(57)【要約】【課題】小型で高効率な３相電力変換装置。【解決手段】陽極端子Ｐ及び陰極端子Ｎ間に接続されたIGBT111〜114、第１中継端子M1、ダイオード115,116、入力フィルタリアクトル1041を有する第１変換アームと、陽極端子Ｐ及び陰極端子Ｎ間に接続されたIGBT131〜134、第２中継端子M2、ダイオード135,136、入力フィルタリアクトル1043を有する第２変換アームと、陽極端子Ｐ及び陰極端子Ｎ間に接続されたIGBT211〜214、第３中継端子M3、ダイオード215,216、出力フィルタリアクトル2041を有する第３変換アームと、陽極端子Ｐ及び陰極端子Ｎ間に接続されたIGBT231〜234、第４中継端子M4、ダイオード235,236、出力フィルタリアクトル2043を有する第４変換アームとを有し、第２交流入力端子102と中性点端子Ｏと第２交流出力端子202とを接続した。【選択図】図１
2010172141.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
陽極端子と第１中継端子との間に直列に接続された第１スイッチ及び第２スイッチ、前記第１中継端子と陰極端子との間に直列に接続された第３スイッチ及び第４スイッチ、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と中性点端子とに接続された第１ダイオード、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第２ダイオード、前記第１中継端子と第１交流入力端子とに接続された第１交流フィルタリアクトルを有する第１変換アームと、
前記陽極端子と第２中継端子との間に直列に接続された第５スイッチ及び第６スイッチ、前記第２中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第７スイッチ及び第８スイッチ、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第３ダイオード、前記第７スイッチと前記第８スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第４ダイオード、前記第２中継端子と第３交流入力端子とに接続された第２交流フィルタリアクトルを有する第２変換アームと、
前記陽極端子と第３中継端子との間に直列に接続された第９スイッチ及び第１０スイッチ、前記第３中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１１スイッチ及び第１２スイッチ、前記第９スイッチと前記第１０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第５ダイオード、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第６ダイオード、前記第３中継端子と第１交流出力端子とに接続された第３交流フィルタリアクトルを有する第３変換アームと、
前記陽極端子と第４中継端子との間に直列に接続された第１３スイッチ及び第１４スイッチ、前記第４中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１５スイッチ及び第１６スイッチ、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第７ダイオード、前記第１５スイッチと前記第１６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第８ダイオード、前記第４中継端子と第３交流出力端子とに接続された第４交流フィルタリアクトルを有する第４変換アームとを有し、
第２交流入力端子と前記中性点端子と第２交流出力端子とを接続したことを特徴とする３相電力変換装置。
【請求項２】
前記陽極端子と第５中継端子との間に直列に接続された第１７スイッチ及び第１８スイッチ、前記第５中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１９スイッチ及び第２０スイッチ、前記中性点端子と前記第１７スイッチと前記第１８スイッチとの接続点とに接続された第９ダイオード、前記第１９スイッチと前記第２０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第１０ダイオード、前記中性点端子と前記第５中継端子との間に接続された第５交流フィルタリアクトルを有する第５変換アームを有することを特徴とする請求項１記載の３相電力変換装置。
【請求項３】
前記第１変換アームと前記第２変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流入力電流を制御する入力電流制御手段と、
前記第３変換アームと前記第４変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、
前記第５変換アームを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧とのバランスを制御する電圧制御手段と、
を備えることを特徴とする請求項２記載の３相電力変換装置。
【請求項４】
前記陽極端子及び前記中性点端子間又は前記中性点端子と前記陰極端子間又は前記陽極端子と前記陰極端子間の少なくとも１つに蓄電池を設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の３相電力変換装置。
