(57)【要約】【課題】本発明は、実際に出力を行う変換部の数が切り替わる際の出力電圧の変動を抑制できる、ＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。【解決手段】誘導素子と誘導素子を駆動するスイッチング素子とを有する複数のユニット１〜ｎが並列に接続されて、スイッチング素子のスイッチングにより直流電圧を電圧変換して出力する変換手段と、複数のユニットのうち電力の出力をするユニットの数と当該ユニットが有するスイッチング素子を電流不連続モードでスイッチングさせるスイッチング信号のデューティ比とを負荷の大きさに応じて制御することにより、当該ユニットの出力を調整し、デューティ比の大きさに応じて、負荷の変動量に対するデューティ比の変化量を変化させる制御部１６とを備える、ＤＣ−ＤＣコンバータ。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導素子と前記誘導素子を駆動するスイッチング素子とを有する複数の変換部が並列に接続されて、前記スイッチング素子のスイッチングにより直流電圧を電圧変換して出力する変換手段と、
前記複数の変換部のうち電力の出力をする変換部の数と該変換部が有する前記スイッチング素子を電流不連続モードでスイッチングさせるスイッチング信号のデューティ比とを負荷の大きさに応じて制御することにより、該変換部の出力を調整し、
前記複数の変換部のうち電力の出力をしている少なくとも一つ以上の変換部の出力が負荷の増加に応じて最大出力となった時点で該最大出力の変換部の出力を固定させるとともに、前記複数の変換部のうち電力の出力を停止していた少なくとも一つ以上の変換部の出力を負荷の増加に応じて増加させ、
前記複数の変換部のうち電力の出力をしている少なくとも一つ以上の変換部の出力が負荷の減少に応じて最小出力となった時点で該最小出力の変換部の出力を停止させるとともに、前記複数の変換部のうち最大出力で固定していた少なくとも一つ以上の変換部の出力を負荷の減少に応じて減少させる、制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記デューティ比の大きさに応じて、負荷の変動量に対する前記デューティ比の変化量を変化させることを特徴とする、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、誘導素子と誘導素子を駆動するスイッチング素子とを有する複数の変換部が接続されて、スイッチング素子のスイッチングにより直流電圧を電圧変換して出力する変換手段を備える、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来技術として、並列に配置された複数の入力変換部を備えており、出力の検知結果に基づいて複数の入力変換部のうち実際に出力を行うものを決定し、出力がより小さいときにはより少ない数の入力変換部による出力を行い、出力がより大きいときにはより多い数の入力変換部による出力を行う、ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１，２参照）。
【特許文献１】特開２００７−２７４７９６号公報
【特許文献２】特開２００８−６７４７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述の従来技術では、実際に出力を行う変換部の数が切り替わる際に出力電圧に変動が生じてしまうことがあった。
【０００４】
そこで、本発明は、実際に出力を行う変換部の数が切り替わる際の出力電圧の変動を抑制できる、ＤＣ−ＤＣコンバータの提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記目的を達成するため、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、
誘導素子と前記誘導素子を駆動するスイッチング素子とを有する複数の変換部が並列に接続されて、前記スイッチング素子のスイッチングにより直流電圧を電圧変換して出力する変換手段と、
前記複数の変換部のうち電力の出力をする変換部の数と該変換部が有する前記スイッチング素子を電流不連続モードでスイッチングさせるスイッチング信号のデューティ比とを負荷の大きさに応じて制御することにより、該変換部の出力を調整し、
