(57)【要約】【課題】複数の変動検出を組み合わせて用いた判定により、異なる遅延プロファイルに最適化でき、誤り訂正の能力を向上させることが可能な周波数分割多重伝送信号受信装置を提供することである。【解決手段】複数のキャリアを用いた周波数分割多重伝送信号を受信する周波数分割多重伝送信号受信装置において、周波数領域に変換された後の受信信号の伝達関数を推定する推定部３−１と、推定部３−１で推定した伝達関数に応じて受信信号を復調する復調部３と、推定部３−１で推定された伝達関数に基づき、複数の異なる変動検出方法を用いた変動検出部５，５ｂと、複数の変動検出部５，５ｂの結果を組み合わせた結果により、信頼性を判定する信頼性判定部４と、信頼性判定部４の結果が適用された復調部３からの復調信号に対して誤り訂正を行なう誤り訂正部７とを備えたものである。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のキャリアを用いた周波数分割多重伝送信号を受信する周波数分割多重伝送信号受信装置において、
周波数領域に変換された後の受信信号の伝達関数を推定する推定部と、
前記推定部で推定した伝達関数に応じて上記受信信号を復調する復調部と、
前記推定部で推定された伝達関数に基づき、複数の異なる変動検出方法を用いた複数の変動検出部と、
前記複数の変動検出部の結果を組み合わせた結果により、信頼性を判定する信頼性判定部と、
前記信頼性判定部の結果が適用された前記復調部からの復調信号に対して誤り訂正を行なう誤り訂正部と
を具備した周波数分割多重伝送信号受信装置。
【請求項２】
前記変動検出部は、前記推定部で推定された伝達関数の周波数軸上における平均値との差分量を検出することを特徴とする請求項１記載の周波数分割多重伝送信号受信装置。
【請求項３】
前記変動検出部は、前記推定部で推定された伝達関数の周波数軸上における隣接する値の差分量を検出することを特徴とする請求項１記載の周波数分割多重伝送信号受信装置。
【請求項４】
前記変動検出部は、前記推定部で推定された伝達関数の周波数軸上における最大値と最小値との差分量を検出することを特徴とする請求項１記載の周波数分割多重伝送信号受信装置。
【請求項５】
前記変動検出部は、前記推定部で推定された伝達関数の周波数軸上における増大、減少の変化数を検出することを特徴とする請求項１記載の周波数分割多重伝送信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数分割多重伝送信号受信装置に係り、特に受信信号にマルチパス、フェージングなどが存在し、復調性能が悪化する場合の受信技術の改良に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、音声及び映像信号のデジタル伝送の開発が盛んで、放送、通信の分野でＯＦＤＭ 方式が最適な方式として採用されている。ＯＦＤＭでは互いに直交する複数キャリアにデータを割り当てて、変調及び復調を行う。送信側ではＩＦＦＴ(逆高速フーリエ変換)、受信側ではＦＦＴ(高速フーリエ変換)処理を行う。
【０００３】
各キャリアは任意の変調方式を用いることが可能であり、同期検波によるＱＡＭ伝送や、遅延検波による伝送が可能である。同期検波においては周期的にパイロットを挿入し、受信側ではパイロットとの誤差を求め、振幅及び位相等化を行う。  
或いは、シンボル間で差動符号化を行い、遅延検波にてキャリア再生せずに、受信信号を復調する。
【０００４】
デジタル伝送では伝送路による劣化や、伝送特性の向上といった観点から、誤り訂正が 必須となっている。  
ガウス雑音に最適化されてビタビ復号を用いるが、時間変動の激しいフェージング伝送路やマルチパスといわれる反射波の存在により雑音の分布がガウス分布と異なることで性能が十分に発揮できない場合に対応する方法が提案されている(例えば、特許文献１参照)。
【０００５】
