(57)【要約】【課題】ＩＣ化が容易で、伝送効率の向上が容易なバースト光受信器の提供。【解決手段】図１のバースト光受信器は、ＡＰＤ１、トランスインピーダンスアンプ２、識別器３及びランプ電圧出力ローパスフィルタ４を有してなる。ランプ電圧出力ローパスフィルタ４で生成するレファレンス電圧ＶＲ４は、ＣＩＤ時間という短時間にも、ガードタイムＴＧという長時間にも、時間に比例した減少するランプ電圧である。従って、ＶＲ４は、ＣＩＤ時間という短時間には安定し、ガードタイムＴＧという長い時間には急速に減少する。かくしてランプ電圧出力ーパスフィルタ４でレファレンス電圧ＶＲ４を生成する図１のバースト光受信器は、短時間にバーストを引き込むことができ、伝送効率の向上を図ることができる。【選択図】        図１
2010226627.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２の入力端にバースト信号及びレファレンス電圧をそれぞれ受け、前記バースト信号の電圧と前記レファレンス電圧との差に基づき前記バースト信号の論理値”１”と論理値”０”とを識別する識別器と、前記バースト信号を入力し、前記レファレンス電圧を出力するローパスフィルタとを有し、前記ローパスフィルタの次数が２次以上であることを特徴とするバースト信号識別器。
【請求項２】
前記ローパスフィルタのステップ応答がランプ電圧であることを特徴とする請求項１に記載のバースト信号識別器。
【請求項３】
前記ランプ電圧の収束電圧をＶとするとき、収束電圧Ｖの１２％に到達する時間Ｔ１２と収束電圧Ｖの９７％に到達する時間Ｔ９７の比率が、Ｔ９７／Ｔ１２＜１８を満たすことを特徴とする請求項１又は２に記載のバースト信号識別器。
【請求項４】
前記ローパスフィルタが抵抗素子と容量素子で実現されていることを特徴とする請求項１乃至３に記載のバースト信号識別器。
【請求項５】
前記ローパスフィルタがアクティブフィルタでなることを特徴とする請求項１乃至３に記載のバースト信号識別器。
【請求項６】
前記識別器は差動リミッタ増幅器でなることを特徴とする請求項１乃至５に記載のバースト信号識別器。
【請求項７】
前記差動リミッタ増幅器の後段にリミッタ増幅器を接続し、該差動リミッタ増幅器の出力と該リミッタ増幅器の入力とはＤＣ結合で接続されていることを特徴とする請求項６に記載のバースト信号識別器。
【請求項８】
前記差動リミッタ増幅器の後段にリミッタ増幅器を接続し、該差動リミッタ増幅器の出力と該リミッタ増幅器の入力とは、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数より低いカットオフ周波数を有するＡＣ結合で接続されていることを特徴とする請求項６に記載のバースト信号識別器。
【請求項９】
バースト光信号を電流信号に変換する光電気変換素子と、該電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプと、第１及び第２の入力端を有する識別器とを含んでなり、
前記第１の入力は前記トランスインピーダンスアンプの出力に直結され、前記第２の入力はローパスフィルタを介して前記トランスインピーダンスアンプの出力に接続され、前記ローパスフィルタの次数が２次以上であることを特徴とするバースト光受信器。
【請求項１０】
前記ローパスフィルタのステップ応答がランプ電圧であることを特徴とする請求項９に記載のバースト光受信器。
【請求項１１】
前記ランプ電圧の収束電圧をＶとするとき、収束電圧Ｖの１２％に到達する時間Ｔ１２と収束電圧Ｖの９７％に到達する時間Ｔ９７の比率が、Ｔ９７／Ｔ１２＜１８を満たすことを特徴とする請求項９又は１０に記載のバースト信号識別器。
【請求項１２】
前記ローパスフィルタが抵抗素子と容量素子で実現されていることを特徴とする請求項９乃至１１に記載のバースト光受信器。
【請求項１３】
前記ローパスフィルタがアクティブフィルタでなることを特徴とする請求項９乃至１１に記載のバースト光受信器。
【請求項１４】
前記識別器は差動リミッタ増幅器でなることを特徴とする請求項９乃至１２に記載のバースト光受信器。
【請求項１５】
前記差動リミッタ増幅器の後段にリミッタ増幅器を接続し、該差動リミッタ増幅器の出力と該リミッタ増幅器の入力とはＤＣ結合で接続されていることを特徴とする請求項９乃至１４に記載のバースト光受信器。
【請求項１６】
前記差動リミッタ増幅器の後段にリミッタ増幅器を接続し、該差動リミッタ増幅器の出力と該リミッタ増幅器の入力とは、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数より低いカットオフ周波数を有するＡＣ結合で接続されていることを特徴とする請求項９乃至１４に記載のバースト光受信器。
【請求項１７】
差動増幅器の第１及び第２の入力端にバースト信号及びレファレンス電圧をそれぞれ受け、前記バースト信号の電圧と前記レファレンス電圧との差に基づき前記バースト信号の論理値”１”と論理値”０”とを識別し、次数が２次以上であるローパスフィルタに前記バースト信号を入力し、該ローパスフィルタより前記レファレンス電圧を生成することを特徴とするバースト信号識別方法。
【請求項１８】
光電気変換素子によりバースト光信号を電流信号に変換し、トランスインピーダンスアンプにより該電流信号を電圧信号に変換し、第１及び第２の入力端を有する識別器の該第１の入力端に前記トランスインピーダンスアンプの出力を直接に受け、次数が２次以上であるローパスフィルタに前記トランスインピーダンスアンプの出力を入力することにより得られる電圧をレファレンス電圧として前記第２の入力端に供給することにより、前記識別器の出力端からバースト電気信号を出力することを特徴とするバースト光受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、バースト間のリセットが不要なバースト信号の識別に関し、特にＰＯＮ（Passive Optical Network、パッシブ光ネットワーク）システムのＯＬＴ（Optical Line Terminal、光伝送路終端装置）に用いて好適なバースト信号識別器、バースト光受信器、バースト信号識別方法およびバースト光受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＯＬＴは、局側装置であり、複数の加入者側にそれぞれ設けられているＯＮＵ（Optical Network Unit、光加入者線終端装置）に接続されている。ＯＬＴは、時分割多元接続（ＴＤＭＡ、Time Division Multiple Access）方式で各ＯＮＵとの通信を行うことにより、複数のＯＮＵと同時に通信をするので、ＯＮＵとの間で送受する信号はバースト信号となる。ＯＬＴと各ＯＮＵとを接続する光回線の線路長はＯＮＵ毎に相違する。そこで、ＯＬＴに設けられるバースト光受信器がＯＮＵから受信するバースト信号の信号レベルはバースト毎に大きく相違する。そこで、バースト光受信器には、大きなダイナミックレンジ（受信可能な信号の最小電力と最大電力の比）が求められ、例えば１５ｄＢ程度が必要となる。
