(57)【要約】【課題】物理量センサの検出精度を安定させる。【解決手段】振幅検出回路１０１は、物理量センサの自励振動に応じたモニタ信号Ｓｍｎｔの振幅値Ｄ１０１を検出する。波形整形回路１０２は、モニタ信号Ｓｍｎｔをパルス信号Ｐ１０２に変換する。パルス振幅変調回路１０４は、振幅値Ｄ１０１に応じてパルス信号Ｐ１０３の振幅を調整して、物理量センサの自励振動を制御するためのドライブ信号Ｓｄｒｖとして出力する。【選択図】図１
2010169532.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ドライブ信号によって自励振動し前記自励振動に応じたモニタ信号を出力するとともに外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサを駆動させる駆動回路であって、
前記モニタ信号の振幅値を検出する振幅検出回路と、
前記モニタ信号をパルス信号に変換する波形整形回路と、
前記振幅検出回路によって得られた振幅値に応じて前記パルス信号の振幅およびパルス幅のいずれか一方を調整して前記ドライブ信号として出力するパルス変調回路とを備える
ことを特徴とする駆動回路。
【請求項２】
ドライブ信号によって自励振動し前記自励振動に応じたモニタ信号を出力するとともに外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサを駆動させる駆動回路であって、
前記モニタ信号の振幅値を検出する振幅検出回路と、
前記振幅検出回路によって得られた振幅値に応じて入力ゲインが可変であり、前記モニタ信号をΔΣ変調して前記ドライブ信号として出力するΔΣ変調回路とを備える
ことを特徴とする駆動回路。
【請求項３】
請求項２において、
前記ΔΣ変調回路は、
第１および第２のサンプリング容量を有し、前記モニタ信号をサンプリングしてモニタ電圧として前記第１のサンプリング容量に保持するとともに第１および第２の基準電圧のいずれか一方をサンプリングして演算電圧として前記第２のサンプリング容量に保持し、前記モニタ電圧に前記演算電圧を加算して出力する演算部と、
オペアンプとフィードバック容量とを有し、前記演算部の出力を積分する積分器と、
前記積分器の出力を二値化する比較器と、
前記比較器の出力に応じて、前記第１および第２の基準電圧のいずれか一方を前記演算部にサンプリングさせる選択部と、
前記振幅検出回路によって得られた振幅値に応じて、前記第１および第２のサンプリング容量および前記フィードバック容量のうち少なくとも１つの容量値を調整する制御部とを含む
ことを特徴とする駆動回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか１項において、
前記振幅検出回路は、
前記モニタ信号をデジタルモニタ信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
前記アナログ・デジタル変換回路によって得られたデジタルモニタ信号の振幅値を検出するデジタル振幅検出回路とを含む
ことを特徴とする駆動回路。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか１項において、
前記振幅検出回路は、
前記モニタ信号をデジタルモニタ信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
前記アナログ・デジタル変換回路によって得られたデジタルモニタ信号の振幅値を検出する処理を繰り返し実行するデジタル振幅検出回路と、
前記デジタル振幅検出回路によって得られた複数の振幅値を平均化する平均化回路とを含む
ことを特徴とする駆動回路。
【請求項６】
請求項４または５において、
前記アナログ・デジタル変換回路のサンプリング周波数は、前記モニタ信号の周波数の１６倍以上である
ことを特徴とする駆動回路。
【請求項７】
請求項１〜３のいずれか１項において、
前記振幅検出回路は、
前記モニタ信号の振幅値を検出するアナログ振幅検出回路と、
前記アナログ振幅検出回路によって得られた振幅値をデジタル値に変換するアナログ・デジタル変換回路とを含む
ことを特徴とする駆動回路。
【請求項８】
ドライブ信号によって自励振動し前記自励振動に応じたモニタ信号を出力するとともに外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサと、
請求項１〜７のいずれか１項に記載の駆動回路と、
前記センサ信号に基づいて前記物理量を検出する物理量検出回路とを備える
