、非反転入力端子が第１の基準電圧に接続され反転入力端子が出力端子に接続され、且つ内部の出力トランジスタのゲートと前記出力端子との間に接続された位相補償用容量および前記出力トランジスタをオフさせる遮断トランジスタを有するアンプ回路と、前記出力端子と接地との間に接続された安定化容量と、前記出力端子の電圧が第２の基準電圧を下回ると検出信号を出力する誤動作検出回路と、前記安定化容量を充電させる電流源回路とを具備し、前記誤動作検出回路が前記検出信号を出力することにより、前記遮断トランジスタが前記出力トランジスタをオフさせるとともに前記電流源回路が前記安定化容量を充電するようにしたことを特徴とする。
【００１７】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のバイアス増幅器において、前記誤動作検出回路は、前記出力端子の電圧と前記第２の基準電圧を入力して互いに比較する第１のコンパレータを備え、該第１のコンパレータから前記検出電流が出力することを特徴とする。
【００１８】
請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のバイアス増幅器において、前記誤動作検出回路は、前記出力端子の電圧と前記第１の基準電圧を入力し、前記第１の基準電圧を予め設定した入力オフセット電圧により前記第２の基準電圧に変換して前記出力端子の電圧と比較する第２のコンパレータを備え、該第２のコンパレータから前記検出電流が出力することを特徴とする。
【００１９】
請求項４にかかる発明のバイアス増幅器は、非反転入力端子が第１の基準電圧に接続され反転入力端子が出力端子に接続され、且つ内部の出力トランジスタのゲートと前記出力端子との間に接続された位相補償用容量および前記出力トランジスタをオフさせる遮断トランジスタを有するアンプ回路と、前記出力端子と接地との間に接続された安定化容量と、前記出力端子の電圧と前記第１の基準電圧の差分電圧をゲート・ソース間電圧として入力する比較トランジスタを備え、該比較トランジスタに流れる電流が所定値になると検出信号を出力する誤動作検出回路とを具備し、前記誤動作検出回路が前記検出信号を出力することにより、前記遮断トランジスタが前記出力トランジスタをオフさせるとともに前記比較トランジスタを流れる電流が前記安定化容量を充電するようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ノイズの影響によりアンプ回路が誤動作を起こした場合でも、誤動作検出回路がそれを検出して検出信号を出力することで、アンプ回路の回路動作を止めることが可能となるため、電源電圧変動やノイズによる影響によりバイアス増幅器が誤動作することを防ぐことが可能となる。また、誤動作検出回路が検出信号を出力してから、遮断トランジスタにより出力トランジスタをオフさせるまでは瞬時であり、誤動作が頻繁に起こるような場合（ノイズが頻繁に発生する場合）であっても、出力端子の電圧の変化を最小限に抑えることが可能となり、消費電流も大幅に低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明におけるバイアス増幅器の基本回路の回路図である。
【図２】本発明における第１の実施例のバイアス増幅器の回路図である。
【図３】第１の実施例のバイアス増幅器のトランジスタレベルの構成を示す回路図である。
【図４】本発明における第２の実施例のバイアス増幅器の回路図である。
【図５】第２の実施例のバイアス増幅器におけるコンパレータのトランジスタレベルの構成を示す回路図である。
【図６】本発明における第３の実施例のバイアス増幅器の回路図である。
【図７】特許文献１に記載の従来のバイアス増幅器の回路図である。
【図８】図７のバイアス増幅器のノイズ印加時のシミュレーション結果の波形図である。
【図９】本発明のバイアス増幅器のノイズ印加時のシミュレーション結果の波形図である。
【図１０】（ａ）は従来のバイアス増幅器の回路図、（ｂ）は従来のバイアス増幅器の構成にＩＴＯ配線抵抗を挿入した回路図である。
【図１１】従来のバイアス増幅器のトランジスタレベルの回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
＜本発明の原理＞
図１に本発明における誤動作検出機能付きのバイアス増幅器を示す。本発明のバイアス増幅器は、非反転入力端子（＋）を第１の基準電圧Ｖref１に接続し、反転入力端子（−）を出力端子１に接続したアンプ回路１０Ａと、そのアンプ回路１０Ａの出力端子１と接地ＧＮＤの間に接続した安定化容量Ｃ２と、出力端子１の出力電圧Ｖoutを入力して誤動作発生を検出する誤動作検出回路２０と、出力端子１と高電位電源電圧ＶＤＤの間に接続した電流源回路３０とを備える。
