(57)【要約】【課題】容量の高電位側電位のオーバーシュートを抑制することができるＤＣ／ＤＣコンバータ回路を提供すること。【解決手段】本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、第１の容量Ｃ１と、一端が第１の容量Ｃ１の第１の端子に接続され、他端が第１の電源ＶＤＤに接続された第１のスイッチＳＷ１と、一端が第１の容量Ｃ１の第２の端子に接続され、他端が第２の電源ＧＮＤに接続された第２のスイッチＳＷ２と、一端が第１の容量Ｃ１の第１の端子に接続され、他端が出力端子ＯＵＴに接続された第３のスイッチＳＷ３と、第１の容量Ｃ１の第２の端子に、出力が電気的に接続された増幅器１と、前記第１の容量の第１の端子に接続され、増幅器１に与える帰還電圧を生成する分圧抵抗２と、を有する昇圧回路５を備えるものである。【選択図】図１
2010172050.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の容量と、
一端が前記第１の容量の第１の端子に接続され、他端が第１の電源に接続された第１のスイッチと、
一端が前記第１の容量の第２の端子に接続され、他端が第２の電源に接続された第２のスイッチと、
一端が前記第１の容量の第１の端子に接続され、他端が出力端子に接続された第３のスイッチと、
前記第１の容量の第２の端子に、出力が電気的に接続された増幅器と、
前記第１の容量の第１の端子に接続され、前記増幅器に与える帰還電圧を生成する分圧抵抗と、を有する昇圧回路を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項２】
一端が前記第１の容量の第２の端子に接続され、他端が前記増幅器の出力に接続された第４のスイッチをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項３】
前記増幅器は、当該増幅器に入力された制御信号により動作状態を切替えられることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項４】
前記昇圧回路と並列に接続された第２の容量をさらに備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【請求項５】
請求項１〜３のいずれか一項に記載の昇圧回路と請求項１〜３のいずれか一項に記載の昇圧回路とが並列に接続されたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関し、特に、チャージポンプ回路と差動増幅器とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話、携帯情報端末（ＰＤＡ：Personal Digital Assistant）、デジタルカメラ（ＤＳＣ：Digital Still Camera）などの携帯機器では、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路を利用して、３Ｖ程度の電源電圧から液晶表示駆動に必要な５Ｖ程度の電圧を生成している。携帯機器では、小型化、低消費電力化が進んでおり、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路でも、周辺部品数の削減、低消費電力化などが進んでいる。
【０００３】
ところで、近年の液晶表示色数の増加は著しく、これに応じて表示階調数も増加している。液晶駆動回路では、階調に応じた駆動電圧を生成する必要があるため、階調間の駆動電圧間隔も狭くする必要がある。具体的には、例えば、数十ｍＶ程度の精度をもった電圧生成用のＤＣ／ＤＣコンバータ回路が必要となる。
【０００４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ回路には、様々な方式があるが、中でもチャージポンプ回路は必要とする部品の総容積が小さいので、携帯機器において多用されている。しかしながら、チャージポンプ回路は出力電圧にリップルを伴うので、出力電圧の安定化が課題となっている。
【０００５】
この課題に対しては、差動増幅器を用いた安定化電源回路を用いることができる（例えば、特許文献１）。差動増幅器は、所定の基準電圧を非反転入力端子に供給し、反転入力端子には差動増幅器の出力電圧の作用を受ける帰還点を接続することにより、帰還点の電圧を基準電圧に等しくするように作用する。ここで、差動増幅器は、帰還点の電圧を所定の基準電圧に等しく維持するように機能するだけであるから、出力電圧範囲などは設計条件に依存する。そして、安定化電源回路の出力電圧は、安定化電源回路の出力と差動増幅器の出力との間に、電池や容量などの電位差を生じる手段を用いれば、差動増幅器の電源範囲とは全く異なる電圧を出力することができる。
