(57)【要約】【課題】半導体スイッチ素子のオンオフ動作により、エネルギをリアクトルを介して移行させるＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、リアクトルの小型、軽量化を図る。【解決手段】MOSFETの直列体を低圧側電圧端子VL、Vcom間に接続して成る第１の回路３と、第１の回路３の高圧側に直列接続されダイオード素子から成る第２の直列体４と、第１の直列体３と第２の直列体４との間に接続されたＬＣ直列体LC12とを有する定倍回路５を備え、さらに、MOSFETの直列体から成るＰＷＭ回路６を低圧側電圧端子VL、Vcom間に接続し、ＰＷＭ回路６と第２の回路４の高圧側端子Vmとの間にＰＷＭ用コンデンサCsを、該高圧側端子Vmと高圧側電圧端子VHとの間にリアクトルを接続する。そして、定倍回路５およびＰＷＭ回路６内のMOSFETを制御して昇圧動作を行う。【選択図】図１
2010246322.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
低圧側入出力両端子間に接続された低圧側平滑コンデンサと、
上記低圧側入出力両端子と負極側端子が共通である高圧側入出力両端子間に接続された高圧側平滑コンデンサと、
半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第１の直列体を上記低圧側入出力両端子間に接続して成る第１の回路、ダイオード素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第２の直列体を上記第１の回路の高圧側に直列接続して成る第２の回路、および上記第１の直列体の中間点と上記第２の直列体の中間点との間に接続されたコンデンサを有する定倍回路と、
低圧側半導体スイッチ素子と高圧側半導体スイッチ素子との直列体から成り上記低圧側入出力両端子間に接続されるＰＷＭ回路と、
上記ＰＷＭ回路の中間点と上記第２の回路の高圧側端子との間に接続されたＰＷＭ用コンデンサと、
上記第２の回路の高圧側端子と上記高圧側入出力両端子の正極側端子との間に接続されたリアクトルとを備え、
上記低圧側入出力両端子間から上記高圧側入出力両端子間へエネルギを移行して昇圧動作を行うことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項２】
低圧側入出力両端子間に接続された低圧側平滑コンデンサと、
上記低圧側入出力両端子と負極側端子が共通である高圧側入出力両端子間に接続された高圧側平滑コンデンサと、
ダイオード素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第１の直列体を上記低圧側入出力両端子間に接続して成る第１の回路、半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第２の直列体を上記第１の回路の高圧側に直列接続して成る第２の回路、および上記第１の直列体の中間点と上記第２の直列体の中間点との間に接続されたコンデンサを有する定倍回路と、
低圧側半導体スイッチ素子と高圧側半導体スイッチ素子との直列体から成り上記低圧側入出力両端子間に接続されるＰＷＭ回路と、
上記ＰＷＭ回路の中間点と上記第２の回路の高圧側端子との間に接続されたＰＷＭ用コンデンサと、
上記第２の回路の高圧側端子と上記高圧側入出力両端子の正極側端子との間に接続されたリアクトルとを備え、
上記高圧側入出力両端子間から上記低圧側入出力両端子間へエネルギを移行して降圧動作を行うことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項３】
低圧側入出力両端子間に接続された低圧側平滑コンデンサと、
上記低圧側入出力両端子と負極側端子が共通である高圧側入出力両端子間に接続された高圧側平滑コンデンサと、
半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第１の直列体を上記低圧側入出力両端子間に接続して成る第１の回路、半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第２の直列体を上記第１の回路の高圧側に直列接続して成る第２の回路、および上記第１の直列体の中間点と上記第２の直列体の中間点との間に接続されたコンデンサを有する定倍回路と、
低圧側半導体スイッチ素子と高圧側半導体スイッチ素子との直列体から成り上記低圧側入出力両端子間に接続されるＰＷＭ回路と、
上記ＰＷＭ回路の中間点と上記第２の回路の高圧側端子との間に接続されたＰＷＭ用コンデンサと、
上記第２の回路の高圧側端子と上記高圧側入出力両端子の正極側端子との間に接続されたリアクトルとを備え、
上記低圧側入出力両端子間と上記高圧側入出力両端子間との間でエネルギを移行し、昇圧、降圧の一方あるいは双方の動作を行うことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項４】
上記定倍回路は、上記第１の直列体、上記第２の直列体および上記コンデンサを、それぞれ同数の２以上のＮ個有し、
上記第１の回路では、上記Ｎ個の第１の直列体が上記低圧側入出力両端子間に並列接続され、
上記第２の回路では、上記Ｎ個の第２の直列体が上記第１の回路の高圧側に直列接続され、上記Ｎ個の第２の直列体の内、低圧側のＮ−１個の第２の直列体にそれぞれ平滑コンデンサが並列接続され、
上記各コンデンサは、上記各第１の直列体の中間点と上記各第２の直列体の中間点との間にそれぞれ接続されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項５】
上記定倍回路および上記ＰＷＭ回路内の上記各半導体スイッチ素子を制御する制御回路を備え、上記制御回路は、上記定倍回路と上記ＰＷＭ回路とを、同期する同じ周期で動作させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項６】
上記制御回路は、上記定倍回路内の上記各半導体スイッチ素子をデューティ比約５０％で１周期に１パルスのゲート信号で動作させ、上記ＰＷＭ回路内の上記各半導体スイッチ素子を、昇圧／降圧の倍率に応じて決定される１周期に１パルスのゲート信号で動作させることを特徴とする請求項５に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項７】
上記制御回路は、上記ＰＷＭ回路内の上記各半導体スイッチ素子への上記ゲート信号のパルス幅を、上記低圧側入出力両端子間の電圧あるいは上記高圧側入出力両端子間の電圧に基づいて調整することを特徴とする請求項６に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項８】
上記定倍回路内の上記コンデンサの充放電経路内にインダクタを備え、該コンデンサの充放電電流をＬＣ共振させることを特徴とする請求項５〜７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項９】
上記定倍回路および上記ＰＷＭ回路が動作する上記周期は、上記コンデンサの容量値と上記インダクタのインダクタンス値とから決まる共振周期と同じかやや大きいことを特徴とする請求項８に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１０】
上記各半導体スイッチング素子は、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードを有するＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項１１】
上記各半導体スイッチング素子は、ダイオードを逆並列に接続したＩＧＢＴであることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換する、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータは、入出力端子間に備えられた平滑コンデンサと、リアクトルと、半導体スイッチと、ダイオードとから構成され、半導体スイッチのオンオフ動作によりリアクトルへのエネルギの蓄積と放出をコントロールすることにより、所定の電圧に昇圧あるいは降圧し電気負荷に電圧を供給する（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編：“パワーエレクトロニクス回路”、オーム社、pp．245−265、2000
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、半導体スイッチのオンオフ動作によりリアクトルへのエネルギの蓄積と放出を制御して所定の電圧を得る。しかしながら、リアクトルに印加される電圧、またリアクトルを流れる電流が共に大きく、大型のリアクトルが必要であった。また、半導体スイッチ素子は、高電圧側から決まる電圧かつ低電圧側から決まる電流の容量が必要であり、大きな定格の半導体スイッチ素子を用いる必要があった。また、このような大きな定格の半導体スイッチ素子を用いると、損失が大きくなって高周波動作が困難となり、さらにリアクトルが大型化するという問題点もあった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、半導体スイッチ素子のオンオフ動作により、エネルギをリアクトルを介して移行させるＤＣ／ＤＣ電力変換装置であって、リアクトルに印加される電圧とリアクトルに流れる電流とを低減しリアクトルを小型化することを目的とする。また、低容量で定格値の小さい半導体スイッチ素子を用いて低損失で高周波動作を可能にして、さらにリアクトルの小型化を図り、小型で高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置を得る事を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低圧側入出力両端子間に接続された低圧側平滑コンデンサと、上記低圧側入出力両端子と負極側端子が共通である高圧側入出力両端子間に接続された高圧側平滑コンデンサと、半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第１の直列体を上記低圧側入出力両端子間に接続して成る第１の回路、ダイオード素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第２の直列体を上記第１の回路の高圧側に直列接続して成る第２の回路、および上記第１の直列体の中間点と上記第２の直列体の中間点との間に接続されたコンデンサを有する定倍回路とを備える。また、低圧側半導体スイッチ素子と高圧側半導体スイッチ素子との直列体から成り上記低圧側入出力両端子間に接続されるＰＷＭ回路と、上記ＰＷＭ回路の中間点と上記第２の回路の高圧側端子との間に接続されたＰＷＭ用コンデンサと、上記第２の回路の高圧側端子と上記高圧側入出力両端子の正極側端子との間に接続されたリアクトルとを備える。そして、上記低圧側入出力両端子間から上記高圧側入出力両端子間へエネルギを移行して昇圧動作を行うものである。
【０００７】
またこの発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低圧側入出力両端子間に接続された低圧側平滑コンデンサと、上記低圧側入出力両端子と負極側端子が共通である高圧側入出力両端子間に接続された高圧側平滑コンデンサと、ダイオード素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第１の直列体を上記低圧側入出力両端子間に接続して成る第１の回路、半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第２の直列体を上記第１の回路の高圧側に直列接続して成る第２の回路、および上記第１の直列体の中間点と上記第２の直列体の中間点との間に接続されたコンデンサを有する定倍回路とを備える。また、低圧側半導体スイッチ素子と高圧側半導体スイッチ素子との直列体から成り上記低圧側入出力両端子間に接続されるＰＷＭ回路と、上記ＰＷＭ回路の中間点と上記第２の回路の高圧側端子との間に接続されたＰＷＭ用コンデンサと、上記第２の回路の高圧側端子と上記高圧側入出力両端子の正極側端子との間に接続されたリアクトルとを備える。そして、上記高圧側入出力両端子間から上記低圧側入出力両端子間へエネルギを移行して降圧動作を行うものである。
【０００８】
またこの発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低圧側入出力両端子間に接続された低圧側平滑コンデンサと、上記低圧側入出力両端子と負極側端子が共通である高圧側入出力両端子間に接続された高圧側平滑コンデンサと、半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第１の直列体を上記低圧側入出力両端子間に接続して成る第１の回路、半導体スイッチ素子から成る低圧側素子と高圧側素子との第２の直列体を上記第１の回路の高圧側に直列接続して成る第２の回路、および上記第１の直列体の中間点と上記第２の直列体の中間点との間に接続されたコンデンサを有する定倍回路とを備える。また、低圧側半導体スイッチ素子と高圧側半導体スイッチ素子との直列体から成り上記低圧側入出力両端子間に接続されるＰＷＭ回路と、上記ＰＷＭ回路の中間点と上記第２の回路の高圧側端子との間に接続されたＰＷＭ用コンデンサと、上記第２の回路の高圧側端子と上記高圧側入出力両端子の正極側端子との間に接続されたリアクトルとを備える。そして、上記低圧側入出力両端子間と上記高圧側入出力両端子間との間でエネルギを移行し、昇圧、降圧の一方あるいは双方の動作を行うものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によると、定倍回路内のコンデンサの充放電を利用してＰＷＭ用コンデンサと低圧側入出力両端子間とでエネルギ移行を行うと共に、ＰＷＭ回路内の半導体スイッチ素子のオンオフ動作により、ＰＷＭ用コンデンサのエネルギを利用してリアクトルへのエネルギの蓄積と放出を繰り返すことにより、低圧側入出力両端子間と高圧側入出力両端子間との間でエネルギを移行する。このため、リアクトルに印加される電圧とリアクトルに流れる電流とを低減できリアクトルを小型化できる。また、ＰＷＭ回路内の半導体スイッチ素子は、定倍回路内の半導体スイッチ素子と同様に定格の小さな素子で良く、低損失にて高周波駆動が可能になる。このため、リアクトルのインダクタンス値の低減によりさらにリアクトルを小型化でき、小型、軽量化が大きく促進した高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１によるリアクトルに流れる平均電流値を比較例と共に示した図である。
【図４】この発明の実施の形態１によるリアクトルのインダクタンス値を比較例と共に示した図である。
【図５】この発明の実施の形態１によるリアクトルの（インダクタンス値）×（平均電流値）２を比較例と共に示した図である。
【図６】この発明の実施の形態２によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態２によるリアクトルの（インダクタンス値）×（平均電流値）２を比較例と共に示した図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態３によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【図１０】この発明の実施の形態４によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図１２】この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態６の第１の場合によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【図１４】この発明の実施の形態６の第１の場合によるリアクトルに流れる平均電流値を比較例と共に示した図である。
【図１５】この発明の実施の形態６の第１の場合によるリアクトルのインダクタンス値を比較例と共に示した図である。
【図１６】この発明の実施の形態６の第１の場合によるリアクトルの（インダクタンス値）×（平均電流値）２を比較例と共に示した図である。
【図１７】この発明の実施の形態６の第２の場合によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【図１８】この発明の実施の形態６の第２の場合によるリアクトルの（インダクタンス値）×（平均電流値）２を比較例と共に示した図である。