しかしながら、特許文献１における周波数変動や時間変動などの個別のパラメータだけでは、複雑な受信条件による違いに適応した最適な補正を行えなかった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許３８７２９５０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、本発明は上記の問題に鑑み、複数の変動検出を組み合わせて用いた判定により、異なる遅延プロファイルに最適化でき、誤り訂正の能力を向上させることが可能な周波数分割多重伝送信号受信装置を提供することを目的とするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様によれば、複数のキャリアを用いた周波数分割多重伝送信号を受信する周波数分割多重伝送信号受信装置において、周波数領域に変換された後の受信信号の伝達関数を推定する推定部と、前記推定部で推定した伝達関数に応じて上記受信信号を復調する復調部と、前記推定部で推定された伝達関数に基づき、複数の異なる変動検出方法を用いた変動検出部と、複数の変動検出部の結果を組み合わせた結果により、信頼性を判定する信頼性判定部と、前記信頼性判定部の結果が適用された前記復調部からの復調信号に対して誤り訂正を行なう誤り訂正部とを具備したものである。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、複数の変動検出を組み合わせて用いた判定により、異なる遅延プロファイルに最適化でき、誤り訂正の能力を向上させることが可能なＯＦＤＭ受信装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の一実施形態の周波数分割多重伝送信号受信装置を示すブロック図。
【図２】変動検出部における検出方法の一例を示す説明図。
【図３】変動検出部における検出方法の他の例を示す説明図。
【図４】変動検出部における検出方法の他の例を示す説明図。
【図５】変動検出部における検出方法の他の例を示す説明図。
【図６】fvarとdfvarによるマルチパスの２次元的判定方法を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。  
本発明による周波数分割多重伝送信号受信装置の実施の形態として、ＯＦＤＭ受信装置について説明する。  
本実施形態によるＯＦＤＭ受信装置は、地上伝送における、マルチパス、フェージングといった伝送状況において、周波数的変動を調べることによって、それを検出し誤り訂正に応用し性能を向上させるための技術である。
【００１２】
図１は本発明の一実施形態のＯＦＤＭ受信装置の主要部のブロック図を示している。  
図１において、図示しない空中線で受信されたＯＦＤＭ信号またはケーブルを通じて伝送されるＯＦＤＭ信号が図示しないチューナーにより選局され、さらに図示しないＡ／Ｄ変換回路によりデジタル信号に変換される。受信され、Ａ／Ｄ変換されたデジタル信号は、直交検波部１で準同期直交検波されてベースバンド信号に変換され、ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer：フーリエ変換）部２に供給される。ＦＦＴ部２は、入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ部２で周波数領域に変換されたＦＦＴ出力はＯＦＤＭ信号の各キャリアの位相と振幅を示すものとなっている。ＦＦＴ部２からのＦＦＴ出力は復調部３に供給される。
【００１３】
復調部３は、周波数領域に変換された後の受信信号の伝達関数を推定する推定部３-1を備え、推定部３-1で推定した伝達関数に応じて受信信号を復調する。  
復調部３では、伝送特性としての伝達関数の推定がなされ、同期検波、あるいは遅延検波が行われる。つまり、復調部３は、ＦＦＴ部２で得られたＦＦＴ出力の各キャリア毎の伝達関数を推定し、この推定した伝達関数に応じた復調方法、例えば同期検波や遅延検波でＦＦＴ出力の復調を行って復調信号を生成する。
【００１４】
同期検波の場合、送信側で周波数方向及び時間方向に周期的に、基準信号であるパイロット信号（パイロット・キャリア）が挿入されており、このパイロット信号を抽出して基準値と比較することで、振幅、位相等化を行なう。  
ここで、送信信号及び受信信号はそれぞれ周波数ｆと時間ｔの関数で表され、送信信号をＸ（ｆ，ｔ）、受信信号をＲ（ｆ，ｔ）とすると、ＸとＲとの間には以下のような関係が成立する。
