(57)【要約】【課題】ＰＷＭコンバータで変換された直流電力を、交流に変換して永久磁石同期モータを駆動する２つのモータ駆動用インバータにおいて、直流側電圧のアンバランスを抑制する制御の応答速度を向上することで制御の安定化を可能とする。【解決手段】第一のインバータ制御装置５１において、出力電力演算部１０７は、第一のモータ出力電力Ｐｏｗｅｒ１を演算する。第二のインバータ制御装置５２においても同様に、第二のモータ出力電力Ｐｏｗｅｒ２が演算される。電力バランス制御部５３は、第一及び第二のモータ出力電力演算値の偏差がゼロとなるように、インバータ２１、２２のトルク指令値を補正する。【選択図】    図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流端で互いに直列接続され、交流き電により給電された交流電力を直流電力にそれぞれ変換する第一及び第二の２レベルＰＷＭコンバータと、
前記直流電力を交流に変換して、永久磁石同期電動機をそれぞれ駆動する第一及び第二のインバータと、
前記第一及び第二インバータの出力電力をそれぞれ演算する第一及び第二演算手段と、
前記第一及び第二演算手段の出力電力演算値の偏差がゼロとなるように、前記インバータのトルク指令値を補正する補正手段と、
を具備することを特徴とする鉄道車両用モータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記インバータの出力電力演算値は、モータトルク指令値と、モータ回転数の積で演算されることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記インバータの出力電力演算値は、インバータ出力電圧とインバータ出力電流の内積で演算されることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
正側、中性点、負側の３つの直流側出力端子を有し、交流き電により給電された交流電力を直流電力に変換する３レベルＰＷＭコンバータと、
直流入力側が直列接続され、上段正側、直列接続点、下段負側の３つの直流側端子が、それぞれ前記３レベルＰＷＭコンバータの正側、中性点、負側の３つの直流側出力端子に接続され、前記直流電力を交流に変換して、永久磁石同期電動機をそれぞれ駆動する第一及び第二のインバータと、
前記第一及び第二インバータの出力電力をそれぞれ演算する第一及び第二演算手段と、
前記第一及び第二演算手段の出力電力演算値の偏差がゼロとなるように、前記インバータのトルク指令値を補正する補正手段と、
を具備することを特徴とする鉄道車両用モータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記インバータの出力電力演算値は、モータトルク指令値と、モータ回転数の積で演算されることを特徴とする請求項４記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
前記インバータの出力電力演算値は、インバータ出力電圧とインバータ出力電流の内積で演算されることを特徴とする請求項４記載のモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流き電により給電された交流電力を、ＰＷＭコンバータで直流電力に変換し、該直流電力をモータ駆動インバータで交流に変換して永久磁石同期電動機を駆動制御する鉄道車両用モータ駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、鉄道車両駆動制御システムに用いられる駆動用電動機は誘導電動機が主に用いられてきた。近年、強力な永久磁石材料の開発により小型軽量高効率を特徴とする鉄道車両用永久磁石同期電動機が開発され実用化検討が進められている。交流き電の鉄道車両駆動制御システムにおいては、給電された交流電力を変圧器を介してＰＷＭコンバータで交流電力から直流電力に変換し、前記直流電力をモータ駆動インバータで交流に変換して交流電動機を駆動する。この電動機が永久磁石同期電動機となった場合、モータ駆動インバータは、永久磁石同期電動機に位相同期した交流電圧を個別に供給する必要から、永久磁石同期電動機１台あたり１台ずつの搭載が必要になる。このため、回路構成は単純であることが望ましく、２レベル３相インバータを適用することが検討されている。
【０００３】
