(57)【要約】【課題】交流電源の電圧変動の影響によって生じる交流サーボモータへの交流出力の変動を抑えるのに好適なモータ制御装置及びモータ装置を提供する。【解決手段】モータ装置１を、モータ制御装置１００と３相ブラシレスモータ２００と電気ケーブル３００とを含む構成とし、モータ制御装置１００を、２つのＡＣ１００Ｖの商用電源を直列接続し、前記直列接続部がフレームグラウンドに接続された構成の交流電力供給部１０と、交流入力を全波整流する全波整流回路１３と、交流電力の全波整流回路１３への供給経路に設けられた高周波電流抑制回路１１と、全波整流回路１３からの整流入力を平滑化する平滑回路１４と、平滑回路１４からの直流入力を交流出力に変換して３相ブラシレスモータ２００に供給するインバータ回路１５と、インバータ回路１５の動作を制御する制御回路１６及びマイクロコンピュータ１７とを含む構成とした。【選択図】  図１
2010172066.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、
交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、
複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、
平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、
複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作させて、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、
前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を抑制する高周波電流抑制手段と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
前記高周波電流抑制手段は、コイルを含んで構成されることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、
交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、
複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、
平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、
複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、
前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を遮断する高周波電流遮断手段と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
前記高周波電流遮断手段は、絶縁トランスを含んで構成されることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、
交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、
複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、
平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、
前記平滑回路の直流出力端のいずれか一端とフレームグランドとの間に接続されたコンデンサ素子と、
複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、を備え、
前記コンデンサ素子は、前記インバータ回路と前記交流サーボモータの各相とを接続するケーブルとフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量、及び前記多相サーボモータの各相とフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量よりも大きい容量のコンデンサ素子であることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項６】
請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、
前記モータ制御装置からの交流入力に基づき動作する交流サーボモータと、を備えることを特徴とするモータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、全波整流回路、平滑回路及びインバータ回路を含んで構成される交流サーボモータの制御装置に係り、特に、交流サーボモータの位置決め完了時におけるインバータ回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作によって発生する振動を抑制するのに好適なモータ制御装置及びモータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、例えば、交流電源からの入力を整流且つ平滑化して直流出力を得て、該直流出力をインバータ回路において交流出力に変換して交流サーボモータに供給するモータ制御装置がある（例えば、特許文献１を参照）。
以下、図９に基づき、従来のモータ制御装置の構成を説明する。
ここで、図９は、従来のモータ制御装置の構成を示す回路図である。また、図１０は、ＤＣリンク電圧の分圧の様子を示す図である。また、図１１は、電源電圧がインバータの出力電圧以下になるときの電流経路を示す図である。また、図１２は、電源電圧がインバータの出力電圧より大きくなるときの電流経路を示す図である。
【０００３】
従来のモータ制御装置は、図９に示すように、ＡＣ電源、整流部、平滑部、インバータ部の４つの構成部を含んで構成されている。
ＡＣ電源は、ＡＣ１００[Ｖ]の交流電源を２つ直列に接続し、その接続部をフレームグラウンド（以下、ＦＧと称す）に接続した構成の交流２００Ｖの電源であり、それぞれの電力供給線が整流部に接続されている。整流部は、ブリッジ接続された４つのダイオードを含んで構成されており、ＡＣ電源からの交流入力を全波整流して出力する。平滑部は、１つの平滑コンデンサＣを含んで構成され、整流部からの全波整流出力を平滑化して直流出力を生成する。更に、平滑コンデンサの負極側のＤＣリンク基準点ＮとＦＧとの間（Ｎ−ＦＧ間）には、電源ラインからのノイズを抑制する働きを持ったコンデンサ（以下、Ｃ_ＮＦＧと称す）が接続されている。このＣ_ＮＦＧのチャージによってＮ−ＦＧ間電圧（以下、Ｖ_ＮＦＧと称す）が発生する。
【０００４】
