(57)【要約】 【課題】簡単な構成によりノイズの発生が少なく、信頼性の高い動作が得られる非常用電源装置の提供を課題とする。【解決手段】通常は商用電源からの交流を負荷に供給すると共に、この交流を直流に変換して蓄電池を充電し、商用電源の停電時には蓄電池 からの直流を交流に変換して負荷に供給する非常用電源装置であって、蓄電池からの直流を三相フルブリッジ構成の半導体スイッチング素子により矩形波交流出力に変換するインバータ回路部と、前記インバータ回路部をＰＷＭ方式により制御するＰＷＭ制御部と、前記インバータ回路部からの矩形波交流出力を正弦波交流出力に変換するフィルタ手段とを備えた。【選択図】図１
2010273493.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
通常は商用電源からの交流を負荷に供給すると共に、この交流を直流に変換して蓄電池を充電し、前記商用電源の停電時には前記蓄電池 からの直流を交流に変換して前記負荷に供給する非常用電源装置であって、
前記蓄電池からの直流を三相フルブリッジ構成の半導体スイッチング素子により矩形波交流出力に変換するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部をＰＷＭ方式により制御するＰＷＭ制御部と、
前記インバータ回路部からの矩形波交流出力を正弦波交流出力に変換するフィルタ手段とを備えたことを特徴とする非常用電源装置。
【請求項２】
前記フィルタ手段の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、
前記検出手段の検出電圧を所定閾値と比較してその差が零となる方向に前記ＰＷＭ制御部を介してフィードバック制御を行う出力電圧安定化手段と、を備えたことを特徴とする請求項１記載の非常用電源装置。
【請求項３】
前記出力電圧検出手段で検出した出力電圧を所定の時定数遅れで次段の出力電圧安定化手段に入力するローパスフィルタ手段を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の非常用電源装置。
【請求項４】
前記蓄電池交換時の該蓄電池からの突入電流を緩和させるための突入電流緩和手段を備え、
前記突入電流緩和手段は、蓄電池からの給電線とアース線との間に接続した抵抗分圧回路と、
この抵抗分圧回路の分圧点とアース線との間に接続され、前記蓄電池接続に伴う突入電圧を所定の時定数で充電するコンデンサと、
前記アース線と直列に接続され、前記コンデンサの充電電圧に従って入出力端子間の内部抵抗を変化させる半導体増幅素子と、を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の非常用電源装置。
【請求項５】
前記蓄電池の給電線に直列に接続した抵抗と、
この抵抗の端子電圧を検出して所定閾値と比較すると共に、この端子電圧が前記所定閾値を超えたことにより過電流を検出する過電流検出手段と、
前記過電流検出手段による過電流の検出により、前記ＰＷＭ制御部の制御を停止させると共に、過電流の回復後は、該ＰＷＭ制御部の制御を再開させる制御部と、を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の非常用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は非常用電源装置に関し、更に詳しくは、通常は商用電源からの交流を負荷に供給すると共に、この交流を直流に変換して蓄電池を充電し、前記商用電源の停電時には蓄電池 からの直流を交流に変換して負荷に供給する非常用電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば防火シャッタは、平常時は開いているが、火災が発生した際には火や煙を感知して自動的に閉じることにより人を火や煙から保護すると共に、外部へ火が煙が漏れないように隔離する。一方、消防車が到着した際には、防火シャッタを一時的に開けて消火活動を開始したいが、この時停電している場合も少なくなく、このような場合に蓄電池を内蔵した非常用電源装置が必要になる。
【０００３】
この種の非常用電源装置は、平常時には商用電源で蓄電池を充電しておき、非常時に商用電源が停電してしまっても蓄電池から交流電源を生成することで、防火シャッタ（交流モータ）に給電できる。このような非常用電源装置は、非常時に使用する運用面から、負荷より可能な限り離して設置する場合も少なくなく、電源部で発生するノイズの影響が外部機器に及ぶのを極力避ける必要がある。 
【０００４】
