(57)【要約】      （修正有）【課題】駆動周波数信号であるＦＧ信号を効果的に発生する。【解決手段】駆動波形発生手段（Ｄ／Ａコンバータ）に用いられるカウンタ３２の特定の出力を利用してＦＧ信号を作成する。これにより、（Ｄ／Ａコンバータ）が負荷を駆動する交流の駆動波形を発生する。この駆動波形に基づき周波数信号発生手段（ＦＦ）５１が負荷駆動についての周波数信号を発生する。【選択図】図１０
2010104131.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源電圧を昇圧して駆動電源電圧を発生するとともに、制御信号に応じて前記駆動電源電圧を変更する昇圧回路と、
負荷を駆動する交流の駆動波形を発生する駆動波形発生手段と、
前記駆動電源電圧を電源として動作し、前記駆動波形から負荷へ供給する駆動信号を出力する出力回路と、
前記駆動波形に基づき負荷駆動についての周波数信号を発生する周波数信号発生手段と、
を有することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項２】
請求項１に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記駆動波形発生手段は、交流の駆動波形を表すデジタル信号をアナログの駆動波形に変換するＤ／Ａコンバータを含むことを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項３】
請求項２に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記駆動波形発生手段は、所定のクロックをアップカウントおよびダウンカウントして、交流の駆動波形に対応するカウント値を出力するカウンタを含み、カウンタのカウント値によってＤ／Ａコンバータの出力が制御されることを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項４】
請求項３に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記周波数信号発生手段は、前記カウンタの所定のカウント値においてＨレベルとＬレベルを切り換えることでパルス状の周波数信号を発生することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項５】
請求項２に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、
前記周波数信号発生手段は、互いに位相が１８０度異なるＲ側信号及びＦ側信号をそれぞれ特定電圧と比較することでパルス状の周波数信号を発生することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか１項に記載の高電圧出力ドライバーにおいて、さらに、
前記パルス状の周波数信号とエラー検出信号の論理演算を行う論理ゲート
を有し、前記エラー検出信号は、エラー検出時に所定のレベルとなる信号であり、前記論理ゲートは、エラー検出時に前記パルス状の周波数信号の出力を禁止することを特徴とする高電圧出力ドライバー。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷への駆動信号を出力する高電圧出力ドライバーに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、圧電素子を利用したダイヤフラムポンプが提案されている。このポンプは、圧電素子への電圧印加の方向を順次変更することで、圧電素子を往復動作させてダイヤフラムを往復動作させる。
【０００３】
このようなダイヤフラムポンプでは、圧電素子に対する高電圧の駆動信号を得る高電圧出力ドライバーが必要であり、ポンプ流量を制御するためには、印加電圧や周期を制御する必要がある。一方、通常のモータなどの負荷の制御においては、駆動信号の振幅を制御して駆動制御を行う場合が多く、圧電素子の出力制御においても、振幅制御を行うことが好ましいと考えられる。
【０００４】
【特許文献１】特開平６−１０９０６８号公報
【特許文献２】特開平８−２０５５６３号公報
