(57)【要約】【課題】無線通信システムでチャンネル推定性能をより向上させること。干渉を除去してチャンネル推定性能を向上させること。より向上したＤＦＴ基盤のチャンネル推定方法及び装置を提供すること。【解決手段】本発明は無線通信システムのチャンネル推定方法及びその装置に関するものである。公知のパイロット構造に基づいて干渉係数を算出し、所定副搬送波受信信号の周波数領域でのチャンネル値を推定する。そして、周波数領域のチャンネル値を変換して時間領域のチャンネル値を獲得し、時間領域のチャンネル値から算出された干渉係数に基づいて得られるチャンネル遅延値を減算して干渉を除去する。【選択図】図２
2010148095.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムでチャンネル推定を行なう方法であって、
公知のパイロットの構造に基づいて干渉係数を算出する段階；
所定の副搬送波受信信号の周波数領域におけるチャンネル値を推定する段階；
前記周波数領域のチャンネル値を変換して時間領域のチャンネル値を獲得する段階；
前記算出された干渉係数に基づいてチャンネル遅延値を算出する段階；及び
前記時間領域のチャンネル値から前記算出されたチャンネル遅延値を減算して最終チャンネル値を推定する段階；
を含むチャンネル推定方法。
【請求項２】
前記チャンネル遅延値を算出する段階は、
前記受信信号に対する経路上のチャンネル経路遅延情報が知られた場合、前記経路上のタップごとに前記チャンネル経路遅延情報と前記干渉係数に基づいて拡散エネルギーに対応するチャンネル遅延値を算出する段階；及び
前記算出されたチャンネル遅延値を合算する段階
をさらに含む、請求項１に記載のチャンネル推定方法。
【請求項３】
前記チャンネル遅延値を算出する段階は、
前記受信信号に対する経路上のチャンネル経路遅延情報が知られていない場合、前記経路上のチャンネル経路遅延情報を推定する段階；
前記経路上のタップごとに前記推定されたチャンネル経路遅延情報と前記干渉係数に基づいて拡散エネルギーに対応するチャンネル遅延値を算出する段階；及び
前記算出されたチャンネル遅延値を合算する段階をさらに含む、請求項１に記載のチャンネル推定方法。
【請求項４】
前記周波数領域のチャンネル値を推定する段階は、
所定の副搬送波の受信信号に対してＬＳ（ｌｅａｓｔ  ｓｑｕａｒｅ）チャンネル推定を行ってチャンネル周波数応答を算出し、
前記時間領域のチャンネル値を獲得する段階は、
前記チャンネル周波数応答に対してＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行って時間領域のチャンネルインパルス応答を獲得する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のチャンネル推定方法。
【請求項５】
前記周波数領域のチャンネル値を推定する段階は、
前記算出されたチャンネル周波数応答から初期の有効チャンネル区間に対するチャンネル周波数応答を算出する段階をさらに含み、
前記時間領域のチャンネル値を獲得する段階は、
前記初期の有効チャンネル区間に対するチャンネル周波数応答に基づいて前記チャンネルインパルス応答を獲得する、請求項４に記載のチャンネル推定方法。
【請求項６】
前記干渉係数を算出する段階は、
公知のパイロット構造を有する所定副搬送波の信号に対する周波数領域のチャンネル推定値を算出し、これを変換して時間領域のチャンネルインパルス応答を獲得する段階；及び
前記獲得したチャンネルインパルス応答の拡散されるエネルギーを干渉として設定し、前記干渉による干渉係数を算出する段階を含む、請求項１乃至３のいずれか１項に記載のチャンネル推定方法。
【請求項７】
無線通信システムでチャンネル推定を行なう装置であって、
所定の副搬送波受信信号の周波数領域でのチャンネル値を推定するチャンネル推定部；
前記周波数領域のチャンネル値を変換して時間領域のチャンネル値を獲得するＩＤＦＴ部；及び
公知のパイロット構造に基づいて算出された干渉係数に基づいてチャンネル遅延値を算出し、前記時間領域のチャンネル値から前記算出されたチャンネル遅延値を減算して干渉を除去する干渉除去部を含むチャンネル推定装置。
【請求項８】