インバータ部は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などのトランジスタを各２つずつ直列接続した構成の３つのハーフ・ブリッジ回路を含んで構成され、平滑部の直流出力をトランジスタのスイッチングによって交流出力に変換して制御対象の交流サーボモータである３相ブラシレスモータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相を構成する各巻線に供給する。また、不図示の制御部からのＰＷＭ信号によって、各ハーフ・ブリッジ回路を構成するトランジスタのスイッチング動作を制御することで３相ブラシレスモータの可変速駆動を行う。また、図９の例では、インバータ部の出力（各２つのトランジスタの接続部）は、電気ケーブルを介して３相ブラシレスモータの各相の巻線に電気的に接続されている。
【０００５】
この各相の巻線と接続する電気ケーブルの各相の接続ライン及びＦＧへの接続ラインは、図９に示すように、厳密には抵抗成分とインダクタンス成分とを有している。
上記構成のモータ制御装置においては、３相ブラシレスモータとＦＧとの間、及び電気ケーブルとＦＧとの間に浮遊静電容量（ストレイキャパシタ）Ｃｓが発生するため、この浮遊静電容量Ｃｓを介して各構成部に電流が流れる。しかし、ＦＧに対する交流電源電圧（Ｖ１、Ｖ２）と、交流電力の出力部となるインバータ部の各２つのトランジスタの接続部ＯとＦＧとの間（Ｏ−ＦＧ間）の電圧（Ｖ_ＯＦＧ）との大きさの関係によって、電流の流れる経路が変化する。
【０００６】
まず、（ａ）Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値以下の大きさ（｜Ｖ１｜，｜Ｖ２｜≦｜Ｖ_ＯＦＧ｜）となるとき、の電流経路を説明する。
この場合に、例えば３相ブラシレスモータの位置決め完了時において、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路のハイサイド側のトランジスタがスイッチングしたときは、図１０に示すように、コンデンサＣ_ＮＦＧと浮遊静電容量Ｃｓとによって、Ｏ−ＦＧ間には、静電容量に応じたＤＣリンク電圧が分圧される。一方、各ハーフ・ブリッジ回路のローサイド側のトランジスタがスイッチングしたときは、コンデンサＣ_ＮＦＧと浮遊静電容量Ｃｓとを介したループが形成される。なお、図９中のＰは、平滑コンデンサの正極側のＤＣリンク点である。また、平滑コンデンサがチャージされると、Ｐ−Ｎ間の電圧Ｖ_ＤＣは約２８２[Ｖ]となる。
具体的に、｜Ｖ１｜、｜Ｖ２｜が、｜Ｖ_ＯＦＧ｜以下のときに、ハイサイド側がスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図１１に示すように、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（実線）」となる。また、ローサイド側がスイッチングしたときに流れる電流の経路は、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（一点鎖線）」となる。
【０００７】
次に、（ｂ）Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値より大きい値となる（｜Ｖ１｜，｜Ｖ２｜＞｜Ｖ_ＯＦＧ｜）とき、の電流経路を説明する。
この場合は、Ｖ１、Ｖ２が浮遊静電容量Ｃｓに印加されるＤＣリンク電圧の分圧電圧を超えるため、整流部のダイオードが順方向にバイアスされてオン状態となる。これにより、ＦＧに対するＰ点、Ｎ点の電圧がＦＧに対するＶ１、Ｖ２と同電位となる。
【０００８】
従って、例えば３相ブラシレスモータの位置決め完了時において、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路のハイサイド側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図１２に示すように、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｖ１，Ｖ２→整流ダイオード→Ｐ（一点鎖線）」となる。
一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路のローサイド側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図１２に示すように、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→整流ダイオード→Ｖ１，Ｖ２→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平０９−０７４７９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、上記従来技術においては、例えば、３相ブラシレスモータの位置決め完了時において、インバータ回路を構成するスイッチング素子のスイッチング動作によって、Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値より大きい値となるときに、上記したように、交流電源を通る電流経路が２通り形成され、ＦＧに対するＰ点、Ｎ点の電圧がＦＧに対するＶ１、Ｖ２と同電位となる。そのため、Ｖ１、Ｖ２の絶対値がＶ_ＯＦＧの絶対値より大きい値となる期間において、Ｐ−ＦＧ間電圧、Ｎ−ＦＧ間電圧が交流電圧Ｖ１、Ｖ２の変動と共に変動し、電源周期の１／２周期毎に山なりの形状となる。
【００１１】
ここで、図１３は、電源周期の１／２周期の高周波電流を観測するための３相ブラシレスモータ及びモータ制御装置のシミュレーションモデルを示す図である。また、図１４は、図１３のシミュレーションモデルにおいてＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５[％]変動した場合のシミュレーション結果を示す図である。なお、図１４において、横軸は時間[ｍｓ]で、縦軸は電流[ｍＡ]，［Ａ］である。
【００１２】
図１３のシミュレーションモデルにおけるインバータ回路のスイッチング素子をスイッチングすると、図１４の上図の例では、モータに小さなトルク外乱が生じるなどして、ＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５％変動しているためＵ相の巻線に流れる電流が変動する。そのため、図１４の上図に示すＵ相の巻線に流れる電流の変動位置において、図１４の下図に示すように、ＡＣ２００[Ｖ]の電源を構成する電源Ｖ１（ＡＣ１００Ｖ），Ｖ２（ＡＣ１００Ｖ）を介してこれらの電源周波数（５０［Ｈｚ］を想定）の１／２周期で電流ループが形成される。この電流ループによって、Ｎ−ＦＧ間のコンデンサＣ_ＮＦＧに流れる電流が周期的に変動する。
【００１３】
このように上記従来技術においては、コンデンサＣ_ＮＦＧに流れる電流が周期的に変動するため、モータ線間電圧に電源周期の１／２の間隔で変動が発生し、これが巻線電流となってモータ位置偏差に微少振動を引き起こして、高精度位置決めの障害となる恐れがあった。
