(57)【要約】【課題】インバータのスイッチング素子のオープン故障を検知する。【解決手段】インバータ１０４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電流が入力される故障検知装置３１を設ける。故障検知装置３１は、スイッチング素子からの出力電流の前半周期の振幅ピーク値を検出する手段と、出力電流の前記前半周期に続く後半周期の振幅ピーク値を検出する手段と、前半周期の振幅ピーク値あるいは後半周期の振幅ピーク値が０近傍であり、かつ、前半周期の振幅ピーク値と後半周期の振幅ピーク値との偏差がしきい値を超える場合に、スイッチング素子の故障検知信号を出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
インバータのスイッチング素子の故障を検知する検知装置であって、
前記スイッチング素子からの出力電流の前半周期の振幅ピーク値を検出する手段と、
前記出力電流の前記前半周期に続く後半周期の振幅ピーク値を検出する手段と、
前記前半周期の振幅ピーク値あるいは前記後半周期の振幅ピーク値が０近傍であり、かつ、前記前半周期の振幅ピーク値と前記後半周期の振幅ピーク値との偏差がしきい値を超える場合に、前記スイッチング素子の故障検知信号を出力する手段と、
を有することを特徴とするインバータの故障検知装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
前記出力する手段は、前記前半周期の振幅ピーク値あるいは前記後半周期の振幅ピーク値が０近傍であり、かつ、前記前半周期の振幅ピーク値と前記後半周期の振幅ピーク値との偏差がしきい値を超える時間がしきい時間を超える場合に、前記スイッチング素子の故障検知信号を出力することを特徴とするインバータの故障検知装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はインバータの故障検知装置に関し、特にインバータのスイッチング素子の故障を検知する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、インバータのスイッチング素子の故障を検知する技術が提案されている。例えば、特許文献１には、インバータのスイッチング素子のゲートドライブ回路に入力されるゲートパルス信号と、そのスイッチング素子と同相のインバータ出力電流の指令値の極性を示す極性信号との論理積を用いてスイッチング素子のオープン故障を検知することが記載されている。
【０００３】
図６に、この従来技術における故障検知装置を備えたインバータの全体構成図を示す。
【０００４】
モータＭの速度は、速度センサ１３と速度演算回路１４により検出される。モータの目標速度ω＊は、外部から減算器１５に与えられ、ここで検出速度ωとの偏差Δωが求められる。求められた偏差Δωは、偏差速度制御回路（ＡＳＲ）１６に入力され、ＡＳＲ１６は、偏差速度Δωを低減するように、モータ電流のトルク電流成分の目標値Ｉｔ＊を生成する。生成された目標値Ｉｔ＊は減算器１７に入力され、トルク電流成分の検出値Ｉｔとの偏差ΔＩｔが求められる。このトルク電流成分の偏差ΔＩｔは、トルク電流制御回路（ＡＣＲ−ｑ）１８に入力され、ＡＳＲ−ｑ１８は、偏差ΔＩｔを低減するように、ｑ軸電圧成分の目標値Ｖｑ＊を生成して３／２相変換回路２１に出力する。モータ電流は電流検出器１９により検出され、２／３相変換回路２０において３相から励磁電流成分とトルク電流成分に対応したｄ／ｑ軸の２相成分Ｉｍ，Ｉｔに変換される。
【０００５】
モータＭの励磁電流成分の目標値Ｉｍ＊は、励磁電流設定器２２から与えられる。減算器２３は、励磁電流成分の目標値Ｉｍ＊と検出値Ｉｍの偏差ΔＩｍを求める。励磁電流制御回路（ＡＣＲ−ｄ）２４は、減算器２３から偏差ΔＩｍを取り込み、その偏差ΔＩｍを低減するようにｄ軸電圧成分の目標値Ｖｄ＊を生成して３／２相変換回路２１に出力する。
【０００６】
３／２相変換回路２１は、生成された２つの電圧成分の目標値Ｖｑ＊，Ｖｄ＊を取り込み、３相（ｕ，ｖ，ｗ）の電圧目標値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換して加算器２５（ａ，ｂ，ｃ）に出力する。この加算器２５（ａ，ｂ，ｃ）のそれぞれの他の入力端子に、電圧歪補正回路２６から電圧歪補償信号Ｆｕ，Ｆｖ，Ｆｗが入力される。位相差検出回路２７は、２／３相変換回路２０等の相変換及び電圧歪補正回路２６に必要なモータＭの回転位相θを検出する回路である。
【０００７】
