(57)【要約】【課題】連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度を高める。【解決手段】ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６は、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置を焦点とするように超音波ビームを形成する。ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波は、遅延回路２５において遅延処理され、一方の信号がミキサ３２へ直接的に供給され、他方の信号がπ／２シフト回路２６を経由してミキサ３４へ供給される。遅延回路２５は、ＦＭ連続波に対して、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施す。これにより、ドプラ情報解析部４４において、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。【選択図】図１
2010012160.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、
復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、
を有し、
生体内の目標位置を焦点として超音波ビームを形成し、且つ、当該目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、当該目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項２】
請求項１に記載の超音波診断装置において、
生体内の目標位置を移動させ、その目標位置の移動に追従するように焦点を移動させて超音波ビームを形成し、且つ、その目標位置の移動に追従するように前記相関関係を調整して復調処理を施すことにより、目標位置を移動させつつ目標位置からの生体内情報を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
目標位置からの受信信号の位相と参照信号の位相が等しくなるように、目標位置の深さに応じた遅延量だけ、前記送信信号または前記参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載の超音波診断装置において、
変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより前記送信信号を形成し、
当該変調信号を目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して得られる遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、
当該参照信号を用いることにより目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、周期Ｔｍで周波数を変化させた連続波の送信信号を出力し、
生体内の目標位置の深さに応じて送信信号の周期Ｔｍが調整されることにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項６】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより前記送信信号を形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項７】
請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を位相変調処理することにより前記送信信号を形成する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
前記生体内情報抽出部は、生体内情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、
ことを特徴とする超音波診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波診断装置に関し、特に、連続波を利用する超音波診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波である送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流など）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。
【０００３】
連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。
【０００４】
一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。
【０００５】
【特許文献１】特開２００５−２５３９４９号公報
【特許文献２】特開２００６−１４９１６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。特に、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術に注目して研究を重ねてきた。
