(57)【要約】【課題】所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器を提供する。【解決手段】電圧制御信号Ｖｃｔｒｌに基づいて、ミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１をＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給する、可変バイアス電流源３１、最小一定バイアス電流源３２、最大一定バイアス電流源３３およびスイッチＳＷ１をさらに備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、
上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値を制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、
上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段をさらに備えることを特徴とする受信機。
【請求項２】
入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、該ミキサの出力に接続されるバッファと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、
上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値と、上記バッファに供給するバッファバイアス電流の値とを制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、
上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段と、
上記制御信号に基づいて、上記バッファバイアス電流を上記バッファに供給するバッファバイアス電流供給手段とをさらに備えることを特徴とする受信機。
【請求項３】
上記第２の検波手段は、入力に前置増幅器を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の受信機。
【請求項４】
上記ミキサバイアス電流供給手段は、第１の電流源、第２の電流源および第３の電流源を有し、
上記ミキサバイアス電流は、上記第１の電流源から出力される可変バイアス電流と、上記第２の電流源から出力される最小一定バイアス電流との和、または上記第３の電流源から出力される最大一定バイアス電流であり、
上記ミキサバイアス電流を上記和のバイアス電流とするか、上記ミキサバイアス電流を上記最大一定バイアス電流とするかを切り替える制御手段をさらに備えることを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の受信機。
【請求項５】
上記第１の電流源は、差動対を成す、第１の入力トランジスタおよび第２の入力トランジスタと、上記第１の入力トランジスタのソースと上記第２の入力トランジスタのソースとの間に負帰還抵抗を備えることを特徴とする請求項４に記載の受信機。
【請求項６】
上記第１の電流源は、ダイオード接続した第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、ダイオード接続した第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、該第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとカレントミラーを形成し、上記可変バイアス電流を出力する第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとを備え、
上記第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第１の入力トランジスタのドレインと接続され、
上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第２の入力トランジスタのドレインと接続され、
上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅と、上記第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅との比をα：βとし、
αは１以上の整数であり、
βは２以上の整数であることを特徴とする請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
上記ミキサとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・ミキサを用いることを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載の受信機。
【請求項８】
上記バッファとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・増幅器を用いることを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項９】
上記バッファとして、エミッタフォロアを用いることを特徴とする請求項２に記載の受信機。
【請求項１０】
半導体基板を備え、請求項１〜９の何れか１項に記載の受信機が上記半導体基板上に形成されていることを特徴とする半導体装置。
【請求項１１】
高周波信号を受信するアンテナと、請求項１０に記載の半導体装置とを備えていること特徴とする通信装置。
【請求項１２】
請求項１１に記載の通信装置を備えていることを特徴とする電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器に関して、受信環境に応じて適応的に消費電流を削減するものであり、特に受信信号が微弱である時に、受信品質を損なうことなく、消費電流を削減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話の利用者向けに、ワンセグ（日本）およびＤＶＢ−Ｈ（欧州）等の地上デジタル放送のサービスが急速に普及している。上述したようなチューナを携帯電話に搭載させることにより、携帯電話にて地上デジタル放送を受信し視聴することが可能となっている。従来、デジタル放送を受信して視聴するためには、ＲＦ（Radio Frequency：ラジオ周波数）信号で発信されているチャンネル信号をアンテナにて受信し、チューナにてＲＦ信号をダウンコンバートすることにより、ＢＢ（Baseband Frequency：ベースバンド帯周波数）信号に復元することが必要となっている。
【０００３】
図５は、従来の受信機１００の主な構成を示すブロック図である。可変利得増幅器（variable gain low noise amplifier：ＶＧＬＮＡ）１０１が受信信号１２０を増幅し、ミキサ１０２−Ｑ，１０２−Ｉ)がローカル周波数設定に応じて、所望の信号をダウンコンバートする。
【０００４】
その際、利得制御ループ１１０により、可変利得増幅器１０１の出力部１２１のレベルが一定になるように可変利得増幅器１０１の利得を制御する。入力信号が小さいときは、可変利得増幅器１０１は利得が最大に設定されており、仮に可変利得増幅器１０１の利得が２５ｄＢであり、入力信号が−６５ｄＢｍである場合、可変利得増幅器１０１の出力１２１では−４０ｄＢｍの増幅信号が得られる。
【０００５】
電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）１０６より出力された局部発振信号は分周器１０７により分周され、０度および９０度の２つの直交信号に分配され、ＩＱ直交ミキサ１０２−Ｑ，１０２−Ｉに入力される。ＩＱ直交ミキサ１０２−Ｑ，１０２−Ｉにおいては、各直交信号が、可変利得増幅器１０１の出力部１２１から出力される信号と混合される。その結果、Ｑチャネル出力１２２からＱ信号が出力され、Ｉチャネル出力１２３からＩ信号が出力される。なお、一定バイアス電流源１３３は、一定バイアス電流Ｉｒｅｆ０を出力する。
