(57)【要約】【課題】電気時定数が大きな永久磁石モータの場合でも、加減速運転中の軸誤差を抑制する。【解決手段】永久磁石モータ１と、永久磁石モータ１を駆動する電力変換器２と、周波数指令値ωｒ＊を目標値として、電力変換器２を介して永久磁石モータ１をベクトル制御するベクトル制御装置１００とを備えた永久磁石モータの制御システム２００であって、ベクトル制御装置１００は、永久磁石モータ１に流れる電流検出値ｉｕｃ，ｉｕｖ，ｉｕｗの変化分を用いて、ベクトル制御の基準となる制御軸を修正する基準軸修正部１５５と、基準軸修正部１５５により修正された修正軸を用いて制御するベクトル制御部１５０とを備える。【選択図】図１
2010172060.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数指令値を目標値として、電力変換器を介して永久磁石モータをベクトル制御するベクトル制御部を備えた永久磁石モータの制御装置であって、
前記永久磁石モータに流れる電流検出値の変化分を用いて、前記ベクトル制御の基準となる制御軸を修正する基準軸修正部をさらに備え、
前記ベクトル制御部は、前記基準軸修正部により修正された修正軸を用いて前記永久磁石モータをベクトル制御することを特徴とする永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項２】
前記制御軸は、前記永久磁石モータの電気角位相を推定した位相推定値の基準となる軸であり、
前記ベクトル制御部は、
周波数推定値とｄ軸電流検出値及びｑ軸電流検出値とｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値と周波数推定値とを用いて、前記位相推定値と前記永久磁石モータの電気角の位相値との偏差である軸誤差を推定する軸誤差推定部と、
前記軸誤差推定部が演算した軸誤差推定値と軸誤差の指令値とが一致するような前記周波数推定値を出力する周波数推定部とを備えていることを特徴とする請求項１に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項３】
前記基準軸は、前記永久磁石モータの電気角を推定した位相推定値の基準軸であり、
前記基準軸修正部は、
前記周波数推定値を積分して前記位相推定値を演算する位相推定部と、
前記ｄ軸電流検出値あるいは前記ｑ軸電流検出値を用いて微分演算値を演算する安定化補償部と、
前記位相推定部が演算した前記位相推定値と、前記安定化補償部が演算した微分演算値とを加算して、他の位相推定値を演算する加算部とを備え、
前記ベクトル制御部は、
前記他の位相推定値の軸を前記修正軸として、前記ｄ軸電圧指令値、及び前記ｑ軸電圧指令値を３相の電圧指令値に変換して、この電圧指令値を前記電力変換器に出力すること
を特徴とする請求項２に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項４】
前記周波数推定部は、
ｄ軸電流検出値又はｑ軸電流検出値と、周波数指令値とに基づいて、前記軸誤差推定値が略ゼロになるように、前記周波数推定値を設定することを特徴とする請求項２に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項５】
前記ベクトル制御部は、
回転座標系のｄ軸電流指令値、ｑ軸の電流指令値、ｄ軸電流検出値、及びｑ軸電流検出値、並びに、前記周波数推定値を用いて、前記永久磁石モータの回転周波数と周波数指令値とが一致するように制御することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項６】
前記安定化補償部は、
ｄ軸の電流検出値の微分信号に、任意の減衰率、及びモータ定数を用いて演算したゲインを乗算し、この乗算値をローパスフィルタに通すことにより、前記微分演算値を出力することを特徴とする請求項３に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項７】
前記ｄ軸の電流検出値の微分演算値は、
ξc：任意の減衰率（0 ＜ξc ＜1）、ｓ：ラプラス演算子
Ｌｄ：d軸インダクタンス値、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス値
Ｒ：抵抗値、Ke：誘起電圧係数
Ｉｄ：ｄ軸電流
として、下記演算式Ｇｄ(ｓ)
【数１】
2010172060.tif 000039
により演算されることを特徴とする請求項３又は請求項６に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項８】
前記ｑ軸電流検出値の微分演算値は、
ｑ軸電流検出値の微分信号に、任意の減衰率とモータ定数及びモータ回転周波数情報を用いて演算したゲインを乗算すること
を特徴とする請求項３又は請求項６に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項９】
前記ｑ軸の電流検出値の微分演算値は、
ξc：任意の減衰率 0 <ξc <1、ｓ：ラプラス演算子
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス値、
Ｒ：抵抗値、Ｋｅ：誘起電圧係数、ω１ｃ：周波数推定値
Ｉq：ｑ軸電流
として、下記演算式Ｇｑ(ｓ)
【数２】
2010172060.tif 000040
にしたがって演算されることを特徴とする請求項３又は請求項６に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項１０】
前記永久磁石モータの周波数推定値を積分して求めた位相推定値と前記永久磁石モータの位相値との偏差である軸誤差の推定演算を行う軸誤差推定部と、
前記軸誤差推定部の推定結果と、零が設定された軸誤差の指令値とが一致するように比例演算あるいは（比例＋積分）演算し、周波数推定値を出力する周波数推定部と、をさらに備え、
前記微分演算値は、
前記比例演算あるいは（比例＋積分）演算に設定する制御応答周波数、又は制御ゲインが、所定値以上の場合に演算されることを特徴とする請求項３又は請求項６に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項１１】
