(57)【要約】【課題】本発明は、変換効率を向上することが可能な昇圧型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置において、同期整流トランジスタＭ１は、ドレインがインダクタＬ１を介して入力電圧Ｖｃｃの入力端に接続され、ソース及びバックゲートが出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されたＰチャネル型電界効果トランジスタであり、制御部１は、外部入力される切替信号ＳＥＬに基づいて、出力トランジスタＭ２及び同期整流トランジスタＭ１を相補的にオン／オフさせる第１動作モードと、同期整流トランジスタＭ１を常にオフとし、出力トランジスタＭ２のみをオン／オフさせる第２動作モードと、を切り替える構成とされている。【選択図】図１
2010130882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力トランジスタと、同期整流トランジスタと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせる制御部と、を有して成り、入力電圧を昇圧して出力電圧を生成する昇圧型スイッチング電源装置であって、
前記同期整流トランジスタは、ドレインがインダクタを介して前記入力電圧の入力端に接続され、ソース及びバックゲートが前記出力電圧の出力端に接続されたＰチャネル型電界効果トランジスタであり、
前記制御部は、外部入力される制御信号、及び、前記出力トランジスタに流れる電流方向の少なくとも一方に基づいて、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせる第１動作モードと、前記同期整流トランジスタを常にオフとして、前記出力トランジスタのみをオン／オフさせる第２動作モードと、を切り替えることを特徴とする昇圧型スイッチング電源装置。
【請求項２】
前記制御部は、第２動作モードにおいて、常にオフとされた前記同期整流トランジスタのドレインとバックゲートとの間に付随する寄生ダイオードを整流素子として利用することを特徴とする請求項１に記載の昇圧型スイッチング電源装置。
【請求項３】
前記同期整流トランジスタのバックゲートと前記出力電圧の出力端との間に接続された第１バックゲート制御トランジスタと；前記同期整流トランジスタのバックゲートとドレインとの間、または、前記同期整流トランジスタのバックゲートと前記入力電圧の入力端との間に接続された第２バックゲート制御トランジスタと；を有して成ることを特徴とする請求項２に記載の昇圧型スイッチング電源装置。
【請求項４】
前記出力電圧に応じて変動する帰還電圧と所定の参照電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、所定の三角波電圧を生成する発振器と、前記誤差電圧と前記三角波電圧を比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、を有して成り、
前記制御部は、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の昇圧型スイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力電圧を昇圧して出力電圧を生成する昇圧型スイッチング電源装置（チョッパ型電源装置）に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図４は、昇圧型スイッチング電源装置の一従来例を示す回路図である。なお、スイッチング電源装置に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
【０００３】
【特許文献１】特開２００４−３２８７５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
確かに、上記従来の昇圧型スイッチング電源装置であれば、出力トランジスタＭ２と同期整流トランジスタＭ１とを相補的にオン／オフさせることにより、入力電圧（図４では電源電圧Ｖｃｃ）を昇圧して所望の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることが可能である。
【０００５】
しかしながら、同期整流方式の昇圧型スイッチング電源装置では、軽負荷時に同期整流トランジスタＭ１を介して出力側から入力側に逆流電流が流れてしまうため、変換効率が低下するという課題があった。
【０００６】
なお、特許文献１の従来技術は、負荷電流の大小に応じて整流方式を切り替えることにより、軽負荷時の変換効率改善を実現する技術であるが、特許文献１で開示されている実施の形態は、いずれも、降圧型スイッチング電源装置への適用を前提としたものであり、昇圧型スイッチング電源装置に直接適用し得るものではなかった。
【０００７】
