(57)【要約】【課題】高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることのできるモータ制御装置を提供すること。【解決手段】マイコンは、各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内において行なう二回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）のうち、電流検出タイミングに対応する一回目のＰＷＭ出力については、その電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間ｔ０_aを延長するものとする。そして、非電流検出タイミングに対応する二回目のＰＷＭ出力については、その延長した分の時間（Δｔ＝ｔ０_a−ｔ０）を振り分けて当該二回目のオン時間ｔ０_bを短縮するものとする。【選択図】図５
2010226846.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータ制御信号を出力する制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記制御信号出力手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで検出される各相の相電流値に基づき前記モータ制御信号を生成するモータ制御装置において、
前記制御信号出力手段は、所定の検出周期で更新される前記相電流値に基づいて複数回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、
前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、前記相電流値の検出タイミングに対応する前記スイッチング素子のオン時間を延長して該相電流値の検出を可能とするとともに、その延長した分の時間を非電流検出タイミングに対応する前記オン時間に振り分けて該オン時間を短縮するような前記モータ制御信号の出力を実行すること、を特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記制御信号出力手段は、検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により各相の電圧指令値を演算し、該各電圧指令値に対応するＤＵＴＹ指示値と三角波との比較に基づいて前記モータ制御信号を生成するとともに、前記ＤＵＴＹ指示値が更新される一周期の間に、該ＤＵＴＹ指示値に基づく複数回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、
前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、前記ＤＵＴＹ指示値に基づいて、前記複数回のモータ制御信号出力のそれぞれに対応する複数の新たなＤＵＴＹ指示値を生成すること、
を特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置において、そのモータ制御信号に基づきモータに対する駆動電力の供給を実行する駆動回路（ＰＷＭインバータ）は、通常、直列接続された一対のスイッチング素子（スイッチングアーム）を各相に対応して並列に接続することにより形成される。そして、このようなモータ制御装置には、その駆動回路を構成する各スイッチングアームの低電位側（接地側）に電流センサが設けられたものがある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
即ち、ＥＰＳのような円滑なモータ回転と高い静粛性が要求される用途では、正弦波通電によりモータに対する駆動電力の供給を行なうのが一般的であるが、その実行には、各相電流値のフィードバックが不可欠である。このため、その駆動電力の出力部となる駆動回路に、各相の電流検出を行なうための各電流センサを設けているのである。
【０００４】
さて、このようなモータ制御装置において、その駆動回路の低電位側（接地側）に設けられた各電流センサによる各相電流値の検出は、駆動回路を構成する低電位側（下段）のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで行なわれる。
【０００５】
具体的には、図９に示すように、モータ制御信号の生成は、通常、電流フィードバック制御の実行により演算される各相のＤＵＴＹ指示値（Ｄu，Ｄv，Ｄw）と三角波（δ１，δ２）との比較に基づき行なわれる。尚、この例では、駆動回路を構成する各スイッチング素子のオン／オフ時、各スイッチングアームにおける高電位側（上段）のスイッチング素子と低電位側（下段）のスイッチング素子との間の短絡（アーム短絡）を防止するデッドタイムを設定するために、上下方向にシフトされた二つの三角波δ１，δ２（δ１＞δ２）が用いられている。
【０００６】
即ち、三角波δ１の値よりも各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が高い場合には、当該相に対応する高電位側（上段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成され、三角波δ２の値よりもＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの方が低い場合には、当該相に対応する低電位側（下段）のスイッチング素子をオンとするモータ制御信号が生成される。そして、各相電流値の検出は、そのモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングで行なわれる。
【０００７】
しかし、上記のように「低電位側のスイッチング素子が全てオンとなるタイミングで電流検出を行なう」とはいえ、実際には、電流検出にもある程度の時間を要する。従って、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のスイッチング素子のオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなり、当該相の電流検出ができない場合が生ずる。
【０００８】
そのため、従来は、その相電流値の検出時間ｔsを考慮して（例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間）、各相のＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxが設定されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２００９−１０５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、このようにＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定することで、当然ながら、その電圧利用率は低下することになる。例えば、相電流値の検出時間ｔsを約４μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約８％とし、上記デッドタイムｔdを約１μ秒、Ｄｕｔｙ換算で約２％とすると、上限値Ｄmaxは約９０％（１００％−８％−２％＝９０％）となる。即ち、本来の出力性能を十分に活かしきれないという問題があり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。
【００１１】