【請求項５】
前記電圧制御手段は、第１基準電圧信号と該第１基準電圧信号と同位相で且つ振幅が異なる第２基準電圧信号を発生する信号発生部と、
前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧との差電圧と前記第１基準電圧信号とを比較して第１オンオフ信号を生成する第１比較部と、
前記差電圧と前記第２基準電圧信号とを比較して第２オンオフ信号を生成する第２比較部と、
を有することを特徴とする請求項３又は請求項４記載の３相電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、３相交流を入力して３相交流を出力する３相無停電電源装置からなる３相電力変換装置に関し、特に、商用絶縁トランスを設けることなく、出力に発生するノイズを軽減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
無停電電源装置は、交流系統に停電や電圧低下、周波数変動などの異常が生じたときにおいても、負荷に安定した電力を供給し続ける装置であり、通信機器など停電が許されない機器への電力供給手段として用いられる。この無停電電源装置は、主な構成要素として、電流を力率１で受電するＰＷＭコンバータと、波形歪みの少ない正弦波電圧を出力するＰＷＭインバータと、停電時のバックアップエネルギを蓄積する蓄電池とを有している。
【０００３】
図７は従来の無停電電源装置の一例の構成図である。図７に示す無停電電源装置は、交流入力端子１０１〜１０３、入力フィルタリアクトル１０４ａ、交流出力端子２０１〜２０３、出力フィルタリアクトル２０４ａ、商用トランス２０５、出力フィルタコンデンサ２０６、ＰＷＭコンバータを構成する絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）１１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２、ＰＷＭインバータを構成するＩＧＢＴ２１１，２１２，２２１，２２２，２３１，２３２、直流コンデンサ３００を有し、これらで主回路を構成する。
【０００４】
直流コンデンサ３００に対して、図示しない蓄電池（またはＤ／Ｄコンバータを介した蓄電池）が並列に接続される。
【０００５】
電圧検出器４０１は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電圧を検出して交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａに出力する。電流検出器４０２は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電流を検出して交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａに出力する。
【０００６】
電圧検出器４０３は、直流コンデンサ３００の両端における直流端子電圧を検出して直流電圧検出信号ｖＤをＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａに出力する。電圧検出器４０４は、交流出力端子２０１〜２０３の交流出力電圧を検出して交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷをＰＷＭインバータ制御装置５０２ａに出力する。
【０００７】
ＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａは、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴと交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴと直流電圧検出信号ｖＤとに基づき、オンオフ信号ｇ１１１，ｇ１１２，ｇ１２１，ｇ１２２，ｇ１３１，ｇ１３２を生成して、ＩＧＢＴ１１１，１１２，１２１，１２２，１３１，１３２に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。
【０００８】
ＰＷＭインバータ制御装置５０２ａは、交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷに基づき、オンオフ信号ｇ２１１，ｇ２１２，ｇ２２１，ｇ２２２，ｇ２３１，ｇ２３２を生成して、ＩＧＢＴ２１１，２１２，２２１，２２２，２３１，２３２に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。
【０００９】
図８は図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。図８において、加算器５１３は、直流電圧検出信号ｖＤと直流電圧指令ｖＤ*との差信号を求め、ＰＩ（比例積分演算器）５１２は、この差信号を比例積分演算して電流振幅基準信号を乗算器５１４ａ〜５１４ｃに出力する。
【００１０】
位相検出器５１０は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴの位相θを検出し、正弦波基準発生器５１１は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴの位相θと同相の正弦波基準信号ａ，ｂ，ｃを出力する。乗算器５１４は、正弦波基準信号ａ，ｂ，ｃと電流振幅基準信号とを乗算し、電流基準信号ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*を求める。
