(57)【要約】【課題】初期の周波数オフセット補正を行なった後の残留周波数オフセットの影響を抑制して、チャネル推定精度の低下に起因する復号特性の劣化を防ぐ。【解決手段】符号化送信された情報シンボル部Ｌ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧの復号結果を取得する前に、既知情報シンボルＬ−ＬＴＦを用いてチャネルの推定結果Ｈoldを準備して使用する必要がある場合には、符号化送信された情報シンボル部Ｌ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧの復号結果を取得した後に、対象シンボル間で生じる位相エラーを推定し、チャネル行列Ｈからこの位相エラーによる推定エラー成分を除去することで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐ。【選択図】  図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて受信動作を行なう無線通信装置であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定部と、
前記チャネル行列を用いて受信パケットのデータ・シンボルを波形等化する波形等化部と、
を具備し、
前記チャネル行列推定部より供給されるチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定部で推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出し、前記波形等化部では該本来のチャネル応答要素からなるチャネル行列を用いて前記データ・シンボルを波形等化する、
ことを特徴とする無線通信装置。
【請求項２】
受信パケットのプリアンブルに含まれる既知情報シンボルを用いて第１のチャネル行列を取得するチャネル行列取得部と、
前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を変調して送信シンボルのレプリカを生成する変調部と、
前記送信シンボルのレプリカと、受信シンボルと、前記チャネル行列取得部で取得した前記第１のチャネル行列を用い、前記第１のチャネル行列のフェージング変動成分に対するエラー成分を処理して第２のチャネル行列に更新するチャネル更新部をさらに備え、
前記チャネル行列推定部は、前記第１及び第２のチャネル行列を基に、前記波形等化部に供給するチャネル行列を決定する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を変調して送信シンボルのレプリカを生成する変調部をさらに備え、
前記位相エラー推定部は、前記送信シンボルのレプリカと、受信シンボルと、前記チャネル行列を用いて、位相エラーを推定する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を取得する前に、前記チャネル推定部がチャネル推定結果を準備し、使用する場合において、前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を取得した後に、前記波形等化部は、前記チャネル行列推定部が推定したチャネル行列から前記位相エラー推定部で推定された位相エラー成分を除去する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記送信アンテナからは前記既知情報シンボルを直交化して複数個まとめて送信されており、
チャネル行列をチャネル応答要素に分離して使用する場合において、前記波形等化部は、前記位相エラー推定部が前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で隣り合う既知情報シンボルからの干渉成分を除去する、
ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
【請求項６】
前記送信アンテナ毎に前記既知情報シンボルが時分割して送信されており、
前記波形等化部は、前記位相エラー推定部が前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルの位相エラー成分を除去する、
ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
【請求項７】
前記送信アンテナ毎に前記既知情報シンボルが周波数軸上の複数のサブキャリアに周波数分割して送信されており、前記位相エラー推定部が前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルに含まれるサブキャリアに対する位相エラー成分を除去する、
ことを特徴とする請求項４に記載の無線通信装置。
【請求項８】
パケットのプリアンブルにおいて、符号化送信される情報シンボルの前に、前記チャネル行列推定部がチャネル行列の推定に用いる既知情報シンボルが配置される送信フォーマットが適用されており、
前記チャネル行列推定部がエラー成分を含んだままチャネル推定を行なった後、前記位相エラー推定部が前記符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて位相エラー成分を推定し、前記チャネル行列の各チャネル応答要素から前記位相エラー成分を除去してから、前記波形等化部でその後のシンボルを波形等化する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項９】
前記位相エラー推定部は、数シンボルにわたって推定した位相エラーを平均化する、
ことを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項１０】
１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて受信動作を行なう無線通信方法であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定ステップと、
前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定ステップと、
前記チャネル行列推定ステップにおいて推定したチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定ステップにおいて推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出するチャネル行列補正ステップと、
該本来のチャネル応答要素からなるチャネル行列を用いて前記データ・シンボルを波形等化する波形等化ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法。
【請求項１１】
１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおける受信信号を処理する信号処理装置であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定部と、
前記チャネル行列推定部より供給されるチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定部で推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出するチャネル推定精度向上部と、
を具備することを特徴とする信号処理装置。
【請求項１２】
１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおける受信信号を処理する信号処理方法であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定ステップと、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定ステップと、
前記チャネル行列推定ステップにおいて推定されたチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定ステップにおいて推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出するチャネル推定精度向上ステップと、
