(57)【要約】【課題】電源電圧が低下した場合であっても、インダクタや負荷にエネルギーを供給する出力トランジスタが飽和領域に達しない状態で過電流を検出できる電流検出回路、スイッチング電源、電子機器の提供。【解決手段】電源電圧と接地電圧との間に接続されたモニタ用トランジスタＭ５および第１の定電流源２２と、第１の定電流源２２で生成される基準電流とモニタ用トランジスタＭ５のオン抵抗の値によって規定される第１のリミット電圧（Ａ）と、出力トランジスタＭ１がオンしているときのドレイン電圧（Ｂ）とを比較することにより、負荷に過電流が流れたことを検出して過電流検出信号を出力する比較器２１と、第１のリミット電圧（Ａ）に上限または下限値を設定する手段（第２の定電流源２５、抵抗２６）とを備え、ＭＯＳトランジスタＭ１が線形領域にある状態で過電流検出信号を出力する。【選択図】図１
2010148312.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタを介して負荷に流れる過電流を検出する電流検出回路であって、
電源電圧と接地電圧との間に接続された、ＭＯＳトランジスタで構成されるモニタ用トランジスタおよび基準電流を生成する第１の定電流源と、
前記第１の定電流源により生成される基準電流と前記モニタ用トランジスタのオン抵抗の値によって規定される第１のリミット電圧と、前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタがオンしているときのドレイン電圧とを比較することにより、前記負荷に過電流が流れたことを検出して過電流検出信号を出力する比較器と、
前記第１のリミット電圧に上限または下限値を設定する手段とを備え、
前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタが飽和領域に達することなく線形領域にある状態で過電流検出信号を出力するようにしたことを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電流検出回路において、
前記第１のリミット電圧に上限または下限値を設定する手段は、
前記電源電圧から該電源電圧に依存しない電圧を生成し、該電源電圧に依存しない電圧に基づいて第２のリミット電圧を生成し、該第２のリミット電圧を前記第１のリミット電圧の上限または下限値とするものであることを特徴とする電流検出回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電流検出回路において、
前記第１のリミット電圧に上限または下限値を設定する手段は、
前記電源電圧と接地電圧の間に設けられた抵抗，ダイオード結合されたＭＯＳトランジスタ，第２の定電流源からなる直列回路と、
ゲートが前記ダイオード結合したＭＯＳトランジスタのゲートに、ドレインが前記第１の定電流源に、ソースが前記モニタ用トランジスタに、それぞれ接続されたＭＯＳトランジスタと
を有することを特徴とする電流検出回路。
【請求項４】
出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタを介して負荷に流れる過電流を検出する電流検出回路であって、
電源電圧と接地電圧との間に接続された、ＭＯＳトランジスタで構成されるモニタ用トランジスタおよび基準電流を生成する第１の定電流源と、
前記第１の定電流源により生成される基準電流と前記モニタ用トランジスタのオン抵抗の値によって規定される第１のリミット電圧と、
前記電源電圧から生成した前記電源電圧に依存しない電圧である第２のリミット電圧と、
前記第１のリミット電圧と前記第２のリミット電圧の高い方もしくは低い方と前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタがオンしているときのドレイン電圧とを比較することにより、前記負荷に過電流が流れたことを検出して過電流検出信号を出力する少なくとも３つの入力を有する比較器を備え、
前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタが飽和領域に達することなく線形領域にある状態で過電流検出信号を出力するようにしたことを特徴とする電流検出回路。
【請求項５】
請求項４記載の電流検出回路において、
前記第１のリミット電圧は、前記モニタ用トランジスタと前記第１の定電流源との接続点から得、前記第２のリミット電圧は、前記電源電圧と接地電圧の間に接続された抵抗と第２の定電流源の接続点から得ることを特徴とする電流検出回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の電流検出回路を、出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタを介して負荷に流れる過電流を検出するために用いたことを特徴とするスイッチング電源。
【請求項７】