【００１１】
加算器５１５ａ〜５１５ｃは、電流基準信号ｉＲ*，ｉＳ*，ｉＴ*と交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴとの差信号を求め、ＰＩ５１６ａ〜５１６ｃは、差信号を比例積分演算して、ＰＷＭ比較信号Ｒ*，Ｓ*，Ｔ*とする。
【００１２】
比較波発生器５１９ａは、交流系統に対して充分周波数が高い（例えば２０ｋＨｚ）比較波信号Ｃ０を比較器５１７ａ〜５１７ｃに出力する。比較器５１７ａ〜５１７ｃは、ＰＷＭ比較信号Ｒ*，Ｓ*，Ｔ*と比較波信号Ｃ０との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１１，ｇ１２１，ｇ１３１とこのオンオフ信号をノット回路５１８ａ〜５１８ｃで反転したオンオフ信号ｇ１１２，ｇ１２２，ｇ１３２とを生成する。なお、図９では、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号Ｃ０との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１１を生成した例を示した。
【００１３】
図１０は図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。図１０に示すＰＷＭインバータ制御装置５０２ａは、加算器５１５ｄ〜５１５ｆ、ＰＩ５１６ｄ〜５１６ｆ、比較波発生器５１９ｂ、比較器５１７ｄ〜５１７ｆ、ノット回路５１８ｄ〜５１８ｆを備え、交流電圧指令ｖＵ*，ｖＶ*，ｖＷ*と交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷとに基づいてＰＷＭ比較信号を生成する点を除き、ＰＷＭコンバータ制御装置５０１ａの制御と同様であるので、その説明は省略する。
【００１４】
また、図１１に示すような従来のトランスレス方式の無停電電源装置を用いても良い。これは、図７に示す無停電電源装置から商用トランス２０５を削除したものであり、構成が簡単で安価となる。
【００１５】
さらに、図１２に示すような従来のＶ結線方式の無停電電源装置を用いても良い。この無停電電源装置は、ＩＧＢＴ１１１，１１２，１３１，１３２の直流出力電圧を直流コンデンサ３００と直流コンデンサ３０１とで分圧して中性点をつくり、この中性点と入力端子１０２と出力端子２０２とを直結している。この中性点電圧を中間電位に安定化させるために、ＩＧＢＴ３１１とＩＧＢＴ３１２とリアクトル３０２と電圧均等回路５０３ａとを備える。
【００１６】
図１３は図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。このＰＷＭコンバータ制御装置５０１ｂは、加算器５１３、位相検出器５１０、正弦波基準発生器５１１、ＰＩ５１２、乗算器５１４ａ，５１４ｃ、加算器５１５ａ，５１５ｃ、ＰＩ５１６ａ，５１６ｃ、比較波発生器５１９ａ、比較器５１７ａ，５１７ｃ、ノット回路５１８ａ，５１８ｃを有する。このＰＷＭコンバータ制御装置の動作は、図８に示すものと略同様であるので、その説明は省略する。
【００１７】
図１４は図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。ＰＷＭインバータ制御装置５０２ｂは、加算器５１５ｄ，５１５ｆ、ＰＩ５１６ｄ，５１６ｆ、比較波発生器５１９ｂ、比較器５１７ｄ，５１７ｆ、ノット回路５１８ｄ，５１８ｆを備える。なお、線間電圧ｖＵＶ＝ｖＵ−ｖＶ、ｖＷＶ＝ｖＷ−ｖＶに対して制御を行うことを除き、図１０に示すものと略同様であるので、その説明は省略する。
【００１８】
図１５は図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内の電圧均等回路の構成図である。電圧均等回路５０３ａは、比較波発生器５１９ｃ、ＰＩ５１６ｇ、比較器５１７ｇ、ノット回路５１８ｇを備える。ＰＩ５１６ｇは、直流コンデンサ３００の両端電圧と直流コンデンサ３０１の両端電圧との検出電圧差ΔｖＤ、即ち、直流電圧のアンバランス量ΔＶＤを増幅し、操作量Ｖ*を出力する。比較器５１７ｇは、比較波発生器５１９ｃからの比較波信号Ｃ０とＰＩ５１６ｇからの操作量Ｖ*とを比較することにより、ＩＧＢＴ３１１，３１２のオンオフ信号ｇ３１１，ｇ３１２を生成する。
【００１９】
なお、従来の技術として、例えば特許文献１に記載された電力変換装置が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開平９−２２４３７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
しかしながら、図７に示す無停電電源装置では、商用トランス２０５を用いているため、装置が非常に大きくなる。商用トランス２０５は例えば装置重量の４０％を占めることがある。また、商用トランス２０５には電力損失があり発熱するが、商用トランス２０５を冷却するのが困難であった。
【００２２】
図１１に示す無停電電源装置は、商用トランス２０５を設けていないため、上記問題は発生しないが、出力電位がＰＷＭ周波数レベルで変動し、この高周波の電位変動が負荷の誤動作の原因となることがある。
【００２３】
図１２に示すＶ結線方式の無停電電源装置は、入力と出力との１線を共通接続することによって負荷電位が安定する。しかし、直流リンク電圧を大きくする必要があり、高耐圧のＩＧＢＴが必要になる。
