(57)【要約】      （修正有）【課題】周波数ディザによって電磁信号を伝搬する際のノイズを抑制するシステムおよび方法を提供する。【解決手段】周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム１０であって、送信機１２、受信機３０および周波数ディザ回路４０を含むほか、送信機１２と受信機３０の間の電磁信号の伝搬経路に沿ったキャビティ２６も含む。送信機１２は１つ以上の選択可能な周波数の各周波数で電磁信号を受信機３０へ送信するように構成される。周波数ディザ回路４０は各選択可能な周波数で送信機１２から受信機３０へ送信された電磁信号に周波数ディザを適用するように構成される。この点に関し、適用される周波数ディザは、当該システムにおける予測される定在波の最小周波数周期の関数として選択されているスパンと、前記１つ以上の選択可能な周波数を含む周波数スペクトルをサンプリングするための信号処理帯域幅の関数として選択されているレートとを有する。【選択図】図１
2010091558.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信機および受信機と、周波数ディザ回路とを備えたシステムであって、
前記送信機は、１つ以上の選択可能な周波数の各周波数で前記受信機へ電磁信号を送信するように構成されており、当該システムは、前記送信機と前記受信機との間に該電磁信号の伝搬経路に沿ったキャビティを更に含み、
前記周波数ディザ回路は前記１つ以上の選択可能な周波数の各周波数で前記送信機から前記受信機へ送信された電磁信号に周波数ディザを適用するように構成されており、適用される周波数ディザは選択されたスパンおよびレートを有し、前記スパンは当該システムにおける予測される定在波の最小周波数周期の関数として選択されているものであり、前記レートは前記１つ以上の選択可能な周波数を含む周波数スペクトルをサンプリングするための信号処理帯域幅の関数として選択されているものである、
ことを特徴とする周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項２】
前記周波数ディザ回路は周波数ディザを、少なくとも前記最小周波数周期として選択されているスパンで適用するように構成されており、前記最小周波数周期は前記キャビティのフリースペクトルレンジの関数として、あるいは当該システムの透過関数の測定値から、決定されているものである、ことを特徴とする請求項１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項３】
前記周波数ディザ回路は周波数ディザを、予測される定在波の変調デプスにも基づいて選択されているスパンで適用するように構成されている、ことを特徴とする請求項１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項４】
当該システムは、送信電磁信号にバイアスを掛けるための変調信号を発生するように構成された送信機バイアス変調器を更に備え、前記周波数ディザ回路は周波数ディザを、前記変調信号に基づいて決定されている前記信号処理帯域幅よりも大きく選択されているレートで適用するように構成されている、ことを特徴とする請求項１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項５】
前記受信機は、該受信機で受信したディザ周波数で前記電磁信号を平均化するように構成されていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
【請求項６】
前記送信機および前記受信機は、それぞれスペクトロメータシステムのフォトミキサ送信機とフォトミキサ受信機を構成していることを特徴とする請求項１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項７】
当該システムは、一方の電磁信号の前記送信機への第１の伝搬経路と、他方の電磁信号の前記受信機への第２の伝搬経路とを含むとともに、当該システムは、
前記第１もしくは第２の伝搬経路のどちらか一方の経路に沿って、または前記第１および第２の伝搬経路の各経路に沿って設置された装置（アレンジメント）であって、前記一方の電磁信号が前記送信機から前記受信機へ送信され、更に前記一方の電磁信号と前記他方の電磁信号が前記受信機で受信される間に、前記第１および第２の伝搬経路の長さの差が事前選択されたレートで変更されるように、それぞれの伝搬経路の長さを変えるように構成された装置を更に備えている、
ことを特徴とする請求項１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項８】
前記事前選択されたレートは、前記電磁信号が送信されるときの周波数の関数として選択されたレートを含むことを特徴とする請求項７に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項９】
前記事前選択されたレートは、それぞれの周波数でドウェル時間にわたって送信された電磁信号の１以上の周期をスパンするように選択されたレートを含むことを特徴とする請求項８に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項１０】
前記事前選択されたレートは、λをそれぞれの周波数の電磁信号の波長とし、ｎＦを前記伝播経路の伝播媒質の屈折率とし、ＳＦを事前選択されたレートとしたときに、ある周波数でパス長変調を達成するために選択された次式で表されるレートωＦＳ
【数１】
2010091558.tif 000019
を含む、ことを特徴とする請求項７に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するためのシステム。
【請求項１１】
周波数ディザを選択するステップであって、周波数ディザのスパンを送信機と受信機の間の電磁信号の伝搬経路に沿ったキャビティを含むシステムにおける予測される定在波の最小周波数周期の関数として選択し、前記周波数ディザのレートを１つ以上の選択可能な周波数を含む周波数スペクトルをサンプリングするための信号処理帯域幅の関数として選択することを含むステップと、
