(57)【要約】【課題】単相交流電源からの入力電流の波形を改善し、高い力率で動作する電力変換装置および電気掃除機を提供する。【解決手段】入力端子２４、２５と出力端子２６、２７を有するマトリクス回路２３、インダクタンス素子２８、コンデンサ３０を設け、制御回路４８は、電源電圧検知手段５０と出力電圧検知手段５２の出力を受け、双方向スイッチング素子４１〜４４のオンオフを制御することにより、単相交流電源２０からの入力電流波形を改善し高力率を実現する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つの入力端子と複数の出力端子との組み合わせに複数の双方向スイッチング素子を設けて成るマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記単相交流電源の電圧を検知する電源電圧検知手段と、前記出力端子間の電圧を検知する出力電圧検知手段と、前記電源電圧検知手段と前記出力電圧検知手段の出力に基づいて前記複数の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えた電力変換装置。
【請求項２】
双方向スイッチング素子は、２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能であり、単相交流電源からインダクタンス素子と２つの双方向スイッチング素子を通して電流が流れる上下同時導通期間を有する請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
制御回路は、出力電圧検知手段の信号の絶対値と、電源電圧検知手段の信号の積にほぼ比例した入力電流となるように、双方向スイッチング素子のオンオフを制御する請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
単相交流電源からの入力電流を検知する電流検知手段を有し、制御回路は入力電流波形が、単相交流電源とほぼ相似波形となるように双方向スイッチング素子のオンオフを制御し、負荷に三相の電力を供給する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
負荷は、永久磁石を有する三相電動機とした請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
制御回路は、単相交流電源の周波数および出力周波数よりも高い周波数を持った鋸波をキャリア波としたパルス幅変調を行い、１回の上下同時導通の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替えて双方向スイッチング素子のオンオフを制御する請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
双方向スイッチング素子は、ＳｉＣ半導体を用いた請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、モータ（電動機）などを負荷とする電力変換装置およびそれを用いた電気掃除機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を、単相の交流電源と、３相の負荷の間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１０は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
【０００４】
図１０に示すように、交流電源１、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２、マトリクスコンバータ回路２から接続されて、負荷となる３相のモータ３が接続され、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４が設けられたものとなっている。
【０００５】
マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６、ダイオード７、８を用いた双方向スイッチ１０、双方向スイッチ１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチ１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧がモータ３に供給されて駆動されるものであった。
【特許文献１】特開２００５−４５９１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として、日本国内の１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなどの単相の交流電源を用いる場合、交流電源の電圧波形は正弦波であり、零ベルトとなる点付近の低電圧期間における電力変換が困難となる。
【０００７】
