(57)【要約】【課題】消費電力の増加を抑えながらも、無電極放電灯の点灯直後のちらつきが抑えられる無電極放電灯点灯装置及び照明器具を提供する。【解決手段】直流電圧Ｖｄｃを出力する直流電源部１と、この直流電力を交流電力に変換して誘導コイル５に出力するインバータ部２と、直流電圧Ｖｄｃを一定とするように直流電源部１をフィードバック制御する制御部３とを備える。無電極放電灯６を始動させる始動動作中には上記フィードバック制御の過渡応答が一時的に速くされる。これにより、上記過渡応答を速くしない場合に比べ、始動動作中の直流電圧Ｖｄｃの低下が抑えられるから、無電極放電灯６の点灯直後のちらつきが抑えられる。また、始動動作の終了後には上記過渡応答が遅くされてインバータ部２への入力電流の歪みが抑えられることにより、消費電力の増加が抑えられる。【選択図】図１
2010218732.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無電極放電灯に近接配置される誘導コイルと、
ブーストコンバータからなり直流電力を出力する直流電源部と、
直流電源部が出力した直流電力を交流電力に変換して誘導コイルに供給するインバータ部と、
直流電源部の出力電圧を検出して検出された出力電圧を所定の目標電圧とするように直流電源部をフィードバック制御するとともに、インバータ部を制御する制御部とを備え、
制御部は、無電極放電灯の点灯を開始させるためにインバータ部の出力電圧の振幅を比較的に大きくする始動動作の継続中を少なくとも含む応答速度上昇期間には、直流電源部のフィードバック制御の過渡応答を一時的に速くすることを特徴とする無電極放電灯点灯装置。
【請求項２】
制御部は、始動動作の前に、インバータ部の出力電圧の振幅を始動動作中よりも小さくする始動準備動作を行うものであって、応答速度上昇期間は、始動準備動作の継続中を含むことを特徴とする請求項１記載の無電極放電灯点灯装置。
【請求項３】
応答速度上昇期間は、直流電源部の始動直後において直流電源部の出力電圧が徐々に高くなっている期間を含むことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の無電極放電灯点灯装置。
【請求項４】
制御部は無電極放電灯の点灯を検出するものであって、
応答速度上昇期間は、制御部によって無電極放電灯の始動が検出されたときから所定時間の経過後に終了されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の無電極放電灯点灯装置。
【請求項５】
制御部は、直流電源部の出力電圧を目標電圧よりも低い所定の下限電圧と比較する監視動作を、応答速度上昇期間の終了後に所定の待機時間が経過したときに開始し、監視動作において直流電源部の出力電圧が下限電圧を下回っていたときにインバータ部の出力電力を減少させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の無電極放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の無電極放電灯点灯装置と、無電極放電灯点灯装置を保持する器具本体とを備えることを特徴とする照明器具。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無電極放電灯点灯装置及び該無電極放電灯点灯装置を用いた照明器具に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、例えばガラスのような透光性を有する材料からなるバルブに放電ガスが封入されてなる無電極放電灯を点灯させる無電極放電灯点灯装置が提供されている（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。この種の無電極放電灯点灯装置は、無電極放電灯に近接配置される誘導コイルに対して高周波の交流電力を供給することにより、無電極放電灯のバルブ内に高周波電磁界を発生させるものである。高周波電磁界によって無電極放電灯のバルブ内にアーク放電が発生すると、励起された放電ガスが紫外線を放出する。無電極放電灯のバルブの内面には蛍光体が塗布されており、この蛍光体によって上記紫外線が可視光に変換されることにより、無電極放電灯は発光する。
【０００３】
この種の無電極放電灯点灯装置として、直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力を高周波の交流電力に変換して誘導コイルに供給するインバータ部とを備えるものがある。直流電源部はブーストコンバータからなり、出力電圧を一定に維持するようにフィードバック制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００５−１５８４６４号公報
【特許文献２】特開２００５−１５８４５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、誘導コイルと無電極放電灯とで構成される負荷回路のインピーダンスは無電極放電灯の消灯中には安定点灯中よりも大きいが、直流電源部は無電極放電灯の安定点灯中に出力電圧が安定するように設計されている。従って、上記フィードバック制御の過渡応答が遅いと、無電極放電灯の始動時に直流電源部の出力電圧が低下することにより、点灯直後の無電極放電灯にちらつきや立ち消えが発生する可能性があった。特に、周囲の温度が例えば０℃以下といったように低い場合や、暗所では、無電極放電灯の始動時により多くの電力が必要となることにより、上記のような直流電源部の出力電圧の低下によるちらつきや立ち消えが発生しやすくなる。しかし、上記フィードバック制御の過渡応答を常に速くすると、直流電源部の出力が安定しにくくなり、直流電源部の出力電流の歪みが大きくなることにより、消費電力が増加してしまう。
【０００６】