【０００３】
この種のバースト光受信器としては、特許文献１（特開平４−３４２３２５）に「バースト光伝送用光受信器」が開示されている。このバースト光伝送用光受信器では、特許文献１の図１に示されているように、受光素子と、前置増幅器と、コンデンサ１６，１７と、ローパスフィルタと、リミッタアンプとで構成されており、以下のように作動する。受光素子からの信号を前置増幅器で増幅したのち、分岐回路で二つに分岐し、分岐回路出力の一方をコンデンサ１６を介してリミッタアンプの入力端Ａに入力する。分岐回路出力の他方は、コンデンサ１７を介してローパスフィルタに入力される。ローパスフィルタは、入力信号の直流成分を検出し、その直流成分をリミッタアンプの入力端Ｂへ識別点レベル信号として供給する。この特許文献１のバースト光伝送用光受信器は、前置増幅器とリミッタアンプとの結合用にコンデンサ１６を用い、また前置増幅器とローパスフィルタとの結合用にコンデンサ１７を用いている。コンデンサ１６，１７の容量は大きくならざるを得ないので、ＩＣ化は困難である。このように、特許文献１のバースト光伝送用光受信器には、ＩＣ化が難しいという問題点があった。
【０００４】
このＩＣ化が難しいという問題点を解決するために、例えば学術誌”IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.34, NO.1, JANUARY 1999”に、”A Wide-Dynamic-Range,High-Transimpedance Si Bipolar Preamplifier IC for 10-Gb/s Optical Fiber Links”なる題名の下に、Kenichi Ohhata, Toru Masuda, Kazuo Imai, Ryoji Takeyari, and Katsuyoshi Washioにより開示された非特許文献１の技術論文記載の光受信器がある。非特許文献１のFig.3およびFig. 4に開示されたレファレンス電圧生成器（Reference voltage generator）のコンデンサＣｉｎｔとＣｅｘｔの容量の和を小さくすれば、バースト光受信器として機能させることができる。
【０００５】
非特許文献１のFig.3には、トランスインピーダンスアンプ(Transimpedance amplifier)と、差動リミッタ増幅器(Limiting amplifier)と、レファレンス電圧生成器(Reference voltage generator)と、外付けコンデンサ(External capacitance)と、出力バッファ(Output buffer)とを備えるバースト光受信器がブロック回路図で示されている。そして、非特許文献１のFig.4には、そのFig.3にブロックで示された各回路を具体化したバースト光受信器の回路図が示されている。Fig. 4のバースト光受信器では、レファレンス電圧生成器は、トランスインピーダンスアンプの出力の整流により直流電圧を生成し、この直流電圧をレファレンス電圧としてリミッティング増幅器へ供給している。
【０００６】
非特許文献１のFig. 4のバースト光受信器におけるレファレンス電圧生成器は、外付けコンデンサＣｅｘｔを付属されて、ローパスフィルタを構成している。このローパスフィルタにおける時定数は、コンデンサＣｉｎｔ及びＣｅｘｔの容量の和（Ｃｉｎｔ＋Ｃｅｘｔ）に抵抗ＲＬＰを乗じたＲＬＰ（Ｃｉｎｔ＋Ｃｅｘｔ）に比例した値となるので、そのローパスフィルタの次数は１次のＲＣフィルタといえる。前に述べたとおり、非特許文献１の技術論文記載の光受信器は、レファレンス電圧生成器（Reference voltage generator）におけるコンデンサＣｉｎｔとＣｅｘｔの容量の和を小さくすれば、バースト光受信器として機能させることができ、バースト光受信器としてＩＣ化する際には、コンデンサＣｅｘｔが不要になる場合もある。
【０００７】
図９は、実質的に非特許文献１のFig.3と同じ内容のバースト光受信器を示す図である。但し、図９では、後述の本発明の実施形態との対応を容易にするために、非特許文献１のFig.3のバースト光受信器におけるトランスインピーダンスアンプを符号２で、差動リミッタ増幅器を符号６で、レファレンス電圧生成器及び外部コンデンサでなる回路要素を符号５の１次ＲＣフィルタでそれぞれ表すとともに、出力バッファを省略し、またバースト光信号１００を電流信号に変換する手段としてのＡＰＤ（アバランシェフォトダイオード）１を追加してある。
【０００８】
図９のバースト光受信器は、次のように作動する。ＡＰＤ１は、ＯＮＵから光ファイバ経由で送信されたバースト光信号１００を電流信号１１０に変換する。トランスインピーダンスアンプ２は、電流信号１１０を電圧信号に変換し、増幅し、電圧信号であるバースト信号２１０を出力する。バースト信号２１０は、差動リミッタ増幅器６の第１の入力端６１に入力されるとともに、１次ＲＣフィルタ５に供給される。１次ＲＣフィルタ５は、バースト信号２１０の整流により直流電圧を生成し、その直流電圧をレファレンス電圧ＶＲ５として差動リミッタ増幅器６の第２の入力端６２に供給する。レファレンス電圧ＶＲ５は、バースト信号２１０の平均電圧を表している。
【０００９】
差動リミッタ増幅器６は、バースト信号２１０とレファレンス電圧ＶＲ５との差の電圧を増幅し、非反転バースト信号６１１及び反転バースト信号６１２として、非反転出力端６３及び反転出力端６４からそれぞれ出力する。差動リミッタ増幅器６は、バースト信号２１０がダイナミックレンジ内の信号レベルであるとき、バースト信号２１０の大きさ（絶対値）がレファレンス電圧ＶＲ５の大きさ（絶対値）を越えたとき、バースト信号２１０を飽和させるだけのゲインを有することにより、いわゆるリミッティング動作をする。そこで、非反転バースト信号６１１及び反転バースト信号６１２は、論理値“１”又は“０”に対応するパルス波形となり、デジタル信号として処理できるようになる。
【００１０】
