(57)【要約】【課題】電流リプルの生じない電力変換回路【解決手段】電力変換回路１００は、インピーダンスソースインバータと呼ばれる構成にＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ0とダイオードＤ0を逆並列に接続した双方向スイッチを追加したものである。スイッチ素子Ｑ0は、３相交流端子Ａ、Ｂ及びＣに接続された外部負荷である例えば３相誘導モータからの回生電流が充電池Ｖ0に充電する際にはオンする。この他、インダクタＬ1及びインダクタＬ2を逆方向に電流を流す際にもスイッチ素子Ｑ0をオンとする。【選択図】図１
2010104076.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
二次電池と第１の双方向スイッチとを有する直流電源部と、
第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、
６個の第２の双方向スイッチを有し、３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する電力変換回路であって、
前記第１及び第２の双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、
前記インピーダンス部は、
前記第１のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第１端子とが前記直流電源部の正極側に接続され、
前記第１のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第１端子とが前記３相スイッチング部の第１極側に接続され、
前記第２のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第２端子とが前記３相スイッチング部の第２極側に接続され、
前記第２のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第２端子とが前記直流電源部の負極側に接続されており、
前記３相スイッチング部は、前記６個の第２の双方向スイッチが２個ずつ同方向に直列接続されたスイッチ列を３組、同方向に並列接続されたものであって、各双方向スイッチを制御することで前記第１極側から前記第２極側に電流を流すものであり、前記３相の入出力端子は３組の前記スイッチ列の前記２個ずつの第２の双方向スイッチの中間点に接続されており、
前記３相スイッチング部の少なくとも１組の前記スイッチ列において、それを構成する前記２個の第２の双方向スイッチがいずれもオンであるときに、前記第１の双方向スイッチをオフとして前記二次電池を放電可能とし、それ以外の場合には前記第１の双方向スイッチをオンとして前記二次電池を充電する方向に電流を流すことが可能なように制御する制御装置を有することを特徴とする電力変換回路。
【請求項２】
二次電池と第１の双方向スイッチとを有する直流電源部と、
第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、
６個の第２の双方向スイッチを有し、３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する電力変換回路であって、
前記第１及び第２の双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、
前記インピーダンス部は、
前記第１のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第１端子とが前記直流電源部の正極側に接続され、
前記第１のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第１端子とが前記３相スイッチング部の第１極側に接続され、
前記第２のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第２端子とが前記３相スイッチング部の第２極側に接続され、
前記第２のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第２端子とが前記直流電源部の負極側に接続されるものであり、
前記３相スイッチング部は、前記６個の第２の双方向スイッチが２個ずつ同方向に直列接続されたスイッチ列を３組、同方向に並列接続されたものであって、各双方向スイッチを制御することで前記第１極側から前記第２極側に電流を流すものであり、前記３相の入出力端子は３組の前記スイッチ列の前記２個ずつの第２の双方向スイッチの中間点に接続されており、
更に、前記３相スイッチング部の前記入出力端子から入力される回生電流を前記二次電池に充電する際に起動するよう制御される昇圧スイッチ回路を有することを特徴とする電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は二次電池（充電池）から交流電力を生成する電力変換回路とその制御方法に関する。本発明は回生電力が入力された場合に二次電池（充電池）に充電する際に有効である。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１、非特許文献１及び２には、Ｐｅｎｇらによる、インピーダンスソースインバータが提案されている。インピーダンスソースインバータは、２個のインダクタと２個のキャパシタを組み合わせたインピーダンス部を、電源部と３相スイッチング部との間に配置し、３相スイッチング部の６個のトランジスタスイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）によりオンオフ制御して、例えば直流電源から３相交流への変換及び出力を可能とするものである。
インピーダンスソースインバータの特長は、スイッチング素子のデッドタイムがノイズにより消滅してショートスルー状態が生じても問題が無いので、インバータの高信頼性化を図れること、インバータの高スイッチング周波数化を図れること、更には定圧直流電源よりも高い電圧を３相交流出力とできることである。ここでデッドタイムとは、各相の上下スイッチを同時にオンとできない場合に、上下スイッチのオンオフを逆転させる際に、その間に上下スイッチをいずれもオフとする状態を言う。