【特許文献３】特開２０００−６０８４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、モータの制御においては、その回転に関するＦＧ信号を得て、回転制御を行っている。上述のように圧電素子について振幅制御を行う場合に、ＦＧ信号があると、制御装置はモータの駆動と同様にして、圧電素子を駆動することができる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、電源電圧を昇圧して駆動電源電圧を発生するとともに、制御信号に応じて前記駆動電源電圧を変更する昇圧回路と、負荷を駆動する交流の駆動波形を発生する駆動波形発生手段と、前記駆動電源電圧を電源として動作し、前記駆動波形から負荷へ供給する駆動信号を出力する出力回路と、前記駆動波形に基づき負荷駆動についての周波数信号を発生する周波数信号発生手段と、を有することを特徴とする。
【０００７】
また、前記駆動波形発生手段は、交流の駆動波形を表すデジタル信号をアナログの駆動波形に変換するＤ／Ａコンバータを含むことが好適である。
【０００８】
また、前記駆動波形発生手段は、所定のクロックをアップカウントおよびダウンカウントして、交流の駆動波形に対応するカウント値を出力するカウンタを含み、カウンタのカウント値によってＤ／Ａコンバータの出力が制御されることが好適である。
【０００９】
また、前記周波数信号発生手段は、前記カウンタの所定のカウント値においてＨレベルとＬレベルを切り換えることでパルス状の周波数信号を発生することが好適である。
【００１０】
また、前記周波数信号発生手段は、互いに位相が１８０度異なるＲ側信号及びＦ側信号をそれぞれ特定電圧と比較することでパルス状の周波数信号を発生することが好適である。
【００１１】
また、前記パルス状の周波数信号とエラー検出信号の論理演算を行う論理ゲートを有し、前記エラー検出信号は、エラー検出時に所定のレベルとなる信号であり、前記論理ゲートは、エラー検出時に前記パルス状の周波数信号の出力を禁止することが好適である。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、ＦＧ信号を効果的に発生することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１４】
「圧電ポンプの構成」
圧電素子を利用したダイヤフラムポンプ（圧電ポンプ）の構成について図１を用いて説明する。ポンプケーシング１０内には、周囲がポンプケーシング１０内壁に固定され、中央側が上下動するダイヤフラム１２が配置され、このダイヤフラム１２の一方側にポンプ室１４が形成される。ポンプ室１４には、流入通路１６に接続される流入口１８と、流出通路２０に接続される流出口２２が設けられ、流入通路１６と流入口１８の間には流入側の逆止弁２４、流出通路２０と流出口２２の間には流出側の逆止弁２６が設けられている。
【００１５】
ここで、ダイヤフラム１２は、図２に示すように薄い金属板Ｍの表裏両面に、両面に電極を有する圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２を貼り合わせた構造になっている。そして、圧電素子ＰＺ１の上側の電極と、圧電素子ＰＺ２の下側の電極の間に１つの位相の交流電圧（サイン波状の駆動信号）が印加され、圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２に挟まれた真ん中の金属板Ｍに位相が反対の（１８０度異なる）交流電圧（位相が反対のサイン波状の駆動信号）が印加される。これによって、２つの圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２とも印加電圧が大きいときに大きく反ることになり、図１，２に示すように、ダイヤフラム１２が周辺部を支点とし真ん中を最大振幅として上下に振動することになる。
【００１６】
流入側の逆止弁２４は、ポンプ室１４へ流入する方向の流体の流れを許可し、反対の流れを阻止する。一方、流出側の逆止弁２６は、ポンプ室１４から流出する方向の流体の流れを許可し、反対の流れを阻止する。従って、図１に示すように、ダイヤフラム１２の振動に伴うポンプ室１４の容積変化に伴い、流入通路１６の流体がポンプ室１４を介し流出通路２０に押し出される。
【００１７】
「駆動信号出力回路」
図３には、圧電素子ＰＺへの駆動信号を出力する駆動信号出力回路の構成が示されている。１つの駆動波形（サイン波状の交流波形）であるＲ側入力信号は、バッファアンプＢＦ１の正入力端に入力される。このバッファアンプＢＦ１は、その出力が負入力端に接続されており、Ｒ側入力信号がそのままの波形で出力される。バッファアンプＢＦ１の出力はコンパレータ（エラーアンプ）ＣＰ１の正入力端に入力される。このコンパレータＣＰ１の負入力端には、帰還信号が入力されており、両信号の誤差信号がコンパレータＣＰ１の出力に得られる。得られた誤差信号は、高電源電圧で駆動される出力アンプＡＰ１に供給され、この出力アンプＡＰ１の出力が出力端Ｔ１に供給される。出力端Ｔ１には、圧電素子ＰＺの一方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点は、端子Ｔ２を介し、コンパレータＣＰ１の負入力端に接続され、出力電圧が分圧された電圧がコンパレータＣＰ１に負帰還される。
