(57)【要約】【課題】高価な高速Ａ／Ｄ変換器等を必要とせず構成できるようにする。【解決手段】振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）が第１閾値電圧Ｖｒｅｆ１をクロスするタイミングと、検知信号Ｖｓ（ｔ）が第２閾値電圧Ｖｒｅｆ２をクロスするタイミングとの時間差をΔＴとし、デジタル信号処理回路５が、時間差ΔＴを用いた所定の数式により角速度ＶΩを算出する。【選択図】図１
2010112790.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
振動体を所定の第１方向に振動させ、当該第１方向に交差する第２方向に生じる振動体の変位に応じた信号を検知することに基づいて角速度を検出する振動型角速度センサの角速度検出方法において、
前記振動体が第１方向に振動する変位を検知する振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）が第１基準レベルをクロスする特徴点と、当該第２方向に振動する変位を検知する検知信号Ｖｓ（ｔ）が第２基準レベルをクロスする特徴点との時間差をΔＴとし、前記検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧をＶｓｄ、駆動周波数をｆｄとしたとき、角速度ＶΩを、
ＶΩ  ＝  Ｖｓｄ×ｓｉｎ（２・π・ｆｄ・ΔＴ）  …（１）
として検出することを特徴とする振動型角速度センサの角速度検出方法。
【請求項２】
前記振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応したモニタ直流電圧をＶｍｄとし、
予め感度が調整される時の駆動周波数をｆｄ０、モニタ直流電圧をＶｍｄ０としたとき、式（Ｖｍｄ０／Ｖｍｄ）を前記（１）式にさらに乗算した結果について角速度ＶΩの検出結果とすることを特徴とする請求項１記載の振動型角速度センサの角速度検出方法。
【請求項３】
前記振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応したモニタ直流電圧をＶｍｄとし、
予め感度が調整される時の駆動周波数をｆｄ０、モニタ直流電圧をＶｍｄ０としたとき、式（ｆｄ０／ｆｄ）１／２を前記（１）式にさらに乗算した結果について角速度ＶΩの検出結果とすることを特徴とする請求項１または２記載の振動型角速度センサの角速度検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、振動体を所定の第１方向に振動させ、当該第１方向に交差する第２方向に生じる振動体の変位に応じた信号を検知することに基づいて角速度を検出する振動型角速度センサの角速度検出方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より振動型角速度センサは、例えば車両（例えば自動車）の回転、横滑り等を検出するための用途に使用されている。例えば、車両安定制御システムや四輪舵角制御システムでは、この振動型角速度センサによって検出される角速度信号等に基づいて車両の横滑りを検出することで、車両の異常状態を検出してブレーキを制御し車両の安定走行を可能にしている。
【０００３】
このような振動型角速度センサは、振動体を所定の駆動軸方向に振動させ、当該駆動軸方向に交差する検知軸方向に生じる振動体の変位に応じた信号を検知することに基づいて角速度信号を検出している（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
この特許文献１記載の技術思想は、振動体の共振周波数における正弦波について高速にＡ／Ｄ変換処理を行い、デジタル信号処理を行うことで高精度な角速度信号を得る技術を提供している。
