(57)【要約】【課題】単相交流電源からの入力電流の波形を改善し、高い力率で動作する電力変換装置および電気掃除機を提供する。【解決手段】単相交流電源２０に接続したインダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９の接続点に入力端子２４を接続したマトリクス回路２３、コンデンサ３０を有し、制御回路４８は、第１の双方向スイッチング素子２９と第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフを制御することにより、単相交流電源２０からの入力電流波形を改善し高力率を実現する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源に接続したインダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の直列回路と、２つの入力端子と複数の出力端子の各組み合わせに設けた複数の第２の双方向スイッチング素子を有し、前記２つの入力端子のうちの一方を前記インダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の接続点に接続したマトリクス回路と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記第１の双方向スイッチング素子と前記複数の第２の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えた電力変換装置。
【請求項２】
マトリクス回路の２つの入力端子は、第１の双方向スイッチング素子の両端に接続した請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
マトリクス回路の２つの入力端子は、インダクタンス素子の両端に接続した請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
第２の双方向スイッチング素子は、２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能である請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
単相交流電源からの入力電流を検知する電流検知手段を有し、制御回路は入力電流波形が、単相交流電源とほぼ相似波形となるように第１の双方向スイッチング素子のオンオフを制御し、負荷に三相の電力を供給する請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
負荷は、永久磁石を有する三相電動機とした請求項５記載の電力変換装置。
【請求項７】
制御回路は、単相交流電源の周波数および出力周波数よりも高い周波数を持った鋸波をキャリア波としたパルス幅変調を行い、第１の双方向スイッチング素子のオンの後、第２の双方向スイッチング素子のオンオフを切り替えて電流経路を変化させる請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
請求項１〜請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、業務用や一般家庭用や業務用の各種電気機器などに使用され、モータ（電動機）などを負荷とする電力変換装置および電気掃除機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、この種の電力変換装置は、６個の双方向スイッチング素子を、単相の交流電源と、３相の負荷の間に接続し、単相の交流から直接３相の交流への電力変換を行うものであった（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１２は、特許文献１に記載された従来の電力変換装置の回路図を示すものである。
【０００４】
図１２に示すように、交流電源１、交流電源１に接続されたマトリクスコンバータ回路２、マトリクスコンバータ回路２から接続されて、負荷となる３相のモータ３が接続され、マトリクスコンバータ回路２の動作を制御する制御部４が設けられている。
【０００５】
マトリクスコンバータ回路２は、２個のトランジスタ５、６、ダイオード７、８を用いた双方向スイッチ１０、双方向スイッチ１０と同様の構成で組まれた双方向スイッチ１１、１２、１３、１４、１５を有するものとなっており、マトリクスコンバータ回路２内の合計１２個のトランジスタのオンオフが制御部４によって制御される結果、３相の交流電圧がモータ３に供給されて駆動されるものであった。
【特許文献１】特開２００５−４５９１２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、前記従来の構成では、交流電源１として、日本国内の１００Ｖ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚなどの単相の交流電源を用いる場合、交流電源の電圧波形は正弦波であり、零ベルトとなる点付近の低電圧期間における電力変換が困難となる。
【０００７】
特に３相のモータとして一般的に高効率が得られるとされる永久磁石を使用したものを駆動する場合には、速度に比例して発生する誘導起電力が高いものとなるため、低電圧期間においては入力電流を受けることができず、交流電源から供給する入力電流は、波形のピーク点付近のみとなり、入力電流のピーク電流値が跳ね上がり、力率としては低いものであった。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するもので、低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、交流電源から供給する電力の力率を高めることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
