(57)【要約】 【課題】相電流の推定精度を適切に向上させる。【解決手段】電動機の相電流推定装置１０は、インバータ１３の変調率ＲＴｃと所定の変調率下限値ＲＴＬとの偏差（変調率偏差ΔＲＴ）に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２からインバータ１３に印加される直流電圧（インバータ１３の入力電圧Ｖｄｃ）の大きさを指示する出力電圧指令Ｖｄｃｃを出力するＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部を備える。所定の変調率下限値ＲＴＬは、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃを直流側電流センサによって適切に検出するための所望の長さのパルス幅（パルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができるインバータ１３の変調率の下限値である。【選択図】図１
2010130752.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調信号により３相交流の電動機への通電を順次転流させるインバータと、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段と、前記インバータに直流電力を可変に供給する直流電力可変供給手段と、
前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサと、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段と、
前記インバータの変調率に応じて前記直流電力可変供給手段から前記インバータに印加される直流電圧の大きさを制御する印加電圧制御手段とを備えることを特徴とする電動機の相電流推定装置。
【請求項２】
前記印加電圧制御手段は、前記相電流推定手段による前記相電流の推定が可能である変調率範囲を規定する所定下限変調率を前記インバータの変調率から減算して得た変調率偏差が減少することに伴い、前記直流電圧の大きさを減少傾向に変化させることを特徴とする請求項１に記載の電動機の相電流推定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電動機の相電流推定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば指令電圧ベクトルを作成可能な６０度位相が異なる２つの第１および第２基本電圧ベクトル成分を、１ＰＷＭ周期（搬送波周期の１周期）をなす第１の期間内に出力すると共に、第１および第２基本電圧ベクトル成分に対しそれぞれ１８０度位相が異なる２つの第３および第４基本電圧ベクトル成分を、第１の期間に連続する１ＰＷＭ周期をなす第２の期間内に出力することで、例えば変調度が小さい場合や出力電圧ベクトルの位相が単一の基本電圧ベクトルに近い位相となる状態において所望の長さのパルス幅を確保するインバータ装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
また、従来、例えば指令電圧ベクトルが小さい場合に、所定期間での平均値がゼロとなるパルス電圧を指令電圧ベクトルに重畳することで、指令電圧ベクトルを正側および負側に増大させて、センサレス制御での電動機の電圧方程式から回転子の位置角度および回転速度を演算する制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。
【特許文献１】特開２００５−１２９３４号公報
【特許文献２】特開平０９−２３３９００号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、上記従来技術に係るインバータ装置においては、所望の長さのパルス幅を確保するために、指令電圧ベクトルを２つの第１および第２の期間の各ＰＷＭ周期内のベクトルに分解したときに発生する高調波成分（つまり、分解により得られるベクトルと指令電圧ベクトルとの差）に起因して、騒音およびトルク脈動が増大し、電流制御の安定性が劣化してしまうという問題が生じる。
また、上記従来技術に係る制御装置においては、パルス電圧を指令電圧ベクトルに重畳することに起因して高調波成分が発生し、電流制御の安定性が劣化してしまうという問題が生じる。
しかも、上記従来技術に係るインバータ装置および制御装置においては、電動機の回転速度およびトルクが小さい場合にはインバータの変調率が低下し、例えばセンサレス制御時などにおいてインバータの直流側電流から相電流を推定する際に直流側電流を適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することが困難になるという問題が生じる。そして、この変調率が小さい領域は、インバータの入力電圧が増大することに伴い、拡大してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、高調波成分の発生に起因する騒音およびトルク脈動の増大を抑制し、電流制御の所望の安定性を確保しつつ、相電流の推定精度を適切に向上させることが可能な電動機の相電流推定装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置は、パルス幅変調信号により３相交流の電動機（例えば、実施の形態でのモータ１１）への通電を順次転流させるインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１３）と、前記パルス幅変調信号を搬送波信号により生成するパルス幅変調信号生成手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭ信号生成部２５）と、前記インバータに直流電力を可変に供給する直流電力可変供給手段（例えば、実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ１２）と、前記インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサ（例えば、実施の形態での直流側電流センサ３１）と、前記直流側電流センサにより検出された前記直流側電流に基づいて相電流を推定する相電流推定手段（例えば、実施の形態での相電流推定部２３）と、前記インバータの変調率に応じて前記直流電力可変供給手段から前記インバータに印加される直流電圧の大きさを制御する印加電圧制御手段（例えば、実施の形態でのＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部４８）とを備える。
