(57)【要約】【課題】検波対象の信号に対応する平衡信号に混入する同相ノイズのレベルを低減して、検波精度を向上するのに好適な検波装置、無線受信装置及び検波装置の駆動方法を提供する。【解決手段】無線受信装置１を、アンテナ１０と、検波装置１１と、帯域制限型増幅器１２と、判別部１３とを含んだ構成とし、検波装置１１を、ＬＮＡ１１ａと、整流回路１１ｂとを含んだ構成とし、ＬＮＡ１１ａにおいて、無線信号に対応する第１の交流信号及び第２の交流信号からなる平衡信号を生成すると共に、同じタイミングで、第１の交流信号を整流回路１１ｂを構成するＮＴｒ５のゲート端子とＮＴｒ６のソース端子とに入力し、第２の交流信号をＮＴｒ５のソース端子とＮＴｒ６のゲート端子とに入力して、これら交流信号に含まれる同相ノイズ成分を打ち消すようにした。【選択図】図１
2010130426.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電界効果トランジスタと負荷とを含んで構成される整流回路を含み、前記整流回路は、前記電界効果トランジスタに入力される交流信号を整流し、その整流信号を前記負荷を介して出力する検波装置であって、
各前記電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子のいずれか一方に前記交流信号と同相の第１の交流信号を入力する第１の交流信号入力手段と、
前記各電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子のいずれか他方に前記第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号を入力する第２の交流信号入力手段と、
前記各電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧又はその近傍の電圧となるバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、を備えることを特徴とする検波装置。
【請求項２】
前記電界効果トランジスタは、Ｎチャンネル型の第１及び第２のトランジスタを含み、
前記整流回路は、
第１〜第４のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記第１及び第２のトランジスタのドレイン端子を前記負荷の電流出力端に電気的に接続し、
前記負荷の電流入力端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記第１のトランジスタのゲート端子を前記第１のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第２のトランジスタのゲート端子を前記第２のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第１及び第２のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記第１のトランジスタのソース端子を前記第３のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第２のトランジスタのソース端子を前記第４のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第３及び第４のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の電流出力端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっており、
前記第１の交流信号入力手段は、前記第１のトランジスタのゲート端子及び前記第２のトランジスタのソース端子と、前記第１のトランジスタのソース端子及び前記第２のトランジスタのゲート端子とのいずれか一方に前記第１の交流信号を入力し、
前記第２の交流信号入力手段は、前記第１のトランジスタのゲート端子及び前記第２のトランジスタのソース端子と、前記第１のトランジスタのソース端子及び前記第２のトランジスタのゲート端子とのいずれか他方に前記第２の交流信号を入力することを特徴とする請求項１に記載の検波装置。
【請求項３】
前記電界効果トランジスタは、Ｐチャンネル型の第３及び第４のトランジスタを含み、
前記整流回路は、
第５〜第８のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記第３及び第４のトランジスタのドレイン端子を前記負荷の電流入力端に電気的に接続し、
前記負荷の電流出力端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記第３のトランジスタのゲート端子を前記第５のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第４のトランジスタのゲート端子を前記第６のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第５及び第６のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記第３のトランジスタのソース端子を前記第７のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第４のトランジスタのソース端子を前記第８のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第７及び第８のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の電流入力端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっており、
前記第１の交流信号入力手段は、前記第３のトランジスタのゲート端子及び前記第４のトランジスタのソース端子と、前記第３のトランジスタのソース端子及び前記第４のトランジスタのゲート端子とのいずれか一方に前記第１の交流信号を入力し、
前記第２の交流信号入力手段は、前記第３のトランジスタのゲート端子及び前記第４のトランジスタのソース端子と、前記第３のトランジスタのソース端子及び前記第４のトランジスタのゲート端子とのいずれか他方に前記第２の交流信号を入力することを特徴とする請求項１に記載の検波装置。
【請求項４】
前記電界効果トランジスタは、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記整流回路は、
第１のバイアス抵抗と第２のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に前記負荷の一端を電気的に接続し、
前記負荷の他端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのゲート端子に前記第１のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第１のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのソース端子に前記第２のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第２のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の一端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっていることを特徴とする請求項１に記載の検波装置。
【請求項５】
前記電界効果トランジスタは、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記整流回路は、
第５のバイアス抵抗と第６のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に前記負荷の電流入力端を電気的に接続し、
前記負荷の電流出力端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのゲート端子に前記第５のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第５のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのソース端子に前記第６のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第６のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の電流入力端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっていることを特徴とする請求項１に記載の検波装置。
【請求項６】
前記整流回路は、前記第１及び第２の電界効果トランジスタに対して、高電位側でカスコード接続される２つのＮチャンネル型の電界効果トランジスタからなる第１のカスコード段を備え、
前記第１のカスコード段を構成する電界効果トランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第１のバイアス手段を備えることを特徴とする請求項２に記載の検波装置。
【請求項７】
前記整流回路は、前記第３及び第４の電界効果トランジスタに対して、低電位側でカスコード接続される２つのＰチャンネル型の電界効果トランジスタからなる第２のカスコード段を備え、
前記第１のカスコード段を構成する電界効果トランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第１のバイアス手段を備えることを特徴とする請求項２に記載の検波装置。
【請求項８】
前記第１の交流信号入力手段と前記第２の交流信号入力手段とを含み、前記交流信号を差動増幅して、該交流信号が同相で増幅された前記第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる前記第２の交流信号とを生成する差動増幅器と、
前記差動増幅器の状態を動作状態と停止状態とに所定のタイミングで交互に切り替える状態切替手段と、を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の検波装置。
【請求項９】
情報信号を含む無線信号を受信するアンテナと、
請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の検波装置と、
前記検波装置で生成された整流信号に基づき前記情報信号の内容を判別する判別手段と、を備えることを特徴とする無線受信装置。
【請求項１０】
電界効果トランジスタと負荷とを含み、前記電界効果トランジスタに入力される交流信号を整流し、その整流信号を前記負荷を介して出力する検波装置の駆動方法であって、
前記電界効果トランジスタのゲート端子に前記交流信号と同相の第１の交流信号を入力し、
前記電界効果トランジスタのソース端子に前記第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号を入力し、