【００２４】
また、スイッチングリップルが低く、騒音が可聴周波数レベルよりも低くなり易く、スイッチング周波数を高くする必要がある。高耐圧のＩＧＢＴは、図７、図１１に示す無停電電源装置に用いられるＩＧＢＴと比較してスイッチング損失が大きいため、スイッチング周波数を高くすると変換器損失が大きくなり、高効率化の妨げになっていた。
【００２５】
本発明は、小型で高効率な３相電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
前記課題を解決するために、請求項１の発明は、陽極端子と第１中継端子との間に直列に接続された第１スイッチ及び第２スイッチ、前記第１中継端子と陰極端子との間に直列に接続された第３スイッチ及び第４スイッチ、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点と中性点端子とに接続された第１ダイオード、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第２ダイオード、前記第１中継端子と第１交流入力端子とに接続された第１交流フィルタリアクトルを有する第１変換アームと、前記陽極端子と第２中継端子との間に直列に接続された第５スイッチ及び第６スイッチ、前記第２中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第７スイッチ及び第８スイッチ、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第３ダイオード、前記第７スイッチと前記第８スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第４ダイオード、前記第２中継端子と第３交流入力端子とに接続された第２交流フィルタリアクトルを有する第２変換アームと、前記陽極端子と第３中継端子との間に直列に接続された第９スイッチ及び第１０スイッチ、前記第３中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１１スイッチ及び第１２スイッチ、前記第９スイッチと前記第１０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第５ダイオード、前記第１１スイッチと前記第１２スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第６ダイオード、前記第３中継端子と第１交流出力端子とに接続された第３交流フィルタリアクトルを有する第３変換アームと、前記陽極端子と第４中継端子との間に直列に接続された第１３スイッチ及び第１４スイッチ、前記第４中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１５スイッチ及び第１６スイッチ、前記第１３スイッチと前記第１４スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第７ダイオード、前記第１５スイッチと前記第１６スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第８ダイオード、前記第４中継端子と第３交流出力端子とに接続された第４交流フィルタリアクトルを有する第４変換アームとを有し、第２交流入力端子と前記中性点端子と第２交流出力端子とを接続したことを特徴とする。
【００２７】
請求項２の発明は、請求項１記載の３相電力変換装置において、前記陽極端子と第５中継端子との間に直列に接続された第１７スイッチ及び第１８スイッチ、前記第５中継端子と前記陰極端子との間に直列に接続された第１９スイッチ及び第２０スイッチ、前記中性点端子と前記第１７スイッチと前記第１８スイッチとの接続点とに接続された第９ダイオード、前記第１９スイッチと前記第２０スイッチとの接続点と前記中性点端子とに接続された第１０ダイオード、前記中性点端子と前記第５中継端子との間に接続された第５交流フィルタリアクトルを有する第５変換アームを有することを特徴とする。
【００２８】
請求項３の発明は、請求項２記載の３相電力変換装置において、前記第１変換アームと前記第２変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流入力電流を制御する入力電流制御手段と、前記第３変換アームと前記第４変換アームとを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより３相交流出力電圧を制御する出力電圧制御手段と、前記第５変換アームを構成する各スイッチのオン／オフを制御することにより前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧とのバランスを制御する電圧制御手段とを備えることを特徴とする。
【００２９】
請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の３相電力変換装置において、前記陽極端子及び前記中性点端子間又は前記中性点端子と前記陰極端子間又は前記陽極端子と前記陰極端子間の少なくとも１つに蓄電池を設けたことを特徴とする。
【００３０】