一方、交流電力を直流電力に変換するＰＷＭコンバータは、変圧器小型軽量化のための変圧器低圧側巻線電流の低減と、き電線への高調波流出量低減の目的で、直流電圧３０００Ｖ級の高電圧３レベルＰＷＭコンバータが用いられる。
【０００４】
以上により、交流き電の鉄道車両駆動制御システムの駆動用モータに永久磁石同期電動機を適用する場合、３０００Ｖ級に接続可能な２レベル３相インバータを適用する必要がある。しかし、３０００Ｖ級に接続可能な２レベルインバータを構成するために必要なＩＧＢＴスイッチング素子は、４．５ｋＶ乃至６．５ｋＶの高電圧ＩＧＢＴの適用が不可欠である。しかしながら高電圧ＩＧＢＴはスイッチング損失が３．３ｋＶ以下の中低電圧ＩＧＢＴ素子と比較して非常に大きく、損失により発生する熱を処理するために非常に大きな冷却器を搭載しなければならず、装置の大型化、高コスト化を招いていた。
【０００５】
この課題を解決する方法として、交流き電で電力が供給され、給電された交流電力を変圧器を介してＰＷＭコンバータで交流電力から直流電力に変換し、前記直流電力をモータ駆動インバータで交流に変換して駆動用交流電動機を駆動制御する鉄道駆動制御システムであって、前記駆動用交流電動機に永久磁石同期機を適用し、この永久磁石同期電動機をそれぞれ個別に接続された前記モータ駆動インバータで制御するシステムにおいて、次のように構成した回路方式が提案された。すなわち、前記ＰＷＭコンバータには、２組の２レベルＰＷＭコンバータを適用し、前記２レベルＰＷＭコンバータの直流出力側のそれぞれに少なくとも一台以上接続された前記モータ駆動用インバータとで構成され、前記２組の２レベルＰＷＭコンバータは、交流端で直列接続された上で、前記変圧器の低電圧側巻線に接続される回路方式である。
【０００６】
この方式を用いれば、変圧器小型軽量化とき電線への高調波流出量については従来と同等性能を保ったまま、モータ駆動用インバータの入力直流電圧を半減させ、スイッチング損失の小さい耐電圧３．３ｋＶ以下のＩＧＢＴ素子を適用可能な鉄道車両駆動制御システムを提供することが可能となる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、この方式の実現検証を進めるうちに、前記２組の２レベルＰＷＭコンバータの直流電圧が、２組の間でアンバランスが発生し、運転継続が出来なくなる場合があることが判明された。この問題に対し、２組の２レベルＰＷＭコンバータの直流電圧偏差を検出して、その偏差に応じて、モータ駆動用インバータのトルク指令を補正する、またはコンバータ制御を補正することにより、直流電圧アンバランスを補正する方式が提案された。しかし、直流電圧偏差が発生した後に、そのフィードバック値に応じてアンバランスを補正するための制御動作を施すため、制御応答遅れが発生し、急峻な電圧アンバランスに対して十分なアンバランス抑制効果が得られない場合があり、運転継続できない場合があった。
【０００８】
本発明は、ＰＷＭコンバータで変換された直流電力を、交流に変換して永久磁石同期モータを駆動する２つのモータ駆動用インバータにおいて、直流側電圧のアンバランスを抑制する制御の応答速度を向上することで制御の安定化を可能とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明は、以上の問題点を解決するために、前記２組のモータ駆動用インバータの出力電力値の偏差に応じてモータ駆動用インバータのトルク指令値を補正することにより、直流電圧の均等化を図り、運転継続を可能にするシステム制御方式が提供される。
【００１０】
すなわち、本発明の１実施例に係る鉄道車両用モータ駆動制御装置は、交流端で互いに直列接続され、交流き電により給電された交流電力を直流電力にそれぞれ変換する第一及び第二の２レベルＰＷＭコンバータと、前記直流電力を交流に変換して、永久磁石同期機をそれぞれ駆動する第一及び第二のインバータと、前記第一及び第二インバータの出力電力をそれぞれ演算する第一及び第二演算手段と、前記第一及び第二演算手段の出力電力演算値の偏差がゼロとなるように、前記インバータのトルク指令値を補正する補正手段とを具備する。
【発明の効果】
【００１１】
ＰＷＭコンバータで変換された直流電力を、交流に変換して永久磁石同期モータを駆動する２つのモータ駆動用インバータにおいて、直流側電圧のアンバランスを抑制する制御の応答速度が向上し制御の安定化を実現できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施の形例を図面を参照して説明する。
