(57)【要約】【課題】  マルチパス歪みを有効に除去しつつ、パイロット強調歪みの発生に伴う音切れを有効に防止する。【解決手段】  ＲＦ処理ユニットにより抽出され、ＡＧＣ部１３１により振幅調整された信号Ｘ0（Ｔ）から、デジタルフィルタ部１３２により信号Ｙ0（Ｔ）が抽出される。この信号Ｙ0（Ｔ）からパイロット成分が除去された信号Ｙ’（Ｔ）が、パイロット除去部１３３により生成される。一方、誤差算出部２４２が、信号Ｙ0（Ｔ）の包絡線検波結果ＹENV（Ｔ）と基準値との誤差ＥＲＲ（Ｔ）を算出する。そして、係数更新部２４４が、信号Ｘ0（Ｔ）、信号Ｙ’（Ｔ）、誤差ＥＲＲ（Ｔ）に基づいて、デジタルフィルタ部１３２のフィルタ特性を予測演算し、その予測演算の結果に基づいて、デジタルフィルタ部１３２の各タップ係数を更新する。【選択図】  図７
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段と；
前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去手段と；
前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御する制御手段と；
を備えることを特徴とするフィルタ装置。
【請求項２】
前記フィルタリング手段は、デジタルフィルタを備え、
前記制御手段は、
前記デジタルフィルタからの出力信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出手段と；
前記算出された誤差と前記パイロット除去信号とを受け、前記誤差において前記パイロット除去信号に対応する部分が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段と；を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
【請求項３】
前記フィルタリング手段は、デジタルフィルタを備え、
前記制御手段は、
前記パイロット除去信号の振幅値と基準値との誤差を算出する誤差算出手段と；
前記算出された誤差と前記パイロット除去信号とを受け、前記誤差が最小となる前記デジタルフィルタのフィルタ特性を予測演算し、前記予測演算の結果に基づいて、前記デジタルフィルタの各タップ係数を更新する係数更新手段と；を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のフィルタ装置と；
受信信号から、ＦＭ信号を含む指定物理チャンネルの周波数帯の信号の周波数変換を行って、前記フィルタ装置に入力させるチューナ手段と；
を備えることを特徴とする受信装置。
【請求項５】
前記抽出された信号は、前記ＦＭ信号のベースバンド信号である、ことを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
【請求項６】
移動体に搭載される、ことを特徴とする請求項４又は５に記載の受信装置。
【請求項７】
ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段を備えるフィルタ装置において使用される信号処理方法であって、
前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去工程と；
前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御しつつ、前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング工程と；
を備えることを特徴とする信号処理方法。
【請求項８】
請求項７に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラム。
【請求項９】
請求項８に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フィルタ装置、受信装置、信号処理方法、信号処理プログラム、及び、当該信号処理プログラムが記録された記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、音声の放送方式としてＦＭ（Frequency Modulation）方式が多く採用されている。こうしたＦＭ方式の放送では、受信波のマルチパス歪みによる受信障害が重要な問題である。このマルチパス歪みは、周囲における建物による反射等による電波の多重伝搬によって、位相及び電界強度が異なる到来電波が相互に干渉しあうマルチパス現象に伴って発生する。
【０００３】
こうしたマルチパス現象が発生すると、本来は振幅が一定であるはずのＦＭ信号の振幅が変動してしまい、再生音声の音質を劣化させる一因となる。特に、受信装置が車両等の移動体に搭載される場合には、移動体の移動とともに、受信状態が変化するので、激しい振幅変動を伴うマルチパス歪みが生じる場合がある。
【０００４】
このため、マルチパス歪みを除去するために様々な技術が提案されている。こうした技術の中で、ＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）と呼ばれるアルゴリズムを利用して適応制御を行うことで、マルチパス歪みを除去するデジタルフィルタを実現する技術が注目されている（特許文献１〜３参照：以下、「従来例１〜３」と呼ぶ）。これらの従来例１〜３の技術では、車両等の移動による受信状態の変化に対応するため、適応制御を適正に行うことができる技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−６４６１６号公報
