(57)【要約】【課題】本発明は、負荷電流の大小に依ることなく、多様なセットに搭載することが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係るスイッチング電源装置は、出力トランジスタＭ１と、出力トランジスタＭ１をオン／オフさせる制御部１と、を有して成り、入力電圧Ｖｃｃから出力電圧ｏｕｔを生成するものであって、出力トランジスタＭ１は、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂを並列に接続して成り、制御部１は、出力トランジスタＭ１を形成するトランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂの駆動／非駆動を個別に選択することにより、出力トランジスタＭ１の電流能力を可変制御する構成とされている。【選択図】図１
2010130825.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力トランジスタと、前記出力トランジスタをオン／オフさせる制御部と、を有して成り、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、
前記出力トランジスタは、複数のトランジスタを並列に接続して成り、
前記制御部は、前記出力トランジスタを形成する複数のトランジスタの駆動／非駆動を個別に選択することにより、前記出力トランジスタの電流能力を可変制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
出力トランジスタと、同期整流トランジスタと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせる制御部と、を有して成り、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、
前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタの少なくとも一方は、複数のトランジスタを並列に接続して成り、
前記制御部は、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタの少なくとも一方を形成する複数のトランジスタの駆動／非駆動を個別に選択することにより、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタの少なくとも一方の電流能力を可変制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記制御部は、外部入力される制御信号に基づいて、前記複数のトランジスタを駆動／非駆動を個別に選択することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記出力トランジスタに流れる電流量に基づいて、前記複数のトランジスタの駆動／非駆動を個別に選択することを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記出力電圧に応じて変動する帰還電圧と所定の参照電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、所定の三角波電圧を生成する発振器と、前記誤差電圧と前記三角波電圧を比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、を有して成り、
前記制御部は、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記出力トランジスタをオン／オフさせることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源装置（チョッパ型電源装置）に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図５は、スイッチング電源装置の一従来例を示す回路図である。なお、スイッチング電源装置に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−３２８７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
確かに、上記従来のスイッチング電源装置であれば、出力トランジスタＭ２のオン／オフ制御を行うことにより、入力電圧（図５では電源電圧Ｖｃｃ）から所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることが可能である。
【０００５】
しかしながら、図５に示したスイッチング電源装置では、出力トランジスタＭ２と同期整流トランジスタＭ１の電流能力がいずれも固定的に設定されていた。そのため、スイッチング電源装置が搭載されるセットの負荷電流に応じてトランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力を最適化するためには、スイッチング電源装置を個別に開発しなければならず、開発効率の低下やコストアップが招かれていた。
【０００６】
本発明は、上記の問題点に鑑み、負荷電流の大小に依ることなく、多様なセットに搭載することが可能なスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、出力トランジスタと、前記出力トランジスタをオン／オフさせる制御部と、を有して成り、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、前記出力トランジスタは、複数のトランジスタを並列に接続して成り、前記制御部は、前記出力トランジスタを形成する複数のトランジスタの駆動／非駆動を個別に選択することにより、前記出力トランジスタの電流能力を可変制御する構成（第１の構成）とされている。
【０００８】
