(57)【要約】      （修正有）【課題】永久磁石を使用しない、あるいは、永久磁石使用量の少ないモータで、小型化、高効率化、低コスト化、及び高品質化を実現可能なモータを提供する。【解決手段】ステータ１１０の各歯１１７、１１８、１１９とロータの軟磁性体で構成される突極１６１、１６２とが個別に高い磁束密度で吸引力を発生できるように３相、全節巻き、集中巻きで突極の歯、軟磁性体の突極のロータの構成とし、また、各巻線１１１〜１１６は片方向電流で駆動できるモータ構成として、低コストで高効率な駆動を可能とし、さらには、バイアス磁束を付加し軟磁性体の磁束変動幅をほぼ２倍にする磁気飽和低減策を施して、最大トルクを増大することが可能なモータおよびその制御装置。【選択図】図６
2010119263.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相の全節巻き巻線を巻回するスロットを持ち、電気角３６０°の間に６個の歯を持ったステータコアと、
ステータの各スロットに配置した全節巻き、集中巻きの３相巻線と、
突極状の軟磁性体で構成される主突極磁極を持ったロータと
を備えることを特徴とするモータ。
【請求項２】
前記ロータは、電気角３６０°の間に２個の前記主突極磁極があり、その先端部近傍の円周方向に軟磁性体の突起部を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
【請求項３】
前記ロータは、電気角３６０°の間に２個の前記主突極磁極と２個の補助突極磁極を備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ。
【請求項４】
前記ロータの主突極磁極は、前記ステータと対向する部分の円周方向幅Ｈｍが電気角で３５°から６０°の幅であり、
前記ロータの補助突極磁極は、前記ステータと対向する部分の円周方向幅Ｈｈが電気角で前記円周方向幅Ｈｍより小さい値であることを特徴とする請求項３に記載のモータ。
【請求項５】
前記ステータの歯あるいは前記ロータの主突極磁極あるいは前記ロータの補助突極磁極の形状および相対的円周方向位置関係が円周方向に非対称であることを特徴とする請求項３、請求項４に記載のモータ。
【請求項６】
前記ステータの歯のロータ軸方向端に軟磁性体を付加したことを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項７】
前記ステータの歯あるいは前記ロータ磁極のロータ軸方向端に軟磁性体と永久磁石を付加したことを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項８】
前記ステータの歯あるいは前記ロータ磁極のロータ軸方向端に軟磁性体と磁束を励起する励磁巻線を付加したことを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項９】
前記ステータのスロットに永久磁石をその磁束が隣接する歯と歯の間に通るように配置したことを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項１０】
前記ステータの歯あるいは前記ロータの主突極磁極あるいは前記ロータの補助突極磁極の形状が、その先端部の円周方向幅よりバックヨーク側の円周方向幅の方が大きい構成であることを特徴とする請求項３乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項１１】
前記ロータの補助突極磁極のロータ軸方向端に軟磁性体を付加したことを特徴とする請求項３乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項１２】
前記ステータの歯あるいは前記ロータ磁極のロータ軸方向端に軟磁性体と磁束を励起する励磁巻線あるいは永久磁石を付加し、
高速回転でのモータ運転する場合に、前記歯の磁束が強められる方向に各スロットのモータ電流を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータおよび制御装置。
【請求項１３】
前記ステータのスロットに永久磁石をその磁束が隣接する歯と歯の間に通るように配置し、
高速回転でのモータ運転を行う場合に、前記永久磁石により励起される磁束の方向とモータ電流により励起される磁束の方向とが同一方向となるように制御することを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータおよび制御装置。
【請求項１４】
前記ロータの主突極磁極において、ある磁極から他の磁極の方向にスリットを設けたことを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項１５】
前記ロータの主突極磁極において、ある磁極から他の磁極の方向にスリットと、スリット内に永久磁石とを備えたことを特徴とする請求項１４に記載のモータ。
【請求項１６】
請求項６から請求項１５に記載の手段を組み合わせたことを特徴とする請求項１乃至請求項５に記載のモータ。
【請求項１７】
ステータの電気角３６０°の間の６個の歯と、
各歯に巻回された短節巻きで集中巻きの巻線と、
ロータの電気角３６０°の間に２個配置され、円周方向幅Ｈｍが電気角で３５°から６０°の幅であるロータの主突極磁極と、
２個の前記主突極磁極の間にそれぞれ配置され、円周方向幅Ｈｈが前記円周方向幅Ｈｍより小さい値である２個の補助突極磁極を備えることを特徴とするモータ。
【請求項１８】
スロットの開口部側に配置される巻線の断面積ＳＢＴがバックヨーク側に配置される巻線の断面積ＳＢＢより小さいことを特徴とする請求項１乃至請求項１７に記載のモータ。  
【請求項１９】
前記歯のスロット開口部側の軟磁性材ＳＭＡは飽和磁束密度が、前記歯のスロット奥側の軟磁性材ＳＭＢの飽和磁束密度より相対的に大きいことを特徴とする請求項１乃至請求項１７に記載のモータ。
【請求項２０】
前記ロータの軟磁性体にアモルファス金属を使用することを特徴とする請求項１乃至請求項１７に記載のモータ。
【請求項２１】
Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の３相で、Ｎｎ極のモータで、
スロット数が３×Ｎｎ個で、
少なくとも１２個のスロットにおいて、Ａ相巻線が巻回されたスロットＳ１のロータ軸方向端で外径側を通って配置され３個離れた負のＡ相のスロットＳ４へ巻回され、
前記スロットＳ１から４個目のスロットＳ５にＣ相巻線が巻回されロータ軸方向端で外径側を通って配置され、３個離れた負のＣ相のスロットＳ８へ巻回され、
前記スロットＳ１から８個目のスロットＳ９にＢ相巻線が巻回されロータ軸方向端で外径側を通って配置され、３個離れた負のＢ相のスロットＳ１２へ巻回され、
前記スロットＳ１から２個目のスロットＳ３にＢ相巻線が巻回されロータ軸方向端で前記スロットＳ４、Ｓ５のロータ軸方向端の側面を通って配置され、３個離れた負のＢ相のスロットＳ６へ巻回され、
前記スロットＳ１から６個目のスロットＳ７にＡ相巻線が巻回されロータ軸方向端で前記スロットＳ８、Ｓ９のロータ軸方向端の側面を通って配置され、３個離れた負のＡ相のスロットＳ１０へ巻回されることを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載のモータ。
ここで、Ｎｎは４以上の偶数の整数で、スロットＳ１からＳ１２はその数の順に円周方向に配置されたスロットである。
【請求項２２】
前記ステータコアの軸方向端の近傍において、前記スロットの形状がバックヨーク側へ広げた形状であり、
前記ステータコアの軸方向端の近傍において、前記スロットの形状が軸方向から円周方向へ曲がった形状であり、
それぞれの前記スロットに巻回される各巻線の相互の物理的な干渉を低減し、各スロットから前記ステータコアのロータ軸方向側面にかけて各巻線を緩やかな曲線で巻回できるステータコア形状としたことを特徴とする請求項１乃至請求項３、請求項２１に記載のモータ。
【請求項２３】
前記ステータのコイルエンド部の外周側あるいは内周側に前記ステータコアのバックヨーク部を配置していることを特徴とする請求項２２に記載のモータ。
【請求項２４】
前記スロット内の絶縁材料ＺＺ１と前記スロット内の軸方向端の近傍の絶縁材料ＺＺ２とをスロット形状を広げた部分で重ねていることを特徴とする請求項２２、請求項２３に記載のモータ。
【請求項２５】
前記ステータの軟磁性体の円周方向幅が電気角で３６０°の整数倍の幅に分割された分割コアの組み合わせで構成され、
前記ステータの電気角で３６０°の整数倍の前記幅に前記分割コアに巻かれるべき巻線が巻回された構成であることを特徴とする請求項１乃至請求項３に記載のモータ。
【請求項２６】
モータの外径側へ第１のステータとロータとを配置し、モータの内径側に第２のステータとロータとを配置した複合モータであることを特徴とする請求項１乃至請求項２５に記載のモータ。
【請求項２７】
モータの外径側へ第１のロータを配置し、
モータの内径側へ第２のロータを配置し、
前記第１のロータと前記第２のロータとの間に第１のステータと第２のステータを配置し、
前記第１のステータのスロットと前記第２のステータのスロットの間に両モータの第１の組の巻線が巻回され、
第１のステータの各スロット間には第２の組の巻線が巻回されていることを特徴とする請求項２６に記載のモータ。
【請求項２８】
モータコアの内部を電気角で３６０°の整数倍のピッチの部位を溶接等で結合することを特徴とする請求項１乃至請求項２７に記載のモータ。
【請求項２９】
前記ステータの相数が４相以上の相数のステータ構成であることを特徴とする請求項１乃至請求項１７に記載のモータ。
【請求項３０】
ロータ磁極の周辺に永久磁石あるいは導電体を配置したことを特徴とする請求項１乃至請求項６に記載のモータ。
【請求項３１】
モータの極対数が５以上の素数の整数倍であることを特徴とする請求項１乃至請求項３０に記載のモータ。
【請求項３２】
３相のステータの各スロットに同一相の複数の巻線を並列に巻回し、
並列巻線の片側の巻線にはダイオードＤ１を直列に接続して電源へ接続し、他の２相の巻線についても同様にダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続して電源へ接続し、
他方の巻線はモータの電流を制御するトランジスタＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３へ接続することを特徴とする請求項１乃至請求項１６に記載のモータおよび制御装置。
【請求項３３】
モータの各３相巻線の一方の端子を電源へ接続し、
前記３相巻線の各他端を各駆動用トランジスタＴＲ４、ＴＲ５、ＴＲ６へ接続し、
前記３相巻線の各他端と各駆動用トランジスタＴＲ４、ＴＲ５、ＴＲ６との各接続点へ各ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６を接続することを特徴とする請求項１乃至請求項１６に記載のモータおよび制御装置。
【請求項３４】
モータの各３相巻線の一方の端子をトランジスタＴＲ７のエミッタへ接続し、
前記巻線の各他端をトランジスタＴＲ８、ＴＲ９、ＴＲ１０のコレクタへ接続することを特徴とする請求項１乃至請求項１６に記載のモータおよび制御装置。
【請求項３５】
モータの各３相巻線の一方の端子をトランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２、ＴＲ１３の各エミッタへ接続し、
前記巻線の各他端をトランジスタＴＲ１４、ＴＲ１５、ＴＲ１６のコレクタへ接続することを特徴とする請求項１乃至請求項１５に記載のモータおよび制御装置。
【請求項３６】
モータの巻線ＷＵの一方の各端子をトランジスタＴＲ１７のエミッタとトランジスタＴＲ１８のコレクタへ接続し、
巻線ＷＶの一方の各端子をトランジスタＴＲ１９のエミッタとトランジスタＴＲ２０のコレクタへ接続し、
巻線ＷＷの一方の各端子をトランジスタＴＲ２１のエミッタとトランジスタＴＲ２２のコレクタへ接続し、
各巻線ＷＵ、ＷＶ、ＷＷの各他端を相互に接続することを特徴とする請求項１乃至請求項１５に記載のモータおよび制御装置。
【請求項３７】
電源の正電圧と負電圧との間にトランジスタＴＲ２３とトランジスタＴＲ２４とを直列に接続し、その中間点に巻線ＷＵの一端を接続し、巻線ＷＵの他端を電源の正電圧と負電圧との間に直列に配置したトランジスタＴＲ２５とトランジスタＴＲ２６との中間点に接続し、
電源の正電圧と負電圧との間にトランジスタＴＲ２７とトランジスタＴＲ２８とを直列に接続し、その中間点に巻線ＷＶの一端を接続し、巻線ＷＶの他端を電源の正電圧と負電圧との間に直列に配置したトランジスタＴＲ２９とトランジスタＴＲ３０との中間点に接続し、
電源の正電圧と負電圧との間にトランジスタＴＲ３１とトランジスタＴＲ３２とを直列に接続し、その中間点に巻線ＷＷの一端を接続し、巻線ＷＷの他端を電源の正電圧と負電圧との間に直列に配置したトランジスタＴＲ３３とトランジスタＴＲ３４との中間点に接続することを特徴とする請求項１乃至請求項１５に記載のモータおよび制御装置。
【請求項３８】
低速回転では前記ロータの主突極磁極と補助突極磁極とを交互に駆動し、その駆動時間幅は、それぞれの磁極円周方向幅に応じたトルク発生のための電流制御を行い、高速回転になるに従い、前記補助突極磁極で駆動するための電流を低減するモータ制御手段を備えることを特徴とする請求項３、請求項４に記載のモータおよび制御装置。
【請求項３９】
モータのトルク、回転位置に応じた各巻線の電流情報をテーブル化したデータテーブルを備えることを特徴とする請求項１乃至請求項１５に記載のモータおよび制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、自動車やトラック等に搭載されるモータおよびその制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
３相交流モータは、従来より広く使用されている。図６６はその概略的な構成を示す縦断面図の例である。８１１はモータ出力軸、８１２はロータコア、８１７および８１８はロータ表面に取り付けられたＮ極永久磁石およびＳ極永久磁石、８１３は軸受け、８１４はステータコア、８１５は巻線のコイルエンド、８１６はモータケースである。
図６７は図６６の断面ＡＡ−ＡＡを示す横断面図である。このモータは、３相交流、２極、１２スロットであり、巻線は全節巻き、分布巻きである。
ステータの歯は円周方向に、８２１、８２２、８２３、８２４、８２５、８２６、８２７、８２８、８２９、８２Ａ、８２Ｂ、８２Ｃである。各歯に挟まれた各スロットには３相の巻線が巻回され、Ｕ相巻線は８２Ｄ、８２Ｊ、８２Ｋ、８２Ｑであり、Ｖ相巻線は８２Ｈ、８２Ｎ、８２Ｐ、８２Ｇであり、Ｗ相巻線は８２Ｍ、８２Ｅ、８２Ｆ、８２Ｌである。
【０００３】
図６８は巻線図であり、横軸にステータの回転方向の各位置を電気角角度で示している。なお、このモータは２極のモータの例なので機械角と電気角は一致している。
ＵはＵ相巻線の端子でＵ相電流Ｉｕが通電され、ＶはＶ相巻線の端子でＶ相電流Ｉｖが通電され、ＷはＷ相巻線の端子でＷ相電流Ｉｗが通電され、Ｎは３相Ｙ結線の中性点である。８３１はＵ相巻線の渡り線、８３２はＶ相巻線の渡り線、８３３はＷ相巻線の渡り線である。
図６９は３相巻線の結線図で、Ｙ結線である。８３４はＵ相巻線、８３５はＶ相巻線、８３６はＷ相巻線である。
図６６から図６９に示した表面磁石型のブラシレスモータは、優れたモータとして広く活用されている。
【特許文献１】特開２００５−１１０４３１号公報（図１から図６）
【０００４】
しかし、さらなる高性能化、小型化、低コスト化の観点では、用途にもよるが以下に示すような問題点がある。
モータの基本的な特性として、力Ｆはフレミングの法則で表され、トルクＴは次式で表される。
Ｆ＝ＢＩＬ………………………………………………………………………………（１）
Ｔ＝ＦＲ…………………………………………………………………………………（２）
ここで、Ｉは作用する電流、Ｌは有効に作用する巻線の長さ、Ｒはロータの半径である。図６７に示すモータの場合、歯の部分の磁性鋼板の最大磁束密度Ｂｍａｘ＝２［Ｔ］とし、ステータとロータの間のエアギャップ部近傍のスロットの円周方向長Ｗｓと歯の円周方向長Ｗｔが同一であると仮定すると、モータのトルクとして作用する平均磁束密度は１［Ｔ］となる。従って、図６７に示すモータの問題として、磁性材料として得られる最大磁束密度Ｂｍａｘ＝２［Ｔ］が十分に活用されていないという問題がある。
モータの小型化の観点では、そのピークトルクが重要な特性であるが、ピークトルクも同じ観点で不十分である。
【０００５】
ステータの問題としては、図６７から推察されるように、スロットの開口部が狭く、巻線の巻回のし難さから巻線の占積率が低くなるためトルクが低下する問題が有り、コイルエンドのロータ軸方向長さが長くなるためモータが大型化する問題が有り、巻線の生産性も低くなるため生産コストの問題がある。
図６７に示すロータの問題としては、ロータ強度の問題およびその遠心力強度から最大許容回転数の問題がある。永久磁石８１７、８１８に作用する遠心力に耐えられる構成とする場合には、その補強コストの問題が発生する。モータの出力Ｐｏｕｔは、トルクと回転角速度ωの積として表されるので、回転数制約は出力の制約となる問題がある。
また、表面磁石型のブラシレスモータの場合、界磁弱め制御が難しく、界磁制御による定出力制御が難しいという問題がある。
【０００６】
高性能な永久磁石型のブラシレスモータには、ネオジムＮｄ、鉄Ｆｅ、ボロンＢで構成されるいわゆる希土類磁石が一般的に使用されているが、高価な材料であり、コストの問題がある。特に近年では、資源枯渇の問題としても注目され、懸念されている。
また、モータは、色々な負荷条件で使用され、電気自動車、ハイブリッド自動車などでは、最大トルクは大きく必要とするが、通常運転時は比較的軽負荷であって、軽負荷時のモータ効率が自動車の燃費として強く作用する。モータ効率の観点で、電流が巻線に流れることによるジュール損、界磁磁束が回転することに伴う鉄損、軸受けなどで発生する機械損があり、軽負荷では永久磁石界磁に伴う鉄損が問題となる運転領域も少なくない。特に、モータが連れ回りをし、トルクを発生する必要のない運転領域では、鉄損成分トルクが「引きづりトルク」とも言われ、永久磁石の磁束の存在そのものが問題になることもある。
【０００７】
図６８は図６６、図６７のモータの巻線図であり、横軸はロータの回転角を電気角で示している。３相の入力端子Ｕ、Ｖ、Ｗから３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが各３相巻線へ供給される。８３１はＵ相巻線の渡り線、８３２はＶ相巻線の渡り線、８３３はＷ相巻線の繋ぎ線、Ｎは星形結線の中性点である。この巻線図は、全節巻き、分布巻きであり、各巻線の配置が複雑で製作が難しいという問題、巻線の占積率が低下する問題、巻線の交差によりコイルエンド部が軸方向に長くなる問題などがある。
図６９は前記モータを３相インバータで駆動する場合の構成を示している。８４Ｄはバッテリなどの直流電源、８４１、８４２、８４３、８４４、８４５、８４６はパワートランジスタ、８４７、８４８、８４９、８４Ａ、８４Ｂ、８４Ｃは各パワートランジスタに並列に配置されたダイオードである。８３４はＵ相巻線、８３５はＶ相巻線、８３６はＷ相巻線である。パワートランジスタ等が多く必要であり、そのコストの問題がある。