【特許文献２】特開２００５−６４６１８号公報
【特許文献３】特開２００５−１６７７１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述した従来例１〜３のＣＭＡを用いる技術では、本来は振幅が一定であるはずのＦＭ信号の特性に着目して、マルチパス歪みを除去する。すなわち、従来例１〜３のＣＭＡを用いる技術では、デジタルフィルタの通過信号の包絡線と基準値との誤差が最小となるように、デジタルフィルタのタップ係数を更新し、収束させることで、マルチパス歪みを除去するようになっている。
【０００７】
ところで、マルチパス歪みの態様は様々である。こうしたマルチパス歪みの態様として、ＦＭ信号におけるパイロット信号に対応する周波数成分が強調され、それ以外の周波数成分が低減してしまう態様（以下、「パイロット強調歪み」と呼ぶ）も存在する。
【０００８】
かかるパイロット強調歪みが発生すると、ＣＭＡを利用する適応フィルタでは、パイロット信号に対応する周波数成分を一定とし、その他の周波数成分をキャンセルするようにタップ係数が収束することになる。そして、こうした収束が一度なされると、その後にパイロット強調歪みが解消した後も、しばらくは、パイロット信号の重点的な抽出が継続することになる。
【０００９】
したがって、パイロット強調歪みが発生していないにもかかわらず、適応フィルタの通過信号の検波結果の主な成分が直流成分である状態が、しばらくの間継続することになる。この結果、パイロット強調歪みが解消した後も、しばらくの間、聴取者は音切れを感じることになる。
【００１０】
このため、マルチパス歪みを有効に除去できるとともに、パイロット強調歪みの発生後における音切れを防止することができる技術が望まれている。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。
【００１１】
本発明は、上記の事情を鑑みてなされたものであり、マルチパス歪みを有効に除去しつつ、パイロット強調歪みの発生に伴う音切れを有効に防止することができるフィルタ装置、受信装置及び信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
請求項１に記載の発明は、ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段と；前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去手段と；前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御する制御手段と；を備えることを特徴とするフィルタ装置である。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、請求項１〜３のいずれか一項に記載のフィルタ装置と；受信信号から、ＦＭ信号を含む指定物理チャンネルの周波数帯の信号の周波数変換を行って、前記フィルタ装置に入力させるチューナ手段と；を備えることを特徴とする受信装置である。
【００１４】
請求項７に記載の発明は、ＦＭ信号を含む入力信号におけるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング手段を備えるフィルタ装置において使用される信号処理方法であって、前記フィルタリング手段を介した信号からパイロット信号成分を除去したパイロット除去信号を生成するパイロット除去工程と；前記パイロット除去信号を参照して、前記フィルタリング手段の前記歪み成分の除去特性を制御しつつ、前記入力信号に含まれるマルチパスによる歪み成分を除去するフィルタリング工程と；を備えることを特徴とする信号処理方法である。
【００１５】
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の信号処理方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする信号処理プログラムである。
【００１６】
請求項９に記載の発明は、請求項８に記載の信号処理プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の一実施形態に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】図１のＲＦ処理ユニットの構成を示すブロック図である。
【図３】図１のフィルタ装置の構成を示すブロック図である。
【図４】図３のデジタルフィルタ部の構成を示すブロック図である。
【図５】図３のパイロット除去部の構成を示すブロック図である。
【図６】図５のパイロット除去部の特性の例を説明するための図である。
【図７】図３のフィルタ特性制御部の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の係数更新部の構成を示すブロック図である。
【図９】図１の再生処理ユニットの構成を示すブロック図である。
【図１０】図１のアナログ処理ユニットの構成を示すブロック図である。
【図１１】フィルタ特性制御部の変形例の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の一実施形態を、図１〜図１０を参照して説明する。なお、本実施形態においては、車両に搭載されたＦＭラジオ受信装置を例示して説明する。また、以下の説明及び図面においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１９】
［構成］