【特許文献１】ＵＳＰ７１３０２０５
【非特許文献１】ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．２，ｐｐ．５０４−５１０，Ｍａｒｃｈ／Ａｐｒｉｌ  ２００３
【非特許文献２】Ｐｒｏｃ．ｏｆ  ＩＥＥＥ  ＩＡＳ  ２００５  ｐｐ．１２５３−１２６０
【０００３】
インピーダンスソースインバータの構成とスイッチ制御について、非特許文献２の記載を中心に、説明する。
図１１は、従来例に係るインピーダンスソースインバータ９００の構成を示す２つの回路図である。
図１１．Ａに示すように、充電可能でない定圧直流電源Ｖdcの正極側にダイオードＤの正極が接続されている。ダイオードＤの負極には、第１のインダクタＬ1の第１端子が接続され、第１のインダクタＬ1の他端である第２端子が３相スイッチング部Ｓ3phの第１極Ｐに接続されている。ダイオードＤの負極には更に第１のキャパシタＣ1の正極である第１端子が接続されている。第１のキャパシタＣ1の負極である第２端子は３相スイッチング部Ｓ3phの第２極Ｎに接続されている。
また、第２のキャパシタＣ2の正極である第１端子が３相スイッチング部Ｓ3phの第１極Ｐに接続されている。第２のキャパシタＣ2の負極である第２端子が充電可能でない定圧直流電源Ｖdcの負極側に接続されている。
また、第２のインダクタＬ2の第１端子が３相スイッチング部Ｓ3phの第２極Ｎに接続されている。第２のインダクタＬ2の第２端子が充電可能でない定圧直流電源Ｖdcの負極側に接続されている。
【０００４】
図１１．Ａの３相スイッチング部Ｓ3phは、直流電源側端子として第１極Ｐ及び第２極Ｎ、３相交流側端子として端子Ａ、Ｂ、Ｃを有し、これらを６つのトランジスタと６つのダイオードで接続したものである。
第１極Ｐと端子Ａの間には、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑapが接続されている。スイッチ素子Ｑapは、制御電圧により、電流の遮断と、第１極Ｐから端子Ａへの電流の導通を切り替えることが可能なスイッチである。また、スイッチ素子Ｑapには逆並列に、ダイオードＤapが接続されている。即ちダイオードＤapは、常時、端子Ａから第１極Ｐへの電流の導通を可能とするものである。
端子Ａと第２極Ｎとの間には、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑanが接続されている。スイッチ素子Ｑanは、制御電圧により、電流の遮断と、端子Ａから第２極Ｎへの電流の導通を切り替えることが可能なスイッチである。また、スイッチ素子Ｑanには逆並列に、ダイオードＤanが接続されている。即ちダイオードＤanは、常時、第２極Ｎから端子Ａへの電流の導通を可能とするものである。
これらダイオードＤap及びＤanは、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑap及びＱanとは独立した素子を接続しても良い。或いは、ダイオードＤap及びＤanは、各々、例えばＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑap及びＱanの寄生ダイオードを用いても良い。
【０００５】
全く同様に、第１極Ｐと端子Ｂの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子ＱbpとダイオードＤbpが接続され、端子Ｂと第２極Ｎとの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子ＱbnとダイオードＤbnが接続されている。更に、第１極Ｐと端子Ｃの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子ＱcpとダイオードＤcpが接続され、端子Ｃと第２極Ｎとの間に、逆並列に接続されたスイッチ素子ＱcnとダイオードＤcnが接続されている。
【０００６】
図１１．Ｂは、非特許文献２の記載方法に倣った簡略化されたインピーダンスソースインバータ９００の回路図である。３相スイッチング部Ｓ3phの３つの端子Ａ、Ｂ、Ｃに例えば３相誘導モータが接続されたものとし、３相誘導モータに有効な電力を供給している状態においては、３相誘導モータが定電流源状態であると見なせることから、第１極Ｐ及び第２極Ｎの間に定電流源があるものとして記載したものである。
【０００７】
図１２は、非特許文献２のＦｉｇ．３（ｂ）で説明されている６つのスイッチ素子の、ある時間区間でのオンオフ状態を示す図である。ＰＷＭ制御で、端子Ｂに、正電圧を、端子Ａ及びＣには、負電圧を印加する時間区間を示している。
時間区間Ｔsは、いわゆるショートスルー状態である時間区間Ｔ0、ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ11、有効電力を供給している時間区間Ｔa、ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ12から成る。
各時間区間での６個のスイッチの制御状態は次の通りである。
ショートスルー状態である時間区間Ｔ0においては、６個のスイッチ素子Ｑap、Ｑan、Ｑbp、Ｑbn、Ｑcp及びＱcnのゲート電位がＨｉｇｈであり、導通状態となっている。即ち、図１１．Ａの回路図において、第１極Ｐから第２極Ｎに、３つの経路で、２個ずつのスイッチ素子を通過して電流が流れる。これは図１１．Ｂの回路図において、第１極Ｐ及び第２極Ｎの間の定電流源が消滅し、第１極Ｐ及び第２極Ｎが直接接続された状態である。
ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ11においては、３個のスイッチ素子Ｑan、Ｑbn及びＱcnのゲート電位がＨｉｇｈであり、導通状態となっている。一方、３個のスイッチ素子Ｑap、Ｑbp及びＱcpのゲート電位がＬｏｗであり、遮断状態となっている。即ち、図１１．Ａの回路図において、３つの端子Ａ、Ｂ、Ｃのいずれもが、第１極Ｐとは遮断されており、第２極Ｎと導通している。この際、図１１．Ｂの回路図において、第１極Ｐ及び第２極Ｎの間の定電流源が消滅し、第１極Ｐ及び第２極Ｎが切断された状態である。
