(57)【要約】      （修正有）【課題】ディジタル制御器において、制御周波数に近い周波数帯域の位相特性及び振幅特性を改善し、かつノイズ等の制御周波数に近い高周波成分のゲインを可及的に低減する。【解決手段】入力信号Ｉ（ｎＴ）が入力され、ａ１からａ６を実係数として、入力信号Ｉ（ｎＴ）を１ステップ遅延させた遅延信号Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝、並びに入力信号Ｉ（ｎＴ）を２ステップ遅延させた遅延信号Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝により表される式で出力Ｘ１（ｎＴ）を算出する演算手段３１と、該出力Ｘ１（ｎＴ）が入力され、所定の実係数ａ４とａ５、及び出力Ｘ１（ｎＴ）を１ステップ遅延させた遅延信号Ｘ1｛（ｎ−１）Ｔ｝により表される式で第２の出力Ｘ２（ｎＴ）を算出する演算手段３２と、該出力Ｘ２（ｎＴ）に所定の実係数ａ６を乗算し、入力信号Ｉ（ｎＴ）を加算して、出力信号Ｙ（ｎＴ）とする演算手段３３と、からなる位相進み補償装置。【選択図】図１
2010119060.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御周期Ｔで１ステップずつ処理するディジタル制御における入力信号Ｉ（ｎＴ）（ｎは整数）の位相を進める位相進み補償装置において、
前記入力信号Ｉ（ｎＴ）が入力され、所定の実係数ａ１、ａ２、及びａ３、入力信号Ｉ（ｎＴ）を１ステップ遅延させた第１の遅延信号Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝、並びに入力信号Ｉ（ｎＴ）を２ステップ遅延させた第２の遅延信号Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝により式（１）で表される第１の出力Ｘ１（ｎＴ）を算出する第１の演算手段と、
Ｘ１（ｎＴ）＝ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝・・・（１）
前記第１の出力Ｘ１（ｎＴ）が入力され、所定の実係数ａ４とａ５、及び第１の出力Ｘ１（ｎＴ）を１ステップ遅延させた第３の遅延信号Ｘ１｛（ｎ−１）Ｔ｝により式（２）で表される第２の出力Ｘ２（ｎＴ）を算出する第２の演算手段と、
Ｘ２（ｎＴ）＝ａ４×Ｘ１（ｎＴ）−ａ５×Ｘ１｛（ｎ−１）Ｔ｝・・・（２）
前記第２の出力Ｘ２（ｎＴ）に所定の実係数ａ６を乗算し、次に前記入力信号Ｉ（ｎＴ）を加算する第３の演算手段と、からなることを特徴とするディジタル制御における位相進み補償装置。
【請求項２】
請求項１に記載のディジタル制御における位相進み補償装置をフィードバックループ内に有し、フィードバック信号における高周波ノイズの影響を低減しながら、位相進み補償することを特徴とするディジタル制御におけるフィードバック制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ディジタル制御における位相進み補償装置に係り、特に離散化した信号の位相進み補償に用いて好適な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、鉄鋼製造プロセスのような、金属材料の熱間連続圧延装置の張力制御などに代表されるアクチュエータの制御においては負帰還ループを用いた、いわゆるフィードバック制御が大半を占めている。このフィードバック制御においては、実際のアクチュエータ（制御対象）の動作状態を検出器で検出し、この検出値（以下、検出信号ともいう）と目標値との偏差を取り除くような指令を出力することによって、アクチュエータの制御を行う。
【０００３】
このフィードバック制御を実際の製造設備へ実装するにあたり、制御対象の動作状態（例えば圧延ロールの回転速度やルーパの角度）を検出する検出器の応答速度、計算機での信号の処理時間、及び検出信号の伝送系の遅れに起因する時間遅れが問題となる。検出信号の時間遅れは制御系の一巡伝達関数の位相遅れとなり、そのために制御系が不安定となることがある。そのため、位相遅れを相殺するために位相進み補償が行われる。