【０００６】
図８は、関連技術のＤＣ／ＤＣコンバータ回路図である。このＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、チャージポンプ回路４、差動増幅器１を備える。チャージポンプ回路４は、容量Ｃ１、容量Ｃ１の充電及び昇圧を行なうスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備える。差動増幅器１は、分圧抵抗２を構成する抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点を帰還点とし、帰還点の電圧ＶＤと基準電圧ＶＲＥＦとを比較して増幅器出力電圧ＶＡＭＰを制御する。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、出力電圧ＶＯＵＴを出力する出力端子ＯＵＴとグランドＧＮＤとの間で直列接続されている。
【０００７】
チャージポンプ回路４では、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、スイッチＳＷ３及びＳＷ４とが相補的に動作する。スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３及びＳＷ４がオフの場合、容量Ｃ１に電源電圧ＶＤＤに相当する電荷が充電される。次に、スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３及びＳＷ４がオンになると、容量Ｃ１に充電された電荷に基づいて昇圧された電圧が出力端子ＯＵＴに出力される。このとき、差動増幅器１からの出力は、スイッチＳＷ４、容量Ｃ１、スイッチＳＷ３、分圧抵抗２を介し、差動増幅器１の反転入力端子に戻る。すなわち、負帰還回路が構成されるため、出力電圧ＶＯＵＴは、式（１）で示すように維持される。
ＶＯＵＴ＝ＶＲＥＦ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２・・・（１）
【０００８】
より詳細に説明する。差動増幅器１は、出力電圧ＶＯＵＴを分圧抵抗２により分圧した帰還点の電圧ＶＤと、基準電圧ＶＲＥＦとを比較して増幅器出力電圧ＶＡＭＰを制御する。スイッチＳＷ１及びＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３及びＳＷ４がオンの場合、差動増幅器１の出力端子はスイッチＳＷ４を介して容量Ｃ１の低電位側端子に接続されているから、容量Ｃ１の低電位側電位Ｖ１は増幅器出力電圧ＶＡＭＰに等しくなる。一方、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２は、低電位側電位Ｖ１よりも容量Ｃ１の充電電圧分だけ高くなる。また、容量Ｃ１の高電位側端子はスイッチＳＷ３を介して出力端子ＯＵＴに接続されているので、出力電圧ＶＯＵＴは容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２に等しくなる。出力端子ＯＵＴは分圧抵抗２にも接続されているので、出力電圧ＶＯＵＴは差動増幅器１にフィードバックされる。そのため、負荷３による消費が有っても、あるいは、ノイズ等に妨害されても、出力電圧ＶＯＵＴは、式（１）で示すように、一定となる。
【０００９】
しかしながら、図８のＤＣ／ＤＣコンバータ回路では、下記に詳述するように、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２が一時的に目標電圧を超えるオーバーシュートが発生する。そのため、オーバーシュートを考慮してＬＳＩの素子耐圧を設計する必要があり、ＬＳＩの面積増加や製造工程の変更等、製造コストが増大するという問題があった。また、負荷３により出力電圧ＶＯＵＴが低下し、リップルが生じるという問題があった。
【００１０】
図９に示した波形図を用いて詳細に説明する。チャージポンプ回路４のスイッチＳＷ１及びＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３及びＳＷ４がオンの場合、負荷３はスイッチＳＷ３を介して容量Ｃ１に充電された電荷を消費するが、差動増幅器１が帰還動作により容量Ｃ１の低電位側電位Ｖ１を上昇させる。そのため、出力電圧ＶＯＵＴは式（１）に示すように維持される。
