(57)【要約】【課題】それぞれ異なる周波数のローカル信号を出力するローカル信号生成回路の消費電力が、ローカル信号の中で最も高い周波数を有する信号を増幅するためにローカル信号生成回路の中に設けられた増幅回路が消費する電力の影響で増加していた。【解決手段】ローカル信号の中で最も高い周波数を有する信号が発振部より出力されてから選択回路に入力されるまでの伝搬距離を、他のローカル信号が発振部より出力されてから選択回路に入力されるまでの伝搬距離よりも短くした。これにより、ローカル信号生成回路全体で消費する電力を低減することができる。【選択図】図４
2010283681.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数を有する第１のローカル信号を出力する第１の発振部と、
前記第１の周波数より高い周波数である第２の周波数を有する第２のローカル信号を出力する第２の発振部と、
前記第２の周波数より高い周波数である第３の周波数を有する第３のローカル信号を出力する第３の発振部と、
前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれを選択的に出力する選択回路と、
を有し、
前記第１のローカル信号が前記第１の発振部より出力されてから前記選択回路に入力されるまでに伝搬する距離である第１伝搬距離、および、前記第２のローカル信号が前記第２の発振部より出力されてから前記選択回路に入力されるまでに伝搬する距離である第２伝搬距離、のそれぞれよりも、前記第３のローカル信号が前記第３の発振部より出力されてから前記選択回路に入力されるまでに伝搬する距離である第３伝搬距離が短いことを特徴とするローカル信号生成回路。
【請求項２】
前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれは、位相が互いに異なる複数の信号を含むことを特徴とする請求項１に記載のローカル信号生成回路。
【請求項３】
前記第１のローカル信号に含まれる第１の信号を伝搬する第１信号配線と、前記第１のローカル信号に含まれ前記第１の信号とは位相が異なる第２の信号を伝搬すると共に前記第１信号配線と隣接して設けられた第２信号配線と、の間隔よりも、前記第２のローカル信号に含まれる第３の信号を伝搬すると共に前記第１信号配線と隣接して設けられた第３信号配線と前記第１信号配線との間隔が広いことを特徴とする請求項２に記載のローカル信号生成回路。
【請求項４】
前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれは、位相が互いに異なる４相の信号であることを特徴とする請求項２に記載のローカル信号生成回路。
【請求項５】
前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれは、シールド配線に挟まれた領域を伝搬することを特徴とする請求項１に記載のローカル信号生成回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はローカル信号生成回路に関し、特に周波数ホッピングを用いた通信を行うにあたってそれぞれ異なる周波数を有する複数のローカル信号を出力するローカル信号生成回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレスＵＳＢ（Universal Serial Bus）などのＵＷＢ（Ultra Wide Band）規格の通信方式を用いる機器では、周波数に関して広い帯域の信号（例えば３ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）を複数のグループに分割し、例えばそのグループ中のひとつに含まれる複数の周波数帯域（バンド）を用いて通信を行う。この概念を図１を用いて説明する。図１では、帯域の中心周波数が３４３２ＭＨｚから１０２９６ＭＨｚまでの広い周波数帯域に分布しており、各帯域が複数のバンドグループに属している様子が示されている。例えばバンドグループ１は、中心周波数が３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚである三つのバンドを含む。同様にして、バンドグループ２ないし６も、それぞれ異なる中心周波数を有するバンドを含んでいる。ワイヤレスＵＳＢでは、例えばあるひとつのバンドグループに含まれる３つのバンドを用いて通信を行う。具体的には、通信における変調および復調においてダイレクトコンバージョン方式を用い、アンテナから受信する信号および送信する信号と同じ周波数を有する信号（これをローカル信号という）をミキサによってミキシングして周波数の変換を行う。例えば受信においてはアンテナからの信号をベースバンドの帯域に変換することで復調を行う。一方、送信においては、アンテナに出力すべき信号をベースバンドの帯域から高周波の信号に変換することで変調を行う。
