(57)【要約】【課題】復調されたベースバンド信号に歪みやノイズ等が混入した場合であっても、二値化波形を正常に、かつ簡素な構成で生成することが可能な復調装置を提供すること。【解決手段】キャリア周波数の２のべき乗分の１のシンボルレートの信号を復調する復調部と、復調部で復調された信号に対してキャリア周波数の１／２ｘ（ｘは０または正の整数）のサンプル周波数でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｍ（ｍは０または正の整数）の周期で通過特性が最小となる第１のフィルタと、Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｎ（ｎは０または正の整数で、ｍ＜ｎ）の周期で通過特性が最小となる第２のフィルタと、第１のフィルタの出力と第２のフィルタの出力とを用いて直流成分を除去する直流成分除去部と、を含む、復調装置が提供される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
キャリア周波数の２のべき乗分の１のシンボルレートの信号を復調する復調部と、
前記復調部で復調された信号に対して前記キャリア周波数の１／２ｘ（ｘは０または正の整数）のサンプル周波数でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、前記サンプル周波数の１／２ｍ（ｍは０または正の整数）の周期で通過特性が最小となる第１のフィルタと、
前記Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、前記サンプル周波数の１／２ｎ（ｎは正の整数で、ｍ＜ｎ）の周期で、かつ前記第１のフィルタにおいて通過特性が最小となる周波数と同一の周波数において通過特性が最小となる第２のフィルタと、
前記Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号を前記第１のフィルタに通した際の出力と、前記Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号を前記第２のフィルタに通した際の出力とを用いて直流成分を除去する直流成分除去部と、
を含む、復調装置。
【請求項２】
前記直流成分除去部は、前記第１のフィルタの出力から前記第２のフィルタの出力を減算する減算部を含む、請求項１に記載の復調装置。
【請求項３】
前記復調部で復調する信号は、復調後にスペクトルが等間隔に現れる符号化方式によって符号化された信号である、請求項１に記載の復調装置。
【請求項４】
前記復調部で復調する信号はマンチェスター符号によって符号化された信号である、請求項３に記載の復調装置。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換部は、
前記復調部で復調された信号を量子化する量子化部と、
前記量子化部で量子化された信号を前記サンプル周波数で離散化する離散化部と、
を含む、請求項１に記載の復調装置。
【請求項６】
キャリア周波数の２のべき乗分の１のシンボルレートの信号を復調する復調ステップと、
前記復調ステップで復調された信号に対して前記キャリア周波数の１／２ｘ（ｘは０または正の整数）のサンプル周波数でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換ステップと、
前記Ａ／Ｄ変換ステップでＡ／Ｄ変換された信号に対して、前記サンプル周波数の１／２ｍ（ｍは０または正の整数）の周期で通過特性が最小となる第１のフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリングステップと、
前記Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、前記サンプル周波数の１／２ｎ（ｎは０または正の整数で、ｍ＜ｎ）の周期で、かつ前記第１のフィルタリングステップにおいて通過特性が最小となる周波数と同一の周波数において通過特性が最小となる第２のフィルタでフィルタリングする第２のフィルタリングステップと、
前記第１のフィルタリングステップの出力と前記第２のフィルタリングステップの出力とを用いて直流成分を除去する直流成分除去ステップと、
を含む、復調方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、復調装置および復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＩＣチップを内蔵したカードや携帯型端末と、ＩＣチップの情報を読み取ったりＩＣチップへ情報を書き込んだりすることができるリーダ／ライタ（Ｒ／Ｗ）との間における近接非接触通信においては、通信相手から受け取ったＲＦ信号を復調、二値化することでデータを通信相手から受け取ることができる。
【０００３】
かかる近接非接触通信を行う通信装置においては、一般的には内部に図１３のような復調装置を設けて、通信相手から受け取ったＲＦ信号を復調、二値化する。図１３に示した復調装置１０は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ；ローパスフィルタ）１１と、復調回路１２と、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ；バンドパスフィルタ）１３と、増幅回路１４と、ＬＰＦ１５と、二値化回路１６と、を含んで構成されている。
【０００４】
図１３に示した復調装置１０の動作を簡単に説明すると以下の通りである。ＬＰＦ１１は、近接非接触通信を行う通信相手から受け取ったＲＦ信号に対して所定の帯域を通過させるようにフィルタリングする。ＬＰＦ１１でフィルタリングされた信号は復調回路１２に送られ、復調回路１２において所定の復調方法で復調される。
【０００５】
復調回路１２において復調された信号はＢＰＦ１３に送られ、ＢＰＦ１３において所定の帯域を通過させるようにフィルタリングされる。ＢＰＦ１３でフィルタリングされた信号は増幅回路１４で増幅される。増幅回路１４で増幅された信号はＬＰＦ１５および二値化回路１６に送られる。そして、二値化回路１６からは二値化されたベースバンド信号が出力される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、一般的な復調装置は、その内部の処理がアナログの処理であるために、以下のような影響により、二値化された後の波形に歪みやノイズを含んでしまう問題があった。
