(57)【要約】【課題】送信信号に既知信号系列を付加して受信機の回路規模を低減させ、また更に一部回路を流用することで回路規模を削減することが可能な光通信用システムのための光通信用送信機、光通信用受信機を提供する。【解決手段】送信信号の振幅と位相に情報を載せて伝送するコヒーレント光通信を行い、受信側で送信信号に対して周波数領域等化による等化処理を行う光通信用システムのための光通信用送信機であって、前記送信信号を送信する送信手段が、通信開始時に連続した受信機側での受信機初期同期捕捉用の第１の既知信号系列(PilotＡ)を前記送信信号に挿入する第１の信号処理手段と、受信機側での同期追尾用に前記送信信号の間に周期的に第２の既知信号系列(PilotＢ)を挿入する第２の信号処理手段とを備えた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号の振幅と位相に情報を載せて伝送するコヒーレント光通信を行い、受信側で送信信号に対して周波数領域等化による等化処理を行う光通信用システムのための光通信用送信機であって、
前記送信信号を送信する送信手段が、
通信開始時に連続した受信機側での受信機初期同期捕捉用の第１の既知信号系列を前記送信信号に挿入する第１の信号処理手段と、
受信機側での同期追尾用に前記送信信号の間に周期的に第２の既知信号系列を挿入する第２の信号処理手段と、
を備えたことを特徴とする光通信用送信機。
【請求項２】
送信信号の振幅と位相に情報を載せて伝送するコヒーレント光通信を行い、受信側では、送信信号に対してＦＤＥによる等化処理を実施する偏波多重伝送を行う光通信用システムのための光通信用送信機であって、
前記送信信号を送信する各偏波毎の送信手段が、
通信開始時に連続した受信機側での受信機初期同期捕捉用の第１の既知信号系列を前記送信信号に挿入する第１の信号処理手段と、
受信機側での同期追尾用に前記送信信号の間に周期的に第２の既知信号系列を挿入する第２の信号処理手段と、
を備えたことを特徴とする光通信用送信機。
【請求項３】
前記第１の既知信号系列は、系列長Ｎ(Ｎは自然数)の既知信号系列の繰り返し信号であることを特徴とする請求項１または２に記載に光通信用送信機。
【請求項４】
前記第２の既知信号系列は、系列長Ｎの既知信号系列に、既知信号系列の末尾から、通信時の遅延分散に相当する系列長Ｌ(Ｌは自然数(Ｌ≦Ｎ))の長さの信号系列を切り出し、前記系列長Ｎの既知信号系列の先頭に付加したものであることを特徴とする請求項１または２に記載の光通信用送信機。
【請求項５】
前記第１の信号処理手段が前記第１の既知信号系列を、系列長Ｎの既知信号系列をＭ回繰り返した系列長Ｎ×Ｍの信号系列と(Ｎ，Ｍは自然数)、系列長Ｎの既知信号系列を繰り返えし乗算するか、または前記信号系列と既知信号系列が１と０で示されるバイナリ系列である場合には前記信号系列と既知信号系列の排他的論理和を演算して得ることを特徴とする請求項１または２に記載の光通信用送信機。
【請求項６】
送信信号の振幅と位相に情報を載せて伝送するコヒーレント光通信を行い、受信側で送信信号に対して周波数領域等化による等化処理を行う光通信用システムのための光通信用受信機であって、
送信信号を受信して周波数領域等化と送信信号に含まれる既知信号系列との相関演算を行う受信手段または偏波多重伝送を行う場合の各偏波毎の受信手段が、
受信信号に離散フーリエ変換を行う前記周波数領域等化にも用いる離散フーリエ変換手段と、
前記離散フーリエ変換後の既知信号系列に、送信された既知信号系列を離散フーリエ変換した周波数領域の既知信号系列のレプリカ信号を乗算する乗算手段と、
乗算後の既知信号系列に対して離散逆フーリエ変換を行う前記周波数領域等化にも用いる離散逆フーリエ変換手段と、
離散逆フーリエ変換後の信号から既知信号系列の受信タイミングを検出して前記離散フーリエ変換手段への入力を制御するタイミング検出・制御手段と、
を備えたことを特徴とする光通信用受信機。
【請求項７】
前記離散フーリエ変換後の送信信号から周波数領域等化用の重み系数を演算して離散フーリエ変換後の送信信号に積算する重み系数演算・積算手段と、
前記タイミング検出・制御手段で検出された既知信号系列の受信タイミングに基づいて、既知信号系列と送信された既知信号系列と同じ系列のレプリカ信号の時間領域における複素乗算を開始する演算手段と、
