(57)【要約】【課題】回転角センサを用いない新たな制御方式でモータを制御することができるモータ制御装置を提供する。【解決手段】仮想回転座標系であるγδ座標系のγ軸電流Ｉγでモータが駆動される。γδ座標系は、制御上の回転角である制御角θＣに従う座標系である。制御角θＣとロータ角θＭとの差（負荷角θＬ）に応じたアシストトルクが発生する。一方、検出操舵トルクＴがフィードバックされ、検出操舵トルクＴを指示操舵トルクＴ＊に近づけるように、加算角αが生成される。加算角αが制御角θＣの前回値θＣ(n-1)に加算されることにより、制御角θＣの今回値θＣ(n)が求められる。偏角演算部２８は、二相指示電流値Ｉγδ＊の電流ベクトルと検出電流値Ｉγδの電流ベクトルとの間の偏角θerrを求める。この偏角θerrに応じて、制御角補正部２７によって制御角θＣが補正される。【選択図】図１
2010213549.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータと、このロータに対向するステータとを備えたモータを制御するためのモータ制御装置であって、
制御上の回転角である制御角に従う回転座標系の軸電流値で前記モータを駆動する電流駆動手段と、
前記制御角に加算すべき加算角を演算する加算角演算手段と、
所定の演算周期毎に、前記加算角演算手段によって演算された加算角を制御角の前回値に加算することによって制御角の今回値を求める制御角演算手段と、
前記制御角に従う回転座標系における前記モータの実電流値を求める実電流値演算手段と、
前記軸電流値の電流ベクトルと前記実電流値演算手段によって求められる実電流値の電流ベクトルとの偏角を演算する偏角演算手段と、
前記偏角演算手段によって求められる偏角に基づいて前記制御角を補正する制御角補正手段と
を含む、モータ制御装置。
【請求項２】
前記回転座標系は、第１座標軸およびこれに直交する第２座標軸で定義される直交座標系であり、
前記電流駆動手段は、前記第１座標軸の軸電流値を有意値に設定する一方で、前記第２座標軸の軸電流値を零に設定するものであり、
前記偏角演算手段は、前記第１座標軸の実電流値Ｉγと、前記第２座標軸の実電流値Ｉδとに基づいて、前記偏角θerrをθerr＝Ｔａｎ−１（Ｉδ／Ｉγ）により求めるものである、請求項１記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ブラシレスモータを駆動するためのモータ制御装置に関する。ブラシレスモータは、たとえば、車両用操舵装置の駆動源として使用可能である。車両用操舵装置の一例は、電動パワーステアリング装置である。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスモータを駆動制御するためのモータ制御装置は、一般に、ロータの回転角を検出するための回転角センサの出力に応じてモータ電流の供給を制御するように構成されている。回転角センサとしては、一般的には、ロータ回転角（電気角）に対応した正弦波信号および余弦波信号を出力するレゾルバが用いられる。しかし、レゾルバは、高価であり、配線数が多く、また、設置スペースも大きい。そのため、ブラシレスモータを備えた装置のコスト削減および小型化が阻害されるという課題がある。
【０００３】
そこで、回転角センサを用いることなくブラシレスモータを駆動するセンサレス駆動方式が提案されている。センサレス駆動方式は、ロータの回転に伴う誘起電圧を推定することによって、磁極の位相（ロータの電気角）を推定する方式である。ロータ停止時および極低速回転時には、誘起電圧を推定できないので、別の方式で磁極の位相が推定される。具体的には、ステータに対してセンシング信号を注入し、このセンシング信号に対するモータの応答が検出される。このモータ応答に基づいて、ロータ回転位置が推定される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開2007-267549号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記のセンサレス駆動方式は、誘起電圧やセンシング信号を用いてロータの回転位置を推定し、その推定によって得られた回転位置に基づいてモータを制御するものである。しかし、この駆動方式は、いずれの用途にも適しているわけではなく、たとえば、車両の舵取り機構に操舵補助力を与える電動パワーステアリング装置その他の車両用操舵装置の駆動源として用いられるブラシレスモータの制御に適用するための手法は未だ確立されていない。そのため、別の方式によるセンサレス制御の実現が望まれている。
【０００６】