前記干渉除去部は前記受信信号のチャンネル経路遅延情報を知っている場合に前記干渉係数に基づいて遅延経路上の各タップごとにチャンネル遅延値を算出し、前記時間領域のチャンネル値から前記算出されたチャンネル遅延値を減算する第１干渉除去モジュール；
前記チャンネル経路遅延情報を知らない場合にチャンネル経路遅延情報を推定する推定モジュール；及び
前記推定されたチャンネル経路遅延情報による遅延経路上のタップごとにチャンネル遅延値を算出し、前記時間領域のチャンネル値から前記算出されたチャンネル遅延値を減算する第２干渉除去モジュールを含む、請求項７に記載のチャンネル推定装置。
【請求項９】
前記干渉が除去された前記時間領域のチャンネル値をＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理して周波数領域のチャンネル値に変換するＤＦＴ部をさらに含む、請求項７または８に記載のチャンネル推定装置。
【請求項１０】
無線通信システムでチャンネル推定を行なう方法であって、
公知のパイロットの構造に基づいて干渉係数を算出する段階；
所定の副搬送波の受信信号に対してＬＳ（ｌｅａｓｔ  ｓｑｕａｒｅ）チャンネル推定を行ってチャンネル周波数応答を算出する段階；
前記チャンネル周波数応答に対してＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行って、時間領域のチャンネルインパルス応答を獲得する段階；
前記受信信号に対する経路上のタップごとにチャンネル経路遅延情報と前記干渉係数に基づいてチャンネル遅延値を算出する段階；
前記算出されたチャンネル遅延値を合算する段階；及び
前記時間領域のチャンネルインパルス応答から前記合算されたチャンネル遅延値を減算して干渉を除去する段階を含むチャンネル推定方法。
【請求項１１】
前記チャンネル経路遅延情報が知られていない場合、前記チャンネル経路遅延情報を推定する段階をさらに含む、請求項１０に記載のチャンネル推定方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムでチャンネルを推定する方法及び装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重化などのような所定の通信方式を使用する無線通信システムにおいて、受信装置が同期検出を行なうためにはフェーディングチャンネルの周波数応答（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ:ＣＦＲ）を知らなければならない。チャンネル周波数応答を推定する方式としてはＬＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｓｑｕａｒｅ）チャンネル推定方式、ＬＭＭＳＥ（Ｌｉｎｅａｒ  ｍｉｎｉｍｕｍ  ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ  ｅｒｒｏｒ）チャンネル推定方式などがあるが、これら方式の短所によってＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を利用したＤＦＴ−基盤チャンネル推定方式が開発された。ＤＦＴ基盤チャンネル推定方式はＬＳチャンネル推定方式を基盤として求められたＣＦＲをＩＤＦＴ（ｉｎｖｅｒｓｅ  ＤＦＴ）させて時間領域上のチャンネルインパルス応答（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ:ＣＩＲ）を求め、このＣＩＲに０を挿入した後、ＤＦＴさせて補間を行なう方式である。
【０００３】
実際通信システムではＤＣオフセット（ｏｆｆｓｅｔ）問題のためにＤＣ副搬送波を使用せず、隣接するチャンネル干渉を避けるために高周波副搬送波を使用しない。このような副搬送波を仮想副搬送波（Ｖｉｒｔｕａｌ  Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒｓ）とも言う。仮想副搬送波が存在するというのは周波数領域では単にＬＳチャンネル推定方式のみが実際副搬送波に効果があるということを意味する。したがって、仮想副搬送波のチャンネルエネルギー損失は時間領域でのエネルギー損失になる。このエネルギー損失を解消するためにいくつかの反復的（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ）アルゴリズムを使用する方式があるが、これらの方式は全てブロックタイプのパイロット構造を必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００６／００１８４１１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