本発明は、上記の問題点に鑑み、変換効率を向上することが可能な昇圧型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成すべく、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置は、出力トランジスタと、同期整流トランジスタと、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせる制御部と、を有して成り、入力電圧を昇圧して出力電圧を生成する昇圧型スイッチング電源装置であって、前記同期整流トランジスタは、ドレインがインダクタを介して前記入力電圧の入力端に接続され、ソース及びバックゲートが前記出力電圧の出力端に接続されたＰチャネル型電界効果トランジスタであり、前記制御部は、外部入力される制御信号、及び、前記出力トランジスタに流れる電流方向の少なくとも一方に基づいて、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせる第１動作モードと、前記同期整流トランジスタを常にオフとして、前記出力トランジスタのみをオン／オフさせる第２動作モードと、を切り替える構成（第１の構成）とされている。
【０００９】
なお、上記第１の構成から成る昇圧型スイッチング電源装置において、前記制御部は、第２動作モードにおいて、常にオフとされた前記同期整流トランジスタのドレインとバックゲートとの間に付随する寄生ダイオードを整流素子として利用する構成（第２の構成）にするとよい。
【００１０】
また、上記第２の構成から成る昇圧型スイッチング電源装置は、前記同期整流トランジスタのバックゲートと前記出力電圧の出力端との間に接続された第１バックゲート制御トランジスタと；前記同期整流トランジスタのバックゲートとドレインとの間、または、前記同期整流トランジスタのバックゲートと前記入力電圧の入力端との間に接続された第２バックゲート制御トランジスタと；を有して成る構成（第３の構成）にするとよい。
【００１１】
また、上記第１〜第３いずれかの構成から成る昇圧型スイッチング電源装置は、前記出力電圧に応じて変動する帰還電圧と所定の参照電圧との差分を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、所定の三角波電圧を生成する発振器と、前記誤差電圧と前記三角波電圧を比較してＰＷＭ信号を生成するＰＷＭコンパレータと、を有して成り、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記出力トランジスタ及び前記同期整流トランジスタを相補的にオン／オフさせる構成（第４の構成）にするとよい。
【発明の効果】
【００１２】
本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置であれば、軽負荷時における逆流電流を防止して、変換効率を向上することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
図１は、本発明に係る昇圧型スイッチング電源装置の一実施形態を示す回路図である。図１に示す通り、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置は、制御部１と、誤差増幅器２と、発振器３と、ＰＷＭ［Pulse Width Modulation］コンパレータ４と、同期整流トランジスタＭ１と、出力トランジスタＭ２と、第１バックゲート制御トランジスタＭ３と、第２バックゲート制御トランジスタＭ４と、インダクタＬ１と、出力キャパシタＣ１と、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２と、を有して成る。
【００１４】
なお、上記構成要素のうち、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１、抵抗Ｒ１及びＲ２以外は半導体装置１００に集積化すればよい。その際、半導体装置１００には、上記構成要素のほか、他の回路ブロック（低電圧ロックアウト回路や温度保護回路など）を適宜組み込んでも構わない。
【００１５】
トランジスタＭ１は、Ｐチャネル型ＭＯＳ［Metal-Oxide-Semiconductor］電界効果トランジスタであり、そのドレインは、外部端子Ｔ１（スイッチ端子）に接続されている。トランジスタＭ１のソースは、外部端子Ｔ２（出力端子）に接続されている。トランジスタＭ１のゲートは、制御部１の第１ゲート信号出力端に接続されている。なお、トランジスタＭ１のドレインとバックゲートとの間には、アノードがドレインに接続され、カソードがバックゲートに接続された形で、寄生ダイオードＤ１が付随している。
【００１６】
トランジスタＭ２は、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであり、そのドレインは、外部端子Ｔ１に接続されている。トランジスタＭ２のソース及びバックゲートは、外部端子Ｔ３（グランド端子）に接続されている。トランジスタＭ２のゲートは、制御部１の第２ゲート信号出力端に接続されている。
【００１７】
トランジスタＭ３は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであり、そのドレインは、外部端子Ｔ２に接続されている。トランジスタＭ３のソース及びバックゲートは、トランジスタＭ１のバックゲートに接続されている。トランジスタＭ３のゲートは、制御部１の第３ゲート信号出力端に接続されている。
【００１８】
