(57)【要約】【課題】電流検出精度を低下させることなく、電流検出遅延を短縮して出力電流を検出する。【解決手段】単相インバータの出力を直列にｎ段接続して三相インバータの各相を構成し、三相インバータの各相出力電流のサンプリング値を移動平均した検出電流で電流制御（ＡＣＲ）を行い、各単相インバータのＰＷＭ制御には２ｎ個のキャリア信号を（３６０／２ｎ）位相差にシフトして電圧指令と比較する直列多重インバータにおいて、移動平均幅ＴｃはＰＷＭ制御の周期（キャリア信号の周期Ｔcarryの１／２ｎ）と同じ時間とし、かつキャリア信号のピークと同期させ、サンプリングの間隔Ｔsmpは移動平均幅Ｔｃの２分の１以下とし、キャリア信号と同期させる。  電流制御の周期は、サンプリングの間隔Ｔsmpとする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相インバータの出力を直列にｎ段接続して三相インバータの各相を構成し、三相インバータの各相出力電流のサンプリング値を移動平均した検出電流で電流制御（ＡＣＲ）を行い、各単相インバータのＰＷＭ制御には２ｎ個のキャリア信号を（３６０／２ｎ）位相差にシフトして電圧指令と比較する直列多重インバータにおいて、
前記移動平均の幅Ｔｃは、前記ＰＷＭ制御の周期（キャリア信号の周期Ｔcarryの１／２ｎ）と同じ時間とし、かつキャリア信号のピークと同期させ、
前記サンプリングの間隔Ｔsmpは、移動平均幅Ｔｃの２分の１以下とし、キャリア信号と同期させることを特徴とする直列多重インバータの出力電流検出方法。
【請求項２】
前記電流制御の周期は、前記サンプリングの間隔Ｔsmpとすることを特徴とする請求項１に記載の直列多重インバータの出力電流検出方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直列多重インバータの出力電流検出方法に係り、特に電流検出信号のサンプリングとその移動平均により直列多重インバータの出力電流を検出する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
図２に直列多重インバータの主回路構成を示す。図２は例として２多重の場合を挙げているが、段数は任意であり多重数をｎとする（ｎは自然数）。これ以降の図は全て２多重の場合を例にとる。
【０００３】
直列多重インバータは三相電源１を電源とし、多相巻線変圧器２、６つの単相ＰＷＭインバータ３〜８（Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２）で構成されている。入力では多相巻線変圧器２を介して電源側高調波を抑制しており、その二次側を単相ＰＷＭインバータ３〜８にそれぞれ接続する。インバータ３〜８の各相Ｕ，Ｖ，Ｗの同じ相出力を直列に接続することで直列多重インバータを実現し、負荷９に高圧の３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを供給する（例えば、非特許文献１参照）。
【０００４】
単相ＰＷＭインバータの主回路構成は、インバータ５に代表して示すように、コンバータ部（ＣＮＶ）による３相交流−直流の順変換と、インバータ部（ＩＮＶ）による直流−単相交流の逆変換を行う。図示ではインバータ部の直流電圧はＶDCとする。
【０００５】
上記の直列多重インバータの電流制御ブロック構成を図３に示す。このブロック構成における信号処理機能はコンピュータを利用したディジタル処理で行う。電流制御器１１（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）は、電流指令値Ｉref*と電流検出値Ｉdetの偏差を用いて電流制御を行う。この電流制御器１１の出力は直列多重インバータの電圧指令値Ｖref*になる。ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）部１２は、キャリア生成部１３で作成された周期Ｔcarryの三角波キャリアを電圧指令値Ｖref*と比較してＰＷＭ波形を生成し、直列多重インバ゛ータ１４（図２の３〜８）のゲート指令ＩＮＶｇａｔｅをそれぞれ作成する。
【０００６】
直列多重インバータ１４の３相出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出には、移動平均演算部１５によって移動平均演算を行い、外乱に対する電流検出精度を向上する。移動平均演算部１５で検出した移動平均電流は３相／２相変換部１６でｄｑ軸の直交座標の電流に変換し、これを電流制御器１１の電流検出値Ｉdetとしてフィードバックする。
