(57)【要約】      （修正有）【課題】回路面積を削減し、コストを低減できるモータ制御装置を提供する。【解決手段】モータ制御装置１は、３相ブラシレスモータ２へ３相各相の駆動電流を供給するドライバ３Ｕ、３Ｖ、３Ｗに接続されたシャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発生する電圧を増幅するアンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗと、アンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗにより増幅された電圧をサンプリングして保持するサンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗと、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗにより保持されている電圧値を順次選択して出力するマルチプレクサ１３と、マルチプレクサ１３の出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１４と、Ａ／Ｄ変換器１４の出力信号から前記駆動電流を算出し、前記駆動電流に基づいて、モータ２の磁極位置を推定し、ドライバ３Ｕ、３Ｖ、３Ｗを制御して前記駆動電流をＰＷＭ制御する演算部１５と、を備える。【選択図】図１
2010213523.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相ブラシレスモータへ３相各相の駆動電流を供給する第１乃至第３のドライバに接続された第１乃至第３のシャント抵抗に発生する電圧を増幅する第１乃至第３のアンプと、
前記第１乃至第３のアンプにより増幅された電圧をサンプリングして保持する第１乃至第３のサンプルホールド回路と、
前記第１乃至第３のサンプルホールド回路により保持されている電圧値を順次選択して出力するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号から前記駆動電流を算出し、前記駆動電流に基づいて、前記モータの磁極位置を推定し、前記第１乃至第３のドライバを制御して前記駆動電流をＰＷＭ制御する演算部と、
を備えるモータ制御装置。
【請求項２】
３相ブラシレスモータへ３相各相の駆動電流を供給する第１乃至第３のドライバに接続されたシャント抵抗に発生する電圧を増幅するアンプと、
前記アンプにより増幅された電圧をサンプリングして保持する第１及び第２のサンプルホールド回路と、
前記第１及び第２のサンプルホールド回路により保持されている電圧値を順次選択して出力するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号から前記駆動電流を算出し、前記駆動電流に基づいて、前記モータの磁極位置を推定し、前記第１乃至第３のドライバを制御して前記駆動電流をＰＷＭ制御する演算部と、
を備えるモータ制御装置。
【請求項３】
前記第１のサンプルホールド回路がサンプリングを行った所定時間後に、前記第２のサンプルホールド回路がサンプリングを行うことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記サンプルホールド回路は、前記ＰＷＭ制御の複数周期毎に、前記アンプにより増幅された電圧をサンプリングすることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記演算部は、前記駆動電流の算出、前記磁極位置の推定、及び前記ドライバの制御を含む演算を、前記ＰＷＭ制御の複数周期の間に行うことを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気機器のモータとして幅広く用いられているブラシレスモータは、広範囲の可変速制御や消費電力低減のため、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）正弦波駆動されている。また、低コスト化や小型化を目的として、ホール素子等の位置センサを用いることなくブラシレスモータの回転位置を検出するセンサレス駆動が行われている。
【０００３】
３相ブラシレスモータをセンサレス正弦波にて駆動するモータ制御装置として、電流制御演算処理と磁極位置推定演算処理とをＰＷＭ搬送波の半周期毎に分割して交互に行うものが知られている（例えば特許文献１参照）。これらの演算処理にはモータ電流情報が用いられる。モータ電流情報は、シャント抵抗に発生する電圧をＡ／Ｄ変換することで取得される。
【０００４】
例えば３シャント方式では、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相に対応するＡ／Ｄ変換器が設けられる。シャント抵抗に発生する電圧は、３相各相のドライバの下側スイッチがオンしている時のみ取得可能であるため、Ａ／Ｄ変換器は数μｓ程度の短時間にＡ／Ｄ変換を行う必要がある。例えば、ＰＷＭスイッチング周波数が１８ｋＨｚ、デューティ９０％の場合、下側スイッチがオフの期間は５μｓである。従って、高速Ａ／Ｄ変換器を３チャネル設けることになり、回路面積が増大するという問題があった。
【０００５】