【０００４】
ところで， 近年のディジタル制御法の発展により、アクチュエータの制御方法は従来のアナログ制御からディジタル制御への移行が急速に進んでおり、離散化された検出信号を利用してディジタル制御することが一般的となってきている。
例えば鋼板の熱間連続圧延装置の張力制御に用いられているディジタル制御装置では、Ｐｒｏｇｒａｍａｂｌｅ  Ｌｏｇｉｃ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ（以下ではＰＬＣと記す）を用いてディジタル信号処理によってディジタル制御することが多い。ＰＬＣの制御周期は例えば2 0〜5 0 m s e c（制御周波数で表すと5 0 H z〜2 0 H z）である。
【０００５】
一般的に制御対象の動作状態の検出信号にはノイズ成分も多く含まれているため、通常の位相進み補償では高周波帯域でゲインが大きくなるので、高周波帯域のノイズ成分を増幅してしまい、却って制御系が振動的になる問題がある。
【０００６】
この問題に対して、特許文献１にはアクチュエータの制御装置内にネガティブフィードバック項を含まない、ディジタル制御器において制御周波数に近い周波数領域、
特に制御周波数の１／１０程度以上の帯域の位相特性及び振幅特性を改善することが可能な位相進み補償装置が開示されている。
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−８８９０９号広報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、特許文献１に記載の位相進み補償装置においても、制御周波数の１／１０程度付近の帯域における高周波ゲインの増大を抑制する効果があるものの、フィードバック制御ループの一巡伝達特性については、制御周波数に近い高周波成分のノイズ等の影響をある程度強めてしまう問題があった。
【０００９】
より具体的に説明すると、図２に示した特許文献１に記載された位相進み補償装置において、制御周期２０ｍｓｅｃの場合の位相進み補償回路のボード線図の１例は図３に示したようになる。ここで、図２に示した各パラメータａ１〜ａ５は、ａ１＝０．６、ａ２＝０．４、ａ３＝０．７５、ａ４＝１．０、ａ５＝１．０とした。図３から、当該位相進み補償装置は、制御周波数帯域（５０Ｈｚ）の１／１０程度に近い帯域の位相は改善できていることが分かるが、制御周波数帯域（５０Ｈｚ）に近い高周波数帯域である１５〜２０Ｈｚ付近では、入力信号を約１．８倍して出力することとなるため、ある程度高周波ノイズを増大させることが分かる。
【００１０】
本発明では、ディジタル制御器において、制御周波数に近い周波数帯域、特に制御周波数の１／１０程度付近の帯域の位相特性及び振幅特性を改善し、かつノイズ等の制御周波数に近い高周波成分のゲインを可及的に低減することを第一の目的とし、また、ディジタル制御器において、演算するに際して演算負荷が軽いことを第二の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のディジタル制御における位相進み補償装置は、制御周期Ｔで１ステップずつ処理するディジタル制御における入力信号Ｉ（ｎＴ）（ｎは整数）の位相を進める位相進み補償装置において、
前記入力信号Ｉ（ｎＴ）が入力され、所定の実係数ａ１、ａ２、及びａ３、入力信号Ｉ（ｎＴ）を１ステップ遅延させた第１の遅延信号Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝、並びに入力信号Ｉ（ｎＴ）を２ステップ遅延させた第２の遅延信号Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝により式（１）で表される第１の出力Ｘ１（ｎＴ）を算出する第１の演算手段と、
Ｘ１（ｎＴ）＝ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝・・・（１）
前記第１の出力Ｘ１（ｎＴ）が入力され、所定の実係数ａ４とａ５、及び第１の出力Ｘ１（ｎＴ）を１ステップ遅延させた第３の遅延信号Ｘ１｛（ｎ−１）Ｔ｝により式（２）で表される第２の出力Ｘ２（ｎＴ）を算出する第２の演算手段と、
