(57)【要約】【課題】高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることのできるモータ制御装置を提供すること。【解決手段】マイコンは、駆動回路において各相に対応する低電位側の各スイッチング素子（ＦＥＴ）の何れかのオン時間ｔ０が電流値の検出時間ｔsよりも短くなる場合には、当該ＦＥＴに対応する電流検出不能相以外の二相の電流値に基づいて、その電流検出不能相の相電流値を推定する（ブラインド補正）。そして、そのブラインド補正による電流検出時には、当該ブラインド補正の基礎となる電流検出不能相以外の二相についての電流検出の間、その電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するようなモータ制御信号を出力する。【選択図】図４
2010220414.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータ制御信号を出力する制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記制御信号出力手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで検出される各相の相電流値に基づき前記モータ制御信号を生成するモータ制御装置であって、
前記制御信号出力手段は、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記電流値の検出時間よりも短くなる場合には、該スイッチング素子に対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき該電流検出不能相の相電流値を推定するとともに、該二相についての電流検出の際、前記電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持するような前記モータ制御信号を出力すること、
を特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記制御信号出力手段は、検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により各相の電圧指令値を演算し、該各電圧指令値に対応するＤＵＴＹ指示値と三角波との比較に基づいて前記モータ制御信号を生成するものであって、
前記電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が、該電流検出不能相に対応する高電位側のスイッチング素子がオン状態で保持される値となるように、各相のＤＵＴＹ指示値を高電位側にシフトすることにより、前記電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持するような前記モータ制御信号を出力すること、
を特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置において、そのモータ制御信号に基づきモータに対する駆動電力の供給を実行する駆動回路（ＰＷＭインバータ）は、通常、直列接続された一対のスイッチング素子（スイッチングアーム）を各相に対応して並列に接続することにより形成される。そして、このようなモータ制御装置には、その駆動回路を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に電流センサが設けられたものがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
即ち、ＥＰＳのように円滑なモータ回転と高い静粛性が要求される用途では、正弦波通電によりモータに対する駆動電力の供給を行なうのが一般的であるが、その実行には、各相電流値のフィードバックが不可欠である。このため、その駆動電力の出力部となる駆動回路に、各相の電流検出を行なうための各電流センサを設けているのである。
【０００４】
さて、このようなモータ制御装置において、その駆動回路の低電位側（接地側）に設けられた各電流センサによる各相電流値の検出は、駆動回路を構成する低電位側（下段）のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで行なわれる。
【０００５】
具体的には、図９に示すように、モータ制御信号の生成は、通常、電流フィードバック制御の実行により演算される各相のＤＵＴＹ指示値（Ｄu，Ｄv，Ｄw）と三角波（δ１，δ２）との比較に基づき行なわれる。尚、この例では、駆動回路を構成する各スイッチング素子のオン／オフ時、各スイッチングアームにおける高電位側（上段）のスイッチング素子と低電位側（下段）のスイッチング素子との間の短絡（アーム短絡）を防止するデッドタイムを設定するために、上下方向にシフトされた二つの三角波δ１，δ２（δ１＞δ２）が用いられている。
【０００６】
即ち、三角波δ１の値よりも各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が高い場合には、当該相に対応する高電位側（上段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成され、三角波δ２の値よりもＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が低い場合には、当該相に対応する低電位側（下段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成される。そして、各相電流値の検出は、そのモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングで行なわれる。
【０００７】
しかし、上記のように「低電位側のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで電流検出を行なう」とはいえ、実際には、電流検出にもある程度の時間を要する。従って、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のスイッチング素子のオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなり、その電流検出ができない場合が生ずる。そのため、従来は、その相電流値の検出時間ｔsを確保するために、当該検出時間ｔsを考慮して（例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間）、各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxが設定されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００９−１０５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
