(57)【要約】【課題】この発明ではＰＷＭ制御コンバータのキャリア周波数を可変にする時、複数のコンバータの動作状態を判別し、状態に応じて予め設定されているキャリア周波数を使用することにより、不要高調波成分の発生を抑制する。【解決手段】この発明では、交流を直流に変換する複数のコンバータと、前記複数のコンバータの複数のスイッチング素子のスイッチング動作を三角波キャリアと変調波との比較で生成したパルス幅変調出力により制御するＰＷＭ制御部と、前記複数のコンバータの各動作状態に応じて、前記キャリア周波数を変化させるキャリア周波数演算部を有する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流を直流に変換する複数のコンバータと、
前記複数のコンバータの複数のスイッチング素子のスイッチング動作を三角波キャリアと変調波との比較で生成したパルス幅変調出力により制御するＰＷＭ制御部と、
前記複数のコンバータの各動作状態に応じて、前記三角波キャリアのキャリア周波数を変化させるキャリア周波数演算部を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１記載の装置において、
前記キャリア周波数演算部は、前記複数のコンバータの状態判別結果に応じて、正常動作しているコンバータの前記キャリア周波数を予め決められたキャリア周波数に変化させることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１記載の装置において、
前記キャリア周波数演算手段は、前記複数のコンバータの状態判別結果に応じて、かつインバータの出力パワーが異常でない前記コンバータのキャリア周波数を変化させることを特徴とした電力変換装置。
【請求項４】
請求項１記載の装置において、
前記キャリア周波数演算手段は、前記複数のコンバータの状態判別結果を示すコンバータ群開放数に対応して複数の設定キャリア周波数を設定するテーブルを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１記載の装置において、
前記キャリア周波数演算手段は、前記複数のコンバータの状態判別結果を示すコンバータ群開放数と前記コンバータの交流側の出力電流値に対応して複数の設定キャリア周波数を設定するテーブルを有することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は電力変換装置に関するものであり、特に複数のコンバータをスイッチング制御するに際してキャリア周波数の変化や変動によりノイズが放出されるのを抑制するように工夫した装置である。
【背景技術】
【０００２】
交流電車システムでは、架線にかかる単相交流を、パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータによって、交流直流変換を行い、インバータおよびその負荷である主電動機に電力の供給を行っている。ＰＷＭコンバータの制御法は、一定周波数の三角波キャリアと変調波(正弦波)の比較により、パルス幅変調波信号を生成し、このパルス幅変調波信号に基づいて、ＰＷＭコンバータのスイッチ素子を制御する、いわゆるＰＷＭ制御法が広く適用されている。しかし、複数コンバータのうち1群を開放した場合は編成としての一定のキャリア周波数により生じる不要な高調波成分が増大してしまい、き電系統や通信回線に誘導障害を与える恐れがある。
【０００３】
このような問題を改善するための対応技術としては、不要な高調波成分を発生させないように、キャリア周波数を一定にせず、様々な周波数へと変化させることによって、高調波スペクトルを分散するＰＷＭ制御法が提案されている。
【０００４】
上記の技術を示した文献として特許文献１、２、３がある。特許文献１ではＰＷＭコンバータのキャリア周波数を可変にすることについて、一般論を述べているに過ぎない。特許文献２はキャリア周波数を時間的に変化させることを記載されている。また特許文献３は、異なるキャリア周波数を使用することを述べている。このとき電源電圧の絶対値に基づいて連続的に変化するキャリア周波数を演算する。
【特許文献１】特開平9-140165号公報
【特許文献２】特開2004-312922号公報