【００１３】
図１は本発明の第一実施例の構成を示す回路図である。この第一実施例において、鉄道車両駆動制御システム１は、第一の永久磁石モータ１１と、第二の永久磁石モータ１２と、第一のモータ駆動インバータ２１と、第二のモータ駆動インバータ２２と、第一の２レベルＰＷＭコンバータ３１と、第二の２レベルＰＷＭコンバータ３２と、変圧器４１とで構成される。
【００１４】
変圧器４１は、架線とレールの間に印加された単相交流６０Ｈｚ２００００Ｖの電圧を一次巻線に供給し、一次巻線と絶縁された二次巻線に単相交流６０Ｈｚ１２００Ｖを出力するように設計された単相交流変圧器である。
【００１５】
第一のモータ駆動インバータ２１と、第二のモータ駆動インバータ２２は、３．３ｋＶ耐圧のＩＧＢＴスイッチング素子を適用した２レベルインバータである。
【００１６】
第一の２レベルＰＷＭコンバータ３１と、第二の２レベルＰＷＭコンバータ３２は、３．３ｋＶ耐圧のＩＧＢＴスイッチング素子を適用した単相２レベルコンバータである。
【００１７】
第一の永久磁石モータ１１は、第一のモータ駆動インバータ２１の３相交流出力端に接続され、第一のモータ駆動インバータ２１の直流端は、第一の２レベルＰＷＭコンバータ３１の直流端に接続される。第二の永久磁石モータ１２は、第二のモータ駆動インバータ２２に接続され、第二のモータ駆動インバータ２２の直流端は、第二の２レベルＰＷＭコンバータ３２の直流端に接続される。
【００１８】
第一の２レベルＰＷＭコンバータ３１のＶ相交流出力と第二の２レベルＰＷＭコンバータ３２のＵ相交流出力は互いに接続され、第一の２レベルＰＷＭコンバータ３１のＵ相交流出力が、変圧器４１の二次巻線の一方に、第二の２レベルＰＷＭコンバータ３２のＶ相交流出力が、変圧器４１の二次巻線の他方にそれぞれ接続される。
【００１９】
第一の２レベルＰＷＭコンバータ３１と、第二の２レベルＰＷＭコンバータ３２の直流出力電圧は、後に示すＰＷＭコンバータ制御部の動作によりそれぞれ均等一定に制御され、その結果、第一のモータ駆動インバータ２１と第二のモータ駆動インバータ２２には直流入力電圧１６５０Ｖがそれぞれ入力される。
【００２０】
次に、インバータ制御部の動作を説明する。図２はモータ駆動インバータ２１を制御する第一のインバータ制御装置５１の構成を示す回路図である。モータ駆動インバータ２２を制御する第二のインバータ制御装置５２の構成は第一のインバータ制御装置５１と同様である。
【００２１】
第一のインバータ制御装置５１は、第一の永久磁石モータ１１が、運転台指令などから与えられるトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆから、後述する電力バランス制御部５３から出力されるトルク指令補正値ΔＴｏｒｑＲｅｆ１を減算した新たなトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆ１に、第一のインバータ２１が追従するトルクを出力することが出来るように、第一のインバータ２１の６つのスイッチング素子をパルス幅変調動作する。
【００２２】
第一のインバータ２１の制御動作は、図２に示す第一のインバータ制御装置５１に示すように、一般的に知られた永久磁石モータのベクトル制御方式と類似しているが、トルク指令補正値の与え方が一般的に知られた方式とは異なる。
【００２３】
以下、その制御部の動作について図２を用いて説明する。
【００２４】
第一のインバータ２１の制御部５１は、電流指令値演算部１０２と、ｄ軸電流制御部１０３と、ｑ軸電流制御部１０４と、ｄｑ３相変換部１０５と、３相ｄｑ変換部１０６とで構成される。
【００２５】
本実施例におけるｄ軸は、永久磁石磁束方向と定義し、ｑ軸はそれと直角方向と定義する（一般的な文献に記載されている定義と同一である）。
【００２６】
減算器１０１は、運転手からの指令として与えられるトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆから、電力バランス制御部５３から出力されるトルク指令補正値ΔＴｏｒｑＲｅｆ１を次式のように減算し、新たなトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆ１を出力する。
【００２７】
ＴｏｒｑＲｅｆ１＝ＴｏｒｑＲｅｆ−ΔＴｏｒｑＲｅｆ１
