(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置のスイッチング損失を低減させること。【解決手段】直流電源、第１リアクトルＬ１、第１リアクトルにアノードが接続された第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｄ、接地とが直列接続された充電回路と、第１ダイオードのアノードと接地間に設けられた第１スイッチング素子Ｓｍとを有する。さらに、第１リアクトルにアノードが、第１スイッチング素子にカソードが接続された第２ダイオードＤ２と、第１スイッチング素子に並列に接続され、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒ、第１コンデンサにアノードが接続された第３ダイオードＤａ、第２スイッチング素子Ｓａとが直列接続された補助回路と、第３ダイオードと第２スイッチング素子との直列接続に並列に接続され、カソードが第３ダイオードのアノードに接続された第４ダイオードＤ４と、第１スイッチング素子に並列に接続された第２コンデンサＣｍと、カソードが第１スイッチング素子の高電位側に接続された第５ダイオードＤｍとを有する。【選択図】図１
2010213494.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源、第１リアクトル、第１リアクトルにアノードが接続された第１ダイオード、平滑コンデンサ、接地とが直列接続された充電回路と、前記第１ダイオードのアノードと接地間に設けられた第１スイッチング素子とを有するスイッチング電源装置において、
前記第１リアクトルにアノードが、前記第１スイッチング素子にカソードが接続された第２ダイオードと、
前記第１スイッチング素子に並列に接続され、第２リアクトル、第１コンデンサ、前記第１コンデンサにアノードが接続された第３ダイオード、第２スイッチング素子とが直列接続された補助回路と、
前記第３ダイオードと前記第２スイッチング素子との直列接続に並列に接続され、カソードが前記第３ダイオードのアノードに接続された第４ダイオードと、
前記第１スイッチング素子に並列に接続された第２コンデンサと、カソードが前記第１スイッチング素子の高電位側に接続された第５ダイオードと、
とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記第３ダイオードのアノードにアノードが接続され、前記第１ダイオードのカソードにカソードが接続された第６ダイオードを有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング損失を低減させたスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして、図６に示す回路が知られている。図６において、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、直流電源Ｖｂに接続された、リアクトルＬ１、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣの直列接続回路と、リアクトルと接地間に接続された主スイッチング素子Ｓ１と、その主スイッチング素子Ｓ１に並列に接続されたダイオードＤ１とを有している。この装置は、主スイッチング素子Ｓ１をオンさせて、リアクトルＬ１に通電して、磁気エネルギーをアリクトルＬ１に蓄積し、スイッチング素子Ｓ１をオフする時にリアクトルＬ１に発生する起電力を利用して、直流電源Ｖｂの電圧よりも高い電圧に、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣを充電するものである。したがって、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ１に電流が流れている状態でオフすることになり、端子間電圧が零ではない状態でオンすることになる。
【０００３】
