(57)【要約】      （修正有）【課題】オーバサンプリングされたＯＦＤＭでは、時刻同期に使用されるプリアンブルは、ガードバンドのために、理想的な自己相関関数を有しない。これによって、シンボルタイミングの正確度が劣化することを制御する。【解決手段】時刻同期用のゼロ相関ゾーン（ＺＣＺ）に基づくプリアンブルを構築するステップであって、時刻同期に使用される相互相関関数（ＣＣＦ）が、メインローブのまわりの一定の領域内で強制的に０にされ、前記ＺＣＺの長さが、ＯＦＤＭデータシンボルのサイクリックプレフィックスの長さよりも長くなることが保証されて同期の正確度が向上される、構築するステップ、及び前記ＺＣＺに基づくプリアンブルを有する前記ＯＦＤＭシンボルを送信するステップ、を含む。【選択図】図１
2010246107.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーバサンプリングされた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワークにおいて通信するための方法であって、時刻同期に使用されるプリアンブルが理想的な自己相関関数を有しておらず、該方法のステップを実行するための送信機にプロセッサを備え、該方法は、
時刻同期用のゼロ相関ゾーン（ＺＣＺ）に基づくプリアンブルを構築するステップであって、時刻同期に使用される相互相関関数（ＣＣＦ）が、メインローブのまわりの一定の領域内で強制的に０にされ、前記ＺＣＺの長さが、ＯＦＤＭデータシンボルのサイクリックプレフィックスの長さよりも長くなることが保証されて同期の正確度が向上される、構築するステップ、及び
前記ＺＣＺに基づくプリアンブルを有する前記ＯＦＤＭシンボルを送信するステップ、
を含む、方法。
【請求項２】
前記ＺＣＺに基づくプリアンブルは、参照により本明細書に援用される表ＩＶに記載されるように構築される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＺＣＺに基づくプリアンブルは、参照により本明細書に援用される表Ｖに記載されるように構築される、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ＺＣＺに基づくプリアンブルは、参照により本明細書に援用される表ＶＩに記載されるように構築される、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記ＺＣＺに基づくプリアンブルは、参照により本明細書に援用される表ＶＩＩに記載されるように構築される、請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には、通信ネットワークの多重アクセス制御（ＭＡＣ）に関し、より詳細には、直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）と時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）とを結合したＭＡＣを適用する無線通信ネットワークにおける複数のユーザ間での搬送波割り当て及び送信タイムシェアリングに関する。
【背景技術】
【０００２】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワークでは、同期及びチャネル推定にプリアンブルが使用される。オーバサンプリングされたＯＦＤＭネットワークでは、時刻同期に使用されるプリアンブルは理想的な自己相関関数を有しない。理想的な関数は、ディラックのデルタ関数である。このデルタ関数は、単位面積を画定する無限に鋭いピークを表す。これは、ガードバンドに起因するものであり、これによって、シンボルタイミングの正確度が劣化する。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
オーバサンプリングされたＯＦＤＭは、ＩＥＥＥ８０２．１１、ＩＥＥＥ８０２．１６、及び３ＧＰＰ−ＬＴＥ等のＯＦＤＭを用いるほとんどの無線標準規格に特有のものである。このような場合に理想的なプリアンブルシーケンスを得るのは不可能であるため、最適なプリアンブルを提供することが望まれている。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
