(57)【要約】【課題】放送電波のフェージングによるＢＥＲの劣化を防止して受信特性を向上させることができるデジタル放送受信装置を提供する。【解決手段】受信信号を増幅し中間周波数の信号に周波数変換して出力する信号増幅部（３）と、中間周波数の受信信号をデジタル信号に変換した後に復調する復調部（４）と、を備えたデジタル放送受信装置において、ＡＤ変換後の時間軸データを周波数軸データに変換し、変換されたデータに基づいて受信信号の１サブキャリアに含まれるパイロット信号を抽出して、高精度ＦＦＴ処理を行なってフェージングの影響による周波数変動を検出し、周波数変動に応じて信号増幅部の利得を制御する利得制御信号の基準電圧を切り替えるようにした。【選択図】図５
2010171504.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号を増幅し中間周波数の信号に周波数変換して出力する増幅部と、中間周波数の受信信号をデジタル信号に変換した後に復調する復調部と、を備えたデジタル放送受信装置において、
前記復調部は、
受信信号の振幅レベルを検出する振幅検出回路と、
中間周波数の信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路と、
該ＡＤ変換回路で変換された時間軸のデータを周波数軸のデータに変換するデータ変換回路と、
フェージングの影響による何れか一つのサブキャリアの周波数変動を検出する周波数変動検出手段と、
前記振幅検出回路および前記周波数変動検出手段の出力に応じて前記増幅部の利得を制御する利得制御信号を生成して前記増幅部へ出力する利得制御回路と、を備えることを特徴とするデジタル放送受信装置。
【請求項２】
前記利得制御回路は、フェージングの影響が大きい時には前記増幅部の利得を上げ、フェージングの影響が小さい時には前記増幅部の利得を下げるような利得制御信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のデジタル放送受信装置。
【請求項３】
前記利得制御回路は、基準電圧値を設定するための設定手段と、該設定手段の設定値と前記振幅検出回路の出力とを合成する合成手段とを備え、合成結果に応じて前記利得制御信号を生成し、
前記設定手段には、前記周波数変動検出手段の出力に応じて異なる基準電圧値が設定されるように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載のデジタル放送受信装置。
【請求項４】
前記受信信号はマルチキャリア・デジタル変調方式で変調された信号であり、前記周波数変動検出手段は、何れか一つのサブキャリアのフェージング周波数が２０Ｈｚ〜２５Ｈｚの間のいずれかの周波数よりも大きいか小さいかを判別可能に構成され、該判別結果に応じて前記設定手段に設定される基準電圧値を切り替えることを特徴とする請求項３に記載のデジタル放送受信装置。
【請求項５】
前記周波数変動検出手段は、受信信号の何れか一つのサブキャリアに含まれるパイロット信号を抽出し、該パイロット信号を高精度ＦＦＴ処理して得られたフェージング周波数が２０Ｈｚ〜２５Ｈｚの間のいずれかの周波数よりも大きいか小さいかを判別するように構成されていることを特徴とする請求項４に記載のデジタル放送受信装置。
【請求項６】
前記周波数変動検出手段は、前記パイロット信号のスペクトラム特性のピーク値から所定電力レベル以上低いところでの周波数の広がりに基づいて前記フェージング周波数を検出することを特徴とする請求項５に記載のデジタル放送受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル放送受信装置に関し、特にフェージングが発生した場合の受信特性を向上させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話に代表される携帯情報端末等の移動体をサービス対象とした放送／通信システムでは、ビル等の障害物の多い都市部等において、基地局と移動体通信端末との間に経路長の異なる複数の伝送経路（マルチパス）が発生するマルチパス環境となる場合が多い。このようなマルチパス環境下では、フェージングにより受信特性が劣化するという不具合が生じることが知られている。