図１には、一実施形態に係る受信装置１００の概略的な構成がブロック図にて示されている。この図１に示されるように、受信装置１００は、アンテナ１１０と、チューナ手段としてのＲＦ処理ユニット１２０とを備えている。また、受信装置１００は、フィルタ装置１３０と、再生処理ユニット１４０と、アナログ処理ユニット１５０とを備えている。さらに、受信装置１００は、スピーカユニット１６０と、操作入力ユニット１７０と、制御ユニット１９０とを備えている。
【００２０】
上記のアンテナ１１０は、放送波を受信する。アンテナ１１０による受信結果は、受信信号ＲＦＳとして、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。
【００２１】
上記のＲＦ処理ユニット１２０は、制御ユニット１９０からの選局指令ＣＳＬに従って、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理を行い、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤを、フィルタ装置１３０へ送る。このＲＦ処理ユニット１２０は、図２に示されるように、入力フィルタ１２１と、高周波増幅器（ＲＦ−ＡＭＰ：Radio Frequency-Amplifier）１２２と、バンドパスフィルタ（以下、「ＲＦフィルタ」とも呼ぶ）１２３とを備えている。また、ＲＦ処理ユニット１２０は、ミキサ（混合器）１２４と、中間周波フィルタ（以下、「ＩＦフィルタ」とも呼ぶ）１２５と、ＡＤ（Analogue to Digital）変換器（ＡＤＣ）１２６とを備えている。さらに、ＲＦ処理ユニット１２０は、局部発振回路（ＯＳＣ）１２７を備えている。
【００２２】
上記の入力フィルタ１２１は、アンテナ１１０からの受信信号ＲＦＳの低周波成分を遮断するハイパスフィルタである。上記の高周波増幅器１２２は、入力フィルタ１２１を通過した信号を増幅する。
【００２３】
上記のＲＦフィルタ１２３は、高周波増幅器１２２から出力された信号のうち、高周波数帯の信号を選択的に通過させる。上記のミキサ１２４は、ＲＦフィルタ１２３を通過した信号と、局部発振回路１２７から供給された局部発振信号ＣＦとを混合する。上記のＩＦフィルタ１２５は、ミキサ１２４から出力された信号のうち、予め定められた中間周波数範囲の信号を選択して通過させる。
【００２４】
上記のＡＤＣ１２６は、ＩＦフィルタ１２５を通過した信号をデジタル信号に変換する。この変換結果は、中間周波信号ＩＦＤとして、フィルタ装置１３０へ向けて出力される。
【００２５】
上記の局部発振回路１２７は、電圧制御等により発振周波数の制御が可能な発振器等を備えて構成される。この局部発振回路１２７は、制御ユニット１９０から供給された選局指令ＣＳＬに従って、選局すべき物理チャンネルに対応する周波数の局部発振信号ＣＦを生成し、ミキサ１２４へ供給する。
【００２６】
図１に戻り、上記のフィルタ装置１３０は、ＲＦ処理ユニット１２０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、フィルタ装置１３０は、いわゆるマルチパスの発生による受信信号の歪みを除去するためのフィルタリング処理を行う。かかる機能を有するフィルタ装置１３０は、図３に示されるように、自動利得制御（ＡＧＣ）部１３１と、フィルタリング手段としてのデジタルフィルタ部１３２とを備えている。また、フィルタ装置１３０は、パイロット除去手段としてのパイロット除去部１３３と、制御手段としてのフィルタ特性制御部１３４とを備えている。
【００２７】
上記のＡＧＣ部１３１は、ＲＦ処理ユニット１２０からの中間周波信号ＩＦＤを受ける。そして、ＡＧＣ部１３１は、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルを検出し、その検出結果に基づいて中間周波信号ＩＦＤを増幅することにより、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、常に安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤを生成する。こうして生成された信号ＧＣＤは、デジタルフィルタ部１３２及びフィルタ特性制御部１３４へ向けて送られる。
【００２８】
上記のデジタルフィルタ部１３２は、本実施形態では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成されている。このデジタルフィルタ部１３２は、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤを受ける。そして、デジタルフィルタ部１３２は、フィルタ特性制御部１３４からの係数指定ＣＥＦに従って、フィルタリング演算を行う。かかる機能を有するデジタルフィルタ部１３２は、図４に示されるように、（Ｍ−１）個の遅延器２３１1〜２３１M-1と、Ｍ個の係数倍器２３２0〜２３２M-1と、加算器２３３とを備えている。
【００２９】
上記の遅延器２３１m（ｍ＝１〜Ｍ−１）のそれぞれは、入力した信号Ｘm-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｘm（Ｔ）として出力する。ここで、信号Ｘ0（Ｔ）が、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤとなっている。この結果、信号Ｘm（Ｔ）と信号Ｘ0（Ｔ）との関係は、次の（１）式で表される。
Ｘm（Ｔ）＝Ｘ0（Ｔ−ｍ・τ）              …（１）
【００３０】
遅延器２３１mにより生成された信号Ｘm（Ｔ）は、係数倍器２３２mへ向けて送られる。なお、係数倍器２３２0へは、信号Ｘ0（Ｔ）が送られるようになっている。
【００３１】
