(57)【要約】【課題】使用されるオペアンプの基本的な構造を変更することなく、利得誤差の発生を抑えることが可能な反転増幅器を提供する。【解決手段】オペアンプ１０１、オペアンプ１０１の入力ノード１０６に直列に接続される抵抗素子１０３、入力ノード１０６及びオペアンプ１０１の出力ノード１０７に、オペアンプ１０１と並列に接続される抵抗素子１０３を含む反転増幅器本体と、入力ノード１０６の、抵抗素子１０２とオペアンプ１０１との間に位置するノードＮ１と接続され、ノードＮ１から電流を流出させる抵抗とみなせる負性インピーダンス変換器１０４と、を備え、負性インピーダンス変換器１０４が、ノードＮ１に流入される電流と、ノードＮ１へ流出される電流との差分電流を打ち消す電流をノードＮ１に流す。【選択図】  図２
2010199719.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１オペアンプと、当該第１オペアンプの入力ノードに直列に接続される第１抵抗素子と、前記入力ノード及び前記第１オペアンプの出力ノード間に、前記第１オペアンプと並列に接続される第２抵抗素子と、を含む反転増幅器本体と、
前記入力ノードと接続された抵抗とみなせる抵抗回路と、を備え、
前記抵抗回路は、
前記第１抵抗素子を介して前記入力ノードに流入又は当該入力ノードから流出する電流と、前記第２抵抗素子を介して前記入力ノードに流入する又は当該入力ノードから流出する電流との差分電流を前記入力ノードにおいて打ち消す電流を流すことを特徴とする反転増幅器。
【請求項２】
前記抵抗回路の抵抗は、抵抗値が前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対であることを特徴とする請求項１に記載の反転増幅器。
【請求項３】
前記抵抗回路は、
第１入力ノードと、当該第１入力ノードと異なる第２入力ノードと、出力ノードを有する第２オペアンプと、
前記第１入力ノードと前記第２オペアンプの出力ノードとの間に、前記第２オペアンプと並列に接続される第３抵抗素子と、
前記第２入力ノードと前記第２オペアンプの出力ノードとの間に、前記第２オペアンプと並列に接続される第４抵抗素子と、
前記第２入力ノードに接続される第５抵抗素子と、を含み、
前記第３抵抗素子の抵抗は、抵抗値が前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、かつ、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対であり、前記第４抵抗素子と前記第５抵抗素子との抵抗値が等しいことを特徴とする請求項１または２に記載の反転増幅器。
【請求項４】
前記抵抗回路は、
前記入力ノードに接続されて、一定の電流を流す第１電流源と、当該第１電流源によって流される電流をミラーして第２電流源に流すカレントミラー回路と、
前記第２電流源に並列に接続され、前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、かつ、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対の極性を有する第６抵抗素子と、
を含むことを特徴とする請求項１または２項に記載の反転増幅器。
【請求項５】
前記反転増幅器本体が、第１オペアンプと、当該第１オペアンプの２つの入力ノードのそれぞれに直列に接続される２つの第１抵抗素子と、前記２つの入力ノード及び前記第１オペアンプの２つの出力ノードのそれぞれの間に、前記第１オペアンプと並列に接続される２つの第２抵抗素子と、を含む差動型増幅器であって、
前記抵抗回路の前記カレントミラー回路は、
２つの前記入力ノードのそれぞれに接続され、前記第１電流源によって流される電流をミラーして前記第２電流源に流すと共に、前記第２電流源によって流される電流をミラーして前記第１電流源に流し、