【００１５】
Ｒ（ｆ，ｔ）＝Ｈ（ｆ，ｔ）・Ｘ（ｆ，ｔ）＋Ｎ   … （１）
式（１）において、Ｈ（ｆ，ｔ）が伝送路における伝達関数と呼ばれる。また、Ｎは加法性の妨害、一例として熱雑音である。  
パイロット信号の送信信号は既知であり、これをＸ´（ｆ，ｔ）、パイロット信号の受信信号をＲ´（ｆ，ｔ）とし、熱雑音Ｎについては無視すると、伝達関数Ｈ（ｆ，ｔ）は次の式で与えられる。
【００１６】
Ｈ（ｆ，ｔ）＝Ｒ´（ｆ，ｔ）／Ｘ´（ｆ，ｔ） … （２）
つまり、伝達関数を推定するということは、式（２）に基づいて伝達関数Ｈ（ｆ，ｔ）を求めることに相当している。
【００１７】
遅延検波の場合、前後のシンボルで複素の演算を行なうことで、搬送波再生を行なわなくても検波が可能であり、同期検波のようにパイロット信号を必要とせず、等化も不要である。
【００１８】
同期検波して等化したデータ、あるいは遅延検波したデータ（復調信号）は信頼性判定部４、変動検出部５、もう１つの変動検出部５ｂ及びデマッピング部６へ供給される。
【００１９】
信頼性判定部４は、各キャリア毎の推定された伝達関数から信頼性を判定、具体的には伝達関数から重み付け係数を算出する。すなわち、上記のようにして推定された伝達関数Ｈ（ｆ，ｔ）の大きさは伝送路に応じて変化し、伝達関数Ｈ（ｆ，ｔ）が大きれば復調信号の信頼性は高く、逆に小さければ低い。従って、信頼性判定部４は伝達関数Ｈ（ｆ，ｔ）の大きさに比例した重み付け係数を算出する。この重み付け係数に応じた信号はデマッピング部６に供給される。
【００２０】
変動検出部５では周波数的あるいは時間的な変動を検出し、変動の程度を数値化する。つまり、変動検出部５は、例えば伝達関数Ｈ（ｆ，ｔ）の周波数的あるいは時間的な変動を検出し、その変動の程度を数値化する。さらにもう１つの異なる変動検出部５ｂでは、変動検出部５とは異なる手法の周波数的あるいは時間的な変動を検出し、変動の程度を数値化する。これらの変動検出部５，５ｂからの数値化された信号はデマッピング部６に供給される。
【００２１】
デマッピング部６では復調部３の等化出力に対し、信頼性判定部４からの受信信号の重み付け係数と変動検出部５，５ｂからの変動の程度を示す数値(以下、変動値)に基づき、デマッピング後の信号の重み付けを行う、或いは、異なるデマッピング方法を選択し、誤り訂正部７へ送る。なお、デマッピング部６も広義には信頼性判定部４の機能の一部を担っている言える。
【００２２】
デマッピング部６は、復調部３の復調信号からビタビ復号の際に必要なＢＭ（ブランチメトリック）を算出するものであり、具体的にはＩＱ軸上における４値或いは１６値などの各代表シンボルから受信シンボルへのユークリッド距離を測定する。  
復調を行なう場合、受信信号に対してサイン波成分をそれぞれ掛け算し、また受信信号に対してコサイン波成分を掛け算し、これら掛け算の結果からそれぞれの絶対値を求めるようにしており、コサイン波成分を掛け算して得られた絶対値信号がＩ信号、サイン波成分を掛け算して得られた絶対値信号がＱ信号と呼ばれる。また、これらのＩ信号及びＱ信号をＩＱ直交軸（ＩＱ軸）上にプロット(デマッピング)したものがコンタレーションと呼ばれている。  
誤り訂正部７では重み付けされた信号を誤り訂正を行い、出力する。
【００２３】
次に、変動検出部５，５ｂそれぞれにおける検出方法について図２乃至図４を参照して説明する。  
図２乃至図４はＯＦＤＭ信号がマルチパス妨害を受けた場合の周波数スペクトルを示している。マルチパス妨害を受けたＯＦＤＭ信号では一定の周波数間隔でディップ(ゲインの落ち込み)が生じている。
【００２４】
図２は変動検出部５における変動値fvarの検出方法の一例を示している。横軸は周波数、縦軸はゲインを示している。  
変動検出部５、５ｂでは、伝達関数の変動を求めるために、復調部３で推定された伝達関数あるいは、それに類似した信号を受け取り、その信号の平均値との差分の絶対値の合計を求める。この際、絶対値和に限らず、自乗和などでもかまわない。図２における矢印で示された差分を周波数軸上で積分し、１ＯＦＤＭ シンボル内の変動量を算出する。
