(57)【要約】【課題】本発明は、送信機ＴＲと受信機ＲＥＣとの間で通信チャネルＣＨＮＬを介してデータ送信方法に関する。【解決手段】本発明による方法は、シンボル拡散ステップをさらに含む。このシンボル拡散ステップの間に、調整可能な整数個Ｋの連続シンボルＺ１…ＺＫが、送信前に、いくつかの時間チップにわたって拡散される。当該調整可能な個数Ｋは、通信チャネルＣＨＮＬの物理特性に関して調節される。  従って、任意の所与の瞬間に送信されたデータは、既知のＭＩＭＯシステムの場合のような単一のシンボルＺｉを表さず、Ｋ個の連続シンボル間の混合したものを表す。これによって、受信端で感知される時間に関するデータダイバーシティが導入され、送信機ＴＲと受信機ＲＥＣとの間の通信スループットの調整が可能になる。【選択図】  図１
2010220261.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも２つの送信アンテナが設けられた少なくとも１つの送信機と、少なくとも１つの受信アンテナが設けられた少なくとも１つの受信機とを含む電気通信システムにおけるデータ送信方法であって、前記送信アンテナと前記受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含んでおり、
シンボル拡散ステップであって、このシンボル拡散ステップの間に、調整可能な整数個Ｋの連続シンボルが、前記通信チャネルを介して送信される前に、いくつかの時間チップにわたって拡散されるシンボル拡散ステップをさらに含み、
前記調整可能な個数Ｋは、前記通信チャネルの物理特性に関して調節されることを特徴とする電気通信システムにおけるデータ送信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、少なくとも２つの送信アンテナが設けられた少なくとも１つの送信機と、少なくとも１つの受信アンテナが設けられた少なくとも１つの受信機とを含む電気通信システムにおけるデータ送信方法であり、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化ステップを含む方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
複数のアンテナが無線リンクの受信端および／または送信端で使用される電気通信システムは、多入力多出力システム（以下、ＭＩＭＯシステムと称す）と呼ばれる。ＭＩＭＯシステムは、単一アンテナシステムが提供する伝送容量と比較して、大きな伝送容量を提供するものとして紹介されてきた。特に、ＭＩＭＯの容量は、所与の信号対雑音比に対して、有利な無相関のチャネル状態の下では、送信アンテナまたは受信アンテナのいずれが最小であっても、その最小の個数と共に直線的に増加する。従って、ＭＩＭＯ技法は、大きなスペクトル効率を提供することを目的とするか、あるいは、現在の電気通信システムで得られるスペクトル効率と同等のスペクトル効率を得るのに必要な送信電力を削減することを目的とする今後の無線システムで使用される可能性がある。このようなＭＩＭＯ技法は、ほとんどの場合、今後の無線システムで同様にその使用が考慮されているＯＦＤＭ（直交波周波数分割多重の略語）技法およびＭＣ−ＣＤＭＡ（マルチキャリア符号分割多重接続の略語）技法のようなマルチキャリア変調技法と組み合わされることになる。
【０００３】
特定のタイプのＭＩＭＯシステムは、ビットインターリーブ化符号化変調（Bit Interleaved Coded Modulation）技法を利用する。ビットインターリーブ化符号化変調は、以下、ＢＩＣＭと呼ぶ。このＢＩＣＭによると、送信機はチャネル符号化器を含む。このチャネル符号化器は、例えば畳み込み符号またはターボ符号によって、符号化されていないデータビットに符号化を適用して、バイナリストリームをインターリーバに提供するためのものである。このインターリーバは、次に、並べ替えたビットを送出する。この並べ替えたビットは、ワードシーケンスに分割される。このワードシーケンスは、複数の実数成分または複素成分をそれぞれ特徴とする一連の符号化シンボルに変換されるものである。同じシンボルの実数成分または複素成分は、各送信アンテナによって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。ここで、２つの異なる時間チップに対応する情報は、２つの異なる時点で送信することができるが、ＯＦＤＭ電気通信システムで行われることがあるように、例えば、スペクトル領域で上記シンボルを拡散するために、適切な異なる周波数を有する２つの異なる搬送信号によって同じ時点で送信することもできることに留意すべきである。
【０００４】
送信されたシンボルは受信端で復号される。この復号は、ＢＩＣＭタイプのＭＩＭＯシステムにおいて反復時空間復号器（iterative space-time decoder）により実行することができる。この復号器は、送信されたシンボルを構成する符号化ビットの推定値を生成するためのものである。複数の送信アンテナおよび受信アンテナの使用によって誘発される空間ダイバーシティは、単一の通信チャネルを通じて送信された単一の信号により提供される情報量よりも多くの情報量を提供するので、このダイバーシティによって、このような復号が容易になる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