そこで、この発明の目的は、回転角センサを用いない新たな制御方式でモータを制御することができるモータ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、ロータ（５０）と、このロータに対向するステータ（５５）とを備えたモータ（３）を制御するためのモータ制御装置（５）であって、制御上の回転角である制御角（θＣ）に従う回転座標系の軸電流値（Ｉγ＊）で前記モータを駆動する電流駆動手段（３１〜３６）と、前記制御角に加算すべき加算角（α）を演算する加算角演算手段（２２，２３）と、所定の演算周期毎に、前記加算角演算手段によって演算された加算角を制御角の前回値に加算することによって制御角の今回値を求める制御角演算手段（２６）と、前記制御角に従う回転座標系における前記モータの実電流値（Ｉγδ）を求める実電流値演算手段（１３，３６）と、前記軸電流値（Ｉγδ＊）の電流ベクトルと前記実電流値演算手段によって求められる実電流値（Ｉγδ）の電流ベクトルとの偏角（θerr）を演算する偏角演算手段（２８）と、前記偏角演算手段によって求められる偏角に基づいて前記制御角を補正する制御角補正手段（２７）とを含む、モータ制御装置である。なお、括弧内の英数字は後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。
【０００８】
この構成によれば、制御角に従う回転座標系（γδ座標系。以下「仮想回転座標系」といい、この仮想回転座標系の座標軸を「仮想軸」という。）の軸電流値（以下「仮想軸電流値」という。）によってモータが駆動される一方で、制御角は、演算周期毎に加算角を加算することによって更新される。これにより、制御角を更新しながら、すなわち、仮想回転座標系の座標軸（仮想軸）を更新しながら、仮想軸電流値でモータを駆動することによって、必要なトルクを発生させることができる。こうして、回転角センサを用いることなく、モータから適切なトルクを発生させることができる。
【０００９】
この発明では、前記制御角に従う回転座標系における実電流値が求められる。そして、軸電流値の電流ベクトルと実電流値の電流ベクトルとの偏角が演算される。モータは、実電流値の電流ベクトルとロータの磁極方向との相対角に応じたトルクを発生する。制御状態が正常であれば前記偏角の絶対値は小さな値に保持される。したがって、実電流値の電流ベクトルと軸電流値の電流ベクトルとはほぼ平行である。よって、モータは、軸電流値の電流ベクトルとロータの磁極方向との相対角に応じたモータトルクを発生する。より具体的には、モータは、ロータの磁極方向に従う回転座標系（ｄｑ座標系）の座標軸と前記仮想軸とのずれ量（負荷角＝制御角−ロータ角）に応じたトルクを発生することになる。したがって、制御角を適切に更新することによって、所要のモータトルクを発生させることができる。
【００１０】
一方、たとえば、モータの回転速度の変動時、モータトルク以外の外力によって駆動対象に大きな負荷が加えられた時、モータ印加電圧の変動時などには、偏角の絶対値が大きくなる。このとき、軸電流値の電流ベクトルと実電流値の電流ベクトルとは非平行となるから、制御角に応じたモータトルクを発生させることができなくなる。この場合、電流の制御性が悪くなり、モータに流れている電流に乱れが発生し、モータ制御が不安定になって、たとえば振動が生じるおそれがある。
【００１１】
そこで、この発明では、前記偏角演算手段によって求められる偏角に基づいて制御角が補正される。これにより、実電流値の電流ベクトルの方向を、制御角に従う回転座標系と整合させることができる。その結果、軸電流値の電流ベクトルと実電流値の電流ベクトルとが平行に近い状態を保つことができるから、電流の制御性を改善でき、モータ制御を安定化できる。
【００１２】
請求項２記載の発明は、前記回転座標系は、第１座標軸（γ軸）およびこれに直交する第２座標軸（δ軸）で定義される直交座標系（γδ座標系）であり、前記電流駆動手段は、前記第１座標軸の軸電流値（Ｉγ＊）を有意値に設定する一方で、前記第２座標軸の軸電流値（Ｉδ＊）を零に設定するものであり、前記偏角演算手段は、前記第１座標軸の実電流値Ｉγと、前記第２座標軸の実電流値Ｉδとに基づいて、前記偏角θerrをθerr＝Ｔａｎ−１（Ｉδ／Ｉγ）により求めるものである、請求項１記載のモータ制御装置である。
【００１３】
この構成では、第１座標軸の軸電流値のみが有意値とされるので、制御状態が正常であれば、第１座標軸の実電流値Ｉγが有意値となる一方で、第２座標軸の実電流値Ｉδは零付近の値をとる。したがって、偏角θerrは前記式のとおりの簡単な演算で求めることができる。
