(57)【要約】【課題】専用端子を追加することなくオン抵抗ＲＯＮで過電流を検出する電流検出方式と外付け電流検出抵抗Ｒｓで過電流を検出する電流検出方式を自動識別し、制御回路が同一構成でありながら用途に応じた最適な過電流保護を行うことのできる過電流検出回路を備えたスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】ハイサイドスイッチに流れる電流を電流検出信号ＶＳＮＳとして検出し、電流検出信号ＶＳＮＳと過電流検出閾値ＶＴＨを比較して過電流を検出し、ハイサイドスイッチ２をオフすることによりスイッチング電源装置を保護するスイッチング電源装置の制御回路において、ハイサイドスイッチ２の電源側端子またはハイサイドスイッチ２の負荷側端子に接続される第１電流検出端子ＣＳを備え、第１電流検出端子ＣＳの入力電圧に応じて、過電流検出閾値ＶＴＨ、又は電流検出信号ＶＳＮＳを温度補償するように切り換える温度補償手段７を備えた。【選択図】図１
2010226916.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のスイッチと第２のスイッチが入力電圧源に直列接続され、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間から負荷に電力を供給するスイッチング電源装置において、
前記第１のスイッチに流れる電流を検出して電流検出信号として出力する電流検出手段と、
前記第１のスイッチの一方の端子または他方の端子に接続される第１電流検出端子と、
前記電流検出信号と過電流検出閾値を比較して前記第１のスイッチの過電流を検出する過電流検出回路と、
前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合と前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合とで前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値を変更する過電流検出閾値選択手段と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記過電流検出閾値選択手段は、
前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合、温度補償された第１過電流検出閾値を前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値とし、
前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合、温度補償されていない第２過電流検出閾値を前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値とすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記第１のスイッチがハイサイドスイッチであって、
前記第２のスイッチがローサイドスイッチであることを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記過電流検出閾値選択手段は、
前記ハイサイドスイッチがオフの期間において前記第１電流検出端子の電圧が所定の閾値電圧より高い場合に前記第１過電流検出閾値を前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値とすることを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記過電流検出閾値選択手段は、
前記ハイサイドスイッチがオフで前記ローサイドスイッチがオンの期間において前記第１電流検出端子の電圧が前記所定の閾値電圧より低い場合、前記第２過電流検出閾値を前記過電流検出閾値とすることを特徴とする請求項３又は請求項４のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
第１のスイッチと第２のスイッチが入力電圧源に直列接続され、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間から負荷に電力を供給するスイッチング電源装置において、
前記第１のスイッチに流れる電流を検出して電流検出信号として出力する電流検出手段と、
前記第１のスイッチの一方の端子または他方の端子に接続される第１電流検出端子と、
前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合と前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合とで異なるオフセット電圧を選択するオフセット電圧選択手段と、
前記電流検出信号に前記オフセット電圧が加算された値と過電流検出閾値を比較して前記第１のスイッチの過電流を検出する過電流検出回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記オフセット電圧選択手段は、
前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合、温度補償された第１オフセット電圧を前記オフセット電圧とし、
前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合、温度補償されていない第２オフセット電圧を前記オフセット電圧とすることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記第１のスイッチがハイサイドスイッチであって、
前記第２のスイッチがローサイドスイッチであることを特徴とする請求項６又は請求項７のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記オフセット電圧は、
前記ハイサイドスイッチがオフの期間において前記第１電流検出端子の電圧が所定の閾値電圧より高い場合、前記第１オフセット電圧を前記電流検出信号に加算して生成されることを特徴とする請求項８に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記オフセット電圧は、
前記ハイサイドスイッチがオフで前記ローサイドスイッチがオンの期間において前記第１電流検出端子が前記所定の閾値電圧より低い場合、前記第２オフセット電圧を前記電流検出信号に加算して生成されることを特徴とする請求項８又は請求項９のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
第１のスイッチに流れる電流を電流検出信号として検出し、該電流検出信号と過電流検出閾値を比較して過電流を検出し、前記第１のスイッチをオフすることによりスイッチング電源装置を保護するスイッチング電源装置の制御回路において、
前記第１のスイッチの一方の端子または前記第１のスイッチの他方の端子に接続される第１電流検出端子を備え、
前記第１電流検出端子の入力電圧に応じて、前記過電流検出閾値、又は前記電流検出信号を温度補償するように切り換える温度補償手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に係り、特に、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による過電流検出回路と外付け電流検出抵抗による過電流検出回路を用途により使い分ける際、過電流検出方式を自動認識して、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）のオン抵抗による過電流検出回路と外付け電流検出抵抗による過電流検出回路を自動的に切り換える事ができるようにしたスイッチング電源装置、及びその制御回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のスイッチング電源装置における過電流検出回路は、外付け電流検出抵抗により過電流を検出する過電流検出回路と、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗により過電流を検出する過電流検出回路とを用途に応じて使い分けて使用することが知られている。外付け電流検出抵抗は、ＭＯＳＦＥＴに直列に外付けされた電流検出用抵抗である。外付け電流検出抵抗で過電流を検出する場合は、外付け電流検出抵抗の抵抗値の温度特性が小さいため、過電流検出回路として温度変化に対する特別な工夫をする必要は無いが、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する場合は、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗が非常に大きな温度依存性を有しているため、温度補償された過電流検出回路が必要になる。
【０００３】
従来の過電流検出方式について図を参照しながら説明する。
【０００４】
図９に、外付け電流検出抵抗により過電流を検出する過電流検出回路が適用された従来のスイッチング電源装置（以下、第１のＤＣ・ＤＣコンバータ回路という）を示した。