発明者は、時空間復号器に含まれるフロントエンド検出器が感知した入力データのダイバーシティを増加させることによって、上記復号器が、上記データを生成する基と成った符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。このことは、より高い品質、すなわち、よりリッチな内容を有するデータを復号器に供給することによって、より良い復号性能を得ると解釈することができる。
【０００６】
受信アンテナが感知する空間ダイバーシティは、複数の通信チャネルを使用することによって得られ、上述した利点を生み出すが、受信アンテナの個数によって制限を受け、これは、言い換えると、時空間復号器の性能を制限する。
【０００７】
また、発明者は、複数の送信アンテナおよび／または受信アンテナを使用することによって、より多くの情報量を送信することが可能になり、従って、電気通信システムのスループットを増加させることが可能になるが、当該スループットは、任意の所与の送信機と受信機との間に確立された通信チャネルに影響を与える不利な通信状態を考慮すべきであることも確認している。このような不利な状態は、受信機が送信データを安全に取り出すことができないように、送信データの送信中に送信データを変更するおそれがある。この場合、好ましくは、一定度合いの冗長系が、シンボル符号化ステップとシンボルの実際の送信との間に導入されるべきである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明は、ＭＩＭＯシステムでデータ送信方法を提供することによって、上記問題を解決することを目的とする。この方法は、このような電気通信システムの受信端における少なくとも１つの受信アンテナによって感知される空間および時間の双方に関する高いデータダイバーシティを提供することを可能にする符号化方式を含む。当該方法は、さらに、任意の所与の送信機と受信機との間のデータスループットの調整を可能にするために、当該スループットを調節する自由度を追加して提供する。この調整は、上記送信機と上記受信機との間の通信状態に関して行われることが好ましい。
【０００９】
実際に、本発明によると、初めの段落による方法は、シンボル拡散ステップであって、当該ステップの間に、調整可能な整数個Ｋの連続シンボルが、上記通信チャネルを介して送信される前に、いくつかの時間チップにわたって拡散されるシンボル拡散ステップをさらに含み、上記調整可能な個数Ｋは、通信チャネルの物理特性に関して調節されることを特徴とする。
【００１０】
本発明は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルの使用によって取得される空間ダイバーシティを、受信アンテナが感知したデータの時間に関するダイバーシティと合成することを可能にする。本発明によって提供されるいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの個数Ｋの値を選択することにより、送信機と受信機との間の通信スループットの調整が可能になる。
【００１１】
本発明の有利な実施の形態によると、いくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの調整可能な整数個Ｋが、受信機によって送信されたフィードバック情報であって、上記送信機と上記受信機との間の通信状態の品質を表す、フィードバック情報、に基づいて送信機により動的に調節される。
【００１２】
このフィードバック情報は、受信機が実時間で計算した信号対雑音比または信号対干渉比から構成することができるが、このような信号対雑音比または信号対干渉比の関数として受信機が計算した調整可能な整数個Ｋの値によって形成することもできる。
【００１３】
本発明の可能な実施形態によると、シンボル拡散ステップは、上記Ｋ個の連続シンボルの複数の線形結合を計算することによって実行され、当該線形結合は、所定の個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。
【００１４】
従って、任意の所与の瞬間に複数の通信チャネルを介して送信されたデータは、ほとんどの既知のＭＩＭＯシステムの場合のような単一のシンボルを表さず、連続シンボル間の混合したものを表す。従って、これによって、時間に関するダイバーシティが導入され、困難な通信状態を相殺するための可能なデータ冗長性が、本発明によって可能にされた調整可能な個数Ｋの調節により提供される。
【００１５】
本発明の特定の実施の形態によると、シンボル拡散ステップは、一方の上記Ｋ個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算することによって実行される。
【００１６】
本発明のこの特定の実施の形態は、実施するのが非常に簡単であり、従って、送信端で必要とされる計算資源および処理電力に関して比較的低コストでダイバーシティの増加を得ることが可能である。これは、送信機が、携帯電話等の、可能な限り小さくなければならず、限られたエネルギー蓄積容量を有するバッテリによって電力供給される移動端末によって構成されることがある移動通信の分野では重要な事項である。
【００１７】
一方の上記Ｋ個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルのサイズと、他方の拡散行列の列数との間に差がある場合、すなわち、調整可能な整数Ｋが、データ冗長性が実際に得られるように選択された場合に、上記Ｋ個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルは、上述した行列乗算を実行するために、上記差に等しい個数の零成分（nil components）で完成させることができる。
