(57)【要約】【課題】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧時において、スイッチング素子のオフ時のサージ電圧を低減する。【解決手段】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイルＬ１と、トランジスタＱ１と、トランジスタＱ１に並列に接続された補助回路を備える。補助回路は、コンデンサＣ１と、インダクタＬ２，Ｌ３と、トランジスタＱ２を備える。コンデンサＣ１と並列にコンデンサＣ２を設ける。昇圧時において、出力電圧がしきい電圧を超える場合には、コントローラ１４はスイッチＳＷ１をオンしてコンデンサＣ２を接続し、補助回路の時定数を増大させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源に接続される第１スイッチング素子と、
前記電源と前記第１スイッチング素子との間に接続される第１インダクタと、
前記第１スイッチング素子に並列に接続される補助回路であって、前記第１スイッチング素子と並列に接続されるコンデンサと、前記第１スイッチング素子と並列に接続される第２スイッチング素子と、前記第１インダクタと前記第２スイッチング素子との間に接続される第２インダクタを備える補助回路と、
を有する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記補助回路の前記コンデンサの容量と前記第２インダクタのインダクタンスの少なくともいずれかを所定のタイミングで一時的に増大させることで前記補助回路の時定数を増大させる制御手段
を有することを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
請求項１記載のコンバータにおいて、
前記補助回路の前記コンデンサは、
前記第１スイッチング素子と並列に接続される第１コンデンサと、
前記第１コンデンサにスイッチを介して並列に接続される第２コンデンサと、
を有し、前記制御手段は、前記スイッチをオン制御することで前記コンデンサの容量を増大させることを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
請求項１記載のコンバータにおいて、
前記補助回路の前記第インダクタは、そのコイル長をスイッチにより切替可能なインダクタであり、
前記制御手段は、前記スイッチを切替制御することで前記インダクタンスを増大させることを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかに記載のコンバータにおいて、
前記所定のタイミングは、前記第１スイッチング素子をオフ制御するタイミングであることを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかに記載のコンバータにおいて、
前記制御手段は、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作による昇圧動作における出力電圧がしきい電圧を超える高昇圧時において、前記補助回路の時定数を増大させることを特徴とする共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特にサージ電圧の低減に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、ハイブリッド車両等の電動車両には、バッテリとインバータとの間にＤＣ−ＤＣコンバータが設けられており、スイッチング損失の低減を図るべく、共振回路を備えた共振型ＤＣ−ＤＣコンバータも提案されている。
【０００３】
図５に、下記の特許文献１に記載された共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを示す。ＤＣ−ＤＣコンバータは、低圧電源端子Ｔ１に電圧源Ｖ１が接続され、電圧Ｖ１を昇圧して高圧電源端子Ｔ２に接続されている電圧源Ｖ２に供給するとともに、高圧電源端子Ｔ２に電圧源Ｖ２が接続され、電圧Ｖ２を降圧して低圧電源端子Ｔ１に接続されている電圧源Ｖ１に供給する。
【０００４】
高圧電源端子Ｔ２に負荷としてモータを接続する場合、モータの駆動電圧であるＶ２を、電圧Ｖ１を昇圧して供給すると共に、モータによる回生エネルギを電圧源Ｖ１に再充電する等の用途において使用する。
【０００５】
