(57)【要約】      （修正有）【課題】優れたセットポイント電圧監視と、調整ループに作用する外乱の除去との間のトレードオフを提供する携帯オブジェクトを生成する。【解決手段】携帯オブジェクト１は、アンテナ３の端子に並列に接続された可変負荷インピーダンスＺ及び整流器５と、整流器５の出力と負荷インピーダンスＺの制御端子との間に接続された負荷インピーダンスＺの端子電圧の調整ループと、を備える。この調整ループは、セットポイント電圧と整流器５の出力電圧との間の差を決定する手段７と、１ビットのアナログ・デジタル変換器８と、積分器タイプの指令手段９とを直列に備える。この指令手段９は、差に応じた利得の制御則を規定する利得制御手段１０の出力に接続された利得制御入力Ｍを備える。復調手段１７は変換器８の出力に接続される。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
遠隔伝送装置の固定局（２）に誘導結合されたアンテナ（３）が装備された携帯オブジェクトであって、
前記携帯オブジェクト（１）は、前記アンテナ（３）の端子に並列に接続された可変負荷インピーダンス（Ｚ）及び整流器と、前記整流器の出力と前記負荷インピーダンスの制御端子との間に接続された、前記負荷インピーダンスの端子電圧の調整ループと、を備え、前記調整ループは、セットポイント電圧と前記整流器の出力電圧との間の差を決定する手段と、１ビットのアナログ・デジタル変換器（８）と、積分器タイプの指令手段とを直列に含み、変調手段が前記変換器の出力に接続されており、
前記指令手段は、調整可能な利得タイプであり、前記差を表す信号を入力で受信する利得制御手段の出力に接続された利得制御入力を含むことを特徴とする、携帯オブジェクト。
【請求項２】
前記差を表す信号が、前記セットポイント電圧（Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔ）と前記整流器（５）の前記出力電圧（Ｖｄｂ）との間の差である、ことを特徴とする請求項１に記載のオブジェクト。
【請求項３】
前記差を表す信号が、前記アナログ・デジタル変換器（８）によって変換された、前記セットポイント電圧（Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔ）と前記整流器（５）の前記出力電圧（Ｖｄｂ）との間の差である、ことを特徴とする請求項１に記載のオブジェクト。
【請求項４】
前記利得制御手段（１０）が前記差を表す信号の時間積分のための手段を含む、ことを特徴とする請求項３に記載のオブジェクト。
【請求項５】
前記変換器（８）と誤差を決定する前記手段（７）との間に接続された信号の遮断手段と、周期信号を前記変換器（８）の入力に印加する手段と、を備える、ことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のオブジェクト。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、遠隔伝送装置の固定局に誘導結合されたアンテナが装備され、アンテナの端子に並列に接続された可変負荷インピーダンス及び整流器と、整流器出力と負荷インピーダンスの制御端子との間に接続された、負荷インピーダンスの端子電圧の調整ループと、を備える携帯オブジェクトであって、調整ループは、セットポイント電圧と整流器の出力電圧との間の差を決定する手段と、１ビットのアナログ・デジタル変換器と、積分器タイプの指令手段とを直列に含み、復調手段が変換器の出力に接続されている、携帯オブジェクトに関する。
【背景技術】
【０００２】
遠隔測定法（ｔｅｌｅｍｅｔｒｙ）の分野において、携帯オブジェクトのアンテナと基地局のアンテナとの間の誘導結合が一般に使われる。基地局は、携帯オブジェクトのアンテナによって受信され処理される磁場を放出する。ほとんどの場合、携帯オブジェクトは遠隔給電され、誘導結合は、特に、電力が携帯オブジェクトに供給されること、及び、基地局によって放出されたデータが収集されることを可能にすべきである。
【０００３】
したがって、携帯オブジェクトに埋め込まれる電子回路は、基地局アンテナによって放出された磁場のエネルギを、オブジェクトの電源のため必要な直流に変換すべきであり、同時に、オブジェクトと基地局との間でデータ通信を行うために受信された信号を復調する。
【０００４】
図１に示されているように、固定局に誘導結合された携帯オブジェクトは知られており、多数の刊行物に記載されている。基地局２のアンテナ４によって放出された磁場Ｈのエネルギは、携帯オブジェクトのアンテナ３によって受信され、携帯オブジェクトの電源を供給する。可変負荷インピーダンスＺ及び整流器５は、アンテナ３の端子に並列に接続されている。携帯オブジェクト１は、整流器５と可変負荷インピーダンスＺの制御端子との間に接続された調整ループ６を備える。本出願人によって出願された特許文献１は、調整ループが指令手段と直列に接続されたアナログ・デジタル変換器を備える特有の実施形態について記載している。このようにして、調整ループは、可変負荷インピーダンスＺの値を変調することにより携帯オブジェクト１のアンテナ３の端子電圧を修正する。この調整はセットポイント電圧に関して従来通りに実行される。
