(57)【要約】【課題】系統連系インバータにおいて、整流器負荷が接続されたときの出力電圧の高調波歪率を改善する技術を提供する。【解決手段】直流電力を所定のデューティにしたがいオンオフして系統電源１０と同じ周波数を有する電圧を出力するスイッチング手段３３と、スイッチング手段を制御する制御手段５０とを備え、系統電源と連系して交流電力を出力する系統連系インバータ１であって、制御手段は、系統電源１０から離脱した状態で測定されるスイッチング手段の出力電流の最大値を実効値で除算した値に応じてスイッチング手段のデューティを可変制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を所定のデューティにしたがいオンオフして系統電源と同じ周波数を有する電圧を出力するスイッチング手段と、前記スイッチング手段を制御する制御手段とを備え、前記系統電源と連系して交流電力を出力する系統連系インバータであって、
前記制御手段は、
前記系統電源から連系状態が離脱した状態で測定される前記スイッチング手段の出力電流の最大値を実効値で除算した値に応じて前記スイッチング手段のデューティを可変制御することを特徴とする系統連系インバータ。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記スイッチング手段の出力電流の最大値を実効値で除算した値が、出力波形に許容できない程度の高調波歪を発生する負荷が接続されたことを示す値を超えた場合に、前記スイッチング手段のデューティを前記系統電源に接続された状態に比較して低く設定することを特徴とする請求項１に記載の系統連系インバータ。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記スイッチング手段の出力電圧波形に含まれる高調波歪の奇数次の歪成分の逆相成分を生成し、前記逆相成分を用いて前記スイッチング手段の出力電圧と重ね合わせ、前記出力電圧を正弦波波形に近づけるようにフィードバック制御を行うことを特徴とする請求項２に記載の系統連系インバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用系統と接続して交流電力を供給する系統連系インバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、商用系統と接続して交流電力を供給するインバータを系統連系インバータと呼ぶ。系統連系インバータは、接続された交流負荷に対し、商用電源等の商用系統と分担して発電した電力を供給する。
系統連系インバータは、停電時等、発電機として系統連系から離脱したバックアップ運転も可能である。ところが、コンデンサ入力型のダイオード整流器負荷（以下、単に整流器負荷という）が接続された場合、その出力電圧波形に高調波歪が発生することが知られている。
【０００３】
上記した高調波歪を改善するために、従来、平滑コンデンサの両端電圧と、高周波交流電圧が重畳された整流手段の出力電圧との大小関係によって整流素子の導通／非導通を切り替え、交流電源の交流電圧の一周期の略全域にわたって交流電源から入力電流を流し、入力電流の休止区間をなくする電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、高調波歪、およびリップル電圧を低減するために、直流電源によりエネルギーを蓄積するとともに、蓄積されたエネルギーを直流電源に重畳して各キャパシタに放電する充電部を備えた電源装置も知られている（例えば、特許文献２参照）。
【０００５】
しかしながら上述した特許文献１，２に開示された電源装置は、いずれも電源装置単体として動作するものであり、系統連系インバータのように、商用系統等と接続して動作するものではない。
【０００６】
上述したように、系統連系インバータをバックアップ運転させ、このとき、整流器負荷が接続されていると出力電圧波形に高調波歪が発生するという問題がある。一般に系統連系インバータの出力段を構成するＬＣフィルタは、出力周波数に悪影響を及ばさない範囲で、できるだけ低いカットオフ周波数ｆｃに設定する。このことにより、効率的に系統連系インバータ出力の高調波成分を低減することができる。