ことを特徴とする物理量センサ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサを駆動させる駆動回路およびそれを備える物理量センサ装置に関し、さらに詳しくは、物理量センサの自励振動を制御する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、物理量（例えば、角速度や加速度など）を検出可能な物理量センサは、デジタルカメラの手ぶれ検出、移動体（例えば、航空機，自動車，船舶，ロボットなど）の姿勢制御、ミサイルや宇宙船の誘導など多種多様な技術分野において利用されている。
【０００３】
物理量センサの一例として、自励振動して外部から加えられた物理量に応じたセンサ信号を出力する物理量センサが知られている。この物理量センサは、駆動回路からのドライブ信号によって自励振動するとともにその自励振動に応じたモニタ信号を駆動回路に出力する。また、物理量センサの振動速度に応じて物理量センサの感度が変化するので、物理量センサの感度を安定させるためには、物理量センサの振動速度を一定に保つことが重要である。そのため、従来の駆動回路は、モニタ信号を全波整流する全波整流回路と、全波整流回路の出力に応じた増幅利得でモニタ信号を増幅または減衰させてドライブ信号として出力するゲインコントロール回路とを備えている（例えば、特許文献１）。この駆動回路によってモニタ信号の振幅が一定になるようにドライブ信号を制御することにより、物理量センサの振動速度を安定させている。
【特許文献１】特開平１１−４４５４０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来の駆動回路では、ゲインコントロール回路がアナログ回路によって構成されているので、電源電圧の変動や温度変化によりゲインコントロール回路の増幅利得が変動してしまう。そのため、物理量センサの振動速度を一定に保つことができないので、物理量センサの検出精度を安定させることが困難であった。
【０００５】
そこで、この発明は、物理量センサの振動速度の変動を抑制できる駆動回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
この発明の１つの局面に従うと、駆動回路は、ドライブ信号によって自励振動し上記自励振動に応じたモニタ信号を出力するとともに外部から与えられた物理量に応じてセンサ信号を出力する物理量センサを駆動させる駆動回路であって、上記モニタ信号の振幅値を検出する振幅検出回路と、上記モニタ信号をパルス信号に変換する波形整形回路と、上記振幅検出回路によって得られた振幅値に応じて上記パルス信号の振幅およびパルス幅のいずれか一方を調整して上記ドライブ信号として出力するパルス変調回路とを備える。上記駆動回路では、パルス変調回路によって生成されたパルス変調信号をドライブ信号として利用することにより、電源電圧の変動や温度変化によって物理量センサの振動速度が変動することを抑制できる。これにより、物理量センサの検出精度を向上させることができる。
【０００７】
または、上記駆動回路は、上記波形整形回路および上記パルス変調回路に代えて、上記振幅検出回路によって得られた振幅値に応じて入力ゲインが可変であり、上記モニタ信号をΔΣ変調して上記ドライブ信号として出力するΔΣ変調回路を備えていても良い。上記駆動回路では、ΔΣ変調回路によって生成されたパルス密度変調信号をドライブ信号として利用することにより、電源電圧の変動や温度変化によって物理量センサの振動速度が変動することを抑制できる。これにより、物理量センサの検出精度を向上させることができる。また、ΔΣ変調回路がゲイン調整機能を有しているので、ΔΣ変調回路の前段にモニタ信号を増幅または減衰させるための回路を設けなくても良い。これにより、駆動回路の構成を簡素化できるので、駆動回路の回路規模を縮小できる。
【０００８】
上記ΔΣ変調回路は、第１および第２のサンプリング容量を有し、上記モニタ信号をサンプリングしてモニタ電圧として上記第１のサンプリング容量に保持するとともに第１および第２の基準電圧のいずれか一方をサンプリングして演算電圧として上記第２のサンプリング容量に保持し、上記モニタ電圧に上記演算電圧を加算して出力する演算部と、オペアンプとフィードバック容量とを有し、上記演算部の出力を積分する積分器と、上記積分器の出力を二値化する比較器と、上記比較器の出力に応じて、上記第１および第２の基準電圧のいずれか一方を上記演算部にサンプリングさせる選択部と、上記振幅検出回路によって得られた振幅値に応じて、上記第１および第２のサンプリング容量および上記フィードバック容量のうち少なくとも１つの容量値を調整する制御部とを含んでいても良い。このように、第１および第２のサンプリング容量およびフィードバック容量の少なくとも１つの容量値を調整することにより、ΔΣ変調回路の入力ゲインを調整できる。
【０００９】