前記モータ制御装置は、モータによって駆動される駆動対象に加えられる、モータトルク以外のトルクを検出するためのトルク検出手段（１）と、前記駆動対象に加えられるべき指示トルクを設定する指示トルク設定手段（２１）とをさらに含むものであってもよい。この場合に、前記加算角演算手段は、指示トルクと検出トルクとの偏差（トルク偏差）に応じて加算角を演算するものであってもよい。より具体的には、前記加算角演算手段は、前記検出トルクを前記指示トルクに近づけるように前記加算角を演算するフィードバック制御手段（２２，２３）を含むものであってもよい。
【００１４】
前記モータ制御装置は、加算角の絶対値を所定の制限値で制限する加算角制限手段（２４）をさらに含むものであってもよい。この構成によれば、加算角に適切な制限を加えることによって、実際のロータの回転に比して過大な加算角が制御角に加算されることを抑制できる。これにより、適切にモータを制御することができる。
前記制限値は、たとえば、次式によって定められた値であってもよい。ただし、次式における「最大ロータ角速度」とは、電気角でのロータ角速度の最大値である。
【００１５】
制限値＝最大ロータ角速度×演算周期
たとえば、モータの回転を所定の減速比の減速機構を介して車両用操舵装置の操舵軸に伝達している場合には、最大ロータ角速度は、最大操舵角速度（操舵軸の最大回転角速度）×減速比×極対数で与えられる。「極対数」とは、ロータが有する磁極対（Ｎ極とＳ極との対）の数である。
【００１６】
前記モータは、車両の舵取り機構（２）に駆動力を付与するものであってもよい。この場合に、前記トルク検出手段は、前記車両の操向のために操作される操作部材（１０）に加えられる操舵トルクを検出するものであってもよい。また、前記指示トルク設定手段は、操舵トルクの目標値としての指示操舵トルクを設定するものであってもよい。そして、前記加算角演算手段は、前記指示トルク設定手段によって設定される指示トルクと前記トルク検出手段によって検出される操舵トルクとの偏差に応じて前記加算角を演算するものであってもよい。
【００１７】
この構成によれば、指示操舵トルクが設定され、この指示操舵トルクと操舵トルク（検出値）との偏差に応じて前記加算角が演算される。これにより、操舵トルクが当該指示操舵トルクとなるように加算角が定められ、それに応じた制御角が定められることになる。したがって、指示操舵トルクを適切に定めておくことによって、モータから適切な駆動力を発生させて、これを舵取り機構に付与することができる。すなわち、ロータの磁極方向に従う回転座標系（ｄｑ座標系）の座標軸と前記仮想軸とのずれ量（負荷角）が指示操舵トルクに応じた値に導かれる。その結果、適切なトルクがモータから発生され、運転者の操舵意図に応じた駆動力を舵取り機構に付与できる。
【００１８】
前記モータ制御装置は、前記操作部材の操舵角を検出する操舵角検出手段（４）をさらに含み、前記指示トルク設定手段は、前記操舵角検出手段によって検出される操舵角に応じて指示操舵トルクを設定するものであることが好ましい。この構成によれば、操作部材の操舵角に応じて指示操舵トルクが設定されるので、操舵角に応じた適切なトルクをモータから発生させることができ、運転者が操作部材に加える操舵トルクを操舵角に応じた値へと導くことができる。これにより、良好な操舵感を得ることができる。
【００１９】
前記指示トルク設定手段は、前記車両の車速を検出する車速検出手段（６）によって検出される当該車速に応じて指示操舵トルクを設定するものであってもよい。この構成によれば、車速に応じて指示操舵トルクが設定されるので、いわゆる車速感応制御を行うことができる。その結果、良好な操舵感を実現できる。たとえば、車速が大きいほど、すなわち、高速走行時ほど指示操舵トルクを小さく設定することより、すぐれた操舵感が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置の電気的構成を説明するためのブロック図である。
【図２】モータの構成を説明するための図解図である。
【図３】前記電動パワーステアリング装置の制御ブロック図である。
【図４】操舵角に対する指示操舵トルクの特性例を示す図である。
【図５】γ軸指示電流値の設定例を示す図である。
【図６】軸電流値の電流ベクトル、実電流値の電流ベクトルおよびそれらの間の偏角等を説明するための図である。
【図７】加算角リミッタの働きを説明するためのフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置を適用した電動パワーステアリング装置（車両用操舵装置の一例）の電気的構成を説明するためのブロック図である。この電動パワーステアリング装置は、車両を操向するための操作部材としてのステアリングホイール１０に加えられる操舵トルクＴを検出するトルクセンサ１と、車両の舵取り機構２に減速機構７を介して操舵補助力を与えるモータ３（ブラシレスモータ）と、ステアリングホイール１０の回転角である操舵角を検出する舵角センサ４と、モータ３を駆動制御するモータ制御装置５と、当該電動パワーステアリング装置が搭載された車両の速度を検出する車速センサ６とを備えている。