【０００７】
また、系統連系時は、ＬＣフィルタのキャパシタンスＣを大きくすると、このキャパシタンスＣを流れる無効電流が増加する。高い力率を維持するためにはキャパシタンスＣの無効電流を打ち消す必要があり、このときキャパシタンスＣは小さい方が望ましい。
そこで、系統連系時は、可能な限りキャパシタンスＣの値を小さくしてインダクタンスＬの値を大きく設計する。キャパシタンスＣの値が小さいと瞬時的な負荷変動への追従が困難になるが、系統の正常運転時に不足電力は系統電源から供給されるため問題は生じない。
【０００８】
上述したバックアップ運転時、系統連系インバータは発電機として動作するが、バックアップ時には基準となる系統電源による電圧がないため、出力電流は制御できず、接続される負荷に依存することになる。
系統連系時と同様な理由でＬＣフィルタのキャパシタンスＣが小さい方が望ましい点もあるが、発電機として動作するためには急激な負荷変動に追従する必要があり、発電機出力と、想定する負荷とに応じて適切な大きさが必要になる。
【０００９】
図９に、系統連系時と、発電機単体として動作させるバックアップ時の状態で求められるＬＣフィルタ定数の領域が示されている。図９において、符号ｂは系統連系時のＬＣフィルタ定数領域、符号ｃはバックアップ時のＬＣフィルタ定数領域である。図９に示されるように、系統連系時とバックアップ時とでは、ＬＣフィルタに求められるフィルタ定数ａ（カットオフ周波数）が異なる。
ところで、系統連系インバータをバックアップ時に用いる場合、最適なインダクタンスＬとキャパシタンスＣの値を使えない。このため、急変する負荷に対して出力電圧が振動し、出力電圧の高調波歪率が悪化することが予想される。
【００１０】
図１０に、上述した系統連系インバータの系統連系時に出力電流の高調波歪率が悪化しないようにＬＣフィルタ定数を最適化し、その条件でバックアップ時の発電機として動作させたときの高調波歪率の測定結果が示されている。ここでは、抵抗Ｒ負荷、インダクタンスＬ負荷、キャパシタンスＣ負荷と、整流器負荷とをそれぞれ接続したときの、定格での出力電圧の総合高調波歪率が示されている。
図１０によれば、抵抗Ｒ負荷、インダクタンスＬ負荷、キャパシタンスＣ負荷と、整流器負荷、での出力電圧の高調波歪率［％］を比較すれば、整流器負荷が突出して大きく、１３．９％である。
【００１１】
図１１に、整流器負荷が接続された場合の定格での出力電圧の高調波歪率の各次成分の測定結果が示されている。
図１１を参照すると、奇数次の高調波歪が大きく、特に、３次、５次、１１次、１３次のときの高調波歪が大きいことが分かる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平７−１４３７５８号公報
【特許文献２】特開平８−３０８２４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上述した系統連系インバータにおいて、整流器負荷が接続されたときの出力電圧の高調波歪率を改善する技術を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
請求項１に係る発明では、直流電力を所定のデューティにしたがいオンオフして系統電源と同じ周波数を有する電圧を出力するスイッチング手段と、前記スイッチング手段を制御する制御手段とを備え、前記系統電源と連系して交流電力を出力する系統連系インバータであって、前記制御手段は、前記系統電源から離脱した状態で測定される前記スイッチング手段の出力電流の最大値を実効値で除算した値に応じて前記スイッチング手段のデューティを可変制御することを特徴とする。
【００１５】
請求項２に係る発明では、請求項１に記載の系統連系インバータにおいて、前記制御手段は、前記スイッチング手段の出力電流の最大値を実効値で除算した値が、出力波形に許容できない程度の高調波歪を発生する負荷が接続されたことを示す所定の値を超えた場合に前記スイッチング手段のデューティを前記系統電源に接続された状態に比較して低く設定することを特徴とする。
【００１６】
