(57)【要約】【課題】回転センサのメンテナンス性向上と、広い速度範囲で急加減速する永久磁石同期モータの磁極位置検出精度を向上し、高効率のモータ駆動装置を提供する。【解決手段】正弦波と余弦波のような２つのアナログ信号を出力し、モータ３００の電気角度１周期中に複数周期を有する回転センサ３３０を用いる。起動時、回転センサ信号から得られる複数の絶対角度候補に対応する複数の電気角をモータ初期位置として、それぞれ所定時間通電し、モータ加速度が最大となる電気角を絶対角度と判定する。一方、モータ駆動中には、モータのパラメータ、電流検出値，電圧指令及び角速度とから、モータ逆起電圧の位相と制御位相との間の位相差Δθを直接演算し、位置ずれを補正する。【選択図】図１
2010220472.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期モータと、このモータに可変電圧・可変周波数の交流を供給するインバータと、前記モータに流れるモータ電流を検出する電流検出器と、前記モータのロータの回転角を検出する回転センサと、前記電流検出器で検出した電流値と前記回転センサで検出した回転角信号とを用いてモータトルクを制御するためのベクトル演算手段と、この演算結果に応じて前記インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えた同期モータ駆動装置において、前記回転センサの出力信号に基き前記モータの絶対角度を求める絶対角度変換手段と、少なくとも前記モータのパラメータと前記電流検出器の出力を用いた演算により前記モータの逆起電圧の位相と制御位相との位相差を求める位相差推定手段と、この位相差を用いて検出した前記絶対角度を補正する位置補正手段とを備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項２】
請求項１において、モータの角速度が所定の角速度以下のとき、モータ制御の角度信号として前記位置補正手段の出力を選択するとともに、モータの角速度が所定の角速度を超えたとき、モータ印加電圧の周波数を積分して得られた制御軸上の回転子位置をモータ制御の角度信号として選択する角度信号選択手段を備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項３】
請求項１において、前記回転センサの出力信号からモータの回転速度を検出する速度検出手段を備え、前記位相差推定手段は、少なくとも前記回転速度又は前記インバータの出力周波数、前記モータのパラメータ、及び前記電流検出器の出力を用いた演算により前記モータの逆起電圧の位相と制御位相との位相差を求めることを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項４】
請求項１において、少なくとも２つ以上のアナログの回転センサ信号からモータの電気角度に対するセンサ検出角度を求める角度変換手段と、前記回転センサ信号に基きロータの角速度を求める速度検出手段と、少なくとも、前記角速度と、前記モータのパラメータ、及びモータ電流を用いた演算により前記モータの逆起電圧の位相と制御位相との位相差を求める位相差推定手段と、前記回転センサの検出角度に対する前記位相差の変化を角度補正データとして記憶する補正データ記憶手段と、前記回転センサの検出角度と前記角度補正データとを用いて前記モータ電流の通電位相を補正する角度補正手段とを備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項５】
請求項１において、前記位置補正手段は、前記回転センサの出力に基く第１の絶対角度検出部からの絶対角度θｓと、前記位置補正手段の出力θｄｃと前記位相差推定手段の出力Δθとから推定絶対角度θｊを求める第２の絶対角度検出部と、前記第１及び第２の絶対角度検出部の出力を用いてモータの内部状態を推定し、フィルタゲインを動的に決定し、前記ベクトル演算手段の制御軸の位相θｄｃを推定する角度補償部とを備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項６】
請求項５において、前記角度補償部は、カルマンフィルタと、このカルマンフィルタのフィルタゲインが所定値を越えて変動したとき作動する報知部とを備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項７】
請求項１において、モータトルクを制御する前記ベクトル演算手段は、トルク指令を入力するように構成され、前記同期モータは、停止状態から大きな速度範囲で大きな加減速度をもつ電動アクチュエータを動力負荷として備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【請求項８】
請求項１において、モータトルクを制御する前記ベクトル演算手段は、車両制御装置からのトルク指令を入力するように構成され、前記同期モータは、停止状態から高速度走行まで大きな速度範囲で走行する車両を動力負荷として備えたことを特徴とする同期モータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は回転センサを用いた同期モータの駆動装置であって、特にゼロ速度（停止状態）から高速度回転まで加減速する用途に適した同期モータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期モータ（以下、単にモータと呼ぶ）は、その駆動装置として第１に、ロータの磁極位置を検出する位置センサを用いて駆動する方式がある。ここで、位置センサとは、例えば、レゾルバやアブソリュートロータリーエンコーダのように、回転中の回転角度を検出するとともに、停止時にも、絶対位置を判定できるものを指す。しかし、高効率に、モータを駆動するためには、位置センサと逆起電圧（モータロータの磁極位置）の位相を精度良く合わせることが不可欠で、いくつかの手法が知られている。
【０００３】
まず、特許文献１には、電機子コイルにかかる電圧と電流とを検出して回転子の磁極位置を推定し、位置センサで検出した回転位置との誤差からその位置ずれを検出し、これを補正する技術が開示されている。
【０００４】
また、特許文献２には、モータの電流と駆動電圧とモータの定数及び一定の速度を用いて磁極位置を推定し、位置センサの取付誤差を補正する技術が開示されている。
【０００５】
さらに、特許文献３には、モータ電流の検出値のみによって、同期モータの回転子の基準位置と、位置センサの基準位置との位相差Δθを推定する位相差推定手段を備え、位置センサの位相差を補正する技術が開示されている。
【０００６】
なお、特許文献４には、センサレス制御における軸ずれ推定式が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平９−５６１９９号公報（全体）
【特許文献２】特開平１０−８０１８８号公報（全体）
【特許文献３】特開２０００−１０２２９９号公報（全体）
【特許文献４】特開２００１−２５１８８９号公報（〜数式１７）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
上記特許文献３にも記載されているように、自動車駆動用同期モータでは、回転中の回転角度を検出するとともに、停止時にも、絶対位置を判定できる位置センサとして、検出精度が高く、かつ高信頼性をもつレゾルバが採用されている。しかしながら、レゾルバが故障した場合には、エンジンあるいはトランスミッションを車両から降ろしてユニットを分解しなければ交換できない。また、トランスミッション部品などの交換のためにモータを取り外す際にも、レゾルバの取扱いには注意が必要であるなど、メンテナンス性に課題がある。
【０００９】