有効電力を供給している時間区間Ｔaの前半約４／５においては、３個のスイッチ素子Ｑan、Ｑbp及びＱcnのゲート電位がＨｉｇｈであり、導通状態となっている。一方、３個のスイッチ素子Ｑap、Ｑbn及びＱcpのゲート電位がＬｏｗであり、遮断状態となっている。即ち、電流は、第１極Ｐから端子Ｂに流れ、外部負荷である例えば３相誘導モータを駆動させた上、端子Ａ及び端子Ｃから第２極Ｎに流れる。
有効電力を供給している時間区間Ｔaの後半約１／５においては、３個のスイッチ素子Ｑap、Ｑbp及びＱcnのゲート電位がＨｉｇｈであり、導通状態となっている。一方、３個のスイッチ素子Ｑan、Ｑbn及びＱcpのゲート電位がＬｏｗであり、遮断状態となっている。即ち、電流は、第１極Ｐから端子Ａ及び端子Ｂに流れ、外部負荷である例えば３相誘導モータを駆動させた上、端子Ｃから第２極Ｎに流れる。
ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ12においては、３個のスイッチ素子Ｑap、Ｑbp及びＱcpのゲート電位がＨｉｇｈであり、導通状態となっている。一方、３個のスイッチ素子Ｑan、Ｑbn及びＱcnのゲート電位がＬｏｗであり、遮断状態となっている。即ち、図１１．Ａの回路図において、３つの端子Ａ、Ｂ、Ｃのいずれもが、第２極Ｎとは遮断されており、第１極Ｐと導通している。この際、図１１．Ｂの回路図において、第１極Ｐ及び第２極Ｎの間の定電流源が消滅し、第１極Ｐ及び第２極Ｎが切断された状態である。
【０００８】
図１２の時間区間Ｔsにおいて、図１１．Ｂのインピーダンスソースインバータ９００の作動は図１３のようになる（非特許文献２のＦｉｇ．２を一部変更した）。
まず、図１３．Ａのように、ショートスルー状態である時間区間Ｔ0においては、図１１．Ｂの回路図から、第１極Ｐ及び第２極Ｎの間の定電流源が消滅し、第１極Ｐ及び第２極Ｎが直接接続された状態である。この際、例えば第１のキャパシタＣ1と第２のキャパシタＣ2の電圧が定圧直流電源Ｖdcよりも十分に高ければ、定圧直流電源Ｖdcからは第１のインダクタＬ1や第１のキャパシタＣ1には電流は流れない。同様に、第２のインダクタＬ2や第２のキャパシタＣ2から定圧直流電源Ｖdcには電流は流れない。即ち、模式的には図１３．ＡのようにダイオードＤが消滅したような状態となり、２つの閉じた回路において図示された矢印の向きに電流が流れる。即ち第１のキャパシタＣ1の放電により第１のインダクタＬ1が充電され、第２のキャパシタＣ2の放電により第２のインダクタＬ2が充電される。
【０００９】
次に図１３．Ｂのように、ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ11においては、図１１．Ｂの回路図から第１極Ｐ及び第２極Ｎの間の定電流源が消滅し、第１極Ｐ及び第２極Ｎが切断された状態で、図示された矢印の向きに電流が流れる。即ち、第１のインダクタＬ1と定圧直流電源Ｖdcの放電により、第２のキャパシタＣ2が充電される。また、定圧直流電源Ｖdcと第２のインダクタＬ2の放電により第１のキャパシタＣ1が充電される。
【００１０】
次に図１３．Ｃのように、有効電力を供給している時間区間Ｔaにおいては、図１１．Ｂの回路図の状態で、図示された矢印の向きに電流が流れる。第１のインダクタＬ1の電流の一部が第１極Ｐに流れて外部負荷である例えば３相誘導モータを駆動して第２極Ｎにもどる。更に、定圧直流電源Ｖdcと第１のインダクタＬ1の放電により第２のキャパシタＣ2が充電され、定圧直流電源Ｖdcと第２のインダクタＬ2の放電により第１のキャパシタＣ1が充電される状態が継続する。
この際、外部負荷は定電流源と考えて良く、今その定電流Ｉiとおく。第１のインダクタＬ1の電流ＩL1がＩi以上であれば図１３．Ｃの状態が続く。第１のインダクタＬ1の電流ＩL1がＩi未満でＩi／２以上であれば、図１３．Ｃの状態で、第１のキャパシタＣ1と第２のキャパシタＣ2は充電状態でなく放電状態となる。尚、第２のインダクタＬ2の電流ＩL2は、常に、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1に等しい。
【００１１】
定圧直流電源Ｖdcの電位と放電中の第１のインダクタＬ1の電位の合計電位が第２のキャパシタＣ2よりも小さく、定圧直流電源Ｖdcの電位と放電中の第２のインダクタＬ2の電位の合計電位が第１のキャパシタＣ1よりも小さくなると、図１３．Ｄのように、定圧直流電源Ｖdcからは電流が流れなくなる。一方図１３．Ｄに示した矢印の向きに電流が流れ続ける。即ち、第１のキャパシタＣ1の放電による、第１のインダクタＬ1、第１極Ｐ、外部負荷である例えば３相誘導モータ、第２極Ｎの回路と、第２のキャパシタＣ2の放電による、第１極Ｐ、外部負荷である例えば３相誘導モータ、第２極Ｎ、第２のインダクタＬ2の回路である。この間、外部負荷である定電流源の電流Ｉiに対し、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ2の電流ＩL2はＩi／２で一定となる。
【００１２】
この後、ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ12においては、外部負荷である定電流源が切断され、電流が遮断される。まず最初の状態は図１３．Ｂで、第１のキャパシタＣ1と第２のキャパシタＣ2が充電状態でなく放電状態となった状態となる。この後もゼロベクトル状態が継続すると、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ2の電流ＩL2は速やかに０に収束する。尚、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ2の電流ＩL2とが０に収束する前に次のスイッチ状態であるショートスルー状態（図１３．Ａ）を開始することも可能である。
【００１３】
第１のインダクタＬ1の電流ＩL1の変化の２つのパターンを図１４に示す。
図１４．Ａは、ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ12において、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ2の電流ＩL2とが０に収束する前に次のスイッチ状態であるショートスルー状態を開始する場合である。