所定の無線通信システムの下向リンクに使用される搬送波の中で一部はブロックタイプでないコムタイプ（ｃｏｍｂ−ｔｙｐｅ）である。仮にコムタイプパイロット搬送波を利用してＬＳチャンネル推定方式に基づいてＣＦＲを推定して、推定されたＣＦＲを変換して時間領域のチャンネルインパルス応答（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ:ＣＩＲ）を得るとすると、チャンネルエネルギー損失がブロックタイプパイロット搬送波を利用したものより非常に大きいと思われる。このような理由で仮想搬送波によって引き起こされる否定的な影響を軽減させるために、反復アルゴリズムを使用する方式が使用されたが、この方式は低い収束速度によって処理過程を繰りかえす回数が多い。
【０００６】
本発明が解決しようとする課題は、無線通信システムでチャンネル推定性能をより向上させることである。
【０００７】
本発明が解決しようとする第２の課題は、干渉を除去してチャンネル推定性能を向上させることである。
【０００８】
本発明が解決しようとする第３の課題は、より向上したＤＦＴ基盤のチャンネル推定方法及び装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記課題のための本発明の特徴によるチャンネル推定方法は、無線通信システムでチャンネル推定を行なう方法であり、公知のパイロット構造に基づいて干渉係数を算出する段階；所定の副搬送波受信信号の周波数領域でのチャンネル値を推定する段階；前記周波数領域のチャンネル値を変換して時間領域のチャンネル値を獲得する段階；前記算出された干渉係数に基づいてチャンネル遅延値を算出する段階；及び前記時間領域のチャンネル値から前記算出されたチャンネル遅延値を減算して最終チャンネル値を推定する段階を含む。
【００１０】
本発明の他の特徴によるチャンネル推定装置は、所定の副搬送波受信信号の周波数領域でのチャンネル値を推定するチャンネル推定部；前記周波数領域のチャンネル値を変換して時間領域のチャンネル値を獲得するＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部；及び公知のパイロット構造に基づいて算出された干渉係数に基づいてチャンネル遅延値を算出し、前記時間領域のチャンネル値から前記算出されたチャンネル遅延値を減算して干渉を除去する干渉除去部を含む。
【００１１】
また、本発明の他の特徴によるチャンネル推定方法は、所定の副搬送波の受信信号に対してＬＳ（ｌｅａｓｔ  ｓｑｕａｒｅ）チャンネル推定を行ってチャンネル周波数応答を算出する段階；前記チャンネル周波数応答に対してＩＤＦＴを行って時間領域のチャンネルインパルス応答を獲得する段階；前記受信信号に対する経路上のタップごとにチャンネル経路遅延情報と前記干渉係数に基づいて拡散エネルギーに対応するチャンネル遅延値を算出する段階；前記算出されたチャンネル遅延値を合算する段階；及び前記時間領域のチャンネルインパルス応答から前記合算されたチャンネル遅延値を減算して干渉を除去する段階を含む。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の実施例によると、チャンネル推定を行う時、より低い複雑度を有する処理過程を通じてチャンネル値を正確に推定することができる。また、相対的にチャンネル推定を行なう反復回数が少なくて優れたチャンネル推定性能を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明の実施例にかかるシステムにおけるチャンネル推定装置の構造図である。
【図２】本発明の実施例にかかるシステムにおけるチャンネル推定方法の流れ図である。
【図３】本発明の実施例にかかるチャンネル遅延経路情報推定過程を示す流れ図である。
【図４】本発明の実施例にかかるパイロット構造を示す例である。