前記所定値は、下記演算式ＦＰＬＬ＿maxにより演算された値である
【数３】
2010172060.tif 000041
ことを特徴とする請求項１０に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項１２】
モータ定数と周波数推定値ω１ｃとが下記の条件を満たす場合に、
【数４】
2010172060.tif 000042
前記制御軸の修正を行うこと
を特徴とする請求項１乃至請求項１１の何れか１項に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項１３】
ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値を目標値として、電力変換器を介して永久磁石モータをｄｑベクトル制御するベクトル制御部を備え、前記電力変換器の出力電圧値が飽和した場合、ｑ軸電流指令値と前記永久磁石モータに流れる交流電流の電流検出値との偏差により、前記永久磁石モータを制御するベクトル制御装置において、
前記永久磁石モータの位相検出値に、ｄ軸電流検出値あるいはｑ軸電流検出値の微分演算値を、前記電流検出値の変化分として加算して、制御の基準である制御軸を修正する基準軸修正部を備え、
前記ベクトル制御部は、前記修正された修正軸を用いて、前記永久磁石モータを制御することを特徴とする永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項１４】
前記ｄ軸電流指令値と前記ｄ軸電流検出値との偏差と、前記ｄ軸電流指令値との何れかを、前記飽和に応じてゼロに設定して制御することを特徴とする請求項１３に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置。
【請求項１５】
永久磁石モータと、
前記永久磁石モータを駆動する電力変換器と、
周波数指令値を目標値として、前記電力変換器を介して前記永久磁石モータをベクトル制御するベクトル制御装置と
を備えた永久磁石モータのベクトル制御システムであって、
前記ベクトル制御装置は、
前記永久磁石モータに流れる電流検出値の変化分を用いて、前記ベクトル制御の基準となる制御軸を修正する基準軸修正部と、
前記基準軸修正部により修正された修正軸を用いて前記永久磁石モータを制御するベクトル制御部とを備えることを特徴とする永久磁石モータのベクトル制御システム。
【請求項１６】
請求項１乃至請求項１４の何れか１項に記載の永久磁石モータのベクトル制御装置を用いたスクリュー圧縮機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置センサを省略した位置センサレスの永久磁石モータのベクトル制御装置、制御システム、及びスクリュー圧縮器に関し、特に、高応答な制御特性を実現する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータ制御システムの小型化のためにモータ回転位置（回転角）を検出する位置センサを省略して、モータを制御する技術が求められている。この位置センサレスベクトル制御方式のモータドライブ技術として、ベクトル制御の出力である電圧指令値及び電流検出値ならびに速度指令値を用いて、モータ回転角の基準軸（モータの磁束軸）と制御軸との軸誤差を推定する推定演算を行う技術が特許文献１に開示されている。また、特許文献１には、軸誤差の指令値は基本的には「零」設定であるなどの制御方法が記述されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００１−２５１８８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１記載の方法は、モータの電気時定数（インダクタンス値と抵抗値との積）がある程度小さなモータ、つまり小型から中型のモータについては高応答、高安定な制御を実現することができる。
しかしながら、電気時定数が比較的大きなモータに適用すると、周波数推定演算の制御応答が制限されてしまうため、加減速運転中に大きな軸誤差が発生することがあった。
その結果、モータには過大な電流が流れ、運転効率が劣化する課題があった。
【０００５】
本発明は前記課題を解決するためになされたものであって、電気時定数が大きな永久磁石モータの場合でも、加減速運転中の軸誤差を抑制することができる永久磁石モータのベクトル制御装置、制御システム、及びスクリュー圧縮器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前記目的を達成するため、本発明のベクトル制御装置は、永久磁石モータに流れる電流検出値（ｄ軸電流検出値あるいはｑ軸電流検出値）の変化分（微分）を用いて、ベクトル制御の基準となる制御軸（例えば、位相指令値）を修正する基準軸修正部を備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、電気時定数が大きな永久磁石モータの場合でも、加減速運転中の軸誤差を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
【図２】制御応答周波数ＦＰＬＬ＝５Ｈｚの運転特性を示す特性図である。
【図３】制御応答周波数ＦＰＬＬ＝１６Ｈｚの運転特性を示す特性図である。
【図４】ゲイン−周波数特性図、及び位相−周波数特性図である。
【図５】ラウス表である。
【図６】安定化補償部の構成図である。
【図７】ゲイン−周波数特性図、及び位相−周波数特性図である。
【図８】運転特性(ＦＰＬＬ＝１６Ｈｚ)を示す制御特性図である。
【図９】本発明の第２実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
【図１０】他の安定化補償部の構成図である。
【図１１】本発明の第３実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
【図１２】本発明の第４実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