図２（Ａ）は、ＡＰＤ１に入力するバースト光信号１００を示すタイミング図である。ここでは、バースト光信号１００では、光バーストＡの後にガードタイムＴＧの間隔を置いて光バーストＢが続くが、光バーストＡのピークレベルＶＡ０と光バーストＢのピークレベルＶＢ０とは大きく異なる例が示してある。受信可能な最大パワーの光バーストと最小パワーの光バーストとのパワー比、即ちバースト光受信器のダイナミックレンジは、例えば１５ｄＢである。バースト光信号１００において、光バーストＢの後には、ガードタイムＴＧの間隔を置いて、次々に光バーストが続く。ガードタイムＴＧは、ＰＯＮシステムにより異なるが、例えば１００ｎｓである。
【００１１】
図２（Ｂ）［１］は、図２（Ａ）における時間Ｔ1（ガードタイムＴＧとガードタイムＴＧの前後の短い時間を合わせた時間）におけるバースト光信号１００を拡大して示すタイミング図である。図２（Ｂ）［２］は、その時間Ｔ1における差動リミッタ増幅器６の入力信号であるバースト信号２１０とレファレンス電圧ＶＲ５とを示す。図２（Ｂ）［２］では、バースト信号２１０におけるバーストＡ及びバーストＢが示してある。バーストＡ及びバーストＢは、図２（Ｂ）［１］における光バーストＡ及び光バーストＢにそれぞれ対応する。ここで、図２（Ｂ）［１］は、バースト光信号１００であり、図２Ｂ［２］は、バースト信号２１０である。バースト信号２１０は、トランスインピーダンスアンプ２により、バースト光信号１００と極性が反転している。バーストＡのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＡとバーストＢのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＢとの比は、光バーストＡのピークレベルＶＡ０と光バーストＢのピークレベルＶＢ０との比に同じである。ガードタイムＴＧにおいては、バースト信号２１０のレベルは継続してゼロレベルＶ０であるので、コンデンサＣ５は充電することなく放電し続ける。そこで、レファレンス電圧ＶＲ５は、図２（Ｂ）［２］に示すように、ガードタイムＴＧの間は、−ＶＡ／２からゼロレベルＶ０に向かって次第に上昇する。−ＶＡ／２は、ピーク電圧（大きさ、絶対値）がＶＡであるバーストＡの平均電圧である。図２（Ｂ）［４］は、差動リミッタ増幅器６の出力信号である反転バースト信号６１２を示している。
【００１２】
レファレンス電圧ＶＲ５は、１次ＲＣフィルタ５においてバースト信号２１０を整流することにより生成される直流電圧であるから、レファレンス電圧ＶＲ５はバースト信号２１０と同じ極性である。その極性において、バースト信号２１０の電圧の大きさ（絶対値）がレファレンス電圧ＶＲ５の大きさ（絶対値）を越えるとき、その越えた部分のバースト信号２１０が差動リミッタ増幅器６のリミッティング動作により一定の電圧になるまで増幅され、非反転バースト信号６１１及び反転バースト信号６１２が得られる。従って、レファレンス電圧ＶＲ５は、前述の特許文献１における識別点レベル信号に相当する。なお、図２（Ｂ）［２］に示すバースト信号２１０及びレファレンス電圧ＶＲ５は、いずれも負極性の信号である。このとき、差動リミッタ増幅器６は、バースト信号２１０の大きさ、すなわち絶対値が、レファレンス電圧ＶＲ５の大きさ、すなわち絶対値を越えたとき、非反転バースト信号６１１及び反転バースト信号６１２を出力する。そこで、以下、図２（Ｂ）［２］参照して、バースト信号２１０とレファレンス電圧ＶＲ５とを比較し、差動リミッタ増幅器６の作動を説明するに当り、両信号の極性は捨象し、単に両信号の大きさ、すなわち絶対値、を比較して説明する。
【００１３】
いま、図２（Ｂ）［２］に示すように、バーストＢの立ち上がり部分におけるレファレンス電圧ＶＲ５をＶＲ５Ｐとする。レファレンス電圧ＶＲ５の大きさがガードタイムＴＧの間にゼロレベルＶ０に向かって十分に下がらず、レファレンス電圧ＶＲ５Ｐの大きさがバーストＢのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＢの大きさより大きいと、図２（Ｂ）［４］に示すように、差動リミッタ増幅器６の出力には反転バースト信号６１２は現れず、非反転バースト信号６１１も同様である。従って、レファレンス電圧ＶＲ５Ｐの大きさがバーストＢのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＢの大きさより大きい間は、バーストＢのビットは消失する。更に時間が経過すると、レファレンス電圧ＶＲ５の大きさは、漸減する。レファレンス電圧ＶＲ５の大きさが、バーストＢのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＢの大きさ以下の一定値にまで低下した時に、バーストＢのビット検出が可能となる。
【００１４】
このように、ガードタイムＴＧが終了し、次のバーストが開始したとき、早期にバーストの各ビットを検知するには、レファレンス電圧ＶＲ５には、その大きさがガードタイムＴＧの間にできるだけ、急速に低下することが求められる。レファレンス電圧ＶＲ５の大きさをガードタイムＴＧの間に急速に低下させることは、１次ＲＣフィルタ５の時定数を小さくし、１次ＲＣフィルタ５のカットオフ周波数を高く設定することになる。１次ＲＣフィルタ５のカットオフ周波数を高く設定することにより、ガードタイムＴＧの間にレファレンス電圧ＶＲ５の大きさはバーストＢのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＢの大きさより十分に小さくに下げられるので、伝送効率を高めることが可能である。ところが、このように１次ＲＣフィルタ５のカットオフ周波数を高く設定すると、図９のバースト光受信器では、次に述べるように、バースト内におけるビットの検出にエラーが発生し易くなる。
【００１５】
図２（Ｃ）［１］は、図２（Ａ）における時間Ｔ2を拡大して示すタイミング図である。図２（Ｃ）［２］は、その時間Ｔ2における差動リミッタ増幅器６の入力信号であるバーストＢとレファレンス電圧ＶＲ５とを示す。図２（Ｃ）［４］は、差動リミッタ増幅器６の出力信号である反転バースト信号６１２を示している。ここで、図２（Ｃ）［１］は、バースト光信号１００であり、図２Ｃ［２］は、バースト信号２１０である。バースト信号２１０は、トランスインピーダンスアンプ２により、バースト光信号１００と極性が反転している。
【００１６】