ところが、このようにＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定することで、当然ながら、その電圧利用率は低下することになる。例えば、相電流値の検出時間ｔsを約４μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約８％とし、上記デッドタイムｔdを約１μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約２％とすると、上限値Ｄmaxは約９０％（１００％−８％−２％＝９０％）、即ち駆動回路が出力可能な電圧の９０％程度しか使えないことになる。
【００１０】
そこで、各相の相電流値の合計が「０」になることを利用して、上記のような電流値の検出時間ｔsよりも低電位側スイッチング素子のオン時間ｔ０が短くなることで生じた電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて、当該電流検出不能相の相電流値を推定する方法、即ち所謂ブラインド補正の採用が考えられる。
【００１１】
しかしながら、このように電流検出不能相が生じた場合、電流検出不能相以外の二相の相電流値のみを検出するとしても、その間、当該電流検出不能相において各スイッチング素子がオン／オフすることによって、電流検出可能な残る二相の相電流値についても、そのノイズが混入することになる。そのため、こうしたブラインド補正による電流検出についてもまた、精度上の課題が残されており、その改善が強く望まれていた。
【００１２】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力する制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記制御信号出力手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで検出される各相の相電流値に基づき前記モータ制御信号を生成するモータ制御装置であって、前記制御信号出力手段は、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、該スイッチング素子に対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づき該電流検出不能相の相電流値を推定するとともに、該二相についての電流検出の際、前記電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持するような前記モータ制御信号を出力すること、を要旨とする。
【００１４】
即ち、各スイッチングアームの低電位側に設けられた各電流センサによる電流検出のできない電流検出不能相が発生した場合においても、当該電流検出不能相以外の残る二相の相電流値に基づいて当該電流検出不能相の相電流値を推定することが可能である。そして、その電流検出不能相以外の二相の相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持する、つまりその高電位側のスイッチング素子をオン、低電位側のスイッチング素子をオフとしたままにすることにより、そのスイッチングにより生ずるノイズの混入を防止することができる。従って、上記構成によれば、全相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）において相電流値の検出時間を確保するために設定される出力電圧制限を廃しても高精度の電流検出を担保することができる。その結果、その電圧利用率を向上させることができるようになる。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、前記制御信号出力手段は、検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により各相の電圧指令値を演算し、該各電圧指令値に対応するＤＵＴＹ指示値と三角波との比較に基づいて前記モータ制御信号を生成するものであって、前記電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が、該電流検出不能相に対応する高電位側のスイッチング素子がオン状態で保持される値となるように、各相のＤＵＴＹ指示値を高電位側にシフトすることにより、前記電流検出不能相に対応した前記スイッチングアームのスイッチング状態を保持するような前記モータ制御信号を出力すること、を要旨とする。
【００１６】
上記構成によれば、電流検出不能相に対応するスイッチングアームにおいては、その高電位側のスイッチング素子がオン、低電位側のスイッチング素子がオフの状態で保持される。また、その電流検出補償制御の実行領域においては、各相の出力電圧が、それぞれ高電位側にシフトする。即ち、その中性点を移動（ドリフト）させることで、当該電流検出補償制御の実行の有無を問わず、各相の線間電圧波形は一定となる。その結果、円滑なモータ回転に影響を与えることなく、高精度の電流検出ができるようになる。
【００１７】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、その電圧利用率の向上によるモータ出力の増加を利用して、装置の小型化を図ることができるようになる。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。
【図２】ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。
【図３】モータ制御信号出力部の概略構成を示すブロック図。
【図４】電流検出補償制御の態様を示す説明図。
【図５】ブラインド補正の処理手順を示すフローチャート。
【図６】電流検出補償制御の処理手順を示すフローチャート。
【図７】電流検出補償制御の非実行時の出力電圧波形を示すグラフ。
【図８】電流検出補償制御の実行時の出力電圧波形を示すグラフ。
【図９】電流検出の態様を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態のＥＰＳ１の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。そして、このラック５の往復直線運動により操舵輪６の舵角が変更されるようになっている。
【００２１】
また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。
【００２２】