【０００７】
（１）ベースバンド信号の占有帯域に含まれる外来ノイズ
ベースバンド信号の占有帯域に含まれる外来ノイズは、図１３のＬＰＦ１１やＢＰＦ１３で除去することが難しい。必要信号と同じ帯域に含まれるノイズなので、分離が困難だからである。
【０００８】
（２）ベースバンド信号を無歪みで取り出すことの困難性
復調回路１２では、ＬＰＦ１１を通過した信号に対して演算してベースバンド信号を取り出すが、このベースバンド信号を無歪みで取り出すことは非常に困難である。これは、復調回路１２において、非線形素子の通過やアナログ的な演算が行われるためであり、復調には必要不可欠な処理であるので、歪みを看過するしかない。
【０００９】
（３）通信装置間の電磁変換系による影響
カード、アンテナ、Ｒ／Ｗといった通信装置間の電磁変換系による影響により、そもそも復調装置１０に到達するＲＦ信号は歪みを受けている。この歪みは、カードとＲ／Ｗのアンテナの位置関係や、周辺の金属部品により変化するので取り扱いが難しい。ここで発生した歪みは復調後もそのまま出力されるため、二値化困難な波形に歪んでしまった場合は通信が不可能となってしまう。
【００１０】
従来においては、上記（１）〜（３）の影響による妨害に対しては特別な対策をとることが困難であり、特にＩＣチップを内蔵したカードやＲ／Ｗにおいては装置の大型化が困難であり、簡素な構成で上記（１）〜（３）の影響による妨害に対する対策をとることができなかった。
【００１１】
従って、復調された後の信号が有している歪みは二値化した際の二値化波形に大きな影響を与え、データの再生に影響を及ぼしていた。図１４は、復調信号に既にオーバーシュートやアンダーシュートが含まれている場合を概念的に示す説明図である。ある程度のオーバーシュートやアンダーシュートはＢＰＦ１３で除去可能である。しかし、オーバーシュート、アンダーシュートの周波数が比較的低く、スレッショルドを跨いでしまっているような場合には、ベースバンド信号の占有帯域に近くなり、高い減衰率が期待できないこともある。オーバーシュート、アンダーシュートの周波数が低くなると、図１４に示したように、二値化後の波形がノイズを含んでしまったものになってしまう。
【００１２】
復調信号に既にオーバーシュートやアンダーシュートが含まれている場合には、急峻な特性のフィルタを用いるとある程度の除去は可能である。しかし、群遅延時間が一定になりにくく、波形の歪みを生じやすいと言う問題があり、また部品数、部品面積、フィルタの精度の面でも、ＩＣチップを内蔵したカードやＲ／Ｗに搭載するには限界がある。
【００１３】
図１５は、復調信号がアナログ的な時定数の影響を受けて歪んでしまっている場合を概念的に示す説明図である。これは、主に通信装置間の距離が、近接非接触通信が可能な限界点近くの距離である際に見られる現象である。ＲＦ系は時定数を持つので避けられない現象であり、図１５に示したように時定数が大きいと、歪みの影響が複数のビットに渡って影響を持ってしまい、二値化が困難になる。また、シンボルレートが高くなると特に歪みの影響を受けやすく、通信装置間の距離が離れた場合に正常に二値化ができなくなるおそれがある。
【００１４】
図１６Ａ、図１６Ｂは、二値化回路で二値化する際のスレッショルドに微小なずれがあった場合を概念的に示す説明図である。二値化回路に用いる部品のばらつきや、電源電圧の変動等の影響により、スレッショルドレベルの多少のずれは必ず起こりうるものであり、回避が非常に困難である。復調回路に入力されるＲＦ信号の入力レベルが比較的高い場合には、図１６Ａに示したように二値化回路のスレッショルドが少しずれても、二値化波形には殆ど影響が出ない。しかし、復調回路に入力されるＲＦ信号の入力レベルが微弱な場合には、図１６Ｂに示したようにスレッショルドの微小なずれが二値化波形に大きく影響してしまう。
【００１５】
このように、従来の復調装置においては二値化時に問題が生じていた。これら以外にも、部品のばらつきや温度特性による影響も受ける。かかる影響が最も顕著に現れるのは、図１３に示した復調装置においては、ＬＰＦ１１、１５およびＢＰＦ１３といったアナログフィルタである。仮に、これらのフィルタの遮断特性を急峻にすると、減衰域が通過域までずれ込むか、あるいは不必要な帯域まで通過させてしまい、受信性能が大きく変動するおそれがある。よって、遮断特性とばらつき、温度特性のバランスを考慮してフィルタ特性を決定せざるを得ず、スペクトルの特徴を意識した特異な遮断特性などは全く採用できないという問題もあった。
【００１６】
そこで、本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、復調されたベースバンド信号に歪みやノイズ等が混入した場合であっても、二値化波形を正常に、かつ簡素な構成で生成することが可能な、新規かつ改良された復調装置および復調方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するために、本発明のある観点によれば、キャリア周波数の２のべき乗分の１のシンボルレートの信号を復調する復調部と、復調部で復調された信号に対してキャリア周波数の１／２ｘ（ｘは０または正の整数）のサンプル周波数でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｍ（ｍは０または正の整数）の周期で通過特性が最小となる第１のフィルタと、Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｎ（ｎは正の整数で、ｍ＜ｎ）の周期で、かつ第１のフィルタにおいて通過特性が最小となる周波数と同一の周波数において通過特性が最小となる第２のフィルタと、第１のフィルタの出力と第２のフィルタの出力とを用いて直流成分を除去する直流成分除去部と、を含む、復調装置が提供される。
【００１８】
