(57)【要約】【課題】サイクリックプレフィックスを挿入しないＳＣ−ＦＤＥ方式において、良好な受信特性を奏する受信装置【解決手段】受信信号から、前回切り出した区間と一部が重複する区間の信号を切り出す区間切り出し部と、切り出した区間の周波数領域の信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、各サンプルにおける信号対干渉電力比を重み係数として算出する重み係数算出部と、周波数領域等化された信号の時間領域の信号のうち、前回切り出した区間と重複する部分の信号を、前回切り出した区間の時間領域の信号のうち、重複する部分の信号に対応する同一時刻の信号と、算出した重み係数を用いて重み付け合成する合成部と、重み付け合成した信号を復調する復調部とを具備する。【選択図】図１
2010130355.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
シングルキャリア信号を受信する受信装置において、
信号を受信し、サンプリングする受信部と、
前記サンプリングした信号から、前回切り出した区間と一部が重複する区間の信号を切り出す区間切り出し部と、
前記切り出した区間の信号をフーリエ変換して周波数領域の信号を生成するフーリエ変換部と、
前記周波数領域の信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、
前記周波数領域等化した信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を生成する逆フーリエ変換部と、
前記サンプリングした信号中の既知の信号から伝搬路のチャネルインパルス応答を推定する伝搬路推定部と、
前記推定したチャネルインパルス応答に基づき、前記逆フーリエ変換により得られた時間領域信号の各サンプルにおける信号対干渉電力比を重み係数として算出する重み係数算出部と、
前記時間領域の信号のうち、前記前回切り出した区間と重複する部分の信号を、前記前回切り出した区間の時間領域の信号のうち、前記重複する部分の信号に対応する同一時刻の信号と、前記算出した重み係数を用いて重み付け合成する合成部と、
前記重み付け合成した信号を復調する復調部と
を具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記区間切り出し部は、前記サンプリングした信号から、前回切り出した区間と半分の区間が重複する区間の信号を切り出すこと特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記周波数領域等化部は、前記周波数領域の信号に最小二乗誤差基準に基づく重み係数を乗じて周波数領域等化を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
シングルキャリア信号を受信する受信装置における受信方法であって、
前記受信装置が、信号を受信し、サンプリングする第１の過程と、
前記受信装置が、前記第１の過程にてサンプリングした信号から、前回切り出した区間と一部が重複する区間の信号を切り出す第２の過程と、
前記受信装置が、前記第２の過程にて切り出した区間の信号をフーリエ変換して周波数領域の信号を生成する第３の過程と、
前記受信装置が、前記周波数領域の信号を周波数領域等化する第４の過程と、
前記受信装置が、前記第４の過程にて周波数領域等化した信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を生成する第５の過程と、
前記受信装置が、前記第１の過程にてサンプリングした信号中の既知の信号から伝搬路のチャネルインパルス応答を推定する第６の過程と、
前記受信装置が、前記第６の過程にて推定したチャネルインパルス応答に基づき、前記第５の過程にて生成した時間領域信号の各サンプルにおける信号対干渉電力比を重み係数として算出する第７の過程と、
前記受信装置が、前記第５の過程にて生成した時間領域の信号のうち、前記前回切り出した区間と重複する部分の信号を、前記前回切り出した区間の時間領域の信号のうち、前記重複する部分の信号に対応する同一時刻の信号と、前記第７の過程にて算出した重み係数を用いて重み付け合成する第８の過程と、
前記受信装置が、前記重み付け合成した信号を復調する第９の過程と
を有することを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置および受信方法、特にシングルキャリア信号を受信する受信装置および受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
高速データ通信の要求により、無線伝送路の周波数選択性の問題が大きくなってきた。伝送速度を上げるためにデータシンボル長を短くすると、相対的に間接波の遅延量が大きくなり、符号間干渉が発生するためである。この様な条件下でもＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）は、直交するサブキャリアを用いて複数のデータシンボルを同時に送信することで、実効的なシンボル長を長くし、またサイクリックプレフィックス（ＣＰ；Cyclic Prefix）を用いることで、信号に周期性を持たせて符号間干渉およびサブキャリア間干渉を無効化することができる。