【図１９】この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２０】この発明の実施の形態７の第１の場合によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【図２１】この発明の実施の形態７の第２の場合によるゲート信号波形と、各部の電圧電流波形を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す。図１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１と制御回路２とから構成され、低圧側入出力両端子（VL，Vcom）間に入力された電圧V1を、２．０×V1〜２．５×V1に昇圧された電圧V2にして高圧側入出力両端子（VH，Vcom）間に出力する昇圧動作を行うＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。なお、低圧側入出力両端子（VL，Vcom）の負極側端子Vcomは、高圧側入出力両端子（VH，Vcom）の負極側端子Vcomと共通である。以下、低圧側入出力両端子（VL，Vcom）、高圧側入出力両端子（VH，Vcom）を、単に電圧端子VL、Vcom、電圧端子VH、Vcomと記載する。
【００１２】
ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１は、電圧端子VL、Vcom間に接続されて入力電圧V1を平滑化する低圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCLと、電圧端子VH、Vcom間に接続されて出力電圧V2を平滑化する高圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCHと、第１の直列体（S1d，S1u）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成る第１の回路３、第２の直列体（D2d，D2u）を第１の回路３の高圧側に直列接続して成る第２の回路４、およびコンデンサCr12およびインダクタLr12の直列回路で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12で構成される定倍回路５とを備える。
【００１３】
第１の回路３を構成する第１の直列体（S1d，S1u）は、半導体スイッチ素子としてのMOSFETから成る低圧側素子S1d、高圧側素子S1uを直列接続して構成され、定倍回路５内で駆動回路として動作する。第２の回路４を構成する第２の直列体（D2d，D2u）は、ダイオード素子から成る低圧側素子D2d、高圧側素子D2uを直列接続して構成され、定倍回路５内で整流回路として動作する。そして、ＬＣ直列体LC12は、第１の直列体（S1d，S1u）の中間点となる低圧側素子S1d、高圧側素子S1uの接続点と、第２の直列体（D2d，D2u）の中間点となる低圧側素子D2d、高圧側素子D2uの接続点との間に接続される。以下、MOSFETから成る低圧側素子S1d、高圧側素子S1uを単にS1d、S1uと、ダイオード素子から成る低圧側素子D2d、高圧側素子D2uを単にD2d、D2uと称す。
【００１４】
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１は、MOSFETから成る低圧側半導体スイッチ素子Spd、高圧側半導体スイッチ素子Spuを直列接続した直列体（Spd，Spu）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成るＰＷＭ回路６と、ＰＷＭ用コンデンサとしてのコンデンサCsと、リアクトルLcとを備える。コンデンサCsは、ＰＷＭ回路６の中間点となる低圧側半導体スイッチ素子Spd、高圧側半導体スイッチ素子Spuの接続点と、第２の回路４の高圧側端子Vmとの間に接続され、リアクトルLcは、電圧端子VH、Vcomの正極側端子である電圧端子VHと第２の回路４の高圧側端子Vmとの間に接続される。以下、MOSFETから成る低圧側半導体スイッチ素子Spd、高圧側半導体スイッチ素子Spuを単にSpd、Spuと称す。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
【００１５】
このようなＤＣ／ＤＣ電力変換装置における接続の詳細について説明する。
平滑コンデンサCLの両端子は、それぞれ電圧端子VL、Vcomに接続され、電圧端子Vcomは接地されている。平滑コンデンサCHの低圧側端子は電圧端子Vcomに接続され、高圧側端子は電圧端子VHに接続されている。S1dのソース端子は電圧端子Vcomに、ドレイン端子はS1uのソース端子に、S1uのドレイン端子は電圧端子VLに接続されている。Spdのソース端子は電圧端子Vcomに、ドレイン端子はSpuのソース端子に、Spuのドレイン端子は電圧端子VLに接続されている。D2dのアノード端子は電圧端子VLに、カソード端子はD2uのアノード端子に、D2uのカソード端子はリアクトルLcの一方およびコンデンサCsの高圧側に接続されている。
【００１６】
ＬＣ直列体LC12の一端は、S1dとS1uとの接続点に接続され、他端はD2dとD2uとの接続点に接続されている。コンデンサCsの一端は、SpdとSpuの接続点に接続され、他端はD2uのカソード端子およびリアクトルLcの一方に接続されている。リアクトルLcの他方は平滑コンデンサCHの高圧側および電圧端子VHに接続されている。
S1d、S1u、Spd、Spuのゲート端子と、電圧端子VH、Vcomは、制御回路２に接続されている。S1d、S1u、Spd、Spuのゲート端子には、各MOSFETのソース端子の電圧を基準としたゲート信号GS1d、GS1u、GSpd、GSpuが制御回路２から入力され、制御回路２には、電圧端子VH、Vcomの各電圧が入力される。
【００１７】
次に、電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、２×V1〜２．５×V1となる電圧V2に昇圧して電圧端子VH、Vcom間に出力する動作について説明する。電圧端子VH、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VL、Vcom→電圧端子VH、Vcomの経路で移行して消費する。また、平滑コンデンサCL、CH、コンデンサCsの容量値は、ＬＣ直列体LC12のコンデンサCr12の容量値と比較して十分大きな値に設定される。
【００１８】
図２に、定倍回路５内の各MOSFETのゲート信号GS1d、GS1uと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、ＬＣ直列体LC12を流れる電流ILrと、第２の回路４の高圧側端子Vmの電圧（Vmと表示）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。なお、MOSFET（S1d、S1u、Spd、Spu）はゲート信号がハイ電圧でオンする。図２に示すように、定倍回路５用のゲート信号GS1d、GS1uは、ＬＣ直列体LC12のコンデンサCr12の容量値とインダクタLr12のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５用のゲート信号GS1d、GS1uと同期する同じ周期で、昇圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約２×V1の電圧が蓄積され、コンデンサCr12には、以下に述べる動作の繰り返しによって電圧V1が平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsへの初期充電動作については後述する。
【００１９】
期間t1において、ゲート信号GS1dはハイ電圧、ゲート信号GS1uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S1dがオンすることにより、エネルギは、平滑コンデンサCL→D2d→インダクタLr12→コンデンサCr12→S1dの経路でコンデンサCr12に移行する。一方、Spuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となって高圧側端子Vmの電圧（Vm）が３×V1となる。これによりエネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCL→Spu→コンデンサCs→リアクトルLc→平滑コンデンサCHの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで増加しながら流れる。
【００２０】
期間t2において、ゲート信号GS1dはハイ電圧、ゲート信号GS1uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S1dはオン状態を維持したままで、コンデンサCr12へのエネルギ移行動作は、期間t1から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしてSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が２×V1となる。これによりリアクトルLcに蓄積されたエネルギが放出され、エネルギは、リアクトルLc→平滑コンデンサCH→Spd→コンデンサCsの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで減少しながら流れる。
【００２１】
期間t3において、ゲート信号GS1dはロウ電圧、ゲート信号GS1uはハイ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。Spdはオン状態を維持したままで、リアクトルLcからの平滑コンデンサCHへのエネルギ移行動作は、期間t2から継続している。また、S1dがオフしS1uがオンすることにより、コンデンサCr12に蓄積されたエネルギは、コンデンサCr12→インダクタLr12→D2u→コンデンサCs→Spd→平滑コンデンサCL→S1uの経路で、コンデンサCsに移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。
【００２２】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を昇圧調整して出力する。
定倍回路５は、第１の回路３を駆動回路として、第２の回路４を整流回路として動作させ、平滑コンデンサCLからコンデンサCr12へのエネルギ移行、およびコンデンサCr12からコンデンサCsへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５の高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間t1において３×V1とし、それ以外の期間では２×V1として、リアクトルLcに接続することで、リアクトルLcを介して平滑コンデンサCHへエネルギを移行する。
【００２３】
期間t1の長さを調整することにより、出力電圧V2の高さ、即ち昇圧率を制御することができる。期間t1が長いと出力電圧V2は高く、短いと低くなる。コンデンサCsへのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS1u、Spdがオン状態である。このため、ゲート信号GS1d、GS1u、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spuのオン期間である期間t1の長さはＴ／２以下である。即ち、調整可能な出力電圧の最大値は２．５×V1となる。
制御回路２は、所望の昇圧率に応じて予め期間t1の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２では、電圧端子VH、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VH、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間t1の長さを調整する。即ち、電圧端子VH、Vcom間の電圧である出力電圧V2の変動を抑制するように期間t1の長さを調整することにより、所望の出力電圧V2を確実に得ることができる。
【００２４】
次に、コンデンサCsへの初期充電動作について説明する。コンデンサCsには、電圧２×V1が蓄積されている必要がある。初期充電動作において、ＰＷＭ回路６ではSpdをオン状態、Spuをオフ状態とし、定倍回路５ではS1dとS1uとを周期Ｔで交互にオンオフ動作させる。この動作により、コンデンサCsに電圧２×V1を充電することができる。
【００２５】
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に用いるリアクトルLcの仕様（特性）について、以下に説明する。例えば、周波数１０kHz、V1＝２５０Ｖ、出力電力１０kW、リアクトルLcに流れる電流ILcのリプル電流p−p値ΔIと平均電流値Iaveとの比（ΔI／Iave）を０．８とした場合の、出力電圧V2とリアクトルLcの特性との関係を、比較例と共に図示する。特に、リアクトルLcの平均電流値Iaveを図３に、リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを図４に、インダクタンス値Ｌと平均電流値Iaveの２乗との積で、リアクトルLcのサイズの目安となる、Ｌ×Iave２を図５に示す。
なお、比較例として、背景技術として上述した従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置、即ち、入出力端子間に備えられた平滑コンデンサと、リアクトルと、半導体スイッチと、ダイオードとから構成され、半導体スイッチのオンオフ動作によりリアクトルへのエネルギの蓄積と放出をコントロールするＤＣ／ＤＣ電力変換装置のリアクトルを用いる。
【００２６】
図に示すように、上記比較例と比べると、この実施の形態によるリアクトルLcの平均電流値Iaveは小さく、インダクタンス値Ｌは、出力電圧レベルが低い側で各段と小さくなる。また、リアクトルLcのサイズの目安となるＬ×Iave２も、大幅に小さくなる。このように、この実施の形態によると、従来は大型部品であったリアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
【００２７】
また、上述した従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、リアクトルへのエネルギの蓄積と放出を制御するスイッチ素子の印加電圧は、高電圧側の出力電圧であった。この実施の形態では、リアクトルLcに接続する電圧レベルとその期間を制御するＰＷＭ回路６内のSpd、Spuに印加される電圧は、低電圧側の電圧端子VL、Vcom間電圧、即ち入力電圧V1であるため、上記従来のスイッチ素子の印加電圧より大幅に低減できる。このため、ＰＷＭ回路６内のSpd、Spuには、耐圧の低い素子を用いることができ、オン抵抗が小さく損失を低減できる。
また、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、上記スイッチ素子に流れる電流は低電圧側の入力電圧に依存した電流であるが、この実施の形態によるＰＷＭ回路６内のSpd、Spuに流れる電流は、高電圧側の出力電圧V2に依存した電流であるため大幅に小さい電流となる。このため、ＰＷＭ回路６内のSpd、Spuの損失は、さらに低減できる。
【００２８】
このように、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）は、定倍回路５内のMOSFET（S1d、S1u）と同様に、定格の小さな素子を用いることができ、損失も小さい。このため、各MOSFETを各段と高周波で駆動することができる。その結果リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを小さくでき、さらにリアクトルLcを小型、軽量にできる。
なお、図３〜図５を用いて示したリアクトルLcの特性では、従来の比較例を共に示すため、駆動周波数を10kHzとしたが、この実施の形態では、それより各段と高い周波数での駆動が可能である。
【００２９】
また、この実施の形態では、定倍回路５において、コンデンサCr12とインダクタLr12のＬＣ直列体LC12を用い、平滑コンデンサCLからコンデンサCr12へのエネルギ移行、およびコンデンサCr12からコンデンサCsへのエネルギ移行に、ＬＣ共振を利用している。この共振周期Ｔは、コンデンサCr12の容量値とインダクタLr12のインダクタンス値とから決まり、共振電流は、共振周期Ｔの０（Ｔ）、Ｔ／２の位相でゼロ電流となる。この実施の形態では、各MOSFETの駆動周期を、共振周期Ｔと同じかやや大きくした。各MOSFETの駆動周期が共振周期Ｔより大きい場合、共振電流はＴ／２期間流れて電流値がゼロになった後も、MOSFET（S1d、S1u）のオンオフ状態が変化するまでは、第２の回路４内の各ダイオード素子（D2d、D2u）により逆流が防止されて電流は流れない。
