(57)【要約】【課題】周波数ホッピングを用いた通信を行うためのローカル信号生成回路が従来技術に開示されているが、実際に周波数ホッピングを用いたワイヤレスＵＳＢの通信システムにおいては、ローカル信号の出力を開始してから出力が安定するまでに時間がかかり通信における規格を満たすことができないという課題が存在していた。【解決手段】第１の周波数で所定のバイアス電圧を中心に振動する第１のローカル信号を出力する第１の発振部と、前記第１の周波数より高い周波数である第２の周波数で前記バイアス電圧を中心に振動する第２のローカル信号を出力する第２の発振部と、前記第１および第２のローカル信号を入力すると共に前記第１のローカル信号および前記第２のローカル信号のそれぞれを選択的に出力し、前記第１のローカル信号および前記第２のローカル信号のそれぞれを出力しない期間においては前記バイアス電圧を出力する選択回路と、を有する。【選択図】図7
2010283682.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数で所定のバイアス電圧を中心に振動する第１のローカル信号を出力する第１の発振部と、
前記第１の周波数より高い周波数である第２の周波数で前記バイアス電圧を中心に振動する第２のローカル信号を出力する第２の発振部と、
前記第１および第２のローカル信号を入力すると共に前記第１のローカル信号および前記第２のローカル信号のそれぞれを選択的に出力し、前記第１のローカル信号および前記第２のローカル信号のそれぞれを出力しない期間においては前記バイアス電圧を出力する選択回路と、
を有することを特徴とするローカル信号生成回路。
【請求項２】
前記選択回路は、第１のローカル信号を入力すると共に前記第１のローカル信号を出力するか否かを制御する第１のスイッチ部と、
前記第２のローカル信号を入力すると共に前記第２のローカル信号を出力するか否かを制御する第２のスイッチ部と、
前記第１のローカル信号および第２のローカル信号のいずれも入力せず、前記第１および第２のローカル信号のいずれも出力しない期間において前記バイアス電圧を出力する無入力スイッチ部と、
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載のローカル信号生成回路。
【請求項３】
前記第２の周波数より高い周波数である第３の周波数で前記バイアス電圧を中心に振動する第３のローカル信号を出力する第３の発振部をさらに有し、
前記選択回路は、前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれを選択的に出力すると共に、前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれを出力しない期間において前記バイアス電圧を出力することを特徴とする請求項２に記載のローカル信号生成回路。
【請求項４】
前記選択回路は、前記第３のローカル信号を入力すると共に前記第３のローカル信号を出力するか否かを制御する第３のスイッチ部をさらに有することを特徴とする請求項３に記載のローカル信号生成回路。
【請求項５】
前記第１ないし第３のローカル信号のそれぞれは、位相が異なる少なくとも二つの差動信号であることを特徴とする請求項４に記載のローカル信号生成回路。
【請求項６】
前記選択回路は、一の前記差動信号を出力する第１の出力端と前記一の差動信号とは別の差動信号を出力する第２の出力端を有し、
前記無入力スイッチ部は、前記第１ないし第３のローカル信号のいずれも入力せず、前記第１ないし第３のローカル信号のいずれも前記選択回路から出力されない期間において前記第１の出力端から前記バイアス電圧を出力する第４のスイッチ部と、
前記第１ないし第３のローカル信号のいずれも入力せず、前記第１ないし第３のローカル信号のいずれも前記選択回路から出力されない期間において前記第２の出力端から前記バイアス電圧を出力する第５のスイッチ部と、
を含むことを特徴とする請求項５に記載のローカル信号生成回路。
【請求項７】
前記第４のスイッチ部は、前記第１のスイッチ部と前記第２のスイッチ部の間に配置されており、前記第５のスイッチ部は、前記第２のスイッチ部と前記第３のスイッチ部の間に配置されていることを特徴とする請求項６に記載のローカル信号生成回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はローカル信号生成回路に関し、特に周波数ホッピングを用いた通信を行うにあたってそれぞれ異なる周波数を有する複数のローカル信号を選択的に出力する選択回路を有するローカル信号生成回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレスＵＳＢ（Universal Serial Bus）などのＵＷＢ（Ultra Wide Band）規格の通信方式を用いる機器では、広い周波数帯域（例えば３ＧＨｚ〜１０ＧＨｚ）を複数のグループに分割し、例えばそのグループ中のひとつに含まれる複数の周波数帯域（バンド）を用いて通信を行う。この概念を図１を用いて説明する。図１では、帯域の中心周波数が３４３２ＭＨｚから１０２９６ＭＨｚまでの広い周波数帯域に分布しており、各帯域が複数のバンドグループに属している様子が示されている。例えばバンドグループ１は、中心周波数が３４３２ＭＨｚ、３９６０ＭＨｚ、４４８８ＭＨｚである三つのバンドを含む。同様にして、バンドグループ２ないし６も、それぞれ異なる中心周波数を有するバンドを含んでいる。ワイヤレスＵＳＢでは、例えばあるひとつのバンドグループに含まれる３つのバンドを用いて通信を行う。具体的には、通信における変調および復調においてダイレクトコンバージョン方式を用い、アンテナから受信する信号および送信する信号と同じ周波数を有する信号（これをローカル信号という）をミキサによってミキシングして周波数の変換を行う。例えば受信においてはアンテナからの信号をベースバンドの帯域に変換することで復調を行う。一方、送信においては、アンテナに出力すべき信号をベースバンドの帯域から高周波の信号に変換することで変調を行う。