【０００７】
本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度を高めることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周波数を周期的に変化させた連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、前記送信信号に基づいて超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより得られる受信信号に対して、前記送信信号に実質的に等しい波形の参照信号を用いて復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、復調信号から生体内情報を抽出する生体内情報抽出部と、を有し、生体内の目標位置を焦点として超音波ビームを形成し、且つ、当該目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、当該目標位置からの生体内情報を選択的に抽出する、ことを特徴とする。
【０００９】
上記態様では、参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施しているため、参照信号との相関が比較的大きい信号成分を含んだ復調信号を得ることができる。そして、その復調処理にあたり、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関関係が調整され、例えば、参照信号との相関が比較的大きい信号成分として目標位置からの受信信号を抽出することができる。さらに、生体内の目標位置を焦点として超音波ビームが形成されるため、目標位置から抽出される受信信号に関する抽出の精度を高めることができる。
【００１０】
なお、上記態様において、参照信号と送信信号は、完全に等しい波形であることが望ましい。但し、参照信号と送信信号は、実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係であってもよい。
【００１１】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の目標位置を移動させ、その目標位置の移動に追従するように焦点を移動させて超音波ビームを形成し、且つ、その目標位置の移動に追従するように前記相関関係を調整して復調処理を施すことにより、目標位置を移動させつつ目標位置からの生体内情報を抽出する、ことを特徴とする。
【００１２】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、目標位置からの受信信号の位相と参照信号の位相が等しくなるように、目標位置の深さに応じた遅延量だけ、前記送信信号または前記参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、ことを特徴とする。
【００１３】
望ましい態様において、前記超音波診断装置は、変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより前記送信信号を形成し、当該変調信号を目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して得られる遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、当該参照信号を用いることにより目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、ことを特徴とする。
【００１４】
望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期Ｔｍで周波数を変化させた連続波の送信信号を出力し、生体内の目標位置の深さに応じて送信信号の周期Ｔｍが調整されることにより、目標位置から得られる受信信号と参照信号との間の相関を強める、ことを特徴とする。
【００１５】
望ましい態様において、前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を周波数変調処理することにより前記送信信号を形成する、ことを特徴とする。
【００１６】
望ましい態様において、前記送信信号処理部は、変調信号を用いて搬送波信号を位相変調処理することにより前記送信信号を形成する、ことを特徴とする。
【００１７】
望ましい態様において、前記生体内情報抽出部は、生体内情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明により、連続波を利用して目標位置からの生体内情報を抽出する技術において抽出の精度が高められる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、本発明の好適な実施形態を説明する。
【００２０】
図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。なお、送信用振動子１０は複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子が制御されて超音波の送信ビームが形成される。また、受信用振動子１２も複数の振動素子を備えており、これら複数の振動素子により得られた信号が処理されて受信ビームが形成される。
