(57)【要約】【課題】  従来の変換器はコストが高く、特許文献１のΔΣ型Ａ／Ｄ変換器を単にコストの安い逐次比較型Ａ／Ｄ変換器に置き換えただけでは、ノイズが大きくなる。【解決手段】  レーダ装置は、第１の周波数を有する第１のアナログ信号及び第２の周波数を有する第２のアナログ信号を出力する信号出力部と、信号出力部に接続され、信号出力部が出力した第１及び第２のアナログ信号を、それぞれ第１及び第２のデジタル信号に変換し、当該第１及び第２のデジタル信号を重ね合わせて一つのデジタル信号として出力する逐次比較型Ａ／Ｄ変換器と、信号変換部に接続され、一つのデジタル信号を第１及び第２のデジタル信号に振り分けて出力する演算回路を備え、演算回路は、単位時間のうち、第１の時間区間で前記第１のデジタル信号の代表値を示す第１の代表値を計算し、第２の時間区間で前記第２のデジタル信号の代表値を示す第２の代表値を計算する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数を有する第１のアナログ信号及び第２の周波数を有する第２のアナログ信号を出力する信号出力部と、
前記信号出力部に接続され、前記信号出力部が出力した前記第１及び第２のアナログ信号を、それぞれ第１及び第２のデジタル信号に変換し、当該第１及び第２のデジタル信号を重ね合わせて一つのデジタル信号として出力する逐次比較型Ａ／Ｄ変換器と、
前記逐次比較型Ａ／Ｄ変換器に接続され、前記一つのデジタル信号を前記第１及び第２のデジタル信号に振り分けて出力する演算回路を備え、
前記演算回路は、単位時間のうち、第１の時間区間で前記第１のデジタル信号の代表値を示す第１の代表値を計算し、第２の時間区間で前記第２のデジタル信号の代表値を示す第２の代表値を計算する、レーダ装置。
【請求項２】
前記第１の代表値とは、前記第１の時間区間内に変換した複数のデジタル信号の平均値を示し、
前記第２の代表値とは、前記第２の時間区間内に変換した複数のデジタル信号の平均値を示す、請求項１記載のレーダ装置。
【請求項３】
前記演算回路は、前記代表値を計算する際、フィルタ処理及び間引き処理を行う、請求項１記載のレーダ装置。
【請求項４】
前記演算回路は、前記第１の時間区間から前記第２の時間区間に切り替わる際にデジタル信号に変換したデータは、前記第１及び第２の代表値の計算には使用しない、請求項１乃至３何れか一に記載のレーダ装置。
【請求項５】
前記演算回路は、前記単位時間より１６倍以上速い時間でアナログ信号をデジタル信号に変換する、請求項１乃至４何れか一に記載のレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、連続的な電波を用いて障害物を検知するレーダ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
自動車で走行時に障害物や前方走行車までの距離を計測する装置として、ミリ波を利用したレーダ装置が広く利用されている。レーダ装置は電波を放射し、障害物や車両などの物体からの反射波を受信する。そして、受信した反射波の強弱，周波数のドップラーシフト，電波の発射から反射波の受信までの伝搬時間などを検出し、その結果から物体までの距離や相対速度を計測する。
【０００３】
ここで、２周波ＣＷ方式のレーダ装置における、変調／復調回路に関する技術がある（特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特許第２９４５８２１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来方式では、復調回路１１及び１２とΔΣ型Ａ／Ｄ変換器２個（１５及び１６）を用いて、復調を行っている（図２参照）。しかし、当該変換器は回路構成が複雑でコストが高いという課題がある。従って、回路構成が簡単でコストの安い逐次比較型Ａ／Ｄ変換器を用いることが考えられるが、特許文献１の技術において、単にΔΣ型Ａ／Ｄ変換器を逐次比較型Ａ／Ｄ変換器に置き換えただけでは、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器に内蔵のアンチエイリアスフィルタが利用できず、ナイキスト周波数を超える周波数の信号が折返しノイズとなって混入し、ノイズが大きくなる、という課題がある。