【特許文献１】特開２００８−５８２１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１記載の技術思想では、高速なＡ／Ｄ変換器が必要となってしまい安価なマイコンなどでは構成することができず、近年の低価格化の要請にそぐわない。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、高価な高速Ａ／Ｄ変換器等を必要とせず構成できるようにした振動型角速度センサの角速度検出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
請求項１記載の発明によれば、振動体が第１方向に振動する変位を検知する振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）が第１基準レベルをクロスする特徴点と、当該第２方向に振動する変位を検知する検知信号Ｖｓ（ｔ）が第２基準レベルをクロスする特徴点との時間差をΔＴとし、前記検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧Ｖｓｄ、駆動周波数をｆｄとしたとき、角速度ＶΩを、ＶΩ  ＝  Ｖｓｄ×ｓｉｎ（２・π・ｆｄ・ΔＴ）…（１）として算出して求めるため、角速度ＶΩの値を検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧Ｖｓｄに一意に対応付けて求めることができ、必要なタイミングで検知直流電圧Ｖｓｄを検出することで、本来必要とされる交流信号である当該検知信号Ｖｓ（ｔ）に対応した角速度ＶΩを求めることができる。これにより、高速なＡ／Ｄ変換器等を必要とすることなく構成できる。
【０００７】
請求項２記載の発明によれば、前記モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応したモニタ直流電圧Ｖｍｄとし、予め感度が調整される時の駆動周波数をｆｄ０、モニタ直流電圧をＶｍｄ０としたとき、式（Ｖｍｄ０／Ｖｍｄ）を前記（１）式にさらに乗算した結果を角速度の検出結果としているため、より高精度に補正を行うことができる。請求項３記載の発明によれば、式（ｆｄ０／ｆｄ）１／２を前記（１）式にさらに乗算した結果を角速度の検出結果としているため、より高精度に補正を行うことができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。図１は、振動型角速度センサにおける電気的構成を概略的に示しており、図２は、振動体を概略的な平面構造によって示している。
【０００９】
図１に示すように、振動型角速度センサ１は、振動体２、駆動回路３、検知回路４、デジタル信号処理回路５、出力インタフェース回路６を備えており、出力インタフェース回路６から角速度を出力するように構成されている。
【００１０】
図２に示すように、振動体２は、例えばデバイスウェハとしてシリコン薄層が酸化膜を介して貼り合わされたＳＯＩ基板を用いて周知の半導体製造技術を用いて作製されている。可動部２ａは、２枚のシリコン層間に介在支持された酸化膜を部分的に除去することによって構成されている。可動部２ａは、図示Ｘ方向へばね変形可能に構成された駆動用の梁７と、Ｙ方向へばね変形可能に構成された検出用の梁８とを介して基部９に支持されている。
【００１１】
可動部２ａと基部９との対向領域には、可動部２ａの中心からＸ方向両脇に離間して島状に駆動電極１０が設けられている。可動部２ａのＸ方向右側脇に設けられた駆動電極１０は、そのＸ方向左端部に位置して複数の櫛歯電極が左方向に延伸して構成されている。可動部２ａのＸ方向左側脇に位置した駆動電極１０は、そのＸ方向右端部に位置して複数の櫛歯電極が右方向に延伸して構成されている。
【００１２】
また、可動部２ａと基部９との対向領域には、可動部２ａの中心からＸＹ斜方向の４方向に離間すると共に可動部２ａの４つの角縁部に沿って島状にモニタ電極１１が配設されている。可動部２ａの中心からＸ方向右側に設けられたモニタ電極１１は、可動部２ａの右側脇に形成された駆動電極１０のＹ方向両脇に離間して設けられており、これらのモニタ電極１１は、Ｘ方向左端部に位置して櫛歯電極が左方向に延伸して構成されている。
【００１３】
可動部２ａの中心からＸ方向左側に設けられたモニタ電極１１は、可動部２ａの左側脇に形成された駆動電極１０のＹ方向両脇に離間して設けられており、これらのモニタ電極１１は、Ｘ方向右端部に位置して櫛歯電極が右方向に延伸して構成されている。