さらに、前記第２電流源に並列に接続され、前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、かつ、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対の極性を有する第７抵抗素子と、を含むことを特徴とする請求項４に記載の反転増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、反転増幅器にかかり、特に利得誤差を低減できる反転増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
オペアンプは、あらゆる回路に広く応用されている高性能な増幅器である。図５は、オペアンプを使用した一般的な増幅器を説明するための図である。図示した増幅器は、出力ノード電位Ｖoutが入力ノード電位Ｖinに対して信号位相が反転するため、反転増幅器と呼ばれている。
図示した反転増幅器は、抵抗１１、抵抗１２とオペアンプ１３とによって構成されている。図示した例では、抵抗１１の抵抗値をＲ１、抵抗１２の抵抗値をＲ２とする。
【０００３】
オペアンプ１３は、入力ピン１３ａ、１３ｂを備え、入力ノード１３ａには抵抗１１を介して入力ノード電位Ｖinが印加される。入力ピン１３ｂはアースに接続されるＶss端子に接続されている。オペアンプ１３の出力電圧と入力電圧の比（オープンループ利得（open loop gain：Ａ１））が充分大きい場合、入力ノード電位Ｖinが上昇すると、出力ノード電位ＶoutはＶinのＲ２／Ｒ１倍上昇する。
【０００４】
したがって、Ｒ２がＲ１の２倍の値を有する場合、出力ノード電位Ｖoutは、入力ノード電位Ｖinの２倍上昇することになる。
以上の入力ノード電位Ｖinと出力ノード電位Ｖoutとの関係を、式を使って説明する。すなわち、キルヒホッフの電流則により、図中に示したノードＮ１に流れ込む電流とノードＮ１から流れ出す電流の総和は０になる。したがって、以下の式（１）が成立する。
【０００５】
【数１】
2010199719.tif 000003
【０００６】
また、出力ノード電位Ｖoutは、ノードＮの電位ＶN1のＡ１倍まで上昇するから、以下のように表される。
【０００７】
【数２】
2010199719.tif 000004
【０００８】
式（２）を式（１）に代入して電位ＶN1を整理することにより、式（３）が得られる。
【０００９】
【数３】
2010199719.tif 000005
このとき、オープンループ利得Ａ１が充分に大きければ、（１／Ａ１）・（１＋Ｒ２／Ｒ１）の項が略０になり、出力ノード電位Ｖoutは入力ノード電位ＶinのＲ２／Ｒ１倍の値に上昇する。ただし、オープンループ利得Ａ１が小さい、あるいは抵抗比Ｒ２／Ｒ１が大きい場合、出力ノード電位Ｖoutは入力ノード電位ＶinのＲ２／Ｒ１倍よりも小さくなってしまう。つまり、式（３）中の１／（１＋（１／Ａ１）・（１＋（Ｒ１／Ｒ２）））の項は、本来得られるべき利得Ｖin・Ｒ２／Ｒ１を変化させる誤差を表すものとなる。入力ノード電位ＶinのＲ２／Ｒ１倍の値と、実際に得られた出力ノード電位Ｖoutの相違を、利得誤差と記す。
また、オープンループ利得は、高周波帯域の減衰が大きくなる周波数特性を持っているから、抵抗比Ｒ２／Ｒ１が大きいほど、高周波領域における利得誤差が顕著になる傾向がある。このような反転増幅器の欠点を解決するための従来技術としては、例えば、特許文献１、特許文献２が挙げられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００７−１９８０３号公報
【特許文献２】特開２００５−２１０６３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら、特許文献１、特許文献２は、いずれもオペアンプの増幅率（利得）や周波数特性が高められるように、オペアンプ自体の構成を改良するものである。オペアンプ自体の構造を改良することは、オペアンプを大型化し、制御を複雑化するという欠点がある。さらに、抵抗比Ｒ２／Ｒ１が大きいほど高周波領域における利得誤差が大きくなるため、オペアンプの帯域を高くする必要がある。よって、オペアンプの消費電力が増大するという欠点があった。