上記の係数倍器２３２m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれは、信号Ｘm（Ｔ）、及び、フィルタ特性制御部１３４からの係数指定ＣＥＦにおけるタップ係数Ｋm（Ｔ）を受ける。そして、係数倍器２３２mは、信号Ｘm（Ｔ）とタップ係数Ｋm（Ｔ）とを乗算する。この乗算の結果は、加算器２３３へ送られる。
【００３２】
上記の加算器２３３は、係数倍器２３２0〜２３２M-1による乗算結果［Ｘ0（Ｔ）・Ｋ0（Ｔ）］〜［ＸM-1（Ｔ）・ＫM-1（Ｔ）］を受ける。そして、加算器２３３は、次の（２）式により、信号Ｙ0（Ｔ）を算出する。
Ｙ0（Ｔ）＝Ｘ0（Ｔ）・Ｋ0（Ｔ）＋…＋ＸM-1（Ｔ）・ＫM-1（Ｔ）      …（２）
【００３３】
こうして算出された信号Ｙ0（Ｔ）が、信号ＦＬＤとして、パイロット除去部１３３、フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる。
【００３４】
なお、本実施形態では、遅延器２３１mのそれぞれは、周期τの不図示の基準クロックに同期して信号Ｘm-1（Ｔ）をサンプリングして、信号Ｘm（Ｔ）として出力する。このため、単位遅延時間τの間、サンプリング結果が遅延器２３１nに保持されて、出力されるようになっている。ここで、単位遅延時間τは、信号Ｘ0（Ｔ）の信号周期の１／４となっている。
【００３５】
図３に戻り、上記のパイロット除去部１３３は、本実施形態では、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタとして構成されている。このパイロット除去部１３３は、デジタルフィルタ部１３２からの信号ＦＬＤを受ける。そして、パイロット除去部１３３は、パイロット成分を除去するフィルタリング演算を行う。かかる機能を有するパイロット除去部１３３は、図５に示されるように、（Ｎ−１）個の遅延器２５１1〜２５１N-1と、Ｎ個の係数倍器２５２0〜２５２N-1と、加算器２５３とを備えている。
【００３６】
上記の遅延器２５１n（ｎ＝１〜Ｎ−１）のそれぞれは、上述した遅延器２３１mと同様に構成され、入力した信号Ｙn-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｙn（Ｔ）として出力する。ここで、信号Ｙ0（Ｔ）が、デジタルフィルタ部１３２からの信号ＦＬＤとなっている。この結果、信号Ｙn（Ｔ）と信号Ｙ0（Ｔ）との関係は、次の（３）式で表される。
Ｙn（Ｔ）＝Ｙ0（Ｔ−ｎ・τ）              …（３）
【００３７】
なお、本実施形態では、遅延器２５１nのそれぞれは、遅延器２３１mの場合と同様に周期τの不図示の基準クロックに同期して信号Ｙn-1（Ｔ）をサンプリングして、信号Ｙn（Ｔ）として出力する。このため、単位遅延時間τの間、サンプリング結果が遅延器２５１nに保持されて、出力されるようになっている。
【００３８】
遅延器２５１nにより生成された信号Ｘn（Ｔ）は、係数倍器２５２nへ向けて送られる。なお、係数倍器２５２0へは、信号Ｙ0（Ｔ）が送られるようになっている。
【００３９】
上記の係数倍器２５２n（ｎ＝０〜Ｎ−１）のそれぞれは、信号Ｙn（Ｔ）を受ける。そして、係数倍器２５２nは、信号Ｙn（Ｔ）と、予め固定的に定められたタップ係数Ｗnとを乗算する。この乗算の結果は、加算器２５３へ送られる。ここで、タップ係数Ｗnは、パイロット成分に対応する周波数帯の信号成分を選択的に遮断する観点から、予め定められる。
【００４０】
上記の加算器２５３は、係数倍器２５２0〜２５２N-1による乗算結果［Ｙ0（Ｔ）・Ｗ0］〜［ＹN-1（Ｔ）・ＷN-1］を受ける。そして、加算器２５３は、次の（４）式により、信号Ｙ’（Ｔ）を算出する。
Ｙ’（Ｔ）＝Ｙ0（Ｔ）・Ｗ0＋…＋ＹN-1（Ｔ）・ＷN-1      …（４）
【００４１】
こうして算出された信号Ｙ’（Ｔ）が、信号ＰＲＤとして、フィルタ特性制御部１３４へ送られる。
【００４２】
なお、以上のように構成されたパイロット除去部１３３の通過率の周波数特性の例が、図６に示されている。
【００４３】
図３に戻り、上記のフィルタ特性制御部１３４は、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））と、パイロット除去部１３３からの信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））と、デジタルフィルタ部１３２からの信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））とを受ける。そして、フィルタ特性制御部１３４は、これらの信号Ｘ0（Ｔ），Ｙ’（Ｔ），Ｙ0（Ｔ）に基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。かかる機能を有するフィルタ特性制御部１３４は、図７に示されるように、包絡線検波部２４１と、誤差算出手段としての誤差算出部２４２と、係数更新手段としての係数更新部２４４とを備えている。
【００４４】
上記の包絡線検波部２４１は、不図示の遅延器、乗算器、加算器等を備えて構成される。ここで、遅延器は、上述した遅延器２３１mと同様に構成されている。
【００４５】
この包絡線検波部２４１は、デジタルフィルタ部１３２からの信号Ｙ0（Ｔ）を受ける。そして、包絡線検波部２４１は、信号Ｙ0（Ｔ）に関する包絡線検波を行う。なお、本実施形態では、包絡線検波部２４１は、次の（５）式の演算を行うことにより、信号Ｙ0（Ｔ）に関する包絡線検波を行う。
ＹENV（Ｔ）＝［Ｙ0（Ｔ）］2＋［Ｙ0（Ｔ−τ）］2        …（５）
【００４６】