【００２１】
送信ビームフォーマ（送信ＢＦ）１４は、送信用振動子１０が備える複数の振動素子に対して送信信号を出力する。送信ビームフォーマ１４には、例えば正弦波によるＦＭ変調処理が施されたＦＭ連続波（ＦＭＣＷ波）が入力される。送信ビームフォーマ１４は、ＦＭ連続波に対して、各振動素子に応じた遅延処理を施して各振動素子に対応した送信信号を形成する。なお、送信ビームフォーマ１４において形成された各振動素子に対応した送信信号に対して、必要に応じて電力増幅処理が施されてもよい。こうして、ＦＭ連続波による送信ビームが形成される。
【００２２】
ＦＭ変調器２０は、送信ビームフォーマ１４にＦＭ連続波を出力する。ＦＭ変調器２０は、変調波生成部２４から供給される変調信号を用いて、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波（搬送波信号）に対して周波数変調を施すことにより、ＦＭ連続波を発生する。このＦＭ連続波の波形については後の原理説明で詳述する。
【００２３】
受信ビームフォーマ（受信ＢＦ）１６は、受信用振動子１２が備える複数の振動素子から得られる複数の受波信号を整相加算処理して受信ビームを形成する。つまり、受信ビームフォーマ１６は、各振動素子から得られる受波信号に対してその振動素子に応じた遅延処理を施し、複数の振動素子から得られる複数の受波信号を加算処理することにより受信ビームを形成する。なお、各振動素子から得られる受波信号に対して低雑音増幅等の処理を施してから、受信ビームフォーマ１６に複数の受波信号が供給されてもよい。こうして受信ビームに沿った受信ＲＦ信号が得られる。
【００２４】
受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。
【００２５】
受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、ＦＭ変調器２０から出力されＦＭ連続波に基づいて生成される。つまり、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。
【００２６】
π／２シフト回路２６は遅延処理されたＦＭ連続波の位相をπ／２だけずらす回路である。この結果、２つのミキサ３２，３４の一方から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、他方から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされ、検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。
【００２７】
後の原理説明で詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、変調波生成部２４から供給される変調波の変調波周波数ｆｍに関する複数の第ｎ次波成分（ｎは０以上の自然数）が含まれている。つまり、第０次波成分である直流成分、第１次波成分である基本波成分、さらに、ｎが２以上の複数の高調波成分が含まれている。つまり、これら複数の第ｎ次波成分を含んだ復調信号が、ＬＰＦ３６，３８の各々から出力される。
【００２８】
ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。
【００２９】
ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。後に詳述するが、本実施形態では、変調波生成部２４における変調処理と遅延回路２５における遅延処理により目標位置が設定され、ドプラ情報解析部４４において目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。
【００３０】
表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さ速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。
【００３１】
以上、概説したように、本実施形態では、連続波（ＣＷ）を変調波でＦＭ変調した超音波（ＦＭＣＷ波）を送受波して受信信号が得られて、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。なお、図１に示した部分（構成）については、以下の説明においても図１の符号を利用する。
【００３２】
周波数ｆ０のＲＦ波（搬送波）に対して、周波数ｆｍの正弦波によりＦＭ変調を施したＦＭＣＷ送信波は次式のように表現できる。
【００３３】
【数１】
2010012160.tif 000003
【００３４】
数１式において、Δｆは周波数変動幅の０−Ｐ値（ゼロピーク値：最大周波数偏移）であり、最大周波数偏移Δｆと変調周波数ｆｍの比であるβはＦＭの変調指数である。
【００３５】
また、ドプラシフトを伴う場合のＦＭＣＷ受信波は、生体における往復の減衰をαとすると次式で表現できる。
【００３６】
【数２】
2010012160.tif 000004
【００３７】
なお、数２式においてｆｍに対するドプラシフトは、ｆ０のシフト分ｆｄに比較して小さいので無視している。
【００３８】