【００１８】
代替的に、上記乗算を実行するために、拡散行列の一方の次元は、列数または行数を上記差に等しく抑制することによって削減することができる。
【００１９】
既定の拡散行列の性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、または、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。
【００２０】
上に説明される特定の実施の形態の第１の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の所与の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有する各ベクトルを形成する。
【００２１】
この第１の変形による拡散行列によって、エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーを時間上で本質的に均一に分散することが可能になり、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このようなエルゴート的な通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【００２２】
上に説明される特定の実施の形態の第２の変形によると、拡散行列は、その行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように構築され、任意の所与の行の全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交した各ベクトルを形成する。
【００２３】
チャンク間の直交性の結果、この第２の変形による拡散行列によって、調整可能な整数個Ｋの連続シンボルの線形結合を送信するのに必要な時間間隔および／または頻度間隔の間、本質的に不変のチャネルにエルゴート性を追加することが可能になり、さらに、上記通信チャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーの、この時間間隔および／または頻度間隔にわたる本質的に均一な分散が提供される。これによって、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証される。さらに、これによって、このような本質的に不変の通信チャネルの受信端における受信アンテナにより感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【００２４】
上に説明される特定の実施の形態の第３の変形によると、拡散行列は、すべてが同じノルムを有する各ベクトルを形成する複数のセグメントによってその行のそれぞれが構成されるように構築され、各セグメントは、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクを含み、任意の所与のセグメントの全チャンクは、すべてが同じノルムを有し、互いに直交した各ベクトルを形成する。
【００２５】
この第３の変形による拡散行列は、いわゆるブロックフェージング通信チャネルに特によく適している。このブロックフェージング通信チャネルは、所定の個数Ｓの連続シンボルの送信継続期間全体にわたるＣ組の連続した通信状態を特徴とすると予想される。従って、上記ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、Ｓ／Ｃ個の時間チップの期間中は本質的に不変である。
【００２６】
同じセグメントの全チャンク間の直交性によって、これらＳ／Ｃ個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴート性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。このようなブロックフェージングチャネル内の通信状態は、或る不変期間から別の不変期間へ変化するので、ブロックフェージングチャネルは、不変期間のスケールではエルゴート的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列の各行のセグメントのノルムが等しいことを追加することは、そのブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーの、すべての連続した不変期間にわたる本質的に均一な分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知されるデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【００２７】
上述した第１の変形、第２の変形、または第３の変形の好ましい実施の形態によると、拡散行列は、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。
【００２８】
送信端において連続シンボルの複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、受信端において上記シンボルを処理するための上記復号器の全体性能を最適化することが可能になる。
【００２９】