【０００３】
特に、ワンセグと呼ばれる地上デジタル放送は、受信周波数帯域が４２０ｋＨｚと狭帯域であるため、マルチパスフェージングの影響を大きく受け易く、受信電力のレベル変動が頻発する。そこで、マルチパスフェージングの状態に応じて、ＡＧＣ（自動利得制御）回路の時定数を切り替えることにより、マルチパスフェージングに伴う受信レベル変動に対する追従性を向上させるようにした発明が提案されている（特許文献１参照）。
また、ＦＤＭ（周波数分割多重化）伝送方式のデジタル放送受信においては、伝送経路の途中でマルチキャリアのいずれかの信号に大きなノイズが加わった場合にそのノイズによりＡＧＣ利得制御の制御信号が影響を受けてしまい、適切なＡＧＣ利得制御が行えなくなるおそれがある。そこで、受信信号に含まれるＳＰ信号を抽出してＳＰ信号の平均値を算出し、算出された平均値に基づいてＡＧＣ利得制御の制御信号を生成するようにした発明も提案されている（特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−４８０８５号公報
【特許文献２】特開２００７−２３５２９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
デジタル放送受信装置においては、ＡＧＣ利得制御を行う信号増幅部と復調部とがＩＦ（中間周波数）ラインによって接続されており、該伝送ラインにおけるＣＮ比の劣化や装置を構成する素子もしくは回路の非線形特性によってＢＥＲ（ビットエラーレート）の劣化が引き起こされるおそれがある。そこで、ＩＦラインへのノイズの飛び込みによるＢＥＲの劣化を防止する技術も開発されている。しかしながら、本発明者は、ＩＦラインへのノイズの飛び込みのみならず、放送受信信号のフェージングによってもＢＥＲの劣化が引き起こされることを見出した。一方、フェージングは、前記マルチパスに起因するものの他、放送受信装置を内蔵した携帯電話等の携帯端末の移動によっても引き起こされる。
【０００６】
この発明の目的は、放送受信信号のフェージングによるＢＥＲの劣化を防止して受信特性を向上させることができるデジタル放送受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、
受信信号を増幅し中間周波数の信号に周波数変換して出力する増幅部と、中間周波数の受信信号をデジタル信号に変換した後に復調する復調部と、を備えたデジタル放送受信装置において、
前記復調部は、
受信信号の振幅レベルを検出する振幅検出回路と、
中間周波数の信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路と、
該ＡＤ変換回路で変換された時間軸のデータを周波数軸のデータに変換するデータ変換回路と、
フェージングの影響による何れか一つのサブキャリアの周波数変動を検出する周波数変動検出手段と、
前記振幅検出回路および前記周波数変動検出手段の出力に応じて前記増幅部の利得を制御する利得制御信号を生成して前記増幅部へ出力する利得制御回路と、
を備えることを特徴としている。
【０００８】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のデジタル放送受信装置において、
前記利得制御回路は、フェージングの影響が大きい時には前記増幅部の利得を上げ、フェージングの影響が小さい時には前記増幅部の利得を下げるような利得制御信号を生成することを特徴としている。
【０００９】
請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のデジタル放送受信装置において、
前記利得制御回路は、基準電圧値を設定するための設定手段と、該設定手段の設定値と前記振幅検出回路の出力とを合成する合成手段とを備え、合成結果に応じて前記利得制御信号を生成し、
前記設定手段には、前記周波数変動検出手段の出力に応じて異なる基準電圧値が設定されるように構成されていることを特徴としている。
【００１０】
請求項４に記載の発明は、請求項３に記載のデジタル放送受信装置において、