従来のモータ駆動用インバータ装置は、専ら運転の効率化を目的としたものであるため、商用電源の整流に伴う電流の歪みが商用電源側に影響を与えるばかりか、矩形波交流出力により遠隔の負荷（モータ等）を直接駆動するため、外部機器等に与えるノイズの影響も少なくなかった。近年では、特にインバータ制御の高周波化が進んでおり、外部機器に与えるノイズの影響が大きくなる傾向にある。
【０００５】
この点、従来は、三相交流を全波整流して平滑コンデンサにより平滑化し、得られた直流電圧をスイッチングして矩形波交流出力に変換し、負荷（モータ）に給電するインバータ装置であって、全波整流回路と平滑コンデンサの間にコモンモードノイズを抑制するためのノイズフィルタを設けると共に、全波整流回路の整流ダイオードと並列にスナバ回路を接続することでスイッチング制御に起因する伝導ノイズの伝搬を低減させたインバータ装置が知られている（特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−１６６２５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、上記従来のように負荷を矩形波交流出力で直接駆動する方式であると、矩形波交流出力によるスイッチングノイズが伝搬し、自装置や他の装置に悪影響を及ぼす恐れがある。
【０００８】
本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたもので、その目的とするところは、簡単な構成によりノイズの発生が少なく、信頼性の高い動作が得られる非常用電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の課題を解決するために、本発明の第１の態様による 非常用電源装置は、通常は商用電源からの交流を負荷に供給すると共に、この交流を直流に変換して蓄電池を充電し、前記商用電源の停電時には前記蓄電池 からの直流を交流に変換して前記負荷に供給する非常用電源装置であって、前記蓄電池からの直流をフルブリッジ構成の半導体スイッチング素子により矩形波交流出力に変換するインバータ回路部と、前記インバータ回路部をＰＷＭ方式により制御するＰＷＭ制御部と、前記インバータ回路部からの矩形波交流出力を正弦波交流出力に変換するフィルタ手段とを備えたものである。
【００１０】
本発明では、インバータ回路部からの矩形波交流出力を正弦波交流出力に変換して出力するため、スパイクノイズによる外部機器への影響を大幅に軽減できる。また正弦波交流出力のため騒音やスパークの発生がなく、製品の長寿命化が図れると共に、遠隔の負荷（防火シャッタのモータ等）を高い信頼性で駆動できる。また、正弦波交流出力の為、負荷をモータ等に限定せず広範囲に適用が可能になる。
【００１１】
本発明の第２の態様では、前記フィルタ手段の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、前記検出手段の検出電圧を所定閾値と比較してその差が零となる方向に前記ＰＷＭ制御部を介してフィードバック制御を行う出力電圧安定化手段とを備えたものである。
【００１２】
本発明では、交流の出力電圧安定化手段を備えたため、モータの起動／停止に伴う負荷変動や蓄電池の充／放電に伴う蓄電池電圧の変動によらず、負荷に一定の交流電圧を供給できる。また見方を変えれば、蓄電池一回の充電で出力電圧を一定に保てる期間（見かけ上の蓄電池寿命）が大幅に延びることになり、非常用電源装置としての信頼性が向上する。また、従来よりも小容量の蓄電池を使用することが可能であり、本電源装置の導入コスト及びランニングコストの低減が図れる。
【００１３】
更には、蓄電池の放電により出力に所定以上の交流電圧を給電できなくなった後でも、出力電圧安定化手段の安定化機能を停止させないことにより、可能な限りの交流電圧を出力することが可能となる。このような定格より小さい交流出力であっても負荷に供給することで非常事態を免れ得る可能性が充分にある。また、このことは蓄電池電圧が不十分になってしまった様な万が一の事態でも災害に対処できる可能性があると言う意味で、非常用電源装置として好ましい構成である。また、出力電圧安定化手段を備えたことにより、負荷側の制約がなくなりモータ負荷以外でも使用できることと、蓄電池の効率向上が図れる。
【００１４】
本発明の第３の態様では、前記出力電圧検出手段で検出した出力電圧を所定の時定数遅れで次段の出力電圧安定化手段に入力するローパスフィルタ手段を備えたものである。
【００１５】
本発明では、出力電圧の帰還ループに所定の時定数を有するローパスフィルタ手段を挿入したことにより、急な負荷変動等に伴い出力電圧が急変しても、その帰還電圧はフィルタ手段によって緩和される。これにより出力電圧を元に戻そうとする出力電圧安定化手段の過渡応答も緩和されることになり、急激な過渡応答に伴うノイズの発生を有効に抑制できる。
【００１６】