Ｘ２（ｎＴ）＝ａ４×Ｘ１（ｎＴ）−ａ５×Ｘ１｛（ｎ−１）Ｔ｝・・・（２）
前記第２の出力Ｘ２（ｎＴ）に所定の実係数ａ６を乗算し、次に前記入力信号Ｉ（ｎＴ）を加算する第３の演算手段と、からなることを特徴とする。
【００１２】
本発明のディジタル制御におけるフィードバック制御装置は、上記のディジタル制御における位相進み補償装置をフィードバックループ内に有し、フィードバック信号における高周波ノイズの影響を低減しながら、位相進み補償することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１３】
本発明の位相進み補償装置は、フィードバックループを持たない機能ブロックを用いた装置であるため、ディジタル制御において、１ステップ分の遅れがなく、従来の位相進み補償装置では補償できなかった制御周期近辺の高周波領域の位相改善が可能である。特に、ディジタル制御器において制御周波数に近い周波数帯域、特に制御周波数の１／１０程度以上の帯域の位相特性及び振幅特性を改善することが可能となり、かつ、ノイズ等の高周波成分を低減することが可能となる。また、ブロック構成が非常に単純であるため、演算量が少なくコンピュータ等で実装するときの演算処理の負荷を軽減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態を図を用いて詳細に説明する。なお、各図の符号について、対応する部分を示す符号は同一として理解し易くした。
【００１５】
本発明のディジタル制御における位相進み補償装置及びフィードバック制御装置を実施するための形態として、金属材料の１つである鋼板の熱間連続圧延機におけるスタンド間張力制御系に本発明を適用した場合の一例を以下で説明する。
【００１６】
図１は、本実施の形態の位相進み補償装置を組み込んだフィードバック制御装置の一例であるスタンド間張力制御系のブロック構成の概略図である。Ｆ（ｚ）（ｚはｚ変換変数）はディジタル制御装置２の伝達関数、又、Ｇ（ｓ）（ｓはラプラス変数）は制御対象１（ここでは熱間連続圧延機）の伝達関数を表している。制御対象［Ｇ（ｓ）］１の出力部からの負帰還ループに位相進み補償装置３０を配置する。すなわち、フィードバック制御装置のフィードバックループ内に位相進み補償装置３０が配置されている。又、Ｔを制御周期として、離散的時刻をＴ、２Ｔ、・・・、ｎＴと表す。
【００１７】
制御対象［Ｇ（ｓ）］１の出力信号を位相進み補償装置３０への入力信号Ｉ（ｎＴ）とする。Ｙ（ｎＴ）を位相進み補償装置３０の出力信号とする。位相進み補償装置３０は、入力された入力信号Ｉ（ｎＴ）に対して、以下のような演算を行い、出力信号Ｙ（ｎＴ）を出力する。
【００１８】
位相進み補償装置３０は、ａ１〜ａ６を実係数として、式（１）で表される第１の出力Ｘ１（ｎＴ）を算出する第１の演算手段３１と、
Ｘ１（ｎＴ）＝ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝・・・（１）
式（２）で表される第２の出力Ｘ２（ｎＴ）を算出する第２の演算手段３２と、
Ｘ２（ｎＴ）＝ａ４×Ｘ１（ｎＴ）−ａ５×Ｘ１｛（ｎ−１）Ｔ｝・・・（２）
及び、第２の出力Ｘ２（ｎＴ）に所定の実係数ａ６を乗算し、次に前記入力信号Ｉ（ｎＴ）を加算して出力信号Ｙ（ｎＴ）とする第３の演算手段３３を具備する。
【００１９】
ここで、第１〜３の演算手段３１〜３３はそれぞれ、例えば図１１に基づき以下のように構成することができる。
【００２０】
＜第１の演算手段３１＞
（１）入力された入力信号Ｉ（ｎＴ）に係数ａ１を乗算（第一の乗算手段３）する。
（２）入力信号Ｉ（ｎＴ）を１ステップ遅延（第一の遅延手段５）させて得られる第１の遅延信号Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝に係数ａ２を乗算（第二の乗算手段４）する。
（３）入力信号Ｉ（ｎＴ）を２ステップ遅延（第二遅延手段７）させて得られる第２の遅延信号Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝に係数ａ３を乗算（第三の乗算手段６）する。
