(57)【要約】【課題】  複数のデバイスに電力を供給するときに、各デバイスに不所望な電圧が印加されることを抑制することができる電源装置を提供する。【解決手段】  電子デバイス１４Ｂの近傍に接続されているコンデンサＣ２を充電する電流が流れるときに、分岐部分１３Ｂの配線抵抗によって電位差が生じる２つの測定部分であって、出力ライン１３のうち、分岐部分１３Ａに接続されている電子デバイス１４Ａ寄りの第１測定部分Ａと、該第１測定部分Ａよりも分岐部分１３Ｂに接続されている電子デバイス１４Ｂ寄りの第２測定部分Ｂとに接続され、コンデンサＣ２の充電が完了するまでの間、第１測定部分Ａにおける電圧をレギュレータ装置１２のフィードバック端子２２に与え、コンデンサＣ２が充電された後は、第２測定部分Ｂにおける電圧を前記フィードバック端子２２に与えるフィードバック電圧切替回路部１５を備えている。【選択図】      図１
2010130799.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子およびフィードバック端子を有し、該フィードバック端子に与えられる電圧に基づいて、前記出力端子から出力される電圧が予め定める電圧となるように、前記出力端子から出力する電圧を調整するレギュレータ装置と、
前記出力端子と複数の負荷とに接続され、前記出力端子から第１負荷までの間に形成された第１配線抵抗よりも、前記出力端子から第２負荷までの間に形成された第２配線抵抗が大きい配線部と、
第２負荷に並列に接続されているコンデンサとを備える電源装置であって、
第１配線抵抗に基づく電圧を測定する第１測定部分と、第２配線抵抗に基づく電圧を測定する第２測定部分とに接続され、前記コンデンサを充電する間は、前記第１測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与え、前記コンデンサが充電された後は、前記第２測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与えるフィードバック電圧切替手段を備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第２測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第１測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第１測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第１測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記電界効果型トランジスタのゲートと、前記第１測定部分よりも前記出力端子寄りの接続部分に接続され、前記接続部分の電圧を遅延して前記電界効果型トランジスタのゲートに与える遅延回路部とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第２測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第１測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第１測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第１測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているＮチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記配線部に直列に接続されている抵抗素子と、
前記抵抗素子の両端の電位差が予め定める電位差以上のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に接続し、前記抵抗素子の両端の電位差が予め定める電位差未満のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に切断するための電圧を、前記電界効果トランジスタのゲートに与えるコンパレータとを備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項４】
前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第２測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第１測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第１測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第１測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記第１測定部分よりも前記出力端子寄りの接続部分に一方の入力端子が接続され、予め定める基準電圧が他方の入力端子に接続されて、前記一方の入力端子の電圧が、前記他方の入力端子の電圧以上のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に接続し、前記一方の入力端子の電圧が、前記他方の入力端子の電圧未満のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に切断するための電圧を出力するコンパレータと、
前記コンパレータから出力される電圧を遅延して前記電界効果トランジスタのゲートに与える遅延回路部とを備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項５】
前記レギュレータ装置は、該レギュレータ装置を動作状態とするか、非動作状態とするのかを選択するための電圧が与えられる電源端子を備え、
前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第２測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第１測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第１測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第１測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記電源端子に与えられる電圧を遅延して前記電界効果トランジスタのゲートに与える遅延回路とを備え、
前記レギュレータ装置を非動作状態とする電圧が、遅延回路を介して電源端子に与えられているときは、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインが電気的に接続されており、前記レギュレータ装置を動作状態とする電圧が電源端子に与えられると、前記遅延回路部によって決定される時間が経過した後、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインが電気的に切断されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の電子デバイスに電力を供給する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、従来の技術の電源装置１を示すブロック図である。電源装置１では、１つのレギュレータ装置２によって負荷となる２つの電子デバイス４Ａ，４Ｂに電力を供給するときに、配線部（出力ライン）３を分岐して、それぞれの分岐部分３Ａ，３Ｂにそれぞれ電子デバイス４Ａ，４Ｂを接続している。一方の電子デバイス４Ａとレギュレータ装置２とを接続する配線の距離と、他方の電子デバイス４Ｂよりもレギュレータ装置２とを配線の距離とが大きく異なる場合には、レギュレータ装置２までの配線の距離が長い方の電子デバイス４Ｂに入力される電圧は、配線の配線抵抗Ｒ１によって、予め定める規格の電圧よりも低下してしまうおそれがある。以下、レギュレータ装置２までの配線の距離が長い方の電子デバイス４Ｂを、遠距離電子デバイス４Ｂという。遠距離電子デバイス４Ｂには、その近傍にコンデンサＣ１が並列に接続されている。
