(57)【要約】【課題】小型で且つ安価なＤＣ／ＡＣコンバータ。【解決手段】トランスT1〜T4の一次巻線P1〜P4と二次巻線S1〜S4との少なくとも一方の巻線に第１コンデンサC1a〜C1dが接続され、その出力に負荷3a〜3dが接続され、電流を流すための予め定められた周波数及び振幅の交番信号を入力する共振回路と、共振回路の出力端の一部に並列に接続され、負荷に流れる電流に応じてインピーダンス値が可変するインピーダンス可変素子Q1〜Q4と、インピーダンス可変素子の可変されたインピーダンス値に応じて共振回路の共振周波数を可変させて、負荷に流れる電流を所定値に制御する制御回路10とを備える。【選択図】図１
2010074945.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの一次巻線と二次巻線との少なくとも一方の巻線に第１コンデンサが接続され、その出力に負荷が接続され、電流を流すための予め定められた周波数及び振幅の交番信号を入力する共振回路と、
前記共振回路の出力端の一部に並列に接続され、前記負荷に流れる電流に応じてインピーダンス値が可変するインピーダンス可変素子と、
前記インピーダンス可変素子の可変されたインピーダンス値に応じて前記共振回路の共振周波数を可変させて、前記負荷に流れる電流を所定値に制御する制御回路と、
を備えることを特徴とするＤＣ／ＡＣコンバータ。
【請求項２】
前記共振回路は、前記トランスの二次巻線側で強い共振特性を示す直列共振回路であり、
前記インピーダンス可変素子に並列に接続される前記共振回路の一部は、一端がグランドに接続された第２コンデンサであることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＡＣコンバータ。
【請求項３】
前記インピーダンス可変素子は、半導体素子からなり、
前記制御回路は、前記負荷に流れる電流と前記所定値との誤差に応じて前記半導体素子のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて前記共振回路の共振周波数を可変させて、前記負荷に流れる電流が前記所定値になるように制御することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＡＣコンバータ。
【請求項４】
直流電源の両端間に接続され、予め定められた周波数及びデューティを有する駆動信号でスイッチングすることにより、前記予め定められた周波数及び振幅の交番信号を生成する複数のスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣコンバータ。
【請求項５】
スイッチング駆動信号を用いて直流を別の直流に変換するＤＣ／ＤＣコンバータを有し、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング駆動信号は、前記予め定められた周波数及びデューティを有する駆動信号として用いられることを特徴とする請求項４記載のＤＣ／ＡＣコンバータ。
【請求項６】
負荷の電気的特性が入力される検出端子と、
前記負荷の電気的特性と基準値とを比較して誤差を求める比較回路と、
トランス及びコンデンサを有し且つその出力に前記負荷が接続された共振回路の出力端の一部に並列に接続されたインピーダンス可変素子と、
前記比較回路の誤差に応じて前記インピーダンス可変素子のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて前記共振回路の共振周波数を可変させて、前記負荷に流れる電流が所定値になるように制御する制御部と、
を備えることを特徴とするＤＣ／ＡＣコンバータの制御回路。
【請求項７】
前記負荷は、放電管であることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の負荷に電力を供給するとともに、小型で且つ安価なＤＣ／ＡＣコンバータ及びその制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
冷陰極管(ＣＣＦＬ)等の放電管を点灯させる放電管点灯装置において、放電管に必要な電力を制御するために、放電管に流れる負荷電流を監視し、負荷電流に応じてインバータ回路を構成するスイッチングネットワークの発振周波数を変調させる技術が特許文献１に記載されている。
【０００３】
