(57)【要約】【課題】交流電源に接続される誘導性負荷の電圧を簡便な方法で調整する交流電圧制御装置を提供する。【解決手段】交流電源と誘導性負荷の間に、コンデンサと交流スイッチ回路を並列接続した磁気エネルギー回生スイッチを接続し、交流電源の１周期中に２度あるコンデンサの電圧の略ゼロのタイミングで交流スイッチ回路をオンした後、コンデンサの充電・放電にかかる時間以上で、かつ、交流電源の半周期以内の予め設定した所定時間経過後（数ミリ秒）にオフにして、コンデンサに流れる電流を、予め設定した所定時間だけ交流スイッチ回路に迂回させる。所定時間の増減により、コンデンサのリアクタンス電圧を可変することで負荷電圧を調整する。【選択図】図１
2010104185.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷との間に挿入され、負荷電圧を増減させる制御を行う、可変リアクタンス電圧発生機能を備えた交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
２個の逆導通型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）の第一のＦＥＴのソースと第二のＦＥＴのソースを接続した逆直列接続にて構成される交流スイッチ回路と、前記交流スイッチ回路と並列に接続され、前記交流スイッチ回路の電流遮断時の磁気エネルギーを蓄積するコンデンサとから成る可変リアクタンス電圧発生回路と、
前記第一および第二のＦＥＴの各ゲートに制御信号を与えて、前記交流スイッチ回路のオン／オフ制御を行う制御手段と、
前記コンデンサ電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、前記制御手段に対して前記交流スイッチ回路のオン信号を送るコンデンサ電圧ゼロ検出回路と
を備えるとともに、
前記制御手段は、前記オン信号の受信タイミングで前記交流スイッチ回路の２個のＦＥＴを同時にオンした後、予め設定した所定時間経過後に前記２個のＦＥＴを同時にオフすることにより電流遮断時の磁気エネルギーを前記コンデンサに回生させてリアクタンス電圧を発生させるものであり、前記所定時間の増減によって前記リアクタンス電圧を可変させ、前記負荷電圧の増減を調節することを特徴とする交流電圧制御装置。
【請求項２】
前記交流スイッチ回路を、
ダイオード・ブリッジと、該ダイオード・ブリッジの直流端子間に接続した１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧型の半導体スイッチとから成る交流スイッチ回路で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の交流電圧制御装置。
【請求項３】
前記２個のＦＥＴにて構成される前記交流スイッチ回路を、１個のトライアック、または逆並列接続の２個のサイリスタから成る交流スイッチ回路で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の交流電圧制御装置。
【請求項４】
前記可変リアクタンス電圧発生回路において、抵抗とコイルを並列接続して構成したサージ吸収回路を前記コンデンサに直列に挿入したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の交流電圧制御装置。
【請求項５】
前記負荷が蛍光灯、水銀灯またはナトリウム灯などの誘導性負荷を持つ放電灯であり、請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置によって前記放電灯の明るさを制御することを特徴とする照明制御システム。
【請求項６】
前記負荷が誘導性負荷を持つ電動機であり、請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置によって前記電動機の回転を制御することを特徴とする電動機制御システム。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置を三相交流等の多相交流電源の各相に接続した、不平衡電圧を解消する多相交流電源安定化システム。
【請求項８】
請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置を三相交流の各相に接続し、スター・デルタ変換によって電流三次高調波を消滅させることを特徴とする高調波発生防止システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と負荷との間に接続される磁気エネルギー回生スイッチによる負荷電圧、電流を制御する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）を交流電源と負荷の間に挿入して、電流位相を進ませることで負荷電圧を制御できることは既に開示されている（例えば、特許文献１参照）。
前記のＭＥＲＳは４個の逆導通型半導体スイッチで構成されており、４個のゲート制御信号発生が必要である。（以下、この態様のＭＥＲＳをフルブリッジ型ＭＥＲＳという。）
これに対して、フルブリッジ型ＭＥＲＳの機能が一部制限されるが、逆導通型半導体スイッチを２個で構成可能な横ハーフ型の簡易ＭＥＲＳ回路（以下、横ハーフ型ＭＥＲＳという。）があることは、既に公知となっている（例えば、特許文献２参照）。
横ハーフ型ＭＥＲＳは、磁気エネルギーを蓄積するコンデンサに、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路を並列接続したものである。これは、すべての逆導通型半導体スイッチのゲートをオフにしても、コンデンサに電流が流れてしまい、完全に負荷電流を遮断できない欠点があるが、部品数がすくない利点があり、電圧制御、力率制御応用のＭＥＲＳとしては問題ない。逆導通型半導体スイッチとしてパワーＭＯＳＦＥＴを使用した横ハーフ型ＭＥＲＳは、２個の逆導通型半導体スイッチの逆直列に接続する向きを、パワーＭＯＳＦＥＴのソース端子同士を接続すれば、共通のゲート電源で、この２個のパワーＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動できるので、回路は容易である。しかしながら、ゲート制御信号の位相制御が必要となっていた。
【特許文献１】特開２００４−２６０９９１号公報
【特許文献２】特開２００７−０５８６７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子数が２個で、かつ、半導体スイッチ素子のゲート制御方法が簡易なものであれば、交流電圧制御装置として普及しているサイリスタやトライアックなどを用いた交流スイッチと同様に、横ハーフ型ＭＥＲＳは広く使われる交流スイッチとなり得る。特徴は、これまでのＡＣトライアック装置に対して、進み電流にすることで交流電圧を調整する、いわば、トライアックに対する双対回路となる交流スイッチが実現できる。
【０００４】
従来の４個の逆導通型半導体スイッチを用いたフルブリッジ型ＭＥＲＳの電流遮断機能を制限した横ハーフ型ＭＥＲＳのさらなる簡易版を用いて、その磁気エネルギーを回生する機能、電流位相の進み制御機能、可変キャパシタ機能などを利用できるようにすることで、磁気エネルギー回生スイッチ全体のさらなる利用範囲を広げようとするものである。
【０００５】
そこで、本発明は、フルブリッジ型ＭＥＲＳの４個の逆導通型半導体スイッチの素子数を２個に減らすとともに、より簡易なゲート制御方法の採用により、逆導通型半導体スイッチのみならず、他の自己消弧型の半導体素子の利用をも可能とした新たな態様の磁気エネルギー回生スイッチによる交流電圧制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、交流電源と負荷との間に挿入され、負荷電圧を増減させる制御を行う、可変リアクタンス電圧発生機能を備えた交流電圧制御装置であって、本発明の上記目的は、２個の逆導通型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）の第一のＦＥＴのソースと第二のＦＥＴのソースを接続した逆直列接続にて構成される交流スイッチ回路と、交流スイッチ回路と並列に接続され、交流スイッチ回路の電流遮断時の磁気エネルギーを蓄積するコンデンサとから成る可変リアクタンス電圧発生回路と、第一および第二のＦＥＴの各ゲートに制御信号を与えて、交流スイッチ回路のオン／オフ制御を行う制御手段と、コンデンサ電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、制御手段に対して交流スイッチ回路のオン信号を送るコンデンサ電圧ゼロ検出回路と、を備えるとともに、
制御手段は、オン信号の受信タイミングで交流スイッチ回路の２個のＦＥＴを同時にオンした後、予め設定した所定時間経過後に２個のＦＥＴを同時にオフすることにより電流遮断時の磁気エネルギーをコンデンサに回生させてリアクタンス電圧を発生させるものであり、所定時間の増減によってリアクタンス電圧を可変させ、負荷電圧の増減を調節することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
【０００７】
また、本発明の上記目的は、交流スイッチ回路を、ダイオード・ブリッジと、該ダイオード・ブリッジの直流端子間に接続した１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧型の半導体スイッチとから成る交流スイッチ回路で置き換えること、或いは、１個のトライアック、または逆並列接続の２個のサイリスタから成る交流スイッチ回路で置き換えることによっても達成される。
【０００８】