ＤＣ−ＤＣコンバータには、スイッチング素子Ｓ１の接合容量や配線による寄生インダクタンスが存在するために、スイッチング素子Ｓ１がオフする時には、急峻には電流を遮断することができず、スイッチング素子Ｓ１がオンする時には、完全に導通する前に電流が流れ始める。完全に非導通状態から完全に導通状態へ遷移する過渡過程及び完全に導通状態から完全に非導通状態へ遷移する過渡過程において、電流がスイッチング素子Ｓ１を流れることになり、スイッチング損失が発生し、素子の発熱の原因となっていた。この発熱が大きくなることは、リアクトル、平滑コンデンサを小型し、軽量化を図り、高周波動作させる上においては、弊害となる。
【０００４】
また、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンに遷移する時、ダイオードＤ２は、順方向電流が流れている状態で、急激に逆バイアス電圧が印加されることになる。このため蓄積された少数キャリアがカソードからアノードに流れる。すなわち、ダイオードＤ２が順方向バイアスから逆方向バイアスに変化する逆回復期間において、リカバリー電流がカソードからアノードに向けて流れるため、ダイオードＤ２は、大きな熱損失を発生する。
【０００５】
これらの課題を解決するためには、下記特許文献１、２に開示された、いわゆるソフトスイッチング技術が知られている。下記特許文献１の技術は、主スイッチング素子がオフの期間において流れている平滑コンデンサを充電するブースト電流を、ＬＣ直列共振回路の補助スイッチをオンにすることで、パイパスさせてブースト電流を減少させ、所定値に減少したタイミングで、主スイッチング素子をオンさせた後、補助スイッチをオフさせるものである。また、主スイッチング素子をオフさせる前に、補助スイッチをオンにして、ＬＣ直列共振を用いて、そのＬＣ直列共振回路のインピーダンスを主スイッチチング素子Ｓ１のインピーダンスよりも低くして、主スイッチング素子を流れる電流をＬＣ直列共振回路にバイパスさせて、主スイッチング素子に流れる電流が最小となったタイミングで、主スイッチング素子をオフにするものである。
【０００６】
また、下記特許文献２に開示された技術も、主スイッチング素子がオンになる時、スナバコイルの逆起電力を利用して、平滑コンデンサを充電するブースト電流が急減しないようにして、これにより、主スイッチング素子がオンした後に流れる電流を徐々に増加させるようにしている。また、主スイッチング素子がオフする時には、主スイッチング素子に電流が流れている状態で、オフにしているが、主スイッチング素子がオンの期間の時に、補助スイッチをオンにしておき、ブーストリアクトルを流れる電流を、補助回路側に平行して流している。そして、主スイッチング素子が、オフする時には、主スイッチング素子を流れている電流を、補助回路側に瞬時に転流させることで、ソフトスイッチングを実現している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平７−４６８３１号公報
【特許文献２】特開２０００−２３２７７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、上記特許文献１の技術では、主スイッチング素子をオンオフするタイミングを、補助スイッチを流れる電流を電流検知器で検出して、制御しているため、タイミングを制御する制御回路を必要となるなど、回路構成が複雑となる。また、補助スイッチを流れる電流が最大となるタイミングで、主スイッチング素子のオンオフを制御するために、完全な電流零でスイッチングすることはできない。このため、損失は発生する。また、補助スイッチのソース回路に電流検出抵抗やコンデンサを挿入しているために、主スイッチング素子と、補助スイッチの駆動電圧が異なる。このため、駆動回路電源は絶縁を必要とし、製造コストが上昇する。
【０００９】
また、特許文献２では、ブーストリアクトルに電磁エネルギーを蓄積するための電流を主スイッチング素子と、補助スイッチとに分流している。また、主スイッチング素子がオフするタイミングで流れ出すブースト電流の増加率を低減させるために、主スイッチング素子がオンしている期間において、補助スイッチをオンさせて、スナバコイル、クランプコンデンサに正方向、逆方向の電流を流しておく必要がある。このために、特許文献２の技術では、補助スイッチのオン期間は、主スイッチング素子のオン期間と、同様な長さを必要とする。このため、補助スイッチを流れる電流による定常損失が増加し、スイッチング電源としての損失が大きくなるという課題がある。
【００１０】
本発明は、上記した課題を解決するためになされたものであり、その目的は、簡単な回路構成により、スイッチング電源装置におけるスイッチング損失を低減することである。  
