(57)【要約】【課題】余計なコストをかけることなく、複数台の分散型電源を系統連系した場合の相互干渉を回避して、インバータの単独運転の検出感度の低下を防ぐ。【解決手段】分散型電源の系統連系に用いられるインバータの単独運転検出方法であって、柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流に同期する高調波電流を前記インバータを介して系統側へ注入し、当該注入による系統側の変化に基づいて前記インバータの単独運転を検出する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
分散型電源の系統連系に用いられるインバータの単独運転検出方法であって、
柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流に同期する高調波電流を前記インバータを介して系統側へ注入し、当該注入による系統側の変化に基づいて前記インバータの単独運転を検出することを特徴とする単独運転検出方法。
【請求項２】
前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相を決定することを特徴とする請求項１記載の単独運転検出方法。
【請求項３】
前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定することを特徴とする請求項２記載の単独運転検出方法。
【請求項４】
前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相及び振幅に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相及び振幅を決定することを特徴とする請求項１記載の単独運転検出方法。
【請求項５】
前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定すると共に、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の振幅が所定の初期振幅設定値以下であった場合には前記初期振幅設定値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定し、また、前記振幅が前記初期振幅設定値より大きい場合には振幅上限値を算出し、当該算出した振幅上限値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定することを特徴とする請求項４記載の単独運転検出方法。
【請求項６】
前記初期振幅設定値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅の実測値に所定の係数を乗算した値であることを特徴とする請求項５記載の単独運転検出方法。
【請求項７】
前記振幅上限値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅の実測値に所定の上限係数を乗算した値であることを特徴とする請求項５または６に記載の単独運転検出方法。
【請求項８】
前記インバータの出力電流と、予め求めておいた、前記柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式と、予め求めておいた単独運転時における負荷条件とを用いて構成される磁束に関する回路方程式を解くことにより、前記励磁電流の瞬時値を推定することを特徴とする請求項２〜７のいずれか一項に記載の単独運転検出方法。
【請求項９】
前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする、べき級数関数によって定義されていることを特徴とする請求項８記載の単独運転検出方法。
【請求項１０】
前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする区分線形近似関数によって定義されていることを特徴とする請求項８記載の単独運転検出方法。
【請求項１１】
前記高調波電流の注入による系統側の変化として、前記インバータの連系点における高調波電圧の変化に基づいて前記インバータの単独運転を検出することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか一項に記載の単独運転検出方法。
【請求項１２】
前記連系点における所定次数の高調波電圧の振幅、振幅変化量、または位相変化量の少なくとも１つが所定の閾値以上である状態が規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする請求項１１記載の単独運転検出方法。
【請求項１３】
前記連系点における所定次数の高調波電圧の振幅変化量が所定の閾値未満の場合は最初に決定された振幅を有する高調波電流を注入し、前記振幅変化量が所定の閾値以上である状態が第１規定時間継続した場合に、より大きい振幅を有する高調波電流を注入し、その際の負荷インピーダンスの推定量が所定範囲内に含まれる状態で第２規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする請求項１１記載の単独運転検出方法。
【請求項１４】
分散型電源の系統連系に用いられるインバータの単独運転検出装置であって、
柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流に同期する高調波電流を前記インバータを介して系統側へ注入し、当該注入による系統側の変化に基づいて前記インバータの単独運転を検出することを特徴とする単独運転検出装置。
【請求項１５】
前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段によって検出された前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相を決定する
高調波推定手段と、
前記高調波推定手段によって決定された前記位相に基づいて前記励磁電流に同期する高調波電流が前記インバータから出力されるように前記インバータを制御する高調波制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１４記載の単独運転検出装置。
【請求項１６】
前記高調波推定手段は、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定することを特徴とする請求項１５記載の単独運転検出装置。
【請求項１７】
前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段によって検出された前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相及び振幅に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相及び振幅を決定する高調波推定手段と、
前記高調波推定手段によって決定された前記位相に基づいて前記励磁電流に同期する高調波電流が前記インバータから出力されるように前記インバータを制御する高調波制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項１４記載の単独運転検出装置。
【請求項１８】
前記高調波推定手段は、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定すると共に、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の振幅が所定の初期振幅設定値以下であった場合には前記初期振幅設定値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定し、また、前記振幅が前記初期振幅設定値より大きい場合には振幅上限値を算出し、当該算出した振幅上限値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定することを特徴とする請求項１７記載の単独運転検出装置。
【請求項１９】
前記初期振幅設定値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅に所定の係数を乗算した値であることを特徴とする請求項１８記載の単独運転検出装置。
【請求項２０】
前記振幅上限値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅に所定の上限係数を乗算した値であることを特徴とする請求項１８または１９に記載の単独運転検出装置。
【請求項２１】
前記高調波推定手段は、前記インバータの出力電流と、予め求めておいた、前記柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式と、予め求めておいた単独運転時における負荷条件とを用いて構成される磁束に関する回路方程式を解くことにより、前記励磁電流の瞬時値を推定することを特徴とする請求項１５〜２０のいずれか一項に記載の単独運転検出装置。
【請求項２２】
前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする、べき級数関数によって定義されていることを特徴とする請求項２１記載の単独運転検出装置。
【請求項２３】
前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする区分線形近似関数によって定義されていることを特徴とする請求項２１記載の単独運転検出装置。
【請求項２４】
前記インバータの連系点における連系点電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段によって検出された連系点電圧に含まれる所定次数の高調波電圧を検出する高調波検出手段と、
前記高調波検出手段によって検出された前記所定次数の高調波電圧の変化に基づいて前記インバータの単独運転が発生したか否かを判定する単独運転判定手段と、