オーバサンプリングされた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワークでは、時刻同期に使用されるプリアンブルは、ガードバンド（guard band：保護周波数帯）のために、理想的な自己相関関数を有しない。これによって、シンボルタイミングの正確度が劣化する。したがって、ゼロ相関ゾーン（ＺＣＺ）に基づくプリアンブルが、時刻同期に使用される。時刻同期に使用される相互相関関数（ＣＣＦ）は、メインローブのまわりの一定の領域内で強制的に０にされる。ＺＣＺの長さは、ＯＦＤＭデータシンボルのサイクリックプレフィックスの長さよりも長くなることが保証されて同期の正確度が向上される。
【図面の簡単な説明】
【０００５】
【図１】本発明による３つのシンボルを有するＯＦＤＭプリアンブル及び各シンボルが何に使用されるのかの説明図である。
【図２】本発明によるシステム帯域内の副搬送波の、ガードバンド副搬送波、パイロット副搬送波、及びデータ副搬送波への割り当ての説明図である。
【図３】本発明の一実施形態によるゼロ相関ゾーン（ＺＣＺ）シーケンスの自己相関のＺＣＺを示す。
【図４】本発明によるＯＦＤＭシンボルを設計するためのアルゴリズムを示す。
【発明を実施するための形態】
【０００６】
本発明の実施形態は、ＵＲＷＩＮにおけるオーバサンプリングされた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ネットワークにおいて、時刻同期用に、ゼロ相関ゾーン（ＺＣＺ）に基づくプリアンブルを提供する。特に、本発明者のプリアンブルは、メインローブのまわりの一定の領域内で、時刻同期に使用される相互相関関数（ＣＣＦ）を強制的にゼロにすることができる。ＺＣＺの長さは、ＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）の長さよりも長くなることが保証されている。これによって、同期の正確度が増大する。本明細書で使用される場合、長さ（Ｌ）は継続時間を意味する。本開示全体を通じて、プリアンブルのさまざまなパラメータが明確に定義されている特定の設計が参照される。この設計をＵＲＷＩＮ（超信頼性無線産業ネットワーク（Ultra-Reliable Wireless Industrial Network））と呼ぶことにし、例示のためにプリアンブル設計の数値的な量が提供される。ＵＲＷＩＮの特定のパラメータは、特定のプリアンブルシーケンスと共に、付録の表ＩＶ〜表ＶＩＩに示されている。
【０００７】
表記法及び定義
畳み込み：演算子「＊」は、２つのシーケンスの畳み込みを表す。
【０００８】
【数１】
2010246107.tif 000003
【０００９】
ここで、ｚｌは、シーケンスｘｌ、ｌ＝０，１，…，Ｌｘ−１とｙｎ、ｎ＝０，１，…，Ｌｙ−１との畳み込みの出力であり、ｍｉｎ及びｍａｘは、それぞれ最小値及び最大値を返す関数を表し、ｍは、式（１）にその制限が与えられる総和変数である。
【００１０】
巡回畳み込み：
同じ長さＬを有するシーケンスｘｌ及びｙｌについて、これら２つシーケンスの間の巡回畳み込み出力シーケンスＺｌ、ｌ＝０，１，…，Ｌ−１は、
【００１１】
【数２】
2010246107.tif 000004
【００１２】
として既知である。ここで、（）Ｌは、Ｌによる除算後のモジュラス演算を表し、
【００１３】
【数３】
2010246107.tif 000005
【００１４】
は、巡回畳み込み演算子である。
【００１５】
巡回相互相関関数（巡回ＣＣＦ）
同じ長さＬを有する２つのシーケンスｘｌ及びｙｌについて、これら２つのシーケンス間の巡回ＣＣＦは、ψｘｙ（τ）によって表され、
【００１６】
【数４】
2010246107.tif 000006
【００１７】
と定義される。ここで、（）Ｌは、Ｌによる除算後のモジュラスを表す。
【００１８】
ベクトル表現
任意のシーケンスｗｌ＝０，１，…Ｌｗ−１は、列ベクトル形式でｗ、（ｗ０，ｗ１，…，ｗＬｗ−１）Ｔとして記述することができる。ここで、Ｔは転置演算子を表す。
【００１９】
式（１）及び（２）は、
【００２０】
【数５】
2010246107.tif 000007
【００２１】
としてそれぞれ書き換えることができる。
【００２２】
プリアンブル構造及び送信モデル