【図１３】本発明の第５実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
【図１４】本発明の第６実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
【図１５】本発明の永久磁石モータの制御システムを備えたスクリュー圧縮機の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
制御システム２００は、永久磁石モータ１と、永久磁石モータ１を駆動する電力変換器２と、電力変換器２に直流電力を供給する直流電源２１と、電力変換器２を制御する制御信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  を生成する制御装置１００と、永久磁石モータ１に流れる交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する電流検出器３とを備えている。
ここで、永久磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスの方向差によるリラクタンストルク成分とを合成したモータトルクを発生し、モータ回転周波数ωｒで回転する。電力変換器２は、３相の制御信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  に比例すると共に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御された駆動電圧を発生し、永久磁石モータ１に駆動電力を供給する。
【００１０】
制御装置１００は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）等により構成され、ＣＰＵがプログラムを実行することにより、ベクトル制御部１５０と基準軸修正部１５５との機能を実現する。基準軸修正部１５５は、位相推定部７と、安定化補償部８と、加算部９との各機能を備える。
【００１１】
位相推定部７は、（１）式を用いて周波数推定値ω１ｃを積分して位相推定値θｄｃを演算し、永久磁石モータ１の基準軸（モータの磁束軸）を推定する。
【数１】
2010172060.tif 000003
【００１２】
安定化補償部８は、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃを微分演算し、微分演算値としての安定化信号（安定化補償値）Δθｄを出力する。加算部９は、位相推定値θｄｃと安定化信号Δθｄとを加算して、新たな位相推定値（他の位相推定値）Δθｄｃ＿ａを算出し、この算出結果をベクトル制御部１５０に出力する。
【００１３】
ベクトル制御部１５０は、座標変換部４と、軸誤差推定部５と、周波数推定部６と、ローパスフィルタ１０と、ベクトル制御演算部１１と、座標変換部１２と、加算部２２とを備え、周波数指令値ωｒ＊と、電流検出器３が検出した電流検出値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃと、他の位相推定値θｄｃ＿ａに基づいて、ベクトル制御された制御信号Ｖｕ＊,Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、及び周波数推定値ω１ｃを生成する。
【００１４】
ベクトル制御演算部１１は、「零」に設定されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃの一次遅れ値Ｉｑｃｔｄ、及び周波数指令値ωｒ＊、並びに永久磁石モータ１の電気定数（予め設定される設定値）に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を出力する。すなわち、ベクトル制御演算部１１は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃの一次遅れ値Ｉｑｃｔｄと周波数指令値ωｒ＊、及びモータ定数の設定値（Ｒ：抵抗値、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス値、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス値、Ｋｅ：誘起電圧係数）を用いて、式（２）に示すｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を演算する。
【数２】
2010172060.tif 000004
【００１５】
座標変換部１２は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊と新たな位相推定値θｄｃ＿ａとから、３相の制御信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算し、電力変換器２に出力する。
【００１６】
座標変換部４は、３相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの電流検出値ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃと位相推定値θｄｃとから、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑ軸電流検出値Ｉｑｃを演算する。ローパスフィルタ１０は、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃの一次遅れ値Ｉｑｃｔｄを出力し、この出力信号がベクトル制御演算部１１に帰還するようになっている。
【００１７】