前記複数の変換部のうち電力の出力をしている少なくとも一つ以上の変換部の出力が負荷の増加に応じて最大出力となった時点で該最大出力の変換部の出力を固定させるとともに、前記複数の変換部のうち電力の出力を停止していた少なくとも一つ以上の変換部の出力を負荷の増加に応じて増加させ、
前記複数の変換部のうち電力の出力をしている少なくとも一つ以上の変換部の出力が負荷の減少に応じて最小出力となった時点で該最小出力の変換部の出力を停止させるとともに、前記複数の変換部のうち最大出力で固定していた少なくとも一つ以上の変換部の出力を負荷の減少に応じて減少させる、制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記デューティ比の大きさに応じて、負荷の変動量に対する前記デューティ比の変化量を変化させることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、実際に出力を行う変換部の数が切り替わる際の出力電圧の変動を抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００７】
以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態の説明を行う。図１は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態である昇圧型スイッチング電源装置１００の全体構成を示した概略図である。昇圧型スイッチング電源装置１００は、基準電圧入力端子１７に接続された基準電源１１からの入力電圧Ｖｉｎに基づいて、出力端子１８に接続された負荷装置１２に電力を供給する電源装置であって、入力電圧Ｖｉｎの電圧変動や負荷装置１２の消費電流（負荷電流）の変動に対して、基準電源１１からの入力電圧Ｖｉｎを昇圧変換した一定の電圧Ｖｏｕｔを負荷装置１２側に出力する電源装置（いわゆる昇圧型スイッチングレギュレータ）である。昇圧型スイッチング電源装置１００が車両に搭載された場合、例えば、基準電源１１は車載バッテリに相当するものであり、負荷装置１２は車載の電気負荷（例えば、マイクロコンピュータ、ＩＣ、抵抗負荷、モータなど）に相当するものである。車両に搭載される電気負荷は多種多様であり、各電気負荷の消費電流の変動により、車載バッテリの電圧は変動しやすく、供給すべき電力も変化するので、本実施形態のような昇圧型スイッチング電源を搭載することは効果的である。また、昇圧型スイッチング電源装置１００は、複数の電圧系（例えば、１４Ｖ系と４２Ｖ系）を有する車両において、両電圧系間の電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータとして用いても、効果的である。
【０００８】
昇圧型スイッチング電源装置１００は、誘導素子（インダクタンス素子）と誘導素子を駆動するスイッチング素子とを有する複数の変換部である変換回路（ユニット）が並列に接続されて、入力される直流電圧を電圧変換した電力をスイッチング素子のスイッチングにより出力する変換手段を備える。図１には、ｎ個のユニット１〜ｎが示されている。ユニット１は、基準電圧入力端子１７に入力フィルタ１３を介して接続される誘導素子であるインダクタＬ１と、インダクタＬ１の出力端子１８側とグランド（接地基準）との間に接続されてインダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬ１を制御する出力制御用のスイッチング素子ＳＷ１と、インダクタＬ１とスイッチング素子ＳＷ１とが接続された接続点にアノード側が接続される整流素子（ダイオード）Ｄ１とを備えている。他のユニットについても同様である。
【０００９】
また、各整流素子Ｄ１〜Ｄｎのカソード側に接続されて出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化するための出力コンデンサ６が備えられている。入力フィルタ１３は、例えば、ＬＣ回路やＲＣ回路で構成される。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷｎの具体例として、ＩＧＢＴ，ＭＯＳＦＥＴ，バイポーラトランジスタ等の半導体素子が挙げられる。
【００１０】
つまり、昇圧型スイッチング電源装置１００は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷｎをオン／オフさせるスイッチング信号に従って誘導素子Ｌ１〜Ｌｎに蓄積されたエネルギーを負荷装置１２に対して供給する。