【００１１】
負荷３に流れる電流をＩＬとしたとき、時間Ｔ１あたりの容量Ｃ１の低電位側電位Ｖ１の上昇電圧ΔＶ１は式（２）で表される。
ΔＶ１＝ＩＬ×Ｔ１／Ｃ１・・・（２）
差動増幅器１による帰還動作状態に切り替わった直後は、スイッチＳＷ３の寄生抵抗の影響により出力電圧ＶＯＵＴの変化が容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２の変化よりも遅延する。そのため、差動増幅器１は応答遅延を生じ、一時的に差動増幅器１の出力電圧ＶＡＭＰは電源電圧ＶＤＤにまで上昇する可能性が有る。すると、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２は最大で２×ＶＤＤとなり、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２のオーバーシュートの最大振幅電圧ΔＶは式（１）を利用して式（３）で表される。
ΔＶ＝２×ＶＤＤ−ＶＯＵＴ
＝２×ＶＤＤ−（ＶＲＥＦ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２）・・・（３）
【００１２】
図１０は図８のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の昇圧動作の波形図である。上述の通り、充電期間から昇圧期間へ推移する際に、出力電圧ＶＯＵＴの変化が容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２の変化に対して遅延する。分圧抵抗２は出力端子ＯＵＴに接続されており、また、遅延要素を含まないため、帰還点の電圧ＶＤの変化は出力電圧ＶＯＵＴの変化に追従する。よって、容量Ｃ１の高電位側端子から分圧抵抗２の帰還点まで遅延が発生し、差動増幅器１の応答遅延が大きくなるので、図９に示す波形の通り、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２がオーバーシュートする。例えば、差動増幅器１の電源電圧がＶＤＤであれば、容量Ｃ１の高電位側端子Ｖ２の出力は目標電圧を超え、２×ＶＤＤまで上昇する。
【００１３】
次に、チャージポンプ回路４のスイッチＳＷ１及びＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３及びＳＷ４がオフの場合、容量Ｃ１は電源電圧ＶＤＤに相当する電荷を充電する。この場合、差動増幅器１による負帰還経路は断たれている。また、容量Ｃ１からの放電も行なわれないため、出力端子ＯＵＴに接続される負荷３は容量Ｃ２に充電されている電荷を消費するだけであり、出力電圧ＶＯＵＴは低下する。すなわち、リップルが生じる。負荷３に流れる電流をＩＬとしたとき、時間Ｔ２あたりの出力電圧ＶＯＵＴのリップルによる低下電圧ΔＶ２は式（４）で表される。
ΔＶ２＝ＩＬ×Ｔ２／Ｃ２・・・（４）
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１４】
【特許文献１】特開２００２−１７１７４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
以上のように、特許文献１に記載の回路構成では、容量の高電位側電位がオーバーシュートするという問題があった。また、出力電圧が低下し、リップルが生じるという問題があった。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、第１の容量と、一端が前記第１の容量の第１の端子に接続され、他端が第１の電源に接続された第１のスイッチと、一端が前記第１の容量の第２の端子に接続され、他端が第２の電源に接続された第２のスイッチと、一端が前記第１の容量の第１の端子に接続され、他端が出力端子に接続された第３のスイッチと、前記第１の容量の第２の端子に、出力が電気的に接続された増幅器と、前記第１の容量の第１の端子に接続され、前記増幅器に与える帰還電圧を生成する分圧抵抗と、を有する昇圧回路を備えるものである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明により、容量の高電位側電位のオーバーシュートを抑制することができるＤＣ／ＤＣコンバータ回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図２】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の波形図である。