【図５】ＰＡチャンネル環境で、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の反復回数に応じるＭＳＥ性能を示す図面である。
【図６】ＰＢチャンネル環境で、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の反復回数に応じるＭＳＥ性能を示す図面である。
【図７】ＶＡチャンネル環境で、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の反復回数に応じるＭＳＥ性能を示す図面である。
【図８】ＰＡチャンネル環境で、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の性能を従来方法の性能と比較した結果を示す図面である。
【図９】ＰＢチャンネル環境で、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の性能を従来方法の性能と比較した結果を示す図面である。
【図１０】ＶＡチャンネル環境で、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の性能を従来方法の性能と比較した結果を示す図面である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、添付した図面を参照して本発明の実施例について本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳しく説明する。しかし、本発明は多様に相異する形態で実現することができ、ここで説明する実施例に限られない。また、図面で本発明を明確に説明するために説明上不要な部分は省略し、明細書全体にわたって類似の部分については類似の図面符号を付けた。
【００１５】
明細書全体である部分が何らかの構成要素を“含む”とする時、これは特に反対になる記載のない限り他の構成要素を除くことではなく、他の構成要素をさらに含むことを意味する。
【００１６】
なお、本明細書で移動局（Ｍｏｂｉｌｅ  Ｓｔａｔｉｏｎ、ＭＳ）は端末（ｔｅｒｍｉｎａｌ）、移動端末（Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ、ＭＴ）、加入者局（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ  Ｓｔａｔｉｏｎ、ＳＳ）、携帯加入者局（Ｐｏｒｔａｂｌｅ  Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ  Ｓｔａｔｉｏｎ、ＰＳＳ）、使用者装置（Ｕｓｅｒ  Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ、ＵＥ）、接近端末（Ａｃｃｅｓｓ  Ｔｅｒｍｉｎａｌ、ＡＴ）などを称することができ、移動端末、加入者局、携帯加入者局、使用者装置などの全部または一部の機能を含むこともできる。
【００１７】
本明細書で基地局（Ｂａｓｅ  Ｓｔａｔｉｏｎ、ＢＳ）は接近点（Ａｃｃｅｓｓ  Ｐｏｉｎｔ、ＡＰ）、無線接近局（Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｓｔａｔｉｏｎ、ＲＡＳ）、ノードＢ（Ｎｏｄｅ  Ｂ）、ＥＮＢ（Ｅｖｏｌｖｅｄ  Ｎｏｄｅ  Ｂ）、送受信基地局（Ｂａｓｅ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  Ｓｔａｔｉｏｎ、ＢＴＳ）、ＭＭＲ（Ｍｏｂｉｌｅ  Ｍｕｌｔｉｈｏｐ  Ｒｅｌａｙ）−ＢＳなどを称することができ、接近点、無線接近局、ノードＢ、送受信基地局、ＭＭＲ−ＢＳなどの全部または一部の機能を含むこともできる。
【００１８】
次に、添付した図面を参照して本発明の実施例について説明する。
本発明の実施例ではＤＦＴ−基盤チャンネル推定方式に基づいて受信端でのチャンネル推定を行い、特に時間領域での干渉除去を行ってエネルギー損失が拡張することを防止する。
【００１９】