【０００６】
そこで、本発明の目的は、逐次比較型Ａ／Ｄ変換器を用いてもノイズを抑えることが可能なレーダ装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するため、本発明の望ましい態様の一つは次の通りである。
【０００８】
レーダ装置は、第１の周波数を有する第１のアナログ信号及び第２の周波数を有する第２のアナログ信号を出力する信号出力部と、信号出力部に接続され、信号出力部が出力した第１及び第２のアナログ信号を、それぞれ第１及び第２のデジタル信号に変換し、当該第１及び第２のデジタル信号を重ね合わせて一つのデジタル信号として出力する逐次比較型Ａ／Ｄ変換器と、信号変換部に接続され、一つのデジタル信号を第１及び第２のデジタル信号に振り分けて出力する演算回路を備え、演算回路は、単位時間のうち、第１の時間区間で前記第１のデジタル信号の代表値を示す第１の代表値を計算し、第２の時間区間で前記第２のデジタル信号の代表値を示す第２の代表値を計算する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、逐次比較型Ａ／Ｄ変換器を用いてもノイズを抑えることが可能なレーダ装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、図面を参照して、実施例について説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は、レーダ装置の構成図である。
【００１２】
当該レーダ装置は、変調／復調回路１，変調／復調回路が出力した信号をミリ波帯の電波に変換する高周波発生器２，高周波発生器２が出力したミリ波帯の電波を送信用と混合用に分配する方向性結合器３，方向性結合器が出力した送信用の電波を外部に送信する送信アンテナ４，先行車等の物体に反射した電波を受信する受信アンテナ５，当該受信した電波と方向性結合器３が出力した混合用の電波を混合してビート信号を発生させるミキサ６，ミキサ６が出力したビート信号を増幅するオペアンプ７，オペアンプ７が出力した増幅されたアナログ信号であるビート信号をデジタル信号に変換（Ａ／Ｄ変換）する逐次比較型Ａ／Ｄ変換器８，逐次比較型Ａ／Ｄ変換器８が出力したデジタル信号を従来のΔΣ型Ａ／Ｄ変換器による変換結果と同等のデジタル信号となるよう計算する演算回路９、及び演算回路９が出力したデジタル信号に対してＦＦＴ解析処理等を行い当該レーダ装置と先行車等との間の距離，角度，相対速度等を計算する信号処理装置１０とからなる。
【００１３】
ここで、一般的な２周波ＣＷ方式について説明する。当該方式では、周波数ｆ１，ｆ２の２つの電波を切替え遷移しながら送信し物体で反射して戻ってきた反射波を受信する。ｆ１，ｆ２の二つの送信信号に対してそれぞれビート信号が得られるので、ｆ１を送信している区間に取得したデータから計測されるビート信号の周波数は、ターゲットとの相対速度Ｖに比例したドップラーシフトｆｄ＝−２Ｖｆ１／ｃに等しい。そこで、Ｖは数式１によって求まる。
【００１４】
（数式１）
Ｖ＝−ｆｄ×ｃ／（２×ｆ１）
更に、受信波はターゲットまでの距離Ｒを往復しているので、受信波の位相は、その受信波が受信された時点での送信波の位相とは異なっている。ｆ１を送信している区間に取得したデータから計測される位相をΔφ１、ｆ２を送信している区間に取得したデータから計測される位相をΔφ２とすると、Ｒは数式２によって求まる。
【００１５】
（数式２）
Δφ１−Δφ２＝４πＲ×（ｆ１−ｆ２）／ｃ
図２は、従来の２周波ＣＷ方式レーダ装置の構成図である。
【００１６】