この第１のＤＣ・ＤＣコンバータ回路は、入力電圧源ＶＩＮ、制御回路１４、ＮチャンネルのハイサイドＭＯＳＦＥＴ２、外付け電流検出抵抗Ｒｓ、ＮチャンネルのローサイドＭＯＳＦＥＴ３、インダクタ８、平滑コンデンサ９、負荷１０などから構成されている。そして、制御回路１４は、電流検出回路４、過電流検出コンパレータ５、ゲート駆動回路６、過電流検出閾値ＶＴＨ２の基準電圧源などから構成されている。
【０００５】
入力電圧源ＶＩＮの負極端子はＧＮＤ（接地端子）に接続され、入力電圧源ＶＩＮの正極端子はハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子に接続され、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子は外付け電流検出抵抗ＲＳの一方の端子に接続され、外付け電流検出抵抗ＲＳの他方の端子はローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子に接続され、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のソース端子はＧＮＤに接続されている。また、外付け電流検出抵抗ＲＳの他方の端子とローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子との接続点がインダクタ８の一方の端子に接続され、インダクタ８の他方の端子は負荷１０の一方の端子に接続され、負荷１０の他方の端子はＧＮＤに接続されている。また、負荷１０の一方の端子が平滑コンデンサ９の一方の端子に接続され、平滑コンデンサ９の他方の端子はＧＮＤに接続されている。なお、ＲＯＮはハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗を示している。
【０００６】
制御回路１４は、ＨＤ端子と、ＳＷ端子と、ＬＤ端子と、ＣＳ端子とを備えており、ＨＤ端子がハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子に接続され、ＬＤ端子がローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート端子に接続され、ＳＷ端子が外付け電流検出抵抗ＲＳの他方の端子とローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子との接続点に接続され、ＣＳ端子がハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子と外付け電流検出抵抗ＲＳの一方の端子の接続点に接続されている。
【０００７】
電流検出回路４は、内部に備わるオペアンプ（演算増幅器）の非反転入力端子にＣＳ端子が接続され、反転入力端子にＳＷ端子が接続され、出力端子は過電流検出コンパレータ５の非反転入力端子に接続されている。
また、過電流検出コンパレータ５の反転入力端子には過電流検出閾値ＶＴＨ２の基準電圧源が接続され、過電流検出コンパレータ５の出力端子はゲート駆動回路６の入力端子に接続されている。ゲート駆動回路６の一方の出力端子はＨＤ端子を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子に接続され、ゲート駆動回路６の他方の出力端子はＬＤ端子を介してローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート端子に接続されている。外付け電流検出抵抗ＲＳ、電流検出回路４、過電流検出コンパレータ５、過電流検出閾値ＶＴＨ２の基準電圧源は、過電流検出回路を構成している。
【０００８】
第１のＤＣ・ＤＣコンバータ回路は、入力電圧源ＶＩＮの正極端子とＧＮＤとの間に接続されたハイサイドＭＯＳＦＥＴ２とローサイドＭＯＳＦＥＴ３を交互にスイッチングすることによりインダクタ８を介して負荷１０に電力を供給する。
外付け電流検出抵抗Ｒｓは、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨを電圧ΔＶＣＳに変換し、オペアンプなどで構成される電流検出回路４は、電圧ΔＶＣＳを基に電流検出信号ＶＳＮＳを生成して出力する。
過電流検出コンパレータ５は、電流検出信号ＶＳＮＳと過電流検出閾値ＶＴＨ２とを比較し、電流検出信号ＶＳＮＳが過電流検出閾値ＶＴＨ２より高くなったときに、ゲート駆動回路６に対してオフ・トリガー信号を出力する。
ゲート駆動回路６は、オフ・トリガー信号を受けて、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に対してＬｏｗレベルのゲート信号ＨＤＲＶを出力することで、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２をターンオフさせる。
【０００９】
一方、図１０に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮにより過電流を検出する過電流検出回路が適用された従来のスイッチング電源装置（以下、第２のＤＣ・ＤＣコンバータ回路という）を示した。この第２のＤＣ・ＤＣコンバータ回路は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨを検出するための外付け電流検出抵抗Ｒｓに代えてハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮを利用した構成とし、制御回路１５における過電流検出閾値を、上記過電流検出閾値ＶＴＨ２に代えてオン抵抗ＲＯＮに応じたＶＴＨ１としている。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮ、電流検出回路４、過電流検出コンパレータ５、過電流検出閾値ＶＴＨ１の基準電圧源は、過電流検出回路を構成している。この場合、ＣＳ端子は、入力電圧源ＶＩＮの正極端子とハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子の接続点に接続される。ここで、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮには＋３０００ｐｐｍ／℃〜＋６０００ｐｐｍ／℃程度の正の温度依存性があり、過電流検出レベルが温度に依存してしまう問題がある。このようなオン抵抗ＲＯＮの抵抗値の温度依存性に対処するため、例えば特開２００８−１８７８４７号公報（特許文献１）では、周囲温度の変動によるハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮの抵抗値の変動を、制御回路１５における過電流検出閾値ＶＴＨ１にオン抵抗ＲＯＮと同等の正の温度依存性を持たせることで、オン抵抗ＲＯＮの抵抗値の温度依存性をキャンセルする技術を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００８−１８７８４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
外付け電流検出抵抗Ｒｓにより過電流を検出する過電流検出回路が適用された上記従来の第１のＤＣ・ＤＣコンバータ回路は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２を流れる電流ＩＤＨを検出するのに外付け電流検出抵抗Ｒｓを用いることで、温度依存性が小さく比較的精度の高い過電流検出を行うことができる反面、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨと外付け電流検出抵抗Ｒｓによる損失が発生するために、高効率を要求するモジュールなどの小型電源には向かなかった。
また、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮにより過電流を検出する過電流検出回路が適用された上記従来の第２のＤＣ・ＤＣコンバータ回路は、オン抵抗ＲＯＮを利用した電流検出とすることで、第１のＤＣ・ＤＣコンバータ回路と比較して、損失と、外付け部品点数を削減できるメリットがある反面、オン抵抗ＲＯＮの抵抗値の大きな温度依存性をキャンセルしないと、高精度な電流検出を実現できない問題があった。
したがって、同一構成の制御回路ではこれら二つの電流検出方式に対応することができず、それぞれに対応した別構成の制御回路を用意する必要があった。このため、制御回路の種類が増えて量産性が低下しコストアップになるという問題があり、またスイッチング電源装置に電流検出方式に合った制御回路を組み合わせなければならないので、種類の管理が容易でないという問題があった。
【００１２】
