(57)【要約】【課題】直流電源の負極側を、交流電源の接地電位と同電位に保つことができる非絶縁型のパワーコンディショナを提供する。【解決手段】直流電源である太陽電池パネル１からの直流電圧を第１チョッパ回路５で、系統周波数でチョッピングして電圧レベルが、薄膜太陽電池の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する第１方形波電圧列を生成し、第２チョッパ回路６で、系統周波数の２倍の周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記第１方形波電圧列の電位である第２基準電位に対して負側に変化する第２方形波電圧列を生成すると共に、前記両方形波電圧列を加算して、前記第１基準電位に対して正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成し、第３チョッパ回路７で、第３方形波電圧列から前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしている。【選択図】図１
2010220321.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流入力を、前記商用電源に系統連系した交流出力に変換して出力する非絶縁型のパワーコンディショナにおいて、
前記直流入力の負極側を、前記交流出力の接地電位と等価、または、高い電位に維持する回路を具備することを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項２】
前記回路は、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段と、
を具備する請求項１に記載のパワーコンディショナ。
【請求項３】
直流電源と商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段と、
を具備し、
直流側である前記直流電源の負極側が接地可能である、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項４】
前記商用電源が、１つの配線が接地された商用電源であり、前記第１ないし第３手段が、前記直流電源と前記商用電源との間に配されている、請求項３に記載のパワーコンディショナ。
【請求項５】
直流電源と、中性点が接地されたＹ型三相商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記三相商用電源各相に系統連系した三相交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源と三相商用電源各相との間に、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段と、
を具備し、
直流側である直流電源の負極側を直接には接地しないで、当該負極側を交流側である前記三相商用電源の中性点に結線することで接地する、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項６】
漏電を検出する漏電検出回路と、該漏電検出回路で漏電を検出したときに、漏電を遮断する遮断回路とを具備する請求項５に記載のパワーコンディショナ。
【請求項７】
直流電源と、１つの配線が接地された商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源と商用電源との間に、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段と、
を具備し、
直流側である直流電源の負極側を直接接地すると共に、この負極側を交流側である前記商用電源の接地されている配線には結線しない、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項８】
直流電源と、中性点が接地されたＹ型三相商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記三相商用電源各相に系統連系した三相交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源と三相商用電源各相との間に、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段と、
を具備し、
直流側である直流電源の負極側を接地せず、かつ、この負極側をさら交流側である前記三相商用電源の中性点に結線しないことで、該負極側電位を実質接地電位とする、ことを特徴とするパワーコンディショナ。
【請求項９】
前記第１手段は、２つの第１、第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチ回路を含み、前記第１スイッチ回路は、直流電源の正負両極間に接続された第１コンデンサに並列接続され、前記第１、第２スイッチ素子は、前記第１周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、
前記第２手段は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３、第４スイッチ素子は、前記第２周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、
前記第３手段は、第３スイッチ回路と第３コンデンサとの並列接続回路を含むと共に、前記並列接続回路に並列に接続された第４スイッチ回路を含み、前記第３スイッチ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続してなり、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第５、第６スイッチ素子は、前記第３周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、前記第４スイッチ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、前記第７、第８スイッチ素子を前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御する、
請求項２ないし８のいずれか一項に記載のパワーコンディショナ。
【請求項１０】
薄膜太陽電池と、該薄膜太陽電池と商用電源との間に配されて、前記薄膜太陽電池からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナとを備える太陽光発電システムであって、
前記パワーコンディショナは、
前記薄膜太陽電池からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、薄膜太陽電池の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させる共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段と、
を具備し、
直流側である薄膜太陽電池の負極側が接地可能である、
ことを特徴とする太陽光発電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、薄膜太陽電池や燃料電池などの直流電源で発電される直流電力を系統に連系した交流電力に変換するパワーコンディショナおよびそれを用いた太陽光発電システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保護の観点から、無尽蔵なクリーンエネルギーとして太陽電池による発電システムの開発が活発に進められている。
【０００３】
かかる太陽光発電システムでは、太陽電池からの直流電力を、パワーコンディショナによって系統に連系した商用周波数の交流電力に変換すると共に、変換後の交流電力を、商用電力系統に接続されている家庭内負荷に供給する一方で、交流電力が家庭内負荷の消費電力を上回る場合には余剰電力を系統側へ逆潮流するようにしたものがある。
【０００４】
太陽光発電システムに用いるパワーコンディショナは、一般には、太陽電池で発電した直流電力を交流電力に変換するインバータと、系統連系のための保護装置とを備えている。
【０００５】
そして、かかるパワーコンディショナには、絶縁トランスによって直流部と交流部とを電気的に絶縁した絶縁型と、絶縁トランスを用いない非絶縁型とがある。これら両者を比較すると、後者の非絶縁型の方が、前者よりも、電力変換効率に優れていることから、より多用されている。（例えば、特許文献１参照。）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００２−１０４９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
