(57)【要約】【課題】従来の時刻受信装置は、受信したアナログ信号をデジタル信号へ変換する際のしきい値電圧が最適化されていなかったために、受信する信号によって感度に差が出るという問題があった。【解決手段】本発明の時刻受信装置は、受信したアナログ信号からしきい値電圧を生成する際に、充電時と放電時の時定数に重み付けをすることで、受信する信号に対して最適なしきい値を得ることができる。その結果、受信する信号によらず良好な受信感度を得ることができる。【選択図】図３
2010112782.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時刻情報を含む標準電波を送信する送信局を選択する選局手段と、
この選局手段により選択された送信局から送信された標準電波を受信して検波する受信検波手段と、
前記受信検波手段により検波され出力された検波信号に基づいてしきい値信号を出力するように制御するしきい値生成手段と、
前記検波信号と前記しきい値生成手段により出力されたしきい値信号とに基づいて２値の値から成るタイムコード信号を生成する波形整形手段と、
この波形整形手段により生成されたタイムコード信号から時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段とを有し、
前記しきい値生成手段は前記選局手段により選択された送信局に対応して充放電の時定数を設定することでしきい値を可変に制御することを特徴とする時刻受信装置。
【請求項２】
受信する送信局ごとのしきい値設定情報を記憶する設定記憶手段を有しており、
前記設定記憶手段は、前記選局手段から入力される選局信号と、記憶されているしきい値設定情報とに基づいて、しきい値選択信号を前記しきい値生成手段へ出力することを特徴とする請求項１に記載の時刻受信装置。
【請求項３】
前記波形整形手段から出力されるタイムコード信号に基づいて、誤り率を求める誤り率測定手段と、
前記誤り率測定手段によって測定された誤り率を記憶する誤り率記憶手段と、
前記誤り率記憶手段が記憶している誤り率と、前記設定記憶手段に記憶されているしきい値設定情報とから、前記しきい値選択信号を生成する選択制御手段とを有しており、
前記選択制御手段は、前記誤り率が最低となるようにしきい値選択信号を生成して、前記しきい値生成手段へ出力することを特徴とする請求項１または２に記載の時刻受信装置。
【請求項４】
前記しきい値生成手段は、
第１の抵抗および第１のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構成され、
前記しきい値選択信号によって、前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を、前記第１の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、前記時定数選択回路を前記第１の抵抗に並列接続する第１のスイッチとから成り、
前記第１のスイッチは、波形整形手段の２値の出力レベルに応じて、入切状態を制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか1項に記載の時刻受信装置。
【請求項５】
前記しきい値生成手段は、
第１の抵抗および第１のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構成され、
前記しきい値選択信号によって前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を、前記第１の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、前記時定数選択回路はダイオードを介して前記第１の抵抗に並列に接続されており、
前記検波信号のレベルに応じて前記時定数選択回路に流れる電流を制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか1項に記載の時刻受信装置。
【請求項６】
前記しきい値生成手段は、
第1の抵抗および第１のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗と複数のスイッチと演算増幅器とで構成され、
前記しきい値選択信号によってスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を前記演算増幅器の出力と負入力の間に選択的に接続する反転増幅器と、前記第１の抵抗に並列接続されている可変インピーダンス手段とからなり、
前記可変インピーダンス手段は前記反転増幅器の出力レベルに応じて、インピーダンス値を制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか1項に記載の時刻受信装置。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の時刻受信装置と、
時刻を計時する時刻計時手段と、
この時刻計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、を有し、
