(57)【要約】【課題】２アーム変調を行う場合も考慮して求めた電力用半導体の導通電圧を用いて平均誤差電圧を求め、これを補償する電圧補償量を出力電圧指令に加算することにより、電力変換器の出力電圧を高精度に補償する。【解決手段】異なる導通電圧特性を持つ電力用半導体を逆並列に接続した電力用半導体スイッチを少なくとも２つ以上直列に接続してなるアームを備えた電力変換器の制御方法において、電力用半導体の導通電圧、電力用半導体スイッチが所定期間内にオンする時間比率、及び、電力用半導体スイッチの通流電流の極性を用いて、前記導通電圧に起因して前記所定期間内に発生する平均誤差電圧を計算し、この平均誤差電圧を補償する電圧補償量を電力変換器の出力電圧指令に加算する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる導通電圧特性を持つ電力用半導体を逆並列に接続した電力用半導体スイッチを少なくとも２つ以上直列に接続してなるアームを備えた電力変換器の制御方法において、
前記電力用半導体の導通電圧、前記電力用半導体スイッチが所定期間内にオンする時間比率、及び、前記電力用半導体スイッチの通流電流の極性を用いて、前記導通電圧に起因して前記所定期間内に発生する平均誤差電圧を計算し、この平均誤差電圧を補償する電圧補償量を前記電力変換器の出力電圧指令に加算することを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項２】
請求項１に記載した電力変換器の制御方法において、
前記電力用半導体の導通電圧を、前記電力用半導体の通流電流と前記電力用半導体のジャンクション温度との関数として近似した近似式またはテーブルを用いて推定することを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項３】
請求項２に記載した電力変換器の制御方法において、
前記近似式は、前記電力用半導体の導通電圧と通流電流との関係を、１次式を用いて折れ線近似した式であり、かつ、前記１次式の傾き及び切片は、別の１次式を用いて前記ジャンクション温度の関数として折れ線近似した式であることを特徴とする電力変換器の制御方法。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換器の制御方法において、
前記電力用半導体スイッチを、前記電力用半導体としての半導体スイッチング素子及び環流ダイオードを逆並列に接続して構成したことを特徴とする電力変換器の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換器を構成する電力用半導体スイッチによる導通電圧（オン電圧）を考慮して、電力変換器の出力電圧を高精度に補償するようにした制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図７は、一般的な三相電圧形インバータの主回路構成図である。図において、Ｅｄは直流電源（その電圧値もＥｄとする）、Ｔｒｕｐ，Ｔｒｕｎ，Ｔｒｖｐ，Ｔｒｖｎ，Ｔｒｗｐ，ＴｒｗｎはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子、Ｄｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎは半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された環流ダイオードである。なお、個々の半導体スイッチング素子と環流ダイオードとの逆並列回路を、本明細書では電力用半導体スイッチというものとする。
一般に、半導体スイッチング素子や環流ダイオードを構成する電力用半導体は、理想的な特性を有していない。ここで、電力用半導体の導通電圧を考えてみると、一般的には、個々の電力用半導体による導通電圧は電力変換器の電圧定格に比べて十分に小さい。従って、電力変換器が定格電圧付近の電圧を出力している際には、電力用半導体の導通電圧の影響は相対的に小さくなるが、電力変換器が定格電圧に対して十分に小さい電圧を出力する際には、電力用半導体の導通電圧の影響が相対的に大きくなるため、所望の出力電圧が得られなくなると共に、出力電圧波形の歪みを招く。
【０００３】