また、上記振幅検出回路は、上記モニタ信号をデジタルモニタ信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、上記アナログ・デジタル変換回路によって得られたデジタルモニタ信号の振幅値を検出するデジタル振幅検出回路とを含んでいても良い。このように、振幅検出回路をデジタル化することにより、リップル変動による検出値の変動を防止できるので、物理量センサの振動速度の変動をさらに抑制できる。
【００１０】
または、上記振幅検出回路は、上記モニタ信号をデジタルモニタ信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、上記アナログ・デジタル変換回路によって得られたデジタルモニタ信号の振幅値を検出する処理を繰り返し実行するデジタル振幅検出回路と、上記デジタル振幅検出回路によって得られた複数の振幅値を平均化する平均化回路とを含んでいても良い。このように構成することにより、モニタ信号の周波数ジッタに起因する振幅値の変動を抑制でき、物理量センサの振動速度をさらに安定させることができる。
【００１１】
なお、上記アナログ・デジタル変換回路のサンプリング周波数は、上記モニタ信号の周波数の１６倍以上であることが好ましい。このように設定することにより、サンプリングタイミングのずれによって物理量センサの振動速度が変動することを抑制できる。
【発明の効果】
【００１２】
以上のように、物理量センサの振動速度の変動を抑制できるので、物理量センサの検出精度を向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。
【００１４】
（実施形態１）
図１は、この発明の実施形態１による物理量センサ装置の構成例を示す。この物理量センサ装置は、物理量センサ１０と、物理量検出回路１１と、駆動回路１２とを備える。
【００１５】
〔物理量センサ〕
物理量センサ１０は、ドライブ信号Ｓｄｒｖによって自励振動し、その自励振動に応じたモニタ信号Ｓｍｎｔを出力する。また、物理量センサ１０は、外部から与えられた物理量（例えば、角速度，加速度など）に応じてセンサ信号Ｓｓｎｃを出力する。なお、ここでは、物理量センサ１０は、音叉型の角速度センサである。例えば、物理量センサ１０は、音叉本体１０ａと、ドライブ圧電素子Ｐｄｒｖと、モニタ圧電素子Ｐｍｎｔと、センサ圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂとを有する。音叉本体１０ａは、それぞれが中央部で直角にねじられた一対の音叉片と、音叉片の各々の一端を連結する連結部と、回転軸となるように連結部に設けられた支持ピンとを有する。ドライブ圧電素子Ｐｄｒｖは、駆動回路１１からのドライブ信号Ｓｄｒｖに応じて一方の音叉片を振動させる。これにより、２つの音叉片が互いに共振する。この音叉振動によって、モニタ圧電素子Ｐｍｎｔには、電荷が発生する（すなわち、モニタ信号Ｓｍｎｔが発生する）。また、回転角速度が発生すると、センサ圧電素子ＰＤａ，ＰＤｂには、回転角速度（コリオリ力）に応じた電荷が発生する（すなわち、センサ信号Ｓｓｎｃが発生する）。
【００１６】
〔物理量検出回路〕
物理量検出回路１１は、センサ信号Ｓｓｎｃに基づいて物理量センサ１０に与えられた物理量を検出する。
【００１７】
〔駆動回路〕
駆動回路１２は、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅値に応じてドライブ信号Ｓｄｒｖを制御する。例えば、駆動回路１２は、増幅器１００と、振幅検出回路１０１と、波形整形回路１０２と、位相調整回路１０３と、パルス振幅変調回路（ＰＡＭ）１０４とを含む。
【００１８】
振幅検出回路１０１は、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅値Ｄ１０１（デジタル値）を検出する。例えば、振幅検出回路１０１は、モニタ信号Ｓｍｎｔをデジタルモニタ信号Ｄｍｎｔに変換するアナログ・デジタル変換回路（Ａ／Ｄ）１０５と、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの振幅値を検出して振幅値Ｄ１０１として出力するデジタル振幅検出回路１０６とを含む。デジタル振幅検出回路１０６は、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔの最大値および最小値を検出し、その最大値と最小値との差分に基づいて振幅値Ｄ１０１を算出しても良い。または、デジタル振幅検出回路１０６は、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔを９０°位相してデジタル移相信号を取得し、デジタルモニタ信号Ｄｍｎｔとデジタル移相信号との二乗和の平方根を振幅値Ｄ１０１として算出しても良い。
【００１９】
