(57)【要約】【課題】空間多重された複数の送信ストリームを分離する際に送受信機器間で生じる周波数偏差を適切に補正するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を提供する。【解決手段】本発明のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、送信ストリーム毎に直交符号となるパイロット信号がデータキャリアの間に挿入されている場合に、当該直交符号の長さに相当するシンボル毎に、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段（１３）と、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号の組み合わせを用いて、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらして得られる相関演算の相関値が最大となるものを検出する手段（１５）と、検出した組み合わせから特定されるサブキャリア間隔の偏差量をサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差として検出し、受信系統毎に該周波数偏差を補正する手段（１７，２２）とを備える。【選択図】図１
2010074284.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一周波数で異なる複数の送信ストリームを空間多重して伝送されたＯＦＤＭ信号を受信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置であって、
送信ストリーム毎に直交符号となるパイロット信号がデータキャリアの間に挿入されており、
前記複数の送信ストリームのＯＦＤＭ信号を復調して、当該直交符号の長さに相当するシンボル毎に、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段と、
前記異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号の組み合わせを用いて、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらして得られる相関演算の相関値が最大となるものを検出する手段と、
検出した組み合わせから特定されるサブキャリア間隔の偏差量を、サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差として検出し、受信系統毎に該周波数偏差を補正する手段とを備えることを特徴とする、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
前記異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段は、前記複数の送信ストリームに共通のＴＭＣＣ信号を取り出し、該ＴＭＣＣ信号からフレーム先頭位置を検出し、複数の送信ストリームが空間多重されたＯＦＤＭ信号から、検出したフレーム先頭位置から当該直交符号の長さに相当するシンボル毎に、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段を有し、
前記異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号は、直交符号長をｌとして、シンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，ｌ）＝０を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、ｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とからなり、
前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、前記シンボル番号ｎのサブキャリア信号とｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とを一組の相関演算の組み合わせとして、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらした所定数の相関演算の組み合わせから相関値が最大となるものを検出することを特徴とする、請求項１に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段は、直交符号長をｌとして、シンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，ｌ）＝ｒ（０≦ｒ＜ｌ−１）を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、ｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とからなる異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する場合に、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらして得られる相関演算の相関値が最大となる組み合わせを選出する手段を有することを特徴とする、請求項１に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、
前記受信系統毎の該周波数偏差を補正した後、
前記検出した相関演算の組み合わせの最大相関値の位相項から送受信機間の周波数偏差を検出する手段と、
検出した送受信機間の周波数偏差を受信系統毎に補正する手段とを備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記復調時にＯＦＤＭ信号の有効シンボルの一部をコピーしたガードインターバル間で相関演算を行ってサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差を検出する手段を備え、
前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、
前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差が補正されていない間は、当該検出したサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差と前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差とを加算して、その加算後の周波数偏差を補正する補正手段を更に備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、前記検出したサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差と前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差とを加算して、その加算後の周波数偏差を補正した後に、前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差の算出に用いた最大相関値の位相項から、１／２以内の周波数偏差を更に補正する補正量を検出し、該補正量を補正する補正手段を更に備えることを特徴とする、請求項５に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項７】
前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、
前記復調時にＯＦＤＭ信号の有効シンボルの一部をコピーしたガードインターバル間で相関演算を行ってサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差の検出の有無に関わらず、前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正した後、サブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差が予め設定した閾値以下となるように、前記周波数偏差を補正する手段における補正量を巡回的に可変させて、サブキャリア間隔の周波数偏差が最小となる補正量を検出し、該補正量を補正する補正手段を更に備えることを特徴とする、請求項１〜６のいずれか一項に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【請求項８】
