(57)【要約】【課題】本発明の課題は、複数のインバータを同時に駆動した場合に干渉音の発生を防止して各々の入力電力を制御する電磁誘導加熱装置を提供することである。【解決手段】発明の電磁誘導加熱装置は、直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路を有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される２つの共振コンデンサを含み、前記共振コンデンサの一方に並列に接続される共振点可変回路を備えることによって達成できる。【選択図】  図１
2010218782.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、制御回路とを有する電磁誘導加熱装置において、
前記インバータ回路は、スイッチング回路と、共振回路と、共振点可変回路とを備え、
前記スイッチング回路が、前記直流電源の両端子に接続する、上アームのパワー半導体スイッチング素子と下アームのパワー半導体スイッチング素子との直列接続により形成され、
加熱コイルと第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを直列に接続して形成した前記共振回路は、一端が前記スイッチング回路の上アームと下アームとの接続点に接続され、他端が前記直流電源の何れか一方の端子に接続され、
前記第２の共振コンデンサに並列接続される前記共振点可変回路は、第３の共振コンデンサと第１のスイッチ素子の直列接続と、前記第１のスイッチ素子に逆並列に接続した第１のダイオードにより形成され、
前記制御回路によって、前記第１のスイッチ素子の導通期間を制御することで前記共振回路の共振周波数を可変することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項２】
請求項１記載の電磁誘導加熱装置において、
前記共振点可変回路は、第１のスイッチング素子と直列に接続される第２のダイオードを備え、前記第１のスイッチング素子は逆並列に接続される第１のダイオードを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項３】
請求項１記載の電磁誘導加熱装置において、
前記共振点可変回路は、第１の逆耐圧機能付きスイッチング素子を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項４】
請求項２記載の電磁誘導加熱装置において、
前記第２のダイオードに逆並列に第２のスイッチング素子を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項５】
請求項１記載の電磁誘導加熱装置において、
前記共振点可変回路は、逆並列に接続される第１，第２の逆耐圧機能付きスイッチング素子を備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項６】
請求項１記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路は、前記上アームのパワー半導体スイッチング素子と、前記下アームのパワー半導体スイッチング素子の少なくとも一方と並列に第１のスナバコンデンサを備えることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項７】
請求項１記載の電磁誘導加熱装置において、
前記第２の共振コンデンサ容量が前記第１の共振コンデンサ容量以上であり、前記第３の共振コンデンサ容量が前記第２の共振コンデンサ容量以下であることを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項８】
被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、
正電極と負電極から直流電圧を供給する電源回路と、
該電源回路の正電極と負電極の間に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して出力するスイッチング回路と、
該スイッチング回路の出力端子と前記電源回路の端子間に接続され、加熱コイルと第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとの直列接続で構成された共振回路と、
前記第２の共振コンデンサに並列に接続され、前記共振回路の共振点を可変する共振点可変回路と、
を具備することを特徴とする電磁誘導加熱装置。
【請求項９】
請求項８に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記共振点可変回路は、第３の共振コンデンサとスイッチング素子の直列接続と、該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードで構成されていることを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
【請求項１０】
請求項９に記載の電磁誘導加熱装置において、
前記スイッチング回路から前記加熱コイルに向かって流れる共振電流の極性が、前記共振点可変回路内のスイッチング素子が導通している期間に、負から正に変わることを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
【請求項１１】
請求項９に記載の電磁誘導加熱調理器において、
前記共振点可変回路内のスイッチング素子のＤｕｔｙを制御することで、前記共振回路から被加熱物に供給する入力電力を制御することを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
【請求項１２】
請求項９に記載の電磁誘導加熱調理器において、
前記第２の共振コンデンサの容量を前記第１の共振コンデンサの容量以上にすることを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
【請求項１３】
請求項９に記載の電磁誘導加熱調理器において、
前記第２の共振コンデンサの容量を前記第３の共振コンデンサの容量以上にすることを特徴とする電磁誘導加熱調理器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数の加熱部を有する電磁誘導加熱装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。
