(57)【要約】【課題】効率のよいモータの運転を可能とするインバータ制御装置を提供する。【解決手段】本発明のインバータ制御装置は、インバータ１からモータＭに供給される３相電流を検出する電流検出器２と、磁化電流と第１目標電流値との偏差をゼロとするための第１電圧指令値を演算する第１電流制御部７と、トルク電流と第２目標電流値との偏差をゼロとするための第２電圧指令値を演算する第２電流制御部８と、第１電圧指令値をゼロとするための磁化電流調整ゲイン値を生成するゲイン生成部１１と、磁化電流調整ゲイン値と第２電圧指令値からモータの推定角周波数を算出する乗算器１２と、推定角周波数と所定の目標角周波数との偏差をゼロとするための第２目標電流値を演算する速度制御部１４と、磁化電流調整ゲイン値と目標ゲイン値との偏差をゼロとするための第１目標電流値を演算するゲイン制御部２０とを備える。【選択図】図９
2010172167.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを駆動するためのインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記インバータから前記モータに供給される３相電流を検出する電流検出器と、
電流検出器で検出された３相電流を回転座標系の磁化電流およびトルク電流に変換する３相−２相座標変換部と、
前記磁化電流と第１目標電流値との偏差をゼロとするための第１電圧指令値を演算する第１電流制御部と、
前記トルク電流と第２目標電流値との偏差をゼロとするための第２電圧指令値を演算する第２電流制御部と、
前記第１および第２電圧指令値を３相固定座標系上の３相電圧指令値に変換する２相−３相座標変換部と、
前記第１電圧指令値をゼロとするための磁化電流調整ゲイン値を生成するゲイン生成部と、
前記磁化電流調整ゲイン値と前記第２電圧指令値から前記モータの推定角周波数を算出する乗算器と、
前記推定角周波数と所定の目標角周波数との偏差をゼロとするための前記第２目標電流値を演算する速度制御部と、
前記磁化電流調整ゲイン値と目標ゲイン値との偏差をゼロとするための前記第１目標電流値を演算するゲイン制御部とを備えことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項２】
前記磁化電流調整ゲイン値は、前記モータの角周波数と前記モータに印加される電圧から決定される変数であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項３】
前記目標ゲイン値は、前記モータの電圧−周波数特性から決定される値であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項４】
前記目標ゲイン値は、前記モータの定格電圧と前記モータの定格周波数とから算出されることを特徴とする請求項３に記載のインバータ制御装置。
【請求項５】
前記目標ゲイン値は、前記モータに接続された負荷の特性より予め算出された値であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項６】
前記インバータへの出力電圧指令値を算出する出力電圧算出部と、
前記出力電圧指令値と所定の出力電圧上限値との偏差をゼロとするための第１目標ゲイン値を算出する目標ゲイン算出部と、
前記モータの指令電圧と前記モータの指令周波数とから予め算出された第２目標ゲイン値と、前記第１目標ゲイン値とを比較して、大きい方の値を前記目標ゲイン値として前記ゲイン制御部に出力する比較器とをさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項７】
前記所定の出力電圧上限値は、前記モータの定格電圧および前記インバータの上限出力電圧のいずれか一方であることを特徴とする請求項６に記載のインバータ制御装置。
【請求項８】
前記ゲイン制御部により演算された前記第１目標電流値の下限値を規定する下限リミッタをさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項９】
前記ゲイン生成部によって生成された前記磁化電流調整ゲイン値が所定のしきい値に達したときに脱調が起きたと判定する脱調判定部をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【請求項１０】
前記ゲイン制御部により演算された前記第１目標電流値と、所定の目標励磁電流値とを比較して、小さい方の値を選択する比較器をさらに備え、
前記第１電流制御部は、前記磁化電流と、前記比較器により選択された前記第１目標電流値または前記目標励磁電流値との偏差をゼロとするための前記第１電圧指令値を演算することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位置センサや速度センサを用いることなくモータの回転を効率よく制御するためのインバータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
同期モータや誘導モータなどの交流モータは、固定子に回転磁界を発生させることにより、ロータを回転させる。ロータに永久磁石を備える永久磁石同期モータは、ロータの永久磁石が発生する磁束と、固定子が発生する回転磁界とのなす角度が９０度のときに、最も大きいトルクを発生する。したがって、ロータを効率よく回転させるためには、ロータの磁極位置を検出することが必要とされる。
【０００３】
一方、誘導モータは、ロータに永久磁石を使用せず、その原理上、ロータの磁極位置を検出することなく回転させることが可能である。しかしながら、最近では、トルク制御に対する応答性を高めるために、ロータの回転速度を検出する速度センサを用いたベクトル制御技術が開発されている。
