(57)【要約】【課題】マトリックスコンバータとインバータのスイッチング回数を抑える制御を行う電力変換装置と電力変換方法を提供する。【解決手段】第１の交流電力線と第２の交流電力線とに接続されるマトリックスコンバータと、直流電力線と第２の交流電力線とに接続されるインバータと、インバータが制御周期において零電圧ベクトルを出力する各期間の１／２の期間それぞれに互いに逆方向かつ零電圧ベクトルと異なる２つの電圧ベクトルを割り当て、割り当てた電圧ベクトルに対応させて前記スイッチング素子を制御するゲート信号を生成する制御部と、を備える電力変換装置である。【選択図】      図１
2010273486.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも直流電力線と第１の交流電力線と第２の交流電力線に接続される電力変換装置であって、
前記第１の交流電力線と前記第２の交流電力線とに接続されるマトリックスコンバータと、
前記直流電力線と前記第２の交流電力線とに接続されるインバータと、
前記インバータが制御周期において零電圧ベクトルを出力する各期間の１／２の期間それぞれに互いに逆方向かつ零電圧ベクトルと異なる２つの電圧ベクトルを割り当て、割り当てた電圧ベクトルに対応させて前記スイッチング素子を制御するゲート信号を生成する制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、
前記割り当てた電圧ベクトルのひとつを、前記制御周期において連続する電圧ベクトルと同じにすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、
前記インバータへのＵＶＷ相出力電圧指令値の大小関係に基づいて、前記インバータの制御周期ごとに対応するモードを決定する出力電圧指令値大小関係算出部と、
ＵＶＷ相出力電圧指令値の最大値、中間値、最小値を用い、前記制御周期ごとに前記電圧ベクトルごとの出力期間のデューティＤａ＝（１＋最小値）／４、デューティＤｂ＝（１＋２×中間値−最小値）／４、デューティＤｃ＝（１＋最大値−２×中間値）／４、デューティＤｄ＝（１−最大値）／４を算出するデューティ算出部と、
前記デューティＤａとＤａ＋Ｄｂ、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃを算出し、前記デューティＤａとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ１と、前記Ｄａ＋Ｄｂと前記キャリアを比較して生成する比較信号Ｐ２と、前記Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃと前記キャリアを比較して生成する比較信号Ｐ３を生成し、前記比較信号Ｐ１の反転信号と前記比較信号Ｐ３の論理積を算出して最大相のゲート信号を生成し、前記比較信号Ｐ１の反転信号と前記比較信号Ｐ２の論理積の結果と前記比較信号Ｐ３との論理和を算出して中間相のゲート信号を生成し、前記比較信号Ｐ１と前記比較信号Ｐ３の反転信号との論理和を算出して最小相のゲート信号を生成する最大・中間・最小ゲート信号生成部と、
前記最大相、中間相、最小相のゲート信号と前記モードに基づいてＵＶＷ相へのゲート信号を生成するＵＶＷ相ゲート信号生成部と、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部の前記マトリックスコンバータの制御は、
前記第１のモータのｍ相出力電圧指令値（ただしｍはｒ、ｓ、ｔ）を用いデューティＤｍ＝（１＋ｍ相出力電圧指令値）／２を算出するｒｓｔ相デューティ算出部と、
前記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄと前記デューティＤｍをキャリアと比較した結果に基づいてｒｓｔ相それぞれに対応するｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号を生成するｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部と、
前記ｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号と前記モードに基づいて前記マトリックスコンバータが備えるスイッチング素子を制御するゲート信号を生成するＭＣゲート信号生成部と、
を備えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部は、
前記デューティＤｍが０より大きく前記Ｄａ＋Ｄｂより小さいとき、
前記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号は前記比較信号Ｐ３の反転信号とし、前記ｍ相ＭＣ中
間相のゲート信号は前記比較信号Ｐ１と前記デューティＤｍの反転信号の論理積と、前記比較信号Ｐ１の反転符号と前記デューティＤｍの論理積との論理和とし、前記ＭＣ最小相のゲート信号は前記比較信号Ｐ１と前記デューティＤｍの論理積と、前記比較信号Ｐ１の反転信号と前記比較信号Ｐ３と前記デューティＤｍの反転符号の論理積との論理和とし、
前記デューティＤｍが前記Ｄａ＋Ｄｂより大きく前記制御周期より小さいとき、
前記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号は前記比較信号Ｐ３の反転信号と前記デューティＤｍの反転信号の論理積と、前記比較信号Ｐ１の反転信号と前記比較信号Ｐ３と前記デューティＤｍの論理積との論理和でとし、前記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号は前記比較信号Ｐ３と前記デューティＤｍの反転信号の論理積と、前記比較信号Ｐ３の反転信号と前記デューティＤｍの論理積との論理和とし、前記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号は前記比較信号Ｐ１とする、
ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
バッテリから供給される電力をスイッチング素子により制御して三相電力に変換し、第２のモータと前記マトリックスコンバータに供給する前記インバータと、前記インバータから出力される三相電力を制御して第１のモータに供給する前記マトリックスコンバータを、
前記インバータへのＵＶＷ相出力電圧指令値の大小関係に基づいて、前記インバータの制御周期ごとに対応するモードを決定し、
ＵＶＷ相出力電圧指令値の最大値、中間値、最小値を用い、前記制御周期ごとに前記電圧ベクトルごとの出力期間のデューティＤａ＝（１＋最小値）／４、デューティＤｂ＝（１＋２×中間値−最小値）／４、デューティＤｃ＝（１＋最大値−２×中間値）／４、デューティＤｄ＝（１−最大値）／４を算出し、
前記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃとキャリアを比較した結果に基づいて最大相、中間相、最小相のゲート信号を生成し、
前記最大相、中間相、最小相のゲート信号と前記モードに基づいてＵＶＷ相へのゲート信号を生成する、前記インバータの制御と、
前記第１のモータのｍ相出力電圧指令値（ただしｍはｒ、ｓ、ｔ）を用いデューティＤｍ＝（１＋ｍ相出力電圧指令値）／２を算出し、
前記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄと前記デューティＤｍをキャリアと比較した結果に基づいてｒｓｔ相に対応するｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号を生成し、
前記ｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号と前記モードに基づいて前記マトリックスコンバータが備えるスイッチング素子を制御するゲート信号を生成する、前記マトリックスコンバータの制御を、
実行することを特徴とする電力変換方法。
【請求項７】
少なくとも直流電力線と第１の交流電力線と第２の交流電力線に接続される電力変換装置であって、
前記第１の交流電力線と前記第２の交流電力線とに接続されるマトリックスコンバータと、
前記直流電力線と前記第２の交流電力線とに接続されるインバータと、
前記インバータの制御周期ごとの零電圧ベクトルを出力する期間の総和を半分にした期間を、制御周期の始まりと終わりに配し、該零電圧ベクトルの代わりに該制御周期における前記零電圧ベクトルと異なる電圧ベクトルの隣となる電圧ベクトルをそれぞれ割り当て、割り当てた電圧ベクトルに対応させて前記スイッチング素子を制御するゲート信号を生成する制御部と、
を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、
前記インバータへのＵＶＷ相出力電圧指令値の大小関係に基づいて、前記インバータの制御周期ごとに対応するモードを決定する出力電圧指令値大小関係算出部と、
ＵＶＷ相出力電圧指令値の最大値、中間値、最小値を用い、前記制御周期ごとに前記電圧ベクトルごとの出力期間のデューティＤａ＝（２−最大値＋最小値）／４、デューティＤｂ＝（中間値−最小値）／２、デューティＤｃ＝（最大値−中間値）／２、デューティＤｄ＝（２−最大値＋最小値）／４を算出するデューティ算出部と、
前記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃを用いてＤａ＋Ｄｂ、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃを算出し、Ｄａとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ１と、Ｄａ＋Ｄｂとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ２と、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ３を生成し、前記比較信号Ｐ１の反転信号を最大相のゲート信号にし、前記比較信号Ｐ２を中間相のゲート信号にし、前記比較信号Ｐ３の反転信号を最小相のゲート信号にする最大・中間・最小ゲート信号生成部と、
前記最大相、中間相、最小相のゲート信号と前記モードに基づいてＵＶＷ相へのゲート信号を生成するＵＶＷ相ゲート信号生成部と、
を備えることを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部の前記マトリックスコンバータの制御は、
前記第１のモータのｍ相出力電圧指令値（ただしｍはｒ、ｓ、ｔ）を用いデューティＤｍ＝（１＋ｍ相出力電圧指令値）／２を算出するｒｓｔ相デューティ算出部と、
前記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄと前記デューティＤｍをキャリアと比較した結果に基づいてｒｓｔ相それぞれに対応するｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号を生成するｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部と、
前記ｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号と前記モードに基づいて前記マトリックスコンバータが備えるスイッチング素子を制御するゲート信号を生成するＭＣゲート信号生成部と、
を備えることを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部は、
前記デューティＤｍが０より大きく前記Ｄａ＋Ｄｂより小さいとき、
前記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号はローレベルであり、前記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号は前記比較信号Ｐ３の反転信号と、前記比較信号Ｐ３と前記デューティＤｍの論理積との論理和であり、前記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号は前記比較信号Ｐ３と前記デューティＤｍの反転信号との論理積あり、
前記デューティＤｍが前記Ｄａ＋Ｄｂより大きく前記制御周期より小さいとき、
前記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号は前記比較信号Ｐ２の反転信号と前記デューティＤｍとの論理積であり、前記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号は前記比較信号Ｐ２と前記デューティＤｍの反転信号との論理和であり、前記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号はローレベルである、
ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部は、