【０００３】
従来、システムキッチンなどに組み込まれる電気調理器には、シーズヒータやプレートヒータ，ハロゲンヒータなどの抵抗体を熱源としたものが使われていたが、近年では、一部を誘導加熱調理器に置き換えたもの、あるいは２口以上を誘導加熱調理器にしたものに代わりつつある。電磁誘導加熱装置の入力電力を変化させ被加熱物の温度制御を行う方法としては、インバータの駆動周波数を変化させる方法が一般的である。しかし、加熱コイルを複数個備えてそれぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、インバータ間の差分周波数に起因して被加熱物から干渉音が発生するという問題がある。
【０００４】
このような問題を解決する従来例として、特許文献１に開示されるような誘導加熱用インバータがある。このインバータは、一定の駆動周波数で共振コンデンサの一部をスイッチング素子でバイパスし、導通期間を変化させ入力電力を制御するものである。これにより、複数個のインバータを作動しても同一の駆動周波数で入力電力を変えることができるため、干渉音の発生を防ぐことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−８８４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述したように、特許文献１では、干渉音の発生を防ぐことができるが、大きな共振電流がバイパス用のスイッチング素子に流れるため発生する損失が大きくなる問題点がある。
【０００７】
本発明の課題は、複数のインバータを同時に駆動した場合の干渉音の発生を防止でき、バイパス用のスイッチング素子の損失発生を抑えた電磁誘導加熱装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述の課題は、直流電源と、該直流電源から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、制御回路とを有する電磁誘導加熱装置において、前記インバータ回路は、スイッチング回路と、共振回路と、共振点可変回路とを備え、前記スイッチング回路が、前記直流電源の両端子に接続する、上アームのパワー半導体スイッチング素子と下アームのパワー半導体スイッチング素子との直列接続により形成され、加熱コイルと第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとを直列に接続して形成した前記共振回路は、一端が前記スイッチング回路の上アームと下アームとの接続点に接続され、他端が前記直流電源の何れか一方の端子に接続され、前記第２の共振コンデンサに並列接続される前記共振点可変回路は、第３の共振コンデンサと第１のスイッチ素子の直列接続と、前記第１のスイッチ素子に逆並列に接続した第１のダイオードにより形成され、前記制御回路によって、前記第１のスイッチ素子の導通期間を制御することで前記共振回路の共振周波数を可変する電磁誘導加熱装置によって解決される。
【０００９】
また、被加熱物を誘導加熱する電磁誘導加熱装置であって、正電極と負電極から直流電圧を供給する電源回路と、該電源回路の正電極と負電極の間に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して出力するスイッチング回路と、該スイッチング回路の出力端子と前記電源回路の端子間に接続され、加熱コイルと第１の共振コンデンサと第２の共振コンデンサとの直列接続で構成された共振回路と、前記第２の共振コンデンサに並列に接続され、前記共振回路の共振点を可変する共振点可変回路と、を具備する電磁誘導加熱装置によって解決される。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、共振コンデンサに共振点可変回路を備え、共振周波数を可変することにより、共振回路の負荷特性を誘導性に維持することができ、Ｄｕｔｙ制御によって入力電力を制御でき、スイッチング素子の損失発生を抑えることができる。複数のインバータを同時に駆動した場合においても、全てのインバータの駆動周波数を同一にすることができるため、干渉音が発生しない電磁誘導加熱装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。
【図２】実施例１の電磁誘導加熱装置の回路の変形例である。
【図３】実施例１の電磁誘導加熱装置の回路の変形例である。
【図４】実施例１の電磁誘導加熱装置の回路の変形例である。
【図５】実施例２の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図６】実施例２の動作説明図である。
【図７】実施例２の制御方法の説明図である。
【図８】実施例２の制御方法の説明図である。
【図９】実施例２の制御方法の説明図である。
【図１０】実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１１】実施例４の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。
【図１２】実施例５の電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図１３】実施例６の電磁誘導加熱装置の回路の一部である。
【図１４】各被加熱物の抵抗値と鉄に対するインダクタンス比率を示す図である。
【図１５】実施例２の動作説明図の変形例である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を用いながら本発明の実施例を説明する。
【実施例１】
【００１３】
実施例１の電磁誘導加熱装置は、直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路を有し、該インバータ回路はスイッチング回路と共振回路を含み、共振回路は加熱コイルと該加熱コイルに直列接続される２つの共振コンデンサを含み、前記直流電源の両端子（ｐ／ｏ）のいずれか一方とスイッチング回路の出力端子（ｔ）との間に前記共振回路を接続し、前記共振コンデンサの一方に並列に接続される共振点可変回路を有するものである。以下では、実施例１の電磁誘導加熱装置を図を用いて詳細に説明する。
【００１４】