【０００３】
このため、遠距離電子デバイス４Ｂの近傍に、レギュレータ装置２に帰還電圧を入力するフィードバックライン（ＦＢライン）５を接続することによって、レギュレータ装置２から出力される電圧が配線抵抗Ｒ１によって低下したとしても、遠距離電子デバイス４Ｂに入力される電圧が、予め定める規格の電圧よりも低下してしまうことを抑制している（たとえば特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開２００３−２８９６６４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、遠距離電子デバイス４Ｂの近傍に、レギュレータ装置２に帰還電圧を入力するフィードバックラインを接続すると、レギュレータ装置２を駆動したときに、コンデンサＣ１を充電するために図１の矢符Ｆ１で示すように、コンデンサＣ１に向かって大きな電流が流れてしまい、配線抵抗Ｒ１の大きさに応じて、レギュレータ装置２までの接続配線が短い方の電子デバイス４Ａに入力される電圧が上昇して、オーバーシュートが発生し、近距離デバイス４Ａの耐圧を超えてしまうおそれがある。
【０００６】
したがって本発明の目的は、複数のデバイスに電力を供給するときに、各デバイスに不所望な電圧が印加されることを抑制することができる電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明（１）は、出力端子およびフィードバック端子を有し、該フィードバック端子に与えられる電圧に基づいて、前記出力端子から出力される電圧が予め定める電圧となるように、前記出力端子から出力する電圧を調整するレギュレータ装置と、
前記出力端子と複数の負荷とに接続され、前記出力端子から第１負荷までの間に形成された第１配線抵抗よりも、前記出力端子から第２負荷までの間に形成された第２配線抵抗が大きい配線部と、
第２負荷に並列に接続されているコンデンサとを備える電源装置であって、
第１配線抵抗に基づく電圧を測定する第１測定部分と、第２配線抵抗に基づく電圧を測定する第２測定部分とに接続され、前記コンデンサを充電する間は、前記第１測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与え、前記コンデンサが充電された後は、前記第２測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与えるフィードバック電圧切替手段を備えることを特徴とする電源装置である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明（１）によれば、レギュレータ装置の出力端子から電圧が出力されると、コンデンサの充電が開始されることによって、コンデンサの充電が完了するまでの間、第１測定部分から第２の負荷までの配線部には大きな電流が流れてしまい、配線部の配線抵抗に応じて、第１測定部分の電圧が第２測定部分の電圧よりも上昇してしまう。このコンデンサの充電が完了するまでの間は、第２測定部分の電圧よりも上昇してしまう第１測定部分の電圧を、レギュレータ装置のフィードバック端子に与えることによって、レギュレータ装置からの配線抵抗の抵抗値が小さな第１測定部分から第１の負荷までの配線部に接続されている第１負荷に与えられる電圧が、不所望に大きくなってしまい、すなわちオーバーシュートが発生してしまい、第１負荷が破壊されてしまうことを抑制することができる。
【０００９】
またコンデンサの充電が完了した後は、第１測定部分から第２の負荷までの配線部に流れる電流が小さくなるので、第２測定部分の電圧を、レギュレータ装置のフィードバック端子に与えることによって、配線抵抗の大きな第１測定部分から第２の負荷までの配線部に接続されていても、第１測定部分から第２の負荷までの配線部に接続されている第２負荷に与えられる電圧が、不所望に小さくなってしまうことを抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
図２は、本発明の実施の一形態の電源装置１０の構成を示す図である。なお図２では、負荷となる電子デバイス１４Ａ，１４Ｂについても示している。電源装置１０は、レギュレータ装置１２と、配線部である出力ライン１３と、コンデンサＣ２と、フィードバック電圧切替手段であるフィードバック電圧切替回路部１５とを備えている。
【００１１】
レギュレータ装置１２は、与えられる直流電圧を、予め定める電圧値を有する直流電圧に変換するスイッチングレギュレータ装置であって、出力端子２１およびフィードバック端子２２を有する。レギュレータ装置１２は、フィードバック端子２２に与えられる電圧に基づいて、出力端子２１から出力される電圧が予め定める電圧となるように、出力端子２１から出力する電圧を調整する。レギュレータ装置１２は、電源を投入する、すなわち電源をオン（ＯＮ）にすると動作し、電源を切る、すなわち電源をオフ（ＯＦＦ）にすると、動作を停止する。
【００１２】
出力ライン１３は、レギュレータ装置１２の出力端子２１に接続されて、ツリー状に分岐する。出力ライン１３は、２つに分岐し、分岐している分岐部分１３Ａ，１３Ｂのそれぞれに電子デバイス１４Ａ，１４Ｂが接続されている。電子デバイス１４Ａ，１４Ｂは、それぞれレギュレータ装置１２から電力が供給されて動作する電子回路などによって構成され、たとえばマイクロコンピュータなどによって構成されている。出力ライン１３の２つの分岐部分１３Ａ，１３Ｂは、一方の分岐部分１３Ａの配線抵抗よりも、他方の分岐部分１３Ｂの配線抵抗が大きくなるように形成されている。これは、一方の分岐部分１３Ａの配線の長さよりも、他方の分岐部分１３Ｂの配線の長さが長くなるように構成されていてもよいし、または配線部１３の途中にコネクタなどが設けられることによって、一方の分岐部分１３Ａの配線抵抗よりも、他方の分岐部分１３Ａの配線抵抗が大きくなるように形成されていてもよい。
【００１３】
コンデンサＣ２は、他方の分岐部分１３Ｂのうち、該他方の分岐部分１３Ｂに接続されている電子デバイス１４Ｂ寄りの端部１６に接続され、かつ他方の分岐部分１３Ｂに接続されている電子デバイス１４Ｂに並列に接続されている。コンデンサＣ２は、電解コンデンサによって形成されており、陽極が前記端部１６に接続され、負極がグランドに接続されている。コンデンサＣ２は、電子デバイス１４Ｂに印加される電圧の急激な変動を抑制するために設けられており、これによって電子デバイス１４Ｂに安定した電圧を供給することができる。
【００１４】
フィードバック電圧切替回路部１５は、コンデンサＣ２を充電する電流（ラッシュ電流）が流れるときに、他方の分岐部分１３Ｂの配線抵抗によって電位差が生じる２つの測定部分であって、出力ライン１３のうち、一方の分岐部分１３Ａに接続されている電子デバイス１４Ａ寄りの第１測定部分Ａと、該第１測定部分Ａよりも前記他方の分岐部分１３Ｂに接続されている電子デバイス１４Ｂ寄りの第２測定部分Ｂとに接続されている。フィードバック電圧切替回路部１５は、コンデンサＣ２の充電が完了するまでの間、第１測定部分Ａにおける電圧をフィードバック端子２２に与え、コンデンサＣ２が充電された後は、第２測定部分Ｂにおける電圧をフィードバック端子２２に与える。
