(57)【要約】【課題】フライホイールダイオードの順方向電圧に起因して生じるエネルギー損失を低減することが可能な電力供給装置を提供する。【解決手段】直流電源ＶＢとモータＭ１との間に設けられる電子スイッチＴ１をＰＷＭ制御してモータＭ１を駆動する負荷回路において、モータＭ１に対して並列にＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）を設ける。該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）が有する寄生ダイオードＤｐは、負荷電流ＩＤと逆向きとなる方向が順方向となるように設けられる。そして、電子スイッチＴ１がオフとされている期間の一部の期間にてＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオンとして、モータＭ１に流れる還流電流をＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）に流す。従って、フライホイールダイオードを用いる場合と対比してエネルギー損失を著しく低減することができる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源（ＶＢ）とモータ負荷（Ｍ１）を接続する配線上に電子スイッチ（Ｔ１）を設け、該電子スイッチをＰＷＭ制御して前記モータ負荷を駆動する電力供給装置において、
寄生ダイオードを備える半導体素子（Ｔ２）を、前記モータ負荷に対して並列に配置し、且つ、前記モータ負荷に流れる電流と逆向きとなる方向を前記寄生ダイオードの順方向とし、
前記ＰＷＭ制御により前記電子スイッチがオフとなる期間の一部の期間にて、前記半導体素子をオンとする制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする電力供給装置。
【請求項２】
前記電子スイッチがオフとなった後再度オンとなるまでの間に、前記モータ負荷のインダクタンスに蓄積された電磁エネルギーが消滅する場合には、前記一部の期間を、前記電子スイッチがオフとなった後、該電子スイッチと前記モータ負荷とを接続する第１接続点（ａ点）の電圧がグランドレベル以下に低下した時刻から、前記電磁エネルギーの消滅により前記第１接続点の電圧が上昇を開始する以前の時刻までの間の期間とすることを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。
【請求項３】
前記半導体素子（Ｔ２）は、
前記電子スイッチと前記モータ負荷とを接続する第１接続点に接続される第１の主電極と、グランドに接続される第２の主電極、及び制御信号が入力される制御電極を備え、該半導体素子は、前記制御電極にプラス電圧が印加された際にオンとなり、
前記制御手段は、前記電子スイッチがオンからオフに移行して前記第１接続点の電圧がグランドレベル以下に低下した際に、前記制御電極へのプラス電圧の印加を開始し、このプラス電圧を印加してから前記第１接続点の電圧が上昇を開始するまでの期間、または、プラス電圧を印加してから一定時間が経過するまでの期間のうちの、いずれか短い方の期間が経過した場合に、前記プラス電圧の印加を停止することを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。
【請求項４】
前記半導体素子（Ｔ２）は、Ｎ型の電界効果トランジスタであり、前記第１の主電極はドレイン、前記第２の主電極はソース、前記制御電極はゲートであり、
前記制御手段は、前記直流電源とグランドとの間に配置される第１抵抗（Ｒ２）とトランジスタ（Ｔ３）との直列接続回路を有し、前記トランジスタ（Ｔ３）の制御入力端子は前記第１接続点に接続され、前記第１抵抗（Ｒ２）と前記トランジスタ（Ｔ３）が接続される第２接続点（ｂ点）は、コンデンサ（Ｃ１）と第２抵抗（Ｒ３）の直列接続回路を介してグランドに接続され、前記コンデンサ（Ｃ１）と前記第２抵抗（Ｒ３）が接続される第３接続点（ｃ点）は、前記半導体素子（Ｔ２）のゲートに接続されることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電力供給装置。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力信号を所定時間遅延させる遅延回路と、