波形整形回路１０２は、モニタ信号Ｓｍｎｔを方形波に変換してパルス信号Ｐ１０２として出力する。例えば、波形整形回路１０２は、比較器によって構成される。位相調整回路１０３は、ドライブ信号Ｓｄｒｖとモニタ信号Ｓｍｎｔとが互いに同期するように、パルス信号Ｐ１０２の位相を調整してパルス信号Ｐ１０３として出力する。例えば、位相調整回路１０３は、パルス信号Ｐ１０２を順次シフトさせるシフトレジスタによって構成される。
【００２０】
パルス振幅変調回路１０４は、振幅検出回路１０１によって得られた振幅値Ｄ１０１に応じて、パルス信号Ｐ１０３の振幅を調整してドライブ信号Ｓｄｒｖとして出力する。例えば、図２のように、パルス振幅変調回路１０４は、電圧選択部１４１Ｈ，１４１Ｌと、切換部１４２とを含む。電圧選択部１４１Ｈは、振幅値Ｄ１０１が小さいほど上限電圧Ｖ１４１Ｈが高くなるように、振幅値Ｄ１０１に応じてｎ個（ｎは２以上の整数）のハイレベル電圧ＶＨ１，ＶＨ２，…，ＶＨｎのいずれか１つを上限電圧Ｖ１４１Ｈとして選択する。電圧選択部１４１Ｌは、振幅値Ｄ１０１が小さいほど下限電圧Ｖ１４１Ｌが低くなるように、振幅値Ｄ１０１に応じてｎ個のローレベル電圧ＶＬ１，ＶＬ２，…，ＶＬｎのいずれか１つを下限電圧Ｖ１４１Ｌとして選択する。切換部１４２は、パルス信号Ｐ１０３に応答して上限電圧Ｖ１４１Ｈおよび下限電圧Ｖ１４１Ｌを交互に出力する。これにより、図３のように、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が小さいほど、ドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅が大きくなる。また、ドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅が大きくなるほど、物理量センサ１０の振動速度が速くなり、その結果、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が大きくなる。このようにして、パルス振幅変調回路１０４は、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が一定になるようにドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅を制御する。
【００２１】
また、パルス振幅変調回路１０４では、アナログ回路で構成されたゲインコントロール回路よりも、電源電圧の変動や温度変化に起因するノイズが発生しにくい。そのため、ドライブ信号Ｓｄｒｖの振幅を正確に制御できる。なお、ドライブ信号Ｓｄｒｖはパルス信号であるので、ドライブ信号Ｓｄｒｖには奇数次の高調波（基本周波数の奇数倍の周波数を有する高調波）が含まれている。一方、物理量センサ１０は高いＱ値を有している（すなわち、基本周波数に近いほど利得が大きい周波数応答特性を有している）ので、物理量センサ１０は、奇数次の高調波にはほとんど応答しない。この周波数応答特性によって、奇数次の高調波に起因する物理量センサ１０の振動速度の変動は抑制される。
【００２２】
以上のように、パルス振幅変調回路１０４によって生成されたパルス振幅変調信号をドライブ信号Ｓｄｒｖとして利用することにより、電源電圧の変動や温度変化によって物理量センサ１０の振動速度が変動することを抑制できるので、物理量センサ１０の検出精度を安定させることができる。
【００２３】
また、従来の駆動回路では、振幅検出回路に相当する全波整流回路の出力にはリップルが含まれているので、リップル変動により検出値（振幅検出回路によって検出されたモニタ信号の振幅値）が変動する。その結果、ゲインコントロール回路の増幅利得が変動して、物理量センサ１０の振動速度も変動してしまう。一方、この実施形態では、振幅検出回路がデジタル化されているので、リップル変動による検出値の変動を防止できる。これにより、物理量センサ１０の振動速度の変動をさらに抑制できる。
【００２４】
なお、位相調整回路１０３をパルス振幅変調回路１０４の後段に配置しても良い。すなわち、パルス振幅変調回路１０４によってドライブ信号Ｓｄｒｖを生成した後に、そのドライブ信号Ｓｄｒｖの位相を調整しても良い。また、パルス振幅変調回路１０４は、電圧選択部１４１Ｈ，１４１Ｌのいずれか一方を含んでいなくても良い。すなわち、パルス振幅変調回路１０４において上限電圧Ｖ１４１Ｈおよび下限電圧Ｖ１４１Ｌのいずれか一方が固定値であっても良い。
【００２５】
（実施形態２）
図４は、この発明の実施形態２による物理量センサ装置の構成例を示す。この物理量センサ装置は、図１に示したパルス振幅変調回路１０４に代えて、パルス幅変調回路（ＰＷＭ）２０４と、アナログフィルタ２０５とを備える。その他の構成は図１と同様である。パルス幅変調回路２０４は、振幅値Ｄ１０１に応じてパルス信号Ｐ１０３のパルス幅（デューティー比）を調整してドライブ信号Ｓｄｒｖとして出力する。アナログフィルタ２０５は、ドライブ信号Ｓｄｒｖのうち特定の周波数成分（例えば、基本周波数の近傍成分）を通過させ、他の周波数成分を減衰させる。これにより、ドライブ信号Ｓｄｒｖの波形を正弦波形に近づけることができる。例えば、アナログフィルタ２０５は、バンドパスフィルタによって構成される。