かかる構成によれば、復調部はキャリア周波数の２のべき乗分の１のシンボルレートの信号を復調し、Ａ／Ｄ変換部は復調部で復調された信号に対してキャリア周波数の１／２ｘ（ｘは０または正の整数）のサンプル周波数でＡ／Ｄ変換する。また、第１のフィルタはＡ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｍ（ｍは０または正の整数）の周期で通過特性が最小となる特性を有し、第２のフィルタはＡ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｎ（ｎは正の整数で、ｍ＜ｎ）の周期で、かつ第１のフィルタにおいて通過特性が最小となる周波数と同一の周波数において通過特性が最小となる。そして、直流成分除去部は第１のフィルタの出力と第２のフィルタの出力とを用いて直流成分を除去する。その結果、２つのフィルタの出力結果を用いて低周波成分や直流成分を除去することで、復調されたベースバンド信号に歪みやノイズ等が混入した場合であっても、二値化波形を正常に、かつ簡素な構成で生成することができる。
【００１９】
直流成分除去部は、第１のフィルタの出力から第２のフィルタの出力を減算する減算部を含んでいてもよい。
【００２０】
復調部で復調する信号は、復調後にスペクトルが等間隔に現れる符号化方式によって符号化された信号であってもよい。
【００２１】
復調部で復調する信号はマンチェスター符号によって符号化された信号であってもよい。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換部は、復調部で復調された信号を量子化する量子化部と、量子化部で量子化された信号をサンプル周波数で離散化する離散化部と、を含んでいてもよい。
【００２３】
また、上記課題を解決するために、本発明の別の観点によれば、キャリア周波数の１／２ｘ（ｘは０または正の整数）のシンボルレートの信号を復調する復調ステップと、復調ステップで復調された信号に対してキャリア周波数の２のべき乗分の１のサンプル周波数でＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換ステップと、Ａ／Ｄ変換ステップでＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｍ（ｍは０または正の整数）の周期で通過特性が最小となる第１のフィルタでフィルタリングする第１のフィルタリングステップと、Ａ／Ｄ変換部でＡ／Ｄ変換された信号に対して、サンプル周波数の１／２ｎ（ｎは正の整数で、ｍ＜ｎ）の周期で、かつ第１のフィルタにおいて通過特性が最小となる周波数と同一の周波数において通過特性が最小となる第２のフィルタでフィルタリングする第２のフィルタリングステップと、第１のフィルタリングステップの出力と第２のフィルタリングステップの出力とを用いて直流成分を除去する直流成分除去ステップと、を含む、復調方法が提供される。
【発明の効果】
【００２４】
以上説明したように本発明によれば、２つのフィルタの出力結果を用いて低周波成分や直流成分を除去することで、復調されたベースバンド信号に歪みやノイズ等が混入した場合であっても、二値化波形を正常に、かつ簡素な構成で生成することが可能な、新規かつ改良された復調装置および復調方法を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２５】
以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２６】
また、以下の順序に従って本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。
〔１〕本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システムの構成
〔２〕本発明の一実施形態にかかる復調装置の構成
〔３〕本発明の一実施形態にかかる復調装置の動作
〔４〕本発明の一実施形態にかかる復調装置の変形例
【００２７】
〔１〕本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システムの構成
まず、本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システムについて説明する。図１は、本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システム１について説明する説明図である。以下、図１を用いて本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システム１について説明する。
【００２８】
図１に示したように、本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システム１は、情報処理端末１００と、ＩＣリーダライタ１１０と、を含んで構成される。
【００２９】
情報処理端末１００は、図１には図示していないが、所定の周波数の電波によって無線でのデータの送受信が可能なＩＣチップを内蔵している。そして、ＩＣリーダライタ１１０と情報処理端末１００に内蔵のＩＣチップとの間で、所定の周波数の電波による無線でのデータの送受信を行うことができる。情報処理端末１００に内蔵されたＩＣチップは、内部に情報を格納するための複数のデータ領域が存在しており、データ領域に格納されている情報を適宜参照することで、無線よるデータの送受信を行う。
【００３０】
情報処理端末１００は、例えば携帯電話やＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｓｓｉｓｔａｎｔ）のような小型の通信装置である。このような小型の通信装置に、非接触による無線通信が可能で、複数のデータ領域を有するＩＣチップを内蔵することで、小型の通信装置が元々有する機能とＩＣチップが有する機能とを連携させることが可能となる。
【００３１】
ＩＣリーダライタ１１０と情報処理端末１００との間で無線によるデータの送受信を行う際には、次のような流れでデータのやり取りが行われる。
【００３２】