特に３相のモータとして一般的に高効率が得られるとされる永久磁石を使用したものを駆動する場合には、速度に比例して発生する誘導起電力が高いものとなるため、低電圧期間においては入力電流を受けることができず、交流電源から供給する入力電流は、波形のピーク点付近のみとなり、入力電流のピーク電流値が跳ね上がって波形の歪みが増える。その結果、力率としては低いものであった。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するもので、低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、交流電源から供給する電力の力率を高めることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、２つの入力端子と複数の出力端子との組み合わせに複数の双方向スイッチング素子を設けて成るマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記単相交流電源の電圧を検知する電源電圧検知手段と、前記出力端子間の電圧を検知する出力電圧検知手段と、前記電源電圧検知手段と前記出力電圧検知手段の出力に基づいて前記複数の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えたものである。
【００１０】
これによって、本発明は上記課題を解決するもので、単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても単相交流電源からの入力電流を受けるようにして入力電流波形を改善し、単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、単相交流電源の零電圧点付近の低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、高い力率で動作する電力変換装置およびそれを用いた電気掃除機を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
第１の発明は、２つの入力端子と複数の出力端子との組み合わせに複数の双方向スイッチング素子を設けて成るマトリクス回路と、単相交流電源から前記入力端子への経路に接続したインダクタンス素子と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記単相交流電源の電圧を検知する電源電圧検知手段と、前記出力端子間の電圧を検知する出力電圧検知手段と、前記電源電圧検知手段と前記出力電圧検知手段の出力に基づいて前記複数の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えた電力変換装置とするものである。
【００１３】
この構成により、単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても単相交流電源からの入力電流を受けるようにして入力電流波形を改善し、単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。
【００１４】
また、第２の発明は、特に第１の発明の双方向スイッチング素子を、２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものとし、単相交流電源からインダクタンス素子と２つの双方向スイッチング素子を通して電流が流れる上下同時導通期間を有する構成とする。
【００１５】
これにより、前記単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間において、出力電圧が入力電圧よりも高い状態となっても、昇圧動作によって、前記単相交流電源からの入力電流が受けられるものとなり、入力電流波形が大幅に改善され、前記単相交流電源から供給する力率を高めることができる。
【００１６】
また、第３の発明は、特に第１の発明または第２の発明の制御回路を、出力電圧検知手段の信号の絶対値と、電源電圧検知手段の信号の積にほぼ比例した入力電流となるように、双方向スイッチング素子のオンオフを制御する構成とすることにより、負荷に供給する出力側の力率も高め、負荷に対して高効率の電力供給を可能とするものとなる。
【００１７】
また、第４の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明の構成に加え、単相交流電源からの入力電流を検知する電流検知手段を設け、制御回路は入力電流波形が、前記単相交流電源とほぼ相似波形となるように双方向スイッチング素子のオンオフを制御し、負荷に三相の電力を供給する構成とすることにより、前記単相交流電源からの力率を高く確保すると同時に、負荷に対する力率も十分高いものとし、高効率での電力変換を可能とするものとなる。
【００１８】
また、第５の発明は、特に第４の発明の負荷を、永久磁石を有する三相電動機とした構成とすることにより、負荷である電動機として高効率であると共に、誘導起電力よりも単相交流電源の電圧の方が低くなる状態にあっても、単相交流電源から入力電流を受け取れることから、入力側の力率も高くすることができる。
【００１９】
また、第６の発明は、特に第１から第５のいずれか１つの発明の制御回路を、単相交流電源の周波数および出力周波数よりも高い周波数を持った鋸波をキャリア波としたパルス幅変調を行い、１回の上下同時導通の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替えて双方向スイッチング素子のオンオフを制御する構成とすることにより、比較的簡単な構成でありながら、入力電流波形の改善が可能となり、高力率が実現できるものとなる。