【０００３】
詳細には、アンテナから受信する信号あるいはアンテナを介して送信される信号は、送信される時点ごとに周波数が切り替わる。すなわち、周波数ホッピング方式を用いて通信が行われる。例えば今、通信に図１のバンドグループ６を使用しているとする。この場合、アンテナから送信される信号あるいはアンテナから受信する信号は、中心周波数が７６５６ＭＨｚのバンド、中心周波数が８１８４ＭＨｚのバンド、あるいは中心周波数が８７１２ＭＨｚのバンドに属する周波数を有することになり、アンテナから送信される信号あるいは受信される信号は、定められた周波数ホッピングパターンに基づいて、その周波数が切り替わる。
【０００４】
アンテナから送受信される信号に関してダイレクトコンバージョン方式を使用している場合には、周波数ホッピングパターンに合わせて、ローカル信号の周波数も切替える必要がある。例えばアンテナから受信した信号がバンドグループ６におけるバンド９、すなわち中心周波数７６５６ＭＨｚのバンドに属する場合には、ローカル信号の周波数を７６５６ＭＨｚにする必要がある。また、受信した信号がバンドグループ６におけるバンド１０、すなわち中心周波数が８１８４ＭＨｚのバンドに属する場合には、ローカル信号の周波数を８１８４ＭＨｚにする必要がある。
【０００５】
以上、説明したように、変調や復調を行うためにはローカル信号が必要となる。そのため、送受信の回路においてはローカル信号を生成するローカル信号生成回路が設けられている。このようなローカル信号生成回路が、特許文献１に開示されている。図２は、特許文献１に示されているローカル信号生成回路を示している。係るローカル信号生成回路２００はｎ個のＰＬＬ発振器を有しており、設定信号Ｆ１ないしＦｎのそれぞれによって、ＰＬＬのそれぞれの分周器が設定され、各ＰＬＬは基準クロック２０４に基づき信号を出力する。そして、各ＰＬＬ発振器が出力する信号を、選択回路２０５が切替える。
【０００６】
また、下記に示す特許文献２ないし５、非特許文献１および２のそれぞれにも、上記技術と関連する技術が開示されている。なお、特許文献２および３は、本願の出願時においては公開されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開平０２−０６７０３１号公報
【特許文献２】特願２００６−２１９７８９号公報
【特許文献３】特願２００８−０２８３８３号公報
【特許文献４】特開平０６−１６９２４５号公報
【特許文献５】特表平０９−５１１６３９号公報
【非特許文献１】IEEE 2007 CICC 13-2 ”Wide Lick-Range, Low Phase-Noise PLL using Interpolative Ring-VCO with Coarse Frequency Tuning and Frequency Linearization” NEC
【非特許文献２】ISSCC 2009 24.2 ”A 65nm CMOS Inductorless Triple-Band-Group WiMedia UWB PHY” NXP Semiconductors/ST-NXP Wireless
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、上述したワイヤレスＵＳＢのように、図１のようなＵＷＢを用いて通信を行う場合、あるひとつのバンドグループに属するバンド内、最も低い中心周波数を有するバンドと最も高い中心周波数を有するバンドとでは、中心周波数の差が大きくなる。例えば図１の例では、バンドグループ６において係る中心周波数の差は１０５６ＭＨｚにもなっている。図２に示された特許文献１におけるローカル信号生成回路２００では各ＰＬＬがそれぞれ信号を出力し、選択回路２０５がPLLのそれぞれからの信号を選択的に出力しているが、PLLのそれぞれから出力される信号は、選択回路２０５に到達するまでに振幅が減衰する。そしてその振幅の減衰量は、信号が有する周波数が大きいほど、増加する。これは、半導体集積回路において係るローカル信号生成回路を設けるにあたっては、PLLと選択回路２０５を接続する配線と基板との間に不可避な寄生容量が存在し、係る配線を伝搬する信号の周波数が大きいほど、係る寄生容量を介して基板側にリークする成分が増加するからである。
【０００９】