【００１４】
さらに、可動部２ａと基部９との対向領域には、可動部２ａの中心からＹ方向両脇に離間して島状に検出電極１２が設けられている。可動部２ａの中心から前側脇に形成された検出電極１２は、その後端側に位置して櫛歯電極がＸ方向両方向に延伸して構成されている。可動部２ａの中心から後側脇に形成された検出電極１２は、その前端側に位置して櫛歯電極がＸ方向両方向に延伸して構成されている。
【００１５】
他方、可動部２ａにはそのＸ方向両端に位置して櫛歯電極がＸ方向に延伸して構成されており、その櫛歯電極の一部は駆動電極１０の櫛歯電極とＹ方向に離間して対向するように配設されており、櫛歯電極の他部はモニタ電極１１の櫛歯電極とＹ方向に離間して対向するように配設されている。また、可動部２ａには中央からＹ方向両端に位置して櫛歯電極がＸ方向に延伸して形成されており、その櫛歯電極は検出電極１２の櫛歯電極とＹ方向に離間して対向するように配設されている。
【００１６】
駆動電極１０に駆動信号Ｄ＋、Ｄ−が与えられると、当該駆動電極１０と容量結合した可動部２ａが梁７を介してＸ方向に振動する。可動部２ａがＸ方向に振動すると、可動部２ａの櫛歯電極を通じて容量結合されたモニタ電極１１に振動モニタ信号Ｍ＋、Ｍ−が与えられるようになっている。したがって、モニタ電極１１の振動モニタ信号Ｍ＋、Ｍ−を検出することで可動部２ａの振動周波数、振幅等をモニタリング（検出）することができ、この検出結果に基づいて駆動電極１０に印加する駆動信号Ｄ＋、Ｄ−にフィードバックすることで駆動信号を調整制御できる。
【００１７】
可動部２ａがＸ方向に振動した状態で、ＸＹ方向に直交するＺ方向周囲に角速度Ωが印加されると、可動部２ａにはＹ方向にコリオリ力が生じる。すると、可動部２ａは梁８が撓むことでＹ方向に振動する。この検出電極１２は、Ｙ方向の振動信号を櫛歯電極間の容量変化により検出し検出信号とする。
【００１８】
図１の電気的構成に示すように、モニタ電極１１、駆動電極１０にはそれぞれ駆動回路３が接続されており、この駆動回路３は振動体２と共に自励発振駆動機構を構成する。
駆動回路３は、モニタ電極１１、１１にそれぞれ接続された電荷電圧変換回路１３、１３と、差動増幅回路１４と、検出回路１５と、コンパレータ１６と、移相回路１７と、この移相回路１７の出力信号を反転する反転回路１８とを備えている。
【００１９】
電荷電圧変換回路１３、１３は、可動部２ａの櫛歯電極とモニタ電極１１、１１の櫛歯電極との間のそれぞれの容量変化を検出し差動増幅回路１４に出力する。差動増幅回路１４は、これらの電荷電圧変換回路１３、１３の電圧変化を差動増幅して振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）として検出回路１５およびコンパレータ１６に出力する。
【００２０】
検出回路１５は、例えばピークホールド回路により構成され、差動増幅回路１４の出力信号Ｖｍ（ｔ）をＡＣ−ＤＣ変換処理して最大振幅電圧を取得することで、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応したモニタ直流電圧Ｖｍｄを取得し、続いてモニタ直流電圧ＶｍｄをＡ／Ｄ変換処理して振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応した所定ビットのデジタル信号としてデジタル信号処理回路５内で処理される。
【００２１】
コンパレータ１６は、差動増幅回路１４の出力信号を所定の第１閾値電圧Ｖｒｅｆ１（例えば、通常５Ｖ電源の場合、２．５Ｖ：第１基準レベルに相当）と比較し、この比較結果Ｖｍｃを「ハイ」レベルまたは「ロウ」レベルのデジタル信号としてデジタル信号処理回路５に出力する。この比較信号は、移相回路１７にも与えられる。移相回路１７は、コンパレータ１６の出力信号を９０°移相し、一方の駆動電極１０に駆動信号として印加する。反転回路１８は、移相回路１７による移相後の信号を反転し、当該反転信号を他方の駆動電極１０に駆動信号として印加する。