さらに、本発明の上記目的は、可変リアクタンス電圧発生回路において、抵抗とコイルを並列接続して構成したサージ吸収回路をコンデンサに直列に挿入することによって効果的に達成される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係る交流電圧制御装置によれば、交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチの素子数を減らすことができるとともに、交流電源の電圧の位相を検出し、それに同期してスイッチングを行う必要がなくなるので、回路を簡略化できる。また、１つのゲート制御回路（後述）で、２個のＦＥＴを同時にオン／オフするのでゲートパルス発生回路（後述）も簡略化できる。また、交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチの素子として、トライアックやサイリスタ等を利用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明に係る最良の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１１】
本発明は、交流電源と負荷の間に、コンデンサと交流スイッチ回路を並列接続した磁気エネルギー回生スイッチを接続し、電流の１サイクル中に２度あるコンデンサ電圧がゼロのタイミングで交流スイッチ回路を数ｍＳオンして、コンデンサ電流を交流スイッチ回路にバイパスして、リアクタンス電圧を減少させることで負荷電圧を調整するものである。従って、従来のフルブリッジ型ＭＥＲＳおよび従来の横ハーフ型ＭＥＲＳのように、電源電圧に同期したパルスで逆導通型半導体スイッチのゲートをオン／オフを制御する必要がない。
【００１２】
図２（Ａ）は、典型的な横ハーフ型ＭＥＲＳのシミュレーション回路を示している。
図２（Ｂ）は、図２（Ａ）のシミュレーション回路においてゲート制御信号の位相を１００度進めた場合のシミュレーション結果を示している。図２（Ｂ）のより詳しくは、電源電流負荷電流、ゲート制御信号、コンデンサ電圧、電源電圧および負荷電圧を示している。図２（Ｂ）を見ると、コンデンサ電圧がゼロになった時点から逆導通型半導体スイッチに電流が流れはじめており、コンデンサが短絡され、所定時間経過後に逆導通型半導体スイッチがオフされることで、回生電流によりコンデンサにリアクタンス電圧が発生し、負荷電圧が減少することが分かる。その後電源電圧の極性が逆転して、コンデンサ電圧が減少して再びゼロになると、また逆導通型半導体スイッチをオンしてコンデンサに電流を流さないように短絡する。この場合、ゲート制御信号により導通電気角の進み指令は１００度であるが、実際に導通している時間（逆導通型半導体スイッチに電流が流れている時間）は３．９８ｍＳである。
【００１３】
結局、コンデンサ電圧がゼロ時に逆導通型半導体スイッチをオンにしてコンデンサ電流をバイパスし、電流をバイパスする時間の調整で横ハーフ型ＭＥＲＳの動作を制御することができることが分かる。このようにすることにより、逆導通型半導体スイッチのゲートを制御するために電源電圧の位相を検出する必要がなくなるという利点があり、これが本発明の大きな特長である。
【００１４】
図３は、図２と同じ回路定数で交流スイッチ回路をコンデンサに並列接続して、それをコンデンサ電圧がゼロになった時点から、３．９８ｍＳの時間だけコンデンサを短絡した後に交流スイッチ回路をオフする動作が、図２の磁気エネルギー回生動作と等価であること示している。これらより、これまでより簡単で、電源電圧の位相を検出せずに、コンデンサ電圧がゼロの時点でコンデンサを短絡導通させる交流スイッチ回路をオンにして、コンデンサ電圧を制御する、新しい横ハーフ型ＭＥＲＳの制御方法が生まれる。
【００１５】
また、逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチを、まったく同時に逆導通型半導体スイッチのゲートをオン／オフするので、ゲート制御回路が１つで済む利点があるが、さらに重要なのは、パワーＭＯＳＦＥＴをこの逆導通型半導体スイッチに使った場合、逆導通時にもゲートがオンになっているので、寄生ダイオードのみの通電よりも導通抵抗が小さくなる同期整流動作となり、導通損失を最小にすることが可能で、交流スイッチ回路の導通損失を少なくできる利点がある。
図４は、このコンデンサ電圧がゼロの時点で半導体スイッチ素子をオンする交流スイッチ回路を、ダイオード・ブリッジと、１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧型の半導体スイッチで構成しても、この制御方法では可能であることを示している。半導体スイッチの素子数が１個で、横ハーフ型ＭＥＲＳと等価な動作が可能であることは、ゲート制御回路も１つでよくなり、部品点数も少なくなり、交流電圧制御装置の小形化の利点が生じる。
【実施例】
【００１６】
図１は、特許請求の範囲の請求項１に係る実施例（以下、実施例１という）を示している。パワーＭＯＳＦＥＴを逆導通型半導体スイッチとして使用し、２個のパワーＭＯＳＦＥＴ、Ｓ１およびＳ２を、互いのソース端子を接続するように逆直列接続にして、２つのドレイン端子間に磁気エネルギーを蓄積するコンデンサ２を接続する。パワーＭＯＳＦＥＴ、Ｓ１およびＳ２のソース−ゲート間にはゲートパルス発生回路５ａが接続され、ゲート制御回路５ｂによってパワーＭＯＳＦＥＴのゲートのオン／オフのタイミングが制御される。なお、特許請求の範囲の請求項１における“制御手段”は、ゲートパルス発生回路５ａとゲート制御回路５ｂの両方の機能を有するものである。コンデンサ電圧がゼロとなるタイミングを検出し、その検出信号をゲート制御回路に送るのはコンデンサ電圧ゼロ検出回路６である。
【００１７】
ゲート制御回路５ｂはコンデンサ電圧ゼロ検出回路６からの信号を受けて、パルスのスタート・タイミングを決定する。設定されたパルス幅の時間は３．９８ｍＳで、この間ＭＥＲＳコンデンサＣを短絡させる。
【００１８】
図３（Ａ）は、実施例１の図１のシミュレーション回路を回路定数と共に示している。交流電源は実効電圧＝２００Ｖｒｍｓ、電源周波数ｆ＝５０Ｈｚ、負荷は抵抗分Ｒ＝１００Ω、インダクタンス成分Ｌ＝１２０ｍＨ（内部抵抗３Ω）で、高力率のリアクトル安定器型水銀灯を想定している。そのため、負荷と並列に力率改善コンデンサＣｐＦ=２５マイクロＦを接続している。
【００１９】
力率改善コンデンサＣｐｆが存在しない低力率の負荷の場合、ＭＥＲＳコンデンサＣの静電容量の値は、負荷のインダクタンスＬのリアクタンスとの電源周波数との共振条件よりも小さくすることが、電流の極性が反転したことに伴うＭＥＲＳコンデンサＣの放電の後に、ＭＥＲＳコンデンサＣの電圧がゼロに達して逆導通型半導体スイッチのスイッチングを無電圧、無電流でスイッチングするためには不可欠である。ここではＭＥＲＳコンデンサＣの静電容量＝１０マイクロＦとした。
なお、図３（Ａ）のシミュレーション回路では、負荷の力率を改善するために、負荷と並列に力率改善コンデンサＣｐｆが接続されているが、問題なく動作する。
【００２０】
図３（Ｂ）は、図３（Ａ）のシミュレーション結果を示している。その結果、交流電源電圧（入力電圧）が２００Ｖｒｍｓに対して、負荷電圧は２００Ｖｒｍｓから１６２Ｖｒｍｓへと減少している。
本発明では、コンデンサ電圧がゼロの時を検出して、交流スイッチ回路をオンするが、そのオン時間と負荷電圧の関係を以下に示す。
オン時間１ｍＳ    負荷電圧    ８３Ｖｒｍｓ
２ｍｓ              １１４Ｖｒｍｓ
３ｍｓ              １４１Ｖｒｍｓ
４ｍｓ              １６２Ｖｒｍｓ
５ｍｓ              １７８Ｖｒｍｓ
６ｍｓ              １８８Ｖｒｍｓ
７ｍｓ              １９４Ｖｒｍｓ
【００２１】
図４は、特許請求の範囲の請求項２に係る実施例（以下、実施例２という）を示している。交流スイッチ回路をダイオード・ブリッジと、１個の自己消弧型の半導体スイッチを組み合わせたもので実現している。コンデンサ電圧がゼロになる時点で、自己消弧型の半導体スイッチのゲートにゲート制御信号を送出して自己消弧型の半導体スイッチをオンし、コンデンサ電圧をクランプする。実施例１と同じように、所定時間後に自己消弧型の半導体スイッチのゲートにゲート制御信号を送出して自己消弧型の半導体スイッチをオフにすると、コンデンサにリアクタンス電圧が発生する。
【００２２】
図４の場合、ダイオード・ブリッジが逆電流を阻止するので、自己消弧型の（オン／オフできる）半導体素子であればよく、逆導通のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、パワーＭＯＳＦＥＴなども使うことができる。
【００２３】
図５は、特許請求の範囲の請求項３の実施例（以下、実施例３という）を示している。実施例１の２個の逆直列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴにて構成される交流スイッチ回路の代わりに、１個のトライアックによる交流スイッチ回路を、コンデンサに並列接続して、コンデンサ電圧がゼロの時点でトライアックをオンにして、コンデンサ電圧を発生させないように短絡する、またはオンしないことによりコンデンサにリアクタンス電圧を発生させて、負荷電圧をステップ的にではあるが、増減するのが最も簡単な交流電圧制御装置である。
【００２４】
図６は、図５の回路のシミュレーション回路（図６（Ａ））と、シミュレーション結果（図６（Ｂ））を示している。負荷電圧（出力電圧）は２００Ｖｒｍｓから５５Ｖｒｍｓにステップ的に急変しているが、コンデンサを直列挿入するという簡単な制御であるものの、コンデンサ電圧がゼロの時点でトライアックをオンすることに注意すれば、このような制御は可能である。光結合素子などによる絶縁型のトライアックによるソリッドステート・リレー（ＳＳＲ）にゼロ交差スイッチ機能のあるものを利用できる。例えば、扇風機などの小形モータの出力制御や蛍光灯の調光などは、連続可変ではなくステップ的に可能になるので、用途に応じては、これも利用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