軸誤差推定部５は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊、周波数推定値ω１ｃ、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑ軸電流検出値Ｉｑｃ、並びにモータ定数に基づいて、位相推定値θｄｃと永久磁石モータ１の回転角（電気角）の位相値θｄとの偏差である軸誤差Δθの推定演算を行い、推定値Δθｃを出力する。すなわち、軸誤差推定部５は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃ、及び周波数推定値ω１ｃ、並びにモータ定数の設定値を用いて、位相推定値θｄｃとモータ位相値θｄとの偏差である、軸誤差値Δθｄｃ（＝θｄｃ−θｄ）の推定演算を（３）式により行う。
【数３】
2010172060.tif 000005
【００１８】
加算部２２は、「零」に設定された軸誤差の指令値Δθｃ＊と軸誤差の推定値Δθｃとの偏差を演算する。
周波数推定部６は、加算部２２の演算結果を比例演算あるいは（比例＋積分）演算し、その演算結果を周波数指令値ωｒ＊に加算して周波数推定値ω１ｃを出力する。なお、この位相推定値ω１ｃは、軸誤差推定部５に帰還される。また、周波数推定部６は、軸誤差の推定値Δθｃが「零」となるように、（４）式により、周波数推定値ω１ｃを演算する。
【数４】
2010172060.tif 000006
ここで、Ｋｐ  は、比例ゲインであり、（５）式に示すように設定されている。
【数５】
2010172060.tif 000007
ここで、  ＦＰＬＬ  は、周波数推定部６に設定する制御応答周波数［Ｈｚ］である。
【００１９】
次に、本実施形態の特徴である「位相推定値θｄｃに安定化信号Δθｄを加算する位相推定値（制御軸）を修正した効果」について説明を行う。最初に、従来方式である「安定化補償Δθｄを加算しない場合」の制御特性について説明する。
図２は、周波数推定部６に設定する「制御応答周波数ＦＰＬＬが低い場合（ＦＰＬＬ＝５Ｈｚ）の運転特性」を示す特性図であり、図２（ａ）はモータ回転周波数ωｒ［ｒａｄ／ｓ］の時間特性を示し、図２（ｂ）は一次電流Ｉ１［Ａ］の時間特性を示し、図２（ｃ）は軸誤差推定値Δθｃ［ｄｅｇ］の時間特性を示す。
【００２０】
図２（ａ）は、モータ回転周波数ωｒが最低速度（ａ点）から最高速度（ｂ点）まで加速するＡ区間と、最高速度で所定時間（約２．２秒）、回転し、さらに最高速度（ｂ点）から最低速度（ａ点）まで直線的に減速するＢ区間とに区別されている。
図２は、Ａ区間（図２（ａ））においては、軸誤差Δθの推定値Δθｃは、加速開始時に３０ｄｅｇ発生し、加速停止時に−３０ｄｅｇ発生し（図２（ｃ））、永久磁石モータ１の一次電流Ｉ１が１７．４Ａとなっている（図２（ｂ））ことを示している。なお、モータ加速時には、所定の一次電流Ｉ１が流れ、モータ減速時には負の値の回生電流が流れている。
【００２１】
一方、図３は、「制御応答周波数ＦＰＬＬを高くした場合（ＦＰＬＬ＝１６Ｈｚ）の運転特性」を示す特性図である。
図３は、Ａ区間（図３（ａ））において、軸誤差Δθの推定値Δθｃは、２０ｄｅｇ（−２０ｄｅｇ）と小さくなり（図３（ｃ）、その結果、永久磁石モータ１の一次電流Ｉ１が１５Ａ（図３（ｂ）に減少している様子を示している。しかし、Ｂ区間では軸誤差の推定値Δθｃは発散しており（図３（ｃ））、この発散が「騒音」や「過電流による運転停止」に至る問題がある。
【００２２】
図２及び図３の結果から、周波数推定部６に設定される制御応答周波数ＦＰＬＬが、ＦＰＬＬ＝５Ｈｚと低い場合は、軸誤差推定部５は、大きな軸誤差Δθを発生する。これと共に、永久磁石モータ１の一次電流Ｉ１が大きくなり、モータ効率が低下する。
一方、制御応答周波数ＦＰＬＬが高い場合には、軸誤差Δθは抑制され、永久磁石モータ１の一次電流Ｉ１は減少方向であるが、制御が不安定になる場合がある。
【００２３】
次に、制御応答周波数ＦＰＬＬ＝１６Ｈｚと高く設定した場合に発生した「軸誤差の推定値Δθｃ不安定」の原因について説明する。
位相推定値θｄｃと永久磁石モータ１の位相値θｄとの偏差である軸誤差Δθ（＝θｄｃ−θｄ）が存在する場合、制御軸（ｄｃ−ｑｃ）からモータ軸（ｄ−ｑ）への変換行列は、（６）式となる。
【数６】
2010172060.tif 000008
ここで、ｄ軸電圧値Ｖｄ、及びｑ軸電圧値Ｖｑは、（７）式で示すことができる。
【数７】
2010172060.tif 000009
（７）式より、ｄ軸電圧値Ｖｄは、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊の情報が含まれていることが分かる。このｄ軸電圧値Ｖｄの変動により、ｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電圧値Ｖｑと、ｑ軸電流Ｉｑとが変動する。軸誤差推定部５では、このｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃを用いた演算を行っているため、軸誤差の推定値Δθｃに関係する一巡の不安定ループが発生してしまう。
ここで、「軸誤差の指令値Δθｃ＊」から「軸誤差の推定値Δθｃ」までの、一巡伝達関数ＧΔθｃ（ｓ）は、Ａｖ（ωｒ）：モータ回転周波数ωｒの平均値として、
【数８】
2010172060.tif 000010
である。
【００２４】
図４は、（８）式において、モータ回転周波数ωｒを最高周波数（図２のｂ点、ωｒ＝２π・４００ｒａｄ／ｓ）とし、図２、３の特性で設定した制御応答周波数ＦＰＬＬ（＝５Ｈｚ、１６Ｈｚ）を（８）式に代入したときのゲイン−周波数特性図、及び位相−周波数特性図である。ここで、これらの特性図の縦軸はゲイン［ｄＢ］、位相［ｄｅｇ］であり、横軸は周波数［Ｈｚ］である。
【００２５】
図４において、「破線」は、ＦＰＬＬ＝５Ｈｚを用いた特性を示し、「実線」は、ＦＰＬＬ＝１６Ｈｚを用いた特性を示す。図４の特性図によれば、位相特性がｃ点の−１８０［ｄｅｇ］のとき、制御応答周波数ＦＰＬＬ＝５Ｈｚの特性（破線）は、ゲインが０［ｄＢ］（＝１）以下であるので「安定」であることが分かり、制御応答周波数ＦＰＬＬ＝１６Ｈｚの特性（実線）は、ゲインが０［ｄＢ］以上であるので「不安定」であることが分かる。つまり、制御応答周波数ＦＰＬＬを高くした場合に、軸誤差の推定値Δθｃは不安定となってしまう。
【００２６】
ここで、軸誤差の推定値Δθｃの安定条件を求めると、（８）式の一巡伝達関数ＧΔθｃ（ｓ）の特性方程式は、（９）式となり、（１０）式の方程式を考えればよい。