【図３】図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の昇圧の波形図である。
【図４】実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図５】図４における差動増幅器回路例
【図６】図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の波形図である。
【図７】実施の形態３のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図８】関連技術のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。
【図９】図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の波形図である。
【図１０】図８に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の昇圧の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下に、本発明の実施の形態について説明する。ただし、本発明が以下の実施の形態に限定される訳ではない。また、説明を明確にするため、以下の記載及び図面は、適宜、簡略化されている。
【００２０】
実施の形態１
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図である。図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、チャージポンプ回路４、差動増幅器１及び分圧抵抗２を備える昇圧回路５と、この昇圧回路５に並列接続された平滑用の容量Ｃ２とを備える。
【００２１】
チャージポンプ回路４は、容量Ｃ１、容量Ｃ１の充電と昇圧とを切替えるスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備える。具体的には、容量Ｃ１の低電位側端子は、並列に接続されたスイッチＳＷ２及びＳＷ３の一端に接続されている。スイッチＳＷ２の他端はグランドＧＮＤに接続され、スイッチＳＷ４の他端は差動増幅器１の出力端子に接続されている。一方、容量Ｃ１の高電位側端子は、並列に接続されたスイッチＳＷ１及びＳＷ３の一端に接続されている。スイッチＳＷ１の他端は電源ＶＤＤに接続され、スイッチＳＷ３の他端は出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００２２】
差動増幅器１の非反転端子は基準電圧ＶＲＥＦに接続されている。差動増幅器１の反転端子は、直列接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点である帰還点に接続されている。差動増幅器１の出力端子は、上記の通り、スイッチＳＷ４を介して容量Ｃ１に接続されている。そして、容量Ｃ１の高電位側端子は、スイッチＳＷ３を介さずに、抵抗Ｒ１に接続されている。換言すると、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２から構成される分圧抵抗２は、スイッチＳＷ３に対し前記第１の容量と並列に接続されている。差動増幅器１は、分圧抵抗２により生成される帰還点の電圧ＶＤと基準電圧ＶＲＥＦとを比較して増幅器出力電圧ＶＡＭＰを制御する。
【００２３】
分圧抵抗２を構成する抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは、出力端子ＯＵＴとグランドＧＮＤとの間で直列接続されている。具体的には、抵抗Ｒ１の他端はスイッチＳＷ３を介して出力端子ＯＵＴに接続されている。一方、抵抗Ｒ２の他端はグランドＧＮＤに接続されている。
【００２４】
図２は、図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の波形図である。チャージポンプ回路４は、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、スイッチＳＷ３及びＳＷ４が相補的に動作する。これにより、容量Ｃ１に対する充電と、容量Ｃ１の昇圧が交互に行われる。
【００２５】