【特許文献３】特開2006-67638号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記した従来の技術を採用しても電力変換装置の周辺より不要高調波信号が発生することがあった。本発明者は従来の技術では抑圧することができない不要高調波信号の発生要因があることに着目した。
【０００６】
そこで本発明の目的は上記の事情に鑑みてなされたもので、ＰＷＭ制御コンバータのキャリア周波数を可変にする時、複数のコンバータの動作状態を判別し、状態に応じて予め設定されているキャリア周波数を使用することにより、不要高調波成分の発生を抑制することができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、交流を直流に変換する複数のコンバータと、前記複数のコンバータの複数のスイッチング素子のスイッチング動作を三角波キャリアと変調波との比較で生成したパルス幅変調出力により制御するＰＷＭ制御部と、前記複数のコンバータの各動作状態に応じて、前記キャリア周波数を変化させるキャリア周波数演算部を有する。
【発明の効果】
【０００８】
上記の手段によると、複数のコンバータの各動作状態に応じて、キャリア周波数を変化させて、高調波を設定し不要高調波が生じるのを抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
以下図面を参照して、この発明の実施の形態を説明する。図１は、本発明の第１実施例の概略構成を示すブロック図である。図２は図１のコンバータ１４ａの基本構成例を示す図である。図３は図１のキャリア周波数演算部１１６の構成例を示す図である。
【００１０】
図１から説明する。図ではコンバータ１４ａの１つの系統に符号を付して示しているが、複数のコンバータの系統がある。変電所より給電され、架線にかかる単相交流を、パンタグラフ１０から車輪１２の系路で集電する。この集電系路の主変圧器１３には、コンバータ１４ａが接続されている。更に、コンバータ１４ａの直流側の端子には、平滑のためのフィルタコンデンサ１５ａと主電動機１７ａを駆動するVVVFインバータ１６ａが接続されている。ここで、コンバータ１４ａの負荷は、インバータ１６ａおよび主電動機１７ａである。
【００１１】
コンバータ１４ａはコンバータ制御部１１１により制御される。コンバータ制御部１１１は、コンバータスイッチング回路に用いるスイッチング素子の導通状態を制御するものである。
【００１２】
コンバータ制御部１１１の入力は、電圧検出器１００によって検出された架線電圧Ｖｓと、電流検出器１９ａによって検出されたコンバータ１４ａの交流側の電流である出力電流Ｉｓと、電圧検出器１８ａによって検出されたフィルタコンデンサ１５ａの端子電圧Ｖｄである。
【００１３】
コンバータ制御部１１１において、電圧制御演算部１１３には、フィルタコンデンサ１５ａの電圧Ｖｄが入力される。電圧制御演算部１１３は、例えば電圧Ｖｄと目標値指令する直流指令基準電圧Ｖｄｒｅｆとの差に応じた振幅の電流Ｉｓｒｅｆを出力する。この電流Ｉｓｒｅｆの変化は、電圧Ｖｄの変化に対応する。電流Ｉｓｒｅｆは、基準電流として電流制御演算部１１４に入力される。ここで
Ｉｓｒｅｆ＝（Ｋｐｄｃ＋Ｋｉｄｃ／ｓ）×（Ｖｄｒｅｆ−Ｖｄ）
Ｋｐｄｃ：直流電圧制御の比例ゲイン
Ｋｉｄｃ：直流電圧制御の積分ゲイン
ｓ：ラプラス演算子
である。
【００１４】
電流制御演算部１１４には、位相演算部１１２から位相θs信号が入力される。この位相演算部１１２は、電圧検出器１００によって検出された架線電圧Ｖｓに基づき、周知の単相ＰＬＬ技術により、電源電圧の位相θsを算出し、その位相θｓに位相同期した位相θｓ信号を出力する。本実施例では、位相θsの零点は、電源電圧が負から正になるゼロクロス点であると定義する。
【００１５】
位相θs信号は、電流演算部１１４に入力される。電流演算部１１４は、位相θs信号と電流Ｉｓｒｅｆとの乗算を行い、一旦、位相θｓ信号の周波数を持つ検出電流Ｉｓｄｅｔを作成する。次に電流制御演算部１１４は、コンバータ１４ａの交流側の出力電流Ｉｓと、検出電流Ｉｓｄｅｔの振幅差に応じた制御電圧Ｖｃｒｅｆを出力する。ここで
Ｉｓｄｅｔ＝Ｉｓｒｅｆ×ｓｉｎ（θｓ）
