(57)【要約】      （修正有）【課題】アクティブミキサ回路を間欠動作させることで信号増幅と１／ｆノイズの抑止を同時に可能とし、かつ間欠動作によるスプリアス信号の発生を大幅に低減する。【解決手段】ミキシング部のＩＦ信号出力端子に負荷容量を接続し、電源電位１から電圧／電流変換部、ミキシング部を介して負荷容量までの間に、ミキシング部に流れる直流電流をオンオフするスイッチＳ１を接続し、ミキシング部のＩＦ信号出力端子と負荷容量の接続点にスイッチＳ２を介して電源電位２を接続し、当該接続点にスイッチＳ３を介してサンプリング容量を接続し、スイッチＳ１をサンプリング周期１／fsでオンオフし、スイッチＳ２をスイッチＳ１と逆相でオンオフし、スイッチＳ１がオンになってからオフになる直前にスイッチＳ３をオンオフするスイッチ制御手段を備え、サンプリング容量の端子電位をＩＦ信号として出力する構成である。【選択図】図１
2010220034.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電位１と電源電位２との間に、ＲＦ信号を入力して電流信号に変換する電圧／電流変換部と、ＬＯ信号を入力するミキシング部とを縦積接続し、ミキシング部からＲＦ信号とＬＯ信号の周波数差に対応するＩＦ信号を出力するミキサ回路において、
前記ミキシング部のＩＦ信号出力端子に負荷容量を接続し、
前記電源電位１から前記電圧／電流変換部、前記ミキシング部を介して前記負荷容量までの間に、前記ミキシング部に流れる直流電流をオンオフするスイッチＳ１を接続し、
前記ミキシング部のＩＦ信号出力端子と前記負荷容量の接続点にスイッチＳ２を介して前記電源電位２を接続し、
前記ミキシング部のＩＦ信号出力端子と前記負荷容量の接続点にスイッチＳ３を介してサンプリング容量を接続し、
前記スイッチＳ１を１／fsの周期でオンオフするとともに、前記スイッチＳ２を前記スイッチＳ１と逆相でオンオフし、前記スイッチＳ１がオンになってからオフになる直前に前記負荷容量の端子電位を前記サンプリング容量に保持させるように前記スイッチＳ３をオンオフするスイッチ制御手段を備え、
前記サンプリング容量の端子電位を前記ＩＦ信号として出力する構成である
ことを特徴とする間欠ミキサ回路。
【請求項２】
請求項１に記載の間欠ミキサ回路において、
前記スイッチＳ１のオン時間ton が前記ＬＯ信号の周期の２倍よりも長く、前記１／fsが前記ＲＦ信号周波数帯域の逆数で定義される時間の１／２よりも短い
ことを特徴とする間欠ミキサ回路。
【請求項３】
請求項１に記載の間欠ミキサ回路において、
前記スイッチＳ１は、前記電圧／電流変換部の電源端子と前記電源電位１との間、または前記電圧／電流変換部と前記ミキシング部との間、または前記ミキシング部のＩＦ信号出力端子と前記負荷容量の接続点との間に接続し、前記ミキシング部に流れる直流電流をオンオフする構成である
ことを特徴とする間欠ミキサ回路。
【請求項４】
請求項１に記載の間欠ミキサ回路において、
前記スイッチＳ１は、前記電圧／電流変換部の定電流源またはＲＦ信号入力部のバイアス電位を切り替え、前記ミキシング部に流れる直流電流をオンオフする構成である
ことを特徴とする間欠ミキサ回路。
【請求項５】
請求項１に記載の間欠ミキサ回路において、
前記スイッチＳ１は、前記ミキシング部のＬＯ信号入力部のバイアス電位を切り替え、前記ミキシング部に流れる直流電流をオンオフする構成である
ことを特徴とする間欠ミキサ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線受信機フロントエンド回路においてダウンコンバージョンミキサ回路として用いられ、間欠動作によって消費電力を低減する間欠ミキサ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ユビキタス情報社会の実現に向けて、センサを備えた多数の情報発信端末によるセンサネットワークの研究開発が進んでいる。これらの情報発信端末は極めて低電力で動作し、また他の無線通信システムと比較して利用する無線チャネル帯域が数ｋHz程度と小さいことが特徴である。このような狭帯域無線通信装置では、受信チャネル選択フィルタ回路を低電力で実現するために、受信機内の中間周波数（ＩＦ）を低く（10ｋHz程度）する必要がある。その場合の課題の１つにダウンコンバージョンミキサ回路における１／ｆノイズがある。１／ｆノイズは、そのノイズ強度が周波数に反比例する。このため10ｋHz程度の低い中間周波数ではダウンコンバージョンミキサ回路からの１／ｆノイズが大きくなり、受信感度を大幅に劣化させる可能性がある。
【０００３】
ダウンコンバージョンミキサ回路の１／ｆノイズ低減手法の１つに、図８に示すパッシブ型ミキサ回路がある（非特許文献１）。このパッシブ型ミキサ回路は、バイアス電位間に接続されるトランジスタペア（Ｑ４とＱ５，Ｑ６とＱ７）にＬＯ信号とＲＦ信号を入力してＩＦ信号を出力する構成であり、スイッチングを行うトランジスタペアに直流電流が流れないため、１／ｆノイズが発生しない。