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、使用されるオペアンプの基本的な構造を変更することなく、利得誤差の発生を抑えることが可能な反転増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
以上の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の反転増幅器は、第１オペアンプ（例えば図１（ａ）に示したオペアンプ１０１）と、当該第１オペアンプの入力ノード（例えば図１（ａ）に示した入力ノード１０６）に直列に接続される第１抵抗素子（例えば図１（ａ）に示した抵抗素子１０２）と、前記入力ノード及び前記第１オペアンプの出力ノード（例えば図１（ａ）に示した出力ノード１０７）間に、前記第１オペアンプと並列に接続される第２抵抗素子（例えば図１（ａ）に示した抵抗素子１０３）と、を含む反転増幅器本体と、前記入力ノード（例えば図１（ａ）に示したノードＮ１）と接続され、前記入力ノードと接続された抵抗とみなせる抵抗回路（例えば図１（ａ）に示した負性インピーダンス変換器１０４）と、を備え、前記抵抗回路は、前記第１抵抗素子を介して前記入力ノードに流入又は当該入力ノードから流出する電流と、前記入力ノードから前記第２抵抗素子を介して前記出力ノードへ流出又は当該入力ノードから流出する電流との差分電流を前記入力ノードにおいて打ち消す電流を流すことを特徴とする。
【００１３】
本発明の請求項２に記載の反転増幅器は、請求項１記載の発明において、前記抵抗回路の抵抗（例えば図１（ｂ）に示した抵抗素子１０９）は、抵抗値が前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対であることを特徴とする。
【００１４】
本発明の請求項３に記載の反転増幅器は、請求項１または２の発明において、前記抵抗回路（例えば図２に示した負性インピーダンス変換器１０４）が、第１入力ノード（例えば図２に示した入力ノード２０５ａ）と、当該第１入力ノードと異なる第２入力ノード（例えば図２に示した入力ノード２０５ｂ）と、出力ノード（例えば図２に示した出力ノード２０５ｃ）を有する第２オペアンプと、前記第１入力ノードと前記第２オペアンプの出力ノードとの間に、前記第２オペアンプと並列に接続される第３抵抗素子（例えば図２に示した抵抗素子２０２）と、前記第２入力ノードと前記第２オペアンプの出力ノードとの間に、前記第２オペアンプと並列に接続される第４抵抗素子（例えば図２に示した抵抗素子２０３）と、前記第２入力ノードに接続される第５抵抗素子（例えば図２に示した抵抗素子２０３）と、を含み、前記第３抵抗素子の抵抗は、抵抗値が前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、かつ、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対であり、前記第４抵抗素子と前記第５抵抗素子との抵抗値が等しいことを特徴とする。
【００１５】
本発明の請求項４に記載の反転増幅器は、請求項１または２項において、前記抵抗回路（例えば図３に示した負性インピーダンス変換回路３００）が、前記入力ノードに接続されて、一定の電流を流す第１電流源（例えば図３に示した電流源３０５）と、当該第１電流源によって流される電流をミラーして第２電流源（例えば図３に示した電流源３０６）に流すカレントミラー回路と、前記第２電流源に並列に接続され、前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、かつ、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対の極性を有する第６抵抗素子（例えば図３に示した抵抗素子３０７）と、を含むことを特徴とする。
【００１６】