本発明の第４の態様では、前記蓄電池交換時の該蓄電池からの突入電流を緩和させるための突入電流緩和手段を備え、前記突入電流緩和手段は、蓄電池からの給電線とアース線との間に接続した抵抗分圧回路と、この抵抗分圧回路の分圧点とアース線との間に接続され、前記蓄電池接続に伴う突入電圧を所定の時定数で充電するコンデンサと、前記アース線と直列に接続され、前記コンデンサの充電電圧に従って入出力端子間の内部抵抗を変化させる半導体増幅素子とを備えたものである。
【００１７】
本発明では、非常用電源装置に蓄電池ブロックを接続（交換）した際の突入電流が緩和（ソフトスタート化）されるため、コネクタ部における火花の発生を防止でき、蓄電池交換を安全に行える。
【００１８】
本発明の第５の態様では、前記蓄電池の給電線に直列に接続した抵抗と、この抵抗の端子電圧を検出して所定閾値と比較すると共に、この端子電圧が前記所定閾値を超えたことにより過電流を検出する過電流検出手段と、前記過電流検出手段による過電流の検出により、前記ＰＷＭ制御部の制御率を速やかに停止させると共に、該ＰＷＭ制御部の制御を再開させる制御部と、を備えたものである。
【００１９】
本発明によれば、過負荷等により所定を超える過電流が検出された場合は、前記ＰＷＭ制御部の出力を停止することで、回路及び負荷の故障を回避すると共に、過電流が回復した後に前記ＰＷＭ制御部の出力を再開することにより、動作を継続する。このことから、万一の場合でも、完全に出力を停止するのではなく、極力出力を継続させることで、非常用電源としての目的を果たすことができる。
【発明の効果】
【００２０】
以上述べた如く本発明によれば、インバータ動作に伴うスパイクノイズの発生を抑制したことにより、本装置自身の動作信頼性が向上すると共に、外部に与えるノイズを大幅に軽減できた。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】実施の形態による非常用電源装置の要部構成図である。
【図２】実施の形態による非常用電源装置のブロック図である。
【図３】実施の形態によるスイッチング電源を説明する図である。
【図４】実施の形態による出力電圧安定化機能部のブロック図である。
【図５】実施の形態による出力電圧安定化回路の動作説明図である。
【図６】実施の形態によるインバータ回路部の部分拡大図である。
【図７】実施の形態による突入電流緩和回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
以下、添付図面を参照して本発明による実施の形態を詳細に説明する。図１は実施の形態による非常用電源装置の要部構成図である。この非常用電源装置１は、停電時に給電するための蓄電池２と、非停電時の商用電源３を整流して蓄電池２を充電する充電器４と、停電時に蓄電池２の直流をスイッチングして矩形波交流出力に変換するインバータ回路部５と、このインバータ回路部５をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）方式によりスイッチング制御するＰＷＭ制御部６と、このインバータ回路部５の矩形波交流出力を正弦波交流出力に変換するＬＣフィルタ７と、このＬＣフィルタ７の出力と誘導電動機Ｍ等からなる負荷１０との間を絶縁するための絶縁トランス８と、非停電時には入力の商用電源３を負荷１０に給電すると共に、停電時には絶縁トランス８の正弦波交流出力に切り替えて負荷１０に給電する出力切替手段９とを備えている。
【００２３】
係る構成により、商用電源３の入力時には出力切替手段９を接点ａ側に接続して入力の商用電源をそのまま負荷１０に給電すると共に、充電器４により蓄電池２を充電しておく。一方、商用電源３の停電時には蓄電池２よりインバータ回路部５とＬＣフィルタ７を介して正弦波交流出力を生成すると共に、出力切替手段９を接点ｂ側に接続して正弦波交流出力を負荷１０に給電する。
【００２４】
本装置１ではＰＷＭ制御のキャリア周波数を比較的高く（例えば１５ｋＨｚに)したことによりＬＣフィルタ７等のサイズやコストを低減できると共に、装置全体をコンパクトに構成した。また、キャリア周波数を可聴周波数以上とすることで動作音を小さくすると共に、効率が向上した。
【００２５】
一方、比較的大電流（瞬間的には最大１００Ａ程度）のスイッチングを行うインバータ回路部５では、キャリア周波数を高くしたことによりスイッチング素子の発熱が大きくなるが、ヒートシンクの強化により対策している。また、キャリア周波数を高くしたことで筐体内部（即ち、絶縁トランス８の１次側まで）におけるスイッチングノイズが増大するが、ＰＷＭ制御部６等に給電するための各種直流電源やインバータ回路部５に対する後述の幾つかのノイズ対策によって安定なインバータ動作を確保している。また、インバータ回路部５からの矩形波交流出力（ＰＷＭ交流出力）をＬＣフィルタ７により正弦波交流出力に変換したことにより、ＰＷＭ制御に基づく高調波ノイズの影響はインバータ回路部５からＬＣフィルタ７までに限定されており、これによって外部機器に与えるノイズの影響を大幅に軽減している。更に、この回路部分を金属ケースで密閉すると共に、ＬＣフィルタ７と負荷１０との間を絶縁トランス８で回路分離（絶縁）したことにより、外部に与えるノイズの影響を軽減している。以下、詳細に説明する。