包絡線検波部２４１による包絡線検波結果は、信号ＹENV（Ｔ）として、誤差算出部２４２へ送られる。
【００４７】
上記の誤差算出部２４２は、不図示の減算器を備えるとともに、基準値ＹTHが記憶されている。この誤差算出部２４２は、包絡線検波部２４１からの信号ＹENV（Ｔ）を受ける。そして、誤差算出部２４２は、次の（６）式により、信号ＹENV（Ｔ）の基準値ＹTHからの誤差を算出する。
ＥＲＲ（Ｔ）＝ＹENV（Ｔ）−ＹTH                      …（６）
【００４８】
誤差算出部２４２による誤差算出結果は、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる。なお、基準値ＹTHは、実験、シミュレーション、経験等に基づき、上述したＡＧＣ部１３１における自動利得制御特性とともに、予め定められる。
【００４９】
上記の係数更新部２４４は、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））と、パイロット除去部１３３からの信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））と、誤差算出部２４２からの信号ＥＲＲ（Ｔ）とを受ける。そして、係数更新部２４４は、これらの信号Ｘ0（Ｔ），Ｙ’（Ｔ），ＥＲＲ（Ｔ）に基づいて、係数指定ＣＥＦを生成する。かかる機能を有する係数更新部２４４は、図８に示されるように、１個の遅延部２４７と、Ｍ個の遅延部２４８1〜２４８Mと、Ｍ個の個別係数算出部２４９0〜２４９M-1とを備えている。
【００５０】
上記の遅延部２４７は、上述した遅延器２３１mと同様に構成され、入力した信号Ｙ’（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｙ’（Ｔ−τ）として出力する。信号Ｙ’（Ｔ），Ｙ’（Ｔ−τ）は、個別係数算出部２４９0〜２４９M-1へ送られる。
【００５１】
上記の遅延器２４８j（ｊ＝１〜Ｍ）のそれぞれは、上述した遅延器２３１mと同様に構成され、入力した信号Ｘj-1（Ｔ）を単位遅延時間τだけ遅延させ、信号Ｘj（Ｔ）として出力する。この結果、信号Ｘj（Ｔ）と信号Ｘ0（Ｔ）との関係は、次の（７）式で表される。
Ｘj（Ｔ）＝Ｘ0（Ｔ−ｊ・τ）              …（７）
【００５２】
遅延器２４８jにより生成された信号Ｘj（Ｔ）は、個別係数算出部２４９j-1，２４９jへ向けて送られる。なお、個別係数算出部２４９0へは、信号Ｘ0（Ｔ）、及び、遅延器２４８1により生成された信号Ｘ1（Ｔ）が送られるようになっている。また、遅延器２４８Mにより生成された信号ＸM（Ｔ）は、個別係数算出部２４９M-1へのみ送られるようになっている。
【００５３】
上記の個別係数算出部２４９m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれは、不図示の乗算器、加算器、減算器等を備えて構成される。この個別係数算出部２４９mは、信号Ｘm（Ｔ），Ｘm+1（Ｔ）（＝Ｘm（Ｔ―τ）），Ｙ’（Ｔ），Ｙ’（Ｔ−τ），ＥＲＲ（Ｔ）を受ける。そして、個別係数算出部２４９mは、次の（８）及び（９）式により、タップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）を算出する。
Ｋm（Ｔ＋τ）＝Ｋm（Ｔ）−α・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｐm（Ｔ）    …（８）
Ｐm（Ｔ）＝Ｘm（Ｔ）・Ｙ’（Ｔ）＋Ｘm（Ｔ−τ）・Ｙ’（Ｔ―τ）    …（９）
ここで、αは、タップ係数Ｋmの収束強度の観点から、予め定められた正の値である。
【００５４】
こうして算出されたタップ係数Ｋ0（Ｔ＋τ）〜ＫM-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとしてデジタルフィルタ部１３２へ送られる。より詳しくは、タップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）が、更新されたタップ係数として、上述した係数倍器２３２mへ送られる。この結果、係数倍器２３２mに供給されるタップ係数が更新される。
【００５５】
図１に戻り、上記の再生処理ユニット１４０は、フィルタ装置１３０からの信号ＦＬＤを受ける。そして、再生処理ユニット１４０は、信号ＦＬＤに対して検波処理を施した後に、検波結果に対して復調処理を施す。かかる機能を有する再生処理ユニット１４０は、図９に示されるように、検波部１４１と、ステレオ復調部１４２とを備えている。
【００５６】
上記の検波部１４１は、フィルタ装置１３０からの信号ＦＬＤに対して、所定方式でデジタル検波処理を施してコンポジット信号である検波信号ＤＡＤを生成する。こうして生成された検波信号ＤＡＤは、ステレオ復調部１４２へ送られる。
【００５７】
上記のステレオ復調部１４２は、検波部１４１からの検波信号ＤＡＤに対してステレオ復調処理を施し、信号ＤＭＤを生成する。生成された信号ＤＭＤは、アナログ処理ユニット１５０へ送られる。
【００５８】
なお、本実施形態では、フィルタ装置１３０及び再生処理ユニット１４０においては、デジタル信号処理が行われるようになっている。
【００５９】
図１に戻り、上記のアナログ処理ユニット１５０は、再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受ける。そして、アナログ処理ユニット１５０は、制御ユニット１９０による制御のもとで、出力音声信号ＡＯＳを生成し、スピーカユニット１６０へ送る。かかる機能を有するアナログ処理ユニット１５０は、図１０に示されるように、ＤＡ（Digital to Analogue）変換部１５１と、音量調整部１５２と、パワー増幅部１５３とを備えている。