本発明は、上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、消費電力の増加を抑えながらも、無電極放電灯の点灯直後のちらつきが抑えられる無電極放電灯点灯装置及び照明器具を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１の発明は、無電極放電灯に近接配置される誘導コイルと、ブーストコンバータからなり直流電力を出力する直流電源部と、直流電源部が出力した直流電力を交流電力に変換して誘導コイルに供給するインバータ部と、直流電源部の出力電圧を検出して検出された出力電圧を所定の目標電圧とするように直流電源部をフィードバック制御するとともに、インバータ部を制御する制御部とを備え、制御部は、無電極放電灯の点灯を開始させるためにインバータ部の出力電圧の振幅を比較的に大きくする始動動作の継続中を少なくとも含む応答速度上昇期間には、直流電源部のフィードバック制御の過渡応答を一時的に速くすることを特徴とする。
【０００８】
この発明によれば、上記の過渡応答を速くしない場合に比べ、始動動作中における直流電源部の出力電圧の低下が抑えられることにより、無電極放電灯の点灯直後のちらつきが抑えられる。また、上記の過渡応答の変更が一時的なものであって、つまり応答速度上昇期間の終了後には上記の過渡応答が遅くされることで直流電源部の出力電圧が安定しインバータ部への入力電流の歪みが抑えられることにより、上記の過渡応答が常に速いままとされる場合に比べて消費電力の増加が抑えられる。
【０００９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、制御部は、始動動作の前に、インバータ部の出力電圧の振幅を始動動作中よりも小さくする始動準備動作を行うものであって、応答速度上昇期間は、始動準備動作の継続中を含むことを特徴とする。
【００１０】
この発明によれば、始動準備動作が行われない場合に比べ、回路部品にかかる電気的なストレスが低減される。また、始動準備動作中から上記の過渡応答が速くされることにより、始動動作中には確実に上記の過渡応答を速くすることができる。
【００１１】
請求項３の発明は、請求項１又は請求項２の発明において、応答速度上昇期間は、直流電源部の始動直後において直流電源部の出力電圧が徐々に高くなっている期間を含むことを特徴とする。
【００１２】
この発明によれば、応答速度上昇期間が上記期間を含まない場合に比べ、直流電源部の始動直後において直流電源部の出力電圧が目標電圧に達するまでにかかる時間を短縮することができる。
【００１３】
請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかの発明において、制御部は無電極放電灯の点灯を検出するものであって、応答速度上昇期間は、制御部によって無電極放電灯の始動が検出されたときから所定時間の経過後に終了されることを特徴とする。
【００１４】
この発明によれば、無電極放電灯の点灯検出直後に応答速度上昇期間を終了して過渡応答を遅くする場合に比べ、無電極放電灯の点灯直後にインバータ入力電圧が低下する期間をより短くしてちらつきをより抑えることができる。
【００１５】
請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかの発明において、制御部は、直流電源部の出力電圧を目標電圧よりも低い所定の下限電圧と比較する監視動作を、応答速度上昇期間の終了後に所定の待機時間が経過したときに開始し、監視動作において直流電源部の出力電圧が下限電圧を下回っていたときにインバータ部の出力電力を減少させることを特徴とする。
【００１６】
この発明によれば、直流電源部の出力電圧が低下するような異常の発生時には、監視動作の結果としてのインバータ部の出力電力の減少により、回路部品を電気的ストレスから保護することができる。また、監視動作は応答速度上昇期間中及び応答速度上昇期間の終了後に所定の待機時間が経過するまでの期間には行われないことにより、直流電源部の出力電圧が比較的に不安定となる応答速度上昇期間中及び応答速度上昇期間の終了直後に直流電源部の出力電圧の一時的な低下により誤ってインバータ部の出力電力が減少されることを避けることができる。
【００１７】
請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の無電極放電灯点灯装置と、無電極放電灯点灯装置を保持する器具本体とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
請求項１の発明によれば、制御部は、無電極放電灯の点灯を開始させるためにインバータ部の出力電圧の振幅を比較的に大きくする始動動作の継続中を少なくとも含む応答速度上昇期間には、直流電源部のフィードバック制御の過渡応答を一時的に速くするので、上記の過渡応答を速くしない場合に比べ、始動動作中における直流電源部の出力電圧の低下が抑えられることにより、無電極放電灯の点灯直後のちらつきが抑えられる。また、上記の過渡応答の変更が一時的なものであって、つまり応答速度上昇期間の終了後には上記の過渡応答が遅くされてインバータ部への入力電流の歪みが抑えられることにより、上記の過渡応答が常に速いままとされる場合に比べて消費電力の増加が抑えられる。
【００１９】
請求項２の発明によれば、制御部は、始動動作の前に、インバータ部の出力電圧の振幅を始動動作中よりも小さくする始動準備動作を行うものであって、応答速度上昇期間は、始動準備動作の継続中を含むので、始動準備動作が行われない場合に比べ、回路部品にかかる電気的なストレスが低減される。また、始動準備動作中から上記の過渡応答が速くされることにより、始動動作中には確実に上記の過渡応答を速くすることができる。
【００２０】
請求項３の発明によれば、応答速度上昇期間は、直流電源部の始動直後において直流電源部の出力電圧が徐々に高くなっている期間を含むので、応答速度上昇期間が上記期間を含まない場合に比べ、直流電源部の始動直後において直流電源部の出力電圧が目標電圧に達するまでにかかる時間を短縮することができる。