図２（Ｃ）［１］において、Ｂｍは第ｍ番目のビットを表し、Ｂｍ＋６６は第ｍ＋６６番目のビットを表す。図２（Ｃ）［１］は、光バーストＢにおけるビットＢｍ＋１からビットＢｍ＋６５までの６５ビットが連続して低レベルで（論理値”０”）ある場合、すなわち、同一のバーストＢ内で６５ビットの同一符号連続（ＣＩＤ，Consecutive Identical Digit）があるケースを示している。
【００１７】
図２（Ｃ）［２］に示すバーストＢは、ＣＩＤ時間には、ゼロ電圧（論理値”０”相当）が６５ビット分の時間連続する。今、バースト光信号１００の速度が10.3125Gbpsであるとすると、６５ビット分の時間は６．３ｎｓである。このように長いＣＩＤがあると、バースト信号２１０の直流バランス（ＤＣバランス）が大きく変動するので、１次ＲＣフィルタ５のカットオフ周波数が高いと、このＣＩＤ時間内にレファレンス電圧ＶＲ５がやはり大きく変動するおそれがある。図２（Ｃ）［２］の例では、６．３ｎｓのＣＩＤ時間には平均電圧はバーストＢのゼロ電圧（論理値”０”相当）であるので、ＣＩＤ時間内にレファレンス電圧ＶＲ５はゼロ電圧（論理値”０”相当）に向かって上昇する。もし、ＣＩＤが終了するまでにレファレンス電圧ＶＲ５がバーストＢのゼロ電圧（論理値”０”相当）にまで上昇すると、ＣＩＤ時間内の低レベルビット（論理値”０”相当）電圧の大きさがレファレンス電圧ＶＲ５の大きさを越える（上回る）ことができず、論理値”１”と”０”を正しく識別できず、ビットエラーが発生する。ＣＩＤ時間内におけるレファレンス電圧ＶＲ５の大きさが、バーストＢのゼロ電圧（論理値”０”相当）の大きさには至らないが、ピーク電圧（論理値”１”相当）の半分をかなり超えて、ゼロ電圧（論理値”０”相当）に近づくと、やはり、論理値”１”と”０”を正しく識別できずビットエラーが発生し、伝送品質の低下を招く。
【００１８】
他方、図２（Ｃ）［１］において、光バーストＢにおけるビットＢｍ＋１からビットＢｍ＋６５までの６５ビットが連続して高（論理値”１”相当）レベルである場合もある。この場合、ＣＩＤにおけるバースト信号２１０のバーストＢは、ピーク電圧（論理値”１”相当）となり、ＣＩＤ時間内にレファレンス電圧ＶＲ５はそのピーク電圧（論理値”１”相当）に向かって減少する。もし、ＣＩＤ時間中におけるレファレンス電圧ＶＲ５がバーストＢのピーク電圧（論理値”１”相当）にまで下降していると、ＣＩＤ時間中のビットのピーク電圧（論理値”１”相当）がレファレンス電圧ＶＲ５以下とならず、論理値”１”と”０”を正しく識別できないため、やはりビットエラーが発生し、伝送品質の低下を招く。
【００１９】
バースト信号２１０のＤＣバランスは、ＣＩＤ時間において大きく崩れる。そのＤＣバランスが規定されているか否かは、ＰＯＮシステムで採用する符号形式による。ＤＣバランスは、８Ｂ１０Ｂという符号形式では規定されているが、スクランブルドＮＲＺや６４Ｂ６６Ｂ符号形式では規定されていない。そこで、バースト内のビットエラーを低減するには、レファレンス電圧ＶＲ５は、時間に関し、できるだけ変動しないことが求められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特開平４−３４２３２５
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.34, NO.1, JANUARY 1999,pp.18-24, ”A Wide-Dynamic-Range, High-Transimpedance Si Bipolar Preamplifier ICfor 10-Gb/s Optical Fiber Links”, Kenichi Ohhata, et al.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
上記特許文献１に記載のバースト光受信器はＩＣ化が困難であったのに対し、非特許文献１のFig.3，Fig. 4に示された光受信器では、レファレンス電圧生成器（Reference
voltage generator）におけるコンデンサＣｉｎｔとＣｅｘｔの容量の和を小さくすれば、バースト光受信器として機能させることができ、バースト光受信器としてＩＣ化する際には、Ｃｅｘｔをも不要にすることができる。ところが、図９及び図２を参照して先に説明したように、非特許文献１のFig.3，Fig.
4のバースト光受信器においては、レファレンス電圧ＶＲ５は、バースト内ではＤＣバランスが崩れても、時間の経過に対しできるだけ変化しないことが求められ、他方バースト間のガードタイムＴＧには急速に減少することが求められる。
【００２３】
そこで、１次ＲＣローパスフィルタ５のカットオフ周波数を低くして、時定数を大きくすれば、レファレンス電圧ＶＲ５は、時間に関して変化が遅く、バーストのＣＩＤの時間が長くて、バースト信号のＤＣバランスが崩れても、そのＣＩＤ時間においてほぼ一定値を維持できるが、ガードタイムＴＧ内に必要な程度の値に収束させることができなくなり、それだけ長いガードタイムＴＧが必要になる。
【００２４】
他方、１次ＲＣローパスフィルタ５のカットオフ周波数を高くして、時定数を小さくすれば、レファレンス電圧ＶＲ５は、時間に関する変化が早くなり、ガードタイムＴＧ内に必要な程度の値に収束させることが可能になるが、バーストのＣＩＤ時間が長いとき、そのＣＩＤ時間において急速に変動し、ビットエラーが発生し易くなり、伝送品質が低下する。
【００２５】
このように、図９のバースト光受信器には、１次ＲＣフィルタ５のカットオフ周波数に関して二律背反（トレードオフ）が生じ、伝送効率を向上することが困難であるという解決するべき課題があった。そこで、本発明は、ＩＣ化が容易で、しかも伝送効率の向上が容易なバースト光受信器並びに、バースト光受信器に適用できるバースト信号識別器、バースト信号識別方法およびバースト光受信方法の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
前述の課題を解決するために、本願発明は次の手段を提供する。
【００２７】
（１）第１及び第２の入力端にバースト信号及びレファレンス電圧をそれぞれ受け、前記バースト信号の電圧と前記レファレンス電圧との差に基づき前記バースト信号の論理値”１”と論理値”０”とを識別する識別器と、前記バースト信号を入力し、前記レファレンス電圧を出力するローパスフィルタとを有し、前記ローパスフィルタの次数が２次以上であるバースト信号識別器。
（２）バースト光信号を電流信号に変換する光電気変換素子と、該電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプと、第１及び第２の入力端を有する識別器とを含んでなり、