【０００５】
さらに、本発明の第２態様に係る電動機の相電流推定装置では、前記印加電圧制御手段は、前記相電流推定手段による前記相電流の推定が可能である変調率範囲を規定する所定下限変調率を前記インバータの変調率から減算して得た変調率偏差が減少することに伴い、前記直流電圧の大きさを減少傾向に変化させる。
【発明の効果】
【０００６】
本発明の第１態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、インバータの変調率に応じて直流電力可変供給手段からインバータに印加される直流電圧の大きさを制御することにより、インバータの直流側電流から相電流を推定する際に直流側電流を適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができる。これにより、高調波電圧の発生あるいは印加が必要とされる運転領域を低減し、例えば高調波電圧に起因して騒音およびトルク脈動が増大したり、電流制御の安定性が劣化してしまう運転領域を低減して、相電流の推定精度を適切に向上させることができる。
【０００７】
さらに、本発明の第２態様に係る電動機の相電流推定装置によれば、インバータの変調率は入力電圧に反比例することから、直流電力可変供給手段からインバータに印加される直流電圧の大きさを減少傾向に変化させることで、インバータの変調率を増大させることができる。これにより、インバータの直流側電流から相電流を推定する際に直流側電流を適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保し、相電流の推定精度を適切に向上させることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００８】
以下、本発明の電動機の相電流推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の相電流推定装置１０（以下、単に、相電流推定装置１０と呼ぶ）は、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）に通電される各相電流を推定するものであって、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
そして、相電流推定装置１０は、例えば図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。
【０００９】
この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。
【００１０】
このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがＤＣ−ＤＣコンバータ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがＤＣ−ＤＣコンバータ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。
【００１１】
インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１２】
モータ制御装置１４は、後述するように、回転直交座標をなすγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行うものであり、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを演算し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。
【００１３】
モータ制御装置１４は、例えば電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、過電流保護装置２２と、相電流推定部２３と、制御装置２４と、ＰＷＭ信号生成部２５とを備えて構成されている。
電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ１２の負極側端子との間において、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサ３１に接続され、直流側電流センサ３１から出力される検出信号を過電流保護装置２２および相電流推定部２３に出力する。
なお、直流側電流センサ３１はインバータ１３のブリッジ回路１３ａとＤＣ−ＤＣコンバータ１２の正極側端子との間に配置されてもよい。
また、モータ１１の回転子の回転角（つまり、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度であって、モータ１１の回転軸の回転位置）を検出する角度センサ３２から出力される検出信号は制御装置２４に入力されている。
なお、角度センサ３２は省略されて、代わりに、回転子の磁極位置を推定する装置を備えてもよい。
【００１４】
過電流保護装置２２は、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに応じて所定の過電流保護の動作をおこなう。