前記デューティＤｍが０より大きく前記Ｄａより小さいとき、
前記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号はローレベルとし、前記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号は前記デューティＤｍとＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとを加算した値とキャリアを比較して生成した比較信号Ｐ（ｍ＋）の反転信号とし、前記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号は前記比較信号Ｐ（ｍ＋）とし、
前記デューティＤｍが前記Ｄａより大きくＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃより小さいとき、
前記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号は前記デューティＤｍとキャリアを比較して生成した比較信号Ｐｍとし、前記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号はローレベルとし、前記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号は前記比較信号Ｐｍの反転信号とし、
前記デューティＤｍが前記Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃより大きくより制御周期より小さいとき、
前記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号は前記デューティＤｍからＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃを減算した値とキャリアを比較して生成した比較信号Ｐ（ｍ−）の反転信号とし、前記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号は前記比較信号Ｐ（ｍ−）とし、前記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号はローレベルとする、
ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
バッテリから供給される電力をスイッチング素子により制御して三相電力に変換し、第２のモータと前記マトリックスコンバータに供給する前記インバータと、前記インバータから出力される三相電力を制御して第１のモータに供給する前記マトリックスコンバータを、
前記インバータへのＵＶＷ相出力電圧指令値の大小関係に基づいて、前記インバータの制御周期ごとに対応するモードを決定し、
ＵＶＷ相出力電圧指令値の最大値、中間値、最小値を用い、前記制御周期ごとに前記電圧ベクトルごとの出力期間のデューティＤａ＝（２−最大値＋最小値）／４、デューティＤｂ＝（中間値−最小値）／２、デューティＤｃ＝（最大値−中間値）／２、デューティＤｄ＝（２−最大値＋最小値）／４を算出し、
前記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃとキャリアを比較した結果に基づいて最大相、中間相、最小相のゲート信号を生成し、
前記最大相、中間相、最小相のゲート信号と前記モードに基づいてＵＶＷ相へのゲート信号を生成する、前記インバータの制御と、
前記第１のモータのｍ相出力電圧指令値（ただしｍはｒ、ｓ、ｔ）を用いデューティＤｍ＝（１＋ｍ相出力電圧指令値）／２を算出し、
前記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄと前記デューティＤｍをキャリアと比較した結果に基づいてｒｓｔ相に対応するｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号を生成し、
前記ｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号と前記モードに基づいて前記マトリックスコンバータが備えるスイッチング素子を制御するゲート信号を生成する、前記マトリックスコンバータの制御を、
実行することを特徴とする電力変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マトリックスコンバータとインバータの制御を行う技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、マトリックスコンバータとインバータを併用したシステムでは、出力電圧ベクトルに制限があり、スイッチング回数が多いことが知られている。
特許文献１によれば、第一の電動機の電源線をマトリックスコンバータの入出力の一方に接続すると共に、第二の電動機の電源線をマトリックスコンバータの入出力の他方に接続し、且つ、マトリックスコンバータの入出力の他方にインバータを介してバッテリを接続し、このインバータを介してマトリックスコンバータまたは前記第二の電動機にバッテリからの電力を供給し得るように構成される無接点方式で電動機の切り離しを行うことができる電動機制御装置が提案されている。
【０００３】
特許文献１では、零ベクトルを除く６種類の電圧ベクトルを用いることにより、平均出力電圧がゼロであったとしても、インバータの出力の線間に常にバッテリの電圧が印加された状態を作り出すことができる。また、特許文献１では式１（特許文献１の式１０）に示すように時間比率ｔ１〜ｔ６の大きさを算出している。
【０００４】
ｔ１＝  Ｔ（０．４０８２４８３１×ｅα／Ｅｄ）            式１
＋Ｔ（０．１６６６６６６７）
ｔ２＝  Ｔ（−０．２０４１２４１５×ｅα／Ｅｄ）
＋Ｔ（０．３５３５５３４１×ｅβ／Ｅｄ）
＋Ｔ（０．１６６６６６６７）
ｔ３＝  Ｔ（０．２０４１２４１５×ｅα／Ｅｄ）
＋Ｔ（０．３５３５５３４１×ｅβ／Ｅｄ）
＋Ｔ（０．１６６６６６６７）
ｔ４＝  Ｔ（−０．２０４１２４１５×ｅα／Ｅｄ）
＋Ｔ（−０．３５３５５３４１×ｅβ／Ｅｄ）
＋Ｔ（０．１６６６６６６７）
ｔ５＝  Ｔ（０．２０４１２４１５×ｅα／Ｅｄ）
＋Ｔ（−０．３５３５５３４１×ｅβ／Ｅｄ）
＋Ｔ（０．１６６６６６６７）
ｔ６＝  Ｔ（−０．４０８２４８３１×ｅα／Ｅｄ）
＋Ｔ（０．１６６６６６６７）
ｔ１〜ｔ６：時間比率
Ｅｄ      ：バッテリ電圧
ｅα、ｅβ：インバータの電圧指令値
Ｔ        ：変調期間
そのため、時間比率ｔ１〜ｔ６の大きさは、インバータの電圧指令値である「ｅα」および「ｅβ」によって決定されるが、ｔ１＋ｔ６、ｔ２＋ｔ５、ｔ４＋ｔ３は、いずれも（１／３）Ｔ 一定という性質がある。式１に従い制御を行うと出力電圧ベクトルの大きさは最大でも（１／３）＋（１／３）×（１／２）＋（１／３）×（１／２）＝２／３以下という制限が発生し、本来出力電圧ベクトル１まで利用できる直流電圧が有効に使用できない。そのため、モータが高速回転している時など、インバータ出力電圧を高くする必
要がある領域で動作制限が発生する。
【０００５】
また、制御周期の間にインバータのスイッチング回数が１１回と非常に多く、スイッチング損失の増加により半導体素子（ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）など）の体格およびコストが増大する。また、スイッチングの際にはインバータ上下アームの短絡を防止するデッドタイムが必要であるが、スイッチング回数が多いためデッドタイムによる出力電圧誤差も増大するので電流の制御性が悪化するという問題がある。さらに、１／３Ｔ間に１回スイッチングを行うため、制御周期の間のマトリックスコンバータのスイッチング回数が９回（１回×３倍×３相）と多く、スイッチング損失の増加により半導体素子の体格・コストが増大するという問題がある。なお、特許文献２なども提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−１０４７４３号公報
【特許文献２】特開２００５−８６９７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記のような実情に鑑みてなされたものであり、マトリックスコンバータとインバータのスイッチング回数を抑える制御を行う電力変換装置と電力変換方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
態様のひとつである少なくとも直流電力線と第１の交流電力線と第２の交流電力線に接続される電力変換装置は、上記第１の交流電力線と上記第２の交流電力線とに接続されるマトリックスコンバータと、上記直流電力線と上記第２の交流電力線とに接続されるインバータと、上記インバータが制御周期において零電圧ベクトルを出力する各期間の１／２の期間それぞれに互いに逆方向かつ零電圧ベクトルと異なる２つの電圧ベクトルを割り当て、割り当てた電圧ベクトルに対応させて前記スイッチング素子を制御するゲート信号を生成する制御部と、を備える。
また、前記制御部は、上記割り当てた電圧ベクトルのひとつを、上記制御周期において連続する電圧ベクトルと同じにする。
【０００９】
また、上記制御部は、上記インバータへのＵＶＷ相出力電圧指令値の大小関係に基づいて、上記インバータの制御周期ごとに対応するモードを決定する出力電圧指令値大小関係算出部と、ＵＶＷ相出力電圧指令値の最大値、中間値、最小値を用い、上記制御周期ごとに上記電圧ベクトルごとの出力期間のデューティＤａ＝（１＋最小値）／４、デューティＤｂ＝（１＋２×中間値−最小値）／４、デューティＤｃ＝（１＋最大値−２×中間値）／４、デューティＤｄ＝（１−最大値）／４を算出するデューティ算出部と、上記デューティＤａとＤａ＋Ｄｂ、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃを算出し、上記デューティＤａとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ１と、上記Ｄａ＋Ｄｂと上記キャリアを比較して生成する比較信号Ｐ２と、上記Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃと上記キャリアを比較して生成する比較信号Ｐ３を生成し、上記比較信号Ｐ１の反転信号と上記比較信号Ｐ３の論理積を算出して最大相のゲート信号を生成し、上記比較信号Ｐ１の反転信号と上記比較信号Ｐ２の論理積の結果と上記比較信号Ｐ３との論理和を算出して中間相のゲート信号を生成し、上記比較信号Ｐ１と上記比較信号Ｐ３の反転信号との論理和を算出して最小相のゲート信号を生成する最大・中間・最小ゲート信号生成部と、上記最大相、中間相、最小相のゲート信号と上記モードに基づいてＵＶＷ相へのゲート信号を生成するＵＶＷ相ゲート信号生成部と、を備える。
【００１０】
上記制御部の上記マトリックスコンバータの制御は、上記第１のモータのｍ相出力電圧指令値（ただしｍはｒ、ｓ、ｔ）を用いデューティＤｍ＝（１＋ｍ相出力電圧指令値）／２を算出するｒｓｔ相デューティ算出部と、上記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄと上記デューティＤｍをキャリアと比較した結果に基づいてｒｓｔ相にそれぞれに対応するｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号を生成するｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部と、上記ｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号と上記モードに基づいて上記マトリックスコンバータが備えるスイッチング素子を制御するゲート信号を生成するＭＣゲート信号生成部と、を備える。
【００１１】
他の態様のひとつであるインバータとマトリックスコンバータを用いて複数のモータを制御する電力変換装置は、バッテリから供給される電力をスイッチング素子により制御して三相電力に変換し、第２のモータと上記マトリックスコンバータに供給する上記インバータと、上記インバータから出力される三相電力を制御して第１のモータに供給する上記マトリックスコンバータと、上記インバータの零電圧ベクトルを出力する期間の総和を半分にした期間を、制御周期の始まりと終わりに配し、該零電圧ベクトルの代わりに該制御周期における上記零電圧ベクトルと異なる電圧ベクトルの隣となる電圧ベクトルをそれぞれ割り当て、割り当てた電圧ベクトルに対応させて上記スイッチング素子を制御するゲート信号を生成する制御部と、を備える。
【００１２】