前記受信信号はマルチキャリア・デジタル変調方式で変調された信号であり、前記周波数変動検出手段は、何れか一つのサブキャリアのフェージング周波数が２０Ｈｚ〜２５Ｈｚの間のいずれかの周波数よりも大きいか小さいかを判別可能に構成され、該判別結果に応じて前記設定手段に設定される基準電圧値を切り替えることを特徴としている。
【００１１】
請求項５に記載の発明は、請求項４に記載のデジタル放送受信装置において、
前記周波数変動検出手段は、受信信号の何れか一つのサブキャリアに含まれるパイロット信号を抽出し、該パイロット信号を高精度ＦＦＴ処理して得られたフェージング周波数が２０Ｈｚ〜２５Ｈｚの間のいずれかの周波数よりも大きいか小さいかを判別するように構成されていることを特徴としている。
【００１２】
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載のデジタル放送受信装置において、
前記周波数変動検出手段は、前記パイロット信号のスペクトラム特性のピーク値から所定電力レベル以上低いところでの周波数の広がりに基づいて前記フェージング周波数を検出することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、放送受信信号のフェージングによるＢＥＲ（ビットエラーレート）の劣化を防止して受信特性を向上させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】携帯電話機などに搭載されるワンセグデジタル放送の受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】実施例のデジタル放送受信装置における中間周波増幅部の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明に先立って実施した実験で用いたＡＧＣ制御回路の構成を示すブロック図である。
【図４】実施例のデジタル放送受信装置における復調部の構成を示すブロック図である。
【図５】実施例のデジタル放送受信装置におけるＡＧＣ制御部の構成を示すブロック図である。
【図６】図６（Ａ）はフェージング周波数が１５Ｈｚのときの基準電圧値とＢＥＲとの関係を示す特性図、図６（Ｂ）はフェージング周波数が２０Ｈｚのときの基準電圧値とＢＥＲとの関係を示す特性図である。
【図７】図７（Ｃ）はフェージング周波数が２５Ｈｚのときの基準電圧値とＢＥＲとの関係を示す特性図、図７（Ｄ）はフェージング周波数が３０Ｈｚのときの基準電圧値とＢＥＲとの関係を示す特性図である。
【図８】図８（Ａ）はフェージングなしのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性、図８（Ｂ）はフェージング周波数が２０Ｈｚのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性を示す特性図である。
【図９】図９（Ｃ）はフェージング周波数が３０５Ｈｚのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性、図９（Ｄ）はフェージング周波数が１００Ｈｚのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性を示す特性図である。
【図１０】フェージング周波数が２０Ｈｚのときの１サブキャリアに含まれるパイロット信号を高精度ＦＦＴ処理した結果を、２０４個／１秒でサンプリングしたデータを示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の好適な実施の形態を、図面を用いて説明する。
図１は携帯電話機などに搭載されるワンセグと呼ばれるデジタル放送の受信装置の概略構成を、図２は信号増幅部の構成例を示す。
【００１６】
図１に示すように、デジタル放送受信装置は、アンテナ１により受信された放送受信信号を低ノイズで増幅するロウノイズアンプ（ＬＮＡ）２、増幅された受信信号をさらに増幅しつつ中間周波数の信号に変換（ダウンコンバート）する中間周波増幅部３、変換された中間周波信号をデジタル信号に変換し復調してトランスポートストリーム（ＴＳ）として出力する復調部４、この復調部４で検出された受信信号の電力レベルに基づいて上記中間周波増幅部３の利得制御信号Ｖｇｃを生成しフィードバックするＡＧＣ制御部５を備える。なお、アンテナ１とＬＮＡ２との間には、一般に、受信信号のうち所望の周波数帯の受信信号を通過させるバンドパスフィルタが設けられるが、図１では図示を省略している。
