(57)【要約】【課題】回転電機制御において、回転電機の回転数が急変しても過大電流を抑制し、過電圧を防止することである。【解決手段】ハイブリッド車両用の回転電機制御装置５０は、回転電機１６，１８の回転数について予め定めた閾値変動値を超えて変動するか否かを判断する回転数変動判断部５２と、インバータ４０，４２の制御として、予め定めた手順に従って正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードの間で切替を行うモード切替モジュール５６と、回転電機１６，１８の回転数が閾値変動値を超えて変動し、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替える場合に、電圧指令を演算する際に用いる回転電機回転数を、電圧指令値演算時に取得した回転数よりも小さい回転数を用いて電圧指令を演算する電圧指令演算モジュール５８を含んで構成される。【選択図】図１
2010172109.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転電機に接続されるインバータについて正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替えるインバータ制御手段と、
回転電機の回転数が予め定めた閾値変動値を超えて変動するか否かを判断する回転数急変判断手段と、
を備え、
インバータ制御手段は、
回転電機の回転数が閾値変動値を超えて変動し、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替える場合に、電圧指令を演算する際に用いる回転電機回転数を、電圧指令値演算時に取得した回転数よりも小さい回転数を用いて電圧指令を演算することを特徴とする回転電機制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の回転電機制御装置において、
インバータ制御手段は、
回転数の変動の割合に基いて、今回の電圧指令演算時に取得した回転数である今回演算時回転数から次回の電圧指令演算時における回転数である次回演算時推定回転数を推定し、今回演算時回転数と次回演算時推定回転数との間の中間回転数を用いて、今回の電圧指令を演算することを特徴とする回転電機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転電機制御装置に係り、特に、回転電機に接続されるインバータを正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車、電気自動車および燃料自動車が注目を集めている。そして、ハイブリッド自動車は実用化に入っている。このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって作動する回転電機とを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電力をインバータによって交流電力に変換し、その変換した交流電力で回転電機を回転することによって動力源を得るものである。
【０００３】
ところで、ハイブリッド自動車である車両がスリップすると、路面抵抗がなくなるので同じトルクで車輪を回転させていると車輪の回転数が上昇する。トルク×回転数に出力パワーは比例するので、スリップが発生すると車輪を駆動させる回転電機において多くの出力パワーが消費される。このため、より多くの電力を回転電機に供給するように制御が行われる。
【０００４】
一方、スリップ状態のあとで車輪が再び路面に接触すると、路面抵抗によって車輪の回転数が急激に低下する。そして、車輪の回転数の低下に従って回転電機の回転に必要な出力パワーが少なくなるので、そのままではインバータへの供給電力が過多となる。
【０００５】
例えば、特許文献１には、車両の制御装置として、車両が同じトルクで走行してスリップすると車輪の回転数が上がるので電力消費が多くなり、その後グリップ状態に戻ると車輪の回転数が急激に低下して昇圧コンバータからインバータに供給する電力消費が過多となることが述べられている。このような場合、昇圧コンバータの目標電圧を低下させるために、ここでは、インバータからモータに流れる電流に応じて、矩形波制御から過変調制御に制御を緊急的に切り替えることが開示されている。
【０００６】