従来のレーダ装置は、変調／復調回路１，変調／復調回路が出力した信号をミリ波帯の電波に変換する高周波発生器２，高周波発生器２が出力したミリ波帯の電波を送信用と混合用に分配する方向性結合器３，方向性結合器が出力した送信用の電波を外部に送信する送信アンテナ４，先行車等の物体に反射した電波を受信する受信アンテナ５，当該受信した電波と方向性結合器３が出力した混合用の電波を混合してビート信号を発生させるミキサ６，ミキサ６が出力したビート信号を増幅するオペアンプ７，変調のタイミングに連動して制御される復調回路１１及び復調回路１２，サンプルホールド回路１３及び１４，ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器１５及び１６，Ａ／Ｄ変換結果のデジタル信号に対してＦＦＴ解析処理等を行い当該レーダ装置と先行車等との間の距離，角度，相対速度等を計算する信号処理装置１０とからなる。
【００１７】
２周波ＣＷ方式レーダでは、送信する周波数を時間的に切替えているので、通常、ｆ１を送信して得たビート信号ｆｄ１と周波数ｆ２を送信して得たビート信号ｆｄ２とを分離する復調回路が必要となる。復調回路１１及び１２は、送信周波数の変調タイミングに連動して、変調／復調回路０１から送られる制御信号により制御される。即ち、ｆｄ１を得る時にはｆ１を送信している時間に復調回路１１のアナログスイッチのゲートを開き、ｆ２を送信している時には復調回路１２のアナログスイッチのゲートを閉じる。又、それぞれのアナログスイッチの後段にはサンプルホールド回路１３及び１４が接続され、それぞれの出力信号をホールドした後、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器１５及び１６によって、ビート信号をデジタル信号へ変換する。
【００１８】
次に、本実施例をより分かりやすくする為に、まず、従来方式のＡ／Ｄ変換以降の処理手順を説明する。
【００１９】
２周波ＣＷ方式レーダの場合、受信されミキサ６から出力されるビート信号は、図４のように示される。ビート信号は、位相の異なる２つのＳｉｎ波が、送信周波数ｆ１，ｆ２を切替えるタイミングで時分割された信号として観測される。
【００２０】
図３は、従来の復調処理の内容を示す図である。（Ａ）の１０１は一般的な２周波ＣＷ方式のレーダの変調波形を示し、（Ｂ）で１０１に同期した信号処理のタイミングを模式的に示している。
【００２１】
Ａ／Ｄ変換はｆ１，ｆ２各チャンネル毎に単位時間（周期）Ｔの間に１つのデータ出力を行うが、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器はＴの全ての時間区域においてオーバーサンプリング処理を行うのでｆ２信号を送受信している期間はｆ１データをホールドすることによりｆ２の情報がｆ１に回り込まないようにしている。逆にｆ１信号を送受信している期間はｆ２データをホールドすることによりｆ１の情報がｆ２に回り込まないようにしている。
【００２２】
このようにして、復調回路１１，１２、サンプルホールド回路１３，１４を通った信号は、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器１５，１６によってデジタル変換される。ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器１５からは、送信信号がｆ１の区間のビート信号ｆｄ１のサンプル値が出力され、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器１６からは、送信信号がｆ２の区間のビート信号ｆｄ２のサンプル値が出力される。これらのビート信号ｆｄ１とｆｄ２、及びΔΣ型Ａ／Ｄ変換器の出力値の関係を図５に示す。
【００２３】
ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器はデータ出力周期をオーバーサンプリング数で除した期間を一単位として積分と比較を繰返すので変換周期の間に入力電圧が大きく変化する場合は出力に大きく影響を及ぼす。
【００２４】