前記第１の入力は前記トランスインピーダンスアンプの出力に直結され、前記第２の入力はローパスフィルタを介して前記トランスインピーダンスアンプの出力に接続され、前記ローパスフィルタの次数が２次以上であるバースト光受信器。
（３）差動増幅器の第１及び第２の入力端にバースト信号及びレファレンス電圧をそれぞれ受け、前記バースト信号の電圧と前記レファレンス電圧との差に基づき前記バースト信号の論理値”１”と論理値”０”とを識別し、次数が２次以上であるローパスフィルタに前記バースト信号を入力し、該ローパスフィルタより前記レファレンス電圧を生成するバースト信号方法。
（４）光電気変換素子によりバースト光信号を電流信号に変換し、トランスインピーダンスアンプにより該電流信号を電圧信号に変換し、第１及び第２の入力端を有する識別器の該第１の入力端に前記トランスインピーダンスアンプの出力を直接に受け、次数が２次以上であるローパスフィルタに前記トランスインピーダンスアンプの出力を入力することにより得られる電圧をレファレンス電圧として前記第２の入力端に供給することにより、前記識別器の出力端からバースト電気信号を出力するバースト光受信方法。
【発明の効果】
【００２８】
上記本発明により、ＩＣ化が容易で、しかも伝送効率の向上が容易なバースト光受信器並びに、バースト光受信器に適用できるバースト信号識別器、バースト信号識別方法およびバースト光受信方法が提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の一実施形態によるバースト光受信器の構成を示すブロック回路図である。
【図２（Ａ）】ＡＰＤ１に入力するバースト光信号１００を示すタイミング図である。
【図２（Ｂ）】図２（Ａ）における時間Ｔ1における各部の信号を示すタイミング図である。
【図２（Ｃ）】図２（Ａ）における時間Ｔ2における各部の信号を示すタイミング図である。
【図３】図１の実施形態のバースト光受信器と図９のバースト光受信器とのバースト引込時間を比較して示す図である。
【図４】次数ｎが１から１０までのローパスフィルタについて、ステップ入力に対するローパスフィルタの応答特性を示す図である。
【図５】１次ＲＣローパスフィルタのステップ応答を示す図である。
【図６】図７の２次ＲＣローパスフィルタのステップ応答を示す図である。
【図７】図1のバースト光受信器におけるランプ電圧出力ローパスフィルタ４の一例を示す回路図である。
【図８】アクティブフィルタの一例を示す回路図である。
【図９】非特許文献１のFig.3と実質的に同じ内容のバースト光受信器を、図１の構成との対応が容易なように表現して示すブロック回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下に図面を参照して本発明を詳細に説明する。
【００３１】
図１は、本発明の第１実施形態であるバースト光受信器の構成を示すブロック回路図である。バースト光受信器は、ＡＰＤ（アバランシェフォトダイオード）１、トランスインピーダンスアンプ２、識別器３及びランプ電圧出力ローパスフィルタ４を有してなる。識別器３及びランプ電圧出力ローパスフィルタ４は前述のバースト信号識別器を構成している。この実施形態のバースト光受信器はＰＯＮシステムにおけるＯＬＴに適用される。ランプ電圧出力ローパスフィルタ４は、厳密にステップ入力に対してランプ電圧を出力するものでなくてもよく、収束電圧Ｖの１２％に到達する時間Ｔ１２と収束電圧Ｖの９７％に到達する時間Ｔ９７の比率が、Ｔ９７／Ｔ１２＜１８を満たすものであればよい。数値の根拠については後述する。
【００３２】
図１のバースト光受信器は、次のように作動する。ＡＰＤ１は、ＯＮＵから光ファイバ経由で送信されたバースト光信号１００を電流信号１１０に変換する。トランスインピーダンスアンプ２は、電流信号１１０を電圧信号に変換し、増幅し、電圧信号であるバースト信号２１０を出力する。バースト信号２１０は、識別器３の第１の入力端３１に入力されるとともに、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４に供給される。識別器３は、差動リミッタ増幅器でなり、第１の入力端ａ、第２の入力端ｂ、非反転出力端ｃ及び反転出力端ｄを有している。非反転出力端ｃ及び反転出力端ｄは、非反転出力端子３１及び反転出力端子３２をそれぞれ経て後段回路に接続される。ランプ電圧出力ローパスフィルタ４は、バースト信号２１０の整流により直流電圧を生成し、その直流電圧をレファレンス電圧ＶＲ４として識別器３の第２の入力端ｂに供給する。レファレンス電圧ＶＲ４は、バースト信号２１０の平均電圧を表している。
【００３３】
図１のバースト光受信器は、レファレンス電圧ＶＲ４を生成するローパスフィルタとして、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４を採用している。ランプ電圧出力ローパスフィルタ４は、ステップ入力に対し、ランプ電圧を出力するフィルタである。ランプ電圧出力ローパスフィルタ４にバースト信号２１０を入力すると、そのバースト信号２１０におけるビット毎のパルスがステップ入力となる。ランプ電圧出力ローパスフィルタ４の出力電圧であるレファレンス電圧ＶＲ４は、パルスの継続時間に比例して、パルスのピーク電圧（論理値”１”相当）に向けて変化し、パルスが欠けている期間には、その時間に比例して、ゼロ電圧（論理値”０”相当）に向けて変化する。
【００３４】
識別器３は、バースト信号２１０とレファレンス電圧ＶＲ４との差の電圧を増幅し、非反転バースト信号３１１及び反転バースト信号３１２として、非反転出力端ｃ及び反転出力端ｄからそれぞれ出力する。識別器３は、バースト信号２１０がダイナミックレンジ内の信号レベルであるとき、バースト信号２１０の大きさ（絶対値）がレファレンス電圧ＶＲ４の大きさ（絶対値）を越えたとき、バースト信号２１０を飽和させるだけのゲインを有することにより、いわゆるリミッティング動作をする。そこで、非反転バースト信号３１１及び反転バースト信号３１２は、論理値“１”又は“０”に対応するパルス波形となり、デジタル信号として処理できるようになる。尤も、識別器３がリミッティング動作をすることは、バースト光受信器の必須の要件ではない。識別器３がリミッティング動作をする程に識別器３のゲインが高くないか、或いはバースト信号２１０のレベルが小さく、リミッティング電圧まで増幅されないときは、識別器３の後段にリミッタ増幅器を設け、識別器３及びそのリミッタ増幅器でなる増幅回路によりリミッティング動作をさせることにより、デジタル信号を得ることができる。識別器３と後段のリミッタ増幅器とはＤＣ結合またはＡＣ結合により接続することができる。ＡＣ結合のときは、そのＡＣ結合のカットオフ周波数は、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４のカットオフ周波数より低くすることが好ましい。
