(57)【要約】【課題】限流抵抗を用いた場合に比べて消費電力を低減しつつ、平滑コンデンサへと大きい充電電流が流れることを防止できる電源回路の初期充電方法を提供する。【解決手段】平滑回路１は直流電源線ＬＨ，ＬＬを介して直流電圧が供給される。平滑回路１はリアクトルＤＣＬ１と、スイッチ素子ＩＧＢＴ１と、平滑コンデンサＣ１とを備えている。リアクトルＤＣＬ１及びスイッチ素子ＩＧＢＴ１は直流電源線ＬＨ上で相互に直列に接続される。平滑コンデンサＣ１はリアクトルＤＣＬ１及びスイッチ素子ＩＧＢＴ１の直列接続に対して一方の側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に設けられる。平滑コンデンサＣ１の初期充電期間においてスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通／非導通を繰り返し切り替えて平滑コンデンサＣ１を充電する。【選択図】図１
2010213473.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
前記第１の直流電源線上に設けられたリアクトル（ＤＣＬ１）と、
前記第１の直流電源線上に設けられ、前記リアクトルと直列に接続されるスイッチ素子(ＩＧＢＴ１)
と、
前記スイッチ素子と前記リアクトルとを含む直列接続に対して一方の側で、前記第１及び前記第２の直流電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃ１）と
を備える電源回路の初期充電方法であって、
前記コンデンサの初期充電期間において前記スイッチ素子の導通／非導通を繰り返し切り替えて前記コンデンサを充電する、電源回路の初期充電方法。
【請求項２】
前記スイッチ素子(ＩＧＢＴ１)の導通期間を時間の経過とともに長くする、請求項１に記載の電源回路の初期充電方法。
【請求項３】
前記スイッチ素子(ＩＧＢＴ１）は半導体スイッチ素子であって、
前記電源回路は前記スイッチ素子に並列に接続された導体のスイッチ（ＳＷ１）を更に備え、
前記コンデンサ（Ｃ１）の初期充電期間が終了したときに、前記スイッチ素子を非導通にし、前記導体スイッチを導通させる、請求項１又は２に記載の電源回路の初期充電方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源回路の初期充電方法に関し、特に平滑コンデンサを有する電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１にはインバータシステムが記載されている。特許文献１に記載のインバータシステムは、整流回路と、チョッパ用トランジスタと、チョークコイルと、平滑コンデンサと、インバータとを有している。
【０００３】
整流回路は２つの直流電源線の間に直流電圧を出力する。チョッパ用トランジスタ及びチョークコイルは当該直流電源線の一つの上に設けられ、相互に直列に接続されている。平滑コンデンサは、チョッパ用トランジスタ及びチョークコイルの一組に対して整流回路とは反対側で２つの直流電源線の間に接続されている。平滑コンデンサは２つの直流電源線の間の直流電圧を平滑する。インバータは平滑コンデンサの両端と接続され、平滑コンデンサの両端電圧（即ち、チョッパ用トランジスタ及びチョークコイルの一組よりもインバータ側での２つの直流電源線の間の直流電圧）が入力される。インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換して出力する。
【０００４】
このようなインバータシステムにおいて、チョッパ用トランジスタがオン／オフされることによって直流電源線の間の直流電圧が降圧され、これがインバータに入力される。インバータに入力される直流電圧をチョッパ用トランジスタの制御によって変化させることができるので、間接的にインバータが出力する出力電圧を変化させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開昭６１−１０９６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載の技術においては、平滑コンデンサの初期充電時に平滑コンデンサへと大きい充電電流が流れる可能性があった。
【０００７】
このような平滑コンデンサへの充電電流を制限するために、直流電源線上に限流抵抗を設けることが考えられる。しかしながら、限流抵抗に電流が流れると、限流抵抗が電力を消費する。
【０００８】