本発明のハードウェアに関する１つの態様によると、本発明はまた、少なくとも２つの送信アンテナが設けられた少なくとも１つの送信機と、少なくとも１つの受信アンテナが設けられた少なくとも１つの受信機とを含む電気通信システムであり、送信機は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立された通信チャネルを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む電気通信システムであって、
上記送信機は、調整可能な整数個Ｋの連続シンボルを上記通信チャネルを介して送信する前に、上記シンボルをいくつかの時間チップにわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含み、当該電気通信システムは、通信チャネルの物理特性に関して上記調整可能な個数Ｋを調節する調整手段をさらに含むことを特徴とする電気通信システムに関する。
【００３０】
このハードウェアに関する態様の可能な実施の形態によると、シンボル拡散手段は、上記Ｋ個の連続シンボルの複数の線形結合を計算するためのものであり、当該線形結合は、所定の個数の時間チップを介して送信アンテナにより送信されるものである。
【００３１】
上述のハードウェアに関する態様の特定の実施の形態によると、シンボル拡散手段は、一方の上記Ｋ個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトルを、他方の所定の拡散行列と乗算するためのものである。
【００３２】
本発明のハードウェアに関する別の態様によると、本発明はまた、少なくとも２つの送信アンテナが設けられ、当該送信アンテナを介して送信されるシンボルを生成するシンボル符号化手段を含む通信デバイスであって、上記送信アンテナを介して調整可能な整数個Ｋの連続シンボルを送信する前に、当該シンボルをいくつかの時間チップにわたって拡散するシンボル拡散手段をさらに含むことを特徴とする通信デバイスに関する。
【００３３】
上述した本発明の特徴に加えて、本発明の他の特徴も、添付図面に関して与えられた以下の説明を読むことによって、より一層に明確になる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】高度に簡略化したＭＩＭＯ電気通信システムを示すブロック図。
【図２】本発明の第１の実施の形態によるＭＩＭＯ電気通信システムに含まれる送信機に含まれた時空間符号化器を示すブロック図。
【図３】本発明による拡散ステップをこのような時空間符号化器内でどのように実行できるかを示す図。
【図４】本発明の第２の実施の形態によるＭＩＭＯ電気通信システムに含まれる送信機に含まれた時空間符号化器を示すブロック図。
【図５】本発明による拡散ステップをこのような時空間符号化器内でどのように実行できるかを示す図。
【図６】エルゴート的な通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図。
【図７】このようなエルゴート的なチャネルに適合した拡散行列を示す図。
【図８】ブロックフェージング通信チャネルに関連したチャネル行列を示す図。
【図９】このようなブロックフェージングチャネルに適合した拡散行列を示す図。
【図１０】ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図。
【図１１】ブロックフェージング通信チャネルに適合した拡散行列をどのように構築できるかを示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
図１は、少なくとも１つの送信機ＴＲおよび少なくとも１つの受信機ＲＥＣを含む電気通信システムを図的に示している。この電気通信システムは、Ｎｔ個の送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２、…、ｔａＮｔ）とＮｒ個の受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２、…、ｒａＮｒ）との間でそれぞれ確立された複数の通信チャネルＣＨＮＬを通じて信号を交換するためのものである。
【００３６】
図１に図示した例に示す送信機ＴＲは、符号化されていないデータビットＵｎｃｂに例えば畳み込み符号またはターボ符号によって符号化を適用し、送信されるバイナリストリームＴｂを提供するためのチャネル符号化器ＣＨＥＮＣを含む。送信機ＴＲは、並べ替えられたビットＰｂを生成するためのインターリーバＩＮＴＬを含む。このようなインターリーブは、無相関のデータの取得を可能にするので、受信機側での後の処理に有益である。次に、並べ替えられたビットＰｂは、それぞれが少なくとも１ビットから成るワードに分割される。次に、これらのワードは、マッピング／変調モジュールＭＡＰＭＤによって一連の符号化シンボルＺｉにマッピング、すなわち変換される。次に、連続シンボルＺｉは、本質的に時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣによって形成されたシンボル符号化手段に供給される。この時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣは、上記シンボルＺｉの送信前に当該シンボルＺｉの処理を実行する。
【００３７】
この技術分野の既知の状況では、各シンボルＺｉの成分は、通常、各送信アンテナによって同じ時間チップの期間中に送信されるものである。
【００３８】