【０００３】
詳細には、アンテナから受信する信号あるいはアンテナを介して送信される信号は、送信される時点ごとに周波数が切り替わる。すなわち、周波数ホッピング方式を用いて通信が行われる。例えば今、通信に図１のバンドグループ６を使用しているとする。この場合、アンテナから送信される信号あるいはアンテナから受信する信号は、中心周波数が７６５６ＭＨｚのバンド、中心周波数が８１８４ＭＨｚのバンド、あるいは中心周波数が８７１２ＭＨｚのバンドに属する周波数を有することになり、アンテナから送信される信号あるいは受信される信号は、定められた周波数ホッピングパターンに基づいて、その周波数が切り替わる。
【０００４】
アンテナから送受信される信号に関してダイレクトコンバージョン方式を使用している場合には、周波数ホッピングパターンに合わせて、ローカル信号の周波数も切替える必要がある。例えばアンテナから受信した信号がバンドグループ６におけるバンド９、すなわち中心周波数７６５６ＭＨｚのバンドに属する場合には、ローカル信号の周波数を７６５６ＭＨｚにする必要がある。また、受信した信号がバンドグループ６におけるバンド１０、すなわち中心周波数が８１８４ＭＨｚのバンドに属する場合には、ローカル信号の周波数を８１８４ＭＨｚにする必要がある。
【０００５】
以上、説明したように、変調や復調を行うためにはローカル信号が必要となる。そのため、送受信の回路においてはローカル信号を生成するローカル信号生成回路が設けられている。このようなローカル信号生成回路が、特許文献１に開示されている。図２は、特許文献１に示されているローカル信号生成回路を示している。係るローカル信号生成回路２００はｎ個のＰＬＬ発振器を有しており、設定信号Ｆ１ないしＦｎのそれぞれによって、ＰＬＬのそれぞれの分周器が設定され、各ＰＬＬは基準クロック２０４に基づき信号を出力する。そして、各ＰＬＬが出力する信号を、選択回路２０５が切替える。
【０００６】
ここで、上述したような通信を行う通信装置の例として図３に示すような通信装置が一般的に考えられる。通信装置は受信回路３１３と送信回路３１４をそれぞれ含む。受信動作においては、アンテナ３０１は通信装置３００に対応する別の通信装置から送信された信号を受信する。送受切替回路３０２は、アンテナ３０１から出力された信号を低雑音増幅回路３０３に出力する。低雑音増幅回路３０３は受信した信号を所定の増幅率で増幅し、直交変調回路３０４に差動の信号を出力する。直交復調回路３０４は内部にミキサを含み、ローカル信号発生回路３１２から供給される互いに９０度位相が異なるＩ位相とＱ位相の差動信号（ローカル信号）と、低雑音増幅回路３０３から出力される信号を乗算することでアンテナが受信した信号をベースバンドの周波数帯域のＩ信号とＱ信号に変換する。なお、図３では分かりやすさのため、差動信号を示すために信号線を送受信回路のそれぞれに複数本記載することは行っていない。
【０００７】
ローカル信号生成回路３１２は、直交復調回路３０４および直交変調回路３１０のそれぞれにローカル信号を出力する。ローカル信号を出力するタイミングは、デジタルベースバンド回路３０７から通知される。受信時には、デジタルベースバンド回路３０７は、受信信号のフレームに含まれるプリアンブルの情報に基づいて、ローカル信号生成回路３１２がローカル信号を出力するタイミングを知り、ローカル信号生成回路３１２にローカル信号を出力するタイミングと周波数について指示を送る。一方、送信時には、デジタルベースバンド回路３０７は、送信信号を変調するためにローカル信号生成回路３１２がローカル信号を出力するタイミングと周波数を決定し、係るタイミングをローカル信号生成回路３１２に通知する。
【０００８】
直交復調回路３０４はベースバンド帯域に変換した信号を受信可変増幅回路３０５に出力し、受信可変増幅回路３０５は入力された信号を増幅する。そしてＡＤコンバータ３０６は入力されたベースバンド帯域のアナログ信号の振幅をデジタル値に変換して、デジタルベースバンド回路３０７に出力する。デジタルベースバンド回路３０７は、入力されたデジタル信号に対して所定の処理を行う。
【０００９】
一方、送信回路３１３に関しては、まず、デジタルベースバンド回路３０７がアンテナ３０１から送信すべき情報を示すデジタル信号をＤＡコンバータ３０８に出力する。ＤＡＣ３０８は入力されたデジタル信号を位相が互いに９０度ことなるＩ位相とＱ位相のベースバンド帯域のアナログ信号（ベースバンド信号）に変換して送信可変増幅回路３０９に出力する。送信可変増幅回路３０９は入力された信号を所定の増幅率で増幅し直交変調回路３１０に出力する。
直交変調回路３１０は内部にミキサを有し、ローカル信号生成回路３１２から入力されるＩ位相とＱ位相のローカル信号と送信可変増幅回路３０９から入力されるＩ位相とＱ位相のべースバンド信号をミキサで乗算することで変調を行い送信波を生成する。
【００１０】
直交変調回路３１０は変調後の高周波の信号を送信増幅回路３１１に出力し、送信増幅回路３１１は入力された信号を送受切替回路３０２に出力する。送受切替回路３０２は送信を行う場合には送信増幅回路３１１からの信号をアンテナ３０１に出力する。アンテナは送受切替回路３０２からの信号を空間に放射する。なお、直交変調回路３１０に入力されるＩ位相とＱ位相のローカル信号は、直交復調回路３０４に入力されるローカル信号と同様に差動信号であるが、図３においては分かりやすさのため差動信号を示すために送受信回路のそれぞれに信号線を複数本記載することは行っていない。
【００１１】