【０００４】
図９は、従来のダブルバランスミキサ（ギルバートセルミキサ）の構成例を示す（非特許文献２）。このダブルバランスミキサは、２つの電源電位間に、ＲＦ信号を入力して電流信号に変換するＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２および定電流源トランジスタＱ３からなる電流／電圧変換部１１と、ＬＯ信号を入力するＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７からなるミキシング部１２および負荷抵抗を接続し、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７のドレイン端子からＩＦ信号出力を取り出す構成である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits (ISBN 0-521-63061-4), T. H. Lee, Cambridge University Press, (1998) pp.331-335
【非特許文献２】The Design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits (ISBN 0-521-63061-4), T. H. Lee, Cambridge University Press, (1998) pp.322-329
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
図８に示すパッシブ型ミキサ回路は、トランジスタがアクティブ動作しないため、信号は増幅されず減衰する。このため、次段回路のノイズに強く影響され、ＮＦ特性が劣化する問題があった。
【０００７】
図９に示すダブルバランスミキサ（ギルバートセルミキサ）などのアクティブミキサ回路は、ＭＯＳトランジスタに直流電流が常時流れており、１／ｆノイズの発生が避けられない。
【０００８】
本発明は、アクティブミキサ回路を間欠動作させることで信号増幅と１／ｆノイズの抑止を同時に可能とし、かつ間欠動作によるスプリアス信号の発生を大幅に低減する間欠ミキサ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の間欠ミキサ回路は、電源電位１と電源電位２との間に、ＲＦ信号を入力して電流信号に変換する電圧／電流変換部と、ＬＯ信号を入力するミキシング部とを縦積接続し、ミキシング部からＲＦ信号とＬＯ信号の周波数差に対応するＩＦ信号を出力するミキサ回路において、ミキシング部のＩＦ信号出力端子に負荷容量を接続し、電源電位１から電圧／電流変換部、ミキシング部を介して負荷容量までの間に、ミキシング部に流れる直流電流をオンオフするスイッチＳ１を接続し、ミキシング部のＩＦ信号出力端子と負荷容量の接続点にスイッチＳ２を介して電源電位２を接続し、ミキシング部のＩＦ信号出力端子と負荷容量の接続点にスイッチＳ３を介してサンプリング容量を接続し、スイッチＳ１をサンプリング周期１／fsでオンオフするとともに、スイッチＳ２をスイッチＳ１と逆相でオンオフし、スイッチＳ１がオンになってからオフになる直前に負荷容量の端子電位をサンプリング容量に保持させるようにスイッチＳ３をオンオフするスイッチ制御手段を備え、サンプリング容量の端子電位をＩＦ信号として出力する構成である。
【００１０】
本発明の間欠ミキサ回路において、スイッチＳ１のオン時間ton がＬＯ信号の周期の２倍よりも長く、サンプリング周期１／fsがＲＦ信号周波数帯域の逆数で定義される時間の１／２よりも短いことを特徴とする。
【００１１】
本発明の間欠ミキサ回路において、スイッチＳ１は、電圧／電流変換部の電源端子と電源電位１との間、または電圧／電流変換部とミキシング部との間、またはミキシング部のＩＦ信号出力端子と負荷容量の接続点との間に接続し、ミキシング部に流れる直流電流をオンオフする構成である。
【００１２】
本発明の間欠ミキサ回路において、スイッチＳ１は、電圧／電流変換部の定電流源またはＲＦ信号入力部のバイアス電位を切り替え、ミキシング部に流れる直流電流をオンオフする構成である。
【００１３】
本発明の間欠ミキサ回路において、スイッチＳ１は、ミキシング部のＬＯ信号入力部のバイアス電位を切り替え、ミキシング部に流れる直流電流をオンオフする構成である。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の間欠ミキサ回路は、負荷容量が接続されたミキサ回路を間欠動作させ、ＩＦ信号をサンプリング周波数fsでサンプリングすることによりミキサ回路の消費電力を低減するとともに、ミキシング部のオン時間ton に対応する周波数１／ton より低周波数の１／ｆノイズを抑圧することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の間欠ミキサ回路の実施例構成を示す図である。
