(57)【要約】      （修正有）【課題】フライングキャパシタを備え、急峻な減衰特性を備えた上でさらにＱ値を可変にすることが可能なフィルタ回路の提供。【解決手段】入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタと、フライングキャパシタの入力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第１のキャパシタＣｈ１と、フライングキャパシタの出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第２のキャパシタＣｈ２と、を備え、フライングキャパシタは、出力端から入力端へ切り替わってから所定の時間遅延して入力端から出力端へ切り替わり、入力端から出力端へ切り替わってから所定の時間遅延して出力端から入力端へ切り替わる、フィルタ回路。【選択図】図１
2010148043.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタと、
前記フライングキャパシタの入力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第１のキャパシタと、
前記フライングキャパシタの出力端に前記フライングキャパシタと並列に設けられる第２のキャパシタと、
を備え、
前記フライングキャパシタは、前記出力端から前記入力端へ切り替わってから所定の時間遅延して前記入力端から前記出力端へ切り替わり、前記入力端から前記出力端へ切り替わってから所定の時間遅延して前記出力端から前記入力端へ切り替わる、フィルタ回路。
【請求項２】
前記フライングキャパシタは、前記出力端から前記入力端へ切り替わってから前記フライングキャパシタに入力されるクロック周期のＪ（Ｊは１以上の自然数）クロック分遅延して前記入力端から前記出力端へ切り替わり、前記入力端から前記出力端へ切り替わってから前記クロック周期のＫ（Ｋは１以上の自然数）クロック分遅延して前記出力端から前記入力端へ切り替わる、請求項１に記載のフィルタ回路。
【請求項３】
前記Ｊの値は可変である、請求項２に記載のフィルタ回路。
【請求項４】
前記Ｊの値は可変であり、前記Ｊと前記Ｋとの和は一定である、請求項２に記載のフィルタ回路。
【請求項５】
前記Ｊの値は可変であり、前記Ｋの値は一定である、請求項２に記載のフィルタ回路。
【請求項６】
請求項１に記載のフィルタ回路を備える、通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタ回路および通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）プロセスの微細化に伴い、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）回路の電源電圧は低下する傾向にある。かかるＣＭＯＳプロセスの微細化により従来の回路手法でＲＦ回路を実装しようとすると、電圧余裕が不足して信号振幅のダイナミックレンジが狭くなる問題がある。一方、ＣＭＯＳプロセスの微細化によりトランジスタの遮断周波数は上昇するので、高速なスイッチング動作を時間に正確に行う動作に適しているという利点がある。また、リソグラフィーが高精度化するため、キャパシタの容量比が正確になる利点もある。
【０００３】
ＣＭＯＳプロセスの微細化で生じる問題点を回避して利点を享受するために、ＲＦ回路に離散時間信号処理の概念を取り入れた新しい技術が、デジタルＲＦ技術である。そして、デジタルＲＦ技術分野の主要な回路として、チャージドメインフィルタ（Ｃｈａｒｇｅ  Ｄｏｍａｉｎ  Ｆｉｌｔｅｒ）がある。チャージドメインフィルタは、トランスコンダクタンスアンプとスイッチとキャパシタから構成されるフィルタ回路である。チャージドメインフィルタは、クロックに同期して電荷の蓄積と放出を行うことでアナログ信号のサンプリングを行い、離散時間信号処理によるフィルタリングやデシメーションなどを行う回路である。
【０００４】
チャージドメインフィルタの従来例として、非特許文献１で示されるような、チャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ  Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）がある。非特許文献１で示された、チャージドメイン２次ＩＩＲ  ＬＰＦは、簡単なチャージドメイン回路で実現できるという利点がある。
【０００５】
【非特許文献１】S. Manettiand A. Liberatore, “Switched-capacitorlowpass filter without active components,”Electron. Lett., 1980, 16, pp. 883-885
