(57)【要約】【課題】  共振によりコンデンサに流れる電流を抑制することができる電力変換器を提供すること。【解決手段】  電力を供給する２本の直流電力線301と、スイッチング動作を行うスイッチング素子を有するパワーモジュールSWと、スイッチング素子側に配置された第１コンデンサC1と、直流電源Bの側に配置された第２コンデンサC2と、を備え、直流電源Bの側の第２コンデンサC2の静電容量を、スイッチング素子側の第１コンデンサC1の静電容量より小さくした。【選択図】        図１
2010213436.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から電力を供給する２本の直流電力線と、
前記直流電力線からの電力を変換するスイッチング動作を行うスイッチング素子と、
前記直流電力線に設けられ、前記スイッチング素子側に配置された第１のコンデンサと、
前記直流電力線に設けられ、前記直流電源側に配置された第２のコンデンサと、を備え、
前記直流電源側の第２のコンデンサの静電容量を、前記スイッチング素子側の第１のコンデンサの静電容量より小さくした、ことを特徴とする電力変換器。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換器において、
第１コンデンサの静電容量と前記スイッチング素子側の前記直流電力線のインダクタンスの積を、第２のコンデンサの静電容量と前記直流電源側の前記直流電力線のインダクタンスの積と略同一にした、ことを特徴とする電力変換器。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の電力変換器において、
第２のコンデンサは、前記直流電源と一体化した、ことを特徴とする電力変換器。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の電力変換器において、
第２のコンデンサは、前記直流電源の電力供給を遮断する遮断器と一体化した、ことを特徴とする電力変換器。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載の電力変換器において、
第２のコンデンサは、前記直流電力線を接続するコネクタと一体化した、ことを特徴とする電力変換器。
【請求項６】
請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の電力変換器において、
第２コンデンサのインピーダンスを、前記直流電源のインピーダンスより小さくした、ことを特徴とする電力変換器。
【請求項７】
請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の電力変換器において、
第２コンデンサのインピーダンスを、1kHz〜100kHzの周波数帯域で、前記直流電源のインピーダンスより小さくした、ことを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器の技術分野に属する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、直流電源に第１の平滑コンデンサを介して接続されたインバータと、インバータ側に配置された第２の平滑コンデンサとを備え、第２の平滑コンデンサの静電容量を第１の平滑コンデンサの静電容量よりも小さくし、且つ、高周波インピーダンスを同等以下とした電力変換装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−２５４３５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来にあっては、インバータ側のコンデンサと電源側のコンデンサが共振し、コンデンサに流れる電流が増大する。この電流に対応するため、コンデンサが大型化する虞があった。
【０００５】
本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、共振によりコンデンサに流れる電流を抑制することができる電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明では、電源側及びスイッチング素子側にコンデンサを並列接続で設け、電源側のコンデンサの静電容量をスイッチング素子側のコンデンサの静電容量より小さくした。
【発明の効果】
【０００７】
よって、本発明にあっては、電源側のコンデンサの静電容量がスイッチング素子側のコンデンサの静電容量より大きい場合に比べ、電源側の回路の共振周波数とスイッチング素子側の回路の共振周波数と近づけることができ、このため、共振によりコンデンサに流れる電流を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施例１の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
【図２】実施例１における各部インピーダンス及び各部電流の周波数特性を示すグラフ図である。
【図３】実施例２における各部インピーダンス及び各部電流の周波数特性を示すグラフ図である。
【図４】実施例３の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
【図５】実施例４の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