【００１７】
上記復調部４で生成されたトランスポートストリームは、デスクランブラ／ＤＥＭＵＸ部６で暗号鍵を含んだパケットの抽出や復号化などの処理及びデータの分離が行なわれて、デコーダ／ＶＩＤＥＯエンコーダ部７で元の映像信号や音声信号が再生され、表示部やスピーカなどの出力部８へ出力される。
【００１８】
中間周波増幅部３は、図２に示すように、受信信号Ｒｘを増幅する第１の可変利得増幅回路３１と、受信チャンネルに応じた所定の周波数の発振信号を生成する局部発振器３２と、受信信号Ｒｘと局部発振器３２からの発振信号とを合成することで両者の周波数の和に相当する周波数の信号および周波数差に相当する周波数の信号を生成するミキサ３３、このミキサ３３の出力から周波数の和に相当する周波数の信号を除去することで中間周波数の信号を通過させるロウパスフィルタ３４、通過した中間周波数の信号を増幅する第２の可変利得増幅回路３５を備える。上記第１の可変利得増幅回路３１と第２の可変利得増幅回路３５の利得が、後段の復調部４に設けられている振幅検出回路４６（図４参照）からの利得制御信号Ｖｇｃによって制御されることで、復調部４へ一定の振幅レベルの受信信号が入力されるように構成される。
【００１９】
本発明者は、本発明に先立って、図１のＡＧＣ制御部５において図３に示すように、受信信号の振幅の大きさを検出する振幅検出回路４６の出力に、ＩＦラインの基準レベルを設定する値（以下、基準電圧値と称する）を減算し、フィルタリングを行い、このフィルタリングされた差信号に基づいて利得制御信号を生成し、さらにＤＡ変換して生成された電圧を利得制御電圧Ｖｇｃとして、信号増幅部のアンプ（可変利得増幅回路）へ供給して復調部の入力端の信号が一定の振幅レベルになるようにフィードバック制御する系において、基準電圧値を与えるためのカウンタＣＮＴを設けた。
【００２０】
そして、異なるフェージング影響下で、カウンタＣＮＴの値すなわち基準電圧値を変えながら、復調部の最終段の誤り訂正回路（図４参照）から出力される受信データのビットエラーレート（以下、単にＢＥＲと記す）を測定する実験を行なった。なお、振幅検出回路４６は、復調部にあるＡＤ変換回路４１からの信号に基づいてＩＦラインの受信信号の振幅（受信電力レベル）を検出するように構成した。上記基準電圧値によってＩＦライン上の受信信号の振幅が決まるので、基準電圧は基準振幅と言い替えることも可能である。
【００２１】
図６および図７に上記実験の結果を示す。このうち、図６（Ａ）はフェージング周波数が１５Ｈｚのときの基準電圧値とビタビ復号後（エラー訂正処理後）のＢＥＲとの関係を、図６（Ｂ）はフェージング周波数が２０Ｈｚのときの基準電圧値とＢＥＲとの関係を、図７（Ｃ）はフェージング周波数が２５Ｈｚのときの基準電圧値とＢＥＲとの関係を、図７（Ｄ）はフェージング周波数が３０Ｈｚのときの基準電圧値とＢＥＲとの関係をそれぞれ示す。
【００２２】
また、図６および図７においては、Ｃ／Ｎが１３ｄＢになるように設定して行なった測定結果を−印で、またＣ／Ｎが１４ｄＢになるように設定して行なった測定結果を▲印で、さらにＣ／Ｎが１５ｄＢになるように設定して行なった測定結果を■印でプロットした。太線は、各測定値の平均を表わしている。
【００２３】
図６および図７より、フェージング周波数が１５Ｈｚと２０Ｈｚでは基準電圧値−ＢＥＲ特性が右上がりになり、フェージング周波数が２５Ｈｚと３０Ｈｚでは基準電圧値−ＢＥＲ特性が右下がりになっている。つまり、フェージング周波数が１５Ｈｚと２０Ｈｚの時は基準電圧値が小さい方がＢＥＲの値が小さいつまり受信感度が良く、フェージング周波数が２５Ｈｚと３０Ｈｚの時は基準電圧値が大きい方がＢＥＲの値が小さい。これより、フェージング周波数２０Ｈｚと２５Ｈｚの間に、基準電圧値−ＢＥＲ特性が右上がりから右下がりに変わるポイントがあることが分かる。また、フェージング周波数が同じであれば、ノイズの状態（Ｃ／Ｎ値）がいずれの場合でも、基準電圧値−ＢＥＲ特性が同じ傾向になることが分かる。Ｃ／Ｎが１３ｄＢ，１４ｄＢ，１５ｄＢ以外の値である場合にも同様であった。