トランジスタＭ４は、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタであり、そのドレインは外部端子Ｔ１に接続されている。トランジスタＭ４のソース及びバックゲートは、トランジスタＭ１のバックゲートに接続されている。トランジスタＭ４のゲートは、制御部１の第４ゲート信号出力端に接続されている。なお、トランジスタＭ４のドレインは、外部端子Ｔ０（電源端子）に接続しても構わない。
【００１９】
制御部１は、ロジック回路１１と、ドライバ１２と、を有して成る。ロジック回路１１は、外部端子Ｔ５（切替信号入力端）を介して入力される切替信号ＳＥＬに基づいて、トランジスタＭ１、Ｍ２を相補的にオン／オフさせる第１の動作モード（同期整流モード）と、トランジスタＭ１を常にオフとし、トランジスタＭ２のみをオン／オフさせる第２の動作モード（非同期整流モード）とを切り替える主体として機能する。ドライバ１２は、ロジック部１１からの指示、及び、ＰＷＭコンパレータ４から入力されるＰＷＭ信号Ｓ１に基づいて、トランジスタＭ１〜Ｍ４のゲート信号を生成する手段である。
【００２０】
誤差増幅器２の反転入力端（−）は、外部端子Ｔ４（帰還端子）に接続されている。誤差増幅器２の非反転入力端（＋）は、参照電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。ＰＷＭコンパレータ４の非反転入力端（＋）は、誤差増幅器２の出力端に接続されている。ＰＷＭコンパレータ４の反転入力端（−）は、発振器３の出力端に接続されている。ＰＷＭコンパレータ４の出力端は、制御部１のＰＷＭ信号入力端に接続されている。
【００２１】
半導体装置１００の外部において、外部端子Ｔ０及びインダクタＬ１の一端は、それぞれ、入力電圧（図１では、電源電圧Ｖｃｃ）の入力端に接続されている。なお、外部端子Ｔ０に与えられた電源電圧Ｖｃｃは、半導体装置１００の内部に集積化されている回路ブロック（図１では、制御部１、誤差増幅器２、発振器３、及び、ＰＷＭコンパレータ４）の駆動に用いられる。外部端子Ｔ１は、インダクタＬ１の他端に接続されている。外部端子Ｔ２は、図示しない負荷に接続されるとともに、出力キャパシタＣ１を介する経路、及び、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２から成る分圧回路を介する経路で、それぞれ接地端に接続されている。外部端子Ｔ３は、接地端に接続されている。外部端子Ｔ４は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードに接続されている。外部端子Ｔ５は、図示しないホスト（セット側ＣＰＵ［Central Processing Unit］など）の切替信号出力端に接続されている。なお、外部端子Ｔ５に与えられた切替信号ＳＥＬは、制御部１に入力され、トランジスタＭ１、Ｍ２の動作モード切替制御に用いられる。
【００２２】
まず、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置の基本動作（昇圧動作）について説明する。
【００２３】
トランジスタＭ２は、制御部１からの第２ゲート電圧に応じてスイッチング制御（開閉制御）される出力トランジスタであり、トランジスタＭ１は、制御部１からの第１ゲート電圧に応じてスイッチング制御（開閉制御）される同期整流トランジスタである。
【００２４】
制御部１は、電源電圧Ｖｃｃを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを得るに際し、トランジスタＭ３をオンとし、トランジスタＭ４をオフとした上で、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２を相補的にスイッチング制御する。
【００２５】
なお、本明細書中で用いている「相補的」という文言は、トランジスタＭ１、Ｍ２のオン／オフが完全に逆転している場合のほか、貫通電流防止の観点からトランジスタＭ１、Ｍ２のオン／オフ遷移タイミングに所定の遅延を与えている場合をも含むものとする。
【００２６】
トランジスタＭ２がオン状態にされると、インダクタＬ１には、トランジスタＭ２を介して接地端に向けたインダクタ電流ＩＬが流れ、その電気エネルギが蓄えられる。なお、トランジスタＭ２のオン期間において、すでに出力キャパシタＣ１に電荷が蓄積されていた場合、外部端子Ｔ２に接続される負荷（不図示）には、出力キャパシタＣ１からの電流が流れることになる。また、このとき、同期整流素子であるトランジスタＭ１は、トランジスタＭ２のオン状態に対して相補的にオフ状態とされるため、出力キャパシタＣ１からトランジスタＭ２に向けて電流が流れ込むことはない。
【００２７】
一方、トランジスタＭ２がオフ状態にされると、インダクタＬ１に生じた逆起電圧によって、そこに蓄積されていた電気エネルギが放出される。このとき、トランジスタＭ１はトランジスタＭ２のオフ状態に対して相補的にオン状態とされるため、外部端子Ｔ１からトランジスタＭ１を介して流れる電流は、外部端子Ｔ２から負荷に流れ込むとともに、出力キャパシタＣ１を介して接地端にも流れ込み、この出力キャパシタＣ１を充電することになる。上記の動作が繰り返されることによって、負荷には、出力キャパシタＣ１によって平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔが供給される。