前記電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧又はその近傍の電圧となるバイアス電圧を印加することを特徴とする検波装置の駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ノイズ成分の比較的少ない整流信号を生成するのに好適な整流回路を備えた検波装置、無線受信装置及び検波装置の駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
受信された無線信号の包絡線を検出しベースバンド信号を復調する回路は古くから使用されており、様々な回路が考え出されている。包絡線は信号の尖頭値を結んだものであり交流成分の絶対値を平滑化して得られる。また信号を二乗し平滑化して包絡線検出に替える方法も古くからあり、「二乗検波」などと呼ばれている。例えば、特許文献１には、信号の二乗値を得る二乗検出回路とそれを使った振幅検波の方法が記載されている。
また、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）の周波数帯域の信号、特に搬送波を用いないＩＲ（Impulse Radio）によるＵＷＢ通信（以下「ＵＷＢ−ＩＲ」通信と言う）においても包絡線検出を使った受信機があり、例えば、特許文献２または特許文献３においてその有効性が記載されている。これらの特許文献２または特許文献３では、整流回路と積分回路が用いられているが、これは信号の交流成分の絶対値を平滑化して包絡線を求めるものである。
【０００３】
また、非特許文献１には、ＵＷＢ−ＩＲの信号が断続的であることから、信号がないときに送受信回路において電源を遮断して装置の消費電力を低減させる技術について開示されている。
【特許文献１】特開平４−１７０８０７号公報
【特許文献２】特開２００４−３２００８３号公報
【特許文献３】特開２００５−２５２７４０号公報
【非特許文献１】Ａ  ＣＭＯＳ  ＩＭＰＵＬＳＥ  ＲＡＤＩＯ  ＵＬＴＲＡ−ＷＩＤＥＢＡＮＤ  ＴＲＡＮＣＥＩＶＥＲ  ＦＯＲ  １Ｍｂ／ｓ  ＤＡＴＡ  ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ  ＡＮＤ  ±２．５ｃｍ ＲＡＮＧＥ  ＦＩＮＤＩＮＧＳ  Ｔ．Ｔｅｒａｄａ  ｅｔ．ａｌ、  ２００５  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  ＶＬＳＩ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｄｉｇｅｓｔ  ｏｆ  Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ  Ｐａｐｅｒｓ、ｐｐ．３０−３３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上記非特許文献１のように、送受信回路において信号がないときに電源の供給を遮断し、信号があるときに電源を供給する動作をさせるために、例えば、トランジスタなどのスイッチング素子を用いて行うと、このスイッチング素子のオン・オフによって発生する同相のスイッチング・ノイズ（同相ノイズ）が、無線信号に対応する平衡信号に混入し、検波精度を低下させる恐れがあった。
そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、検波対象の信号に対応する平衡信号に混入する同相ノイズのレベルを低減して、検波精度を向上するのに好適な整流回路を備えた検波装置、無線受信装置及び検波装置の駆動方法を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
〔形態１〕  上記目的を達成するために、形態１の検波装置は、電界効果トランジスタと負荷とを含んで構成される整流回路を含み、前記整流回路は、前記電界効果トランジスタに入力される交流信号を整流し、その整流信号を前記負荷を介して出力する検波装置であって、
各前記電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子のいずれか一方に前記交流信号と同相の第１の交流信号を入力する第１の交流信号入力手段と、
前記各電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子のいずれか他方に前記第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号を入力する第２の交流信号入力手段と、
前記各電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧又はその近傍の電圧となるバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加手段と、を備える。
【０００６】
このような構成であれば、例えば、第１の交流信号入力手段によって、各電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子のいずれか一方に第１の交流信号を入力することが可能であり、第２の交流信号入力手段によって、各電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子にいずれか他方に第２の交流信号を入力することが可能である。
具体的に、例えば、１つの電界効果トランジスタＡに対して、第１の交流信号入力手段によって、電界効果トランジスタＡのゲート端子に第１の交流信号を、第２の交流信号入力手段によって、電界効果トランジスタＡのソース端子に第２の交流信号を入力することが可能である。
【０００７】
更に、バイアス電圧印加手段によって、各電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧をスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧にするバイアス電圧を印加することが可能である。
従って、ゲート端子に第１の交流信号が入力され、ソース端子に第２の交流信号が入力されると、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧となっているので、第１の交流信号が正極及び負極のうちゲート−ソース間電圧を高める一方の極側に振れ、第２の交流信号がゲート−ソース間電圧を高める他方の極側に振れたときにトランジスタがオンとなる。
また、第１の交流信号が正極及び負極のうちゲート−ソース間電圧を低くする一方の極側に振れ、第２の交流信号がゲート−ソース間電圧を低くする他方の極側に振れたときにトランジスタがオフとなる。
【０００８】
つまり、トランジスタがオンになると負荷に電流が流れ、正極と負極の一方の極側に整流された整流信号を得ることができる。
このとき、第１の交流信号と第２の交流信号とに同相ノイズが混入していると、例えば、ゲート電圧は、信号成分（＋）と第１同相ノイズの成分（＋）とゲートバイアス電圧（＋）とが合計された電圧となり、ソース電圧は、信号成分（−）と第２同相ノイズの成分（＋）とソースバイアス電圧（＋）とが合計された電圧となる。なお、（＋）、（−）は信号の電圧の極性を示す。
従って、ゲート−ソース間電圧は、ゲート電圧からソース電圧を減じた電圧となるので、信号成分を２倍にした電圧に、第１同相ノイズの電圧から第２同相ノイズの電圧を減じた残りと、ゲートバイアス電圧からソースバイアス電圧を減じた電圧とを加えた電圧となる。
【０００９】
これにより、整流信号に混入される同相ノイズの成分を低減することができるので、整流信号の精度（検波精度）を向上することができるという効果が得られる。
ここで、上記「一方の極側に整流された」とは、基準電圧レベルに対してプラス側又はマイナス側に振幅する整流信号を生成する整流動作のことである。
また、第１の交流信号と第２の交流信号との関係は、一方が他方に対して等振幅で且つ位相が１８０°異なる関係であることが望ましいが、等振幅でなくてもよいし、位相も動作に支障のない範囲であれば多少のズレは許容範囲である。
また、上記「近傍の電圧」とは、入力信号に対して、後段の信号処理部（ＬＰＦなど）において利用可能なレベル及び内容の出力信号が得られる範囲の電圧となる。
【００１０】
〔形態２〕  更に、形態２の検波装置は、形態１に記載の検波装置において、前記電界効果トランジスタは、Ｎチャンネル型の第１及び第２のトランジスタを含み、
前記整流回路は、
第１〜第４のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記第１及び第２のトランジスタのドレイン端子を前記負荷の電流出力端に電気的に接続し、
前記負荷の電流入力端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記第１のトランジスタのゲート端子を前記第１のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第２のトランジスタのゲート端子を前記第２のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第１及び第２のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記第１のトランジスタのソース端子を前記第３のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第２のトランジスタのソース端子を前記第４のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第３及び第４のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の電流出力端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっており、
前記第１の交流信号入力手段は、前記第１のトランジスタのゲート端子及び前記第２のトランジスタのソース端子と、前記第１のトランジスタのソース端子及び前記第２のトランジスタのゲート端子とのいずれか一方に前記第１の交流信号を入力し、
前記第２の交流信号入力手段は、前記第１のトランジスタのゲート端子及び前記第２のトランジスタのソース端子と、前記第１のトランジスタのソース端子及び前記第２のトランジスタのゲート端子とのいずれか他方に前記第２の交流信号を入力する。
【００１１】
このような構成であれば、例えば、第１の交流信号入力手段によって、第１のトランジスタのゲート端子及び第２のトランジスタのソース端子に第１の交流信号を入力することが可能であり、第２の交流信号入力手段によって、第１のトランジスタのソース端子及び第２のトランジスタのゲート端子に第２の交流信号を入力することが可能である。なお、上記組み合わせにおいて、第１及び第２の交流信号を入力する端子を全て逆にする組み合わせも可能である。
更に、バイアス電圧印加手段によって、第１及び第２のトランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧をスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧にするバイアス電圧を印加することが可能である。