また、Ａ／Ｄ変換器を１チャネル設け、各相のシャント抵抗電圧をマルチプレクサで切り替えてＡ／Ｄ変換器に与える構成が知られている。このような構成では、３相各相のドライバの下側スイッチがオンしている短時間に、マルチプレクサが３相分のシャント抵抗電圧を切り替えて、Ａ／Ｄ変換器がＡ／Ｄ変換を行う。従って、Ａ／Ｄ変換器はＡ／Ｄ変換を極めて高速に行うことが求められ、コストが増すという問題があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００３−３３０７５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明は、回路面積を削減し、コストを低減できるモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様によるモータ制御装置は、３相ブラシレスモータへ３相各相の駆動電流を供給する第１乃至第３のドライバに接続された第１乃至第３のシャント抵抗に発生する電圧を増幅する第１乃至第３のアンプと、前記第１乃至第３のアンプにより増幅された電圧をサンプリングして保持する第１乃至第３のサンプルホールド回路と、前記第１乃至第３のサンプルホールド回路により保持されている電圧値を順次選択して出力するマルチプレクサと、前記マルチプレクサの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号から前記駆動電流を算出し、前記駆動電流に基づいて、前記モータの磁極位置を推定し、前記第１乃至第３のドライバを制御して前記駆動電流をＰＷＭ制御する演算部と、を備えるものである。
【０００９】
本発明の一態様によるモータ制御装置は、３相ブラシレスモータへ３相各相の駆動電流を供給する第１乃至第３のドライバに接続されたシャント抵抗に発生する電圧を増幅するアンプと、前記アンプにより増幅された電圧をサンプリングして保持する第１及び第２のサンプルホールド回路と、前記第１及び第２のサンプルホールド回路により保持されている電圧値を順次選択して出力するマルチプレクサと、前記マルチプレクサの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力信号から前記駆動電流を算出し、前記駆動電流に基づいて、前記モータの磁極位置を推定し、前記第１乃至第３のドライバを制御して前記駆動電流をＰＷＭ制御する演算部と、を備えるものである。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、回路面積を削減し、コストを低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るモータシステムの概略構成図である。
【図２】同第１の実施形態に係る演算部の概略構成図である。
【図３】同第１の実施形態に係るモータ制御装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図４】第１比較例によるモータシステムの概略構成図である。
【図５】第１比較例によるモータ制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図６】逐次比較型Ａ／Ｄ変換器の概略構成図である。
【図７】第２比較例によるモータシステムの概略構成図である。
【図８】第２比較例によるモータ制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図９】本発明の第２の実施形態に係るモータシステムの概略構成図である。
【図１０】同第２の実施形態に係るモータ制御装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図１１】第３比較例によるモータシステムの概略構成図である。
【図１２】第３比較例によるモータ制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１３】本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図１４】本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の動作の一例を示すタイミングチャートである。
【図１５】変形例によるモータ制御装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１６】Ｆｌａｓｈ型Ａ／Ｄ変換器の概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１３】
（第１の実施形態）図１に本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１及び制御対象であるモータ２を備えるモータシステムの概略構成を示す。本実施形態では、モータ２は、スター結線されたコイル２Ｕ、２Ｖ、及び２Ｗを含むステータと、永久磁石からなるロータ（図示せず）とを有する３相ブラシレスモータとする。コイル２Ｕ、２Ｖ、２ＷはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する。
【００１４】
モータ２へ駆動電流を供給するドライバ（インバータ）３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの出力端子はそれぞれコイル２Ｕ、２Ｖ、２Ｗの一端に接続されている。ドライバ３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの一端には電源電圧ＶＢＢが与えられ、他端はそれぞれシャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗを介して接地される。
【００１５】
ドライバ３Ｕは直列接続されたトランジスタＴ１及びＴ２を有する。ドライバ３Ｖは直列接続されたトランジスタＴ３及びＴ４を有する。ドライバ３Ｗは直列接続されたトランジスタＴ５及びＴ６を有する。また、トランジスタＴ１〜Ｔ６にはそれぞれ還流ダイオード（図示せず）が並列接続されている。なお、還流ダイオードは各トランジスタの寄生ダイオードを使うことにより省略することができる。