図２は、本実施形態における送信波と受信波を説明するための図である。図２（ａ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）の波形（数１式参照）を示しており、横軸が時間軸であり縦軸が振幅である。また、図２（ｂ）は、ＦＭＣＷ送信波（送信信号）とＦＭＣＷ受信波（受信信号）の各々についての瞬時周波数変化を示している。図２（ｂ）の横軸は時間軸であり縦軸は周波数（瞬時周波数）である。なお、図２（ａ）と図２（ｂ）の時間軸は互いに揃えられている。
【００３９】
図２（ｂ）に示されるように、送信信号（破線）は、周期Ｔｍ＝１／ｆｍで周波数を変化させた連続波となっている。また、受信信号（実線）は、送信信号から、位相角でφｍだけ遅れている。なお、図２（ｂ）においては、数２式で示した受信信号の減衰やドプラシフトを省略している。
【００４０】
数２式で表される受信波形は、超音波振動子を介して受信される信号波形（受信ＲＦ信号）である。ＦＭＣＷドプラでは、受信ＲＦ信号に対する復調処理において、ＦＭＣＷ送信波を参照信号として受信波と乗算を行う。図１を利用して説明したように、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波が遅延回路２５において遅延処理され、参照信号として、ミキサ３２には遅延処理されたＦＭ連続波が直接供給され、一方、ミキサ３４には遅延処理されたＦＭ連続波がπ／２シフト回路２６を経由して供給される。したがって、ミキサ３２へ供給される参照信号ｖｒＩ（ｔ）と、ミキサ３４へ供給される参照信号ｖｒＱ（ｔ）は、次式のように表現できる。
【００４１】
【数３】
2010012160.tif 000005
【００４２】
数３式において、φｍｒは、遅延回路２５における遅延処理により任意に設定できる参照信号の位相を示しており、φ０ｒは、任意に設定した参照信号の位相に対応して決まる搬送波の位相変化量を示している。
【００４３】
受信ミキサ３０では、復調処理として直交検波が行われる。つまり、ミキサ３２において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行され、また、ミキサ３４において、受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算に相当する処理が実行される。
【００４４】
ミキサ３２における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＩ（ｔ）の乗算ｖＤＩ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３６において除去される周波数成分である。
【００４５】
【数４】
2010012160.tif 000006
【００４６】
ここで、ベッセル関数に関する次の公式を利用する。
【００４７】
【数５】
2010012160.tif 000007
【００４８】
数５式の公式を用いると、数４式はさらに次式のように計算される。
【００４９】
【数６】
2010012160.tif 000008
【００５０】
一方、ミキサ３４における受信ＲＦ信号ｖＲ（ｔ）と参照信号ｖｒＱ（ｔ）の乗算ｖＤＱ（ｔ）は次式のように表現される。なお、次式の計算途中において、周波数２ｆ０の成分が消去されている。これは、ＬＰＦ３８において除去される周波数成分である。
【００５１】
【数７】
2010012160.tif 000009
【００５２】
ここで、数６式のｖＤＩ（ｔ）と数７式のｖＤＱ（ｔ）とに基づいて、複素ベースバンド信号を定義する。まず、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている直流（ＤＣ）成分、変調周波数ｆｍの偶数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５３】
【数８】
2010012160.tif 000010
【００５４】
次に、ｖＤＩ（ｔ）とｖＤＱ（ｔ）に含まれている変調周波数ｆｍの成分、変調周波数ｆｍの奇数次高調波成分を次式のように表現する。
【００５５】
【数９】
2010012160.tif 000011
【００５６】
数８式と数９式から、直交検波後のベースバンド信号において、ドプラシフトｆｄを含んだドプラ信号は、ＤＣ成分と変調周波数ｆｍの成分と変調周波数ｆｍの高調波成分とからなる複数の成分の各々についての両側帯波として出現することがわかる。通信工学ではこの種の信号形式を両側帯波搬送波除去変調（Double-Sideband Suppressed-Carrier, DSB-SC）と呼んでいる。
【００５７】
ここで、受信信号と参照信号の位相を互いに揃えた場合、つまり、遅延回路２５における遅延処理によりφｍｒを調整してφｍと一致させた場合（φｍｒ＝φｍ）を考える。φｍｒとφｍを一致させた場合には、数４式におけるｋが０となる。この結果を数５式のベッセル関数に適用すると、次式のように、０次のベッセル関数の値のみが１となり、それ以外のベッセル関数の値は０となる。
【００５８】
【数１０】
2010012160.tif 000012
【００５９】
数１０式に示す結果を数８式と数９式に適用すると次式のとおりとなる。
【００６０】
【数１１】
2010012160.tif 000013
【００６１】