これまで提案されたＭＥＲＳは、電流遮断時の電流の持つ磁気エネルギーをコンデンサに蓄積し、損失無く負荷に回生する磁気エネルギー回生スイッチであって、新しい態様、および制御方法を備えるものである。従来の交流スイッチであるサイリスタやトライアックと異なり、並列接続されるコンデンサにより、電流を断続せずに電圧制御が可能である。
そのため、本発明に係る交流電圧制御装置を、蛍光灯、水銀灯またはナトリウム灯などの誘導性負荷をもつ放電灯に適用すると、連続調光が可能になる。具体的には、例えば、図３（Ａ）のようなシミュレーション回路を例にとれば、ゲートパルス発生回路の最後段のモノステーブル・マルチバイブレータ回路の時定数設定を可変抵抗器等で変化させることによって、パワーＭＯＳＦＥＴのオン時間を調整することにより、放電灯の連続調光行うことができる。
【００２６】
また、本発明に係る交流電圧制御装置によって、接続する交流負荷として、純抵抗性負荷の場合は、負荷電圧を制御することによって、負荷電流が進相電流となるので、同じ系統に接続されている他の遅相電流負荷と併せて、力率改善の効果が期待できる。また、接続する交流負荷が、誘導性負荷、例えば、誘導電動機の場合は、負荷電圧を上昇させることも減少させることも可能なので、簡易に電動機の出力を制御する電動機制御システムへの応用も考えられる。
【００２７】
従来のフルブリッジ型ＭＥＲＳでは、４個の逆導通型半導体スイッチのそれぞれのゲートを駆動しなければならなかったが、本発明（実施例１、図１）では、逆導通型半導体スイッチが２個になる横ハーフ型ＭＥＲＳを、さらにコンデンサ電圧がゼロの時点を検出してコンデンサを交流スイッチ回路で短絡することにより、交流電源の電圧位相の検出が不要となった。
【００２８】
本方式は、簡単な共通接地のゲートパルス発生回路が使え、同時に２個の逆導通型半導体スイッチをオンさせている。パワーＭＯＳＦＥＴの場合、逆導通時にゲートをオンすると寄生ダイオード導通よりも導通抵抗が小さくなるので、導通損失がさらに減少する。
【００２９】
以上では単相回路で説明したが、この新しい態様の横ハーフ型ＭＥＲＳを各相に挿入することで三相交流にも当然応用できる。相毎に制御することで、三相の不平衡電圧時の対応も可能である。この場合、スター・デルタ変換による電流三次高調波が消滅するなどの効果もある。従って、本発明に係る交流電圧制御装置を三相交流等の多相交流電源の各相に挿入することにより、不平衡電圧を解消する多相交流電源安定化システムを実現することができる。また、本発明に係る交流電圧制御装置を三相交流電源の各相に挿入し、スター・デルタ変換によって電流三次高調波を消滅させる高調波発生防止システムを実現することも可能である。
【００３０】
負荷が力率改善済みである場合、本発明に係る交流電圧制御装置によって、負荷電圧を増加させることが出来なくなるが、負荷電圧を下げる方向にのみ使用するのであれば、力率改善コンデンサＣｐｆを負荷側に入れて力率を改善するとよい。
【００３１】
また、本発明に係る交流電圧制御装置は、コンデンサ入力回路になるため、交流電源側からの高調波の流入がある場合に備え、サージ吸収回路を付加するとよい。サージ吸収回路の例は、図７に示すがＬ−Ｒの並列回路をコンデンサに直列に入れるとよい。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明係る磁気エネルギー回生スイッチによる交流電圧制御装置の実施例１の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の横ハーフ型磁気エネルギー回生スイッチの動作をシミュレーションするモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図３】本発明の実施例１の動作をシミュレーションするモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図４】請求項２にかかる本発明の実施例２の交流電圧制御装置の構成（一部のみ）を示すブロック図である。（Ａ）パワーＭＯＳＦＥＴを１個用いた場合（Ｂ）逆導通のＧＴＯサイリスタを１個用いた場合
【図５】交流スイッチ回路をトライアックで構成した本発明の交流電圧制御装置の実施例３の構成(一部のみ)を示すブロック図である。
【図６】図５に示す実施例３のシミュレーションモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図７】コンデンサに直列に挿入するサージ吸収回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）  Ｓ１、Ｓ２
２  磁気エネルギー蓄積コンデンサ
３  負荷
４  交流電源
５  制御手段
５ａ  ゲートパルス発生回路
５ｂ  ゲート制御回路
６  コンデンサ電圧ゼロ検出回路
【図１】
2010104185.tif 000003
【図２】
2010104185.tif 000004
【図３】
2010104185.tif 000005
【図４】
2010104185.tif 000006
【図５】
2010104185.tif 000007
【図６】
2010104185.tif 000008
【図７】
2010104185.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成21年10月2日(2009.10.2)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷との間に挿入され、負荷電圧を増減させる制御を行う、可変リアクタンス電圧発生機能を備えた交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
２個の逆導通型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）の第一のＦＥＴのソースと第二のＦＥＴのソースを接続した逆直列接続にて構成される交流スイッチ回路と、前記交流スイッチ回路と並列に接続され、前記交流スイッチ回路の磁気エネルギーを蓄積するコンデンサとから成る可変リアクタンス電圧発生回路と、
前記第一および第二のＦＥＴの各ゲートに制御信号を与えて、前記交流スイッチ回路のオン・オフ制御を行う制御手段と、
前記コンデンサの電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、前記制御手段に対して前記交流スイッチ回路のオン信号を送るコンデンサ電圧ゼロ検出回路と
を備えるとともに、
前記制御手段は、前記オン信号の受信タイミングで前記交流スイッチ回路の２個のＦＥＴを同時にオンした後、予め設定した所定時間経過後に前記２個のＦＥＴを同時にオフすることにより、磁気エネルギーを前記コンデンサに回生させてリアクタンス電圧を発生させるものであり、前記所定時間の増減によって前記リアクタンス電圧を可変させ、前記負荷電圧の増減を調節することを特徴とする交流電圧制御装置。
【請求項２】
前記交流スイッチ回路を、
ダイオード・ブリッジと、該ダイオード・ブリッジの直流端子間に接続した１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧型の半導体スイッチとから成る交流スイッチ回路で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の交流電圧制御装置。
【請求項３】
前記２個のＦＥＴにて構成される前記交流スイッチ回路を、１個のトライアック、または逆並列接続の２個のサイリスタから成る交流スイッチ回路で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の交流電圧制御装置。
【請求項４】
前記負荷が低力率の場合、前記コンデンサと前記負荷のインダクタンスで決まる共振周波数が、前記交流電源の周波数よりも高くなるように、前記コンデンサの静電容量の値が選定されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の交流電圧制御装置。
【請求項５】
前記可変リアクタンス電圧発生回路において、抵抗とコイルを並列接続して構成したサージ吸収回路を前記コンデンサに直列に挿入したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置。
【請求項６】
前記負荷が蛍光灯、水銀灯またはナトリウム灯などの誘導性負荷を持つ放電灯であり、請求項１乃至５のいずれかに記載の交流電圧制御装置によって前記放電灯の明るさを制御することを特徴とする照明制御システム。
【請求項７】
前記負荷が誘導性負荷を持つ電動機であり、請求項１乃至５のいずれかに記載の交流電圧制御装置によって前記電動機の回転を制御することを特徴とする電動機制御システム。
【請求項８】
請求項１乃至５のいずれかに記載の交流電圧制御装置を三相交流等の多相交流電源の各相に接続した、不平衡電圧を解消する多相交流電源安定化システム。
【請求項９】
請求項１乃至５のいずれかに記載の交流電圧制御装置を三相交流の各相に接続し、スター・デルタ変換によって電流三次高調波を消滅させることを特徴とする高調波発生防止システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と負荷との間に接続される磁気エネルギー回生スイッチによる負荷電圧、電流を制御する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）を交流電源と負荷の間に挿入して、電流位相を進ませることで負荷電圧を制御できることは既に開示されている（例えば、特許文献１参照）。
前記のＭＥＲＳは４個の逆導通型半導体スイッチで構成されており、４個のゲート制御信号発生が必要である。（以下、この態様のＭＥＲＳをフルブリッジ型ＭＥＲＳという。）