このように高速データ通信に適したＯＦＤＭであるがピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ；Peak to Average Power Ratio）の増加により、送信する際に線形増幅器への負担が大きくなるという課題がある。これは直交するサブキャリアを使って同時に送信される複数のシンボルの組合わせによって、信号の瞬時振幅が大きく変動するためである。
【０００３】
一方でＯＦＤＭの利点をシングルキャリア伝送で利用できるようにする方法もある。シングルキャリア伝送において、信号をブロック化してサイクリックプレフィックスを付加することにより周期性を持たせ、信号の周期性を利用して周波数領域等化を行うＳＣ−ＦＤＥ（Single Career-Frequency Domain Equalization；シングルキャリア周波数領域等化）方式は、ピーク対平均電力比増加の問題も無く、周波数選択性フェージングへの耐性も優れている。（非特許文献１）
サイクリックプレフィックスはマルチパス環境下で信号に周期性を持たせるために挿入されるが、復調時には破棄される信号である。従って、サイクリックプレフィックスを用いることは、周波数利用効率および電力効率の観点では損失になる。ＳＣ−ＦＤＥにおいては、サイクリックプレフィックスを用いずにオーバーラップ処理によって符号間干渉を除去する方法が提案されている。（非特許文献２、非特許文献３）
以下、この方法をオーバーラップＦＤＥ（Frequency Domain Equalization）と称して詳しく説明する。
【０００４】
＜オーバーラップＦＤＥ方式＞
最大遅延シンボル数L のマルチパスチャネルは（１）式のように表現される。
【０００５】
【数１】
2010130355.tif 000003
【０００６】
ここに、ｄは送信シンボル、ｘは受信シンボル、ｈはマルチパスチャネルのインパルス応答、ｎは雑音である。これを長さＮのブロックで処理するとし、行列を用いて表現すると以下の（２）式のようになる。ただし、Ｌ＜Ｎである。
【０００７】
【数２】
2010130355.tif 000004
【０００８】
（２）式において、第１項の行列はチャネルインパルス応答を列にもつ巡回行列で、周波数応答ｇとＤＦＴ（Discrete Fourier Transform；離散フーリエ変換）行列Ｆを用いて以下の（３）式のように表される。
【０００９】
【数３】
2010130355.tif 000005
【００１０】
したがって、この（３）式を代入して、（２）式は、以下の（４）式となる。
【００１１】
【数４】
2010130355.tif 000006
【００１２】
ここで、Ｊは雑音と干渉成分の和である。周波数応答ｇおよび雑音分散σ２よりＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error；最小二乗誤差）基準の重み係数を（５）式で求め、（６）式のように、要素を対角成分とする対角行列をＷとする。
【００１３】
【数５】
2010130355.tif 000007
【００１４】
【数６】
2010130355.tif 000008
【００１５】
（７）式のように、周波数領域で（６）式のＷを掛けることにより、ＭＭＳＥ基準の周波数領域等化を行う。
【００１６】
【数７】
2010130355.tif 000009
【００１７】
Ｆ−１ＷＦＪで与えられる干渉成分はベクトルインデックスの０付近およびＮ−１付近で大きくなるため、その成分を破棄してオーバーラップ処理を行うことにより、送信シンボルを再生する。図６は、オーバーラップＦＤＥの原理を示す図である。受信信号はブロックに分割され、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）処理によって周波数領域信号に変換される。さらに、周波数領域において等化処理された後、ＩＦＦＴ（Inversed Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）処理によって時間領域信号に変換される。時間領域ではブロックの両端を破棄してブロック中央の成分のみ抽出し、受信データシンボルとする。すなわち、ブロック化された信号に比べ受信データシンボルは短くなるため、受信データシンボルが欠落しないように信号を重複してブロック化する。
【非特許文献１】D.Falconer, et.al. ”Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems,” IEEE Communications Magazine, April 2002.
【非特許文献２】久万、梅比良、” オーバーラップFDE を用いたゼロCP シングルキャリア方式の構成と特性”、電子情報通信学会総合大会、B-5-108、2008
【非特許文献３】C.V.Sinn, J.Gotze, ”Avoidance of Guard Periods in Block Transmission Systems,” 4th IEEE Workshop on Signal Processing Advances in Wireless Communications, 2003.