【００２３】
本発明では、ノイズによるアンプ回路１０Ａの誤動作によって、アンプ回路１０Ａの出力電圧Ｖoutが低下すると、これが誤動作検出回路２０で誤動作として検出される。これによって、誤動作検出回路２０は、即座にアンプ回路１０Ａに検出信号を出力して、そのアンプ回路１０Ａからの出力電圧Ｖoutの出力を停止する。また同時に、電流源回路３０を動作させて安定化容量Ｃ２を充電し、出力電圧Ｖoutを所定の電圧まで復帰させる。この後、出力電圧Ｖoutが所定の電圧にまで復帰すると、誤動作検出回路２０で誤動作が検出されなくなり、アンプ回路１０Ａが通常のボルテージフォロア動作を開始するとともに、電流源回路３０による安定化容量Ｃ２の充電が停止する。これにより、電源電圧変動やノイズによる影響によりバイアス増幅器が誤動作することを防ぐことが可能となる。
【００２４】
＜第１の実施例＞
図２に本発明における第１の実施例のバイアス増幅器を示し、図３にそのバイアス増幅器のトランジスタレベルの回路を示す。図３において、低電位電源電圧ＶＳＳのラインと接地ＧＮＤとは、ＩＴＯ配線抵抗Ｒ０を介して接続され、低電位電源電圧ＶＳＳのラインは比較的インピーダンスの高い電源ノードである。
【００２５】
アンプ回路１０Ａは、図１１で説明したアンプ回路１０の構成に対して、ノードＡと低電位電源電圧ＶＳＳの間に、遮断用のＮＭＯＳトランジスタＭＮ４を追加接続したものである。誤動作検出回路２０は、コンパレータ２１と、そのコンパレータ２１の反転入力端子（−）に接続される第２の基準電圧Ｖref２と、そのコンパレータ２１の出力をアンプ回路１０ＡのトランジスタＭＮ４に伝えるインバータＩＮＶからなり、コンパレータ２１の非反転入力端子（＋）は出力端子１に接続されている。また、電流源回路３０はＰＭＯＳトランジスタＭＰ３と電流制限抵抗Ｒ１からなり、そのトランジスタＭＰ３のゲートはコンパレータ２１の出力側に接続されている。
【００２６】
ＬＣＤパネルの駆動動作では、フレームの切り替わり時に低電位電源電圧ＶＳＳに瞬間的にパネルの放電電流が流れるため、ＩＴＯ配線抵抗Ｒ０による電圧降下が発生し、低電位電源電圧ＶＳＳにひげ状の電源ノイズが発生する。この電源ノイズによって、低電位電源電圧ＶＳＳが瞬間的に上昇してノードＡの電位を超えると、トランジスタＭＮ１はダイオードとして動作する。この時、ノードＡはトランジスタＭＮ１を介して低電位電源電圧ＶＳＳとの間で電流経路が生じ、その結果、位相補償容量Ｃ１の電荷が低電位電源電圧ＶＳＳへ放電され、位相補償容量Ｃ１の端子間電位差が小さくなる。その後、時間の経過とともに低電位電源電圧ＶＳＳの電位は接地ＧＮＤの電位付近まで復帰（低下）するが、位相補償容量Ｃ１の電荷が放電されているため、その位相補償容量Ｃ１は、定電流源Ｉ１によりノードＡを経由して充電され、低電位電源電圧ＶＳＳの復帰速度には追従できなくなる。その間、ノードＡと低電位電源電圧ＶＳＳ間の電位差は高くなり、ひいては出力トランジスタＭＮ３のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが大きくなることで、その出力トランジスタＭＮ３のドレイン電流が増大し、出力端子１の出力電圧Ｖoutを押し下げる。
【００２７】
出力電圧Ｖoutが第２の基準電圧Ｖref２の電位より低くなると、コンパレータ２１は出力を“Ｈ”→“Ｌ”に反転させ、電流源回路３０のトランジスタＭＰ３をオンさせる。これにより、高電位電源電圧ＶＤＤから電流制限用抵抗Ｒ１を介して出力端子１へ電流が供給され、安定化容量Ｃ２が充電される。また、コンパレータ２１の“Ｌ”の出力はインバータＩＮＶによって“Ｈ”に反転されて、遮断トランジスタＭＮ４のゲートに印加する。これにより、遮断トランジスタＭＮ４がオンしてノードＡが低電位電源電圧ＶＳＳのラインに接続され、出力トランジスタＭＮ３がオフする。
【００２８】
電流源回路３０から供給される電流により、出力端子１の出力電圧Ｖoutが第２の基準電圧Ｖref２を上回ると、コンパレータ２１は再度反転して出力を“Ｌ”→“Ｈ”にし、出力トランジスタＭＮ４をオフさせ、電流源トランジスタＭＰ３をオフさせる。この動作により、バイアス増幅器が通常の動作へ復帰する。このように、動作停止においては、停止回路は必要としない。
【００２９】
なお、本実施例のバイアス増幅器は、その出力段構成がＡ級出力であり、制御する出力トランジスタＭＮ３はＮＭＯＳ型であるが、出力段の回路構成が逆極性となり、制御する出力トランジスタがＰＭＯＳトランジスタとなった場合には、回路構成機能を反対にすることで動作が可能となる。
【００３０】
＜第２の実施例＞