また、本発明に係るスイッチング電源装置は、出力トランジスタと、同期整流トランジスタと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせる制御部と、を有して成り、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源装置であって、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタの少なくとも一方は、複数のトランジスタを並列に接続して成り、前記制御部は、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタの少なくとも一方を形成する複数のトランジスタの駆動／非駆動を個別に選択することにより、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタの少なくとも一方の電流能力を可変制御する構成（第２の構成）とされている。
【０００９】
なお、上記第１または第２の構成から成るスイッチング電源装置において、前記制御部は、外部入力される制御信号に基づいて、前記複数のトランジスタを駆動／非駆動を個別に選択する構成（第３の構成）にするとよい。
【００１０】
また、上記第１〜第３いずれかの構成から成るスイッチング電源装置において、前記制御部は、前記出力トランジスタに流れる電流量に基づいて、前記複数のトランジスタの駆動／非駆動を個別に選択する構成（第４の構成）にするとよい。
【００１１】
また、上記第１〜第４いずれかの構成から成るスイッチング電源装置は、前記出力電圧に応じて変動する帰還電圧と所定の参照電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、所定の三角波電圧を生成する発振器と、前記誤差電圧と前記三角波電圧を比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、を有して成り、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記出力トランジスタをオン／オフさせる構成（第５の構成）にするとよい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係るスイッチング電源装置であれば、負荷電流の大小に依ることなく、多様なセットに搭載することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置の一実施形態を示す回路図である。図１に示す通り、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置は、制御部１と、誤差増幅器２と、発振器３と、ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］コンパレータ４と、同期整流トランジスタＭ１と、出力トランジスタＭ２と、第１バックゲート制御トランジスタＭ３と、第２バックゲート制御トランジスタＭ４と、インダクタＬ１と、出力キャパシタＣ１と、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２と、を有して成る。
【００１４】
なお、上記構成要素のうち、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１、抵抗Ｒ１及びＲ２以外は半導体装置１００に集積化すればよい。その際、半導体装置１００には、上記構成要素のほか、他の回路ブロック（低電圧ロックアウト回路や温度保護回路など）を適宜組み込んでも構わない。
【００１５】
トランジスタＭ１は、複数のＰチャネル型ＭＯＳ［Metal-Oxide-Semiconductor］電界効果トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂを並列接続して成る。トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂのドレインは、いずれも外部端子Ｔ１（スイッチ端子）に接続されている。トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂのソースは、いずれも外部端子Ｔ２（出力端子）に接続されている。トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂのゲートは、それぞれ、制御部１の第１ａ、第１ｂゲート信号出力端に接続されている。トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂのバックゲートは、互いに接続されている。なお、図１では描写されていないが、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂのドレインとバックゲートとの間には、アノードがドレインに接続され、カソードがバックゲートに接続された形で、寄生ダイオードが付随している。また、トランジスタＭ１ｂは、トランジスタＭ１ａよりも大きな電流能力を有するように設計されている。また、トランジスタＭ１ａとトランジスタＭ１ｂは、半導体装置１００への集積化に際して、互いに隣接した位置にレイアウトされ、同一のプロセスで形成されている。
【００１６】
トランジスタＭ２は、複数のＮチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂを並列接続して成る。トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂのドレインは、いずれも外部端子Ｔ１に接続されている。トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂのソース及びバックゲートは、いずれも外部端子Ｔ３（グランド端子）に接続されている。トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂのゲートは、それぞれ、制御部１の第２ａ、第２ｂゲート信号出力端に接続されている。なお、トランジスタＭ２ｂは、トランジスタＭ２ａよりも大きな電流能力を有するように設計されている。また、トランジスタＭ２ａとトランジスタＭ２ｂは、半導体装置１００への集積化に際して、互いに隣接した位置にレイアウトされ、同一のプロセスで形成されている。