前記課題を解決するために、本発明の電力変換装置は、単相交流電源に接続したインダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の直列回路と、２つの入力端子と複数の出力端子の各組み合わせに設けた複数の第２の双方向スイッチング素子を有し、前記２つの入力端子のうちの一方を前記インダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の接続点に接続したマトリクス回路と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記第１の双方向スイッチング素子と前記複数の第２の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えたものである。
【００１０】
これによって、本発明は上記課題を解決するもので、単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても単相交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明は、単相交流電源の零電圧点付近の低電圧期間においても交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、高い力率で動作する電力変換装置を実現することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
第１の発明は、単相交流電源に接続したインダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の直列回路と、２つの入力端子と複数の出力端子の各組み合わせに設けた複数の第２の双方向スイッチング素子を有し、前記２つの入力端子のうちの一方を前記インダクタンス素子と第１の双方向スイッチング素子の接続点に接続したマトリクス回路と、前記出力端子間に接続したコンデンサと、前記第１の双方向スイッチング素子と前記複数の第２の双方向スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを備えた電力変換装置とするものである。
【００１３】
この構成により、前記単相交流電源の零電圧付近の低電圧期間においても前記単相交流電源からの入力電流が受けられるようにして入力電流波形を改善し、前記単相交流電源から供給する電力の力率を高めることができる。
【００１４】
また、第２の発明は、特に第１の発明のマトリクス回路の２つの入力端子を、第１の双方向スイッチング素子の両端に接続したことにより、単相交流電源を昇圧しながら負荷に供給することができる。
【００１５】
また、第３の発明は、特に第１の発明のマトリクス回路の２つの入力端子を、インダクタンス素子の両端に接続したことにより、単相交流電源を昇降圧しながら負荷に供給することができる。
【００１６】
また、第４の発明は、特に第１から第３のいずれかの発明の第２の双方向スイッチング素子を、２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能であるものとすることにより、比較的簡単な制御で、過電圧や過電流の発生を起こさず安定した動作が実現できるものとなる。
【００１７】
また、第５の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明の構成に加え、単相交流電源からの入力電流を検知する電流検知手段を有し、制御回路は入力電流波形が、単相交流電源とほぼ相似波形となるように第１の双方向スイッチング素子のオンオフを制御し、負荷に三相の電力を供給する構成とすることにより、前記単相交流電源からの力率を高く確保すると同時に、負荷に対する力率も十分高いものとし、高効率での電力変換を可能とするものとなる。
【００１８】
また、第６の発明は、特に第１から第４のいずれかの発明の負荷を、永久磁石を有する三相電動機とすることにより、負荷である電動機として高効率であると共に、誘導起電力よりも単相交流電源の電圧の方が低くなる状態にあっても、単相交流電源から入力電流を受け取れることから、入力側の力率も高いものとすることができるものとなる。
【００１９】
また、第７の発明は、特に第１から第６のいずれかの発明の制御回路を、単相交流電源の周波数および出力周波数よりも高い周波数を持った鋸波をキャリア波としたパルス幅変調を行い、第１の双方向スイッチング素子のオンの後、第２の双方向スイッチング素子の
オンオフを切り替えて電流経路を変化させるものとすることにより、比較的簡単な構成でありながら、入力電流波形の改善が可能となり、高力率が実現できるものとなる。
【００２０】
また、第８の発明は、特に第１から第７のいずれかの発明の電力変換装置と、前記電力変換装置から電力が供給される電動機と、前記電動機によって回転駆動されるファンとを有する電気掃除機としたことにより、単相交流電源からの電力供給であっても高い力率で動作すると共に、強い吸引力が得られ、小型・軽量で使い勝手の優れたものとすることができる。
【００２１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００２２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００２３】
図１において、１００Ｖ５０Ｈｚの単相交流電源２０にＡ１、Ａ２端子を接続した電力変換装置２１は、Ｂ１、Ｂ２端子から負荷２２に交流の出力を行うものである。電力変換装置２１の構成は、マトリクス回路２３が２つの入力端子２４、２５と２つの出力端子２６、２７とを有したものとなっている。
【００２４】
インダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９は単相交流電源２０の端子間に直列接続されており、マトリクス回路２３の２つの入力端子の内の入力端子２４はインダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９の接続点に接続し、マトリクス回路２３の入力端子２５はＡ２端子に接続している。
【００２５】
従って、本実施の形態においては、マトリクス回路２３の２つの入力端子２４、２５は、第１の双方向スイッチング素子２９の両端に接続した構成となっている。一方、マトリクス回路２３の出力端子２６、２７の間にはコンデンサ３０を接続している。ここで、本実施の形態における負荷２２は、抵抗のように電圧と電流とが常に比例関係にあるというものではなく、例えば同期電動機のように、電流とは無関係に電圧源となるようなものが接続されている状態にある。