【００１８】
従って、コンパレータＣＰ１は、その出力が、帰還信号である分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２の中点電圧がＲ側入力信号に一致するように動作し、従って出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴがＲ側入力信号に応じたものになる。
【００１９】
また、Ｆ側入力信号は、Ｒ側入力信号と位相が１８０度異なる信号（相補的な信号）であり、Ｆ側入力信号は、バッファアンプＢＦ２、コンパレータＣＰ２、出力アンプＡＰ２を介し、Ｆ側入力信号に対応した高電圧の駆動信号となり、出力端Ｔ３に供給される。出力端Ｔ３は、圧電素子ＰＺの他方側の電極が接続されているとともに、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を介しグランドに接続されており、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４の中点電圧がコンパレータＣＰ２に負帰還されている。従って、出力端Ｔ３からの出力である駆動信号ＦＯＵＴが出力端Ｔ１からの駆動信号ＲＯＵＴと反対の極性の信号となり、圧電素子ＰＺの両面の電極に位相が１８０度異なる一対の駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴが印加されることになる。この圧電素子ＰＺが上述の圧電ポンプのダイヤフラム１２を構成しており、ダイヤフラム１２が往復移動することになる。なお、上述の圧電ポンプは、２つの圧電素子ＰＺ１，ＰＺ２を有しているが、圧電素子ＰＺがそのうちの１つに該当していても良いし、ダイヤフラム１２を１つの圧電素子ＰＺで構成してもよい。
【００２０】
次に、駆動電源制御信号は、コンパレータＣＰ３の正入力端に入力される。コンパレータＣＰ３の負入力端には帰還信号が入力されている。コンパレータＣＰ３の出力は、コンパレータＣＰ４の負入力端に入力される。このコンパレータＣＰ４の正入力端には、予め設定された三角波が供給されている。従って、このコンパレータＣＰ４の出力には、コンパレータＣＰ３の出力の電圧に応じたデューティー比のＰＷＭ信号が得られる。すなわち、駆動電源制御信号がフィードバック信号に比べて高ければ、コンパレータＣＰ３の出力電圧が高くなり、デューティー比（Ｈレベルの期間）が少ないＰＷＭ信号がコンパレータＣＰ４から出力される。なお、駆動電源制御信号は、後述するように、圧電素子ＰＺの駆動を制御するための制御電源電圧ＶＣＣに基づいて発生される。
【００２１】
コンパレータＣＰ４の出力は、ｐチャネルトランジスタＱ１と、ｎチャネルトランジスタＱ２のゲートに供給される。このトランジスタＱ１は、ソースが端子Ｔ５に接続され、ドレインがトランジスタＱ２のドレインに接続されており、トランジスタＱ２のソースはグランドに接続されている。そして、トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン同士の接続点は、端子Ｔ６に接続されている。
【００２２】
端子Ｔ５には、外付けのコイルＬｖｓを介し、外付けのダイオードＤ１のアノードに接続され、このダイオードＤ１のカソードは外付けコンデンサＣ１を介しグランドに接続されている。また、端子Ｔ６には、ｎチャネルトランジスタＱ３のゲートが接続され、このトランジスタＱ３のドレインがコイルＬｖｓとダイオードＤ１の接続点に接続され、ソースがグランドに接続されている。
【００２３】
従って、コンパレータＣＰ４からの出力であるＰＷＭ信号がＨレベルであると、トランジスタＱ２がオンし端子Ｔ６がＬレベルとなりトランジスタＱ３はオフ、ＰＷＭ信号がＬレベルであると、トランジスタＱ２がオフし端子Ｔ６がＨレベルとなりトランジスタＱ３はオンする。このトランジスタＱ３がオンすることで、コイルＬｖｓにエネルギーが蓄積され、トランジスタＱ３がオフすることで、コイルＬｖｓに蓄積されたエネルギーに応じてコンデンサＣ１に充電される。従って、コンパレータＣＰ４からの出力におけるＬレベルの期間が長いほど、コンデンサＣ１への充電量が大きくなり、コンデンサＣ１からの出力である駆動電源電圧が高くなる。なお、ダイオードＤ１に並列してトランジスタを設けると、そのスイッチングにより駆動電源電圧を下げることが容易になる。