特許文献１では、モータ印加電圧とモータ電流をｄ−ｑ変換する際に、補正した後の角度位置を用いるため時間遅れが生じるとともに、結果的に座標変換後のモータ印加電圧とモータ電流の誤差が大きくなり易く、位置ずれの検出精度が低下するという課題がある。
【００１０】
また、特許文献２では、モータ回転速度が一定となる区間で、かつｄ軸電流値が零となるように制御したときに磁極位置の推定演算が可能である。このため、回転速度が安定していない場合、あるいは位置センサの取付誤差があり、実際のモータに流れるｄ軸電流をゼロにできない場合には、取付誤差の検出精度が低下してしまうという課題がある。
【００１１】
さらに、特許文献３では、モータ駆動電圧に加えて検出用の高調波電圧を重畳するため高調波ノイズが発生するとともに効率が低下してしまうという課題がある。
【００１２】
本発明の目的は、メンテナンス性に優れた回転センサを用いた場合にも、ゼロ速度から高速度回転まで急加減速する同期モータの磁極位置検出精度を向上する同期モータ駆動装置及び方法を提供することである。
【００１３】
ここで言う回転センサとは、望ましくは、回転中の回転角度が判り、停止中には、少なくとも、３６０度以内での複数の候補角度が判るものを指し、停止中には、直接的に絶対位置が判ることを要しない。ただし、回転中の回転角度が判り、停止中にも絶対位置が判る位置センサをも含むものとする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明はその一面において、回転センサの出力信号に基きモータの絶対角度θｓを検出するとともに、少なくとも前記モータのパラメータと電流検出値を用いた演算により、前記モータの逆起電圧の位相と制御位相との位相差Δθを求め、この位相差を用いて検出した前記絶対角度θｓを補正することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明の望ましい実施態様によれば、メンテナンスが容易な回転センサを用いた場合にも、この回転センサに基く磁極位置検出精度の低下を抑制し、高効率の同期モータの駆動を実現することができる。
【００１６】
本発明のその他の目的及び特徴は、以下に述べる実施形態の説明で明らかにする。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の一実施形態によるモータ駆動装置の全体制御ブロック図。
【図２】ｄ−ｑ座標軸に永久磁石同期モータの電流を示したベクトル図。
【図３】本発明の一実施形態によるモータ駆動装置の全体の制御処理フロー図。
【図４】本発明の一実施形態によるモータ駆動装置をハイブリッド自動車に適用した車両駆動システムの構成図。
【図５】本発明の一実施形態による車両用駆動モータの構造図。
【図６】本発明の一実施形態によるモータ駆動装置の回転センサと信号波形図。
【図７】本発明の一実施形態によるモータの最大加速度を検出する基本ブロック図。
【図８】本発明の一実施形態のモータ駆動装置の初期起動位置の検出処理フロー図。
【図９】本発明の他の実施形態による位相検出部の機能ブロック図。
【図１０】本発明の一実施形態におけるアナログセンサ検出誤差を示す図。
【図１１】本発明の他の実施形態によりモータロータの永久磁石の磁束を検出して回転センサとするモータの構造図。
【図１２】リニアホールＩＣを用いた回転センサの歪み波形出力信号から角度を検出する方法を示す図。
【図１３】回転センサにパルス波形を出力するセンサである場合の角度を検出する方法を示す図。
【図１４】本発明のさらに他の実施形態による位相検出部の機能ブロック図。
【図１５】本発明を適用した電動パワーステアリング装置の構成の概要図。
【図１６】本発明の他の実施形態によるモータ駆動装置の全体制御ブロック図。
【図１７】角度信号の誤差の大きさとモータの回転速度との関係を示したグラフ。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態による車両用モータ駆動装置を説明する。
【００１９】
図１は本発明の一実施形態によるモータ駆動装置の全体制御ブロック図である。
【００２０】
バッテリー１０１から、モータ駆動装置２００を介して、永久磁石同期モータ（モータ）３００に給電する。バッテリー１０１は、インバータ装置２０１の直流電圧源となり、インバータ装置２０１によって、可変電圧・可変周波数の３相交流に変換され、モータ３００に印加される。モータ３００に加える電圧を制御するために必要な直流電圧は、図示しない直流電圧検出器により検出される。モータ電流検出器２０２ｕ，２０２ｗは、磁極位置の演算に必要なモータ電流を検出する。座標変換器２０３は、モータ電流検出器２０２ｕ，２０２ｗで検出したモータ電流ｉｕ，ｉｗより、仮想回転子位置ｄｃ軸の位相θｄｃに基づいて座標変換を行い、制御上の仮想回転座標ｄｃ−ｑｃ座標系におけるｄｃ軸電流Ｉｄｃおよびｑｃ軸電流Ｉｑｃを得る。これらの電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃは、検出したモータ電流ｉｕ，ｉｗから変換された観測可能な値（観測値）であり、以下、観測電流と呼ぶ。観測電流ＩｄｃとＩｑｃは、電流指令器２０４から出力されたｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊に、ＩｄｃとＩｑｃが追従するよう電流制御器２０５にて制御され、ｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊が演算される。座標逆変換器２０６は、電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊から、仮想回転子位置ｄｃ軸の位相θｄｃに基づいて座標逆変換を行い、３相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を作成する。インバータ装置２０１は、図示しないＰＷＭ変調部と駆動回路並びにインバータ主回路を備えている。このＰＷＭ変調部で前記３相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、周知のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を作成し、駆動回路を介してインバータ主回路の半導体スイッチ素子をオン／オフ制御する。
【００２１】
トルク指令τ＊は、上位のパワートレインＣ／Ｕ（コントロールユニット）にて作成され、電流指令器２０４は、トルク指令τ＊に応じたｄ，ｑ軸電流指令Ｉｄｃ＊，Ｉｑｃ＊を作成する。
【００２２】
本実施形態の要部をなす位相差推定器２０７は、回転センサ３３０の出力と、次に述べる電気的検出信号から推定した誘起電圧の位相から、回転センサ３３０の出力の位相差Δθを演算する。すなわち、電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊、検出電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃ、モータ角速度ω１およびモータパラメータｒ，Ｌｄ，Ｌｑから、モータ３００の誘起電圧を推定し、後述する（５），（６）式を用いて、回転センサ３３０出力との位相差Δθを演算する。この位相差Δθから、制御軸速度検出器２０８にて、モータに印加される交流電圧の周波数ω１を求める。この制御軸速度検出器２０８には、推定された位相差Δθに含まれる上述のパラメータの誤差の影響を補償する位相差補償機能（図示しない）があり、位相差補償量Δθ＊を作成し、この位相差補償量Δθ＊と位相差Δθとからモータ印加電圧の周波数ω１を求める。しかし、通常は、位相差Δθ＝０となるように位相差補償量Δθ＊を設定している。位相差推定器２０７の考え方の詳細については、図１の構成を一通り説明した後で説明する。
【００２３】