ＰＷＭパルス発生装置１２は、補正された電圧目標値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを取り込み、ＰＷＭの搬送波により変調してインバータ回路１１の各アームのスイッチング素子のゲートパルス信号ＧＰ（ｕ，ｖ，ｗ）、ＧＮ（ｕ，ｖ，ｗ）を生成してインバータ回路１１に出力する。ゲートパルス信号ＧＰ，ＧＮはそれぞれドライバ回路で増幅され、インバータ回路１１の正アームと負アームのスイッチング素子のゲートに印加される。なお、スイッチング素子がオフの期間は、スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続された環流ダイオードを介して電流が環流する。
【０００８】
故障予知装置３０は、ゲートパルス信号Ｇｐｕと、スイッチング素子と同相のインバータ出力電流の指令値の極性を表す極性信号Ｆｕとの論理積を演算する。また、スイッチング素子に対応するインバータ出力電流の検出電流の極性信号に対応する極性の電流を一定のしきい値で波形整形して得られる電流信号と論理積とを比較する。比較の結果、一定の範囲を超えて不一致のときにインバータの故障予知信号を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平７−１６３１５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上記従来技術では、論理積の信号をゲートパルス信号の正又は負極性毎の正常信号に相当し、波形整形して得られる信号を正常信号に対応するフィードバック信号に相当するものとして故障を検知している。
【００１１】
しかしながら、スイッチング素子と同相のインバータ出力電流は、たとえ正常であったとしても、上アーム（正アーム）のスイッチング素子と下アーム（負アーム）のスイッチング素子のアンバランスや、電流検出器のオフセット誤差のバラツキなどに起因して、１周期のうちの前半周期における振幅と、後半周期における振幅とに偏差が生じてしまうことがある。この場合、波形整形して得られる信号が変化するため、論理積信号と波形整形信号との間に不一致が生じ、たとえスイッチング素子が正常であったとしても、故障予知信号を誤って出力してしまう問題がある。
【００１２】
本発明は、インバータのスイッチング素子の故障をより確実に検知することができる装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明は、インバータのスイッチング素子の故障を検知する検知装置であって、前記スイッチング素子からの出力電流の前半周期の振幅ピーク値を検出する手段と、前記出力電流の前記前半周期に続く後半周期の振幅ピーク値を検出する手段と、前記前半周期の振幅ピーク値あるいは前記後半周期の振幅ピーク値が０近傍であり、かつ、前記前半周期の振幅ピーク値と前記後半周期の振幅ピーク値との偏差がしきい値を超える場合に、前記スイッチング素子の故障検知信号を出力する手段とを有することを特徴とする。
【００１４】
本発明の１つの実施形態では、前記出力する手段は、前記前半周期の振幅ピーク値あるいは前記後半周期の振幅ピーク値が０近傍であり、かつ、前記前半周期の振幅ピーク値と前記後半周期の振幅ピーク値との偏差がしきい値を超える時間がしきい時間を超える場合に、前記スイッチング素子の故障検知信号を出力する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、インバータのスイッチング素子の故障をより確実に検知することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施形態の構成ブロック図である。
【図２】実施形態の故障検知装置の基本構成ブロック図である
【図３】実施形態の故障検知装置の構成ブロック図である。
【図４】実施形態のタイミングチャートである。
【図５】実施形態の処理フローチャートである。
【図６】従来技術の構成ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００１８】
図１に、本実施形態における故障検知装置を備えるインバータ装置の全体構成ブロック図を示す。このインバータ装置は、電源回路やインバータ主回路、インバータ主回路で駆動されるモータジェネレータを備え、例えば電気自動車やハイブリッド車両に搭載される。以下では、ハイブリッド車両に搭載される場合を例として説明する。
【００１９】