ショートスルー状態である時間区間Ｔ0においては図１３．Ａの回路状態であり、図１４．Ａの時間区間Ｔ0で示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は最低値Ｉnから直ちにＩpkにまで上昇する。尚、電流ＩL1の変化は本来、緩和曲線を描くはずであるが、非特許文献２に従って直線を示した。
ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ11においては、図１３．Ｂの回路状態であり、図１４．Ａの時間区間Ｔ11で示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は最高値Ｉpkから減少していく。この際、やはり、電流ＩL1の変化は非特許文献２に従って直線を示した。
有効電力を供給している時間区間Ｔaを、図１３．Ｃの回路状態である時間区間Ｔ2と、図１３．Ｄの回路状態である時間区間Ｔ3とに区分する。
図１３．Ｃの回路状態である時間区間Ｔ2においては、図１４．Ａで示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は、時間区間Ｔ11から引き続きＩ0＝Ｉi／２に向って減少していく。やはり、電流ＩL1の変化は非特許文献２に従って直線を示した。
図１３．Ｄの回路状態である時間区間Ｔ3においては、図１４．Ａで示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は、Ｉ0＝Ｉi／２で一定となる。
ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ12においては、図１３．Ｂの回路状態であり、図１４．Ａの時間区間Ｔ12で示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1はＩ0＝Ｉi／２から速やかに減少する。第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が０に成る前に、次のショートスルー状態が開始される。この際も、やはり、電流ＩL1の変化は非特許文献２に従って直線を示した。
【００１４】
図１４．Ｂは、ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ12において、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ2の電流ＩL2とが０に収束した後、次のスイッチ状態であるショートスルー状態を開始するまでに時間間隔が生じる場合である。
ショートスルー状態である時間区間Ｔ0においては図１３．Ａの回路状態であり、図１４．Ｂの時間区間Ｔ0で示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は最低値０から直ちにＩpkにまで上昇する。
ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ11においては、図１３．Ｂの回路状態であり、図１４．Ｂの時間区間Ｔ11で示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は最高値Ｉpkから減少していく。
図１３．Ｃの回路状態である時間区間Ｔ2においては、図１４．Ｂで示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は、時間区間Ｔ11から引き続きＩ0＝Ｉi／２に向って減少していく。
図１３．Ｄの回路状態である時間区間Ｔ3においては、図１４．Ｂで示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1は、Ｉ0＝Ｉi／２で一定となる。
ゼロベクトル状態である時間区間Ｔ4及びＴ5においては、図１３．Ｂ及び図１３．Ｅの回路状態である。まず、図１４．Ｂの時間区間Ｔ4で示す通り、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1はＩ0＝Ｉi／２から速やかに０にまで減少する。この後時間区間Ｔ5経過後、ショートスルー状態が開始される。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
図１１．Ａのインピーダンスソースインバータ９００は、３つの端子Ａ、Ｂ及びＣに接続される外部負荷が小さい場合や、インピーダンスソースインバータ９００内部のインダクタＬ1及びＬ2として小さいものを用いた場合に、短時間ながら電流が０となる不連続状態の時間区間が生じる。これは非特許文献２で示されているものであり、図１４．Ｂの状態を意味する。
電流が０となる不連続状態は、キャパシタＣ1及びＣ2に充電される電位を制御できなくし、３相出力の電位が制御不能となりかねない。
非特許文献２では、３相スイッチング部の６個のスイッチのオンオフを制御する際の各時間区間の調整でこれを解決するものであった。
本発明は、更に制御可能な追加構成により、インダクタ電流が０となる不連続状態の時間区間を解消することを目的とする。
また、追加的には、回生電流を二次電池（充電池）に昇圧して充電することをも目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
請求項１に係る発明は、二次電池と第１の双方向スイッチとを有する直流電源部と、第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、６個の第２の双方向スイッチを有し、３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する電力変換回路であって、
第１及び第２の双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、
インピーダンス部は、第１のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第１端子とが直流電源部の正極側に接続され、第１のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第１端子とが３相スイッチング部の第１極側に接続され、第２のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第２端子とが３相スイッチング部の第２極側に接続され、第２のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第２端子とが直流電源部の負極側に接続されており、