前記１つ以上の選択可能な周波数の各周波数で前記送信機から前記受信機へ送信された電磁信号に、前記選択されたスパンおよびレートを有する周波数ディザを適用するステップと、
を含むことを特徴とする周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１２】
前記スパンの選択は、少なくとも前記最小周波数周期のスパンを選択することを含み、該最小周波数周期は前記キャビティのフリースペクトルレンジの関数として、あるいは前記システムの透過関数の測定値から決定される、ことを特徴とする請求項１１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１３】
前記スパンの選択は、予測される定在波の変調デプスにも基づいてスパンを選択することを含むことを特徴とする請求項１１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１４】
当該方法は、送信電磁信号にバイアスを掛けるための変調信号を発生させるステップを更に含み、前記レートの選択は、前記変調信号に基づいて決定されている前記信号処理帯域幅よりも大きなレートを選択することを含む、ことを特徴とする請求項１１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１５】
前記受信機で受信された電磁信号を平均化するステップを更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１６】
周波数ディザを適用するステップは、フォトミキサ送信機とフォトミキサ受信機を含むスペクトロメータシステムの該送信機から該受信機へ送信された電磁信号に周波数ディザを適用することを含む、ことを特徴とする請求項１１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１７】
第１の伝搬経路は、電磁信号を受信機へ送信するように構成された送信機まで、該電磁信号が伝搬するための経路であり、第２の伝搬経路は、前記電磁信号と、前記電磁信号と混合するための別の電磁信号とを受信するように構成された前記受信機まで、前記別の電磁信号が伝搬するための経路であり、斯かる第１および第２の伝搬経路の経路長の差を変更するレートを選択するステップと、
前記第１の伝搬経路を伝搬した電磁信号が前記送信機から前記受信機へ送信され、更に前記電磁信号および前記別の電磁信号が前記受信機で受信される際に、前記第１または第２の伝搬経路の一方または両方の長さを変更するステップであって、前記第１および第２の伝搬経路の経路長の差が前記選択されたレートで変更されるように、前記伝搬経路の一方または両方を変更するステップと、
を更に含むことを特徴とする請求項１１に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１８】
レートを選択するステップは、レートを、前記電磁信号が送信されるときの周波数の関数として選択することを含む、ことを特徴とする請求項１７に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項１９】
レートを選択するステップは、レートを、それぞれの周波数でドウェル時間にわたって送信された電磁信号の１以上の周期をスパンするように選択することを含む、ことを特徴とする請求項１８に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【請求項２０】
レートを選択するステップは、λをそれぞれの周波数の電磁信号の波長とし、ｎＦを前記伝播経路の伝播媒質の屈折率とし、ＳＦを事前選択されたレートとしたときに、ある周波数でパス長変調を達成するようにレートωＦＳ
【数２】
2010091558.tif 000020
を選択することを含む、ことを特徴とする請求項１７に記載の周波数ディザによってノイズを抑制するための方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、電磁信号を伝搬するシステムおよび方法に関し、特に、周波数ディザによって電磁信号を伝搬する際のノイズを抑制するシステムおよび方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
スペクトル線幅が狭くコヒーレンス長が長い波長可変連続波（continuous wave：ＣＷ）源を使用する分光分析（spectrometry）は、高スペクトルコントラスト、周波数選択性および優れた感度に関連する周知の利点を有する。走査型ＣＷテラヘルツ（ＴＨｚ）スペクトロメータはこの技術の主要な例である。しかしながら、長いコヒーレンス長のマイナスの結果は、スプリアス共振空洞からの反射からもたらされる透過変調（transmission modulation）にあると考えられる。重大なかつ多くの場合に支配的なノイズ源は、ソース周波数のランダムジッタと、これらのスプリアスキャビティの定在波透過変調（強度勾配）と関連した繰り返し誤差とに起因するランダムな振幅変動であると考えられる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
スプリアスキャビティは送信機（トランスミッタ）と受信機（レシーバ）との間の電磁波伝搬経路上に存在する任意表面からのフレネル反射によって形成される場合がある。これらの表面の反射性は、ＴＨｚスペクトロメータでカバーされる広い周波数レンジがＡＲ（anti-reflective）コーティングを無効にするが故に、抑制することが困難な場合がある。それ故に、本発明の課題は、スプリアスキャビティからのランダムな振幅変動に起因するノイズを効果的に抑制する装置および方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記の背景を踏まえて、本発明は周波数ディザ（frequency dither）によってノイズを抑制する改良されたシステムおよび方法を提供する。本発明のシステムは、１つの態様として、送信機および受信機（例えば、スペクトロメータシステムのフォトミキサ送信機および受信機）と、周波数ディザ回路とを備える。加えて、本システムは送信機と受信機との間の電磁信号の伝播経路に沿ってキャビティ（スプリアスキャビティ）を含むことがある。送信機は電磁信号を１つ以上の選択可能な周波数の各周波数で受信機に送信するように構成される。周波数ディザ回路は各選択可能な周波数で送信機から受信機へ送信された電磁信号に周波数ディザを適用するように構成される。この点に関し、適用される周波数ディザは、システムにおける予測される定在波の最小（の）周波数周期の関数として選択されているスパン（span）と、選択可能な周波数を含む周波数スペクトルをサンプリングするための信号処理帯域幅の関数として選択されているレート（rate）とを有する。このとき、受信機は、受信したディザ周波数で電磁信号を平均化するように構成することができる。