【００１１】
さらに、昇圧型スイッチング電源装置１００は、その出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出手段として、出力電圧検出部１５を備える。また、出力電圧検出部１５によって所定のサンプリング周期で検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷｎをオン／オフさせるスイッチング制御の制御手段として、制御部１６を備える。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷｎの駆動手段として、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷｎのそれぞれに対して駆動部ＤＲ（ＤＲ１〜ＤＲｎ）を備える。出力電圧検出部１５、制御部１６、駆動部ＤＲは、抵抗素子やトランジスタ等の回路素子やマイクロコンピュータなどによって構成されるとよい。また、昇圧型スイッチング電源装置１００は、その出力電流（すなわち、負荷装置１２の負荷電流）を検出する電流検出手段として、電流検出部を備えてもよい。
【００１２】
出力電圧検出部１５は、出力電圧Ｖｏｕｔの検出結果を制御部１６に出力する。出力電圧検出部１５は、例えば、直列接続された抵抗素子を備える分圧回路を備え、その分圧値によって出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。
【００１３】
制御部１６は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷｎを駆動するスイッチング信号ＶＧ１〜ＶＧｎに対応するＰＷＭ信号の基本周波数を一定にそのデューティ比を変更するＰＷＭ制御を実行する。制御部１６は、ＰＷＭ信号のデューティ比を変更するため、ＰＷＭ信号のオン時間の指令値を演算するオン時間演算部を備える。
【００１４】
オン時間演算部は、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧になるように、出力電圧検出部１５によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷｎをオンさせるオン時からオフ時までのオン時間の指令値を演算する。つまり、オン時間演算部は、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧との差分を或る増幅率で増幅した信号として、オン時間の指令値に相当する増幅信号を生成する。オン時間演算部は、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧より大きい場合にはオン時間の指令値を短くし、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧より小さい場合にはオン時間の指令値を長くする。具体的には、オン時間演算部は、出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧から出力電圧検出部１５によって検出された出力電圧Ｖｏｕｔを差し引いた誤差に応じて或る変化率でオン時間の指令値の長さを調整可能な、ロジック回路やマイクロコンピュータなどの演算手段を備える回路であるとよい。
【００１５】
制御部１６は、オン時間演算部によって演算されたオン時間の指令値に従って、所定の周波数のＰＷＭ信号を生成する。その生成結果を各駆動部ＤＲに出力する。駆動部ＤＲは、制御部１６からのＰＷＭ信号に従って、スイッチング素子ＳＷをオン／オフさせるパルス信号であるスイッチング信号ＶＧをスイッチング素子ＳＷ（例えば、ＩＧＢＴであればそのゲート）に対して出力する。駆動部ＤＲは、ＰＷＭ信号のオン時間でスイッチング素子ＳＷをオン状態にし、ＰＷＭ信号のオフ時間でスイッチング素子ＳＷをオフ状態にする、スイッチング信号ＶＧを生成する。
【００１６】