Ｖｃｒｅｆ＝Ｋｐ×（Ｉｓｄｅｔ−Ｉｓｒｅｆ）
である。
【００１６】
上記の電流制御演算部１１４は、コンバータ電流制御を行い、フィルタコンデンサ１８ａの電圧Ｖｄとその目標値である直流電圧指令Ｖｄｒｅｆとの偏差が零になるように、コンバータ出力電圧指令としての制御電圧Ｖｃｒｅｆを制御する。この制御電圧Ｖｃｒｅｆは、ＰＷＭ演算部１１５に入力される。ＰＷＭ演算部１１５には、さらにキャリア位相演算部１１７から位相制御された三角波キャリアが入力される。
【００１７】
ところでキャリア位相演算部１１７には、キャリア周波数演算部１１６からキャリア周波数ｆｃの信号が入力している。
【００１８】
キャリア位相演算部１１７は、キャリア周波数演算部１１６の出力であるキャリア周波数ｆｃに基づき、式（１）のようにキャリアの位相θcarを算出している。
【数１】
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【００１９】
キャリア位相演算部１１７では、キャリア位相θcarに基づき、このキャリア位相に対応した前記三角波キャリアを発生し、ＰＷＭ演算部１１５に供給している。ＰＷＭ演算部１１５は、コンバータ出力電圧指令値Ｖｃに一致した出力電圧がコンバータから得られるようにコンバータへのゲート制御信号を三角波比較ＰＷＭ制御により生成している。
【００２０】
従来の複数のＰＷＭコンバータでは、それぞれに割り当てられているキャリア周波数ｆｃは一定となっている。しかしながら編成としてキャリア位相θcarは位相差をとっているため、コンバータが1群開放した場合には出力電流にはキャリア周波数成分のリプルが大きくなり、き電系統や通信回線に誘導障害を与える恐れがある。
【００２１】
つまり通常は複数のコンバータが正常に動作している状態において、それぞれのキャリア周波数とそのキャリア位相を設定しているが、複数のコンバータの１つが何らかの要因で停止された場合、残りのコンバータで運転が行われる。このような場合には設定されたキャリア周波数が維持されると、特定周波数の高調波成分が増大し、き電系統や通信回線に誘導障害を与える恐れがある。
【００２２】
そこで本実施例のポイントはキャリア周波数演算部１６において、複数のコンバータの状態に応じて予め設定したキャリア周波数を発生し、上記の誘導障害を抑制できるようにしている。その詳細を以下に説明する。
【００２３】
まず、複数のコンバータの状態、例えば停止状態がコンバータ状態検出部２００により検出される。コンバータは素子の破壊あるいは対応する負荷の状況によっては自動的に停止される場合がある。コンバータ状態検出部２００からのコンバータ開放群数ＣＯＶｎは、キャリア演算部１１６に情報として入力される。今、この段階でこのコンバータ制御部１１１に対応するコンバータ１４ａは、正常運転されているものとする。
【００２４】
図２はコンバータ１４ａの基本構成例を示している。例えば、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ（以下ＩＧＢＴと略称）を用いて構成している。即ち、ＩＧＢＴ３１，３２が直列接続され、ＩＧＢＴ３３，３４が直列接続される。そしてこの直列回路が並列接続され、ＩＧＢＴ３１、３３のコレクタがフィルタコンデンサ１５ａのプラス端子に接続され、ＩＧＢＴ３２，３４のエミッタがフィルタコンデンサ１５ａのマイナス端子に接続される。そしてＩＧＢＴ３１−３４の各ゲート電極には、ゲート回路４１−４４がそれぞれ接続され、各トランジスタのターンオン、ターンオフタイミングを制御することができる。ゲート回路４１−４４にはＰＷＭ制御演算部１１５から制御パルスが供給される。
【００２５】
図３はキャリア周波数演算部１１６の構成を示す。ｆｃ選定テーブル１１８では、全コンバータの群開放数ＣＯＶｎによってｆｃが切替わる構成となっている。編成としては全n群からなるコンバータにおいて、コンバータ開放数0からn-1までのｆｃ出力パターンが予め設定されており、コンバータ開放群数ＣＯＶｎによって選定される。この選定されたｆｃは、現在の正常使用コンバータ数に対して、もっとも上記の誘導障害を抑制できるように計算されたキャリア周波数である。
【００２６】
