(57)【要約】【課題】高周波発振であっても安定した発振を行なえる。【解決手段】発振回路１は、圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備え、発振回路部の等価回路ＥＣは、負性抵抗ＲLと容量性リアクタンスＣLが直接接続された直列モデルで構成されている。発振回路部の一方の端子ＥＣＡにコイルＬSの一方の端子が直列接続され、発振回路部の他方の端子ＥＣＢとコイルＬSの他方の端子との間に抵抗ＲPが並列接続されている。コイルＬSの他方の端子と抵抗ＲPの一方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う一方の圧電振動子接続用端子Ａとされ、抵抗ＲPの他方の端子と発振回路部の他方の端子ＥＣＢとの接続点が、圧電振動子との接続を行う他方の圧電振動子接続用端子Ｂとされている。また、抵抗ＲPの絶対値は、負性抵抗ＲLの絶対値よりも大きい。【選択図】図１
2010258782.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備える発振回路において、
前記発振回路部の等価回路は、負性抵抗と容量性リアクタンスが直接接続された直列モデルで構成され、
前記発振回路部の一方の端子に誘導性リアクタンス素子の一方の端子が直列接続され、前記発振回路部の他方の端子と前記誘導性リアクタンス素子の他方の端子との間に抵抗が並列接続され、
前記誘導性リアクタンス素子の他方の端子と前記抵抗の一方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う一方の圧電振動子接続用端子とされ、
前記抵抗の他方の端子と前記発振回路部の他方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う他方の圧電振動子接続用端子とされ、
前記抵抗の絶対値は、前記負性抵抗の絶対値よりも大きいことを特徴とする発振回路。
【請求項２】
圧電振動子と発振回路部を接続して所定の周波数で励振可能な発振回路において、
前記発振回路部の等価回路は、負性抵抗と誘導性リアクタンスが直接接続された直列モデルで構成され、
前記発振回路部の一方の端子に容量性リアクタンス素子の一方の端子が直列接続され、前記発振回路部の他方の端子と前記容量性リアクタンス素子の他方の端子との間に抵抗が並列接続され、
前記容量性リアクタンス素子の他方の端子と前記抵抗の一方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う一方の圧電振動子接続用端子とされ、
前記抵抗の他方の端子と前記発振回路部の他方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う他方の圧電振動子接続用端子とされ、
前記抵抗の絶対値は、前記負性抵抗の絶対値よりも大きいことを特徴とする発振回路。
【請求項３】
請求項１に記載の発振回路において、
前記発振回路部にバイポーラトランジスタが用いられ、
前記抵抗に容量が直列接続され、
直列接続された前記抵抗と前記容量とは、前記発振回路部の他方の端子と、前記誘導性リアクタンス素子の他方の端子との間に並列接続されたことを特徴とする発振回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のうちいずれか１つに記載の発振回路において、
前記発振回路部にバイポーラトランジスタが用いられ、
４００ＭＨｚ以上の高周波発振回路として用いられることを特徴とする発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、所定の周波数で励振する圧電振動子の発振回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、圧電振動子の発振回路として、コルピッツ型発振回路などがよく用いられている。
【０００３】
コルピッツ型発振回路の一例として、下記する特許文献に記載の発振回路がある。
【０００４】