【図２】スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を制御するスイッチ制御信号の一例を示す図である。
【図３】本発明の間欠ミキサ回路の第１の回路構成例を示す図である。
【図４】本発明の間欠ミキサ回路の第２の回路構成例を示す図である。
【図５】本発明の間欠ミキサ回路の第３の回路構成例を示す図である。
【図６】本発明の間欠ミキサ回路の第４の回路構成例を示す図である。
【図７】高精度回路シミュレータによるＩＦ信号の例を示す図である。
【図８】パッシブ型ミキサ回路の構成例を示す図である。
【図９】従来のダブルバランスミキサ（ギルバートセルミキサ）の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
図１は、本発明の間欠ミキサ回路の実施例構成を示す。
図において、ＲＦ信号（周波数：ｆRF）を入力して電流信号に変換する電圧／電流変換部１１と、ＬＯ信号（周波数：ｆLO）を入力するミキシング部１２は、図９に示す従来のダブルバランスミキサ（ギルバートセルミキサ）と同様に、２つの電源電位１と電源電位２との間に縦積み接続される。ここで、本実施例の間欠ミキサ回路は、電圧／電流変換部１１と電源電位１との間にスイッチＳ１を挿入し、ミキシング部１２と電源電位２との間にスイッチＳ２を挿入し、ミキシング部１２の出力に負荷容量１３を接続するとともに、スイッチＳ３を介してサンプリング容量１４を接続し、サンプリング容量１４の端子電位をＩＦ信号出力（周波数：ｆIF）とする構成である。スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３は、スイッチ制御部１５によりサンプリング周波数fsのスイッチ制御信号でオンオフ制御される。
【００１７】
図２は、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を制御するスイッチ制御信号の一例を示す。
スイッチＳ１とスイッチＳ２は、逆相のスイッチ制御信号によりオンオフする。すなわち、スイッチＳ１のオン時間（ton ）はスイッチＳ２がオフになり、スイッチＳ１のオフ期間（１／fs−ton ）はスイッチＳ２がオンになる。ここで、スイッチＳ１がオン、スイッチＳ２がオフの間に、ミキシング部１２から出力されるＩＦ信号の電荷が負荷容量１３に蓄積される。また、ミキシング部１２の出力端Ａの電位（負荷容量１３の端子電位）は、スイッチＳ２がオフの間はＩＦ信号が積分され、スイッチＳ２がオンになると電源電位２と等しくなりリセットされる。スイッチＳ３は、スイッチＳ２がオンになる直前の出力端Ａの電位をサンプリング容量１４に保持するようにオンになり、ＩＦ信号出力とする。
【００１８】
このようなスイッチ操作により、ミキシング部１２に流れる直流電流はスイッチＳ１のオフ期間で遮断され、オン時間ton に対応する周波数１／ton より低周波数の１／ｆノイズは発生しない。
【００１９】
ここで、スイッチＳ１は、ＲＦ信号を電流信号に変換する電圧／電流変換部１１と電源電位１との間の電流切断を行うが、その目的はミキシング部１２に流れる直流電流を周期的に切断することである。このため、スイッチＳ１の設置位置は、電圧／電流変換部１１と電源電位１との間に限らず、電圧／電流変換部１１とミキシング部１２の間、ミキシング部１２の出力端Ａ、電圧／電流変換部１１の内部、ミキシング部１２の内部のいずれにあってもよい。
【００２０】
図３は、本発明の間欠ミキサ回路の第１の回路構成例を示す。
ここでは、図９に示す従来のダブルバランスミキサ（ギルバートセルミキサ）を用いた回路構成例を示す。すなわち、電圧／電流変換部１１はＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２および定電流源のＭＯＳトランジスタＱ３に対応し、ミキシング部１２はＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７に対応する。定電流源トランジスタＱ３と電源電位１（ＶSS）との間にスイッチＳ１を挿入し、ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７と電源電位２（ＶDD）との間にスイッチＳ２、負荷容量１３、さらにスイッチＳ３を介してサンプリング容量１４を接続し、サンプリング容量１４の端子電位をＩＦ信号出力とする。
【００２１】
なお、スイッチＳ１は、上記のようにミキシング部１２に直流電流が流れる経路上のどこにおいてもよい。
【００２２】