制御部１６のオン時間演算部によって演算されるオン時間の指令値によって、図２に示されるように、オンタイミングｓ１からオフタイミングｓ２までのオン時間（期間ｓ１−ｓ２）や、オンタイミングｓ４からオフタイミングｓ５までのオン時間（期間ｓ４−ｓ５）が調整され得る。このオン時間は、いわゆるオンデューティに相当する。図２は、スイッチング素子ＳＷをスイッチングさせるスイッチング信号ＶＧと、インダクタ電流ＩＬとの関係を示す波形図である。昇圧型スイッチング電源装置１００の制御部１６は、スイッチング素子のオフにより誘導素子に流れる誘導素子電流がスイッチング素子のオンの前に一旦零に至る電流不連続モードで制御する。すなわち、図２に示されるように、スイッチング素子ＳＷがオンからオフに切り替わることにより出力方向に流れるインダクタ電流が低下し始め、スイッチング素子ＳＷが再度オフからオンに切り替わる前にインダクタ電流が一旦零まで低下する電流不連続モードで制御する。スイッチング信号ＶＧに基づきスイッチング素子ＳＷがオフされると、出力方向に流れるインダクタ電流ＩＬは、オフタイミングをピークにして減少し、零に収束する。例えば、オン時間演算部によって演算されたオン時間の指令値の経過時（図２の場合、オフタイミングｓ２，ｓ５，ｓ８など）にスイッチング素子ＳＷをオンからオフに切り替えるスイッチング信号ＶＧが出力されている。
【００１７】
一方、各ユニット１〜ｎの出力電力は、以下のように計算することができる。図３は、各ユニット１〜ｎの出力電力の計算を説明するための図である。出力電圧をＶｏｕｔ、平均出力電流をＩｏｕｔとすると、平均出力電力Ｗは、式（１）で表される。また、平均出力電流Ｉｏｕｔは、最大ピーク電流をＩｍａｘ、スイッチング信号ＶＧがオンからオフに切り替わる時からインダクタ電流ＩＬがゼロになるまでの時間をｔｏｆｆ、スイッチング信号ＶＧの周期をＴとすると、式（２）で表される。さらに、最大ピーク電流Ｉｍａｘは、入力電圧Ｖｉｎ、インダクタ２のインダクタンスをＬ、スイッチング信号ＶＧがオフからオンに切り替わる時からオンからオフに切り替わる時までのオン時間をｔｏｎとすると、式（３）で表される。したがって、出力電力Ｗは、式（１）〜（３）に従って、周期Ｔとオン時間ｔｏｎとを用いて式（４）で表される。
【００１８】
【数１】
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もちろん、制御部１６は、式（４）に従って、各ユニット１〜ｎの出力電力Ｗを演算でき、各ユニット１〜ｎの出力電力Ｗを合計した総出力電力Ｗｏｕｔを演算することもできる。総出力電力Ｗｏｕｔは、各ユニットが並列に接続されて構成された変換手段から負荷装置１２に出力される電力（昇圧型スイッチング電源装置１００の出力電力）に相当する。
【００１９】
ところで、ＰＷＭ制御を実行している制御部１６は、ｎ個のユニット１〜ｎのうち電力の出力を実際に行うユニットの数と電力の出力を実際に行うユニット内のスイッチング素子ＳＷを電流不連続モードでスイッチングさせるスイッチング信号ＶＧのデューティ比（Ｄｕｔｙ）とを負荷（すなわち、負荷装置１２の負荷電流又は消費電力）の大きさに応じて制御することにより、それらのユニットの出力を調整している。
【００２０】
負荷が大きくなると出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔは低下し、負荷が小さくなると出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔは上昇する。すなわち、負荷の大きさは、出力電圧検出部１５の検出結果によって認識可能である。なお、負荷装置１２の負荷電流を検出する電流検出手段や負荷装置１２の消費電力を検出する電力検出手段によって、負荷の大きさの把握は可能である。
【００２１】
制御部１６は、負荷の増大に伴う負荷電流が増加することによって出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧より低下しすぎないように、制御部１６は、出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバックするフィードバック制御を行うことによって、一つ又は複数のユニットのスイッチング素子ＳＷのオン時間ｔｏｎを長くするために各ユニットのスイッチング素子のデューティ比を大きく制御する。デューティ比を大きく制御することによって、負荷の増大に対応して、各ユニットの出力電力を増やすことができる。
【００２２】