図１に図示した例に示す受信機ＲＥＣは、元の符号化されていないデータビットＵｎｃｂに最終的に対応すべき復号されたデータビットＤｅｃｂを生成するための時空間復号器ＳＰＴＤＥＣを含む。この時空間復号器ＳＰＴＤＥＣは時空間検出器（space-time detector）ＤＥＴを含む。この時空間検出器ＤＥＴは、受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２、…、ｒａＮｒ）によって受信された信号により搬送されたデータを処理し、送信されて並べ替えられたビットＰｂの推定値に関係した実際のまたは近似の尤度値Ｒｉｂを生成するためのものである。この尤度値は、デインターリーバＤＩＮＴＬによってデインターリーブされるものである。デインターリーバＤＩＮＴＬは、バイナリストリームＴｂに含まれるビットの推定値に関係した軟尤度値（soft likelihood value）Ｒｂを出力する。受信機ＲＥＣに含まれるビット復号器は、上記尤度値Ｒｂに基づいて復号されたデータビットＤｅｃｂを生成するためのものである。このビット復号器は、以下、チャネル復号器ＣＨＤＥＣと呼ぶ。
【００３９】
この技術分野で一般に使用されるループ構造によると、時空間検出器ＤＥＴは、アプリオリな情報Ｐｒａを利用することが好ましい。このアプリオリな情報は、前の復号ステップの最中に生成され、インターリーバＩＮＴＲを通じてチャネル復号器ＣＨＤＥＣにより外部情報Ｅｘｄの形で発行されたものである。このインターリーバＩＮＴＲは、送信機ＴＲに含まれるインターリーバＩＮＴＬと同一である。
【００４０】
発明者は、時空間検出器ＤＥＴが感知したデータのダイバーシティを増加させることによって、当該検出器が、上記データを生成する基と成った符号化ビットの信頼性のある推定値に向けてより高速に収束できることを確認している。従って、発明者は、送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２、…、ｔａＮｔ）と受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２、…、ｒａＮｒ）との間に確立された複数の通信チャネルＣＨＮＬの使用によって取得された空間ダイバーシティを、当該チャネルの受信端における受信アンテナが感知したデータの時間に関するダイバーシティと合成することによって、受信アンテナ（ｒａ１、ｒａ２、…、ｒａＮｒ）が受信するデータのダイバーシティを増加させることを目的としている。
【００４１】
この目的のために、本発明によると、時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣは、調整可能な整数個Ｋの連続シンボルＺｉを通信チャネルＣＨＮＬを介して送信する前に、いくつかの時間チップにわたって当該シンボルを拡散する。当該調整可能な個数Ｋは、通信チャネルＣＨＮＬの物理特性に関して調節される。
【００４２】
その成分がいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルＺｉの個数Ｋの値の、本発明により提供される選択肢によって、送信機ＴＲと受信機ＲＥＣとの間の通信スループットの調整が可能になる。
【００４３】
本発明のこの実施の形態では、その成分がいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルＺｉの調整可能な整数個Ｋの値は、送信機に含まれる調整手段ＴＵＭによって動的に調節される。この調節は、受信機ＲＥＣが送信した、上記送信機ＴＲと上記受信機ＲＥＣとの間の通信状態の品質を表すフィードバック情報Ｆｂｉに基づいて行われる。
【００４４】
このようなフィードバック情報Ｆｂｉは、送信機ＴＲ内でローカルに利用可能な情報と組み合わせることができる。このフィードバック情報は、例えば、通信状態に関する最大データスループット値を定義できる一方、ローカルに利用可能な情報は、さらに低いデータスループットでも、継続中の通信に十分であることを示すことができる。これによって、送信資源および送信電力を節減することが可能になる。
【００４５】
フィードバック情報Ｆｂｉは、受信機ＲＥＣが実時間で計算した信号対雑音比または信号対干渉比から構成することができるが、このような信号対雑音比または信号対干渉比の関数として受信機ＲＥＣ自身が計算したＫの最大値によって形成することもできる。この場合、調整手段ＴＵＭには、時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣに上記値Ｋを転送するタスクのみを課すことができる。
【００４６】
図２は、本発明の第１の実施の形態による時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣを図的に示している。この図に図示した例では、時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣは、直並列変換器Ｓ／Ｐを含む。この直並列変換器Ｓ／Ｐは、Ｋ個の連続シンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）から成る組を数組、連続して受信し、Ｋ個の連鎖した連続シンボル［Ｚ１…ＺＫ］によって形成されたベクトルをシンボル拡散手段ＳＰＭＤに送出するためのものである。当該ベクトルは、シンボル拡散手段ＳＰＭＤ内で拡散行列ＳＭと乗算されるものである。
【００４７】
図２に図示した例では、一方の上記Ｋ個の連続シンボルの連鎖［Ｚ１…ＺＫ］によって形成されたベクトルのサイズと、他方の拡散行列ＳＭの列数との差によって、データ冗長性を達成することが可能になる。上記Ｋ個の連続シンボルの連鎖によって形成されたベクトル［Ｚ１…ＺＫ］は、上述した行列乗算を実行するために、上記差に等しい個数の零成分で完成される。その結果、以下で図示して説明するベクトルＺが生成される。
