(57)【要約】【課題】ゲート駆動に必要な絶縁型の直流電源の数を減らして回路を簡素化し、低コストのマトリクスコンバータ回路を提供する。【解決手段】単相交流電源１を所定の周波数の交流電圧に直接変換して３相モータ３の巻線に供給する３相のマトリクスコンバータ回路であって、電流方向に対応して２個のゲート入力を有し単相交流電源１の端子間に直列に接続され相毎に設けられた双方向スイッチ２ａ，２ｄと、直列の対となる双方向スイッチ２ａ，２ｄのうち下流側の双方向スイッチ２ｄを制御するゲート入力用の直流電源８ｂと、直流電源８ｂの電圧を整流した電荷が充電されるコンデンサ１１とを備え、直列の対となる双方向スイッチのうち上流側の双方向スイッチ２ａを制御するゲート入力用の電源としてコンデンサ１１の電圧を使用するものである。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源を所定の周波数の交流電圧に直接変換して３相のモータの巻線に供給する３相のマトリクスコンバータ回路であって、電流方向に対応して２個のゲート入力を有し前記単相交流電源の端子間に直列に接続され相毎に設けられた双方向スイッチと、前記直列の対となる双方向スイッチのうち下流側の双方向スイッチを制御するゲート入力用の直流電源と、前記直流電源にダイオードを介して接続されたコンデンサとを備え、前記直列の対となる双方向スイッチのうち上流側の双方向スイッチを制御するゲート入力用の電源として前記コンデンサの電圧を使用することを特徴とするマトリクスコンバータ回路。
【請求項２】
前記直流電源は、前記単相交流電源の端子に対応して２個備えられ、前記コンデンサは、相毎に２個ずつ備えられたことを特徴とする請求項１記載のマトリクスコンバータ回路。
【請求項３】
起動時には、前記直列の対となる双方向スイッチのうち下流側の端子に接続された双方向スイッチを所定の時間ＯＮ状態にすることを特徴とする請求項１または２記載のマトリクスコンバータ回路。
【請求項４】
起動時に前記下流側の双方向スイッチをＯＮ状態とする所定の時間は、前記コンデンサの電圧が前記上流側の双方向スイッチのＯＮ状態を可能にするゲート入力の電圧値以上に充電されるまでの時間と同等であることを特徴とする請求項３記載のマトリクスコンバータ回路。
【請求項５】
３相の出力交流電圧のうち一番低い電位になる相に備えられた１対の双方向スイッチのうち単相交流電源の低い電位側の端子に接続された双方向スイッチを所定期間ＯＮ状態にして変調を行うことを特徴とする請求項１〜４記載のマトリクスコンバータ回路。
【請求項６】
３相の出力交流電圧の位相角１２０度毎に一番低い電位になる相に備えられた１対の双方向スイッチのうち交流電源の低い電位側の端子に接続された双方向スイッチを所定期間ＯＮ状態にして変調を行うことを特徴とする請求項１〜５記載のマトリクスコンバータ回路。
【請求項７】
双方向スイッチが窒化ガリウム半導体により構成されている請求項１〜６記載のマトリクスコンバータ回路。
【請求項８】
双方向スイッチが炭化ケイ素半導体により構成されている請求項１〜６記載のマトリクスコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数個の双方向スイッチにより構成され、商用電源の交流を直接所望の周波数の交流出力電圧に変換してモータ駆動に使用するマトリクスコンバータ回路技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源からの交流電力を直接所望の周波数の交流に変換してモータの駆動などに使用するマトリクスコンバータ回路として、特開２００１−２５８２５９号公報（特許文献１）や特開２００４−１３５４６２号公報（特許文献２）がある。特許文献１に記載された交流／交流直接形電力変換装置は、双方向スイッチを介して３相交流電源をモータなどの負荷に接続し、双方向スイッチをＰＷＭ制御することによりモータを正常に駆動するものである。３相交流が不均衡となった場合でも駆動を継続できるような制御機能も備えたものである。
【０００３】
また、特許文献２に記載された交流−交流直接形電力変換装置は、双方向スイッチを介して３相交流電源をモータなどの負荷に接続し、双方向スイッチをＰＷＭ制御することによりモータを正常に駆動するものであり、出力となる交流出力電圧に重畳される低周波成分を抑えてモータの騒音、振動を抑えるものである。
【特許文献１】特開２００１−２５８２５９号公報
【特許文献２】特開２００４−１３５４６２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来のマトリクスコンバータ回路においては、その双方向スイッチを駆動するために、２つのゲート信号用の電源が各素子に必要であり、数多くの直流電源が必要となるものであった。
【０００５】
