(57)【要約】【課題】デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度を高める。【解決手段】デジタル変調処理部２０は、パターン発生部２４から供給される周期的な信号列に基づいて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対してデジタル変調処理を施して連続波を発生する。送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６は、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置を焦点とするように超音波ビームを形成する。デジタル変調処理部２０から出力される連続波は、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑにおいて遅延処理され、参照信号として受信ミキサ３０の各ミキサに供給される。遅延回路２６Ｉ，２６Ｑは、連続波に対して、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施す。これにより、ドプラ情報解析部４４において、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。【選択図】図１
2010075289.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、
復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有し、
生体内の目標位置に応じて超音波ビームの焦点を設定して超音波ビームを形成し、且つ、当該目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、当該目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
生体内の目標位置に応じた遅延処理により、前記相関関係を調整して、目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関を強める、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項２に記載の超音波診断装置において、
目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
生体内の深さ方向に沿って診断領域を複数の受信領域に分割し、各受信領域ごとにその受信領域に含まれる目標位置に応じて受信ビームの焦点を設定して受信ビームを形成し、
各受信領域に対応した受信ビームを介して複数の受信領域から並行的に生体内情報を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項１から３のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
生体内の目標位置を移動させ、その目標位置の移動に追従するように焦点を移動させて超音波ビームを形成し、且つ、その目標位置の移動に追従するように前記相関関係を調整して復調処理を施すことにより、目標位置を移動させつつ目標位置からの生体内情報を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させた連続波の送信信号を出力する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００６−１４９１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度を高めることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、生体内の目標位置に応じて超音波ビームの焦点を設定して超音波ビームを形成し、且つ、当該目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、当該目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、ことを特徴とする。
【０００９】
上記態様では、参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施しているため、参照信号との相関が比較的大きい信号成分を含んだ復調信号を得ることができる。そして、その復調処理にあたり、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係が調整され、例えば、参照信号との相関が比較的大きい信号成分として目標位置からの受信信号を抽出することができる。さらに、生体内の目標位置に応じて、例えばその目標位置を焦点として超音波ビームが形成されるため、目標位置から抽出される受信信号に関する抽出の精度を高めることができる。
【００１０】
なお、上記態様において、参照信号と送信信号は、完全に等しい波形であることが望ましい。但し、参照信号と送信信号は、実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係でもよい。
【００１１】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の目標位置に応じた遅延処理により、前記相関関係を調整して、目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関を強める、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の深さ方向に沿って診断領域を複数の受信領域に分割し、各受信領域ごとにその受信領域に含まれる目標位置に応じて受信ビームの焦点を設定して受信ビームを形成し、各受信領域に対応した受信ビームを介して複数の受信領域から並行的に生体内情報を抽出する、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の目標位置を移動させ、その目標位置の移動に追従するように焦点を移動させて超音波ビームを形成し、且つ、その目標位置の移動に追従するように前記相関関係を調整して復調処理を施すことにより、目標位置を移動させつつ目標位置からの生体内情報を抽出する、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより位相を変化させた連続波の送信信号を出力することを特徴とする。
【００１６】
望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた周波数シフトキーイングにより周波数を変化させた連続波の送信信号を出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明により、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度が高められる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明の好適な実施形態を説明する。
【００１９】
図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。本実施形態において利用される連続波は、デジタル変調された連続波であり、デジタル変調処理部２０によって形成される。
【００２０】