そこで、本発明は、このような従来の技術の有する未解決の課題に着目してなされたものであって、交流電源の電圧変動の影響によって生じる交流サーボモータへの交流出力の変動を抑えるのに好適なモータ制御装置及びモータ装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
〔発明１〕  上記目的を達成するために、発明１のモータ制御装置は、交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作させて、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を抑制する高周波電流抑制手段と、を備える。
【００１５】
このような構成であれば、交流電力供給手段によって、例えば、日本の商用電源などの２本の供給線の一方がフレーム接地された構成の交流電源からの交流電力が整流回路に供給されると、整流回路において交流電力が整流されて平滑回路へと出力される。平滑回路では、整流回路からの整流入力を平滑化して直流出力を生成する。
そして、ＤＣリンクとなる平滑コンデンサの端子からの直流出力がインバータ回路に供給される。
インバータ回路は、制御手段からの制御信号に基づいて、各スイッチング素子を適宜スイッチング動作し、平滑回路からの直流入力を交流出力に変換して交流サーボモータに供給する。
【００１６】
更に、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流が交流電力供給手段を介して整流回路へと向かって流れると、交流電力供給手段から整流回路への交流電力の供給経路に設けられた高周波電流抑制手段によって、整流回路へと流れ込む高周波電流がその手前で抑制される。
これにより、整流回路へと流れ込む高周波電流が抑制され、インバータ回路には、この高周波電流によって生じる電源変動の影響が抑制された直流電圧を供給することができるので、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができる。
【００１７】
〔発明２〕  更に、発明２のモータ制御装置は、発明１のモータ制御装置において、前記高周波電流抑制手段は、コイルを含んで構成される。
このような構成であれば、コイルは高周波領域において高インピーダンスとなるので、浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流は、整流回路の手前でコイルにおいて抑制される。
これにより、整流回路へと流れ込む高周波電流が抑制され、インバータ回路には、この高周波電流によって生じる電源変動の影響が抑制された直流電圧を供給することができるので、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができる。
【００１８】
〔発明３〕  一方、上記目的を達成するために、発明３のモータ制御装置は、交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、前記交流電力供給手段から前記整流回路への前記交流電力の供給経路に設けられた、フレームグランドから前記交流電力供給手段及び前記整流回路を介して流れる高周波電流を遮断する高周波電流遮断手段と、を備える。
【００１９】
このような構成であれば、交流電力供給手段によって、日本の商用電源などの交流電源からの交流電力が整流回路に供給されると、整流回路において交流電力が整流されて平滑回路へと出力される。平滑回路では、整流回路からの整流入力を平滑化して直流出力を生成する。
そして、ＤＣリンクとなる平滑コンデンサの端子からの直流出力がインバータ回路に供給される。
インバータ回路は、制御手段からの制御信号に基づいて、各スイッチング素子を適宜スイッチング動作し、平滑回路からの直流入力を交流出力に変換して交流サーボモータに供給する。
【００２０】
更に、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流が交流電力供給手段を介して整流回路に向かって流れると、交流電力供給手段から整流回路への交流電力の供給経路に設けられた高周波電流遮断手段によって、整流回路へと向かう高周波電流が遮断される。
これにより、整流回路には、スイッチング動作によって発生する高周波電流が流れ込まなくなるので、この高周波電流が原因で生じる交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を防止することができる。
【００２１】
〔発明４〕  更に、発明４のモータ制御装置は、発明３のモータ制御装置において、前記高周波電流遮断手段は、絶縁トランスを含んで構成される。
このような構成であれば、浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流は絶縁トランスにおいて遮断される。
これにより、整流回路には、スイッチング動作によって発生する高周波電流が流れ込まなくなるので、この高周波電流が原因で生じる交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を防止することができる。
【００２２】
〔発明５〕  また、上記目的を達成するために、発明５のモータ制御装置は、交流サーボモータの動作を制御するモータ制御装置であって、交流電源からの交流電力を当該モータ制御装置に供給する交流電力供給手段と、複数のダイオードを含んで構成され、前記交流電力供給手段からの交流入力を整流する整流回路と、平滑コンデンサを含んで構成され、前記整流回路からの整流入力を平滑化する平滑回路と、前記平滑回路の直流出力端のいずれか一端とフレームグランドとの間に接続されたコンデンサ素子と、複数のスイッチング素子を含んで構成され、制御信号に応じて前記スイッチング素子をスイッチング動作して、前記平滑回路からの直流入力を交流出力として前記交流サーボモータに供給するインバータ回路と、前記インバータ回路の前記スイッチング動作を制御する制御信号を生成し、該制御信号を前記スイッチング素子に供給する制御手段と、を備え、前記コンデンサ素子は、前記インバータ回路と前記交流サーボモータの各相とを接続するケーブルとフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量、及び前記多相サーボモータの各相とフレームグランドとの間に生じる浮遊静電容量よりも大きい容量のコンデンサ素子である。
【００２３】
このような構成であれば、交流電力供給手段によって、日本の商用電源などの交流電源からの交流電力が整流回路に供給されると、整流回路において交流電力が整流されて平滑回路へと出力される。平滑回路では、整流回路からの整流入力を平滑化して直流出力を生成する。
そして、ＤＣリンクとなる平滑コンデンサの端子からの直流出力がインバータ回路に供給される。