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、直流電源、第１リアクトル、第１リアクトルにアノードが接続された第１ダイオード、平滑コンデンサ、接地とが直列接続された充電回路と、第１ダイオードのアノードと接地間に設けられた第１スイッチング素子とを有するスイッチング電源装置において、第１リアクトルにアノードが、第１スイッチング素子にカソードが接続された第２ダイオードと、第１スイッチング素子に並列に接続され、第２リアクトル、第１コンデンサ、第１コンデンサにアノードが接続された第３ダイオード、第２スイッチング素子とが直列接続された補助回路と、第３ダイオードと第２スイッチング素子との直列接続に並列に接続され、カソードが第３ダイオードのアノードに接続された第４ダイオードと、第１スイッチング素子に並列に接続された第２コンデンサと、カソードが第１スイッチング素子の高電位側に接続された第５ダイオードと、とを有することを特徴とするスイッチング電源装置である。
【００１２】
ここで、直流電源は、バッテリ、交流整流電源、コンバータ電源、他のＤＣ−ＤＣ電源など、任意である。また、第２リアクトルと第１コンデンサの接続順序は、入れ換えても良い。また、第３ダイオードと第２スイッチング素子との接続順序は、入れ換えて良い。第１スイッチング素子のオンオフのタイミングは、負荷に応じた周波数で、制御装置により制御される。第２スイッチング素子のオンオフのタイミングは、この第１スイッチング素子がオンする時には、このオンタイミングに対して、所定時間前にオンして、所定時間後にオフさせる。また、この第１スイッチング素子がオフする時には、このオフタイミングに対して、所定時間前にオンして、所定時間後にオフさせる。
【００１３】
第２の発明は、第１の発明において、第３ダイオードのアノードにアノードが接続され、第１ダイオードのカソードにカソードが接続された第６ダイオードを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
第２リアクトルと第１コンデンサによる直列共振、及び、第２リアクトルと第１コンデンサと第２コンデンサによる直列共振回路により、第１スイッチング素子を、それを流れる電流が零、端子間電圧が零の状態で、オン及びオフさせることができる。したがって、第１スイッチング素子のスイッチング損失を低減させることができる。また、通電電流を遮断することで発生する高い誘導電圧の発生を抑制でき、また、電圧が印加された状態で通電することによる突入電流を抑制でき、電力損失を抑制でき、素子破壊を防止できる。また、雑音抑制を実現することができる。また、本発明は簡単な構成により、電力損失を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の具体的な一実施例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図２】同スイッチング電源装置の動作を説明するタイミングチャート。
【図３】同タイミングチャートにおける各動作モードの回路の状態を示した回路図。
【図４】変形例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図５】他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図。
【図６】従来例のスイッチング電源装置の回路図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。本発明は、以下の実施例にのみ限定されるものではない。
【実施例１】
【００１７】
図１は、本実施例に係るスイッチング電源装置１０の回路図である。まず、直流電源Ｖｂから、順に、第１リアクトルＬ１、第１リアクトルにアノードが接続された第１ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣｄ、接地と接続された直列接続回路が設けられている。平滑コンデンサＣｄの端子間には、負荷Ｌｄが接続されている。負荷Ｌｄとしては、直流モータなどの直接的な負荷の他、交流へ変換するインバータや、さらには、他のＤＣ−ＤＣコンバータであっても良い。
【００１８】