これに対して、フルブリッジ型ＭＥＲＳの機能が一部制限されるが、逆導通型半導体スイッチを２個で構成可能な横ハーフ型の簡易ＭＥＲＳ回路（以下、横ハーフ型ＭＥＲＳという。）があることは、既に公知となっている（例えば、特許文献２参照）。
横ハーフ型ＭＥＲＳは、磁気エネルギーを蓄積するコンデンサに、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路を並列接続したものである。これは、すべての逆導通型半導体スイッチのゲートをオフにしても、コンデンサに電流が流れてしまい、完全に負荷電流を遮断できない制限があるが、部品数がすくない利点があり、電圧制御、力率制御応用のＭＥＲＳとしては問題ない。逆導通型半導体スイッチとしてパワーＭＯＳＦＥＴを使用した横ハーフ型ＭＥＲＳは、２個の逆導通型半導体スイッチの逆直列に接続する向きを、パワーＭＯＳＦＥＴのソース端子同士を接続すれば、共通のゲート電源で、この２個のパワーＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動できるので、回路は容易である。しかしながら、ゲート制御信号の位相制御が必要となっていた。
【特許文献１】特開２００４−２６０９９１号公報
【特許文献２】特開２００７−０５８６７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子数が２個で、かつ、半導体スイッチ素子のゲート制御方法が簡易なものであれば、交流電圧制御装置として普及しているサイリスタやトライアックなどを用いた交流スイッチと同様に、横ハーフ型ＭＥＲＳは広く使われる交流スイッチとなり得る。特徴は、これまでのＡＣトライアック装置に対して、進み電流にすることで交流電圧を調整する、いわば、トライアックに対する双対回路となる交流スイッチが実現できる。
【０００４】
従来の４個の逆導通型半導体スイッチを用いたフルブリッジ型ＭＥＲＳの電流遮断機能を制限した横ハーフ型ＭＥＲＳのさらなる簡易版を用いて、その磁気エネルギーを回生する機能、電流位相の進み制御機能、可変キャパシタ機能などを利用できるようにすることで、磁気エネルギー回生スイッチ全体のさらなる利用範囲を広げようとするものである。
【０００５】
そこで、本発明は、フルブリッジ型ＭＥＲＳの４個の逆導通型半導体スイッチの素子数を２個に減らすとともに、より簡易なゲート制御方法の採用により、逆導通型半導体スイッチのみならず、他の自己消弧型の半導体素子の利用をも可能とした新たな態様の磁気エネルギー回生スイッチによる交流電圧制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、交流電源と負荷との間に挿入され、負荷電圧を増減させる制御を行う、可変リアクタンス電圧発生機能を備えた交流電圧制御装置であって、本発明の上記目的は、２個の逆導通型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）の第一のＦＥＴのソースと第二のＦＥＴのソースを接続した逆直列接続にて構成される交流スイッチ回路と、交流スイッチ回路と並列に接続され、交流スイッチ回路の磁気エネルギーを蓄積するコンデンサとから成る可変リアクタンス電圧発生回路と、第一および第二のＦＥＴの各ゲートに制御信号を与えて、交流スイッチ回路のオン／オフ制御を行う制御手段と、コンデンサの電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、制御手段に対して交流スイッチ回路のオン信号を送るコンデンサ電圧ゼロ検出回路と、を備えるとともに、
制御手段は、オン信号の受信タイミングで交流スイッチ回路の２個のＦＥＴを同時にオンした後、予め設定した所定時間経過後に２個のＦＥＴを同時にオフすることにより、磁気エネルギーをコンデンサに回生させてリアクタンス電圧を発生させるものであり、所定時間の増減によってリアクタンス電圧を可変させ、負荷電圧の増減を調節することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
【０００７】
また、本発明の上記目的は、交流スイッチ回路を、ダイオード・ブリッジと、該ダイオード・ブリッジの直流端子間に接続した１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧型の半導体スイッチとから成る交流スイッチ回路で置き換えること、或いは、１個のトライアック、または逆並列接続の２個のサイリスタから成る交流スイッチ回路で置き換えることによっても達成される。
【０００８】
さらに、本発明の上記目的は、可変リアクタンス電圧発生回路において、抵抗とコイルを並列接続して構成したサージ吸収回路をコンデンサに直列に挿入することによって効果的に達成される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係る交流電圧制御装置によれば、交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチの素子数を減らすことができるとともに、交流電源の電圧の位相を検出し、それに同期してスイッチングを行う必要がなくなるので、回路を簡略化できる。また、１つのゲート制御回路（後述）で、２個のＦＥＴを同時にオン／オフするのでゲートパルス発生回路（後述）も簡略化できる。また、交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチの素子として、トライアックやサイリスタ等を利用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明に係る最良の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１１】
本発明は、交流電源と負荷の間に、コンデンサと交流スイッチ回路を並列接続した磁気エネルギー回生スイッチを接続し、交流電源の１周期中に２度あるコンデンサの電圧が略ゼロのタイミングで交流スイッチ回路を数ミリ秒オンして、コンデンサに流れる電流を交流スイッチ回路にバイパスして、コンデンサに発生するリアクタンス電圧を減少させることで負荷電圧を調整するものである。従って、従来のフルブリッジ型ＭＥＲＳおよび従来の横ハーフ型ＭＥＲＳのように、電源電圧に同期したパルスで逆導通型半導体スイッチのゲートをオン・オフを制御する必要がない。
【００１２】
図２（Ａ）は、典型的な横ハーフ型ＭＥＲＳのシミュレーション回路を示している。
図２（Ｂ）は、図２（Ａ）のシミュレーション回路においてゲート制御信号の位相を１００度進めた場合のシミュレーション結果を示している。図２（Ｂ）のより詳しくは、電源電流（「入力電流Ｉｉｎ」と表記）、負荷電流（「出力電流Ｉｏｕｔ」と表記）、ゲート制御信号（オン信号の区間を「ゲートＯＮ」と表記）、コンデンサ電圧（「コンデンサ電圧Ｖｃ」と表記）、電源電圧（「入力電圧Ｖｉｎ」と表記）および負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）を示している。図２（Ｂ）を見ると、コンデンサ電圧Ｖｃが略ゼロになった時点から逆導通型半導体スイッチに電流が流れはじめており、コンデンサが短絡され、所定時間経過後に逆導通型半導体スイッチがオフされることで、回生電流によりコンデンサにリアクタンス電圧が発生し、負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）が減少することが分かる。その後電源電圧（「入力電圧Ｖｉｎ」と表記）の極性が逆転して、コンデンサ電圧Ｖｃが減少して再び略ゼロになると、また逆導通型半導体スイッチをオンしてコンデンサに電流を流さないように短絡する。この場合、ゲート制御信号により導通電気角の進み指令は１００度であるが、実際に導通している時間（逆導通型半導体スイッチに電流が流れている時間）は３．９８ミリ秒である。
【００１３】
結局、コンデンサの電圧が、略ゼロの時に逆導通型半導体スイッチをオンにしてコンデンサに流れる電流をバイパスし、電流をバイパスする時間の調整で横ハーフ型ＭＥＲＳの動作を制御することができることが分かる。このようにすることにより、逆導通型半導体スイッチのゲートを制御するために電源電圧の位相を検出する必要がなくなるという利点があり、これが本発明の大きな特長である。
【００１４】
図３（Ａ）は、本発明に係る交流電圧制御装置のシミュレーション回路を示している。また、図３（Ｂ）は、図３（Ａ）のシミュレーション回路において、図２（Ａ）と同じ回路定数を用いたときのシミュレーション結果を示している。
図３（Ｂ）より、交流スイッチ回路をコンデンサに並列接続したものが、コンデンサの電圧が略ゼロになった時点から、３．９８ミリ秒の時間だけコンデンサを短絡した後に交流スイッチ回路をオフする動作が、図２（Ａ）、図２（Ｂ）で示した横ハーフ型ＭＥＲＳの磁気エネルギー回生動作と等価であること示している。
以上より、従来より簡単で、電源電圧の位相を検出せずに、コンデンサの電圧が略ゼロの時点でコンデンサを短絡導通させる交流スイッチ回路をオンにして、コンデンサの電圧を制御する、新しい横ハーフ型ＭＥＲＳの制御方法に到達したことが分かる。
【００１５】
また、逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチを、まったく同時に逆導通型半導体スイッチのゲートをオン・オフするので、ゲート制御回路が１つで済む利点がある。さらに重要なのは、パワーＭＯＳＦＥＴをこの逆導通型半導体スイッチに使った場合、逆導通時にもゲートがオンになっているので、寄生ダイオードのみの通電よりも導通抵抗が小さくなる同期整流動作となり、導通損失を最小にすることが可能で、交流スイッチ回路の導通損失を少なくできる利点がある。