【数９】
2010172060.tif 000011
【数１０】
2010172060.tif 000012
ここで、（１０）式のすべての係数が同符号である「必要条件」を満たしているので、ラウス表を作成する。作成したラウス表を図５に示す。図５の第１列目がラウス数列であり、安定であるためには、（１１）式が成立する必要がある。
【数１１】
2010172060.tif 000013
（１１）式において、比例ゲインＫＰＬＬについて整理すると、
【数１２】
2010172060.tif 000014
となる。ここで、（１３）式の関係が成立する高速域の範囲では、
【数１３】
2010172060.tif 000015
となる。すると、（１２）式を（１４）式に示すように考えることができる。
【数１４】
2010172060.tif 000016
制御応答周波数ＦＰＬＬについて整理すると、
【数１５】
2010172060.tif 000017
となる。つまり、高速域において、安定に運転するためには、（１５）式の関係を満たした制御応答周波数ＦＰＬＬを設定する必要がある。大容量のモータになると、抵抗値Ｒは小さく、ｄ軸インダクタンス値Ｌｄ、及びｑ軸インダクタンス値Ｌｑは大きくなる傾向にあり、制御応答周波数ＦＰＬＬがモータ定数により制限を受けてしまう問題があった。
【００２７】
そこで、本実施形態の特徴構成である「安定化補償部８（図１）」について説明を行う。図６に示す安定化補償部８は、（１６）式によりｄ軸電流検出値Ｉｄｃの微分値を演算し、演算結果である安定化信号Δθｄを出力している。そして、加算部９が、（１６）式に示す安定化信号Δθｄを用いて位相推定値θｄｃを修正する。
【数１６】
2010172060.tif 000018
ここで、
Ｋａ：微分ゲイン、Ｔａ：一次遅れ時定数
である。
【００２８】
この、微分ゲインＫａ、一次遅れ時定数Ｔａを（１７）式に示すようにすると、
【数１７】
2010172060.tif 000019
ここに、
ξｃ：任意に設定する二次系の減衰係数である。
ここで、安定化補償部８を入れた場合における「軸誤差の指令値Δθｃ＊」から「軸誤差の推定値Δθｃ」までの、一巡伝達関数ＧΔθｃｎ＿ｄ（ｓ）を求めると、
【数１８】
2010172060.tif 000020
となる。（１３）式の関係が成立する高速域の範囲では、
（１８）式を、（１９）式に示すＧΔθｃｎ＿ｄ＿ａ（ｓ）に近似することが可能となる。
【数１９】
2010172060.tif 000021
ここで、Ｋｅ＊＝Ｋｅ、Ｒ＊＝Ｒ、Ｌｄ＊＝  Ｌｄ、Ｌｑ＊＝  Ｌｑと仮定すると、（２０）式に示すＧΔθｃｎ＿ｄ＿ｂ（ｓ）を得る。
【数２０】
2010172060.tif 000022
（２０）式中の二次遅れ要素は、（２１）式で示すＧ（ｓ）となる。
【数２１】
2010172060.tif 000023
二次遅れ要素の一般系は、（２２）式で示すＧａ（ｓ）ある。
【数２２】
2010172060.tif 000024
ここで、
ωｎ：固有周波数、ξ：減衰係数
である。（２２）式に、（２１）式を当てはめると、固有周波数ωｎと減衰係数ζとは（２３）式となる。
【数２３】
2010172060.tif 000025
（２３）式において、モータ自体の減衰係数ξ０は、
【数２４】
2010172060.tif 000026
となる。（２４）式より、高速域（ωｒ：大）では減衰係数ξ０が小さくなることが分かる。これが、軸誤差の推定値Δθｃが不安定となる原因である。
【００２９】
そこで、制御側ではモータ回転周波数ωｒに無関係とする「新しい減衰係数ξｃ」を導入（ξｃ≫ξ０設定）することにより、（２０）式を（２５）式に示すＧΔθｃｎ＿ｄ＿ｃ（ｓ）のように変化させる。
【数２５】
2010172060.tif 000027
（２５）式に含まれる二次遅れ要素のゲインの大きさ｜Ｇ＿ｂ（ｓ）｜は、
【数２６】
2010172060.tif 000028
となる。
【００３０】
ここで、ξｃ＝０．５に設定すれば、（２７）式に示すように、モータ回転周波数ωｒのゲイン成分を「１」にすることができる。
【数２７】
2010172060.tif 000029
減衰係数ξｃは０を超えた値で設定すれば、減衰の効果が現れる。
ここでは、ξｃ＝０．５で設定したが、ξｃ＞０  で設定すればよい。
（１８）式に示す一巡伝達関数において、ωｒ＝２π・４００［ｒａｄ／ｓ］、ＦＰＬＬ＝１６［Ｈｚ］、ξｃ＝０．５を代入した周波数特性を図７に示す。
【００３１】
本実施形態の安定化補償部８（図６）を用いると、ｃ点成分のゲイン特性を十分に低下させていることが分かる。
図８は、図３に用いたＦＰＬＬ＝１６Ｈｚと同じ値を設定したときの制御特性図である。従来では図３に示すような不安定となるＢ区間においても、本実施形態の構成により、軸誤差の推定値Δθｃが、発散せず安定に動作している様子が分かる。なお、一次電流Ｉ１の最大値は１５［Ａ］程度であり（図８（ｂ）参照）、軸誤差推定値Δθｃの最大値は２０［ｄｅｇ］である（図８（ｃ）参照）。
【００３２】
本実施形態によれば、電気時定数（抵抗値とインダクタンス値との比率）が小さなモータから、電気時定数が大きなモータまで、加減速運転中の軸誤差を最小限に抑制し、高効率運転を実現することができる。
【００３３】
（第２実施形態）
図９は、本発明の第２実施形態である制御システムの構成図である。
第１実施形態の永久磁石モータ１の制御装置１００では、ｄ軸の微分演算値である安定化信号Δθｄで位相指令値θｄｃを修正したが、第２実施形態の制御装置１００ａは、ｑ軸の微分演算値Δθｑを用いて位相指令値θｄｃを修正するように構成されている。
図９において、制御システム２００ａは、制御装置１００ａと永久磁石モータ１と電力変換器２とを備え、制御装置１００ａは、ベクトル制御部１５０ａと基準軸修正部１５５ａとを備えている。
符号１〜７、１０〜１２、２２が示すものは、図１が示す構成要素と同一である。
図９，１０に示す安定化補償部８ａは、ｑ軸電流検出値Ｉｑｃの微分値を用いて位相推定値θｄｃを修正する。また、安定化信号Δθｑは、（２８）式に示す演算により求められる。
【数２８】
2010172060.tif 000030