このために、受信端でチャンネル周波数応答（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ:以下、ＣＦＲと言う）を推定し、推定されたＣＦＲをＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理して時間領域のチャンネルインパルス応答（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ:以下、ＣＩＲと言う）に変換する。そして、エネルギー損失によって引き起こされる干渉を算出し、ＣＩＲから算出された干渉を除去する。つまり、パイロット構造に基づいて干渉係数を予め計算した後、チャンネル推定で初期に推定されたＣＦＲをＩＤＦＴを利用して時間領域のＣＩＲに変換し、ＣＩＲから計算された干渉係数を減算して干渉を除去する。
【００２０】
なお、チャンネルの経路遅延情報を知っている場合には、遅延を有するタップの拡散（ｓｐｒｅａｄ）エネルギー（またはチャンネル遅延値とも言う）を算出し、全ＣＩＲで算出された遅延タップの拡散エネルギーを除去する。一方、単にチャンネルの経路数のみ知っている場合は、タップごとにチャンネル経路遅延情報を推定するためのシミュレーションが行われる。
【００２１】
以下では、このような本発明の実施例にかかるチャンネル推定装置及びその方法についてより具体的に説明する。
【００２２】
図１は、本発明の実施例にかかるシステムにおけるチャンネル推定装置の概略的な構造図である。
【００２３】
添付した図１に示されているように、本発明の実施例にかかるチャンネル推定装置は受信装置（図示せず）で受信され前処理されて提供される受信信号に対してＬＳチャンネル推定方式に基づいてＣＦＲを推定するＬＳチャンネル推定部１０、推定されたＣＦＲをＩＤＦＦＴ変換してＣＩＲを獲得するＩＤＦＦＴ２０、そして獲得されたＣＩＲから干渉を除去する干渉除去部３０、干渉が除去されたＣＩＲをＤＦＴ変換して補間するＤＦＴ４０を含む。
【００２４】
一方、干渉除去部３０は公知のパイロット構造に基づいて干渉係数を予め算出して使用する。また、チャンネル経路遅延情報を知っている場合に算出された干渉係数に基づいて各タップごとにチャンネル遅延値、つまり拡散エネルギーを算出し、算出された拡散エネルギーをＣＩＲから除去する第１干渉除去モジュール３１、チャンネル経路遅延情報を知らない場合にチャンネル経路遅延情報等を推定する推定モジュール３２、そして算出された干渉係数に基づいて推定されたチャンネル経路遅延情報による各タップごとに拡散エネルギーを算出し、算出された拡散エネルギーをＣＩＲから除去する第２干渉除去モジュール３３を含む。
【００２５】
ここで、前処理というのは受信された信号からサイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ；ＣＰ）が除去され、プレアンブルシンボルが抽出された後にタイミングエラーなどが補正されるなどの処理を示す。
【００２６】
次には、このような構造に基づいて本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法を説明する。ここでは直交周波数分割多重化無線通信システムを例に挙げてチャンネル推定方法を説明する。
【００２７】
図２は、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の流れ図である。
まず、本発明の実施例では副搬送波に載せられるパイロットの構造に基づいて干渉係数を予め算出する（Ｓ１００）。
【００２８】
全体使用可能な副搬送波（Φc）の数がＮ個である場合、実際に使用されている副搬送波（Φu）の数がＮｕ個であるとする。
【００２９】
受信端で受信される所定の副搬送波を有する信号に対して周波数領域のＣＦＲを推定し、これをＩＤＦＴ変換して時間領域のＣＩＲを獲得する。
【００３０】
所定の搬送波に対する周波数領域のＣＦＲを｛Ｈ（ｋ），ｋ＝０，１，・・・，Ｎ−１｝とし、時間領域のＣＩＲを｛ｈ（ｎ），ｎ＝０，１，・・・，Ｎ−１｝とすると、ＣＩＲ、つまり｛ｈ（ｎ）｝のエネルギーは次の数式１の通りである。ここで、｛ｈ（ｎ）｝は全チャンネル経路の数Ｌを有するタップの遅延Ψd＝｛τ1，τ2，・・・，τl，・・・τL｝を有し、τ1は第１番目経路の遅延を示す。
【００３１】
【数１】
2010148095.tif 000003
【００３２】
前記数式１のような特徴を有するＣＩＲ｛ｈ（ｎ）｝をＤＦＴ変換したものが｛Ｈ（ｋ）｝であるとする。
【００３３】