前記パイロット信号のキャリア間隔を超える周波数偏差を補正するために既知のパイロットパターンが予め規定されており、
前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、
所定の有効シンボル区間のシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、前記既知のパイロットパターンとの相関演算を行う際に、
サブキャリア信号の相関演算をキャリア方向にスライドさせながら繰り返し、同じキャリア位置の相関値についてシンボル方向に加算・平均した平均値を算出し、当該平均値の中から最大となるものを抽出する手段と、
前記抽出した最大の平均値における受信系統のずれ量を周波数偏差として補正する手段とを更に備えることを特徴とする、請求項１〜７のいずれか一項に記載のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、データシンボルの前にガードインターバルを、データキャリアの間に伝搬チャネル推定のためのパイロット（例えばＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）キャリアを送信ストリーム間で直交符号となるよう挿入されたマルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式に関し、特に、空間多重された複数の送信ストリームを分離する際に送受信機器間で生じる周波数偏差を適切に補正するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
中継現場から放送局などへ番組素材を伝送するシステムとして、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式のデジタル無線伝送システムが、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３規格（非特許文献１）としてまとめられている。
【０００３】
この規格をベースとして送信機及び受信機に複数のアンテナを用いて周波数利用効率を飛躍的に向上させるＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ）と呼ばれる技術が検討されている。例えば、パイロットキャリアを周波数軸上に所定間隔で配置し、時間軸上の各シンボルを送信ストリーム間で直交する符号によって変調してＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を構成するシステムが開示されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
尚、ＯＦＤＭ方式の伝送システムでは、送受信機間の周波数偏差によりサブキャリア間の直交性が崩れるキャリア間干渉（ＩＣＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）により、伝送特性が劣化することが知られている。
【０００５】
更に、変調信号が異なる複数のＯＦＤＭ信号をそれと同数の複数のアンテナから同じ周波数で送信する従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式による無線伝送では、各送信ストリームを分離するために必要な伝搬チャネル推定の更新周期がＯＦＤＭ方式に比べて大きくなり、周波数偏差による各キャリアの位相回転量の増大により、分離・復号特性が大きく劣化するという問題がある。また、従来のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式は、マルチパスの多い環境で分離・復号性能が向上するが、周波数偏差の検出精度は劣化する。
【０００６】
そこで、このような周波数偏差の検出・補正方法が、ＯＦＤＭ方式及びＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式で提案されている（例えば、非特許文献２，特許文献２参照）。
【０００７】
また、ＯＦＤＭ方式に関して、パイロット信号を用いて残留周波数偏差を補正する位相トラッキング法についても開示されている（例えば、非特許文献３参照）。
【０００８】
また、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式に関して、変調点と受信信号点との位相差に基づいて残留周波数偏差を推定し、その偏差に応じた位相回転を補正する方法が開示されている（例えば、特許文献３参照）。
【０００９】
更に、広帯域な周波数偏差の検出に関しては、ＯＦＤＭ方式では、ＦＦＴ演算後に抽出したサブキャリアの隣接するシンボル間の相関により、キャリア間隔の整数倍の周波数偏差の検出を行う方法が知られている（例えば、特許文献４参照）。
【００１０】
【特許文献１】特開２００５−１２４１２５号公報
【特許文献２】特開２００６−１３５８６１号公報
【特許文献３】特開２００６−１８６７３２号公報
【特許文献４】特開２００２−２８０９９３号公報
【非特許文献１】“テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム”，ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３
【非特許文献２】関，多賀，石川，“ＯＦＤＭにおけるガード期間を利用した新しい周波数同期方式の検討”，テレビジョン学会技術報告, ＩＴＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ Ｖｏｌ.１９, Ｎｏ.３８, ｐ.１３−１８
【非特許文献３】守倉，久保田，“８０２．１１高速無線ＬＡＮ教科書”，（インプレス），ｐ.２１５−２１６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
非特許文献２及び特許文献２で提案されている方法は、サブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差の検出は可能であるが、それを超える広帯域な周波数偏差の検出はできない。また、雑音やその他の影響により、残留周波数偏差の問題が生じるため、確度の高い信号分離を実行するための精度の高い周波数偏差の検出は期待できない。
【００１２】
また、非特許文献３及び特許文献３等に開示される位相トラッキングは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式とした場合には異なる送信ストリーム間のパイロット信号が空間多重されるため、単純にパイロット信号を用いることができず、単に適用することは困難である。また、この位相トラッキングは、復調の最終段階で行われるものであり、残留周波数偏差の影響は、空間多重されたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号の分離・復号時には残る。
【００１３】
特許文献１で提案されているように、パイロットキャリアを周波数軸上に所定間隔で配置し、時間軸上の各シンボルを送信ストリーム間で直交する符号によって変調してＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ信号を構成する場合、ＦＦＴ演算後に抽出したサブキャリアの隣接するシンボル間の単純な相関演算だけでは広帯域な周波数偏差を検出することができないなどの問題がある。また、互いに干渉源となる送信ストリームが空間多重された信号を受信するため、従来のＯＦＤＭ伝送方式に比べて周波数偏差の検出精度が劣化するという問題もある。
【００１４】