第１リアクトルＬ１と第１ダイオードＤ１との接続点Ｐ１と接地間には、アノードが接続点Ｐ１に接続された第２ダイオードＤ２と、第１スイッチング素子Ｓｍとの直列接続回路が設けられている。この第１スイッチング素子Ｓｍの端子間には、第２コンデンサＣｍと、第５ダイオードＤｍとが、並列に接続されている。第１スイッチング素子Ｓｍには、ＭＯＳＦＥＴを用いた。第５ダイオードＤｍは、そのアノードが低電位側のソース端子、そのカソードが高電位側のドレイン端子に接続されている。
【００１９】
第２ダイオードＤ２のカソードと第１スイッチング素子Ｓｍとの接続点Ｐ２と、接地間には、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒ、第３ダイオードＤａ、第２スイッチング素子Ｓａの直列接続で構成された補助回路が配設されている。第３ダイオードＤａは、そのアノードが第１コンデンサＣｒに接続され、そのカソードが第２スイッチング素子Ｓａに接続されている。第３ダイオードＤａのアノードと第１コンデンサＣｒとの接続点Ｐ３と接地間には、第４ダイオードＤ４が配設されている。第４ダイオードＤ４は、そのカソードが第１コンデンサＣｒに接続される向きに設けられている。また、第１コンデンサＣｒと、第１ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣｄとの接続点Ｐ４の間には、第６ダイオードＤ６が設けられている。第６ダイオードＤ６は、そのアノードが第１コンデンサＣｒに、そのカソードが第１ダイオードＤ１に接続される向きに設けられている。また、第２スイッチング素子Ｓａのドレイン、ソース間には、カソードを高電位側のドレイン端子に、アノードを低電位側のソース端子（接地）に接続された第７ダイオードＤ７が配設されている。
【００２０】
上記の構成において、第２リアクトルＬｒと第１コンデンサＣｒの接続順序は、逆でも良い。すなわち、接続点Ｐ２に第１コンデンサＣｒが接続されていても良い。また、第３ダイオードＤ３と第２スイッチング素子Ｓａの接続順序は逆であっても良い。すなわち、第３ダイオードＤａのカソードが接地に接続されていても良い。
【００２１】
次に、本回路の動作を説明する。各素子の端子間電圧及び各素子を流れる電流の波形を図２に示す。Ｓｍは、第１スイッチング素子Ｓｍの動作状態、Ｓａは、第２スイッチング素子Ｓａの動作状態、ｉDMは、第５ダイオードＤｍを流れる電流、ＶCrは、第１コンデンサＣｒの端子間電圧、ｉLrは、第２リアクトルＬｒを流れる電流、ｉSmは、第１スイッチング素子Ｓｍを流れる電流、ＶSmは、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧を、それぞれ、表す。回路の動作モードは、MODE A〜I の９モードに分けられる。各モードの回路状態を図３に示す。図３では、破線（薄く表示された部分）は、素子が動作していないことを示す。時刻T1以前の期間は、第１スイッチング素子Ｓｍがオフ状態で、ブースト電流が第１ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣｄに充電している状態を表している。
１．MODE A(T1 ≦t ≦T2) の場合
まず、時刻T1以前のブースト電流が平滑コンデンサＣｄに流れている期間では、接続点Ｐ１の電位は、直流電源Ｖｂの電圧Ｖｂに第１リアクトルＬ１による起電圧を加えた電圧Ｖｃになっている。また、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧ＶSmは、この電圧Ｖｃから第２ダイオードＤ２の順方向電圧降下を引いた電圧Ｖｄとなっている。この期間で、第２コンデンコＣｍの充電が完了し、その端子間電圧もピーク電圧のＶｄに保持される。この結果、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧ＶSmもＶｄに保持される。この状態で、時刻Ｔ１で、第２スイッチング素子Ｓａがオンすると、補助回路を流れる電流路が形成され、直列共振が始まる。このモードは、第２コンデンサＣｍと、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒの直列接続回路による直列共振モードである。第２コンデンサＣｍの初期電圧ＶCmmax は、上記電圧Ｖｄとなっている。時刻Ｔ２において、第２コンデンサＣｍの放電が完了し、電荷が零になるとこの期間のモードは終了する。