上記制御部は、上記インバータへのＵＶＷ相出力電圧指令値の大小関係に基づいて、第２のモータの回転角に関連付けて設定された制御周期ごとに対応するモードを決定する出力電圧指令値大小関係算出部と、ＵＶＷ相出力電圧指令値の最大値、中間値、最小値を用い、上記制御周期ごとに上記電圧ベクトルごとの出力期間のデューティＤａ＝（２−最大値＋最小値）／４、デューティＤｂ＝（中間値−最小値）／２、デューティＤｃ＝（最大値−中間値）／２、デューティＤｄ＝（２−最大値＋最小値）／４を算出するデューティ算出部と、上記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃを用いてＤａ＋Ｄｂ、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃを算出し、Ｄａとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ１と、Ｄａ＋Ｄｂとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ２と、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとキャリアを比較して生成する比較信号Ｐ３を生成し、上記比較信号Ｐ１の反転信号を最大相のゲート信号にし、上記比較信号Ｐ２を中間相のゲート信号にし、上記比較信号Ｐ３の反転信号を最小相のゲート信号にする最大・中間・最小ゲート信号生成部と、上記最大相、中間相、最小相のゲート信号と上記モードに基づいてＵＶＷ相へのゲート信号を生成するＵＶＷ相ゲート信号生成部と、を備える。
【００１３】
上記制御部の上記マトリックスコンバータの制御は、上記第１のモータのｍ相出力電圧指令値（ただしｍはｒ、ｓ、ｔ）を用いデューティＤｍ＝（１＋ｍ相出力電圧指令値）／２を算出するｒｓｔ相デューティ算出部と、上記デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄと上記デューティＤｍをキャリアと比較した結果に基づいてｒｓｔ相それぞれに対応するｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号を生成するｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部と、上記ｍ相ＭＣ最大相、ｍ相ＭＣ中間相、ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号と上記モードに基づいて上記マトリックスコンバータが備えるスイッチング素子を制御するゲート信号を生成するＭＣゲート信号生成部と、を備える。
【００１４】
また、上記ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部は、上記デューティＤｍが０より大きく上記Ｄａより小さいとき、上記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号はローレベルとし、上記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号は上記デューティＤｍとＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとを加算した値とキャリアを比較して生成した比較波形Ｐ(ｍ＋)の反転信号とし、上記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号は上記比較信号Ｐ(ｍ＋)とし、
上記デューティＤｍが上記Ｄａより大きくＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃより小さいとき、上記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号は上記デューティＤｍとキャリアを比較して生成した比較波形Ｐ
ｍとし、上記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号はローレベルとし、上記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号は上記比較波形Ｐｍの反転信号とし、上記デューティＤｍが上記Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃより大きくより制御周期より小さいとき、上記ｍ相ＭＣ最大相のゲート信号は上記デューティＤｍからＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃを減算した値とキャリアを比較して生成した比較波形Ｐ(ｍ−)の反転信号とし、上記ｍ相ＭＣ中間相のゲート信号は上記比較波形Ｐ(ｍ−)とし、上記ｍ相ＭＣ最小相のゲート信号はローレベルとする。
【発明の効果】
【００１５】
マトリックスコンバータとインバータのスイッチング回数を抑える制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】インバータとマトリックスコンバータの制御系を示すブロック図である。
【図３】実施例１のインバータの制御フロー図である。
【図４】Ａは出力指令値を示す図である。Ｂは各モードにおける出力電圧指令値の大小関係を示す図である。
【図５】Ａは置換前のスイッチングパタンと実施例１のスイッチングパタンを示す図である。Ｂは出力電圧ベクトルの方向を示す図である。
【図６】Ａは実施例１のスイッチングパタンの生成とスイッチング回数を示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３とゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎの真理値表である。
【図７】Ａは最大・中間・最小相のゲート信号をＵＶＷ相に振り分けるテーブルを示す図である。Ｂは置換前のスイッチングパタンと置換後のスイッチングパタンを示す図である。
【図８】実施例１のマトリックスコンバータの制御フロー図である。
【図９】ｒｓｔ相のスイッチングパタンを示す図である。
【図１０】マトリックスコンバータの入力電圧と各相のスイッチングパタンの組み合わせを示す図である。
【図１１Ａ】Ａはｒ相の０＜Ｄｒ＜Ｄａにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図１１Ｂ】Ａはｒ相のＤａ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図１１Ｃ】Ａはｒ相のＤａ＋Ｄｂ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図１１Ｄ】Ａはｒ相のＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＜Ｄｒ＜Ｔｃにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図１２】Ａは条件１と条件２を合成した真理値表である。Ｂは条件３と条件４を合成した真理値表である。
【図１３】最大・中間・最小相のゲート信号をＵＶＷ相に振り分けるテーブルを示す図である。
【図１４】実施例２のインバータの制御フロー図である。
【図１５】Ａは置換前のスイッチングパタンと実施例２のスイッチングパタンを示す図である。Ｂは隣接する電圧ベクトルを示す図である。
【図１６】Ａは実施例２のスイッチングパタンの生成とスイッチング回数を示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３とゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎの真理値表である。
【図１７】実施例２の置換前のスイッチングパタンと置換後のスイッチングパタンを示す図である。
【図１８】実施例２のマトリックスコンバータの制御フロー図である。
【図１９】実施例２のｒｓｔ相のスイッチングパタンを示す図である。
【図２０Ａ】Ａはｒ相の０＜Ｄｒ＜Ｄａにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図２０Ｂ】Ａはｒ相のＤａ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図２０Ｃ】Ａはｒ相のＤａ＋Ｄｂ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図２０Ｄ】Ａはｒ相のＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＜Ｄｒ＜Ｔｃにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。Ｂは比較信号Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒとゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３の真理値表である。
【図２１】Ａは条件１と条件２を合成した真理値表である。Ｂは条件３と条件４を合成した真理値表である。
【図２２】実施例３のマトリックスコンバータの制御フロー図である。
【図２３Ａ】ｒ相の０＜Ｄｒ＜Ｄａにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。
【図２３Ｂ】ｒ相のＤａ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。
【図２３Ｃ】ｒ相のＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＜Ｄｒ＜Ｔｃにおけるゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を生成するパタンを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下図面に基づいて、本発明の実施形態について詳細を説明する。
（実施例１）
図１は、インバータとマトリックスコンバータを併用した電力変換装置の構成を示す図である。電力変換装置１は、インバータ２、マトリックスコンバータ３、昇圧コンバータ４、バッテリ５、コンデンサＣ２、電流センサ６ａ〜６ｄ、磁極位置センサ７ａ、７ｂ、制御部９、記録部８を備え、モータＭＧ１、ＭＧ２を制御する。また、電力変換装置１では、インバータ２とマトリックスコンバータ３がそれぞれ協調しながらモータＭＧ１、ＭＧ２を制御する。
【００１８】
インバータ２は、昇圧コンバータ４の出力側に接続された３相のインバータ回路である。スイッチング素子Ｑ１とフライホイールダイオードＤ１は、Ｕ相の上アームを構成する。また、スイッチング素子Ｑ２とフライホイールダイオードＤ２は、Ｖ相の上アームを構成する。スイッチング素子Ｑ３とフライホイールダイオードＤ３は、Ｗ相の上アームを構成する。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ４とフライホイールダイオードＤ４は、Ｕ相の下アームを構成する。また、スイッチング素子Ｑ５とフライホイールダイオードＤ５は、Ｖ相の下アームを構成する。スイッチング素子Ｑ６とフライホイールダイオードＤ６は、Ｗ相の下アームを構成する。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３のコレクタ端子が昇圧コンバータ４の出力側（スイッチング素子Ｑ７のコレクタ端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５、Ｑ
６のエミッタ端子が昇圧コンバータ４の出力側（スイッチング素子Ｑ８のエミッタ端子）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタの方向が順方向になるようフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。
【００２１】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、制御部９から出力されるパルス信号（パルス幅変調）によりオン／オフする。また、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のエミッタ端子と、各スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のコレクタ端子は、モータＭＧ２のＵ、Ｖ、Ｗ相の各コイル端子に接続されている。なお、スイッチング素子はＩＧＢＴなどである。
【００２２】
マトリックスコンバータ３は、スイッチング素子Ｓｒｕ〜Ｓｔｕ、Ｓｒｖ〜Ｓｔｖ、Ｓｒｗ〜Ｓｔｗを備え、制御部９から出力されるＭＣ制御信号により制御することにより、三相交流を任意の周波数や電圧の三相交流に変換する。なお、本例ではマトリックスコンバータ３の入出力の相数ｎが３であるので、ｎ×ｎ＝９個の双方向スイッチを備えている。
【００２３】