【０００５】
特に、例えば、周波数ディザ回路は、周波数ディザを少なくとも最小周波数周期として選択されているスパンで適用するように構成することができる。このような場合には、最小周波数周期はキャビティのフリースペクトルレンジの関数として、あるいは当該システムの透過関数の測定値として決定されていることがある。さらに、例えば、前記スパンは、予測される定在波の変調デプスにも基づいて選択されていることがある。
【０００６】
本システムは、送信電磁信号にバイアスをかけるための変調信号を発生するように構成された送信機バイアス変調器を更に備える。このような場合、信号処理帯域幅は変調信号に基づいて決定されていることがある。このとき、周波数ディザ回路は、レートが信号処理帯域幅より大きく選択されている周波数ディザを適用するように構成することができる。
【０００７】
本システムは、一方の電磁信号の送信機への第１の伝播経路と、他方の電磁信号の受信機への第２の伝播経路とを含むことがある。この点に関し、本システムは、それぞれの伝播経路の長さを変更するために、送信機または受信機への第１もしくは第２の伝播経路に沿った、または第１および第２の伝播経路の各経路に沿った装置（アレンジメント）を更に含むことがある。
【０００８】
事前選択されたレートは、電磁信号が送信されるときの周波数の関数として選択されたレートを含むことがある。特に、この事前選択されたレートはそれぞれの周波数でドウェル時間にわたって送信された電磁信号の１以上の周期をスパンするように選択されたレートを含むことがある。一例として、事前選択されたレートは、ある周波数で経路長変調を達成するように選択された、次式で与えられるレートωＦＳを含むことがある。
【数１】
2010091558.tif 000003
上式においてλ（例えばλＴＨｚ）はそれぞれの周波数における電磁信号の波長を表し、ηＦは伝播経路の伝播媒体（例えば光ファイバ）の屈折率を表し、ＳＦは事前選択されたレートを表している。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するための手段として、周波数ディザによってノイズを抑制する方法も提供する。従って本発明は周波数ディザによってノイズを抑制する改良されたシステムと方法を提供するものである。既に示したように、かつ後述するように、本発明の上記解決手段は従来技術がはらむ問題を解決するとともに、更なる利点を提供する可能性がある。
【００１０】
これまで一般的あるいは総称的な表現で本発明を記述してきたが、ここからは本発明の実施形態を添付図面を参照して更に詳しく具体的に説明する。ただし、添付図面は全体が必ずしも均一の縮尺で描かれているわけではなく誇張して描かれている部分もある。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の例示的な実施の一形態によるスペクトロメータシステムの略ブロック図。
【図２】本発明の例示的な実施形態による、スペクトロメータシステムを周波数スペクトルにわたってスウィープ（掃引）する方法の様々なステップを示すフロー図。
【図３】本発明の例示的な実施形態による、スペクトロメータシステムを周波数スペクトルにわたってスウィープ（掃引）する方法の様々なステップを示すフロー図。
【図４】本発明の例示的な実施形態による、分解能が４ＭＨｚの走査型スペクトロメータシステムの透過率のグラフを示す図。
【図５】本発明の例示的な実施形態による、分解能が１ＧＨｚの走査型スペクトロメータシステムの透過率のグラフを示す図。
【図６】図６ａおよび図６ｂは、本発明の例示的な実施形態による、それぞれディザリングが適用されない場合と適用される場合の数回の走査の平均化および規格化された標準偏差のグラフを示す図であって、規格化標準偏差の約２８％の減少を示す図。
【図７】それぞれ周波数ディザを適用する場合と適用しない場合の装置性能の分布のグラフを示す図。
【図８】本発明の例示的な実施形態による、スペクトロメータシステムを周波数スペクトルにわたってスウィープ（掃引）する方法の様々なステップを示すフロー図。
【図９】本発明の例示的な実施形態による、フォトミキサ受信機の測定ノイズ密度のグラフを示す図。
【図１０】本発明の例示的な実施形態の受信機における周波数ダウンコンバージョンを説明するためのスペクトル図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、本発明の好ましい実施形態を添付図面を参照してより詳細に説明する。しかしながら、本発明は多くの形態で実施が可能であり、ここで述べる実施形態に限定されると解すべきではない。むしろこれらの実施形態は、本開示が周到かつ徹底したものとなるように、更に当業者にとって本発明の範囲が明確となるように提供される。この点に関し、ここでは等号で結ぶことができる数々の数学的または数値的な表現が引き合いに出されることがある。しかしながら、本発明の例示的な実施形態がエンジニアリング（工学技術）が許容する範囲で本発明のシステムおよび方法で起こり得る変形を考慮するという意味で、この等号関係は絶対的または近似的な等号を指すことがあることは理解されるべきである。類似の符号は全体を通して類似の構成要素を指すものとする。
【００１３】