前記時刻計時手段は、内部で計時した時刻を、前記時刻受信装置から入力した時刻情報で修正することを特徴とする電波修正時計。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の標準電波を受信することができる時刻受信装置および電波修正時計に関し、特に積分型検波回路を有する時刻受信装置および電波修正時計に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
現在、我々の身の回りでは様々な場面で時刻受信装置が利用されている。例えば日本やアメリカ、ドイツ等の各国において、時刻情報入りの標準電波が送出されており、この標準電波を受信する時刻受信装置の一種として、計時時刻を修正する電波修正時計が実用化されている。
【０００３】
標準電波は１分間を１フレームとして１月１日からの累積日数から時、分までの時刻データをバイナリーコードで直列に送出している。具体的には１秒間に１つの矩形パルスで搬送波を振幅変調し、矩形パルスのパルス幅で”０”、”１”等を表現している。（以降、この矩形パルスのことをタイムコードと呼ぶ。）
そして、この”０”、”１”等の組み合わせで時刻情報が表わされるため、電波修正時計において、標準電波を受信し、その中からタイムコードを抽出することで、正確な時刻情報を得ることができる。
【０００４】
標準電波は国によって重畳されているタイムコードのパルス幅および搬送波の周波数が異なる。例えば、日本における標準電波は、タイムコードのパルス幅は２００ｍｓ、５００ｍｓ、８００ｍｓの３種類であり、その搬送波周波数は４０ｋＨｚおよび６０ｋＨｚの２種類が使用されている。一方、ドイツにおける標準電波は、タイムコードのパルス幅は１００ｍｓ、２００ｍｓ、１０００ｍｓの３種類であり、搬送波周波数は７７．５ｋＨｚである。
【０００５】
ここで一般的な受信回路の受信動作を、図７を用いて説明する。アンテナ１０１で受信された標準電波は、アンプ１０２で増幅、フィルタ回路１０３でフィルタリングされた後、検波回路１０４で検波される。そして検波後の信号（検波信号）を２つに分岐し、その一方を平均化回路１０９へ、他方を波形整形回路１０５へ出力する。平均化回路１０９では入力された検波信号を平均化し、平均電圧値を波形整形回路１０５へ出力する。波形整形回路１０５では検波回路１０４から入力された検波信号に対して、平均化回路１０９から入力された平均電圧値をしきい値として波形整形を行い、タイムコードとして出力する。つまり、波形整形回路１０５と平均化回路１０９とで、検波回路から出力される検波信号を２値化するアナログ-デジタルコンバータを構成している。
【０００６】
波形整形回路および平均化回路の典型的な回路図を図８に示す。
波形整形回路１０５は比較器１１２で構成されている。平均化回路１０９は抵抗１１０およびコンデンサ１１１で構成されている。検波回路から出力された検波信号は２つに分岐され、一方は平均化回路１０９を介して比較器１１２のマイナス入力へ接続され、他方はそのまま比較器１１２のプラス入力へと接続されている。平均化回路１０９を構成する抵抗１１０およびコンデンサ１１１はタイムコードに対して充分に大きい時定数を持ったローパスフィルタであるため、平均化回路１０９の出力は検波信号の平均値と等しいDC電圧となる。
【０００７】
このような構成とすることにより、検波信号の平均値をしきい値電圧として波形整形を行うことができるため、検波波形の直流成分が変動した場合にも検波信号は必ずしきい値
電圧をまたぐことになり、確実に２値化を行うことができる。また、平均化回路１０９の遮断周波数は検波信号の周波数に比べて十分に低く設定されるため、検波信号に瞬間的に大きなノイズが現れたとしても、そのノイズは平均化回路１０９により平滑化され、出力波形への影響は小さくなる。
この様に図８に示した方式は、しきい値電圧が検波信号の直流成分の変動に自動的に追従する、耐ノイズ性に優れるなどの利点を有している一方、そのまま電波修正時計に適用すると重大な問題が発生する。それはしきい値電圧が最適な値からずれてしまうことである。
【０００８】
前述の通りタイムコードのパルス幅は国によって異なるが、ほとんどの国のタイムコードは、そのハイとローの比率、すなわちデューティー比が５０％となっていない。特にドイツでは、パルス幅が100ms、200ms、１０００ｍｓとなっており、デューティー比が非常に小さくなっている。検波波形はタイムコードを再現した波形であるため、タイムコードのデューティー比が50%となっていなければ当然検波信号のデューティー比も５０％とはならない。そのため検波信号を平滑化すると、図９に示すようにその平均値は、破線で示したように検波信号の波高中心よりも低い電圧となってしまう。そのため検波信号の平均値をしきい値電圧として使用すると、図９に示すようにパルス底部付近の波形のなまりの影響が大きく本来のパルス幅よりも幅の広い部分を検出することになってしまい、波形整形回路出力のパルス幅がタイムコードのパルス幅よりも広くなり、ビットエラーを生じてしまう。
【０００９】
この問題点を解決するため、様々な対策が講じられている。例えば特許文献１のように、検波信号に応じて最適なしきい値を生成、あるいは選択する技術が開発されている。
ここで特許文献１の図２６に示した従来技術を、図１０を用いて説明する。