【０００４】
ロータの磁極位置や回転速度の検出には、ロータリエンコーダ、ホール素子、レゾルバなどの位置センサや速度センサが用いられている。しかしながら、これらのセンサは、一般に高価であり、モータおよびインバータを含む装置全体が高価になってしまう。また、高温下での運転など、モータの使用環境によってはセンサを設置できない場合もある。そこで、位置センサや速度センサを用いることなく、モータを運転する種々のセンサレスモータ駆動方法が提案されている。
【０００５】
特許文献１は、インバータからモータに流れる電流に基づき、ロータの位置を検出することなくインバータを制御するインバータ制御装置を開示する。図１は特許文献１に記載された従来のセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。インバータ１からモータＭに供給される電流Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗは、電流検出器２によって検出され、検出された３相の電流量Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗは３相−２相座標変換部５に送られる。
【０００６】
この３相−２相座標変換部５では、電流量Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗは、３相固定座標系上に電流ベクトルとして表され、これらの電流ベクトルＩｕ，Ｉｖ、Ｉｗはα−β座標系（２相固定座標系）上の電流ベクトルＩα，Ｉβに変換される（図２参照）。α−β座標系のα軸はｕ相の方向と一致し、β軸はα軸と直交する。この３相−２相変換は、既知の公式を用いて実行される。
【０００７】
さらに、３相−２相座標変換部５は、電流ベクトルＩα，Ｉβを、推定回転角度θを用いてγ−δ座標系（２相回転座標系）上の電流ベクトルＩγ，Ｉδに変換する（図３参照）。γ−δ座標系のγ軸は、モータＭのロータ位置から相差角（後述する）だけ進んだ位相に置かれ、δ軸はγ軸に直交するように置かれる。電流ベクトルＩδは、インバータ１の出力電圧と同じ位相を持った有効電流であり、電流ベクトルＩγは、インバータ１の出力電圧の位相から９０度遅れた位相を持つ無効成分電流である。上記推定回転角度θは、ｕ相からγ軸までの位相差である。図３に示す固定座標系から回転座標系への変換は、既知の公式を用いて実行される。このように固定座標系を回転座標系に変換することにより、ロータから見たときの交流電流を直流電流として取り扱うことができる。
【０００８】
３相−２相座標変換部５は、電流量としての値Ｉγ，Ｉδを、それぞれ第１電流制御部７および第２電流制御部８に出力する。第１電流制御部７は、電流量Ｉγと、目標無効成分電流Ｉγ*との偏差がゼロとなるようにインバータ１への電圧指令値Ｖγを生成する第２電流制御部８は、電流量Ｉδと、速度制御部からの目標電流値Ｉδ＊との偏差がゼロとなるようにインバータ１への電圧指令値Ｖδを生成する。
【０００９】
ゲイン生成部１１は、電圧指令値Ｖγをゼロに導くように比例ゲインＫｇを制御する。乗算器１２では、ゲイン生成部１１によって得られた比例ゲインＫｇが、第２電流制御部８からの電圧指令値Ｖδと乗算され、これによりロータの推定角周波数（推定回転速度）ωｅが求められる。この推定角周波数ωｅは速度制御部１４に送られる。速度制御部１４は、推定角周波数ωｅと所定の目標角周波数（目標速度）ω＊［ｒａｄ／ｓｅｃ］との偏差がゼロとなるような目標トルク電流値Ｉδ＊を生成し、これを第２電流制御部８に送る。
【００１０】
上記推定角周波数ωｅは、積分器１６にも送られ、ここで推定角周波数ωｅを所定の周期Ｔ［ｓｅｃ］で積分することにより、推定回転角度（推定位相差）θが算出される。この推定回転角度は、上述した３相−２相座標変換部５と、２相−３相座標変換部６に送られる。２相−３相座標変換部６は、第２電流制御部８および第１電流制御部７から出力された電圧指令値Ｖγ，Ｖδを上記推定回転角度θを用いてα−β座標系上の電圧ベクトルＶα，Ｖβに変換し、さらに３相固定座標系上の３相電圧ベクトルＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。これらの変換は、既知の公式を用いて実行される。
【００１１】
２相−３相座標変換部６は、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ１に出力する。インバータ１は、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）方式の電圧形インバータ１である。インバータ１は、パワートランジスタ、パワーＭＯＳ、ＩＧＢＴなどの電力スイッチング素子を有する。これらの電力スイッチング素子は、例えば６アーム型のブリッジ回路を構成し、電力スイッチング素子をパルス幅変調制御によりスイッチングすることで、電源（図示せず）からの直流電力を任意の周波数および電圧を有する交流電力に変換する。インバータ１は、このようにして電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応する３相電圧を生成する。生成された３相電圧はモータＭの固定子巻線に印加される。
【００１２】
次に、図１に示すインバータ制御装置を用いて永久磁石同期モータを制御するセンサレスベクトル制御について説明する。図４は、電流ベクトルＩγ，Ｉδと、電圧指令値Ｖγ，Ｖδと、誘起電圧との関係を示す図である。図４では、γ−δ座標系とｄ−ｑ座標系とが共存している。ｄ−ｑ座標系は、モータＭのロータの向きに従って設定された直交座標系である。より具体的には、ｄ軸は、ロータの磁束方向を示し、ｑ軸はｄ軸と直交する。したがって、ｄ−ｑ座標系は、モータ軸ということができ、γ−δ座標系は、インバータ軸ということができる。記号Ｅａは、ロータの回転によって固定子巻線に発生する誘起電圧である。この誘起電圧Ｅａは、ｑ軸方向に発生する。相差角（負荷角）βは、インバータ１の出力電圧（モータＭに印加される電圧）と、誘起電圧Ｅａとの位相差である。
