(57)【要約】【課題】特別な付加回路を用いずに、製造バラツキが生じたときの高周波増幅器におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキを抑制する。【解決手段】多段増幅器において、例えば段間容量３０，３１に製造バラツキが生じたときに、最終段の１つ前の段１１のコレクタ電圧Ｖｃｃ２が最終段１２のコレクタ電圧Ｖｃｃ３よりも小さくなるように電源回路４０及び乗算器６０にて制御することにより、ＡＭ−ＰＭ特性バラツキを抑制する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
多段接続された複数の増幅段と、
前記複数の増幅段における最終段と前記最終段の１つ前段とを制御する電源部とを備えたことを特徴とする高周波回路。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波回路において、
前記電源部は、前記最終段と前記最終段の１つ前段との各々の出力電圧を制御することを特徴とする高周波回路。
【請求項３】
請求項１に記載の高周波回路において、
前記電源部は、
前記最終段を制御する電源回路と、
前記電源回路と前記最終段の１つ前段との間に配置された乗算器とを有することを特徴とする高周波回路。
【請求項４】
請求項３に記載の高周波回路において、
前記乗算器の値は、前記最終段の１つ前段の電圧が前記最終段の電圧よりも小さくなるように設定されることを特徴とする高周波回路。
【請求項５】
請求項１に記載の高周波回路において、
前記電源部は、
前記最終段の１つ前段を制御する第１の電源回路と、
前記最終段を制御する第２の電源回路とを有することを特徴とする高周波回路。
【請求項６】
請求項５に記載の高周波回路において、
前記最終段の１つ前段を制御する第１の電源回路は、前記最終段を制御する第２の電源回路よりも小さい電圧で制御することを特徴とする高周波回路。
【請求項７】
請求項３に記載の高周波回路において、
前記複数の増幅段の前に、入力信号を振幅信号と位相信号とに分離する変調回路を更に備え、
前記振幅信号が前記電源回路に入力されることを特徴とする高周波回路。
【請求項８】
請求項７に記載の高周波回路において、
前記最終段又は前記最終段の１つ前段の出力電力を検出する回路を更に備えたことを特徴とする高周波回路。
【請求項９】
請求項７に記載の高周波回路において、
前記最終段又は前記最終段の１つ前段の出力電流を検出する回路を更に備えたことを特徴とする高周波回路。
【請求項１０】
請求項１に記載の高周波回路において、
前記複数の増幅段は各々バイポーラトランジスタで構成され、
前記電源部は、前記複数の増幅段における最終段と前記最終段の１つ前段との各々のコレクタ電圧を制御することを特徴とする高周波回路。
【請求項１１】
請求項１に記載の高周波回路における前記複数の増幅段の少なくとも一部を半導体チップで構成したことを特徴とする半導体装置。
【請求項１２】
請求項１に記載の高周波回路を備えたことを特徴とする携帯通信端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動体通信機器等に用いられる高周波電力増幅器の回路構成に関し、特にデバイスパラメータ（特に容量）がばらついた時のＡＭ−ＰＭ特性バラツキを抑制する技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話等の移動体通信における電力増幅器としては、高出力電力化や高効率化とともに低歪み化が要求される。
【０００３】
高効率化に関しては、一般的にＷ−ＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access）方式の携帯電話等で使用される電力増幅器は、歪み特性を損なわない範囲で、出力レベルに応じコレクタ電圧を制御し、電力付加効率の向上を図っている。多段増幅器の場合、コレクタ電圧制御回路を簡素化するためコレクタ端子は束ねられ、コレクタ電圧制御回路に接続されている。
【０００４】
低歪み化に関しては、多段増幅器において、高出力電力時の利得圧縮による歪みを補償することにより、高い電力付加効率かつ低歪み特性を実現する従来例がある。具体的には、２段接続された２個のトランジスタにおいて、入力電力のある範囲において、前段のトランジスタの利得の変化が後段のトランジスタの利得の変化を相殺する。本従来例における利得制御の手段は、バイポーラトランジスタのベースバイアス電流を制御するものであった（特許文献１参照）。
【特許文献１】特開２００２−１１１４００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記従来例においては、トランジスタのベース電流を制御するので、精度良く利得を制御することができない。これは、バイポーラトランジスタにおいてはベース電圧が変化する場合にベース電流が指数関数的に変動するため、利得も指数関数的に変動することに起因する。