【００１２】
そして、第１の交流信号が第１のトランジスタのゲート端子及び第２のトランジスタのソース端子に入力され、第２の交流信号が第１のトランジスタのソース端子及び第２のトランジスタのゲート端子に入力されると、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧となっているので、第１の交流信号が正極及び負極のうちゲート−ソース間電圧を高める一方の極側に振れ、第２の交流信号がゲート−ソース間電圧を高める他方の極側に振れたときに第１及び第２のトランジスタがオンとなる。
また、第１の交流信号が正極及び負極のうちゲート−ソース間電圧を低くする一方の極側に振れ、第２の交流信号がゲート−ソース間電圧を低くする他方の極側に振れたときに第１及び第２のトランジスタがオフとなる。
つまり、第１のトランジスタがオンになると負荷に電流が流れ、負極で半波整流された第１の負極半波整流信号が生成され、第２のトランジスタがオンになると負荷に電流が流れ、負極で半波整流され、且つ第１の負極半波整流信号とは１８０°位相の異なる第２の負極半波整流信号が生成される。
【００１３】
これら第１の負極半波整流信号及び第２の負極半波整流信号は、出力部において合流し、負極で全波整流された負極全波整流信号となる。
なお、電源ノードには、ゲート−ソース間電圧よりも高電位の電源を供給する。
一方、第１の交流信号と第２の交流信号とに同相ノイズが混入していると、例えば、第１及び第２のトランジスタのゲート電圧は、信号成分（＋）と第１同相ノイズの成分（＋）とゲートバイアス電圧（＋）とが合計された電圧となり、ソース電圧は、信号成分（−）と第２同相ノイズの成分（＋）とソースバイアス電圧（＋）とが合計された電圧となる。なお、（＋）、（−）は信号の電圧の極性を示す。
従って、第１及び第２のトランジスタのゲート−ソース間電圧は、ゲート電圧からソース電圧を減じた電圧となるので、信号成分を２倍にした電圧に、第１同相ノイズの電圧から第２同相ノイズの電圧を減じた残りと、ゲートバイアス電圧からソースバイアス電圧を減じた電圧とを加えた電圧となる。
これにより、整流信号に混入される同相ノイズの成分を低減することができるので、整流信号の精度（検波精度）を向上することができるという効果が得られる。
【００１４】
〔形態３〕  更に、形態３の検波装置は、形態１に記載の検波装置において、前記電界効果トランジスタは、Ｐチャンネル型の第３及び第４のトランジスタを含み、
前記整流回路は、
第５〜第８のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記第３及び第４のトランジスタのドレイン端子を前記負荷の電流入力端に電気的に接続し、
前記負荷の電流出力端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記第３のトランジスタのゲート端子を前記第５のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第４のトランジスタのゲート端子を前記第６のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第５及び第６のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記第３のトランジスタのソース端子を前記第７のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第４のトランジスタのソース端子を前記第８のバイアス抵抗の一端に電気的に接続し、
前記第７及び第８のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の電流入力端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっており、
前記第１の交流信号入力手段は、前記第３のトランジスタのゲート端子及び前記第４のトランジスタのソース端子と、前記第３のトランジスタのソース端子及び前記第４のトランジスタのゲート端子とのいずれか一方に前記第１の交流信号を入力し、
前記第２の交流信号入力手段は、前記第３のトランジスタのゲート端子及び前記第４のトランジスタのソース端子と、前記第３のトランジスタのソース端子及び前記第４のトランジスタのゲート端子とのいずれか他方に前記第２の交流信号を入力する。
【００１５】
このような構成であれば、例えば、第１の交流信号入力手段によって、第３のトランジスタのゲート端子及び第４のトランジスタのソース端子に第１の交流信号を入力することが可能であり、第２の交流信号入力手段によって、第３のトランジスタのソース端子及び第４のトランジスタのゲート端子に第２の交流信号を入力することが可能である。
更に、バイアス電圧印加手段によって、第３及び第４のトランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧をスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧にするバイアス電圧を印加することが可能である。
そして、第１の交流信号が第３のトランジスタのゲート端子及び第４のトランジスタのソース端子に入力され、第２の交流信号が第３のトランジスタのソース端子及び第４のトランジスタのゲート端子に入力されると、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧となっているので、第１の交流信号が正極及び負極のうちゲート−ソース間電圧を高める一方の極側に振れ、第２の交流信号がゲート−ソース間電圧を高める他方の極側に振れたときに第３及び第４のトランジスタがオンとなる。
【００１６】
また、第１の交流信号が正極及び負極のうちゲート−ソース間電圧を低くする一方の極側に振れ、第２の交流信号がゲート−ソース間電圧を低くする他方の極側に振れたときに第３及び第４のトランジスタがオフとなる。
つまり、第３のトランジスタがオンになると負荷に電流が流れ、正極で半波整流された第１の正極半波整流信号が生成され、第４のトランジスタがオンになると負荷に電流が流れ、正極で半波整流され、且つ第１の正極半波整流信号とは１８０°位相の異なる第２の正極半波整流信号が生成される。
これら第１の正極半波整流信号及び第２の正極半波整流信号は、出力部において合流し、正極で全波整流された正極全波整流信号となる。
なお、電源ノードには、ゲート−ソース間電圧よりも低電位の電源を供給するか、又は電源ノードをＧＮＤレベルにする。
【００１７】
一方、第１の交流信号と第２の交流信号とに同相ノイズが混入していると、例えば、第１及び第２のトランジスタのゲート電圧は、信号成分（−）と第１同相ノイズの成分（−）とゲートバイアス電圧（−）とが合計された電圧となり、ソース電圧は、信号成分（＋）と第２同相ノイズの成分（−）とソースバイアス電圧（−）とが合計された電圧となる。なお、（＋）、（−）は信号の電圧の極性を示す。
従って、第１及び第２のトランジスタのゲート−ソース間電圧は、ゲート電圧からソース電圧を減じた電圧となるので、信号成分を２倍にした電圧に、第１同相ノイズの電圧から第２同相ノイズの電圧を減じた残りと、ゲートバイアス電圧からソースバイアス電圧を減じた電圧とを加えた電圧となる。
これにより、整流信号に混入される同相ノイズの成分を低減することができるので、整流信号の精度（検波精度）を向上することができるという効果が得られる。
【００１８】
〔形態４〕  更に、形態４の検波装置は、形態１に記載の検波装置において、前記電界効果トランジスタは、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記整流回路は、
第１のバイアス抵抗と第２のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に前記負荷の一端を電気的に接続し、
前記負荷の他端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのゲート端子に前記第１のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第１のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのソース端子に前記第２のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第２のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の一端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっている。
【００１９】
このような構成であれば、第１の交流信号入力手段によって、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタのゲート端子に第１の交流信号を入力することが可能であり、第２の交流信号入力手段によって、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタのソース端子に第２の交流信号を入力することが可能である。
更に、バイアス電圧印加手段によって、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧をスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧にするバイアス電圧を印加することが可能である。
そして、Ｎチャンネル型の電界効果トランジスタのゲート端子に第１の交流信号が入力され、ソース端子に第２の交流信号が入力されると、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧となっているので、第１の交流信号が正極側に振れ、第２の交流信号が負極側に振れたときにトランジスタがオンとなる。
また、第１の交流信号が負極側に振れ、第２の交流信号が正極側に振れたときにトランジスタがオフとなる。
【００２０】
トランジスタがオンになると負荷に電流が流れ、負極で半波整流された負極半波整流信号を得ることができる。
なお、電源ノードには、ゲート−ソース間電圧よりも高電位の電源を供給する。
このとき、第１の交流信号と第２の交流信号とに同相ノイズが混入していると、例えば、ゲート電圧は、信号成分（＋）と第１同相ノイズの成分（＋）とゲートバイアス電圧（＋）とが合計された電圧となり、ソース電圧は、信号成分（−）と第２同相ノイズの成分（＋）とソースバイアス電圧（＋）とが合計された電圧となる。なお、（＋）、（−）は信号の電圧の極性を示す。
従って、ゲート−ソース間電圧は、ゲート電圧からソース電圧を減じた電圧となるので、信号成分を２倍にした電圧に、第１同相ノイズの電圧から第２同相ノイズの電圧を減じた残りと、ゲートバイアス電圧からソースバイアス電圧を減じた電圧とを加えた電圧となる。
これにより、整流信号に混入される同相ノイズの成分を低減することができるので、整流信号の精度（検波精度）を向上することができるという効果が得られる。
【００２１】
〔形態５〕  更に、形態５の検波装置は、形態１に記載の検波装置において、前記電界効果トランジスタは、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタであり、