ところで、上述したようなダイレクトコンバージョン方式を変調や復調に使用する場合、選択回路２０５の出力は、アンテナから受信された信号やアンテナから送信すべき信号を受けるミキサと接続され、係るミキサは選択回路２０５から出力された信号も受けることになる。一方、送受信機のシステムを設計する場合、ミキサに入力されるローカル信号の振幅がある値以上なければならないということが設計上の規格として決まっていることが多い。このような場合、ローカル信号生成回路に含まれPLLから出力されると共に選択回路２０５が選択した信号の振幅がミキサに到達するまでに減衰したとしても、係る信号が当該ミキサに入力される段階において規格で定められている値以上の振幅を有していることを保障しなければならない。
【００１０】
しかし、上述したような周波数ホッピング方式を用いてダイレクトコンバージョンを行う場合、例えば図２のローカル信号生成回路２００では、各PLLが出力する信号の周波数を異なるものにする必要があるので、各PLLが出力する信号のそれぞれは選択回路２０５に到達するまでに振幅が減衰する量が異なることになる。そのため、通常、各PLLの出力段よりも後にそれぞれ必要な利得を有する増幅器を設けることが行われる。これにより、周波数ごとに異なる振幅の減衰を吸収し、ミキサの入力段において所定値以上の利得が求められるという規格を満たすことを保障する。
【００１１】
しかし、使用するバンドグループに含まれるそれぞれのバンドの中心周波数のそれぞれは大きく異なる。したがって、この方法では、バンドグループ内で最も大きな中心周波数を有するバンドに対応するローカル信号を増幅する増幅器の増幅率を、他の増幅器に比べて大きくせざるを得ないという状況が発生する。設計において、最も大きな中心周波数に対応するローカル信号を増幅する増幅器の増幅率を他の増幅器に比べて大きくすると、その増幅器が消費する電力が増大する。そうすると、この最も大きな中心周波数を有するローカル信号に対応する増幅器の消費電力の増大の影響を大きく受けて、ローカル信号生成回路が全体として消費する電力が増加してしまう。上記特許文献１は、単にｎ個ｎＰＬＬを用いたローカル信号生成回路を開示しているに過ぎず、上記したような解決すべき技術的な課題が存在する。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の一態様に係るローカル信号生成回路は、第１の周波数を有する第１のローカル信号を出力する第１の発振部と、前記第１の周波数より高い周波数である第２の周波数を有する第２のローカル信号を出力する第２の発振部と、前記第２の周波数より高い周波数である第３の周波数を有する第３のローカル信号を出力する第３の発振部と、前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれを選択的に出力する選択回路と、を有し、前記第１のローカル信号が前記第１の発振部より出力されてから前記選択回路に入力されるまでに伝搬する距離である第１伝搬距離、および、前記第２のローカル信号が前記第２の発振部より出力されてから前記選択回路に入力されるまでに伝搬する距離である第２伝搬距離、のそれぞれよりも、前記第３のローカル信号が前記第３の発振部より出力されてから前記選択回路に入力されるまでに伝搬する距離である第３伝搬距離が短い。
【００１３】
すなわち、本発明では、少なくとも三つのローカル信号のうちで最も周波数が高い第３のローカル信号の選択部までの伝搬距離が、他のローカル信号の伝搬距離よりも短いため、第３のローカル信号の利得の減衰が低減される。これは、第３のローカル信号が伝搬する配線の長さが短くなり、配線長に起因して増大する、配線と基板との間の寄生容量が小さくなるからである。係る寄生容量が小さくなれば、容量のインピーダンスは容量値に反比例するため、基板へリークする電流成分が減少する。このローカル信号生成回路の構成をとる場合には、第１のローカル信号および第２のローカル信号に対しての増幅器の増幅率は、従来技術と比較して増加させる必要がある。しかし、送受信機のシステムを設計する場合においては第３のローカル信号に対する増幅器の増幅率を大きくすることが、他のローカル信号に対する増幅率を増加させることよりもローカル信号生成回路の電力の増加に対して大きく影響するため、第１および第２ローカル信号に対する増幅率が増加したとしても、ローカル信号生成回路全体として見れば、消費する電力が減少することになる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明では、ローカル信号生成回路が消費する電力を低減することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】UWBにおけるバンドグループの概念図である。
【図２】従来技術におけるローカル信号生成回路を示す図である。
【図３】本実施の形態におけるシステムの構成を模式的に示したである。
【図４】本実施の形態におけるローカル信号生成回路を示す図である。
【図５】本実施の形態における信号配線の様子を示す図である。
【図６】本実施の形態におけるローカル信号生成回路に含まれる選択回路を示す図である。