ＩＣリーダライタ１１０からは所定の周波数による電波が発信されている。ＩＣリーダライタ１１０の近傍に情報処理端末１００が接近すると、情報処理端末１００に内蔵されたＩＣチップが電波を受信する。情報処理端末１００に内蔵のＩＣチップにはアンテナコイルが内蔵されており、アンテナコイルの内側を所定の周波数の電波が通り抜けることによって電磁誘導が発生し、ＩＣチップの動作が開始される。
【００３３】
そして、情報処理端末１００に内蔵されたＩＣチップではＩＣリーダライタ１１０から発信された電波に乗せて送られてくる命令に対する応答をＩＣリーダライタ１１０に対して行う。情報処理端末１００に内蔵のＩＣチップからの応答を受信したＩＣリーダライタ１１０は、ＩＣチップの通信を継続する必要があれば再度所定の周波数による電波を発信し、その電波をＩＣチップで受信する。
【００３４】
このように、一連の情報の送受信が完了するまで、ＩＣリーダライタ１１０と情報処理端末１００に内蔵のＩＣチップとの間で無線によるデータの送受信を行うことによって、ＩＣリーダライタ１１０と情報処理端末１００との間で非接触によって無線でのデータのやり取りを行うことができる。
【００３５】
以上、図１を用いて本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システム１について説明した。次に、情報処理端末１００およびＩＣリーダライタ１１０に内蔵される復調装置の構成について説明する。
【００３６】
〔２〕本発明の一実施形態にかかる復調装置の構成
図２は、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０の構成について説明する説明図である。以下、図２を用いて本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０の構成について説明する。
【００３７】
図２に示した復調装置１２０は、情報処理端末１００およびＩＣリーダライタ１１０に内蔵されるものであり、情報処理端末１００またはＩＣリーダライタ１１０が受信したアナログのＲＦ信号を復調して二値化済みのベースバンド信号として出力するものである。図２に示したように、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０は、ＬＰＦ１２１と、復調回路１２２と、ＢＰＦ１２３と、増幅回路１２４と、アンチエイリアスフィルタ１２５と、Ａ／Ｄ変換器１２６と、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂと、加算器１２８と、二値化部１２９と、を含んで構成される。
【００３８】
ＬＰＦ１２１は、復調装置１２０に入力されたＲＦ信号に対して、所定の周波数以下の成分を通過させて出力するアナログフィルタである。ＬＰＦ１２１でフィルタリングされた、所定の周波数以下のＲＦ信号は復調回路１２２に送られる。ＬＰＦ１２１でフィルタリングする帯域は近接非接触通信システム１の規格に依存するので、ある帯域に限定されるものではない。
【００３９】
復調回路１２２は、ＬＰＦ１２１でフィルタリングされたＲＦ信号に対して、所定の復調処理を施すものである。例えば、本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システム１においては、送信側でＡＳＫ変調（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ；振幅偏移変調）された信号を受信側で復調することで、情報の送受信を行う。復調回路１２２は、所定のシンボルレートＳｒの信号に対して復調処理を施す。復調回路１２２における復調処理は周知のものを用いることができるので、詳細な説明は省略する。復調回路１２２で復調された信号はＢＰＦ１２３に送られる。
【００４０】
ＢＰＦ１２３は、復調回路１２２で復調された信号に対して所定の周波数帯域の成分を通過させるアナログフィルタである。ＢＰＦ１２３でフィルタリングされた信号は増幅回路１２４に送られる。増幅回路１２４は、ＢＰＦ１２３でフィルタリングされた信号を所定量増幅させて出力するものである。増幅回路１２４で増幅された信号はアンチエイリアスフィルタ１２５に送られる。
【００４１】
アンチエイリアスフィルタ１２５は、増幅回路１２４で増幅された信号に対してフィルタリング（アンチエイリアス処理）を行うフィルタである。アンチエイリアスフィルタ１２５では、後述するＡ／Ｄ変換器１２６における所定のサンプル周波数ｆｓの１／２の周波数を越える周波数成分を除去させるフィルタである。アンチエイリアスフィルタ１２５でフィルタリングされた信号はＡ／Ｄ変換器１２６に送られる。
【００４２】
Ａ／Ｄ変換器１２６は、アンチエイリアスフィルタ１２５でフィルタリングされた信号を、所定のサンプル周波数ｆｓでデジタル信号に変換するものである。なお、Ａ／Ｄ変換器１２６は、後述するキャリア周波数ｆｃの１／２ｘ（ｘは０または正の整数）のサンプル周波数ｆｓでアナログ信号からデジタル信号に変換してもよい。Ａ／Ｄ変換器１２６で変換されたデジタル信号は、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂに送られる。
【００４３】
デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂは、Ａ／Ｄ変換器１２６で変換されたデジタル信号に対してフィルタリング処理を行うものである。ここで、本実施形態にかかるデジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂは、遅延素子と加算器とで構成される移動平均フィルタであってもよい。
【００４４】
ここで、デジタルフィルタ１２７ａのタップ数をｘ、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数をｙとすると、ｘ＜ｙとなるようにタップ数を設定する。また、後述の理由から、ｘおよびｙは２のべき乗となるように設定することが望ましい。例えば、デジタルフィルタ１２７ａのタップ数ｘを３２、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数ｙを２５６としてもよい。デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂでフィルタリングされたデジタル信号は加算器１２８に送られる。