このため、MOSFET（S1d、S1u）のスイッチング時に、MOSFET（S1d、S1u）を流れる電流値はゼロで、スイッチングによる損失が発生せず、損失の小さな高効率なエネルギ移行が可能となる。また、共振電流を利用して効率良くエネルギ移行するため、コンデンサCr12の容量値およびインダクタLr12のインダクタンス値は小さくても良く、コンデンサCr12およびインダクタLr12は、定格の小さな小型素子を使用できる。
【００３０】
なお、この実施の形態では、コンデンサCr12とインダクタLr12のＬＣ直列体LC12を用いたが、第１の直列体（S1d，S1u）の中間点と第２の直列体（D2d，D2u）の中間点との間に接続されたコンデンサCr12の充放電経路内に、インダクタLr12を接続すれば良く、同様にＬＣ共振を利用でき、同様の効果が得られる。
【００３１】
また、インダクタLr12を省略した構成としても良く、その場合は、定倍回路５において、共振電流を利用した高効率なエネルギ移行とはならないが、上述したように、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）に定格の小さな素子を用いることができ、高周波駆動が可能であると共に、リアクトルLcを各段と小型、軽量にできる。このため、小型、軽量化が大きく促進した高効率なＤＣ／ＤＣ電力変換装置が得られる。
【００３２】
実施の形態２．
次に、上記実施の形態１と同様の回路構成で、異なる制御を行うＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
この実施の形態では、電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、１．５×V1〜２×V1となる電圧V2に昇圧して電圧端子VH、Vcom間に出力する。上記実施の形態１と同様に、電圧端子VH、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VL、Vcom→電圧端子VH、Vcomの経路で移行して消費する。
【００３３】
図６に、定倍回路５内の各MOSFETのゲート信号GS1d、GS1uと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、ＬＣ直列体LC12を流れる電流ILrと、第２の回路４の高圧側端子Vmの電圧（Vmと表示）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。なお、MOSFET（S1d、S1u、Spd、Spu）はゲート信号がハイ電圧でオンする。図６に示すように、定倍回路５用のゲート信号GS1d、GS1uは、ＬＣ直列体LC12のコンデンサCr12の容量値とインダクタLr12のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５用のゲート信号GS1d、GS1uと同期する同じ周期で、昇圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約V1の電圧が蓄積され、コンデンサCr12には、以下に述べる動作の繰り返しによって電圧V1が平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsへの初期充電動作については後述する。
【００３４】
期間tt1において、ゲート信号GS1dはロウ電圧、ゲート信号GS1uはハイ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S1uがオンすることにより、コンデンサCr12に蓄積されたエネルギは、コンデンサCr12→インダクタLr12→D2u→コンデンサCs→Spu→S1uの経路でコンデンサCsに移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、Spuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となって、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が２×V1となる。これによりエネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCL→Spu→コンデンサCs→リアクトルLc→平滑コンデンサCHの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで増加しながら流れる。
【００３５】
期間tt2において、ゲート信号GS1dはハイ電圧、ゲート信号GS1uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。Spuはオン状態を維持したままで、リアクトルLcを介した平滑コンデンサCHへのエネルギ移行動作は、期間tt1から継続している。一方、S1uがオフしS1dがオンすることにより、エネルギは、平滑コンデンサCL→D2d→インダクタLr12→コンデンサCr12→S1dの経路でコンデンサCr12に移行する。
【００３６】
期間tt3において、ゲート信号GS1dはハイ電圧、ゲート信号GS1uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S1dはオン状態を維持したままで、コンデンサCr12へのエネルギ移行動作は、期間tt2から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしてSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が１×V1となる。これによりリアクトルLcに蓄積されたエネルギが放出され、エネルギは、リアクトルLc→平滑コンデンサCH→Spd→コンデンサCsの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで減少しながら流れる。
【００３７】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を昇圧調整して出力する。
定倍回路５は、第１の回路３を駆動回路として、第２の回路４を整流回路として動作させ、平滑コンデンサCLからコンデンサCr12へのエネルギ移行、およびコンデンサCr12からコンデンサCsへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５の高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間（tt1＋tt2）において２×V1とし、それ以外の期間では１×V1として、リアクトルLcに接続することで、リアクトルLcを介して平滑コンデンサCHへエネルギを移行する。
【００３８】
期間（tt1＋tt2）の長さを調整することにより、出力電圧V2の高さ、即ち昇圧率を制御することができる。期間（tt1＋tt2）が長いと出力電圧V2は高く、短いと低くなる。コンデンサCsへのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS1u、Spuがオン状態である。このため、ゲート信号GS1d、GS1u、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spuのオン期間である期間（tt1＋tt2）の長さはＴ／２〜Ｔの範囲で調整される。即ち、調整可能な出力電圧の最小値は１．５×V1となる。
制御回路２は、所望の昇圧率に応じて予め期間（tt1＋tt2）の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２では、電圧端子VH、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VH、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間（tt1＋tt2）の長さを調整する。即ち、電圧端子VH、Vcom間の電圧である出力電圧V2の変動を抑制するように期間（tt1＋tt2）の長さを調整することにより、所望の出力電圧V2を確実に得ることができる。
【００３９】
次に、コンデンサCsへの初期充電動作について説明する。コンデンサCsには、電圧V1が蓄積されている必要がある。初期充電動作において、ＰＷＭ回路６ではSpdをオフ状態、Spuをオン状態とし、定倍回路５ではS1dとS1uとを周期Ｔで交互にオンオフ動作させる。この動作により、コンデンサCsに電圧V1を充電することができる。
【００４０】
この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置に用いるリアクトルLcの仕様（特性）について、以下に説明する。例えば、周波数１０kHz、V1＝２５０Ｖ、出力電力１０kW、リアクトルLcに流れる電流ILcのリプル電流p−p値ΔIと平均電流値Iaveとの比（ΔI／Iave）を０．８とした場合の、出力電圧V2とリアクトルLcの特性との関係を、比較例と共に図７に示す。なお、比較例は上記実施の形態１で示した従来の比較例と同じものである。図に示すように、リアクトルLcのインダクタンス値Ｌと平均電流値Iaveの２乗との積で、リアクトルLcのサイズの目安となる、Ｌ×Iave２は、上記比較例と比べると大幅に小さくなる。例えば、昇圧率１．５の出力電圧V2＝３７５Ｖで調整する場合は約１／２となり、昇圧率１．９の出力電圧V2＝４７５Ｖで調整する場合は約１／１０となる。このように、従来は大型部品であったリアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
【００４１】
また、この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、リアクトルLcに接続する電圧レベルとその期間を制御するＰＷＭ回路６内のSpd、Spuに印加される電圧、およびSpd、Spuに流れる電流を、従来のものに比べて各段と低減でき、損失を低減できる。また、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）は、定倍回路５内のMOSFET（S1d、S1u）と同様に、定格の小さな素子を用いることができ、各MOSFETを各段と高周波で駆動することができる。その結果リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを小さくでき、さらにリアクトルLcを小型、軽量にできる。
【００４２】
また、定倍回路５において、エネルギ移行にＬＣ共振を利用し、各MOSFETの駆動周期を、共振周期Ｔと同じかやや大きくした。このため、MOSFET（S1d、S1u）のスイッチング時に、MOSFET（S1d、S1u）を流れる電流値はゼロで、損失の小さな高効率なエネルギ移行が可能となる。また、共振電流を利用して効率良くエネルギ移行するため、コンデンサCr12およびインダクタLr12は、定格の小さな小型素子を使用できる。
【００４３】
なお、この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、インダクタLr12はコンデンサCr12の充放電経路内に接続すれば良く、同様の効果が得られる。
また、インダクタLr12を省略した構成としても良く、その場合は、定倍回路５において、共振電流を利用した高効率なエネルギ移行とはならないが、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）に定格の小さな素子を用いることができ、高周波駆動が可能であると共にリアクトルLcを各段と小型、軽量にできる効果は同様に得られる。
【００４４】
また、電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、上記実施の形態１では２×V1〜２．５×V1に昇圧し、上記実施の形態２では１．５×V1〜２×V1に昇圧したが、昇圧率に応じて制御回路２が上記実施の形態１あるいは上記実施の形態２で示した制御を選択して用いることで、１．５×V1〜２．５×V1に昇圧して電圧端子VH、Vcom間に出力する事ができる。
【００４５】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図８は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す。図８に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ａと制御回路２ａとから構成され、高圧側入出力両端子（VH，Vcom）間に入力された電圧V2を、０．４×V2〜０．５×V2に降圧された電圧V1にして低圧側入出力両端子（VL，Vcom）間に出力する降圧動作を行うＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。なお、低圧側入出力両端子（電圧端子VL、Vcom）の負極側端子Vcomは、高圧側入出力両端子（電圧端子VH、Vcom）の負極側端子Vcomと共通である。
【００４６】
ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ａは、電圧端子VL、Vcom間に接続されて出力電圧V1を平滑化する低圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCLと、電圧端子VH、Vcom間に接続されて入力電圧V2を平滑化する高圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCHと、第１の直列体（D1d，D1u）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成る第１の回路３ａ、第２の直列体（S2d，S2u）を第１の回路３ａの高圧側に直列接続して成る第２の回路４ａ、およびコンデンサCr12およびインダクタLr12の直列回路で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12で構成される定倍回路５ａとを備える。
【００４７】
第２の回路４ａを構成する第２の直列体（S2d，S2u）は、半導体スイッチ素子としてのMOSFETから成る低圧側素子S2d、高圧側素子S2uを直列接続して構成され、定倍回路５ａ内で駆動回路として動作する。第１の回路３ａを構成する第１の直列体（D1d，D1u）は、ダイオード素子から成る低圧側素子D1d、高圧側素子D1uを直列接続して構成され、定倍回路５ａ内で整流回路として動作する。そして、ＬＣ直列体LC12は、第２の直列体（S2d，S2u）の中間点となる低圧側素子S2d、高圧側素子S2uの接続点と、第１の直列体（D1d，D1u）の中間点となる低圧側素子D1d、高圧側素子D1uの接続点との間に接続される。以下、MOSFETから成る低圧側素子S2d、高圧側素子S2uを単にS2d、S2uと、ダイオード素子から成る低圧側素子D1d、高圧側素子D1uを単にD2d、D2uと称す。
【００４８】
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ａは、上記実施の形態１と同様に、MOSFETから成るSpd、Spuを直列接続した直列体（Spd，Spu）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成るＰＷＭ回路６と、ＰＷＭ回路６の中間点と第２の回路４ａの高圧側端子Vmとの間に接続されたＰＷＭ用コンデンサとしてのコンデンサCsと、電圧端子VHと高圧側端子Vmとの間に接続されるリアクトルLcとを備える。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
【００４９】
このようなＤＣ／ＤＣ電力変換装置における接続の詳細について説明する。なお、上記実施の形態１と同様の部分は省略する。
S2dのソース端子は電圧端子VLに、ドレイン端子はS2uのソース端子に、S2uのドレイン端子はリアクトルLcの一方およびコンデンサCsの高圧側に接続されている。D1dのアノード端子は電圧端子Vcomに、カソード端子はD1uのアノード端子に、D1uのカソード端子は電圧端子VLに接続されている。ＬＣ直列体LC12の一端は、S2dとS2uとの接続点に接続され、他端はD1dとD1uとの接続点に接続されている。
【００５０】
S2d、S2u、Spd、Spuのゲート端子と、電圧端子VL、Vcomは、制御回路２ａに接続されている。S2d、S2u、Spd、Spuのゲート端子には、各MOSFETのソース端子の電圧を基準としたゲート信号GS2d、GS2u、GSpd、GSpuが制御回路２ａから入力され、制御回路２ａには、電圧端子VL、Vcomの各電圧が入力される。
【００５１】
次に、電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V2を、０．４×V2〜０．５×V2となる電圧V1に降圧して電圧端子VL、Vcom間に出力する動作について説明する。電圧端子VL、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VH、Vcom→電圧端子VL、Vcomの経路で移行して消費する。また、上記実施の形態１と同様に、平滑コンデンサCL、CH、コンデンサCsの容量値は、ＬＣ直列体LC12のコンデンサCr12の容量値と比較して十分大きな値に設定される。