図４は、このコンデンサの電圧が略ゼロの時点で半導体スイッチ素子をオンする交流スイッチ回路を、ダイオード・ブリッジと、１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧型の半導体スイッチで構成しても、この制御方法では可能であることを示している。半導体スイッチの素子数が１個で、横ハーフ型ＭＥＲＳと等価な動作が可能であることは、ゲート制御回路も１つでよくなり、部品点数も少なくなり、交流電圧制御装置の小形化の利点が生じる。
【実施例】
【００１６】
図１は、特許請求の範囲の請求項１に係る実施例（以下、実施例１という）を示している。パワーＭＯＳＦＥＴを逆導通型半導体スイッチとして使用し、２個のパワーＭＯＳＦＥＴ、Ｓ１およびＳ２を、互いのソース端子を接続するように逆直列接続にして、２つのドレイン端子間に磁気エネルギーを蓄積するコンデンサ２を接続する。パワーＭＯＳＦＥＴ、Ｓ１およびＳ２のソース−ゲート間にはゲートパルス発生回路５ａが接続され、ゲート制御回路５ｂによってパワーＭＯＳＦＥＴのゲートのオン／オフのタイミングが制御される。なお、特許請求の範囲の請求項１における“制御手段”は、ゲートパルス発生回路５ａとゲート制御回路５ｂの両方の機能を有するものである。コンデンサの電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、その検出信号をゲート制御回路に送るのはコンデンサ電圧ゼロ検出回路６である。
【００１７】
ゲート制御回路５ｂはコンデンサ電圧ゼロ検出回路６からの信号を受けて、パルスのスタート・タイミングを決定する。設定されたパルス幅の時間は３．９８ミリ秒で、この間ＭＥＲＳコンデンサＣを短絡させる。
【００１８】
図３（Ａ）は、実施例１の図１のシミュレーション回路を回路定数と共に示している。交流電源は実効電圧＝２００Ｖｒｍｓ、電源周波数ｆ＝５０Ｈｚ、負荷は抵抗分Ｒ＝１００Ω、インダクタンス成分Ｌ＝１２０ｍＨ（内部抵抗３Ω）で、高力率のリアクトル安定器型水銀灯を想定している。そのため、負荷と並列に力率改善コンデンサＣｐｆ=２５マイクロＦを接続している。
【００１９】
力率改善コンデンサＣｐｆが存在しない低力率の負荷の場合、ＭＥＲＳコンデンサＣの静電容量の値は、負荷のインダクタンスＬのインダクタンスとの電源周波数との共振条件よりも小さくする（すなわち、ＭＥＲＳコンデンサのＣの静電容量と負荷のインダクタンスＬのインダクタンスで決まる共振周波数が、電源周波数よりも高くなるように、ＭＥＲＳコンデンサＣの静電容量の値を選定する）ことが、入力電流の極性が反転したことに伴うＭＥＲＳコンデンサＣの放電の後に、ＭＥＲＳコンデンサＣの電圧が略ゼロに達して逆導通型半導体スイッチのスイッチングを無電圧、無電流でするためには不可欠である。ここではＭＥＲＳコンデンサＣの静電容量＝１０マイクロＦとした。
なお、図３（Ａ）のシミュレーション回路では、負荷の力率を改善するために、負荷と並列に力率改善コンデンサＣｐｆが接続されているが、問題なく動作する。
【００２０】
図３（Ｂ）は、図３（Ａ）のシミュレーション結果を示している。その結果、交流電源電圧（「入力電圧Ｖｉｎ」と表記）が２００Ｖｒｍｓに対して、負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）は２００Ｖｒｍｓから１６２Ｖｒｍｓへと減少している。
本発明では、コンデンサの電圧が略ゼロの時を検出して、交流スイッチ回路をオンする。そのオン時間と負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）の関係を以下に示す。
オン時間１ｍＳ    負荷電圧    ８３Ｖｒｍｓ
２ｍｓ              １１４Ｖｒｍｓ
３ｍｓ              １４１Ｖｒｍｓ
４ｍｓ              １６２Ｖｒｍｓ
５ｍｓ              １７８Ｖｒｍｓ
６ｍｓ              １８８Ｖｒｍｓ
７ｍｓ              １９４Ｖｒｍｓ
【００２１】
図４は、特許請求の範囲の請求項２に係る実施例（以下、実施例２という）を示している。交流スイッチ回路をダイオード・ブリッジと、１個の自己消弧型の半導体スイッチを組み合わせたもので実現している。コンデンサの電圧が略ゼロになる時点で、自己消弧型の半導体スイッチのゲートにゲート制御信号を送出して自己消弧型の半導体スイッチをオンし、コンデンサの電圧をクランプする。実施例１と同じように、所定時間後に自己消弧型の半導体スイッチのゲートにゲート制御信号を送出して自己消弧型の半導体スイッチをオフにすると、コンデンサにリアクタンス電圧が発生する。
【００２２】
図４の場合、ダイオード・ブリッジが逆電流を阻止するので、自己消弧型の（オン・オフできる）半導体素子であればよく、逆導通のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、パワーＭＯＳＦＥＴなども使うことができる。
【００２３】
図５は、特許請求の範囲の請求項３の実施例（以下、実施例３という）を示している。実施例１の２個の逆直列接続されたパワーＭＯＳＦＥＴにて構成される交流スイッチ回路の代わりに、１個のトライアック（双方向サイリスタ）による交流スイッチ回路を、コンデンサに並列接続して、コンデンサの電圧が略ゼロの時点でトライアックをオンにして、コンデンサに電圧を発生させないように短絡する、またはオンしないことによりコンデンサにリアクタンス電圧を発生させて、負荷電圧をステップ的にではあるが、増減するのが最も簡単な交流電圧制御装置である。
【００２４】
図６は、図５の回路のシミュレーション回路（図６（Ａ））と、シミュレーション結果（図６（Ｂ））を示している。負荷電圧（出力電圧）は２００Ｖｒｍｓから５５Ｖｒｍｓにステップ的に急変しているが、コンデンサを直列挿入するという簡単な制御であるものの、コンデンサの電圧が略ゼロの時点でトライアックをオンすることに注意すれば、このような制御は可能である。光結合素子などによる絶縁型のトライアックによるソリッドステート・リレー（ＳＳＲ）にゼロ交差スイッチ機能のあるものを利用できる。例えば、扇風機などの小形モータの出力制御や蛍光灯の調光などは、連続可変ではなくステップ的に可能になるので、用途に応じては、これも利用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
これまで開示されたＭＥＲＳは、電流の持つ磁気エネルギーをコンデンサに蓄積し、損失無く負荷に回生する磁気エネルギー回生スイッチであって、新しい態様、および制御方法を備えるものである。従来の交流スイッチであるサイリスタやトライアックと異なり、並列接続されるコンデンサにより、電流を断続せずに電圧制御が可能である。
そのため、本発明に係る交流電圧制御装置を、蛍光灯、水銀灯またはナトリウム灯などの誘導性負荷をもつ放電灯に適用すると、連続調光が可能になる。具体的には、例えば、図３（Ａ）のようなシミュレーション回路を例にとれば、ゲートパルス発生回路の最後段のモノステーブル・マルチバイブレータ回路の時定数設定を可変抵抗器等で変化させることによって、パワーＭＯＳＦＥＴのオン時間を調整することにより、放電灯の連続調光を行うことができる。
【００２６】
また、本発明に係る交流電圧制御装置によって、接続する交流負荷として、純抵抗性負荷の場合は、負荷電圧を制御することによって、負荷電流が進相電流となるので、同じ系統に接続されている他の遅相電流負荷と併せて、力率改善の効果が期待できる。また、接続する交流負荷が、誘導性負荷、例えば、誘導電動機の場合は、負荷電圧を上昇させることも減少させることも可能なので、簡易に電動機の出力を制御する電動機制御システムへの応用も考えられる。
【００２７】
従来のフルブリッジ型ＭＥＲＳでは、４個の逆導通型半導体スイッチのそれぞれのゲートを駆動しなければならなかったが、本発明（実施例１、図１）では、逆導通型半導体スイッチが２個になる横ハーフ型ＭＥＲＳを、さらにコンデンサの電圧が略ゼロの時点を検出してコンデンサを交流スイッチ回路で短絡することにより、交流電源の電圧位相の検出が不要となった。
【００２８】
本方式は、簡単な共通接地のゲートパルス発生回路が使え、同時に２個の逆導通型半導体スイッチをオンさせている。パワーＭＯＳＦＥＴの場合、逆導通時にゲートをオンすると寄生ダイオード導通よりも導通抵抗が小さくなるので、導通損失がさらに減少する。
【００２９】
以上では単相回路で説明したが、この新しい態様の横ハーフ型ＭＥＲＳを各相に挿入することで三相交流にも当然応用できる。相毎に制御することで、三相の不平衡電圧時の対応も可能である。この場合、スター・デルタ変換による電流三次高調波が消滅するなどの効果もある。従って、本発明に係る交流電圧制御装置を三相交流等の多相交流電源の各相に挿入することにより、不平衡電圧を解消する多相交流電源安定化システムを実現することができる。また、本発明に係る交流電圧制御装置を三相交流電源の各相に挿入し、スター・デルタ変換によって電流三次高調波を消滅させる高調波発生防止システムを実現することも可能である。
【００３０】
負荷が力率改善済みである場合、本発明に係る交流電圧制御装置によって、負荷電圧を増加させることが出来なくなるが、負荷電圧を下げる方向にのみ使用するのであれば、力率改善コンデンサＣｐｆを負荷側に入れて力率を改善するとよい。
【００３１】
また、本発明に係る交流電圧制御装置は、コンデンサ入力回路になるため、交流電源側からの高調波の流入がある場合に備え、サージ吸収回路を付加するとよい。サージ吸収回路の例は、図７に示すがＬ−Ｒの並列回路をコンデンサに直列に入れるとよい。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明係る磁気エネルギー回生スイッチによる交流電圧制御装置の実施例１の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の横ハーフ型磁気エネルギー回生スイッチの動作をシミュレーションするモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図３】本発明の実施例１の動作をシミュレーションするモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図４】本発明の実施例２の交流電圧制御装置の構成（一部のみ）を示すブロック図である。（Ａ）パワーＭＯＳＦＥＴを１個用いた場合（Ｂ）逆導通のＧＴＯサイリスタを１個用いた場合