なお、以下の説明においては、すでに説明した構成には同一の番号を付与して、重複する説明を省略することがある。
図１０は、特許文献１の図２６に示した従来技術を、理解しやすいようにその主旨が変わらない範囲で簡略化した図である。１０６はしきい値制御回路を示している。
【００１０】
図１０に示した受信回路は、検波回路１０４から出力された検波信号を波形整形回路１０５としきい値制御回路１０６へと出力する。しきい値制御回路１０６は検波信号のピーク電圧とボトム電圧を検出し、ピーク電圧とボトム電圧を一定割合で分圧した電圧をしきい値電圧として、波形整形回路１０５へ出力する。波形整形回路１０５は、しきい値制御回路１０６から入力されたしきい値電圧を使用して、検波信号を２値化する。
例えば1対1で分圧すると、波形整形回路１０５へ出力する電圧はピーク電圧とボトム電圧の中心値となり、６対４で分圧すると、波形整形回路１０５へ出力する電圧はピーク電圧とボトム電圧の中心値よりピーク電圧寄りとなる。
この様なしきい値制御回路を用いることで、タイムコードのデューティー比によらず、最適なしきい値を生成することが可能となる。
【００１１】
つづいて特許文献１の図１９に示したもう１つの従来技術について図１３を用いて説明する。図１３は、特許文献１に示した従来技術を、理解しやすいようにその主旨が変わらない範囲で簡略化した図である。１０７はしきい値選択回路、１０８はマイコンを示している。
マイコン１０８は受信する標準電波識別情報をしきい値選択回路１０７へと出力する。しきい値選択回路１０７はそれぞれの標準電波に対して最適なしきい値電圧を記憶しており、マイコン１０８から入力された標準電波識別情報にもとづいて、受信するタイムコードに最適なしきい値電圧を波形整形回路１０５へ出力する。
そして波形整形回路１０５は、しきい値選択回路１０７から入力されたしきい値電圧を使用して、検波信号を２値化する。
この様なしきい値制御回路を用いることで、タイムコードのデューティー比によらず、最適なしきい値電圧を選択することが可能となる。
【００１２】
【特許文献１】特開２００７−１３９７０５（第１９図、第２６図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
特許文献１に示した従来技術は、タイムコードのデューティー比によらず最適なしきい値を得ることができるが、実際に電波修正時計に適用する場合、いくつかの問題点があることがわかった。
まず図１０に示した方式では、検波信号に突発的なノイズ（以降バーストノイズと呼ぶ）が重畳した場合に、ビットエラーレートが上昇してしまうといった問題がある。その様子を図１１および図１２を用いて説明する。
図１１は、検波信号にノイズがない場合であり、検波信号のピーク電圧Vpとボトム電圧Vbをホールドして、しきい値電圧Vtを生成している様子を示している。しきい値電圧Vtはピーク電圧Vpとボトム電圧Vbを一定の割合で分圧して生成されるため、ノイズがない状態であれば、検波信号に対して任意の位置へしきい値を生成することができる。
しかし図１２に示したように、検波信号にバーストノイズNbが乗った場合、ノイズのピーク電圧を検波信号のピーク電圧Vpとしてホールドしてしまう。そしてそのノイズによって作られたピーク電圧Vpを基準としてしきい値電圧Vtを生成するため、生成されるしきい値電圧は本来狙ったしきい値電圧から大きく外れたところに生成されてしまう。
これにより、波形整形回路１０５から出力されるパルス幅が予定していた幅よりも小さくなってしまう。
通常、しきい値電圧を充分に安定させるために、ホールドの際の時定数は通常、タイムコードの周波数に対して充分に大きく設定される。そのため、このようにバーストノイズをホールドした場合、しきい値が大きくずれた状態が数ビットにわたって保持されることになる。そしてその間のビットは誤認識されてしまうため、結果的にビットエラーレートの上昇を引き起こしてしまう。
すなわち、図１０に示した方式は図７に示した方式に比べて耐ノイズ性という点で劣っているといえる。
【００１４】
次に図１３に示した方式では、検波波形の直流成分が変動した場合にビットエラーレートが上昇してしまうといった問題がある。その様子を図１４および図１５を用いて説明する。
図１４は、検波波形の直流成分が想定通りに出てきた場合の図１３に示した方式の動作を表わしている。しきい値選択回路１０７は受信するタイムコードに応じて固定のしきい値電圧を記憶しており、その時に受信しているタイムコードに対応したしきい値電圧を出力する。
このように、検波波形に対して最適なしきい値電圧をあらかじめ記憶しておくことで、タイムコードに応じて最適なしきい値電圧を得ることができる。
しかし実際の検波信号は、受信機の出来上がりや受信環境によってその直流成分が変動する。その様子を図１５に示す。良好な感度を得るためには、検波信号の直流成分が変動したら、それに合わせてしきい値電圧を追従させる必要がある。しかし図１３に示した方式では、しきい値電圧はタイムコードによって固定の電圧となっている。そのため検波波形の直流成分が変動すると、波形から見たしきい値電圧が相対的に下方へ変動してしまうことになる。つまりしきい値電圧が最適値からずれてしまうのである。その結果ビットエラーレートの上昇を引き起こしてしまう。