【００５２】
図９に、定倍回路５ａ内の各MOSFETのゲート信号GS2d、GS2uと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、ＬＣ直列体LC12を流れる電流ILrと、第２の回路４ａの高圧側端子Vmの電圧（Vm）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。なお、MOSFET（S2d、S2u、Spd、Spu）はゲート信号がハイ電圧でオンする。図９に示すように、定倍回路５ａ用のゲート信号GS2d、GS2uは、ＬＣ直列体LC12のコンデンサCr12の容量値とインダクタLr12のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５ａ用のゲート信号GS2d、GS2uと同期する同じ周期で、降圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約２×V1の電圧が蓄積され、コンデンサCr12には、以下に述べる動作の繰り返しによって電圧V1が平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsへの初期充電動作については後述する。
【００５３】
期間s1において、ゲート信号GS2dはハイ電圧、ゲート信号GS2uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S2dがオンすることにより、コンデンサCr12に蓄積されたエネルギは、コンデンサCr12→インダクタLr12→S2d→平滑コンデンサCL→D1dの経路で平滑コンデンサCLに移行する。一方、SpdがオフしてSpuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となって高圧側端子Vmの電圧（Vm）が３×V1となる。これによりリアクトルLcに蓄積されたエネルギが放出され、エネルギは、リアクトルLc→コンデンサCs→Spu→平滑コンデンサCL→平滑コンデンサCHの経路で平滑コンデンサCLに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を減少しながら流れる（図中、電流は負極性の電流として表している）。
【００５４】
期間s2において、ゲート信号GS2dはハイ電圧、ゲート信号GS2uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S2dはオン状態を維持したままで、平滑コンデンサCLへのエネルギ移行動作は、期間s1から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が２×V1となる。これによりエネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCH→リアクトルLc→コンデンサCs→Spdの経路でコンデンサCsに移行すると同時に、リアクトルLcにエネルギが蓄積される。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を増加しながら流れる。
【００５５】
期間s3において、ゲート信号GS2dはロウ電圧、ゲート信号GS2uはハイ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。Spdはオン状態を維持したままで、リアクトルLcを介したコンデンサCsへのエネルギ移行動作は、期間s2から継続している。また、S2dがオフしS2uがオンすることにより、コンデンサCsに蓄積されたエネルギが、コンデンサCs→S2u→インダクタLr12→コンデンサCr12→D1u→平滑コンデンサCL→Spdの経路で、コンデンサCr12に移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。
【００５６】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を降圧調整して出力する。
定倍回路５ａは、第２の回路４ａを駆動回路として、第１の回路３ａを整流回路として動作させ、コンデンサCsからコンデンサCr12へのエネルギ移行、およびコンデンサCr12から平滑コンデンサCLへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５ａの高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間（s2＋s3）において２×V1とし、それ以外の期間では３×V1として、リアクトルLcに接続することで、平滑コンデンサCHからリアクトルLcを介してコンデンサCsおよび平滑コンデンサCLへエネルギを移行する。
【００５７】
期間（s2＋s3）の長さを調整することにより、出力電圧V1の高さ、即ち降圧率を制御することができる。期間（s2＋s3）が長いと出力電圧V1は高く、短いと低くなる。コンデンサCr12へのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS2u、Spdがオン状態である。このため、ゲート信号GS2d、GS2u、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spdのオン期間である期間（s2＋s3）の長さはＴ／２〜Ｔの範囲で調整される。即ち、調整可能な出力電圧V1は、（０．４×V2）≦V1≦（０．５×V2）となる。
制御回路２ａは、所望の降圧率に応じて予め期間（s2＋s3）の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２ａでは、電圧端子VL、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VL、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間（s2＋s3）の長さを調整する。即ち、電圧端子VL、Vcom間の電圧である出力電圧V1の変動を抑制するように期間（s2＋s3）の長さを調整することにより、所望の出力電圧V1を確実に得ることができる。
【００５８】
次に、コンデンサCsへの初期充電動作について説明する。コンデンサCsには、電圧２×V1が蓄積されている必要がある。初期充電動作において、定倍回路５ａ内のS2d、S2uおよびＰＷＭ回路６内のSpd、Spuを周期Ｔで、図９で示した降圧動作時と同様のデューティ比にてオンオフする。これにより、コンデンサCsの電圧と電圧V1との関係を２：１とすることができる。このとき、電圧V1は、（０．４×V2）≦V1≦（０．５×V2）となっている。
【００５９】
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、リアクトルLcのインダクタンス値Ｌと平均電流値Iaveの２乗との積でリアクトルLcのサイズの目安となる、Ｌ×Iave２は、従来のものに比して大幅に小さくなる。このため、従来は大型部品であったリアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
また、リアクトルLcに接続する電圧レベルとその期間を制御するＰＷＭ回路６内のSpd、Spuに印加される電圧、およびSpd、Spuに流れる電流を、従来のものに比べて各段と低減でき、損失を低減できる。また、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）は、定倍回路５ａ内のMOSFET（S1d、S1u）と同様に、定格の小さな素子を用いることができ、各MOSFETを各段と高周波で駆動することができる。その結果リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを小さくでき、さらにリアクトルLcを小型、軽量にできる。
【００６０】
また、定倍回路５ａにおいて、エネルギ移行にＬＣ共振を利用し、各MOSFETの駆動周期を、共振周期Ｔと同じかやや大きくした。各MOSFETの駆動周期が共振周期Ｔより大きい場合、共振電流はＴ／２期間流れて電流値がゼロになった後も、MOSFET（S2d、S2u）のオンオフ状態が変化するまでは、第１の回路３ａ内の各ダイオード素子（D1d、D1u）により逆流が防止されて電流は流れない。
このため、MOSFET（S2d、S2u）のスイッチング時に、MOSFET（S2d、S2u）を流れる電流値はゼロで、損失の小さな高効率なエネルギ移行が可能となる。また、共振電流を利用して効率良くエネルギ移行するため、コンデンサCr12およびインダクタLr12は、定格の小さな小型素子を使用できる。
【００６１】
なお、この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、インダクタLr12はコンデンサCr12の充放電経路内に接続すれば良く、同様の効果が得られる。
また、インダクタLr12を省略した構成としても良く、その場合は、定倍回路５において、共振電流を利用した高効率なエネルギ移行とはならないが、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）に定格の小さな素子を用いることができ、高周波駆動が可能であると共にリアクトルLcを各段と小型、軽量にできる効果は同様に得られる。
【００６２】
実施の形態４．
次に、上記実施の形態３と同様の回路構成で、異なる制御を行うＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
この実施の形態では、電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V2を、０．５×V2〜０．６７×V2となる電圧V1に降圧して電圧端子VL、Vcom間に出力する。上記実施の形態３と同様に、電圧端子VL、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VH、Vcom→電圧端子VL、Vcomの経路で移行して消費する。
【００６３】
図１０に、定倍回路５ａ内の各MOSFETのゲート信号GS2d、GS2uと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、ＬＣ直列体LC12を流れる電流ILrと、第２の回路４ａの高圧側端子Vmの電圧（Vm）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。なお、MOSFET（S2d、S2u、Spd、Spu）はゲート信号がハイ電圧でオンする。図１０に示すように、定倍回路５ａ用のゲート信号GS2d、GS2uは、ＬＣ直列体LC12のコンデンサCr12の容量値とインダクタLr12のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５ａ用のゲート信号GS2d、GS2uと同期する同じ周期で、降圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約V1の電圧が蓄積され、コンデンサCr12には、以下に述べる動作の繰り返しによって電圧V1が平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsへの初期充電動作については後述する。
【００６４】
期間ss1において、ゲート信号GS2dはロウ電圧、ゲート信号GS2uはハイ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S2u、Spuがオンすることにより、コンデンサCsに蓄積されたエネルギが、コンデンサCs→S2u→インダクタLr12→コンデンサCr12→D1u→Spuの経路で、コンデンサCr12に移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpdがオフしてSpuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となって高圧側端子Vmの電圧（Vm）が２×V1となる。これによりリアクトルLcに蓄積されたエネルギが放出され、エネルギは、リアクトルLc→コンデンサCs→Spu→平滑コンデンサCL→平滑コンデンサCHの経路で、平滑コンデンサCLおよびコンデンサCsに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を減少しながら流れる（図中、電流は負極性の電流として表している）。
【００６５】
期間ss2において、ゲート信号GS2dはハイ電圧、ゲート信号GS2uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。Spuはオン状態を維持したままで、リアクトルLcのエネルギ放出による平滑コンデンサCLおよびコンデンサCsへのエネルギ移行動作は、期間ss1から継続している。一方、S2uがオフしてS2dがオンすることにより、コンデンサCr12に蓄積されたエネルギは、コンデンサCr12→インダクタLr12→S2d→平滑コンデンサCL→D1dの経路で平滑コンデンサCLに移行する。
【００６６】
期間ss3において、ゲート信号GS2dはハイ電圧、ゲート信号GS2uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S2dはオン状態を維持したままで、平滑コンデンサCLへのエネルギ移行動作は、期間ss2から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしてSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が１×V1となる。これによりエネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCH→リアクトルLc→コンデンサCs→Spdの経路で、コンデンサCsに移行すると同時に、リアクトルLcにエネルギが蓄積される。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を増加しながら流れる。
【００６７】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を降圧調整して出力する。
定倍回路５ａは、第２の回路４ａを駆動回路として、第１の回路３ａを整流回路として動作させ、コンデンサCsからコンデンサCr12へのエネルギ移行、およびコンデンサCr12から平滑コンデンサCLへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５ａの高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間ss3において１×V1とし、それ以外の期間では２×V1として、リアクトルLcに接続することで、平滑コンデンサCHからリアクトルLcを介してコンデンサCsおよび平滑コンデンサCLへエネルギを移行する。
【００６８】
期間ss3の長さを調整することにより、出力電圧V1の高さ、即ち降圧率を制御することができる。期間ss3が長いと出力電圧V1は高く、短いと低くなる。コンデンサCr12へのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS2u、Spuがオン状態である。このため、ゲート信号GS2d、GS2u、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spdのオン期間である期間ss3の長さはＴ／２以下である。即ち、調整可能な出力電圧V1は、（０．５×V2）≦V1≦（０．６７×V2）となる。
制御回路２ａは、所望の降圧率に応じて予め期間ss3の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２ａでは、電圧端子VL、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VL、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間ss3の長さを調整する。即ち、電圧端子VL、Vcom間の電圧である出力電圧V1の変動を抑制するように期間ss3の長さを調整することにより、所望の出力電圧V1を確実に得ることができる。
【００６９】
次に、コンデンサCsへの初期充電動作について説明する。コンデンサCsには、電圧V1が蓄積されている必要がある。初期充電動作において、定倍回路５ａ内のS2d、S2uおよびＰＷＭ回路６内のSpd、Spuを周期Ｔで、図１０で示した降圧動作時と同様のデューティ比にてオンオフする。これにより、コンデンサCsの電圧と電圧V1との関係を１：１とすることができる。このとき、電圧V1は、（０．５×V2）≦V1≦（０．６７×V2）となっている。
【００７０】
この実施の形態においても、上記実施の形態３と同様に、リアクトルLcのインダクタンス値Ｌと平均電流値Iaveの２乗との積でリアクトルLcのサイズの目安となる、Ｌ×Iave２は、従来のものに比して大幅に小さくなる。このため、従来は大型部品であったリアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