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、上述のオーバーラップＦＤＥ方式にあっては、ブロック単位で周波数領域等化処理した信号のうち、ブロック間でオーバーラップしている成分を利用せずに破棄しているため、破棄部分が受信特性の向上に寄与していないという問題がある。
【００１９】
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、サイクリックプレフィックスを挿入しないＳＣ−ＦＤＥ方式において、良好な受信特性を奏する受信装置および受信方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
（１）この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の受信装置は、シングルキャリア信号を受信する受信装置において、信号を受信し、サンプリングする受信部と、前記サンプリングした信号から、前回切り出した区間と一部が重複する区間の信号を切り出す区間切り出し部と、前記切り出した区間の信号をフーリエ変換して周波数領域の信号を生成するフーリエ変換部と、前記周波数領域の信号を周波数領域等化する周波数領域等化部と、前記周波数領域等化した信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を生成する逆フーリエ変換部と、前記サンプリングした信号中の既知の信号から伝搬路のチャネルインパルス応答を推定する伝搬路推定部と、前記推定したチャネルインパルス応答に基づき、前記逆フーリエ変換後の時間領域信号の各サンプルにおける信号対干渉電力比を重み係数として算出する重み係数算出部と、前記時間領域の信号のうち、前記前回切り出した区間と重複する部分の信号を、前記前回切り出した区間の時間領域の信号のうち、前記重複する部分の信号に対応する同一時刻の信号と、前記算出した重み係数を用いて重み付け合成する合成部と、前記重み付け合成した信号を復調する復調部とを具備することを特徴とする。
【００２１】
（２）また、本発明の受信装置は、上述の受信装置であって、前記区間切り出し部は、前記サンプリングした信号から、前回切り出した区間と半分の区間が重複する区間の信号を切り出すこと特徴とする。
【００２２】
（３）また、本発明の受信装置は、上述のいずれかの受信装置であって、前記周波数領域等化部は、前記周波数領域の信号に最小二乗誤差基準に基づく重み係数を乗じて周波数領域等化を行うことを特徴とする。
【００２３】
（４）また、本発明の受信方法は、シングルキャリア信号を受信する受信装置における受信方法であって、前記受信装置が、信号を受信し、サンプリングする第１の過程と、前記受信装置が、前記第１の過程にてサンプリングした信号から、前回切り出した区間と一部が重複する区間の信号を切り出す第２の過程と、前記受信装置が、前記第２の過程にて切り出した区間の信号をフーリエ変換して周波数領域の信号を生成する第３の過程と、前記受信装置が、前記周波数領域の信号を周波数領域等化する第４の過程と、前記受信装置が、前記第４の過程にて周波数領域等化した信号を逆フーリエ変換して時間領域の信号を生成する第５の過程と、前記受信装置が、前記第１の過程にてサンプリングした信号中の既知の信号から伝搬路のチャネルインパルス応答を推定する第６の過程と、前記受信装置が、前記第６の過程にて推定したチャネルインパルス応答に基づき、前記第５の過程にて生成した時間領域信号の各サンプルにおける信号対干渉電力比を重み係数として算出する第７の過程と、前記受信装置が、前記第５の過程にて生成した時間領域の信号のうち、前記前回切り出した区間と重複する部分の信号を、前記前回切り出した区間の時間領域の信号のうち、前記重複する部分の信号に対応する同一時刻の信号と、前記第７の過程にて算出した重み係数を用いて重み付け合成する第８の過程と、前記受信装置が、前記重み付け合成した信号を復調する第９の過程とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２４】