を備えることを特徴とする請求項１４〜２３のいずれか一項に記載の単独運転検出装置。
【請求項２５】
前記単独運転判定手段は、前記所定次数の高調波電圧の振幅、振幅変化量、または位相変化量の少なくとも１つが所定の閾値以上である状態が規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする請求項２４記載の単独運転検出装置。
【請求項２６】
前記単独運転判定手段は、前記所定次数の高調波電圧の振幅変化量が所定の閾値未満の場合は最初に決定された振幅を有する高調波電流が注入されるように前記高調波推定手段に指示し、前記振幅変化量が所定の閾値以上である状態が第１規定時間継続した場合に、より大きい振幅を有する高調波電流が注入されるように前記高調波推定手段に指示し、その際の負荷インピーダンスの推定量が所定範囲内に含まれる状態で第２規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする請求項２４記載の単独運転検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単独運転検出方法及びその装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年では、一般電力需用家の家屋に設置した太陽電池などの分散型電源をインバータを介して既存の電力系統（商用電力系統）と連系し、分散型電源の発電量が家屋の電力利用量を越えた場合の余剰電力は系統側に送電（逆潮流）して電力会社に買い取ってもらい、分散型電源の発電量が家屋の電力利用量を下回った場合の不足電力は系統側からの電力供給で賄うという系統連系システムの普及が進んでいる。
【０００３】
このような系統連系システムにおいては、系統側の事故停電時や作業停電時など、系統電源からの電力供給が停止した場合に、分散型電源によって配電線が逆充電されることに起因して感電や配電設備の破損などの可能性があるため、系統連系しているインバータの単独運転を検出した際に、系統とインバータとの連系を切断することで安全性を確保している。なお、インバータや当該インバータの制御装置、系統連系を切断するためのリレー装置など、分散型電源を系統連系するために必要な各種装置をオール・イン・ワンで収容するものをパワーコンディショナと呼び、１台の分散型電源に対して１台のパワーコンディショナが家屋の所定位置に配置されることが一般的である。
【０００４】
インバータの単独運転検出方法は、受動方式と能動方式とに大別される。受動方式とは、連系運転時から単独運転時に移行する際の連系点における電圧波形や位相、周波数などの変化を捉えることでインバータの単独運転を検出する方式であり、例えば「電圧位相跳躍検出」や「周波数変化率検出」、「３次高調波電圧歪急増検出」などが挙げられる。一方、能動方式とは、積極的にインバータから系統側へ変動要素（無効電力、周波数等）を与えて、それら変動要素による連系点の変化（電圧波形や周波数等の変化）が単独運転時に大きく現れるようにすることでインバータの単独運転を検出する方式であり、例えば「周波数シフト方式」や「無効電力変動方式」、「高調波重畳方式」などが挙げられる。
【０００５】
なお、受動方式の単独運転検出方法に関する技術は、例えば下記特許文献１及び２に開示されており、また、能動方式の単独運転検出方法に関する技術は、例えば下記特許文献３及び４に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第３３３９８９５号公報
【特許文献２】特許第３０２２１５２号公報
【特許文献３】特開平１１−１２７５４２号公報
【特許文献４】特開昭６１−９２１３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
従来の受動方式、例えば「電圧位相跳躍検出」や「周波数変化率検出」は、分散型電源の発電量と負荷量とが平衡状態にある場合では連系点における電圧位相や周波数が変化しないため、単独運転を検出できない不感帯が存在する。また、「３次高調波電圧歪急増検出」は、発電量と負荷量とが平衡状態にある場合でも単独運転を検出することが可能であるが、高圧配電線の電流不平衡指数が小さい場合や、高調波に対して低インピーダンス負荷が接続されている場合、或いは柱上変圧器の低圧側開閉器以下で単独運転が発生した場合などに３次高調波電圧の変化が小さくなり、単独運転を検出できない可能性がある。
【０００８】
上記のような受動方式（特に「電圧位相跳躍検出」や「周波数変化率検出」）の問題点、すなわち分散型電源の発電量と負荷量とが平衡状態にある場合では単独運転を検出できないという問題点に対して開発されたのが能動方式である。つまり、能動方式では、原理的に、分散型電源の発電量と負荷量とが平衡状態にあるか否かに関係無く単独運転を検出することが可能である。
【０００９】
しかしながら、従来の能動方式では、複数台の分散型電源を系統連系した場合に、インバータを介して系統側へ与える能動信号（変動要素）が相互干渉を起こすため、単独運転の検出感度が低下するという問題点が指摘されていた。このような能動方式の問題点に対して、複数台の分散型電源のパワーコンディショナ同士を光ファイバ等を用いて通信接続し、各インバータによって系統側へ与える能動信号を同期制御するという手法が考えられるが、そのための通信設備を整える必要があり、膨大なコストがかかるという別の問題が発生する。
【００１０】
このように、能動方式の問題点である相互干渉を回避する方法は未だ研究途上にあり、余計なコストをかけることなく相互干渉を回避することが可能な技術の開発が求められていた。この点、従来の能動方式に関連する技術（上記の特許文献３及び４等）においても、複数台の分散型電源を系統連系した場合に発生する相互干渉を回避する手法を提示するものはなかった。
【００１１】
本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、余計なコストをかけることなく、複数台の分散型電源を系統連系した場合の相互干渉を回避して、インバータの単独運転の検出感度の低下を防ぐことの可能な単独運転検出方法及びその装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するために、本発明は、単独運転検出方法に係る第１の解決手段として、分散型電源の系統連系に用いられるインバータの単独運転検出方法であって、柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流に同期する高調波電流を前記インバータを介して系統側へ注入し、当該注入による系統側の変化に基づいて前記インバータの単独運転を検出することを特徴とする。
【００１３】
また、単独運転検出方法に係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相を決定することを特徴とする。
【００１４】
また、単独運転検出方法に係る第３の解決手段として、上記第２の解決手段において、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定することを特徴とする。
【００１５】
また、単独運転検出方法に係る第４の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相及び振幅に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相及び振幅を決定することを特徴とする。
【００１６】
また、単独運転検出方法に係る第５の解決手段として、上記第４の解決手段において、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定すると共に、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の振幅が所定の初期振幅設定値以下であった場合には前記初期振幅設定値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定し、また、前記振幅が前記初期振幅設定値より大きい場合には振幅上限値を算出し、当該算出した振幅上限値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定することを特徴とする。
【００１７】
また、単独運転検出方法に係る第６の解決手段として、上記第５の解決手段において、前記初期振幅設定値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅の実測値に所定の係数を乗算した値であることを特徴とする。
【００１８】
また、単独運転検出方法に係る第７の解決手段として、上記第５または第６の解決手段において、前記振幅上限値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅の実測値に所定の上限係数を乗算した値であることを特徴とする。
【００１９】
また、単独運転検出方法に係る第８の解決手段として、上記第２〜第７のいずれかの解決手段において、前記インバータの出力電流と、予め求めておいた、前記柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式と、予め求めておいた単独運転時における負荷条件とを用いて構成される磁束に関する回路方程式を解くことにより、前記励磁電流の瞬時値を推定することを特徴とする。
【００２０】
また、単独運転検出方法に係る第９の解決手段として、上記第８の解決手段において、前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする、べき級数関数によって定義されていることを特徴とする。
【００２１】
また、単独運転検出方法に係る第１０の解決手段として、上記第８の解決手段において、前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする区分線形近似関数によって定義されていることを特徴とする。
【００２２】