【００２４】
上記のような測定結果の解析から、本発明者は、基準電圧値−ＢＥＲ特性が右上がりから右下がりに変わるポイントに当たるフェージング周波数よりも低い時は基準電圧を小さな値（図６では「２５６」）に、またフェージングが上記ポイントに当たるフェージング周波数よりも大きい時は基準電圧を大きな値（図７では「５１１」）に設定する利得制御方式を着想するに至った。
【００２５】
さらに、図８および図９に、本発明者が別の実験で、１サブキャリアの信号について調べたスペクトラム特性（周波数分布）を示す。図８（Ａ）はフェージング周波数なしのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性、図８（Ｂ）はフェージング周波数が２０Ｈｚのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性、図９（Ｃ）はフェージング周波数が３０Ｈｚのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性、図９（Ｄ）はフェージング周波数が１００Ｈｚのときの１サブキャリアの信号のスペクトラム特性をそれぞれ示す。
【００２６】
なお、フェージングが放送受信装置の移動によって生じる場合、フェージング周波数はドップラーシフト量（図８および図９の山形の周波数分布のほぼ垂直に落ちる端の部分の変化量）に相当し、最大ドップラーシフト量は、複数のシンボルに生じるドップラーシフトのうち最大のものであるので、複数のシンボルについてドップラーシフト量を検出し、そのうち最大のものを当該サブキャリアのフェージング周波数とすればよい。
【００２７】
図８および図９では、中央が凹んだ各スペクトラム特性の山形のような周波数分布のピークとボトムとの中間辺り（例えばピークから１０〜４０ｄＢｍ程度落ち込んだところ）での周波数の広がり（変動幅）を測定すれば、ドップラーシフト量を容易に検出することができる。
【００２８】
ただし、周波数分布の中央は端（エッジ）のピークに比べて１０ｄＢｍ程度低くなるので、それと区別するためにピークから２０ｄＢｍ以上低くなったところでの周波数の変動幅を測定するのが望ましい。また、本発明が対象とするワンセグのデジタル放送受信装置で受信する放送信号には、サブキャリアにスキャッタードパイロット信号（以下、単にパイロット信号と称する）と呼ばれる受信処理の際の目印となる既知の振幅と位相を有する基準信号が含まれているので、このパイロット信号を抽出してフェージング周波数を検出することで正確な検出が行なえる。
【００２９】
上記のような知見と着想から、本発明者によって発明されたデジタル放送受信装置の一実施形態を、図面を用いて説明する。
【００３０】
図４は本発明を適用した復調部４の概略構成を示すブロック図、また、図５はＡＧＣ制御部５の構成例を示すブロック図である。
【００３１】
復調部４は、中間周波増幅部３で所定の振幅レベルまで増幅された放送受信信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路４１と、ＡＤ変換された受信データを例えば１ｋＨｚ単位で高速フーリエ変換することによって時間軸のデータから周波数軸のデータに変換するＦＦＴ４２、伝送路で生じた歪みを補正する波形等化回路４３、マルチキャリア・デジタル変調方式の一つであるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化方式）のような変調方式に対応した復調方式で受信データを復調する復調回路４４、受信データに含まれている誤り訂正符号に基づいて受信データの誤り訂正処理を行う誤り訂正回路４５を備える。
【００３２】
さらに、復調部４は、ＡＤ変換回路４１によりＡＤ変換された受信データに基づいて振幅（受信電力レベル）の大きさを検出する振幅検出回路４６、ＦＦＴ４２でフーリエ変換されたデータからパイロット信号を検出するパイロット信号検出回路４７、検出された信号に基づいて伝送路を推定する伝送路推定回路４８を備え、振幅検出回路４６およびパイロット信号検出回路４７で検出された結果はＡＧＣ制御部５へ供給され、これらの検出信号に基づいて中間周波増幅部３内の可変利得増幅回路３１および３５の利得を制御する信号（電圧）Ｖｇｃが生成されるとともに、伝送路推定回路４８からの出力に応じて波形等化回路４３が伝送路で生じた歪みを補正するように構成されている。