図２０に、非絶縁型のパワーコンディショナを備えた太陽光発電システムの構成例を示す。
【０００８】
このパワーコンディショナ３６は、商用電源２と連系運転するようになっている。
【０００９】
パワーコンディショナ３６は、太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する平滑コンデンサ３３と、ＰＷＭ制御のインバータ３４と、リアクトルとコンデンサからなるフィルタ３５と、図示しない制御回路とを備えている。
【００１０】
このパワーコンディショナ３６においては、平滑コンデンサ３３で太陽電池パネル１からの発電出力を平滑化する。
【００１１】
インバータ３４は、ダイオードをそれぞれが逆並列に接続した４個のＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子３７〜４０によって構成されている。
【００１２】
パワーコンディショナ３６においては、インバータ３４内のスイッチ素子３７〜４０を１８ｋＨｚ前後の高い周波数でＯＮ／ＯＦＦさせるスイッチング制御を行うことにより、平滑コンデンサ３３で平滑化した太陽電池パネル１の発電出力を商用電力系統に同期した交流電力に変換出力する。
【００１３】
パワーコンディショナ３６は、こうして変換した交流電力を、フィルタ３５を介して図示しない負荷に供給したり、あるいは、系統側に逆潮流したりする。
【００１４】
太陽電池パネル１を構成する太陽電池としては、変換効率に優れる結晶系太陽電池が主流である。
【００１５】
しかし、原料であるシリコンの使用量を大幅に削減できるとともに、生産工程も単純で大面積化が可能である安価な薄膜太陽電池も使用されてきている。
【００１６】
アモルファスシリコンからなる薄膜太陽電池では、太陽電池の負極側が対地電位よりも低くなると、経年劣化を起こすことで知られている。
【００１７】
この薄膜太陽電池における劣化を防止するために、薄膜太陽電池の負極側をグランド電位にする必要がある。
【００１８】
絶縁トランスによって直流部と交流部とを電気的に絶縁した絶縁型のパワーコンディショナでは、直流側である太陽電池の負極側をグランド電位にすることが可能である。
【００１９】
しかしながら、電力変換効率に優れる図１７に示すような非絶縁型のパワーコンディショナ３６では、直流側と交流側との基準電位のレベルが異なるために、パワーコンディショナ３６の入力側である太陽電池の負極側をグランド電位にすることができないという課題がある。
【００２０】
一方、太陽電池以外の燃料電池や発電機などの直流電源においても、漏電などの際の安全性を高めるために、直流電源の負極側を接地する要求があるが、従来の非絶縁型のパワーコンディショナでは、直流電源の負極側を、交流出力の接地電位と同電位に保つのは困難であった。
【００２１】
本発明は、上述のような課題に鑑みて為されたものであって、直流電源の負極側を、交流電源の接地電位と同電位に保つことができる非絶縁型のパワーコンディショナおよびそれを用いた太陽光発電システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
（１）本発明のパワーコンディショナは、直流電源と商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流入力を、前記商用電源に系統連系した交流出力に変換して出力する非絶縁型のパワーコンディショナにおいて、前記直流入力の負極側を、前記交流出力の接地電位と等価、または、高い電位に維持する回路を具備している。
【００２３】
直流電源とは、太陽電池、燃料電池、風力発電、発電機などの直流電力を発生する電源をいう。
【００２４】
接地電位と等価とは、直流入力の負極側を直接接地するのみならず、直接接地することなく、回路的に接地電位と略等しい電位にすることを含む。
【００２５】
本発明のパワーコンディショナによると、直流入力の負極側を、交流出力の接地電位と等価、または、高い電位に維持する回路を具備しているので、非絶縁型のパワーコンディショナにおいて、直流電源の負極側を、接地電位と等価な電位に維持でき、これによって、直流電源の負極側を交流側の接地電位と略等しくできるので、漏電などの際の安全性を高めることができる。更に、直流電源が薄膜太陽電池である場合には、薄膜太陽電池の負極側を接地電位と等価または高い電位に維持して、経年劣化を防止することができる。
【００２６】
（２）本発明のパワーコンディショナの一つの実施形態では、前記回路は、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段とを具備している。
【００２７】
ここで、方形波は、立ち上がり、立ち下がり波形が完全な方形波である必要はなく、充放電により立ち上がり、立ち下がり波形に多少の鈍り等を含んでもよい。
【００２８】
正負両側に交互に正弦波的に変化するとは、基準電位に対して、正（一方）側の方形波電圧と負（他方）側の方形波電圧とが、交互に一定の周期で現れることをいい、方形波の周期と正弦波の周期とが一致するのが好ましい。
【００２９】
第3方形波電圧列との差分を得るための正弦波電圧は、電力変換の目標となる正弦波電圧、すなわち、正弦波電圧の目標値（指令値）であるのが好ましい。
【００３０】
この実施形態によると、第１、第２手段によって、第１基準電位である直流電源の負極側電位に対して、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を生成し、この第３方形波電圧列から、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしているので、直流側の負極側電位と交流側である正弦波電圧のゼロ電位とを共通にすることができ、絶縁トランスを用いない非絶縁型の当該パワーコンディショナにおいて、直流電源の負極側を、接地電位と等価な電位にすることができる。
【００３１】
更に、第１〜第３手段におけるチョッピングの周波数、すなわち、スイッチ素子のスイッチング周波数は、正弦波の正または負の半周期内で多数の方形波電圧列を生成する従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることが可能となり、スイッチング損失を低減できるとともに、スイッチ素子として導通損失の少ない素子を選択することができる。しかも、第３手段では、正負両側に交互に変化する第３方形波電圧列と正弦波電圧との差分の電圧をＰＷＭ制御するので、従来のＰＷＭ制御のインバータでスイッチングする電圧に比べて、低い電圧でのスイッチングとなり、スイッチング損失を低減できる。
【００３２】
これによって、従来のインバータに比べて、電力変換効率を向上させることができる。
【００３３】
（３）本発明のパワーコンディショナは、直流電源と商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段とを具備し、
直流側である前記直流電源の負極側を接地可能としている。
【００３４】
本発明のパワーコンディショナによると、第１、第２手段によって、第１基準電位である直流電源の負極側電位に対して、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を生成し、この第３方形波電圧列から、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしているので、直流側の負極側電位と交流側である正弦波電圧のゼロ電位とを共通にすることができ、絶縁トランスを用いない非絶縁型の当該パワーコンディショナにおいて、直流電源の負極側を接地することができる。
【００３５】
これによって、漏電などの際の安全性を高めることができるとともに、直流電源が薄膜太陽電池である場合には、薄膜太陽電池の負極側電位が、対地電位よりも低くなって経年劣化するのを防止することができる。
【００３６】
更に、第１〜第３手段におけるチョッピングの周波数、すなわち、スイッチ素子のスイッチング周波数は、正弦波の正または負の半周期内で多数の方形波電圧列を生成する従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることが可能となり、スイッチング損失を低減できるとともに、スイッチ素子として導通損失の少ない素子を選択することができる。しかも、第３手段では、正負両側に交互に変化する第３方形波電圧列と正弦波電圧との差分の電圧をＰＷＭ制御するので、従来のＰＷＭ制御のインバータでスイッチングする電圧に比べて、低い電圧でのスイッチングとなり、スイッチング損失を低減できる。
【００３７】
これによって、従来のインバータに比べて、電力変換効率を向上させることができる。
【００３８】