を有することを特徴とする信号処理方法。
【請求項１３】
１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて無線通信装置が受信動作するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定部、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定部、
前記チャネル行列を用いて受信パケットのデータ・シンボルを波形等化する波形等化部、
として機能させ、
前記チャネル行列推定部より供給されるチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定部で推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出し、前記波形等化部では該本来のチャネル応答要素からなるチャネル行列を用いて前記データ・シンボルを波形等化する、
ことを特徴とするコンピューター・プログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて受信動作を行なう無線通信装置及び無線通信方法、信号処理装置及び信号処理方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、パケットの先頭に付加された既知情報シンボルを用いてチャネル推定を実施する無線通信装置及び無線通信方法、信号処理装置及び信号処理方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。無線ネットワークに関する標準的な規格として、ＩＥＥＥ（Ｔｈｅ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ）８０２．１１やＩＥＥＥ８０２．１５を挙げることができる。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇでは、無線ＬＡＮの標準規格として、マルチキャリア方式の１つであるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）変調方式が採用されている。
【０００３】
また、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇの規格では最大で５４Ｍｂｐｓの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線ＬＡＮ規格が求められている。無線通信の高速化を実現する技術の１つとして、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）通信が注目を集めており、ＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎではＯＦＤＭ＿ＭＩＭＯ通信方式を採用している。
【０００４】
ＭＩＭＯとは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。送信側では、複数の送信データに空間／時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間／時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得ることができる。ＭＩＭＯ通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。また、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。ＭＩＭＯはチャネル特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。
【０００５】
ＭＩＭＯ通信では、空間多重された受信信号から元の各ストリーム信号を空間分離するためには、何らかの方法によりチャネル行列Ｈを取得するとともに、さらに所定のアルゴリズムによってチャネル行列Ｈから複数のストリームの空間多重・空間分離処理を行なうための受信重み行列Ｗを算出する必要がある。
【０００６】
チャネル行列Ｈは、一般的には、送信側並びに受信側で既知のトレーニング系列を送受信することで、実際に受信された信号と既知系列との差分によってチャネルの推定を行ない、送受アンテナ組み合わせ分の経路のチャネル応答要素を行列形式に並べたものである。送信側アンテナ本数がＮで受信側アンテナ本数がＭのときは、チャネル行列はＭ×Ｎ（行×列）の行列となる。したがって、送信機からＮ個のトレーニング系列を送信し、受信機では受信したトレーニング系列を用いてチャネル行列Ｈを取得することができる。
【０００７】
また、受信重み行列Ｗをチャネル行列Ｈから求める比較的簡単なアルゴリズムとして、完全にクロストークを取り除く論理に基づいてチャネル行列Ｈの逆行列Ｈ-1を単純に受信重み行列に用いるＺｅｒｏ  Ｆｏｒｃｅ（ゼロ化規範）や、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比すなわちＳＮＲを最大化する論理に基づいてチャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出するＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）受信方式が挙げられる。ＭＭＳＥは、受信機の雑音電力の概念を導入し、クロストークを意図的に発生させて受信重み行列Ｗを求めるアルゴリズムであり、雑音が大きい環境下では、Ｚｅｒｏ  ＦｏｒｃｅよりもＭＭＳＥの方が優れていることが知られている。この他、考え得るすべての送信信号系列パターンとのマッチングにより最尤の送信系列を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）受信方式が最も高いパフォーマンスを示す受信方式であることが知られている。例えば、ＯＦＤＭ変調に複数アンテナを用いた空間・時間多重通信を組み合わせた多重信号をＭＬＤ方式で復号処理する受信機について提案がなされている（例えば、特許文献１を参照のこと）。ＭＭＳＥは線形領域における波形等化アルゴリズムに分類され、ＭＬＤは非線形領域における波形等化アルゴリズムに分類される。
【０００８】
ところで、無線通信では種々のＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）回路の不完全性のために、受信シンボルにさまざまなエラー成分が印加されることが懸念される。例えば、送信機と受信機でそれぞれ使用する発振器間の基準周波数ずれに起因して、受信シンボルには周波数オフセットが含まれる。
【０００９】
ＯＦＤＭ変調方式を適用する通信システムの場合、周波数オフセットのためにＯＦＤＭシンボル毎に一定の位相エラー成分（ｅjΔ）が生じ、これがチャネル推定値に影響を与えるという問題が懸念される。
【００１０】
通常、パケットの先頭に既知情報シンボルの繰り返しからなるプリアンブルが付加されており、受信機側では、プリアンブルを検出すると、これに続いて、精密な受信タイミングの確認や受信信号電力の正規化（ＡＧＣゲインの設定）を行ない、さらには周波数オフセット推定及び補正、ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）推定、チャネル推定してから、データ・シンボルを復調する。しかしながら、ノイズの影響などによって、完全な周波数オフセット値を推定することは困難であり、また、周波数オフセットを補正した後も数百Ｈｚのレベルで周波数オフセット成分が残留する。
【００１１】
残留周波数オフセットの影響は、ＯＦＤＭシンボル毎にすべてのサブキャリアが位相エラー成分（ｅjΔ）に応じて一様に回転するという現象として現れる。パケットが長くなればなるほど、残留周波数オフセットは位相エラー成分（ｅjΔ）が１シンボル毎に蓄積加算される。多値変調モードの場合には、位相点（ｃｏｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎ  ｐｏｉｎｔ）が一定間隔毎に回転するため、復号エラーの主因となり、通信品質を劣化させてしまう。
