(57)【要約】【課題】音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持するとともに、放電を低電力で行なう。【解決手段】第一スイッチと、第一スイッチと逆論理で駆動される第二スイッチとを備える。さらに、第一スイッチおよび第二スイッチがそれぞれ一次側の両端に接続され、一次側の中心に駆動電圧をかけて二次側に高圧パルスを出力する変圧器と、高圧パルスが印加される放電電極と、を備える。【選択図】図１
2010141858.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一スイッチと、
前記第一スイッチと逆論理で駆動される第二スイッチと、
前記第一スイッチおよび前記第二スイッチがそれぞれ一次側の両端に接続され、前記一次側の中心に駆動電圧をかけて二次側に高圧パルスを出力する変圧器と、
前記高圧パルスが印加される放電電極と、
を備える音声発生装置。
【請求項２】
さらに、
入力された音声信号に対してＰＷＭ変調を行ない、前記音声信号を２値化したＰＷＭ信号を生成し、前記第一スイッチと前記第二スイッチに接続されるＰＷＭ変調回路を備える、
請求項１に記載の音声発生装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ変調回路は、入力される前記音声信号が無信号の場合、デューティ比を５０％より所定値だけ偏らせたＰＷＭ信号を出力するようにオフセットが付与されている
請求項２に記載の音声発生装置。
【請求項４】
前記放電電極は、電圧が印加されると不平等電界を形成する構造を有する
請求項１〜３に記載の音声発生装置。
【請求項５】
前記放電電極は、針状電極およびリング状電極よりなる電極である
請求項４に記載の音声発生措置。
【請求項６】
前記放電はコロナ放電あるいはアーク放電である
請求項１〜５に記載の音声発生装置。
【請求項７】
前記変圧器は共振変圧器であり、前記ＰＷＭ変調器で前記音声信号をＰＷＭ変調する際のキャリア周波数が前記共振変圧器の共振周波数に一致する
請求項１〜６に記載の音声発生装置。
【請求項８】
入力された音声信号に対してＰＷＭ変調を行なうＰＷＭ変調回路と、
前記ＰＷＭ変調回路の出力に接続される第一スイッチと、前記第一スイッチと逆論理で駆動される、前記ＰＷＭ変調回路の出力に接続される第二スイッチと、前記第一スイッチおよび前記第二スイッチがそれぞれ一次側の両端に接続され、前記一次側の中心に駆動電圧をかけて二次側に高圧パルスを出力する変圧器とよりなる第一高圧パルス発生部と、
前記ＰＷＭ変調回路の出力に接続される、前記第一高圧パルス発生部と等しい構成である第二高圧パルス発生部と、
前記第一高圧パルス発生部の前記変圧器の二次側の一端に接続される第一針状電極と、前記第二高圧パルス発生部の前記変圧器の二次側の一端に接続される第二針状電極と、前記第一高圧パルス発生部および前記第に高圧パルス発生部の各変圧器の二次側の他端に接続されるリング状電極とよりなる放電電極と
を備える音声発生装置。
【請求項９】
入力された音声信号にΔΣ変調を行なうΔΣ変調回路と、
前記ΔΣ変調回路の出力に接続される第一の遅延素子と、
前記第一の遅延素子に接続される第一スイッチと、前記第一スイッチと逆論理で駆動される第二スイッチと、前記第一スイッチおよび前記第二スイッチがそれぞれ一次側の両端に接続され、前記一次側の中心に駆動電圧をかけて二次側に高圧パルスを出力する変圧器とよりなる第一高圧パルス発生部と、
前記第一の遅延素子に接続される第二の遅延素子と、
前記第二の遅延素子に接続される、前記第一高圧パルス発生部と等しい構成である第二高圧パルス発生部と、
前記第一高圧パルス発生部の前記変圧器の二次側の一端に接続される第一針状電極と、前記第二高圧パルス発生部の前記変圧器の二次側の一端に接続される第二針状電極と、前記第一高圧パルス発生部および前記第に高圧パルス発生部の各変圧器の二次側の他端に接続されるリング状電極とよりなる放電電極と
を備える音声発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、音声発生装置に関する。
より詳細には、音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持する音声発生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ダイナミック型あるいは静電駆動型というスピーカがある。これらのダイナミック型あるいは静電駆動型というスピーカは、音波を発生させる際、機械的共振や分割振動モードを利用して当該スピーカの機械振動系を駆動するものである。そのため、固有の音色の癖が生じるとともに、フラットな周波数特性を実現することが困難であった。
【０００３】