下記する特許文献１の発振回路は、発振用トランジスタのベースと接地（ＧＮＤ）間に負荷容量の一部となるコンデンサとコンデンサとの直列回路を接続し、発振用トランジスタのエミッタと接地間にエミッタ抵抗となる抵抗と抵抗との直列回路を接続し、コンデンサとコンデンサとの直列回路の接続中点と抵抗と抵抗との直列回路の接続中点とを接続している。また、発振用トランジスタのベースと接地間に圧電振動子を接続している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−０１７２５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、上記した特許文献１に示すような従来の発振回路では、高周波発振で用いるために十分な負性抵抗を確保することが難しく、その結果、安定した発振が難しい。
【０００７】
具体的に、上記したような発振回路の等価回路ＥＣを、インピーダンスを負性抵抗ＲL，リアクタンスを容量性リアクタンスＣLで表した場合、図１４に示すような回路となる。この図１４に示す発振回路では、圧電振動子のＣＩ値よりも大きな負性抵抗ＲLを必要とするが、高周波発振の場合、負性抵抗が小さくなり（図３の記号２の波形参照）、圧電振動子のＣＩ値よりも負性抵抗ＲLが小さい場合、圧電振動子の不発振などの不具合が生じる。
【０００８】
そこで、上記課題を解決するために、本発明は、圧電振動子の高周波発振であっても安定した発振を行なえる発振回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の目的を達成するため、本発明にかかる発振回路は、圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備える発振回路において、前記発振回路部の等価回路は、負性抵抗と容量性リアクタンスが直接接続された直列モデルで構成され、前記発振回路部の一方の端子に誘導性リアクタンス素子の一方の端子が直列接続され、前記発振回路部の他方の端子と前記誘導性リアクタンス素子の他方の端子との間に抵抗が並列接続され、前記誘導性リアクタンス素子の他方の端子と前記抵抗の一方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う一方の圧電振動子接続用端子とされ、前記抵抗の他方の端子と前記直列等価回路の他方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う他方の圧電振動子接続用端子とされ、前記抵抗の絶対値は、前記負性抵抗の絶対値よりも大きいことを特徴とする。
【００１０】
本発明によれば、当該発振回路の負性抵抗の値を大きくすることが可能となる。具体的に、前記誘導性リアクタンスと前記容量性リアクタンスとにより負荷容量がキャンセルされ、前記容量性リアクタンスが原因となって前記発振回路部の等価回路における負性抵抗の値が低くなるのを防止することが可能となる。また、前記抵抗が前記発振回路部の等価回路に並列に接続されるので、前記負性抵抗と前記抵抗によって当該発振回路における負性抵抗の値を増加させることが可能となる。そのため、本発明は、高周波発振回路に好適である。また、前記抵抗の絶対値は、前記負性抵抗の絶対値よりも大きいので、当該発振回路における負性抵抗の値を顕著に（数倍）増加させることが可能となる。
【００１１】
具体的に、負性抵抗をＲLとし、容量性リアクタンスをＣLとし、誘導性リアクタンスをＬSとし、抵抗をＲPとし、圧電振動子との接続用端子をＡ，Ｂとして、負性抵抗ＲLと容量性リアクタンスＣLとの直列等価回路に、容量性リアクタンスＣLとキャンセルする誘導性リアクタンス素子ＬSを直列に接続し、さらに抵抗ＲPを並列に接続した場合の圧電振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスは、次のようにして求められる。
【００１２】
誘導性リアクタンス素子ＬSと容量性リアクタンスＣLがキャンセルされた場合、発振回路は抵抗ＲPと負性抵抗ＲLとの並列回路のみとなる。ここで、圧電振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスをＲL’とすると、圧電振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’は、以下の式により求められる。