【００１５】
本実施の形態では、第１測定部分Ａは、電子デバイス１４Ａの近傍であって、一方の分岐部分１３Ａと他方の分岐部分１３Ｂとが接続される部分であり、第２測定部分Ｂは、電子デバイス１４Ｂの近傍であって、他方の分岐部分１３Ｂの端部１６で、コンデンサＣ２と他方の分岐部分１３Ｂが接続される部分よりもわずかにレギュレータ装置１２寄りの部分である。第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの間には、出力ライン１３によって配線抵抗Ｒ２が形成されている。この配線抵抗の抵抗値は、第１測定部分Ａと電子デバイス１４Ａとの間の配線抵抗の抵抗値よりも大きい。
【００１６】
フィードバック電圧切替回路部１５は、フィードバック配線部であるフィードバックライン（ＦＢライン）１７と、スイッチ素子Ｔと、スイッチ制御部１８とを備えている。フィードバックライン１７は、第２測定部分Ｂとフィードバック端子２２とを接続している。スイッチ素子Ｔは、フィードバックライン１７と、第１測定部分Ａとの間に接続され、フィードバックライン１７および第１測定部分Ａを電気的に接続および切断可能である。スイッチ制御部１８は、スイッチ素子Ｔを制御して、スイッチ素子Ｔを開閉して、フィードバックライン１７および第１測定部分Ａを電気的に接続したり、切断したりする。スイッチ素子Ｔは、オン状態のときに、フィードバックライン１７および第１測定部分Ａを電気的に接続し、オフ状態のときに、フィードバックライン１７および第１測定部分Ａを電気的に切断する。
【００１７】
図３は、電源装置１０の動作を示すタイミングチャートである。図３では、（ａ）レギュレータ装置１２の電源の状態、すなわち電源がオンであるのかオフであるのかと、（ｂ）消費電流Ｉ、すなわち他方の分岐部分に流れる電流と、（ｃ）スイッチ素子の状態、すなわちスイッチ素子がオンであるのかオフであるのかと、（ｄ）レギュレータ装置１２の出力電圧、すなわち第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧とを示している。
【００１８】
電源がオフのときには、レギュレータ装置１２は非動作状態であるので、出力端子２１からは電流が出力されず、またスイッチ素子Ｔはオンになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子２１から出力される電圧は所定の電圧（０Ｖ）となっており、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂの電圧は等しい。またここで、コンデンサＣ２には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
【００１９】
時刻ｔ１で、レギュレータ装置１２の電源をオフからオンにすると、コンデンサＣ２を充電するために消費電流Ｉが急激に増加するとともに、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗Ｒ２によって、第１測定部分Ａの電圧の方が、第２測定部分Ｂの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
【００２０】
コンデンサＣ２に電荷が蓄積されて、コンデンサＣ２の充電が完了する時刻ｔ２では、第１測定部分Ａの電圧と、第２測定部分Ｂの電圧とがほぼ等しくなり、このとき、スイッチ制御部１８はスイッチ素子を制御して、スイッチ素子Ｔをオンからオフに切り替える。
【００２１】
コンデンサＣ２の充電が完了するまでの間は、第１測定部分Ａの電圧をフィードバックし、すなわち時刻ｔ２までは、第２測定部分Ｂの電圧よりも上昇してしまう第１測定部分Ａの電圧を、レギュレータ装置１２のフィードバック端子２２に与えることによって、レギュレータ装置１２からの配線抵抗の抵抗値が小さな一方の分岐部分１３Ａに接続されている電子デバイス１４Ａに与えられる電圧が、不所望に大きくなってしまい、すなわちオーバーシュートが発生してしまい、電子デバイス１４Ａが破壊されてしまうことを抑制することができる。またコンデンサＣ２の充電が完了した後は、第２測定部分Ｂの電圧をフィードバックし、すなわち時刻ｔ２を越えた後は、他方の分岐部分１３Ｂに流れる電流が小さくなるので、第２測定部分Ｂの電圧を、レギュレータ装置１２のフィードバック端子２２に与えることによって、配線抵抗の大きな他方の分岐部分１３Ｂに接続されていても、他方の分岐部分１３Ｂに接続されている電子デバイス１４Ｂに与えられる電圧が、不所望に小さくなってしまうことを抑制することができる。
【００２２】
図４は、本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ａの構成を示す図である。電源装置１０Ａは、図２に示す電源装置１０のレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置１０と同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００２３】
レギュレータ装置１２は、レギュレータ本体２３と、２つのＰチャネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）Ｔｒ１，Ｔｒ２と、コイルＬおよびコンデンサＣ３を含む平滑回路部と、過電流検知のための抵抗素子Ｒ３とを含んで構成される。ＭＯＳＦＥＴＴｒ１のソースは電源に接続され、ドレインは、ＭＯＳＦＥＴＴｒ２のソースに接続され、ＭＯＳＦＥＴＴｒ２のドレインは、グランドに接続されている。レギュレータ本体２３は、ＭＯＳＦＥＴＴｒ１，Ｔｒ２のゲートにそれぞれパルス電圧を与えて、これらを駆動する。ＭＯＳＦＥＴＴｒ１，Ｔｒ２の接続部には、コイルＬの一方の端子が接続され、コイルＬの他方の端子は、抵抗素子Ｒ３の一方の端子に接続されている。抵抗素子Ｒ３の一方の端子は、コンデンサＣ３の一方の端子に接続されており、コンデンサＣ３の他方の端子はグランドに接続されている。コンデンサＣ３の一方の端子が、抵抗素子Ｒ３と出力端子２１との接続部位が、出力端子２１に対応する。
【００２４】
レギュレータ本体２３には過電流検知回路部２４が設けられている。過電流検知回路部２４は、抵抗素子Ｒ３の一方および他方の端子がそれぞれ接続されて、抵抗素子Ｒ３の両端の電位が与えられる。過電流が流れると、抵抗素子Ｒ３に流れる電流が大きくなることによって、抵抗素子Ｒ３の両端の電圧が高くなる。過電流検知回路部２４は、抵抗素子Ｒ３の両端の電圧が予め定める電圧よりも大きくなると、レギュレータ本体２３の動作を停止させる。これによって、過電流が電子デバイス１４Ａ，１４Ｂに流れて、これらが損傷してしまうことを抑制することができる。
【００２５】
フィードバック電圧切替回路部１５は、フィードバックライン１７と、スイッチ素子Ｔと、スイッチ制御部１８Ａとを備えている。スイッチ素子Ｔは、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴである。
【００２６】
スイッチ制御部１８Ａは、抵抗素子Ｒ４と、コンデンサＣ４とを備えている遅延回路部２５によって構成されている。遅延回路部２５は、スイッチ素子Ｔを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートと、出力ライン１３のうち、第１測定部分Ａよりも出力端子２１寄りの接続部分Ｃに接続され、接続部分Ｃの電圧を遅延してＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに与える。