そこで、本発明は、限流抵抗を用いた場合に比べて消費電力を低減しつつ、平滑コンデンサへと大きい充電電流が流れることを防止できる電源回路の初期充電方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明にかかる電源回路の初期充電方法の第１の態様は、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記第１の直流電源線上に設けられたリアクトル（ＤＣＬ１）と、前記第１の直流電源線上に設けられ、前記リアクトルと直列に接続されるスイッチ素子(ＩＧＢＴ１）と、前記スイッチ素子と前記リアクトルとを含む直列接続に対して一方の側で、前記第１及び前記第２の直流電源線の間に接続されるコンデンサ（Ｃ１）とを備える電源回路の初期充電方法であって、前記コンデンサの初期充電期間において前記スイッチ素子の導通／非導通を繰り返し切り替えて前記コンデンサを充電する。
【００１０】
本発明にかかる電源回路の初期充電方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電源回路の初期充電方法であって、前記スイッチ素子(ＩＧＢＴ１)の導通期間を時間の経過とともに大きく長くする。
【００１１】
本発明にかかる電源回路の初期充電方法の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電源回路の初期充電方法であって、前記スイッチ素子(ＩＧＢＴ１）は半導体スイッチ素子であって、前記電源回路は前記スイッチ素子に並列に接続された導体のスイッチ（ＳＷ１）を更に備え、前記コンデンサ（Ｃ１）の初期充電期間が終了したときに、前記スイッチ素子を非導通にし、前記導体スイッチを導通させる。
【発明の効果】
【００１２】
本発明にかかる電源回路の初期充電方法の第１の態様によれば、スイッチ素子を導通させて、リアクトル、スイッチ素子及びコンデンサを介す経路に充電電流を流す場合、リアクトルがあるために充電電流は零から徐々に増加する。そしてスイッチ素子を非導通とすることによって、充電電流が増加している途中の任意の時点で当該充電電流を遮断できる。よって、コンデンサへと大電流が流れることを防止できる。しかも、限流抵抗を第１の直流電源線に設けるときに比べて、限流抵抗での消費電力を低減できる。
【００１３】
本発明にかかる電源回路の初期充電方法の第２の態様によれば、コンデンサを充電するために要する期間を短縮できる。
【００１４】
本発明にかかる電源回路の初期充電方法の第３の態様によれば、半導体スイッチ素子に比べて、導体のスイッチは電流容量が比較的大きい。よって、初期充電が終わった後には第１及び第２の直流電源線に大きい負荷を接続することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１の実施の形態にかかるインバータシステムの概念的な構成の一例を示す図である。
【図２】平滑コンデンサの初期充電にかかるタイミングチャートを示す図である。
【図３】平滑コンデンサの初期充電にかかるタイミングチャートを示す図である。
【図４】第３の実施の形態にかかるインバータシステムの概念的な構成の一例を示す図である。
【図５】変形例にかかるインバータシステムの概念的な一例を示す図である。
【図６】変形例にかかるインバータシステムの概念的な他の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
第１の実施の形態．
図１はインバータシステムの概念的な構成の一例を示している。インバータシステムはコンバータＤＢ１と、平滑回路１と、インバータ回路ＩＮＶ１とを備えている。
【００１７】
コンバータＤＢ１は交流電源Ｅ１、直流電源線ＬＨ，ＬＬと接続されている。コンバータＤＢ１は交流電源Ｅ１から入力される交流電圧を直流電圧に変換して、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。図１の例示では、コンバータＤＢ１として例えばダイオード整流回路が示されている。但し、これに限らず、例えばスイッチングにより交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータであってもよい。また、交流電源Ｅ１として単相交流電源が例示されているが、多相交流電源であっても構わない。但し、コンバータＤＢ１は全波整流を行うことが、後述するチョッパリングの観点から好適である。
【００１８】
平滑回路１は直流電源線ＬＨ，ＬＬを介してコンバータＤＢ１と接続される。平滑回路１はリアクトルＤＣＬ１と、スイッチ素子ＩＧＢＴ１と、平滑コンデンサＣ１とを備えている。