図１および図２に本発明の例示的な実施形態から恩恵を受けられるスペクトロメータシステムおよび方法を示す。しかしながら、示されたこれから説明するスペクトロメータシステムおよび方法は、本発明の例示的な実施形態から恩恵を受けられる１つのタイプのシステムおよび方法を示しているに過ぎないこと、故に本発明の範囲を限定するものと解すべきでないことは理解されるべきである。この点に関して、いくつかの実施形態によるスペクトロメータシステムおよび方法が例示の目的で示され、これから説明されるが、電磁信号を伝搬する他のタイプのシステムおよび方法も容易に本発明を利用することができる。さらに、本発明のシステムおよび方法は主に電磁スペクトルのＴＨｚ（またはｍｍＷ）領域における信号と関連して説明される。しかし本発明の実施形態によるシステムおよび方法は、電磁スペクトルのＴＨｚ領域の内外両方で、様々な他の用途に関連して利用される場合がある。
【００１４】
図１に示す様に、本発明の例示的な実施の一形態によるスペクトロメータシステム１０は、所与の周波数で電磁放射ビームを送信するように構成された送信機１２を備える。送信機は、当業者に既知のいくつかの異なる送信機の任意のものから構成できる。実施の一形態によれば、例えば、送信機はフォトミキサ送信機（photomixer transmitter）を構成する。斯かる場合、送信機は高速光伝導ダイオード（つまりフォトミキサ）を含む。このダイオードは２つのレーザ源１４ａ、１４ｂで、ビーム・コンバイナ／スプリッタ１６と第１の光結合光路１８（例えば光ファイバ）を経由してポンプされることが可能である。この点に関し、レーザ源は、電場がω１およびω２にオフセット周波数を有する信号を放出するように構成することができる。
【００１５】
クロスギャップ吸収の本質的に二次的性質から送信機１２のダイオード内で誘起した光電流の差（つまり送信）周波数（＝ω２−ω１）が発生する。送信機１２は、送信機のフォトミキサにバイアスを掛けることができる正弦波変調電圧（信号）を発生するように構成された電圧源２２を含む送信機バイアス変調器２０と結合することがある。フォトミキサをアンテナ（例えばスパイラル、ダイポール、またはスロットアンテナ）の駆動点に配置することによって、差周波数電流は差周波数フォトンに変換される。結果は単一の（quasi-Gaussian）空間モードに含まれる波長可変性の高い連続波（ＣＷ）の高コヒーレントな放射源である。斯かる送信機に関する更なる情報については２００２年２月１９日に発行された“Quasi-Optical Transceiver Having an Antenna with Time Varying Voltage”と題された米国特許第６，３４８，６８３号明細書を参照されたい。
【００１６】
こうして、実施の一形態による方法は、図２のブロック４２と５２に示す様に、送信周波数を選択するステップと、その後に送信機１２からその周波数で電磁放射ビーム（つまり線源ビーム）を送信するステップを含む。送信周波数はいくつかの異なる方法のいずれかで選択することができる。しかしながら、測定後の吸収サイン（absorption  signature）に基づいて試料を検出するために、送信周波数は一般的には吸収サインが明確になる周波数レンジ内で選択されることがある。次にフォトミキサ送信機において、フォトミキサは、周波数ω１のレーザ源と、差周波数または送信周波数（ω２−ω１）を選択するように調整された周波数ω２のレーザ源とでポンプされることが可能である。
【００１７】
送信機１２からの放射ビームはコリメートレンズ２４を通過して平行な放射ビームを形成することができる。次にビームは、ビームが通過する反射器２６ａと２６ｂで両側を挟まれることがある試料セル（sample cell）２６を通過することができる。その試料セルは分析対象の試料媒質と、基本媒質（例えば環境大気）とを含むことがある。理解されるように、試料媒質と基本媒質は放射ビームに対して少なくとも部分的に透過性があるいくつかの異なる形態のいずれかを有することが可能である。例えば、試料媒質および基本媒質は、固体、液体、気体、プラズマまたはエアゾルから構成されることがある。特に、様々な有利な実施形態では、環境大気の基本媒質は気体であるのに対し、試料は気体またはエアゾルである場合がある。
【００１８】
放射ビームが試料セル２６を通過する際、試料セル内の試料媒質と基本媒質は放射ビームの少なくとも一部あるいは特に放射ビームの電場（electric field）の少なくとも一部を吸収する。放射ビームの残りの未吸収部分（つまり受信信号）は試料セルから外に出る。試料信号は焦点レンズ２８まで伝播し、そこから集束信号(focused signal)が受信機３０によって収集ないしは受信される。
【００１９】
受信機は、図２のブロック５４に示す様に、受信電場ＥＲＰを表す測定値を取得する。送信機１２と同様、受信機はフォトミキサ受信機（ホモダイン受信機）といった電場検出器を備えることがある。フォトミキサ受信機は、電場を受信してそれに応じて対応する電圧を発生するように構成されたアンテナを含むことがあり、その電圧は高速フォトコンダクタに差し向けられることがある。このフォトコンダクタも、フォトミキサ送信機１２をポンプする同じ２つのレーザ源１４ａ、１４ｂからのビームでこのフォトコンダクタをポンプするための第２の光路３２に電気的に結合される。この点に関し、ビーム・コンバイナ／スプリッタ１６は、レーザ源からの各々の信号を、既に言及した第１の光路１８と、同じく別の、受信機フォトミキサをポンプするための第２の光路（例えば光ファイバ）とに分離することができる。続いてこれらの信号はフォトミキサのコンダクタンスを変調することができる。受信機アンテナによって生成された電圧はフォトミキサの活性物質に印加され、変調後のコンダクタンスを通じて受信信号と受信機フォトミキサコンダクタンスの積である電流を発生することができる。斯かる受信機に関する更なる情報については、前記米国特許第６，３４８，６８３号明細書を参照されたい。
【００２０】
ダウンコンバートされた信号電流および／または電場（または信号）は、例えばアンチエイリアス処理フィルタ３６を内蔵する受信機信号調整回路３４に印加されることがある。次に信号調整回路３４の出力は、例えばその出力にデジタル信号処理を実行するために、プロセッサ３８に入力されることがある。この点に関し、プロセッサ３８は本発明の例示的な実施形態に従って動作することが可能ないくつかの異なる処理装置のいずれかを構成することができる。例えば、プロセッサは、コンピュータ（例えばパーソナルコンピュータ、ラップトップコンピュータ、サーバコンピュータ、ワークステーションコンピュータなど）、マイクロコンピュータ、コプロセッサ、コントローラ、専用デジタル信号プロセッサおよび／またはＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）、ＦＰＧＡ（field programmable gate array）といった集積回路を含む様々な他の処理装置を構成することができる。