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力する制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力を出力する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記モータ制御信号に基づきオン／オフする一対のスイッチング素子を直列に接続してなるスイッチングアームを各相に対応して並列に接続することにより形成されるとともに、各スイッチングアームの低電位側には、該各スイッチングアームに対応する各相の相電流値を検出するための電流センサが設けられ、前記制御信号出力手段は、前記各スイッチングアームにおける低電位側のスイッチング素子の全てがオンとなるタイミングで検出される各相の相電流値に基づき前記モータ制御信号を生成するモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、所定の検出周期で更新される前記相電流値に基づいて複数回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、前記相電流値の検出タイミングに対応する前記スイッチング素子のオン時間を延長して該相電流値の検出を可能とするとともに、その延長した分の時間を非電流検出タイミングに対応する前記オン時間に振り分けて該オン時間を短縮するような前記モータ制御信号の出力を実行すること、を要旨とする。
【００１３】
上記構成によれば、その出力電圧の増大により電流検出不能相が生ずる領域においても、全相について、その相電流値の検出が可能になる。また、所定の検出周期（Ｔ３）で更新される相電流値に基づき複数回のモータ制御信号出力（出力周期Ｔ１）を実行するモータ制御の一周期（Ｔ２）の間において、その相に対応する低電位側スイッチング素子の各オン時間の合計値を調整前の値と等しく保つことで、モータの円滑な回転を確保することができる。これにより、全相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）において相電流値の検出時間を確保するために設定される出力電圧制限を廃しても高精度の電流検出を担保することができる。その結果、その電圧利用率を向上させることができるようになる。
【００１４】
請求項２に記載の発明は、前記制御信号出力手段は、検出される各相の相電流値に基づく電流フィードバック制御の実行により各相の電圧指令値を演算し、該各電圧指令値に対応するＤＵＴＹ指示値と三角波との比較に基づいて前記モータ制御信号を生成するとともに、前記ＤＵＴＹ指示値が更新される一周期の間に、該ＤＵＴＹ指示値に基づく複数回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、前記各低電位側のスイッチング素子の何れかのオン時間が前記相電流値の検出時間よりも短くなる場合には、前記ＤＵＴＹ指示値に基づいて、前記複数回のモータ制御信号出力のそれぞれに対応する複数の新たなＤＵＴＹ指示値を生成すること、を要旨とする。
【００１５】
即ち、電流検出タイミングに対応する新たなＤＵＴＹ指示値については、当該相についての電流検出が可能な上記オン時間を確保する値とし、その本来のＤＵＴＹ指示値との差分を非電流検出タイミングに振り分ける。これにより、ＤＵＴＹ指示値の更新周期におけるＰＷＭ出力に用いられる新たなＤＵＴＹ指示値に示されるＤＵＴＹ比の平均は、これら新たなＤＵＴＹ指示値の基礎となった本来のＤＵＴＹ指示値と等しくなる。従って、上記構成によれば、簡素な構成にて、モータの円滑な回転を担保しつつ、その電圧利用率を向上させることができる。
【００１６】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。
上記構成によれば、その電圧利用率の向上によるモータ出力の増加を利用して、装置の小型化を図ることができるようになる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、高精度の電流検出を担保しつつ電圧利用率の改善を図ることが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）の概略構成図。
【図２】ＥＰＳの電気的構成を示すブロック図。
【図３】モータ制御信号出力部の電気的構成を示すブロック図。
【図４】モータ制御信号の出力周期及びＤＵＴＹ指示値の更新周期、並びに電流検出タイミングの関係を示す説明図。
【図５】電流検出補償制御の態様を示す説明図。
【図６】電流検出補償制御の処理手順を示すフローチャート。
【図７】別例の電流検出補償制御の態様を示す説明図。
【図８】別例の電流検出補償制御の処理手順を示すフローチャート。
【図９】電流検出の態様を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態のＥＰＳ１の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。そして、このラック５の往復直線運動により操舵輪６の舵角が変更されるようになっている。
【００２０】
また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。
【００２１】
本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、その駆動源であるモータ１２がラック５と同軸に配置された所謂ラック型のＥＰＳアクチュエータであり、モータ１２が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。尚、本実施形態のモータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、このモータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する。
【００２２】
本実施形態では、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。
【００２３】
次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、同マイコン１７の出力するモータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。
【００２４】
本実施形態の駆動回路１８は、スイッチング素子としての複数のＦＥＴ１８ａ〜１８ｆを接続してなる。具体的には、駆動回路１８は、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の直列回路を並列に接続してなり、ＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、ＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各接続点１９ｕ，１９ｖ，１９ｗはそれぞれモータ１２の各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに接続されている。
【００２５】
即ち、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（スイッチングアーム）として、各相に対応する３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗを並列に接続してなる周知のＰＷＭインバータとして構成されている。そして、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態を規定するゲートオン／オフ信号となっている。
【００２６】
そして、それぞれのゲート端子に印加されるモータ制御信号に応答して各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆがオン／オフし、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗへの通電パターンが切り替わることにより、車載電源（バッテリ）２０の直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換され、モータ１２へと出力されるようになっている。