【００１３】
上述した電圧指令値Ｖγ，Ｖδは、次の式で表される。
Ｖγ＝ＲＩγ＋Ｌ（ｄＩγ／ｄｔ）−ωＬＩδ＋Ｅａｓｉｎβ・・・（１）
Ｖδ＝ＲＩδ＋Ｌ（ｄＩδ／ｄｔ）＋ωＬＩγ＋Ｅａｃｏｓβ・・・（２）
ここで、Ｒはモータ固有の内部抵抗であり、Ｌはモータ固有のインダクタンスである。
【００１４】
定常状態では、上記式（１）および（２）の微分項はゼロとなるので、次の式が得られる。
Ｖγ＝ＲＩγ−ωＬＩδ＋Ｅａｓｉｎβ・・・（３）
Ｖδ＝ＲＩδ＋ωＬＩγ＋Ｅａｃｏｓβ・・・（４）
【００１５】
相差角βがゼロに近似するとき、上記式（３）および（４）は次のように表される。
Ｖγ＝ＲＩγ−ωＬＩδ・・・（５）
Ｖδ＝ＲＩδ＋ωＬＩγ＋Ｅａ・・・（６）
【００１６】
上述したように、ＶγおよびＩγはゼロとなるように制御されるので、上記式（５）および（６）から、次の式が導かれる。
Ｖδ＝ＲＩδ＋Ｅａ・・・（７）
【００１７】
さらに、モータＭの内部抵抗Ｒによる電圧降下をゼロとすると、式（７）は次のように表される。
Ｖδ＝Ｅａ・・・（８）
ここで、誘起電圧Ｅａは、角周波数とロータの磁束との積、すなわちＥａ＝ωψであるので、式（８）から次の式が導かれる。
ω＝Ｖδ／ψ・・・（９）
ここで、１／ψをＫｇと置くと、
ω＝ＶδＫｇ・・・（１０）
【００１８】
このように、β、Ｉγをゼロと置くと、γ−δ座標系とｄ−ｑ座標系とが一致し、さらに電圧指令値（インバータ１の出力電圧）Ｖδと電流（インバータ１の出力電流）Ｉδの位相が一致する。その結果、最終的に図５に示すベクトル図が得られる。このように、ロータは、出力電圧と出力電流の位相が一致した状態で同期回転する。
【００１９】
ところが、ロータに加わる負荷の変動などに起因して、ロータの実際の位相がδ軸に対してずれることがある。図６（ａ）はロータの位相がδ軸に対して遅れている状態を示し、図６（ｂ）はロータの位相がδ軸と一致している状態を示し、図６（ｃ）はロータの位相がδ軸に対して進んでいる状態を示す。図６（ａ）に示す状態では、Ｖγ（＞０）およびＩγ（＞０）が発生し、図６（ｃ）に示す状態では、Ｖγ（＜０）およびＩγ（＜０）が発生する。これに対し、図６（ｂ）に示す状態では、ＶγおよびＩγは発生しない。したがって、ゲイン生成部１１によって電圧指令値Ｖγをゼロに導くように回転速度を制御することにより、ロータの位相および回転速度を推定することができる。
【００２０】
しかしながら、このセンサレスベクトル制御には次のような問題がある。図７は永久磁石同期モータが理想状態で運転している状態を示している。この理想状態では、電流Ｉの方向は、ロータの磁束方向に対して垂直な方向であり、この状態のときにロータのトルクが最大となる。図７に示すように、電流Ｉの位相は、電圧Ｖδの位相よりも相差角βだけ遅れている。これは、モータＭのインダクタンス成分に起因する位相遅れである。上述のセンサレスベクトル制御では、相差角βがゼロであると仮定して制御を行っているが、実際には相差角βは必ず存在する。さらに上述のセンサレスベクトル制御では、電流Ｉγがゼロに制御されるため、電流Ｉと電圧Ｖδとは同位相となる。したがって、図５のベクトル図は、実際には図８に示すベクトル図として表される。
【００２１】
図８から分かるように、実際の電流Ｉは、ｄ軸に沿った電流成分Ｉｄと、ｑ軸に沿った電流成分Ｉｑとに分解される。このうち、電流成分Ｉｄは、モータＭの磁束の向きに平行に流れる電流であり、マイナスの電流である。つまり、電流Ｉと電圧Ｖδとが同位相となるように電流Ｉγをゼロに制御すると、実際にはロータの磁束を打ち消す方向に電流Ｉｄを流すことになる。このため、ロータの磁束が弱まることによりトルクが弱まり、ロータと回転磁界との同期が外れやすくなる。さらに、図８に示す電流Ｉ’と同じ電流（＝トルク）を得るためには、電流Ｉを大きくする必要がある。つまり、同じ電流（＝トルク）を得るためには、電流Ｉ’よりも電流Ｉの方が大きなインバータ出力電流を必要とする。このように、インバータ軸とモータ軸とを同位相としてしまうと、結果としてモータおよびインバータの効率が低下してしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】特許第４０２２６３０号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
本発明は、上述した従来の問題点を解決するためになされたもので、効率のよいモータの運転を可能とするインバータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明の一態様は、モータを駆動するためのインバータを制御するインバータ制御装置であって、前記インバータから前記モータに供給される３相電流を検出する電流検出器と、電流検出器で検出された３相電流を回転座標系の磁化電流およびトルク電流に変換する３相−２相座標変換部と、前記磁化電流と第１目標電流値との偏差をゼロとするための第１電圧指令値を演算する第１電流制御部と、前記トルク電流と第２目標電流値との偏差をゼロとするための第２電圧指令値を演算する第２電流制御部と、前記第１および第２電圧指令値を３相固定座標系上の３相電圧指令値に変換する２相−３相座標変換部と、前記第１電圧指令値をゼロとするための磁化電流調整ゲイン値を生成するゲイン生成部と、前記磁化電流調整ゲイン値と前記第２電圧指令値から前記モータの推定角周波数を算出する乗算器と、前記推定角周波数と所定の目標角周波数との偏差をゼロとするための前記第２目標電流値を演算する速度制御部と、前記磁化電流調整ゲイン値と目標ゲイン値との偏差をゼロとするための前記第１目標電流値を演算するゲイン制御部とを備えることを特徴とする。