を備えたことを特徴とする請求項６に記載の光通信用受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、送信信号の振幅と位相に情報を載せて伝送するコヒーレント光通信を行い、受信側で送信信号に対して周波数領域等化による等化処理を行う光通信用システムのための光通信用送信機および光通信用受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば下記特許文献に開示された偏波多重光送受信システム等に係る次世代光通信では、更なる高速伝送に向けて、従来の強度変調ではなく、送信信号の振幅と位相に情報を載せる多値変復調技術が注目されている。光通信網は主に長距離伝送に用いられるが、偏波モード分散ＰＭＤ(Polarization Mode Dispersion)や、波長分散ＣＤ(Chromatic Dispersion)による波形歪が問題になる。
【０００３】
同様に多値変復調技術が実用化されている陸上移動体無線通信においても、多重位相伝播路に起因する周波数選択性フェージングによる波形歪が問題になっており、その対策として等化技術が検討されている。近年、無線通信で用いられた等化技術を光通信に適用する検討が進められている。特に高速伝送時にも比較的回路規模を削減できる等化技術に周波数領域等化技術ＦＤＥ(Frequency Domain Equalization)が注目されている。
【０００４】
光通信では長距離伝送による波形広がりの増大に伴い、受信機において時間領域で等化に要するＦＩＲフィルタの段数も増大する。ＦＩＲフィルタは畳み込み演算であるため、ＦＩＲフィルタの段数がＮ倍されると処理量はＮ２のオーダで増大する。これに対してＦＤＥは周波数領域で等化を実施するため、時間領域の畳み込み演算は周波数領域の乗算で処理可能であり、ＤＦＴ(Discrete Fourier Transformation)、ＩＤＦＴ(Inverse DFT)の実装が必要であるが回路規模の削減が可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−２６３５９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで従来、受信データにＤＦＴを実施する場合、受信データが不連続であるために、遅延分散に応じたＣＰ(Cyclic Prefix)を周期的に付加してＤＦＴに問題無いようにデータの連続性を一部保持する方法がとられる。この場合にはＣＰを付加することによるデータスループットの低下が問題になる。そのため、ＣＰを付加しなくても連続性を失わないようにＤＦＴ出力から所望のＤＦＴ長のデータを切り出す方法も検討されている。そのため、実効ＤＦＴ長は回路に実装したＤＦＴ長よりも短縮されることになる。つまり実効ＤＦＴ長以上のＤＦＴを実装する必要があり、この方法ではＤＦＴの回路規模が増大してしまう問題がある。
【０００７】
特に、ＤＦＴの実装には回路規模が小さいＦＦＴ(Fast Fourier Transformation)で実装する場合が多いが、比較的実装が容易なＦＦＴは入力信号数が２のべき乗になるため、上記ＤＦＴ処理を実施するためには、想定の入力信号数の倍の大きさを持つＦＦＴを実装する必要がある。
【０００８】
また、受信機側ではサンプリング定理を満たすために、シンボルレートの２倍以上でサンプリングを実施する。シンボル同期前にＦＤＥを動作させる場合には更にオーバサンプリング数倍の入力信号数を持つＦＦＴが必要になる。
【０００９】
この発明は、送信信号に既知信号系列を付加することで、受信機の回路規模を低減することを可能にし、また更に、一部回路を流用することで、回路規模を削減することが可能な光通信用システムのための光通信用送信機および光通信用受信機を提供することを目的する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
この発明は、送信信号の振幅と位相に情報を載せて伝送するコヒーレント光通信を行い、受信側で送信信号に対して周波数領域等化による等化処理を行う光通信用システムのための光通信用送信機であって、前記送信信号を送信する送信手段が、通信開始時に連続した受信機側での受信機初期同期捕捉用の第１の既知信号系列を前記送信信号に挿入する第１の信号処理手段と、受信機側での同期追尾用に前記送信信号の間に周期的に第２の既知信号系列を挿入する第２の信号処理手段と、を備えたことを特徴とする光通信用送信機等にある。
【発明の効果】
【００１１】
この発明では、送信信号に既知信号系列を付加することで、受信機の回路規模を低減することを可能にし、また更に、一部回路を流用することで、回路規模を削減することが可能な光通信用システムのための光通信用送信機および光通信用受信機を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】この発明による光通信用システムのための送信機にて通信開始時から伝送する送信信号の一例を示す図である。