請求項６記載のスイッチング電源を用いたことを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータすなわちある入力電圧を所望の出力電圧に変換するスイッチング電源における過電流を検出する電流検出回路に係り、特に、インダクタおよび負荷にエネルギーを供給するスイッチング素子（出力トランジスタ）として機能するＰ型ＭＯＳトランジスタが飽和領域に達しない状態で過電流を検出することが可能な電流検出回路および該電流検出回路を用いたスイッチング電源ならびに電子機器を提供することを目的とする。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源は、負荷に接続され所望のＤＣ電圧を出力する端子と入力する電源電圧との間、もしくは負荷に接続され所望のＤＣ電圧を出力する端子と接地との間にスイッチング素子を設け、そのスイッチング素子を制御することにより所望のＤＣ電圧を維持する。そして、負荷が短絡した場合などの異常時に、過電流が流れてスイッチング素子が破壊してしまうのを防止するために、過電流検出回路により過電流が流れたことを検出し、その検出信号（過電流検出信号）によりスイッチング素子に流れる電流を制御することにより破壊から保護するようにしている。
【０００３】
図５は、過電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す図である。
同図に示したＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ（スイッチング素子）Ｍ１と、Ｎ型ＭＯＳトランジスタを用いた整流用スイッチＭ２と、出力トランジスタＭ１のＯＮ／ＯＦＦタイミングを制御する制御回路１１と、出力トランジスタＭ１を過電流に起因する破壊から保護するために該出力トランジスタＭ１に流れる過電流を検出する過電流検出回路２０と、インダクタＬ１と、コンバータの出力容量Ｃｏｕｔから構成される。
【０００４】
ここで、制御回路１１は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏｕｔが一定となるように出力トランジスタＭ１と整流用スイッチＭ２のゲートに制御信号を入力する。また、ソースが電源電圧に接続された出力トランジスタＭ１（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）は、ゲートに入力された制御回路１１からの制御信号に応じてＯＮ／ＯＦＦを繰り返して発振出力を出力する。また、インダクタＬ１および出力容量Ｃｏｕｔは、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１の発振出力を平滑して直流電圧Ｖｏｕｔとして出力するための平滑回路を構成している。
【０００５】
過電流検出回路２０は、電源電圧と接続された出力電流検出用抵抗２４と、一端が出力電流検出用抵抗２４と接続され、他端が接地された定電流源２２と、電源電圧と、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１とインダクタＬ１との接続点（以下「節点Ｂ」という）との間に直列に接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ４と、反転入力端子が出力電流検出用抵抗２４と定電流源２２との接続点（以下「節点Ａ」という）に接続され、非反転入力端子がＰ型ＭＯＳトランジスタＭ３のソースとＰ型ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインの接続点に接続され、出力端子が制御回路１１の入力端子に接続された過電流検出出力用比較器２１と、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１のゲートに入力される信号を反転出力するインバータ２３とから構成される。
【０００６】
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ３のゲートには出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１のゲートに入力される信号と同じ信号が入力され、その信号を反転出力するインバータ２３の出力は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ４のゲートに入力されている。
【０００７】
出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１がオンしているとき、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ３はオンし、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ４はオフする。逆に、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１がオフしているときは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ３もオフし、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ４はオンする。
【０００８】
