(57)【要約】【課題】入力信号、出力信号の電力に連動して動作電流を可変とし、低雑音と、低消費電力を両立させる制御方法を提供する。【解決手段】ローカル信号生成のための分周器１７ａの出力端にエミッタフォロワ回路を付加する。このエミッタフォロワ回路に流れる電流を調整することでミキサ１３ｉ、１３ｑに流れる電流量を調整する。ミキサに流れるローカル信号の電流量が大きいと、ノイズ抑圧の効果が望めるが、このエミッタフォロワ回路の電流量を可変アンプ１５ｉ、１５ｑの増幅率と連動させる。【選択図】図６
2010273069.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナを介して受信する受信信号を増幅する低ノイズ増幅器と、分周してローカル信号を生成する分周器と、前記ローカル信号と前記低ノイズ増幅器の出力をミキシングするミキサと、前記ミキサの出力を増幅するプログラマブルゲインアンプと、前記プログラマブルゲインアンプを制御するゲインコントローラと、を含む受信器であって、
前記分周器は、出力端の電流量を調整する電流量調整手段を有し、
前記ゲインコントローラには、前記プログラマブルゲインアンプを制御するゲインコントローラ制御信号が入力され、前記ゲインコントローラは該ゲインコントローラ制御信号に従い、前記プログラマブルゲインアンプの増幅率及び前記分周器の出力端の電流量を調整することを特徴とする受信器。
【請求項２】
請求項１記載の受信器において、前記電流量調整手段がエミッタフォロワ電流回路であることを特徴とする受信器。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の受信器において、さらに送信モード識別信号が該受信器に入力され、該送信モード識別信号がネガティブの時には前記ゲインコントローラによる前記分周器の制御を無効にすることを特徴とする受信器。
【請求項４】
請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の受信器を用いることを特徴とする携帯端末装置。
【請求項５】
アンテナを介して受信する受信信号を増幅する低ノイズ増幅器と、分周して受信側ローカル信号を生成する受信側分周器と、前記受信側ローカル信号と前記低ノイズ増幅器の出力をミキシングする受信側ミキサと、前記受信側ミキサの出力を増幅するプログラマブルゲインアンプと、前記プログラマブルゲインアンプを制御する受信側ゲインコントローラと、送信側ローカル信号と送信用アナログベースバンド信号をミキシングする送信側ミキサと、前記送信側ミキサの出力を増幅する可変アンプと、前記可変アンプの増幅率を調整する送信側ゲインコントローラと、を含む送受信器であって、
前記受信側分周器は、出力端の電流量を調整する電流量調整手段を有し、
前記送信側ゲインコントローラは、前記可変アンプの増幅率に従って、前記受信側ゲインコントローラに受信側ゲインコントローラ制御信号を出力し、
前記受信側ゲインコントローラは、前記受信側ゲインコントローラ制御信号を元に前記プログラマブルゲインアンプ及び前記受信側分周器の電流量を調整することを特徴とする送受信器。
【請求項６】
請求項５に記載の送受信器を用いることを特徴とする携帯端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＦＤＤを用いたＷ−ＣＤＭＡプロトコルを採用した携帯電話機などに用いる受信器、とくに低ノイズ増幅器とミキサ間の受信段間ＳＡＷフィルタの削減に関する。
【背景技術】
【０００２】
Ｗ−ＣＤＭＡ（ワイドバンド・コードディヴィジョン・マルチプルアクセス）プロトコルは、いわゆる第三世代の携帯電話機に用いられる無線接続用のプロトコルである。その特徴としては、広帯域に拡散された信号を受信し、逆拡散を行うことで有意の信号を取得する点にある。Ｗ−ＣＤＭＡプロトコルの実施時にはＦＤＤ（フリクエンシー・ディヴィジョン・デュプレクス）方式とＴＤＤ（タイム・ディビジョン・デュプレクス）方式が存在するが、現時点ではＦＤＤ方式が一般的である。
【０００３】
Ｗ−ＣＤＭＡプロトコルは、広帯域に拡散された信号を受信し、一方で他の周波数帯域の電波をカットする高性能なフィルタが不可欠である。加えて、携帯電話機などに用いる際には、部品自体の小型軽量化が望まれる。これらの条件を満たすためＳＡＷ（弾性表面波）フィルタを用いるのが一般的である。
【０００４】
しかしＳＡＷフィルタも部品であり、その調達には費用が発生し、わずかといえども実装にはスペースを基板上に確保する必要がある。したがってフィルタレスの受信器を設計できるのが最も好ましい。