表Ｉは、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡネットワークのパラメータをリストする。ＵＲＷＩＮネットワークは、特定のパラメータを有する。本発明者のプリアンブルは、さまざまなＯＦＤＭパラメータに対する一般的な手法として導出される。その上、表Ｉに定義されるパラメータは、ＯＦＤＭデータシンボル用である。
【００２３】
プリアンブルのＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭデータシンボルと異なる可能性があり、例えば、いくつかのシンボルのＣＰ長は、プリアンブルのＯＦＤＭシンボルが異なる構造を有すると異なる。これは、特に明示して言及しておく。
【００２４】
【表１】
2010246107.tif 000008
【００２５】
図１に示すように、ＵＲＷＩＮのプリアンブルは、ＣＰ１１０によって分離された３つのＯＦＤＭシンボル１０１〜１０３を連結することによって構築される。これら３つのシンボルのそれぞれのペイロード部分の長さは、ＯＦＤＭデータシンボルのペイロード部分の長さと同じである。
【００２６】
プリアンブルの第１のシンボルは、信号検出（ＳＤ）、自動利得制御（ＡＧＣ）、及び周波数オフセット推定（ＦＯＥ）に使用される。ＣＰは、信号検出、ＡＧＣ、及び周波数オフセット推定の必須の構成要素ではないので、第１のシンボルにＣＰは使用されない。第１のシンボルの１１．２μｓの長さは、信号検出及びＡＧＣ用に８０２．１１標準規格で指定された長さよりも長い。
【００２７】
第２のプリアンブルシンボル１０２は、シンボル同期に使用され、２Ｔｇの長さを持つＣＰを有する。ＺＣＺ長は、データシンボルのＣＰ長よりも長いので、第２のシンボルのＣＰには、より長い長さが使用される。
【００２８】
第３のシンボル１０３は、チャネル推定に使用され、データシンボルと同じ長さを持つＣＰを有する。プリアンブルのこれら３つのシンボルの機能及びパラメータは、表ＩＩに要約されている。
【００２９】
【表２】
2010246107.tif 000009
【００３０】
送受信信号モデル
上記構造により、離散時間における送信プリアンブル信号は、φｎによって表すことができ、これは、
【００３１】
【数６】
2010246107.tif 000010
【００３２】
として表される区分的関数である。ここで、ｆｎ、ｓｎ、及びｃｎは、それぞれプリアンブルの第１のＯＦＤＭシンボル、第２のＯＦＤＭシンボル、及び第３のＯＦＤＭシンボルを表す。変数Ｎｇ、Ｎｓ、及びＮは、表Ｉに定義され、ｎ＝０は、図１に示すように、第２のシンボルの有用な部分の先頭に対応する。
【００３３】
より具体的には、時間領域シーケンスｆｎ、ｓｎ、及びｃｎを、フーリエ関係を通じて周波数領域シンボルＦｋ、Ｓｋ、及びＣｋに表すことができる。そうすることで、各プリアンブル成分の明示的な数式が次のように得られる。
【００３４】
【数７】
2010246107.tif 000011
【００３５】
ここで、ｊは虚数
【００３６】
【数８】
2010246107.tif 000012
【００３７】
であり、ｋは、ＯＦＤＭシンボルの副搬送波をインデックスし、ｎは、プリアンブルシンボルの対応する時間領域表現の時間／サンプルをインデックスし、Ｆｋ、Ｓｋ、及びＣｋは、それぞれプリアンブルの第１のシンボル、第２のシンボル、及び第３のシンボルのｋ番目の副搬送波上の周波数領域値（複素数値）である。有用な副搬送波のみに着目しているので、式（６）〜（８）は、
【００３８】
【数９】
2010246107.tif 000013
【００３９】
として書き換えることができる。ここで、ｋ（ｕ）は、０，…，Ｕ−１を、
【００４０】
【数１０】
2010246107.tif 000014
【００４１】
として実数の副搬送波インデックスｋにマッピングする。
【００４２】
受信プリアンブルは、
【００４３】
【数１１】
2010246107.tif 000015
【００４４】
である。ここで、ｈｎ、ｎ＝０，１，…，Ｄｍａｘ−１は、チャネルインパルス応答であり、σｎは、電力スペクトル密度（ＰＳＤ）Ｎ０を有する加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）である。通常のデータＯＦＤＭシンボルのＣＰ長は、チャネルによって引き起こされる最大遅延よりも大きいと仮定する。したがって、Ｌ≦Ｎｇである。
