(57)【要約】【課題】入力電圧を別の値を有する電圧に変換して出力するに際し、オン操作やオフ操作による電力損失が大きくなること【解決手段】主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、コンデンサＣ１，Ｃ２、２次側コイルＬ１，Ｌ２、及びダイオードＤ１，Ｄ２の直列接続体がそれぞれ並列接続されている。コンデンサＣ１，Ｃ２は、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオフ操作をゼロボルトスイッチングとすべく、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の入出力端子間の電圧の増加速度を制限する手段である。一方、２次側コイルＬ１，Ｌ２は、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオン操作をゼロ電流スイッチングとすべく、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を流れる電流の増加速度を制限する手段である。【選択図】      図１
2010283974.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続された変換用コイルとを備え、前記第１スイッチング素子がオン状態となる際に前記変換用コイルに蓄えられるエネルギを利用して昇圧動作をして且つ、前記第２スイッチング素子がオン状態となる際に前記変換用コイルに蓄えられるエネルギを利用して降圧動作を行うことで入力電圧を別の値を有する電圧に変換して出力する電力変換装置において、
前記第１スイッチング素子に並列接続された第１コイル、第１キャパシタ、及び第１整流手段の直列接続体と、
前記第２スイッチング素子に並列接続された第２コイル、第２キャパシタ、及び第２整流手段と、
前記変換用コイルの一対の端子のうち前記接続点側を下流として前記変換用コイルを電流が流れる状況下、該電流を前記第１キャパシタを介して前記変換用コイルの上流へと戻す第１リターン経路、及び該電流を前記第２キャパシタを迂回して前記第２コイルに流す第２迂回経路と、
前記変換用コイルの一対の端子のうち前記接続点側を上流として前記変換用コイルを電流が流れる状況下、該電流を前記第２キャパシタを介して前記変換用コイルの上流へと戻す第２リターン経路、及び該電流を前記第１キャパシタを迂回して前記第１コイルから前記変換用コイルに流す第１迂回経路と、
前記第１コイル及び前記第２コイルのそれぞれと磁気結合された第３コイル及び第４コイルとを備え、
前記第１整流手段及び前記第２整流手段は、それぞれ前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に対して逆並列の向きに接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のそれぞれの入力端子及び出力端子間に逆並列接続されたフリーホイールダイオードを更に備えることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の少なくとも一方に電流が流れる状況下、前記第３コイルに電圧を印加することで、前記少なくとも一方に流れる電流を前記第１コイルに流す第１電流迂回手段を更に備えることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１コイルに電流が流れることで前記第１スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の双方に流れる電流がゼロとなる場合に前記第２スイッチング素子をオンとする手段を備えることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１電流迂回手段は、前記第２スイッチング素子がオン操作された後に前記第３コイルへの電圧の印加を停止することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第２スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の少なくとも一方に電流が流れる状況下、前記第４コイルに電圧を印加することで、前記少なくとも一方に流れる電流を前記第２コイルに流す第２電流迂回手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第２コイルに電流が流れることで前記第２スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の双方に流れる電流がゼロとなる場合に前記第１スイッチング素子をオンとする手段を備えることを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第２電流迂回手段は、前記第１スイッチング素子がオン操作された後に前記第４コイルへの電圧の印加を停止することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１リターン経路及び前記第２リターン経路と、前記第１迂回経路及び前記第２迂回経路とは、それぞれ開閉手段を備え、