【００１６】
モータ制御装置１は、シャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発生する電圧からモータ電流情報を取得する。モータ制御装置１は、モータ電流情報を用いてロータ位置を推定し、モータ２に印加する電圧をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２を生成する。
【００１７】
トランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート電極にそれぞれＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２が与えられてスイッチングが行われ、モータ２へ供給される駆動電流が生成される。
【００１８】
モータ制御装置１は、アンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗ、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ、マルチプレクサ１３、Ａ／Ｄ変換器１４、及び演算部１５を備える。
【００１９】
アンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗは、シャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗにて０Ｖ基準の電圧値に変換されたモータ電流を、２．５Ｖ基準にレベルシフトし、電圧振幅を増幅する。
【００２０】
サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、アンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗによって増幅された電圧をサンプリングし、保持する。サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、演算部１５から出力される制御信号に基づいてサンプリングを行う。サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは例えば電圧を保持するキャパシタ、スイッチ、及びバッファアンプで実現される。
【００２１】
マルチプレクサ１３には、電源電圧ＶＢＢが抵抗Ｒ１及びＲ２によって分圧された電圧値ＡＩＮ０と、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗによって保持されている電圧値ＡＩＮ１、ＡＩＮ２、ＡＩＮ３とが与えられる。マルチプレクサ１３は、演算部１５から出力される選択信号Ｓｅｌに基づいて、ＡＩＮ０〜ＡＩＮ３のいずれかを選択し、Ａ／Ｄ変換器１４へ出力する。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する情報が１相毎に選択されて、Ａ／Ｄ変換器１４へ出力される。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換器１４は、マルチプレクサ１３の出力信号をＡ／Ｄ変換し、演算部１５へ出力する。
【００２３】
演算部１５の構成の一例を図２に示す。演算部１５は、電流制御部２１、位置推定部２２、速度制御部２３、及びＰＷＭ形成部２４を有する。
【００２４】
電流制御部２１は、Ａ／Ｄ変換器１４から順次出力される３相のモータ電流情報をｄ軸方向及びｑ軸方向にベクトル分解する。ｄ軸方向は磁束方向、ｑ軸方向は電気的にｄ軸に直交する方向であり、ｄ−ｑ軸は回転座標系を構成する。
【００２５】
また、電流制御部２１は、速度制御部２３から出力されるｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令と、ベクトル分解したモータ電流情報とを用いて、１２０°間隔の通電信号ＤＵ、ＤＶ、ＤＷを生成する。
【００２６】
また、電流制御部２１は、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗのサンプリング制御を行う。さらに、電流制御部２１は、選択信号Ｓｅｌを生成する。
【００２７】
位置推定部２２は、ベクトル分解されたモータ電流情報、モータ電圧、抵抗、インダクタンス等のモータ定数を用いて、ロータの角速度を推定する。また、位置推定部２２は、推定した角速度を積分してロータ位置を推定する。
【００２８】
速度制御部２３は、トルク指令ＴＣに対応する角速度及び位置推定部２２により推定された角速度に基づいて前記ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を生成する。
【００２９】
ＰＷＭ形成部２４は、内部の搬送波発生器から出力されるＰＷＭ搬送波（三角波）のレベルと、通電信号ＤＵ、ＤＶ、ＤＷのレベルとをそれぞれ比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ信号ＳＵ１、ＳＵ２、ＳＶ１、ＳＶ２、ＳＷ１、ＳＷ２を生成する。
【００３０】
このような演算部１５により、モータ２の位置センサレス正弦波駆動が実現される。
【００３１】
次に、モータ制御装置１の各部の動作例を図３に示すタイミングチャートを用いて説明する。三角波はＰＷＭ周期を示し、三角波の山から山（谷から谷）までがＰＷＭの１周期に相当する。
【００３２】