また、特許文献２には、モータ電流がフィードバックされる交流モータの駆動システムとして、同一のモータ電流振幅に対し出力トルクが最大となる最適な電流位相となるようにトルク指令値に応じてモータ電流指令が生成される最適効率特性線が述べられている。そして、車輪のスリップ・グリップ等により瞬間的に多量の発電が交流モータで行われたとき等の過剰な発電電力が発生したときに、交流モータでの電流損失を意図的に増大させるため、最適効率特性線上から損失増加特性線上へ電流位相を変化させるようにトルク指令に応じてモータ電流指令が生成されることが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−２０３８３号公報
【特許文献２】特開２００７−１５１３３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このように、スリップからグリップへ復帰する場合のように、回転電機の回転数が急変するときに、インバータへの供給電力が過多となることがある。このような場合、従来技術では、特許文献１のように、インバータへの供給電圧を低下させることが行われ、あるいは特許文献２のように、回転電機での電流損失を意図的に増大させることが行われる。前者の場合、車両のとしての駆動力が低下することになり、後者の場合、回転電機の効率が低下する。
【０００９】
本発明の目的は、回転電機の回転数が急変しても過大電流を抑制し、過電圧を防止できる回転電機制御装置を提供することである。他の目的は、矩形波電圧位相制御から過変調電流制御に切り替えた際に回転数が急変しても過大電流を抑制し、過電圧を防止できる回転電機制御装置を提供することである。以下の手段は、上記目的の少なくとも１つに貢献する。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明に係る回転電機制御装置は、回転電機に接続されるインバータについて正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替えるインバータ制御手段と、回転電機の回転数が予め定めた閾値変動値を超えて変動するか否かを判断する回転数急変判断手段と、を備え、インバータ制御手段は、回転電機の回転数が閾値変動値を超えて変動し、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替える場合に、電圧指令を演算する際に用いる回転電機回転数を、電圧指令値演算時に取得した回転数よりも小さい回転数を用いて電圧指令を演算することを特徴とする。
【００１１】
また、本発明に係る回転電機制御装置において、インバータ制御手段は、回転数の変動の割合に基いて、今回の電圧指令演算時に取得した回転数である今回演算時回転数から次回の電圧指令演算時における回転数である次回演算時推定回転数を推定し、今回演算時回転数と次回演算時推定回転数との間の中間回転数を用いて、今回の電圧指令を演算することが好ましい。
【発明の効果】
【００１２】
上記構成により、回転電機制御装置は、回転電機の回転数が予め定めた閾値変動値を超えて変動し、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替える場合に、電圧指令を演算する際に用いる回転電機回転数を、電圧指令値演算時に取得した回転数よりも小さい回転数を用いて電圧指令を演算する。
【００１３】
例えば、回転電機の回転数が急変して低速となるときは、それまで矩形波電圧位相制御モードで制御していた場合、制御性のよい過変調電流制御モードに切り換わる。この際に、回転数の急減によって回転電機における逆起電圧が小さくなり、回転数の急減とあいまってｑ軸電圧が低くなる。ところが、このことがｑ軸電圧指令演算のあとで生じると、演算されたｑ軸電圧指令値は、必要以上に高い値となるので、ｑ軸電流が急増する。この変化に対して追従するように電力供給制御が行われるが、次に応答性のよい正弦波電流制御モードにさらに切り替わってｑ軸電流をｑ軸電流指令値に合わせるように追従すると、この電力供給の増加分が電源回路系のコンデンサに跳ね返ってきて過電圧となる。
【００１４】
上記構成によれば、過変調電流制御モードに切り替わる際に、電圧指令を演算するのに用いる回転数を実際に取得した値よりも小さめの値を用いる。これによって電圧指令演算のあとで回転数が低下しても、必要以上に高いｑ軸電圧指令となることを抑制し、ｑ軸電流の過大を防止し、結果的に電源回路系の過電圧を防止できる。
【００１５】