（４）本発明のパワーコンディショナの一つの実施形態では、前記商用電源が、１つの配線が接地された商用電源であり、前記第１ないし第３手段が、前記直流電源と前記商用電源との間に配されている。
【００３９】
１つの配線が接地された商用電源としては、中性点が接地されたＹ型三相商用電源あるいはΔ結線の三相商用電源、単相三線の商用電源、単相の商用電源で一つの配線が接地された商用電源などがある。
【００４０】
この実施形態では、１つの配線が接地された各種の商用電源に連系させた運転が可能である。
【００４１】
（５）本発明のパワーコンディショナは、直流電源と、中性点が接地されたＹ型三相商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記三相商用電源各相に系統連系した三相交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源と三相商用電源各相との間に、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段とを具備し、
直流側である直流電源の負極側を直接には接地しないで、当該負極側を交流側である前記三相商用電源の中性点に結線することで接地するものである。
【００４２】
本発明のパワーコンディショナによると、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を生成し、この第３方形波電圧列から、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしているので、直流側である直流電源の負極側電位と交流側である正弦波電圧のゼロ電位とを共通にすることができ、絶縁トランスを用いない非絶縁型の当該パワーコンディショナにおいて、直流側である直流電源の負極側を接地することができる。
【００４３】
これによって、漏電などの際の安全性を高めることができる。更に、直流電源が薄膜太陽電池である場合には、薄膜太陽電池の負極側電位が、対地電位よりも低くなって経年劣化するのを防止することができる。
【００４４】
また、直流電源の負極側と、三相商用電源の中性点との両方を共に接地すると、地絡電流が、配線と対地との両方に分かれて流れるために、地絡検出機能が十分に機能しないことになる。本発明では、直流電源の負極側を直接接地するのではなく、三相商用電源の中性点に結線し、該中性点を介して間接的に接地するので、地絡検出機能が十分に機能し、作業者等が直流入力の正極側に触れたときに、地絡電流を検出して電路を遮断するといった保護動作が可能となり、作業者等の感電を防止することができる。
【００４５】
更に、第１〜第３手段におけるスイッチング周波数は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることができるとともに、第３手段におけるＰＷＭ制御は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチングの電圧に比べて、低い電圧でのスイッチングとなるので、スイッチング損失を低減することができる。
【００４６】
これによって、従来のインバータに比べて、電力変換効率を向上させることができる。
【００４７】
（６）上記（５）の実施形態では、漏電を検出する漏電検出回路と、該漏電検出回路で漏電を検出したときに、漏電を遮断する遮断回路とを具備するようにしてもよい。
【００４８】
この実施形態によると、薄膜太陽電池の負極側を直接接地するのではなく、三相商用電源の中性点に結線し、該中性点を介して間接的に接地するので、漏電検出機能が十分に機能し、作業者等が薄膜太陽電池の正極側に触れたときに、漏電電流を検出して遮断回路で電路を遮断することができ、作業者等の感電を防止することができる。
【００４９】
（７）本発明のパワーコンディショナは、直流電源と、１つの配線が接地された商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源と商用電源との間に、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段とを具備し、
直流側である直流電源の負極側を直接接地すると共に、この負極側を交流側である前記商用電源の接地されている配線には結線しないようにしている。
【００５０】
本発明のパワーコンディショナによると、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を生成し、この第３方形波電圧列から、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしているので、直流側である直流電源の負極側電位と交流側である正弦波電圧のゼロ電位とを共通にすることができ、絶縁トランスを用いない非絶縁型の当該パワーコンディショナにおいて、直流側である直流電源の負極側を接地することができる。
【００５１】
これによって、漏電などの際の安全性を高めることができる。更に、直流電源が薄膜太陽電池である場合には、薄膜太陽電池の負極側電位が、対地電位よりも低くなって経年劣化するのを防止することができる。
【００５２】
また、直流側である直流電源の負極側と、商用電源の１つの配線とを、それぞれ接地するが、前記負極側と接地された前記配線とは結線しないので、系統電圧の歪みなどに起因して前記配線に３次高調波等の高調波が生じても、当該パワーコンディショナの内部回路に高調波電流が流れることがなく、高調波電流による内部回路の焼損等を防止することができる。
【００５３】
更に、第１〜第３手段におけるスイッチング周波数は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることができるとともに、第３手段におけるＰＷＭ制御は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチングの電圧に比べて、低い電圧でのスイッチングとなるので、スイッチング損失を低減することができる。
【００５４】
これによって、従来のインバータに比べて、電力変換効率を向上させることができる。
【００５５】
（８）本発明のパワーコンディショナは、直流電源と、中性点が接地されたＹ型三相商用電源との間に配されて、前記直流電源からの直流電力を、前記三相商用電源各相に系統連系した三相交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナにおいて、
前記直流電源と三相商用電源各相との間に、
前記直流電源からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させると共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段とを具備し、
直流側である直流電源の負極側を接地せず、かつ、この負極側をさら交流側である前記三相商用電源の中性点に結線しないことで、該負極側電位を実質接地電位とするものである。
【００５６】
本発明のパワーコンディショナによると、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を生成し、この第３方形波電圧列から、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしているので、直流側である直流電源の負極側電位と交流側である正弦波電圧のゼロ電位とを共通にすることができ、絶縁トランスを用いない非絶縁型の当該パワーコンディショナにおいて、直流側である直流電源の負極側を接地することができる。
【００５７】
これによって、漏電などの際の安全性を高めることができるとともに、直流電源が薄膜太陽電池である場合には、薄膜太陽電池の負極側電位が、対地電位よりも低くなって経年劣化するのを防止することができる。
【００５８】
直流電源の負極側は、直接接地しないけれども、負極側の電位は、三相商用電源の各相がバランスした中性点の電位と略同じになるので、実質的に接地したのと同様となる。また、直流電源の負極側を直接接地しないので、地絡検出機能が十分に機能し、作業者等が直流入力の正極側に触れたときに、地絡電流を検出して電路を遮断するといった保護動作が可能となり、作業者等の感電を防止することができる。
【００５９】
また、直流電源の負極側と三相商用電源の中性点とは、結線しないので、前記中性点に３次高調波等の高調波が生じても、当該パワーコンディショナの内部回路を高調波電流が流れることはなく、高調波電流による内部回路の焼損等を防止することができる。
【００６０】
更に、第１〜第３手段におけるスイッチング周波数は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることができるとともに、第３手段におけるＰＷＭ制御は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチングの電圧に比べて、低い電圧でのスイッチングとなるので、スイッチング損失を低減することができる。