また、単独運転検出方法に係る第１１の解決手段として、上記第１〜第１０のいずれかの解決手段において、前記高調波電流の注入による系統側の変化として、前記インバータの連系点における所定次数の高調波電圧の変化に基づいて前記インバータの単独運転を検出することを特徴とする。
【００２３】
また、単独運転検出方法に係る第１２の解決手段として、上記第１１の解決手段において、前記連系点における所定次数の高調波電圧の振幅、振幅変化量、または位相変化量の少なくとも１つが所定の閾値以上である状態が規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする。
【００２４】
また、単独運転検出方法に係る第１３の解決手段として、上記第１１の解決手段において、前記連系点における所定次数の高調波電圧の振幅変化量が所定の閾値未満の場合は最初に決定された振幅を有する高調波電流を注入し、前記振幅変化量が所定の閾値以上である状態が第１規定時間継続した場合に、より大きい振幅を有する高調波電流を注入し、その際の負荷インピーダンスの推定量が所定範囲内に含まれる状態で第２規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする。
【００２５】
一方、本発明は、単独運転検出装置に係る第１の解決手段として、分散型電源の系統連系に用いられるインバータの単独運転検出装置であって、柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流に同期する高調波電流を前記インバータを介して系統側へ注入し、当該注入による系統側の変化に基づいて前記インバータの単独運転を検出することを特徴とする。
【００２６】
また、単独運転検出装置に係る第２の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相を決定する高調波推定手段と、前記高調波推定手段によって決定された前記位相に基づいて前記励磁電流に同期する高調波電流が前記インバータから出力されるように前記インバータを制御する高調波制御手段とを備えることを特徴とする。
【００２７】
また、単独運転検出装置に係る第３の解決手段として、上記第２の解決手段において、前記高調波推定手段は、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定することを特徴とする。
【００２８】
また、単独運転検出装置に係る第４の解決手段として、上記第１の解決手段において、前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された前記インバータの出力電流を用いて前記励磁電流の瞬時値を推定し、前記励磁電流の瞬時値から求めた前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相及び振幅に基づいて前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相及び振幅を決定する高調波推定手段と、前記高調波推定手段によって決定された前記位相に基づいて前記励磁電流に同期する高調波電流が前記インバータから出力されるように前記インバータを制御する高調波制御手段とを備えることを特徴とする。
【００２９】
また、単独運転検出装置に係る第５の解決手段として、上記第４の解決手段において、前記高調波推定手段は、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の位相と同期する位相を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の位相として決定すると共に、前記励磁電流に含まれる所定次数の高調波の振幅が所定の初期振幅設定値以下であった場合には前記初期振幅設定値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定し、また、前記振幅が前記初期振幅設定値より大きい場合には振幅上限値を算出し、当該算出した振幅上限値を前記系統側へ注入すべき所定次数の高調波電流の振幅として決定することを特徴とする。
【００３０】
また、単独運転検出装置に係る第６の解決手段として、上記第５の解決手段において、前記初期振幅設定値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅に所定の係数を乗算した値であることを特徴とする。
【００３１】
また、単独運転検出装置に係る第７の解決手段として、上記第５または第６の解決手段において、前記振幅上限値は、前記インバータの出力電流に含まれる基本波振幅に所定の上限係数を乗算した値であることを特徴とする。
【００３２】
また、単独運転検出装置に係る第８の解決手段として、上記第２〜第７のいずれかの解決手段において、前記高調波推定手段は、前記インバータの出力電流と、予め求めておいた、前記柱上変圧器の磁気飽和特性に起因する励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式と、予め求めておいた単独運転時における負荷条件とを用いて構成される磁束に関する回路方程式を解くことにより、前記励磁電流の瞬時値を推定することを特徴とする。
【００３３】
また、単独運転検出装置に係る第９の解決手段として、上記第８の解決手段において、前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする、べき級数関数によって定義されていることを特徴とする。
【００３４】
また、単独運転検出装置に係る第１０の解決手段として、上記第８の解決手段において、前記励磁電流と磁束との対応関係を示す非線形特性曲線の近似式は、磁束を独立変数、励磁電流を従属変数とする区分線形近似関数によって定義されていることを特徴とする。
【００３５】
また、単独運転検出装置に係る第１１の解決手段として、上記第１〜第１０のいずれかの解決手段において、前記インバータの連系点における連系点電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段によって検出された連系点電圧に含まれる所定次数の高調波電圧を検出する高調波検出手段と、前記高調波検出手段によって検出された前記所定次数の高調波電圧の変化に基づいて前記インバータの単独運転が発生したか否かを判定する単独運転判定手段とを備えることを特徴とする。
【００３６】
また、単独運転検出装置に係る第１２の解決手段として、上記第１１の解決手段において、前記単独運転判定手段は、前記所定次数の高調波電圧の振幅、振幅変化量、または位相変化量の少なくとも１つが所定の閾値以上である状態が規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする。
【００３７】
また、単独運転検出装置に係る第１３の解決手段として、上記第１１解決手段において、前記単独運転判定手段は、前記所定次数の高調波電圧の振幅変化量が所定の閾値未満の場合は最初に決定された振幅を有する高調波電流が注入されるように前記高調波推定手段に指示し、前記振幅変化量が所定の閾値以上である状態が第１規定時間継続した場合に、より大きい振幅を有する高調波電流が注入されるように前記高調波推定手段に指示し、その際の負荷インピーダンスの推定量が所定範囲内に含まれる状態で第２規定時間継続した場合に、前記インバータの単独運転が発生したと判定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、柱上変圧器の励磁電流に同期する高調波電流をインバータを介して系統側に注入することにより、単独運転時に連系点に発生する高調波電圧の増幅効果（高調波電圧を検出しやすくなり、単独運転の検出感度が向上する）を得ることができると共に、複数台の分散型電源が系統連系されている場合であっても、各々に対応するインバータによって同一の柱上変圧器ＴＲの励磁電流に同期する高調波電流を系統側へ注入するため、従来の能動方式の問題点であった相互干渉を回避することができる。
【００３９】
つまり、本発明によれば、従来のような複数台の分散型電源が系統連系されている場合に能動信号を同期制御するための通信設備を設ける必要がないため、余計なコストをかけることなく、複数台の分散型電源を系統連系した場合の相互干渉を回避して、インバータの単独運転の検出感度の低下を防ぐことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の一実施形態に係る系統連系システムの構成概略図である。
【図２】柱上変圧器ＴＲの特性に関する第１説明図である。
【図３】柱上変圧器ＴＲの特性に関する第２説明図である。
【図４】系統連系システムの等価回路及び単独運転発生時における等価回路である。
【図５】柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍを推定するために用いる回路方程式を解くためのロジック例である。
【図６】能動信号決定部６ｃにて実施される能動振幅決定処理を表すフローチャートである。
【図７】単独運転判定部９にて実施される第１の単独運転判定処理に用いられるロジック例である。
【図８】単独運転判定部９にて実施される第２の単独運転判定処理を表すフローチャートである。
【図９】単独運転判定部９にて実施される第２の単独運転判定処理に関する補足説明図である。
【図１０】本発明によって励磁電流ｉｍに同期する能動信号を注入した場合に、どれだけ連系点に発生する高調波電圧の増幅効果を得ることができるかを検証したシミュレーション結果である。
【図１１】柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍを推定するために用いる柱上変圧器ＴＲのφ−ｉｍ特性曲線の近似式の変形例に関する説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００４１】
以下、図面を参照して、本発明の一実施形態について説明する。