【００４５】
加算器１２８は、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂの出力を入力し、デジタルフィルタ１２７ａの出力からデジタルフィルタ１２７ｂの出力を減算する演算を行うものである。加算器１２８の演算結果は二値化部１２９に送られる。二値化部１２９は、加算器１２８の演算結果を入力し、二値化して出力するものである。二値化部１２９の出力が、二値化済みのベースバンド信号となる。
【００４６】
このように復調装置１２０を構成することで、ＲＦ信号から二値化済みのベースバンド信号に復調することが出来る。そして、後述するように、図２に示したように復調装置１２０を構成することで、低周波成分や直流成分を除去することで、復調されたベースバンド信号に歪みやノイズ等が混入した場合であっても、二値化波形を正常に生成することが可能となる。
【００４７】
以上、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０の構成について説明した。次に、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０の動作について説明する。
【００４８】
〔３〕本発明の一実施形態にかかる復調装置の動作
まず、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０の動作の前提条件について説明する。本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０は、以下の数式１を満たす条件に基づいて動作する。
【００４９】
【数１】
2010109839.tif 000003
・・・（数式１）
【００５０】
ここで、ｆｃはキャリア周波数であり、Ｓｒはシンボルレートであり、ｆｓはサンプリング周波数を示している。また、ｍは正の整数であり、ｎは０または正の整数である。この数式１を満たすようにキャリア周波数、シンボルレート、サンプリング周波数を定めておくことで、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０は、従来と比較して優れた効果を得ることができる。
【００５１】
まず、復調装置１２０に入力されたＲＦ信号をＬＰＦ１２１に入力し、ＬＰＦ１２１において復調に用いる所定の周波数以下の成分を通過させる。ＬＰＦ１２１で通過させたＲＦ信号は復調回路１２２に送られて、復調回路１２２において、送信側でＡＳＫ変調された信号に対する所定の復調処理が施される。復調回路１２２において復調された信号はＢＰＦ１２３で所定の周波数帯域以外の成分がカットされ、増幅回路１２４で増幅される。
【００５２】
増幅回路１２４を通過した信号は、アンチエイリアスフィルタ１２５においてｆｓ／２を越える周波数の成分を充分減衰させる。アンチエイリアスフィルタ１２５を通過した信号はＡ／Ｄ変換器１２６でデジタル信号に変換され、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂに送られる。
【００５３】
Ａ／Ｄ変換器１２６でデジタル信号に変換された後の信号は、上記数式１で示したシンボルレートを満たす信号である。従って、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂに送られる信号の構成スペクトルはキャリア周波数ｆｃを２のべき乗で割った周波数を基本波とし、加えて奇数次高調波を持つ。さらに、各シンボルは一定の規則で符号化されることが一般的であり、本実施形態にかかる近接非接触通信システム１では、キャリア周波数ｆｃを２のべき乗で割った周波数の位置にスペクトルを持つような符号を用いている。従って、この符号化された信号の構成スペクトルも、キャリア周波数ｆｃを２のべき乗で割った周波数を基本波とし、加えて奇数次高調波を持つ。
【００５４】
このような符号化方式を用いるように、本実施形態にかかる近接非接触通信システム１は設計されている。しかし、実際にＲＦ系を通った信号は、様々な歪みを受け、ノイズが乗り、理想的なスペクトル構成で受信できることは少ない。そこで本実施形態では、変化したスペクトルから不要な成分を除去し、理想的なスペクトルに近づけることで本来のベースバンド信号の姿を取り戻しやすくすることを特徴としている。
【００５５】
図３は、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０における、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂの内部構成例を示している。図３に示したように、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂは、１サンプル遅延素子と加算器を用いて実現可能な移動平均フィルタである。
【００５６】
図４は、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０における、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂの構成例について示す説明図である。図４では、デジタルフィルタ１２７ａのタップ数（１サンプル遅延素子の数）を３２、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数を１２８とした場合について示したものである。
【００５７】
ここで、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂの特性を図５に示す。図５は、タップ数が２、４、８、１６の場合におけるフィルタの特性を示したものである。図５に示したように、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂは、加算平均のポイント数（＝タップ数）で、通過特性が最小となるポイント（ヌル点）の周期を自由に変更できる特徴をもつことが分かる。
【００５８】