例えば、電力変換器の負荷が電動機であった場合には、出力電圧波形の歪みが電動機の回転むらや発生トルクの脈動、電動機からの異音の発生の原因となる。これらを防止するためには、電力変換器に高価な電圧検出器等を付加し、検出した電圧値に基づいてフィードバック制御を行う等の対策が必要となり、装置の低価格化を妨げる原因となっていた。
このような問題を解決するため、例えば、以下に述べるような従来技術が提案されている。
【０００４】
図９は、特許文献１に記載されているインバータ装置の従来技術である。
図９において、制御部５０内の電流判別回路６ａ〜６ｆは、インバータ装置の運転時にインバータ部３０内の電流検出器３ａ〜３ｆにより検出した電流Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｖ１，Ｉｖ２，Ｉｗ１，Ｉｗ２から、これらの電流がスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６に流れている電流か、環流ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れている電流かを判別し、オン電圧補償ユニット８に電流値ＩＴＲまたはＩＤ（Ｉｕ１ＴＲ，Ｉｕ１Ｄ，Ｉｕ２ＴＲ，Ｉｕ２Ｄ，Ｉｖ１ＴＲ，Ｉｖ１Ｄ，Ｉｖ２ＴＲ，Ｉｖ２Ｄ，Ｉｗ１ＴＲ，Ｉｗ１Ｄ，Ｉｗ２ＴＲ，Ｉｗ２Ｄ）を出力する。
【０００５】
オン電圧補償ユニット８は、スイッチング素子に取り付けられた温度センサにより測定した装置運転時のスイッチング素子または環流ダイオードの温度Ｔｊ、及び、電流判別回路６ａ〜６ｆからの電流値ＩＴＲまたはＩＤに基づき、オン電圧推定テーブル７を用いてスイッチング素子のオン電圧を推定し、このオン電圧をインバータの指令電圧に補償したオン電圧補償電圧を作成する。
【０００６】
例えば、装置運転時のスイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ４の温度をＴｊＴｒ１，ＴｊＴｒ４、同じく電流値をＩｕ１，Ｉｖ２として、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ４がオンしているときに、各オン電圧をＶＯＮ（ＴｊＴｒ１，Ｉｕ１），ＶＯＮ（ＴｊＴｒ４，Ｉｖ２）とすると、これらのオン電圧をインバータの出力電圧指令Ｅに加えて電圧補償を行った後の出力電圧指令Ｅ’は、数式１により表すことができる。
【０００７】
【数１】
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【０００８】
また、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ４がオンしているときの出力端子ｕ，ｖの電位Ｖｕ０，Ｖｖ０は、スイッチング素子Ｔｒ１，Ｔｒ４のオン電圧を各々、ＶＴｒ１ＯＮ，ＶＴｒ４ＯＮとすれば、数式２，数式３によって表される。
【０００９】
【数２】
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【００１０】
【数３】
2010154726.tif 000005
【００１１】
従って、インバータ部３０の出力電圧Ｖｕｖ０（＝Ｖｕ０−Ｖｖ０）は、数式４により表すことができる。
【００１２】
【数４】
2010154726.tif 000006
【００１３】
数式４に数式１のＥ’を代入すると、出力電圧Ｖｕｖ０は数式５となる。
【００１４】
【数５】
2010154726.tif 000007
【００１５】
ここで、ＶＯＮ（ＴｊＴｒ１，Ｉｕ１）≒ＶＴｒ１ＯＮ、ＶＯＮ（ＴｊＴｒ４，Ｉｖ２）≒ＶＴｒ４ＯＮとなるため、数式５は数式６に置き換えることができ、これによって指令通りの出力電圧が得られると説明されている。
なお、図９において、インバータ部３０内の３１ａ〜３１ｆはスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動部、制御部５０内の４はメモリ、５は駆動部３１ａ〜３１ｆに対する制御信号Ｓｕ１〜Ｓｗ２を生成するＣＰＵ、９は指令電圧補正部である。
【００１６】
【数６】
2010154726.tif 000008
【００１７】
一方、図８は、図７に示した三相電圧形インバータのＵ相出力電圧を制御するための、キャリア三角波Ｖｔｒｉと、電圧指令に基づき計算されたＰＷＭパルス幅を決定するデューティ指令ＤＵ＊（キャリア三角波Ｖｔｒｉの１周期において半導体スイッチング素子がオンする時間比率）と、電力用半導体（半導体スイッチング素子及び環流ダイオード）の導通電圧によって生じる誤差電圧を考慮したＵ相の電圧波形ＶＵ０の例を示したものである。