前記遅延回路より出力されるＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングをトリガとして、一定時間のオン信号を出力する１ショットマルチバイブレータと、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子スイッチを所望のデューティ比でＰＷＭ制御することにより、モータ負荷に供給する電力を制御する電力供給装置に係り、特に、発熱によるエネルギー損失を低減する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、直流電源と負荷の間にＭＯＳＦＥＴ等の電子スイッチを設け、該ＭＯＳＦＥＴをＰＷＭ制御して負荷に供給する電力を調整し、該負荷の出力を制御する負荷回路が多く用いられている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図４は、車両に搭載されるラジエータファン等に用いられるモータＭ１０１をＰＷＭ制御により駆動する負荷回路の構成を示す回路図であり、直流電源ＶＢ（例えば、車両に搭載されるバッテリ）のプラス端子とモータＭ１０１との間に、ＭＯＳＦＥＴ等の電子スイッチＴ１０１が設けられている。なお、モータＭ１０１のインダクタンスをＬＭ、電機子抵抗をＲａとする。
【０００４】
電子スイッチＴ１０１のゲートは、抵抗Ｒ１０１を介してドライバ１０２に接続されている。また、ドライバ１０２には、チャージポンプ１０１が接続されている。そして、ドライバ１０２に所定の周期でオン、オフが繰り返される入力信号が供給されると、該ドライバ１０２より、チャージポンプ１０１の出力電圧が電子スイッチＴ１０１のゲートに出力され、電子スイッチ１０１が所定のデューティ比でＰＷＭ駆動される。
【０００５】
図４に示すように、電子スイッチＴ１０１に流れる電流をＩＤとし、モータＭ１０１に流れる電流をＩＭとすると、電子スイッチＴ１０１がオンとされ、直流電源ＶＢのプラス端子→電子スイッチＴ１０１→モータＭ１０１→グランド→直流電源ＶＢのマイナス端子、の経路で電流が流れる場合には、ＩＤ＝ＩＭである。このとき、モータＭ１０１のインダクタンスＬＭには、ＬＭ＊ＩＭ２／２の電磁エネルギーが蓄積される。
【０００６】
また、電子スイッチＴ１０１がオフとされた場合には、電流ＩＤはゼロとなるが、モータＭ１０１のインダクタンスＬＭにより、電流ＩＭは流れ続けようとする。この電流をモータＭ１０１に還流させるために、モータＭ１０１に対して並列にフライホイールダイオードＤ１０１（以下、単に「ダイオード」という）が設けられている。該ダイオードＤ１０１は、電子スイッチＴ１０１とモータＭ１０１との接続点をａ点とすると、カソードがａ点に接続され、アノードがグランドに接続されている。
【０００７】
これにより、電子スイッチＴ１０１がオンとされているときにモータＭ１０１に流れていた電流ＩＭは、電子スイッチＴ１０１がオフとされると、モータＭ１０１→グランド→ダイオードＤ１０１→ａ点→モータＭ１０１の経路を還流し、インダクタンスＬＭに蓄積された電磁エネルギーは、モータＭ１０１の駆動トルクに変換される。このとき、ダイオードＤ１０１に流れる電流を還流電流ＩＦとすると、ＩＦ＝ＩＭとなる。
【０００８】
モータ電流ＩＭ（＝ＩＦ）は、電機子抵抗Ｒａ及びダイオードＤ１０１を流れることにより、電力損失を発生させる。
【０００９】
電機子抵抗Ｒａにおける電力損失は、モータ駆動トルクの発生を伴うので、電子スイッチＴ１０１のオフ期間におけるモータＭ１０１の回転速度の低下を抑制する効果が有る。一方、ダイオードＤ１０１に発生する電力損失は、該ダイオードＤ１０１の順方向電圧降下をＶＦとすると、ＶＦ＊ＩＦで示される。この電力損失は熱に変換され、ダイオードＤ１０１の温度を上昇させるのみであり、モータＭ１０１の回転速度の維持には何等貢献しない。
【００１０】
モータＭ１０１のインダクタンスＬＭに蓄積された電磁エネルギーが電機子抵抗Ｒａ及びダイオードＤ１０１の電力損失として消滅すると、ａ点の電圧はモータ電機子の慣性力による発電電圧まで上昇する。このとき、ａ点からグランドに向けて電流が流れるのをダイオードＤ１０１が阻止する。
【００１１】
即ち、インダクタンスＬＭに蓄積された電磁エネルギーの一部はモータＭ１０１のトルクに変換され、残りはダイオードＤ１０１の発熱となってしまう。従って、ダイオードＤ１０１における電力損失を低減することができれば、モータＭ１０１のトルクに変換する割合を増加させることができ、エネルギーの有効活用を図ることができ、且つ、ダイオードＤ１０１の発熱を低減できることになる。
【特許文献１】特開平１１−１６８８９９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
上述したように、従来における負荷回路では、電子スイッチＴ１０１を用いてモータＭ１０１をＰＷＭ制御する場合に、電子スイッチＴ１０１がオンからオフに変化したときにインダクタンスＬＭに蓄積された電磁エネルギーにより生じる電流ＩＭをフライホイールダイオードＤ１０１によりモータＭ１０１に還流させている。ところが、この方式を採用した場合にはフライホイールダイオードＤ１０１が発熱し、これに起因してエネルギー損失が発生するので、何とかこのエネルギー損失を低減したいという要望が高まっていた。