この固有の音色の癖がでないものとして、アナログ方式のプラズマスピーカがある。アナログ方式のプラズマスピーカは、機械振動系を持たない。このため、癖のない音質やフラットな周波数応答が期待できる。なお、本発明の先行技術を特許文献１に記す。
【０００４】
【特許文献１】特開平２−２８１８９８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、引用文献１に記載のアナログ方式プラズマスピーカでは高周波発振回路などの付帯回路が大きく、その消費電力も大きい、という問題がある。
【０００６】
さらに、引用文献１にはＰＷＭ変調されたＤＣパルスアーク放電の方式が提案されているが、高速充放電によるアークを連続し保持しなければならず、放電の確実性を維持しにくく、波高値に対する音圧の直線性が保障されない、という問題がある。
【０００７】
本発明は斯かる点に鑑みてなされたものであり、音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持する音声発生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明は、第一スイッチと、第一スイッチと逆論理で駆動される第二スイッチとを備える。さらに、第一スイッチおよび第二スイッチがそれぞれ一次側の両端に接続され、一次側の中心に駆動電圧をかけて二次側に高圧パルスを出力する変圧器と、高圧パルスが印加される放電電極と、を備える。
【０００９】
上記構成によれば、デジタル信号によるスイッチング素子の駆動により、高周波交流放電を励起することで、安定で確実な放電が得られ、大幅な低消費電力化を行なうことができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持するとともに、放電を低電力で行なう音声発生装置を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、発明を実施するための最良の形態（以下、「実施の形態」とする）について以下の順序で説明を行なう。以下に述べる実施の形態は、本発明の好適な具体例である。そのため、技術的に好ましい種々の限定が付されている。しかしながら、本発明の範囲は、下記の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。例えば、以下の説明で挙げる各パラメータの数値的条件は好適例に過ぎず、説明に用いた各図における寸法、形状および配置関係も概略的なものである。
【００１２】
１．第一の実施形態
（１）音声発生装置の構成
（２）放電スピーカの構成
（３）音声発生装置の動作
２．第二の実施形態
（１）音声発生装置の構成
（２）放電スピーカの構成
３．第三の実施形態
（１）音声発生装置の構成
（２）音声発生装置の動作
４．第四の実施形態
（１）音声発生装置の構成
（２）音声発生装置の動作
【００１３】
＜１．第一の実施形態＞
［音声発生装置１０１の構成］
図１は、本発明の第一の実施形態に係る音声発生装置の回路図である。
音声発生装置１０１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調回路１０２と、スイッチング回路１０３と、変圧器１０４と、放電体１０５とを含んで構成される。
【００１４】
ＰＷＭ変調回路１０２は、入力される音声信号をＰＷＭ変調する回路である。このＰＷＭ変調回路１０２は、スイッチング回路１０３に接続されており、ＰＷＭ変調した音声信号（以下、「ＰＷＭ出力信号」という）をスイッチング回路１０３に出力する。なお、ＰＷＭ変調回路１０２は、入力される音声信号が無信号の場合に、後述する分圧抵抗Ｒ１０９，Ｒ１１０によってスイッチング回路１０３に出力するＰＷＭ出力信号のデューティ比を７０％にするように設定されている。
【００１５】
スイッチング回路１０３は、変圧器１０４に接続されており、ＰＷＭ変調回路１０２から入力されるＰＷＭ出力信号に基づいて変圧器１０４（変圧器１０４を構成する、後述する一次コイル１１５）に流す電流の方向を制御する。
【００１６】
変圧器１０４は、参照電圧Ｖｃｃおよびスイッチング回路１０３からの出力に基づいて印加される交流の電圧を昇圧する。この変圧器１０４は、放電体１０５と接続されており、昇圧した交流の電圧（以下、「高圧パルス」という）を放電体１０５に印加する。なお、この高圧パルスの電圧は、当該変圧器１０４の一時コイル１１５に印加される駆動電圧Ｖｃｃと、一時コイル１１５と二次コイル１１７の巻数比に依存する。
【００１７】
放電体１０５は、印加された高圧パルスに起因する、放電を生じさせるための不平等電界を発生させるものである。なお、放電体１０５は、この放電を利用して音圧を生じさせる。
【００１８】