【００１３】
【数１】
2010258782.tif 000003
【００１４】
抵抗ＲPの値が負性抵抗の絶対値|ＲL|より大きければ、圧電振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’は絶対値が負性抵抗ＲLより大きい負の値となり、その結果、負性抵抗ＲLが拡大される。例えば、負性抵抗ＲL＝−１００Ω、抵抗ＲP＝１２０Ωの場合、圧電振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’＝６００Ωとなり、圧電振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’は、負性抵抗ＲLの６倍の値になる。
【００１５】
また、一般的に、上記した数１により、圧電振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’と負性抵抗ＲLとの比は次式となる。
【００１６】
【数２】
2010258782.tif 000004
【００１７】
数２より、負性抵抗の拡大率ＲL’／ＲLは、付加する抵抗ＲPと負性抵抗ＲLとの比ＲP/|ＲL|で決定される。この式から、ＲP/|ＲL|が１倍を超えることが、負性抵抗を拡大することの必要条件となることがわかる。
【００１８】
次に、これらの関係を図２のグラフに示す。
【００１９】
図２に示すように、ＲP/|ＲL|の値が大きくなるほど負性抵抗の拡大の効果は減少し、１０倍では負性抵抗の拡大の効果は約１．１倍となる。このことから、少なくとも１０％程度の負性抵抗の拡大を得ることを考慮すると、抵抗ＲPの絶対値は、負性抵抗ＲLの絶対値に対して１倍を超えて１０倍以下であることが好ましい。
【００２０】
上記構成において、誘導性リアクタンス素子として、通常インダクタを用いてもよい。誘導性リアクタンス素子としてインダクタを用いた場合、負荷容量とキャンセルされるのは、これらの共振周波数近傍に限定される。このように、負性抵抗の拡大の効果が得られるのは、インダクタと負荷容量との共振周波数付近に限定される。このことから、誘導性リアクタンス素子としてインダクタを用いた場合、負性抵抗を拡大して、安定発振が可能になるのと同時に、他の周波数における不要発振の危険性を低減する効果も得られる。
【００２１】
また、上記の目的を達成するため、本発明にかかる別の発振回路は、圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備える発振回路において、前記発振回路部の等価回路は、負性抵抗と誘導性リアクタンスが直接接続された直列モデルで構成され、前記発振回路部の一方の端子に容量性リアクタンス素子の一方の端子が直列接続され、前記発振回路部の他方の端子と前記容量性リアクタンス素子の他方の端子との間に抵抗が並列接続され、前記容量性リアクタンス素子の他方の端子と前記抵抗の一方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う一方の圧電振動子接続用端子とされ、前記抵抗の他方の端子と前記発振回路部の他方の端子との接続点が、圧電振動子との接続を行う他方の圧電振動子接続用端子とされ、前記抵抗の絶対値は、前記負性抵抗の絶対値よりも大きいことを特徴とする。
【００２２】
本発明によれば、当該発振回路の負性抵抗の値を大きくすることが可能となる。具体的に、前記容量性リアクタンス素子と前記誘導性リアクタンスとにより負荷容量がキャンセルされ、前記誘導性リアクタンスが原因となって前記発振回路部の等価回路における負性抵抗の値が低くなるのを防止することが可能となる。また、前記抵抗が前記発振回路部の等価回路に並列に接続されるので、前記負性抵抗と前記抵抗によって当該発振回路における負性抵抗の値を増加させることが可能となる。そのため、本発明は、高周波発振回路に好適である。また、前記抵抗の絶対値は、前記負性抵抗の絶対値よりも大きいので、当該発振回路における負性抵抗の値を顕著に（数倍）増加させることが可能となる。
【００２３】