【００２７】
遅延回路部２５を構成する抵抗素子Ｒ４の一方の端子が、接続部分Ｃに接続され、他方の端子がＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートと、コンデンサＣ４の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ４の他方の端子は、グランドに接続されている。
【００２８】
図５は、電源装置１０Ａの動作を示すタイミングチャートである。図５では、（ａ）レギュレータ装置１２の電源の状態と、（ｂ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートの部分Ｄと第１測定部分Ａとの電位差ＶＤＡと、（ｃ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態、（ｄ）レギュレータ装置１２の出力電圧、すなわち第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧とを示している。
【００２９】
電源がオフのときには、レギュレータ装置１２は非動作状態であるので、出力端子２１からは電流が出力されず、またスイッチ素子Ｔはオンになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子２１から出力される電圧は所定の電圧（０Ｖ）となっており、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂの電圧は等しい。またここで、コンデンサＣ２には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
【００３０】
時刻ｔ１で、レギュレータ装置１２の電源をオフからオンにすると、コンデンサＣ２を充電するために消費電流Ｉが急激に増加するとともに、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗Ｒ２によって、第１測定部分Ａの電圧の方が、第２測定部分Ｂの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
【００３１】
ここで、時刻ｔ１から遅延回路部２５に電圧が印加され始めることによって、ＶＤＡが低下し始める。時刻ｔ２で、ＶＤＡがＰチャネルＭＯＳＦＥＴのしきい値に達すると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオンからオフに切り替わる。電源装置１０Ａでは、時刻ｔ１からＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオフに切り替るまでの時間Ｔ１を、コンデンサＣ２の充電が完了する時間、すなわち、時刻ｔ１から第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間Ｔ２以上になるように、遅延回路部２５の時定数を設定することによって、前述した電源装置１０と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置１０Ａでは、遅延回路部２５を設けることによって、出力ライン１３にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Ｔのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制されるので、信頼性を向上させることができる。
【００３２】
図６は、本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｂの構成を示す図である。電源装置１０Ｂは、図２に示す電源装置１０のレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置１０および図４に示す電源装置１０Ａと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００３３】
フィードバック電圧切替回路部１５は、フィードバックライン１７と、スイッチ素子Ｔと、スイッチ制御部１８Ｂとを備えている。スイッチ素子Ｔは、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＮチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴである。
【００３４】
スイッチ制御部１８Ｂは、レギュレータ装置１２に含まれている抵抗素子Ｒ３と、コンパレータ２６とを備えている。抵抗素子Ｒ３は、出力ラインに直列に接続されている。ここでは、レギュレータ装置１２に含まれている抵抗素子Ｒ３を利用しているが、抵抗素子Ｒ３とは別に出力ラインに直列に接続される抵抗素子を用いてもよい。ただしレギュレータ装置１２に含まれている抵抗素子Ｒ３を用いると、回路の構成素子の数を少なくすることができ、小形化を実現することができる。
【００３５】
コンパレータ２６の反転入力端子は、コイルＬに接続されている抵抗素子Ｒ３の一方の端子Ｅに接続されており、反転入力端子は、抵抗素子Ｒ３の出力端子２１に接続される他方の端子Ｆに接続されている。またコンパレータ２６の非反転入力端子には、基準電圧を印加する電圧源２８が接続されている。電圧源２８の陽極は、コンパレータ２６の非反転入力端子に接続され、負極はグランドに接続されている。抵抗素子Ｒ３の抵抗値は、この抵抗素子Ｒ３での損失をできるだけ小さくする必要があるので、抵抗素子Ｒ３の両端子間の電位差の変化だけでは、コンパレータ２６の出力を変化させることができない場合であっても、前述したように電圧源２８を接続することによって、コンパレータ２６に入力される電圧を底上げすることによって、抵抗素子Ｒ３の両端子間の電位差の変化がわずかであっても、コンパレータ２６の出力を変化させることができる。
【００３６】
コンパレータ２６の出力端子は、スイッチ素子Ｔを構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに接続される。コンパレータ２６は、抵抗素子Ｒ３の両端の電位差が予め定める電位差未満のときに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソースおよびドレインを電気的に切断するための電圧を出力端子から出力し、抵抗素子Ｒ３の両端の電位差が予め定める電位差以上のときに、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソースおよびドレインを電気的に接続するための電圧を出力端子から出力する。
【００３７】
図７は、電源装置１０Ｂの動作を示すタイミングチャートである。図７では、（ａ）レギュレータ装置１２の電源の状態、（ｂ）消費電流Ｉ、（ｃ）抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦと、（ｄ）ｃ）スイッチ素子を構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態、（ｅ）レギュレータ装置１２の出力電圧、すなわち第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧とを示している。
【００３８】