前記変換用コイルに流れる電流の流通方向に基づき前記開閉手段を操作する手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続された変換用コイルとを備え、前記第１スイッチング素子がオン状態となる際に前記変換用コイルに蓄えられるエネルギを利用して昇圧動作をして且つ、前記第２スイッチング素子がオン状態となる際に前記変換用コイルに蓄えられるエネルギを利用して降圧動作を行うことで入力電圧を別の値を有する電圧に変換して出力する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電力変換装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、一対のスイッチング素子の直列接続体を備え、これらスイッチング素子のうちの低電位側のものと入力電源とがコイルを介して並列接続されたものがある。特にこの装置では、コイルに並列接続されたキャパシタを備えている。これにより、低電位側のスイッチング素子がオン状態とされる期間に、キャパシタが入力電源電圧まで充電される。このため、低電位側のスイッチング素子のオフ操作に伴う入力端子の電位の変化速度をキャパシタの充電電荷の変化によって制限することができる。このため、低電位側のスイッチング素子のオフ操作を、ゼロボルトスイッチングとすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−１８４９６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ただし、上記装置では、オフ操作をソフトスイッチングとすることはできるものの、オン操作についてはハードスイッチングがなされる。このため、オン操作に起因する電力損失が大きくなり、ひいては発熱量が大きくなる等の問題があった。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、入力電圧を別の値を有する電圧に変換して出力するに際し、オン操作及びオフ操作の双方による電力損失を好適に低減することのできる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、互いに直列接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点に接続された変換用コイルとを備え、前記第１スイッチング素子がオン状態となる際に前記変換用コイルに蓄えられるエネルギを利用して昇圧動作をして且つ、前記第２スイッチング素子がオン状態となる際に前記変換用コイルに蓄えられるエネルギを利用して降圧動作を行うことで入力電圧を別の値を有する電圧に変換して出力する電力変換装置において、前記第１スイッチング素子に並列接続された第１コイル、第１キャパシタ、及び第１整流手段の直列接続体と、前記第２スイッチング素子に並列接続された第２コイル、第２キャパシタ、及び第２整流手段と、前記変換用コイルの一対の端子のうち前記接続点側を下流として前記変換用コイルを電流が流れる状況下、該電流を前記第１キャパシタを介して前記変換用コイルの上流へと戻す第１リターン経路、及び該電流を前記第２キャパシタを迂回して前記第２コイルに流す第２迂回経路と、前記変換用コイルの一対の端子のうち前記接続点側を上流として前記変換用コイルを電流が流れる状況下、該電流を前記第２キャパシタを介して前記変換用コイルの上流へと戻す第２リターン経路、及び該電流を前記第１キャパシタを迂回して前記第１コイルから前記変換用コイルに流す第１迂回経路と、前記第１コイル及び前記第２コイルのそれぞれと磁気結合された第３コイル及び第４コイルとを備え、前記第１整流手段及び前記第２整流手段は、それぞれ前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子に対して逆並列の向きに接続されていることを特徴とする。
【０００８】
上記発明では、第１スイッチング素子がオン状態とされる状況下、第１コイル及び第１キャパシタを備える経路を電流が流れることで、第１キャパシタを充電することができる。これにより、第１キャパシタの充電電圧は、第１スイッチング素子をオフ状態に切り替える際、その両端の電圧を略ゼロとするものとなる。しかも、第１スイッチング素子のオフ操作に伴うその両端電圧の増加速度が第１キャパシタの静電容量によって制限される。このため、このオフ操作をソフトスイッチングとすることができる。また、第２迂回経路に電流が流れる状況下、第１スイッチング素子をオン操作したとしても、第２コイルの存在のために第２迂回経路を流れる電流の減少速度は制限される。換言すれば、第１スイッチング素子を流れる電流の増加速度は制限される。このため、第１スイッチング素子のオン操作をソフトスイッチングとすることができる。
【０００９】
また、第２スイッチング素子がオン状態とされる状況下、第２コイル及び第２キャパシタを備える経路に電流が流れることで、第２キャパシタを充電することができる。これにより、第２キャパシタの充電電圧は、第２スイッチング素子をオフ状態に切り替える際、その両端の電圧を略ゼロとするものとなる。しかも、第２スイッチング素子のオフ操作に伴うその両端電圧の増加速度が第２キャパシタの静電容量によって制限される。このため、このオフ操作をソフトスイッチングとすることができる。また、第１迂回経路に電流が流れる状況下、第２スイッチング素子をオン操作したとしても、第１コイルの存在のために第１迂回経路を流れる電流の減少速度は制限される。換言すれば、第２スイッチング素子を流れる電流の増加速度は制限される。このため、第２スイッチング素子のオン操作をソフトスイッチングとすることができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のそれぞれの入力端子及び出力端子間に逆並列接続されたフリーホイールダイオードを更に備えることを特徴とする。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記第１スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の少なくとも一方に電流が流れる状況下、前記第３コイルに電圧を印加することで、前記少なくとも一方に流れる電流を前記第１コイルに流す第１電流迂回手段を更に備えることを特徴とする。