ＭＣ制御信号（ゲート信号）は、双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗをそれぞれオープンまたはクローズする制御する信号である。スイッチング素子Ｓｒｕをクローズにすると、モータＭＧ１のｒ相とモータＭＧ２のＵ相が接続される。スイッチング素子Ｓｓｕをクローズにすると、モータＭＧ１のｓ相とモータＭＧ２のＵ相が接続される。スイッチング素子Ｓｔｕをクローズにすると、モータＭＧ１のｔ相とモータＭＧ２のＵ相が接続され、スイッチング素子Ｓｒｖをクローズにすると、モータＭＧ１のｒ相とモータＭＧ２のＶ相が接続される。スイッチング素子Ｓｓｖをクローズにすると、モータＭＧ１のｓ相とモータＭＧ２のＶ相が接続される。スイッチング素子Ｓｔｖをクローズにすると、モータＭＧ１のｔ相とモータＭＧ２のＶ相が接続される。スイッチング素子Ｓｒｗをクローズにすると、モータＭＧ１のｒ相とモータＭＧ２のＷ相が接続される。スイッチング素子Ｓｓｗをクローズにすると、モータＭＧ１のｓ相とモータＭＧ２のＷ相が接続される。スイッチング素子Ｓｔｗをクローズにすると、モータＭＧ１のｔ相のとモータＭＧ２のＷ相が接続される。
【００２４】
なお、双方向スイッチＳｒｕ〜Ｓｔｗには、半導体素子（例えば、ＩＧＢＴ）等を用い構成する。例えば、図１に示すようなＳｒｕ〜Ｓｔｗの構成を用いてもよい。
昇圧コンバータ４は、コイルＬ１、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８、フライホイールダイオードＤ７、Ｄ８を備えている。コンデンサＣ１はバッテリ５と並列に接続され、コンデンサＣ１の一方の端子はコイルＬ１の一方の端子に接続されている。コンデンサＣ１の他方の端子はスイッチング素子Ｑ８のエミッタ端子に接続されている。コイルＬ１の他方の端子はスイッチング素子Ｑ８のコレクタ端子とスイッチング素子Ｑ７のエミッタ端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタの方向が順方向になるようフライホイールダイオードＤ７、Ｄ８が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８のベース端子は制御部９に接続され、制御部９により制御される。
【００２５】
バッテリ５は、モータＭＧ１、ＭＧ２に昇圧コンバータ４やインバータ２、マトリックスコンバータ３を介して電力を供給する。例えば、バッテリ５としてリチウムイオン電池、ニッケル水素電池、キャパシタを用いることができる。また、昇圧コンバータ４を無くし、コンデンサＣ２の代わりに、インバータ２に直接バッテリ５を接続してもよい。
【００２６】
電流センサ６ｃ、６ｄは、ＵＶＷの電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するためのセンサであり、Ｕ、Ｗ相の電流Ｉｕ、Ｉｗに対応する電気信号を出力する。なお、Ｖ相の電流Ｉｖは、電流Ｉｕ、Ｉｗに基づいて算出する。なお、Ｖ相についても電流センサを設けてもよい
。電流センサ６ａ、６ｂは、ｒｓｔの電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを検出するためのセンサであり、ｒ、ｔ相の電流Ｉｒ、Ｉｔに対応する電気信号を出力する。なお、ｓ相の電流Ｉｓは、電流Ｉｒ、Ｉｔに基づいて算出する。なお、ｓ相についても電流センサを設けてもよい。
【００２７】
磁極位置センサ７ａ、７ｂは、モータＭＧ１、ＭＧ２のロータの回転角θを検出するセンサであり、この回転角θに対応する信号θ１、θ２を出力する。
制御部９は、電流センサ６ａ〜６ｄ、磁極位置センサ７ａ、７ｂなどの信号を受信して、図示しないアナログ／デジタル変換器により各出力信号をデジタル信号に変換して、該信号に基づいて処理を行う。なお、制御部９は、モータの駆動および回生作動を制御する。また、制御部９はＣＰＵ、ＤＳＰなどのプログラマブルなデバイスを用いて構成してもよい。
【００２８】
また、制御部９はコンデンサＣ２の電圧ＶＰＮを検出し、電圧ＶＰＮに基づいて昇圧コンバータ４によりＶＰＮ電圧の制御を行う。
記録部８には、電力変換装置１を制御するためのプログラムやデータが記録されている。
【００２９】
モータＭＧ１は、電流センサ６ａ、６ｂによりモータＭＧ１のｒ相、ｔ相電流Ｉｒ、Ｉｔを検出し、その検出したｒ相、ｔ相電流Ｉｒ、Ｉｔに基づいてマトリックスコンバータ３により電流制御を行う。ＵＶＷ相の各相の瞬時電圧は、ＶＰ、ＶＮの２レベルであり、マトリックスコンバータ３のスイッチングによりモータＭＧ１へ印加する電圧を選択する。
【００３０】
モータＭＧ２は、電流センサ６ｃ、６ｄによりモータＭＧ２のＵ相、Ｗ相電流Ｉｕ、Ｉｗを検出し、その検出したＵ相、Ｗ相電流Ｉｕ、Ｉｗに基づいてインバータ２により電流制御される。また、インバータ２の出力電圧がマトリックスコンバータ３を介してモータＭＧ１へ印加する電圧となるため、ＵＶＷ相のいずれかには常にＶＰとＶＮの電圧を印加する（零電圧ベクトルを使用しない）。
【００３１】
コンデンサＣ２の一方の端子は、昇圧コンバータ４のスイッチング素子Ｑ７のコレクタ端子と接続され、コンデンサＣ２の他方の端子は昇圧コンバータ４のスイッチング素子Ｑ８のエミッタ端子に接続されている。
【００３２】
図２は、制御部９の構成を示すブロック図である。制御部９は、インバータ制御系と、マトリックスコンバータ制御系とを備えている。インバータ制御系は、出力電圧指令値算出部２１、出力電圧指令値大小関係算出部２２、デューティ算出部２３、最大・中間・最小ゲート信号生成部２４、ＵＶＷ相ゲート信号生成部２５を有し、マトリックスコンバータ制御系は、ｒｓｔ相出力電圧指令値算出部２６、ｒｓｔ相デューティ算出部２７、ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部２８、ＭＣゲート信号生成部２９、転流パタン付加部３０、ＭＣゲート信号生成部３１を有する。
（インバータ制御系）
出力電圧指令値算出部２１は、モータＭＧ２に対する三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。例えば、トルク指令値とモータＭＧ２の磁極位置θ２に基づいて三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。
【００３３】
出力電圧指令値大小関係算出部２２は、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて電圧指令値の大小関係を判定し、判定結果に対応するモード信号（ｍｏｄｅ信号）を生成する。
【００３４】
デューティ算出部２３は、零電圧ベクトル置換後の各デューティＤｎ’を算出する。
ゲート信号生成部２４は、キャリアと各デューティを比較して最大、中間、最小相のゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎを生成する。
【００３５】
ＵＶＷ相ゲート信号生成部２５は、最大、中間、最小相のゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎと三相電圧指令値の大小関係に基づいて各相のゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。
（インバータ制御系の動作説明）
図３はインバータ制御系の動作を示すフロー図である。
【００３６】
ステップＳ１（出力電圧指令値算出）では、出力電圧指令値算出部２１が三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。本例では三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を式２で示すことができる値とする。
【００３７】
Ｖｕ＊＝αｃｏｓ（θ２）                            式２
Ｖｖ＊＝αｃｏｓ（θ２−（２π／３））
Ｖｗ＊＝αｃｏｓ（θ２＋（２π／３））
また、振幅レベルαを１としたときの波形を図４のＡに示す。図４のＡは縦軸に電圧指令値、横軸に回転角θ２（角度）が示されている。
【００３８】
三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の算出は次のようにしてもよい。モータＭＧ２に対するトルク指令値Ｔ＊よりｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を算出する。次に、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの検出値をｄｑ座標上に変換してｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑを算出する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、ｄ軸電流値Ｉｄとｑ軸電流値Ｉｑに基づいて、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊との各偏差がゼロになるように、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出する。そして、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を座標変換して三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を算出する。
【００３９】
また、式２では三相正弦波変調として指令値を与えているが、３次重畳方式、２相変調、矩形波などを用いてもよい。
ステップＳ２（出力電圧指令値大小関係算出）では、出力電圧指令値大小関係算出部２２が図４のＢに記録されているテーブルの三相電圧指令値の大小関係を示す「Ｖｍａｘ＊」「Ｖｍｉｄ＊」「Ｖｍｉｎ＊」と電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を比較して、対応する「ｍｏｄｅ」を決定する。出力電圧指令値の大小関係を示す「ｍｏｄｅ」は三相電圧指令値の大小関係が変化しない期間（６０ｄｅｇ刻み）ごとに番号が付されている（ｍｏｄｅ１〜６）。また、「ｍｏｄｅ」には「Ｖｍａｘ＊」「Ｖｍｉｄ＊」「Ｖｍｉｎ＊」の大小関係が関連付けられている。「Ｖｍａｘ＊」は「ｍｏｄｅ」ごとに三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗの最大値を示し、「Ｖｍｉｄ＊」は「ｍｏｄｅ」ごとに三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗの中間値を示し、「Ｖｍｉｎ＊」は「ｍｏｄｅ」ごとに三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗの最小値を示している。例えば、図４のＢの０≦θ２≦π／３（Ｕ＞Ｖ＞Ｗに期間）の場合、「ｍｏｄｅ」の「１」が選択され、Ｖｍａｘ＊としてＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｍｉｄ＊としてＶ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｖｍｉｎ＊としてＷ相電圧指令値Ｖｗ＊が関連付けられる。
【００４０】
なお、図７のＢに示すテーブルのように、「ｍｏｄｅ」ごとに対応するスイッチングパタン（出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）を記録しておいてもよい。「ｍｏｄｅ」が「１」の
時には「Ｖ１」「Ｖ６」「Ｖ６」「Ｖ４」「Ｖ４」「Ｖ３」が選択される。「２」の時には「Ｖ１」「Ｖ６」「Ｖ６」「Ｖ２」「Ｖ２」「Ｖ５」が選択される。「３」の時には「Ｖ４」「Ｖ３」「Ｖ３」「Ｖ２」「Ｖ２」「Ｖ５」が選択される。「４」の時には「Ｖ４」「Ｖ３」「Ｖ３」「Ｖ１」「Ｖ１」「Ｖ６」が選択される。「５」の時には「Ｖ２」「Ｖ５」「Ｖ５」「Ｖ１」「Ｖ１」「Ｖ６」が選択される。「６」の時には「Ｖ２」「Ｖ５」「Ｖ５」「Ｖ４」「Ｖ４」「Ｖ３」が選択される。さらに、各スイッチングパタン（出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）は、後述するデューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ、に関連付けて記録されている。図７のＢには置換前のスイッチングパタンも示す。
【００４１】
ステップＳ３（デューティ算出）では、デューティ算出部２３が零電圧ベクトル置換後の各デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄを算出する。デューティの算出は次のような条件の下決定する。
【００４２】
条件Ａ）マトリックスコンバータ３とインバータ２を用いた場合、インバータ出力に常に電圧を出力させるため、零電圧ベクトル期間は、それぞれ逆方向のベクトルを半分ずつ出力し、平均値として零電圧ベクトルを出力させる。なお、本実施例では昇圧コンバータ４の出力電圧レベル（ＶＰ−ＶＮ間）が出力させるが、昇圧コンバータ４がない場合はバッテリ５の直流電圧レベルをインバータに常に出力させる。
【００４３】
条件Ｂ）逆方向の電圧ベクトルのスイッチング回数が最小となる組合せを選択する。
