(57)【要約】【課題】ホール素子等の磁気検出素子の内部抵抗の温度変化による変動の影響を抑え、温度特性の良好な電流センサを提供する。【解決手段】ホール素子１６及び定電流回路１８は、電源端子１２と接地端子１４との間に、ホール素子１６が電源端子１２側となるように直列に接続される。分圧回路２４は、電源端子１２と接地端子１４との間に直列に接続された抵抗Ｒ3及びＲ4を有し、抵抗Ｒ3及びＲ4の接続点の電圧（分圧電圧Ｖdv）を定電流回路１８に出力する。したがって、電流設定用抵抗Ｒ9に流れる電流すなわちホール素子駆動電流ＩHは、ＩH＝Ｖdv／Ｒ9［Ａ］となり、ホール素子１６の内部抵抗によらず一定となる。【選択図】図１
2010002388.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
前記磁気検出素子を定電流駆動する定電流回路と、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器と、
電源電圧を所定の比率で分圧する分圧回路とを備え、
電源に接続される高電圧端子と低電圧端子との間に、前記磁気検出素子が前記高電圧端子側となるように前記磁気検出素子と前記定電流回路とが直列に接続され、
前記定電流回路は、Ｎチャンネル型トランジスタと、電流設定用抵抗と、演算増幅器とを有し、
前記磁気検出素子の電流供給端子と前記低電圧端子との間に、前記Ｎチャンネル型トランジスタが前記電流供給端子側となるように前記Ｎチャンネル型トランジスタと前記電流設定用抵抗とが直列に接続され、
前記演算増幅器は、前記分圧回路からの分圧電圧が非反転入力端子に入力され、前記Ｎチャンネル型トランジスタと前記電流設定用抵抗との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子が前記Ｎチャンネル型トランジスタの制御端子に接続されている、磁気比例式電流センサ。
【請求項２】
請求項１に記載の電流センサにおいて、前記Ｎチャンネル型トランジスタがＮＰＮ型バイポーラトランジスタである、磁気比例式電流センサ。
【請求項３】
被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
前記磁気検出素子を定電流駆動する定電流回路と、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器と、
電源電圧を所定の比率で分圧する分圧回路とを備え、
電源に接続される高電圧端子と低電圧端子との間に、前記定電流回路が前記高電圧端子側となるように前記定電流回路と前記磁気検出素子とが直列に接続され、
前記定電流回路は、Ｐチャンネル型トランジスタと、電流設定用抵抗と、演算増幅器とを有し、
前記高電圧端子と前記磁気検出素子の電流供給端子との間に、前記電流設定用抵抗が前記高電圧端子側となるように前記電流設定用抵抗と前記Ｐチャンネル型トランジスタとが直列に接続され、
前記演算増幅器は、前記分圧回路からの分圧電圧が非反転入力端子に入力され、前記Ｐチャンネル型トランジスタと前記電流設定用抵抗との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子が前記Ｐチャンネル型トランジスタの制御端子に接続されている、磁気比例式電流センサ。
【請求項４】
請求項３に記載の電流センサにおいて、前記Ｐチャンネル型トランジスタがＰＮＰ型バイポーラトランジスタである、磁気比例式電流センサ。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の電流センサにおいて、前記分圧回路は、前記高電圧端子と前記低電圧端子との間に直列接続された２つ抵抗を有し、前記２つの抵抗の接続点の電圧を前記分圧電圧として出力するものである、磁気比例式電流センサ。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載の電流センサにおいて、この電流センサは単電源駆動であり、電源電圧を所定の比率で分圧してバッファを介して出力する中間電圧生成回路をさらに備え、前記中間電圧生成回路の出力電圧を前記差動増幅器の基準電圧としている、磁気比例式電流センサ。
【請求項７】
請求項６に記載の電流センサにおいて、この電流センサは複数の被測定電流を検出対象とし、各被測定電流に対して前記磁気検出素子と前記定電流回路と前記差動増幅器と前記分圧回路とが設けられ、１つの前記中間電圧生成回路の出力電圧が複数の前記差動増幅器の基準電圧として共用されている、磁気比例式電流センサ。