そこで、本発明の目的は、空間多重された複数の送信ストリームを分離する際に送受信機器間で生じる周波数偏差を適切に補正するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、同一周波数で異なる複数の送信ストリームを空間多重して伝送されたＯＦＤＭ信号を受信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置であって、送信ストリーム毎に直交符号となるパイロット信号がデータキャリアの間に挿入されており、前記複数の送信ストリームのＯＦＤＭ信号を復調して、当該直交符号の長さに相当するシンボル毎に、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段と、前記異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号の組み合わせを用いて、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらして得られる相関演算の相関値が最大となるものを検出する手段と、検出した組み合わせから特定されるサブキャリア間隔の偏差量を、サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差として検出し、受信系統毎に該周波数偏差を補正する手段とを備えることを特徴とする。
【００１６】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、前記異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段は、前記複数の送信ストリームに共通のＴＭＣＣ信号を取り出し、該ＴＭＣＣ信号からフレーム先頭位置を検出し、複数の送信ストリームが空間多重されたＯＦＤＭ信号から、検出したフレーム先頭位置から当該直交符号の長さに相当するシンボル毎に、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段を有し、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号は、直交符号長をｌとして、シンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，ｌ）＝０を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、ｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とからなり、前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、前記シンボル番号ｎのサブキャリア信号とｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とを一組の相関演算の組み合わせとして、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらした所定数の相関演算の組み合わせから相関値が最大となるものを検出する補正手段を更に備えることを特徴とする。
【００１７】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、前記異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する手段は、直交符号長をｌとして、シンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，ｌ）＝ｒ（０≦ｒ＜ｌ−１）を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、ｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とからなる異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する場合に、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらして得られる相関演算の相関値が最大となる組み合わせを選出する手段を有することを特徴とする。
【００１８】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、前記受信系統毎の該周波数偏差を補正した後、前記検出した相関演算の組み合わせの最大相関値の位相項から送受信機間の周波数偏差を検出する手段と、検出した送受信機間の周波数偏差を受信系統毎に補正する手段とを備えることを特徴とする。
【００１９】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、前記復調時にＯＦＤＭ信号の有効シンボルの一部をコピーしたガードインターバル間で相関演算を行ってサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差を検出する手段を備え、前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差が補正されていない間は、当該検出したサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差と前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差とを加算して、その加算後の周波数偏差を補正することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、前記検出したサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差と前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差とを加算して、その加算後の周波数偏差を補正した後に、前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差の算出に用いた最大相関値の位相項から、１／２以内の周波数偏差を更に補正する補正量を検出し、該補正量を補正する補正手段を更に備えることを特徴とする。
【００２１】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、前記復調時にＯＦＤＭ信号の有効シンボルの一部をコピーしたガードインターバル間で相関演算を行ってサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差の検出の有無に関わらず、前記サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正した後、サブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差が予め設定した閾値以下となるように、前記周波数偏差を補正する手段における補正量を巡回的に可変させて、サブキャリア間隔の周波数偏差が最小となる補正量を検出し、該補正量を補正する補正手段を更に備えることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明によるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置において、前記パイロット信号のキャリア間隔を超える周波数偏差を補正するために既知のパイロットパターンが予め規定されており、前記受信系統毎にサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差を補正する手段は、所定の有効シンボル区間のシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、前記既知のパイロットパターンとの相関演算を行う際に、サブキャリア信号の相関演算をキャリア方向にスライドさせながら繰り返し、同じキャリア位置の相関値についてシンボル方向に加算・平均した平均値を算出し、当該平均値の中から最大となるものを抽出する手段と、前記抽出した最大の平均値における受信系統のずれ量を周波数偏差として補正する手段とを更に備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の伝送を移動環境で用いる場合、周波数偏差が時間的に変動する厳しい伝搬環境であっても、広帯域かつ高精度な周波数偏差を検出し補正することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２４】
まず、本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を説明する。
【００２５】
[実施例１]