相電流推定部２３は、ＰＷＭ信号生成部２５から出力されるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に応じた検出タイミングで直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃに基づき、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを推定する。なお、この相電流推定部２３の動作の詳細は後述する。
【００１５】
制御装置２４は、角度センサ３２から出力されるモータ１１の回転角（所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）θｅに基づくことで実際のモータ１１が有する回転直交座標のｄ−ｑ軸と同等となる回転直交座標のγ−δ軸において、このγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
制御装置２４は、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを生成し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＷＭ信号生成部２５に出力する。
また、制御装置２４は、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγδ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
なお、この制御装置２４の動作の詳細は後述する。
【００１６】
ＰＷＭ信号生成部２５は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。
【００１７】
ＰＷＭ信号生成部２５からインバータ１３に入力されるゲート信号は、各相毎に対をなす各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフ状態の組み合わせに応じて、例えば下記表１および図２（Ａ）〜（Ｈ）に示すように、８通りの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の状態）に応じたＰＷＭ（パルス幅変調）信号となる。なお、下記表１においては、ハイ側（Ｈｉｇｈ）およびロー側（Ｌｏｗ）の各トランジスタのうちオン状態となるトランジスタを示しており、図２（Ａ）〜（Ｈ）においてはオン状態となるトランジスタが網掛け表示されている。
そして、インバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側には各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８に応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生し、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかひとつの符号が反転したもの、あるいは、ゼロとなる。
【００１８】
【表１】
2010130752.tif 000003
【００１９】
相電流推定部２３は、例えば、三角波などのキャリア信号の１周期の期間において、上述した各スイッチング状態Ｓ２〜Ｓ７（つまり、６０度ずつ位相が異なる基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の状態）のうちの所定の２組の状態において直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから３相の相電流のうち２相の相電流を取得する。そして、これらの２相の相電流に基づき、３相の相電流のうち他の１相の相電流を推定する。そして、直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから推定して得た３相の相電流の各推定値を制御装置２４に出力する。
【００２０】
例えば図３に示すように、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時においては、三角波のキャリア（搬送波）信号の谷側の頂点（キャリア頂点）に対して対称な電圧パターンでのキャリア信号の１周期Ｔｓの期間において、２相分の各相電流の検出値を２回取得することができる。
つまり、相電流推定部２３は、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ１の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｕ１，ｔｕ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ１を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｕ相電流Ｉｕ１および第２Ｕ相電流Ｉｕ２を取得し、さらに、キャリア頂点に対して対称な２回の基本電圧ベクトルＶ３の状態において、キャリア頂点に対して対称な時刻ｔｗ１，ｔｗ２（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐに対して、同一の時間間隔Ｔ２を有する時刻）で直流側電流センサ３１により検出される直流側電流Ｉｄｃから、第１Ｗ相電流Ｉｗ１および第２Ｗ相電流Ｉｗ２を取得する。
【００２１】
そして、相電流推定部２３は、各相毎に、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値とする。
そして、相電流推定部２３は、同一タイミングでの各相電流の電流値の総和はゼロであることを用いて、２相の相電流（例えば、Ｕ相電流およびＷ相電流）の電流値（つまり、谷側のキャリア頂点の時刻ｔｐでの電流値）から、他の１相の相電流（例えば、Ｖ相電流）の電流値を算出する。
なお、相電流推定部２３は、各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２およびＩｗ１，Ｉｗ２に基づき平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。