【００２１】
請求項４の発明によれば、制御部は無電極放電灯の点灯を検出するものであって、応答速度上昇期間は、制御部によって無電極放電灯の始動が検出されたときから所定時間の経過後に終了されるので、無電極放電灯の点灯検出直後に応答速度上昇期間を終了して過渡応答を遅くする場合に比べ、無電極放電灯の点灯直後にインバータ入力電圧が低下する期間をより短くしてちらつきをより抑えることができる。
【００２２】
請求項５の発明によれば、制御部は、直流電源部の出力電圧を目標電圧よりも低い所定の下限電圧と比較する監視動作を、応答速度上昇期間の終了後に所定の待機時間が経過したときに開始し、監視動作において直流電源部の出力電圧が下限電圧を下回っていたときにインバータ部の出力電力を減少させるので、直流電源部の出力電圧が低下するような異常の発生時には、監視動作の結果としてのインバータ部の出力電力の減少により、回路部品を電気的ストレスから保護することができる。また、監視動作は応答速度上昇期間中及び応答速度上昇期間の終了後に所定の待機時間が経過するまでの期間には行われないことにより、直流電源部の出力電圧が比較的に不安定となる応答速度上昇期間中及び応答速度上昇期間の終了直後に直流電源部の出力電圧の一時的な低下により誤ってインバータ部の出力電力が減少されることを避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施形態を示す回路ブロック図である。
【図２】同上において、無電極放電灯が正常に点灯する場合に、横軸に時間ｔをとってコイル電圧Ｖｘとインバータ入力電圧Ｖｄｃとの時間変化の一例を示す説明図である。
【図３】同上の使用形態の一例を示す斜視図である。
【図４】無電極放電灯の構造の一例を示す説明図である。
【図５】直流電圧が目標電圧である場合における動作周波数ｆと電圧振幅｜Ｖｘ｜との関係を示す説明図である。
【図６】同上において、無電極放電灯が点灯しない場合に、横軸に時間ｔをとってコイル電圧Ｖｘとインバータ入力電圧Ｖｄｃとの時間変化の一例を示す説明図である。
【図７】同上の比較例において、無電極放電灯が点灯しない場合に、横軸に時間ｔをとってコイル電圧Ｖｘとインバータ入力電圧Ｖｄｃとの時間変化の一例を示す説明図である。
【図８】補償回路の変更例を示す回路ブロック図である。
【図９】補償回路の別の変更例を示す回路ブロック図である。
【図１０】同上の変更例において、横軸に時間ｔをとってコイル電圧Ｖｘとインバータ入力電圧Ｖｄｃと動作周波数ｆとの時間変化の一例を示す説明図である。
【図１１】同上を用いた照明器具の一例を示す一部破断した正面図である。
【図１２】同上を用いた照明器具の別の例を示す正面図である。
【図１３】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ同上を用いた照明器具の更に別の例を示し、（ａ）は正面図、（ｂ）は下面図、（ｃ）は左側面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００２５】
本実施形態は、図１に示すように、無電極放電灯６に近接配置されて無電極放電灯６とともに負荷回路を構成する誘導コイル５と、交流電源ＡＣから供給された交流電力を直流電力に変換する直流電源部１と、直流電源部１が出力した直流電力を高周波の交流電力に変換して誘導コイル５に出力する電源回路としてのインバータ部２と、インバータ部２が誘導コイル５に出力する電圧（以下、「コイル電圧」と呼ぶ。）Ｖｘの振幅（以下、「電圧振幅」と呼ぶ。）｜Ｖｘ｜が大きいほど高い電圧値の直流電圧である検出電圧Ｖｘｓを出力する電圧検出部４と、図２に示すように直流電源部１の出力電圧（以下、「インバータ入力電圧」と呼ぶ。）Ｖｄｃを一定の目標電圧Ｖｓに維持するように直流電源部１をフィードバック制御するとともに、電圧検出部４が出力した検出電圧Ｖｘｓに基いてインバータ部２を制御する制御部３とを備える。
【００２６】
誘導コイル５は図３に示すように円筒形状のカプラ５０に巻回される。図３の例では、本実施形態の無電極放電灯点灯装置は、金属製のケース１０に収納され、給電線１０ａを介して誘導コイル５に電気的に接続されている。
【００２７】
無電極放電灯６は、図４に示すように、例えばガラスのような透明な材料からなり外面に凹部６０を有する中空のバルブ６１と、合成樹脂からなる筒形状であってバルブ６１に対し凹部６０の開口を囲む形で取り付けられた口金６２とを有し、凹部６０にカプラ５０が挿入されることによって誘導コイル５の近傍に配置される。バルブ６１には、例えば不活性ガスと金属蒸気とを含む放電ガスが封入されている。また、バルブ６１の凹部６０の底面には、カプラ５０に挿入される凸部６０ａが突設されている。さらに、バルブ６１の内面には保護膜６１ａと蛍光体膜６１ｂとが設けられている。すなわち、誘導コイル５が発生させる高周波電磁界によってバルブ６１内にアーク放電が発生すると、発生した紫外線が蛍光体膜６１ｂにおいて可視光に変換されることにより、無電極放電灯６が発光する。
【００２８】
直流電源部１は、交流電源ＡＣから供給された交流電流を全波整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続されたインダクタＬ０とダイオードＤ０と出力コンデンサＣ０との直列回路と、インダクタＬ０とダイオードＤ０との接続点とダイオードブリッジＤＢの低電圧側の出力端との間に接続されたスイッチング素子Ｑ０とを備える、周知の昇圧型コンバータ（ブーストコンバータ）である。
【００２９】
制御部３は、出力コンデンサＣ０の両端電圧（すなわちインバータ入力電圧）Ｖｄｃが分圧された電圧が入力されることでインバータ入力電圧Ｖｄｃを検出するとともに、検出されたインバータ入力電圧Ｖｄｃを一定の目標電圧Ｖｓとするようなデューティ比でスイッチング素子Ｑ０をオンオフ駆動するという、直流電源部１のフィードバック制御を行う中央制御回路３０を備える。
【００３０】