まず、充電期間（図２での時間Ｔ２）の動作について説明する。チャージポンプ回路４のスイッチＳＷ１及びＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３及びＳＷ４がオフの場合、容量Ｃ１に電源電圧ＶＤＤに相当する電荷が充電される。ここで、差動増幅器１による負帰還経路が断たれている。また、容量Ｃ１からの放電も行なわれないため、出力端子ＯＵＴに接続される負荷３は容量Ｃ２に充電されている電荷を消費するだけであり、出力電圧ＶＯＵＴは低下する。負荷３に流れる電流をＩＬとしたとき、時間Ｔ２あたりの出力電圧ＶＯＵＴの低下電圧ΔＶ２は式（５）で表される。
ΔＶ２＝ＩＬ×Ｔ２／Ｃ２・・・（５）
【００２６】
次に、昇圧期間（図２での時間Ｔ１）の動作について説明する。チャージポンプ回路４のスイッチＳＷ１及びＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３及びＳＷ４がオンの場合、差動増幅器１からの出力はスイッチＳＷ４、容量Ｃ１、分圧回路２を介し差動増幅器１の反転入力端子に戻る。すなわち、負帰還回路が構成されるため、分圧抵抗２に接続された容量Ｃ１の高電位側端子の電位Ｖ２は、式（６）で示す電圧に昇圧され、維持される。
Ｖ２＝ＶＲＥＦ×（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２・・・（６）
ここで、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２が一定値を維持している状態では、出力電圧ＶＯＵＴは容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２に等しい。一方、図２に示されるように、容量Ｃ１の低電位側電位Ｖ１は、時間Ｔ１において上昇する。なぜなら、負荷３はスイッチＳＷ３を介して容量Ｃ１に充電された電荷を消費するが、その影響を受けず容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２は式（６）に示す一定電圧を維持するように作用するからである。負荷３に流れる電流をＩＬとしたとき、時間Ｔ１あたりの容量Ｃ１の低電位側電位Ｖ１の上昇電圧ΔＶ１は式（７）で表される。
ΔＶ１＝ＩＬ×Ｔ１／Ｃ１・・・（７）
【００２７】
ここで、充電期間から昇圧期間へ推移する際、容量Ｃ１の高電位側端子から分圧抵抗２の帰還点までの遅延が無く、差動増幅器１の応答遅延が非常に小さい。そのため、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２が目標電圧を超えるオーバーシュートは発生しない。
【００２８】
図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路における昇圧開始直後の過渡期の動作について、図３に示す波形図を参照しながら説明する。図３は図１に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の昇圧動作の波形図である。本発明のＤＣ／ＤＣコンバータ回路は、分圧抵抗２が、容量Ｃ１の高電位側端子に、直接接続されている。そのため、充電期間から昇圧期間へ推移する際、容量Ｃ１の高電位側端子では、スイッチＳＷ３の寄生抵抗及び容量Ｃ２の時定数による遅延がない。すなわち、分圧抵抗２の帰還点の電圧ＶＤは、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２の変化に追従する。また、差動増幅器１の帰還経路中に遅延がほとんど無いため、良好な応答特性を実現することができる。そのため、図３に示すように、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２のオーバーシュートの発生を抑えることができる。
【００２９】
なお、電源ＶＤＤがグランドＧＮＤに対し正電位の場合について説明したが、電源ＶＤＤがグランドＧＮＤに対し負電位であってもよい。
【００３０】
実施の形態２
次に、他の実施の形態について説明する。図４に本発明の実施の形態２に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図を示す。実施の形態１と同一の回路構成要素は、同一の符号を付し、適宜その説明を省略する。
【００３１】