３相スイッチング部は、６個の第２の双方向スイッチが２個ずつ同方向に直列接続されたスイッチ列を３組、同方向に並列接続されたものであって、各双方向スイッチを制御することで第１極側から第２極側に電流を流すものであり、３相の入出力端子は３組のスイッチ列の２個ずつの第２の双方向スイッチの中間点に接続されており、
３相スイッチング部の少なくとも１組のスイッチ列において、それを構成する２個の第２の双方向スイッチがいずれもオンであるときに、第１の双方向スイッチをオフとして二次電池を放電可能とし、それ以外の場合には第１の双方向スイッチをオンとして二次電池を充電する方向に電流を流すことが可能なように制御する制御装置を有することを特徴とする電力変換回路である。
【００１７】
請求項２に係る発明は、二次電池と第１の双方向スイッチとを有する直流電源部と、第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、６個の第２の双方向スイッチを有し、３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する電力変換回路であって、
第１及び第２の双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、
インピーダンス部は、第１のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第１端子とが直流電源部の正極側に接続され、第１のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第１端子とが３相スイッチング部の第１極側に接続され、第２のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第２端子とが３相スイッチング部の第２極側に接続され、第２のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第２端子とが直流電源部の負極側に接続されるものであり、
３相スイッチング部は、６個の第２の双方向スイッチが２個ずつ同方向に直列接続されたスイッチ列を３組、同方向に並列接続されたものであって、各双方向スイッチを制御することで第１極側から第２極側に電流を流すものであり、３相の入出力端子は３組のスイッチ列の２個ずつの第２の双方向スイッチの中間点に接続されており、
更に、３相スイッチング部の入出力端子から入力される回生電流を二次電池に充電する際に起動するよう制御される昇圧スイッチ回路を有することを特徴とする電力変換回路である。
【発明の効果】
【００１８】
請求項１に係る発明は、従来のインピーダンスソースインバータに、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成る第１の双方向スイッチを追加したことである。
この第１の双方向スイッチは、ダイオードが順方向接続されているので二次電池から放電する場合にはスイッチ制御は不要である。第１の双方向スイッチのトランジスタをオンとすると、二次電池を充電する。即ち、本発明は、３相スイッチング部に接続された外部負荷である例えば３相誘導モータから、回生電流を再利用可能なものである。
ここにおいて、以下の実施例に示す通り、インダクタ電流が０となる不連続状態の時間区間が無い。即ち、本発明は、電流が０となる不連続状態が無いので、キャパシタに充電される電位を常に制御可能であり、３相出力の電位が制御不能となることが無い。
【００１９】
請求項２に係る発明は、従来のインピーダンスソースインバータが、直流電源側の電位よりも高い電位をキャパシタに充電して３相交流電力を出力することから、逆に、回生電流を二次電池に充電する際に、回生電流の電位よりも高い電位をキャパシタ及びインダクタに充電してから二次電池に充電する昇圧回路を設けたものである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２０】
本発明は、上記インピーダンスソースインバータの３文献の他、入手可能な任意の素子を組み合わせて構成できる。双方向スイッチは、逆導通ＩＧＢＴその他の任意の素子を用いても良い。この際トランジスタとダイオードから成る双方向スイッチのトランジスタに替えて、電圧制御により導通（オン）と遮断（オフ）とを切替えることのできる任意の素子を用いることができる。
以下の実施例では二次電池（充電池）のみを有する実施例を示したが、容易な回路構成により、燃料電池その他の充電不可の電池を併用する回路に用い得ることは明らかである。
【実施例１】
【００２１】
図１．Ａは、本発明の具体的な第１の実施例に係る電力変換回路１００の構成を示す回路図である。図１．Ａの電力変換回路１００は、図１１のインピーダンスソースインバータ９００において、定圧直流電源Ｖdcに替えて二次電池（充電池）Ｖ0を用い、ダイオードＤを、ＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ0とダイオードＤ0とが逆並列に接続された双方向スイッチとしたものである。尚、既に述べた通り、双方向スイッチのダイオードＤ0は、ＩＧＢＴの寄生ダイオードを利用しても良く、或いは別のダイオードを逆並列に接続しても良い。
ＩＧＢＴから成るスイッチ素子Ｑ0は二次電池（充電池）Ｖ0を充電する場合にオンする。スイッチ素子Ｑ0がオフの状態では、二次電池（充電池）Ｖ0はダイオードＤ0を通じて放電することはあっても、充電はされない。
【００２２】
図１．Ａの電力変換回路１００の、その他の部分である、２つのインダクタＬ1及びＬ2、２つのキャパシタＣ1及びＣ2、３相スイッチング部Ｓ3phの構成は、図１１．Ａのインピーダンスソースインバータ９００と全く同一であるので、詳細な説明については省略する。
図１．Ｂは、電力変換回路１００の３相交流の入出力端子Ａ、Ｂ及びＣに外部負荷である例えば３相誘導モータを接続した場合の状態を示すものである。有効電力を供給している状態では第１極Ｐと第２極Ｎの間に定電流源が接続されたものと見なすことができる。
【００２３】
図２は、３相スイッチング部Ｓ3phのスイッチ状態と、スイッチ素子Ｑ0の状態により、本実施例の電力変換回路１００の電流の５状態を示す５つの回路図であり、図３は同じく電力変換回路１００の電流の５状態を示す５つの回路図である。