なお、下記に示す特許文献２ないし６、非特許文献１および２のそれぞれにも、上記技術と関連する技術が開示されている。なお、特許文献２および３、そして特許文献６は、本願の出願時においては公開されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開平０２−０６７０３１号公報
【特許文献２】特願２００６−２１９７８９号公報
【特許文献３】特願２００８−０２８３８３号公報
【特許文献４】特開平０６−１６９２４５号公報
【特許文献５】特表平０９−５１１６３９号公報
【特許文献６】特願２００８−０２４３６０号公報
【非特許文献１】IEEE 2007 CICC 13-2 ”Wide Lick-Range, Low Phase-Noise PLL using Interpolative Ring-VCO with Coarse Frequency Tuning and Frequency Linearization” NEC
【非特許文献２】ISSCC 2009 24.2 ”A 65nm CMOS Inductorless Triple-Band-Group WiMedia UWB PHY” NXP Semiconductors/ST-NXP Wireless
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
上記の特許文献１に係るローカル信号生成回路２００を図３に示された一般的な通信装置のローカル信号生成回路３１２に適用した場合に、以下のような技術的な課題が発生することを本発明者は見出した。図４は、図３の通信装置がワイヤレスＵＳＢの通信規格に従って周波数ホッピングを用いて通信を行う場合の、物理層（ＰＨＹ）の状態、具体的には通信装置がどのバンドを用いてアンテナ３０１から信号の送信を行っているか、そして係る物理層の状態に対応して、ローカル信号生成回路３１２がどのような周波数のローカル信号を直交変調回路３１０に出力しているのか、さらに、ローカル信号生成回路を制御するためにデジタルベースバンド回路３０７がどのような制御信号をローカル信号生成回路３１２に出力しているのか、を示している。
【００１４】
図４に記載されているように、周波数ホッピングの周期は３１２.５nsとなっている。この時間ごとに、送信に用いるバンドが変化する。この３１２.5nsの内の後半70.08nsはガードタイムあるいはガードインターバルと呼ばれ、
送信した信号が空間を伝搬する際に様々な障害物によって反射するために受信側に遅延して到達した成分（いわゆるマルチパス）への耐性を向上させるために設けられている。この期間では、アンテナ３０１からの信号の送信は行われない。そのため、このガードタイムの期間ではローカル信号生成回路３１２はローカル信号を出力せず、図４ではＯＦＦと記載されている。これは、あくまでローカル信号が伝達されていないことを示しているのであって、ローカル信号生成回路の電源供給が停止されているのではない。
また、ガードタイムの期間は、デジタルベースバンド回路３０７からＤＡＣ３０８に送出されるデジタル値のデータはゼロが連続して出力されており、送信可変増幅回路３０９を通じて直交変調回路３１０に供給されるＩＱ変調波信号の時間的な変化は無くなるため、送信可変増幅回路３０９は電源供給がされているものの、出力が停止している状態と等価になっている。
ここで、ガードタイムにおいてローカル信号生成回路３１２がローカル信号の出力を停止している理由は次の通りである。まず、ワイヤレスＵＳＢにおいては、係るガードタイムの３２Ｔの期間において、アンテナ３０１から信号が外部に漏洩しても良い値が規格で定められている。ここで、ローカル信号は、直交変調回路３１０に含まれるミキサに入力されている場合には、出力側に漏れ出す現象が生じる。例えばローカル信号生成回路３１２の出力と直交変調回路３１０の入力を接続する信号配線と、直交変調回路３１０の送信増幅回路３１１側の信号配線と、の間に寄生容量が存在する場合には、その寄生容量を介してローカル信号が漏れてしまう。
また、直交変調回路３１０内部のミキサ回路を構成する素子の間のアンバランス性により、ローカル信号が出力側に漏れ出す現象、つまりLOリークが発生する。これらの理由にて、ローカル信号の出力が停止されていないと、ガードタイムの内の３２Ｔの期間においてアンテナ３０１から信号が放射されてしまう。これでは、上記の規格を満足できなくなる可能性がある。そこで、図４に記載されているように、ガードタイムの３２Ｔの期間においてローカル信号生成回路３１２はローカル信号の出力を停止している。なお、このガードタイムの３２Ｔの期間において、ローカル信号生成回路３１２が信号を出力しないようにするため、デジタルベースバンド回路３０７は、ローカル信号生成回路３１２に対して制御信号（００）を出力している（時点ｔ１とｔ２の間のガードタイム）。この制御信号に基づきローカル信号生成回路３１２はローカル信号の出力を停止する。
【００１５】
しかし、上記の規格を満たすためにローカル信号の出力を停止することで、以下の問題が生じる。ワイヤレスＵＳＢでは、ガードタイムの中の約９．５ns（図４における５Ｔと記載されている部分）という短い時間の間に、出力するローカル信号を別のローカル信号に切り替えなければならないということが規格で定められている。 つまり、この５Ｔの期間は次の信号の送信のために使用するローカル信号を出力するための準備期間と言える。そのため図４では、ガードタイムの５Ｔの期間の開始時点において、例えば制御信号が（００）から（１０）に切り替わっている。しかし、上述の特許文献１に記載があるようなローカル信号生成回路２００では、このわずかな９．５ｎｓという期間中にローカル信号の出力を開始することができても、この短い期間中にはローカル信号の出力状態が安定しないため、実際には別のローカル信号への切り替えがこの9.5ｎｓの期間中に完了せず、ワイヤレスＵＳＢの当該規格を満たすことができない。