このような帰還回路によって自励発振回路が構成されており、当該振動体２の可動部２ａがＸ軸方向に所定の共振周波数で振動し、可動部２ａのＸ軸方向に対する振動が維持される。
【００２２】
他方、検知回路４は、検出電極１２、１２にそれぞれ接続された電荷電圧変換回路１９、１９と、差動増幅回路２０と、検出回路２１と、コンパレータ２２とを備えている。電荷電圧変換回路１９、１９は、それぞれ検出電極１２、１２と可動部２ａとの間に生じる容量変化を電圧に変換し差動増幅回路２０に出力する。
【００２３】
差動増幅回路２０は、電荷電圧変換回路１９、１９の出力信号を差動増幅し検出回路２１およびコンパレータ２２に出力する。検出回路２１は、例えばピークホールド回路により構成されており、差動増幅回路２０の出力信号をＡＣ−ＤＣ変換処理することで検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧Ｖｓｄを取得し、続いて検知直流電圧ＶｓｄをＡ／Ｄ変換処理することで、検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧Ｖｓｄの所定ビットのデジタル信号としてデジタル信号処理回路５内で処理される。
【００２４】
また、コンパレータ２２は、差動増幅回路２０の出力信号を所定の第２閾値電圧Ｖｒｅｆ２（第２基準レベルに相当）と比較し、この比較結果Ｖｓｃを「ハイ」レベルまたは「ロウ」レベルのデジタル信号としてデジタル信号処理回路５に出力する。デジタル信号処理回路５は、例えばマイコンなどによって構成されている。デジタル信号処理回路５の出力端子は、出力インタフェース回路６に接続されており、角速度ＶΩを出力するように構成されている。
【００２５】
ここで、デジタル信号処理回路５が角速度ＶΩを算出する場合の算出原理について説明する。
デジタル信号処理回路５には、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応したモニタ直流電圧ＶｍｄのＡ／Ｄ変換値と、検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧ＶｓｄのＡ／Ｄ変換値とが与えられる。また、デジタル信号処理回路５には、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）が第１閾値電圧Ｖｒｅｆ１をクロスするタイミング（コンパレータ１６の出力Ｖｍｃ）と、検知信号Ｖｓ（ｔ）が第２閾値電圧Ｖｒｅｆ２をクロスするタイミング（コンパレータ２２の出力Ｖｓｃ）とが与えられる。
【００２６】
ここで、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）として、例えば
Ｖｍ（ｔ）  ＝  Ｖｍｄ・ｓｉｎ（２π・ｆｄ・ｔ）  …（２）
と規定する。ここで、ｆｄは駆動周波数、Ｖｍ（ｔ）はＸ軸方向の変位ｘに相当する信号を表わしており、Ｖｍｄは振幅電圧を示している。
【００２７】
一般に、物体の質量ｍのＸ軸方向の速度を／ｖ（ｖベクトルを表す）と規定した場合、Ｚ軸周りに角速度Ωが生じると、コリオリの力２・ｍ・（／Ω×／ｖ）がＹ軸方向に働く（／ΩはＺ軸回りのΩベクトル、「×」は外積を表わす）。このため、コリオリ力による角速度信号ＶΩ（ｔ）は、
ＶΩ（ｔ）  ＝  ２・ｍ・｜／Ω｜・（ｄＶｍ／ｄｔ）
＝４π・ｍ・｜／Ω｜・Ｖｍｄ・ｆｄ・ｃｏｓ（２π・ｆｄ・ｔ）…（３）
として得ることができる。角速度信号ＶΩ（ｔ）は、その振幅が（Ｖｍｄ・ｆｄ）に比例し、位相は振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）とは９０°異なることがわかる。
【００２８】
理想的には上述した信号が得られるものの、実際の検知信号Ｖｓ（ｔ）には、振動体２の寸法誤差などによって発生する不要信号ＶＯ（ｔ）が含まれており、この不要信号ＶＯ（ｔ）は、振動体２の駆動振動時の加速度成分に起因したものが主成分であることが判明している。この不要信号ＶＯ（ｔ）は、
ＶＯ（ｔ）  ∝  ｍ・（ｄ２Ｖｍ（ｔ）／ｄｔ２）