モータジェネレータＭＧは、図示しない駆動輪と連結され、駆動輪を駆動するモータとして組み込まれる。モータジェネレータＭＧは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相コイルをステータコイルとして含む。３相コイルを形成する各相コイルの一端は、互いに接続されて中性点を形成する。また、各相コイルの他端は、インバータ１０４の各相アームのスイッチングトランジスタの接続点にそれぞれ接続される。
【００２０】
電源としてのバッテリ１００の正極は、電源ライン（正側）に接続され、バッテリ１００の負極は接地ライン（負側）に接続される。コンデンサＣ１は、電源ラインと接地ラインとの間に接続される。バッテリ１００は、充放電可能な直流電源であり、例えばニッケル水素電池やリチウムイオン電池からなる。バッテリ１００は、直流電力を昇圧コンバータ１０２に出力する。また、バッテリ１００は、車両の回生制動時に昇圧コンバータ１０２により充電される。バッテリ１００に代えて、大容量キャパシタや燃料電池を用いてもよい。
【００２１】
昇圧コンバータ１０２は、リアクトルＬと、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含んで構成される。スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２は、電源ラインと接地ラインの間に互いに直列に接続される。各スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列接続される。リアクトルＬの一端は、スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の接続点に接続され、他端は電源ラインに接続される。スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２は、ｎｐｎ型トランジスタやＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴ等を用いることができる。コンデンサＣ２は、電源ラインと接地ラインとの間に接続される。コンデンサＣ２は、電源ラインと接地ラインとの間の電圧変動を平滑化する。
【００２２】
昇圧コンバータ１０２は、図示しない制御装置からの信号に基づいて、バッテリ１００からの直流電圧をリアクトルＬを用いて昇圧し、昇圧電圧を電源ラインに出力する。すなわち、昇圧コンバータ１０２は、スイッチングトランジスタＱ２のスイッチング動作に応じて流れる電流をリアクトルＬに磁場エネルギとして蓄積することにより直流電圧を昇圧し、スイッチングトランジスタＱ２がオフされたタイミングでダイオードＤ１を介して電源ラインに出力する。
【００２３】
インバータ１０４は、Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームを含む。Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームは、電源ラインと接地ラインとの間に互いに並列に接続される。Ｕ相アームは、互いに直列に接続されたスイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２を含み、Ｖ相アームは、互いに直列に接続されたスイッチングトランジスタＱ１３，Ｑ１４を含み、Ｗ相アームは、互いに直列に接続されたスイッチングトランジスタＱ１５，Ｑ１６を含む。各スイッチングトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６には、それぞれダイオードが逆並列接続される。
【００２４】
インバータ１０４は、図示しない制御装置からのＰＷＭ信号に基づいて、電源ラインから供給される直流電圧を３相交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧに出力する。また、インバータ１０４は、車両の回生制動時において、駆動輪からの回転力を受けてモータジェネレータＭＧが発電した３相交流電圧を直流電圧に変換して電源ラインに出力する。
【００２５】
故障検知装置３１は、インバータ１０４のＵ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームの少なくともいずれかから出力されるインバータ出力電流に基づき、インバータ１０４のスイッチングトランジスタＱ１１〜Ｑ１６の少なくともいずれかのオープン故障を検知する。故障検知装置３１は、スイッチングトランジスタＱ１１〜Ｇ１６の少なくともいずれかの故障を検知すると、検知信号を制御装置に出力する。