また、巻線へ電流を供給する時に、２個のトランジスタが直列に接続されているので、トランジスタのオン損失に起因するインバータ効率の問題がある。当然であるが、モータとインバータを含む制御装置とがセットで、その性能、大きさ、コストの点で競争力が求められている。
【０００８】
図７０は２極のマルチフラックスバリア型ロータを持つ３相交流モータの例である。
ステータは図６７と同じである。ロータの８５１は軟磁性体からなる細い磁路であり、８５２はスリット状の空隙部で磁束を妨げることからフラックスバリアとも言われている。この図ではロータの上側と下側がロータの磁束の通る方向、即ち、ロータの磁極となっている。これらの磁極の磁束密度は、磁路とスリットが交互に配置されていることから、軟磁性体の飽和磁束密度の約半分であり、最大磁束密度が使えていないという問題がある。この種のモータの力率は、０．６から０．８位であり、高くはない。
また、ロータの強度は、軟磁性体の細い部分が多く、高速回転では遠心力に対する強度確保の問題がある。駆動するインバータは、図６９に示すようなインバータである。
【０００９】
他の従来モータの横断面図を図７１に示す。スイッチトリラクタンスモータと言われるモータで、ステータに６個の磁極である歯、ロータに４個の磁極を持っている。多くの研究が成されているが、まだ実用化の例は少ない。
【特許文献２】特開２００２−２７２０７１号公報（図１）  ８６１はＡ相のステータ磁極、８６７、８６８はＡ相の巻線、８６４は負のＡ相の歯、８６Ｅ、８６Ｄは負のＡ相の巻線、８６５はＢ相のステータ磁極、８６Ｆ、８６ＧはＢ相の巻線、８６２は負のＢ相の歯、８６Ａ、８６９は負のＢ相の巻線、８６３はＣ相のステータ磁極、８６Ｂ、８６ＣはＣ相の巻線、８６６は負のＣ相の歯、８６Ｊ、８６Ｈは負のＣ相の巻線である。８６Ｌはロータの突極である。
【００１０】
図７１に示すスイッチトリラクタンスモータは、永久磁石を使用せず低コストであり、ステータの巻線は集中巻きで簡素な構成であり、ステータの突極とロータの突極とに作用する磁束は、電磁鋼板の飽和磁束密度で作用するので、高磁束密度の電磁気現象を利用でき、ロータが堅牢なので高速回転が可能である。
図７１に示すスイッチトリラクタンスモータの問題点は、回転に伴ってステータとロータ間に作用するラジアル力が、円周方向に９０°異なる位置へ変化するため、また、駆動電流がスイッチ的に作用させるため、特にステータのラジアル方向変形が大きく、振動、騒音が大きい問題がある。巻線の使用効率については、トルクを発生するために通電する電流が図７１に図示する１２個の巻線の内の４個の巻線に通電され、４／１２＝１／３の巻線使用効率であり低く、結果として巻線の発熱であるジュール損が大きくなる問題がある。
【００１１】
図７２は図７１のモータを駆動するインバータの例である。８７１、８７２、８７３、８７４、８７５、８７６はパワートランジスタ、８７７、８７８、８７９、８７Ａ、８７Ｂ、８７Ｃは各パワートランジスタと各巻線８７Ｄ、８７Ｅ、８７Ｆに逆並列に配置されたダイオードであり、磁気エネルギーを直流電源８４Ｄへ返す、あるいは各トランジスタと巻線を介してフライホイール電流を流すこともできる。ここで、巻線８７ＤはＡ相の巻線８６７、８６８と８６Ｅ、８６Ｄとを直列に巻回した巻線である。巻線８７ＥはＢ相の巻線８６Ｆ、８６Ｇと８６Ａ、８６９とを直列に巻回した巻線である。巻線８７ＦはＣ相の巻線８６Ｂ、８６Ｃと８６Ｊ、８６Ｈとを直列に巻回した巻線である。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明モータの構成は、３相の全節巻き巻線を巻回するスロットを持ち、電気角３６０°の間に６個の歯を持ったステータコアと、ステータの各スロットに配置した全節巻き、集中巻きの３相巻線と、軟磁性体で構成される主突極磁極を持ったロータで構成される。  各巻線へは、交流ではなく一方向の電流が通電され、より簡単なインバータで駆動することが可能である。ステータの突極とロータの突極とが相互に吸引するように作用させるので、通常の珪素鋼板を使用すれば、約２テスラの磁束密度での動作が可能であり、大きなトルクを得ることができる。また、モータには高価な永久磁石を必要とせず、安価である。
【００１３】
また、本発明のモータは、ロータの電気角３６０°の間に２個の主突極磁極と２個の補助突極磁極とを備えることにより、特に低速回転において、トルクリップルの小さい駆動が可能である。
そして、主突極磁極の円周方向幅Ｈｍ、補助突極磁極の円周方向幅Ｈｈ、スロットの開口部の幅Ｈｓとを所定の関係とすることにより効果的にトルクを得ることができる。
また、本発明のロータは、主突極磁極と補助突極磁極とが円周方向に交互に配置されるが、相互の間隔を不等間隔にし、片方向のトルク発生をより効果的にすることもできる。  また、本発明のモータは、ステータの歯のロータ軸方向端に軟磁性体を付加することにより、それぞれの磁気飽和を低減し、トルクを増加させることができる。
【００１４】
また、本発明のモータは、ステータの歯あるいはロータ磁極のロータ軸方向端に軟磁性体と永久磁石を付加することにより、それぞれの磁気飽和を低減し、トルクを増加させることができる。
また、本発明のモータは、ステータの歯あるいはロータ磁極のロータ軸方向端に軟磁性体と磁束を励起する巻線を付加することにより、それぞれの磁気飽和を低減し、トルクを増加させることができる。
また、本発明のモータは、ステータのスロットのロータ側端近傍に永久磁石を配置することにより、それぞれの磁気飽和を低減し、トルクを増加させることができる。
【００１５】
また、本発明のモータは、ステータの歯あるいはロータの主突極磁極あるいはロータの補助突極磁極の形状が、その先端部の円周方向幅よりバックヨーク側の円周方向幅の方が大きい構成とすることにより、それぞれの磁気飽和を低減し、トルクを増加させることができる。
また、本発明のモータは、ロータの補助突極磁極のロータ軸方向端に軟磁性体を付加することにより、それぞれの磁気飽和を低減し、トルクを増加させることができる。
また、本発明のモータは、ロータの主突極磁極において、ある磁極から他の磁極の方向にスリットを設けることにより、磁束の分布を改善し、トルクを増加させることができる。
【００１６】
また、本発明のモータは、前記スリットに永久磁石を配置することにより、磁束分布を改善することにより力率を改善し、トルクを増加させることができる。
また、本発明のモータは、前記の種々方法を組み合わせることにより、より効果的にトルクを増加させることができる。
また、本発明のモータは、スロットの開口部側に配置される巻線の断面積ＳＢＴがバックヨーク側に配置される巻線の断面積ＳＢＢより小さくし、スロット開口部側の電流密度を高めることにより、スロット開口部近傍の漏れ磁束を低減することができ、軟鉄部の磁気飽和を低減し、モータの最大トルクを増加させることができる。
【００１７】
また、本発明のモータは、歯のスロット開口部側の軟磁性材ＳＭＡは飽和磁束密度が、歯のスロット奥側の軟磁性材ＳＭＢの飽和磁束密度より相対的に大きくすることにより、軟鉄部の磁気飽和を低減し、モータの最大トルクを増加させることができる。
また、本発明のモータは、ロータの軟磁性体にアモルファス金属を使用することにより、効果的にロータの損失を低減することができる。
また、本発明のＮ極モータで、ステータの巻線束の数が３Ｎ／２であり、モータの中心から外周までにステータに配置された巻線の数が同一円周方向角度の位置では１個あるいは２個である様に構成し、各巻線の干渉、交差を低減し、巻線の占積率を向上し、生産性の高い巻線とすることができる。
【００１８】
また、本発明のモータは、ステータコアの軸方向端の近傍において、一部のスロットの形状がバックヨーク側へ広げた形状であり、ステータコアの軸方向端の近傍において他のスロットの形状が軸方向から円周方向へ曲がった形状であり、このスロット形状の改善により、各巻線はステータコアの角部で円弧状に滑らかに無理なく巻回することができ、同時に、それぞれのスロットに巻回される巻線の物理的な干渉を大幅に低減できる。その結果、コイルエンド部のロータ軸方向の突き出し量を大幅に低減することができる。
さらに、コイルエンド部の外周側にステータコアを付加して配置することにより、前記のスロット形状の変形によりバックヨークの磁路が減少した問題を低減することができる。
また、ロータ軸方向端近傍のスロットを広げることにより、巻線とステータコアの間の絶縁紙を交差させるスペースを確保し、スロット内の絶縁紙とステータコア端近傍の絶縁紙とを無理なく接続させることができる。
【００１９】
また、本発明のモータは、各巻線の電流を一方向電流でも駆動することができるので、モータの各巻線の片端ＫＤをインバータの電源の安定した電位へ接続し、片端ＫＤに近い巻線をスロット内のステータコアにより近い位置へ巻回し、巻線とステータコア間の浮遊容量を介して流れる電流を低減し、インバータを含め、電磁ノイズに強いモータシステムを構成することができる。
また、本発明のモータは、ステータの軟磁性体の円周方向幅が電気角で３６０°近傍の幅に分割された分割コアの組み合わせで構成され、各巻線の巻回が分割コアの中で完結する構成としている。ステータの３６０°の円周方向幅に３個の巻線束が配置された構成である。従って、巻線の巻回された分割コアを複数組み合わせることによりモータを製作できる。
【００２０】
また、本発明のモータは、モータの外径側へ第１のステータとロータとを配置し、モータの内径側に第２のステータとロータとを配置した複合モータとして構成することができる。
また、本発明のモータは、モータの最外径側へ第１のロータを配置し、モータの最内径側へ第２のロータを配置し、第１のロータと第２のロータとの間に第１のステータと第２のステータを配置し、第１のステータのスロットと第２のステータのスロットの間に両モータの第１の組の巻線が巻回され、第１のステータの各スロット間には第２の組の巻線が巻回した構成である。内側のスロットの面積と外側のスロットの面積が異なる問題を、第２の組の巻線を巻回することにより解決できる。
【００２１】
また、本発明のモータは、モータコアの内部を電気角で３６０°の整数倍のピッチの部位を溶接等で結合する。これは、溶接等で電磁鋼板を溶接する場合、溶接部では電気的に導通状態となるため、モータ内で電気閉回路が構成される場合がある。導通する電気閉回路に鎖交し変化する磁束が存在する場合、電気閉回路をループする電流が流れ、ジュール損が発生する問題がある。
また、本発明のモータは、３相の直流あるいは交流の電流で作用するが、より高性能化のため、考えを拡張して４相のモータとすることも可能である。さらに、５相のモータへ拡張することも可能であり、特に５相の場合は、３相および４相のモータに比較して、モータ振動の高調波成分を大幅に低減できるため、静粛なモータを実現することができる。  
【００２２】
また、本発明のモータは、ロータ磁極の周辺に永久磁石あるいは導電体を配置することにより、ロータの漏れ磁束、磁気飽和を低減することができる。
また、本発明のモータは、３相のステータの各スロットに同一相の複数の巻線を並列して巻回し、並列巻線の片側の巻線にはダイオードＤ１を直列に接続して電源へ接続し、他の２相の巻線についても同様にダイオードＤ２、Ｄ３を直列に接続して電源へ接続し、他方の巻線はモータの電流を制御するトランジスタＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３へ接続する。すなわち、各巻線をバイファラ巻等の巻線とし、力行巻線と回生巻線に分離する構成とすることにより、インバータの簡素化、小型化、高効率化、低コスト化を実現する。
【００２３】
また、本発明のモータは、モータの各３相巻線の一方の端子を電源へ接続し、前記３相巻線の各他端を各駆動用トランジスタＴＲ４、ＴＲ５、ＴＲ６へ接続し、前記３相巻線の各他端と各駆動用トランジスタＴＲ４、ＴＲ５、ＴＲ６との各接続点へ各ダイオードＤ４、Ｄ５、Ｄ６を接続する。一方向電流で駆動する場合、インバータの簡素化、小型化、高効率化、低コスト化を実現できる。この時、回生電力はＤＣ−ＤＣコンバータで直流電源へ回生する。また、複数のモータを駆動する場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータを共用することができるので、本発明モータを一方向電流で駆動する場合、３個のトランジスタで駆動できることになる。
また、本発明のモータは、モータの各３相巻線の一方の端子をトランジスタＴＲ７のエミッタへ接続し、前記巻線の各他端をトランジスタＴＲ８、ＴＲ９、ＴＲ１０のコレクタへ接続する。本発明モータを一方向電流で駆動する場合、４個のトランジスタで駆動できることになる。
【００２４】
また、本発明のモータは、モータの各３相巻線の一方の端子をトランジスタＴＲ１１、ＴＲ１２、ＴＲ１３の各エミッタへ接続し、前記巻線の各他端をトランジスタＴＲ１４、ＴＲ１５、ＴＲ１６のコレクタへ接続する。本発明モータを一方向電流で駆動する場合、３相の電流を自在に駆動できることになり、前記の４個のトランジスタでの駆動法に比較して、トルク、効率を向上できる。
また、本発明のモータは、モータの巻線ＷＵの一方の各端子をトランジスタＴＲ１７のエミッタとトランジスタＴＲ１８のコレクタへ接続し、巻線ＷＶの一方の各端子をトランジスタＴＲ１９のエミッタとトランジスタＴＲ２０のコレクタへ接続し、巻線ＷＷの一方の各端子をトランジスタＴＲ２１のエミッタとトランジスタＴＲ２２のコレクタへ接続し、各巻線ＷＵ、ＷＶ、ＷＷの各他端を相互に接続する。３相の交流電流で駆動することができる。
【００２５】
また、本発明のモータは、電源の正電圧と負電圧との間にトランジスタＴＲ２３とトランジスタＴＲ２４とを直列に接続し、その中間点に巻線ＷＵの一端を接続し、巻線ＷＵの他端を電源の正電圧と負電圧との間に直列に配置したトランジスタＴＲ２５とトランジスタＴＲ２６との中間点に接続し、電源の正電圧と負電圧との間にトランジスタＴＲ２７とトランジスタＴＲ２８とを直列に接続し、その中間点に巻線ＷＶの一端を接続し、巻線ＷＶの他端を電源の正電圧と負電圧との間に直列に配置したトランジスタＴＲ２９とトランジスタＴＲ３０との中間点に接続し、電源の正電圧と負電圧との間にトランジスタＴＲ３１とトランジスタＴＲ３２とを直列に接続し、その中間点に巻線ＷＷの一端を接続し、巻線ＷＷの他端を電源の正電圧と負電圧との間に直列に配置したトランジスタＴＲ３３とトランジスタＴＲ３４との中間点に接続する。１２個のトランジスタで完全に自在な３相の正負電流を制御することができ、３相モータの性能を最大限に引き出すことができる。
【００２６】
また、本発明のモータおよび制御装置は、低速回転では前記ロータの主突極磁極と補助突極磁極とを交互に駆動し、その駆動時間幅は、それぞれの磁極円周方向幅にほぼ比例したトルク発生のための電流制御を行い、高速回転になるに従い、補助突極磁極で駆動するための電流を低減するモータ制御手段を備えた構成とする。低速回転ではモータのステータコアが駆動周波数近傍で振動するような騒音の問題は少なく、高速回転では主突極磁極での駆動を主として、ステータコアが駆動周波数近傍で振動することを抑制できる制御とする。
また、本発明のモータおよび制御装置は、モータのトルク、回転位置、回転速度等に応じた各巻線の電流情報をマップ化したデータマップを備え、非線形で複雑な制御マップ情報を元に簡素な制御アルゴリズムで制御する。さらに磁束情報、インダクタンス情報、電圧情報もマップ情報に追加できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２７】
本発明を実施するための最良の形態を以下の実施例により詳細に説明する。
【実施例】
【００２８】
（実施例１）
図１に本発明の実施例である２極のモータ１１０を示す。
ステータ１１Ｆの各スロットには全節巻きでかつ集中巻きの各巻線を巻回していて、１１１と１１４はＡ相の巻線、１１３と１１６はＢ相の巻線、１１５と１１２はＣ相の巻線である。各スロットに挟まれた各歯１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃはそれぞれ突極を構成している。歯の先端部の電気角で表される円周方向幅はＨｔ、スロットの開口部の電気角で表される円周方向幅はＨｓであり、両幅の和（Ｈｔ＋Ｈｓ）は電気角で６０°である。ロータの回転位置をθｒで示す。
ロータ１１Ｅは軟磁性体で構成された突極形状のロータである。１１Ｄの部分の大半は空間であり、回転時の風損を低減する等の目的等で非磁性体を埋め込むことも可能である。ロータ突極の電気角で表される円周方向幅は図示するようにＨｍである。
【００２９】
図１は動作を説明が容易な２極のモータの例を示しているが、多極化が可能であり、図２に８極のモータに変形した例を示す。ステータ１２Ｔのスロットは１２１、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１２７、１２８、１２９、１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃ、１２Ｄ、１２Ｅ、１２Ｆ、１２Ｊ、１２Ｋ、１２Ｌ、１２Ｍ、１２Ｎ、１２Ｐ、１２Ｑ、１２Ｒ、１２Ｓであり、ロータ１２Ｕは８個の突極１２Ｖを持っている。
次に、図１のモータの作用について、図３の（ａ）から（ｆ）に図解して説明する。
スロットの開口部の幅Ｈｓは２０°、ロータ突極の幅Ｈｍは４０°の例である。
図４に、水平軸に電気角で表したロータ回転位置θｒと各相の電流と各相のトルクを示す。Ａ相の電流はＩａ、Ｂ相の電流はＩｂ、Ｃ相の電流はＩｃである。
【００３０】
図１、図２、図３に示すモータのトルクは、巻線が全節巻きでかつ集中巻きであり、ステータの歯１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃがほぼ全周に配置されていることから、トルクを発生させるために少なくとも２個の巻線に電流を流してトルクを生成する。そして、ステータの突極状の歯とロータの突極との間に吸引力を発生させてリラクタンストルクを得る。ステータの歯１１Ｃと１１９とがロータ突極１１Ｅとの間に発生するトルクをＴａ、スタータの歯１１８と１１Ｂとがロータ突極１１Ｅとの間に発生するトルクをＴｂ、スタータの歯１１７と１１Ａとがロータ突極１１Ｅとの間に発生するトルクをＴｃとする。なお、この時、各吸引力は磁束の方向が正の場合も負の場合も同一の吸引力、トルクを発生する点には注意を要する。
【００３１】