【００２６】
図５のように、例えば、パルス幅変調回路２０４は、目標値設定部２４１と、カウンタ２４２と、ＲＳラッチ２４３とを含む。目標値設定部２４１は、振幅値Ｄ１０１が小さいほど目標カウント値Ｃ２４１が大きくなるように、振幅値Ｄ１０１に応じて目標カウント値Ｃ２４１を設定する。カウンタ２４２は、クロックＣＫｃ（例えば、パルス信号Ｐ１０３を逓倍して得られるクロック）に同期して動作し、パルス信号Ｐ１０３の遷移エッジに応答してカウントを開始する。また、カウンタ２４２は、カウント値が目標カウント値Ｃ２４１に到達すると制御信号Ｓ２４２を出力する。ＲＳラッチ２４３は、パルス信号Ｐ１０３の遷移エッジに応答してドライブ信号Ｓｄｒｖをローレベルからハイレベルに遷移させ、制御信号Ｓ２４２に応答してドライブ信号Ｓｄｒｖをハイレベルからローレベルに遷移させる。図６のように、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が小さいほど、ドライブ信号のパルスのデューティ比（１周期に対するハイレベル区間の割合）が５０％に近づく。また、ドライブ信号のパルスのデューティ比が５０％に近づくほど、物理量センサ１０の振動速度が速くなり、その結果、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が大きくなる。このようにして、パルス幅変調回路２０４は、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が一定になるようにドライブ信号Ｓｄｒｖのパルス幅を制御する。
【００２７】
また、パルス幅変調回路２０４では、アナログ回路で構成されたゲインコントロール回路よりも、電源電圧の変動や温度変化に起因するノイズが発生しにくい。そのため、ドライブ信号Ｓｄｒｖのパルス幅を正確に制御できる。また、ドライブ信号Ｓｄｒｖはパルス幅変調された信号であるので基本周波数の整数倍の周波数成分である高調波が含まれているが、その高調波による物理量センサ１０の振動速度の変動は、物理量センサ１０の周波数応答特性によって抑制される。
【００２８】
以上のように、パルス幅変調回路２０４によって生成されたパルス幅変調信号をドライブ信号Ｓｄｒｖとして利用することにより、電源電圧の変動や温度変化によって物理量センサ１０の振動速度が変動することを抑制できるので、物理量センサ１０の検出精度を安定させることができる。
【００２９】
また、アナログフィルタ２０５によって特定の周波数成分を通過させることにより、不要な周波数成分（例えば、高調波）によって物理量センサ１０の振動速度が変動することを抑制できる。これにより、物理量センサ１０の検出精度をさらに安定させることができる。
【００３０】
なお、位相調整回路１０３をパルス幅変調回路２０４の後段に配置しても良い。すなわち、パルス幅変調回路２０４によってドライブ信号Ｓｄｒｖを生成した後に、そのドライブ信号Ｓｄｒｖの位相を調整しても良い。また、位相調整回路１０３を設けずに、アナログフィルタ２０５の位相特性を利用してドライブ信号Ｓｄｒｖの位相を調整しても良い。
【００３１】
（実施形態３）
図７は、この発明の実施形態３による物理量センサ装置の構成例を示す。この物理量センサ装置は、図１に示した波形整形回路１０２，位相調整回路１０３，およびパルス振幅変調回路１０４に代えて、ΔΣ変調回路３０１と、アナログフィルタ３０２とを備える。その他の構成は図１と同様である。ΔΣ変調回路３０１は、モニタ信号ＳｍｎｔをΔΣ変調してドライブ信号Ｓｄｒｖとして出力する。また、ΔΣ変調回路３０１の入力ゲインは、振幅値Ｄ１０１に応じて可変である。すなわち、ΔΣ変調回路３０１は、入力ゲインに応じて増幅または減衰されたモニタ信号Ｓｍｎｔを取り込んだことになる。アナログフィルタ３０２は、ドライブ信号Ｓｄｒｖのうち特定の周波数成分（例えば、基本周波数の近傍成分）を通過させ、他の周波数成分を減衰させる。これにより、ドライブ信号Ｓｄｒｖの波形を正弦波形に近づけることができる。例えば、アナログフィルタ２０５は、バンドパスフィルタによって構成される。
【００３２】
図８のように、例えば、ΔΣ変調回路３０１は、サンプリング容量Ｃｓ，ＣｏおよびスイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４を有する演算部３１１と、オペアンプＡＭＰおよびフィードバック容量Ｃｆを有する積分器３１２と、比較器３１３と、選択部３１４と、制御部３１５とを含む。ここでは、サンプリング容量Ｃｓは、可変容量である。