【００２６】
本実施形態では、Ｕ相アームのスイッチングトランジスタＱ１１のオープン故障を検知する場合を例にとり説明する。この場合、電流検出器１９によりＵ相のインバータ出力電流が検出され、故障検知装置３１に供給される。
【００２７】
故障検知装置３１は、Ｕ相のインバータ出力電流に基づいてインバータ１０４のＵ相スイッチング素子のオープン故障を検知して検知信号を図示しない制御装置に出力する。
【００２８】
図２に、故障検知装置３１の基本構成ブロック図を示す。故障検知装置３１は、Ｕ相のインバータ出力電流の１周期のうちの前半周期の振幅ピーク値Ｐ１を保持する第１ピークホールド回路３１ａと、１周期のうちのそれに続く後半周期の振幅ピーク値Ｐ２を保持する第２ピークホールド回路３１ｂと、前半周期の振幅ピーク値Ｐ１あるいは後半周期の振幅ピーク値Ｐ２が０近傍であり、かつ、前半周期の振幅ピーク値Ｐ１と後半周期の振幅ピーク値Ｐ２との偏差がしきい値を超える場合に、一定条件下においてスイッチング素子の故障検知信号を出力する出力回路３１ｚを有する。検知信号は、例えば正常時は論理レベルが０（Ｌｏｗ）であり、一定条件が満たされた場合に論理レベルが１（Ｈｉ）となる２値信号として出力される。要するに、出力回路３１ｚは、
（１）ピーク値Ｐ１とピーク値Ｐ２の偏差を演算する機能
（２）ピーク値Ｐ１あるいはピーク値Ｐ２のいずれかが０近傍であるかを判定する機能
（３）偏差がしきい値を超え、かつ、ピーク値Ｐ１あるいはピーク値Ｐ２のいずれかが０近傍であるとの条件を満足するか否かを判定する機能
（４）（３）の条件が、さらに一定条件を満たすか否かを判定する機能
を有する。もちろん、これらの機能は複数の回路要素でそれぞれ構成してもよく、いくつかの回路要素が重複して実現してもよい。
【００２９】
ここで、ピーク値Ｐ１あるいはピーク値Ｐ２のいずれかが０近傍であるとは、ピーク値Ｐ１あるいはピーク値Ｐ２の絶対値が、０に対して設定される所定の許容範囲ε内にあることを意味し、必ずしも厳密に０であることを要する趣旨ではない。
【００３０】
また、出力回路３１ｚにおいて、一定条件下において検知信号を出力するのは、何らかのノイズの影響により偶発的に上記（３）の条件が満足されたときに、誤って検知信号を出力しないためである。すなわち、一定条件とは、確かにオープン故障が発生したことを確定するための条件であるといえる。本実施形態では、例えば一定条件を一定時間とし、上記（３）の条件を満足する時間が一定時間持続した場合に、検知信号を出力することで信頼性を確保する。検知信号を受信した制御装置では、警報を出力する、あるいはインバータの動作を停止する等の予め定められた異常処理を実行する。
【００３１】
図３に、故障検知装置３１の具体的な構成例を示す。Ｕ相のインバータ出力電流の１周期のうちの前半周期の振幅ピーク値Ｐ１を保持する第１ピークホールド回路３１ａと、１周期のうちの後半周期の振幅ピーク値Ｐ２を保持する第２ピークホールド回路３１ｂと、前半周期の振幅ピーク値Ｐ１と後半周期の振幅ピーク値Ｐ２の偏差ΔＰを演算する減算器３１ｃと、偏差ΔＰを所定のしきい値と比較する比較器３１ｄと、前半周期の振幅ピーク値あるいは後半周期の振幅ピーク値が０近傍であるか否かを判定する第１判定回路３１ｅと、前半周期の振幅ピーク値あるいは後半周期の振幅ピーク値が０近傍であり、かつ、偏差ΔＰが所定のしきい値を超えた時間をカウントするカウンタ３１ｆと、カウンタ３１ｆのカウント値が所定のしきい値を超えた場合に故障の検知信号を出力する第２判定回路３１ｇを含む。以下、Ｕ相アームのスイッチングトランジスタＱ１１（Ｕ相上アームのスイッチングトランジスタ）のオープン故障を検知する場合について説明する。
【００３２】
図４に、図３各部のタイミングチャートを示す。図４（ａ）は、Ｕ相のインバータ出力電流の波形である。スイッチングトランジスタＱ１１及びＱ１２が正常に動作している場合、出力電流の前半周期の振幅ピークと後半周期の振幅ピークはほぼ等しいが、あるタイミングでスイッチングトランジスタＱ１１にオープン故障が生じると、前半周期の振幅ピークがほぼ０となる。
【００３３】
図４（ｂ）は、第１ピークホールド回路３１ａの出力波形である。第１ピークホールド回路３１ａは、インバータ出力電流の前半周期の振幅ピークを保持して出力する。スイッチングトランジスタＱ１１のオープン故障が発生するまでは振幅ピーク値は一定の値であるが、オープン故障が発生するとそのタイミング以後はピークホールド値はほぼ０となる。
【００３４】
