(57)【要約】【課題】高周波領域まで良好な特性を有し、抵抗体の設計が容易である分布定数型終端器を提供する。【解決手段】  入力信号電極００９と接地用電極０１０との所定距離を結び、第１シート抵抗値τ１（Ω／□）の抵抗が分布する第１抵抗膜００４と、第１抵抗膜００４の該所定距離方向の辺と該辺に並行するアースパターン０１１との間に、該辺とアースパターン０１１に電気的に接続され、第２シート抵抗値τ２（Ω／□）の抵抗が分布する第２抵抗膜００５とを備えた。【選択図】図１
2010130651.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号電極とアースに接続された接地用電極との所定距離を結び、第１シート抵抗値τ１（Ω／□）の抵抗が分布する第１抵抗膜と、
前記第１抵抗膜の該所定距離方向の辺と該辺に並行する表面アースパターンとの間に、該辺と該アースパターンに接続され、第２シート抵抗値τ２（Ω／□）の抵抗が分布する第２抵抗膜と
を備えたことを特徴とする分布定数型終端器。
【請求項２】
前記第２の抵抗膜は、２つあり、前記第１抵抗膜の前記所定距離方向の相対する２つの辺のそれぞれに接して設けられていることを特徴とする請求項１に記載の分布定数型終端器。
【請求項３】
特性インピーダンスＺ０＝｛（τ１／Ｗｓ）×（τ２×Ｗｐ）／２｝１／２（Ω）
単位長さ当たりの減衰量α＝｛２（τ１／（τ２×Ｗｓ×Ｗｐ）｝１／２（Nepers）
ただし、
Ｗｓ：前記第１抵抗膜の幅（前記所定距離方向と直交する方向の幅）
Ｗｐ：前記第２抵抗膜の幅（前記第１抵抗膜の辺と前記表面アースパターンとの間の距離）
で表わされることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の分布定数型終端器。
【請求項４】
前記第１抵抗膜、前記第２抵抗膜、前記入力信号電極、前記接地用電極、及び前記各アースパターンは、誘電体基板上に設けられており、かつ、前記接地用電極は前記各アースパターンと一体化されており、前記第１抵抗膜及び前記第２抵抗膜はその周囲が前記入力信号電極の部分を除き、前記接地用電極と一体化された前記アースパターンで囲われており、前記誘電体基板の裏面は前記アースパターンで覆われていることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の分布定数型終端器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回路又は信号伝送路（あるいは信号ライン）等の終端部に接続する終端器に関する。さらに詳しくは、分布定数型の終端器に関し、整合特性の高周波特性を良好にした終端器に関する。
【背景技術】
【０００２】
マイクロストリップラインなどの高周波信号伝送線路の末端における信号の不要な反射を防止するために、終端器（「終端抵抗器」ともいう。）が使用されている。
【０００３】
従来、この終端抵抗器には、回路の特性インピーダンスに近い抵抗値の抵抗あるいは抵抗減衰器が使用されてきた。
【０００４】
従来の終端器に用いられるこれらの抵抗あるいは抵抗減衰器は集中定数型素子で構成されており、高周波になるほど特性インピーダンスの整合をとることが困難であった。また、これらの終端器で消費される熱量の放熱性がよくなかった。
【０００５】
例えば、図１９（Ａ）は従来の一般的な終端器の上面の斜視図である。また、図１９（Ｂ）は従来の一般的な終端器の裏面側の斜視図である。図１９（Ａ）に示すように、従来の一般的な終端器は、抵抗体１９１、入力信号電極１９２、及び接地用電極１９３が誘電体基板１９４の上に配置されている。そして、このような従来の終端器では信号電極が回路基板の信号ライン（不図示）に、終端器の接地用電極が回路基板のグランド（不図示）にそれぞれハンダ付けされて使用される。この様な終端器においては、終端器が備える抵抗体１９１で発生する熱は、抵抗体１９１から表の接地用電極１９３及び表の入力信号電極１９２へと伝えられ、さらに、表の接地用電極１９３に伝えられた熱は回路基板のグランドへと伝えられ、表の入力信号電極１９２に伝えられた熱は信号ラインへと伝えられていく。これにより、抵抗で発生した熱が放熱される。しかし、終端しようとする信号ラインにかかる信号電力によっては、図のような入力信号電極１９２及び表の接地用電極１９３からの放熱だけでは、抵抗体１９１で発生した熱を放熱するためには不十分である。
【０００６】
そこで従来、放熱量を向上させるために信号電極及び接地用電極の裏面の長さを長くした技術（例えば、特許文献１参照。）がある
【０００７】
しかし、特許文献１のように裏面の電極を長くすれば放熱量は多くなるが、この場合の放熱量でも十分な放熱を行うことは未だ困難である。
【０００８】
次に、従来の高周波対応型とされるチップタイプの終端器の周波数特性は、１ＧＨｚ以下の帯域ではリターンロスが−３０ｄＢ以下であり、同様に３．５ＧＨｚ以下の帯域では−２０ｄＢ以下、６ＧＨｚ以下の帯域では−１５ｄＢ以下であり、１ＧＨｚより高い周波数帯域では特性インピーダンスの整合をとることが困難である。
【０００９】
また、一般的に大きな消費電力を有する抵抗体は形状が大きくなるため、高周波特性が悪化する傾向がある。
【００１０】
そこで従来、抵抗体と同一面に信号電極、抵抗体、又は接地用電極のいずれかに接続された周波数特性補正パターンを形成し、このパターンにより高周波のインピーダンスのずれを補正する技術（例えば、特許文献２参照。）が提案されている。
【００１１】
【特許文献１】米国特許第５７３９７４３号明細書
【特許文献２】特開２００５−１０１９７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかし、特許文献２の技術を使用した場合、周波数がおおよそ５ＧＨｚ以上になると信号反射率が−２０ｄＢを超えてしまう。したがって、特許文献２の技術を用いても高周波において特性インピーダンスの整合をとることは困難である。
【００１３】
この発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、高周波領域まで良好な整合特性を有し、放熱の効率がよく、さらに設計が容易な終端器を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の終端器は、入力信号電極とアースに接続された接地用電極との所定距離を結び、第１シート抵抗値τ１（Ω／□）の抵抗が分布する第１抵抗膜と、前記第１抵抗膜の該所定距離方向の辺と該辺に並行する表面アースパターンとの間に、該辺と該アースパターンに接続され、第２シート抵抗値τ２（Ω／□）の抵抗が分布する第２抵抗膜とを備えたことを特徴とするものである。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の分布定数型終端器であって、前記第２抵抗膜は、２つあり、前記第１抵抗膜の前記所定距離方向の相対する２つの辺のそれぞれに接して設けられていることを特徴とするものである。