【００４８】
さらに、シンボル拡散手段ＳＰＭＤは、シンボルベクトルＺの成分Ｚｉ（ｉ＝１からＫ）のＮｓ＝Ｓ・Ｎｔ個の線形結合を計算するためのものである。当該線形結合は、Ｓ個の時間チップを介してＮｔ個の送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２、…、ｔａＮｔ）により送信される前に、配列手段ＳＱＭによって、Ｎｔ個の成分から成る所定のＳ個の連続した組に配列されるものである。従って、調整可能な個数Ｋは、１からＮｓの範囲とすることができる。
【００４９】
従って、上記送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２、…、ｔａＮｔ）と上述した受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルを介して任意の所与の瞬間に送信されたデータは、既知のＭＩＭＯシステムの通常の場合のような単一のシンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）を表さず、Ｋ個の連続シンボル間の混合したものを表す。従って、これにより、継続中の通信状態に関して、受信端で感知される最適なデータダイバーシティが導入される。
【００５０】
図３は、上述した拡散手段がシンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）の線形結合をどのように計算できるかを示している。本発明のこの第１の実施の形態によると、上記Ｋ個の連続シンボルＺｉを適切な個数の零成分と連鎖することによって、ベクトルＺが形成される。次に、このベクトルＺは所定の拡散行列ＳＭと乗算される。所定の拡散行列ＳＭは、この例では、Ｎｓ×Ｎｓのサイズを有する。ここで、Ｎｓ＝Ｓ・Ｎｔである。これによって、ＫとＮｓとの差が重要になるのと同様に、ますます重要となる冗長系を有するシンボルベクトルＺの全成分Ｚｉ（ｉ＝１からＫ）のＮｓ個の個別の線形結合を生成することができる。これらの線形結合は、Ｓ個の連続した時間チップの期間中にＮｔ個の送信アンテナを介して送信される。
【００５１】
図４は、本発明の第２の実施の形態による時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣを図的に示している。図４に図示した例では、時空間符号化器ＳＰＴＥＮＣは、直並列変換器Ｓ／Ｐを含む。この直並列変換器Ｓ／Ｐは、Ｋ個の連続シンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）からなる組を数組、連続して受信し、Ｋ個の連鎖した連続シンボル［Ｚ１…ＺＫ］によって形成されたベクトルＺをシンボル拡散手段ＳＰＭＤに送出するためのものである。当該ベクトルＺは、シンボル拡散手段ＳＰＭＤ内で拡散行列と乗算されるものである。
【００５２】
図４に図示した例では、一方の上記Ｋ個の連続シンボル［Ｚ１…ＺＫ］の連鎖によって形成されたベクトルＺのサイズと、他方の元の拡散行列の列数との差によって、データ冗長性を達成することが可能になるが、列数または行数を当該差に等しく抑制することによって、元の拡散行列の一方の次元をＫに削減する必要がある。その結果、以下で図示して説明するように、上述した行列乗算を実行できる削減された拡散行列ＳＭｒが生成される。
【００５３】
従って、シンボル拡散手段ＳＰＭＤは、シンボルベクトルＺの成分［Ｚ…ＺＫ］のＮｓ＝Ｓ・Ｎｔ個の線形結合を計算する。当該線形結合は、Ｓ個の時間チップを介してＮｔ個の送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２、…、ｔａＮｔ）により送信される前に、配列手段ＳＱＭによって、Ｎｔ個の成分から成る所定のＳ個の連続した組に配列されるものである。従って、調整可能な個数Ｋは、１からＮｓの範囲とすることができる。
【００５４】
従って、上記送信アンテナ（ｔａ１、ｔａ２、…、ｔａＮｔ）と上述した受信アンテナとの間に確立された複数の通信チャネルを介して任意の所与の瞬間に送信されたデータは、単一のシンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）を表さず、Ｋ個の連続シンボル［Ｚ１…ＺＫ］間の混合したものを表す。従って、これにより、継続中の通信状態に関して、受信端で感知される最適なデータダイバーシティが導入される。
【００５５】
図５は、上述した拡散手段がシンボルベクトルＺの成分［Ｚ１…ＺＫ］の線形結合をどのように計算できるかを示している。本発明のこの第２の実施の形態によると、ベクトルＺは、Ｋ個の連続シンボルＺｉの連鎖によって形成される。次に、このベクトルＺは、削減された拡散行列ＳＭｒと乗算される。この削減された拡散行列ＳＭｒは、この例では、Ｎｓ行Ｋ列のサイズを有する。これによって、ＫとＮｓとの差が重要になるのと同様に、ますます重要となる冗長系を有するシンボルベクトルＺの全成分Ｚｉ（ｉ＝１からＫ）のＮｓ＝Ｓ・Ｎｔ個の個別の線形結合を生成することができる。これらの線形結合は、Ｓ個の連続した時間チップの期間中にＮｔ個の送信アンテナを介して送信される。
【００５６】
この例では、サイズＮｓ×（Ｎｓ−Ｋ）のブロック全体が、サイズＮｓ×Ｎｓの元の拡散行列ＳＭから廃棄されているが、本発明のこの第２の実施の形態の変形では、廃棄される（Ｎｓ−Ｋ）列を個別に選択できることに留意すべきである。さらに、本発明の他の変形では、ベクトルＺを、削減された行列ＳＭｒと乗算する前に転置することもできる。この場合、上記削減された行列ＳＭｒは、上述したような（Ｎｓ−Ｋ）列の代わりに（Ｎｓ−Ｋ）行を元の拡散行列ＳＭから廃棄することによって得られる。