中央制御回路３０は、適宜の補償回路３４を介してグランドに接続される補償端子ＦＣを有し、例えば補償回路３４の全体としてのキャパシタンスが大きいほど上記のフィードバック制御の過渡応答が遅くなるといったように、上記のフィードバック制御の過渡応答の速さは補償回路３４に応じて変化する。
【００３１】
具体的に説明すると、中央制御回路３０は、トランスコンダクタアンプからなりインバータ入力電圧Ｖｄｃが分圧された電圧が反転入力端子に入力されるとともに非反転入力端子に所定の基準電圧が入力された誤差アンプ３０ａと、この誤差アンプ３０ａの出力端子に接続される入力端子を有し入力端子の電位に応じたデューティ比で直流電源部１のスイッチング素子Ｑ０をオンオフ駆動する駆動部３０ｂとを有する。駆動部３０ｂは例えば、入力端子の電位が高いほど（つまりインバータ入力電圧Ｖｄｃが低いほど）上記のデューティ比を大きくすることで、インバータ入力電圧Ｖｄｃを、誤差アンプ３０ａの非反転入力端子に入力されている上記基準電圧を上記分圧の分圧比で除した値である目標電圧Ｖｓとするようにフィードバック制御する。また、補償端子ＦＣは、誤差アンプ３０ａの出力端子に接続されている。つまり、補償回路３４の全体としてのキャパシタンスが大きいほど、補償回路３４の時定数が大きくなることにより、過渡応答が遅くなる反面、補償回路３４から駆動部３０ｂに入力される電圧が安定することになるから、ダイオードブリッジＤＢの出力のリプルやノイズに起因するハンチングが抑えられてインバータ入力電圧Ｖｄｃが安定し、インバータ部２への入力電流の歪みが小さくなることより消費電力が減少する。反対に、補償回路３４の全体としてのキャパシタンスが小さいほど、補償回路３４の時定数が小さくなることにより、補償回路３４から駆動部３０ｂに入力される電圧が不安定となるからインバータ入力電圧Ｖｄｃが不安定となってインバータ部２への入力電流の歪みが大きくなることより消費電力が増加する反面、過渡応答が速くなる。このような中央制御回路３０は例えばモトローラ社製のＭＣ３３２６２のような集積回路を用いて実現可能である。
【００３２】
本実施形態の補償回路３４は、コンデンサＣ４ａとスイッチング素子Ｑ５との直列回路とコンデンサＣ４ｂとの並列回路と抵抗Ｒ１１との直列回路と、抵抗Ｒ１２と、コンデンサＣ５との並列回路で構成されており、中央制御回路３０の補償端子ＦＣとグランドとの間に接続されている。さらに、本実施形態の制御部３は、補償回路３４のスイッチング素子Ｑ５をオンオフ制御することで上記の過渡応答の速さを切り替える過渡応答切替回路３５を備える。
【００３３】
インバータ部２は、直流電源部１の出力端間すなわち出力コンデンサＣ０の両端間に接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と検出抵抗Ｒｄとの直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端が接続されたインダクタＬｓと、インダクタＬｓの他端に一端が接続されて他端が誘導コイル５の一端に接続された直列コンデンサＣｓと、一端がインダクタＬｓと直列コンデンサＣｓとの接続点に接続され他端が検出抵抗Ｒｄと誘導コイル５との接続点に接続された並列コンデンサＣｐと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオンオフ駆動する駆動回路２１とを備える。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフされることで、インダクタＬｓと直列コンデンサＣｓと並列コンデンサＣｐと誘導コイル５とが構成する共振回路と直流電源部１との接続が切り換えられ、この共振回路の共振により、直流電源部１が出力した直流電力が高周波の交流電力に変換されて誘導コイル５に供給される。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれＮチャネル型のＦＥＴからなり、駆動回路２１は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに対してそれぞれ矩形波状の駆動信号を出力することによって各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオンオフ駆動する。さらに、駆動回路２１は、制御端子ＣＯＮを有し、制御端子ＣＯＮから流出する制御電流Ｉｏが多いほど、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフする周波数（以下、「動作周波数」と呼ぶ。）ｆを高くする。通常、図５に示す周波数ｆ１〜ｆ４のように、動作周波数ｆは、上述した共振回路の共振周波数（以下、単に「共振周波数」と呼ぶ。）ｆ０よりも高い範囲とされており、制御電流Ｉｏが少なくなって動作周波数ｆが低くなるほど、電圧振幅｜Ｖｘ｜は大きくなり、インバータ部２から誘導コイル５に供給される電力は増加する。なお、図５において、上側の曲線Ａはインバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓであって且つ無電極放電灯６が消灯している状態での電圧振幅｜Ｖｘ｜と動作周波数ｆとの関係を示し、下側の曲線Ｂはインバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓであって且つ無電極放電灯６が点灯している状態での電圧振幅｜Ｖｘ｜と動作周波数ｆとの関係を示している。
【００３４】
電圧検出部４は、整流用のダイオードと分圧用の抵抗と平滑用のコンデンサとで構成され、電圧振幅｜Ｖｘ｜が大きいほど電圧値が高い直流電圧である検出電圧Ｖｘｓを出力する。
【００３５】
また、制御部３は、無電極放電灯６の始動時に動作周波数ｆを徐々に低下させることによりインバータ部２から誘導コイル５への出力電力を徐々に増加させるスイープ動作を行うスイープ回路３１を備える。
【００３６】