電源がオフのときには、レギュレータ装置１２は非動作状態であるので、出力端子２１からは電流が出力されず、またＮチャネルＭＯＳＦＥＴはオフになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子２１から出力される電圧は所定の電圧（０Ｖ）となっており、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂの電圧は等しい。またここで、コンデンサＣ２には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
【００３９】
時刻ｔ１で、レギュレータ装置１２の電源をオフからオンにすると、コンデンサＣ２を充電するために消費電流Ｉが急激に増加するとともに、抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦが消費電流Ｉの増加に伴って大きくなる。また時刻ｔ１で、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴがオフからオンに切り替わり、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗Ｒ２によって、第１測定部分Ａの電圧の方が、第２測定部分Ｂの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
【００４０】
コンデンサＣ２に電荷が蓄積されて、コンデンサＣ２の充電が完了する時刻ｔ２では、第１測定部分Ａの電圧と、第２測定部分Ｂの電圧とがほぼ等しくなり、このとき、消費電流Ｉの低下に伴って、抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦが小さくなり、スイッチ素子ＴであるＭＯＳＦＥＴはオンからオフにスイッチング状態が切り替わる。
【００４１】
電源装置１０Ｂでは、時刻ｔ２で、消費電流Ｉが予め定める電流値になったときに、抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦに応じて、コンパレータ２６の出力電圧が切り替わるように、抵抗素子Ｒ３および電圧源２８の基準電圧値を選ぶことによって、前述した電源装置１０と同様の効果を達成することができる。
【００４２】
図８は、本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｃの構成を示す図である。電源装置１０Ｃは、図２に示す電源装置１０のレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置１０、図４に示す電源装置１０Ａ，図６に示す電源装置１０Ｂと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００４３】
フィードバック電圧切替回路部１５は、フィードバックライン１７と、スイッチ素子Ｔと、スイッチ制御部１８Ｃとを備えている。スイッチ素子Ｔは、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＮチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴである。
【００４４】
スイッチ制御部１８Ｃは、スイッチ制御部１８Ａとスイッチ制御部１８Ｂとを組み合わせた構成を有し、スイッチ制御部１８Ｂのコンパレータ２６の出力端子と、スイッチ素子Ｔを構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートとの間に、遅延回路部２５が接続されている。
【００４５】
コンパレータ２６の出力端子には、抵抗素子Ｒ４の一方の端子が接続され、抵抗素子Ｒ４の他方の端子がＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートと、コンデンサＣ４の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ４の他方の端子は、グランドに接続されている。
【００４６】
図９は、電源装置１０Ｃの動作を示すタイミングチャートである。図９では、（ａ）レギュレータ装置１２の電源の状態、（ｂ）消費電流Ｉ、（ｃ）抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦと、（ｄ）ｃ）スイッチ素子を構成するＮチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態、（ｅ）レギュレータ装置１２の出力電圧、すなわち第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧とを示している。
【００４７】
電源がオフのときには、レギュレータ装置１２は非動作状態であるので、出力端子２１からは電流が出力されず、またＮチャネルＭＯＳＦＥＴはオフになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子２１から出力される電圧は所定の電圧（０Ｖ）となっており、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂの電圧は等しい。またここで、コンデンサＣ２には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
【００４８】
時刻ｔ１で、レギュレータ装置１２の電源をオフからオンにすると、コンデンサＣ２を充電するために消費電流Ｉが急激に増加するとともに、抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦが消費電流Ｉの増加に伴って大きくなる。また第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗Ｒ２によって、第１測定部分Ａの電圧の方が、第２測定部分Ｂの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
【００４９】
前述した図６に示す実施の形態では、時刻ｔ１でＮチャネルＭＯＳＦＥＴがオフからオンに切り替わるが、本実施の形態では、遅延回路部２５が設けられているので、時刻ｔ１では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態は切り替わらない。時刻ｔ１から遅延回路部２５の抵抗素子Ｒ４およびコンデンサＣ４によって決定される時定数に対応する時間Ｔ３が経過すると、時刻ｔ２で、スイッチ素子ＴであるＭＯＳＦＥＴがオフからオンに切り替わる。
【００５０】
時刻ｔ２が経過し、コンデンサＣ２に電荷が蓄積されて、コンデンサＣ２の充電が完了する時刻ｔ３では、第１測定部分Ａの電圧と、第２測定部分Ｂの電圧とがほぼ等しくなり、このとき、消費電流Ｉの低下に伴って、抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦが小さくなり、スイッチ素子ＴであるＭＯＳＦＥＴはオンからオフにスイッチング状態が切り替わる。
【００５１】
電源装置１０Ｃでは、消費電流Ｉが最大値になる前に、時刻ｔ２で、抵抗素子Ｒ３の両端子Ｅ，Ｆ間の電位差ＶＥＦに応じて、コンパレータ２６の出力電圧が切り替わるように、抵抗素子Ｒ３および電圧源２８の基準電圧値と、遅延回路部２５の抵抗素子Ｒ４およびコンデンサＣ４によって決定される時定数とを選ぶことによって、前述した電源装置１０と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置１０Ｃでは、遅延回路部２５を設けることによって、出力ライン１３にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Ｔのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制され、信頼性を向上させることができる。