図１は実施例１の電磁誘導加熱装置のブロック図である。図１に示すように、本実施例の電磁誘導加熱装置は、第１のインバータ１００，第２のインバータ２００，第３のインバータ３００を備えている。各インバータが被加熱物を加熱できるので、本実施例の電磁誘導加熱装置は複数の被加熱物を同時に加熱することができる。本実施例では各々のインバータの構成は同等であるので、第１のインバータ１００を代表して説明する。
【００１５】
図１において、第１のインバータ１００はスイッチング回路２０，共振回路６０，共振点可変回路３０によって構成されている。スイッチング回路２０は、電源回路１０の正電極ｐ点と負電極ｏ点との間に接続されており、電源回路１０から供給される直流電圧を高周波の交流電圧に変換して共振回路６０に印加する。共振回路６０は、直列接続された、加熱コイル５，共振コンデンサ６，７から構成され、加熱コイル５にはスイッチング回路２０から高周波電力が供給される。共振点可変回路３０は共振コンデンサ７に並列に接続されており、共振コンデンサ７に流れる電流をバイパスすることによって、共振回路６０の共振点を制御する。
【００１６】
スイッチング回路２０はドライブ回路６１によって駆動され、共振点可変回路３０はドライブ回路６２によって駆動される。ドライブ回路６１，６２は制御回路７０によってコントロールされる。入力電力設定部７５は、使用者が入力電力（火力）を設定するためのインターフェースであり、設定に応じて制御回路７０に信号を送る。制御回路７０は入力電力設定部７５からの信号に応じてスイッチング回路２０及び共振点可変回路３０を制御する。
【００１７】
一般に、共振型のインバータでは、スイッチング回路の駆動周波数ｆｓ＞共振回路の共振周波数ｆｒに設定し、共振負荷の特性を誘導性にすることで、共振回路に流れる電流がスイッチング回路の出力電圧に対し遅れ位相になるように制御する。これにより、スイッチング回路での損失増加を抑制している。すなわち、図１では、共振回路６０に流れる電流ＩＬ５が、スイッチング回路２０と共振回路６０の接続点である出力端子ｔ点の電圧に対して遅れ位相になるように制御することでスイッチング回路２０の損失を抑制することができる。
【００１８】
しかしながら、駆動周波数ｆｓを固定した状態で、スイッチング回路２０の導通期間を変化させ電力制御を行うと、スイッチング回路２０の導通期間に電流ＩＬ５の極性が反転し、電流ＩＬ５がスイッチング回路２０の出力電圧より進み位相になる進相モードへ移行する場合もある。進相モードはスイッチング回路２０の損失増加を招くので、共振型のインバータでは避けなければならないモードである。
【００１９】
本実施例では、被加熱物の材質や形状，厚み，大きさ、或いは、設定された入力電力（火力）の大きさに応じて共振点可変回路３０の導通期間を変えて、共振回路６０の共振点を制御し、共振回路６０の負荷特性を誘導性に維持する。すなわち、常に、スイッチング回路２０の駆動周波数ｆｓ＞共振回路６０の共振周波数ｆｒを満たすように、共振周波数ｆｒを制御することで、進相モードを回避し、スイッチング回路２０の損失増加を回避できる。例えば、被加熱物が鉄などの磁性体において、大電力時には共振点可変回路３０の導通を停止し加熱を行う。電力を制御する場合には、共振点可変回路３０の導通期間を長くすることで、電力を低減する。図１４に各被加熱物の抵抗値と鉄に対するインダクタンス比率を示す。非磁性ステンレスなどの非磁性体では、インダクタンス値が鉄に比べ、２／３程度に低下する。即ち共振点はインダクタンスの低下により共振点が高くなる。したがって、容量性（スイッチング回路の駆動周波数ｆｓ＜共振回路の共振周波数ｆｒ）になってしまう。そこで、大電力時でも共振点可変回路３０を導通状態にすることで、負荷特性を誘導性に維持する。電力を制御する場合には、鉄と同様に共振点可変回路の導通期間を長くすることで、電力が低減できる。
【００２０】
これにより、第１のインバータ１００は駆動周波数ｆｓを一定にしてスイッチング回路２０の導通期間を変化させ、入力電力を制御してもスイッチング回路２０の損失増加を回避可能となる。このように、共振点可変回路３０は、一定の駆動周波数ｆｓで動作を実現するための補助スイッチング回路としての役割を果たす。
【００２１】
次に、図２〜図４を用いて図１の実施例の変形例を説明する。図２〜図４の変形例でも、共振回路６０や共振点可変回路３０の構成，動作は図１で説明したものと同等であるので詳細な説明は省略する。前述したように、図１では、共振回路６０のｏ点を電源回路１０の負電極ｏ点に接続するとともに、共振点可変回路３０のｏ点を電源回路１０の負電極ｏ点に接続した。図２に示すように、共振回路６０のｏ点を電源回路１０の負電極ｏ点に接続するとともに、共振点可変回路３０のｏ点を電源回路１０の正電極ｐ点に接続しても同様の効果を得ることができる。また、図３に示すように、共振回路６０及び共振点可変回路３０のｏ点を電源回路１０の正電極ｐ点に接続しても同様の効果を得ることができる。また、図４に示すように、共振回路６０のｏ点を電源回路１０の正電極ｐ点に接続するとともに、共振点可変回路３０のｏ点を電源回路１０の負電極ｏ点に接続しても同様の効果を得ることができる。
【００２２】
なお、共振コンデンサ６の容量を共振コンデンサ７の容量より小さくすることで、共振コンデンサ７に発生する共振電圧を低減させ、共振点可変回路にかかる電圧を小さくすることができる。すなわち、共振点可変回路３０における損失発生を低減させ、耐電圧性能を高めることができる。
【実施例２】
【００２３】
図５を用い、実施例１の電磁誘導加熱装置の構成と動作をより具体的にした実施例２を説明する。なお、実施例１で説明した構成は同一の符号を付して説明を省略する。
【００２４】
図５において、電源回路１０は、商用電源１からの交流電圧を整流する整流回路２とインダクタ３及びコンデンサ４で構成された平滑回路からなり、交流電圧を直流電圧に変換して第１のインバータ１００に電力を供給する。
【００２５】
電源回路１０内のコンデンサ４の正電極ｐ点と負電極ｏ点との間にはスイッチング回路２０が接続されている。スイッチング回路２０は、パワー半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２が直列に接続されて構成される。ＩＧＢＴ１１，１２にはそれぞれダイオード２１，２２が逆方向に並列接続されている。以下では、ＩＧＢＴ１１とダイオード２１で構成される回路を上アームと称し、ＩＧＢＴ１２とダイオード２２で構成される回路を下アームと称することとする。また、ＩＧＢＴ１１，１２にはそれぞれ並列にスナバコンデンサ３１，３２が接続されている。スナバコンデンサ３１，３２は、ＩＧＢＴ１１またはＩＧＢＴ１２のターンオフ時の遮断電流によって充電あるいは放電される。スナバコンデンサ３１，３２の容量は、ＩＧＢＴ１１，１２のコレクタとエミッタ間の出力容量より十分に大きいため、ターンオフ時に両ＩＧＢＴに印加される電圧の変化は低減され、ターンオフ損失は抑制される。