スイープ回路３１は、反転入力端子が帰還抵抗Ｒ３を介して出力端子に接続されるとともに入力抵抗Ｒ４を介して電圧検出部４の出力端に接続されたオペアンプＯＰ１を備える。オペアンプＯＰ１の出力端子は、逆流防止用のダイオードＤ１と出力抵抗Ｒ５との直列回路を介して駆動回路２１の制御端子ＣＯＮに接続されている。また、スイープ回路３１は、一端に定電圧Ｖｄが入力された抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ１の他端に一端が接続され他端が回路のグランドに接続された抵抗Ｒ１０とスイッチＳＷとの直列回路と抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との並列回路を有し、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は上記の並列回路と抵抗Ｒ１との接続点に接続されている。本実施形態のスイープ回路３１では上記のようにオペアンプＯＰ１の反転入力端子が入力抵抗Ｒ４を介して電圧検出部４の出力端に接続されているので、電圧振幅｜Ｖｘ｜が大きいほど、つまりインバータ部２から誘導コイル５に供給される電力が多いほど、オペアンプＯＰ１の出力電圧が低くなって駆動回路２１の制御端子ＣＯＮからスイープ回路３１に流入する電流（以下、「スイープ電流」と呼ぶ。）Ｉｓｗが増加し動作周波数ｆが高くなることにより、インバータ部２から誘導コイル５に供給される電力は少なくなる。すなわち、スイープ回路３１は電圧検出部４が出力する検出電圧Ｖｘｓを用いたフィードバック動作も行う。また、スイープ回路３１において、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が安定した状態での動作を考えると、スイッチＳＷがオンされている場合には、スイッチＳＷがオフされている場合に比べ、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が低くなりオペアンプＯＰ１の出力電圧が低くなってスイープ電流Ｉｓｗが増加し動作周波数ｆが高くなることにより、インバータ部２から誘導コイル５に供給される電力は少なくなる。また、スイッチＳＷがオンからオフに切り換えられたときには、抵抗Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣ１とが構成する回路の時定数により、オペアンプＯＰ１の出力電圧が徐々に高くなりスイープ電流Ｉｓｗが徐々に減少することで動作周波数ｆが徐々に低くされインバータ部２から誘導コイル５への供給電力が徐々に増加するスイープ動作が行われる。
【００３７】
また、制御部３は、インバータ部２においてローサイドのスイッチング素子Ｑ２と検出抵抗Ｒｄとの接続点の電圧、すなわちインバータ部２に流れる電流に基いて動作周波数ｆを制御するフィードバック回路３２を有する。フィードバック回路３２は、非反転入力端子に所定の基準電圧Ｖｒ１が入力されるとともに出力端子がダイオードＤ２と入力抵抗Ｒ６とを介して駆動回路２１の制御端子ＣＯＮに接続されたオペアンプＯＰ２を有する。オペアンプＯＰ２の反転入力端子は、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ２との並列回路を介してオペアンプＯＰ２の出力端子に接続されるとともに、抵抗Ｒ８を介してスイッチング素子Ｑ２と検出抵抗Ｒｄとの接続点に接続されている。すなわち、駆動回路２１の制御端子ＣＯＮからフィードバック回路３２に流入する電流（以下、「フィードバック電流」と呼ぶ。）Ｉｆｂは、誘導コイル５に流れる電流が多いほど（すなわち誘導コイル５に供給される電力が多いほど）多くなって誘導コイル５への供給電力を減少させるように作用するのであり、フィードバック回路３２はインバータ部２が誘導コイル５に供給する電力を一定に維持するように動作する。スイープ回路３１とフィードバック回路３２とは、それぞれ、インバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓで且つスイープ回路３１においてスイッチＳＷがオフされてコンデンサＣ１の両端電圧が安定している状態では、動作周波数ｆが、無電極放電灯６においてＨ放電（高周波電磁界放電や誘導結合型放電とも呼ばれるアーク放電）が発生する程度の電力がインバータ部２から誘導コイル５に供給されるような点灯周波数ｆ１（図５参照）となり、且つ、インバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓで且つスイープ回路３１においてスイッチＳＷがオンされてコンデンサＣ１の両端電圧が安定している状態では、動作周波数ｆが、無電極放電灯６においてＥ放電（高周波電界放電や容量結合型放電とも呼ばれるグロー放電）が発生する程度の電力がインバータ部２から誘導コイル５に供給されるような消灯周波数ｆ３となるように設計されている。スイープ回路３１とフィードバック回路３２とのフィードバックにより、インバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓよりも低い場合には動作周波数ｆは上記よりも低くされ、逆にインバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓよりも高い場合には動作周波数ｆは上記よりも高くされる。つまり、電圧振幅｜Ｖｘ｜の目標値は、スイープ回路３１においてスイッチＳＷがオフされてコンデンサＣ１の両端電圧が安定している状態では無電極放電灯６においてアーク放電（Ｈ放電）が発生する程度とされ、スイープ回路３１においてスイッチＳＷがオンされてコンデンサＣ１の両端電圧が安定している状態では無電極放電灯６においてアーク放電（Ｈ放電）が発生せずグロー放電（Ｅ放電）が発生する程度とされる。
【００３８】