【０００６】
一方、ＴＶチューナＬＳＩの電流適応制御を採用する際には、各ブロックにおける電流変化に対する諸性能の変化を回路レベルで正確に把握する必要がある。受信機において電流適応制御で最大の効果を発揮するのはミキサである。一般的にミキサは、強入力妨害時の線形性の要求が最も厳しいブロックであり、チューナ・トータルに占める電流消費率が高い。しかし、妨害波が存在しない時のミキサ電流は過剰設定であると言える。
【０００７】
図６（ａ）〜図６（ｄ）に、代表的な受信環境の例を示す。図６（ａ）は所望波のみが存在する時の受信環境である。図６（ｂ）は強入力の所望波が存在する時の受信環境、即ち隣接するキャリア間の３次歪を無視できない時の受信環境である。図６（ｃ）は所望波と隣接する弱い妨害波が存在する時の受信環境であり、妨害波による３次歪を無視できる時の受信環境である。図６（ｄ）は所望波と隣接する強い妨害波が存在する時の受信環境であり、妨害波による３次歪を無視できない時の受信環境である。
【０００８】
一般的に、ＴＶチューナのノイズＦｔｕｎｅｒは、以下に示す（１）式のように表すことができる。ここで、ＦＬＮＡおよびＦＭＩＸＥＲは、それぞれＬＮＡ（low noise amplifier）およびミキサの雑音指数（noise factor：ＮＦ）を示し、ＧＬＮＡおよびＧＭｉｘｅｒは、それぞれＬＮＡおよびミキサの利得を表す。雑音指数ＮＦとは、ＮＦ(ｄＢ)＝１０＊ｌｏｇ(Ｆｔｕｎｅｒ)の関係がある。特に、初段のＬＮＡの利得の劣化とミキサの利得の劣化とにより雑音指数ＮＦの劣化が起こり、受信品質(Carrier to noise ratio: C/N)の劣化を招く。
【０００９】
【数１】
2010109560.tif 000003
【００１０】
一方、ＴＶチューナの３次歪に関する線形性性能ＩＩＰ３ｔｕｎｅｒは、以下に示す（２）式のように表すことができる。特にミキサに対するＩＩＰ３性能ＩＩＰ３Ｍｉｘｅｒは、ＴＶチューナの線形性性能をほぼ決めてしまう。
【００１１】
【数２】
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【００１２】
しかし、上述のように、妨害波が存在しないときは、ミキサの電流設定は過剰である。
以下に示す（３）式により、ＴＶチューナとして必要な線形性を求めることができる。ここで、ＰＵは妨害波のレベルであり、ＧａｉｎはＴＶチューナの利得であり、ＩＭ３は３次相互変調歪成分である。
【００１３】
【数３】
2010109560.tif 000005
【００１４】
３次歪成分の大きさは、所望波のレベルと受信時の変調方式に応じた受信品質Ｃ／Ｎを用いて以下に示す（４）式のように規定することができる。
ＩＭ３＝ＰＤ＋Ｇｔｕｎｅｒ−Ｃ／Ｎ    （４）
また、ミキサに必要な線形性は、（２）式を変形し、以下に示す（５）式のように求めることができる。図７のグラフでは、黒塗りの四角ドットにより、妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサＩＩＰ３性能を示す。妨害波が小さくなるほど、理論上必要なＩＩＰ３性能が緩和することが分かる。
【００１５】
【数４】
2010109560.tif 000006
【００１６】
図８（ａ）の回路図に示される、負帰還抵抗Ｒｄｅｇを用いたバイポーラ差動対を有する従来の増幅器の線形性は、以下に示す（６）式のように表現できる。ここで、Ｒｄｅｇは負帰還抵抗であり、ＩＳＳは片側電流源であり、ＶＴは熱電位である。またここではＶＴ＝２６ｍＶである。
【００１７】
【数５】
2010109560.tif 000007
【００１８】
よって、図８（ａ）の増幅器に必要な電流は、以下に示す（７）式のように表すことができる。図８（ａ）の増幅器では、電流ＩＳＳを流す電流源を２つ用いているため、図８（ａ）の増幅器全体で消費する電流は、２×ＩＳＳとなる。
【００１９】
【数６】
2010109560.tif 000008
【００２０】
バイポーラ型ミキサの線形性は、ｇｍ段でほぼ決まるため、上記（７）式で算出した線形性をミキサ線形性として近似することができる。
【００２１】
また、図７のグラフでは、白抜きのダイヤモンド・ドットにより、妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサ消費電流を示す。妨害波が小さくなるほど、理論上必要な消費電流が緩和することが分かる。
【００２２】
一方、従来提案された電流制御技術として、受信信号レベルが大きいときに消費電流を削減する技術に関しては、様々な手法が提案されている。
【００２３】
例えば、特許文献１では、〔００１０〕段落に「受信電界強度検知信号レベルと基準電圧とを比較して、受信信号レベルが大きいときには混合器の電流を小さくし、逆に、受信信号のレベルが小さいときには混合器の電流を大きくすることにより、電池の消耗を防止することができる。」と記載されている。
【００２４】
また、特許文献２では、〔００２４〕段落第８行〜第１３行に「復調信号のレベルが所定の閾値よりも小さいときには、監視及び制御回路１９は、ハイレベルの制御信号を出力して、電流源２０，２１がそれぞれ最大電流を混合器１４、ＬＮＡ１２に供給するように制御する。一方、復調信号のレベルが所定の閾値よりも大きいときには、監視及び制御回路１９は、ローレベルの制御信号を電流源２０，２１に出力して、電流源２０，２１がそれぞれ少ない電流を混合器１４、ＬＮＡ１２に供給するように制御する。」と記載されている。
【００２５】
上記の２つの特許文献１，２に開示されている電流制御手法において、共通している点は以下の２点である。第１の共通点は、受信信号が小さいときは、ミキサに最大電流を供給する点である。第２の共通点は、入力レベル検波手段は、ダウンコンバートされた後の信号に対して設けられている点である。
【００２６】
さらに、供給するバイアス電流に利得が依存しないクロスカプルドｇｍ段を持つ増幅器およびミキサが、特許文献３，４に提案されている。図８（ｂ）では、従来のクロスカプルド増幅器の回路図を、図８（ａ）の負帰還抵抗を用いたシンプルな増幅器の回路図と共に図示している。
【００２７】
また、図９は、図８（ａ），（ｂ）の２つの増幅器における利得のバイアス電流依存特性を示すグラフである。グラフの凡例にＲｄｅｇと記載したドットは、図８（ａ）の負帰還抵抗Ｒｄｅｇを用いたバイポーラ差動対を有する増幅器の利得を示す。同様に、グラフの凡例にＣｒｏｓｓと記載したドットは、図８（ｂ）のクロスカプルド増幅器の利得を示す。
【００２８】
図９のグラフより、図８（ｂ）のクロスカプルド増幅器の利得がバイアス電流に依存しないことが分かる。また、従来のクロスカプルド・ミキサの構成は、後述する図３において符号４０が付された破線の枠内に示されている。
【特許文献１】特開平５−１７５８７３公報（平成５年７月１３日公開）
【特許文献２】特開平１１−８５６４号公報（平成１１年１月１２日公開）
【特許文献３】特開２００６−２９５３８１号公報（２００６年１０月２６日公開）
【特許文献４】特開２００６−１２９４１６号公報（２００６年５月１８日公開）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２９】
特許文献１，２に関する課題として、受信信号が小さいときに、ミキサに供給するバイアス電流を削減する提案が無いことにある。通常のミキサ等の回路では、電流を削減することにより、利得が低下し、後段回路のノイズを十分に打ち消すことができず、システムのＮＦ性能を劣化させ受信品質の劣化を招くからである。供給するバイアス電流に応じて、回路の利得が変化しない電流制御技術が鍵となる。