トランジスタＱ１，Ｑ２は、トランジスタＱ１のエミッタ端子とトランジスタＱ２のコレクタ端子が接続点Ｘで接続されるとともに、トランジスタＱ１のコレクタ端子が高圧電源端子Ｔ２に、トランジスタＱ２のエミッタ端子が基準電圧端子ＴＳに接続され、高圧電源端子Ｔ２と基準電圧端子ＴＳとの間に直列に接続される。トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子は、排他的に制御される。トランジスタＱ１，Ｑ２には、エミッタ端子からコレクタ端子に向かって順方向に逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が接続される。接続点Ｘと低圧電源端子Ｔ１との間には、インダクタＬ１が接続される。また、低圧電源端子Ｔ１及び高圧電源端子Ｔ２と、基準電圧端子ＴＳとの間には、電圧源Ｖ１，Ｖ２に並列に平滑用のコンデンサＣ１１，Ｃ１２が接続される。負荷は、インバータ回路などを介して駆動されるインダクションモータ等である。
【０００６】
電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に昇圧する場合には、トランジスタＱ２の導通によりインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギを、トランジスタＱ１及び逆並列ダイオードＤ１を介して高圧電源端子Ｔ２に供給する。電圧Ｖ２を電圧Ｖ１に降圧する場合には、トランジスタＱ１の導通によりインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギを、トランジスタＱ２及び逆並列ダイオードＤ２を介して低圧電源端子Ｔ１に供給する。
【０００７】
補助回路部１は、トランジスタＱ１，Ｑ２の各々のコレクタ・エミッタ間に接続されるコンデンサＣ１，Ｃ２を備える。また、トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点Ｘと、高圧電源端子Ｔ２及び基準電圧端子ＴＳとの間に、上方及び下方補助電流経路が構成される。
【０００８】
上方補助電流経路では、インダクタＬｒから逆流防止用ダイオードＤ３及びトランジスタＱ３を介して高圧電源端子Ｔ２に至る経路が形成される。下方補助電流経路では、インダクタＬｒからトランジスタＱ４及び逆流防止用ダイオードＤ４を介して基準電圧端子ＴＳに至る経路が形成される。インダクタＬ２はインダクタＬ１と電磁的に結合されている。電磁的結合とは、インダクタＬ１とインダクタＬ２とでトランスを構成する場合等である。コンデンサＣ１，Ｃ２及び補助電流経路により、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング時の端子電圧が僅少となり、スイッチング損失を低減できるとしている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００５−２６１０５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、昇圧動作時において、トランジスタＱ２をオフする時に、トランジスタＱ４の寄生容量成分に流れ込む電流及びインダクタＬｒにより、電圧上昇時にサージ電圧が生じてしまう。特に、高昇圧時や大電流の場合には、トランジスタＱ２及びトランジスタＱ４に生じるサージ電圧もこれに比例して大きくなり、素子の耐圧条件を超える場合も想定され得る。
【００１１】
本発明の目的は、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に生じるサージ電圧を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、電源に接続される第１スイッチング素子と、前記電源と前記第１スイッチング素子との間に接続される第１インダクタと、前記第１スイッチング素子に並列に接続される補助回路であって、前記第１スイッチング素子と並列に接続されるコンデンサと、前記第１スイッチング素子と並列に接続される第２スイッチング素子と、前記第１インダクタと前記第２スイッチング素子との間に接続される第２インダクタを備える補助回路とを有する共振型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記補助回路の前記コンデンサの容量と前記第２インダクタのインダクタンスの少なくともいずれかを所定のタイミングで一時的に増大させることで前記補助回路の時定数を増大させる制御手段を有することを特徴とする。
【００１３】