ここで、デジタルフィルタ１２７ａのタップ数ｘをｘ＝３２とした場合のフィルタ特性を図６に示す。図６に示したグラフは、横軸が周波数、縦軸が正規化した値を示している。このようなフィルタ特性を有するデジタルフィルタ１２７ａに、Ａ／Ｄ変換器１２６からの信号を通すと、この特性どおりに減衰し、ヌル点の出力レベルは０になる。歪みを受けたベースバンド信号の不要スペクトルがこのヌル点と一致するようにタップ数ｘを設定すると、不要スペクトルを完全に除去することができる。
【００５９】
しかし、デジタルフィルタ１２７ａだけでは、二値化部１２９における二値化の際には充分ではない。図６に示したデジタルフィルタ１２７ａのフィルタ特性から分かるように、デジタルフィルタ１２７ａは、直流成分は完全に通過させてしまう。直流成分が通過してしまうと、低域のノイズ成分は残ったままとなり、二値化部１２９における二値化に影響を及ぼしてしまう。
【００６０】
そこで、本実施形態では、デジタルフィルタ１２７ａの他にデジタルフィルタ１２７ｂを設けている。デジタルフィルタ１２７ｂは、デジタルフィルタ１２７ａのヌル点の周期よりも短い周期でヌル点が存在するように、デジタルフィルタ１２７ａのヌル点と同じ位置にヌル点が存在するように、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数ｙを設定する。
【００６１】
図７は、タップ数が３２、６４、１２８、２５６の場合におけるデジタルフィルタ１２７ａの特性を示したものである。図７に示したグラフは、横軸が周波数、縦軸が正規化した値を示している。たとえばデジタルフィルタ１２７ａのタップ数ｘがｘ＝３２であれば、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数ｙをｙ＝６４、１２８、２５６とすると、ヌル点がベースバンド信号の基本波及び高調波の周波数に合致するフィルタとなりながらも、直流はデジタルフィルタ１２７ａ同様に、完全に透過するフィルタになる。
【００６２】
なお、本実施形態においては、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数ｙをｙ＝２５６としている。もちろん、本発明においては、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂのタップ数は、ｘ＜ｙであり、ｘおよびｙがベースバンド信号の不要スペクトルがデジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂのヌル点と一致するような値であれば、かかる例に限定されないことはいうまでもない。
【００６３】
デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂを通過したデジタル信号は、加算器１２８にそれぞれ入力される。そして、加算器１２８ではデジタルフィルタ１２７ａの出力からデジタルフィルタ１２７ｂの出力が減算される。加算器１２８でデジタルフィルタ１２７ａの出力からデジタルフィルタ１２７ｂの出力を減算することで、後段の二値化部１２９で二値化する際に必要となる成分を一切減衰させることなく、直流成分を全て取り除いた出力を得ることができる。
【００６４】
図８は、デジタルフィルタ１２７ａのタップ数ｘをｘ＝３２、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数ｙをｙ＝２５６とした際の周波数特性を示したものである。図８に示したグラフは、横軸が周波数、縦軸が正規化した値を示している。図８において、符号１３２に示した波形がデジタルフィルタ１２７ａの周波数特性であり、符号１３４に示した波形がデジタルフィルタ１２７ｂのフィルタの周波数特性である。そして、符号１３６に示した波形が、デジタルフィルタ１２７ａの特性からデジタルフィルタ１２７ｂの特性を減算したもの、すなわち、加算器１２８における周波数特性である。
【００６５】
この設定の場合、ｆｓ／６４［ｋｂｐｓ］のシンボルレートを持つマンチェスター符号で効果が確認できる。ｆｓ／６４［ｋｂｐｓ］のマンチェスター符号では、基本波がｆｓ／１２８［Ｈｚ］及びｆｓ／６４［Ｈｚ］に存在する。
【００６６】
この場合、ｆｓ／１２８［Ｈｚ］及びｆｓ／６４［Ｈｚ］の基本波の共通の偶数次高調波は、ｆｓ／３２［Ｈｚ］、ｆｓ／１６［Ｈｚ］、ｆｓ／８［Ｈｚ］、ｆｓ／４［Ｈｚ］、ｆｓ／２［Ｈｚ］である。図８に示したフィルタの特性を示すグラフでは、ｆｓ／３２［Ｈｚ］、ｆｓ／１６［Ｈｚ］、ｆｓ／８［Ｈｚ］、ｆｓ／４［Ｈｚ］、ｆｓ／２［Ｈｚ］にそれぞれヌル点が存在している。
【００６７】
従って、加算器１２８による演算の結果、これらの偶数次高調波を完全に除去することができる。なお、ｆｓ／１２８［Ｈｚ］の２次高調波はｆｓ／６４［Ｈｚ］であるが、これはもう一つの基本波としても存在するため、このｆｓ／６４［Ｈｚ］の周波数成分については減衰させてはならない。従って、基本波がｆｓ／１２８［Ｈｚ］の成分に関しては、偶数次高調波の影響が一部残るが、ｆｓ／３２［Ｈｚ］、ｆｓ／１６［Ｈｚ］、・・・といった偶数次高調波の減少分の効果が期待できる。
【００６８】
また、加算器１２８による演算の結果、直流成分も完全に除去することができる。従って、直流成分以上、ベースバンド信号の基本波以下の低周波成分についても大きく減衰させることが可能であり、低周波ノイズにも対しても減衰効果が現れる。
【００６９】
さらに、図８に示したフィルタ特性から、ｆｓ／３２［Ｈｚ］のヌル点以降が大きく減衰していることが分かる。これは、基本波以上の周波数のノイズ成分を減衰させることを示している。一方で、基本波の奇数次高調波も減衰させることになるが、二値化部１２９は基本波のゼロクロス点の場所が分かれば二値化が可能であるので、奇数次高調波の減衰は二値化部１２９の動作に影響を及ぼすことはない。
【００７０】
図９は、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０によって、デューティ比が変化したマンチェスター符号波形をデューティ比が１：１の波形に戻す様子を示す説明図である。図９に示したグラフは、横軸がサンプル点、縦軸が信号レベルを示している。図９では、ｆｓ／６４［ｋｂｐｓ］のシンボルレートを持つマンチェスター符号において、デューティ比が１：６３にまで変化したマンチェスター符号の波形を、デューティ比が１：１の波形に戻す様子を示している。