本発明の目的は、上記問題点に鑑み、専用端子を追加することなく二つの電流検出方式の種別を自動識別し、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗ＲＯＮで過電流を検出する場合は温度補償された過電流検出閾値を選択し、逆に、外付け電流検出抵抗Ｒｓで過電流を検出する場合は温度補償されていない電流検出閾値を選択することで、制御回路が同一構成でありながら用途に応じた最適な過電流保護を行うことのできる過電流検出回路を備えたスイッチング電源装置、及びその制御回路を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明のスイッチング電源装置は、第１のスイッチと第２のスイッチが入力電圧源に直列接続され、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間から負荷に電力を供給するスイッチング電源装置において、前記第１のスイッチに流れる電流を検出して電流検出信号として出力する電流検出手段と、前記第１のスイッチの一方の端子または他方の端子に接続される第１電流検出端子と、前記電流検出信号と過電流検出閾値を比較して前記第１のスイッチの過電流を検出する過電流検出回路と、前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合と前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合とで前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値を変更する過電流検出閾値選択手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記過電流検出閾値選択手段が、前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合、温度補償された第１過電流検出閾値を前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値とし、前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合、温度補償されていない第２過電流検出閾値を前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値とすることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１のスイッチがハイサイドスイッチであって、前記第２のスイッチがローサイドスイッチであることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記過電流検出閾値選択手段が、前記ハイサイドスイッチがオフの期間において前記第１電流検出端子の電圧が所定の閾値電圧より高い場合に前記第１過電流検出閾値を前記過電流検出回路の前記過電流検出閾値とすることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記過電流検出閾値選択手段が、前記ハイサイドスイッチがオフで前記ローサイドスイッチがオンの期間において前記第１電流検出端子の電圧が前記所定の閾値電圧より低い場合、前記第２過電流検出閾値を前記過電流検出閾値とすることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、第１のスイッチと第２のスイッチが入力電圧源に直列接続され、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの間から負荷に電力を供給するスイッチング電源装置において、前記第１のスイッチに流れる電流を検出して電流検出信号として出力する電流検出手段と、前記第１のスイッチの一方の端子または他方の端子に接続される第１電流検出端子と、前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合と前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合とで異なるオフセット電圧を選択するオフセット電圧選択手段と、前記電流検出信号に前記オフセット電圧が加算された値と過電流検出閾値を比較して前記第１のスイッチの過電流を検出する過電流検出回路と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフセット電圧選択手段が、前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記一方の端子に接続された場合、温度補償された第１オフセット電圧を前記オフセット電圧とし、前記第１電流検出端子が前記第１のスイッチの前記他方の端子に接続された場合、温度補償されていない第２オフセット電圧を前記オフセット電圧とすることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１のスイッチがハイサイドスイッチであって、前記第２のスイッチがローサイドスイッチであることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフセット電圧が、前記ハイサイドスイッチがオフの期間において前記第１電流検出端子の電圧が所定の閾値電圧より高い場合、前記第１オフセット電圧を前記電流検出信号に加算して生成されることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、前記オフセット電圧が、前記ハイサイドスイッチがオフで前記ローサイドスイッチがオンの期間において前記第１電流検出端子が前記所定の閾値電圧より低い場合、前記第２オフセット電圧を前記電流検出信号に加算して生成されることを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置の制御回路は、第１のスイッチに流れる電流を電流検出信号として検出し、該電流検出信号と過電流検出閾値を比較して過電流を検出し、前記第１のスイッチをオフすることによりスイッチング電源装置を保護するスイッチング電源装置の制御回路において、前記第１のスイッチの一方の端子または前記第１のスイッチの他方の端子に接続される第１電流検出端子を備え、前記第１電流検出端子の入力電圧に応じて、前記過電流検出閾値、又は前記電流検出信号を温度補償するように切り換える温度補償手段を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、専用端子を追加することなく二つの電流検出方式を自動識別し、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する場合は温度補償された過電流検出閾値を選択し、逆に、外付け電流検出抵抗で過電流を検出する場合は温度補償されていない電流検出閾値を選択することで、制御回路の構成が同一でありながら用途に応じた最適な過電流保護を行うことのできる過電流検出回路を備えたスイッチング電源装置、及びその制御回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る制御回路が適用されたスイッチング電源装置であって、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する場合の、具体的一構成例を示した図である。
【図２】図１に示した制御回路の各部動作信号を示すタイムシーケンス図である。
【図３】本発明の第１の実施形態に係る制御回路が適用されたスイッチング電源装置であって、外付け電流検出抵抗で過電流を検出する場合の、具体的一構成例を示した図である。
【図４】図３に示した制御回路の各部動作信号を示すタイムシーケンス図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る過電流検出閾値発生回路の、具体的一構成例を示した図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に係る過電流検出閾値発生回路の過電流検出閾値の温度特性、及びＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の温度特性の具体的一例を示した図である。
【図７】本発明の第２の実施形態に係る制御回路が適用されたスイッチング電源装置であって、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する場合の、具体的一構成例を示した図である。
【図８】本発明の第３の実施形態に係る制御回路が適用されたスイッチング電源装置であって、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する場合の、具体的一構成例を示した図である。
【図９】従来技術のスイッチング電源装置であって、外付け電流検出抵抗で過電流を検出する過電流検出回路が適用された場合の、具体的一構成例を示した図である。
【図１０】従来技術のスイッチング電源装置であって、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する過電流検出回路が適用された場合の、具体的一構成例を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