【００２１】
スペクトロメータとしての動作に関して説明すると、スペクトロメータシステム１０は、図２のブロック５６と５８に示す様に、送信機１２と受信機３０のフォトミキサを、いくつもの周波数にわたって走査（スキャン）するように調整された周波数ω１の第１のレーザ源と周波数ω２の第２のレーザ源でポンプすることによって、周波数レンジ（周波数スペクトル）内のいくつもの送信周波数（周波数スペクトル）にわたって走査する。周波数レンジ内の各送信周波数ごとに、従って異なる送信周波数を持つ各放射ビームごとに、プロセッサ３８はダウンコンバート後の信号電流ｌＤｏｗｎの振幅および／または位相を測定することができる。送信振幅および／または位相、並びに関連する送信周波数を収集した結果、図２のブロック６０に示す様に、試料セル２６内の試料の測定後の吸収または分散のサインが明確化（デファイン）され、そこから試料が特定できる。
【００２２】
冒頭の背景技術のところで説明した様に、スペクトロメータシステムのポンプ源（レーザ源１４ａ、１４ｂ）の長いコヒーレンス長のマイナスの結果は、斯かるシステムはスプリアス共振空洞からの反射の結果生じる透過変調を示すということであると考えられる。重大かつ多くの場合に支配的なノイズ源は、ソース周波数のランダムジッタと、これらのスプリアスキャビティの定在波透過変調（強度勾配）に関連する繰り返し誤差とに起因するランダムな振幅変動であると考えられる。スプリアスキャビティは送信機１２と受信機３０の間の電磁波伝播経路上に存在する任意表面（例えばレンズ２４と２８、反射器２６ａと２６ｂなど）からのフレネル反射によって形成されることがある。これらの表面の反射性（ありは反射率）は、ＴＨｚスペクトロメータでカバーされる幅広い周波数レンジがＡＲ（anti-reflective）コーティングを無効化するが故に、抑制することが困難であると考えられる。
【００２３】
従って、本発明の例示的な実施形態は、周波数の関数としてのシステマチックな透過変調（定在波）と結びついたソース周波数のランダムジッタに起因するノイズを低減する装置および方法を提供する。例示的な実施形態によれば、スペクトロメータシステム１０は、レーザ源１４ａ、１４ｂの一方または両方の周波数を変調することができる周波数ディザ回路４０を更に含む。周波数ディザ回路は光路１８と３２の両方または一方を伝播するビームに周波数ディザ（frequency dither）を適用して、それにより受信エレクトロニクスのカットオフ周波数を超えるレートの定在波から振幅変調を生成するように構成される。信号調整回路３４またはプロセッサ３８は、例えば送信信号を信号振幅のエイリアシングまたは大きな損失なくサンプリングするように設計された信号処理帯域幅を大きく超えるディザ変調周波数を選択することによって、受信かつダウンコンバートされた信号ＥＲを定在波構造上で平均化するように構成されることがある。結果の測定信号は、システマチックな定在波アーチファクトの減衰したランダム成分を生み出す可能性がある。
【００２４】
スペクトロメータシステム１０においてスプリアスキャビティを生成するものとして例えば反射器２６ａ、２６ｂを考える。反射面によって生み出される透過変調周期は、それらの間の有効分離距離に反比例し、次の様に表すことができる。
【数２】
2010091558.tif 000004
ｃは光速（ｃ〜３×１０８ｍ／秒）を表し、ｎは有効伝搬媒質の屈折率を表し、Ｆｐは変調周期（Ｈｚ）を表し、Ｌは反射器間の分離距離を表す。この変調周期はキャビティＦＳＲ（Free Spectral Range）と呼ばれることもある。高感度用に設計されたスペクトロメータシステム１０は、数メートルの経路長を有する場合がある。斯かるシステムでは、経路長が１０メートルの試料セル２６（Ｌ＝１０ｍ）は１５ＭＨｚ（Ｆｐ＝１５ＭＨｚ）程度の短さのスプリアス変調周期を生み出すと考えられる。
【００２５】
変調デプスは、信号の最高最低振幅だと考えることができる。スプリアスキャビティの変調デプスは、キャビティを形成する面の反射率に依存することがある。この場合、１セットの平行なフラット反射面の透過関数は、周知のファブリーペローエタロン透過関数（Fabry-Perot etalon transmission function）であると考えることができる。通常の入射でのシンプルなフラット・フラットキャビティにおける変調のフィールド振幅デプスＭｄは、近似的に次式であることを示すことが可能である。
【数３】
2010091558.tif 000005
３．５程度の大きさの反射率（フォトミキサレンズ２４、２８に使用されるシリコンのような場合）では、４７％の変調デプスが実現可能である。一般的に、どのスペクトロメータデザインにも見いだせる複数の反射面は、複数のキャビティどうしの干渉によって透過関数の変調デプスのより大きな複雑度および変動率を生み出す可能性がある。また、これらのスペクトル特性は、しばしば定在波パタンと呼ばれる。
【００２６】
走査型ＣＷスペクトロメータからの測定透過率は、図４に示す様に、定在波の複雑な関数である。図示したように、４ＭＨｚのサンプリング距離は、定在波変調の最短周期の観測を可能にするのに十分な周波数分解能を実現することができる。図５に示した測定結果は、１ＧＨｚのサンプリング距離でサンプリングされたものであり、より大きな周波数レンジにわたってエイリアシングまたはアンダーサンプリングされた透過関数を示している。従って、高分解能データは式（１）を確かめるために好ましいと考えられ、本発明の例示的な実施形態ごとにノイズを低減するために使用できるディザ周波数スパンの選択を明確に可能にする。
【００２７】