また、リアクトルLcに接続する電圧レベルとその期間を制御するＰＷＭ回路６内のSpd、Spuに印加される電圧、およびSpd、Spuに流れる電流を、従来のものに比べて各段と低減でき、損失を低減できる。また、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）は、定倍回路５ａ内のMOSFET（S1d、S1u）と同様に、定格の小さな素子を用いることができ、各MOSFETを各段と高周波で駆動することができる。その結果リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを小さくでき、さらにリアクトルLcを小型、軽量にできる。
【００７１】
また、定倍回路５ａにおいて、エネルギ移行にＬＣ共振を利用し、各MOSFETの駆動周期を、共振周期Ｔと同じかやや大きくした。このため、MOSFET（S2d、S2u）のスイッチング時に、MOSFET（S2d、S2u）を流れる電流値はゼロで、損失の小さな高効率なエネルギ移行が可能となる。また、共振電流を利用して効率良くエネルギ移行するため、コンデンサCr12およびインダクタLr12は、定格の小さな小型素子を使用できる。
【００７２】
なお、この実施の形態においても、上記実施の形態３と同様に、インダクタLr12はコンデンサCr12の充放電経路内に接続すれば良く、同様の効果が得られる。
また、インダクタLr12を省略した構成としても良く、その場合は、定倍回路５ａにおいて、共振電流を利用した高効率なエネルギ移行とはならないが、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）に定格の小さな素子を用いることができ、高周波駆動が可能であると共にリアクトルLcを各段と小型、軽量にできる効果は同様に得られる。
【００７３】
また、電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V2を、上記実施の形態３では０．４×V2〜０．５×V2に降圧し、上記実施の形態４では０．５×V2〜０．６７×V2に降圧したが、降圧率に応じて制御回路２ａが上記実施の形態３あるいは上記実施の形態４で示した制御を選択して用いることで、０．４×V2〜０．６７×V2に降圧して電圧端子VL、Vcom間に出力する事ができる。
【００７４】
実施の形態５．
以下、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１１は、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す。図１１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｂと制御回路２ｂとから構成される。そして、低圧側入出力両端子（VL，Vcom）間に入力された電圧V1を、１．５×V1〜２．５×V1に昇圧された電圧V2にして高圧側入出力両端子（VH，Vcom）間に出力する昇圧機能と、高圧側入出力両端子（VH，Vcom）間に入力された電圧V2を、０．４×V2〜０．６７×V2に降圧された電圧V1にして低圧側入出力両端子（VL，Vcom）間に出力する降圧機能との双方のＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。なお、低圧側入出力両端子（電圧端子VL、Vcom）の負極側端子Vcomは、高圧側入出力両端子（電圧端子VH、Vcom）の負極側端子Vcomと共通である。
【００７５】
ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｂは、電圧端子VL、Vcom間に接続されて出力電圧V1を平滑化する低圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCLと、電圧端子VH、Vcom間に接続されて入力電圧V2を平滑化する高圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCHと、第１の直列体（S1d，S1u）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成る第１の回路３ｂ、第２の直列体（S2d，S2u）を第１の回路３ｂの高圧側に直列接続して成る第２の回路４ｂ、およびコンデンサCr12およびインダクタLr12の直列回路で構成されエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12で構成される定倍回路５ｂとを備える。
【００７６】
第１の回路３ｂを構成する第１の直列体（S1d，S1u）、および第２の回路４ｂを構成する第２の直列体（S2d，S2u）は、半導体スイッチ素子としてのMOSFETから成る低圧側素子S1d、S2d、高圧側素子S1u、S2uを直列接続して構成される。そして、定倍回路５ｂ内で、昇圧動作時には、第１の回路３ｂが駆動回路として動作し、第２の回路４ｂが整流回路として動作する。また、降圧動作時には、第２の回路４ｂが駆動回路として動作し、第１の回路３ｂが整流回路として動作する。そして、ＬＣ直列体LC12は、第１の直列体（S1d，S1u）の中間点となる低圧側素子S1d、高圧側素子S1uの接続点と、第２の直列体（S2d，S2u）の中間点となる低圧側素子S2d、高圧側素子S2uの接続点との間に接続される。
【００７７】
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｂは、上記実施の形態１〜４と同様に、MOSFETから成るSpd、Spuを直列接続した直列体（Spd，Spu）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成るＰＷＭ回路６と、ＰＷＭ回路６の中間点と第２の回路４ｂの高圧側端子Vmとの間に接続されたＰＷＭ用コンデンサとしてのコンデンサCsと、電圧端子VHと高圧側端子Vmとの間に接続されるリアクトルLcとを備える。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
【００７８】
各MOSFET（S1d、S1u、S2d、S2u、Spd、Spu）のゲート端子と、電圧端子VL、VH、Vcomは、制御回路２ｂに接続されている。S1d、S1u、S2d、S2u、Spd、Spuのゲート端子には、各MOSFETのソース端子の電圧を基準としたゲート信号GS1d、GS1u、GS2d、GS2u、GSpd、GSpuが制御回路２ｂから入力され、制御回路２ｂには、電圧端子VL、VH、Vcomの各電圧が入力される。
【００７９】
この実施の形態では、昇圧動作時には、上記実施の形態１、２で示した制御および動作を行い、降圧動作時には、上記実施の形態３、４で示した制御および動作を行う。このように、昇圧動作と降圧動作を切り換えることにより、昇降圧動作を実現している。
なお、昇圧動作時における第２の回路４ｂ、および降圧動作時における第１の回路３ｂは、整流回路として用いるため、各MOSFETをオフさせてソース、ドレイン間の寄生ダイオードにて整流することで上記実施の形態１、２および上記実施の形態３、４と同様の動作となる。この整流回路としての動作は、寄生ダイオードの導通タイミングに合わせて各MOSFETをオン動作させてもよく、より損失が小さくなる。
【００８０】
以上のように、この実施の形態では、昇圧機能と降圧機能との双方のＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有し、しかも、上記各実施の形態と同様に、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）を、定格の小さな素子を用いて各MOSFETの高周波駆動を可能にし、リアクトルLcのサイズを各段と小さくしてＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化を促進すると共に、高効率なエネルギ移行を実現する。
【００８１】
実施の形態６．
以下、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１２は、この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す。図１２に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｃと制御回路２ｃとから構成され、低圧側入出力両端子（VL，Vcom）間に入力された電圧V1を、２．５×V1〜３．５×V1に昇圧された電圧V2にして高圧側入出力両端子（VH，Vcom）間に出力する昇圧動作を行うＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。なお、低圧側入出力両端子（電圧端子VL、Vcom）の負極側端子Vcomは、高圧側入出力両端子（電圧端子VH、Vcom）の負極側端子Vcomと共通である。
【００８２】
ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｃは、電圧端子VL、Vcom間に接続されて入力電圧V1を平滑化する低圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCLと、電圧端子VH、Vcom間に接続されて出力電圧V2を平滑化する高圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCHと、第１の回路３ｃ、第２の回路４ｃおよびエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13を有する定倍回路５ｃとを備える。
第１の回路３ｃは、半導体スイッチ素子としてのMOSFETから成る低圧側素子S1dA、S1dB、高圧側素子S1uA、S1uBを直列接続して構成される２個の第１の直列体（S1dA，S1uA）、（S1dB，S1uB）を電圧端子VL、Vcom間に並列接続して成り、定倍回路５ｃ内で駆動回路として動作する。第２の回路４ｃは、ダイオード素子から成る低圧側素子D2d、D3d、高圧側素子D2u、D3uを直列接続して構成される２個の第２の直列体（D2d，D2u）、（D3d，D3u）を直列接続して成り、低圧側の第２の直列体（D2d，D2u）には、平滑コンデンサCL2が並列接続される。また、２個の第２の直列体（D2d，D2u）、（D3d，D3u）は、定倍回路５ｃ内で整流回路として動作する。
【００８３】
そして、ＬＣ直列体LC12は、コンデンサCr12およびインダクタLr12の直列回路で構成され、第１の直列体（S1dA，S1uA）の中間点と第２の直列体（D2d，D2u）の中間点との間に接続される。ＬＣ直列体LC13は、コンデンサCr13およびインダクタLr13の直列回路で構成され、第１の直列体（S1dB，S1uB）の中間点と第２の直列体（D3d，D3u）の中間点との間に接続される。以下、MOSFETから成る低圧側素子S1dA、S1dB、高圧側素子S1uA、S1uBを単にS1dA、S1dB、S1uA、S1uBと、ダイオード素子から成る低圧側素子D2d、D3d、高圧側素子D2u、D3uを単にD2d、D3d、D2u、D3uと称す。
【００８４】
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｃは、上記各実施の形態と同様に、MOSFETから成るSpd、Spuを直列接続した直列体（Spd，Spu）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成るＰＷＭ回路６と、ＰＷＭ回路６の中間点と第２の回路４ｃの高圧側端子Vmとの間に接続されたＰＷＭ用コンデンサとしてのコンデンサCsと、電圧端子VHと高圧側端子Vmとの間に接続されるリアクトルLcとを備える。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
【００８５】
このようなＤＣ／ＤＣ電力変換装置における接続の詳細について説明する。  
平滑コンデンサCLの両端子は、それぞれ電圧端子VL、Vcomに接続され、電圧端子Vcomは接地されている。平滑コンデンサCHの低圧側端子は電圧端子Vcomに接続され、高圧側端子は電圧端子VHに接続されている。S1dAのソース端子は電圧端子Vcomに、ドレイン端子はS1uAのソース端子に、S1uAのドレイン端子は電圧端子VLに接続されている。S1dBのソース端子は電圧端子Vcomに、ドレイン端子はS1uBのソース端子に、S1uBのドレイン端子は電圧端子VLに接続されている。Spdのソース端子は電圧端子Vcomに、ドレイン端子はSpuのソース端子に、Spuのドレイン端子は電圧端子VLに接続されている。D2dのアノード端子は電圧端子VLに、カソード端子はD2uのアノード端子に、D2uのカソード端子は平滑コンデンサCL2の一方に、CL2の他方は電圧端子VLに接続されている。D3dのアノード端子はD2uのカソードに、カソード端子はD3uのアノード端子に、D3uのカソード端子は、リアクトルLcの一方およびコンデンサCsの高圧側に接続されている。
【００８６】
ＬＣ直列体LC12の一端は、S1dAとS1uAとの接続点に接続され、他端はD2dとD2uとの接続点に接続されている。ＬＣ直列体LC13の一端は、S1dBとS1uBとの接続点に接続され、他端はD3dとD3uとの接続点に接続されている。コンデンサCsの一端は、SpdとSpuとの接続点に接続され、他端はD3uのカソード端子およびリアクトルLcの一方に接続されている。リアクトルLcの他方は平滑コンデンサCHの高圧側および電圧端子VHに接続されている。
S1dA、S1uA、S1dB、S1uB、Spd、Spuのゲート端子と、電圧端子VH、Vcomは、制御回路２ｃに接続されている。S1dA、S1uA、S1dB、S1uB、Spd、Spuのゲート端子には、各MOSFETのソース端子の電圧を基準としたゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uB、GSpd、GSpuが制御回路２ｃから入力され、制御回路２ｃには、電圧端子VH、Vcomの各電圧が入力される。
【００８７】
上述したように、この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、２．５×V1〜３．５×V1に昇圧された電圧V2にする昇圧動作を行うが、３×V1〜３．５×V1に昇圧する第１の場合と、２．５×V1〜３×V1に昇圧する第２の場合とで制御が異なる。
まず、第１の場合、即ち、電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、３×V1〜３．５×V1となる電圧V2に昇圧して電圧端子VH、Vcom間に出力する動作について説明する。電圧端子VH、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VL、Vcom→電圧端子VH、Vcomの経路で移行して消費する。また、平滑コンデンサCL、CL2、CH、コンデンサCsの容量値は、ＬＣ直列体LC12、LC13のコンデンサCr12、Cr13の容量値と比較して十分大きな値に設定される。また、Lr12とCr12から決まるＬＣ直列体LC12の共振周期と、Lr13とCr13から決まるＬＣ直列体LC13の共振周期は、ほば同じとする。
【００８８】
図１３に、定倍回路５ｃ内の各MOSFETのゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uBと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、各ＬＣ直列体LC12、LC13を流れる電流ILr1、ILr2と、第２の回路４ｃの高圧側端子Vmの電圧（Vmと表示）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。なお、各MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。図１３に示すように、定倍回路５ｃ用のゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uBは、ＬＣ直列体LC12、LC13のコンデンサCr12、Cr13の容量値とインダクタLr12、Lr13のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５ｃ用のゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uBと同期する同じ周期で、昇圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約３×V1の電圧が蓄積され、平滑コンデンサCL2には約V1の電圧が蓄積されている。また、以下に述べる動作の繰り返しによって、コンデンサCr12には電圧V1がコンデンサCr13には約２×V1の電圧が、それぞれ平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作については後述する。