図５のようにΔΣ型Ａ／Ｄ変換器の出力はｆ１とｆ２が同時に出力されるがオーバーサンプリングしているデータは常に実際のデータではなくその半分程度がホールドされた擬似的なデータであるため、出力された信号の精度は常に誤差を含み、その誤差はｆ１とｆ２のサンプル期間がお互いに重なることが無い為に常にどちらかのデータが決まって誤差が大きくなってしまう。
【００２５】
次に、本実施例における復調の処理について図１，図６を用いて説明する。
【００２６】
本実施例では、第１の周波数ｆ１を有する第１のアナログ信号及び第２の周波数ｆ２を有する第２のアナログ信号を出力するオペアンプ０７（信号出力部）と、オペアンプ０７に接続され、当該オペアンプ０７が出力した第１及び第２のアナログ信号を、それぞれ第１及び第２のデジタル信号に変換し、当該第１及び第２のデジタル信号を重ね合わせて一つのデジタル信号として出力する逐次比較型Ａ／Ｄ変換器と、逐次比較型Ａ／Ｄ変換器に接続され、重ね合わされた一つのデジタル信号を第１及び第２のデジタル信号に振り分けて出力する演算回路０９を用いる。演算回路０９は、単位時間のうち、第１の時間区間で第１のデジタル信号の代表値を示す第１の代表値を計算し、第２の時間区間で第２のデジタル信号の代表値を示す第２の代表値を計算する。
【００２７】
ここで、逐次比較型Ａ／Ｄ変換器０８は、従来使用していたΔΣ型Ａ／Ｄ変換器よりも高速で動作するＳＡＲ型Ａ／Ｄ変換器などを代表とするＡ／Ｄ変換器である。又、演算回路０９は、ｆ１とｆ２とのどちらの時間で変換したかによって当該デジタル信号を振り分け、それぞれの時間区間の代表値を計算して単位時間Ｔの周期で第１のデジタル信号と第２のデジタル信号を出力する。
【００２８】
ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器は、逐次比較型Ａ／Ｄ変換器より少なくとも２５６倍程度のオーバーサンプリングを行うためノイズシェービング効果が得られ、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）に優れているので単純に逐次比較型Ａ／Ｄ変換器に置き換えて従来と同様の処理を行ってもＳ／Ｎ比が悪くなり測定精度は実用に耐えないものとなってしまう。
【００２９】
逐次比較型Ａ／Ｄ変換器を用いてΔΣ型Ａ／Ｄ変換器と同等のＳ／Ｎを得るためには、より高速にＡ／Ｄ変換し、得られたデジタル信号の代表値を取る処理をする必要がある。取得したデジタル信号の平均値を取る場合、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器より約８倍の速さでＡ／Ｄ変換して８個のデータの平均値を計算することにより同等の性能を得られることが実験結果により判明している。
【００３０】
しかし、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器を逐次比較型Ａ／Ｄ変換器を置き換え、その出力８個分の平均値を計算して出力する演算回路を設けた場合、Ａ／Ｄ変換器の入手性は良くなるものの演算回路が必要となり、コストやスペースのメリットが無いものとなってしまう。
【００３１】
そこで、本実施例では、従来の復調回路（図２の１１，１２）を削除してｆ１を送信して得たビート信号ｆｄ１とｆ２を送信して得たビート信号ｆｄ２とを分離せずに一つの逐次比較型Ａ／Ｄ変換器に入力し、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器より１６倍の速さでＡ／Ｄ変換を行って得られたデジタル信号のうち、ｆ１から得られたビート信号ｆｄ１を変換した第１のデジタル信号と、ｆ２から得られたビート信号ｆｄ２を変換した第２のデジタル信号に振り分けて、それぞれ８個の信号の平均値を計算する。
【００３２】