また、回転電機制御装置において、回転数の変動の割合に基いて、今回の電圧指令演算時に取得した回転数である今回演算時回転数から次回の電圧指令演算時における回転数である次回演算時推定回転数を推定し、今回演算時回転数と次回演算時推定回転数との間の中間回転数を用いて、今回の電圧指令を演算する。これにより、今回電圧指令演算の後で回転数の低下があっても、必要以上に高いｑ軸電圧指令となることを抑制し、ｑ軸電流の過大を防止し、結果的に電源回路系の過電圧を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明に係る実施の形態における回転電機制御装置が搭載されるハイブリッド車両の動力系の構成を示す図である。
【図２】本発明に係る実施の形態において、回転数が変動するときの回転電機のフィードバック制御の手順を説明するフローチャートである。
【図３】本発明に係る実施の形態において、回転電機の回転数が低下して、矩形波制御から過変調制御、正弦波制御と切り替えられるときのｄ軸電流、ｑ軸電流、システム電圧の変化の様子を示す図である。
【図４】本発明に係る実施の形態において、矩形波制御から過変調制御に切り替えたときに、回転数が低下する場合のｑ軸電流の変動をｄ−ｑ平面で説明する図である。
【図５】本発明に係る実施の形態において、ｑ軸電流の変動を抑制するための電圧指令演算に用いられる回転電機の回転数について説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下に図面を用いて、本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機制御装置が用いられるものとして回転電機が搭載されるハイブリッド車両を説明するが、これは例示であって、正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御装置を用いるものであればよい。また、この車両には、車両には、回転電機として、モータ機能を主に用いるモータ・ジェネレータを１台、発電機機能を主に用いるモータ・ジェネレータを１台の合計２台のモータ・ジェネレータを用いるものとして説明するが、モータ機能と発電機機能とを有するモータ・ジェネレータを１台用いるものとしてもよく、３台以上用いるものとしてもよい。
【００１８】
また、回転電機に接続される電源回路として、蓄電装置、電圧変換器、インバータ、平滑コンデンサを含む構成を説明するが、勿論、これ以外の要素を含むものとしてもよい。例えば、システムメインリレー、低電圧用ＤＣ／ＤＣコンデンサ等を含むものとしてもよい。
【００１９】
以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。
【００２０】
図１は、回転電機と回転電機制御装置が搭載されるハイブリッド車両の動力系１０の構成を示す図である。この動力系１０は、エンジン１２と、蓄電装置３２を含む電源回路３０と、第１の回転電機（ＭＧ１）１６と第２の回転電機（ＭＧ２）１８とを動力源として備え、さらに、エンジン１２と第１の回転電機１６と第２の回転電機１８との間でプラネタリ比である１：ρの比に基いて動力分配を行うための動力分配機構１４と、動力分配機構１４と第２の回転電機１８との間に設けられる変速機２０と、変速機２０から駆動力を受け取る車輪あるいはタイヤ２２と、回転電機制御装置５０を備えて構成される。
【００２１】
この中で、エンジン１２、動力分配機構１４、変速機２０、車輪またはタイヤ２２は、ハイブリッド車両等によく用いられる要素であるので、ここでは詳細な説明を省略する。
【００２２】
第１の回転電機（ＭＧ１）１６と第２の回転電機（ＭＧ２）１８は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、電源回路３０の蓄電装置３２から電力が供給されるときはモータとして機能し、エンジン１２による駆動時、あるいは車両の制動時には発電機として機能する３相同期型回転電機である。
【００２３】
ここで、第１の回転電機（ＭＧ１）１６は、エンジン１２によって駆動されて発電機として用いられ、発電された電力をＭＧ１側のインバータ４０、電圧変換器３６を介して蓄電装置３２に供給するものとして用いられる。また、第２の回転電機（ＭＧ２）１８は、車両走行のために用いられ、力行時には蓄電装置３２から直流電力の供給を受けて電圧変換器３６、ＭＧ２側のインバータ４２を介して変換された交流電力によってモータとして機能して車両のタイヤ２２を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、ＭＧ２側のインバータ４２、電圧変換器３６を介して蓄電装置３２に供給するものとできる。