【請求項８】
請求項１から７のいずれかに記載の電流センサにおいて、前記差動増幅器の出力端子はアナログデジタル変換器の入力端子に接続され、前記アナログデジタル変換器は基準電圧が前記電源電圧に比例して変化するものである、磁気比例式電流センサ。
【請求項９】
被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
前記磁気検出素子を定電流駆動する定電流回路と、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器とを備え、
前記定電流回路は、供給電流が電源電圧に比例して変化するものであり、
前記差動増幅器の出力端子はアナログデジタル変換器の入力端子に接続され、前記アナログデジタル変換器は基準電圧が前記電源電圧に比例して変化するものである、磁気比例式電流センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばハイブリッドカーや電気自動車のバッテリー電流やモータ駆動電流をホール素子等の磁気検出素子を用いて測定する磁気比例式電流センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
ホール素子等の磁気検出素子を用いてバスバーに流れる電流（被測定電流）を非接触状態で検出する電流センサとして、磁気比例式のものが従来から知られている。磁気比例式電流センサは、図１２に例示のように、ギャップＧを有するリング状の磁気コア２０（高透磁率で残留磁気が少ない珪素鋼板やパーマロイコア等）と、ギャップＧに配置されたホール素子１６（磁気検出素子の例示）とを有する。磁気コア２０は、被測定電流Ｉinの流れるバスバー１０が貫通する配置である。したがって、被測定電流ＩinによってギャップＧ内に磁界が発生し、これがホール素子１６の感磁面に印加される。磁界の強さは被測定電流Ｉinに比例するので、ホール素子１６の出力電圧から被測定電流Ｉinが求められる。
【０００３】
また、近年では装置小型化の要求のため、図１３(Ａ)，(Ｂ)に示されるような、リング状の磁気コアを用いないコアレス構造の磁気比例式電流センサも採用されている。図１４は、図１３の場合における、バスバー１０に流れる被測定電流Ｉinとそれによってホール素子１６の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）との関係を例示する特性図である。被測定電流Ｉinの−１０００Ａ〜＋１０００Ａのレンジに対してホール素子１６の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）は−５０ｍＴ〜＋５０ｍＴのレンジで直線的に変化する（比例する）。したがって、コアレス構造の場合も、被測定電流Ｉinによって発生する磁界がホール素子１６の感磁面に印加され、ホール素子１６の出力電圧から被測定電流Ｉinが求められる。
【０００４】
ところで、最近のハイブリッドカーは高度に電子化されており、本質的にアナログ量である電流センサ出力は、一般的にＡＤＣ（Analog/Digital Converter、アナログデジタル変換器）でデジタル値に変換されて電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）等によってデジタル処理される。
【０００５】
ＡＤＣにおいては、入力信号（アナログ電圧）が電源電圧の変動の影響を受ける場合、基準電圧（リファレンス）に同じ電源を使うことで、電源電圧の変動による入力信号の変動を基準電圧の変動で相殺することができる。このようなレシオメトリックシステムによれば、電源電圧の変動によるデジタル出力の誤差を抑えることが可能である。また、電源電圧に依存しない高精度の基準電源を設ける必要がないため、部品点数やコストの面でも有利といえる。
【０００６】
下記特許文献１は、自動車エンジンの制御に用いるレシオメトリック出力型発熱抵抗体式空気流量計に関するものである。この空気流量計では、配線抵抗による基準電位(ＧＮＤ)の電圧降下が大きくなってレシオメトリック回路の増幅率が低下することにより発生する誤差を補正回路によって補正することで、空気流量計の出力信号の精度の低下を防止できるとしている。