本発明の例示的な実施形態によれば、次に、レーザ源１４ａと１４ｂがフォトミキサ送信機１２をポンプしてそれにより放射ビームを選択周波数で送信する（図２のブロック５２）前に、周波数ディザ回路４０が光路１８、３２の一方または両方を伝搬するレーザ源からのビーム（すなわち信号）に適用するための周波数ディザが選択されることがある。周波数ディザは、いくつかの異なる方法に従って選択することができる。その１つの例が図３に示した方法である。ブロック４４に示す様に、周波数ディザを選択する方法は、予測される定在波の最小周波数周期（つまりＦＳＲ）を決定するステップを含むことがある。最小周波数周期は式（１）、および／またはナイキストレートより大きいところ−式（１）による周期あたり少なくとも２サンプル−でのスペクトロメータ透過関数の測定値に基づいて決定することができる。
【００２８】
ブロック４６に示す様に、本方法は、周波数スペクトル（スペクトロメータシステム１０が走査する周波数スペクトル）をサンプリングするために使用される信号処理帯域幅を決定するステップも含むことがある。この帯域幅は、いくつかの異なる方法で決定することができるが、実施の一形態によれば、送信機バイアス変調器２０の信号を最小減衰率で処理するのに必要な帯域幅として決定される。一例として、この変調は受信エレクトロニクスの１／ｆノイズ性能に関係する理由のため１００ｋＨｚに選択されることがある。この例における受信機の信号処理帯域幅は、１００ｋＨｚにおける損失１ｄＢ未満を実現するために３００ｋＨｚに選択されることがある。
【００２９】
定在波最小周波数周期（つまりＦＳＲ）を決定した後、定在波最小周波数周期の少なくとも１周期をスィープするため、ブロック４８に示す様に、ディザ周波数スパンは定在波最小周波数周期の関数として選択されることがある。例えば、ディザ周波数スパンは１５ＭＨｚのＦＳＲに対して少なくとも１５ＭＨｚに選択されることがある。加えて、ディザ周波数スパンを選択するときに変調デプス（modulation depth）Ｍｄが考慮されることがある。この点に関し、ディザ周波数スパンは、定在波最小周波数周期の少なくとも１周期をスィープするためだけでなく、予測される定在波の最高最低振幅を低減するために深い変調デプスの周期をスパンするためにも選択されることがある。
【００３０】
信号処理帯域幅を決定した後、ディザ周波数は信号処理帯域幅の関数として選択されることがある。この点に関し、ディザ周波数は、ブロック５０に示すように、確実にそうなるとまではいかなくとも信号処理帯域幅によるノイズ抑制を促進するべく、信号処理帯域幅より大きく選択されることがある。ディザ変調周波数が選択される信号処理帯域幅より上のレベルは、例えば選択された変調周波数におけるディザ変調信号の所望の減衰率に基づいて、いくつかの異なる方法のいずれかで決定、選択ないしは特定されることがある。この点に関し、選択された変調周波数におけるディザ変調信号の所望の減衰率を決定するために、信号処理帯域幅と伝達関数が使用されることがある。一次信号処理フィルタ伝達関数では、例えば、−３ｄＢロールオフ周波数の１０倍の変調周波数は、−２０ｄＢの変調減衰率を実現する可能性がある。ディザ周波数ディザが高くなるほど減衰率が増す結果となる可能性がある。
【００３１】
ノイズ性能の改善は、送信機１２の周波数ジッタスペクトル、ディザ周波数スパン、およびスペクトロメータシステム１０の透過定在波関数によって決まることがある。ディザ周波数スパンは、定在波パタンの周期の１つ以上の整数倍のスパンをスィープ（掃引）することがある。透過変調最小周期（ディザ周波数スパン）は、式（１）から推定されるか、または４ＭＨｚ間隔でサンプリングされた透過率のところで既に示したような高分解能走査から評価することができる。遂行可能な改良の一例を、図６ａと図６ｂに表示された測定データで示す（図６ａはディザリングがない場合を示しており、図６ｂは３０ＭＨｚディザの場合を示している）。図６ａと図６ｂに３００ＧＨｚから４３０ＧＨｚまで１ＧＨｚ分解能でスペクトルをサンプリングする数回の走査（スキャン）の平均値を表す。本例では、送信周波数は送信機を公称設定周波数の周り＋／−３０ＭＨｚだけ線形的に周波数変調する適用ディザ変調周波数を有する。スペクトロメータ受信機エレクトロニクス帯域幅を所与として、ディザ変調周波数は１ＭＨｚレートで適用される。同じく本例において、各サンプル周波数（sampled freq.）におけるドウェル時間（dwell time）は０．０３秒であり、これは３０Ｈｚの受信機実効信号帯域幅によるディザ変調の有意な平均化を可能にする。図６ａと図６ｂは１セットの走査の正規化標準偏差（点線）も含む。正規化標準偏差の減少（つまりノイズリダクションの改善）は、ディザが適用されると、より低い値に明確に現れることがある。
【００３２】
定在波周波数のジッタノイズの減少量の評価は、計測データの統計解析によっても、より具体的には例えば、サンプルポイント間の透過率勾配の大きさの分布（定在波ＦＳＲ）によっても、はっきり示すことができる。図７は周波数ディザを適用した場合と適用しない場合の装置性能の分布を示している。本例では、予測ノイズの５０％の減少が実現可能である。
【００３３】
他の例示的な実施形態によれば、スペクトロメータシステム１０は、第１の光路１８または第２の光路３２の一方に沿って、または図示したように各光路に沿って配置されたパス長変調装置（path length modulation arrangement）４１を更に含むことがある。例示的な実施形態では、パス長変調（path length modulation）を、光路の一方または両方に、等量または異なる量で適用し、それによりシステム全体のパス長伸長を達成することができる。この点に関し、両方の光路に変調を同時に適用する場合、結果のシステムパス変調または伸長（ストレッチ）は、第１および第２の光路に適用される変調の違いに対応し、光路の一方が伸長（長さを伸ばすこと）されるときに他方の光路の収縮（長さを短くすること）が必要とされることがある。
【００３４】
パス長変調装置４１は、光路長を動的に伸長または収縮するように構成されたいくつかの装置の任意のものから構成することができる。光路が光ファイバを含む例示的な実施の一形態において、パス長変調装置４１は、ファイバを巻き付けることができるスプール（spool）と、このスプールに結合しておりスプールの直径を伸長することによってそれに巻き付けられたファイバの長さを伸長するように構成されたアクチュエータ（例えば圧電アクチュエータ）とを備えている場合がある。このような場合には、光ファイバの収縮は、スプールに、従って光ファイバに既に適用された伸長（ストレッチ）を逆適用することによって達成することが可能である。