【００１７】
トランジスタＭ３は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであり、そのドレインは、外部端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＭ３のソース及びバックゲートは、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂのバックゲートに接続されている。トランジスタＭ３のゲートは、制御部１の第３ゲート信号出力端に接続されている。
【００１８】
トランジスタＭ４は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであり、そのドレインは外部端子Ｔ１に接続されている。トランジスタＭ４のソース及びバックゲートは、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂのバックゲートに接続されている。トランジスタＭ４のゲートは制御部１の第４ゲート信号出力端に接続されている。なお、トランジスタＭ４のドレインは、外部端子Ｔ０（電源端子）に接続しても構わない。
【００１９】
制御部１は、ロジック回路１１と、セレクタ（マルチプレクサ）１２と、ドライバ１３と、を有して成る。ロジック回路１１は、外部端子Ｔ５（選択信号入力端）を介して入力される選択信号ＳＥＬに基づいてセレクタ１２を制御することにより、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂの駆動／非駆動、及び、トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂの駆動／非駆動を個別に選択し、トランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力を可変制御する主体として機能する。セレクタ１２は、ロジック回路１１からの指示に基づいて、ＰＷＭコンパレータ４から入力されるＰＷＭ信号Ｓ１をドライバ１３の内部に複数設けられたゲート信号生成回路（トランジスタＭ１ａ、トランジスタＭ１ｂ、トランジスタＭ２ａ、トランジスタＭ２ｂの各ゲート信号を生成する手段であり、図１では不図示）に分配供給する手段である。ドライバ１３は、ロジック部１１からの指示、並びに、セレクタ１２を介して入力されるＰＷＭ信号Ｓ１に基づいて、トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート信号を生成する手段である。
【００２０】
誤差増幅器２の反転入力端（−）は、外部端子Ｔ４（帰還端子）に接続されている。誤差増幅器２の非反転入力端（＋）は、参照電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。ＰＷＭコンパレータ４の非反転入力端（＋）は、誤差増幅器２の出力端に接続されている。ＰＷＭコンパレータ４の反転入力端（−）は、発振器３の出力端に接続されている。ＰＷＭコンパレータ４の出力端は、制御部１のＰＷＭ信号入力端（セレクタ１２の入力端）に接続されている。
【００２１】
半導体装置１００の外部において、外部端子Ｔ０及びインダクタＬ１の一端は、それぞれ、入力電圧（図１では、電源電圧Ｖｃｃ）の入力端に接続されている。なお、外部端子Ｔ０に与えられた電源電圧Ｖｃｃは、半導体装置１００の内部に集積化されている回路ブロック（図１では、制御部１、誤差増幅器２、発振器３、及び、ＰＷＭコンパレータ４）の駆動に用いられる。外部端子Ｔ１は、インダクタＬ１の他端に接続されている。外部端子Ｔ２は、図示しない負荷に接続されるとともに、出力キャパシタＣ１を介する経路、及び、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２から成る分圧回路を介する経路で、それぞれ接地端に接続されている。外部端子Ｔ３は、接地端に接続されている。外部端子Ｔ４は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードに接続されている。外部端子Ｔ５は、図示しないホスト（セット側ＣＰＵ［Central Processing Unit］など）の選択信号出力端に接続されている。なお、外部端子Ｔ５に与えられた選択信号ＳＥＬは、制御部１に入力され、トランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力可変制御に用いられる。
【００２２】
まず、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置の基本動作（昇圧動作）について説明する。なお、昇圧型スイッチング電源装置の基本動作を説明するに際しては、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂ、及び、トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂのいずれが駆動されているかについて言及することなく、これらを一まとめにしてトランジスタＭ１、Ｍ２と呼ぶ。
【００２３】
トランジスタＭ２は、制御部１からの第２ゲート電圧に応じてスイッチング制御（開閉制御）される出力トランジスタであり、トランジスタＭ１は、制御部１からの第１ゲート電圧に応じてスイッチング制御（開閉制御）される同期整流トランジスタである。
【００２４】
制御部１は、電源電圧Ｖｃｃを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを得るに際し、トランジスタＭ３をオンとし、トランジスタＭ４をオフとした上で、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２を相補的にスイッチング制御する。