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、非特許文献１で示される従来のフライングキャパシタを備えたチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦは、フィルタのＱ値が０．７〜０．８程度であって、カットオフ周波数の付近では減衰特性が緩やかである。従って、従来のフライングキャパシタを備えたチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦでは、急峻な特性を備えるフィルタを構成することができないという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、フライングキャパシタを備えるチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦにおいて、急峻な減衰特性を備えた上でさらにＱ値を可変にすることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路および通信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持し、出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転するフライングキャパシタと、フライングキャパシタの入力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第１のキャパシタと、フライングキャパシタの出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる第２のキャパシタと、を備え、フライングキャパシタは、出力端から入力端へ切り替わってから所定の時間遅延して入力端から出力端へ切り替わり、入力端から出力端へ切り替わってから所定の時間遅延して出力端から入力端へ切り替わる、フィルタ回路が提供される。
【０００９】
かかる構成によれば、フライングキャパシタは入力端から出力端へ切り替わる場合には極性を維持して出力端から入力端へ切り替わる場合には極性が反転し、第１のキャパシタはフライングキャパシタの入力端にフライングキャパシタと並列に設けられ、第２のキャパシタはフライングキャパシタの出力端にフライングキャパシタと並列に設けられる。そして、フライングキャパシタは、出力端から入力端へ切り替わってから所定の時間遅延して入力端から出力端へ切り替わり、入力端から出力端へ切り替わってから所定の時間遅延して出力端から入力端へ切り替わる。その結果、入力端から出力端へ切り替わる際の遅延、および出力端から入力端へ切り替わる際の遅延により、フライングキャパシタを備えるチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦにおいて、急峻な減衰特性を備えた上でさらにＱ値を可変にすることができる。
【００１０】
フライングキャパシタは、出力端から入力端へ切り替わってからフライングキャパシタに入力されるクロック周期のＪ（Ｊは１以上の自然数）クロック分遅延して入力端から出力端へ切り替わり、入力端から出力端へ切り替わってからクロック周期のＫ（Ｋは１以上の自然数）クロック分遅延して出力端から入力端へ切り替わってもよい。
【００１１】
Ｊの値は可変であってもよい。また、Ｊの値は可変であり、ＪとＫとの和は一定であってもよい。また、Ｊの値は可変であり、Ｋの値は一定であってもよい。
【００１２】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、上記フィルタ回路を備える、通信装置が提供される。
【発明の効果】
【００１３】
以上説明したように本発明によれば、フライングキャパシタを備えるチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦにおいて、急峻な減衰特性を備えた上でさらにＱ値を可変にすることが可能な、新規かつ改良されたフィルタ回路および通信装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００１５】
また、以下の順序に従って本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
＜１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ＞
［１−１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの構成］
［１−２．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの問題点］
＜２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの構成］
［２−２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの伝達関数］
［２−３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの周波数特性］
［２−４．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの回路構成例］
＜３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置＞
＜４．まとめ＞
【００１６】
＜１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ＞
まず、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する前に、従来のチャージドメインフィルタの説明およびその問題点について説明する。
【００１７】
［１−１．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの構成］