【０００５】
掛かる要請から、最近においてはゼロＩＦ（ダイレクトコンバージョン）方式をＲＦ周波数帯からベースバンド周波数帯に変調する際に用いることで、フィルタの数を省略することが一般的に成りつつある。特開２００６−１１５３４５号公報（特許文献１）における受信器でもそのような構成が取られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−１１５３４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、単にゼロＩＦ方式を用いるだけだと、ＤＣオフセットの発生が避けられず、雑音特性を維持した安定した回路を作ることが難しくなる。また、雑音特性を無理に維持しようとすると、消費電流の増加による携帯電話機の動作時間が短縮する問題も生じる。
【０００８】
本発明の目的は、入力信号、出力信号の電力に連動して動作電流を可変とし、低雑音と、低消費電力を両立させる制御方法を提供することにある。
【０００９】
本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。
【００１１】
本発明の代表的な実施の形態に関わる受信器は、アンテナを介して受信する受信信号を増幅する低ノイズ増幅器と、ローカル信号を生成する分周器と、ローカル信号と低ノイズ増幅器の出力をミキシングするミキサと、ミキサの出力を増幅するプログラマブルゲインアンプと、プログラマブルゲインアンプを制御するゲインコントローラと、を含み、分周器は、出力端の電流量を調整する電流量調整手段を有し、ゲインコントローラには、プログラマブルゲインアンプを制御するゲインコントローラ制御信号が入力され、ゲインコントローラは該ゲインコントローラ制御信号に従い、プログラマブルゲインアンプの増幅率及び分周器の出力端の電流量を調整することを特徴とする。
【００１２】
この受信器において、電流量調整手段がエミッタフォロワ電流回路であることを特徴としてもよい。
【００１３】
この受信器において、さらに送信モード識別信号が該受信器に入力され、該送信モード識別信号がネガティブの時にはゲインコントローラによる分周器の制御を無効にすることを特徴としてもよい。
【００１４】
これらの受信器を用いることを特徴とする携帯端末装置も本発明の射程に含まれる。
【００１５】
本発明の代表的な実施の形態に関わる送受信器はアンテナを介して受信する受信信号を増幅する低ノイズ増幅器と、受信側ローカル信号を生成する受信側分周器と、受信側ローカル信号と低ノイズ増幅器の出力をミキシングする受信用ミキサと、ミキサ出力を増幅するプログラマブルゲインアンプと、プログラマブルゲインアンプを制御する受信側ゲインコントローラと、送信側ローカル信号と送信用アナログベースバンド信号をミキシングする送信用ミキサと、送信用ミキサの出力を増幅する可変アンプと、可変アンプの増幅率を調整する送信側ゲインコントローラと、を含み、分周器は、出力端の電流量を調整する電流量調整手段を有し、送信側ゲインコントローラは、可変アンプの増幅率に従って、受信側ゲインコントローラに受信側ゲインコントローラ制御信号を出力し、受信側ゲインコントローラは、受信側ゲインコントローラ制御信号を元に前記プログラマブルゲインアンプ及び前記分周器の電流量を調整することを特徴とする。
【００１６】
この送受信器を用いることを特徴とする携帯端末装置も本発明の射程に含まれる。
【発明の効果】
【００１７】
本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。
【００１８】
本発明の代表的な実施の形態に関わる受信器は、雑音特性を損なうことなく、また、消費電流を抑えつつ受信段間のＳＡＷフィルタの削除が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】一般的な受信器の構成を表すブロック図である。
【図２】図１の受信器を含むＲＦＩＣチップの周辺の回路で生じる問題を表す概念図である。
【図３】図１の受信器に入力される信号成分の支配率を表す概念図である。
【図４】ＲＸフェイズノイズがどのようにＲＦ受信信号に効いてくるかを表すグラフである。
【図５】基準となる信号周波数からの周波数が離れていくことによって、どの程度フェイズノイズ（位相雑音）が発生するかを表すグラフである。
【図６】本発明の第１の実施の形態に関わる受信器の構成を表すブロック図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に関わる分周器に関する回路構成図である。