【００２４】
コンデンサＣ１の上側（ダイオードＤ１のカソードに接続される電極）は、端子Ｔ７に接続され、この端子Ｔ７が出力アンプＡＰ１，ＡＰ２へ駆動電源電圧として供給される。また、コンデンサＣ１の上側は、外付けの分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は、外付けの抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２を介し、端子Ｔ８に接続されている。そして、端子Ｔ８は、コンパレータＣＰ４の負入力端に接続されている。抵抗Ｒ７、コンデンサＣ２は、ハイパスフィルタを構成しており、駆動電源電圧出力の制御が安定する。さらに、分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の中点は端子Ｔ９に接続されており、この端子Ｔ９がコンパレータＣＰ３の負入力端に接続されている。従って、駆動電源電圧を分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６で分圧した電圧が駆動電源制御信号と比較されるフィードバック信号（帰還信号）となり、帰還信号の電圧が駆動電源制御信号の電圧に一致するように、駆動電源電圧が制御される。
【００２５】
このようにして、駆動電源制御信号によって、駆動電源電圧を任意に制御することが可能になる。これによって、端子Ｔ１，Ｔ３からの出力である、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの振幅が制御される。なお、後述するように、駆動電源制御信号は、電源電圧ＶＣＣとして本ドライバーに外部から供給される。
【００２６】
図４には、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの状態が示してある。駆動電源電圧を下げることによって、ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴの振幅が小さくなる。これによって、圧電素子ＰＺの動きが制御され、圧電ポンプのダイヤフラムの振幅が制御されてポンプの吐出量を制御することができる。
【００２７】
「出力アンプＡＰの構成」
図５、図６には、出力アンプＡＰの構成例が示されている。ＩＣＯＭからは定電流が供給され、これがｎチャネルトランジスタＱ１１のドレインおよびゲートに供給される。トランジスタＱ１１のソースはグランド（ＰＧＮＤ）に接続されている。トランジスタＱ１１のゲートには、ソースがグランド（ＰＧＮＤ）に接続されたｎチャネルトランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４のゲートが共通接続されている。従って、トランジスタＱ１１に対し、トランジスタＱ１２，Ｑ１３，Ｑ１４がカレントミラーを構成し、これらトランジスタＱ１１〜Ｑ１４に同一の定電流が流れる。
【００２８】
トランジスタＱ１２のドレインには、ｐチャネルトランジスタＱ１５のドレインが接続されており、このトランジスタＱ１５のソースは駆動電源ＶＳに接続されている。トランジスタＱ１５はドレイン・ゲートが短絡されており、このゲートには、ソースがＶＳに接続されたｐチャネルトランジスタＱ１６，Ｑ１７のゲートが接続されている。従って、これらトランジスタＱ１６，Ｑ１７にも、トランジスタＱ１１に流れるのと同じ定電流が流れる。
【００２９】
トランジスタＱ１３のドレインは、２つのドレイン・ゲート間が短絡されたｐチャネルトランジスタＱ１８，Ｑ１９を介し、駆動電源ＶＳに接続されており、トランジスタＱ１３とトランジスタＱ１８のドレインがｐチャネルトランジスタＱ２０のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ１７のドレインは、２つのドレイン・ゲート間が短絡されたｎチャネルトランジスタＱ２１，Ｑ２２を介し、外部のグランドに接続されている端子ＲＦに接続されている。トランジスタＱ１７とトランジスタＱ２１の接続点は、ｎチャネルトランジスタＱ２３のゲートに接続されている。
【００３０】