ここで、Ｋｂ  を（２９）式に示すようにすると、
【数２９】
2010172060.tif 000031
となる。ここで、
ξｃ：任意に設定する二次系の減衰係数である。
【００３４】
加算部９ａは、位相推定値θｄｃと安定化信号Δθｑを加算して、新しい位相推定値θｄｃ＿ｂを演算し、演算結果を修正軸として座標変換部１２に出力する。
ここで、安定化補償部８ａを入れた場合における「軸誤差の指令値Δθｃ＊」から「軸誤差の推定値Δθｃ」までの、一巡伝達関数ＧΔθｃｎ＿ｑ（ｓ）を求めると、（３０）式となり、
【数３０】
2010172060.tif 000032
（２０）式に示す一巡伝達関数ＧΔθｃｎ＿ｄ＿ｂ（ｓ）と同一になる。
つまり、第２実施形態の構成を用いても、第１実施形態と等価な効果を奏することができる。
【００３５】
（第３実施形態）
図１１は、本発明の第３実施形態の制御システムの構成図である。
第１実施形態、及び第２実施形態では、周波数推定部６に設定する制御応答周波数ＦＰＬＬの大きさとは無関係に、安定化補償により位相推定値θｄｃを修正したが、本実施形態は、制御応答周波数ＦＰＬＬの大きさにより安定化補償の入切動作を行う方式である。
図１１において、制御システム２００ｂは、制御装置１００ｂと永久磁石モータ１と電力変換器２とを備え、制御装置１００ｂは、ベクトル制御部１５０ｂと基準軸修正部１５５ｂとを備えている。ベクトル制御部１５０ｂは、ＦＰＬＬ６１と周波数推定部６ａを備え、基準軸推定部１５５ｂは、安定化補償部８ｂと加算部９ｂとを備えている。なお、図１１において、符号１〜５、７、１０〜１２、２２が示す構成要素は、図１の構成要素と同一である。
ＦＰＬＬ６１は、周波数推定部に設定する制御応答周波数ＦＰＬＬ＿ｓｅｔを出力する。
【００３６】
周波数推定部６ａは、制御応答周波数ＦＰＬＬ＿ｓｅｔを用いて、比例ゲインＫｐ＿ｓｅｔを（３１）式に示すように設定する。
【数３１】
2010172060.tif 000033
【００３７】
安定化補償部８ｂは、制御応答周波数ＦＰＬＬ＿ｓｅｔが（１５）式の条件を満たさない場合のみ、安定化信号Δθｄを出力するように構成されている。つまり、本実施形態では、軸誤差の推定値Δθｃが不安定となる領域のみ、位相指令値θｄｃの修正を行っている。本実施形態を用いても、第１実施形態と等価な効果を奏することができる。
【００３８】
（第４実施形態）
図１２は、本発明の第４実施形態である永久磁石モータ１の制御システムの構成図である。
第１実施形態、及び第２実施形態では、周波数推定値ω１ｃの大きさとは無関係に、安定化補償により位相指令値θｄｃを修正したが、本実施形態では、周波数推定値ω１ｃの大きさにより安定化補償の入切動作を行っている。
制御システム２００ｃは、制御装置１００ｃと永久磁石モータ１と電力変換器２とを備え、制御装置１００ｃは、ベクトル制御部１５０ｃと基準軸修正部１５５ｃとを備えている。
図において、基準軸修正部１５５ｃは、安定化補償部８ｃを備えているが、符号１〜７、９〜１２、２２が示す構成要素は、図１と同一である。
【００３９】
高速域の範囲とは、（１３）式を満足する範囲であり、モータ回転周波数ωｒの代わりに、周波数推定値ω１ｃを用いて、ω１ｃについて整理すると、
【数３２】
2010172060.tif 000034
となる。
安定化補償部８ｃは、周波数推定値ω１ｃが（３２）式の条件を満たす場合のみ、安定化信号Δθｄを出力する。
つまり、本実施形態では高速領域のみ、安定化信号Δθｄを用いて、位相指令値θｄｃの修正を行っている。
本実施形態を用いても、第１実施形態と等価な効果を奏することができる。
【００４０】
（第５実施形態）
図１３は、本発明の第５実施形態である永久磁石モータの制御システムの構成図である。
制御システム２００ｄは、制御装置１００ｄと永久磁石モータ１と電力変換器２とを備え、制御装置１００ｄは、ベクトル制御部１５０ｄを備えている。
ベクトル制御部１５０ｄは、ｄ軸電流制御演算部１３、ｑ軸電流制御演算部１４、及び加算部２３、２４を備え、制御装置１００ｄは、ｄ軸電流制御演算部１３に加算部２３を介して接続される速度制御演算部１５が備えられている。なお、図１３において、符号１〜５、７〜９、１２、２２が示す構成要素は、図１と同一である。
【００４１】
速度制御演算部１５は、周波数指令値ωｒ＊と周波数推定値ω１ｃとの偏差が入力され、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算する。周波数推定部６は、「零」に設定された軸誤差の指令値Δθｃ＊と軸誤差の推定値Δθｃとの偏差を（比例＋積分）演算し、周波数推定値ω１ｃを出力する。速度制御演算部１５は、周波数指令値ωｒ＊と周波数推定値ω１ｃとの偏差から、第１ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を出力する。ｄ軸電流制御演算部１３は、「零」に設定された第１ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄｃとの偏差から第２ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊を出力する。ｑ軸電流制御演算部１４は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑｃとの偏差から第２ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を出力する。
【００４２】
ベクトル制御演算部１１ａは、永久磁石モータ１の電気定数と第２ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、第２ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊、及び周波数推定値ω１ｃを用いて、（３３）式に従い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を出力する。
【数３３】
2010172060.tif 000035
【００４３】