【００２６】
図２は実施の形態による非常用電源装置のブロック図で、三相交流電源装置への適用例を示している。図において、商用電源３からの三相交流は入力端子１１を介して出力切替手段９のｂ側端子に入力すると共に、コネクタ１２を介して制御基板１３の側にも入力している。この制御基板１３において、整流回路１４は商用電源の単相入力（線間電圧ＡＣ２００Ｖ）を全波整流してその整流出力をコンデンサにより平滑化し、ＤＣ２８０Ｖを生成する。また、充電器４はこのＤＣ２８０Ｖを使用して公称１９２Ｖの蓄電池（ブロック）２を充電する。更に、スイッチング（ＳＷ）電源１５はこのＤＣ２８０Ｖの入力をスイッチング方式によりＤＣ−ＤＣ変換してそれぞれに出力電圧が安定化された複数種の制御用ＤＣ電圧（ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ１５Ｖ、ＤＣ５Ｖ）を生成する。
【００２７】
＜スイッチング電源のノイズ対策＞
図３は実施の形態によるスイッチング電源１５を説明する図である。なお、スイッチング電源１５としては公知の様々なものを使用できるが、ここでは本実施の形態で施したノイズ対策を説明するために、最も簡単なシングルエンディッドフライバック方式のスイッチング電源１５を使用した場合を例に説明する。
【００２８】
図３において、ＦＥＴ素子Ｑ８がＯＮの期間ではトランスＴにエネルギーを蓄積すると共に、コンデンサＣ３の放電により負荷４２にエネルギーを供給する。次にＦＥＴ素子Ｑ８がＯＦＦの期間ではダイオードＤ４を通してトランスＴのエネルギーをコンデンサＣ３と負荷４２に供給する。以下、これらを繰り返す。この状態で、出力のＤＣ電圧ＶｏはツェナダイオードＺＤとバイアス抵抗Ｒｂとにより分圧され、この抵抗Ｒｂの端子電圧がフォトカプラ４４の発光ダイオードに加えられる。これにより、この発光ダイオードからは出力電圧Ｖｏに比例した光が発光されると共に、これを受光したフォトトランジスタでは受光強度に比例した制御信号をエミッタに出力し、この制御信号がＳＷ制御ＩＣ４３の制御端子Ｃに入力される。このＳＷ制御ＩＣ４３は制御端子Ｃの制御信号に基づいてこのスイッチング電源１５の出力電圧Ｖｏが一定となるようにフィードバック制御を行う。
【００２９】
本実施の形態では、ＳＷ制御ＩＣ４３の制御端子ＣにフェライトビーズＦＢを嵌装したことにより、出力よりフィードバックされる制御信号に対するスイッチングノイズの混入を抑制し、安定な出力電圧Ｖｏを得ている。なお、このＳＷ制御ＩＣ４３としては例えばパワーインテグレーションズ社のＭＩＰ０２２４ＳＹ相当を使用可能である。また、以上述べたノイズ対策はＤＣ２４Ｖ、ＤＣ１５Ｖ、ＤＣ５Ｖの各スイッチング電源について同様である。
【００３０】
このスイッチング電源１５により生成される制御用電圧のうち、ＤＣ１５Ｖはインバータ回路部５を駆動するドライバ回路（ＤＲ）１６に給電され、またＤＣ５ＶはＣＰＵ１８やＰＷＭ制御部６等の論理回路に給電される。更に、ＤＣ２４ＶはＤＣ１５ＶやＤＣ５Ｖを生成するためのＤＣ電源として用いられると共に、リレー等の駆動用電源としても使用される。
【００３１】
図２に戻り、各制御用電源（ＤＣ１５Ｖ、ＤＣ５Ｖ）の給電線とアース線との間にはインバータ回路部５における大電流のスイッチングに伴い発生するスパイクノイズ等を吸収するためのコンデンサＣ１とツェナダイオードＺ１とが設けられている。例えばＤＣ１５Ｖの電源ラインには１８Ｖのツェナダイオードを接続し、ＤＣ５Ｖの電源ラインには６．２Ｖのツェナダイオードを接続した。これらは、本実施の形態では図示の如くサイズの小さいものを複数分散配置した。
【００３２】
好ましくは、複数のコンデンサ（セラミックコンデンサ）と複数のツェナダイオードを電源ラインに沿って交互に分散配置することにより、回路内で発生するスパイクノイズ等をその発生箇所の近傍で吸収し、電源ラインを伝搬させないようにしている。図２にはＤＣ１５Ｖの電源ラインにおけるコンデンサＣ１とツェナダイオードＺ１の接続イメージを示している。図示しないが、ＤＣ５Ｖの電源ラインについても同様である。
【００３３】