実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、同一周波数で異なる複数の送信ストリームを空間多重して伝送されたＯＦＤＭ信号を受信する装置であり、データシンボルの前にガードインターバルを、データキャリアの間に伝搬チャネル推定のためのパイロット（例えばＣＰ：Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）キャリアを送信ストリーム間で直交符号となるよう挿入されたマルチキャリア変調を採用するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式の受信装置として構成している。従って、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式の送信装置自体は既知であり、詳細な説明は省略する。
【００２６】
特に、実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、周波数偏差検出のために抽出するシンボルを、ＴＭＣＣ信号を利用して選択するように構成している。
【００２７】
図１に本発明における実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を示す。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送方式では、送信信号は、限定するものではないが、例えばＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３規格をベースとしたＯＦＤＭ方式の信号とすることができ、複数の送信ストリームを空間多重するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の伝送を行うため、送信ストリーム間でパイロット信号が直交符号となるように配置されている点が異なる。本実施例では、送信ストリーム数は２とし、シンボル番号０から４０７で構成される１ＯＦＤＭフレーム内の偶数シンボルでは送信ストリーム１、送信ストリーム２とも位相が非反転、奇数シンボルでは送信ストリーム１は位相が非反転、送信ストリーム２は位相が反転した直交符号となるパイロット信号がデータキャリアの間に挿入されているものとする。送信ストリーム数が４などの場合でも、容易に本発明を応用することができる。また、このようなパイロット信号の配置は、例えばＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３規格をベースとしたとき、各送信ストリームに対して、各シンボルともサブキャリア番号０の位置からキャリア配置方向に８本毎に配置しているものとする。
【００２８】
実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置１は、アンテナ２と、周波数変換部（Ｄ／Ｃ）３と、Ａ／Ｄ変換部４と、直交復調部５と、乗算器６と、ＦＩＲフィルタ（ＬＰＦ）７と、ダウンサンプル処理（ＤＳ）８と、ガードインターバル相関（ＧＩ相関）９と、ＦＦＴ部１０と、ＴＭＣＣ検出部１１と、周波数偏差を検出して補正する共通処理部１２と、キャリア抽出部１３と、フレーム同期検出部１４と、シンボル間キャリア相関部１５とを備え、ＴＭＣＣ検出後に受信信号を復調及び復号する既知の復調処理及び復号処理を行う処理段（図示せず）を備えることができる。共通処理部１２は、局部発振器（Ｌｏ）１６と、数値制御発振器（ＮＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１７と、加算器１８と、セレクタ部１９と、第１周波数偏差（Δｆｎ１）検出部２０と、第２周波数偏差（Δｆｎ２）検出部２１と、第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部２２と、ピーク検出部２３とを備える。
【００２９】
アンテナ２は、複数の送信ストリームを空間多重するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式のＯＦＤＭ信号を受信する。
【００３０】
周波数変換部（Ｄ／Ｃ）３は、アンテナ２で受信したＯＦＤＭ信号をディジタル信号処理が可能な周波数帯までダウンコンバートする。
【００３１】
Ａ／Ｄ変換部４は、周波数変換部（Ｄ／Ｃ）３で周波数変換された受信信号をディジタル信号に変換する。
【００３２】
直交復調部５は、Ａ／Ｄ変換部４でディジタル信号に変換された信号に対して、局部発振器（Ｌｏ）１６からの所定の周波数の信号と乗算し、複数の送信ストリームが空間多重されたＯＦＤＭ信号のディジタル直交復調処理を行う。
【００３３】
乗算器６は、直交復調部５からの信号と、数値制御発振器（ＮＣＯ）１７からの周波数偏差を補正するための所定の補正信号とを乗算し、直交復調部５からの信号に対して周波数偏差の補正を行う。
【００３４】
ＦＩＲフィルタ（ＬＰＦ）７は、乗算器６からの信号のうち、不所望な周波数帯域の信号成分を除去するローパスフィルタとして機能する。
【００３５】
ダウンサンプル処理（ＤＳ）８は、ＦＩＲフィルタ（ＬＰＦ）７からの信号の周波数帯の信号をＦＦＴ変換可能な周波数に再サンプリングする機能を有する。
【００３６】
ガードインターバル相関（ＧＩ相関）９は、送信側でＯＦＤＭ信号の有効シンボルの一部をコピーされていたガードインターバル間で相関演算を行って、有効シンボルの範囲を特定する機能を有する。
【００３７】
ＦＦＴ部１０は、ガードインターバル分の範囲を除去して、有効シンボルの範囲の信号を抜き出し、抜き出したＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。
【００３８】
ＴＭＣＣ検出部１１は、前記複数の送信ストリームに共通のＴＭＣＣ信号を取り出し、該ＴＭＣＣ信号を、フレーム同期検出部１４に送出する。
【００３９】
キャリア抽出部１３は、複数の送信ストリームが空間多重されたＯＦＤＭ信号から、検出したフレーム先頭位置から当該直交符号の長さに相当するシンボル毎に、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する機能を有する。より詳細な例は後述する。
【００４０】
フレーム同期検出部１４は、ＴＭＣＣ信号からフレーム先頭位置を検出する機能を有する。
【００４１】
シンボル間キャリア相関部１５は、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を一組の相関演算の組み合わせとして相関演算を行う機能を有する。好適には、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号は、直交符号長をｌとして、シンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，ｌ）＝０を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、ｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とからなり、特に、直交符号長ｌ＝２としたとき、異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号は、シンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，２）＝０を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、２シンボル前のシンボル番号（ｎ−２）のサブキャリア信号とからなる。
【００４２】
数値制御発振器（ＮＣＯ）１７は、周波数偏差に対応する信号に基づいて、加算器１８から出力される周波数偏差に対応する制御信号により制御された周波数の信号を乗算器６に送出し、受信系統毎に該周波数偏差を補正する。また、数値制御発振器（ＮＣＯ）１７は、受信系統毎の周波数偏差を補正した後、更に、シンボル間キャリア相関部１５を経て検出した相関演算の組み合わせの最大相関値の位相項から、送受信機間の周波数偏差を検出し、検出した送受信機間の周波数偏差を受信系統毎に補正する機能を有する。
【００４３】
加算器１８は、セレクタ部１９からの第１周波数偏差（Δｆｎ１）又は第２周波数偏差（Δｆｎ２）の信号と、第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部２２からの第３周波数偏差（Δｆｗ）の信号とを加算して、数値制御発振器（ＮＣＯ）１７に送出する機能を有する。
【００４４】