本発明の１つの実施形態では、前記補助回路の前記コンデンサは、前記第１スイッチング素子と並列に接続される第１コンデンサと、前記第１コンデンサにスイッチを介して並列に接続される第２コンデンサを有し、前記制御手段は、前記スイッチをオン制御することで前記コンデンサの容量を増大させる。
【００１４】
また、本発明の他の実施形態では、前記補助回路の前記第インダクタは、そのコイル長をスイッチにより切替可能なインダクタであり、前記制御手段は、前記スイッチを切替制御することで前記インダクタンスを増大させる。
【００１５】
また、本発明の他の実施形態では、前記所定のタイミングは、前記第１スイッチング素子をオフ制御するタイミングに設定される。
【００１６】
また、本発明の他の実施形態では、前記制御手段は、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作による昇圧動作における出力電圧がしきい電圧を超える高昇圧時において、前記補助回路の時定数を増大させる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、補助回路の時定数を適応的に増大させることで、共振型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子に生じるサージ電圧を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施形態の回路構成図である。
【図２】実施形態のタイミングチャートである。
【図３】他の実施形態の回路構成図である。
【図４】他の実施形態の回路構成図である。
【図５】従来装置の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
【００２０】
図１に、本実施形態における共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す。本実施形態の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えばハイブリッド車両に搭載される。
【００２１】
バッテリ１０の正極側は低圧電源端子Ｔ１に接続され、バッテリ１０の負極は基準電圧端子ＴＳに接続される。基準電圧端子ＴＳは、接地される。
【００２２】
スイッチング素子としてのトランジスタＱ１は、低圧電源端子Ｔ１と基準電圧端子ＴＳとの間に接続される。トランジスタＱ１のコレクタ端子が低圧電源端子Ｔ１に接続され、トランジスタＱ１のエミッタ端子が基準電圧端子ＴＳに接続される。トランジスタＱ１のベース端子には、コントローラ１４からの制御信号が供給され、オンオフ制御される。トランジスタＱ１には、エミッタ端子からコレクタ端子に向かって順方向に逆並列ダイオードＤ２が接続され、さらにダイオードＤ２に直列にダイオードＤ１が接続点Ｐと高圧電源端子Ｔ２との間に接続される。
【００２３】
インダクタＬ１（第１インダクタ）は、低圧電源端子Ｔ１とトランジスタＱ１のコレクタ端子との間に接続される。
【００２４】
補助回路としての共振回路は、コンデンサＣ１，Ｃ２と、インダクタＬ２，Ｌ３と、ダイオードＤ３と、トランジスタＱ２から構成される。
【００２５】
コンデンサＣ１，Ｃ２及びトランジスタＱ２は、トランジスタＱ１と並列に接続される。すなわち、コンデンサＣ１は接続点Ｐと基準電圧端子ＴＳとの間に接続され、コンデンサＣ２も接続点Ｐと基準電圧端子ＴＳとの間に接続される。但し、コンデンサＣ２は、スイッチＳＷ１を介して基準電圧端子ＴＳに接続される。スイッチＳＷ１には、コントローラ１４からの制御信号が供給され、オンオフ制御される。
【００２６】
トランジスタＱ２のコレクタ端子は接続点Ｐに接続され、トランジスタＱ２のエミッタ端子は基準電圧端子ＴＳに接続される。トランジスタＱ２のベース端子には、コントローラ１４からの制御信号が供給され、オンオフ制御される。
【００２７】
逆流防止用のダイオードＤ３は、接続点ＰとトランジスタＱ２のコレクタ端子の間に順方向に接続される。
【００２８】
インダクタＬ２，Ｌ３は互いに直列に、接続点ＰとダイオードＤ３との間に接続される。インダクタＬ２はインダクタＬ１と電磁的に結合しており、インダクタＬ１，Ｌ２は例えばトランスで構成される。
【００２９】
図５に示される従来装置の補助回路と対比するならば、図１におけるコンデンサＣ１は図５におけるコンデンサＣ２に、図１におけるインダクタＬ２は図５におけるインダクタＬ２に、図１におけるインダクタＬ３は図５におけるインダクタＬｒに、図１におけるトランジスタＱ２は図５におけるトランジスタＱ４に、図１におけるダイオードＤ３は図５におけるダイオードＤ４に、それぞれ対応するものである。