【００１３】
本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、フライホイールダイオードの順方向電圧に起因して生じるエネルギー損失を低減することが可能な電力供給装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上記目的を達成するため、本願請求項１に記載の発明は、直流電源（ＶＢ）とモータ負荷（Ｍ１）を接続する配線上に電子スイッチ（Ｔ１）を設け、該電子スイッチをＰＷＭ制御して前記モータ負荷を駆動する電力供給装置において、寄生ダイオードを備える半導体素子（Ｔ２）を、前記モータ負荷に対して並列に配置し、且つ、前記モータ負荷に流れる電流と逆向きとなる方向を前記寄生ダイオードの順方向とし、前記ＰＷＭ制御により前記電子スイッチがオフとなる期間の一部の期間にて、前記半導体素子をオンとする制御を行う制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１５】
請求項２に記載の発明は、前記電子スイッチがオフとなった後再度オンとなるまでの間に、前記モータ負荷のインダクタンスに蓄積された電磁エネルギーが消滅する場合には、前記一部の期間を、前記電子スイッチがオフとなった後、該電子スイッチと前記モータ負荷とを接続する第１接続点（ａ点）の電圧がグランドレベル以下に低下した時刻から、前記電磁エネルギーの消滅により前記第１接続点の電圧が上昇を開始する以前の時刻までの間の期間とすることを特徴とする。
【００１６】
請求項３に記載の発明は、前記半導体素子（Ｔ２）は、前記電子スイッチと前記モータ負荷とを接続する第１接続点に接続される第１の主電極と、グランドに接続される第２の主電極、及び制御信号が入力される制御電極を備え、該半導体素子は、前記制御電極にプラス電圧が印加された際にオンとなり、前記制御手段は、前記電子スイッチがオンからオフに移行して前記第１接続点の電圧がグランドレベル以下に低下した際に、前記制御電極へのプラス電圧の印加を開始し、このプラス電圧を印加してから前記第１接続点の電圧が上昇を開始するまでの期間、または、プラス電圧を印加してから一定時間が経過するまでの期間のうちの、いずれか短い方の期間が経過した場合に、前記プラス電圧の印加を停止することを特徴とする。
【００１７】
請求項４に記載の発明は、前記半導体素子（Ｔ２）は、Ｎ型の電界効果トランジスタであり、前記第１の主電極はドレイン、前記第２の主電極はソース、前記制御電極はゲートであり、前記制御手段は、前記直流電源とグランドとの間に配置される第１抵抗（Ｒ２）とトランジスタ（Ｔ３）との直列接続回路を有し、前記トランジスタ（Ｔ３）の制御入力端子は前記第１接続点に接続され、前記第１抵抗（Ｒ２）と前記トランジスタ（Ｔ３）が接続される第２接続点（ｂ点）は、コンデンサ（Ｃ１）と第２抵抗（Ｒ３）の直列接続回路を介してグランドに接続され、前記コンデンサ（Ｃ１）と前記第２抵抗（Ｒ３）が接続される第３接続点（ｃ点）は、前記半導体素子（Ｔ２）のゲートに接続されることを特徴とする。
【００１８】
請求項５に記載の発明は、前記制御手段は、前記ＰＷＭ信号の反転信号を生成するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力信号を所定時間遅延させる遅延回路と、前記遅延回路より出力されるＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングをトリガとして、一定時間のオン信号を出力する１ショットマルチバイブレータと、を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に係る電力供給装置では、モータ負荷（Ｍ１）に対して並列にＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子（Ｔ２）を設けており、電子スイッチ（Ｔ１）をＰＷＭ制御してモータ負荷を駆動させる場合には、電子スイッチ（Ｔ１）がオフとなっている期間の一部の期間にて半導体素子（Ｔ２）をオンとする。従って、モータ負荷（Ｍ１）に流れる還流電流は半導体素子（Ｔ２）を経由して流れることになり、従来のフライホイールダイオードを用いる場合と対比して発熱を低減することができ、ひいてはエネルギー損失を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係る電力供給装置が搭載された負荷回路の構成を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態に係る負荷回路は、例えば車両に搭載されるバッテリ等の直流電源ＶＢと、ＭＯＳＦＥＴ等の電子スイッチＴ１、及びラジエータファンの駆動用等に用いられるモータＭ１（モータ負荷）の直列接続回路を備えている。また、電子スイッチＴ１のゲートは抵抗Ｒ１を介してドライバ１２に接続され、該ドライバ１２はチャージポンプ１１より電力が供給される。