【００７１】
図９においては、符号１４２で示した波形は、アンチエイリアスフィルタ１２５に入力される、デューティ比が１：６３のマンチェスター符号の波形であり、符号１４４で示した波形は、加算器１２８の出力を示している。符号１４４で示した波形はデューティ比が１：１に補正されている。符号１４６で示した波形は、二値化部１２９の出力を示しており、デューティ比が１：１の矩形波となっている。また、符号１４８で示した波形は、デジタルフィルタ１２７ｂで得られる、直流成分およびベースバンド信号の帯域以下の低周波成分を示している。
【００７２】
このように、デューティ比が１：６３のマンチェスター符号の波形を本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０に入力して、偶数次高調波を除去し、基本波を超える周波数の高域ノイズ成分を減衰させ、直流成分を除去し、直流成分以上、ベースバンド信号の基本波以下の低周波成分を減衰させることにより、デューティ比が１：１の矩形波を生成して出力することができる。
【００７３】
ここで、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数を変化させた場合についても、デューティ比が１：１の波形に戻せることを示す。図１０は、図９と同様に、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０によって、デューティ比が変化したマンチェスター符号波形をデューティ比が１：１の波形に戻す様子を示す説明図である。図１０では、デジタルフィルタ１２７ａのタップ数を３２、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数を６４とした場合において、デューティ比が１：６３にまで変化したマンチェスター符号の波形を、デューティ比が１：１の波形に戻す様子を示している。図１０に示したグラフは、横軸がサンプル点、縦軸が信号レベルを示している。
【００７４】
図１０においては、符号１４２’で示した波形は、アンチエイリアスフィルタ１２５に入力される、デューティ比が１：６３のマンチェスター符号の波形であり、符号１４４’で示した波形は、加算器１２８の出力を示している。符号１４４’で示した波形はデューティ比が１：１に補正されている。符号１４６’で示した波形は、二値化部１２９の出力を示しており、デューティ比が１：１の矩形波となっている。また、符号１４８’で示した波形は、デジタルフィルタ１２７ｂで得られる、直流成分およびベースバンド信号の帯域以下の低周波成分を示している。
【００７５】
図１１は、図９、図１０と同様に、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０によって、デューティ比が変化したマンチェスター符号波形をデューティ比が１：１の波形に戻す様子を示す説明図である。図１１に示したグラフは、横軸がサンプル点、縦軸が信号レベルを示している。図１１では、デジタルフィルタ１２７ａのタップ数を３２、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数を１２８とした場合において、デューティ比が１：６３にまで変化したマンチェスター符号の波形を、デューティ比が１：１の波形に戻す様子を示している。
【００７６】
図１１においては、符号１４２’’で示した波形は、アンチエイリアスフィルタ１２５に入力される、デューティ比が１：６３のマンチェスター符号の波形であり、符号１４４’’で示した波形は、加算器１２８の出力を示している。符号１４４’’で示した波形はデューティ比が１：１に補正されている。符号１４６’’で示した波形は、二値化部１２９の出力を示しており、デューティ比が１：１の矩形波となっている。また、符号１４８’’で示した波形は、デジタルフィルタ１２７ｂで得られる、直流成分およびベースバンド信号の帯域以下の低周波成分を示している。
【００７７】
このように、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数を変化させた場合であっても、デューティ比が１：６３のマンチェスター符号の波形を本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０に入力して、偶数次高調波を除去し、基本波を超える周波数の高域ノイズ成分を減衰させ、直流成分を除去し、直流成分以上、ベースバンド信号の基本波以下の低周波成分を減衰させることにより、デューティ比が１：１の矩形波を生成して出力することができる。
【００７８】
以上、本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０の動作について説明した。
【００７９】
以上説明したように、本発明の一実施形態によれば、復調後のベースバンド信号を二値化した後の波形のデューティ比が均等な値に近くなるように補正でき、時定数の影響を受け、符号間干渉を起こしているベースバンド信号であっても、二値化可能な波形に復元することができる。また、復調後に残るキャリア成分を、エイリアスとして直流に変換して、元々ある直流成分と併せて、後段のデジタルフィルタにより除去することができる。
【００８０】
さらに、本発明の一実施形態によれば、直流成分からベースバンド信号の基本波までの低域ノイズ成分を減衰可能であり、基本波を超える高調波以上の高域ノイズ成分を減衰することができる。本発明の一実施形態にかかる復調装置は、デジタルフィルタでのみ実現可能なフィルタ特性であり、アナログフィルタだけでは実現できないシステム性能を得ると共に、アナログフィルタを用いた際に生じる部品のばらつき温度特性から解放される。
【００８１】
また、ベースバンドのシンボルレートを切り替える際、デジタルフィルタを構成する遅延素子のタップ数の切り替えだけで対応することができる。アナログフィルタでこのような切り替えを行うと、特性が劣化することが避けられない。さらに、二値化回路を固定スレッショルドとすることが出来る（従って、事実上、ダイナミックレンジの中央をスレッショルドとして二値化することが可能である）。