∝  −ｍ・Ｖｍｄ・（２π・ｆｄ）２・ｓｉｎ（２π・ｆｄ・ｔ）  …（４）
として得られ、振幅が（Ｖｍｄ・ｆｄ２）に比例し、位相は振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）と逆位相となることがわかる。図５は、これらの信号の位相関係をベクトル座標系によって概略的に示している。
【００２９】
不要信号ＶＯ（ｔ）を考慮すると、実際の検知信号Ｖｓ（ｔ）は、理想的な角速度信号ＶΩ（ｔ）と不要信号ＶＯ（ｔ）との合成信号となるため、当該検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した直流電圧Ｖｓｄは、
Ｖｓｄ  ＝  （（Ｖｍｄ・ｆｄ）２＋Ｖｍｄ２・ｆｄ４）１／２
＝  Ｖｍｄ・ｆｄ・（１＋ｆｄ２）１／２
≒  Ｖｍｄ・ｆｄ２  （但し、ｆｄ２＞＞１）      …（５）
となり、実際の検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した電圧Ｖｓｄは、不要信号ＶＯ（ｔ）の振幅とほぼ比例する関係になる。一方、角速度信号ＶΩ（ｔ）の振幅は、（Ｖｍｄ・ｆｄ）に比例するため、角速度信号ＶΩ（ｔ）の感度を補正するためには、（Ｖｍｄ０／Ｖｍｄ）×（ｆｄ０／ｆｄ）１／２の係数を乗算することで可能となる。ここで、Ｖｍｄ０、ｆｄ０は、それぞれ、感度調整時の振動モニタ信号Ｖｍの振幅Ｖｍｄ、駆動周波数ｆｄを表わしている。
【００３０】
これらのことから、デジタル信号処理による角速度信号ＶΩ（ｔ）の振幅に対応した角速度ＶΩは、
ＶΩ  ＝  （Ｖｍｄ０／Ｖｍｄ）×（ｆｄ０／ｆｄ）１／２×
Ｖｓｄ×ｓｉｎ（２π・ｆｄ・ΔＴ）
（但し、ΔＴ＝Ｔ（Ｖｍｃ）−Ｔ（Ｖｓｃ））  …（６）
で得ることができる。これらのことを考慮して、本実施形態では、デジタル信号処理回路５は、図３に示すデジタル処理を行うことで角速度信号ＶΩ（ｔ）の振幅に対応した角速度ＶΩを得ている。
【００３１】
図３は、デジタル信号処理回路５の処理を概略的に示すフローチャートである。また図４は、各信号の波形例を概略的に示している。具体的には、図４（ａ）は振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）とその振幅に対応したモニタ直流電圧Ｖｍｄ、図４（ｂ）はコンパレータ１６の出力Ｖｍｃ、図４（ｃ）は検知信号Ｖｓ（ｔ）とその振幅に対応した検知直流電圧Ｖｓｄ、図４（ｄ）はコンパレータ２２の出力Ｖｓｃ、図４（ｅ）は不要成分信号ＶＯ（ｔ）、図４（ｆ）は角速度信号ＶΩ（ｔ）の波形例を示している。図４（ａ）および図４（ｅ）に示すように、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）と不要信号ＶＯ（ｔ）とは、互いに逆相になっており、図４（ａ）および図４（ｆ）に示すように、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）と角速度信号ＶΩ（ｔ）とは、原理的に９０°の位相差となる。
【００３２】
図３に示すように、デジタル信号処理回路５は、初期化処理（イニシャライズ）を行った（Ｓ１）後、所定時間毎のタイマ割り込み（Ｓ２）に応じて以下のステップＳ３〜Ｓ１３の処理を行う。
【００３３】
デジタル信号処理回路５は、タイマ割り込みが生じると（Ｓ２：有り）、ＡＣ−ＤＣ変換処理後の振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応したモニタ直流電圧Ｖｍｄと検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧Ｖｓｄとを取込む（Ｓ３）。デジタル信号処理回路５は、コンパレータ１６の出力Ｖｍｃのデジタル信号が「ロウ」から「ハイ」に立ち上がるタイミングと、コンパレータ２２の出力Ｖｓｃのデジタル信号が「ロウ」から「ハイ」に立ち上がるタイミングとの間の時間間隔を計測し、この計測結果を時間ΔＴとして設定する（Ｓ５：図４（ｂ）に示すΔＴ参照）。ここで、この間隔計測結果は、コンパレータ１６、２２の立ち上がりタイミングを用いて取得しているため、正確に時間ΔＴの値を算出できる。