【００２１】
そして、ドライバ１２に所定周期でオン、オフが繰り返される入力信号が供給されると、ドライバ１２より、チャージポンプ１１の出力電圧が電子スイッチＴ１のゲートに出力され、電子スイッチＴ１が所定のデューティ比でＰＷＭ駆動される。その結果、モータＭ１に供給される電力が制御され、モータＭ１の回転駆動を制御することができる。ここで、モータＭ１が有する電機子抵抗をＲａ、インダクタンスをＬＭとする。
【００２２】
また、モータＭ１に対して並列に、Ｎ型のＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２；半導体素子）が設けられている。該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のドレイン（第１の主電極）は、電子スイッチＴ１とモータＭ１の接続点であるａ点（第１接続点）に接続され、ソース（第２の主電極）はグランドに接続されている。そして、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）が有する寄生ダイオードＤｐは、カソードがａ点に接続され、アノードがグランドに接続されている。
【００２３】
ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲート（制御電極）は、制御回路２１に接続され、該制御回路２１によりオン、オフが制御される。
【００２４】
制御回路２１は、トランジスタＴ３（本実施形態ではＭＯＳＦＥＴとしている）、抵抗Ｒ２（第１抵抗）、Ｒ３（第２抵抗）、コンデンサＣ１、及びダイオードＤ２を備えている。
【００２５】
抵抗Ｒ２の一端は直流電源ＶＢのプラス端子に接続され、他端はトランジスタＴ３を介してグランドに接続されている。抵抗Ｒ２とトランジスタＴ３との接続点であるｂ点（第２接続点）は、コンデンサＣ１の一端に接続されている。また、トランジスタＴ３のゲートはａ点に接続されている。
【００２６】
コンデンサＣ１の他端であるｃ点（第３接続点）は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲートに接続され、且つ、抵抗Ｒ３を介してグランドに接続され、更に、ダイオードＤ２のカソードに接続されている。該ダイオードＤ２のアノードは、グランドに接続されている。
【００２７】
そして、制御回路２１は、電子スイッチＴ１がオフとされている期間の一部の期間において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオンとすることにより、寄生ダイオードＤｐの発熱を低減し、ひいてはエネルギー損失を低減する。
【００２８】
以下、第１実施形態に係る電力供給回路の動作について説明する。図３は、第１実施形態に係る電力供給回路の各信号の波形を示すタイミングチャートであり、（ａ）はドライバ１２に供給される入力信号の波形、（ｂ）はａ点、ｂ点、ｃ点に生じる電圧波形、（ｃ）はモータＭ１に流れる電流ＩＭの波形、（ｄ）は電子スイッチＴ１に流れる電流ＩＤの波形、そして（ｅ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）または寄生ダイオードＤｐに流れる還流電流ＩＦを示している。
【００２９】
図１において、電子スイッチＴ１が駆動する前の状態では、ａ点の電圧は０Ｖであり、トランジスタＴ３はオフとなる。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲートは抵抗Ｒ３を介してグランドに接続されているので、該ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）はオフとなる。
【００３０】
いま、ドライバ１２よりＰＷＭ信号が出力され、電子スイッチＴ１のゲートに駆動信号が供給されると、電子スイッチＴ１は所定のデューティ比でオン、オフを繰り返す。即ち、図３（ａ）に示すように、一定の周期で電子スイッチＴ１がオン、オフを繰り返す。図３（ａ）に示す時刻ｔ１にて電子スイッチＴ１がオンとなると、同図（ｂ）に示すように、ａ点の電圧はほぼ直流電源ＶＢの出力電圧まで上昇する。また、同図（ｄ）に示すように、電子スイッチＴ１に流れる電流ＩＤは徐々に上昇する。同様に、同図（ｃ）に示すように、モータＭ１に流れる電流ＩＭは徐々に上昇する。