【特許文献１】特開２０００−１８９８９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電流センサの磁気検出素子としてよく用いられるホール素子は温度変化によって内部抵抗が変化し、それに伴ってホール素子のバイアス電流も変化する。このため、電流センサの出力電圧は、電源電圧の変動の影響のみならず温度変化の影響によっても変化する。したがって、基準電圧が電源電圧に連動して変化するアナログデジタル変換器を用いて電源電圧の変動による電流センサの出力電圧の誤差を相殺しても、温度変化の影響による電流センサの出力電圧の誤差は依然として残る。
【０００８】
本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、ホール素子等の磁気検出素子の内部抵抗の温度変化による変動の影響を抑え、温度特性の良好な電流センサを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の第１の態様は、磁気比例式電流センサである。この電流センサは、
被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
前記磁気検出素子を定電流駆動する定電流回路と、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器と、
電源電圧を所定の比率で分圧する分圧回路とを備え、
電源に接続される高電圧端子と低電圧端子との間に、前記磁気検出素子が前記高電圧端子側となるように前記磁気検出素子と前記定電流回路とが直列に接続され、
前記定電流回路は、Ｎチャンネル型トランジスタと、電流設定用抵抗と、演算増幅器とを有し、
前記磁気検出素子の電流供給端子と前記低電圧端子との間に、前記Ｎチャンネル型トランジスタが前記電流供給端子側となるように前記Ｎチャンネル型トランジスタと前記電流設定用抵抗とが直列に接続され、
前記演算増幅器は、前記分圧回路からの分圧電圧が非反転入力端子に入力され、前記Ｎチャンネル型トランジスタと前記電流設定用抵抗との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子が前記Ｎチャンネル型トランジスタの制御端子に接続されている。
【００１０】
第１の態様の電流センサにおいて、前記Ｎチャンネル型トランジスタはＮＰＮ型バイポーラトランジスタであってもよい。
【００１１】
本発明の第２の態様も、磁気比例式電流センサである。この電流センサは、
被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
前記磁気検出素子を定電流駆動する定電流回路と、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器と、
電源電圧を所定の比率で分圧する分圧回路とを備え、
電源に接続される高電圧端子と低電圧端子との間に、前記定電流回路が前記高電圧端子側となるように前記定電流回路と前記磁気検出素子とが直列に接続され、
前記定電流回路は、Ｐチャンネル型トランジスタと、電流設定用抵抗と、演算増幅器とを有し、
前記高電圧端子と前記磁気検出素子の電流供給端子との間に、前記電流設定用抵抗が前記高電圧端子側となるように前記電流設定用抵抗と前記Ｐチャンネル型トランジスタとが直列に接続され、
前記演算増幅器は、前記分圧回路からの分圧電圧が非反転入力端子に入力され、前記Ｐチャンネル型トランジスタと前記電流設定用抵抗との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子が前記Ｐチャンネル型トランジスタの制御端子に接続されている。
【００１２】
第２の態様の電流センサにおいて、前記Ｐチャンネル型トランジスタはＰＮＰ型バイポーラトランジスタであってもよい。
【００１３】
第１及び第２の態様の電流センサにおいて、前記分圧回路は、前記高電圧端子と前記低電圧端子との間に直列接続された２つ抵抗を有し、前記２つの抵抗の接続点の電圧を前記分圧電圧として出力するものであるとよい。
【００１４】
第１及び第２の態様の電流センサにおいて、この電流センサは単電源駆動であり、電源電圧を所定の比率で分圧してバッファを介して出力する中間電圧生成回路をさらに備え、前記中間電圧生成回路の出力電圧を前記差動増幅器の基準電圧としてもよい。
【００１５】