セレクタ部１９は、後述する選択条件に従って、第１周波数偏差（Δｆｎ１）か、又は第２周波数偏差（Δｆｎ２）の信号を選択して、加算器１８に送出する。例えば、第３周波数偏差（Δｆｗ）としてのサブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差がゼロに調整されており、且つ第１周波数偏差（Δｆｎ１）としての１／２以内の周波数偏差が予め設定した閾値未満の場合には、第２周波数偏差（Δｆｎ２）の信号を選択し、それ以外の場合は、当該第１周波数偏差（Δｆｎ１）を選択するような選択条件とすることができる。これは、数値制御発振器（ＮＣＯ）１７によって、第３周波数偏差（Δｆｗ）が調整済であり、且つ第１周波数偏差（Δｆｎ１）が予め設定した閾値未満の場合には、当該第２周波数偏差（Δｆｎ２）が補正され、それ以外の場合は、当該第１周波数偏差（Δｆｎ１）と第３周波数偏差（Δｆｗ）とを加算した周波数偏差が補正されることを意味する。或いは又、第３周波数偏差（Δｆｗ）が補正されていない間は、当該第１周波数偏差（Δｆｎ１）と第３周波数偏差（Δｆｗ）とを加算した周波数偏差が補正されるとしてもよい。
【００４５】
第１周波数偏差（Δｆｎ１）検出部２０は、ガードインターバル相関演算後のサブキャリア間隔の１／２以内の周波数偏差を互いの相関度の強さから検出する手段を備える。
【００４６】
第２周波数偏差（Δｆｎ２）検出部２１は、検出した第１周波数偏差（Δｆｎ１）と第３周波数偏差（Δｆｗ）とを加算して、その加算後の周波数偏差を補正した後に、第３周波数偏差（Δｆｗ）の算出に用いた最大相関値の位相項から、１／２以内の周波数偏差を更に補正する補正量を検出する。
【００４７】
第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部２２は、検出した相関演算の組み合わせから特定されるサブキャリア間隔の偏差量を、サブキャリア間隔の整数倍の周波数偏差として検出する。
【００４８】
ピーク検出部２３は、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらした所定数の相関演算の組み合わせから相関値が最大となるものを検出する（即ち、相関ピークの検出）。好適には、シンボル番号ｎのサブキャリア信号と２シンボル前のシンボル番号（ｎ−２）のサブキャリア信号とを一組の相関演算の組み合わせとして、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらした所定数の相関演算の組み合わせから相関値が最大となるものを検出する。
【００４９】
以下、実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の動作を、図６及び図７を参照しながら、より詳細に説明する。
【００５０】
図１において、１つのアンテナ２で受信した信号をディジタル信号処理が可能な周波数帯まで周波数変換部（Ｄ／Ｃ）３によりダウンコンバートする。次に、周波数変換された受信信号をＡ／Ｄ変換部４でディジタル信号に変換し、ディジタル直交復調処理を行う。尚、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ伝送においては通常複数のアンテナを用いて受信するため、各アンテナで個別に同様の処理を行う部分と、処理を共通にできる部分あるが、説明を簡単にするため、１つのアンテナで受信した信号処理について主に説明を行い、複数アンテナを用いた場合の処理に関する詳細は後述する。
【００５１】
送受信機内部では周波数変換部（Ｄ／Ｃ）３で用いられる局部発振器（図示せず）の個体差により、送受信信号間で周波数偏差が生じる。直交復調部５によるディジタル直交復調後の信号に対し（ステップＳ１）、後述する方法で検出した周波数偏差をフィードバックし、数値制御発振器（ＮＣＯ）１７を制御して、ＮＣＯ１７の出力信号と乗算して周波数偏差を補正する（ステップＳ２）。ここで、動作開始時のＮＣＯ１７の初期出力は１、つまりスルーするものとする。その後、ＮＣＯ１７の出力は周波数偏差が検出される度に更新されることになる。
【００５２】
次に、周波数偏差を検出する動作について説明する。周波数偏差は、サブキャリア間隔の１／２以内の狭帯域な周波数偏差（Δｆｎ１）とサブキャリア間隔を単位とした広帯域な周波数偏差（Δｆｗ）に分けて検出する。初期動作では、まずＯＦＤＭ方式で通常用いられる方法（例えば、非特許文献２に示される）で狭帯域な周波数偏差の検出を行う。以下簡単に説明する。
【００５３】
直交復調、周波数偏差の補正処理（初期動作時は１を乗算してスルーする）を介した信号をＦＩＲフィルタ（ＬＰＦ）７に通し、ダウンサンプル処理（ＤＳ）８を施した後（ステップＳ３）、ガードインターバル相関（ＧＩ相関）９を行う（ステップＳ４）。ガードインターバル相関（ＧＩ相関）９における相関ピークの位相項からは、サブキャリア間隔の１／２以内の狭帯域な周波数偏差Δｆｎ１を検出し、ＮＣＯ１７にフィードバックして周波数偏差の補正を行う（ステップＳ４）。検出される周波数偏差を式（１）に示す。
【００５４】
【数１】
2010074284.tif 000003
【００５５】
式（１）中のＣＧＩは、ガードインターバル相関ピーク値、Ｔｕは、有効シンボル長、記号ｒｅａｌ及びｉｍａｇは、それぞれカッコ内の数値の実部及び虚部の算出値を示す。ここまでは、従来のＯＦＤＭ方式における狭帯域な周波数偏差の検出と同じである。
【００５６】
この方法では、キャリア間隔の１／２を超える周波数偏差（Δｆｎ１）については、相関値の信頼性がないことから検出不可能であり、この時点の補正後の残留周波数偏差は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の復調方式によっては許容範囲を超えることもある。そこで、次に示す方法で（ステップＳ５〜Ｓ８）、キャリア間隔の整数倍の広帯域な周波数偏差（Δｆｗ）の検出と、より高精度な周波数偏差（Δｆｎ２）の検出を行う（図６及び７に示す“ａ”,“ｂ”）。
【００５７】
ガードインターバル相関で検出した切り出し位置で有効シンボルを抽出し（ステップＳ２１）、ＦＦＴ部１０によりＦＦＴ演算後、ＴＭＣＣ検出部１１により例えばＤＢＰＳＫ変調されて指定サブキャリアに挿入されているＴＭＣＣ信号を検出する。ＴＭＣＣ信号は、送信ストリーム１と送信ストリーム２で共通であるため、伝搬チャネルで各ストリームが空間多重されても検出に支障はない。ＴＭＣＣ信号からは変調方式、誤り訂正など各種制御情報を取得することができるが、本実施例ではフレーム開始位置だけを検出して用いることができる（ステップＳ２２）。
【００５８】
フレーム同期検出部１４によりＴＭＣＣ信号からフレーム同期ワードを検出することで、ＦＦＴ演算後のシンボル番号（０から４０７）を把握することができる。そこで、キャリア抽出部１３により、例えば、ＦＦＴ演算後のシンボルからシンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，２）＝０を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号Ｃｎ，８ｋを抽出する（ステップＳ２３）。ここで、Ｃｎ，８ｋはシンボル番号ｎ、キャリア番号８ｋのサブキャリアの信号値（複素数）を示す。つまり、送信ストリーム数が２である本実施例では偶数番目のシンボルのサブキャリアだけをキャリア配置方向に８本毎に抽出する。８本毎に抽出するのはパイロットキャリアの間隔に対応させてサブキャリアを抽出することを目的としているためである。
【００５９】
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式では、奇数番目のシンボルはパイロット信号の値が送信ストリーム間で反転して挿入されており、送受間距離に対して送信アンテナ間隔が小さい場合など、各送信ストリームがほぼ同位相で受信されるケースでは、相殺されてレベル低下が生じ、検出精度が著しく劣化するため除外することとする。ただし、送受間距離に対して送信アンテナ間隔が広い場合など、各送信ストリームの位相が逆位相となる可能性がある場合では後述する実施例２の方式を用いる。
【００６０】