【図５】交流スイッチ回路をトライアックで構成した本発明の交流電圧制御装置の実施例３の構成(一部のみ)を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例３のシミュレーションモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図７】コンデンサに直列に挿入するサージ吸収回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）  Ｓ１、Ｓ２
２  磁気エネルギー蓄積コンデンサ
３  負荷
４  交流電源
５  制御手段
５ａ  ゲートパルス発生回路
５ｂ  ゲート制御回路
６  コンデンサ電圧ゼロ検出回路
【手続補正書】
【提出日】平成21年12月25日(2009.12.25)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と誘導性負荷との間に挿入され、負荷電圧を増減させる制御を行う、可変リアクタンス電圧発生機能を備えた交流電圧制御装置であって、該交流電圧制御装置は、
２個の逆導通型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）の第一のＦＥＴのソースと第二のＦＥＴのソースを接続した逆直列接続にて構成される交流スイッチ回路と、前記交流スイッチ回路と並列に接続され、前記誘導性負荷の持つ磁気エネルギーを電荷の持つ静電エネルギーとして蓄積するコンデンサとから成る可変リアクタンス電圧発生回路と、
前記第一および第二のＦＥＴの各ゲートに制御信号を与えて、前記交流スイッチ回路のオン・オフ制御を行う制御手段と、
前記コンデンサの電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、前記制御手段に対して前記交流スイッチ回路のオン信号を送るコンデンサ電圧ゼロ検出回路と
を備えるとともに、
前記コンデンサの静電容量と前記誘導性負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が、前記交流電源の周波数よりも高くなるように、かつ、前記誘導性負荷の持つ磁気エネルギーを、電荷の持つ静電エネルギーとして蓄積できるだけの容量を持つように、前記コンデンサの静電容量の値が選定され、
前記制御手段は、前記オン信号の受信タイミングで前記交流スイッチ回路の２個のＦＥＴを同時にオンした後、前記コンデンサの充電・放電にかかる時間以上で、かつ、前記交流電源の半周期以内の予め設定した所定時間経過後に前記２個のＦＥＴを同時にオフすることにより、前記誘導性負荷の持つ磁気エネルギーを前記コンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして充電・放電させてリアクタンス電圧を発生させるものであり、前記所定時間の増減によって前記リアクタンス電圧を可変させ、前記負荷電圧の増減を調節することを特徴とする交流電圧制御装置。
【請求項２】
前記交流スイッチ回路を、
ダイオード・ブリッジと、該ダイオード・ブリッジの直流端子間に接続した１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧形の半導体スイッチとから成る交流スイッチ回路で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の交流電圧制御装置。
【請求項３】
前記２個のＦＥＴにて構成される前記交流スイッチ回路を、１個のトライアック、または逆並列接続の２個のサイリスタから成る交流スイッチ回路で置き換えたことを特徴とする請求項１に記載の交流電圧制御装置。
【請求項４】
前記可変リアクタンス電圧発生回路において、抵抗とコイルを並列接続して構成したサージ吸収回路を前記コンデンサに直列に挿入したことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の交流電圧制御装置。
【請求項５】
前記誘導性負荷は蛍光灯、水銀灯またはナトリウム灯などの誘導性の性質を示す放電灯であり、請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置によって前記放電灯の明るさを制御することを特徴とする照明制御システム。
【請求項６】
前記誘導性負荷は、電動機であり、請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置によって前記電動機の出力を制御することを特徴とする電動機制御システム。
【請求項７】
請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置を三相交流等の多相交流電源の各相に接続した、不平衡電圧を解消する多相交流電源安定化システム。
【請求項８】
請求項１乃至４のいずれかに記載の交流電圧制御装置を三相交流の各相に接続し、スター・デルタ変換によって電流三次高調波を消滅させることを特徴とする高調波発生防止システム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源と誘導性負荷との間に接続される磁気エネルギー回生スイッチによる負荷電圧、電流を制御する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気エネルギー回生スイッチ（以下、ＭＥＲＳという。）を交流電源と誘導性負荷の間に挿入して、電流位相を進ませることで負荷電圧を制御できることは既に開示されている（例えば、特許文献１参照）。
特許文献１で開示されているＭＥＲＳは４個の逆導通型半導体スイッチ（逆阻止能力を持たない、すなわち逆導通が可能な半導体スイッチであり、素子の導通状態および阻止状態を、外部から素子のゲートに対して制御信号を印加することで切り替えられる自己消弧形の半導体素子と、整流作用を持つ素子とを、それらの順方向が逆向きとなるように並列に接続した回路、または当該回路と等価の半導体素子）で構成されており、４個のゲート制御信号発生が必要である。（以下、この態様のＭＥＲＳをフルブリッジ型ＭＥＲＳという。）
これに対して、フルブリッジ型ＭＥＲＳの機能が一部制限されるが、逆導通型半導体スイッチを２個で構成可能な横ハーフ型の簡易ＭＥＲＳ回路（以下、横ハーフ型ＭＥＲＳという。）があることは、既に公知となっている（例えば、特許文献２参照）。
横ハーフ型ＭＥＲＳは、誘導性負荷の持つ磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するコンデンサに、２個の逆導通型半導体スイッチを逆直列接続した回路を並列接続したものである。これは、すべての逆導通型半導体スイッチのゲートをオフにしても、コンデンサに電流が流れてしまい、完全に負荷電流を遮断できない制限があるが、部品数がすくない利点があり、電圧制御、力率制御応用のＭＥＲＳとしては問題ない。逆導通型半導体スイッチとして、例えばパワーＭＯＳＦＥＴを使用した横ハーフ型ＭＥＲＳは、２個の逆導通型半導体スイッチの逆直列に接続する向きに、パワーＭＯＳＦＥＴのソース端子同士を接続すれば、共通のゲート電源で、２個のパワーＭＯＳＦＥＴのゲートを駆動できるので、回路は容易である。しかしながら、ゲート制御信号の位相制御が必要となっていた。
【特許文献１】特開２００４−２６０９９１号公報
【特許文献２】特開２００７−０５８６７６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチ素子数が２個で、かつ、半導体スイッチ素子のゲート制御方法が簡易なものであれば、交流電圧制御装置として普及しているサイリスタやトライアックなどを用いた交流スイッチと同様に、横ハーフ型ＭＥＲＳは広く使われる交流スイッチとなり得る。特徴は、従来のＡＣトライアック装置に対して、進み電流にすることで交流電圧を調整する、いわば、ＡＣトライアック装置に対する双対回路となる交流スイッチが実現できる。
【０００４】
４個の逆導通型半導体スイッチを用いたフルブリッジ型ＭＥＲＳの、完全に負荷電流を遮断できる機能を制限した横ハーフ型ＭＥＲＳのさらなる簡易版を用いて、その磁気エネルギーを回生する機能、電流位相の進み制御機能、可変容量コンデンサ機能などを利用できるようにすることで、磁気エネルギー回生スイッチ全体のさらなる利用範囲を広げようとするものである。
【０００５】
本発明は、フルブリッジ型ＭＥＲＳの４個の逆導通型半導体スイッチの素子数を２個に減らすとともに、より簡易なゲート制御方法の採用により、逆導通型半導体スイッチのみならず、他の自己消弧形の半導体素子の利用をも可能とした新たな態様の磁気エネルギー回生スイッチによる交流電圧制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、交流電源と誘導性負荷との間に挿入され、負荷電圧を増減させる制御を行う、可変リアクタンス電圧発生機能を備えた交流電圧制御装置であって、本発明の上記目的は、２個の逆導通型の電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという。）の第一のＦＥＴのソースと第二のＦＥＴのソースを接続して逆直列接続としたもので構成される交流スイッチ回路と、交流スイッチ回路と並列に接続され、誘導性負荷の持つ磁気エネルギーを電荷の持つ静電エネルギーとして蓄積するコンデンサとから成る可変リアクタンス電圧発生回路と、第一および第二のＦＥＴの各ゲートに制御信号を与えて、交流スイッチ回路のオン・オフ制御を行う制御手段と、コンデンサの電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、制御手段に対して交流スイッチ回路のオン信号を送るコンデンサ電圧ゼロ検出回路と、を備えるとともに、コンデンサの静電容量と誘導性負荷のインダクタンスとで決まる共振周波数が、交流電源の周波数よりも高くなるように、かつ、誘導性負荷の持つ磁気エネルギーを、電荷の持つ静電エネルギーとして蓄積できるだけの容量を持つように、コンデンサの静電容量の値が選定され、