【００３３】
なお、パイロット信号の入るサブキャリアおよびシンボル位置は、例えば、ワンセグ放送信号では１２キャリアに１回かつ４シンボルに１回のように、予め決まっているので、パイロット信号を検出するのは容易であり、従来から歪み補正のための検出に使用されている技術である。本実施例においては、上記パイロット信号検出回路４７に、１ｋＨｚ単位で高速フーリエ変換する前記ＦＦＴ４２よりも小さな例えば１Ｈｚのような単位でＦＦＴ変換を行なう高精度のＦＦＴが設けられており、パイロット信号の入っている１つのサブキャリアにのみ検出対象を絞って高精度ＦＦＴを施し、その出力をＡＧＣ制御部５へ供給するように構成されている。
【００３４】
ＡＧＣ制御部５は、高精度ＦＦＴからの出力を受けてフェージング周波数を検出するとともに、検出したフェージング周波数が２０Ｈｚ〜２５Ｈｚの間の所定の周波数よりも大きいか小さいかを判定する周波数検出比較回路５１と、基準電圧値が設定されるレジスタ５２、前記振幅検出回路４６から出力される検出信号と前記レジスタ５２の設定値との差を取る加算器５３、該加算器５３の出力にフィルタリング処理をかけるデジタルフィルタ５４、処理された差信号に基づいて中間周波増幅部３０の利得を制御する利得制御信号（データ）を生成する制御信号生成回路５５、生成された利得制御信号をＤＡ変換して利得制御信号Ｖｇｃとして中間周波増幅部３内の可変利得増幅回路３１および３５に供給するＤＡ変換回路５６を備える。これにより、フェージング周波数に応じて容易に中間周波増幅部３の利得を切り換えることができる。
【００３５】
この実施例では、周波数検出比較回路５１は、例えばピーク値検出回路、ピーク値から所定電力（例えば２０ｄＢｍ）以上低下した高精度ＦＦＴ出力からフェージング周波数を検出する回路、該検出値と所定値とを比較することでフェージング周波数が２０Ｈｚ〜２５Ｈｚの間の所定の周波数よりも大きいか小さいかを判定する比較器などから構成することができる。
【００３６】
ここで、フェージング周波数を判定する具体的な方法の一例を説明する。先ず高精度ＦＦＴ（例えば１Ｈｚ）から出力される１つのサブキャリア上に３シンボルおきに存在するパイロット信号の高精度ＦＦＴ結果を、例えば２０４個／１秒のような頻度で抽出する。サンプリングデータが多ければ多いほど、正確な判別が可能となる一方、判定の応答時間がおそくなるので、実施例では判別の精度と応答時間との兼ね合いからサンプリングの頻度を２０４個／１秒に決定した。
【００３７】
図１０に、上記のようにしてサンプリングしたＦＦＴ結果をプロットしたグラフを示す。パイロット信号のＦＦＴ処理後の換算電力の最高値（ピーク値）が−６３ｄＢｍであるとすると、それよりも例えば２０ｄＢｍ以上低い最初のデータを探すと、図１０においては、符号Ｄ１，Ｄ２が付された○印と●印のデータがそれに相当する。そこで、これらのデータの周波数をグラフの横軸より読み取ると、○印は−２１Ｈｚ、●印は＋２１Ｈｚに相当するので、周波数の広がりは４２Ｈｚであることが分かる。ただし、これはサブキャリアの周波数変動の外側のデータであるので、４２Ｈｚからフェージングなしのパイロット信号のＦＦＴ処理後の周波数幅の２Ｈｚを差し引いて、４０Ｈｚが得られる。さらに、周波数変動幅はフェージングによるドップラーシフト量の２倍であるので、ドップラーシフト量すなわちフェージング周波数は４０Ｈｚ÷２＝２０Ｈｚであることが分かる。また、複数のパイロット信号についてドップラーシフト量を検出し、そのうち最大のものを最終的なフェージング周波数と決定する。
【００３８】