【００５７】
上述した所定の拡散行列ＳＭの性質は、送信アンテナと受信アンテナとの間に確立される通信チャネルの事前の知識に基づき、または、当該通信チャネルに関する仮定に基づき選択することができる。
【００５８】
図６は、通信チャネルがエルゴート的であると仮定される状況を示すチャネル行列Ｈを表している。すなわち、図６は、上記チャネル内の通信状態がＳ個の時間チップのそれぞれについて変化すると予想される状況を示すチャネル行列Ｈを表している。このＳ個の時間チップのそれぞれの期間中には、シンボルＺｉ（ｉ＝１〜Ｋ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信される。これは、対角線上に配列されたＳ個の異なるブロックＨ１…Ｈｓによってモデル化される。ブロックのそれぞれは、Ｎｒ×Ｎｔのサイズを有する。
【００５９】
発明者は、このようなエルゴート的な通信チャネルによって搬送されたデータの量が、時間上で本質的に均一である場合に、高いダイバーシティが得られることを発見した。これによって、大量のデータが、上記通信チャネルの出力において所与の時点に存在し、この所与の時点に続いて、データが当該出力にほとんど存在しない状況を防止することが可能になる。これは、時間に関連した情報が上記所与の時点で容易に検出でき、その後、ほとんど検出できないことを意味する。エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーが時間上で本質的に均一に分散されることによって、或る時間チップから別の時間チップへの通信状態の変化の最適な検出能が保証され、従って、このような通信チャネルの受信端における受信アンテナによって感知される時間および空間に関する高いデータダイバーシティを提供することが可能になる。
【００６０】
図７は、本発明の上述した好ましい実施の形態の第１の変形による拡散行列ＳＭを示している。この第１の変形によると、当該拡散行列ＳＭは、エルゴート的な通信チャネルに特に適合した構造を有する。この例では、拡散行列ＳＭは、その行ＲＷｋ（ｋ＝１からＮｓ）のそれぞれが、Ｓ個の連続チャンクＣｈｋ１…Ｃｈｋｓによって形成されるように構築される。各チャンクは、送信アンテナの個数Ｎｔに対応するサイズを有する。任意の所与の行の全チャンクは各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべて同じノルムを有する。これによって、エルゴート的な通信チャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの上述した均一な分散を得ることが可能になる。
【００６１】
上述したエルゴート的な場合とほとんど反対の状況では、通信チャネルは本質的に不変とすることができる。すなわち、上記チャネル内の通信状態は、シンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信されるＳ個の時間チップのすべてについて同じ状態に維持されると予想される。
【００６２】
このような場合、時間に関するダイバーシティは、通信チャネルによって誘発されない。これは、図６に図示したＳ個の異なるブロックＨ１…Ｈｓの代わりに、Ｓ個の同一のブロックを対角線上に配置することによって、チャネル行列Ｈ内にモデル化することができる。
【００６３】
発明者は、拡散行列の行のそれぞれが、送信アンテナの個数に対応するサイズをそれぞれ有する連続チャンクによって形成されるように当該拡散行列を構築することによって、このような本質的に不変のチャネルの受信端における受信アンテナが感知する時間に関連した高いダイバーシティを取得できることを発見した。任意の所与の行の全チャンクは各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべてが同じノルムを有し、かつ、互いに直交する。従って、本発明の上述した好ましい実施の形態のこのような第２の変形による拡散行列は、任意の所与の行ＲＷｋのチャンクＣｈｋ１…Ｃｈｋｓが互いに直交するという条件を追加した、図７に示す行列ＳＭとして表すことができる。このような直交性によって、エルゴート的な通信チャネルが、連続シンボルの線形結合から成る送信された数組に対して有する効果をシミュレーションすることが可能になり、従って、このような直交性は、上記連続シンボルのすべての線形結合を送信するのに必要な時間間隔の期間中、本質的に不変のチャネルをエルゴート的なチャネルに人為的に変換するものと解釈することができる。上記で説明したように、任意の所与の行ＲＷｋの全チャンクＣｈｋ１…Ｃｈｋｓがすべて同じノルムを有することによって、人為的に変換された通信チャネルを通じて送信されたシンボルによって搬送されるエネルギーを時間上で均一に分散することができる。
【００６４】
このような拡散行列を構築する可能な方法は、この拡散行列の各所与の行について、ＮｔがＳ以上である次元Ｎｔ×Ｎｔの所与の正方回転行列を選択すること、および、この回転行列のＳ個の行を選択して、本発明のこの第２の変形による拡散行列の上記所与の行のＳ個の連続チャンクを構成することから成る。
【００６５】