【００１９】
リアクトルＤＣＬ１は直流電源線ＬＨ上に設けられている。リアクトルＤＣＬ１は、交流電源Ｅ１から入力される交流電圧の波形に基づいた脈動を抑制すると共に、インバータ回路ＩＮＶ１の通常動作時に直流電源線ＬＨを流れる直流電流の高調波を抑制して、力率を改善する機能を果たす。
【００２０】
スイッチ素子ＩＧＢＴ１は半導体スイッチ（例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であって、直流電源線ＬＨ上でリアクトルＤＣＬ１と直列に接続されている。スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通／非導通は制御部ＭＣ１によって制御される。具体的なスイッチ素子ＩＧＢＴ１の制御については後に詳述する。
【００２１】
平滑コンデンサＣ１は、相互に直列接続されるリアクトルＤＣＬ１とスイッチ素子ＩＧＢＴ１の一組に対してコンバータＤＢ１とは反対側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に接続される。平滑コンデンサＣ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間、より詳細にはリアクトルＤＣＬ１とスイッチ素子ＩＧＢＴ１の一組に対してコンバータＤＢ１とは反対側における直流電源線ＬＨと、直流電源線ＬＬとの間に印加される直流電圧を平滑する。
【００２２】
インバータ回路ＩＮＶ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬを介して平滑回路１と接続される。インバータ回路ＩＮＶ１は複数のスイッチング素子（図示省略）によって構成される。そして、このスイッチング素子の導通／非導通が適切に制御されることによって、インバータ回路ＩＮＶ１は平滑回路１が平滑した直流電圧を交流電圧に変換して、これを負荷ＬＯＡＤ１へと出力する。インバータ回路ＩＮＶ１が有する複数のスイッチング素子は制御部ＭＣ１によって制御される。
【００２３】
負荷ＬＯＡＤ１は例えばモータである。但し、負荷ＬＯＡＤ１はモータに限らず、交流電圧が印加される任意の負荷であってよい。負荷ＬＯＡＤ１がモータであれば、印加された交流電圧の周波数に応じた回転数で回転する。
【００２４】
制御部ＭＣ１はスイッチング電源ＳＷＥ１によって動作電力が供給される。リアクトルＤＣＬ１とスイッチ素子ＩＧＢＴ１の一組よりもコンバータＤＢ１側で直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に平滑コンデンサＣ２が設けられ、その両端電圧がスイッチング電源ＳＷＥ１に入力される。スイッチング電源ＳＷＥ１は平滑コンデンサＣ２の両端電圧を制御部ＭＣ１の動作電圧に適した値に変換して、制御部ＭＣ１へと供給する。なお、図１の例示では、制御部ＭＣ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧から動作電力を受け取っているが、これは必須の事項ではない。制御部ＭＣ１は直流電源線ＬＨ，ＬＬとは別系統の電源の供給を受けて動作してもよい。
【００２５】
制御部ＭＣ１はインバータシステムの全体を制御する機能を果たす。例えば制御部ＭＣ１はインバータ回路ＩＮＶ１が有する複数のスイッチング素子の各々へとスイッチング信号を出力してインバータ回路ＩＮＶ１を制御する。かかるスイッチング信号は例えばＰＷＭ（パルス幅変調：Pulse Width Modulation）方式に則って生成される。また制御部ＭＣ１はスイッチ素子ＩＧＢＴ１へとスイッチ信号Ｓ１を出力してスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通／非導通も制御する。
【００２６】
またここでは、制御部ＭＣ１は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部ＭＣ１はこれに限らず、制御部ＭＣ１によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００２７】
かかるインバータシステムにおいて、インバータシステムの通常運転に先立って、平滑コンデンサＣ１を充電する初期充電が実行される。なお、平滑回路１にとっては、インバータ回路ＩＮＶ１及び負荷ＬＯＡＤ１を負荷と把握することができる。よって、初期充電とは、平滑回路１についての負荷（つまりインバータ回路ＩＮＶ１と負荷ＬＯＡＤ１）へと電流を流す前に実行される平滑コンデンサＣ１の充電動作とも把握できる。以下、具体的な初期充電の一例について説明する。