【００３１】
その結果、トランジスタＴ３のゲート電圧が上昇し、該トランジスタＴ３がオンとなり、ｂ点がグランドに接続される。このため、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲートであるｃ点の電圧は、グランドレベルよりもダイオードＤ２の順方向電圧（これをＶＦ２とする）だけ押し下げられた電圧となり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）はオフとなる。即ち、電子スイッチＴ１がオンとなる場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）はオフとなっている。
【００３２】
次いで、図３（ａ）に示す時刻ｔ２にて電子スイッチＴ１がオフとなると、同図（ｂ）に示すように、ａ点の電圧はグランドレベルを超えて急激に低下する。即ち、モータＭ１のインダクタンスＬＭに蓄積された電磁エネルギーにより、モータＭ１→グランド→寄生ダイオードＤｐ→ａ点→モータＭ１の経路で還流電流が流れるので、ａ点の電圧が急激に低下する。このとき、同図（ｃ）に示すように、モータＭ１に流れる電流ＩＭは徐々に減少し、同図（ｅ）に示すように、電流ＩＭと同一の還流電流ＩＦが寄生ダイオードＤｐに流れる。
【００３３】
そして、ａ点の電圧がグランドレベルよりも０．７Ｖ〜１Ｖ程度低い電圧まで低下すると、ａ点の電位はＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）が有する寄生ダイオードＤｐによりクランプされ、それ以上の低下が制限される（図３（ｂ）の符号ｑ１参照）。つまり、寄生ダイオードＤｐがフライホイールダイオードとしての機能を果たすことになる。
【００３４】
そして、ａ点の電圧が低下することにより、トランジスタＴ３がオフとなり、ｂ点とグランドとの接続が遮断されるのでｂ点の電圧が上昇する。ｂ点電圧の上昇に追随して、ｃ点電圧は、ｂ点よりも０．７Ｖ程度低い電圧で上昇する（図３のｔ２〜ｔ３参照）。
【００３５】
ｃ点電圧が上昇することにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）がオンとなり、モータＭ１の還流電流ＩＦは、寄生ダイオードＤｐをバイパスし、モータＭ１→グランド→ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）→ａ点→モータＭ１の経路で還流し、寄生ダイオードＤｐによる電力損失がＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のオン抵抗による電力損失に置き換わる。一例として、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のオン抵抗が５［ｍΩ］、還流電流ＩＦが１０Ａであるとすると、電力損失は０．５Ｗとなる。
【００３６】
これに対して、寄生ダイオードＤｐの順方向の電圧降下を０．７Ｖとすると、１０Ａの還流電流が流れた流れた場合に７Ｗの電力損失となるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）を用いることにより、電力損失が１／１４となる。還流電流は電子スイッチＴ１がオフとなった時点で最大値となり、その後、一定勾配で減少するので、還流電流ＩＦの２乗（ＩＦ２）に比例して電力損失も急激に減少する。
【００３７】
電子スイッチＴ１がオフとなった時刻ｔ２から、時間Ｔｙが経過した時刻ｔ４（図３（ｂ）参照）にて還流電流ＩＦが消滅すると、電機子の慣性力による回転でモータＭ１が発電し、ａ点の電圧が上昇する（図３（ｂ）の符号ｑ２参照）。ａ点の電圧の上昇により、トランジスタＴ３がオンとなり、ｃ点がグランドレベル以下となるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）がオフとなる。これにより、ａ点→ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）→グランドの電流経路が遮断される。つまり、モータＭ１のインダクタンスＬＭに蓄積された電磁エネルギーが消滅した時点でＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）がオフとなるので、電機子の慣性エネルギーが浪費されることを防止できる。更に、電子スイッチＴ１が次にオンとなる時刻ｔ５よりも前の時点で、確実にＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオフとすることができる。