交流電車システムでは、コンバータ１４ａから架線へと流出する電流高調波の制約上（信号系の制御を行う軌道回路がある）、電源周波数の整数倍（同期）の成分は許容できるため、例えば、式(２)のｎはコンバータ群開放数としてもよい。
【数２】
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【００２７】
ただし、Tは電源電圧の周期[sec]、t0は任意の時刻[sec]である。t0は任意の時刻であるので、例えば、電源電圧がゼロクロスする時刻[sec]として考えてもよい。
【００２８】
上記した実施形態によると、複数のコンバータの各動作状態に応じて、キャリア周波数を変化させて、高調波を設定し不要高調波が生じるのを抑制することができる。
【００２９】
この発明は上記の実施の形態に限定されるものではない。図４はこの発明の他の実施の形態である。図１の構成と重複する部分の説明は省略し、異なる部分を説明する。この実施の形態は、電流検出器１９ａによって検出されたコンバータ１４ａの交流側の電流である出力電流Ｉｓがキャリア周波数演算部１１６にも入力されている。
【００３０】
このときのキャリア周波数演算部１１６は、図５に示すような構成となっている。一般的にインバータのパワー制限はコンバータ入力電流検出器１９ａで検出した出力電流Isによって決定している。コンバータ開放群数が変わらずにインバータパワー制限をしないとコンバータスイッチング損失が増加してしまうため、インバータパワー制限の条件としての上記Isにさらにコンバータ開放群数ＣＯＶｎを加える。Isの値が大きくなるにつれて、また、ＣＯＶｎの値が増えるにつれて、ｆｃの値が大きくなるようなｆｃ選定表１１８を使用する。
【００３１】
例えば、Is(m)はm, Kを任意の整数とし
Km≦Is(m)≦K(m+1)               (3)
を満たす値とする。ここで、ｎ,ｍは正の整数であるから、式(２)のｎを式(４)のようにｎ＋ｍと置き換えても良い。
【数３】
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【００３２】
したがってこの考え方は、複数のコンバータの状態の判別結果に応じて、かつインバータの出力パワーが異常でないコンバータのキャリア周波数を変化させることである。
【００３３】
通常の運転において、あるキャリア周波数から特定のキャリア周波数へ上昇させたときコンバータスイッチング損失は増加するが、上記からインバータパワー制限をすることによって損失は抑制されているため、コンバータキャリア周波数を上昇させることができる。
【００３４】
また、コンバータキャリア周波数を上昇させることによって、特定周波数の高調波成分を抑制することができる。
【００３５】
なお、この発明は、上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態に亘る構成要素を適宜組み合せてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】この発明の一実施の形態を示す構成説明図である。
【図２】図１のコンバータの基本構成例を示す図である。
【図３】図１のキャリア周波数演算部１１６の構成例を示す図である。
【図４】この発明の他の実施の形態を示す構成説明図である。
【図５】図４のキャリア周波数演算部１１６の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００３７】
１０・・・パンタグラフ、１２・・・車輪、１３・・・主変圧器、１４ａ・・・コンバータ、１５ａ・・・フィルタコンデンサ、１６ａ・・・VVVFインバータ、１７ａ・・・主電動機、１８ａ・・・電圧検出器、１９ａ・・・電流検出器、１００・・・電圧検出器、１１１・・・コンバータ制御部、１１２・・・位相演算部、１１３・・・電圧制御演算部、１１４・・・電流制御演算部、１１５・・・ＰＷＭ演算部、１１６・・・キャリア周波数演算部、１１７・・・キャリア位相演算部、２００・・・コンバータ状態検出部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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