【０００６】
図１は、ベース電圧Ｖｂを変動させた場合とコレクタ電圧Ｖｃを変動させた場合とにおける利得の変動量をシミュレーションしたものである。横軸は基準となる電圧からの電圧変動量、縦軸は各々の場合の基準電圧における利得からの変動量を示す。Ｖｂ制御の場合には基準電圧１．２Ｖにて、Ｖｃ制御の場合には基準電圧３．３Ｖにて、それぞれＨＢＴ（ヘテロバイポーラトランジスタ）モデルを用いてシミュレーションを行った。図１より、Ｖｂ制御の場合、Ｖｃ制御に比べて利得変動量が非常に大きいことが判る。
【０００７】
よって、上記従来例では信号の歪を適切に制御することは期待できず、実際に電力増幅器を作成した場合の製造バラツキによる歪み変動抑制も困難であり、おおよそ量産には適さない技術と言える。
【０００８】
本発明は、利得変動が急峻すぎるため適切な制御が困難であるという前記の課題を解決するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記課題を解決するために、本発明では、多段接続された複数の増幅段と、前記複数の増幅段における最終段と前記最終段の１つ前段とを制御する電源部とを備えたことを特徴とする高周波回路を採用する。
【００１０】
前記電源部は、前記最終段と前記最終段の１つ前段との各々の出力電圧を制御してもよい。
【００１１】
前記電源部は、前記最終段を制御する電源回路と、前記電源回路と前記最終段の１つ前段との間に配置された乗算器とを有することとしてもよい。
【００１２】
例えば段間容量の値がばらついたとき、前記乗算器の値は、前記最終段の１つ前段の電圧が前記最終段の電圧よりも小さくなるように設定される。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、例えば多段増幅器を構成するバイポーラトランジスタのコレクタ電圧を制御することにより、デバイスパラメータ（特に容量）がばらついた時におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキを抑制できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明を実施するための最良の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、及び効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数値は、全て本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数値に制限されない。更に、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。また、以下の実施の形態は、ハードウェア及び／又はソフトウェアを用いて構成されるが、ハードウェアを用いる構成はソフトウェアを用いても構成可能であり、ソフトウェアを用いる構成はハードウェアを用いても構成可能である。
【００１５】
《第１の実施形態》
図２は、第１の実施形態における高周波回路のブロック図である。第１の実施形態の高周波回路は、多段増幅器を構成する前段１０、中段１１及び後段１２と、入力端子２０と、出力端子２１と、前中段間容量３０と、中後段間容量３１と、中段・後段制御電源回路４０と、前段制御電源４１と、変調用ＲＦＩＣ５０と、乗算器６０とを含む。前中段間容量３０の値はＣ０［ｐＦ］、中後段間容量３１の値はＣ１［ｐＦ］、前段１０は固定電圧Ｖｃｃ１［Ｖ］、中段１１は制御電圧Ｖｃｃ２［Ｖ］、後段１２は制御電圧Ｖｃｃ３［Ｖ］とする。
【００１６】
一般的にはＶｃｃ２＝Ｖｃｃ３で使用するが、本発明はＶｃｃ２＜Ｖｃｃ３となるように乗算器６０を設計し、段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついた時におけるＡＭ−ＰＭ特性のバラツキを抑制するものである。典型的な値としては、Ｖｃｃ２＝Ｖｃｃ３×０．８となるように乗算器６０を設計する。制御電圧Ｖｃｃ３の値は最大出力への影響が大きいため、一般的な使用条件の電圧条件（典型的にはＶｃｃ３＝３．３Ｖ）と同じにする。ここで、ＡＭ−ＰＭ特性とは、出力端子２１における出力電力（Ｐｏｕｔ）と位相（Ｐｈａｓｅ）との関係を指す。
【００１７】
図３〜図６を用いて、本発明の動作原理を説明する。
【００１８】
図３は、第１の実施形態において、段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついていない場合のＡＭ−ＰＭ特性を示したものである。出力電力（Ｐｏｕｔ）の増大にともなって、位相（Ｐｈａｓｅ）が減少することが特徴である。位相が減少する理由としては、Ｐｏｕｔの増大に伴って中段１１、後段１２の動作モードが線形から飽和へと変動するためである。また、このＡＭ−ＰＭ特性は増幅器における重要特性である歪みへの影響が大きく、増幅器を量産する際にはこのデータを標準データとして量産スペックを設定するため、この標準データよりばらつかないことが望ましい。