【００５２】
図１０は、本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｄの構成を示す図である。電源装置１０Ｄは、図２に示す電源装置１０のレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置１０、図４に示す電源装置１０Ａ，図５に示す電源装置１０Ｂ、図８に示す電源装置１０Ｃと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００５３】
フィードバック電圧切替回路部１５は、フィードバックライン１７と、スイッチ素子Ｔと、スイッチ制御部１８Ｄとを備えている。スイッチ素子Ｔは、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴである。
【００５４】
スイッチ制御部１８Ｄは、コンパレータ２６と、電圧源２８と、遅延回路部２５とを備えている。コンパレータ２６の反転入力端子は、第１測定部分Ａよりもレギュレータ装置１２の出力端子２１寄りの接続部分Ｃに接続され、非反転入力端子は、電圧源２８の陽極に接続されている。電圧源２８の負極はグランドに接続されている。コンパレータ２６は、反転入力端子の電圧が、電圧源２８によって与えられる予め定める基準電圧未満のときに、ローレベルの電圧を出力し、反転入力端子の電圧が、電圧源２８によって与えられる予め定める基準電圧以上のときに、ハイレベルの電圧を出力する。
【００５５】
コンパレータ２６の出力端子は、遅延回路部２５を介して、スイッチ素子Ｔを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに電気的に接続されている。遅延回路部２５を構成する抵抗素子Ｒ４の一方の端子が、接続部分Ｃに接続され、他方の端子がＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートと、コンデンサＣ４の一方の端子に接続されている。
【００５６】
図１１は、電源装置１０Ｄの動作を示すタイミングチャートである。図１１では、（ａ）レギュレータ装置１２の電源の状態と、（ｂ）接続部分Ｃの電圧Ｖｃと、（ｃ）コンパレータ２６の出力電圧と、（ｄ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートの部分Ｄと第１測定部分Ａとの電位差ＶＤＡと、（ｅ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態、（ｆ）レギュレータ装置１２の出力電圧、すなわち第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧とを示している。
【００５７】
電源がオフのときには、レギュレータ装置１２は非動作状態であるので、出力端子２１からは電流が出力されず、コンパレータ２６の出力電圧はローレベルに維持されて、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴは、オン状態になっている。電源がオフのときには、さらに出力端子２１から出力される電圧は所定の電圧（０Ｖ）となっており、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂの電圧は等しい。またここで、コンデンサＣ２には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
【００５８】
時刻ｔ１で、レギュレータ装置１２の電源をオフからオンにすると、コンデンサＣ２を充電するために消費電流Ｉが急激に増加するとともに、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの電圧も上昇する。また接続部分Ｃの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗Ｒ２によって、第１測定部分Ａの電圧の方が、第２測定部分Ｂの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
【００５９】
接続部分Ｃの電圧が上昇して、基準電圧よりも大きくなると、時刻ｔ２で、コンパレータ２６の出力レベルがローベルからハイレベルに切り替わる。時刻ｔ２から遅延回路部２５に電圧が印加され始めることによって、ＶＤＡが低下し始める。ＶＤＡがＰチャネルＭＯＳＦＥＴのしきい値に達すると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオンからオフに切り替わる。電源装置１０Ｄでは、時刻ｔ１からＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオンからオフに切り替るまでの時間Ｔ１を、コンデンサＣ２の充電が完了する時間、すなわち、時刻ｔ１から第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間Ｔ２以上になるように、遅延回路部２５の時定数を設定することによって、前述した電源装置１０と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置１０Ｄでは、遅延回路部２５を設けることによって、出力ライン１３にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Ｔのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制されるので、信頼性を向上させることができる。
【００６０】
図１２は、本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｅの構成を示す図である。電源装置１０Ｅは、図２に示す電源装置１０のレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置１０、図４に示す電源装置１０Ａ，図５に示す電源装置１０Ｂ、図８に示す電源装置１０Ｃ、図１０に示す電源装置１０Ｄと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００６１】
レギュレータ装置１２は、該レギュレータ装置１２を動作状態とするか、非動作状態とするのかを選択するための電圧が与えられる電源端子３１を備えている。レギュレータ装置１２は、電源端子３１にオン（ＯＮ）信号が与えられているときに動作状態となり、オフ（ＯＦＦ）信号が与えられているときに非動作状態となる。オン信号は、ハイレベルの電圧であり、オフ信号はローベルの電圧である。
【００６２】
フィードバック電圧切替回路部１５は、フィードバックライン１７と、スイッチ素子Ｔと、スイッチ制御部１８Ｅとを備えている。スイッチ素子Ｔは、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴである。
【００６３】
スイッチ制御部１８Ｅは、遅延回路部２５によって構成されている。遅延回路部２５を構成する抵抗素子Ｒ４の一方の端子が、電源端子３１に配線を介して接続され、他方の端子がスイッチ素子Ｔを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートと、コンデンサＣ４の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ４の他方の端子は、グランドに接続されている。
【００６４】