【００２８】
例えば制御部ＭＣ１は不図示の外部（例えばＣＰＵ）から起動信号を受け取ると、インバータ回路ＩＮＶ１の制御に先立って、スイッチ素子ＩＧＢＴ１へとスイッチ信号Ｓ１を出力して、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通／非導通を繰り返し切り替える。
【００２９】
図２は初期充電におけるタイミングチャートの一例を模式的に示している。図２では、スイッチ信号Ｓ１の電位の状態（スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通／非導通の状態）と、平滑コンデンサＣ１へと流れる充電電流とが示されている。図２の例示では、スイッチ信号Ｓ１が高電位であるときにスイッチ素子ＩＧＢＴ１が導通し、スイッチ信号Ｓ１が低電位であるときにスイッチ素子ＩＧＢＴ１が非導通になる場合が示されている。また図２では、スイッチ信号Ｓ１が高電位となる複数の期間（スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間）が相互に等しい場合が例示されている。例えばスイッチ信号Ｓ１が低電位となる複数の期間（スイッチ素子ＩＧＢＴ１の非導通期間）が相互に等しくてもよく、さらにスイッチ信号Ｓ１のデューティが０．５であってもよい。かかるスイッチ信号Ｓ１は、例えばＰＷＭ方式に則って生成される。
【００３０】
なお、コンバータＤＢ１の出力する電圧の脈動は、リアクトルＤＣＬ１によってある程度低減され、或いは更に平滑コンデンサＣ２によって低減される。図２では、平滑コンデンサＣ１の充電前において、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧がほぼ一定である場合のタイミングチャートが例示される。
【００３１】
制御部ＭＣ１が起動信号を受け取とると、制御部ＭＣ１はスイッチ信号Ｓ１を出力して（より具体的にはスイッチ信号Ｓ１を高電位とすることでスイッチ信号を活性化して）スイッチ素子ＩＧＢＴ１を導通させる。このとき、図１も参照して、コンバータＤＢ１からリアクトルＤＣＬ１、スイッチ素子ＩＧＢＴ１及び平滑コンデンサＣ１を介す経路に充電電流が流れて、平滑コンデンサＣ１が充電される。当該経路上にはリアクトルＤＣＬ１と平滑コンデンサＣ１とが介在しているので、充電電流の値は、リアクトルＤＣＬ１のインダクタンスと、平滑コンデンサＣ１の静電容量とに基づく時定数に従って、零から増大する。
【００３２】
そして、制御部ＭＣ１は充電電流が所定の値を超えるまでにスイッチ信号Ｓ１の出力を停止して（より具体的にはスイッチ信号Ｓ１を低電位とすることでスイッチ信号を非活性化して）スイッチ素子ＩＧＢＴ１を非導通とする。これによって、上記経路が遮断されるので充電電流の値が零になる。なお、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間は、所定の値と時定数とによって予め決めることができる。
【００３３】
続いて、スイッチ素子ＩＧＢＴ１を非導通させて充電電流を零にした後、制御部ＭＣ１は再びスイッチ信号Ｓ１を出力してスイッチ素子ＩＧＢＴ１を導通させる。この導通によって、再び平滑コンデンサＣ１へと充電電流が流れる。この充電電流の値は、リアクトルＤＣＬ１のインダクタンスと平滑コンデンサＣ１の電気容量とに基づく時定数に従って零から増大するものの、既に平滑コンデンサＣ１にはある程度の電荷が蓄電されているので、その増大率は先の導通期間における増大率よりも低下する。また図２の例示では、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間はいずれも同じであるので、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の１回目の導通期間における充電電流の最大値は、２回目の導通期間における充電電流の最大値よりも大きい。
【００３４】
同様にして、ｋ（ｋは自然数）回目の導通期間の開始時点における平滑コンデンサＣ１の両端電圧は（ｋ−１）回目の導通期間の開始時点における平滑コンデンサＣ１の両端電圧よりも高い。よって、ｋ回目の導通期間における充電電流の増大率は、（ｋ−１）回目の導通期間における充電電流の増大率よりも低い。
【００３５】
従って、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間（換言すれば、スイッチ信号Ｓ１のパルス幅）を等しくし、１回目の導通期間における充電電流の最大値を許容値以下となるように当該導通期間を設定しておくことで、２回目以降の導通期間において確実に充電電流を許容値以下とすることができる。