【００１９】
図４は、図３の標準データグラフに段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついた時のＡＭ−ＰＭ特性を追加したものである。段間容量Ｃ０及びＣ１が増加する方向にばらついた場合、中段１１、後段１２への入力が増えるため、中段１１、後段１２がばらついていない場合に比べて飽和モードで動作がしやすくなる。このため、ＡＭ−ＰＭ特性は標準サンプル（ばらついていないもの）と比べて位相の変動が大きくなる。一方、段間容量Ｃ０及びＣ１が減少する方向にばらついた場合、中段１１、後段１２への入力は減少するため、段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついていない場合に比べて線形モードで動作がしやすくなる。このため、ＡＭ−ＰＭ特性は標準サンプルに比べて位相の変動が小さくなる。
【００２０】
したがって、Ｐｏｕｔ＝Ｐ１で当該増幅器を動作させる場合に、標準サンプル特性と段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついたサンプル特性との差（図４中のΔＡ１、ΔＢ１）が大きいならば、前述したように量産安定性が悪くなる。つまり、この差を小さくする必要があるのである。
【００２１】
図５は、本発明の制御がＡＭ−ＰＭ特性に与える効果を示したものである。結論を述べると、一般的な使用条件（Ｖｃｃ２＝Ｖｃｃ３）の場合に比べ、本発明の制御（Ｖｃｃ２＜Ｖｃｃ３）によればＡＭ−ＰＭ特性がＰｏｕｔ軸の正方向にシフトする。なお、本挙動は実測データにより確認されている。
【００２２】
図５にてＰｈａｓｅ＝θ１をとる出力電力Ｐｏｕｔの値を一般使用条件の場合と、本発明の制御の場合とで各々考えてみると、一般使用条件の方が小さいＰｏｕｔ（Ｐ１）で目的値（θ１）となることができる。これは、一般使用条件に比べ、本発明の制御は中段１１のバイアス電圧が常に低くなるため、本質的に飽和が弱くなるからである。よって、一般使用条件ではＰｏｕｔ＝Ｐ１の時にθ１の値がとれるが、それに対して飽和となりにくい本発明の制御の場合、θ１の値をとるためには一般使用条件の場合に比べて大きな値（Ｐ２）が必要となる。
【００２３】
なお、出力電力Ｐｏｕｔを制御する方法としてはＶｃｃ２＞Ｖｃｃ３（Ｖｃｃ３：例えば３．３Ｖ）とすることも考えられるが、Ｖｃｃ２が大きくなることにより、後段１２への入力電力が増加し後段１２の飽和が強くなってしまう。よって、図５に示したＶｃｃ２＜Ｖｃｃ３の場合と逆方向に平行移動してしまい適切ではない。
【００２４】
図６（ａ）〜図６（ｃ）は、本実施形態におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキの抑制原理を示している。
【００２５】
図６（ａ）は、特許文献１で開示されているＶｂ制御の場合に予想される挙動を示している。前述したように、Ｖｂ制御は利得変動が大きいため、ＡＭ−ＰＭ特性の平行移動制御が困難であり、ＡＭ−ＰＭ特性のバラツキ抑制が適切にはできない。
【００２６】
図６（ｂ）は、一般使用条件（Ｖｃｃ２＝Ｖｃｃ３）の場合である。前述したように、Ｐｏｕｔ＝Ｐ０の場合、段間容量Ｃが増加方向にばらついた場合はΔＡ１だけ、段間容量Ｃが減少方向にばらついた場合はΔＢ１だけ特性がばらつく。
【００２７】
これに対して、図６（ｃ）に示す本発明の制御（Ｖｃｃ２＜Ｖｃｃ３）の場合においては、図５で述べた原理により、ＡＭ−ＰＭ特性が平行移動する。このため、Ｐｏｕｔ＝Ｐ０の場合において、先ほどのバラツキが各々ΔＡ２（＜ΔＡ１）、ΔＢ２（＜ΔＢ１）となり、ＡＭ−ＰＭ特性バラツキが抑制される。
【００２８】
以上のように、第１の実施形態によれば乗算器６０の値を後段１２の電圧より中段１１の電圧の方が低くなるように設定することにより、デバイスパラメータ（特に段間容量）がばらついた場合におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキを抑制でき、歪特性を改善できる。
【００２９】
《第２の実施形態》
第２の実施形態では、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、及び効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。
【００３０】
図７は、第２の実施形態における高周波回路のブロック図である。第２の実施形態では、第１の実施形態における、中段１１に第１の電源回路４０Ａが、後段１２に第２の電源回路４０Ｂがそれぞれ接続されている。第１の電源回路４０Ａは中段１１に制御電圧Ｖｃｃ２を、第２の電源回路４０Ｂは後段１２に制御電圧Ｖｃｃ３をそれぞれ供給する。ここに、Ｖｃｃ２＜Ｖｃｃ３とする。