【００２５】
合計を求める範囲は１ＯＦＤＭ シンボル期間内であり、周波数軸上での伝達関数の変動のみを検出する場合の１キャリア当たりの変動率を式（３）にて示す。
【００２６】
平均値 Have、時刻ｔ、周波数ｆにおける伝達関数を H(f,t)とすれば
fvar = 1/N  Σ  ｜H(f,t) − Have｜     … （３）
0〜N-1
ここで、キャリア数 (＝サンプル数)Ｎで正規化した値を変動値 fvar と呼ぶことにする。
【００２７】
式（３）のfvarは１キャリア(サンプル)ごとに平均からどれだけ上がっているか下がっているか、即ちfvarは主波である直接波に対して反射波がどれ位強いかの程度(Ｄ／Ｕ比の逆比に相当)を表している。  
式（３）で表されるfvarの変動検出部５は、例えば、伝達関数Ｈ(f,t)から１シンボル期間内での平均値Ｈave を算出する平均値算出部と、伝達関数Ｈ(f,t)からこの平均値Ｈave を減算する減算器と、この減算器の出力の差分絶対値を算出する絶対値算出部と、Ｎ個の差分絶対値を加算平均する平均化処理部とを備えたものとなる。
【００２８】
図３は変動検出部５ｂにおける変動値dfvarの検出方法の一例を示している。  
この変動検出では、伝達関数の隣り合うキャリア間の差分について絶対値をとり、そのシンボル期間の平均値を算出する。  
dfvar = 1/N  Σ  ｜H(f,t) − H(f+1,t)｜   … （４）
0〜N-1 
式（４）で表されるdfvarの変動検出部５ｂは、例えば、隣り合う２つのキャリアの伝達関数H(f,t)，H(f+1,t)を保持する保持部と、この２つの伝達関数H(f,t)，H(f+1,t)の差分を得る減算器と、この減算器の出力の差分絶対値を算出する絶対値算出部と、Ｎ個の差分絶対値を加算平均する平均化処理部とを備えたものとなる。
【００２９】
図３(a)と図３(b)との周波数変動の周波数間隔の違いは、マルチパス遅延による遅延時間の違いに基づいている。図３(a)で直接波に対して反射波の遅延時間が例えばτであったとすると、この時間間隔が周波数軸上では１/τの周波数だけ周期を持ったスペクトルとして表される。同様に、図３(b)で、直接波に対して反射波の遅延時間が例えば３τであったとすると、この間隔は周波数軸上では１/３τの周波数だけ周期を持ったスペクトルとして表される。つまり、図３(b)では図３(a)の１/３の周波数間隔を持ったスペクトルが得られる。
【００３０】
これから図３(a)に示すような近接のマルチパスと図３(b)に示すような長遅延のマルチパスとについて、それぞれのマルチパスで伝達関数の隣り合うキャリア間の差分を算出すると、図３(b)の長遅延のマルチパスでキャリア間で大きな差分値が算出されて周波数変動の早さつまり、遅延時間の長いことが推定可能となる。  
図３(a)と図３(b)の各場合について、式(３)で平均値からの差分に基づいてfvarを計算すると、図３(a)及び(b)ともfvarはほとんど同じ値になるが、式(４)で隣り合うキャリア間の差分に基づいてdfvar を計算すると、図３(a)ではdfvarは小さい値となるが、図３(b) ではdfvarは大きな値となる。
【００３１】
図２に示すような平均値からの差分に基づく変動値fvarの算出結果では、図３(a)と図３(b)のような遅延時間の長さの違いがほとんど区別できないが、図３(a)，(b)に示すdfvar の算出結果では遅延時間の長さの違いを区別可能となる。  
以上述べた変動検出は、変動値として図２及び図３で示したfvar及びdfvarの算出を説明するものであったが、以下に他の変動検出方法について図４及び図５を参照して説明する。図４及び図５は伝達関数が周波数軸上で変動する様子を示している。
【００３２】
図４は変動検出部５におけるfvarとは異なった変動検出方法の一例を示している。これは謂わばfvarの簡易型に相当するものである。  
図４に示すように最大値と最小値を求め、最大値と最小値間のピーク差を検出することによって、fvarと同様な変動検出を行える。これによってマルチパスの Ｄ／Ｕ 比を算出することが可能である。図４の方法では、図２のように各キャリアの平均値からの差分を求めることなく、図２のfvarと同様な変動検出を行える効果がある。