また、この電流センサは複数の被測定電流を検出対象とし、各被測定電流に対して前記磁気検出素子と前記定電流回路と前記差動増幅器と前記分圧回路とが設けられ、１つの前記中間電圧生成回路の出力電圧が複数の前記差動増幅器の基準電圧として共用されているとよい。
【００１６】
第１及び第２の態様の電流センサにおいて、前記差動増幅器の出力端子はアナログデジタル変換器の入力端子に接続され、前記アナログデジタル変換器は基準電圧が前記電源電圧に比例して変化するものであるとよい。
【００１７】
本発明の第３の態様も、磁気比例式電流センサである。この電流センサは、
被測定電流によって発生する磁界が印加される磁気検出素子と、
前記磁気検出素子を定電流駆動する定電流回路と、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器とを備え、
前記定電流回路は、供給電流が電源電圧に比例して変化するものであり、
前記差動増幅器の出力端子はアナログデジタル変換器の入力端子に接続され、前記アナログデジタル変換器は基準電圧が前記電源電圧に比例して変化するものである。
【００１８】
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、定電流回路の供給電流は電源電圧に比例して変化する一方、磁気検出素子の内部抵抗の変化にはほとんど影響されないので、ホール素子等の磁気検出素子の内部抵抗の温度変化による変動の影響を抑え、温度特性の良好な電流センサを実現することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００２１】
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る磁気比例式電流センサ１００の例示的な回路図である。磁気比例式電流センサ１００は、高電圧端子としての電源端子１２と、低電圧端子としての接地端子１４と、センサ出力端子１５と、磁気検出素子としてのホール素子１６と、定電流回路１８と、差動増幅器２２と、分圧回路２４と、中間電圧生成回路２６とを備える。
【００２２】
電源端子１２及び接地端子１４は直流電圧源（ここでは例として電源電圧ＶCC＝５Ｖ）に接続され、電源端子１２が高電圧側であり、接地端子１４が低電圧側で接地される。ホール素子１６は、例えばＩｎＡｓ系であり、図１３に例示のように被測定電流Ｉinによって発生する磁界が印加される位置に固定配置される。なお、図１２に例示した構成を採用することも可能である。
【００２３】
図１においてホール素子１６は等価的に４つの抵抗のブリッジ接続で表される。ホール素子１６の電流供給端子ａ，ｂ間に一定の駆動電流ＩHを流しておくことにより、ホール素子１６に印加された磁界に比例した（換言すれば被測定電流Ｉinに比例した）電圧ＶHが出力端子ｃ，ｄ間に得られる（図２参照）。
【００２４】
図２は、ホール素子１６の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）とホール素子１６の出力電圧ＶHとの関係を例示する特性図である。ここでは、周囲温度２５℃においてホール素子１６を定電流駆動（５ｍＡ）した場合と定電圧駆動（３Ｖ）した場合との双方を示している。ホール素子１６の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）とホール素子１６の出力電圧ＶHとは比例関係にあり、ホール素子１６の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）が５０ｍＴの場合（被測定電流Ｉinが１０００Ａの場合）、ホール素子１６の出力電圧ＶHは定電流駆動の場合で２８ｍＶ、定電圧駆動の場合で５５ｍＶとなっている。
【００２５】
図１において、定電流回路１８は、ホール素子１６を定電流駆動する。分圧回路２４は、電源電圧ＶCCを所定の比率で分圧する。この分圧電圧Ｖdvは定電流回路１８の駆動電圧となる。なお、定電流回路１８は、負荷の変動（ホール素子１６の内部抵抗の変動）に影響されず一定量の電流を供給するが、定電流回路１８の駆動電圧（分圧回路２４からの分圧電圧Ｖdv）が変動すればそれに伴って定電流回路１８がホール素子１６に供給する電流（ホール素子駆動電流ＩH）も変動する。
【００２６】
差動増幅器２２は、ホール素子１６の出力電圧ＶHを増幅し、これをセンサ出力端子１５から出力する（センサ出力電圧Ｖout）。中間電圧生成回路２６は、電源電圧を所定の比率で分圧してバッファ４６を介して低インピーダンスで出力する。中間電圧生成回路２６の出力電圧Ｖmdは、差動増幅器２２の基準電圧となる。