本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、その駆動源であるモータ１２がラック５と同軸に配置された所謂ラック型のＥＰＳアクチュエータであり、モータ１２が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。尚、本実施形態のモータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、このモータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する。
【００２３】
本実施形態では、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。
【００２４】
次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。
【００２５】
本実施形態の駆動回路１８は、スイッチング素子としての複数のＦＥＴ１８ａ〜１８ｆを接続してなる。具体的には、駆動回路１８は、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の直列回路を並列に接続してなり、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、ＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各接続点１９ｕ，１９ｖ，１９ｗはそれぞれモータ１２の各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに接続されている。
【００２６】
即ち、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相に対応する３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータとして構成されている。そして、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態を規定するゲートオン／オフ信号となっている。
【００２７】
そして、それぞれのゲート端子に印加されるモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆがオン／オフし、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗへの通電パターンが切り替わることにより、車載電源（バッテリ）２０の直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換され、モータ１２へと出力されるようになっている。
【００２８】
また、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗが設けられている。本実施形態では、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、駆動回路１８内、詳しくは、並列接続されることによりモータ１２の各相に対応する上記３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ、即ちＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の低電位側（接地側、図２中下側）に設けられている。
【００２９】
本実施形態の各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、回路に対して直列接続された抵抗（シャント抵抗）の端子間電圧に基づき電流検出を行う公知の構成を有している。具体的には、その各抵抗は、上記各相に対応する各スイッチング素子対、即ち各組のＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆを並列接続する接続点１９Ｈ，１９Ｌのうちの接地側の接続点１９Ｌと接地側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆとの間において、回路に対して直列に接続されている。そして、本実施形態のマイコンは、所定のサンプリング周期、詳しくは、上記低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミング、即ちモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングにおいて（図９参照）、これら各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づき各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。
【００３０】
本実施形態のマイコン１７には、これらの各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwとともに、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖ、並びにモータ１２に設けられた回転角センサ２２により検出される同モータ１２の回転角（電気角）θが入力される。そして、マイコン１７は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、上記駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する。
【００３１】
詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）を決定し、当該アシスト力をモータ１２に発生させるべく、上記検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づく電流制御の実行により上記モータ制御信号を生成する。
【００３２】
具体的には、本実施形態のマイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算部２３と、電流指令値演算部２３により算出された電流指令値に基づいて、駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する制御信号出力手段としてのモータ制御信号出力部２４とを備えている。
【００３３】
電流指令値演算部２３は、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０に発生させるべき目標アシスト力を演算し、それに対応するモータトルクの制御目標値として電流指令値（Ｉq*）を演算する。具体的には、電流指令値演算部２３は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きな目標アシスト力を演算する。そして、電流指令値演算部２３は、その目標アシスト力に対応する電流指令値をモータ制御信号出力部２４に出力する。
【００３４】