【図８】可変電流源の最も簡単な構成を表す回路図である。
【図９】カレントミラー回路を用いた可変電流源の構成を表す回路図である。
【図１０】カレントミラー回路を用いた可変電流源の別の構成を表す回路図である。
【図１１】カレントミラー回路を用いた可変電流源の別の構成を表す回路図である。
【図１２】エミッタフォロワ回路群の全体構成を表す図である。
【図１３】本発明の第１の実施の形態に関わる受信器の動作状態を表すグラフである。
【図１４】本発明の第２の実施の形態に関わる分周器に関する回路構成図である。
【図１５】本発明の第２の実施の形態に関わる定電流源回路の構成を表す回路図である。
【図１６】本発明の第３の実施の形態に関わる送信器および受信器の構成を表すブロック図である。
【図１７】本発明の第４の実施の形態に関わる送信器および受信器の構成を表すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下本発明の実施の形態について図を用いて説明する。
【００２１】
（第１の実施の形態）
図１は、一般的な受信器の構成を表すブロック図である。
【００２２】
この受信器はＬＮＡ１１、ＢＰＦ１２、ミキサ１３ｉ、１３ｑ、ＬＰＦ１４ｉ、１４ｑ、可変アンプ１５ｉ、１５ｑ、ＰＬＬ１６、分周器１７、ゲインコントローラ１８を含んで構成される。
【００２３】
本図では図示しないアンテナ及びデュプレクサ（またはサーキュレータ）を経て得られた各ＲＦ受信信号は、まず、ＬＮＡ（低ノイズ増幅器）１１に入力される。ＬＮＡ１１では入力されたＲＦ受信信号を一定の出力レベルまで増幅する。この増幅されたＲＦ信号はＢＰＦ１２に出力される。
【００２４】
このＬＮＡ１１は通常２段階程度に増幅率の切り替えが可能である。
【００２５】
ＢＰＦ１２はＬＮＡ１１により増幅された信号をミキサに入力する前に不要な帯域の信号成分を除去するためのフィルタ回路である。このフィルタ回路にＳＡＷフィルタが用いられる。本発明の目的は、このフィルタ回路を排除することにある。
【００２６】
ミキサ１３ｉ、１３ｑはＢＰＦ１２の出力にローカル信号を掛けて復調するミキサ回路である。このミキサ１３ｉ、１３ｑの出力の低周波数成分がベースバンド信号になる。
【００２７】
ＬＰＦ１４ｉ、１４ｑはミキサ１３ｉ、１３ｑの出力からベースバンド信号を取り出すためのフィルタ回路である。
【００２８】
可変アンプ１５ｉ、１５ｑはベースバンド信号を増幅して、上位装置にアナログベースバンド信号を出力するためのプログラマブルゲインアンプである。これらの可変アンプの増幅率を変化させることでゲインコントロールを行っている。
【００２９】
ＰＬＬ１６は、入力される参照周波数を基準としてリングオシレータなどを用いて高周波信号を生成するためのＰＬＬ（フェイズ・ロック・ループ）回路である。ＰＬＬ１６は基準周波数を分周器１７に対して出力する。
【００３０】
分周器１７は、ＰＬＬ１６の出力する基準周波数を分周し、高周波数のローカル信号を生成するための回路である。一般的に高周波回路で用いられる分周器としては、差動増幅回路とエミッタフォロワ回路を含んで構成される。なお、この分周器１７は２種類のローカル信号を生成する。これらのローカル信号は９０度位相がずれたものである。ミキサ１３ｉ、１３ｑのいずれか一方にローカル信号をそのまま出力し、一方、他方には位相が９０度ずれたローカル信号を出力する。
【００３１】
ゲインコントローラ１８はＬＮＡ１１ｉ、１１ｑ、可変アンプ１５ｉ、１５ｑの出力制御を行う制御回路である。この際、図示しないベースバンド側のベースバンド制御回路がゲインコントローラ１８に対してゲインコントローラ制御信号を出力することで、これらの制御を行う。
【００３２】
この受信器はＲＦＩＣチップ中に構築されているものとする。
【００３３】
次に本発明で問題とする現象について説明する。
【００３４】
図２は図１の受信器を含むＲＦＩＣチップの周辺の回路で生じる問題を表す概念図である。また図３は図１の受信器に入力される信号成分の支配率を表す概念図である。
【００３５】
図２はＲＦ受信信号を受けるアンテナから図１で表した受信器を含むＲＦＩＣチップの入力境界までを表している。この周辺の回路中にはアンテナ２０１、デュプレクサ２０２、送信用パワーアンプ２０３が含まれる。
【００３６】
アンテナ２０１はＲＦ送信信号を発信し、ＲＦ受信信号を受信する無線部品である。
【００３７】
デュプレクサ２０２は送信系の回路及び受信系の回路で一つのアンテナ１０１を共用するためのアンテナ共用器である。
【００３８】