本発明の請求項５に記載の反転増幅器は、請求項４において、前記反転増幅器本体が、第１オペアンプ（例えば図４に示したオペアンプ４０１）と、当該第１オペアンプの２つの入力ノード（例えば図４に示した入力ノード１０５ａ，１０６ｂ）のそれぞれに直列に接続される２つの第１抵抗素子（例えば図４に示した抵抗素子１０２ａ，１０２ｂ）と、前記２つの入力ノード及び前記第１オペアンプの２つの出力ノードのそれぞれの間に、前記第１オペアンプと並列に接続される２つの第２抵抗素子（例えば図４に示した抵抗素子１０３ａ，１０３ｂ）と、を含む差動型増幅器であって、前記抵抗回路の前記カレントミラー回路は、２つの前記入力ノード（例えば図４に示したノードＮ１，Ｎ２）のそれぞれに接続され、前記第１電流源（例えば図４に示した定電流源３０５）によって流される電流をミラーして前記第２電流源（例えば図４に示した定電流源３０６）に流すと共に、前記第２電流源によって流される電流をミラーして前記第１電流源に流し、さらに、前記第２電流源に並列に接続され、前記第１抵抗素子の抵抗値と等しく、かつ、前記入力ノードを基準にした場合の極性が前記第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対の極性を有する第７抵抗素子（例えば図４に示した抵抗素子４０７）と、を含むことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
請求項１に記載の発明によれば、第１抵抗素子を介して前記入力ノードに流入される電流と、第２抵抗素子を介して前記出力ノードへ流出される電流との差分電流を前記入力ノードにおいて打ち消すことができる。このため、第１抵抗素子を介して入力ノードに流入される電流と、入力ノードから第２抵抗素子を介して出力ノードへ流出される電流と、入力ノードから抵抗回路へ流出される電流の合計を０にすることができる。このとき、第１抵抗素子と第２抵抗素子との抵抗比による出力ノード電位への影響が負性抵抗と第２抵抗素子の抵抗値との抵抗比によって打ち消されるので、利得誤差を低減することができる。また、第１抵抗素子と第２抵抗素子との抵抗比による出力ノード電位への影響は動作周波数の高周波領域で大きくなるので、本発明の反転増幅器は、良好な周波数特性を得ることができ、特に抵抗比Ｒ２／Ｒ１が大きいときには、従来に比べ、オペアンプの帯域を低くできるため、消費電力を削減することができる。
【００１８】
請求項２に記載の発明によれば、抵抗回路の抵抗を、抵抗値が第１抵抗素子の抵抗値と等しく、入力ノードを基準にした場合の極性が第１抵抗素子の抵抗値の極性と反対にすることにより、抵抗回路が第１抵抗素子を介して前記入力ノードに流入される電流と、第２抵抗素子を介して前記出力ノードへ流出される電流との差分電流を適正に相殺させることができる。
請求項３に記載の発明によれば、抵抗回路を、オペアンプを使って構成することができる。
請求項４に記載の発明によれば、抵抗回路を、カレントミラー回路を使って構成できるので、より高速動作に適した反転増幅器を提供することができる。
請求項５に記載の発明によれば、より高速動作に適した反転増幅器を、反転増幅器本体を差動型増幅器とした場合にも提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施形態１の反転増幅器を説明するための図である。
【図２】図１に示した負性インピーダンス回路の実施形態１の実回路例を示した図である。
【図３】本発明の実施形態２の反転増幅器を説明するための図である。
【図４】本発明の実施形態２の反転増幅器を説明するための図である。
【図５】従来の反転増幅器を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、図を参照して本発明に係る本発明の実施形態１、実施形態２、実施形態３を説明する。
(実施形態１）
構成
図１（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施形態１の反転増幅器を説明するための図である。図１（ａ）に示した反転増幅器は、オペアンプ１０１、抵抗値Ｒ１の抵抗素子１０２、抵抗値Ｒ２の抵抗素子１０３、負性インピーダンス変換器（(NIC：Negative Impedance Converter)１０４を備えている。