ＰＷＭ−Ｕ、ＰＷＭ−Ｖ、ＰＷＭ−Ｗはそれぞれドライバ３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの下側スイッチ（トランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６）のオンオフ状態を示す。例えば、ＰＷＭ−Ｕがハイレベルを示す期間にトランジスタＴ２はオフし、ローレベルを示す期間にトランジスタＴ２はオンする。ＰＷＭ−Ｖ、ＰＷＭ−Ｗも同様である。
【００３３】
シャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発生する電圧は、トランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６がオンしている時のみ取得可能である。そのため、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、三角波の山に同期して電圧値を同時にサンプリングする。
【００３４】
その後、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗによって保持されている電圧値ＡＩＮ１、ＡＩＮ２、ＡＩＮ３がマルチプレクサ１３により順次選択され、Ａ／Ｄ変換器１４へ出力される。なお、電圧値ＡＩＮ０は、複数周期に１回選択される。
【００３５】
Ａ／Ｄ変換器１４は、マルチプレクサ１３から順次出力される電圧値ＡＩＮ１、ＡＩＮ２、ＡＩＮ３をＡ／Ｄ変換する。
【００３６】
演算部１５は、Ａ／Ｄ変換器１４から出力されるデジタル信号を用いて上述したベクトル分解やロータ位置推定等の演算を行う。この演算結果が次のＰＷＭ周期におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００３７】
（第１比較例）図４に第１比較例によるモータ制御装置及び制御対象であるモータの概略構成を示す。図１に示す上記第１の実施形態に係るモータ制御装置及びモータと同じ構成要素については同じ参照番号を付して説明を省略する。
【００３８】
第１比較例によるモータ制御装置４０は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相に対応するＡ／Ｄ変換器４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗ、及び電源電圧情報をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器４２を有する。
【００３９】
図５に、このようなモータ制御装置４０の各部の動作のタイミングチャートを示す。シャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発生する電圧は、トランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６がすべてオンしている時のみ取得可能であるため、Ａ／Ｄ変換器４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗは数μｓ程度の短時間にＡ／Ｄ変換を行う必要がある。
【００４０】
そのため、モータ制御装置４０には高速Ａ／Ｄ変換器を３チャネル設けることになり、回路面積が増大する。例えば、図６に示すように、サンプルホールド回路６１、コンパレータ６２、論理部６３、及びＤ／Ａ変換器６４を有する逐次比較型のＡ／Ｄ変換器を３チャネル設けることになる。
【００４１】
一方、上記第１の実施形態では、モータ制御装置１は、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ、マルチプレクサ１３、及び１つのＡ／Ｄ変換器１４を備えた構成となっている。図１、図４及び図６から分かるように、モータ制御装置１はモータ制御装置４０と比較して、マルチプレクサ及びサンプルホールド回路が１つずつ増える代わりに、コンパレータ６２、論理部６３、及びＤ／Ａ変換器６４を２個ずつと、Ａ／Ｄ変換器４２とを削減できる。
【００４２】
従って、モータ制御装置１は、第１比較例によるモータ制御装置４０より回路面積を低減できる。また、モータ制御装置１では、シャント抵抗に発生する電圧をサンプルホールド回路でサンプリングしてから順次Ａ／Ｄ変換するため、Ａ／Ｄ変換器１４は、Ａ／Ｄ変換器４１Ｕ等より低速なものを用いることができ、コストを低減できる。
【００４３】
（第２比較例）図７に第２比較例によるモータ制御装置及び制御対象であるモータの概略構成を示す。図１に示す上記第１の実施形態に係るモータ制御装置及びモータと同じ構成要素については同じ参照番号を付して説明を省略する。
【００４４】
第２比較例によるモータ制御装置７０は、アンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗによって増幅された電圧のサンプリング及びホールドを行うサンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗが設けられていない。マルチプレクサ７３は、アンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗの出力を順次選択して出力する。
【００４５】
図８に、このようなモータ制御装置５０の各部の動作のタイミングチャートを示す。シャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発生する電圧は、トランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６がすべてオンしている時のみ取得可能である。Ａ／Ｄ変換器７４は、トランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６がすべてオンしている短時間に、３相分のＡ／Ｄ変換を行う必要がある。従って、Ａ／Ｄ変換器７４はＡ／Ｄ変換を極めて高速に行うことができるＡ／Ｄ変換器を用いることになり、コストが増加する。