【００２６】
ＩＧＢＴ１１，１２の接続点である出力端子ｔ点と電源回路１０の負電極ｏ点間には共振回路６０が接続されている。共振回路６０は直列に接続された加熱コイル５と共振コンデンサ６，７で構成される。
【００２７】
共振回路６０内の共振コンデンサ７に並列に接続された共振点可変回路３０は、共振コンデンサ８とＩＧＢＴ１３の直列接続と、ＩＧＢＴ１３に逆並列接続されたダイオード２３によって構成されている。ここで、出力端子ｔ点から加熱コイル５に向かって流れる方向を共振電流ＩＬ５の正方向とする。
【００２８】
電流検出素子７１は、共振回路６０に流れる電流を検出する。共振電流検出回路７２は、電流検出素子７１の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。電流検出素子７３は、商用電源１から入力する電流を検出する。入力電流検出回路７４は電流検出素子７３の出力信号レベルを制御回路７０の入力レベルに適した信号に変換する。制御回路７０は入力電流検出回路７４で検出した入力電流と共振電流検出回路７２で検出した共振電流の関係から被加熱物の材質や状態を判断し、加熱動作の開始又は停止を行う。被加熱物の判別は、磁性体と非磁性体とに区別する。区別する方法としては、加熱前に低電力（３００Ｗ程度）で通電を行う。そのときの共振電流ＩＬ５またはＩＧＢＴ１１，１２の電流値を検出し、その電流値により、被加熱物の材質を判別する。電流値が小さい場合には鉄などの磁性体，電流値が大きい場合は、非磁性ステンレスやアルミニウム，銅といった非磁性体の被加熱物と判別する。図１４に周波数２０ｋＨｚにおける各被加熱物の抵抗値を示す。図１４のように、非磁性ステンレスでは鉄の１／３、アルミニウム１／２０、銅では約１／２５の抵抗値となる。
【００２９】
また、制御回路７０は、入力電力設定部７５からの信号に応じてスイッチング回路２０のＩＧＢＴ１１，１２及びＩＧＢＴ１３の導通期間を、ドライブ回路６１，６２を介して設定し入力電力を制御する。材質の検知は、過電流や過電圧の発生を防ぐために低電力かつ短時間で実施する必要がある。本実施例において材質検知の初期段階では、共振点可変回路３０を導通状態にすることにより、共振回路のインピーダンスを大きくすることができ、過電流や過電圧の発生及び入力電力の急増を防ぐことができる。
【００３０】
また、図５に示すように、スイッチング回路２０の上アームに流れる電流をＩｃ１、下アームに流れる電流をＩｃ２、共振点可変回路３０に流れる電流をＩｃ３、共振電流をＩＬ５とする。上アームのＩＧＢＴ１１のコレクタ，エミッタ間の電圧をＶｃ１、下アームのＩＧＢＴ１２のコレクタ，エミッタ間の電圧をＶｃ２、共振点可変回路３０のＩＧＢＴ１３のコレクタ，エミッタ間の電圧をＶｃ３、共振コンデンサ７の共振電圧をＶｃ４、共振コンデンサ８の共振電圧をＶｃ５、インバータの電源電圧をＶｐとする。
【００３１】
以上の構成において、鉄などの磁性被加熱物の入力電力を下げる場合や、アルミ鍋などの非磁性被加熱物の加熱，入力電力を下げる場合の動作を説明する。まず、共振点可変回路３０に電流を流すと、共振コンデンサ７に共振コンデンサ８が並列接続になるため、共振回路６０のインピーダンスが増加するとともに共振周波数ｆｒが低くなり、入力電力を下げることができる。以下に共振周波数の計算式（式１）を示す。（式１）に示すように、Ｃの大きさが大きくなると共振周波数が小さくなることが分かる。
【００３２】
【数１】
2010218782.tif 000003
ｆｒ：共振周波数、Ｌ：被加熱物を搭載した時の加熱コイルのインダクタンス、
Ｃ：共振コンデンサ６，７と共振点可変回路３０の合成容量
【００３３】
入力電力を更に低下するにはアームの導通期間を短くするとともに、下アームの導通期間を長くする。このとき、下アームの導通期間に共振電流ＩＬ５の流れる方向が負から正に反転し易くなるが、上述したように、共振周波数ｆｒが低くなるため、スイッチング回路の駆動周波数と共振周波数ｆｒの差が大きくなる。このため共振電流ＩＬ５の極性が負から反転することを防止することができる。
【００３４】
次に、共振点可変回路３０の導通期間制御による入力電力を下げるときの動作について図６を用いてより詳細に説明する。なお、図６に示すように、ＩＧＢＴ１１〜１３の制御の一周期（駆動周期）をｔｓで表し、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の導通期間をそれぞれｔ１，ｔ２，ｔ３で表す。また、共振電流ＩＬ５の一周期をモード１〜５に分けて表す。
【００３５】
（モード１）
図６に示すように、モード１では、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号がそれぞれオン，オフ，オンとなっており、ＩＧＢＴ１１，１３が導通している。加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬ５の極性が負から正に変わり、共振電流ＩＬ５が、ＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７の経路と、ＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，８，ＩＧＢＴ１３の経路に流れる。すなわち、モード１の共振特性は、ＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７，８によって決定される。なお、モード１では、共振コンデンサ６，７，８は共振電流ＩＬ５によって放電される。
【００３６】
（モード２）
次に、モード１に続くモード２を説明する。モード２では、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号をそれぞれオン，オフ，オフとし、ＩＧＢＴ１１のみを導通させる。すなわち、モード２では、ＩＧＢＴ１３を導通させないので、Ｉｃ３が遮断される。図６に示すように、モード２では共振電流ＩＬ５は正の極性を有しており、この電流はＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７の経路に流れる。すなわち、モード２の共振特性は、ＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７によって決定される。
