(57)【要約】【課題】折り返し構造の帯域通過フィルタにおいて、帯域内群遅延時間偏差特性を向上させながら、減衰極を通過帯域に近づけ、通過帯域近傍に急峻な帯域外減衰特性を得ることのできる帯域通過フィルタを提供する。【解決手段】入力端子１７と出力端子１８との間の一続きの結合を飛び越して、隣り合う誘電体共振器３、６同士が結合されるように、隣り合う空胴間の遮蔽壁に形成された飛び越し結合窓１６と、飛び越し結合窓を介して設けられ、導線で構成される結合用プローブ１５Ａとを備える。【選択図】図５
2010226311.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
遮蔽壁で隔離された４個以上の空胴が折り返し構造で形成された導電性を有する外導体ケースと、
前記外導体ケースに設けられた入力端子および出力端子と、
前記空胴の内壁から隔離して、前記空胴の内部にそれぞれ配置された誘電体共振器と、
前記誘電体共振器同士が前記入力端子と前記出力端子との間で一続きに結合されるように、隣り合う前記空胴間の遮蔽壁に形成された結合窓と、
前記一続きの結合を飛び越して、隣り合う誘電体共振器同士が結合されるように、隣り合う前記空胴間の遮蔽壁に形成された飛び越し結合窓と、
前記飛び越し結合窓を介して設けられ、導線で構成される結合用プローブとを備え、
前記導線は、前記飛び越し結合窓を介して隣り合う各誘電体共振器の側面に近接して配置され、前記導線の両端部は、前記隣り合う各誘電体共振器が設けられている各空胴の内壁に固定される、帯域通過フィルタ。
【請求項２】
前記結合窓および前記飛び越し結合窓は、隣り合う前記空胴間の遮蔽壁に形成された切欠きによりそれぞれ構成される、請求項１に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項３】
前記導線の両端部は、半田付けによって前記各空胴の内壁に固定される、請求項１または２に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項４】
前記外導体ケースと密着固定される導体蓋をさらに備え、前記導体蓋には、前記各空胴に先端が入り込む共振周波数調整用ねじと、前記各結合窓に先端が入り込む結合量調整用ねじとが設けられている、請求項１、２または３に記載の帯域通過フィルタ。
【請求項５】
前記導体蓋は、前記外導体ケースに、ねじにより密着固定される、請求項４に記載の帯域通過フィルタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マイクロ波帯ミリ波帯で使用される通信装置に用いられる誘電体共振器を用いた帯域通過フィルタ、特に減衰特性が急峻で、かつ通過帯域における群遅延時間偏差特性が良好な帯域通過フィルタに関する。
【背景技術】
【０００２】
誘電体共振器を用いた帯域通過フィルタは、通過帯域内挿入損失が少なく、帯域外減衰を多くとれる帯域通過フィルタとして、近年、携帯電話基地局装置、テレビジョン中継装置等、各種無線通信装置のアンテナ端分波フィルタとして多く用いられてきた。
【０００３】
さらに、従来のアナログ通信装置は、通過帯域内挿入損失および通過帯域内リップルの低減が重要視されていたが、昨今の通信装置のディジタル化に伴い、通信装置の変調方式に位相変調方式が多く採用されている為、誘電体共振器を用いた帯域通過フィルタには、周波数通過特性の他に、通過帯域内の群遅延時間偏差特性の向上が要求されている。
【０００４】
図１は、従来の折り返し構造の６素子帯域通過フィルタの構成図である。図１において、（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケース１Ａの斜視図、（Ｂ）は導体蓋１Ｂの斜視図、（Ｃ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケース１Ａの平面図である。
【０００５】
この帯域通過フィルタは、２列に配列された６個のＴＥ０１モード誘電体共振器２〜７を有している。誘電体共振器５、６、７の配置は、誘電体共振器２、３、４の配置に対し、折り返した構造となっている。
【０００６】