【００３６】
そして、平滑コンデンサＣ１に所望の電圧が充電されると、制御部ＭＣ１はスイッチ素子ＩＧＢＴ１を定常的に導通させて通常運転へと移行する。かかる通常運転への移行は、平滑コンデンサＣ１の両端電圧を検出し、当該両端電圧が所望の電圧に至ったことを以って実行されてもよく、予め定められた初期充電期間を経過したことを以って実行されてもよい。なお、通常運転中はスイッチ素子ＩＧＢＴ１に電流が流れる。よって、スイッチ素子ＩＧＢＴ１として、インバータ回路ＩＮＶ１或いは負荷ＬＯＡＤ１に流れる動作電流よりも大きい電流容量が要求される。
【００３７】
以上のように、本インバータシステムによれば、スイッチ素子ＩＧＢＴ１を導通させて平滑コンデンサへと充電電流を流してから、充電電流が増加している最中の任意の時点で当該充電電流を遮断できる。よって、平滑コンデンサＣ１へと大きな充電電流が流れることを防止できる。しかも、限流抵抗を直流電源線ＬＨに設けるときに比べて、限流抵抗での消費電力を低減できる。また限流抵抗を設ける必要がないので、製造コストを低減することができる。
【００３８】
第２の実施の形態．
第１の実施の形態では、一例として、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間が相互に等しい場合の初期充電方法について説明した。第２の実施の形態では、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間を変更して、平滑コンデンサＣ１の初期充電に要する期間を短縮する。
【００３９】
第２の実施の形態にかかるインバータシステムの概念的な構成の一例は図１と同一である。
【００４０】
第２の実施の形態においては、平滑コンデンサＣ１の初期充電において、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間を時間の経過と共に長くする。図３は初期充電におけるタイミングチャートの一例を模式的に示している。図３では、スイッチ信号Ｓ１の電位の状態（スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通／非導通の状態）の状態と、平滑コンデンサＣ１へと流れる充電電流とが示されている。図３の例示では、スイッチ信号Ｓ１が高電位であるときにスイッチ素子ＩＧＢＴ１が導通し、低電位であるときにスイッチ素子ＩＧＢＴ１が非導通になる場合が示されている。なお第１の実施の形態と同様に、図３では、平滑コンデンサＣ１の充電前において、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧がほぼ一定である場合のタイミングチャートが例示される。
【００４１】
また図３では、第１の実施の形態にかかるタイミングチャートとの比較を容易とするために、スイッチ信号Ｓ１が低電位となる期間（スイッチ素子ＩＧＢＴ１の非導通期間）は、図２のタイミングチャートにおいてスイッチ信号Ｓ１が低電位となる期間と同じに設定されている。一方、スイッチ信号Ｓ１が高電位となる期間（スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間）は時間の経過と共に長くなっている。また、第１の実施の形態との比較を容易とするために、最初にスイッチ信号Ｓ１が高電位となる期間は、図２のタイミングチャートにおいてスイッチ信号Ｓ１が高電位となる期間と同じである。
【００４２】
制御部ＭＣ１が起動信号を受け取とると、制御部ＭＣ１はスイッチ信号Ｓ１を出力してスイッチ素子ＩＧＢＴ１を導通させる。このとき、コンバータＤＢ１から、リアクトルＤＣＬ１、スイッチ素子ＩＧＢＴ１及び平滑コンデンサＣ１を介す経路に充電電流が流れて、平滑コンデンサＣ１が充電される。当該経路上にはリアクトルＤＣＬ１と平滑コンデンサＣ１とが介在しているので、充電電流の値は、リアクトルＤＣＬ１のインダクタンスと、平滑コンデンサＣ１の電気容量とに基づく時定数に従って、零から増大する。
【００４３】
そして、制御部ＭＣ１は充電電流が所定の値を超えるまでにスイッチ信号Ｓ１の出力を停止してスイッチ素子ＩＧＢＴ１を非導通とする。これによって、上記経路が遮断されるので充電電流の値が零になる。なお、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間は所定の値と時定数とによって予め決めることができる。
【００４４】