図７は、非特許文献１で開示された、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０の構成について示す説明図である。以下、図７を用いて従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０の構成について説明する。
【００１８】
図７に示したように、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０は、電源１１と、トランスコンダクタンスアンプｇｍと、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２、Ｃｒ１、Ｃｒ２と、を含んで構成される。
【００１９】
電源１１は交流電源であり、入力電圧信号Ｖｉｎを出力する。トランスコンダクタンスアンプｇｍは、電圧信号を電流信号に変換して出力するトランスコンダクタンスアンプであり、図７のＡ点に、電源１１からの入力電圧信号Ｖｉｎに比例した振幅の電流を出力し、キャパシタＣｈ１を充電する。
【００２０】
キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は、ＬＰＦ１０に入力されるクロックに同期して、Ａ点側とＢ点側とを交互に移動するように構成されている。キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２がＡ点側とＢ点側とを交互に移動することで、キャパシタＣｈ１とキャパシタＣｈ２との間で電荷の授受を行うことができる。その結果、キャパシタＣｈ２が充電され、図７のＢ点に電圧が生じて、出力電圧信号Ｖｏｕｔを出力することができる。
【００２１】
ここで、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の移動の規則性について図８を用いて説明する。キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は、図７のＡ点側からＢ点側に移動する場合には同じ極性で平行移動する。一方図７のＢ点側からＡ点側に移動する場合には、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は極性を反転させて移動する。図８はキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の移動の様子を示したものであり、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２には、それぞれ極性を示す正負の符号を付している。図８の（１）を説明の便宜上、第１の状態と称する。第１の状態では、キャパシタＣｒ１は図７のＡ側、キャパシタＣｒ２は図７のＢ側に、それぞれ正極性で位置していることを表している。
【００２２】
続く図８の（２）を説明の便宜上、第２の状態と称する。第２の状態では、キャパシタＣｒ１は図７のＢ側が正極性となるように移動しているが、キャパシタＣｒ２は図７のＡ側が負極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。
【００２３】
続く図８の（３）を説明の便宜上、第３の状態と称する。第３の状態では、第２の状態で極性が反転したキャパシタＣｒ２は図７のＢ側が負極性となるように移動しているが、キャパシタＣｒ１は図７のＡ側が負極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。
【００２４】
続く図８の（４）を説明の便宜上、第４の状態と称する。第４の状態では、第３の状態で極性が反転したキャパシタＣｒ１は図７のＢ側が負極性となるように移動しているが、キャパシタＣｒ２は図７のＡ側が正極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。
【００２５】
そして、第４の状態の次の状態では、キャパシタＣｒ２は図７のＢ側が正極性となるように、キャパシタＣｒ１は図７のＡ側が正極性となるように、すなわち極性が反転するように移動している。これは第１の状態と同じ状態である。このように、第１の状態から第４の状態をクロックに同期しながら繰り返すことでキャパシタＣｈ１とキャパシタＣｈ２との間で電荷の授受を行うことができる。
【００２６】
図７に示したＬＰＦ１０の伝達関数を求めるにあたり、ＬＰＦ１０をｚドメイン等価回路に変換する。図９は、図７に示したＬＰＦ１０をｚドメイン等価回路に変換したものを示す説明図である。図９に示した図では、Ｔｓはサンプリングクロックの周期、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の容量をいずれもＣｒ、キャパシタＣｈ１，Ｃｈ２の容量をいずれもＣｒ（Ｎ−１）としている。また、図９に示した図で電流源として図示したものは、１サンプルあたり、矢印の方向に電荷が流れることを示しており、図９に示した図において、長方形で図示したものはコンダクタンスを示している。
【００２７】
図９のＡ点の電圧Ｖ１及びＢ点の電圧Ｖ２を、キルヒホッフ第１の法則により求めると、下記の数式１、数式２の通りとなる。
【００２８】
【数１】
2010148043.tif 000003
・・・（数式１）
2010148043.tif 000004
・・・（数式２）
【００２９】
上記数式１、数式２から、Ｖ２／ＶＩＮを求めると下記の数式３の通りとなる。
【００３０】
【数２】
2010148043.tif 000005
・・・（数式３）
【００３１】