以下に、図７及び図８を参照しながら、従来技術の課題を説明する。
【００１８】
図８において、デューティ指令ＤＵ＊が三角波キャリアＶｔｒｉよりも大きい期間では、図７における半導体スイッチング素子（図７の例ではＩＧＢＴ）Ｔｒｕｐがオンし、Ｔｒｕｎがオフする。このとき、Ｕ相電流ＩＵの極性が図７に示した矢印方向の場合、電流ＩＵはＴｒｕｐを流れ、Ｔｒｕｐに導通電圧ＶＴｒｏｎが生じる。
一方、デューティ指令ＤＵ＊が三角波キャリアＶｔｒｉよりも小さい期間では、Ｔｒｕｐがオフし、Ｔｒｕｎがオンする。このとき、電流の極性が図７に示した矢印方向の場合、電流は図７の環流ダイオードＤｕｎを流れ、この環流ダイオードＤｕｎにて導通電圧ＶＤｏｎが生じる。
【００１９】
以上説明したように、半導体スイッチング素子及び環流ダイオードの導通電圧が、インバータから見ると出力の誤差電圧となる。これらの関係を整理すると、出力一相あたり、電力用半導体の導通電圧により生じる三角波キャリア１周期の平均誤差電圧ΔＶＯＮは、数式７となる。
【００２０】
【数７】
2010154726.tif 000009
【００２１】
また、電流ＩＵの極性が図７に示した矢印方向と反対向きである場合、平均誤差電圧ΔＶＯＮは数式８となる。
【００２２】
【数８】
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【００２３】
従って、電力用半導体において生じる誤差電圧をより正確に補償するためには、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子の導通電圧だけでなく、環流ダイオードの導通電圧も考慮に入れて電圧補償量を計算する必要があることがわかる。
しかしながら、前述した図９の従来技術では、単にスイッチング素子の導通電圧のみを考慮して出力電圧指令を補正しているため、補償が不十分であり、インバータの出力電圧が必ずしも指令通りにならないという問題があった。
【００２４】
これに対し、特許文献２には、半導体スイッチング素子及び環流ダイオードの導通電圧に基づき、スイッチング素子のオン時間を補償することが記載されている。この従来技術の原理を、図７を参照しつつ説明すると、以下の通りである。
三相電圧形インバータにおいて、図７の矢印方向に電流が流れているとすると、その出力一相分の電圧、例えばＵ相出力電圧ＶＵ０は、数式７に示した誤算電圧ΔＶＯＮが発生することを考慮すると、数式９のように表せる。
【００２５】
【数９】
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【００２６】
よって、ＶＵ０を所望の出力電圧ＶＵ＊とするためのデューティ指令ＤＵ＊を求めると、数式９におけるＶＵ０をＶＵ＊に置き換えて変形することにより、数式１０となる。
【００２７】
【数１０】
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【００２８】
従って、上記のデューティ指令ＤＵ＊を用いれば、半導体スイッチング素子及び環流ダイオードの導通電圧により生じる誤差電圧ΔＶＯＮを、より正確に補償することができる。
特許文献２に記載された従来技術では、スイッチング素子及び環流ダイオードの温度と負荷電流とを検出してこれらの導通電圧を求め、この導通電圧を用いてＰＷＭ信号のオン時間、言い換えれば上記デューティ指令ＤＵ＊を求めている。
【００２９】
【特許文献１】国際公開番号ＷＯ ０２／０８４８５５ Ａ１（第１０頁第１６行〜第１６頁第２行、第１図〜第３図等）
【特許文献２】特開２００４−１３５４５７号公報（段落［０００８］〜［００１２］、図１，図２，図７等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００３０】
しかしながら、特許文献２に記載された従来技術によると、例えば三相ＰＷＭインバータにおいて、変調方法として２アーム変調を用いた場合等に、電力用半導体の導通電圧を正確に補償できない場合が生じる。
２アーム変調の詳細は、例えば、「半導体電力変換回路」（社団法人電気学会発行）のｐ．１２５に記載されているので、ここでは詳細な説明を省略するが、２アーム変調は、三相ＰＷＭインバータのある一相の上アームのスイッチング素子（例えば、図７のＴｒｕｐ）または下アームのスイッチング素子（同じくＴｒｕｎ）を特定期間、オン状態（反対側アームのスイッチング素子をオフ状態）に固定し、他の二相をスイッチングすることによって三相交流電圧を制御するものであり、この２アーム変調を適用すればインバータの損失の低減や電圧利用率の向上が可能である。