所定の無線通信システムの下向リンクにコムタイプでパイロットが配置される場合（例えば、ワイブロシステムのＦＵＳＣ副チャンネルを割り当てる時に使用）、パイロットが配置された副搬送波Φpに対するＣＦＲを推定し、推定されたＣＦＲ  Ｈpilot（ｋ）は次の数式２の通りである。
【００３４】
【数２】
2010148095.tif 000004
【００３５】
このようなパイロット副搬送波のＣＦＲ  Ｈpilot（ｋ）を時間領域に変換すると次の数式３のようなＣＩＲ  ｈpilot（ｎ）が獲得される。
【００３６】
【数３】
2010148095.tif 000005
【００３７】
コムタイプパイロット構造の副搬送波に対して獲得したＣＩＲである  ｈpilot（ｎ）の最初部分がｃ（ｎ，ｎ）の係数を有するｈ（ｎ）の残ったエネルギー（第１番目エネルギー）であり、ｈpilot（ｎ）の第２部分がｃ（ｎ，ｔ）係数を有するｈ（ｔ），ｔ≠ｎによって引き起こされた拡散エネルギー（第２番目エネルギー）である。第２エネルギーが最初のエネルギーよりその値が小さいために干渉として見なされ、干渉として見なされた第２エネルギーの係数、つまり干渉係数ｃ（ｎ，ｔ）はパイロット構造に基づいて次の数式４のように算出することができる。
【００３８】
【数４】
2010148095.tif 000006
【００３９】
このように算出された干渉係数は干渉除去部３０でこの後に使用される。
上述のように干渉係数が予め算出されると、次のように実際に受信される信号に対してチャンネル推定を行う。
【００４０】
まず、パイロットが位置した副チャンネルのチャンネル値を推定する。ｋ番目副搬送波の受信信号Ｙ（ｋ）は下記の数式５のように示すことができる。
【００４１】
【数５】
2010148095.tif 000007
【００４２】
ここで、Ｘ（ｋ）は送信信号であり、Ｎ（ｋ）はｋ番目副搬送波に対する加算白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ:ａｄｄｉｔｉｖｅ  ｗｈｉｔｅ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  ｎｏｉｓｅ）を示し、ここで、ＡＷＧＮは平均値が０であり、σ2の分散値を有する。
【００４３】
パイロット副搬送波の送信信号のパイロットシンボルは既に知られているので、受信された信号のシンボルをパイロットシンボルで１対１に分けるＬＳチャンネル推定方式に基づいて受信信号のチャンネル値を次の数式６のように得ることができる。
【００４４】
【数６】
2010148095.tif 000008
【００４５】
ここで、Ｈls（ｋ）はＬＳチャンネル推定方式に基づいて獲得した受信信号の推定されたチャンネル値、つまり、ＣＦＲである。ＬＳチャンネル推定方式は当業界で知られた技術であるためにここでは詳細な説明を省略する。
【００４６】
ＬＳチャンネル推定部１０は上述のようにＣＦＲを獲得した後、残りデータシンボルを有する副搬送波（ｎｏｎ−ｐｉｌｏｔ  ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒとも言う）に“０”を挿入してパイロット副搬送波の周波数領域での初期有効チャンネル長さを有する有効チャンネル区間に対する推定チャンネル値ＣＦＲを求め、有効チャンネル区間に対する推定チャンネル値ＣＦＲは次の数式７の通りである（Ｓ１１０）。
【００４７】
【数７】
2010148095.tif 000009
【００４８】
前記のように有効チャンネル区間以外の区間に対してはその値を０に代替した後、初期の有効チャンネル区間に対して推定されたチャンネル値ＣＦＲをＮ−ポイントＩＤＦＴ２０を利用して時間領域に変換してＣＩＲを推定する（Ｓ１２０〜Ｓ１３０）。推定されたＣＩＲは次の数式８の通りである。
【００４９】
【数８】
2010148095.tif 000010
【００５０】
次に、雑音のある推定されたＣＩＲ｛ｈidft（ｎ）｝にＭpの長さを有するブリックウォルウィンドウ（ｂｒｉｃｋ  ｗａｌｌ  ｗｉｎｄｏｗ）を掛けてトランケート（ｔｒｕｎｃａｔｅ）させると、次の数式９のようなＣＩＲが獲得される。
【００５１】
【数９】
2010148095.tif 000011
【００５２】
前記のようにトランケートされたＣＩＲを得た後、次のような２種類の場合を考慮して干渉除去を行う。
【００５３】
最初はチャンネル経路遅延情報Ψdを知っている場合である（Ｓ１３０〜Ｓ１４０）。