２．MODE B(T2 ≦t ≦T3) の場合
第２コンデンサＣｍの蓄積電荷が零となる時刻Ｔ２において、第１スイッチング素子Ｓｍに並列に接続されている第５ダイオードＤｍに、第２リアクトルＬｒと第１コンデンサＣｒとの直列共振による共振電流ｉLrが流れる。また、第２スイッチング素子Ｓａがオンしてから、第２コンデンサＣｍの放電が完了して、第５ダイオードＤ５に共振電流ｉLrが流れ出す時刻Ｔ２において、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧ＶSmは、ほぼ零電圧となる。
【００２２】
このとき、流れる電流の向きを共振電流ｉLrの正方向と定義する。第１リアクトルＬ１は第２リアクトルＬｒのインダクタンスＬｒに比べて非常に大きいため、第１リアクトルＬ１の高周波抵抗が大きく、共振電流ｉLrのうち、第１リアクトルＬ１を介して供給される電流成分は、零と見做すことができる。したがって、第２リアクトルＬｒには、ほぼ共振電流ｉLrのみが流れる。この期間の終期である時刻Ｔ３において、第１スイッチング素子Ｓｍがオンする。前モードで第１スイッチング素子Ｓｍの両端の電圧ＶSmは、既に、零となっているため、零電圧スイッチ（ＺＣＳ）が可能となる。時刻Ｔ３で、第１スイッチング素子Ｓｍがオンして、次のモードへ遷移する。
３．MODE C(T3 ≦t ≦T4) の場合
第２リアクトルＬｒと第１コンデンサＣｒとによる共振波形の第１周期の位相π（１／２周期点) の時刻Ｔａから、共振電流ｉLrの向きは反転する。このとき、流れる共振電流ｉLrの向きを負方向と定義する。時刻Ｔ３から、第１リアクトルＬ１を介して電源Ｖｂから第１スイッチング素子Ｓｍに電流が供給される。その電源電流（接地側に流れる向きを正とする）は、第１リアクトルＬ１のインダクタンスと回路抵抗による時定数に応じて、増加する。しかし、時刻Ｔ３から時刻Ｔａの期間においては、第１スイッチング素子Ｓｍを流れる電流において、電源電流と、共振電ｉLrの向きは逆方向であり、共振電流の方が大きいために、第１スイッチング素子Ｓｍには電流は流れない。そして、共振電流ｉLrの向きが反転する時刻Ｔａから、負方向の共振電流ｉLrは、第１スイッチング素子Ｓｍに対しては正方向に流れる。この時、時刻Ｔａと時刻Ｔ４の期間は、共振電流ｉLrの向きは負方向であるので、共振電流ｉLrは第２スイッチング素子Ｓａには流れず、第４ダイオードＤ４を介して流れる。したがって、時刻Ｔａと時刻Ｔ４の期間では、第１スイッチング素子Ｓｍを正方向に流れる電流ｉSmは、これらの電源電流と共振電流との和の特性で、時間と共に変化する。その後、時刻Ｔ４において、第２スイッチング素子Ｓａがオフし、次のモードへ移行する。なお、時刻Ｔ１と時刻Ｔａとの期間を定めるのは、主として、第２リアクトルＬｒのインダクタンス、第１コンデンサＣｒの容量、第２コンデンサＣｍの容量とによって決定される共振周波数である。
４．MODE D(T4 ≦t ≦T5) の場合
上記したように、電源Ｖｂから第１リアクトルＬ１へ供給される電源電流と、第２リアクトルＬｒと第１コンデンサＣｒとの共振回路による負方向に流れる共振電流ｉLr（第１スイッチング素子Ｓｍに対しては正方向）が、第１スイッチング素子Ｓｍに流れる。共振の第１周期の後半の１／２周期において負方向に流れる共振電流ｉLrにより第１コンデンサＣｒは負方向に充電されて、その端子間電圧ＶCrは−ＶCr-minとなる。ただし、端子間電圧ＶCrは、第２リアクトルＬｒの側の端子が正電位となる向きを電圧の正の向きと定義する。共振の次の第２周期目に入る時刻Ｔ５においては、共振電流ｉLrは、正方向に、向きを反転しようとする。しかし、この時は第２スイッチング素子Ｓａは、既に、オフとなっており、第４ダイオードＤ４に対しては、共振電流ｉLrは逆方向電流となる。このため、共振電流ｉLrが、正方向に流れる経路がなく、共振が停止する。その後、第１スイッチング素子Ｓｍに流れる電流ｉSmは、電源Ｖｂから第１リアクトルＬ１に供給されるの電源電流ｉL1のみとなる。なお、時刻Ｔａと時刻Ｔ５との期間を定めるのは、共振電流ｉLrは、第１スイッチング素子Ｓｍを流れ、第２コンデンサＣｍには流れないので、主として、第２リアクトルＬｒのインダクタンス、第１コンデンサＣｒの容量とによって決定される共振周波数である。