図１は、本実施形態における系統連系システムの構成概略図である。この図１において、符号ＰＳは系統電源、符号ＵＷは超高圧送電線、符号ＳＴは配電用変圧器、符号ＣＢは遮断器、符号ＨＷは高圧配電線、符号ＨＬは高圧側負荷、符号ＴＲは柱上変圧器、符号ＬＷは低圧配電線、符号ＬＬは低圧側負荷、符号ＰＶ１及びＰＶ２は分散型電源、符号ＰＣＳ１及びＰＣＳ２はパワーコンディショナである。
【００４２】
系統電源ＰＳは、例えば火力発電所や原子力発電所などの発電所に相当し、発電した電力を超高圧電力に昇圧して超高圧送電線ＵＷを介して配電用変圧器ＳＴの１次側に供給する。超高圧送電線ＵＷは、系統電源ＰＳと配電用変圧器ＳＴとを接続し、系統電源ＰＳから配電用変圧器ＳＴへ超高圧電力を送電するために用いられる送電線である。
【００４３】
配電用変圧器ＳＴは、超高圧送電線ＵＷを介して受電した超高圧電力を高圧電力（例えば６６００Ｖ）に変換して遮断器ＣＢ及び高圧配電線ＨＷを介して柱上変圧器ＴＲの１次側に供給する。遮断器ＣＢは、系統事故発生時などに高圧電力の供給（配電）を停止させるための開閉装置である。これら配電用変圧器ＳＴ及び遮断器ＣＢは、配電用変電所内に設置されているものである。高圧配電線ＨＷは、配電用変電所（配電用変圧器ＳＴ及び遮断器ＣＢ）と柱上変圧器ＴＲとを接続し、配電用変圧器ＳＴから柱上変圧器ＴＲへ高圧電力を配電するために用いられる配電線である。また、高圧側負荷ＨＬは、高圧配電線ＨＷに接続された全ての負荷である。
【００４４】
柱上変圧器ＴＲは、高圧配電線ＨＷを介して受電した高圧電力を一般電力需用家が利用可能な低圧電力（例えば１００Ｖまたは２００Ｖ）に変換して低圧配電線ＬＷを介して一般電力需用家の家屋（図示省略）に供給する。低圧配電線ＬＷは、柱上変圧器ＴＲと一般電力需用家の家屋とを接続し、柱上変圧器ＴＲから一般電力需用家の家屋へ低圧電力を配電するために用いられる配電線である。また、低圧側負荷ＬＬは、低圧配電線ＬＷに接続された全ての負荷である。
【００４５】
以上の系統電源ＰＳ、超高圧送電線ＵＷ、配電用変圧器ＳＴ、遮断器ＣＢ、高圧配電線ＨＷ、柱上変圧器ＴＲ及び低圧配電線ＬＷによって既存の電力系統（商用電力系統）が構成されており、このような電力系統に対して分散型電源ＰＶ１及びＰＶ２が各々に対となって設けられたパワーコンディショナＰＣＳ１及びＰＣＳ２を介して連系されている。
【００４６】
分散型電源ＰＶ１は、例えば一般電力需用家の家屋に設置された太陽電池であり、太陽光発電によって得られた直流電力をパワーコンディショナＰＣＳ１に供給する。分散型電源ＰＶ２は、例えば分散型電源ＰＶ１とは異なる一般電力需用家の家屋に設置された太陽電池であり、太陽光発電によって得られた直流電力をパワーコンディショナＰＣＳ２に供給する。なお、これら分散型電源ＰＶ１及びＰＶ２は太陽電池に限らず、燃料電池などの他の分散型電源であっても良い。
【００４７】
パワーコンディショナＰＣＳ１は、分散型電源ＰＶ１に対となって一般電力需用家の家屋に設置されていると共に、低圧配電線ＬＷ上の連系点Ｐ１において既存の電力系統と連系（接続）されている。詳細は後述するが、このパワーコンディショナＰＣＳ１は内部にインバータを備えており、実際にはこのインバータを介して分散型電源ＰＶ１は系統連系されている。つまり、分散型電源ＰＶ１によって発電された直流電力は、パワーコンディショナＰＣＳ１内のインバータによって交流電力に変換されて電力系統側（低圧配電線ＬＷ）に送電（逆潮流）可能となっている。
【００４８】
パワーコンディショナＰＣＳ２は、分散型電源ＰＶ２に対となって一般電力需用家の家屋に設置されていると共に、低圧配電線ＬＷ上の連系点Ｐ２において既存の電力系統と連系（接続）されている。このパワーコンディショナＰＣＳ２も同様に内部にインバータを備えており、実際にはこのインバータを介して分散型電源ＰＶ２は系統連系されている。つまり、分散型電源ＰＶ２によって発電された直流電力は、パワーコンディショナＰＣＳ２内のインバータによって交流電力に変換されて電力系統側（低圧配電線ＬＷ）に送電（逆潮流）可能となっている。
【００４９】
続いて、パワーコンディショナＰＣＳ１及びＰＣＳ２の内部構成について詳細に説明する。なお、パワーコンディショナＰＣＳ１及びＰＣＳ２は内部構成が同一であるため、以下ではパワーコンディショナＰＣＳ１を代表的に用いて説明する。
図１に示すように、パワーコンディショナＰＣＳ１は、連系スイッチ１、計測用変流器２、電圧計３、電流計４、高調波検出部５、高調波推定部６、高調波制御部７、インバータ８及び単独運転判定部９を備えている。
【００５０】
このようなパワーコンディショナＰＣＳ１は、単独運転検出装置として機能し、上記の電圧計３は電圧検出手段に相当し、電流計４は電流検出手段に相当し、高調波検出部５は高調波検出手段に相当し、高調波推定部６は高調波推定手段に相当し、高調波制御部７は高調波制御手段に相当し、また、単独運転判定部９は単独運転判定手段に相当する。
【００５１】
連系スイッチ１は、単独運転判定部９から入力される解列信号に応じて、インバータ８と電力系統（低圧配電線ＬＷ）との連系（接続）を解列するスイッチである。ここで、「解列」とは、インバータ８と電力系統（低圧配電線ＬＷ）との電気的な接続を切断することを指す。計測用変流器２は、インバータ８の出力電流を計測可能な低電流に変流して電流計４に出力する。電圧計３は、低圧配電線ＬＷの連系点Ｐ１における電圧（以下、連系点電圧と称す）を検出して高調波検出部５に出力する。電流計４は、インバータ８の出力電流（具体的には計測用変流器２の出力電流；以下、ＰＣＳ出力電流と称す）を検出して高調波検出部５及び高調波推定部６に出力する。
【００５２】
高調波検出部５は、電圧計３から入力される連系点電圧ｖ(ｔ)と、電流計４から入力されるＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)とを基に、連系点電圧ｖ(ｔ)に含まれる所定次数ｋの高調波（以下、ｋ次高調波と称す）の振幅Ｖｋ及び位相θｖｋと、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋを検出する。
【００５３】
ここで、検出すべきｋ次高調波の次数ｋは、後述するインバータ８を介して電力系統へ注入する能動信号（高調波電流）の次数ｋに応じて決定される。つまり、例えば、インバータ８を介して電力系統へ注入する能動信号（高調波電流）が３次及び５次高調波（ｋ＝３、５）である場合、高調波検出部５は、連系点電圧ｖ(ｔ)に含まれる３次及び５次高調波の振幅Ｖｋ（Ｖ３、Ｖ５）及び位相θｖｋ（θｖ３、θｖ５）、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれる３次及び５次高調波の振幅Ｉｋ（Ｉ３、Ｉ５）及び位相θiｋ（θi３、θi５）を検出する。
【００５４】
また、この高調波検出部５は、連系点電圧ｖ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｖｋ及び位相θｖｋの検出結果を単独運転判定部９に出力すると共に、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋの検出結果を高調波制御部７に出力する。なお、連系点電圧ｖ(ｔ)及びＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)から、連系点電圧ｖ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｖｋ及び位相θｖｋと、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋを検出する手段としては、デジタル信号処理を行う場合にはＤＦＴ（離散フーリエ変換）やデジタルフィルタを用いることができ、アナログ信号処理を行う場合にはアナログフィルタを用いることができる。
【００５５】
高調波推定部６は、電流計４から入力されるＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)を用いて柱上変圧器ＴＲの磁気飽和特性に起因する励磁電流の瞬時値ｉｍを推定し、その推定結果から励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋ及び振幅Ｉｍｋを求め、これら位相θｍｋ及び振幅Ｉｍｋに基づいて、励磁電流ｉｍに同期して電力系統側へ注入すべき能動信号（ｋ次高調波電流）の位相及び振幅を決定するものであり、励磁電流推定部６ａ、高調波抽出部６ｂ及び能動信号決定部６ｃを備えている。
【００５６】
励磁電流推定部６ａは、電流計４から入力されるＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)と、予め求めておいた柱上変圧器ＴＲの磁気飽和特性に起因する励磁電流ｉｍと磁束φとの対応関係を示す非線形特性曲線（以下、φ−ｉｍ特性曲線と称す）の近似式と、予め求めておいた単独運転時における負荷条件とを用いて構成される磁束φに関する回路方程式を解くことにより、励磁電流の瞬時値ｉｍを推定する。なお、このような励磁電流推定部６ａにおいて実施される励磁電流推定処理の詳細については後述する。
【００５７】
高調波抽出部６ｂは、励磁電流推定部６ａによって推定された励磁電流の瞬時値ｉｍを基に、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋ及び振幅Ｉｍｋを抽出する。ここで、例えば、能動信号として３次及び５次高調波電流を注入する場合、高調波抽出部６ｂは、励磁電流ｉｍに含まれる３次及び５次高調波の位相θｍｋ（θｍ３、θｍ５）及び振幅Ｉｍｋ（Ｉｍ３、Ｉｍ５）を抽出する。
【００５８】
なお、この高調波抽出部６ｂは、抽出した励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｍｋを単独運転判定部９に出力する。また、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋ及び振幅Ｉｍｋを抽出する手段としては、デジタル信号処理を行う場合にはＤＦＴ（離散フーリエ変換）やデジタルフィルタを用いることができ、アナログ信号処理を行う場合にはアナログフィルタを用いることができる。