次に、シンボル間キャリア相関部１５により、抽出したｍｏｄ（ｎ，２）＝０を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号Ｃｎ，８ｋと２シンボル前のシンボル番号（ｎ−２）のサブキャリア信号Ｃｎ−２,８ｋの相関演算を行う。さらに、シンボル間キャリア相関部１５により、このシンボル間のサブキャリア相関演算（以下シンボル間キャリア相関と称する）を、サブキャリア単位でずらした８組について行う。式（２）に各組の相関演算値γｎ,ｍを数式で示す。ここでｍ（＝０〜７の整数）はずらし量を、式中の＊は共役複素数を示す。また、送受信機間で２サブキャリア間隔の周波数偏差があるとした場合のシンボル間キャリア相関の例をγｎ,０とγｎ,２の場合について図２及び図３に示す。図２では、シンボル間キャリア相関する組１０１−１〜１０１−３が選ばれているが、パイロット信号上（黒丸）にないことから相関値が高いとはいえない状況であり、この状況から、キャリア方向に順にシフトさせて、パイロット信号上（黒丸）にあることから相関値が高くなる位置を見つけることができる（ステップＳ２４）。図３では、組１０２−１〜１０２−３がシンボル間キャリア相関するものとして選ばれている状況である。
【００６１】
【数２】
2010074284.tif 000004
【００６２】
式（２）の８組の相関値γｎ,０〜γｎ,７ の中で絶対値が最も大きい組がγｎ,ｗであったとすると（ステップＳ２５）、第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部２２により、広帯域な周波数偏差としてサブキャリア間隔Δｆｃのｗ倍の周波数偏差Δｆｗ（＝ｗΔｆｃ）が検出され（ステップＳ２６）、セレクタ部１９を介してΔｆｎ（Δｆｎ１又はΔｆｎ２）との加算器１８へ送られる。ただし、検出可能な周波数偏差Δｆｗの範囲は最大で隣接するＣＰキャリア間隔（＝８Δｆｃ）までである。
【００６３】
図４及び図５にγｎ,ｗ＝γｎ,２である場合の各組の相関絶対値の例を示す。図４は狭帯域な周波数偏差（Δｆｎ１）が補正されたケース、図５は十分補正されていないケースであり、ここで述べた処理は狭帯域な周波数偏差（Δｆｎ１）の補正処理が前段で行われている必要がある。
【００６４】
前述した方法により検出した狭帯域な周波数偏差Δｆｎ１と広帯域な周波数偏差Δｆｗはセレクタ部１９を介して加算器１８で加算され、送受信間の全周波数偏差としてＮＣＯにフィードバックして周波数偏差の補正が行われる。
【００６５】
空間多重技術であるＭＩＭＯ伝送では、受信側で伝搬チャネルの推定を行い、その結果に基づいた分離・検出などの信号処理を行う。伝搬チャネルの推定には通常、数シンボルに渡って平均して求めることが多いため、残留周波数偏差により、前半シンボルと後半シンボル間で位相差が生じ、ＭＩＭＯにより空間多重された信号の分離・復号特性に影響を及ぼすことから、復号性能を発揮させるためにはさらに高精度な周波数偏差の補正が必要となる。
【００６６】
そこで、狭帯域な周波数偏差Δｆｎ（Δｆｎ１又はΔｆｎ２）について、ガードインターバル相関ピーク値の位相差から検出して補正に用いたΔｆｎ１を、さらに高精度な補正値Δｆｎ２に切り替える方法について以下に説明する。
【００６７】
第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部２２による、さらに高精度な補正値Δｆｎ２の検出には、広帯域な周波数偏差（Δｆｗ）の検出時に、シンボル間キャリア相関で検出した相関ピーク値γｎ,ｗを用いる。γｎ,ｗは複素数であり、その位相角から式（３）に従って周波数偏差Δｆｎ２を検出する（ステップＳ２７）。
【００６８】
【数３】
2010074284.tif 000005
【００６９】
式（３）中のＴｕは有効シンボル長を示す。２Ｔｕとあるのはシンボル間キャリア相関が２シンボル間隔で行われたためで、例えば送信ストリーム数が４で、４シンボルに渡ってパイロット信号が直交符号を送信ストリーム間で構成する場合は４Ｔｕとなる。
【００７０】
Δｆｎ２はサブキャリア間隔の広帯域な周波数偏差がないか、又は補正されてΔｆｗ＝０となり、且つガードインターバル相関から検出した狭帯域な周波数偏差Δｆｎ１が閾値ｆｔｈ以下であれば、Δｆｎ２より高精度な残留周波数偏差の検出が可能であり、この条件を満たした場合に、狭帯域の周波数偏差検出出力Δｆｎとしてセレクタ部１９によりΔｆｎ２に切り替える。
【００７１】
例えば、閾値ｆｔｈの参考値として、サブキャリア間隔Δｆｃの１０〜２０％程度の値に設定する。仮に受信レベルの低下による検出精度の劣化や、移動によるドップラー周波数の増大により周波数偏差が増大し、Δｆｎ２がｆｔｈを超えた場合は、再びΔｆｎ１をΔｆｎとして再度セレクタ部にて切り替えて出力する。セレクタ部１９で出力されたΔｆｎは、加算器１８により広帯域な周波数偏差検出値Δｆｗと加算してＮＣＯ１７の制御にフィードバックする。
【００７２】
以上の処理を繰り返すことで、ドップラー効果の影響などにより周波数偏差が時間的に変動する厳しい伝搬環境であっても、高精度な周波数偏差の補正を常時行うことが可能となる。
【００７３】
以上の説明は１つのアンテナで受信した場合で説明したが、ＭＩＭＯ伝送では通常複数のアンテナで受信するため、周波数偏差の検出・補正のために、それらを利用した場合の実施例について説明する。
【００７４】
２本のアンテナで受信する場合の構成例を図８に示す。同様な構成要素には同様な参照番号を付しており、同様な構成要素についての更なる詳細な説明は省略する。即ち、図８に示す実施例１の変形例のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置１は、アンテナ２−１，２−２と、周波数変換部（Ｄ／Ｃ）３−１，３−２と、Ａ／Ｄ変換部４―１、４−２と、直交復調部５−１，５−２と、乗算器６−１，６−２と、ＦＩＲフィルタ（ＬＰＦ）７−１，７−２と、ダウンサンプル処理（ＤＳ）８−１，８−２と、ガードインターバル相関（ＧＩ相関）９−１，９−２と、ＦＦＴ部１０−１，１０−２と、ＴＭＣＣ検出部１１−１，１１−２と、キャリア抽出部１３−１，１３−２と、フレーム同期検出部１４と、シンボル間キャリア相関部１５−１，１５−２と、局部発振器（Ｌｏ）１６と、数値制御発振器（ＮＣＯ）１７と、加算器１８と、セレクタ部１９と、第１周波数偏差（Δｆｎ１）検出部２０と、第２周波数偏差（Δｆｎ２）検出部２１と、第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部２２と、ピーク検出部２３とを備える点で、図１の各々の要素と対応しているが、フレーム同期検出部１４及びピーク検出部２３が受信アンテナ間の平均処理を有する点と、ピーク検出・平均処理部２４を更に備える点で相違する。しかしながら、基本動作は、以下の点を除き、図１と同様である。
【００７５】
尚、図８に示す構成は、図１における破線で囲まれた共通処理部１２以外は、受信アンテナ２−１，２−２毎に個別に動作するものである。受信アンテナ系統毎に検出した相関ピーク値（ＧＩ相関部９−１，９−２、シンボル間キャリア相関部１５−１，１５−２）については、フレーム同期検出部１４及びピーク検出部２３、並びにピーク検出・平均処理部２４により各系統間で単純加算又は受信信号レベルに従って重みをつけて加算することができ、これにより信頼度の高い相関値を得ることもできる。ただし、各受信アンテナ系統では局部発振器１６やＮＣＯ１７などは同一の信号源を用いるなど同期しているものとする。
【００７６】
実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置によれば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ方式の伝送を移動環境で用いる場合、周波数偏差が時間的に変動する厳しい伝搬環境であっても、広帯域かつ高精度な周波数偏差を検出し補正することができる。
【００７７】
次に、本発明による実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を説明する。
【００７８】
[実施例２]
実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を更に改善したものであり、特に、周波数偏差検出のために抽出するシンボルを適応的に選択するように動作する。
【００７９】
実施例１では、周波数偏差検出のために抽出するシンボルを、ＴＭＣＣ信号による先頭フレーム検出により指定した（偶数番目のシンボルとするなど）。たいていの場合、実施例１の受信装置で高精度な周波数偏差の検出・補正を行うことができるが、まれに送受間距離に対して、送信アンテナ間隔が比較的大きい場合など、送信ストリーム毎の伝搬経路が異なって互いに逆位相で合成されることもあり得る。その場合、検出精度の劣化が予想される。そこで、実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、ＴＭＣＣ検出部１１及びフレーム同期検出部１４を用いて検出するシンボル番号を固定せず、周波数偏差検出のためのシンボルを伝搬環境に応じて適応的に選択するように動作する。