【００８９】
期間u1において、ゲート信号GS1dAはロウ電圧、ゲート信号GS1uAはハイ電圧、ゲート信号GS1dBはハイ電圧、ゲート信号GS1uBはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S1uA、S1dBがオンすることにより、エネルギは、コンデンサCr12→インダクタLr12→D2u→平滑コンデンサCL2→S1uAの経路と、平滑コンデンサCL→平滑コンデンサCL2→D3d→インダクタLr13→コンデンサCr13→S1dBの経路とで、平滑コンデンサCL2とコンデンサCr13とに移行する。一方、Spuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となり、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が４×V1となる。これによりエネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCL→Spu→コンデンサCs→リアクトルLc→平滑コンデンサCHの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで増加しながら流れる。
【００９０】
期間u2において、ゲート信号GS1dAはロウ電圧、ゲート信号GS1uAはハイ電圧、ゲート信号GS1dBはハイ電圧、ゲート信号GS1uBはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S1uA、S1dBはオン状態を維持したままで、平滑コンデンサCL2およびコンデンサCr13へのエネルギ移行動作は、期間u1から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしてSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が３×V1となる。これによりリアクトルLcに蓄積されたエネルギが放出され、リアクトルLc→平滑コンデンサCH→Spd→コンデンサCsの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで減少しながら流れる。
【００９１】
期間u3において、ゲート信号GS1dAはハイ電圧、ゲート信号GS1uAはロウ電圧、ゲート信号GS1dBはロウ電圧、ゲート信号GS1uBはハイ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。Spdはオン状態を維持したままで、リアクトルLcからの平滑コンデンサCHへのエネルギ移行動作は、期間u2から継続している。S1dAがオンしS1uAがオフ、S1dBがオフしS1uBがオンすることにより、平滑コンデンサCLおよびコンデンサCr13に蓄積されたエネルギは、平滑コンデンサCL→D2d→インダクタLr12→コンデンサCr12→S1dAの経路と、コンデンサCr13→インダクタLr13→D3u→コンデンサCs→Spd→平滑コンデンサCL→S1uBの経路とで、コンデンサCr12およびコンデンサCsに移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。
【００９２】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を昇圧調整して出力する。
定倍回路５ｃは、第１の回路３ｃの２個の第１の直列体（S1dA，S1uA）、（S1dB，S1uB）を駆動回路として、第２の回路４ｃの２個の第２の直列体（D2d，D2u）、（D3d，D3u）を整流回路として動作させ、平滑コンデンサCLからコンデンサCr12、Cr13および平滑コンデンサCL2へ、さらにコンデンサCsへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５ｃの高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間u1において４×V1とし、それ以外の期間では３×V1として、リアクトルLcに接続することで、リアクトルLcを介して平滑コンデンサCHへエネルギを移行する。
【００９３】
期間u1の長さを調整することにより、出力電圧V2の高さ、即ち昇圧率を制御することができる。期間u1が長いと出力電圧V2は高く、短いと低くなる。コンデンサCsへのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS1dA、S1uB、Spdがオン状態である。このため、ゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uB、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spuのオン期間である期間u1の長さはＴ／２以下である。即ち、調整可能な出力電圧の最大値は３．５×V1となる。
制御回路２ｃは、所望の昇圧率に応じて予め期間u1の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２ｃでは、電圧端子VH、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VH、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間u1の長さを調整する。即ち、電圧端子VH、Vcom間の電圧である出力電圧V2の変動を抑制するように期間u1の長さを調整することにより、所望の出力電圧V2を確実に得ることができる。
【００９４】
次に、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作について説明する。コンデンサCsには電圧３×V1が、平滑コンデンサCL2には電圧V1が蓄積されている必要がある。初期充電動作において、ＰＷＭ回路６ではSpdをオン状態、Spuをオフ状態とし、定倍回路５ｃでは、S1dAとS1uAを、またS1dBとS1uBを、周期Ｔで交互にオンオフ動作させる。この動作により、コンデンサCsに電圧３×V1を充電すると同時に平滑コンデンサCL2に電圧V1を充電することができる。
【００９５】
このように動作するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に用いるリアクトルLcの仕様（特性）について、以下に説明する。例えば、周波数１０kHz、V1＝２５０Ｖ、出力電力１０kW、リアクトルLcに流れる電流ILcのリプル電流p−p値ΔIと平均電流値Iaveとの比（ΔI／Iave）を０．８とした場合の、出力電圧V2とリアクトルLcの特性との関係を、比較例と共に図示する。特に、リアクトルLcの平均電流値Iaveを図１４に、リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを図１５に、インダクタンス値Ｌと平均電流値Iaveの２乗との積で、リアクトルLcのサイズの目安となる、Ｌ×Iave２を図１６に示す。なお、比較例は上記実施の形態１で示した従来の比較例と同じものである。
【００９６】
図に示すように、上記比較例と比べると、この実施の形態によるリアクトルLcの平均電流値Iaveは小さく、インダクタンス値Ｌは、出力電圧レベルが低い側で各段と小さくなる。また、リアクトルLcのサイズの目安となるＬ×Iave２も、大幅に小さくなる。このように、この実施の形態によると、従来は大型部品であったリアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
【００９７】
次に、第２の場合、即ち、電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、２．５×V1〜３×V1となる電圧V2に昇圧して電圧端子VH、Vcom間に出力する動作について説明する。
上記第１の場合と同様に、電圧端子VH、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VL、Vcom→電圧端子VH、Vcomの経路で移行して消費する。
【００９８】
図１７に、定倍回路５ｃ内の各MOSFETのゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uBと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、各ＬＣ直列体LC12、LC13を流れる電流ILr1、ILr2と、第２の回路４ｃの高圧側端子Vmの電圧（Vmと表示）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。図１７に示すように、定倍回路５ｃ用のゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uBは、ＬＣ直列体LC12、LC13のコンデンサCr12、Cr13の容量値とインダクタLr12、Lr13のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５ｃ用のゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uBと同期する同じ周期で、昇圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約２×V1の電圧が蓄積され、平滑コンデンサCL2には約V1の電圧が蓄積されている。また、以下に述べる動作の繰り返しによって、コンデンサCr12には電圧V1がコンデンサCr13には約２×V1の電圧が、それぞれ平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作については後述する。
【００９９】
期間uu1において、ゲート信号GS1dAはハイ電圧、ゲート信号GS1uAはロウ電圧、ゲート信号GS1dBはロウ電圧、ゲート信号GS1uBはハイ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S1dA、S1uBがオンすることにより、エネルギは、平滑コンデンサCL→D2d→インダクタLr12→コンデンサCr12→S1dAの経路と、コンデンサCr13→インダクタLr13→D3u→コンデンサCs→Spu→S1uBの経路とで、コンデンサCr12およびコンデンサCsに移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、Spuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となって、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が３×V1となる。これによりエネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCL→Spu→コンデンサCs→リアクトルLc→平滑コンデンサCHの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで増加しながら流れる。
【０１００】
期間uu2において、ゲート信号GS1dAはロウ電圧、ゲート信号GS1uAはハイ電圧、ゲート信号GS1dBはハイ電圧、ゲート信号GS1uBはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。Spuはオン状態を維持したままで、リアクトルLcを介した平滑コンデンサCHへのエネルギ移行動作は、期間uu1から継続している。一方、S1uAとS1dBとがオンすることにより、エネルギは、コンデンサCr12→インダクタLr12→D2u→平滑コンデンサCL2→S1uAの経路と、平滑コンデンサCL→平滑コンデンサCL2→D3d→インダクタLr13→コンデンサCr13→S1dBの経路とで、平滑コンデンサCL2およびコンデンサCr13に移行する。
【０１０１】
期間uu3において、ゲート信号GS1dAはロウ電圧、ゲート信号GS1uAはハイ電圧、ゲート信号GS1dBはハイ電圧、ゲート信号GS1uBはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S1uAおよびS1dBはオン状態を維持したままで、平滑コンデンサCL2およびコンデンサCr13へのエネルギ移行動作は、期間uu2から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしてSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が２×V1となる。これによりリアクトルLcに蓄積されたエネルギが放出され、エネルギは、リアクトルLc→平滑コンデンサCH→Spd→コンデンサCsの経路で平滑コンデンサCHに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで減少しながら流れる。
【０１０２】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を昇圧調整して出力する。
定倍回路５ｃは、第１の回路３ｃの２個の第１の直列体（S1dA，S1uA）、（S1dB，S1uB）を駆動回路として、第２の回路４ｃの２個の第２の直列体（D2d，D2u）、（D3d，D3u）を整流回路として動作させ、平滑コンデンサCLからコンデンサCr12、Cr13および平滑コンデンサCL2へ、さらにコンデンサCsへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５ｃの高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間（uu1＋uu2）において３×V1とし、それ以外の期間では２×V1として、リアクトルLcに接続することで、リアクトルLcを介して平滑コンデンサCHへエネルギを移行する。
【０１０３】
期間（uu1＋uu2）の長さを調整することにより、出力電圧V2の高さ、即ち昇圧率を制御することができる。期間（uu1＋uu2）が長いと出力電圧V2は高く、短いと低くなる。コンデンサCsへのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS1dA、S1uB、Spuがオン状態である。このため、ゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uB、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spuのオン期間である期間（uu1＋uu2）の長さはＴ／２〜Ｔの範囲で調整される。即ち、調整可能な出力電圧の最小値は２．５×V1となる。
制御回路２ｃは、所望の昇圧率に応じて予め期間（uu1＋uu2）の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２ｃでは、電圧端子VH、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VH、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間（uu1＋uu2）の長さを調整する。即ち、電圧端子VH、Vcom間の電圧である出力電圧V2の変動を抑制するように期間（uu1＋uu2）の長さを調整することにより、所望の出力電圧V2を確実に得ることができる。
【０１０４】
次に、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作について説明する。コンデンサCsには電圧２×V1が、平滑コンデンサCL2には電圧V1が蓄積されている必要がある。初期充電動作において、ＰＷＭ回路６ではSpdをオフ状態、Spuをオン状態とし、定倍回路５ｃでは、S1dAとS1uAを、またS1dBとS1uBを、周期Ｔで交互にオンオフ動作させる。この動作により、コンデンサCsに電圧２×V1を充電すると同時に平滑コンデンサCL2に電圧V1を充電することができる。
【０１０５】
このように動作するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に用いるリアクトルLcの仕様（特性）について、以下に説明する。例えば、周波数１０kHz、V1＝２５０Ｖ、出力電力１０kW、リアクトルLcに流れる電流ILcのリプル電流p−p値ΔIと平均電流値Iaveとの比（ΔI／Iave）を０．８とした場合の、出力電圧V2とリアクトルLcの特性との関係を、比較例と共に図１８に示す。なお、比較例は上記実施の形態１で示した従来の比較例と同じものである。図に示すように、リアクトルLcのインダクタンス値Ｌと平均電流値Iaveの２乗との積で、リアクトルLcのサイズの目安となる、Ｌ×Iave２は、上記比較例と比べると大幅に小さくなる。このように、従来は大型部品であったリアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