【００４５】
第１のＯＦＤＭプリアンブルシンボル及び第３のＯＦＤＭプリアンブルシンボルの設計
図４は、第３のシンボルＣｋ（ｕ）の一部に基づいて、第３のシンボルＣｋ（ｕ）４３０及び第１のシンボルＦｋ（ｕ）４４０を割り当てるための本発明によるアルゴリズムを示す。
【００４６】
第３のプリアンブルシンボル
第３のシンボル４３０は、チャネル推定に使用されるものである。高品質のチャネル推定シーケンスの本質的な要件は、すべての副搬送波が等しい電力で発せられるように周波数領域全体にわたって一様電力であることである。もう１つの一般的な要件は、ピーク対平均比（ＰＡＰＲ）を最小にすることである。一様電力の制約を満たすために、すべての副搬送波ｕについて、Ｃｋ（ｕ）の電力の正規化された大きさが１に設定される。第３のシンボルＣｋ（ｕ）は、４相位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）を使用して、実施が簡単にされる。その結果、
【００４７】
【数１２】
2010246107.tif 000016
【００４８】
が得られる。ここで、位相φ’ｋ（ｕ）∈｛π／４；３π／４；５π／４；７π／４｝は、次のように選択される。
【００４９】
乱数ジェネレータを使用することによって、多くの
【００５０】
【数１３】
2010246107.tif 000017
【００５１】
をランダムに生成し（４１０）、
【００５２】
【数１４】
2010246107.tif 000018
【００５３】
の多くの実現したものを得ることができるようになる。これらの実現したものの中で、最小のＰＡＰＲを有するものを選択する（４２０）。選択されたシーケンスＣｋ（ｕ）４３０は、表ＩＶに示されている。表ＩＶに基づくと、得られたＰＡＰＲは、（表ＩＩＩにリストされたように）５ｄＢである。
【００５４】
第１のプリアンブルシンボル
信号検出及びＡＧＣに使用されるＯＦＤＭシンボルは、比較的短い周期を有する周期的なものである必要がある。この制約を満たすために、第１のシンボルＦｋ（ｕ）４４０は、
【００５５】
【数１５】
2010246107.tif 000019
【００５６】
に設定される。ここで、θは正の整数であり、Ｕ（θ）は、（ｋ（ｕ）mod（θ））＝０を満たす副搬送波の個数である。式（９）を使用すると、第１のシンボルの時間領域表現ｆｎは、Ｔｂ＝θに等しい周期を有することが分かる。ＵＲＷＩＮネットワークでは、次の理由に基づいてθ＝１６に設定される。第１のＯＦＤＭシンボルにθ＝１６を使用すると、それぞれが１６個のサンプルを有する１６個の周期が得られ、８０２．１１のＯＦＤＭネットワークに相当する。この継続時間は、高速の周波数オフセット推定に十分な長さである。その上、電力は、２４個の副搬送波に一様に分配される。２つの隣接した副搬送波間の間隔は、１６＝Ｔｂ＝１．４３ＭＨｚである。
【００５７】
コヒーレンス帯域幅は数メガヘルツであるので、上記設定は、信号検出のフル周波数ダイバーシティを達成することができる。θは他の要件を満たすように調整できることに留意されたい。
【００５８】
第２のプリアンブルシンボルのＣＣＦ解析
時間領域信号ｓｎは、その自己相関関数（ＡＣＦ）が、単一のピークを有する単一のパルスに近づくように、通例、疑似ランダム波形である必要がある。この単一のパルスは、正確なタイミングを示すのに使用することができる。単一ピーク波形を達成するのに、受信機は、ｓ＊ｎの応答を有する整合フィルタに信号を通すことができる。
【００５９】
理想的な同期信号のＡＣＦは、デルタ関数であるべきである。この特性により、整合フィルタの出力は、チャネルインパルス応答と正確に同じになる。他の好ましい特性には、時間領域における定振幅及び周波数領域における一様電力が含まれる。
【００６０】
時間領域における定振幅によって、最も低いＰＡＰＲが与えられる一方、周波数領域における一様電力は、すべての副搬送波が周波数選択性フェージングに対抗するのに公平である。ＡＣＦがデルタ関数であるためには、電力は、すべての副搬送波について一様電力でなければならない。
【００６１】