全期間におけるデューティの決定は式３に従い算出する。
Ｄａ＝（１＋Ｖｍｉｎ＊）／４                          式３
Ｄｂ＝（１＋２Ｖｍｉｄ＊−Ｖｍｉｎ＊）／４
Ｄｃ＝（１＋Ｖｍａｘ＊−２Ｖｍｉｄ＊）／４
Ｄｄ＝（１−Ｖｍａｘ＊）／４
一例として図４のＡ、Ｂの０≦θ２≦π／３の期間のデューティ決定方法について説明する。各ベクトルのデューティＤｎは、制御周期をＴｃ、ベクトルＶｎの出力時間Ｔｎにより式４で示すことができる（ただし、ｎ＝０〜７）。
【００４４】
Ｄｎ＝Ｔｎ／Ｔｃ                                    式４
次に、置換前の０≦θ２≦π／３の期間のデューティＤ０〜Ｄ７は式５で示すことができる（図５のＡの置換前の電圧ベクトルのＶ０、Ｖ４、Ｖ６、Ｖ７とスイッチングパタンＱ１、Ｑ２、Ｑ３を参照）。
【００４５】
Ｄ７＝（１＋Ｖｗ＊）／２                            式５
Ｄ６＝（Ｖｖ＊−Ｖｗ＊）／２
Ｄ４＝（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）／２
Ｄ０＝（１−Ｖｕ＊）／２
ここで、逆方向の電圧ベクトルはＶ１とＶ６、Ｖ２とＶ５、Ｖ３とＶ４であり、零電圧ベクトルはＶ０、Ｖ７である（図５のＢ参照）。
【００４６】
０≦θ２≦π／３の期間における零電圧ベクトル置換後の各デューティＤｎ’は式６で示すことができる（図５のＡ置換後の電圧ベクトルを参照）。
Ｄ１’＝Ｄ７／２＝（１＋Ｖｗ＊）／４                式６
Ｄ６’＝Ｄ６＋（Ｄ７／２）
＝（１＋２Ｖｖ＊−Ｖｗ＊）／４
Ｄ４’＝Ｄ４＋（Ｄ０／２）
＝（１＋Ｖｕ＊−２Ｖｖ＊）／４
Ｄ０’＝Ｄ０／２
＝（１−Ｖｕ＊）／４
また、π／３≦θ２≦２πの期間のデューティに関しても三相電圧指令値の対称性より、上記と同じように決定できる。そのため、全期間における零電圧ベクトル置換後の各デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄは、図４のＢを参照して三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＶｍａｘ＊、Ｖｍｉｄ＊、Ｖｍｉｎ＊に読み替えればよい。
【００４７】
ステップＳ４（最大・中間・最小相のゲート信号生成）では、最大・中間・最小ゲート信号生成部２４がキャリアと各デューティ（Ｄａ〜Ｄｄ）を比較し、最大・中間・最小相のゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎを生成する。図６のＡに示すようにＴｃの期間にレベル０から１に変化するキャリアとＤａ、Ｄａ＋Ｄｂ、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとの交点を算出して、Ｔｃの期間のどの時点においてレベルを変化させるかを判定して、判定結果に基づいて比較信号Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を生成する。比較信号Ｐ１はキャリアとＤａとの交点でハイレベル（１）からロウレベル（０）に変化させ、比較信号Ｐ２はキャリアとＤａ＋Ｄｂとの交点でハイレベル（１）からロウレベル（０）に変化させ、比較信号Ｐ３はキャリアとＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとの交点でハイレベル（１）からロウレベル（０）に変化させる。
【００４８】
この比較結果である比較信号Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３により、すべてのスイッチングパタンの状態変化を表すことができる（図６のＢの真理値表）。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」が「０」「０」「０」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「０」「１」「１」となる。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」が「０」「０」「１」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「１」「０」「０」となる。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」が「０」「１」「１」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「１」「１」「０」となる。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」が「１」「１」「１」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「０」「０」「１」となる。それ以外の「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」はとらない。よって、この真理値表を記録部８に記録しておき、入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」に基づいて「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」を求めることができる。
【００４９】
また、図６のＢの真理値表から論理式７を導くことができるため、式７を利用して「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」を求めてもよい。なお、「！」は反転論理を示し、「・」は論理積を示す。
【００５０】
Ｇｍａｘ＝Ｐ１！・Ｐ３                              式７
Ｇｍｉｄ＝Ｐ１！・Ｐ２＋Ｐ３
Ｇｍｉｎ＝Ｐ１＋Ｐ３！
ステップＳ５（ＵＶＷ相ゲート信号生成）では、ＵＶＷ相ゲート信号生成部２５が、最大・中間・最小相のゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎと出力電圧指令値の大小関係であるｍｏｄｅ信号を用いて、各相のゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。例えば、図７のＡに示すテーブルを記録部８に記録して、そのテーブルに基づいて各相のゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。「ｍｏｄｅ」が「１」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇ
ｗ」は「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「２」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｎ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「３」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「４」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍａｘ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「５」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍａｘ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「６」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍｉｄ」を選択する。
【００５１】
その後、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のゲートに供給され、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗの反転出力はスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のゲートに供給される。図７のＢにｍｏｄｅごとの置換前と置換後のスイッチングパタンを示す。
【００５２】
上記のように制御処理することで、マトリックスコンバータ３とインバータ２を併用した場合でも、インバータ２の出力電圧ベクトルに制限がなく、Ｔｃの期間においてスイッチング回数を７回にすることができる（図６のＡに示したＧｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎの○を参照）。従来はスイッチング回数が１１回であるが、本例ではスイッチング回数を７回に減少させることができる。
（マトリックスコンバータ制御系）
マトリックスコンバータ３は、インバータ２のＵＶＷ相の出力電圧ＶＰまたはＶＮを、ｒｓｔ相の出力電圧指令値に合わせて、スイッチを切り替えながら選択印加する。また、マトリックスコンバータ３は、インバータ２より出力されるモータＭＧ２側の電圧を基準として、モータＭＧ１側に要求されている電圧値を各スイッチを制御してモータＭＧ１に供給する。
【００５３】
マトリックスコンバータ制御系は、ｒｓｔ相出力電圧指令値算出部２６、ｒｓｔ相デューティ算出部２７、ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部２８、ＭＣゲート信号生成部２９、転流パタン付加部３０、ＭＣ１８ゲート信号生成部３１を有している。
【００５４】
ｒｓｔ相出力電圧指令値算出部２６は、マトリックスコンバータ３の出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊を算出する。
ｒｓｔ相デューティ算出部２７は、Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊に基づいてｒｓｔ相のデューティＤｒ、Ｄｓ、Ｄｔを算出する。
【００５５】
ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部２８は、インバータ制御系で算出したデューティＤａ〜Ｄｄ、ｒｓｔ相の各デューティＤｍ（ｍ＝ｒ、ｓ、ｔ）をキャリアと比較してゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３を算出する。
【００５６】
ＭＣゲート信号生成部２９は、インバータ制御系で算出したＵＶＷ相大小関係を示したｍｏｄｅ信号を用いて、ゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３をＵＶＷ相に振り分ける。
転流パタン付加部３０は、マトリックスコンバータ３の電源短絡と電流不連続を防止する転流パタンを付加する。ここでは、モータＭＧ１の電流情報に基づいて転流パタンを付加する。
【００５７】
ＭＣ１８ゲート信号生成部３１は、転流パタンの付加により、全１８ゲートのゲート信号ＧｒｕＰ〜ＧｔｗＮを生成される。
（マトリックスコンバータ制御系の動作説明）
インバータ２の出力電圧状態に合わせたマトリックスコンバータ３の制御法を示す。マトリックスコンバータ３は、モータＭＧ２側のＵＶＷ相に出力されたＶＰ、ＶＮの電圧を選択し、モータＭＧ１側の一相へ接続する。つまり、モータＭＧ１側の一相から見たマト
リックスコンバータ３の出力電圧は、ＶＰまたはＶＮとなり、インバータ２の出力電圧と同じになる。
【００５８】
図８にマトリックスコンバータの制御フローを示す。
ステップＳ１１（ｒｓｔ相出力電圧指令値算出）では、ｒｓｔ相出力電圧指令値算出部２６がｒｓｔ相電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊を算出する。本例ではｒｓｔ相電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊を式８で示すことができる値とする。
【００５９】
Ｖｒ＊＝βｃｏｓ（θ１）                            式８
Ｖｓ＊＝βｃｏｓ（θ１−（２π／３））
Ｖｔ＊＝βｃｏｓ（θ１＋（２π／３））
ｒｓｔ相電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊は、モータＭＧ２に対するトルク指令値より算出してもよい。
【００６０】
ステップＳ１２（ｒｓｔ相デューティ算出）では、ｒｓｔ相デューティ算出部２７がｒｓｔ相に必要な出力電圧を算出し、マトリックスコンバータ３の各デューティを決定する。
【００６１】
０≦θ１≦π／３の期間のデューティ決定方法について説明する。図９に０≦θ１≦π／３におけるキャリアとｒｓｔ相出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊が選択されるスイッチングパタンを示す。ｒｓｔ相の各デューティＤｍは、式９に示すように制御周期Ｔｃ、ｍ相（ｍ＝ｒ、ｓ、ｔ）への接続時間Ｔｍにより定義することができる。