この発明によれば、サイクリックプレフィックスを挿入しないＳＣ−ＦＤＥ方式において、良好な受信特性を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。図１は、この発明の一実施形態による送信装置および受信装置の構成を示す概略ブロック図である。図１（ａ）は、送信装置１０の構成を示す。送信装置１０は、シングルキャリア信号を送信する送信装置であり、符号化部１１、変調部１２、パイロット信号生成部１３、送信処理部１４、アンテナ１５を備える。符号化部１１は、送信データに対して誤り訂正符号化を行う。変調部１２は、誤り訂正符号化された送信データに対して、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying；四相位相偏移変調）や１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation；１６直交振幅変調）といった変調を行い、変調シンボルを生成する。パイロット信号生成部１３は、受信装置２０において既知の信号であるパイロット信号を生成する。送信処理部１４は、変調シンボルとパイロット信号とを時間多重し、無線周波数にアップコンバートし、アンテナ１５より受信装置２０に送信する。
【００２６】
図１（ｂ）は受信装置２０の構成を示す。受信装置２０は、送信装置１０が送信した信号を受信するＳＣ−ＦＤＥ方式の受信装置であり、アンテナ２１、受信処理部２２、ブロック切り出し部２３、ＦＦＴ部２４、ＦＤＥ部２５、ＩＦＦＴ部２６、ブロック合成部２７、復調部２８、復号部２９、チャネル推定部３０、ＭＭＳＥ係数計算部３１、重み係数計算部３２を備える。受信処理部２２は、送信装置１０が送信した信号を、アンテナ２１より受信し、ベースバンド周波数へダウンコンバートする。さらに、受信処理部２２は、ダウンコンバートされた信号をサンプリング（アナログ−デジタル変換）して、デジタルベースバンド信号を生成する。
【００２７】
チャネル推定部３０は、受信処理部２２が受信し、生成したデジタルベースバンド信号中のパイロット信号など、既知の信号を用いて無線通信路の伝達関数（チャネルインパルス応答）および雑音分散を推定する。ブロック切り出し部２３（区間切り出し部）は、デジタルベースバンド信号のブロック化を行う。すなわち、ブロック切り出し部２３は、デジタルベースバンド信号から、前回切り出したブロック（区間）と一部が重複するブロックの信号を切り出す。これにより、隣接するブロックで信号が重複するようにブロック化される。
【００２８】
このとき、ブロックの重なりは隣接するブロックで半分ずつ重なるようにするのが良い。このようなブロック切り出しを行うことによって、後述するブロック合成部２７において、全てのシンボルで重み付け合成を行うことが出来る。しかし、処理量を削減するためにブロックの重なりを少なくすることがあってもよい。例えば、マルチパス通信路の最大遅延が小さいときにはブロック間干渉が生じにくいので、ブロックの重なり量を小さくすることによって処理量を抑えても品質の劣化が少ない。このように、ブロックの切り出し位置を受信装置２０側で自由に変えられるのも本発明の特徴である。また、ブロック長自体を受信装置２０側で自由に変える事も可能である。なお、ここで、シンボルとは、送信装置１０の変調部１２が生成した変調シンボルに対応する長さの受信信号である。ブロックの重なり量は、送信局または第３局から送信される制御情報に基づいて変更されてもよい。該制御情報はブロックの重なり量を直接的に指示するものであってもよいし、通信品質を示すものであってもよい。該制御情報が通信品質を示すものであった場合には、示される通信品質に応じてブロックの重なり量を変更することが可能である。
【００２９】
ＦＦＴ部２４は、ブロック切り出し部２３が切り出したブロックのデジタルベースバンド信号を、ブロック毎に高速フーリエ変換処理をして、周波数領域の信号を生成する。ＦＤＥ部２５は、ＭＭＳＥ係数計算部３１で計算されたＭＭＳＥ重み係数を、周波数領域の信号に乗じて周波数領域等化を行う。ＭＭＳＥ係数計算部３１は、チャネル推定部３０で推定した無線通信路の伝達関数（周波数応答ｇｉ）および雑音分散σ2を用いて、ＭＭＳＥ基準によりＭＭＳＥ重み係数ｗｉを算出する（（８）式）。
【００３０】
【数８】
2010130355.tif 000010