次に、前述のＰＷＭ変調回路１０２、スイッチング回路１０３、変圧器１０４および放電体１０５の機能を実現するための回路構成の一例について説明する。
【００１９】
ＰＷＭ変調回路１０２は、音声信号が非反転入力端子から入力されているコンパレータ１０６と、抵抗と、コンデンサＣ１０８と、所定の周期の鋸歯状波信号を生成する鋸歯状波発振回路１０７とよりなる。
【００２０】
コンパレータ１０６の反転入力端子は、分圧抵抗Ｒ１０９，Ｒ１１０およびコンデンサＣ１０８を介して鋸歯状波発振回路１０７と接続されている。また、コンパレータ１０６は、ＰＷＭ出力信号をスイッチング回路１０３に出力するために、当該スイッチング回路１０３と接続されている。
【００２１】
スイッチング回路１０３は、反転増幅器１１１と、増幅器１１３と、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１２と、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１４とよりなる。反転増幅器１１１は、ＰＷＭ変調回路１０２のコンパレータ１０６と接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１２は、ゲートが反転増幅器１１１と接続され、ソースが接地され、ドレインが変圧器１０４と接続されている。
【００２２】
増幅器１１３は、ＰＷＭ変調回路１０２と接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１１４は、ゲートが反転増幅器１１１と接続され、ソースが接地され、ドレインが変圧器１０４と接続されている。
【００２３】
変圧器１０４は、一次コイル１１５と、鉄芯１１６と、二次コイル１１７とよりなる。一次コイル１１５はＭＯＳ−ＦＥＴ１１２のドレインに点Ａで接続され、一次コイル１１５はＭＯＳ−ＦＥＴ１１４のドレインに点Ｂで接続されている。二次コイル１１７は放電体１０５に接続されている。
【００２４】
放電体１０５は、主に針状電極１１８と、リング状電極１１９とを含む。針状電極１１８は点Ｄで二次コイル１１７と接続され、リング状電極１１９は点Ｅで二次コイル１１７と接続される。なお、放電体１０５の具体的な構成については、図２にて後述する。
【００２５】
［放電スピーカ２０１の構成］
次に、放電体１０５を含む放電スピーカ２０１の構成について図２を参照して説明する。
図２は、放電スピーカ２０１を示す説明図である。
図２（ａ）は、放電スピーカ２０１を示す斜視図である。
図２（ｂ）は、放電スピーカ２０１の針状電極１１８の軸方向の断面図である。
放電スピーカ２０１は、放電体１０５、すなわち針状電極１１８およびリング状電極１１９以外に、絶縁体２０３および音響ホーン２０２を含む。
【００２６】
リング状電極１１９の軸上には針状電極１１８が設けられ、リング状電極１１９と針状電極１１８の間には絶縁体２０３が設けられている。さらに、リング状電極１１９の外周には、音圧レベルを増大するための音響ホーン２０２が設けられている。なお、前述したが、針状電極１１８は点Ｄで二次コイル１１７と接続されており、リング状電極１１９は点Ｅで二次コイル１１７と接続されている。
【００２７】
［音声発生装置１０１の動作］
図３は、ＰＷＭ変調回路１０２に入力される音声信号、鋸歯状波信号およびＰＷＭから出力されるＰＷＭ出力信号を示す波形図である。縦軸は、図３に示す全信号の振幅で電圧の強さを示している。横軸は、図２に示す全信号で共通の時間軸である。
【００２８】
以下、図３を参照して音声発生装置１０１の動作について説明する。
まず、音声信号３０２がＰＷＭ変調回路１０２のコンパレータ１０６の非反転入力端子に入力される。一方、鋸歯状波発振回路１０７は鋸歯状波信号３０３を出力する。
【００２９】
鋸歯状波発振回路１０７から出力される鋸歯状波信号３０３はコンデンサＣ１０８を介して分圧抵抗Ｒ１０９，Ｒ１１０で直流オフセット電圧を与えられた後、コンパレータ１０６の反転入力端子に入力される。
【００３０】
コンパレータ１０６に入力された音声信号３０２と鋸歯状波信号３０３の電圧が比較される。そして、この比較結果に基づいて、コンパレータ１０６から反転増幅器１１１および増幅器１１３にＰＷＭ出力信号３０４が出力される。すなわち、音声信号３０２が鋸歯状波信号３０３よりも電圧が高いときに増幅器１１３および反転増幅器１１１に‘１’が出力され、逆に音声信号３０２が鋸歯状波信号３０３よりも電圧が低いときに増幅器１１３および反転増幅器１１１に‘０’が出力される。
【００３１】