【００２２】
モータ制御装置５は、トルクセンサ１が検出する操舵トルク、舵角センサ４が検出する操舵角および車速センサ６が検出する車速に応じてモータ３を駆動することによって、操舵状況および車速に応じた適切な操舵補助を実現する。
モータ３は、この実施形態では、三相ブラシレスモータであり、図２に図解的に示すように、界磁としてのロータ５０と、このロータ５０に対向するステータ５５に配置されたＵ相、Ｖ相およびＷ相のステータ巻線５１，５２，５３とを備えている。モータ３は、ロータの外部にステータを対向配置したインナーロータ型のものであってもよいし、筒状のロータの内部にステータを対向配置したアウターロータ型のものであってもよい。
【００２３】
各相のステータ巻線５１，５２，５３の方向にＵ軸、Ｖ軸およびＷ軸をとった三相固定座標（ＵＶＷ座標系）が定義される。また、ロータ５０の磁極方向にｄ軸（磁極軸）をとり、ロータ５０の回転平面内においてｄ軸と直角な方向にｑ軸（トルク軸）をとった二相回転座標系（ｄｑ座標系。実回転座標系）が定義される。ｄｑ座標系は、ロータ５０とともに回転する回転座標系である。ｄｑ座標系では、ｑ軸電流のみがロータ５０のトルク発生に寄与するので、ｄ軸電流を零とし、ｑ軸電流を所望のトルクに応じて制御すればよい。ロータ５０の回転角（ロータ角）θＭは、Ｕ軸に対するｄ軸の回転角である。ｄｑ座標系は、ロータ角θＭに従う実回転座標系である。このロータ角θＭを用いることによって、ＵＶＷ座標系とｄｑ座標系との間での座標変換を行うことができる。
【００２４】
一方、この実施形態では、制御上の回転角を表す制御角θＣが導入される。制御角θＣは、Ｕ軸に対する仮想的な回転角である。この制御角θＣに対応する仮想的な軸をγ軸とし、このγ軸に対して９０°進んだ軸をδ軸として、直交座標系である仮想二相回転座標系（γδ座標系。仮想回転座標系）を定義する。制御角θＣがロータ角θＭに等しいとき、仮想回転座標系であるγδ座標系と実回転座標系であるｄｑ座標系とが一致する。すなわち、仮想軸としてのγ軸は実軸としてのｄ軸と一致し、仮想軸としてのδ軸は実軸としてのｑ軸と一致する。γδ座標系は、制御角θＣに従う仮想回転座標系である。ＵＶＷ座標系とγδ座標系との座標変換は、制御角θＣを用いて行うことができる。
【００２５】
制御角θＣとロータ角θＭとの差を負荷角θＬ（＝θＣ−θＭ）と定義する。
制御角θＣに従ってγ軸電流Ｉγをモータ３に供給すると、このγ軸電流Ｉγのｑ軸成分（ｑ軸への正射影）がロータ５０のトルク発生に寄与するｑ軸電流Ｉｑとなる。すなわち、γ軸電流Ｉγとｑ軸電流Ｉｑとの間に、次式(1)の関係が成立する。
Ｉｑ＝Ｉγ・sinθＬ      …(1)
再び図１を参照する。モータ制御装置５は、マイクロコンピュータ１１と、このマイクロコンピュータ１１によって制御され、モータ３に電力を供給する駆動回路（インバータ回路）１２と、モータ３の各相のステータ巻線に流れる電流を検出する電流検出部１３とを備えている。
【００２６】
電流検出部１３は、モータ３の各相のステータ巻線５１，５２，５３に流れる相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ（以下、総称するときには「三相検出電流ＩＵＶＷ」という。）を検出する。これらは、ＵＶＷ座標系における各座標軸方向の電流値である。
マイクロコンピュータ１１は、ＣＰＵおよびメモリ（ＲＯＭおよびＲＡＭなど）を備えており、所定のプログラムを実行することによって、複数の機能処理部として機能するようになっている。この複数の機能処理部には、指示操舵トルク設定部２１と、トルク偏差演算部２２と、ＰＩ（比例積分）制御部２３と、加算角リミッタ２４と、制御角演算部２６と、制御角補正部２７と、偏角演算部２８と、指示電流値生成部３１と、電流偏差演算部３２と、ＰＩ制御部３３と、γδ／ＵＶＷ変換部３４と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部３５と、ＵＶＷ／γδ変換部３６とが含まれている。
【００２７】