また本実施の形態では、ＰＷＭ制御のドライバ回路１６にＤＣ１５Ｖが給電されると共に、インバータ回路部５を構成する半導体スイッチング素子としての例えばＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６には蓄電池２からＤＣ２００Ｖ（公称１９２Ｖ）が給電されている。これらのＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６は略２００Ｖで１００Ａの電流を１５ｋＨｚでスイッチングするため、両ＤＣ電源の間のアース間接続が十分でないと、これらのアースレベルが負荷電流に応じてふらつくことになり、不安定な動作の原因ともなり得る。
【００３４】
このため、ＤＣ１５Ｖのアースラインと蓄電池２のアースラインとの間を複数のパターン配線により複数箇所で接続することによりアースライン間の接続を強化し、両ＤＣ電源の間のアースレベルを安定化させている。図２ではＤＣ１５Ｖと蓄電池２の各アースライン間の接続を強化した状態を太実線により示している。なお、図示しないが、ＤＣ２４Ｖ電源と、ＤＣ５Ｖ電源についても、上記と同様にそれぞれのアースラインと蓄電池２のアースラインとの接続を強化している。これにより各回路部の安定な動作が得られている。
【００３５】
＜インバータ回路部の起動＞
停電検出部１７は入力の商用電源を全波整流してそのＰ−Ｐ電圧を検出すると共に、このＰ−Ｐ電圧が定格を所定以下（例えば８０％以下）に下回る場合は停電状態を検出し、ＣＰＵ１８にその旨を通知する。ＣＰＵ１８は停電の通知を受けたことによりＰＷＭ制御部６を起動し、インバータ制御を開始させる。
【００３６】
インバータ回路部５は３相フルブリッジ構成からなるＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６を備え、ＰＷＭ制御部６よりドライバ回路１６を介して送られるＰＷＭ制御信号Ｕ〜Ｗに従って蓄電池２からの直流電圧（公称１９２Ｖ）をスイッチングし、三相ＰＷＭ波交流電圧に変換する。一例の半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６としては、高速スイッチングに優れたｎチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴ素子を用いており、各ＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６にはそれぞれ逆並列に接続された不図示の寄生ダイオード（転流ダイオード）が含まれている。なお、大電流をスイッチングする場合はＭＯＳＦＥＴ素子を複数並列にして使用しても良いし、或いは、ＭＯＳＦＥＴ素子に代えて絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）素子を用いても良い。
【００３７】
更に、このインバータ回路部５の出力の三相矩形波交流出力（三相ＰＷＭ出力）はＬＣフィルタ７により三相正弦波交流に変換される。更に、この三相正弦波交流出力は絶縁トランス８の一次側巻線に入力され、その二次側巻線からの回路分離（即ち、インバータ回路部５から絶縁）された三相交流出力は出力切替手段９を介して出力端子２３に出力される。なお、この例の出力切替手段９は、停電検出部１７の停電検出に連動して自動的に切り替える構成としているが、手動切替等の別の手段で構成しても良い。
【００３８】
＜三相正弦波交流出力の安定化＞
本実施の形態では三相交流電圧の出力電圧安定化機能を設けることで、モータ運転の開始/停止に伴う負荷変動や蓄電池２の充／放電に伴う蓄電池電圧の変動によらず、出力の三相交流電圧が一定になるよう構成している。図２において、この出力電圧安定化機能は、本電源装置の出力電圧を検出する出力電圧検出部２４と、該検出した出力電圧を所定の時定数（例えば略１秒）遅れでＰＷＭ制御部６に帰還するローパスフィルタ部（ＬＰＦ）２５と、この帰還入力に従って前記出力電圧を一定に制御するＰＷＭ制御部６内の出力電圧安定化回路６ａとにより実現される。以下、具体的に説明する。
【００３９】
図４に出力電圧安定化機能部のブロック図を示す。図において、出力電圧検出部２４では絶縁トランス８の２次側電圧ｕ〜ｗをダイオードブリッジにより全波整流すると共に、その整流出力を平滑コンデンサＣ６で平滑化し、得られたピークツーピーク（Ｐ−Ｐ）電圧に相当する検出信号Ｄをローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５に出力する。
【００４０】
ＬＰＦ２５では、入力の検出信号ＤをツェナダイオードＺＤ２とバイアス抵抗Ｒ６とにより分圧し、この抵抗Ｒ６の端子電圧がフォトカプラ２６の発光ダイオードに加えられる。これにより、この発光ダイオードは検出信号Ｄに比例する光を発光すると共に、これを受光したフォトトランジスタ（エミッタフォロア）では受光強度に比例した検出Ｄをエミッタに出力する。この検出信号Ｄは可変抵抗器ＶＲを介して抽出され、更に抵抗Ｒ７と、コンデンサＣ７と、オペアンプ（ＯＡＰ）２７とからなるローパスフィルタ回路（積分回路）に入力する。