【００３５】
次に、本発明のこれらの例示的な実施形態によれば、レーザ源１４ａ、１４ｂがフォトミキサ送信機１２をポンプしてそれにより選択周波数で放射ビームを送信する（図２のブロック５２参照）前、かつ周波数ディザが選択される（図３参照）前か後に、図８のブロック４７に示す様に、パス長レートスケールファクタＳＦが、例えばプロセッサ３８によって選択されることがある。パス長レートスケールファクタＳＦは、走査スペクトル（scanned spectrum）の各周波数サンプルポイントごとのドウェル時間（システムが各周波数サンプルポイントごとに、次の周波数サンプルポイントに移る前に稼働する時間量）の間にシステム伸長（一方または両方の光路の伸長、または一方の光路の伸長と同時に他方の光路の収縮）を適用するレートを表す。
【００３６】
パス長レートスケールは、所望のパス長変調を達成するためのいくつかの異なる方法のいずれかで、例えば各周波数サンプルごとのドウェル時間の間に光路１８、３２内の（差周波数の）ポンプ信号の１つ以上の波長をスパンするといった方法で、選択することが可能である。より具体的には、例えば、パス長レートスケールは、次の様な式に基づいて、ポンプ信号の周期の整数倍として選択することが可能である。
【数４】
2010091558.tif 000006
上式においてａは整数の選択可能な倍数（例えば３）を表し、λＴＨｚは差周波数におけるポンプ信号の波長を表し、Ｄはドウェル時間（例えば０．０３秒）を表す。差周波数ｆＴＨｚで書くと、パス長レートスケールは次の様に選択することができる。
【数５】
2010091558.tif 000007
上式においてｎｆは光路の伝搬媒質の屈折率（屈折率は例えば光ファイバでは近似的に１．５）を表す。例えば、ａ＝３、Ｄ＝０．０３秒、ｆＴＨｚ＝６５０ＧＨｚ、およびｎｆ＝１．５である。このような場合、光速度をｃ＝３×１０８ｍ／秒とすると、パス長レートスケールファクタＳＦは約３０．７７ｍｍ／秒と選択することができる。
【００３７】
パス長変調の比較的低い周波数は、スペクトロメータシステム１０においてノイズの増加をもたらす可能性があるので、パス長レートスケールが選択される前、選択される時または選択された後に、ブロック４５に示す様に、信号搬送波を受信機エレクトロニクスの１／ｆノイズ領域よりも上に持ち上げるために送信機変調周波数ωｍが選択されることがある。変調周波数のこの選択によって、システムはパス長変調の比較的低い周波数でのノイズの増大を少なくとも部分的に回避することが可能となる。送信機変調周波数はいくつかの異なる方法で、例えば受信機の測定後のノイズ密度スペクトルの解析から、選択することができる。測定後のノイズ密度スペクトルの一例を図９のグラフに示す。図示した様に、受信機エレクトロニクスの１／ｆノイズ領域は約１ｋＨｚである。そして、この例示的なノイズ密度スペクトルから、１０ｋＨｚ以上の送信機変調周波数ωｍが、余分な１／ｆノイズを少なくとも部分的に回避するために必要とすることができることが示される。
【００３８】
パス長レートスケールファクタＳＦと送信機変調周波数ωｍを選択し終わったら、本方法は以前に述べたのと同様に次のステップへ進み、図８のブロック５２に示す様に、少なくとも、選択された送信機周波数で放射ビーム（つまりレーザ源ビーム）を送信することができる。選択した送信周波数のドウェル時間の間に放射ビームが送信される際に、プロセッサ３８はパス長変調装置４１（あるいはもっと具体的には例えばパス長変調装置のアクチュエータ）を制御して全体のシステムパス長伸長を達成するために、第１の光路１８および／または第２の光路３２を伸長および／または収縮させることができる。このような場合、放出信号Ｅω１とＥω２は次の様に表すことができる。
【数６】
2010091558.tif 000008
上式においてＥ１とＥ２はそれぞれ第１のレーザ源と第２のレーザ源からの放射ビームの電場振幅を表し、φ１Ｔとφ２Ｔは放射ビーム（複数）が第１の光路を伝播することによってもたらされる位相定数を表す。また、ωＦＳは差周波数におけるパス長変調周波数を表し、次の様に表すことができる。
【数７】
2010091558.tif 000009
周波数ω１とω２は角周波数として、あるいは対応する時間周波数（ｆ＝ω／２π）として表せることに更に留意する。このとき、送信機１２のダイオードにおいて誘起される光電流の差周波数（つまり送信周波数）（＝ω２−ω１）は次の様な対応する電場を有することができる。
【数８】
2010091558.tif 000010
上式においてηγはフォトミキサ送信機の変換効率を表し、ωＴＨｚ＝ω１−ω２、およびφ１２Ｔ＝φ２Ｔ−φ１Ｔである。
【００３９】
既に述べたのと同様に、送信機１２は、送信機のフォトミキサにバイアスを掛けることができる正弦波変調電圧を発生するように構成された電圧源２２を含む送信機バイアス変調器２０に結合することができる。この変調器２０は電場ＥＭ＝Ｖｍｃｏｓ（ωｍｔ）を発生させる。送信される電場は次の様にＥＴとＥＭの積として表すことができる。
【数９】
2010091558.tif 000011
式（９）と式（１０）において、φＴはφ１２Ｔとフォトミキサおよびアンテナの伝達関数に関連する位相遅延量との和を表す。
【００４０】
送信機からの放射ビームは、既に述べたように、コリメータレンズ２４と試料セル２６を通過することができる。放射ビームの一部は、ブロック５０に示す様に、試料セルを抜け出て、焦点レンズ２８を通過し、受信機３０によって収集ないしは受信されることがある。この受信信号ＥＲＰは次の様に表すことができる。
【数１０】
2010091558.tif 000012
上式においてこの場合のλＴＨｚ＋とλＴＨｚ−はそれぞれ周波数ωＴＨｚ＋ωＦＳ＋ωｍとωＴＨｚ＋ωＦＳ−ωｍにおける信号サイドバンド（上下部）の波長を表す。
【００４１】