このように、ｄ軸電流制御演算部１３、及びｑ軸電流制御演算部１４を設けたベクトル制御装置においても、第１実施形態と同様な効果を得ることができる。
また、本実施形態では、ｄ軸の微分演算値Δθｄで位相指令値θｄｃを修正する図１の方式を用いているが、ｑ軸の微分演算値Δθｑで位相指令値θｄｃを修正する方式においても同様の効果が得られる。
【００４４】
（第６実施形態）
図１４は、本発明の第６実施形態の永久磁石モータの制御システムの構成図である。
本実施形態は、弱め界磁制御を行い、ｄ軸電流制御演算部、及びｑ軸電流制御演算部を設けた制御装置に、本発明を適用したものである。第６実施形態の制御システム２００ｅは、永久磁石モータ１と電力変換器２と位置検出器２５と制御装置１００ｅとを備え、制御装置１００ｅは、ベクトル制御部１５０ｅを備えている。
ベクトル制御部１５０ｅは、周波数演算部６ｂと、電圧ベクトル演算部１１ｂと、ｄ軸電流制御演算部１３ａと、ｑ軸電流制御演算部１４ａと、ｑ軸電流偏差切替部１８と、ｄ軸電流偏差切替部１７と、位相誤差指令演算部３０と、出力電圧制限検出部３５とを備えている。なお、図において、符号１〜４、９、１２、２２が示す構成要素は、図１３のものと同一である。
【００４５】
位置検出器２５は、レゾルバ、エンコーダ、ホールＩＣ、ホール素子などにより構成され、永久磁石モータ１の回転位置（回転角）を検出し、位置検出値θｄを出力する。
周波数演算部６ｂでは、この位置検出値θｄを用いて、（３４）式により、一次周波数の周波数演算値ω１を求める。
【数３４】
2010172060.tif 000036
加算部９ｂは、位置検出値θｄと安定化信号Δθｄとを加算して、新たな位相推定値θｄｃ＿ｅを座標変換部１２に出力する。
【００４６】
電圧ベクトル演算部１１ｂは、永久磁石モータ１の電気定数と第２電流指令値Ｉｄ＊＊、第２ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊、及び周波数演算値ω１、位相差の指令値Δθｃ＊に基づいて電圧指令値Ｖｄｃ＊＊、電圧指令値Ｖｑｃ＊＊を演算する。ｄ軸電流制御演算部１３ａは、ｄ軸電流偏差切替部１７の出力値ΔＩｄ１から第２ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊を出力する。ｑ軸電流制御演算部１４ａは、ｑ軸電流偏差切替部１８の出力値ΔＩｑ２から第２ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を出力する。
【００４７】
位相誤差指令演算部３０は、ｑ軸電流偏差切替部１８の出力値ΔＩｑ１から位相誤差の指令値Δθｃ＊を出力する。出力電圧制限検出部３５は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊から電力変換器２の出力電圧値Ｖ１＊を演算し、
電圧値Ｖ１＊が電圧制限値Ｖ１＊ｍａｘより小さい場合は、
出力電圧制限フラグＶ１＊ｌｍｔ＿ｆｌｇを「０」に設定し、
電圧値Ｖ１＊がＶ１＊ｍａｘに到達した場合は、出力電圧制限フラグＶ１＊ｌｍｔ＿ｆｌｇを「１」に設定する。
【００４８】
ｄ軸電流偏差切替部１７は、出力電圧制限フラグＶ１＊ｌｍｔ＿ｆｌｇを用いて、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄｃとの偏差ΔＩｄ１あるいは「ゼロ」を出力する。ｑ軸電流偏差切替部１８は、出力電圧制限フラグＶ１＊ｌｍｔ＿ｆｌｇを用いて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と電流検出値Ｉｑｃとの偏差、あるいは「ゼロ」を、それぞれどちらかに、ΔＩｑ１、ΔＩｑ２として出力する。
【００４９】
ここで、位相誤差指令演算部３０の動作について説明する。
位相誤差指令演算部３０では、出力電圧制限フラグＶ１＊ｌｍｔ＿ｆｌｇ  が「１」のとき、第１ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑｃの偏差（＝ΔＩｑ）を（比例＋積分）演算し、その演算値が、軸誤差の指令値Δθｃ＊として算出される。
このとき、電圧ベクトル演算部１１ｂのベクトル演算では、ｄ軸電流制御演算部１３ａ、及びｑ軸電流制御演算部１４ａの入力信号ΔＩｄ１、ΔＩｑ２は、共に「ゼロ」で、出力値Ｉｄ＊＊、Ｉｑ＊＊の演算は更新されず、前回値を保持した状態となる。
（３１）式で示したｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊は一定値となることがわかる。
次に、軸誤差の指令値Δθｃ＊とｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊により、（３５）式に示したように新しいｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊＊が演算される。
【数３５】
2010172060.tif 000037
【００５０】
つまり、出力電圧値Ｖ１＊が制限されている領域では、ｑ軸の電流指令値Ｉｑ＊と電流検出値Ｉｑｃが一致するように、制御軸とモータの磁束軸との位相誤差である軸誤差Δθ（＝θｄｃ−θ）を介して、出力電圧値Ｖ１＊を制御する。すると、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を発生させない（ゼロ）まま、弱め界磁制御を実現することができる。
このような、弱め界磁制御を行い、ｄ軸電流制御演算部１３ａ、及びｑ軸電流制御演算部１４ａを設けた制御装置１００ｅにおいても、位相誤差指令演算部３０に設定する制御応答周波数を高く設定することができる。
また、本実施形態では、ｄ軸の微分演算値Δθｄで位相指令値θｄｃを修正する方式を用いているが、ｑ軸の微分演算値Δθｑで位相指令値θｄｃを修正する方式においても同様の効果が得られる。
【００５１】
（第７実施形態）
図１５は、第７実施形態のスクリュー圧縮機の構成図である。
スクリュー圧縮機３００は、制御装置１５０と、電力変換器２と、モータ＆圧縮機１９とを備え、操作パネル２０を用いて制御するように構成されている。なお、図１の符号２〜１２が示す構成要素が、ソフトウェア、ハードウェア回路により実現されている。