図４に示すＤＣ／ＤＣコンバータ回路の差動増幅器１１は、出力状態がフローティング状態となるように制御することができる。その出力は、チャージポンプ回路４１のスイッチを介さずに容量Ｃ１の低電位側端子に接続されている。また、出力状態は制御信号ＡｍｐＥＮによりフローティング状態と駆動状態の２つの状態を取るように制御されることを特徴としている。そして、スイッチＳＷ１及びＳＷ２と、スイッチＳＷ３及び信号ＡｍｐＥＮとが相補的に動作することにより、容量Ｃ１に対する充電動作と、昇圧動作が交互に行われる。
【００３２】
図５は、図４の差動増幅器１１の回路の一例であり、制御信号ＡｍｐＥＮにより、差動増幅器１１の出力をフローティング状態又は駆動状態に切り替えることができる。制御信号ＡｍｐＥＮにＨレベルを入力すると、２つの差動入力端子ＩＮＰ（非反転入力端子）及びＩＮＮ（反転入力端子）の電圧差に応じて、各入力が接続されたＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２のドレイン電位が決まる。ここで、ＩＮＰに基準電圧ＶＲＥＦが与えられている。ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインは出力部のＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに接続されているので、差動増幅器１１の出力電圧ＶＡＭＰはＩＮＰとＩＮＮとの電圧差により制御される。差動増幅器１１において制御信号ＡｍｐＥＮにＬレベルを入力すると、ＭＯＳトランジスタＭ４及びＭ５がオフ状態となることにより電流経路が遮断される。同時に、ＭＯＳトランジスタＭ３のゲート端子と電源ＶＤＤとの間に接続されたＭＯＳトランジスタＭ６がオン状態となる。そのため、ＭＯＳトランジスタＭ３はオフ状態となるため、出力はフローティング状態となる。また、ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８は、能動負荷としてカレントミラーを構成している。図中、Ｉ１、Ｉ２は定電流源である。
【００３３】
以下に、図６の波形図を参照して、図４に示したＤＣ／ＤＣコンバータ回路の動作について説明する。まず、充電期間（図６での時間Ｔ２）の動作について説明する。チャージポンプ回路４１のスイッチＳＷ１及びＳＷ２がオン、スイッチＳＷ３がオフ、制御信号ＡｍｐＥＮはＬレベルにして差動増幅器１１の出力をフローティング状態にする。これにより容量Ｃ１は電源電圧ＶＤＤに相当する電荷を充電する。
【００３４】
次に、昇圧期間（図６での時間Ｔ１）の動作について説明する。チャージポンプ回路４１のスイッチＳＷ１及びＳＷ２がオフ、スイッチＳＷ３がオン、信号ＡｍｐＥＮはＨレベルにして差動増幅器１１の出力を駆動状態にする。これにより、容量Ｃ１を昇圧する。
【００３５】
図４に示す実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路でも、図１に示す実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と同様に、分圧抵抗２が、容量Ｃ１の高電位側端子に、直接接続されている。そのため、図６は図２と同様の波形図となる。すなわち、容量Ｃ１の高電位側電位Ｖ２のオーバーシュートの発生を抑えることができる。
【００３６】
さらに、図４に示す実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の特徴は、図１に示す実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路におけるスイッチＳＷ４がない点である。スイッチＳＷ４は低いオン抵抗が要求されるので、ＬＳＩ上の占有面積が大きい。したがって、これを無くすことによるＬＳＩのチップ面積低減の効果は大きい。また、昇圧動作時に、差動増幅器１の出力から容量Ｃ１に至る経路上に、スイッチＳＷ４の寄生抵抗が存在しない分、昇圧効率が向上する。
【００３７】
実施の形態３
次に、他の実施の形態について説明する。図７に本発明の実施の形態３に係るＤＣ／ＤＣコンバータ回路の回路図を示す。実施の形態１と同一の回路構成要素は、同一の符号を付し、適宜その説明を省略する。
【００３８】
本発明の実施の形態３は、並列接続された第１の昇圧回路５ａ、第２の昇圧回路５ｂ、及び平滑用の容量Ｃ２を備える。換言すれば、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ回路に、さらに、図１の昇圧回路５を並列に接続した構成である。
【００３９】