【００１６】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載の分布定数型終端器であって、
特性インピーダンスＺ０＝｛（τ１／Ｗｓ）×（τ２×Ｗｐ）／２｝１／２（Ω）
単位長さ当たりの減衰量α＝｛２（τ１／（τ２×Ｗｓ×Ｗｐ）｝１／２（Nepers）
ただし、
Ｗｓ：前記第１抵抗膜の幅（前記所定距離方向と直交する方向の幅）
Ｗｐ：前記第２抵抗膜の幅（前記第１抵抗膜の辺と前記表面アースパターンとの間の距離）
で表わされることを特徴とするものである。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の分布定数型終端器であって、前記第１抵抗膜、前記第２抵抗膜、前記入力信号電極、前記接地用電極、及び前記各アースパターンは、誘電体基板上に設けられており、かつ、前記接地用電極は前記各アースパターンと一体化されており、前記第１抵抗膜及び前記第２抵抗膜はその周囲が前記入力信号電極の部分を除き、前記接地用電極と一体化された前記アースパターンで囲われており、前記誘電体基板の裏面は前記アースパターンで覆われていることを特徴とするものである。
【発明の効果】
【００１８】
本発明に係る分布定数型終端器によると、簡単な抵抗値を求める式を使用して、分布定数型の終端器を作成することができる。これにより、抵抗体の設計を容易にすることができるとともに、ＤＣから高周波領域まで良好な特性インピーダンスの整合特性を得ることが可能となる。
【００１９】
さらに、本発明に係る分布定数型終端器によると、集中定数型終端器に比べて放熱特性が良い構成である。このため、信号パワーの大きい回路にも対応することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
〔第１の実施形態〕
第１の実施形態に係る分布定数型終端器について説明する。図１は本発明に係る分布定数型終端器（以下では、単に「終端器」という。）の構成を示す模式図である。  図２（Ａ）は、本実施形態に係る終端器の上面の斜視図である。また、図２（Ｂ）は、本実施形態に係る終端器の下面の斜視図である。図１、図２（Ａ）、図２（Ｂ）において、同一の符号を有する部材は同一の機能、性能を有する部材である。
【００２１】
本実施形態の図１に係る終端器００１は、当出願人が先に出願した特願２００７−０４２５２号公報の技術による分布定数型アッテネータ（等価的にはπ型のアッテネータ）を終端器に用いたものである。
【００２２】
本発明に係る終端器００１は図１に示すように、第１抵抗膜（主抵抗体）００４（黒塗りで示された部材）、第２抵抗膜（副抵抗体）００５（斜め線で示された部材）、入力信号電極００９（向かって左側の横縞で示された部材）、接地用電極０１０（紙面に向かって右側の横縞で示された部材）、及びアースパターン０１１（縦縞で示された部分）が誘電体基板００２上に配置された構成である。アースパターン０１１が本発明における「表面アースパターン」にあたる。ここで、本実施形態では、接地用電極０１０とアースパターン０１１を別個の部材として構成しているが、接地用電極０１０とアースパターン０１１を１つの部材として構成してコの字型の接地用電極０１０とする構成でもよい。また、誘電体基板００２の裏側は入力信号電極００９の裏側を除き、図２（Ｂ）で示すように全面が裏面アース０１４（銅箔）とされ、終端しようとする回路（信号ライン）のアース側に接続されている。さらに、アースパターン０１１と裏面アース０１４は図２（Ａ）で示す側面アース０１２及び図２では表わされていないが接地用電極０１０と同じ面に並べて配置されている端面アース０１３で接続されている。そして、誘電体基板００２の表のアースパターン０１１、接地用電極０１０、端面アース０１３、及び裏面アース０１４とは一体的に構成されてもよい。このように一体的に銅箔などで誘電体基板００２を覆うように構成することが放熱の点からより好ましい。さらに、そして、第１抵抗膜００４と第２抵抗膜００５とで減衰部００３を構成する。
【００２３】
誘電体基板００２は、厚さｔ（ｍｍ）、幅方向の長さｗ０（ｍｍ）、長手方向の長さＬ０（ｍｍ）を有する。ここで、後述する長さを利用するとｗ０＝ｗｓ＋２ｗｐ＋２ｗｇ、Ｌ０＝Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３となる。また、誘電体基板００２は、比誘電率εｒを有する。本実施形態では、放熱効率を考慮して、誘電体基板００２は窒化アルミで構成されている。ただし、窒化アルミより熱効率が若干低下することが許される場合には、誘電体基板００２は誘電体であれば他の材料でもよく、例えばアルミナ、窒化アルミ、テフロン（登録商標）などの材質で構成してもよい。そして、図２（Ｂ）に示すように誘電体基板００２の裏面が裏面アース０１４で覆われている。
【００２４】
入力信号電極００９は、幅方向（図１における縦方向）の長さｗｓ（ｍｍ）、長手方向（図１における横方向）の長さＬ２（ｍｍ）を有する。そして、入力信号電極００９は、本実施形態では銅の厚膜又は薄膜で構成されている。ただし、入力信号電極００９は、金、銀、又は錫などでもよい。
【００２５】
接地用電極０１０は、幅方向の長さｗｓ（ｍｍ）、長手方向（図１における横方向）の長さＬ３（ｍｍ）を有する。接地用電極０１０は、本実施形態では銅の厚膜又は薄膜で構成されている。ただし、接地用電極０１０は、金、銀、又は錫などでもよい。そして、本実施形態では、接地用電極０１０、アースパターン０１１、及び裏面アース０１４は、図２（Ａ）及び（Ｂ）に示すように誘電体基板００２の側面の側面アース０１２及び図では表わされていない接地用電極０１０と同じ面に並んでいる端面アース０１３で電気的かつ高周波的に結合している。ただし、接地用電極０１０と誘電体基板００２の裏面アース０１４（図２（Ｂ）参照）とは電気的に結合していれば他の方法で結合する構成でもよく、例えばスルーホールで電気的に結合してもよい。ただし、終端により消費する電力によっては、放熱効率を考慮する必要がある。
【００２６】
第１抵抗膜００４は、幅方向の長さｗｓ（ｍｍ）、長手方向の長さＬ１（ｍｍ）を持つ。また、第１抵抗膜００４は、シート抵抗値τ１（Ω／□）を持つ。このシート抵抗値τ１が本発明における「第１シート抵抗値τ１」にあたる（以下同様）。そして、第１抵抗膜００４は自己の長手方向の一端の辺（図１の左側の辺）が入力信号電極００９と、他端の辺（図１の右側の辺）が接地用電極０１０と接する。そして、その状態で誘電体基板００２の上に形成される。第１抵抗膜００４は、例えば、ニクロム、窒化タンタル、酸化ルテニウムなどの厚膜又は薄膜で構成されている。
【００２７】