【００３４】
そして、デジタル信号処理回路５は、コンパレータ１６の出力信号電圧Ｖｍｃの周期の逆数を算出することで実駆動周波数ｆｄを算出する（Ｓ６：図４（ｂ）に示すｆｄ＝１／Ｔ参照）。そして、デジタル信号処理回路５は、モニタ直流電圧Ｖｍｄと検知直流電圧Ｖｓｄの異常値が得られているか否かを判定する（Ｓ７、Ｓ８）。
【００３５】
具体的には、デジタル信号処理回路５は、ステップＳ７において、モニタ直流電圧Ｖｍｄと予め定められた所定値Ｖｍｄ０との差分の絶対値を算出し、この算出値が所定値Ａを下回る条件を第１条件とし、検知直流電圧Ｖｓｄと予め定められた所定値Ｖｓｄ０との差分の絶対値を算出し、この算出値が所定値Ｂを下回る条件を第２条件とした場合、第１条件および第２条件の双方を満たす場合にステップＳ７においてＹＥＳと判定する。
【００３６】
ここで、所定値Ｖｍｄ０、所定値Ｖｓｄ０は、それぞれ、振動体２の製造時点における感度調整時に予め所定条件（駆動周波数ｆｄ０）において測定された振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅値、検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅値を示している。
【００３７】
また、デジタル信号処理回路５は、ステップＳ８において、ステップＳ５にて算出したΔＴの値と所定値Ｔ０との差分の絶対値を算出し、この算出値が所定値Ｃを下回る条件を第３条件とし、ステップＳ６において算出した実駆動周波数ｆｄの値と予め定められた所定の周波数ｆｄ０との差分の絶対値を算出し、この算出値が所定値Ｄを下回る条件を第４条件とした場合、第３条件および第４条件の双方を満たす場合にステップＳ８においてＹＥＳと判定する。
【００３８】
逆に、デジタル信号処理回路５は、ステップＳ７、Ｓ８の何れかにおいてＮＯと判定された場合には、変数ＣＯＮＴをインクリメントし、エラーをカウントし、変数ＣＯＮＴがエラー上限値Ｅを上回る値になるまでステップＳ２に戻って繰り返し処理を行う（Ｓ１１、Ｓ１２）。すなわち、感度調整時に得られた値から大幅なずれを生じている場合にはステップＳ７、Ｓ８においてＮＯと判定され、ステップＳ２に戻って繰り返し処理を行う。尚、変数ＣＯＮＴがエラー上限値Ｅを上回るとダイアグ出力を行い（Ｓ１３）、終了する。
【００３９】
デジタル信号処理回路５は、ステップＳ７、Ｓ８において共にＹＥＳと判定されると、角速度信号ＶΩ（ｔ）の振幅に対応した角速度ＶΩを以下の（７）式のように算出する（Ｓ９）。
ＶΩ  ＝  （Ｖｍｄ０／Ｖｍｄ）×（ｆｄ０／ｆｄ）１／２
×Ｖｓｄ×ｓｉｎ（２・π・ｆｄ・ΔＴ）  …  （７）
そして、角速度ＶΩをデジタルフィルタリング処理して出力する（Ｓ１０）。このデジタルフィルタリング処理は、車両制御用センサとして用いる場合、車両の挙動周波数等を考慮し、通常１０Ｈｚ程度のデジタルＬＰＦ（ローパスフィルタ）処理を行うのが一般的である。
【００４０】
本実施形態によれば、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）が第１閾値電圧Ｖｒｅｆ１をクロスするタイミングと、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）に対応して検出される検知信号Ｖｓ（ｔ）が第２閾値電圧Ｖｒｅｆ２をクロスするタイミングとの時間差をΔＴとし、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応したモニタ直流電圧をＶｍｄとし、検知信号Ｖｓ（ｔ）の振幅に対応した検知直流電圧をＶｓｄとしたとき、前記（７）式を用いて角速度ＶΩを算出出力している。このため、従来、振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）、検知信号Ｖｓ（ｔ）を所定のサンプリング周波数で高速Ａ／Ｄ変換して角速度信号ＶΩ（ｔ）を算出する構成に比較して低速処理で対応できるようになり、高速なＡ／Ｄ変換器を用いることなく構成できる。