各誘電体共振器は、外導体ケース１Ａ内に加工された、各々の空胴に装着されている。１番目、６番目の誘電体共振器２、７が備え付けられた空胴には、入力結合用プローブ８および出力結合用プローブ９が配置されている。各空胴には、入力から出力に至る一続きの方向において隣り合う空胴間の壁（遮蔽壁）に結合窓１０〜１４が各々切欠き加工されている。
【０００７】
誘電体共振器４では、入力用の結合窓１１と出力用の結合窓１２との配置は９０度ずれている。また、誘電体共振器５では、入力用の結合窓１２と出力用の結合窓１３との配置は９０度ずれている。
【０００８】
入力コネクタ（または入力端子）１７より入力された電気信号は、入力結合用プローブ８を介し、誘電体共振器２へ伝達される。誘電体共振器２へ伝達された入力信号は、誘電体共振器２の形状にて決定される周波数（共振周波数ｆ０）付近の周波数の信号のみ、結合窓１０を介して誘電体共振器３へ伝達される。誘電体共振器３に伝達された入力信号は、同様に誘電体共振器３の形状により決定される信号周波数（共振周波数ｆ０）付近の信号周波数のみ、結合窓１１を介して誘電体共振器４へ伝達される。
【０００９】
各々順次伝達された入力信号は、最終的に誘電体共振器７に到達し、入力信号の伝達時とは逆に、出力結合用プローブ９へ伝達され、出力コネクタ（または出力端子）１８を介して、後段の装置へ伝達される。
【００１０】
各誘電体共振器２〜７は、外導体ケース１Ａと導体蓋１Ｂとにより電磁界的に覆い被され、電磁界が結合窓以外に漏れないように、導体蓋１Ｂは外導体ケース１Ａに、機械的固定ねじ２１により堅固に固定される構造となっている。
【００１１】
導体蓋１Ｂには、さらに、各共振器２〜７の共振周波数調整用ねじ２２および結合窓１０〜１４の結合量調整用ねじ２３が配置されており、調整用ねじ２２、２３の先端が、外導体ケース１Ａ内部の空胴および結合窓にそれぞれ入り込むことにより、電磁界を制御し、微小な調整ができるようになっている。
【００１２】
調整用ねじ２２、２３を調整することで、所望の共振周波数および結合量を得ることにより、所望の周波数帯域の信号を通過させ、それ以外の信号を減衰させる帯域通過フィルタを構成できる。
【００１３】
今日、誘電体共振器の共振インピーダンスが１０Ωの場合、多くの通信装置に用いられる高周波フィルタは、通過帯域平坦度を重視する為、通過帯域平坦特性型を用いることが多い。また、通信装置が使用する周波数の高密度化により、隣接チャンネル弁別度の要求は高くなってきている。これらの要求を満足する為、帯域外に減衰極を作る飛び越し結合型フィルタ設計技術がある。
【００１４】
図２は、図１の帯域通過フィルタに飛び越し結合型フィルタ設計技術を用いた、帯域通過フィルタの構成図である。図２において、（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケース１Ａの斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【００１５】
２番目の誘電体共振器３が設けられた空洞と、５番目の誘電体共振器６が設けられた空洞との間の遮蔽壁に、貫通穴が設けられており、飛び越し結合用プローブ１５Ｂが貫通穴に固定されている。
【００１６】
飛び越し結合用プローブ１５Ｂは、例えば外導体と内導体を有するセミリジットケーブルを、中央部分に外導体を残し、両側部分の外導体を剥がし内導体を露出させたものである。結合用プローブ１５Ｂは貫通穴に挿入され、外導体が貫通穴の内壁に半田等で固定されている。両側の内導体は誘電体共振器２、６の各々の側面を這うように配置され、両端は解放されている。この結合用プローブ１５Ｂによって、各誘電体共振器のメインの結合窓１０〜１４とは別に、飛び越して信号電力を伝達する構造となっている。
【００１７】
図３は、図２に示した従来の帯域通過フィルタの集中定数等価回路を示す図である。集中定数等価回路は、最も一般的に使用されている帯域通過フィルタの計算モデルである。図３において、図２の結合用プローブ１５Ｂに相当する容量素子１１５は、２番目の共振器３と５番目の共振器６とを飛び越し結合させている。
【００１８】