【００３３】
演算部３１１において、スイッチＳＷ１は、サンプリング容量Ｃｓの一方端にモニタ信号Ｓｍｎｔを供給し、スイッチＳＷ２は、サンプリング容量Ｃｓの他方端に接地ノードを接続する。スイッチＳＷ３は、選択部３１４の出力（基準電圧ＶＰまたはＶＭ）をサンプリング容量Ｃｏの一方端に供給し、スイッチＳＷ４は、サンプリング容量Ｃｏの他方端を接地ノードに接続する。これにより、演算部３１１は、モニタ信号Ｓｍｎｔをサンプリングしてサンプリングによって得られた電圧をモニタ電圧Ｖｍｎｔとしてサンプリング容量Ｃｓに保持するとともに、選択部３１４の出力をサンプリングしてサンプリングによって得られた電圧を演算電圧Ｖｏとしてサンプリング容量Ｃｏに保持する。ここでは、基準電圧ＶＰは、閾値電圧Ｖｔｈよりも高く、基準電圧ＶＭは、閾値電圧Ｖｔｈよりも低い。次に、スイッチＳＷ１は、サンプリング容量Ｃｓの一方端に接地ノードを接続し、スイッチＳＷ２は、サンプリング容量Ｃｓの他方端に積分器３１２を接続する。また、スイッチＳＷ３は、サンプリング容量Ｃｏの一方端に接地ノードを接続し、スイッチＳＷ４は、サンプリング容量Ｃｏの他方端を積分器３１２に接続する。このようにして、演算部３１１は、モニタ電圧Ｖｍｎｔに演算電圧Ｖｏを加算して加算結果（モニタ電圧Ｖｍｎｔと演算電圧Ｖｏの合成電圧）を積分器３１２に出力する。
【００３４】
積分器３１２は、演算部３１１の出力を積分する。比較器３１３は、積分器３１２の出力と閾値電圧Ｖｔｈ（例えば、接地電圧）とを比較することによって、積分器３１２の出力を二値化してドライブ信号Ｓｄｒｖとして出力する。選択部３１４は、比較器３１３の出力に応じて基準電圧ＶＰおよびＶＭのいずれか一方を選択して演算部３１１に供給する。比較器３１３の出力がハイレベルである場合には、閾値電圧Ｖｔｈよりも低い基準電圧ＶＭが選択され、比較器３１３の出力がローレベルである場合には、閾値電圧Ｖｔｈよりも高い基準電圧ＶＰが選択される。ΔΣ変調回路３０１では、モニタ信号Ｓｍｎｔの増減に応じてドライブ信号Ｓｄｒｖのパルス密度が変化する。例えば、モニタ信号Ｓｍｎｔの信号レベルの単位時間当たりの増加量が大きいほど、ドライブ信号Ｓｄｒｖのハイレベルの発生頻度が高くなり、モニタ信号Ｓｍｎｔの信号レベルの単位時間当たりの減少量が大きいほど、ドライブ信号Ｓｄｒｖのローレベルの発生頻度が高くなる。
【００３５】
制御部３１５は、振幅値Ｄ１０１が小さいほどサンプリング容量Ｃｓとフィードバック容量Ｃｆとの容量比（Ｃｓ／Ｃｆ）が大きくなるように、振幅値Ｄ１０１に応じてサンプリング容量Ｃｓの容量値を設定する。容量比（Ｃｓ／Ｃｆ）が大きくなるほど、ΔΣ変調回路３０１の入力ゲインが大きくなる。これにより、ドライブ信号Ｓｄｒｖにおいて過渡期間（信号レベルの遷移が比較的多い期間）が短くなるとともにハイレベル安定期間（ハイレベルの発生頻度が比較的高い期間）およびローレベル安定期間（ローレベルの発生頻度が比較的高い期間）が長くなる。また、ハイレベル安定期間およびローレベル安定期間が長くなるほど、物理量センサ１０の振動速度が速くなり、その結果、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が大きくなる。このようにして、ΔΣ変調回路３０１は、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が一定になるように入力ゲインを制御する。
【００３６】
また、ΔΣ変調回路３０１では、アナログ回路で構成されたゲインコントロール回路よりも、電源電圧の変動や温度変化に起因するノイズが発生しにくい。そのため、ドライブ信号Ｓｄｒｖのパルス密度を正確に制御できる。さらに、ドライブ信号ＳｄｒｖはΔΣ変調された信号であるので基準周波数よりも高い高周波数帯域にノイズ成分が集中している（ノイズシェーピングされている）が、その高周波数帯域のノイズ成分による物理量センサ１０の振動速度の変動は、物理量センサ１０の周波数応答特性によって抑制される。
【００３７】
以上のように、ΔΣ変調回路３０１によって生成されたパルス密度変調信号をドライブ信号Ｓｄｒｖとして利用することにより、電源電圧の変動や温度変化によって物理量センサ１０の振動速度が変動することを抑制できるので、物理量センサ１０の検出精度を安定させることができる。
【００３８】
また、ΔΣ変調回路３０１がゲイン調整機能を有しているので、ΔΣ変調回路の前段にモニタ信号を増幅または減衰させるための回路（例えば、振幅値Ｄ１０１に応じた補正量をモニタ信号に乗算する乗算器）を設けなくても良い。そのため、駆動回路の構成を簡素化でき、駆動回路の回路規模を縮小できる。
【００３９】