【図６】実施例５の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の電力変換器を実現する実施の形態を説明する。
【実施例１】
【００１０】
まず、構成を説明する。
図１は実施例１の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例１の電力変換器は、直流電源Bと電力変換部101を２本の直流電力線301で接続した構成である。
電力変換部101は、具体例としては、モータ制御等に用いられるインバータであり、例えば３相交流を出力するために、スイッチング素子のブリッジ構成にしたものである。図１には、１相分の概略構成を示す。この電力変換部101は、パワーモジュールSWと、パワーモジュールSWに第１コンデンサC1を、直流電力線301を介して、並列に接続したものを備えている。
パワーモジュールSWは、１相分の交流出力を行うものであり、具体的には、スイッチング素子をアッパ、ロワのブリッジ構成にしたものである。
【００１１】
第１コンデンサC1は、パワーモジュールSWと並列に接続し、パワーモジュールSWと低インピーダンス回路を形成する。そして、第１コンデンサC1は、電力変換部101の側のリプル電流を低減する。
次に、電力変換部101において、パワーモジュールSWと第１コンデンサC1を接続する直流電力線301のインダクタンスをインダクタンスL1とする（図１に図示せず）。また、電力変換部101における抵抗分を抵抗R1とする（図１に図示せず）。
電力変換部101へ直流で電源供給を行う直流電源Bには、直流電力線301を介して、並列に接続した第２コンデンサC2を設ける。第２コンデンサC2は、直流電源Bの側のリプル電流を低減する。
次に、直流電源Bと電力変換部101を接続する直流電力線301のインダクタンスをインダクタンスL2とする。電力変換部101に対して直流電源Bの側の抵抗分を抵抗R2とする（図１に図示せず）。なお、直流電力線301のインダクタンスL1,L2は、インダクタンスL1が低インピーダンス回路の側にあるため、L2>L1の関係となる。
そして、第１コンデンサC1の静電容量C1（説明上、同じ記号とする）、と第２コンデンサC2の静電容量C2（説明上、同じ記号とする）は、C1>C2の関係にする。
【００１２】
作用を説明する。
[共振電流の抑制作用]
実施例１の電力変換器では、各周波数（電力変換部101における数kHzのキャリア周波数）におけるコンデンサ側回路のインピーダンスZ1と、直流電源Bの側のインピーダンスZ2の比でパワーモジュールSWによる高調波のリプル電流は分流される。そして、一部の電流が直流電源Bへ流れこもうとする。
実施例１では、直流電源Bの側に、直流電源Bよりもインピーダンスの低い第２コンデンサC2を、並列接続で設けている。そのため、分流されたリプル電流は、第２コンデンサC2へ向かい、平滑化されるので、直流電源Bのリプル電流が低減される。そのため、高調リプル電流が流れこむことにより直流電源Bで発生する損失を低減させる。このことは、システム効率の改善になる。
【００１３】
さらに、実施例１では、第１コンデンサC1と第２コンデンサC2の静電容量C1,C2をC1>C2の関係にしている。これと直列するインダクタンスL1,L2はL2>L1の関係にある。そのため、直流電源Bの側の回路の直列共振周波数と、第１コンデンサC1の側の回路の直列共振周波数とが近づくことになる。すると、直流電源Bの側の回路と、第１コンデンサC1の側の回路（電力変換部101）との間の配線インダクタンスに伴う共振電流の発生が抑制される。
そのため、分流された、それぞれのリプル電流を吸収する第１コンデンサC1及び第２コンデンサC2の静電容量を小さくすることが可能となる。このことは電力変換器の小型化に寄与するものである。
また、実施例１の電力変換器では、直流電力線301のインダクタンスL1,L2が考慮されているため、構成回路全体での必要な静電容量を小さくすることが可能となり、各コンデンサを小型化する。
【００１４】
実施例１の作用について、図２を参照して、さらに説明する。
図２は実施例１における各部インピーダンス及び各部電流の周波数特性を示すグラフ図である。
図２は、直流電源Bを500mΩ、抵抗R1を30mΩ、インダクタンスL1を100nH、コンデンサ容量C1を1200μF、抵抗R2を30mΩ、インダクタンスL2を2100mH、コンデンサ容量C2を800μFとした場合を示している。C1>C2の関係を満たしたものにしている。
直流電源Bの側は、直流電源Bの500mΩで10kHzまで一定の特性となり、10kHz以上では配線のインダクタンスL2の特性となる。
【００１５】
なお、図２(a)はインピーダンスの周波数特性であり、第１コンデンサC1の側の回路（電力変換部101）の特性(Z1)を符号201、直流電源Bの側の回路の特性(Z2)を符号202、両回路の特性を合成したもの(Z1+Z2)を符号203で示す。
また、図２(b)はリプル電流の周波数特性であり、第１コンデンサC1の側の電流(i1)を符号204、直流電源Bの側の電流(i2)を符号205、両電流の合成電流(i1+i2)を符号206で示す。
電力変換器がC1>C2の関係にした構成にすることにより、図２(a)に示すように、第１コンデンサC1の側（電力変換部101）のインピーダンス201、直流電源Bの側のインピーダンス202は、その分配比が周波数特性において、最適化されたものに変更される。
これによって、図２(b)に示すように、第１コンデンサC1の側の電流(i1)204、直流電源Bの側の電流(i2)205のリプル電流の周波数特性が最適化され、リプル電流の共振電流による増加が抑制される。