【図２】この発明の実施の形態１における光通信用送信機の構成の一例を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態１における光通信用受信機の構成の一例を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態２における光通信用送信機の構成の一例を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態３における光通信用受信機の構成の一例を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態４における光通信用送信機の構成の一例を示す図である。
【図７】この発明による光通信用システムのための送信機にて通信開始時から伝送する送信信号の別の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
この発明において、送信側でデータ信号系列以外に既知信号系列を送信する機能を持ち、受信機側ではＦＤＥ用のＦＦＴ、ＩＤＦＴ回路を用いて、周波数領域で既知信号系列と既知信号系列のレプリカの相関演算を実施する。送信側で受信機初期同期捕捉用シーケンスとして既知信号系列を伝送する場合には、データ検波前に周波数領域における既知信号系列との相関演算を実施することで、初期同期を獲得する。また、既知信号系列の相関演算結果から周波数偏差推定、位相推定、伝送路推定を実施する。伝送路情報はＦＤＥの重み係数演算に使用する。
偏波多重を実施する場合には、偏波毎に異なる既知信号系列を挿入することで、同様に既知信号系列の相関演算結果より偏波毎のタイミング情報、周波数偏差、位相を得る。
伝送路情報はＦＤＥの重み係数演算に使用する。
【００１４】
既知信号系列との相関演算をＦＤＥと共用のＦＦＴ、ＩＦＦＴを用いて実施するため、別途相関器を用意する必要が無く、回路規模を削減することができる。
既知信号系列との相関演算結果から、ＦＦＴ開始タイミングを検出することが可能であり、必要以上に入力信号数が多いＦＦＴを用意する必要が無く、回路規模を削減することが可能である。また、既知信号系列との相関演算結果から周波数偏差・位相の推定が可能である。
偏波多重を実施する場合には、偏波毎に異なる既知信号系列を挿入することで、同様に既知信号系列の相関演算結果より偏波毎のタイミング情報、周波数偏差、位相を得ることが可能である。
伝送路情報はＦＤＥの重み係数演算に使用することが可能である。
同期をブラインド動作で取得するより回路規模を削減することが可能である。
【００１５】
以下、この発明による光通信用システムのための送信機および受信機を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。
【００１６】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１による光通信用システムを説明する。この発明では、送信信号の振幅と位相に情報を載せて伝送するコヒーレント光通信において、受信機では、前記送信信号に対してＦＤＥによる等化処理を実施する構成に適用する。
【００１７】
図１はこの発明による光通信用システムのための送信機にて通信開始時から伝送する送信信号の一例を示す。送信開始時は受信機の初期タイミング捕捉と受信機周波数偏差の補正を実施するために既知信号系列(Pilot信号)を送信する。この構成では、受信機ＦＤＥ用のＦＦＴ回路の入力信号数をＮ(Ｎは２のべき乗)とすると、既知信号系列は既知系列長Ｎ(Ｎは自然数)の繰り返し信号である。既知信号系列は直交Ｍ系列、直交Gold符号等のＰＮ(Pseudo Noise)系列である。既知信号系列送信後にデータ(データ信号系列)伝送を開始する。データ送信開始後は、受信機のタイミング追尾、周波数偏差・位相追尾のために定期的に既知信号系列を挿入する。前者の受信機が初期同期捕捉に使用する既知信号系列をPilot Ａ、受信機の同期追尾に使用する既知信号系列をPilot Ｂとする。Pilot ＢはＦＦＴ実施時に既知信号系列の連続性を保持するために系列長Ｎの既知信号系列の後ろＬサンプル(系列長Ｌの信号系列)を既知信号系列の先頭に付加してＬ＋Ｎ長の系列とする(Ｌは自然数、Ｌ≦Ｎ)。なお、Ｌが通信時の遅延分散に相当する時間長を有する。
【００１８】