【００２１】
オペアンプ１０１は、反転入力ピン１０５ａ、非反転入力ピン１０５ｂ、出力ピン１０５ｃを備えている。反転入力ピン１０５ａは、抵抗素子１０２を介して入力ノード１０６に接続されている。また、出力ピン１０５ｃは、出力ノード１０７に接続されている。抵抗素子１０２の下流のノードはノードＮ１において分岐され、分岐されたノードに抵抗素子１０３がオペアンプ１０１と並列に接続されている。また、非反転入力ピン１０５ｂはアースに接続されるＶss端子に接続されている。さらに、ノードＮ１には、負性インピーダンス変換器１０４が接続される。
【００２２】
図１（ｂ）は、負性インピーダンス変換器１０４の構成を説明するための図である。図示したように、負性インピーダンス変換器１０４は、Ｖss端子に接続される抵抗素子１０９を備えている。ノードＮ１の電位を基準にした抵抗素子１０９の抵抗値は負になる。抵抗素子１０９の負の抵抗値を、−ＲNICと記す。
ここで、図２に負性インピーダンス変換器１０４の実回路例を示し、実施形態１の反転増幅器をより具体的に説明する。なお、図２中、図１に示した構成については同様の構成を付し、説明の一部を略すものとする。
【００２３】
実施形態１の実回路例では、負性インピーダンス変換器１０４が、抵抗素子２０２、２０３、２０４、オペアンプ２０１によって構成されている。オペアンプ２０１の入力ノードを２０５ａ、２０５ｂ、出力ノードを２０５ｃと記す。
即ち、オペアンプ２０１の反転入力端子である入力ノード２０５ａにノードＮ１が接続され、非反転入力端子である入力ノード２０５ｂが抵抗素子Ｒ４を介して接地端子であるＶss端子に接続されている。そして、オペアンプ２０１の出力端子２０５ｃは、抵抗素子２０２を介して入力ノード２０５ａに接続されるとともに、抵抗素子２０３を介して入力端子２０５ｂに接続されている。
ここで、オペアンプ２０１のオープンループ利得をＡ２とする。また、抵抗素子２０２の抵抗値はＲNICであり、抵抗素子２０３の抵抗値はＲ３、抵抗素子２０４の抵抗値はＲ４である。
【００２４】
ノードＮ１の電位ＶN１が上昇すると、ノードＮＤの電位ＶNDが１＋（Ｒ３／Ｒ４）倍に上昇する。このとき、抵抗素子２０２を介してノードＮＤからノードＮ１へ電流Ｉが流れ込む。このため、ノードＮ１に対し、抵抗素子２０２は抵抗値がＲNICの負の抵抗負荷として作用する。
【００２５】
動作
以上説明した反転増幅器の動作を説明する。ここでは、説明を分かりやすくするため、先ず、（１）負性インピーダンス変換器１０４を図１（ｂ）に示した負の抵抗とみなした場合の電位Ｖoutの値の算出を説明し、次に、（２）図２に示した実回路例を使って電位Ｖoutの値の算出を説明する。
（１）
オペアンプ１０１のオープンループ利得をＡ1とする。このとき、抵抗素子１０２と抵抗素子１０３とには値が同じで方向が反対の電流の成分が流れ、反転入力ピン１０５ａには電流が流れないことになる。また、キルヒホッフの電流則により、ノードＮ１に流れ込む電流と流れ出す電流の総和が０となることから、式（４）が得られる
【００２６】
【数４】
2010199719.tif 000006
【００２７】
また、出力ノード１０７の電位ＶoutはノードＮ１の電位ＶN1の−Ａ１倍に上昇するから、電位Ｖoutは、式（５）によって得ることができる。
【００２８】
【数５】
2010199719.tif 000007
【００２９】
式（４）、式（５）を使って電位ＶN1を整理することにより、以下の式（６）が得られる。
【００３０】
【数６】
2010199719.tif 000008
【００３１】
式（６）によれば、抵抗素子１０２の抵抗値Ｒ１と、負性インピーダンス変換器１０４の抵抗素子１０９の抵抗値−ＲNICが等しい場合、（Ｒ２／Ｒ１）−（Ｒ２／ＲNIC）の値が０になって、式（７）のように、反転増幅器の利得の誤差がオープンループ利得Ａ1にだけ依存することが分かる。
【００３２】