【００２５】
本発明の好ましい態様は、前記磁化電流調整ゲイン値は、前記モータの角周波数と前記モータに印加される電圧から決定される変数であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記目標ゲイン値は、前記モータの電圧−周波数特性から決定される値であることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記目標ゲイン値は、前記モータの定格電圧と前記モータの定格周波数とから算出されることを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記目標ゲイン値は、前記モータに接続された負荷の特性より予め算出された値であることを特徴とする。
【００２６】
本発明の好ましい態様は、前記インバータへの出力電圧指令値を算出する出力電圧算出部と、前記出力電圧指令値と所定の出力電圧上限値との偏差をゼロとするための第１目標ゲイン値を算出する目標ゲイン算出部と、前記モータの指令電圧と前記モータの指令周波数とから予め算出された第２目標ゲイン値と、前記第１目標ゲイン値とを比較して、大きい方の値を前記目標ゲイン値として前記ゲイン制御部に出力する比較器とをさらに備えたことを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記所定の出力電圧上限値は、前記モータの定格電圧および前記インバータの上限出力電圧のいずれか一方であることを特徴とする。
【００２７】
本発明の好ましい態様は、前記ゲイン制御部により演算された前記第１目標電流値の下限値を規定する下限リミッタをさらに備えたことを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記ゲイン生成部によって生成された前記磁化電流調整ゲイン値が所定のしきい値に達したときに脱調が起きたと判定する脱調判定部をさらに備えたことを特徴とする。
本発明の好ましい態様は、前記ゲイン制御部により演算された前記第１目標電流値と、所定の目標励磁電流値とを比較して、小さい方の値を選択する比較器をさらに備え、前記第１電流制御部は、前記磁化電流と、前記比較器により選択された前記第１目標電流値または前記目標励磁電流値との偏差をゼロとするための前記第１電圧指令値を演算することを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、磁化電流をゼロに制御せず、インバータの出力電圧がモータの回転速度に見合った最適値となるように制御される。したがって、効率のよいモータ運転が可能となる。
また、本発明によれば、温度によって変動するモータの巻線抵抗値や負荷によって変動するモータのインダクタンス値などのモータ固有のパラメータを用いていないので、モータ駆動中に運転特性が変化しない。さらに、モータ固有のパラメータを用いていないので、これらのパラメータを予め測定する必要がなく、また運転状態によってパラメータを変更する必要もない。
また、本発明によれば、磁化電流は、同期モータの場合には磁束軸電流として、誘導モータの場合には励磁電流としてモータに流すことができるため、モータの種類を選ばずにインバータを制御することができる。
また、本発明によれば、モータを可変速駆動する際に、全可変速範囲において出力電圧を常時監視して、モータの周波数に見合った出力電圧となるようにインバータを制御しているので、安定したモータ駆動を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】従来のセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。
【図２】３相固定座標系上の電流ベクトルを２相固定座標系上の電流ベクトルに変換する様子を説明するための図である。
【図３】２相固定座標系上の電流ベクトルを２相回転座標系上の電流ベクトルに変換する様子を説明するための図である。
【図４】電流ベクトルＩγ，Ｉδと、電圧指令値Ｖγ，Ｖδと、誘起電圧との関係を示す図である。
【図５】従来のベクトル制御方法によって生成されるベクトルを示す図である。
【図６】図６（ａ）はロータの位相がδ軸に対して遅れている状態を示し、図６（ｂ）はロータの位相がδ軸と同期している状態を示し、図６（ｃ）はロータの位相がδ軸に対して進んでいる状態を示す図である。
【図７】永久磁石同期モータが理想状態で運転している状態を示す図である。
【図８】電流値Ｉγがゼロとなるように制御したときのモータおよびインバータを含めた実際のベクトルを表した図である。
【図９】本発明の一実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。
【図１０】図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、磁化電流値Ｉγを制御することによって、出力電圧Ｖδの大きさが変化する様子を示した図である。
【図１１】磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆが理想値から外れた場合のモータ特性の変化を示すグラフである。
【図１２】本発明の他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。