さて、もう１つの本実施例の要部をなす位置検出部２０９には、位相検出部２１０と位置補正器２１１とがあり、さらに、位相検出部２１０には、角度変換器２１２と絶対角度変換器２１３と速度検出器２１４とがある。角度変換器２１２では、回転センサ３３０からのセンサ信号ＳＳｓ，ＳＣｓとからセンサ検出角度φを求め、モータ駆動に必要な電気角度での絶対角度θｓへ変換してモータロータ（ロータの磁極位置）の位相を検出する。速度検出器２１４は、角度変換器２１２にて検出されたセンサ検出角度φから実際のモータの回転速度を角速度ωｒとして検出する。絶対角度変換器２１３は後述する初期起動位置を判定するための機能を含んでおり、センサ検出角度φとモータ３００の磁極位置との関係から初期起動位置における絶対角度θａを求め、相対角度であるセンサ検出角度φから絶対角度θｓへの変換を行う。位置補正器２１１では、絶対角度θｓに位相差Δθを補正した仮想回転子位置ｄｃ軸の位相θｄｃを出力する。
【００２４】
ここで、位相差推定器２０７における演算の考え方について、詳細に説明する。
【００２５】
ｄ−ｑ座標系を用いた一般的な永久磁石同期モータの電圧方程式（回路方程式）を（１）式に示す。
【００２６】
【数１】
2010220472.tif 000003
【００２７】
図２は、ｄ−ｑ座標軸に永久磁石同期モータの電流を示したベクトル図である。
【００２８】
まず、座標軸について説明する。演算に用いる座標系には、回転子座標を用い、ｄ軸とｑ軸を座標軸に選んだ座標系を用い、ｄ−ｑ座標軸を単に実軸と呼ぶ。また、制御上の回転子座標である仮想回転子座標は、ｄｃ軸とｑｃ軸を座標軸に選んだ座標系であり、このｄｃ―ｑｃ座標軸を単に制御軸と呼ぶ。
【００２９】
実軸は回転しており、モータの回転速度（角速度）はωｒである。制御軸も回転しており、その回転速度はω１である。制御軸速度ω１は制御軸の回転速度であるが、モータを駆動する場合には、モータに印加されるインバータ出力周波数に相当する。また、ある瞬間の回転している実軸において、固定子のＵ相巻線軸を基準としたｄ軸の位相をθｄとするとき、制御軸における電圧方程式に変形する際の実軸と制御軸との軸ずれ角（位相差）Δθを、Δθ＝θｄｃ−θｄと定義する。
【００３０】
次に、位相差Δθの検出（演算）について説明する。
【００３１】
位置検出値（絶対角度θｓ）に含まれる位相差Δθを検出するためには、ｄ軸の位相θｄを演算で求め絶対角度θｓとの差分を位相差Δθとする第１の手法と、演算により直接に位相差Δθを求める第２の手法との２つがある。  
【００３２】
第１の手法は（１）式を変形して回転速度（ω１＝ωｒ）を求め、積分することで角度を求める手法である。モータの三相交流量からｄ−ｑ変換して（１）式のＶｄ，Ｖｑ及びＩｄ，Ｉｑを求めるためには角度θｄが必要である。しかし、回転センサあるいは位置センサを備えたモータ駆動装置では、位置検出した絶対角度θｓを用いてｄ−ｑ変換することとなる。この絶対角度θｓは、誤差である位相差Δθを含んでいる。
【００３３】
このとき、ｄ制御軸の位相θｄｃは絶対角度θｓであり、絶対角度θｓには上記の通り位相差Δθを含んでいる。すなわち、電流Ｉをｄ−ｑ変換した場合にはＩｄ，ＩｑではなくＩｑｃ，Ｉｄｃが求まる。電圧値は図示しないが同様に求まる。これらの電圧、電流値をＶｄ，Ｖｑ及びＩｄ，Ｉｑとして（１）式を解くことになる。ここで、Ｌｄ、Ｌｑの値は実軸上の値を用いており、実軸上の値と制御軸上の値との演算であることから、その演算結果には位相差Δθの大きさに影響される演算誤差を含んでいることとなる。
【００３４】
すなわち、（１）式をそのまま用いた場合には、ｄ軸の位相θｄは求まらない。このため、繰り返し計算することで、位相差Δθを収束させて推定することとなる。しかし、負荷変動や速度変動が生じる場合には、真値の位相差Δθに収束するのに時間を要するとともに収束値の確度が低下してしまうこともある。
【００３５】
また、ｄ軸電流を零に制御して演算を簡略化するとともに、一定の回転速度に安定している場合にのみ位相差Δθを求めることで検出精度を向上させる手法もある。しかし、位相差Δθが含まれた状態でｄ軸電流を零に制御するためには、位相差Δθが十分小さいことが要求される。また、位相差Δθが小さい場合でも、モータ回転速度が高くなる領域ではインダクタンスの電圧降下分が大きくなるため、位相差Δθの検出誤差を増大させることがある。さらに、負荷変動が小さいオフライン（モータ無負荷）の状態か、回転速度が十分安定するなどの条件の成立が必要である。すなわち、負荷変動のあるオンライン（モータに実負荷）の状態か、速度変動が大きく安定回転領域が少ない微少ストロークのアクチュエータなどへの適用は難しい。
【００３６】
例えば、後述する図４のような変速機にモータを付加する場合、モータとして組立が完成した状態で変速機に取付ける方式と、変速機ケースにモータ部品（ステータとロータなど）を直接組込んで初めてモータとして完成するシステム組込方式とがある。前者の取付方式では、オフラインでの位相差Δθの検出が可能であるが、後者のシステム組込方式では、オンラインでの位相差Δθの検出が不可欠となる。システムの小形・軽量化のためにはシステム組込方式が有効であることは言うまでもない。
【００３７】
そこで、本発明では、演算により位相差Δθを直接求める第２の手法を用いる。直接に位相差Δθを求めれば高応答制御に適用可能であり、負荷変動がある場合にも安定した位相差Δθを求めることが可能となる。このため、急加減速するアクチュエータにも適用することができる。さらに、弱め界磁制御や矩形波駆動などのｄ軸電流を積極的に通電する駆動方式においても位相差Δθを求めることが可能であり、高速回転するハイブリッド自動車の駆動用モータへの適用等も問題がなくなる。
【００３８】
上記第２の手法は、制御軸ベースで演算するものであり、まず、仮想電圧降下の考え方に基き（１）式を変形して（２）式を得る。
【００３９】
【数２】
2010220472.tif 000004
【００４０】
また、実軸から制御軸への変換式を（３）式に示す。ここでは、電流について示したが、電圧についても同様である。
【００４１】
【数３】
2010220472.tif 000005
【００４２】
（３）式を（２）式へ代入して式を整理すると、仮想電圧降下を用いた電圧方程式により制御軸と実軸の軸ずれΔθを表わす（４）式が得られる。
【００４３】
【数４】
2010220472.tif 000006
【００４４】
（４）式からΔθを導く式を導出して（５）式を得ることができる。
【００４５】
【数５】
2010220472.tif 000007
【００４６】
（５）式において、位置センサレス制御方式で唯一観測できない量として、Δθの微分値（ｄΔθ／ｄｔ）がある。しかし、Δθ＝θｄｃ−θｄであることから、（ｄΔθ／ｄｔ）は、制御軸速度ω１と実軸速度ωｒとの差によって、（６）式で表わすことができる。
【００４７】
【数６】
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【００４８】
本発明の望ましい実施形態においては、これら（５），（６）式を用いて位相差Δθを直接演算する。
【００４９】
ここで、センサレス制御においては、永久磁石同期モータが脱調しないで安定に駆動されている場合には、実軸速度ωｒと制御軸速度ω１が近い値をとることから、Δθの微分をゼロと置く。さらに、モータ速度や負荷が一定の状態では、モータ電流の大きさ及び位相の変化は微小であることから、電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃの微分項を零とみなして（７）式を得ることも知られている。
【００５０】
【数７】
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【００５１】