【００１２】
第１スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列に接続される整流手段の少なくとも一方に電流が流れる状況下、第１コイルに電流を流すうえでは、これに電圧を印加することが有効である。この点、上記発明では、第１コイルと磁気結合した第３コイルに電圧を印加することで、第１コイルに好適に電流を流すことができる。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記第１コイルに電流が流れることで前記第１スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の双方に流れる電流がゼロとなる場合に前記第２スイッチング素子をオンとする手段を備えることを特徴とする。
【００１４】
上記発明では、第２スイッチング素子のオン操作を、ゼロ電流スイッチングとすることができる。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記第１電流迂回手段は、前記第２スイッチング素子がオン操作された後に前記第３コイルへの電圧の印加を停止することを特徴とする。
【００１６】
第３コイルへの電圧の印加の停止時において第３コイルに電流が流れる場合、電力損失が発生する。一方、第２スイッチング素子がオン操作された後には第３コイルを流れる電流は減少する。このため、上記発明では、第３コイルへの電圧印加の停止に伴う電力損失を好適に低減することができる。
【００１７】
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記第２スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の少なくとも一方に電流が流れる状況下、前記第４コイルに電圧を印加することで、前記少なくとも一方に流れる電流を前記第２コイルに流す第２電流迂回手段を更に備えることを特徴とする。
【００１８】
第２スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列に接続される整流手段の少なくとも一方に電流が流れる状況下、第２コイルに電流を流すうえでは、これに電圧を印加することが有効である。この点、上記発明では、第２コイルと磁気結合した第４コイルに電圧を印加することで、第２コイルに好適に電流を流すことができる。
【００１９】
請求項７記載の発明は、請求項６記載の発明において、前記第２コイルに電流が流れることで前記第２スイッチング素子及びその入力端子及び出力端子間に逆並列接続される整流手段の双方に流れる電流がゼロとなる場合に前記第１スイッチング素子をオンとする手段を備えることを特徴とする。
【００２０】
上記発明では、第１スイッチング素子のオン操作を、ゼロ電流スイッチングとすることができる。
【００２１】
請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記第２電流迂回手段は、前記第１スイッチング素子がオン操作された後に前記第４コイルへの電圧の印加を停止することを特徴とする。
【００２２】
第４コイルへの電圧の印加の停止時において第４コイルに電流が流れる場合、電力損失が発生する。一方、第１スイッチング素子がオン操作された後には第４コイルを流れる電流は減少する。このため、上記発明では、第４コイルへの電圧印加の停止に伴う電力損失を好適に低減することができる。
【００２３】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の発明において、前記第１リターン経路及び前記第２リターン経路と、前記第１迂回経路及び前記第２迂回経路とは、それぞれ開閉手段を備え、前記変換用コイルに流れる電流の流通方向に基づき前記開閉手段を操作する手段を更に備えることを特徴とする。
【００２４】
上記発明では、第１キャパシタ及び第２キャパシタの電圧をゼロ電圧スイッチングにとって適切な値に確実にすること等ができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかる昇圧制御態様を示す回路図。
【図３】同実施形態にかかる昇圧制御態様を示すタイムチャート。
【図４】同実施形態にかかる降圧制御態様を示す回路図。
【図５】同実施形態にかかる降圧制御態様を示すタイムチャート。
【図６】同実施形態との比較例の回路構成を示す回路図。
【図７】同実施形態との比較例の回路構成を示す回路図。
【図８】第２の実施形態にかかるシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換装置をハイブリッド車の電力変換装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００２８】
図示される高電圧バッテリ１０は、車載低電圧システムから絶縁された車載高電圧システムを構成するものである。高電圧バッテリ１０は、車載主機の直接の電力供給のための蓄電手段である。高電圧バッテリ１０は、コンバータＣＶを介してインバータ１２に接続されている。インバータ１２は、直流電圧を擬似交流電圧に変換して車載主機に印加するための電力変換回路である。
【００２９】
上記コンバータＣＶは、高電圧バッテリ１０の電圧（例えば「２８８Ｖ」）を昇圧して所定の高電圧（例えば「６５０Ｖ」）の電圧をインバータ１２に印加する。また、コンバータＣＶは、インバータＩＶに接続された回転電機が回生運転される場合には、インバータＩＶから入力される電圧を降圧して高電圧バッテリ１０に印加する。なお、コンバータＣＶの一対の入力端子には、コンデンサ１４が並列接続されており、また、コンバータＣＶの一対の出力端子には、コンデンサ１６が並列接続されている。
【００３０】