【０１０６】
また、上述した第１の場合、第２の場合のいずれにおいても、上記実施の形態１と同様に、リアクトルLcに接続する電圧レベルとその期間を制御するＰＷＭ回路６内のSpd、Spuに印加される電圧、およびSpd、Spuに流れる電流を、従来のものに比べて各段と低減でき、損失を低減できる。また、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）は、定倍回路５ｃ内のMOSFETと同様に、定格の小さな素子を用いることができ、各MOSFETを各段と高周波で駆動することができる。その結果リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを小さくでき、さらにリアクトルLcを小型、軽量にできる。
【０１０７】
また、定倍回路５ｃにおいて、エネルギ移行にＬＣ共振を利用し、各MOSFETの駆動周期を、共振周期Ｔと同じかやや大きくした。このため、MOSFETのスイッチング時に、MOSFETを流れる電流値はゼロで、損失の小さな高効率なエネルギ移行が可能となる。また、共振電流を利用して効率良くエネルギ移行するため、コンデンサCr12、Cr13およびインダクタLr12、Lr13は、定格の小さな小型素子を使用できる。
【０１０８】
なお、この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、インダクタLr12はコンデンサCr12の充放電経路内に、インダクタLr13はコンデンサCr13の充放電経路内に接続すれば良く、同様の効果が得られる。
また、インダクタLr12、Lr13を省略した構成としても良く、その場合は、定倍回路５ｃにおいて、共振電流を利用した高効率なエネルギ移行とはならないが、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）に定格の小さな素子を用いることができ、高周波駆動が可能であると共にリアクトルLcを各段と小型、軽量にできる効果は同様に得られる。
【０１０９】
また、電圧端子VL、Vcom間に入力された電圧V1を、上記第１の場合では３×V1〜３．５×V1に昇圧し、上記第２の場合では２．５×V1〜３×V1に昇圧したが、昇圧率に応じて制御回路２ｃが第１の場合、あるいは第２の場合で示した制御を選択して用いることで、２．５×V1〜３．５×V1に昇圧して電圧端子VH、Vcom間に出力する事ができる。
【０１１０】
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１９は、この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す。図１９に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｄと制御回路２ｄとから構成され、高圧側入出力両端子（VH，Vcom）間に入力された電圧V2を、０．２９×V2〜０．４×V2に降圧された電圧V1にして低圧側入出力両端子（VL，Vcom）間に出力する降圧動作を行うＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。なお、低圧側入出力両端子（電圧端子VL、Vcom）の負極側端子Vcomは、高圧側入出力両端子（電圧端子VH、Vcom）の負極側端子Vcomと共通である。
【０１１１】
ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｄは、電圧端子VL、Vcom間に接続されて入力電圧V1を平滑化する低圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCLと、電圧端子VH、Vcom間に接続されて出力電圧V2を平滑化する高圧側平滑コンデンサとしての平滑コンデンサCHと、第１の回路３ｄ、第２の回路４ｄおよびエネルギ移行素子として機能するＬＣ直列体LC12、LC13を有する定倍回路５ｄとを備える。
第１の回路３ｄは、ダイオード素子から成る低圧側素子D1dA、D1dB、高圧側素子D1uA、D1uBを直列接続して構成される２個の第１の直列体（D1dA，D1uA）、（D1dB，D1uB）を電圧端子VL、Vcom間に並列接続して成り、定倍回路５ｄ内で整流回路として動作する。第２の回路４ｄは、半導体素子としてのNOSFETから成る低圧側素子S2d、S3d、高圧側素子S2u、S3uを直列接続して構成される２個の第２の直列体（S2d，S2u）、（S3d，S3u）を直列接続して成り、低圧側の第２の直列体（S2d，S2u）には、平滑コンデンサCL2が並列接続される。また、２個の第２の直列体（S2d，S2u）、（S3d，S3u）は、定倍回路５ｄ内で駆動回路として動作する。
【０１１２】
そして、ＬＣ直列体LC12は、コンデンサCr12およびインダクタLr12の直列回路で構成され、第１の直列体（D1dA，D1uA）の中間点と第２の直列体（S2d，S2u）の中間点との間に接続される。ＬＣ直列体LC13は、コンデンサCr13およびインダクタLr13の直列回路で構成され、第１の直列体（D1dB，D1uB）の中間点と第２の直列体（S3d，S3u）の中間点との間に接続される。以下、MOSFETから成る低圧側素子S2d、S3d、高圧側素子S2u、S3uを単にS2d、S3d、S2u、S3uと、ダイオード素子から成る低圧側素子D1dA、D1dB、高圧側素子D1uA、D1uAを単にD1dA、D1dB、D1uA、D1uAと称す。
【０１１３】
また、ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｄは、上記各実施の形態と同様に、MOSFETから成るSpd、Spuを直列接続した直列体（Spd，Spu）を電圧端子VL、Vcom間に接続して成るＰＷＭ回路６と、ＰＷＭ回路６の中間点と第２の回路４ｄの高圧側端子Vmとの間に接続されたＰＷＭ用コンデンサとしてのコンデンサCsと、電圧端子VHと高圧側端子Vmとの間に接続されるリアクトルLcとを備える。
なお、各MOSFETは、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETである。
【０１１４】
このようなＤＣ／ＤＣ電力変換装置における接続の詳細について説明する。なお、上記実施の形態６と同様の部分は省略する。  
S2dのソース端子は電圧端子VLに、ドレイン端子はS2uのソース端子に、S2uのドレイン端子はS3dのソース端子に接続されている。S3dのドレイン端子はS3uのソース端子に、S3uのドレイン端子はリアクトルLcとコンデンサCsとの接続点に接続されている。D1dAのアノード端子は電圧端子Vcomに、カソード端子はD1uのアノード端子に、D1uのカソード端子は電圧端子VLに接続されている。D1dBのアノード端子は電圧端子Vcomに、カソード端子はD1uBのアノード端子に、D1uBのカソード端子は電圧端子VLに接続されている。ＬＣ直列体LC12の一端は、S2dとS2uとの接続点に接続され、他端はD1dAとD1uAとの接続点に接続されている。ＬＣ直列体LC13の一端は、S3dとS3uとの接続点に接続され、他端はD1dBとD1uBとの接続点に接続されている。
【０１１５】
S2d、S2u、S3d、S3u、Spd、Spuのゲート端子と、電圧端子VL、Vcomは、制御回路２ｄに接続されている。S2d、S2u、S3d、S3u、Spd、Spuのゲート端子には、各MOSFETのソース端子の電圧を基準としたゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3u、GSpd、GSpuが入力され、制御回路２ｄには、電圧端子VL、Vcomの各電圧が入力される。
【０１１６】
上述したように、この実施の形態によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V2を、０．２９×V2〜０．４×V2に降圧された電圧V1にする降圧動作を行うが、０．２９×V2〜０．３３×V2に降圧する第１の場合と、０．３３×V2〜０．４×V2に降圧する第２の場合とで制御が異なる。
まず、第１の場合、即ち、電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V2を、０．２９×V2〜０．３３×V2となる電圧V１に降圧して電圧端子VL、Vcom間に出力する動作について説明する。電圧端子VL、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VH、Vcom→電圧端子VL、Vcomの経路で移行して消費する。また、平滑コンデンサCL、CL2、CH、コンデンサCsの容量値は、ＬＣ直列体LC12、LC13のコンデンサCr12、Cr13の容量値と比較して十分大きな値に設定される。Lr12とCr12から決まるＬＣ直列体LC12の共振周期と、Lr13とCr13から決まるＬＣ直列体LC13の共振周期は、ほば同じとする。
【０１１７】
図２０に、定倍回路５ｄ内の各MOSFETのゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3uと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、各ＬＣ直列体LC12、LC13を流れる電流ILr1、ILr2と、第２の回路４ｄの高圧側端子Vmの電圧（Vmと表示）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。なお、各MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。図２０に示すように、定倍回路５ｄ用のゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3uは、ＬＣ直列体LC12、LC13のコンデンサCr12、Cr13の容量値とインダクタLr12、Lr13のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５ｄ用のゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3uと同期する同じ周期で、降圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約３×V1の電圧が蓄積され、平滑コンデンサCL2には約V1の電圧が蓄積されている。また、以下に述べる動作の繰り返しによって、コンデンサCr12には電圧V1がコンデンサCr13には約２×V1の電圧が、それぞれ平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作については後述する。
【０１１８】
期間v1において、ゲート信号GS2dはロウ電圧、ゲート信号GS2uはハイ電圧、ゲート信号GS3dはハイ電圧、ゲート信号GS3uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S2uおよびS3dがオンすることにより、エネルギは、平滑コンデンサCL2→S2u→インダクタLr12→コンデンサCr12→D1uAの経路と、コンデンサCr13→インダクタLr13→S3d→平滑コンデンサCL2→平滑コンデンサCL→D1dBの経路とで、コンデンサCr12および平滑コンデンサCL、CL2に移行する。一方、SpdがオフしSpuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となって、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が４×V1となる。これにより、リアクトルLcに蓄積されているエネルギが放出され、エネルギは、リアクトルLc→コンデンサCs→Spu→平滑コンデンサCL→平滑コンデンサCHの経路で平滑コンデンサCLに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を減少しながら流れる（図中、電流は負極性の電流として表している）。
【０１１９】
期間v2において、ゲート信号GS2dはロウ電圧、ゲート信号GS2uはハイ電圧、ゲート信号GS3dはハイ電圧、ゲート信号GS3uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S2uおよびS3dはオン状態を維持したままで、コンデンサCr12および平滑コンデンサCL、CL2へのエネルギ移行動作は、期間v1から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が３×V1となる。これによりエネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCH→リアクトルLc→コンデンサCs→Spdの経路でコンデンサCsに移行すると同時に、リアクトルLcにエネルギが蓄積される。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を増加しながら流れる。
【０１２０】
期間v3において、ゲート信号GS2dはハイ電圧、ゲート信号GS2uはロウ電圧、ゲート信号GS3dはロウ電圧、ゲート信号GS3uはハイ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。Spdはオン状態を維持したままで、リアクトルLcを介したコンデンサCsへのエネルギ移行動作は、期間v2から継続している。また、S2uがオフしS2dがオン、S3uがオンしS3dがオフすることにより、コンデンサCr12およびコンデンサCsに蓄積されたエネルギが、コンデンサCr12→インダクタLr12→S2d→平滑コンデンサCL→D1dAの経路と、コンデンサCs→S3u→インダクタLr13→コンデンサCr13→D1uB→平滑コンデンサCL→Spdの経路とで、平滑コンデンサCLおよびコンデンサCr13に移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。
【０１２１】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を降圧調整して出力する。
定倍回路５ｄは、第２の回路４ｄの２個の第２の直列体（S2d，S2u）、（S3d，S3u）を駆動回路として、第１の回路３ｄの２個の第１の直列体（D1dA，D1uA）、（D1dB，D1uB）を整流回路として動作させ、コンデンサCsからコンデンサCr12、Cr13および平滑コンデンサCL2へ、さらに平滑コンデンサCLへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５ｄの高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間（v2＋v3）において３×V1とし、それ以外の期間では４×V1として、リアクトルLcに接続することで、平滑コンデンサCHからリアクトルLcを介してコンデンサCsおよび平滑コンデンサCLへエネルギを移行する。
【０１２２】
期間（v2＋v3）の長さを調整することにより、出力電圧V1の高さ、即ち降圧率を制御することができる。期間（v2＋v3）が長いと出力電圧V1は高く、短いと低くなる。コンデンサCr13へのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS2u、S3d、Spdがオン状態である。このため、ゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3u、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spdのオン期間である期間（v2＋v3）の長さはＴ／２〜Ｔの範囲で調整される。即ち、調整可能な出力電圧V1は、（０．２９×V2）≦V1≦（０．３３×V2）となる。
制御回路２ｄは、所望の降圧率に応じて予め期間（v2＋v3）の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２ｄでは、電圧端子VL、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VL、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間（v2＋v3）の長さを調整する。即ち、電圧端子VL、Vcom間の電圧である出力電圧V1の変動を抑制するように期間（v2＋v3）の長さを調整することにより、所望の降圧率の出力電圧V1を確実に得ることができる。
【０１２３】
次に、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作について説明する。コンデンサCsには電圧３×V1が、平滑コンデンサCL2には電圧V1が蓄積されている必要がある。
初期充電動作において、定倍回路５ｄ内のS2d、S2uとS3d、S3uおよびＰＷＭ回路６内のSpd、Spuを周期Ｔで、図２０で示した降圧動作時と同様のデューティ比にてオンオフする。この動作により、コンデンサCsに電圧３×V1を充電すると同時に平滑コンデンサCL2に電圧V1を充電することができる。このとき、電圧V1は、（０．２９×V2）≦V1≦（０．３３×V2）となっている。