（７）式では、センサレス制御方式で唯一観測できない量であるΔθの微分をゼロとおくことで成立するものであり、モータが安定に回転していることが条件である。モータが既にシステムに組込まれた状態である電動アクチュエータや車両用モータ駆動装置においては、モータが安定に回転している条件が成立しないことが多い。このため、位相差Δθの演算に誤差が多く含まれた状態で位相補正を行うこととなり、反って位相差が大きくなるという課題がある。
【００５２】
これに対して、本発明の実施形態によるモータ駆動装置には回転センサがあり、センサレス制御において唯一観測できないΔθの微分を計算することができる。すなわち、本実施形態のように、回転センサによりモータの角速度ωｒを検出できる場合には、位相差Δθが（５），（６）式の理論式通りに演算可能である。したがって、モータがシステムに組込まれた状態においても、負荷変動や加減速時などの過渡状態などの運転状態の変動によらず、高精度に位相差Δθを求めることができ、高精度な位相補正が可能となる。
【００５３】
また、マイコンの演算の負担が大きい場合には、（６）式を時間積分することにより位相差Δθを求めることができ、（５）式の演算処理に比べ演算処理時間を大幅に短縮することができる。したがって、位相差推定の演算処理が、他の制御処理との関係から決まる制御周期に影響を与えることなく、モータを高速回転まで駆動することが可能となる。
【００５４】
さらにまた、後述するように、モータの高速回転時に、回転センサの周波数応答などから検出感度あるいは検出位相遅れなどの影響を受ける場合には、センサを用いたモータ駆動から（７）式を用いたセンサレスによるモータ駆動に切り替えることもできる。このようにすれば、モータの高速回転時にも、モータ効率を低下させることなく駆動できる。
【００５５】
なお、（７）式には制御軸速度ω１を用いているが、回転速度（角速度）ωｒを用いても問題はない。また、レゾルバなどの位置センサであっても、モータの角速度ωｒが精度よく検出できるので、レゾルバであるための前述した不都合が無い用途においては、同様に適用可能である。
【００５６】
図３は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置の全体の制御処理フロー図である。電流制御処理は、モータ電流に正弦波の電流を流そうとした場合、ＰＷＭキャリアの周期で繰り返し高速処理されるルーチンである。まず、ステップ３０１にてモータ電流ｉｕ，ｉｗを検出し、ステップ３０２にて制御軸の位相θｄｃを用いてｄ−ｑ変換する。ステップ３０３では、回転センサ３３０のセンサ検出角度φから位置検出値である絶対角度θｓを算出する。ステップ３０４では、回転センサのセンサ検出角度φの時間変化分からモータ角速度（回転速度）ωｒを算出する。ステップ３０５では、回転速度ωｒが所定の回転速度より小さいか否かを判断する。この所定の回転速度とは、モータの逆起電圧が仮想電圧降下の大きさに比べ小さすぎて、演算誤差が大きくなる回転速度である。この判断結果、所定の回転速度より小さい場合には、ステップ３０７にて位相差Δθの平均値Δθａｖｅを用いて絶対角度θｓを補正してｄ制御軸の位相θｄｃを求める。平均値Δθａｖｅは、システムのシャットダウン時にＲＯＭに保存しておき、システムが再起動した時や電源が投入された時に、ＲＡＭに読み込む。好ましくは、絶対角度θｓの一周期分と位相差Δθとの関係を動的にＲＡＭに記憶してテーブル化しておき、所定の回転速度以下において、このテーブルを参照するようにする。また、システムシャットダウン時に、ＲＯＭに待避するようにすることもできる。
【００５７】
ステップ３０６は、モータ回転速度ωｒが所定の回転速度よりも大きい場合に実行され、（５）式や（６）式で示した演算式を用いて位相差Δθを求める。同時に、ステップ３０７の処理にて用いる位相差Δθの平均値Δθａｖｅあるいは絶対角度θｓと位相差Δθのテーブル化処理も行う。また、絶対角度θｓを位相差Δθで補正してｄ制御軸の位相θｄｃを求める。ステップ３０８では、電流制御演算を行い、電圧指令値Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を作成し、ステップ３０９にて、制御軸の位相θｄｃを用いた二相から三相への座標逆変換により、三相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。
【００５８】
このように、本実施形態では、回転センサや位置センサの取付誤差や検出誤差である位相差Δθを補正するため、たとえ制御周期による検出遅れが生じた場合にも、制御に用いた位相θｄｃと実際のモータの磁極位置との位相差Δθを直接的に算出できる。このため、常に位相差Δθを最小に、理想的には零に制御することができる。位相差Δθが精度良く補正でき、位相差Δθが零となるように制御されることで、レゾルバなどの高精度な位置センサに比べて位置検出誤差が大きくなりやすいリニアホールＩＣを用いた場合にも、位置検出誤差を高精度に補正することができる。
【００５９】
図４は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置を適用した車両用駆動系の構成図であり、特に、ハイブリッド自動車システムの構成図である。エンジン１は、スタータ９によって始動される。エンジン１では、吸気管（図示しない）に設けられた電子制御スロットル１０により吸入空気量が制御され、この空気量に見合う燃料量が燃料噴射装置（図示しない）から噴射される。また、前記空気量及び燃料量から決定される空燃比，エンジン回転数などの信号から点火時期が決定され、点火装置（図示しない）により点火される。
【００６０】
変速機構１００の入力軸１２には、噛合い歯車３１を有するギア１７，噛合い歯車３２を有するギア３９、ハブスリーブ２７、ギア１５，１６，３７，３８とが設けられている。ギア１５，１６，３７，３８は、入力軸１２に固着して設けられており、ギア１７及びギア３９は入力軸１２の軸方向に移動しない構造になっている。ハブスリーブ２７は、入力軸１２の軸方向に移動可能で回転方向に拘束される噛合い機構（図示しない）により、入力軸１２と結合している。
【００６１】
変速機構１００の出力軸１３には、噛合い歯車２９を有するギア２０、噛合い歯車３０を有するギア２１、ハブスリーブ２６、噛合い歯車３３を有するギア２４，噛合い歯車３４を有するギア２５、ハブスリーブ２８及びギア２２，２３とが設けられている。ギア２２，２３は出力軸１３に固着して設けられており、ギア２０，２１，２４，２５は出力軸１３の軸方向に移動しない構造になっている。ハブスリーブ２６、２８は、出力軸１３の軸方向に移動可能で、回転方向に拘束される噛合い機構（図示しない）により出力軸１３と結合している。
【００６２】
前記ギア２０とギア１５、ギア２１とギア１６、ギア１７とギア２２、ギア３９とギア２３、及びギア２４とギア３７とはそれぞれ噛合しており、入力軸１２から出力軸１３へトルク伝達する際に異なるギア比の組合せを構成するものである。また、前記ギア２５はリバースギア３５を介して前記ギア３８に接続されており、リバースギア３５により入力軸１２と出力軸１３との回転方向の関係を反転させる働きも兼ね揃えている。
【００６３】
前記ギア１５，２０から成るギア列が１速であり、以下、ギア１６，２１のギア列が２速、ギア１７，２２のギア列が３速、ギア３９，２３のギア列が４速、ギア３７，２４のギア列が５速、ギア２５，３５，３８から成るギア列がリバースに相当する。
【００６４】
入力軸１２からギア１７及びギア３９にトルク伝達するには、噛合い歯車３１あるいは噛合い歯車３２とハブスリーブ２７とを噛合い溝（図示しない）によって直結することによりトルク伝達される。
【００６５】
前記ハブスリーブ２７，噛合い歯車３１，噛合い歯車３２から成るクラッチ機構を噛合い式クラッチ（ドッグクラッチ）と称しており、入力軸１２のトルクを高効率で出力軸１３に伝達することが可能であり、燃費低減が図れる。