前記整流回路は、
第５のバイアス抵抗と第６のバイアス抵抗と電源ノードとを含み、
前記電界効果トランジスタのドレイン端子に前記負荷の電流入力端を電気的に接続し、
前記負荷の電流出力端を前記電源ノードに電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのゲート端子に前記第５のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第５のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のゲート電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記電界効果トランジスタのソース端子に前記第６のバイアス抵抗の一端を電気的に接続し、
前記第６のバイアス抵抗の他端を前記バイアス電圧印加手段のソース電圧の印加端子に電気的に接続し、
前記負荷の電流入力端と前記ドレイン端子との接続部に前記整流信号の出力部を形成した構成となっている。
【００２２】
このような構成であれば、第１の交流信号入力手段によって、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタのゲート端子に第１の交流信号を入力することが可能であり、第２の交流信号入力手段によって、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタのソース端子に第２の交流信号を入力することが可能である。
更に、バイアス電圧印加手段によって、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電圧をスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧にするバイアス電圧を印加することが可能である。
そして、Ｐチャンネル型の電界効果トランジスタのゲート端子に第１の交流信号が入力され、ソース端子に第２の交流信号が入力されると、ゲート−ソース間電圧がスレッショルド電圧と同電圧かその近傍の電圧となっているので、第１の交流信号が負極側に振れ、第２の交流信号が正極側に振れたときにトランジスタがオンとなる。
【００２３】
また、第１の交流信号が負極側に振れ、第２の交流信号が正極側に振れたときにトランジスタがオフとなる。
トランジスタがオンになると負荷に電流が流れ、正極で半波整流された正極半波整流信号を得ることができる。
なお、電源ノードには、ゲート−ソース間電圧よりも低電位の電源を供給するか、又は電源ノードをＧＮＤレベルにする。
このとき、第１の交流信号と第２の交流信号とに同相ノイズが混入していると、例えば、ゲート電圧は、信号成分（−）と第１同相ノイズの成分（−）とゲートバイアス電圧（−）とが合計された電圧となり、ソース電圧は、信号成分（＋）と第２同相ノイズの成分（−）とソースバイアス電圧（−）とが合計された電圧となる。なお、（＋）、（−）は信号の電圧の極性を示す。
【００２４】
従って、ゲート−ソース間電圧は、ゲート電圧からソース電圧を減じた電圧となるので、信号成分を２倍にした電圧に、第１同相ノイズの電圧から第２同相ノイズの電圧を減じた残りと、ゲートバイアス電圧からソースバイアス電圧を減じた電圧とを加えた電圧となる。
これにより、整流信号に混入される同相ノイズの成分を低減することができるので、整流信号の精度（検波精度）を向上することができるという効果が得られる。
【００２５】
〔形態６〕  更に、形態６の検波装置は、形態２に記載の検波装置において、前記整流回路は、前記第１及び第２の電界効果トランジスタに対して、高電位側でカスコード接続される２つのＮチャンネル型の電界効果トランジスタからなる第１のカスコード段を備え、
前記第１のカスコード段を構成する電界効果トランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第１のバイアス手段を備える。
このような構成であれば、第１及び第２の電界効果トランジスタから構成される第１の差動対にカスコード接続された第１のカスコード段によって、差動利得を増加することができるという効果が得られる。
【００２６】
〔形態７〕  更に、形態７の検波装置は、形態３に記載の検波装置において、前記整流回路は、前記第３及び第４の電界効果トランジスタに対して、低電位側でカスコード接続される２つのＰチャンネル型の電界効果トランジスタからなる第２のカスコード段を備え、
前記第１のカスコード段を構成する電界効果トランジスタのゲート端子にバイアス電圧を印加する第１のバイアス手段を備える。
このような構成であれば、第１及び第２の電界効果トランジスタから構成される第２の差動対にカスコード接続された第２のカスコード段によって、差動利得を増加することができるという効果が得られる。
【００２７】
〔形態８〕  更に、形態８の検波装置は、形態１乃至７のいずれか１に記載の検波装置において、前記第１の交流信号入力手段と前記第２の交流信号入力手段とを含み、前記交流信号を差動増幅して、該交流信号が同相で増幅された前記第１の交流信号と該第１の交流信号と１８０°位相の異なる前記第２の交流信号とを生成する差動増幅器と、
前記差動増幅器の状態を動作状態と停止状態とに所定のタイミングで交互に切り替える状態切替手段と、を備える。
このような構成であれば、例えば、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）の周波数帯域の無線信号のように断続的にパルスを有する無線信号を受信する場合に、無線信号を受信しない期間に差増増幅器を停止状態にすることができるので、差動増幅器において消費される電力量を低減することができるという効果が得られる。
更に、動作状態と停止状態との切替にトランジスタなどのスイッチング素子を用いた場合に、スイッチングさせたときに発生するスイッチング・ノイズを低減することができるという効果も得られる。
【００２８】
〔形態９〕  一方、上記目的を達成するために、形態９の無線受信装置は、情報信号を含む無線信号を受信するアンテナと、
形態１乃至８のいずれか１に記載の検波装置と、
前記検波装置で生成された整流信号に基づき前記情報信号の内容を判別する判別手段と、を備える。
このような構成であれば、上記形態１乃至形態８のいずれか１に記載の検波装置と同等の作用及び効果が得られる。
更に、検波装置において同相ノイズ成分の低減された検波信号に基づき情報信号の内容を判別することができるので、判別精度を向上することができるという効果が得られる。
【００２９】
〔形態１０〕  また、上記目的を達成するために、形態１０の検波装置の駆動方法は、電界効果トランジスタと負荷とを含み、前記電界効果トランジスタに入力される交流信号を整流し、その整流信号を前記負荷を介して出力する検波装置の駆動方法であって、
各前記電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子のいずれか一方に前記交流信号と同相の第１の交流信号を入力し、
前記各電界効果トランジスタのゲート端子及びソース端子のいずれか他方に前記第１の交流信号と１８０°位相の異なる第２の交流信号を入力し、
前記各電界効果トランジスタのゲート端子とソース端子とに、ゲート−ソース間電位がスレッショルド電位と同電位又はその近傍の電位となるバイアス電圧を印加する。
これにより、形態１に記載の検波装置と同等の作用及び効果を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づき説明する。図１〜図４は、本発明に係る検波装置、無線受信装置及び検波装置の駆動方法の実施の形態を示す図である。
まず、本発明に係る無線受信装置１の構成を図１に基づき説明する。図１は、本発明に係る無線受信装置１の構成を示すブロック図である。
無線受信装置１は、図１に示すように、アンテナ１０と、検波装置１１と、帯域制限型増幅器１２と、判別部１３とを含んで構成される。
アンテナ１０は、対応帯域がＵＷＢの周波数帯域（例えば、１．５〜１０［ＧＨｚ］）の、ＩＲ（Impulse Radio）方式で無線送信された、非常に短いインパルス状のパルス信号列から構成される無線信号であるＵＷＢ信号を受信する、第１アンテナ１０ａと第２アンテナ１０ｂとを含んで構成される。
第１アンテナ１０ａは、受信したＵＷＢ信号（パルス信号列）を同相で出力する機能を有している。
【００３１】
第２アンテナ１０ｂは、受信したＵＷＢ信号（パルス信号列）を第１アンテナ１０ａの出力信号の位相と１８０［°］異なる位相で出力する機能を有している。
以下、第１アンテナ１０ａの出力するパルス信号列をパルス信号列ａと称し、第２アンテナ１０ｂから出力されるパルス信号列をパルス信号列ａ’と称す。
検波装置１１は、低雑音増幅器１１ａ（以下、ＬＮＡ１１ａと称す）と、整流回路１１ｂとを含んで構成される。
ＬＮＡ１１ａは、雑音指数の比較的小さい増幅器であって、第１アンテナ１０ａ及び第２アンテナ１０ｂから入力されたパルス信号列ａ及びａ’を差動増幅する機能を有している。
【００３２】
以下、差動増幅されたパルス信号列ａ及びａ’を、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄと称す。
更に、ＬＮＡ１１ａは、判別部１３からの制御信号ｂに基づき当該増幅器の動作状態と停止状態とを所定のタイミングで切り替える節電機能を有している。なお、詳細な構成は後述する。
整流回路１１ｂは、ＬＮＡ１１ａから入力された第１及び第２の交流信号ｃ及びｄを同極側で整流してなる整流信号ｅを生成する機能を有している。なお、詳細な構成は後述する。
【００３３】
帯域制限型増幅器１２は、整流回路１１ｂから入力された整流信号ｅをＬＰＦ（ローパスフィルタ）によって帯域制限（高周波成分を除去）し、帯域制限された整流信号ｅを増幅して、受信したＵＷＢ信号の包絡線を示す包絡線信号ｆを生成する機能を有している。
判別部１３は、帯域制限型増幅器１２から入力された包絡線信号ｆを二値化すると共に、その二値化信号のレベルと予め設定された基準レベルとに基づき、受信したＵＷＢ信号の有する情報信号の内容を判別する機能を有している。
更に、判別部１３は、ＬＮＡ１１ａの動作を制御する制御信号ｂを生成し、これをＬＮＡ１１ａに供給して、ＬＮＡ１１ａを、ＵＷＢ信号の受信タイミングにおいて動作状態とし、それ以外のタイミングにおいて停止状態（低消費電力状態）とする機能を有している。
【００３４】
次に、図２に基づき、ＬＮＡ１１ａの詳細な回路構成を説明する。
ここで、図２は、ＬＮＡ１１ａの回路構成の一例を示す図である。
ＬＮＡ１１ａは、図２に示すように、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ１及びＮＴｒ２からなる差動対と、該差動対とカスコード接続されたＮＴｒ３及びＮＴｒ４からなるカスコード増幅段と、インダクタＬ１〜Ｌ４と、カップリング・コンデンサＣ１及びＣ２と、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とを含んで構成される。
そして、Ｃ１及びＣ２の一端に入力端子ＩＮ１及びＩＮ２が形成され、Ｃ１の他端にＲ３及びＬ１の一端が電気的に接続され、Ｃ２の他端にＲ４及びＬ２の一端が電気的に接続されている。