指示操舵トルク設定部２１は、舵角センサ４によって検出される操舵角と、車速センサ６によって検出される車速とに基づいて、指示操舵トルクＴ＊を設定する。たとえば、図４に示すように、操舵角が正の値（右方向へ操舵した状態）のとき指示操舵トルクＴ＊は正の値（右方向へのトルク）に設定され、操舵角が負の値（左方向へ操舵した状態）のとき指示操舵トルクＴ＊は負の値（左方向へのトルク）に設定される。そして、操舵角の絶対値が大きくなるに従って、その絶対値が大きくなるように（図４の例では非線型に大きくなるように）指示操舵トルクＴ＊が設定される。ただし、所定の上限値（正の値。たとえば、＋６Ｎｍ）および下限値（負の値。たとえば−６Ｎｍ）の範囲内で指示操舵トルクＴ＊の設定が行われる。また、指示操舵トルクＴ＊は、車速が大きいほど、その絶対値が小さくなるように設定される。すなわち、車速感応制御が行われる。
【００２８】
トルク偏差演算部２２は、指示操舵トルク設定部２１によって設定される指示操舵トルクＴ＊とトルクセンサ１によって検出された操舵トルクＴ（以下、区別するために「検出操舵トルクＴ」という。）との偏差（トルク偏差）ΔＴ（＝Ｔ＊−Ｔ）を求める。ＰＩ制御部２３は、このトルク偏差ΔＴに対するＰＩ演算を行う。すなわち、トルク偏差演算部２２およびＰＩ制御部２３によって、検出操舵トルクＴを指示操舵トルクＴ＊に導くためのトルクフィードバック制御手段が構成されている。ＰＩ制御部２３は、トルク偏差ΔＴに対するＰＩ演算を行うことで、制御角θＣに対する加算角αを演算する。したがって、前記トルクフィードバック制御手段は、加算角αを演算する加算角演算手段を構成している。
【００２９】
加算角リミッタ２４は、ＰＩ制御部２３によって求められた加算角αに対して制限を加える加算角制限手段である。より具体的には、加算角リミッタ２４は、所定の上限値ＵＬ（正の値）と下限値ＬＬ（負の値）との間の値に加算角αを制限する。上限値ＵＬおよび下限値ＬＬは、所定の制限値ωmax（ωmax＞０。たとえばωmax＝４５度）に基づいて定められる。この所定の制限値ωmaxは、たとえば、最大操舵角速度に基づいて定められる。最大操舵角速度とは、ステアリングホイール１０の操舵角速度として想定され得る最大値であり、たとえば、８００deg/sec程度である。
【００３０】
最大操舵角速度のときのロータ５０の電気角の変化速度（電気角での角速度。最大ロータ角速度）は、次式(2)のとおり、最大操舵角速度と、減速機構７の減速比と、ロータ５０の極対数との積で与えられる。極対数とは、ロータ５０が有する磁極対（Ｎ極とＳ極との対）の個数である。
最大ロータ角速度＝最大操舵角速度×減速比×極対数    …(2)
制御角θＣの演算間（演算周期）におけるロータ５０の電気角変化量の最大値（ロータ角変化量最大値）は、次式(3)のとおり、最大ロータ角速度に演算周期を乗じた値となる。
【００３１】
ロータ角変化量最大値＝最大ロータ角速度×演算周期
＝最大操舵角速度×減速比×極対数×演算周期    …(3)
このロータ角変化量最大値が一演算周期間で許容される制御角θＣの最大変化量である。そこで、前記ロータ角変化量最大値を制限値ωmaxとすればよい。この制限値ωmaxを用いて、加算角αの上限値ＵＬおよび下限値ＬＬは、それぞれ次式(4)(5)で表すことができる。
【００３２】
ＵＬ＝＋ωmax    …(4)
ＬＬ＝−ωmax    …(5)
加算角リミッタ２４による制限処理後の加算角αが、制御角演算部２６の加算器２６Ａにおいて、制御角θＣの前回値θＣ(n-1)（ｎは今演算周期の番号）に加算される（Ｚ−１は信号の前回値を表す）。ただし、制御角θＣの初期値は予め定められた値（たとえば零）である。
【００３３】
制御角演算部２６は、制御角θＣの前回値θＣ(n-1)に加算角リミッタ２４から与えられる加算角αを加算する加算器２６Ａを含む。すなわち、制御角演算部２６は、所定の演算周期毎に制御角θＣを演算する。そして、前演算周期における制御角θＣを前回値θＣ(n-1)とし、これを用いて今演算周期における制御角θＣである今回値θＣ(n)を求める。
指示電流値生成部３１は、制御上の回転角である前記制御角θＣに対応する仮想回転座標系であるγδ座標系の座標軸（仮想軸）に流すべき電流値を指示電流値として生成するものである。具体的には、γ軸指示電流値Ｉγ＊およびδ軸指示電流値Ｉδ＊（以下、これらを総称するときには「二相指示電流値Ｉγδ＊」という。）を生成する。指示電流値生成部３１は、γ軸指示電流値Ｉγ＊を有意値とする一方で、δ軸指示電流値Ｉδ＊を零とする。より具体的には、指示電流値生成部３１は、トルクセンサ１によって検出される検出操舵トルクＴに基づいてγ軸指示電流値Ｉγ＊を設定する。
【００３４】
検出操舵トルクＴに対するγ軸指示電流値Ｉγ＊の設定例は、図５に示されている。検出操舵トルクＴが零付近の領域には不感帯ＮＲが設定されている。γ軸指示電流値Ｉγ＊は、不感帯ＮＲの外側の領域で急峻に立ち上がり、所定のトルク以上でほぼ一定値となるように設定される。これにより、運転者がステアリングホイール１０を操作していないときには、モータ３への通電が停止され、不必要な電力消費が抑制される。