【００２６】
本実施の形態において、マトリクス回路２３は、２つの入力端子２４、２５と２つの出力端子２６、２７の４通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積となる４個の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４を有しており、制御回路４８によって、第１の双方向スイッチング素子２９と第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４とのオンオフが制御されるものとなっている。
【００２７】
さらに単相交流電源２０の電圧を検知する電源電圧検知手段５０、出力端子２６、２７間の電圧を検知する出力電圧検知手段５２が設けられており、制御回路４８は、電源電圧検知手段５０と出力電圧検知手段５２の出力を受け、電源電圧検知手段５０と出力電圧検知手段５０からの信号の積に応じて第１の双方向スイッチング素子２９、および第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフを制御するものとなっている。
【００２８】
図２は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４の等価回路図である。
【００２９】
図２において、ＳｉＣ半導体５５、５６は、それぞれ炭化珪素（ＳｉＣ）を主成分とし、シリコンよりも大きなバンドギャップを有したＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ構造であって、逆方向の耐圧も十分なものが確保できるとともに、等価的に２つのＳｉＣ半導体５５
、５６が逆方向に接続された構造となっている。
【００３０】
そして、ＳｉＣ半導体５５，５６は、ゲートＧｘとソースＳｘ間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子Ｘから端子Ｙの方向への電流が流れる状態となり、ゲートＧｙとソースＳｙ間に駆動信号（ゲート信号）が入力されると、端子Ｙから端子Ｘの方向への電流が流れる状態となるものである。従って、第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４は、いずれも端子Ｘから端子Ｙ、端子Ｙから端子Ｘという２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものとなっている。そして、第１の双方向スイッチング素子２９についても、同等の構成を用いている。
【００３１】
図１において、例えば単相交流電源２０の出力電圧の極性として、Ａ１端子がＡ２端子より高電位となる状態で、制御回路４８から第１の双方向スイッチング素子２９のゲートＧｘへオン信号が入力された場合には、第１の双方向スイッチング素子２９が導通してマトリクス回路２３の入力端子２４，２５間を短絡し、単相交流電源２０からインダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９を通して電流が流れる状態となる。このような状態を入力短絡と呼ぶものとする。
【００３２】
直流電圧を入力して動作する一般的なブリッジ型のインバータにおいては、このような入力短絡の動作を行うと、過電流破壊の原因となるため行わない。しかし、本実施の形態においては、インダクタンス素子２８が挿入されているため、前者とは状況が大きく異なる。
【００３３】
本実施の形態においては、マトリクス回路２３の入力端子２４，２５間を短絡する入力短絡期間には、入力短絡を行っている第１の双方向スイッチング素子２９以外、即ち第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４については、オフ状態とする。インダクタンス素子２８に磁気的にエネルギーが蓄えられる一方、負荷２２の端子間電圧、すなわちコンデンサ３０の端子間電圧となる出力電圧は、完全に開放状態になる。従って、出力電圧が２５０Ｖというような高電圧であって、かつその時の入力電圧が５０Ｖしかないような状態であっても、入力電流をインダクタンス素子２８に流れ込ませることが可能となり、インダクタンス素子２８には磁気エネルギーを蓄えることができる。
【００３４】
なお、入力短絡期間において、４個の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４コンデンサ３０をすべてオフとせずに、いずれか１個、例えば第２の双方向スイッチング素子４１をオンとしてもよく、入力端子２４、２５に対する出力端子２６、２７の電位が安定するものとなるため、オフとなっている第２の双方向スイッチング素子４２、４３、４４に印加される電圧の大きさが安定化されたものとなり、過電圧の印加を抑えるという効果を上げることもできる。
【００３５】
さらにもって、入力短絡期間において、第２の双方向スイッチング素子４１のゲートＧｘと第２の双方向スイッチング素子４２のゲートＧｙを同時にオンした場合には、オンされている第１の双方向スイッチング素子２９と並列に、第２の双方向スイッチング素子４１、４２の直列回路にも、入力短絡を行う電流が流れるものとなり、第１の双方向スイッチング素子２９の損失を軽減することも可能となる。
【００３６】
例えば、第１の双方向スイッチング素子２９の電流容量、あるいは温度上昇に余裕がある条件下においては、専ら第１の双方向スイッチング素子２９のオンによって入力短絡を行い、それ以上の電流あるいは温度条件となった場合に、第２の双方向スイッチング素子４１、４２を経由して入力短絡期間の電流の一部を分担するという制御も効果良く作用する。
【００３７】
いずれにしても、入力短絡期間にインダクタンス素子２８に磁気的に蓄えられたエネルギーは、その後の第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフ状態を切り替えることにより、フライバック動作によって、コンデンサ３０および負荷２２へと昇圧動作を行わせながら供給することができる。
【００３８】
図３は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。
【００３９】