一方、モータ制御信号出力部２４には、電流指令値演算部２３の出力する電流指令値とともに、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及びモータ１２の回転角θが入力される。ここで、本実施形態の電流指令値演算部２３は、モータ制御信号出力部２４に対し、その電流指令値として、ｑ軸電流指令値Ｉq*を出力する。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を出力する。
【００３５】
さらに詳述すると、図３に示すように、モータ制御信号出力部２４に入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、後述する電流選択処理部３１を介して３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりモータ１２の回転角θに基づくｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。そして、ｑ軸電流値Ｉqは、電流指令値演算部２３から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq*とともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流値Ｉdは、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）とともに減算器２６ｄに入力される。
【００３６】
各減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。そして、これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおいて、電流指令値演算部２３が出力するｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*に実電流値であるｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを追従させるべくフィードバック制御が行われる。
【００３７】
即ち、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。そして、その演算されたｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*が、回転角θとともに２相／３相変換部２８に入力されることにより、同２相／３相変換部２８において三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*が演算される。
【００３８】
次に、これら各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、ＰＷＭ変換部２９に入力され、同ＰＷＭ変換部２９において当該各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づく各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwが生成される。本実施形態では、これら各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwは、後述する電流検出補償制御部３２を介してＰＷＭ出力部３０に入力される。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄw（Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´）と三角波δ１，δ２との比較に基づきＰＷＭ出力部３０が演算するゲートオン／オフ信号（図９参照）、即ち上記各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態（オン／オフ作動）を規定する信号を生成し、モータ制御信号として出力する。
【００３９】
そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御信号出力部２４の出力するモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、モータ１２に対する駆動電力の供給を通じて、同モータ１２の作動を制御する構成となっている。
【００４０】
（電流検出補償制御）
次に、本実施形態における電流検出補償制御の態様を説明する。
上述のように、本実施形態のマイコン１７は、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗにおいて、その低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミングで各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。しかしながら、この場合、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定しないとすれば、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなることで、当該相の電流検出ができない場合が生ずることになる（図４参照、この例ではＤu＞Ｄmax時）。
【００４１】
そこで、本実施形態のマイコン１７は、各相に対応する低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの何れかのオン時間ｔ０が電流値の検出時間ｔsよりも短くなる場合には、当該ＦＥＴに対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて、その電流検出不能相の相電流値を推定する（ブラインド補正）。
【００４２】
詳述すると、図３に示すように、本実施形態では、上記モータ制御信号出力部２４には、電流選択処理部３１が設けられており、モータ制御信号出力部２４に入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw（Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´）は、この電流選択処理部３１を介して３相／２相変換部２５に入力される。また、当該電流選択処理部３１には、電流フィードバック制御の実行により演算された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に対応する各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄw（Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´）が入力されるようになっている。そして、同電流選択処理部３１は、その入力される各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの何れかの値が、当該相に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０よりも電流値の検出時間ｔsが短くなることを示すものとなった場合には、上記ブラインド補正を実行し、その演算された各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する。