【００５９】
能動信号決定部６ｃは、高調波抽出部６ｂによって抽出された励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋ及び振幅Ｉｍｋを基に、励磁電流ｉｍに同期して注入すべき能動信号（ｋ次高調波電流）の位相（以下、同期位相と称す）及び振幅（以下、能動振幅と称す）を決定する。具体的には、この能動信号決定部６ｃは、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋと同期する位相（−θｍｋ）を系統側へ注入すべき同期位相として決定する。
【００６０】
また、能動信号決定部６ｃは、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｍｋが所定の初期振幅設定値Ｉａｋ以下であった場合には初期振幅設定値Ｉａｋを電力系統側へ注入すべき能動信号（ｋ次高調波電流）の能動振幅Ｉｋ１として決定し、また、振幅Ｉｍｋが初期振幅設定値Ｉａｋより大きい場合には振幅上限値を算出し、当該算出した振幅上限値を電力系統側へ注入すべき能動信号の能動振幅Ｉｋ１として決定する。なお、このような能動信号決定部６ｃにおいて実施される能動振幅Ｉｋ１の決定処理の詳細については後述する。
能動信号決定部６ｃは、上記のように決定した同期位相（−θｍｋ）及び能動振幅Ｉｋ１を高調波電流指令値として高調波制御部７に出力する。
【００６１】
高調波制御部７は、能動信号決定部６ｃから入力される高調波電流指令値（電力系統側へ注入すべき能動信号（ｋ次高調波電流）の同期位相（−θｍｋ）及び能動振幅Ｉｋ１）と、高調波検出部５から入力されるＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋの検出結果を基に、励磁電流ｉｍに同期する能動信号が電力系統側へ注入されるようにインバータ８を制御するための制御信号、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成してインバータ８に出力する。
【００６２】
具体的には、高調波制御部７は、同期位相（−θｍｋ）及び能動振幅Ｉｋ１を有するｋ次高調波電流がインバータ８から出力されるようにＰＷＭ信号を生成するが、この時、連系点電圧ｖ(ｔ)に含まれる基本波の位相θｖ１を基準としてｋ次高調波電流の位相同期制御を行うと共に、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋが能動振幅Ｉｋ１及び同期位相（−θｍｋ）に一致するようにフィードバック制御を行う。なお、この高調波制御部７は、ＰＷＭ信号の生成方式として正弦波・三角波比較方式を用い、正弦波の振幅及び周波数を変化させることで所望のＰＷＭ信号を生成する。
【００６３】
インバータ８は、分散型電源ＰＶ１から供給された直流電力を上記ＰＷＭ信号に基づいてスイッチングすることにより交流電力に変換して電力系統（低圧配電線ＬＷ）に出力する。つまり、このインバータ８の出力電流には励磁電流ｉｍに同期するｋ次高調波電流が重畳することになる。
【００６４】
単独運転判定部９は、高調波検出部５から入力される連系点電圧ｖ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｖｋ及び位相θｖｋの検出結果と、高調波抽出部６ｂから入力される励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｍｋの推定結果とに基づいて、インバータ８の単独運転が発生したか否かを判定し、単独運転が発生したと判定した場合に連系スイッチ１をオフにする（解列する）ための解列信号を連系スイッチ１に出力する。なお、このような単独運転判定部９において実施される単独運転判定処理の詳細については後述する。
【００６５】
なお、図１では、説明の簡略化のため、１つの柱上変圧器ＴＲに対して２つの分散型電源ＰＶ１及びＰＶ２が系統連系されている構成を例示したが、１つの柱上変圧器ＴＲに対して多数の分散型電源が並列に系統連系されていることが一般的である。また、柱上変圧器ＴＲも高圧配電線ＨＷに複数接続されており、各々の柱上変圧器ＴＲの低圧配電線ＬＷに多数の分散型電源が並列に系統連系されている。
【００６６】
以上が本実施形態における系統連系システムの構成に関する説明であるが、上述したように、パワーコンディショナＰＣＳ１は、柱上変圧器ＴＲの磁気飽和特性に起因する励磁電流ｉｍに同期する高調波電流をインバータ８を介して電力系統側へ注入し、当該注入による連系点Ｐ１における連系点電圧ｖ(ｔ)に含まれるｋ次高調波電圧の変化を基にインバータ８の単独運転を検出する機能を備えている。（パワーコンディショナＰＣＳ２も同様）。
【００６７】
このような機能をパワーコンディショナＰＣＳ１（ＰＣＳ２）に備えることにより、余計なコストをかけることなく、複数台の分散型電源を系統連系した場合の相互干渉を回避して、インバータ８の単独運転の検出感度の低下を防ぐことが可能となる。以下では、単独運転検出装置として機能するパワーコンディショナＰＣＳ１の動作説明を行う前に、本発明の原理について説明する。
【００６８】
まず、柱上変圧器ＴＲの一般的な特性について説明する。図２（ａ）は、柱上変圧器ＴＲの２次側電圧Ｖ、磁束φ、磁化電流ｉｍ及び鉄損電流ｉｒの波形図である。この図に示すように、磁束φは２次側電圧Ｖに対して９０°位相が遅れており、その波形は２次側電圧Ｖと同様に正弦波となる。磁化電流ｉｍは磁束φと同相であるが、柱上変圧器ＴＲの磁気飽和特性によって奇数次高調波を含んでいるため、その波形は正弦波である２次側電圧Ｖと比べて大きく歪んでいる。一方、鉄損電流ｉｒは２次側電圧Ｖと同相であり、その波形は２次側電圧Ｖと同様に正弦波となる。なお、図２（ｂ）は、磁化電流ｉｍと磁束φとの対応関係を示す非線形特性曲線（φ−ｉｍ特性曲線）であり、図２（ｃ）は、鉄損電流ｉｒと磁束φとの対応関係を示す特性曲線である。
【００６９】
一般的に、磁化電流ｉｍと鉄損電流ｉｒとを合成した電流を励磁電流と呼ぶ。図３（ａ）は、柱上変圧器ＴＲの２次側電圧Ｖ、磁束φ及び励磁電流（ｉｍ＋ｉｒ）の波形図であり、図３（ｂ）は、励磁電流（ｉｍ＋ｉｒ）と磁束φとの対応関係を示す特性曲線である。図３（ａ）に示すように、励磁電流（ｉｍ＋ｉｒ）の波形は高調波歪みを含んでおり、また、図３（ｂ）に示すように、励磁電流（ｉｍ＋ｉｒ）と磁束φとの特性曲線はヒステリシスループを形成する。
このように、柱上変圧器ＴＲの励磁電流とは磁化電流ｉｍと鉄損電流ｉｒとを合成した電流を指すが、以下では鉄損電流ｉｒは高調波成分をほとんど含まないと考えられるから単独運転時の高調波電圧の発生への寄与を無視できるものとし、励磁電流は磁化電流ｉｍと等しいと仮定して説明する。
【００７０】
上記の励磁電流ｉｍは、連系運転時には柱上変圧器ＴＲの１次側（高圧配電線ＨＷ）に流れ込むため、連系点Ｐ１（Ｐ２）において励磁電流ｉｍに起因する高調波電圧は生じないが、インバータ８の単独運転時、つまり遮断器ＣＢが開放されて配電用変圧器ＳＴからの電力供給が停止した場合には柱上変圧器ＴＲの２次側（低圧配電線ＬＷ）に流れ込むため、連系点Ｐ１（Ｐ２）において励磁電流ｉｍに起因する高調波電圧が発生する。このような、単独運転時に連系点Ｐ１（Ｐ２）に発生する高調波電圧を利用して単独運転を検出する手法は、受動方式の単独運転検出方法の一つ（例えば「３次高調波電圧歪急増検出」）として従来から知られている（例えば特許第３３３９８９５号公報参照）。
【００７１】
しかしながら、既に述べたように、受動方式の単独運転検出方法の一つである「３次高調波電圧歪急増検出」は、他の受動方式とは異なり、分散型電源の発電量と負荷量とが平衡状態にある場合でも単独運転を検出することが可能であるが、ある特定条件下において高調波電圧が低下し、単独運転の検出感度が低下するという問題がある。
【００７２】
そこで、本願発明者は、柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍに同期する能動信号（高調波電流）をインバータ８を介して電力系統側（低圧配電線ＬＷ）に注入するという機能をパワーコンディショナＰＣＳ１（ＰＣＳ２）に備えることにより、単独運転時に連系点Ｐ１（Ｐ２）に発生する高調波電圧の増幅効果（高調波電圧を検出しやすくなり、単独運転の検出感度が向上する）を得ることができると共に、複数台の分散型電源ＰＶ１（ＰＶ２）が系統連系されている場合であっても、各々に対応するパワーコンディショナＰＣＳ１（ＰＣＳ２）が上記の機能により、同一の柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍに同期する能動信号を電力系統側へ注入するため、従来の能動方式の問題点であった相互干渉を回避可能であることを見出した。
【００７３】
ここで、励磁電流ｉｍに同期する能動信号を生み出すためには、低圧配電線ＬＷに流れる励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相及び振幅を推定する必要があり、さらに、これらｋ次高調波の位相及び振幅を推定するためには、励磁電流の波形（瞬時値ｉｍ）を推定する必要がある。なお、励磁電流ｉｍに同期する能動信号を生み出すためには、ｋ次高調波の位相を推定できれば十分であり、必ずしも振幅を推定する必要はない。詳細は後述するが、振幅を推定する理由は、能動信号注入量（能動信号の振幅）の比較・目安にするためと、単独運転判定部９が実施する単独運転判定処理で使用するためである。つまり、能動信号注入量を予め決められた設定値とする場合や、振幅推定結果を使用しない単独運転判定処理を実施する場合には励磁電流の振幅を推定する必要はない。
【００７４】
以下では、励磁電流ｉｍの推定原理について説明する。図４（ａ）は、図１に示す系統連系システムの等価回路図である。なお、図４（ａ）では、説明の便宜上、パワーコンディショナＰＣＳ２を省略している。