【００１６】
例えば図２に記載されたローカル信号生成回路２００の場合、選択回路２０５の出力端からローカル信号が出力される。この選択回路２０５の詳細な回路構成は特許文献１には開示されていないが、この選択回路２０５の回路構成によっては、このローカル信号生成回路２００の選択回路２０５がローカル信号を出力していない状態における前記出力端のＤＣ電圧と、出力されているローカル信号の周波数が安定している際の当該ローカル信号の振幅の中心となる電圧、いわゆるバイアス電圧が異なる場合がある。選択回路２０５の出力は、直交変調回路３１０や直交復調回路３０４が含むミキサに接続されるが、これらのミキサと選択回路２０５を接続する信号配線には、半導体基板との間に不可避な寄生容量が存在する。そうすると、ローカル信号の出力が停止されている状態からローカル信号の出力が開始されて出力状態が安定するまでには、ローカル信号の出力停止時に選択回路２０５の出力端から出力されるＤＣ電圧が、ローカル信号の振幅の中心となるバイアス電圧の値に変化する時間が必要である。しかし、この電圧値の変化は即座に実現されず、上述した信号配線と半導体基板の間の寄生容量の充放電に基づき所定の遅延を伴う。そのため、ローカル信号の出力が停止している状態における選択回路２０５の出力端のＤＣ電圧が、バイアス電圧に落ち着くまでの当該遅延期間においてはローカル信号の振幅や周波数が不安定となり、この遅延期間が９．５ｎｓ以上の場合には上述したワイヤレスＵＳＢの規格を満足することができなくなってしまう。
【００１７】
特に、ワイヤレスＵＳＢでは、ローカル信号を受けるミキサに入力される信号の電力がある値以上なければならないということが規格で定められているため、この選択回路２０５を、差動増幅器を含む形で構成することもある。ミキサに入力されるまでの信号線と半導体基板との間には不可避な寄生容量が存在するため、この寄生容量を介して電流が基板に抜けてしまうことで信号の振幅が減衰することを吸収するためである。上記差動増幅器を含むように選択回路２０５を構成した場合では、差動増幅器の出力端子が選択回路２０５の出力となり、差動信号としての出力がミキサに入力される。そうすると、選択回路２０５がローカル信号を出力しない場合、差動増幅器の出力端子側には電流が流れないため、選択回路２０５の出力端の電圧は電源ラインが供給する電圧ＶＤＤ、すなわちＤＣ電圧で一定となる。一方、選択回路２０５が出力するローカル信号が安定している場合においては、差動増幅器の出力端と電源ラインを接続する信号配線の寄生抵抗や、当該出力端と電源ラインの間に設けられた負荷抵抗などにより、ローカル信号の振幅の中心がＶＤＤから低下した値となり、これがバイアス電圧となる。つまり、ローカル信号が出力されていない状態のローカル信号生成回路の出力端の電圧と、ローカル信号が安定して出力されている場合におけるバイアス電圧が異なる。この場合には、上述したような遅延の問題が生じる。
【００１８】
以上は、ワイヤレスＵＳＢにおける信号の送信の場合の問題点であったが、さらに、ワイヤレスＵＳＢにおける信号の受信の場合にも問題点が発生する。図５は、図３の通信装置がワイヤレスＵＳＢの通信規格に従って周波数ホッピングを用いて通信を行う場合の、物理層（ＰＨＹ）の状態、具体的には通信装置がどのバンドに属する信号の受信をアンテナ３０１を用いて行っているか、そして係る物理層の状態に対応して、ローカル信号生成回路３１２がどのような周波数のローカル信号を直交復調回路３０４に出力しているのか、さらに、ローカル信号生成回路を制御するためにデジタルベースバンド回路３０７がどのような制御信号をローカル信号生成回路３１２に出力しているのか、を示している。
【００１９】
受信においては送信の場合と異なり、ガードタイムの期間もローカル信号は出力され続けている。受信する信号は、空間を伝搬する際に様々な障害物によって反射するため、送信側から受信側にダイレクトに伝わった信号に対して遅延する成分が生じる（いわゆるマルチパス）。そこで、このガードタイムの期間もローカル信号を用いて信号の受信を行って、受信特性の向上を図る。具体的にはＣｙｃｌｉｃ  Ｐｒｅｆｉｘという処理をこのガードタイム期間に行って、マルチパスに対する耐性を向上させている。
【００２０】
すなわち、受信の場合においては、送信の場合とは異なり、ガードタイム中にローカル信号生成回路３１２のローカル信号の出力が停止されないため、送信の場合のような問題は生じず、受信が開始された後はローカル信号の切り替えは安定的に、短時間で行える（例えばｔ６、ｔ７、ｔ８からは安定的にローカル信号が供給される）。そのため、図５の例では、制御信号の値の切り替えもガードタイム中の５Ｔの期間の中間で行っている。しかし、受信が開始される前においては、消費電力低減等の目的で、ローカル信号生成回路３１２はローカル信号の出力を停止している。そのため、例えば受信が開始される時点ｔ５の直前の５Ｔの期間でローカル信号を安定的に出力できるようにする必要があるが、上述したように、ローカル信号の振幅や周波数といった出力状態が安定するには時間が掛かるため、規格に従って受信を開始することができない。
【００２１】
以上をまとめると、上記特許文献１に記載されたローカル信号生成回路２００を図３のローカル信号生成回路３１２に適用した場合、出力されたローカル信号が安定するまでに時間がかかってしまうため、信号の送信や受信の際に通信の規格を満足できないといった解決すべき技術的な課題が存在する。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明の一態様に係るローカル信号生成回路は、第１の周波数で所定のバイアス電圧を中心に振動する第１のローカル信号を出力する第１の発振部と、前記第１の周波数より高い周波数である第２の周波数で前記バイアス電圧を中心に振動する第２のローカル信号を出力する第２の発振部と、前記第１のローカル信号および前記第２のローカル信号のそれぞれを選択的に出力すると共に、前記第１のローカル信号および前記第２のローカル信号のそれぞれを出力しない期間においては前記バイアス電圧を出力する選択回路と、を有する。