そして、トランジスタＱ２０のソースと、トランジスタＱ２３のドレインは、トランジスタＱ１６のドレインに共通接続されるとともに、ｐチャネルトランジスタＱ２４のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ２０のドレインと、トランジスタＱ２３のソースは、トランジスタＱ１４のドレインに共通接続されるとともに、ｎチャネルトランジスタＱ２５のゲートに接続されている。また、トランジスタＱ２０のドレイン、トランジスタＱ２３のソース、トランジスタＱ１４のドレイン、ｎチャネルトランジスタＱ２５のゲートには、ＩＣＴＬＦ端からドライブ電流Ｉｄｒが供給される。すなわち、このＩＣＴＬＦ端がコンパレータＣＰ１（またはコンパレータＣＰ２）の出力に接続されている。
【００３１】
また、トランジスタＱ２４のソースは駆動電源ＶＳに接続され、ドレインはトランジスタＱ２５のドレインに接続されるとともに出力端子ＯＵＴ（Ｔ１またはＴ２）に接続されており、トランジスタＱ２５のソースは端子ＲＦに接続されている。
【００３２】
このような回路において、トランジスタＱ２０とトランジスタＱ２３には、トランジスタＱ１６に流れる定電流を分割した電流が流れる。また、トランジスタＱ１９，Ｑ１８には、トランジスタＱ１３に流れる定電流が流れ、トランジスタＱ２１，Ｑ２２には、トランジスタＱ１７に流れる電流が流れる。従って、通常は、トランジスタＱ２０，Ｑ２３に流れる電流は等しい。
【００３３】
ドライブ電流ＩｄｒがトランジスタＱ２５のゲートに向けて流れる電流Ｉｄｒ＋であるとこれによって、図５に示すように、トランジスタＱ２５がオンし、出力端ＯＵＴから電流を引き抜く方向の電流が流れ、出力端ＯＵＴはＬレベル側に動く。このとき、トランジスタＱ２０およびトランジスタＱ２３に流れる電流の和はトランジスタＱ１４に流れる定電流に等しいため、トランジスタＱ２４はオフしている。
【００３４】
一方、ドライブ電流ＩｄｒがトランジスタＱ２５のゲートから引き抜く方向に流れる電流Ｉｄｒ−であると、これによって、図６に示すように、トランジスタＱ２３のドレイン電流が大きくなり、トランジスタＱ２４がオンし、出力端ＯＵＴから電流を吐き出す方向の電流が流れ、出力端ＯＵＴはＨレベル側に動く。
【００３５】
このようにして、ＩＣＴＬＦに流れる電流に応じて、出力トランジスタＱ２４，Ｑ２５が制御されて、出力端ＯＵＴからの出力が制御される。この出力アンプＡＰは、駆動電源ＶＳからの電力によって出力を得る高耐圧出力部として機能する。従って、図３における出力アンプＡＰ１，ＡＰ２として、図５，６に示されるアンプをそれぞれ用意し、コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力をそれぞれのアンプのＩＣＴＬＦに入力することによって、出力端ＯＵＴにおいて、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴをそれぞれ得ることができる。
【００３６】
なお、信号系の電源電圧は、例えば、５Ｖ程度であり、駆動電源ＶＳは例えば２００Ｖ程度である。
【００３７】
「ＶＣＣ連動ＤＡＣの構成」
従来の装置において、ファン駆動制御用にファンの駆動を制御する制御電源電圧である電源電圧ＶＣＣを出力できる回路がすでに用意されている場合がある。この場合には、この電源電圧ＶＣＣに応じて、圧電素子ＰＺを制御する信号を発生することが好適である。
【００３８】
図７には、このような場合に好適な構成が示されている。外部から入力されてくる電圧がポンプの駆動要求に従って適宜変更される電源ＶＣＣが入力される端子Ｔ１１は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列接続からなる分圧抵抗を介しグランドに接続されている。分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点は、出力が負入力端に短絡されたバッファアンプＢＦ１１の正入力端に入力され、この出力がＤ／Ａコンバータ３０の電源ＶＤＡＣとなっている。
【００３９】