【図１３】本発明のさらに他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。
【図１４】本発明のさらに他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。
【図１５】本発明のさらに他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、本発明の実施形態について説明する。
図９は、本発明の一実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。本明細書および図面では、同一または対応する要素には同一の符号を付し、その重複する説明を省略する。本実施形態に係るインバータ制御装置のベクトル制御は、図７に示すベクトル図に従って行われる。
【００３１】
図９に示すように、本実施形態に係るインバータ制御装置は、インバータ１からモータＭに供給される３相電流Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流検出器（例えば、DC  Current  Transformerやシャント抵抗）２と、電流検出器２で検出された３相電流Ｉｕ，Ｉｖ、Ｉｗを回転座標系の電流ベクトルＩγ，Ｉδに変換する３相−２相座標変換部５と、磁化電流である電流量Ｉγと目標電流値Ｉγ*との偏差をゼロとするための電圧指令値Ｖγを演算する第１電流制御部７と、有効電流（トルク電流）である電流量Ｉδと目標電流値Ｉδ*との偏差をゼロとするための電圧指令値Ｖδを演算する第２電流制御部８と、第２電流制御部８および第１電流制御部７から出力された電圧指令値Ｖγ，Ｖδを３相固定座標系上の３相電圧ベクトル（３相電圧指令値）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する２相−３相座標変換部６とを備えている。第１電流制御部７および第２電流制御部８は、それぞれＰＩ制御部を有している。ここで、磁化電流は、永久磁石型同期モータの場合は磁束軸電流を意味し、誘導モータの場合は励磁電流を意味する。
【００３２】
インバータ制御装置は、さらに、電圧指令値Ｖγをゼロとするための磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆを生成するゲイン生成部１１を有している。ゲイン生成部１１には、目標磁化電圧Ｖγ*としてゼロの値が入力される。磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆは、モータＭの電圧−周波数特性から導かれる変数であり、モータＭの角周波数とモータＭに印加される電圧（すなわち、電圧指令値Ｖδ）との比（Ｐｖｆ＝ω／Ｖδ）として表される。
【００３３】
モータの電圧−周波数特性とは、例えば、モータの定格電圧とモータの定格周波数との関係を意味する。モータが定格周波数で回転しているときに定格電圧がモータに印加されると、モータの運転効率が最もよくなる。
【００３４】
このモータ駆動において、モータＭの周波数とモータＭに印加される電圧との比が、常に磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆの理論値（理想値）を維持するように電流量Ｉγを制御すれば、モータＭを効率よく運転させることができる。したがって、磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆの理論値は、モータＭが最も効率よく運転するときの周波数と電圧との関係を示すゲイン値ということができる。
【００３５】
本実施形態に係るインバータ制御装置は、さらに、ゲイン生成部１１から出力された磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆに、第２電流制御部８からの電圧指令値Ｖδを掛けてロータの推定回転速度ω［ｒａｄ／ｓｅｃ］を出力する乗算器１２と、推定回転速度ωｅと目標速度ω*との偏差をゼロとするための目標トルク電流値Ｉδ*を演算する速度制御部１４と、推定回転速度ωｅを所定の周期Ｔ［ｓｅｃ］で積分することにより推定回転角度θを算出する積分器１６と、ゲイン生成部１１から出力された磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆと、目標ゲイン値Ｐｖｆ*との偏差をゼロとするための目標電流値（目標磁化電流値）Ｉγ*を算出するゲイン制御部２０とを備えている。
【００３６】
ゲイン制御部２０に入力される目標ゲイン値Ｐｖｆ*は、モータＭに接続される負荷特性におけるモータＭの電圧−周波数特性が既知の場合、その電圧−周波数特性から目標ゲイン値Ｐｖｆ*が決定される。しかし、モータＭに接続される負荷が未知の場合、負荷特性に対する目標ゲイン値Ｐｖｆ*が決定できない。よって、負荷特性が未知の場合は、モータＭの電圧−周波数特性から目標ゲイン値Ｐｖｆ*を決定する。
【００３７】
本インバータ制御装置では、温度によって変動するモータＭの巻線抵抗値や負荷によって変動するモータＭのインダクタンス値などのモータ固有のパラメータを必要とせず、モータＭに表示されている定格電圧と定格周波数のみから目標ゲイン値Ｐｖｆ*を決定する。具体的には、モータＭの定格電圧をＶconst、モータＭの定格周波数をＦconstとしたとき、目標ゲイン値Ｐｖｆ*は、式（１１）のように求められる。
Ｐｖｆ*＝２π×Ｆconst／Ｖconst・・・（１１）
【００３８】