請求項３に係る発明では、請求項２に記載の系統連系インバータにおいて、前記スイッチング手段の出力電圧波形に含まれる高調波歪の奇数次の歪成分の逆相成分を生成し、前記逆相成分を用いて前記スイッチング手段の出力電圧と重ね合わせ、前記出力電圧を正弦波波形に近づけるようにフィードバック制御を行なうことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
請求項１に係る発明によれば、制御手段が、系統電源から離脱した状態で測定される、スイッチング手段の出力電流の最大値を実効値で除算した値に応じて、スイッチング手段のデューティを可変制御する。このことにより、出力電圧の高調波歪率を改善することができる。
【００１８】
請求項２に係る発明によれば、制御手段が、スイッチング手段の出力電流の最大値を実効値で除算した値が、出力波形に許容できない程度の高調波歪を発生する負荷が接続されたことを示す、所定の値を超えた場合にスイッチング手段のデューティを系統電源に接続された状態に比較して、低く設定する。このことにより、高調波歪の原因である共振電流を小さくするようなＰＷＭスイッチング制御が可能になる。
【００１９】
請求項３に係る発明によれば、制御手段が、高調波歪に含まれる奇数次の歪成分の逆相成分を生成し、この逆相成分を用い、前記スイッチング手段の出力電圧を矩形波形から正弦波波形に近づけるように、フィードバック制御を行う。このことにより、整流器負荷が接続された場合に出現する出力電圧の波高部分が潰れた奇数次の高調波成分が含まれる矩形波形から正弦波波形に近づけるため、奇数次の歪成分高調波歪み率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施例１に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す制御部の内部構成を示す図である。
【図３】図１に示す系統連系インバータの出力電流とＣＦ値との関係を示したグラフである。
【図４】図１に示す系統連系インバータに整流器負荷が接続された場合の電圧（電流）波形を示す図である。
【図５】図１に示す系統連系インバータのＣＦ値と電流フィードバックゲインとの関係を示すグラフである。
【図６】図１に示す系統連系インバータのダンピング電流波形を示す図である。
【図７】図１に示す系統連系インバータのインバータ部の後段と整流器負荷との接続構成を示す図である。
【図８】図１に示す系統連系インバータの制御部の動作を示すフローチャートである。
【図９】従来例における系統連系時とバックアップ運転時とで要求されるＬＣフィルタ定数の領域を示す模式図である。
【図１０】従来例におけるバックアップ運転時の出力電圧の高調波歪み率を示した図である。
【図１１】従来例における次数毎の高調波歪み率を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
【実施例】
【００２２】
図１は、実施例に係る系統連系インバータの構成を示すブロック図である。
図１に示すように、実施例に係る系統連系インバータ１は、系統電源１０と、コネクションリレー２０と、インバータ部３０と、オルタネータ４０と、制御部５０と、負荷６０と、により構成される。
【００２３】
インバータ部３０は、レクチファイヤ３１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２と、ＦＥＴブリッジ３３と、ＬＣフィルタ３４と、変換リレー３５と、ノイズフィルタ３６と、により構成される。
【００２４】
オルタネータ４０は、エンジン出力を交流電力に変換してインバータ部３０のレクチファイヤ３１に出力する。レクチファイヤ３１は、オルタネータ４０により出力される交流電圧のＡＣ／ＤＣ変換を行い、ＤＣ−ＤＣコンバータ３２へ出力する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３２は、レクチファイヤ３１により出力される直流電圧を昇圧してＦＥＴブリッジ３３に出力する。