【０００５】
可変負荷インピーダンスＺは、制御電極が指令手段の出力に接続されたＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ又はバイポーラタイプのトランジスタによって実現可能である。
【０００６】
このアーキテクチャは利点を提示するが、調整ループの安定性は、負荷又は磁場の変動が大きい場合でも携帯オブジェクトが使用されることを可能にするため改善されるべきである。さらに、高い通信レートで動作を可能にするために、ループの速さが改善されるべきである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】国際公開第２００５／０２９７２６号パンフレット
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明の目的は、優れたセットポイント電圧監視と、調整ループに作用する外乱の除去との間のトレードオフを提供する携帯オブジェクトを生成することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明による携帯オブジェクトは、添付の請求項によって特徴付けられ、特に、指令手段が、上記差を表す信号を入力で受信する利得制御手段の出力に接続された利得制御入力を備えることによって特徴付けられる。
【００１０】
本発明のその他の利点及び特徴は、限定されることのない例示の目的のため記載され、添付図面に表されている発明の特定の実施形態についての以下の説明からより明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】従来技術による携帯オブジェクトの実施形態を概略的に表す図である。
【図２】本発明による携帯オブジェクトの特定の実施形態を概略的に表す図である。
【図３】調整ループの利得（Ｇ）をセットポイント電圧と調整されるべき電圧との間の差（Ｅｒｒ）に関連付ける制御則を概略的に表す図である。
【図４】調整ループの利得（Ｇ）をセットポイント電圧と調整されるべき電圧との間の差（Ｅｒｒ）に関連付ける制御則を概略的に表す図である。
【図５】本発明による携帯オブジェクトの第２の特定の実施形態を概略的に表す図である。
【図６】図２に対応する特定の実施形態をより詳細に表す図である。
【図７】図３に対応する特定の実施形態をより詳細に表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図２に示されているように、携帯オブジェクト１及び基地局２は、データ伝送のためのそれぞれのアンテナ３及び４を介して、誘導結合される。携帯オブジェクト１において、可変負荷インピーダンスＺ及び整流器５はアンテナ３の端子に並列に接続されている。携帯オブジェクトは、整流器５と可変負荷インピーダンスＺの制御端子との間に接続された調整ループ６をさらに備える。調整ループ６は、セットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔと整流器５の出力電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒを決定する手段７と、アナログ・デジタル変換器８と、指令手段９とを直列に備える。セットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔと整流器５の出力電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒを決定する手段７は、したがって、整流器５の出力に接続され、一方、指令手段９は可変負荷インピーダンスＺに接続されている。変換器８の出力と指令手段の入力との間の電気的接続は電気的ノードＬによって表されている。
【００１３】
このようにして、調整ループ６は、可変負荷インピーダンスＺの値を変調することにより携帯オブジェクトのアンテナ３の端子電圧を修正する。この調整はセットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔに関して従来通りに行われる。
【００１４】
整流器５はＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換させることができる適当な回路によって実現可能である。整流器は、たとえば、ダイオード、ダイオードブリッジ、又は、半波もしくは全波整流回路でもよい。