そして、反転増幅器１１１は、ＰＷＭ出力信号３０４の電圧を増幅し、さらに当該ＰＷＭ出力信号３０４と逆位相の信号（以下、「反転増幅ＰＷＭ出力信号」という）に変換する。そして、反転増幅ＰＷＭ出力信号は、反転増幅器１１１からＭＯＳ−ＦＥＴ１１２のゲートに印加される。すると、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１２の制御により、反転増幅ＰＷＭ出力信号が‘１’の期間には、点ＢからＡ方向の電流が一次コイル１１５に流れる。このとき、一次コイル１１５の流れる電流の大きさはほぼ一定値である。なお、反転増幅信号が‘０’の期間には、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１２に起因する電流は一次コイル１１５に流れない。
【００３２】
一方、増幅器１１３は、ＰＷＭ出力信号３０４が電圧を増幅されて増幅ＰＷＭ出力信号を生成する。そして、増幅ＰＷＭ出力信号は、増幅器１１３からＭＯＳ−ＦＥＴ１１４のゲートに印加される。すると、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１４の制御により、増幅ＰＷＭ出力信号が‘１’の期間には、点ＡからＢ方向の電流が一次コイル１１５に流れる。このとき、一次コイル１１５に流れる電流の大きさは一定である。なお、反転増幅信号が‘０’の期間には、ＭＯＳ−ＦＥＴ１１４に起因する電流は一次コイル１１５に流れない。
【００３３】
点Ａから点Ｂに向かう方向を正方向とし、点Ｂから点Ａに向かう方向を負方向とすると、ＰＷＭ出力信号３０４と同周期で正負の逆転する電流（以下、「パルス電流」という）が一次コイル１１５に流れていることになる。
【００３４】
そして、一次コイル１１５に流れているパルス電流に起因する誘導起電力（以下、「高圧パルス」という）が二次コイル１１７に生じる。そして、この高圧パルスは、点Ｄを通じて針状電極１１８に印加され、点Ｅを通じて電極に印加される。
【００３５】
高圧パルスは、パルス電流と同周期であり、当該パルス電流と同周期で正負が逆転する。また、針状電極１１８およびリング状電極１１９に印加される高圧パルスの周期はパルス電流の周期と等しいが、針状電極１１８に印加される高圧パルスはリング状電極１１９に印加される高圧パルスと逆位相の関係にある。すなわち、針状電極１１８に印加される高圧パルスが‘正’であるとき、リング状電極１１９に印加される高圧パルスは‘負’となる。一方、針状電極１１８に印加される高圧パルスが‘負’のとき、リング状電極１１９に印加される高圧パルスは‘正’となる。つまり、針状電極１１８とリング状電極１１９の間の電位差がパルス電流と同周期で交互に正負が入れ替わる。
【００３６】
これにより、針状電極１１８とリング状電極１１９の間には、パルス電流と同周期で交互に正負が入れ替わる電界が生じる。針状電極１１８に印加される高圧パルスが負であり、かつリング状電極１１９に印加される高圧パルスが正である場合、大気中の正イオンが針状電極１１８に引き寄せられるため、針状電極１１８近傍のみの電界強度が局部的に上昇する。一方、針状電極１１８に印加される高圧パルスが正であり、かつリング状電極１１９に印加される高圧パルスが負である場合、大気中の正イオンがリング状電極１１９に引き寄せられるため、電界は針状電極１１８の近傍に集中せずに分散する。
【００３７】
電界が針状電極１１８の近傍に集中せずに分散した場合、放電プラズマが伸びる。すると、プラズマ周辺の空気は熱エネルギーを受けて急激に膨張し、押しのけられた周囲の空気が密な状態となって正の音圧が生じる。なお、この音圧はＰＷＭ変調回路１０２から出力されるＰＷＭ出力信号３０４のパルス幅と波高値によって決定される。
【００３８】
以上説明のように本実施形態では、音声信号３０２をＰＷＭ出力信号３０４に変換し、このＰＷＭ出力信号３０４に基づいて針状電極１１８およびリング状電極１１９に印加される電圧の正負が交互に入れ替わるようにした。これにより、針状電極１１８上およびリング状電極１１９上の電子が激しく移動するようになり、これらの電極自体は、発熱して電子の放出を促す。その結果、音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持することができる、という効果がある。
【００３９】
また、本実施形態では、ＰＷＭ信号の‘１’の期間と‘０’の期間のいずれも、常に変圧器１０４に電流を流すことになる。このようにスイッチング回路１０３を構成することで、入力信号の波形によらず常に一定の電力を放電体１０５に投入することができる。これにより、安定した放電の駆動が実現される。
【００４０】
また、本実施形態では、ＰＷＭ出力信号によるスイッチング駆動を行っている。これにより、低電力消費を実現できる。
【００４１】
また、本実施形態では、ＰＷＭ変調回路に入力される音声信号が無信号の場合、当該ＰＷＭ変調回路から出力されるＰＷＭ出力信号のデューティ比が、例えば７０％になるように設定されている。そのため、針状電極側が正電圧になる時間が、ＰＷＭ出力信号のデューティ比が５０％のときより長くなる。その結果、電界がより長い時間分散されるので、安定してプラズマを維持することができる。