【００４１】
オペアンプ（ＯＡＰ）２７は、この検出信号Ｄと所定閾値Ｖｒ（非常用電源装置の定格出力電圧に相当）とを比較し、その差信号を所定の時定数遅れで増幅すると共に、得られた利得制御信号ＧをＰＷＭ制御部６の中の出力電圧安定化回路６ａに入力する。一例の利得制御信号Ｇは、検出信号Ｄが所定閾値Ｖｒよりも低い程高いレベルを示し、所定閾値Ｖｒに近づく程レベルが低下するものである。また、所定閾値Ｖｒよりも高い場合は低いレベルを出力する。
【００４２】
出力電圧安定化回路６ａにおいて、正弦波発振器（ＯＳＣ）３２は利得制御信号Ｇのレベルに比例した振幅の正弦波交流信号Ｓを発生すると共に、三角波ＯＳＣ３３は一定振幅の三角波交流信号Ｔを生成している。ＰＷＭ変調部３４は正弦波ＯＳＣ３２からの正弦波交流信号Ｓと三角波ＯＳＣ３３からの三角波交流信号Ｔとを比較することによりＰＷＭ変調されたＰＷＭ制御信号Ｕ〜Ｗを生成する。
【００４３】
図５に出力電圧安定化回路６ａの動作説明図を示す。図５（ａ）は蓄電池２の充電により蓄電池電圧が相対的に高い（例えば２３０Ｖの）場合を示している。この場合は、ＰＷＭ制御信号Ｕのパルス幅が例えば図のＵ１の如く比較的狭くてもその三相交流出力には所要振幅の正弦波交流信号ｕ１が得られるため、利得制御信号Ｇのレベルは相対的に低く、これに応じて発生される正弦波交流信号Ｓ１の振幅も小さい。これに伴い、ＰＷＭ制御信号Ｕ１のパルス幅も相対的に狭く、インバータ回路部５の出力には少ないＰＷＭ制御率（デューティー比）で所要振幅の三相交流ｕ１が得られている。
【００４４】
図５（ｂ）は蓄電池２の放電により蓄電池電圧が相対的に低い（例えば１９０Ｖの）場合を示している。この場合は、三相交流の出力振幅が低下するため、その利得制御信号Ｇのレベルは相対的に高くなり、これに応じて発生される正弦波交流信号Ｓ２の振幅も大きくなる。これに伴いＰＷＭ制御信号Ｕ２のパルス幅も相対的に広くなり、インバータ回路部５の出力には幅広いＰＷＭ制御率で所要振幅の三相交流ｕ２が得られることになる。以上のことは他のｖ，ｗ相についても同様である。
【００４５】
従来は蓄電池２の電圧変動に応じて三相交流出力電圧が±３０％程度変動していたが、本実施の形態では出力電圧安定化回路６ａを設けたことにより、出力振幅を略一定に維持しつつ、蓄電池２の放電終止電圧付近まで蓄電池運転を行うことが可能となっている。これにより、一回の充電で連続運転可能な蓄電池寿命が従来の１．５〜２倍程度にまで延長された。好ましくは、この非常用電源装置は、蓄電池２の電圧が略０Ｖになるまで上記図４で述べた出力安定化制御を止めない。このため、この非常用電源装置は出力に定格交流電圧を出力できなくなった後であっても、可能な限り交流電圧を出力し続けることになり、非常用電源としての役割を可能な限り果たそうとする構成になっている。
【００４６】
更に、本実施の形態では出力電圧の帰還ループに所定の時定数を有するＬＰＦ２５を設けたことにより、モータ運転の開始/停止に伴う急な負荷変動により出力の三相交流電圧ｕ〜ｗが急変しても、その帰還信号Ｄの急な変化はＬＰＦ２５によって所要に緩和される。これにより交流出力電圧を元に戻そうとする出力電圧安定化回路６ａの過渡応答動作も緩和されることになり、急激な過渡応答に伴うノイズの発生を有効に抑制できる。
【００４７】
＜インバータ回路部におけるノイズ対策＞
次にインバータ回路部５における幾つかのノイズ対策を説明する。図６に図２のインバータ制御に係る部分を拡大して示した。ノイズ対策の一つは、各ドライバ回路１６の出力と各ＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６のゲート入力との間をそれぞれシールド線により配線し、その被覆シールド線（図の点線で示す）をＦＥＴ素子側の一点でアースしたものである。ＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６では高速（例えば１５ｋＨｚ）で略１００Ａの電流をスイッチングするため、高調波成分によるスパイクノイズが静電結合等によりゲート回路に回り込んでＦＥＴ素子が不安定動作する可能性がある。本実施の形態ではＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６の各ゲート回路を外部から遮断（静電シールド）したことでノイズをアース側にバイパスし、ＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６の安定なスイッチング動作を確保している。