インバータ回路は、制御手段からの制御信号に基づいて、各スイッチング素子を適宜スイッチング動作し、平滑回路からの直流入力を交流出力に変換して交流サーボモータに供給する。
【００２４】
更に、平滑回路を構成する平滑コンデンサのいずれか一端とフレームグランドとの間に接続されたコンデンサ素子が、交流サーボモータ及びその接続ケーブルにおいて生じる浮遊静電容量よりも大きい容量に設定されているため、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介した高周波電流の発生頻度を低減することができる。
これにより、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができる。
【００２５】
〔発明６〕  また、上記目的を達成するために、発明６のモータ装置は、請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置と、前記モータ制御装置からの交流入力に基づき動作する交流サーボモータと、を備える。
このような構成であれば、上記発明１乃至５のいずれか１に記載のモータ制御装置と同等の作用及び効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００２６】
以上説明したように、発明１〜２のモータ制御装置及び発明６のモータ装置によれば、高周波電流抑制手段によって、整流回路へと流れ込む、スイッチング動作によって発生する高周波電流が抑制され、インバータ回路には、この高周波電流によって生じる電源変動の影響が抑制された直流電圧を供給することができるので、交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができるという効果が得られる。
【００２７】
また、発明３〜４のモータ制御装置及び発明６のモータ装置によれば、高周波電流遮断手段によって、整流回路には、スイッチング動作によって発生する高周波電流が流れ込まなくなるので、この高周波電流が原因で生じる交流電源の変動による交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を防止することができるという効果が得られる。
また、発明５のモータ制御装置及び発明６のモータ装置によれば、浮遊静電容量よりも大きい容量に設定されたコンデンサ素子によって、スイッチング素子のスイッチングによる浮遊静電容量Ｃｓ及びＦＧを介して流れる高周波電流の発生頻度を低減することができるので、交流サーボモータの位置偏差の微少振動の発生を抑制することができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】第１の実施の形態のモータ装置１の構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態のインバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。
【図３】シミュレーションで得られた電気子巻線に流れる電源２倍周波数とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。
【図４】実機測定試験で得られた微少振動の振動幅とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。
【図５】第２の実施の形態に係るモータ制御装置１００の構成を示す図である。
【図６】第２の実施の形態のインバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は、第１の供給線及び第２の供給線に絶縁トランスを入れた場合の、図１３のシミュレーションモデルにおいてＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５[％]変動した場合のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】（ａ）及び（ｂ）は、モータ装置１の他の構成例を示す図である。
【図９】従来のモータ制御装置の構成を示す回路図である。
【図１０】ＤＣリンク電圧の分圧の様子を示す図である。
【図１１】電源電圧がインバータの出力電圧以下になるときの電流経路を示す図である。
【図１２】電源電圧がインバータの出力電圧より大きくなるときの電流経路を示す図である。
【図１３】従来構成のモータ制御装置に対するシミュレーションモデルを示す図である。
【図１４】図１３のシミュレーションモデルを用いた電流測定結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
〔第１の実施の形態〕
以下、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第１の実施の形態を図面に基づき説明する。図１〜図４は、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第１の実施の形態を示す図である。
まず、本発明の第１の実施の形態に係るモータ装置の構成を図１に基づき説明する。図１は、本実施の形態に係るモータ装置１の構成を示す図である。
【００３０】
モータ装置１は、図１に示すように、モータ制御装置１００と、３相ブラシレスモータ２００（上記各発明の交流サーボモータに対応）と、モータ制御装置１００と３相ブラシレスモータ２００とを接続する電気ケーブル３００とを含んで構成される。
モータ制御装置１００は、交流（ＡＣ）２００Ｖの商用交流電源からの交流電力を後段の回路に供給する交流電力供給部１０（上記各発明の交流電力供給手段に対応）と、この交流電力供給部１０の交流電力の供給経路に設けられた高周波電流抑制回路１１（上記発明１の高周波電流抑制手段に対応）と、高周波電流抑制回路１１を介して入力される交流電力に基づき３相ブラシレスモータを制御するモータ制御部１２とを含んで構成される。
【００３１】
交流電力供給部１０は、２つのＡＣ１００Ｖの交流電源１０ａ及び１０ｂを直列接続した構成となっており、交流電源１０ａ及び１０ｂの各２本の電力供給線のうちの１本がフレームグラウンド（ＦＧ）に接続されており、各２本の電力供給線のうちの交流電源１０ａの他方の１本が第１の供給線を、交流電源１０ｂの他方の１本が第２の供給線を構成している。
高周波電流抑制回路１１は、第１の供給線とモータ制御部１２との間に接続されたコイルＬ１と、第２の供給線とモータ制御部１２との間に接続されたコイルＬ２とを含んで構成される。
【００３２】