【００４２】
また、本実施形態は、質量の大きな機械的振動系を持っていないため、共振点を持たない。そのため、高域までフラットな周波数応答を実現できる。
【００４３】
また、本実施形態では、ＰＷＭ変調を行なう際、デジタル音声信号をＤＡ変換する必要がない。
【００４４】
また、本実施形態では、ハードウェア構成が非常に単純である。これにより、より安価に製作できる、という効果がある。
【００４５】
＜２．第二の実施形態＞
［音声発生装置４０１の構成］
図４は、本発明の第二の実施形態に係る音声発生装置４０１の回路図である。
音声発生装置４０１は、第一の実施形態の音声発生装置１０１を構成する一組のスイッチング回路１０３、変圧器１０４、放電体１０５の代わりに、スイッチング回路４０２ａ〜ｎ、変圧器４０３ａ〜ｎおよび放電体４０４を設けたものである。なお、この音声発生装置４０１において、第一の実施形態の音声発生装置１０１と共通部分には同じ符号を付して説明は省略する。
【００４６】
この音声発生装置４０１の各スイッチング回路４０２ａ〜ｎは、第一の実施形態の音声発生装置１０１のスイッチング回路１０３と同じものである。各スイッチング回路４０２ａ〜ｎは、ＰＷＭ変調回路１０２とそれぞれ並列に接続されており、ＰＷＭ変調回路１０２から出力されるＰＷＭ出力信号３０４は各スイッチング回路４０２ａ〜ｎで共通に使用される。また、各スイッチング回路４０２ａ〜ｎは、各変圧器４０３ａ〜ｎの一次側とそれぞれ接続されている。
【００４７】
各変圧器４０３ａ〜ｎは第一の実施形態の音声発生装置１０１の変圧器１０４と同じものであるので、説明は省略する。
【００４８】
放電体４０４は、変圧器４０３ａ〜ｎと同じ数の針電極４０５ａ〜ｎと、１つのリング状電極４０６とよりなるものである。各針電極４０５ａ〜ｎは、変圧器４０３ａ〜ｎの二次側の一端とそれぞれ接続されている。また、リング状電極４０６は、変圧器４０３ａ〜ｎの二次側の他端と接続されている。
【００４９】
［放電スピーカ５０１の構成］
次に、放電スピーカ５０１の具体的な構成について図５を参照して説明する。
図５は、放電スピーカ５０１を示す説明図である。
図５（ａ）は、放電スピーカ５０１の断面図である。
図５（ｂ）は、放電スピーカ５０１の放電体４０４部分の拡大図である。
【００５０】
放電スピーカ５０１は、放電体４０２、すなわち各針状電極４０５ａ〜ｎおよびリング状電極４０６以外に、絶縁体５０２および音響ホーン５０３を含むものである。
【００５１】
リング状電極４０６の軸を中心とした同心円上には、ほぼ等間隔に各針状電極４０５ａ〜ｎが設けられ、リング状電極４０６と針状電極４０５の間には絶縁体５０２が設けられている。さらに、リング状電極４０６の外周には、音圧レベルを増大するための音響ホーン５０３が設けられている。
【００５２】
なお、音声発生装置４０１は、音声発生装置１０１を複数組み合わせたものであり、部分的にみると音声発生装置１０１と同じように動作する。そのため、音声発生装置４０１の動作の説明については省略する。
【００５３】
以上のように、本実施形態では、上記した第一の実施形態と同様に、音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持することができる。
【００５４】
さらに、本実施形態では、リング状電極の内側に複数の針状電極を備えるようにした。これにより、音圧レベルを向上させることができる。
【００５５】
＜３．第三の実施形態＞
［音声発生装置６０１の構成］
図６は、本発明の第三の実施形態に係る音声発生装置６０１の回路図である。
音声発生装置６０１は、第二の実施形態の音声発生装置４０１を構成するＰＷＭ変調回路１０２の代わりに、ΔΣ変調回路６０２と、複数の遅延素子６０３ａ〜ｎとを設けたものである。なお、この音声発生装置６０１において、第一あるいは第二の実施形態の音声発生装置１０１，４０１と共通部分には同じ符号を付して説明は省略する。
【００５６】
ΔΣ変調回路６０２は、入力される音声信号３０２に対して所定のサンプリング区間でΔΣ変調を行ない、当該音声信号３０２を１ビットストリーム信号に変換する回路である。また、ΔΣ変調回路６０２は、複数の遅延素子６０３と接続されており、この１ビットストリーム信号を各遅延素子６０３に出力するとともに、ΔΣ変調のサンプリング区間の決定するために利用したサンプリングクロックを複数の遅延素子６０３に供給する。
【００５７】
各遅延素子６０３ａ〜ｎは、ΔΣ変調回路６０２から入力されるサンプリングクロックに基づいて、１ビットストリーム信号をサンプリング区間と同ビット数だけそれぞれ所定のタイミングで各スイッチング回路４０２ａ〜ｎに出力する。なお、各スイッチング回路４０２ａ〜ｎ、各変圧器４０３ａ〜ｎおよび放電体４０４は、前述したとおりであるので説明は省略する。