【００２７】
以下、磁気比例式電流センサ１００の回路構成をより具体的に説明する。
【００２８】
ホール素子１６及び定電流回路１８は、電源端子１２と接地端子１４との間に、ホール素子１６が電源端子１２側となるように直列に接続される。すなわち、ホール素子１６の電流供給端子ａが電源端子１２に接続され、ホール素子１６の電流供給端子ｂと接地端子１４との間に定電流回路１８が設けられる。
【００２９】
分圧回路２４は、電源端子１２と接地端子１４との間に直列に接続された抵抗Ｒ3及びＲ4を有し、抵抗Ｒ3及びＲ4の接続点の電圧（分圧電圧Ｖdv）を定電流回路１８に出力する。分圧電圧Ｖdvは、
Ｖdv＝（Ｒ4／（Ｒ3＋Ｒ4））×ＶCC  …式（１）
と表される。抵抗Ｒ3及びＲ4による分圧比は例えば４：１であり、この場合、分圧電圧Ｖdvは１Ｖとなる。
【００３０】
定電流回路１８は、Ｎチャンネル型トランジスタとしてのＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱと、電流設定用抵抗Ｒ9と、演算増幅器３２とを有する。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ及び電流設定用抵抗Ｒ9は、ホール素子１６の電流供給端子ｂと接地端子１４との間に、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱが電流供給端子ｂ側となるように直列に接続される。すなわち、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱのコレクタがホール素子１６の電流供給端子ｂに接続され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱのエミッタと接地端子１４との間に電流設定用抵抗Ｒ9が設けられる。演算増幅器３２は、分圧回路２４からの分圧電圧Ｖdvが非反転入力端子に入力され、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱと電流設定用抵抗Ｒ9との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子がＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱの制御端子（ベース端子）に接続される。
【００３１】
このような接続とすることで、演算増幅器３２の非反転入力端子と反転入力端子との間の電圧は負帰還により常にゼロとなる（イマジナリーショートが成立する）。つまり、演算増幅器３２の反転入力端子の電圧（ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱのエミッタの電圧）は演算増幅器３２の非反転入力端子の電圧（分圧回路２４からの分圧電圧Ｖdv）と等しくなる。したがって、電流設定用抵抗Ｒ9に流れる電流すなわちホール素子駆動電流ＩHは、
ＩH＝Ｖdv／Ｒ9［Ａ］  …式（２）
となり、ホール素子１６の内部抵抗によらず一定となる。例えばＶdvを１Ｖ、Ｒ9を２００Ωとすれば、ホール素子駆動電流ＩHは５ｍＡとなる。
【００３２】
中間電圧生成回路２６は、電源端子１２と接地端子１４との間に直列に接続された抵抗Ｒ1及びＲ2を有し、抵抗Ｒ1及びＲ2の接続点の電圧（中間電圧Ｖmd）をバッファ４６を介して差動増幅器２２に出力する。中間電圧Ｖmdは、
Ｖmd＝（Ｒ2／（Ｒ1＋Ｒ2））×ＶCC  …式（３）
と表される。なお、バッファ４６は、特に限定されないが、ここでは演算増幅器４８の反転入力端子と出力端子を直結し、非反転入力端子の電圧（抵抗Ｒ1及びＲ2の接続点の電圧Ｖmd）を出力端子から出力するボルテージフォロワを用いている。抵抗Ｒ1及びＲ2による分圧比は例えば１：１であり、この場合、中間電圧Ｖmdは２．５Ｖとなる。
【００３３】