【００６１】
これによって、従来のインバータに比べて、電力変換効率を向上させることができる。
【００６２】
（９）本発明のパワーコンディショナの一つの実施形態では、前記第１手段は、２つの第１、第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチ回路を含み、前記第１スイッチ回路は、直流電源の正負両極間に接続された第１コンデンサに並列接続され、前記第１、第２スイッチ素子は、前記第１周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、
前記第２手段は、第２コンデンサと第２スイッチ回路との並列接続回路を含み、前記並列接続回路の並列接続一方側が、前記第１、第２スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第２スイッチ回路は、２つの第３、第４スイッチ素子を直列接続してなり、前記第３、第４スイッチ素子は、前記第２周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、
前記第３手段は、第３スイッチ回路と第３コンデンサとの並列接続回路を含むと共に、前記並列接続回路に並列に接続された第４スイッチ回路を含み、前記第３スイッチ回路は、２つの第５、第６スイッチ素子を直列接続してなり、前記第５、第６スイッチ素子の直列接続部が、前記第３、第４スイッチ素子の直列接続部に接続され、前記第５、第６スイッチ素子は、前記第３周波数で交互にＯＮ／ＯＦＦされ、前記第４スイッチ回路は、２つの第７、第８スイッチ素子を直列接続してなり、前記第７、第８スイッチ素子を前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御するものである。
【００６３】
この実施形態によると、第１手段では、直流電源の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する第１方形波電圧列を生成し、第２手段では、前記第１方形波電圧列の電位である第２基準電位に対して負側に変化する第２方形波電圧列を生成すると共に、第１、第２方形波電圧列を加算することで、前記第１基準電位に対して正弦波的に交互に正負両側に変化する第３方形波電圧列を生成し、第３手段では、前記第３方形波電圧列から、前記第１基準電位に対して正負に連続して変化する正弦波電圧を生成するので、直流側である直流電源の負極側電位と交流側である正弦波電圧のゼロ電位とを共通にすることができ、絶縁トランスを用いない非絶縁型の当該パワーコンディショナにおいて、直流電源の負極側を接地することができる。
【００６４】
（１０）本発明の太陽光発電システムは、薄膜太陽電池と、該薄膜太陽電池と商用電源との間に配されて、前記薄膜太陽電池からの直流電力を、前記商用電源に系統連系した交流電力に、変換して出力するパワーコンディショナとを備える太陽光発電システムであって、
前記パワーコンディショナは、
前記薄膜太陽電池からの直流電圧を、系統周波数である第１周波数でチョッピングして電圧レベルが、薄膜太陽電池の負極側電位である第１基準電位に対して正側に変化する複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列を、生成する第１手段と、
前記第１方形波電圧列の電位を第２基準電位とし、前記第１手段の出力を前記第１周波数より所定倍高い第２周波数でチョッピングして電圧レベルが、前記正側の第１方形波電圧列より低電圧で前記第２基準電位に対して負側に変化する複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列を生成すると共に、前記第１、第２方形波電圧列を加算することでそれらが前記第１基準電位に対してその正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を形成する第２手段と、
前記第３方形波電圧列を前記正弦波電圧との差分の正負に応じたタイミングで定まる第３周波数でチョッピングして充放電させる共に、その充放電出力を、前記第３方形波電圧列と前記正弦波電圧との差分を補正するように、前記第３周波数よりも高いＰＷＭ周波数でＰＷＭ制御して、前記第３方形波電圧列と前記ＰＷＭ出力とで前記第１基準電位に対して正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成して、負荷側に出力する第３手段とを具備し、
直流側である薄膜太陽電池の負極側が接地可能である。
【００６５】
本発明の発電システムによると、非絶縁型のパワーコンディショナにおいて、直流側である薄膜太陽電池の負極側を接地できるので、薄膜太陽電池の負極側電位が、対地電位よりも低くなって経年劣化するのを防止することができる。
【００６６】
更に、パワーコンディショナの電力変換効率を、従来例のパワーコンディショナに比べて高めることができるので、発電システムの効率を高めることができる。
【発明の効果】
【００６７】
本発明によれば、非絶縁型のパワーコンディショナにおいて、直流電源の負極側を、接地電位と等価な電位に維持でき、これによって、直流電源の負極側を交流側の接地電位と略等しくできるので、漏電などの際の安全性を高めることができる。更に、直流電源が薄膜太陽電池である場合には、薄膜太陽電池の負極側を接地電位と等価または高い電位に維持して、経年劣化を防止することができる。
【００６８】
また、本発明によれば、第１、第２手段によって、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に交互に正弦波的に変化する第３方形波電圧列を生成し、この第３方形波電圧列から、直流電源の負極側電位に対して、正負両側に連続して変化する正弦波電圧を生成するようにしているので、直流電源の負極側電位と交流側である正弦波電圧のゼロ電位とを共通にすることができ、絶縁トランスを用いない非絶縁型の当該パワーコンディショナにおいて、直流電源の負極側を接地することが可能となる。これによって、漏電などの際の安全性を高めることができるとともに、直流電源が薄膜太陽電池である場合には、薄膜太陽電池の負極側電位が、対地電位よりも低くなって経年劣化するのを防止することができる。
【００６９】
更に、正負両側に交互に正弦波的に変化する方形波電圧列を生成するためのスイッチ素子のスイッチング周波数は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチング周波数よりもはるかに低くすることができるとともに、第３手段におけるＰＷＭ制御は、従来のＰＷＭ制御のインバータのスイッチングの電圧に比べて、低い電圧でのスイッチングとなるので、スイッチング損失を低減することができる。これによって、電力変換効率を従来例に比べて、高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】本発明の実施形態に係る太陽光発電システムの構成図である。
【図２】図１のパワーコンディショナの動作説明に供する図である。
【図３】図１の第１チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図４】図１の第２チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図５】図１の第３チョッパ回路の動作原理を説明するための図である。
【図６】図５の各部の電圧波形を示す図である。
【図７】入力電圧が８００Ｖの場合の各部の電圧を示す図である。
【図８】入力電圧が５２０Ｖである場合の各部の電圧を示す図である。
【図９】図１の各部の波形を示す図である。
【図１０】単相３線の場合の構成図である。
【図１１】三相３線の場合の構成図である。
【図１２】三相４線の場合の構成図である。
【図１３】本実施形態と従来方式の特性を示す図である。
【図１４】図１３の従来方式の構成図である。
【図１５】作業者の感電を説明するための図である。
【図１６】太陽電池の負極側と商用電源の中性点とを、共に接地したときの電流の流れを説明するための図である。
【図１７】本発明の他の実施形態の構成図である。
【図１８】本発明の更に他の実施形態の構成図である。
【図１９】本発明の他の実施形態の構成図である。
【図２０】従来例の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００７１】
以下、図面によって本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００７２】
図１は、本発明の一つの実施の形態に係る太陽光発電システムの構成図であり、単相２線の場合の構成を示している。
【００７３】