図１３は、電源装置１０Ｅの動作を示すタイミングチャートである。図１３では、（ａ）レギュレータ装置１２の電源端子３１に与えられるＯＮ／ＯＦＦ信号と、（ｂ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートの部分Ｄの電圧ＶＤと、（ｃ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートの部分Ｄと第１測定部分Ａとの電位差ＶＤＡと、（ｄ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態、（ｆ）レギュレータ装置１２の出力電圧、すなわち第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧とを示している。
【００６５】
レギュレータ装置１２の電源端子３１にＯＦＦ信号が与えられているときには、レギュレータ装置１２は非動作状態であるので、出力端子２１からは電流が出力されず、コンパレータ２６の出力電圧はローレベルに維持されて、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴは、オン状態になっている。電源がオフのときには、さらに出力端子２１から出力される電圧は所定の電圧（０Ｖ）となっており、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂの電圧は等しい。またここで、コンデンサＣ２には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
【００６６】
時刻ｔ１で、レギュレータ装置１２の電源端子３１にＯＮ信号が与えられると、レギュレータ装置１２が非動作状態から動作状態に移行し、これに伴って、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートの部分Ｄの電圧ＶＤが、遅延回路部２５の時定数に応じて上昇するとともに、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートの部分Ｄと第１測定部分Ａとの電位差ＶＤＡは徐々に低下する。また時刻ｔ１から第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの電圧も上昇するが、配線抵抗Ｒ２によって、第１測定部分Ａの電圧の方が、第２測定部分Ｂの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
【００６７】
ＶＤＡがＰチャネルＭＯＳＦＥＴのしきい値に達すると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオンからオフに切り替わる。このように、レギュレータ装置１２を動作状態とする電圧が電源端子３１に与えられると、遅延回路部２５によって決定される時間が経過した後、電源端子３１にＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオンからオフに切り替わる。電源装置１０Ｄでは、時刻ｔ１からＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオフに切り替るまでの時間Ｔ１を、コンデンサＣ２の充電が完了する時間、すなわち、時刻ｔ１から第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間Ｔ２以上になるように、遅延回路部２５の時定数を設定することによって、前述した電源装置１０と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置１０Ｄでは、遅延回路部２５を設けることによって、出力ライン１３にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Ｔのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制されるので、信頼性を向上させることができる。
【００６８】
図１４は、本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｆの構成を示す図である。電源装置１０Ｆは、図２に示す電源装置１０のレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置１０、図４に示す電源装置１０Ａ，図５に示す電源装置１０Ｂ、図８に示す電源装置１０Ｃ、図１０に示す電源装置１０Ｄ、図１２に示す電源装置１０Ｅと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００６９】
フィードバック電圧切替回路部１５は、フィードバックライン１７と、スイッチ素子Ｔと、スイッチ制御部１８Ｆとを備えている。スイッチ素子Ｔは、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴである。
【００７０】
スイッチ制御部１８Ｆは、カウント手段であるカウンタ回路部によって構成されている。カウンタ回路部は、スイッチ素子Ｔを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されている。カウンタ回路部は、ＭＯＳＦＥＴＴｒ１のゲートに与えられるパルス電圧のパルス数をカウントし、カウント数が予め定める数に到達するまでは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインおよびソースを電気的に接続させ、カウント数が予め定める数に到達すると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのドレインおよびソースを電気的に切断させる。またカウンタ回路は、パルス電圧の立ち上がりをカウントしてもよいし、立下りをカウントしてもよい。
【００７１】
図１５は、電源装置１０Ｆの動作を示すタイミングチャートである。図１５では、（ａ）レギュレータ装置１２の電源の状態と、（ｂ）ＭＯＳＦＥＴＴｒ１のゲートに与えられるパルス電圧ＶＧと、（ｃ）ＰチャネルＭＯＳＦＥＴのスイッチング状態、（ｄ）レギュレータ装置１２の出力電圧、すなわち第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧とを示している。
【００７２】
電源がオフのときには、レギュレータ装置１２は非動作状態であるので、出力端子２１からは電流が出力されず、またＰチャネルＭＯＳＦＥＴはオンになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子２１から出力される電圧は所定の電圧（０Ｖ）となっており、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂの電圧は等しい。またここで、コンデンサＣ２には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
【００７３】
時刻ｔ１で、レギュレータ装置１２の電源をオフからオンにすると、レギュレータ本体２３からＭＯＳＦＥＴＴｒ１にパルス電圧が供給され、第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗Ｒ２によって、第１測定部分Ａの電圧の方が、第２測定部分Ｂの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。カウンタ回路部は、パルス数をカウントし、パルス数が予め定める数になる時刻ｔ２で、スイッチ素子Ｔを構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴをオフにする。
【００７４】