【００１２】
例えば、データ・シンボルに含まれるパイロット・トーンを用いて、周波数オフセットの残留値を推定し、シンボル単位あるいはシンボル間で蓄積加算して補正を行なうことができる（周知）。
【００１３】
ＭＭＳＥなどの一般的なＭＩＭＯ受信アルゴリズムを用いる場合には、パイロット・トーンを用いた対策で十分な復号性能を得ることができる思料される。これに対し、ＭＬＤ受信アルゴリズムのように、大幅な特性改善が見込まれるＭＩＭＯ受信アルゴリズムを採用する場合には、残留周波数オフセットによる位相エラー成分がチャネル推定値に与える影響無視できないレベルの特性劣化として現れることが、本発明者らの考察により判ってきた。
【００１４】
【特許文献１】米国特許第６，６１８，４５４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
本発明の目的は、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて、パケットの先頭に付加された既知情報シンボルを用いてチャネル推定を実施し好適に受信動作を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、信号処理装置及び信号処理方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【００１６】
本発明のさらなる目的は、初期の周波数オフセット補正を行なった後の残留周波数オフセットの影響を抑制して、チャネル推定精度の低下に起因する復号特性の劣化を防ぐことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、信号処理装置及び信号処理方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、本願の請求項１に記載の発明は、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて受信動作を行なう無線通信装置であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定部と、
前記チャネル行列を用いて受信パケットのデータ・シンボルを波形等化する波形等化部と、
を具備し、
前記チャネル行列推定部より供給されるチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定部で推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出し、前記波形等化部では該本来のチャネル応答要素からなるチャネル行列を用いて前記データ・シンボルを波形等化する、
ことを特徴とする無線通信装置である。
【００１８】
また、本願の請求項２に記載の発明によれば、上記の無線通信装置は、受信パケットのプリアンブルに含まれる既知情報シンボルを用いて第１のチャネル行列を取得するチャネル行列取得部と、前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を変調して送信シンボルのレプリカを生成する変調部と、前記送信シンボルのレプリカと、受信シンボルと、前記チャネル行列取得部で取得した前記第１のチャネル行列を用い、前記第１のチャネル行列のフェージング変動成分に対するエラー成分を処理して第２のチャネル行列に更新するチャネル更新部をさらに備え、前記チャネル行列推定部は、前記第１及び第２のチャネル行列を基に、前記波形等化部に供給するチャネル行列を決定するように構成されている。
【００１９】
また、本願の請求項３に記載の発明によれば、上記の無線通信装置は、前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を変調して送信シンボルのレプリカを生成する変調部をさらに備え、前記位相エラー推定部は、前記送信シンボルのレプリカと、受信シンボルと、前記チャネル行列を用いて、位相エラーを推定するように構成されている。
【００２０】
また、本願の請求項４に記載の発明によれば、上記の無線通信装置は、前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を取得する前に、前記チャネル推定部がチャネル推定結果を準備し、使用する場合において、前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を取得した後に、前記波形等化部は、前記チャネル行列推定部が推定したチャネル行列から前記位相エラー推定部で推定された位相エラー成分を除去するように構成されている。
【００２１】
また、本願の請求項５に記載の発明によれば、前記送信アンテナからは前記既知情報シンボルを直交化して複数個まとめて送信される場合において、上記の無線通信装置は、チャネル行列をチャネル応答要素に分離して使用する場合において、前記波形等化部は、前記位相エラー推定部が前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で隣り合う既知情報シンボルからの干渉成分を除去するように構成されている。
【００２２】
また、本願の請求項６に記載の発明によれば、前記送信アンテナ毎に前記既知情報シンボルが時分割して送信される場合において、上記の無線通信装置は、前記波形等化部は、前記位相エラー推定部が前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルの位相エラー成分を除去するように構成されている。
【００２３】
また、本願の請求項７に記載の発明によれば、前記送信アンテナ毎に前記既知情報シンボルが周波数軸上の複数のサブキャリアに周波数分割して送信される場合において、上記の無線通信装置は、前記位相エラー推定部が前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルに含まれるサブキャリアに対する位相エラー成分を除去するように構成されている。
【００２４】
また、本願の請求項８に記載の発明によれば、パケットのプリアンブルにおいて、符号化送信される情報シンボルの前に、前記チャネル行列推定部がチャネル行列の推定に用いる既知情報シンボルが配置される送信フォーマットが適用されている場合において、上記の無線通信装置は、前記チャネル行列推定部がエラー成分を含んだままチャネル推定を行なった後、前記位相エラー推定部が前記符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて位相エラー成分を推定し、前記チャネル行列の各チャネル応答要素から前記位相エラー成分を除去してから、前記波形等化部でその後のシンボルを波形等化するように構成されている。
【００２５】
また、本願の請求項９に記載の発明によれば、上記の無線通信装置は、前記位相エラー推定部が、数シンボルにわたって推定した位相エラーを平均化するように構成されている。
【００２６】
また、本願の請求項１０に記載の発明は、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて受信動作を行なう無線通信方法であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定ステップと、
前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定ステップと、
前記チャネル行列推定ステップにおいて推定したチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定ステップにおいて推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出するチャネル行列補正ステップと、
該本来のチャネル応答要素からなるチャネル行列を用いて前記データ・シンボルを波形等化する波形等化ステップと、
を有することを特徴とする無線通信方法である。