ＦＥＴブリッジ３３は、入力されるＤＣ電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）により矩形波電圧に変換してＬＣフィルタ３４に出力するスイッチング手段として動作する。
【００２５】
ＬＣフィルタ３４は、ＦＥＴブリッジ３３から出力される矩形波電圧を正弦波電圧に変換して変換リレー３５へ出力する。変換リレー３５は、系統との接続と切断を行い、ＬＣフィルタ３４により出力される正弦波をノイズフィルタ３６へ出力する。ノイズフィルタ３６は、入力される正弦波からノイズを除去し系統電源と同じ電圧、周波数、位相で整流器負荷６０に出力する。
【００２６】
制御部５０は、系統電源１０から離脱した状態で測定されるスイッチング手段（ＦＥＴブリッジ３３）の出力電流の最大値を実効値で除算した値に応じて、スイッチング手段のデューティを可変制御する、プログラムにより制御される回路部品である。
図２に、制御部５０が実行するプログラムの構造が機能展開され示されている。図２によれば、制御部５０は、系統接続検知部５１と、出力電流監視部５２と、クレストファクタ値算出部５３と、クレストファクタ値判定部５４と、電流フィードバックゲイン制御部５５と、パルス幅変調制御部５６と、奇数次歪逆相成分生成部５７と、を含む。
【００２７】
以下、上述した各ブロックの機能を説明するにあたり、図３〜図７を参照しながら説明する。図３は、負荷６０接続時の出力電流とＣＦ値との関係を示している。図４は、負荷６０として整流器負荷接続時の電流電圧波形を示している。図５は、ＣＦ値と電流フィードバックゲインとの関係を示している。図６は、高調歪が含まれる電流波形を示している。図７は、インバータ部３０の出力段と整流器負荷６０との接続構成を示している。
【００２８】
系統接続検知部５１は、コネクションリレー部２０からの信号により、系統連系インバータ１が系統電源１０から離脱してバックアップ運転している状態にあるか否かを判定して、出力電流監視部５２を制御する。
出力電流監視部５２は、系統接続検知部５１により、系統連系インバータ１が系統電源１０から離脱したバックアップ運転状態であるということを示す信号を受けたときに、ＬＣフィルタ３４を介して出力されるＦＥＴブリッジ３３の出力電流を測定して、その測定信号をクレストファクタ値算出部５３へ引き渡す。
【００２９】
クレストファクタ値算出部５３は、ＦＥＴブリッジ３３の出力電流の最大値を、実効値（正弦波ま場合ピーク値の１／√２）で除算する。この除算した値のことをクレストファクタ値（以下、単にＣＦ：Crest Facter値という）という。
ＣＦ値判定部５４は、ＣＦ値算出部５３により出力されたＣＦ値が、整流器負荷６０が接続されていることを示す値、例えば、１．８を超えたか否かを判定して、電流フィードバックゲイン制御部５５および奇数次歪逆相成分生成部５７を制御する。
【００３０】
ここで、ＣＦ値について補足説明を行う。ＣＦ値は、図４に示す電流電圧波形によれば、電流波形ｉ１の最大値／実効値ｉ２で計算される。図３に示す出力電流対ＣＦ値によれば、抵抗Ｒ、キャパシタンスＣ、インダクタンスＬ負荷接続時は、√２であるのに対し、負荷６０として整流器負荷を接続した場合は、２．６を超えていることがわかる。また、図４によれば、電流波形ｉ１は、パルス状であるため、ＣＦ値が大きくなり、これを用いれば、負荷６０として整流器負荷が接続されたことを検知できる。ここでは、ＣＦ値＞１．８で負荷６０して整流器負荷が接続されていると判定することとした。詳細は後述する。
【００３１】
電流フィードバックゲイン制御部５５は、ＣＦ値判定部５４の出力によって制御され、ＣＦ値算出部５３によって算出されたＣＦ値に基づき、パルス幅変調制御部５６によるＰＷＭ制御のデューティを設定する。通常は正の電流フィードバックゲインか設定される。それは、電流が多く流れるときは出力電圧が低下するので、それを補正するためにＰＷＭ制御のデューティを高く設定する必要があるからである。
但し、負荷６０が整流器負荷と判定された場合は、図５に電流フィードバックゲインとＣＦ値との関係がグラフ表示されているように、電流フィードバックゲイン制御部５５は、電流フィードバックゲインを負側に設定し、図６に示す高調波歪（ダンピング電圧波形）の原因である共振電流を小さくするようなＰＷＭ制御を行う。