ロータが図３の（ａ）に示すθｒ＝３０°の回転位置近傍にあるときには、Ａ相巻線１３１へは正の電流Ｉａを流し、反対側のＡ相巻線１３４へは負の電流−Ｉａを流す。同時にＣ相巻線１３５へは正の電流Ｉｃを流し、反対側のＣ相巻線１３２へは負の電流−Ｉｃを流す。Ｂ相巻線１３３、１３６へは電流を流さない。各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、図４の（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ）に示す電流である。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１Ａから１１７の方向へ太線の矢印で示す方向にＡ相電流Ｉａ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、歯１１Ａから歯１１７の方向に磁束が誘起される。そして、ロータには反時計回転方向ＣＣＷへ図４の（Ｆ）に示すトルクＴｃが発生する。ここで、ステータとロータの軟磁性体部の透磁率は十分に大きく、ステータとロータ間の広い空間部の透磁率は十分に小さく、ステータとロータ間の狭いエアギャップ部の磁気抵抗は十分に小さいと仮定する単純モデルでは、ステータの歯１１８、１１９、１１Ｂ、１１Ｃの近傍に作用する磁界の強さ［Ａ／ｍ］はほぼ零で、これらの歯をラジアル方向に通過する磁束はほぼ零で、トルクもほぼ零である。
【００３２】
ロータがＣＣＷへ回転し、図３の（ｂ）に示すθｒ＝５０°の回転位置近傍まで回転すると、Ｃ相巻線１３５へ正の電流Ｉｃを流し、Ｃ相巻線１３２へは負の電流−Ｉｃを流す。同時にＢ相巻線１３３へ正の電流Ｉｂを流し、反対側のＢ相巻線１３６へは負の電流−Ｉｂを流す。Ａ相巻線１３１、１３４へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１８から１１Ｂの方向へ太線の矢印で示す方向にＢ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図４の（Ｄ）に示すトルクＴｂが発生する。しかし、巻線１３２、１３５のスロット開口部近傍の空気部を磁束が通ることになり、磁気抵抗が大きいことから磁束密度は小さく、トルクＴｂは大きくない。そして、ロータ突極１１Ｅがステータの歯１１８、１１Ｂへ近づくにつれてトルクＴｂが急激に増加する。
【００３３】
ロータがＣＣＷへ回転し、図３の（ｃ）に示すθｒ＝７０°の回転位置近傍まで回転すると、同一の電流条件で、さらにロータはＣＣＷへトルクＴｂが発生し回転する。図３の（ｄ）のロータ回転位置θｒ＝９０°からθｒ＝１１０°まで同様に図４の（Ｄ）に示すトルクＴｂが発生する。
【００３４】
ロータが図３の（ｅ）に示すθｒ＝１１０°の回転位置近傍まで回転すると、Ｂ相巻線１３３へ正の電流Ｉｂを流し、Ｂ相巻線１３６へは負の電流−Ｉｂを流す。同時にＡ相巻線１３１へ正の電流Ｉａを流し、反対側のＡ相巻線１３４へは負の電流−Ｉａを流す。Ｃ相巻線１３２、１３５へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１Ｃから１１９の方向へ太線の矢印で示す方向にＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂの起磁力が作用し、矢印で示す方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図４の（Ｂ）に示すトルクＴａが発生する。
θｒが１１０°から１２０°近傍までは、磁束が巻線１３３、１３６近傍の空気部を通るため、磁気抵抗が大きく発生トルクＴａは小さい。図３の（ｆ）のロータ回転位置θｒ＝１３０°の近傍でトルクＴａは急激に大きくなる。
【００３５】
ここで、図３の（ａ）と（ｄ）ではロータの角度が６０°回転しているが類似の動作である。但し、ロータの磁束の方向は逆になっている。図３の（ｂ）と（ｅ）ではロータの角度が６０°回転しているが類似の動作である。但し、ロータの磁束の方向は逆になっている。図３の（ｃ）と（ｆ）ではロータの角度が６０°回転しているが類似の動作である。但し、ロータの磁束の方向は逆になっている。
図３、図４に示すように、ロータ回転位置θｒにより順次通電する電流を換えてロータを回転することができる。各歯の発生トルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを乗り継いだモータトルクＴｍを図４の（Ｇ）の実線に示す。ロータ突極１１Ｅの回転方向端がスロットの開口部にさしかかるとトルクＴｍが低下している。この程度の部分的なトルク低下は問題ない用途も多い。このトルク低下を低減するためには、ステータもしはくロータをスキューする方法があり、その他の方法についても後述する。
【００３６】
図３に示すこれらの動作で、ステータの各突極の磁束の方向は同一方向であり、ロータの磁束の方向は回転位置により反転し、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの方向は一方向の電流で駆動可能である。電流の大きさについては、各相の電流の大きさを同一として説明したが、各相の電流バランスを変えたり、３相共に電流を流すことも可能である。ロータ突極の幅Ｈｍ、歯の先端部の幅Ｈｔ、スロットの開口部の幅Ｈｓについても異なる値を取ることができる。ステータの歯の先端形状については単純な突極形状を図示し設明したが、スロットの開口部を狭くする構造、歯の円周方向端のロータとのエアギャップを広めにする構造等、各種の変形が可能である。ロータ突極の形状についても、同様に、種々変形が可能である。
【００３７】
次に、このモータの発生するトルクＴについて定性的に考える。自動車用のモータにおいて、通常運転においてはモータに求められるトルクは最大トルクの１／２以下であって、最大トルクを使用する頻度は低く、最大トルク時のモータ効率はさほど問題にならない用途が少なからずある。このような用途でのモータの小型化、低コスト化は、最大トルクの特性が重要である。
今、トルク特性について、ステータの歯とロータの突極が相互に対向している部分の軟磁性体が磁気飽和していない線形動作領域Ａａと磁気飽和している非線形動作領域Ａｓとに分けて、図１のモータモデルで、ロータ回転位置θｒ＝３０°近傍で考える。
線形動作領域Ａａで、磁束密度をＢｘ、各相の巻線巻回数Ｎｗ、電流Ｉｘ、磁束密度の比例係数Ｋｂ、モータのロータ軸方向の厚みＴｃ、ロータの回転角速度ωｒ、ロータ半径Ｒとすると、磁束密度Ｂｘと磁束φは次式で与えられる。
Ｂｘ＝Ｋｂ×Ｉｘ×Ｎｗ………………………………………………………………（３）
φ＝Ｔｃ×ωｒ×ｔ×Ｒ×Ｂｘ＝Ｔｃ×ωｒ×ｔ×Ｒ×Ｋｂ×Ｉｘ×Ｎｗ……（４）
【００３８】
この時、入力電力Ｐｉｎは、巻線抵抗Ｒａを零、鉄損Ｐｆｅを零、モータの機械損を零と仮定し、次式となる。
Ｐｉｎ＝２×Ｖ×Ｉｘ＝２×Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ×Ｉｘ……………………………（５）
また、機械的な出力Ｐｏｕｔは次式となる。
Ｐｏｕｔ＝Ｔ×ωｒ……………………………………………………………………（６）
従って、これらの式から、線形動作領域ＡａにおけるモータのトルクＴは次式で与えられる。
Ｔ＝２×Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×ｄ（Ｔｃ×ωｒ×ｔ×Ｒ×Ｋｂ×Ｉｘ×Ｎｗ）／ｄｔ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×Ｔｃ×ωｒ×Ｒ×Ｋｂ×Ｉｘ×ＮｗＩｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×Ｔｃ×Ｒ×Ｋｂ×Ｎｗ×Ｉｘ2 ……………………………………（７）
【００３９】
線形動作領域ＡａでのトルクＴは、磁束密度の比例係数Ｋｂに比例し、電流Ｉｘの二乗に比例する値となる。
一方、軟磁性体が磁気飽和している非線形動作領域ＡｓでのトルクＴについて、飽和磁束密度をＢｓａｔとして求める。磁束φは次式で与えられる。
φ＝Ｔｃ×ωｒ×ｔ×Ｒ×Ｂｓａｔ…………………………………………………（８）
トルクは次式で与えられる。
Ｔ＝２×Ｎｗ×ｄφ／ｄｔ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×ｄ（Ｔｃ×ωｒ×ｔ×Ｒ×Ｂｓａｔ）／ｄｔ×Ｉｘ／ωｒ
＝２×Ｎｗ×Ｔｃ×Ｒ×Ｂｓａｔ×Ｉｘ…………………………………………（９）
【００４０】
軟磁性体の非線形動作領域ＡｓでのトルクＴは、飽和磁束密度Ｂｓａｔと電流Ｉｘに比例した値になる。当然、この最大トルクＴは各相の巻線巻回数Ｎｗ、モータのロータ軸方向の厚みＴｃ、ロータ半径Ｒにも比例する。この結果から、モータの小型化、低コスト化を行うための重要な特性であるモータの最大トルクの特性は、飽和磁束密度Ｂｓａｔに大きく依存することが定性的に検証された。ただし、（８）式が成り立つ条件として、ステータとロータが対向する部分以外での磁気飽和は無いこと、ロータ１１Ｅの円周方向の空間１１Ｄの磁束密度が軟磁性体部の磁束密度に比較して十分に小さいことという条件が必要である。これらの条件については、比較するモータで同等であると仮定する。
【００４１】
モータの最大トルクは、モータとして動作する飽和磁束密度Ｂｓａｔが重要であり、図１の動作点では最大の磁束密度を利用していると言える。通常の電磁鋼板で構成すれば、２テスラ程度の磁束密度を活用することができる。図６７、図７０で示す従来モータのトルク発生に作用する磁束密度はステータの歯とスロットの平均磁束密度で作用するので、おおよそ、飽和磁束密度Ｂｓａｔの１／２で作用しており、磁束密度の点では低い値となっている。従って、図１のモータモデルで、ロータ回転位置θｒ＝３０°近傍でモータの最大トルクを出力する時、軟磁性体の飽和磁束密度Ｂｓａｔの限界まで使用していると言える。
【００４２】
次に、図４の（Ｇ）で示したトルク低下部を改良する方法について示す。例えば、図３の（ｂ）において、スロットの開口部近傍の磁気抵抗が大きくなり、トルクが低下する問題である。図５に示すように、ロータ突極１１Ｅの円周方向幅で、ロータの半径Ｒより内径側へ軟磁性体の突起部１５１、１５２、１５３、１５４を付加することにより、この回転位置近傍でトルクを増加し、改善することができる。ステータの歯１１８と突起部１５２との距離が短くなり、この間の磁気抵抗が小さくなる。ステータの歯１１Ｂと突起部１５３との関係も同様である。
【００４３】
（実施例２）
次に、本発明の他のモータ例を図６に示す。
説明を容易化するために２極の構成のモータを示している。図１のモータに対し、ロータに補助突極磁極１６２を、主突極磁極１６１の間に、それぞれ追加している。補助突極磁極１６２の電気角で表される円周方向幅はＨｈである。この例では、ロータの４個の突極は相互に電気角で９０°の角度差を設け、等間隔に配置している。
図６のモータを８極に多極化したモータを図７に示す。図２のモータに比較し、ロータ１７１に補助突極磁極１７３を付加している。１７２は主突極磁極である。電気角３６０°の間に、ロータの４個の突極を相互に電気角で９０°の角度差を設け、等間隔に配置している。
【００４４】
図６のモータ構成の目的は、図４の（Ｇ）で示したトルクの低下部を改善することである。図６のモータの作用について、図８の（ａ）から（ｆ）に図解して説明する。スロットの開口部の円周方向の幅Ｈｓは２０°、ロータの主突極磁極１６１の円周方向の幅Ｈｍは４０°、補助突極磁極の円周方向の幅は２０°の例である。
図９に、水平軸に電気角で表したロータ回転位置θｒと各相の電流と各相のトルクを示す。Ａ相の電流はＩａ、Ｂ相の電流はＩｂ、Ｃ相の電流はＩｃである。
図６、図７、図８に示すモータのトルクは、巻線が全節巻きでかつ集中巻きであり、ステータの歯１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃがほぼ全周に配置されていることから、トルクを発生させるために少なくとも２個の巻線に電流を流してトルクを生成する。そして、ステータの突極状の歯とロータの突極との間に吸引力を発生させてリラクタンストルクを得る。
【００４５】
ステータの歯１１Ｃと１１９とがロータの主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２との間に発生するトルクをＴａ、ステータの歯１１８と１１Ｂとがロータの主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２との間に発生するトルクをＴｂ、ステータの歯１１７と１１Ａとがロータの主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２との間に発生するトルクをＴｃとする。なお、この時、各吸引力は磁束の方向が正の場合も負の場合も同一の吸引力、トルクを発生する点には注意を要する。
【００４６】
ロータが図８の（ａ）に示すθｒ＝３０°の回転位置近傍にあるときには、Ａ相巻線１１１へは正の電流Ｉａを流し、反対側のＡ相巻線１１４へは負の電流−Ｉａを流す。同時にＣ相巻線１１５へは正の電流Ｉｃを流し、反対側のＣ相巻線１１２へは負の電流−Ｉｃを流す。Ｂ相巻線１１３、１１６へは電流を流さない。各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、図９の（Ａ）、（Ｃ）、（Ｅ）に示す電流である。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１Ａから１１７の方向へ太線の矢印で示す方向にＡ相電流Ｉａ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、歯１１Ａから歯１１７の方向に磁束が誘起される。そして、ロータには反時計回転方向ＣＣＷへ図９の（Ｆ）に示すトルクＴｃが発生する。ここで、ステータとロータの軟磁性体部の透磁率は十分に大きく、ステータとロータ間の広い空間部の透磁率は十分に小さく、ステータとロータ間の狭いエアギャップ部の磁気抵抗は十分に小さいと仮定する単純モデルでは、ステータの歯１１８、１１９、１１Ｂ、１１Ｃの近傍に作用する磁界の強さ［Ａ／ｍ］はほぼ零で、これらの歯をラジアル方向に通過する磁束はほぼ零で、トルクもほぼ零である。
【００４７】
ロータがＣＣＷへ回転し、図８の（ｂ）に示すθｒ＝５０°の回転位置近傍まで回転すると、Ａ相巻線１１１へ正の電流Ｉａを流し、Ａ相巻線１１４へは負の電流−Ｉａを流す。同時にＢ相巻線１１３へ正の電流Ｉｂを流し、反対側のＢ相巻線１１６へは負の電流−Ｉｂを流す。Ｃ相巻線１１５、１１２へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１８から１１Ｂの方向へ太線の矢印で示す方向にＢ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、歯１１Ｃから歯１１９の方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図９の（Ｂ）に示すトルクＴａが発生する。このモータモデルでは、ロータの補助突極磁極１６２の円周方向の幅は２０°と狭いので、図９の（Ｂ）に示すθｒ＝６０°近傍のトルクの幅は狭い。
【００４８】
ロータがＣＣＷへ回転し、図８の（ｃ）に示すθｒ＝７０°の回転位置近傍まで回転すると、Ｃ相巻線１１５へ正の電流Ｉｃを流し、Ｃ相巻線１１２へは負の電流−Ｉｃを流す。同時にＢ相巻線１１３へ正の電流Ｉｂを流し、反対側のＢ相巻線１１６へは負の電流−Ｉｂを流す。Ａ相巻線１１１、１１４へは電流を流さない。この状態ではアンペアの法則に従い、ステータの突極１１８から１１Ｂの方向へ太線の矢印で示す方向にＢ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃの起磁力が作用し、矢印で示す方向、歯１１８から歯１１Ｂの方向に磁束が誘起される。そして、ロータはＣＣＷへ図９の（Ｄ）に示すトルクＴｂが発生する。そして、ＣＣＷへ回転し、図８の（ｄ）に示すθｒ＝９０°の回転位置へ回転する。
【００４９】
この図６に示すモータは電気角で６０°の周期性があり、６０°の周期で類似の駆動を行うことができる。図８の（ａ）のθｒ＝３０°での動作と、図８の（ｄ）のθｒ＝９０°での動作とでの相対的な関係は、電流の向き、磁束の方向は逆であるが、トルクＴは共にＣＣＷの方向で同じ大きさである。このように、回転位置θｒが９０°から１５０°の間は、回転位置θｒが３０°から９０°の間のモータ動作と類似動作でトルクを発生し、回転することができる。同様に、１５０°から２１０°の間、２１０°から２７０°の間、２７０°から３３０°の間、３３０°から３０°の間も類似の動作で回転することができる。具体的には、図９に示すように、ロータ回転位置θｒにより順次通電する電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを変えてトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを得、ロータを回転する。
そして、各歯の発生トルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを乗り継いだモータトルクＴｍを図９の（Ｇ）の実線に示す。この図９の（Ｇ）のトルクＴｍは、各相巻線の電流が切り替わるときに、わずかにトルクが低下する図の特性としている。この部分的なトルク低下を低減するためには、ロータの主突極磁極１６１および補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｍ、Ｈｈをやや広めに設定することにより解決できる。
【００５０】
次に、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓとロータの主突極磁極１６１円周方向幅Ｈｍと補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈとモータの出力トルクＴとの関係について説明する。最初に、連続したトルクを発生できる条件について考える。図１０のロータ回転位置において、ＣＣＷの方向へ連続したモータトルクＴｍを発生できる条件について考える。  今、ロータの主突極磁極１６１がＣＣＷへ回転していて歯１１７にさしかかり、歯１１７左端へ主突極磁極１６１の左端が一致する回転位置θｒである場合について考える。
図１０の回転位置θｒは、丁度、主突極磁極１６１がＣＣＷの方向へトルクを発生できなくなる回転位置である。この回転位置θｒで補助突極磁極１６２がＣＣＷの方向へトルクを発生できる条件について考える。その条件は、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２の間の空隙部の幅と補助突極磁極１６２の幅との和Ｈｇが、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓに６０°を加えた幅Ｈｆより大きいことである。
Ｈｇ＞Ｈｆ……………………………………………………………………………（１０）
（３６０°−（Ｈｍ＋Ｈｈ）×２）／４＋Ｈｈ＞６０°＋Ｈｓ………………（１１）
【００５１】
次に、図１１に示すように、補助突極磁極１６２がＣＣＷの方向へトルクを発生する時に主突極磁極１６１が時計回転方向ＣＷへトルクを発生しない条件について考える。その条件は、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２の間の空隙部の幅Ｈｂがステータの歯の幅Ｈｔより大きいことである。
Ｈｂ＞Ｈｔ……………………………………………………………………………（１２）
（３６０°−（Ｈｍ＋Ｈｈ）×２）／４＞６０°−Ｈｓ………………………（１３）