この特許文献１に記載された放電灯点灯装置は、図６に示すように、直流電源部２００と、発振する周波数が制御可能なインバータ回路部であって直流電源部２００から直流電圧を入力して自己の発振周波数の高周波電圧に変換し、変換した高周波電圧により、共振用コンデンサ１０８と共振用インダクタ１０６とからなる直列共振回路と共振用コンデンサ１０８に並列に接続された放電灯１０７とから構成される放電灯負荷回路Ｌ１００を動作させるインバータ回路部３００と、インバータ回路部３００が所定の周波数で発振して直流電圧を高周波電圧に変換している場合に、インバータ回路部３００の発振中の周波数を制御する放電電流監視部４００とを備える。充電電流監視部４００は、放電灯１０７の放電電流に対して出力が発生するように施された出力巻線を有する変流器１０９と、変流器１０９の出力に基づいて放電灯１０７の放電電流の有無、大きさを判断する点灯検出回路Ｌｏｐ１００とを備える。
【０００４】
特許文献１に記載された放電管点灯装置は、放電電流監視部４００が、放電灯１０７の放電電流を監視し、放電電流の監視結果に基づいてインバータ回路部３００の発振する周波数を制御することにより放電灯１０７を点灯させる。
【特許文献１】特開２００７−１２３０１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載された放電灯点灯装置を用いて複数の放電灯（放電管）を点灯させる場合、複数の放電管の各々に対して、負荷電流の監視手段としてトランス（変流器１０９）を設けなければならない。
【０００６】
さらに、各々の負荷電流に応じて発振周波数を制御する必要があるため、スイッチングネットワークの制御回路が複雑になる。その結果、放電管点灯装置等のＤＣ／ＡＣコンバータが大型化且つ高価なものになってしまう。
【０００７】
本発明は、小型で且つ安価なＤＣ／ＡＣコンバータ及びその制御回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、トランスの一次巻線と二次巻線との少なくとも一方の巻線に第１コンデンサが接続され、その出力に負荷が接続され、電流を流すための予め定められた周波数及び振幅の交番信号を入力する共振回路と、前記共振回路の出力端の一部に並列に接続され、前記負荷に流れる電流に応じてインピーダンス値が可変するインピーダンス可変素子と、前記インピーダンス可変素子の可変されたインピーダンス値に応じて前記共振回路の共振周波数を可変させて、前記負荷に流れる電流を所定値に制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１記載のＤＣ／ＡＣコンバータにおいて、前記共振回路は、前記トランスの二次巻線側で強い共振特性を示す直列共振回路であり、前記インピーダンス可変素子に並列に接続される前記共振回路の一部は、一端がグランドに接続された第２コンデンサであることを特徴とする。
【００１０】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載のＤＣ／ＡＣコンバータにおいて、前記インピーダンス可変素子は、半導体素子からなり、前記制御回路は、前記負荷に流れる電流と前記所定値との誤差に応じて前記半導体素子のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて前記共振回路の共振周波数を可変させて、前記負荷に流れる電流が前記所定値になるように制御することを特徴とする。
【００１１】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣコンバータにおいて、直流電源の両端間に接続され、予め定められた周波数及びデューティを有する駆動信号でスイッチングすることにより、前記予め定められた周波数及び振幅の交番信号を生成する複数のスイッチング素子を備えることを特徴とする。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項４記載のＤＣ／ＡＣコンバータにおいて、スイッチング駆動信号を用いて直流を別の直流に変換するＤＣ／ＤＣコンバータを有し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング駆動信号は、前記予め定められた周波数及びデューティを有する駆動信号として用いられることを特徴とする。
【００１３】