次に、本発明に係る実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。
【００１７】
（第１の実施形態）
図１と図３に、本発明の第１の実施形態に係る制御回路１が適用されたスイッチング電源装置の構成を示す。図１はＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する電流検出方式、図３は外付け電流検出抵抗で過電流を検出する電流検出方式を示している。図１と図３に示した本発明の第１の実施の形態は、従来の第１のＤＣ・ＤＣコンバータ回路（図９）及び第２のＤＣ・ＤＣコンバータ回路（図１０）と同様の構成であるが、本発明の第１の実施形態に係る制御回路１は従来の制御回路１４、１５に対して、過電流検出閾値選択回路７を設けたところが異なっている。以下、図１に示したＭＯＳＦＥＴのオン抵抗で過電流を検出する過電流検出回路が適用されたスイッチング電源装置を第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路、図３に示した外付け電流検出抵抗で過電流を検出する過電流検出回路が適用されたスイッチング電源装置を第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路と記載する。
【００１８】
まず、第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の回路動作を図１、図２、図５、図６を参照して説明する。
【００１９】
図１に示すように、第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路は、入力電圧源ＶＩＮ、制御回路１、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ（ハイサイドスイッチ）２、ローサイドＭＯＳＦＥＴ（ローサイドスイッチ）３、インダクタ８、平滑コンデンサ９、負荷１０などから構成されている。ＲＯＮは、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗（ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流を検出する電流検出抵抗）である。
【００２０】
そして、制御回路１は、電流検出回路４、過電流検出コンパレータ５、ゲート駆動回路６、過電流検出閾値選択回路７などから構成されている。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮ、電流検出回路４、過電流検出コンパレータ５、過電流検出閾値選択回路７は、過電流検出回路を構成している。
【００２１】
入力電圧源ＶＩＮには、整流ブリッジやその出力側に直流平滑回路を備え、商用電源からの交流電圧を受電して直流電圧に変換するＡＣ・ＤＣコンバータを使用することができる。
【００２２】
入力電圧源ＶＩＮの負極端子はＧＮＤ（接地端子）に接続され、入力電圧源ＶＩＮの正極端子はハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子（ハイサイドスイッチの電源側端子）に接続され、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子（ハイサイドスイッチの負荷側端子）はローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子（ローサイドスイッチの負荷側端子）に接続され、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のソース端子（ローサイドスイッチの接地側端子）はＧＮＤに接続されている。また、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子とローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子との接続点がインダクタ８の一方の端子に接続され、インダクタ８の他方の端子は負荷１０の一方の端子に接続され、負荷１０の他方の端子はＧＮＤに接続されている。また、負荷１０の一方の端子が平滑コンデンサ９の一方の端子に接続され、平滑コンデンサ９の他方の端子はＧＮＤに接続されている。
【００２３】
制御回路１は、ＨＤ端子と、ＳＷ端子と、ＬＤ端子と、ＣＳ端子とを備えており、図１に示した第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路では、ＨＤ端子がハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子（ハイサイドスイッチのオンオフ制御側端子）に接続され、ＬＤ端子がローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート端子（ローサイドスイッチのオンオフ制御側端子）に接続され、ＳＷ端子がハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子とローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子との接続点に接続され、ＣＳ端子が入力電圧源ＶＩＮの正極端子とハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子の接続点に接続される。
【００２４】
電流検出回路４は、内部に備わるオペアンプの非反転入力端子にＣＳ端子が接続され、反転入力端子にＳＷ端子が接続され、出力端子は過電流検出コンパレータ５の非反転入力端子に接続されている。すなわち、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮを電流検出に利用するため、電流検出回路４の内部に備わるオペアンプの反転入力端子がＳＷ端子を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子へされ、非反転入力端子がＣＳ端子を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子へ接続されている。
【００２５】
制御回路１における過電流検出閾値選択回路７は、ワンショット回路７１、過電流検出閾値選択コンパレータ７２、閾値電圧ＶＴＨ３の基準電圧源、ＡＮＤ回路７３、ＳＲフリップフロップ７４、過電流検出閾値発生回路７５から構成されている。また、過電流検出閾値選択回路７における過電流検出閾値発生回路７５は、詳細は図５を参照して後述するが、温度補償された過電流検出閾値ＶＴＨ１の基準電圧源と温度補償されていない過電流検出閾値ＶＴＨ２の基準電圧源、及びこれら過電流検出閾値を選択するスイッチ７５４から構成されている（図１では図５の回路を等価的に表現している）。
【００２６】
そして、過電流検出閾値選択コンパレータ７２は、非反転入力端子がＣＳ端子に接続され、反転入力端子が閾値電圧ＶＴＨ３の基準電圧源に接続され、出力端子はＡＮＤ回路７３の一方の入力端子に接続されている。また、ＡＮＤ回路７３は、他方の入力端子がＬＤ端子に接続され、出力端子がＳＲフリップフロップ７４のセット端子Ｓに接続されている。また、ＳＲフリップフロップ７４のリセット端子Ｒはワンショット回路７１の出力端子に接続され、出力端子Ｑはスイッチ７５４の切換信号入力端子（不図示）に接続されている。スイッチ７５４は、一方の入力端子に過電流検出閾値ＶＴＨ１の基準電圧源が接続され、他方の入力端子に過電流検出閾値ＶＴＨ２の基準電圧源が接続され、出力端子は過電流検出コンパレータ５の反転入力端子に接続されている。
また、過電流検出コンパレータ５の出力端子はゲート駆動回路６の入力端子に接続されている。ゲート駆動回路６の一方の出力端子はＨＤ端子を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のゲート端子に接続され、ゲート駆動回路６の他方の出力端子はＬＤ端子を介してローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート端子に接続されている。
【００２７】
このように構成された制御回路１の各部は、電流検出回路４が電流検出信号ＶＳＮＳを出力し、過電流検出閾値選択コンパレータ７２は電流検出方式の種別を自動識別するための信号ＶＣＭＰを出力し、ＡＮＤ回路７３はＳＲフリップフロップ７４のセット端子Ｓにセット信号ＶＳを出力し、ワンショット回路７１はＳＲフリップフロップ７４のリセット端子Ｒにリセット信号ＶＲを出力し、ＳＲフリップフロップ７４は出力端子Ｑからスイッチ７５４の閾値選択信号ＶＱを出力し、過電流検出閾値発生回路７５は過電流検出閾値ＶＴＨを出力する。
【００２８】
第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路は、入力電圧源ＶＩＮとＧＮＤに接続されたハイサイドＭＯＳＦＥＴ２とローサイドＭＯＳＦＥＴ３を交互にスイッチングすることによって、インダクタ８を介して負荷１０へ電力を供給する。
【００２９】