本発明をスクリュー圧縮機に適用すれば、高応答・高精度な制御特性を実現することができる。
【００５２】
ここまでは、
第１実施形態、及び第２実施形態において、ｄ軸電流制御演算部、及びｑ軸電流制御演算部を持たずに、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊（＝０）とｑ軸電流検出値Ｉｑｃの一次遅れ信号Ｉｑｃｔｄ、速度指令値ωｒ＊と永久磁石モータ１の電気定数を用いてベクトル制御演算を行い、
第５実施形態において、第１ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び第１ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑ軸電流検出値Ｉｑｃとから、第２ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊＊、第２ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊＊を作成して、この第２の電流指令値を用いてベクトル制御演算を行ったが、
第１ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、及び第１ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と、ｄ軸電流検出値Ｉｄｃ、及びｑ軸電流検出値Ｉｑｃから、電圧補正値ΔＶｄ＊、ΔＶｑ＊を作成して、この電圧補正値ΔＶｄ＊、ΔＶｑ＊と、第１ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊、第１ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊、周波数推定値ω１ｃ、及び永久磁石モータ１の電気定数を用いて、（３６）式に従い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を演算するベクトル制御演算方式にも適用することができる。
【数３６】
2010172060.tif 000038
また、第１実施形態乃至第３実施形態では、高価な電流検出器３で検出した３相の交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する方式であったが、電力変換器２の過電流検出用に取り付けているワンシャント抵抗器に流れる直流電流から、３相のモータ電流ｉｕ＾、ｉｖ＾、ｉｗ＾を再現し、この再現電流値を用いる「低コストなシステム」にも対応することができる。
【符号の説明】
【００５３】
１  永久磁石モータ
２  電力変換器
３  電流検出器
４  座標変換部
５  軸誤差推定部
６、６ａ  周波数推定部
６ｂ  周波数演算部
７  位相推定部
８、８ａ、８ｂ、８ｃ  安定化補償部
９、９ａ、９ｂ、１６、２２、２３、２４  加算部
１０  ローパスフィルタ
１１、１１ａ  ベクトル制御演算部
１１ｂ  電圧ベクトル演算部
１２  座標変換部
１３、１３ａ  ｄ軸電流制御演算部
１４、１４ａ  ｑ軸電流制御演算部
１５  速度制御演算部
１７  ｄ軸電流偏差切替部
１８  ｑ軸電流偏差切替部
１９  モータ＆圧縮機
２０  操作パネル
２１  直流電源
２５  位置検出器
３０  位相誤差指令演算部
３５  出力電圧制限検出部
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ  制御装置
１５０，１５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃ，１５０ｄ，１５０ｅ  ベクトル制御部
１５５，１５５ａ，１５５ｂ，１５５ｃ，１５５ｄ，１５５ｅ  基準軸修正部
２００，２００ａ，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄ，２００ｅ  制御システム
３００  スクリュー圧縮機
Ｉｄｃ  ｄ軸電流検出値
Ｉｑｃ  ｑ軸電流検出値
Ｉｄ＊  ｄ軸電流指令値
Ｉｑ＊  ｑ軸電流指令値
Ｉｄ＊＊  第２ｄ軸電流指令値
Ｉｑ＊＊  第２ｑ軸電流指令値
Ｖｄｃ*  ｄ軸電圧指令値
Ｖｑｃ*  ｑ軸電圧指令値
Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊  制御信号
Ｉｑｃｔｄ  一次遅れ値
Ｉ１  一次電流
ωｒ  モータ回転周波数
ω１ｃ  周波数推定値
ω１  周波数演算値
θｄｃ  位相推定値
θｄｃ＿ａ、θｄｃ＿ｂ、θｄｃ＿ｃ、θｄｃ＿ｄ  新たな位相推定値（他の位相推定値）
Δθｄ、Δθｑ  安定化信号（微分演算値、安定化補償値）
ＦＰＬＬ  制御応答周波数
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  交流電流（駆動電流）
ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃ  電流検出値
Ｖｄ  ｄ軸電圧値
Ｖｑ  ｑ軸電圧値
Ｉｄ  ｄ軸電流
Ｉｑ  ｑ軸電流
Ｇ  一巡伝達関数
【図１】
2010172060.tif 000043
【図２】
2010172060.tif 000044
【図３】
2010172060.tif 000045
【図４】
2010172060.tif 000046
【図５】
2010172060.tif 000047
【図６】
2010172060.tif 000048
【図７】
2010172060.tif 000049
【図８】
2010172060.tif 000050
【図９】
2010172060.tif 000051
【図１０】
2010172060.tif 000052
【図１１】
2010172060.tif 000053
【図１２】
2010172060.tif 000054
【図１３】
2010172060.tif 000055
【図１４】
2010172060.tif 000056
【図１５】
2010172060.tif 000057