【００３０】
負荷１２は、高圧電源端子Ｔ２と基準電圧端子ＴＳとの間に接続される。負荷１２は、例えばインバータ回路を介して駆動されるインダクションモータである。
【００３１】
このような構成において、従来装置と異なり、コンデンサＣ１のみならず、コンデンサＣ２が共振回路に設けられ、かつ、コンデンサＣ２を接続するか否かをスイッチＳＷ１により制御できる点である。スイッチＳＷ１をオンにしてコンデンサＣ２を回路に接続することで、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の合成容量が増大し、実質的にコンデンサＣ１の容量を増大させて補助回路の時定数を増大させることができる。
【００３２】
コントローラ１４は、通常時にはスイッチＳＷ１をオフとし、トランジスタＱ１のオフ時であって、ある規定の電圧以上に昇圧する場合や、ある規定の電流値以上の電流が流れる場合において、スイッチＳＷ１をオンに制御する。
【００３３】
図２に、本実施形態のタイミングチャートを示す。図２（ａ）は、トランジスタＱ２に流れる電流と電圧である。図２（ｂ）は、トランジスタＱ１のベース電圧である。図２（ｃ）は、トランジスタＱ２のベース電圧である。
【００３４】
トランジスタＱ１のベース端子に印加される電圧がハイレベルであり、トランジスタＱ１がオンすると、バッテリ１０からインダクタＬ１及びトランジスタＱ１を介して基準電圧端子ＴＳに流れる電流経路が確立される。インダクタＬ１の端子間にはバッテリ１０の電圧が印加され、バッテリ１０から接続点Ｐに向かう方向に、所定の正の時間傾きを有するインダクタ電流が流れる。インダクタＬ１にはインダクタ電流に応じた電磁エネルギが蓄積される。
【００３５】
所定時間の経過後、トランジスタＱ１のベース端子に印加される電圧がハイレベルからローレベルに遷移すると、トランジスタＱ１がオフとなる。このときの接続点Ｐの電圧は、直前までトランジスタＱ１がオンしているため、基準電圧端子ＴＳの電圧である基準電圧（接地電圧）に略等しい値である。コンデンサＣ１は放電状態である。トランジスタＱ１のオフ後、インダクタＬ１に流れているインダクタ電流により、コンデンサＣ１が充電されるため、接続点Ｐにおける電圧の電圧値の上昇はトランジスタＱ１のオフに遅れて行われる。したがって、トランジスタＱ１のオフ時のスイッチングは、コレクタ・エミッタ間に僅かな電圧が印加された状態で行われ、スイッチング損失が低減する。
【００３６】
トランジスタＱ２のベース端子に印加される電圧がハイレベルになると、接続点ＰからインダクタＬ２，Ｌ３、ダイオードＤ３及びトランジスタＱ２を介して基準電圧端子ＴＳへの補助電流経路が形成され、インダクタ電流がバイパスされる。トランジスタＱ２のオン状態への遷移は、オンによる電流がインダクタＬ３により制限されるため、オン動作に遅れて電流が立ち上がり、スイッチング損失が低減する。補助電流経路が形成される初期段階では、インダクタＬ１に印加されている負の端子間電圧に応じて、インダクタＬ２にも負の端子間電圧が印加される。インダクタＬ１，Ｌ２の巻線比を調整することで、補助電流経路の形成時においてインダクタＬ３の端子間に印加される端子間電圧を調整することができる。補助電流経路に流れる電流増加の時間傾きを調整することで、トランジスタＱ１をゼロボルトスイッチングでオン状態とするまでの時間遅延を調整することができる。
【００３７】
再度、トランジスタＱ１のベース端子に印加される電圧をハイレベルにしてトランジスタＱ１をオンにすると、再びインダクタＬ１への電磁エネルギの蓄積が開始される。トランジスタＱ２は、ダイオードＤ３により補助電流経路に電流が流れなくなった後にオンからオフに制御される。以上が基本的な動作であり、上記の従来技術と同様である。
【００３８】
その一方、トランジスタＱ２には寄生容量成分が存在するため、トランジスタＱ１のオフ時において、トランジスタＱ２の寄生容量及びインダクタＬ３に起因するサージ電圧が生じる場合があり（図２（ａ）におけるＱ２電圧）、これがトランジスタＱ１及びＱ２に印加されることになる。このサージ電圧は、高昇圧時や大電流の場合に特に顕著となり、場合によってはトランジスタＱ１，Ｑ２の耐圧を上回る場合も想定され得る。
【００３９】