第２抵抗膜００５は、幅方向の長さｗｐ（ｍｍ）、長手方向の長さＬ１ｍｍを持つ。また、第２抵抗膜００５は、シート抵抗値τ２（Ω／□）を持つ。このシート抵抗値τ２が本発明における「第２シート抵抗値τ２」にあたる（以下同様）。そして、第２抵抗膜００５は、自己の幅方向の辺が第１抵抗膜００４の幅方向の辺と接し、かつ第１抵抗膜００４と接する辺及び入力信号電極００９側の辺以外の２辺がアースパターン０１１に接するように、第１抵抗膜００４の幅方向の両辺（図１における上下）に２つ配置され、その状態で誘電体基板００２の上に形成される。第２抵抗膜００５は、例えば、ニクロム、窒化タンタル、酸化ルテニウムなどの厚膜又は薄膜で構成されている。
【００２８】
誘電体基板００２の表面に配置されたアースパターン０１１は、Ｌ字型をしている（接地用電極０１０とアースパターン０１１とを含めたものを接地用電極０１０であり且つアースパターン０１１であるものとして考えると、その場合のアースパターン０１１はコの字型である。）。以下の説明では、Ｌ字型のアースパターン０１１における上下から第２抵抗膜００５と接し誘電体基板００２の両端の間と同じ長さ（長さＬ０ｍｍ）を有する部分を「横辺部」といい、図１において第２抵抗膜００５の右端と接する部分で横辺部の下にある部分を「縦辺部」という。アースパターン０１１の２つの横辺部は上下から自己の幅方向の辺と第２抵抗膜００５の幅方向の辺（第１抵抗膜００４に接していない辺）とを接し、幅方向に第２抵抗膜００５を挟むように対向して（図１における上下）２つ配置され、その状態で誘電体基板００２の上に形成される。本実施形態では、幅方向に対向するように配置されたいずれのアースパターン０１１の横辺部も幅方向の長さをｗｇ（ｍｍ）としている。アースパターン０１１の縦辺部は長手方向の辺と第２抵抗膜００５の長手方向の辺（入力信号電極００９とは反対側の辺）が接している。そして、アースパターン０１１は良好な電気伝導度σ（Ｓ／ｍ）を有する。
【００２９】
ここで、前述の様に接地用電極０１０をコの字型に構成した場合、コの字の上の辺の部分、及びコの字の下の辺の部分がアースパターン０１１の横辺部にあたる。そして、コの字の縦棒の部分のうち本実施形態における接地用電極０１０以外の部分がアースパターン０１１の縦辺部にあたる。
【００３０】
以上の部材には、それぞれ、ガラス、樹脂などの保護膜を設けてもよい。
【００３１】
（構成）
以下で、所望の特性インピーダンスＺ０（Ω）を構成するための各構成要素を説明する。
【００３２】
（Ａ１）まず、誘電体基板００２の材質（比誘電率εｒ）及びそのサイズ（厚さｔ（ｍｍ）、幅方向の長さｗ０（ｍｍ）、長手方向の長さＬ０（ｍｍ））を決定する。次に、終端しようとする回路もしくは信号ラインの特性インピーダンスを終端器００１の特性インピーダンスＺ０として決定する。ここで、説明の都合上、誘電体基板００２のサイズとして、幅方向の長さｗ０（ｍｍ）、長手方向の長さＬ０（ｍｍ）を決定したが、実際にはマイクロストリップラインにおける特性インピーダンスＺ０を求める場合、及び、図１に示す終端器００１における特性インピーダンスＺ０を考える場合には、無限遠の理想的な誘電体基板００２を使用するため誘電体基板００２の幅方向の長さｗ０（ｍｍ）及び長手方向の長さＬ０（ｍｍ）は特には必要としない。さらに、上述したように、本実施形態はアッテネータを終端器００１として用いているため、そのアッテネータとしての減衰量Ａを決定しておく。減衰量Ａとしては、後述する「実施例」に示すように１５ｄＢ〜３０ｄＢが望ましい。
【００３３】
（Ａ２）次に、決定した誘電体基板００２の材質及びサイズ、並びに必要とする特性インピーダンスＺ０を基にマイクロストリップラインの幅ｗｓを算出し、これを第１抵抗膜００４の幅方向の長さｗｓとする。以下その方法を説明する。
【００３４】
マイクロストリップラインの幅方向の長さｗｓは、
〈式１〉
ｗｓ／ｔ≦１のとき
Ｚ０＝（６０／εeff１／２）・ｌｎ（８ｔ／ｗｓ＋ｗｓ／４ｔ）
εeff＝（εｒ＋１）／２＋｛（εｒ−１）／２｝［｛１／（１＋１２ｔ／ｗｓ）＋０．０４（１−ｗｓ／ｔ）２｝］
〈式２〉
ｗｓ／ｔ≧１のとき
Ｚ０＝（１２０π／εeff１／２）／｛ｗｓ／ｔ＋１．３９３＋（２／３）ｌｎ（ｗｓ／ｔ＋１．４４４）｝
εeff＝（εｒ＋１）／２＋｛（εｒ−１）／２｝｛１／（１＋１２ｔ／ｗｓ）｝
という関係を有するので、ｗｓを求めることができる。
【００３５】
このマイクロストリップラインの幅方向の長さｗｓを本発明における第１抵抗膜００４の幅方向の長さｗｓとする。
【００３６】
（Ａ３）決定した誘電体基板００２の材質及びサイズ、必要とする特性インピーダンスＺ０、求めた第１抵抗膜００４の幅方向の長さｗｓ、並びに決定した減衰量Ａ(Nepers）を基に、第１抵抗膜００４及び第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１、第２抵抗膜００５の幅方向の長さｗｐ、第１抵抗膜００４のシート抵抗値τ１（Ω／□）、並びに第２抵抗膜００５のシート抵抗値τ２（Ω／□）の以下の関係式からそれぞれの値を求める。
【００３７】
図１に示す終端器００１において、まず、高周波成分による影響であるインダクタンス及びキャパシタンスを除いた、直流的特性インピーダンスＺＤＣを用いて関係式を作成する。ここで、値としては、ＺＤＣ＝Ｚ０である。要するに関係式の計算は直流で行う意味である。
【００３８】
図１に示す終端器００１において、第１抵抗膜００４の入力信号電極００９と接地用電極０１０間に分布する抵抗値をＲ（Ω）とし、第２抵抗膜００５の入力信号電極００９及び接地用電極０１０とアースパターン０１１との間に分布するコンダクタンスをＧ（Ｓ）とすると、伝送線路理論から、直流的特性インピーダンスＺＤＣと減衰量Ａは以下の式で表わされる。ここで、Ｒ及び２つのＧは上記アッテネータを透過的にπ型アッテネータとした時の成分である。
〈式３‐１〉直流的特性インピーダンス  ＺＤＣ＝（Ｒ／Ｇ）１／２（Ω）
〈式３‐２〉減衰量  Ａ＝（ＲＧ）１／２（Nepers）＝８．６８６（ＲＧ）１／２（ｄＢ）
ここで、Ｒ＝（τ１／ｗｓ）・Ｌ１、Ｇ＝（２／τ２ｗｐ）・Ｌ１である。
【００３９】
そこで、上述のＺ０及びＡの式にＲ、Ｇを代入すると、
〈式４〉
ＺＤＣ＝｛（τ１τ２／２）・（ｗｐ／ｗｓ）｝１／２
Ａ＝８．６８６｛２・（τ１／τ２）・（１／ｗｓｗｐ）｝１／２・Ｌ１
したがって、単位長さ当たりの減衰量αは
α＝８．６８６｛２・（τ１／τ２）・（１／ｗｓｗｐ）｝１／２である。
【００４０】
ここで、ＺＤＣ、αは予め決定しており、さらにｗｓは求まっているので、第１抵抗膜００４及び第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１、第２抵抗膜００５の幅方向の長さｗｐを決定すれば、第１抵抗膜００４におけるシート抵抗値τ１（Ω／□）、第２抵抗膜００５におけるシート抵抗値τ２（Ω／□）を以下の式で求めることができる。
〈式５〉
τ１＝（ＺＤＣ・α・ｗＳ）／（８．６８６・Ｌ１）
τ２＝１７．３７２（ＺＤＣ・Ｌ１）／（α・ｗｐ）
【００４１】
また、逆に第１抵抗膜００４のシート抵抗値τ１（Ω／□）、及び第２抵抗膜００５のシート抵抗値τ２（Ω／□）を決定すれば、第１抵抗膜００４及び第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１（ｍｍ）、第２抵抗膜００５の幅方向の長さｗｐ（ｍｍ）を求めることができる。