例えば、３相交流電源を入力として周波数の異なる３相交流電圧に変換して出力するマトリクスコンバータにおいては、９個の双方向スイッチの電流が流れる方向毎に直流電源が必要となる。そして、同電位となる電源を共通化する工夫をした場合でも、直流電源が全部で６個必要であった。
【０００６】
本発明で提示しているような単相交流電源から３相交流を出力するマトリクスコンバータにおいては、６個の双方向スイッチの電流が流れる方向毎に直流電源が必要となる。そして、同電位となる電源を共通化する工夫をした場合でも、直流電源が全部で５個必要であった。
【０００７】
ここでいう直流電源は、１次側を交流電源に接続した電源トランスの２次側の交流電圧を整流・平滑を行って所望レベルの直流電圧を発生するもので、１次側と２次側が電気的に絶縁されているものであり、いわゆる絶縁型の直流電源である。
【０００８】
この絶縁型の直流電源を数多く用いることは、回路全体を複雑化し、コストアップとなることから、マトリクスコンバータの実用化を阻害する要因となっていた。
【０００９】
本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、マトリクスコンバータ、特に単相交流電源を３相交流に変換する直接型変換機において、ゲート駆動に必要な絶縁型の直流電源の数を減らし、回路を簡素化して、低コストのマトリクスコンバータ回路を実現するこ
とを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係るマトリクスコンバータ回路は、単相交流電源を所定の周波数の交流電圧に直接変換して３相のモータの巻線に供給する３相のマトリクスコンバータ回路であって、電流方向に対応して２個のゲート入力を有し前記単相交流電源の端子間に直列に接続され相毎に設けられた双方向スイッチと、前記直列の対となる双方向スイッチのうち下流側の双方向スイッチを制御するゲート入力用の直流電源と、前記直流電源の電圧を整流した電荷が充電されるコンデンサとを備え、前記直列の対となる双方向スイッチのうち上流側の双方向スイッチを制御するゲート入力用の電源として前記コンデンサの電圧を使用することを特徴とする。
【００１１】
この構成により、ゲート駆動に必要な直流電源の数を少なくして、回路構成を簡素化し、低コストのマトリクスコンバータ回路を実現することができる。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように本発明によれば、ゲート駆動に必要な直流電源の数を減らして回路を簡素化し、低コストのマトリクスコンバータ回路を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
本発明の第１の発明は、単相交流電源を所定の周波数の交流電圧に直接変換して３相のモータの巻線に供給する３相のマトリクスコンバータ回路であって、電流方向に対応して２個のゲート入力を有し前記単相交流電源の端子間に直列に接続され相毎に設けられた双方向スイッチと、前記直列の対となる双方向スイッチのうち下流側の双方向スイッチを制御するゲート入力用の直流電源と、前記直流電源の電圧を整流した電荷が充電されるコンデンサとを備え、前記直列の対となる双方向スイッチのうち上流側の双方向スイッチを制御するゲート入力用の電源として前記コンデンサの電圧を使用することを特徴とする。
【００１４】
この構成により、ゲート駆動に必要な直流電源の数を少なくして、回路構成を簡素化し、低コストのマトリクスコンバータ回路を実現することができる。
【００１５】
第２の発明は、特に、第１の発明の直流電源は単相交流電源の端子に対応して２個備えられ、コンデンサは相毎に２個ずつ備えられているので、３相出力を基準にする電源としてコンデンサに蓄積した電荷を活用できるので、出力の相数が増えても２つの直流電源で回路動作させることが可能であり、簡素な回路構成で３相交流電圧を出力することができる。
【００１６】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明のマトリクスコンバータ回路の起動時には、直列の対となる双方向スイッチのうち下流側の端子に接続された双方向スイッチを所定の時間ＯＮ状態にするので、下流側の双方向スイッチがＯＮ状態になっている所定の時間、コンデンサへの充電が確実に行われ、マトリクスコンバータ回路の起動を確実にすることができる。
【００１７】
第４の発明は、特に、第３の発明のマトリクスコンバータ回路の起動時に下流側の双方向スイッチをＯＮ状態とする所定の時間は、コンデンサの電圧が上流側の双方向スイッチのＯＮ状態を可能にするゲート入力の電圧値以上に充電されるまでの時間と同等である。
【００１８】
この構成により、下流側の双方向スイッチがＯＮしている時間中に、上流側の双方向スイッチを駆動することが可能になる電圧値までコンデンサを充電する充電時間を最適化することができる。