【０００７】
移動平均演算部１５の構成は、図３中に示すように、出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出値をそれぞれＡＤ変換器（ＡＤＣ）でサンプリングとディジタル変換し、このディジタル値をサンプルホールド用のＤ型フリップフロップ（ビット桁分だけ並列構成）の縦続接続回路でシフトし、ＡＤＣおよび各フリップフロップのディジタル出力を加算した値を割算器で１／ｅに除算することで移動平均値を求める。
【０００８】
この移動平均演算の間隔Ｔsmpは、ＡＤＣトリガ生成部１７で生成し、ＡＤ変換器におけるサンプルトリガと、Ｄ型フリップフロップを同期させ、さらにＡＣＲ制御器１１での演算間隔とも同期させる。
【０００９】
図４は移動平均によるＵ相の電流検出タイミングを示す。移動平均幅Ｔｃはキャリア周波数Ｆｃの周期Ｔcarryと等値とし、ＡＣＲの更新周期もこれに同期させる。電流検出サンプル数と周期はＡＤ変換器の性能に依存するため任意とするが。図４では例としてキャリア１周期に８点サンプルする事例を挙げている。この場合のサンプリング間隔はＴsmp＝Ｔｃ／８となり、タイミングはキャリア信号に同期する。そして、Ｕ相負荷電流の検出値Ｉdet_Uは下式の演算で求められる。
【００１０】
【数１】
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【００１１】
ここで、ｅは移動平均幅Ｔｃにおけるサンプリング数とする。（この例ではｅ＝８）
次に、直列多重インバータ制御方式で、ＰＳ（Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ）方式について説明する（特許文献１参照）。ＰＳ方式は、複数のキャリア信号の位相をシフトして電圧指令との比較を行う方式で、使用されるキャリア信号数は２ｎ個である。また、これら２ｎ個のキャリア信号をまとめて位相シフトキャリア群と呼ぶ。キャリア信号の位相シフトは、電圧歪みが最も低減される値「３６０°／キャリア信号数」で決定される。２段直列の多重インバータの場合、４つのキャリア信号を９０°位相差で配置し、それぞれの単相インバータに対応させることで実現できる。この例について、図５にＰＳ方式のキャリア信号と電圧指令値および出力電圧の関係を示す。
【非特許文献１】只野、漆畑、小倉、紫垣、野村：「デッドタイムの影響を考慮した高圧電動機直接駆動用多重ＰＷＭ制御法」、電気学会論文誌Ｄ．１２６．１（２００６）
【特許文献１】特開２００６−１０９６８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上記のＰＳ方式により電流制御を行う場合、直列多重インバータの出力相電圧はパルス波形になり、電圧は５つのレベルを持つ（図６のＶU、２多重の場合ＶU＝ＶU1＋ＶU2、単相インバータユニットＵ１、Ｕ２の出力電圧をそれぞれＶU1、ＶU2とする）。よって、電流検出波形は、モータのような誘導性負荷を接続した場合、図７に示すように、高調波を有したものになるが、この高調波を移動平均演算によって除去することができ、電流検出精度も確保できる。
【００１３】
詳細には、多重化によって出力線間電圧の比較的低次の高調波が低減されているため、検出電流の高調波主成分はキャリア周波数×２ｎ［Ｈｚ］の周波数成分である。通常の直列多重インバータではこの高調波を除去するために、多点電流検出を行う。多点電流検出はキャリア１周期に電流検出を数点行い、キャリアに同期させ、移動平均を取って検出値としている。よって、移動平均幅ＴCはキャリア１周期Ｔcarryと等しくなる。
【００１４】
一般的にＡＣＲの制御周期は、図３に示すように、キャリア周期に同期して制御を行っており、電流制御器１１でＡＣＲを行う際にその電流情報にはこのキャリア１周期分の電流検出遅延が存在する。高応答の電流制御を行う場合、電流検出遅延によって目的の制御が出来ない場合がある。
【００１５】