しかしながら、実際には、ＯＦＤＭ設計によって、全帯域幅２１０の一部がガードバンド２２０〜２２２として周波数スペクトルの各終端に１つずつ割り当て、ＯＦＤＭ信号のサンプリングレートが有用な帯域幅よりも常に高くなるようになっている。このようなネットワークは、オーバサンプリングされたＯＦＤＭネットワークと呼ばれる。各ガードバンド２２０〜２２２は、複数の副搬送波２３１を含む。或るガードバンドの副搬送波の個数は、他のガードバンドとは異なる可能性がある。使用できる帯域２２１の搬送波は、グループ２４０にさらに分割される。各グループ２４０において、１つの副搬送波は、パイロット副搬送波２３０として専用化される。オーバサンプリングされたＯＦＤＭネットワークでは、周波数領域全体にわたって電力を一様にすることは不可能であり、したがって、完全な自動相関特性は達成できない。これが、オーバサンプリングされたＯＦＤＭシステム及び特にＵＲＷＩＮネットワークの新しい同期信号を設計する動機を本発明者に与える。
【００６２】
通例、同期用の信号は周期的である。したがって、第２のＯＦＤＭプリアンブルシンボルは、Ｎ／αに等しい周期を有する周期的なものであると仮定することにする。ここで、α２∈｛１，２，４，…，（ｌｏｇ２Ｎ）−１｝であり、これによって、
【００６３】
α≠１、及び、（ｋ（ｕ） mod α）≠０； ∀ｎ について
【００６４】
【数１６】
2010246107.tif 000020
【００６５】
となる。
【００６６】
受信機では、信号は、
【００６７】
【数１７】
2010246107.tif 000021
【００６８】
によって表されるローカル相関器に通される。このとき、相関器の出力は、
【００６９】
【数１８】
2010246107.tif 000022
【００７０】
とｓｎとの畳み込みとなり、これは、
【００７１】
【数１９】
2010246107.tif 000023
【００７２】
である。
【００７３】
【数２０】
2010246107.tif 000024
【００７４】
と設定した場合、相関器は整合フィルタとなる。整合フィルタは、受信ＳＮＲを最大にする。しかしながら、出力は、必ずしもシャープで且つ正確なタイミングメトリックではない。正確なタイミングに代替的な
【００７５】
【数２１】
2010246107.tif 000025
【００７６】
が提供される。
【００７７】
ｓｎの周期的特性を適用することによって、ｎ∈［−２Ｎｇ，−２Ｎｇ＋１，…，（α−１）Ｎ／α］である場合、
【００７８】
【数２２】
2010246107.tif 000026
【００７９】
が得られる。
【００８０】
式（３）を使用すると、さらに
【００８１】
【数２３】
2010246107.tif 000027
【００８２】
が導出される。これは、
【００８３】
【数２４】
2010246107.tif 000028
【００８４】
に簡単化することができる。
【００８５】
式（１９）は、
【００８６】
【数２５】
2010246107.tif 000029
【００８７】
としてベクトル形式に書き換えることができる。ここで、
【００８８】
【数２６】
2010246107.tif 000030
【００８９】
は、Ｎ／α次元の列ベクトル
【００９０】
【数２７】
2010246107.tif 000031
【００９１】
である。ここで、μ（α）は、Ｕ（α）次元の列ベクトルであり、Ω（α）は、（Ｎ（α）×Ｕ（α））行列である。Ｕ（α）は、ｋ（ｕ） mod α＝０を有する副搬送波の個数を表す。より具体的には、Ω（α）及びμ（α）は、それぞれＮ×Ｕ行列Ω及びＵ×１ベクトルμから構築され、これらΩ及びμは、
【００９２】
【数２８】
2010246107.tif 000032
【００９３】
である。
【００９４】
次に、新しい行列Ω（α）及びベクトルμ（α）が次のステップによって構築される。
１）（ｋ（ｕ）mod α）≠０を満たすすべてのｕについて、ｕ番目の列をΩから削除する。
２）すべてのｉ∈｛Ｎ／α，Ｎ／α＋１，…，Ｎ−１｝についてｉ番目の行をΩから削除する。
３）（ｋ（ｕ）mod α）≠０を満たすすべてのｕについて、ｕ番目の要素をμから削除することにより、新しいベクトルμ（α）が得られる。
【００９５】
上記式に示すように、相関器出力は、ｓｎと
【００９６】
【数２９】
2010246107.tif 000033
【００９７】
との間の巡回ＣＣＦの形式で記述することができる。時刻同期を示すシャープなメトリックを得るために、
【００９８】
【数３０】
2010246107.tif 000034
【００９９】