【００６６】
ハブスリーブ２６、噛合い歯車２９，噛合い歯車３０からもドッグクラッチを構成しており、さらにハブスリーブ２８、噛合い歯車３３，噛合い歯車３４からもドッグクラッチを構成し、前述のドッグクラッチと同様な動作をするもので、ギア２０，２１及びギア２４，２５から出力軸１３にトルク伝達する。
【００６７】
前記エンジン１のクランク軸１１と前記入力軸１２の間にはクラッチ４が介装され、クラッチ４を締結することによりエンジン１から入力軸１２へ動力を伝達することができる。また、クラッチ４を解放することによりエンジン１から入力軸１２への動力伝達を遮断することができる。一般に、クラッチ４には乾式単板方式の摩擦クラッチが用いられ、クラッチ４の押付け力を調整することによりエンジン１から入力軸１２へ伝達するトルクを調節することが可能である。また、クラッチ４には湿式多板方式の摩擦クラッチや電磁クラッチなど、伝達するトルクを調節可能なクラッチならば何れも適用可能である。前記クラッチ４は、通常のガソリンエンジン車においても用いられており、クラッチ４を徐々に押し付けていくことにより車両を発進させることができる。
【００６８】
前記変速機構１００の出力軸１３にはファイナルギア１４が設けられており、ファイナルギア１４とタイヤ３６が車両駆動軸２を介して接続されている。
【００６９】
モータ出力軸１８にはギア１９が固着して設けられており、ギア１９は前記ギア３７と噛合している。よって、モータ３００のトルクを入力軸１２に伝達することが可能である。
【００７０】
前記エンジン１，モータ３００は、それぞれエンジンＣ／Ｕ（コントロールユニット、以下同じ）６、モータＣ／Ｕ８００によって制御される。また、クラッチ４及び前記変速機構１００は、変速機Ｃ／Ｕ７によって制御される。パワートレインＣ／Ｕ５には図示しないアクセルペダル開度センサ，車速センサ等から各種信号が入力される。同時に、エンジン１，モータ３００，クラッチ４，変速機構１００の運転状態（回転数，トルク，ギア比等）が入力され、これらに基づきエンジンＣ／Ｕ６，モータＣ／Ｕ８００，変速機Ｃ／Ｕ７を統括制御する。
【００７１】
モータ３００の駆動力により発進する場合には、ハブスリーブ２６を噛合い歯車２９に締結させ、クラッチ４を解放状態とし、モータ３００のトルクを正側（前進方向）に発生させて車両をスムースに発進させることができる。その後、クラッチ４を締結してエンジンの駆動力に切り替えて走行することにより、エンジンの効率が悪化する低負荷領域（例えば発進時）などではモータ駆動とすることで燃費向上が図れる。
【００７２】
図５は、本発明の一実施形態による車両用駆動モータの構造図であり、図４におけるモータ３００の断面図ある。図５（１）はモータ３００のモータ軸方向の断面図を示し、図５（２）はモータの径方向のＡ−Ａ’断面図、図５（３）はモータの径方向のＢ−Ｂ’断面図で特に回転センサのセンサロータとセンサユニットを示したものである。本実施形態に示すモータは、永久磁石界磁の永久磁石同期モータで、特に永久磁石を回転子鉄心に埋め込んだ埋め込み磁石型の永久磁石同期モータである。また、固定子鉄心３１１の内側にギャップを介して回転子３２０（回転子鉄心３２１と永久磁石３２２とモータ軸３６０からなる）が配置される内転形のモータで、固定子鉄心の単一ティース３１１Ｔに巻線３１２を巻回する集中巻モータである。回転子（モータロータ）３２０とセンサロータ３４０は、モータ軸３６０を軸受け３５０で回転支持されており、回転センサ３３０はモータハウジングに固定されている。固定子３１０は、圧入ないしキー溝などでモータハウジングに固定されている。固定子３１０の巻線３１２は、Ｕ，Ｖ，Ｗの三相巻線３１２Ｕ，３１２Ｖ，３１２Ｗが順次に配置されている。回転子３２０の永久磁石３２２は、ギャップ面方向にＮ極の極性を持つ永久磁石３２２Ｎと、Ｓ極の極性を持つ永久磁石３２２Ｓとが順次交互に配置されている。ここで、永久磁石３２２の材質はＮｄ−Ｆｅ−Ｂなどの希土類磁石が保持力とコストの面から好適ではあるが、その他の希土類磁石あるいはフェライト磁石であってもモータ出力特性が変わるのみで問題はない。
【００７３】
本実施形態では、１６極２４スロットの２対３（極数＝２、スロット数＝３の整数倍のモータ）系列にて図示したが、４対３、あるいは８対９、１０対１２などの系列であっても問題ない。また、本実施形態では、埋め込み磁石型の集中巻同期モータについて説明したが、表面磁石型でも問題なく、分布巻きモータであっても問題はない。さらには誘導モータなどの他の交流モータであっても同様に適用可能である。
【００７４】
回転センサは、磁性体のセンサロータ３４０と回転センサ（ユニット）３３０とからなり、センサロータ３４０の外周（センサユニット側）はギア歯（歯数３２）加工されている。センサユニット３３０は、センサ３３１，３３２とバイアス永久磁石ＭＧ、さらにはバイアス永久磁石ＭＧの磁路を形成するヨークとから構成され、樹脂モールド（図示しない）により封入され、耐環境性または利便性を確保している。センサユニットは、容易に着脱（取付け）可能な構造にて、モータハウジングにネジなど（図示しない）で取付けられている。センサは、センサ素子と増幅回路と温度補正回路などを１パッケージ化したものであるが、２つのセンサ相当を１パッケージ化しても良く、逆にセンサ素子のみをセンサユニットに配置し、増幅回路と温度補正回路などはプリント基板上に配置しても良い。２つのセンサ３３１と３３２は、センサロータのギア歯のピッチを１周期（３６０度）とする９０度間隔で配置されている。センサ３３１，３３２のセンサ出力は、センサロータ３４０の回転によって、センサ素子とのギャップが変化することによるギャップ磁束量に比例したアナログの電圧レベルとして出力される。
【００７５】
ここで、センサロータ３４０のギア歯数は磁石極対数の整数倍であることが好ましい。しかし、回転角度の分解能とセンサロータの製作性及びセンサの出力周波数（周波数応答性）とから適切なギア歯数を設定すればよく、ギヤ歯の形状はセンサロータ３４０の回転角度に対応したアナログの電圧レベルが得られる形状とするのが好ましい。また、センサ素子には一般的にホール素子を適用することができるが、図５のバイアス磁石を用いる方式においては、磁石の磁束量（大きさ）を検知しているので磁気抵抗素子などでも問題ない。さらに、回転センサには、センサロータの回転によるギャップの変化を補足できれば問題なく、レゾルバのようなセンサロータに励磁磁束を通し、励磁磁束の磁束量を検出するタイプのセンサであっても適用可能である。この場合、一般に高周波の励磁磁束を用いることが多く、磁束量を電圧出力などで検出する場合にはローパスフィルターなどの信号処理、あるいはサンプリングタイミングを励磁周波数に同期させるなどの処理を施す。
【００７６】
次に、図６〜８を用いて本発明の一実施形態における回転センサを用いた初期起動位置の検出方法について説明する。
【００７７】
図６は回転センサと信号波形図であり、図７は最大加速度を検出する基本ブロック図、図８は初期起動位置の検出フローチャートである。
【００７８】