図２に示す誘電体共振器２〜７を、各々、１／４λショートスタブ１０４〜１０９（１０７）で等価的に表している。１／４λショートスタブは、線路長Ｌｒｅｓが誘電体共振器の共振周波数ｆ０における１／４波長を表し、その特性インピーダンスが誘電体共振器の共振インピーダンスＺｒｅｓを表している。抵抗素子１１７は、各誘電体共振器のＱを等価的に表現する抵抗値Ｒｒｅｓを表している。
【００１９】
集中定数素子１０１、誘導素子１０２、１０３は、信号入力部での入力結合用プローブ８を、等価的に表している。
【００２０】
集中定数素子１１０〜１１４は、共振器間の結合をする結合窓１０〜１４を、各々ジャイレータで等価的に表している。その線路長Ｌｊは、誘電体共振器の線路長Ｌｒｅｓと同一であり、その特性インピーダンスはジャイレータインピーダンスと呼ばれ、Ｚｊで表す。
【００２１】
容量素子１１５は、結合用プローブ１５Ｂの作用を等価的に表現している。
【００２２】
誘導素子１１８、１１９、集中定数素子１２０は、信号出力部での出力結合用プローブ９を表している。
【００２３】
誘電体共振器の共振インピーダンスＺｒｅｓとジャイレータインピーダンスＺｊとの比率で、各誘電体共振器間の結合量を表すことができる。また、各誘電体共振器間の結合量を適正化することで、通過帯域平坦特性（ＢｕｔｔｅｒＷｏｒｔｈ特性）、通過帯域等リップル特性（Ｃｈｅｂｙｓｈｅｆｆ特性）等のフィルタ特性を実現できる。
【００２４】
図４は、図２および図３に示した共振インピーダンスＺｒｅｓが１０Ωの誘電体共振器を有する帯域通過フィルタにおいて、容量素子１１５の容量値Ｃ_ｃｐｌを変化させた場合の周波数特性を示す。（Ａ）は周波数通過特性を、（Ｂ）は通過帯域を拡大して示す周波数通過特性を、（Ｃ）は周波数群遅延時間特性を示す。
【００２５】
図４（Ａ）に示すように、容量値Ｃ_ｃｐｌが０．０００３ｐＦの場合に±５０ＭＨｚ付近に、０．０００５ｐＦの場合に±４０ＭＨｚ付近に、０．０００７ｐＦの場合に±３０ＭＨｚ付近に減衰極が得られ、減衰特性を向上させていることが解る。また、図４（Ｂ）からも解るように、容量値Ｃ_ｃｐｌが変化しても、通過帯域は平坦であり安定している。
【００２６】
このように、飛び越し結合方式は、帯域内特性はそのままで帯域外減衰特性のみを向上させるという非常に有効な設計手段である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
飛び越し結合方式を用いた帯域通過フィルタでは、図４（Ｃ）に示すように、帯域外減衰極が通過帯域に近い程、帯域内の群遅延時間偏差は悪化していることが解る。
【００２８】
前述したように、近年、通信装置のディジタル化に伴い、位相変調方式が多く採用されている中、高周波フィルタは狭通過帯域幅、高隣接チャンネル減衰量、帯域内低群遅延時間偏差の要求が高くなってきている。
【００２９】
本発明の目的は、折り返し構造の帯域通過フィルタにおいて、帯域外減衰量を向上させる飛び越し結合をさらに改良し、帯域内群遅延時間偏差特性を向上させながら、減衰極を通過帯域に近づけ、通過帯域近傍に急峻な帯域外減衰特性を得ることができる帯域通過フィルタを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３０】
本発明は、結合窓による電磁界結合と、プローブによる電界結合とを同時に用いることにより、優れた帯域外減衰特性とともに帯域内群遅延時間偏差特性を得るようにしたものである。
【００３１】
このため本発明の帯域通過フィルタは、遮蔽壁で隔離された４個以上の空胴が折り返し構造で形成された導電性を有する外導体ケースと、外導体ケースに設けられた入力端子および出力端子と、空胴の内壁から隔離して、空胴の内部にそれぞれ配置された誘電体共振器と、誘電体共振器同士が入力端子と出力端子との間で一続きに結合されるように、隣り合う空胴間の遮蔽壁に形成された結合窓と、一続きの結合を飛び越して、隣り合う誘電体共振器同士が結合されるように、隣り合う空胴間の遮蔽壁に形成された飛び越し結合窓と、飛び越し結合窓を介して設けられ、導線で構成される結合用プローブとを備え、導線は、飛び越し結合窓を介して隣り合う各誘電体共振器の側面に近接して配置され、導線の両端部は、隣り