逆に、制御部１６は、負荷の減少に伴う負荷電流が増加することによって出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧より上昇しすぎないように、制御部１６は、出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバックするフィードバック制御を行うことによって、一つ又は複数のユニットのスイッチング素子ＳＷのオン時間ｔｏｎを短くするために各ユニットのスイッチング素子のデューティ比を小さく制御する。デューティ比を小さく制御することによって、負荷の減少に対応して、各ユニットの出力電力を減らすことができる。
【００２３】
図４は、負荷の大きさに応じて各ユニットに入力されるスイッチング信号ＶＧのデューティ比を変化させる第１の制御例を示した図である。
【００２４】
負荷の増加時には、制御部１６は、ｎ個のユニット１〜ｎのうち電力の出力をしている少なくとも一つ以上のユニットの出力を負荷の増加に応じてデューティ比を大きくし、デューティ比が所定の最大値（厳密には、電流不連続モードを達成できる範囲内の最大値）になることによりそのユニットの出力が最大出力となった時点で該最大出力のユニットの出力を固定させる。固定させるのとほぼ同時に、制御部１６は、ｎ個のユニットのうち電力の出力を停止していた少なくとも一つ以上のユニットの出力を、負荷の増加に応じてデューティ比を所定の最小値から大きくすることにより、増加させる。このように、電力を実際に出力するユニットの数とそのユニットのデューティ比とを増加させる制御を行うことによって、負荷が増加しても、その増加に対応して、総出力電力Ｗｏｕｔを大きくすることができる。
【００２５】
例えば、制御部１６は、ユニット１のスイッチング素子ＳＷ１のデューティ比を所定の最大値まで制御しても、出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧に一致しなければ、それまで出力を停止していたユニット２のスイッチング素子ＳＷ２のデューティ比を所定の最小値から大きく制御する。そして、出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧に一致するまで、デューティ比が所定の最大値に達する毎に電力を出力させるユニットの数を追加して、その追加したユニットのデューティ比を大きくする。
【００２６】
一方、負荷の減少時には、制御部１６は、ｎ個のユニット１〜ｎのうち電力の出力をしている少なくとも一つ以上のユニットの出力を負荷の減少に応じてデューティ比を小さくし、デューティ比が所定の最小値になることによりそのユニットの出力が最小出力となった時点で該最小出力のユニットの出力を停止させる。停止させるのとほぼ同時に、制御部１６は、ｎ個のユニットのうち最大出力で固定していた少なくとも一つ以上のユニットの出力を、負荷の減少に応じてデューティ比をその最大出力を得るための最大値から小さくすることにより、減少させる。このように、電力を実際に出力するユニットの数とそのユニットのデューティ比とを減少させる制御を行うことによって、負荷が減少しても、その減少に対応して、総出力電力Ｗｏｕｔを小さくすることができる。
【００２７】
例えば、制御部１６は、ユニット３のスイッチング素子ＳＷ３のデューティ比を所定の最小値まで制御しても、出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧に一致しなければ、それまで出力を最大出力で固定していたユニット２のスイッチング素子ＳＷ２のデューティ比を最大値から小さく制御する。そして、出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔがその目標電圧に一致するまで、デューティ比が所定の最小値に達する毎に電力を出力させるユニットの数を削減して、残りのユニットのデューティ比を小さくする。
【００２８】
ところが、電流不連続モードで制御されるユニットにおいて、そのユニットのスイッチング素子ＳＷのデューティ比Ｄｕｔｙと出力電力Ｗとの関係は、上記の式（４）で表される。式（４）によれば、出力電力Ｗはデューティ比Ｄｕｔｙの２乗に比例し、或る値のＤｕｔｙからの一定のＤｕｔｙ変化量（Δｄｕｔｙ）に対する出力電力Ｗの出力電力変化量（ΔＷ）は、Ｄｕｔｙ自体の値によって変化することになる。すなわち、Ｄｕｔｙが小さい時にはＤｕｔｙ変化量Δｄｕｔｙに対する出力電力変化量ΔＷは小さく、Ｄｕｔｙが大きい時にはＤｕｔｙ変化量Δｄｕｔｙに対する出力電力変化量ΔＷは大きくなる。
【００２９】