上記数式３に対して双一次変換を用いて、ｚ空間からｓ空間への近似写像を行い、フィルタの極とＱ値を求めることができる。フィルタの極Ｐｏｌｅを下記の数式４に、Ｑ値を数式５に、それぞれ示す。
【００３２】
【数３】
2010148043.tif 000006
・・・（数式４）
2010148043.tif 000007
・・・（数式５）
【００３３】
キャパシタＣｈ１，Ｃｈ２の容量はいずれもキャパシタＣｒの容量の（Ｎ−１）倍である。従って、キャパシタＣｈ１，Ｃｈ２の容量をＣｈとすると、Ｎ＝Ｃｈ／Ｃｒ＋１の関係が成り立つ。２次ＩＩＲ−ＬＰＦとして使う場合、Ｎの値を５〜２３程度とすると、Ｑ値の範囲は０．８〜０．７２３になり、Ｐｏｌｅの範囲はＦｓ＝１／Ｔｓで正規化すると０．０５Ｆｓ〜０．０１Ｆｓになる。なお、Ｎの値が増大すると、Ｑ値は√２／２に漸近する。
【００３４】
図７に示すＬＰＦ１０において、Ｎ＝１０、Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］、Ｇｍ＝１．０［ｍＳ］、Ｃｈ＝４．５［ｐＦ］、Ｃｒ＝０．５［ｐＦ］とする。さらに、クロックによるチャージサンプリングが矩形の時間窓で行われることを考慮して、上記数式３からＬＰＦ１０の周波数特性を求めると、図１０に示したような特性になる。また、図１０には、上記数式４および数式５から求めた極とＱ値を点線で示している。Ｎ＝１０、Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］である場合には、Ｐｏｌｅ＝２３．６６［ＭＨｚ］、Ｑ＝０．７４７である。
【００３５】
図１１は、図７に示したＬＰＦ１０の実際の回路構成を示す説明図であり、図１２は、図１１に示したＬＰＦ１０に入力されるクロックの波形を示す説明図である。図１１に示した回路構成は、図７に示した構成からキャパシタ部分のみを抜き出して図示したものである。図１２の各クロックは、図１１に示した各スイッチに対応するものであり、図１１の各スイッチは図１２に示すクロックがＨｉレベルのときにオンになり、Ｌｏｗレベルのときにオフになる。
【００３６】
図１１に示したＬＰＦ１０の動作について説明する。クロックＳ１、クロックＳ１，Ｓ２およびクロックＳ１，Ｓ４がＨｉレベルの状態になると、図１１のスイッチＳ１、スイッチＳ１，２およびスイッチＳ１，４がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ１に移動し、キャパシタＣｒ２に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。
【００３７】
続いて、クロックＳ２、クロックＳ１，Ｓ２およびクロックＳ２，Ｓ３がＨｉレベルの状態になると、図１１のスイッチＳ２、スイッチＳ１，２およびスイッチＳ２，３がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。また、キャパシタＣｒ２はＧＮＤに接続される極が反転する。そして、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷が、極が反転したキャパシタＣｒ２に移動する。
【００３８】
続いて、クロックＳ３、クロックＳ２，Ｓ３およびクロックＳ３，Ｓ４がＨｉレベルの状態になると、図１１のスイッチＳ３、スイッチＳ２，３およびスイッチＳ３，４がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ２に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。また、キャパシタＣｒ１は、ＧＮＤに接続される極が反転し、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ１に移動する。
【００３９】
続いて、クロックＳ４、クロックＳ３，Ｓ４およびクロックＳ１，Ｓ４がＨｉレベルの状態になると、図１１のスイッチＳ４、スイッチＳ３，４およびスイッチＳ１，４がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。また、キャパシタＣｒ２は、ＧＮＤに接続される極が反転し、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ２に移動する。
【００４０】
このようにクロックのＨｉ・Ｌｏｗレベルの切り替えに応じてスイッチのオン・オフを繰り返すことで、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２を介してキャパシタＣｈ２に移動する。結果として、ＬＰＦ１０は図１０に示したような周波数通過特性を有するＬＰＦとして動作する。図１１に示したように、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の両端の極性を切り替えて移動する動作のことを、一般にフライングキャパシタ（Ｆｌｙｉｎｇ  Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）方式と呼ぶ。
【００４１】
［１−２．従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦの問題点］
このように、非特許文献１で開示された、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０は、簡単なチャージドメイン回路で２次ＩＩＲ−ＬＰＦが実現できるという利点がある。しかしながら、図１０に示したように、従来のＬＰＦ１０は、Ｑ値は０．７〜０．８程度であり、カットオフ周波数（−３ｄＢに相当する周波数）付近では減衰特性が緩やかで、急峻なフィルタが構成できないという問題点がある。