この実施の形態１における光通信用送信機の構成の一例を図２に示す。マッピング部２０１は、送信データ(ビット系列)をＩＱ複素平面にマッピングする。例えばＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調方式に合わせてマッピングする。セレクタ２０２は、データ信号とPilot信号の切り替えを実施する。セレクタ２０２の切り替え動作により、上述の既知信号系列Pilot Ａ、Pilot Ｂを生成する。Pilot信号１生成部２０３は、時間領域の既知信号系列を生成する。既知信号系列であるためＲＯＭ(Read Only Memory)に格納しておくことも可能である。Ｄ／Ａ変換器２０４(ａ)，２０４(ｂ)は、ディジタル信号をアナログ信号に変換する。ＥＯ変換器２０５(ａ)，２０５(ｂ)は、電気信号を光信号に変換する。光発振器２０６は、光直交変調用の源振レーザである。光Ｉ／Ｑ変調器２０７は、光発振器２０６の周波数でＥＯ変換器２０５(ａ)，２０５(ｂ)からの光信号に直交変調を実施して出力する。
【００１９】
またこの実施の形態１における光通信用受信機の構成の一例を図３に示す。Ａ／Ｄ変換器３０１は、光フロントエンドから入力されるアナログ信号をディジタル信号に変換する。なお、光フロントエンドの前段には送信機からの光信号を受けてアナログの電気信号に変換するＯＥ変換器等(図示省略)が設けられている。周波数変換部３０２は、ディジタル信号をベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換器３０１の入力がＩＦ(Intermediate Frequency)信号であれば、周波数変換部３０２にて直交復調することで複素信号Ｉ／Ｑ(In-Phase/Quadrature Phase)になる。また、Ａ／Ｄ変換器３０１を２つ持ち、ＡＤ入力端で既にＩ／Ｑ信号にする構成も可能である。図３の実線は複素信号を示す。
【００２０】
タイミング制御部３０３は、後述する後段の回路により検出してＦＦＴ開始タイミングに合わせてＦＦＴ入力信号を遅延させる機能を有する。ＦＦＴ回路３０４は、入力信号数ＮのＦＦＴであり、高速フーリエ変換を実施する。複素乗算器３０５は、周波数領域等化を実施するために計算した周波数領域の重み係数との複素乗算を行う。セレクタ３０６は、送信信号中のデータ信号(データ信号系列)とPilot信号(既知信号系列)を切り替える。重み係数演算部３０７は、データ信号またはPilot信号からＦＤＥ用の重み係数を演算する。重み係数の演算にはＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)アルゴリズムや、ＬＭＳ(Least Mean Square)アルゴリズムが用いられる。ＩＦＦＴ回路３０８は、逆フーリエ変換を実施する。セレクタ３０９は、セレクタ３０６同様にデータ信号とPilot信号を切り替える。複素乗算器３１０は、ＰＮコードレプリカ(周波数領域)生成器３１１(ＰＮコードレプリカ(周波数領域)を格納したＲＯＭ(Read Only Memory)でも可)の生成したＰＮコードレプリカ(周波数領域)との複素乗算を行う。タイミング検出部３１２は、Pilot信号のＩＦＦＴ結果からデータ送信開始タイミングと、ＦＦＴ開始タイミングを検出する。周波数偏差検出部３１３は、Pilot信号のＩＦＦＴ結果から周波数偏差を検出して周波数変換部３０２に出力する。
【００２１】
なお、この発明の各セレクタはそれぞれ予め定められた信号又は状態で切り替えを行う機能を有するものとする(以下同様)。
【００２２】
この実施の形態１における動作について説明する。送信機は通信開始時にPilot Ａの送信を開始する。Pilot ＡのＰＮコードを所定の回数繰り返した後にデータ伝送を開始する。
【００２３】
受信機側では、セレクタ３０６がＰＮコードレプリカ(周波数領域)生成器３１１の生成したＰＮコードレプリカとの複素乗算部３１０側、セレクタ３０９がタイミング検出部３１２側に設定された初期状態にあり、信号の初期捕捉を開始する。想定通りPilot Ａが到来していれば、ＩＦＦＴ出力でＰＮコードの自己相関波形が観測でき、そのピーク値を閾値判定することで信号を検出する。この機能はタイミング検出部３１２にて実施する。
【００２４】
また、タイミング検出部３１２にて自己相関波形のピーク位置からＦＦＴ開始タイミングを取得し、周波数偏差検出部３１３にて自己相関波形の位相から周波数偏差を検出する。タイミング検出部３１２にて、信号検出用閾値を超える相関波形を所定の回数・期間観測することでデータ送信開始タイミングを検出し、ＦＦＴ開始タイミングとデータ送信開始タイミングを合わせてデータの処理を開始する。データの処理開始時は、セレクタ３０６がＦＤＥ用重み係数との複素乗算部３０５側、セレクタ３０９がＬＬＲ(Log Likelihood Ratio)計算側に設定される。