５．MODE E(T5 ≦t ≦T6) の場合
この区間に、第１スイッチング素子Ｓｍを流れる電流ｉSm（＝電源電流ｉL1）は、（電源Ｖｂの電圧Ｖｂ）／（第１リアクトルＬ１のインダクタンスＬ１）に比例した傾きで増加する。第１スイッチング素子Ｓｍがオンしてから所定時間経過した時、又は、電流ｉSmが、所定値になる時である時刻Ｔ６において、第２スイッチング素子Ｓａがオンとなり、次のモードへ移行する。
６．MODE  F(T6≦t ≦T7) の場合
時刻Ｔ６で、第２スイッチング素子Ｓａがオンになると、第２リアクトルＬｒと第１コンデンサＣｒによる共振回路おいて共振が始まる。第１コンデンサＣｒは、この期間の以前の時刻Ｔａから時刻Ｔ５の期間において、負方向に流れる共振電流ｉLrで負方向に充電されており、既に、第１コンデンサＣｒの端子間電圧ＶCrは、−ＶCr-minとなっている。したがって、時刻Ｔ６では、第１コンデンサＣｒの端子間電圧ＶCrは、−ＶCr-minに保持されており、第２スイッチング素子Ｓａがオンすることによって、第２リアクトルＬｒと第１コンデンサＣｒによる共振回路の動作が開始される。これにより、第１コンデンサＣｒの電荷が放電されて、共振電流ｉLrが正方向に流れ、第１コンデンサＣｒの放電特性に従って、その共振電流ｉLrは増加して行く。この期間において、第１スイッチング素子Ｓｍは、オン状態であるので、共振電流ｉLrは、第１スイッチング素子Ｓｍを流れ、第２コンデンサＣｍには流れない。したがって、共振電流ｉLrの共振特性は、主として、第２リアクトルＬｒのインダクタンス、第１コンデンサＣｒの容量とによって決定される。
【００２３】
第１スイッチング素子Ｓｍに流れる電流ｉSmは、電源電流ｉL1と共振電流ｉLr（第１スイッチング素子Ｓｍを流れる電流としては負方向）のベクトル和で表される。お互いの電流の向きは反対であるので、共振電流ｉLrが増加していくと、時刻Ｔｚｃにおいて、第１スイッチング素子Ｓａを流れる電流ｉSmは、零となり、時刻Ｔｚｃ以後において、零電流スイッチング（ＺＣＳ）が可能となる。
７．MODE  G(T7≦t ≦T8) の場合
第１スイッチング素子Ｓｍに流れる電流ｉSmが零となっている状態の時刻Ｔ７において、零電流スイッチングにより第１スイッチング素子Ｓｍはオフとされる。したがって、正方向の共振電流ｉLrは、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧が、既に、零となった時刻Ｔｚｃ（端子間電圧が０となると、第１スイッチング素子Ｓｍを逆方向には電流は流れない）から、第５ダイオードＤｍ（還流ダイオード）を流れる。このとき共振電流ｉLrは、第１コンデンサＣｒを充電し、その端子間電圧ＶCrは、正方向電圧となり、時刻Ｔ８において、初期値のＶCr-maxとなる。そして、第１スイッチング素子Ｓｍをオフした時刻Ｔ７から所定時間経過した時刻Ｔ８において、第２スイッチング素子Ｓａをオフとする。共振電流ｉLrが時刻Ｔ６で流れ出してから、第１コンデンサＣｒの端子間電圧が最大値ＶCr-maxとなる期間を定めるのは、主として、第２リアクトルＬｒのインダクタンス、第１コンデンサＣｒの容量とによって決定される共振周波数である。
８．MODE  H(T8≦t ≦T9) の場合
時刻Ｔ８において、第２スイッチング素子Ｓａをオフとすると、共振電流ｉLrが流れる経路が遮断されるので、第５ダイオードＤｍを流れている電流ｉDmが急減し、続いて、共振電流ｉLrも急減少する。第２スイッチング素子Ｓａがオフした後の共振電流ｉLrは、第２リアクトルＬｒの逆起電力により、第６ダイオードＤ６を流れて、平滑コンデンサＣｄに流れる。そして、共振電流ｉLrは、時刻Ｔ９において、零となる。共振電流ｉLrの減少に伴い、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧ＶSmは、立ち上がり、時刻Ｔ９において、初期値のＶｄとなる。第１スイッチング素子Ｓａを流れる電流ｉSmが零となった時刻Ｔｚｃ以後は、電源電流ｉL1は、第２ダイオードＤ２、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒ、第３ダイオードＤ３、第２スイッチング素子Ｓａを流れる。