合う各誘電体共振器が設けられている各空胴の内壁に固定されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、飛び越し結合窓と前記結合用プローブとによって、帯域外減衰特性を維持しながら、通過帯域内の良好な群遅延時間偏差特性を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】従来の折り返し構造の６素子帯域通過フィルタの構成図であり、（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケースの斜視図、（Ｂ）は導体蓋の斜視図、（Ｃ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケースの平面図である。
【図２】図１の帯域通過フィルタに飛び越し結合型フィルタ設計技術を用いた、帯域通過フィルタの構成図であり、（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケースの斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図３】図２に示した従来の帯域通過フィルタの集中定数等価回路を示す図である。
【図４】図２および図３に示した共振インピーダンスＺｒｅｓが１０Ωの誘電体共振器を有する帯域通過フィルタにおいて、容量結合素子の容量値Ｃ_ｃｐｌを変化させた場合の周波数特性を示す図であり、（Ａ）は周波数通過特性を、（Ｂ）は通過帯域を拡大して示す周波数通過特性を、（Ｃ）は周波数群遅延時間特性を示す。
【図５】本発明の一実施例である６素子帯域通過フィルタの構成図であり、（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケースの斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図６】飛び越し結合窓に設けられた結合用プローブを示す図である。
【図７】外導体ケースと導体蓋とを示す図である。
【図８】図５の帯域通過フィルタの集中定数等価回路図を示す図である。
【図９】ジャイレータのみで飛び越し結合させた帯域通過フィルタの構造を示す図であり、（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケースの斜視図、（Ｂ）は平面図である。
【図１０】図９の帯域通過フィルタの集中定数等価回路図である。
【図１１】飛び越し結合窓を介したＴＥ０１モード誘電体共振器の電磁界結合の状態を示す図である。
【図１２】ジャイレータ１１６の特性インピーダンスＺｊ_ｃｐｌを、１ＭΩ、１００ｋΩ、５０ｋΩ、３０ｋΩと変化させた場合の周波数特性を示す図であり、（Ａ）は周波数通過特性を、（Ｂ）は通過帯域を拡大して示す周波数通過特性を、（Ｃ）は周波数群遅延時間特性を示す。
【図１３】図７の帯域通過フィルタの周波数特性を示す図であり、（Ａ）は周波数通過特性図、（Ｂ）は周波数群遅延時間特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
図５〜図７は、本発明における帯域通過フィルタの実施例を示す図である。
【００３５】
本実施例の帯域通過フィルタは、図２に示した従来の帯域通過フィルタとは、飛び越し結合窓に設ける点と、この結合窓を貫通する結合用プローブの取り付け方法および構造が異なる。その他の構造は図２に示した帯域通過フィルタと同じであり、したがって図２の構成要素と同じ構成要素には同一の参照番号を付して示す。
【００３６】
図５は、本実施例の６素子帯域通過フィルタの構成図である。図５において、（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケース１Ａの斜視図、（Ｂ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケース１Ａの平面図である。
【００３７】
この帯域通過フィルタは、２列に配列された６個のＴＥ０１モード誘電体共振器２〜７を有している。誘電体共振器５、６、７の配置は、誘電体共振器２、３、４の配置に対し、折り返した構造となっている。