すなわち、図１３に示した方式は図７に示した方式に比べて検波信号の直流成分への追従性という点で劣っているといえる。
【００１５】
このように特許文献１に示した従来技術は、図７に示した方式が本来持っていた上述の長所、つまりしきい値電圧が検波信号の直流成分の変動に自動的に追従する、耐ノイズ性に優れる、といった点を犠牲にすることで初めて最適なしきい値電圧を得ることができるのである。要するにこれはあくまで理想的な条件下、すなわち十分に検波信号の純度が高く、かつ直流成分が安定しているという条件下でのみ成り立つものであり、実際の電波時計に適用しようとした場合、前述のような問題が生じる。そもそも受信感度が問題となるのは非理想条件、すなわち検波信号の純度が十分に高くなく、かつ直流成分も安定しない場合である。その点から考えると、特許文献１に示した従来技術は電波修正時計の感度向上に寄与するとはいえないのである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
上記の課題を解決するため、本発明の時刻受信装置は、以下のような構成を採用する。
時刻情報を含む標準電波を送信する送信局を選択する選局手段と、
この選局手段により選択された送信局から送信された標準電波を受信して検波する受信検波手段と、
前記受信検波手段により検波され出力された検波信号に基づいてしきい値信号を出力するように制御するしきい値生成手段と、
前記検波信号と前記しきい値生成手段により出力されたしきい値信号とに基づいて２値の値から成るタイムコード信号を生成する波形整形手段と、
この波形整形手段により生成されたタイムコード信号から時刻情報を抽出する時刻情報抽出手段と、を有し、
前記しきい値生成手段は前記選局手段により選択された送信局に対応して充放電の時定数を設定することでしきい値を可変に制御する。
【００１７】
また、受信する送信局ごとのしきい値設定情報を記憶する設定記憶手段
を有しており、
前記設定記憶手段は、前記選局手段から入力される選局信号と、記憶されているしきい値設定情報とに基づいて、しきい値選択信号を前記しきい値生成手段へ出力することができる。
【００１８】
また、前記波形整形手段から出力されるタイムコード信号に基づいて、誤り率を求める誤り率測定手段と、
前記誤り率測定手段によって測定された誤り率を記憶する誤り率記憶手段と、
前記誤り率記憶手段が記憶している誤り率と、前記設定記憶手段に記憶されているしきい値設定情報とから、前記しきい値選択信号を生成する選択制御手段とを有しており、
前記選択制御手段は、前記誤り率が最低となるようにしきい値選択信号を生成して、前記しきい値生成手段へ出力することができる。
【００１９】
また、前記しきい値生成手段は、
第１の抵抗および第１のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構成され、
前記しきい値選択信号によって、前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を、前記第１の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、前記時定数選択回路を前記第１の抵抗に並列接続する第１のスイッチとから成り、
前記第１のスイッチは、波形整形手段の２値の出力レベルに応じて、入切状態を制御することができる。
【００２０】
また、前記しきい値生成手段は、
第１の抵抗および第１のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗およびスイッチで構成され、
前記しきい値選択信号によって前記複数のスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を、前記第１の抵抗に対して選択的に並列接続する時定数選択回路と、前記時定数選択回路はダイオードを介して前記第１の抵抗に並列に接続されており、
前記検波信号のレベルに応じて前記時定数選択回路に流れる電流を制御することができる。
【００２１】
また、前記しきい値生成手段は、
第1の抵抗および第１のコンデンサからなる積分回路と、複数の抵抗と複数のスイッチと演算増幅器とで構成され、
前記しきい値選択信号によってスイッチのいずれかを入切することにより、前記複数の抵抗を前記演算増幅器の出力と負入力の間に選択的に接続する反転増幅器と、前記第１の抵抗に並列接続されている可変インピーダンス手段とからなり、
前記可変インピーダンス手段は前記反転増幅器の出力レベルに応じて、インピーダンス値を制御することができる。
【００２２】
また、前記時刻受信装置と、
時刻を計時する時刻計時手段と、
この時刻計時手段により計時された時刻を表示する時刻表示手段と、を有し、
前記時刻計時手段は、内部で計時した時刻を、前記時刻受信装置から入力した時刻情報で修正することができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明の時刻受信装置および電波修正時計に用いる波形整形回路は、検波信号を平均化する平滑化回路と、この平滑化回路の充放電の時定数を切り替える切り替え回路を有している。