請求項５の発明は、請求項３又は請求項４記載の３相電力変換装置において、前記電圧制御手段は、第１基準電圧信号と該第１基準電圧信号と同位相で且つ振幅が異なる第２基準電圧信号を発生する信号発生部と、前記陽極端子及び前記中性点端子間の電圧と前記中性点端子及び前記陰極端子間の電圧との差電圧と前記第１基準電圧信号とを比較して第１オンオフ信号を生成する第１比較部と、前記差電圧と前記第２基準電圧信号とを比較して第２オンオフ信号を生成する第２比較部とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、商用トランスを設けていないので、無停電電源装置を小型及び軽量化できる。また、交流入力端子と交流出力端子とを１つの線で共通に接続することによって、出力電位がＰＷＭ周波数レベルで安定するので、負荷の誤動作を防ぐことができる。また、スイッチの数が増加するが、スイッチに印加される電圧は、陽極端子及び陰極端子間の直流リンク電圧の半分の電圧になるので、低耐圧のスイッチを使用できる。このため、スイッチのスイッチング損失が少なくて済む。
【００３２】
また、第１基準電圧信号と同位相で且つ振幅が異なる第２基準電圧信号を用い、第１比較部が陽極端子及び中性点端子間の電圧と中性点端子及び陰極端子間の電圧との差電圧と第１基準電圧信号とを比較して第１オンオフ信号を生成し、第２比較部が差電圧と第２基準電圧信号とを比較して第２オンオフ信号を生成するので、中性点端子における中間電位が直流リンク電圧の中間になるように制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】実施例１の３相電力変換装置の構成図である。
【図２】実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。
【図３】実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。
【図４】実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の動作を説明する波形図である。
【図５】実施例１の３相電力変換装置内の電圧均等回路置の構成図である。
【図６】実施例１の３相電力変換装置内の電圧均等回路置の動作を説明する波形図である。
【図７】従来の無停電電源装置の一例の構成図である。
【図８】図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。
【図９】図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の動作を説明する波形図である。
【図１０】図７に示す無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。
【図１１】従来のトランスレス方式の無停電電源装置の構成図である。
【図１２】従来のＶ結線方式の無停電電源装置の構成図である。
【図１３】図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。
【図１４】図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。
【図１５】図１２に示す従来のＶ結線方式の無停電電源装置内の電圧均等回路の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、本発明の３相電力変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００３５】
図１は実施例１の３相電力変換装置の構成図である。図１に示す無停電電源装置は、交流入力端子１０１〜１０３、入力フィルタリアクトル１０４、交流出力端子２０１〜２０３、出力フィルタリアクトル２０４、ＰＷＭコンバータを構成するＩＧＢＴ１１１，１１２，１１３，１１４，１３１，１３２，１３３，１３４、ダイオード１１５，１１６，１３５，１３６、ＰＷＭインバータを構成するＩＧＢＴ２１１，２１２，２１３，２１４，２３１，２３２，２３３，２３４、ダイオード２１５，２１６，２３５，２３６、直流コンデンサ３００，３０１、ＩＧＢＴ３１１，３１２，３１３，３１４、ダイオード３１５，３１６、リアクトルＬを有し、これらで主回路を構成する。
【００３６】
ＰＷＭコンバータは、入力電流を力率１の正弦波状に制御するとともに、交流を直流に変換して、陽極端子Ｐに直流出力電圧（Ｅ／２）、中性点端子Ｏに０Ｖ、陰極端子Ｎに直流出力電圧（−Ｅ／２）を出力する。ＰＷＭインバータは、３レベルインバータであり、陽極端子Ｐと中性点端子Ｏと陰極端子Ｎとの直流出力電圧を正弦波状に制御する。
【００３７】
陽極端子Ｐと第１中継端子Ｍ１との間には、ＩＧＢＴ１１１（第１スイッチ）とＩＧＢＴ１１２（第２スイッチ）とが直列に接続されている。第１中継端子Ｍ１と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ１１３（第３スイッチ）とＩＧＢＴ１１４（第４スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ１１１とＩＧＢＴ１１２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１１５（第１ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ１１３とＩＧＢＴ１１４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１１６（第２ダイオード）が接続されている。第１中継端子Ｍ１と第１交流入力端子１０１とには入力フィルタリアクトル１０４１（第１交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第１変換アームを構成している。