【００２４】
電源回路３０を構成する蓄電装置３２は、充放電可能な高電圧用２次電池である。蓄電装置３２としては、例えば、約２００Ｖの端子電圧を有するリチウムイオン組電池あるいはニッケル水素組電池、またはキャパシタ等を用いることができる。
【００２５】
電圧変換器３６は、蓄電装置３２とインバータ４０，４２の間に配置され、電圧変換機能を有する回路である。電圧変換器３６としては、リアクトルと回転電機制御装置５０の制御の下で作動するスイッチング素子等を含んで構成することができる。電圧変換機能としては、蓄電装置側の電圧をリアクトルのエネルギ蓄積作用を利用して昇圧しインバータ４０，４２側に供給する昇圧機能と、インバータ側からの電力を蓄電装置３２側に降圧して充電電力として供給する降圧機能とを有する。昇圧機能に着目するときは、電圧変換器３６を昇圧回路と呼ぶことができる。
【００２６】
蓄電装置３２と電圧変換器３６の間に設けられる蓄電装置側平滑コンデンサ３４と、電圧変換器３６とインバータ４０，４２の間に設けられるインバータ側平滑コンデンサ３８は、それぞれ、蓄電装置３２側およびインバータ４０，４２側の電圧、電流の変動を抑制し平滑化する機能を有する。電圧変換器３６の蓄電装置３２側は低電圧側、インバータ４０，４２側は高圧側であるので、蓄電装置側平滑コンデンサ３４を低圧側コンデンサ、インバータ側平滑コンデンサ３８を高圧側コンデンサと呼ぶこともできる。インバータ側平滑コンデンサ３８の両端電圧Ｖは、回転電機１６，１８を作動させるときのインバータ４０，４２の入力直流電圧であり、これはシステム電圧と呼ばれることが多い、
【００２７】
インバータ４０，４２は、交流電力と直流電力との間の電力変換を行う回路である。インバータ４０，４２は、回転電機制御装置５０の制御の下で作動する複数のスイッチング素子を含んで構成される。ＭＧ１側のインバータ４０は、第１の回転電機１６を発電機として機能させるときに、第１の回転電機１６からの交流三相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置３２側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、ＭＧ２側のインバータ４２は、車両が力行するために第２の回転電機１８を電動機として機能させるときは、蓄電装置３２側からの直流電力を交流三相駆動電力に変換し、第２の回転電機１８に駆動電力として供給する直交変換機能と、車両が制動されるとき、逆に回転電機１８からの交流三相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置３２側に充電電流として供給する交直変換機能とを有する。
【００２８】
回転電機制御装置５０は、回転電機１６，１８に関連する各要素の作動を全体として制御する機能を有する。かかる回転電機制御装置５０は、車両の搭載に適した制御装置、例えば車載用コンピュータによって構成することができる。回転電機制御装置５０を１つのコンピュータで構成することもできるが、必要な処理速度が各構成要素によって異なること等を考慮し、複数のコンピュータにこれらの機能を分担させることもできる。例えば、２つの回転電機１６，１８の作動を制御する機能をＭＧ−ＥＣＵに分担させ、電源回路３０の作動を制御する機能をＰＣＵ（Ｐｏｗｅｒ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ）に分担させるものとしてよい。また、回転電機制御装置５０の機能を車両に搭載される別のコンピュータの機能としてもよい。例えば、ハイブリッドＣＰＵの機能に回転電機制御装置５０の機能を含ませるものとできる。
【００２９】