このような構成とすることにより、複数の標準電波を受信する際に、タイムコードに応じた最適なしきい値を生成することができ、あらゆるタイムコードにおいて良好な受信感度を得ることが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
以下、本発明の時刻受信装置および電波修正時計の実施例を図面に基づいて説明する。なお、以下の説明にあたって、同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略もしくは簡略化する。
【００２５】
（実施例１）
[時刻受信装置の構成]
まず、本発明の第１の実施例における時刻受信装置の構成を図１に示す。
図１において、１はアンテナ、２は受信検波手段、３は波形整形手段、４は時刻情報抽出手段、５は選局手段、６はしきい値生成手段である。
【００２６】
[各部の動作説明]
アンテナ１は標準電波を受信して電気信号に変換するとともに、変換した電気信号を受信検波手段２へと出力する。
選局手段５はあらかじめセットされた受信局情報を有しており、その受信局情報を選局
信号として受信検波手段２およびしきい値生成手段６へ出力する。
受信検波手段２は前記アンテナ１から入力された電気信号を増幅、検波し、検波信号を波形整形手段３およびしきい値生成手段６へと出力する。またアンテナ１から電気信号を受け取る際に、受信する局の標準電波の周波数に対して受信検波手段２のセッティングが最適となるように、前記選局手段５からの選局信号に応じて受信検波手段２のセッティングを切り替える。
しきい値生成手段６は受信検波手段２より入力された検波信号を基に、しきい値電圧を生成して波形整形手段３へ出力する。その際に、受信する局の標準電波に対してしきい値生成手段６のセッティングが最適となるように、前記選局手段５からの選局信号に応じてしきい値生成手段６のセッティングを切り替える。この切り替えの詳細については後で説明する。
波形整形手段３は、前記受信検波手段２から入力された検波信号と前記しきい値生成手段６から入力されたしきい値電圧を比較する。検波信号の方がしきい値電圧より大きければ正電圧（デジタルデータの１を表わす）を、しきい値電圧の方が検波信号より大きければ負電圧（デジタルデータの０を表わす）を出力することで、検波信号を１，０のデジタル信号へと変換する。そして変換したデジタル信号を時刻情報抽出手段４へと出力する。
時刻情報抽出手段４は、前記波形整形手段３より入力されたデジタル信号を処理し、そこに含まれる時刻情報を抽出して出力する。時刻情報抽出手段４はマイコンにより構成される。
【００２７】
[波形整形手段およびしきい値生成手段の構成]
図３は本実施例における波形整形手段３およびしきい値生成手段６の構成を示している。図３において６１はコンデンサ、６２は第１の抵抗、６３は複数の抵抗、６４は第１のスイッチ、６５は複数のスイッチ、６６は第１の制御線、６７は第２の制御線、３１は比較器である。
図３において、端子Xに入力された受信検波手段２からの入力信号は２つに分岐され、片方は第１の抵抗６２へ、もう一方は比較器３１のプラス端子に入力される。
第１の抵抗６２とコンデンサ６１とは直列に接続されており、その接点は比較器３１のマイナス入力へと接続されている。
第１のスイッチ６４と、複数のスイッチ６５(ｓｗ２１、ｓｗ２２、ｓｗ２３)
と、複数の抵抗６３（Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２３）はそれぞれ直列に接続され、前記第１の抵抗と並列に接続されている。すなわち、ｓｗ２１とＲ２１、ｓｗ２２とＲ２２、ｓｗ２３Ｒ２３とは、各々が直列に接続された直列接続体をなしており、それら直列接続体が互いに並列に接続されるとともに、前記第１の抵抗とも並列に接続された構成となっている。
選局手段５と複数のスイッチ６５の制御端子とは第１の制御線６６で接続されており、比較器３１の出力と第１のスイッチ６４の制御端子とは第２の制御線６７で接続されている。
【００２８】
[波形整形手段３およびしきい値生成手段６の動作説明]
ここで図１および図３を用いて、本実施例における波形整形手段３およびしきい値生成手段６の動作を説明する。
選局手段５は受信する局に応じた選局信号を第１の制御線６６へと出力し、複数のスイッチ６５を制御する。
入力端子Xには受信検波手段２から検波信号Vinが入力されている。そしてその検波信号を平均化した電圧Vyが第１の抵抗６２とコンデンサ６１との接点Yに現れる。なお、第１の抵抗６２の抵抗値をR1、複数の抵抗６３の中で、複数のスイッチ６５で導通状態となっているスイッチに接続されている抵抗の合成抵抗値をR２と略記する。
まず始めに、Vｙの初期値を０Vとする。この時入力端子Xに検波信号の電圧値（Vin）としてプラスの電圧をもった所定幅のパルス信号が入力されると、比較器３１の出力はHiと
なり、第１のスイッチ６４は導通状態となる。
この時、VinとVyとの差分の電圧が第１の抵抗６２の両端へかかり、（Vin-Vy）/（R1//R2）の電流がコンデンサ６１へ流れ込むため、Vyは上昇する。なお、（R1//R2）とは抵抗値R1とR2が並列に接続された場合の合計の抵抗値を表しており、（R1*R2）/（R1+R2）を意味している。
【００２９】
そして検波信号のパルス出力が終わり、Vinが低下して、VyがVinよりも大きくなると比較器３１の出力はLowとなる。これにより、第１のスイッチ６４は遮断状態となる。