となるようなμ（α）が求められる。一方、式
【０１００】
【数３１】
2010246107.tif 000035
【０１０１】
は矛盾しており、このようなベクトルμを見つけることができないことを意味していることに留意されたい。したがって、ゼロ相関ゾーン（ＺＣＺ）に基づくプリアンブルが提供される。
【０１０２】
ＺＣＺに基づくプリアンブル
式（２３）の解は可能でないことから、完全な相関特性は達成できないので、巡回ＣＣＦ
【０１０３】
【数３２】
2010246107.tif 000036
【０１０４】
がゼロ相関ゾーンを有するようなプリアンブルが設計される。ＺＣＺは、ＣＤＭＡネットワークで使用されているものである。
【０１０５】
しかしながら、オーバサンプリングされたＯＦＤＭネットワークでＺＣＺシーケンスをどのように適用するのかは、よく理解されておらず、徹底して研究もされていない。ＺＣＺシーケンスがプリアンブル設計に適用されて、より効率的な且つ信頼性のある時刻同期が可能になる。
【０１０６】
図３は、本発明の一実施形態によるＺＣＺを示す。巡回ＣＣＦ
【０１０７】
【数３３】
2010246107.tif 000037
【０１０８】
は、メインローブ３０１、ゼロ相関ゾーン（ＺＣＺ）３０２、及びサイドローブ３０３に区画される。
【０１０９】
メインローブ
【０１１０】
【数３４】
2010246107.tif 000038
【０１１１】
のピーク振幅はτ＝０にある。メインローブは、τ＝０のまわりの小さな領域をカバーする。メインローブ幅は、ＷＭ（サンプル数）によって表され、同期のための良好な時間解像度を得るためにできるだけ小さくされる。Ｍ≧０についてＷＭ＝２Ｍ＋１に設定される。
【０１１２】
ゼロ相関ゾーン
メインローブの左側では、τ∈［−ＷＬ−Ｍ，−Ｍ−１］である場合、
【０１１３】
【数３５】
2010246107.tif 000039
【０１１４】
である。
【０１１５】
【数３６】
2010246107.tif 000040
【０１１６】
は、Ｎ／αに等しい周期を有する周期信号として取り扱うことができることに留意されたい。区間［−ＷＬ−Ｍ，−Ｍ−１］は、左のＺＣＺ３０２である。
【０１１７】
【数３７】
2010246107.tif 000041
【０１１８】
が成立する範囲内の長さＷＲの同様の区間［Ｍ＋１，ＷＲ＋Ｍ］は、メインローブの右側にあり、右のＺＣＺ３０２である。左右のＺＣＺがＺＣＺを形成する。
【０１１９】
正確な時刻同期のためのチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）の遅延の特徴をより良く取得するために、ＣＩＲ  ｈ（τ）が与えられると、
【０１２０】
【数３８】
2010246107.tif 000042
【０１２１】
のメインローブとｈ（τ）との間の畳み込みはＺＣＺにあると予想される。この原理に従うと、ＷＬ及びＷＲは、最大遅延広がりよりも大きい。データシンボルのＣＰ長は、最大遅延広がりよりも長いので、ＷＬ及びＷＲは、Ｎｇよりも大きい。すなわち、ＷＬ，ＷＲ≧Ｎｇである。ＷＬ＝ＷＲと設定する。
【０１２２】
サイドローブ
【０１２３】
【数３９】
2010246107.tif 000043
【０１２４】
の他のすべての領域はサイドローブに属する。
【０１２５】
【数４０】
2010246107.tif 000044
【０１２６】
のピークとサイドローブの最大振幅との間のピーク対サイドローブ比（ＰＳＲ）が抑えられる。しかしながら、ＰＳＲ、メインローブ幅、及びＺＣＺ長の間でトレードオフがある。一般に、メインローブ幅が小さいほど且つ／又はＺＣＺが長いほど、オーバサンプリングされたＯＦＤＭネットワークではＰＳＲが劣化する。
【０１２７】
μの決定
ＣＣＦ
【０１２８】
【数４１】
2010246107.tif 000045
【０１２９】
は、
【０１３０】
【数４２】
2010246107.tif 000046
【０１３１】
である。
【０１３２】
上記ベクトルを得るために、μが、
【０１３３】
【数４３】
2010246107.tif 000047
【０１３４】
によってスパンされたベクトル空間に直交することが保証される。ここで、ΩＴｉ（α）は、行列Ω（α）のｉ番目の行ベクトルである。このようなμ（α）は、以下の手順を使用して求めることができる。