【００２０】
また、第７の発明は、特に第１から第６のいずれかの発明の双方向スイッチング素子を、ＳｉＣ半導体を用いた構成とすることにより、小型で低損失が実現でき、装置の小型化、軽量化、高効率化が可能となる。
【００２１】
また、第８の発明は、第１から第７のいずれか１つの発明の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機としたことにより、単相交流電源からの電力供給であっても高い力率で動作すると共に、強い吸引力が得られ、小型・軽量で使い勝手の優れたものとすることができる。
【００２２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００２４】
図１において、１００Ｖ５０Ｈｚの単相交流電源２０にＡ１、Ａ２端子を接続した電力変換装置２１は、Ｂ１、Ｂ２端子から負荷２２に交流の出力を行うものである。電力変換装置２１の構成は、マトリクス回路２３が、２つの入力端子２４、２５と、２つの出力端子２６、２７を有し、単相交流電源２０から入力端子２４への経路に接続したインダクタンス素子２８、出力端子２６、２７の間に接続したコンデンサ３０を接続している。
【００２５】
ここで、本実施の形態における負荷２２は、抵抗のように電圧と電流とが常に比例関係にあるというものではなく、例えば同期電動機のように、電流とは無関係に電圧源となるようなものが接続されている状態にある。
【００２６】
本実施の形態において、マトリクス回路２３は、２つの入力端子２４、２５と２つの出力端子２６、２７の４通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積とある４個の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４を有しており、制御回路４８によって、双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフが制御されるものとなっている。
【００２７】
さらに単相交流電源２０の電圧を検知する電源電圧検知手段５０、出力端子２６、２７間の電圧を検知する出力電圧検知手段５２が設けられており、制御回路４８は、電源電圧検知手段５０と出力電圧検知手段５２の出力を受け、電源電圧検知手段５０と出力電圧検知手段５０からの信号の積に応じて双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフを制御するものとなっている。
【００２８】
図２は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の双方向スイッチング素子の等価回路図である。
【００２９】
図２において、ＳｉＣ半導体５５、５６は、それぞれ炭化珪素を主成分とし、シリコンよりも大きなバンドギャップを有したＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ構造であって、逆方向の耐圧も十分なものが確保できるとともに、等価的に２つのＳｉＣ半導体５５、５６が逆
方向に接続された構造となっている。
【００３０】
そして、ＳｉＣ半導体５５、５６は、ゲートＧｘとソースＳｘ間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子Ｘから端子Ｙの方向への電流が流れる状態となり、ゲートＧｙとソースＳｙ間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子Ｙから端子Ｘの方向への電流が流れる状態となるものである。従って、双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４は、いずれも端子Ｘから端子Ｙ、端子Ｙから端子Ｘという２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものとなっている。
【００３１】
図１において、例えば単相交流電源２０の出力電圧の極性として、Ａ１がＡ２より高電位となる状態で、双方向スイッチング素子４１のゲートＧｘと双方向スイッチング素子４２のゲートＧｙが、制御回路４８からオン信号となった場合には、単相交流電源２０からインダクタンス素子２８と２つの双方向スイッチング素子４１、４２を通して電流が流れる状態となり、このような状態を上下同時導通と呼ぶものとする。
【００３２】
直流電圧を入力して動作する一般的なブリッジ型のインバータにおいては、このような上下のスイッチング素子の同時導通は、過電流破壊の原因となるため行わない。しかし、本実施の形態においては、インダクタンス素子２８が挿入されているため、前者とは状況が異なる。
【００３３】