図３において、（ア）は単相交流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎおよび負荷２２への出力電圧Ｖｏｕｔを示し、（イ）は単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを示し、（ウ）は負荷２２への出力電流Ｉｏｕｔを示し、（エ）は入力パワーＰｉｎを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーＰｏｕｔは入力パワーＰｉｎ同等と考えてもよい。
【００４０】
図３（ア）に示す出力電圧Ｖｏｕｔに関しては、負荷２２は、電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ（振幅）としては、絶対値のピークが２８０Ｖであって、これは入力電圧Ｖｉｎの振幅の２倍に相当し、周波数は、２５０Ｈｚで、入力周波数５０Ｈｚの５倍である。
【００４１】
特に本実施の形態においては、制御回路４８は、マイクロコンピュータを内部に含んでおり、出力電圧検知手段５２からの信号の絶対値と電源電圧検知手段５０の信号との積をマイクロコンピュータにてデジタル計算し、求めた積にほぼ比例した入力電流となるように、第１の双方向スイッチング素子２９のオン時間（入力短絡期間）を制御し、また第２の双方向スイッチング素子４１、４２、４３、４４のオンオフも制御されるようになっている。
【００４２】
なお、前記マイクロコンピュータ内にはテーブルが用意されており、出力電圧検知手段５２からの信号、電源電圧検知手段５０から信号に応じた、入力短絡期間の設定、および入力短絡期間後のインダクタンス素子２８からのエネルギー放出期間（フライバック期間）にオンオフされる第２の双方向スイッチング素子の選定が行われて、その結果、単相交流電源２０からの入力電流が図３（イ）のような波形となる。
【００４３】
この場合、図３（ウ）に示される出力電流Ｉｏｕｔ波形、および図３（エ）に示される入力パワーＰｉｎ波形は、いずれも図３（イ）と同様に単相交流電源２０の周波数である５０Ｈｚの倍の１００Ｈｚ（１０ｍｓ周期）で包絡線を持ったような波形となる。
【００４４】
本実施の形態においては、負荷２２は単相で正弦波の電圧源であるため、単相交流電源２０と負荷２２のいずれにも電圧の零点、およびその付近の低電圧期間が存在するが、そのような期間に大きな電流を流しても、いわゆる力率が低い状態となり、有効な電力の伝達ができず、電力変換装置の効率を悪くするものとなる。
【００４５】
よって、本実施の形態においては、出力電圧検知手段５２の信号の絶対値と電源電圧検知手段の信号との積に、入力電流Ｉｉｎがほぼ比例することにより、負荷２２に供給する出力側の力率を高くすることができるものとなり、条件として与えられた入出力電圧の中では、最大の効率で電力供給が行うことができる。
【００４６】
なお、本実施の形態においては、単相交流電源２０からの入力電流Ｉｏｕｔを検知する手段は設けていないが、図３（イ）に示すような電流波形をより精度良く実現しようとする場合には、電流検知手段などを設けてフィードバック制御すればよい。特に、負荷２２に必要な電流値が変化するような特性のものである場合には、有効に作用する。
【００４７】
（実施の形態２）
図４は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００４８】
図４において、１００Ｖ５０Ｈｚの単相交流電源２０に、Ａ１、Ａ２端子を接続した電力変換装置６１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ端子から負荷６２に三相の交流を出力するものである。電力変換装置６１の構成は、マトリクス回路６３が２つの入力端子６４、６５と３つの出力端子６６、６７、６８とを有し、単相交流電源２０から入力端子６４への経路に接続したインダクタンス素子２８及び第１の双方向スイッチング素子２９は第１の実施の形態と同様の接続となっている。
【００４９】
また本実施の形態においては、出力端子６６、６７の間に接続したコンデンサ７０と、出力端子６７、６８の間に接続したコンデンサ７１と、出力端子６６、６８の間に接続したコンデンサ７２とを有しており、出力の高調波成分を抑制している。
【００５０】
本実施の形態において、マトリクス回路６３は、２つの入力端子６４、６５と３つの出力端子６６、６７、６８の６通りの組み合わせに対応して、入力端子数と出力端子数の積とある６個の第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６を有している。第１の双方向スイッチング素子２９及び、第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６は制御回路８８によってオンオフが制御されるものとなっている。
【００５１】
なお、第１の双方向スイッチング素子２９、第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６については、いずれも第１の実施の形態と同様のＳｉＣ半導体を用いたもので構成している。
【００５２】
第１の実施の形態と同様に、単相交流電源２０の電圧を検知する電源電圧検知手段５０が設けられている他、出力端子６６、６７、６８の各線間の電圧を検知する出力電圧検知手段９２が設けられており、その上さらに、単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを検知する電流検知手段９０を備えたものとなっている。
【００５３】
本実施の形態においては、制御回路８８は、電源電圧検知手段５０および出力電圧検知手段９２の信号に加えて、電流検知手段９０からの信号も受け、入力電流波形Ｉｉｎが正弦波の単相交流電源２０とほぼ相似波形、すなわち正弦波となるように、制御回路８８から第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフを制御し、また第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６のオンオフも制御することにより、負荷６２に三相の電力を供給するものとなっている。
【００５４】