【００２５】
なお、本明細書中で用いている「相補的」という文言は、トランジスタＭ１、Ｍ２のオン／オフが完全に逆転している場合のほか、貫通電流防止の観点からトランジスタＭ１、Ｍ２のオン／オフ遷移タイミングに所定の遅延を与えている場合をも含むものとする。
【００２６】
トランジスタＭ２がオン状態にされると、インダクタＬ１には、トランジスタＭ２を介して接地端に向けたインダクタ電流ＩＬが流れ、その電気エネルギが蓄えられる。なお、トランジスタＭ２のオン期間において、すでに出力キャパシタＣ１に電荷が蓄積されていた場合、外部端子Ｔ２に接続される負荷（不図示）には、出力キャパシタＣ１からの電流が流れることになる。また、このとき、同期整流素子であるトランジスタＭ１は、トランジスタＭ２のオン状態に対して相補的にオフ状態とされるため、出力キャパシタＣ１からトランジスタＭ２に向けて電流が流れ込むことはない。
【００２７】
一方、トランジスタＭ２がオフ状態にされると、インダクタＬ１に生じた逆起電圧によって、そこに蓄積されていた電気エネルギが放出される。このとき、トランジスタＭ１はトランジスタＭ２のオフ状態に対して相補的にオン状態とされるため、外部端子Ｔ１からトランジスタＭ１を介して流れる電流は、外部端子Ｔ２から負荷に流れ込むとともに、出力キャパシタＣ１を介して接地端にも流れ込み、この出力キャパシタＣ１を充電することになる。上記の動作が繰り返されることによって、負荷には、出力キャパシタＣ１によって平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。
【００２８】
このように、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置は、トランジスタＭ１、Ｍ２のスイッチング制御により、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００２９】
次に、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置の帰還制御について説明する。なお、昇圧型スイッチング電源装置の帰還制御を説明するに際しても、先と同様、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂ、及び、トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂのいずれが駆動されているかについて言及することなく、これらを一まとめにしてトランジスタＭ１、Ｍ２と呼ぶ。
【００３０】
誤差増幅器２は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードから引き出される出力帰還電圧Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔの実際値に相当）と、所定の参照電圧Ｖｒｅｆ（出力電圧Ｖｏｕｔの目標値に相当）との差分を増幅して誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧Ｖｅｒｒの電圧レベルは、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標値よりも低いほど、高レベルとなる。一方、発振器３は、所定周波数の三角波電圧（鋸波電圧）Ｖｓａｗを生成する。
【００３１】
ＰＷＭコンパレータ４は、誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波電圧Ｖｓａｗとを比較してＰＷＭ信号Ｓ１を生成する。すなわち、ＰＷＭ信号Ｓ１のオンデューティ（単位期間に占めるトランジスタＭ２のオン期間の比）は、誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波電圧Ｖｓａｗとの相対的な高低に応じて逐次変動する。具体的に述べると、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標値よりも低いほど、ＰＷＭ信号Ｓ１のオンデューティは大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標値に近付くにつれて、ＰＷＭ信号Ｓ１のオンデューティは小さくなる。
【００３２】
制御部１は、電源電圧Ｖｃｃを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを得るに際し、ＰＷＭ信号Ｓ１に応じてトランジスタＭ１及びトランジスタＭ２を相補的にスイッチング制御する。具体的に述べると、制御部１は、ＰＷＭ信号Ｓ１のハイレベル期間には、トランジスタＭ２をオン状態、トランジスタＭ１をオフ状態とする一方、ＰＷＭ信号Ｓ１のローレベル期間には、トランジスタＭ２をオフ状態、トランジスタＭ１をオン状態とする。
【００３３】
このように、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置は、誤差電圧Ｖｅｒｒに基づく出力帰還制御により、出力電圧Ｖｏｕｔをその目標値に合わせ込むことができる。
【００３４】
次に、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置のバックゲート制御動作について説明する。なお、昇圧型スイッチング電源装置のバックゲート制御を説明する際にも、先と同様、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂ、及び、トランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂのいずれが駆動されているかについて言及することなく、これらを一まとめにしてトランジスタＭ１、Ｍ２と呼ぶ。
【００３５】