【００３８】
各誘電体共振器は、外導体ケース１Ａ内に加工された、各々の空胴に装着されている。隣り合う誘電体共振器が設けられている空胴間の遮蔽壁に結合窓１０〜１４が各々切欠き加工されている。誘電体共振器４では、入力用の結合窓１１と出力用の結合窓１２との配置は９０度ずれている。また、誘電体共振器５では、入力用の結合窓１２と出力用の結合窓１３との配置は９０度ずれている。
【００３９】
１番目、６番目の誘電体共振器２、７が備え付けられた空胴には、入出結合用プローブ８および出力結合用プローブ９が配置されている。
【００４０】
２番目の誘電体共振器３が設けられている空胴と、５番目の誘電体共振器６が設けられている空胴との間を遮蔽する遮蔽壁に切欠き（飛び越し結合窓）１６を作り、この飛び越し結合窓を貫通して結合用プローブ１５Ａを設ける。結合用プローブ１５Ａは、導電材料よりなる導線で構成される。
【００４１】
図６に示すように、結合用プローブ１５Ａは、飛び越し結合窓１６を跨ぎ、その両側部分は、それぞれ、誘電体共振器３、６の側面を通り、その両端は、誘電体共振器３、６を囲む空胴の内壁に半田付けされる。結合用プローブ１５Ａの配置を調整することによって、飛び越し結合容量を変更することができる。
【００４２】
なお、結合用プローブ１５Ａの両端は、外導体の側面または底面に直接固定される為、図２の従来の結合用プローブ１５Ｂのようにセミリジッド型のプローブではなく、剥き出しの導線でよいという利点がある。
【００４３】
入力コネクタ１７より入力された電気信号は、入力結合用プローブ８を介し、誘電体共振器２へ伝達される。誘電体共振器２へ伝達された入力信号は、誘電体共振器２の形状にて決定される周波数（共振周波数ｆ０）付近の周波数の信号のみ、結合窓１０を介して誘電体共振器３へ伝達される。誘電体共振器３に伝達された入力信号は、同様に誘電体共振器３の形状により決定される信号周波数（共振周波数ｆ０）付近の信号周波数のみ、結合窓１１を介して誘電体共振器４へ伝達される。
【００４４】
各々順次伝達された入力信号は、最終的に誘電体共振器７に到達し、入力信号の伝達時とは逆に、出力結合用プローブ９へ伝達され、出力コネクタ１８を介して、後段の装置へ伝達される。
【００４５】
なお、各誘電体共振器のメインの結合窓１０〜１４とは別に、飛び越し結合窓１６および結合用プローブ１５Ａによって、飛び越して信号電力を伝達する構造となっている。
【００４６】
各々の誘電体共振器２〜７は、図７に示すように、外導体ケース１Ａと導体蓋１Ｂにより電磁界的に覆い被され、電磁界が結合窓以外に漏れないように、導体蓋１Ｂは外導体ケース１Ａに、機械的固定ねじ２１により堅固に固定される構造となっている。
【００４７】
導体蓋１Ｂには、各共振器２〜７の共振周波数調整用ねじ２２および結合窓１０〜１４の結合量調整用ねじ２３が配置されており、ねじの先端がケース内部の誘電体共振器の配置された空胴および結合窓にそれぞれ入り込むことにより、電磁界を制御し、微小な調整ができるようになっている。
【００４８】
調整用ねじ２２、２３を調整することで、所望の共振周波数および結合量を得ることにより、所望の周波数帯域の信号を通過させ、それ以外の信号を減衰させる帯域通過フィルタを構成する。
【００４９】
図８は、本実施例の帯域通過フィルタの集中定数等価回路図を示す。容量素子１１５は、２番目の誘電体共振器３と５番目の誘電体共振器６とを結合させる結合用プローブ１５Ａを等価的に示す。集中定数素子１１６は、本発明の要素である飛び越し結合窓１６を等価的に示す。集中定数素子１１６は、ジャイレータであり、前述した図３の集中定数素子１１０〜１１４（結合窓）と全く同じ性質で同じ動作をするものである。
【００５０】
誘電体共振器をジャイレータにて飛び越し結合させた場合の帯域通過特性の振る舞いについて説明する。
【００５１】
図９は、ジャイレータのみで飛び越し結合させた帯域通過フィルタ構造を示す。（Ａ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケース１Ａの斜視図、（Ｂ）は誘電体共振器が設けられた外導体ケース１Ａの平面図である。