差動増幅器２２は、抵抗Ｒ5ないしＲ8と、演算増幅器３８とを有する。抵抗Ｒ5及びＲ7は、ホール素子１６の出力端子ｃと、演算増幅器３８の出力端子との間に直列接続される。抵抗Ｒ5及びＲ7の接続点は演算増幅器３８の反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ6及び抵抗Ｒ8は、ホール素子１６の出力端子ｄと、中間電圧生成回路２６の出力端子（演算増幅器４８の出力端子）との間に直列接続される。抵抗Ｒ6及び抵抗Ｒ8の接続点は演算増幅器３８の非反転入力端子に接続される。抵抗Ｒ5ないしＲ8の抵抗値はＲ5＝Ｒ6かつＲ7＝Ｒ8である。したがって、差動増幅器２２の増幅度はＲ7／Ｒ5であり、差動増幅器２２の出力電圧Ｖout（センサ出力電圧）は、
Ｖout＝−（Ｒ7／Ｒ5）ＶH＋Ｖmd［Ｖ］  …式（４）
となる。なお、被測定電流Ｉinの−１０００Ａ〜＋１０００Ａのレンジ（図２より、ホール素子１６の出力電圧ＶHの−２８ｍＶ〜＋２８ｍＶのレンジ）に対して差動増幅器２２の出力電圧Ｖout（センサ出力電圧）を２．５Ｖ±２Ｖ（フルスケール）とする場合、差動増幅器２２の増幅度は、２０００ｍＶ／２８ｍＶ≒７０倍に設定する。
【００３４】
図３は、図１に示される磁気比例式電流センサ１００における、被測定電流Ｉinとセンサ出力電圧Ｖoutとの関係を例示する出力特性図である。ここでは、５Ｖの電源電圧が±５％で変動する場合を示している。被測定電流Ｉinの−１０００Ａ〜＋１０００Ａのレンジに対して、センサ出力電圧Ｖoutは、電源電圧ＶCC＝５Ｖのときは０．５Ｖ〜４．５Ｖのレンジで直線的に変化し、電源電圧ＶCC＝５Ｖ＋５％（５．２５Ｖ）のときは０．５Ｖ＋５％（０．５２５Ｖ）〜４．５Ｖ＋５％（４．７２５Ｖ）のレンジで直線的に変化し、電源電圧ＶCC＝５Ｖ−５％（４．７５Ｖ）のときは０．５Ｖ−５％（０．４７５Ｖ）〜４．５Ｖ−５％（４．２７５Ｖ）のレンジで直線的に変化している。すなわち、磁気比例式電流センサ１００の出力電圧はレシオメトリックである（被測定電流が同じであれば電源電圧に比例する）ことが分かる。
【００３５】
本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。
【００３６】
(1) 定電流回路１８の供給電流（すなわちホール素子駆動電流ＩH）は、上記式（２）に示されるように、ホール素子１６の内部抵抗に影響されない。したがって、ホール素子１６の内部抵抗が温度変化により変動してもホール素子駆動電流ＩHを一定に保つことができ、磁気比例式電流センサ１００の温度特性が良好となる。以下、このことを定電圧駆動の場合と比較して説明する。
【００３７】
図４は、ホール素子の周囲温度と不平衡電圧（オフセット電圧）との関係を定電流駆動（５ｍＡ）と定電圧駆動（３Ｖ）との間で比較した特性図である。不平衡電圧は、周囲温度の−５０℃〜＋１００℃のレンジに対して、定電流駆動の場合は２．２ｍＶ〜２ｍＶ、定電圧駆動の場合は５ｍＶ〜４ｍＶの間で直線的に変化している。すなわち、周囲温度２５℃を基準とした場合、不平衡電圧の誤差は周囲温度の−５０℃〜＋１００℃のレンジに対して、定電流駆動の場合は＋４．８％〜−４．８％、定電圧駆動の場合は＋１１．１％〜−１１．１％であり、定電流駆動の方が定電圧駆動よりも不平衡電圧の温度に対する安定性が良好といえる。
【００３８】
図５は、ホール素子の感磁面における磁束密度を５０ｍＴ（被測定電流１０００Ａに相当）とした場合における周囲温度とホール素子の出力電圧との関係を定電流駆動（５ｍＡ）と定電圧駆動（３Ｖ）との間で比較した特性図である。ホール素子の出力電圧は、周囲温度の−５０℃〜＋１００℃のレンジに対して、定電流駆動の場合は２９ｍＶ〜２７ｍＶ、定電圧駆動の場合は６０ｍＶ〜５０ｍＶの間で直線的に変化している。すなわち、周囲温度２５℃を基準とした場合、ホール素子の出力電圧の誤差は周囲温度の−５０℃〜＋１００℃のレンジに対して、定電流駆動の場合は＋３．６％〜−３．６％、定電圧駆動の場合は＋９．１％〜−９．１％であり、定電流駆動の方が定電圧駆動よりもホール素子の出力電圧の温度に対する安定性が良好といえる。
【００３９】
(2) 上記式（１）及び（２）より、ホール素子駆動電流ＩHは、図６に例示のように電源電圧ＶCCに比例して変化する。また、上記式（３）より中間電圧生成回路２６の出力電圧（中間電圧Ｖmd）も電源電圧ＶCCに比例して変化する。よって、上記式（４）より差動増幅器２２の出力電圧Ｖout（センサ出力電圧）は電源電圧ＶCCに比例して変化する。したがって、磁気比例式電流センサ１００はレシオメトリックシステムへの組込みに適するといえる。この例として、後述の第２の実施の形態では、基準電圧が電源電圧ＶCCに比例して変化するアナログデジタル変換器に磁気比例式電流センサ１００のセンサ出力電圧Ｖoutを入力してデジタル値に変換する場合を説明する。