コンパレータ１６、２２を用いて時間差ΔＴを算出しているため、簡単な構成で時間差ΔＴを算出できる。これにより、複雑で高速なＡ／Ｄ変換器を用いることなく構成できる。
【００４１】
（他の実施形態）
本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形または拡張が可能である。
振動体２は、ウェハを貼り合わせて構成した図２に図示した構造のものに限られず、例えば音叉形状の振動体を適用しても良い。また、静電容量方式の振動型角速度センサに限られない。
【００４２】
検出回路１５によるモニタ直流電圧Ｖｍｄの検出方法としては、全波整流回路およびローパスフィルタを組み合わせた回路を通じて振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の電圧を平均化することで振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の振幅に対応した直流電圧を取得する回路を適用しても良いし、他に振動モニタ信号Ｖｍ（ｔ）の実効値（ＲＭＳ）電圧を取得する回路を適用しても良い。検出回路２１についても同様となる。
【００４３】
尚、本発明および前述の実施形態の説明では、検知直流電圧Ｖｓｄ、モニタ直流電圧Ｖｍｄが一定値という前提条件として示しているが、前述実施形態で説明した期間（例えば図４に示す期間）よりも大幅に長い期間において、特に検知直流電圧Ｖｓｄについて印加される角速度等に応じて時間的に変化する変動値となる。したがって、検知直流電圧Ｖｓｄ等の「直流」の定義は、少なくとも検知信号Ｖｓ（ｔ）の周期以上、当該検知信号Ｖｓ（ｔ）の変化よりも直流的（周波数が低い）という意味を示している。
【００４４】
デジタル信号処理回路５が行う各処理ステップは必要に応じて入れ替えても良い。また、ステップＳ９中の処理のうち、式（Ｖｍｄ０／Ｖｍｄ）、式（ｆｄ／ｆｄ０）１／２の乗算補正処理のうち何れか一方の乗算補正処理を省いても良いし、双方の乗算補正処理を共に省いても良い。これらの乗算補正処理は、例えば温度補正用として、より高精度に角速度ＶΩを算出する場合に必要に応じて設ければ良い。
【００４５】
ステップＳ５において、コンパレータ１６の出力Ｖｍｃの立ち上がりタイミングと、コンパレータ２２の出力Ｖｓｃの立ち上がりタイミングとの間の時間差をΔＴと規定して（７）式に代入して算出した実施形態を示したが、これに代えて、コンパレータ１６の出力Ｖｍｃの立ち下がりタイミングと、コンパレータ２２の出力Ｖｓｃの立ち下がりタイミングとの間の時間をΔＴと規定して（７）式に代入してステップＳ９において算出処理しても良い。
【００４６】
尚、出力Ｖｍｃの立ち上がりタイミングと、出力Ｖｓｃの立ち下がりタイミングとを利用しても良いし、出力Ｖｍｃの立ち下がりタイミングと、出力Ｖｓｃの立ち上がりタイミングとを利用しても良い。
第１基準レベル、第２基準レベルとして、それぞれ、第１閾値電圧Ｖｒｅｆ１、第２閾値電圧Ｖｒｅｆ２を設定し、それぞれ２．５Ｖとしている実施形態を示しているが、２．５Ｖに限られない。また、第１基準レベルおよび第２基準レベルの大小関係は特に限られない。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】本発明の一実施形態を示す電気的構成を概略的に示すブロック図
【図２】振動体の構成例を概略的に示す平面図
【図３】デジタル信号処理回路の処理内容を示すフローチャート
【図４】各信号の波形例を示す図
【図５】各信号の位相関係をベクトル座標系によって概略的に示す図
【符号の説明】
【００４８】
図面中、１は振動型角速度センサ、２は振動体を示す。
【図１】
2010112790.tif 000003
【図２】
2010112790.tif 000004
【図３】
2010112790.tif 000005
【図４】
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【図５】
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