この時、VinとVyとの差分の電圧が第１の抵抗６２の両端へかかり、（Vin-Vy）/R1の電流がコンデンサ６１から流れ出るため、Vyは低下する。
つまり、図３の回路構成では、検波信号のパルスが入力されている期間は、R1とR2とが並列接続された抵抗値（R1//R2）によりコンデンサ６１に充電が行われ、パルスの非入力期間は、抵抗値R1によりコンデンサ６１から放電されることとなり、（R1//R2）＜R1の関係からわかるように、コンデンサ６１の充放電電流としては、検波信号のパルスが入力されている期間（充電期間）のほうが非入力期間（放電期間）に比べて長くなり、Vyは検波信号の平均値より高くなるため、例えばパルス幅が５００ｍｓのタイムコードのようにデューティー５０％のパルスの場合には、検波信号のピーク電圧とボトム電圧の中心値よりも高い値がVyとして出力されることになる。
このような動作を充分に繰り返すと、図３に示した回路は、１周期内でのコンデンサ６１の充電量と放電量とが検波信号のパルス幅に応じた所定のVyにおいて平衡状態となる。
【００３０】
[局毎の切り替え動作の説明]
ここで受信する局を切り替えた場合の動作について、図３を用いて説明する。なお、前述で説明した複数の抵抗６３および複数のスイッチ６５は、抵抗ＲＳ２１、ＲＳ２２およびＲＳ２３の３つの抵抗と、それら各抵抗に対応して直列に配置されたスイッチＳＷ２１、ＳＷ２２およびＳＷ２３で表しており、各スイッチの入切状態によって、複数の抵抗６３の合成抵抗値R２を、Ｒ２１、Ｒ２２あるいはＲ２３などと表すこととする。
まず日本のタイムコード、すなわちJJYを受信する場合を説明する。JJYのタイムコードは、パルス幅が２００ｍｓ、５００ｍｓ、８００ｍｓの３種類のパルスを用いて時刻情報を表わしているが、一般に２００ｍｓのパルスの出現確率が高いため、検波波形を単純に平均化すると、検波信号のピーク電圧とボトム電圧の中心値より低い値が出力される。
そこで複数のスイッチ６５は選局手段５によって、SW２１のみが導通状態となるように制御される。
そのためコンデンサ充電時の充電電流値は（Vin−Vy）/（R1//R21）となる。放電時の放電電流値は（Vin-Vy）/R1となるため、平衡状態におけるVyの値は、Vinの平均値よりも高い値となる。これによってVyは検波信号の中心値に設定することができるようになり、その値を用いて出力されるデジタル信号は、タイムコードを正しく復元可能となる。
【００３１】
次にドイツのタイムコード、すなわちDCFを受信する場合を説明する。DCFのタイムコードは１００ｍｓ、２００ｍｓ、１０００ｍｓの３種類のパルスを用いて時刻情報を表わしているため、JJYのタイムコードと較べて全体的にパルス幅が短く、JJYと同じ設定で受信を行うと、Vyは検波波形の中心値より低い値となり、ビットエラーを引き起こしてしまう。
そこで複数のスイッチ６５を選局手段５によってSW２１およびSW２２が導通状態となるように制御する。 
そのためコンデンサ充電時の充電電流値は（Vin−Vy）/（R1//R21//R22）となる。これはJJY受信時の充電電流値に比べて大きな値となる。放電時の放電電流値はJJY受信時と変わらずに（Vin−Vy）/R1となるため、平衡状態におけるVyの値は、JJY受信時よりも高い値となる。このようにして、VyはDCFに対して最適な値とすることができる。
【００３２】
（実施例２）
次に本発明における第２の実施例について説明する。
第２の実施例において、時刻受信装置の構成は図１と同様であり、その動作も第１の実施例と同様であるため、説明を省略する。
【００３３】
[波形整形手段およびしきい値生成手段の構成]
図４は本実施例における波形整形手段３およびしきい値生成手段６の構成を示している。
図４の回路が実施例１の図３の回路と異なる点は、図３の第１のスイッチ６４に代わり、ダイオード６８が使用されている点である。
ダイオード６８のアノード端子は入力端子Ｘへと接続されており、ダイオード６８のカソード端子は複数のスイッチ６５の片端へと接続されている。すなわち、ダイオード６８と複数のスイッチ６５と複数の抵抗６３は直列に接続されており、それらと第１の抵抗６２とは並列に接続されている。
【００３４】
[波形整形手段３およびしきい値生成手段６の動作説明]
ここで図１および図４を用いて、本実施例における波形整形手段３およびしきい値生成手段６の動作を説明する。
まずVyの初期値を０Vとする。この時入力端子Ｘに検波信号の電圧としてプラスの電圧をもった所定幅のパルス信号が入力される。この時ダイオード６８のアノード電圧はダイオード６８のカソード電圧よりも高くなるため、ダイオード６８は導通状態となる。また、比較器３１の出力はHiとなり、第１のスイッチ６４は導通状態となる。そして(Vin-Vy)/（R1//R2）の電流がコンデンサ６１へ流れ込むため、Vyは上昇する。
【００３５】
そして検波信号のパルス出力が終わりVinが低下して、VyがVinよりも大きくなるとダイオード６８のカソード電圧がダイオード６８のアノード電圧より高くなるため、ダイオード６８は遮断状態となる。そして（Vin-Vy）/R1の電流がコンデンサ６１から流れ出るため、Vyは低下する。