前記構成において、前記発振回路部にバイポーラトランジスタが用いられ、前記抵抗に容量が直列接続され、直列接続された前記抵抗と前記容量とは、前記発振回路部の他方の端子と、前記誘導性リアクタンス素子の他方の端子との間に並列接続されてもよい。
【００２４】
この場合、前記発振回路部にバイポーラトランジスタが用いられ、前記抵抗に容量が直列接続され、直列接続された前記抵抗と前記容量とは、前記発振回路部の他方の端子と、前記誘導性リアクタンス素子の他方の端子との間に並列接続されているので、前記トランジスタの直流動作に悪影響を与えることを無くして安定した発振回路が得られる。
【００２５】
上記構成において、前記発振回路部にバイポーラトランジスタが用いられ、４００ＭＨｚ以上の高周波発振回路として用いられてもよい。
【００２６】
この場合、前記発振回路部にバイポーラトランジスタが用いられているので、ＭＯＳ−ＦＥＴと比較して、フリッカ雑音（１／ｆ雑音)が少なく、また高周波帯域において増幅器としてのゲインを大きくとることが可能となり、その結果、高周波発振に適しており、具体的に４００ＭＨｚ以上の高周波発振回路として用いることが好ましい。その結果、位相雑音性能の優れた高周波発振回路が得られる。
【発明の効果】
【００２７】
本発明にかかる発振回路によれば、圧電振動子の高周波発振であっても安定した発振を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は、本実施の形態にかかる発振回路の概略図である。
【図２】図２は、本発明にかかる負性抵抗の拡大率ＲL’／ＲLと、抵抗ＲPと負性抵抗ＲLとの比ＲP/|ＲL|との関係を示したグラフ図である。
【図３】図３は、本実施の形態にかかる発振回路と、従来の発振回路との高周波の帯域における負性抵抗を示したグラフ図である。
【図４】図４は、本実施例にかかる発振回路の回路図である。
【図５】図５は、本実施例にかかる発振回路の高周波の帯域における負性抵抗を示し、パラメータを抵抗ＲPとしたグラフ図である。
【図６】図６は、本実施例にかかる発振回路の高周波の帯域における負性抵抗を示し、パラメータをコイルＬSとしたグラフ図である。
【図７】図７は、本実施例にかかる発振回路において抵抗ＲP、コイルＬS、コンデンサＣacを省いた発振回路の高周波の帯域における負性抵抗を示したグラフ図である。
【図８】図８は、本実施の他の形態にかかる発振回路の概略図である。
【図９】図９は、本実施の他の形態にかかる発振回路の回路図である。
【図１０】図１０は、本実施の他の形態にかかる発振回路の回路図である。
【図１１】図１１は、本実施の他の形態にかかる発振回路の回路図である。
【図１２】図１２は、本実施の他の形態にかかる発振回路の回路図である。
【図１３】図１３は、本実施の他の形態にかかる発振回路の回路図である。
【図１４】図１４は、従来例にかかる発振回路の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、以下に示す実施の形態（実施例含む）では、圧電振動子として水晶振動子に本発明を適用した場合を示す。
【００３０】
本実施の形態にかかるエミッタ接地の発振回路１は、圧電振動子を所定の周波数で励振させる発振回路部を備え、図１に示すように、発振回路部の等価回路（以下、等価回路ＥＣという）は、負性抵抗ＲLと容量性リアクタンスＣLとが直列接続された直列モデルで構成されている。なお、ここでいう発振回路部の等価回路などの本実施の形態の発振回路１の具体例は、以下の実施例に示す。
【００３１】
この発振回路１では、図１に示すように、発振回路部の等価回路ＥＣと、発振回路１のリアクタンスの容量をキャンセルさせるための誘導性リアクタンス素子のコイルＬSと、発振回路１の負性抵抗の値を増加させるための抵抗ＲPとから構成されている。
【００３２】
具体的に、発振回路部の等価回路ＥＣの一方の端子ＥＣＡに、コイルＬSの一方の端子が直列接続され、発振回路部の等価回路ＥＣの他方の端子ＥＣＢとコイルＬSの他方の端子との間に抵抗ＲPが並列接続されて構成されている。
【００３３】
また、コイルＬSと抵抗ＲPとの接続点を一方の水晶振動子との接続用端子Ａとし、抵抗ＲPと発振回路１との接続点を他方の水晶振動子との接続用端子Ｂとする。