【００４２】
そこで本発明では、フィルタのＱ値をＮ以外の別のパラメータで可変として、急峻な減衰特性を有するチャージドメインＬＰＦ回路を実現することを目的とする。以下、本発明の好適な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００４３】
＜２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ＞
［２−１．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの構成］
図１は、本発明の一実施形態にかかるチャージドメインＩＩＲ−ＬＰＦ１００の構成について示す説明図である。以下、図１を用いて本発明の一実施形態にかかるチャージドメインＩＩＲ−ＬＰＦ１００の構成について説明する。
【００４４】
図１に示したように、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ１００は、電源１０１と、トランスコンダクタンスアンプｇｍと、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２、Ｃｒ１、Ｃｒ２と、を含んで構成される。
【００４５】
電源１０１は交流電源であり、入力電圧信号Ｖｉｎを出力する。トランスコンダクタンスアンプｇｍは、電圧信号を電流信号に変換して出力するトランスコンダクタンスアンプであり、図１のＡ点に、電源１０１からの入力電圧信号Ｖｉｎに比例した振幅の電流を出力し、キャパシタＣｈ１を充電する。
【００４６】
キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２は、ＬＰＦ１００に入力されるクロックに同期して、Ａ点側とＢ点側とを交互に移動するように構成されている。キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２がＡ点側とＢ点側とを交互に移動することで、キャパシタＣｈ１とキャパシタＣｈ２との間で電荷の授受を行うことができる。その結果、キャパシタＣｈ２が充電され、図１のＢ点に電圧が生じて、出力電圧信号Ｖｏｕｔを出力することができる。
【００４７】
図１に示したＬＰＦ１００が図７に示した従来のＬＰＦ１０と異なるのは、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２がＡ点側からＢ点側に移動するときの遅延時間をJクロック、Ｂ点側からＡ点側に移動するときの遅延時間をＫクロックとしている点である。なお、Ｊ、Ｋはともに１以上の自然数である。
【００４８】
［２−２．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの伝達関数］
以上、本発明の一実施形態にかかるチャージドメインＩＩＲ−ＬＰＦ１００の構成について説明した。ここで、図１に示したＬＰＦ１００の伝達関数を求めるにあたり、ＬＰＦ１００をｚドメイン等価回路に変換する。図２は、図１に示したＬＰＦ１００をｚドメイン等価回路に変換したものを示す説明図である。図２に示した図では、Ｔｓはサンプリングクロックの周期、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の容量をいずれもＣｒ、キャパシタＣｈ１、Ｃｈ２の容量をいずれもＣｒ（Ｎ−１）としている。また、図２に示した図で電流源として図示したものは、１サンプルあたり、矢印の方向に電荷が流れることを示しており、図２に示した図において、長方形で図示したものはコンダクタンスを示している。
【００４９】
図２のＡ点の電圧Ｖ１及びＢ点の電圧Ｖ２を、キルヒホッフ第１の法則により求めると、下記の数式６、数式７の通りとなる。
【００５０】
【数４】
2010148043.tif 000008
・・・（数式６）
2010148043.tif 000009
・・・（数式７）
【００５１】
上記数式６、数式７を用いて、Ｖ２／Ｖｉｎを求めると、以下の数式８となる。
【００５２】
【数５】
2010148043.tif 000010
・・・（数式８）
【００５３】
［２−３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの周波数特性］
ここで、図２に示したＬＰＦ１００の等価回路において、Ｎ＝１０、Ｔｓ＝１．０［ｎｓ］、Ｇｍ＝１．０［ｍＳ］、Ｃｈ＝４．５［ｐＦ］、Ｃｒ＝０．５［ｐＦ］とする。さらに、Ｊ＋Ｋの値をパラメータとして、Ｊ＋Ｋ＝２，４，６，８の場合について、上記数式８から周波数特性を求めると、図３に示した通りとなる。
【００５４】
図１０に示した従来のＬＰＦ１０の周波数特性と比較すると、図３に示した周波数特性、はＪ＋Ｋ＝２の場合に、従来のＬＰＦ１０の周波数特性と等しいことがわかる。そして、Ｊ＋Ｋの値を大きくすると、極の周波数付近でのゲインが上昇して、Ｑ値が大きくなっていることがわかる。つまり、本実施形態にかかるＬＰＦ１００は、フライングキャパシタ方式におけるキャパシタの移動に遅延時間という要素を与えることにより、Ｑ値を可変にして発展させたものといえる。
【００５５】