この構成により、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１がオンしているときは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ３がオンし、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ４がオフしているため、節点Ｂの電圧が過電流検出出力用比較器２１の非反転入力端子に入力され、一方、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１がオフしているときは、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ３がオフし、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ４がオンしているため、電源電圧が過電流検出出力用比較器２１の非反転入力端子に入力される。その結果、出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ）Ｍ１がオンしているときにだけ、接点Ａの電圧と接点Ｂの電圧が過電流検出出力用比較器２１によって比較される。
【０００９】
また、定電流源２２が流す電流値をＩｒｅｆとすると、出力電流検出用抵抗２４にはＩｒｅｆの電流が流れ、この電流と出力電流検出用抵抗２４の抵抗値に応じた電圧が出力電流検出用抵抗２４の両端に生じる。この電圧が過電流検出レベルを決めるリミット電圧Ｖｌｉｍｒｅｆとなる。
【００１０】
また、出力トランジスタＭ１がオンすると、出力電流Ｉｏｕｔと出力トランジスタＭ１のオン抵抗に応じた電圧が電源電圧を基準に電圧降下し節点Ｂに生じる。そして、出力トランジスタＭ１に流れる電流が過電流となると、節点Ｂに生じる電圧が節点Ａの電圧を下回るため、過電流検出出力用比較器２１はローレベル（過電流検出信号）を出力し、該過電流検出信号を制御回路１１に入力する。これにより、制御回路１１は出力トランジスタＭ１に過電流が流れたとして出力トランジスタＭ１をオフする。またこのときの電流値をリミット電流とする。
【００１１】
出力電流検出抵抗２４と出力トランジスタＭ１のオン抵抗はそれぞれ異なる温度・電圧依存性を持つ。このためリミット電流は様々にばらつくことになる。この問題を回避するための構造が、特許文献１に開示されている。
【００１２】
図６は、特許文献１の図３に開示された公知の回路図であり、スイッチ１２に加えてレプリカ素子３２を用いることにより、オン抵抗の変動を実質的に打ち消す構造を導入した電流センス回路を示す図である。同図において、レプリカ素子３２のオン抵抗がスイッチ１２の１／Ｋ倍であったとすると、ＩｓｗｉｔｃｈをＫ倍した電流値がＩｓｅｎｓｅに流れることになる。逆に考えると、Ｉｓｅｎｓｅを１／Ｋ倍した電流値がＩｓｗｉｔｃｈに流れることになる。
【００１３】
図７は、図６の構造を導入した過電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）の回路を示す図である。
図５と異なる部分は、出力電流検出用抵抗２４の代わりに、出力トランジスタＭ１と同じＰ型ＭＯＳトランジスタで構成されるモニタ用トランジスタＭ５を設けている点である。このモニタ用トランジスタＭ５のソースには電源電圧が、ゲートには出力トランジスタＭ１のゲートに入力される信号が、ドレインには定電流源２２と過電流検出出力用比較器２１の反転入力端子が、それぞれ接続されている。ここで、モニタ用トランジスタＭ５のサイズは出力トランジスタＭ１の１／Ｎに設定されている。
【００１４】
この構成において、出力トランジスタＭ１がオンすると、モニタ用トランジスタＭ５にはＩｒｅｆの電流が流れ、この電流とモニタ用トランジスタＭ５のオン抵抗に応じて、モニタ用トランジスタＭ５の両端に生じるリミット電圧Ｖｌｉｍｒｅｆも変動するため、リミット電流は常にＩｒｅｆの電流値のN倍となり、オン抵抗の変動を実質的に打ち消すことができる。
【００１５】
【特許文献１】特開２００６−１０９６８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかし、図７の過電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）１０の場合、出力トランジスタＭ１のゲート−ソース間電圧が低下すると、出力トランジスタＭ１のドレイン電流は図８に図示するように減少する。
【００１７】
ここで、図８は、出力トランジスタＭ１におけるドレイン電流（縦軸）とソース−ドレイン間電圧（横軸）の関係を示す図であり、ゲート−ソース間電圧が低下すると、図中の矢印で示すように、出力トランジスタＭ１のドレイン電流は減少することを示している。
【００１８】
このため、図８に示すように、ゲート−ソース間電圧が低下した場合、出力トランジスタＭ１が飽和領域に達してしまうため、出力電流Ｉｏｕｔを増加してもドレイン電流はリミット電流まで達しなくなり、その結果、過電流を検出することができなくなるという問題がある。
【００１９】
この問題を解消するためには、ゲート−ソース間電圧の低下によるドレイン電流の低下に対してドレイン電流がリミット電流を下回った場合、リミット電流を下げることで、常に出力トランジスタが飽和領域に達しないうちに過電流検出が行われるようにすればよい。すなわち、図７の過電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０に対して、電源電圧の低下に伴ってモニタ用トランジスタＭ５のオン抵抗が増加することを考えると、前記リミット電圧がある値よりも低下しないようにするための回路構成を採用すればよいことがわかる。