【００３４】
なお、本実施の形態では、コイルＬSの他方の端子と抵抗ＲPの一方の端子との接続点が、水晶振動子との接続を行う接続用端子Ａ（本発明でいう一方の圧電振動子接続用端子）とされ、抵抗ＲPの他方の端子と発振回路部の等価回路ＥＣの他方の端子との接続点が、水晶振動子との接続を行う接続用端子Ｂ（本発明でいう他方の圧電振動子接続用端子）とされる。
【００３５】
また、ここでいう抵抗ＲPの絶対値は、負性抵抗ＲLの絶対値よりも大きくなるように設定され、具体的に、抵抗ＲPの絶対値は、負性抵抗ＲLの絶対値に対して１倍を超えて１０倍以下であることが望ましい。
【００３６】
具体的に、負性抵抗ＲLと容量性リアクタンスＣLとから構成される直列モデルの発振回路部の等価回路ＥＣに、容量性リアクタンスＣLとキャンセルする誘導性リアクタンス素子のコイルＬSを直列に接続し、さらに抵抗ＲPを並列に接続した場合の水晶振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスは、次のようにして求められる。
【００３７】
この発振回路１によれば、誘導性リアクタンス素子のコイルＬSと容量性リアクタンスＣLがキャンセルされ、発振回路１は、実質、抵抗ＲPと負性抵抗ＲLとの並列回路のみとなる。ここで、水晶振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスをＲL’とすると、水晶振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’は、上記した数１の数式により求められる。
【００３８】
抵抗ＲPの値が負性抵抗の絶対値|ＲL|より大きければ、水晶振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’は絶対値が負性抵抗ＲLより大きい負の値となり、その結果、負性抵抗ＲLが拡大される。例えば、負性抵抗ＲL＝−１００Ω、抵抗ＲP＝１２０Ωの場合、水晶振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’＝６００Ωとなり、水晶振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’は、負性抵抗ＲLの６倍の値になる。
【００３９】
また、一般的に、上記した数１により、水晶振動子との接続用端子Ａ−Ｂ間のインピーダンスＲL’と負性抵抗ＲLとの比は、上記した数２の数式から求められる。
【００４０】
数２より、負性抵抗の拡大率ＲL’／ＲLは、付加する抵抗ＲPと負性抵抗ＲLとの比ＲP/|ＲL|で決定される。この式から、ＲP/|ＲL|が１倍を超えることが、負性抵抗を拡大することの必要条件となることがわかる。
【００４１】
次に、これらの関係を図２のグラフに示す。
【００４２】
図２に示すように、ＲP/|ＲL|の値が大きくなるほど負性抵抗の拡大の効果は減少し、１０倍では負性抵抗の拡大の効果は約１．１倍となる。このように、少なくとも１０％程度の負性抵抗の拡大を得ることを考慮すると、抵抗ＲPの絶対値は、負性抵抗ＲLの絶対値に対して１倍を超えて１０倍以下であることが好ましい。
【００４３】
上記したように、本実施の形態にかかる発振回路１の発振回路部の等価回路ＥＣの接続端子ＥＣＡに、誘導性リアクタンス素子のコイルＬSの一方の端子が直列接続され、発振回路部の等価回路ＥＣの他方の端子ＥＣＢと誘導性リアクタンス素子のコイルＬSの他方の端子との間に抵抗ＲPが並列接続されている。そして、この発振回路部の水晶振動子との接続点である接続用端子Ａ，Ｂに、所定の周波数で励振する水晶振動子が接続されて発振回路１が構成される。
【００４４】
上記した本実施の形態にかかる発振回路１によれば、上記した構成からなる発振回路部を設けているので、コイルＬSと容量性リアクタンスＣLとによりリアクタンスの負荷容量がキャンセルされる。そして、抵抗ＲPが発振回路部の等価回路ＥＣ（具体的に負性抵抗ＲL）に並列に接続されるので、抵抗ＲPと負性抵抗ＲLとによって発振回路１における負性抵抗の値が増加する。本実施の形態にかかる発振回路１によれば、抵抗ＲPを用いない発振回路（例えば図１４に示す従来の発振回路）と比べて発振回路部における負性抵抗の値が実質数倍以上に増える。その結果、本実施の形態によれば、発振回路部の負性抵抗の値を大きくすることができ、特に、本実施の形態にかかる発振回路１は高周波発振回路に好適である。