そこで、本実施形態では、このように高昇圧時や大電流の場合において、コントローラ１４がスイッチＳＷ１をオンにしてコンデンサＣ１の容量を増大させ、サージ電圧を低減する。具体的には、コントローラ１４は、昇圧時の目標電圧をしきい電圧と比較し、目標電圧がしきい電圧以上であって高電圧と判定した場合に、スイッチＳＷ１をオン制御する。
【００４０】
コンデンサＣ１の容量を実質的に増大させて補助回路の時定数を増大させることで、トランジスタＱ１のオフ時の電流変化が穏やかとなり、サージ電圧を低減することができる。
【００４１】
図３に、他の実施形態における共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示す。本実施形態の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータも、例えばハイブリッド車両に搭載される。
【００４２】
基本的な構成は図１と同様であり、バッテリ１０の正極側は低圧電源端子Ｔ１に接続され、バッテリ１０の負極は基準電圧端子ＴＳに接続される。基準電圧端子ＴＳは、接地される。
【００４３】
トランジスタＱ１は、低圧電源端子Ｔ１と基準電圧端子ＴＳとの間に接続される。トランジスタＱ１のコレクタ端子が低圧電源端子Ｔ１に接続され、トランジスタＱ１のエミッタ端子が基準電圧端子ＴＳに接続される。トランジスタＱ１のベース端子には、コントローラ１４からの制御信号が供給され、オンオフ制御される。トランジスタＱ１には、エミッタ端子からコレクタ端子に向かって順方向に逆並列ダイオードＤ２が接続され、さらにダイオードＤ２に直列にダイオードＤ１が接続点Ｐと高圧電源端子Ｔ２との間に接続される。
【００４４】
インダクタＬ１は、低圧電源端子Ｔ１とトランジスタＱ１のコレクタ端子との間に接続される。
【００４５】
補助回路としての共振回路は、コンデンサＣ１と、インダクタＬ２，Ｌ３と、ダイオードＤ３と、トランジスタＱ２から構成される。
【００４６】
コンデンサＣ１及びトランジスタＱ２は、トランジスタＱ１と並列に接続される。すなわち、コンデンサＣ１は接続点Ｐと基準電圧端子ＴＳとの間に接続される。
【００４７】
トランジスタＱ２のコレクタ端子は接続点Ｐに接続され、トランジスタＱ２のエミッタ端子は基準電圧端子ＴＳに接続される。トランジスタＱ２のベース端子には、コントローラ１４からの制御信号が供給され、オンオフ制御される。
【００４８】
逆流防止用のダイオードＤ３は、接続点ＰとトランジスタＱ２のコレクタ端子の間に順方向に接続される。
【００４９】
インダクタＬ２，Ｌ３は互いに直列に、接続点ＰとダイオードＤ３との間に接続される。インダクタＬ２はインダクタＬ１と電磁的に結合しており、インダクタＬ１，Ｌ２は例えばトランスで構成される。
【００５０】
インダクタＬ３（第２インダクタ）は、インダクタンス可変のインダクタであり、スイッチＳＷ２の切替によりそのコイル長、つまりインダクタンスが変化する。スイッチＳＷ２をａ接点側に切り替えるとインダクタンスは減少し、ｂ接点側に切り替えるとインダクタンスが増大する。スイッチＳＷ２の切替は、コントローラ１４からの制御信号により制御される。
【００５１】
負荷１２は、高圧電源端子Ｔ２と基準電圧端子ＴＳとの間に接続される。負荷１２は、例えばインバータ回路を介して駆動されるインダクションモータである。
【００５２】
このような構成において、高昇圧時や大電流の場合において、コントローラ１４がスイッチＳＷ２をａ接点側からｂ接点側に切り替えてインダクタＬ３のインダクタンスを増大させ、サージ電圧を低減する。具体的には、コントローラ１４は、昇圧時の目標電圧をしきい電圧と比較し、目標電圧がしきい電圧以上であって高電圧と判定した場合に、スイッチＳＷ２をａ接点からｂ接点に切替制御する。インダクタＬ３のインダクタンスを増大させて補助回路の時定数を増大させることで、トランジスタＱ１のオフ時の電流変化が穏やかとなり、サージ電圧を低減することができる。
【００５３】
図４に、さらに他の実施形態の回路構成を示す。図５に示す従来装置と同様に、昇圧のみならず降圧も行う共振型ＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００５４】
低圧電源端子Ｔ１にバッテリ１０が接続され、バッテリ１０の電圧を昇圧して高圧電源端子Ｔ２に接続されている負荷１２に供給するとともに、負荷１２からの電圧を降圧して低圧電源端子Ｔ１に接続されているバッテリ１０に供給する。負荷としてモータを接続する場合、モータの駆動電圧である電圧Ｖ２を、電圧Ｖ１を昇圧して供給すると共に、モータによる回生エネルギを電圧源Ｖ１に再充電する。