図２は第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の動作を説明するタイムチャートで、入力電圧源ＶＩＮ、ＳＲフリップフロップ７４のリセット信号ＶＲ、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のゲート信号ＨＤＲＶ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号ＬＤＲＶ、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３に流れる電流ＩＤＬ、ＳＷ端子信号、電流検出信号ＶＳＮＳ、ＣＳ端子信号、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰ、ＳＲフリップフロップ７４の閾値選択信号ＶＱの各信号波形を示している。次に図２も参照して第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。
【００３０】
まず、時刻ｔ０で入力電圧源ＶＩＮを投入すると、過電流検出閾値選択回路７内のワンショット回路７１が、ＳＲフリップフロップ７４のリセット端子Ｒに対してｔ１〜ｔ２の期間だけリセット信号ＶＲを出力する。これによりＳＲフリップフロップ７４の閾値選択信号ＶＱはＬｏｗレベルになる。
【００３１】
過電流検出閾値選択コンパレータ７２は、反転入力端子が入力電圧源ＶＩＮよりも低い閾値電圧ＶＴＨ３の電圧源に接続され、非反転入力端子はＣＳ端子を介して入力電圧源ＶＩＮに接続され、出力端子がＡＮＤ回路７３の一方の入力端子に接続されている。このため、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰはＨｉｇｈレベルを示している。過電流検出閾値選択コンパレータ７２のＨｉｇｈレベルの出力信号ＶＣＭＰはＡＮＤ回路７３の一方の入力端子に入力される。
【００３２】
ＡＮＤ回路７３の他方の入力端子は、ＬＤ端子（ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号ＬＤＲＶが出力される端子）に接続され、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３がオンしたタイミング（時刻ｔ４）で、ＳＲフリップフロップ７４のセット端子Ｓに対して、セット信号ＶＳを出力する。このため、ＳＲフリップフロップ７４は、Ｈｉｇｈレベルの閾値選択信号ＶＱを過電流検出閾値発生回路７５に対して出力する。
【００３３】
過電流検出閾値発生回路７５のスイッチ７５４は、Ｈｉｇｈレベルの閾値選択信号ＶＱを受けると、温度補償された過電流検出閾値ＶＴＨ１を選択して、過電流検出コンパレータ５の反転入力端子へ出力する。
【００３４】
ゲート駆動回路６は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２を、図２のゲート信号ＨＤＲＶで示すようにｔ３〜ｔ４、ｔ６〜ｔ７、ｔ９〜ｔ１０の期間にオン、ｔ１〜ｔ３、ｔ４〜ｔ６、ｔ７〜ｔ９の期間でオフとなるようにドライブする。また、ゲート駆動回路６は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３を、ゲート信号ＬＤＲＶで示すようにｔ４〜ｔ５、ｔ７〜ｔ８の期間にオン、ｔ１〜ｔ４、ｔ５〜ｔ７、ｔ８〜ｔ１０の期間でオフとなるように交互にドライブする。但しこのときハイサイドＭＯＳＦＥＴ２とローサイドＭＯＳＦＥＴ３が同時にオンしないようにデッドタイムが設けられていることは勿論である。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン期間に電流ＩＤＨが流れ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のオン期間に電流ＩＤＬが流れる。
【００３５】
電流検出回路４の内部に備わるオペアンプは、反転入力端子がＳＷ端子を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子へ、非反転入力端子がＣＳ端子を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のドレイン端子へ接続されており、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２がオンの期間に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮに発生する電圧ΔＶＣＳを基に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨに比例した電流検出信号ＶＳＮＳとして生成する。すなわち、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン期間に電流ＩＤＨが流れることにより、電流検出回路４の内部に備わるオペアンプの反転入力端子へ入力されるＳＷ端子信号（＝ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子電圧）は、電流検出回路４の内部に備わるオペアンプの非反転入力端子へのＣＳ端子信号（＝入力電圧源ＶＩＮ）に対して、図２に示したようにΔＶＣＳ＝ＩＤＨ×ＲＯＮだけ変動するので、電流検出回路４の内部に備わるオペアンプでＳＷ端子信号とＣＳ端子信号との差分をとることにより、電流ＩＤＨに比例した電圧が電流検出信号ＶＳＮＳとして電流検出回路４の内部に備わるオペアンプから得られる。
【００３６】
過電流検出コンパレータ５は、電流検出信号ＶＳＮＳと温度補償された過電流検出閾値ＶＴＨ１を比較し、電流検出信号ＶＳＮＳが過電流検出閾値ＶＴＨ１より高くなったときに、ゲート駆動回路６に対して、オフ・トリガー信号を出力する。ゲート駆動回路６はオフ・トリガー信号を受けて、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に対してＬｏｗレベルのゲート信号ＨＤＲＶを出力することで、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２をターンオフさせる。
【００３７】
ところで、本実施形態の第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路では、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨを検出するのにハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮを用いるが、このオン抵抗ＲＯＮには、＋３０００ｐｐｍ／℃〜＋６０００ｐｐｍ／℃程度の非常に大きな温度依存性がある。このため、過電流検出閾値ＶＴＨ１にも、オン抵抗ＲＯＮの温度依存性に準じた温度係数を持たせる必要がある。以降、過電流検出閾値発生回路７５の動作について詳細に説明する。
【００３８】
図５は、過電流検出閾値発生回路７５の回路構成の一例である。過電流検出閾値発生回路７５はＮＰＮバイポーラトランジスタ７５１、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５２、７５３、スイッチ７５４、抵抗Ｒ１〜Ｒ５から構成されている。７５５は所定の定電圧ＶＲＥＧに設定されている定電圧ラインを示す。
【００３９】
定電圧ライン７５５に抵抗Ｒ５の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ５の他方の端子は抵抗Ｒ３の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ３の他方の端子は抵抗Ｒ４の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ３の他方の端子はＧＮＤに接続されている。抵抗Ｒ３の他方の端子と抵抗Ｒ４の一方の端子が接続された接続点は、過電流検出閾値ＶＴＨ１、ＶＴＨ２を切り換え選択するスイッチ７５４の一方の入力接点に接続されている。このように、定電圧ライン７５５からの定電圧ＶＲＥＧが抵抗{Ｒ３＋Ｒ５}と抵抗Ｒ４によって分圧され、スイッチ７５４の一方の入力接点に過電流検出閾値ＶＴＨ２として入力される。
【００４０】
また、定電圧ライン７５５にはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５２のソース端子が接続され、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５２のドレイン端子はＮＰＮバイポーラトランジスタ７５１のコレクタ端子に接続され、ＮＰＮバイポーラトランジスタ７５１のエミッタ端子は抵抗Ｒ１の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ１の他方の端子はＧＮＤに接続されている。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５２のドレイン端子とゲート端子は短絡されている。ＮＰＮバイポーラトランジスタ７５１のベース端子は、抵抗Ｒ５の他方の端子と抵抗Ｒ３の一方の端子が接続された接続点（電圧ＶＢ）に接続されている。
