(57)【要約】【課題】ＬＥＤの両端電圧の上昇や断線した場合に発生する無負荷電圧の制御を簡易な構成で実現するとともに、電流制御モードと電圧制御モードを連続的に変更可能とする。【解決手段】前記直流電源１１の電圧を昇圧させる電圧変換回路１３から出力される電圧を検出するとともに駆動電圧を電圧検出回路１４から生成する。電圧検出回路１４の駆動電圧に基づきＬＥＤ１４を表示する。ＬＥＤ１５を流れる駆動電流を電流検出回路１６で検出する。電圧検出回路１４で検出された検出電圧Ｖｏおよび電流検出回路１６で検出された検出電流Ｉｏを加算した値と基準電圧Ｖｒｅｆに対する値に基づいて出力電圧値をオペアンプＯＰで求め、オペアンプＯＰの出力電圧値と三角波発生器ＴＧを比較器ＣＰで比較して駆動パルスａのデューティを決定し、電圧変換回路１３の出力電圧を制御するようにした。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
前記直流電源の電圧を昇圧あるいは降圧させる電圧変換回路と、
前記電圧変換回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路の出力電圧により駆動されるＬＥＤと、
前記ＬＥＤを流れる駆動電流を検出する電流検出回路と、
前記電圧検出回路で検出された検出電圧および前記電流検出回路で検出された検出電流を加算した値と基準電圧に対する値に基づいて出力電圧値を求め、該出力電圧値で前記電圧変換回路の出力電圧を制御する制御回路と、を具備したことを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記検出電圧および前記検出電流を、負または（正）に基準電圧が供給されたオペアンプの正（または負）入力に供給し、前記オペアンプの出力電圧を、正（または負）入力に三角波が供給されたコンパレータの負（または正）入力に供給して比較を行い、前記オペアンプの出力電圧に基づいて前記電圧変化回路の出力電圧を制御する駆動パルスのデューティを変更する制御信号を生成することを特徴とす請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
【請求項３】
前記電圧検出回路は、前記電圧変換回路の出力電圧を、第１および第２抵抗で分圧した電圧を検出電圧とするとともに、前記第１の抵抗に定電圧素子を並列接続して構成したことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。    
【請求項４】
前記定電圧素子は、ツェナーダイオードであることを特徴とする請求項２記載のＬＥＤ点灯装置。
【請求項５】
前記定電圧素子は、ツェナー電圧が異なるツェナーダイオードを直列に接続し、一方の高い方のツェナーダイオードに前記第１抵抗を並列接続したことを特徴とする請求項２記載のＬＥＤ点灯装置。
【請求項６】
前記電圧素子は、前記第１抵抗を、直列接続の抵抗に分割し、該分割された抵抗の接続点に前記リファレンス端子、カソードおよびアノードに前記分割された抵抗にシャント・レギュレータ並列接続したことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ＬＥＤ（発光ダイオード）を点灯させるためのＬＥＤ点灯装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＬＥＤ点灯装置は、ＬＥＤの両端電圧が上昇した場合に、ＬＥＤの駆動電流を、両端電圧と駆動電流との積が一定となるような制御を行うことで、ＬＥＤに対するストレスを低減するようにしている。（例えば、特許文献１）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２１０８３６公報（第８，９頁、図６）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記した特許文献１の技術は、駆動電流のフィードバックループと両端電圧のフィードバックループに、それぞれ個別のオペアンプを用いることなどから複雑な構成である。また、電流制限領域から電圧制限領域へは、モードを切り換える動作となる。