電流指令値演算部１０２においては、新たなトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆ１を入力として、ｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆ１を演算して出力する。制御対象モータが表面磁石式永久磁石モータであった場合は、次の演算により電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ１を求める。
【数１】
2010130837.tif 000003
【００２８】
ｄ軸電流制御部１０３においては、ｄ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１とｄ軸電流フィードバック値Ｉｄ１との偏差を入力として、偏差がゼロとなるようにＰＩ（比例・積分）制御を行い、その制御結果をｄ軸電圧指令Ｖｄ１として出力する。
【数２】
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【００２９】
ｑ軸電流制御部１０４においては、ｑ軸電流指令ＩｑＲｅｆ１とｑ軸電流フィードバック値Ｉｑ１との偏差を入力として、偏差がゼロとなるようにＰＩ（比例・積分）制御を行い、その制御結果をｑ軸電圧指令Ｖｑ１として出力する。
【数３】
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【００３０】
ｄｑ３相変換部１０５においては、ｄ軸電圧指令Ｖｄ１と、ｑ軸電圧指令Ｖｑ１と、ベクトル制御基準位相θｒ１（ｄ軸の位相角）とを入力として、つぎの演算により３相電圧指令Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を求めて出力する。
【数４】
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【００３１】
３相ｄｑ変換部１０６においては、Ｕ相電流フィードバック値Ｉｕ１と、Ｗ相電流フィードバック値Ｉｗ１と、ベクトル制御基準位相θｒ１とを入力として次の演算によりｄｑ軸電流フィードバック値Ｉｄ１、Ｉｑ１を求めて出力する。
【数５】
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【００３２】
ｄｑ３相変換部１０５から出力された３相電圧指令を三角波比較などの一般的に用いられるＰＷＭ（パルス幅変調）手法によりインバータ動作に変換し指令どおりの電圧を出力させることで、トルク指令どおりのトルクを永久磁石モータに発生させることが可能になる。
【００３３】
出力電力演算部１０７においては、ベクトル制御基準位相θｒ１を微分器１０８にて時間微分して得られた回転角速度ωｒ１と、補正後のトルク指令ＴｏｒｑＲｅｆ１とを入力として、モータ出力電力Ｐｏｗｅｒ１を以下の演算により求める。
【数６】
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【００３４】
第二のインバータ２２の制御部も第一のインバータ制御部と同一の動作をする。
【００３５】
電力バランス制御部５３は、第一のインバータ制御装置５１から出力されるモータ出力電力Ｐｏｗｅｒ１と、第二のインバータ制御装置から出力されるモータ出力電力Ｐｏｗｅｒ２とを入力として、次の演算により、第一のインバータ制御装置５１のトルク補正値ΔＴｏｒｑＲｅｆ１と第二のインバータ制御装置のトルク補正値ΔＴｏｒｑＲｅｆ２とを求めて出力する。
【００３６】
ΔＴｏｒｑＲｅｆ１＝  Ｇ（ｓ）×（Ｐｏｗｅｒ１−Ｐｏｗｅｒ２）
ΔＴｏｒｑＲｅｆ２＝−Ｇ（ｓ）×（Ｐｏｗｅｒ１−Ｐｏｗｅｒ２）
（Ｇ（ｓ）は制御ゲイン、ｓはラプラス演算子）
Ｇ（ｓ）は制御ゲインで、比例積分制御を想定しているが、それに限定しない。電力バランス制御部５３は、Ｐｏｗｅｒ１とＰｏｗｅｒ２の偏差がゼロとなるようなトルク指令補正値を演算し、出力する。すなわち、電力バランス制御部５３はトルク指令値ＴｏｒｑＲｅｆを補正する。
【００３７】
以上のように本実施例では、モータ出力電力の演算値を用いて、トルク指令補正値を直接求める構成のため、直流電圧アンバランスという結果を見て制御補正する従来方式と比較して応答速度が高速化し、直流電圧アンバランス抑制のための制御の安定化が可能になり、ひいては安定なシステム運転の継続が可能になる。
【００３８】
次に本発明の第二実施例を説明する。
【００３９】