図４に本発明における第２の実施例のバイアス増幅器を示す。本実施例は、誤動作検出回路２０Ａのコンパレータ２１Ａの反転入力端子（−）を第１の基準電圧Ｖref１に接続し、第２の基準電圧Ｖref２を削除したものである。ただ、コンパレータ２１Ａの構成を図３で説明した第１の実施例と同様のコンパレータ２１にしてしまうと、誤動作検出が頻繁となってしまうため、入力オフセット電圧を持たせたコンパレータ２１Ａを使用して、誤動作検出回路２０Ａを構成する。
【００３１】
図５にこのコンパレータ２１Ａの構成を示す。このコンパレータ２１Ａは、差動対トランジスタをＰＭＯＳトランジスタＭＰ１１〜ＭＰ１３で構成しているが、非反転入力端子（＋）側をトランジスタＭＰ１２，ＭＰ１３の直列回路で構成し、これにより実質的なＰＭＯＳトランジスタのＬ長（ゲート長）を伸ばすことで、コンパレータ２１Ａの入力電圧にオフセット電圧を生じさせ、そのオフセット電圧により基準電圧Ｖref１を基準電圧Ｖref２に変換している。このように、コンパレータ２１Ａにオフセット電圧を生じさせることで、第２の基準電圧Ｖref２を省略することが可能となる。ＭＮ１１，ＭＮ１２は能動負荷としてのカレントミラー回路を構成するＮＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１３はＮＭＯＳの出力トランジスタ、ＭＰ１４，ＭＰ１５は電流源として働くＰＭＯＳトランジスタである。
【００３２】
＜第３の実施例＞
図６に本発明における第３の実施例のバイアス増幅器を示す。本実施例のバイアス増幅器は、誤動作検出回路２０Ｂを、エンハンスメント型の比較用ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２１と、カレントミラー接続のＰＭＯＳトランジスタＭＰ２１，ＭＰ２２と、電流源Ｉ３とから構成している。比較トランジスタＭＮ２１は、そのソースをアンプ回路１０Ａの出力端子１に接続し、ゲートを第１の基準電圧Ｖref１に接続したゲート接地の構成とする。この比較トランジスタＭＮ２１のドレイン電流が、トランジスタＭＰ２１，ＭＰ２２でコピーされる。このコピー電流と電流源Ｉ３の電流によりインバータ機能が実現される。
【００３３】
本実施例では、比較トランジスタＭＮ２１がゲート接地構成であるため、ノイズによるアンプ回路１０Ａの誤動作により、出力電圧Ｖoutが低下して、比較トランジスタＭＮ２１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが閾値を超えると、その比較トランジスタＭＮ２１がオンして、電流を出力端子１から安定化容量Ｃ２に供給する。また、このときトランジスタＭＰ２１，ＭＰ２２からなるカレントミラー回路にも電流が流れるため、トランジスタＭＰ２２に流れる電流が電流源Ｉ３の電流以上となったとき、インバータ機能が働いて、アンプ回路１０Ａの遮断トランジスタＭＮ４がオンし、出力トランジスタＭＮ３をオフさせ、アンプ回路１０Ａの動作を停止させる。
【００３４】
＜シミュレーション結果＞
ここで、低電位電源電圧ＶＳＳのラインにノイズ波形を印加した場合の、前述した図７に示す従来のバイアス増幅器のシミュレーション結果波形を図８に、また、本発明における第１の実施例のバイアス増幅器のシミュレーション結果波形を図９に示す。
【００３５】
図８における従来回路でのシミュレーション結果では、低電位電源電圧ＶＳＳの上昇（ノイズ波形）の影響によりノードＡの電位が上昇し、出力ドランジスタＭＮ３が誤動作することで、出力端子１の出力電圧Ｖoutが低下していることが確認される。また、ノードＡの電圧変化速度は電流源Ｉ１により制限されるため、動作は遅く、出力トランジスタＭＮ３はノードＡの電位が低電位電源電圧ＶＳＳの電位まで低下する間中、電流を流し続けてしまう。
【００３６】
一方、図９における本発明の回路でのシミュレーション結果では、低電位電源電圧ＶＳＳの上昇（ノイズ波形）の影響により、出力電圧Ｖoutの低下から誤動作検出回路２０が誤動作を検出し、短時間でアンプ回路１０Ａへ停止信号を出力することで、ノードＡの電位は本来の低電位電源電圧ＶＳＳ電位へ即座に固定され、出力トランジスタＭＮ３は誤動作していないことが確認される。
【符号の説明】
【００３７】
１０，１０Ａ：アンプ回路
２０，２０Ａ，２０Ｂ：誤動作検出回路、２１：（第１の）コンパレータ、２１Ａ：（第２の）コンパレータ
３０：電流源回路
Ｃ１：位相補償容量、Ｃ２：安定化容量
ＭＮ３：出力トランジスタ、ＭＮ４：遮断トランジスタ、ＭＮ２１：比較トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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