電源装置１０Ｆでは、時刻ｔ１からＰチャネルＭＯＳＦＥＴがオフに切り替るまでの時間Ｔ１を、コンデンサＣ２の充電が完了する時間、すなわち、時刻ｔ１から第１測定部分Ａと第２測定部分Ｂにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間Ｔ２以上になるように、パルス電圧の周期に応じて、カウンタ回路部が比較する予め定める数を設定しておくことによって、前述した電源装置１０と同様の効果を達成することができる。
【００７５】
図１６は、本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｇの構成を示す図である。電源装置１０Ｇは、図２に示す電源装置１０のレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置１０、図４に示す電源装置１０Ａ，図５に示す電源装置１０Ｂ、図８に示す電源装置１０Ｃ、図１０に示す電源装置１０Ｄ、図１２に示す電源装置１０Ｅ、図１３に示す電源装置１０Ｆと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
【００７６】
フィードバック電圧切替回路部１５は、図６に示す電源装置１０Ｂにおけるフィードバック電圧切替回路部１５と、図１２に示す電源装置１０Ｅにおけるフィードバック電圧切替回路部１５とを備える構成であって、２つのスイッチ素子Ｔ１，Ｔ２と、スイッチ素子Ｔ１を制御するスイッチ制御部１８Ｂと、スイッチ素子Ｔ２を制御するスイッチ制御部１８Ｅとを備えている。スイッチ素子Ｔ１は、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＮチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。スイッチ素子Ｔは、ドレインが第１測定部分Ａに接続され、ソースがフィードバックライン１７に接続されているＰチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばＭＯＳＦＥＴである。スイッチ素子Ｔ１，Ｔ２のソースは、フィードバックライン１７上のほぼ同じ位置に接続されている。
【００７７】
電源装置１０Ｇにおいても、前述した電源装置１０Ａと同様の効果を達成することができ、さらに、複数の異なる形態のフィードバック電圧切替回路部を組み合わせてフィードバック電圧切替回路部１５が構成されることによって、一方のフィードバック電圧切替回路部が損傷した場合であっても、他方のフィードバック電圧切替回路部によって、電源装置１０Ｇの動作を維持することができる。
【００７８】
またコンデンサＣ２の容量が変更されてしまうと、消費電流Ｉが流れる時間が変わってしまい、消費電流Ｉのピークが大きくなったり、レギュレータ装置１２がオンになってから、消費電流Ｉがピークになるまでの時間が変動したりする。スイッチ制御部１８Ｅでは、電源信号に応じて動作し、消費電流Ｉに基づいて動作していないので、低コストで実現できるが、時定数が固定されているので、前述のようにコンデンサＣ２の容量が変更されてしまうと、スイッチ素子Ｔをオフするタイミングがずれてしまう。これに対して、スイッチ制御部１８Ｂでは、前述のようにコンデンサＣ２の容量が変更されてしまったとしても、消費電流Ｉに応じた電圧に基づいて動作するので、消費電流Ｉのピークが過ぎた後に、スイッチ素子Ｔをオフすることができる。したがって、電源装置１０Ｇでは、このようなコンデンサＣ２の容量が変更される場合であっても、効果を維持することができる。
【００７９】
また本発明の他の実施の形態の電源装置では、前述した各実施の形態のフィードバック電圧切替回路部１５を複数組み合わせて、フィードバック電圧切替回路部を構成してもよい。
【００８０】
さらに、本発明の他の実施の形態の電源装置では、前述した各実施の形態の電源装置の少なくともレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５が半導体集積回路素子によって形成されていてもよい。このようにレギュレータ装置１２およびフィードバック電圧切替回路部１５が半導体集積回路素子によって形成することによって、電源装置を小形化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８１】
【図１】従来の技術の電源装置１を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の一形態の電源装置１０の構成を示す図である。
【図３】電源装置１０の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ａの構成を示す図である。
【図５】電源装置１０Ａの動作を示すタイミングチャートである。
【図６】本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｂの構成を示す図である。
【図７】電源装置１０Ｂの動作を示すタイミングチャートである。
【図８】本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｃの構成を示す図である。
【図９】電源装置１０Ｃの動作を示すタイミングチャートである。
【図１０】本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｄの構成を示す図である。
【図１１】電源装置１０Ｄの動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｅの構成を示す図である。
【図１３】電源装置１０Ｅの動作を示すタイミングチャートである。
【図１４】本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｆの構成を示す図である。
【図１５】電源装置１０Ｆの動作を示すタイミングチャートである。
【図１６】本発明の実施の他の形態の電源装置１０Ｇの構成を示す図である。
【符号の説明】
【００８２】
１０，１０Ａ〜１０Ｇ  電源装置
１２  レギュレータ装置
１３  配線部
１３Ａ，１３Ｂ  分岐部分
１４Ａ，１４Ｂ  電子デバイス
１５  フィードバック電圧切替回路部
１７  フィードバックライン
１８，１８Ａ〜１８Ｆ  スイッチ制御部
２１  出力端子
２２  フィードバック端子
２３  レギュレータ本体
２５  遅延回路部
２６  コンパレータ
３１  電源端子
Ａ  第１測定部分
Ｂ  第２測定部分
Ｃ  接続部分
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ
Ｔ  スイッチ素子
【図１】
2010130799.tif 000003
【図２】
2010130799.tif 000004
【図３】
2010130799.tif 000005
【図４】
2010130799.tif 000006
【図５】
2010130799.tif 000007
【図６】
2010130799.tif 000008
【図７】
2010130799.tif 000009
【図８】
2010130799.tif 000010
【図９】
2010130799.tif 000011
【図１０】
2010130799.tif 000012
【図１１】
2010130799.tif 000013
【図１２】
2010130799.tif 000014
【図１３】
2010130799.tif 000015
【図１４】
2010130799.tif 000016
【図１５】
2010130799.tif 000017
【図１６】
2010130799.tif 000018