数１１式は、参照波（参照信号）の位相φｍｒを送受信間の位相差φｍに設定すると、圧縮変換により、ＤＣ成分（直流信号成分）に対応したドプラ信号のみが抽出できることを示している。その結果として得られる複素ドプラ周波数ｆｄの値と極性は、血流などの流体の速度とその極性を表わしている。また、ドプラ信号の振幅は、搬送波および参照波の位相に依存しないこともわかる。
【００６２】
この事実は以下のように解釈することもできる。図１における遅延回路２５は、参照波（参照信号）における変調波の位相φｍｒを、送受信間の変調波の位相差φｍに設定する役目を持っている。しかし、この遅延回路２５は変調波の位相ばかりでなく、搬送波の位相も同時に変化させる。この値がφ０ｒである。搬送波の位相は、参照波における変調波の位相φｍｒに応じて変化するので、送受信間の変調波の位相差に応じた特定の値に定めることができない。しかし、数１１式に示されているように、φ０ｒは、φ０と同様に、どんな値になろうとも、直交検波する限りは、ドプラ信号の振幅、周波数およびその極性に影響を与えない。
【００６３】
そのため、例えば、変調信号（変調波）のみを目標位置の深さに応じた遅延量だけ遅延処理して遅延変調信号を形成し、その遅延変調信号を用いて搬送波信号を変調処理することにより参照信号を形成し、その参照信号とπ／２だけ位相をずらした参照信号とを用いて復調処理を施すようにしてもよい。
【００６４】
そして、本実施形態においては、以下に説明するように、ＰＷドプラ（パルスドプラ）と同様に特定位置のドプラ情報を比較的良好なＳＮＲで得ることができる。数６式から数９式において、ドプラ信号の振幅を支配するＪ０（ｋβ）の因数であるｋβについて考察する。数４式におけるｋの定義から、ｋβは次式のように表現できる。
【００６５】
【数１２】
2010012160.tif 000014
【００６６】
数１２式は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化することを意味している。
【００６７】
図３は、ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。第１次ベッセル関数の性質により、ｋβが０のときにＪ０（ｋβ）が最大値となる。図３において実線で示されるｋβの波形は、体表からの深さｄが正の範囲において０となる深さが３箇所ある。これら３箇所の深さから得られるドプラ信号の振幅が最大となることを意味している。
【００６８】
数１２式などから、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと、参照波の位相φｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。つまり、遅延回路２５において、目的とする深さからの受信信号の位相φｍと参照波の位相φｍｒを一致させることにより、目的とする深さからのドプラ信号の振幅が最大となるようにして、そのドプラ信号を選択的に抽出することができる。
【００６９】
ドプラ信号の選択的な抽出は、別の手法によっても実現できる。例えば、図２（ｂ）に示した送信信号の周波数変化の周期（Ｔｍ＝１／ｆｍ）を調整することにより、ドプラ信号の選択的な抽出を実現してもよい。周期Ｔｍは、変調周波数ｆｍを調整することにより、所望の大きさに設定することができる。
【００７０】
数１２式から、変調周波数ｆｍを変化させることにより、ｋβの値が変化することが理解できる。図３において、破線で示される２つのｋβの波形は、実線で示されるｋβの波形から、変調周波数ｆｍをわずかに変化させた場合の波形である。図３の実線の波形と破線の波形との比較からも理解できるように、変調周波数ｆｍを変化させることにより、ｋβ＝０の位置を深さ方向に沿って移動させることができる。そして、ｋβが０となる深さにおいて、Ｊ０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となることから、変調周波数ｆｍの変化により、ドプラ信号の振幅が最大となる深さが移動することを理解できる。
【００７１】
送信信号の周期Ｔｍを調整して目標位置を設定する場合には、例えば、変調波生成部２４が、変調周波数ｆｍの変調信号に対して、変調周波数ｆｍよりも小さい変調周波数ｆｍ２の第２変調信号を用いて周波数変調を施すことにより、変調周波数ｆｍを変化させる。そこで、変調周波数ｆｍの変化と、ドプラ信号を選択的に抽出する深さｄとの関係について説明する。
【００７２】
ｋβ（図３、数１２式参照）に含まれるｋやｋに含まれるφｍは、数２式と数４式において定義したとおりであるが、再掲すると次式のとおりとなる。
【００７３】
【数１３】
2010012160.tif 000015
【００７４】
ｋβは、参照波の位相φｍｒを固定すると、φｍの関数となっており、φｍに対して正弦波状に変化する。また、φｍは数１３式で表現されるとおりであり、ｋβが深さｄに対しても正弦波状に変化することが理解できる（図３参照）。
【００７５】
数１３式におけるφｍの単位はラジアンである。深さｄを決めれば、変調周波数ｆｍの位相角であるφｍを決定することができる。例えば、ｆｍ＝５ｋＨｚ，Δｄ＝１０ｍｍ，ｃ＝１５００ｍ／ｓとすると、φｍの変化量Δφｍは次式のとおり０．４２ラジアンとなる。
【００７６】
【数１４】
2010012160.tif 000016
【００７７】