【００３０】
一方、電流制御のための入力レベル検波は、ダウンコンバートされる前の信号対して行うことが望ましい。何故ならダウンコンバート前に可変利得増幅器等があるシステムの場合、ミキサ以降の信号では可変利得増幅器の利得設定により入力信号強度を正しく検知できない等の問題があるためである。
【００３１】
従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流とＩＩＰ３との関係を図１０のグラフに示す。また、従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流と雑音指数ＮＦとの関係を図１１のグラフに示す。
【００３２】
図１０より、ＩＩＰ３はミキサのバイアス電流に強く依存する。また、図１０より、バイアス電流とＩＩＰ３との間の特性は、前述の（７）式で近似した電流依存ＩＩＰ３特性とほぼ等しい。
【００３３】
図１１より、クロスカプルド・ミキサの場合、ミキサのバイアス電流を削減すると入力換算ノイズを低減出来る結果、雑音指数ＮＦを改善できることが分かる。これは、ｇｍ段の利得を一定に保ったまま、ＮＦ特性で支配的なＩＱ  ＳＷ段の電流を削減できるためである。よって、クロスカプルド・ミキサを用いたシステムでは、妨害波と所望波を含めた入力信号が微弱な時に積極的に電流を削減することで、受信品質の向上と消費電力の削減を同時に達成できる可能性がある。
【００３４】
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３５】
本発明の受信機は、上記課題を解決するために、入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値を制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段をさらに備えることを特徴とする。
【００３６】
上記発明によれば、上記入力信号が微弱であり、かつ上記低雑音可変利得増幅器の利得が最大である時は、上記第２の検波手段が上記ミキサバイアス電流供給手段に上記制御信号を出力し、上記ミキサバイアス電流供給手段が上記ミキサに供給する上記ミキサバイアス電流の値を小さくする。
【００３７】
従って、上記入力信号に含まれる、所望波および妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減された受信機を実現できる。
【００３８】
また、簡単な構成で受信品質を劣化させることなく受信機の消費電力を低減することができ、特に携帯電話用バッテリー駆動時間を改善することが可能になる。
【００３９】
また、本発明の受信機は、上記課題を解決するために、入力信号を増幅する低雑音可変利得増幅器と、ローカル信号に基づいて周波数変換を行うミキサと、該ミキサの出力に接続されるバッファと、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出して上記低雑音可変利得増幅器の利得を制御する第１の検波手段と、上記低雑音可変利得増幅器の出力端の信号強度を検出し、上記ミキサに供給するミキサバイアス電流の値と、上記バッファに供給するバッファバイアス電流の値とを制御するための制御信号を出力する第２の検波手段とを備える受信機において、上記制御信号に基づいて、上記ミキサバイアス電流を上記ミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段と、上記制御信号に基づいて、上記バッファバイアス電流を上記バッファに供給するバッファバイアス電流供給手段とをさらに備えることを特徴とする。
【００４０】
上記発明によれば、上記入力信号が微弱であり、かつ上記低雑音可変利得増幅器の利得が最大である時は、上記第２の検波手段が上記ミキサバイアス電流供給手段に上記制御信号を出力し、上記ミキサバイアス電流供給手段が上記ミキサに供給する上記ミキサバイアス電流の値を小さくする。また、上記第２の検波手段が上記バッファバイアス電流供給手段に上記制御信号を出力し、上記バッファバイアス電流供給手段が上記バッファに供給する上記バッファバイアス電流の値を小さくする。
【００４１】
従って、上記入力信号に含まれる、所望波および妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減された受信機を実現できる。
【００４２】
また、簡単な構成で受信品質を劣化させることなく受信機の消費電力を低減することができ、特に携帯電話用バッテリー駆動時間を改善することが可能になる。
【００４３】
上記何れかの受信機では、上記第２の検波手段は、入力に前置増幅器を備えてもよい。
【００４４】
上記前置増幅器を備えることにより、上記第２の検波手段は微弱な入力信号を検出することが可能となる。よって、比較的大きな入力信号強度で反応する上記第１の検波手段が行う制御により、上記低雑音可変利得増幅器の利得が必ず最大であることを保証しつつ、かつ上記第２の検波手段が出力する上記制御信号により、歪の寄与が全く無い微弱な入力信号を識別したバイアス電流制御を行うことが可能となる。
【００４５】
上記何れかの受信機では、上記ミキサバイアス電流供給手段は、第１の電流源、第２の電流源および第３の電流源を有し、上記ミキサバイアス電流は、上記第１の電流源から出力される可変バイアス電流と、上記第２の電流源から出力される最小一定バイアス電流との和、または上記第３の電流源から出力される最大一定バイアス電流であり、上記ミキサバイアス電流を上記和のバイアス電流とするか、上記ミキサバイアス電流を上記最大一定バイアス電流とするかを切り替える制御手段をさらに備えてもよい。
【００４６】
これにより、上記受信機は、上記ミキサバイアス電流を上記和のバイアス電流とする可変電流制御モードと、上記ミキサバイアス電流を上記最大一定バイアス電流とする一定電流モードとを切り替えることが可能となる。
【００４７】
また、上記可変電流制御モードにおいて、上記可変バイアス電流を０とした時の、プロセス、電源電圧、温度等のばらつきを考慮した上記最小一定バイアス電流を供給する時の、上記受信機の動作を保証することが出来る。
【００４８】
さらに、上記可変バイアス電流を最大とする時は、上記和のバイアス電流として上記最大一定バイアス電流と等しい電流を供給出来るため、上記受信機の妨害耐性が良い高線形動作を実現する。
【００４９】
さらに、実環境に応じた電流制御実施の有無による消費電流削減量効果の確認等の動作検証を行うことができる。
【００５０】
上記受信機では、上記第１の電流源は、差動対を成す、第１の入力トランジスタおよび第２の入力トランジスタと、上記第１の入力トランジスタのソースと上記第２の入力トランジスタのソースとの間に負帰還抵抗を備えてもよい。
【００５１】
上記負帰還抵抗により、上記差動対の電圧−電流変換可能範囲が拡大する。また、上記第２の検波手段から得られる、上記入力信号の強度に依存した上記制御信号に応じて、線形に電流を変化させることができる。
【００５２】
上記受信機では、上記第１の電流源は、ダイオード接続した第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、ダイオード接続した第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタと、該第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとカレントミラーを形成し、上記可変バイアス電流を出力する第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタとを備え、上記第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第１の入力トランジスタのドレインと接続され、上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタのドレインは、上記第２の入力トランジスタのドレインと接続され、上記第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅と、上記第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタの全チャネル幅との比をα：βとし、αは１以上の整数であり、