【００２８】
このように、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置は、トランジスタＭ１、Ｍ２のスイッチング制御により、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する。
【００２９】
次に、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置の帰還制御について説明する。
【００３０】
誤差増幅器２は、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続ノードから引き出される出力帰還電圧Ｖｆｂ（出力電圧Ｖｏｕｔの実際値に相当）と、所定の参照電圧Ｖｒｅｆ（出力電圧Ｖｏｕｔの目標値に相当）との差分を増幅して誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。すなわち、誤差電圧Ｖｅｒｒの電圧レベルは、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標値よりも低いほど、高レベルとなる。一方、発振器３は、所定周波数の三角波電圧（鋸波電圧）Ｖｓａｗを生成する。
【００３１】
ＰＷＭコンパレータ４は、誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波電圧Ｖｓａｗとを比較してＰＷＭ信号Ｓ１を生成する。すなわち、ＰＷＭ信号Ｓ１のオンデューティ（単位期間に占めるトランジスタＭ２のオン期間の比）は、誤差電圧Ｖｅｒｒと三角波電圧Ｖｓａｗとの相対的な高低に応じて逐次変動する。具体的に述べると、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標値よりも低いほど、ＰＷＭ信号Ｓ１のオンデューティは大きくなり、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標値に近付くにつれて、ＰＷＭ信号Ｓ１のオンデューティは小さくなる。
【００３２】
制御部１は、電源電圧Ｖｃｃを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを得るに際し、ＰＷＭ信号Ｓ１に応じてトランジスタＭ１及びトランジスタＭ２を相補的にスイッチング制御する。具体的に述べると、制御部１は、ＰＷＭ信号Ｓ１のハイレベル期間には、トランジスタＭ２をオン状態、トランジスタＭ１をオフ状態とする一方、ＰＷＭ信号Ｓ１のローレベル期間には、トランジスタＭ２をオフ状態、トランジスタＭ１をオン状態とする。
【００３３】
このように、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置は、誤差電圧Ｖｅｒｒに基づく出力帰還制御により、出力電圧Ｖｏｕｔをその目標値に合わせ込むことができる。
【００３４】
次に、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置のバックゲート制御動作について説明する。
【００３５】
電源電圧Ｖｃｃの投入後、昇圧動作が開始されるまでの間、制御部１は、トランジスタＭ４のみをオンとし、その余のトランジスタＭ１、トランジスタＭ２、及び、トランジスタＭ３をいずれもオフとする。このようなバックゲート制御により、トランジスタＭ１に付随する寄生ダイオードを介した電流リーク経路を含め、外部端子Ｔ１から外部端子Ｔ２に至る全ての電流リーク経路を確実に遮断することが可能となる。
【００３６】
また、トランジスタＭ４をオンさせることにより、トランジスタＭ１、Ｍ３、Ｍ４のバックゲートをその時点での最高電位点（スイッチ電圧Ｖｓｗ（＝電源電圧Ｖｃｃ））に接続することができるので、トランジスタＭ１、Ｍ３のオフ状態をより確実なものとすることが可能となる。
【００３７】
その後、昇圧動作が開始されると、制御部１は、先述した通り、トランジスタＭ３をオンとし、トランジスタＭ４をオフとした上で、トランジスタＭ１とトランジスタＭ２を相補的にスイッチング制御する。これにより、昇圧型スイッチング電源装置は、入力電圧Ｖｉｎを昇圧して出力電圧Ｖｏｕｔを生成することが可能となる。
【００３８】
次に、上記構成から成る昇圧型スイッチング電源装置の動作モード切替制御について、図２Ａ、図２Ｂを参照しながら詳細に説明する。図２Ａ、図２Ｂは、それぞれ、第１、第２動作モード時におけるトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧とインダクタ電流ＩＬを示す波形図である。なお、インダクタ電流ＩＬは、電源電圧Ｖｃｃの入力端から外部端子Ｔ１に向けて流れる方向を正として描写されている。
【００３９】
切替信号ＳＥＬによって第１動作モード（同期整流モード）が選択されている場合、制御部１は、トランジスタＭ１、Ｍ２を相補的にオン／オフさせるように、各々のゲート電圧を生成する（図２Ａを参照）。すなわち、第１動作モードでは、オン抵抗値の小さいトランジスタＭ１を同期整流素子として利用することにより、同期整流方式によって電源電圧Ｖｃｃから出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００４０】