【００４５】
また、本実施の形態にかかる発振回路１は、エミッタ接地の発振回路であり、高周波の発振回路における負性抵抗を確保するのに好適なものとなっている。
【００４６】
次に、具体的に、本実施の形態にかかる発振回路１と、発振回路部の等価回路ＥＣのみからなる発振回路（以下、従来の発振回路という）とに関して、それぞれ高周波の帯域における負性抵抗を測定し、その値を図３に示す。図３に示す記号１の波形は従来の発振回路の高周波の帯域における負性抵抗の値を示し、記号２の波形は本実施の形態にかかる発振回路１の高周波の帯域における負性抵抗の値を示す。なお、本実施の形態では、基本波で６００ＭＨｚ辺りの周波数帯域の負性抵抗を増加させることを目的としている。
【００４７】
図３に示すように、従来の発振回路によれば、周波数が上がるにつれて負性抵抗の絶対値が下がっていく。これに対して、本実施の形態にかかる発振回路１によれば、高周波（特に６００ＭＨｚ辺り）において負性抵抗を増加していることがわかる。なお、本実施の形態では、６００ＭＨｚ辺りの周波数帯域の負性抵抗を増加させることを目的としているので、他の高周波の帯域（例えば、４００ＭＨｚとか８００ＭＨｚなど）の負性抵抗を増加させることは、抵抗ＲPの値を変えることで可能となる。
【００４８】
次に、上記した本実施の形態にかかる発振回路１の具体例を、実施例として図４を用いて説明する。
【実施例】
【００４９】
本実施例にかかる発振回路１は、図４に示すように、発振用トランジスタＱ１はエミッタ接地されており、発振用トランジスタＱ１のベースにコンデンサＣ１（６ｐＦ）が接続されるとともに、抵抗Ｒ２（３３ｋΩ）と抵抗Ｒ３（１０ｋΩ）とからなるバイアス抵抗回路が接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のコレクタは電源電圧Ｖｃｃ（３．３Ｖ）に接続され、その発振用トランジスタＱ１のコレクタ・電源電圧Ｖｃｃライン間に抵抗Ｒ１（２２０Ω）が直列接続されている。また、発振用トランジスタＱ１のコレクタにはコンデンサＣ２が直列接続されている。
【００５０】
そして、これら発振用トランジスタＱ１、コンデンサＣ１，Ｃ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、電源電圧Ｖｃｃから、上記した本実施の形態にかかる発振回路部の等価回路ＥＣが構成される。なお、本実施例の発振回路部の等価回路ＥＣにおける負性抵抗ＲLの値は、−７７Ωである。
【００５１】
この発振回路部の等価回路ＥＣの接続端子ＥＣＡに、コイルＬSが直列接続され、発振回路部の等価回路ＥＣの他方の端子ＥＣＢとコイルＬSの他方の端子との間に、図１に示す抵抗ＲPおよびコンデンサＣac（１００ｐＦ）が並列接続されて、本実施例にかかる発振回路部が構成される。具体的に、本実施例にかかる発振回路部では、抵抗Ｒ３に対してコイルＬSが直列接続され、抵抗ＲPとコンデンサＣacが並列接続され、抵抗ＲPおよびコンデンサＣacに対して並列に水晶振動子が接続される。
【００５２】
なお、本実施例では、トランジスタである発振用トランジスタＱ１としてバイポーラトランジスタを用い、４００ＭＨｚ以上の高周波発振回路として用いている。このように、発振回路部に発振用トランジスタＱ１を用い、誘導性リアクタンス素子としてコイルＬSを用いた場合、抵抗ＲPに対してコンデンサＣacを互いに直列接続し、コンデンサＣacをＤＣカット用のコンデンサとして用いている。このためトランジスタＱ１の直流動作に悪影響を与えることがなくなり安定した発振回路１が得られる。
【００５３】
上記したように、発振回路部にバイポーラトランジスタが用いられているので、ＭＯＳ−ＦＥＴと比較して、フリッカ雑音（１／ｆ雑音)が少なく、また高周波帯域において増幅器としてのゲインを大きくとることができ、その結果、高周波発振に適しており、位相雑音性能の優れた高周波発振回路が得られる。具体的に４００ＭＨｚ以上の高周波発振回路として用いることが好ましい。