この位相角を周期的に変化させるためには、変調周波数ｆｍの変調信号を低周波で周波数変調または位相変調すればよい。その低周波の周波数をｆｍ２とすれば、位相変調された変調波（変調信号）ｖＰＭ（ｔ）は、下式により与えられる。
【００７８】
【数１５】
2010012160.tif 000017
【００７９】
変調波ｖＰＭ（ｔ）の瞬時周波数は下式で与えられる。
【００８０】
【数１６】
2010012160.tif 000018
【００８１】
したがって、上式は、以下のようなＦＭ変調波として表現することもできる。この場合の、最大周波数偏移（０−Ｐ値：ゼロピーク値）は、２πΔφｍｆｍ２となる。
【００８２】
【数１７】
2010012160.tif 000019
【００８３】
図１の変調波生成部２４は、例えば、数１５式または数１７式に基づいて、変調周波数ｆｍの変調信号に対して、変調周波数ｆｍよりも小さい変調周波数ｆｍ２の第２変調信号を用いて位相変調または周波数変調を施す。
【００８４】
以上のように、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置は、遅延回路２５における遅延処理や変調波生成部２４における変調処理に基づいて決定される。図１のシステム制御部５０は、遅延回路２５における遅延時間に基づいて、あるいは、変調波生成部２４における第２変調波（第２変調信号）に基づいて、目標位置を確認する。そして、システム制御部５０は、ドプラ情報解析部４４において得られるドプラ情報（ドプラシフト量やドプラ成分の電力など）と、そのドプラ情報が得られた位置（深さ）とを対応付ける。その対応関係は、表示処理部４６などに伝えられる。
【００８５】
さらに、本実施形態において、システム制御部５０は、送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６を制御することにより、ドプラ信号が選択的に抽出される目標位置を焦点とするように超音波ビームを形成する。
【００８６】
図４は、目標位置に応じた超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。図４（Ａ）において、横軸は目標位置の選択位置であり、縦軸は超音波ビームの焦点（フォーカス点）の深さを示している。目標位置の選択位置は、例えば、ユーザがカーソル操作などにより位置指定を行う。もちろん、図１のシステム制御部５０が目標位置の選択位置を適宜自動設定してもよいし、その選択位置を移動させてもよい。
【００８７】
図４（Ａ）には、各選択位置において、その位置を焦点とする超音波ビームの形状６０が図示されている。超音波ビームは、送信ビームと受信ビームであり、送信ビームと受信ビームの両ビームの焦点を各選択位置に合わせることが望ましい。但し、送信ビームと受信ビームのうちの一方の焦点のみを各選択位置に合わせるような態様も可能である。
【００８８】
図４（Ｂ）は、超音波ビームの深さ方向７０に沿って、複数の目標位置において超音波ビームの焦点を合わせた例を示している。図４（Ｂ）の例によれば、深さ方向７０のほぼ全域に亘って焦点が絞られているため、深さ方向７０のほぼ全域に亘って、目標位置から抽出される受信信号に関する抽出の精度を高めることができる。
【００８９】
図５は、目標位置の深さを正弦波状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。図５において、横軸は時間を示しており、縦軸は目標位置の深さ（診断距離）を示している。図５の例においては、深さｄ１と深さｄ２の各深さを基準として、時間の経過に伴って目標位置を正弦波６２（１），６２（２）に沿って変化させている。例えば、図１のシステム制御部５０が、遅延回路２５に対して深さｄ１に対応する遅延量を設定し、その遅延量を基準として正弦波６２（１）に沿って時間と共に遅延量を変化させることにより、図５における深さｄ１に対応した目標位置の制御が実現される。
【００９０】
さらに、システム制御部５０は、目標位置を焦点とするように、送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６を制御することにより、正弦波６２（１）に沿って時間と共に焦点を変化させて図５に示す形状６０の超音波ビームを形成する。図１のシステム制御部５０は、深さｄ２についても、深さｄ１の場合と同様な制御を行う。これにより、例えば、生体内の血管の中央などに深さｄ１や深さｄ２を設定し、正弦波６２（１），６２（２）の振幅の大きさを血管の径の太さに対応付けることにより、血管内の径方向の全域からドプラ情報などを抽出することが可能になる。
【００９１】
図６は、目標位置の深さを鋸歯状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。図５に示した正弦波６２（１），６２（２）に換えて、図６に示すように、目標位置の深さを鋸歯状波６４（１），６４（２）に沿って変化させてもよい。つまり、図１のシステム制御部５０が、遅延回路２５に対して深さｄ１に対応する遅延量を設定し、その遅延量を基準として鋸歯状波６４（１）に沿って時間と共に遅延量を変化させることにより、図６における深さｄ１に対応した目標位置の制御が実現される。さらに、システム制御部５０は、目標位置を焦点とするように、送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６を制御することにより、鋸歯状波６４（１）に沿って時間と共に焦点を変化させて図６に示す形状６０の超音波ビームを形成する。深さｄ２についても深さｄ１の場合と同様な制御が行われる。