デジタル変調処理部２０は、パターン発生部２４から供給される周期的な信号列に基づいて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対してデジタル変調処理を施して連続波を発生する。デジタル変調処理部２０における変調処理としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）などが好適である。デジタル変調処理部２０において形成される連続波の波形等については後に詳述する。デジタル変調処理部２０は、デジタル変調された連続波を送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４へ出力する。
【００２１】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、デジタル変調された連続波が入力される。送信ビームフォーマ１４は、その連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうしてデジタル変調された連続波による送信ビームが形成される。
【００２２】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。
【００２３】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２４】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、デジタル変調された連続波（送信信号）に基づいて生成される。つまり、デジタル変調処理部２０から出力される連続波が遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２に供給され、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４に供給される。
【００２５】
遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、各々、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された連続波）が出力される。
【００２６】
なお、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２７】
後に詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３６，３８において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。
【００２８】
ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００２９】
ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２６Ｉ，２６Ｑによって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と目標位置からのドプラ情報の抽出との関連については、後に詳述する。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３０】
表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さと速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３１】
以上、概説したように、本実施形態では、デジタル変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からの生体内情報としてドプラ情報を選択的に抽出する。デジタル変調処理部２０における変調方式としては、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）や周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）が好適である。そこで、まず、ＰＳＫにより目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。
【００３２】
図２は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図２（Ａ）には、ＲＦ波発振器（図１の符号２２）から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図２（Ｂ）には、パターン発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。パターン発生部は、例えば図２（Ｂ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。
【００３３】
図２（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器として機能するデジタル変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。デジタル変調処理部は、図２（Ａ）のＲＦ信号に対して、図２（Ｂ）の２値符号に基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。デジタル変調処理部は、２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ信号の位相をそのままとし、２値符号が「−１」のビット期間においてＲＦ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図２（Ｃ）の送信信号を形成する。こうして、例えば図２（Ｃ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。
【００３４】
図３は、送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。図３（Ａ）には、ＰＳＫ変調器として機能するデジタル変調処理部において形成される送信信号、つまりＰＳＫ変調された連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ０は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の繰り返し周波数ｆｐである。また、周波数ｆ０を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ０からヌル点までの周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。
【００３５】
図３（Ｂ）には、受信信号の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図３（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図３（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。
【００３６】
本実施形態では、デジタル変調処理部（図１の符号２０）において形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。後に詳述するが、このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。
【００３７】
図３（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図３（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図３（Ｃ）の復調信号となる。