【００５４】
上記した実施例にかかる発振回路１の負性抵抗について、抵抗ＲPとコイルＬSの値を可変させて測定した。その測定結果を、図５，６に示す。また、抵抗ＲPとコイルＬSとコンデンサＣacを省いた等価回路ＥＣ（従来の発振回路）の負性抵抗について測定したものを図７に示す。
【００５５】
なお、図５は、コイルＬSの値を３．３μＨに固定し、抵抗ＲPの値を６８Ω、８２Ω、１００Ω、１２０Ω、１５０Ωとした場合の発振回路１の高周波の帯域に対する負性抵抗を示したグラフ図である。
【００５６】
また、図６は、抵抗ＲPの値を１００Ωに固定し、コイルＬSの値を１μＨ、２．２μＨ、３．３μＨ、４．７μＨ、６．８μＨ、１０μＨとした場合の発振回路１の高周波の帯域に対する負性抵抗を示したグラフ図である。
【００５７】
図５〜７に示すように、本実施例にかかる発振回路１によれば、抵抗ＲPと負性抵抗ＲLとによって発振回路１における負性抵抗の値が増加することが分かる。また、図５〜７に示すように、抵抗ＲPの値が小さいとスプリアスの抑制を行うのに好適であり、抵抗ＲPの値が大きいと発振回路の設計がし易く、回路部分の周波数にバラツキが生じたい場合でも発振を行うことができる。
【００５８】
これは、誘導性リアクタンス素子であるコイルＬSと容量性リアクタンスＣLとによりリアクタンスの負荷容量がキャンセルされ、抵抗ＲPが発振回路部の等価回路ＥＣ（具体的に負性抵抗ＲL）に並列に接続されることに関係する。
【００５９】
そして特に、本実施例では、抵抗ＲPが８２ΩでコイルＬSが３．３μＨの時と、抵抗ＲPが１００ΩでコイルＬSが４．７μＨの時の約６００ＭＨｚにおける負性抵抗が顕著に増加している。すなわち、等価回路の負性抵抗が−７７Ωに対して、抵抗ＲPが８２Ωや１００Ωなど、抵抗ＲPの絶対値を負性抵抗ＲLの絶対値よりも大きい値であって、抵抗ＲPの絶対値を、負性抵抗ＲLの絶対値に対して１倍を超えて２倍以下とすることで、発振回路１の負性抵抗を顕著に増加させることができる。
【００６０】
また、本実施例に示すように、誘導性リアクタンス素子としてインダクタであるコイルＬSを用いた場合、負荷容量とキャンセルされるのは、これらの共振周波数近傍に限定される。このように、負性抵抗の拡大の効果が得られるのは、インダクタと負荷容量との共振周波数付近に限定される。このことから、誘導性リアクタンス素子としてコイルＬSを用いた場合、負性抵抗を拡大して、安定発振が可能になるのと同時に、他の周波数における不要発振の危険性を低減する効果も得られる。
【００６１】
なお、上記した実施の形態および実施例では、負性抵抗と容量性リアクタンスとが直列接続された発振回路部の等価回路が構成され、発振回路部の等価回路に、誘導性リアクタンスであるコイルＬSが直列接続され、抵抗ＲPが並列接続されているが、これに限定されるものではなく、図８に示すような回路構成であってもよい。
【００６２】
この図８に示す発振回路１は、発振回路部の等価回路ＥＣと、発振回路１のリアクタンスの容量をキャンセルさせるための容量性リアクタンス素子である容量のコンデンサＣ４と、発振回路１の負性抵抗の値を増加させるための抵抗ＲPとから構成されている。
【００６３】
発振回路部の等価回路ＥＣは、負性抵抗ＲLと誘導性リアクタンスＬSが直接接続された直列モデルで構成されている。
【００６４】
具体的に、図８に示す発振回路１は、発振回路部の等価回路ＥＣの一方の端子ＥＣＡに、コンデンサＣ４の一方の端子が直列接続され、発振回路部の等価回路ＥＣの他方の端子ＥＣＢとコンデンサＣ４の他方の端子との間に抵抗ＲPが並列接続されて構成されている。
【００６５】
この場合、誘導性リアクタンスＬSとコンデンサＣ４とにより容量がキャンセルされ、誘導性リアクタンスＬSが原因となって発振回路部の等価回路ＥＣにおける負性抵抗の値が低くなるのを防止することができる。また、抵抗ＲPが発振回路部の等価回路ＥＣに並列に接続されるので、負性抵抗ＲLと抵抗ＲPによって発振回路部における負性抵抗の値を数倍以上増加させることができる。すなわち、この場合であっても、上記した実施の形態および実施例と同様に、発振回路部の負性抵抗の値を大きくすることができる。