（４）第一の乗算手段３による乗算結果ａ１×Ｉ（ｎＴ）と、第二の乗算手段４による乗算結果ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝と、第三の乗算手段６による乗算結果ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝を加算（第一の加算手段９）して得られた加算結果ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝を第１の出力Ｘ１（ｎＴ）とする。
【００２１】
＜第２の演算手段３２＞
（５）この（４）の第１の出力Ｘ１（ｎＴ）を次の段の入力信号とし、この入力信号ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝に係数ａ４を乗算（第四の乗算手段１０）する。
（６）同じく入力信号ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝を１ステップ遅延（第三の遅延手段１２）させて得られる第３の遅延信号ａ１×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−３）Ｔ｝に係数ａ５を乗算（第五の乗算手段１１）する。
（７）次に（５）の第四の乗算手段１０による乗算結果ａ４×［ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝］と、（６）の第五の乗算手段１１による乗算結果ａ５×［ａ１×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−３）Ｔ｝｝を減算（第一の減算手段１３）して得られた減算結果ａ４×［ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝］−ａ５×［ａ１×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−３）Ｔ｝］を第２の出力Ｘ２（ｎＴ）とする。
【００２２】
＜第３の演算手段３３＞
（８）当該第２の出力Ｘ２（ｎＴ）に、係数ａ６を乗算（第六の乗算手段１４）し、上記（７）の結果ａ６×［ａ４×［ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝］−ａ５×［ａ１×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−３）Ｔ｝］］に、入力信号Ｉ（ｎＴ）を加算（第二の加算手段１５）した結果Ｉ（ｎＴ）＋ａ６×［ａ４×［ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝］−ａ５×［ａ１×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−３）Ｔ｝］］をフィードバックループの出力Ｙ（ｎＴ）として得る。
【００２３】
すなわち、（８）の結果が、入力信号Ｉ（ｎＴ）（すなわち、制御対象［Ｇ（ｓ）］１の出力信号）に対して、位相進み補償装置３０の出力信号出力Ｙ（ｎＴ）として得られる。
【００２４】
なお、上記の第１〜３の各演算手段３１〜３３の具体的な構成はそれぞれ１例であって、上記の例にだけ限定するものではなく、乗算器や遅延器の順番を変えるなどした他の態様であってもよい。
【００２５】
上記の位相進み補償装置３０による演算結果は以下の式（３）で、各時刻における入力信号Ｉ（ｎＴ）の線形和にて表現される。
Ｙ（ｎＴ）＝Ｉ（ｎＴ）＋ａ６×［ａ４×［ａ１×Ｉ（ｎＴ）＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝］−ａ５×［ａ１×Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝＋ａ２×Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝＋ａ３×Ｉ｛（ｎ−３）Ｔ｝］］・・・（３）