まず、３相スイッチング部Ｓ3phがショートスルー状態でスイッチ素子Ｑ0をオフとする。この際、図１１．Ａのインピーダンスソースインバータ９００の図１３．Ａと同様の状態となる。即ち、図２．Ａのように、第１極Ｐ及び第２極Ｎが直接接続された状態であって、第１のキャパシタＣ1と第２のキャパシタＣ2の電圧が二次電池Ｖ0よりも十分に高い。すると図２．Ａのように、ダイオードＤ0が消滅したような状態となり、２つの閉じた回路において図示された矢印の向きに電流が流れる。即ち第１のキャパシタＣ1の放電により第１のインダクタＬ1が充電され、第２のキャパシタＣ2の放電により第２のインダクタＬ2が充電される。
【００２４】
次に３相スイッチング部Ｓ3phがゼロベクトル状態とし、スイッチ素子Ｑ0をオンとする。この際、図１１．Ａのインピーダンスソースインバータ９００の図１３．Ｂと同様の状態となる。即ち、図２．Ｂのように、二次電池Ｖ0と第１のインダクタＬ1の放電により第２のキャパシタＣ2が充電される。また、二次電池Ｖ0と第２のインダクタＬ2の放電により第１のキャパシタＣ1が充電される。
【００２５】
次に３相スイッチング部Ｓ3phが有効電力を供給する状態とし、スイッチ素子Ｑ0をオンのままとする。この際、図１１．Ａのインピーダンスソースインバータ９００の図１３．Ｃと同様の状態となる。即ち、図２．Ｃのように、第１のインダクタＬ1の電流の一部が第１極Ｐに流れて外部負荷である例えば３相誘導モータを駆動して第２極Ｎにもどる。更に、二次電池Ｖ0と第１のインダクタＬ1の放電により第２のキャパシタＣ2が充電され、二次電池Ｖ0と第２のインダクタＬ2の放電により第１のキャパシタＣ1が充電される状態が継続する。
図１３．Ｃでは、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が外部負荷の電流Ｉiを越えている場合、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が外部負荷の電流Ｉiに等しい場合、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が外部負荷の電流Ｉiより小さくＩi／２を越えている場合を１つの図で済ませたが、分解すると次の通りになる。
まず、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が減少して外部負荷の電流Ｉiに等しくなると、図２．Ｄのように、第１のキャパシタＣ1及び第２のキャパシタＣ2の充電が止まる。
次に、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が減少して外部負荷の電流Ｉiを下回ると、図２．Ｅのように、第１のキャパシタＣ1及び第２のキャパシタＣ2から放電されるようになる。また、二次電池Ｖ0の放電も継続する。この状態は第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が外部負荷の電流Ｉiの半分になるまで継続する。
【００２６】
次に、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が減少して外部負荷の電流Ｉiの半分となると、図３．Ａのように、二次電池Ｖ0の放電が止まる。
次に、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が減少して外部負荷の電流Ｉiの半分を下回ると、図３．Ｂのように、二次電池Ｖ0の充電が始まる。これは、第１のキャパシタＣ1及び第２のキャパシタＣ2から放電によるそれぞれからの電流が、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ1の電流ＩL2より大きいためである。
【００２７】
次に、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が減少して０となると、図３．Ｃのように電流の経路は、第１のキャパシタＣ1の放電、二次電池Ｖ0の充電、第２のキャパシタＣ2の放電、第１極Ｐから外部負荷、第２極Ｎの順になる。
次に、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が逆転すると、図３．Ｄのように電流の経路として、第２のキャパシタＣ2の放電、第１のインダクタＬ1、二次電池Ｖ0の充電の順と、第１のキャパシタＣ1の放電、二次電池Ｖ0の充電、第２のインダクタＬ2、の順が増える。この際、第１のインダクタＬ1と第２のインダクタＬ2には、図１１．Ａの従来のインピーダンスソースインバータ９００では存在しなかった、逆方向の電流が生じる。
【００２８】
こうして、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ2の電流ＩL2が十分に小さくなった（逆方向で絶対値が大きくなった）ところで、図３．Ｅのように３相スイッチング部Ｓ3phをショートスルー状態とすると同時に、スイッチ素子Ｑ0をオフとする。すると、図１１．Ａの従来のインピーダンスソースインバータでは図１３．Ｂを介して図１３．Ｅのように電流が０となったが、本実施例では、図３．Ｅのように、電流が流れる経路が存在する。このため、電流は連続的に変化する。この際、図３．Ｅのように、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ1の電流ＩL2の向きは、図３．Ｄの方向であるが、これは速やかに０に近づく。この接続状態は、図２．Ａと同じであるので、３相スイッチング部Ｓ3phをショートスルー状態とし、スイッチ素子Ｑ0をオフのままとすれば、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1と第２のインダクタＬ1の電流ＩL2が０となった後、連続的に図２．Ａの状態に移行する。
【００２９】
図４は、図２及び図３に示した電流の様子を、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1について時間経過を示したものである。時間軸には、図２．Ａ乃至２．Ｅ、図３．Ａ乃至図３．Ｅの電流状態がどの時間区間に対応するか示した。