モータ制御部１２は、高周波電流抑制回路１１を介して入力される交流電力を全波整流する全波整流回路１３（上記各発明の整流回路に対応）と、この全波整流回路１３からの整流入力を平滑化して直流出力を生成する平滑回路１４と、平滑回路１４で生成された直流出力を交流出力に変換し、この交流出力を電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００に供給するインバータ回路１５と、マイクロコンピュータ１７（以下、マイコン１７と称す）からの指令信号に基づき、インバータ回路１５の動作を制御する制御信号を生成して、これをインバータ回路１５に供給する制御回路１６と、３相ブラシレスモータ２００のロータ回転位置を検出するためのホール素子からの位置信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づき指令信号を生成し、該生成した指令信号を制御回路１６に供給するマイコン１７とを含んで構成される。
【００３３】
全波整流回路１３は、４つの整流ダイオードＤ１〜Ｄ４を含み、該４つのダイオードＤ１〜Ｄ４の各２つのダイオードＤ１及びＤ２、Ｄ３及びＤ４が互いに順方向に直列接続され、ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のアノードとが電気的に接続され、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ３のカソードとが電気的に接続されてダイオード・ブリッジ回路を構成している。
【００３４】
更に、ダイオード・ブリッジ回路を構成する整流ダイオードＤ１及びＤ２の直列接続部は、交流電力供給部１０の第１の供給線と電気的に接続され、整流ダイオードＤ３及びＤ４の直列接続部は、交流電力供給部１０の第２の供給線と電気的に接続された構成となっている。
平滑回路１４は、平滑コンデンサＣを含み、その正極側の端子は交流電力供給部１０の第１の供給線と全波整流回路１３の整流ダイオードＤ１及びＤ３のカソード側の端子とそれぞれ電気的に接続されている。以下、この接続部をＤＣリンク点Ｐと称す。
【００３５】
更に、平滑コンデンサＣの負極側の端子は、整流ダイオードＤ２及びＤ４のアノード側の端子と電気的に接続されている。以下、この接続部をＤＣリンク点Ｎと称す。
また、ＤＣリンク点ＮとＦＧとの間には、電源ラインからのノイズを抑制する働きを持ったコンデンサＣ＿ＮＦＧが接続されている。
なお、平滑コンデンサＣは、３相ブラシレスモータ２００を安定動作させるのに必要な容量及び耐圧を備えたコンデンサである。
【００３６】
また、先述したように商用電源はＡＣ２００Ｖであり、上記図１０と同様に、コンデンサＣ_ＮＦＧと浮遊静電容量Ｃｓとによって、Ｏ−ＦＧ間には、静電容量に応じたＤＣリンク電圧が分圧される。従って、Ｐ−Ｎ間の電圧は２８２[Ｖ]となる。
インバータ回路１５は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）Ｔｒ１〜Ｔｒ６を備えている。Ｔｒ１とＴｒ２とはＴｒ１のエミッタ端子とＴｒ２のコレクタ端子とが接続されて第１のハーフ・ブリッジ回路を構成し、Ｔｒ３とＴｒ４とはＴｒ３のエミッタ端子とＴｒ４のコレクタ端子とが接続されて第２のハーフ・ブリッジ回路を構成し、Ｔｒ５とＴｒ６とはＴｒ５のエミッタ端子とＴｒ６のコレクタ端子とが接続されて第３のハーフ・ブリッジ回路を構成している。
【００３７】
更に、これら第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路は並列に接続され、Ｔｒ１、Ｔｒ３及びＴｒ５側の並列接続部は、ＤＣリンク点Ｐと接続され、Ｔｒ２、Ｔｒ４及びＴｒ６側の並列接続部は、ＤＣリンク点Ｎと接続されている。
更に、Ｔｒ１とＴｒ２との接続部は、電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００のＵ相の電気子巻線に電気的に接続され、Ｔｒ３とＴｒ４との接続部は、電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００のＶ相の電気子巻線に電気的に接続され、Ｔｒ５とＴｒ６との接続部は、電気ケーブル３００を介して３相ブラシレスモータ２００のＷ相の電気子巻線に電気的に接続されている。以下、これら接続部を電力出力部Ｏと称し、Ｏ−ＦＧ間の電圧をＶ_ＯＦＧと称す。
【００３８】
制御回路１６は、マイコン１７からの指令信号に基づき、Ｔｒ１〜Ｔｒ６をオン・オフ制御する制御信号を生成し、該生成した制御信号をＴｒ１〜Ｔｒ６の駆動端子であるゲート端子（電極）に供給する。本実施の形態においては、制御信号としてＰＷＭ信号を生成する。
マイコン１７は、ホール素子からの位置信号Ｈｕ、Ｈｖ及びＨｗに基づき、３相ブラシレスモータ２００に回転動作、停止動作などを行わせるための指令信号を生成し、該生成した指令信号を制御回路１６に供給する。つまり、制御回路１６とマイコン１７とによって、３相ブラシレスモータ２００のフィードバック制御を行う。
なお、モータ制御装置１００を構成する上記各回路は、共通のＦＧに接続されている。
【００３９】
一方、３相ブラシレスモータ２００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応する電気子巻線を有する３相のブラシレスモータであり、各相に対応したモータロータの位置信号を出力するホール素子（不図示）を備えている。
また、電気ケーブル３００は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応する３本のＵ相接続ライン、Ｖ相接続ラインと及びＷ相接続ラインと、ＦＧに対応する１本のＦＧ接続ラインとの計４本のラインで、３相ブラシレスモータ２００と、モータ制御装置１００のインバータ回路１５とを電気的に接続するものである。
【００４０】
Ｕ相接続ラインは、抵抗成分ｒ１と、インダクタンス成分Ｌ３とが直列接続された負荷成分を有し、Ｖ相接続ラインは、抵抗成分ｒ２とインダクタンス成分Ｌ４とが直列接続された負荷成分を有し、Ｗ相接続ラインは、抵抗成分ｒ３とインダクタンス成分Ｌ５とが直列接続された負荷成分を有している。更に、ＦＧ接続ラインは、抵抗成分ｒ４とインダクタンス成分Ｌ６とが直列接続された負荷成分を有している。
更に、Ｕ相接続ライン、Ｖ相接続ライン及びＷ相接続ラインの各ラインとＦＧ接続ラインとの間と、３相ブラシレスモータ２００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相とＦＧとの間とには浮遊静電容量Ｃｓが発生する。
【００４１】
次に、図２に基づき、上記構成のモータ装置１の実際の動作を説明する。
ここで、図２は、インバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。
モータ制御装置１００の電源スイッチ（不図示）が押下され、商用電源からの交流電力が、交流電力供給部１０の第１及び第２の供給線及び高周波電流抑制回路１１のコイルＬ１及びＬ２を介して全波整流回路１３に供給されると、全波整流回路１３のダイオード・ブリッジ回路において、該交流入力が全波整流される。この全波整流された整流電力は、平滑回路１４に入力されその平滑コンデンサＣをチャージし、これにより平滑化される。
【００４２】