この実施形態の太陽光発電システムは、太陽電池パネル１と、太陽電池パネル１からの直流電力を交流電力に変換し、商用電源２と連系運転するパワーコンディショナ３と、を備えている。
【００７４】
太陽電池パネル１は、複数の太陽電池モジュールを直列、並列に接続して所要の発電電力を得られるように構成されている。
【００７５】
この実施形態の太陽電池パネル１は、アモルファスシリコン製の薄膜太陽電池から構成されている。
【００７６】
この実施形態のパワーコンディショナ３は、絶縁トランスを備えていない非絶縁型トランスレスのパワーコンディショナである。
【００７７】
このパワーコンディショナ３は、平滑コンデンサである第１コンデンサ４と、第１〜第３チョッパ回路５〜７と、ノイズフィルタ８と、各部の電圧等を計測して各チョッパ回路５〜７を制御する制御回路９と、を備えている。
【００７８】
第１〜第３チョッパ回路５〜７および制御回路９は、太陽電池パネル１に対してカスケード接続されたチョッパコンバータを構成する。
【００７９】
太陽電池パネル１の負極側は接地されている。図中で示す（ａ）点はグランドであり、このグランドの電圧はゼロである。（ｂ）点は、太陽電池パネル１の正極側である。太陽電池パネル１の正負両極間に、第１コンデンサ４が並列に接続されている。
【００８０】
第１チョッパ回路５は、第１コンデンサ４に並列に接続されている。第１チョッパ回路５は、直列接続した２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１を含む。第１、第２スイッチ素子１０、１１にはダイオードが各々逆並列に接続されている。第１チョッパ回路５は、これら２つの第１、第２スイッチ素子１０、１１により第１スイッチ回路を構成している。
【００８１】
第１チョッパ回路５において、第１、第２スイッチ素子１０、１１は、制御回路９からのゲート信号によって、系統周波数、例えば５０Ｈｚと同じ第１周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。これら第１、第２スイッチ素子１０、１１は、第２、第３チョッパ回路６、７のスイッチ素子１２〜１７と同様に、例えば、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。なお、スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＩＧＢＴ、トランジスタ等の他のスイッチ素子であってもよい。
【００８２】
第２チョッパ回路６は、第２コンデンサ１８と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第３、第４スイッチ素子１２、１３を直列接続してなる第２スイッチ回路と、を含む。第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路とは互いに並列接続されている。第３、第４スイッチ素子１２、１３は、制御回路９からのゲート信号によって、第１周波数ｆ１の２倍の周波数である第２周波数ｆ２、例えば、１００Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【００８３】
この第２チョッパ回路６において第２コンデンサ１８と第２スイッチ回路との並列接続一端側は、第１チョッパ回路５において第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｃ）で示す。図中（ｃ）（ｄ）は第２コンデンサ１８の両コンデンサ電極側に該当する。
【００８４】
第３チョッパ回路７は、ダイオードを逆並列に接続した２つの第５、第６スイッチ素子１４、１５を直列接続してなる第３スイッチ回路と、第３コンデンサ１９と、ダイオードを逆並列に接続した２つの第７、第８スイッチ素子１６、１７を直列接続してなる第４スイッチ回路と、を含む。第３チョッパ回路７において、これら第３スイッチ回路、第３コンデンサ１９および第４スイッチ回路は互いに並列接続されている。これら回路の並列接続一端側と他端側とをそれぞれ図中（ｆ）（ｇ）で示す。第３コンデンサ１９の両コンデンサ電極側はこの（ｆ）（ｇ）に該当する。
【００８５】
第５、第６スイッチ素子１４、１５は、制御回路９からのゲート信号によって、第１周波数ｆ１の３倍の周波数である第３周波数ｆ３、例えば、１５０Ｈｚで交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。第７、第８スイッチ素子１６、１７は、制御回路９からのゲート信号によって、高周波数ｆ４、例えば、１８ｋＨｚでＰＷＭ制御される。
【００８６】
第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５の直列接続部は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部に接続されている。その接続点を図中（ｅ）で示す。また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部に、リアクトル２０と第４コンデンサ２１とからなるノイズフィルタ８が接続されている。その接続点を図中（ｈ）で示す。このノイズフィルタ８には、図示しない負荷および商用電源２が接続されている。
【００８７】
制御回路９は、系統電圧Ｖｓおよび系統電流Ｉｓを、図示しない差動増幅回路等を介して計測し、従来と同様に商用電源２の系統周波数に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を算出するとともに、第１〜第３コンデンサ４、１８、１９の両端の電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２、Ｖｄ３を図示しない差動増幅回路等を介して計測して、各チョッパ回路５〜７を制御するためのゲート信号を生成する。
【００８８】
前記電圧Ｖｄ１は、グランドである（ａ）点電圧を基準として（ｂ）点に現れる太陽電池パネル１の直流出力電圧である。
【００８９】
電圧Ｖｄ２は、第２チョッパ回路６の第２コンデンサ１８の一方のコンデンサ電極点（ｄ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｃ）での充電電圧である。
【００９０】
電圧Ｖｄ３は、第３チョッパ回路７の第３コンデンサ１９の一方のコンデンサ電極点（ｆ）を基準とした他方のコンデンサ電極点（ｇ）での充電電圧である。
【００９１】
図２は、この実施形態の各チョッパ回路５〜７の動作の概略を説明するための図であり、同図（Ａ）は図１の要部の構成図、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、同図（Ａ）中の電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３をそれぞれ示しており、同図（Ｂ），（Ｃ）には、上述の系統に同期した正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の波形を細い実線で示している。
【００９２】
前記電圧Ｖ１は、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位とした第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧である。
電圧Ｖ２は、前記（ｃ）点の電位を第２基準電位とした第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
【００９３】
電圧Ｖ３は、第３チョッパ回路７の第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
【００９４】
第１チョッパ回路５では、商用電源２の系統周波数と同じ５０Ｈｚの場合、系統周波数と同じ５０Ｈｚの第１周波数ｆ１で第１、第２スイッチ素子１０、１１を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。これにより、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、太陽電池パネル１の負極側電圧（電圧レベルゼロ）を第１基準として正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１の方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の正極側の直流出力電圧Ｖｄ１となる。
【００９５】
第２チョッパ回路６では、第１周波数ｆ１の２倍の周波数である１００Ｈｚの第２周波数ｆ２で第３，第４スイッチ素子１２、１３を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００９６】