したがって、電力を実際に出力するユニットの数が切り替わる際、デューティ比Ｄｕｔｙを可変させるフィードバック制御が行われるユニットのＤｕｔｙは、負荷増大時には大きい値から小さい値（すなわち、切り替え前の最大値から切り替え後の最小値）に変化し、負荷減少時には小さい値から大きい値（すなわち、切り替え前の最小値から切り替え後の最大値）に変化する。そのため、Ｄｕｔｙ（周期Ｔは一定なので、ＰＷＭ信号のオン時間の指令値と等価）を、出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧と出力電圧検出部１５によって検出される出力電圧Ｖｏｕｔとの誤差に比例して変化させると、Ｄｕｔｙ変化量Δｄｕｔｙに対する出力電力変化量ΔＷが急激に変動してしまう。この急激なフィードバックゲインの変化により、図５に示されるように、電力を実際に出力するユニットの数（「並列数」という）が切り替わる時に、出力電圧Ｖｏｕｔに変動が生じてしまう。
【００３０】
図６は、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧との誤差に比例してＤｕｔｙを変化させた場合の、３つのユニットのそれぞれの制御状態及びＤｕｔｙと総出力電力Ｗｏｕｔとの関係図である。ｄ１は、ユニット１のＤｕｔｙの最小値（例えば、０．１）を示し、ｄ２は、ユニット１のＤｕｔｙの最大値（例えば、０．９）及びユニット２のＤｕｔｙの最小値（例えば、０．１）を示し、ｄ３は、ユニット２のＤｕｔｙの最大値（例えば、０．９）及びユニット３のＤｕｔｙの最小値（例えば、０．１）を示し、ｄ４は、ユニット３のＤｕｔｙの最大値（例えば、０．９）を示す。図６中、「ＰＷＭ制御」とは、デューティ比を変化させる制御状態を示し、「停止」とは、電力が出力されていない状態を示し、「最大出力駆動」とは、電力が最大出力で出力されている状態を示す。
【００３１】
図６に示されるように、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧との誤差に比例してＤｕｔｙを変化させると、Ｄｕｔｙ自体の値にかかわらずＤｕｔｙ変化量Δｄｕｔｙは一定のため、電力を実際に出力するユニットの数（並列数）が切り替わる前後での総出力電力Ｗｏｕｔの変化量が急激に変わる。負荷増大によって並列数を追加した場合には出力電力変化量ΔＷが小さいことにより、必要とされる総出力電力Ｗｏｕｔが不足してしまう。一方、負荷減少によって並列数を削減した場合には出力電力変化量ΔＷが大きいことにより、必要とされる総出力電力Ｗｏｕｔが過剰に削減されてしまう。したがって、どちらの場合であっても、出力電圧Ｖｏｕｔの低下が発生することになる。
【００３２】
そこで、このような出力電圧Ｖｏｕｔの低下を防ぐため、制御部１６は、個々のユニットにおいて、Ｄｕｔｙ自体の値に応じて、負荷の変動量に対するＤｕｔｙ変化量Δｄｕｔｙを変化させることによって、出力電力変化量ΔＷが一定になるように制御する。制御部１６は、Ｄｕｔｙが大きい値の場合は小さい場合に比べ、負荷の変動量に対するΔｄｕｔｙを小さくする。負荷の変動量を表す値として、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧との誤差が挙げられる。負荷の変動量を表す値は、出力電圧や出力電流や出力電力の単位時間当たりの変化量でもよい。
【００３３】
図７は、出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧との誤差の２分の１乗に比例してＤｕｔｙを変化させた場合の、３つのユニットのそれぞれの制御状態及びＤｕｔｙと総出力電力Ｗｏｕｔとの関係図である。つまり、式（４）によれば、制御部１６は負荷の変動量に対してＤｕｔｙを１／２乗で変化させることによって、（Ｄｕｔｙ）２が線形的に変化するため、並列数の切り替えに関係なく、総出力電力Ｗｏｕｔを線形的に変化させることができる。
【００３４】
このように変化させることで、一定のフィードバックゲイン（Ｄｕｔｙ変化量Δｄｕｔｙに対する出力電力変化量ΔＷ）になる。そのため、並列数を切り替えた場合でも、切り替え前後でのフィードバックゲインは変わらず、急激なゲイン変動が無くなる。その結果、並列数を切り替える際の出力電圧Ｖｏｕｔの変動を抑制できる。また、切り替え時の出力電圧Ｖｏｕｔの変動を考慮して、図１に例示した入力フィルタ１３や出力コンデンサ１４などの入出力フィルタを設定する必要がないため、それらのフィルタの小型化を図ることができる。
【００３５】