具体的に、ＤＣリンク点Ｐの電位を＋１４１[Ｖ]の定電位に、ＤＣリンク点Ｎの電位を−１４１[Ｖ]の定電位にする。以下、ＤＣリンク点Ｐの直流出力（＋１４１[Ｖ]）を第１の直流出力と称し、ＤＣリンク点Ｎの直流出力（−１４１[Ｖ]）を第２の直流出力と称す。
ＤＣリンク点Ｐは、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路の高電位側のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５のコレクタ端子と接続されており、ＤＣリンク点Ｎは、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタＴｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６のエミッタ端子と接続されているので、Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５がオンになると、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路のＶ_ＯＦＧは「＋１４１[Ｖ]」に、Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６がオンになると、第１〜第３のハーフ・ブリッジ回路のＶ_ＯＦＧは「−１４１[Ｖ]」になる。
【００４３】
一方、マイコン１７は、３相ブラシレスモータ２００のホール素子からの位置信号Ｈｕ、Ｈｖ及びＨｗを受信すると、該受信した位置信号に基づき、３相ブラシレスモータ２００のロータを回転させると共に所望の回転位置で停止させるための指令信号を生成し、該生成した指令信号を制御回路１６に供給する。
制御回路１６は、マイコン１７からの指令信号が供給されると、該指令信号に基づきＰＷＭ信号を生成し、該生成したＰＷＭ信号をインバータ回路１５のＴｒ１〜Ｔｒ６のゲート端子に供給する。このＰＷＭ信号は、必ず、Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５のいずれかがオンのときは、Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６のうちオンとなったものと直列接続されたものがオフとなるように生成される。
【００４４】
Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲート端子にＰＷＭ信号が供給されると、Ｔｒ１〜Ｔｒ６がオン・オフしてスイッチング動作を行なう。これにより、第１の直流出力と第２の直流出力とが交互に切り替わって３相ブラシレスモータ２００の各相の電気子巻線に供給される。つまり、３相ブラシレスモータ２００の各電気子巻線には、３相交流信号が供給される。この３相交流信号は速度指令信号としての機能を果たし、ＰＷＭ信号のパルス幅を広くすればするほどモータの回転速度を低速に、狭くすればするほどモータの回転速度を高速にすることができる。
【００４５】
インバータ回路１５からの３相交流信号が３相ブラシレスモータ２００の各相の電気子巻線に供給されると、ロータが供給信号のパルス幅に応じた速度で回転し、３相交流信号の供給を停止することで、ロータの回転が停止する。つまり、ＰＷＭ信号によって３相交流信号を生成し、該３相交流信号によって３相ブラシレスモータ２００を可変速駆動して所望の回転位置まで回転させ、３相交流信号の供給を止めて所望の位置で停止させることで位置決めが完了する。
【００４６】
この位置決めが完了時において、Ｔｒ１〜Ｔｒ６のいずれかがスイッチング動作をすると、電気ケーブル３００とＦＧとの間に発生する浮遊静電容量ＣｓとＦＧとを介してモータ制御装置１００の各回路を高周波電流が流れる。
この高周波電流の経路は、図２に示すように、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→Ｌ１，Ｌ２→Ｄ１，Ｄ３→Ｐ（一点鎖線）」となる。
【００４７】
一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図２に示すように、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→Ｌ１，Ｌ２→１０ａ，１０ｂ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」となる。
従って、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→Ｌ１，Ｌ２→Ｄ１，Ｄ３→Ｐ（一点鎖線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流抑制回路１１のコイルＬ１，Ｌ２を通過することになる。また、低電位側のＴｒ２がスイッチング時においては、「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→Ｌ１，Ｌ２→１０ａ，１０ｂ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流抑制回路１１のコイルＬ１，Ｌ２を通過することになる。
【００４８】
コイルＬ１及びＬ２は、交流信号に対してはインピーダンス素子として働き、且つ高周波数の信号に対して高インピーダンスとなるので、これらのインダクタンス値を、発生する高周波電流に合わせて適切な値に設定することで、高周波電流を流れ難くすることができる。その結果、電気子巻線に流れる電源周波数の２倍の周波数（以下、電源２倍周波数と称す）の電流成分が抑制され、位置偏差の微少振動を抑制することができる。
【００４９】
以下、図３及び図４に基づき、コイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値と微少振動の抑制効果との関係を検証する。
ここで、図３は、シミュレーションで得られた電気子巻線に流れる電源２倍周波数成分とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。また、図４は、実機測定試験で得られた微少振動の振動幅とコイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値との関係を示す図である。
【００５０】
ここで、図３は、コイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値を０〜１００[μＨ]まで変動させたときのシミュレーション結果である。図３において、横軸がコイルＬ１又はＬ２のインダクタンス値、縦軸が電気子巻線に流れる電流における電源２倍周波数成分（高周波電流）である。図３より、２種類のデューティー変動に対して、インダクタンス値１０〜３０[μＨ]において、電気子巻線を流れる電源２倍周波数成分の量が比較的低く推移している。
【００５１】