【００３１】
さて、上記２アーム変調を適用した場合において、スイッチング状態が固定された相の電力用半導体に流れる電流は、オン状態に固定された期間に電流の極性が変化しない限り、スイッチング素子または環流ダイオードのみに流れる。例えば、図７のＴｒｕｐがオン状態に固定された状態で、負荷電流の極性が正であれば、Ｕ相電流ＩＵはスイッチング素子Ｔｒｕｐのみに流れ、誤差電圧ΔＶＯＮはスイッチング素子の導通電圧ＶＴｒｏｎのみで決定されることになり、スイッチング素子の導通電圧ＶＴｒｏｎと環流ダイオードの導通電圧ＶＤｏｎとの両者によって決定されることはない。
【００３２】
一方、数式１０より明らかなように、特許文献２に係る従来技術では、誤差電圧ΔＶＯＮはスイッチング素子の導通電圧ＶＴｒｏｎと環流ダイオードの導通電圧ＶＤｏｎとに基づいて発生するという前提でインバータの出力電圧指令を補正しており、結果として出力電圧を高精度に補償することができないという問題がある。
【００３３】
そこで、本発明の解決課題は、２アーム変調を行う場合も考慮して電力用半導体の電圧補償を適切に行い、電力変換器の高精度な出力電圧補償を可能とした制御方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、異なる導通電圧特性を持つ電力用半導体を逆並列に接続した電力用半導体スイッチを少なくとも２つ以上直列に接続してなるアームを備えた電力変換器の制御方法において、
前記電力用半導体の導通電圧、前記電力用半導体スイッチが所定周期内にオンする時間比率、及び、前記電力用半導体スイッチの通流電流の極性を用いて、前記導通電圧に起因して前記所定周期内に発生する平均誤差電圧を計算し、この平均誤差電圧を補償する電圧補償量を前記電力変換器の出力電圧指令に加算するものである。
【００３５】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換器の制御方法において、
前記電力用半導体の導通電圧を、前記電力用半導体の通流電流と前記電力用半導体のジャンクション温度との関数として近似した近似式またはテーブルを用いて推定するものである。
【００３６】
請求項３に係る発明は、請求項２に記載した電力変換器の制御方法において、
前記近似式は、前記電力用半導体の導通電圧と通流電流との関係を、１次式を用いて折れ線近似した式であり、かつ、前記１次式の傾き及び切片は、別の１次式を用いて前記ジャンクション温度の関数として折れ線近似した式であることを特徴とする。
【００３７】
なお、前記電力用半導体スイッチは、請求項４に記載するように、例えば電力用半導体としてのＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子と環流ダイオードとを逆並列に接続して構成されるものである。
【発明の効果】
【００３８】
本発明によれば、電力用半導体の導通電圧及びデューティ指令等を用いて平均誤差電圧を求め、これを電圧補償量として出力電圧指令に加算することにより、電力変換器の出力電圧を高精度に補償することができる。このため、高価な電圧検出器を用いた電圧フィードバック制御等を不要にして制御装置の低価格化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３９】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示すブロック図である。この実施形態に係る制御装置は、例えば図７に示した三相電圧形インバータの出力電圧を電圧指令に一致させるように、各相の出力電圧指令に電圧補償量を加算するように動作するものである。
【００４０】
図１に示すように、この制御装置は、電圧補償量を演算する電圧補償量演算手段１０１と、２アーム変調または３アーム変調時のデューティ指令を演算する第１，第２のデューティ指令演算手段１０２，１０３と、第２のデューティ指令演算手段１０３により演算した各相のデューティ指令とキャリア三角波とを比較して各相の合計６個のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号を演算するためのキャリア三角波比較手段１０４と、を備えている。