【００５２】
２番目の誘電体共振器３と５番目の誘電体共振器６との間を遮蔽する遮蔽壁に切欠き（飛び越し結合窓）１６が設けられている。すなわち、図５に示した帯域通過フィルタにおいて、結合用プローブ１５Ａを設けていない構造である。図１０は、図９の帯域通過フィルタの集中定数等価回路図である。
【００５３】
飛び越し結合窓１６が、誘電体共振器３と誘電体共振器５との間を、図１１示すようにＴＥ０１モードで電磁界結合する。飛び越し結合窓１６が誘電体共振器間を電磁界結合し、フィルタ理論のジャイレータとして動作することは、刊行物「回路網の構成」（川上正光著  現代エレクトロニクス選書  共立出版株式会社刊）、「伝送回路」（佐藤利三郎著  電気通信学会編  コロナ社）等に示されている。
【００５４】
図１２は、図１０のジャイレータ１１６のインピーダンスＺｊ_ｃｐｌを、１ＭΩ、１００ｋΩ、５０ｋΩ、３０ｋΩと変化させた場合の周波数特性を示す図である。（Ａ）は周波数通過特性、（Ｂ）は通過帯域を拡大して示す周波数通過特性、（Ｃ）は周波数群遅延時間特性をそれぞれ示す。
【００５５】
図１２（Ａ）において、グラフ（ａ）はジャイレータインピーダンスＺｊ_ｃｐｌ＝１ＭΩのときの周波数特性図である。この値は他の誘電体共振器間の結合に用いられているジャイレータ１１０、１１１、１１２、１１３、１１４のジャイレータインピーダンスＺｊに対し、ほぼ無限大と考えてよく、ジャイレータ１１６による飛び越し結合が全く無い状況とほぼ同等である。このとき、図１２（Ａ）のグラフ（ａ）から解るように、通過帯域内挿入損失および通過帯域外減衰量は理想的な周波数特性が得られていることが解る。
【００５６】
ジャイレータ１１６のインピーダンスＺｊ_ｃｐｌを徐々に小さくする、すなわち１００ｋΩ、５０ｋΩ、３０ｋΩと変化させていくと、グラフ（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の様に通過帯域外減衰量は大幅に悪くなっていく。このことは、ジャイレータ１１６による飛び越し結合が少しでもあると、本来、誘電体共振器が６素子の帯域通過フィルタにて得られる減衰特性が得られなくなることを示している。
【００５７】
しかし、図１２（Ｂ）において、ジャイレータ１１６のインピーダンスＺｊ_ｃｐｌが変化しても、通過帯域内挿入損失平坦度はほぼ同じであることが解る。
【００５８】
一般に、共振器型の帯域通過フィルタの基本設計は、必要な減衰勾配を求めて、それより共振器の段数（素子数）を求めることから始める。この場合、飛び越し結合を如何に無くすかが設計のキーポイントであり、図９に示す構造の帯域通過フィルタにおいても、ケース１Ａと導体蓋１Ｂとが完全に密着せず、隙間が存在すると、隙間を介して飛び越し結合が形成され、理想的な帯域通過フィルタ特性は得られないという状況があった。
【００５９】
このため、ケース１Ａと導体蓋１Ｂとの密着を実現するため、導体蓋材料や固定方法などを改良することによって、理想的なフィルタ特性に近い帯域通過特性を実現してきた。
【００６０】
つまり、飛び越し結合は帯域通過フィルタの基本特性を悪くする要因のみとして、考えられてきた。しかし、その一方で通過帯域内の群遅延時間偏差特性に着目し、その特性を調べてみると、帯域外減衰量は悪くなるが、帯域内群遅延偏差特性については良くなっていることが解る。
【００６１】
図１２（Ｃ）は、図９の飛び越し結合窓１６のみを設けた帯域通過フィルタにおいて、前述のジャイレータインピーダンスＺｊを１ＭΩ、１００ｋΩ、５０ｋΩ、３０ｋΩと可変させた場合の周波数帯域通過特性を示す図であり、群遅延時間偏差は通過帯域を３０ＭＨｚとすると、Ｚｊ＝１ＭΩの場合、１０ｎｓｅｃ程度と、Ｚｊ＝３０ＫΩの場合、２ｎｓｅｃ〜３ｎｓｅｃと大幅に向上していることが解る。
【００６２】
本発明は、上記のジャイレータによる飛び越し結合（電磁界結合）と、結合用プローブによる電界結合とを同時に用いることにより、優れた帯域外減衰特性とともに帯域内群遅延時間偏差特性が得られるという認識に基づいてなしたものである。
【００６３】