【００１９】
第５の発明は、特に、第１〜第４の発明のうち１つの発明の３相の出力交流電圧のうち一番低い電位になる相に備えられた１対の双方向スイッチのうち単相交流電源の低い電位側の端子に接続された双方向スイッチを所定期間ＯＮ状態にして変調を行うものである。
【００２０】
この構成により、変換効率が高く、出力電圧の高いマトリクスコンバータ回路を実現することができる。
【００２１】
第６の発明は、特に、第１〜第５の発明のうち１つの発明の３相の出力交流電圧の位相角１２０度毎に一番低い電位になる相に備えられた１対の双方向スイッチのうち交流電源の低い電位側の端子に接続された双方向スイッチを所定期間ＯＮ状態にして変調を行うものである。
【００２２】
この構成により、変換効率が高く、高い出力電圧を出力することができると共に、素子負荷のアンバランスの少ないマトリクスコンバータ回路を実現することができる。
【００２３】
第７の発明は、特に、第１〜第６の発明のうちの１つの発明の双方向スイッチが窒化ガリウム半導体により構成されているので、スイッチング速度が速く、変換効率の高いマトリクスコンバータ回路を実現することができる。
【００２４】
第８の発明は、特に、第１〜第６の発明のうち１つの発明の双方向スイッチが炭化ケイ素半導体により構成されているので、高温で安定に動作し、変換効率の高いマトリクスコンバータ回路が実現される。
【００２５】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２６】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００２７】
図１は、第１および第２の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路の要部構成を示す回路図である。
【００２８】
単相交流電源１からの入力の一端には、双方向スイッチ２ａ、２ｂ、２ｃが接続され、他方の一端には、双方向スイッチ２ｄ、２ｅ、２ｆが接続されている。さらに、直列に接続された双方向スイッチ２ａと２ｄの中間端にはモータ３の３相巻線の一端が接続され、双方向スイッチ２ｂと２ｅの中間端にはモータ３の３相巻線の更に別の一端が接続され、双方向スイッチ２ｃと２ｆの中間端にはモータ３の３相巻線の別の一端が接続されている。
【００２９】
この回路構成により、単相交流電源１から入力された交流電力は、双方向スイッチ２ａ〜２ｆをスイッチングすることにより、所望の周波数の交流電圧に変換され、モータ３を駆動することが可能になる。
【００３０】
図２に示すように、１つの双方向スイッチは、２つのスイッチング素子４ａ、４ｂを逆並列接続して構成され、スイッチング素子４ａ或いは４ｂをＯＮ／ＯＦＦすることにより通流方向を制御することができ、それぞれの通電方向に対して通電を制御する。スイッチング素子４ａ或いは４ｂをＯＮ／ＯＦＦすることにより通流方向を制御するものである。各スイッチング素子には、そのＯＮ／ＯＦＦを制御するためのゲート入力端子が設けられており、このゲート入力端子にゲート信号を入力することにより、素子の導通が制御され
る。
【００３１】
図３は、マトリクスコンバータ回路のドライブ回路の１相分の構成を示す回路図である。単相交流電源１の両端に双方向スイッチ２ａ、２ｄが直列に接続されたものが１相分の回路構成である。この双方向スイッチ２ａ、２ｄは、それぞれ２個のゲート入力端子を有し、各ゲート入力端子にはゲートドライブ回路６ａ〜６ｄが設けられている。各ゲートドライブ回路６ａ〜６ｄには、回路全体を制御するマイクロコンピュータ７からのＰＷＭ制御信号が入力され、それにより双方向スイッチ２ａ、２ｄのＯＮ／ＯＦＦ状態をＰＷＭ制御している。
【００３２】
このゲートドライブ回路６ａ〜６ｄを駆動するためには、直流電源が必要である。一般的なスイッチング素子、たとえばＩＧＢＴなどの場合、直流電源として１５Ｖの電源電圧が必要である。この電源として回路内に配置された直流電源５ａ〜５ｃを使用している。直流電源５ａは、単相交流電源の一端を基準電位としており、直流電源５ｃは、単相交流電源１の別の一端を基準電位としており、直流電源５ｂは、双方向スイッチ２ａと双方向スイッチ２ｄの中間点、つまり、モータ３の巻線への接続端子１２を基準電位としている。
【００３３】
これは、双方向スイッチ２ａ、２ｄの駆動を行うためには、ゲートドライブ回路６ａ〜６ｄの基準電位と直流電源５ａ〜５ｃの基準電位が同じである必要があるからである。そのために、各基準電位に対応した直流電源５ａ〜５ｃが必要となっている。
【００３４】
図３は１相分の形態を示したものであるが、３相のモータ３を駆動するためには、同様の回路が３相分必要である。単純に考えると、基準電位の必要数に対応して直流電源が５個必要となるのは明白であり、電源トランスの巻線の数を直流電源の必要数に合わせる必要がある。