【００３５】
図２（Ａ）は、ＡＰＤ１に入力するバースト光信号１００を示すタイミング図である。ここでは、バースト光信号１００では、光バーストＡの後にガードタイムＴＧの間隔を置いて光バーストＢが続くが、光バーストＡのピークレベルＶＡ０と光バーストＢのピークレベルＶＢ０とは大きく異なる例が示してある。受信可能な最大パワーの光バーストと最小パワーの光バーストとのパワー比、即ちバースト光受信器のダイナミックレンジは、例えば１５ｄＢである。バースト光信号１００において、光バーストＢの後には、ガードタイムＴＧの間隔を置いて、次々に光バーストが続く。ガードタイムＴＧは、ＰＯＮシステムにより異なるが、例えば１００ｎｓである。
【００３６】
図２（Ｂ）［１］は、図２（Ａ）における時間Ｔ1（ガードタイムＴＧとガードタイムＴＧの前後の短い時間を合わせた時間）におけるバースト信号１００を拡大して示すタイミング図である。図２（Ｂ）［２］は、その時間Ｔ1における識別器３の入力信号であるバースト信号２１０とレファレンス電圧ＶＲ４とを示す。図２（Ｂ）［２］では、バースト信号２１０におけるバーストＡ及びバーストＢが示してある。バーストＡ及びバーストＢは、図２（Ｂ）［１］における光バーストＡ及び光バーストＢにそれぞれ対応する。ここで、図２（Ｂ）［１］は、バースト光信号１００であり、図２Ｂ［２］は、バースト信号２１０である。バースト信号２１０は、２トランスインピーダンスアンプにより、バースト光信号１００と極性が反転している。バーストＡのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＡとバーストＢのピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＢとの比は、光バーストＡのピークレベルＶＡ０と光バーストＢのピークレベルＶＢ０との比に同じである。ガードタイムＴＧにおいては、バースト信号２１０のレベルは継続してゼロレベルＶ０（論理値”０”相当）であるので、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４の出力のレファレンス電圧ＶＲ４は、図２（Ｂ）［２］に示すように、ガードタイムＴＧの間、時間に比例して−ＶＡ／２からゼロレベルＶ０（論理値”０”相当）に向けて上昇する。−ＶＡ／２は、ピーク電圧（大きさ、絶対値）がＶＡであるバーストＡの平均電圧である。図２（Ｂ）［３］は、識別器３の出力信号である反転バースト信号３１２を示している。
【００３７】
レファレンス電圧ＶＲ４は、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４においてバースト信号２１０の平均電圧に向けて変動する直流電圧であるから、レファレンス電圧ＶＲ４はバースト信号２１０と同じ極性である。バースト信号２１０の平均電圧が前述の収束電圧Ｖである。その極性において、バースト信号２１０の電圧の大きさ（絶対値）がレファレンス電圧ＶＲ４の大きさ（絶対値）を越えるとき、その越えた部分のバースト信号２１０が識別器３のリミッティング動作により一定の電圧になるまで増幅され、非反転バースト信号３１１及び反転バースト信号３１２が得られる。従って、レファレンス電圧ＶＲ４は、前述の特許文献１における識別点レベル信号に相当する。なお、図２（Ｂ）［２］に示すバースト信号２１０及びレファレンス電圧ＶＲ４は、いずれも負極性の信号である。このとき、差動リミッタ増幅器でなる識別器３は、バースト信号２１０の大きさ、すなわち絶対値が、レファレンス電圧ＶＲ４の大きさ、すなわち絶対値を越えたとき、非反転バースト信号３１１及び反転バースト信号３１２を出力する。そこで、以下、図２（Ｂ）［２］参照して、バースト信号２１０とレファレンス電圧ＶＲ４とを比較し、識別器３の作動を説明するに当り、両信号の極性は捨象し、単に両信号の大きさ、すなわち絶対値、を比較して主に説明する（先に、図９のバースト光受信器における差動リミッタ増幅器６の作動を説明した際に述べたところと同様である）。
【００３８】
図２（Ｂ）［２］に示すように、レファレンス電圧ＶＲ４は、ピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＡのバーストＡが終了する時点には、ピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＡの平均電圧であるピーク電圧ＶＡ／２近傍の値である。バーストＢの立ち上がり時（ガードタイムＴＧの終了時）におけるレファレンス電圧ＶＲ４がＶＲ４Ｐであるとする。ガードタイムＴＧの期間は、レファレンス電圧ＶＲ４は−ＶＡ／２近傍の値から時間に比例してゼロレベルＶ０に向かって上昇する（レファレンス電圧ＶＲ４の大きさは、ＶＡ／２近傍の値から時間に比例して減少する）ので、レファレンス電圧ＶＲ４をガードタイムＴＧの間に十分に上昇させ、レファレンス電圧ＶＲ４Ｐを、バーストＢの平均電圧、即ちピーク電圧ＶＢの半分ＶＢ／２程度の値にすることが可能である。すると、バーストＢ大きさがレファレンス電圧ＶＲ４Ｐの大きさを越えるので、識別器３はレファレンス電圧ＶＲ４Ｐを越えるレベルのバーストＢを検出できる。このとき、非反転バースト信号３１１及び反転バースト信号３１２は、論理値“１”又は“０”に対応する高レベル又は低レベルのデジタル信号となる。図２（Ｂ）［３］は、その反転バースト信号３１２を示している。このように、反転バースト信号３１２におけるバーストＢを識別するに必要なガードタイムＴＧを短くすることができ、ＰＯＮシステムの伝送効率を向上できる。  
【００３９】
図２（Ｃ）［１］は、図２（Ａ）における時間Ｔ2を拡大して示すタイミング図である。図２（Ｃ）［２］は、その時間Ｔ2における識別器３の入力信号であるバーストＢとレファレンス電圧ＶＲ４とを示す。図２（Ｃ）［３］は、識別器３の出力信号である反転バースト信号３１２を示している。ここで、図２（Ｃ）［１］は、バースト光信号１００であり、図２Ｃ［２］は、バースト信号２１０である。バースト信号２１０は、２トランスインピーダンスアンプにより、バースト光信号１００と極性が反転している。
【００４０】