このような認識に基づいた図５〜図７に示した本実施例の帯域通過フィルタの集中定数等価回路図（図８）は、従来例で示した等価回路図（図３）と、ジャイレータによる飛び越し結合を示した等価回路図（図１０）とが合成された形となっていることが解るであろう。
【００６４】
図１３は、中心周波数ｆ０＝６．６ＧＨｚ、設定通過帯域幅＝４２ＭＨｚの本実施例の帯域通過フィルタの周波数特性図（等価回路周波数特性図）を示す。（Ａ）は周波数通過特性図、（Ｂ）は周波数群遅延時間特性図である。従来と比較するために、中心周波数ｆ０＝６．６ＧＨｚ、設定通過帯域幅＝４１ＭＨｚの図３の従来の帯域通過フィルタの等価回路における周波数特性をも示す。
【００６５】
各特性図において、グラフ（ａ）は、図３の等価回路において、容量素子１１５の容量値（Ｃ_ｃｐｌ）を、０．０００４５ｐＦ、集中定数素子１０１、１２０の容量値（Ｃ_ｉ/ｏ）を１０ｐＦとした場合を示している。グラフ（ｂ）は、図８の本実施例の等価回路において、容量素子１１５の容量値（Ｃ_ｃｐｌ）を、０．００３８６ｐＦ、集中定数素子１０１、１２０の容量値（Ｃ_ｉ/ｏ）を１．４４ｐＦ、集中定数素子１１６のジャイレータインピーダンス（Ｚｊ_ｃｐｌ）を１０ｋΩとした場合を、それぞれ示している。
【００６６】
飛び越し結合構造を、図８に示す等価回路で表現したが、この回路では通過帯域幅が狭まってしまう現象が起こるため、上記のようにグラフ（ｂ）の素子値設定通過帯域幅（ＢＷ）を４２ＭＨｚとし、グラフ（ａ）の素子値設定通過帯域幅（ＢＷ）を４１ＭＨｚとした。
【００６７】
図１３（Ａ）のグラフ（ａ）から、図３の従来の帯域通過フィルタの等価回路において、容量素子１１５の容量値（Ｃ_ｃｐｌ）は、０．０００４５ｐＦにおいてｆ０±５０ＭＨｚに減衰極が形成されることが解る。
【００６８】
一方、図１３（Ａ）のグラフ（ｂ）から、図８の等価回路構成において、ｆ０±５０ＭＨｚに減衰極を設ける為には、容量素子１１５の容量値（Ｃ_ｃｐｌ）を０．００３８６ｐＦに設定すれば実現できることが解る。
【００６９】
表１は、上記の実施例と従来例との等価回路素子の値を示す。
【表１】
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図１３（Ａ）に示すように、グラフ（ａ）で示される従来の帯域通過フィルタに対し、グラフ（ｂ）で示される本実施例の帯域通過フィルタは、帯域外減衰量は減衰極の影響でほぼ同等の特性が得られていることが解る。
【００７０】
一方、図１３（Ｂ）の周波数群遅延時間特性図において、±５ＭＨｚの通過帯域内での郡遅延時間偏差は、グラフ（ａ）が５ｎｓｅｃ程度あるのに対し、グラフ（ｂ）は１ｎｓｅｃ程度と大幅に改善されていることが解る。
【００７１】
したがって、上記の様に本実施例の帯域通過フィルタを構成することにより、帯域外減衰特性を維持しながら、通過群遅延時間偏差特性を向上させることができる。
【００７２】
なお、本実施例では、６個の誘電体共振器を用いた帯域通過フィルタの例を説明したが、折り返し構造を実現できる４個以上の誘電体共振器を備えるものであれば、誘電体共振器の数（段数）を変えても同様の効果が得られる。
【産業上の利用可能性】
【００７３】
本発明の帯域通過フィルタは、マイクロ波帯ミリ波帯で使用される通信装置、例えば携帯電話基地局装置、テレビジョン中継装置等に利用できる。
【符号の説明】
【００７４】
１Ａ  外導体ケース
１Ｂ  導体蓋
２〜７  誘電体共振器
８  入力結合用プローブ
９  出力結合用プローブ
１０〜１４  結合窓
１５Ａ  結合用プローブ
１５Ｂ  結合用プローブ
１６  飛び越し結合窓
１７  入力コネクタ（または入力端子）
１８  出力コネクタ（または出力端子）
１０１、１２０  集中定数素子
１０２、１０３  誘導素子
１０４〜１０９  ショートスタブ
１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１６  ジャイレータ（または集中定数素子）
１１５  容量素子
１１７  抵抗素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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