Ｌ１及びＬ２の他端は、ＮＴｒ１及びＮＴｒ２のゲート端子にそれぞれ電気的に接続され、Ｒ３及びＲ４の他端は、トランジスタが飽和領域となる適切なバイアス電圧を供給する回路（不図示）に電気的に接続されている。
【００３５】
ＮＴｒ３及びＮＴｒ４のソースには、それぞれＲ１及びＲ２の一端が電気的に接続され、Ｒ１及びＲ２の他端は、それぞれＬ３及びＬ４の一端に電気的に接続されている。
Ｌ３及びＬ４の他端は、高電位側の電源ノードＶｄｄに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶｄｄを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖｄｄの電源が供給される。
以上の構成により、ＬＮＡ１１ａは、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力されるアンテナ１０ａ，１０ｂから出力されるパルス信号列ａ，ａ’を増幅し出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２に差動出力する。
【００３６】
具体的に、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力されたパルス信号列ａ，ａ’はＣ１，Ｃ２および入力のマッチング特性を調整するインダクタＬ１，Ｌ２を介してＮＴｒ１，ＮＴｒ２のゲート端子に供給される。抵抗Ｒ３，Ｒ４はトランジスタＮＴｒ１，ＮＴｒ２に適正なバイアス電圧を与える。
カスコード増幅段のＮＴｒ３，ＮＴｒ４のゲート端子Ｇ１に印加される電圧Ｖｂを制御することによってＬＮＡ１１ａに流れる電流を０にすることができる。つまり、電圧Ｖｂが先述したＬＮＡ１１ａの動作状態と停止状態とを切り替える制御信号ｂとなる。
【００３７】
即ち、Ｖｂを０に（正確には、ＶｂをトランジスタＮＴｒ３，ＮＴｒ４のスレッショルド電圧よりも低く）すればトランジスタＮＴｒ３、ＮＴｒ４は遮断され流れる電流は０となりＬＮＡ１１ａの動作は停止する。また、Ｖｂを所定の値、すなわちカスコード増幅段として作動するバイアス電圧値に設定すれば、回路はカスコード増幅回路として作動する。
また、抵抗Ｒ１，Ｒ２は回路を安定化するために用いられる。
カスコード増幅段によって増幅された電流信号はインダクタＬ３，Ｌ４によって電圧に変換され差動出力信号として出力端子ＯＵＴ１、ＯＵＴ２から出力される。この差動出力信号が、先述した第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄとなる。
なお、ＬＮＡ１１ａの出力端子ＯＵＴ１は、整流回路１１ｂの入力端子ＩＮ＋と電気的に接続され、出力端子ＯＵＴ２は、整流回路１１ｂの入力端子ＩＮ−と電気的に接続されている。
【００３８】
次に、図３に基づき、整流回路１１ｂの詳細な回路構成を説明する。
ここで、図３（ａ）は、整流回路１１ｂの回路構成の一例を示す図であり、（ｂ）は、ゲートバイアス電圧印加部の一例を示す図であり、（ｃ）は、ソースバイアス電圧印加部の一例を示す図である。
図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、整流回路１１ｂは、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ５〜ＮＴｒ８（ＮＴｒ５及びＮＴｒ６は、第１及び第２のトランジスタに対応）と、負荷抵抗Ｒ５と、バイアス抵抗Ｒ６〜Ｒ９（第１〜第４のバイアス抵抗に対応）と、カップリング・コンデンサＣ３〜Ｃ６と、ゲートバイアス電圧印加部１１０（バイアス電圧印加手段に対応）と、ソースバイアス電圧印加部１１１（バイアス電圧印加手段に対応）と、定電圧印加部１１２（第１のバイアス手段に対応）とを含んで構成される。
【００３９】
具体的に、Ｃ３及びＣ５の一端に共通の入力端子ＩＮ＋が形成され、Ｃ４及びＣ６の一端に共通の入力端子ＩＮ−が形成されている。
更に、Ｃ３の他端にＲ６の一端とＮＴｒ５のゲート端子とが電気的に接続され、Ｃ４の他端にＲ８の一端とＮＴｒ５のソース端子とが電気的に接続されている。
更に、Ｃ５の他端にＲ９の一端とＮＴｒ６のソース端子とが電気的に接続され、Ｃ６の他端にＲ７の一端とＮＴｒ６のゲート端子とが電気的に接続されている。
ＮＴｒ５のドレイン端子には、ＮＴｒ７のソース端子が電気的に接続され、ＮＴｒ６のドレイン端子には、ＮＴｒ８のソース端子が接続され、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８のドレイン端子はＲ５の一端と電気的に接続されている。
即ち、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８は、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６に対してカスコード接続され、カスコード増幅段（第１のカスコード段に対応）を構成している。
【００４０】
更に、Ｒ５の他端は、高電位側の電源ノードＶｄｄに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶｄｄを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖｄｄの電源が供給される。
更に、Ｒ５の一端とＮＴｒ７及びＮＴｒ８のドレイン端子との接続部に出力端子Ｖｏｕｔが形成されている。
更に、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８のゲート端子には、定電圧印加部１１２の電圧出力端子が電気的に接続されている。
更に、Ｒ６及びＲ７の他端には、図３（ｂ）に示すように、電圧Ｖｇの電源を有するゲートバイアス電圧印加部１１０の電圧出力端子が電気的に接続されている。
更に、Ｒ８及びＲ９の他端には、図３（ｃ）に示すように、電圧Ｖｓの電源を有するソースバイアス電圧印加部１１１の電圧出力端子が電気的に接続されている。
【００４１】
本実施の形態において、Ｖｇ及びＶｓは、下式（１）が成立するように電圧が設定される。
Ｖｇｓ＝Ｖｇ−Ｖｓ＝Ｖｔｈ                                        ・・・（１）
但し、上式（１）において、Ｖｇｓは、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート−ソース間電圧であり、Ｖｔｈは、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のスレッショルド電圧である。
以上の構成により、入力端子ＩＮ＋に入力された第１の交流信号ｃは、Ｃ３，Ｃ５を介してＮＴｒ５のゲート端子，ＮＴｒ６のソース端子にそれぞれ供給され、入力端子ＩＮ−に入力された第２の交流信号ｄは、Ｃ４，Ｃ６を介してＮＴｒ５のソース端子，ＮＴｒ６のゲート端子にそれぞれ供給される。
加えて、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、ゲートバイアス電圧印加部１１０及びソースバイアス電圧印加部１１１によって、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のスレッショルド電圧Ｖｔｈと同電圧又はその近傍の電圧となる（理想的には同電圧なので、説明の便宜上、以下の説明では同電圧とする）。
【００４２】
更に、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８のゲート−ソース間電圧も、定電圧印加部１１２によって、ＮＴｒ７及びＮＴｒ８が飽和領域で動作する定電圧となる。
本実施の形態においては、ＬＮＡ１１ａの動作を、判別部１３からの制御信号ｂによって動作状態と停止状態とのいずれか一方に切り替えるため、図３（ａ）に示すように、ＬＮＡ１１ａから出力される第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄとに同相のスイッチング・ノイズＮｃ及びＮｄ（以下、同相ノイズＮｃ及びＮｃと称す）が混入する。
同相ノイズＮｃ及びＮｄは、図３（ａ）に示すように、スイッチ（ＮＴｒ３及びＮＴｒ４）がオンの間ローレベルとなり、スイッチがオフの間ハイレベルとなる信号である。
また、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄは、同じタイミングで（共通の同期信号に同期して）入力端子ＩＮ＋及びＩＮ−に入力される。
【００４３】
従って、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄの電圧をＶｓｉｇとし、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧をＶｎとすると、ＮＴｒ５のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、下式（２）のようになる。
Ｖｇｓ＝（Ｖｎ＋Ｖｓｉｇ＋Ｖｇ）−（Ｖｎ−Ｖｓｉｇ＋Ｖｓ）
＝２・Ｖｓｉｇ＋Ｖｇ−Ｖｓ
＝２・Ｖｓｉｇ＋Ｖｔｈ                                            （２）
また、ＮＴｒ６のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、下式（３）のようになる。
Ｖｇｓ＝（Ｖｎ−Ｖｓｉｇ＋Ｖｇ）−（Ｖｎ＋Ｖｓｉｇ＋Ｖｓ）
＝−２・Ｖｓｉｇ＋Ｖｇ−Ｖｓ
＝−２・Ｖｓｉｇ＋Ｖｔｈ                                          （３）
【００４４】
つまり、ＮＴｒ５のゲート端子に第１の交流信号ｃを、ソース端子に第２の交流信号ｄを入力する構成としたことで、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（２）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
同様に、ＮＴｒ６のゲート端子に第２の交流信号ｄを、ソース端子に第１の交流信号ｃを入力する構成としたことで、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（３）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
なお、ＮＴｒ５のソース端子に第１の交流信号ｃを、ゲート端子に第２の交流信号ｄを入力する構成とし、ＮＴｒ６のソース端子に第２の交流信号ｄを、ゲート端子に第１の交流信号ｃを入力する構成としても、同相ノイズ成分を打ち消す又は低減することができる。
【００４５】
そして、第１の交流信号ｃの信号波形における正極側に振幅する波形部分がＮＴｒ５のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの負極側に振幅する部分がＮＴｒ５のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ以上の状態を維持するため、このときにＮＴｒ５はオン状態となる。