電源電圧Ｖｃｃの投入後、昇圧動作が開始されるまでの間、制御部１は、トランジスタＭ４のみをオンとし、その余のトランジスタＭ１、トランジスタＭ２、及び、トランジスタＭ３をいずれもオフとする。このようなバックゲート制御により、トランジスタＭ１に付随する寄生ダイオードを介した電流リーク経路を含め、外部端子Ｔ１から外部端子Ｔ２に至る全ての電流リーク経路を確実に遮断することが可能となる。
【００３６】
また、トランジスタＭ４をオンさせることにより、トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ４のバックゲートをその時点での最高電位点（スイッチ電圧Ｖｓｗ（＝電源電圧Ｖｃｃ））に接続することができるので、トランジスタＭ１、Ｍ３のオフ状態をより確実なものとすることが可能となる。
【００３７】
その後、昇圧動作が開始されると、制御部１は、先述した通り、トランジスタＭ３をオンとし、トランジスタＭ４をオフとした上で、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２を相補的にスイッチング制御する。これにより、昇圧型スイッチング電源装置は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成することが可能となる。
【００３８】
次に、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置の電流能力可変制御について、図２及び図３Ａ、図３Ｂを参照しながら詳細に説明する。図２は、昇圧型スイッチング電源装置の動作パターンとトランジスタＭ１ａ〜Ｍ２ｂのオン／オフ状態との相関図であり、図３Ａ、図３Ｂは、それぞれ、パターンＡ（電流能力最大）及びパターンＩ（電流能力最小）におけるゲート電圧の波形図である。なお、図３Ａ、図３Ｂでは、それぞれ、上から順番に、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂ、Ｍ２ａ、Ｍ２ｂのゲート電圧が描写されている。
【００３９】
図２に示すように、制御部１は、外部端子Ｔ５を介して入力される選択信号ＳＥＬに基づいて、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂ、Ｍ２ａ、Ｍ２ｂの駆動／非駆動を個別に選択することにより、出力トランジスタＭ１及び同期整流トランジスタＭ２の少なくとも一方の電流能力を９通り（パターンＡ〜パターンＩ）に可変制御する構成とされている。
【００４０】
例えば、選択信号ＳＥＬによってパターンＡが選択されている場合、制御部１は、トランジスタＭ１ａとトランジスタＭ２ａを駆動状態とし、トランジスタＭ１ｂとトランジスタＭ２ｂを非駆動状態とすべく、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂ、Ｍ２ａ、Ｍ２ｂに対してそれぞれ図３Ａに示したゲート電圧を印加する。先にも述べたように、トランジスタＭ１ａの電流能力は、トランジスタＭ１ｂの電流能力よりも小さく、トランジスタＭ２ａの電流能力は、トランジスタＭ２ｂの電流能力よりも小さい。従って、パターンＡが選択されることにより、同期整流トランジスタＭ１及び出力トランジスタＭ２の電流能力は、いずれも最小値に設定される。このような設定は、軽負荷時の効率を最優先するセットへの搭載に際して好適である。
【００４１】
また、選択信号ＳＥＬによってパターンＩが選択されている場合、制御部１は、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂとトランジスタＭ２ａ、２ｂをいずれも駆動状態とすべく、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂ、Ｍ２ａ、Ｍ２ｂに対してそれぞれ図３Ｂに示したゲート電圧を印加する。このとき、同期整流トランジスタＭ１の電流能力は、トランジスタＭ１ａの電流能力とトランジスタＭ１ｂの電流能力との合算値となり、また、出力トランジスタＭ２の電流能力は、トランジスタＭ１ａの電流能力とトランジスタＭ１ｂの電流能力との合算値となる。従って、パターンＩが選択されることにより、同期整流トランジスタＭ１及び出力トランジスタＭ２の電流能力は、いずれも最大値に設定される。このような設定は、負荷に対する安定的な電流供給を最優先するセットへの搭載に際して好適である。
【００４２】
その他、選択信号ＳＥＬによってパターンＢ〜パターンＨが選択されている場合にも、制御部１は、トランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂとトランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂの駆動／非駆動を個別に設定するように、各々のゲート電圧を生成する。なお、同期整流トランジスタＭ１の電流能力に関して着目すると、パターンＡ〜パターンＣが最小値設定、パターンＤ〜パターンＦが中間値設定、パターンＧ〜パターンＩが最大値設定となっている。同様に、出力トランジスタＭ２の電流能力に関して着目すると、パターンＡ、パターンＤ、パターンＧが最小値設定、パターンＢ、パターンＥ、パターンＨが中間値設定、パターンＣ、パターンＦ、パターンＩが最大値設定となっている。
【００４３】
従って、例えば、負荷の重さ（負荷電流の大きさ）やトランジスタＭ１、Ｍ２のデューティに応じて、パターンＡ〜パターンＩのいずれか一を適切に選択することにより、昇圧型スイッチング電源装置全体の変換効率向上とトランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力向上とのバランスを最適化することが可能となる。
【００４４】
このように、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置であれば、トランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力を各々３段階に可変制御することができるので、様々なセットへの搭載にも柔軟に対応することが可能となり、延いては、開発効率の向上やコストダウンを実現することができる。