これにより、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、同図（Ｃ）に示すように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を第２基準として、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。この電圧Ｖ２の方形波の電圧レベルは、直流出力電圧Ｖｄ１の１／２となるように制御される。
【００９７】
この第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、グランドである（ａ）点を基準とした場合、すなわち、第１基準電位を基準とした場合は、後述の図４（Ｄ）に示すように、（ａ）−（ｃ）点間の電圧Ｖ１と、（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した正負に交互に変化する正弦波状に対応した階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２となる。この階段状の電圧Ｖ１＋Ｖ２は、図４（Ｄ）に細い実線で示される上述の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊と同期して正負に交互に変化する。
【００９８】
第３チョッパ回路７では、この階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧を補償するように第５、第６スイッチ素子１４、１５を、第１周波数ｆ１の３倍の周波数である１５０Ｈｚの第３周波数ｆ３で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御し、また、第７、第８スイッチ素子１６、１７を、１８ｋＨｚの周波数ｆ４でＰＷＭ制御する。
【００９９】
これによって、図２（Ａ）の第３チョッパ回路７の第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準としてＰＷＭの平均値で示すと、図２Ｄに示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧に対応したものとなる。
【０１００】
したがって、第３チョッパ回路６の第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３は、グランドである（ａ）点の第１基準電位を基準とした場合には、商用電源２に同期した目標電圧の指令値Ｖ＊に対応した正弦波状の電圧となる。
以下、第１〜第３チョッパ回路５〜７の動作原理を更に詳細に説明する。
【０１０１】
図３は、第１チョッパ回路５の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は太陽電池パネル１、第１コンデンサ４および第１チョッパ回路５を、同図（Ｂ）は（ａ）−（ｃ）間電圧Ｖ１をそれぞれ示している。特に、同図（Ｂ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を細い実線で示している。
【０１０２】
太陽電池パネル１の正極側である（ｂ）点には、グランドである（ａ）点の電位を第１基準電位として第１コンデンサ４で平滑化された太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１が現れる。
【０１０３】
第１チョッパ回路５において、直流出力電圧Ｖｄ１は、５０Ｈｚの第１周波数ｆ１で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第１、第２スイッチ素子１０、１１によってチョッピングされる。
【０１０４】
第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦのときは、（ｂ）点電圧である第１コンデンサ４の充電電圧Ｖｄ１が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮのときは、（ａ）点のグランド電圧が、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点に現れる。
【０１０５】
したがって、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧Ｖ１は、同図（Ｂ）に示すように、グランド電位を第１基準電位として正側に立ち上がる複数の方形波電圧からなる第１方形波電圧列となる。この電圧Ｖ１は、太陽電池パネル１の負極側である（ａ）点を基準とした第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電圧であり、方形波の電圧レベルは、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１、例えば、８００Ｖとなる。この第１チョッパ回路５では、系統の電圧と位相が一致した方形波電圧列を生成するので、有効電力を出力することができる。
【０１０６】
図４は、第２チョッパ回路６の動作原理を説明するための図であり、同図（Ａ）は第１チョッパ回路５および第２チョッパ回路６を、同図（Ｂ）は電圧Ｖ１を、同図（Ｃ）は電圧Ｖ２を、同図（Ｄ）は電圧Ｖ１＋Ｖ２をそれぞれ示しており、同図（Ｂ）〜（Ｄ）は、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
【０１０７】
第２チョッパ回路６において、同図（Ｂ）に示される（ｃ）点の電圧Ｖ１は、１００Ｈｚの第２周波数ｆ２で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される第３，第４スイッチ素子１２、１３により、チョッピングされる。
【０１０８】
第３スイッチ素子１２がＯＮ、第４スイッチ素子１３がＯＦＦのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点と同電位となる。
【０１０９】
第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮのときは、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電位は、（ｃ）点の電位よりもマイナスとなる。
【０１１０】
したがって、第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧Ｖ２は、上述のように、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点の電位を第２基準電位として同図（Ｃ）に示すように、負側に立ち下がる複数の方形波電圧からなる第２方形波電圧列となる。
【０１１１】
なお、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＮ、第２スイッチ素子１１がＯＦＦしたときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８が充電される。
【０１１２】
また、第１チョッパ回路５の第１スイッチ素子１０がＯＦＦ、第２スイッチ素子１１がＯＮしているときに、第２チョッパ回路６の第３スイッチ素子１２がＯＦＦ、第４スイッチ素子１３がＯＮすることによって、第２コンデンサ１８の充電電荷はそれらＯＮしているスイッチ素子１１，１３を介して放電される。
【０１１３】
このように第２コンデンサ１８は、図４（Ｃ）に示すように、充電期間Ｔ１に亘る充電と、放電期間Ｔ２に亘る放電とを交互に繰り返し、（ｃ）点の第２基準電位を基準にして負側に立ち下がる方形波電圧が生成される。
【０１１４】
この方形波の電圧レベルＶｄ２は、太陽電池パネル１の直流出力電圧Ｖｄ１の１／２（Ｖｄ２＝−Ｖｄ１／２）、例えば、４００Ｖである。
【０１１５】
前記電圧Ｖ２は、第１、第２スイッチ素子１０、１１の直列接続部である（ｃ）点を基準とした第３、第４スイッチ素子１２、１３の直列接続部である（ｅ）点の電圧である。
【０１１６】
したがって、第２チョッパ回路６では、グランドである太陽電池パネル１の負極側の（ａ）点の電位を第１基準電位として（ｅ）点には、同図（Ｂ）の（ａ）−（ｃ）点間電圧Ｖ１と、同図（Ｃ）の（ｃ）−（ｅ）点間電圧Ｖ２とを合計した、同図（Ｄ）に示す正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の変化に対応して交互に正負に変化する階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２が現れることになる。
【０１１７】
この第２チョッパ回路６では、負側に立ち下がる方形波電圧列を生成するので、偶数次の高調波を除去することができ、また、等しい電力で充電と放電とを繰り返すので原理的な有効電力は、ゼロとなる。