Ｊ＋Ｋを一定とすると、上記数式８の分母は同じであるが、分子はＪの値によってzの乗数が変化する。ｚ−ＪはJクロック遅延することを意味する。例えば、Ｊ＋Ｋ＝４の場合は、ＪとＫの組み合わせは（Ｊ，Ｋ）＝（１，３）、（２，２）、（３，１）の３パターンである。従って、Ｊ＋Ｋを一定とすると、周波数特性は同じであるが、遅延時間だけが異なる伝達特性を有するチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦを得ることができる。このように、ＪとＫの値の与え方によって、フライングキャパシタ方式におけるキャパシタの移動の遅延時間を可変にすることもできる。
【００５６】
［２−４．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦの回路構成例］
次に、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ１００の回路構成例について説明する。図４は、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ１００の回路構成例について示す説明図である。図４に示した構成は、図１に示したＬＰＦ１００において、Ｊ＝１、Ｋ＝３の場合について示したものであり、図１に示したＬＰＦ１００のキャパシタ部分を抜き出したものである。また、図５は、図４に示したＬＰＦ１００に入力されるクロックの波形について示す説明図である。図５の各クロックは、図４に示した各スイッチに対応するものであり、図４の各スイッチは図５に示すクロックがＨｉレベルのときにオンになり、Ｌｏｗレベルのときにオフになる。
【００５７】
図４に示したＬＰＦ１００の動作について説明する。クロックＳ１、クロックＳ１，Ｓ１，２およびクロックＳ８，１がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ１、スイッチＳ１，２およびスイッチＳ８，１がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｒ１に移動し、キャパシタＣｒ４に蓄積されていた電荷はキャパシタＣｈ２に移動する。
【００５８】
続いて、クロックＳ２、クロックＳ１，２およびクロックＳ２，３がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ２、スイッチＳ１，２およびスイッチＳ２，３がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。すなわち、キャパシタＣｈ１の電荷がキャパシタＣｒ１に蓄積されてから１クロック後に、キャパシタＣｒ１の電荷がキャパシタＣｈ２に移動することになる。また、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷はスイッチＳ２およびスイッチＳ２，３がオンになることでキャパシタＣｈ１と接続されたキャパシタＣｒ２に移動する。
【００５９】
続いて、クロックＳ３、クロックＳ２，３およびクロックＳ３，４がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ３、スイッチＳ２，３およびスイッチＳ３，４がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ２に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。すなわち、キャパシタＣｈ１の電荷がキャパシタＣｒ２に蓄積されてから１クロック後に、キャパシタＣｒ２の電荷がキャパシタＣｈ２に移動することになる。また、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷はスイッチＳ３およびスイッチＳ３，４がオンになることでキャパシタＣｈ１と接続されたキャパシタＣｒ３に移動する。
【００６０】
続いて、クロックＳ４、クロックＳ３，４およびクロックＳ４，５がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ４、スイッチＳ３，４およびスイッチＳ４，５がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ３に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。すなわち、キャパシタＣｈ１の電荷がキャパシタＣｒ３に蓄積されてから１クロック後に、キャパシタＣｒ３の電荷がキャパシタＣｈ２に移動することになる。また、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷はスイッチＳ４およびスイッチＳ４，５がオンになることでキャパシタＣｈ１と接続されたキャパシタＣｒ４に移動する。なお、キャパシタＣｒ４は、キャパシタＣｈ２に電荷が移動したときにＧＮＤ側に接続されていた極と反対の極が、ＧＮＤ側に接続された状態で、キャパシタＣｈ１と接続される。従って、キャパシタＣｒ４は、蓄積していた電荷がキャパシタＣｈ２に移動してから３クロック後に、極性が反転した状態でキャパシタＣｈ１に接続されることになる。
【００６１】