図５（ア）は、電力変換装置の負荷６２となる三相電動機の断面図、図５（イ）は同三相電動機の結線図（イ）である。
【００５５】
図５（ア）に見られるように、三相電動機として構成した負荷６２は、珪素鋼板を積層した表面に４つの永久磁石１００、１０１、１０２、１０３を貼り付けて構成した鉄心１０４を、出力軸１０５を中心として回転自在に設けた回転子１０６と、回転子１０６の外側に設けた固定子１０７を有する構成であり、固定子１０７は、やはり珪素鋼板を積層して構成した鉄心１０８、巻線１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５とによって構成している。
【００５６】
図５（イ）に示される巻線１１０、１１１、１１２、１１３、１１４、１１５の結線により、三相の入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗが引き出されており、回転の速度に比例した振幅と周波数を持った誘導起電力が各巻線に発生し、中性点Ｎからの各相電圧が１２０度の位相差を有するほぼ正弦波となり、電力変換装置６１の線間の出力電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕに
ついても、前記誘導起電力によって、ほぼ正弦波の電圧源に近いものとなる。
【００５７】
図６は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の動作波形図である。
【００５８】
図６において、（ア）は単相交流電源２０からの入力電圧Ｖｉｎおよび負荷６２への線間の出力電圧Ｖｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕを示し、（イ）は単相交流電源２０からの入力電流Ｉｉｎを示し、（ウ）は負荷６２への出力電流Ｉｕｖ、Ｉｖｗ、Ｉｗｕを示し、（エ）は入力パワーＰｉｎを示している。損失が無視できる場合には、出力パワーＰｏｕｔは入力パワーＰｉｎと同等と考えてもよい。
【００５９】
図６（ア）に示す電圧に関しては、負荷６２は、永久磁石１００、１０１、１０２、１０３からの誘導起電力により電圧源としての特性があることから、電圧の大きさ（振幅）としては、絶対値のピークが２８０Ｖであって、これは入力電圧Ｖｉｎの振幅の２倍に相当し、周波数は、２５０Ｈｚで、入力周波数５０Ｈｚの５倍である。
【００６０】
負荷６２は、毎分７５００回転しているが、４極であることから、周波数は２５０Ｈｚとなっている。
【００６１】
図６（イ）に示す入力電流Ｉｉｎに関して、本実施の形態においては、制御回路８８は、単相交流電源２０からの入力電流波形が、電源電圧検知手段５０で検知した単相交流電源２０の電圧と相似の正弦波波形となるように、第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフを制御し、かつ３相交流電圧を出力するように、第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６のオンオフも制御するものとなっている。
【００６２】
なお、電源電圧検知手段５０の出力に対する入力電流Ｉｉｎの値の比例定数としては、本実施の形態においては、一定値とはせず、出力電圧検知手段９２で検知される三相の出力電圧の値が所定値となるように、フィードバック制御して決定している。
【００６３】
これにより、例えば負荷６２のトルクが変化した場合においても、三相の出力電圧として所定の値が確保され、かつ入力電流Ｉｉｎの波形としては、単相交流電源２０の電圧波形に相似となる正弦波のものが流れ、Ｉｉｎの大きさ（振幅）がトルクに応じて必要となるように変化するものとなる。よって、単相交流電源２０からの力率は、ほぼ完全に１となり、系統への負担を最小限とすることができる。
【００６４】
図６（ウ）に示した各出力電流波形は、２つの出力端子の間に出力される電流、例えば負荷６２のＵ相から流れ込み、Ｖ相から引き出される電流をＩｕｖとして記載しているものであるが、本実施の形態においては、単相交流電源２０から入力されるパワーを、瞬時の線間の誘導起電力の自乗に比例するように、３相に分配し、各出力電流が定まる方法を取っている。
【００６５】
それによって、単相交流電源２０から入力されるパワー、すなわち変換パワーは、単相交流電源２０の位相によって図６（エ）に示すように変動はする。しかし、各瞬時における銅損が最小になるように、三相への電流分配が行われるものとなり、単相交流電源２０からの力率を１とした上で、最も効率が良い電力変換が行われるものとなる。
【００６６】
なお、第１の実施の形態に示したように、単相交流電源２０からの入力電流を、各相の出力電圧の絶対値と、単相交流電源２０の電圧の積に比例するようにしても良く、その場合には、入力電流Ｉｉｎの波形には若干の歪みが発生するが、ほとんど問題となるレベルではなく、負荷６２の銅損を最低にすることができる。
【００６７】
図７は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の出力電圧波形図である。
【００６８】
図７においては、三相の電圧Ｕ、Ｖ、Ｗは中性点を基準として示しており、例えば時刻ｔａにおける各端子の電位は、Ｕ＞Ｖ＞Ｗの順となるため、各線間電圧とてしは、ＵＶ間電圧はＵａ−Ｖａで正の値、ＶＷ間電圧はＶａ−Ｗａで正の値、ＷＵ間電圧はＷａ−Ｕａで負の値となる。
【００６９】
図８は、本発明の第２の実施の形態における電力変換装置の制御回路の動作波形図であり、負荷６２の位相として、図７のｔａのタイミングに相当した時点であって、かつ単相交流電源２０の極性として、Ａ１＞Ａ２の電位となっている場合の一例として、示したものである。
【００７０】
図８（ア）は、制御回路８８内のマイクロコンピュータでＰＷＭ（パルス幅変調）を行うためのキャリア波Ｃｙと、コンペアレジスタ値ＣＲ０、ＣＲ１、ＣＲ２、ＣＲ３の波形、図８（イ）は第２の双方向スイッチング素子８１〜８６、および第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフ状況を示したものである。図８（イ）に示すように、各双方向スイッチング素子に対して、端子Ｘから端子Ｙの方向のオンオフ信号「ｘ」と端子Ｙから端子Ｘの方向のオンオフ信号「ｙ」を各双方向スイッチング素子の番号にサフィックスとして追記し、オンの期間に「ＯＮ」のハッチング付長方形を配しており、その他の期間はオフ状態に制御されていることを示している。