【００６２】
Ｄｍ＝Ｔｍ／Ｔｃ                                    式９
次に、各デューティＤｒ、Ｄｓ、Ｄｔは、ｒｓｔ相出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊を用いて式１０により示すことができる。そこで、式１０に従ってデューティＤｒ、Ｄｓ、Ｄｔを算出する。
【００６３】
Ｄｒ＝（１＋Ｖｒ＊）／２                            式１０
Ｄｓ＝（１＋Ｖｓ＊）／２
Ｄｔ＝（１＋Ｖｔ＊）／２
マトリックスコンバータ３の各スイッチング素子Ｓｒｕ〜Ｓｔｗが、図９および式１０に示される条件を満たせば、出力電圧はｒｓｔ相出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊通り制御できる。
【００６４】
ステップＳ１３（ｒｓｔ相ゲート信号生成）では、ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部２８が、インバータ制御系で算出したデューティＤａ〜Ｄｄ、ｒｓｔ相の各デューティＤｍをキャリアと比較したＰ１〜Ｐ３、Ｐｍを用いゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３を式１１に従って算出する（ｍ＝ｒ、ｓ、ｔ）。
【００６５】
０＜Ｄｍ＜Ｄａ＋Ｄｂ（条件１、条件２）              式１１
Ｇｍ１＝Ｐ３！
Ｇｍ２＝Ｐ１・Ｐｍ！＋Ｐ１！・Ｐｍ
Ｇｍ３＝Ｐ１・Ｐｍ＋Ｐ１！・Ｐ３・Ｐｍ！
Ｄａ＋Ｄｂ＜Ｄｍ＜Ｔｃ（条件３、条件４）
Ｇｍ１＝Ｐ３！・Ｐｍ！＋Ｐ１！・Ｐ３・Ｐｍ
Ｇｍ２＝Ｐ３・Ｐｍ！＋Ｐ３！・Ｐｍ
Ｇｍ３＝Ｐ１
図１０にマトリックスコンバータ３のスイッチングパタンの展開（ｒｓｔ相にＶＰ、ＶＮを出力するマトリックスコンバータ３のスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３の組合せ）を示す。なお、図１０ではインバータ２とマトリックスコンバータ３の制御周期を同じにしている。インバータ２とマトリックスコンバータ３の同じ制御周期Ｔｃを用いることにより、マトリックスコンバータ３の入力電圧（インバータ２の出力電圧）の状態を、ゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎを用いれば、モータＭＧ２の位相角θ２に関係なく図１０のように示すことができる。
【００６６】
例えば、図１０のＤａ期間中にｒ相にＶＰを出力したいときは、r相とマトリックスコンバータ３の入力側の最小相のスイッチング素子Ｓｒ３を接続し、ＶＮを出力したい時は最大相もしくは中間相のスイッチング素子Ｓｒ１、Ｓｒ２を接続すればよい。このように、他の期間Ｄｂ〜Ｄｄおよびｓ相、t相に関しても同様にスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３を選択することでモータＭＧ１の制御ができる。
【００６７】
ｒｓｔ相の出力電圧を満足させるために、図９に示した各デューティを満たすようにマトリックスコンバータ３のスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３を選択する。また、接続関係に自由度がある場合は、制御周期間の状態変化の回数が最小となり、電圧指令値の変動が小さくなるスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３を優先的に選択する。ここで、自由度とは選択できるスイッチの組み合わせの自由度を示す。例えば、図１０のｒ相であればＤａの期間中にｒ相にＶＮを出力するとき、Ｓｒ１またはＳｒ２のどちらを選択しても出力できることを示す。また、電圧指令値の変動が小さいとは、指令値の電圧変動を小さい方へ状態変化させることを示す。例えば、出力電圧指令値の最大相と最小相の電圧差より、最大相と中間相の電圧指令値の電圧差が小さいことを示す。Ｓｒ１からＳｒ２、Ｓｒ３への状態変化が許容される際に、電圧指令値の変動幅の小さいＳｒ２へ状態変化させる。なお、後述する図１１Ｃの例であれば、Ｄｃ期間中のオフ状態として、Ｓｒ２、Ｓｒ３のどちらかを選択しても制御周期間の状態変化の回数が最小となる。スイッチングパタンを制御するためには、電圧指令値の変動が小さいという制約を与え、スイッチング素子Ｓｒ２への状態変化を制限する。
【００６８】
図１１Ａ〜１１Ｄに上記の優先度に従って選択した、r相のスイッチングパタンを示す。図１１Ａ、１１Ｂでは、r相のデューティＤｒの大きさにより、４条件に分けてスイッチングパタンを生成している。以下に条件を示す。
【００６９】
条件１：０＜Ｄｒ＜Ｄａ
条件２：Ｄａ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ
条件３：Ｄａ＋Ｄｂ＜Ｄｒ<Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ
条件４：Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＜Ｄｒ＜Ｔｃ
図１１ＡのＡは条件１の場合のスイッチングパタンを示しており、図１１ＡのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベルを示している。図１１ＢのＡは条件２の場合のスイッチングパタンを示しており、図１１ＢのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベル
を示している。図１１ＣのＡは条件３の場合のスイッチングパタンを示しており、図１１ＣのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベルを示している。図１１ＤのＡは条件４の場合のスイッチングパタンを示しており、図１１ＤのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベルを示している。
【００７０】
次に、上記図１１ＡのＢに示す真理値表（条件１）と図１１ＢのＢに示す真理値（条件２）を合成して、図１２のＡに示す真理値表を生成する。また、上記図１１ＣのＢに示す真理値表（条件３）と図１１ＤのＢに示す真理値（条件４）を合成して、図１２のＢに示す真理値表を生成する。この図１２のＡ、Ｂに示した真理値表に基づいて、カルノー図などを用いることにより論理式を作成すると、式１２に示すようにｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を簡単な式で示すことができる。
【００７１】
０＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ（条件１、条件２）              式１２
Ｇｒ１＝Ｐ３！
Ｇｒ２＝Ｐ１・Ｐｒ！＋Ｐ１！・Ｐｒ
Ｇｒ３＝Ｐ１・Ｐｒ＋Ｐ１！・Ｐ３・Ｐｒ！
Ｄａ＋Ｄｂ＜Ｄｒ＜Ｔｃ（条件３、条件４）
Ｇｒ１＝Ｐ３！・Ｐｒ！＋Ｐ１！・Ｐ３・Ｐｒ
Ｇｒ２＝Ｐ３・Ｐｒ！＋Ｐ３！・Ｐｒ
Ｇｒ３＝Ｐ１
s相、t相に関しても、上記のようにスイッチングパタンを示す論理式を生成することができる。また、上記のスイッチングパタンを示す論理式の生成方法は、全デューティに対応できるので、０≦θ１≦π／３以外の期間についても生成することができる。
【００７２】
ステップＳ１４（ＭＣ最大・中間・最小ゲート信号生成）では、ＭＣゲート信号生成部２９がｍｏｄｅ信号とゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３（式１１）に基づいて、ゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３をＵＶＷ相へと振り分けてゲート信号Ｇｒｕ〜Ｇｔｗを生成する。例えば、ｍｏｄｅ信号と図１３に示す記録部８に記録されているテーブルを参照して式１１（式１２）のゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３をＵＶＷ相へと振り分ける。なお、図１３の各ゲート信号の添え字(１、２、３)は出力電圧指令値の最大相、中間相、最小相を示している。Ｇｒ１であればｒ相と出力電圧指令値の最大相のゲート信号を示す。
【００７３】
ステップＳ１５（転流パタン付加）では、転流パタン付加部３０が電流情報（Ir、Itから算出した情報）に基づいて生成した転流パタンをゲート信号Ｇｒｕ〜Ｇｔｗに付加する。
【００７４】
ステップＳ１６（ＭＣ１８ゲート信号生成）では、ＭＣ１８ゲート信号生成部３１がマトリックスコンバータ３を制御する全１８ゲートのゲート信号ＧｒｕＰ〜ＧｔｗＮ（図１に示す）を生成する。例えばＳｒｕがオンのときＳｒｕＰ、ＳｒｕＮをともにオン、ＳｒｕがオフのときＳｒｕＰ、ＳｒｕＮをともにオフになる。ただし、転流パタンを付加しているため、ＳｒｕＰとＳｒｕＮがオン、オフするタイミングは転流で定義される時間だけ異なる。
【００７５】
以上より、インバータ２とマトリックスコンバータ３のすべてのゲート信号を生成し、インバータ２とマトリックスコンバータ３の制御をする。
インバータ制御系は、零電圧ベクトル期間（Ｄ７、Ｄ０）は、それぞれ逆方向のベクト
ルを半分ずつ出力し、平均値として零電圧を実現し、逆方向のベクトルは三種類（Ｖ１とＶ６、Ｖ２とＶ５、Ｖ３とＶ４）あるが、スイッチング回数が最小となる組合せを選択する。
【００７６】
上記のように制御処理することにより、マトリックスコンバータ制御系は、インバータ２の出力電圧の状態（オンまたはオフ）に合わせてスイッチングを行うことができる。
また、従来のインバータと同等レベルまで直流電圧を利用できるため、モータ高速回転時などの高い出力電圧が必要な領域まで制御可能となる（直流電圧利用率の向上）。
【００７７】
また、インバータのスイッチング回数が低減できるため、スイッチング損失の低減によるＩＧＢＴなどの半導体素子の低コスト・小型化ができる。
（実施例２）
実施例２では、実施例１で説明したインバータ２のスイッチング回数とマトリックスコンバータ３のスイッチング回数をさらに低減する。
【００７８】
実施例２では、零電圧ベクトル以外の出力電圧ベクトルのデューティを変化させないで、零電圧ベクトルの代わりに出力電圧ベクトルの両隣のベクトルを半分ずつ出力して、インバータ２の制御周期間のスイッチング回数を３回にする。
【００７９】
また、インバータ２の出力電圧の状態（オンまたはオフ）に合わせてスイッチングすることにより、マトリックスコンバータ３の制御周期間のスイッチング回数を６回にする。（インバータ制御系の説明）
図１４に実施例２のインバータ制御系の動作を示す。ステップＳ２１、Ｓ２２は実施例１のステップＳ１、Ｓ２と同じ処理を行う。
【００８０】
なお、図１７に示すテーブルのように、「ｍｏｄｅ」ごとに対応するスイッチングパタン（出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）を記録しておいてもよい。「ｍｏｄｅ」が「１」の時には「Ｖ２」「Ｖ６」「Ｖ４」「Ｖ５」が選択される。「２」の時には「Ｖ４」「Ｖ６」「Ｖ２」「Ｖ３」が選択される。「３」の時には「Ｖ１」「Ｖ３」「Ｖ２」「Ｖ６」が選択される。「４」の時には「Ｖ２」「Ｖ３」「Ｖ１」「Ｖ５」が選択される。「５」の時には「Ｖ４」「Ｖ５」「Ｖ１」「Ｖ３」が選択される。「６」の時には「Ｖ１」「Ｖ５」「Ｖ４」「Ｖ６」が選択される。さらに、各スイッチングパタン（出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７）は、後述するデューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄ、に関連付けて記録されている。図１７は置換前のスイッチングパタンも示す。
【００８１】
ステップＳ２３（デューティ算出）では、デューティ算出部２３が零電圧ベクトル置換後の各デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄを算出する。マトリックスコンバータ３とインバータ２を用いた場合、インバータ出力に常に電圧を出力させるため、零電圧ベクトルとして出力電圧ベクトルの両隣のベクトルを半分ずつ出力する。全期間におけるデューティの決定は式１３に従い算出する。
【００８２】
Ｄａ＝（２−Ｖｍａｘ＊＋Ｖｍｉｎ＊）／４                式１３
Ｄｂ＝（Ｖｍｉｄ＊−Ｖｍｉｎ＊）／２
Ｄｃ＝（Ｖｍａｘ＊−Ｖｍｉｄ＊）／２
Ｄｄ＝（２−Ｖｍａｘ＊＋Ｖｍｉｎ＊）／４
一例として０≦θ２≦π／３の期間のデューティ決定方法について説明する。各ベクトルのデューティＤｎは、制御周期をＴｃ、ベクトルＶｎの出力時間Ｔｎにより式４で示すことができる（ただし、ｎ＝０〜７）。
【００８３】
次に、置換前の０≦θ２≦π／３の期間のデューティＤ０〜Ｄ７は式５で示すことができる（図１５のＡ置換前の電圧ベクトルのＶ０、Ｖ４、Ｖ６、Ｖ７とスイッチングパタンＱ１、Ｑ２、Ｑ３を参照）。