【００９２】
図７は、送信信号の周波数変化の周期を調整して目標位置を変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。数１２式から数１７式や図３を利用して説明したように、送信信号の周波数変化の周期（Ｔｍ＝１／ｆｍ：図２参照）を調整することにより、目標位置を設定してドプラ信号を選択的に抽出することができる。周期Ｔｍは変調周波数ｆｍを調整することにより、所望の大きさに設定することができる。図７は変調周波数ｆｍをそれよりも低い周波数の正弦波６２に沿って変化させた例を示している。
【００９３】
目的とする深さからの受信信号の位相φｍと、参照信号（参照波）の位相φｍｒとを一致させるとｋβを０とすることができ、ｋβが０となる深さにおいてＪ０（ｋβ）が最大となりドプラ信号の振幅が最大となる。一方、変調周波数ｆｍを変化させることによりｋβの値が変化するため、例えば、深さｄ１の受信信号と参照波との間の位相差が０の状態から変調周波数ｆｍを変化させると、深さｄ１の受信信号と参照波との間に位相差が発生し、位相差０の位置（目標位置）が深さｄ１から移動する。
【００９４】
図７（Ａ）は、受信信号と参照信号の位相差の変化を示す図であり、横軸に受信信号と参照信号の位相差が示されており、縦軸に深さ（診断距離）が示されている。深さｄ１において位相差が０の状態から変調周波数ｆｍを変化させると、図７（Ａ）の破線矢印に示すように位相差の波形が変化し、位相差０の位置（目標位置）が深さｄ１から移動する。
【００９５】
図１のシステム制御部５０は、遅延回路２５に対して深さｄ１に対応する遅延量を設定し、その遅延量を基準として、図７（Ｂ）に示すように、正弦波６２に沿って時間と共に目標位置が変化するように、変調波生成部２４における変調周波数ｆｍを制御する。さらに、システム制御部５０は、目標位置を焦点とするように、送信ビームフォーマ１４および受信ビームフォーマ１６を制御することにより、正弦波６２に沿って時間と共に焦点を変化させて図７（Ｂ）に示す形状６０の超音波ビームを形成する。
【００９６】
このように、本実施形態においては、目標位置を焦点として超音波ビームを形成するため、例えば、目標位置から焦点がずれている場合などに比べて、目標位置における超音波の電力密度を大きくしてドプラ信号のＳＮＲを改善することや、目標位置以外からのドプラ信号を低減することなどが可能になる。また、目標位置を焦点とすることにより、超音波の電力を目標位置に集中させることができるため、目標位置以外からのクラッタ電力を低減することも可能になる。
【００９７】
以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。
【００９８】
例えば、上述した実施形態においては、周波数を周期的に変化させる連続波の変調送信信号を形成するにあたって、搬送波信号（ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波）に対して周波数変調処理を施している。この周波数変調処理に換えて、周波数変調処理と同じ角度変調の方式として当業者において明らかな位相変調処理（ＰＭ処理）を利用してもよい。つまり、搬送波信号（ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波）に対して位相変調処理を施すことにより、ＦＭ変調器２０から出力されるＦＭ連続波と同じ波形あるいは同等な波形を形成してもよい。なお、周波数を周期的に変化させる連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００９９】
【図１】本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。
【図２】本実施形態における送信波と受信波を説明するための図である。
【図３】ｋβが深さｄに依存して正弦波状に変化する様子を示す図である。
【図４】目標位置に応じた超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。
【図５】目標位置の深さを正弦波状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。
【図６】目標位置の深さを鋸歯状に変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。
【図７】送信信号の周波数変化の周期を調整して目標位置を変化させた場合の超音波ビームの焦点の制御を説明するための図である。
【符号の説明】
【０１００】
１４  送信ビームフォーマ、１６  受信ビームフォーマ、２０  ＦＭ変調器、２２  ＲＦ波発振器、２４  変調波生成部、２５  遅延回路、４０，４２  ＦＦＴ回路、４４  ドプラ情報解析部、４６  表示処理部、５０  システム制御部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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