本実施の形態においては、直列接続された２つの双方向スイッチング素子が同時にＯＮしている上下同時導通期間には、それ以外の双方向スイッチング素子はオフ状態になっており、インダクタンス素子２８に磁気的にエネルギーが蓄えられる一方、負荷２２の端子間電圧、すなわちコンデンサ３０の端子間電圧となる出力電圧は、完全に開放状態になる。従って、出力電圧が２５０Ｖというような高電圧であって、かつその時の入力電圧が５０Ｖしかないような状態であっても、入力電流をインダクタンス素子２８に流れ込ませることが可能となり、インダクタンス素子２８には磁気エネルギーを蓄えるものとなる。
【００３４】
そして、上下同時導通期間にインダクタンス素子２８に磁気的に蓄えられたエネルギーは、その後の双方向スイッチング素子のオンオフ状態を切り替えることにより、フライバック動作によって、コンデンサ３０および負荷２２へと昇圧動作を行わせながら供給することができる。
【００３５】
図３は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。
【００３６】
図３において、（ア）は単相交流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎおよび負荷２２への出力電圧Ｖｏｕｔを示し、（イ）は単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを示し、（ウ）は負荷２２への出力電流Ｉｏｕｔを示し、（エ）は入力パワーＰｉｎを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーＰｏｕｔは入力パワーＰｉｎと同等と考えても良い。
【００３７】
図３（ア）に示す出力電圧Ｖｏｕｔに関しては、負荷２２は、電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ（振幅）としては、絶対値のピークが２８０Ｖであって、これは入力電圧Ｖｉｎの振幅の２倍に相当し、周波数は、２５０Ｈｚで、入力周波数５０Ｈｚの５倍である。
【００３８】
特に本実施の形態においては、制御回路４８は、マイクロコンピュータを内部に含んでおり、出力電圧検知手段５２からの信号の絶対値と、電源電圧検知手段５０の信号との積をマイクロコンピュータにてデジタル計算し、求めた積にほぼ比例した入力電流となるように、双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフを制御するものとなっている。
【００３９】
なお、前記マイクロコンピュータ内にはテーブルが用意されており、出力電圧検知手段５２からの信号と、電源電圧検知手段５０からの信号とに応じて上下同時導通期間の設定、およびフライバック期間にオンオフされる双方向スイッチング素子の選定が行われ、その結果、単相交流電源２０からの入力電流が図３（イ）の波形となる。
【００４０】
この場合、図３（ウ）に示される出力電流Ｉｏｕｔ波形、および図３（エ）に示される入力パワーＰｉｎ波形は、いずれも図３（イ）と同様に単相交流電源２０の周波数である５０Ｈｚの倍の１００Ｈｚ（１０ｍｓ周期）で包絡線を持ったような波形となる。
【００４１】
本実施の形態においては、負荷２２は単相で正弦波の電圧源であるため、単相交流電源２０と負荷２２のいずれにも電圧の零点、およびその付近の低電圧期間が存在するが、そのような期間に大きな電流を流しても、いわゆる力率が低い状態となり、有効な電力の伝達ができず、電力変換装置の効率を悪くするものとなる。
【００４２】
よって、本実施の形態においては、出力電圧検知手段５２の信号の絶対値と電源電圧検知手段の信号との積に、入力電流Ｉｉｎがほぼ比例したものとすることにより、負荷２２に供給する出力側の力率としても高いものが得られるものとなり、条件として与えられた入出力電圧の中では、最大の効率で電力供給が行うことができる。
【００４３】
なお、本実施の形態においては、単相交流電源２０からの入力電流Ｉｏｕｔを検知する手段は設けていないが、図３（イ）に示すような電流波形を、より精度良く実現しようとする場合には、電流検知手段などを設けてフィードバック制御すればよい。特に、負荷２２に必要な電流値が変化するような特性のものである場合には、有効に作用する。
【００４４】
（実施の形態２）
図４は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００４５】
図４において、１００Ｖ５０Ｈｚの単相交流電源２０にＡ１、Ａ２端子を接続した電力変換装置６１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ端子から負荷６２に三相の交流を出力するものである。電力変換装置６１の構成は、マトリクス回路６３が２つの入力端子６４、６５と３つの出力端子６６、６７、６８とを有し、単相交流電源２０から入力端子６４への経路に接続したインダクタンス素子２８と、出力端子６６、６７の間に接続したコンデンサ７０と、出力端子６７、６８の間に接続したコンデンサ７１と、出力端子６６、６８間に接続したコンデンサ７２とを有している。
【００４６】
本実施の形態において、マトリクス回路６３は、２つの入力端子６４、６５と３つの出力端子６６、６７、６８の６通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積とある６個の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６を有しており、制御回路８８によって、双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６のオンオフが制御されるものとなっている。