【００４０】
(3) 磁気比例式電流センサ１００の出力電圧Ｖoutをレシオメトリックとすることで、電源電圧ＶCCの変動に影響されない高精度の基準電源を設ける必要がなくなり、部品点数の減少とコスト低減を図ることができる。
【００４１】
（第２の実施の形態）
図７は、本発明の第２の実施の形態のブロック図である。ここでは、第１の実施の形態で説明した磁気比例式電流センサ１００のセンサ出力電圧Ｖoutをアナログデジタル変換器１５０にてデジタル値（例えば８ビット）に変換する。アナログデジタル変換器１５０の基準電圧入力端子１５７は、磁気比例式電流センサ１００と共通の電源に接続される。すなわち、アナログデジタル変換器１５０の基準電圧は電源電圧ＶCCに比例して変化する（レシオメトリックである）。アナログデジタル変換器１５０からの出力デジタル値は、例えば後段のデジタル処理回路１７０でデジタル処理される。
【００４２】
本実施の形態によれば、第１の実施の形態で説明したとおり磁気比例式電流センサ１００の出力電圧Ｖoutはレシオメトリックであり、またアナログデジタル変換器１５０の基準電圧も同様にレシオメトリックであるため、双方の電源電圧ＶCCの変動による影響が相殺する。したがって、アナログデジタル変換器１５０の出力デジタル値は電源電圧ＶCCの変動に影響されないものとなり、高精度といえる。
【００４３】
（第３の実施の形態）
本実施の形態では、三相交流電流（例えば三相モータの駆動電流）を検出対象とする場合を説明する。この場合、図８(Ａ)，(Ｂ)のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のバスバー１０に対してホール素子１６が固定配置され、各相の電流を検出する。
【００４４】
図９は、本発明の第３の実施の形態に係る磁気比例式電流センサ３００の例示的な回路図である。本図に示されるように、本実施の形態の磁気比例式電流センサ３００は、基本的に第１の実施の形態の磁気比例式電流センサ１００の構成を各相に関して備えるものであるが、中間電圧生成回路２６は各相に対して共通の１つを用いている。すなわち、磁気比例式電流センサ３００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対して、ホール素子１６と、定電流回路１８と、差動増幅器２２と、分圧回路２４とを備えるとともに、各相で１つの中間電圧生成回路２６を共用する。各センサ出力電圧Ｖout(U)，Ｖout(V)及びＶout(W)から各相の電流が求められる。本実施の形態によれば、各相で１つの中間電圧生成回路２６を共用するため、各相で別々の中間電圧生成回路を用いる場合と比較して回路部品を削減することができ、回路規模の小型化及びコスト面で有利である。
【００４５】
（第４の実施の形態）
上記実施の形態では、ホール素子を駆動する定電流回路に用いるトランジスタをＮＰＮ型バイポーラトランジスタとしたが、本実施の形態ではそれをＰＮＰ型バイポーラトランジスタとする。
【００４６】
図１０は、本発明の第４の実施の形態に係る磁気比例式電流センサ４００の例示的な回路図である。本実施の形態の磁気比例式電流センサ４００は、第１の実施の形態の磁気比例式電流センサ１００と比較して、定電流回路１８の構成と、ホール素子１６及び定電流回路１８の位置関係とにおいて相違し、その他の点で一致する。以下、相違点を中心に説明する。
【００４７】
定電流回路１８及びホール素子１６は、電源端子１２と接地端子１４との間に、定電流回路１８が電源端子１２側となるように直列に接続される。すなわち、電源端子１２とホール素子１６の電流供給端子ａとの間に定電流回路１８が設けられ、ホール素子１６の電流供給端子ｂが接地端子１４に接続される。
【００４８】