さらに、アナログフィルタ３０２によって特定の周波数成分を通過させることにより、不要な周波数成分（例えば、高周波数帯域のノイズ成分）によって物理量センサ１０の振動速度が変動することを抑制できる。これにより、物理量センサ１０の検出精度をさらに安定させることができる。
【００４０】
なお、モニタ信号Ｓｍｎｔとドライブ信号Ｓｄｒｖとを互いに同期させるために、ΔΣ変調回路３０１の後段に位相調整回路１０３を配置しても良い。また、アナログフィルタ３０２の位相特性を利用してドライブ信号Ｓｄｒｖの位相を調整しても良い。
【００４１】
また、サンプリング容量Ｃｓだけでなく、サンプリング容量Ｃｏやフィードバック容量Ｃｆも可変容量によって構成しても良い。すなわち、サンプリング容量Ｃｓ，Ｃｏおよびフィードバック容量Ｃｆのうち少なくとも１つの容量値を調整することにより、ΔΣ変調回路３０１の入力ゲインを調整できる。例えば、サンプリング容量ＣｏとＣｓとの容量比（Ｃｏ／Ｃｓ）を小さくすることにより、ΔΣ変調回路３０１の入力ゲインを大きくすることができる。
【００４２】
（振幅検出回路の変形例）
以上の各実施形態において、駆動回路１２，２２，３２は、振幅検出回路１０１に代えて、図９に示した振幅検出回路１０１ａを備えていても良い。振幅検出回路１０１ａは、図１に示した振幅検出回路１０１の構成に加えて、平均化回路４０１をさらに含む。平均化回路４０１は、デジタル振幅検出回路１０６によって得られた複数の振幅値Ｄ１０１，Ｄ１０１，…を平均化して平均値Ｄ１０１ａを出力する。パルス振幅変調回路１０４，パルス幅変調回路２０４，およびΔΣ変調回路３０１は、平均値Ｄ１０１ａに応じてドライブ信号Ｓｄｒｖを制御する。物理量センサ１０の自励振動によりモニタ信号Ｓｍｎｔに周波数ジッタが発生している場合、アナログ・デジタル変換回路１０５においてモニタ信号Ｓｍｎｔのサンプリングポイントが変動して、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅が一定であってもデジタル振幅検出回路１０６によって得られる振幅値Ｄ１０１が変動してしまう。ここで、平均化回路４０１によって複数の振幅値Ｄ１０１，Ｄ１０１，…を平均化することにより、モニタ信号Ｓｍｎｔの周波数ジッタに起因する振幅値Ｄ１０１の変動を抑制できる。これにより、ドライブ信号Ｓｄｒｖを正確に制御できるので、物理量センサ１０の振動速度をさらに安定させることができる。
【００４３】
または、駆動回路１２，２２，３２は、振幅検出回路１０１に代えて、図１０に示した振幅検出回路１０１ｂを備えていても良い。振幅検出回路１０１ｂは、アナログ振幅検出回路５０１と、アナログ・デジタル変換回路（Ａ／Ｄ）５０２とを含む。アナログ振幅検出回路５０１は、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅値ＳＳＳ（アナログ値）を検出するものであり、例えば、モニタ信号Ｓｍｎｔを全波整流する全波整流回路５０３と、全波整流回路５０３の出力を平滑化して振幅値ＳＳＳとして出力する平滑回路５０４とを含む。アナログ・デジタル変換回路５０２は、振幅値ＳＳＳ（アナログ値）を振幅値Ｄ１０１ｂ（デジタル値）に変換する。パルス振幅変調回路１０４，パルス幅変調回路２０４，およびΔΣ変調回路３０１は、振幅値Ｄ１０１ｂに応じてドライブ信号Ｓｄｒｖを制御する。
【００４４】
（サンプリング周波数）
また、振幅検出回路１０１では、アナログ・デジタル変換回路１０５のサンプリング周波数が高いほど、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅値を正確に検出できる。特に、アナログ・デジタル変換回路１０５のサンプリング周波数をモニタ信号Ｓｍｎｔの周波数の１６倍以上に設定することが好ましい。その理由を以下に説明する。図１１において、クロックＣＫａ，ＣＫｂは、それぞれ、モニタ信号Ｓｍｎｔの１６倍の周波数を有しており、クロックＣＫａは、モニタ信号Ｓｍｎｔに同期した理想的なサンプリングクロックに相当し、クロックＣＫｂは、モニタ信号Ｓｍｎｔとの位相差が最大（ここでは、１１．２５°）である場合のサンプリングクロックに相当する。サンプリングクロックがモニタ信号Ｓｍｎｔに同期している場合（すなわち、クロックＣＫａの場合）、モニタ信号Ｓｍｎｔはデジタル値ａ１，ａ２，…，ａ１６に変換される。デジタル値ａ５およびａ１３は、それぞれ、モニタ信号Ｓｍｎｔの最大値および最小値に対応する。一方、サンプリングクロックとモニタ信号Ｓｍｎｔとの位相差が最大である場合（すなわち、クロックＣＫｂの場合）、モニタ信号Ｓｍｎｔは、デジタル値ｂ１，ｂ２，…，ｂ１６に変換される。この場合、デジタル値ｂ４，ｂ５は最大であるがモニタ信号Ｓｍｎｔの最大値には対応していない。同様に、デジタル値ｂ１２，ｂ１３は最小であるがモニタ信号Ｓｍｎｔの最小値には対応していない。ここで、モニタ信号Ｓｍｎｔの振幅を“Ａ”とすると、振幅検出誤差“Ｘ”は、次のようになる。