【０００５】
このため、ＬＥＤの両端電圧が、温度ドリフトなどを含め、この切り換え電圧付近になった場合に、回路動作が頻繁に切り換えられることとなり、チラツキなどを生じやすくなる、という問題がある。
【０００６】
この発明の目的は、ＬＥＤの両端電圧上昇や断線した場合に発生する無負荷電圧の制御を簡易な回路構成で実現するとともに、電流制御モードと電圧制御モードを連続的に変更可能とした、ＬＥＤ点灯装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記した課題を解決するために、この発明のＬＥＤ点灯装置は、直流電源と、前記直流電源の電圧を昇圧あるいは降圧させる電圧変換回路と、前記電圧変換回路の出力電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路の出力電圧により駆動されるＬＥＤと、前記ＬＥＤを流れる駆動電流を検出する電流検出回路と、前記電圧検出回路で検出された検出電圧および前記電流検出回路で検出された検出電流を加算した値と基準電圧に対する値に基づいて出力電圧値を求め、該出力電圧値で前記電圧変換回路の出力電圧を制御する制御回路と、を具備したことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
この発明によれば、電圧検出回路に定電圧素子を用いたことにより、ＰＷＭ制御回路を簡略化できるとともに、電流制御モードと電圧制御モードとを連続的に変更でき、チラツキ防止を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】この発明のＬＥＤ点灯装置に関する第１の実施形態について説明するための回路構成図である。
【図２】図１の各回路ブロックの具体例について説明するための回路図である。
【図３】図１の電圧変換回路の動作について説明するためのタイミングチャートである。
【図４】図１の電圧検出回路の駆動電圧と駆動電流の関係について説明するための説明図である。
【図５】図１の電圧および電流検出回路からＰＷＭ制御回路に供給される信号について説明するための説明図である。
【図６】図１のＰＷＭ制御回路の動作について説明するための説明図である。
【図７】この発明のＬＥＤ点灯装置に関する第２の実施形態について説明するための回路図である。
【図８】この発明のＬＥＤ点灯装置に関する第３の実施形態について説明するための回路図である。
【図９】図８の動作について説明するための説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、この発明を実施するための形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１１】
図１は、この発明のＬＥＤ点灯装置に関する一実施形態について説明するための概念的な回路ブロック図である。
【００１２】
図１において、１１は直流電源であり、この電源１１は電源スイッチ１２を介して電圧変換回路１３に供給する。電圧変換回路１３では、電源１１の直流電圧を交流電圧に変換し昇圧させるとともに、交流から直流電圧に変換し、出力電圧として出力するものである。電圧検出回路１４は、電圧変換回路１３の出力電圧Ｖｄに基づいた駆動電圧を生成し、複数のＬＥＤが接続されたＬＥＤ１５に供給するとともに、駆動電圧を検出し検出電圧Ｖｏとして取り出す。１６はＬＥＤ１５を流れる駆動電流を検出するための電流検出回路で、この電流検出回路１６で検出された検出電流Ｉｏを出力する。
【００１３】
電圧検出回路１４の検出電圧Ｖｏと電流検出回路１６の検出電流Ｉｏは、ＰＷＭ制御回路１７の誤差増幅器１７１に供給し、ここで、検出電圧Ｖｏおよび検出電流Ｉｏの加算値と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅（α）し、誤差増幅器１７１から誤差出力である（Ｖｏ＋Ｉｏ−Ｖｒｅｆ）×αを、次段のＰＷＭ変換器１７２に出力する。ＰＷＭ変換器１７２では、誤差増幅器１７１の出力レベルに基づき出力パルス幅を変調させて電圧変換回路１３に駆動パルスとして供給する。電圧変換回路１３では、駆動パルス幅に基づいた出力電圧の制御を行う。