続いて、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の非導通期間を経て、制御部ＭＣ１は再びスイッチ信号Ｓ１を出力してスイッチ素子ＩＧＢＴ１を導通させる。この導通によって、再び平滑コンデンサＣ１へと充電電流が流れる。この充電電流の値は、リアクトルＤＣＬ１のインダクタンスと平滑コンデンサＣ１の電気容量とに基づく時定数に従って零から増大するものの、既に平滑コンデンサＣ１にはある程度の電圧が充電されているので、その増大率は先の導通期間における増大率よりも低下する。
【００４５】
従って、２回目のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間を１回目のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間よりも長く設定しても、充電電流が所定の値を超えないように２回目のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間を設定できる。かかる２回目のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間も、１回目のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間と、所定値と、時定数とによって予め決めることができる。
【００４６】
同様に、ｋ回目のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間を（ｋ−１）回目のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間より長く設定できる。以上のように、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の各導通期間を時間の経過と共に長くすることで、各導通期間における充電電流の積分値（換言すれば各導通期間における平滑コンデンサＣ１の蓄電量）を増大できる。従って、平滑コンデンサＣ１を充電する期間を短くできる。
【００４７】
なお、図３においては、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の非導通期間が一定であるがこれに限らない。キャリヤと信号波との比較に基づいてスイッチ信号Ｓ１を出力するＰＷＭ方式において、例えばキャリヤ周期が一定であれば、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の一の導通期間とこれと連続するスイッチ素子ＩＧＢＴ１の一の非導通期間との和が一定であるので、導通期間を長く設定すると、非導通期間が短くなる。
【００４８】
また、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の各導通期間を時間の経過と共に長く設定する一例として、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の各導通期間が予め設定される態様を説明したが、これに限らない。例えば平滑コンデンサＣ１へと流れる充電電流を検出し、充電電流が所定の値とを比較して、所定の値よりも少し小さい値（例えば所定の値の９０％）を超えたときに、スイッチ信号Ｓ１を低電位としてもよい。かかる態様によっても、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の各導通期間は時間の経過と共に長くなる。
【００４９】
第３の実施の形態．
図４は第３の実施の形態にかかるインバータシステムの概念的な構成の一例を示している。本インバータシステムは、図１に示すインバータシステムと比較して、スイッチＳＷ１を更に備えている。
【００５０】
スイッチ素子ＩＧＢＴ１は半導体スイッチ（例えば絶縁バイポーラトランジスタ）である。
【００５１】
スイッチＳＷ１は導体のスイッチ（例えばリレー）であって、スイッチ素子ＩＧＢＴ１と並列に接続されている。なお、ここでいう導体スイッチとは、電流が流れる経路が導体（例えば金属）によって構成されているスイッチを言う。スイッチＳＷ１は制御部ＭＣ１によってその導通／非導通が制御される。
【００５２】
平滑コンデンサＣ１の初期充電にかかるスイッチ素子ＩＧＢＴ１のスイッチング動作は第１又は第２の実施の形態と同様である。制御部ＭＣ１は平滑コンデンサＣ１に所望の電圧が充電されると、換言すれば平滑コンデンサＣ１の初期充電期間が終了すると、制御部ＭＣ１はスイッチ信号Ｓ１を低電位にしてスイッチ素子ＩＧＢＴ１を定常的に非導通とし、スイッチ信号Ｓ２をスイッチＳＷ１へと出力してスイッチＳＷ１を定常的に導通させる。そして、制御部ＭＣ１はインバータ回路ＩＮＶ１を制御して通常運転へと移行する。