一方、切替信号ＳＥＬによって第２動作モード（非同期整流モード）が選択されている場合、制御部１は、トランジスタＭ１を常にオフとし、トランジスタＭ２のみをオン／オフさせるように、各々のゲート電圧を生成する（図２Ｂを参照）。すなわち、第２動作モードでは、常にオフとされたトランジスタＭ１のドレインとバックゲートとの間に付随する寄生ダイオードＤ１を整流素子として利用することにより、ダイオード整流方式によって電源電圧Ｖｃｃから出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【００４１】
このように、本実施形態の昇圧型スイッチング電源装置であれば、外部入力される切替信号ＳＥＬに基づいて、トランジスタＭ１、Ｍ２を相補的にオン／オフさせる第１動作モードと、トランジスタＭ１を常にオフとし、トランジスタＭ２のみをオン／オフさせる第２動作モードと、を切り替える構成とされている。このような構成であれば、重負荷時には、整流素子で生じる抵抗損失の低減を優先するために、同期整流方式の第１動作モードを選択し、軽負荷時には、インダクタ電流ＩＬの逆流防止を優先するために、ダイオード整流方式の第２動作モードを選択することができるので、昇圧型スイッチング電源装置の変換効率を向上することが可能となる。
【００４２】
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。
【００４３】
例えば、上記実施形態では、外部端子Ｔ５を介して入力される切替信号ＳＥＬに基づいて、動作モード切替制御を行う構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、図３に示すように、トランジスタＭ２に流れる電流方向を検出する電流検出部５を設け、その検出信号Ｓ２に基づいて、自発的に動作モード切替制御を行う構成としても構わない。すなわち、トランジスタＭ２に流れる電流方向が正方向であれば第１動作モードを選択し、逆方向であれば第２動作モードを選択するように、制御部１は、動作モードの切替制御を行えばよい。このような変形例であれば、外部からの切替信号ＳＥＬを要することなく、自発的に動作モード切替制御を行うことが可能となる。
【００４４】
なお、電流検出部５については、トランジスタＭ２のソースと外部端子Ｔ３との間を接続するアルミニウム配線をセンス抵抗として用い、その両端電圧をモニタする構成としてもよいし、或いは、トランジスタＭ２と並列に電流検出用のミラートランジスタを設け、これに流れる電流をモニタするようにしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明は、昇圧型スイッチング電源装置の変換効率を高める上で有用な技術であり、入力電圧よりも高い出力電圧が必要な電子機器全て（例えば、ブルーレイディスクドライブなどの光ディスクドライブや、デジタルスチルカメラ／デジタルビデオカメラ／携帯電話などのポータブル機器）に利用可能な技術である。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】は、本発明に係るスイッチング電源装置の一実施形態を示す回路図である。
【図２Ａ】は、第１動作モード時におけるトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧とインダクタ電流ＩＬを示す波形図である。
【図２Ｂ】は、第２動作モード時におけるトランジスタＭ１、Ｍ２のゲート電圧とインダクタ電流ＩＬを示す波形図である。
【図３】は、本発明に係るスイッチング電源装置の一変形例を示す回路図である。
【図４】は、スイッチング電源装置の一従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
【００４７】
１    制御部
２    誤差増幅器
３    発振器
４    ＰＷＭコンパレータ
５    電流検出部
１１    ロジック回路
１２    ドライバ
１００    半導体装置
Ｍ１    同期整流トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ２    出力トランジスタ（Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ３    第１バックゲート制御トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｍ４    第２バックゲート制御トランジスタ（Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ）
Ｌ１    インダクタ
Ｃ１    出力キャパシタ
Ｒ１〜Ｒ２    抵抗
Ｄ１    寄生ダイオード
Ｔ１〜Ｔ５    外部端子
【図１】
2010130882.tif 000003
【図２Ａ】
2010130882.tif 000004
【図２Ｂ】
2010130882.tif 000005
【図３】
2010130882.tif 000006
【図４】
2010130882.tif 000007