このような動作を充分に繰り返すと、図４に示した回路は、１周期内でのコンデンサ６１の充電量と放電量とが検波信号のパルス幅に応じた所定のVyにおいて平衡状態となる。このように、図３における第１のスイッチ６４のかわりにダイオード６８を用いることで、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００３６】
また実施例２においても実施例１と同様に、複数のスイッチ６５を選局手段５によって制御することで、タイムコードに応じた最適なしきい値を得ることができる。
【００３７】
（実施例３）
次に本発明における第３の実施例について説明する。
第３の実施例においても、時刻受信装置の構成は図１と同様であり、その動作も第１の実施例と同様であるため、説明を省略する。
【００３８】
[波形整形手段およびしきい値生成手段の構成]
図５は本実施例における波形整形手段３およびしきい値生成手段６の構成を示している。図５において６９はMOS抵抗、６１０は演算増幅器、６１１はVI（電圧電流）変換用抵抗を示している。VI変換用抵抗６１１の片端は演算増幅器６１０のマイナス入力へと接続されている。また演算増幅器６１０のマイナス入力には複数のスイッチ６５の片端が接続されており、複数のスイッチ６５のもう片端が複数の抵抗６３へと接続されている。複数の抵抗６３の他端は演算増幅器６１０の出力へと接続されている。演算増幅器６１０のプ
ラス入力は接地されている。すなわち演算増幅器６１０と、複数の抵抗６３と、複数のスイッチ６５と、VI変換用抵抗６１１とで反転増幅器６１２を形成しているのである。そして反転増幅器６１２の入力端子は比較器３１の出力端子へと接続されており、反転増幅器６１２の出力端子はMOS抵抗６９のゲートへと接続されている。MOS抵抗６９のソース端子は入力端子Xへ、ドレイン端子は第１の抵抗６２へとそれぞれ接続されている。
【００３９】
[波形整形手段３およびしきい値生成手段６の動作の説明]
ここで図１および図５を用いて、本実施例における波形整形手段３およびしきい値生成手段６の動作を説明する。
VI変換用抵抗６１１の抵抗値をR3、複数の抵抗６３の中で、複数のスイッチ６５で導通状態となっているスイッチに接続されている抵抗の合成抵抗値をR2と表わすと、反転増幅器６１２の増幅率は−(R2/R3)となる。
始めにVyの初期値を０Vとする。この時入力端子Ｘに検波信号の電圧値（Vin）としてプラスの電圧をもった所定幅のパルス信号が入力されると、比較器３１の出力はHiとなり、反転増幅器６１２にはHiの電圧、すなわち電源電圧VDDが入力される。そのため反転増幅器６１２の出力は-(R2/R3)VDDとなり、この出力がMOS抵抗６９のゲートへと入力される。
【００４０】
MOS抵抗６９はPチャネル型のMOSFETで構成されており、そのドレイン、ソース間の抵抗値Rmは、ドレイン、ソース間電圧が充分に小さいとすると次式で表わされる。
【００４１】
Rm≒１／｛μCox(Ｗ／Ｌ)（|Ｖｇｓ＋Ｖｔ|）｝
ここで、μは電子の移動度、Ｗはゲート幅、Ｌはゲート長、Ｖｇｓはゲートソース間電圧、Ｖｔはしきい値電圧である。
【００４２】
すなわち、MOS抵抗６９のドレイン、ソース間の抵抗値はゲート、ソース間電圧に反比例する。ここでMOS抵抗のゲート電圧をVgと表わし、Rmの｜Vgs＋Vt｜以外の係数をKと置くと、Rmは次式で表わされる。
【００４３】
Rm≒Ｋ／（｜Ｖｇ−Ｖｉｎ＋Ｖｔ｜）
ここで、Ｋ＝１／μCox(Ｗ／Ｌ)とおく。
【００４４】
反転増幅器６１２の出力が低い状態ではRmは小さな値となる。そしてRmと第１の抵抗６２とを介して（Vin-Vy）/（R1＋Rm）の電流がコンデンサ６１へ流れ込むため、Vyは上昇する。
そして検波信号のパルス出力が終わりVinが低下して、VyがVinよりも大きくなると比較器３１の出力はLow(VSS)となり、反転増幅器６１２の出力は-(R2/R3)VSSとなる。その時（Vin-Vy）/(R1+Rm)の電流がコンデンサ６１から流れ出るが、Rmの値は、比較器３１の出力がHi(VDD)の場合に比べて大きな値となるため、放電時の放電電流は充電時の充電電流よりも小さな値となる。
このような動作を充分に繰り返すと、図５に示した回路は、１周期内でのコンデンサ６１の充電量と放電量とが検波信号のパルス幅に応じた所定のVyにおいて平衡状態となる。すなわち、充電時と放電時のMOS抵抗６９の抵抗値を変化させて充電電流値と放電電流値に重み付けをすることで、タイムコードに応じた最適なしきい値を得ることができるのである。
このように、図３における第１のスイッチ６４のかわりにMOS抵抗６９を用いることで、実施例１と同様の効果を得ることができる。
【００４５】
また実施例３においても実施例１と同様に、複数のスイッチ６５を選局手段５によって
制御することで、タイムコードに応じた最適なしきい値を得ることができる。
【００４６】
（実施例４）
次に本発明における第４の実施例について図２を用いて説明する。
図２において７は設定記憶手段、８は誤り率測定手段、９は誤り率記憶手段、１０は選択制御手段を示している。
【００４７】
[各部の動作説明]
設定記憶手段７は、選局手段の選択した制御信号を記憶する。すなわち、図３における複数のスイッチ６５のオンとオフの組み合わせを記憶している。