【００２７】
また、本願の請求項１１に記載の発明は、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおける受信信号を処理する信号処理装置であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定部と、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定部と、
前記チャネル行列推定部より供給されるチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定部で推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出するチャネル推定精度向上部と、
を具備することを特徴とする信号処理装置である。
【００２８】
また、本願の請求項１２に記載の発明は、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおける受信信号を処理する信号処理方法であって、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定ステップと、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定ステップと、
前記チャネル行列推定ステップにおいて推定されたチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定ステップにおいて推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出するチャネル推定精度向上ステップと、
を有することを特徴とする信号処理方法である。
【００２９】
また、本願の請求項１３に記載の発明は、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて無線通信装置が受信動作するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、
前記送受信アンテナ間のチャネル応答要素からなるチャネル行列を推定するチャネル行列推定部、
受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果に基づいて、受信信号に含まれる位相ノイズ、クロックずれ、周波数オフセットに起因する位相エラーを推定する位相エラー推定部、  前記チャネル行列を用いて受信パケットのデータ・シンボルを波形等化する波形等化部、
として機能させ、
前記チャネル行列推定部より供給されるチャネル行列の各チャネル応答要素から、前記位相エラー推定部で推定された位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して本来のチャネル応答要素を導出し、前記波形等化部では該本来のチャネル応答要素からなるチャネル行列を用いて前記データ・シンボルを波形等化する、
ことを特徴とするコンピューター・プログラムである。
【００３０】
本願の請求項１３に係るコンピューター・プログラムは、コンピューター上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムを定義したものである。換言すれば、本願の請求項１３に係るコンピューター・プログラムをコンピューターにインストールすることによって、コンピューター上では協働的作用が発揮され、本願の請求項１に係る無線通信装置と同様の作用効果を得ることができる。
【発明の効果】
【００３１】
本発明によれば、１以上の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて、パケットの先頭に付加された既知情報シンボルを用いてチャネル推定を実施し好適に受信動作を行なうことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、信号処理装置及び信号処理方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
【００３２】
また、本発明によれば、初期の周波数オフセット補正を行なった後の残留周波数オフセットの影響を抑制して、チャネル推定精度の低下に起因する復号特性の劣化を防ぐことができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、信号処理装置及び信号処理方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。
【００３３】
本願の請求項１、１０乃至１３に記載の発明によれば、１つ以上の送受信アンテナを備える無線通信システムにおいて、受信機側となる無線通信装置は、２つ以上の既知情報シンボルを用いてチャネル推定を実施する際に、符号化送信された情報シンボル部の復号結果を用いて、位相ノイズ、クロックずれや周波数オフセット量を推定して補正精度を向上させることで、これらの推定エラーにより生じるチャネル推定精度の低下による復号特性の劣化を防ぐことができる。
【００３４】
また、本願の請求項２に記載の発明によれば、例えばＬＭＳアルゴリズムをベースにして、送信シンボルのレプリカと、受信シンボルと、推定されたチャネル行列を用いて、チャネル行列のフェージング変動成分を推定し、この変動成分に対するエラー成分を更新して、チャネル行列の推定精度を向上させることができる。
【００３５】
また、本願の請求項３に記載の発明によれば、送信シンボルのレプリカと、受信シンボルと、推定されたチャネル行列を用いて、対象シンボル間の位相エラー成分を推定することができ、推定されたチャネル行列の各チャネル応答要素からこの位相エラー成分を除去して追い込みをかけることによって、チャネル行列の推定精度を向上させることができる。
【００３６】
また、本願の請求項４に記載の発明によれば、符号化送信された情報シンボル部の復号結果取得の前に、チャネル推定結果を準備し、使用する必要がある場合には、符号化送信された情報シンボル部の復号結果を取得した後に、チャネル推定値に含まれる周波数オフセット成分を除去することで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐことができる。
【００３７】
また、本願の請求項５に記載の発明によれば、複数の送信アンテナからのチャネル応答を伝達するための方法として、複数のアンテナからの既知情報シンボルが互いに直交化されるように複数個まとめて送信し、受信側で各送信アンテナからのチャネル応答要素に分離して使用する場合には、受信機側では、符号化送信された情報シンボル部の復号結果により得られる周波数オフセット成分を用いて、同じアンテナで受信した信号間で、互いに隣り合う既知情報シンボルからの干渉成分を除去することで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐことができる。
【００３８】
また、本願の請求項６に記載の発明によれば、複数の送信アンテナからのチャネル応答を伝達するための方法として、アンテナ毎に既知情報シンボルを時分割して送信する場合において、受信機側では、符号化送信された情報シンボル部の復号結果により得られる周波数オフセット成分を用いて、同じアンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルの位相エラー成分を除去することで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐことができる。
【００３９】
また、本願の請求項７に記載の発明によれば、複数の送信アンテナからのチャネル応答を伝達するための方法として、アンテナ毎に既知情報シンボルを周波数分割して送信する場合には、受信機側では、符号化送信された情報シンボル部の復号結果により得られる周波数オフセット成分を用いて、同じアンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルに含まれるサブキャリアに対する位相エラー成分を除去することで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐことができる。