受信機３０は電場を受信し、それに応じて対応する電圧を発生させることができる。受信機が発生した電圧はフォトミキサ活性物質に印加され、変調伝導率（modulated conductance）を通じて式（１１）と次式との積である電流を生み出すことができる。
【数１１】
2010091558.tif 000013
上式においてηＲはフォトミキサ受信機の変換効率を表し、φ１２Ｒ＝φ２Ｒ−φ１Ｒ、そしてφ１Ｒとφ２Ｒはビームが第２の光路を伝搬することによってもたらされる位相定数を表す。上記積の差周波数の結果はダウンコンバートされた信号電流ＩＤｏｗｎであり、それは次の様な式で表すことができる。
【数１２】
2010091558.tif 000014
ここで、
【数１３】
2010091558.tif 000015
対応するダウンコンバートされた電場（または信号）ＥＲは次式に基づいて計算することができる。
【数１４】
2010091558.tif 000016
この式は次の様に簡単化できる。
【数１５】
2010091558.tif 000017
前式において、Ｅ０とφは次の様に表すことができる。
【数１６】
2010091558.tif 000018
ここでＲＬＯＡＤは受信機３０の電子負荷抵抗を表す。この結果は図１０のスペクトル図に示された受信機フォトミキサの混合積（mixing product）である。
【００４２】
同じく既に述べたように、ダウンコンバートされた信号電流ＩＤｏｗｎおよび／または電場（または信号）ＥＲは受信機信号調整回路３４に印加され、次にプロセッサ３８に入力され、少なくとも、ダウンコンバートされた信号ＥＲの振幅を再現することができる。式（１５）において、定位相項φは温度および機械的な外乱に関係するパス長のドリフトに伴って変動する可能性がある。本発明の例示的な実施形態によるパス長変調を実行することによって、受信信号振幅は、信号位相に影響を与えるどんなパス長ドリフトよりもずっと高い周波数で取り出すことができる。本発明の例示的な実施形態に適用可能な更なる特徴に関する情報については、本願と同時出願された“System and Method for Signal Extraction by Path Modulation”と題された米国特許出願第１２／２３４，１２１号明細書を参照されたい。同米国特許出願の内容全体はこの参照により本願明細書に含まれるものとする。
【００４３】
既に述べたのと同様に、スペクトロメータシステム１０は、図８のブロック５６と５８に示す様に、ある周波数レンジ内のいくつかの送信周波数にわたって走査することができる。パス長レートスケールファクタＳＦは送信周波数の関数（式（４）参照）として選択することができるので、パス長レートスケールファクタＳＦは各送信周波数ごとに再選択することができ、１つの送信周波数から次の送信周波数へ進むごとに異なることがある。周波数レンジ内の各送信周波数ごとに、従って異なる送信周波数を有する各放射ビームごとに、プロセッサ３８はダウンコンバートされた信号電流ＩＤｏｗｎの振幅および／または位相を測定することができる。送信振幅および／または位相、および関連する送信周波数を収集した結果、図８のブロック６０に示す様に、試料セル２６内の試料に対する測定後の吸収または分散のサインを明確化でき、そこから試料が特定できる。
【００４４】
上記の説明および添付図面に提示された教示の恩恵を受けた本発明が関係する分野の当業者は、本発明の多くの変更形態および他の実施形態を思いつくことであろう。それ故、本発明は開示された特定の実施形態に限定されないこと、更に、変更形態および他の実施形態は特許請求の範囲内に含まれることが意図されていることは理解されるべきである。ここでは特定の用語が用いられているが、それらは総称的かつ記述的な意味においてのみ使用されており、限定の目的で使用されてはいない。
【符号の説明】
【００４５】
１０  スペクトロメータシステム
１２  送信機
１４ａ、１４ｂ  レーザ源
１６  ビーム・コンバイナ／スプリッタ
１８、３２  ビーム伝搬経路
２０  送信機バイアス変調器
２２  電圧源
２４  コリメートレンズ
２６  スプリアスキャビティ
２６ａ、２６ｂ  反射器
２８  焦点レンズ
３０  受信機
３４  受信機信号調整器
３６  アンチエイリアス処理フィルタ
３８  プロセッサ
４０  周波数ディザ回路
４１  スプール
【図１】
2010091558.tif 000021
【図２】
2010091558.tif 000022
【図３】
2010091558.tif 000023
【図４】
2010091558.tif 000024
【図５】
2010091558.tif 000025
【図６】
2010091558.tif 000026
【図７】
2010091558.tif 000027
【図８】
2010091558.tif 000028
【図９】
2010091558.tif 000029
【図１０】
2010091558.tif 000030
【外国語明細書】
2010091558.tif 000031
2010091558.tif 000032
2010091558.tif 000033
2010091558.tif 000034
2010091558.tif 000035
2010091558.tif 000036
2010091558.tif 000037
2010091558.tif 000038
2010091558.tif 000039
2010091558.tif 000040
2010091558.tif 000041
2010091558.tif 000042
2010091558.tif 000043
2010091558.tif 000044
2010091558.tif 000045
2010091558.tif 000046
2010091558.tif 000047
2010091558.tif 000048
2010091558.tif 000049
2010091558.tif 000050
2010091558.tif 000051
2010091558.tif 000052
2010091558.tif 000053
2010091558.tif 000054
2010091558.tif 000055
2010091558.tif 000056
2010091558.tif 000057