【００４１】
また、定電圧ライン７５５にはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５３のソース端子が接続され、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５３のドレイン端子は抵抗Ｒ２の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ２の他方の端子はＧＮＤに接続されている。また、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５３のゲート端子はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５２のゲート端子に接続されている。ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５３のドレイン端子と抵抗Ｒ２の一方の端子が接続された接続点は、過電流検出閾値ＶＴＨ１、ＶＴＨ２を切り換え選択するスイッチ７５４の他方の入力接点に接続されている。
【００４２】
このように、定電圧ライン７５５からの定電圧ＶＲＥＧが抵抗{Ｒ３＋Ｒ４}と抵抗Ｒ５によって分圧され、この分圧された電圧ＶＢを基にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５２と７５３で構成されるカレントミラー回路を使って温度係数を含んだ電圧として生成され、スイッチ７５４の他方の入力接点に過電流検出閾値ＶＴＨ１として入力される。
【００４３】
スイッチ７５４は、上記のように、一方の入力接点に過電流検出閾値ＶＴＨ２を入力し、他方の入力接点に過電流検出閾値ＶＴＨ１を入力し、閾値選択信号ＶＱによりこれらの過電流検出閾値を切り換えて、出力端子から過電流検出閾値ＶＴＨとして出力する。すなわち、閾値選択信号ＶＱがＬｏｗレベルのときには、スイッチ７５４は温度補償されていない過電流検出閾値ＶＴＨ２を選択し過電流検出閾値ＶＴＨとして出力する。また、閾値選択信号ＶＱがＨｉｇｈレベルのときには、スイッチ７５４は温度補償された過電流検出閾値ＶＴＨ１を選択し過電流検出閾値ＶＴＨとして出力する。本過電流検出回路が図１に示した第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に適用された場合には、閾値選択信号ＶＱがＨｉｇｈレベルとなり過電流検出閾値ＶＴＨ１が選択される。また、後述の図３に示した第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に適用された場合には閾値選択信号ＶＱがＬｏｗレベルとなり過電流検出閾値ＶＴＨ２が選択される。
【００４４】
ここで、過電流検出閾値ＶＴＨ１の温度特性について説明する。
定電圧ＶＲＥＧを抵抗{Ｒ３＋Ｒ４}と抵抗Ｒ５によって分圧した電圧ＶＢがＮＰＮバイポーラトランジスタ７５１のベースに入力されると、ＮＰＮバイポーラトランジスタ７５１のエミッタからは、電圧ＶＢより約０．６Ｖ低下した電圧が出力される。このエミッタ電圧の温度特性は、ＮＰＮバイポーラトランジスタ７５１のベース、エミッタ間電圧差の温度特性をそのまま含み、約＋３０００ｐｐｍ／℃となる。このエミッタ電圧を基に、抵抗Ｒ１によって電流変換し、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ７５２と７５３で構成されるカレントミラー回路（電流Ｉ１はカレントミラー回路のバイアス電流、電流Ｉ２はカレントミラー回路の出力電流を示す）を介して抵抗Ｒ２にて温度係数を含んだ過電流検出閾値ＶＴＨ１を生成する。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の比を調整することで、過電流検出閾値ＶＴＨ１に任意の温度係数を持たせることが可能となる。
【００４５】
このときの温度係数の関係式は次式のとおり示される。
ΔＶＴＨ１／ΔＴ＝＋３０００ｐｐｍ×Ｒ２／Ｒ１・・・・（数１）
ここで、ΔＶＴＨ１は過電流検出閾値ＶＴＨ１の変化分、ΔＴは温度Ｔの変化分を示す。
【００４６】
一例として、過電流検出閾値ＶＴＨ１の温度係数ΔＶＴＨ１／ΔＴ＝＋４５００ｐｐｍ／℃を実現するには、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の抵抗比は１：１．３６に設定すればよい。この温度依存性の様子を図６に示す。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮを破線、過電流検出閾値ＶＴＨ１の温度係数を実線で示す。オン抵抗ＲＯＮの温度依存性は、その製造プロセスや、オン抵抗値、耐圧などに依存するため、千差万別であるが、過電流検出閾値ＶＴＨ１を平均して＋４５００ｐｐｍ／℃程度に調整することで、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮを利用した過電流検出方法でありながら、温度に依存しない理想的な過電流検出を実現することが可能となる。
【００４７】
次に、第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の回路動作を図３、図４、図５を参照して説明する。
【００４８】
図３は第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の回路構成を示すものであるが、図１に示した第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に対し、電流検出方式が異なっている。すなわち第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に対し、第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路はハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子とローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子間に外付け電流検出抵抗ＲＳ（ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流を検出する電流検出抵抗）が接続され、ＳＷ端子が外付け電流検出抵抗ＲＳの低電位側端子へ、ＣＳ端子が外付け電流検出抵抗ＲＳの高電位側端子へ接続されている点が異なっている。その他の構成は第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路と同じである。外付け電流検出抵抗ＲＳ、電流検出回路４、過電流検出コンパレータ５、過電流検出閾値選択回路７は、過電流検出回路を構成している。
【００４９】
図４は第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の動作を説明するタイムチャートで、入力電圧源ＶＩＮ、ＳＲフリップフロップ７４のリセット信号ＶＲ、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のゲート信号ＨＤＲＶ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号ＬＤＲＶ、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３に流れる電流ＩＤＬ、ＣＳ端子信号、ＳＷ端子信号、電流検出信号ＶＳＮＳ、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰ、ＳＲフリップフロップ７４の閾値選択信号ＶＱの各信号波形を示している。ＳＷ端子信号はＣＳ端子信号に重ねて一点鎖線で示してある。次に図３、図４を参照して第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の動作を説明する。
【００５０】
まず、時刻ｔ１１で入力電圧源ＶＩＮを投入すると、過電流検出閾値選択回路７内のワンショット回路７１が、ＳＲフリップフロップ７４のリセット端子Ｒに対してｔ１２〜ｔ１３の期間だけリセット信号ＶＲを出力する。これによりＳＲフリップフロップ７４の閾値選択信号ＶＱはＬｏｗレベルになる。
【００５１】
過電流検出閾値選択コンパレータ７２は、反転入力端子が入力電圧源ＶＩＮよりも低い閾値電圧ＶＴＨ３に接続され、非反転入力端子がＣＳ端子を介してハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のソース端子に接続され、出力端子がＡＮＤ回路７３の一方の入力端子に接続されている。このため、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰであるＡＮＤ回路７３の一方の入力端子電圧は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のスイッチングに合わせて変化し、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２がオンのときにはＨｉｇｈレベル、逆に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２がオフ、且つ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３がオンのときにはＬｏｗレベルを示す。