【００２０】
そこで、本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータすなわちある入力電圧を所望の出力電圧に変換するスイッチング電源技術において、電源電圧が低下した場合であっても、インダクタや負荷にエネルギーを供給するスイッチング素子（出力トランジスタ）として機能するＰ型ＭＯＳトランジスタが飽和領域に達しない状態で過電流を検出することが可能な電流検出回路および該電流検出回路を用いたスイッチング電源ならびに電子機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
本発明は、上記目的と達成するために、出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタを介して負荷に流れる過電流を検出する電流検出回路であって、電源電圧と接地電圧との間に接続された、ＭＯＳトランジスタで構成されるモニタ用トランジスタおよび基準電流を生成する第１の定電流源と、前記第１の定電流源により生成される基準電流と前記モニタ用トランジスタのオン抵抗の値によって規定される第１のリミット電圧と、前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタがオンしているときのドレイン電圧とを比較することにより、前記負荷に過電流が流れたことを検出して過電流検出信号を出力する比較器と、前記第１のリミット電圧に上限または下限値を設定する手段とを備え、前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタが飽和領域に達することなく線形領域にある状態で過電流検出信号を出力するようにしたことを特徴としている。
【００２２】
また、前記第１のリミット電圧に上限または下限値を設定する手段は、前記電源電圧から該電源電圧に依存しない電圧を生成し、該電源電圧に依存しない電圧に基づいて第２のリミット電圧を生成し、該第２のリミット電圧を前記第１のリミット電圧の上限または下限値とするものであること、さらに具体的には、前記電源電圧と接地電圧の間に設けられた抵抗，ダイオード結合されたＭＯＳトランジスタ，第２の定電流源からなる直列回路と、ゲートが前記ダイオード結合したＭＯＳトランジスタのゲートに、ドレインが前記第１の定電流源に、ソースが前記モニタ用トランジスタに、それぞれ接続されたＭＯＳトランジスタとを有することを特徴としている。
【００２３】
また、本発明は、出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタを介して負荷に流れる過電流を検出する電流検出回路であって、電源電圧と接地電圧との間に接続された、ＭＯＳトランジスタで構成されるモニタ用トランジスタおよび基準電流を生成する第１の定電流源と、前記第１の定電流源により生成される基準電流と前記モニタ用トランジスタのオン抵抗の値によって規定される第１のリミット電圧と、前記電源電圧から生成した前記電源電圧に依存しない電圧である第２のリミット電圧と、前記第１のリミット電圧と前記第２のリミット電圧の高い方もしくは低い方と前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタがオンしているときのドレイン電圧とを比較することにより、前記負荷に過電流が流れたことを検出して過電流検出信号を出力する少なくとも３つの入力を有する比較器を備え、前記出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタが飽和領域に達することなく線形領域にある状態で過電流検出信号を出力するようにしたこと、さらに、前記第１のリミット電圧は、前記モニタ用トランジスタと前記第１の定電流源との接続点から得、前記第２のリミット電圧は、前記電源電圧と接地電圧の間に接続された抵抗と第２の定電流源の接続点から得ることを特徴としている。
【００２４】
本発明のスイッチング電源は、上記電流検出回路を、出力トランジスタとして機能するＭＯＳトランジスタを介して負荷に流れる過電流を検出するために用いたスイッチング電源であり、本発明に係る電子機器は、上記スイッチング電源を用いた電子機器である。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、電源電圧が低下した場合にも出力トランジスタが線形領域にある状態で常に過電流検出を行うことが可能な電流検出回路およびそれを用いたスイッチング電源ならびに電子機器を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２６】
（実施例）
以下、本発明に係る電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）の実施例を、図面を用いて詳細に説明する。
【００２７】
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例に係る電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）１０のブロック図である。