図６において、上からモータロータの１極対分、モータロータに対するセンサロータとセンサ素子の位置関係、２つのセンサ出力の信号、２つのセンサ出力を用いて求めたセンサ検出角度、モータ駆動に必要なモータの磁極位置の絶対角度を示している。磁極位置の絶対角度とは、電気的な絶対角度（電気角度）であり、モータロータの１回転を３６０度とする機械的な絶対角度とは異なる。既に述べたように、モータロータ３２０の１極対分に対してセンサロータ３４０の歯数は４倍の３２歯である。モータロータ３２０の磁石極の周期的な位置とセンサロータ３４０の歯の周期的な位置は一致させてあり、センサ３３１、３３２のピッチは、センサロータ３４０の歯ピッチの１／４（歯ピッチを３６０度とする９０度間隔）である。センサ３３１の出力信号ＳＳは正弦波、センサ３３２の出力信号ＳＣは余弦波の場合を示し、センサ３３１が絶対角度で１２０度に位置している瞬間の図である。センサの出力レベルは、センサ３３１の出力値を（Ａ）で、かつセンサ３３２の出力値を（Ｂ）とした組合せのセンサ検出角度は特定の角度として求まり、図中では１２０度となる。２つのセンサ出力信号が正弦波状の場合には、センサ検出角度φ＝ｔａｎ−１（ＳＳ／ＳＣ）で求めることが可能である。２つのセンサ出力信号が台形波状である場合には後術するが、センサ出力信号の比較的線形性が得られる部分の信号を用いてセンサ検出角度φを導出できる。しかしながら、モータを駆動するためには絶対角度を求める必要がある。センサ検出角度と絶対角度とを対応させた場合には、絶対角度の１周期内に４ポイントの（１）３０度、（２）１２０度、（３）２１０度、（４）３００度のいずれか一つが対応し、センサ検出角度からは、直接には、絶対角度を求めることはできない。
【００７９】
そこで、本実施形態において、回転センサの出力から絶対角度を決定する手段として、図７のようなモデルを想定し、角加速度を検出する。負荷トルクτＬは、回転数ωなどでも変動するものであるが、変速機のギア列を介して減速されていることもあり、モータロータ３４０の微少な回転における負荷変動幅は小さく、ほぼ一定と見なせる。モータの出力トルクτｏは、電流値を一定とすることで絶対角度がモータの磁極位置と一致した場合に最大となり、モータロータのイナーシャＪに応じたモータ角速度ωｒが得られる。ｓは微分演算子である。すなわち、所定の時間Ｔ秒後におけるモータ角速度をωｒ’とすれば、角加速度Δωｒは、Δωｒ＝（ωｒ’−ωｒ）／Ｔで求まる。ここで、４つの絶対角度候補のうち、まず、モータの回転方向が駆動方向に一致する２候補に絞られ、かつ上記演算により角加速度Δωｒが最大となる絶対角度候補が、初期起動位置である。センサ検出角度を用いた角加速度Δωｓは、モータの角加速度Δωｒの４倍で、角加速度の大きさを比較するのに好適である。
【００８０】
ここで、所定の時間Ｔとは、モータロータ３４０の角加速度が安定に検出できる時間であり、モータの起動トルクとイナーシャ及び負荷トルクに応じて決まる時間である。また、モータロータの回転角度（センサロータの回転角度）の検出は、アナログ電圧を検出する方式である。演算にマイコンを採用している場合、Ａ／Ｄ変換器の分解能で決まる微少角度で十分なため、結果的に、設定すべき所定の時間Ｔは微少な時間で良い。
【００８１】
さらに、車両駆動用モータの場合、初期起動時に、エンジンキー（イグニッションキー）スイッチ操作などにより車両運転開始を検知した時に一度だけセンサ検出角度と絶対角度との対応を取るだけで良い。その後は、車両の停止、発進時にも、メモリに絶対角度が保持されているので、直ちに停止状態からの駆動も可能である。すなわち、エンジンキー操作時、ドッグクラッチあるいはクラッチ４を開放した状態にするなどモータの微少回転が可能な状態で一度だけセンサ検出角度と絶対角度との対応を取れば良い。モータの微少回転とは、ギア配列のバックラッシュ程度であっても、検出可能な微少回転が得られれば十分である。その後の車両停止（アイドルストップなど）状態からの車両再スタート時にはマイコン内のメモリにその時点での絶対角度、すなわち、センサ検出角度（相対的な角度）を絶対角度に変換するための関係が保持されている。したがって、直ちにモータ停止状態から、指令値に一致するようなトルク出力が可能なモータ駆動を実現できる。
【００８２】
次に、図８のフローチャートを用いて初期起動位置の判定方法を説明する。
【００８３】
図８の処理は、例えば、車両駆動用のモータ駆動装置に適用した場合、キースイッチ操作に応動して１回だけ実行される初期位置の判定処理である。さて、キースイッチ操作に応動してステップ８０１にて、センサ出力信号からセンサ検出角度φを求め、ステップ８０２にてセンサ検出角度に対応する絶対角度θｎ（ｎ＝１〜４の整数）を求める。
【００８４】
ステップ８０３では、前回記憶させた位相差Δθｓを用いて絶対角度θｎを補正する。次に、ステップ８０４にて、前回最後に停止した時に記憶した絶対角度θｅに最も近い絶対角度を初期位置に仮定し、ステップ８０５にて、所定のトルクが期待される電流値となるようにモータに通電する。
【００８５】
ステップ８０６にて正回転、つまり所望する回転方向であった場合には、ステップ８０７にて、正回転が期待される２つの絶対角度候補に通電位相を変更する。ステップ８０６にて逆回転が検知された場合には、ステップ８０８にて、通電した絶対角度候補とは１８０度位相がずれた絶対角度候補に通電位相を変更する。
【００８６】
ステップ８０９にて、正回転した２点の絶対角度候補における角加速度が得られていればステップ８１０に移行し、そうでなければステップ８０６から繰り返し、初期位置をスキャンする。ステップ８１０では、２つの絶対角度候補における角加速度を比較して、最も大きな角加速度が得られた絶対角度候補を初期位置として確定させる。
【００８７】
なお、通電によりモータが回転した分は、センサ検出角度φを用いて適宜修正しながら初期位置をスキャンする。また、ステップ８０３とステップ８０４は、好ましくは実行すべきであるが、スキップしても初期位置のスキャン結果に大きな誤差を含むものではない。さらに、本実施形態ではモータの極対数の４倍となるセンサロータ３４０の歯数としているため、ステップ８０２にて、ｎ＝１〜４としている。しかし、モータの極対数の２倍となるセンサロータ３４０の歯数である場合には、２つの絶対角度候補のうち一方で所望の回転方向の回転が得られた瞬間に初期位置が確定することは明らかである。
【００８８】
次に、図９、図１０を用いて本発明の別の実施形態によるモータ駆動装置２００内の位置検出部２０９について説明する。図９は、図１のモータ駆動装置２００の位置検出部２０９の変形例を示したもので、図１０はセンサ検出角度に対するアナログセンサ誤差を示したものである。
【００８９】
図９において、回転センサ３３０からのアナログ出力信号ＳＳｓ，ＳＣｓの歪みの影響を受けて相対角度であるセンサ検出角度φに含まれる検出誤差を補正する角度補正器２１５を備えたことが図１と異なる。角度補正器２１５は、角度変換器２１２からのセンサ検出角度φを位相差推定器２０７からの位相差Δθを用いて、センサ取付誤差を補正する。同時に、センサ検出角度φの１周期範囲内に含まれる検出誤差を、図１０に示すセンサ検出角度φ対位相差Δθの補正曲線（太線）あるいは折れ線近似によるテーブル化などにより記憶保持する。これに基いて、アナログ出力信号の波形歪みに起因するセンサ検出角度φに含まれる検出誤差を補正するものである。
【００９０】
これにより、センサ取付誤差の補正のみならず、センサに含まれる線形性や温度変動などの影響をも補正することができる。
【００９１】
次に、図１１〜１３を用いて本発明の他の実施形態によるモータ駆動装置の位相検出部を説明する。図１１はモータロータの永久磁石の磁束を検出して回転センサとして位置検出するモータの構造図を示し、図１２は回転センサの出力信号が歪み波形である場合の角度変換方法を示し、図１２は回転センサにパルス波形を出力するセンサである場合の角度変換方法を示す。
【００９２】
図１１は、モータロータの永久磁石の磁束を検出して回転センサとしたことが図５と異なる。図１１における回転センサ３３０の径方向断面図を図９（２）に示す。センサＨ１，Ｈ２，Ｈ３はそれぞれモータの電気角度で１２０度ずつ角度をずらして配置している。各センサはモータロータの回転に従い同一永久磁石の磁束変化をセンサＨ１→Ｈ２→Ｈ３の順にて検出する。逆回転した場合にはその逆の順となる。図１１（３）は同図（２）のように電気角度で１２０度ずつ角度をずらして配置されているが、機械角度でも１２０度ずつ角度をずらして配置していることが同図（２）と異なり、各センサＨ１，Ｈ２，Ｈ３が検出する磁石の磁束変化はそれぞれ別の磁石となる。このことは、後述する図１３におけるモータロータの永久磁石の貼り付け誤差の検出と補正方法に関係する。