βは２以上の整数であってもよい。
【００５３】
これにより、上記差動対により電圧−電流変換された後に出力される上記可変バイアス電流を、上記カレントミラーの上記比に応じて増幅することができ、上記第１の電流源自体で消費する動作電流を最小限に抑えることができる。
【００５４】
上記何れかの受信機では、上記ミキサとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・ミキサを用いてもよい。
【００５５】
上記電流無依存特性を有するクロスカプルド・ミキサは、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信品質性能を犠牲にすることなく、消費電流を削減することが可能になる。また、最小一定バイアス電流供給時の上記クロスカプルド・ミキサは、ノイズ寄与度が大きいＳＷ段の電流が減る。このため、低ＮＦ（noise factor：雑音指数）性能を実現でき、更なる受信機の受信品質向上を実現することができる。
【００５６】
上記何れかの受信機では、上記バッファとして、電流無依存特性を有するクロスカプルド・増幅器を用いてもよい。
【００５７】
上記電流無依存特性を有するクロスカプルド・増幅器は、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信機のＮＦ性能を犠牲にすることなく、消費電流を削減することが可能になる。
【００５８】
上記何れかの受信機では、上記バッファとして、エミッタフォロアを用いてもよい。
【００５９】
これにより、上記エミッタフォロアの利得が１倍の電流無依存特性を有する領域で、利得を一定に保ち、受信機のＮＦ性能を変化させずに、消費電流を削減することが可能になる。
【００６０】
本発明の半導体装置は、半導体基板を備え、上記何れかの受信機が上記半導体基板上に形成されているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。
【００６１】
また、本発明の通信装置は、高周波信号を受信するアンテナと、上記アンテナにて受信した高周波信号から所定の信号を抽出する半導体装置として上記半導体装置とを備えている。これにより、受信品質の劣化を改善され、小型化された通信装置を実現することが可能となる。例えば、上記半導体装置がチューナの場合、通信装置としては、テレビジョン受信機や携帯電話などが挙げられる。
【００６２】
さらに、検波手段等の電流制御系を含めた上記何れかの受信機を構成する、全ての回路を半導体デバイス上に形成できるため小型化された移動体の通信装置を実現できる。
【００６３】
さらに、本発明の電子機器は、上記通信装置を備えているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。
【発明の効果】
【００６４】
本発明の受信機は、以上のように、制御信号に基づいて、ミキサバイアス電流をミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段をさらに備えるものである。
【００６５】
また、本発明の受信機は、以上のように、制御信号に基づいて、ミキサバイアス電流をミキサに供給するミキサバイアス電流供給手段と、上記制御信号に基づいて、バッファバイアス電流をバッファに供給するバッファバイアス電流供給手段とをさらに備えるものである。
【００６６】
それゆえ、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器を提供するという効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００６７】
〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１〜図３に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態１において用いられている数値は一例であり、これに限定されない。
【００６８】
図１は、本実施の形態１に係る受信機２００の一構成例を示す回路図である。図１に示すように、受信機２００は、低雑音可変利得増幅器（variable gain low noise amplifier：ＶＧＬＮＡ）１、ＩＱ直交ミキサ（Quadrature  Mixer：クアドラチュア・ミキサ）２−Ｑ，２−Ｉ、利得制御ループ１０、および電流制御ループ１１を備え、これらが半導体上（On-chip）に形成されている。
【００６９】
低雑音可変利得増幅器１は、入力部ＲＦｉｎに入力された信号を増幅して、出力部２１に出力する。利得制御ループ１０は、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１の信号強度を検知し、検波回路３から得られた利得制御信号を用いて、低雑音可変利得増幅器１の利得を制御する。また、電流制御ループ１１は、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１の信号強度を検知し、電流制御ループ１１内のプリアンプ４で増幅し、検波回路５から得られた電圧制御信号Ｖｃｔｒｌを用いて、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を調整する。
【００７０】
プリアンプ４を備えることにより、検波回路５は微弱な入力信号（ＲＦ入力信号）を検出することが可能となる。よって、比較的大きな入力信号強度で反応する検波回路３が行う制御により、低雑音可変利得増幅器１の利得が必ず最大であることを保証しつつ、かつ検波回路５が出力する電圧制御信号Ｖｃｔｒｌにより、歪の寄与が全く無い微弱な入力信号を識別したバイアス電流制御を行うことが可能となる。
【００７１】
電流制御ループ１１は、可変である可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１を出力する可変バイアス電流源３１、最小一定バイアス電流Ｉｒｅｆ２を出力する最小一定バイアス電流源３２、および最大一定バイアス電流Ｉｒｅｆ０を出力する最大一定バイアス電流源３３を備えている。また、最小一定バイアス電流源３２は、オフセット定常電流源である。
【００７２】
一例として、可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１は、０μＡ〜３２０μＡの間で可変である。最小一定バイアス電流Ｉｒｅｆ２は、８０μＡである。可変バイアス電流源３１と最小一定バイアス電流源３２とにより、最大４００μＡの電流を出力可能となる。
【００７３】
よってＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給されるミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１は、スイッチＳＷ１を切り替えることにより、可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１と最小一定バイアス電流Ｉｒｅｆ２との和、最大一定バイアス電流Ｉｒｅｆ０、または定常バイアス電流Ｉｒｅｆとなる。
【００７４】