また、図２は第１のデューティ指令演算手段１０２の構成図であり、第２のデューティ指令演算手段１０３も同様に構成されている。
なお、インバータを制御するための他の制御ブロックについては、ここでは説明を省略する。
【００４１】
以下に、図１，図２を参照しつつ第１実施形態の作用を説明する。
図１において、三相各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を、各々Ｅｄ／２（Ｅｄはインバータの直流電圧検出値）により除算して第１のＵ相変調信号λｕ１＊，Ｖ相変調信号λｖ１＊，Ｗ相変調信号λｗ１＊を演算し、第１のデューティ指令演算手段１０２により、各相の第１のデューティ指令Ｄｕ１＊，Ｄｖ１＊，Ｄｗ１＊を演算する。
【００４２】
次いで、電圧補償量演算手段１０１では、各相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性と、デューティ指令Ｄｕ１＊〜Ｄｗ１＊と、インバータを構成するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子及び環流ダイオードの導通電圧ＶｏｎＴｒｕ，ＶｏｎＴｒｖ，ＶｏｎＴｒｗ，ＶｏｎＤｕ，ＶｏｎＤｖ，ＶｏｎＤｗとを用いて、前述した数式７，数式８に基づき、平均電圧誤差を補償するための電圧補償量Ｖｃｍｐｕ＊，Ｖｃｍｐｖ＊，Ｖｃｍｐｗ＊を演算する。なお、電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性に応じた電圧補償量Ｖｃｍｐｕ＊，Ｖｃｍｐｖ＊，Ｖｃｍｐｗ＊の計算式は、図１における電圧補償量演算手段１０１のブロック図に示すとおりである。
そして、これらの電圧補償量Ｖｃｍｐｕ＊，Ｖｃｍｐｖ＊，Ｖｃｍｐｗ＊を元の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊にそれぞれ加算し、その結果を各々Ｅｄ／２にて除算することにより、第２のＵ相変調信号λｕ２＊，Ｖ相変調信号λｖ２＊，Ｗ相変調信号λｗ２＊を演算する。
【００４３】
更に、第２のＵ相変調信号λｕ２＊，Ｖ相変調信号λｖ２＊，Ｗ相変調信号λｗ２＊を第２のデューティ指令演算手段１０３に入力し、２アーム変調または３アーム変調を行うための第２のデューティ指令Ｄｕ２＊，Ｄｖ２＊，Ｄｗ２＊を得る。
これらのデューティ指令Ｄｕ２＊，Ｄｖ２＊，Ｄｗ２＊をキャリア三角波比較手段１０４に入力して三角波キャリア信号と比較することにより、各相のスイッチング素子に対するＰＷＭ信号を得る。
【００４４】
次に、第１のデューティ指令演算手段１０２の構成及び動作について、特に２アーム変調を行う場合を、図２を参照しつつ簡単に説明する。
図２において、まず、絶対値演算手段１０２ａにより各相の変調信号λｕ１＊，λｖ１＊，λｗ１＊の絶対値を演算し、それらのうちの最大値λａｂｓｍａｘを最大値演算手段１０２ｂにより求める。同時に、各相の変調信号λｕ１＊，λｖ１＊，λｗ１＊のうちの最大値λｍａｘを最大値演算手段１０２ｃにより求める。
次いで、ゼロ相信号演算手段１０２ｄは、上記により得られたλｍａｘとλａｂｓｍａｘとが等しい場合は数式１１により、λｍａｘとλａｂｓｍａｘとが等しくない場合は数式１２により、ゼロ相変調信号λ０を求める。
【００４５】
【数１１】
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【００４６】
【数１２】
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【００４７】
上記ゼロ相変調信号λ０を、２アーム変調許可信号によりオンするスイッチ１０２ｅを介して各相の変調信号λｕ１＊，λｖ１＊，λｗ１＊に加算し、これらの加算結果にそれぞれ１を加算してから２で除算することにより、第１のデューティ指令Ｄｕ１＊，Ｄｖ１＊，Ｄｗ１＊を得る。これらのデューティ指令Ｄｕ１＊，Ｄｖ１＊，Ｄｗ１＊は、図１における電圧補償量演算手段１０１に送られる。
このような手段を用いることで、三相電圧指令（変調信号λｕ１＊，λｖ１＊，λｗ１＊）のうち、絶対値が最も大きい相のデューティ指令が１または０となることになり、当該相の上アームのスイッチング素子をオンまたはオフ（下アームのスイッチング素子をオフまたはオン）に固定することが可能となる。
【００４８】