請求項６の発明のＤＣ／ＡＣコンバータの制御回路は、負荷の電気的特性が入力される検出端子と、前記負荷の電気的特性と基準値とを比較して誤差を求める比較回路と、トランス及びコンデンサを有し且つその出力に前記負荷が接続された共振回路の出力端の一部に並列に接続されたインピーダンス可変素子と、前記比較回路の誤差に応じて前記インピーダンス可変素子のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて前記共振回路の共振周波数を可変させて、前記負荷に流れる電流が所定値になるように制御する制御部とを備えることを特徴とする。
【００１４】
請求項７の発明は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載のＤＣ／ＡＣコンバータにおいて、前記負荷は、放電管であることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、制御回路は、インピーダンス可変素子の可変されたインピーダンス値に応じて共振回路の共振周波数を可変させて、負荷に流れる電流を所定値に制御する。即ち、共振回路の共振周波数を可変させることで負荷に必要な電力を制御できるため、複数のスイッチング素子（スイッチングネットワーク）は、予め定められた周波数及びデューティでの発振（簡単な発振状態）で対応でき、複数のスイッチング素子専用のＰＷＭ帰還制御回路が不要となる。
【００１６】
これにより、例えば、液晶表示システムとして不可欠なマイクロコンピュータに直流電力を送るためのハーフブリッジタイプのＡＣ−ＤＣ電源のスイッチング駆動信号を放電管点灯装置用に共用することで、インバータ制御回路の大幅な簡略化が図れる。従って、小型で且つ安価なＤＣ／ＡＣコンバータを提供することができる。
【００１７】
また、共振周波数を可変させる手段として、抵抗成分を負荷と直列に挿入する場合、損失（実効電力としてのロス）が大きくなってしまうが、本発明は、負荷に並列に接続された第２コンデンサの等価成分を可変（皮相電力制御）するため、高効率での負荷としての放電管点灯が可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明のＤＣ／ＡＣコンバータの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１９】
従来の技術では、共振回路の共振周波数は、固定であり、スイッチングネットワークの発振周波数を可変させていたが、本発明では、共振回路の共振周波数を可変させ、スイッチングネットワークの発振周波数を固定としたことを特徴とする。
【００２０】
図１は本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣコンバータの構成を示す回路図である。図１に示すＤＣ／ＡＣコンバータは、放電管点灯装置である。図２は実施例１のＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとの構成を示す回路図である。
【００２１】
図２に示すＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、商用の交流電源の交流電力は、ＰＦＣ（力率改善回路）２により力率が改善されるとともに、直流電力に変換される。この直流電力は、ＡＣ−ＤＣ電源制御回路１、スイッチングネットワーク（ＳＷネットワーク）からなるＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１，Ｑｎ２、ＳＷネットワークからなるＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３，Ｑｎ４に供給される。
【００２２】
ＰＦＣ２の出力、即ち、直流電源Ｖｉｎとグランドとの間には、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ２との直列回路が接続されている。直流電源Ｖｉｎとグランドとの間には、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ４との直列回路が接続されている。
【００２３】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１のドレインに直流電源Ｖｉｎが供給され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１のゲートはＡＣ−ＤＣ電源制御回路１のＤＲＶ１端子に接続されている。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ２のゲートはＡＣ−ＤＣ電源制御回路１のＤＲＶ２端子に接続されている。