コンバータＣＶは、一対の出力端子間に接続される主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体を備えている。これら主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＮチャネルのパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタである。これら主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にフリーホイールダイオードＦＤ１，ＦＤ２が接続されている。これらフリーホイールダイオードＦＤ１，ＦＤ２は、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のボディーダイオードである。
【００３１】
主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と、高電圧バッテリ１０との間には、変換用コイルＬが接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ１には、２次側コイルＬ１、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１の直列接続体が並列接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ２には、コンデンサＣ２、２次側コイルＬ２及びダイオードＤ２の直列接続体が並列接続されている。ここで、２次側コイルＬ１は、１次側コイルＬ３と磁気結合されて巻数比「１」のトランスを構成している。そして、１次側コイルＬ３には、駆動回路２０が接続されている。また、２次側コイルＬ２は、１次側コイルＬ４と磁気結合されて巻数比「１」のトランスを構成している。そして、１次側コイルＬ４には、駆動回路２２が接続されている。
【００３２】
主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点及びコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点間と、コンデンサＣ１及びダイオードＤ１間との間には、バイパス用スイッチング素子Ｓｂ１及びバイパス用ダイオードＤｂ１が接続されている。ここで、バイパス用ダイオードＤｂ１は、コンデンサＣ１及びダイオードＤ１間側から主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点及びコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点間側へと進む方向を順方向とするものである。また、バイパス用スイッチング素子Ｓｂ１は、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタによって構成されており、特にそのボディーダイオードが、バイパス用ダイオードＤｂ１と逆極性に接続されている。
【００３３】
主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点及びコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点間と、コンデンサＣ２及び２次側コイルＬ２間との間には、バイパス用スイッチング素子Ｓｂ２及びバイパス用ダイオードＤｂ２が接続されている。ここで、バイパス用ダイオードＤｂ２は、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点及びコンデンサＣ１、Ｃ２の接続点間側からコンデンサＣ２及び２次側コイルＬ２間側へと進む方向を順方向とするものである。また、バイパス用スイッチング素子Ｓｂ２は、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタによって構成されており、特にそのボディーダイオードが、バイパス用ダイオードＤｂ２と逆極性に接続されている。
【００３４】
高電圧バッテリ１０の正極とコンデンサＣ１及びダイオードＤ１間との間には、リターン用スイッチング素子Ｓｒ１及びリターン用ダイオードＤｒ１が接続されている。ここで、リターン用ダイオードＤｒ１は、コンデンサＣ１及びダイオードＤ１間側から高電圧バッテリ１０の正極側へと進む方向を順方向とするものである。また、リターン用スイッチング素子Ｓｒ１は、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタによって構成されており、特にそのボディーダイオードが、リターン用ダイオードＤｒ１と逆極性に接続されている。
【００３５】
高電圧バッテリ１０の正極とコンデンサＣ２及び２次側コイルＬ２間との間には、リターン用スイッチング素子Ｓｒ２及びリターン用ダイオードＤｒ２が接続されている。ここで、リターン用ダイオードＤｒ２は、高電圧バッテリ１０の正極側からコンデンサＣ２及び２次側コイルＬ２間側へと進む方向を順方向とするものである。また、リターン用スイッチング素子Ｓｒ２は、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタによって構成されており、特にそのボディーダイオードが、バイパス用ダイオードＤｂ２と逆極性に接続されている。
【００３６】
なお、高電圧バッテリ１０の正極及び変換用コイルＬ間には、電流センサ２４が設けられている。また、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点及びコンデンサＣ１，Ｃ２の接続点間のうちのバイパス用スイッチング素子Ｓｂ１，Ｓｂ２との接続点よりも主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点側には、電流センサ２６が設けられている。