【００３７】
（モード３）
次に、モード２に続くモード３を説明する。モード３では、まず、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号を全てオフとし、全てのＩＧＢＴを導通させない。図６に示すように、モード３では共振電流ＩＬ５は正の極性を有しており、共振電流ＩＬ５は、スナバコンデンサ３１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７の経路と、スナバコンデンサ３２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ３１は充電、下アームのスナバコンデンサ３２は放電される。従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に増加し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ２、すなわち出力電圧は徐々に減少する。このときの共振特性は、スナバコンデンサ３１，３２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７によって決定される。
【００３８】
その後、Ｖｃ１の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、下アームのダイオード２２に順方向の電圧が印加されると、共振電流ＩＬ５は環流電流として加熱コイル５，共振コンデンサ６，７，ダイオード２２の経路で流れる。このとき、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号をそれぞれオフ，オン，オフとし、ＩＧＢＴ１２のみを導通させると、共振電流ＩＬ５の極性が変わらない限り、共振電流ＩＬ５がダイオード２２を流れ続ける。
【００３９】
（モード４）
次に、モード３に続くモード４を説明する。モード４では、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号がそれぞれオフ，オン，オフとなっており、ＩＧＢＴ１２のみが導通している。加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流ＩＬ５の極性が正から負に変わると、共振電流ＩＬ５は共振コンデンサ７，６，加熱コイル５，ＩＧＢＴ１２の経路に流れる。すなわち、モード４の共振特性は、ＩＧＢＴ１２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７によって決定される。図６に示すように、Ｖｃ５には負の電圧が印加されているため、共振点可変回路３０には負方向の電流は流れない。なお、モード４では、共振コンデンサ６，７はＩＬ５によって放電される。
【００４０】
（モード５）
次に、モード４に続くモード５を説明する。モード５では、まず、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号を全てオフとし、全てのＩＧＢＴを導通させない。図６に示すように、モード５では共振電流ＩＬ５は負の極性を有しており、共振電流ＩＬ５は、加熱コイル５，スナバコンデンサ３２，共振コンデンサ７，６の経路と、加熱コイル５，スナバコンデンサ３１，コンデンサ４，共振コンデンサ７，６の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ３１は放電、下アームのスナバコンデンサ３２は充電される。従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に減少し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ２、すなわち出力電圧は徐々に増加する。このときの共振特性は、スナバコンデンサ３１，３２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７によって決定される。
【００４１】
その後、Ｖｃ２の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、上アームのダイオード２１に順方向の電圧が印加されると、共振電流ＩＬ５は環流電流として加熱コイル５，ダイオード２１，コンデンサ４，共振コンデンサ７，６の経路で流れる。このとき共振コンデンサ８には負の電圧が充電されており、共振コンデンサ７の負の充電電圧が、共振コンデンサ８の充電電圧を超えると、ダイオード２３に順方向電圧が印加され、共振電流ＩＬ５は分流し、ダイオード２３，共振コンデンサ８，６，加熱コイル５，ダイオード２１，コンデンサ４の経路と共振コンデンサ７，６，加熱コイル５，ダイオード２１，コンデンサ４の経路に流れる。
【００４２】
このとき、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号をそれぞれオン，オフ，オンとし、ＩＧＢＴ１１と１３をともに導通させると、共振電流ＩＬ５の極性が変わらない限り、共振電流ＩＬ５がダイオード２１を流れ続ける。
【００４３】
以上のように、共振電流ＩＬ５の一周期の間にモード１〜５の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。モード２およびモード４の説明から明らかのように、ＩＧＢＴ１１及び１２に電流Ｉｃ１及びＩｃ２が通電している状態でＩＧＢＴ１１，１２が遮断される。これによりＶｃ２の電圧の０Ｖと共振電流ＩＬ５の０Ａの位相差が常に電流遅れ位相で動作する。このように本実施例は共振コンデンサ７に並列に共振点可変回路３０を設け、負荷の共振特性を変化させることによって、常に電流遅れ位相で動作でき、進相モードを回避することができる。
【００４４】
次に、入力電力を更に低減する方法としてＩＧＢＴ１１の導通期間を短くし、ＩＧＢＴ１２の導通期間を長くする。このときのインバータ動作について図１５を使い詳細に説明する。なお、図１５に示すように、ＩＧＢＴ１１〜１３の制御の一周期（駆動周期）をｔｓで表し、ＩＧＢＴ１１，１２の導通期間をそれぞれｔ１，ｔ２と表す。ＩＧＢＴ１３は常時オン状態である。また、共振電流ＩＬ５の一周期をモード１〜４に分けて表す。
【００４５】