また、第１の交流信号ｃの信号波形における負極側に振幅する波形部分がＮＴｒ６のソース端子に入力され、第２の交流信号ｄの正極側に振幅する部分がＮＴｒ６のゲート端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ以上の状態を維持するため、このときにＮＴｒ６はオン状態となる。
一方、第１の交流信号ｃの信号波形における負極側に振幅する波形部分がＮＴｒ５のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの正極側に振幅する部分がＮＴｒ５のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ未満となるため、このときにＮＴｒ５はオフ状態となる。
【００４６】
また、第１の交流信号ｃの信号波形における正極側に振幅する波形部分がＮＴｒ６のソース端子に入力され、第２の交流信号ｄの負極側に振幅する部分がＮＴｒ６のゲート端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ未満となるため、このときにＮＴｒ６はオフ状態となる。
ＮＴｒ５及びＮＴｒ６がオフ状態の場合はＲ５に電流が流れないため、電圧降下が生じずにＶｏｕｔはＶｄｄのレベルで一定となる。
一方、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６がオン状態のときは、これらのソース−ドレイン間に第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側の大きさに応じた電流が流れ、この電流がＲ５にも流れる。
【００４７】
ここで、図３（ａ）に示すように、第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとは４つの単位パルスからなるパルス列から構成され、且つ一方に対して他方の位相が１８０［°］異なっている。
従って、これらの信号がＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート端子に同じタイミングで入力されることによって、一方が他方に対して位相が１８０°ずれた状態で、各交流信号の４つの単位パルスの正極側に振幅する波形部分においてＶｇｓが上昇してＮＴｒ５又はＮＴｒ６のオン状態が維持され、負極側に振幅する波形部分においてＶｇｓが下降してＮＴｒ５又はＮＴｒ６がオフ状態となる。
これにより、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側の波形区間においてＲ５に電流が流れて電圧降下が生じ、出力端子Ｖｏｕｔからは、増幅された第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの負極側に振幅する波形部分が８つ連続した出力波形の電圧信号（負極全波整流信号）が出力される。
【００４８】
次に、図４に基づき、無線受信装置１の具体的な動作を説明する。
ここで、図４（ａ）〜（ｇ）は、無線受信装置１の各構成部の入出力波形の一例を示す図である。
無線受信装置１は、アンテナ１０を構成する第１アンテナ１０ａ及び第２アンテナ１０ｂによってＵＷＢ信号を受信すると、第１アンテナ１０ａは、図４（ａ）に示すように、受信したＵＷＢ信号（パルス信号列）と同相のパルス信号列ａをＬＮＡ１１ａに出力する。
一方、第２アンテナ１０ｂは、図４（ａ’）に示すように、受信したパルス信号列の位相と１８０［°］位相の異なるパルス信号列ａ’をＬＮＡ１１ａに出力する。
なお、ＵＷＢ信号は、不図示のＵＳＢ信号発信装置のアンテナから一定周期で断続的に発信される。
【００４９】
ＬＮＡ１１ａは、判別部１３から供給される、図４（ｂ）に示す制御信号ｂによって、ＮＴｒ３及びＮＴｒ４のスイッチング動作が制御されることで、自己の動作状態及び停止状態の切替制御が行われる。具体的に、制御信号ｂがハイレベルの間はＬＮＡ１１ａは動作状態となり、制御信号ｂがローレベルの間はＬＮＡ１１ａは停止状態となる。
そして、ＬＮＡ１１は、制御信号ｂがハイレベルのときに、パルス信号列ａ，ａ’が入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力されると、それらを差動増幅して、図４（ｃ）に示すような、パルス信号列ａを増幅した第１の交流信号ｃと、図４（ｄ）に示すような、パルス信号列ａ’を増幅した第２の交流信号ｄとを生成し、これら交流信号ｃ及びｄを含む平衡信号を整流回路１１ｂに出力する。
【００５０】
なお、本実施の形態では、図４（ｃ）及び（ｄ）に示すように、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄには、ＬＮＡ１１ａを停止状態から動作状態に切り替えたときに発生する同相のスイッチング・ノイズＮｃ，Ｎｄ（オン状態の間にローレベルで一定となる信号）が混入している。
整流回路１１ｂにおいて、第１の交流信号ｃが入力端子ＩＮ＋に入力され、第２の交流信号ｄが入力端子ＩＮ−入力されると、上記したように、第１の交流信号ｃがＮＴｒ５のゲート端子とＮＴｒ６のソース端子とに入力される。
更に、第２の交流信号ｄがＮＴｒ５のソース端子とＮＴｒ６のゲート端子とに入力される。
これにより、上記したように、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート端子及びソース端子に入力された、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに混入された同相ノイズＮｃ及びＮｄが互いに打ち消しあう。
【００５１】
更に、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄの正極側に振幅する期間においてＮＴｒ５及びＮＴｒ６がオンとなる。
これにより、出力端子Ｖｏｕｔからは、図４（ｅ）に示すように、増幅された第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとを負極側で半波整流した信号を合成した構成の整流信号ｅが出力される。
帯域制限型増幅器１２は、整流信号ｅから高周波成分を除去すると共にその信号を増幅して、図４（ｆ）に示すような包絡線信号ｆを生成し、これを判別部１３に出力する。
判別部１３は、帯域制限型増幅器１２から入力された包絡線信号ｆを、予め用意した基準信号レベルを用いて二値化して、図４（ｇ）に示すような二値化信号ｇを生成する。
そして、この二値化信号ｇに基づき、例えば、二値化信号ｇがローレベルであれば情報信号の内容を「１」と判別し、二値化信号ｇがハイレベルであれば情報信号の内容を「０」と判別する。
【００５２】
この判別結果は、後段の情報処理装置などに出力されそこでデータ処理される。
以上、本実施の形態の無線受信装置１は、アンテナ１０で受信したＵＷＢ信号（パルス信号列）をパルス信号列ａ，ａ’に変換し、パルス信号列ａ，ａ’を、検波装置１１のＬＮＡ１１ａにおいて差動増幅して、受信したパルス信号列に対応する平衡信号（第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄ）を生成することが可能である。
更に、ＬＮＡ１１ａは、第１の交流信号ｃを、検波装置１１の整流回路１１ｂのＮＴｒ５のゲート端子とＮＴｒ６のソース端子とに出力し、第２の交流信号ｄを、整流回路１１ｂのＮＴｒ５のソース端子とＮＴｒ６のゲート端子とに出力することが可能である。
更に、整流回路１１ｂは、ＬＮＡ１１ａからの平衡信号を、負極側で全波整流した整流信号ｅを生成することが可能である。
【００５３】
更に、帯域制限型増幅器１２によって、負極全波整流信号ｅに含まれる高周波成分を低減し且つその信号を増幅して、包絡線信号ｆを生成することが可能である。
更に、判別部１３によって、包絡線信号ｆを二値化して二値化信号ｇを生成すると共に、この二値化信号ｇに基づき、受信したＵＷＢ信号に含まれる情報信号の内容を判別することができる。
以上より、ＮＴｒ５及びＮＴｒ６のゲート端子及びソース端子に入力された第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに含まれる同相ノイズＮｃ及びＮｄを互いに打ち消し合わせることができるため、整流信号から同相ノイズ成分を除去又は整流信号の同相ノイズ成分を低減することができる。
従って、受信したＵＷＢ信号の信号波形の包絡線をより正確に検波することができると共に、正確に検波された包絡線に基づきＵＷＢ信号の有する情報信号（パルス信号列）の内容を判別することができるので、ＵＷＢ信号に含まれる情報信号の内容をより正確に判別することができる。
【００５４】
〔変形例１〕
次に、上記実施の形態の変形例１を図面に基づき説明する。図５は、本発明に係る検波装置、無線受信装置及び検波装置の駆動方法の上記実施の形態の変形例１を示す図である。
ここで、図５（ａ）は、変形例１の整流回路１１ｃの構成を示す図であり、（ｂ）は、変形例１のゲートバイアス電圧印加部の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例１のソースバイアス電圧印加部の構成を示す図である。
本変形例１の無線受信装置１は、上記実施の形態の整流回路１１ｂを、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ１〜ＰＴｒ４によって構成した整流回路１１ｃに置換した構成となる。その他の構成は、上記実施の形態と同様となる。
【００５５】
具体的に、図５（ａ）〜（ｃ）に示すように、整流回路１１ｃは、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ１〜ＰＴｒ４（ＰＴｒ１及びＰＴｒ２は、第３及び第４のトランジスタに対応）と、負荷抵抗Ｒ１０と、バイアス抵抗Ｒ６、Ｒ７、Ｒ１１及びＲ１２（第５〜第８のバイアス抵抗に対応）と、カップリング・コンデンサＣ３〜Ｃ６と、ゲートバイアス電圧印加部１１４（バイアス電圧印加手段に対応）と、ソースバイアス電圧印加部１１５（バイアス電圧印加手段に対応）と、定電圧印加部１１６（第２のバイアス手段に対応）とを含んで構成される。
そして、Ｃ３及びＣ５の一端に共通の入力端子ＩＮ＋が形成され、Ｃ４及びＣ６の一端に共通の入力端子ＩＮ−が形成されている。
更に、Ｃ３の他端にＲ６の一端とＰＴｒ１のゲート端子とが電気的に接続され、Ｃ４の他端にＲ１１の一端とＰＴｒ１のソース端子とが電気的に接続されている。
更に、Ｃ５の他端にＲ１２の一端とＰＴｒ２のソース端子とが電気的に接続され、Ｃ６の他端にＲ７の一端とＰＴｒ２のゲート端子とが電気的に接続されている。
【００５６】
ＰＴｒ１のドレイン端子には、ＰＴｒ３のソース端子が電気的に接続され、ＰＴｒ２のドレイン端子には、ＰＴｒ４のソース端子が接続され、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４のドレイン端子はＲ１０の一端と電気的に接続されている。
即ち、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４は、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２に対してカスコード接続され、カスコード増幅段を構成している。
更に、Ｒ１０の他端は、低電位側の電源ノード（本実施の形態ではＧＮＤノード）に電気的に接続されている。