【００１６】
次に効果を説明する。
実施例１の電力変換器にあっては、下記に列挙する効果を有する。
(1)直流電源Bから電力を供給する２本の直流電力線301と、直流電力線301からの電力を変換するスイッチング動作を行うスイッチング素子を有するパワーモジュールSWと、直流電力線301に設けられ、スイッチング素子側に配置された第１コンデンサC1と、直流電力線301に設けられ、直流電源Bの側に配置された第２コンデンサC2と、を備え、直流電源Bの側の第２コンデンサC2の静電容量を、スイッチング素子側の第１コンデンサC1の静電容量より小さくしたため、直流電源Bと第２コンデンサC2で構成される回路の共振周波数と、パワーモジュールSWと第１コンデンサC1で構成される回路の共振周波数とを近づけることができ、共振により第１コンデンサC1、第２コンデンサC2に流れる電流を抑制することができる。このため、大きな電流に対応する必要がなくなり、第１コンデンサC1、第２コンデンサC2の大型化を抑制することができる。
【００１７】
(2)第２コンデンサC2のインピーダンスを、直流電源Bのインピーダンスより小さくしたため、直流電源Bへ向かう高調リプル電流を、第２コンデンサC2に取り込み、リプル電流低減を行うことができる。
【実施例２】
【００１８】
実施例２は、第１コンデンサ側のインダクタンスL1と第１コンデンサC1の静電容量の積を、直流電源側のインダクタンスL2と第２コンデンサC2の静電容量の積を略同一にした例である。
構成を説明する。
実施例２の電力変換器の概略回路構成は、図１と同様であるため、図示を省略する。
実施例２では、第１コンデンサの静電容量C1と電力変換部101の直流電力線301のインダクタンスL1の積を、第２コンデンサの静電容量C2と直流電源Bの側の直流電力線301のインダクタンスL2の積を、略同一にしている。つまりC1×L1≒C2×L2を満たす構成にする。
ただし、パワーモジュールSWが備えるスイッチング素子の駆動周波数となるキャリア周波数（例えば1kHz）において、直流電源Bの側に配置された第２コンデンサC2のインピーダンスは、直流電源Bのインピーダンスより小さくする。
その他の構成は実施例１と同様であるので、説明を省略する。
【００１９】
作用を説明する。
[共振電流の抑制作用]
実施例２では、C1×L1≒C2×L2を満たすようにして、直流電源Bの側の直列共振周波数と、第１コンデンサ側（電力変換部101）の直列共振周波数とを一致させる。そのため、直流電源Bの側の回路と、第１コンデンサC1の側の回路（電力変換部101）との間の配線インダクタンスに伴う共振電流の発生が最も抑制される。
そのため、分流された、それぞれのリプル電流を吸収する第１コンデンサC1及び第２コンデンサC2の電流耐量（静電容量）を最も小さくすることが可能となる。なお、実施例２では、C1×L1≒C2×L2を満たすことと、直流電源Bの側の第２コンデンサC2のインピーダンスを、直流電源Bのインピーダンスより小さくすることを両立させている。これにより、共振電流の抑制作用を最大にしつつ、直流電源Bへ向かう高調リプル電流を、第２コンデンサC2に取り込み、リプル電流低減を行うことを両立させている。
【００２０】
図３を参照して、実施例２の作用を説明する。
図３は実施例２における各部インピーダンス及び各部電流の周波数特性を示すグラフ図である。
図３においては、直流電源Bを500mΩ、抵抗R1を30mΩ、インダクタンスL1を100nH、コンデンサ容量C1を1000μF、抵抗R2を30mΩ、インダクタンスL2を2100mH、コンデンサ容量C2を500μFとした場合を示している。C1×L1≒C2×L2を満たすものにしている。
すると、図３(a)に示すように、第１コンデンサC1の側（電力変換部101）のインピーダンス201、直流電源Bの側のインピーダンス202は、その分配比が周波数特性において、最も良好な状態へ最適化されたものに変更される。
これによって、図３(b)に示すように、第１コンデンサC1の側の電流(i1)204、直流電源Bの側の電流(i2)205のリプル電流の周波数特性が最も良好な状態へ最適化され、リプル電流の共振電流による増加が最も低減される。
その他作用は実施例１と同様であるので、説明を省略する。
【００２１】
効果を説明する。実施例２の電力変換器にあっては、実施例１の効果(1),(2)に加えて、次に列挙する効果を有する。
(3)第１コンデンサの静電容量C1とパワーモジュールSWのスイッチング素子側の直流電力線301のインダクタンスL1の積が、第２コンデンサの静電容量C2と直流電源Bの側の直流電力線301のインダクタンスL2の積と略同一にしたため、直流電源Bと第２コンデンサC2で構成される回路の共振周波数と、パワーモジュールSWと第１コンデンサC1で構成される回路の共振周波数とを略同一にすることができ、共振により第１コンデンサC1、第２コンデンサC2に流れる電流を最も抑制することができる。このため、第１コンデンサC1、第２コンデンサC2の大型化を最も抑制することができる。
【００２２】
(4)第２コンデンサC2のインピーダンスを、1kHz〜100kHzの周波数帯域で、直流電源Bのインピーダンスより小さくしたため、パワーモジュールSWが備えるスイッチング素子の駆動周波数、キャリア周波数で、直流電源Bのインピーダンスより第２コンデンサC2のインピーダンスが小さくなり、使用される周波数帯域において、直流電源Bへ向かう高調リプル電流を、第２コンデンサC2に取り込み、リプル電流低減を行うことができる。