【００８２】
なお、上述の例ではマンチェスター符号によって符号化された信号を復調する場合を示したが、本発明はかかる例に限定されるものではない。復調後にスペクトルが等間隔に現れるような符号化方式であれば、上述の数式１を満たすようにキャリア周波数、シンボルレート、サンプル周波数を定めることで、本発明を適用することが可能である。
【００８３】
〔４〕本発明の一実施形態にかかる復調装置の変形例
図２に示した本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０は、Ａ／Ｄ変換器１２６を含んで構成されている。しかし、薄型のカードにＩＣチップを内蔵し、Ｒ／Ｗとの間で近接非接触通信を行う場合において、かかるカードに内蔵されるＩＣチップにＡ／Ｄ変換器を含めるのはコスト上の問題が生じる。図１２は、本発明の一実施形態の変形例にかかる復調装置１２０’の構成について示す説明図であり、Ａ／Ｄ変換器を含めない構成を採っている。
【００８４】
図１２に示したように、本発明の一実施形態の変形例にかかる復調装置１２０’は、ＬＰＦ１２１と、復調回路１２２と、ＢＰＦ１２３と、増幅回路１２４と、二値化部１５２と、離散化部１５４と、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂと、加算器１２８と、二値化部１２９と、を含んで構成される。図１２に示した本発明の一実施形態の変形例にかかる復調装置１２０’は、Ａ／Ｄ変換器の代わりに二値化部１５２及び離散化部１５４を設けている。二値化部１５２及び離散化部１５４によってアナログの信号をサンプリングし、デジタルの信号を生成している。
【００８５】
図１２に示した復調装置１２０’では、増幅回路１２４によって増幅されたアナログのベースバンド信号を、二値化部１５２によって二値化し、離散化部１５４によって離散化する。デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂを通す前に、二値化部１５２、離散化部１５４によって二値化しておくことで、図３に示した本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０と同様の効果を得ることができる。さらに、図１０に示した本発明の一実施形態の変形例にかかる復調装置１２０’は、Ａ／Ｄ変換器を用いていないので、ゲート数に制約が多いカードの受信回路にも用いることができる。
【００８６】
以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【産業上の利用可能性】
【００８７】
本発明は、復調装置および復調方法に適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００８８】
【図１】本発明の一実施形態にかかる近接非接触通信システム１について説明する説明図である。
【図２】本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０の構成について説明する説明図である。
【図３】本発明の一実施形態にかかる復調装置１２０における、デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂの内部構成例を示している。
【図４】デジタルフィルタ１２７ａ、１２７ｂの構成例について示す説明図である。
【図５】タップ数が２、４、８、１６の場合におけるフィルタの特性を示す説明図である。
【図６】デジタルフィルタ１２７ａのタップ数が３２の場合の特性を示す説明図である。
【図７】タップ数が３２、６４、１２８、２５６の場合におけるデジタルフィルタ１２７ａの特性を示したものである。
【図８】デジタルフィルタ１２７ａのタップ数ｘをｘ＝３２、デジタルフィルタ１２７ｂのタップ数ｙをｙ＝２５６とした際の周波数特性を示したものである。
【図９】デューティ比が変化したマンチェスター符号波形をデューティ比が１：１の波形に戻す様子を示す説明図である。
【図１０】デューティ比が変化したマンチェスター符号波形をデューティ比が１：１の波形に戻す様子を示す説明図である。
【図１１】デューティ比が変化したマンチェスター符号波形をデューティ比が１：１の波形に戻す様子を示す説明図である。
【図１２】本発明の一実施形態の変形例にかかる復調装置１２０’の構成について示す説明図である。
【図１３】従来の復調装置の構成について示す説明図である。
【図１４】復調信号に既にオーバーシュートやアンダーシュートが含まれている場合を概念的に示す説明図である。
【図１５】復調信号がアナログ的な時定数の影響を受けて歪んでしまっている場合を概念的に示す説明図である。
【図１６Ａ】二値化回路で二値化する際のスレッショルドに微小なずれがあった場合を概念的に示す説明図である。
【図１６Ｂ】二値化回路で二値化する際のスレッショルドに微小なずれがあった場合を概念的に示す説明図である。
【符号の説明】
【００８９】
１    近接非接触通信システム
１００    情報処理端末
１１０    ＩＣリーダライタ
１２０    復調装置
１２１    ＬＰＦ
１２２    復調回路
１２３    ＢＰＦ
１２４    増幅回路
１２５    アンチエイリアスフィルタ
１２６    Ａ／Ｄ変換器
１２７ａ、１２７ｂ    デジタルフィルタ
１２８    加算器
１２９    二値化部
１５２    二値化部
１５４    離散化部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2010109839.tif 000016
【図１４】
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【図１５】
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【図１６Ａ】
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【図１６Ｂ】
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