【００３７】
制御装置３０は、電流センサ２４，２６によって検出される電流ＩＳ１，ＩＳ２に基づき、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２やバイパス用スイッチング素子Ｓｂ１，Ｓｂ２、リターン用スイッチング素子Ｓｒ１，Ｓｒ２を操作する操作信号ＭＱ１，ＭＱ２，Ｍｂ１、Ｍｂ２，Ｍｒ１，Ｍｒ２を生成して出力する。
【００３８】
以下では、制御装置３０によって行われるコンバータＣＶの昇圧処理、及び降圧処理について説明する。
＜コンバータＣＶの昇圧処理＞
昇圧処理時には、リターン用スイッチング素子Ｓｒ１及びバイパス用スイッチング素子Ｓｂ２は常時オン、リターン用スイッチング素子Ｓｒ２及びバイパス用スイッチング素子Ｓｂ１は常時オフとされる。図２に、コンバータＣＶのうちの昇圧処理の各モードにおいて電流が流れる部分を明記した回路を示す。以下では、図２に示した各モード毎に説明を行う。なお、以下では、入力側（コンデンサ１４）の電圧Ｖ１と、出力側（コンデンサ１６）の電圧Ｖ２とを用いて説明する。
（モード１）
これは、主スイッチング素子Ｑ１がオン、主スイッチング素子Ｑ２がオフ、駆動回路２０，２２はともにオフとなるモードである。この場合、高電圧バッテリ１０から変換用コイルＬを介して主スイッチング素子Ｑ１に電流が流れる。
（モード２）
主スイッチング素子Ｑ１をオフすると、主スイッチング素子Ｑ１には電流が流れなくなり、変換用コイルＬを流れる電流は、コンデンサＣ１、リターン用ダイオードＤｒ１、リターン用スイッチング素子Ｓｒ１を介して変換用コイルＬへと戻り、これによりコンデンサＣ１が充電される。ここで、コンデンサＣ１の充電電圧が漸増するに連れて主スイッチング素子Ｑ１の入出力端子間の電圧も漸増する。ここで、主スイッチング素子Ｑ１の入出力端子間の電圧の増加速度がコンデンサＣ１の電圧の増加速度によって制限されるため、主スイッチング素子Ｑ１をゼロボルトスイッチングとすることができる。主スイッチング素子Ｑ１の入力端子の電位がコンデンサ１６の正極電位に等しくなると、モード３に移行する。なお、この時点でのコンデンサＣ１の電圧は、Ｖ２−Ｖ１となる。
（モード３）
変換用コイルＬを流れる電流は、リターン用ダイオードＤｒ１等を介して流れなくなり、フリーホイールダイオードＦＤ２を介して流れるようになる。この時点において、主スイッチング素子Ｑ２をオン操作する。この時点では、主スイッチング素子Ｑ２の入出力端子間の電圧は、フリーホイールダイオードＦＤ１の順方向電圧（略ゼロ）であるため、主スイッチング素子Ｑ２をゼロボルトスイッチングとすることができる。
（モード４）
主スイッチング素子Ｑ２をオフ操作し、駆動回路２２によって１次側コイルＬ４に電圧を印加する。この際、主スイッチング素子Ｑ２の入出力端子間の電圧は、略ゼロボルトに維持されることから、主スイッチング素子Ｑ２のオフ操作はゼロボルトスイッチングとなる。一方、駆動回路２２によって１次側コイルＬ４に電圧を印加することで、２次側コイルＬ２に電圧がかかる。この電圧は、変換用コイルＬ側を負、コンバータＣＶの出力端子側を正とするものである。ここで、２次側コイルＬ２に流れる電流は、１次側コイルＬ４に印加される電圧と、２次側コイルＬ２及び１次側コイルＬ４間の漏れ磁束とによって定まる速度で増加する。このため、フリーホイールダイオードＦＤ２に流れる電流は、２次側コイルＬ２を流れる電流の増加に伴って減少する。
（モード５）
フリーホイールダイオードＦＤ２に流れる電流がゼロとなり、変換用コイルＬに流れる電流と２次側コイルＬ２に流れる電流とが等しくなる。
（モード６）
主スイッチング素子Ｑ１をオン操作すると、２次側コイルＬ２を流れる電流が漸減し、主スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が漸増する。同時に、コンデンサＣ１の電荷が、スイッチング素子Ｑ１、２次側コイルＬ１及びダイオードＤ１を備える電気経路によって放電される。２次側コイルＬ２の電流ＩＬ２の減少速度は、１次側コイルＬ４の印加電圧と２次側コイルＬ２及び１次側コイルＬ４の漏れ磁束によって定まる。この減少した電流は、主スイッチング素子Ｑ１に流れることとなる。このため、この電流の増加速度は、上記漏れ磁束等によって制限されることとなる。また、コンデンサＣ１の放電電流ＩＣ１は、２次側コイルＬ１及び１次側コイルＬ３の相互インダクタンス成分とコンデンサＣ１の容量成分との共振現象によって主スイッチング素子Ｑ１を流れるため、この電流の増加速度も制限される。このため、主スイッチング素子Ｑ１のオン操作をゼロ電流スイッチングとすることができる。
（モード７）
２次側コイルＬ２に流れる電流が「０Ａ」となることで駆動回路２２をオフとすることによって、１次側コイルＬ４に印加される電圧をゼロとする。この時点では、１次側コイルＬ４の電流は略ゼロとなっているため、駆動回路２２のオフ操作に伴うスイッチング損失は小さい。また、主スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、変換用コイルＬを流れる電流とコンデンサＣ１の放電電流とであるが、コンデンサＣ１の放電電流は漸減し、やがてゼロとなる。これにより、主スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、変換用コイルＬを流れる電流となる。なお、コンデンサＣ１の放電が完了した時点でのコンデンサＣ１の電圧は、高電圧バッテリ１０の電圧Ｖ１（モード２とは逆極性）となる。これは、リターン用ダイオードＤｒ１によって、コンデンサＣ１の充電電圧が電圧Ｖ１以上となることを禁じているためである。
【００３９】
図３に、昇圧処理時のタイムチャートを示す。
＜コンバータＣＶの降圧処理＞