【００３５】
図４は、第１の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路のドライブ回路の１相分の具体的な回路構成を示す回路図であり、図３に示したマトリクスコンバータ回路のゲートドライブ回路の１相分の構成とは、直流電源の構成が異なった形態となっている。
【００３６】
図４に示すように、ゲートドライブ回路６ａ、６ｃは直接直流電源８ａ、８ｂからの電源供給により駆動されるものである。そして、直流電源８ｂから抵抗９、ダイオード１０を介してコンデンサ１１が接続されている。ゲートドライブ回路６ｂ、６ｄは、このコンデンサ１１に充電された電荷を用いて駆動される。このコンデンサ１１は、双方向スイッチ２ａと双方向スイッチ２ｄの中間点、つまり、モータ３の巻線への接続端子１２の電位が直流電源８ｂの基準電位とほぼ同レベルとなり、コンデンサ１１の一端の電位が直流電源８ｂの電位より低くなった場合、コンデンサ１１は充電される。
【００３７】
抵抗９は、その際の充電電流を制限するために設けられている。また、ダイオード１０は、整流作用を有しており、コンデンサ１１の一端の電位が直流電源８ｂの電位より高くなった場合に、充電電荷が流出するのを阻止し、低くなった場合にコンデンサ１１に電荷を充電する。
【００３８】
この構成により、直流電源をコンデンサ１１により代替することができる。図４は１相のみの形態を示したものであるが、３相のモータ３を駆動するためには、図１に示すように３相分の回路が必要であり、その場合必要となる基準電位から、本実施の形態の場合、２個の直流電源で構成されるのは明白である。これによって、直流電源の数を減らすことができ、回路の簡略化、コスト低減が実現される。
【００３９】
（実施の形態２）
図５は、第２の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路のドライブ回路の１相分の構成を示す構成図である。この回路構成においては、ゲートドライブ回路６ｄを駆動するために、直流電源８ａから抵抗９ｂ、ダイオード１０ｂを介してコンデンサ１１ｂが接続されている。このコンデンサ１１ｂに蓄電された電荷を用いて、ゲートドライブ回路６ｄは駆動される。この構成に従った場合、コンデンサ１１ａ、１１ｂは、ゲートドライブ回路の１個ずつに電源供給すれば良いので、コンデンサの容量値を小さくしても回路機能を発揮することができ、小型のコンデンサを用いてコンパクトに実装することができる。
【００４０】
先に説明した通り、ゲートドライブ回路６ｂ、６ｄは、コンデンサの電荷を利用して回路動作するために、コンデンサ１１には電荷を充電する必要がある。即ち、このコンデンサ１１に電荷が充電されていない場合には、ゲートドライブ回路６ｂ、６ｄを駆動することができず、双方向スイッチ２ａ、２ｄは動作しないことになる。特に、起動時には、コンデンサ１１に電荷が充電されていない状態から動作を開始するため、ゲートドライブ回路６ｂ、６ｄで発生する駆動電圧が不十分になり、双方向スイッチを十分にＯＮすることが困難となる。
【００４１】
図６は、第１および第２の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路の双方向スイッチの動作を説明するためのシーケンス図である。図６に示しように、本実施の形態のマトリクスコンバータ回路は、時刻ｔ１までは、すべての双方向スイッチ２ａ〜２ｆは、ＯＦＦ状態である。その後、時刻ｔ１からｔ２までに双方向スイッチ２ｄ〜２ｆがＯＮされる。
【００４２】
そして、低電位側の双方向スイッチ２ａ〜２ｆをＯＮさせて接続端子１２の電位を直流電源８ｂの基準電位とほぼ等しくし、ダイオード１０を導通することにより、コンデンサ１１に電荷をＱ１、Ｑ２、Ｑ３まで充電する。つまり、コンデンサ１１の電圧が直流電源８ｂの電圧まで高められるように充電される。これにより、以降、ゲートドライブ回路６ｂ、６ｄは、コンデンサ１１の電荷を利用して駆動され、全ての双方向スイッチ２ａ〜２ｆの駆動が可能となり、３相のモータ３を駆動することができる。
【００４３】
即ち、このトリクスコンバータ回路は、単相交流電源を投入して起動する際、モータ３の起動時刻ｔ３に至るまでの時刻ｔ１〜ｔ２の期間、低電位側の双方向スイッチ２ｄ〜２ｆをＯＮさせてコンデンサ１１を充電するので、コンデンサ１１からの電源供給を受けて動作するゲートドライブ回路６ｂ，６ｄは十分大きな電圧振幅でスイッチングすることが可能になる。そして、起動時刻ｔ３に達した以降は、マイクロコンピュータ７からのＰＷＭ制御信号をゲートドライブ回路を介して双方向スイッチ２ａ〜ｆをスイッチングし、３相のモータ３を駆動することができる。
【００４４】