【００４２】
（Ａ４）このように求めた関係式を用いて、第１抵抗膜００４のシート抵抗値τ１（Ω／□）、第２抵抗膜００５のシート抵抗値τ２（Ω／□）、第１抵抗膜００４及び第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１、並びに第２抵抗膜００５の幅方向の長さｗｐを決定し、図１に示す終端器００１を作成する。そして、作成した終端器００１により、高周波信号を入力してリターンロスとＶＳＷＲ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｔａｎｄｉｎｇ  Ｗａｖｅ  Ｒａｔｉｏ）とを計測した場合、高周波におけるリターンロス及びＶＳＷＲのいずれにおいても良好な結果が得られる。
【００４３】
したがって、（特性インピーダンスＺ０）＝（直流的特性インピーダンスＺＤＣ）とすることが可能である。以下は、統一して特性インピーダンスＺ０で説明する。
【００４４】
すなわち、特性インピーダンスＺ０における、第１抵抗膜００４のシート抵抗値τ１（Ω／□）、第２抵抗膜００５のシート抵抗値τ２（Ω／□）、第１抵抗膜００４及び第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１、並びに第２抵抗膜００５の幅方向の長さｗｐの関係式は以下の式で表わされる。
【００４５】
Ｚ０＝｛（τ１τ２／２）・（ｗｐ／ｗＳ）｝１／２
Ａ＝８．６８６｛２・（τ１／τ２）・（１／ｗｓｗｐ）｝１／２・Ｌ１
したがって、単位長さ当たりの減衰量αは
α＝８．６８６｛２・（τ１／τ２）・（１／ｗｓｗｐ）｝１／２である。
【００４６】
（実施例１）
本実施形態に係る終端器００１として、特性インピーダンスＺ０＝５０（Ω）、誘電体基板００２の材質を窒化アルミとし、その比誘電率εｒ＝８．６、基板厚ｔ＝１．０（ｍｍ）とする。さらに、減衰量Ａ（ｄＢ）を、Ａ＝２０（ｄＢ）とする。この減衰量Ａは、特性インピーダンス５０（Ω）の場合、１５（ｄＢ）から３０（ｄＢ）の範囲で反射量の少ない値を選択することが好ましい。図３は本実施例における終端器００１の図である。
【００４７】
本実施例では、図３に示すように、第１抵抗膜００４の長手方向の長さＬ１＝２．０（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．２（ｍｍ）、シート抵抗値τ１＝６９（Ω／□）、第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１＝２．０（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）、シート抵抗値τ２＝１７４（Ω／□）、入力信号電極００９の長手方向の長さＬ２＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．２（ｍｍ）、接地用電極０１０の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗＳ＝１．２（ｍｍ）、アースパターン０１１の横辺部の長手方向の長さＬ０＝３．２（ｍｍ）、幅方向の長さｗｇ＝０．５（ｍｍ）、アースパターン０１１の縦辺部の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）として終端器００１を構成する。
【００４８】
ここで、｛（τ１τ２／２）・（ｗｐ／ｗｓ）｝１／２＝｛（６９×１７４）／２×（０．５／１．２）｝１／２＝５０．０１（Ω）であり、特性インピーダンスがＺ０＝５０（Ω）となる終端器００１であるように構成した。
【００４９】
図４（Ａ）及び（Ｂ）は上述の条件で、図３の構成の終端器００１について整合特性のシミュレーションを行ったものである。図４（Ａ）は各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図である。  図４（Ｂ）各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図である。図４（Ａ）のグラフは左側の縦軸をリターンロス（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。また、図４（Ｂ）のグラフは左側の縦軸をＶＳＲＷ（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。
【００５０】
そして、図４（Ａ）のグラフを参照すると、周波数５（ＧＨｚ）以下では、リターンロスは−３０（ｄＢ）以下に抑えることができ、１０（ＧＨｚ）においても−２６（ｄＢ）である。また、図４（Ｂ）のグラフを参照すると、ＶＳＷＲについても５（ＧＨｚ）以下では１．１以下で収まっており、１０（ＧＨｚ）においても１．１５以下である。したがって、リターンロス及びＶＳＷＲのいずれにおいても良好な値が得られている。したがって、本実施例に係る終端器００１を使用すれば特性インピーダンスの整合をとることができる。
【００５１】
また、実施例１の分布定数型の終端器００１と５０（Ω）の集中定数型の固定抵抗による終端器との信号の反射量及び透過量のシミュレーション結果の比較を以下に説明する。
【００５２】
ここで、５０Ω固定抵抗の基板サイズは３．２（ｍｍ）×３．２（ｍｍ）×１．０（ｍｍ）（実施例１のサイズと同一）、抵抗体のサイズは幅方向の長さ１．２（ｍｍ）、長手方向の長さ２．０（ｍｍ）（実施例１の第１抵抗膜００４のサイズと同一）。ここで、幅１．２（ｍｍ）は特性インピーダンス５０（Ω）のマイクロストリップラインの幅である。さらに、５０（Ω）の固定抵抗の裏面にアースがある場合とない場合とで比較を行った。
【００５３】
図５及び図６は特性インピーダンス５０（Ω）ラインの終端負荷に、分布定数型終端器を使用した場合と上記の５０（Ω）固定抵抗を使用した場合のリターンロスと信号透過率をシミュレートした結果の図である。図５は、縦軸をリターンロス（ｄＢ）に採り、横軸を周波数（ＧＨｚ）に採っている。また、図６は、縦軸を信号透過率（ｄＢ）に採り、横軸を周波数（ＧＨｚ）に採っている。ここで、信号透過率とは、終端器００１の入力信号電極００９に入った信号が終端器００１の接地用電極０１０に出力される割合のことをさす。
【００５４】
図５における、グラフ５０１が各周波数における本発明に係る実施例１の終端器００１のリターンロスを表すグラフである。グラフ５０２が５０（Ω）固定抵抗（アース有）のリターンロスを表すグラフである。グラフ５０３が５０（Ω）固定抵抗（アース無）のリターンロスを表すグラフである。
【００５５】
図５を参照すると、例えば５（ＧＨｚ）では、実施例１の終端器００１のリターンロスは−２９．４（ｄＢ）、５０Ω固定抵抗（アース有）のリターンロスは−１５．４（ｄＢ）、５０Ω固定抵抗（アース無）のリターンロスは−１２．５（ｄＢ）となっている。
【００５６】