（モード１）
図１５に示すように、モード１では、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号がそれぞれオン，オフ，オンとなっており、ＩＧＢＴ１１，１３が導通している。加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになると共振電流ＩＬ５の極性が負から正に変わり、共振電流ＩＬ５が、ＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７の経路と、ＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，８，ＩＧＢＴ１３の経路に流れる。すなわち、モード１の共振特性は、ＩＧＢＴ１１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７，８によって決定される。なお、モード１では、共振コンデンサ６，７，８は共振電流ＩＬ５によって放電される。
【００４６】
（モード２）
次に、モード１に続くモード２を説明する。モード２では、まず、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号がそれぞれオフ，オフ，オンとし、ＩＧＢＴ１３のみ導通させる。図１５に示すように、モード２では共振電流ＩＬ５は正の極性を有しており、共振電流ＩＬ５は、スナバコンデンサ３１，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７の経路と、スナバコンデンサ３１，加熱コイル５，共振コンデンサ８，ＩＧＢＴ１３の経路と、スナバコンデンサ３２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７の経路と、スナバコンデンサ３２，加熱コイル５，共振コンデンサ８，ＩＧＢＴ１３の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ３１は充電、下アームのスナバコンデンサ３２は放電される。従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に増加し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ２、すなわち出力電圧は徐々に減少する。このときの共振特性は、スナバコンデンサ３１，３２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７，８によって決定される。
【００４７】
その後、Ｖｃ１の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、下アームのダイオード２２に順方向の電圧が印加されると、共振電流ＩＬ５は環流電流として加熱コイル５，共振コンデンサ６，７，ダイオード２２の経路と、加熱コイル５，共振コンデンサ８，ダイオード２２の経路で流れる。このとき、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号をそれぞれオフ，オン，オンとし、ＩＧＢＴ１２を導通させても、共振電流ＩＬ５の極性が変わらない限り、共振電流ＩＬ５がダイオード２２を流れ続ける。
【００４８】
（モード３）
次に、モード２に続くモード３を説明する。モード３では、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号がそれぞれオフ，オン，オンとなっており、ＩＧＢＴ１２，１３が導通している。加熱コイル５の蓄積エネルギーがゼロになり共振電流ＩＬ５の極性が正から負に変わると、共振電流ＩＬ５は共振コンデンサ７，６，加熱コイル５，ＩＧＢＴ１２の経路と、共振コンデンサ８，６，加熱コイル５，ＩＧＢＴ１２，ダイオード２３の経路に流れる。すなわち、モード４の共振特性は、ＩＧＢＴ１２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７，８によって決定される。なお、モード４では、共振コンデンサ６，７，８はＩＬ５によって放電される。
【００４９】
（モード４）
次に、モード３に続くモード４を説明する。モード５では、まず、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号をオフ，オフ，オンとし、ＩＧＢＴ１３のみ導通している。図１５に示すように、モード４では共振電流ＩＬ５は負の極性を有しており、共振電流ＩＬ５は、加熱コイル５，スナバコンデンサ３２，共振コンデンサ７，６の経路と、加熱コイル５，スナバコンデンサ３２，ダイオード２３，共振コンデンサ８，６の経路と、加熱コイル５，スナバコンデンサ３１，コンデンサ４，共振コンデンサ７，６の経路と、加熱コイル５，スナバコンデンサ３１，コンデンサ４，ダイオード２３，共振コンデンサ８，６の経路で流れ続け、上アームのスナバコンデンサ３１は放電、下アームのスナバコンデンサ３２は充電される。従って、ＩＧＢＴ１１のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ１は徐々に減少し、ＩＧＢＴ１２のコレクタ，エミッタ間の電圧Ｖｃ２、すなわち出力電圧は徐々に増加する。このときの共振特性は、スナバコンデンサ３１，３２，加熱コイル５，共振コンデンサ６，７，８によって決定される。
【００５０】
その後、Ｖｃ２の電圧がインバータの電源電圧Ｖｐに達し、上アームのダイオード２１に順方向の電圧が印加されると、共振電流ＩＬ５は環流電流として加熱コイル５，ダイオード２１，コンデンサ４，共振コンデンサ７，６の経路で流れる。このとき共振コンデンサ８には負の電圧が充電されており、共振コンデンサ７の負の充電電圧が、共振コンデンサ８の充電電圧を超えると、ダイオード２３に順方向電圧が印加され、共振電流ＩＬ５は分流し、ダイオード２３，共振コンデンサ８，６，加熱コイル５，ダイオード２１，コンデンサ４の経路と共振コンデンサ７，６，加熱コイル５，ダイオード２１，コンデンサ４の経路に流れる。
【００５１】
このとき、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の駆動信号をそれぞれオン，オフ，オンとし、ＩＧＢＴ１１と１３をともに導通させると、共振電流ＩＬ５の極性が変わらない限り、共振電流ＩＬ５がダイオード２１を流れ続ける。
【００５２】