【００４５】
Ｘ＝（ａ５−ｂ４）／ａ５
＝｛Ａｓｉｎ９０°−Ａｓｉｎ（９０°−１１．２５°）｝／Ａｓｉｎ９０°
＝１−ｓｉｎ（９０°−１１．２５°）
≒０．０１９２
以上のように、サンプリング周波数をモニタ信号Ｓｍｎｔの周波数の１６倍以上に設定することにより、振幅検出誤差を２％未満にすることができる。このように、アナログ・デジタル変換回路のサンプリング周波数を高くすることにより、サンプリングタイミングのずれによって物理量センサ１０の振動速度が変動することを抑制できる。なお、モニタ信号Ｓｍｎｔを周波数基準としてサンプリングクロックを生成しても良い。例えば、波形整形回路１０２の出力（パルス信号Ｐ１０２）を逓倍してサンプリングクロックを生成しても良い。これにより、モニタ信号Ｓｍｎｔに同期したサンプリングクロックを容易に生成できる。
【００４６】
（位相調整回路の変形例）
また、位相調整回路１０３における位相調整量は可変であっても良い。例えば、図１２のように、位相調整回路１０３は、シフトレジスタ１３１と、セレクタ１３２とを含んでいても良い。シフトレジスタ１３１は、クロックＣＫｓ（例えば、モニタ信号Ｓｍｎｔよりも高い周波数を有するクロック）に同期してパルス信号Ｐ１０２を順次シフトさせることにより、互いに位相が異なるｎ個のパルス信号ＰＰ１，ＰＰ２，…，ＰＰｎを生成する。セレクタ１３２は、外部制御ＣＴＲＬに応答して、パルス信号ＰＰ１，ＰＰ２，…，ＰＰｎのうちいずれか１つをパルス信号Ｐ１０３として選択する。このように構成することにより、クロックＣＫの１周期を単位としてパルス信号Ｐ１０２の位相を正確に調整できる。なお、モニタ信号Ｓｍｎｔを周波数基準としてクロックＣＫｓを生成しても良いし、アナログ・デジタル変換回路１０５のサンプリングクロックをクロックＣＫｓとして利用しても良い。
【００４７】
（物理量センサの変形例）
なお、以上の各実施形態において、物理量センサ１０は、音叉型に限らず、円柱型，正三角柱型、正四角柱型、リング型や、その他の形状であっても良い。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
以上のように、上述の駆動回路は、物理量センサの検出精度を安定させることができるので、移動体，携帯電話，デジタルカメラ，ゲーム機などに用いられる物理量センサに好適である。
【図面の簡単な説明】
【００４９】
【図１】実施形態１による物理量センサ装置の構成例を示す図。
【図２】図１に示したパルス振幅変調回路の構成例を示す図。
【図３】図１に示した駆動回路による動作について説明するための信号波形図。
【図４】実施形態２による物理量センサ装置の構成例を示す図。
【図５】図４に示したパルス幅変調回路の構成例を示す図。
【図６】図４に示した駆動回路による動作について説明するための信号波形図。
【図７】実施形態３による物理量センサ装置の構成例を示す図。
【図８】図７に示したΔΣ変調回路の構成例を示す図。
【図９】振幅検出回路の変形例１について説明するための図。
【図１０】振幅検出回路の変形例２について説明するための図。
【図１１】サンプリング周波数について説明するための信号波形図。
【図１２】位相調整回路の構成例を示す図。
【符号の説明】
【００５０】
１０    物理量センサ
１１    物理量検出回路
１２    駆動回路
１００    増幅器
１０１    振幅検出回路
１０２    波形整形回路
１０３    位相調整回路
１０４    パルス振幅変調回路
１０５    アナログ・デジタル変換回路
１０６    デジタル振幅検出回路
１４１Ｈ，１４１Ｌ    電圧選択部
１４２    切換部
２２    駆動回路
２０４    パルス幅変調回路
２０５    アナログフィルタ
２４１    目標値設定部
２４２    カウンタ
２４３    ＲＳラッチ
３２    駆動回路
３０１    ΔΣ型変調回路
３０２    アナログフィルタ
３１１    演算部
３１２    積分器
３１３    比較器
３１４    選択部
３１５    制御部
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４    スイッチ
Ｃｓ，Ｃｏ    サンプリング容量
ＡＭＰ    オペアンプ
Ｃｆ    フィードバック容量
１０１ａ    振幅検出回路
４０１    平均化回路
１０１ｂ    振幅検出回路
５０１    アナログ振幅検出回路
５０２    アナログ・デジタル変換回路
５０３    全波整流回路
５０４    平滑回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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