【００３８】
陽極端子Ｐと第２中継端子Ｍ２との間には、ＩＧＢＴ１３１（第５スイッチ）とＩＧＢＴ１３２（第６スイッチ）とが直列に接続されている。第２中継端子Ｍ２と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ１３３（第７スイッチ）とＩＧＢＴ１３４（第８スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ１３１とＩＧＢＴ１３２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１３５（第３ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ１３３とＩＧＢＴ１３４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード１３６（第４ダイオード）が接続されている。第２中継端子Ｍ２と第３交流入力端子１０３とには入力フィルタリアクトル１０４３（第２交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第２変換アームを構成している。
【００３９】
陽極端子Ｐと第３中継端子Ｍ３との間には、ＩＧＢＴ２１１（第９スイッチ）とＩＧＢＴ２１２（第１０スイッチ）とが直列に接続されている。第３中継端子Ｍ３と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ２１３（第１１スイッチ）とＩＧＢＴ２１４（第１２スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ２１１とＩＧＢＴ２１２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２１５（第５ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ２１３とＩＧＢＴ２１４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２１６（第６ダイオード）が接続されている。第３中継端子Ｍ３と第１交流出力端子２０１とには出力フィルタリアクトル２０４１（第３交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第３変換アームを構成している。
【００４０】
陽極端子Ｐと第４中継端子Ｍ４との間には、ＩＧＢＴ２３１(第１３スイッチ)とＩＧＢＴ２３２（第１４スイッチ）とが直列に接続されている。第４中継端子Ｍ４と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ２３３（第１５スイッチ）とＩＧＢＴ２３４（第１６スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ２３１とＩＧＢＴ２３２との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２３５（第７ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ２３３とＩＧＢＴ２３４との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード２３６（第８ダイオード）が接続されている。第４中継端子Ｍ４と第３交流出力端子２０３とには出力フィルタリアクトル２０４３（第４交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第４変換アームを構成している。
【００４１】
陰極端子Ｐと第５中継端子Ｍ５との間には、ＩＧＢＴ３１１（第１７スイッチ）とＩＧＢＴ３１２（第１８スイッチ）とが直列に接続されている。第５中継端子Ｍ５と陰極端子Ｎとの間には、ＩＧＢＴ３１３（第１９スイッチ）とＩＧＢＴ３１４（第２０スイッチ）とが直列に接続されている。ＩＧＢＴ３１１（第１７スイッチ）とＩＧＢＴ３１２（第１８スイッチ）との接続点と中性点端子Ｏとにはダイオード３１５（第９ダイオード）が接続されている。ＩＧＢＴ３１３とＩＧＢＴ３１４との接続点と中性点端子Ｏとには、ダイオード３１６（第１０ダイオード）が接続されている。中性点端子Ｏと第５中継端子Ｍ５との間には、リアクトルＬ（第５交流フィルタリアクトル）が接続されている。これらで第５変換アームを構成している。
【００４２】
第２交流入力端子１０２と中性点端子Ｏと第２交流出力端子２０２とが接続されている。また、陽極端子Ｐと中性点端子Ｏとの間には直流コンデンサ３０１が接続されている。中性点端子Ｏと陰極端子Ｎとの間には直流コンデンサ３００が接続されている。
【００４３】
電圧検出器４０１は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電圧を検出して交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１に出力する。電流検出器４０２は、交流入力端子１０１〜１０３の交流入力電流を検出して交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＳ，ｉＴをＰＷＭコンバータ制御装置５０１に出力する。
【００４４】