送信用パワーアンプ２０３はＩＱ成分の合成後の送信信号を適宜増幅するためのパワーアンプである。なお、送信方式によっては送信用パワーアンプ２０３とＲＦＩＣとの間には図示しない送信用フィルタなどを挿入する場合もあるが、設計事項であるため、ここでは記載していない。
【００３９】
以下、この周辺回路の動作を簡単に説明する。受信に際しては、アンテナ２０１から入力されるＲＦ受信信号はデュプレクサ２０２を介して図１で示したＲＦＩＣチップに入力される。一方、送信に際しては、送信用パワーアンプ２０３で所定の増幅を行った後で、デュプレクサ２０２を介して、アンテナ２０１から出力される。
【００４０】
ここで、送信用パワーアンプ２０３のＲＦ送信信号が受信系に漏れる（リークする）点が問題となる。このリーク量について図３を用いて説明する。
【００４１】
図３（ａ）はＣＤＭＡ−ＦＤＤについての使用周波数についての概念図である。また図３（ｂ）はこのＣＤＭＡ−ＦＤＤで生じる希望波とノイズとの割合を示す図である。
【００４２】
ＣＤＭＡ−ＦＤＤにおいては、送信と受信は異なる周波数を用いている。図３（ａ）では「送信・受信間での周波数の差」として表している。
【００４３】
一般的には装置内で増幅しているＲＦ送信信号と、装置外から受信するＲＦ受信信号ではＲＦ送信信号のほうが大きなパワーを持っている。図３（ａ）でもＲＦ送信信号のほうがＲＦ受信信号より大きな値をとる。このＲＦ送信信号が、受信系の回路に漏洩すると、ノイズとしてＲＦ受信信号に悪影響を及ぼす。図３（ｂ）では「ＩＭ２」として表されている。
【００４４】
さらにミキサ１３ｉ、１３ｑでリーク信号とローカル信号と掛け合わされる際に、ノイズとして顕現するものがある。ローカル信号が理想的な信号でなく位相雑音を持っていると、アンテナからの妨害波とローカル信号の位相雑音がミキサでミキシングされＳＮＲの劣化を引き起こす。このローカル信号の位相雑音ノイズを「ＲＸフェイズノイズ」として図３（ｂ）で示している。
【００４５】
加えて、一般的な空中区間での外乱、図示しない送信側装置で混入するノイズなどもある。図３（ｂ）ではこれらを「その他ノイズ」として表している。
【００４６】
上記３種類のノイズの合計と、ＲＦ受信信号が一定の割合以上ないと有意のＲＦ受信信号を取り出せない。この「一定の割合」を図３（ｂ）では目標ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ／Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）として表している。当然ＲＦ受信信号が強いほど、良い状況といえる。
【００４７】
図４はこの「ＲＸフェイズノイズ」がどのようにＲＦ受信信号に効いてくるかを表すグラフである。このグラフの横軸はＲＦ送信信号の出力レベルであり、縦軸はＲＦ受信信号のＳＮＲである。またグラフ中のａ−ｆの各計測線は１ＨｚあたりのＲＸフェイズノイズの電力密度を示す（単位はｄｂｃ／Ｈｚ）。ｆの方がＲＸフェイズノイズの電力密度が高く、ａの方がＲＸフェイズノイズの電力密度が低い。またａ−ｆの電力密度の並びは、ａ＜ｂ＜ｃ＜ｄ＜ｅ＜ｆである。
【００４８】
ＲＸフェイズノイズの電力密度が低いａ−ｄでは、ＲＦ送信信号の漏洩が最大の場合（図上では最大ＴＸ漏洩レベル）でも、目標ＳＮＲを満たすことが可能である。しかし、ＲＸフェイズノイズの電力密度の高いｅ及びｆの場合では、目標ＳＮＲを満たすことができない。
【００４９】
図５は、基準となる信号周波数からの周波数が離れていくことによって、どの程度フェイズノイズ（位相雑音）が発生するかを表すグラフである。横軸がオフセット周波数であり、縦軸がＲＸフェイズノイズの１Ｈｚあたりの電力密度を表す。
【００５０】
ここでオフセット周波数とは基準となる信号を「０Ｈｚ」とし、そこからどの程度周波数がずれているかを表す値である。
【００５１】
フェイズノイズは時間と共に信号が行ったりきたりの時間ジッタが生じるために発生するノイズである。フェイズノイズは以下の式で表される。
【００５２】
Ｖ（ｔ）＝Ｖｏ×Ｓｉｎ（２πｆｔ＋ｘ）  …  （式（１））
ここでｘは横軸のオフセット周波数である。
【００５３】
すなわちｘ＝０のときノイズは発生しない。しかし、ｘが微少な値をとる場合にはフェイズノイズは大きな値をとる。図５も、この式（１）同様ずれの小さいオフセット周波数の小さなときのほうがＲＸフェイズノイズは大きくなる。
【００５４】