【００４０】
また、本願の請求項８に記載の発明によれば、符号化送信された情報シンボル部の前に、チャネル推定を行なうための既知情報シンボルが配備されている送信フォーマットの場合には、受信機側では、一度、エラー成分を含んだままチャネル推定を行ない、その後に続く、符号化送信された情報シンボルを復号し、エラー成分を推定してから、チャネル推定値に含まれる周波数オフセット成分を除去して、その後のシンボルに用いることで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐことができる。
【００４１】
また、本願の請求項９に記載の発明によれば、受信機は、符号化送信された情報シンボル部の復号結果を用いる際に、数シンボル分の推定値に対する平均化を行なった上で、エラー成分の精度を向上させてから、チャネル推定値に含まれる周波数オフセット成分を除去して、その後のシンボルに用いることで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐことができる。
【００４２】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【発明を実施するための最良の形態】
【００４３】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００４４】
本発明は、主に１以上の送受信アンテナで構成されるＭＩＭＯ通信システムにおいて受信動作を行なう無線通信装置に関する。ＭＩＭＯ伝送される受信信号を等化処理するために必要な受信重み行列Ｗは、例えば、ＭＭＳＥやＭＬＤなどのアルゴリズムを用いて推定チャネル行列Ｈから算出することができる。
【００４５】
また、ＲＦ回路の不完全性のために、受信信号には周波数オフセットが含まれる。一般に、受信機側では、パケット先頭に付加された既知情報シンボルを用いて周波数オフセットの推定及び補正を行ない、さらにデータ・シンボル中のパイロット・トーンを用いて残留周波数オフセットの除去を行なう。ＭＭＳＥなどの一般的なＭＩＭＯ受信アルゴリズムを用いる場合にはこの対策で十分であると思料される。これに対し、ＭＬＤ受信アルゴリズムのように、大幅な特性改善が見込まれるＭＩＭＯ受信方式を採用する場合には、このエラー成分が無視できないレベルの特性劣化として現れることが、本発明者らの考察により判ってきた。
【００４６】
以下では、周波数オフセットが存在した場合のチャネル推定値に与える影響についてまず説明する。
【００４７】
図１には、２×２の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて、送信機が複数のアンテナから既知情報シンボルからなるトレーニング・シーケンスを空間多重して送信し、受信機側で分離してチャネル行列を生成する様子を示している。送信機は、例えば、ウォルシュ行列などの直交行列を用いて複数の送信信号を空間多重することができる。
【００４８】
例えばＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定される無線通信システムでは、送信機側からは、送信アンテナ１と送信アンテナ２からのトレーニング・シーケンスＬＴＦ（Ｌｏｎｇ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を、シンボル間で直交化させた上で多重化し伝送することで、受信機側での受信ブランチ間の受信電力のばらつきを防ぎ、受信ダイナミック・レンジの低減を図る。図１に示した２×２の送受信アンテナ構成の場合、２個のＯＦＤＭシンボルにわたって、多重化されたトレーニング・シーケンスを伝送する。
【００４９】
各送信アンテナからの２つのデータ・ストリーム（ｘ0，ｘ1）を送信する場合、受信機側の受信アンテナ１及び受信アンテナ２での受信信号をそれぞれＹ1stltf、Ｙ2ndltfとおくと、下式（１）のように表すことができる。
【００５０】
【数１】
2010109835.tif 000003
【００５１】
したがって、受信機側ではＹ1stltfとＹ2ndltfを得て互いに加減算することで、下式（２）に示すようなチャネル行列Ｈを取得することができる。
【００５２】
【数２】
2010109835.tif 000004
【００５３】
しかしながら、実際には、周波数オフセットなどに起因するエラー成分を完全に除去することができないため、ＯＦＤＭシンボル間に一定の位相エラー成分（ｅjΔ）が生じて直交くずれが生じる。この場合、下式（３）に示すようにエラー成分を含んだチャネル行列Ｈ´を取得することになる。図２には、下式（３）に示すチャネル行列Ｈ´の各要素に含まれるエラー成分を、点線の枠で囲って示しておく。
【００５４】
【数３】
2010109835.tif 000005
【００５５】
上式（３）に含まれるエラー成分がチャネル推定結果のエラーとなり、復号特性を劣化させる。ちなみに、上式（３）中の複素ベクトルを、ａ、ｂ、ｃ、ｄ、そしてＫとして簡略化すると、下式（４）のように表すことができる。
【００５６】
【数４】
2010109835.tif 000006
【００５７】
位相エラー成分（ｅjΔ）が十分小さい場合には、ノイズ成分を無視すると、上式（３）でエラーのないチャネル行列Ｈを取得できることが分かる。なお、上式（３）中のｘ1／ｘ0、ｘ0／ｘ1は、通常、２値で変調された隣り合う既知情報シンボル間の符号の違いを示しており、同相か逆相かに応じて１か−１の値に決定される。
【００５８】
図３には、上式（３）あるいは上式（４）で表した特性劣化の一例をシミュレーション結果で示している。同シミュレーションでは、位相エラー成分（ｅjΔ）が十分小さいと判断できる周波数オフセット量を示し、上式（３）で示したチャネル推定結果のエラーが与える影響を明確化するものである。シミュレーション・モデルを以下に示しておく。
【００５９】
【数５】
2010109835.tif 000007
【００６０】
図３に示したシミュレーション結果は、６４ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の複数ストリーム伝送を行なうケースに対しては、データ・シンボル部の位相エラーを完全に推定できたとしても、上式（３）に示したチャネル推定結果のエラーが与える影響は非常に大きいことを示している。チャネル推定を行なうＯＦＤＭシンボル間に高々１度の位相エラーが存在すると、ＭＬＤ受信特性のＭＭＳＥ受信特性に対するマージンを維持できなくなってしまう（すなわち、ＭＬＤ特性の優位性を保てない）ことが分かる。
【００６１】
図３に示したシミュレーションにおいてモデルとして用いた周波数オフセット量は、先頭プリアンブル部分で初期周波数オフセット補正を施した後のエラー成分（すなわち、残留周波数オフセット成分）の代表例である。したがって、受信特性の劣化を抑えるには、チャネル行列を用いた処理の事前に残留エラー成分（すなわち、上式（３）中のｅj(Δ)）をできる限り低く抑えこむ必要がある。
【００６２】
以下では、複数の受信アンテナを備えたＭＩＭＯ受信機においてチャネル情報更新ループを応用してチャネル推定精度を向上させる方法について説明する。
【００６３】
図４には、本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ受信機の構成を示している。図示の受信機１００のアンテナ本数（若しくは、受信ブランチ数）はＭであり、このＭは例えばＩＥＥＥ仕様準拠であれば最大４本である。以下で説明する受信機１００は、送信ブランチ毎のストリームがビーム・フォーミング送信されたパケットを受信するものとする。
【００６４】