【００６６】
また、上記した実施の形態および実施例では、水晶振動子の発振を基本波とした発振回路１を用いているが、これに限定されるものではなく、発振用トランジスタにより高調波を得る逓抵方式、もしくは水晶振動子の発振に含まれる高調波を取り出すオーバートーン方式の発振回路であってもよい。この場合、図３の記号２の波形に示すように目的とする周波数以外の発振を止めることもできるので、誤発振を防ぐこともできる。
【００６７】
また、上記した実施の形態および実施例では、エミッタ接地の発振回路部を用いているが、これに限定されるものではなく、図９に示すようなコレクタ接地の発振回路部であってもよい。なお、この図９に示すコンデンサＣacは、ＤＣカット用のコンデンサであり、トランジスタの直流動作点に影響を与えないことを目的として用いられ、図９に示す発振回路部では、コンデンサＣacと抵抗ＲPとが直列接続されている。
【００６８】
なお、図９に示す発振回路部では、トランジスタである発振用トランジスタＱ１としてバイポーラトランジスタを用い、４００ＭＨｚ以上の高周波発振回路として用いている。このように、発振回路部に発振用トランジスタＱ１を用い、誘導性リアクタンス素子としてコイルＬSを用いた場合、抵抗ＲPに対してコンデンサＣacを互いに直列接続し、コンデンサＣacをＤＣカット用のコンデンサとして用いている。このためトランジスタＱ１の直流動作に悪影響を与えることがなくなり安定した発振回路１が得られる。
【００６９】
また、図１０に示すようなＣ−ＭＯＳインバーターによる発振回路部であってもよい。なお、図１０に示す記号Ｒｆはフィードバック用抵抗であり、記号Ｃgはゲート用コンデンサであり、記号Ｃdはドレイン用コンデンサである。
【００７０】
また、上記した実施の形態および実施例にかかる発振回路１と水晶振動子２とが水晶振動子との接続用端子Ａ，Ｂにより直接接続されているが、図１１に示すように周波数調整制御を行う周波数制御回路４を介在させて発振回路１と水晶振動子２とが接続されて水晶振動発振回路３が構成されてもよく、さらに、図１２に示すように温度補償を行う温度補償回路５を介在させて発振回路１と水晶振動子２とが接続されて水晶振動発振回路３が構成されてもよい。
【００７１】
また、図１３に示すように、水晶振動子２に誘導性リアクタンス素子ＬPが並列接続されてもよい。この場合、誘導性リアクタンス素子ＬPが水晶振動子２のＣ０をキャンセルし、周波数可変量の確保や負性抵抗のＣ０による低下を防ぐことが可能となる。
【００７２】
さらに、図１１，１３に示す周波数制御回路４と、図１２に示す温度補償回路５とを介在させて発振回路１と水晶振動子２とが接続されて水晶振動発振回路３が構成されてもよい。
【００７３】
なお、本発明は、その精神や主旨または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、上述の実施例はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、なんら拘束されない。さらに、特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。
【産業上の利用可能性】
【００７４】
本発明は、高周波発振回路に好適である。
【符号の説明】
【００７５】
１  発振回路
２  水晶振動子
３  水晶振動発振回路
４  周波数制御回路
５  温度補償回路
ＲL  負性抵抗
ＣL  容量性リアクタンス
ＥＣ  等価回路
ＬS  誘導性リアクタンス（コイル）
ＲP  抵抗
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２  コンデンサ
Ｃac  コンデンサ
Ｒ１  抵抗
Ｒ２  抵抗
Ｒ３  抵抗
Ｑ１  発振用トランジスタ
Ｖｃｃ  電源電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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