誤り率測定手段８は時刻情報抽出手段４の出力から、誤り率を算出する。そして算出した誤り率を誤り率記憶手段９へと出力し、誤り率記憶手段９はその誤り率を記憶する。
そして設定記憶手段７に記憶した設定情報と、誤り率記憶手段９に記憶した誤り率とを選択制御手段１０へ出力する。選択制御手段１０は受信する局について、誤り率記憶手段に記憶されている誤り率の中で、最低の誤り率を検索する。そしてその時の設定を設定記憶手段７から参照し、その設定をしきい値生成手段６へと出力する。
【００４８】
このような構成とすることで、受信環境や電池残量、あるいは受信系の経時変化等によって受信条件が変化した場合でも、誤り率が最低、すなわち受信感度が最高となるように自動的にしきい値の設定を変化させることが可能となる。またこのような構成とすることで、製造時のバラツキも自動的に吸収することが可能となる。
【００４９】
（実施例５）
次に本発明における第５の実施例について図６を用いて説明する。
図６は電波修正時計の構成を示している。図において、１３は、上記実施例１から４のいずれか１つに記載された時刻受信装置であり、１１は時刻計時手段、１２は時刻表示手段である。
【００５０】
[各部の動作説明]
アンテナ１および受信検波手段２および波形整形手段３および時刻情報抽出手段４および選局手段５およびしきい値生成手段６は時刻受信装置１３を構成しており、定期的に（例えば１日１回）標準電波を受信して正確な時刻情報を時刻計時手段１１へ出力する。
時刻計時手段１１は、例えば水晶振動子などの基準となる信号源を有しており、その信号源を基に時刻を計時する。そして電波受信装置１３から時刻情報が入力された場合には、内部で計時している時刻と電波受信装置１３から入力された時刻情報とを比較し、異なっている場合には内部で計時している時刻を、電波受信装置１３から入力された時刻へと修正する。
時刻表示装置１２は、時刻計時手段１１から入力される時刻情報を表示する。
【００５１】
このような構成とすることによって、時刻表示手段１２は常にほぼ正確な時刻を表示することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
本発明の時刻受信装置および電波修正時計は、波形整形回路の設定を切り換えることによって、受信するタイムコードに応じた最適なしきい値を得ることができる。そのため、高感度を求められる時刻受信装置に好適である。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の実施例１の時刻受信装置を説明するためのブロック図である。
【図２】本発明の実施例４の時刻受信装置を説明するためのブロック図である。
【図３】図１の時刻受信装置のしきい値生成手段および波形整形手段を示す回路図である。
【図４】本発明の実施例２を示す図で、図１の時刻受信装置のしきい値生成手段および波形整形手段の第２の例を示す回路図である。
【図５】本発明の実施例３を示す図で、図１の時刻受信装置のしきい値生成手段および波形整形手段の第３の例を示す回路図である。
【図６】本発明の実施例５の電波修正時計を示すブロック図である。
【図７】従来技術における時刻受信装置の第１の構成を示すブロック図である。
【図８】図７における平均化回路と波形成形回路の構成を示す図である。
【図９】図８の回路の出力波形を示す図である。
【図１０】従来技術における時刻受信装置の第２の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示す時刻受信装置の問題点を説明する波形図である。
【図１２】図１０に示す時刻受信装置の問題点を説明する波形図である。
【図１３】従来技術における時刻受信装置の第３の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３に示す時刻受信装置の問題点を説明する波形図である。
【図１５】図１３に示す時刻受信装置の問題点を説明する波形図である。
【符号の説明】
【００５４】
１  アンテナ
２  受信検波手段
３  波形整形手段
４  時刻情報抽出手段
５  選局手段
６  しきい値生成手段
７  設定記憶手段
８  誤り率測定手段
９  誤り率記憶手段
１０  選択制御手段
６１  コンデンサ
６２  第１の抵抗
６３  複数の抵抗
６４  第１のスイッチ
６５  複数のスイッチ
６６  第１の制御線
６７  第２の制御線
６８  ダイオード
６９  MOS抵抗
６１０  演算増幅器
６１１  VI（電圧電流）変換用抵抗
６１２  反転増幅器
１０１  アンテナ
１０２  アンプ
１０３  フィルタ回路
１０４  検波回路
１０５  波形整形回路
１０６  しきい値制御回路
１０７  しきい値選択回路
１０８  マイコン
１０９  平均化回路
１１０  抵抗
１１１  コンデンサ
１１２  比較器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2010112782.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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