【００４７】
なお、双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６は、いずれも第１の実施の形態と同様にＳｉＣ半導体を用いたもので構成している。
【００４８】
第１の実施の形態と同様に、単相交流電源２０の電圧を検知する電源電圧検知手段５０が設けられている他、出力端子６６、６７、６８の各線間の電圧を検知する出力電圧検知手段９２が設けられており、その上さらに、単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを検知する電流検知手段９０を備えたものとなっている。
【００４９】
本実施の形態においては、制御回路８８は、電源電圧検知手段５０、出力電圧検知手段９２の信号に加えて、電流検知手段９０からの信号も受け、入力電流波形Ｉｉｎが正弦波の単相交流電源２０とほぼ相似波形、すなわち正弦波となるように双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６のオンオフを制御し、負荷６２に三相の電力を供給するものとなっている。
【００５０】
図５（ア）は、電力変換装置の負荷６２となる三相電動機の断面構成を示す断面図、図５（イ）は同三相電動機の結線を示す結線図である。
【００５１】
図５（ア）に見られるように、三相電動機として構成した負荷６２は、珪素鋼板を積層した表面に４つの永久磁石１００、１０１、１０２、１０３を貼り付けて構成した鉄心１０４を、出力軸１０５を中心として回転自在に設けた回転子１０６と、回転子１０６の外側に設けた固定子１０７とを有する構成である。その固定子１０７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心１０８、巻線１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５によって構成している。
【００５２】
図５（イ）に示される巻線１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５の結線により、三相の入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗが引き出されており、回転の速度に比例した振幅と周波数を持った誘導起電力が各巻線に発生し、中性点Ｎからの各相電圧が１２０度の位相差を有するほぼ正弦波となり、電力変換装置６１の線間の出力電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕについても、前記誘導起電力によってほぼ正弦波の電圧に近いものとなる。
【００５３】
図６は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。
【００５４】
図６において、（ア）は単相交流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎおよび負荷６２への線間の出力電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕを示し、（イ）は単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを示し、（ウ）は負荷６２への出力電流Ｉｕｖ、Ｉｖｗ、Ｉｗｕを示し、（エ）は入力パワーＰｉｎを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーＰｏｕｔは入力パワーＰｉｎと同等と考えてもよい。
【００５５】
図６（ア）に示す電圧に関しては、負荷６２は、永久磁石１００、１０１、１０２、１０３からの誘導起電力による電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ（振幅）としては、絶対値のピークが２８０Ｖであって、これは入力電圧Ｖｉｎの振幅の２倍に相当し、周波数は２５０Ｈｚで入力周波数５０Ｈｚの５倍となっている。
【００５６】
負荷６２は、４極構成の回転子１０６が毎分７５００回転していることから、周波数は２５０Ｈｚとなっている。
【００５７】
図６（イ）に示す入力電流Ｉｉｎに関して、本実施の形態においては、制御回路８８は、単相交流電源２０からの入力電流波形が、電源電圧検知手段５０で検知した単相交流電源２０の電圧と相似の正弦波波形となるように、双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６のオンオフを制御するものとなっている。
【００５８】
なお、電源電圧検知手段５０の出力に対する入力電流Ｉｉｎの値の比例定数としては、本実施の形態においては、一定値とはせず、出力電圧検知手段９２で検知される三相の出力電圧の値が所定値となるように、フィードバック制御されて決定されるものとなっている。
【００５９】
これにより、例えば負荷６２のトルクが変化した場合においても、三相の出力電圧として所定の値が確保され、かつ入力電流Ｉｉｎの波形としては、単相交流電源２０の電圧波