【００２３】
すなわち、係るローカル信号生成回路によれば、第１のローカル信号および第２のローカル信号が選択回路から出力されていない期間において、選択回路の出力する電圧が第１および第２のローカル信号のバイアス電圧となるので、再び第１のローカル信号や第２のローカル信号を出力する場合においても出力の安定に時間がかかることがない。これにより上述した信号送信の際の通信の規格を満足することも可能となり、受信の開始の際の高速性も担保されるため、従来技術における課題を解決することができる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明では、信号を送信する際のローカル信号の切り替えを高速に行うことができると共に、信号の受信の開始も高速に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】UWBにおけるバンドグループの概念図である。
【図２】従来技術におけるローカル信号生成回路を示す図である。
【図３】周波数ホッピングを用いた通信を行う一般的な通信装置の構成を模式的に示したである。
【図４】周波数ホッピング方式を用いた通信における送信時のローカル信号生成回路の動作を説明する図である。
【図５】周波数ホッピング方式を用いた通信における受信時のローカル信号生成回路の動作を説明する図である。
【図６】本実施の形態に係るローカル信号生成回路を示す図である。
【図７】本実施の形態におけるローカル信号生成回路に含まれる選択回路を示す図である。
【図８】別の実施の形態に係るローカル信号生成回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
（第１の実施の形態）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。なお、図６は、本実施の形態に係るローカル信号生成回路３１２の詳細を示した図である。ローカル信号生成回路３１２は、基準周波数を有する基準信号を出力する水晶発振器６０４を有する。ＰＬＬシンセサイザＰＬＯ６０１、ＰＬＯ６０２、ＰＬＯ６０３は、それぞれ基準信号に基づいて、周波数Ｆ１、周波数Ｆ２、周波数Ｆ３の信号をそれぞれ出力する。なお、上記した課題を解決するための本質的な部分の説明には、ＰＬＯは少なくとも二つあれば足りるが、あくまで実施の形態の説明であるため、ワイヤレスＵＳＢの規格に即してここでは三つのＰＬＯがそれぞれ三つの異なる周波数の信号を出力する場合を想定して説明する。周波数Ｆ１が、これら三つの周波数の中で最も周波数が低く、周波数Ｆ２は周波数Ｆ１よりも周波数が高く、周波数Ｆ３は周波数Ｆ２よりも周波数が高く、三つの周波数の中で最も周波数が高い。例えば図１のＵＷＢを例にとれば、バンドグループ６において、周波数Ｆ１が７６５６ＭＨｚであり、周波数Ｆ２が８１８４ＭＨｚであり、周波数Ｆ３が８７１２ＭＨｚとなる。ＰＬＯ６０１は基準信号を位相比較器ＰＦＤで受け取り、ループフィルタＬＰＦを介して電圧制御発振器ＶＣＯにて係る基準信号を逓倍した信号を出力するＰＬＬを基本としているが、さらに、２分周器にて、位相が互い９０度ことなるＩ信号とＱ信号、そして係るＩ信号と逆位相のＩＢ信号、Ｑ信号と逆位相のＱＢ信号を出力している。この２分周期の動作については、上述した先行技術文献の特願２００８−０２８３８３に詳細に記述されている。なお、ここまでの説明ではミキサを用いたダイレクトコンバージョンに４相の信号を用いることは特に言及していなかったが、本実施の形態においては、変調や復調にこの４相信号を用いることとする。一方、２分周器は、ＶＣＯが出力した信号の周波数を２分の１にして、Ｎ１分周期に出力する。Ｎ１分周器は受け取った信号をＮ１分の１にして位相比較器ＰＦＤに出力する。位相比較器ＰＦＤは、入力された信号と基準信号との位相差とを比較して、ＶＣＯの出力する信号の周波数を一定にする役割を担う。また、Ｉ、ＩＢ、Ｑ、ＱＢは増幅器にて増幅され、高周波の信号としてＰＬＯ６０１から出力される。
【００２７】
以上はＰＬＯ６０１の説明であるが、ＰＬＯ６０２、ＰＬＯ６０３も同様である。ただし、ＰＬＯ６０２は分周器の分周率がＮ１とは異なりＮ２であり、ＰＬＯ６０３は分周器の分周率がＮ１およびＮ２とは異なりＮ３である点がＰＬＯ６０１との差分である。ＰＬＯ６０１、ＰＬＯ６０２、ＰＬＯ６０３はそれぞれ分周器の分周率が違うため、それぞれが出力する信号の周波数もＦ１、Ｆ２、Ｆ３となり異なる。
【００２８】
ＰＬＯ６０１ないし６０３のそれぞれから出力された４相の信号は、選択回路６０５に入力される。選択回路６０５は制御回路４０７から出力される選択信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に基づいて、ＰＬＯ６０１ないし６０３のそれぞれから出力された４相の信号の内のどの４相信号を出力するかを選択し、選択した４相信号を図３における直交復調回路３０４が有するミキサおよび直交変調回路３１０が有するミキサに出力する。係る選択回路６０５が出力した４相の信号が、ダイレクトコンバージョンに用いられるローカル信号となる。なお、選択回路６０５から出力された三つのそれぞれのローカル信号のバイアス電圧は実質的に同じ電圧であるとする。すなわち、選択回路６０５は、周波数Ｆ１で所定のバイス電圧を中心に振動する第１のローカル信号、周波数Ｆ２で前記バイアス電圧を中心に振動する第２のローカル信号、周波数Ｆ３で前記バイアス電圧を中心に振動する第３のローカル信号、のそれぞれを選択的に出力する。一方、選択回路６０５は、制御回路６０６から出力される選択信号Ｓ０に基づいて、前記したバイアス電圧を、直流電圧として出力する。制御回路６０６は受信する、例えば２ビットの信号ＦＨが示す値に応答して、Ｓ０ないしＳ３の論理のアクティブ、非アクティブを切替える。この信号ＦＨは、図３におけるデジタルベースバンド回路３０７がローカル信号生成回路３１２にローカル信号の切り替えを開始するタイミングを指示するための信号である。これにより、周波数ホッピング方式に基づいて周波数が時間の経過に応じて変化する信号を変調または復調することができる。