【００５８】
［音声発生装置６０１の動作］
次に、音声発生装置６０１の動作について説明する。
まず、音声信号３０２がΔΣ変調回路６０２に入力される。すると、ΔΣ変調回路６０２に入力された音声信号３０２は、サンプリングクロックに基づいたサンプリング区間でΔΣ変調されて１ビットストリーム信号に変換され、各遅延素子６０３ａ〜ｎに出力される。このとき、サンプリングクロックも各遅延素子６０３ａ〜ｎに出力される。
【００５９】
そして、１番目の遅延素子６０３aに入力された１ビットストリーム信号は、サンプリング区間と同じビット数だけ１番目のスイッチング回路４０２ａに出力される。２番目の遅延素子６０３ｂに入力された１ビットストリーム信号は、この１ビットストリーム信号の２ビット目からサンプリング区間と同じビット数だけ２番目のスイッチング回路４０２ｂに出力される。３番目の遅延素子６０３に入力された１ビットストリーム信号は、この１ビットストリーム信号の３ビット目からサンプリング区間と同じビット数だけ３番目のスイッチング回路４０２ｃに出力される。つまり、ｎ番目の遅延素子６０３ｎに入力された１ビットストリーム信号は、この１ビットストリーム信号のｎビット目からサンプリング区間と同じビット数だけｎ番目のスイッチング回路４０２ｎに出力される。
【００６０】
各スイッチング回路４０２ａ〜ｎに入力される１ビットストリーム信号は異なるが、スイッチング回路４０２a〜ｎ、変圧器４０３a〜ｎおよび放電体４０４はそれぞれ同じように動作する。以下では、スイッチング回路４０２a、変圧器４０３aおよび放電体４０４に関する動作のみ説明し、スイッチング回路４０２ｂ〜ｎおよび変圧器４０３ｂ〜ｎに関する動作の説明は省略する。また、スイッチング回路４０２、変圧器４０３および放電体４０４は単体で見ると、第一の実施形態の説明で記載したものと同じであるので、それらに関する動作の説明は省略する。
【００６１】
１番目の遅延素子６０３aから１番目のスイッチング回路４０２ａに入力された１ビットストリーム信号は、変圧器４０３ａに流れる電流の大きさおよび方向を制御して当該変圧器４０３ａの一次側にパルス電流を流す。
【００６２】
そして、変圧器４０３ａの一次側に流れているパルス電流に起因する誘導起電力、すなわち高圧パルスが変圧器４０３の二次側に生じる。そして、この高圧パルスは、針状電極４０５ａおよびリング状電極４０６にそれぞれ印加される。
【００６３】
この高圧パルスは、パルス電流と同周期であり、当該パルス電流と同周期で正負が逆転する。また、針状電極４０５ａおよびリング状電極４０６に印加される高圧パルスの周期はパルス電流の周期と等しいが、針状電極４０５ａに印加される高圧パルスはリング状電極４０６に印加される高圧パルスと逆位相の関係にある。すなわち、針状電極４０５ａに印加される高圧パルスが‘正’であるとき、リング状電極４０６に印加される高圧パルスは‘負’となる。一方、針状電極４０５ａに印加される高圧パルスが‘負’のとき、リング状電極４０６に印加される高圧パルスは‘正’となる。つまり、針状電極４０５ａとリング状電極４０６の間の電位差がパルス電流と同周期で交互に正負が入れ替わる。
【００６４】
このような電圧により、針状電極４０５aとリング状電極４０６の間には、パルス電流と同周期で交互に正負が入れ替わる電界が生じる。そして、針状電極４０５ａとリング状電極４０６との間ではこの電界による放電が発生し、この放電に応じた音圧が生じる。このとき、針状電極４０５ａ〜ｎとリング状電極４０６の間では、各スイッチング回路４０２ａ〜ｎに入力される１ビットストリーム信号に応じた電界が発生しており、この電界に起因するコロナ放電により音圧が生じている。そして、放電体４０４から生じる各音圧が空間で合成され、所定の音波が発生する。
つまり、ΔΣ変調信号をアナログ化する際に用いる、移動平均フィルタの加算器の部分が、放電体４０４の複数の針状電極４０５ａ、４０５ｂ．．．４０５ｎと、これらを取り巻く空間に相当する。
【００６５】
以上のように、本実施形態では、音声信号を１ビットストリーム信号に変換し、この１ビットストリーム信号に基づいて針状電極およびリング状電極に印加される電圧の正負が交互に入れ替わるようにした。これにより、針状電極上およびリング状電極上の電子が激しく移動するようになり、これらの電極自体は、発熱して電子の放出を促す。その結果、音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持することができる、という第一の実施形態と同様の効果がある。
【００６６】