【００３８】
図３（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ０の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、これらの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ回路（図１の符号４０，４２）においては、図３（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ０の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。そして、ドプラ情報解析部（図１の符号４４）において、図３（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。
【００３９】
図４は、本実施形態における位置選択性を説明するための図である。受信信号と参照信号の相関の鋭さは、パターン発生部（図１の符号２４）において形成される周期的な信号列のシーケンスに依存する。相関性を鋭くするためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例として、ｎ＝３のＰＮ符号を用いた場合の位置選択性について、図４を用いて説明する。
【００４０】
ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２３―１）ビットである。このシーケンスが際限なく繰り返すので、この擬似ランダムパターンは繰り返し周期の逆数の線スペクトラムを持っている。この信号を用いて周波数ｆ０の搬送波に０−πの２相のＰＳＫ変調をかけると、その時間波形は、先に説明した図２（Ｃ）のようになる。
【００４１】
受信信号は、送信信号が目標の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、例えば図４の受信信号の波形が得られる。送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ１〜φ６まで変化させて受信信号と乗算した結果（乗算器出力）が図４に示されている。
【００４２】
図４から、参照信号と受信信号の位相が一致したφ３の場合に、乗算器出力（ミキサ出力）の直流成分が最大になる。また、交流成分としては、搬送波およびその高調波成分のみとなるのも、参照信号と受信信号の位相が一致した場合の特徴である。この信号の周波数スペクトラムは、図３（Ｃ）に示したとおりである。また、図４から、位相がφ３以外の場合には、乗算器出力として正と負の電圧がランダムに発生するので、これらの平均電圧は非常に小さくなる。
【００４３】
図５は、乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。図５には、参照信号の位相と乗算器出力との対応関係が示されている。図５においては、ＰＮパターンの繰り返し周期ごとに合計値のピークが出現し、ピーク以外の位相では、電圧（合計値）は極端に小さくなっている。この例におけるＰＮパターンの長さは７ビットであり、約３周期分すなわち２０ビットの合計である“２０”が最大値となっている。一方、ピーク以外の位相では、合計は−２または−４であり、“２０”に比べて極端に小さい。
【００４４】
このように、目標位置からの受信信号に対応するように参照信号の位相を調整することにより、その目標の深さからの反射波電力とドプラ情報を選択的に検出する位置選択性が実現される。
【００４５】
さらに、本実施形態において、システム制御部５０は、送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６を制御することにより、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置に応じて超音波ビームの焦点を設定して超音波ビームを形成する。
【００４６】
図６は、目標位置に応じた超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。図６（Ａ）において、横軸は目標位置の選択位置であり、縦軸は超音波ビームの焦点（フォーカス点）の深さを示している。目標位置の選択位置は、例えば、ユーザがカーソル操作などにより位置指定を行うことにより設定される。もちろん、図１のシステム制御部５０が目標位置の選択位置を適宜自動設定してもよいし、その選択位置を移動させてもよい。
【００４７】
図６（Ａ）には、各選択位置において、その位置を焦点とする超音波ビームの形状６０が図示されている。超音波ビームは、送信ビームと受信ビームであり、送信ビームと受信ビームの両ビームの焦点を各選択位置に合わせることが望ましい。但し、送信ビームと受信ビームのうちの一方の焦点のみを各選択位置に合わせるような態様も可能である。
【００４８】
図６（Ｂ）は、超音波ビームの深さ方向７０に沿って、複数の目標位置において超音波ビームの焦点を合わせた例を示している。図６（Ｂ）の例によれば、深さ方向７０のほぼ全域に亘って焦点が絞られているため、深さ方向７０のほぼ全域に亘って、目標位置から抽出される受信信号に関する抽出の精度を高めることができる。
【００４９】
図７は、目標位置の深さを正弦波状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。図７において、横軸は時間を示しており、縦軸は目標位置の深さ（診断距離）を示している。図７の例においては、深さｄ１と深さｄ２の各深さを基準として、時間の経過に伴って目標位置を正弦波６２（１），６２（２）に沿って変化させている。例えば、図１のシステム制御部５０が、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑに対して深さｄ１に対応する遅延量を設定し、その遅延量を基準として正弦波６２（１）に沿って時間と共に遅延量を変化させることにより、図７における深さｄ１に対応した目標位置の制御が実現される。
【００５０】
さらに、システム制御部５０は、目標位置を焦点とするように、送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６を制御することにより、正弦波６２（１）に沿って時間と共に焦点を変化させて図７に示す形状６０の超音波ビームを形成する。図１のシステム制御部５０は、深さｄ２についても、深さｄ１の場合と同様な制御を行う。これにより、例えば、生体内の血管の中央などに深さｄ１や深さｄ２を設定し、正弦波６２（１），６２（２）の振幅の大きさを血管の径の太さに対応付けることにより、血管内の径方向の全域からドプラ情報などを抽出することが可能になる。
【００５１】
図８は、目標位置の深さを鋸歯状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。図７に示した正弦波６２（１），６２（２）に換えて、図８に示すように、目標位置の深さを鋸歯状波６４（１），６４（２）に沿って変化させてもよい。つまり、図１のシステム制御部５０が、遅延回路２６Ｉ，２６Ｑに対して深さｄ１に対応する遅延量を設定し、その遅延量を基準として鋸歯状波６４（１）に沿って時間と共に遅延量を変化させることにより、図８における深さｄ１に対応した目標位置の制御が実現される。さらに、システム制御部５０は、目標位置を焦点とするように、送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６を制御することにより、鋸歯状波６４（１）に沿って時間と共に焦点を変化させて図８に示す形状６０の超音波ビームを形成する。深さｄ２についても深さｄ１の場合と同様な制御が行われる。