【００７１】
本実施の形態においては、制御回路８８は、単相交流電源２０の周波数５０Ｈｚおよび出力周波数２５０Ｈｚよりも高い周波数となる１５．６２５ｋＨｚ（６４マイクロ秒周期）を持った鋸波をキャリア波Ｃｙとし、Ｃｙとコンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３を比較することによりパルス幅変調を行っている。なお、Ｃｙ、ＣＲ０〜ＣＲ３は、現実的にはすべてマイクロコンピュータ内のデジタル値であり、１０２４段階（１０ＢＩＴ）の分解能のものである。
【００７２】
本実施の形態においては、ＣＲ０は入力短絡期間を決める値となり、Ｃｙ＜ＣＲ０となる期間、すなわち期間ｔ０〜ｔ１、ｔ３〜ｔ４、ｔ６〜ｔ７において、インダクタンス素子２８に単相交流電源２０の電圧がほぼそのまま印加される状態となり、インダクタンス素子２８へのエネルギーの蓄積が磁気的に行われるものとなる。
【００７３】
それぞれの入力短絡期間にインダクタンス素子２８に蓄えられたエネルギーは、次の入力短絡期間が開始するまでの期間に、コンデンサ７０、７１、７２、および負荷６２に昇圧した電圧が出力されるフライバック期間となる。
【００７４】
入力短絡期間の長さは、ＣＲ０に比例して設定されるものとなり、それ以外の期間がフライバック期間となるが、本実施の形態においては、１回の入力短絡の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替える制御を行っている。
【００７５】
すなわち、入力短絡期間ｔ０〜ｔ１の後のフライバック期間ｔ１〜ｔ３においては、ＣＲ１の値によって時刻ｔ２がその中間に定まり、期間ｔ１〜ｔ２についてはＵＶ端子間に出力される電流経路とし、期間ｔ２〜ｔ３についてはＵＷ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。また、入力短絡期間ｔ３〜ｔ４の後のフライバック期間ｔ４〜ｔ６においても、ＣＲ２の値によって時刻ｔ５がその中間に定まり、期間ｔ４〜ｔ５についてはＶＷ端子間に出力される電流経路とし、期間ｔ５〜ｔ６についてはＵＶ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。
【００７６】
電位関係がＵ＞Ｗであることから、時刻ｔ５においては、第２の双方向スイッチング素
子８３、８６がオフされ、代わりに第２の双方向スイッチング素子８１、８４がオンされて、電流経路の切り替えが行われる。
【００７７】
同様に、入力短絡期間ｔ６〜ｔ７の後のフライバック期間ｔ７〜ｔ９においては、ＣＲ３の値によって時刻ｔ８がその中間に定まり、期間ｔ７〜ｔ８についてはＷＵ端子間に出力される電流経路とし、期間ｔ８〜ｔ９についてはＶＷ端子間に出力され電流経路に切り替えが行われる制御がなされている。信号８６ｙについては、期間ｔ７〜ｔ９の間ずっとオン状態が保たれたものとなっているが、これはフライバック期間について、電位関係がＵ＞Ｖ＞Ｗであるという事情からの結果である。
【００７８】
一般的なインバータ装置においては、キャリア波として三角波を用いているが、本実施の形態においては、特にキャリア波として鋸波を用いていることから、簡単な構成でありながら、入力短絡期間とその後のフライバック期間を２つの電流経路で切り替えて第１の双方向スイッチング素子２９及び、第２の双方向スイッチング素子８１〜８６のオンオフ制御を行うという複雑な手順が実現できるものとなる。
【００７９】
コンペアレジスタ値ＣＲ０について、本実施の形態においては、単相交流電源２０のからの入力電圧の瞬時値に応じて、ｔ０〜ｔ９の期間、同一値を保っており、ＣＲ１〜ＣＲ３については、それぞれ３相の各出力電圧に応じて、フライバック期間内２つの電流経路の分配が最適に行われるように、キャリア周期毎に設定しているものとなっている。
【００８０】
しかし、必ずしもこのような周期でのコンペアレジスタ値の更新に限定されるものではなく、例えばキャリア周期毎にＣＲ０を更新していくようにしても良い。
【００８１】
なお、図８（イ）に示す各オンオフ信号について、オン期間が始まる点（ターンオン）については、図８（ア）波形のキャリア波Ｃｙと各コンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３の交点となっているのに対し、オン期間が終わる点（ターンオフ）については、すべて上記交点となる時点から所定の遅延時間ｔｄを経た時点としている。
【００８２】
これは、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が断たれると、各双方向スイッチング素子に、高電圧（インダクションキック）が発生して破壊する可能性があるため、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が常に存在するように、オフする期間を遅延時間ｔｄだけ遅延しているものである。
【００８３】
本実施の形態においては、第１の双方向スイッチング素子２９、および第２の双方向スイッチング素子８１〜８６は、いずれも２つの電流の向きのそれぞれに対してオンオフ制御が可能なものを使用していることから、入力短絡期間からフライバック期間に移行する際、およびフライバック期間内に複数の電流経路を順に切り替える際にも、遅延時間ｔｄを設けたことによる出力端子間の短絡は発生することがなく、コンデンサ７０、７１、７２が双方向スイッチング素子８１〜８６の内のオンされる経路で大きな短絡電流となることはなく、良好な動作が可能である。
【００８４】
なお、一般的にスイッチング素子自身のターンオンとターンオフの遅延時間を比較した場合、ターンオフの方がより長い時間を要するという傾向があるため、例えば遅延時間ｔｄを別段に設定しなくても、１つの素子をターンオフさせる信号を出すと同時に別素子をターンオンさせる信号を出せば、オン期間がオーバーラップするという性質があり、それを遅延時間ｔｄの代用とすることもできる。
【００８５】
このように、本実施の形態においては、３つのキャリア波周期（６４マイクロ秒の３倍）を周期として、期間ｔ０〜ｔ９の動作が繰り返されることにより、三相の電力が負荷６