制御手段は、オン信号の受信タイミングで交流スイッチ回路の２個のＦＥＴを同時にオンした後、コンンデンサの充電・放電にかかる時間以上で、かつ、交流電源の半周期以内の予め設定した所定時間経過後に２個のＦＥＴを同時にオフすることにより、誘導性負荷の持つ磁気エネルギーをコンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積（コンデンサは充電）・回生（コンデンサは放電）させてリアクタンス電圧を発生させるものであり、所定時間の増減によってリアクタンス電圧を可変させ、負荷電圧の増減を調節することを特徴とする交流電圧制御装置によって達成される。
【０００７】
また、本発明の上記目的は、交流スイッチ回路を、ダイオード・ブリッジと、該ダイオード・ブリッジの直流端子間に接続した１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧形の半導体スイッチとから成る交流スイッチ回路で置き換えること、或いは、１個のトライアック、または逆並列接続の２個のサイリスタから成る交流スイッチ回路で置き換えることによっても達成される。
【０００８】
さらに、本発明の上記目的は、可変リアクタンス電圧発生回路において、抵抗とコイルを並列接続して構成したサージ吸収回路をコンデンサに直列に挿入することによって効果的に達成される。
【発明の効果】
【０００９】
本発明に係る交流電圧制御装置によれば、交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチの素子数を減らすことができるとともに、交流電源の電圧の位相を検出し、それに同期してスイッチングを行う必要がなくなるので、回路を簡略化できる。また、交流スイッチ回路として２個のＦＥＴの第一のＦＥＴのソースと第二のＦＥＴのソースを接続した構成とした場合、１つのゲート制御回路（後述）で、２個のＦＥＴを同時にオン・オフするのでゲートパルス発生回路（後述）も簡略化できる。また、交流スイッチ回路を構成する半導体スイッチの素子として、トライアックやサイリスタ等を利用することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、本発明に係る実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１１】
本発明は、交流電源と誘導性負荷の間に、コンデンサと交流スイッチ回路を並列接続した横ハーフ型ＭＥＲＳを直列に接続し、交流電源の１周期中に２度あるコンデンサの電圧が略ゼロの状態のときに交流スイッチ回路をオンして、コンデンサに流れる電流を交流スイッチ回路にバイパスし、予め設定した所定時間経過後に交流スイッチ回路をオフにすることにより、コンデンサに発生するリアクタンス電圧を減少させることで負荷電圧を調整するものである。従って、特許文献１で開示されているフルブリッジ型ＭＥＲＳおよびの特許文献２で開示されている横ハーフ型ＭＥＲＳのように、電源電圧に同期したパルスで逆導通型半導体スイッチのゲートをオン・オフを制御する必要がない。
【００１２】
図２（Ａ）は、特許文献２に開示されている横ハーフ型ＭＥＲＳを用いたシミュレーション回路を示している。
図２（Ｂ）は、図２（Ａ）のシミュレーション回路においてゲート制御信号の位相を１００度進めた場合のシミュレーション結果を示している。図２（Ｂ）のより詳しくは、電源電流（「入力電流Ｉｉｎ」と表記）、負荷電流（「出力電流Ｉｏｕｔ」と表記）、ゲート制御信号（オン信号の区間を「ゲートＯＮ」と表記）、コンデンサ電圧（「コンデンサ電圧Ｖｃ」と表記）、電源電圧（「入力電圧Ｖｉｎ」と表記）および負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）を示している。図２（Ｂ）を見ると、コンデンサ電圧Ｖｃが略ゼロになっている状態のときに逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ２に電流が流れはじめており、コンデンサ２が短絡される。所定時間経過後に逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ２がオフにされることで、誘導性負荷の磁気エネルギーが電流となってコンデンサに回生電流が流れ、コンデンサに電荷が蓄積されることによりコンデンサにリアクタンス電圧が発生し、負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）が減少することが分かる。その後、電源電流（「入力電流Ｉｉｎ」と表記）の極性が逆転して、コンデンサ電圧Ｖｃが減少して再び略ゼロになると、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ２をオンしてコンデンサ２に電流を流さないように短絡する。図２（Ａ）および図２（Ｂ）の場合、ゲート制御信号により導通電気角の進み指令は１００度であるが、実際に導通している時間（逆導通型半導体スイッチに電流が流れている時間）は３．９８ミリ秒である。
【００１３】
結局、コンデンサの電圧が略ゼロの時に、逆導通型半導体スイッチＳ１とＳ２をオンにしてコンデンサに流れる電流をバイパスし、電流をバイパスする時間の調整で横ハーフ型ＭＥＲＳの動作を制御することができることが分かる。上述のようにすることにより、逆導通型半導体スイッチのゲートを制御するために電源電圧の位相を検出する必要がなくなるという利点があり、これが本発明の大きな特長である。
【００１４】
図３（Ａ）は、本発明に係る交流電圧制御装置のシミュレーション回路を示している。また、図３（Ｂ）は、図３（Ａ）のシミュレーション回路において、図２（Ａ）と同じ回路定数を用いたときのシミュレーション結果を示している。
図３（Ｂ）より、交流スイッチ回路とコンデンサを並列接続したものが、コンデンサの電圧が略ゼロになった時点から、３．９８ミリ秒の時間だけコンデンサを短絡した後に交流スイッチ回路をオフする動作が、図２（Ａ）、図２（Ｂ）で示した横ハーフ型ＭＥＲＳの磁気エネルギー回生動作と等価であること示している。
以上より、従来より簡単で、電源電圧の位相を検出せずに、コンデンサの電圧が略ゼロの時点でコンデンサを短絡導通させる交流スイッチ回路をオンにして、コンデンサの電圧を制御する、新しい横ハーフ型ＭＥＲＳの制御方法に到達したことが分かる。
【００１５】
また、逆直列接続された２個の逆導通型半導体スイッチを、まったく同時に逆導通型半導体スイッチのゲートをオン・オフするので、ゲート制御回路が１つで済む利点がある。さらに重要なのは、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを、逆導通型半導体スイッチに使った場合、逆導通時にもゲートがオンになっているので、寄生ダイオードのみの通電よりも導通抵抗が小さくなる同期整流動作となり、導通損失を最小にすることが可能で、交流スイッチ回路の導通損失を少なくできる利点がある。
図４は、このコンデンサの電圧が略ゼロの時点で半導体スイッチ素子をオンにする交流スイッチ回路を、ダイオード・ブリッジと、１個のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧形の半導体スイッチで構成した場合の例を示している。交流スイッチ回路として図４で示した回路を用いても、本発明に係る制御方法は可能であることが分かる。半導体スイッチの素子数が１個で、横ハーフ型ＭＥＲＳと等価な動作が可能であることは、ゲート制御回路も１つでよくなり、部品点数も少なくなり、交流電圧制御装置の小形化の利点が生じる。
【実施例】
【００１６】
図１は、特許請求の範囲の請求項１に係る実施例（以下、実施例１という）を示している。寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを逆導通型半導体スイッチとして使用し、２個のパワーＭＯＳＦＥＴ、Ｓ１およびＳ２を、互いのソース端子を接続するように逆直列接続にして構成される交流スイッチ回路と、２つのドレイン端子間に磁気エネルギーを電荷の形で静電エネルギーとして蓄積するコンデンサ２を接続し、可変リアクタンス電圧発生回路を構成する。パワーＭＯＳＦＥＴ、Ｓ１およびＳ２のソース−ゲート間にはゲートパルス発生回路５ａが接続され、ゲート制御回路５ｂによってパワーＭＯＳＦＥＴのゲートのオン・オフのタイミングが制御される。なお、特許請求の範囲の請求項１における“制御手段”は、ゲートパルス発生回路５ａとゲート制御回路５ｂの両方の機能を有するものである。コンデンサ２の電圧が略ゼロとなるタイミングを検出し、その検出信号（オン信号）をゲート制御回路５ｂに送るのはコンデンサ電圧ゼロ検出回路６である。
【００１７】
ゲート制御回路５ｂはコンデンサ電圧ゼロ検出回路６からのオン信号を受けて、パルスのスタート・タイミングを決定する。設定されたパルス幅の時間は、例えば３．９８ミリ秒で、この間コンデンサ２を短絡させる。
【００１８】
図３（Ａ）は、実施例１の図１のシミュレーション回路を回路定数と共に示している。交流電源４の実効電圧＝２００Ｖｒｍｓ、電源周波数ｆ＝５０Ｈｚ、誘導性負荷３は抵抗分Ｒ＝１００Ω、インダクタンス成分Ｌ＝１２０ｍＨ（内部抵抗３Ω）で、高力率のリアクトル安定器型水銀灯を想定している。そのため、誘導性負荷３と並列に力率改善コンデンサＣｐｆ=２５マイクロＦを接続している。
【００１９】