この図４（ａ）において、Ｌｓは上位系統（高圧側系統）インダクタンス、Ｃ１は線形共振負荷のコンデンサ分、Ｌ１は線形共振負荷のインダクタンス分、Ｒ１は高圧側負荷抵抗、Ｃｍは励磁無効電力調整用コンデンサ、ＬＴ１は柱上変圧器ＴＲの１次漏れインダクタンス、ＬＴ２は柱上変圧器ＴＲの２次漏れインダクタンス、Ｌｍは柱上変圧器ＴＲの励磁インダクタンス（非線形）、Ｒ２は低圧側負荷抵抗である。また、図４（ａ）において、パワーコンディショナＰＣＳ１（インバータ８）を定電流源として近似し、パワーコンディショナＰＣＳ１から連系点Ｐ１に流れ込む電流（ＰＣＳ出力電流）をｉ(ｔ)とする。また、連系点Ｐ１の電圧（連系点電圧）をｖ(ｔ)とする。
【００７５】
図４（ｂ）は、インバータ８の単独運転後、つまり遮断器ＣＢが開放されて配電用変圧器ＳＴからの電力供給が停止した場合における等価回路図である。この図４（ｂ）において、Ｃは線形共振負荷のコンデンサ分Ｃ１と励磁無効電力調整用コンデンサＣｍとの合成コンデンサ（Ｃ＝Ｃ１＋Ｃｍ）、Ｒは高圧側負荷抵抗Ｒ１と低圧側負荷抵抗Ｒ２との合成抵抗（Ｒ＝Ｒ１／／Ｒ２）である。
【００７６】
この図４（ｂ）において、柱上変圧器ＴＲの２次巻数をｎ、磁束をφとし、励磁インダクタンスＬｍの電流（つまり励磁電流）をｉｍ、電圧をＶｍとし、合成コンデンサＣの電流をｉＣ、電圧をＶＣとし、線形共振負荷のインダクタンス分Ｌ１の電流をｉＬ、電圧をＶＬとし、合成抵抗Ｒの電流をｉＲ、電圧をＶＲとすると、下記（１）式及び（２）式が成り立つ。また、ｉＣは下記（３）式で表され、ｉＬは下記（４）式で表され、ｉＲは下記（５）式で表される。
【００７７】
ここで、図２（ｂ）に示した柱上変圧器ＴＲのφ−ｉｍ特性曲線からわかるように、励磁電流ｉｍは柱上変圧器ＴＲの磁気飽和特性によって磁束φに対して非線形な特性となる。つまり、このようなφ−ｉｍ特性曲線の近似式を何らかの関数によって定義し、下記（３）〜（５）式と共に（１）式に代入することで単独運転時の等価回路についての回路方程式が得られ、この回路方程式を解くことにより、単独運転時に低電圧配線ＬＷに流れる励磁電流ｉｍを求める（推定する）ことができる。以下では、下記（６）式に示すように、φ−ｉｍ特性曲線の近似式を、磁束φを独立変数、励磁電流ｉｍを従属変数とする、べき級数関数によって定義した場合について説明する。なお、下記（６）式において、ａ１、ａ３、ａ５はべき級数の係数である。
【００７８】
【数１】
2010213529.tif 000003
【００７９】
下記（７）式は、上記（３）〜（６）式を上記（１）式に代入することで得られる回路方程式である。このように得られる回路方程式は、柱上変圧器ＴＲの磁束φに関するDuffingの非線形微分方程式となる。
【００８０】
【数２】
2010213529.tif 000004
【００８１】
ここで、柱上変圧器ＴＲの仕様（容量や鉄心材料）に応じて図２（ｂ）に示すようなφ−ｉｍ特性曲線を計測することで、励磁電流ｉｍについてのべき級数関数における係数ａ１、ａ３、ａ５を予め決定しておく。また、単独運転時における負荷条件（Ｃ、Ｒ、Ｌ１）も予め決定しておく。このように予め決定しておいた係数ａ１、ａ３、ａ５と、単独運転時における負荷条件（Ｃ、Ｒ、Ｌ１）と、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)の実測値とを上記（７）式の回路方程式に代入して磁束φについて解くことにより、単独運転時における柱上変圧器ＴＲの磁束φを得ることができる。さらに、磁束φがわかれば上記（６）式から単独運転時における励磁電流ｉｍを得ることができ、上記（２）式から単独運転時における連系点電圧ｖ(ｔ)を得ることができる。
【００８２】
このように単独運転時における励磁電流ｉｍを得ることさえできれば、この励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相及び振幅を既存の高調波検出手法（ＤＦＴ、デジタルフィルタ、アナログフィルタなど）を用いて抽出することができる。
以上のような励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相及び振幅の推定原理を前提として、以下、パワーコンディショナＰＣＳ１の動作について説明する（パワーコンディショナＰＣＳ２の動作も同様であるので、ここではパワーコンディショナＰＣＳ１に着目して説明する）。
【００８３】
まず、柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍに同期する能動信号（高調波電流）をインバータ８を介して電力系統側（低圧配電線ＬＷ）に注入するまでの動作について説明する。ここで、初期状態として、連系スイッチ１はオン状態となっており、分散型電源ＰＶ１によって発電された直流電力はインバータ８によって交流電力に変換され、その交流電力に応じたＰＣＳ出力電流が低圧配電線ＬＷを介して低圧側負荷ＬＬに供給されているものとする。
そして、今、停電事故または保守点検作業などにより遮断器ＣＢが開放されて配電用変圧器ＳＴからの電力供給が停止し、柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍが低圧配電線ＬＷに流れ込むものとする。
【００８４】
この時、電圧計３によって検出された連系点Ｐ１における連系点電圧ｖ(ｔ)は高調波検出部５に入力され、また、電流計４によって検出されたＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)は高調波検出部５及び高周波推定部６（励磁電流推定部６ａ）に入力される。高調波検出部５は、連系点電圧ｖ(ｔ)からｋ次高調波（例えば３次及び５次高調波）の振幅Ｖｋ及び位相θｖｋを検出すると共に、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)からｋ次高調波（同様に、例えば３次及び５次高調波）の振幅Ｉｋ及び位相θiｋを検出する。
【００８５】
ここで、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋの検出結果は、インバータ８の制御に用いるために高調波制御部７に出力され、連系点電圧に含まれるｋ次高調波の振幅Ｖｋ及び位相θｖｋの検出結果は、後述する単独運転判定処理に用いるために単独運転判定部９に出力される。
【００８６】
一方、高調波推定部６の励磁電流推定部６ａは、電流計４から得られたＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)と、予め柱上変圧器ＴＲのφ−ｉｍ特性曲線を基に求めておいた励磁電流ｉｍについてのべき級数関数の係数ａ１、ａ３、ａ５と、予め求めておいた単独運転時における負荷条件（Ｃ、Ｒ、Ｌ１）とを上記（７）式の回路方程式に代入して磁束φについて解くことにより、柱上変圧器ＴＲの磁束φを導出する。そして、励磁電流推定部６ａは、回路方程式から導出した磁束φを上記（６）式に代入することで、励磁電流の瞬時値ｉｍを求める（推定する）。
なお、単独運転時における負荷条件が不明の場合には、ＲをパワーコンディショナＰＳＣ１（インバータ８）の出力相当として、Ｌ１及びＣ１はパワーコンディショナＰＳＣ１（インバータ８）の定格容量相当とする。
【００８７】
以下、上記（７）式の回路方程式に関する数値計算の具体例について説明する。まず、上記（７）式を例えば下記（８）式のように変形する。この（８）式において、Ｊ１はＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれる基本波電流（ｋ＝１）の振幅（実効値）であり、Ｊ２はＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれる３次高調波電流（能動信号）の振幅（実効値）であり、また、θ３はＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれる３次高調波電流の位相である。
【００８８】
【数３】
2010213529.tif 000005
【００８９】
ここで、上記（８）式を数値計算しやすいように、下記（９）式〜（１４）式を用いて変数変換及び規格化を行う。
【００９０】
【数４】
2010213529.tif 000006
【００９１】
上記（９）式〜（１４）式を用いた変数変換及び規格化によって、上記（８）式は共振負荷（Ｌ１、Ｃ１）と能動信号がある場合に下記（１５）式として得られる。
【００９２】
【数５】
2010213529.tif 000007
【００９３】
また、特に共振負荷（Ｌ１、Ｃ１）と能動信号がない場合には、Ｃ＝Ｃｍ、Ｃ１＝０、Ｂ３＝０となるため、上記（１５）式は下記（１６）式となり、容易に回路方程式を解くことができる。
【００９４】
【数６】
2010213529.tif 000008
【００９５】
図５は、上記（１５）式の回路方程式を解くために使用可能なロジック回路の一例を示したものである。この図５に示すように、このロジック回路は、加減算器１０、積分器１１、１２、乗算器１３、１４、１５、１６、加算器１７、乗算器１８、１９、加算器２０から構成されている。
【００９６】
加減算器１０は、ＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)に含まれる基本波電流Ｂ１cosτと３次高調波電流Ｂ２cos（３τ＋θ３）とを加算すると共に、この加算値から乗算器１３の出力信号と加算器２０の出力信号とを減算し、その計算結果（ｄ２ν／ｄτ２）  を積分器１１に出力する。積分器１１は、加減算器１０の計算結果を１次積分し、その積分値（ｄν／ｄτ）を積分器１２及び乗算器１３に出力する。この積分器１１から出力される積分値（ｄν／ｄτ）から連系点Ｐ１における高調波電圧Ｖｋを求めることができる。
【００９７】
積分器１２は、積分器１１の積分値を１次積分し、その積分値（ν）を乗算器１４、１５及び１９に出力する。この積分器１２から出力される積分値（ν）から磁束φを求めることができる。また、乗算器１３は、積分器１１の積分値に定数ｇを乗算し、その計算結果（ｇ×ｄν／ｄτ）を加減算器１０に出力する。