【００３１】
ＩＦＦＴ部２６は、ＦＤＥ部２５により周波数領域等化された信号を、逆高速フーリエ変換処理して時間領域の信号に変換する。ブロック合成部２７は、時間領域の信号のうち、前回切り出したブロックと重複する部分の信号を、前回切り出したブロックの時間領域の信号のうち、重複する部分の信号に対応する同一時刻の信号と、重み係数計算部３２が算出した重み係数を用いて重み付け合成する。重み係数計算部３２は、後述するように、チャネル推定部３０が推定した値から伝達関数（周波数応答ｇｉ）および雑音分散σを用いて、ＦＤＥ部２５により等化処理された信号の時間領域の信号対干渉電力比を計算して重み係数とする。復調部２８は、ブロック合成部２７が合成した信号を、送信装置１０の変調部１２の変調方式に対応した復調を行う。復号部２９は、復調された信号に対して、送信装置１０の符号化部１１の誤り訂正符号に対応した復号を行い、得られた受信データを出力する。
【００３２】
図２は、ブロック切り出し部２３の構成を示す概略ブロック図である。ブロック切り出し部２３は、タイミング処理部２３１と、信号記憶部２３２とを具備する。タイミング処理部２３１は、ブロックの長さであるＮシンボルから、隣接するブロック間で重複させるKシンボルを引いたＮ−Kシンボルが、受信処理部２２から入力される度に、信号記憶部２３２に対して、記憶しているＮ個のシンボルの出力を指示する。なお、ブロックの重なりが隣接するブロックで半分ずつ重なるようにするには、KがＮの半分の値であればよい。
【００３３】
信号記憶部２３２は、受信処理部２２から受けたデジタルベースバンド信号のうち、時間順に最新のＮシンボルを記憶する。ここで、Ｎシンボルは、切り出すブロックの長さである。例えば、信号記憶部２３２がシンボルｘ０〜ｘＮ−１のＮシンボルを記憶しているときに、これらをブロックとしてＦＦＴ部２４に出力し、さらにシンボルｘＮが受信処理部２２から入力されると、信号記憶部２３２は、記憶している中で最も古いシンボルであるシンボルｘ０を破棄し、シンボルｘ１〜ｘＮ−１をシフトして、空いた領域に入力されシンボルｘＮを記憶する。これにより、信号記憶部２３２は、時間順にシンボルｘ１〜ｘＮを記憶する。
【００３４】
続いて、シンボルｘＮ＋１、ｘＮ＋２、…ｘ２Ｎ−Ｋ−１が入力されると、信号記憶部２３２が記憶しているシンボルは、シンボルｘＮ−Ｋ〜ｘ２Ｎ−Ｋ−１になる。このとき、ＦＦＴ部２４にシンボルｘ０〜ｘＮ−１のＮシンボルを出力してから、Ｎ−K個のシンボルが入力されたことになるので、タイミング処理部２３１が出力を指示する。このタイミング処理部２３１からの指示を受けて、信号記憶部２３２は、記憶しているＮ個のシンボルｘＮ−Ｋ〜ｘ２Ｎ−Ｋ−１をブロックとしてＦＦＴ部２４に出力する。このように、前回ブロックとして出力したシンボルｘ０〜ｘＮ−１と、今回ブロックとして出力したシンボルｘＮ−Ｋ〜ｘ２Ｎ−Ｋ−１とは、シンボルｘＮ−Ｋ〜ｘＮ−１のK個のシンボルが重複する。
【００３５】
次に、重み係数計算部３２について詳述する。重み係数計算部３２は、ＦＤＥ部２５によるＭＭＳＥ等化後の信号の信号対干渉電力比に応じた重み係数を算出する。重み係数計算部３２は、ＭＭＳＥ等化後の信号対干渉電力比ｂｉを（１０）式により求める。ここで、ｉは０〜Ｎ−１であり、ブロック中のｉ番目のシンボルの信号対干渉電力比、すなわち重み係数である。
【００３６】
【数９】
2010130355.tif 000011
【００３７】
ただし、ａｉ，ｊは、（９）式に示すＮ×Ｌの行列の要素である。
【００３８】
【数１０】
2010130355.tif 000012
【００３９】
重み係数計算部３２は、チャネル推定部３０がパイロット信号からチャネル推定を行う度に、このようにして重み係数ｂｉを算出し、ブロック合成部２７に出力する。
【００４０】
図３は、受信装置２０の動作を説明する図である。本実施形態の受信装置２０は、受信処理部２２が生成したデジタルベースバンド信号Ｒａから、ブロック切り出し部２３が、隣接するブロック間でブロックが時間方向に半分ずつ重複するように、図３の例では、ブロックＢａ１、Ｂａ２、Ｂａ３を切り出す。これらブロックＢａ１、Ｂａ２、Ｂａ３の各々について、ＦＦＴ部２４が高速フーリエ変換処理（ＰＦ１、ＰＦ２、ＰＦ３）を行う。さらに、高速フーリエ変換処理（ＰＦ１、ＰＦ２、ＰＦ３）されたブロックＢａ１、Ｂａ２、Ｂａ３の各々について、ＦＤＥ部２５が、等化処理（ＰＥ１、ＰＥ２、ＰＥ３）を行う。