【００５２】
また、図１の超音波診断装置の変形例として、生体内の深さ方向に沿って診断領域を複数の受信領域に分割する態様も可能である。この態様においては、各受信領域ごとにその受信領域に含まれる目標位置に応じて受信ビームの焦点が設定され、各受信領域に対応した受信ビームを介して複数の受信領域から並行的にドプラ情報が抽出される。
【００５３】
図９は、図１の超音波診断装置の変形例を説明するための図である。図９に示す超音波診断装置は、図１の超音波診断装置の受信系を変形したものであり、送信系については図１の機能ブロック図がそのまま適用される。
【００５４】
つまり、図９には図示されていないデジタル変調処理部２０（図１）が、パターン発生部２４（図１）から供給される周期的な信号列に基づいて、ＲＦ波発振器２２（図１）から供給されるＲＦ波に対してデジタル変調処理を施して連続波を発生する。デジタル変調処理部２０は、デジタル変調された連続波を送信ビームフォーマ１４（図１）に出力する。送信ビームフォーマ１４は、送信用振動子１０（図１）が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力し、こうして、デジタル変調された連続波による送信ビームが形成される。
【００５５】
図９においては、生体内の深さ方向に沿って診断領域が３つの受信領域に分割され、それら３つの受信領域の各々に対応して、受信系に３つの経路が設けられている。つまり、受信用振動子１２から出力される信号は、３つの受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６ａ〜１６ｃに供給され、３つの経路に分岐される。そして、３つの経路の各々において、図１の受信ビームフォーマ１６からドプラ情報解析部４４までの各部に対応した処理が実行される。図９において、３つの受信ビームフォーマ１６ａ〜１６ｃは、各々、３つの受信領域に対応している。
【００５６】
図１０は、各受信領域と受信ビームとの対応関係を示す図である。図１０においては、生体内の深さ方向に沿って、つまり超音波ビームの深さ方向７０に沿って、診断領域が３つの受信領域８０ａ〜８０ｃに分割されている。受信ビームフォーマ１６ａ（図９）は、受信領域８０ａに対応した受信ビーム７０ａを形成する。例えば、受信領域８０ａの中点付近を焦点として受信ビーム７０ａが形成される。同様に、受信ビームフォーマ１６ｂ（図９）は、受信領域８０ｂに対応した受信ビーム７０ｂを形成し、受信ビームフォーマ１６ｃ（図９）は、受信領域８０ｃに対応した受信ビーム７０ｃを形成する。
【００５７】
３つの受信ビーム７０ａ〜７０ｃは、受信用振動子１２（図９）から出力される信号に基づいて、ほぼ同時進行で並列的に形成することができる。そして、３つの受信ビーム７０ａ〜７０ｃを形成することにより、深さ方向７０に沿って並んだ各受信領域８０ａ〜８０ｃごとに受信の焦点を絞り込むことができる。
【００５８】
図９に戻り、受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６ａは、受信ビーム７０ａ（図１０）を形成する。これにより受信ビーム７０ａに沿った受信ＲＦ信号が得られ、受信ミキサ３０ａからドプラ情報解析部４４ａまでの各部において、受信領域８０ａ（図１０）内の目標位置に関するドプラ情報が抽出される。なお、デジタル変調処理部２０（図１）から得られる連続波が遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２ａに供給され、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４ａに供給される。
【００５９】
同様に、受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６ｂは、受信ビーム７０ｂ（図１０）を形成する。これにより受信ビーム７０ｂに沿った受信ＲＦ信号が得られ、受信ミキサ３０ｂからドプラ情報解析部４４ｂまでの各部において、受信領域８０ｂ（図１０）内の目標位置に関するドプラ情報が抽出される。また、受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６ｃは、受信ビーム７０ｃ（図１０）を形成する。これにより受信ビーム７０ｃに沿った受信ＲＦ信号が得られ、受信ミキサ３０ｃからドプラ情報解析部４４ｃまでの各部において、受信領域８０ｃ（図１０）内の目標位置に関するドプラ情報が抽出される。
【００６０】
図１１は、図９に示す超音波診断装置の遅延回路と受信ミキサを説明するための図である。なお、図１１には、同相信号成分に対応した回路のみを図示するが、直交信号成分に対応した回路も図１１と同じ回路構成となる。
【００６１】
図１１に示すように、遅延回路２６Ｉ（２６Ｑ）は、ｎ段のシフトレジスタによって構成されており、ｎ段のシフトレジスタによって参照信号が遅延処理され、シフトレジスタのｎ１からｎｎまでの各タップから、互いに遅延時間の異なる複数の遅延参照信号が同時に（並列的に）出力される。そして、ｎ１からｎｎまでの各タップに対応したｎ個のミキサにおいて、受信信号と各遅延参照信号の乗算処理が行われ、複数の遅延参照信号に対応した複数の乗算結果が同時に（並列的に）出力される。
【００６２】
そして、生体内の深さ方向に並んだ複数の目標位置と、シフトレジスタのｎ１からｎｎまでの各タップとを対応付けておくことにより、複数の目標位置からのドプラ情報を同時に（並列的に）取得することができる。
【００６３】
なお、図１０を利用して説明したように、超音波ビームの深さ方向７０に沿って、診断領域が３つの受信領域８０ａ〜８０ｃに分割され、各受信領域ごとに受信ビーム７０ａ〜７０ｃが形成される。図１１の回路に供給される受信信号は、受信ビーム７０ａ〜７０ｃの各々から得られる信号である。つまり、受信ビームフォーマ１６ａ〜１６ｃ（図９）の各々から出力される受信信号が図１１の回路に供給される。
【００６４】
受信ビームフォーマ１６ａから得られる受信信号は、比較的浅い位置の受信領域８０ａ（図１０）に対応付けられており、遅延回路２６Ｉ（２６Ｑ）の複数のタップのうちの、遅延時間が比較的小さい低段の５つのタップから得られる参照信号と乗算される。これにより、受信領域８０ａ（図１０）内の５つの目標位置からの信号が抽出され、抽出された信号がローパスフィルタ３６ａ（３８ａ）へ出力される。
【００６５】
また、受信ビームフォーマ１６ｂから得られる受信信号は、中間位置の受信領域８０ｂ（図１０）に対応付けられており、遅延回路２６Ｉ（２６Ｑ）の複数のタップのうちの中段の５つのタップから得られる参照信号と乗算される。これにより、受信領域８０ｂ（図１０）内の５つの目標位置からの信号が抽出され、抽出された信号がローパスフィルタ３６ｂ（３８ｂ）へ出力される。
【００６６】
そして、受信ビームフォーマ１６ｃから得られる受信信号は、比較的深い位置の受信領域８０ｃ（図１０）に対応付けられており、遅延回路２６Ｉ（２６Ｑ）の複数のタップのうちの、遅延時間が比較的大きい高段の４つのタップから得られる参照信号と乗算される。これにより、受信領域８０ｃ（図１０）内の４つの目標位置からの信号が抽出され、抽出された信号がローパスフィルタ３６ｃ（３８ｃ）へ出力される。
【００６７】