図８は、負荷の大きさに応じて各ユニットに入力されるスイッチング信号ＶＧのデューティ比を変化させる第２の制御例を示した図である。図９は、デューティ比の遷移状態Ｓ１とＳ２の場合の、インダクタ電流ＩＬの変化を示した図である。図８（ａ）に示されるように、Ｄｕｔｙを１／２乗で変化させるため、図８（ｂ）に示されるように、全体として、負荷の変動に対して各ユニットの出力電力がリニアに変化している。したがって、並列数の切り替えを行っても、昇圧型スイッチング電源装置１００全体としての急激なゲイン変動がなく、その出力電圧の変動を抑えることができる。
【００３６】
以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、本発明の範囲を逸脱することなく、上述した実施例に種々の変形及び置換を加えることができる。
【００３７】
例えば、昇圧型スイッチング電源装置を例に挙げて説明したが、デューティ比が決まれば出力電力が一意に決まり、電流不連続モードの制御をするものであれば、他の構成のスイッチング電源装置でもよい。例えば、図１のユニット１〜ｎを図１０（ａ）の降圧回路に置き換えた降圧型のスイッチング電源装置の場合でも（０＜Ｖｏｕｔ＜Ｖｉｎ）、図１のユニット１〜ｎを図１０（ｂ）の負電圧生成回路に置き換えた反転型のスイッチング電源装置の場合でも（Ｖｏｕｔ＜０）、Ｄｕｔｙを１／２乗で変化させることによって、出力電圧を切替前後で一定にすることができる。また、例えば、インダクタとスイッチング素子とから構成される変圧回路を、スイッチング素子で駆動されるトランスで構成された変圧回路に置き換えたものでもよい。
【００３８】
また、例えば、整流素子Ｄを、整流用スイッチング素子（それに並列接続されたダイオードを含む）に置き換えてもよい。出力電流が流れるときに整流用スイッチング素子をオンさせることによって、整流素子Ｄの場合に比べ発熱を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３９】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態である昇圧型スイッチング電源装置１００の全体構成を示した概略図である。
【図２】スイッチング素子ＳＷをスイッチングさせるスイッチング信号ＶＧと、インダクタ電流ＩＬとの関係を示す波形図である。
【図３】各ユニット１〜ｎの出力電力の計算を説明するための図である。
【図４】負荷の大きさに応じて各ユニットに入力されるスイッチング信号ＶＧのデューティ比を変化させる第１の制御例を示した図である。
【図５】並列数の変更による出力電圧の変動を示した図である。
【図６】出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧との誤差に比例してＤｕｔｙを変化させた場合の、３つのユニットのそれぞれの制御状態及びＤｕｔｙと総出力電力Ｗｏｕｔとの関係図である。
【図７】出力電圧Ｖｏｕｔとその目標電圧との誤差の２分の１乗に比例してＤｕｔｙを変化させた場合の、３つのユニットのそれぞれの制御状態及びＤｕｔｙと総出力電力Ｗｏｕｔとの関係図である。
【図８】負荷の大きさに応じて各ユニットに入力されるスイッチング信号ＶＧのデューティ比を変化させる第２の制御例を示した図である。
【図９】デューティ比の変化状態ｓ１とｓ２の場合の、インダクタ電流ＩＬの変化を示した図である。
【図１０】電力を出力するユニットの他の実施例である。
【符号の説明】
【００４０】
１〜ｎ  ユニット
１１  基準電源
１２  負荷装置
１５  出力電圧検出部
１６  制御部
１００  昇圧型スイッチング電源装置
Ｄ（Ｄ１〜Ｄｎ）  整流素子
ＤＲ（ＤＲ１〜ＤＲｎ）  駆動部
Ｌ（Ｌ１〜Ｌｎ）  誘導素子
ＳＷ（ＳＷ１〜ＳＷｎ）  スイッチング素子
ＶＧ（ＶＧ１〜ＶＧｎ）  スイッチング信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図９】
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【図１０】
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【図４】
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【図８】
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