また、この図はｇないしｊとタグが振られた４本の計測線が記載されている。これは分周器１７のエミッタフォロワ回路（図７エミッタフォロワ回路群１０２の一つ）に流れる電流の量による違いである。ｇの電流量が最も小さく、ｊの電流量が最も多い（ｇ＜ｈ＜ｉ＜ｊ）。すなわち、このエミッタフォロワ回路に流れる電流の量が大きければ、ＲＸフェイズノイズが抑制できることが、この図から分かる。
【００５５】
逆を言えば送信波が小さければ、すなわち受信ゲイン設定が低くければ、エミッタファロワ回路に流れる電流量を少なくすることで、消費電力の低減を図ることができる。
【００５６】
上記の３種類のノイズのうち、「その他ノイズ」は外部の影響であるゆえに受信器で制御することはできない。そこで、「ＲＸフェイズノイズ」及び「ＩＭ２」を適宜処理することで、低雑音を実現することが本発明の目的である。また、その制御対象を分周器１６中のエミッタフォロワ回路の電流量とし、これを制御することで行うことを特徴とする。
【００５７】
図６は本発明の第１の実施の形態に関わる受信器の構成を表すブロック図である。
【００５８】
この受信器はＬＮＡ１１、ミキサ１３ｉ、１３ｑ、ＬＰＦ１４ｉ、１４ｑ、可変アンプ１５ｉ、１５ｑ、ＰＬＬ１６、分周器１７ａ、ゲインコントローラ１８ａを含んで構成される。なお、前述の通り、本実施の形態ではＢＰＦ１２は削除されている。また従来と構成が相違する箇所については「ａ」の添え文字をふっている。
【００５９】
分周器１７ａは、ゲインコントローラ１８ａからエミッタフォロワ回路に流れる電流の制御信号（エミッタフォロワ制御信号）を受ける点で分周器１７と異なる。
【００６０】
ゲインコントローラ１８ａは、ＬＮＡ１１Ｉ、１１ｑの出力を見て、可変アンプ１５ｉ、１５ｑの制御を行う点ではゲインコントローラ１８と同じである。ただし、本実施の形態に関わるゲインコントローラ１９ａは、更に分周器１７ａのエミッタフォロワ電流を制御の対象とする点でゲインコントローラ１８と相違する。
【００６１】
ここでゲインコントローラ１８ａがどのように動くかを説明する。ＬＮＡ１１Ｉ、１１ｑの出力の結果、可変アンプ１５ｉ、１５ｑのゲインをあげる場合、分周器１７ａからのローカル信号の電流を増やすことで、ノイズを改善しようとする。一方、ゲインコントローラ１８ａが可変アンプ１５ｉ、１５ｑのゲインをあげる必要が無いと判断した場合、分周器１７ａからのローカル信号の電流を減らすことで、消費電流を低減する。
【００６２】
図７は本発明の第１の実施の形態に関わる分周器１７ａに関する回路構成図である。この分周器１７ａはＤ−ＦＦ１０１及びエミッタフォロワ回路群１０２を含んで構成される。この分周器１７ａの入力端子ＣＴ、ＣＢはＰＬＬ１６の出力する高周波信号、及びその極性反転信号である。一方出力ＩＴ、ＩＢはＩ成分に対応したミキサ１３ｉに出力されるローカル信号（及びその極性反転信号）であり、ＱＴ、ＱＢはＱ成分に対応したミキサ１３ｑに出力されるローカル信号（及びその極性反転信号）である。
【００６３】
また本発明の特徴となるエミッタフォロワ制御信号がゲインコントローラ１８ａより入力される。
【００６４】
Ｄ−ＦＦ１０１は分周器を構成する基本となるＤフリップフロップ回路である。本実施の形態のＤ−ＦＦ１０１では、正負及び位相０度及び９０度の組み合わせで、計４本の出力がなされる。
【００６５】
なお、本図におけるＤ−ＦＦ１０１中の定電流源１０４、１０５はバイポーラトランジスタで構成することを想定して挿入されている。バイポーラトランジスタで構成すると、擬似差動で出力が高くなりすぎるためである。ＣＭＯＳによる構成であれば、これらの定電流源１０４、１０５は不要である（それゆえに後述の図１４に定電流源１０４、１０５は存在しない）。
【００６６】
エミッタフォロワ回路群１０２はＤ−ＦＦ１０１の出力電流を増幅するコレクタ接地回路（エミッタフォロワ回路）の集合である。エミッタフォロワ回路はトランジスタのエミッタ端子とグランドの間に抵抗（図上では可変電流源１０３）をそれぞれ有する。この抵抗値を変化させることで、エミッタフォロワ回路の出力、すなわち、Ｄ−ＦＦ１０１の出力電流を変化させる。この際用いるのが、既述のエミッタフォロワ制御信号である。
【００６７】
図８は、可変電流源１０３の最も簡単な構成を表す回路図である。すなわち、可変電流源１０３−１は、並列に接続されている抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３と、Ｒ２及びＲ３を回路から電気的に切り離すスイッチＳＷ１、ＳＷ２から構成されている。
【００６８】