【００４６】
一方、上記第１の実施形態では、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗがシャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発生する電圧情報を保持しているため、トランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６がオフしている期間にもＡ／Ｄ変換を行うことができる。従って、Ａ／Ｄ変換器１４は、Ａ／Ｄ変換器７４より低速なものを用いることができ、コストを低減できる。
【００４７】
このように、本実施形態によるモータ制御装置１は、シャント抵抗４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発生する電圧をサンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗがサンプリング・保持し、マルチプレクサ１３が保持された電圧情報を順次選択し、Ａ／Ｄ変換器１４がＡ／Ｄ変換を低速に行う。そのため、回路面積、消費電力を削減でき、コストを低減できる。
【００４８】
（第２の実施形態）図９に本発明の本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置９０及び制御対象であるモータ２の概略構成を示す。図１に示す構成要素と同じものについては同じ参照番号を付して説明を省略する。上記第１実施形態では３シャント方式であったが、本実施形態は１シャント方式である。
【００４９】
モータ制御装置９０は、アンプ９１、サンプルホールド回路９３、９４、マルチプレクサ９５、Ａ／Ｄ変換器９６、及び演算部９７を備える。
【００５０】
アンプ９１は、シャント抵抗４にて０Ｖ基準の電圧値に変換されたモータ電流を、２．５Ｖ基準にレベルシフトし、電圧振幅を増幅する。
【００５１】
サンプルホールド回路９３、９４は、アンプ９１によって増幅された電圧のサンプリング及びホールドを行う。サンプルホールド回路９３、９４は、演算部９７から出力される制御信号に基づいてサンプリングを行う。例えばサンプルホールド回路９３はＶ相に対応するシャント抵抗電圧とＷ相に対応するシャント抵抗電圧の合計値をサンプリングし、サンプルホールド回路９４はＷ相に対応するシャント抵抗電圧をサンプリングする。
【００５２】
サンプルホールド回路９３、９４は例えば電圧を保持するキャパシタ、スイッチ、及びバッファアンプで実現される。
【００５３】
マルチプレクサ９５には、電源電圧ＶＢＢが抵抗Ｒ１及びＲ２によって分圧された電圧値ＩＮ０と、サンプルホールド回路９３、９４によって保持されている電圧値ＩＮ１、ＩＮ２とが与えられる。マルチプレクサ９５は、演算部９７から出力される選択信号Ｓｅｌに基づいて、ＩＮ０〜ＩＮ２のいずれかを選択し、Ａ／Ｄ変換器９６へ出力する。
【００５４】
Ａ／Ｄ変換器９６は、マルチプレクサ９５の出力信号をＡ／Ｄ変換し、演算部９７へ出力する。
【００５５】
演算部９７は、図２に示す上記第１の実施形態に係る演算部１５と同様の構成をしており、３相のモータ電流情報のベクトル分解、ロータ位置の推定、ＰＷＭ信号の生成等を行う。電流制御部２１が、サンプルホールド回路９３、９４を制御する。また、電流制御部２１が、選択信号Ｓｅｌを生成する。
【００５６】
なお、本実施形態では、シャント抵抗４に発生する電圧は、サンプルホールド回路９３、９４により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のうち２相に対応する電圧がサンプリングされる。従って、演算部１５はマルチプレクサ９５及びＡ／Ｄ変換器９６を介して２相分のモータ電流情報を得る。正弦波駆動の場合、３相のモータ電流の合計は０になるため、２相分が分かれば、残りの１相についても算出できる。
【００５７】
次に、モータ制御装置９０の各部の動作例を図１０に示すタイミングチャートを用いて説明する。三角波はＰＷＭ周期を示し、三角波の山から山（谷から谷）までがＰＷＭの１周期に相当する。
【００５８】
ＰＷＭ−Ｕ、ＰＷＭ−Ｖ、ＰＷＭ−Ｗはそれぞれドライバ３Ｕ、３Ｖ、３Ｗの下側スイッチ（トランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６）のオンオフ状態を示す。例えば、ＰＷＭ−Ｕがハイレベルを示す期間にトランジスタＴ２はオフし、ローレベルを示す期間にトランジスタＴ２はオンする。ＰＷＭ−Ｖ、ＰＷＭ−Ｗも同様である。
【００５９】
サンプルホールド回路９３は、ＰＷＭ−Ｕがハイレベル、ＰＷＭ−Ｖ、ＰＷＭ−Ｗがローレベルの時にサンプリングを行う。従って、サンプルホールド回路９３は、Ｖ相に対応するシャント抵抗電圧と、Ｗ相に対応するシャント抵抗電圧を合計した電圧をサンプリングする。
【００６０】
サンプルホールド回路９４は、ＰＷＭ−Ｕ、ＰＷＭ−Ｖがハイレベル、ＰＷＭ−Ｗがローレベルの時にサンプリングを行う。従って、サンプルホールド回路９４は、Ｗ相に対応するシャント抵抗電圧をサンプリングする。
【００６１】
その後、サンプルホールド回路９３、９４によって保持されている電圧値ＩＮ１、ＩＮ２がマルチプレクサ９５により順に選択され、Ａ／Ｄ変換器９６へ出力される。なお、電圧値ＩＮ０は、複数周期に１回選択される。
【００６２】
Ａ／Ｄ変換器９６は、マルチプレクサ９５から出力される電圧値ＩＮ１、ＩＮ２をＡ／Ｄ変換する。