形に相似となる正弦波のものが流れ、Ｉｉｎの大きさ（振幅）がトルクに応じて必要となるように変化するものとなる。よって、単相交流電源２０からの力率は、ほぼ完全に１となり、系統への負担を最小限とすることができる。
【００６０】
図６（ウ）に示した各出力電流波形は、２つの出力端子の間に出力される電流、例えば負荷６２のＵ相から流れ込み、Ｖ相から引き出される電流をＩｕｖとして記載している。本実施の形態では、単相交流電源２０から入力されるパワーを、瞬時の線間の誘導起電力の自乗に比例するように３相に分配し、各出力電流が定まる方法を取っている。
【００６１】
それによって、単相交流電源２０から入力されるパワー、すなわち変換パワーは、単相交流電源２０の位相によって図６（エ）に示すように変動する。しかし、各瞬時における銅損が最小になるように、三相への電流分配が行われるものとなり、単相交流電源２０からの力率を１とした上で、最も効率が良い電力変換が行われるものとなる。
【００６２】
なお、第１の実施の形態に示したように、単相交流電源２０からの入力電流を、各相の出力電圧の絶対値と単相交流電源２０の電圧との積に比例するようにしても良く、その場合には、入力電流Ｉｉｎの波形には若干の歪みが発生するが、ほとんど問題となるレベルではなく、負荷６２の銅損としては最低とすることができる。
【００６３】
図７は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の出力電圧波形図である。
【００６４】
図７においては、三相の電圧Ｕ、Ｖ、Ｗは中性点を基準として示しており、例えば時刻ｔａにおける各端子の電位は、Ｕ＞Ｖ＞Ｗの順となるため、各線間電圧とてしは、ＵＶ間電圧はＵａ−Ｖａで正の値、ＶＷ間電圧はＶａ−Ｗａで正の値、ＷＵ間電圧はＷａ−Ｕａで負の値となる。
【００６５】
図８は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の制御回路の動作波形図であり、負荷６２の位相として、図７のｔａのタイミングに相当した時点であって、かつ単相交流電源２０の極性として、Ａ１＞Ａ２の電位となっている場合の一例として示したものである。
【００６６】
図８（ア）は、制御回路８８内のマイクロコンピュータでＰＷＭ（パルス幅変調）を行うためのキャリア波Ｃｙと、コンペアレジスタ値ＣＲ０、ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＲ３の波形を示し、図８（イ）は双方向スイッチング素子８１〜８６のオンオフ状況を示したものである。図８（イ）に示すように、各双方向スイッチング素子に対して、端子Ｘから端子Ｙの方向のオンオフ信号「ｘ」と、端子Ｙから端子Ｘの方向のオンオフ信号「ｙ」とを各双方向スイッチング素子の番号にサフィックスとして追記し、オンの期間に「ＯＮ」のハッチング付き長方形を配しており、その他の期間はオフ状態に制御されていることを示している。
【００６７】
本実施の形態においては、制御回路８８は、単相交流電源２０の周波数５０Ｈｚおよび出力周波数２５０Ｈｚよりも高い周波数となる１５．６２５ｋＨｚ（６４マイクロ秒周期）を持った鋸波をキャリア波Ｃｙとし、Ｃｙとコンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３を比較することによりパルス幅変調を行っている。
【００６８】
なお、Ｃｙ、ＣＲ０〜ＣＲ３は、現実的にはすべてマイクロコンピュータ内のデジタル値であり、１０２４段階（１０ＢＩＴ）の分解能のものである。
【００６９】
本実施の形態においては、ＣＲ０は上下同時導通期間を決める値となり、Ｃｙ＜ＣＲ０となる期間、すなわちｔ０〜ｔ１、ｔ３〜ｔ４、ｔ６〜ｔ７において、インダクタンス素
子２８に単相交流電源２０の電圧がほぼそのまま印加される状態となり、インダクタンス素子２８へのエネルギーの蓄積が磁気的に行われるものとなる。
【００７０】
それぞれの上下同時導通期間にインダクタンス素子２８に蓄えられたエネルギーは、次の上下同時導通期間が開始するまでの期間に、コンデンサ７０、７１、７２、および負荷６２に昇圧して出力されるフライバック期間となる。
【００７１】
上下同時導通期間の長さは、ＣＲ０に比例して上下同時導通期間が設定されるものとなり、それ以外の期間がフライバック期間となる。本実施の形態においては、１回の上下同時導通の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替える制御を行っている。
【００７２】
すなわち、上下同時導通期間ｔ０〜ｔ１の後のフライバック期間ｔ１〜ｔ３においては、ＣＲ１の値によってｔ２がその中間に定まり、ｔ１〜ｔ２についてはＵＶ端子間に出力される電流経路とし、ｔ２〜ｔ３についてはＵＷ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。
【００７３】
信号８１ｘについては、ｔ０〜ｔ３の期間ずっとオン状態が保たれたものとなっている。これは上下同時導通期間およびフライバック期間について、電位関係がＵ＞Ｖ＞Ｗであるという事情からの結果である。
【００７４】