更に、Ｒ１０の一端とＰＴｒ３及びＰＴｒ４のドレイン端子との接続部に出力端子Ｖｏｕｔが形成されている。
更に、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４のゲート端子には、定電圧印加部１１６の電圧出力端子が電気的に接続されている。
【００５７】
更に、Ｒ６及びＲ７の他端には、図５（ｂ）に示すように、電圧Ｖｇの電源を有するゲートバイアス電圧印加部１１４の電圧出力端子が電気的に接続されている。
更に、Ｒ１１及びＲ１２の他端には、図５（ｃ）に示すように、電圧Ｖｓの電源を有するソースバイアス電圧印加部１１５の電圧出力端子が電気的に接続されている。
本実施の形態において、Ｖｇ及びＶｓは、上式（１）が成立するように電圧が設定される。
以上の構成により、入力端子ＩＮ＋に入力された第１の交流信号ｃは、Ｃ３，Ｃ５を介してＰＴｒ１のゲート端子，ＰＴｒ２のソース端子にそれぞれ供給され、入力端子ＩＮ−に入力された第２の交流信号ｄは、Ｃ４，Ｃ６を介してＰＴｒ１のソース端子，ＰＴｒ２のゲート端子にそれぞれ供給される。
【００５８】
また、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、ゲートバイアス電圧印加部１１４及びソースバイアス電圧印加部１１５によって、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のスレッショルド電圧Ｖｔｈと同電圧又はその近傍の電圧となる（理想的には同電圧なので、説明の便宜上、以下の説明では同電圧とする）。
更に、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４のゲート−ソース間電圧も、定電圧印加部１１６によって、ＰＴｒ３及びＰＴｒ４が飽和領域で動作する定電圧となる。
本実施の形態においては、図５（ａ）に示すように、ＬＮＡ１１ａから出力される第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄとに同相ノイズＮｃ及びＮｄが混入する。従って、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄの電圧をＶｓｉｇとし、この同相ノイズ成分の電圧をＶｎとすると、ＰＴｒ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、上式（２）のようになる。
【００５９】
また、ＰＴｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、上式（３）のようになる。
つまり、ＰＴｒ１のゲート端子に第１の交流信号ｃを、ソース端子に第２の交流信号ｄを入力する構成としたことで、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（２）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
同様に、ＰＴｒ２のゲート端子に第２の交流信号ｄを、ソース端子に第１の交流信号ｃを入力する構成としたことで、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（３）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
なお、ＰＴｒ１のソース端子に第１の交流信号ｃを、ゲート端子に第２の交流信号ｄを入力する構成とし、ＰＴｒ２のソース端子に第２の交流信号ｄを、ゲート端子に第１の交流信号ｃを入力する構成としても、同相ノイズ成分を打ち消す又は低減することができる。
【００６０】
そして、第１の交流信号ｃの信号波形における負極側に振幅する波形部分がＰＴｒ１のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの正極側に振幅する部分がＰＴｒ１のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ以下の状態を維持するため、このときにＰＴｒ１はオン状態となる。
また、第１の交流信号ｃの信号波形における正極側に振幅する波形部分がＰＴｒ２のソース端子に入力され、第２の交流信号ｄの負極側に振幅する部分がＰＴｒ２のゲート端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ以下の状態を維持するため、このときにＰＴｒ２はオン状態となる。
一方、第１の交流信号ｃの信号波形における正極側に振幅する波形部分がＰＴｒ１のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの負極側に振幅する部分がＰＴｒ１のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈより高くなるため、このときにＰＴｒ１はオフ状態となる。
【００６１】
また、第１の交流信号ｃの信号波形における負極側に振幅する波形部分がＰＴｒ２のソース端子に入力され、第２の交流信号ｄの正極側に振幅する部分がＰＴｒ２のゲート端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈより高くなるため、このときにＰＴｒ２はオフ状態となる。
ＰＴｒ１及びＰＴｒ２がオフ状態の場合はＲ１０に電流が流れないため、ＶｏｕｔはＧＮＤレベルで一定となる。
一方、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２がオン状態のときは、これらのソース−ドレイン間に第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの負極側の大きさに応じた電流が流れ、この電流がＲ１０にも流れる。
【００６２】
ここで、図５（ａ）に示すように、第１の交流信号ｃと第２の交流信号ｄとは４つの単位パルスからなるパルス列から構成され、且つ一方に対して他方の位相が１８０［°］異なっている。
従って、これらの信号がＰＴｒ１及びＰＴｒ２のゲート端子に同じタイミングで入力されることによって、一方が他方に対して位相が１８０°ずれた状態で、各交流信号の４つの単位パルスの負極側に振幅する波形部分においてＶｇｓが下降してＰＴｒ１又はＰＴｒ２のオン状態が維持され、正極側に振幅する波形部分においてＶｇｓが上昇してＰＴｒ１又はＰＴｒ２がオフ状態となる。
【００６３】
これにより、第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの負極側の波形区間においてＲ１０に電流が流れて、出力端子Ｖｏｕｔからは、増幅された第１及び第２の交流信号ｃ及びｄの正極側に振幅する波形部分が８つ連続した出力波形の電圧信号（正極全波整流信号）が出力される。
以上、本変形例１の無線受信装置１は、ＬＮＡ１１ａにおいて、第１の交流信号ｃを、整流回路１１ｃのＰＴｒ１のゲート端子とＰＴｒ２のソース端子とに出力し、第２の交流信号ｄを、整流回路１１ｃのＰＴｒ１のソース端子とＰＴｒ２のゲート端子とに出力することが可能である。
【００６４】
更に、整流回路１１ｃにおいて、ＬＮＡ１１ａからの平衡信号を、正極側で全波整流した正極全波整流信号を生成することが可能である。
以上より、ＰＴｒ１及びＰＴｒ２のゲート端子及びソース端子に入力された第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに含まれる同相ノイズＮｃ及びＮｄが互いに打ち消し合うため、整流信号から同相ノイズ成分を除去又は整流信号の同相ノイズ成分を低減することができる。
従って、受信したＵＷＢ信号の信号波形の包絡線をより正確に検波することができると共に、正確に検波された包絡線に基づきＵＷＢ信号の有する情報信号（パルス信号列）の内容を判別することができるので、ＵＷＢ信号に含まれる情報信号の内容をより正確に判別することができる。
【００６５】
〔変形例２〕
次に、上記実施の形態の変形例２を図面に基づき説明する。図６は、本発明に係る検波装置、無線受信装置及び検波装置の駆動方法の上記実施の形態の変形例２を示す図である。
本変形例２は、上記実施の形態の検波装置１１における整流回路１１ｂが、図６（ａ）又は（ｂ）に示す整流回路１１ｄ又は整流回路１１ｅに置換されたものとなる。その他の構成は、上記実施の形態と同様となる。
まず、図６に基づき、本変形例２の整流回路の構成を説明する。
ここで、図６（ａ）は、変形例２の整流回路１１ｄの回路構成を示す図であり、（ｂ）は、変形例２の整流回路１１ｅの回路構成を示す図である。
【００６６】
本変形例２の整流回路１１ｄは、図６（ａ）に示すように、Ｎチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＮＴｒ９と、負荷抵抗Ｒ５と、バイアス抵抗Ｒ６，Ｒ８（第１，第２のバイアス抵抗に対応）と、カップリング・コンデンサＣ３〜Ｃ４と、ゲートバイアス電圧印加部１１０（図示省略）と、ソースバイアス電圧印加部１１１（図示省略）とを含んで構成される。
そして、Ｃ３の一端に入力端子ＩＮ＋が形成され、Ｃ４の一端に入力端子ＩＮ−が形成されている。
更に、Ｃ３の他端にＲ６の一端とＮＴｒ９のゲート端子とが電気的に接続され、Ｃ４の他端にＲ８の一端とＮＴｒ９のソース端子とが電気的に接続されている。
ＮＴｒ９のドレイン端子は、Ｒ５の一端と電気的に接続され、Ｒ５の他端は、高電位側の電源ノードＶｄｄに電気的に接続されている。これにより、電源ノードＶｄｄを介して、不図示の電源装置から電圧Ｖｄｄの電源が供給される。
【００６７】
更に、Ｒ５の一端とＮＴｒ９のドレイン端子との接続部に出力端子Ｖｏｕｔが形成されている。
更に、Ｒ６の他端には、ゲートバイアス電圧印加部１１０の電圧出力端子が電気的に接続されている。
更に、Ｒ８の他端には、ソースバイアス電圧印加部１１１の電圧出力端子が電気的に接続されている。
本実施の形態において、Ｖｇ及びＶｓは、上式（１）が成立するように電圧が設定される。
以上の構成により、入力端子ＩＮ＋に入力された第１の交流信号ｃは、Ｃ３を介してＮＴｒ９のゲート端子に供給され、入力端子ＩＮ−に入力された第２の交流信号ｄは、Ｃ４を介してＮＴｒ９のソース端子に供給される。
【００６８】
また、ＮＴｒ９のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、ゲートバイアス電圧印加部１１０及びソースバイアス電圧印加部１１１によって、ＮＴｒ９のスレッショルド電圧Ｖｔｈと同電圧又はその近傍の電圧となる（理想的には同電圧なので、説明の便宜上、以下の説明では同電圧とする）。
第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄとに同相のスイッチング・ノイズＮｃ及びＮｄが混入する（スイッチがオンの間、ローレベルとなる信号）。従って、ＮＴｒ９のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、上式（２）のようになる。
つまり、ＮＴｒ９のゲート端子に第１の交流信号ｃを、ソース端子に第２の交流信号ｄを入力する構成としたことで、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（２）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