図４と図１４．Ｂを比較すると、本実施例に係る電力変換回路１００は、従来のインピーダンスソースインバータ９００が有していた、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が０となる時間区間が存在せず、わずかに一瞬である（３．Ｃと示した時刻）。これにより、キャパシタＣ1及びＣ2の電位が制御できなくなることも、出力である３相交流の電位が制御できなくなることもない。
【００３０】
図１．Ａに示す電力変換回路１００を用いて、２つのシミュレーションを実施した。この際、図４に示す制御とは異なるものとしたため、電流状態の図が、図２．Ａ乃至図２．Ｅ及び図３．Ａ乃至図３．Ｅとは異なる。また、３相スイッチング部の制御はそのままにして、第１の双方向スイッチＱ0を常にオフとした場合について、同様に２つのシミュレーションを行った。これを簡単に図で説明する。
【００３１】
〔本発明の第１のシミュレーション〕
図５．Ａは本発明の第１のシミュレーション結果である、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1の変化を示すグラフ図である。本シミュレーションにおいては、ショートスルー／ゼロベクトル／アクティブの順に切り替えた。図５．Ａは定常状態に達した後のものである。
ショートスルー区間においては、図３．Ｅ、図２．Ａの順の電流状態であった。次にゼロベクトル状態（図２．Ｂの状態）を継続すると、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が外部負荷の電流Ｉiの半分を大きく下回った。この後、図３．Ｂ〜図３．Ｄのアクティブ状態を通って、再びショートスルー区間である図３．Ｅの状態となった。
【００３２】
〔比較例の第１のシミュレーション〕
図５．Ｂは比較例の第１のシミュレーション結果である、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1の変化を示すグラフ図である。本シミュレーションにおいては、ショートスルー／ゼロベクトル／アクティブの順に切り替え、タイミングは図５．Ａに示した本発明の第１のシミュレーションと同じとした。尚、図１．Ａの第１の双方向スイッチＱ0を常にオフとした場合を本比較例として示す。電流状態は、図１３．Ａ乃至図１３．Ｅで対応させる。
ショートスルー区間においては、図１３．Ａの電流状態であった。次にゼロベクトル状態を継続すると、図１３．Ｂの状態を通った後、図１３．Ｅの状態、即ち、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が０となった。この後、アクティブ状態となり、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が徐々に増加して外部負荷Ｉiの半分に達し、図１３．Ｄの状態となった。
【００３３】
〔本発明の第２のシミュレーション〕
図６．Ａは本発明の第１のシミュレーション結果である、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1の変化を示すグラフ図である。本シミュレーションにおいては、ショートスルー／アクティブ／ゼロベクトルの順に切り替えた。図６．Ａは定常状態に達した後のものである。
ショートスルー区間においては、図３．Ｅ、図２．Ａの順の電流状態であった。次にアクティブに切り替えると、電流状態は図２．Ｃから図２．Ｅ及び図３．Ａ、図３．Ｂの順に変化し、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が外部負荷の電流Ｉiの半分を下回ったところでゼロベクトル状態に切り替わった。この時の電流状態は、図２．Ｂとは異なるが、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1はどんどん減少して０となり、逆方向に絶対値が増加した。この後、再びショートスルー区間である図３．Ｅの状態となった。
【００３４】
〔比較例の第２のシミュレーション〕
図６．Ｂは比較例の第２のシミュレーション結果である、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1の変化を示すグラフ図である。本シミュレーションにおいては、ショートスルー／アクティブ／ゼロベクトルの順に切り替え、タイミングは図６．Ａに示した本発明の第２のシミュレーションと同じとした。尚、図１．Ａの第１の双方向スイッチＱ0を常にオフとした場合を本比較例として示す。電流状態は、図１３．Ａ乃至図１３．Ｅで対応させる。
ショートスルー区間においては、図１３．Ａの電流状態であった。次にアクティブ状態となり、図１３．Ｃの状態から第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が徐々に減少して外部負荷Ｉiの半分に達し、図１３．Ｄの状態となった。次にゼロベクトル状態に切り替わり、図１３．Ｂの状態を通った後、図１３．Ｅの状態、即ち、第１のインダクタＬ1の電流ＩL1が０となった。
【００３５】
上記本発明の第１及び第２のシミュレーションにおいては、いずれも、第１のキャパシタＣ1の電圧は第２のキャパシタＣ2の電圧と常に等しく、図７．Ａのように変化した。
一方、比較例の第１及び第２のシミュレーションにおいては、いずれも、第１のキャパシタＣ1の電圧は第２のキャパシタＣ2の電圧と常に等しく、図７．Ｂのように変化した。
このように、６５０ｋＶの設定で本発明の電力変換回路１００をスイッチング制御を設計した場合に、第１の双方向スイッチを常にオフとして駆動させると、キャパシタ電圧が約２倍となってしまった。
【００３６】
図８は、上記シミュレーションのＰＷＭ制御により、本実施例に係る電力変換回路１００を駆動させるシミュレーション結果を示すグラフ図である。３相出力の１端子、例えば端子Ａについての、電圧と電流の時間変化を示しており、極めて正確な正弦波が出力されることがわかる。
【実施例２】
【００３７】
図９．Ａは、本発明の具体的な第２の実施例に係る電力変換回路２００の構成を示す回路図である。図９．Ａの電力変換回路２００は、図１．Ａの電力変換回路１００に対して、スイッチ素子Ｑ1と、スイッチ素子Ｑ2と逆並列に接続されたダイオードＤ2とを追加した構成である。