中央制御回路３０は、電源が投入されると、まず図２に示すようにスイープ回路３１のスイッチＳＷをオン状態に維持することで無電極放電灯６にグロー放電が発生し且つアーク放電が発生しない程度に電圧振幅｜Ｖｘ｜を小さく維持する始動準備動作Ｐ１を所定時間だけ行い、その後、スイープ回路３１のスイッチＳＷをオフすることで、無電極放電灯６にアーク放電が発生する程度まで電圧振幅｜Ｖｘ｜を大きくする始動動作Ｐ２に移行する。始動動作Ｐ２中に無電極放電灯６にアーク放電が発生することで無電極放電灯６が点灯を開始（すなわち始動）し、図２に示すように誘導コイル５への出力電力が略一定に維持される定常動作Ｐ３への移行がなされる。動作周波数が５０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度とされる場合、インバータ部２の出力電圧Ｖｘの実効値は、始動準備動作Ｐ１中の最大値として例えば４００Ｖ〜７００Ｖとされ、始動動作Ｐ２中の最大値として例えば１０００Ｖ〜２５００Ｖとされる。本実施形態では上記のようにグロー放電を発生させる始動準備動作Ｐ１が行われることにより、始動準備動作Ｐ１が行われない場合や、始動準備動作Ｐ１においてグロー放電が発生しない程度に電圧振幅｜Ｖｘ｜が小さくされる場合に比べ、始動動作Ｐ２が開始されてから無電極放電灯６が始動するまでの、電圧振幅｜Ｖｘ｜が比較的に大きくなる時間が短くなるから、回路部品にかかる電気的ストレスが低減される。
【００３９】
ここで、本実施形態では、インバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓに達する前から始動準備動作Ｐ１でのインバータ部２の動作（すなわち、駆動回路２１によるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作）を開始させているので、インバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓに達した後でインバータ部２の動作（始動準備動作Ｐ１）を開始させる場合に比べ、始動準備動作Ｐ１中の電圧振幅｜Ｖｘ｜のオーバーシュートが比較的に小さく抑えられる。
【００４０】
さらに、制御部３は、電圧検出部４が出力した検出電圧Ｖｘｓに基いて無電極放電灯６の不点灯を検出する不点灯検出回路３３を有する。不点灯検出回路３３は、非反転入力端子が電圧検出部４の出力端に接続されるとともに反転入力端子に基準電圧Ｖｒ２が入力されたコンパレータＣＯ１を備える。また、不点灯検出回路３３は、抵抗Ｒ９を介して入力されたコンパレータＣＯ１の出力電圧により充電されるコンデンサＣ３と、コンデンサＣ３の両端電圧に基いて不点灯を検出するとともに不点灯が検出されたときに所定の電気信号である不点灯通知信号を中央制御回路３０に入力する保護制御部３３ａとを有する。
【００４１】
具体的に説明すると、保護制御部３３ａは、コンデンサＣ３の両端電圧を監視しており、コンデンサＣ３の両端電圧が所定の不点灯判定電圧以上である期間に無電極放電灯６の不点灯を検出して不点灯通知信号を出力する。保護制御部３３ａにより無電極放電灯６の不点灯が検出されて不点灯通知信号が中央制御回路３０に入力されると、中央制御回路３０は、図６に示すように、インバータ回路２の出力電力を低下させる保護動作Ｐ４を開始する。具体的には、保護動作Ｐ４は、例えばインバータ回路２の各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオフさせることでインバータ回路２から誘導コイル５への電力の出力を停止させるというものである。上記のような保護動作Ｐ４により、異常の発生時には回路部品が電気的ストレスから保護される。
【００４２】
また、本実施形態では、中央制御回路３０は連続して保護動作Ｐ４を行った回数である保護回数を計数しており、この保護回数が所定の上限回数に達するまでは、保護動作Ｐ４を所定の保護時間継続した後に再度の始動準備動作Ｐ１を開始し、保護回数が上限回数に達した後は上記の保護時間が経過しても再度の始動準備動作Ｐ１は行わずに保護動作Ｐ４を継続する。このように、保護回数が上限回数に達するまでは再度の始動準備動作Ｐ１が開始されることで、最初の保護動作Ｐ４の開始後に始動準備動作Ｐ１が開始されない場合に比べて始動性が改善される。本実施形態では、保護回数が上限回数に達していないときに中央制御回路３０が保護動作Ｐ４を終了して始動準備動作Ｐ１を開始するタイミングは不点灯通知信号の入力が停止されたタイミングとされており、上記の保護時間は、保護動作Ｐ４の開始後の放電により不点灯検出回路３３のコンデンサＣ３の両端電圧が不点灯判定電圧を下回るまでの時間となっている。
【００４３】
ここで、中央制御回路３０は、例えば電圧検出部４から得られる検出電圧Ｖｘｓに基いて無電極放電灯６の点灯を検出しており、始動準備動作Ｐ１が開始されてから無電極放電灯６の始動が検出されて定常動作Ｐ３が開始されるか不点灯が検出されて保護動作Ｐ４が開始されるまで（すなわち始動動作Ｐ２が終了されるまで）は補償回路３４のスイッチング素子Ｑ５をオフ状態に維持し、定常動作Ｐ３又は保護動作Ｐ４が開始されたとき（すなわち始動動作Ｐ２の終了時）に過渡応答切替回路３５を介してスイッチング素子Ｑ５をオン制御する。これにより、定常動作Ｐ３や保護動作Ｐ４の開始時には、直流電源部１に対するフィードバック制御の過渡応答が遅くなる。逆に言えば、始動準備動作Ｐ１が開始されてから始動動作Ｐ２が終了されるまで（すなわち定常動作Ｐ３や保護動作Ｐ４が開始されるまで）は、上記フィードバック制御の過渡応答が一時的に速くされる期間（以下、「応答速度上昇期間」と呼ぶ）ＰＡとされている。
【００４４】
上記構成によれば、電圧振幅｜Ｖｘ｜が比較的に大きくなる始動動作Ｐ２中を含む応答速度上昇期間ＰＡに直流電源部１に対するフィードバック制御の過渡応答が一時的に速くされていることにより、上記の過渡応答を速くしない場合に比べ、図７において始動動作Ｐ２中にみられるような、インバータ入力電圧Ｖｄｃの低下が抑えられるから、無電極放電灯６の点灯直後のちらつきが抑えられる。また、応答速度上昇期間ＰＡの終了後には上記過渡応答が遅くされてインバータ入力電圧Ｖｄｃが安定しインバータ部２への入力電流の歪みが抑えられることにより、上記過渡応答を常に速くする場合に比べて消費電力の増加が抑えられる。