このように、受信機２００は、ミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を上記和のバイアス電流とする可変電流制御モードと、ミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を最大一定バイアス電流Ｉｒｅｆ０とする一定電流モードとを切り替えることが可能となる。
【００７５】
また、Ｉｂｉａｓ１＝Ｉｒｅｆ２とする場合は、可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１＝０とする。これにより、プロセス、電源電圧、温度等のばらつきを考慮した最小一定バイアス電流Ｉｒｅｆ２を供給する時の、受信機２００の動作を保証することができる。
【００７６】
さらに、可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１を最大とすると、Ｉｒｅｆ１＋Ｉｒｅｆ２＝Ｉｒｅｆ０となる。これにより、受信機２００の妨害耐性が良い高線形動作を実現出来る。
【００７７】
さらに、実環境に応じた電流制御実施の有無による消費電流削減量効果の確認等の動作検証を行うことができる。
【００７８】
なお、スイッチＳＷ１の切り替えは、制御回路７０から出力される制御信号により行われる。
【００７９】
電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）６より出力された局部発振信号は分周器７により分周され、０度および９０度の２つの直交信号に分配され、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに入力される。ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉにおいては、各直交信号が、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１から出力される信号と混合される。その結果、Ｑチャネル出力２２からＱ信号が出力され、Ｉチャネル出力２３からＩ信号が出力される。
【００８０】
図２は、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を低雑音可変利得増幅器１に入力する信号強度に応じて変化させたシミュレーション結果を示すグラフである。
【００８１】
低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱な時に、プロセスばらつきを考慮した動作下限値である最小一定バイアス電流源３２が、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給される。本実施の形態では、最小一定バイアス電流源３２の電流は８０μＡ程度である。
【００８２】
後述する図７で示すように、入力信号強度が−４０ｄＢｍ以下では、ミキサ電流は過剰と言える。また、従来のＬＮＡの利得を制御する検波回路が反応しないレベルも−４０ｄＢｍ程度となる。このとき、ＬＮＡの利得を２５ｄＢと仮定すると、ＬＮＡの出力、即ち検波回路の入力は、−４０ｄＢｍ＋２５ｄＢ＝−１５ｄＢｍ程度が上限となる。図２のグラフより、低雑音可変利得増幅器１は、約−４５ｄＢｍ以下で電流削減を開始する。ＤＶＢ−Ｈ（Digital Video Broadcasting for Handheld）の場合、受信感度は、−９５ｄＢｍ以下を達成する必要があるため、−９５ｄＢｍ〜−４０ｄＢｍ程度の微弱な信号を受信する状況で、広く電流削減の余地があることになる。
【００８３】
図１の利得制御ループ１０は、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１のレベルが一定レベルになるように低雑音可変利得増幅器１の利得を調整する。本実施形態では低雑音可変利得増幅器１の出力部２１のレベルが−１４ｄＢｍになるように低雑音可変利得増幅器１の利得を調整する。よって、低雑音可変利得増幅器１へ入力される信号の強度が−３５ｄＢｍである場合、低雑音可変利得増幅器１の利得は、２１ｄＢとなる。
【００８４】
低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱な時、低雑音可変利得増幅器１は常に最大利得となる。本実施形態では低雑音可変利得増幅器１の最大利得は２５ｄＢである。つまり図２において、Ｘ軸に示される入力信号の強度と低雑音可変利得増幅器１の最大利得２５ｄＢとを合計した値を、低雑音可変利得増幅器１の出力部２１で電流制御ループ１１が検知し、バイアス電流の制御を行う。電流制御ループ１１が十分に微弱な入力レベルで信号を検知できるようにプリアンプ４が必要となる。本実施形態ではプリアンプ４の利得を約１０ｄＢとした。
【００８５】
図３は、本実施の形態に係る電流制御ループ１１を従来のクロスカプルド・ミキサ４０に接続した回路図である。
【００８６】
クロスカプルド・ミキサ４０は、電流無依存特性を有している。即ち、クロスカプルド・ミキサ４０は、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信品質性能を犠牲にすることなく、消費電流及び消費電力を削減することが可能になる。また、最小一定バイアス電流供給時のクロスカプルド・ミキサ４０は、ノイズ寄与度が大きい、ＳＷ＿Ｉ段およびＳＷ＿Ｑ段の電流が減る。このため、低ＮＦ（noise factor：雑音指数）性能を実現でき、省電力モードにおける更なる受信機の受信品質向上を実現することができる。
【００８７】
電流制御ループ１１は、ＮチャネルＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor：金属酸化膜半導体）トランジスタＮ１〜Ｎ５、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３、最小一定バイアス電流源３２、最大一定バイアス電流源３３、電流源３４、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒｄｅｇ１およびスイッチＳＷ１を有している。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１〜Ｎ５、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１〜Ｐ３、電流源３４、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒｄｅｇ１は、可変バイアス電流源３１を構成しており、可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１を出力する。最小一定バイアス電流源３２は最小一定バイアス電流Ｉｒｅｆ２を出力し、最大一定バイアス電流源３３は最大一定バイアス電流Ｉｒｅｆ０を出力し、電流源３４は電流Ｉｒｅｆ３を出力する。
【００８８】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２とは、差動対を構成している。また、抵抗Ｒｄｅｇ１は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のソースとＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のソースとの間に設けられた負帰還抵抗である。抵抗Ｒｄｅｇ１により、上記差動対の電圧−電流変換可能範囲が拡大する。また、検波回路５から得られる、上記入力信号の強度に依存した電圧制御信号Ｖｃｔｒｌに応じて、線形に電流を変化させることができる。
【００８９】
電流源３４の入力、抵抗Ｒ１の一端、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のソース、最小一定バイアス電流源３２の入力および最大一定バイアス電流源３３の入力は、電源電圧ＶＤＤが印加されている。
【００９０】