【００４８】
また、本実施の形態では各ＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６の各ドレイン端子にアモルファスビーズＡＢを嵌装することで、ＦＥＴ素子のスイッチングに伴うスパイクノイズの発生を抑制している。一例のアモルファスビーズＡＢは、そのコア材として高周波における保磁力が小さいコバルト基アモルファス合金を用いたものである。
【００４９】
一般に、ダイオード等の半導体素子がＯＮからＯＦＦに遷移する時は、そのＰＮ接合部に一時的に逆方向の電流（リバースリカバリ電流）が流れる。アモルファスビーズＡＢの磁化状態は、順方向電流が流れている期間は飽和状態にあり、殆どインダクタンスを示さないが、この順方向電流が遮断されて後、逆方向電流（リバースリカバリ電流）が流れようとする期間には急速にインダクタンスが増加し、この大きなインダクタンスがリバースリカバリ電流を阻止する働きをするため、リカバリ電流の急激な変化が緩和（所謂ソフトリカバリ化）される。これにより、リバースリカバリ電流の急激な変化 が緩和されると共に、この電流変化の微分に比例するノイズ電圧の発生も充分に抑制される。
【００５０】
なお、アモルファスビーズＡＢの場合は、順方向電流が零に向かって減少する期間でも電流がゼロクロスするまでは殆どインダクタンスを示さないため、ターンオフ時の電流の傾きを変化させない利点がある。また、図６の例ではＦＥＴ素子Ｑ〜Ｑ６の各ドレイン端子にアモルファスビーズＡＢを嵌装したが、これに限らない。ＦＥＴ素子Ｑ１〜Ｑ６の各ソース端子にアモルファスビーズＡＢを嵌装しても良い。
【００５１】
＜ＦＥＴ素子の破壊防止回路＞
また本実施の形態では、インバータ回路部５の上アームを構成する各ＦＥＴ素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５と直流電源との間に電流制限用のインダクタＬ１と、該インダクタの逆起電力防止用のダイオードＤ２とからなる並列回路を挿入している。以下、これを説明する。
【００５２】
一般に、パワーＭＯＳＦＥＴ素子はその構造上より内部に逆接続された寄生ダイオード（通称内部ダイオードと呼ばれる）を有しているが、本実施の形態ではこの内部ダイオードＤ１を転流ダイオードとして積極的に使用している。更に、この種のインバータ回路部５では、上アームを構成するＦＥＴ素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５とこれらに直接接続する下アームのＦＥＴ素子Ｑ２、Ｑ４，Ｑ６とが同時にＯＮすることは無いが、負荷にＬＣフィルタ７やモータ１０等が接続された場合には、例えば上アームのＦＥＴ素子Ｑ１がＯＦＦの期間でも、負荷のインダクタンスで発生した逆起電力によりＦＥＴ素子Ｑ１の内部ダイオードＤ１が導通状態になる期間がある。
【００５３】
一方、この期間に下アームを構成する各ＦＥＴ素子はＯＮとＯＦＦとを行っており、例えばＦＥＴ素子Ｑ２がＯＮになる期間では、ＦＥＴ素子Ｑ１の内部ダイオードＤ１が導通状態から逆バイアスされることでその順方向電流が遮断される状態に移行するが、その後この内部ダイオードＤ１にはリバースリカバリ電流が流れるため、この内部ダイオードＤ１とＦＥＴ素子Ｑ２の両方が導通状態なる瞬間（略１００ｎｓｅｃ）があり、このとき大電流が流れて、最悪の場合は素子が破壊することになる。そこで、本実施の形態では、内部ダイオードＤ１の逆回復時間に流れるリバースリカバリ電流が制限されるように電流制限用の小インダクタＬ１（例えば１μＨ程度）と  該インダクタＬ１で発生する逆起電力防止用のダイオードＤ２（順方向電流１０Ａ程度、順方向応答速度５０ｎＳ以下）とを設けている。
【００５４】
＜その他の対策＞
図２に戻り、本実施の形態では蓄電池２の給電線に突入電流緩和回路２１を設けることにより蓄電池ブロック２の投入（接続）時に発生する突入電流のラッシュを緩和している。図７に実施の形態による突入電流緩和回路の構成を示す。図７において、一例のコネクタＣＮａは各１．２Ｖの蓄電池２を合計４０個収容可能であり、これらが直列に接続されることにより、１コネクタ当たり公称４８Ｖの直流を供給可能である。更に、本電源装置１としてはこのような４つのコネクタＣＮａ〜ＣＮｄを直列に接続することにより全体として公称１９２Ｖの直流を供給可能である。
【００５５】