【００２５】
ＦＤＥによる同期検波後のデータはＬＬＲ部(図示省略)に出力されて対数尤度比が計算された後、復号処理部(図示省略)で復号処理される。なお、初期同期捕捉用シーケンスPilot Ａの挿入は必須では無く、同期追尾用のPilot Ｂのみでも、捕捉に時間を要するが、同期獲得は可能である。
【００２６】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２による光通信用システムを説明する。この実施の形態２における光通信用送信機の構成の一例を図４に示す。上記実施の形態と同一もしくは相当部分は同一符号で示し説明を省略する(以下同様)。図４では図２に示す実施の形態１とはPilot信号１生成部(ＲＯＭ１)２０３の構成が異なる。図４において、４０１はショートコード生成部、４０２はロングコード生成部であり、乗算器４０３(ａ)，４０３(ｂ)はショートコードとロングコードを乗算してPilot信号を生成する。
【００２７】
実施の形態２では上記構成により、上記実施の形態１におけるPilot Ａを、系列長Ｎの既知信号系列をＭ回繰り返した系列長Ｎ×Ｍ(Ｎ，Ｍは自然数)のロングコード(信号系列)に、系列長Ｎのショートコード(既知信号系列)を繰り返し乗算した信号系列にし、ロングコード送信後にデータ送信を開始する。受信機側の構成は基本的に図３に示したものと同じであり、受信機側で処理中のロングコードの位相からデータの送信開始を検出する。また，ショートコードとロングコードが０と１のバイナリ系列であれば，上記の乗算は排他的論理和になる。
【００２８】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３における光通信用システムを説明する。この実施の形態３における光通信用受信機の構成の一例を図５に示す。図５では図３に示す光通信用受信機に以下の回路を追加する。複素乗算器５０１は、タイミング制御後のＰＮコードレプリカ(時間領域)と受信信号(Pilot信号)を複素乗算する。セレクタ５０２は、Pilot信号を受信するタイミングで複素乗算器５０１側に設定(切り替え)される。セレクタ５０２の切り替えタイミングは、タイミング検出部３１２が検出したＦＦＴ開始タイミングに基づいて設定される。ＰＮタイミング制御部５０３は、複素乗算器５０１において、ＰＮコードを受信信号に乗算するタイミングを制御する。そのタイミングはタイミング検出部３１２から与えられる。５０４はＰＮコードレプリカ(時間領域)生成器(ＰＮコードレプリカ(時間領域)を格納したＲＯＭ(Read Only Memory)でも可)である。なおＲＯＭで構成する場合、ＰＮコードレプリカ(時間領域)をＲＯＭ３１１に一緒に格納してもよい。また、送信機側の構成は基本的に図２、４に示した上記実施の形態いずれかのものでよい。
【００２９】
この実施の形態３における動作について説明する。実施の形態３では実施の形態１で示した手段によりＦＦＴ開始タイミングを取得後は、セレクタ３０６をＦＤＥ用重み係数との複素乗算部３０５側に設定し、Pilot信号受信中には、上記複素乗算器５０１、ＰＮタイミング制御部５０３、ＰＮコードレプリカ(時間領域)生成器５０４を動作させる。この動作により、ＦＤＥ用の重み係数演算部３０７はPilot変調パターンが解かれたPilot信号部分で重み係数演算が可能であり、重み係数演算部３０７の処理量を低減することができる。
【００３０】
実施の形態４．
この発明の実施の形態４による、特に偏波多重伝送を行う光通信用システムを説明する。この実施の形態４における光通信用送信機の構成の一例を図６に示す。図６に示すように、基本的に図１に示した実施の形態１の送信系を２系統持つ構成になる。各偏波毎に図１の送信系を設けるが、ここでは２つの偏波の場合を示す。セレクタ７０１は、偏波毎にマッピングする送信データを選択する。Pilot信号２生成部７０３(ＲＯＭで構成可能)はPilot信号１生成部２０３とは異なるPilot信号を生成する。Pilot信号１生成部２０３とPilot信号２生成部７０３で、プリファードペア(より良好な組合せ)の関係にある同一の原始多項式２つから、一方の原始多項式の初期シフト量のみを変更して生成できる２つのGold符号を割り当てること等を行う。また、受信機側の構成は基本的に、例えば図３、５に示した上記実施の形態いずれかの構成のものを各偏波毎に設けたものでよい。
【００３１】