第１の昇圧回路５ａは、チャージポンプ回路４ａ、差動増幅器１ａ及び分圧抵抗２ａを備える。ここで、チャージポンプ回路４ａは、容量Ｃ１ａと、スイッチＳＷ１ａ〜ＳＷ４ａを備える。差動増幅器１ａは、分圧回路２ａを構成する抵抗Ｒ１ａと抵抗Ｒ２ａとの接続点を帰還点とし、この帰還点の電圧ＶＤａと基準電圧ＶＲＥＦとを比較して出力電圧ＶＡＭＰａを制御する。すなわち、図１の昇圧回路５と同様の回路構成である。
【００４０】
第２の昇圧回路５ｂは、チャージポンプ回路４ｂ、差動増幅器１ｂ及び分圧抵抗２ｂを備える。ここで、チャージポンプ回路４ｂは、容量Ｃ１ｂと、スイッチＳＷ１ｂ〜ＳＷ４ｂを備える。差動増幅器１ｂは、分圧回路２ｂを構成する抵抗Ｒ１ｂと抵抗Ｒ２ｂとの接続点を帰還点とし、この帰還点の電圧ＶＤｂと基準電圧ＶＲＥＦとを比較して出力電圧ＶＡＭＰｂを制御する。すなわち、図１の昇圧回路５と同様の回路構成である。
【００４１】
チャージポンプ回路４ａとチャージポンプ回路４ｂは、それぞれの容量Ｃ１ａ、Ｃ１ｂに対する充電動作と昇圧動作を相補的に行なう。出力端子ＯＵＴに接続される負荷３によって消費される電荷は、昇圧動作をしているチャージポンプ回路の容量から賄うことになる。
【００４２】
まず、チャージポンプ回路４ｂが充電中、チャージポンプ回路４ａは昇圧する。具体的には、スイッチＳＷ１ａ及びＳＷ２ａがオフ、スイッチＳＷ３ａ及びＳＷ４ａがオンになると、容量Ｃ１ａに充電された電荷を出力端子ＯＵＴへ放電する。このとき、差動増幅器１ａの出力は、スイッチＳＷ４ａ、容量Ｃ１ａ、分圧回路２ａを経て差動増幅器１ａの反転入力に戻り、負帰還回路を構成する。そのため、分圧抵抗２ａに接続された容量Ｃ１ａの高電位側電位Ｖ２ａは一定値を維持する。そして、容量Ｃ１ａからスイッチＳＷ３ａを介して電荷が供給され、出力電圧ＶＯＵＴは一定値を維持する。
【００４３】
ここで、出力端子ＯＵＴに接続された負荷３は、スイッチＳＷ３ａを介して容量Ｃ１ａに充電された電荷を消費する。しかしながら、差動増幅器１ａは帰還動作によって容量Ｃ１ａの低電位側電位Ｖ１ａを上昇させるため、出力電圧ＶＯＵＴは低下しない。
【００４４】
次に、チャージポンプ回路４ａが充電中、チャージポンプ回路４ｂは昇圧する。具体的には、スイッチＳＷ１ｂ及びＳＷ２ｂがオフ、スイッチＳＷ３ｂ及びＳＷ４ｂがオンになると、容量Ｃ１ｂに充電された電荷を出力端子ＯＵＴへ放電する。このとき、差動増幅器１ｂの出力は、スイッチＳＷ４ｂ、容量Ｃ１ｂ、分圧回路２ｂを経て差動増幅器１ｂの反転入力に戻り、負帰還回路を構成する。そのため、分圧抵抗２ｂに接続された容量Ｃ１ｂの高電位側電位Ｖ２ｂは一定値を維持する。そして、容量Ｃ１ｂからスイッチＳＷ３ｂを介して電荷が供給され、出力電圧ＶＯＵＴは一定値を維持する。
【００４５】
ここで、出力端子ＯＵＴに接続された負荷３は、スイッチＳＷ３ｂを介して容量Ｃ１ｂに充電された電荷を消費する。しかしながら、差動増幅器１ｂは帰還動作によって容量Ｃ１ｂの低電位側電位Ｖ１ｂを上昇させるため、出力電圧ＶＯＵＴは低下しない。すなわち、リップルを低減することができる。
【００４６】
以上説明したように、チャージポンプ回路４ａ及びチャージポンプ回路４ｂのいずれかが交互に出力電圧ＶＯＵＴを一定値に維持し、負荷による出力電圧低下を防止することができる。この場合、容量Ｃ２はなくてもよい。さらに、実施の形態２に示した差動増幅器１１を用いることにより、スイッチＳＷ４ａ及びＳＷ４ｂをなくすこともできる。
【符号の説明】
【００４７】
１、１ａ、１ｂ、１１  差動増幅器
２、２ａ、２ｂ  分圧抵抗
３  負荷
４、４ａ、４ｂ、４１  チャージポンプ回路
５、５ａ、５ｂ  昇圧回路
ＳＷ１、ＳＷ１ａ、ＳＷ１ｂ  スイッチ
ＳＷ２、ＳＷ２ａ、ＳＷ２ｂ  スイッチ
ＳＷ３、ＳＷ３ａ、ＳＷ３ｂ  スイッチ
ＳＷ４、ＳＷ４ａ、ＳＷ４ｂ  スイッチ
Ｃ１、Ｃ１ａ、Ｃ１ｂ、Ｃ２、Ｃ２ａ、Ｃ２ｂ  容量
Ｒ１、Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ２、Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ  抵抗
Ｍ１〜Ｍ８  ＭＯＳトランジスタ
Ｉ１、Ｉ２  定電流源
【図１】
2010172050.tif 000003
【図２】
2010172050.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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