また、本実施形態では、ΔΣ変調器から出力される、音声信号のパワースペクトル密度を表す１ビットストリーム信号を各遅延素子を介して各音放電体から空間に出力するようにした。これにより、各音声回路で発生する音圧が空間で合成される際に、ローパスフィルタの効果が得られる。すなわち、可聴帯域外の高域ノイズを低減できる、という効果がある。
【００６７】
＜４．第四の実施形態＞
［音声発生装置７０１の構成］
図７は、本発明の第四の実施形態に係る音声発生装置７０１の回路図である。
音声発生装置７０１は、第二の実施形態の音声発生装置４０１を構成するＰＷＭ変調回路１０２の代わりに、ｎ-ビットΔΣ変調回路７０２と、単進符号化変換回路７０３とを設けたものである。なお、この音声発生装置７０１において、第一、第二あるいは第三の実施形態の音声発生装置１０１，４０１，６０１と共通部分には同じ符号を付して説明は省略する。
【００６８】
ｎ-ビットΔΣ変調回路７０２は、入力される音声信号３０２に対して所定のサンプリング区間でΔΣ変調を行ない、当該音声信号３０２をｎビット２進符号に変換する回路である。また、ｎ-ビットΔΣ変調回路７０２は、単進符号化回路７０３と接続されており、このｎビット２進符号を単進符号化回路７０３に出力する。
【００６９】
単進符号化回路７０３は、ｎビット２進符号を単進符号に変換する回路である。この単進符号化回路７０３は、ｎ-ビットΔΣ変調回路７０３から入力されるｎビット２進符号を単進符号化して２ｎ−１ビット単進符号を生成する。また、単進符号回路７０３は、スイッチング回路４０２a〜ｎと並列に接続されており、この２ｎ−１ビット単進符号を１ビットずつスイッチング回路４０２a〜ｎに出力する。具体的には、２ｎ−１ビット単進符号の１ビット目をスイッチング回路４０２aに出力し、２ｎ−１ビット単進符号の２ビット目をスイッチング回路４０２ｂに出力し、２ｎ−１ビット単進符号のｎビット目をスイッチング回路４０２ｎに出力する。そのため、スイッチング回路４０２は、２ｎ−１ビット単進符号のビット数だけ設けられる。なお、各スイッチング回路４０２ａ〜ｎ、各変圧器４０３ａ〜ｎおよび放電体４０４は、前述したとおりであるので説明は省略する。
【００７０】
［音声発生装置６０１の動作］
次に、音声発生装置６０１の動作について説明する。
まず、音声信号３０２がｎ-ビットΔΣ変調回路７０２に入力される。すると、ΔΣ変調回路６０２に入力された音声信号３０２は、サンプリングクロックに基づいたサンプリング区間でΔΣ変調されてｎビット２進符号に変換され、単進符号化変換回路７０３に出力される。
【００７１】
単進符号か変換回路７０３に入力されたｎビット２進符号は、２ｎ−１ビット単進符号に変換され、スイッチング回路４０３a〜ｎに出力される。具体的には、２ｎ−１ビット単進符号の１ビット目がスイッチング回路４０３aに出力され、２ｎ−１ビット単進符号の２ビット目がスイッチング回路４０３ｂに出力され、２ｎ−１ビット単進符号のｎビット目がスイッチング回路４０３ｎに出力される。
【００７２】
各スイッチング回路４０２ａ〜ｎは、入力される２ｎ−１ビット単進符号に基づいて、変圧器４０３a〜ｎおよび放電体４０４はそれぞれを動作させる。以下では、スイッチング回路４０２a、変圧器４０３aおよび放電体４０４に関する動作のみ説明し、スイッチング回路４０２ｂ〜ｎおよび変圧器４０３ｂ〜ｎに関する動作の説明は省略する。また、スイッチング回路４０２、変圧器４０３および放電体４０４は単体で見ると、第一の実施形態の説明で記載したものと同じであるので、それらに関する動作の説明は省略する。
【００７３】
単身符号化７０３から１番目のスイッチング回路４０２ａに入力された２ｎ−１ビット単進符号の１ビット目は、変圧器４０３ａに流れる電流の大きさおよび方向を制御して当該変圧器４０３ａの一次側にパルス電流を流す。
【００７４】
そして、変圧器４０３ａの一次側に流れているパルス電流に起因する誘導起電力、すなわち高圧パルスが変圧器４０３の二次側に生じる。そして、この高圧パルスは、針状電極４０５ａおよびリング状電極４０６にそれぞれ印加される。
【００７５】
この高圧パルスは、パルス電流と同周期であり、当該パルス電流と同周期で正負が逆転する。また、針状電極４０５ａおよびリング状電極４０６に印加される高圧パルスの周期はパルス電流の周期と等しいが、針状電極４０５ａに印加される高圧パルスはリング状電極４０６に印加される高圧パルスと逆位相の関係にある。すなわち、針状電極４０５ａに印加される高圧パルスが‘正’であるとき、リング状電極４０６に印加される高圧パルスは‘負’となる。一方、針状電極４０５ａに印加される高圧パルスが‘負’のとき、リング状電極４０６に印加される高圧パルスは‘正’となる。つまり、針状電極４０５ａとリング状電極４０６の間の電位差がパルス電流と同周期で交互に正負が入れ替わる。
【００７６】