図８は、通信チャネルがいわゆるブロックフェージングチャネルであると仮定される状況を示すチャネル行列Ｈを表している。ブロックフェージングチャネルは、シンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信されるＳ個の時間チップにわたるＣ個の連続した組の通信状態を特徴とすると予想される。一方、当該ブロックフェージングチャネルの通信状態の各組は、不変期間を形成するＳ／Ｃ個の連続時間チップの期間中は本質的に不変である。
【００６６】
このような場合に、チャネル行列Ｈは、対角線上に配置されたＣ個の異なるブロックＨ１…Ｈｃを含む。各ブロックは、対角線上に配置されたＳ／Ｃ個の同一のサブブロックによって構成される。これらＣ個のブロックは、それぞれＮｒ×Ｎｔのサイズを有する。
【００６７】
図９は、本発明の上述した好ましい実施の形態の第３の変形を示している。この第３の変形によると、拡散行列ＳＭは、その行ＲＷｋ（ｋ＝１からＮｓ）のそれぞれがＣ個のセグメントＳｇｋｎ（ｎ＝１からＣ）によって構成されるように構築される。Ｃ個のセグメントＳｇｋｎは、各ベクトルを形成し、各ベクトルはすべて同じノルムを有する。各セグメントＳｇｋｎは、連続したチャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃを含み、これらの連続したチャンクは、それぞれ、送信アンテナの個数に対応するサイズを有する。任意の所与のセグメントの全チャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃは各ベクトルを形成し、各ベクトルは、すべて同じノルムを有し、互いに直交する。
【００６８】
同じセグメントＳｇｋｎの全チャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃ間の直交性によって、対応するＳ／Ｃ個の時間チップによって画定される各不変期間の間、ブロックフェージングチャネルにエルゴート性を加えることが可能になる。さらに、上記チャンクＣｈｋｎ，１…Ｃｈｋｎ，ｓ／ｃのノルムが等しいことによって、上記不変期間の間、ブロックフェージングチャネルを通じて送信されたシンボルにより搬送されるエネルギーの、関連する各不変期間にわたる本質的に均一な分散が提供される。ブロックフェージングチャネル内の通信状態は、或る不変期間から別の不変期間へ変化するので、当該チャネルは、不変期間のスケールではエルゴート的であるとみなすことができる。その結果、拡散行列ＳＭの各行ＲＷｋ（ｋ＝１からＮｓ）のＣ個のセグメントＳｇｋｎ（ｎ＝１からＣ）のノルムが等しいことを追加することは、シンボルＺｉ（ｉ＝１からＫ）のＮｔ個の線形結合から成るＳ個の連続した組が送信されるＳ個の時間チップにわたる本質的に均一なエネルギーの分散を保証するのに十分である。さらに、これによって、このようなブロックフェージング通信チャネルの受信端における受信アンテナが感知するデータの時間および空間に関する高いダイバーシティを提供することが可能になる。
【００６９】
図１０および図１１は、本発明の上述した好ましい実施の形態のこの第３の変形による拡散行列ＳＭをどのように構築できるかを示している。
【００７０】
図１０に示す第１段階では、ＮｔがＳ／Ｃ以上である次元Ｎｔ×Ｎｔの正方円分回転行列（square cyclotomic rotation matrix）ＣＭを選択すること、および、各サブ行列Ｓ（ｗ）の対角線を形成するための長さＮｔのＳ／Ｃ個の連続した対角チャンクを構成する行列ＣＭのＳ／Ｃ個の行を選択することによって、Ｃ個のサブ行列Ｓ（ｗ）（ｗ＝１からＣ）が構築される。従って、このようなすべての対角チャンクは、同じノルムを有し、かつ、互いに直交する。
【００７１】
円分行列ＣＭの各成分ＣＭｍ，ｌは、次のように表すことができる。
【００７２】
【数１】
2010220261.tif 000003
【００７３】
ここで、Φは、オイラー関数を表す。
【００７４】
図１１に示す第２段階では、このようなサブ行列Ｓ（ｗ）（ｗ＝１からＣ）の対角配列によって形成された次元Ｎｓ×Ｎｓの行列を、次元Ｎｓ×Ｎｓの別の円分回転行列Ｂと乗算することによって、拡散行列ＳＭが取得される。この円分回転行列Ｂの成分は以下によって与えられる。
【００７５】
【数２】
2010220261.tif 000004
【００７６】
上記で説明したように構築された拡散行列ＳＭは、さらに、回転行列の特性も有する。すなわち、このような拡散行列は、互いに直交して同じノルムを有する行によって構成される。これは、ＳＭ×ＳＭＨ＝Ｉとして表すことができる。ここで、ＩはランクＮｓ×Ｎｓの単位行列であり、ＳＭＨは行列ＳＭの転置共役である。
【００７７】
送信端において連続シンボルの複数の線形結合を計算するのに回転行列を使用することによって、反復時空間復号器によって実行される最初の反復ステップの性能を高めることにより、受信端において当該シンボルを処理するための当該復号器の全体性能を最適化することが可能になる。
【００７８】
この性能の最適化は、非反復時空間復号器も対象となる。非反復時空間復号器では、単一の復号ステップのみが実行され、この単一の復号ステップは、上述した最初の反復ステップと同じである。
【００７９】
本発明によって提供されるいくつかの時間チップにわたって拡散される連続シンボルの個数Ｋの値を選択することにより、送信機と受信機との間の通信スループットを、実時間で評価された通信状態に動的に調節することが可能になる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【外国語明細書】
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