１）式（３１）に基づいてＳにより表されるＵ（α）×１列ベクトルを初期化する。
２）Θをスパンする直交基底の集合
【０１３５】
【数４４】
2010246107.tif 000048
【０１３６】
を見つける。
３）
【０１３７】
【数４５】
2010246107.tif 000049
【０１３８】
４）
【０１３９】
【数４６】
2010246107.tif 000050
【０１４０】
及び
５）μ（α）：＝Ｓ。
上記手順によって、μ（α）が、Θによってスパンされるあらゆるベクトルに直交することが保証される。
【０１４１】
第２のステップは、グラム−シュミット（Gram-Schmidt）の正規直交化又は特異値分解（ＳＶＤ）によって実行することができる。第３のステップによって、ベクトルＳは、Θのすべてのベクトルと直交する。μ（α）＝Ｓを式（２０）に挿入することによって、式（２４）のＺＣＺが得られる。
【０１４２】
Ｓｋ（ｕ）及び
【０１４３】
【数４７】
2010246107.tif 000051
【０１４４】
を求める方法
式（１６）を適用することによって、Ｕ×１ベクトルμが得られ、このＵ×１ベクトルμから、Ｓｋ（ｕ）及び
【０１４５】
【数４８】
2010246107.tif 000052
【０１４６】
が求められる。整合フィルタを使用すると、μは、実数値ベクトル（｜Ｓｋ（０）｜２， ｜Ｓｋ（１）｜２，…，｜Ｓｋ（Ｕ−１）｜２）Ｔとなる。しかしながら、所望の
【０１４７】
【数４９】
2010246107.tif 000053
【０１４８】
について、予想されるベクトルμ（α）は複素値になる可能性がある。したがって、整合フィルタが、位相を伴って
【０１４９】
【数５０】
2010246107.tif 000054
【０１５０】
として変更される。その結果、式（２２）に基づいて、
【０１５１】
【数５１】
2010246107.tif 000055
【０１５２】
になる。
【０１５３】
妨害位相（disturbing phase）φｋ（ｕ）は、μから得られる。式（２６）及び（２７）によれば、振幅｜Ｓｋ（ｕ）｜及び
【０１５４】
【数５２】
2010246107.tif 000056
【０１５５】
が、
【０１５６】
【数５３】
2010246107.tif 000057
【０１５７】
として得られる。
【０１５８】
位相妨害に起因するピーク検出中の電力損失は無視することができる。これについては、表ＩＩＩの最後の列を参照されたい。本発明者の技法は次の利点を有する。整合フィルタと比較して、周波数領域において同じ振幅特性が維持される。Ｓｋ（ｕ）の元の位相は、μの振幅にも位相にも影響を与えない。したがって、Ｓｋ（ｕ）の位相を独立に設定することによってＰＡＰＲを最小にすることができる。
【０１５９】
Ｓｋ（ｕ）の位相は、次の特性が成立することを必要とする。１）プリアンブルが時間領域において疑似ランダム波形として現れるべきである。２）シーケンスは、可能な限り低いＰＡＰＲを有するべきである。式（２６）〜（２８）は、プリアンブルシーケンスがＺＣＺを有することのみを保証することができるが、疑似ランダム時間領域信号を有することを保証することはできない。したがって、疑似ランダムスクランブリング位相シーケンスξｋ（ｕ）（［０，２π］に一様に分布した位相）が振幅｜Ｓｋ（ｕ）｜に適用され、
【０１６０】
【数５４】
2010246107.tif 000058
【０１６１】
となる。ＰＡＰＲは、ξｋ（ｕ）の選択と共に変化する。低いＰＡＰＲを達成するために、ランダムな位相シーケンスが調べられ、ランダム化のための最小のＰＡＰＲを有するものが選択される。
【０１６２】
パラメータ選択
Ｓの初期化
ベクトルＳは、
【０１６３】
【数５５】
2010246107.tif 000059
【０１６４】
の最小二乗解として初期化され
【０１６５】
【数５６】
2010246107.tif 000060
【０１６６】
となる。ここで、
【０１６７】
【数５７】
2010246107.tif 000061
【０１６８】
４６０は、Ω（α）の疑似逆行列を表す。
【０１６９】
メインローブ幅及びＺＣＺ長の選択
メインローブ幅及びＺＣＺ長が与えられると、対応するＯＦＤＭシンボルが上述したように求められる。ＰＳＲを最大にすることができる長さが選択されて、同期が改善される。最適なパラメータセットを検索する前に、パラメータＭ、ＷＲ、及びＷＬの領域が識別される（４５０）。メインローブ幅（２Ｍ＋１）の選択は、