図１に示す本発明の第１の実施例に係る降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）１０は、上述した図７の検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）１０に対して、電源電圧と節点Ａ間の電圧がある一定の電圧値よりも低下しなくなるようにするための回路構成を具備していることを特徴とする。
【００２８】
すなわち、図１に示す降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）１０は、図７に対して、モニタ用トランジスタＭ５と定電流源２２との間に介装され、ソースが過電流検出出力用比較器２１の反転入力端子に接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタＭ６と、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ６のゲートにゲートが接続され、ダイオード接続を形成しているＰ型ＭＯＳトランジスタＭ７と、一端が接地され他端がＰ型ＭＯＳトランジスタＭ７のドレインに接続された、前記定電流源２２が生成する電流Iｒｅｆに等しい電流Ｉｒｅｆ２を生成する定電流源２５と、一端が電源電圧に接続され他端がＰ型ＭＯＳトランジスタＭ７のソースに接続された抵抗２６が追加されており、これらの追加された回路構成により、電源電圧と節点Ａ間の電圧がある一定の電圧値よりも低下しないようになっている。
【００２９】
ここで、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ６とＰ型ＭＯＳトランジスタＭ７のサイズは等しいものとする。
【００３０】
Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ７が飽和領域で動作しているとき、トランジスタＭ７のゲートにはＶｃｃ−Ｒ２６×Ｉｒｅｆ２−ＶｔｈＭ７の電位が発生している。ここで、Ｖｃｃは電源電圧、Ｒ２６は抵抗２６の抵抗値、Ｉｒｅｆ２は定電流源２５が流す電流値、ＶｔｈＭ７はＰ型ＭＯＳトランジスタＭ７の閾値電圧である。
【００３１】
電源電圧Ｖｃｃが低下するに伴ってモニタ用トランジスタＭ５のオン抵抗が増加し電源電圧Ｖｃｃと節点Ａ間の電圧が大きくなり（図２（ａ）の（Ｘ）参照）、節点Ａの電圧が電源電圧の低下よりもより急激に低下する。すると、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ６におけるゲート−ソース間電圧が低下していき、ある時点でトランジスタＭ６が飽和領域で動作するようになる。
【００３２】
トランジスタＭ６が飽和領域になると、節点Ａの電圧は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ６のドレイン電圧であるため、このとき節点Ａの電圧は、Ｖｃｃ−Ｒ２６×Ｉｒｅｆ２−ＶｔｈＭ７＋ＶｔｈＭ６となる。（−Ｒ２６×Ｉｒｅｆ２−ＶｔｈＭ７＋ＶｔｈＭ６）は一定であるから、それ以降、節点Ａの電圧はＶｃｃの低下と同じ値だけ低下するようになる、すなわち電源電圧Ｖｃｃが低下しトランジスタＭ６が飽和領域になった後は、電源電圧Ｖｃｃと節点Ａ間の電圧は一定になる（電源電圧を基準とした電源電圧基準でいうと節点Ａの電圧が一定）。ここで、ＶｔｈＭ６はＰ型ＭＯＳトランジスタＭ６の閾値電圧である。
【００３３】
従って、トランジスタＭ６が飽和領域になる以前は、節点Ａの電圧はモニタ用トランジスタＭ５におけるオン抵抗の増大作用により電源電圧Ｖｃｃの低下よりもより急激に低下するが、電源電圧Ｖｃｃが低下しトランジスタＭ６が飽和領域になった後は、節点Ａの電圧の低下は電源電圧Ｖｃｃの低下によるものとなり、電源電圧Ｖｃｃの低下と同じ値だけ低下する（電源電圧を基準とした電源電圧基準でいうと一定電圧）ようになる（図２（ｂ）の「図１回路のＶｌｉｍｒｅｆ変動」参照）。
【００３４】
電源電圧基準で考えると、接点Ａの電圧はトランジスタＭ６が飽和領域になる以前は電源電圧の低下につれてトランジスタＭ５のオン抵抗の増大作用により低下するが、トランジスタＭ６が飽和領域になると一定電圧になるということができる。これにより、リミット電圧をある値よりも低下しないようにすることができ、その結果、リミット電流を低下させることが可能になる。
【００３５】
（第２の実施例）
次に、課題を解決するための第２の実施例を説明する。
図３は、本発明の第２の実施例に係る電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）１０のブロック図である。ここで、図１における構成と同様の構成に対しては同じ符号を用いる。
【００３６】
図３に示す第２の実施例に係る降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）１０が、上述した図７に示す電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と異なる点は、電流Ｉｒｅｆ２を発生させる定電流源２５と、一端が電源電圧に接続され他端が定電流源２５に接続された抵抗２６と、過電流検出出力用比較器２１に反転入力端子が一つ追加されている点である。