したがって、時刻Ｔ８で、第２スイッチング素子Ｓａがオフして、共振電流ｉLrが減少し出す時刻から、第１リアクトルＬ１には起電圧（ブースト電圧）が誘起される。そして、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧ＶSmは、電源電圧Ｖｂと、第１リアクトルによる逆起電圧（ブースト電圧）と、第２ダイオードＤ２の順方向電圧降下とによって決定される電圧Ｖｄとなる。この時、接続点Ｐ２の電圧は、初期電圧Ｖｄに至り、第２コンデンサＣｍは、この電圧Ｖｄで充電されて、初期状態となる。この時の第２コンデンサＣｍの端子間電圧が初期電圧ＶCm-max（＝Ｖｄ）となる。そして、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧ＶSmは、第２コンデンサＣｍの端子間電圧と等しい電圧Ｖｄを保持する。
【００２４】
一方、第１コンデンサＣｒの電圧Ｖは、共振が時刻Ｔ８で停止されるので、最大値ＶCr-maxを保持する。この電圧ＶCrが一定になるとこの回路モードは終了し、次モードへ移行する。この保持電圧ＶCr-maxは、この時刻での、接続点Ｐ２の電圧Ｖｄ（直流電源Ｖｂの電圧Ｖｂに第１リアクトルＬ１による起電圧を加えた電圧Ｖｃから第２ダイオードＤ２の順方向電圧を引いた電圧Ｖｄ、すなわち、出力電圧）と、第２スイッチング素子Ｓａのオン時間で決定される。すなわち、電圧Ｖｃによるオン時間での充電電荷量によって、保持電圧ＶCr-maxは決定される。
９．MODE  I(T9≦t ≦T1) の場合
この区間では回路動作は昇圧動作モード（ブーストモード）となり、リアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーを平滑コンデンコＣｄへ放出する。所定時間になると第２スイッチング素子ＳａがオンしてMODE Aの回路状態となる。
【００２５】
上記動作モードのサイクルを繰り返し、第２スイッチング素子Ｓｍの零電圧・零電流によるソフトスイッチングを行う昇圧チョッパ回路は所定電圧を生成する。
【００２６】
次に、第１スイッチング素子Ｓｍをオンオフするタイミングと、第２スイッチング素子Ｓａをオンオフするタイミングについて、さらに、詳しく説明する。
【００２７】
第２スイッチング素子Ｓａをオンさせる時刻Ｔ１は、第１スイッチング素子Ｓｍをオンさせる時刻Ｔ３の所定時間Δｔ１前であり、第２スイッチング素子Ｓａをオフさせる時刻Ｔ４は、第１スイッチング素子Ｓｍをオンさせた時刻Ｔ３の所定時間Δｔ２後である。すなわち、第１スイッチング素子Ｓｍをオンさせる時刻Ｔ３は、第２スイッチング素子Ｓａをオンさせた時刻Ｔ１に所定時間Δｔ１を加えた値に設定される。第１スイッチング素子Ｓｍをオンさせる時刻Ｔ３は、第１スイッチング素子Ｓｍの端子間電圧ＶSmが零となる時刻Ｔ２と、共振電流ｉLrが負方向に反転する時刻Ｔａとの間に設定される。すなわち、所定時間Δｔ１は、正方向に流れる共振電流ｉLrにより、第２コンデンサＣｍの放電が完了して、第２コンデンサＣｍの端子間電圧が零に減衰するに要する時間以上で、共振電流ｉLrが負方向に反転して、第１スイッチング素子Ｓｍがオフを継続した場合に第２コンデンサＣｍが充電され始めるであろう時刻Ｔａ以下に設定すると良い。第２コンデンサＣｍの端子間電圧が零に減衰する時間より短いと、第１スイッチング素子Ｓｍを零電圧状態でターンオンさせることができない。また、第２コンデンサＣｍが充電され始めるであろう時刻Ｔａを越えると、その端子間電圧が上昇するので、同様に、第１スイッチング素子Ｓｍを零電圧状態でターンオンさせることができない。したがって、第１スイッチング素子Ｓｍをオンさせる時刻Ｔ３は、上記の時刻Ｔ２と時刻Ｔａの間に設定することが望ましい。第１スイッチング素子Ｓｍをオンさせる時刻Ｔ３を制御するための所定時間Δｔ１は、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒ、第２コンデンサＣｍによる直列共振の周波数に基づいて決定することができる。
【００２８】