ゲイン生成部１１は、ＰＩ制御またはＰＬＬ（Phase-Locked  Loop）の手法を用いて、電圧指令値Ｖγをゼロとするための磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆを生成する。例えば、上述の定格電圧および定格周波数を持つモータＭの場合、インバータ１の出力電流Ｉの位相がｑ軸と一致しているとき（すなわちＩｄ＝０のとき）、または電圧の理想値と実際の出力電圧が一致しているときは、ゲイン生成部１１から出力される磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆは理論値（理想値）である。インバータ１の出力電流Ｉの位相がｑ軸より遅れているとき（すなわちＩｄ＞０のとき）、または電圧の理想値よりも実際の出力電圧が大きいときは、ゲイン生成部１１から出力される磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆは理論値（理想値）よりも小さくなる。この場合、ゲイン制御部２０は、目標ゲイン値Ｐｖｆ*と磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆとの偏差がゼロとなるように目標電流値Ｉγ*を算出する。その結果、目標電流値Ｉγ*が小さくなり、インバータ１の出力電圧が小さくなる。インバータ１の出力電流Ｉの位相がｑ軸より進んでいるとき（すなわちＩｄ＜０のとき）、または電圧の理想値よりも実際の出力電圧が小さいときは、ゲイン生成部１１から出力される磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆは理論値（理想値）よりも大きくなる。この場合、ゲイン制御部２０は、目標ゲイン値Ｐｖｆ*と磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆとの偏差がゼロとなるように目標電流値Ｉγ*を算出する。その結果、目標電流値Ｉγ*が大きくなり、インバータ１の出力電圧が大きくなる。
【００３９】
図１０（ａ）および図１０（ｂ）は、磁化電流値Ｉγを制御することによって、電圧指令値Ｖδの大きさが変化する様子を示した図である。図１０（ａ）では、磁化電流値Ｉγが適当に指令されている。このため、インバータ出力電流Ｉは、ロータに対して垂直に流れている。すなわち、モータ軸の推定が的確にできており、モータＭの電圧−周波数特性に従って電圧指令値Ｖδが出力される。一方、図１０（ｂ）に示すように、磁化電流値Ｉγが適当に指令されていないとき、インバータ出力電流Ｉ’はロータに対して垂直に流れず、トルク電流Ｉｑと磁化電流Ｉｄとに分割されてしまう。すなわち、モータ軸の推定にずれが生じ、ロータのｄ軸にマイナス方向の電流が流れ、−ωＬＩｄの成分が発生する。その結果、モータＭの電圧−周波数特性から決定される理想電圧よりも小さい電圧指令値Ｖδが出力される。
【００４０】
具体的には、モータ軸の推定にずれがあるとき、次の式（１３）の第３項ωＬＩｄがマイナス方向（すなわちＩｄ＜０）になるため、電圧指令値Ｖδが小さくなる。
Ｖγ＝ＲＩｄ＋Ｌ（ｄＩｄ／ｄｔ）−ωＬＩｑ＋Ｅａｓｉｎβ・・・（１２）
Ｖδ＝ＲＩｑ＋Ｌ（ｄＩｑ／ｄｔ）＋ωＬＩｄ＋Ｅａｃｏｓβ・・・（１３）
つまり、磁化電流調整ゲイン値ＰｖｆがモータＭの電圧−周波数特性より予め算出された目標ゲイン値Ｐｖｆ*になるように、磁化電流値Ｉγを制御することによって、モータ軸であるｄ軸およびｑ軸を推定することができる。したがって、モータＭを効率よく駆動させることができる。
【００４１】
ゲイン生成部１１から出力された磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆと、目標ゲイン値Ｐｖｆ*との偏差がゼロになるように目標電流値Ｉγ*を制御すると、電圧指令値Ｖγはゼロに収束する。すなわち、モータＭがある回転速度で回転しているときのインバータ１の出力電圧を、モータＭの電圧−周波数特性から決定される電圧の理想値に一致させるように磁化電流値Ｉγが制御される。よって、モータＭの回転速度に見合った最も効率のよい電圧指令値がインバータ１に入力され、インバータ１はモータＭを効率よく駆動させることができる。
【００４２】
なお、上記目標ゲイン値Ｐｖｆ*は、目標ゲイン入力部３１からゲイン制御部２０に発信される所定の値である。上記目標速度ω*は、目標速度入力部３２から速度制御部１４に発信される所定の値である。上記目標磁化電圧Ｖγ*は、目標磁化電圧入力部３３からゲイン生成部１１に発信される所定の値（本実施形態ではゼロ）である。目標ゲイン入力部３１、目標速度入力部３２、目標磁化電圧入力部３３は、上記所定の値を記憶する記憶部をそれぞれ有してもよく、また、モータＭの運転状態に合わせて演算により求めてもよい。
【００４３】
図１１は、モータＭの指令速度がＦdemandであるときの、磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆが理想値から外れた場合のモータ特性の変化を示すグラフである。モータＭに接続された負荷特性が未知で、モータＭの定格電圧をＶconst、定格周波数をＦconstとしたとき、目標ゲイン値Ｐｖｆ*は上述の式（１１）より算出される。ここで、式（１１）より算出された理想目標ゲイン値をＰｖｆ*Ａとして図１１中に示す。また、図１１中のＰｖｆ_Ｂは、ゲイン生成部１１から出力された磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆが理想目標ゲイン値Ｐｖｆ*Ａよりも高い場合を示している。つまり、Ｐｖｆ_Ｂの場合は、モータＭの電圧−周波数特性における理想電圧指令値よりも低い電圧指令値Ｖδがインバータ１に出力されていることを意味する。したがって、ゲイン制御部２０が磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆを理想目標ゲイン値Ｐｖｆ*Ａに近づけるために、磁化電流値Ｉγを大きくするように制御することにより、電圧指令値Ｖδが高くなる。