【００６９】
なお、ＮＴｒ９のソース端子に第１の交流信号ｃを、ゲート端子に第２の交流信号ｄを入力する構成としても、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（３）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
そして、第１の交流信号ｃの信号波形における正極側に振幅する波形部分がＮＴｒ９のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの負極側に振幅する部分がＮＴｒ９のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ以上の状態を維持するため、このときにＮＴｒ９はオン状態となる。
一方、第１の交流信号ｃの信号波形における負極側に振幅する波形部分がＮＴｒ９のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの正極側に振幅する部分がＮＴｒ９のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ未満となるため、このときにＮＴｒ９はオフ状態となる。
【００７０】
ＮＴｒ９がオフ状態の場合はＲ５に電流が流れないため、電圧降下が生じずにＶｏｕｔはＶｄｄのレベルで一定となる。
一方、ＮＴｒ９がオン状態のときは、これらのソース−ドレイン間に第１の交流信号ｃの正極側の大きさに応じた電流が流れ、この電流がＲ５にも流れる。
これにより、第１の交流信号ｃの正極側の波形区間においてＲ５に電流が流れて電圧降下が生じ、出力端子Ｖｏｕｔからは、図６（ａ）に示すように、増幅された第１の交流信号ｃの負極側に振幅する波形部分が１つおきに４つ連続した出力波形の電圧信号（負極半波整流信号）が出力される。
次に、図６（ｂ）に示すように、整流回路１１ｅは、Ｐチャンネル型のＭＯＳトランジスタであるＰＴｒ５と、負荷抵抗Ｒ１０と、バイアス抵抗Ｒ６，Ｒ１１（第３〜第４のバイアス抵抗に対応）と、カップリング・コンデンサＣ３〜Ｃ４と、ゲートバイアス電圧印加部１１４（図示省略）と、ソースバイアス電圧印加部１１５（図示省略）とを含んで構成される。
【００７１】
そして、Ｃ３の一端に入力端子ＩＮ＋が形成され、Ｃ４の一端に入力端子ＩＮ−が形成されている。
更に、Ｃ３の他端にＲ６の一端とＰＴｒ５のゲート端子とが電気的に接続され、Ｃ４の他端にＲ１１の一端とＰＴｒ５のソース端子とが電気的に接続されている。
ＰＴｒ５のドレイン端子は、Ｒ１０の一端と電気的に接続され、Ｒ１０の他端はＧＮＤノードに電気的に接続されている。
更に、Ｒ１０の一端とＰＴｒ５のドレイン端子との接続部に出力端子Ｖｏｕｔが形成されている。
更に、Ｒ６の他端には、ゲートバイアス電圧印加部１１４の電圧出力端子が電気的に接続されている。
更に、Ｒ１１の他端には、ソースバイアス電圧印加部１１５の電圧出力端子が電気的に接続されている。
【００７２】
本実施の形態において、Ｖｇ及びＶｓは、上式（１）が成立するように電圧が設定される。
以上の構成により、入力端子ＩＮ＋に入力された第１の交流信号ｃは、Ｃ３を介してＰＴｒ５のゲート端子に供給され、入力端子ＩＮ−に入力された第２の交流信号ｄは、Ｃ４を介してＰＴｒ５のソース端子に供給される。
また、ＰＴｒ５のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、ゲートバイアス電圧印加部１１４及びソースバイアス電圧印加部１１５によって、ＰＴｒ５のスレッショルド電圧Ｖｔｈと同電圧又はその近傍の電圧となる（理想的には同電圧なので、説明の便宜上、以下の説明では同電圧とする）。
本実施の形態においては、ＬＮＡ１１ａから出力される第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄとに同相のスイッチング・ノイズＮｃ及びＮｄが混入する。従って、ＰＴｒ５のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓは、上式（２）のようになる。
【００７３】
つまり、ＰＴｒ５のゲート端子に第１の交流信号ｃを、ソース端子に第２の交流信号ｄを入力する構成としたことで、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（２）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
なお、ＰＴｒ５のソース端子に第１の交流信号ｃを、ゲート端子に第２の交流信号ｄを入力する構成としても、同相ノイズＮｃ及びＮｄの電圧が双方とも同じ場合（上式（３）の場合）は同相ノイズ成分を打ち消すことができ、異なる場合は同相ノイズ成分を低減することができる。
そして、第１の交流信号ｃの信号波形における負極側に振幅する波形部分がＰＴｒ５のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの正極側に振幅する部分がＰＴｒ５のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈ以下の状態を維持するため、このときにＰＴｒ５はオン状態となる。
【００７４】
一方、第１の交流信号ｃの信号波形における正極側に振幅する波形部分がＰＴｒ５のゲート端子に入力され、第２の交流信号ｄの負極側に振幅する部分がＰＴｒ５のソース端子に入力されることで、ＶｇｓはＶｔｈより高くなるため、このときにＰＴｒ５はオフ状態となる。
ＰＴｒ５がオフ状態の場合はＲ１０に電流が流れないため、ＶｏｕｔはＧＮＤレベルで一定となる。
一方、ＰＴｒ５がオン状態のときは、これらのソース−ドレイン間に第１の交流信号ｃの負極側の大きさに応じた電流が流れ、この電流がＲ１０にも流れる。
これにより、第１の交流信号ｃの負極側の波形区間においてＲ１０に電流が流れて、出力端子Ｖｏｕｔからは、図６（ｂ）に示すように、増幅された第１の交流信号ｃの正極側に振幅する波形部分が４つ１つおきに連続した出力波形の電圧信号（正極半波整流信号）が出力される。
【００７５】
以上、本変形例２の無線受信装置１は、ＬＮＡ１１ａにおいて、第１の交流信号ｃを、整流回路１１ｄのＮＴｒ９のゲート端子に出力し、第２の交流信号ｄを、整流回路１１ｄのＮＴｒ９のソース端子に出力することが可能である。
更に、整流回路１１ｄにおいて、ＬＮＡ１１ａからの平衡信号を、負極側で半波整流した負極半波整流信号を生成することが可能である。
また、本変形例２の無線受信装置１は、ＬＮＡ１１ａにおいて、第１の交流信号ｃを、整流回路１１ｅのＰＴｒ５のゲート端子に出力し、第２の交流信号ｄを、整流回路１１ｅのＰＴｒ５のソース端子に出力することが可能である。
更に、整流回路１１ｅにおいて、ＬＮＡ１１ａからの平衡信号を、正極側で半波整流した正極半波整流信号を生成することが可能である。
【００７６】
以上より、第１の交流信号ｃ及び第２の交流信号ｄに含まれる同相ノイズＮｃ及びＮｄが互いに打ち消し合うため、出力される整流信号から同相ノイズ成分を除去又は整流信号の同相ノイズ成分を低減することができる。
従って、受信したＵＷＢ信号の信号波形の包絡線をより正確に検波することができると共に、正確に検波された包絡線に基づきＵＷＢ信号の有する情報信号（パルス信号列）の内容を判別することができるので、ＵＷＢ信号に含まれる情報信号の内容をより正確に判別することができる。
なお、上記実施の形態及び各変形例において、整流回路１１ｂ〜１１ｅを構成する、各負荷（Ｒ５、Ｒ１０など）を抵抗素子としたが、この構成に限らず、各負荷を、トランジスタ、インダクタ等で構成するようにしてもよい。
【００７７】
また、上記各実施の形態及び各変形例において、第１アンテナ１０ａ及び第２アンテナ１０ｂによって、受信したＵＷＢ信号の平衡信号を生成する構成としたが、この構成に限らず、例えば、バラン（Balun）などの平衡信号を生成する装置を用いるなど、他の構成としてもよい。
また、上記実施の形態及び各変形例において、平衡信号に混入する同相ノイズを、ＬＮＡ１１ａの動作状態を切替時に発生するスイッチング・ノイズとしたが、これに限らず、平衡信号に混入する同相ノイズであれば他のノイズに対しても本発明は有用である。
また、上記実施の形態及び変形例１において、整流回路１１ｂ及び１１ｃにカスコード増幅段を設ける構成としたが、この構成に限らず、カスコード増幅段を取り除いた構成としてもよい。
【００７８】
また、上記変形例２において、整流回路１１ｄ及び１１ｅを、上記実施の形態及び変形例１と同様に、カスコード増幅段を追加した構成としてもよい。
また、上記実施の形態及び変形例１において、整流回路１１ｂ〜１１ｃにおいて、カスコード増幅段を１段だけ設ける構成としたが、この構成に限らず、カスコード増幅段を複数段設ける構成としてもよい。
また、上記実施の形態及び各変形例において、単位パルスを４つ連続したパルス信号列から構成されたＵＷＢ信号を受信する構成としたが、この構成に限らず、３つ以下、５つ以上の単位パルスから構成された信号を受信する構成としてもよい。また、ＵＷＢ信号に限らず、他の無線信号を受信する構成としてもよい。
【００７９】
また、上記実施の形態及び上記各変形例は、本発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、上記の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。また、上記の説明で用いる図面は、図示の便宜上、部材ないし部分の縦横の縮尺は実際のものとは異なる模式図である。
また、本発明は上記実施の形態及び上記各変形例に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
【００８０】
【図１】本発明に係る無線受信装置１の構成を示すブロック図である。
【図２】ＬＮＡ１１ａの回路構成の一例を示す図である。
【図３】（ａ）は、整流回路１１ｂの回路構成の一例を示す図であり、（ｂ）は、ゲートバイアス電圧印加部の一例を示す図であり、（ｃ）は、ソースバイアス電圧印加部の一例を示す図である。
【図４】無線受信装置１の各構成部の入出力波形の一例を示す図である。
【図５】（ａ）は、変形例１の整流回路１１ｃの構成を示す図であり、（ｂ）は、変形例１のゲートバイアス電圧印加部の構成を示す図であり、（ｃ）は、変形例１のソースバイアス電圧印加部の構成を示す図である。
【図６】（ａ）は、変形例２の整流回路１１ｄの回路構成を示す図であり、（ｂ）は、変形例２の整流回路１１ｅの回路構成を示す図である。
【符号の説明】
【００８１】
１…受信装置、１０…アンテナ、１１…検波装置、１２…帯域制限型増幅器、１３…判別部、１１ａ…低雑音増幅器、１１ｂ〜１１ｅ…整流回路、１１０，１１４…ゲートバイアス電圧印加部、１１１，１１５…ソースバイアス電圧印加部、１１２，１１６…定電圧印加部
【図１】
2010130426.tif 000003
【図２】
2010130426.tif 000004
【図３】
2010130426.tif 000005
【図４】
2010130426.tif 000006
【図５】
2010130426.tif 000007
【図６】
2010130426.tif 000008