本発明の目的は、電流検出精度を低下させることなく、電流検出遅延を短縮して出力電流を検出できる直列多重インバータの出力電流検出方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明は、ＰＷＭ制御をＰＳ方式とする場合、単相インバータのＰＷＭ制御周期はキャリア周期Ｔcarryと同じであるが、直列多重インバータでは位相の違うキャリア信号が複数存在するために、ＰＷＭ制御周期は１／（２ｎ×キャリア周波数Ｆｃ）となることに着目し、電流検出の移動平均幅ＴｃもＰＷＭ制御周期と同じ時間とすることで移動平均による電流検出遅延を最小とし、さらに電流制御の周期は移動平均幅Ｔｃの２分の１以下とし、キャリア信号と同期させるようにしたもので、以下の方法を特徴とする。
【００１７】
（１）単相インバータの出力を直列にｎ段接続して三相インバータの各相を構成し、三相インバータの各相出力電流のサンプリング値を移動平均した検出電流で電流制御（ＡＣＲ）を行い、各単相インバータのＰＷＭ制御には２ｎ個のキャリア信号を（３６０／２ｎ）位相差にシフトして電圧指令と比較する直列多重インバータにおいて、
前記移動平均の幅Ｔｃは、前記ＰＷＭ制御の周期（キャリア信号の周期Ｔcarryの１／２ｎ）と同じ時間とし、かつキャリア信号のピークと同期させ、
前記サンプリングの間隔Ｔsmpは、移動平均幅Ｔｃの２分の１以下とし、キャリア信号と同期させることを特徴とする。
【００１８】
（２）前記電流制御の周期は、前記サンプリングの間隔Ｔsmpとすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
以上のとおり、本発明によれば、電流検出の移動平均幅ＴｃをＰＷＭ制御の周期（キャリア信号の周期Ｔcarryの１／２ｎ）と同じ時間とし、かつキャリア信号のピークと同期させ、電流検出のサンプリングの間隔Ｔsmpは移動平均幅Ｔｃの２分の１以下とし、キャリア信号と同期させるため、電流検出精度を低下させることなく、電流検出遅延を短縮した出力電流制御ができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
図２のような直列多重インバータによる電動機電流制御システム構成において、ＰＷＭ制御をＰＳ方式とする場合、単相インバータのＰＷＭ制御周期はキャリア周期Ｔcarryと同じである。しかし、直列多重インバータでは位相の違うキャリア信号が複数存在するために、ＰＷＭ制御周期は１／（２ｎ×キャリア周波数Ｆｃ）となる。よって、移動平均幅ＴｃもＰＷＭ制御周期と同じ時間とすれば、移動平均による電流検出遅延は最小となり、ＡＣＲ応答の無駄時間は短縮できる。
【００２１】
図１は、本発明の実施形態を示す電流検出タイミングを示し、移動平均によるＵ相の電流検出タイミングを示す。同図に示すように、ＡＣＲの制御周期をキャリア周期Ｔcarryの１／２ｎとし、キャリア群のピークと同期させる場合、電流検出のための移動平均幅Ｔｃをキャリァ周期Ｔcarryの１／２ｎにする。ただし、移動平均幅Ｔｃ内の電流サンプリング間隔Ｔsmpは移動平均幅Ｔｃの２分の１以下にする。図１は例として移動平均幅Ｔｃに対してサンプル数を４点とした場合を示す。
【００２２】
図１の例では、図４に比べて、ＡＣＲの制御周期がキャリア周期Ｔcarryの１／２ｎに短縮され、電流検出遅延時間も短縮でき、電流応答を速めることができる。この電流応答が速くなることで、電動機負荷の場合にトルク応答も速くした制御も可能となる。
【００２３】
なお、移動平均時間を短くしているが、キャリア多重を行っているために電流検出精度への影響は小さい。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態を示す電流検出タイミング波形図。
【図２】直列多重インバータの主回路構成図。
【図３】直列多重インバータの電流制御ブロック構成図。
【図４】移動平均によるＵ相の電流検出タイミング波形図。
【図５】ＰＳ方式のキャリア信号と電圧指令値および出力電圧の関係図。
【図６】単相インバータ出力電圧および多重インバータ出力電圧、出力電流波形図。
【図７】移動平均による高調波除去の波形例。
【符号の説明】
【００２５】
１  三相電源
２  多相巻線変圧器
３〜８  単相ＰＷＭインバータ
９  負荷
１１  電流制御器
１２  ＰＷＭ部
１３  キャリア生成部
１４  直列多重インバ゛ータ
１５  移動平均演算部
１６  ３相／２相変換部
１７  ＡＤＣトリガ生成部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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