【００２２】
制御装置２４は、例えば図４に示すように、速度制御部４１と、指令電流生成部４２と、電流制御部４３と、γδ−３相変換部４４と、３相−γδ変換部４５と、回転速度演算部４６と、指令電圧−変調率変換部４７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部４８とを備えて構成されている。
【００２３】
速度制御部４１は、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃと、回転速度演算部４６から出力される回転速度ωｒとの偏差がゼロとなるようにしてクローズループ制御をおこない、トルク指令Ｔｃを演算する。そして、トルク指令Ｔｃを出力する。
なお、制御装置２４は、この速度制御部４１の代わりにトルク制御部を備え、トルク制御を実行してもよい。
【００２４】
指令電流生成部４２は、速度制御部４１から出力されるトルク指令Ｔｃに基づき指令δ軸電流Ｉδｃを演算する。そして、指令δ軸電流Ｉδｃに基づき、指令γ軸電流Ｉγｃを演算し、指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを出力する。
【００２５】
電流制御部４５は、指令電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４５から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、指令電流生成部４２から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４５から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを出力する。
【００２６】
γδ−３相変換部４４は、角度センサ３２から出力されるモータ１１の回転角θｅにより、γ−δ座標上でのγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相電圧指令ＶｕおよびＶ相電圧指令ＶｖおよびＷ相電圧指令Ｖｗに変換する。
３相−γδ変換部４５は、角度センサ３２から出力されるモータ１１の回転角θｅにより、相電流推定部２３から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの推定値を、γ−δ座標上でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδに変換する。
【００２７】
回転速度演算部４６は、角度センサ３２から出力されるモータ１１の回転角θｅに応じて回転速度ωｒを算出し、回転速度ωｒを出力する。
【００２８】
指令電圧−変調率変換部４７は、γδ−３相変換部４４から出力される各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、インバータ１３の入力電圧Ｖｄｃ（つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２からインバータ１３に印加される直流電圧）とに基づき、インバータ１３の変調率ＲＴｃを算出し、変調率ＲＴｃを出力する。
なお、指令電圧−変調率変換部４７は、電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδと、インバータ１３の入力電圧Ｖｄｃとに基づき、インバータ１３の変調率ＲＴｃを算出してもよい。
【００２９】
ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部４８は、例えば図５に示すように、変調率偏差演算部５１と、出力電圧指令生成部５２とを備えている。
変調率偏差演算部５１は、指令電圧−変調率変換部４７から出力される変調率ＲＴｃから、所定の変調率下限値ＲＴＬを減算して得た値を、変調率偏差ΔＲＴとして出力する。
なお、所定の変調率下限値ＲＴＬは、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃを直流側電流センサ３１によって適切に検出するための所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができるインバータ１３の変調率の下限値である。
【００３０】
出力電圧指令生成部５２は、変調率偏差演算部５１から出力される変調率偏差ΔＲＴに基づき、予め設定された所定マップに対するマップ検索などにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧に対する指令値（出力電圧指令Ｖｄｃｃ）を演算する。そして、出力電圧指令Ｖｄｃｃを出力する。
この所定マップでは、例えば変調率偏差ΔＲＴの変化に対して出力電圧指令Ｖｄｃｃはヒステリシスを有しつつステップ状に変化し、例えば変調率偏差ΔＲＴが所定値まで増大する場合には、出力電圧指令Ｖｄｃｃは所定の下限値とされ、かつ、変調率偏差ΔＲＴが所定値を超えて増大する場合には、出力電圧指令Ｖｄｃｃは所定の上限値とされ、かつ、変調率偏差ΔＲＴがゼロまで減少する場合には、出力電圧指令Ｖｄｃｃは所定の上限値とされ、かつ、変調率偏差ΔＲＴがゼロ未満に減少する場合には、出力電圧指令Ｖｄｃｃは所定の下限値とされている。
【００３１】
上述したように、本実施形態による電動機の相電流推定装置１０によれば、インバータ１３の変調率ＲＴｃに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ１２からインバータ１３に印加される直流電圧（つまりインバータ１３の入力電圧Ｖｄｃ）の大きさを制御する。つまり、インバータ１３の変調率ＲＴｃは入力電圧Ｖｄｃに反比例することから、インバータ１３の入力電圧Ｖｄｃの大きさを減少傾向に変化させることで、インバータ１３の変調率ＲＴｃを増大させることができる。したがって、変調率偏差ΔＲＴが減少することに伴い、入力電圧Ｖｄｃの大きさを減少傾向に変化させることで、インバータ１３の変調率ＲＴｃが所定の変調率下限値ＲＴＬ未満に低下してしまうことを防止することができる。