電流源３４の出力は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のドレイン、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のゲート、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のゲート、およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５のゲートに接続されている。
【００９１】
抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ２の一端およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のゲートに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のゲートには基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。
【００９２】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１のドレインと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のドレインとに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１のソースは、抵抗Ｒｄｅｇ１の一端およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のドレインに接続されている。
【００９３】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のゲートは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のゲート、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のドレインと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のドレインとに接続されている。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のソースは、抵抗Ｒｄｅｇ１の他端およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５のドレインに接続されている。
【００９４】
ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２のゲートには、電圧制御信号Ｖｃｔｒｌが印加される。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３とはカレントミラーを構成しており、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２の全チャネル幅Ｗｔｏｔａｌ１と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３の全チャネル幅Ｗｔｏｔａｌ２との比は、α：βである。フィンガー数αは１以上の整数であり、フィンガー数βは２以上の整数である。
【００９５】
全チャネル幅Ｗｔｏｔａｌ１は、Ｗｔｏｔａｌ１=Ｗｕ×αで求められ、全チャネル幅Ｗｔｏｔａｌ２は、Ｗｔｏｔａｌ２=Ｗｕ×βで求められる。ここで、Ｗｕは単位チャネル幅である。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２とＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３は、チャネル長Ｌが等しいものとする。
【００９６】
これにより、上記差動対により電圧−電流変換された後に出力される可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１を、上記カレントミラーの上記比に応じて増幅することができ、可変バイアス電流源３１自体で消費する動作電流を最小限に抑えることができる。
【００９７】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のドレインは、最小一定バイアス電流源３２の出力およびスイッチＳＷ１の第１入力に接続されている。最大一定バイアス電流源３３の出力は、スイッチＳＷ１の第２入力に接続されている。
【００９８】
ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ３のドレイン、最小一定バイアス電流源３２、最大一定バイアス電流源３３およびスイッチＳＷ１は、可変・定常電流切り替え部を構成している。
【００９９】
そして、抵抗Ｒ２の他端、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ３のソース、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ４のソース、およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ５のソースは、電気的に接地されている。
【０１００】
クロスカプルド・ミキサ４０は、ＮＰＮトランジスタＴ１〜Ｔ１７、抵抗Ｒ３〜Ｒ１１、抵抗Ｒｄｅｇ、キャパシタＣ１〜Ｃ８、電圧制御発振器ＲＦを有している。
【０１０１】
ＮＰＮトランジスタＴ１〜Ｔ４は、ＳＷ＿Ｉ段を構成している。ＮＰＮトランジスタＴ５〜Ｔ８は、ＳＷ＿Ｑ段を構成している。ＮＰＮトランジスタＴ９〜Ｔ１４は、Ｇｍ段を構成している。
【０１０２】
ＮＰＮトランジスタＴ９〜Ｔ１２のエミッタの面積と、ＮＰＮトランジスタＴ１３，Ｔ１４のエミッタの面積との比は、ｍ：ｎである。
【０１０３】
電流制御ループ１１のスイッチＳＷ１の出力からは、ミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１が出力される。スイッチＳＷ１の出力は、ＮＰＮトランジスタＴ１５のコレクタ、ＮＰＮトランジスタＴ１５のベース、ＮＰＮトランジスタＴ１６のベース、およびＮＰＮトランジスタＴ１７のベースに接続されている。
【０１０４】
抵抗Ｒ３の一端、キャパシタＣ２の一端、抵抗Ｒ４の一端、キャパシタＣ３の一端、抵抗Ｒ５の一端、キャパシタＣ４の一端、抵抗Ｒ６の一端、キャパシタＣ５の一端、ＮＰＮトランジスタＴ９のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１０のコレクタは、電源電圧ＶＤＤが印加されている。
【０１０５】
抵抗Ｒ３の一端およびキャパシタＣ２の一端は、キャパシタＣ１の一端、ＮＰＮトランジスタＴ１のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ３のコレクタに接続されている。キャパシタＣ１の一端には、ＩＦ（intermediate frequency：中間周波数）信号ＩＦ＿Ｉが入力されている。
【０１０６】
抵抗Ｒ４の一端およびキャパシタＣ３の一端は、キャパシタＣ１の他端、ＮＰＮトランジスタＴ２のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ４のコレクタに接続されている。キャパシタＣ１の他端には、ＩＦ信号ＩＦ＿ＩＢが入力されている。
【０１０７】
抵抗Ｒ６の一端およびキャパシタＣ５の一端は、キャパシタＣ６の一端、ＮＰＮトランジスタＴ６のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ８のコレクタに接続されている。キャパシタＣ６の一端には、ＩＦ信号ＩＦ＿Ｑが入力されている。
【０１０８】