【０１１８】
また、充放電は，後述の図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが第２コンデンサ１８を流れることで行われる。図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが正のとき図４（Ｃ）のＴ１の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で充電される。このため、実際の動作ではＴ１期間徐々にＶ２は減少する。同様に、図９（Ｃ）の系統電流Ｉｓが負のとき図４（Ｃ）のＴ２の期間第２コンデンサ１８は正弦波電流で放電される。このため、実際の動作ではＴ２期間徐々にＶ２は増加する。
【０１１９】
図５は、第３チョッパ回路７の動作原理を説明するための図である。図６（Ａ）は前記階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２を、図６（Ｂ）は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準として、第７、第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧Ｖ３をＰＷＭの平均値で示している。図６（Ａ）には、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を細い実線で併せて示している。
【０１２０】
第５，第６スイッチ素子１４、１５は、図６（Ａ）に示す（ｅ）点の階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧の正負に応じたタイミングでＯＮ／ＯＦＦ制御される。その結果、上記電圧Ｖ１＋Ｖ２は、そのＯＮ／ＯＦＦ制御のタイミングで第３コンデンサ１９に充放電される。
【０１２１】
換言すれば、電圧Ｖ１＋Ｖ２＞正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は正であり、第５スイッチ素子１４がＯＮ、第６スイッチ素子１５がＯＦＦに制御される結果、電圧Ｖ１＋Ｖ２は第３コンデンサ１９に充電される。
【０１２２】
一方、電圧Ｖ１＋Ｖ２＜正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊の関係式が成立するときは、差電圧は負であり、第５スイッチ素子１４がＯＦＦ、第６スイッチ素子１５がＯＮに制御される結果、第３コンデンサ１９に充電された電圧は放電される。
【０１２３】
上記差電圧の大小関係の周期は、第３周波数ｆ３である１５０Ｈｚであり、結果として、第５，第６スイッチ素子１４、１５は、その第３周波数ｆ３で交互にＯＮ／ＯＦＦ制御される。
【０１２４】
更に、第３チョッパ回路７では、電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧を補正するデューティで、第１周波数ｆ１よりも数百倍高い周波数である１８ｋＨｚの第４周波数ｆ４で第７、第８スイッチ素子１６、１７をＰＷＭ制御する。
【０１２５】
これによって、第７，第８スイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ｂ）に示すように、階段状波形の電圧Ｖ１＋Ｖ２と正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧に対応する電圧Ｖ３が現れる。
【０１２６】
この電圧Ｖ３は、ＰＷＭの平均値を示している。この電圧Ｖ３は、第５、第６のスイッチ素子１４、１５の直列接続部である（ｅ）点を基準とした第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点の電圧である。
【０１２７】
したがって、第３チョッパ回路７では、グランドである太陽電池パネル１の負極側の（ａ）点を基準として第７、第８のスイッチ素子１６、１７の直列接続部である（ｈ）点には、図６（Ａ）に示される（ａ）−（ｅ）点間電圧Ｖ１＋Ｖ２と、図６（Ｂ）に示される（ｅ）−（ｈ）点間電圧Ｖ３とを合計した、図６（Ａ）の細い実線で示される電力系統周波数の変化と同相の正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊が現れることになる。
【０１２８】
この第３チョッパ回路７では、系統周波数の３倍の周波数でチョッピングするとともに、正弦波電圧との差分をなくしているので、第３次以上の高調波を抑制することができる。
【０１２９】
次に、図１の制御回路９による各チョッパ回路５〜７のチョッパ制御について、更に詳細に説明する。
【０１３０】
制御回路９は、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１に対するゲート信号によって、上述の図３（Ｂ）の正側に立ち上がる複数の方形波電圧のパルス幅を制御する。
【０１３１】
すなわち、第１チョッパ回路５の出力電圧の基本波成分を、系統電源の基本波電圧と一致させるように制御するものであり、方形波電圧のパルス幅δが、例えば、次式で算出される値になるように制御する。
δ＝ｓｉｎ−１{（√２πＶ）／（２Ｖｄ１）}
ここで、Ｖは、系統電源の電圧Ｖｓの実効値である。
【０１３２】
このパルス幅δを、Δδ１だけ調整すると、基本波電圧を増減することができ、このΔδ１を、計測した上述の電圧Ｖｄ３とその目標値Ｖｄ３＊との誤差に係数を乗じて算出する。
【０１３３】
制御回路９は、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３に対するゲート信号によって、上述の図４（Ｃ）に示される電圧Ｖｄ２が、第１チョッパ回路５の電圧Ｖｄ１の１／２になるように制御する。
【０１３４】
すなわち、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３がゲート信号によってＯＮ／ＯＦＦ制御されると、上述のように第２コンデンサ１８が充電と放電とを繰り返し、図４（Ｃ）に示す負側に立ち下がる複数の方形波電圧列を生成するのであるが、充電期間Ｔ１、すなわち、充電に対応する方形波のパルス幅は、第１チョッパ回路５から出力される方形波のパルス幅と同じであり、放電期間Ｔ２、すなわち、放電に対応する方形波のパルス幅は、充電に対応する方形波のパルス幅を、Δδ２だけ微調整したものである。
【０１３５】
このΔδ２は、計測した電圧Ｖｄ２と目標とする電圧Ｖｄ２＊との誤差に係数値を乗じて算出する。この目標とする電圧Ｖｄ２＊を、計測した電圧Ｖｄ１の１／２の電圧としている。
【０１３６】
制御回路９は、太陽電池パネル１の発電出力の変動に応じて、方形波電圧のパルス幅を上述のように制御する。
【０１３７】
図７および図８に、太陽電池パネル１からの入力電圧Ｖｄ１が変動した場合の正側および負側の方形波電圧Ｖ１，Ｖ２のシミュレーション波形を示す。図７は、入力電圧Ｖｄ１が８００Ｖの場合を、図８は、入力電圧Ｖｄ1が５２０Ｖである場合をそれぞれ示している。
【０１３８】
図７（Ａ）、図８（Ａ）は正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊を示す。
【０１３９】
図７（Ｂ）、図８（Ｂ）は第１チョッパ回路５による正側の電圧Ｖ１を示す。
【０１４０】
図７（Ｃ）、図８（Ｃ）は第２チョッパ回路６による負側の電圧Ｖ２を示す。
【０１４１】
入力電圧Ｖｄ１が低くなると、図８（Ｂ）に示す正側の方形波および図８（Ｃ）に示す負側の方形波のいずれのパルス幅も、図７に比べて広くなるように制御することが分かる。
【０１４２】
また、制御回路９は、上述の図６（Ａ）に示す階段波状の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧の正負に応じてタイミングで、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御し、更に、前記差電圧を補正するようなデューティで、第７、第８スイッチ素子１６、１７を高周波数でＰＷＭ制御し、上述のように目標電圧の指令値Ｖ＊の正弦波電圧を生成する。
【０１４３】
図９は、図１の各部のシミュレーション波形を示すものであり、いずれもグランドを基準としている。図９（Ａ）は系統電圧Ｖｓ、図９（Ｂ）は第３チョッパ回路７の出力電圧Ｖ、図９（Ｃ）は系統電流Ｉｓ、図９（Ｄ）は電圧Ｖ１およびＶ２（破線）、図９（Ｅ）は電圧Ｖ３、図９（Ｆ）は電圧Ｖｄ２およびＶｄ３（破線）である。
【０１４４】
この実施形態では、第２チョッパ回路６によって、太陽電池パネル１の負極側を基準電位として、マイナス側の電圧を生成し、太陽電池パネル１からの直流と変換後の交流との基準電位が共通であるので、太陽電池パネル１の負極側をグランド電位にすることが可能となり、変換効率に優れる非絶縁型のパワーコンディショナにおいて、薄膜太陽電池の負極側をグランド電位にすることができ、アモルファスシリコンからなる薄膜太陽電池の劣化を防止することが可能となる。