なお、この例では、リファレンスＶ１が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点がダイオードＤ１１を介し出力に接続されるバッファアンプＢＦ１２と、リファレンスＶ２が正入力端に入力され、負入力端に分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点が接続されるとともに、出力がダイオードＤ１２を介し分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点に接続されるバッファアンプＢＦ１３と、が設けられている。ダイオードＤ１１は、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点からバッファアンプＢＦ１２の出力に向けて流れる電流のみを流し、ダイオードＤ１２は、バッファアンプＢＦ１３の出力から分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点に向けて流れる電流のみを流す。従って、分圧抵抗Ｒ１１とＲ１２の中点電圧は、リファレンス電圧Ｖ１，Ｖ２でクリップされることになる。従って、電源ＶＤＡＣは、電源電圧ＶＣＣの変化に伴い、図８に示すように変化することになる。すなわち、電源ＶＤＡＣは、電源電圧ＶＣＣが０〜Ｖ２（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２の間はＶ２、Ｖ２（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２〜Ｖ１（Ｒ１１＋Ｒ１２）／Ｒ１２の間はＶ２→Ｖ１に直線的に変化し、Ｖ１（Ｒ１１＋Ｒ１２）以上ではＶ１に固定される。
【００４０】
図９には、Ｄ／Ａコンバータ３０の構成が示されている。電源ＶＤＡＣとグランドの間には、入力デジタル信号のビット数に応じた抵抗が直列接続されている。そして、各抵抗間の接続点には２つのスイッチがそれぞれ対応して設けられており、一方側のＲ側スイッチ群ＳＷｒの抵抗側でない端部が共通接続してＲ側信号の出力、他側のＦ側スイッチ群ＳＷｆの抵抗側でない端部が共通接続してＦ側信号の出力になっている。
【００４１】
また、Ｒ側、Ｆ側スイッチ群を制御するためにカウンタ回路３２が設けられている。このカウンタ３２は、所定のクロックをアップカウント、ダウンカウントを繰り返す。例えば、５１２段階のカウント値を０→５１１→０→５１１というように順次繰り返し出力する。そして、これらカウンタの出力がＲ側スイッチ群ＳＷｒとＦ側スイッチ群ＳＷｆとで、ちょうど反対の出力が出るように対応付けられている。すなわち、カウンタ３２の出力が０のときにＲ側スイッチ群ＳＷｒの出力が０であれば、Ｆ側スイッチ群ＳＷｆの出力が５１１となるように設定されている。
【００４２】
従って、Ｒ側信号、Ｆ側信号が図示のように、１クロックに対し順次変化する相補的なサインカーブになる。そして、電源ＶＤＡＣが変化することで、Ｒ側信号、Ｆ側信号の振幅が連動して変化する。従って、電源ＶＣＣに応じて振幅が変化するＲ側信号、Ｆ側信号がＤ／Ａコンバータ３０の出力に得られる。また、Ｄ／Ａコンバータ３０の最大出力が駆動電源制御信号として出力される。
【００４３】
このような図９の出力信号が図３のバッファアンプＢＦ１，ＢＦ２、コンパレータＣＰ３に入力される。そして、分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２、Ｒ３，Ｒ４、Ｒ５，Ｒ６の比を適切に設定することで、入力されてくるＶＣＣに応じて、圧電ポンプの吐出量を目標値に制御することが可能になる。
【００４４】
なお、図９では、Ｄ／Ａコンバータ３０からＲ側信号、Ｆ側信号をそのまま出力することにした。しかし、Ｒ側信号、Ｆ側信号は上下対称である。従って、半分（１８０度分）の出力のみをＤ／Ａコンバータ３０から出力し、他の半分については、出力を反転することもできる。これによって、Ｄ／Ａコンバータ３０における抵抗列を半分の規模にすることが可能になる。
【００４５】
「ＦＧ信号の発生」
次に、図１０に本実施形態におけるＦＧ信号発生の構成を示す。このように、本実施形態では、Ｄ／Ａコンバータ３０に用いられるカウンタ３２の特定の出力を利用して、ＦＧ信号を作成する。すなわち、カウンタ３２は、Ｒ側信号およびＦ側信号を生成するために、カウンタ３２のカウント値に基づいて特定のスイッチをオンする。このカウンタ３２の特定のカウント値、例えば２５５によって、オンされるスイッチをオンする信号をフリップフロップＦＦ５１のクロック入力端Ｃに接続する。そして、このフリップフロップＦＦ５１のデータ入力端Ｄには、反転出力端Ｑ（バー）を接続しておく。これによってフリップフロップＦＦ５１の出力端には、カウンタ３２のカウント値が２５５になる度にＨレベル、Ｌレベルが反転されるＦＧ信号が得られる。なお、特定のカウント値によりオンするスイッチを設け、このスイッチのオンオフによりＨレベル、Ｌレベルを切り換え、この信号をフリップフロップＦＦ５１のクロック入力端Ｃに入力してもよい。例えば、図１２には、Ｆ側信号の中間点に基づいてＦＧ信号を発生する例が示されている。
【００４６】