すなわち、スイッチＳＷ１、ＳＷ２を開閉することで、１）抵抗Ｒ１、２）抵抗Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）、３）抵抗Ｒ１×Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）、４）抵抗Ｒ１×Ｒ２×Ｒ３／（Ｒ１×Ｒ２＋Ｒ２×Ｒ３＋Ｒ１×Ｒ３）、の４種の抵抗値を取ることができる。なお、この可変電流源１０３−１はＧＮＤと入力端との電位差によって電流が変化するので厳密な意味での定電流源ではない。
【００６９】
図９は、カレントミラー回路を用いた可変電流源１０３の構成を表す回路図である。この可変電流源１０３−２は、定電流源Ｉｒｅｆと４つのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４から構成されているカレントミラー回路である。
【００７０】
カレントミラー回路は電流の複製に極一般的に用いられる回路である。本図のように全てのトランジスタのエミッタ端子に接続される抵抗をそろえると（図上ではＲｒとして表示）、スイッチＳＷ１、ＳＷ２が閉じていれば、３組のカレントミラー回路が構成されたことと成る。これにより、Ｉｃ２＝Ｉｃ３＝Ｉｃ４＝Ｉｒｅｆとなる。従って、１）電流Ｉｒｅｆ、２）電流２Ｉｒｅｆ、３）電流３Ｉｒｅｆ、の３つの電流でＩを変化させることが可能となる。また、トランジスタのエミッタ端子に接続される抵抗を相違させると、４種以上の組み合わせで電流を変化させることが可能となる。
【００７１】
図１０は、カレントミラー回路を用いた可変電流源１０３の別の構成を表す回路図である。すなわち、エミッタ・ＧＮＤ間の抵抗値を変化させることでＩを変化させる定電流回路１０３−３である。
【００７２】
また図１１は、カレントミラー回路を用いた可変電流源１０３の別の構成を表す回路図である。この図の定電流回路１０３−４では抵抗値の変化と定電流源の使用を一つの回路で併用している。このような回路構成を持つ定電流回路１０３−４でも、本願発明で期待する定電流回路を構成することが可能となる。
【００７３】
なお、図８ないし図１１は一つのエミッタフォロワ回路に対応した定電流源の実現方法である。これに対し、図１２はエミッタフォロワ回路群１０２の全体構成を表す図である。この図１２の回路では、Ｄ−ＦＦ１０１の４つの出力に対応している。しかし、全ての出力に対して一つの定電流源で対応している点が特徴である。
【００７４】
そして、一つの定電流源から取得した４つの電流ごとに図１１の回路を構成する。これにより、実装規模を可能な限り小さくしつつ、目的であるエミッタフォロワ電流の調整を行うことが可能となる。結果、各ミキサ１３ｉ、１３ｑに入力されるローカル信号の振幅が増え、ノイズの抑制が可能になる。
【００７５】
次に受信器全体の動作について説明する。
【００７６】
図１３は本発明の第１の実施の形態に関わる受信器の動作状態を表すグラフである。
【００７７】
まず、ベースバンド側で一定のＳ／Ｎ比（信号／ノイズ比）が得られる間は、ローカル信号振幅（＝エミッタフォロワ回路の出力）を低く抑えるため、エミッタフォロワ回路群１０２のエミッタフォロワ回路の出力電流を最低レベルに抑える。
【００７８】
一定の値よりＳ／Ｎ比が悪化する場合、すなわち、可変アンプ１５ｉ、１５ｑの出力が一定以上になった場合には、図示しないベースバンド制御回路はゲインコントローラ１８に対してローカル電流をあげるべく、エミッタフォロワ制御信号を切り替える（図１３（ａ）点）。これによりローカル信号のフェイズノイズが改善され、結果Ｓ／Ｎ比の改善も果たされる。
【００７９】
その後、さらにＳ／Ｎ比が悪化する可能性が増した場合（＝可変アンプ１５ｉ、１５ｑの利得が増加した場合）、図示しないベースバンド制御回路はゲインコントローラ１８に対してローカル電流をあげるべく、エミッタフォロワ制御信号を切り替える（図１３（ｂ）点）。さらに悪化した際には同様の処理を繰り返す（図１３（ｃ）点）。このように処理することで、より長い期間良好なアナログベースバンド信号のＳ／Ｎ比を維持することが可能となる。
【００８０】
なお、図１３は４段階で切り替え可能な状況を想定しているが、これは図８ないし図１２でそのように切り替えることを想定しているためである。これをより多くの切り替えが可能なようにすること、ないしはより少ない切り替えしかできないようにすることも可能である。
【００８１】
なお、分周器１７ａの出力電流量が調整できれば、必ずしもエミッタフォロワ回路、及びその集団であるエミッタフォロワ回路群を用いる必要は無い。他の電流調整手段を用いても良い。
【００８２】