【００２９】
ここで、本実施の形態に係る選択回路６０５は、制御信号Ｓ０に応答して、第１ないし第３のローカル信号の有するバイアス電圧と実質的に等しい直流電圧を出力する。ここで、図４を再び参照する。本実施の形態に照らし合わせて図４を参照すると、ガードタイムの３２Ｔの期間中、ローカル信号生成回路３１２はローカル信号の出力を停止する。ここで本実施の形態では、従来技術とは異なり、このガードタイムの３２Ｔの期間において、ローカル信号生成回路３１２はガードタイムではない１２８Ｔの期間に出力されていたローカル信号が有するバイアス電圧を直流電圧として出力している。したがって、制御回路６０６は、この３２Ｔの期間中、図４における制御信号（００）に応答して、制御信号Ｓ０を選択回路６０５に出力する。そしてガードタイムの中の５Ｔと記載された期間において、ローカル信号の周波数を切り替える必要があるため、制御信号の値が（００）から変更され、例えば（１０）となる（時点ｔ２の直前の５Ｔの開始時点）。本実施の形態では、ガードタイム中の３２Ｔの期間中に選択回路６０５が、ローカル信号が有するバイアス電圧と実質的に等しい電圧を出力し続けているため、選択回路６０５がガードタイム中の５Ｔの期間において再びローカル信号の出力を開始（外部への伝達を開始）する場合においても、この短い５Ｔの期間中に出力が安定した状態のローカル信号を供給できる。選択回路６０５の出力と、直交変調回路３１０のミキサを接続する信号配線には、各ローカル信号の振幅の中心となるバイアス電圧が常に印加されているため、従来技術のように、信号配線と基板との間の寄生容量の影響でローカル信号の出力が安定化するまでの遅延の問題が生じないからである。したがって、本実施の形態では、このガードタイムの５Ｔの期間において、次の送信に使用するバンドに対応するローカル信号を安定して出力し始めることができる。
【００３０】
また、同様に、本実施の形態に照らし合わせて図５を参照する。図５では、信号の受信を開始するために、時点ｔ５の直前の５Ｔの期間中にローカル信号の出力を安定的に開始することができる。本実施の形態では、選択回路６０５が、ローカル信号の出力を停止している間も、ローカル信号の振幅の中心となるバイス電圧を出力し続けているからである。
【００３１】
次に、選択回路６０５について説明する。図７は、係る選択回路６０５を詳細に示す図である。選択回路６０５は、第１のスイッチ部７０１と、第２のスイッチ部７０２と、第３のスイッチ部７０３と、出力部７０６とを含んでいる。さらに、本実施の形態では、選択回路６０５は、４相信号が入力されない第４のスイッチ部７０４と、第５のスイッチ部７０５をさらに含んでいる。第２および第３のスイッチ部については、その詳細をトランジスタレベルの回路で示していないが、入力される信号の周波数が異なるものの、その回路構造は第１のスイッチ部と同じであるため省略している。また、第１ないし第５のスイッチ部のそれぞれに含まれるトランジスタは、例えばＭＯＳトランジスタであり、同じ役割を果たすトランジスタ同士のパラメータは全て同じ値になるように統一されている。また、第１ないし第５のスイッチ部のそれぞれは抵抗やキャパシタを含んでいるが、抵抗の値およびキャパシタの値のそれぞれは同じ値になるよう統一されている。
【００３２】
第１のスイッチ部７０１は周波数Ｆ１を有する４相信号、すなわちＩ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受け、第２のスイッチ部７０２は周波数Ｆ２を有する４相信号、すなわちＩ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受け、第３のスイッチ部７０３は、周波数Ｆ３を有する４相信号、Ｉ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受ける。第１のスイッチ部ないし第３のスイッチ部は、受ける信号の周波数が異なるが、それぞれの動作は共通しているため、まず第１のスイッチ部７０１について説明する。
【００３３】
第１のスイッチ部７０１は４つの入力端子を有し、４相の信号、Ｉ，ＩＢ、Ｑ、ＱＢを受ける。これら４相の信号は、第１のスイッチ部７０１に設けられた直流成分除去部７１０に入力される。直流成分除去部７１０は、キャパシタＣ１，Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４を有しており、それぞれのキャパシタは４相信号のそれぞれに含まれる直流成分を除去する。
【００３４】
直流成分除去部７１０によって直流成分が除去された４相信号のそれぞれは、抵抗部７０９に入力される。この抵抗部７０９は、抵抗Ｒ１，Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４をそれぞれ有する。これらの抵抗は、次に説明する差動増幅部７０８のＭＯＳトランジスタのゲートにバイアス電位ＶＢ１を与え、これらのＭＯＳトランジスタが差動アンプとして動作する役目を果たす。また、これらの抵抗が仮にないとすると、ＩとＩＢ、ＱとＱＢがそれぞれ短絡してしまい、差動増幅部７０８のＭＯＳトランジスタのゲートに信号が伝達されないため、スイッチとして機能しないことになる