抵抗Ｒ５の一端およびキャパシタＣ４の一端は、キャパシタＣ６の他端、ＮＰＮトランジスタＴ５のコレクタ、およびＮＰＮトランジスタＴ７のコレクタに接続されている。キャパシタＣ６の他端には、ＩＦ信号ＩＦ＿ＱＢが入力されている。
【０１０９】
ＮＰＮトランジスタＴ１のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ４のベースには、ローカル信号ＬＯ＿Ｉが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ２のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ３のベースには、ローカル信号ＬＯ＿ＩＢが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ５のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ８のベースには、ローカル信号ＬＯ＿Ｑが入力されている。ＮＰＮトランジスタＴ６のベースおよびＮＰＮトランジスタＴ７のベースには、ローカル信号ＬＯ＿ＱＢが入力されている。
【０１１０】
ＮＰＮトランジスタＴ１のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ２のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ５のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ６のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１３のコレクタに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ３のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ４のエミッタ、ＮＰＮトランジスタＴ７のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ８のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１４のコレクタに接続されている。
【０１１１】
電圧制御発振器ＲＦの出力は、キャパシタＣ７の一端に接続され、キャパシタＣ７の他端は、ＮＰＮトランジスタＴ９のベース、および抵抗Ｒ１１の一端に接続されている。キャパシタＣ８の一端は、ＮＰＮトランジスタＴ１０のベース、および抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。
【０１１２】
ＮＰＮトランジスタＴ９のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１１のコレクタ、ＮＰＮトランジスタＴ１２のベース、およびＮＰＮトランジスタＴ１４のベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１０のエミッタは、ＮＰＮトランジスタＴ１２のコレクタ、ＮＰＮトランジスタＴ１１のベース、およびＮＰＮトランジスタＴ１３のベースに接続されている。
【０１１３】
ＮＰＮトランジスタＴ１１のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１３のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１６のコレクタは、抵抗Ｒｄｅｇの一端に接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１２のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１４のエミッタ、およびＮＰＮトランジスタＴ１７のコレクタは、抵抗Ｒｄｅｇの他端に接続されている。
【０１１４】
抵抗Ｒ１１の他端と抵抗Ｒ１２の他端とは接続されており、電圧ＶｘＲＦが印加されている。
【０１１５】
ＮＰＮトランジスタＴ１５のエミッタは、抵抗Ｒ７の一端に接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１６のエミッタは、抵抗Ｒ８の一端に接続されている。ＮＰＮトランジスタＴ１７のエミッタは、抵抗Ｒ９の一端に接続されている。
【０１１６】
そして、電圧制御発振器ＲＦの入力、キャパシタＣ８の他端、抵抗Ｒ７の他端、抵抗Ｒ８の他端、および抵抗Ｒ９の他端は、電気的に接地されている。
【０１１７】
上記構成により、ＲＦ入力信号のレベルが微弱な場合はクロスカプルド・ミキサ４０へ供給されるミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１を最小とすることができる。
【０１１８】
以上のように、本実施の形態１に係る受信機２００によれば、低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱であり、かつ低雑音可変利得増幅器１の利得が最大である時は、検波回路５が可変バイアス電流源３１に電圧制御信号Ｖｃｔｒｌを出力し、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１の値を小さくする。
【０１１９】
従って、上記ＲＦ入力信号に含まれる、所望波および妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減された受信機２００を実現できる。
【０１２０】
また、簡単な構成で受信品質を劣化させることなく受信機２００の消費電力を低減することができ、特に携帯電話用バッテリー駆動時間を改善することが可能になる。
【０１２１】
〔実施の形態２〕
本発明の他の実施形態について図４に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
【０１２２】
図４は、本実施の形態２に係る受信機３００の一構成例を示す回路図である。基本電流制御アルゴリズムは、実施の形態１に係る受信機２００と異なるのは、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉの出力に接続されたバッファ回路７−Ｑ，７−Ｉのバッファバイアス電流Ｉｂｉａｓ２も、電流制御ループ５０内の検波回路５から得られた電圧制御信号Ｖｃｔｒｌを用いて制御している点である。
【０１２３】
電流制御ループ５０は、実施の形態１に係る電流制御ループ１１が、可変である可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１’を出力する可変バイアス電流源４１、最小一定バイアス電流Ｉｒｅｆ２’を出力する最小一定バイアス電流源４２、および最大一定バイアス電流Ｉｒｅｆ０’を出力する最大一定バイアス電流源４３をさらに備えたものである。
【０１２４】
よってバッファ回路７−Ｑ，７−Ｉに供給されるバッファバイアス電流Ｉｂｉａｓ２は、スイッチＳＷ２を切り替えることにより、可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１’と最小一定バイアス電流Ｉｒｅｆ２’との和、または最大一定バイアス電流Ｉｒｅｆ０’となる。また、Ｉｂｉａｓ２＝Ｉｒｅｆ２’とする場合は、可変バイアス電流Ｉｒｅｆ１’＝０とする。スイッチＳＷ２の切り替えは、スイッチＳＷ１の切り替えと同様に、制御回路７０から出力される制御信号により行われる。
【０１２５】
バッファ回路７−Ｑ，７−Ｉの形態としては、利得の電流無依存特性を実現できるクロスカプルド・アンプ（図８（ｂ）参照）または、エミッタフォロア等が望ましい。
【０１２６】
上記クロスカプルド・アンプは、電流無依存特性を有し、バイアス電流に依存せず利得を一定に保つ特徴を有している。このため、受信機のＮＦ性能を犠牲にすることなく、消費電流を削減することが可能になる。