図４に示す第２の回路構成例は、電圧／電流変換部１１の内部にあって定電流源のバイアス切り替えによりＭＯＳトランジスタＱ３をオンオフする構成である。ゲート端子とバイアス端子との間にスイッチＳ１を接続し、ゲート端子とソース端子との間に、スイッチＳ１と反転論理でオンオフする反転スイッチＳ１を接続する。スイッチＳ１をオフ、スイッチＳ１をオンにすることにより、ミキシング部１２に流れる直流電流が切断される。
【００２３】
図５に示す第３の回路構成例は、電圧／電流変換部１１の内部にあってＲＦ信号入力部のバイアス切り替えによりＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２をオンオフする構成である。ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２の各ゲート端子に抵抗を接続し、さらにスイッチＳ１を介してＲＦバイアス端子を接続するか、スイッチＳ１と反転論理でオンオフする反転スイッチＳ１を介して電源電位１（ＶSS）を接続する。スイッチＳ１をオフ、スイッチＳ１をオンにすることにより、ミキシング部１２に流れる直流電流が切断される。
【００２４】
図６に示す第４の回路構成例は、ミキシング変換部１１の内部にあってＬＯ信号入力部のバイアス切り替えによりＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７をオンオフする構成である。ＭＯＳトランジスタＱ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７の各ゲート端子に抵抗を接続し、さらにスイッチＳ１を介してＬＯバイアス端子を接続するか、スイッチＳ１と反転論理でオンオフする反転スイッチＳ１を介して電源電位１（ＶSS）を接続する。スイッチＳ１をオフ、スイッチＳ１をオンにすることにより、ミキシング部１２に流れる直流電流が切断される。
【００２５】
図７は、高精度回路シミュレータ（ＨＳＰＩＣＥ）による本実施例のＩＦ信号の例を示す。図７(a) は、図３に示す本発明の間欠ミキサ回路の第１の回路構成例におけるＩＦ信号出力を示す。図７(b) は、図９に示す従来の抵抗負荷のダブルバランスミキサ（ギルバートセルミキサ）のＩＦ信号出力を示す。ＬＯ＋およびＬＯ−にｆLO＝ 290ＭHzのＬＯ差動信号を入力し、ＲＦ＋およびＲＦ−にｆRF＝289.99ＭHzのＲＦ差動信号を入力する。ＩＦ＋およびＩＦ−にはｆIF＝10ｋHzのＩＦ差動信号が出力される。図２に示す本発明の間欠ミキサ回路のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を制御するスイッチ制御信号は、fs＝３ＭHz（１／fs＝ 333ｎ秒）、ｔon＝33ｎ秒、ｔon／ａ＝２ｎ秒とする。
【００２６】
本発明の間欠ミキサ回路のＩＦ信号出力には、スイッチＳ１のオン時間ton のＩＦ信号の積分値が１／fsの時間ごとに出現する。また、１／fs周期のノイズが出現しているが、ＩＦ信号よりも周波数が十分に高いため、後段の負荷容量１３のフィルタ回路で除去することができる。
【００２７】
以上示した４種類の周波数ｆRF，ｆLO，ｆIF，fsと、スイッチＳ１のオン時間ton の関係は次の通りである。ＩＦ周波数ｆIFはＲＦ周波数ｆRFに比べて小さく、ｆIF＝｜ｆRF−ｆLO｜、ｆRF≒ｆLOである。また、ton ＜１／fsであり、負荷容量１３に流れ込むＲＦ信号およびＬＯ信号の漏れを平均化して除去するためton ＞２／ｆLOとする。また、ＩＦ信号出力に残っている不要妨害波を後段のフィルタ回路で除去するため、不要妨害波の最大周波数をfuとすると、fs＞２fuである。ここで、fuは無線システム帯域（受信フロントエンド回路のＲＦフィルタ帯域）に等しく、例えばＲＦフィルタ帯域は 100ｋHzであり、fs／２＞（ＲＦフィルタ帯域）である。すなわち、１／fs＜１／２（ＲＦフィルタ帯域）とする。
【産業上の利用可能性】
【００２８】
本発明の間欠ミキサ回路は、消費電力を低減するとともにミキシング部のオン時間ton に対応する周波数１／ton より低周波数の１／ｆノイズを抑圧することができ、低消費電力でかつ高感度な無線受信機に利用することができる。
【符号の説明】
【００２９】
１１  電圧／電流変換部
１２  ミキシング部
１３  負荷容量
１４  サンプリング容量
１５  スイッチ制御部
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３  スイッチ
【図１】
2010220034.tif 000003
【図２】
2010220034.tif 000004
【図３】
2010220034.tif 000005
【図４】
2010220034.tif 000006
【図５】
2010220034.tif 000007
【図６】
2010220034.tif 000008
【図７】
2010220034.tif 000009
【図８】
2010220034.tif 000010
【図９】
2010220034.tif 000011