【００１５】
差Ｅｒｒを決定する手段７は、たとえば、第１の入力端子及び第２の入力端子がセットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｐｉｎｔ及び整流器５の出力電圧Ｖｄｂにそれぞれ接続されている比較器によって形成される。手段７によって送出される差Ｅｒｒは、整流器の出力電圧Ｖｄｂがセットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔより高いか、又は低いかに依存して、正又は負の電圧になり得る。
【００１６】
決定する手段７によって送出される電圧、すなわち、差Ｅｒｒは、その後に、アナログ・デジタル変換器８の入力に印加され、アナログ・デジタル変換器８は次にこのアナログデータを、差Ｅｒｒを表すデジタル信号に変換する。その出力時に、変換器８は、電圧Ｖｄｂとセットポイント電圧との間の差Ｅｒｒを表すデジタル信号を１ビットで（ｏｎ  ｏｎｅ  ｂｉｔ）送出する。変換器８によって送出されたデジタル信号は指令手段９の入力に印加される。
【００１７】
アナログ・デジタル変換器８は連続時間型の変換器でもよく、すなわち、その入力端子に印加された電圧間の差を表す値を連続的に送出し、又は、アナログ・デジタル変換器８はサンプル時間型の変換器でもよく、すなわち、同一の周期で測定された差自体を表す値を周期的に送出する。
【００１８】
調整ループ６は、セットポイント電圧と整流器の出力における電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒに応じて調整される調整可能な利得をさらに備える。このため、指令手段９は、上記差Ｅｒｒを表す信号を入力で受信する利得制御手段１０の出力に接続された利得制御入力Ｍを備える。入力Ｍは、同様にＭと呼ばれる複数個のサブ入力に分解される可能性がある。
【００１９】
調整ループ６の利得の変調を用いることにより、ループは過度に高い利得又は過度に低い利得のどちらかを与えることが可能である。高利得の場合、整流器出力電圧Ｖｄｂの残留振動は、セットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔの優れた監視と、外乱の除去とを確実にすることが可能である、より高い周波数で除去される。逆に利得が低いならば、整流器の出力電圧Ｖｄｂの振動の振幅は小さいままである。
【００２０】
利得制御手段１０は、たとえば、変換器８の入力で差Ｅｒｒを表す信号が増加するときに利得Ｇが増加する、線形型又は離散型でもよい制御則を規定する（図２）。利得制御手段の制御則は、たとえば、線形もしくは指数関数タイプでもよく、又は、差Ｅｒｒの絶対値と共に一般に（ｇｅｎｅｒａｌｌｙ）増加するその他の適当なタイプでもよい。図３及び４は、利得制御手段１０によって送出された利得Ｇと、セットポイント電圧と整流器の出力電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒとの関係を表す２つの制御則を示している。図３では、線形関係が利得Ｇの値と、セットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔと調整されるべき電圧、すなわち、電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒとの間に存在する。より正確には、差Ｅｒｒの絶対値が増加するとき、利得Ｇの値が直線的に増加する。図４では、利得Ｇと差Ｅｒｒとの間の関係は離散化され、本事例では、差Ｅｒｒの所定の範囲と関連付けられた３個の平坦域（ｐｌａｔｅａｕｓ）Ｇ１、Ｇ２及びＧ３が存在している。このようにして、差Ｅｒｒが−Ｒｅｆ１とＲｅｆ１との間に含まれるならば、利得Ｇの値はＧ１と等しい。差Ｅｒｒが−Ｒｅｆ２と−Ｒｅｆ１との間、又はＲｅｆ１とＲｅｆ２との間に含まれるならば、利得値はＧ１より高いＧ２に等しい。
【００２１】
図２に示された第１の実施形態では、指令手段９は、セットポイント電圧と整流器の出力電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒを入力で受信する利得制御手段１０に接続された、利得制御入力Ｍを備える。図５に示された第２の実施形態では、指令手段９は、差Ｅｒｒを表す信号であるアナログ・デジタル変換器８によって送出されたデジタル信号を、入力で受信する利得制御手段１０の出力に接続された、利得制御入力Ｍを備える。
【００２２】
第１の実施形態に対応し、図６に示された特定の実施形態では、セットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔと電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒが複数台の比較器１１の入力に印加される。