また、図４は、コイルＬ１，Ｌ２のインダクタンス値を０〜５０[μＨ]まで変動させたときの、観測点１〜４における振動幅の実機の測定結果である。図４において、横軸がコイルＬ１又はＬ２のインダクタンス値、縦軸が振動幅である。図４より、インダクタンス値１５〜３０[μＨ]において、観測点１〜４のいずれにおいても振動幅が比較的低く推移している。
【００５２】
以上より、コイルＬ１及びＬ２を、１０〜３０[μＨ]に設定することで、電源周期の１／２の間隔でＡＣ電源ラインを回り込む高周波電流を抑制することができ、その結果、電機子巻線に流れる電源２倍周波数成分を抑制することができる。但し、モータの種類や回路を構成する素子の特性によってはこの限りではない。
上記第１の実施の形態において、制御回路１６及びマイクロコンピュータ１７は、発明１、３及び５のいずれか１に記載の制御手段に対応する。
【００５３】
〔第２の実施の形態〕
次に、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第２の実施の形態を図面に基づき説明する。図５〜図６は、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第２の実施の形態を示す図である。
本実施の形態のモータ装置は、上記第１の実施の形態のモータ装置１におけるコイルＬ１及びＬ２を含んで構成された高周波電流抑制回路１１が、絶縁トランスを含んで構成される高周波電流遮断回路１８（高周波電流遮断手段に対応）に変更されている。それ以外は、上記第１の実施の形態と同様の構成となる。
【００５４】
従って、上記第１の実施の形態と異なる部分を詳細に説明し、それ以外の部分は同じ符号を付して適宜説明を省略する。
まず、図５に基づき、本実施の形態のモータ制御装置１００の構成を説明する。
ここで、図５は、本実施の形態に係るモータ制御装置１００の構成を示す図である。
本実施の形態のモータ制御装置１００は、図５に示すように、交流電力供給部１０と、この交流電力供給部１０の交流電力の供給経路に設けられた高周波電流遮断回路１８（上記発明３の高周波電流遮断手段に対応）と、高周波電流遮断回路１８を介して入力される交流電力に基づき３相ブラシレスモータを制御するモータ制御部１２とを含んで構成される。
【００５５】
高周波電流遮断回路１８は、１次巻線が第１の供給線及び第２の供給線と接続され、２次巻線が全波整流回路１３と接続された絶縁トランスＩＴＲを含んで構成され、第１の供給線及び第２の供給線を介して１次巻線に供給される交流電力を電磁誘導によって全波整流回路１３に伝えると共に、交流電力供給部１０とモータ制御部１２とを絶縁する役割を果たすものである。
以下、図６に基づき、上記構成のモータ制御装置１００の高周波電流の経路について説明する。ここで、図６は、インバータ回路１５のスイッチング動作時に流れる電流の経路を示す図である。
【００５６】
上記構成のモータ制御装置１００によって、位置決めが完了時において、インバータ回路１５のＴｒ１〜Ｔｒ６のいずれかがスイッチング動作をすると、電気ケーブル３００とＦＧとの間に発生する浮遊静電容量ＣｓとＦＧとを介してモータ制御装置１００の各回路を高周波電流が流れる。
本実施の形態において、この高周波電流の経路は、図６に示すように、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→ＩＴＲの１次巻線側（一点鎖線）」となる。
【００５７】
一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、図６に示すように、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→ＩＴＲの２次巻線側（点線）」となる。
従って、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→ＩＴＲの１次巻線側（一点鎖線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流遮断回路１８の１次巻線側で遮断されることになる。また、低電位側のＴｒ２がスイッチング時においては、「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→ＩＴＲの２次巻線側（点線）」の経路において、高周波電流は、高周波電流遮断回路１８の２次巻線側で遮断されることになる。
【００５８】
ここで、図７（ａ）〜（ｃ）は、第１の供給線及び第２の供給線に絶縁トランスを入れた場合の、上記図１３のシミュレーションモデルにおいてＰＷＭ信号のデューティがＵ相のみ０．５[％]変動した場合のシミュレーション結果を示す図である。
図７（ｃ）に示すように、絶縁トランスによって、全波整流回路に電源の１／２周期でスイッチングによる高周波電流が流れ込まないため、図７（ａ）に示すように、Ｕ相の巻線電流に電源周期の１／２周期の変化が生じず、この場合は、図７（ｂ）に示すように、コンデンサＣ_ＮＦＧに流れる電流が周期的に変化しない。
従って、本実施の形態のモータ装置１は、電源の１／２周期で高周波電流が交流電源を回り込んでモータ制御部１２に流れ込むのを、高周波電流遮断回路１８の絶縁トランスＩＴＲで阻止することができるので、電源２倍周波数の電流成分が３相ブラシレスモータの各巻線に流れるのを防止することができる。
【００５９】
〔第３の実施の形態〕
次に、本発明に係るモータ制御装置及びモータ装置の第３の実施の形態を説明する。
本実施の形態のモータ装置は、上記第１の実施の形態におけるモータ装置１から高周波電流抑制回路１１を除去し、コンデンサＣ＿ＮＦＧ（上記発明５のコンデンサ素子に対応）の容量を特定の容量に設定した構成となる。それ以外は、上記第１の実施の形態と同様の構成となる。
【００６０】
従って、上記第１の実施の形態と異なる部分を詳細に説明し、それ以外の部分は同じ符号を付して適宜説明を省略する。
本実施の形態のモータ装置は、図１に示すモータ装置１から高周波電流抑制回路１１を除去し、更に、コンデンサＣ＿ＮＦＧの静電容量を、浮遊容量Ｃｓの静電容量よりも大きい容量とした構成となる。
【００６１】
つまり、コンデンサＣ＿ＮＦＧの静電容量が、電気ケーブル３００とＦＧとの間の浮遊静電容量Ｃｓと、３相ブラシレスモータ２００の各相とＦＧとの間の浮遊静電容量Ｃｓの静電容量よりも大きな値となるように、コンデンサ素子を選定してある。
ここで、高周波電流の経路は、上記図１２に示す従来技術と同様に、高電位側のＴｒ１がスイッチング時においては、「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→Ｃ_ＮＦＧ→Ｎ（細実線）」及び「Ｐ→Ｏ→Ｃｓ→ＦＧ→１０ａ，１０ｂ→Ｄ１，Ｄ３→Ｐ（一点鎖線）」となる。
【００６２】
一方、インバータ部の各ハーフ・ブリッジ回路の低電位側のトランジスタがスイッチングしたときに流れる電流の経路は、上記図１２に示す従来技術と同様に、「Ｎ→Ｃ_ＮＦＧ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（実線（太））」及び「Ｎ→Ｄ２，Ｄ４→１０ａ，１０ｂ→ＦＧ→Ｃｓ→Ｏ→Ｎ（点線）」となる。