【００４５】
また、始動動作Ｐ２中よりも電圧振幅｜Ｖｘ｜を小さくする始動準備動作Ｐ１を行ってインバータ回路２の出力電力を段階的に増加させていることにより、始動準備動作Ｐ１が行われない場合に比べ、始動動作Ｐ２において動作周波数ｆが安定してから無電極放電灯６が点灯して電圧振幅｜Ｖｘ｜が低下するまでにかかる時間が短くなることにより、各回路部品にかかる電気的なストレスが低減される。
【００４６】
さらに、始動動作Ｐ２前の始動準備動作Ｐ１から応答速度上昇期間ＰＡを開始していることにより、始動動作Ｐ２の開始時までに確実に上記の過渡応答を速くすることができる。
【００４７】
また、電源の投入直後には、制御遅れにより、一時的にインバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓを上回るオーバーシュートが発生するが、本実施形態では、インバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓに達する前から、応答速度上昇期間ＰＡを開始して上記の過渡応答を速くするとともに、インバータ部２の動作（すなわち、駆動回路２１によるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作）を開始させている。これにより、インバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓに達した後で応答速度上昇期間ＰＡやインバータ部２の動作を開始させる場合に比べ、上記のオーバーシュートにおいてインバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓを上回る程度が小さく抑えられる。
【００４８】
さらに、電源投入直後にインバータ入力電圧Ｖｄｃが上昇している期間も応答速度上昇期間ＰＡに含まれ上記の過渡応答が速くされていることにより、電源投入後にインバータ入力電圧Ｖｄｃが目標電圧Ｖｓに達するまでの時間が短縮されている。
【００４９】
なお、補償回路３４は上記に限られず、コンデンサＣ４ａとスイッチング素子Ｑ５との直列回路とコンデンサＣ４ｂとの並列回路と抵抗Ｒ１１との直列回路に代えて、図８に示すように、抵抗Ｒ１１ａとスイッチング素子Ｑ５との並列回路と抵抗Ｒ１１ｂとコンデンサＣ４との直列回路を、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ１２とに並列に接続してもよい。または、図８の回路における抵抗Ｒ１１ａとスイッチング素子Ｑ５との並列回路と抵抗Ｒ１１ｂとの直列回路に代えて、図９に示すように、抵抗Ｒ１１ｃとスイッチング素子Ｑ５との直列回路と抵抗Ｒ１１ｄとの並列回路を、コンデンサＣ４とグランドとの間に接続してもよい。いずれの場合にも、過渡応答切替回路３５は中央制御回路３０の制御に応じて補償回路３４のスイッチング素子Ｑ５をオンオフすることにより過渡応答の速さを切り替える。
【００５０】
さらに、始動準備動作Ｐ１において、図１０に示すように、動作周波数ｆを２段階以上変化させてもよい。このような動作周波数ｆの変化は、例えばスイープ回路３１において抵抗Ｒ１に並列に接続された抵抗Ｒ１０とスイッチＳＷとの直列回路を２個以上とすることにより実現することができる。すなわち、図１０のように始動準備期間Ｐ１における動作周波数ｆの変化を２段階とする場合、抵抗Ｒ１０とスイッチＳＷとの直列回路が２個、それぞれ抵抗Ｒ１に並列に接続された構成とし、中央制御回路３０は、電源が投入された直後に所定時間が経過するまでに行われる始動準備期間Ｐ１の前半部分Ｐ１ａでは両方のスイッチＳＷをそれぞれオン状態に維持し、その後にさらに所定時間が経過するまでに行われる始動準備期間Ｐ１の後半部分Ｐ１ｂには、一方のスイッチＳＷをオン状態に維持しつつ他方のスイッチＳＷをオフ制御することで、動作周波数ｆを電源投入直後の動作周波数ｆ２よりも低く且つ無電極放電灯６にアーク放電が発生しない程度に高い動作周波数ｆ３まで低下させ、以上の始動準備動作Ｐ１の終了時に上記一方のスイッチＳＷもオフ制御して両方のスイッチＳＷをオフ状態とすることで始動動作Ｐ２に移行する。図１０の例では、２回目までの始動動作Ｐ２では無電極放電灯６の不点灯が検出されて保護動作Ｐ４への移行がなされている。また、保護動作Ｐ４が開始される直前には、インバータ入力電圧Ｖｄｃの低下に対するフィードバック制御により、動作周波数ｆは定常動作Ｐ３中の周波数ｆ１よりもさらに低い周波数ｆ４となっている。さらに、保護動作Ｐ４中には中央制御回路３０が直流電源部１の駆動回路１１を停止させていることで、出力コンデンサＣ０の自然放電によりインバータ入力電圧Ｖｄｃが徐々に低下している。上記のように始動準備動作Ｐ１において動作周波数ｆを２段階以上変化させれば、始動準備動作Ｐ１中に動作周波数ｆを変化させない場合に比べ、始動準備動作Ｐ１の開始時や終了時の電圧振幅｜Ｖｘ｜等の変化量が小さくなるから、検出電圧Ｖｘｓ等に基くフィードバック制御によるオーバーシュートが抑えられることにより、インバータ回路２を構成する回路部品にかかる電気的なストレスが抑えられる。
【００５１】
また、図１０の例では、応答速度上昇期間ＰＡが終了して過渡応答が遅くされるタイミングは、図２の例のような無電極放電灯６の始動が検出されたタイミングではなく、無電極放電灯６の始動が検出されてから（つまり始動動作Ｐ２が終了して定常動作Ｐ３に移行してから）所定時間が経過したタイミングｔｃとされており、過渡応答が遅くされたタイミングｔｃの直後にインバータ入力電圧Ｖｄｃと動作周波数ｆとにわずかな低下が発生している。上記のように無電極放電灯６の点灯検出後の所定時間にも過渡応答を速い状態に維持しておけば、無電極放電灯６の点灯検出直後に過渡応答を遅くする場合に比べ、無電極放電灯６の点灯直後にインバータ入力電圧Ｖｄｃが低下する期間をより短くしてちらつきをより抑えることができる。