図１において、回転電機制御装置５０は、これらの機能のうち、特に回転電機制御機能として、回転電機１６，１８の回転数が急変するときに、回転電機１６，１８が過電流となることを抑制し、電源回路３０の各要素等が過電圧となることを抑制するための機能を有する部分が示されている。すなわち、回転電機制御装置５０は、回転電機１６，１８の回転数について予め定めた閾値変動値を超えて変動するか否かを判断する回転数変動判断部５２と、インバータ４０，４２の制御として、予め定めた手順に従って正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードと矩形波電圧位相制御モードの間で切替を行うモード切替モジュール５６と、回転電機１６，１８の回転数が閾値変動値を超えて変動し、矩形波電圧位相制御モードから過変調電流制御モードに切り替える場合に、電圧指令を演算する際に用いる回転電機回転数を、電圧指令値演算時に取得した回転数よりも小さい回転数を用いて電圧指令を演算する電圧指令演算モジュール５８を含んで構成される。
【００３０】
これらの機能は、ソフトウェアを実行することで実現でき、具体的には、回転電機制御プログラムを実行することで実現できる。これらの機能の一部をハードウェアによって実現するものとしてもよい。
【００３１】
上記構成の作用、特に回転電機制御装置５０の各機能について以下に詳細に説明する。なお、２つの回転電機１６，１８において、回転数の急変が生じやすいのは、第２の回転電機（ＭＧ２）１８の方であるので、以下では、第２の回転電機（ＭＧ２）１８、ＭＧ２側のインバータ４２に代表させて、その回転数の急変の際の制御等について説明する。
【００３２】
最初に、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードについて説明する。
【００３３】
正弦波電流制御モードと過変調電流制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機１８に出力する制御である。一方、矩形波電圧位相制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機１８に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。
【００３４】
正弦波電流制御モード、過変調電流制御モード、矩形波電圧位相制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われる。変調率とは、インバータの出力電圧に対する信号振幅の比である。正弦波と三角波の比較によるＰＷＭ方式の場合は、変調率が｛（３）1/2｝／２｛（２）1/2｝＝０．６１であり、矩形波を信号振幅とするときの変調率が｛（６）1/2｝／π＝０．７８である。
【００３５】
このように、回転電機１８を高出力にするには、変調率を大きくできる矩形波電圧位相制御の方が向いている。一方で、正弦波電流制御モード、過変調電流制御モードにおいては、ＰＷＭ技術によって形成される擬似正弦波を用いるので、矩形波電圧位相制御モードに比べ、応答を速くすることができる。これらのことから、低速領域では、正弦波電流制御モード、中速領域では過変調電流制御モード、高速領域で矩形波電圧位相制御モードを用いることが好ましい。
【００３６】
したがって、車両において、スリップ状態からグリップ状態に戻るときの場合のように回転数が低下して低速領域となる場合には、矩形波電圧位相制御モードにあればこれを過変調電流制御モードに切り替え、過変調電流制御モードにあればこれを正弦波電流制御モードに切り替えられる。なお、以下では、場合によって、矩形波電圧位相制御モードのことを、矩形波制御とし、過変調電流制御モードのことを、過変調制御とし、正弦波電流制御モードのことを、正弦波制御として呼ぶことにする。
【００３７】
次に、回転電機１８のフィードバック制御に関連してベクトル制御について説明する。回転電機のフィードバック制御としては、交流量であるＵ相電流ＩU、Ｖ相電流ＩV、Ｗ相電流ＩWについてその指令値にその実測値あるいは計算推定値をフィードバックし、その偏差をゼロに近づける各相ＰＩ制御方式が知られている。これに対し、ベクトル制御は、直流量であるｄ軸電流Ｉd、ｑ軸電流Ｉqについてその指令値にその実測値あるいは計算推定値をフィードバックし、その偏差をゼロに近づける方式である。各相ＰＩ制御方式は、交流電流指令の周波数が高周波となるが、ベクトル制御方式はそのようなことがない。
【００３８】
回転界磁型の３相同期型電動機に用いられるベクトル制御では、回転子の磁極が形成する磁束の方向がｄ軸にとられ、ｄ軸に直交する軸がｑ軸に取られる。ｄｑ平面は、このｄ軸とｑ軸とを直交する座標軸として構成される平面である。
【００３９】
ここで、回転電機１８のｄ軸インダクタンスをＬd、ｑ軸インダクタンスをＬq、巻線抵抗をＲ、電気角速度をω、逆起電力定数をψ、ｄ軸電流をＩd、ｑ軸電流をＩq、ｄ軸電圧をＶd、ｑ軸電圧をＶqとすると、回転電機の理論式は以下のように示すことができる。