【００２４】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ４との接続点とグランドＧＮＤとの間には、コンデンサＣ１５とトランスＴの一次巻線Ｐ５とリアクトルＬ５との直列回路が接続されている。
【００２５】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３のドレインに直流電源Ｖｉｎが供給され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３のゲートはＡＣ−ＤＣ電源制御回路１のＤＲＶ２端子に接続されている。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ４のゲートはＡＣ−ＤＣ電源制御回路１のＤＲＶ４端子に接続されている。
【００２６】
トランスＴの二次巻線Ｓ５ａと二次巻線Ｓ５ｂとは直列に接続され、その接続点はグランドに接続されている。二次巻線Ｓ５ａの一端にはダイオードＤ３のアノードが接続され、二次巻線Ｓ５ｂの一端にはダイオードＤ４のアノードが接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードとコンデンサＣ１６の一端とフォトカプラＰＣのダイオードのアノードと抵抗Ｒ２の一端とは共通に接続され、直流電力を図示しない直流電力負荷に供給している。
【００２７】
抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とは直列に接続され、その接続点はトランジスタＴｒのベースに接続されている。トランジスタＴｒのコレクタはフォトカプラＰＣのダイオードのカソードに接続され、トランジスタＴｒのエミッタはツェナーダイオードＺＤ２を介して接地されている。
【００２８】
Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３，Ｑｎ４、コンデンサＣ１５，Ｃ１６、トランスＴ、ダイオードＤ３，Ｄ４、フォトカプラＰＣ、トランジスタＴｒ、ツェナーダイオードＺＤ２、抵抗Ｒ２，Ｒ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータを構成している。
【００２９】
このＤＣ／ＤＣコンバータによれば、コンデンサＣ１６の出力電圧に応じた電圧は、フォトカプラＰＣのダイオードを介してフォトカプラＰＣのトランジスタに送られる。ＡＣ−ＤＣ電源制御回路１は、フォトカプラＰＣのトランジスタに流れる電流に応じてパルス信号からなるスイッチング駆動信号のオン／オフを制御し、このスイッチング駆動信号によりＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ４とを交互にオン／オフさせる。これにより、コンデンサＣ１６における直流出力電圧を所定値に制御することができる。
【００３０】
また、ＡＣ−ＤＣ電源制御回路１は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ３とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ４とを交互にオン／オフさせるスイッチング駆動信号を、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ２とに出力し、スイッチング駆動信号によりＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ２とを交互にオン／オフさせている。これにより、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ１とＮ型ＭＯＳＦＥＴＱｎ２との接続点からは、予め定められた周波数及び振幅の交番信号が図１に示す４つのコンデンサＣ１ａ〜Ｃ１ｄに出力される。
【００３１】
次に、図１に示す放電管点灯装置の構成を説明する。放電管点灯装置は、直流を交流に変換して交流電力を負荷に供給する。本実施例における負荷とは、放電管である。
【００３２】