例えば、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓと主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍを仮定し、条件に適合する補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈを求める場合、（１１）式と（１３）式より幅Ｈｈを次式で表すことができる。
Ｈｍ＋２Ｈｓ−６０°＜Ｈｈ＜−Ｈｍ＋２Ｈｓ＋６０°………………………（１４）
【００５２】
また、条件を簡略化するため、主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍは、補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈより大きいものとする。
Ｈｍ＞Ｈｈ……………………………………………………………………………（１５）
また、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２とで少なくとも６０°の回転角を駆動するので次式の条件がある。
Ｈｍ＋Ｈｈ＞６０°…………………………………………………………………（１６）
前記の（１４）、（１５）、（１６）式の条件を満たす具体的な各幅の例を図１２の表に示す。横軸をスロットの開口部の円周方向幅Ｈｓ、縦軸を主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍとし、表内に補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈの条件を満たす最小値Ｍｉｎと最大値Ｍａｘで示している。例えば、スロットの開口部の円周方向幅Ｈｓ＝１５°で主突極磁極１６１の円周方向幅Ｈｍ＝５０°の時、条件を満たす補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈは最小値２０°から最大値４０°である。
【００５３】
図１２において、太線の２重の枠を示しているが、外側の太線枠は前記のＨｓ、Ｈｍ、Ｈｈの相関関係にやや余裕がある範囲である。内側の太線枠はさらに各値の選択の自由度が大きい範囲である。
なお、図１２の補助突極磁極１６２の円周方向幅Ｈｈは、最小値と最大値の範囲を多少はずれても実用的には使用できる場合もある。例えば、補助突極磁極１６２とステータの歯とは、図１０において補助突極磁極１６２と歯１１９とがラジアル方向に対向していなくて、多少離れていても吸引力、トルクを発生することができる。従って、単純にモデル的に作成した（１１）式で示されるＨｈより多少小さいＨｈの値でも連続的トルクの発生が可能である。またさらには、多少連続的なモータトルクでも使用できる用途は少なくないので、（１１）、（１３）式を多少はずれていても実用化可能である。
【００５４】
（実施例３）
次に、図１、図６に示すモータ等の各部の形状の変形例、改良例について示す。
ステータのスロット形状については、ほぼ長方形の形状で説明したが、図１３のスロット形状に示すように、スロット開口部が狭くなった形状２２２でも良い。特に、補助突極磁極１６２を備えるモータでは、磁極の幅ＨｍとＨｓに余裕を持たせれば、作用する磁束φの回転変化率ｄφ／ｄθを軟磁性体の飽和磁束密度Ｂｓａｔを使用した（９）式のトルクを得ることができる。但し、スロットの開口部が狭い場合は、スロットの巻線に大きな電流を通電したときに、スロット開口部に漏れ磁束が多く発生し、漏れインダクタンスの問題、歯の磁気飽和の問題が発生する。
【００５５】
ステータの歯の先端とロータの磁極の先端が両者のエアギャップ面で対向し、相互の吸引力でトルクを発生するが、それぞれ、目的に応じた種々形状に変形することができる。トルクリップル、あるいは、ラジアル方向の吸引力Ｆｒの回転変化率ｄＦｒ／ｄθは、振動、騒音の原因となり易い。その対策として、図１３ではステータの歯の先端とロータの磁極の先端が円弧状になっているが、歯の先端の円周方向の端部２２２あるいはロータの磁極の先端の端部２２３をステータとロータ間のエアギャップが大きくなるように変形することにより、ラジアル方向の吸引力Ｆｒの回転変化率ｄＦｒ／ｄθを小さくすることができ、振動、騒音を低減できる。
歯及びロータ磁極近傍の磁気飽和を低減するために、図１３の各歯の幅を歯の先端からバックヨークに掛けて広くする、また、補助突極磁極１６２の先端からバックヨークに掛けて広くすることが有効である。また、歯の磁気飽和を低減する方法の一つとして、主突極磁極１６１を通る磁束を制限するために、スリット状の空隙部２２１を設けても良い。なお、スリット状の空隙部２２１の形状は、三角、丸、四角など他の形状でも良い。
【００５６】
次に、モータトルクＴがＣＣＷとＣＷ側とで、非対称な場合について図１４に図示し説明する。例えば、ＣＣＷの回転方向へは良質な連続トルクが必要で、ＣＷの回転方向へは不連続なトルクでも良い場合、あるいは、ＣＣＷ側の片方向トルクだけが必要な場合、あるいは、ＣＣＷ側トルクとＣＷ側トルクの大きさが異なる場合などである。図１４では、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２との間の角度ＨｖとＨｗが異なった構造となっている。図１４のモータは、ＣＣＷ側へのトルク出力がより容易な構造の例である。また、ロータ磁極間の距離だけでなく、ロータ磁極の形状を非対称とすることも出来る。このように、ロータ磁極の形状を非対称形状とすることにより、片方向のトルク特性を向上させることができる。
【００５７】
（実施例４）
次に、モータの最大トルクを向上させる方法について説明する。
図６に示す本発明のモータのトルク特性は、例えば、図１５に示すような特性となる。電流Ｉの小さな０からＡ１の領域では（７）式で示されるトルク特性を示し、電流の二乗関数のような特性を示す。モータの一部の磁束密度が飽和磁束密度に近づくような、図１５のＡ１からＡ２の電流領域では（９）式で示されるように、電流の増加に伴いトルクもＴ１からＴ２へと増加し、電流の１次関数となるトルク特性を示す。そして、さらにＡ２以上の大きな電流値にすると、モータ内のステータ磁極とロータ磁極の間のエアギャップ部以外の場所で、モータの磁気回路の一部が磁気飽和する部分が発生し、電流に対するトルクの増加率が減少し、図１５の電流Ａ２からＡ３の時のトルクＴ２からＴ３のような、トルクの飽和特性を示す。
【００５８】
ここで示す最大トルクの向上は、図１５に示すトルク特性において、一部鎖線で示すように、Ｔ３のトルクをＴ４へ向上するものである。技術的には、モータ内部の磁気飽和を低減し、ステータ磁極とロータ磁極の間のエアギャップ部へより大きな磁気エネルギーを与えることが出来るように改良するものである。
最初に、モータのどの部分に磁気飽和が起きやすいかについて、図１６、図１７に示し説明する。図１６は、主突極磁極１６１がステータの歯１１７、１１Ａと対向し、ステータの歯が磁気飽和する状態を示している。歯１１７を通る磁束は、歯１１４からロータの主突極磁極１６１を通り、歯１１７を通る磁束成分２４１、巻線１１１の電流により、そのスロットの開口部近傍を通る漏れ磁束の成分２４２、そして、巻線１１２の電流により、そのスロットの開口部近傍を通る漏れ磁束の成分２４３である。図１６の状態では、トルク発生に寄与しない漏れ磁束成分２４２、２４３が加わるため、ロータの主突極磁極１６１より歯１１７の方が通過する磁束が多く、磁気飽和しやすい。
【００５９】
図１７の状態もモータ内部で磁気飽和を起こしすい状態である。ロータの補助突極磁極１６２を通る磁束は、歯１１Ｃから補助突極磁極１６２を通り、歯１１９を通る磁束成分２５２、巻線の電流により、そのスロットの開口部近傍を通る漏れ磁束の成分２５３、そして、巻線１１４、１１３の電流により補助突極磁極１６２の側面から歯１１９へ漏れる磁束成分２５１である。図１７の状態では、トルク発生に寄与しない漏れ磁束成分２５１、２５３が加わるため、また、補助突極磁極１６２の幅は歯より狭いため、補助突極磁極１６２は磁気飽和しやすい。
図１６、図１７で説明したように、磁気飽和しやすい場所は、ステータの歯とロータの補助突極磁極１６２である。
【００６０】
以下、モータの最大トルクを向上する６種類の方法を示す。これらの方法は、組み合わせて使用することも出来る。
最大トルク向上の第１の方法を図１８に示す。図１８の（ａ）は、図１６の断面ＡＣ−ＡＣの１例である。２６２はステータコアの歯の部分、２６３は巻線のコイルエンド、２６１はロータコアである。図１８の（ｂ）は、ステータコアの歯の磁気飽和を低減するため、軟磁性体２６４をロータ軸方向に追加したものである。歯の磁路が太くなり、磁気飽和が低減される。なお、この時、磁束の流れがラジアル方向および円周方向だけでなく、ロータ軸方向にも通過することになるので、軟磁性体２６２、２６４が電磁鋼板の積層体である場合には渦電流損が増加する問題がある。したがって、図１８の（ｂ）の構成の場合、図１６の破線２４６に示すように、電磁鋼板の歯の部分にほぼ平行な切れ目を複数設ける、あるいは、軟磁性体粉末に電気絶縁被膜を施して圧縮した圧粉磁心を用いるなど、渦電流低減対策が有効である。
【００６１】
最大トルク向上の第２の方法を図１９に示す。図１９の（ａ）は、図１８の（ｂ）に示した軟磁性体２６４の代わりに、破線部に示す２７１の軟磁性体と永久磁石を付加している。この破線部を拡大して図１９の（ｂ）に示す。２７２は永久磁石、２７１は軟磁性体である。図１６に示すモータの制御法の一つは、各スロットの電流の方向を固定し、直流で制御する。その場合、各歯に通る磁束の方向は一方向であり、特徴的である。そして、歯２６２を通る磁束２７５の方向とは逆の方向になるように永久磁石２７２の方向に構成し、磁束２７４を得る。
この時の歯２６２の磁気特性を図２０に示す。水平軸は磁界の強さＨ［Ａ／ｍ］、垂直軸は磁束密度Ｂ［Ｔ］である。最初に、軟磁性体２７３、永久磁石２７２が無い状態でモータに図１６に示す大きな電流が通電された場合、歯２６２の磁束密度は零からＢａ点まで変化し、磁束密度はＢ１となる。
【００６２】
次に、軟磁性体２７３、永久磁石２７２を付加した状態では、歯２６２には逆方向の磁束が通過するので、Ｂｂ点、あるいは、Ｂｃ点となっている。この状態で図１６に示す大きな電流が通電された場合、歯２６２の磁束密度は零からＢａ点まで変化し、磁束密度はＢ１と略同じ値となる。しかし、磁束密度の変化は、図２０に示すＢ３もしくはＢ４となり、前記のＢ１より大幅に増加することになる。例えば、Ｂ１とＢ２がほぼ同じ値であれば、歯２６２へ２倍の磁束を通過させることが出来ることになる。トルクの増加で表現すると、図１５において、Ｔ３のトルクをＴ４へ増加させることに相当する。なお、図１９の（ｂ）の構成の場合、歯２６２を通る磁束のロータ軸方向成分の時間変化率は、単純原理的には少ないとも言えるが、無視できず、前記の切れ目、圧粉磁心などの渦電流低減対策も有効である。
【００６３】
最大トルク向上の第３の方法を図２１に示す。図２１の（ａ）は、図１９の（ｂ）に示した軟磁性体２７３と永久磁石２７２の代わりに、破線部に示す２９３の軟磁性体と励磁巻線を付加している。この破線部を拡大して図２１の（ｂ）に示す。２９２は軟磁性体、２９１は励磁巻線である。電磁気的な作用は図１９の軟磁性体２７３と永久磁石２７２と同様であり、ロータを通る磁束２７５とは反対方向の磁束２９４を作り出すことが出来る。そして、モータの最大トルクを向上させることができる。図２１の方法の特徴の一つは、電流の大きさを変えることにより、磁気的な動作点を容易に変化させることができる点である。例えば、軽負荷の場合には電流を零にすることができ、不要な制御は行わず、大きなトルクが必要なときにだけ巻線２９１に必要に応じた電流を流すことができる。
【００６４】
また、後述するが、電流の方向を逆にすることも出来る。なお、図１９に示した方法でも、永久磁石２７２を他のアクチュエータで出し入れすることにより磁束２７４の大きさを制御することも可能であり、磁石の向きを反転することも可能である。また、図１９、図２１の方法は、軟磁性体、永久磁石、巻線の位置を、円周方向に隣接する歯と複合させた変形など、種々の変形が可能である。また、モータを駆動するインバータについても、各巻線へ一方向電流しか流せないようなインバータだけでなく、自在な電流を流せるインバータまで種々インバータの活用が可能である。
【００６５】
最大トルク向上の第４の方法を図２２に示す。各スロットの開口部へ永久磁石３０１、３０２、３０３、３０４、３０５、３０６を配置する方法である。
永久磁石の方向は、Ｎ、Ｓ極と３０８、３０９の矢印で示す磁束で付記するように、各スロットの電流による起磁力とは反対方向にし、スロット開口部近傍の漏れ磁束を相殺し、低減している。例えば、図２２に図示するように、巻線１１１と１１５に正の電流を、巻線１１２と１１４に負の電流が流れている時を考え、ロータは図示していないが、３０７の矢印で示す磁束が通過していると想定する。永久磁石の磁束３０８、３０９、３０Ａ、３０Ｂの方向は磁束３０７とは逆の方向を向いている。この結果、図１９に示した構造の効果と同様に、歯１１７と１１Ａの磁束密度を負にバイアスしているので、電流が流れた時の磁束３０７と相殺するので、歯１１７と１１Ａの磁束密度を低減することができ、モータの最大トルクを増加させることが出来る。
【００６６】
特に、この方法は、モータのロータ軸方向の長さＷｔが大きくなっても適用できる技術である。従って、図２２の方式は出力の大きなモータでも採用しやすい技術である。
一方、図１８、図１９、図２１の方法は、モータのロータ軸方向長さＷｔが大きくなると、次第にその効果の比率が小さくなる傾向があり、薄形の形状のモータで効果的な方法である。
図２２のスロット形状と永久磁石の配置で分かるように、これらの永久磁石は、スロット内のコイルを固定する部材としても活用することが出来る。また、永久磁石の縦横寸法など形状の変形も可能である。なお、永久磁石の温度上昇による特性の変化については注意を要する。例えば、熱抵抗の大きな部材、あるいは、冷却用の液冷パイプを各スロットの永久磁石と巻線との間に配置することも可能である。
【００６７】
最大トルク向上の第５の方法を図１７、図２３などに示す。図２３の（ａ）は、図１７の断面ＡＤ−ＡＤの断面図に磁気飽和を低減する軟磁性体３１１を付加した形状である。３１３はロータコアで、ロータコア３１３の両端は補助突極磁極１６２である。図２３の（ｂ）は、図２３の（ａ）の側面図である。図２３の（ｂ）の補助突極磁極１６２の形状のように、補助突極磁極１６２の先端からロータ中心に向かって台形形状となり、磁路を太くしている。補助突極磁極１６２の根元を太くすることにより磁気飽和を低減し、モータの最大トルクを向上している。
【００６８】
最大トルク向上の第６の方法を図２３に示す。補助突極磁極１６２の側面に磁気飽和を低減する軟磁性体３１１を追加している。補助突極磁極１６２の磁路が太くなり、磁気飽和が低減され、モータの最大トルクを向上することが出来る。軟磁性体３１１は、補助突極磁極１６２の近傍に配置しているが、高速回転するときには大きな遠心力がかかり強度が必要となるので、８極などの多極モータの場合、３１４の破線で示すように円周方向に環状に接続された軟磁性体とすることも出来る。なお、補助突極磁極１６２の近傍の軟磁性体は、前記の切れ目、圧粉磁心などの渦電流低減対策が有効である。また、軟磁性体を付加する場合は、磁束の方向の自由度ああり、その磁路部分での磁束が交番する電流制御方法で駆動することも出来る。なお、モータの最大トルクの種々向上方法を示したが、最大トルクを向上させることにより、モータの小型化が可能となり、また、低コスト化を実現することも出来る。
【００６９】
（実施例５）
次に、本発明モータの定出力制御を実現するためのモータ構造と駆動法について説明する。図１、図６等に示す本発明モータは、モータの磁束を基本的に電流で作り出しており、磁束の制御性が高く、高速回転が可能である。ロータが堅牢な構造であるということも高速回転を実現する上で基本的に重要なことである。本発明モータは、高速回転化により高出力を実現し、出力密度の高いモータを実現できる可能性がある。しかし、高速回転で高トルクを得るためには、また、高速回転でのトルクリップルの低減には技術的な課題もある。自動車の駆動では、低速では坂道の昇降などでは大トルクが必要で、高速道路では多少トルクが小さくても高速の回転が必要であり、いわゆる、定出力特性が求められることが多い。
【００７０】
最初に、本発明モータの基本的な高速回転の駆動方法とその問題点について説明する。  図６のモータについて、図２６の回転数ωｒとトルクＴの特性上で考える。今、連続通電が熱的に可能な電流Ｉｎを通電したときの連続定格トルクをＴｃとする。モータを駆動するインバータの電流電圧ＶＭとし、電流Ｉｎを通電した時にモータ電圧がＶＭとなる回転数を基底回転数ωｂｒとする。理想的な定出力特性は、図２６において、Ｐ３の動作点からトルクが回転数に反比例した形状でＰ４に向かう特性である。連続定格トルクの２倍のトルクＴｂ＝２Ｔｃの場合は、Ｐ１からＰ２に向かう特性である。
基底回転数ωｂｒより大きい回転数領域では、モータ電圧Ｖが鎖交磁束φの時間変化率と巻回数Ｎｗに比例するので、Ｖ＝Ｎｗ×ｄΦ／ｄｔ＝Ｎｗ×ｄΦ／ｄθ×ｄθ／ｄｔとなり、この電圧Ｖが電源電圧ＶＭを超えると制御が困難になる。ここで、ｄΦ／ｄθは鎖交磁束φの回転変化率で、ｄθ／ｄｔ＝ωｒはロータの回転速度である。
良く使用される定出力制御では、鎖交磁束φを小さくなるように制御し、いわゆる界磁弱め制御あるいは弱め界磁制御により定出力制御を実現する。本発明モータでは、逆に、鎖交磁束φを大きくし、磁気飽和を利用して磁束密度の変化範囲を狭め、鎖交磁束φの回転変化率ｄΦ／ｄθを低下させる方法が一つの方法として実現できる。
【００７１】
具体的に基底回転数ωｂｒ以上の高速回転で駆動する方法は、電流値を低減して駆動するが、当然出力トルクは低下する。ある程度大きな電流領域では、電流を低減しても電流に比例して磁束φが低下しないので、電流の低減量が大きくなる。また、電流の位相を変えることにより、モータの漏れインダクタンスを利用しながら、電流の低減をより少なくして駆動することが出来る。これらの結果、図２６の動作点Ｐ３からＰ５へ向かう破線で示す特性となる。連続定格トルクの２倍のトルクＴｂ＝２Ｔｃの現実的な特性も、動作点Ｐ６からＰ５に向かう特性となる。これらの破線で示すトルク領域では、トルクリップルが大きくなるが、高い周波数のトルクリップルなので、問題なく使用できる用途も多い。しかし、Ｐ５および破線で示すトルクが理想的な定出力特性のトルク値より小さな値となる問題、トルクリップルが増加する問題がある。
【００７２】
実線で示す理想的な特性に対し、現実には破線で示すようにトルクが低下する原因は、モータ内の磁束の低減とトルク発生とを両立できない領域で運転することにある。例えば、動作点Ｐ３に対し、動作点Ｐ６において同一のモータ電流Ｉｎで、磁束φの時間変化率が同一で、トルクＴがＴｃの１／２に出力出来れば、理想的な定出力特性が得られたことになる。この時、動作点Ｐ６では回転数が２×ωｂｒなので、磁束φは動作点Ｐ３の時の１／２に小さくなっている時にモータの誘起電圧が前記電源電圧ＶＭとなることを意味している。即ち、磁束の回転変化率が可変出来れば、定出力特性を得ることが出来る。それは前記したように、同期電動機における界磁電流成分を制御する界磁弱め制御、あるいは、永久磁石磁束成分を電流により積極的に低減する弱め界磁制御に相当する制御である。  