また、第２スイッチング素子Ｓａをターンオフさせる時刻Ｔ４は、正方向に流れる共振電流ｉLrの向きが反転する時刻Ｔａの後、共振が停止する時刻Ｔ５の間の任意の時刻に設定される。なるべく共振電流ｉLrが反転する時刻Ｔａの後で、その時刻に近い程望ましい。共振電流ｉLrが負方向に反転すると、第２スイッチング素子Ｓａには、共振電流が流れないので、何時でもオフにできる。また、共振電流ｉLrが反転する時刻Ｔａの前に、第２スイッチング素子Ｓａをオフにすると、共振が停止するので望ましくない。第２スイッチング素子Ｓａをオフする時刻Ｔ４を決定する所定時間Δｔ２は、時刻Ｔ１と時刻Ｔａとの期間に基づいて決定すれば良いので、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒ、第２コンデンサＣｍによる直列共振の周波数に基づいて決定することができる。
【００２９】
また、第２スイッチング素子Ｓａをオンさせる時刻Ｔ６は、第１スイッチング素子Ｓｍをオフさせる時刻Ｔ７の所定時間Δｔ３前であり、第２スイッチング素子Ｓａをオフさせる時刻Ｔ８は、第１スイッチング素子Ｓｍをオフさせた時刻Ｔ７の所定時間Δｔ４後である。すなわち、第１スイッチング素子Ｓｍをオフさせる時刻Ｔ７は、第２スイッチング素子Ｓａをオンさせた時刻Ｔ６に所定時間Δｔ３を加えた値に設定される。第１スイッチング素子Ｓｍをオフさせる時刻Ｔ７は、第１スイッチング素子Ｓｍを流れる電流ｉSmが零となる時刻Ｔｚｃ以後で、第１スイッチング素子Ｓｍと第２スイッチング素子Ｓａのオン状態を継続した場合に、共振電流ｉLrが負方向に反転するであろう時刻Ｔｂよりも以前に設定する。時刻Ｔ７が、時刻Ｔｚｃ前に設定されると、零電流状態で、第１スイッチング素子Ｓｍをターンオフさせることができない。また、時刻Ｔ７が、時刻Ｔｂよりも後に設定されると、共振電流ｉLrが負方向に（第１スイッチング素子Ｓｍでは正方向）流れるので、同様に、零電流状態で、第１スイッチング素子Ｓｍをターンオフさせることができない。よって、第１スイッチング素子Ｓｍをオフさせる時刻Ｔ７は、この範囲が望ましい。しかしながら、時刻Ｔ７は、第１スイッチング素子Ｓｍを流れる電流ｉSmが零となる時刻Ｔｚｃ以後で、スイッチングの効率の観点から、なるべくこの時刻に近い時刻であることが望ましい。したがって、この時刻Ｔ７（Ｔｚｃにほぼ等しい）を決定する所定時間Δｔ３は、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒによる直列共振の周波数に基づいて決定することができる。
【００３０】
また、第２スイッチング素子Ｓａをオフさせる時刻Ｔ８は、第１スイッチング素子Ｓｍがオフする時刻Ｔ７の後、第１コンデンサＣｒが正方向に充電が開始される時刻を越えて、最大に、充電される時刻Ｔｄ以下に設定するのが望ましい。時刻Ｔ７が時刻Ｔｄを越えると、第１コンデンサＣｒの端子間電圧は、減少し、共振が継続するので、やがて、負方向に充電されるようになるからである。よって、第２スイッチング素子Ｓａをオフさせる時刻Ｔ８を決定する所定時間Δｔ４は、第２リアクトルＬｒ、第１コンデンサＣｒによる直列共振の周波数によって決定される。
【００３１】
なお、上記実施例において、図４に示すように、第１ダイオードＤ１に並列に、第３スイッチング素子Ｓｂ（トランジスタ）を設けても良い。この場合には、負荷がハイブリッド自動車の車輪の駆動モータである場合に、回生制動時において、第３スイッチング素子Ｓｂをオンして、回生電力を直流電源Ｖｂに帰還させるようにしても良い。また、図５に示すように、平滑コンデンサＣｄを除く本実施例装置１０、１１を並列に設けて、平滑コンデンサＣｄに対する昇圧給電能力を向上させるようにしても良い。
【産業上の利用可能性】
【００３２】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ハイブリッド自動車用の電源に用いることができる。
【符号の説明】
【００３３】
Ｖｂ…直流電源
Ｌ１…第１リアクトル
Ｌｒ…第２リアクトル
Ｄ１…第１ダイオード
Ｄ２…第２ダイオード
Ｄａ…第３ダイオード
Ｄ４…第４ダイオード
Ｄｍ…第５ダイオード
Ｄ６…第６ダイオード
Ｃｒ…第１コンデンサ
Ｃｍ…第２コンデンサ
Ｃｄ…平滑コンデンサ
Ｌｄ…負荷
【図１】
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【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図３】
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