即ち、図９．Ａの電力変換回路２００は、スイッチ素子Ｑ0とインダクタＬ1との間に、オンの場合に導通するスイッチ素子Ｑ2と、逆並列に接続されたダイオードＤ2が挿入され、第１のインダクタＬ1と第２のキャパシタＣ2の直列接続に並列に、スイッチ素子Ｑ1が、オンの場合にインダクタＬ1からインダクタＬ2に電流を流す方向に接続されたものである。スイッチ素子Ｑ2とスイッチ素子Ｑ0は逆直列に接続されている。スイッチ素子Ｑ1は、逆阻止ＩＧＢＴを用いても良く、パワートランジスタを用いても良い。逆導通の寄生ダイオードを有するものは好ましくない。
図９．Ａの電力変換回路２００は、二次電池Ｖ0から、３つの端子Ａ、Ｂ及びＣに接続された外部負荷である例えば３相誘導モータに３相交流電力を出力すると共に、当該モータからの回生電流を二次電池Ｖ0に充電する際、回生電流により生成される直流電圧を昇圧するものである。この回生電流の昇圧を担う昇圧スイッチ回路がスイッチ素子Ｑ1とスイッチ素子Ｑ2である。
図９．Ｂは、図９．Ａの電力変換回路２００を簡略化した回路図である。外部負荷に電力を供給する場合は、第１極Ｐから第２極Ｎの方向に定電流が流れる定電流源が接続されたものと見なすことができる。外部から回生電流が入力される場合には、第１極Ｐと第２極Ｎの間にに仮想ダイオードＤimと仮想電位Ｖimの直列接続がされたものと見なすことができる。この際、第１極Ｐには仮想ダイオードＤimの負極が、第２極Ｎには仮想電位Ｖimの負極が接続される。
【００３８】
図１０は、本発明の具体的な第２の実施例に係る電力変換回路２００の作用を示す、電流経路を付した３つの回路図である。
図１０．Ａは、外部負荷である例えば３相誘導モータに有効電力を供給する状態を示す。スイッチ素子Ｑ1は常にオフ、スイッチ素子Ｑ2は常にオンとしておく。図１０．Ａにおいては、第１極Ｐと第２極Ｎの間が定電流源であって、図２．Ｃ乃至図３．Ｂに対応するもののみを示しているが、３相スイッチング部Ｓ3phの６個のスイッチ素子と、スイッチ素子Ｑ0は実施例１と同様に制御して良い。即ち、図２．Ａ乃至図３．Ｅの１０個の状態に対応して切り替えるものである。この際、図２．Ｂ乃至図２．Ｅの状態に対応する場合以外は、スイッチ素子Ｑ2をオフとしても良い。
【００３９】
図１０．Ｂ及び図１０．Ｃは、誘導モータからの回生電流により二次電池Ｖ0を充電するための２つの電流状態を示した回路図である。この場合、スイッチ素子Ｑ2を常にオフとしておく。
まず、図１０．Ｂのように、スイッチ素子Ｑ0をオフ、スイッチ素子Ｑ1をオンとする。すると、第１のインダクタＬ1が第２のキャパシタＣ2により充電され、第２のインダクタＬ2が第１のキャパシタＣ1により充電される。この際、回生電流による電位はキャパシタＣ1及びＣ2の電位より低いので第１極Ｐ及び第２極Ｎの間は遮断された状態となる。
次に、図１０．Ｃのように、スイッチ素子Ｑ0をオン、スイッチ素子Ｑ1をオフとする。すると、充電された第１のインダクタＬ1の電位と第２のキャパシタＣ2の電位の和、及び、充電された第２のインダクタＬ2の電位と第１のキャパシタＣ1の電位の和により、二次電池Ｖ0が充電される。この際、第２のインダクタＬ2、第２極Ｎ、仮想電位Ｖim、仮想ダイオードＤim、第１極Ｐ、第１のインダクタＬ1を介して回生電流が二次電池Ｖ0に充電される。
【産業上の利用可能性】
【００４０】
本発明は、回生電流を有効利用できるので、ハイブリッドタイプを含む電動機を有する車両、電動車、その他に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明の具体的な一実施例に係る電力変換回路１００の回路図（１．Ａ）と簡略化した回路図（１．Ｂ）。
【図２】電力変換回路１００の電流状態を示した５枚の回路図。
【図３】電力変換回路１００の電流状態を示した５枚の回路図。
【図４】電力変換回路１００の第１のインダクタＬ1の電流ＩL1の変化を示したグラフ図。
【図５】２つのシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図６】２つのシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図７】２つのシミュレーション結果を示すグラフ図。
【図８】シミュレーション結果である、電力変換回路１００の出力する３相交流電力の電圧と電流の時間変化（波形）を示すグラフ図。
【図９】本発明の具体的な第２の実施例に係る電力変換回路２００の回路図（９．Ａ）と簡略化した回路図（９．Ｂ）。
【図１０】電力変換回路２００の電流状態を示した３枚の回路図。
【図１１】従来例に係るインピーダンスソースインバータ９００の回路図（１１．Ａ）と簡略化した回路図（１１．Ｂ）。
【図１２】インピーダンスソースインバータ９００の６つのスイッチの制御の一例を示すグラフ図
【図１３】インピーダンスソースインバータ９００の電流状態を示した５枚の回路図。
【図１４】インピーダンスソースインバータ９００の第１のインダクタＬ1の電流ＩL1の変化を示した２枚のグラフ図。
【符号の説明】
【００４２】
Ｖ0：二次電池（充電池）
Ｑ0：第１の双方向スイッチを形成するスイッチ素子（ＩＧＢＴ）
Ｑ1：スイッチ素子（パワートランジスタ又は逆阻止ＩＧＢＴ）
Ｑ2：スイッチ素子（ＩＧＢＴ）
Ｄ0：第１の双方向スイッチを形成するダイオード
Ｄ2：双方向スイッチを形成するダイオード
Ｌ1：第１のインダクタ
Ｌ2：第２のインダクタ
Ｃ1：第１のキャパシタ
Ｃ2：第２のキャパシタ
Ｓ3ph：３相スイッチング回路
Ｐ：３相スイッチング回路Ｓ3phの第１極（直流高電位側）
Ｎ：３相スイッチング回路Ｓ3phの第２極（直流低電位側）
Ａ、Ｂ、Ｃ：３相スイッチング回路Ｓ3phの３相交流端子
Ｑap、Ｑbp、Ｑcp、Ｑan、Ｑbn、Ｑcn：３相スイッチング回路Ｓ3phの第２の双方向スイッチを形成するスイッチ素子（ＩＧＢＴ）
Ｄap、Ｄbp、Ｄcp、Ｄan、Ｄbn、Ｄcn：３相スイッチング回路Ｓ3phの第２の双方向スイッチを形成するダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図７】
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【図８】
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