【００６０】
上記のＤＡ変換部１５１は、再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受ける。そして、ＤＡ変換部１５１は、信号ＤＭＤをアナログ信号に変換する。このＤＡ変換部１５１は、信号ＤＭＤに含まれるレフトチャンネル（以下、「Ｌチャンネル」）信号及びライトチャンネル（以下、「Ｒチャンネル」）信号に対応して、互いに同様に構成された２個のＤＡ（Digital to Analogue）変換器を備えている。ＤＡ変換部１５１による変換結果であるアナログ信号ＡＣＳは、音量調整部１５２へ送られる。
【００６１】
上記の音量調整部１５２は、ＤＡ変換部１５１からのアナログ信号ＡＣＳを受ける。そして、音量調整部１５２は、制御ユニット１９０からの音量調整指令ＶＬＣに従って、アナログ信号ＡＣＳに対して音量調整処理を施す。この音量調整部１５２は、アナログ信号ＡＣＳに含まれるＬチャンネル信号及びＲチャンネル信号に対応して、互いに同様に構成された２個の電子ボリューム素子等を備えて構成されている。音量調整部１５２による調整結果であるアナログ信号ＶＣＳは、パワー増幅部１５３へ送られる。
【００６２】
上記のパワー増幅部１５３は、音量調整部１５２からのアナログ信号ＶＣＳを受ける。そして、パワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳをパワー増幅する。このパワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳに含まれるＬチャンネル信号及びＲチャンネル信号に対応して、互いに同様に構成された２個のパワー増幅器を備えている。パワー増幅部１５３による増幅結果である出力音声信号ＡＯＳは、スピーカユニット１６０へ送られる。
【００６３】
図１に戻り、上記のスピーカユニット１６０は、Ｌチャンネルスピーカ及びＲチャンネルスピーカを備えている。このスピーカユニット１６０は、アナログ処理ユニット１５０からの出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。
【００６４】
上記の操作入力ユニット１７０は、受信装置１００の本体部に設けられたキー部、あるいはキー部を備えるリモート入力装置等により構成される。ここで、本体部に設けられたキー部としては、不図示の表示ユニットに設けられたタッチパネルを用いることができる。また、キー部を有する構成に代えて、音声入力する構成を採用することもできる。操作入力ユニット１７０への操作入力結果は、操作入力データＩＰＤとして制御ユニット１９０へ送られる。
【００６５】
上記の制御ユニット１９０は、操作入力ユニット１７０からの操作入力データＩＰＤを解析する。そして、操作入力データＩＰＤの内容が、物理チャンネルを含む選局指定であった場合には、制御ユニット１９０は、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬを生成して、ＲＦ処理ユニット１２０へ送る。また、操作入力データＩＰＤの内容が、音量調整態様を含む音量調整指定であった場合には、制御ユニット１９０は、指定された音量調整態様に対応する音量調整指令ＶＬＣを生成して、アナログ処理ユニット１５０へ送る。
【００６６】
［動作］
以上のようにして構成された受信装置１００の動作について、フィルタ装置１３０における適応制御に主に着目して説明する。
【００６７】
前提として、操作入力ユニット１７０には既に利用者により選局指定が入力されており、指定された物理チャンネルに対応する選局指令ＣＳＬが、ＲＦ処理ユニット１２０へ送られているものとする。また、操作入力ユニット１７０には既に利用者により音量調整指定が入力されており、指定された音量調整態様に対応する音量調整指令ＶＬＣが、アナログ処理ユニット１５０へ送られているものとする（図１参照）。
【００６８】
こうした状態で、アンテナ１１０で放送波を受信すると、受信信号ＲＦＳが、アンテナ１１０からＲＦ処理ユニット１２０へ送られる。そして、ＲＦ処理ユニット１２０において、選択すべき物理チャンネルの信号を受信信号ＲＦＳから抽出する選局処理が行われる。この選局処理の結果として、所定の中間周波数帯の成分を有する中間周波信号ＩＦＤが、フィルタ装置１３０へ送られる（図１参照）。
【００６９】
フィルタ装置１３０では、ＡＧＣ部１３１が、中間周波信号ＩＦＤを受ける。中間周波信号ＩＦＤを受けたＡＧＣ部１３１は、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルを検出し、その検出結果に基づいて中間周波信号ＩＦＤを増幅する。この結果、中間周波信号ＩＦＤの信号レベルにかかわらず、安定した振幅の中間周波数帯の信号ＧＣＤが生成される。こうして生成された信号ＧＣＤは、デジタルフィルタ部１３２及びフィルタ特性制御部１３４へ向けて送られる（図３参照）。
【００７０】
信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））を受けたデジタルフィルタ部１３２は、その時点（すなわち、時刻Ｔ）におけるＸ0（Ｔ）〜ＸM-1（Ｔ）と、タップ係数Ｋ0（Ｔ）〜ＫM-1（Ｔ）とに基づいて、上述した（２）式を用いた算出により、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を生成する。そして、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））が、パイロット除去部１３３、フィルタ特性制御部１３４及び再生処理ユニット１４０へ送られる（図４参照）。