尚、ｆｄ１とｆｄ２との信号の切替えタイミング付近の信号をＡ／Ｄ変換した場合、このデータはノイズ要因となり測定精度に影響が出てしまう。そこで、本実施例では、切替えタイミング付近の信号（図６の点線の上向き矢印）を演算回路０９で計算しない事によって測定精度を向上させる。実験結果では１６倍の速さでＡ／Ｄ変換を行って得られたデジタル信号のうちｆｄ１とｆｄ２それぞれの切替え部分のデータを間引きして、残る６個のデータを平均値処理することにより従来方式と同等以上の性能が得られている。
【００３３】
そして、折返しノイズに関してはＡ／Ｄ変換の速度を１６倍にして６個のデータの平均値を取り１つの代表値とする場合、少なくともナイキスト周波数の１６倍の周波数までは折返しノイズが発生しないという結果が得られている。
【００３４】
逐次比較型Ａ／Ｄ変換器は内部にサンプルホールド回路を有し変換タイミングの一瞬の電圧のみを変換するため、ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器と違い変換周期の間に入力電圧が大きく変化する場合でも変換タイミングの一瞬の電圧が安定していれば問題は無い。但し、入力信号のノイズによる誤差に関してはΔΣ型Ａ／Ｄ変換器のノイズシェービング機能と比較して大きく劣るので変換周期を速くして平均値などを計算することによってノイズ誤差を無くし、アナログ回路で構成された復調回路を省略してＡ／Ｄ変換後の信号を元に復調を行う。
【００３５】
図１のオペアンプ０７を通ったビート信号は逐次比較型Ａ／Ｄ変換器０８で変調／復調回路０１からのタイミング信号によって単位時間Ｔの１６倍の速さで予め定められたタイミングでＡ／Ｄ変換され、当該デジタル化された信号は演算回路０９に入力される。演算回路０９ではｆ１のビート信号部分のうち、信頼性の低い信号切替え部分の信号を間引いた６個のデータの平均を算出し、ｆ２のビート信号部分のうち、信頼性の低い信号切替え部分の信号を間引いた６個のデータの平均を算出して夫々のＡ／Ｄ変換結果とする。信号を間引くタイミングは変調／復調回路０１からの信号によって把握する。
【００３６】
ここで、Ａ／Ｄ変換された信号の位相差について考えるとｆ１のビート信号のＡ／Ｄ変換結果とｆ２のビート信号のＡ／Ｄ変換結果には時間的に単位時間Ｔの１／２のずれが生じている。信号処理装置１０ではｆ１とｆ２の位相差を用いて距離を算出するが、この時に単位時間Ｔの１／２の時間ずれを考慮する。
【００３７】
図６は入力されるビート信号と逐次比較型Ａ／Ｄ変換器でのサンプルタイミングを示す図、図７は本実施例におけるビート信号と演算回路０９の出力値の関係を示す図である。２周波ＣＷ方式レーダの場合、ミキサ６から出力されるビート信号は、位相の異なる２つのＳｉｎ波が、送信周波数ｆ１，ｆ２を切替えるタイミングで時分割された信号として観測される。このビート信号を、逐次比較型Ａ／Ｄ変換器を用い、高速にＡ／Ｄ変換する。図６では、信頼性の低い信号切替え部分の信号を間引いた６個のデータの平均を算出し、送信周波数がｆ１の区間、及び、送信周波数がｆ２の区間の平均値を求めた例を示している。逐次比較型Ａ／Ｄ変換器０８から高速でサンプルされた値が出力され、演算回路０９では、送信周波数がｆ１の区間、及び、送信周波数がｆ２の区間の平均値を求めて、信号処理装置１０へ、それぞれの平均値が出力される。図１０では、演算回路０９が出力する、送信周波数がｆ１の区間、及び、送信周波数がｆ２の区間のそれぞれの出力値をつないでいけば、ビート信号ｆｄ１とｆｄ２が再現できる。但し、この場合、平均値を算出する周期Ｔの１／２だけ、ｆｄ１とｆｄ２のサンプル点の時間ずれが内包されるため、その後の計算で考慮する必要がある。
【００３８】
２周波ＣＷ方式レーダの場合、距離Ｒは、数式２を用いて、ｆ１を送信している区間に取得したデータから計測される位相Δφ１、及び、ｆ２を送信している区間に取得したデータから計測される位相Δφ２から求められる。逐次比較型Ａ／Ｄ変換器を用いる場合は、サンプル点の時間ずれ（Ｔ／２）が内包されるため、次式の関係となる。
【００３９】
（数式３）
（Δφ１−Δφ２）−２π×ｆｄ×（Ｔ／２）＝４πＲ×（ｆ１−ｆ２）／ｃ
【実施例２】
【００４０】