【００３８】
また、電子スイッチＴ１がオフとなった直後に、ｃ点の電圧はｂ点の上昇により引き上げられるが（図３のｔ２〜ｔ３参照）、直流電源ＶＢ→抵抗Ｒ２→コンデンサＣ１→抵抗Ｒ３→グランドの経路でコンデンサＣ１が充電されるので、ｃ点の電圧は時間の経過に伴って低下する（図３のｔ３〜ｔ４参照）。このとき、コンデンサＣ１を充電する電流の時定数τは、τ＝Ｃ１＊（Ｒ２＋Ｒ３）となり、この時定数τを小さく設定すれば還流電流が消滅してａ点の電圧上昇が起こる前に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオフとすることができる。つまり、上記の時定数τを適宜変更することにより、電磁エネルギーが消滅する時点よりも前の時点で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオフとすることができる。
【００３９】
即ち、本実施形態では、電子スイッチＴ１がオンからオフに移行してａ点の電圧がグランドレベル以下に低下した際に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ３）のゲートへのプラス電圧の印加を開始し、このプラス電圧を印加してからａ点の電圧が上昇を開始するまでの期間、または、プラス電圧を印加してから時定数τで決定される一定時間が経過するまでの期間のうちの、いずれか短い方の期間が経過した場合に、プラス電圧の印加が停止してＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）がオフとなる。
【００４０】
ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオフとした後は、還流電流ＩＦは寄生ダイオードＤｐを経由して流れることになる。この際、寄生ダイオードＤｐによる電力損失が懸念されるが、上記の時定数τで決定される時間の経過後には、還流電流ＩＦが小さくなっているので、寄生ダイオードＤｐによる電力損失は極めて小さく問題とならない。
【００４１】
このようにして、第１実施形態に係る電力供給装置では、モータＭ１に対して並列にＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）を設けている。そして、電子スイッチＴ１をＰＷＭ制御により駆動してモータＭ１に電力を供給する際に、電子スイッチＴ１がオフとされている期間の一部期間にてＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオンとしている。従って、電子スイッチＴ１がオフとされている際には、モータＭ１に流れる還流電流ＩＦは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）を経由して還流するので、従来のようにフライホイールダイオードを経由して還流する場合と対比して、エネルギー損失を著しく低減することができる。
【００４２】
また、ＰＷＭ制御実行時において、電子スイッチＴ１がオフとされた後に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）がオンとなり、電子スイッチＴ１がオンとなる前にＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）がオフとなるので、電子スイッチＴ１及びＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）の双方が同時にオンとなることを確実に回避できる。
【００４３】
なお、上述した第１実施形態では、還流電流が消滅するまでの経過時間Ｔｙ（図３（ｃ）参照）が、電子スイッチＴ１のオフ時間Ｔｘ（図３（ａ）参照）よりも短くなるように設定したが、時間Ｔｘが時間Ｔｙと等しいか、或いはＴｘ＜Ｔｙとなっても、Ｔ１がオンとなることにより、ａ点の電位が上昇できれば制御は成立する。
【００４４】
そのためには、電子スイッチＴ１がオンとなるまでに、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲート電圧（ｃ点の電圧）が十分に小さくなっていることが必要である。電子スイッチＴ１がオンとなったとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲート電圧が十分に大きいと、直流電源ＶＢ→電子スイッチＴ１→ａ点→ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）→グランドの経路で電流が流れ、負荷側配線が短絡接地したことと同一の現象となる。これを回避するためにも、コンデンサＣ１を充電してｃ点電位を低下させる制御が必要となる。