【００５５】
トランジスタＱ１，Ｑ２は、トランジスタＱ１のエミッタ端子とトランジスタＱ２のコレクタ端子が接続点Ｘで接続されるとともに、トランジスタＱ１のコレクタ端子が高圧電源端子Ｔ２に、トランジスタＱ２のエミッタ端子が基準電圧端子ＴＳに接続され、高圧電源端子Ｔ２と基準電圧端子ＴＳとの間に直列に接続される。トランジスタＱ１，Ｑ２のベース端子は、排他的に制御される。トランジスタＱ１，Ｑ２には、エミッタ端子からコレクタ端子に向かって順方向に逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が接続される。接続点Ｘと低圧電源端子Ｔ１との間には、インダクタＬ１が接続される。また、低圧電源端子Ｔ１及び高圧電源端子Ｔ２と、基準電圧端子ＴＳとの間には、平滑用のコンデンサＣ１１が接続される。
【００５６】
電圧Ｖ１を電圧Ｖ２に昇圧する場合には、トランジスタＱ２の導通によりインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギを、トランジスタＱ１及び逆並列ダイオードＤ１を介して高圧電源端子Ｔ２に供給する。電圧Ｖ２を電圧Ｖ１に降圧する場合には、トランジスタＱ１の導通によりインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギを、トランジスタＱ２及び逆並列ダイオードＤ２を介して低圧電源端子Ｔ１に供給する。
【００５７】
補助回路は、トランジスタＱ１，Ｑ２の各々のコレクタ・エミッタ間に接続されるコンデンサＣ１，Ｃ２及びＣ５を備える。コンデンサＣ５は、コンデンサＣ２と並列に接続され、かつ、スイッチＳＷ３を介して基準電圧端子ＴＳに接続される。また、トランジスタＱ１，Ｑ２の接続点Ｘと、高圧電源端子Ｔ２及び基準電圧端子ＴＳとの間に、上方及び下方補助電流経路が構成される。
【００５８】
上方補助電流経路では、インダクタＬｒから逆流防止用ダイオードＤ３及びトランジスタＱ３を介して高圧電源端子Ｔ２に至る経路が形成される。下方補助電流経路では、インダクタＬｒからトランジスタＱ４及び逆流防止用ダイオードＤ４を介して基準電圧端子ＴＳに至る経路が形成される。インダクタＬ２はインダクタＬ１と電磁的に結合される。
【００５９】
このような構成において、高昇圧時や大電流の場合において、コントローラ１４がスイッチＳＷ３をオン制御してコンデンサＣ２の実質的容量を増大させ、サージ電圧を低減する。具体的には、コントローラ１４は、昇圧時の目標電圧をしきい電圧と比較し、目標電圧がしきい電圧以上であって高電圧と判定した場合に、スイッチＳＷ３をオフからオンに制御する。コンデンサＣ５を回路に接続することでコンデンサＣ２の容量を実質的に増大させ、補助回路の時定数を増大させることで、トランジスタＱ１のオフ時の電流変化が穏やかとなり、サージ電圧を低減することができる。
【００６０】
以上、本発明の実施形態について説明したが、本実施形態では、補助回路のコンデンサの容量を増大させる、あるいはインダクタのインダクタンスを増大させることでサージ電圧を低減することができるので、スイッチングトランジスタのサイズを小さくすることも可能である。
【００６１】
また、本実施形態において、図１と図３を組み合わせ、高昇圧時や大電流時においてスイッチＳＷ１をオンにするとともにスイッチＳＷ２をオンにし、コンデンサＣ１の容量を実質的に増大させるとともにインダクタＬ３のインダクタンスを増大させてもよい。同様に、図４の構成において、コンデンサＣ２に並列にスイッチＳＷ３を介してコンデンサＣ５を設けるのではなく、スイッチによりインダクタＬ３のインダクタンスを可変にしてもよい。
【符号の説明】
【００６２】
１０  バッテリ、１２  負荷（モータ）、１４  コントローラ、Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３  インダクタ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ５  コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２  トランジスタ（スイッチング素子）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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