本実施の形態のモータ装置１は、上記構成によって、コンデンサＣ＿ＮＦＧに印加されるＤＣリンク分圧電圧が小さくなり、対して浮遊静電容量Ｃｓに印加されるＤＣリンク分圧電圧が大きくなる。このため、交流電力供給部１０の電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖ１，Ｖ２が、Ｃｓに印加されるＤＣリンク分圧電圧を超えて、全波整流回路１３の整流ダイオードが順電圧にバイアスされオンとなる頻度が減少し、前述の、ＦＧから交流電力供給部１０、全波整流回路１３を介して流れる高周波電流の発生頻度を抑制することができ、モータ位置偏差の微小振動の発生を抑制することができる。
【００６３】
なお、上記各実施の形態において、高周波電流抑制回路１１、高周波電流遮断回路１８及びコンデンサＣ＿ＮＦＧを用いて、交流電源供給部１０及び全波整流回路１３を介して電源の１／２周期で流れ込む高周波電流を抑制又は阻止する構成としたが、この構成に限らない。
例えば、図８（ａ）に示すように、モータ装置１において、交流電力供給部１０に代えて、直流電源の直流電力を供給する直流電力供給部１９を設け、直流電力を直接、インバータ回路１５に供給する構成にしてもよい。この構成によって、電源２倍周波数の高周波電流の発生そのものを阻止することが可能である。これによって、モータ位置偏差の微小振動の発生を阻止することが可能である。なお、この構成のモータ装置１は、交流電源を不要とする例えばバッテリによって直流電力を発生して交流サーボモータを駆動するシステムにおいて有効である。
【００６４】
また、図８（ｂ）に示すように、３相ブラシレスモータ２００に交流電力を供給するラインとは別にＦＧとの接続ラインを設けると共に、電力供給ラインとＦＧ接続ラインとの距離を物理的に離し、浮遊静電容量の発生自体を低減することで、高周波電流をモータ側の浮遊静電容量を介して流れにくくすることが可能である。これによって、モータ位置偏差の微小振動の発生を抑制することが可能である。
【００６５】
また、上記各実施の形態においては、交流電源としてＡＣ２００Ｖの日本の商用電源を例に説明したがこれに限らず、他の国の商用電源や他の電圧に対応する交流電源からの交流電力を供給する構成としてもよい。
また、上記各実施の形態においては、モータの位置検出にホール素子を用いる構成としたが、この構成に限らず、レゾルバやロータリーエンコーダ等の他の位置検出装置を用いる構成としてもよい。
【００６６】
また、上記各実施の形態においては、交流サーボモータとして３相ブラシレスモータを例に挙げて説明したが、これに限らず、２相ブラシレスモータ、６相ブラシレスモータなどの他の構成の交流サーボモータに適用する構成としてもよい。
また、上記実施の形態においては、全波整流回路１３を４つのダイオードをブリッジ接続した構成としたが、これに限らず、全波整流の作用を有する構成であればダイオードを４つ未満、または５つ以上を用いた回路構成としてもよい。
【００６７】
また、上記各実施の形態においては、インバータ回路１５を構成するスイッチング素子をＩＧＢＴとしたが、これに限らず、耐圧特性や電流供給能力などの制御対象の交流サーボモータを駆動するのに必要な性能を満たすものであれば、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＭＯＳＦＥＴなど、他のトランジスタで構成してもよい。
【００６８】
また、上記各実施の形態は、本発明の好適な具体例であり、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、上記の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。また、上記の説明で用いる図面は、図示の便宜上、部材ないし部分の縦横の縮尺は実際のものとは異なる模式図である。
また、本発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる範囲での変形、改良等は本発明に含まれるものである。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明は、モータ位置決め時（零速）の位置決め精度が１秒以下のような超高精度位置決めが必要なシリコンウェハー切断を行うダイシング技術におけるダイシングブレードの位置決めを行う交流サーボモータ等の高精度位置決めを行うモータに特に有効である。
【符号の説明】
【００７０】
１                            モータ装置
１００                        モータ制御装置
２００                        ３相ブラシレスモータ
３００                          電気ケーブル
１０                          交流電力供給部
１１                          高周波電流抑制回路
１２                          モータ制御部
１３                          全波整流回路
１４                          平滑回路
１５                          インバータ回路
１６                          制御回路
１７                          マイクロコンピュータ
１８                          高周波電流遮断回路
Ｃ                            平滑コンデンサ
Ｔｒ１〜Ｔｒ６                ＩＧＢＴ
Ｃ＿ＮＦＧ                    ノイズ抑制用のコンデンサ
Ｃｓ                          浮遊静電容量
【図１】
2010172066.tif 000003
【図２】
2010172066.tif 000004
【図３】
2010172066.tif 000005
【図４】
2010172066.tif 000006
【図５】
2010172066.tif 000007
【図６】
2010172066.tif 000008
【図７】
2010172066.tif 000009
【図８】
2010172066.tif 000010
【図９】
2010172066.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
2010172066.tif 000013
【図１２】
2010172066.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
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