一方、図１１中のＰｖｆ_Ｃは、ゲイン生成部１１から出力された磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆが理想目標ゲイン値Ｐｖｆ*Ａよりも低い場合を示している。つまり、Ｐｖｆ_Ｃの場合は、モータＭの電圧−周波数特性における理想電圧指令値よりも高い電圧指令値Ｖδがインバータ１に出力されていることを意味する。したがって、ゲイン制御部２０が磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆを理想目標ゲイン値Ｐｖｆ*Ａに近づけるために、磁化電流値Ｉγを小さくするように制御することにより、電圧指令値Ｖδが低くなる。このように、モータＭの特性に従って、目標速度に見合った電圧指令値Ｖδが得られるので、モータＭを効率よく運転することが可能となる。
【００４４】
第１電流制御部７および第２電流制御部８によって算出された電圧指令値Ｖγ，Ｖδは、２相−３相座標変換部６に送られ、ここで、電圧指令値Ｖγ，Ｖδは３相の電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。２相−３相座標変換部６は、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをインバータ１に出力する。インバータ１は、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）方式の電圧形インバータ１である。インバータ１は、直流電源（図示せず）からの直流電圧をスイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ動作によりパルス電圧に変換し、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応する３相電圧を生成する。生成された３相電圧はモータＭの固定子巻線に印加される。
【００４５】
次に、本発明の他の実施形態について図１２を参照して説明する。図１２は、本発明の他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。なお、特に説明しない本実施形態の構成は、上述した実施形態と同様であるので、その重複する説明を省略する。
【００４６】
モータＭを高速で回転させる必要がある場合、モータＭの端子電圧（すなわち、モータＭの誘起電圧）が上がってしまうため、インバータ制御装置から出力される電圧指令値がモータＭの定格電圧またはインバータ１に予め設定されている上限出力電圧を超える場合がある。そこで、本実施形態に係るインバータ制御装置は、モータＭの定格電圧またはインバータ１の上限出力電圧を超えるような電圧指令値が算出された場合に、モータＭの端子電圧がモータＭの定格電圧またはインバータ１に設定された上限出力電圧以下になるように目標電流値Ｉγ*を制御する。
【００４７】
図１２に示すように、本実施形態に係るインバータ制御装置は、電圧指令値Ｖγと電圧指令値Ｖδとからインバータ１への出力電圧指令値Ｖoutを算出する出力電圧算出部２２と、出力電圧指令値Ｖoutと予め設定された出力電圧上限値との偏差をゼロとするための第１目標ゲイン値Ｐｖｆ*１を算出する目標ゲイン算出部２４と、モータＭの指令電圧および指令周波数（例えば、定格電圧および定格周波数）から予め算出された第２目標ゲイン値（定格ゲイン値）Ｐｖｆ*２と目標ゲイン算出部２４によって算出された第１目標ゲイン値Ｐｖｆ*１とを比較して、大きい方をゲイン制御部２０の目標ゲイン値Ｐｖｆ*として選択する比較器２３とをさらに備えている。
【００４８】
出力電圧算出部２２は、次の式から出力電圧指令値Ｖoutを算出する。
Ｖout＝（Ｖγ２＋Ｖδ２）１／２
なお、出力電圧算出部２２は、回転座標上の電圧指令値Ｖγ，Ｖδに限らず、固定座標上の電圧指令値から出力電圧指令値Ｖoutを算出してもよく、パルストランスなどのハードウェアを用いて出力電圧指令値Ｖoutを算出してもよい。
【００４９】
目標ゲイン算出部２４に入力される所定の出力電圧上限値とは、モータＭの定格電圧およびインバータ１に設定された上限出力電圧のうち小さい方の値である。比較器２３で選択された目標ゲイン値Ｐｖｆ*は、上述したゲイン制御部２０に入力される。ゲイン制御部２０は、比較器２３を経由して入力された目標ゲイン値Ｐｖｆ*と、ゲイン生成部１１から出力された磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆとの偏差がゼロになるように目標電流値Ｉγ*を制御する。
【００５０】
出力電圧算出部２２により算出された出力電圧指令値ＶoutがモータＭの定格電圧またはインバータ１の上限出力電圧を上回ったときは、比較器２３は第１目標ゲイン値Ｐｖｆ*１をゲイン制御部２０に出力する。したがって、ゲイン制御部２０の目標ゲイン値Ｐｖｆ*が引き上げられる。その結果、モータＭの高速回転を許容しつつ、インバータ１の出力電圧が上記出力電圧上限値以下に維持される。このように、本実施形態によれば、モータＭを高速で回転させる場合であっても、目標ゲイン値Ｐｖｆ*を制御することにより、モータＭの端子電圧を所定の上限値以下に維持することができる。
【００５１】
なお、上記出力電圧上限値は、出力電圧上限値入力部３４から目標ゲイン算出部２４に発信される所定の値である。上記第２目標ゲイン値Ｐｖｆ*２は、目標ゲイン入力部３５から比較器２３に発信される所定の値である。出力電圧上限値入力部３４および目標ゲイン入力部３５は、上記所定の値を記憶する記憶部をそれぞれ有してもよく、また、モータＭの運転状態に合わせて演算により求めてもよい。
【００５２】