図１において、コンデンサＣ１ａの一端はトランスＴ１の一次巻線Ｐ１を介して接地され、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１はリアクトルＬ１を介してコンデンサＣ２ａの一端とコンデンサＣ４ａの一端と放電管３ａの一端とに接続されている。コンデンサＣ２ａの他端はコンデンサＣ３ａを介して接地され、コンデンサＣ２ａとコンデンサＣ３ａとの接続点は、ＭＯＳＦＥＴＱ１（インピーダンス可変素子）のドレインに接続されている。
【００３３】
コンデンサＣ１ｂの一端はトランスＴ２の一次巻線Ｐ２を介して接地され、トランスＴ２の二次巻線Ｓ２はリアクトルＬ２を介してコンデンサＣ２ｂの一端とコンデンサＣ４ｂの一端と放電管３ｂの一端とに接続されている。コンデンサＣ２ｂの他端はコンデンサＣ３ｂを介して接地され、コンデンサＣ２ｂとコンデンサＣ３ｂとの接続点は、ＭＯＳＦＥＴＱ２（インピーダンス可変素子）のドレインに接続されている。
【００３４】
コンデンサＣ１ｃの一端はトランスＴ３の一次巻線Ｐ３を介して接地され、トランスＴ３の二次巻線Ｓ３はリアクトルＬ３を介してコンデンサＣ２ｃの一端とコンデンサＣ４ｃの一端と放電管３ｃの一端とに接続されている。コンデンサＣ２ｃの他端はコンデンサＣ３ｃを介して接地され、コンデンサＣ２ｃとコンデンサＣ３ｃとの接続点は、ＭＯＳＦＥＴＱ３（インピーダンス可変素子）のドレインに接続されている。
【００３５】
コンデンサＣ１ｄの一端はトランスＴ４の一次巻線Ｐ４を介して接地され、トランスＴ４の二次巻線Ｓ４はリアクトルＬ４を介してコンデンサＣ２ｄの一端とコンデンサＣ４ｄの一端と放電管３ｄの一端とに接続されている。コンデンサＣ２ｄの他端はコンデンサＣ３ｄを介して接地され、コンデンサＣ２ｄとコンデンサＣ３ｄとの接続点は、ＭＯＳＦＥＴＱ４（インピーダンス可変素子）のドレインに接続されている。
【００３６】
なお、リアクトルＬ１はトランスＴ１のリーケージインダクタンス成分、リアクトルＬ２はトランスＴ２のリーケージインダクタンス成分、リアクトルＬ３はトランスＴ３のリーケージインダクタンス成分、リアクトルＬ４はトランスＴ４のリーケージインダクタンス成分である。
【００３７】
以上の構成により、各トランスＴ１〜Ｔ４毎に、共振回路を構成している。
【００３８】
インバータ制御回路１０（本発明の制御回路に対応）は、Ａ−Ｖ変換部１１ａ〜１１ｄ、電圧比較部１３（本発明の比較回路に対応）、第１乃至第４制御信号部１４ａ〜１４ｄ（本発明の制御部に対応）、ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を有して構成されている。
【００３９】
Ａ−Ｖ変換部１１ａは、放電管３ａの他方の電極に接続され、放電管３ａに流れる電流を電圧に変換し、電圧比較部１３に出力する。Ａ−Ｖ変換部１１ｂは、放電管３ｂの他方の電極に接続され、放電管３ｂに流れる電流を電圧に変換し、電圧比較部１３に出力する。Ａ−Ｖ変換部１１ｃは、放電管３ｃの他方の電極に接続され、放電管３ｃに流れる電流を電圧に変換し、電圧比較部１３に出力する。Ａ−Ｖ変換部１１ｄは、放電管３ｄの他方の電極に接続され、放電管３ｄに流れる電流を電圧に変換し、電圧比較部１３に出力する。
【００４０】
電圧比較部１３は、Ａ−Ｖ変換部１１ａで変換された第１電圧と基準信号（基準値）ＲＥＦとを比較して第１誤差を求める。電圧比較部１３は、Ａ−Ｖ変換部１１ｂで変換された第２電圧と基準信号ＲＥＦとを比較して第２誤差を求める。電圧比較部１３は、Ａ−Ｖ変換部１１ｃで変換された第３電圧と基準信号ＲＥＦとを比較して第３誤差を求める。電圧比較部１３は、Ａ−Ｖ変換部１１ｄで変換された第４電圧と基準信号ＲＥＦとを比較して第４誤差を求める。
【００４１】
図４は図１に示す放電管点灯装置におけるインバータ制御回路１０の構成を示す回路図である。ここでは、一例として、放電管３ａの放電電流を制御するインバータ制御回路のみについて説明する。
【００４２】
図４において、負荷である放電管３ａの電気的特性を検出する検出端子ＴＰ（図示しない）とグランドとの間には抵抗Ｒ（Ａ−Ｖ変換部）が接続されている。本実施形態において、検出端子ＴＰと抵抗Ｒとは、本発明における検出部を構成する。
【００４３】
ここで、電気的特性としては、電流又は電圧又は電流の積分値等の演算結果でも良い。ダイオードＤ５とコンデンサＣ８との接続点には誤差増幅器２１の非反転入力端子が接続され、誤差増幅器２１の反転入力端子には基準信号ＲＥＦが入力されるようになっている。本実施形態において、ダイオードＤ５、コンデンサＣ８、誤差増幅器２１及び基準信号ＲＥＦは、本発明における比較部の一部を構成する。
【００４４】