また、上記ではＳ／Ｎ比が悪化すると想定される場合にゲインコントローラ１８にローカル電流を増加させる処理を行っている。しかし、これに限らず、バースバンド側が受信処理を行った際に実際にＳ／Ｎ比が悪化した場合にゲインコントローラに対してローカル電流の増加を指示するようにしてもよい。
【００８３】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
【００８４】
第１の実施の形態では、エミッタフォロワ回路群１０２のエミッタ端子・ＧＮＤ間の定電流源１０３を操作することで、ローカル信号の電流の増減を行っていた。
【００８５】
これに対し、本実施の形態では、入力側であるＰＬＬ１６が出力し、分周器１７ａに入力される高周波信号を処理することで、分周器が出力するローカル信号の電流を可変することを目的とする。
【００８６】
図１４は本発明の第２の実施の形態に関わる分周器１７ｂに関する回路構成図である。
【００８７】
本実施の形態の分周器１７ｂでは、入力信号であるＣＴ、ＣＢに対して、定電流源回路１０６、抵抗１０７、トランジスタ１０８が接続されている点が特徴である。また、Ｄ−ＦＦ１０１−２、エミッタフォロワ回路群１０２−２の間に容量１０９が挿入されている。
【００８８】
トランジスタ１０８は抵抗１０７を介して、各高周波信号ＣＴ、ＣＢに接続されている。トランジスタ１０８はベース端子とコレクタ端子を短絡する一般的な定電流回路の構成をとる。このトランジスタ１０８と、Ｄ−ＦＦ１０１−２に含まれるトランジスタＦＦＴｒ１ないしＦＦＴｒ４とは電流ミラー回路を形成する。この際、トランジスタ１０８に流れる電流を定電流源回路１０６で調整することで、Ｄ−ＦＦ１０１−２のＡ点及びＢ点に流れる電流を調整する。
【００８９】
このトランジスタ１０８と、Ｄ−ＦＦ１０１−２に含まれるトランジスタＦＦＴｒ１ないしＦＦＴｒ４とで形成される電流ミラー回路に流れる電流は、定電流源１０６によって決定される。この定電流源１０６は外部からの信号（＝エミッタフォロワ制御信号）で制御可能な可変定電流源である。
【００９０】
図１５は本発明の第２の実施の形態に関わる定電流源回路１０６の構成を表す回路図である。
【００９１】
この定電流源回路１０６も内部のトランジスタＩＮＴｒ１とＩＮＴｒ２ないしＩＮＴｒ４との間でカレントミラー回路を構成する。そして定電流源１０６ａの電流値が各トランジスタの出力として複製される。この複製を行うトランジスタのベース端子をエミッタフォロワ制御信号でオン・オフすることで定電流源１０６ａの整数倍（ｎ＝１〜３）の電流をトランジスタ１０８に流すことが可能となる。
【００９２】
この際、高振幅による障害回避の観点から、Ｄ−ＦＦ１０１−２とエミッタフォロワ回路群１０２−２の間に容量１０９が挿入されるのが望ましい。
【００９３】
以上のように、入力側でＤ−ＦＦ１０１−２の出力信号を調整することで、第１の実施の形態と同様の効果を奏することが可能となる。
【００９４】
（第３の実施の形態）
次に本発明の第３の実施の形態について説明する。
【００９５】
図２及び図３でも述べたとおり、ＳＮＲを悪化させる要因の一つとして、端末内の送信器を主因とする送信信号リーク電力があげられる。送信信号リーク電流は送信器の出力によって大きな影響を受ける。逆を言えば、送信側のゲインをあげる制御を行った際には、受信側の分周器のエミッタフォロワ電流を上げれば送信信号リーク電流に対応できる。
【００９６】
本実施の形態は、送信側のゲインコントローラがエミッタフォロワ制御信号によって受信側の分周器１７ａの制御を行うことを特徴とする。
【００９７】
図１６は本発明の第３の実施の形態に関わる送信器および受信器の構成を表すブロック図である。図１、図６が受信側のみ記載されているのに対し、本図は、一部送信側も含まれている点が相違する。
【００９８】
本実施の形態に関わる送受信器は、ＬＮＡ１１、ミキサ１３ｉ、１３ｑ、ＬＰＦ１４ｉ、１４ｑ、可変アンプ１５ｉ、１５ｑ、ＰＬＬ１６、分周器１７ａ、ゲインコントローラ１８、ミキサ２１、ＶＧＡ２２、送信用ゲインコントローラ２３を含んで構成される。
【００９９】
ゲインコントローラ１８は本実施の形態ではエミッタフォロワ制御信号を出力しない。従って、従来のゲインコントローラ１８をそのまま用いる。
【０１００】
ミキサ２１は、送信対象の信号に送信用ローカル信号を掛けることで、低周波数の信号から送信用周波数の信号に変換するためのミキサ回路である。実際の送信器ではこのミキサ２１に入力される信号も生成する必要があるが、本発明とは直接関係は無いので省略する。
【０１０１】
ＶＧＡ２２は可変利得増幅器（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。ＶＧＡ２２は送信用ゲインコントローラ２３によって制御される。