なお、Ｒ側信号、Ｆ側信号が特定値になったことを検出することに基づきＦＧ信号を発生するために、Ｒ側信号や、Ｆ側信号を特定電圧と比較する構成を採用することも可能である。
【００４７】
さらに、ＦＧ信号は、Ｒ側信号や、Ｆ側信号を同じ周期で、Ｈ，Ｌレベルを繰り返せばよいため、カウンタ３２のどの値の出力を使用してもかまわない。
【００４８】
図１１には、駆動信号ＲＯＵＴ、ＦＯＵＴ、圧電素子ＰＺを流れる駆動電流（出力電流）、出力電流をしきい値（駆動電流の１／２の値であり図中破線で示す）と比較して得られるＦＧ信号を示してある。圧電素子ＰＺはそこに加わる力によっても電圧を発生するため、出力電流は雑音を含む確率が高い。このため、図１１に示すように、比較結果として得られるＦＧ信号には、ひげのような雑音が含まれる可能性が高い。
【００４９】
本実施形態によれば、カウンタ３２のカウント値からＦＧ信号を発生するため、図１２のように、駆動信号が所定値（この場合には振幅の中間点）に至ったときに、確実にＦＧ信号のＨレベル、Ｌレベルを切り換えることができ、駆動信号の周波数を示す周波数信号であるＦＧ信号を確実に得ることができる。
【００５０】
「エラー検出時の処理」
さらに、図１３に示すように、フリップフロップＦＦ５１の出力をアンドゲートに入力し、このアンドゲートの他入力端には、エラー検出信号を入力することが好適である。このエラー検出信号は、通常時Ｈレベルで、エラー検出時Ｌレベルの信号とする。これによって、エラー発生時において、ＦＧ信号の出力が禁止される。
【００５１】
外部のマイコンなどは、ＦＧ信号の供給に応じて、駆動制御信号を発生しており、ＦＧ信号が供給されないことによって、異常発生を検知することができる。これによって、エラー検出信号を専用の端子から出力する必要が無くなり、ドライバーの端子を省略することができる。
【００５２】
例えば、駆動電源の高電圧を異常として検出しエラー信号を発生することができる。この場合、図３における、コンパレータＣＰ４への帰還信号が駆動電圧制御信号に対し所定以上高いことでエラーを検出したり、駆動信号ＲＯＵＴ，ＦＯＵＴのコンパレータＣＰ１，ＣＰ２への帰還信号がＲ側信号、Ｆ側信号に対し、所定以上高いことでエラーを検出することが好適である。
【００５３】
さらに、図９における電圧検出抵抗Ｒ２０の上側電圧が、所定値以上であることで、負荷ショート、所定値以下の場合に負荷オープンによるエラーを検出することが好適である。さらに、エラー検出の際のしきい値を上述と同様に電源電圧ＶＣＣに応じて変更することも好適である。
【００５４】
このようなエラー検出時において、ＦＧ信号の出力が禁止される。
【図面の簡単な説明】
【００５５】
【図１】圧電ポンプの構成を示す図である。
【図２】圧電ポンプのダイヤフラムの構成を示す図である。
【図３】高電圧出力ドライバーの出力部の構成を示す図である。
【図４】駆動信号の波形を示す図である。
【図５】出力アンプの構成を示す図である。
【図６】出力アンプの構成を示す図である。
【図７】電源ＶＤＡＣの出力のための構成を示す図である。
【図８】電源ＶＤＡＣの電源ＶＣＣに対する特性を示す図である。
【図９】電源ＶＤＡＣに応じた出力振幅の出力を得るＤ／Ａコンバータの構成を示す図である。
【図１０】ＦＧ信号発生のための回路を示す図である。
【図１１】駆動信号、出力電流、およびＦＧ信号の関係を示す図である。
【図１２】駆動信号をＦＧ信号の関係を示す図である。
【図１３】ＦＧ信号発生のための他の回路を示す図である。
【符号の説明】
【００５６】
１０  ポンプケーシング、１２  ダイヤフラム、１４  ポンプ室、１６  流入部、１８  流入口、２０  流出部、２２  流出口、２４，２６  逆止弁、３０  コンバータ、３２  カウンタ回路、ＡＰ１，ＡＰ２  出力アンプ、ＢＦ１，ＢＦ２，ＢＦ１１，ＢＦ１２，ＢＦ１３  バッファアンプ、Ｃ１，Ｃ２  コンデンサ、ＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３，ＣＰ４  コンパレータ（エラーアンプ）、Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ１２  ダイオード、Ｑ１〜Ｑ３，Ｑ１１〜Ｑ２５  トランジスタ、Ｒ１〜Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２  抵抗。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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