【００９３】
図１２は、回転センサにリニアホールＩＣを用いた例で、センサ素子と増幅回路と温度補正回路などを１パッケージ化したものである。回転センサの出力信号は歪み波形であり、ｔａｎ−１の関数では求まらない。センサＨ１，Ｈ２，Ｈ３の出力信号Ｓｕ、Ｓｖ，Ｓｗの波形は台形波状の歪み波形であるが、信号波形の振幅中心付近が６０度の区間以上の範囲で歪みが小さく、ほぼ線形であることを利用して検出角度を求める。センサＨ１，Ｈ２，Ｈ３の出力信号Ｓｕ、Ｓｖ，Ｓｗである検出信号相互間の大小関係を用いて、絶対角度０〜３６０度に変換する。検出信号の大小関係を用いて選択信号を選択し、選択信号の傾きを利用して検出角度を求めている。
【００９４】
ここでは、センサを３つ使用した例で示したが、センサが２つである場合にはセンサ出力信号周期で１周期（３６０度）内での振幅中心付近が９０度の区間以上の範囲で歪みが小さく、ほぼ線形であれば問題ない。この場合、図１１（２）（３）のセンサ取付間隔はモータの電気角度で９０度間隔に２つのセンサを取付ける。
【００９５】
図１３は、回転センサにパルス波形を出力するセンサを用いた場合の位相検出手法の説明図で、ホールＩＣを用いた例である。ホールＩＣの理想的な信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を実線で示し、センサ取付位置がずれた場合の信号を波線で示している。各センサ取付間隔が理想的な１２０度間隔である場合には、ホールＩＣの出力信号Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３から作成する６０度角度信号の間隔は理想的な６０度間隔となる。しかし、センサ取付位置がずれた場合には不等間隔となり、モータの位置検出に影響を及ぼし、特に、モータを弱め界磁制御する時にモータ効率の低下が大きくなる。また、ホールＩＣを用いてモータ電流を正弦波に制御する場合には、６０度角度信号の信号間隔をマイコンのタイマやＰＬＬなどで補間（時間積分などにより制御位相を求め）して電流制御に用いる。このため、図１３の検出角度に示すように、実際のモータの回転角度θｍに対して、ホールＩＣパルスエッジのタイミングで検出角度を求めるため、制御位相φｂは折れ線のようになる。このことは、モータ回転速度が低速になるほど時間積分による制御位相の誤差が大きくなることを意味しており、モータの低速回転時のトルク変動と回転むらを発生させる大きな要因となる。位相差推定演算の実行タイミングを図の位相差推定演算タイミングに示すように６０度角度信号より細かい周期で実行すれば、制御位相φｂとモータの回転角度θｍとの位相差Δθｂが逐次演算されているため常に位相補正することが可能である。また、図１１（２）に示すＨ１，Ｈ２，Ｈ３のようにホールＩＣを取付けた場合に、パルスエッジのタイミング（６０度角度信号のエッジ）で実行することにより、同一磁石の磁束変化量を各ホールＩＣにて順次検出することとなる。これにより、各センサの取付位相差Δθｈのみを用いて位相補正すれば、取付位相差を補正でき好適である。さらに、センサ信号の１周期（６０度角度信号の６パルスが相当する）内に含まれる位相差Δθｈを１パターンとする（絶対角度０〜３６０度に対応する位相差Δθｈの３つのレベルを１パターンとする）位相差Δθｈの変動が生じる。これは永久磁石の貼り付け誤差の影響であり、１６極対のモータであれば１６パターン存在し、それぞれを記憶保持して補正することも可能である。しかし、実用的には同一磁石における位相差Δθｈのパターンから３つのセンサの取付位相差を抽出して予め取付位相差を補正する。そして、モータロータの一回転中に生じる位相差は、永久磁石の貼り付け誤差に起因する位相差として積分して平均化することでも補正することができる。
【００９６】
次に、図１４を用いて本発明の別の実施形態に係るモータ駆動装置の位相検出部を説明する。図１４は、モータ駆動装置の位置検出部２０９の変形例を示し、センサを使ったモータ駆動からセンサレスのモータ駆動に切り替えるものである。回転センサの周波数応答性が影響するモータの高速回転時に、位相差推定器２０７からのインバータ出力周波数ω１（モータ印加電圧の周波数）を用いてセンサレスのモータ駆動に切り替える角度信号セレクタ２１６を備えたことが図９と異なる。図９において、絶対角度変換器２１３が出力した絶対角度（制御位相）θｄｃは、図１４においては角度信号セレクタ２１６が出力する。角度信号セレクタ２１６は、回転センサの信号から求めたモータの角速度ωｒあるいはモータ印加電圧の周波数ω１により速度を判断する。そして低速時には、絶対角度変換器２１３の出力である絶対角度θｄｃ０を選択して制御位相θｄｃとして出力する。次に所定の高速になると、角度信号セレクタ２１６は、モータ印加電圧の周波数ω１を積分して得られた制御軸上の回転子位置（仮想回転子位置）θｄｃを出力する。したがって、高速時には、回転センサの出力を用いることなく、磁極位置推定のみによるセンサレスによるモータ駆動となる。このとき、位相差推定器２０７では、モータの角速度ωｒを無視した（７）式を用いる。
【００９７】
なお、センサレスによるモータ駆動の際には、フェールセーフの観点からセンサ検出角度を回転子位置θｄｃの演算確認（監視）用として用いることにより高信頼化できる。
【００９８】
これにより、回転センサの周波数応答性によりセンサ検出角度の感度が低下する高速運転領域においても、モータ効率などを低下することなくモータを駆動することができる。
【００９９】
次に、図１５を用いて本発明の別の実施形態による電動パワーステアリング装置を説明する。図１５に示す電動パワーステアリング装置の構成を大きく分けると、電動アクチュエータと、ハンドル９００と、操舵検出器９０１及び操作量指令器９０３からなる。電動アクチュエータは、トルク伝達機構９０２と、モータ３００と、モータ駆動装置２００から構成される。運転者が操舵するハンドル（ステアリング）９００の操作力は電動アクチュエータを用いてトルクアシストするパワーステアリング装置である。電動アクチュエータのトルク指令τ＊は、操作量指令器９０３にて作成したステアリングの操舵アシストトルク指令とし、電動アクチュエータの出力を用いて運転者の操舵力を軽減するようにしたものである。モータ駆動装置８００は、入力指令としてトルク指令τ＊を受け、駆動モータのトルク定数とトルク指令τ＊とからトルク指令値に追従するようにモータ電流を制御する。
【０１００】
モータ３００のロータに直結された出力軸３６０から出力されるモータ出力τｍは、ウォームホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０にトルクを伝達する。これにより、運転者のハンドル９００の操舵力（操作力）を電動力にてアシストし、車輪９２０，９２１を操作する。ステアリングシャフトに組込まれた操舵状態を検出する操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクとして操作量を検出し、車両速度や路面状態などの状態量を加味してアシスト量を決定し、操作量指令器９０３からトルク指令τ＊として出力する。本発明のモータ駆動装置は、急加減速する電動アクチュエータに要求されるトルク指令τ＊に対しても、回転センサに生じる位相差を補正して高効率なモータ駆動が可能である。このため、電動アクチュエータの高速・高トルク運転の弱め界磁領域に対しても、効率を低下させることなくモータ駆動が可能である。また、低速度においても、センサ取付誤差を低減して安定して低トルク変動にてモータを駆動できる。すなわち、本モータ駆動装置を適用した電動パワーステアリング装置では、運転者に操舵フィーリングを損なうことなく高トルク・高応答の電動パワーステアリング装置が得られる。