【００３５】
電流偏差演算部３２は、指示電流値生成部３１によって生成されたγ軸指示電流値Ｉγ＊に対するγ軸検出電流値（γ軸実電流値）Ｉγの偏差Ｉγ＊−Ｉγと、δ軸指示電流値Ｉδ＊（＝０）に対するδ軸検出電流値（δ軸実電流値）Ｉδの偏差Ｉδ＊−Ｉδとを演算する。γ軸検出電流値Ｉγおよびδ軸検出電流値Ｉδは、ＵＶＷ／γδ変換部３６から偏差演算部３２に与えられるようになっている。
【００３６】
ＵＶＷ／γδ変換部３６は、電流検出部１３によって検出されるＵＶＷ座標系の三相検出電流値ＩＵＶＷ（Ｕ相検出電流値ＩＵ、Ｖ相検出電流値ＩＶおよびＷ相検出電流値ＩＷ）をγδ座標系の二相検出電流値ＩγおよびＩδ（以下総称するときには「二相検出電流値Ｉγδ」という。）に変換する。これらが電流偏差演算部３２に与えられるようになっている。ＵＶＷ／γδ変換部３６における座標変換には、制御角演算部２６で演算される制御角θＣが用いられる。
【００３７】
ＰＩ制御部３３は、電流偏差演算部３２によって演算された電流偏差に対するＰＩ演算を行うことにより、モータ３に印加すべき二相指示電圧Ｖγδ＊（γ軸指示電圧Ｖγ＊およびδ軸指示電圧Ｖδ＊）を生成する。この二相指示電圧Ｖγδ＊が、γδ／ＵＶＷ変換部３４に与えられる。
γδ／ＵＶＷ変換部３４は、二相指示電圧Ｖγδ＊に対して座標変換演算を行うことによって、三相指示電圧ＶＵＶＷ＊を生成する。三相指示電圧ＶＵＶＷ＊は、Ｕ相指示電圧ＶＵ＊、Ｖ相指示電圧ＶＶ＊およびＷ相指示電圧ＶＷ＊からなる。この三相指示電圧ＶＵＶＷ＊は、ＰＷＭ制御部３５に与えられる。
【００３８】
ＰＷＭ制御部３５は、Ｕ相指示電圧ＶＵ＊、Ｖ相指示電圧ＶＶ＊およびＷ相指示電圧ＶＷ＊にそれぞれ対応するデューティのＵ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号およびＷ相ＰＷＭ制御信号を生成し、駆動回路１２に供給する。
駆動回路１２は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相に対応した三相インバータ回路からなる。このインバータ回路を構成するパワー素子がＰＷＭ制御部３５から与えられるＰＷＭ制御信号によって制御されることにより、三相指示電圧ＶＵＶＷ＊に相当する電圧がモータ３の各相のステータ巻線５１，５２、５３に印加されることになる。
【００３９】
電流偏差演算部３２およびＰＩ制御部３３は、電流フィードバック制御手段を構成している。この電流フィードバック制御手段の働きによって、モータ３に流れるモータ電流が、指示電流値生成部３１によって設定される二相指示電流値Ｉγδ＊に近づくように制御される。
偏角演算部２８は、二相指示電流値Ｉγδ＊の電流ベクトル（以下、「指示電流ベクトル」という。）Ｉ＊と二相検出電流値Ｉγδの電流ベクトル（以下、「実電流ベクトル」という。）Ｉとの偏角θerrを演算する。図６に示すように、指示電流ベクトルＩ＊とは、γδ座標平面において、γ軸指示電流値Ｉγ＊をγ軸成分とし、δ軸指示電流値Ｉδ＊をδ軸成分として表されるベクトルをいう。同様に、実電流ベクトルＩとは、γδ座標平面において、γ軸検出電流値Ｉγをγ軸成分とし、δ軸検出電流値Ｉδをδ軸成分として表されるベクトルをいう。
【００４０】
この実施形態では、γ軸指示電流値Ｉγ＊が有意値であり、δ軸指示電流値Ｉδ＊が零とされるので、図６に示すように、指示電流ベクトルＩ＊はγ軸方向に平行である。したがって、実電流ベクトルＩがγ軸に対してなす角が偏角θerrであり、この偏角θerrは次式(6)で与えられることになる。
θerr＝Ｔａｎ−１（Ｉδ／Ｉγ）      ……(6)
一般には、指示電流ベクトルＩ＊がγ軸に対してなす角θ＊と、実電流ベクトルＩがγ軸に対してなす角θとを用いて、次式(7)によって偏角θerrを求めることができる。δ軸指示電流値Ｉδ＊を有意値とするときには、この式(7)を用いればよい。
【００４１】
θerr＝θ−θ＊
＝Ｔａｎ−１（Ｉδ／Ｉγ）−Ｔａｎ−１（Ｉδ＊／Ｉγ＊）  ……(7)
正常な制御状態では、δ軸指示電流値Ｉδ＊が零であるため、それに応じてδ軸検出電流値Ｉδは零付近の値をとる。したがって、偏角θerrの絶対値は小さな値に保持される。これに対して、操舵速度が変化したり、路面からの大きな逆入力等のために大きな負荷がモータ３に加わったり、モータ印加電圧が変動したりすると、電流の制御性が悪くなり、δ軸検出電流値Ｉδが比較的大きな値をとる。これにより、偏角θerrの絶対値が大きな値となる。このとき、制御上の負荷角θＬ（狙いのアシストトルクに相当する値）と実際の負荷角θＬ＋θerrとの間に大きな誤差が生じており、制御異常となるおそれがある。