したがって、実施例１の終端器００１のリターンロスは５０（Ω）固定抵抗のリターンロスに比べて少なく抑えられている。
【００５７】
また、図６における、グラフ６０１が各周波数における実施例１の終端器００１の信号透過率を表すグラフである。グラフ６０２が５０（Ω）固定抵抗（アース有）の信号透過率を表すグラフである。グラフ６０３が５０Ω固定抵抗（アース無）の信号透過率を表すグラフである。
【００５８】
図６を参照すると、例えば５（ＧＨｚ）では、実施例１の終端器００１の信号透過率は−７６．０（ｄＢ）、５０（Ω）固定抵抗（アース有）の信号透過率は−３７．８（ｄＢ）、５０（Ω）固定抵抗（アース無）の信号透過率は−３４．１（ｄＢ）となっている。
【００５９】
したがって、実施例１の終端器００１の信号透過率は５０（Ω）固定抵抗の信号透過率に比べて少なく抑えられている。
【００６０】
このように、実施例１の終端器００１は５０（Ω）固定抵抗に比べて性能が向上している。
【００６１】
（実施例２）
本実施形態に係る終端器００１として、特性インピーダンスＺ０＝５０（Ω）、誘電体基板００２の材質を窒化アルミとし、その比誘電率εｒ＝８．６、基板厚ｔ＝０．８（ｍｍ）とする。さらに、減衰量Ａ（ｄＢ）を、Ａ＝１６（ｄＢ）とする。この減衰量Ａは、特性インピーダンス５０（Ω）の場合、１５（ｄＢ）から３０（ｄＢ）の範囲で反射量の少ない値を選択することが好ましい。図７は本実施例における終端器００１の図である。
【００６２】
本実施例では、図７に示すように、第１抵抗膜００４の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、シート抵抗値τ１＝６０（Ω／□）、第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）、シート抵抗値τ２＝１６８（Ω／□）、入力信号電極００９の長手方向の長さＬ２＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、接地用電極０１０の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、アースパターン０１１の横辺部の長手方向の長さＬ０＝２．７（ｍｍ）、幅方向の長さｗｇ＝０．５（ｍｍ）、アースパターン０１１の縦辺部の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）として終端器００１を構成する。
【００６３】
ここで、｛（τ１τ２／２）・（ｗｐ／ｗｓ）｝１／２＝｛（６０×１６８）／２×（０．５／１．０）｝１／２＝５０．２（Ω）であり、特性インピーダンスがＺ０＝５０（Ω）となる終端器００１であるように構成した。
【００６４】
図８（Ａ）及び（Ｂ）は上述の条件で、図７の構成の終端器００１について整合特性のシミュレーションを行ったものである。図８（Ａ）は各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図である。  図８（Ｂ）は各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図である。図８（Ａ）のグラフは左側の縦軸をリターンロス（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。また、図８（Ｂ）のグラフは左側の縦軸をＶＳＲＷ（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。
【００６５】
そして、図８（Ａ）のグラフを参照すると、周波数８（ＧＨｚ）以下では、リターンロスは−３０（ｄＢ）以下に抑えることができ、１０（ＧＨｚ）においても−２６（ｄＢ）である。また、図８（Ｂ）のグラフを参照すると、ＶＳＷＲについても１０（ＧＨｚ）以下では１．１以下である。したがって、リターンロス及びＶＳＷＲのいずれにおいても良好な値が得られている。したがって、本実施例に係る終端器００１を使用すれば特性インピーダンスの整合をとることができる。
【００６６】
さらに、本実施形態に係る分布定数型の終端器００１と集中定数型終端器との熱抵抗を比較した結果を以下で説明する。
【００６７】
比較のために、双方の導体以外のパラメータを以下に記載するように構成した。
基板：材質アルミナ（熱伝導係数θ１＝２５（Ｗ/ｍＫ））、面積ａ２＝２（ｍｍ）×２（ｍｍ）、厚さｔ１＝０．５（ｍｍ）。
端子及びアース（グランド）：材質  銅（熱伝導係数θ２＝４００（Ｗ／ｍＫ））、膜厚ｔ２＝３０（μｍ）
はんだ：熱伝導係数θ３＝５０（Ｗ／ｍＫ）、膜厚ｔ３＝３０μｍ。
【００６８】
このとき、分布定数型の熱抵抗Ｒ０、集中定数型の熱抵抗Ｒ１はそれぞれ以下のようになる。
Ｒ０：＝ｔ１／（θ１・ａ２＋θ２・４・ａ・ｔ２）＋ｔ２／（θ２・ａ２）＋ｔ３／（θ３・ａ２）
Ｒ１：＝ｔ１／（θ１・ａ２＋θ２・２・ａ・ｔ２）＋ｔ２／（θ２・ａ２・１／２）＋ｔ３／（θ３・ａ２・１／２）
【００６９】
これより、
Ｒ０＝２．７２（Ｋ／Ｗ）
Ｒ１＝３．７１６（Ｋ／Ｗ）
と求まる。
【００７０】
したがって、本実施形態に係る分布定数型の終端器００１の熱抵抗Ｒ０が、集中定数型終端器の熱抵抗Ｒ１に比べて約３０％少ない。すなわち、本実施形態に係る分布定数型の終端器００１の方が集中定数型終端器と比較して放熱効率がよくなる。
【００７１】
ここで、前述の熱抵抗の式の詳細を説明する。ここでは、対流伝熱、輻射伝熱を無視して、伝導伝熱だけで考える。分布定数型の終端器００１もチップ型の終端器も発熱量は同一で抵抗体が均一に発熱するとする。
【００７２】
抵抗体から誘電体基板００２の裏面までの熱抵抗は、誘電体基板００２の熱抵抗と基板側面の各電極の膜、アースパターン０１１、側面アース０１２、端面アース０１３、及び裏面アース０１４の膜の合成抵抗（並列）になる。本実施形態に係る分布定数型の終端器００１は抵抗体の４側面が金属膜で覆われているが、チップ型の終端器の場合には２側面が抵抗体に接続している形状である。そのため、熱抵抗Ｒ０の式の第１項では分母に４が、熱抵抗Ｒ１の式の第１項では分母に２が与えられている。
【００７３】
また、誘電体基板００２の裏面から裏面アース０１４、各電極、及びはんだを介してプリント基板へ放出される熱抵抗がある（直列）。そして、本実施形態に係る分布定数型の終端器００１は裏面の全面が各電極や裏面アース０１４で覆われているのに対し、チップ型の終端器の場合には裏面の半分が各電極やアースパターンで覆われている。そのため、熱抵抗Ｒ１の式の第２項及び第３項で分母に１／２が与えられている。ここで例えば、チップ型の終端器の裏面の２／３が各電極やアースパターンで覆われているとすると、Ｒ１＝３．６３２となる。
【００７４】
以上で説明したように、本実施形態に係る分布定数型終端器によると、直流的特性インピーダンスにおける簡単な抵抗値を求める式を使用して、高周波信号を使用する分布定数型終端器を作成することができる。これにより、抵抗体の設計を容易にすることができるとともに、その作成した分布定数型終端器においてＤＣから高周波領域まで良好な整合特性を得ることが可能となる。また、集中定数型終端器に比べて放熱性の良い終端器を作成することができ、パワーの高い信号を扱う回路にも対応することが可能となる。