また、上下同時導通期間ｔ３〜ｔ４の後のフライバック期間ｔ４〜ｔ６においても、ＣＲ２の値によってｔ５がその中間に定まり、ｔ４〜ｔ５についてはＶＷ端子間に出力される電流経路とし、ｔ５〜ｔ６についてはＵＶ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。
【００７５】
電位関係がＵ＞Ｗであることから、ｔ５においては、双方向スイッチング素子８３、８６がオフされ、代わりに双方向スイッチング素子８１、８４がオンされて、電流経路の切り替えが行われる。
【００７６】
同様に、上下同時導通期間ｔ６〜ｔ７の後のフライバック期間ｔ７〜ｔ９においては、ＣＲ３の値によってｔ８がその中間に定まり、ｔ７〜ｔ８についてはＷＵ端子間に出力される電流経路とし、ｔ８〜ｔ９についてはＶＷ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。
【００７７】
信号８６ｙについては、ｔ６〜ｔ９の期間ずっとオン状態が保たれたものとなっているが、これは上下同時導通期間およびフライバック期間について、電位関係がＵ＞Ｖ＞Ｗであるという事情からの結果である。
【００７８】
ここで、一般的なインバータ装置においては、キャリア波として三角波を用いているが、本実施の形態においては、特にキャリア波として鋸波を用いていることから、簡単な構成でありながら、上下同時導通期間とその後のフライバック期間を２つの電流経路で切り替えて双方向スイッチング素子８１〜８６のオンオフ制御を行うという複雑な手順が実現できるものとなる。
【００７９】
コンペアレジスタ値ＣＲ０について、本実施の形態においては、単相交流電源２０のからの入力電圧の瞬時値に応じて、ｔ０〜ｔ９の期間同一値を保っている。ＣＲ１〜ＣＲ３については、それぞれ３相の各出力電圧に応じてフライバック期間内２つの電流経路の分配が最適に行われるように、キャリア周期毎に設定している。
【００８０】
しかし、必ずしもこのような周期でのコンペアレジスタ値の更新に限定されるものでは
なく、例えばキャリア周期毎にＣＲ０を更新していくようにしても良い。
【００８１】
なお、図８（イ）に示す各オンオフ信号について、オン期間が始まる点（ターンオン）については、図８（ア）波形のキャリア波Ｃｙと各コンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３の交点となっているのに対し、オン期間が終わる点（ターンオフ）については、すべて上記交点となる時点から所定の遅れ時間ｔｄを経た時点としている。
【００８２】
これは、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が断たれると、各双方向スイッチング素子に、高電圧（インダクションキック）が発生して破壊する可能性があるため、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が常に存在するように、オフする期間をｔｄだけ遅延しているものである。
【００８３】
本実施の形態においては、双方向スイッチング素子８１〜８６は、いずれも２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものを使用していることから、上下同時導通期間からフライバック期間に移行する際、およびフライバック期間内に複数の電流経路を順に切り替える際にも、遅延時間ｔｄを設けたことによる出力端子間の短絡は発生することがない。そのため、コンデンサ７０、７１、７２が双方向スイッチング素子８１〜８６の内のオンされる経路で大きな短絡電流を発生しない、良好な動作が可能になる。
【００８４】
なお、一般的にスイッチング素子自身のターンオンとターンオフの遅延時間を比較した場合、ターンオフの方がより長い時間を要するという傾向があるため、例えば別段ｔｄを設定しなくても、１つの素子をターンオフさせる信号を出すと同時に別素子をターンオンさせる信号を出せば、オン期間がオーバーラップするという性質があり、それをｔｄの代用とすることもできる。
【００８５】
このように、本実施の形態においては、３つのキャリア波周期（６４マイクロ秒の３倍）を周期として、ｔ０〜ｔ９の動作が繰り返されることにより、三相の電力が負荷６２に供給されるものとなる。従って、１つのキャリア周期（６４マイクロ秒）内ではコンペアレジスタ値は、ＣＲ０以外にはＣＲ１〜ＣＲ３のいずれか１つで済み、ＰＷＭ信号の生成が比較的簡単なハード構成で実現した上で、比較的バランス良く三相電力が供給できる。
【００８６】
なお、上述した本実施の形態の順序でフライバック動作を切り替える必要は必ずしもなく、例えば１回のキャリア周期のフライバック期間には１つの線間のみに出力するようにしてもよく、また一回のフライバック期間に電流経路をさらに多数切り替えてもかまわない。
【００８７】
本実施の形態で使用しているインダクタンス素子２８、及びコンデンサ７０、７１、７２は、昇圧チョッパ回路としての動作に必要なものである。上下同時導通期間とフライバック期間の和を周期とした昇圧チョッパ回路としてのスイッチング周波数が高い場合には、それらのインダクタンス値、キャパシタンス値を小として、低コストで回路構成することができる。特に負荷６２を電流ベクトル制御した電動機とする場合などについては、電流の制御の応答性を高めるため、コンデンサ７０、７１、７２のキャパシタンス値は、なるべく小さくした方が有利となる傾向がある。