２に供給されるものとなる。従って、１つのキャリア周期（６４マイクロ秒）内ではコンペアレジスタ値は、ＣＲ０以外には、ＣＲ１〜ＣＲ３のいずれか１つで済み、ＰＷＭ生成が比較的簡単なハード構成で実現した上で、比較的バランス良く三相電力が供給できる。
【００８６】
なお、上述した本実施の形態の順序でフライバック動作を切り替える必要は必ずしもなく、例えば１回のキャリア周期のフライバック期間には１つの線間のみに出力するようにしてもよく、また一回のフライバック期間に電流経路をさらに多数切り替えてもかまわない。
【００８７】
本実施の形態で使用しているインダクタンス素子２８、コンデンサ７０、７１、７２は、昇圧チョッパ回路としての動作に必要なものであるが、そのインダクタンス値、キャパシタンス値は、入力短絡期間とフライバック期間の和を周期とした昇圧チョッパ回路としてのスイッチング周波数が高い場合には、小として低コストとすることができるものであり、特に負荷６２を電流ベクトル制御した電動機とする場合などについては、電流の制御の応答性を高めるため、コンデンサ７０、７１、７２のキャパシタンス値は、なるべく小さくした方が有利となる傾向がある。
【００８８】
なお、入力短絡によって昇圧チョッパを行う期間として、単相交流電源２０の低電圧期間だけにしてもよく、電圧が不足する期間のみを昇圧チョッパ動作で対処することができる。
【００８９】
また、昇圧チョッパ動作を行う場合、インダクタンス素子２８の電流が零となった後に、次の入力短絡期間に入るようにすると電流非連続モードとなるが、そのような設計にしてもよく、インダクタンス素子２８に必要なインダクタンス値が電流連続モードと比較して、小さく抑えることができるというような効果もある。
【００９０】
本実施の形態では、キャリア周期を６４マイクロ秒という十分高い周波数としていることにより、インダクタンス素子２８のインダクタンス、コンデンサ７０、７１、７２のキャパシタンスは、小さいもので済み、電力変換装置の小型化・低コスト化が可能であるとともに、電流ベクトル制御のような電流の応答性が要求される応用にも対応することができる。
【００９１】
本実施の形態においては、昇圧動作をさせる場合、昇圧チョッパとして専用に機能する第１の双方向スイッチング素子２９を設けていることから、例えば２個の第２の双方向スイッチング素子８１、８２を同時にオンさせ、他の第２の双方向スイッチング素子８３、８４、８５、８６はオフとして、インダクタンス素子２８にエネルギーを蓄えさせる構成に比べて、インダクタンス素子２８へのエネルギー蓄積の期間に電流を通過させる素子の数が１個少なくできる分、損失が小さく、高効率の電力変換装置が実現できる。
【００９２】
（実施の形態３）
図９は、本発明の第３の実施の形態における電力変換装置の回路図である。
【００９３】
図９において、電力変換装置１２１の構成は、第２の実施の形態と同等の２つの入力端子６４、６５を有するマトリクス回路６３を設けている。インダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９の直列接続の順番を逆とした上で、マトリクス回路６３の２つの入力端子６４、６５の一方の入力端子６４をインダクタンス素子２８と第１の双方向スイッチング素子２９の接続点に接続し、もう一方の入力端子６５をインダクタンス素子２８のもう一方の端子に接続している。
【００９４】
したがって、マトリクス回路６３の２つの入力端子６４、６５が、インダクタンス素子
２８の両端に接続したものとなっている。その他の構成については、第２の実施の形態と同様の接続となっている。
【００９５】
図１０（ア）は、制御回路８８内のマイクロコンピュータでＰＷＭ（パルス幅変調）を行うためのキャリア波Ｃｙと、コンペアレジスタ値ＣＲ０、ＣＲ１，ＣＲ２，ＣＲ３の波形を示し、図１０（イ）は第２の実施の形態（図８）と同様に第２の双方向スイッチング素子８１〜８６、および第１の双方向スイッチング素子２９のオンオフ状況を示したものである。
【００９６】
図１０においては、単相交流電源２０の極性として、Ａ１＞Ａ２の電位となっている。
【００９７】
本実施の形態においても、制御回路８８は、単相交流電源２０の周波数５０Ｈｚおよび出力周波数２５０Ｈｚよりも高い周波数となる１５．６２５ｋＨｚ（６４マイクロ秒周期）を持った鋸波をキャリア波Ｃｙとし、Ｃｙとコンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３を比較することによりパルス幅変調を行っている。
【００９８】
本実施の形態においても、ＣＲ０は入力短絡期間を決める値となり、Ｃｙ＜ＣＲ０となる期間、すなわち期間ｔ０〜ｔ１、期間ｔ３〜ｔ４、期間ｔ６〜ｔ７において、第１の双方向スイッチング素子２９がオンされて、インダクタンス素子２８に単相交流電源２０の電圧がほぼそのまま印加される状態となり、インダクタンス素子２８へのエネルギーの蓄積が磁気的に行われるものとなる。
【００９９】
それぞれの入力短絡期間にインダクタンス素子２８に蓄えられたエネルギーは、次の入力短絡期間が開始するまでの期間に、コンデンサ７０、７１、７２、および負荷６２に昇圧して出力されるフライバック期間となる。しかし、本実施の形態においては、フライバック期間にマトリクス回路６３に供給される電流は、単相交流電源２０からは供給されることがなく、インダクタンス素子２８に蓄えられたエネルギーによるもののみとなる。
【０１００】
かつ、インダクタンス素子２８から供給される電流の向きとしては、入力端子６５に電流を流し込む向きとなるので、第２の実施の形態と比較して、マトリクス回路６３内の第２の双方向スイッチング素子８１、８２、８３、８４、８５、８６に関しては、オンする素子が異なったものとなっている。
【０１０１】
本実施の形態においては、負荷６２に供給されるエネルギーは、すべて一旦インダクタンス素子２９に蓄えられたものが出力されるものとなる、一般に昇降圧チョッパ、あるいは符号反転チョッパなどと呼ばれるパワー回路としての動作となり、入力短絡期間の長さを加減することにより、出力電圧の値を、単相交流電源２０の出力よりも低い値とすることもでき、零まで出力させることが可能となる。
【０１０２】