【００４０】
すなわち、ｄ軸電圧Ｖdは、Ｖd＝Ｒ×Ｉd−ω×Ｌq×Ｉqで与えられる。また、ｑ軸電圧Ｖqは、Ｖq＝Ｒ×Ｉq＋ω×Ｌd×Ｉd＋ωψで与えられる。また、回転電機１８の極数をｐとして、トルクτは、τ＝ｐψＩq＋ｐ（Ｌd−Ｌq）ＩdＩqで与えられる。
【００４１】
このような理論式に基き、回転電機のベクトル制御では、回転電機に対するトルク指令が与えられると、これをｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令、およびｄ軸電流指令、ｑ電流指令に換算する。そして、回転電機のフィードバック制御としては、上記のように、ｄ軸電流指令、ｑ電流指令に対し、それぞれｄ軸電流実測値あるいは計算推定値、ｑ軸電流実測値あるいは計算推定値がフィードバックされる。
【００４２】
以上で、回転電機１８の３つの制御モードの内容と、ベクトル制御の内容が説明されたので、次に、回転電機１８のグリップ状態において回転数が変動するときの制御の内容を説明する。図２は、グリップ状態において回転数が変動するときの回転電機１８のフィードバック制御の手順を説明するフローチャートであり、図３から図５は、図３の手順の内容を説明する図である。
【００４３】
特に図３は、回転電機１８の回転数が低下して、矩形波制御から過変調制御、正弦波制御と切り替えられるときのｄ軸電流、ｑ軸電流、システム電圧の変化の様子を示す図である。図４は、矩形波制御から過変調制御に切り替えたときに、回転数が低下する場合のｑ軸電流の変動をｄ−ｑ平面で説明する図である。図５は、ｑ軸電流の変動を抑制するための電圧指令演算に用いられる回転電機１８の回転数について説明する図である。
【００４４】
回転電機１８において、スリップ状態からグリップ状態に移ると、回転数が低下して低速領域となる。そして、予め定めた切替基準に達すると、高速領域の矩形波制御から、より応答性のよい過変調制御に切り替わる（Ｓ１０）。この切替は、回転電機制御装置５０のインバータ制御部５４のモード切替モジュール５６の機能によって実行される。
【００４５】
過変調制御に切り替わると、回転数変動量が算出される（Ｓ１２）。具体的には、制御モードが切り替わる直前の回転電機１８の回転数を基準回転数として、時々刻々の回転数と基準回転数との偏差を回転数変動量として算出される。回転電機１８の回転数は、適当な回転数検出手段によって検出され、検出データが適当な信号線で回転電機制御装置５０に伝送されるので、これを取得して回転数変動量が算出される。
【００４６】
そして、算出された回転数変動量が予め定めた閾値変動値Ａｒｐｍを超えるか否かが判断される（Ｓ１４）。この手順は、回転電機制御装置５０の回転数変動判断部５２の機能によって実行される。回転電機１８に回転数変動が生じると、トルク指令値が一定のままとして、ｑ軸電流が変動することが生じ得るので、閾値変動値Ａｒｐｍとしては、予め回転数変動とｑ軸電流の増加との関係を求め、ｑ軸電流の増加が、通常の制御許容範囲を超える場合に対応する回転数を閾値変動値Ａｒｐｍとすることができる。
【００４７】
例えば、通常の制御において、ｑ軸電流の変動幅を±５％として、これに対応する回転数変動が基準回転数を５，０００ｒｐｍのときに５０ｒｐｍであるとすると、閾値変動値Ａｒｐｍ＝５０ｒｐｍと設定することができる。これらの数値は説明のための１例であって、勿論、これ以外の値に閾値変動値Ａｒｐｍを設定することができる。
【００４８】
Ｓ１４の判断が肯定されると、次に、モード切替経過時間が予め定めた設定経過時間Ｂｍｓ（ミリ秒）未満であるか否かが判断される（Ｓ１６）。換言すれば、閾値変動値Ａｒｐｍは、設定経過時間Ｂｍｓの間に変動する回転数に対して比較されることになる。設定経過時間Ｂｍｓは、ｑ軸電流変動が回転電機１８の電流変動の大部分を占めるとして、閾値変動値Ａｒｐｍに対応するｑ軸電流許容変動値とＢｍｓとの積で求まる電荷量Ｑと、インバータ側平滑コンデンサ３８の容量値とに基いて設定される。
【００４９】
例えば、インバータ側平滑コンデンサ３８の容量値が小さいときは、電荷量Ｑによって生じる過電圧が大きくなる。したがって、インバータ側平滑コンデンサ３８における許容
過電圧と、インバータ側平滑コンデンサ３８の容量値と、上記の閾値変動値Ａｒｐｍに対応するｑ軸電流許容変動値とＢｍｓとの積で求まる電荷量Ｑとに基いて、設定経過時間Ｂｍｓが設定される。一例を上げると、設定経過時間Ｂｍｓを数ｍｓ程度とすることができる。