誤差増幅器２１の出力端子は本発明の第１制御信号部としてのバッファ２２を介してＭＯＳＦＥＴＱ１（ＭＯＳＦＥＴＱ２〜Ｑ４も同じ）に接続されている。放電管３ｂ〜３ｄの放電電流を制御するインバータ制御回路も同様に構成される（ＭＯＳＦＥＴＱ２〜Ｑ４も同じ）。
【００４５】
第１制御信号部１４ａは、電圧比較部１３からの第１誤差に応じた第１制御信号を生成し第１制御信号によりＭＯＳＦＥＴＱ１のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて共振回路Ｃ１ａ，Ｌ１，Ｃ２ａ，Ｃ３ａ，Ｃ４ａ，Ｒｏｎ１，ＲＬ１の共振周波数を可変させて、放電管３ａに流れる電流が所定値になるように制御する。
【００４６】
第２制御信号部１４ｂは、電圧比較部１３からの第２誤差に応じた第２制御信号を生成し第２制御信号によりＭＯＳＦＥＴＱ２のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて共振回路Ｃ１ｂ，Ｌ２，Ｃ２ｂ，Ｃ３ｂ，Ｃ４ｂ，Ｒｏｎ２，ＲＬ２の共振周波数を可変させて、放電管３ｂに流れる電流が所定値になるように制御する。
【００４７】
第３制御信号部１４ｃは、電圧比較部１３からの第３誤差に応じた第３制御信号を生成し第３制御信号によりＭＯＳＦＥＴＱ３のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて共振回路Ｃ１ｃ，Ｌ３，Ｃ２ｃ，Ｃ３ｃ，Ｃ４ｃ，Ｒｏｎ３，ＲＬ３の共振周波数を可変させて、放電管３ｃに流れる電流が所定値になるように制御する。
【００４８】
第４制御信号部１４ｄは、電圧比較部１３からの第４誤差に応じた第４制御信号を生成し第４制御信号によりＭＯＳＦＥＴＱ４のインピーダンス値を可変させ、可変されたインピーダンス値に応じて共振回路Ｃ１ｄ，Ｌ４，Ｃ２ｄ，Ｃ３ｄ，Ｃ４ｄ，Ｒｏｎ４，ＲＬ４の共振周波数を可変させて、放電管３ｄに流れる電流が所定値になるように制御する。
【００４９】
次に、このように構成された図１に示す実施例１の放電管点灯装置の動作を説明する。
【００５０】
図３は図１に示す放電管点灯装置内の共振回路の等価回路である。トランスＴ１〜Ｔ４毎に設けられた共振回路の二次側の等価回路は、図３に示すように、コンデンサ（１／ｎ２Ｃ１）、リアクトルＬ、コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４、可変抵抗Ｒｏｎ、管電流に応じて抵抗値が変化する放電管３の抵抗ＲＬとからなる。
【００５１】
コンデンサ（１／ｎ２Ｃ１）は、トランスＴ１〜Ｔ４の一次側のコンデンサＣ１を二次側に換算したものである。可変抵抗Ｒｏｎは、本発明のインピーダンス可変素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４から構成される可変抵抗であり、第１乃至第４制御信号部１４ａ〜１４ｄからの第１乃至４制御信号により抵抗が可変する。
【００５２】
図３に示す共振回路の等価合成インピーダンスＺは、次式で表される。  
Ｚ＝ｊω｛Ｌ１−１／（ｎ２Ｃ１）｝＋Ａ（Ｂ−Ｃ）／（Ａ＋Ｂ−Ｃ）
Ａ＝（１−ｊωＲＬＣ４）ＲＬ／（１＋ω２ＲＬ２Ｃ４２）
Ｂ＝（１−ｊωＲｏｎＣ３）Ｒｏｎ／（１＋ω２Ｒｏｎ２Ｃ３２）
Ｃ＝ｊ／（ωＣ２）
このため、可変抵抗Ｒｏｎの定数を可変することで、共振回路の共振周波数（虚数根がゼロになる周波数）は等価的に変化される。可変抵抗Ｒｏｎの定数の可変は、放電管３ａ〜３ｄに流れる電流に応じて行われる。
【００５３】
ここでは、一例として、放電管３ａに流れる電流の一定制御を説明する。なお、放電管３ｂ〜３ｄに流れる電流の一定制御も、放電管３ａに流れる電流の一定制御と同様である。
【００５４】
まず、Ａ−Ｖ変換部１１ａは、放電管３ａに流れる電流を電圧に変換する。次に、電圧比較部１３では、図４に示すように、Ａ−Ｖ変換部１１ａからの電圧は、ダイオードＤ５を介して誤差増幅器２１の非反転入力端子に入力される。
【００５５】
誤差増幅器２１は、基準信号ＲＥＦとＡ−Ｖ変換部１１ａからの電圧との誤差を増幅して、誤差増幅信号をバッファ２２に出力する。バッファ２２は、誤差増幅器２１からの誤差増幅信号をＭＯＳＦＥＴＱ１に出力する。即ち、放電管３ａに流れる電流に応じてＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン−ソース間の抵抗成分から構成される可変抵抗Ｒｏｎが可変する。
【００５６】