【００５３】
当該通常運転においてインバータ回路ＩＮＶ１から負荷ＬＯＡＤ１へと大きい電流が流れた場合であっても、この電流はスイッチ素子ＩＧＢＴ１を経由しない。よって、電流容量の小さいスイッチ素子ＩＧＢＴ１を採用できる。なお、スイッチＳＷ１を金属スイッチ（例えばリレー）で構成することによって、半導体スイッチであるスイッチ素子ＩＧＢＴ１に比較して電気容量の大きいスイッチＳＷ１を簡単に実現できる。よって、通常運転中に大きい電流がスイッチＳＷ１を流れても問題が生じにくい。
【００５４】
なお、スイッチＳＷ１は必ずしも導体のスイッチに限らず、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の電流容量よりも大きい電流容量を有していればよい。但し、導体は半導体に比べて、電流容量が大きい傾向にあるので、電流容量の大きい導体のスイッチは簡単な構成且つ安価に製造できる。従って、スイッチＳＷ１が導体のスイッチであれば、製造コストを低減できる。
【００５５】
なお、第１乃至第３の実施の形態では、インバータシステムに用いられた平滑回路１について説明したがこれに限らない。本平滑回路１は直流電圧が供給される任意の負荷（ここでは、インバータ回路ＩＮＶ１と負荷ＬＯＡＤ１の一組）に対して入力側に設けることができ、直流電圧を出力する任意の装置（ここでは、コンバータＤＢ１）に対して出力側に設けることができる。
【００５６】
変形例．
図５は変形例にかかるインバータシステムの概念的な構成の一例を示している。本インバータシステムは、図１に示すインバータシステムと比較して、平滑回路１は、平滑コンデンサＣ３と、スイッチＳＷ２とを更に備えている。
【００５７】
平滑コンデンサＣ３は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で平滑コンデンサＣ１と並列に接続されている。
【００５８】
スイッチＳＷ２は平滑コンデンサＣ１，Ｃ３の間で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの何れかの上に設けられている。図５の例示では、スイッチＳＷ２は直流電源線ＬＨの上に設けられている。スイッチＳＷ２は例えば金属スイッチ（例えばリレー）である。スイッチＳＷ２の導通／非導通は制御部ＭＣ１によって制御される。
【００５９】
かかるインバータシステムにおいて、平滑コンデンサＣ１，Ｃ３を充電する初期充電は以下のように実行される。まず、スイッチＳＷ２が非導通である状態で、第１又は第２の実施の形態と同様のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の制御により、平滑コンデンサＣ１を充電する。
【００６０】
スイッチ素子ＩＧＢＴ１が導通する期間で平滑コンデンサＣ１に流れる電流は、第１及び第２の実施の形態で述べたように、リアクトルＤＣＬ１のインダクタンスと、平滑コンデンサＣ１の電気容量とに基づいて決定される。ここで、例えば図１に示す平滑コンデンサＣ１と、図５に示す平滑コンデンサＣ１，Ｃ３の一組の合成された電気容量とが等しいと仮定する。このとき図３に示す平滑コンデンサＣ１，Ｃ３の各々の電気容量は図１に示す平滑コンデンサＣ１の電気容量よりも小さい。よって、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間において、平滑コンデンサＣ１へと流れる充電電流の増大率は、図１に示すインバータに比べて小さい。
【００６１】
従って、図５のインバータシステムによれば、図１のインバータシステムに比べて、充電電流を所定の値以下とするためのスイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間を長く設定できる。スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間が短い場合は、そのスイッチング周波数に基づいてスイッチング損失を発生するところ、図５のインバータシステムによれば、このようなスイッチング損失を低減できる。
【００６２】