【００２７】
また、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗが設けられている。本実施形態では、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、駆動回路１８内、詳しくは、並列接続されることによりモータ１２の各相に対応する上記３つのスイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ、即ちＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆの各組の低電位側（接地側、図２中下側）に設けられている。
【００２８】
本実施形態の各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、回路に対して直列接続された抵抗（シャント抵抗）の端子間電圧に基づき電流検出を行う公知の構成を有している。具体的には、その各抵抗は、上記各相に対応する各スイッチング素子対、即ち各組のＦＥＴ１８ａ，１８ｄ、ＦＥＴ１８ｂ，１８ｅ、及びＦＥＴ１８ｃ，１８ｆを並列接続する接続点１９Ｈ，１９Ｌのうちの接地側の接続点１９Ｌと接地側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆとの間において、回路に対して直列に接続されている。そして、本実施形態のマイコンは、所定のサンプリング周期、詳しくは、上記低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミング、即ちモータ制御信号の生成に用いられる三角波δ１，δ２が「山」となるタイミングにおいて（図９参照）、これら各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づき各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。
【００２９】
本実施形態のマイコン１７には、これらの各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwとともに、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖ、並びにモータ１２に設けられた回転角センサ２２により検出される同モータ１２の回転角（電気角）θが入力される。そして、マイコン１７は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、上記駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する。
【００３０】
詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）を決定し、当該アシスト力をモータ１２に発生させるべく、上記検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づく電流制御の実行により上記モータ制御信号を生成する。
【００３１】
具体的には、本実施形態のマイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算部２３と、電流指令値演算部２３により算出された電流指令値に基づいて、駆動回路１８に対するモータ制御信号の出力を実行する制御信号出力手段としてのモータ制御信号出力部２４とを備えている。
【００３２】
電流指令値演算部２３は、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０に発生させるべき目標アシスト力を演算し、それに対応するモータトルクの制御目標値として電流指令値（Ｉq*）を演算する。具体的には、電流指令値演算部２３は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Ｖが小さいほど、より大きな目標アシスト力を演算する。そして、電流指令値演算部２３は、その目標アシスト力に対応する電流指令値をモータ制御信号出力部２４に出力する。
【００３３】
一方、モータ制御信号出力部２４には、電流指令値演算部２３の出力する電流指令値とともに、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及びモータ１２の回転角θが入力される。ここで、本実施形態の電流指令値演算部２３は、モータ制御信号出力部２４に対し、その電流指令値として、ｑ軸電流指令値Ｉq*を出力する。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を出力する。
【００３４】
さらに詳述すると、図３に示すように、モータ制御信号出力部２４に入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりモータ１２の回転角θに基づくｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。そして、ｑ軸電流値Ｉqは、電流指令値演算部２３から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq*とともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流値Ｉdは、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）とともに減算器２６ｄに入力される。
【００３５】
各減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。そして、これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおいて、電流指令値演算部２３が出力するｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*に実電流値であるｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを追従させるべくフィードバック制御が行われる。
【００３６】
即ち、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。そして、その演算されたｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*が、回転角θとともに２相／３相変換部２８に入力されることにより、同２相／３相変換部２８において三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*が演算される。
【００３７】
次に、これら各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*は、ＰＷＭ変換部２９に入力され、同ＰＷＭ変換部２９において当該各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づく各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwが生成される。そして、モータ制御信号出力部２４は、これら各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwと三角波δ１，δ２との比較に基づきＰＷＭ出力部３０が演算するゲートオン／オフ信号（図９参照）、即ち上記各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆのスイッチング状態（オン／オフ作動）を規定する信号を生成し、モータ制御信号として出力する。
【００３８】