図２（Ｃ）［１］において、Ｂｍは第ｍ番目のビットを表し、Ｂｍ＋６６は第ｍ＋６６番目のビットを表す。図２（Ｃ）［１］は、光バーストＢにおけるビットＢｍ＋１からビットＢｍ＋６５までの６５ビットが連続して低レベルである場合、すなわち、同一のバーストＢ内で６５ビットの同一符号連続（ＣＩＤ，Consecutive Identical Digit）があるケースを示している。
【００４１】
図２（Ｃ）［２］に示すバーストＢは、ＣＩＤ時間には、ゼロ電圧（論理値”０”相当）が６５ビット分の時間連続する。今、バースト光信号１００の速度が10.3125Gbpsであるとすると、６５ビット分の時間は６．３ｎｓである。このように長いＣＩＤがあると、バースト信号２１０の直流バランス（ＤＣバランス）が大きく変動する。このとき、図１の実施形態では、このＣＩＤ時間内にレファレンス電圧ＶＲ４はＣＩＤ時間に時間の経過に比例して変動する。図２（Ｃ）［２］の例では、６．３ｎｓのＣＩＤ時間には平均電圧はバーストＢのゼロ電圧（論理値”０”相当）であるので、ＣＩＤ時間内にレファレンス電圧ＶＲ４はそのゼロ電圧（論理値”０”相当）に向かって上昇する。もし、ＣＩＤが終了するまでにレファレンス電圧ＶＲ４がバーストＢのゼロ電圧（論理値”０”相当）にまで上昇すると、ＣＩＤ時間内の低レベルビット（論理値”０”相当）の電圧がレファレンス電圧ＶＲ４を越える（上回る）ことができず、論理値”１”と”０”を正しく識別できないことになる。しかし、図１の実施形態では、時間に比例して変動するレファレンス電圧ＶＲ４の比例係数を予定した最長のＣＩＤ時間内において、殆ど変動しない程度に設計できる。しかもこのようにＣＩＤ時間においてレファレンス電圧ＶＲ４がさして変動しないように設計したランプ電圧出力ローパスフィルタ４において、前述のガードタイムＴＧの期間にも、レファレンス電圧ＶＲ４をガードタイムＴＧの間に十分に変化させ、レファレンス電圧ＶＲ４Ｐの大きさを、バーストＢの平均電圧の大きさ、即ちピーク電圧（論理値”１”相当）ＶＢの半分ＶＢ／２程度の値にすることが可能である。
【００４２】
図３は、１次ＲＣローパスフィルタ５でレファレンス電圧ＶＲ５を生成する図９のバースト光受信器と、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４がレファレンス電圧ＶＲ４として理想的なランプ電圧を生成する場合における図１のバースト光受信器とについて、バースト引込時間を比較して示す図である。ここで、引き込み時間とはバースト間においてレファレンス電圧がＶＡ０／２からＶＢ０／２まで変化する時間を示す。バースト光信号１００（入力信号）は、動作速度:10.3125Gbps、CID:65bit、ｔCID（ＣＩＤ時間）:6.30ns、ダイナミックレンジ:15dBである。許容バーストペナルティは、理想的な入力信号に対し同じビットエラーレートを得るのに要する入力パワーの差分に相当し、入力信号の品質を表している。図３において、実際に製品に適用する場合に必要な許容バーストペナルティ0.5dBを得るには、図９の１次ＲＣフィルタによりレファレンス電圧ＶＲを生成する場合、時定数を54.7nsすることが好ましく、このときの引込時間は348.5nsである。また、同じ許容バーストペナルティ0.5dBを得るには、図１のランプ電圧出力ローパスフィルタ４が、レファレンス電圧ＶＲとして理想的なランプ電圧を生成する場合、ランプ電圧の変化率dv/dtは0.0173(1/ns)が好ましく、このときの引込時間は57.9nsである。
【００４３】
図３の表に示されているように、許容バーストペナルティを1.5dBとしたとき、引込時間は１次ＲＣフィルタによりレファレンス電圧ＶＲを生成する図９のバースト光受信器に比べ、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４がレファレンス電圧ＶＲとして理想的なランプ電圧を生成する場合、図１の発明の実施形態のバースト光受信器では、引込時間は約５分の１に短縮されている。他の許容バーストペナルティについても同様であり、図１の発明の実施形態のバースト光受信器の引込時間は、図９のバースト光受信器の引込時間に比べ、５分の１から７分の１程度に短縮され、改善効果として、約４．５倍から７倍の効果を得ている。ここで改善効果は、（図９のバースト光受信器における引込時間）／（本発明の第１実施形態（図１）における引込時間）である。このように、図１の実施の形態のバースト光受信器では、引込時間が短縮され、伝送効率の向上が実現できる。
【００４４】
図４は、次数ｎが１から１０までのベッセル型ローパスフィルタについて、ステップ入力に対するベッセル型ローパスフィルタの応答特性を示す図である。本図において、横軸は時間ｔを、縦軸は出力電圧の相対値をそれぞれ表す。本図の特性線は、図２（Ｂ）［２］に示したガードタイムＴＧの間におけるレファレンス電圧ＶＲ４及びＶＲ５に相当する。図４の応答特性図に表されているように、ベッセル型ローパスフィルタの次数ｎが１のとき、ステップ入力に対するベッセル型ローパスフィルタの応答は、他の次数のベッセル型ローパスフィルタに比べて、急速にゼロに向けて立ち上がるが、応答の傾斜は次第に小さくなり、遂にはゼロに至る前に、ほぼ０．０１程度の値で横ばいとなり、殆ど変動しなくなる。これに対し、次数ｎが２以上のとき、ステップ入力に対するベッセル型ローパスフィルタの応答は、１次のベッセル型ローパスフィルタに比べて、遥かに緩やかな傾斜で立ち上がり、その後暫くの期間にわたってほぼ時間に比例してゼロに向かって増大し、次第に傾斜を緩くしながらも、一定時間後には実質的にゼロに到達する。
【００４５】
図４の応答特性は、次のことを示している。１次のベッセル型ローパスフィルタの出力は、エクスポーネンシャルに変動し、ゼロにかなり近づいたとき、長時間に亘ってほぼ一定値を保持し、実質的にゼロ至るには大変に長い時間を要する。一方、次数ｎが２以上のベッセル型ローパスフィルタの出力は、ほぼ時間に比例して変動するランプ電圧であり、短時間に実質的にゼロになる。図１の本実施形態では、レファレンス電圧ＶＲ４を生成する手段であるベッセル型ローパスフィルタはランプ電圧出力ローパスフィルタ４を用いて構成してあるので、レファレンス電圧ＶＲ４はランプ電圧によりに近い応答特性となる。
【００４６】