本実施形態によれば、電圧補償量演算手段１０１による電圧補償量の演算において、特許文献１の従来技術に対しては、スイッチング素子及び環流ダイオードの導通電圧を考慮している点、また、特許文献２の従来技術に対しては、インバータの２アーム変調時におけるデューティ指令を用いる点でそれぞれ異なっており、２アーム変調時にも高精度な電圧補償によって出力電圧精度を高めることができる。
【００４９】
なお、図１の第１実施形態では演算量が比較的多くなるため、ディジタル制御を行う場合には、図３に示す変形例のように、各相のデューティ指令Ｄｕ１＊，Ｄｖ１＊，Ｄｗ１＊を保持手段１０５により１演算周期分保持してから電圧補償量演算手段１０１に送ることにより、これらのデューティ指令を前回値Ｄｕ１＊’，Ｄｖ１＊’，Ｄｗ１＊’として電圧補償量Ｖｃｍｐｕ＊〜Ｖｃｍｐｗ＊を演算し、デューティ指令演算手段１０２を介して今回のデューティ指令Ｄｕ１＊，Ｄｖ１＊，Ｄｗ１＊を求めても良い。
【００５０】
次に、図４は本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
図１と異なるのは、インバータを構成する電力用半導体（スイッチング素子及び環流ダイオード）の導通電圧演算手段１０６を設けた点である。すなわち、この導通電圧演算手段１０６は、各相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを絶対値演算手段１０７に入力して得た電流検出値の絶対値と、スイッチング素子及び環流ダイオードのジャンクション温度検出値または温度推定値ＴｊＴｕｒ〜ＴｊＴｒｗ，ＴｊＤｕ〜ＴｊＤｗとを用いて、通流電流及びジャンクション温度の変化を考慮した電力用半導体の導通電圧ＶｏｎＴｒｕ，ＶｏｎＴｒｖ，ＶｏｎＴｒｗ，ＶｏｎＤｕ，ＶｏｎＤｖ，ＶｏｎＤｗを演算し、これらの導通電圧を電圧補償量演算手段１０１に送る。
【００５１】
一般に、電力用半導体の導通電圧は、通流電流及びジャンクション温度Ｔｊの変化に伴って変化する。このことを考慮して、本実施形態では、導通電圧演算手段１０６が電流検出値、ジャンクション温度検出値または温度推定値に基づいて導通電圧を演算し、これらの導通電圧を用いて電圧補償量演算手段１０１が電圧補償量Ｖｃｍｐｕ＊〜Ｖｃｍｐｗ＊を演算する。なお、電圧補償量演算手段１０１では電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性を考慮しているため、導通電圧演算手段１０６においては、電流検出値の絶対値を用いて導通電圧を演算している。
また、ジャンクション温度検出値または温度推定値ＴｊＴｕｒ〜ＴｊＴｒｗ，ＴｊＤｕ〜ＴｊＤｗは、各相上下アームのスイッチング素子及び環流ダイオードの全てが等しい値とするか、あるいは個別に検出または推定した値を用いても良い。
【００５２】
次いで、本発明の第３実施形態を説明する。
図５は、ＩＧＢＴの導通電圧特性の例を示したものであり、図６のＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間の電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの関係を、ＩＧＢＴのジャンクション温度ＴｊがＣ［℃］の場合（実線の特性線Ａ）とＨ［℃］の場合（実線の特性線Ｂ）について表してある。なお、Ｃ［℃］＜Ｈ［℃］である。
また、図５における破線及び一点鎖線は、特性線Ａ，特性線Ｂを折れ線近似した近似式であり、コレクタ電流ＩＣ１を境界として、各２つの直線（特性線ＡについてはＥｑ１とＥｑ２、特性線ＢについてはＥｑ３とＥｑ４）により折れ線近似している。
【００５３】
図５に示した如く、ＩＧＢＴの導通電圧は、電流ＩＣ及びジャンクション温度Ｔｊの変化に伴って変化する。ここで、ジャンクション温度Ｔｊを考慮した導通電圧特性の近似方法について以下に説明する。
Ｔｊ＝Ｃ［℃］，ＩＣ≦ＩＣ１における導通電圧特性は、前記直線Ｅｑ１により数式１３のように近似することができる。数式１３において、Ｒ１ｃは直線Ｅｑ１の傾き、Ｖ１ｃは電圧切片である。
【００５４】
【数１３】
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【００５５】
また、Ｔｊ＝Ｈ［℃］，ＩＣ≦ＩＣ１の導通電圧特性は、前記直線Ｅｑ３により数式１４のように近似することができる。数式１４において、Ｒ１ｈは直線Ｅｑ３の傾き、Ｖ１ｈは電圧切片である。
【００５６】