【００３２】
なお、上述の制御により、負荷電流が流れるときは、ＰＷＭのデューティが低くなるように制御するが、電圧波形が低下することはない。図７のインバータ部３０後段と整流器負荷６０との接続構成図に示されるように、整流器負荷６０に負荷電流ｉ２が流れるときは、Ｖ１＞Ｖ２＋ＶＦ（ダイオードの順方向電圧）の時であり、整流器負荷６０のコンデンサに充電し、電圧降下が発生して出力電圧波形Ｖ１＝Ｖ２＋ＶＦになる。そのため、デューティを低下させても電圧波形はＶ２で決まるため、影響を及ぼさない。
【００３３】
奇数次歪逆相成分生成部５７は、高調波歪に含まれる奇数次の歪成分と同じ振幅を有する逆相成分の電圧波形を生成し、ここで生成された逆相成分の電圧波形を用い、ＦＥＴブリッジ３３の出力電圧に重ね合わせて、矩形波形から正弦波波形に近づけるようにフィードバック制御を行う。上述した逆相成分の電圧波形を生成しＦＥＴブリッジ３３の出力電圧に重ね合わせてフィードバック制御を行うのに、例えば、ＦＩＲ（Finite Impulse response）フィルタを用いる。ＦＩＲフィルタによるインパルス応答から、同じ振幅、逆位相の電圧波形を畳み込み演算により生成し、ＦＥＴブリッジ３３の出力電圧に重ね合わせてフィードバック制御を行う。
【００３４】
奇数次の高調波歪み率の改善について補足説明する。図４に示されるように、図１に示す系統連系インバータ１に、負荷６０として整流器負荷が接続された場合の電圧（電流）波形によれば、電圧ｖ１、ｖ２と、電流ｉ１、ｉ２を測定箇所とすれば、出力電圧ｖ１の周波数は６０Ｈｚであり、出力電圧の振動波形は６００Ｈｚ〜８００Ｈｚであることから、振動波形は、１１次（６６０Ｈｚ＝６０Ｈｚ×１１）と１３次（７８０Ｈｚ＝６０Ｈｚ×１３）の高調波であると考えられる。この振動波形を小さくすれば、１１次と１３次の高調波歪（図１１）が改善されることが見込まれる。
【００３５】
図７において、負荷６０として接続される整流器負荷に電流が流れている間は、ｉＡの経路で電流が流れるが、ダイオードブリッジ７１に電流が流れなくなると、その電流は、ｉＢのように流れ、ＬＣフィルタ３４の共振周波数で減衰振動する。
すなわち、ダイオードブリッジ７１により電圧波形がクランプされ出力電圧が矩形形状になることが原因である。共振電流により、系統連系インバータ３０の出力電圧が振動すると考えられ、それが、図５の出力電圧に出現する共振電圧である。このため、ここでは、奇数次歪逆相成分生成部５７が、ＬＣフィルタ３６の出力電圧に含まれる奇数次の歪成分の逆相成分の電圧波形を生成し、ここで生成された逆相成分の電圧波形を用い、ＦＥＴブリッジ３３の出力電圧を、矩形波形から正弦波波形に近づけるようにフィードバック制御を行うこととした。
【００３６】
なお、ＰＷＭ制御部５６は、電流フィードバックゲイン制御部５５出力，および奇数次歪逆相成分生成部５７出力により、系統連系インバータ３０におけるＦＥＴブリッジ３０のＰＷＭ制御を行う。
【００３７】
図８は、本発明に係る実施例１の系統連系インバータ１の制御部５０の動作を示すフローチャートを示している。以下、図８のフローチャートを参照しながら、制御部５０の動作について詳細に説明する。
【００３８】
制御部５０は、まず、系統接続検知部５１で、コネクションリレー部２０からの信号により系統連系インバータ１が系統電源１０から離脱してバックアップ運転している状態にあるか否かを判定する（ステップＳ８０１）。
系統連系インバータ１が系統電源１０と連系して運転している状態で（ステップＳ８０１”Ｎｏ（連系）”）、ＰＷＭ制御部５６は、インバータ部３０のＦＥＴブリッジ３３のスイッチング制御を行う（ステップＳ８０７）。
【００３９】
一方、出力電流監視部５２は、系統接続検知部５１により系統連系インバータ１が系統電源１０から離脱してバックアップ運転状態であることを示す信号を受け（ステップＳ８０１”Ｙｅｓ（バックアップ）”）、インバータ部３０のＬＣフィルタ３４を介して出力されるＦＥＴブリッジ３３の出力電流を監視してＣＦ値算出部５３へ出力する（ステップＳ８０２）。