降圧処理時には、リターン用スイッチング素子Ｓｒ１及びバイパス用スイッチング素子Ｓｂ２は常時オフ、リターン用スイッチング素子Ｓｒ２及びバイパス用スイッチング素子Ｓｂ１は常時オンとされる。図４に、コンバータＣＶのうちの降圧処理の各モードにおいて電流が流れる部分を明記した回路を示す。以下では、図４に示した各モード毎に説明を行う。
（モード１）
主スイッチング素子Ｑ１がオフ、主スイッチング素子Ｑ２がオン、駆動回路２０，２２がオフとなるモードである。この場合、コンバータＣＶの出力側（コンデンサ１６）側から主スイッチング素子Ｑ２を介して変換用コイルＬに電流が流れる。
（モード２）
主スイッチング素子Ｑ２をオフ操作すると、変換用コイルＬを流れる電流は、リターン用スイッチング素子Ｓｒ２，リターン用ダイオードＤｒ２、及びコンデンサＣ２を介して変換用コイルＬに戻される。これにより、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の充電に伴って主スイッチング素子Ｑ２の出力端子の電位が低下する。ただし、コンデンサＣ２の充電電圧の上昇速度は、コンデンサＣ２の静電容量によって制限されるため、主スイッチング素子Ｑ２の出力端子の電位の低下速度は、コンデンサＣ２の静電容量によって制限される。これにより、主スイッチング素子Ｑ２のオフ操作をゼロボルトスイッチングとすることができる。
（モード３）
主スイッチング素子Ｑ２の入出力端子間の電圧がコンバータＣＶの出力側の電圧（コンデンサ１６の電圧）に等しくなり、コンデンサＣ２に電流が流れなくなることで、モード３に移行する。なお、この際のコンデンサＣ２の電圧は、高電圧バッテリ１０の電圧Ｖ１である。これにより、フリーホイールダイオードＦＤ１に電流が流れるようになる。これが、コンデンサＣ２の充電電圧を高電圧バッテリ１０の電圧Ｖ１に制限する役割を有する。この時点で、主スイッチング素子Ｑ１をオン操作する。フリーホイールダイオードＦＤ１に電流が流れているため、主スイッチング素子Ｑ１の入出力端子間の電圧は、フリーホイールダイオードＦＤ１の順方向電圧（略ゼロ）である。このため、主スイッチング素子Ｑ１のオン操作をゼロボルトスイッチングとすることができる。
（モード４）
主スイッチング素子Ｑ１をオフ操作し、駆動回路２０をオンすることで１次側コイルＬ３に電圧を印加する。主スイッチング素子Ｑ１の入出力端子間の電圧は、略ゼロボルトに保たれるため、主スイッチング素子のオフ操作を、ゼロボルトスイッチングとすることができる。一方、１次側コイルＬ３への印加電圧は、２次側コイルＬ１のうちダイオードＤ１側を正とするものであるため、これにより、ダイオードＤ１、バイパス用ダイオードＤｂ１，及びバイパス用スイッチング素子Ｓｂ１を備える電気経路を介して２次側コイルＬ１へと電流を流すことができる。２次側コイルＬ１を流れる電流の増加速度は、１次側コイルＬ３への印加電圧と、１次側コイルＬ３及び２次側コイルＬ１間の漏れ磁束によって定まる。２次側コイルＬ１に流れる電流の漸増に伴って、フリーホイールダイオードＦＤ１に流れる電流が漸減する。
（モード５）
フリーホイールダイオードＦＤ１に流れる電流がゼロとなるモードである。
（モード６）
主スイッチング素子Ｑ２をオン操作すると、２次側コイルＬ１に流れる電流が漸減するのに伴い、主スイッチング素子Ｑ２に流れる電流が漸増する。同時にコンデンサＣ２が放電され、２次側コイルＬ２，ダイオードＤ２を介して主スイッチング素子Ｑ２に流れる。ここで、２次側コイルＬ１を流れる電流ＩＬ１の減少速度は、１次側コイルＬ３への印加電圧と、２次側コイルＬ１及び１次側コイルＬ３間の漏れ磁束とによって定まる。このため、この減少による主スイッチング素子Ｑ２を流れる電流の増加速度も、１次側コイルＬ３への印加電圧と、２次側コイルＬ１及び１次側コイルＬ３間の漏れ磁束とによって制限されることとなる。また、コンデンサＣ２の放電電流は、２次側コイルＬ２及び１次側コイルＬ４の相互インダクタンスとコンデンサＣ２の静電容量とによる共振現象によって主スイッチング素子Ｑ２に流れるため、この電流の増加速度も制限される。このため、主スイッチング素子Ｑ２のオフ操作を、ゼロ電流スイッチングとすることができる。
（モード７）
２次側コイルＬ１に流れる電流が「０Ａ」となることで駆動回路２０をオフとすることによって、１次側コイルＬ３に印加される電圧をゼロとする。この時点では、１次側コイルＬ３の電流は略ゼロとなっているため、駆動回路２０のオフ操作に伴うスイッチング損失は小さい。また、主スイッチング素子Ｑ２に流れる電流は、変換用コイルＬを流れる電流とコンデンサＣ２の放電電流とであるが、コンデンサＣ２の放電電流は漸減し、やがてゼロとなる。これにより、主スイッチング素子Ｑ２に流れる電流は、変換用コイルＬを流れる電流となる。なお、コンデンサＣ２の放電が完了した時点でのコンデンサＣ２の電圧は、高電圧バッテリ１０の電圧Ｖ２−Ｖ１（モード２とは逆極性）となる。これは、リターン用ダイオードＤｒ２によって、コンデンサＣ２の充電電圧が電圧Ｖ２−Ｖ１以上となることを禁じているためである。
【００４０】
図５に、降圧処理時のタイムチャートを示す。
【００４１】
このように、本実施形態では、昇圧処理及び降圧処理の双方において、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン操作及びオフ操作の双方をソフトスイッチングとすることができる。これに対し、図６に示す回路の場合、オン操作をソフトスイッチング（ゼロ電流スイッチング）とすることはできるものの、オフ操作についてはハードスイッチングとなる。ここで、図６において、オフ操作がハードスイッチングとなる欠点を解消すべく、図７に示すように、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にコンデンサＣ３，Ｃ４を並列接続することも考えられる。ただし、この場合、例えば、主スイッチング素子Ｑ１のオン操作に先立ち、コンデンサＣ３の電圧をゼロボルトにする必要が生じ、駆動回路２２を大型化する必要が生じる。そして、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフ操作及びオン操作の少なくとも一方をハードスイッチングとする場合には、これらを複数のスイッチング素子の並列接続体にて構成する要求が生じる。これは、スイッチング状態の切り替えに伴う損失（電力損失）が電流に略比例することに鑑み、各スイッチング素子の熱量を上記並列接続によって低減することを狙ったものである。