【００３１】
別々の電源回路４０Ａ及び４０Ｂにより、本実施形態においても後段１２の電圧より中段１１の電圧の方が低くなるように設定することにより、デバイスパラメータ（特に段間容量）がばらついた場合におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキを抑制でき、歪特性を改善できる。
【００３２】
《第３の実施形態》
第３の実施形態では、第１の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、及び効果は、第１の実施形態と同等であるので、説明を省略する。
【００３３】
図８は、第３の実施形態における高周波回路のブロック図である。第３の実施形態では、第１の実施形態における変調用ＲＦＩＣ５０の代わりに振幅位相分離用ＲＦＩＣ５１が配置されている。入力端子２０から供給された入力信号７０が、ＲＦＩＣ５１で振幅信号７１と位相信号７２とに分離される。振幅信号７１は電源回路４０へ、位相信号７２は多段増幅器の前段１０へそれぞれ供給される。
【００３４】
第１の実施形態と同じように、乗算器６０の値を後段１２の電圧より中段１１の電圧が低くなるように、つまりＶｃｃ２＜Ｖｃｃ３を満たすように設定することにより、段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついた時のＡＭ−ＰＭ特性バラツキが抑制できる。
【００３５】
このように第３の実施形態によれば、位相信号７２に対してのデバイスパラメータ（特に段間容量）がばらついた場合におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキ抑制が可能となる。本実施形態は次世代変調方式として期待されているポーラー変調方式等に適用可能な技術である。
【００３６】
《第４の実施形態》
第４の実施形態では、第３の実施形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、及び効果は、第３の実施形態と同等であるので、説明を省略する。
【００３７】
図９は、第４の実施形態における高周波回路のブロック図である。第４の実施形態では、第３の実施形態における、出力端子２１と振幅位相分離用ＲＦＩＣ５１との間に検出回路８０が配置されている。
【００３８】
前述したように、段間容量Ｃ０及びＣ１が増加方向にばらついた場合は中段１１、後段１２への入力が増えるため、出力電力及び出力電流が増加する。また段間容量Ｃ０及びＣ１が減少方向にばらついた場合は逆の現象により、出力電力及び出力電流は減少する。この関係を図１０に示す。横軸は入力電力Ｐｉｎを、縦軸は出力電力Ｐｏｕｔをそれぞれ示す。図１０から、出力電力又は出力電流の変化を検出することにより、段間容量Ｃ０及びＣ１のバラツキを推定できることが判る。
【００３９】
本実施形態では、デバイスパラメータ（特に容量）がばらついた時の出力電力Ｐｏｕｔの変化を検出回路８０により検出した場合、後段１２の電圧Ｖｃｃ３より中段１１の電圧Ｖｃｃ２の方が低くなるように乗算器６０の値が設定できる信号を電源回路４０に入力することにより、段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついた時におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキが抑制できる。
【００４０】
検出回路８０は出力電力Ｐｏｕｔの変化を検出するものであり、典型的にはダイオードで形成される。また、検出回路８０は中段１１の出力電力変化を検出する目的のために、中段１１の直後に接続されてもよい。また、段間容量Ｃ０及びＣ１がばらついた場合には、中段１１、後段１２に供給される電源回路４０の電流も変動するため、電源回路４０の電流変動を検出するように電源回路４０からの端子に検出回路８０を接続してもよい。
【００４１】
以上のように第４の実施形態によれば、デバイスパラメータ（特に段間容量）のバラツキを検出回路８０で検出した際に本発明の制御方法を採用することにより、位相信号７２に対してのＡＭ−ＰＭ特性バラツキ抑制が可能となる。また、本実施形態も第３の実施形態と同様に、次世代変調方式として期待されているポーラー変調方式等に適用可能な技術である。
【００４２】
《第５の実施形態》
図１１は、第５の実施形態における携帯通信端末装置の構成を示すブロック図である。この携帯通信端末装置は、送信出力レベルを−５３ｄＢｍから＋２７ｄＢｍまでの８０ｄＢの範囲で制御する必要があるＷ−ＣＤＭＡ等の移動体通信方式で用いられるものであり、送受信信号を生成する無線部２０１と、ベースバンド部１０１とを備えている。無線部２０１は、受信部９６と、送信部２０２と、アンテナ９８の共用器であるデュプレクサ９７とを備えている。ベースバンド部１０１は、マイコンロジック部９１と制御電圧調整部９２とを有する制御部１０２を備え、受信部９６及び送信部２０２の制御や、音声処理等を行う。制御電圧調整部９２は、マイコンロジック部９１から出力された指示信号に基づいて、リチウム電池等の電源（図示せず）から供給される電圧から、無線部２０１に含まれる各部を制御するための制御電圧及び基準電圧を生成する。