図４（ｃ）は、減算器３１ｃの出力波形である。減算器３１ｃは、第１ピークホールド回路３１ａの出力Ｐ１と、第２ピークホールド回路３１ｂの出力Ｐ２との偏差ΔＰを演算する。比較器３１ｄは、この偏差ΔＰとしきい値とを比較し、偏差ΔＰがしきい値を超えた場合にその旨の信号を出力する。図４（ｃ）には、比較器３１ｄで比較する場合のしきい値のレベルを一点鎖線で示す。前半周期の振幅ピークが確定し、後半周期の振幅周期が確定したタイミング、具体的にはスイッチングトランジスタＱ１１にオープン故障が生じた周期の次の周期において偏差ΔＰが０から立ち上がり、しきい値を超えるようになる。
【００３５】
図４（ｄ）は、第２判定回路３１ｇの出力波形である。カウンタ３１ｆは、前半周期の振幅ピークが０近傍であり、かつ、偏差ΔＰがしきい値を超えた時間をカウントする。この時間は、異常確定時間として機能するものであって、ノイズを除去し、故障検知の信頼性を向上させるためのものである。そして、第２判定回路３１ｇは、カウンタ３１ｆでのカウント時間がしきい時間以上である場合に検知信号を出力する。
【００３６】
なお、図３の構成では、インバータ出力電流の前半周期の振幅ピーク値Ｐ１と後半周期の振幅ピーク値Ｐ２の偏差ΔＰを減算器３１ｃで常に演算する構成であるが、前半周期の振幅ピーク値あるいは後半周期の振幅ピーク値が０近傍であると判定された場合にのみ、減算器３１ｃで偏差ΔＰを演算してもよい。
【００３７】
図５に、本実施形態における故障検知の処理フローチャートを示す。インバータ１０４の動作が開始すると、Ｕ相のインバータ出力電流を検出し、インバータ出力電流の前半周期の振幅ピーク値（ＭＡＸ）を保持する（Ｓ１０１）。次に、インバータ出力電流の後半周期の振幅ピーク値（ＭＩＮ）を保持する（Ｓ１０２）。
【００３８】
インバータ出力電流の１周期が終了したか否かを判定し（Ｓ１０３）、１周期が終了した時点で、前半周期の振幅ピーク値あるいは後半周期の振幅ピーク値が０近傍であるか否かを判定する（Ｓ１０４）。そして、前半周期の振幅ピーク値あるいは後半周期の振幅ピーク値が０近傍と判定された場合、前半周期の振幅ピーク値と後半周期の振幅ピーク値との偏差ΔＰを演算する（Ｓ１０５）。
【００３９】
偏差ΔＰを演算した後、この偏差ΔＰを所定のしきい値と大小比較し、しきい値を超えているか否かを判定する（Ｓ１０６）。偏差ΔＰがしきい値を超えている場合、時間カウンタを順次加算していく（Ｓ１０７）。そして、時間カウンタの値（異常カウント値）が所定の異常確定時間以上となった場合に（Ｓ１０８でＹＥＳ）、オープン故障が生じたと確定して検知信号を出力する。
【００４０】
このように、本実施形態では、単に前半周期の振幅ピーク値と、後半周期の振幅ピーク値との偏差（あるいは差分）に基づいてスイッチング素子の故障を検知するのではなく、さらに前半周期の振幅ピーク値そのもの、あるいは後半周期の振幅ピーク値そのものが０近傍であるか否かを判定し、前半周期の振幅ピーク値あるいは後半周期の振幅ピーク値が０近傍であって、しかも偏差がしきい値を超えるか否かという加重の条件により故障か否かを判定することで、たとえ正常時であっても生じ得る、インバータ１０４の上下アームのスイッチング素子のアンバランスという事態が生じてもこれを誤検知することがない。
【００４１】
また、本実施形態では、スイッチング素子のオープン故障を確実に検知できるので、半波電流によるパワー変動に伴うバッテリ１００の劣化、つまり２次故障（インバータ１０４以外の部品の故障）を未然に抑制することができる。
【００４２】
なお、本実施形態では、Ｕ相のスイッチングトランジスタのオープン故障を検知する場合を例示したが、同様にＶ相のインバータ出力電流を検出してＶ相のスイッチングトランジスタのオープン故障を検知し、あるいはＷ相のインバータ出力電流を検出してＷ相のスイッチングトランジスタのオープン故障を検知することができる。
【００４３】
また、本実施形態では、故障検知装置３１の具体的構成として図３に示すような構成を示したが、図３の構成はあくまで例示にすぎず、当業者であれば、図２に示す基本構成の下に異なる種々の構成を想到することが可能であり、これらの構成は全て本発明の技術的思想に包含されるものである。
【符号の説明】
【００４４】
３１  故障検知装置、１００  バッテリ、１０２  昇圧コンバータ、１０４  インバータ、Ｑ１１〜Ｑ１６  スイッチングトランジスタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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