【００７３】
次に、本発明モータにおいて、モータ磁束の回転変化率を低減する方法について説明する。図２４は、図２１の（ｂ）と同一の構成であるが、励磁巻線２９１の電流方向が逆向きとなっていて、磁束２９４の方向が逆向きとなっている。そして、磁束２９４の方向はロータを通る磁束２７５と同一の方向となっている。今、この歯２６２の磁束密度ＢＸを図２７の磁界の強さＨと磁束密度Ｂの座標上で考える。最初にモータ電流が零で励磁巻線２９１へ電流が流れ、磁束２９４が発生している時、歯２６２の磁束密度ＢＸは、図２７のＢｂの動作点にあるものとする。この状態でモータの電流が流され、磁束２６１が誘起され、図２７のＢａの動作点になったものとする。動作点Ｂａの磁束密度Ｂ１は２テスラに近く、ほぼ飽和磁束密度に近い動作点である。
【００７４】
このような状態に各相の電流が制御されモータが回転する時、歯２６２の磁束密度ＢＸは、Ｂｂ点とＢａ点を往復することになり、磁束密度ＢＸはＢ５からＢ１の値を往復する。従って、モータの巻線に誘起する電圧は、鎖交する磁束の時間変化率に比例するので、磁束密度Ｂ６＝Ｂ１−Ｂ５に比例した電圧となる。この結果、モータ巻線に誘起する電圧は、励磁巻線２９１の値が零の時に比較４し、ほぼ１／２に低減される。同期電動機において界磁弱め制御を行い、定出力制御を行うときと同様の効果を得ることが出来る。Ｂｂ点は励磁巻線２９１の電流で、０テスラから２テスラ近くまで自在に制御できるので、効果的に制御ができる。また、磁束２９４が通る磁路の磁気抵抗は、大きなギャップなどを含まないので小さく、比較的小さな電流での制御が可能である。また、モータ電流が一方向の電流駆動において、励磁巻線２９１の電流によりＢｂ点で動作する場合、歯の軟磁性体のヒステリシスループが小さく、渦電流損、ヒステリシス損も小さく、鉄損を低減することも出来る。
【００７５】
なお、図２４の構成は図２１の構成と同じであり、モータ電流に起因する磁束２６１と、巻線２９１の励磁電流に起因する磁束２９２との向きが異なるだけである。従って、モータ電流と巻線２９１の励磁電流との相対的な電流方向を可変制御することにより、モータの最大トルクを大きくする効果と定出力特性を改善する効果とを同一構成で得ることが出来る。
【００７６】
次に、モータ磁束の回転変化率を低減し、定出力特性を改善する他の方法について説明する。図２５は、図１９においてモータの電流方向を逆にし、磁束６８１の方向を逆向きとしている。永久磁石２７２により励起される磁束２７４と磁束６８１とが、歯２６２で同一の方向を向いており、歯が磁気飽和しやすい構成となっている。図２７では、歯２６２の磁束密度ＢＸは動作点Ｂｆに設定し、モータ電流を通電する時には動作点Ｂｅに移動し、磁束密度の変動はＢ８＝Ｂ２−Ｂ７とするものである。その結果、図２４における巻線電流による励磁と同じ効果を得ることが出来、定出力制御の特性を改善することが出来る。
【００７７】
次に、モータ磁束の回転変化率を低減し、定出力特性を改善する他の方法について説明する。図２２において、永久磁石の磁束方向と駆動電流により励起される磁束を同一方向として、図２４における巻線電流による励磁と同じ効果を得ることが出来、定出力制御の特性を改善することが出来る。
なお、図２５の構成は図１９の構成と同じであり、モータ電流に起因する磁束６８１と巻線２９１の励磁電流に起因する磁束２７４との向きが異なるだけである。従って、モータ電流の方向を可変制御することにより、モータの最大トルクを大きくする効果と定出力特性を改善する効果とを同一構成で得ることが出来る。なお、通常、永久磁石はモータ内に固定して使用することが多いが、永久磁石を他のアクチュエータでその磁路から出し入れして永久磁石の効果を可変する、あるいは、磁石の向きまでも反転することが可能である。特に、電気自動車などの駆動などに使用する場合は、運転モード変更はそれほど高速に切り替える必要もなく、永久磁石を他のアクチュエータで移動させることは現実的である。
【００７８】
また、大トルクを発生させる場合と定出力特性を行うときの電流方向を逆にする方法の一つとして、各巻線とインバータとの接続を電磁接触器等で逆方向に切り替える方法もある。電気自動車等では、低速回転では大トルクモードにし、高速回転では定出力制御モードにすればよい。電磁接触器での巻線切り替え時間は、０．１秒程度の短時間での切り替えが技術的に可能であり、運転に差し支えない程度に高速化が可能である。また、自動車の変速機のシフトレバーのような、回転数によって変更される機構に連動して巻線を切り替えるようにする方法も可能である。
【００７９】
（実施例６）
次に、図１に示す本発明モータを改良する方法について図２８に示す。図２８のモータは４極のモータの例である。
Ａ相の巻線が巻回されるスロットは３２１、３２４、３２７、３２Ａである。Ｂ相の巻線が巻回されるスロットは３２３、３２６、３２９、３２Ｃである。Ｃ相の巻線が巻回されるスロットは３２５、３２８、３２Ｂ、３２２である。
各スロットの巻線は省略し図示していない。３２Ｌはロータで、３２Ｄ、３２Ｅ、３２Ｆ、３２Ｇはスリットで、電磁鋼板の一部をプレス打ち抜きで抜いた空隙部などである。磁気抵抗の大きな部材を充填することもできる。ロータ外周部の遠心力を保持するために３２Ｈのような繋ぎ部を付加しても良い。
【００８０】
また、各磁極の外周部は、ロータの強度を確保するため、３２Ｊで示すように、外周が繋がった形状としている。スリットの形状は３２Ｋの部分に示すように、ロータの磁極の先端からロータ内部へ磁束が通る場合、ロータの磁極の先端からロータ内部までの磁束が通る磁路の幅が小さくならないように、スリットの先端が徐々に細くなる形状となっている。そして、スリットは、その前後の磁気抵抗を大きくし、磁束を分離する作用をし、ロータ磁極の先端部近傍における磁束の偏りを防止することにより回転時のトルクの均一化、トルクの増大を図っている。部分的には磁気飽和を低減する効果もある。
図２９は４極のモータで、図２８で各ロータ突極のスリットが２層であったのに対し、スリット６３２、６３３、６３４、６３５、６３６、６３７、６３８、６３９を各ロータ突極に４層としている。非対称構造となるが３層とすることも出来る。遠心力対応の繋ぎ部６３１を追加することも出来る。矢印６３Ａで示すロータ突極の磁路は、磁束が容易に通過できるように、スリットの両端がとがった形状となっている。
【００８１】
次に、図６に示す本発明のモータを改良する方法について図３０に示す。４極のモータである。ロータ６２０には、主突極磁極６２１と補助突極磁極６２２とがある。図２８と同様に、スリット３２Ｄ、３２Ｅ、３２Ｆ、３２Ｇを追加している。
次に、図３０のモータに永久磁石を付加する例について図３１に示す。５１１、５１２、５１３、５１４は永久磁石である。図２８、図２９のモータへ永久磁石を付加することも出来る。これらの永久磁石によりロータ内の磁束の分布を変えることが出来、トルクの向上を図ることが出来る。また、図１８から図３１に示すような方法を組み合わせて使用することも出来る。
【００８２】
（実施例７）
次に、図６に示したモータと同一の機能を持ち、巻線の構成が異なるモータを図３２に示す。このモータは２極のモータで、巻線が短節巻き、集中巻きとなっている。図３２に示したモータ等は全節巻き、集中巻きの構成となっていて、その主な狙いは図８に示すように、特定の歯に起磁力を与えることにより、高い磁束密度で歯とロータ突極の間に大きな吸引力を発生させようとするものである。図３２のモータは、歯１１７への吸引力を発生させるために、歯１１７の回りへ６１２、６１３で示す巻線を集中巻きする。同様に、歯１１８へ６１４と６１５の巻線を巻回し、歯１１９へ６１６と６１７の巻線を巻回し、歯１１Ａへ６１８と６１９の巻線を巻回し、歯１１Ｂへ６１Ａと６１Ｂの巻線を巻回し、歯１１Ｃへ６１Ｃと６１１の巻線を巻回する。
【００８３】
モータの動作としては、図８に示した電流と同じになるように通電すればよい。巻線６１２、６１３と巻線６１８、６１９とは逆直列に接続し、巻線６１６、６１７と巻線６１Ｃ、６１１とは逆直列に接続し、巻線６１Ａ、６１Ｂと巻線６１４、６１５とは逆直列に接続することにより、３組の３相巻線を構成する。図３２に示すモータの各巻線は、図６に示す各巻線に比較し、スロット内の巻線断面積が１／２になるので、その部分の巻線抵抗が増加し、銅損が増加することになる。同一スロットに２種類の巻線が挿入されることになり、無駄スペースが発生しやすく、その点では巻線占積率の問題もある。異なる視点では、巻線ピッチが電気角で６０°以下の短節巻きであり、巻線係数が１／２以下となり効率が低いという見方も出来る。
【００８４】
しかし、図３２のモータのコイルエンド部の巻線長さは、図６のモータが電気角で１８０°なのに比較し、電気角で６０°なので約１／３と短い。従って、コイルエンド部の巻線の比率が高い薄形で偏平なモータ形状である場合、巻線抵抗の点で図３２のモータ構成が有利になってくる。また、図３２のモータは、コイルエンドのロータ軸方向長さを図６のモータに比較して約１／２に縮小できる長所もある。また、高速回転用のモータの場合、駆動周波数の限界などからモータの極数が小さくなり、コイルエンドが長くなる。このような高速回転モータの場合も、図３２のような集中巻き構成が有利になってくる。なお、ロータの主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２の関係については前記の通りであり、図１２に示すような各角度の関係である。
【００８５】
具体的にどのような構成のモータで、図３２に示す形態のモータが有利であるかを示す。今、隣接するスロット間のピッチをＬｐとし、ステータコアのロータ軸方向厚みをｔとし、巻線の単位長さ当たりの抵抗をｋとする。全節巻き巻線の抵抗は、ｋ×（２ｔ＋２Ｌｐ）となり、短節巻き、集中巻き巻線の抵抗は、ｋ×２×（２ｔ＋２×１／３×Ｌｐ）となる。ここで、図３２の短節巻き、集中巻き巻線は、巻線太さが１／２となることを考慮している。そして、短節巻き、集中巻き巻線の方が抵抗値が小さくなる条件は、ｋ×２×（２ｔ＋２×１／３×Ｌｐ）＜ｋ×（２ｔ＋２Ｌｐ）となり、ｔ＜１／３×Ｌｐである。  従って、ステータコアのロータ軸方向厚みｔがスロット間のピッチＬｐの１／３以下と薄形のモータの場合、図３２の構成のモータの方が巻線のジュール損の単純計算上、有利である。また、一般的に、短節巻き、集中巻き巻線の方が、巻線製作が簡単で、コイルエンド長が短くなるなど効果も考えると、ｔ＜２／３×Ｌｐの程度と総合的に考えることも出来、その場合は、ステータコアのロータ軸方向厚みｔがスロット間のピッチＬｐの２／３以下と薄形のモータの場合、図３２の構成のモータの方が巻線のジュール損の単純計算上、有利であると言える。
【００８６】
（実施例８）
次に、歯の形状、スロット形状、スロット内の電流分布、歯の磁気特性と磁束分布、磁気飽和、モータの最大トルクとの関係について説明する。
図３３はステータの一部を表す断面図である。３３１はバックヨーク、３３２は歯、ＷＴＢは歯の先端の円周方向幅、ＷＴＡは歯の根元の円周方向幅、ＷＳＢはスロット開口部の円周方向幅、３３３、３３４、３３５は各スロットの巻線である。
今、巻線３３４へ正の電流、巻線３３５へ負の電流を流し、ロータ磁極が歯３３２の近傍に存在すると仮定すると、ロータ側から歯３３２のバックヨーク側へ磁束３３６が通過する。同時に、巻線３３６の回りに漏れ磁束３３７が発生し、巻線３３５の回りに漏れ磁束３３８が発生する。前記両電流が大きい場合には、特に歯３３２のバックヨーク側の磁束密度が増加し、磁気飽和を起こし、モータの最大トルクが低下する問題がある。以下、この問題を解決する４種類の方法を示す。
【００８７】
第１の方法は、図３４に示すように、歯の先端部の幅ＷＴＢより歯の根元の幅ＷＴＡを大きくし、歯の太さが先端からバックヨーク側にかけて太くなる構造とする。歯の奥の磁気飽和を低減することが出来る。この時、スロットの形状によっても、図３３の台形状のスロットと図３４の長方形のスロットとを比較すれば分かるように、電流分布の中心がスロットのバックヨーク側からスロットの開口部側へ移動していることが分かる。
第２の方法は、図３４に示すように、同一スロット内に太さの異なる巻線を使用し、スロットの開口部側の巻線を細くし、スロット開口部側の電流密度を上げることにより漏れ磁束３４７、３４８を低減する。
第３の方法は、図３５に示すように、スロット開口部の円周方向幅ＷＳＢを大きくし、漏れ磁束３５７、３５８を小さくする方法である。
【００８８】
第４の方法は、歯３５２の全体、あるいは、一部を飽和磁束密度の大きい材料に変更するものである。例えば、歯の先端３５９の形状を、図示するように、歯先を細くして磁気抵抗を大きくし漏れ磁束３５７、３５８を低減した場合、ロータ側からの磁束３５６が十分に通せなくなる。軟磁性体３５９を通常使用される電磁鋼板より飽和磁束密度の高いパーメンジュールなどの材質に変更すれば、ロータ側からの磁束３５６を十分に通すことができるようになる。このような飽和磁束密度の高い材料は高価なことが多いので、必要性の高いところへ部分的に使用できる。その形状については、３５Ａなどのように変形することにより、歯のバックヨーク側の磁気飽和の低減を行う、あるいは、歯先の部分３５Ａのステータコアへの固定を容易化することも出来る。
【００８９】
（実施例９）
次に、巻線の問題点について検証する。その後に、巻線の問題点を解決する方法を示す。従来例として、図６６、図６７、図６８を示して説明し、各巻線の配置が複雑で製作が難しいという問題、巻線の占積率が低下する問題、巻線の交差によりコイルエンド部が軸方向に長くなる問題について示した。
図３６は４極の本発明モータのステータ例をロータ軸方向から見て、その形状をモデル化した図である。Ａ相巻線は、３６１、３６２、３６７、３６８である。Ｂ相巻線は、３６３、３６４、３６９、３６Ａである。Ｃ相巻線は、３６５、３６６、３６Ｂ、３６Ｃである。コイルエンド部での巻線の偏りが少ないように、同一スロットの巻線を円周方向の両方向へ分割している。図３７は図３６のモータのコイルエンド部近傍の縦断面図である。３８１はステータコアで電磁鋼板をロータ軸方向へ積層している。３８４はスロット内の巻線、３８５はコイルエンドであり、ＬＣＥ１はステータコア３８１からの突き出し量であるコイルエンド長さである。
【００９０】
３８６、３８７はスロット近傍でステータコア３８１と巻線との絶縁を保つための絶縁紙である。絶縁紙３８７は、通常、絶縁を確保するためステータコア３８１の端から１０ｍｍ程度突き出している。３８２はロータ、３８３はステータコア３８１とロータ３８２の間のエアギャップ部を指している。一点鎖線はロータの回転中心である。
このような構成で、２極のモータ、６極のモータの場合も同様に巻回することが出来、また、コイルエンド各部の巻線はほぼ均一に全周へ分散される。しかし、コイルエンド部は複数の巻線が重なり、複雑な配置となり、生産性の問題がある。巻回の困難さから、スロット内の巻線占積率が低下する問題もある。コイルエンドのロータ軸方向の長さは、コイルエンド部の巻線が分散されているので、型などで成形することによりある程度短くできる。しかし、成形にも限界があり、コイルエンドが長いという問題はある。
【００９１】
次に、これらの問題を低減する巻線の巻回方法、巻線の配置方法について、図３８に示し説明する。図３８は、４極、１２スロットの本発明モータのステータ例をロータ軸方向から見て、巻線のスロット位置、コイルエンド部の巻線の配置関係をモデル的に示した図である。スロット３７１へ正のＡ相巻線、スロット３７４へ負のＡ相巻線を巻線３７Ｄで巻回する。そして、スロット３７７へ正のＡ相巻線、スロット３７Ａへ負のＡ相巻線を巻線３７Ｇで巻回する。同様に、スロット３７３へ正のＢ相巻線、スロット３７６へ負のＢ相巻線を巻線３７Ｅで巻回する。そして、スロット３７９へ正のＢ相巻線、スロット３７Ｃへ負のＢ相巻線を巻線３７Ｈで巻回する。同様に、スロット３７５へ正のＣ相巻線、スロット３７８へ負のＣ相巻線を巻線３７Ｆで巻回する。そして、スロット３７Ｂへ正のＣ相巻線、スロット３７２へ負のＣ相巻線を巻線３７Ｊで巻回する。
【００９２】
図３８における巻線の巻回順は、外径側に配置される巻線３７Ｄ、３７Ｆ、３７Ｈが巻線３７Ｅ、３７Ｇ、３７Ｊより先に巻回される。その理由は、例えば、巻線３７Ｅはスロット３７４、３７５のロータ軸方向の端面を覆うことになるので、巻線３７Ｅより巻線３７Ｄ、３７Ｆを先に巻回する必要がある。従って、例えば、巻線３７Ｄ、３７Ｆが巻回されていれば、巻線３７Ｈより先に巻線３７Ｅを巻回することが出来る。
図３８の様に集中巻き巻線を外径側、内径側に仕分けして巻回出来るモータの極数は４の整数倍の極数である。この場合には、巻線の数が少なく、相互の物理的な干渉も少ないので、効率良く、高占積で巻線を巻回することが出来る。
【００９３】
図３９に、モータの極数が４の整数倍ではなく、６極のモータのステータの例を示す。  Ａ相の巻線は、スロット７３１から７３４へ巻回される巻線７３Ｋ、スロット７３７から７３Ａへ巻回される巻線７３Ｎ、スロット７３Ｄから７３Ｇへ巻回される巻線７３Ｒである。Ｂ相の巻線は、スロット７３３から７３６へ巻回される巻線７３Ｌ、スロット７３９から７３Ｃへ巻回される巻線７３Ｐ、スロット７３Ｆから７３Ｊへ巻回される巻線７３Ｓである。Ｃ相の巻線は、スロット７３５から７３８へ巻回される巻線７３Ｍ、スロット７３Ｂから７３Ｅへ巻回される巻線７３Ｑ、スロット７３Ｈから７３２へ巻回される巻線７３Ｔである。これらの巻線の中で、巻線７３Ｔが他の巻線に比較して不規則な形状、配置となっている。このように、部分的に不規則にすれば、６極、１０極、１４極、１８極などでも類似の巻線とすることが出来る。
【００９４】
次に、図３８のモータのコイルエンド部近傍の巻線形状、コア形状を図４０、図４１、図４２、図４３に示し説明する。図４０は図３８の断面ＡＦ−ＡＦのスロット３７５側の断面図である。図３７のコイルエンド３８５を比較のため、破線で示している。３９１はステータコア、３９６、３９７、３９８は絶縁紙、３９４はスロット３７５に巻回した巻線で、３９５はそのコイルエンド部である。スロットの中程からステータコアのロータ軸方向端面に向かって徐々に外径側へ折り曲げられ、コイルエンド３９５に繋がっている。３９９は巻線３７Ｅであり、円周方向に向かって位置している。この結果、従来のコイルエンドのロータ軸方向長さＬＣＥ１に比較し、図４０のコイルエンドの長さＬＣＥ２は大幅に短縮していることが分かる。
【００９５】
図４１は、図３８の断面ＡＥ−ＡＥのスロット３７６側の断面図である。４０Ｂはステータコア、４０３、４０４、４０５は絶縁紙、４０６はスロット３７６に巻回した巻線で、４０２はそのコイルエンド部である。巻線４０６、４０２の形状を、このステータ側から見て円弧状の形状を直線展開した図４２に示す。図４２の水平軸は円周方向、上下方向はロータ軸方向である。４１１、４１２、４１３、４１４、４１５は各歯の内周側形状である。巻線４１６、４１７は図３８の巻線３７Ｅであり、図４１の巻線４０６、４０２である。巻線４１６がスロットの中程から４１８の部分にさしかかると円周方向に折れ曲がり、コイルエンド部に繋がっている。折れ曲がり部４１９も同様である。なお、図４１の巻線４０１は図３８の巻線３７Ｆであり、円周方向に向かって位置している。