【００４５】
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
【００４６】
例えば、上記実施形態では、外部端子Ｔ５を介して入力される選択信号ＳＥＬに基づいて、トランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力を可変制御する構成を例示して説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、図４に示すように、トランジスタＭ２に流れる電流量（延いてはトランジスタＭ２のオンデューティ）を検出する電流検出部５を設け、その検出信号Ｓ２に基づいて、トランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力を自発的に可変制御する構成としても構わない。
【００４７】
なお、電流検出部５については、トランジスタＭ２のソースと外部端子Ｔ３との間を接続するアルミニウム配線をセンス抵抗として用い、その両端電圧をモニタする構成としてもよいし、或いは、トランジスタＭ２と並列に電流検出用のミラートランジスタを設け、これに流れる電流をモニタするようにしてもよい。
【００４８】
また、電流検出部５で生成される検出信号Ｓ２については、トランジスタＭ２に流れる電流の大きさが所定値を超えているか否かに応じて論理レベルが変遷される２値のデジタル信号としてもよいし、或いは、トランジスタＭ２に流れる電流の大きさをアナログ／デジタル変換して得られる多値のデジタル信号としてもよい。
【００４９】
また、制御部１では、電流検出部５から入力される検出信号Ｓ２のみに基づいて、トランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力を可変制御してもよいし、或いは、選択信号ＳＥＬと検出信号Ｓ２との組み合わせに基づいて、トランジスタＭ１、Ｍ２の電流能力を可変制御してもよい。なお、選択信号ＳＥＬと検出信号Ｓ２との組み合わせ手法の一例としては、負荷の動作状態（例えば、負荷の重いアクティブ状態であるか、それとも、負荷の軽いスタンバイ状態であるか）に応じて、先出の図２で示したパターンＡ〜パターンＩから、選択候補となる最低２種類のパターンを限定した上で、検出信号Ｓ２に応じて、最終的なパターンの選択制御を行う、といった手法が考えられる。
【００５０】
また、上記実施形態では、同期整流型のスイッチング電源装置に本発明を適用した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、同期整流トランジスタＭ１に代えてダイオードを用いても構わない。
【００５１】
また、上記実施形態では、昇圧型のスイッチング電源装置に本発明を適用した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、本発明は降圧型のスイッチング電源装置にも好適に適用することが可能である。
【００５２】
また、上記実施形態では、同期整流トランジスタＭ１をトランジスタＭ１ａ、Ｍ１ｂで形成し、出力トランジスタＭ２をトランジスタＭ２ａ、Ｍ２ｂで形成した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、同期整流トランジスタＭ１及び出力トランジスタＭ２を形成するトランジスタの並列数は任意である。また、同期整流トランジスタＭ１及び出力トランジスタＭ２の両方を各々複数のトランジスタで形成するのではなく、いずれか一方のみを複数のトランジスタで形成しても構わない。
【産業上の利用可能性】
【００５３】
本発明は、スイッチング電源装置の汎用性を高める上で有用な技術であり、入力電圧とは異なる出力電圧が必要な電子機器全て（例えば、ブルーレイディスクドライブなどの光ディスクドライブや、デジタルスチルカメラ／デジタルビデオカメラ／携帯電話などのポータブル機器）に利用可能な技術である。
【図面の簡単な説明】
【００５４】
【図１】は、本発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２】は、昇圧型スイッチング電源装置の動作パターンとトランジスタＭ１ａ〜Ｍ２ｂのオン／オフ状態との相関図である。
【図３Ａ】は、パターンＡにおけるゲート電圧の波形図である。
【図３Ｂ】は、パターンＩにおけるゲート電圧の波形図である。
【図４】は、本発明に係るスイッチング電源装置の一変形例を示す回路図である。
【図５】は、スイッチング電源装置の一従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５５】
１    制御部
２    誤差増幅器
３    発振器
４    ＰＷＭコンパレータ
５    電流検出部
１１    ロジック回路
１２    セレクタ（マルチプレクサ）
１３    ドライバ
１００    半導体装置
Ｍ１    同期整流トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ２    出力トランジスタ（Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ３    第１バックゲート制御トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ４    第２バックゲート制御トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｌ１    インダクタ
Ｃ１    出力キャパシタ
Ｒ１〜Ｒ２    抵抗
Ｔ１〜Ｔ５    外部端子
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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