【００４２】
そこで、この実施形態では、制御角演算部２６によって演算された制御角θＣが、制御角補正部２７によって補正される。より具体的には、制御角補正部２７は、偏角θerrに応じて制御角θＣを補正する。さらに詳細に説明すると、制御角補正部２７は、次式(8)で与えられる補正値Ｃを制御角θＣに加算して、補正後の制御角θＣ（＝補正前の制御角θＣ＋Ｃ）を求める。ただし、Ｋは予め定めるゲインであり、０＜Ｋ≦１である。
【００４３】
Ｃ＝Ｋ×θerr        ……(8)
したがって、今演算周期における補正後の制御角θＣ(n)は、次式(9)で与えられることになる。この補正後の制御角θＣ(n)を用いて、座標変換部３４，３６における座標変換演算が実行される。
θＣ(n)＝θＣ(n-1)＋α＋Ｃ
＝θＣ(n-1)＋α＋Ｋ・θerr          ……(9)
補正前の制御角θＣに従うγ軸は指示電流ベクトルＩ＊に平行であるが、たとえば、ゲインＫ＝１のとき、補正後の制御角θＣに従うγ軸は実電流ベクトルＩに平行となる。ゲインＫが０よりも大きく１未満の値であれば、補正後の制御角θＣに従うγ軸は実電流ベクトルＩに近づくことになる。
【００４４】
制御角θＣを補正する前の状態では、制御上の負荷角θＬ＝θＣ−θＭ（指示電流ベクトルＩ＊とｄ軸のなす角）であるのに対して、実際上の負荷角はθＣ−θＭ＋θerr（実電流ベクトルＩとｄ軸のなす角）となっていて、両者は一致していない。したがって、Ｉｑ＝Ｉγ＊・sin(θＣ−θＭ)で表されるｑ軸電流を流すべきところ、実際には、Ｉｑ＝｛√（Ｉγ２＋Ｉδ２）｝・sin(θＣ−θＭ＋θerr)で表されるｑ軸電流が流れることになり、適切なモータトルクを発生させることができない。しかも、次演算周期においては、実電流ベクトルＩに対応した検出操舵トルクＴの応答が得られるから、この検出操舵トルクＴに基づいてトルク偏差ΔＴが求められる。このようなトルク偏差ΔＴに基づいてＰＩ制御部２３で加算角αが求められる。しかし、このような加算角αを指示電流値ベクトルＩ＊の方向に対応した制御角θＣの前回値に加算しても、今演算周期において適正な制御角θＣ（今回値）を得ることができない。
【００４５】
これに対して、前記式(9)に従って制御角θＣを補正すると、制御上の負荷角と実際上の負荷角との差（偏角θerrに等しい）を小さく（好ましくは零に）することができる。式(9)から理解されるとおり、補正後の制御角θＣは、制御角θＣの前回値θＣ(n-1)を偏角θerrに応じて補正し、さらに加算角αを加算した値となっている。したがって、前演算周期における実電流ベクトルＩの方向にγ軸を整合させ、さらに、検出操舵トルクＴの応答に応じた加算角αが足し込まれることによって、今演算周期の制御角θＣが求まることになる。これにより、偏角θerrの影響を抑制または排除して、モータ制御の安定化を図ることができる。その結果、振動や異音を抑制できるので、操舵フィーリングを向上することができる。
【００４６】
図３は、前記電動パワーステアリング装置の制御ブロック図である。ただし、説明を簡単にするために、加算角リミッタ２４および制御角補正部２７の機能は省略してある。
指示操舵トルクＴ＊と検出操舵トルクＴとの偏差（トルク偏差）ΔＴに対するＰＩ制御（ＫＰは比例係数、ＫＩは積分係数、１／ｓは積分演算子である。）によって、加算角αが生成される。この加算角αが制御角θＣの前回値θＣ(n-1)に対して加算されることによって、制御角θＣの今回値θＣ(n)＝θＣ(n-1)＋αが求められる。このとき、制御角θＣとロータ５０の実際のロータ角θＭとの偏差が負荷角θＬ＝θＣ−θＭとなる。
【００４７】
したがって、制御角θＣに従うγδ座標系（仮想回転座標系）のγ軸（仮想軸）にγ軸指示電流値Ｉγ＊に従ってγ軸電流Ｉγが供給されると、ｑ軸電流Ｉｑ＝ＩγsinθＬとなる。このｑ軸電流Ｉｑがロータ５０の発生トルクに寄与する。すなわち、モータ３のトルク定数ＫＴをｑ軸電流Ｉｑ（＝ＩγsinθＬ）に乗じた値が、アシストトルクＴＡ（＝ＫＴ・ＩγsinθＬ）として、減速機構７を介して、舵取り機構２に伝達される。このアシストトルクＴＡを舵取り機構２からの負荷トルクＴＬから減じた値が、運転者がステアリングホイール１０に与えるべき操舵トルクＴである。この操舵トルクＴがフィードバックされることによって、この操舵トルクＴを指示操舵トルクＴ＊に導くように系が動作する。つまり、検出操舵トルクＴを指示操舵トルクＴ＊に一致させるべく、加算角αが求められ、それに応じて制御角θＣが制御される。
【００４８】