【図７】別の実施の形態に係るローカル信号生成回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（第１の実施の形態）
以下、図面を参照して、本発明に係る実施の形態を説明する。図３は、本実施の形態に係る通信装置３００の構成を示している。通信装置は受信回路３１３と送信回路３１４をそれぞれ含む。受信動作においては、アンテナ３０１は通信装置３００に対応する別の通信装置から送信された信号を受信する。送受切替回路３０２は、アンテナ３０１から出力された信号を低雑音増幅回路３０３に出力する。低雑音増幅回路３０３は受信した信号を所定の増幅率で増幅し、直交変調回路３０４に差動の信号を出力する。直交復調回路３０４は内部にミキサを含み、ローカル信号発生回路３１２から供給される互いに９０度位相が異なるＩ位相とＱ位相の差動信号（ローカル信号）と、低雑音増幅回路３０３から出力される信号を乗算することでアンテナが受信した信号をベースバンドの周波数帯域のＩ信号とＱ信号に変換する。なお、図３では分かりやすさのため、差動信号を示すために信号線を送受信回路のそれぞれに複数本記載することは行っていない。
【００１７】
ローカル信号生成回路３１２は、直交復調回路３０４および直交変調回路３１０のそれぞれにローカル信号を出力する。ローカル信号を出力するタイミングは、デジタルベースバンド回路３０７から通知される。受信時には、デジタルベースバンド回路３０７は、受信信号のフレームに含まれるプリアンブルの情報に基づいて、ローカル信号生成回路３１２がローカル信号を出力するタイミングを知り、ローカル信号生成回路３１２にローカル信号を出力するタイミングと周波数について指示を送る。一方、送信時には、デジタルベースバンド回路３０７は、送信信号を変調するためにローカル信号生成回路３１２がローカル信号を出力するタイミングと周波数を決定し、係るタイミングをローカル信号生成回路３１２に通知する。
【００１８】
直交復調回路３０４はベースバンド帯域に変換した信号を受信可変増幅回路３０５に出力し、受信可変増幅回路３０５は入力された信号を増幅する。そしてＡＤコンバータ３０６は入力されたベースバンド帯域のアナログ信号の振幅をデジタル値に変換して、デジタルベースバンド回路３０７に出力する。デジタルベースバンド回路３０７は、入力されたデジタル信号に対して所定の処理を行う。
【００１９】
一方、送信回路３１３に関しては、まず、デジタルベースバンド回路３０７がアンテナ３０１から送信すべき情報を示すデジタル信号をＤＡコンバータ３０８に出力する。ＤＡＣ３０８は入力されたデジタル信号を位相が互いに９０度ことなるＩ位相とＱ位相のベースバンド帯域のアナログ信号（ベースバンド信号）に変換して送信可変増幅回路３０９に出力する。送信可変増幅回路３０９は入力された信号を所定の増幅率で増幅し直交変調回路３１０に出力する。
直交変調回路３１０は内部にミキサを有し、ローカル信号生成回路３１２から入力されるＩ位相とＱ位相のローカル信号と送信可変増幅回路３０９から入力されるＩ位相とＱ位相のべースバンド信号をミキサで乗算することで変調を行い送信波を生成する。なお、直交変調回路３１０に入力されるＩ位相とＱ位相のローカル信号のそれぞれは、直交復調回路３０４に入力されるローカル信号はと同様に差動信号であるが、図３においては分かりやすさのため差動信号を示すために送受信回路のそれぞれに信号線を複数本記載することは行っていない。
【００２０】
直交変調回路３１０は変調後の高周波の信号を送信増幅回路３１１に出力し、送信増幅回路３１１は入力された信号を送受切替回路３０２に出力する。送受切替回路３０２は送信を行う場合には送信増幅回路３１１からの信号をアンテナ３０１に出力する。アンテナは送受切替回路３０２からの信号を空間に放射する。
【００２１】
以下、図３の通信装置３００におけるローカル信号生成回路３１２に関して説明していく。図４は、本実施の形態に係るローカル信号生成回路３１２の詳細を示した図である。ローカル信号生成回路３１２は、基準周波数を有する基準信号を出力する水晶発振器４０８を有する。ＰＬＬシンセサイザＰＬＯ  ４０１、ＰＬＯ  ４０２、ＰＬＯ  ４０３は、それぞれ基準信号に基づいて、周波数Ｆ２、周波数Ｆ３、周波数Ｆ１の信号をそれぞれ出力する。ここで、周波数Ｆ１が、これら三つの周波数の中で最も周波数が低く、周波数Ｆ２は周波数Ｆ１よりも周波数が高く、周波数Ｆ３は周波数Ｆ２よりも周波数が高く、三つの周波数の中で最も周波数が高い。例えば図１のＵＷＢを例にとれば、バンドグループ６において、周波数Ｆ１が７６５６ＭＨｚであり、周波数Ｆ２が８１８４ＭＨｚであり、周波数Ｆ３が８７１２ＭＨｚとなる。