続いて、クロックＳ５、クロックＳ４，５およびクロックＳ５，６がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ５、スイッチＳ４，５およびスイッチＳ５，６がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ４に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。すなわち、キャパシタＣｈ１の電荷がキャパシタＣｒ４に蓄積されてから１クロック後に、キャパシタＣｒ４の電荷がキャパシタＣｈ２に移動することになる。また、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷はスイッチＳ５およびスイッチＳ５，６がオンになることで、キャパシタＣｈ１と接続されたキャパシタＣｒ１に移動する。なお、キャパシタＣｒ１は、キャパシタＣｈ２に電荷が移動したときにＧＮＤ側に接続されていた極と反対の極が、ＧＮＤ側に接続された状態で、キャパシタＣｈ１と接続される。従って、キャパシタＣｒ１は、蓄積していた電荷がキャパシタＣｈ２に移動してから３クロック後に、極性が反転した状態でキャパシタＣｈ１に接続されることになる。
【００６２】
続いて、クロックＳ６、クロックＳ５，６およびクロックＳ６，７がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ６、スイッチＳ５，６およびスイッチＳ６，７がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ１に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。すなわち、キャパシタＣｈ１の電荷がキャパシタＣｒ１に蓄積されてから１クロック後に、キャパシタＣｒ１の電荷がキャパシタＣｈ２に移動することになる。また、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷はスイッチＳ６およびスイッチＳ６，７がオンになることで、キャパシタＣｈ１と接続されたキャパシタＣｒ２に移動する。なお、キャパシタＣｒ２は、キャパシタＣｈ２に電荷が移動したときにＧＮＤ側に接続されていた極と反対の極が、ＧＮＤ側に接続された状態で、キャパシタＣｈ１と接続される。従って、キャパシタＣｒ２は、蓄積していた電荷がキャパシタＣｈ２に移動してから３クロック後に、極性が反転した状態でキャパシタＣｈ１に接続されることになる。
【００６３】
続いて、クロックＳ７、クロックＳ６，７およびクロックＳ７，８がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ７、スイッチＳ６，７およびスイッチＳ７，８がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ２に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。すなわち、キャパシタＣｈ１の電荷がキャパシタＣｒ２に蓄積されてから１クロック後に、キャパシタＣｒ２の電荷がキャパシタＣｈ２に移動することになる。また、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷はスイッチＳ７およびスイッチＳ７，８がオンになることで、キャパシタＣｈ１と接続されたキャパシタＣｒ３に移動する。なお、キャパシタＣｒ３は、キャパシタＣｈ２に電荷が移動したときにＧＮＤ側に接続されていた極と反対の極が、ＧＮＤ側に接続された状態で、キャパシタＣｈ１と接続される。従って、キャパシタＣｒ３は、蓄積していた電荷がキャパシタＣｈ２に移動してから３クロック後に、極性が反転した状態でキャパシタＣｈ１に接続されることになる。
【００６４】
続いて、クロックＳ８、クロックＳ７，８およびクロックＳ８，１がＨｉレベルの状態になると、図４のスイッチＳ８、スイッチＳ７，８およびスイッチＳ８，１がオンになる。これらのスイッチがオンになると、キャパシタＣｒ３に蓄積された電荷がキャパシタＣｈ２に移動する。すなわち、キャパシタＣｈ１の電荷がキャパシタＣｒ３に蓄積されてから１クロック後に、キャパシタＣｒ３の電荷がキャパシタＣｈ２に移動することになる。また、キャパシタＣｈ１に蓄積された電荷はスイッチＳ８およびスイッチＳ８，１がオンになることで、キャパシタＣｈ１と接続されたキャパシタＣｒ４に移動する。なお、キャパシタＣｒ４は、キャパシタＣｈ２に電荷が移動したときにＧＮＤ側に接続されていた極と反対の極が、ＧＮＤ側に接続された状態で、キャパシタＣｈ１と接続される。従って、キャパシタＣｒ４は、蓄積していた電荷がキャパシタＣｈ２に移動してから３クロック後に、極性が反転した状態でキャパシタＣｈ１に接続されることになる。
【００６５】
このようにクロックのＨｉ・Ｌｏｗ状態の変化に伴って各スイッチのオン・オフを切り替えることで、図１に示したＬＰＦ１００を実現することができる。適切にキャパシタの容量とスイッチの切り替えタイミングを調整し、各スイッチのオン・オフを切り替えてキャパシタ間で電荷を授受することで、図３に示したような周波数特性を備えるＬＰＦを実現することができる。また、キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３、Ｃｒ４のＡ点側からＢ点側、またはＢ点側からＡ点側への移動のタイミング（遅延時間）を制御することで、周波数特性は同じで、遅延時間だけが異なるＬＰＦを実現することができる。
【００６６】
＜３．本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置＞
次に、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置の構成について説明する。図６は、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置３００の構成に付いて示す説明図である。