【数７】
2010199719.tif 000009
【００３３】
前述したように、図５で説明した従来の反転増幅器は、利得誤差がオープンループ利得Ａ1と共に、抵抗比Ｒ２／Ｒ１にも依存している。したがって、利得誤差がオープンループ利得Ａ1の影響だけを受ける実施形態１の反転増幅器は、従来よりも利得誤差が少なくなるものといえる。また、抵抗比Ｒ２／Ｒ１の比が大きいほどオープンループ利得Ａ1が電位Ｖoutに与える影響は小さくなって、利得誤差低減の効果は大きくなる。
【００３４】
（２）
負性インピーダンス変換器１０４のオープンループ利得Ａ２や内部の抵抗素子等を考慮すると、電位Ｖoutは、以下の式（８）のように表される。ただし、式（８）では、抵抗素子２０３の抵抗値Ｒ３と、抵抗素子２０４の抵抗値Ｒ４とが等しいものとする。また、γはオープンループ利得Ａ２に対する利得誤差であって、式（９）で表されるものとする。
【００３５】
【数８】
2010199719.tif 000010
【００３６】
【数９】
2010199719.tif 000011
【００３７】
式（９）において、オープンループ利得Ａ２が充分大きいと、γの値を１とみなすことができる。このような場合、出力ノード１０７の電位Ｖoutは、式（１０）のように近似することができる。式（１０）と式（７）とは同様の式となるため、実施形態１の実回路例にあっても、回路全体の利得誤差がオープンループ利得Ａ1の影響だけを受けることが分かる。
【００３８】
【数１０】
2010199719.tif 000012
【００３９】
また、オペアンプ２０１のオープンループ利得Ａ２には、オペアンプ１０１のオープンループ利得Ａ１と同等な利得特性及び周波数特性が要求される。実施形態１の実回路例では、反転増幅器が使用される周波数帯域において充分平坦なオープンループ利得Ａ１が得られれば、抵抗比Ｒ２／Ｒ１に依存しない周波数特性を得ることができる。
【００４０】
一般的に、反転増幅器のオープンループ利得は、高周波帯域の減衰が大きくなる周波数特性を持っているから、抵抗比Ｒ２／Ｒ１が大きいほど、高周波領域における利得誤差が顕著になる傾向がある。しかし、以上説明した実施形態１によれば、利得誤差が抵抗比Ｒ２／Ｒ１の値によらず、オープンループ利得Ａ１の周波数特性によってのみ決定することになる。したがって、実施形態１は、高周波領域において反転増幅器の利得誤差が増大することを抑えることができる。
【００４１】
表１は、実施形態１の反転増幅器によって得られる効果を説明するためのものである。表１において、抵抗比Ｒ２／Ｒ１をβで示す。また、図１、図２に示した抵抗値Ｒ１と抵抗値ＲNICとが等しいものとする。表１に示したように、本発明の実施形態１は、従来の反転増幅器と比較して、ＤＣゲインエラーを１／（β＋１）倍に抑えることができる。また、同様に、オペアンプを動作させるために必要な周波数帯域をも１／（β＋１）倍に抑えることができる。
【００４２】
このような実施形態１は、特に高い増幅度が要求される場合に有利である。すなわち、βが５０ｄＢである場合、入力信号は３１６倍に増幅され、増幅に必要な周波数帯域を１／３１６倍に抑制することができる。よって、オペアンプの消費電力を削減することができる。つまり、実施形態１は、抵抗比Ｒ２／Ｒ１を充分大きな値にすることにより、ゲイン＝０ｄBのときに必要とされるオペアンプの帯域さえあれば十分動作することが可能である。このような実施形態１は、反転増幅器の低消費電力化を図ることが可能である。
【００４３】
【表１】
2010199719.tif 000013
【００４４】
（実施形態２）
構成（負性インピーダンス変換器）
次に、本発明の実施形態２について説明する。実施形態２は、負性インピーダンス変換器に他の実回路例を挙げたものである。具体的には、実施形態１の負性インピーダンス回路がオペアンプを使用して構成されているのに対し、実施形態２の負性インピーダンス回路はカレントミラーを使って構成されている。