本電源装置１にこのような蓄電池ブロック（１９２Ｖ）を初期接続する場合には、インバータ回路部５に大きな突入電流が流れることによりコネクタ端子で火花が発生する場合もあるため、蓄電池２の給電ラインに突入電流を緩和するための突入電流緩和回路２１を設けている。この突入電流緩和回路２１は、抵抗Ｒ２とＲ３とからなる抵抗分圧回路と、この抵抗分圧回路の分圧電圧により所定の時定数で充電されるコンデンサＣ２と、このコンデンサＣ２の充電電圧がゲート端子に加えられることによりソース−ドレイン間の内部抵抗を可変とするＦＥＴ素子Ｑ７と、コンデンサＣ２の充電電圧をクランプするツェナダイオードＺ２と、蓄電池ブロックの取り外しに伴いコンデンサＣ２に蓄えられていた充電電圧をリセットするダイオードＤ３とを備える。なお、図示しないが、ＦＥＴ素子Ｑ７の電流容量が足りないような場合には同一特性のＦＥＴ素子を複数並列に使用することが可能である。
【００５６】
このような構成により、今、インバータ回路部５に蓄電池電圧Ｖｉ（１９２Ｖ）が投入されると、この電圧Ｖｉが抵抗Ｒ２とＲ３により分圧されて、この分圧電圧によりコンデンサＣ２が所定の時定数で充電される。この充電電圧が抵抗Ｒ４を介してＦＥＴ素子Ｑ７のゲートに加えられることによりこのＦＥＴ素子Ｑ７のドレイン電流を徐々に増加させる。そして、やがて略１秒を経過するまでにはＦＥＴ素子Ｑ７が完全に導通し、こうして蓄電池ブロック投入時におけるソフトスタートを完了する。
【００５７】
また、本実施の形態では蓄電池２の給電線に過電流検出部２２を設けることによりインバータ回路部５に所定以上の過電流が流入するのを防止している。具体的には、蓄電池２の給電線と直列に過電流検出用の抵抗（例えば８．３ｍΩ）Ｒｓを直列に挿入し、この抵抗Ｒｓの両端と過電流検出部２２の入力との間をシールド線によりそれぞれ接続すると共に、各被覆シールド線を過電流検出部側の一点でアースしている。
【００５８】
なお、上記実施の形態では蓄電池ブロックの全体を初期投入する場合を述べたが、これに限らない。全ての蓄電池２は直列接続されているため、何れか１個のコネクタＣＮ又は蓄電池２を取り外した場合でも入力電圧Ｖｉは０Ｖに低下する。その後、取り外したコネクタＣＮ又は蓄電池２を再接続すると、インバータ回路部５にはＶｉ＝１９２Ｖが再投入されることになり、上記同様にソフトスタートが再開される。従って、本実施の形態によれば蓄電池１個を交換する場合でもコネクタ接点にスパークが飛ぶことは無く、安全に蓄電池２を交換できる。
【００５９】
なお、図２の蓄電池監視部１９は蓄電池給電ラインの入力電圧Ｖｉを監視しており、この電圧Ｖｉが所定閾値（例えば１９０Ｖ）を下回ったことを検出した場合はその旨をＣＰＵ１８に通知する。これを受けたＣＰＵ１８は蓄電池電圧が所定閾値を下回った旨を後述の表示部２０に表示すると共に、その後も上記図４で述べた出力安定化制御を伴うＰＷＭ制御を継続する。
【００６０】
また、本実施の形態では蓄電池の給電ラインに過電流検出部２２を備える。この過電流検出部２２では、蓄電池給電ラインと直列に接続した抵抗Ｒｓの端子電圧を検出して増幅すると共に、この増幅出力と本電源回路に別段の支障を与えない程度の第１の所定閾値（例えば平均電流にして１０％増しの１１０Ａ程度に相当）とを比較することにより、この増幅出力が前記第１の所定閾値を超えた場合は、ＰＷＭ制御部６がＰＷＭ出力を速やかに停止し、回路及び負荷の故障を保護すると共に、所定閾値を下回れば再度出力を開始する。
【００６１】
更に、本実施の形態ではこの非常用電源装置の運用に伴い発生する様々な情報を表示するための表示部２０を備えており、この表示部２０とＣＰＵ１８の間はバスライン２０ａによって接続されている。ＣＰＵ１８はこのバスライン２０ａを介して文字や数字のデータを表示部２０に転送するが、インバータ回路部５からのスイッチングノイズ等によって文字化けが発生する場合もあり得るため、このバスライン２０ａの各信号ラインに例えば直列抵抗と並列コンデンサとからなるローパスフィルタを挿入することにより、ノイズの影響を軽減している。
【００６２】
なお、上記実施の形態では半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ素子を使用した場合を述べたが、これに限らない。例えばＩＧＢＴ素子を用いても良いことは明らかである。
【符号の説明】
【００６３】
１  非常用電源装置
２  蓄電池
３  商用電源
４  充電器
５  インバータ回路部
６  ＰＷＭ制御部
７  ＬＣフィルタ
８  絶縁トランス
９  出力切替手段
１０  負荷
１１  入力端子
１２  コネクタ
１４  整流回路
１５  スイッチング（ＳＷ）電源
１６  ドライバ回路
１７  停電検出部
１８  ＣＰＵ
１９  蓄電池監視部
２０  表示部
２１  突入電流緩和回路
２２  過電流検出部
２３  出力端子
２４  出力電圧検出部
２５  ローパスフィルタ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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