【００５２】
さらに、中央制御回路３０が、インバータ入力電圧Ｖｄｃを所定の下限電圧と随時比較し、インバータ入力電圧Ｖｄｃが下限電圧を下回ったときに、無電極放電灯６の不点灯が検出されたときと同様の保護動作Ｐ４を行うという監視動作を行うようにしてもよい。下限電圧は、例えば目標電圧Ｖｓの８０％とする。この構成を採用すれば、インバータ入力電圧Ｖｄｃが低下するような異常の発生時には保護動作Ｐ４により回路部品を電気的ストレスから保護することができる。ここで、応答速度上昇期間ＰＡにはインバータ入力電圧Ｖｄｃが比較的に不安定となる。さらに、応答速度上昇期間ＰＡの終了時、スイッチング素子Ｑ５がオンされた直後には、補償回路３４において応答速度上昇期間ＰＡ中に抵抗成分を介して放電されたコンデンサ（図１の例ではコンデンサＣ４ａ、図８の例及び図９の例ではそれぞれコンデンサＣ４）の再充電のために一時的に補償端子ＦＣの電位が低下することに伴い、インバータ入力電圧Ｖｄｃが一時的に低下する。従って、応答速度上昇期間ＰＡ中や応答速度上昇期間ＰＡの終了直後の一時的なインバータ入力電圧Ｖｄの低下により誤って保護動作Ｐ４が開始されることを避けるためには、中央制御回路３０は、上記の監視動作を、応答速度上昇期間ＰＡ中及び応答速度上昇期間ＰＡの終了直後には行わず、応答速度上昇期間ＰＡが終了し過渡応答が遅くされた後さらにインバータ入力電圧Ｖｄｃの復帰に十分な所定の待機時間が経過したときに開始することが望ましい。
【００５３】
また、保護動作Ｐ４は上記のようにインバータ部２の出力を停止させるものに限られず、保護動作Ｐ４は例えば動作周波数ｆを高くして電圧振幅｜Ｖｘ｜を始動準備動作Ｐ１中よりも低下させるものとしてもよい。
【００５４】
上記各種の無電極放電灯点灯装置は、例えば図１１や図１２に示すように、無電極放電灯６やカプラ５０とともに適宜形状の器具本体７１に保持されて照明器具７を構成することができる。このような器具本体７１や照明器具７は周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。
【００５５】
また、一般に、無電極放電灯６は、内部に電極を有する放電灯に比べ、長寿命であり故障も発生しにくいので、例えばトンネル内のように整備作業が困難な場所で使用される照明器具の光源として好適である。そこで、上記の無電極放電灯点灯装置は、図１３（ａ）〜（ｃ）に示すような構造のトンネル照明用の照明器具７に用いてもよい。以下、上下左右は図１３（ａ）を基準とし、図１３（ｂ）の上下方向を前後方向と呼んで、図１３（ａ）〜（ｃ）の照明器具７について詳しく説明する。
【００５６】
図１３（ａ）〜（ｃ）の照明器具７において、器具本体７１は、例えばステンレスからなる前面が開口した直方体形状のボディ７１ａと、例えば強化ガラスのような透光性を有する材料からなりボディ７１ａを開閉自在に閉塞するカバー７１ｂとを備える。また、ボディ７１ａの内底面には、例えばアルミニウムからなり無電極放電灯６の光を前方へ配光する断面Ｕ字形状の反射板７１ｃが固定されており、器具本体７１に収納された無電極放電灯６の光はカバー７１ｂを通じて前方へ出射される。さらに、ボディ７１ａの内底面には、無電極放電灯６が取り付けられるカプラ５０と、無電極放電灯点灯装置を収納したケース１０と、ケース１０内の直流電源部１に電気的に接続された端子台８とが、それぞれ固定されている。端子台８には、一端が交流電源ＡＣに接続された電線（図示せず）の他端が接続されるのであり、直流電源部１は、上記の電線と端子台８とを介して交流電源ＡＣに電気的に接続される。また、ボディ７１ａの下側の壁には、端子台８に接続される電線を挿通するための電線挿通穴７１ｄが上下に貫設されている。さらに、カバー７１ｂは、上端部においてヒンジ７１ｅを介してボディ７１ａの上端部に連結されることにより、図１３（ａ）〜（ｃ）のようにボディ７１ａを閉塞する閉位置と、閉位置での下端を前方に向けてボディ７１ａを解放する開位置との間で、左右方向から見た面内でボディ７１ａに対して回転可能となっている。また、ボディ７１ａの下端には、閉位置のカバー７１ｂの下端部を係止するラッチ７１ｆが設けられている。上記のようなヒンジ７１ｅやラッチ７１ｆは周知技術で実現可能であるので、詳細な図示並びに説明は省略する。さらに、ボディ７１ａの後面には、それぞれ例えば鋼板からなり器具本体７１を壁面等の取付面（図示せず）に対して固定する際に用いられる２個の取付足７１ｇが左右に並べて固定されている。各取付足７１ｇの上下両端部はそれぞれ前方から見てボディ７１ａよりも上下に突出しており、この突出した部位にはそれぞれねじ挿通穴７１ｈが前後に貫設されている。器具本体７１は、ねじ挿通穴７１ｈに挿通されて取付面に螺合するねじ（図示せず）によって取付面にねじ止め固定される。
【符号の説明】
【００５７】
１  直流電源部
２  インバータ部
３  制御部
５  誘導コイル
６  無電極放電灯
７  照明器具
７１  器具本体
【図１】
2010218732.tif 000003
【図２】
2010218732.tif 000004
【図３】
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【図４】
2010218732.tif 000006
【図５】
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【図６】
2010218732.tif 000008
【図７】
2010218732.tif 000009
【図８】
2010218732.tif 000010
【図９】
2010218732.tif 000011
【図１０】
2010218732.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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