【００１４】
図２を参照し、図１の各回路ブロックの構成を、より具体的に示した回路例について説明する。
【００１５】
直流電源１１の負極は基準電位点に接続し、正極は電源スイッチ１２を介して電圧変換回路１３を構成するチョークコイルＬの一端に接続する。電圧変換回路１３は、チョークコイルＬの他端をダイオードＤのアノードに接続するとともに、ソースが基準電位点に接続されたＭＯＳ型ＦＥＴを用いたスイッチング素子Ｑのドレインに接続する。スイッチング素子Ｑのゲートは抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑのソースに接続する。ダイオードＤのカソードはコンデンサＣを介して基準電位点に接続する。
【００１６】
電圧変換回路１３の出力端であるダイオードＤとコンデンサＣの接続点は、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの並列回路と抵抗Ｒ２を直列接続した電圧検出回路１４の、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの接続点に一端を接続する。一端が抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの接続点に一端が接続された抵抗Ｒ２の他端は、基準電位点に接続する。抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの並列回路と抵抗Ｒ２の接続点からは、電圧変換回路１３の出力として検出電圧Ｖｏを出力する。
【００１７】
ツェナーダイオードＺＤに並列接続された抵抗Ｒ１それに抵抗Ｒ２の抵抗値は、Ｒ１＞Ｒ２の関係で、例えば、抵抗Ｒ１が１ＭΩのとき抵抗Ｒ２は１ＫΩとする。
【００１８】
一端が抵抗Ｒ２に接続された抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの並列回路の他端は、複数のＬＥＤが直列接続して構成されたＬＥＤ１５の一端のＬＥＤのアノードに接続し、他端のＬＥＤのカソードは、電流検出回路１６を構成する抵抗Ｒ３を介して基準電位点に接続する。ＬＥＤ１５と電流検出回路１６の接続点からは、電流検出回路１６の出力として検出電流Ｉｏを出力する。
【００１９】
電圧変換回路１３から出力される検出電圧Ｖｏと電流検出回路１６から出力される検出電流Ｉｏは、ＰＷＭ制御回路１７の誤差増幅器１７１を構成するオペアンプＯＰの負入力−に基準電圧Ｖｒｅｆが供給された正入力＋にそれぞれ供給する。オペアンプＯＰの出力は、ＰＷＭ制御回路１７のＰＷＭ変換器１７２を構成する比較器ＣＰの比較入力−に供給する。比較器ＣＰの比較入力＋には三角波を発生させる三角波発生部ＴＧの出力を供給する。比較器ＣＰからＰＷＭ制御回路１７の出力として電圧変換回路１３のスイッチング素子Ｑのゲートに供給する。
【００２０】
ここで、電圧変換回路１３の動作について、図３のタイミングチャートを参照しながら説明する。
【００２１】
電源スイッチ１２をオンし、ＰＷＭ制御回路１７から図３（ａ）に示す駆動パルスａが電圧変換回路１３のスイッチング素子Ｑ１のゲートに供給されると、スイッチング素子Ｑ１では、オンオフ動作が行われる。スイッチング素子Ｑ１がオンしたときにチョークコイルＬにエネルギーを蓄積し、オフした瞬間に、蓄積されたエネルギー移行が負荷側に行われ、図３（ｂ）に示すような昇圧された電圧出力ｂが得られる。移行したエネルギーは、ダイオードＤとコンデンサＣにより整流され、電圧変換回路１３の出力として図３（ｄ）に示す直流の出力電圧Ｖｄが得られる。出力電圧Ｖｄは、図３（ｂ）の電圧出力ｂのデューティにより異なってくる。つまり、電圧出力ｂのパルス幅が狭いと出力電圧Ｖｄは大きく、パルス幅が広いと出力電圧Ｖｄは小さい値となる。なお、図３（ｃ）は図３（ｂ）の電流波形を示す。
【００２２】