力率改善コンデンサＣｐｆが存在しない低力率の負荷の場合、コンデンサ２の静電容量の値は、誘導性負荷３のインダクタンスＬのインダクタンスとの電源周波数との共振条件よりも小さくする（すなわち、コンデンサ２の静電容量と誘導性負荷３のインダクタンスＬのインダクタンスで決まる共振周波数が、電源周波数よりも高くなるように、コンデンサ３の静電容量の値を選定する）ことが、入力電流の極性が反転したことに伴うコンデンサ２の放電の後に、コンデンサ２の電圧が略ゼロに達して逆導通型半導体スイッチのスイッチングを無電圧、無電流でするためには不可欠である。ここではコンデンサ２の静電容量を１０マイクロＦとした。
なお、図３（Ａ）のシミュレーション回路では、誘導性負荷３の力率を改善するために、誘導性負荷３と並列に力率改善コンデンサＣｐｆが接続されているが、問題なく動作する。
【００２０】
図３（Ｂ）は、図３（Ａ）のシミュレーション結果を示している。その結果、交流電源電圧（「入力電圧Ｖｉｎ」と表記）が２００Ｖｒｍｓに対して、負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）は２００Ｖｒｍｓから１６２Ｖｒｍｓへと減少している。
本発明では、コンデンサ２の電圧が略ゼロの時を検出して、交流スイッチ回路をオンにする。オン時間と負荷電圧（「出力電圧Ｖｏｕｔ」と表記）の関係を以下に示す。
オン時間１ミリ秒    負荷電圧    ８３Ｖｒｍｓ
２ミリ秒              １１４Ｖｒｍｓ
３ミリ秒              １４１Ｖｒｍｓ
４ミリ秒              １６２Ｖｒｍｓ
５ミリ秒              １７８Ｖｒｍｓ
６ミリ秒              １８８Ｖｒｍｓ
７ミリ秒              １９４Ｖｒｍｓ
【００２１】
図４は、特許請求の範囲の請求項２に係る実施例（以下、実施例２という）を示している。交流スイッチ回路をダイオード・ブリッジと、１個の自己消弧形の半導体スイッチを組み合わせたもので実現している。コンデンサ電圧ゼロ検出回路６は、コンデンサ２の電圧が略ゼロになる時点で、制御手段５に対してオン信号を送り、制御手段５は自己消弧形の半導体スイッチのゲートにゲート制御信号を送出して自己消弧形の半導体スイッチをオンにし、コンデンサ２を短絡する。実施例１と同じように、制御手段５は所定時間後に自己消弧形の半導体スイッチのゲートにゲート制御信号を送出して自己消弧形の半導体スイッチをオフにすると、コンデンサ２にリアクタンス電圧が発生する。
【００２２】
図４の場合、ダイオード・ブリッジが逆電流を阻止するので、自己消弧形の（オン・オフできる）半導体素子であればよく、逆導通のＧＴＯサイリスタ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧＴ、ＧＣＴサイリスタ、パワーＭＯＳＦＥＴなども使うことができる。
【００２３】
図５は、特許請求の範囲の請求項３の実施例（以下、実施例３という）を示している。実施例１の２個の逆直列接続された寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴにて構成される交流スイッチ回路の代わりに、１個のトライアック（双方向サイリスタ）による交流スイッチ回路を、コンデンサ２に並列接続して、コンデンサ電圧ゼロ検出回路６は、コンデンサ２の電圧が略ゼロの時点、制御手段５に対してオン信号を送り、制御手段５はトライアックをオンにして、コンデンサ２に電圧を発生させないように短絡する、またはトライアックをオンしないことによりコンデンサ２にリアクタンス電圧を発生させて、負荷電圧をステップ的にではあるが、増減することができる。実施例３は、最も簡単な交流電圧制御装置の態様である。
【００２４】
図６は、図５の回路のシミュレーション回路（図６（Ａ））と、シミュレーション結果（図６（Ｂ））を示している。負荷電圧（出力電圧）は２００Ｖｒｍｓから５５Ｖｒｍｓにステップ的に急変している。交流電源４と誘導性負荷３の間に、コンデンサ２を直列挿入する・しないという簡単な制御であるものの、コンデンサ２の電圧が略ゼロの時点でトライアックをオンすることに注意すれば、このような制御は可能である。光結合素子などによる絶縁型のトライアックを使用したソリッドステート・リレー（ＳＳＲ）にゼロ交差スイッチ機能のあるものを利用できる。例えば、扇風機などの小形モータの出力制御や蛍光灯の調光などは、負荷電圧が連続可変ではなくステップ的な増減が可能であるので、用途に応じては、実施例３も利用可能である。
【産業上の利用可能性】
【００２５】
本発明で開示された横ハーフ型ＭＥＲＳは、電流の持つ磁気エネルギーをコンデンサに電荷の形で静電エネルギーとして蓄積し、コンデンサの電荷が放電することで損失無く誘導性負荷に回生する磁気エネルギー回生スイッチであって、新しい態様、および制御方法を備えるものである。従来の交流スイッチであるサイリスタやＡＣトライアックと異なり、交流スイッチ回路に並列に接続されるコンデンサにより、負荷電流を断続せずに負荷電圧制御が可能である。
上述の理由により、本発明に係る交流電圧制御装置を、蛍光灯、水銀灯またはナトリウム灯などの誘導性の性質を示す放電灯に適用すると、連続調光が可能になる。具体的には、例えば、図３（Ａ）のようなシミュレーション回路を例にとれば、ゲートパルス発生回路５ａの最後段のモノステーブル・マルチバイブレータ回路の時定数設定を可変抵抗器等で変化させることによって、交流スイッチ回路を構成するパワーＭＯＳＦＥＴのオン時間を調整することにより、放電灯の連続調光を行うことができる。
【００２６】
また、本発明に係る交流電圧制御装置によって、接続する交流負荷として、純抵抗性負荷の場合は、負荷電圧を制御することによって、負荷電流が進相電流となるので、同じ系統に接続されている他の遅相電流負荷と併せて、力率改善の効果が期待できる。また、接続する誘導性負荷が、誘導電動機の場合、負荷電圧を上昇させることも減少させることも可能なので、簡易に電動機の出力を制御する電動機制御システムへの応用も考えられる。
【００２７】
特許文献１で開示されているフルブリッジ型ＭＥＲＳでは、４個の逆導通型半導体スイッチのそれぞれのゲートを駆動しなければならなかったが、図１で示した本発明に係る交流電圧制御装置の実施例１では、逆導通型半導体スイッチが２個になる横ハーフ型ＭＥＲＳを、さらにコンデンサの電圧が略ゼロの時点を検出して、コンデンサを交流スイッチ回路で短絡することにより、交流電源の電圧位相の検出が不要となった。
【００２８】
また、本発明に係る交流電圧制御装置は、簡単な共通接地のゲートパルス発生回路が使え、同時に２個の逆導通型半導体スイッチをオンさせている。逆導通型半導体スイッチとして、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴを使用した場合、逆導通時にゲートをオンすると寄生ダイオード導通よりも導通抵抗が小さくなるので、導通損失がさらに減少する。
【００２９】
以上では単相回路で説明したが、この新しい態様の横ハーフ型ＭＥＲＳを、三相交流の各相に挿入することで三相交流にも当然応用できる。相毎に制御することで、三相の不平衡電圧時の対応も可能である。この場合、スター・デルタ変換による電流三次高調波が消滅するなどの効果もある。従って、本発明に係る交流電圧制御装置を三相交流等の多相交流電源の各相に挿入することにより、不平衡電圧を解消する多相交流電源安定化システムを実現することができる。また、本発明に係る交流電圧制御装置を三相交流電源の各相に挿入し、スター・デルタ変換によって電流三次高調波を消滅させる高調波発生防止システムを実現することも可能である。
【００３０】
誘導性負荷が力率改善済みである場合、本発明に係る交流電圧制御装置によって、負荷電圧を増加させることが出来なくなるが、負荷電圧を下げる方向にのみ使用するのであれば、力率改善コンデンサＣｐｆを負荷側に入れて力率を改善するとよい。
【００３１】
また、本発明に係る交流電圧制御装置は、コンデンサ入力回路になるため、交流電源側からの高調波の流入がある場合に備え、サージ吸収回路を付加するとよい。サージ吸収回路の例は、図７に示す、インダクタＬ−抵抗Ｒの並列回路を、コンデンサに直列に入れるとよい。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】本発明係る磁気エネルギー回生スイッチによる交流電圧制御装置の実施例１の構成を示すブロック図である。
【図２】特許文献２で開示されている横ハーフ型磁気エネルギー回生スイッチの動作をシミュレーションするモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図３】本発明の実施例１の動作をシミュレーションするモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図４】本発明の実施例２の交流電圧制御装置の構成（一部のみ）を示すブロック図である。（Ａ）パワーＭＯＳＦＥＴを１個用いた場合（Ｂ）ＧＴＯサイリスタを１個用いた場合
【図５】交流スイッチ回路をトライアックで構成した本発明の交流電圧制御装置の実施例３の構成(一部のみ)を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施例３のシミュレーションモデル（Ａ）とその結果（Ｂ）を示す図である。
【図７】コンデンサに直列に挿入するサージ吸収回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
【００３３】
１  電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）  Ｓ１、Ｓ２
２  コンデンサ
３  誘導性負荷
４  交流電源
５  制御手段
５ａ  ゲートパルス発生回路
５ｂ  ゲート制御回路
６  コンデンサ電圧ゼロ検出回路
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２】
2010104185.tif 000010