次に第２の実施例について説明する。本実施例ではそれぞれの時間区間の代表値の計算に、ＦＩＲ等のフィルタ処理と間引き処理（デシメーション）を使用する。ＦＩＲ等のフィルタ処理と間引き処理は実施例１と同様にデジタル処理であり、図１の演算回路０９でｆ１のビート信号部分のうち、信頼性の低い信号切替え部分の信号を間引いた６個のデータに対してＦＩＲフィルタ処理を施し、ｆ２のビート信号部分のうち、信頼性の低い信号切替え部分の信号を間引いた６個のデータに対してＦＩＲフィルタ処理を施して夫々のＡ／Ｄ変換結果とする事が可能である。
【実施例３】
【００４１】
次に第３の実施例について説明する。本実施例ではＦＭＣＷ方式のレーダにおいて、ビート信号の周波数を得る際に必要なサンプリング周期の１６倍以上の速度で受信アナログ信号をデジタル信号に変換し、変調制御の切替え時間付近等反射波が安定しない時間区間にデジタル信号に変換したデータを間引いて平均値やＦＩＲフィルタ処理を行う。尚、レーダ制御回路の概略構成は、図１と同様である。
【００４２】
図８は、送受信周波数パターンの一例を示す図である。尚、送信波（Ｔｘ）を実線、受信波（Ｒｘ）を破線で描いている。又、τは電波がレーダ装置と物体との間を往復するのに要する時間を、ｆｄはドップラーシフトしている周波数を、ｆｂＵは送信波の周波数が高くなりつつある区間に得られるビート信号の周波数を、ｆｂＤは送信波の周波数が低くなりつつある区間に得られるビート周波数を示す。
【００４３】
ここで、周波数が時間変化する区間、例えば周波数が時刻の経過に従って直線状に上方に増加する部分から下方に減少していく部分へ変化する部分付近にＡ／Ｄ変換を行った信号は演算回路０９で変調／復調回路０１からのタイミング信号によって区別され、間引き処理される。間引き処理された信号の平均値を計算して信号処理装置１０に入力することにより、逐次比較型Ａ／Ｄ変換器０８の電圧分解能に起因するノイズや変換速度に起因する折り返しノイズなどの影響を受けにくいレーダが提供可能となる。
【００４４】
本稿によれば、従来２系統必要であったＡ／Ｄ変換器が１系統となり、アナログ回路で構成されていた復調回路がデジタル化されることにより低コスト化と省スペース化が容易となる。又、Ａ／Ｄ変換器前段のアナログ回路が削除される事により素子のバラツキによる測定誤差が解消され、より高い精度での測定が可能となる。更に、従来は不要部分の信号もサンプルホールド回路で保持された信号でＡ／Ｄ変換していたが、不要部分の信号は使用しないので更に高い精度での測定が可能となり、全ての信号を処理するよりも処理回路が簡略化できる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】レーダ装置の構成図。
【図２】従来の２周波ＣＷ方式レーダ装置の構成図。
【図３】従来の復調のタイミングを示す図。
【図４】受信されたビート信号を示す図。
【図５】従来のビート信号とΔΣ型Ａ／Ｄ変換器の出力値の関係を示す図。
【図６】本実施例のＡ／Ｄサンプルタイミングと出力されるビート信号平均値を示す図。
【図７】本実施例のビート信号と演算回路の出力値の関係を示す図。
【図８】送受信周波数パターンの一例を示す図。
【符号の説明】
【００４６】
０１  変調／復調回路
０２  高周波発生器
０３  方向性結合器
０４  送信アンテナ
０５  受信アンテナ
０６  ミキサ
０７  オペアンプ
０８  逐次比較型Ａ／Ｄ変換器
０９  演算回路
１０  信号処理装置
１１  復調回路（ｆ１用）
１２  復調回路（ｆ２用）
１３  サンプルホールド回路（ｆ１用）
１４  サンプルホールド回路（ｆ２用）
１５  ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器（ｆ１用）
１６  ΔΣ型Ａ／Ｄ変換器（ｆ２用）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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