【００６７】
図６に示したように、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置３００は、データ生成部３１０と、信号処理回路３２０と、ローカル信号発生器３３０と、周波数変換器３４０と、電力増幅器３５０と、帯域制限用フィルタ３６０と、アンテナ３７０と、を含んで構成される。
【００６８】
通信装置３００から送信すべきデータはデータ生成部３１０で生成され、信号処理回路３２０に入力される。信号処理回路３２０では、Ｄ／Ａ変換、符号化及び変調などの処理が施されることにより、ベースバンドまたはＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；中間周波数）帯の送信信号が生成される。信号処理回路３２０からの送信信号は周波数変換器（ミキサ）３４０に入力され、ローカル信号発生器３３０からのローカル信号と乗算される。送信信号がローカル信号と乗算されることによって、送信信号はＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；高周波）帯の信号に周波数変換、すなわちアップコンバートされる。
【００６９】
周波数変換器３４０でアップコンバートされて得られるＲＦ信号は、電力増幅器３５０によって増幅された後、帯域制限用フィルタ３６０に入力される。そしてＲＦ信号は、帯域制限用フィルタ３６０で帯域制限を受けて不要な周波数成分が除去された後、アンテナ３７０に供給される。ここで、帯域制限用フィルタ３６０に、これまでに説明した種々のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ回路を用いることができる。
【００７０】
＜４．まとめ＞
以上説明したように本発明の一実施形態によれば、フライングキャパシタ方式におけるキャパシタの移動の遅延時間というパラメータでフィルタのＱ値を可変として、急峻な減衰特性を有するＬＰＦ１００を得ることが出来る。そして、入力側から出力側への移動時の遅延時間と、出力側から入力側への移動時の遅延時間との和を一定とすることで、周波数特性は同じで遅延時間だけが異なる伝達特性になる。従って、本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ１００は、従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦと比べて、遅延時間を可変にすることができる。
【００７１】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【産業上の利用可能性】
【００７２】
本発明は、フィルタ回路および通信装置に適用可能であり、特にフライングキャパシタを用いたフィルタ回路およびフライングキャパシタを用いたフィルタ回路を備えた通信装置に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の一実施形態にかかるチャージドメインＩＩＲ−ＬＰＦ１００の構成について示す説明図である。
【図２】図１に示したＬＰＦ１００をｚドメイン等価回路に変換したものを示す説明図である。
【図３】図２に示したＬＰＦ１００の等価回路の周波数特性の一例を示す説明図である。
【図４】本発明の一実施形態にかかるＬＰＦ１００の回路構成例について示す説明図である。
【図５】図４に示したＬＰＦ１００に入力されるクロックの波形について示す説明図である。
【図６】本発明の一実施形態にかかるＬＰＦを備えた通信装置３００の構成に付いて示す説明図である。
【図７】従来のチャージドメイン２次ＩＩＲ−ＬＰＦ１０の構成について示す説明図である。
【図８】図７に示したキャパシタＣｒ１、Ｃｒ２の移動の規則性について示す説明図である。
【図９】図７に示したＬＰＦ１０をｚドメイン等価回路に変換したものを示す説明図である。
【図１０】ＬＰＦ１０の周波数特性を示す説明図である。
【図１１】図７に示したＬＰＦ１０の実際の回路構成を示す説明図である。
【図１２】図１１に示したＬＰＦ１０に入力されるクロックの波形を示す説明図である。
【符号の説明】
【００７４】
１０、１００    ＬＰＦ
１１、１０１    電源
ｇｍ    トランスコンダクタンスアンプ
３００    通信装置
３１０    データ生成部
３２０    信号処理回路
３３０    ローカル信号発生器
３４０    周波数変換器
３５０    電力増幅器
３６０    帯域制限用フィルタ
３７０    アンテナ
【図１】
2010148043.tif 000011
【図２】
2010148043.tif 000012
【図３】
2010148043.tif 000013
【図４】
2010148043.tif 000014
【図５】
2010148043.tif 000015
【図６】
2010148043.tif 000016
【図７】
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【図８】
2010148043.tif 000018
【図９】
2010148043.tif 000019
【図１０】
2010148043.tif 000020
【図１１】
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【図１２】
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