基準電圧値が設定される前記レジスタ５２は、周波数検出比較回路５１の出力に応じて２つの設定値Ｎ１またはＮ２のいずれかが設定されるように構成されている。この実施例では、２つの設定値Ｎ１とＮ２には、例えば１５０ｍＶp-pを示すコード「２５６」または３００ｍＶp-pを示すコード「５１１」が選択されており、表１に示すように、フェージング周波数が２５Ｈｚ以上のときはレジスタ５２に基準電圧値として「５１１」が設定され、フェージング周波数が２５Ｈｚよりも低いときはレジスタ５２に基準電圧値として「２５６」が設定されるように構成されている。これにより、フェージングの影響を定量的に判断してＢＥＲを向上させる方向に中間周波増幅部３の利得を切り替えることができる。
【表１】
2010171504.tif 000003
【００３９】
また、レジスタ５２に表１のような値の設定が行なわれるとともに、振幅検出回路４６から受信信号の振幅の大きさを示す検出信号が加算器５３に入力されると、加算器５３は、検出信号から基準電圧値を減算することにより、受信信号の振幅と基準振幅とのズレを検出し、このような振幅のズレを示す差信号を生成してデジタルフィルタ５４に出力する。デジタルフィルタ５４は、例えば、ローパスフィルタ（低域通過フィルタ）などによって構成され、加算器５３から入力された差信号をフィルタリングして制御信号生成回路５５に出力する。制御信号生成回路５５は、デジタルフィルタ５４によってフィルタリングされた差信号に基づいて、中間周波増幅部３の利得を制御するための利得制御信号（デジタル）を生成する。ＤＡ変換回路５６は、生成された利得制御信号をＤＡ変換して利得制御信号Ｖｇｃとして中間周波増幅部３内の可変利得増幅回路３１および３５に供給する。ここでは、受信信号の振幅を基準レベルに近づけるよう中間周波増幅部３の利得を制御する。つまり、入力された差信号が示す振幅のズレを０に近づける利得となるように利得制御信号Ｖｇｃを生成する。
【００４０】
このように、ＡＧＣ制御部５は、フェージング周波数が大きい時は、復調部４に入力される受信信号の基準レベルがより大きくなるように中間周波増幅部３内の可変利得増幅回路３１および３５の利得を制御し、また、フェージング周波数が小さい時は、復調部４に入力される受信信号の基準レベルが小さくなるように中間周波増幅部３内の可変利得増幅回路３１および３５の利得を制御する制御信号Ｖｇｃを出力するように構成される。それによってフェージングが大きい時のビットエラーレートを下げるとともに、フェージングが小さい時の受信感度を高めることができる。
【００４１】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、上記実施形態では、フェージング周波数をパイロット信号に基づいて検出しているが、他のシンボルあるいは他のサブキャリアに基づいてフェージング周波数を検出することも可能である。
【００４２】
また、上記実施形態においては、パイロット信号検出回路４７に１Ｈｚのような単位でフーリエ変換を行う高精度ＦＦＴを設けると説明したが、デジタルダウンコンバータを設けてダウンコンバートすることでＦＦＴの次数を減らすように構成しても良い。
【００４３】
さらに、以上の説明では、ワンセグ放送信号の受信装置に適用した場合を例にとって説明したが、本発明は、デジタル放送信号の受信装置に広く利用することができる。
【符号の説明】
【００４４】
１・・・アンテナ、２・・・ロウノイズアンプ（ＬＮＡ）、３・・・中間周波増幅部、４・・・復調部、５・・・ＡＧＣ制御部、６・・・デスクランブラ／ＤＥＭＵＸ部、７・・・デコーダ／ＶＩＤＥＯエンコーダ部、８・・・出力部、３１・・・第１の可変利得増幅回路、３２・・・局部発振器、３３・・・ミキサ、３４・・・ロウパスフィルタ、３５・・・第２の可変利得増幅回路、４１・・・ＡＤ変換回路、４２・・・ＦＦＴ（高速フーリエ変換回路）、４３・・・波形等化回路、４４・・・復調回路、４５・・・誤り訂正回路、４６・・・振幅検出回路、４７・・・パイロット信号検出回路、４８・・・伝送路推定回路、５１・・・周波数検出比較回路（周波数変動検出手段）、５２・・・レジスタ（基準電圧値設定手段）、５３・・・加算器、５４・・・デジタルフィルタ、５５・・・制御信号生成回路、５６・・・ＤＡ変換回路
【図１】
2010171504.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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