【００３５】
差動増幅部７０８は、複数のＭＯＳトランジスタを有している。ここでは、あくまで例として全てのＭＯＳトランジスタがＮ型の伝導型となっている。ＭＯＳトランジスタＮＭ７、ＮＭ８、ＮＭ９、ＮＭ１０はそれぞれゲートにて４相の信号を受け取る。ＮＭ７はＩ信号を受け、ＮＭ８はＩＢ信号を受け、ＮＭ９はＱＢ信号を受け、ＮＭ１０はＱ信号を受け取る。ＮＭ７とＮＭ８のゲートには、互いに位相が逆位相となる信号が入力されていることになる。すなわち差動増幅器である。ＮＭ７がドレイン・ソース間に大きな電流を流そうとするほど、ＮＭ８はドレイン・ソース間に流れる電流を絞り込むように動作する。ＭＯＳトランジスタＮＭ９とＮＭ１０のゲートにも、互いに位相が逆位相となる信号が入力されており、同様の動作を行う。なお、ＮＭ７、ＮＭ８、ＮＭ９、ＮＭ１０のゲートに入力される信号のバイアス電圧はＶＢ１と抵抗Ｒ１ないしＲ４のそれぞれで決まる電圧である。また、ＭＯＳトランジスタＮＭ１およびＮＭ２はいわゆる定電流源であり、差動増幅器に通常設けられているものである。信号線ＶＢ２は、定電流源となるＭＯＳトランジスタのゲートにバイアスを加えるための信号線である。差動増幅部７０８は、後述する切替部７０７がオンしている場合には、Ｉ、ＩＢ、Ｑ、ＱＢの振幅をそれぞれ増幅した信号を、ＮＭ７、ＮＭ８、ＮＭ９、ＮＭ１０のドレイン・ソース間に流すことになる。これは出力部７０６にある電源ラインから供給される電源電圧ＶＤＤに基づいて振動する信号がこれらのＭＯＳトランジスタに流れるためである。
【００３６】
差増増幅部７０８は、切替部７０７に接続されている。切替部７０７は、図６における制御回路６０６が出力する選択信号Ｓ１を受ける。具体的には、切替部７０７はＭＯＳトランジスタＮＭ１９、ＮＭ２０、ＮＭ２１、ＮＭ２２を有し、それぞれのトランジスタが共通に選択信号Ｓ１をゲートで受ける。それぞれのＭＯＳトランジスタは選択信号Ｓ１が示す値に応答して切り替り、Ｓ１がＶＤＤ電位の場合にはオンの状態に、Ｓ１がＧＮＤ電位の場合にはオフの状態となる。つまり、切替部７０７がオン状態の場合には、差動増幅部７０８が増幅した４相信号が、切替部７０７を介して流れる。言い換えれば、切替部７０７は、選択信号Ｓ１に応答して、オン・オフの状態が切り替わる。切替部７０７がオン状態の場合には、差動増幅部７０８が増幅した４相信号が、切替部７０７を介して流れる。
【００３７】
以上が第１のスイッチ部７０１についての説明であるが、第２および第３のスイッチ部についても同様であり、第２のスイッチ部７０２は選択信号Ｓ２に応答してオン・オフ状態が切り替わり、第３のスイッチ部７０３は選択信号Ｓ３に応答してオン・オフ状態が切り替わる。また、第４および第５のスイッチ部についても同様に、選択信号Ｓ０に応答してオン・オフ状態が切り替わる。ただし、第４および第５のスイッチ部は、４相信号が入力されていないことが異なる。そのため、第４および第５のスイッチにはキャパシタからなる直流成分除去部が存在しない。一方、第４のスイッチ部７０４には抵抗Ｒ１３およびＲ１４、第５のスイッチ部７０５には抵抗Ｒ１５およびＲ１６からなる抵抗部が存在し、第４のスイッチ部７０４にはＮＭ３５、ＮＭ３７、およびＮＭ３８からなる差動増幅部、第５のスイッチ部７０５にはＮＭ３６、ＮＭ３９およびＮＭ４０からなる差動増幅部が存在する。また、第４のスイッチ部７０４にはＮＭ４１およびＮＭ４２からなる切替部が存在し、第５のスイッチ部７０５にはＮＭ４３およびＮＭ４４からなる切替部も存在する。それぞれの動作や役割については第１のスイッチ部７０１と同様である。また第４および第５のスイッチ部が有する差動増幅部のＭＯＳトランジスタ、ＮＭ３７、ＮＭ３８、ＮＭ３９、ＮＭ４０のゲートには、バイアス電圧ＶＢ１と抵抗Ｒ１３、Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６のそれぞれに基づく電圧がバイアス電圧として供給され、ＮＭ３７、ＮＭ３８、ＮＭ３９、ＮＭ４０は、直流電圧ＶＢ１に基づく電圧によって常時ＯＮ状態となっている。
【００３８】
出力部７０６は、内部に電源ラインＶＤＤが走っており、さらにインダクタＬ１，Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を有する。またＮＭＯＳトランジスタＮＭ３１、ＮＭ３２，ＮＭ３３、ＮＭ３４を含む。また、出力部７０６は外部に、増幅された４相信号Ｉ、ＩＢ，Ｑ、ＱＢを出力する。ここで、インダクタＬ１ないしＬ４は、高周波の信号に対しても良好な周波数特性を維持すべく設けられている。係るインダクタの代わりに例えば抵抗を用いるよりも、回路全体の周波数特性が向上する。また、カスコード接続されたＮＭ３１およびＮＭ３２は常にＯＮ状態となっており、第１ないし第３のスイッチ部のＩ、ＩＢに対応する差動増幅部および第４のスイッチ部７０４の差増増幅部のそれぞれの寄生容量を低減するために設けられている。同様に、カスコード接続されたＮＭ３３およびＮＭ３４は常にＯＮ状態となっており、第１ないし第３のスイッチ部のＱ、ＱＢに対応する差増増幅部および第５のスイッチ部７０５の差動増幅部のそれぞれの寄生容量を低減するために設けられている。
【００３９】
選択回路６０５は、増幅された４相信号Ｉ、ＩＢ、Ｑ，ＱＢを出力する４つの端子を有している（図７の出力部７０６から出ている４つの端子）。それぞれの４層信号は、選択回路６０５から出力され、その後、直交復調回路３０４および直交変調回路３１２に入力されて、復調や変調に用いられる。
【００４０】