【００４３】
具体的には、電流選択処理部３１は、入力される各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwと当該各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定すると仮定した場合における当該上限値Ｄmaxの値に相当する閾値Ｄthとを比較する。尚、この場合における上限値Ｄmaxの値とは、上述のように、電流値の検出時間ｔsを考慮して決定される値である（図９参照、例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間に相当する値）。そして、電流選択処理部３１は、この閾値Ｄthと各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwとの比較に基づいて、上記ブラインド補正を実行する。
【００４４】
さらに詳述すると、図５のフローチャートに示すように、電流選択処理部３１は、入力される各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうち最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが上記閾値Ｄthよりも大きいか否かを判定する（ステップ１０１）。そして、そのＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄth以下である場合（Ｄh≦Ｄth、ステップ１０１：ＮＯ）には、ブラインド補正を行なうことなく、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づき検出される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝Ｉu，Ｉv´＝Ｉv，Ｉw´＝Ｉw、ステップ１０２）。
【００４５】
一方、上記ステップ１０１において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄthよりも大きい場合（Ｄh＞Ｄth、ステップ１０１：ＹＥＳ）には、電流選択処理部３１は、先ず、そのＤＵＴＹ指示値ＤhがＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuであるか否かを判定する（ステップ１０３）。そして、ＤＵＴＹ指示値ＤhがＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuである場合（ステップ１０３：ＹＥＳ）、即ちＵ相が電流検出不能相である場合には、Ｖ相の相電流値Ｉv及びＷ相の相電流値Ｉwに基づいて、Ｕ相の相電流値Ｉu´の値を推定するブラインド補正を実行する。
【００４６】
尚、この場合におけるＵ相の相電流値Ｉu´の値は、「０」からＶ相の相電流値Ｉv及びＷ相の相電流値Ｉwを減算することにより求められる。そして、電流選択処理部３１は、このブラインド補正の実行により得られた各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝０−Ｉv−Ｉw，Ｉv´＝Ｉv，Ｉw´＝Ｉw、ステップ１０４）。
【００４７】
更に、上記ステップ１０３において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値ＤhがＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuではない場合（ステップ１０３：ＮＯ）、電流選択処理部３１は、続いて、そのＤＵＴＹ指示値ＤhがＶ相のＤＵＴＹ指示値Ｄvであるか否かを判定する（ステップ１０５）。そして、ＤＵＴＹ指示値ＤhがＶ相のＤＵＴＹ指示値Ｄvである場合（ステップ１０５：ＹＥＳ）、即ちＶ相が電流検出不能相である場合には、Ｕ相の相電流値Ｉu及びＷ相の相電流値Ｉwに基づいて、Ｖ相の相電流値Ｉv´の値を推定するブラインド補正を実行する（ステップ１０６）。
【００４８】
尚、この場合におけるＶ相の相電流値Ｉv´の値は、「０」からＵ相の相電流値Ｉu及びＷ相の相電流値Ｉwを減算することにより求められる。そして、電流選択処理部３１は、このブラインド補正の実行により得られた各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝Ｉu，Ｉv´＝０−Ｉu−Ｉw，Ｉw´＝Ｉw、ステップ１０４）。
【００４９】
また、上記ステップ１０５において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値ＤhがＶ相のＤＵＴＹ指示値Ｄvではない場合（ステップ１０５：ＮＯ）、電流選択処理部３１は、Ｗ相が電流検出不能相であると判定する。そして、Ｕ相の相電流値Ｉu及びＶ相の相電流値Ｉvに基づいて、Ｗ相の相電流値Ｉw´の値を推定するブラインド補正を実行する。
【００５０】
尚、この場合におけるＷ相の相電流値Ｉw´の値は、「０」からＵ相の相電流値Ｉu及びＶ相の相電流値Ｉvを減算することにより求められる。そして、電流選択処理部３１は、このブラインド補正の実行により得られた各相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を上記３相／２相変換部２５に出力する（Ｉu´＝Ｉu，Ｉv´＝Ｉv，Ｉw´＝０−Ｉu−Ｉv、ステップ１０７）。
【００５１】
さて、このようにブラインド補正を実行することにより、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時においても、三相全ての相電流値Ｉu´，Ｉv´，Ｉw´を求めることができる。しかしながら、こうしたブラインド補正による電流検出については、上述のように精度面での課題が残されている。即ち、その電流検出不能相以外の二相について、その相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームを構成する各ＦＥＴがオン／オフすることによって、その検出される二相の相電流値にノイズが混入してしまうのである。
【００５２】