【０１２４】
このように動作するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に用いるリアクトルLcの仕様（特性）は、上記各実施の形態と同様に、平均電流値Iaveは小さく、インダクタンス値Ｌは出力電圧レベルが低い側で各段と小さくなる。また、リアクトルLcのサイズの目安となるＬ×Iave２も大幅に小さくなる。このように、従来は大型部品であったリアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
【０１２５】
次に、第２の場合、即ち、電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V2を、０．３３×V2〜０．４×V2となる電圧V１に降圧して電圧端子VL、Vcom間に出力する動作について説明する。電圧端子VL、Vcom間には電気負荷が接続され、エネルギを電圧端子VH、Vcom→電圧端子VL、Vcomの経路で移行して消費する。また、平滑コンデンサCL、CL2、CH、コンデンサCsの容量値は、ＬＣ直列体LC12、LC13のコンデンサCr12、Cr13の容量値と比較して十分大きな値に設定される。Lr12とCr12から決まるＬＣ直列体LC12の共振周期と、Lr13とCr13から決まるＬＣ直列体LC13の共振周期は、ほば同じとする。
【０１２６】
図２１に、定倍回路５ｄ内の各MOSFETのゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3uと、ＰＷＭ回路６内の各MOSFETのゲート信号GSpd、GSpuと、各ＬＣ直列体LC12、LC13を流れる電流ILr1、ILr2と、第２の回路４ｄの高圧側端子Vmの電圧（Vmと表示）と、リアクトルLcの電流ILcとの各波形を示す。なお、各MOSFETはゲート信号がハイ電圧でオンする。図２１に示すように、定倍回路５ｄ用のゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3uは、ＬＣ直列体LC12、LC13のコンデンサCr12、Cr13の容量値とインダクタLr12、Lr13のインダクタンス値とから決まる共振周期Ｔと同じかやや大きな周期で、デューティ比約５０％で１周期に１パルスのオンオフ信号である。ＰＷＭ回路６用のゲート信号GSpd、GSpuは、定倍回路５ｄ用のゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3uと同期する同じ周期で、降圧率に応じて決定される１周期に１パルスのオンオフ信号である。
コンデンサCsには約２×V1の電圧が蓄積され、平滑コンデンサCL2には約V1の電圧が蓄積されている。また、以下に述べる動作の繰り返しによって、コンデンサCr12には電圧V1がコンデンサCr13には約２×V1の電圧が、それぞれ平均的に蓄積されている。なお、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作については後述する。
【０１２７】
期間vv1において、ゲート信号GS2dはハイ電圧、ゲート信号GS2uはロウ電圧、ゲート信号GS3dはロウ電圧、ゲート信号GS3uはハイ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。S2d、S3u、Spuがオンすることにより、エネルギは、コンデンサCr12→インダクタLr12→S2d→平滑コンデンサCL→D1dAの経路と、コンデンサCs→S3u→インダクタLr13→コンデンサCr13→D1uB→Spuの経路とで、平滑コンデンサCLおよびコンデンサCr13に移行する。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、Spdがオフ、Spuがオンすることにより、平滑コンデンサCLにコンデンサCsが直列に接続された状態となって、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が３×V1となる。これにより、リアクトルLcに蓄積されたエネルギが放出され、リアクトルLc→コンデンサCs→Spu→平滑コンデンサCL→平滑コンデンサCHの経路で、平滑コンデンサCLおよびコンデンサCsに移行する。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を減少しながら流れる（図中、電流は負極性の電流として表している）。
【０１２８】
期間vv2において、ゲート信号GS2dはロウ電圧、ゲート信号GS2uはハイ電圧、ゲート信号GS3dはハイ電圧、ゲート信号GS3uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはハイ電圧、ゲート信号GSpdはロウ電圧となっている。Spuはオン状態を維持したままで、リアクトルLcのエネルギ放出による平滑コンデンサCLおよびコンデンサCsへのエネルギ移行動作は、期間vv1から継続している。一方、S2u、S3dがオンすることにより、エネルギは、平滑コンデンサCL2→S2u→インダクタLr12→コンデンサCr12→D1uAの経路と、コンデンサCr13→インダクタLr13→S3d→平滑コンデンサCL2→平滑コンデンサCL→D1dBの経路とで、コンデンサCr12および平滑コンデンサCL、CL2に移行する。
【０１２９】
期間vv3において、ゲート信号GS2dはロウ電圧、ゲート信号GS2uはハイ電圧、ゲート信号GS3dはハイ電圧、ゲート信号GS3uはロウ電圧、ゲート信号GSpuはロウ電圧、ゲート信号GSpdはハイ電圧となっている。S2u、S3dはオン状態を維持したままで、コンデンサCr12および平滑コンデンサCL、CL2へのエネルギ移行は期間vv2から継続している。この動作は、ＬＣ直列体LC12、LC13の共振周期Ｔの１／２であるＴ／２時間続く。一方、SpuがオフしSpdがオンすることにより、高圧側端子Vmの電圧（Vm）が２×V1になり、エネルギは、リアクトルLcを介して、平滑コンデンサCH→リアクトルLc→コンデンサCs→Spdの経路で、コンデンサCsに移行すると同時に、リアクトルLcにエネルギが蓄積される。リアクトルLcに流れる電流ILcは、リアクトルLcのインダクタンス値とリアクトルLcの両端電圧で決まる傾きで絶対値を増加しながら流れる。
【０１３０】
この一連の動作の繰り返しにより、電圧を降圧調整して出力する。
定倍回路５ｄは、第２の回路４ｄの２個の第２の直列体（S2d，S2u）、（S3d，S3u）を駆動回路として、第１の回路３ｄの２個の第１の直列体（D1dA，D1uA）、（D1dB，D1uB）を整流回路として動作させ、コンデンサCsからコンデンサCr12、Cr13および平滑コンデンサCL2へ、さらに平滑コンデンサCLへのエネルギ移行を繰り返し行う。また、ＰＷＭ回路６は、定倍回路５ｄの高圧側端子となる高圧側端子Vmの電圧（Vm）を、期間vv3において２×V1とし、それ以外の期間では３×V1として、リアクトルLcに接続することで、平滑コンデンサCHからリアクトルLcを介してコンデンサCsおよび平滑コンデンサCLへエネルギを移行する。
【０１３１】
期間vv3の長さを調整することにより、出力電圧V1の高さ、即ち降圧率を制御することができる。期間vv3が長いと出力電圧V1は高く、短いと低くなる。コンデンサCr13へのエネルギ蓄積期間として共振周期Ｔの１／２の期間を設ける必要があり、その間はS2d、S3u、Spuがオン状態である。このため、ゲート信号GS2d、GS2u、GS3d、GS3u、GSpd、GSpuの周期、即ち各MOSFETの駆動周期と共振周期Ｔをほぼ同じとすると、Spdのオン期間である期間vv3の長さはＴ／２以下である。即ち、調整可能な出力電圧V1は、（０．３３×V2）≦V1≦（０．４×V2）となる。
制御回路２ｄは、所望の降圧率に応じて予め期間vv3の長さを決定して、１周期に１パルスのゲート信号GSpd、GSpuを生成する。また、制御回路２ｄでは、電圧端子VL、Vcomの各電圧が入力され、電圧端子VL、Vcom間の電圧に応じて、ゲート信号GSpd、GSpuを生成する際にそのパルス幅である期間vv3の長さを調整する。即ち、電圧端子VL、Vcom間の電圧である出力電圧V1の変動を抑制するように期間vv3の長さを調整することにより、所望の出力電圧V1を確実に得ることができる。
【０１３２】
次に、コンデンサCsおよび平滑コンデンサCL2への初期充電動作について説明する。コンデンサCsには電圧２×V1が、平滑コンデンサCL2には電圧V1が蓄積されている必要がある。初期充電動作において、定倍回路５ｄ内のS2d、S2uとS3d、S3uおよびＰＷＭ回路６内のSpd、Spuを周期Ｔで、図２１で示した降圧動作時と同様のデューティ比にてオンオフする。この動作により、コンデンサCsに電圧２×V1を充電すると同時に平滑コンデンサCL2に電圧V1を充電することができる。このとき、電圧V1は、（０．３３×V2）≦V1≦（０．４×V2）となっている。
【０１３３】
このように動作するＤＣ／ＤＣ電力変換装置に用いるリアクトルLcの仕様（特性）は、上記第１の場合と同様に、リアクトルLcのサイズの目安となるＬ×Iave２を大幅に低減でき、リアクトルのサイズを各段と小さくでき、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化が促進する。
【０１３４】
また、上述した第１の場合、第２の場合のいずれにおいても、上記実施の形態１と同様に、リアクトルLcに接続する電圧レベルとその期間を制御するＰＷＭ回路６内のSpd、Spuに印加される電圧、およびSpd、Spuに流れる電流を、従来のものに比べて各段と低減でき、損失を低減できる。また、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）は、定倍回路５ｄ内のMOSFETと同様に、定格の小さな素子を用いることができ、各MOSFETを各段と高周波で駆動することができる。その結果リアクトルLcのインダクタンス値Ｌを小さくでき、さらにリアクトルLcを小型、軽量にできる。
【０１３５】
また、定倍回路５ｄにおいて、エネルギ移行にＬＣ共振を利用し、各MOSFETの駆動周期を、共振周期Ｔと同じかやや大きくした。このため、MOSFETのスイッチング時に、MOSFETを流れる電流値はゼロで、損失の小さな高効率なエネルギ移行が可能となる。また、共振電流を利用して効率良くエネルギ移行するため、コンデンサCr12、Cr13およびインダクタLr12、Lr13は、定格の小さな小型素子を使用できる。
【０１３６】
なお、この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、インダクタLr12はコンデンサCr12の充放電経路内に、インダクタLr13はコンデンサCr13の充放電経路内に接続すれば良く、同様の効果が得られる。
また、インダクタLr12、Lr13を省略した構成としても良く、その場合は、定倍回路５ｄにおいて、共振電流を利用した高効率なエネルギ移行とはならないが、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）に定格の小さな素子を用いることができ、高周波駆動が可能であると共にリアクトルLcを各段と小型、軽量にできる効果は同様に得られる。
【０１３７】
また、電圧端子VH、Vcom間に入力された電圧V2を、上記第１の場合では０．２９×V2〜０．３３×V2に降圧し、上記第２の場合では０．３３×V2〜０．４×V2に降圧したが、降圧率に応じて制御回路２ｄが第１の場合、あるいは第２の場合で示した制御を選択して用いることで、０．２９×V2〜０．４×V2に降圧して電圧端子VL、Vcom間に出力する事ができる。
【０１３８】
実施の形態８．
以下、この発明の実施の形態８によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
上記実施の形態６、７では、整流回路として動作する２つの直列体を、ダイオード素子から成る低圧側素子と高圧側素子とを直列接続して構成したが、この実施の形態では、上記実施の形態５と同様に半導体スイッチ素子としてのMOSFETから成る低圧側素子と高圧側素子とを直列接続して構成する。即ち、上記実施の形態６の図１２で示したＤＣ／ＤＣ電力変換主回路１ｃにおいて、第２の回路４ｃの替わりに、上記実施の形態７の図１９で示した第２の回路４ｄを用いる。そして、制御回路２ｃには、電圧端子VL、VH、Vcomの各電圧が入力され、S1dA、S1uA、S1dB、S1uB、S1d、S1u、S2d、S2u、Spd、Spuのゲート端子には、各MOSFETのソース端子の電圧を基準としたゲート信号GS1dA、GS1uA、GS1dB、GS1uB、GS1d、GS1u、GS2d、GS2u、GSpd、GSpuが制御回路２ｂから入力される。
【０１３９】
この実施の形態では、昇圧動作時には、上記実施の形態６で示した制御および動作を行い、降圧動作時には、上記実施の形態７で示した制御および動作を行う。このように、昇圧動作と降圧動作を切り換えることにより、昇降圧動作を実現している。
なお、昇圧動作時における第２の回路４ｄ、および降圧動作時における第１の回路３ｃは、整流回路として用いるため、各MOSFETをオフさせてソース、ドレイン間の寄生ダイオードにて整流することで上記実施の形態６および上記実施の形態７と同様の動作となる。この整流回路としての動作は、寄生ダイオードの導通タイミングに合わせて各MOSFETをオン動作させてもよく、より損失が小さくなる。
【０１４０】
以上のように、この実施の形態では、昇圧機能と降圧機能との双方のＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有し、しかも、上記各実施の形態と同様に、ＰＷＭ回路６内のMOSFET（Spd、Spu）を、定格の小さな素子を用いて各MOSFETの高周波駆動を可能にし、リアクトルLcのサイズを各段と小さくしてＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、軽量化を促進すると共に、高効率なエネルギ移行を実現する。
【０１４１】
なお、上記実施の形態６〜８では、定倍回路５ｃ、５ｄは、第１の直列体、第２の直列体およびＬＣ直列体をそれぞれ２個備えるとしたが、３個以上の同数有しても良い。第１の直列体、第２の直列体およびＬＣ直列体をそれぞれ３個以上のＮ個有した場合、第１の回路では、Ｎ個の第１の直列体が電圧端子VL、Vcom間に並列接続され、第２の回路では、Ｎ個の第２の直列体が第１の回路の高圧側に直列接続され、Ｎ個の第２の直列体の内、低圧側のＮ−１個の第２の直列体にそれぞれ平滑コンデンサが並列接続される。そして、各ＬＣ直列体は、各第１の直列体の中間点と各第２の直列体の中間点との間にそれぞれ接続される。これにより、広範囲の昇圧率、降圧率に対応できるＤＣ／ＤＣ電力変換装置で、上記実施の形態６〜８と同様の効果が得られる。
【０１４２】
なお、上記各実施の形態では、各半導体スイッチング素子に、ソース、ドレイン間に寄生ダイオードが形成されているパワーMOSFETを用いたが、ダイオードを逆並列接続した他の半導体スイッチ素子でも良く、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴが効果的に使用でき、同様の効果が得られる。
【符号の説明】
【０１４３】
１，１ａ〜１ｄ  ＤＣ／ＤＣ電力変換主回路、２，２ａ〜２ｄ  制御回路、
３，３ａ〜３ｄ  第１の回路、４，４ａ〜４ｄ  第２の回路、
５，５ａ〜５ｄ  定倍回路、６  ＰＷＭ回路、CH  高圧側平滑コンデンサ、
CL  低圧側平滑コンデンサ、CL2  平滑コンデンサ、Cr12，Cr13  コンデンサ、
Cs  ＰＷＭ用コンデンサ、
D1d，D1u，D1dA，D1uA，D1dB，D1uB，D2d，D2u，D3d，D3u  ダイオード素子、
（D1d，D1u），（D1dA，D1uA），（D1dB，D1uB）  第１の直列体、
（D2d，D2u），（D3d，D3u）  第２の直列体、
GS1d，GS1u，GS1dA，GS1uA，GS1dB，GS1uB，GS2d，GS2u，GS3d，GS3u  ゲート信号（定倍回路用）、
GSpd，Gspu  ゲート信号（ＰＷＭ回路用）、Lc  リアクトル、Lr12，Lr13  インダクタ、
S1d，S1u，S1dA，S1uA，S1dB，S1uB，S2d，S2u，S3d，S3u，Spd，Spu  半導体スイッチ素子としてのMOSFET、
（S1d，S1u），（S1dA，S1uA），（S1dB，S1uB）  第１の直列体、
（S2d，S2u），（S3d，S3u）  第２の直列体、（VL，Vcom）  低圧側入出力両端子、
（VH，Vcom）  高圧側入出力両端子、Vcom  共通端子（負極側端子）、
Vm  第２の回路の高圧側端子。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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