次に、本発明の他の実施形態について図１３を参照して説明する。図１３は、本発明のさらに他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。なお、特に説明しない本実施形態の構成は、図９に示す上述した実施形態と同様であるので、その重複する説明を省略する。
【００５３】
図１３に示すように、ゲイン制御部２０と第１電流制御部７との間には、下限リミッタ２５が設けられている。この下限リミッタ２５は、ゲイン制御部２０からの目標電流値Ｉγ*の下限値を規定する。この下限リミッタ２５を設けることにより、下限値以上の磁化電流Ｉγが常に流れることになる。その結果、ｄ軸方向の電流ベクトルＩｄが常に存在するので、低速域などの電流が小さい領域においても、ロータの位置が推定しやすくなる。したがって、低速域での制御性が良くなる。
【００５４】
なお、上記下限値は、下限値入力部３８から下限リミッタ２５に発信される所定の値である。下限値入力部３８は、上記所定の値を記憶する記憶部を有してもよく、また、モータＭの運転状態に合わせて演算により求めてもよい。
【００５５】
次に、本発明の他の実施形態について図１４を参照して説明する。図１４は、本発明のさらに他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。なお、特に説明しない本実施形態の構成は、図９に示す上述した実施形態と同様であるので、その重複する説明を省略する。
【００５６】
図１４に示すように、本実施形態に係るインバータ制御装置は、ゲイン生成部１１に接続された脱調判定部２７をさらに備えている。この脱調判定部２７は、ゲイン生成部１１によって生成された磁化電流調整ゲイン値Ｐｖｆが所定のしきい値に達したことを検知することにより、ロータの回転速度と固定子が発生する回転磁界の回転速度との同期が外れたことを判定する。脱調が起きたと判定されたときは、モータＭの運転が停止される。したがって、モータＭの脱調により発生する異常電流が流れることに起因するインバータ１の破壊およびモータＭの異常動作を防止することができる。
【００５７】
なお、上記しきい値は、しきい値入力部３９から脱調判定部２７に発信される所定の値である。しきい値入力部３９は、上記所定の値を記憶する記憶部を有してもよく、また、モータＭの運転状態に合わせて演算により求めてもよい。
【００５８】
次に、本発明の他の実施形態について図１５を参照して説明する。図１５は、本発明のさらに他の実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置を示すブロック図である。なお、特に説明しない本実施形態の構成は、図９に示す上述した実施形態と同様であるので、その重複する説明を省略する。
【００５９】
上述した実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置は、同期モータおよび誘導モータのいずれの駆動にも適用できるが、本実施形態に係るセンサレス型インバータ制御装置は、特に誘導モータの駆動に好適に適用することができる。誘導モータを駆動する場合、励磁電流をモータに流さなければならない。そこで、目標電流値ｉγ*をゼロよりも大きい値に設定することにより、誘導モータを駆動する。
【００６０】
図１５に示すように、ゲイン制御部２０と第１電流制御部７との間には、比較器２９が設けられている。この比較器２９は、所定の目標励磁電流値ｉγ*１と、ゲイン制御部２０からの目標電流値ｉγ*２とを比較し、いずれか小さい方を第１電流制御部７の目標電流値ｉγ*として選択する。目標励磁電流値ｉγ*１はゼロよりも大きい値である。選択された目標電流値ｉγ*は第１電流制御部７に入力される。
【００６１】
なお、上記目標励磁電流値ｉγ*は、目標励磁電流入力部４０から比較器２９に発信される所定の値である。目標励磁電流入力部４０は、上記所定の値を記憶する記憶部を有してもよく、また、モータＭの運転状態に合わせて演算により求めてもよい。
【００６２】
上述した実施形態は、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が本発明を実施できることを目的として記載されたものである。上記実施形態の種々の変形例は、当業者であれば当然になしうることであり、本発明の技術的思想は他の実施形態にも適用しうることである。したがって、本発明は、記載された実施形態に限定されることはなく、特許請求の範囲によって定義される技術的思想に従った最も広い範囲とすべきである。
【符号の説明】
【００６３】
１    インバータ
２    電流検出器
５    ３相−２相座標変換部
６    ２相−３相座標変換部
７    第１電流制御部
８    第２電流制御部
１１    ゲイン生成部
１２    乗算器
１４    速度制御部
１６    積分器
２０    ゲイン制御部
２２    出力電圧算出部
２３    比較器
２４    目標ゲイン算出部
２５    下限リミッタ
２７    脱調判定部
２９    比較器
３１    目標ゲイン入力部
３２    目標速度入力部
３３    目標磁化電圧入力部
３４    出力電圧上限値入力部
３５    目標ゲイン入力部
３８    下限値入力部
３９    しきい値入力部
４０    目標励磁電流入力部
【図１】
2010172167.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2010172167.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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