【００２６】
なお、（３）式では、ａ６＝０とした場合に、Ｙ（ｎＴ）＝Ｉ（ｎＴ）となり、本発明を実装する前の状態へ簡単に戻すことが可能である。
【００２７】
また、（３）式によると、入力信号Ｉ（ｎＴ）の周波数が限りなく０に近くなった場合、Ｉ（ｎＴ）≒Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝≒Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝≒Ｉ｛（ｎ−３）Ｔ｝となり、低周波成分の出力ゲインは１＋ａ６｛（ａ４−ａ５）（ａ１＋ａ２＋ａ３）｝の値に漸近する。出力ゲインが０になると、Ｙ（ｎＴ）＝０となり、制御対象１のフィードバック信号が０となる。
【００２８】
また、この値が負の値になると、第二の減算手段１６において、制御対象１のフィードバック信号の符号が反転して正帰還となる。よって、１＋ａ６｛（ａ４−ａ５）（ａ１＋ａ２＋ａ３）｝＞０とすることが負帰還であるための必要条件である。さらに、入力信号Ｉ（ｎＴ）の周波数が限りなく０に近い場合にはＩ（ｎＴ）≒Ｉ｛（ｎ−１）Ｔ｝≒Ｉ｛（ｎ−２）Ｔ｝として、図１の第一の加算手段９におけるゲインが１となるように、上記（３）の演算結果からａ１＋ａ２＋ａ３＝１とする。
【００２９】
図４〜図６は係数ａ１〜ａ３を変化させた場合のフィードバック信号Ｙ（ｎＴ）の周波数位相特性（ボード線図）の変化を表したものである。制御周期付近のゲイン特性を変化させるために、図４は係数ａ１〜ａ６をａ１＝０．４、ａ２＝０．４、ａ３＝０．２、ａ４＝０．７、ａ５＝１．０、ａ６＝１．０とした時の周波数位相特性を、図５は係数ａ１〜ａ６をａ１＝０．４、ａ２＝０．３、ａ３＝０．３、ａ４＝０．７、ａ５＝１．０、ａ６＝１．０とした時の周波数位相特性を、図６は係数ａ１〜ａ６をａ１＝０．４、ａ２＝０．２、ａ３＝０．４、ａ４＝０．７、ａ５＝１．０、ａ６＝１．０とした場合の位相特性である。
【００３０】
図４では、鋼板の熱間連続圧延機におけるスタンド間張力制御系における通常の軸ねじり振動周波数付近（１５Ｈｚ付近）のゲインが１．３５倍となる。図５では、軸ねじり振動周波数付近（１５Ｈｚ付近）のゲインが１．１５倍となり、図６では、軸ねじり振動周波数付近（１５Ｈｚ付近）のゲインが０．９５倍となる。このように、ａ２の値が大きく、ａ３の値が小さいと軸ねじり振動を助長してしまう位相進み補償装置となってしまうため、ａ２の値を小さくし、ａ３の値を大きくすることで、高周波成分のゲインを下げるが、同時に位相遅れも大きくなるため、本実施の形態では実際にアクチュエータが反応できない１００（ｒａｄ／ｓｅｃ）以上の位相遅れは許容できるため、ａ１＝０．４、ａ２＝０．２、ａ３＝０．４、ａ４＝０．７、ａ５＝１．０、ａ６＝１．０を採用することとする。
【００３１】
以上で説明した位相進み補償装置３０は、制御周波数近くの高周波ゲインを抑えつつディジタル制御における制御周期付近の位相の改善を図ることが可能となる。
【００３２】
本発明の位相進み補償装置３０は、例えば制御系システムを構成するセンサ及びアクチュエータ、並びに制御系の動作設定するためのＩ／Ｏ手段を有するＰＬＣやＦＡ用コンピュータを用い、上記演算を実行するようにコンピュータソフトウェアを作成してロードすることにより実現することが可能である。
【実施例１】
【００３３】
＜張力シミュレーション例＞
図７は、熱間連続圧延機のスタンド間張力ＩＬＱ制御（Ｉｎｖｅｒｓｅ  Ｌｉｎｅａｒ  Ｑｕａｄｒａｔｉｃ）の張力実績値をフィードバックする部分に本発明の位相進み補償装置を不使用の場合の張力シミュレーション結果であり、図９は張力実績値をフィードバックする部分に本発明の位相進み補償装置を配備した場合の張力シミュレーション結果である。このスタンド間張力制御方法は、圧延スタンドロール速度及びルーパ高さを制御して張力を一定に保つ制御方法であり、制御周期は２０（ｍｓｅｃ）、圧延スタンドロール速度制御用のミルモータの応答は３０（ｒａｄ／ｓｅｃ）、ルーパ高さ制御用モータの応答は１０（ｒａｄ／ｓｅｃ）としてシミュレーションを行った。シミュレーション条件として、張力指令値、ルーパ高さ指令値を一定とし、外乱として１６（Ｈｚ）のロール速度外乱を入力し、また、２０（ｓｅｃ）後に張力変動としてステップ外乱を入力した。