この点を踏まえ、本実施形態のマイコン１７は、上記ブラインド補正による電流検出の実行時、当該ブラインド補正の基礎となる電流検出不能相以外の二相について、その相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するようなモータ制御信号を出力する。具体的には、ブラインド補正による電流検出時には、その電流検出不能相に対応したスイッチングアームにおいて、高電位側のＦＥＴがオン、低電位側のＦＥＴがオフの状態で保持されるようなモータ制御信号を出力する。そして、本実施形態では、これにより、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時においても、高精度の電流検出を担保する構成となっている。
【００５３】
詳述すると、図３に示すように、本実施形態では、上記モータ制御信号出力部２４には、電流検出補償制御部３２が設けられており、ＰＷＭ変換部２９において生成された各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwは、この電流検出補償制御部３２に入力される。そして、同電流検出補償制御部３２は、上記ブラインド補正による電流検出時には、その電流検出不能相に対応した高電位側のＦＥＴがオン、低電位側のＦＥＴがオフとなるように補正した後の各ＤＵＴＹ指示値Ｄu´，Ｄv´，Ｄw´をＰＷＭ出力部３０に出力する。
【００５４】
さらに詳述すると、図６のフローチャートに示すように、電流検出補償制御部３２は、ＰＷＭ変換部２９から入力された各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうち最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが上記の上限値Ｄmaxに相当する閾値Ｄthよりも大きいか否かを判定する（ステップ２０１）。
【００５５】
ここで、本実施形態の電流検出補償制御部３２は、このステップ２０１において、最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄthよりも大きい場合（Ｄh＞Ｄth、ステップ２０１：ＹＥＳ）、即ち、電流検出不能相の発生によりブランド補正による電流検出が実行されると判定した場合、次のステップ２０２において、その電流検出補償制御の適合判定を実行する。詳しくは、その最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhから各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwのうち中間値を示すＤＵＴＹ指示値Ｄmを減じた値（Ｄh−Ｄm）が、「１００」から上記閾値Ｄthを減じた値（１００−Ｄth）よりも大きいか否かを判定する（ステップ２０２）。
【００５６】
次に、電流検出補償制御部３２は、上記ステップ２０２において、その電流検出補償制御の実行条件に適合していると判定された場合（Ｄh−Ｄm＞１００−Ｄth、ステップ２０２：ＹＥＳ）には、電流検出不能相に対応した高電位側のＦＥＴがオン、低電位側のＦＥＴがオフとなるような電流検出補償制御を実行する。具体的には、各相のＤＵＴＹ指示値Ｄxに対して（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）、「１００」から最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhを減じた値を加算する（Ｄx´＝Ｄx＋（１００−Ｄh）、ステップ２０３）。
【００５７】
一方、ステップ２０１において最も大きな値を有するＤＵＴＹ指示値Ｄhが閾値Ｄth以下である場合（Ｄh≦Ｄth、ステップ２０１：ＮＯ）、又はステップ２０２において電流検出補償制御の実行条件に適合しないと判定した場合（Ｄh−Ｄm≦１００−Ｄth、ステップ２０２：ＮＯ）には、電流検出補償制御部３２は、このステップ２０３の処理を実行しない。そして、ＰＷＭ変換部２９から入力された各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを補正することなく、ＰＷＭ出力部３０へと出力する（Ｄx´＝Ｄx、ステップ２０４）。
【００５８】
即ち、例えば、図４に示す例では、上記ステップ２０３の演算により、電流検出不能相であるＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuを「１００」に引き上げることで、当該Ｕ相に対応するスイッチングアーム１８ｕについては、その高電位側のＦＥＴ１８ａがオン、低電位側のＦＥＴ１８ｄがオフとなった状態で保持される。つまり、ブラインド補正による電流検出時、電流検出不能相（Ｕ相）に対応する各ＦＥＴ１８ａ，１８ｄがオン／オフしないことで、当該電流検出不能相以外の二相（Ｖ，Ｗ）において検出される相電流値（Ｉv，Ｉw）へのノイズの混入を防止することができる。
【００５９】
そして、更に、電流検出不能相以外の残る二相（Ｖ，Ｗ相）のＤＵＴＹ指示値Ｄv，Ｄwについても、それぞれ、上記のように電流検出不能相であるＵ相のＤＵＴＹ指示値Ｄuを「１００」に引き上げた際の差分値ΔＤを加算する。つまり、電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が「１００」となるように、全てのＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを高電位側にシフトする。そして、これにより、電流検出不能相に対応するスイッチングアームのスイッチング状態を保持することによる各相の線間電圧への影響を相殺する構成となっている。
【００６０】
具体的には、本実施形態のマイコン１７は、駆動回路１８の出力電圧波形が、図７に示されるような周知の擬似三次高調波重畳正弦波となるようにモータ制御信号を出力することで、その電圧利用率の改善を図る構成となっている。そして、このような出力電圧波形を形成するモータ制御信号について、上記ステップ２０３に示される電流検出補償制御を適用することで、駆動回路１８の出力電圧波形は、図８に示されるように整形される。
【００６１】
即ち、電流検出不能相に対応するスイッチングアームのスイッチング状態を保持すべく、上記のように各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの全てについて、その引き上げのための差分値ΔＤ（図４参照）を加算する電流検出補償制御を実行することで、当該電流検出補償制御の実行領域αにおいては、各相の出力電圧が、それぞれ高電位側にシフトすることになる。つまり、擬似三次高調波の重畳と同様、その中性点を移動（ドリフト）させることで、当該電流検出補償制御の実行の有無を問わず、各相の線間電圧波形は一定となる。そして、本実施形態では、これにより、モータ１２の円滑な回転に影響を与えることなく、高精度の電流検出が可能な構成となっている。