【０１２７】
また、バッファ回路７−Ｑ，７−Ｉとしてエミッタフォロアを用いる場合、該エミッタフォロアの利得が１倍の電流無依存特性を有する領域で、利得を一定に保ち、受信機のＮＦ性能を変化させずに、消費電流を削減することが可能になる。
【０１２８】
以上のように、本実施の形態２に係る受信機３００によれば、低雑音可変利得増幅器１へのＲＦ入力信号のレベルが微弱であり、かつ低雑音可変利得増幅器１の利得が最大である時は、検波回路５が可変バイアス電流源３１に電圧制御信号Ｖｃｔｒｌを出力し、ＩＱ直交ミキサ２−Ｑ，２−Ｉに供給するミキサバイアス電流Ｉｂｉａｓ１の値を小さくする。また、検波回路５が可変バイアス電流源４１に電圧制御信号Ｖｃｔｒｌを出力し、バッファ回路７−Ｑ，７−Ｉに供給するバッファバイアス電流Ｉｂｉａｓ２の値を小さくする。
【０１２９】
従って、上記ＲＦ入力信号に含まれる、所望波および妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減された受信機３００を実現できる。
【０１３０】
また、簡単な構成で受信品質を劣化させることなく受信機３００の消費電力を低減することができ、特に携帯電話用バッテリー駆動時間を改善することが可能になる。
【０１３１】
本発明の各実施形態に係る半導体装置は、半導体基板を備え、上記何れかの受信機が上記半導体基板上に形成されているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。
【０１３２】
また、本発明の各実施形態に係る通信装置は、高周波信号を受信するアンテナと、上記アンテナにて受信した高周波信号から所定の信号を抽出する半導体装置として上記半導体装置とを備えている。これにより、受信品質の劣化を改善され、小型化された通信装置を実現することが可能となる。例えば、上記半導体装置がチューナの場合、通信装置としては、テレビジョン受信機や携帯電話などが挙げられる。
【０１３３】
さらに、検波回路等の電流制御系を含めた上記何れかの受信機を構成する、全ての回路を半導体デバイス上に形成できるため小型化された移動体の通信装置を実現できる。
【０１３４】
さらに、本発明の各実施形態に係る電子機器は、上記通信装置を備えているので、所望波と妨害波が十分に小さいときの消費電流を低減出来る。
【０１３５】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
本発明は、入力信号が微弱な時に受信品質を劣化させることなく消費電流を削減することが望まれる、受信機、半導体装置、通信装置、および電子機器に関する分野に広く好適に用いることができる。
【図面の簡単な説明】
【０１３７】
【図１】本発明の実施の形態に係る受信機の一構成例を示す回路図である。
【図２】ＩＱ直交ミキサに供給するバイアス電流を低雑音可変利得増幅器に入力する信号強度に応じて変化させたシミュレーション結果を示すグラフである。
【図３】本実施の形態に係る電流制御ループを従来のクロスカプルド・ミキサに接続した回路図である。
【図４】本発明の他の実施の形態に係る受信機を示す回路図である。
【図５】従来の受信機の主な構成を示すブロック図である。
【図６】（ａ）は所望波のみが存在する時の受信環境であり、（ｂ）は強入力の所望波が存在する時の受信環境であり、（ｃ）は所望波と隣接する弱い妨害波が存在する時の受信環境であり、（ｄ）は所望波と隣接する強い妨害波が存在する時の受信環境である。
【図７】妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサＩＩＰ３性能と、妨害波の入力レベルに応じた必要なミキサ消費電流とを示すグラフである。
【図８】（ａ）は負帰還抵抗を用いたバイポーラ差動対を有する従来の増幅器の回路図であり、（ｂ）は従来のクロスカプルド増幅器の回路図である。
【図９】図８（ａ），（ｂ）の２つの増幅器における利得のバイアス電流依存特性を示すグラフである。
【図１０】従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流とＩＩＰ３との関係を示すグラフである。
【図１１】従来のクロスカプルド・ミキサの、バイアス電流と雑音指数ＮＦとの関係を示すグラフである。
【符号の説明】
【０１３８】
１  低雑音可変利得増幅器
２−Ｑ，２−Ｉ  ＩＱ直交ミキサ（ミキサ）
３  検波回路（第１の検波手段）
４  プリアンプ（前置増幅器）
５  検波回路（第２の検波手段）
６  電圧制御発振器
７  分周器
７−Ｑ，７−Ｉ  バッファ回路（バッファ）
１０  利得制御ループ
１１  電流制御ループ
２１  出力部（出力端）
２２  Ｑチャネル出力
２３  Ｉチャネル出力
３０  定常バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段）
３１  可変バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段、第１の電流源）
３２  最小一定バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段、第２の電流源）
３３  最大一定バイアス電流源（ミキサバイアス電流供給手段、第３の電流源）
３４  電流源
４０  クロスカプルド・ミキサ
４１  可変バイアス電流源（バッファバイアス電流供給手段）
４２  最小一定バイアス電流源（バッファバイアス電流供給手段）
４３  最大一定バイアス電流源（バッファバイアス電流供給手段）
５０  電流制御ループ
７０  制御回路（制御手段）
２００，３００  受信機
Ｃ１〜Ｃ８  キャパシタ
Ｉｂｉａｓ１  ミキサバイアス電流
Ｉｂｉａｓ２  バッファバイアス電流
Ｉｒｅｆ  定常バイアス電流
Ｉｒｅｆ０，Ｉｒｅｆ０’  最大一定バイアス電流
Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ１’  可変バイアス電流
Ｉｒｅｆ２，Ｉｒｅｆ２’  最小一定バイアス電流
Ｉｒｅｆ３  電流
Ｎ１  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第１の入力トランジスタ）
Ｎ２  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（第２の入力トランジスタ）
Ｎ３〜Ｎ５  ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
Ｐ１  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第１のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタ）
Ｐ２  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第２のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタ）
Ｐ３  ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（第３のＰチャネル金属酸化膜半導体トランジスタ）
Ｒ１〜Ｒ１１，Ｒｄｅｇ  抵抗
Ｒｄｅｇ１  抵抗（負帰還抵抗）
ＲＦ  電圧制御発振器
ＲＦｉｎ  入力部
ＳＷ１  スイッチ（ミキサバイアス電流供給手段）
ＳＷ２  スイッチ（バッファバイアス電流供給手段）
Ｔ１〜Ｔ１７  ＮＰＮトランジスタ
ＶＤＤ  電源電圧
Ｖｃｔｒｌ  電圧制御信号（制御信号）
Ｖｒｅｆ  基準電圧
ＶｘＲＦ  電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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