以上のように、共振電流ＩＬ５の一周期の間にモード１〜４の動作が行われ、以後、この動作を繰り返す。共振点可変回路３０が常時オン状態おいては、モード１，４の説明から明らかなように、ＩＧＢＴ１２の導通期間ｔ２が長くなっても、ダイオード２１または２２が導通している期間に共振電流ＩＬ５が負から正に変化している。このため共振電流ＩＬ５が負から正に極性が反転することがなく、負荷特性が誘導性を保ち、進相モードを回避することができる。
【００５３】
これにより、スイッチング回路２０の導通期間を変化させることにより入力電力を制御することが可能となる。
【００５４】
また、共振コンデンサ８に流れる電流は共振コンデンサ７と共振コンデンサ８のコンデンサ容量比で決まる。本実施例では共振コンデンサ７容量≧共振コンデンサ８容量としたので、共振コンデンサ８に流れる電流は共振コンデンサ７以下になる。これにより、ＩＧＢＴ１３での損失発生を低減させ、ＩＧＢＴ１３の耐電流性能を高めることができる。
【００５５】
また、共振コンデンサ７に発生する電圧（Ｖｃ４）は共振コンデンサ６の容量と共振コンデンサ７の容量により決まる。したがって、共振コンデンサ７に発生する電圧を低減するためには共振コンデンサ７容量≧共振コンデンサ６容量とすることで共振コンデンサ７の発生電圧を１／２以下になる。これにより、ＩＧＢＴ１３での損失発生を低減させ、ＩＧＢＴ１３の耐電圧性能を高めることができると共に、共振点可変範囲を広く設定することが可能になる。
【００５６】
次に共振コンデンサ８の充電電圧について説明する。共振コンデンサ８（Ｖｃ５）の電圧の関係式（式２）を示す。
【００５７】
【数２】
2010218782.tif 000004
Ｃ７：共振コンデンサ７の容量、Ｃ８：共振コンデンサ８の容量
【００５８】
本実施例では、Ｃ８＜Ｃ７のため、Ｖｃ５の電圧はＣ７より低い電圧が充電されることとなる。ＩＧＢＴ１３にはＶｃ４とＶｃ５の合計電圧が印加されるが、Ｖｃ５に充電される電圧が低いため、ＩＧＢＴ１３の素子耐圧の増大には影響ない。
【００５９】
次に、図７を用いて入力電力の制御方法を説明する。図６でも説明したように、ＩＧＢＴ１１，１２，１３の導通期間をｔ１，ｔ２，ｔ３で表し、駆動周期をｔｓで表す。図７は、鉄製の被加熱物と非磁性ステンレスをインバータ駆動周波数２１ｋＨｚで高出力加熱する場合の制御条件の一例を示しており、横軸はＩＧＢＴ１３の導通期間ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙ（ｔ３／ｔｓ）、縦軸は入力電力Ｐｉｎを表している。ここでは、ｔ１，ｔ２は変えず、ｔ３を変化させ入力電力Ｐｉｎを制御する場合について説明する。
【００６０】
図７に示すように、鉄製の被加熱物の場合、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙ＝０（ＩＧＢＴ１３が常時オフ状態）のときに最大の入力電力となる。Ｄｕｔｙを増大していくと入力電力Ｐｉｎが減少し、Ｄｕｔｙ＝約０.５以上で入力電力Ｐｉｎがほぼ一定になる。一方、非磁性ステンレスでは、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙ＝０.４５で最大電力の３ｋＷになり、Ｄｕｔｙを更に増やすことで入力電力が減少し、Ｄｕｔｙ＝０.７以上でほぼ一定になる。これから明らかなように、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙを大きくすることにより入力電力Ｐｉｎを減少させることができる。
【００６１】
ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙを制御することで入力電力を制御できる理由を説明する。ＩＧＢＴ１３を導通すると、共振コンデンサ７と共振コンデンサ８が並列接続となるため、共振コンデンサ６，７，８の合成共振コンデンサ容量が大きくなり、加熱コイル５と合成共振コンデンサで決まる共振周波数が低下する。図８に鉄製の被加熱物を加熱するときにＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙを変化させた場合の共振特性グラフを示す。図８に示すように、ｔ３を長くしてＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙを大きくすると、共振周波数が低下する。このため、例えば、インバータ駆動周波数を２１ｋＨｚに固定した場合、Ｄｕｔｙ＝０のときには入力電力は約３ｋＷ、Ｄｕｔｙ＝０.３５のときには入力電力は約１.５ｋＷ、Ｄｕｔｙ＝０.５のときには入力電力は約０.５ｋＷとなる。このようにｔ３のオン時間（ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙ）を制御することで入力電力を制御することが可能になる。
【００６２】
上述したように、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙが約０.５以上になると入力電力Ｐｉｎは約０.５ｋＷで一定になる。これは、ＩＧＢＴ１３のオンしているｔ３の期間に、共振電流ＩＬ５が正から負に変わり、ダイオード２３に電流が流れ、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙでの共振点可変回路３０の可変範囲を超えるためである。実際に共振電流ＩＬ５が共振点可変回路３０によって制御できる期間は、共振電流ＩＬ５が正の期間である。したがって、共振電流ＩＬ５が負の期間でＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙを制御しても共振点を制御することはできなくなる。従って、図７においてｔ１，ｔ２を変えずにｔ３のみで調整できる入力電力Ｐｉｎの下限値は約０.５ｋＷとなり、この値以下に設定する場合は、ｔ１，ｔ２を変化させる必要がある。
【００６３】
次に、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙを約０.５以上とするとともに、ｔ１，ｔ２を変化させ入力電力Ｐｉｎを制御する場合について説明する。図９は、被加熱物を低出力で加熱する場合の制御条件を示しており、横軸は駆動周期ｔｓに対する上アームＩＧＢＴ１１の導通期間ｔ１の導通比を示すＤｕｔｙ（＝ｔ１／ｔｓ）、このとき、ＩＧＢＴ１２の導通比は１−Ｄｕｔｙとなる。縦軸は入力電力Ｐｉｎを表している。図９に示すように、共振点可変回路３０内のＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙを約０.５以上とするとともに、ＩＧＢＴ１１のＤｕｔｙを小さくすることにより、入力電力Ｐｉｎをさらに小さくすることができる。