【０１０１】
次に、図１６及び図１７を用いて、本発明の他の実施形態による同期モータ駆動装置を説明する。この実施形態は、それぞれ異なる検出誤差を含む複数の絶対角度検出部を有し、これら複数の検出信号を用いて検出誤差を最小化する位置補正部を備えるものである。具体的には、この位置補正部では、複数の絶対角度信号から、モータの内部状態を推定し、フィルタゲインを決定するようにしている。この構成により、複数の検出信号を、モータの回転速度などの運転状態で条件分けして用いることなく、複数の角度信号をそのまま用いてフィルタリングするので、ノイズの少ない角度信号が得られる。また、そのフィルタゲインは、角度補償器によって誤差を最小とするように動的に決定されるため、複数の検出信号から融合して最終的に得られる１つの角度信号の精度を向上し、全運転領域で高効率のモータ制御を実現する。
【０１０２】
また、望ましくは、上記角度補償器として、カルマンフィルタを用い、複数の角度信号の１つが故障した場合にも、推定した内部状態を用いて、モータロータの回転角度を推定する。
【０１０３】
さらに、望ましくは、フィルタゲインの変動幅を検知して故障状態であることをユーザに知らせるエラー報知（表示）部を備えるようにしている。この構成により、センサが故障した場合にも、モータを継続駆動することが可能であり、ハイブリッド自動車に適用した場合には、緊急避難的な使用ができるというメリットがある。
【０１０４】
図１６は本発明の他の実施形態による同期モータ駆動装置のブロック図であり、図１７は角度信号の誤差の大きさとモータの回転速度との関係を示したグラフである。図１６において、図１との大きな違いは、２つの絶対角度信号θｓとθｊを入力する角度補償器２１８と、その故障を告知するエラー報知部（表示部）２２０とを備えたことである。
【０１０５】
第１の絶対角度検出部を構成する位相検出部２１０は、角度変換器２１２と絶対角度変換器２１３からなり、回転センサに基く第１の絶対角度θｓを出力する。一方、位置補正部２１１１内には、前記制御位相θｄｃと位相差推定器２０７の出力Δθとから推定絶対角度θｊを求める第２の絶対角度検出部２１７を備えている。そして、これらの、回転センサに基く（第１の）絶対角度θｓと、演算に基く（第２の）推定絶対角度θｊは、２つの角度信号を基に、制御位相θｄｃの誤差を最小限にする角度補償器２１８に入力される。
【０１０６】
なお、位相差推定器２０７の入力信号の一つであるモータ角速度ωｒ相当信号として、制御軸速度すなわちモータ印加電圧の周波数ω１を用いるように構成している。すなわち、制御軸速度検出器２１９の入力信号として制御位相θｄｃを用い、制御周期における変化量（微分）から制御軸速度ω１を求めている。しかし、これに代えて、絶対角度θｓから求めた角速度ωｒを位相差推定器２０７へ入力することも可能である。
【０１０７】
図１７は、推定絶対角度θｊとセンサに基く絶対角度θｓの誤差の大きさを、モータの回転速度との関係で示している。低速度域においては、位相差推定器２０７で推定する逆起電圧が小さいことに起因して、推定絶対角度θｊの誤差は大きく、モータ駆動に適用できる使用限界を超えてしまう。一方、回転センサに基く絶対角度θｓは、回路の周波数応答特性に起因して、モータの回転速度に応じて誤差が大きくなる。そこで、回転速度に応じて、推定絶対角度θｊとセンサに基く絶対角度θｓとを切り替えて使うことが考えられる。しかし、切り替えて使う場合には、切り替え点付近で角度信号の変動が発生し、モータを不安定にさせる可能性がある。また、それぞれの角度信号に含まれる誤差を改善することにはならない。
【０１０８】
そこで、本実施例では、角度補償器２１８として、カルマンフィルタを適用することによって、回転速度に応じた切り替えを不要とするとともに、２つの角度信号を基に、制御位相θｄｃの誤差を最小限に抑えるように構成した。
【０１０９】
角度補償器２１８における内部状態の推定には、（８）式で示されるカルマンフィルタを用いており、検出誤差を含んだ角度信号（入力信号）からモータの内部状態を推定し、推定した内部状態を用いてフィルタゲイン（重み付けを含む）を動的に決定する。カルマンフィルタは、状態の推定の評価関数を最小とするようなフィードバックゲインを決定するため、角度信号に含まれる誤差を最小化する動的フィルタとして用いることができる。すなわち、２つの角度信号（推定絶対角度θｊとセンサに基く絶対角度θｓ）を用いて、角度誤差を低減した制御位相θｄｃを得ることが可能である。
【０１１０】
【数８】
2010220472.tif 000010
【０１１１】
ここで、Ｘｈ（ｔ）は状態推定値ベクトル、Ｙ（ｔ）は出力ベクトル、Ｕ（ｔ）は制御ベクトル、Ａはシステム行列、Ｂは入力行列、Ｃは出力行列、Ｇ（ｔ）はフィルタゲイン行列、Ｐ（ｔ）は推定誤差共分散行列、Ｖは観測雑音のパワースペクトルを表わす。
【０１１２】
初期値の決定など、カルマンフィルタの設計に先立ち、試験機を用いて、予め実験的にデータを収集した。カルマンフィルタの初期値などは、ＲＯＭに書き込んでおき、モータ駆動時にはＲＡＭに読み込んでオンラインで更新する。システムのシャットダウン時には、記憶保持用メモリに待避させ、システムブート時に読み出して用いる。
【０１１３】
カルマンフィルタの設計を適切に行うことで、フィルタによる時間遅れは、ローパスフィルターなどに比べて非常に小さくできる。マイコンなどのディジタル処理において、時間遅れの最小値は、１サイクル分よりは大きくなるものの、サイクル時間の適正化で制御遅れを無視できるレベルにすることが可能である。
【０１１４】
以上のように、この実施形態によれば、複数の角度信号を用いてカルマンフィルタで誤差の最小化を図ることにより、モータの全運転領域で高効率のモータ駆動ができる。
【０１１５】
また、センサの一つが故障した場合には、絶対角度θｓの誤差が大きくなり、モータ回転中のある瞬間（故障したセンサが正常時に出力すべき角度の範囲）において誤差が使用限界レベルを超えてしまう恐れがある。しかし、角度補償器２１８としてカルマンフィルタを適用しているため、過去の状態を元に状態を推定するフィルタ動作により一つのセンサ故障による出力信号（制御位相θｄｃ）の誤差の増大を最小限にすることが可能となる。また、故障したセンサの角度の範囲において、カルマンフィルタのフィルタゲインが誤差を最小にするように変動する。このときのフィルタゲインの変動は、通常の変動幅に対して周期的な偏りを持つことになることから、これを検知して位置検出器の不具合と判断する。この判断をエラー報知部２２０にて行うとともに、表示灯やブザーによってユーザに告知する。
【０１１６】
この実施形態によれば、センサが故障した場合にもモータを継続駆動でき、ハイブリッド自動車に適用した場合には、緊急避難的な使用ができ、ユーザは、故障を認識して速やかに修理工場などに車を運転して行くことが可能となる。
【符号の説明】
【０１１７】
１０１…バッテリー（直流電圧源）、２００…モータ駆動装置、２０１…インバータ装置、２０７…位相差推定器、２０８…制御軸速度検出器、２０９…位置検出部、２１０…位相検出部、２１１…位置補正器、２１１１…位置補正部、２１２…角度変換器、２１３…絶対角度変換器、２１４…速度検出器、２１５…角度補正器、２１６…角度信号セレクタ、２１７…絶対角度検出部、２１８…角度補償器（カルマンフィルタ）、２１９…制御軸速度検出器、２２０…エラー報知部、３００…永久磁石同期モータ（モータ）、３３０…回転センサ（ユニット）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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