【００８０】
図９に、実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を示す。実施例１と同様な構成要素には同一の参照番号を付して説明する。実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、実施例１のものと比較して、ＴＭＣＣ検出部１１及びフレーム同期検出部１４を用いる代わりに、相関比較部２６及び組み合わせ選択部２７とを更に備え、指定シンボルのキャリア抽出のためのキャリア抽出部１３の代わりに、全シンボルのキャリア抽出のためのキャリア抽出部２５を備える点で相違する。
【００８１】
実施例１では偶数番目のシンボルだけを抽出してシンボル間キャリア相関を行う例を説明したが、実施例２では奇数番目のシンボルについても同様にシンボル間相関を行い、偶数番目及び奇数番目のそれぞれに関して、シンボル方向に連続した二組の相関値を比較した結果を利用する。即ち、相関比較部２６は、偶数番目及び奇数番目のそれぞれのシンボルに関して、シンボル方向に連続した二組の相関値を比較した結果を、組み合わせ選択部２７に送出する機能を有する。
【００８２】
組み合わせ選択部２７は、相関比較部２６で比較した相関値の結果のうち、その絶対値が最も大きい組を選択し、ピーク検出器２３に送出する機能を有する。
【００８３】
実施例２を説明するフローチャートを図１０に示す。ただし、図６に示す実施例１のフローチャートは実施例２でも共通であるため、処理に違いがある図７に相当するフローチャートのみを示す。即ち、実施例２では、実施例１のＦＦＴ１０のＦＦＴ演算までは同じ処理を行う（ステップＳ３１）。ＦＦＴ演算後は、キャリア抽出部２５により全シンボルのサブキャリアを抽出し（ステップＳ３２）、シンボル間キャリア相関部１５により式（２）に示すシンボル間キャリア相関を行う（ステップＳ３３）。ここで式（２）のｎはｍｏｄ（ｎ，２）＝０を満たしている必要はない。シンボル間キャリア相関部１５及び相関比較部２６の機能により、実施例１と同様に相関ピーク値はシンボル毎に８組ずつ求められ（ステップＳ３３，Ｓ３４）、組み合わせ選択部２７は、その絶対値のうち値が大きいほうの組を選択する（ステップＳ３５）。ピーク検出部２３は、選択した組の相関ピークに対して精度を向上させるために、シンボル方向、受信アンテナ系統間で平均処理を行う。以降の処理は、実施例１と同様である（ステップＳ３６，Ｓ３７）。
【００８４】
このように、実施例１で説明したような異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する際に、ＴＭＣＣ信号からフレーム先頭位置を検出しなくとも、直交符号長をｌとして、シンボル番号ｎがｍｏｄ（ｎ，ｌ）＝ｒ（０≦ｒ＜ｌ−１）を満たすシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、ｌシンボル前のシンボル番号（ｎ−ｌ）のサブキャリア信号とからなる異なるシンボル番号の二組のサブキャリア信号を抽出する場合に、サブキャリア単位でサブキャリア方向にずらして得られる相関演算の相関値が最大となる組み合わせを選出するようにする。この実施例２の動作を行った後に、実施例１の動作を行えば、実施例１の利点を全て包含しつつ、送信ストリーム毎の伝搬経路が異なって互いに逆位相で合成されることを防止することができるようになる。
【００８５】
次に、本発明による実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を説明する。
【００８６】
[実施例３]
実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、ガードインターバル相関ピーク値の位相差から検出したΔｆｎ１を用いずに、シンボル間キャリア相関の結果から周波数偏差ΔｆｎとΔｆｗを求めるように動作する。
【００８７】
シンボル間キャリア相関で周波数偏差Δｆｎを求めるためには、初期状態で周波数偏差が閾値ｆｔｈ以下でなければ、正確な検出ができない。そのため、実施例１及び実施例２では、第１のステップとしてガードインターバル相関から狭帯域な周波数偏差Δｆｎ１を検出し、ＮＣＯ１７にフィードバックして周波数偏差が閾値ｆｔｈ以下となるまで補正を行い、その後第２のステップでΔｆｎ２に切り替える方法を説明した。
【００８８】
本実施例では、ガードインターバル相関による周波数偏差を検出することなく、直接シンボル間キャリア相関で周波数偏差ΔｆｎとΔｆｗを求めて補正する方法について図１１を用いて説明する。
【００８９】
図１１に、本発明による実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を示す。また、実施例３のフローチャートを図１２に示す。同様な構成要素には同様な参照番号を付しており、同様な構成要素についての更なる詳細な説明は省略する。即ち、図１１に示すようにガードインターバル相関による狭帯域な周波数偏差Δｆｎ１の検出及び補正処理がなく、且つピーク検出器２８が後述する２つの判定基準に基づいてＮＣＯ１７を直接制御する制御信号を送出することを除いて、シンボル間キャリア相関、ピーク検出まで実施例１と構成は同じである。ＮＣＯ１７は、初期状態でパイロットキャリア間隔に相当する周波数範囲内で、シンボル間キャリア相関を検出する期間毎に制御周波数を巡回的に可変させている（ステップＳ４１）。
【００９０】
この制御周波数の可変量は、例えばＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３規格（非特許文献１）ではサブキャリア間隔がΔｆｃ＝２０ｋＨｚ，パイロットキャリア間隔がΔｆｃ ＝１６０ｋＨｚで、シンボル間キャリア相関による狭帯域な周波数偏差の検出が可能な量が仮にｆｔｈ＝４ｋＨｚ以下であるとすると、その検出可能限界より小さい例えば２ｋＨｚステップで周期的に可変させる。つまり、ＮＣＯの本来の制御周波数を８０ＭＨｚとすると、７９．９９０ＭＨｚ, ７９．９９２ＭＨｚ, ７９．９９４ＭＨｚ, ・・・, ８０．００６ＭＨｚ, ８０．００８ＭＨｚ・・・などのように巡回的に可変させる。可変させながら実施例１と同様に処理を進めるが（ステップＳ４２〜Ｓ４６）、可変させるステップを小さくすればより検出精度が向上するが、引き込む時間に遅延が生じるため、適切な値を設定する。
【００９１】
従って、初期状態で周波数偏差がｆｔｈより大きい場合でも、ＮＣＯ１７の制御周波数を巡回的に可変することで、周波数偏差がｆｔｈより小さくなるＮＣＯ１７の制御周波数とすることができ、シンボル間キャリア相関部１５により正確な周波数偏差ΔｆｎとΔｆｗの検出が可能となる。ただし、周波数偏差がｆｔｈより小さくなった場合に、それを検知してＮＣＯ１７の巡回的な制御周波数を停止させる必要がある。その方法として、シンボル間キャリア相関で検出した周波数偏差Δｆｎの大きさがｆｔｈより小さく、且つΔｆｗ＝０となることを第１の判定基準とし（ステップＳ４９）、ピーク検出値の絶対値の大きさが事前に設定した閾値αを超えることを第２の判定基準として追加し（ステップＳ４７，Ｓ４８）、両条件をともに満たした場合にＮＣＯ１７の周期的な制御周波数を停止させ（ステップＳ５０）、実施例１と同様にΔｆｎ及びΔｆｗの補正制御を行う（ステップＳ５１）。上記の第１の判定基準及び第２の判定基準は、ピーク検出器２８によって常に監視され、上記の判定基準を満たさなくなる場合には、ＮＣＯ１７の周期的な制御周波数を再開する（ステップＳ４１）。
【００９２】
これにより、ガードインターバル相関による周波数偏差を検出することなく、直接シンボル間キャリア相関で周波数偏差ΔｆｎとΔｆｗを求めて補正するｋとができる。
【００９３】
次に、本発明による実施例４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を説明する。
【００９４】
[実施例４]
実施例４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、パイロットキャリア間隔を超える広帯域な周波数偏差を検出するように動作する。
【００９５】