電圧検出器４０３は、直流コンデンサ３００の直流端子電圧と直流コンデンサ３０１の直流端子電圧とを検出して直流電圧検出信号ｖＤをＰＷＭコンバータ制御装置５０１に出力する。電圧検出器４０４は、交流出力端子２０１〜２０３の交流出力電圧を検出して交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷをＰＷＭインバータ制御装置５０２に出力する。
【００４５】
ＰＷＭコンバータ制御装置５０１は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴと交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＴと直流電圧検出信号ｖＤとに基づき、オンオフ信号ｇ１１１〜ｇ１１４，ｇ１３１〜ｇ１３４を生成して、ＩＧＢＴ１１１〜１１４，１３１〜１３４に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。
【００４６】
ＰＷＭインバータ制御装置５０２は、交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＶ，ｖＷに基づき、オンオフ信号ｇ２１１〜ｇ２１４，ｇ２３１〜ｇ２３４を生成して、ＩＧＢＴ２１１〜２１４，２３１〜２３４に出力する。なお、図示しないゲート駆動回路によって、オンオフ信号が１のときに該当するＩＧＢＴがオンし、オンオフ信号が０のときに該当するＩＧＢＴがオフする。
【００４７】
図２は実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭコンバータ制御装置の構成図である。
【００４８】
図２において、加算器５１３は、直流電圧検出信号ｖＤと直流電圧指令ｖＤ*との差信号を求め、ＰＩ５１２は、この差信号を比例積分演算して電流振幅基準信号を乗算器５１４ａ，５１４ｃに出力する。
【００４９】
位相検出器５１０は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＳ，ｖＴの位相θを検出し、正弦波基準発生器５１１は、交流入力電圧検出信号ｖＲ，ｖＴと同相の正弦波基準信号ａ，ｃを出力する。乗算器５１４ａ，５１４ｃは、正弦波基準信号ａ，ｃと電流振幅基準信号とを乗算し、電流基準信号ｉＲ*，ｉＴ*を求める。
【００５０】
加算器５１５ａ，５１５ｃは、電流基準信号ｉＲ*，ｉＴ*と交流入力電流検出信号ｉＲ，ｉＴとの差信号を求め、ＰＩ５１６ａ，５１６ｃは、差信号を比例積分演算して、ＰＷＭ比較信号Ｒ*，Ｔ*とする。図４には、交流系統のＰＷＭ比較信号Ｒ*を示した。
【００５１】
比較波発生器５２０ａは、交流系統に対して充分周波数が高い（例えば２０ｋＨｚ）比較波信号ｃ１（図４に示す。）を比較器５１７ａ１，５１７ｃ１に出力するとともに、比較波信号ｃ１を反転した比較波信号ｃ２（図４に示す。）を比較器５１７ａ２，５１７ｃ２に出力する。
【００５２】
比較器５１７ａ１は、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ１との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１１とこのオンオフ信号ｇ１１１をノット回路５１８ａ１で反転したオンオフ信号ｇ１１３とを生成する。比較器５１７ａ２は、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ２との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１１２とこのオンオフ信号ｇ１１２をノット回路５１８ａ２で反転したオンオフ信号ｇ１１４とを生成する。
【００５３】
比較器５１７ｃ１は、ＰＷＭ比較信号Ｔ*と比較波信号ｃ１との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１３１とこのオンオフ信号ｇ１３１をノット回路５１８ｃ１で反転したオンオフ信号ｇ１３３とを生成する。比較器５１７ｃ２は、ＰＷＭ比較信号Ｔ*と比較波信号ｃ２との大小を比較することによりオンオフ信号ｇ１３２とこのオンオフ信号ｇ１３２をノット回路５１８ｃ２で反転したオンオフ信号ｇ１３４とを生成する。
【００５４】
なお、図４では、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ１との大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ１１１、ＰＷＭ比較信号Ｒ*と比較波信号ｃ２との大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ１１２を生成した例を示した。図４からもわかるように、各相（各アーム）のＩＧＢＴが交互に動くことによって、ＩＧＢＴの平均スイッチング回数が少なくなる。これにより、ＰＷＭ周波数を上げることができる。
【００５５】
図３は実施例１の３相電力変換装置内のＰＷＭインバータ制御装置の構成図である。
【００５６】
図３に示すＰＷＭインバータ制御装置５０２は、加算器５１５ｄ，５１５ｆ、ＰＩ５１６ｄ，５１６ｆ、比較波発生器５２０ｂ、比較器５１７ｄ１，５１７ｄ２，５１７ｆ１，５１７ｆ２、ノット回路５１８ｄ１，５１８ｄ２，５１８ｆ１，５１８ｆ２を備え、交流電圧指令ｖＵ*，ｖＷ*と交流出力電圧検出信号ｖＵ，ｖＷとに基づいてＰＷＭ比較信号を生成する点を除き、ＰＷＭコンバータ制御装置５０１の制御と同様であるので、その説明は省略する。
【００５７】