【００３３】
図５は変動検出部５ｂにおけるdfvarとは異なった変動検出方法の一例を示している。これは謂わばdfvarの簡易型に相当するものである。  
図５に示すように増大、減少の回数を計測することによって、マルチパスの遅延を判定することができる。これによって、dfvarと同様な変動検出を行える。マルチパス妨害による伝達関数のアップ，ダウンの回数を計測し、回数ｎが多ければ変動周期１/ｎτが小さくなることから、マルチパス(反射波)の遅延時間が大であることを意味し、回数ｎが少なければマルチパスの遅延時間が小であることを意味している。図５の方法では、図３のように隣り合うキャリア間の差分を求めることなく、図３のdfvarと同様な変動検出を行える効果がある。
【００３４】
上述した実施形態における変動検出では、図２に示した方法と図３に示した方法の組み合わせについて説明したが、他の異なるもの同士の組み合わせでも同様のことが実現可能である。例えば、図２の方法と図５の方法の組み合わせ、或いは、図３の方法と図４の方法の組み合わせであってよい。或いは、図４の方法と図５の方法の組み合わせであってよい。さらには、図２〜図５の少なくとも１つの方法とこれら以外の他の変動検出方法と組み合わせてもよい。
【００３５】
図６は、上述した実施形態における変動検出部５、５ｂでの複数の異なる変動検出方法を用いて、２次元の判定を行っている様子を示すものである。  
マルチパスの強弱を表すfvarとマルチパスの遅延時間の長短を表すdfvarとの２つのパラメータをx，y軸上に２次元的に配置して、マルチパス受信環境において、マルチパス特性の領域における現在の特定の領域を見つけ、現在の受信性能を改善することが可能となる。
【００３６】
つまり、図６のfvarとdfvarの２次元的配置によれば、fvarのみによる１次元配置だけではできなかったような判定ができるようになる。例えば、図６の破線で囲んだ領域は、マルチパスが強くかつマルチパスの遅延時間が長い状況にあることを示しており、この状況のときに専用のチューニングが最も受信性能が良くなることが分かっていれば、特別な処理としてその専用のチューニングを実行するようにする。つまり、fvarとdfvarのアンドをとって現在の受信状況が破線で囲んだ領域にあることが判明すると、この破線領域に対応した性能改善対策(例えば前述の専用のチューニング)を実行して性能を改善することができる。
【００３７】
マルチパスの遅延時間が異なる場合、fvar 値は Ｄ／Ｕ に依存するが、遅延時間の影響はほとんと受けない。それに対し、dfvar 値は遅延時間によって値が大きくなっていく。これより遅延時間の判定が可能となる。  
例えば図６で示された領域は Ｄ／Ｕ が低く、かつ遅延が長いマルチパスがあることを示している。
【００３８】
さらには２次元の結果は領域で示した範囲とそれ以外で２値となるだけではなく、多値に勾配をもった関数を適用することも可能である。  
またこの例では簡単のため２次元の例を用いたがもっと複雑な領域判定を行ったり、３次元以上のｎ次元空間における判定にも適応可能である。  
これらの複数の変動検出手段のいくつかを組み合わせて判定することにより、例えば 
このように複数の変動検出を用いることで一次元の判定だけではなく、２次元空間で判定できるため、従来になかったような判定が可能となる。この例でいえば、長遅延の強い マルチパスといった判定が可能になる。
【産業上の利用可能性】
【００３９】
本発明による周波数分割多重伝送信号受信装置は、直交周波数分割多重 (ＯＦＤＭ)方式に特定されるものではなく、これとは異なるスペクトル拡散通信他のデジタル伝送方式においても適用することができる。
【符号の説明】
【００４０】
１…直交検波部
２…ＦＦＴ部
３…復調部
３-1…推定部
４…信頼性判定部
５，５ｂ…変動検出部
６…デマッピング部
７…誤り訂正部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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