ＰＬＯ４０１は基準信号を位相比較器ＰＦＤで受け取り、ループフィルタＬＰＦを介して電圧制御発振器ＶＣＯにて係る基準信号を逓倍した信号を出力するＰＬＬを基本としているが、さらに、２分周器にて、位相が互い９０度ことなるＩ信号とＱ信号、そして係るＩ信号と逆位相のＩＢ信号、Ｑ信号と逆位相のＱＢ信号を出力している。この２分周期の動作については、上述した先行技術文献の特願２００８−０２８３８３に詳細に記述されている。一方、２分周器は、ＶＣＯが出力した信号の周波数を２分の１にして、Ｎ２分周期に出力する。Ｎ２分周器は受け取った信号をＮ２分の１にして位相比較器ＰＦＤに出力する。位相比較器ＰＦＤは、入力された信号と基準信号との位相差とを比較して、ＶＣＯの出力する信号の周波数を一定にする役割を担う。また、Ｉ、ＩＢ、Ｑ、ＱＢは増幅器にて増幅され、高周波の信号としてＰＬＯ４０１から出力される。誤差信号をＬＰＦに出力する。
【００２２】
以上はＰＬＯ４０１の説明であるが、ＰＬＯ４０２、ＰＬＯ４０３も同様である。ただし、ＰＬＯ４０２は分周器の分周率がＮ２とは異なりＮ３であり、ＰＬＯ４０３は分周器の分周率がＮ２およびＮ３とは異なりＮ１である点がＰＬＯ４０１との差分である。ＰＬＯ４０１、ＰＬＯ４０２、ＰＬＯ４０３はそれぞれ分周器の分周率が違うため、それぞれが出力する信号の周波数もＦ２、Ｆ３、Ｆ１となり異なる。
【００２３】
図５は、ＰＬＯ４０１、ＰＬＯ４０２、ＰＬＯ４０３のそれぞれから出力される４相の信号を伝搬する信号線を示す模式的に示す図である。４相の信号線の内、Ｉ、ＩＢを挟み込むようにシールド配線Ａ、Ｂが設けられている。また、信号Ｑ、ＱＢを挟み込むようにシールド配線Ｂ、Ｃが設けられている。シールド配線Ａ、Ｂ、Ｃはそれぞれ半導体集積回路におけるグランド配線と接続されている。Ｉ，ＩＢは高周波の信号であるため、寄生容量を介して基板にリークする。また、Ｉ、ＩＢは、隣接する配線Ｑ，ＱＢとの間の寄生容量を介して、Ｑ，ＱＢに向かって流れこんでしまう。そこで、シールド配線Ａ、Ｂを図５に示すようにＩ，ＩＢを挟み込むように設けると、Ｉ、ＩＢが寄生容量を介してシールド配線Ａ、Ｂに流れ込むものの、シールド配線Ａ、Ｂからグランドに抜けるため、Ｑ，ＱＢの信号配線に伝搬することを防止できる。すなわち、言い換えれば、Ｉ，ＩＢとＱ，ＱＢとの間のアイソレーションを高めることができる。Ｑ，ＱＢを挟みこむようにシールド配線Ｂ、Ｃが設けられていることも、同様に、Ｉ，ＩＢとのアイソレーションを高めるためである。言い換えると、Ｉ，ＩＢ、はシールド配線ＡおよびＢに挟まれた領域を伝搬することになる。同様に、Ｑ，ＱＢ、はシールド配線ＢおよびＣに挟まれた領域を伝搬することになる。さらに言えば、Ｉ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢはシールド配線ＡおよびＣに挟まれた領域を伝搬する。一方、シールド配線Ａ、Ｉ、ＩＢ、シールド配線Ｂ、Ｑ、ＱＢ、シールド配線Ｃは、配線と配線の間隔が実質的に等間隔で、かつ、各々の配線長が極力等しくなるように配置されている。これは、それぞれの信号配線間で同じ値の寄生容量が生じるようにするためである。それぞれの配線を等間隔にし、それぞれの配線長を極力等しくすることで、互いの信号の位相差が保たれるようにしている。また、本来は、ＩとＩＢの間およびＱとＱＢの間にもシールド配線を設けることが好ましいが、回路面積の観点から、ここでは設けていない。
【００２４】
図４に戻って、ＰＬＯ４０１から出力される周波数Ｆ２の４相の信号を伝搬する信号配線と、ＰＬＯ４０２から出力される周波数Ｆ３の４相の信号を伝搬する信号配線の間には、領域Ａ２が設けられている。この領域Ａ２は、一例として、半導体の基板が露出する領域である。または、基板上にＧＮＤ電位に接続されたメッシュ状の配線を敷き詰めている場合には、メッシュ状の配線が露出する領域である。ＧＮＤ電位に接続されたメッシュ状の配線を基板上に敷き詰めることで、メッシュ配線面が高周波的には抵抗が半導体基板より極端に小さい良好なＧＮＤ面となり、上層を通過する配線は基板面との間の寄生容量を正確に定義できるので、設計上での解析が行いやすいというメリットがある。
領域Ａ２が、ＰＬＯ４０１から出力される周波数Ｆ２の４相の信号を伝搬する信号配線と、ＰＬＯ４０２から出力される周波数Ｆ３の４相の信号を伝搬する信号配線の間に設けられることで、それぞれの信号配線が隣接することなく一定の距離を保つことができる。そのため、これらの信号配線間のアイソレーションが高まり、信号の品質が向上する。また、この場合、領域Ａ２の面積が極力大きくなるようにすると、よりアイソレーションが向上する。この領域Ａ２によって、ＰＬＯ４０１から出力される信号に含まれる第１の信号（例えばＱ信号）を伝搬する第１信号配線と、この第１信号とは位相が異なる第２の信号（例えばＱＢ信号）を伝搬すると共に第１信号配線と隣接して設けられた第２信号配線と、の間隔よりも、ＰＬＯ４０２から出力される信号に含まれる第３の信号（例えばＩ信号）を伝搬すると共に前記第１信号配線と隣接して設けられた第３信号配線と前記第１信号配線の間隔が広くなる。これによりアイソレーションが向上する。