この実施の形態４における動作について説明する。実施の形態４は光通信では偏波多重を、また無線通信に応用した場合には、偏波多重を含むＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)環境を前提とする。図７に示すように、２つの送信系列を偏波多重する際に、各Pilot信号は、異なるＰＮコードを乗算することで、受信機側ではPilot信号の区間で容易に偏波分離が可能になる。例えば、Pilot信号にプリファードペアの関係にある同一の原始多項式２つから、一方の原始多項式の初期シフト量のみを変更して生成できる２つのGold符号を偏波毎のPilot信号に割り当てることで、偏波分離が可能である。分離後のPilot信号により、偏波毎の伝送路推定、周波数偏差推定、位相推定やタイミング推定が容易になる。
【００３２】
受信機側のＡ／Ｄ変換器(３０１)はサンプリング定理を満たすために２倍以上のオーバサンプリングを実施する場合があるが、その場合は、ＦＦＴ入力信号数が２Ｎになり、倍の入力信号数を持つＦＦＴを実装する必要がある。受信データの検波処理を開始する以前に、Pilot信号によるＦＦＴ開始タイミングを検出することで、サンプリング周波数を１／２にデシメーションすることが可能であり、ＦＦＴの回路規模を削減することができる。
【００３３】
なお、以上の各実施の形態において、上記の各ＦＦＴ回路、ＩＦＦＴ回路はそれぞれＤＦＴ回路、ＩＤＦＴ回路に置き換えることが可能である(ＤＦＴ回路、ＩＤＦＴ回路はそれぞれＦＦＴ回路、ＩＦＦＴ回路を包含するものである)。また、以上の各実施の形態は光通信への適用を前提として説明されているが、電波による無線通信への適用も可能である。さらに、この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの実施の形態の可能な組み合わせを全て含む。
【００３４】
なお、各実施の形態において、第１、第２の信号処理手段が、セレクタ２０２，Pilot信号１生成部２０３，ショートコード生成部４０１，ロングコード生成部４０２，乗算器４０３(ａ)，４０３(ｂ)，Pilot信号２生成部７０３等で構成される。また、離散フーリエ変換手段が、ＦＦＴ回路３０４やＤＦＴ回路で構成される。また、離散フーリエ変換後の既知信号系列に送信された既知信号系列を離散フーリエ変換した周波数領域の既知信号系列のレプリカ信号を乗算する乗算手段が、複素乗算器３１０で構成される。また、離散逆フーリエ変換手段が、ＩＦＦＴ回路３０８やＩＤＦＴ回路で構成される。また、離散逆フーリエ変換後の信号から既知信号系列の受信タイミングを検出して離散フーリエ変換手段への入力を制御するタイミング検出・制御手段が、タイミング検出部３１２，タイミング制御部３０３で構成される。また、離散フーリエ変換後の送信信号から周波数領域等化用の重み系数を演算して離散フーリエ変換後の送信信号に積算する重み系数演算・積算手段が、重み系数演算部３０７，複素乗算器３０５で構成される。そして、タイミング検出・制御手段で検出された既知信号系列の受信タイミングに基づいて、既知信号系列と送信された既知信号系列と同じ系列のレプリカ信号の時間領域における複素乗算を開始する演算手段が、複素乗算器５０１，セレクタ５０２，ＰＮタイミング制御部５０３，ＰＮコードレプリカ(時間領域)生成器５０４で構成される。
【符号の説明】
【００３５】
２０１  マッピング部、２０２  セレクタ、２０３  Pilot信号１生成部、２０４(ａ)，２０４(ｂ)  Ｄ／Ａ変換器、２０５(ａ)，２０５(ｂ)  ＥＯ変換器、２０６  光発振器、２０７  光Ｉ／Ｑ変調器、３０１  Ａ／Ｄ変換器、３０２  周波数変換部、３０３  タイミング制御部、３０４  ＦＦＴ回路、３０５  複素乗算器、３０５  複素乗算部、３０６  セレクタ、３０７  重み係数演算部、３０８  ＩＦＦＴ回路、３０９  セレクタ、３１０  複素乗算器、３１１  ＰＮコードレプリカ(周波数領域)生成器、３１２  タイミング検出部、３１３  周波数偏差検出部、４０１  ショートコード生成部、４０２  ロングコード生成部、４０３(ａ)，４０３(ｂ)  乗算器、５０１  複素乗算器、５０２  セレクタ、５０３  ＰＮタイミング制御部、５０４  ＰＮコードレプリカ(時間領域)生成器、７０１  セレクタ、７０３  Pilot信号２生成部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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