図３は第二実施例の構成を示す回路図である。第二実施例における鉄道車両駆動制御システム１の構成要素は図１の第一実施例と同一である。第二実施例における第一のインバータ制御装置の動作も、出力電力演算部の演算動作以外は第一の実施例と同一である。
【００４０】
第二実施例における第一のインバータ制御装置５１内部の構成要素である出力電力演算部１０９は、電流指令値演算部１０２から出力されるｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ１、ＩｑＲｅｆ２と、ｄ軸電流制御部１０３から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ１と、ｑ軸電流制御部１０４から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ１とを入力として、次の演算によりモータ出力電力Ｐｏｗｅｒ１を求めて出力する。
【００４１】
Ｐｏｗｅｒ１＝Ｖｄ１×ＩｄＲｅｆ１＋Ｖｑ１×ＩｑＲｅｆ１
電力バランス制御部５３の動作は第一の実施例と同一である。
【００４２】
第二実施例は、第一実施例と同様にモータ出力電力の演算値を用いて、トルク指令補正値を直接求める構成のため、直流電圧アンバランスという結果を見て制御補正する従来方式と比較して応答速度が高速化し、直流電圧アンバランス抑制のための制御の安定化が可能になり、ひいては安定なシステム運転の継続が可能になる。
【００４３】
さらに第二実施例は、モータ巻線抵抗での損失も含めた全モータ電力を演算しているため、直流電圧アンバランスを発生させるインバータ出力電力をより厳密に演算することが可能になり、いっそうの制御安定化が可能になる。
【００４４】
次に本発明の第三実施例を説明する。
【００４５】
図４は第三実施例の構成を示す回路図である。第三実施例における鉄道車両駆動制御システム１は、第一の永久磁石モータ１１と、第二の永久磁石モータ１２と、第一のモータ駆動インバータ２１と、第二のモータ駆動インバータ２２と、３レベルＰＷＭコンバータ３３と、変圧器４１とで構成される。
【００４６】
変圧器４１は、架線とレールの間に印加された単相交流６０Ｈｚ２００００Ｖの電圧を一次巻線に接続し、一次巻線と絶縁された二次巻線に単相交流６０Ｈｚ１２００Ｖを出力するように設計された単相交流変圧器である。
【００４７】
３レベルＰＷＭコンバータ３３は、変圧器４１の二次巻線を交流端子に接続し、パルス幅変調により交流直流変換を行う単相３レベルＰＷＭコンバータである。３．３ｋＶ耐圧のＩＧＢＴスイッチング素子を適用し、電源力率１制御で、直流電圧検出値が直流電圧指令値に追従するようにコンバータ交流電流瞬時値制御を行う。この単相３レベルＰＷＭコンバータの制御方式は、従来より実施されている一般的な方法と同一である。本実施例において直流電圧指令値は３３００Ｖに設定する。
【００４８】
第三実施例における第一のインバータ制御装置および、電力バランス制御部の動作は、第一実施例と同一である。
【００４９】
第三の実施例の主回路構成においても、モータ出力電力の演算値を用いて、トルク指令補正値を直接求める構成のため、直流電圧アンバランスという結果を見て制御補正する従来方式と比較して応答速度が高速化し、直流電圧アンバランス抑制のための制御の安定化が可能になり、ひいては安定なシステム運転の継続が可能になる。
【００５０】
以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【００５１】
【図１】本発明の第一実施例の構成を示す回路図である。
【図２】モータ駆動インバータ２１を制御する第一のインバータ制御装置５１の構成を示す回路図である。
【図３】第二実施例の構成を示す回路図である。
【図４】第三実施例の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５２】
１１…第一の永久磁石モータ、１２…第二の永久磁石モータ、２１…第一のモータ駆動インバータ、２２…第二のモータ駆動インバータ、３１…第一の２レベルＰＷＭコンバータ、３３…３レベルＰＷＭコンバータ、３２…第二の２レベルＰＷＭコンバータ、４１…変圧器、５１…第一のインバータ制御装置、５２…第二のインバータ制御装置、５３…電力バランス制御部。
【図１】
2010130837.tif 000009
【図２】
2010130837.tif 000010
【図３】
2010130837.tif 000011
【図４】
2010130837.tif 000012