チャネルを通して受信機１００の各受信ブランチに届いたデータは、それぞれの受信アンテナ・ブランチにおいて、まずＲＦ部１０１でアナログ処理が施される。ＲＦ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部１０１内では、低雑音アンプ（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）による増幅処理、ＲＦ周波数帯の受信信号のダウンコンバート、受信信号の電力がＡＤコンバータ１０２のダイナミック・レンジに収まるように正規化するＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動利得制御）、アナログ低域フィルタ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）による所望帯域以外の信号成分の除去などが行なわれる。
【００６５】
各受信ブランチでの受信信号は、ＡＤコンバータ（Ａｎａｌｏｇ  ｔｏ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＡＤＣ）１０２によりアナログ受信信号をディジタル信号に変換した後、ディジタル・フィルタ１０３に入力され、低域成分が除去される。
【００６６】
同期処理部１０４では、プリアンブルの前段で比較的短いトレーニング・シーケンス（Ｌ−ＳＴＳ）がバースト伝送される区間（後述）の自己相関処理によって粗い同期タイミングを検出するとともに、プリアンブルの後段で比較的長いトレーニング・シーケンス（Ｌ−ＬＴＳ）がバースト伝送される区間（Ｌ−ＬＴＦ）の相互相関処理によって詳細な同期タイミングを確定させる。
【００６７】
なお、同期処理部１０４内では、同期タイミングの検出に付随して、初期の周波数オフセット推定、ノイズ・レベル（若しくはＳＮＲ）推定、ＲＦ部１０１内のＡＧＣのゲイン・コントロールなどの処理が行なわれるものとする。例えば、Ｌ−ＬＴＦ区間でＬＴＳの繰り返し周期での自己相関を求めて、ＬＴＳの繰り返し周期毎の位相回転量を計測することによって、周波数オフセットを推定することができる。また、Ｌ−ＳＴＦ区間でパケット発見した後に、Ｌ−ＬＴＦ区間でＬＴＳの繰り返し周期で信号電力とノイズ電力を算出し、ＳＮＲを推定することができる。
【００６８】
受信ブランチ毎のＦＦＴ部１０５は、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去した後、時間軸上の受信信号に高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：ＦＦＴ）を施して、周波数軸信号に変換する。
【００６９】
波形等化部１０６は、ビーム・フォーミングされたＭＩＭＯ受信信号（パケットのデータ・シンボル部分）を波形等化する。具体的には、受信パケットのプリアンブル部分を用いて推定されるチャネル行列Ｈを基にアンテナ受信重み行列Ｗを計算し、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Ｗと行列乗算することで空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。
【００７０】
チャネル行列取得部１１０は、受信パケットのプリアンブルに含まれる既知情報シンボルを用いてチャネル行列Ｈを推定する。また、チャネル更新部１０９は、チャネル行列のフェージング変動成分に対するエラー成分を更新する。そして、チャネル行列補正部１１１は、チャネル行列取得部１１０並びにチャネル更新部１０９からそれぞれ供給されるチャネル行列Ｈold、Ｈnewを基に波形等化部１０６に供給すべきチャネル行列Ｈを決定する。本実施形態では、さらに、位相エラー推定部１１２が上記プリアンブル中の符号化送信された情報プリアンブルの復号結果を基に残留周波数オフセットなどに起因する位相エラー成分を推定し、波形等化部１０６ではこの位相エラー成分を基に、チャネル行列Ｈの各チャネル応答要素に対し残留周波数オフセット成分の追い込みをかけるようになっている。但し、チャネル行列推定処理の詳細については後述に譲る。
【００７１】
ここで、チャネル行列Ｈからアンテナ受信重みＷを計算する方法として、信号電力と２乗エラー（クロストーク電力と雑音電力の和）の比すなわちＳＮＲを最大化する論理に基づいてチャネル行列Ｈから受信重み行列Ｗを算出するＭＭＳＥ（ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）アルゴリズム、あるいは、考え得るすべての送信信号系列パターンとのマッチングにより最尤の送信系列を推定するＭＬＤ（Ｍａｘｉｍｕｍ  Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）アルゴリズムを用いることができる。但し、残留周波数オフセットに起因してチャネル行列Ｈに含まれる位相エラー成分を追い込まなければ、ＭＬＤの特性を発揮できないことを十分に理解されたい。
【００７２】
復号部１０７は、ＩＱ信号空間上の受信信号をデマップし、さらにデインタリーブして、所定のデータレートでデパンクチャすると、複数の受信ストリームを１本のストリームに合成して出力する。送信前の状態に再現されたデータ・ストリームは、図示しない上位層プロトコル処理部に渡されるが、データ処理自体は本発明の要旨に直接関連しないので、ここでは説明を省略する。
【００７３】
一方、変調部１０８は、符号化されたシンボル部の復号結果を改めて変調処理して、受信シンボルＹから送信シンボルＸのレプリカを生成して、チャネル更新部１０９に供給する。チャネル更新部１０９は、送信シンボルＸのレプリカを用いてチャネル行列を更新し、これをチャネル行列補正部１１１に供給する。
【００７４】
なお、ディジタル信号処理を行なう各ブロックは、図示しないタイムベース・コントローラ（ＴＢＣ）により制御されており、処理を開始すべき時刻や終了する時刻、又は、処理に伴い必要となるパラメータなどがＴＢＣから各ブロックに適時入力されるものとする。
【００７５】
図５には、図４に示した受信機が受信するパケット構造の一例として、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定されている、Ｍｉｘｅｄ  Ｆｏｒｍａｔを示している。
【００７６】
ヘッダ部は、短い既知情報シンボルＳＴＳ（Ｓｈｏｒｔ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）がバースト的に伝送されるＬ−ＳＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ  Ｓｈｏｒｔ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）と、長い既知情報シンボル（Ｌｏｎｇ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）がバースト的に伝送されるＬ−ＬＴＦ（Ｌｅｇａｃｙ  Ｌｏｎｇ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  Ｆｉｅｌｄ）と、伝送レートやデータ長などを記載したＬ−ＳＩＧ（Ｌｅｇａｃｙ  ＳＩＧＮＡＬ  Ｆｉｅｌｄ）を含み、さらに、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎに特有のフォーマット（以下では、「ＨＴフォーマット」とも呼ぶ）からなるプリアンブル（以下では、「ＨＴプリアンブル」とも呼ぶ）及びデータ部が続く。
【００７７】
プリアンブルの用途に関して特に規定していない。但し、一般的な受信機では、０．８マイクロ秒の４個のＳＴＳシンボルを用いて、受信機のゲイン設定やＤＣオフセットの補正を行ない、さらに残りの６個のＳＴＳシンボルを用いて周波数オフセットの推定と補正、パケットの検出、並びに粗タイミング検出を行なう
【００７８】
ＨＴプリアンブルは、ＨＴ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＴＦ、ＨＴ−ＬＴＦで構成される。ＨＴ−ＳＩＧには、ＰＨＹペイロード（ＰＳＤＵ：ＰＬＣＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｌａｙｅｒ  Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ  Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄａｔａ  Ｕｎｉｔ）で適用されている伝送モード（ＭＣＳ）やペイロードのデータ長などのＨＴフォーマットを解釈するために必要となる制御情報が記載される。また、ＨＴ−ＳＴＦは、ＭＩＭＯシステムにおけるＡＧＣ（自動利得制御）を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。また、ＨＴ−ＬＴＦは、受信機側で空間変調（マッピング）された入力信号毎にチャネル推定を行なってチャネル行列を算出するためのトレーニング・シンボルからなる。