【００３４】
図７は、張力フィードバック信号の検出に遅れがあるため、２０（ｓｅｃ）後に入力したステップ外乱に対して、張力実績値が張力指令値に追従するまでに２（ｓｅｃ）程度かかっている。また、１６（Ｈｚ）の周期性外乱に対しては、±０．１８（ｋｇｆ／ｍｍ２）の張力変動が生じている。
【００３５】
図８は、本発明の位相進み補償装置を不使用の場合のルーパ角度シミュレーション結果である。２０（ｓｅｃ）後の張力変動に対して、張力実績値が張力指令値になかなか追従しないために、ルーパ角度も３（ｓｅｃ）程度振動していることが分かる。
【００３６】
図９は、張力フィードバック部分に位相進み補償装置を配備しており、位相遅れが小さくなっているため、２０（ｓｅｃ）後に入力したステップ外乱に対して、張力実績値が張力指令値に追従するまでに０．７（ｓｅｃ）程度と改善している。また、１６（Ｈｚ）の周期性外乱に対しては、張力変動を±０．１２（ｋｇｆ／ｍｍ２）に抑制できている。このように、張力フィードバック部分に本発明のフィルタを配備することで、高周波帯域のゲインを低減することで軸ねじり振動を低減し、また、位相を進めることで張力指令値に対する追従性が向上している。
【００３７】
図１０は、本発明の位相進み補償装置を配備した時のルーパ角度シミュレーション結果である。２０（ｓｅｃ）後の張力変動に対して、張力実績値が張力指令値にすぐに追従するため、ルーパ角度の振動は１（ｓｅｃ）後には抑制できていることが分かる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の位相進み補償装置の一例のブロック図である。
【図２】特許文献１の位相進み補償装置のブロック図である。
【図３】図２の位相進み補償装置のボード線図であり、ａ１＝０．６、ａ２＝０．４、ａ３＝０．７、ａ４＝１．０、ａ５＝１．０である。
【図４】図１の位相進み補償装置のボード線図であり、ａ１＝０．４、ａ２＝０．４、ａ３＝０．２、ａ４＝０．７、ａ５＝１．０、ａ６＝１．０である。
【図５】図１の位相進み補償装置のボード線図であり、ａ１＝０．４、ａ２＝０．３、ａ３＝０．３、ａ４＝０．７、ａ５＝１．０、ａ６＝１．０である。
【図６】図１の位相進み補償装置のボード線図であり、ａ１＝０．４、ａ２＝０．２、ａ３＝０．４、ａ４＝０．７、ａ５＝１．０、ａ６＝１．０である。
【図７】本発明の位相進み補償装置を不使用の場合の張力シミュレーション結果である。
【図８】本発明の位相進み補償装置を不使用の場合のルーパ角度シミュレーション結果である。
【図９】本発明の位相進み補償装置を配備した場合の張力シミュレーション結果である。
【図１０】本発明の位相進み補償装置を配備した場合のルーパ角度シミュレーション結果である。
【図１１】本発明の位相進み補償装置の具体的な構成例のブロック図である。
【符号の説明】
【００３９】
１            制御対象
２            ディジタル制御装置
３、２０      第一の乗算手段
４、２１      第二の乗算手段
５            第一の遅延手段
６、２２      第三の乗算手段
７            第二の遅延手段
９            第一の加算手段
１０、２３    第四の乗算手段
１１、２４    第五の乗算手段
１２          第三の遅延手段
１３          第一の減算手段
１４          第六の乗算手段
１５          第二の加算手段
１６          第二の減算手段
３０          位相進み補償装置
３１          第１の演算手段
３２          第２の演算手段
３３          第３の演算手段
【図１】
2010119060.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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