【００５０】
Ｓ１６の判断が肯定されるとＳ１８の手順に進むが、従来技術ではＳ１８の手順が行われない。そこで、図３、図４を用いて、Ｓ１８の手順が行われない従来技術の場合の状況を説明する。図３は、横軸に時間を取り、縦軸に電源回路３０のシステム電圧、回転電機１８の回転数、回転電機１８のｄ軸電流、回転電機１８のｑ軸電流の変化を示す図である。回転電機１８の回転数は、実測生データである生値と、フィルタ処理を行ってある程度平滑化した後のフィルタ値とが示されている。時間は、矩形波制御から過変調制御に切り替わる時点を中心に取られている。なお、図３において、システム電圧の大小を示す方向と、回転数、ｄ軸電流、ｑ軸電流の大小を示す方向とを逆向きとして示してある。
【００５１】
図３に示されるように、回転電機１８が当初矩形波制御の状態にあって、例えばスリップ状態からグリップ状態へ移るときのように、回転数が段階的に低下してゆき、予め定めてある切替基準に合致すると、過変調制御に切り替わる。その際に、回転数変動があると、ｑ軸電流が増加し、電流値が大幅に乱れる現象６０が生じる。
【００５２】
そして、さらに回転数が低下してゆき、さらなる低速領域となって、予め定めた切替基準に合致すると、過変調制御からさらに追従性のよい正弦波制御に切り替わる。このとき、矩形波制御から過変調制御に切り替わったときのｑ軸電流の増加がｑ軸電流指令値と比較されてその偏差をゼロにするように、追従性のよい制御が行われる。図３では、正弦波制御に切り替わるとすぐに、ｑ軸電流の乱れが抑制され、ｑ軸電流指令値と一致することが示されている。
【００５３】
このように、過変調制御に切り替わったことによるｑ軸電流の増加が、正弦波制御によって一気にｑ軸電流指令値まで戻されると、回転電機１８の作動に必要なインバータ電流値が減少することになる。したがって、余剰の電流がインバータ側平滑コンデンサ３８を急充電することになり、その両端電圧であるシステム電圧Ｖが上昇する。図３では、正弦波制御に入った後に、システム電圧Ｖが上昇する現象６２が示されている。このシステム電圧の上昇によって、インバータ側平滑コンデンサ３８、インバータ４０，４２が過電圧となることが生じる。
【００５４】
このように、従来技術によれば、矩形波制御から過変調制御に切り替わり、その際に回転変動、具体的には回転数の低下があると、回転電機１８のｑ軸電流が増加し、電流値が乱れる。そして、過変調制御から追従性のよい正弦波制御に切り替わると、ｑ軸電流の増加による過大な電流によって消費過多となっていた電力が、インバータ側平滑コンデンサ３８に跳ね返ってくるため、システム電圧Ｖが急上昇する。つまり、ここでは、正弦波制御に切り替わるときに、増大していたｑ軸電流が一気に減少することで電力過多となり、これによって過電圧が生じる。
【００５５】
矩形波制御から過変調制御に移る際にｑ軸電流が増加する様子をｄ−ｑ平面を用いて図４で説明する。図４は、横軸にｄ軸電流・電圧をとり、これに直交する縦軸にｑ軸電流・電圧をとり、現在の電圧指令ベクトル６３、現在の電流指令ベクトル６４、ｑ軸電圧成分の変化の現象６５、電流指令ベクトルの変化の現象６６を示したものである。
【００５６】
回転電機１８のフィードバック制御では、予め定めた制御サイクルタイムごとにｄ軸電圧指令、ｑ軸電圧指令が演算されて更新される。つまり、制御サイクルタイムの間隔で設定された制御タイミングで、電圧指令演算が繰り返し行われる。
【００５７】
いま、１つの制御サイクルタイムの間で、回転電機１８の回転数が変動したとする。具体的には、現在の制御タイミングのあと、次の制御タイミングまでの制御サイクルタイムの間に、回転電機１８の回転数が低下したとする。ベクトル制御の説明で述べたように、ｄ軸電圧Ｖdは、Ｖd＝Ｒ×Ｉd−ω×Ｌq×Ｉqで与えられ、ｑ軸電圧Ｖqは、Ｖq＝Ｒ×Ｉq＋ω×Ｌd×Ｉd＋ωψで与えられ、また、トルクτは、τ＝ｐψＩq＋ｐ（Ｌd−Ｌq）ＩdＩqで与えられる。
【００５８】
これらの式、特にｑ軸電圧Ｖqの式から、回転電機１８の回転数が低下した場合、ｑ軸電圧Ｖqの電流に依存しない逆起電圧ωψが減少することがわかる。図４では、逆起電圧が低下する現象６５が示されている。また、回転数が低下するのでωも小さくなり、ｑ軸電圧Ｖqが低下する。
【００５９】