【００７５】
〔第２の実施形態〕
第２の実施形態に係る分布定数型終端器について説明する。図９は本実施形態に係る分布定数型終端器の模式図である。  図１０（Ａ）は、本実施形態に係る終端器の上面の斜視図である。また、図１０（Ｂ）は、本実施形態に係る終端器の下面の斜視図である。
【００７６】
本実施形態に係る終端器００１は図９に示すように、接地用電極０１０（向かって右側の横縞で示された部材）とアースパターン０１１（縦縞で示された部分）とが、その間に隙間を開けて配置された構成であることが第１の実施形態と異なる。ただし、裏面アース０１４、側面アース０１２、及び端面アース０１３を介して両者は接続されている。図９、図１０（Ａ）、及び図１０（Ｂ）において図１と同様の符号が付された部材は、特に説明のない限り同じ部材を表している。すなわち、第１の実施形態ではアースパターン０１１はＬ字型をしていたが、本実施形態ではアースパターン０１１は長方形状となっている。
【００７７】
アースパターン０１１は、上下から自己の幅方向の辺と第２抵抗膜００５の幅方向の辺（第１抵抗膜００４に接していない辺）と接し、幅方向に第２抵抗膜００５を挟むように（図９における上下）２つ配置され、その状態で誘電体基板００２の上に形成される。本実施形態では、幅方向に対向する用に配置されたいずれのアースパターン０１１も幅方向の長さをｗｇ（ｍｍ）としている。そして、本実施形態では、アースパターン０１１と裏面アース０１４とは、誘電体基板００２の側面の側面アース０１２、及び端面アース０１３で電気的に結合している。ただし、アースパターン０１１と誘電体基板００２の裏面アース０１４（図１０（Ｂ）参照）とは電気的に結合していれば他の方法で結合する構成でもよく、例えばスルーホールで電気的に結合してもよい。
【００７８】
（実施例３）
本実施形態に係る終端器００１として、特性インピーダンスＺ０＝５０（Ω）、誘電体基板００２の材質を窒化アルミとし、その比誘電率εｒ＝８．６、基板厚ｔ＝１．０（ｍｍ）とする。さらに、減衰量Ａ（ｄＢ）を、Ａ＝２０（ｄＢ）とする。この減衰量Ａは、特性インピーダンス５０（Ω）の場合、１５（ｄＢ）から３０（ｄＢ）の範囲で反射量の少ない値を選択することが好ましい。図１１は本実施例における終端器００１の図である。
【００７９】
本実施例では、図１１に示すように、第１抵抗膜００４の長手方向の長さＬ１＝２．０（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．２（ｍｍ）、シート抵抗値τ１＝６９（Ω／□）、第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１＝２．０（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）、シート抵抗値τ２＝１７４（Ω／□）、入力信号電極００９の長手方向の長さＬ２＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．２（ｍｍ）、接地用電極０１０の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．２（ｍｍ）、アースパターン０１１の長手方向の長さＬ０＝３．２（ｍｍ）、幅方向の長さｗｇ＝０．５（ｍｍ）として終端器００１を構成する。
【００８０】
ここで、｛（τ１τ２／２）・（ｗｐ／ｗｓ）｝１／２＝｛（６９×１７４）／２×（０．５／１．２）｝１／２＝５０．０１（Ω）であり、であり、特性インピーダンスがＺ０＝５０（Ω）となる終端器００１であるように構成した。
【００８１】
図１２（Ａ）及び（Ｂ）は上述の条件で、図１１の構成の終端器００１について整合特性のシミュレーションを行ったものである。図１２（Ａ）は各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図である。  図１２（Ｂ）は各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図である。図１２（Ａ）のグラフは左側の縦軸をリターンロス（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。また、図１２（Ｂ）のグラフは左側の縦軸をＶＳＲＷ（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。
【００８２】
そして、図１２（Ａ）のグラフを参照すると、周波数５（ＧＨｚ）以下では、リターンロスを−３０（ｄＢ）以下に抑えることができ、１０（ＧＨｚ）においても−２６（ｄＢ）である。また、図１２（Ｂ）のグラフを参照すると、ＶＳＷＲについても５（ＧＨｚ）以下ではおおよそ１．１以下で収まっており、１０（ＧＨｚ）においても１．２以下である。したがって、リターンロス及びＶＳＷＲのいずれにおいても良好な値が得られている。したがって、本実施例に係る終端器００１を使用すれば特性インピーダンスの整合をとることができる。
【００８３】
（実施例４）
本実施形態に係る終端器００１として、特性インピーダンスＺ０＝５０（Ω）、誘電体基板００２の材質を窒化アルミとし、その比誘電率εｒ＝８．６、基板厚ｔ＝０．８（ｍｍ）とする。さらに、減衰量Ａ（ｄＢ）を、Ａ＝１６（ｄＢ）とする。この減衰量Ａは、特性インピーダンス５０（Ω）の場合、１５（ｄＢ）から３０（ｄＢ）の範囲で反射量の少ない値を選択することが好ましい。図１３は本実施例における終端器００１の図である。
【００８４】
本実施例では、図１３に示すように、第１抵抗膜００４の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、シート抵抗値τ１＝６０（Ω／□）、第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）、シート抵抗値τ２＝１６８（Ω／□）、入力信号電極００９の長手方向の長さＬ２＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、接地用電極０１０の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、アースパターン０１１の長手方向の長さＬ０＝２．７（ｍｍ）、幅方向の長さｗｇ＝０、５（ｍｍ）として終端器００１を構成する。
【００８５】
ここで、｛（τ１τ２／２）・（ｗｐ／ｗｓ）｝１／２＝｛（６０×１６８）／２×（０．５／１．０）｝１／２＝５０．２（Ω）であり、特性インピーダンスがＺ０＝５０（Ω）となる終端器００１であるように構成した。
【００８６】