【００８４】
ここで、逆方向の電圧ベクトルはＶ１とＶ６、Ｖ２とＶ５、Ｖ３とＶ４であり、零電圧ベクトルはＶ０、Ｖ７である（図１５のＢ参照）。
０≦θ２≦π／３の期間における零電圧ベクトル置換後の各デューティＤｎ’は式１４で示すことができる（図５のＡ置換後の電圧ベクトルを参照）。
【００８５】
Ｄ６’＝Ｄ６                                        式１４
＝（Ｖｖ＊−Ｖｗ＊）／２
Ｄ４’＝Ｄ４
＝（Ｖｕ＊−Ｖｖ＊）／２
Ｄ２’＝Ｄ５´＝（Ｄ０＋Ｄ７）／２
＝（２−Ｖｕ＊＋Ｖｗ＊）／４
０≦θ２≦π／３の期間において、零電圧ベクトル以外の出力する電圧ベクトルＶ６とＶ４の隣はＶ２とＶ５となる。π／３≦θ２≦２π／３の期間において、零電圧ベクトル以外の出力する電圧ベクトルＶ６とＶ２の隣はＶ４とＶ３となる。２π／３≦θ２≦πの期間において、零電圧ベクトル以外の出力する電圧ベクトルＶ３とＶ２の隣はＶ１とＶ６となる。π≦θ２≦４π／３の期間において、零電圧ベクトル以外の出力する電圧ベクトルＶ３とＶ１の隣はＶ２とＶ５となる。４π／３≦θ２≦５π／３の期間において、零電圧ベクトル以外の出力する電圧ベクトルＶ５とＶ１の隣はＶ４とＶ３となる。５π／３≦θ２≦２πの期間において、零電圧ベクトル以外の出力する電圧ベクトルＶ５とＶ４の隣はＶ１とＶ６となる。
【００８６】
また、π／３≦θ２≦２πの期間のデューティに関しても三相電圧指令値の対称性より、上記と同じように決定できる。
そのため、全期間における零電圧ベクトル置換後の各デューティＤａ、Ｄｂ、Ｄｃ、Ｄｄは、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＶｍａｘ＊、Ｖｍｉｄ＊、Ｖｍｉｎ＊に読み替えればよい。
【００８７】
ステップＳ２４（最大・中間・最小相のゲート信号生成）では、最大・中間・最小ゲート信号生成部２４がキャリアと各デューティ（Ｄａ〜Ｄｄ）を比較し、最大・中間・最小相のゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎを生成する。図１６のＡに示すようにＴｃの期間にレベル０から１に変化するキャリアとＤａ、Ｄａ＋Ｄｂ、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとの交点を算出して、Ｔｃの期間のどの時点においてレベルを変化させるかを判定して、判定結果に基づいて比較信号Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３を生成する。比較信号Ｐ１はキャリアとＤａとの交点でハイレベル（１）からロウレベル（０）に変化させ、比較信号Ｐ２はキャリアとＤａ＋Ｄｂとの交点でハイレベル（１）からロウレベル（０）に変化させ、比較信号Ｐ３はキャリアとＤａ＋Ｄｂ＋Ｄｃとの交点でハイレベル（１）からロウレベル（０）に変化させる。
【００８８】
この比較結果である比較信号Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３により、すべてのスイッチングパタンの状態変化を図１６のＢの真理値表により示すことができる。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」が「０」「０」「０」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「１」「０」「１」となる。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」が「０」「０」「１」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「１」「０」「０」となる。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「
Ｐ３」が「０」「１」「１」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「１」「１」「０」となる。入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」が「１」「１」「１」であるとき「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」は「０」「１」「０」となる。それ以外の「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」はとらない。よって、この真理値表を記録部８に記録しておき、入力「Ｐ１」「Ｐ２」「Ｐ３」に基づいて「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」を求めることができる。
【００８９】
また、この図１６のＢの真理値表から論理式１５を導くことができるため、式１５を利用して「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」を求めてもよい。なお、「！」は反転論理を示す。
【００９０】
Ｇｍａｘ＝Ｐ１！                                    式１５
Ｇｍｉｄ＝Ｐ２
Ｇｍｉｎ＝Ｐ３！
ステップＳ２５（ＵＶＷ相ゲート信号生成）では、ＵＶＷ相ゲート信号生成部２５が、最大・中間・最小相のゲート信号Ｇｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎと出力電圧指令値の大小関係であるｍｏｄｅ信号を用いて、各相のゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。例えば、図７のＡに示すテーブルなどを用いて各相のゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗを生成する。「ｍｏｄｅ」が「１」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「２」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｎ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「３」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｄ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「４」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍａｘ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「５」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍｉｄ」「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍａｘ」を選択する。「ｍｏｄｅ」が「６」であれば「Ｇｕ」「Ｇｖ」「Ｇｗ」は「Ｇｍａｘ」「Ｇｍｉｎ」「Ｇｍｉｄ」を選択する。その後、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のゲートに供給され、ゲート信号Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗの反転出力はスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６のゲートに供給される。
【００９１】
上記のようにすることで、マトリックスコンバータとインバータを併用した場合でも、インバータの出力電圧ベクトルに制限がなく、Ｔｃの期間においてもスイッチング回数を３回にすることができる（図１６のＡに示したＧｍａｘ、Ｇｍｉｄ、Ｇｍｉｎの○を参照）。実施例１ではスイッチング回数が７回であるが、本例ではスイッチング回数を３回に減少させることができる。
（マトリックスコンバータ制御系の動作説明）
実施例２におけるインバータ２の出力電圧状態に合わせたマトリックスコンバータ３の制御法を示す。マトリックスコンバータ３は、モータＭＧ２側のＵＶＷ相に出力されたＶＰ、ＶＮの電圧を選択し、モータＭＧ１側の一相へ接続する。つまり、モータＭＧ１側の一相から見たマトリックスコンバータ３の出力電圧は、ＶＰまたはＶＮとなり、インバータ２の出力電圧と同じになる。
【００９２】
図１８にマトリックスコンバータの制御フローを示す。
ステップＳ３１では、ステップＳ１１と同じように処理をする。ｒｓｔ相電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊を式８で示すことができる値とする。
【００９３】
ステップＳ３２（ｒｓｔ相デューティ算出）では、ｒｓｔ相デューティ算出部２７がｒｓｔ相に必要な出力電圧を算出し、マトリックスコンバータ３の各デューティを決定する。
【００９４】
０≦θ１≦π／３の期間のデューティ決定方法について説明する。図９に０≦θ１≦π／３におけるキャリアとｒｓｔ相出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ、選択されるスイッチングパタンを示す。ｒｓｔ相の各デューティＤｍは、式９に示すように制御周期Ｔｃ、ｍ相への接続時間Ｔｍにより定義する（ただし、ｍ＝ｒ、ｓ、ｔ）。
【００９５】
各デューティＤｒ、Ｄｓ、Ｄｔは、ｒｓｔ相出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊を用いて式１０により示すことができる。つまり、マトリックスコンバータ３の各スイッチング素子Ｓｒｕ〜Ｓｔｗが、図９および式１０に示される条件を満たせば、出力電圧はｒｓｔ相出力電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊通り制御できる。
【００９６】
ステップＳ３３（ｒｓｔ相ゲート信号生成）では、ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部２８が、インバータ制御系で算出したデューティＤａ〜Ｄｄ、ｍ相のデューティＤｍをキャリアと比較したＰ１〜Ｐ３、Ｐｍを用いゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３を式１６に従って算出する。ただし、ｍ＝ｒ、ｓ、ｔである。
【００９７】
０＜Ｄｍ＜Ｄａ＋Ｄｂ（条件１、条件２）              式１６
Ｇｍ１＝０
Ｇｍ２＝Ｐ３！＋Ｐ３・Ｐｍ
Ｇｍ３＝Ｐ３・Ｐｍ！
Ｄａ＋Ｄｂ＜Ｄｍ＜Ｔｃ（条件３、条件４）
Ｇｍ１＝Ｐ２！・Ｐｍ
Ｇｍ２＝Ｐ２＋Ｐｍ！
Ｇｍ３＝０
図１９にマトリックスコンバータ３のスイッチングパタンの展開（ｒｓｔ相にＶＰ、ＶＮを出力するマトリックスコンバータ３のスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３の組合せ）を示す。
【００９８】
例えば、図１９のＤａ期間中にｒ相にＶＰを出力したいときは、r相とマトリックスコンバータ３の入力側の中間相のスイッチング素子Ｓｒ２を接続し、ＶＮを出力したい時は最大相もしくは最小相のスイッチング素子Ｓｒ１、Ｓｒ３を接続すればよい。このように、他の期間Ｄｂ〜Ｄｄおよびｓ相、t相に関しても同様にスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３を選択することでモータＭＧ１の制御ができる。
【００９９】
ｒｓｔ相の出力電圧を満足させるために、図９に示した各デューティを満たすようにマトリックスコンバータ３のスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３を選択する。また、接続関係に自由度がある場合は、制御周期間の状態変化の回数が最小となるスイッチング素子Ｓｒ１〜Ｓｒ３、Ｓｓ１〜Ｓｓ３、Ｓｔ１〜Ｓｔ３を優先的に選択する。
【０１００】
図２０Ａ〜２０Ｄに上記の優先度に従って選択した、r相のスイッチングパタンを示す。図２０Ａ、２０Ｂでは、r相のデューティＤｒの大きさにより、４条件に分けてスイッチングパタンを生成している。以下に条件を示す。
【０１０１】
条件１：０＜Ｄｒ＜Ｄａ
条件２：Ｄａ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ
条件３：Ｄａ＋Ｄｂ＜Ｄｒ<Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ
条件４：Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＜Ｄｒ＜Ｔｃ