【０１４５】
更に、この実施形態では、上述のように、第１チョッパ回路５の第１、第２スイッチ素子１０、１１は、例えば、８００Ｖの電圧を５０Ｈｚの第１周波数ｆ１でスイッチングし、第２チョッパ回路６の第３、第４スイッチ素子１２、１３は、例えば、４００Ｖの電圧を１００Ｈｚの第２周波数ｆ２でスイッチングし、第３チョッパ回路７の第５、第６スイッチ素子１４、１５は、例えば、２６０Ｖの電圧を１５０Ｈｚの第３周波数ｆ３でスイッチングしている。すなわち、これらスイッチ素子１０〜１５は、従来のパワーコンディショナのＰＷＭ制御のインバータのＰＷＭ周波数に比べて、はるかに低い周波数でスイッチングしている。
【０１４６】
また、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７は、階段波状の電圧Ｖ１＋Ｖ２と、正弦波状の目標電圧の指令値Ｖ＊との差電圧である２６０Ｖ程度の電圧を１８ｋＨｚの高い周波数でＰＷＭ制御している。すなわち、第７、第８スイッチ素子１６、１７では、従来のパワーコンディショナのＰＷＭ制御のインバータに比べて、低い電圧をスイッチングしている。
【０１４７】
このように、第１〜第３チョッパ回路５〜７の第１〜６スイッチ素子１０〜１５では、従来のＰＷＭ制御に比べて、はるかに低い周波数でスイッチングしているので、スイッチング損失を低減できるとともに、導通損失の低いスイッチ素子や安価なスイッチ素子を選択することができる一方、第３チョッパ回路７の第７、第８スイッチ素子１６、１７では、従来のＰＷＭ制御に比べて低い電圧をスイッチングするので、スイッチング損失を低減することが可能となる。
【０１４８】
これによって、パワーコンディショナ３の電力変換効率を、従来例の非絶縁型のパワーコンディショナに比べて向上させることができる。
【０１４９】
上述の実施形態では、単相２線の場合に適用して説明したけれども、本発明の他の実施形態として、図１０に示すように単相３線、図１１に示すようにΔ型三相３線、あるいは、図１２に示すようにＹ型三相４線に適用してもよい。この図１２では、太陽電池パネル１と、中性点２ａが接地されたＹ型三相の商用電源２の各相との間に、上述の第１〜第３チョッパ回路５〜７およびノイズフィルタ８がそれぞれ設けられている。
【０１５０】
図１３は、図１５に示す三相４線の場合の本実施形態と、図１４に示される従来方式との特性を比較して示すものであり、横軸は出力電力（Ｗ）を、縦軸は効率（％）を示している。同図において、実線は、本実施形態の特性を示し、太い実線はＳＪ（スーパージャンクション）ＭＯＳＦＥＴを、細い実線はＩＧＢＴを、スイッチ素子としてそれぞれ使用した場合の特性を示しており、破線は、従来方式の特性を示している。
【０１５１】
なお、この図１３は、系統線間電圧４００Ｖ、入力電圧５７０Ｖの場合を示している。また、従来方式は、図１４に示すように、リアクトル２８、ダイオード２９、ＩＧＢＴ３０およびスイッチ３１を含む昇圧回路３２、平滑コンデンサ４１およびＰＷＭ制御のインバータ４２を備える非絶縁型のパワーコンディショナである。
【０１５２】
この図１３に示すように、本実施形態では、従来方式に比べて、効率が向上していることが分かる。
【０１５３】
上述の各実施形態では、直流側である太陽電池パネル１の負極側であるａ点を接地しているので、例えば、図１５に示すように、作業者５０等が、直流の正極側であるｂ点に触れると、感電することになる。
【０１５４】
非絶縁型のパワーコンディショナには、地絡を検出して電路を遮断して保護する地絡検出機能が装備されている。しかし、直流側である太陽電池パネル１の負極側ａと、交流側である三相商用電源２の中性点２ａとを共に接地すると、図１６に示すように、地絡電流は、実線の矢符Ａで示すように配線を流れる一方、破線の矢符Ｂで示すように対地にも分かれて流れることになる。このため、配線を流れる地絡電流を検出する地絡検出機能が十分に機能せず、作業者を感電から保護することができない。
【０１５５】
したがって、この場合には、例えば、太陽電池パネル１の負極側の接地部分にヒューズを設けたり、作業者が、正極側に不用意に触れることができないように、絶縁部材で覆って保護するといった必要がある。
【０１５６】
図１７は、本発明の他の実施形態を示すものであり、上述の図１２に対応する部分には、同一の参照符号を付す。
【０１５７】
この実施形態では、直流側である太陽電池パネル１の負極側（ａ）を直接接地するのではなく、負極側を、交流側であるＹ型の三相商用電源２の中性点２ａに結線することによって、間接的に接地するものである。
【０１５８】
この実施形態によれば、太陽電池パネル１の負極側を直接接地していないので、作業者５０が、直流側の正極側ｂに触れると、地絡検出機能によって作業者５０を保護することができる。すなわち、作業者５０が、直流側の正極側ｂに触れると、破線の矢符Ｃで示される地絡電流を、漏電検出回路としての零相変流器ＺＣＴ５１で検出し、上述の制御回路９は、ＺＣＴ５１の検出出力に基づいて、遮断回路としてのリレー５２を開成して電路を遮断するとともに、電力変換動作を停止させる。
【０１５９】
また、太陽電池パネル１の負極側（ａ）が、交流側である三相商用電源２の中性点２ａを介して接地されるので、薄膜太陽電池の劣化を防止することが可能となる。
【０１６０】
図１８は、本発明の更に他の実施形態を示すものであり、図１２に対応する部分には、同一の参照符号を付す。
【０１６１】
上述の図１６に示すように、直流側である太陽電池パネル１の負極側と、交流側である三相商用電源２の中性点２ａとを共に接地すると、系統側の電圧の歪みなどによって中性点２ａに高調波が生じたような場合には、高調波電流が、破線の矢符Ｂで示すように対地を流れるとともに、実線の矢符Ａで示すように、パワーコンディショナの内部を流れ、内部回路を焼損する虞がある。
【０１６２】
そこで、この実施形態では、図１８に示すように、直流側である太陽電池パネル１の負極側（ａ）と、交流側である三相商用電源２の中性点２ａとを、それぞれ接地する一方、両者を結線しないようにしている。これによって、高調波電流は、破線の矢符Ｄに示すように対地を流れることになり、パワーコンディショナの内部回路を焼損することがない。
【０１６３】
図１９は、本発明の更に他の実施形態を示すものであり、上述の図１２に対応する部分には、同一の参照符号を付す。
【０１６４】
この実施形態では、直流側である太陽電池パネル１の負極側（ａ）を接地しないようにしている。接地しなくても、太陽電池パネル１の負極側（ａ）は、商用電源２の三相がバランスした中性点２ａの電圧と略等しくなるので、略グランド電位となる。
【０１６５】
この実施形態によれば、直流側である太陽電池パネル１の負極側（ａ）を接地しないので、作業者５０が、直流側の正極側ｂに触れると、地絡電流を、零相変流器ＺＣＴ５１で検出し、制御回路９は、ＺＣＴ５１の検出出力に基づいて、リレー５２を開成して電路を遮断するとともに、電力変換動作を停止させることができる。すなわち、地絡検出機能によって作業者を保護することができる。また、太陽電池パネル１の負極側の電位は、三相がバランスする中性点２ａの電位であるグランドと略同じ電位となるので、太陽電池パネル１を構成するアモルファスシリコンからなる薄膜太陽電池の劣化を防止することが可能となる。
【０１６６】
更に、太陽電池パネル１の負極側（ａ）と商用電源２の中性点２ａを結線していないので、高調波電流がパワーコンディショナの内部回路を流れることもなく、内部回路を焼損することもない。
【０１６７】
上述の各実施形態では、直流電源として太陽電池に適用して説明したけれども、本発明は、太陽電池以外の燃料電池やその他の直流電源にも適用できるものである。
【産業上の利用可能性】
【０１６８】
本発明は、パワーコンディショナとして有用である。
【符号の説明】
【０１６９】
１                       太陽電池パネル
２                       商用電源
３                       パワーコンディショナ
５                       第１チョッパ回路
６                       第２チョッパ回路
７                       第３チョッパ回路
９                       制御回路
１０〜１７               第１〜第８スイッチ素子
【図１】
2010220321.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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