次に、共振回路の周波数と放電管に供給される電力との関係を示す図５を参照しながら、共振回路の共振周波数の制御方法を説明する。ここでは、一例として、交番信号の発振周波数ｆよりも共振回路の共振周波数ｆｒ１が大きく、放電管に供給される電力が基準信号ＲＥＦ相当の電力よりも小さい場合について説明する。
【００５７】
この場合には、発振周波数ｆと共振周波数ｆｒ１とが等しいときに比較して、放電管３ａに供給される電力が小さく、この状態では、放電管３ａに流れる電流が基準信号ＲＥＦ相当の電力未満とすると、誤差増幅器２１の出力電圧は、誤差に応じた信号が可変抵抗Ｒｏｎを構成するＭＯＳＦＥＴＱ１のゲートに出力される。
【００５８】
放電管３ａに流れる電流と基準信号ＲＥＦ相当の電流との誤差が増加することで、ＭＯＳＦＥＴＱ１のゲート電圧が大きくなると、可変抵抗Ｒｏｎが小さくなり、共振回路の共振周波数が下がる。図５に示すように、共振周波数がｆｒ１からｆｒ２に下がることにより、放電管３ａに供給される電力が大きくなり、基準信号ＲＥＦ相当の電力に近づく。即ち、交番信号の発振周波数ｆが一定であっても、放電管３ａに供給される電力を基準信号ＲＥＦ相当である所定の電力に近づけることができる。
【００５９】
このように、実施例１の放電管点灯装置によれば、インバータ制御回路１０は、インピーダンス可変素子であるＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４の可変されたインピーダンス値に応じて共振回路の共振周波数を可変させて、放電管３ａ〜３ｄに流れる電流を所定値に制御する。即ち、共振回路の共振周波数を可変させることで放電管３ａ〜３ｄに必要な電力を制御できるため、複数のスイッチング素子Ｑｎ１，Ｑｎ２は、予め定められた周波数及びデューティでの発振（簡単な発振状態）で対応でき、複数のスイッチング素子Ｑｎ１，Ｑｎ２専用のＰＷＭ帰還制御回路が不要となる。
【００６０】
これにより、例えば、液晶表示システムとして不可欠なマイクロコンピュータに直流電力を送るためのハーフブリッジタイプのＡＣ−ＤＣ電源のスイッチング駆動信号を放電管点灯装置用に共用することで、インバータ制御回路１０の大幅な簡略化が図れる。従って、小型で且つ安価なＤＣ／ＡＣコンバータを提供することができる。
【００６１】
また、共振周波数を可変させる手段として、抵抗成分を放電管３ａ〜３ｄと直列に挿入する場合、損失（実効電力としてのロス）が大きくなってしまうが、実施例１の放電管点灯装置は、放電管３ａ〜３ｄに並列に接続されたコンデンサＣ３ａ〜Ｃ３ｄの等価成分を可変（皮相電力制御）するため、高効率での放電管点灯が可能となる。
【００６２】
なお、本発明のＤＣ／ＡＣコンバータは実施例１のように放電管負荷に限定されず、様々な交流負荷に適用することが可能である。また、予め定められた周波数・振幅の交番信号は、ＡＣ−ＤＣ電源のスイッチング駆動信号を共用することに限定されず、本発明のＤＣ／ＡＣコンバータと電気的に並列に配置されたスイッチング電源装置の駆動信号を共用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】本発明の実施例１のＤＣ／ＡＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図２】実施例１のＡＣ／ＤＣコンバータとＤＣ／ＤＣコンバータとの構成を示す回路図である。
【図３】図１に示す放電管点灯装置内の共振回路の等価回路である。
【図４】図１に示す放電管点灯装置内の電圧比較部の詳細図である。
【図５】共振回路の共振周波数の制御方法を説明するための図である。
【図６】従来の放電管点灯装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００６４】
１  ＡＣ−ＤＣ電源制御回路
２  ＰＦＣ
３ａ〜３ｄ  放電管
１０  インバータ制御回路
１１ａ〜１１ｄ  Ａ−Ｖ変換部
１４ａ〜１４ｄ  第１乃至第４制御信号部
１３  電圧比較部
２１  誤差増幅器
２２  バッファ
Ｔ１〜Ｔ４  トランス
Ｐ１〜Ｐ４  一次巻線
Ｓ１〜Ｓ４  二次巻線
Ｌ１〜Ｌ４  リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４，Ｑ１ｎ〜Ｑ４ｎ  ＭＯＳＦＥＴ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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