電圧変換回路１３において電圧を変換させる値は、負荷であるＬＥＤ１５で直列接続されるＬＥＤの個数により変わるものである。このため、上記説明では、直流電圧１１の値を昇圧させる場合としたが、降圧させる場合もある。
【００２３】
電圧変換回路１３の出力電圧Ｖｄは、電圧検出回路１４の抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの並列回路と直列接続した抵抗Ｒ２の両端に印加され、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの並列回路と直列接続した抵抗Ｒ２との接続点から検出電圧Ｖｏとして取り出し、検出電流Ｉｏと同じ誤差増幅器１７１の正入力＋に供給している。
【００２４】
電圧変換回路１３の出力電圧Ｖｄは、電圧検出回路１４を介してＬＥＤ１５に供給し、ＬＥＤ１５には駆動電流が流れて、ＬＥＤを点灯させる。ＬＥＤ１５を流れる駆動電流を電流検出回路１６の抵抗Ｒ３に流すことで、検出電流Ｉｏとして取り出し、ＰＷＭ制御回路１７の誤差増幅器１７１の正入力＋に供給している。
【００２５】
出力電圧Ｖｄが印加される電圧検出回路１４は、抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＺＤの並列回路と直列接続した抵抗Ｒ２との接続点から検出電圧Ｖｏとして取り出し、検出電流Ｉｏと同じ誤差増幅器１７１の正入力＋に供給している。
【００２６】
図４は、電圧検出回路１４の駆動電圧と駆動電流の関係について説明するための説明図である。
【００２７】
すなわち、出力電圧Ｖｄに基づき電圧検出回路１４のツェナーダイオードＺＤに印加される電圧が、ツェナー電圧Ｖｚを超えるか超えないかで、ツェナーダイオードＺＤは、電流駆動あるいは電圧駆動となる。このとき、ツェナーダイオードＺＤに並列接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗値は、Ｒ１＞Ｒ２の関係に設定されていることから、ツェナーダイオードＺＤの動作前であっても僅かながら負帰還がかかることになる。
【００２８】
従って、電圧検出回路１４の出力における電流と電圧の切り換えが急峻な従来の図４の破線の特性に比して、ツェナーダイオードＺＤのある電圧検出回路１４の出力は、ややなだらかな図４の実線の特性となる。この特性で示すように、電流から電圧への切り換え直後の部分でも特性にＲが付く格好となり、この部分でも電流から電圧制御モードへの切り換えがスムースなものとなることになる。
【００２９】
つまり、出力電圧Ｖｄが上昇し、ツェナーダイオードＺＤにかかる電圧がツェナー電圧Ｖｚ以下での検出電圧Ｖｏは、図５に示すような値を示す。また、検出電流Ｉｏは、出力電圧Ｖｄに基づき電圧検出回路１４のツェナーダイオードＺＤに印加される電圧がツェナー電圧Ｖｚ以下では図５に示すような値を示す。ツェナーダイオードＺＤに印加される電圧がツェナー電圧Ｖｚ以上となった場合の検出電圧Ｖｏと検出電流Ｉｏの加算値は、図５に示すように検出電圧Ｖｏが急激に上昇する。
【００３０】
そこで、ツェナーダイオードＺＤに印加される電圧がツェナー電圧Ｖｚを超える場合を、電圧検出回路１４の両端電圧上昇や断線した場合に発生する無負荷電圧と判断することができる。
【００３１】
検出電圧Ｖｏと検出電流Ｉｏの加算値は、誤差増幅器１７１の負入力−に供給された基準電圧Ｖｒｅｆとの差を、図６（ａ）の６１に示すオペアンプＯＰの出力としてコンパレータＣＰの比較入力−に供給する。コンパレータＣＰの比較入力＋には、図６（ａ）の６２に示す三角波発生器ＴＧの三角波を供給する。
【００３２】
コンパレータＣＰでは、図６（ａ）の６１と６２の比較を行い、出力から図６（ｂ）に示す比較出力を出力する。コンパレータＣＰの出力からＰＷＭ制御回路１７の出力として、図３（ａ）に相当する駆動パルスａを電圧変換回路１３のスイッチング素子Ｑのゲートに供給し、電圧変換回路１３では駆動パルスａのデューティに基づいた出力電圧Ｖｄを出力する。
【００３３】