【００２５】
同様に、ＰＬＯ４０２から出力される周波数Ｆ３の４相の信号を伝搬する信号配線と、ＰＬＯ４０３から出力される周波数Ｆ１の４相の信号を伝搬する信号配線の間には、領域Ａ１が設けられている。この領域Ａ１は、一例として、半導体の基板が露出する領域である。または、基板上にＧＮＤ電位に接続されたメッシュ状に配線を敷き詰めている場合には、メッシュ状の配線が露出する領域である。領域Ａ１が、ＰＬＯ４０２から出力される周波数Ｆ３の４相の信号を伝搬する信号配線と、ＰＬＯ４０３から出力される周波数Ｆ１の４相の信号を伝搬する信号配線の間に設けられることで、それぞれの信号配線が隣接することなく一定の距離を保つことができる。そのため、これらの信号配線間のアイソレーションが高まり、信号の品質が向上する。また、この場合、領域Ａ１の面積が極力大きくなるようにすると、よりアイソレーションが向上する。この領域Ａ１によって、ＰＬＯ４０２から出力される信号に含まれる第４の信号（例えばＱ信号）を伝搬する第４信号配線と、この第４信号とは位相が異なる第５の信号（例えばＱＢ信号）を伝搬すると共に第４信号配線と隣接して設けられた第５信号配線と、の間隔よりも、ＰＬＯ４０３から出力される信号に含まれる第６の信号（例えばＩ信号）を伝搬すると共に前記第４信号配線と隣接して設けられた第６信号配線と前記第４信号配線の間隔が広くなる。これによりアイソレーションが向上する。
【００２６】
ＰＬＯ４０１ないし４０３のそれぞれから出力された４相の信号は、選択回路４０６に入力される。選択回路４０２は制御回路４０７から出力される選択信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に基づいて、ＰＬＯ４０１ないし４０３のそれぞれから出力された４相の信号の内のどの４相信号を出力するかを選択し、選択した４相信号を図３における直交復調回路３０４が有するミキサおよび直交変調回路３１０が有するミキサに出力する。係る選択回路４０６が出力した信号が、ダイレクトコンバージョンに用いられるローカル信号となる。制御回路４０７は受信する、例えば２ビットの信号ＦＨが示す値に応答して、Ｓ１ないしＳ３の論理のアクティブ、非アクティブを切替える。この信号ＦＨは、図３におけるデジタルベースバンド回路３０７がローカル信号生成回路３１２にローカル信号を出力するタイミングを指示する信号である。これにより、受信時には周波数ホッピング方式に基づいて周波数が時間の経過に応じて変化する受信信号をベースバンド帯域に変換することができる。また、送信時には、周波数ホッピング方式に基づいて周波数が時間の経過に応じて変化する変調波を生成することができる。
【００２７】
ここで、本実施の形態では、三つの周波数Ｆ１ないしＦ３の中で、最も高い周波数Ｆ３を有する信号が発振部であるＰＬＯ４０２より出力され選択回路４０６に入力されるまでに伝搬する距離（請求項における第３伝搬距離に対応）が、
ＰＬＯ４０１より出力され周波数Ｆ２を有する信号が選択回路４０６に入力されるまでに伝搬する距離（請求項における第２伝搬距離）およびＰＬＯ４０３より出力され周波数Ｆ１を有する信号が選択回路４０６に入力されるまでに伝搬する距離（請求項における第１伝搬距離）よりも短いように、各ＰＬＯがレイアウトされている。
【００２８】
各ＰＬＯから出力される信号は、信号配線を介して選択回路４０６に到達するが、その際、信号配線と半導体基板との間の寄生容量を介して基板にリークする電流成分が存在するため、振幅が減衰する。その振幅の減衰量は、それぞれの配線長を同じとし、寄生容量の値が配線長に比例すると考えると、周波数が高い信号ほど顕著になる。これは、容量のインピーダンスが周波数に反比例するからである。そこで、本実施の形態では、三つの周波数の内、最も高い周波数Ｆ３を有する信号が、選択回路４０６に到達するまでに伝搬する距離を他の信号より短くすることで、周波数Ｆ３を有する信号の振幅の減衰量を極力、抑えるようにする。こうすることで、ＰＬＯ４０２に設けられた増幅器、すなわち４相信号を増幅する増幅器の利得を従来技術に比べて低減させることができる。そうすると、ＰＬＯ４０２の増幅器が消費する電力が低減される。一方で、ＰＬＯ４０１およびＰＬＯ４０３が出力する信号、すなわち周波数Ｆ２および周波数Ｆ１を有する信号は、選択回路４０６に至るまでに伝搬する距離が長くなるため、寄生容量を介してリークする電流成分が増加し、振幅の減衰量が増加する。そのため、ＰＬＯ４０１およびＰＬＯ４０３が出力する４相信号のそれぞれを増幅する増幅器の利得は、従来技術に比べて高く設定しなければならない場合がある。しかし、ローカル信号生成回路３１２のＰＬＯのそれぞれに設けられた増幅器が消費する電力の合計は、最も高い周波数Ｆ３を有する信号を増幅する増幅器が消費する電力の影響が最も大きい。そのため、周波数Ｆ３が有する信号を増幅する増幅器が消費する電力を低減することで、従来技術と比較して、ローカル信号生成回路３１２の全体で消費する電力の低減につながる。