【０１７０】
【数５８】
2010246107.tif 000062
【０１７１】
を満たす。ここで、Ｄｍａｘは、チャネルの最大遅延広がりであり、ＮｇはＣＰ長である。この制約によって、
【０１７２】
【数５９】
2010246107.tif 000063
【０１７３】
のメインローブとｈ（τ）との間の畳み込み出力長がＮｇを超えないことが保証される。
【０１７４】
ＺＣＺ長について、
【０１７５】
【数６０】
2010246107.tif 000064
【０１７６】
であることが必要とされる。これによって、ＺＣＺ長が、時間領域チャネルの特徴を獲得するのに十分な長さとなることが保証される。
【０１７７】
Ω（α）のランクは、
【０１７８】
【数６１】
2010246107.tif 000065
【０１７９】
に等しいので、最大のＷＲは、
【０１８０】
【数６２】
2010246107.tif 000066
【０１８１】
となるように制限される。
【０１８２】
上記条件に違反する場合、Θの独立したベクトルの個数は、
【０１８３】
【数６３】
2010246107.tif 000067
【０１８４】
になり、図４のアルゴリズムは結果的にμ（α）＝０になる。ＷＲ及びＭ（式（３２）〜（３４）に特徴付けられる）の領域を識別するために、時刻同期の潜在的な曖昧さを抑えるようＰＳＲを最適化することができる。ＰＳＲをρ（ＷＲ，Ｍ）によって表すと、数値検索を使用して、
【０１８５】
【数６４】
2010246107.tif 000068
【０１８６】
となるような最適な実施Ｗ＊Ｒ及びＭ＊が見つけられる。
【０１８７】
本発明を特定の好ましい実施形態を参照して説明してきたが、様々な他の適合及び変更を本発明の精神及び範囲内で行うことができることを理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神及び範囲内に入るような全ての変形及び変更を包含することである。
【０１８８】
【表３】
2010246107.tif 000069
【０１８９】
【表４】
2010246107.tif 000070
【０１９０】
【表５】
2010246107.tif 000071
【０１９１】
【表６】
2010246107.tif 000072
【０１９２】
【表７】
2010246107.tif 000073
【図１】
2010246107.tif 000074
【図２】
2010246107.tif 000075
【図３】
2010246107.tif 000076
【図４】
2010246107.tif 000077
【外国語明細書】
2010246107.tif 000078
2010246107.tif 000079
2010246107.tif 000080
2010246107.tif 000081
2010246107.tif 000082
2010246107.tif 000083
2010246107.tif 000084
2010246107.tif 000085
2010246107.tif 000086
2010246107.tif 000087
2010246107.tif 000088
2010246107.tif 000089
2010246107.tif 000090
2010246107.tif 000091
2010246107.tif 000092
2010246107.tif 000093
2010246107.tif 000094
2010246107.tif 000095
2010246107.tif 000096
2010246107.tif 000097
2010246107.tif 000098
2010246107.tif 000099
2010246107.tif 000100
2010246107.tif 000101
2010246107.tif 000102
2010246107.tif 000103
2010246107.tif 000104
2010246107.tif 000105
2010246107.tif 000106
2010246107.tif 000107
2010246107.tif 000108
2010246107.tif 000109
2010246107.tif 000110