【００７９】
なお、２本以上の伝送ブランチを使用するＭＩＭＯ通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。このため、送信機側では、各送信アンテナからＨＴ−ＬＴＦを時分割で送信するようになっている。したがって、空間ストリーム数に応じて１以上のＨＴ−ＬＴＦフィールドが付加されることになる。
【００８０】
図３に示したシミュレーション・モデルとして用いた周波数オフセット量は、先頭プリアンブルＬ−ＬＴＦでの初期の周波数オフセット補正を行なった後の残留周波数に起因するエラー成分の影響を表したものである。受信特性の劣化を抑えるには、チャネル行列Ｈを用いた処理を行なう前に、残留エラー成分ｅjθをで切る限り押さえ込む必要がある。
【００８１】
図４に示した受信機１００では、チャネル更新部１０９は、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ）アルゴリズムをベースにして、符号化されたシンボル部の復号結果を改めて変調処理して生成した送信シンボルＸのレプリカと、受信シンボルＹと、チャネル行列取得部１１０が取得したチャネル行列Ｈを用いて、下式（５）に従ってチャネル行列を更新する。但し、同式中のμは忘却係数である。また、行列に対する上付き文字Ｈは複素共役転置行列を示す。
【００８２】
【数６】
2010109835.tif 000008
【００８３】
チャネル更新部１０９は、送信シンボルＸのレプリカを用いて更新したチャネル行列Ｈnewをチャネル行列補正部１１１に渡す。そして、チャネル行列補正部１１１は、上式（５）に示す近似計算の下、変動成分を推定することで、チャネル行列のフェージング変動成分に対するエラー成分を更新することができる。
【００８４】
ＭＭＳＥなどの一般的なＭＩＭＯ受信アルゴリズムを用いる場合には、上記のようなチャネル行列のフェージング変動成分に対するエラー成分を更新するチャネル情報更新ループを用いた対策で十分な復号性能を得ることができる思料される。これに対し、ＭＬＤ受信アルゴリズムのように、大幅な特性改善が見込まれるＭＩＭＯ受信アルゴリズムを採用する場合には、残留周波数オフセットによる位相エラー成分がチャネル推定値に与える影響無視できないレベルの特性劣化として現れることが懸念される。
【００８５】
そこで、本実施形態に係る受信機１００では、以上のチャネル情報更新ループを用いるとともに、さらに残留オフセット成分の追い込みを行なうようにしている。具体的には、符号化されたシンボル部の復号部１０７による復号結果を、改めて変調部１０８で変調処理して送信シンボルＸのレプリカを生成すると、続いて位相エラー推定部１１２は、下式（６）に従って、隣り合うシンボル間の位相エラー成分Δθ［ｒａｄ］を推定する（但し、フェージングによるチャネル変動はシンボル長に比べて充分に小さいと仮定する）。そして、波形等化部１０６では、この位相エラー成分Δθを用いて、チャネル行列補正部１１１から供給されるチャネル行列の各チャネル行列要素に対して追い込みを行なう。
【００８６】
【数７】
2010109835.tif 000009
【００８７】
上式（７）において、Ｎは推定に用いるシンボル数、Ｍは受信機１００の受信ブランチ数、Ｙは受信信号、Δは周波数オフセット・エラーにより生じるシンボル間の位相エラー推定結果の重み付け平均値である。エラー・ベクトルの大きさに応じた重みづけ平均を行なう方法や、ベクトル平均ではなく、回転角度平均をとる方法なども適用できる。
【００８８】
図６には、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＭＦパケット（前述並びに図５を参照のこと）の場合において、ＳＩＧ部を用いて残留周波数オフセットを行なう仕組みを図解している。
【００８９】
送信機側からは、２本のアンテナから、Ｌ−ＬＴＦフィールドの２個の既知情報シンボルＬ１、Ｌ２が互いに直交するようにバースト的に送信され、続いて、Ｌ−ＳＩＧフィールドの１個の情報シンボルＳ０、並びに、Ｈ−ＳＩＧフィールドの２個のＳ１、Ｓ２が符号化送信され、さらにその後に、ＡＧＣ向上などに用いられる既知情報シンボルＨＴ−ＳＴＦ、チャネル行列算出用の既知情報シンボルＨＴ−ＬＴＦが送信される。
【００９０】
時間領域での初期の周波数オフセット推定はＬ−ＬＴＦで終了し、その後、Ｌ−ＳＩＧと２つのＨＴ−ＳＩＧの計３つの情報シンボルが符号化送信され、さらにその後にチャネル推定用の既知シーケンスＨＴ−ＬＴＦが到来する。隣り合うシンボル間で生じる位相エラーをΔとすると、初期の周波数オフセット補正を行なった後、チャネル推定を開始するまでの間に、受信シンボルには３Δの残留周波数オフセットが蓄積されてしまう。Ｌ−ＬＴＦを受信処理してからＨＴ−ＬＴＦが到来するのでの間、残留周波数オフセットを補正しないと、残留周波数オフセット３Δに相当する位相エラー成分を含んだチャネル行列Ｈ’’’を用いてＭＩＭＯ波形等化処理を行なうことになるので、復号特性を劣化させてしまう。
【００９１】
これに対し、２個の直交化された既知情報シンボルからなるＬ−ＬＴＦを用いてチャネルの推定結果を準備し、チャネル行列Ｈを使用する前に、符号化送信された情報シンボル部Ｌ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＩＧの復号結果の取得が間に合う場合は、ＨＴ−ＬＴＦの前に、パケット同期部１０４で（言い換えれば時間領域で）周波数オフセット補正を行なって、上式（３）中のＫを十分に小さく抑えることによって、チャネル推定精度を向上させることができる。（図示の例では、ＭＩＭＯ信号復号用すなわちチャネル推定用のシンボルであるＨＴ−ＬＴＦの処理が始まる前シンボルとして、Ｌ−ＳＩＧと２つのＨＴ−ＳＩＧの計３つの符号化送信された情報シンボル部が存在するので、上式（６）の推定に用いるシンボル数Ｎは３となる。）
【００９２】
そこで、本実施形態に係る受信機１００では、復号部１０７で符号化送信された情報シンボル部Ｌ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧの復号結果を取得する前に、チャネル行列取得部１１０が既知情報シンボルＬ−ＬＴＦを用いてチャネルの推定結果Ｈoldを準備して使用する必要がある場合には、符号化送信された情報シンボル部Ｌ−ＳＩＧ及びＨＴ−ＳＩＧの復号結果を復号部１０７で取得した後に、位相エラー推定部１１２が対象シンボル間で生じる位相エラーｅjθを推定し、波形等化部１０６では（フェージング変動成分に対するエラー成分を更新した後の）チャネル行列Ｈからこの位相エラーによる推定エラー成分を除去することで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐようにしている。
【００９３】
位相エラー推定部１１２により、上式（６）に示した手順で（Δ→Ｋ）が得られたら、これが波形等化部１０６に供給される。そして、波形等化部１０６では、下式（７）に従って、チャネル行列補正部１１１から渡されたチャネル行列Ｈ内の各チャネル応答要素ｈ０、ｈ１、ｈ２、ｈ３から位相エラーによるチャネル推定値のエラーを除去して、本来のチャネル応答要素ａ、ｂ、ｃ、ｄをそれぞれ導出する。但し、下式（７）中のＬは、第１、第２シンボル目のトレーニング情報（上式（３）中におけるｘ0とｘ1）の符号の相違である。
【００９４】
【数８】
2010109835.tif 000010
【００９５】
このようにして、位相エラーによる推定値のエラーを除去した、本来のチャネル行列のチャネル応答要素ｃを抽出することができる。ここで、Ｈは、本来のチャネル行列であり、Ｈαは位相エラー成分を含んだ状態で取得されたチャネル行列である。その他のチャネル応答要素ａ、ｂ、ｄについても同様にして、抽出することができる。