このような電圧により、針状電極４０５aとリング状電極４０６の間には、パルス電流と同周期で交互に正負が入れ替わる電界が生じる。そして、針状電極４０５ａとリング状電極４０６との間ではこの電界による放電が発生し、この放電に応じた音圧が生じる。このとき、針状電極４０５ａ〜ｎとリング状電極４０６の間では、各スイッチング回路４０２ａ〜ｎに入力される２ｎ−１ビット単進符号に応じた電界が発生しており、この電界に起因するコロナ放電により音圧が生じている。そして、放電体４０４から生じる各音圧が空間で合成され、所定の音波が発生する。
【００７７】
以上のように、本実施形態では、音声信号をΔΣ変調することによりｎビット符号化し、ｎビット符号化された音声信号を２ｎ−１ビット単進符号に変換した。そして、この２ｎ−１ビット単進符号に基づいて針状電極およびリング状電極に印加される電圧の正負が交互に入れ替わるようにした。これにより、針状電極上およびリング状電極上の電子が激しく移動するようになり、これらの電極自体は、発熱して電子の放出を促す。その結果、音圧を生じさせるための放電に必要な量のプラズマを確実に維持することができる、という第一の実施形態と同様の効果がある。さらに、２ｎ−１ビット単進符号に基づいて各音声回路で発生する音圧が空間で合成される際に、ローパスフィルタの効果が得られる。これにより、可聴帯域外の高域ノイズを低減できるという、第三の実施形態と同様の効果が得られる。
【００７８】
なお、上述した各実施形態では、電圧を印加されることで不平等電界を生じる電極として、針状電極およびリング状電極を用いた。しかしながら、電圧を印加されることで不平等電界を生じれば他の電極を用いても良い。
【００７９】
また、上述した各実施形態では、放電の形式は電極間の距離が短い場合は全路破壊が生じ、アーク放電になるが、いわゆるテスラコイルを用い、より高電圧を発生させて生じるコロナ放電であってもよい。
【００８０】
また、上述した各実施形態では、音圧レベルを増大するための音響ホーンを設けたが、リング状電極の形状を伸ばして音響ホーンの代替として使用することもできる。
【００８１】
また、上述した第一および第二の実施形態において、ＰＷＭ変調回路に入力される音声信号が無信号の場合、このＰＷＭ変調回路から出力するＰＷＭ出力信号のデューティ比が７０％になるようにしたが、７０％に限られるものではない。当該ＷＭ出力信号のデューティ比が５０％より所定値だけ偏るようにすれば、第一の実施形態と同様の効果が得られる。
【００８２】
また、上述した第一および第二の実施形態では、変圧器を用いたが、その代替として共振変圧器を用いてもよい。この場合、共振変圧器の共振周波数にＰＷＭ変調回路がＰＷＭ変調する際のキャリア周波数を近接させることで放電振幅を増大させことができる。
【００８３】
以上、本発明の各実施形態の例について説明したが、本発明は上記各実施形態例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含むことはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【００８４】
【図１】本発明の第一の実施形態に係る音声発生装置を示す回路図である。
【図２】放電スピーカを示す説明図である。
【図３】音声信号、鋸歯状波信号およびＰＷＭ出力信号を示す波形図である。
【図４】本発明の第二の実施形態に係る音声発生装置を示すブロック図である。
【図５】放電スピーカを示す説明図である。
【図６】本発明の第三の実施形態に係る音声発生装置を示すブロック図である。
【図７】本発明の第四の実施形態に係る音声発生装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００８５】
１０１…音声発生装置、１０２…ＰＷＭ変調回路、１０３…スイッチング回路、１０４…変圧器、１０５…放電体、１０６…コンパレータ、１０７…鋸歯状波発振回路、Ｃ１０８…コンデンサ、１０９…分圧抵抗、１１０…分圧抵抗、１１１…反転増幅器、１１２…ＭＯＳ−ＦＥＴ、１１３…増幅器、１１４…ＭＯＳ−ＦＥＴ、１１５…一次コイル、１１６…絶縁鉄芯、１１７…二次コイル、１１８…針状電極、１１９…リング状電極、２０１…放電スピーカ、２０２…音響ホーン、２０３…絶縁体、３０２…音声信号、３０３…鋸歯状波信号、３０４…ＰＷＭ出力信号、４０１…音声発生装置、４０２…スイッチング回路、４０３…変圧器、４０４…放電体、４０５…針状電極、４０６…リング状電極、５０１…放電スピーカ、５０２…絶縁体、５０３…音響ホーン、６０１…音声発生装置、６０２…ΔΣ変調回路、６０３…遅延素子、７０１…音声発生装置、７０２…ｎ-ビットΔΣ変調回路、７０３…単進符号化変換回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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