ＣＦ値算出部５３は、出力電流監視部５２により系統電源１０から離脱した状態で測定されるＦＥＴブリッジ３３の出力電流の最大値を実効値で除算したＣＦ値を算出してＣＦ値判定部５４へ出力する（ステップＳ８０３）。
【００４０】
これを受けてＣＦ値判定部５４は、ＣＦ値算出部５３により出力されたＣＦ値が、整流器負荷６０が接続されていることを示す値α、例えば、１．８を超えるか否かを判定する（ステップＳ８０４）。
ＣＦ値判定部５４による判定結果、ＣＦ値がαを超えていなければ（ステップＳ８０４”Ｙｅｓ”）、電流フィードバックゲイン制御部５５は通常の制御を行い（ステップＳ８０５）、電流フィードバックゲインを正側にすべくＰＷＭ制御値（デューティ）を設定する（ステップＳ８０６）。これを受けたＰＷＭ制御部５６は、設定されたデューティに従い、インバータ部３０におけるＦＥＴブリッジ３３のスイッチング制御を行う（ステップＳ８０７）。
【００４１】
一方、ＣＦ値判定部５４による判定結果、ＣＦ値がαを超えていれば（ステップＳ８０４”Ｎｏ”）、電流フィードバックゲイン制御部５５は、負荷６０として整流器負荷が接続されたものと認識し、電流フィードバックゲインを負側にすべくＰＷＭ制御値（デューティ）を設定する（ステップＳ８０８）。
このとき、奇数次歪逆相成分生成部５７も動作し、奇数次歪逆相成分生成部５７は、上述したように、ＬＣフィルタ３４を介して出力される電圧波形に含まれる高調波歪の奇数次の歪成分と同じ振幅を有する逆相成分の電圧波形を生成し（ステップＳ８０９）、ＦＥＴブリッジ３３の出力電圧に重ね合わせてデューティ（ＰＷＭ制御値）を設定し、ＰＷＭ制御部５６を介して矩形波形から正弦波波形に近づけるようにフィードバック制御を行う（ステップＳ８０６）。ＰＷＭ制御部５６は、設定されたデューティに従いＦＥＴブリッジ３３のスイッチング制御を行う（ステップＳ８０７）。
【００４２】
以上の説明を纏めると、次の通りである。
制御部５０は、系統電源１０から離脱した状態で測定される系統連系インバータ１のＦＥＴブリッジ３３の出力電流の最大値を実効値で除算した値（ＣＦ値）に応じてデューティを可変制御することにより、出力電圧の高調波歪率を改善することができる。
【００４３】
また、制御部５０は、ＦＥＴブリッジ３３の出力電流の最大値を実効値で除算した値（ＣＦ値）が、出力波形に許容できない程度の高調波歪を発生する負荷が接続された（負荷６０として整流器負荷が接続）ことを示す所定の値（例えば、１．８）を超えた場合にＦＥＴブリッジ３３のデューティを系統電源１０に接続された状態に比較して低く設定することにより、高調波歪の原因である共振電流を小さくするようなＰＷＭスイッチング制御が可能になる。
【００４４】
また、制御部５０は、高調波歪に含まれる奇数次の歪成分の逆相成分を生成し、この逆相成分を用い、ＦＥＴブリッジ３３の出力電圧を矩形波形から正弦波波形に近づけるようにフィードバック制御を行うことにより、整流器負荷６０が接続された場合に出現する出力電圧の波高部分が潰れた奇数次の高調波成分が含まれる矩形波形から正弦波出力波形に近づけるため、奇数次の歪成分高調波歪み率を改善することができる。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明の系統連系インバータは、発電ユニットとしてインバータを用い、系統電源に同期して発電し、家庭内の電気機器への電力を供給する、例えば、小型ガスエンジンコージェネに用いて好適であるが、高い電力品質を維持するために、出力電流の高調波成分を規制する必要のある、商用電源や太陽電池と連系して動作する系統連系インバータ一般に適用が可能である。 
【符号の説明】
【００４６】
１…系統連系インバータ、１０…系統電源、２０…コネクションリレー、３０…インバータ部、４０…オルタネータ、５０…制御部（制御手段）、６０…負荷、３３…ＦＥＴブリッジ（スイッチング手段）、３４…ＬＣフィルタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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