【００９８】
乗算器１４は、積分器１２の積分値（ν）に定数ｃ１を乗算し、その計算結果（ｃ１×ν）を加算器１７に出力する。乗算器１５は、積分器１２の積分値（ν）の３乗を計算し、その計算結果（ν３）を乗算器１６に出力する。乗算器１６は、乗算器１５の計算結果に定数ｃ３を乗算し、その計算結果（ｃ３×ν３）を加算器１７に出力する。加算器１７は、乗算器１４及び１６の計算結果を加算し、その計算結果（ｃ１×ν＋ｃ３×ν３）を乗算器１８に出力する。この加算器１７から出力される計算結果（ｃ１×ν＋ｃ３×ν３）から励磁電流ｉｍを求めることができる。
【００９９】
乗算器１８は、加算器１７の計算結果にＣｍ／Ｃを乗算し、その計算結果{（Ｃｍ／Ｃ）×（ｃ１×ν＋ｃ３×ν３）}を加算器２０に出力する。乗算器１９は、積分器１２の積分値（ν）にＣ１／Ｃを乗算し、その計算結果{（Ｃ１／Ｃ）×ν}を加算器２０に出力する。加算器２０は、乗算器１８及び１９の計算結果を加算し、その計算結果{（Ｃｍ／Ｃ）×（ｃ１×ν＋ｃ３×ν３）＋（Ｃ１／Ｃ）×ν}を加減算器１０に出力する。
以上のようなロジック回路を励磁電流推定部６ａに設けることにより、磁束φに関する回路方程式を解くことができ、励磁電流の瞬時値ｉｍを推定することができる。
【０１００】
そして、高調波抽出部６ｂは、励磁電流推定部６ａによって推定された励磁電流の瞬時値ｉｍを基に、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波（例えば３次及び５次高調波）の位相θｍｋ及び振幅Ｉｍｋを抽出する。ここで、高調波抽出部６ｂは、抽出した励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｍｋを単独運転判定部９に出力する。
【０１０１】
そして、能動信号決定部６ｃは、高調波抽出部６ｂによって抽出された励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋ及び振幅Ｉｍｋを基に、励磁電流ｉｍに同期して注入すべき能動信号（ｋ次高調波電流）の位相（同期位相）及び振幅（能動振幅）を決定する。ここで、能動信号決定部６ｃは、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋと同期する位相（−θｍｋ）を系統側へ注入すべき同期位相として決定する。
【０１０２】
また、能動信号決定部６ｃは、図６に示すようなフローチャートに従って能動振幅を決定する。この図６に示すように、能動信号決定部６ｃは、まず、初期振幅設定値ＩａｋをＩａｋ＝ｄｋ×Ｉ１によって算出する（ステップＳ１）。ここで、ｄｋは係数であり、例えば０．０２〜０．０３の範囲に設定されている。また、Ｉ１はＰＣＳ出力電流ｉ(ｔ)の基本波振幅（ｋ＝１）である。
【０１０３】
続いて、能動信号決定部６ｃは、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｍｋが初期振幅設定値Ｉａｋ以下か否かを判定する（ステップＳ２）。このステップＳ２において、「Yes」の場合、つまりＩａｋ≧Ｉｍｋであった場合、能動信号決定部６ｃは、初期振幅設定値Ｉａｋを能動信号（ｋ次高調波電流）の能動振幅Ｉｋ１として決定する（ステップＳ３）。つまり、Ｉａｋ≧Ｉｍｋの場合には、単独運転時において連系点Ｐ１に発生する高調波電圧の増幅効果を最大限に得るために、能動信号の注入量を極力大きくすることが望ましいので、初期振幅設定値Ｉａｋを能動振幅Ｉｋ１として決定する。
【０１０４】
一方、ステップＳ３において、「No」の場合、つまりＩａｋ＜Ｉｍｋであった場合、能動信号決定部６ｃは、振幅上限値をｄｍａｘ×Ｉ１によって算出し、この振幅上限値を能動信号（ｋ次高調波電流）の能動振幅Ｉｋ１として決定する（ステップＳ４）。ここで、ｄｍａｘは上限係数であり、例えば０．０３に設定されている。つまり、Ｉａｋ＜Ｉｍｋの場合には、電力品質の観点から、振幅値の大きな高次数高調波電流を注入することは好ましくないため、能動振幅Ｉｋ１を振幅上限値とすることでリミッタをかける。
【０１０５】
能動信号決定部６ｃは、上述した能動振幅Ｉｋ１の決定処理を、例えば３次（ｋ＝３）及び５次（ｋ＝５）について行うことにより、励磁電流ｉｍに同期して注入すべき能動信号（３次及び５次高調波電流）の能動振幅Ｉｋ１（Ｉ３１、Ｉ５１）を決定し、このように決定した能動振幅Ｉｋ１と同期位相（−θｍｋ）とを高調波電流指令値として高調波制御部７に出力する。
【０１０６】
なお、既に述べたように、励磁電流ｉｍに同期する能動信号を生み出すためには、励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の位相θｍｋを推定できれば十分であり、必ずしも振幅Ｉｍｋを推定する必要はない。振幅Ｉｍｋを推定する理由は、図６で説明したように能動信号注入量（能動信号の振幅）の比較・目安にするためと、単独運転判定部９が実施する単独運転判定処理で使用するためである。つまり、能動信号注入量を予め決められた設定値とする場合や、振幅推定結果を使用しない単独運転判定処理を実施する場合には励磁電流の振幅Ｉｍｋを推定する必要はない。
【０１０７】
そして、高調波制御部７は、能動信号決定部６ｃから入力される高調波電流指令値と、高調波検出部５から入力されるＰＣＳ出力電流ｉ（ｔ）に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋの検出結果を基に、励磁電流に同期する能動信号（ｋ次高調波電流）が電力系統側へ注入されるようにインバータ８を制御するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ８に出力する。
【０１０８】
具体的には、高調波制御部７は、同期位相（−θｍｋ）及び能動振幅Ｉｋ１を有するｋ次高調波電流がインバータ８から出力されるようにＰＷＭ信号を生成するが、この時、連系点電圧に含まれる基本波の位相θｖ１を基準としてｋ次高調波電流の位相同期制御を行うと共に、ＰＣＳ出力電流に含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｋ及び位相θiｋが能動振幅Ｉｋ１及び同期位相（−θｍｋ）に一致するようにフィードバック制御を行う。
【０１０９】
このような高調波制御部７の制御により、インバータ８の出力電流には柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍに同期するｋ次高調波電流が重畳することになり、つまり、励磁電流ｉｍに同期する能動信号が電力系統側（低圧配電線ＬＷ）に注入されることになる。
以上が柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍに同期する能動信号（高調波電流）をインバータ８を介して電力系統側（低圧配電線ＬＷ）に注入するまでの動作説明であり、以下では、能動信号の注入に起因して連系点Ｐ１に発生する高調波電圧の変化を基にインバータ８の単独運転を判定する動作について説明する。
【０１１０】
単独運転判定部９は、高調波検出部５から入力される連系点電圧ｖ（ｔ）に含まれるｋ次高調波の振幅Ｖｋ及び位相θｖｋの検出結果と、高調波抽出部６ｂから入力される励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｍｋの推定結果とに基づいて、インバータ８の単独運転が発生したか否かを判定する。なお、この単独運転判定部９が実施する単独運転判定処理は２通り存在し、どちらか一方を選択的に使用することができる。
【０１１１】
図７は、第１の単独運転判定処理のロジックを示す図である。この図７において、ΔＶｋは連系点電圧ｖ（ｔ）に含まれるｋ次高調波の振幅Ｖｋの変化量であり、例えば下記（１７）式で表される。なお、下記（１７）式において、Ｖｋ_ｂａｓｅは過去１００サイクルのｋ次電圧歪み（ｋ次高調波の振幅Ｖｋ）の平均値であり、Ｖｋ_ｎｏｗは現在のｋ次電圧歪みであり、Ｖ１ｂａｓｅは基本波標準電圧（１００Ｖまたは２００Ｖ）である。
【０１１２】
また、図７において、Δθｖｋは連系点電圧ｖ（ｔ）に含まれるｋ次高調波の位相θｖｋの変化量であり、例えば下記（１８）式で表される。なお、下記（１８）式において、θｖｋ_ｂａｓｅは過去１００サイクルのｋ次電圧位相（ｋ次高調波の位相θｖｋ）の平均値であり、θｖｋ_ｎｏｗは現在のｋ次電圧位相である。さらに、図７において、Ｖｋｔｈ、ΔＶｋｔｈ、Δθｖｋｔｈは予め所定の値に設定された閾値である。
【０１１３】
【数７】
2010213529.tif 000009
【０１１４】
この図７に示すように、第１の単独運転判定処理では、Ｖｋ≧Ｖｋｔｈ、｜ΔＶｋ｜≧ΔＶｋｔｈ、｜Δθｖｋ｜≧Δθｖｋｔｈの３つの条件の内、少なくとも１つが成立した場合にＯＲ回路３０から「１」がタイマ３１に出力され、タイマ３１はその出力状態「１」が規定定時間継続した場合に、インバータ８の単独運転が発生したとの判定結果を出力する。
【０１１５】
単独運転判定部９は、上記のような第１の単独運転判定処理を用いてインバータ８の単独運転発生を判定すると、連系スイッチ１をオフにする（解列する）ための解列信号を連系スイッチ１に出力する。これにより、インバータ８は電力系統から切断されるため、インバータ８の単独運転による電力系統の逆充電を防止し、安全性を確保することができる。
【０１１６】
このような第１の単独運転判定処理は処理負荷が軽く、短時間で単独運転を判定することができるというメリットがあるが、外乱によって連系点Ｐ１に発生する高調波電圧が増減した場合に、上記の３つの条件の成立／不成立が頻繁に切り替わり、本来なら解列すべきでないタイミングでインバータ８が解列されてしまう可能性がある。次に説明する第２の単独運転判定処理は、このような不要解列の発生を防止することが可能である。
【０１１７】