【００３７】
抵抗２６と定電流源２５との接続点（以下「節点Ｃ」という）に過電流検出出力用比較器２１に追加された反転入力端子が接続されている。
【００３８】
ここで、定電流源２５の電流値は定電流源２２の電流値と等しいとする。また、過電流検出出力用比較器２１は節点Ａと節点Ｃに発生する電圧のうちどちらか大きいほうをスイッチング出力電圧と比較する機能を持つものとする。
【００３９】
節点ＡにはＩｒｅｆとモニタ用トランジスタＭ５のオン抵抗に応じた電圧が発生する。また、節点Ｃには抵抗２６と電流Ｉｒｅｆ２に応じた電圧が常時発生している。ここで、電源電圧が低下するとモニタ用トランジスタＭ５のオン抵抗が増加するため、節点Ａの電圧は下がり始める。一方、第１の実施例で説明したのと同様の理由により、抵抗２６の両端に現れる電圧（すなわち電源電圧と接点Ｃ間の電圧）は一定である（図４（ａ）参照）。
【００４０】
これにより、図４（ｂ）に示すように、節点Ａの電圧と節点Ｃの電圧とが交差する点が現れる。節点Ａの電圧は電源電圧Ｖｃｃの低下に伴ってトランジスタＭ５のオン抵抗増大作用により電源電圧の低下より急激に低下していくが、ある時点で節点Ａの電圧と節点Ｃの電圧とが交差し、比較の対象となる電圧が節点Ｃでの電圧（電源電圧の低下と同様の低下（電源電圧を基準とした電源電圧基準でいうと一定電圧））に切り替わることによって、比較対象となる電圧が切り替わる。
【００４１】
電源電圧基準で考えると、接点Ａの電圧は、電源電圧の低下につれてトランジスタＭ５のオン抵抗の増大作用により低下するが、電源電圧がある値以下になると、比較対象となる電圧が一定電圧を保つ接点Ｃの電圧に切り替わる。
【００４２】
リミット電流がＶｌｉｍｒｅｆ／（ＭＯＳトランジスタＭ１のオン抵抗）で表されること、Ｖｌｉｍｒｅｆが一定となること、電源電圧が低下したときにＭ１のオン抵抗が大きくなることを考えると、この方法により、本発明の課題であったリミット電流を低下させることが可能になることがわかる。
【００４３】
なお、上記実施例で使用しているＰ型ＭＯＳトランジスタ、Ｎ型ＭＯＳトランジスタは一例を示したにすぎず、それぞれ異なる型のＭＯＳトランジスタを用いてもよい。例えば、上記実施例では、出力トランジスタ（スイッチング素子）Ｍ１としてＰ型ＭＯＳトランジスタを用いているがＮ型ＭＯＳトランジスタにしてもよい。その場合、電源電圧や他の回路構成もそれに合わせて変える必要があることはいうまでもない。
【００４４】
上述した過電流を検出する電流検出回路やこの電流検出回路を組み込んだスイッチング電源は、各種電子機器、例えばＤＣ／ＤＣコンバータを必要するＰＣ（パーソナルコンピュータ）や各種音響機器、携帯機器などに広く適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の第１の実施例に係る降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）を示す回路図である。
【図２】図１における、節点Ａの電圧の推移を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施例に係る降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）を示す回路図である。
【図４】図３における、節点Ａと節点Ｃの電圧の推移を示す図である。
【図５】背景技術に係る過電流検出回路とそれを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）の図である。
【図６】特開２００６−１０９６８９号記載のハイ側スイッチのオン抵抗の変動による測定差を最小化する公知技術の回路図である。
【図７】背景技術の他の過電流検出回路とそれを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチング電源）を示す図である。
【図８】トランジスタのドレイン−ソース電圧（Ｖｄｓ：横軸）とドレイン電流（Ｉｄｓ：縦軸）の特性曲線と、過電流を検出する電流レベル（リミット電流）を示す図である。
【符号の説明】
【００４６】
Ｍ１：出力トランジスタ（Ｐ型ＭＯＳトランジスタ、スイッチング素子）
Ｍ２：整流用スイッチ
Ｍ３，Ｍ４：Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
Ｍ５：モニタ用トランジスタ
１０：過電流検出回路を備えた降圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１：制御回路
２０：過電流検出回路
２１：過電流検出出力用比較器
２２，２５：定電流源
２４：出力電流検出用抵抗
２６：抵抗
【図１】
2010148312.tif 000003
【図２】
2010148312.tif 000004
【図３】
2010148312.tif 000005
【図４】
2010148312.tif 000006
【図５】
2010148312.tif 000007
【図６】
2010148312.tif 000008
【図７】
2010148312.tif 000009
【図８】
2010148312.tif 000010