【００５４】
この場合、第１干渉除去モジュール３１は数式３に基づいて遅延情報を知っているタップに対して予め算出された干渉係数ｃ（ｎ，ｔ）に基づいて遅延拡散エネルギーを求め（Ｓ１５０）、求められた各タップでの遅延拡散エネルギーを合算する（Ｓ１６０）。そして、前記で算出されたトランケートされたＣＩＲ  ｈ´idft（ｎ）から合算された遅延拡散エネルギーを減算して最終的に干渉が除去されたチャンネル推定値ｈic（ｎ）を獲得する（Ｓ１７０）。このような過程は次の数式１０の通りである。
【００５５】
【数１０】
2010148095.tif 000012
【００５６】
ここで、ｃ´（ｎ、τl）は所定タップに対する干渉係数であり、ｈspread（ｎ，ｌ）は所定タップの遅延拡散エネルギーを示す。
【００５７】
第２はチャンネル遅延経路情報Ψdを知らない場合である。
この場合には、まず、干渉除去部３０の推定モジュール３２がチャンネル遅延経路情報Ψdを推定する（Ｓ１８０）。  
【００５８】
図３は本発明の実施例にかかるチャンネル遅延経路情報推定過程を示す流れ図である。
添付した図３のように、チャンネル遅延経路情報を算出するための各変数を初期化する（Ｓ１８１）。
【００５９】
そして、全チャンネル経路数Ｌだけ下記数式１１による遅延情報推定過程を行って、チャンネル経路遅延情報を推定する（Ｓ１８２〜Ｓ１８４）。
【００６０】
【数１１】
2010148095.tif 000013
【００６１】
チャンネル経路遅延情報が推定された後、添付した図１に示されているように第２干渉除去モジュール３３は推定されたチャンネル経路遅延情報に基づいての前記に記載した通り推定されたそれぞれのタップτle（ｌ＝１，２，・・・，Ｌ）に対して予め算出された干渉係数ｃ（ｎ，ｔ）に基づいて遅延拡散エネルギーを求め（Ｓ１９０）、求められた各推定タップでの遅延拡散エネルギーを合算する。そして、前記で算出されたトランケートされたＣＩＲ  ｈ´idft（ｎ）から合算された推定タップの遅延拡散エネルギーを減算して最終的に干渉が除去されたチャンネル推定値ｈic（ｎ）を獲得する（Ｓ１６０、Ｓ１７０）。このような過程は次の数式１２の通りである。
【００６２】
【数１２】
2010148095.tif 000014
【００６３】
ここで、ｃ´（ｎ，τle）は所定推定タップに対する干渉係数であり、ｈspread（ｎ，ｌ）は所定推定タップの遅延拡散エネルギーを示す。
【００６４】
上述した過程を通じて干渉が除去された最終的なチャンネル推定値を獲得することができる。
【００６５】
このように動作する本発明の実施例にかかるチャンネル推定装置及びその方法の性能を評価するために、次のような模擬実験を行なった。
【００６６】
本模擬実験は直交周波数分割多重化通信システムに対して行われ、使用された基本パラメータは次の表１の通りである。
【００６７】
【表１】
2010148095.tif 000015
【００６８】
次の表２は、模擬実験に適用された通信システムの副搬送波割り当てパターンを示す図面である。ここでは、下向リンクのＦＵＳＣ（ｆｕｌｌ  ｕｓａｇｅ  ｏｆ  ｓｕｂｃｈａｎｎｅｌｓ）に使用される副搬送波の割り当てパターンを例に挙げた。
【００６９】
【表２】
2010148095.tif 000016
【００７０】
このような割り当てパターンを有する本模擬実験に使用されたパイロット構造は図４の通りである。図４は本発明の実施例にかかるパイロット構造を示す例である。
【００７１】
上述のようなパラメータと副搬送波割り当てパターンを有する無線通信システムの受信端で本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法を適用した結果、次のような結果を得ることができた。
【００７２】
図５乃至図１０は本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の性能を従来の方法と比較して示す図面である。
【００７３】