実施例１〜３のシンボル間キャリア相関を用いた広帯域な周波数偏差の検出方法では、パイロットキャリア間隔を超えるより大きな周波数偏差を検出することができない。そのため、パイロットキャリア間隔を超える周波数偏差を検出する方法について図１３を用いて説明する。
【００９６】
図１３は、本発明による実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を部分的に示す図である。指定シンボルのキャリア抽出までは、実施例１と共通であるため省略する。実施例４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、既知のパイロットパターンを送出する既知ＣＰパターン送出部２９を備え、シンボル間キャリア相関部１５の代わりに相関比較部２６を備える点で相違する。相関比較部２６は、キャリア抽出部１３によって抽出された指定シンボルのサブキャリアについて、既知パイロットパターンとの相関演算をキャリア方向にスライドさせながら繰り返し、同じキャリア位置の相関値についてシンボル方向に加算・平均した平均値を算出し、当該平均値をピーク位置検出部２３に送出する機能を有する。ピーク位置検出部２３は、当該平均値の中から最大となるものを抽出して、第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部に送出する。
【００９７】
ここで、実施例１と同様に、指定シンボルとは、送信ストリーム数が２である本実施例では偶数番目のシンボルのキャリアだけをキャリア配置方向に８本毎に抽出し、抽出したキャリアと既知パイロットパターンとの相関演算を行うものをいう。実施例１〜３では、シンボル間キャリア相関を行ったが、ここでは既知パイロットパターンとの相関演算であることに注意する。
【００９８】
一例として、全キャリアにわたってスライドさせた場合の相関出力を図１４に示す。図中の相関出力の絶対値が最大となる位置が既知パイロットパターンと一致するケースで、中心からのずれ量から実際の周波数偏差をキャリア間隔単位で検出することができる。
【００９９】
従って、実施例４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置は、パイロット信号のキャリア間隔を超える周波数偏差を補正するために既知のパイロットパターンが予め規定されており、所定の有効シンボル区間のシンボル番号ｎのサブキャリア信号と、既知のパイロットパターンとの相関演算を行う際に、サブキャリア信号の相関演算をキャリア方向にスライドさせながら繰り返し、同じキャリア位置の相関値についてシンボル方向に加算・平均した平均値を算出し、当該平均値の中から最大となるものを抽出し、抽出した最大の平均値における受信系統のずれ量を周波数偏差として補正するように動作する。
【０１００】
以上から、本実施例の方法によりパイロットキャリア間隔を超える周波数偏差でも検出可能であり、且つ実施例１〜実施例３までの方法と組み合わせることで、広帯域且つ高精度な周波数偏差の補正を実現することができる。
【０１０１】
上述の実施例については代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、実施例１〜実施例４を組み合わせて多くの変形及び置換することができることは当業者に明らかである。例えば、パイロット信号は、ＣＰを用いるとして説明したが、他の基準信号を送信側で送信させて、ＴＭＣＣ情報に加えるようにして構成してもよい。従って、本発明は、上述の実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲によってのみ制限される。
【産業上の利用可能性】
【０１０２】
本発明によれば、空間多重された複数の送信ストリームを分離する際に送受信機器間で生じる周波数偏差を適切に補正することができるため、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を用いる用途に有用である。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を示す図である。
【図２】本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置におけるシンボル間キャリア相関の例を示す図である。
【図３】本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置におけるシンボル間キャリア相関の例を示す図である。
【図４】狭帯域な周波数偏差（Δｆｎ１）が補正された場合の例を示す図である。
【図５】狭帯域な周波数偏差（Δｆｎ１）が十分に補正されていない場合の例を示す図である。
【図６】本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するフローチャートである。
【図７】本発明による実施例１のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するフローチャートである。
【図８】本発明による実施例１の変形例のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を示す図である。
【図９】本発明による実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を示す図である。
【図１０】本発明による実施例２のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するフローチャートである。
【図１１】本発明による実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を示す図である。
【図１２】本発明による実施例３のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置の動作を説明するフローチャートである。
【図１３】本発明による実施例４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置を部分的に示す図である。
【図１４】本発明による実施例４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置における全キャリアにわたってスライドさせた場合の相関出力例を示す図である。
【符号の説明】
【０１０４】
１  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ受信装置
２，２−１，２−２  アンテナ
３，３−１，３−２  周波数変換部（Ｄ／Ｃ）
４，４―１、４−２  Ａ／Ｄ変換部
５，５−１，５−２  直交復調部
６，６−１，６−２  乗算器
７，７−１，７−２  ＦＩＲフィルタ（ＬＰＦ）
８，８−１，８−２  ダウンサンプル処理（ＤＳ）
９，９−１，９−２  ガードインターバル相関（ＧＩ相関）
１０，１０−１，１０−２  ＦＦＴ部
１１，１１−１，１１−２  ＴＭＣＣ検出部
１２  共通処理部
１３，１３−１，１３−２  キャリア抽出部
１４  フレーム同期検出部
１５，１５−１，１５−２  シンボル間キャリア相関部
１６  局部発振器（Ｌｏ）
１７  数値制御発振器（ＮＣＯ）
１８  加算器
１９  セレクタ部
２０  第１周波数偏差（Δｆｎ１）検出部
２１  第２周波数偏差（Δｆｎ２）検出部
２２  第３周波数偏差（Δｆｗ）検出部
２３  ピーク検出部
２４  ピーク検出・平均処理部
２５  キャリア抽出部
２６  相関比較部
２７  組み合わせ選択部
２８  ピーク検出器
２９  既知ＣＰパターン送出部
【図１】
2010074284.tif 000006
【図２】
2010074284.tif 000007
【図３】
2010074284.tif 000008
【図４】
2010074284.tif 000009
【図５】
2010074284.tif 000010
【図６】
2010074284.tif 000011
【図７】
2010074284.tif 000012
【図８】
2010074284.tif 000013
【図９】
2010074284.tif 000014
【図１０】
2010074284.tif 000015
【図１１】
2010074284.tif 000016
【図１２】
2010074284.tif 000017
【図１３】
2010074284.tif 000018
【図１４】
2010074284.tif 000019