以上説明したように、本実施形態により、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置に応じて超音波ビームの焦点を設定して超音波ビームを形成することが可能になる。なお、以上の説明においては、デジタル変調処理として位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を示したが、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）に換えて、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）を利用してもよい。
【００６８】
図１２は、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図１２（Ｉ）には、パターン発生部（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。パターン発生部は、例えば図１２（Ｉ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列としては、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列などパルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。
【００６９】
図１２（ＩＩ）には、ＦＳＫ変調器として機能するデジタル変調処理部（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（超音波送信信号）が示されている。デジタル変調処理部は、図１２（Ｉ）の２値符号に基づいた周波数シフトキーイングにより、ＲＦ波（搬送波）に対してデジタル変調処理を施して連続波の送信信号を形成する。デジタル変調処理部は、例えば２値符号が「１」のビット期間において周波数ｆ１とし２値符号が「０」のビット期間において周波数ｆ２とすることにより、図１２（ＩＩ）の超音波送信信号を形成する。
【００７０】
こうして、例えば図１２（ＩＩ）の超音波送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。そして、周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）の場合においてもデジタル変調処理部（図１の符号２０）で形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。
【００７１】
図１３は、ＦＳＫにおける参照波（参照信号）の位相と乗算器出力との関係を示す図である。図１３に示すグラフは、７ビットの周期で変化する擬似ランダムパターンを用いた例に対応しており、図１３に示すグラフの縦軸は、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値である。また、図１３に示すグラフの横軸は、受信信号に対する参照波（参照信号）の位相、つまり、受信信号と参照信号の位相差を示している。なお、図１３の横軸は、１ビットの時間であるＴを基準単位とした場合の位相の相対的な大きさを示している。
【００７２】
参照信号と受信信号の位相差が０（ゼロ）の場合には、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いに一致するため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値は「＋７」となる。したがって、図１３において、参照波の位相が０の場合における乗算器出力値が「＋７」となっている。これに対して、参照信号と受信信号の間に位相差が生じると、その受信信号と参照信号の擬似ランダムパターンが互いにずれるため、７ビットの期間内において得られる乗算器出力の合計値が「＋１，０，−１」程度と極端に小さくなる。なお、参照波の位相が相対値で７だけずれると、７ビットの周期の擬似ランダム信号が１周期分だけずれるため、乗算器出力値は、位相差が０の場合と同じく極端に大きな値「＋７」を示す。
【００７３】
このように、ＦＳＫの場合においても、ＰＳＫの場合（図５参照）と同様に、参照信号の位相に応じた位置選択性がある。そして、やはりＰＳＫの場合（図６から図１１参照）と同様に、ＦＳＫの場合においても、選択された位置（目標位置）に応じて超音波ビームの焦点を設定して超音波ビームを形成することが可能になる。
【００７４】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した実施形態によれば、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する場合において、抽出の精度を高めることができる。例えば、選択位置（目標位置）における超音波の電力密度が大きくなり、ドプラ信号のＳＮＲが改善され、また、選択位置以外からのドプラ信号が低減され、また、選択位置以外からのクラッタ電力（固定組織からの反射電力）が低減される。そして、例えば、方位分解能の改善が可能になり、さらに、例えば、パラレル受信機能を併用することにより、ＰＳＫやＦＳＫ方式による断層画像の方位分解能を向上させることができる。
【００７５】
なお、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。例えば、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておきこのメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００７６】
【図１】本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。
【図２】ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。
【図３】送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。
【図４】本実施形態における位置選択性を説明するための図である。
【図５】乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。
【図６】目標位置に応じた超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。
【図７】目標位置の深さを正弦波状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。
【図８】目標位置の深さを鋸歯状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。
【図９】図１の超音波診断装置の変形例を説明するための図である。
【図１０】各受信領域と受信ビームとの対応関係を示す図である。
【図１１】図９に示す超音波診断装置の遅延回路と受信ミキサを説明するための図である。
【図１２】ＦＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。
【図１３】ＦＳＫにおける参照波の位相と乗算器出力との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００７７】
１４  送信ビームフォーマ、１６  受信ビームフォーマ、２０  デジタル変調処理部、２２  ＲＦ波発振器、２４  パターン発生部、２６Ｉ，２６Ｑ  遅延回路、４０，４２  ＦＦＴ回路、４４  ドプラ情報解析部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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