【００６３】
演算部９７は、Ａ／Ｄ変換器９６から出力されるデジタル信号を用いて上述したベクトル分解やロータ位置推定等の演算を行う。この演算結果が次のＰＷＭ周期におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００６４】
（第３比較例）図１１に第３比較例によるモータ制御装置及び制御対象であるモータの概略構成を示す。図９に示す上記第２の実施形態に係るモータ制御装置及びモータと同じ構成要素については同じ参照番号を付して説明を省略する。
【００６５】
第３比較例によるモータ制御装置１１０は、アンプ９１の出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１１１及び電源電圧情報をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器１１３を有する。
【００６６】
図１２に、このようなモータ制御装置１１０の各部の動作のタイミングチャートを示す。Ａ／Ｄ変換器１１１は、トランジスタＴ２がオフし、トランジスタＴ４及びＴ６がオンしている短い期間と、トランジスタＴ２及びＴ４がオフし、トランジスタＴ６がオンしている短い期間にＡ／Ｄ変換を行う。従って、Ａ／Ｄ変換器１１１は、高速にＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換器を用いる必要があり、コストが増加する。
【００６７】
一方、上記第２の実施形態に係るモータ制御装置９０では、シャント抵抗に発生する電圧をサンプルホールド回路で一旦サンプリングしてから順次Ａ／Ｄ変換するため、Ａ／Ｄ変換器９６は、Ａ／Ｄ変換器１１１より低速なものを用いることができ、コストを低減できる。
【００６８】
このように、本実施形態によるモータ制御装置９０は、シャント抵抗４に発生する電圧をサンプルホールド回路９３、９４が同一のＰＷＭスイッチング周期でサンプリング・保持し、マルチプレクサ９５が保持された電圧情報を順次選択し、Ａ／Ｄ変換器９６がＡ／Ｄ変換を低速に行う。そのため、装置コストを低減できる。
【００６９】
（第３の実施形態）上記第１、第２の実施形態ではＰＷＭ周期の１周期毎にシャント抵抗に発生する電圧のサンプリング、Ａ／Ｄ変換、ベクトル分解等の演算を行っていたが、本実施形態では、複数周期にわたって行う。本実施形態によるモータ制御装置の各部の動作例を図１３に示す。なお、モータ制御装置は図１に示すモータ制御装置１０と同様の構成であるとする。
【００７０】
サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、周期Ｔｎの開始に伴い電圧値をサンプリングする。そして、周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１において、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算が行われる。演算結果は周期Ｔｎ＋２、Ｔｎ＋３におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００７１】
同様に、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、周期Ｔｎ＋２の開始に伴い電圧値をサンプリングする。そして、周期Ｔｎ＋２、Ｔｎ＋３において、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算が行われる。演算結果は周期Ｔｎ＋４、Ｔｎ＋５におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００７２】
このように、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算がＰＷＭ周期の２周期にわたって行われる。また、ＰＷＭのデューティは２周期毎に調整される。
【００７３】
Ａ／Ｄ変換及びベクトル分解等の演算を１周期毎に行う場合と比較して、クロック周波数を半分にできるため、消費電力をさらに低減できる。
【００７４】
ここではＡ／Ｄ変換及びベクトル分解等の演算を２周期にわたって行う例を説明したが、３周期以上にわたって行うようにしてもよい。
【００７５】
（第４の実施形態）上記第１、第２の実施形態ではＰＷＭ周期の１周期毎にシャント抵抗に発生する電圧のサンプリング、Ａ／Ｄ変換、ベクトル分解等の演算を行っていたが、本実施形態では、これらの演算等を行った次の周期ではアナログ回路のオフセット補正を行う。本実施形態によるモータ制御装置の各部の動作例を図１４に示す。なお、モータ制御装置は図１に示すモータ制御装置１０と同様の構成であるとする。
【００７６】
サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、周期Ｔｎの開始に伴い電圧値をサンプリングする。そして、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算が行われる。演算結果は周期Ｔｎ＋１、Ｔｎ＋２におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００７７】
周期Ｔｎ＋１では、演算部１５は、アナログ回路（アンプ１１Ｕ、１１Ｖ、１１ＷやＡ／Ｄ変換器１４）のオフセットを測定する。
【００７８】