図１４（Ａ）及び（Ｂ）は上述の条件で、図１３の構成の終端器００１について整合特性のシミュレーションを行ったものである。図１４（Ａ）は各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図である。  図１４（Ｂ）は各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図である。図１４（Ａ）のグラフは左側の縦軸をリターンロス（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。また、図１４（Ｂ）のグラフは左側の縦軸をＶＳＲＷ（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。
【００８７】
そして、図１４（Ａ）のグラフを参照すると、周波数８（ＧＨｚ）以下では、リターンロスを−３０（ｄＢ）以下に抑えることができ、１０（ＧＨｚ）においても−２６（ｄＢ）である。また、図１４（Ｂ）のグラフを参照すると、ＶＳＷＲについても１０（ＧＨｚ）以下では１．１以下である。したがって、リターンロス及びＶＳＷＲのいずれにおいても良好な値が得られている。したがって、本実施例に係る終端器００１を使用すれば特性インピーダンスの整合をとることができる。
【００８８】
本実施形態に係る分布定数型終端器においても、直流的特性インピーダンスにおける簡単な抵抗値を求める式を使用して、高周波信号を使用する分布定数型の終端器を作成することができる。これにより、抵抗体の設計を容易にすることができるとともに、その作成した分布定数型終端器においてＤＣから高周波領域まで良好な整合特性を得ることが可能となる。さらに、本実施形態では、リターンロス及びＶＳＷＲの値として第１の実施形態の分布定数型終端器よりも良好な値が得られる場合があるため、より特性インピーダンスの整合が取りやすい場合がある。
【００８９】
〔第３の実施形態〕
第３の実施形態に係る分布定数型終端器について説明する。本実施形態に係る分布定数型終端器は、第１の実施形態又は第２の実施形態に係る分布定数型終端器の片側の第２膜抵抗及びアース用電極を省いた構造を有する終端器である。図１５及び図１６は、本実施形態に係る分布定数型終端器の実施例の図である。
【００９０】
本実施形態に係る終端器００１は図１５又は図１６に示すように、第２抵抗膜００５及びアースパターン０１１が、第１抵抗膜００４の片側にのみに配置された構成であることが第１の実施形態及び第２の実施形態と異なる。図１５及び図１６において図１と同様の符号が付された部材は、特に説明のない限り同じ機能・性能を有する部材を表している。
【００９１】
（実施例５）
本実施例は第１の実施形態に係る終端器００１の片側の第２抵抗膜００５及びアースパターン０１１を省いた構成である。本実施形態に係る終端器００１として、特性インピーダンスＺ０＝５０（Ω）、誘電体基板００２の材質を窒化アルミとし、その比誘電率εｒ＝８．６、基板厚ｔ＝０．８（ｍｍ）とする。さらに、減衰量Ａ（ｄＢ）を、Ａ＝１６（ｄＢ）とする。この減衰量Ａは、特性インピーダンス５０（Ω）の場合、１５（ｄＢ）から３０（ｄＢ）の範囲で反射量の少ない値を選択することが好ましい。
【００９２】
本実施例では、図１５に示すように、第１抵抗膜００４の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、シート抵抗値τ１＝６０（Ω／□）、第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）、シート抵抗値τ２＝８４（Ω／□）、入力信号電極００９の長手方向の長さＬ２＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、接地用電極０１０の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、アースパターン０１１の横辺部の長手方向の長さＬ０＝２．７（ｍｍ）、幅方向の長さｗｇ＝０．５（ｍｍ）、アースパターン０１１の縦辺部の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）として終端器００１を構成する。
【００９３】
ここで、｛（τ１τ２）・（ｗｐ／ｗｓ）｝１／２＝｛（６０×８４）×（０．５／１．０）｝１／２＝５０．２（Ω）であり、特性インピーダンスがＺ０＝５０（Ω）となる終端器００１であるように構成した。
【００９４】
図１７（Ａ）及び（Ｂ）は上述の条件で、図１５の構成の終端器００１について整合特性のシミュレーションを行ったものである。図１７（Ａ）は各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図である。  図１７（Ｂ）は各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図である。図１７（Ａ）のグラフは左側の縦軸をリターンロス（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。また、図１７（Ｂ）のグラフは左側の縦軸をＶＳＲＷ（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。
【００９５】
そして、図１７（Ａ）のグラフを参照すると、周波数６（ＧＨｚ）以下では、リターンロスを３０（ｄＢ）以下に抑えることができ、１０（ＧＨｚ）においても−２０（ｄＢ）である。また、図１７（Ｂ）のグラフを参照すると、ＶＳＷＲについても７（ＧＨｚ）以下では１．１以下に抑えることができ、１０（ＧＨｚ）においても１．２５である。したがって、リターンロス及びＶＳＷＲのいずれにおいても良好な値が得られている。したがって、本実施例に係る終端を使用すれば特性インピーダンスの整合をとることができる。
【００９６】
（実施例６）
本実施例は第２の実施形態に係る終端器００１の片側の第２抵抗膜００５及びアースパターン０１１を省いた構成である。本実施形態に係る終端器００１として、特性インピーダンスＺ０＝５０（Ω）、誘電体基板００２の材質を窒化アルミとし、その比誘電率εｒ＝８．６、基板厚ｔ＝０．８（ｍｍ）とする。さらに、減衰量Ａ（ｄＢ）を、Ａ＝１６（ｄＢ）とする。この減衰量Ａは、特性インピーダンス５０（Ω）の場合、１５（ｄＢ）から３０（ｄＢ）の範囲で反射量の少ない値を選択することが好ましい。
【００９７】
本実施例では、図１６に示すように、第１抵抗膜００４の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、シート抵抗値τ１＝６０（Ω／□）、第２抵抗膜００５の長手方向の長さＬ１＝１．５（ｍｍ）、幅方向の長さｗｐ＝０．５（ｍｍ）、シート抵抗値τ２＝８４（Ω／□）、入力信号電極００９の長手方向の長さＬ２＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、接地用電極０１０の長手方向の長さＬ３＝０．６（ｍｍ）、幅方向の長さｗｓ＝１．０（ｍｍ）、アースパターン０１１の長手方向の長さＬ０＝２．７（ｍｍ）、幅方向の長さｗｇ＝０、５（ｍｍ）として終端器００１を構成する。
【００９８】