【００２３】
各比較器１１は第１及び第２の入力端子と出力端子とを備える。各比較器１１の出力端子は、電子スイッチ１２の制御端子に接続され、電子スイッチの２個の入出力端子のうちの一方が電流発生器１３に接続され、電子スイッチの残りの入出力端子は指令手段９に組み込まれた積分器回路１８に接続されている。比較器１１は、それぞれが、固有の基準電圧Ｒｅｆと関連付けられている。比較器１１は、したがって、基準電圧Ｒｅｆと差Ｅｒｒとの間の比較を実行し、それに応じてデジタルデータビット（０又は１）を送出する。基準電圧Ｒｅｆが関連付けられた比較器１１は、利得制御手段１０において適用されるべき制御則を規定する。
【００２４】
図６は、したがって、以下の通りにブレークダウンすることが可能である。即ち、積分器回路１８と、電流源１３と、電流源に関連付けられた電子スイッチ１２とが、指令手段９に属している。基準電圧Ｒｅｆと関連付けられた比較器１１は制御手段１０に属している。このようにして、電子スイッチ１２は、整流器５の出力電圧Ｖｄｂとセットポイント電圧Ｖｓｅｔｐｏｉｎｔとの間の差を表す信号からもたらされるデータを、電子スイッチ１２の制御入力において、すなわち、指令手段９の利得制御入力Ｍにおいて受信する。しかし、複数台の比較器のうち、ゼロ基準電圧、本例では電圧Ｒｅｆａに関連付けられた比較器１１ａは、制御手段１０には属さずに、アナログ・デジタル変換器８に属している。次に、信号復調手段１７は、比較器１１ａの出力と比較器１１ａに関連付けられた電子スイッチ１２との間にノードＬで接続されている。
【００２５】
図６に示された特定の実施形態は図４に示されているような離散的な制御則に対応している。まさにこの特定の実施形態では、比較器１１は、全く同じ個数の比較器を備える２つの系統（１１及び１１’）に分けられる。第１の比較器の系統１１では、セットポイント電圧と整流器の出力電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒは各比較器の第１の入力端子、たとえば、正端子に印加される。第２の比較器の系統１１’では、セットポイント電圧と整流器の出力電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒは各比較器１１の第２の入力端子、たとえば、負端子に印加される。両方の系統において、各比較器の開放されたままの入力端子は、その後に、固有の基準電圧Ｒｅｆｉに接続される。少なくとも１つの基準電圧、本例ではＲｅｆａは、零であり、変換器８を規定する目的を果たす。
【００２６】
有利な点として、制御則がｙ軸に対して対称であるならば（図４）、使用される基準電圧は、系統のうちの１つずつに関して、絶対値が同一であり、反対符号をもつ（Ｒｅｆ及び−Ｒｅｆ）。非対称な制御則と共に機能するため、２つの系統の間で異なる基準電圧を使用することも可能である。図４に示された制御則を実施するため、電圧Ｒｅｆｂは電圧Ｒｅｆ１に対応し、電圧Ｒｅｆｃ（図示せず）は電圧Ｒｅｆ２に対応している。
【００２７】
例示の目的のため、比較器１１ｂ及び１１ｂ’は２つの異なる系統に属している。セットポイント電圧と電圧Ｖｄｂとの間の差Ｅｒｒは比較器１１ｂの第１の入力端子に印加され、一方、同じ差Ｅｒｒは比較器１１ｂ’の第２の入力端子に印加される。比較器１１ｂ及び１１ｂ’と関連付けられた基準電圧は、絶対値が同一であり、反対符号をもち、すなわち、Ｒｅｆｂ及び−Ｒｅｆｂである。
【００２８】
さらに、固有の電流源Ｉが各基準電圧Ｒｅｆと関連付けられる。比較器１１ｂは、このようにして、基準電圧Ｒｅｆｂ、及び、電子スイッチ１２を介して電流源１３Ｉｂと関連付けられている。一方、比較器１１ｂ’は、基準電圧−Ｒｅｆｂ、及び、電子スイッチを介して電流源−Ｉｂと関連付けられている。このようにして、比較器１１ｉは基準電圧Ｒｅｆｉに接続され、電流源Ｉｉに接続された電子スイッチに作用する。
【００２９】
したがって、差ＥｒｒがＲｅｆａとＲｅｆｂとの間に含まれるならば、比較器１１ａは、電子スイッチ１２ａの閉成を作動させる信号を出力で送出する。この結果として、利得Ｇ１に比例する電流Ｉａが積分器回路１８の入力に印加される。差Ｅｒｒが少なくともＲｅｆｂより大きいならば、少なくとも比較器１１ａ及び１１ｂはそれぞれが電子スイッチ１２ａ及び１２ｂの閉成を作動させる信号を出力で送出する。この結果として、その後に、利得Ｇ２に比例する電流Ｉａ＋Ｉｂに少なくとも等しい電流が回路１８の入力に印加される。
【００３０】
図示されていない別の特定の実施形態では、比較器１１ｂは使用されず、関連付けられていたスイッチ及び電流源は、予め反対に変換されている比較器１１ａの出力信号に接続される。この実施形態では、比較器１１ａは依然として変換器８に属しているが、比較器の反転出力は制御手段１０の一部分を形成する。