図８は、第２の単独運転判定処理を表すフローチャートである。この図８に示すように、単独運転判定部９は、上記（１７）式からｋ次電圧歪み変化量ΔＶｋを算出し、図９（ａ）に示すように、このｋ次電圧歪み変化量ΔＶｋが閾値ΔＶｋｔｈより小さい場合には、能動信号決定部６ｃに対して能動信号（ｋ次高調波電流）の能動振幅を図６で決定した最初の能動振幅Ｉｋ１に維持するように指示する（ステップＳ１０）。つまり、ｋ次電圧歪み変化量ΔＶｋが閾値ΔＶｋｔｈより小さい場合には、最初に決定した能動振幅Ｉｋ１を有する能動信号が電力系統へ注入され続ける。
【０１１８】
続いて、単独運転判定部９は、ｋ次電圧歪み変化量ΔＶｋが閾値ΔＶｋｔｈ以上の値で第１規定時間Ｔ１（例えば４０ｍｓ）継続したか否かを判定する（ステップＳ１１）。このステップＳ１１において、「No」の場合、ステップＳ１０に戻る。一方、ステップＳ１１において、「Yes」の場合、単独運転判定部９は、図９（ａ）に示すように、能動振幅Ｉｋ１の２倍の能動振幅Ｉｋ２（＝２×Ｉｋ１）を注入すべき能動振幅として決定するように指示する（ステップＳ１２）。これにより、能動振幅Ｉｋ２を有する能動信号が電力系統へ注入されることになる。
【０１１９】
続いて、単独運転判定部９は、能動振幅Ｉｋ１及び当該能動振幅Ｉｋ１が注入されていた際に検出されたｋ次電圧歪みＶｋ（ここではＶｋ１とする）と、能動振幅Ｉｋ２及び当該能動振幅Ｉｋ２が注入されていた際に検出されたｋ次電圧歪みＶｋ（ここではＶｋ２とする）とを基にｋ次負荷インピーダンスの推定量ΔＺｋを算出する（ステップＳ１３）。図９（ｂ）は、能動振幅Ｉｋとｋ次電圧歪みＶｋとの対応関係を表す特性図である。この図９（ｂ）に示す特性直線の傾きがｋ次負荷インピーダンスの推定量ΔＺｋに相当する。つまり、単独運転判定部９は、下記（１９）式を基にｋ次負荷インピーダンスの推定量ΔＺｋを算出する。
【０１２０】
【数８】
2010213529.tif 000010
【０１２１】
そして、単独運転判定部９は、ｋ次負荷インピーダンスの推定量ΔＺｋが所定範囲内で第２規定時間Ｔ２（例えば４０ｍｓ）継続したか否かを判定する（ステップＳ１４）。下記（２０）式は、ｋ次負荷インピーダンスの推定量ΔＺｋが所定範囲内か否かを判定するための条件式である。この（２０）式において、Ｚｋｔｈは閾値であり、下記（２１）式で表される。また、εは誤差・補正値であり、予め実験的に求めた値に設定されている。さらに、Ｉｍｋは高調波抽出部６ｂから得られる励磁電流ｉｍに含まれるｋ次高調波の振幅Ｉｍｋの推定結果である。このような閾値Ｚｋｔｈに関する（２１）式は、図９（ｃ）に示す等価回路から求めたものである。
【０１２２】
【数９】
2010213529.tif 000011
【０１２３】
上記ステップＳ１４において、「No」の場合、ステップＳ１０に戻る。一方、ステップＳ１４において、「Yes」の場合、単独運転判定部９は、インバータ８の単独運転が発生したと判定し、連系スイッチ１をオフにする（解列する）ための解列信号を連系スイッチ１に出力する（ステップＳ１５）。これにより、インバータ８は電力系統から切断されるため、インバータ８の単独運転による電力系統の逆充電を防止し、安全性を確保することができる。また、外乱によって連系点Ｐ１に発生する高調波電圧が増減した場合における不要解列を防止することも可能である。
【０１２４】
なお、上記ステップ１４において、ｋ次負荷インピーダンスの推定量ΔＺｋが所定範囲内か否かを判定するための条件式として下記（２２）式を用いても良い。この（２２）式において、Ｚｋｔｈ１は第１閾値であり、下記（２３）式で表され、Ｚｋｔｈ２は第２閾値であり、下記（２４）式で表され、また、ε１及びε２は誤差・補正値であり、予め実験的に求めた値に設定されている。さらに、（２３）及び（２４）式において、Ｐはインバータ８の出力電力（ＰＣＳ出力）であり、Ｑｆは共振係数（＝１）である。図９（ｄ）に示すように、第１閾値Ｚｋｔｈ１は最小の負荷インピーダンスとなるように設定され、また、第２閾値Ｚｋｔｈ２は最大の負荷インピーダンスとなるように設定されている。
【０１２５】
【数１０】
2010213529.tif 000012
【０１２６】
以上説明したように、本実施形態によれば、柱上変圧器ＴＲの磁気飽和特性に起因する励磁電流ｉｍに同期する能動信号（高調波電流）をインバータ８を介して電力系統側に注入するという機能をパワーコンディショナＰＣＳ１（ＰＣＳ２）に備えることにより、単独運転時に連系点Ｐ１（Ｐ２）に発生する高調波電圧の増幅効果を得ることができると共に、複数台の分散型電源ＰＶ１（ＰＶ２）が系統連系されている場合であっても、各々に対応するパワーコンディショナＰＣＳ１（ＰＣＳ２）が上記の機能により、同一の柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍに同期する能動信号を電力系統側へ注入するため、従来の能動方式の問題点であった相互干渉を回避することができる。
【０１２７】
つまり、従来のような複数台の分散型電源が系統連系されている場合に能動信号を同期制御するための通信設備を設ける必要がないため、余計なコストをかけることなく、複数台の分散型電源を系統連系した場合の相互干渉を回避して、インバータ８の単独運転の検出感度の低下を防ぐことが可能となる。
【０１２８】
図１０は、パワーコンディショナＰＣＳ１によって電力系統側へ励磁電流ｉｍに同期する能動信号を注入した場合に、どれだけ連系点Ｐ１に発生する高調波電圧の増幅効果を得ることができるかを検証したシミュレーション結果である。図１０（ａ）は、能動信号を注入しない場合の連系点Ｐ１に発生する３次高調波電圧Ｖ３及び５次高調波電圧Ｖ５の変化を表したものである。また、図１０（ｂ）は、能動信号を注入した場合の連系点Ｐ１に発生する３次高調波電圧Ｖ３及び５次高調波電圧Ｖ５の変化を表したものである。
【０１２９】
例えば、３次高調波電圧Ｖ３に着目し、単独運転発生後の励磁電流ｉｍに含まれる３次高調波の振幅Ｉｍ３が０．２２４（Ａｒｍｓ）、３次負荷インピーダンスＺ３が３．１６（Ω）であると仮定すると、能動信号を注入しない場合には図１０（ａ）に示すように、単独運転後の連系点Ｐ１に発生する３次高調波電圧Ｖ３は、Ｖ３＝０．２２４×３．１６＝０．７〜０．８（Ｖ）程度にしかならず、高調波電圧の検出感度、つまり単独運転の検出感度は低い。
【０１３０】
一方、能動信号として能動振幅Ｉｋ１（Ｉ３１）＝０．５（Ａｒｍｓ）を有する３次高調波電流を注入したと仮定すると、連系点Ｐ１に流れ込む３次高調波電流の合計は０．２２４＋０．５＝０．７２４（Ａｒｍｓ）となるため、図１０（ｂ）に示すように、単独運転後の連系点Ｐ１に発生する３次高調波電圧Ｖ３は、Ｖ３＝０．７２４×３．１６＝２．２〜２．３（Ｖ）にまで増大する。このように、本発明によって高調波電圧の検出感度、つまり単独運転の検出感度を向上することが可能であるとの検証結果を得た。
【０１３１】
なお、本発明は上記実施形態に限定されず、以下のような変形例が挙げられる。
（１）上記実施形態では、柱上変圧器ＴＲのφ−ｉｍ特性曲線の近似式を、磁束φを独立変数、励磁電流ｉｍを従属変数とする、べき級数関数によって定義した場合を説明したが、例えば、下記（２５）式や（２６）式に示すような他の関数によって定義しても良い。
【０１３２】
【数１１】
2010213529.tif 000013
【０１３３】
また、例えば、図１１に示すように、φ−ｉｍ特性曲線を二折れ線によって近似（区分線形近似）し、その二折れ線近似式を下記（２７）式に示すように、磁束φを独立変数、励磁電流ｉｍを従属変数とする区分線形近似関数によって定義しても良い。
【０１３４】
【数１２】
2010213529.tif 000014
【０１３５】
このように、φ−ｉｍ特性曲線の近似式を区分線形近似関数によって定義した場合、回路方程式は下記（２８）、（２９）、（３０）式に示すように３つの線形微分方程式として得られるため、高速且つ容易に回路方程式を解くことが可能となる。勿論、二折れ線ではなく、複数の折れ線によってφ−ｉｍ特性曲線を近似しても良い。
【０１３６】
【数１３】
2010213529.tif 000015
【０１３７】
（２）上記実施形態では、インバータ８の出力電流（ＰＣＳ出力電流）ｉ（ｔ）と、予め求めておいた柱上変圧器ＴＲのφ−ｉｍ特性曲線の近似式と、予め求めておいた単独運転時における負荷条件とを用いて構成される磁束φに関する回路方程式を解くことにより、励磁電流の瞬時値ｉｍを推定したが、例えば連系点電圧ｖ（ｔ）を用いて励磁電流の瞬時値ｉｍを推定する等、その他の手法によって励磁電流の瞬時値ｉｍを推定しても良い。
【０１３８】
（３）上記実施形態では、能動信号として注入するｋ次高調波電流の一例として３次高調波電流及び５次高調波電流を挙げたが、これに限定されず、例えば３次高調波電流だけを注入しても良い。この理由は、柱上変圧器ＴＲの励磁電流ｉｍに含まれる高調波成分の内、３次高調波成分が最も大きく、能動信号として３次高調波電流を同期注入することにより、単独運転後の連系点Ｐ１に発生する３次高調波電圧Ｖ３を最も大きく増大させることができるためである。
【符号の説明】
【０１３９】
ＰＳ…系統電源、ＵＷ…超高圧送電線、ＳＴ…配電用変圧器、ＣＢ…遮断器、ＨＷ…高圧配電線、ＨＬ…高圧側負荷、ＴＲ…柱上変圧器、ＬＷ…低圧配電線、ＬＬ…低圧側負荷、ＰＶ１、ＰＶ２…分散型電源、ＰＣＳ１、ＰＣＳ２…パワーコンディショナ、１…連系スイッチ、２…計測用変流器、３…電圧計、４…電流計、５…高調波検出部、６…高調波推定部、７…高調波制御部、８…インバータ、９…単独運転判定部、６ａ…励磁電流推定部、６ｂ…高調波抽出部、６ｃ…能動信号決定部
【図１】
2010213529.tif 000016
【図２】
2010213529.tif 000017
【図３】
2010213529.tif 000018
【図４】
2010213529.tif 000019
【図５】
2010213529.tif 000020
【図６】
2010213529.tif 000021
【図７】
2010213529.tif 000022
【図８】
2010213529.tif 000023
【図９】
2010213529.tif 000024
【図１０】
2010213529.tif 000025
【図１１】
2010213529.tif 000026