図７は、第１および第２の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路の３相のスイッチング方法を示す動作波形図である。モータ３の３相をそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相とした時の各相の出力電圧とＰＷＭのキャリア信号を図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示し、その場合の各相の出力電圧を図７（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示す。
【００４５】
各相の出力電圧は、モータ巻線の大きなインダクタンスによって平滑され、各相間の電圧が正弦波となるような電圧波形となる。正弦波電圧をモータ３に供給することにより、モータ３を滑らかに駆動するものである。この出力電圧は、１周期を３６０度としたときに、１２０度の区間、最も電位の低い相の電位を０レベルとすることにより、各相の出力電圧を実現している。このとき、各相の瞬時電圧も１２０度の区間、０レベルとなるものであり、その区間においては、電源ラインの低電位側の双方向スイッチ２ａ〜ｃ、もしくは２ｄ〜ｆがＯＮされる。これにより、各相に設けられたコンデンサに充電が行われ、ゲ
ートドライブ回路の出力振幅を十分大きくして、双方向スイッチを確実にＯＮさせて安定に駆動することができる。さらに、３相の線間電圧は、線間電圧が電源電圧の最大値まで出力することができるため、出力電圧の高い、つまり出力の大きなマトリクスコンバータが実現される。
【００４６】
（実施の形態３）
図８は、第３の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路で用いる双方向スイッチの素子構成図である。この素子は、窒化ガリウム（ＧａＮ）半導体により構成されている。動力端子２０、２１は、制御対象となる電流が流れる端子となる。双方向に電流が流れるため、動力端子２０から動力端子２１に電流が流れる場合と、動力端子２１から動力端子２０に電流が流れる場合がある。その制御は、ゲート端子２２、２３により行う。ゲート端子２２に信号をＯＮさせることにより、動力端子２０から動力端子２１に電流が流れる。逆に、ゲート端子２３に信号をＯＮさせることにより、動力端子２１から動力端子２０に電流が流れるものである。このような双方向スイッチにより、電流をスイッチングするだけでなく、導通方向も制御することができる。
【００４７】
このように、本実施の形態におけるマトリクスコンバータ回路においては、ゲート駆動に必要な直流電源の数が少ないため、マトリクスコンバータ回路の低コスト化、および回路の簡素化が実現されるものである。また、さらに、出力電圧が高く、安定駆動のできる効率の高いマトリクスコンバータ回路が実現される。
【００４８】
なお、本実施の形態は、窒化ガリウム（ＧａＮ）半導体により構成された双方向スイッチを用いた事例で説明したが、炭化ケイ素（ＳｉＣ）半導体により構成された双方向スイッチを用いても良い。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
以上説明したように本発明は、マトリクスコンバータ回路に関し、３相モータを駆動するような応用に用いられ、低コストで、高効率な特徴が必要なマトリクスコンバータ回路について有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本発明による第１および第２の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路の要部構成を示す回路図
【図２】同マトリクスコンバータ回路の双方向スイッチの素子構成図
【図３】同マトリクスコンバータ回路のドライブ回路の１相分の構成を示す回路図
【図４】第１の実施の形態に係るドライブ回路の１相分の回路構成を示す回路図
【図５】第２の実施の形態に係るドライブ回路の１相分の回路構成を示す回路図
【図６】第１および第２の実施の形態に係るマトリクスコンバータ回路の双方向スイッチの動作を説明するためのシーケンス図
【図７】同マトリクスコンバータ回路の変調方式を説明するための動作波形図
【図８】同マトリクスコンバータ回路に使用される窒化ガリウム半導体の素子構成図
【符号の説明】
【００５１】
１  単相交流電源
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆ  双方向スイッチ
３  モータ
８ａ、８ｂ  直流電源
９  抵抗
１０  ダイオード
１１  コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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