【００３１】
図７に示され、図５に示された第２の実施形態に対応する別の特定の実施形態では、利得値は、差Ｅｒｒを表すデジタル信号の値が一定である期間、すなわち、常に１に等しいか、または、常に０に等しい期間の関数である。この特定の実施形態では、利得制御手段１０は、利得制御手段の入力に印加された信号の時間積分のための手段を備える。
【００３２】
この特定の実施形態では、利得制御手段１０は、直列に接続された複数台のフリップフロップ（ＦＦ）１４を備える。各フリップフロップ１４は、信号入力端子と、信号出力端子と、クロック信号ｃｋの入力端子とを備える。フリップフロップ１４の入力端子は、前段のフリップフロップの出力端子に接続され、フリップフロップの出力端子は後段のフリップフロップの入力端子に接続されている。さらに、クロック入力端子は全て、同じクロック信号ｃｋに接続されている。したがって、異なるフリップフロップ１４は同期させられる。このようにして、アナログ・デジタル変換器８によって送出されたビットは、クロック信号が送出されるとき、種々のフリップフロップを経由して通過する。図７において、変換器８によって送出されたビットは、電気ノードＬから、フリップフロップ１４ａからフリップフロップ１４ｈまでの８台のフリップフロップを通過する。各フリップフロップは、したがって、所与の時点での差を表すデジタル信号の値を示す。
【００３３】
各フリップフロップ１４の信号出力端子は論理復号化回路１５にも接続されている。この論理復号化回路は、差を表すデジタル信号の時間変動の制御を可能にする。よって、信号が０及び１、すなわち、高状態及び低状態の完全な交番を表すならば、復号化回路は最小利得を送出する。一方、この交番の偏りが大きいほど、復号化回路は、制御手段１０によって復号化回路１５に組み込まれた制御則に従って、高利得を送出する。利得値を計算する際に交番からの偏りの位置を考慮することも可能であり、有利である。よって、完全な交番からの偏りがフリップフロップ１４ｈに現れるならば、利得は、同じ偏りがフリップフロップ１４ａに現れる場合より低いであろう。
【００３４】
携帯オブジェクト１は、アナログ・デジタル変換器８と指令手段９との間に接続された復調手段１７をさらに備える。復調手段は、固定局から携帯オブジェクトへ放出された磁場Ｈに含まれるデータを処理するため、変換器８によって出力されたデジタル信号を使用する。復調手段１７は電気ノードＬに接続されている。
【００３５】
前述の実施形態と有利に組み合わせることが可能である別の実施形態では、調整ループは、負荷インピーダンス変化フェーズ中に部分的に又は全体的に停止させられる。この停止によって、インピーダンス変調との衝突を回避することが可能となる。特許出願国際公開第２００５／０２９７２６号公報は、たとえば、特定のアーキテクチャを説明している。これにより、バングバング制御装置（ｂａｎｇ−ｂａｎｇ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）の入力に強制的に周期信号を与えると同時に、可変負荷インピーダンス・ループ・フィルタの出力を切り離すことが可能である。
【００３６】
前述されたことを用いて実施可能である特定の実施形態では、回路はオブジェクトから固定局へデータを返信することが可能である。このデータを送信するため、携帯オブジェクトは、携帯オブジェクトのアンテナの端子に与えるインピーダンスを修正する。固定局側へ伝達されるインピーダンスはその結果として修正される。データはその後に携帯オブジェクトの負荷変動によって符号化される。
【００３７】
調整ループは、その従来型の動作では、回路の端子に現れるすべての外乱を除去する。その結果、調整ループは、負荷変調による通信の原理に内在している負荷変動と衝突する。したがって、携帯オブジェクトによる固定局への通信中に調整ループの影響を制限するか、又は、少なくとも修正することが必要である。
【００３８】
この制限は、たとえば、通信フェーズ中に調整ループの状態をフリーズすることによって行うことが可能である。このフリーズされた状態は、バングバング制御装置の入力に強制的に周期信号を与えることによって実現可能である。たとえば、信号遮断手段、たとえば、電子スイッチが、差を決定する手段７とアナログ・デジタル変換器８との間に取り付けられる。変換器８が決定する手段７から切り離されると、周期的な誤差が周期信号印加手段（図示せず）によって変換器８の入力に印加される。このフェーズ中に、一定電圧Ｖｓｈｕｎｔが可変負荷インピーダンスＺに印加される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【外国語明細書】
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