【実施例３】
【００２３】
実施例３は、直流電源Bと第２コンデンサを一体にした例である。
構成を説明する。
図４は実施例３の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例３の電力変換器では、直流電源Bと、直流電源Bに並列に設ける第２コンデンサC2を、一体化したモジュール302にしている。
その他の構成は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００２４】
作用を説明する。
実施例３では、直流電源Bと第２コンデンサC2を一体にしているので、直流電源Bを電力変換部101に接続する回路を構成する際に、第２コンデンサC2を有する回路を別に設けることを省略する。
その他の作用は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００２５】
効果を説明する。実施例３にあっては、実施例１の効果(1),(2)、実施例２の効果(3),(4)に加えて、以下の効果を有する。
(5)第２コンデンサC2は、直流電源Bと一体化したモジュール302にしたため、第２コンデンサC2を有する回路の増設を抑制し、コスト増及び装置の大型化を抑制することができる。
【実施例４】
【００２６】
実施例４は、第２コンデンサを遮断器と一体にした例である。
構成を説明する。
図５は実施例４の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例４の電力変換器では、所定の条件が生じると、直流電源Bから電力変換部101への電力供給を遮断する遮断器303を設ける。
そして、遮断器303が、直流電源Bからの電力を遮断する遮断部Sと、遮断部Sと並列接続した第２コンデンサC2を備えるようにする。つまり、遮断器303と第２コンデンサC2を一体化した構成である。
その他の構成は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００２７】
作用を説明する。
実施例４では、遮断器303と第２コンデンサC2を一体にしているので、電力変換器が遮断器を備える構成にする際に、第２コンデンサC2を有する回路を別に設けることを省略する。
その他の作用は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００２８】
効果を説明する。実施例４にあっては、実施例１の効果(1),(2)、実施例２の効果(3),(4)に加えて、以下の効果を有する。
(6)第２コンデンサC2は、直流電源Bの電力供給を遮断する遮断器303と一体化したため、第２コンデンサC2を有する回路の増設を抑制し、コスト増及び装置の大型化を抑制することができる。
【実施例５】
【００２９】
実施例５は、第２コンデンサをコネクタと一体にした例である。
構成を説明する。
図６は実施例５の電力変換器の概略回路構成を示す説明図である。
実施例５の電力変換器では、直流電源Bと電力変換部101を接続する直流電力線301の途中で、接続を行うコネクタ304を設ける。
コネクタ304が、直流電力線301の途中を接続する接続部CNと、接続部CNと並列接続した第２コンデンサC2を備えるようにする。つまり、コネクタ304と第２コンデンサC2を一体化した構成である。
その他の構成は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００３０】
作用を説明する。
実施例５では、コネクタ304と第２コンデンサC2を一体にしているので、電力変換器が直流電源Bと電力変換部101をコネクタで接続する構成にする際に、第２コンデンサC2を有する回路を別に設けることを省略する。
その他の作用は、実施例１と同様であるので説明を省略する。
【００３１】
効果を説明する。実施例５にあっては、実施例１の効果(1),(2)、実施例２の効果(3),(4)に加えて、以下の効果を有する。
(7)第２コンデンサC2は、直流電力線301を接続するコネクタ304と一体化したため、第２コンデンサC2を有する回路の増設を抑制し、コスト増及び装置の大型化を抑制することができる。
【００３２】
以上、本発明の半導体装置を実施例１〜実施例５に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。
例えば、図１で説明した、コンデンサC1,C2、インダクタンスL2は、それぞれ、回路構成物の成分を示すものであってもよい。
【産業上の利用可能性】
【００３３】
本発明は、他の電力装置に利用することができる。
【符号の説明】
【００３４】
101    電力変換部
301    直流電力線
302    モジュール
303    遮断器
304    コネクタ
B    直流電源
C1    第１コンデンサ
C2    第２コンデンサ
CN    接続部
L1    インダクタンス
L2    インダクタンス
R1    抵抗
R2    抵抗
S    遮断部
SW    パワーモジュール
【図１】
2010213436.tif 000003
【図２】
2010213436.tif 000004
【図３】
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【図４】
2010213436.tif 000006
【図５】
2010213436.tif 000007
【図６】
2010213436.tif 000008