ここで、出力電圧Ｖｄの値に基づきツェナーダイオードＺＤに印加される電圧がツェナー電圧Ｖｚ以下である場合は、検出電圧Ｖｏおよび検出電流Ｉｏの加算値が基準電圧Ｖｒｅｆ以下となる。従って、オペアンプＯＰの正入力＋のレベルは、基準電位Ｖｒｅｆ以下となる。このため、図６（ａ）で示すオペアンプＯＰの出力６１のレベルは、図中矢印Ｉａ方向に低下することになる。この結果、図６（ｂ）の矢印IIの方向に駆動パルスａのデューティが広がり、この駆動パルスａに基づき電圧変換回路１３の出力電圧Ｖｄは上昇する。
【００３４】
次に、出力電圧Ｖｄの値に基づきツェナーダイオードＺＤに印加される電圧がツェナー電圧Ｖｚを越えた場合は、検出電圧Ｖｏおよび検出電流Ｉｏの加算値が基準電圧Ｖｒｅｆ以上となる。従って、オペアンプＯＰの正入力＋のレベルが基準電位Ｖｒｅｆ以上となる。このため、図６（ａ）で示すオペアンプＯＰの出力６１のレベルは、図中矢印Ｉｂ方向に上昇することになる。この結果、図６（ｂ）の矢印IIと反対方向に駆動パルスａのデューティが狭くなり、この駆動パルスａに基づき電圧変換回路１３の出力電圧Ｖｄは下降する。
【００３５】
このように、電圧検出回路１４のツェナーダイオードＺＤに印加される電圧が、ツェナー電圧Ｖｚを超えない場合は電流制御モードと超えた場合は電圧制御モードとなる動作を連続的に行うことが可能となり、ＬＥＤのチラツキを防止させることが可能となる。さらに、電圧検出回路１４の出力は、一定以上の電圧が出力されたときに、ＰＷＭ制御回路１７へのフィードバック量を増加させることで、回路動作が頻繁に切り換えられることも抑えることができる。
【００３６】
この実施形態では、電圧検出回路にツェナーダイオードを用いたことにより、ＰＷＭ制御回路の構成を簡略化できるとともに、電流制御モードと電圧制御モードとを連続的に変更することができ、チラツキなどを抑制することができる。
【００３７】
ところで、誤差増幅器１７１のオペアンプＯＰの正入力＋に基準電圧Ｖｒｅｆを、負入力−に検出電圧Ｖｏ，検出電流Ｉｏの加算値を供給し、このオペアンプＯＰの出力を、比較入力−に三角波を供給させた比較器ＣＰの比較入力＋に供給する構成にしても、上記の同様な作用効果を奏する。
【００３８】
図７は、この発明の第２の実施形態について説明するための回路図である。図７は、電圧検出回路１４１だけを示しているが、他の部分は図１の電圧検出回路１４を除いては同じような構成であり、ここでの図示は省略する。
【００３９】
すなわち、電圧検出回路１４１は抵抗Ｒ１を抵抗Ｒ１ａ，Ｒ２ａに分割し、抵抗Ｒ１ａとＲ２ａの接続点は、シャント・レギュレータＳＲのリファレンス端子ＲＥＦに接続し、シャント・レギュレータＳＲのカソードＫとアノードＡはツェナーダイオードＺＤと同じように接続している。電圧検出回路１４１は、図４と同様の特性となる。
【００４０】
なお、抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂは、例えばＲ１ａ＝Ｒ１ｂとし、Ｒ１ａ＋Ｒ１ｂは、抵抗Ｒ１と同様に抵抗Ｒ２に対してＲ１＞Ｒ２の関係に設定する。
【００４１】
すなわち、負荷であるＬＥＤ１５の影響で駆動電圧Ｖｏｕｔが低下した場合、抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂに印加される電圧が低下する。これにより駆動電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１ａ，Ｒ１ｂで分割したシャント・レギュレータＳＲのリファレンス端子ＲＥＦにかかる電圧が低下する。シャント・レギュレータＳＲのカソードＫを流れる電流を抑えることで、駆動電圧Ｖｏｕｔを上昇させ、駆動電圧Ｖｏｕｔを安定化する。
【００４２】
負荷変動で駆動電圧Ｖｏｕｔが上昇した場合は、リファレンス端子ＲＥｆにかかる電圧が上昇し、シャント・レギュレータＳＲのカソードＫを流れる電流を増やし、駆動電圧Ｖｏｕｔを低下させ、駆動電圧Ｖｏｕｔを安定化する。
【００４３】
この場合も、電圧検出回路１４１の検出電圧Ｖｏと電流検出回路１６の検出電流Ｉｏを加算し、ＰＷＭ制御回路１７のオペアンプ１７１の正入力＋に供給させている。従って、ＰＷＭ制御回路１７では、加算値が基準電圧Ｖｒｅｆに対して高いとき、駆動パルスａのデューティを狭くして電圧変換回路１３の駆動電圧Ｖｄを下げる。加算値が基準電圧Ｖｒｅｆに対して低いときは、駆動パルスａのデューティを広げて電圧変換回路１３の駆動電圧Ｖｄを上げるような制御を行う。