【００９６】
従来モータでは、各歯のロータへの対向面形状は図４２の破線で示す４１Ａの様に四角形状であるが、本発明では実線で示す、角部が曲線状となった歯形状４１１、４１２、４１３、４１４、４１５としている。なお、図３８に示す巻線配置から考えると、全ての歯の角部に巻線が配置されるわけではないので、図４２の各歯の角部のように全ての歯の角部が曲線形状である必要はないが、モータ全体の電磁気的なバランスを保つため同一の歯形状としている。
このように、各歯の角部形状は円弧状に無理なく折れ曲がっているので、図４１に示すコイルエンド４０２のロータ軸方向の突き出し量を短く、ＬＣＥ２の大きさに抑えている。このようにコイルエンド近傍のステータコアのスロット形状を工夫することにより、コイルエンドのロータ軸方向長さを短縮することが出来、占積率も向上できる。
【００９７】
前記のように、図４０の巻線３９４が折れ曲がる部分のステータコアの形状３９Ｂを滑らかな曲線、あるいは、円弧としている。これは、巻線３９４、３９５が急角度の折れ曲がり等無理な形状とならないように、緩やかな曲線形状としているものである。絶縁紙３９７の形状も、同様に、緩やかな曲線形状としている。しかし、電磁鋼板を積層して構成するステータコア３９１を製作するために、多種類の形状の電磁鋼板を製作する必要があるため、それらの形状の電磁鋼板を打ち抜くための金型などの設備負担が大きくなる。そこで、巻線の緩やかな折れ曲がり等は可能であって、かつ、金型などの設備負担が過大とならない方法が考えられる。具体的には、これらの曲線的な形状部を２段、多段の階段状の形状に置き換えるものである。例えば、図４１のステータコア４０Ｂの破線で示すスロット形状４０７の様な３段の形状の例である。
【００９８】
ステータコアは積層電磁鋼板で構成することが多く、スロットの滑らかな形状変化は、電磁鋼板の打ち抜き用金型等のコスト的な負担が大きくなる。スロット形状４０７の様な形状であれば、３種類の電磁鋼板を積層することにより製作できるので、生産設備のコストを低減することが可能である。ただし、階段状の形状とした場合、角部の空間部が出来るので、その周辺の電磁鋼板と巻線の占積率はやや低下する。
逆に、図４０、図４１の電磁鋼板の曲線部の形状において、積層される１枚ごとの電磁鋼板の打ち抜き形状を、さらに成形してテーパ状として、電磁鋼板を積層した仕上がり形状が電磁鋼板の１枚ごとの階段形状ではなく、図４０に示す曲線形状あるいは直線形状になるように各電磁鋼板の打ち抜き部を成形することも出来る。
【００９９】
さらに、３９Ａ（図４０参照）の破線で示す近傍のバックヨーク部の円周方向磁路が減少しているので、円周方向磁路断面積を増加させるため、図４１に示すように、円環状の軟磁性体４０８を追加している。この軟磁性体４０８により、モータのロータ軸方向長さを増加させることなく、バックヨーク部の円周方向磁路を確保することが出来る。
なお、図４０では、この軟磁性体４０８は省略している。この軟磁性体４０８の具体的な構成例として、３９Ｄの３本の破線で示すように、ステータコア４０Ｂのロータ軸方向端近傍の電磁鋼板をロータ軸方向へ折り曲げて構成することも出来る。磁束の通り方としても、より多くの磁束が同一鋼板内で変化できるので電磁鋼板の面方向の磁束変化は小さく、過大な渦電流が流れない構成とすることが出来る。
【０１００】
渦電流の観点では、図４０の３９Ａ、図４１の３９Ｄ、４０８、図１８の（ｂ）の２６４及び近傍の電磁鋼板、図１９の２７１、２７３及び近傍の電磁鋼板、図２１の２９２及び近傍の電磁鋼板、図２３の１６２、３１１及び近傍の電磁鋼板、図２４の２９２及び近傍の電磁鋼板、図２５の２７１、２７３及び近傍の電磁鋼板等においても同様であり、図４１の３９Ｄのような折れ曲がった電磁鋼板構成にすることも出来る。圧粉磁心はどの方向へ磁束を通しても渦電流が小さく特性を持っている。また、各電磁鋼板に径方向にスリットを入れることにより、電磁鋼板の面方向へ通過する磁束が時間変化しても渦電流が過大とならないように改良することが出来る。このように、電磁鋼板の面方向へ通過する磁束が時間変化する場合は、何らかの渦電流対策が必要である。
【０１０１】
次に、図３７に示す絶縁紙３８７、３８６の改良について説明する。図３７の場合は、スロットの断面形状がロータ軸方向にステータコア３８１の一部から他部まで同じ形状をしている。従って、絶縁紙３８６、３８７の端末処理は、ステータコア３８１のロータ軸方向端から１０ｍｍ程度突き出していることが多い。その理由は、ステータコア３８１のロータ軸方向端で端面に沿って広げると、絶縁紙の切れ目とステータコアの角部３８８との間の絶縁距離が短くなる問題、あるいは、スロット内部のロータ軸方向端の近傍で絶縁紙の分割などを行うと、スロットの有効断面積が減少し巻線占積率が低下する問題がある。図４０の構成では、スロットの形状がロータ軸方向端に近づくとスロット断面積が広くなり、絶縁紙３９８と３９７のようにオーバーラップさせて、ステータコア３９１との絶縁距離を確保しながら、両絶縁紙を接続することが出来る。絶縁紙３９７は、ステータコア３９１のスロット形状３９Ｂに沿って配置できるので、コイルエンド３９５のロータ軸方向長さＬＣＥ２を短縮することが可能である。
図４１の構成においても同様に、スロット断面積が広くなり、絶縁紙４０５と４０４のようにオーバーラップさせて、ステータコア４０Ｂとの絶縁距離を確保しながら、スロット形状４０７に沿って両絶縁紙を接続することが出来る。
【０１０２】
巻線の巻回方法と占積率についても改善が可能となっている。図６８のような従来モータの巻線は、各巻線が交差しているので製作が難しい。いわゆるインサータ方式と言われる方法で、最初にコイルを製作し、その後に、そのコイルを型でスロットに挿入し、最後に巻線を成形する。この方法では、生産設備が大がかりになり、生産性に問題がある。コイルエンドが長くなり、巻線占積率の問題もある。
本発明の図３８、図４０、図４１、図４２、図４３で示す構成では、各巻線が交差していないので、例えば、簡単な巻線案内治具を配置し使用することにより、巻線に張力をかけながら巻回することも可能である。このことは、図３８の巻線配置と、図４０、図４１のコイル形状から容易に理解できる。
【０１０３】
具体的には、最初に、図３８の巻線３７Ｄ、３７Ｆ、３７Ｈを図４０の巻線３９４、３９５および図４１の巻線４０１のような形状に製作する。この略ループ状の巻線に沿って前記巻線案内治具を作れば、巻線に張力をかけながら巻回することができる。
次に、図３８の巻線３７Ｅ、３７Ｇ、３７J を図４０の巻線３９９および図４１の巻線４０２および図４２の巻線４１７のような形状に製作する。この略ループ状の巻線に沿って前記巻線案内治具を作れば、巻線に張力をかけながら巻回することができる。
また、ステータコアの外でコイルを製作しスロットへ挿入することも、多極のモータであれば、挿入するコイル間のラジアル方向の角度の差が小さく、コイルの挿入が容易である。コイルの製作、組立が容易であれば、一般的に、巻線の占積率を向上することも出来る。
【０１０４】
また、図４０、図４１に示すコイルエンド部の固定、放熱については、コイルエンドに密接してモータのフランジ部品を配置することにより、フランジ部品でコイルエンドを固定し、同時にコイルエンド部の熱をフランジ部に伝えることにより効果的に行うことも出来る。
図３８に示す巻線の巻回方法は、各巻線が他の巻線との物理的干渉が少なく、巻線の巻回が容易であることから、生産性が高く、巻線の占積率を向上することも可能である。図４０、図４１に示すようにスロット形状の改良により、巻線の配置、構成を容易化することが出来、コイルエンド部３９５、３９９、４０１、４０２のロータ軸方向の突き出しＬＣＥ２を短縮することが出来、従来モータで課題であったコイルエンド部近傍の有効な利用率を大幅に改善している。結果としては、モータの小型化を実現したとも言える。
【０１０５】
（実施例１０）
次に、本発明モータのステータコアを分割した構成について図４４、図４５、図４６、図４７に示し、説明する。図４４は８極の本発明モータのステータをロータ軸方向から見て、各巻線をモデル化した図である。８０Ｅは８極のロータのＮ極永久磁石、８０ＦはＳ極永久磁石である。分割点４２Ｅ、４２Ｆ、４２Ｇ、４２Ｈの４箇所で接合されたステータコアで構成されている。これらの分割点の形状を２重線で示しているが、種々形状に変形することも出来る。これらの分割ステータは、電気角で３６０°に分割しているので、各相の巻線は、それぞれ、同一の分割コアに巻回することが出来、それぞれの分割ステータを独立して製作できる。Ａ相の巻線はスロット４２１からスロット４２４へ巻回される。Ｂ相の巻線はスロット４２３からスロット４２６へ巻回される。Ｃ相の巻線はスロット４２５からスロット４２２へ巻回される。
【０１０６】
例えば、４分割されたステータコアの一つに巻線を巻回する場合、９０°の円弧形状なので、スロットの開口部側が開放されており、環状のステータコアに巻線を巻回するより大幅に容易であり、自由度がある。従って、巻線を巻線機により直巻きすることも可能であり、スロット内の巻線占積率の向上も可能である。
また、ステータコアの分割は、電気角で３６０°、７２０°など電気角の整数倍で分割しても同様の効果が得られる。また、例えば、７２０°で分割したステータコアの場合、ステータあるいはロータの形状を７２０°の周期で変形することが可能となり、トルクリップルを低減するために２個の同相のロータ磁極を３６０°とは少し異なるピッチとしてトルクリップルをキャンセルさせる手法などを採用することが可能となる。なお、この説明は後述する溶接部位によるステータコア内での循環電流を零とするために必要な条件である。
【０１０７】
前記分割点４２Ｅ、４２Ｆ、４２Ｇ、４２Ｈの具体的形状の例を図４５に示す。４３１はステータコアの側面図で、４３４の部分で隣接する分割コアが磁気的に接合されている。４３４の部分では、電磁鋼板が１枚ごとに、あるいは、数枚ごとに互い違いに凹凸状に組み合わせている。このようにして、図３４の下方のステータコア横断面に示すように、分割コア４３２、４３８、４３９、４３３が接合部４３４、４３５、４３６、４３７で接合されている。接合部４３４の部分拡大図を図４６に示す。例えば、電磁鋼板４４０と４４１とは突き合わされるが、微視的に見れば、隙間Ｌｇｔがある。この隙間Ｌｇｔにより電磁鋼板を円周方向に通る磁束が通り難くなる。一方、ロータ軸方向に電磁鋼板は積層されるが、各電磁鋼板の隙間Ｌｇｓがわずかだが発生する。ここで、積層方向の相対する面積は広いので、円周方向の磁束は矢印で図示するように通過することになる。円周方向に突き合わされた４４４の部分では円周方向磁束が少なく、円周方向に通過しやすい４４３の方へ多くの磁束が通過するようになる。このようにして、ステータコアの接合部での磁束の通りにくさを軽減することが出来る。
【０１０８】
各分割コアの機械的な固定には、ボルトによる圧接、接着剤による接着固定、ケーシングによる把持、レーザ溶接などによる溶接固定などの種々の方法が可能である。図４７はレーザ溶接により４５１、４５２、４５３、４５４、４５５の部分を積層方向に相互に固定した例である。溶接は電磁鋼板間が電気的に接続されることになるので、磁性体内での循環電流が発生すると発熱し、損失が増加するので注意を要する。モータの最外周部および最内周部だけを溶接などにより導通している場合は、電気的に電流が流れる経路に鎖交する磁束は存在しないので、循環電流の危険性はない。
【０１０９】
（実施例１１）
次に、本発明モータを外径側と内径側に２組配置した構成について図４８に示し、説明する。図４８は８極のモータで、図１に示すモ−タを８極にし、最も外径側にロータＲ１を配置し、その内側にロータＲ１に対応するステータＳ１を配置し、ステータＳ１の内径側にステータＳ２を配置し、ステータＳ２の内径側にステータＳ２と作用するロータＲ２を配置している。４６６、４６７、４６８、４６９、４６ＡはロータＲ１の突極である。４６１、４６２、４６３、４６４、４６５はロータＲ２の突極である。図６のモータへも適用できる。同一へ面上にいわゆるインナーロータモータとアウタロータモータを配置した構成である。これは、モータの内径側にもう一つのモータを配置し、スペースを有効に使用しているとも言える。ステータとロータの配置の組み合わせは、最も外側にステータＳ３を配置し、最も内径側にステータＳ４を配置し、Ｓ３とＳ４の間にロータＲ３とＲ４を配置することも出来る。
【０１１０】
図４８の構成では、巻線４６Ｂ、４６Ｃ、４６Ｄ、４６Ｅ、４６Ｆ、４６Ｇ、４６Ｈ、４６Ｊ、４６Ｋ、４６Ｌ、４６Ｍ、４６Ｎ、４６Ｑ等の巻線がステータＳ１のスロットからステータＳ２のスロットへ巻回することが可能となり巻線巻回を簡素化することが出来る。また、この巻線構造は、歯のロータ軸方向側面が使用されずに空間となっているので、図１８、図１９、図２１に示すような磁気飽和低減策を適用することが容易である。また、図２４、図２５に示すような磁気飽和を利用した定出力制御の対応策を適用することが容易である。
また、外径側のモータと内径側のモータでは電磁気的な条件が異なるため、両モータの最適化を図ると、両モータの電流が異なる値となり、前記巻線では不都合が発生する問題がある。この問題を解決するため、図４８で示したような巻線４６Ｘ、４６Ｒ、４６Ｓ、４６Ｔ、４６Ｕ、４６Ｖ、４６Ｗを追加して巻回することが出来る。このように両モータの最適化を図ることにより、高出力化、小型化、低コスト化を実現できる。
【０１１１】
次に、本発明モータのステータコア、ロータコアの溶接等の固定が許容される場所について説明する。図４９は図４８に示したステータコア、ロータコアであり、レーザ溶接などで固定することを想定する。溶接部は電気的にも繋がるので、そのコアの電気回路部で渦電流が流れて鉄損が発生するので、溶接の許容される場所が限定される。ロータＲ１の外周側、例えば４７Ｂ、４７Ｇ、４７Ｃ、４７Ｈ、４７Ｄ、４７Ｊ、４７Ｅ、４７Ｋ、４７Ｆは、それぞれに形成される全ての電気回路に鎖交する磁束は発生しないので溶接が可能である。ロータＲ２については、円周上の同一点であって、電気角で３６０°の整数倍の場所を溶接しても、形成される全ての電気回路に鎖交する磁束鎖交数は零なので誘起電圧は零となり、弊害はない。例えば、４７７、４７８、４７９である。
【０１１２】
ステータＳ１とＳ２については、両ステータのコアが繋がっているので、注意を要する。まず、ステータＳ１側を溶接するかＳ２側を溶接するかの選択が必要である。そして、Ｓ１側を溶接する場合には、円周上の同一点であって、電気角で３６０°の整数倍の場所を溶接することが出来る。例えば、４７４、４７５、４７６である。これらの場所は、形成される全ての電気回路に鎖交する磁束鎖交数は零となるので、それぞれの電気回路の誘起電圧は零となり、弊害はない。特に、図４８、図４９に示すような、ステータＳ１とＳ２が合成されたステータ構成においては、ステータの機能上、前記ステータの外周側のスロットの奥４７４、４７５、４７６がレーザ溶接に適している。
【０１１３】
（実施例１２）
次に、４相モータについて図５０に示し、説明する。図５０は図１の３相モータを４相にした２極のモータである。４８０はロータ、４８９、４８Ａ、４８Ｂ、４８Ｃ、４８Ｄ、４８Ｅ、４８Ｆ、４８Ｇはステータの突極状の歯である。Ａ相の巻線は正のＡ４８１から負のＡ相４８５へ巻回し、Ｂ相の巻線は正のＢ４８２から負のＢ相４８６へ巻回し、Ｃ相の巻線は正のＣ４８３から負のＣ相４８７へ巻回し、Ｄ相の巻線は正のＤ４８４から負のＤ相４８８へ巻回する。ロータ突極の幅Ｈｍを大きくすることが出来、より滑らかな運転も可能である。ただし、構造はやや複雑化し、インバータのトランジスタ数も増えるという不利な点もある。また、図６に示すモータ等へも、同様に、適用できる。
【０１１４】
図５１に示す５相のモータへも適用することができる。４９０はロータ、４９Ｂ、４９Ｃ、４９Ｄ、４９Ｅ、４９Ｆ、４９Ｇ、４９Ｈ、４９Ｊ、４９Ｋ、４９Ｌはステータの突極状の歯である。Ａ相の巻線は正のＡ４９１から負のＡ相４９６へ巻回し、Ｂ相の巻線は正のＢ４９３から負のＢ相４９８へ巻回し、Ｃ相の巻線は正のＣ４９５から負のＣ相４９Ａへ巻回し、Ｄ相の巻線は正のＤ４９７から負のＤ相４９２へ巻回し、Ｅ相の巻線は正のＥ４９９から負のＥ相４９４へ巻回する。ロータ突極の幅Ｈｍを大きくすることが出来、より滑らかな運転も可能である。ただし、構造はやや複雑化し、インバータのトランジスタ数も増えるという不利な点もある。また、図６に示すモータ等へも、同様に、適用できる。さらに、多相のモータを構成することが出来る。特に、５相のモータは、通常のモータ機構が３次高調波、７次高調波の成分が支配的であり、これらの高調波成分を相殺させる効果があり、振動、騒音の観点で好ましい構成である。
また、図２、図７などに示す本発明のリラクタンストルクを活用したモータは、振動騒音が大きな課題であり、前記の理由により、極対数が５あるいは７等の５以上の素数の整数倍となる構成のモータは、比較的低次の振動を相殺する効果があり、モータ構成として好ましい。
【０１１５】
（実施例１３）
次に、銅、アルミニューム等の板あるいは、環状導体をロータ突極の近傍に配置して不要な漏れ磁束を低減する方法について図５２に示し、説明する。５０１、５０２はロータの突極であり、５０３、５０４はステータとロータ間の空間である。モータのトルクは、ステータとロータ間のエアギャップ部近傍に生成される磁束により効果的に発生しているが、モータに大きな電流を通電するときには、５０３、５０４の空間部にあまりトルク発生に効果的でない磁束も生成される。この効果的でない磁束は、ロータ突極を磁気飽和させ、モータの最大トルクが低減される問題がある。この対策として、５０５、５０６、５０７、５０８に示すような銅、アルミニューム等の板あるいは、環状導体を配置することにより、前記の効果的でない磁束の時間変化により導体内に電流が誘起され、磁束の変化を妨げるような起磁力が生成され、前記の効果的でない磁束の増加を低減することが出来る。また、図６に示すモータ等へも、同様に、適用できる。
【０１１６】
また、５０５、５０６、５０７、５０８の導体は、現実には本発明モータを図２、図７のように多極化して使用するので、それぞれのロータ凹部へアルミニューム等のダイキャストにより製作することが出来、生産性の良い多極モータを実現することが出来る。これは、モータの多極化、大トルク化に有効な方法である。なお、前記各凹部間の導体間の循環電流は、トルク発生に有効な磁束を低減させ、導体のジュール損も大きくなるので、各凹部間の導体間は電気的に抵抗を大きくする、あるいは導体間の循環電流が流れないようにする必要がある。
【０１１７】
次に、永久磁石を用いてトルク発生に効果的でない磁束を低減する方法を図５３に示し、説明する。この場合には、永久磁石のＮ、Ｓの磁極方向が固定であることから、ロータの磁極方向も固定で、６９１はＮ極、６９２はＳ極である。従って、正負の電流を通電できる３相交流インバータで駆動することは出来るが、各巻線に片方向の電流しか通電できないインバータでは駆動できない。永久磁石６９３、６９４、６９５、６９６を配置することにより、ロータ突極６９１、６９２の円周方向側面からの前記効果的でない磁束を低減することが出来る。ロータ軸方向側面についても同様の永久磁石を配置することにより、前記の効果的でない磁束を低減することが出来る。