【００６２】
以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）マイコン１７は、駆動回路１８において各相に対応する低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの何れかのオン時間ｔ０が相電流値の検出時間ｔsよりも短くなる場合には、当該ＦＥＴに対応する電流検出不能相以外の二相の相電流値に基づいて、その電流検出不能相の相電流値を推定する（ブラインド補正）。そして、そのブラインド補正による電流検出時には、当該ブラインド補正の基礎となる電流検出不能相以外の二相についての電流検出の際、その電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するようなモータ制御信号を出力する。
【００６３】
即ち、上記ブラインド補正の採用により、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗの低電位側に設けられた各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗによる電流検出のできない電流検出不能相が発生した場合においても三相全ての相電流値を検出することが可能になる。そして、その電流検出不能相以外の二相の相電流値を検出する際、電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持する、つまりその高電位側のＦＥＴをオン、低電位側のＦＥＴをオフとしたままにすることにより、そのスイッチングにより生ずるノイズの混入を防止することができる。従って、上記構成によれば、三相全てについての各相電流値の検出時間ｔsを確保するための各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの制限を廃しても、高精度の電流検出を担保することができる。その結果、より高いＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを使用して電圧利用率を向上させることができるようになる。
【００６４】
（２）マイコン１７は、ブラインド補正による電流検出時、その電流検出不能相に対応した高電位側のＦＥＴがオン、低電位側のＦＥＴがオフとなるように各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを補正する電流検出補償制御部３２を備える。そして、この電流検出補償制御部３２は、ブラインド補正による電流検出時には、電流検出不能相のＤＵＴＹ指示値が「１００」となるように、全てのＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを高電位側にシフトする。
【００６５】
上記構成によれば、その電流検出補償制御の実行領域においては、各相の出力電圧が、それぞれ高電位側にシフトする。即ち、その中性点を移動（ドリフト）させることで、当該電流検出補償制御の実行の有無を問わず、線間電圧波形は一定となる。その結果、モータの円滑な回転に影響を与えることなく、高精度の電流検出ができるようになる。
【００６６】
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明をＥＰＳアクチュエータ１０の駆動源であるモータ１２の作動を制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ１１に具体化した。しかし、これに限らず、ＥＰＳ以外の用途に適用してもよい。
【００６７】
・上記実施形態では、マイコン１７は、駆動回路１８の出力電圧波形が擬似三次高調波重畳正弦波となるようにモータ制御信号を出力することとした。しかし、このような擬似三次高調波重畳正弦波通電に限らず、通常の正弦波通電でも、正規の三次高調波重畳正弦波通電であってもよい。
【００６８】
・本実施形態では、モータ制御信号の生成過程において演算されるＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに基づいて、電流検出不能相の発生判定（図５及び図６参照、ステップ１０１，２０１）、及び当該電流検出不能相に対応したスイッチングアームのスイッチング状態を保持するための電流検出補償制御（図６参照、ステップ２０３）を実行することとした。しかし、これに限らず、例えば、その所定周期で実行される電流サンプリングのタイミングと各相のスイッチングアームのオン／オフタイミングとの比較に基づいて、電流検出不能相の発生判定、及び電流検出補償制御を実行する構成としてもよい。即ち、駆動回路１８を構成する高電位側のＦＥＴ１８ａ，１８ｂ，１８ｃの何れかがオフとなるタイミングが電流サンプリングの開始タイミング（＋マージン）と重なる場合には、当該相のスイッチングアームについては、そのスイッチング状態を保持する等としてもよい。
【００６９】
次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を記載する。
（付記１）請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、擬似三次高調波重畳正弦波通電を行なうべく、前記モータ制御信号を生成すること、を特徴とするモータ制御装置。
【００７０】
（付記２）請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、正弦波通電を行なうべく、前記モータ制御信号を生成すること、を特徴とするモータ制御装置。
【符号の説明】
【００７１】
１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、１８ａ〜１８ｆ…ＦＥＴ、１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ…スイッチングアーム、２０…車載電源、２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ…電流センサ、２３…電流指令値演算部、２４…モータ制御信号生成部、２９…ＰＷＭ変換部、３０…ＰＷＭ出力部、３１…電流選択処理部、３２…電流検出補償制御部、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、Ｖu，Ｖv，Ｖw…相電圧指令値、Ｄu，Ｄv，Ｄw，Ｄx，Ｄh，Ｄm…ＤＵＴＹ指示値、Ｄmax…上限値、Ｄth…閾値、ΔＤ…差分値、δ１，δ２…三角波、ｔ０…オン時間、ｔs…検出時間、ｔd…デッドタイム、α…実行領域。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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