ここで、｛（τ１τ２）・（ｗｐ／ｗｓ）｝１／２＝｛（６０×８４）×（０．５／１．０）｝１／２＝５０．２（Ω）であり、特性インピーダンスがＺ０＝５０（Ω）となる終端器００１であるように構成した。
【００９９】
図１８（Ａ）及び（Ｂ）は上述の条件で、図１６の構成の終端器００１について整合特性のシミュレーションを行ったものである。図１８（Ａ）は各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図である。  図１８（Ｂ）は各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図である。図１８（Ａ）のグラフは左側の縦軸をリターンロス（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。また、図１８（Ｂ）のグラフは左側の縦軸をＶＳＲＷ（ｄＢ）、横軸を入力信号の周波数（ＧＨｚ）に採ったグラフである。
【０１００】
そして、図１８（Ａ）のグラフを参照すると、周波数５（ＧＨｚ）以下では、リターンロスを−３０（ｄＢ）以下に抑えることができ、１０（ＧＨｚ）においてもおおよそ−２０（ｄＢ）である。また、図１８（Ｂ）のグラフを参照すると、ＶＳＷＲについても７（ＧＨｚ）以下ではおおよそ１．１以下であり、１０（ＧＨｚ）でも１．２５以下である。したがって、リターンロス及びＶＳＷＲのいずれにおいても良好な値が得られている。したがって、本実施例に係る終端を使用すれば特性インピーダンスの整合をとることができる。
【０１０１】
本実施形態に係る分布定数型終端器は、第１及び第２の実施形態と比べてアース用電極と第２膜抵抗が半分の構成である。そのため、より生産コストが抑えられるとともに、生産工程も削減することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０２】
【図１】第１の実施形態に係る分布定数型終端器の模式図
【図２】（Ａ）第１の実施形態に係る終端器の上面の斜視図、（Ｂ）第１の実施形態に係る終端器の下面の斜視図
【図３】実施例１に係る分布定数型終端器の模式図
【図４】（Ａ）実施例１での各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図、（Ｂ）実施例１での各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図
【図５】特性インピーダンス５０Ωラインの終端負荷に、分布定数型終端器を使用した場合と５０Ω固定抵抗（アース有／無）を使用した場合の信号反射量をシミュレーション結果の図
【図６】特性インピーダンス５０Ωラインの終端負荷に、分布定数型終端器を使用した場合と５０Ω固定抵抗（アース有／無）を使用した場合の信号透過量をシミュレーション結果の図
【図７】実施例２に係る分布定数型終端器の模式図
【図８】（Ａ）実施例２での各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図、（Ｂ）実施例２での各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図
【図９】第２の実施形態に係る分布定数型終端器の模式図
【図１０】（Ａ）第１の実施形態に係る終端器の上面の斜視図、（Ｂ）第１の実施形態に係る終端器の下面の斜視図
【図１１】実施例３に係る分布定数型終端器の模式図
【図１２】（Ａ）実施例３での各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図、（Ｂ）実施例３での各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図
【図１３】実施例４に係る分布定数型終端器の模式図
【図１４】（Ａ）実施例４での各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図、（Ｂ）実施例４での各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図
【図１５】実施例５に係る分布定数型終端器の模式図
【図１６】実施例６に係る分布定数型終端器の模式図
【図１７】（Ａ）実施例５での各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図、（Ｂ）実施例５での各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図
【図１８】（Ａ）実施例６での各周波数におけるリターンロスの測定値をあらわしたグラフの図、（Ｂ）実施例６での各周波数におけるＶＳＷＲの測定値をあらわしたグラフの図
【図１９】（Ａ）従来の一般的な終端器の上面の斜視図、（Ｂ）従来の一般的な終端器のプリント基板側の斜視図
【符号の説明】
【０１０３】
００１  分布定数型終端器
００２  誘電体基板
００３  減衰部
００４  第１抵抗膜（主抵抗体）
００５  第２抵抗膜（副抵抗体）
００９  入力信号電極
０１０  接地用電極
０１１  アースパターン
０１２  側面アース
０１３  端面アース
０１４  裏面アース
Ａ  減衰部の減衰量
τ  シート抵抗値
Ｒ  抵抗値
Ｌ  長手方向の長さ
ｗ  幅方向の長さ
【図２】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図８】
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【図１０】
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【図１２】
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【図１４】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図１】
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【図３】
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【図７】
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【図９】
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【図１１】
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【図１３】
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【図１５】
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【図１６】
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