また、軟磁性体６９７、６９８を追加することにより、矢印で示すようなロータの磁束とは反対方向の磁束をロータ内に生成することが出来、ロータの磁気飽和を低減する効果を得ることも可能である。また、図６に示すモータ等へも、同様に、適用できる。
【０１１８】
次に、本発明モータの振動、騒音を小さくできるモータ極対数について説明する。本発明のような、いわゆるリラクタンストルクを使用するモータは、特に大きなトルクを発生するときなどに各突極の角部の磁束密度が大きくなり易く、大きな吸引力をラジアル方向と円周方向に発生することになり、図６７に示すような表面磁石同期モータなどに比較して、振動、騒音が大きくなり易いという問題がある。この問題の対応策として、モータの極対数を５、７、１１等の大きな素数の極対数とすることにより、各極対が発生する力の高調波成分がモータの全周でキャンセルされる効果によって、低振動、低騒音化することが可能となる。モータの極対数が大きな素数の２倍の値、１０、１４、２２等でも同様な効果が得られる。３倍の値も同様である。具体的なモータ形状は、図７に示す４極対のモータ断面形状を５極対に変形したような形状である。
【０１１９】
（実施例１４）
次に、インバータの構成を簡素化できるモータについて図５４、図５５に示し、説明する。図５４のモータは図６のモータの巻線を、いわゆるバイファラ巻きといされる２重巻線に変更している。図６の巻線１１１は図５４の巻線５２１と５２２に、巻線１１４は図５４の巻線５２７と５２８に変更している。そして、巻線５２１は巻線５２７と直列に巻回され、巻線５２２は巻線５２８と直列に巻回されている。両巻線５２１、５２２に鎖交する磁束を出来るだけ共通にしたいので、２本の電線を並列にして巻回することが電磁気的には好ましい。同様に他の巻線についても、図６の巻線１１３は図５４の巻線５２５と５２６、巻線１１６は巻線５２Ｂと５２Ｃ、巻線１１５は巻線５２９と５２Ａ、巻線１１２は巻線５２３と５２４に置き換えている。図５４の巻線方法は、図５５に示すインバータで駆動することが出来るので、インバータが簡素になり、低コスト化が可能である。ただし、巻線は約１／２の太さに細くなるので、抵抗値が大きくなって銅損が増加し、モータ効率は低下する。
【０１２０】
図５５に示すインバータと図５４の各巻線について説明する。５３Ａは直流電源で、５０Ｈｚ、６０Ｈｚの商用交流電源を直流に変換した直流電源、あるいは、バッテリなどの直流電源を指している。ＶＭは直流電源５３Ａの正極側、ＶＬは負極側を指している。図５５の巻線５３１は図５４の５２１と５２７で構成する巻線で、巻線５３２は５２２と５２８で構成する巻線である。この時、巻線５３１と５３２とは至近距離に並列に巻回することにより、両巻線に鎖交する磁束の大半を共通に鎖交する磁束とすることが出来る。また、両巻線５３１と５３２は、その巻線のドットで示すように、極性が逆になるように配置している。なお、巻線５３１と５３２とが、図５４に示すようにスロット内で空間的に分離される場合には、スロットの奥に配置する５２２と５２８の巻線が図５５の回生用巻線５３２であることが、より多くの磁束をスロットの奥の巻線に鎖交することから、好ましい。同様に、巻線５３３は巻線５２５と５２Ｂで、巻線５３４は巻線５２６と５２Ｃで、巻線５３５は巻線５２９と５２３で、巻線５３６は巻線５２Ａと５２４である。
【０１２１】
図５４に示すモータを図５５に示すインバータで駆動する方法は、ＣＣＷへ駆動するとき、図８に示した方法と同様の方法で駆動することが出来る。ただし、モータの磁気エネルギーを回生する方法が異なっている。具体的には、図８の（ａ）の状態では、トランジスタ５３７により巻線５３１に電流を通電し、同時に、トランジスタ５３９により巻線５３５へ通電する。図８の（ｂ）の状態では、トランジスタ５３９をオフして、その巻線５３５に鎖交する磁束の磁気エネルギーを、巻線５３６とダイオード５３Ｄを利用して電源５３Ａへ回生することにより消費する。巻線５３５と５３６とは相互インダクタンスが大きく、大半の磁束が共通に鎖交しているのでエネルギーを供給し合うことが出来る。この時と前後して、トランジスタ５３８により巻線５３３に電流を通電し、図８の（ｂ）の矢印で示す磁束を生成してＣＣＷのトルクを発生する。
【０１２２】
図８の（ｃ）の状態では、トランジスタ５３７をオフして、その巻線５３１に鎖交する磁束の磁気エネルギーを、巻線５３２とダイオード５３Ｂを利用して電源５３Ａへ回生することにより消費する。この時と前後して、トランジスタ５３９により巻線５３５に電流を通電し、図８の（ｃ）の矢印で示す磁束を生成してＣＣＷのトルクを発生する。
図８の（ｄ）の状態まで回転すると、その回転位置は、図８の（ａ）の状態からＣＣＷの方向へ電気角で６０°進んだ回転位置であり、その後のＣＣＷ方向への回転は、同様のアルゴリズムで駆動することになる。
図５５に示すインバータは、トランジスタ３個とダイオード３個で構成される簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。同時に、電流の順方向電圧降下、回生時のダイオードでの電圧降下も、図６９に示すような通常の３相交流インバータに比較すると、約１／２であり、効率が良く、発熱が少ないという点でもインバータの小型化が可能である。
【０１２３】
図５６に図５５のトランジスタにかかる瞬時過電圧を低減する例を示す。トランジスタ５３７に電流が流れている状態からオフ状態に変化すると、巻線５３１に鎖交している磁束の磁気エネルギーは、単純原理的には巻線５３２とダイオード５３Ｂにより電源５３Ａに回生される。巻線５３１の漏れ磁束成分等については、巻線５３２には鎖交しない磁束成分なので回生することは出来ない。これらの漏れ磁束成分等は、トランジスタ５３７がオフ状態になるときに巻線５３１で瞬時の過大電圧を発生し、トランジスタ５３７へダメージを与えるという問題がある。図５６のダイオード５４１、５４２、５４３は、各巻線５３１、５３３、５３５に発生する過大電圧を整流して集め、過電圧吸収回路である抵抗５４６、コンデンサ５４４、ツェナーダイオード５４５へ吸収させることが出来る。前記の漏れ磁束成分等の磁気エネルギーの総量は小さいので、比較的小規模の過電圧吸収回路で解決することが出来る。なお、過電圧吸収回路は種々変形が可能である。
【０１２４】
次に、図１、図６に示すモータが数Ｗ程度の小容量モータである場合について、そのインバータの構成の例を図５７に示し、説明する。５５１、５５２、５５３は３相の巻線、５５４、５５５、５５６は電流を通電するトランジスタ、５５７、５５８、５５９はダイオード、５５Ａ、５５Ｂ、５５Ｃはモータの磁気エネルギーを吸収する抵抗である。このようにモータの出力容量が小さいときには、簡単な回路でモータの磁気エネルギーを吸収させることにより、回路の簡素化が可能である。ここで、抵抗５５Ａ、５５Ｂ、５５Ｃは、コンデンサ、ツェナーダイオード等と組み合わせることも出来る。
【０１２５】
次に、図１、図６に示すモータが中容量以上のモータである場合について、そのインバータの構成の例を図５８に示し、説明する。５６１、５６２、５６３は３相の巻線、５６４、５６５、５６６は電流を通電するトランジスタ、５６７、５６８、５６９はダイオードである。ダイオード５６７、５６８、５６９により集めた回生電流は、コンデンサ５６Ｃへ充電し、ＤＣ−ＤＣコンバータであるトランジスタ５６Ａ、チョークコイルＬｄｃｃ、ダイオード５６Ｂにより電圧変換して直流電源５３Ａへ充電する。このＤＣ−ＤＣコンバータは、良く使用されている一般的な構成であり、コンデンサ５６Ｃへ充電された電荷をトランジスタ５６ＡによりチョークコイルＬｄｃｃへ電流Ｉｒｃを通電し、この状態でトランジスタ５６Ａをオフする。この時、チョークコイルＬｄｃｃにたまった磁気エネルギーは、ダイオード５６Ｂを使用して電流Ｉｒｃの形で直流電源５３Ａへ充電することが出来る。このようにしてモータの運動エネルギー、モータの磁気エネルギーを回生し、効率良く直流電源５３Ａへ回生する。なお、図５８の回生電圧ＶＨは、求められる回生特性に応じて設定することが可能である。また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの変形も可能である。
【０１２６】
電気自動車、ハイブリッド自動車等において、自動車駆動用に２個以上のモータが使用されることも多い。通常、市街地走行モードでの燃費、即ち駆動効率が問題とされる。自動車の種類にもよるが、市街地走行モードではモータの最大トルクの１／２以下であることが多い。従って、回生時のモータ側発電容量、即ち、回生容量は急加速時の最大出力容量に比較して１／２以下の容量で十分である。自動車が急減速しなければならないときには、安全上の観点でも、機械式のブレーキ機能を併用して使用すれば良いと考えることが出来る。その様な観点で、図５８に示すようなＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のモータで共用することが可能であり、１台のモータ駆動用の駆動回路は、３個のトランジスタ５６４、５６５、５６６と３個のダイオード５６７、５６８、５６９であると見ることが出来る。従って、図５８の破線に示すインバータは、トランジスタ３個とダイオード３個でモータを１台駆動することが可能な簡素なインバータであり、低コスト化が可能である。同時に、電流の順方向電圧降下、回生時のダイオードでの電圧降下も、図６９に示すような通常の３相交流インバータに比較すると、約１／２であり、効率が良く、発熱が少ないという点でもインバータの小型化が可能である。
【０１２７】
次に、図１、図６に示すモータを駆動する他の回路を図５９に示し、説明する。図５８に比較し、トランジスタ５７１とダイオード５７２が付加され、コンデンサ５７３の負側の接続点がコモン線ＶＬになっている。トランジスタ５７１が付加されることにより、巻線５６１、５６２、５６３の回生電圧を約（ＶＨ−ＶＬ）と大きな値とすることが可能となっている。
次に、図１、図６に示すモータを先に示した図７２のインバータで駆動する方法について説明する。図６の３相巻線Ａ巻線、Ｂ巻線、Ｃ巻線は、図７２の巻線８７Ｄ、８７Ｅ、、８７Ｆに相当する。例えば、巻線８７Ｄへ電流を流す場合は、トランジスタ８７１と８７２を制御して直流電圧の印加、回生、フライホイールの制御が可能である。ただし、巻線８７Ｄへは片方向の電流しか通電できない。他の相の巻線電流についても同様である。モータの回転位置θｒと各相電流との関係は、図３、図４、図８、図９の関係で通電すれば良い。
【０１２８】
次に、図１、図６に示すモータを先に示した図６９のインバータで駆動する方法について説明する。図６９のインバータは、一般的に使用されている３相交流インバータである。平衡３相電流、電圧を出力制御することが出来るが、３相電流の和が零であると言う次式の制約もある。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０………………………………………………………………（１７）
図６の３相巻線Ａ巻線、Ｂ巻線、Ｃ巻線は、図６９の巻線８３４、８３５、８３６に相当する。巻線配置にもよるが、図８の（ａ）の場合について正のＡ巻線を１１１とし、正のＢ巻線を１１３とし、正のＣ巻線を１１５とすると、ロータの回転位置θｒと各相電流との関係を、図８、図９の関係で通電することができない。
【０１２９】
例えば、隣接するスロットの巻線１１１と１１２が、正の電流の最大値と負の電流の最大値にすることが、（１７）式と巻線配置の関係から出来ない。また、巻線１１１、１１６、１１５に正の電流が流れるときに、巻線１１６の電流が最大であって、巻線１１１あるいは巻線１１５が正の最大電流であるように制御することは出来ない。しかし、図８の（ａ）の状態で、巻線１１１、１１６、１１５に正の電流を流し、巻線１１２、１１３、１１４に負の電流を流すことはできるので、矢印の方向の磁束を生成することができ、ＣＣＷ方向のトルクを発生することが出来る。ただし、この時、歯１１Ｂから補助突極磁極１６２を通って歯１１８へ通る磁束も生成され、その磁束は、この回転位置θｒではトルクを生成しない無駄な磁束である。このように、回転位置θｒと各相電流との関係が図３、図４、図８、図９の関係とは異なる方法ではあるが、図６９に示すインバータと各巻線の結線で、図１、図６に示すモータ等を駆動することが出来る。
【０１３０】
次に、図１、図６に示すモータを駆動する他の回路を図６０に示し、説明する。図３および図８のモータ駆動法の説明おいては、各巻線に片方向の電流を通電し、３相巻線の内の２相の巻線にのみ電流を流す方法を示した。これは、インバータを簡素で安価な構成とするためである。しかし、３巻線５６１、５６２、５６３へ電流の方向と大きさについて最適な値を選択できれば、モータの駆動特性を改良できる点がいくつかある。例えば、ロータを通る磁束の方向を一定とすれば、ロータに永久磁石を付加した構成が容易となる。  また、ロータを励磁する電流を２個の巻線への通電ではなく、３個の巻線へ電流を流した方が大きなトルクが得られる電流の方向と大きさがある。図６０に示すインバータは、３相の巻線へ電流の方向と大きさを自由に選択できる構成となっている。例えば、トランジスタ５８１と５８Ｇを制御して巻線５６１へある方向の電流を通電することが出来、逆方向の電流を通電するためには、トランジスタ５８３、５８２を制御する。
【０１３１】
同様に、巻線５６２への電流は、トランジスタ５８５と５８８あるいはトランジスタ５８７と５８６を制御すればよい。同様に、巻線５６３への電流は、トランジスタ５８９と５８Ｃあるいはトランジスタ５８Ｂと５８Ａを制御すればよい。また、巻線端子間の電圧をほぼ零ボルトとし、いわゆる、フライホイール電流制御を該当するトランジスタを制御して行うことも出来る。例えば、巻線５６１へトランジスタ５８１と５８４を制御して電流を通電している状態で、トランジスタ５８１をオン状態とし、トランジスタ５８４をオフ状態とすれば、巻線５６１の電流はダイオード５８Ｆを通り、トランジスタ５８１を通り、巻線５６１へ戻る循環電流が流れる状態とすることも出来る。
【０１３２】
次に、図６、図７に示すようなモータを低速回転から高速回転まで駆動する方法について、図６１、図６３に示し、説明する。低速回転での電流の通電方法、トルクの発生方法については、図８、図９に示した。図９で、各電流の時間幅は、トルクリップルの低減、モータの振動騒音、インバータの通電制約などにより変えることが出来る。各電流の振幅についてもロータの回転位置θｒに応じて可変でき、３相へそれぞれの電流を通電することも出来る。特に、モータの振動騒音に関しては、ステータとロータ間のラジアル方向の吸引力が大変大きく、ラジアル方向吸引力の回転角変化率が大きく影響することが多い。もちろん、負荷に与えるトルク変動という観点では、トルクリップルが問題となることが多い。
【０１３３】
図６、図７に示すモータを駆動する場合、磁束を生成する回転方向位置が電気角で約９０°移動することになり、ステータとロータとの間のラジアル方向吸引力が大きく変化し、振動の原因になる。低速回転では、モータの固有振動数と人間の聴覚の関係から騒音の問題は少ないが、モータ回転数が高くなると、次第にラジアル方向の吸引力振動が問題となる。また、インバータの周波数制約、モータの効率の観点でも、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２を交互に励磁することは負担となる問題がある。
この対応として、低速回転では、図９のタイムチャートに示すように、主突極磁極１６１と補助突極磁極１６２を交互に励磁してトルクリップルの小さな駆動を行い、回転数が高くなるにつれ、補助突極磁極１６２での駆動を減少し、主突極磁極１６１で駆動する比率を高くする駆動方法が、振動騒音、モータ効率の点で効果的である。
【０１３４】
また、高速回転では、図８の（ａ）の状態から（ｂ）の状態を経ずに（ｃ）の状態となり、矢印で示す磁束のようになるので、ステータとロータ間のラジアル方向の吸引力も変化し、振動騒音の原因となりやすい。ここで、図８の（ａ）の状態から（ｃ）の状態となるときに、巻線１１２と１１５の電流は変化せず、巻線１１１と１１４の電流を徐々に減少させ、巻線１１３と１１６の電流を徐々に増加させることにより、図８の（ａ）と（ｃ）の矢印で示す磁束を徐々に変化させることが出来、ラジアル方向の吸引力の変化を滑らかにし、振動騒音を低減することが可能である。例えば、図８の（ａ）から（ｃ）へ変化する過渡状態では、磁束が歯１１８から主突極磁極１６１を通り歯１１７へ通過し、同時に、磁束が歯１１Ａから主突極磁極１６１を通り歯１１Ｂへ通過するタイミングがある。すなわち、ステータとロータ間のラジアル方向の吸引力の方向がスムーズに回転方向に移動しながら、ラジアル方向の吸引力の大きさも急激に変化させずに駆動することが可能である。このような方法で振動騒音の小さな運転ができる。
【０１３５】
図６１はモータの制御装置である。５９１はモータ、５９２、５９３、５９４は巻線、５９５は回転位置検出用のエンコーダ、５９６はエンコーダ５９５のインターフェイスであり、回転位置５９８とモータ速度５９７を検出し出力する。５９Ａは速度指令５９９とモータ速度５９７を入力として速度誤差を検出する加減算器、５９Ｃは速度誤差信号５９Ｂを入力とし比例、積分、微分等のＰＩＤ補償などを行う補償器でトルク指令５９Ｄを出力する。５９Ｇは電流指令値作成手段で、トルク指令値５９Ｄ、回転位置５９８、モータ速度５９７を入力とし、一方、モータ情報のデータベース５９Ｐからその時点でのモータ駆動情報からモータの電流、電圧に関する情報を読み込み、電流指令情報５９Ｈを出力する。電流指令情報５９Ｈには、図６４、図６５で後述する３相の電流指令値、モータ電圧指令値などの情報を含ませることが出来る。
【０１３６】
５９Ｊは電流制御手段で、電流指令情報５９Ｈと検出電流情報５９Ｎと回転位置５９８とモータ速度５９７を入力とし、モータの運転状態を認識し、モータ電圧指令Ｖａｃ、Ｖｂｃ、Ｖｃｃを出力する。電流制御手段５９Ｊの具体的な計算は、例えば図６２に示すように、Ａ相の電流指令値ＩａｃからＡ相の電流検出値Ｉａｓを加算機７４２で減算し、その差分値Ｉａｅに補償器７４１で補償演算を行い電圧指令値Ｖａｉを得、フィードフォワード電圧Ｖａｆを計算し、電圧指令値Ｖａｉとフィードフォワード電圧Ｖａｆの和Ｖａｃを加算機７４３で得、電力変換器５９Ｌへ出力する。Ｂ相、Ｃ相の電圧指令値Ｖｂｃ、Ｖｃｃも同様である。５９ＬはＰＷＭ変調の変換器とインバータであり、Ａ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃをモータ５９１へ供給する。
【０１３７】
図６３はロータ突極の駆動比率を表す図で、低速回転Ｎ１では主突極磁極１６１のトルク値と補助突極磁極１６２でのトルク値とが同程度の大きさで、回転数が大きくなったＮ２では主突極磁極１６１のトルク値が増加し、補助突極磁極１６２でのトルク値が減少し、回転数がＮ３に達すると主突極磁極１６１のトルク値がさらに増加し、補助突極磁極１６２でのトルク値が零になる特性である。回転数がＮ３以上の高速回転の領域では、主突極磁極１６１のトルクだけで駆動することになるが、回転周波数が高くなると、その周波数でのトルク脈動が回転変動に与える影響が小さくなり、実用上問題なく使用できる用途が多い。なお、図６３にしめすような特性は、動作点Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５をデータとして記憶し、その動作点の間は内挿計算により得ることが出来るので、少量のデータでこの運転特性を記憶し、実現することが出来る。