【００５２】
ＡＮＤ回路７３の他方の入力端子は、ＬＤ端子（ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号ＬＤＲＶが接続される端子）に接続され、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３がオンしたタイミング（時刻ｔ１５）では、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰはＬｏｗレベルであるため、ＡＮＤ回路７３はＳＲフリップフロップ７４のセット端子Ｓに対してセット信号ＶＳを出力しない。このため、ＳＲフリップフロップ７４は、Ｌｏｗレベルの閾値選択信号ＶＱを過電流検出閾値発生回路７５に対して出力する。
【００５３】
過電流検出閾値発生回路７５のスイッチ７５４は、Ｌｏｗレベルの閾値選択信号ＶＱを受けて、温度補償の無い過電流検出閾値ＶＴＨ２を選択し、過電流検出閾値ＶＴＨとして過電流検出コンパレータ５の反転入力端子へ出力する。
【００５４】
ゲート駆動回路６は、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２を、図４のゲート信号ＨＤＲＶで示すようにｔ１４〜ｔ１５、ｔ１７〜ｔ１８、ｔ２０〜ｔ２１の期間にオン、ｔ１２〜ｔ１４、ｔ１５〜ｔ１７、ｔ１８〜ｔ２０の期間でオフとなるようにドライブする。また、ゲート駆動回路６は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３を、ゲート信号ＬＤＲＶで示すようにｔ１５〜ｔ１６、ｔ１８〜ｔ１９の期間にオン、ｔ１２〜ｔ１５、ｔ１６〜ｔ１８、ｔ１９〜ｔ２１の期間でオフとなるように交互にドライブする。但しこのときハイサイドＭＯＳＦＥＴ２とローサイドＭＯＳＦＥＴ３が同時にオンしないようにデッドタイムが設けられていることは勿論である。ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン期間に電流ＩＤＨが流れ、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のオン期間に電流ＩＤＬが流れる。
【００５５】
電流検出回路４の内部に備わるオペアンプの反転入力端子がＳＷ端子を介して外付け電流検出抵抗ＲＳの低電位側端子へ、非反転入力端子がＣＳ端子を介して外付け電流検出抵抗ＲＳの高電位側端子へ接続されており、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２がオンの期間に、外付け電流検出抵抗ＲＳの両端に発生する電圧ΔＶＣＳを基に、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に流れる電流ＩＤＨに比例した電流検出信号ＶＳＮＳを生成する。すなわち、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン期間に電流ＩＤＨが流れることにより、電流検出回路４の内部に備わるオペアンプの反転入力端子へ入力されるＳＷ端子信号（＝外付け電流検出抵抗ＲＳの低電位側端子電圧）は、電流検出回路４の内部に備わるオペアンプの非反転入力端子へのＣＳ端子信号（＝外付け電流検出抵抗ＲＳの高電位側端子電圧）に対して図４に示したようにΔＶＣＳ＝ＩＤＨ×ＲＳだけ変動する。電流検出回路４の内部に備わるオペアンプでＳＷ端子信号とＣＳ端子信号との差分をとることにより、電流ＩＤＨに比例した電圧が電流検出信号ＶＳＮＳとして電流検出回路４の内部に備わるオペアンプから得られる。
【００５６】
過電流検出コンパレータ５は、電流検出信号ＶＳＮＳと温度補償の無い過電流検出閾値ＶＴＨ２を比較し、電流検出信号ＶＳＮＳが過電流検出閾値ＶＴＨ２より高くなったときに、ゲート駆動回路６に対して、オフ・トリガー信号を出力する。ゲート駆動回路６はオフ・トリガー信号を受けて、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２に対してＬｏｗレベルのゲート信号ＨＤＲＶを出力することで、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２をターンオフさせる。
【００５７】
以上の一連の動作により、第３ののＤＣ・ＤＣコンバータ回路に示すようなハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮで電流検出する回路構成では温度補償された過電流検出閾値ＶＴＨ１を自動的に選択し、逆に、第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に示すような外付け電流検出抵抗ＲＳで電流検出する回路構成では、温度補償されていない過電流検出閾値ＶＴＨ２を自動的に選択することで、アプリケーションに依存しない最適な過電流検出を行うことが可能となる。
【００５８】
（第２の実施形態）
更に、本発明の第２の実施形態に係る過電流検出回路が適用されたスイッチング電源装置の構成を図７に示す。図７に示したスイッチング電源装置は、第１の実施形態で図１に示したＭＯＳＦＥＴのオン抵抗ＲＯＮで過電流を検出する第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に対応したもので、以下、第５のＤＣ・ＤＣコンバータ回路ということにする。第１の実施形態で図３に示した外付け電流検出抵抗ＲＳで過電流を検出する第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に対応する第６のＤＣ・ＤＣコンバータ回路も当然考えられるがこれについては図示を省略する。
【００５９】
図７に示した第５のＤＣ・ＤＣコンバータ回路における制御回路１２は、電流検出信号ＶＳＮＳにオフセット電圧ＶＯＦを重畳し、オフセット電圧ＶＯＦを温度補償するように回路構成されている。その他の構成は第１の実施形態に同じである。このようにしても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００６０】
具体的には、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮで電流検出する場合に温度補償されたオフセット電圧ＶＯＦ１を選択し、また、図示していないが外付け電流検出抵抗ＲＳで電流検出する第６のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の場合は温度補償されていないオフセット電圧ＶＯＦ２を選択し、加算器１１で電流検出回路４の出力信号ＶＳＮＳに加算して過電流検出コンパレータ５の非反転入力端子に入力する。一方、過電流検出コンパレータ５の反転入力端子には一定の過電流検出閾値ＶＴＨ４を入力する。このように構成すると、第５のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の場合は温度補償されたＶＳＮＳ＋ＶＯＦ１と過電流検出閾値ＶＴＨ４を過電流検出コンパレータ５で比較し、第６のＤＣ・ＤＣコンバータ回路の場合は温度補償のないＶＳＮＳ＋ＶＯＦ２と過電流検出閾値ＶＴＨ４を過電流検出コンパレータ５で比較することになるので、いずれの場合も過電流検出コンパレータ５は温度の影響を受けずに過電流検出することができる。この際、過電流検出閾値ＶＴＨ４は温度補償が不要である。温度補償されたオフセット電圧ＶＯＦ１と温度補償のないオフセット電圧ＶＯＦ２は、図５に示した過電流検出閾値発生回路７５と同様の回路で、電圧レベルをオフセット電圧に合わせるようにして生成することができる。
【００６１】
（第３の実施形態）
更に、本発明の第３の実施形態に係る過電流検出回路が適用されたスイッチング電源装置の構成を図８に示す。図８に示したスイッチング電源装置は、第１の実施形態で図１に示したＭＯＳＦＥＴのオン抵抗ＲＯＮで過電流を検出する第３のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に対応したもので、以下、第７のＤＣ・ＤＣコンバータ回路ということにする。第１の実施形態で図３に示した外付け電流検出抵抗ＲＳで過電流を検出する第４のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に対応する第８のＤＣ・ＤＣコンバータ回路も当然考えられるがこれについては図示を省略する。
【００６２】