このｑ軸電圧Ｖqの低下は、現在の制御タイミングのあとに生じているので、現在のｑ軸電圧指令は、これを反映していない。つまり、現在の制御タイミングで生成されたｑ軸電圧指令は、必要以上に高い電圧値となっている。これにより、ｑ軸電流が急増することになる。図４では、電流ベクトルの変化が示されており、ここでは、特にｑ軸電流が急増する現象６６が示されている。
【００６０】
このように、矩形波制御から過変調制御に移る際に、制御サイクルタイムの間に、回転電機１８の回転数が低下した場合には、ｑ軸電圧指令が必要以上に過多となり、ｑ軸電流が増加することになる。
【００６１】
再び図２に戻り、矩形波制御から過変調制御に移り（Ｓ１０）、回転数変動が閾値変動値を超え（Ｓ１４）、モード切替経過時間が設定経過時間未満である（Ｓ１６）場合にはＳ１８に進む。そして、ここでは、従来技術と異なり、今回の制御タイミングと次回の制御タイミングとの間の中間における回転電機１８の回転数を推定することが行われる（Ｓ１８）。
【００６２】
その様子を図５に従って説明する。図５の横軸は時間、縦軸は回転電機１８の回転数に関する値である。ここでは、回転電機１８の実際の回転数の変化特性７０が実線で示されている。横軸は、前回の制御タイミング、今回の制御タイミング、次回の制御タイミングに渡る時間帯で示されている。そして、前回の制御タイミングのときの実際の回転数７２と、今回の制御タイミングのときの実際の回転数７４を用いて回転数変動推定線７６が求められる。この回転数変動推定線７６に基づく次回の制御タイミングにおける推定回転数７８は、必ずしも次回の制御タイミングにおける実際の回転数７９と一致しない。
【００６３】
そして、回転数変動推定線７６を用いて、今回の制御タイミングと次回の制御タイミングの間の任意の時間における推定回転数８０を求める。任意の時間は、推定回転数８０が
今回の制御タイミングにおける実際の回転数７４よりも小さな値となる時間であれば、どのように設定してもよいが、例えば、今回の制御タイミングと次回の制御タイミングの間のちょうど中間の時間とすることができる。
【００６４】
この推定回転数８０は、今回の制御タイミングにおける実際の回転数７４よりは小さな値であるが、次回の制御タイミングにおける実際の回転数７９よりは大きくなる。つまり、推定回転数８０は、今回演算時の回転数７４と次回演算時の推定回転数７８との間の中間回転数である。この推定回転数８０を、今回の制御タイミングのｑ軸電圧指令の算出に必要なωのために用いる。つまり、今回の制御タイミングにおいて算出されるｑ軸電圧指令は、実際に今回制御タイミングの際に認識される回転数よりも小さい回転数を用いて算出されることになる。同様に、次回の制御タイミングにおいて算出されるｑ軸電圧指令は、実際に次回制御タイミングの際に認識される回転数よりも小さい回転数を用いて算出されることになる。
【００６５】
再び図２に戻り、このようにして求められた推定回転数８０を用いて、電流フィードバック演算（Ｓ２０）、同期ＰＷＭ演算（Ｓ２１）、電圧振幅リニア補正（Ｓ２４）等が行われて、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令演算が実行される（Ｓ２６）。これらの手順が各制御タイミングについて繰り返し行われる。
【００６６】
このように、現在の制御タイミングにおいて電圧指令の演算に用いる回転数を、実際に取得された回転数よりも小さな値とすることで、制御タイミングの間に回転数の低下があっても、ｑ軸電圧指令が必要以上に高くなることを抑制し、全体として電圧の過不足が解消され、過大電流を抑制でき、最終的には過電圧を防止できる。
【符号の説明】
【００６７】
１０  ハイブリッド車両の動力系、１２  エンジン、１４  動力分配機構、１６，１８  回転電機、２０  変速機、２２  タイヤ、３０  電源回路、３２  蓄電装置、３４  蓄電装置側平滑コンデンサ、３６  電圧変換器、３８  インバータ側平滑コンデンサ、４０，４２  インバータ、５０  回転電機制御装置、５２  回転数変動判断部、５４  インバータ制御部、５６  モード切替モジュール、５８  電圧指令演算モジュール、６０，６２，６５，６６  現象、６３  電圧指令ベクトル、６４  電流指令ベクトル、７０  回転数の変化特性、７２，７４，７９  回転数、７６  回転数変動推定線、７８，８０  推定回転数。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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