【００７１】
信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を受けたパイロット除去部１３３は、その時点（すなわち、時刻Ｔ）におけるＹ0（Ｔ）〜ＹN-1（Ｔ）と、予め固定的に定められたタップ係数Ｗ0〜ＷN-1とに基づいて、上述した（４）式を用いた算出により、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））からパイロット成分が除去された信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））を生成する。そして、信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））が、フィルタ特性制御部１３４へ送られる（図５参照）。
【００７２】
フィルタ特性制御部１３４では、上述のように、包絡線検波部２４１が、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を受ける。そして、信号ＦＬＤ（＝Ｙ0（Ｔ））を受けた包絡線検波部２４１は、上述した（５）式を用いた算出により包絡線検波を行って、信号ＹENV（Ｔ）を生成し、誤差算出部２４２へ送る（図７参照）。
【００７３】
信号ＹENV（Ｔ）を受けた誤差算出部２４２は、上述した（６）式を用いた算出を行うことにより、誤差算出を行う。この誤差算出の結果は、信号ＥＲＲ（Ｔ）として、係数更新部２４４へ送られる（図７参照）。
【００７４】
係数更新部２４４は、上記のように、ＡＧＣ部１３１からの信号ＧＣＤ（＝Ｘ0（Ｔ））と、パイロット除去部１３３からの信号ＰＲＤ（＝Ｙ’（Ｔ））と、誤差算出部２４２からの信号ＥＲＲ（Ｔ）とを受ける。この係数更新部２４４では、上述のようにして、遅延部２４７が、信号Ｙ’（Ｔ）に基づいて、信号Ｙ’（Ｔ−τ）を生成するとともに、遅延部２４８1〜２４８Mが、信号Ｘ0（Ｔ）に基づいて、信号Ｘ1（Ｔ）〜ＸM（Ｔ）を生成する（図８参照）。そして、個別係数算出部２４９m（ｍ＝０〜Ｍ−１）のそれぞれが、信号Ｘm（Ｔ），Ｘm（Ｔ−τ）（＝Ｘm+1（Ｔ）），Ｙ’（Ｔ），Ｙ’（Ｔ−τ），ＥＲＲ（Ｔ）及び定数αに基づいて、上述した（８）式及び（９）式の算出を行って、新たなタップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）を算出する。こうして算出された新たなタップ係数Ｋ0（Ｔ＋τ）〜ＫM-1（Ｔ＋τ）が、係数指定ＣＥＦとして、デジタルフィルタ部１３２へ供給されることにより、デジタルフィルタ部１３２における係数倍器２３２mに供給されるタップ係数が更新される（図４参照）。
【００７５】
かかる更新が繰り返されるＣＭＡ方式による適応制御が行われることにより、フィルタ装置１３０からは、信号ＥＲＲ（Ｔ）におけるパイロット除去信号である信号Ｙ’（Ｔ）に対応する部分が最小とされた信号ＦＬＤが出力されることになる。このため、選択された物理チャンネルの放送波のパイロット強調歪みの発生の有無にかかわらず、当該放送波における音声成分が適切な振幅で抽出される。したがって、パイロット強調歪みが発生し、その後に、当該パイロット強調歪みが解消した場合であっても、音切れの発生が防止される。
【００７６】
さて、フィルタ装置１３０から信号ＦＬＤを受けた再生処理ユニット１４０では、検波部１４１が信号ＦＬＤに対して検波処理を施した後に、検波結果に対して、ステレオ復調部１４２がステレオ復調処理を施す。この結果が、信号ＤＭＤとして、アナログ処理ユニット１５０へ送られる（図９参照）。
【００７７】
再生処理ユニット１４０からの信号ＤＭＤを受けたアナログ処理ユニット１５０では、まず、ＤＡ変換部１５１が、信号ＤＭＤをアナログ信号ＡＣＳに変換する。引き続き、音量調整部１５２が、制御ユニット１９０からの音量調整指令ＶＬＣに従って、アナログ信号ＡＣＳに対して音量調整処理を施し、アナログ信号ＶＣＳとして、パワー増幅部１５３へ送る（図１０参照）。
【００７８】
アナログ信号ＶＣＳを受けたパワー増幅部１５３は、アナログ信号ＶＣＳをパワー増幅して、出力音声信号ＡＯＳを生成し、スピーカユニット１６０へ送る（図１０参照）。そして、スピーカユニット１６０が、アナログ処理ユニット１５０からの出力音声信号ＡＯＳに従って、音声を再生出力する。
【００７９】
以上説明したように、本実施形態では、マルチパス歪みの除去を、ＣＭＡ方式を利用した適応制御を行うフィルタ装置１３０を用いて行う。そして、本実施形態では、この適応制御におけるデジタルフィルタのタップ係数の算出に際して、デジタルフィルタの出力信号Ｙ（Ｔ）に代えて、当該出力信号からパイロット成分を除去したパイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）を使用する。この結果、デジタルフィルタのタップ係数は、誤差ＥＲＲ（Ｔ）におけるパイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）に対応する部分が最小となるように決定される。
【００８０】
したがって、本実施形態によれば、マルチパス歪みを有効に除去しつつ、パイロット強調歪みの発生に伴う音切れを有効に防止することができる。
【００８１】
［実施形態の変形］
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。
【００８２】