【０１３８】
次に、トルク指令５９Ｄと回転位置５９８から各相の電流指令値Ｉａｃ、Ｉｂｃ、Ｉｃｃを求める方法を説明する。図６４は横の欄をロータ回転位置θｒ、縦の欄をトルクＴｃとしたデータテーブルである。そして、表の一つの欄Ｐｍｎには、ロータ回転位置θｒとトルクＴｃに対応する３相電流値Ｉａｃ、Ｉｂｃ、Ｉｃｃの値を、事前に有限要素法を使用した磁場解析などで求めておく。なお、このデータテーブルに実測値を格納しておくことも可能である。前記データテーブルは、有限の離散的なロータ回転位置θｒとトルクＴｃに対応した電流値なので、それらの中間的な値に対応する３相電流値Ｉａｃ、Ｉｂｃ、Ｉｃｃの値は、内挿計算することにより求めることが出来る。なお、種々のデータを表にして記憶し、内挿計算により最終的な値を決めて制御する方式は、いわゆる、データテーブル方式、あるいはマップ方式と言われるもので、方式自体は新たな方法ではない。
【０１３９】
また、図６４の表の各欄にロータ回転位置と電圧の情報も盛り込むことが可能である。電圧情報も付加することにより、各相の電流指令値に加え、フィードフォワード電圧Ｖａｆも出力できることになり、図６２に示したように、より高精度な電流制御が可能となり、より高い回転数まで精度良く制御することが出来ることになる。また特に、フィードフォワード電圧Ｖａｆおよび電流指令値Ｉａｃについては、モータ速度５９７に基づく電圧値、電流値の予測計算を行うことにより、高速回転での制御精度を大幅に改善することが出来る。
【０１４０】
次に、各巻線の電圧を求める方法を説明する。例えば、図６２に示すＡ相巻線の電圧Ｖａｆの値である。
第１の方法は、図６４の表に諸条件における電圧情報もデータとして記憶しておき、随時、離散的なデータを使用して内挿計算を行って得る方法である。                      第２の方法は、図６５に示すように、磁束鎖交数Ψのデータテーブルを持つ方法である。図６５は横の欄をロータ回転位置θｒ、縦の欄を電流Ｉとした磁束鎖交数Ψの表である。磁束鎖交数Ψと電圧Ｖの関係は次式で表される。
Ｖ＝ｄΨ／ｄｔ≒ΔΨ／Δｔ＝（Ψ２−Ψ１）／Δｔ…………………………（１８）
この磁束鎖交数Ψは、回転位置θｒの関数であり、また、電流の関数でもある。従って、微小時間Δｔ間の回転位置θｒの変化と電流Ｉの変化から磁束鎖交数変化ΔΨを計算し、（１８）式で電圧を求める必要がある。磁束鎖交数Ψの値は、データテーブルの回転位置θｒと電流Ｉが離散的な値なので、内挿計算により計算する。微小時間Δｔの前後の磁束鎖交数の値Ψ１とΨ２を求める。
【０１４１】
図６５における電流Ｉの扱いは、図８のような駆動法であると仮定すれば、各相電流を相対的に決めることが出来る。ただし、その電流により発生するトルクは、図９に示すような理想的なトルク特性とはならず、漏れ磁束あるいは磁気飽和などの非線形性により歪んだ特性になることが多い。この歪みについては、必要に応じて何らかの補正を行えばよい。また、図６５の縦の欄を電流Ｉとしているが、トルクＴとしてデータを構成することもできる。
データテーブルの作成方法は種々変形が可能であり、図６４のデータテーブルと図６５のデータテーブルとをセットとして平衡して使用する方法、あるいは、どちらかのデータテーブルへ他方のデータも含ませる方法などがある。
【０１４２】
また、磁束鎖交数Ψと巻回数ＮｗとインダクタンスＬおよび電流Ｉは、次式で表されるので、磁束鎖交数Ψに代え、図６５のデータテーブルを鎖交磁束φあるいはインダクタンスＬのデータテーブルとして求めても同じ答えを得ることが出来、本発明に含むものである。
Ｖ＝ｄΨ／ｄｔ＝Ｎｗ×ｄΦ／ｄｔ＝Ｌ×ｄＩ／ｄｔ…………………………（１９）
なお、この式を時間積分すると次式となる。
Ψ＝Ｎｗ×Φ＝Ｌ×Ｉ………………………………………………………………（２０）
【０１４３】
モータのモデルを有限要素法等で磁場解析すると、各巻線に鎖交する鎖交磁束φを容易に求めることが出来る。そして、図６５に示す磁束鎖交数Ψのデータテーブルは、磁場解析結果のデータを表計算ソフトウェアへコピーして使用することにより、モータ制御に必要な換算の計算を含めて行うことができる。前記表計算ソフトウェアへあらかじめ計算式を定義しておけば、その後は繰り返し使用することが出来る。これらの計算は、現在の磁場解析ツールおよび汎用のソフトウェアを使用すれば比較的容易に実行することが出来る。
【０１４４】
以上、本発明に関する種々形態の例について説明した。本発明の目的は、モータおよびその制御装置で構成されるモータ駆動システムの小型化、高性能化、低コスト化、高品質化などである。特に近年、希土類磁石および重金属の価格が資源問題とも関連して高騰しており、希土類磁石等を使用しないモータ、使用量の少ないモータでもある。以下、本発明の効果についてまとめて説明する。
本発明の具体的な効果のひとつは、図１、図６等に示すように、高価な希土類磁石などを使用しないか、あるいは使用量が少ないことによるコスト低減である。グローバルな資源問題に係わった価格変動の影響を受けにくいことも、現実的には大きな長所である。
【０１４５】
リラクタンクトルクは、トルクが磁束の方向に依存せずに発生する特性であり、この特性は有利にも不利にもモータの構成次第で作用する。本発明のリラクタンクトルクを効果的に活用したモータを駆動する制御装置は、トランジスタの数を少なく構成できる構成、駆動方法としているので、制御装置側も低コストに実現できる。さらに、電流を巻線に通電する場合に、巻線に直列に配置される半導体の数が通常の２個から１個に低減きる構成とし、インバータの損失を低減し、インバータの高効率化、小型化、コスト低減をも実現できる。
また、軟磁性体の活用法についても、巻線の電流が一方向のモータであれば、ステータのそれぞれの場所について磁束方向が一方向であることを利用して、動的な磁束密度の変化幅を従来の２倍とする方法を提案している。具体的には、図１８から図２２に示す方法で、通常の珪素鋼板で４Ｔに近い磁束密度の変化幅を得、モータの最大トルクを増加させ、結果的にモータの小型化、低コスト化を実現している。
【０１４６】
また、本発明モータでは、モータの多極化と漏れ磁束低減策とを同時に実現することにより、モータの最大トルクを増加させることが出来、モータの小型化を実現することが出来る。これは、極数に比例してモータのトルクを増大させることが出来、一方、多極化の弊害となる漏れ磁束は、前記漏れ磁束低減策により低減することを前提としている。なおここで、巻線の電流密度は、短時間のモータ最大トルクについて論じているので無視している。
なお、モータの最大トルク近傍ではなく、むしろ軽負荷の運転状態では、ステータの磁束をそぞれの場所で一方向とすることも出来るので、磁束密度の変化幅が通常の永久磁石式交流モータの約１／２と小さく、ステータ鉄損を１／４程度に低減して運転することも出来る。
また、図１、図６等に示すモータのロータは、大変堅牢に製作することが出来るので、高速回転で使用することが出来る。そして高出力を実現でき、体積当たりの出力、即ち、出力密度を向上することが出来る。
【０１４７】
また、リラクタンクトルクを活用したモータは、その騒音が大きな問題となることがある。本発明モータでは、ステータとロータ間のラジアル方向吸引力の方向をロータの回転と共に滑らかに回転方向へ移動することが出来、ラジアル方向吸引力の大きさの変動も小さくすることが出来る。従って、静かなモータ運転が可能である。
ステータの巻線占積率、巻線のコイルエンドの長さ、巻線の生産性について、図６６、図６７に示すようなモータは改善の余地を残してきた。本発明モータでは、全節巻き、集中巻きとし、さらに各相の巻線が交差しない構造としてステータを簡素化し、さらに、スロットの形状と巻線形状および絶縁紙形状を工夫することにより巻線の高占積化とコイルエンドの短縮を可能とした。従来のスイッチトリラクタンスモータに比較して巻線抵抗が小さいという特徴もある。
【０１４８】
本発明モータの定出力制御の方法については、高速回転時に磁束の大きさを低減する従来方法に加え、軟磁性体の磁気飽和を活用した方法により、効果的に定出力制御を行う方法を提案した。
また、ロータへスリットを追加する方法、磁石を付加する方法により、さらにモータ特性を改善できることを示した。そして、２個の本発明モータを外径側と内径側に配置し、巻線を簡略化する方法、さらに、外径側のモータのスロットに異なる構成の巻線を付加してそれぞれのモータ特性を最適化する方法を示した。
また、本発明モータの具体的な制御法を示し、モータ及び制御装置が簡素な構成で実現できることを示した。
【０１４９】
以上、本発明に関する種々形態の例について説明したが、本発明を種々変形も可能であり、本発明に含むものである。例えば、モータの極数についての制約はなく、ロータの種類についても表面磁石型のロータで説明したが、種々構造のロータについて適用可能である。各種のトルクリップル低減技術を本発明モータへ適用することもできる。例えば、ステータ磁極、ロータ磁極の形状を周方向に滑らかにする方法、径方向に滑らかにする方法、円周方向に一部のロータ磁極を移動させて配置し、トルクリップル成分をキャンセルする方法などがある。
モータの形態についても種々形態が可能であり、ステータとロータとの間のエアギャップ形状で表現して、エアギャップ形状が円筒形であるインナロータ型モータ、アウターロータ型モータ、エアギャップ形状が円盤状であるアキシャルギャップ型モータ等に変形できる。また、リニアモータにも変形である。
【０１５０】
また、エアギャップ形状が円筒形状をややテーパ状に変形したモータ形状も可能である。また、本発明のモータを含む複数のモータを複合して製作することが可能である。また、本発明モータの一部を省略して削除した構造も可能である。軟磁性体としては、通常の珪素鋼板を使用する他に、アモルファス電磁鋼板、粉状の粉末軟鉄を圧縮成形した圧粉磁心等の使用が可能である。特に小型のモータにおいては、電磁鋼板を打ち抜き加工、押り曲げ加工、鍛造加工を行うことにより３次元形状部品を形成し、前述の本発明モータの一部の形状を成すこともできる。
モータに通電する電流については、各相の電流が特定の形状である例について説明したが、正弦波電流で制御など、各種波形の電流で制御することも可能である。これらの種々変形したモータについても、本発明モータの主旨の変形技術は本発明に含むものである。
【図面の簡単な説明】
【０１５１】
【図１】本発明の実施形態である３相２極のモータの横断面と各相の巻線配置とを示す図である。
【図２】本発明の実施形態である３相８極のモータの横断面と各スロットの配置とを示す図である。
【図３】図１のモータの電流通電状態と磁束とトルク発生とを示す図である。
【図４】図１のモータのロータ回転位置θｒと各巻線の電流およびトルクの関係を示す図である。
【図５】図１のモータのロータ形状を改良したモータの横断面図である。
【図６】本発明の実施形態であり、ロータに主突極磁極と補助突極磁極とを配置したモータの横断面と各スロットの配置とを示す図である。
【図７】図６のモータを３相８極に変形したモータの横断面と各スロットの配置とを示す図である。
【図８】図６のモータのロータ回転位置θｒと各巻線の電流およびトルクの関係を示す図である。
【図９】図６のモータのロータ回転位置θｒと各巻線の電流およびトルクの関係を示す図である。
【図１０】図６のモータの各部の形状と電流と磁束の関係を示す図である。
【図１１】図６のモータの各部の形状と電流と磁束の関係を示す図である。
【図１２】図６のモータの各部の形状と電流と磁束の関係を示す表である。
【図１３】ステータ、ロータの各部形状の変形の例を示す図である。
【図１４】ロータ形状が非対称で、ＣＣＷとＣＷで異なる特性を持つモータの横断面と各スロットの配置とを示す図である。
【図１５】電流とトルクの関係、特にモータの最大トルクを示す図である。
【図１６】モータが大きなトルクを発生するときの歯の磁気飽和を示す図である。
【図１７】モータが大きなトルクを発生するときの補助突極磁極の磁気飽和を示す図である。
【図１８】（ａ）は従来モータの縦断面図で、（ｂ）は歯の磁気飽和を低減する方法を示す縦断面図である。
【図１９】（ａ）は歯の磁気飽和を低減する方法を示す図で、（ｂ）はその部分拡大図である。
【図２０】歯の磁束の動作を示す図である。
【図２１】（ａ）は歯の磁気飽和を低減する方法を示す図で、（ｂ）はその部分拡大図である。
【図２２】歯の磁気飽和を低減する方法を示す図である。
【図２３】（ａ）はロータの磁気飽和を示す縦断面図であり、（ｂ）はその側面図である。
【図２４】モータを高速回転で運転するときに、軟磁性体の磁気飽和を利用する方法を示す図である。
【図２５】モータを高速回転で運転するときに、軟磁性体の磁気飽和を利用する方法を示す図である。
【図２６】モータの高速回転領域の定出力特性を示す図である。
【図２７】モータの高速回転領域の定出力特性を、軟磁性体の磁気飽和を利用して実現する場合の磁気特性を示す図である。
【図２８】ロータの磁束密度を低下させず、異方性を改良する構造で、４極のモータの横断面を示す図である。
【図２９】ロータの磁束密度を低下させず、異方性を改良する構造で、４極のモータの横断面を示す図である。
【図３０】ロータの磁束密度を低下させず、異方性を改良する構造で、補助突極磁極を備える４極のモータの横断面を示す図である。
【図３１】ロータに永久磁石を付加したモータの横断面を示す図である。
【図３２】各歯ごとに集中巻き巻線を施したモータの横断面を示す図である。
【図３３】モータのある特定動作の状態における巻線電流と磁束および磁気飽和の関係を示す図である。
【図３４】スロットの形状、電流の密度を改良した時の磁束および磁気飽和の関係を示す図である。
【図３５】スロットの形状、電流の密度および飽和磁束密度の高い材料の活用例を示す図である。
【図３６】３相、４極、１２スロットのステータの巻線の状態を示す図である。
【図３７】スロット内とコイルエンドの形状およびステータコアのロータ軸方向端部近傍の形状を示す図である。
【図３８】３相、４極、１２スロットのステータで、各巻線の相互の交差、干渉が少ない巻線配置構造を示す図である。
【図３９】３相、６極、１８スロットのステータで、各巻線の相互の交差、干渉が少ない巻線配置構造を示す図である。
【図４０】コイルエンド部近傍のステータコア、スロット形状、巻線形状、絶縁紙形状を示す図である。
【図４１】コイルエンド部近傍のステータコア、スロット形状、巻線形状、絶縁紙形状を示す図である。
【図４２】ステータコア形状、スロット形状、巻線形状を直線展開して示す図である。
【図４３】ステータコアのロータ軸方向端の電磁鋼板の形状を示す図である。
【図４４】ステータコアが電気角で３６０°ごとに分割されたモータの横断面を示す図である。
【図４５】分割されたステータコアの接合部の構造を示す図である。
【図４６】分割されたステータコアの接合部の隙間構造と磁束の分布を示す図である。
【図４７】分割されたステータコアの接合部の構造と溶接による結合を示す図である。
【図４８】外径側と内径側に２つのモータを配置する複合構造のモータで、巻線の巻回関係を示す図である。
【図４９】外径側と内径側に２つのモータを配置する複合構造のモータのステータコアとロータコアで、ロータ軸方向に溶接可能な部位の例を示す図である。
【図５０】４相、２極、８スロットのモータの横断面を示す図である。
【図５１】５相、２極、１０スロットのモータの横断面を示す図である。
【図５２】ロータ突極の円周方向端に導体板あるいは閉回路を形成した導体を配置して漏れ磁束を低減するモータの横断面を示す図である。
【図５３】ロータ突極の円周方向端に永久磁石と磁性体とを配置したモータの横断面を示す図である。
【図５４】各スロットに、並列に巻回される同一相の巻線を２個配置するモータの横断面を示す図である。
【図５５】図５４のモータを駆動するインバータを示す図である。
【図５６】図５４のモータを駆動するインバータを示す図である。
【図５７】図５４のモータを駆動するインバータを示す図である。
【図５８】片方向の電流で制御する３相モータを駆動するインバータである。
【図５９】片方向の電流で制御する３相モータを駆動するインバータである。
【図６０】両方向の電流で、且つ、各電流の相対的な制約もない電流制御が可能な３相インバータである。
【図６１】本発明モータを制御する制御装置の例である。
【図６２】図６１の制御装置の電流制御部分の詳細図である。
【図６３】図６、図７などに示す本発明モータを低速から高速回転まで駆動する場合の主突極磁極と補助突極磁極との駆動比率を表す図である。
【図６４】図６１の制御装置において、ロータ回転位置θｒ、トルクＴ、電流Ｉ、電圧Ｖ等のデータを持つ形式を示す図である。
【図６５】図６１の制御装置において、ロータ回転位置θｒ、電流Ｉ、磁束鎖交数Ψ等のデータを持つ形式を示す図である。
【図６６】従来のモータの縦断面を示す図である。
【図６７】従来のモータの横断面を示す図である。
【図６８】図６６、図６７の巻線図である。
【図６９】３相交流インバータの構成と３相交流モータの結線関係を示す図である。
【図７０】マルチフラックスバリア型ロータを備える３相交流、２極、１２スロットのシンクロナスリラクタンスモータの横断面を示す図である。
【図７１】対称に６個の歯を持つステータと４個の突極を持つスイッチトリラクタンスモータの横断面を示す図である。
【図７２】図７１のスイッチトリラクタンスモータを駆動するインバータである。
【符号の説明】
【０１５２】
１１０    ステータ
１１７、１１８、１１９、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ    歯
１１１、１１４    Ａ相巻線
１１３、１１６    Ｂ相巻線
１１５、１１２    Ｃ相巻線
１６１    主突極磁極
１６２    補助突極磁極
５３Ａ    直流電源
５６４    Ａ相駆動トランジスタ
５６５    Ｂ相駆動トランジスタ
５６６    Ｃ相駆動トランジスタ
【図１】
2010119263.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
2010119263.tif 000041
【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９】
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【図７０】
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【図７１】
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【図７２】
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【手続補正書】
【提出日】平成20年11月20日(2008.11.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３９】
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