オペアンプは、正常に動作可能な周波数の範囲が限られているが、カレントミラーは動作周波数の制限を受けることがない。このため、実施形態２の反転増幅器は、実施形態１の反転増幅器よりも高速動作に適した構成といえる。
【００４５】
図３は、実施形態２の反転増幅器を説明するための図である。図示した構成のうち、実施形態１の図１で説明した構成と同様の構成については同様の符号を付し、説明を一部略すものとする。
図３に示した実施形態２の反転増幅器は、負性インピーダンス回路３００を備えている。負性インピーダンス回路３００は、４つのトランジスタ３０１、３０２、３０３、３０４、定電流源３０５、３０６、抵抗素子３０７を含んで構成されている。
【００４６】
即ち、トランジスタ３０１、３０３及び定電流源３０５をこの順に接続した直列回路と、トランジスタ３０２、３０４及び定電流源３０６をこの順に接続した直列回路とを備えていて、両直列回路がカレントミラー接続されている。そして、トランジスタ３０３と定電流源３０５との間にノードＮ１に接続されるとともに、トランジスタ３０４と定電流源３０６との間のノードＮＣが抵抗素子３０７を介して接地端子であるＶss端子に接続されている。なお、定電流源３０５、３０６によって流される電流はいずれもＩである。抵抗素子３０７の抵抗値はＲNICである。
【００４７】
動作
次に、本発明の実施形態２の反転増幅器の動作を説明する。前記したように、電流Ｉが定電流源３０５、３０６によって供給され、トランジスタ３０１、３０３と、トランジスタ３０２、３０４には同じ電流が流れる。トランジスタ３０１、３０３と、トランジスタ３０２、３０４とはカレントミラーを構成している。
ノードＮ１の電位ＶN1が上昇すると、図３中に示したノードＮＣの電位ＶNCが上昇する。このため、抵抗素子３０７にはノードＮＣから端子Ｖssに向かって電流が流れ、ノードＮ1に対して負性インピーダンス回路３００は負性抵抗として機能する。抵抗素子３０７の抵抗値をRNICとすると、負性抵抗値は-ＲNICとなる。
【００４８】
以上のように動作する負性インピーダンス回路３００を備える実施形態２の反転増幅器の伝達関数は、式（１１）のように表される。式（１１）において、抵抗素子１０２の抵抗値Ｒ１と抵抗素子３０７の抵抗値ＲNICを等しい値に設定すれば、式（１１）は式（１２）のようになる。式（１２）より、実施形態２の利得誤差もオープンループ利得Ａ１にのみ依存し、抵抗比Ｒ２／Ｒ１には依存しないことが明らかである。
【００４９】
【数１１】
2010199719.tif 000014
【００５０】
【数１２】
2010199719.tif 000015
【００５１】
このような実施形態２によれば、オープンループ利得Ａ１に加えて抵抗比Ｒ１／Ｒ２にも利得誤差が依存する従来技術よりも、利得誤差を小さくすることができる。また、高周波領域における利得誤差の増加を抑えることができるので、良好な周波数特性を得ることができる。さらに、実施形態２は、オペアンプに変えてカレントミラーを使い、負性インピーダンス回路を構成している。このため、実施形態１よりも高速動作に適した反転増幅器を提供することができる。
【００５２】
（実施形態３）
構成
次に、本発明の実施形態３について説明する。実施形態１、実施形態２がいずれも入力ノードの一方にのみ信号を入力する、単信号でオペアンプを動作させている。実施形態３は、２つの入力ノードに信号を入力し、オペアンプを全差動型の増幅器として動作させている点で実施形態１、実施形態２と相違する。オペアンプを全差動型とした場合、実施形態１、実施形態２の効果に加え、同相ノイズを除去することができる。
【００５３】
図４は、実施形態３の反転増幅器を説明するための図であって、実施形態２で説明した反転増幅器を全差動型とした構成を有する反転増幅器を示している。図中、図３に示して説明した構成については同様の符号を付し、説明を一部略すものとする。