定電流回路１８は、Ｐチャンネル型トランジスタとしてのＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱと、電流設定用抵抗Ｒ9と、演算増幅器３２とを有する。電流設定用抵抗Ｒ9及びＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱは、電源端子１２とホール素子１６の電流供給端子ａとの間に、電流設定用抵抗Ｒ9が電源端子１２側となるように直列に接続される。すなわち、電源端子１２とＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱのエミッタとの間に電流設定用抵抗Ｒ9が設けられ、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱのコレクタがホール素子１６の電流供給端子ａに接続される。演算増幅器３２は、分圧回路２４からの分圧電圧Ｖdvが非反転入力端子に入力され、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱと電流設定用抵抗Ｒ9との接続点に反転入力端子が接続され、出力端子がＰＮＰ型バイポーラトランジスタＱの制御端子（ベース端子）に接続される。電流設定用抵抗Ｒ9に流れる電流すなわちホール素子駆動電流ＩHは、
ＩH＝（ＶCC−Ｖdv）／Ｒ9［Ａ］  …式（５）
となり、第１の実施と同様にホール素子１６の内部抵抗によらず一定となる。
【００４９】
以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素や各処理プロセスには請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。
【００５０】
実施の形態では磁気比例式電流センサを単電源駆動する場合を説明したが、変形例では両電源駆動としてもよい。この場合、中間電圧Ｖmdとしては接地電位を用いることができるので、中間電圧生成回路２６は不要である。
【００５１】
実施の形態では定電流回路に用いるトランジスタをバイポーラトランジスタとする場合を説明したが、変形例では電界効果トランジスタとしてもよい。この場合の定電流回路の構成を図１１（Ａ）及び（Ｂ）に示す。図１１（Ａ）ではＮチャンネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（ＭＯＳ：Metal-Oxide Semiconductor）を用いており、これは図１の定電流回路１８の変形である。同図（Ｂ）ではＰチャンネルＭＯＳ型の電界効果トランジスタを用いており、これは図１０の定電流回路１８の変形である。
【００５２】
また、実施の形態で示した定電流回路の構成はそれに限定されるものではなく、電源電圧に比例した定電流を供給するものであれば別の構成を採用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る磁気比例式電流センサの例示的な回路図。
【図２】ホール素子への印加磁界（磁束密度）とホール素子の出力電圧ＶHとの関係を示す特性図。
【図３】図１に示される磁気比例式電流センサにおける、被測定電流Ｉinとセンサ出力電圧Ｖoutとの関係を例示する出力特性図。
【図４】ホール素子の周囲温度と不平衡電圧（オフセット電圧）との関係を定電流駆動（５ｍＡ）と定電圧駆動（３Ｖ）との間で比較した特性図。
【図５】ホール素子の感磁面における磁束密度を５０ｍＴ（被測定電流１０００Ａに相当）とした場合における周囲温度とホール素子の出力電圧との関係を定電流駆動（５ｍＡ）と定電圧駆動（３Ｖ）との間で比較した特性図。
【図６】電源電圧ＶCCとホール素子駆動電流ＩHとの関係を示す特性図。
【図７】本発明の第２の実施の形態のブロック図。
【図８】三相交流電流を検出対象とする場合の各相のバスバーに対するホール素子の配置説明図であり、(Ａ)は平面図、(Ｂ)は断面図。
【図９】本発明の第３の実施の形態に係る磁気比例式電流センサの例示的な回路図。
【図１０】本発明の第４の実施の形態に係る磁気比例式電流センサの例示的な回路図。
【図１１】定電流回路の変形例を示す回路図。
【図１２】磁気比例式電流センサの基本的構成図。
【図１３】リング状の磁気コアを用いないコアレス構造の磁気比例式電流センサの構成図であり、(Ａ)は平面図、(Ｂ)は断面図。
【図１４】図１３の場合における、被測定電流Ｉinとそれによってホール素子の感磁面に印加される磁界（磁束密度Ｂ）との関係を例示する特性図。
【符号の説明】
【００５４】
１２  電源端子
１４  接地端子
１５  センサ出力端子
１６  ホール素子
１８  定電流回路
２２  差動増幅器
２４  分圧回路
２６  中間電圧生成回路
１００  磁気比例式電流センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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