そして、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、周期Ｔｎ＋２の開始に伴い電圧値をサンプリングする。そして、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算が行われる。演算部１５は、シャント抵抗に発生した電圧値を取得すると、周期Ｔｎ＋１において測定したオフセット値を減じる。これにより、オフセット補正を行うことができる。演算結果は周期Ｔｎ＋３、Ｔｎ＋４におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００７９】
このように、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算と、アナログ回路のオフセット測定とが、ＰＷＭ周期の１周期ずつ交互に行われる。
【００８０】
オフセットキャンセルを演算部１５が行うため、オフセットキャンセラ等の回路を別途追加する必要がなく、回路面積をさらに低減できる。
【００８１】
ここではＡ／Ｄ変換及びベクトル分解等の演算と、オフセット測定とを交互に行う例を説明したが、Ａ／Ｄ変換及びベクトル分解等の演算を複数回（例えば１００回）行う度にオフセット測定を行うようにしてもよい。演算部１５は、モータのアプリケーションに応じて、オフセットキャンセル周期を任意に設定できる。
【００８２】
図１４に示す例ではＡ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算を１周期の間に行っていたが、複数周期にわたって行うようにしてもよい。この場合のモータ制御装置の各部の動作例を図１５に示す。
【００８３】
サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、周期Ｔｎの開始に伴い電圧値をサンプリングする。そして、周期Ｔｎ、Ｔｎ＋１において、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算が行われる。演算結果は周期Ｔｎ＋２、Ｔｎ＋３におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００８４】
この演算を行っている間に、例えば周期Ｔｎ＋１の開始に伴い、演算部１５は、アナログ回路のオフセットを測定する。
【００８５】
その後、サンプルホールド回路１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗは、周期Ｔｎ＋２の開始に伴い電圧値をサンプリングする。そして、周期Ｔｎ＋２、Ｔｎ＋３において、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算が行われる。演算部１５は、シャント抵抗に発生した電圧値を取得すると、周期Ｔｎ＋１において測定したオフセット値を減じる。これにより、オフセット補正を行うことができる。演算結果は周期Ｔｎ＋４、Ｔｎ＋５におけるＰＷＭ信号に反映される。
【００８６】
このように、Ａ／Ｄ変換器１４によるＡ／Ｄ変換及び演算部１５による演算がＰＷＭ周期の２周期にわたって行われる。また、アナログ回路のオフセットが２周期毎に測定され、オフセット補正を行うことができる。
【００８７】
従って、Ａ／Ｄ変換及びベクトル分解等の演算を１周期毎に行う場合と比較して、クロック周波数を半分にできるため、消費電力をさらに低減できる。また、オフセットキャンセラ等の回路を別途追加せずにオフセット補正を行うことができ、回路面積をさらに低減できる。
【００８８】
上記第１〜第４の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器の構成の一例として図６に示すような逐次比較型を示していたが、別の構成にしてもよい。例えば、図１６に示すようなＦｌａｓｈ型のＡ／Ｄ変換器を用いてもよい。このようなＡ／Ｄ変換器を用いても、上記実施形態に係るモータ制御装置は回路面積が低減されたものとなる。
【００８９】
上記実施形態に係るモータ制御装置にダイオード温度センサをさらに設けるようにしてもよい。例えばマルチプレクサ１３は数百周期に１回程度の割合でダイオード温度センサの出力を選択する。これにより、演算部１５は装置内の温度を検出することができる。例えば、装置内温度が上がっていることが検出された場合、クロック周波数が下がっていると考えられる。そのため、クロック生成回路が、生成するクロック周波数を高くするように制御される。
【００９０】
上記実施形態に係るモータ制御装置は、あらゆる３相ブラシレスモータに適用することができる。
【００９１】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００９２】
１  モータ制御装置
２  モータ
３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ  ドライバ
４、４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ  シャント抵抗
１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗ  アンプ
１２Ｕ、１２Ｖ、１２Ｗ  サンプルホールド回路
１３  マルチプレクサ
１４  Ａ／Ｄ変換器
１５  演算部
【図１】
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【図２】
2010213523.tif 000004
【図３】
2010213523.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2010213523.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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