【００４１】
等化処理（ＰＥ１、ＰＥ２、ＰＥ３）されたブロックＢａ１、Ｂａ２、Ｂａ３の各々について、ＩＦＦＴ部２６が、逆高速フーリエ変換処理（ＰＩ１、ＰＩ２、ＰＩ３）を行う。これら、逆高速フーリエ変換処理（ＰＩ１、ＰＩ２、ＰＩ３）されたブロックＢａ１、Ｂａ２、Ｂａ３の各々について、ブロック合成部２７が、重み係数計算部３２が算出した重み係数ｂｉを乗じて重み付け（ＰＷ１、ＰＷ２、ＰＷ３）を行ったブロックＢｂ１、Ｂｂ２、Ｂｂ３を、それぞれのブロック間で同一の時刻の信号を加重平均することで合成する。
【００４２】
すなわち、ブロック合成部２７は、ブロックＢｂ１の後半とブロックＢｂ２の前半とを加重平均することで合成して、ブロックＢｃ１を生成し、ブロックＢｂ２の後半とブロックＢｂ３の前半とを加算することで合成して、ブロックＢｃ２を生成する。例えば、ブロックＢｂ１が０番目からＮ−１番目のシンボルｘｂ１,０〜ｘｂ１,Ｎ−１からなり、ブロックＢｂ２がＮ−K番目から２Ｎ−K−１番目のシンボルｘｂ２,Ｎ−Ｋ〜ｘｂ２,２Ｎ−Ｋ−１からなるときは、それぞれに重み係数ｂｉを乗じると、ｂ０ｘｂ１,０〜ｂＮ−１ｘｂ１,Ｎ−１とｂ０ｘｂ２,Ｎ−Ｋ〜ｂＮ−１ｘｂ２,２Ｎ−Ｋ−１となる。このうち、時刻が一致している、すなわち重複するｂＮ−Ｋｘｂ１,Ｎ−Ｋ〜ｂＮ−１ｘｂ１,Ｎ−１とｂ０ｘｂ２,Ｎ−Ｋ〜ｂＫ−１ｘｂ２,Ｎ−１とを、加算して重みの合計で割ることで、ブロックＢｃ１を合成する。この合成の結果、例えば、ブロックＢｃ１の１つ目のシンボルは、（ｂＮ−Ｋｘｂ１,Ｎ−Ｋ＋ｂ０ｘｂ２,Ｎ−Ｋ）÷（ｂＮ−Ｋ＋ｂ０）となる。ブロック合成部２７は、このようにして生成したブロックＢｃ１、Ｂｃ２を復調部２８に出力する。
【００４３】
なお、本実施形態では、ブロック切り出し部２３が、ブロックの重なりが隣接するブロックで半分ずつ重なるようにしているため、全ての時刻のシンボルを２つのブロックから合成しているが、重なりが半分より小さいときは、時刻によっては、１つのブロックにのみシンボルが含まれているので、そのようなシンボルについては、ブロック合成部２７は重み付けおよび合成を行わず、そのまま出力する。また、重なりが半分より大きいときは、時刻によっては、３つまたはそれ以上のブロックにシンボルが含まれているので、これら全てのブロックに含まれるシンボルを加重平均してもよいし、例えば、該当するシンボルがブロックの中心に近い２つを選択するなど、予め決められた規則に従い選択されたブロックに含まれるシンボルを加重平均するようにしてもよい。
【００４４】
このように、「干渉成分がベクトルインデックスの０付近およびＮ−１付近で大きくなる」のが一般的な傾向であり、チャネルインパルス応答と周波数領域等化における重み係数が決まれば干渉量をより正確に計算できることを利用して、等化後の符号間干渉（ブロック間干渉）と雑音から算出した信号対干渉電力比を重み係数とし、最大比合成を行うので、良好な受信特性が得られる。
【００４５】
次に、計算機シミュレーションにより、従来のオーバーラップＦＤＥと本発明（オーバーラップ合成ＦＤＥと称する）の特性を比較する。計算機シミュレーションにおいて、周波数領域等化のＤＦＴブロックサイズＮは６４とし、通信路の最大遅延Ｌは９サンプル。無線通信路は１０パスのマルチパスフェージングチャネルで、各波は平均レベルの等しい独立なレイリー分布で設定している。また、この計算機シミュレーションにおいてドップラー周波数はブロック長の逆数に対して非常に小さいことを仮定している。変調方式はＱＰＳＫであり、チャネル推定は理想としている。オーバーラップＦＤＥおよびオーバーラップ合成ＦＤＥのときのオーバーラップ長（重なりのシンボル数）Ｋは３２としている。
【００４６】