そして、制御部ＭＣ１は平滑コンデンサＣ１に所望の電圧が充電されたと判断すると、スイッチＳＷ２を導通させた上で、第１又は第２の実施の形態と同様のスイッチ素子ＩＧＢＴ１の制御により平滑コンデンサＣ３を充電する。なお、平滑コンデンサＣ３の充電における初期では、平滑コンデンサＣ１から平滑コンデンサＣ３へと電流が流れると共に、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間ではコンバータＤＢ１から平滑コンデンサＣ３へと充電電流が流れる。そして、平滑コンデンサＣ１の両端電圧と平滑コンデンサＣ３の両端電圧とが一致した以降では、平滑コンデンサＣ１から平滑コンデンサＣ３へと流れる電流が停止し、スイッチ素子ＩＧＢＴ１の導通期間ではコンバータＤＢ１から平滑コンデンサＣ１，Ｃ３へと充電電流が流れる。
【００６３】
そして制御部ＭＣ１は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ３に所望の電圧が充電されたと判断すると、スイッチ素子ＩＧＢＴ１及びスイッチＳＷ２を定常的に導通させ、インバータ回路ＩＮＶ１を制御して通常運転へと移行する。
【００６４】
なお、本インバータシステムは２つの平滑コンデンサＣ１，Ｃ３を有しているが、相互に並列に接続される３つ以上の平滑コンデンサを備えていてもよい。この場合、複数のスイッチが複数の平滑コンデンサの相互間で直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれかに設けられる。そして、これらのスイッチを順次に導通させつつ、平滑コンデンサを充電すればよい。
【００６５】
図６は変形例にかかるインバータシステムの概念的な構成の他の一例を示している。本インバータシステムは、図１のインバータシステムと比較して、平滑コンデンサＣ３と、スイッチＳＷ２，ＳＷ３とを更に備えている。
【００６６】
スイッチＳＷ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で平滑コンデンサＣ１と直列に接続されている。スイッチＳＷ２は例えば金属スイッチ（例えばリレー）である。スイッチＳＷ２の導通／非導通は制御部ＭＣ１によって制御される。
【００６７】
平滑コンデンサＣ３とスイッチＳＷ３とは相互に直列に接続されている。平滑コンデンサＣ３とスイッチＳＷ３との一組は、平滑コンデンサＣ１とスイッチＳＷ２の一組と並列に接続されている。スイッチＳＷ３は例えば金属スイッチ（例えばリレー）である。スイッチＳＷ３の導通／非導通は制御部ＭＣ１によって制御される。
【００６８】
かかるインバータシステムにおいて、平滑コンデンサＣ１，Ｃ３を充電する初期充電は以下のように実行される。まず、制御部ＭＣ１はスイッチＳＷ２を導通させ、スイッチＳＷ３を非導通とし、第１又は第２の実施の形態と同様の手順により、平滑コンデンサＣ１を充電する。
【００６９】
この平滑コンデンサＣ１の充電についても、図５を参照して説明した効果を招来する。
【００７０】
そして、制御部ＭＣ１は、平滑コンデンサＣ１が充電されたと判断すると、スイッチＳＷ２を非導通としスイッチＳＷ３を導通させた上で、第１又は第２の実施の形態と同様の手順により平滑コンデンサＣ３を充電する。
【００７１】
平滑コンデンサＣ３を充電する際には、スイッチＳＷ２が非導通であるために平滑コンデンサＣ１から平滑コンデンサＣ３へと電流が流れない。よって、平滑コンデンサＣ１，Ｃ３の電気容量が大きくても、平滑コンデンサＣ１から平滑コンデンサＣ３へと大きな電流が流れることを防止できる。
【００７２】
そして制御部ＭＣ１は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ３が充電されたと判断すると、スイッチ素子ＩＧＢＴ１及びスイッチＳＷ２，ＳＷ３を定常的に導通させ、インバータ回路ＩＮＶ１を制御して通常運転へと移行する。
【００７３】
なお、ここでは平滑コンデンサＣ１の充電の後に平滑コンデンサＣ３の充電を行っているが、いずれを先に行っても構わない。また、本インバータシステムは２つの平滑コンデンサＣ１，Ｃ３を有しているが、相互に並列に接続される３つ以上の平滑コンデンサを備えていてもよい。この場合、複数のスイッチが直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で複数の平滑コンデンサの各々に対して直列に接続される。そして、これらの平滑コンデンサを順次に充電すればよい。
【符号の説明】
【００７４】
Ｃ１  平滑コンデンサ
ＤＣＬ１  リアクトル
ＩＧＢＴ１  スイッチ素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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