図２０ＡのＡは条件１の場合のスイッチングパタンを示しており、図２０ＡのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベルを示している。図２０ＢのＡは条件２の場合のスイッチングパタンを示しており、図２０ＢのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベルを示している。図２０ＣのＡは条件３の場合のスイッチングパタンを示しており、図２０ＣのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベルを示している。図２０ＤのＡは条件４の場合のスイッチングパタンを示しており、図２０ＤのＢ（真理値表）は入力Ｐ１〜Ｐ３、Ｐｒのときのｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３のレベルを示している。
【０１０２】
次に、上記図２０ＡのＢの真理値表（条件１）と図２０ＢのＢの真理値（条件２）を合成すると、図２１のＡに示す真理値表を生成する。また、上記図２０ＣのＢの真理値表（条件３）と図２０ＤのＢの真理値（条件４）を合成すると、図２１のＢに示す真理値表を生成する。この図２１のＡ、Ｂに示した真理値表に基づいて、カルノー図などを用いることにより論理式を作成すると、式１７に示すようにｒ相のゲート信号Ｇｒ１〜Ｇｒ３を簡単な式で示すことができる。
【０１０３】
０＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ（条件１、条件２）              式１７
Ｇｒ１＝０
Ｇｒ２＝Ｐ３！＋Ｐ３・Ｐｒ
Ｇｒ３＝Ｐ３・Ｐｒ！
Ｄａ＋Ｄｂ＜Ｄｒ＜Ｔｃ（条件３、条件４）
Ｇｒ１＝Ｐ２！・Ｐｒ
Ｇｒ２＝Ｐ２＋Ｐｒ！
Ｇｒ３＝０
s相、t相に関しても、上記のようにスイッチングパタンを示す論理式を生成する。また、上記のスイッチングパタンを示す論理式の生成方法は、全デューティに対応できるので、０≦θ１≦π／３以外の期間についても生成することができる。
【０１０４】
ステップＳ３４（ＭＣゲート信号生成）では、ＭＣゲート信号生成部２９がｍｏｄｅ信号とゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３（式１６）に基づいて、ゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３をＵＶＷ相へと振り分けてゲート信号Ｇｒｕ〜Ｇｔｗを生成する。
【０１０５】
ステップＳ３５（転流パタン付加）では、転流パタン付加部３０が電流情報（Ir、Itから算出した情報）に基づいて生成した転流パタンをゲート信号Ｇｒｕ〜Ｇｔｗに付加する。
【０１０６】
ステップＳ３６（ＭＣ１８ゲート信号生成）では、ＭＣ１８ゲート信号生成部３１がマトリックスコンバータ３を制御する全１８ゲートのゲート信号ＧｒｕＰ〜ＧｔｗＮを生成する。
【０１０７】
以上より、インバータ２とマトリックスコンバータ３のすべてのゲート信号を生成し、インバータ２とマトリックスコンバータ３の制御をする。
インバータ制御系は、零電圧ベクトル以外の出力電圧ベクトルのデューティを変化させないで、零電圧ベクトルは、出力電圧ベクトルの両隣のベクトルを半分ずつ出力して、インバータ２の制御周期間のスイッチング回数を３回にする。
【０１０８】
また、インバータ２の出力電圧の状態（オンまたはオフ）に合わせてスイッチングすることにより、マトリックスコンバータ３の制御周期間のスイッチング回数を６回にできる（一相あたり２回）。
【０１０９】
上記のように制御することで、従来のインバータと同等レベルまで直流電圧を利用できるため、モータ高速回転時などの高い出力電圧が必要な領域まで制御可能となる（直流電圧利用率の向上）。
【０１１０】
また、インバータおよびマトリックスコンバータのスイッチング回数の低減によりスイッチング損失の低減ができるため、ＩＧＢＴなどの半導体の低コスト、小型化ができる。（実施例３）
実施例３では、実施例２で説明したマトリックスコンバータ３のスイッチング回数をさらに低減させ、マトリックスコンバータ３のスイッチング回数を３回にする。
（マトリックスコンバータ制御系の動作説明）
ｒｓｔ相の出力電圧を満足させるために、図９の各デューティを満たすようにマトリックスコンバータ３のスイッチを選択すると、スイッチング回数が最小となるような選択をしても実施例２のようにマトリックスコンバータのスイッチング回数は一相あたり２回となる。
【０１１１】
そこで、マトリックスコンバータ３の制御周期間のｒｓｔ相出力電圧ベクトルのＤａ、Ｄｄの各出力時間が等しくなることを利用し、ｒｓｔ相の出力電圧パタンを変更する。本例のインバータ制御系ではＤａ＝Ｄｄであるため、ｒｓｔ全相のＤａ期間中の出力とＤｄ期間中の出力を入れ替えても各出力電圧ベクトルの出力時間は変化しない。
【０１１２】
図２２にマトリックスコンバータの制御フローを示す。
ステップＳ４１では、ステップＳ３１と同じように処理をする。ｒｓｔ相電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊を式８で示すことができる値とする。
【０１１３】
ステップＳ４２（ｒｓｔ相デューティ算出）では、ステップＳ３２と同じように処理をする。ｒｓｔ相デューティ算出部２７が、ｒｓｔ相電圧指令値Ｖｒ＊、Ｖｓ＊、Ｖｔ＊に基づいてマトリックスコンバータ３の各デューティを決定する。
【０１１４】
ステップＳ４３（ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成）では、ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部２８が、Ｄｍをキャリアと比較した比較信号Ｐｍ、Ｄｍ＋（Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ）をキャリアと比較した比較信号Ｐ（ｍ＋）、Ｄｍ−（Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ）をキャリアと比較した比較信号Ｐ（ｍ−）を用いて各ゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３を生成する。ただし、ｍ＝ｒ、ｓ、ｔである。各ゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３は条件５〜７ごとに式１８により示すことができる。
【０１１５】
０＜Ｄｍ＜Ｄａ（条件５）                            式１８
Ｇｍ１＝０
Ｇｍ２＝Ｐ（ｍ＋）！
Ｇｍ３＝Ｐ（ｍ＋）
Ｄａ＜Ｄｍ＜Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ（条件６）
Ｇｍ１＝Ｐｍ
Ｇｍ２＝０
Ｇｍ３＝Ｐｍ！
Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＜Ｄｍ＜Ｔｃ（条件７）
Ｇｍ１＝Ｐ（ｍ−）！
Ｇｍ２＝Ｐ（ｍ−）
Ｇｍ３＝０
条件５〜７について、ｍ＝ｒのときのＭＣゲート信号のパタンを図２３Ａ〜２３Ｃに示す。図２３Ａには、０＜Ｄｒ＜Ｄａ（条件５）において、変更前出力電圧パタンとデューティＤａとデューティＤｄ期間のパタンを入れ替えた変更後出力電圧パタンが示されている。図２３Ａでは下部に示すようにＳｒ３からＳｒ２へ切り替えることでその相の出力電圧パタンを再現でき、スイッチング回数を１回にできる。
【０１１６】
同様に、図２３Ｂには、Ｄａ＜Ｄｒ＜Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ（条件６）において、変更前出力電圧パタンとデューティＤａとデューティＤｄ期間のパタンを入れ替えた変更後出力電圧パタンが示されている。また、図２３Ｃには、Ｄａ＋Ｄｂ＋Ｄｃ＜Ｄｒ＜Ｔｃ（条件７）において、変更前出力電圧パタンとデューティＤａとデューティＤｄ期間のパタンを入れ替えた変更後出力電圧パタンが示されている。
【０１１７】
出力電圧パタンを変更して一相あたりのスイッチング回数を１回とする方法は、上記図２３Ａ〜２３Ｃに示す操作を行うことで、ｒｓｔ相の全出力電圧パタンに適用できる。
ステップＳ４４（ＭＣゲート信号生成）では、ＭＣゲート信号生成部２９がＵＶＷ相大小関係を示したｍｏｄｅ信号とｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部２８の出力であるゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３（式１８）に基づいて、ゲート信号Ｇｍ１〜Ｇｍ３をＵＶＷ相へと振り分けゲート信号Ｇｒｕ〜Ｇｔｗを生成する。
【０１１８】
ステップＳ４５（転流パタン付加）では、転流パタン付加部３０が電流情報（Ir、Itから算出した情報）に基づいて生成した転流パタンをゲート信号Ｇｒｕ〜Ｇｔｗに付加する。
【０１１９】
ステップＳ４６（全ＭＣゲート信号生成）では、ＭＣ１８ゲート信号生成部３１がマトリックスコンバータ３を制御する全１８ゲートのゲート信号ＧｒｕＰ〜ＧｔｗＮを生成する。
【０１２０】
以上より、インバータ２とマトリックスコンバータ３のすべてのゲート信号を生成し、インバータ２とマトリックスコンバータ３の制御をする。
上記のように出力電圧パタンを変更する制御処理をすることにより、一相あたりのスイッチング回数を１回にすることができる。
【０１２１】
マトリックスコンバータ３のスイッチング回数が３回にでき、スイッチング損失を低減できるため、ＩＧＢＴなどの半導体の低コスト、小型化ができる。
また、インバータの出力電圧ベクトルに制限がなくなる。
【０１２２】
また、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。
【符号の説明】
【０１２３】
１  電力変換装置、
２  インバータ、
３  マトリックスコンバータ、
４  昇圧コンバータ、
５  バッテリ、
６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ  電流センサ、
７ａ、７ｂ  磁極位置センサ、
８  記録部、
９  制御部、
２１  出力電圧指令値算出部、
２２  出力電圧指令値大小関係算出部、
２３  デューティ算出部、
２４  最大・中間・最小ゲート信号生成部、
２５  ＵＶＷ相ゲート信号生成部、
２６  ｒｓｔ相出力電圧指令値算出部、
２７  ｒｓｔ相デューティ算出部、
２８  ｒｓｔ相最大・中間・最小ゲート信号生成部、
２９  ＭＣゲート信号生成部、
３０  転流パタン付加部、
３１  ＭＣ１８ゲート信号生成部、
Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ、
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８  ダイオード、
Ｌ１  コイル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８  スイッチング素子、
Ｓｒｕ、Ｓｒｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｕ、Ｓｓｖ、Ｓｓｗ、Ｓｔｕ、Ｓｔｖ、Ｓｔｗ  スイッチング素子、
ＭＧ１、ＭＧ２  モータ、
【図１】
2010273486.tif 000003
【図２】
2010273486.tif 000004
【図３】
2010273486.tif 000005
【図４】
2010273486.tif 000006
【図５】
2010273486.tif 000007
【図６】
2010273486.tif 000008
【図７】
2010273486.tif 000009
【図８】
2010273486.tif 000010
【図９】
2010273486.tif 000011
【図１０】
2010273486.tif 000012
【図１１Ａ】
2010273486.tif 000013
【図１１Ｂ】
2010273486.tif 000014
【図１１Ｃ】
2010273486.tif 000015
【図１１Ｄ】
2010273486.tif 000016
【図１２】
2010273486.tif 000017
【図１３】
2010273486.tif 000018
【図１４】
2010273486.tif 000019
【図１５】
2010273486.tif 000020
【図１６】
2010273486.tif 000021
【図１７】
2010273486.tif 000022
【図１８】
2010273486.tif 000023
【図１９】
2010273486.tif 000024
【図２０Ａ】
2010273486.tif 000025
【図２０Ｂ】
2010273486.tif 000026
【図２０Ｃ】
2010273486.tif 000027
【図２０Ｄ】
2010273486.tif 000028
【図２１】
2010273486.tif 000029
【図２２】
2010273486.tif 000030
【図２３Ａ】
2010273486.tif 000031
【図２３Ｂ】
2010273486.tif 000032
【図２３Ｃ】
2010273486.tif 000033