【００４２】
これに対し、本実施形態では、駆動回路２０、２２を大型化することなく、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ操作の双方をソフトスイッチングとすることができる。このため、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の並列接続数を低減したり、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を単一のスイッチング素子にて構成したりすることができる。
【００４３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４４】
（１）２次側コイルＬ１、Ｌ２、１次側コイルＬ３，Ｌ４、駆動回路２０，２２、及びコンデンサＣ１、Ｃ２を用いることで、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン操作及びオフ操作の双方をソフトスイッチングとすることができる。ここで、コンデンサＣ１，Ｃ２のうちの主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれか一方のオフ操作をソフトスイッチングとするためのものの電荷が上記いずれか一方のオン操作に際して放電される際の速度は、２次側コイルＬ１、Ｌ２及び１次側コイルＬ３，Ｌ４のうちのいずれか他方のオン操作をソフトスイッチングするためのものによって制限される。このため、２次側コイルＬ１、Ｌ２及び１次側コイルＬ３，Ｌ４を、昇圧処理及び降圧処理のいずれか一方におけるオン操作のソフトスイッチングと、いずれか他方におけるコンデンサの電荷の放電速度の制限とに用いることができるため、昇圧処理及び降圧処理のそれぞれで利用する部材を共有化することができる。
【００４５】
（２）主スイッチング素子Ｑ１及びフリーホイールダイオードＦＤ１の少なくとも一方に電流が流れる状況下、１次側コイルＬ３に電圧を印加することで、少なくとも一方に流れる電流を２次側コイルＬ１に流すためのバイパス用スイッチング素子Ｓｂ１及びバイパス用ダイオードＤｂ１を備えた。これにより、コンデンサＣ１の電圧を変化させることなく、上記少なくとも一方に流れていた電流を２次側コイルＬ１側に引き寄せることができる。
【００４６】
（３）主スイッチング素子Ｑ１及びフリーホイールダイオードＦＤ１に流れる電流がゼロとなる場合に主スイッチング素子Ｑ２をオン操作した。これにより、主スイッチング素子Ｑ２のオン操作を、ゼロ電流スイッチングとすることができる。
【００４７】
（４）１次側コイルＬ２を流れる電流が略ゼロとなることで駆動回路２０をオフとした。これにより、駆動回路２０をオフ操作することに伴う電力損失を好適に低減することができる。
【００４８】
（５）主スイッチング素子Ｑ２及びフリーホイールダイオードＦＤ２の少なくとも一方に電流が流れる状況下、１次側コイルＬ４に電圧を印加することで、少なくとも一方に流れる電流を２次側コイルＬ２に流すためのバイパス用スイッチング素子Ｓｂ２及びバイパス用ダイオードＤｂ２を備えた。これにより、コンデンサＣ２の電圧を変化させることなく、上記少なくとも一方に流れていた電流を２次側コイルＬ２側に引き寄せることができる。
【００４９】
（６）主スイッチング素子Ｑ２及びフリーホイールダイオードＦＤ２に流れる電流がゼロとなる場合に主スイッチング素子Ｑ１をオン操作した。これにより、主スイッチング素子Ｑ１のオン操作を、ゼロ電流スイッチングとすることができる。
【００５０】
（７）１次側コイルＬ４を流れる電流が略ゼロとなることで駆動回路２２をオフとした。これにより、駆動回路２２をオフ操作することに伴う電力損失を好適に低減することができる。
【００５１】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５２】
図８に、本実施形態のシステム構成図を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。
【００５３】
本実施形態では、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、バイパス用スイッチング素子Ｓｂ１，Ｓｂ２，及びリターン用スイッチング素子Ｓｒ１，Ｓｒ２を、それぞれ絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成した。この場合、フリーホイールダイオードＦＤ１，ＦＤ２に電流が流れる期間においては、対応する主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には電流が流れない。このため、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうち電流が流れない方のオン操作タイミングやオフ操作タイミングについては、上記第１の実施形態とは相違するタイミングに設定したとしても電力損失の増大はない。なお、これら主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン、オフ操作する（相補駆動する）ものに限らない。例えば、昇圧処理時には、主スイッチング素子Ｑ１のみを操作し、降圧処理時には、主スイッチング素子Ｑ２のみを操作してもよい。