これにより、インバータ１３の直流側電流Ｉｄｃから相電流を推定する際に直流側電流Ｉｄｃを適切に検出するために要する所望の長さのパルス幅（つまりパルス幅変調におけるパルス幅）を確保することができる。そして、例えばモータ１１の回転速度が小さい場合などであっても、高調波電圧の発生あるいは印加が必要とされる運転領域を低減し、例えば高調波電圧に起因して騒音およびトルク脈動が増大したり、電流制御の安定性が劣化してしまう運転領域を低減して、相電流の推定精度を適切に向上させることができる。
【００３２】
なお、上述した実施の形態において、相電流推定部２３は、三角波のキャリア信号を用いた３相変調時に対して、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値とするとしたが、これに限定されず、例えば２相変調時に対しても、キャリア信号の１周期Ｔｓの期間において２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出し、各平均値を谷側のキャリア頂点の時刻Ｔｓ／２での電流値としてもよい。なお、相電流推定部２３は、２相分の各相電流の検出値から各相毎に平均値を算出して、２相の相電流から他の１相の相電流を推定するとしたが、これに限定されず、他の推定方法によって各相電流を推定してもよい。
【００３３】
なお、上述した実施の形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部４８の出力電圧指令生成部５２は、変調率偏差ΔＲＴの変化に対してステップ状に変化する出力電圧指令Ｖｄｃｃを出力するとしたが、これに限定されず、例えば図６に示すように、変調率偏差ΔＲＴの変化に対して滑らかに変化する出力電圧指令Ｖｄｃｃを出力してもよい。この場合、出力電圧指令生成部５２は、例えば変調率偏差ΔＲＴがゼロから所定値まで増大することに伴い、出力電圧指令Ｖｄｃｃが所定の下限値から所定の上限値まで増大傾向に変化し、かつ、変調率偏差ΔＲＴがゼロ未満では出力電圧指令Ｖｄｃｃが所定の下限値とされ、かつ、変調率偏差ΔＲＴが所定値以上では出力電圧指令Ｖｄｃｃが所定の上限値とされる所定マップにより、出力電圧指令Ｖｄｃｃを演算する。
【００３４】
なお、上述した実施の形態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部４８は出力電圧指令生成部５２を備えるとしたが、これに限定されず、例えば図７に示すように、出力電圧指令生成部５２の代わりにＰＩ制御部５３と、リミット処理部５４とを備えてもよい。この場合、ＰＩ制御部５３は、例えばＰＩ（比例・積分）制御をおこない、変調率偏差ΔＲＴを制御増幅して得た出力電圧指令Ｖｄｃｃ＊を出力する。これにより、インバータ１３の変調率ＲＴｃが所定の変調率下限値ＲＴＬよりも大きくなるほど、出力電圧指令Ｖｄｃｃ＊が大きくなる。
リミット処理部５４は、例えば出力電圧指令Ｖｄｃｃ＊と出力電圧指令Ｖｄｃｃとの対応関係を示す所定マップに対するマップ検索などにより出力電圧指令Ｖｄｃｃを演算し、出力電圧指令Ｖｄｃｃを出力する。
なお、出力電圧指令Ｖｄｃｃ＊と出力電圧指令Ｖｄｃｃとの対応関係を示す所定マップでは、例えば図７に示すように、出力電圧指令Ｖｄｃｃ＊がゼロから第１所定値までの範囲に対して出力電圧指令Ｖｄｃｃが一定の所定の下限値となるように、かつ、出力電圧指令Ｖｄｃｃ＊が第１所定値から第２所定値（＞第１所定値）まで増大することに伴い、出力電圧指令Ｖｄｃｃが所定の下限値から上限値まで増大傾向に変化するように、かつ、出力電圧指令Ｖｄｃｃ＊が第２所定値よりも大きい範囲に対して出力電圧指令Ｖｄｃｃが一定の所定の上限値となるように設定されている。
また、この場合、ＰＩ制御部５３を省略し、ＰＩ（比例・積分）制御以外の他の方法によって出力電圧指令Ｖｄｃｃを演算してもよい。
【００３５】
なお、上述した実施の形態においては、インバータ１３の直流電源をＤＣ−ＤＣコンバータ１２としたが、これに限定されず、インバータ１３の入力電圧Ｖｄｃを変更可能な他の電源、例えばＡＣ−ＤＣコンバータなどであってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００３６】
【図１】本発明の実施形態に係る電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置の構成図である。
【図２】図１に示すインバータの各スイッチング状態Ｓ１〜Ｓ８を示す図である。
【図３】本発明の実施形態に係る搬送波と各トランジスタＵＨ，ＵＬおよびＶＨ，ＶＬおよびＷＨ，ＷＬのオン／オフのパターンと各相電流の検出タイミングの例を示す図である。
【図４】本発明の実施形態に係る電動機の相電流推定装置の構成図である。
【図５】図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部の構成図である。
【図６】本発明の実施形態の第１変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部の構成図である。
【図７】本発明の実施形態の第２変形例に係るＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部の構成図である。
【符号の説明】
【００３７】
１０  電動機の相電流推定装置
１１  モータ
１３  インバータ
２３  相電流推定部（相電流推定手段）
２４  制御装置（制御手段）
２５  ＰＷＭ信号生成部（パルス幅変調信号生成手段）
３１  直流側電流センサ
４８  ＤＣ−ＤＣコンバータ出力電圧制御部（印加電圧制御手段）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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