【００６４】
一方、非磁性ステンレスでは、図１４に示すように、鉄に比べインダクタンス値が２／３となるため、共振コンデンサ６，７の直列回路との共振周波数が高くなり、スイッチング回路２０の駆動周波数より高くなり、負荷特性が容量性となり、進相モードとなってしまう。そこで、共振点可変回路３０の導通期間を増大させ、共振点を低くし、負荷特性を誘導性にする必要がある。入力電力の制御方法については、鉄製の被加熱物と同様に、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙとＩＧＢＴ１のＤｕｔｙにより制御することができる。
【実施例３】
【００６５】
図１０は実施例３の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。実施例３の構成のうち先の実施例で説明した構成と同等のものについては説明を省略する。
【００６６】
図１０において、加熱コイル５と共振コンデンサ６，７で構成された共振回路６０は第１のインバータ１００の出力端子ｔ点とｏ点との間に接続されている。共振コンデンサ７には並列に共振点可変回路３０が接続されており、共振点可変回路３０は直列接続された共振コンデンサ８と逆電流を阻止するダイオード２５とＩＧＢＴ１３、及びＩＧＢＴ１３に逆方向に並列接続されたダイオード２３によって構成されている。ここで、出力端子ｔ点から共振コンデンサ６に向かって流れる共振電流ＩＬ５を正とすると、共振点可変回路３０に流れる電流Ｉｃ３は正の一方向である。本実施例では、共振コンデンサ８に負の電圧が充電されることを防止できるため、ＩＧＢＴ１３に印加される電圧は共振コンデンサ７の充電電圧となる。従って、共振コンデンサ８に負の電圧が充電されることなく、素子耐圧を低減することができる。一般的にＩＧＢＴは耐圧が低くなると導通損失が低減できる。これにより、素子損失の低減が可能となる。
【実施例４】
【００６７】
図１１は実施例４の電磁誘導加熱装置の回路の一部である。実施例４の構成のうち先の実施例で説明した構成と同等のものについては説明を省略する。
【００６８】
図１１において、共振点可変回路３０のスイッチング素子は逆方向の耐圧を有する逆電流阻止形のＩＧＢＴ１４（逆耐圧機能付きＩＧＢＴ）であり、前記図１０のＩＧＢＴ１３と逆電流阻止用のダイオード２５が１個のＩＧＢＴ１４に置き換えられた構成となる。前記図１０の共振点可変回路３０では、ＩＧＢＴ１３とダイオード２５でそれぞれ損失が発生するが、本実施例ではＩＧＢＴ１４の損失分となるため、第１のインバータ１００における回路損失は低減し変換効率は向上する。本実施例の動作について、前記実施例３と同様であり、説明は省略する。
【実施例５】
【００６９】
図１２は実施例５の電磁誘導加熱装置の回路の一部である。実施例５の構成のうち先の実施例で説明した構成と同等のものについては説明を省略する。
【００７０】
図１２において、実施例３と異なる点は、共振点可変回路３０のダイオード２５に並列にＩＧＢＴ１５が接続されているため、共振点可変回路３０に正負の電流を制御することができる点である。本実施例ではＩＧＢＴ１３，１５を駆動することにより正負の共振点可変回路３０に流れる電流を制御することが可能であり、共振回路６０の負荷特性を誘導性に維持しながら共振周波数を共振電流ＩＬ５の正負においてをＩＧＢＴ１３または１５を制御し入力電力を変える。制御方法については、ＩＧＢＴ１３は前記実施例２と同様にオンタイミングをＩＧＢＴ１１と同期し、ＩＧＢＴ１３のＤｕｔｙ制御で行い、ＩＧＢＴ１５はオンタイミングをＩＧＢＴ１２と同期し、ＩＧＢＴ１５のＤｕｔｙ制御行う。共振電流ＩＬ５が正電流の場合はＩＧＢＴ１３を制御し、共振電流ＩＬ５が負電流の場合はＩＧＢＴ１５を制御する。これにより、共振電流ＩＬ５の正負期間で共振点を可変できるため電力制御範囲が拡大できる。
【実施例６】
【００７１】
図１３は実施例６の電磁誘導加熱装置の回路の一部である。実施例６の構成のうち先の実施例で説明した構成と同等のものについては説明を省略する。
【００７２】
図１３において、共振点可変回路３０は逆方向の耐圧を有する逆電流阻止形のＩＧＢＴ１４とＩＧＢＴ１６を逆方向に並列接続した構成となる。前記図１２の共振点可変回路３０では、正方向の電流がダイオード２５とＩＧＢＴ１３に流れ、負方向の電流がダイオード２３とＩＧＢＴ１５に流れるため、ダイオード及びＩＧＢＴの各々で損失が発生する。本実施例ではＩＧＢＴ１４とＩＧＢＴ１６の損失となるため、第１のインバータ１００における回路損失は低減し変換効率は向上する。本実施例の動作について、前記実施例５と同様であり、説明は省略する。
【符号の説明】
【００７３】
１  商用電源
２  整流回路
３  インダクタ
４  コンデンサ
５  加熱コイル
６，７，８  共振コンデンサ
１０  電源回路
１１，１２，１３，１４，１５，１６  ＩＧＢＴ
２０  スイッチング回路
２１，２２，２３，２５  ダイオード
３０  共振点可変回路
３１，３２  スナバコンデンサ
６０  共振回路
６１，６２，６３  ドライブ回路
７０  制御回路
７１，７３  電流検出素子
７２  共振電流検出回路
７４  入力電流検出回路
７５  入力電力設定部
１００  第１のインバータ
２００  第２のインバータ
３００  第３のインバータ
【図１】
2010218782.tif 000005
【図２】
2010218782.tif 000006
【図３】
2010218782.tif 000007
【図４】
2010218782.tif 000008
【図５】
2010218782.tif 000009
【図６】
2010218782.tif 000010
【図７】
2010218782.tif 000011
【図８】
2010218782.tif 000012
【図９】
2010218782.tif 000013
【図１０】
2010218782.tif 000014
【図１１】
2010218782.tif 000015
【図１２】
2010218782.tif 000016
【図１３】
2010218782.tif 000017
【図１４】
2010218782.tif 000018
【図１５】
2010218782.tif 000019