【００５４】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００５５】
・上記第１の実施形態においては、フリーホイールダイオードＦＤ１，ＦＤ２を、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のボディダイオードとしたがこれに限らず、ディスクリート部品であってもよい。
【００５６】
・上記第１の実施形態では、昇圧処理におけるモード３の主スイッチング素子Ｑ２のオン条件を、フリーホイールダイオードＦＤ２がオンした旨の条件としたがこれに限らない。コンデンサＣ１がフル充電状態に近似するほど、主スイッチング素子Ｑ２のオン時における主スイッチング素子Ｑ２の入力端子及び出力端子間の電圧を小さくできることに鑑みれば、コンデンサＣ１がフル充電状態に対応する電圧に近くなることを上記条件としても、主スイッチング素子Ｑ２のオン状態への切替に伴うスイッチング損失を低減することはできる。
【００５７】
・上記第１の実施形態では、昇圧処理におけるモード４の主スイッチング素子Ｑ２のオフ条件を、１次側コイルＬ４への電圧印加開始としたがこれに限らない。例えば、１次側コイルＬ４への電圧印加の開始後、主スイッチング素子Ｑ２及びフリーホイールダイオードＦＤ２に流れる電流がゼロとなる旨の条件であってもよい。
【００５８】
・上記各実施形態では、昇圧処理における駆動回路２２による１次側コイルＬ４への電圧印加の停止処理を、２次側コイルＬ２に流れる電流がゼロとなる旨の条件としたがこれに限らない。ただし、２次側コイルＬ２に流れる電流がゼロに近い状態で電圧印加を停止するほど電圧印加の停止処理に伴う電力損失を低減することができる。
【００５９】
・上記各実施形態では、降圧処理における駆動回路２０による１次側コイルＬ３への電圧印加の停止処理を、２次側コイルＬ１に流れる電流がゼロとなる旨の条件としたがこれに限らない。ただし、２次側コイルＬ１に流れる電流がゼロに近い状態で電圧印加を停止するほど電圧印加の停止処理に伴う電力損失を低減することができる。
【００６０】
・上記第１の実施形態では、降圧処理におけるモード３の主スイッチング素子Ｑ１のオン条件を、フリーホイールダイオードＦＤ１がオンした旨の条件としたがこれに限らない。コンデンサＣ２がフル充電状態に近似するほど、主スイッチング素子Ｑ１のオン時における主スイッチング素子Ｑ１の入力端子及び出力端子間の電圧を小さくできることに鑑みれば、コンデンサＣ２がフル充電状態に対応する電圧に近くなることを上記条件としても、主スイッチング素子Ｑ１のオン状態への切替に伴うスイッチング損失を低減することはできる。
【００６１】
・上記第１の実施形態では、降圧処理におけるモード６への移行条件を、主スイッチング素子Ｑ１及びフリーホイールダイオードＦＤ１に流れる電流がゼロとなることを検出する旨の条件としたがこれに限らない。電流センサ２６を備えることなく、上記電流がゼロとなると想定される時間の経過を条件としてもよい。なお、モード６への移行条件は、必ずしも上記電流がゼロとなる旨の条件を含まなくてもよい。この電流が小さいことを条件とすることで、スイッチング素子Ｑ２のオン状態への切替に伴う電力損失を低減することはできる。
【００６２】
・上記各実施形態では、２次側コイルＬ２と１次側コイルＬ４との巻数比を「１」としたが、これに限らない。
【００６３】
・上記各実施形態では、２次側コイルＬ１と１次側コイルＬ３との巻数比を「１」としたが、これに限らない。
【００６４】
・上記各実施形態では、主スイッチング素子Ｑ１の出力端子を基準として、主スイッチング素子Ｑ２の入力端子と、変換用コイルＬのうちの主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点側でない方の端子とのそれぞれの電圧のいずれか一方を他方に変換するＤＣＤＣコンバータを想定したが、これに限らない。例えば、上記特許文献１の図１等に記載されているように、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続体と、もう一対のスイッチング素子の直列接続体とのそれぞれの接続点間に変換用コイルＬが接続されたものであってもよい。ただし、この場合、上記一対のスイッチング素子のオン操作をソフトスイッチングで行うためには、主スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と同様、これらに並列に２次側コイルＬ１，Ｌ２と同様の部材を並列接続する。ただし、コンデンサについてはこれ以上追加することなく、オフ操作をソフトスイッチングとすることができる。
【００６５】
・上記発明では、ハイブリッド車の電力変換装置に本発明を適用したがこれに限らず、例えば電気自動車に適用してもよい。更に、車載主機への直接の電力供給のための蓄電手段（高電圧バッテリ１０）の電圧を変換するものにも限らない。
【符号の説明】
【００６６】
１０…高電圧バッテリ、１２…インバータ、２０，２２…駆動回路、３０…制御装置、Ｑ１，Ｑ２…主スイッチング素子、Ｓｂ１，Ｓｂ２…バイパス用スイッチング素子、Ｓｒ１，Ｓｒ２…リターン用スイッチング素子、ＣＶ…コンバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2010283974.tif 000008
【図７】
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【図８】
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