【００４５】
次に、本発明の第２実施形態について説明する。図２は、第２実施形態に係る電力供給装置を含む負荷回路を示す回路図である。図２に示す電力供給装置は、図１と対比して、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のオン、オフを制御するための制御手段をアナログ回路からディジタル回路に置き換えたものである。
【００４６】
第２実施形態に係る制御回路２１ａは、所定のデューティ比でオン、オフ動作するＰＷＭ信号を反転して反転信号を生成するインバータ回路１３と、該インバータ回路１３の出力信号を所定時間（例えば、１０［μｓ］）遅延させる遅延器１４と、該遅延器１４より出力されるＰＷＭ信号の立ち上がりのタイミングをトリガとして、一定時間（Ｔｚ）のオン信号を出力する１ショットマルチバイブレータ１５を備えている。そして、１ショットマルチバイブレータ１５の出力信号は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲートに供給される。
【００４７】
従って、１ショットマルチバイブレータ１５の出力信号は、ドライバ１２に供給される入力信号がオフとなってから、１０［μｓ］経過した後に、一定時間Ｔｚだけ「Ｈ」レベルの信号をＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）のゲートに出力する。
【００４８】
この際、一定時間Ｔｚを、図３に示した時間Ｔｘ、及び時間Ｔｙの双方よりも短い時間に設定する。従って、電子スイッチＴ１がオフとされている期間の一部の期間において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）をオンとし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２）を経由して還流電流を流すことができる。また、電子スイッチＴ１がオフとなってから（Ｔｚ＋１０［μｓ］）の時間が経過した後、未だ還流電流ＩＦが存在する場合には、この還流電流は寄生ダイオードＤｐを経由して流れることになる。
【００４９】
このようにして、第２実施形態に係る電力供給装置では、１ショットマルチバイブレータ１５を含むディジタル回路で制御回路２１ａを構成しているので、前述した第１実施形態に記載した効果に加え、より簡単な方法で回路を設計することが可能となる。
【００５０】
以上、本発明の電力供給装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
【００５１】
例えば、上記した実施形態では、車両に搭載されるラジエータファンを駆動する場合を例に挙げて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、直流電源を用いてＰＷＭ制御によりモータ負荷を駆動する場合について適用することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
ＰＷＭ制御を用いてモータを駆動させる際に、エネルギー損失を低減する上で極めて有用である。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力供給装置が搭載された負荷回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係る電力供給装置が搭載された負荷回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の実施形態に係る電力供給装置が搭載された負荷回路の、各波形を示すタイミングチャートである。
【図４】従来における電力供給装置が搭載された負荷回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００５４】
１１  チャージポンプ
１２  ドライバ
１３  インバータ回路
１４  遅延器
１５  １ショットマルチバイブレータ
２１，２１ａ  制御回路（制御手段）
ＶＢ  直流電源
Ｔ１  電子スイッチ
Ｔ２  ＭＯＳＦＥＴ（半導体素子）
Ｔ３  トランジスタ
Ｄｐ  寄生ダイオード
Ｄ２  ダイオード
Ｃ１  コンデンサ
Ｒ１  抵抗
Ｒ２  抵抗（第１抵抗）
Ｒ３  抵抗（第２抵抗）
Ｍ１  モータ（モータ負荷）
Ｒａ  電機子抵抗
ＬＭ  インダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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