【数１４】
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【００５７】
一方、直線Ｅｑ１の傾きＲ１ｃ、直線Ｅｑ３の傾きＲ１ｈ、及びジャンクション温度Ｔｊの差（Ｈ−Ｃ）より、傾きの温度特性は数式１５となる。
【００５８】
【数１５】
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【００５９】
また、直線Ｅｑ１の電圧切片Ｖ１ｃ，直線Ｅｑ３の電圧切片Ｖ１ｈ、及びジャンクション温度Ｔｊの差（Ｈ−Ｃ）より、電圧切片の温度特性は数式１６となる。
【００６０】
【数１６】
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【００６１】
以上から、コレクタ電流がＩＣ≦ＩＣ１の領域におけるＩＧＢＴの導通電圧特性は、数式１７によって近似することができる。
【００６２】
【数１７】
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【００６３】
なお、ＩＣ＞ＩＣ１の領域についても、同様に直線Ｅｑ２，Ｅｑ４を用いて近似することが可能である。
ここでは、ジャンクション温度ＴｊがＣ［℃］の場合とＨ［℃］の場合の導通電圧特性を、電流ＩＣ１を境界として各々２つの直線Ｅｑ１，Ｅｑ３及びＥｑ２，Ｅｑ４により近似したが、境界となる電流値を２以上として各々３つ以上の直線により近似しても良く、また、ジャンクション温度Ｔｊについても、３つ以上の温度についての特性線から直線近似しても良い。
【００６４】
上記のように、本実施形態によれば、ＩＧＢＴの導通電圧（コレクタ−エミッタ間の電圧ＶＣＥ）と電流（コレクタ電流ＩＣ）との関係を一次式により折れ線近似し、また、この一次式の傾き（Ｒ１ｃ，Ｒ２ｃ，Ｒ１ｈ，Ｒ２ｈ）及び切片（Ｖ１ｃ，Ｖ２ｃ，Ｖ１ｈ，Ｖ２ｈ）を、それぞれ別の一次式を用いてジャンクション温度の関数として折れ線近似することができる。
このため、例えば図４の導通電圧演算手段１０６において、ＩＧＢＴのジャンクション温度検出値または推定値と電流検出値（の絶対値）とを用いて、上記折れ線近似によってＩＧＢＴの導通電圧（図４におけるＶｏｎＴｒｕ，ＶｏｎＴｒｖ，ＶｏｎＴｒｗに相当）を演算することが可能であり、これらの導通電圧を電圧補償量の演算に用いることができる。
なお、環流ダイオードの導通電圧ＶｏｎＤｕ，ＶｏｎＤｖ，ＶｏｎＤｗも、同様の原理によって演算することが可能である。
【００６５】
更に、図示しないが、図４における導通電圧演算手段１０６に代えて、電力用半導体を流れる電流とジャンクション温度と導通電圧との関係をテーブルとして保持しておき、このテーブルを参照することにより、ジャンクション温度検出値または推定値と電流検出値とから導通電圧を求めても良い。
【図面の簡単な説明】
【００６６】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１における第１のデューティ指令演算手段の構成図である。
【図３】第１実施形態の変形例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図５】ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとの関係を示す特性線とその折れ線近似を説明するための図である。
【図６】ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧ＶＣＥ及びコレクタ電流ＩＣの説明図である。
【図７】一般的な三相電圧形インバータの主回路構成図である。
【図８】図７の三相電圧形インバータを制御するためのキャリア三角波、デューティ指令及び出力電圧波形を示す図である。
【図９】特許文献１に記載されている従来技術の構成図である。
【符号の説明】
【００６７】
１０１：電圧補償量演算手段
１０２，１０３：デューティ指令演算手段
１０２ａ：絶対値演算手段
１０２ｂ，１０２ｃ：最大値演算手段
１０２ｄ：ゼロ相信号演算手段
１０２ｅ：スイッチ
１０４：キャリア三角波比較手段
１０５：保持手段
１０６：導通電圧演算手段
１０７：絶対値演算手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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