実施形態３は、全差動型の反転増幅器本体と、負性インピーダンス変換器４００とを示している。反転増幅器は、全差動型のオペアンプ４０１を備え、オペアンプ４０１は反転入力ピン４０５ａ、非反転入力ピン４０５ｂ、非反転出力ピン４０５ｃ、反転出力ピン４０５ｄを備えている。反転入力ピン４０５ａは入力ノード１０６ａと抵抗素子１０２ａを介して接続されている。また、非反転入力ピン４０５ｂは入力ノード１０６ｂと抵抗素子１０２ｂを介して接続されている。また、非反転出力ピン４０５ｃは出力ノード１０７ａと接続されていて、反転出力ピン４０５ｄは出力ノード１０７ｂと接続されている。
【００５４】
抵抗素子１０３ａはオペアンプ４０１の反転入力ピン４０５ａと非反転出力ピン４０５ｃに接続されている。抵抗素子１０３ｂは、オペアンプ４０１の非反転入力ピン４０５ｂと反転出力ピン４０５ｄに接続されている。
オペアンプ４０１のオープンループ利得はＡ１である。また、抵抗素子１０２ａ及び抵抗素子１０２ｂの抵抗値はＲ１である。また、抵抗素子１０３ａ、抵抗素子１０３ｂの抵抗値はＲ２である。
【００５５】
負性インピーダンス変換器４００は、トランジスタ４０３、４０４、定電流源４０６、４０２、３０５、３０６、抵抗素子４０７、３０７を備えている。定電流源４０６、トランジスタ４０３、定電流源３０５、抵抗素子４０７と、定電流源４０２、トランジスタ４０４、定電流源３０６、抵抗素子３０７は、互いにカレントミラーを構成する。抵抗素子４０７、抵抗素子３０７の抵抗値は共にＲNICである。このような反転増幅器とノードＮ１、ノードＮ２によって接続されている。
【００５６】
動作
上記した構成を有する実施形態３の反転増幅器は、以下のように動作する。
すなわち、ノードＮ１の電位ＶN1が上昇し、ノード電位Ｎ2が下降する場合、トランジスタ４０４に流れる電流が増加し、トランジスタ４０３に流れる電流が減少する。しかし、定電流源３０５、３０６、４０３、４０４によって、一定の電流値が供給されるので、抵抗素子３０７に電流が流れ込み、抵抗素子４０７から電流が流出する。
【００５７】
抵抗素子３０７、４０７に流入、流出する電荷はノードＮ１、ノードＮ２から供給される。したがって、ノードＮ１の電位ＶN1が上昇したときにノードＮ１から電流が流出し、ノードＮ２の電位ＶN2が下降したときにノードＮ２から電流が流入する。このため、ノードＮ１、Ｎ２を基準にすれば、負性インピーダンス変換器４００は負性抵抗素子とみなせる。この負性抵抗素子の抵抗値は、抵抗素子３０７、４０７の抵抗値がＲNICであるので、−ＲNICとなる。
上述した実施形態３にあっても、抵抗値Ｒ１と抵抗値ＲNICとが等しければ、出力ノード１０７ａの電位Ｖout（Ｖop）、出力ノード１０７ｂの電位Ｖout（Ｖon）は、以下の式（１３）のように表される。
【００５８】
【数１３】
2010199719.tif 000016
【００５９】
式（１３）が式（１２）と同様であることから、実施形態３にあっても、利得誤差が抵抗比Ｒ２／Ｒ１に依存しない反転増幅器を提供することができる。また、動作周波数が高い場合に利得誤差が抵抗比Ｒ２／Ｒ１によって大きくなることがない反転増幅器を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６０】
本発明の反転増幅器は、特に、広い周波数範囲において、利得誤差が少ない良好な特性を得ることが要求される機器に適している。
【符号の説明】
【００６１】
１０１，２０１，４０１  オペアンプ
１０２，１０２ａ，１０３，１０３ａ，１０９，２０２，２０３，２０４，３０７，４０７
抵抗素子
１０４，３００，４００  負性インピーダンス変換器
１０５ａ，４０５ａ  反転入力ピン
１０５ｂ，４０５ｂ  非反転入力ピン
１０５ｃ  出力ピン
１０６，１０６ａ，１０６ｂ  入力ノード
１０７，１０７ａ，１０７ｂ  出力ノード
３０１，３０２，４０３，４０４  トランジスタ
３０５，３０６，４０２，４０６  定電流源
４０５ｃ  非反転出力ピン
４０５ｄ  反転出力ピン
【図１】
2010199719.tif 000017
【図２】
2010199719.tif 000018
【図３】
2010199719.tif 000019
【図４】
2010199719.tif 000020
【図５】
2010199719.tif 000021