図４は、符号化部１１および復号部２９の誤り訂正符号を用いないときの計算機シミュレーション結果を示す誤り率特性のグラフである。図４において、横軸は平均信号対雑音比（Average SNR（Signal to Noise Ratio））、縦軸はビットエラーレート（BER；Bit Error Rate）である。図４において、グラフＬ１は、オーバーラップ無しで周波数領域等化を行ったときの誤り率特性である。また、グラフＬ２は、オーバーラップ有りで周波数領域等化を行ったとき、すなわち従来のオーバーラップＦＤＥの誤り率特性である。また、グラフＬ３は、オーバーラップ有りで重み付け合成を行ったとき、すなわち本発明のオーバーラップ合成ＦＤＥの誤り率特性である。オーバーラップ合成ＦＤＥのグラフ３は、従来のオーバーラップＦＤＥのグラフ２に対してフロアを低く抑えられており、ビットエラーレートＢＥＲ＝０．０３において約２ｄＢの改善が見られる。
【００４７】
図５は、符号化１１および復号部２９の誤り訂正符号として、拘束長７、符号化率１／２の畳み込み符号を用いたときの計算機シミュレーション結果を示す誤り率特性のグラフである。図５において、横軸は平均信号対雑音比、縦軸はビットエラーレートである。図５において、グラフＬ４は、オーバーラップ無しで周波数領域等化を行ったときの誤り率特性である。また、グラフＬ５は、オーバーラップ有りで周波数領域等化を行ったとき、すなわち従来のオーバーラップＦＤＥの誤り率特性である。また、グラフＬ６は、オーバーラップ有りで重み付け合成を行ったとき、すなわち本発明のオーバーラップ合成ＦＤＥの誤り率特性である。オーバーラップ合成ＦＤＥのグラフ６は、従来のオーバーラップＦＤＥのグラフ５に対して、ＢＥＲ＝０．００１において約０．５ｄＢの改善が見られる。
【００４８】
なお、本実施形態において、ＭＭＳＥ係数計算部３１が算出して、ＦＤＥ部２５が周波数領域の信号に乗じる重み係数は、ＭＭＳＥ基準であるとして説明したが、Ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇなど他の基準により算出した重み係数であってもよい。この場合、重み係数計算部３２による重み係数の算出も、ＭＭＳＥ係数計算部３１が算出する重み係数に応じた算出方法とする。
【００４９】
また、図１におけるブロック切り出し部２３、ＦＦＴ部２４、ＦＤＥ部２５、ＩＦＦＴ部２６、ブロック合成部２７、復調部２８、復号部２９、チャネル推定部３０、ＭＭＳＥ係数計算部３１、重み係数計算部３２の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよいし、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
【００５０】
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
【００５１】
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
本発明は、移動体通信システムなどの無線通信システムにおける受信装置に用いて好適であるが、これに限定されない。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】この発明の一実施形態による送信装置および受信装置の構成を示す概略ブロック図である。
【図２】同実施形態におけるブロック切り出し部２３の構成を示す概略ブロック図である。
【図３】同実施形態における受信装置２０の動作を説明する図である。
【図４】従来および同実施形態における誤り訂正符号を用いないときのシミュレーション結果を示す誤り率特性のグラフである。
【図５】従来および同実施形態における畳み込み符号を用いたときの計算機シミュレーション結果を示す誤り率特性のグラフである。
【図６】従来のオーバーラップＦＤＥを説明する図である。
【符号の説明】
【００５４】
１０…送信装置
１１…符号化部
１２…変調部
１３…パイロット信号生成部
１４…送信処理部
１５…アンテナ
２０…受信装置
２１…アンテナ
２２…受信処理部
２３…ブロック切り出し部
２４…ＦＦＴ部
２５…ＦＤＥ部
２６…ＩＦＦＴ部
２７…ブロック合成部
２８…復調部
２９…復号部
３０…チャネル推定部
３１…ＭＭＳＥ係数計算部
３２…重み係数計算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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