また入力短絡期間の長さを長くしていくと、逆に単相交流電源２０の出力電圧よりも高い電圧を負荷６２に出力することも可能となり、出力電圧の範囲として、非常に広いものが実現できるものとなる。
【０１０３】
ただし、第２の実施の形態が、負荷６２への供給エネルギーの一部分を直接単相交流電源２０から供給しているのに対して、本実施の形態ではエネルギーのすべてがインダクタンス素子２８を経由するものとなることから、特に大きな昇圧を必要とするような条件では、効率面などにおいて、第２の実施の形態の方に譲る条件も存在するものとなる。
【０１０４】
本実施の形態においても、第２の実施の形態と同様、入力短絡期間の長さは、ＣＲ０に比例して設定されるものとなり、それ以外の期間がフライバック期間となるが、本実施の
形態においては、１回の入力短絡の後のフライバック期間に複数の電流経路を切り替える制御を行っている。
【０１０５】
また、図１０（イ）に示す各オンオフ信号について、オン期間が始まる点（ターンオン）については、図１０（ア）波形のキャリア波Ｃｙと各コンペアレジスタ値ＣＲ０〜ＣＲ３の交点となっているのに対し、オン期間が終わる点（ターンオフ）については、すべて上記交点となる時点から所定の遅延時間ｔｄを経た時点としている。これも第２の実施の形態と同様であり、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が断たれると、各双方向スイッチング素子に、高電圧（インダクションキック）が発生して破壊する可能性があるため、インダクタンス素子２８を経由する電流経路が常に存在するように、オフする期間を遅延時間ｔｄだけ遅延しているものである。
【０１０６】
（実施の形態４）
図１１は、本発明の第４の実施の形態における電気掃除機の断面図である。
【０１０７】
図１１において、実施の形態１で述べた構成の電力変換装置１３０と、電力変換装置１３０から電力が供給される負荷１３１と、負荷１３１となる３相の電動機によって回転駆動されるファン１３２とを有し、それらは紙パック１３３とともに筐体１３４内に納められている。そして、ホース１４０及びノズル１４１は、筐体１３４の前部に外部接続され、紙パック１３３と連通するように構成されている。
【０１０８】
さらに、床面を移動自在とするための前輪１４２及び後輪１４３が筐体１３４に回転自在に取り付けられ、電力変換相１３０に単相交流電源１５０を接続するための電源プラグ１５１、および電源コード１５２を接続しており、真空式の電気掃除機を構成している。
【０１０９】
以上の構成において、ファン１３２が毎分数万回転で回転駆動されると、吸引風を発生し、床面のゴミをノズル１４１からホース１４０を通じて吸引し、紙パック１３３内にゴミを捕集して、掃除をすることができる。
【０１１０】
ここで、電力変換装置１３０は、１００Ｖの単相交流電源１５０を用いながらも、昇圧動作を行うことにより、高い電圧を負荷１３１に供給できることから、小型・軽量のもので構成することができるものとなる。
【０１１１】
よって、本実施の形態の電気掃除機は、単相交流電源からの電源供給であっても、昇圧動作による高い電圧で電動機を駆動できるから、大きなトルクで強い吸引力が得られると共に、高い力率で動作させることができ、小型・軽量で使い勝手が非常に良いものとすることができる。
【０１１２】
なお、パワーの変動については、図６（エ）に示しているように、０から平均パワーの約２倍の最大値にまで、単相交流電源１５０の周波数の２倍（１００Ｈｚ）で繰り返されることになり、トルクについても同等の変動が発生することになる。
【０１１３】
しかしながら、電気掃除機においては、慣性が大きいため上記の１００Ｈｚのトルク変動による振動、騒音、速度ムラなどは、従来からある整流子モータを使用した場合と同等であり、全く問題にならないものとなる。
【産業上の利用可能性】
【０１１４】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、単相交流電源からの入力電流波形が改善され、高力率を達成できるので、動力などへ電源供給する電力変換装置へ利用することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１１５】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路図
【図２】同電力変換装置の第２の双方向スイッチング素子の等価回路図
【図３】同電力変換装置の動作波形図
【図４】本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路図
【図５】（ア）同電力変換装置の負荷の断面図（イ）同負荷の結線図
【図６】同電力変換装置の動作波形図
【図７】同電力変換装置の出力電圧波形図
【図８】同電力変換装置の制御回路の動作波形図
【図９】本発明の実施の形態３における電力変換装置の回路図
【図１０】同電力変換装置の制御回路の動作波形図
【図１１】本発明の実施の形態４における電気掃除機の概略構成図
【図１２】従来の技術における電力変換装置の回路図
【符号の説明】
【０１１６】
２０  単相交流電源
２８  インダクタンス素子
２９  第１の双方向スイッチング素子
２４、２５、６４、６５  入力端子
２６、２７、６６、６７、６８  出力端子
２３、６３  マトリクス回路
３０、７０、７１、７２  コンデンサ
４８、８８  制御回路
４１、４２、４３、４４、８１、８２、８３、８４、８５、８６  第２の双方向スイッチング素子
９０  電流検知手段
２２、６２  負荷
１００、１０１、１０２、１０３  永久磁石
１３２  ファン
【図１】
2010154715.tif 000003
【図２】
2010154715.tif 000004
【図３】
2010154715.tif 000005
【図４】
2010154715.tif 000006
【図５】
2010154715.tif 000007
【図６】
2010154715.tif 000008
【図７】
2010154715.tif 000009
【図８】
2010154715.tif 000010
【図９】
2010154715.tif 000011
【図１０】
2010154715.tif 000012
【図１１】
2010154715.tif 000013
【図１２】
2010154715.tif 000014