図１及び図９のバースト光受信器におけるレファレンス電圧ＶＲ４及びＶＲ５については、図２（Ｂ）［２］及び図２（Ｃ）［２］を参照して説明したが、図４に示したベッセル型ローパスフィルタの応答特性はレファレンス電圧ＶＲ４とＶＲ５との相違によく対応している。図２（Ｂ）［２］におけるガードタイムＴＧは例えば１００ｎｓであり、図２（Ｃ）［２］の６．３ｎｓのＣＩＤ時間に比べて相当に長い。レファレンス電圧ＶＲは、ＣＩＤ時間という短時間には安定し、ガードタイムＴＧという長い時間には急速に変化することが望ましいことは、先に述べた。
【００４７】
１次ＲＣローパスフィルタ５で生成するＶＲ５は、図４におけるｎ＝１の応答特性を示すから、ＣＩＤ時間という短時間には急速に減少し、ガードタイムＴＧという長時間には緩慢に減少し、長時間に亘ってゼロに至らない。これに対し、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４で生成するＶＲ４は、図４におけるｎ＝２又はｎ＞２の応答特性を示すから、ＣＩＤ時間という短時間にも、ガードタイムＴＧという長時間にも、時間に比例して減少する。従って、ＶＲ４はＶＲ５に比べ、ＣＩＤ時間という短時間には安定し、ガードタイムＴＧという長い時間には急速に減少する。かくして、レファレンス電圧ＶＲを生成する手段であるローパスフィルタとしてランプ電圧出力ローパスフィルタ４を用いる図１の実施形態のバースト光受信器は、１次ＲＣローパスフィルタ５でレファレンス電圧ＶＲを生成する図９のバースト光受信器に比べ、短いガードタイムＴＧでバーストを引き込むことができるので、伝送効率が向上する。
【００４８】
図１のランプ電圧出力ローパスフィルタ４は、厳密にステップ入力に対してランプ電圧を出力するものでなくてもよく、収束電圧Ｖの１２％に到達する時間Ｔ１２と収束電圧Ｖの９７％に到達する時間Ｔ９７の比率が、Ｔ９７／Ｔ１２＜１８を満たすものであればよい。ここで、収束電圧Ｖの１２％は、図３における許容バーストペナルティ０．５ｄＢに相当する値である。
１０＾（０．５／１０）＝１１２％
１１２％−１００％＝１２％
となる。一方収束電圧Ｖの９７％は、ダイナミックレンジすなわち図２（Ｂ）におけるＶＡ０とＶＢ０の比率に相当する値である。必要とされるダイナミックレンジが１５ｄＢの場合、
１０＾（１５／１０）＝３１．６倍
１００％−（１／３１．６）＝９７％
となる。
【００４９】
図７は、図１のバースト光受信器におけるランプ電圧出力ローパスフィルタ４の一具体回路を示す回路図である。図７のランプ電圧出力ローパスフィルタは、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１でなる第１の１次ＲＣローパスフィルタに、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２でなる第２の１次ＲＣローパスフィルタを縦続に接続してなる２次ＲＣローパスフィルタである。図６は、図７の２次ＲＣローパスフィルタのステップ応答を示す。また、比較のため、図５に、１次ＲＣローパスフィルタのステップ応答を示す。図５、図６ともｔ＝１にて応答（縦軸）0.1となるように設定している。図６のように、２次ＲＣローパスフィルタでは、Ｔ９７／Ｔ１２＝１６となるが、図５のように、１次ＲＣローパスフィルタでは、Ｔ９７／Ｔ１２＝２７となり、２次ＲＣローパスフィルタは、１次ＲＣローパスフィルタに対して、２７／１６＝１．６９倍の改善効果となる。一般に、２次ＲＣローパスフィルタでは、Ｔ９７／Ｔ１２を１６以下にすることは困難であり、従って改善効果１．５倍を得るためのＴ９７／Ｔ１２値として、Ｔ９７／Ｔ１２＝１８とするのが好適である。
【００５０】
図１の実施の形態のバースト光受信器は、特許文献１のバースト光受信器で必要であった結合コンデンサを要しないから、ＩＣ化が容易である。
【００５１】
以上には、本発明をバースト光受信器として実施する場合を例に上げ詳しく説明した。しかし、本発明は、バースト光受信器のみならず、バースト信号識別器、バースト信号識別方法およびバースト光受信方法としても実現できることは上述のバースト光受信器の実施形態の説明から明らかである。
【００５２】
また、以上には、実施形態を挙げ、本発明を具体的に詳しく説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではない。例えば、図１のランプ電圧出力ローパスフィルタ４は、厳密にステップ入力に対してランプ電圧応答を示すものでなくてもよく、収束電圧Ｖの１２％に到達する時間Ｔ１２と収束電圧Ｖの９７％に到達する時間Ｔ９７の比率が、Ｔ９７／Ｔ１２＜１８を満たすものであればよい。また、例えば、ランプ電圧出力ローパスフィルタ４は図７のような、２次のＲＣローパスフィルタでもよいし、アクティブフィルタでも実現できる。アクティブフィルタの一例を図８に示す。また、本発明における識別器を構成する差動リミッタ増幅器は、必ずしもリミッティング動作をしなくても、差し支えなく、差動リミッタ増幅器の利得が小さい、又はバースト信号２１０のレベルが小さくて、差動リミッタ増幅器では飽和電圧まで増幅できないときは、後段に別のリミッタ増幅器を設けることにより、デジタル信号として扱えるバースト信号を得ることが可能であることは、前述のとおりである。
【符号の説明】
【００５３】
１      ＡＰＤ（アバランシェフォトダイオード）
２      トランスインピーダンスアンプ
３      識別器
４      ランプ電圧出力ローパスフィルタ
５      １次ＲＣローパスフィルタ
ａ      第１の入力端
ｂ      第２の入力端
ｃ      非反転出力端
ｄ      反転出力端
３１    非反転出力端子
３２    反転出力端子
６      差動リミッタ増幅器
６１    第１の入力端
６２    第２の入力端
６３    非反転出力端子
６４    反転出力端子
１００  バースト光信号
１１０  電流信号
２１０  バースト信号
３１１  非反転バースト信号
３１２  反転バースト信号
ＴＧ    ガードタイム
Ｖ０    ゼロレベル
ＶＲ４，ＶＲ５    レファレンス電圧
【図１】
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【図２（Ａ）】
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【図２（Ｂ）】
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【図２（Ｃ）】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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