特に、図５乃至図７は、複数のチャンネル環境で反復回数（ｉｔｅｒａｔｉｏｎ  ｎｕｍｂｅｒ）によるＭＳＥ（ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ  ｅｒｒｏｒ）性能を示した図面である。ここで、チャンネル環境は移動局が使用者によって徒歩で移動する場合に該当するｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ−Ａ（ＰＡ）及びｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ−Ｂ（ＰＢ）チャンネル環境、そして、移動局が運送手段によって移動するケースに該当するｖｅｈｉｃｕｌａｒ−Ａ（Ａ）チャンネル環境である。
【００７４】
添付した図５乃至図７のように、模擬実験結果従来の反復的ＤＦＴ−基盤方法で十分な収束性能を有するためには反復回数が非常に大きくなければならず、特にチャンネル遅延経路情報を知っていない場合には信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ：以下、ＳＮＲと言う）が悪くなることによって性能がさらに非常に悪くなることが分かった。しかし、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法、つまり、反復的ＤＦＴ−基盤ＩＣ（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｃａｎｃｅｌａｔｉｏｎ）方法は従来の反復的ＤＦＴ−基盤方法より処理過程を繰りかえる反復回数が少なく、さらに良い収束性能が得られることが分かった。
【００７５】
また、図８乃至図１０は複数のチャンネル環境で反復回数に応じるＭＳＥ性能を示した図面である。具体的にそれぞれのｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ−Ａ（ＰＡ）、ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ−Ｂ（ＰＢ）、ｖｅｈｉｃｕｌａｒ−Ａ（ＶＡ）チャンネル環境でＳＮＲによる従来のＬＳチャンネル推定方法、ＬＭＭＳＥチャンネル推定方法、そして反復的ＤＦＴ−基盤チャンネル推定方法のＭＳＥ性能を本発明の実施例にかかるＤＦＴ−基盤ＩＣチャンネル推定方法のＭＳＥ性能と比較して示すグラフである。
【００７６】
図８乃至図１０を通じてＬＭＭＳＥチャンネル推定方法ではチャンネルのパワー遅延プロファイル（ｐｏｗｅｒ  ｄｅｌａｙ  ｐｒｏｆｉｌｅ）を知らなければならず、逆行列を計算しなければならない負担のため、実際通信システムでは適当でなかった。本発明の実施例にかかる反復的ＤＦＴ−基盤ＩＣチャンネル推定方法はチャンネル経路遅延情報の認知有無に関係なく優れたＭＳＥ性能を有することが分かる。
【００７７】
このような従来のチャンネル推定方法と本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法の処理過程による複雑度を見てみると、次の表３及び表４の通りである。
【００７８】
表３は、各推定方法に使用される処理過程による複雑度を示すものである。
【００７９】
【表３】
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【００８０】
表４は各チャンネル推定方法による処理過程の複雑度を示すものである。
【００８１】
【表４】
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【００８２】
前記結果を見てみると、本発明の実施例にかかるチャンネル推定方法（反復的ＤＦＴ−基盤ＩＣ方法）が低い複雑度を有しながら、優れたチャンネル推定性能を有することが明確に分かる。
【００８３】
本発明の実施例は以上で説明した装置及び／または方法を通じてのみ実現されるものではなく、本発明の実施例の構成に対応する機能を実現するためのプログラム、そのプログラムが記録された記録媒体等を通して実現することができ、このような実現は前記で説明した実施例の記載から本発明が属する技術分野の専門家であれば容易に実現することができる。
【００８４】
以上で本発明の実施例について詳細に説明したが、本発明の権利範囲はこれに限定されることではなく、請求範囲で定義する本発明の基本概念を利用した当業者の多様な変形及び改良形態もまた本発明の権利範囲に属する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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