【０１０２】
送信用ゲインコントローラ２３はＶＧＡ２２の増幅率を決定するための制御回路である。増幅率を上げ下げするパラメータは各種考えられるが、本実施の形態では、送信用ゲインコントローラ２３がＶＧＡ２２の増幅率を上げると、エミッタフォロワ制御信号を介して、分周器１７ａの出力するローカル信号の電流を大きくし、ノイズを抑圧する。また、ＶＧＡ２２の増幅率を抑えると、分周器１７ａの出力するローカル信号の電流を小さくすることで、消費電力の低減を図る。
【０１０３】
このように制御することで、送信信号リーク電流を主要因とするノイズの抑圧を測ること及びノイズ抑圧時に生じる消費電力の増加を最小限に抑えることが可能となる。
【０１０４】
（第４の実施の形態）
次に本発明の第４の実施の形態について説明する。図１７は、この第４の実施の形態に関わる送信器および受信器の構成を表すブロック図である。
【０１０５】
通常、ＦＤＤを用いるＷ−ＣＤＭＡ方式では、１）送信器及び受信器双方が動作するモード、２）受信器のみが動作するモード、の２つのモードが存在する。携帯電話機は、待ち受けの必要があるため受信器は常時動作するが、発信は音声通話、もしくはパケット通信を自身が行う場合のみであるため、この２つのモードの構成となる。
【０１０６】
ここで、２）受信器のみが動作するモード、のときには、消費電力低減のため、ミキサ２１、ＶＧＡ２２、送信用ゲインコントローラ２３などの送信器関連の動作は停止する。当然、この２）受信器のみが動作するモード、のときには、受信器へのリーク信号は発生することは無い。従って、送信波による受信器のＳＮＲ劣化は生じないため、受信器側のローカル信号の電流量を減らして消費電流を削減することが考えられる。
【０１０７】
この１）送信器及び受信器双方が動作するモードか、２）受信器のみが動作するモードか、はベースバンド側でも当然把握している。そこで、ベース側の入力信号で、この２）受信器のみが動作するモードではエミッタフォロワ回路の電流調整を行わない、すなわち図１３の（ａ）までの最も低いローカル電流量で動作させようというのが本実施の形態の目的である。
【０１０８】
本実施の形態に関わる受信器は、ＬＮＡ１１、ミキサ１３ｉ、１３ｑ、ＬＰＦ１４ｉ、１４ｑ、可変アンプ１５ｉ、１５ｑ、ＰＬＬ１６、分周器１７ａ、ゲインコントローラ１８ａ、アンドゲート１９より構成される。基本的な構成は第１の実施の形態に関わる受信器と同じであるので、相違点のみ説明する。
【０１０９】
アンドゲート１９はゲインコントローラ１８ａと分周器１７ａの間に挿入される。アンドゲート１９の入力信号はゲインコントローラ１８ａの出力と、図示しないベースバンド制御回路から出力されるＴＸＯＮ信号である。
【０１１０】
ＴＸＯＮ信号は、送信器が動いているかどうか（＝上記１）送信器及び受信器双方が動作するモードにあるか）を示す送信モード識別信号である。この信号線の信号が「１」の時は１）送信器及び受信器双方が動作するモードであり、「０」の時は２）受信器のみが動作するモードである。
【０１１１】
上記の条件により、２）受信器のみが動作するモードにいるアンドゲート１９はゲインコントローラ１８ａの出力を分周器１７ａに出力しなくなる。従って、ローカル信号の電流量を絞って消費電流の削減が可能になる。
【０１１２】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可能であることは言うまでもない。
【産業上の利用可能性】
【０１１３】
本発明はＦＤＤ方式のＷ―ＣＤＭＡプロトコルに対応したＲＦＩＣに適用することを想定して説明した。しかし、これに限定するものではなく、無線ＬＡＮ等の他の通信プロトコルなどでの使用も想定される。
【０１１４】
また、受信器のみに着目した第１の実施の形態の場合、ＴＤＤ方式のＷ―ＣＤＭＡプロトコルでの適用も可能である。
【符号の説明】
【０１１５】
１１…ＬＮＡ、１２…ＢＰＦ、１３ｉ、１３ｑ…ミキサ、
１４ｉ、１４ｑ…ＬＰＦ、１５ｉ、１５ｑ…可変アンプ、１６…ＰＬＬ、
１７、１７ａ…分周器、１８、１８ａ…ゲインコントローラ、１９…アンドゲート、
２１…ミキサ、２２…ＶＧＡ、２３…送信用ゲインコントローラ、
２０１…アンテナ、２０２…デュプレクサ、２０３…送信用パワーアンプ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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