【００２９】
次に、選択回路４０６について説明する。図６は、係る選択回路４０６を詳細に示す図である。選択回路４０６は、第１のスイッチ部６０１と、第２のスイッチ部６０２と、第３のスイッチ部６０３と、出力部６１０とを含んでいる。第１ないし第３のスイッチ部のそれぞれに含まれるトランジスタは、例えばＭＯＳトランジスタであり、同じ役割を果たすトランジスタ同士のパラメータは全て同じ値になるように統一されている。また、第１ないし第３のスイッチ部のそれぞれは抵抗やキャパシタを含んでいるが、抵抗の値およびキャパシタの値のそれぞれは同じ値になるよう統一されている。
【００３０】
第１のスイッチ部６０１は周波数Ｆ１を有する４相信号、すなわちＩ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受け、第２のスイッチ部６０２は周波数Ｆ３を有する４相信号、すなわちＩ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受け、第３のスイッチ部６０３は、周波数Ｆ２を有する４相信号、Ｉ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受ける。第１のスイッチ部ないし第３のスイッチ部は、受ける信号の周波数が異なるが、それぞれの動作は共通しているため、第１のスイッチ部６０１について説明する。
【００３１】
第１のスイッチ部６０１は４つの入力端子を有し、４相の信号、Ｉ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受ける。これら４相の信号は、第１のスイッチ部６０１に設けられた直流成分除去部６０９に入力される。直流成分除去部６０９は、キャパシタＣ１，Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を有しており、それぞれのキャパシタは４相信号のそれぞれに含まれる直流成分を除去する。
【００３２】
直流成分除去部６０９によって直流成分が除去された４相信号のそれぞれは、抵抗部６０８に入力される。この抵抗部６０８は、抵抗Ｒ１，Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４をそれぞれ有する。これらの抵抗は次に説明する差動増幅部６０７のＭＯＳトランジスタのゲートにバイアス電位ＶＢ１を与え、これらのＭＯＳトランジスタが差動アンプとして動作する役目を果たす。また、これらの抵抗が仮にないとすると、ＩとＩＢ、ＱとＱＢがそれぞれ短絡してしまい、差動増幅部６０７のＭＯＳトランジスタのゲートに信号が伝達されないため、スイッチとして機能しないことになる。
【００３３】
差動増幅部６０７は、複数のＭＯＳトランジスタを有している。ここでは、全てのＭＯＳトランジスタがＮ型の伝導型であるとし、差動増幅部６０７はＮ型のＭＯＳトランジスタを複数備えているとして説明する。ＭＯＳトランジスタＮＭ７、ＮＭ８、ＮＭ９、ＮＭ１０はそれぞれゲートにて４相の信号を受け取る。ＮＭ７はＩ信号を受け、ＮＭ８はＩＢ信号を受け、ＮＭ９はＱＢ信号を受け、ＮＭ１０はＱ信号を受け取る。ＮＭ７とＮＭ８のゲートには、互いに位相が逆位相となる信号が入力されていることになる。すなわち差動増幅器である。ＮＭ７がドレイン・ソース間に大きな電流を流そうとするほど、ＮＭ８はドレイン・ソース間に流れる電流を絞り込むように動作する。ＭＯＳトランジスタＮＭ９とＮＭ１０のゲートにも、互いに位相が逆位相となる信号が入力されており、Ｍ７とＭ８と同様の動作を行う。また、ＭＯＳトランジスタＮＭ１およびＮＭ２はいわゆる定電流源であり、差動増幅器に通常設けられているものである。信号線ＶＢ２は、定電流源となるＭＯＳトランジスタのゲートにバイアスを加えるための信号線である。差動増幅部６０７は、後述する切替部６０６がオンしている場合には、Ｉ、ＩＢ、Ｑ、ＱＢの振幅をそれぞれ増幅した信号を、ＮＭ７、ＮＭ８、ＮＭ９、ＮＭ１０のドレイン・ソース間に流すことになる。これは出力部６１０にある電源ラインから供給される電源電圧ＶＤＤに基づいて振動する信号がこれらのＭＯＳトランジスタに流れるためである。
【００３４】