【００８８】
なお、上下同時導通によって昇圧チョッパを行う期間として、単相交流電源２０の低電圧期間だけにしてもよく、電圧が不足する期間のみを昇圧チョッパ動作で対処することができる。
【００８９】
また、昇圧チョッパ動作を行う場合、インダクタンス素子２８の電流が零となった後に、次の上下同時導通期間に入るようにすると、電流非連続モードとなるような設計にして
もよく、インダクタンス素子２８に必要なインダクタンス値を電流連続モードで動作する場合と比べて小さくすることができるという効果もある。
【００９０】
本実施の形態では、キャリア周期を６４マイクロ秒という十分高い周波数としていることにより、インダクタンス素子２８のインダクタンス値や、コンデンサ７０、７１、７２のキャパシタンス値は小さいもので済み、電力変換装置の小型化・低コスト化が可能であるとともに、電流ベクトル制御のような電流の応答性が要求される場合にも対応することができる。
【００９１】
（実施の形態３）
図９は、本発明の第３の実施の形態における電気掃除機の断面図である。
【００９２】
図９において、電気掃除機は、実施の形態２で述べた構成の電力変換装置１３０、負荷１３１、負荷１３１に取り付けて回転するファン１３２を有し、紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められ、ホース１４０とノズル１４１が紙パック１３３と連通するように筐体１３４に接続されたものとなっている。
【００９３】
さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２、後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換装置１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２が接続されたものとなり、真空式の電気掃除機という構成となっている。
【００９４】
以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動され、ノズル１４１からホース１４０を通じて紙パック１３３内にゴミが集められ、掃除ができるものとなる。
【００９５】
ここで、電力変換装置１３０は、１００Ｖの実効値を出力する単相交流電源１５０を用いながらも、昇圧動作によって高い電圧を負荷１３１に供給できるから、小型・軽量に構成することができる。
【００９６】
これにより、電気掃除機は、小型・軽量で使い勝手が良いものにできる一方、電力変換装置１３０の昇圧動作によって高い電圧で動作する負荷１３１がファン１３２を大きなトルクで回転駆動するので、高い吸引力で掃除することができる。
【００９７】
なお、パワーの変動については、図６（エ）に示しているように、０から平均パワーの約２倍の最大値にまで、単相交流電源１５０の周波数の２倍（１００Ｈｚ）で繰り返されることになり、トルクについても同等の変動が発生することになる。
【００９８】
しかしながら、電気掃除機においては、大きな慣性が得られるため、上記の１００Ｈｚのトルク変動による振動、騒音、速度ムラなどは、従来からある整流子モータを使用した場合と同等であり、全く問題にならないものとなる。
【産業上の利用可能性】
【００９９】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、単相交流電源からの入力電流波形が改善され、高い力率で動作するので、動力を駆動する電力変換装置への利用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１００】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図
【図２】同電力変換装置に用いる双方向スイッチング素子の等価回路図
【図３】同電力変換装置の動作波形図
【図４】本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路図
【図５】（ア）同電力変換装置の負荷の断面図（イ）同負荷の結線図
【図６】同電力変換装置の動作波形図
【図７】同電力変換装置の出力電圧波形図
【図８】同電力変換装置の制御回路の動作波形図
【図９】本発明の実施の形態３における電気掃除機の概略構成図
【図１０】従来の技術における電力変換装置の回路図
【符号の説明】
【０１０１】
２４、２５、６４、６５  入力端子
２６、２７、６６、６７、６８  出力端子
２３、６３  マトリクス回路
２０、１５０  単相交流電源
２８  インダクタンス素子
３０、７０、７１、７２  コンデンサ
５０  電源電圧検知手段
５２、９２  出力電圧検知手段
４８、８８  制御回路
４１、４２、４３、４４、８１、８２、８３、８４、８５、８６  双方向スイッチング素子
９０  電流検知手段
１００、１０１、１０２、１０３  永久磁石
５０、５１  ＳｉＣ半導体
１３２  ファン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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