図８に示した第８のＤＣ・ＤＣコンバータ回路における制御回路１３は、第１の実施形態の図１及び図３で示したワンショット回路７１を削除し、新たにＡＮＤ回路７６とインバータ回路７７を追加したものである。その他の構成は第１の実施形態に同じである。このようにしても第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００６３】
具体的には、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のオン期間に、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の非反転入力端子電圧が閾値電圧ＶＴＨ３よりも高い場合（第７のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に相当）は、ＡＮＤ回路７３の一方の入力である過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰがＨｉｇｈレベルとなり、ＡＮＤ回路７３の他方の入力であるゲート信号ＬＤＲＶもＨｉｇｈレベルとなるので、ＡＮＤ回路７３はＳＲフリップフロップ７４のセット端子Ｓに対してＨｉｇｈレベルのセット信号ＶＳを供給する。このとき過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰは、インバータ回路７７で反転されＡＮＤ回路７６の一方の端子がＬｏｗレベルとなり、ＡＮＤ回路７６の他方の入力であるゲート信号ＬＤＲＶがＨｉｇｈレベルとなるので、ＡＮＤ回路７６はＳＲフリップフロップ７４のリセット端子ＲにＬｏｗレベルのリセット信号ＶＲを供給する。これにより、ＳＲフリップフロップ７４は、過電流検出閾値発生回路７５が温度補償された過電流検出閾値ＶＴＨ１を選択するようにＨｉｇｈレベルのＶＱ信号を出力し、過電流検出閾値発生回路７５は、スイッチ７５４で温度補償された過電流検出閾値ＶＴＨ１を選択して出力する（ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗ＲＯＮによる過電流検出方式であると自動的に判断された）。
【００６４】
逆に、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のオン期間に、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の非反転入力端子電圧が閾値電圧ＶＴＨ３よりも低い場合（不図示の第８のＤＣ・ＤＣコンバータ回路に相当）は、ＡＮＤ回路７３の一方の入力である過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰがＬｏｗレベルとなり、ＡＮＤ回路７３の他方の入力であるゲート信号ＬＤＲＶがＨｉｇｈレベルとなるので、ＡＮＤ回路７３はＳＲフリップフロップ７４のセット端子Ｓに対してＬｏｗレベルのセット信号Ｓを供給する。一方、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰはインバータ回路７７で反転されＡＮＤ回路７６の一方の端子にＨｉｇｈレベルを供給し、ＡＮＤ回路７６の他方の入力であるゲート信号ＬＤＲＶもＨｉｇｈレベルとなるので、ＡＮＤ回路７６はＳＲフリップフロップ７４のリセット端子ＲにＨｉｇｈレベルのリセット信号Ｒを供給する。これにより、ＳＲフリップフロップ７４は、過電流検出閾値発生回路７５が温度補償されていない過電流検出閾値ＶＴＨ２を選択するようにＬｏｗレベルのＶＱを出力し、過電流検出閾値発生回路７５は温度補償されていない過電流検出閾値ＶＴＨ２を選択して出力する（外付け電流検出抵抗ＲＳによる過電流検出方式であると自動的に判断された）。
【００６５】
このように、本実施形態は、第１の実施形態と同様に、アプリケーションに依存しない最適な過電流検出を行うことが可能となる。
【００６６】
（その他の実施形態）
上記第１〜第３の実施形態では、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２の過電流を検出して過電流保護を行うものを示したが、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３の過電流を検出して過電流保護を行うものも同様に考えることができる。
具体的には、電流検出にローサイドＭＯＳＦＥＴ３のオン抵抗ＲＯＮ’を利用する場合、ＣＳ端子がローサイドＭＯＳＦＥＴ３のドレイン端子に接続される。また、電流検出に外付け電流検出抵抗ＲＳ’を利用する場合、外付け電流検出抵抗ＲＳ’がローサイドＭＯＳＦＥＴ３のソース端子とＧＮＤの間に直列接続され、ＣＳ端子がローサイドＭＯＳＦＥＴ３のソース端子に接続される。このとき、過電流検出閾値選択回路７は、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３がオンの期間においてＣＳ端子の電圧が閾値電圧ＶＴＨ３より低い場合に過電流検出閾値ＶＴＨ２を過電流検出閾値として選択し、また、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３がオフで前記ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２がオンの期間においてＣＳ端子の電圧が閾値電圧ＶＴＨ３より高い場合、過電流検出閾値ＶＴＨ１を過電流検出閾値として選択する。そして、過電流検出コンパレータ５で過電流を検出したとき、ゲート駆動回路６がローサイドＭＯＳＦＥＴ３をオフするゲート信号ＬＤＲＶを出力するようにすればよい。
このようにすれば、上記第１〜第３の実施形態と同様にローサイドＭＯＳＦＥＴ３の過電流を検出する電流検出方式を自動的に判別することができ、アプリケーションに依存しない最適な過電流検出を行うことが可能となる。
【００６７】
以上、具体的な実施形態で本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されないことはいうまでもない。例えばハイサイドＭＯＳＦＥＴ２、ローサイドＭＯＳＦＥＴ３に代えてバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）としても、過電流検出閾値ＶＴＨ１をバイポーラトランジスタやＩＧＢＴの温度特性に合わせることにより同様に実施できる。また、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の反転入力端子にＣＳ端子を接続し、非反転入力端子に閾値電圧ＶＴＨ３の電圧源を接続し、過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号ＶＣＭＰの符号を逆論理で扱うようにしても実施できる。なお、図示していないが、ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２やローサイドＭＯＳＦＥＴ３には、フライホイールダイオードが逆並列接続されている。
【符号の説明】
【００６８】
１、１２、１３、１４、１５・・・制御回路
２・・・ハイサイドＭＯＳＦＥＴ
３・・・ローサイドＭＯＳＦＥＴ
４・・・電流検出回路
５・・・過電流検出コンパレータ
６・・・ゲート駆動回路
７・・・過電流検出閾値選択回路
８・・・インダクタ
９・・・平滑コンデンサ
１０・・・負荷
１１・・・加算器
７１・・・ワンショット回路
７２・・・過電流検出閾値選択コンパレータ
７３・・・ＡＮＤ回路
７４・・・ＳＲフリップフロップ
７５・・・過電流検出閾値発生回路
７６・・・ＡＮＤ回路
７７・・・インバータ回路
７５１・・・ＮＰＮバイポーラトランジスタ
７５２、７５３・・・ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
７５４・・・スイッチ
７５５・・・所定の定電圧ＶＲＥＧに設定されている定電圧ライン
ＶＩＮ・・・入力電圧源
ＧＮＤ・・・接地端子
ＨＤＲＶ・・・ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のゲート信号
ＬＤＲＶ・・・ローサイドＭＯＳＦＥＴ３のゲート信号
ＶＴＨ、ＶＴＨ１、ＶＴＨ２、ＶＴＨ４・・・過電流検出閾値
ＶＴＨ３・・・閾値電圧
ＶＯＦ、ＶＯＦ１、ＶＯＦ２・・・オフセット電圧
ＶＣＭＰ・・・過電流検出閾値選択コンパレータ７２の出力信号
ＶＳ・・・ＳＲフリップフロップ７４のセット信号
ＶＲ・・・ＳＲフリップフロップ７４のリセット信号
ＶＳＮＳ・・・電流検出信号
ＶＱ・・・閾値選択信号
ＶＢ・・・定電圧ＶＲＥＧを抵抗（Ｒ３＋Ｒ４）と抵抗Ｒ５によって分圧した電圧
ＶＲＥＧ・・・定電圧
ＩＤＨ・・・ハイサイドＭＯＳＦＥＴ３に流れる電流
ＩＤＬ・・・ローサイドＭＯＳＦＥＴ３に流れる電流
Ｉ１、Ｉ２・・・電流
ΔＶＣＳ・・・電流検出用抵抗に発生した電圧
ＲＯＮ・・・ハイサイドＭＯＳＦＥＴ２のオン抵抗
Ｒｓ・・・外付け電流検出抵抗（電流検出用抵抗）
Ｒ１〜Ｒ５・・・抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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