差増増幅部６０７は、切替部６０６に接続されている。切替部６０６は、図４における制御回路４０７が出力する選択信号Ｓ１を受ける。具体的には、切替部６０６はＭＯＳトランジスタＮＭ１９、ＮＭ２０、ＮＭ２１、ＮＭ２２を有し、それぞれのトランジスタが共通に選択信号Ｓ１をゲートで受ける。それぞれのＭＯＳトランジスタは選択信号Ｓ１が示す値に応答して切り替り、Ｓ１がＶＤＤ電位の場合にはオンの状態に、Ｓ１がＧＮＤ電位の場合にはオフの状態となる。つまり、切替部６０６がオン状態の場合には、差動増幅部６０７が増幅した４相信号が、切替部６０６を介して流れる。
【００３５】
以上が第１のスイッチ部６０１についての説明であるが、第２および第３のスイッチ部についても同様であり、第２のスイッチ部６０２は選択信号Ｓ２に応答してオン・オフ状態が切り替わり、第３のスイッチ部６０３は選択信号Ｓ３に応答してオン・オフ状態が切り替わる。
【００３６】
出力部６１０は、内部に電源ラインが走っており、さらにインダクタＬ１，Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を有する。またＮＭＯＳトランジスタＮＭ３１、ＮＭ３２，ＮＭ３３、ＮＭ３４を含む。また、出力部６１０は外部に、増幅された４相信号Ｉ、ＩＢ，Ｑ、ＱＢを出力する。ここで、インダクタＬ１ないしＬ４は、高周波の信号に対しても良好な周波数特性を維持すべく設けられている。係るインダクタの代わりに例えば抵抗を用いるよりも、回路全体の周波数特性が向上する。また、カスコード接続されたＮＭ３１およびＮＭ３２は常にＯＮ状態となっており、第１ないし第３のスイッチ部のＩ、ＩＢに対応する差増増幅部のそれぞれの寄生容量を低減するために設けられている。同様に、カスコード接続されたＮＭ３３およびＮＭ３４は常にＯＮ状態となっており、第１ないし第３のスイッチ部のＱ、ＱＢに対応する差増増幅部のそれぞれの寄生容量を低減するために設けられている。
【００３７】
選択回路４０６は、増幅された４相信号Ｉ、ＩＢ、Ｑ，ＱＢを出力する４つの端子を有している。それぞれの４層信号は、選択回路４０６から出力され、その後、直交復調回路３０４および直交変調回路３１２に入力されて、復調や変調に用いられる。
【００３８】
ここで、選択回路４０６の第１のスイッチ部６０１と第２のスイッチ部６０２の間には領域Ａ３が設けられ、第２のスイッチ６０２と第３のスイッチ部６０３の間には領域Ａ４が設けられている。領域Ａ３および領域Ａ４は半導体基板が露出している領域、あるいは、メッシュ状の配線が露出している領域である。この領域Ａ３およびＡ４の面積を可能な限り大きくとることで、第１ないし第３のスイッチ部のそれぞれの間のアイソレーションを高めることができ、信号の品質の改善につながる。
【００３９】
（第２の実施の形態）
図７は第２の実施の形態に係るローカル信号生成回路であり、上述の特許文献３：特願２００８−０２８３８３に記載されたローカル信号生成回路に対して本願を適用したものである。このローカル信号生成回路の動作の詳細は特許文献３を参照するものとして、さらにこの第２の実施の形態では、三つのＰＬＯの中で最も高い周波数Ｆ３を有する信号が、ＰＬＯ３より出力されスイッチＢＧＳＷ３を介して選択回路に入力されるまでに伝搬する距離が、周波数Ｆ１およびＦ２を有する信号のそれぞれがＰＬＯ１およびＰＬＯ２より出力され、ＢＧＳＷ１および２を介して選択回路に入力されるまでに伝搬する距離のそれぞれよりも短い。これにより、例えば特許文献３のような技術においても、本願を適用することで、本願特有の技術的効果を得ることができる。
【００４０】
以上、本発明を実施するための最良の形態について説明したが、本発明の権利範囲は上述の実施の形態に限られるものではなく、当業者が成しうる範囲で変更および拡張が可能である。
【符号の説明】
【００４１】
２００  ローカル信号生成回路
２０１  ＰＬＬ
２０２  ＰＬＬ
２０３  ＰＬＬ
２０４  基準クロック
３００  通信装置
３０１  アンテナ
３０２  送受切替回路
３０３  低雑音増幅器
３０４  直交復調回路
３０５  受信可変増幅回路
３０６  ＡＤＣ
３０７  デジタルベースバンド回路
３０８  ＤＡＣ
３０９  送信可変増幅回路
３１０  直交復調回路
３１１  送信増幅回路
３１２  ローカル信号生成回路
３１３  受信回路
３１４  送信回路
４０１  ＰＬＬシンセサイザ
４０２  ＰＬＬシンセサイザ
４０３  ＰＬＬシンセサイザ
４０４  領域
４０５  領域
４０６  選択回路
４０７  制御回路
４０８  水晶発振器
６０１  スイッチ部
６０２  スイッチ部
６０３  スイッチ部
６０４  領域
６０５  領域
６０６  切替部
６０７  差動増幅部
６０８  抵抗部
６０９  直流成分除去部
６１０  出力部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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