ここで、制御信号Ｓ１がアクティブの論理の場合、第１のスイッチ部７０１の切替部７０７がオンとなり、４相信号として周波数Ｆ１を有する第１のローカル信号が増幅されて出力部７０６から４相信号として出力される。また、制御信号Ｓ２がアクティブの論理の場合、第２のスイッチ部７０２の切替部がオンとなり、４相信号として周波数Ｆ２を有する第２のローカル信号が増幅されて出力部７０６から４相信号として出力される。制御信号Ｓ３がアクティブの論理の場合、第３のスイッチ部７０３の切替部がオンとなり、４相信号として周波数Ｆ３を有する第３のローカル信号が増幅されて出力部７０６から４相信号として出力される。第１ないし第３のローカル信号はそれぞれが４相信号であるが、第１ないし第３のローカル信号のそれぞれの４相信号のいずれも、同じバイアス電圧を中心に振動する信号である。
【００４１】
さらに、制御信号Ｓ０がアクティブの論理の場合、第４のスイッチ部７０４および第５のスイッチ部７０５の切替部がオンとなる。そうすると、制御信号Ｓ０がアクティブになっている場合に、例えば出力部７０６の電源ラインから、Ｌ１、ＮＭ３１のソースおよびドレインを通り、第４のスイッチ部７０４のＮＭ４１およびＮＭ３７、ＮＭ３５のソースおよびドレインを介してグランドに抜ける直流電流が流れる。そうすると、制御信号Ｓ０がアクティブの間、係る直流電流に相当した直流電圧がＩＢ信号の出力端子に発生する。理想的にはインダクタＬ１は直流においてはなんら電圧降下を生じさせないが、実際には配線の寄生抵抗などで、ＶＤＤからは低下した直流電圧がＩＢ信号の出力端子に発生する。ここで、第１ないし第５のスイッチ部が含む各ＭＯＳトランジスタのパラメータは実質的に同一であり、各抵抗も同一の値である。さらに、第１および第５のスイッチ部の差動増幅部のそれぞれに供給されているバイアス電圧は、全て共通してＶＢ１に基づいているため、同じバイアス電圧が印加されている。そうすると、例えば制御信号Ｓ１がアクティブの場合にも、制御信号Ｓ０がアクティブの場合に出力部７０６のＩＢ信号の出力端子に生じる電圧と同じ値のバイアス電圧が当該出力端子に生じる。そして制御信号Ｓ１がアクティブの場合には、係るバイアス電圧を中心に振動するＩＢ信号が当該出力端子から出力されることになる。つまり、制御信号Ｓ０がアクティブの場合でも、制御信号Ｓ１がアクティブの場合でも、ＩＢ信号を出力する端子に生じる直流電圧は変化していないことになる。他のＩ信号、Ｑ信号、ＱＢ信号を出力する端子についても、制御信号Ｓ０がアクティブの場合と制御信号Ｓ１がアクティブ場合とで、直流的には同じ電圧が生じている。また第１ないし第５のスイッチ部を構成する各トランジスタのパラメータや抵抗の値が統一されていることから、制御信号Ｓ２やＳ３がアクティブの場合も、同じことが言える。
【００４２】
このように、本実施の形態においては、４相信号が入力されない無入力のスイッチである第４のスイッチ部７０４と第５のスイッチ部７０５を選択回路６０５の内部に盛り込むことで、Ｉ、ＩＢ、Ｑ，ＱＢを出力するそれぞれの端子に生じる直流電圧を、ローカル信号が出力されている期間およびローカル信号が出力されていない期間で変化しないようにしている。このことにより、図４や図５に記載されているガードタイム中の５Ｔの期間中に、出力するローカル信号の切り替えを行うとともに、切り替え後のローカル信号の振幅や周波数を安定したものとすることができる。
【００４３】
なお、図７では、第４のスイッチ部７０４を第１のスイッチ部７０１と第２のスイッチ部７０２の間に配置し、第５のスイッチ部７０５を、第２のスイッチ部７０２と第３のスイッチ部７０３の間に配置している。こうすることで、第１ないし第３のスイッチ部のそれぞれに入力される４相信号の間の間隔が広がるため、これら４相信号相互のアイソレーションを高めることができ、図３に示す直交復調回路３０４および直交変調回路３１０に出力する信号品質の向上を図ることができる。
【００４４】
（第２の実施の形態）
図８は第２の実施の形態に係るローカル信号生成回路であり、上述の特許文献３：特願２００８−０２８３８３に記載されたローカル信号生成回路に対して本願を適用したものである。このローカル信号生成回路の動作の詳細は特許文献３を参照するものとして、さらにこの第２の実施の形態では、選択回路に対して第１の実施の形態の選択回路６０５と同様に、無入力のスイッチを二つ設ける。これにより、例えば特許文献３のような技術においても、本願を適用することで、本願特有の技術的効果を得ることができる。
【００４５】
以上、本発明を実施するための最良の形態について説明したが、本発明の権利範囲は上述の実施の形態に限られるものではなく、当業者が成しうる範囲で変更および拡張が可能である。
【符号の説明】
【００４６】
２００  ローカル信号生成回路
２０１  ＰＬＬ
２０２  ＰＬＬ
２０３  ＰＬＬ
２０４  基準クロック
３００  通信装置
３０１  アンテナ
３０２  送受切替回路
３０３  低雑音増幅器
３０４  直交復調回路
３０５  受信可変増幅回路
３０６  ＡＤＣ
３０７  デジタルベースバンド回路
３０８  ＤＡＣ
３０９  送信可変増幅回路
３１０  直交復調回路
３１１  送信増幅回路
３１２  ローカル信号生成回路
３１３  受信回路
３１４  送信回路
６０１  ＰＬＬシンセサイザ
６０２  ＰＬＬシンセサイザ
６０３  ＰＬＬシンセサイザ
６０４  水晶発振器
６０５  選択回路
６０６  制御回路
７０１  スイッチ部
７０２  スイッチ部
７０３  スイッチ部
７０４  無入力スイッチ部
７０５  無入力スイッチ部
７０６  出力部
７０７  切替部
７０８  差動増幅部
７０９  抵抗部
７１０  直流成分除去部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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