【００４３】
送信部２０２は、基地局に送信するための信号を生成する中間周波部２０３と、中間周波部２０３で生成された信号を所望の大きさに増幅する増幅器９０とを備えている。この増幅器９０には、上記第１又は第２の実施形態に係る高周波回路を想定している。
【００４４】
中間周波部２０３は、ミキサ９３と、可変利得増幅器９４と、フィルタ９５とを備えている。制御部１０２から出力された音声信号はミキサ９３において周波数変換され、可変利得増幅器９４で増幅される。可変利得増幅器９４の利得は、利得制御電圧の大きさを調整することによって調整可能となっている。フィルタ９５は、可変利得増幅器９４の出力のうち、所定周波数の信号のみを通過させる。
【００４５】
以上のように第５の実施形態によれば、増幅器９０のデバイスパラメータ（特に段間容量）がばらついた場合におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキを抑制でき、歪特性を改善できる携帯通信端末装置を提供できる。
【００４６】
なお、図１１中の増幅器９０を構成する複数の増幅段の少なくとも一部を半導体チップで構成した半導体装置を採用することが可能である。
【００４７】
上述した全ての実施形態において、多段増幅器の各段はバイポーラトランジスタで構成されるが、異種接合バイポーラトランジスタ、シリコンゲルマニウムトランジスタ、ＦＥＴ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）等の他のトランジスタで構成してもよい。更に、各段に含まれるこれらのトランジスタは、１個で構成してもよいし、複数個により構成してもよい。更に各段は多段構成であってもよい。これらのトランジスタを用いて前段１０、中段１１、後段１２を構成する場合、代表的には、エミッタ接地又はソース接地が使用される。この場合、入力端子はベース端子又はゲート端子であり、出力端子はコレクタ端子又はドレイン端子であり、共通端子はエミッタ端子又はソース端子である。
【００４８】
以上、各実施形態におけるこれまでの説明は、全て本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
本発明は、高周波回路、半導体装置、及び高周波電力増幅器に利用できる。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】ベース電圧制御とコレクタ電圧制御との比較図である。
【図２】本発明の第１の実施形態における高周波回路のブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施形態における段間容量がばらついていない時のＡＭ−ＰＭ特性図である。
【図４】本発明の第１の実施形態における段間容量がばらついた時のＡＭ−ＰＭ特性図である。
【図５】本発明の第１の実施形態における通常制御と本発明の制御とのＡＭ−ＰＭ特性比較図である。
【図６】（ａ）〜（ｃ）は、本発明の第１の実施形態におけるＡＭ−ＰＭ特性バラツキの抑制原理説明図である。
【図７】本発明の第２の実施形態における高周波回路のブロック図である。
【図８】本発明の第３の実施形態における高周波回路のブロック図である。
【図９】本発明の第４の実施形態における高周波回路のブロック図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態における段間容量がばらついた時の入力電力に対する出力電力の変化を示す図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態に係る携帯通信端末装置のブロック図である。
【符号の説明】
【００５１】
１０  増幅器前段
１１  増幅器中段
１２  増幅器後段
２０  入力端子
２１  出力端子
３０，３１  段間容量
４０  電源回路
４１  前段制御電源
４０Ａ  第１の電源回路
４０Ｂ  第２の電源回路
５０  変調用ＲＦＩＣ
５１  振幅位相分離用ＲＦＩＣ
６０  乗算器
７０  入力信号
７１  振幅信号
７２  位相信号
８０  検出回路
９０  増幅器
９１  マイコンロジック部
９２  制御電圧調整部
９３  ミキサ
９４  可変利得増幅器
９５  フィルタ
９６  受信部
９７  デュプレクサ
９８  アンテナ
１０１  ベースバンド部
１０２  制御部
２０１  無線部
２０２  送信部
２０３  中間周波部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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