図５は実施例１の３相電力変換装置内の電圧均等回路置の構成図である。電圧検出器４０５は、直流コンデンサ３００の両端電圧、即ち、中性点端子Ｏ及び陰極端子Ｎ間の電圧と、直流コンデンサ３０１の両端電圧、即ち、陽極端子Ｐ及び中性点端子Ｏ間の電圧とを検出し、電圧均等回路５０３に出力する。
【００５８】
電圧均等回路５０３は、比較波発生器５２０ｃ、ＰＩ５１６ｇ、比較器５１７ｇＡ、５１７ｇＢ、ノット回路５１８ｇＡ，５１８ｇＢを備える。ＰＩ５１６ｇは、直流コンデンサ３００の両端電圧と直流コンデンサ３０１の両端電圧との検出電圧差ΔｖＤ、即ち、直流リンク電圧のアンバランス量ΔＶＤを増幅し、操作量Ｖ*を出力する。
【００５９】
比較波発生器５２０ｃは、交流系統に対して充分周波数が高い（例えば２０ｋＨｚ）比較波信号ＣＡ（図６に示す。）を比較器５１７ｇＡに出力するとともに、比較波信号ＣＡと同位相で且つ振幅が小さい比較波信号ＣＢ（図６に示す。）を比較器５１７ｇＢに出力する。
【００６０】
比較器５１７ｇＡは、比較波発生器５２０ｃからの比較波信号ＣＡとＰＩ５１６ｇからの操作量Ｖ*とを比較することにより、ＩＧＢＴ３１１のオンオフ信号ｇ３１１を生成するとともに、オンオフ信号ｇ３１１をノット回路５１８ｇＡで反転したＩＧＢＴ３１３のオンオフ信号ｇ３１３を生成する。
【００６１】
比較器５１７ｇＢは、比較波発生器５２０ｃからの比較波信号ＣＢとＰＩ５１６ｇからの操作量Ｖ*とを比較することにより、ＩＧＢＴ３１２のオンオフ信号ｇ３１２を生成するとともに、オンオフ信号ｇ３１２をノット回路５１８ｇＢで反転したＩＧＢＴ３１４のオンオフ信号ｇ３１４を生成する。
【００６２】
即ち、比較器発生器５２０ｃからの比較波信号ＣＡ(第１基準電圧信号)と同位相で且つ振幅が異なる比較波信号ＣＢ(第２基準電圧信号)を用い、比較器５１７ｇＡ（第１比較部）が陽極端子Ｐ及び中性点端子Ｏ間の電圧と、中性点端子Ｏ及び陰極端子Ｎ間の電圧との差電圧と比較波信号ＣＡとを比較してオンオフ信号ｇ３１１，ｇ３１３を生成し、比較器５１７ｇＢがこの差電圧と比較波信号ＣＢとを比較してオンオフ信号ｇ３１２，ｇ３１４を生成するので、中性点端子Ｏにおける中間電位が直流リンク電圧、即ち、陽極端子Ｐ及び陰極端子Ｎ間の電圧の中間になるように制御することができる。
【００６３】
図６では、操作量Ｖ*と比較波信号ＣＡとの大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ３１１、操作量Ｖ*と比較波信号ＣＢとの大小を比較することにより生成されたオンオフ信号ｇ３１２を示した。図６では、オンオフ信号ｇ３１２のオン幅がオンオフ信号ｇ３１１のオン幅よりも広く制御されている。このような制御により、操作量Ｖ*がゼロに近づくようになり、中性点端子Ｏにおける中間電位が直流リンク電圧の中間になるように制御することができる。
【００６４】
このように構成された実施例１の無停電電源装置によれば、商用トランス２０５を設けていないので、図７に示す無停電電源装置に対して小型及び軽量化できる。
【００６５】
また、交流入力端子１０２と交流出力端子２０２とを１つの線で共通に接続することによって、出力電位がＰＷＭ周波数レベルで安定するので、負荷の誤動作を防ぐことができる。
【００６６】
また、ＩＧＢＴの数が増加するが、ＩＧＢＴに印加される電圧は、直流リンク電圧の半分になるので、低耐圧のＩＧＢＴを使用できる。このため、ＩＧＢＴのスイッチング損失が少なくて済む。
【００６７】
なお、大容量の直流コンデンサ３００，３０１を用い、この直流コンデンサ３００，３０１のみで中性点電位を安定化できる場合には、電圧均等回路５０３を休止（停止）または省略することができる。また、蓄電池（又はＤＣ／ＤＣコンバータを介した蓄電池）は、直流コンデンサ３００と並列に設けても良く、あるいは直流コンデンサ３０１と並列に設けても良く、あるいは陽極端子Ｐから陰極端子Ｎに直接、直流コンデンサを設けても良い。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明は、３相無停電電源装置に適用可能である。
【符号の説明】
【００６９】
１０１〜１０３  交流入力端子
１０４  入力フィルタリアクトル
２０１〜２０３  交流出力端子
２０４  出力フィルタリアクトル
１１１〜１１４，１３１〜１３４，２１１〜２１４，２３１〜２３４，３１１〜３１４  ＩＧＢＴ
３００，３０１  直流コンデンサ
４０１，４０３，４０４，４０５  電圧検出器
４０２  電流検出器
５０１  ＰＷＭコンバータ制御装置
５０２  ＰＷＭインバータ制御装置
５０３  電圧均等回路
５１０  位相検出器
５１１  正弦波基準発生器
５１２，５１６ａ，５１６ｃ，５１６ｄ，５１６ｆ  ＰＩ
５１３，５１５ａ，５１５ｃ，５１５ｄ，５１５ｆ  加算器
５１４ａ，５１４ｃ  乗算器
５１７ａ１，５１７ａ２，５１７ｃ１，５１７ｃ２，５１７ｄ１，５１７ｄ２，５１７ｆ１，５１７ｆ２，５１７ｇＡ，５１７ｇＢ  比較器
５２０ａ，５２０ｂ，５２０ｃ  比較波発生器
Ｐ  陽極端子
０  中性点端子
Ｎ  陰極端子
【図１】
2010172141.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2010172141.tif 000014
【図１３】
2010172141.tif 000015
【図１４】
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【図１５】
2010172141.tif 000017