このように制御上の仮想軸であるγ軸に電流を流す一方で、指示操舵トルクＴ＊と検出操舵トルクＴとの偏差ΔＴに応じて求められる加算角αで制御角θＣを更新していくことにより、負荷角θＬが変化し、この負荷角θＬに応じたトルクがモータ３から発生するようになっている。これにより、操舵角および車速に基づいて設定される指示操舵トルクＴ＊に応じたトルクをモータ３から発生させることができるので、操舵角および車速に対応した適切な操舵補助力を舵取り機構２に与えることができる。すなわち、操舵角の絶対値が大きいほど操舵トルクが大きく、かつ、車速が大きいほど操舵トルクが小さくなるように、操舵補助制御が実行される。
【００４９】
このようにして、回転角センサを用いることなくモータ３を適切に制御して、適切な操舵補助を行うことができる電動パワーステアリング装置を実現できる。これにより、構成を簡単にすることができ、コストの削減を図ることができる。
図７は、加算角リミッタ２４の働きを説明するためのフローチャートである。加算角リミッタ２４は、ＰＩ制御部２３によって求められた加算角αを上限値ＵＬと比較し（ステップＳ１）、加算角αが上限値ＵＬを超えている場合（ステップＳ１：ＹＥＳ）には、上限値ＵＬを加算角αに代入する（ステップＳ２）。したがって、制御角θＣに対して上限値ＵＬ（＝＋ωmax）が加算されることになる。
【００５０】
ＰＩ制御部２３によって求められた加算角αが上限値ＵＬ以下であれば（ステップＳ１：ＮＯ）、加算角リミッタ２４は、さらに、その加算角αを下限値ＬＬと比較する（ステップＳ３）。そして、その加算角αが下限値未満であれば（ステップＳ３：ＹＥＳ）、下限値ＬＬを加算角αに代入する（ステップＳ４）。したがって、制御角θＣに対して下限値ＬＬ（＝−ωmax）が加算されることになる。
【００５１】
ＰＩ制御部２３によって求められた加算角αが下限値ＬＬ以上上限値ＵＬ以下（ステップＳ３：ＮＯ）であれば、その加算角αがそのまま制御角θＣへの加算のために用いられる。
このようにして、加算角αを上限値ＵＬと下限値ＬＬとの間に制限（換言すれば、加算角αの絶対値を制限値ωmax以下に制限）することができるので、制御の安定化を図ることができる。より具体的には、電流不足時や制御開始時に制御不安定状態（アシスト力が不安定な状態）が発生しても、この状態から安定な制御状態への遷移を促すことができる。
【００５２】
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明はさらに他の形態で実施することもできる。たとえば、前述の実施形態では、加算角演算部２６によって演算された今演算周期の制御角θＣ(n)に補正値Ｃ（＝Ｋ・θerr）を加算して補正後の制御角θＣ(n)を求める構成としているが、別の構成で前記式(9)に従う演算を実現することもできる。すなわち、補正値Ｃを加算角リミッタ２４から生成される加算角αに加算する構成としてもよい。また、補正値Ｃを前演算周期の制御角θＣ(n-1)に加算し、その加算結果に加算角αを加算する構成としてもよい。
【００５３】
また、前述の実施形態では、回転角センサを備えずに、専らセンサレス制御によってモータ３を駆動する構成について説明したが、レゾルバ等の回転角センサを備え、この回転角センサの故障時に前述のようなセンサレス制御を行う構成としてもよい。これにより、回転角センサの故障時にもモータ３の駆動を継続できるから、操舵補助を継続できる。
この場合、回転角センサを用いるときには、指示電流値生成部３１において、操舵トルクおよび車速に応じて、所定のアシスト特性に従ってδ軸指示電流値Ｉδ＊を発生させるようにすればよい。
【００５４】
さらに、前述の実施形態では、電動パワーステアリング装置にこの発明が適用された例について説明したが、この発明は、電動ポンプ式油圧パワーステアリング装置のためのモータの制御や、パワーステアリング装置以外にも、ステア・バイ・ワイヤ（ＳＢＷ）システム、可変ギヤレシオ（ＶＧＲ）ステアリングシステムその他の車両用操舵装置に備えられたブラシレスモータの制御のために用いることができる。むろん、車両用操舵装置に限らず、他の用途のモータの制御のためにも本発明のモータ制御装置を適用できる。
【００５５】
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
【符号の説明】
【００５６】
１…トルクセンサ、３…モータ、５…モータ制御装置、１１…マイクロコンピュータ、２６…制御角演算部、５０…ロータ、５１，５２，５２…ステータ巻線、５５…ステータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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