【００４４】
この実施形態でも、オペアンプ１７１は電圧制御と電流制御モードのループを共用しＰＷＭ制御回路の構成を簡略化できるとともに、電圧検出回路１４１が図４と同様の電流と電圧の切り替えを行うことが可能なことから電流制御モードと電圧制御モードとを連続的に変更することができ、チラツキなどを抑制することができる。
【００４５】
図８、図９は、この発明の第３の実施形態について説明するための、図８は回路図、図９は図８の電圧検出回路の駆動電圧と駆動電流の関係について説明するための説明図である。なお、図８は、電圧検出回路だけの構成を示しているが、他の部分は図１と同様の構成であり、ここでの図示は省略する。
【００４６】
すなわち、電圧検出回路１４２は、異なるツェナー電圧を有するツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２を直列接続し、その接続点に電圧変換回路１３の出力に一端が接続された抵抗Ｒ１の他端を接続したものである。
【００４７】
駆動電圧Ｖｏｕｔが上昇し、ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧ＶＤ２を超え、ツェナーダイオードＺＤ２が動作する前であっても、抵抗Ｒ１＞Ｒ２の関係から僅かながら負帰還がかかるようにしている。駆動電圧Ｖｏｕｔがさらに上昇し、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧ＶＤ１を超え、駆動電圧ＶｏｕｔがＶＤ１＋ＶＤ２を超えるとツェナーダイオードＺＤ２が動作する前であっても、抵抗Ｒ１＞Ｒ２の関係から僅かながら負帰還がかかるようにしている。
【００４８】
これにより、駆動電圧Ｖｏｕｔは図９に示すように、駆動電圧Ｖｏｕｔがツェナー電圧ＶＤ１を超えた場合とＶＤ１＋ＶＤ２を超えた場合の２段階にわたって電流制御から電流から電圧制御モードに切り替え、ＬＥＤ１５に対して過大な駆動電圧と駆動電流を供給することを防止することができる。
【００４９】
また、抵抗Ｒ１＞Ｒ２の関係にしてあることから、電流制御がら電圧制御モードに切り替えられるポイントＰ１，Ｐ２で、切り替え特性が滑らかとなっており、電流制御がら電圧制御モードへの切り替え時のチラツキを抑えることもできる。
【００５０】
この発明は、上記した実施形態に限定されるものではない。例えば、非線形素子であるのツェナーダイオードは、シャント・レギュレータ回路等の非線形素子と同様な特性を呈するものであっても構わない。また、上記電圧変換回路では直流電圧を昇圧させる回路で説明したが、フライバック回路やダウンチョッパー等でも構わない。
【００５１】
また、ＬＥＤは複数を直列接続したものとしたが、単数であっても並列に接続されたものであっても構わない。並列接続のＬＥＤの場合は、直列に複数接続したＬＥＤを並列に接続してよい。直列に複数接続したＬＥＤを並列に接続した場合には、それぞれの直列接続されたＬＥＤにバランサー（限流）抵抗を接続し、各直列接続されたＬＥＤを流れる駆動電流の調整する必要がある。
【符号の説明】
【００５２】
１１  電源
１２  電源スイッチ
１３  電圧変換回路
１４  電圧検出回路
１５  ＬＥＤ
１６  電流検出回路
１７  ＰＷＭ制御回路
１７１  誤差増幅器
１７２  ＰＷＭ変換器
ＺＤ，ＺＤ１，ＺＤ２  ツェナーダイオード
Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ１ａ，Ｒ１ｂ  抵抗
Ｖｒｅｆ  基準電圧
ＯＰ  オペアンプ
ＣＰ  コンパレータ
ＴＧ  三角波発生器
ＳＲ  シャント・レギュレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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