【００９６】
以上の手順に従って、符号化送信された情報シンボル部の復号結果を取得する前に、チャネル推定結果を準備し、使用する必要がある場合にも、符号化送信された情報シンボル部の復号結果の取得後に、チャネル推定値に含まれる周波数オフセットや推定エラー成分を除去することで、チャネル推定精度の劣化の蓄積を防ぐことができる。
【００９７】
以上は、送信機側で各送信アンテナからの既知情報シンボルＨＴ−ＬＴＦを直交化して複数個まとめて送信する場合における位相エラー成分の影響を除去する方法であり、本願の請求項５に相当する。すなわち、チャネル行列をチャネル応答要素に分離して使用する場合において、波形等化部１０６は、位相エラー推定部１１２が前記受信パケットのプリアンブル中の符号化送信された情報シンボルの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で隣り合う既知情報シンボルからの干渉成分を除去するものである。
【００９８】
なお、上式（７）は、送信アンテナ及び受信アンテナがともに２本の通信システムにおいて適用される式であるが、送信アンテナＮ本と受信アンテナＭ本に拡張された場合にも同様にして（但し、Ｎ、Ｍ派生の整数であり、Ｎ又はＭの少なくとも一方は３以上）、上式（７）を拡張し、送信シンボル間の位相エラーを順に補正していけばよい。図６に示したように、補正角ｅjθが蓄積される点に留意されたい。
【００９９】
続いて、送信機側から送信アンテナ毎に前記既知情報シンボルが時分割して送信する場合における位相エラー成分の影響を除去する方法について説明する。この場合、例えば波形等化部１０６内では、位相エラー推定部１１２が符号化送信された情報シンボルＬ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＩＧの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、同じ受信アンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルの位相エラー成分を除去することができる。この方法は、本願の請求項６に相当するが、下式（８）のように表すことができ、チャネル行列の補正も容易である。
【０１００】
【数９】
2010109835.tif 000011
【０１０１】
なお、上式（８）は、送信アンテナ及び受信アンテナがともに２本の通信システムにおいて適用される式であるが、送信アンテナＮ本と受信アンテナＭ本に拡張された場合にも同様にして、上式（８）を拡張し、送信シンボル間の位相ずれをチャネル行列の２行目以降から順に補正していけばよい。図６に示したように、補正角ｅjθが蓄積される点に留意されたい。
【０１０２】
続いて、送信機側から送信アンテナ毎に前記既知情報シンボルが周波数軸上の複数のサブキャリアに周波数分割して送信における位相エラー成分の影響を除去する方法について説明する。ＯＦＤＭなどの周波数多重伝送方式を用いた場合に限り、サブキャリア毎に対応した既知情報シンボルがそれぞれ何個目のシンボルで送られたかに依存する。この場合、位相エラー推定部１１２が符号化送信された情報シンボルＬ−ＳＩＧ、ＨＴ−ＳＩＧの復号結果を基に推定した位相エラーを用いて、例えば波形等化部１０６内で同じ受信アンテナで受信した信号間で、後続の既知情報シンボルに含まれるサブキャリアに対する位相エラー成分を除去することができる。この方法は、本願の請求項７に相当するが、下式（９）のように表すことができる。
【０１０３】
【数１０】
2010109835.tif 000012
【０１０４】
上式（９）において、ｉは情報シンボル中のサブキャリアの通し番号に相当する値であり、Ｘiは、ｉ番目のサブキャリアが、（何個目のシンボルで送られたか−１）の値を示す。（ここでのシンボルの定義は、受信ＦＦＴ処理を行なう区間を示すものとする。）
【０１０５】
なお、上式（９）は、送信アンテナ及び受信アンテナがともに２本からなり２本のストリームを伝送する通信システムに適用される式であるが、送信アンテナＮ本と受信アンテナＭ本に拡張された場合にも同様にして、上式（９）を拡張し、送信シンボル間の位相ずれを補正すればよい。図６に示したように、補正角ｅjθが蓄積される点に留意されたい。
【０１０６】
最後に、上式（３）に含まれるエラー成分を除去したシミュレーション結果を図７に示している。図示の結果より、周波数オフセットが与えるチャネル推定エラーを除去することで、受信パケットのデータ・シンボル部の復調に対する周波数エラーへの耐性が向上することを理解できよう。
【産業上の利用可能性】
【０１０７】
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。
【０１０８】
本明細書では、主にＩＥＥＥ８０２．１１の拡張規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅをベースとしたＭｏｂｉｌｅ  ＷｉＭａｘ（Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ  Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ  ｆｏｒ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ）、移動体向けの高速無線通信規格であるＩＥＥＥ８０２．２０、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯を使用する高速無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ａｒｅａ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、６０ＧＨｚ（ミリ波）帯の無線伝送を利用して非圧縮のＨＤ（Ｈｉｇｈ  Ｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎ）映像を伝送可能とするＷｉｒｅｌｅｓｓ  ＨＤ、第４世代（４Ｇ）携帯電話など、ＭＩＭＯ通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。
【０１０９】
要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】図１は、２×２の送受信アンテナで構成される無線通信システムにおいて、送信機が複数のアンテナから既知情報シンボルからなるトレーニング・シーケンスを空間多重して送信し、受信機側で分離してチャネル行列を生成する様子を示した図である。
【図２】図２は、チャネル行列Ｈ´の各要素に含まれるエラー成分を示した図である。
【図３】図３は、位相エラー成分に起因する特性劣化をシミュレーションした結果を示した図である。
【図４】図４は、本発明の一実施形態に係るＭＩＭＯ受信機の構成を示した図である。
【図５】図５は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎで規定されている、Ｍｉｘｅｄ  Ｆｏｒｍａｔのパケット構造を示した図である。
【図６】図６は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎのＭＦパケットの場合において、ＳＩＧ部を用いて残留周波数オフセットを行なう仕組みを説明するための図である。
【図７】図７は、上式（３）に含まれるエラー成分を除去したシミュレーション結果を示した図である。
【符号の説明】
【０１１１】
１００…受信機
１０１…ＲＦ部
１０２…ＡＤＣ
１０３…ディジタル・フィルタ
１０４…パケット同期部
１０５…ＦＦＴ部
１０６…波形等化部
１０７…復号部
１０８…変調部
１０９…チャネル更新部
１１０…チャネル行列取得部
１１１…チャネル行列補正部
１１２…位相エラー推定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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