例えば、上記の実施形態では、包絡線検波に際しては、デジタルフィルタ部１３２の出力信号の包絡線を求めるようにし、包絡線と基準値との誤差を参照して、デジタルフィルタ部１３２用のタップ係数を算出するようにした。これに対し、上記の実施形態におけるフィルタ特性制御部１３４に代えて、図１１に示される構成のフィルタ特性制御部１３４Ｂを採用し、包絡線検波に際しても、パイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）の包絡線を求めるようにしてもよい。この場合には、デジタルフィルタのタップ係数は、パイロット除去信号Ｙ’（Ｔ）の基準値に対する誤差ＥＲＲ（Ｔ）が最小となるように決定される。
【００８３】
かかるフィルタ特性制御部１３４Ｂを採用した場合にも、上記の実施形態の場合と同様に、マルチパス歪みを有効に除去しつつ、パイロット強調歪みの発生に伴う音切れを有効に防止することができる。
【００８４】
また、上記の実施形態では、デジタルフィルタ部１３２及びパイロット除去部１３３をＦＩＲフィルタとして構成したが、これらのうちの少なくとも一方を、出力信号を入力信号と加算するＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタとして構成することもできる。
【００８５】
また、上記の実施形態では、中間周波数の帯域を特に明示しなかったが、ベースバンド帯域を含め、任意の周波数帯域を中間周波数の帯域とすることできる。
【００８６】
また、上記の実施形態では、１アンテナ及び１ＲＦ処理ユニットの構成の場合に、本発明を適用したが、いわゆる合成ダイバシチ方式を採用する複数アンテナ及び複数ＲＦ処理ユニットの構成の場合にも、本発明を適用することができる。この場合には、複数のＲＦ処理ユニットごとにデジタルフィルタ部を設け、各デジタルフィルタ部からの出力信号の和と、上記の実施形態における信号Ｙ（Ｔ）として利用するようにすればよい。
【００８７】
また、上記の実施形態では、タップ係数Ｋm（Ｔ＋τ）を（８）及び（９）式により算出したが、従来例１の場合と同様に、以下の（１０）〜（１３）式により算出するようにしてもよい。
【００８８】
Ｋm（Ｔ＋τ）＝Ｋm（Ｔ）−α（Ｔ）・ＥＲＲ（Ｔ）・Ｒm（Ｔ）    …（１０）
Ｐm（Ｔ）＝Ｘm（Ｔ）・Ｙ（Ｔ）＋Ｘm（Ｔ−τ）・Ｙ（Ｔ―τ）    …（１１）
Ｒm（Ｔ）＝ＳＩＧＮ{Ｐm（Ｔ）}・｜Ｐm（Ｔ）｜1/2                …（１２）
但し、
ＳＩＧＮ{Ｐm（Ｔ）}＝［１（Ｐm（Ｔ）＞０），
０（Ｐm（Ｔ）＝０），
−１（Ｐm（Ｔ）＜０）］                  …（１３）
【００８９】
また、上記の実施形態では、誤差ＥＲＲ（Ｔ）算出を（６）式により算出したが、従来例２の場合と同様に、以下の（１４）及び（１５）式により算出するようにしてもよい。
【００９０】
ＥＲＲ（Ｔ）＝ＹENV（Ｔ）−ＸENV（Ｔ）                          …（１４）
ＸENV（Ｔ）＝［Ｘ0（Ｔ）］2＋［Ｘ0（Ｔ−τ）］2                  …（１５）
【００９１】
また、上記の実施形態では、誤差ＥＲＲ（Ｔ）算出を（６）式により算出し、係数更新部２４４へ供給するようにしたが、従来例３の場合と同様に、（６）式における基準値ＹTH代えて、ＡＧＣ部１３１からの出力される信号ＧＣＤの包絡線の検波結果を平滑化した信号を基準信号として、デジタルフィルタ部１３２からの出力信号Ｙ（ｔ）と、当該基準信号との差を誤差として採用することもできる。この場合には、当該誤差の直流成分を監視し、当該直流成分の値が所定値よりも大きくなった場合には、当該誤差の大きさを抑制した補正誤差が、係数更新部２４４へ供給される。
【００９２】
なお、上記の実施形態におけるフィルタ装置１３０、再生処理ユニット１４０及び制御ユニット１９０を、中央処理装置（ＣＰＵ：Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を備えた演算手段としてのコンピュータとして構成し、予め用意されたプログラムを当該コンピュータで実行することにより、上記の実施形態における処理の一部又は全部を実行するようにしてもよい。このプログラムはハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録され、当該コンピュータによって記録媒体から読み出されて実行される。また、このプログラムは、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配信の形態で取得されるようにしてもよい。
【符号の説明】
【００９３】
１００            …  受信装置
１２０            …  ＲＦ処理ユニット（チューナ手段）
１３０            …  フィルタ装置
１３２            …  デジタルフィルタ部（フィルタリング手段）
１３３            …  パイロット除去部（パイロット除去手段）
１３４，１３４Ｂ  …  フィルタ特性制御部（制御手段）
２４２            …  誤差算出部（誤差算出手段）
２４４            …  係数更新部（係数更新手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2010171683.tif 000008
【図７】
2010171683.tif 000009
【図８】
2010171683.tif 000010
【図９】
2010171683.tif 000011
【図１０】
2010171683.tif 000012
【図１１】
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