そして、本実施形態のマイコン１７は、このモータ制御信号出力部２４の出力するモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、モータ１２に対する駆動電力の供給を通じて、同モータ１２の作動を制御する構成となっている。
【００３９】
ここで、図４に示すように、本実施形態のマイコン１７においては、ＰＷＭ出力部３０によるモータ制御信号の出力周期Ｔ１の長さは（例えば、Ｔ１＝５０μ秒）、上記ＰＷＭ変換部２９が各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを生成する周期（更新周期Ｔ２）の長さの半分（例えば、Ｔ２＝１００μ秒）となっている。そして、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出周期Ｔ３の長さは、上記各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２と等しく設定されている。
【００４０】
即ち、本実施形態のマイコン１７は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出に基づいて各ＤＵＴＹ指示値Ｄxを生成する一周期（Ｔ２）の間に、二回のモータ制御信号出力を実行可能な性能を有している。そして、上記ＰＷＭ出力部３０は、上記ＰＷＭ変換部２９から入力される一のＤＵＴＹ指示値Ｄx（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）が更新されるまでの間、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて二回のモータ制御信号出力を実行する。つまり、所定の検出周期Ｔ３で更新される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwに基づいて二回のモータ制御信号出力を実行する。
【００４１】
そして、各電流センサ２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号に基づく各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出は、その一回目に出力されるモータ制御信号出力に基づいて、駆動回路１８において低電位側のスイッチング素子を構成する各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆがオンとなるタイミングで行なわれるようになっている。
【００４２】
そして、本実施形態では、このようにモータ制御信号の出力周期Ｔ１を各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２及び各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwの検出周期Ｔ３よりも短く設定することにより、駆動回路１８を構成する各ＦＥＴ１８ａ〜１８ｆの発するスイッチングノイズが可聴周波数領域（約２０〜２０ｋＨｚ）に入ることを回避する構成となっている。
【００４３】
（電流検出補償制御）
次に、本実施形態における電流検出補償制御の態様を説明する。
上述のように、本実施形態のマイコン１７は、駆動回路１８を構成する各スイッチングアーム１８ｕ，１８ｖ，１８ｗにおいて、その低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの全てがオンとなるタイミングで各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出する。しかしながら、この場合、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限値Ｄmaxを設定しないとすれば、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの増大時には、当該相に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０がその相電流値の検出時間ｔsよりも短くなることで、当該相の電流検出ができない場合が生ずることになる。
【００４４】
そこで、本実施形態のマイコン１７は、各相に対応する低電位側の各ＦＥＴ１８ｄ，１８ｅ，１８ｆの何れかのオン時間ｔ０が電流値の検出時間ｔsよりも短くなる場合には、その電流検出タイミングにおける当該ＦＥＴのオン時間、及び非電流検出タイミングにおける当該電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間を調整する。
【００４５】
具合的には、図５に示すように、マイコン１７は、各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内において行なう二回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）のうち、電流検出タイミングに対応する一回目のＰＷＭ出力については、その電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間ｔ０_aを延長するものとする。そして、非電流検出タイミングに対応する二回目のＰＷＭ出力については、その延長した分の時間（Δｔ＝ｔ０_a−ｔ０）を振り分けて当該二回目のオン時間ｔ０_bを短縮するものとする。
【００４６】
より具体的には、一回目のオン時間ｔ０_aについては、本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／２」延長する一方、二回目のオン時間ｔ０_bについては、本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／２」短縮する。
【００４７】
即ち、一回目のオン時間ｔ０_aを延長することで、本来は電流検出不能相となるはずの相についても、その相電流値の検出が可能になる。そして、その各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のオン時間ｔ０_a，ｔ０_bの合計値が調整前の値（Ｔ０×２）と等しくなるように二回のオン時間ｔ０_bを短縮することで、モータ１２の円滑な回転を確保する構成となっている。
【００４８】
詳述すると、図３に示すように、本実施形態のＰＷＭ出力部３０には、電流検出補償制御部３１が設けられている。そして、同電流検出補償制御部３１は、ＰＷＭ変換部２９からＰＷＭ出力部３０に入力されるＤＵＴＹ指示値Ｄxの値が、そのＸ相（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０よりも相電流値の検出時間ｔsが短くなることを示すものとなった場合には、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて、新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を生成する。
【００４９】
具体的には、電流検出補償制御部３１は、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力のそれぞれに対応する二つの新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を生成する。
【００５０】
即ち、その一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１については、当該相についての電流検出が可能な上記オン時間ｔ０_aを確保する値とする。尚、この「当該相の電流検出が可能となる上記オン時間ｔ０_aを確保する値」としては、例えば、上述のように各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限を設定すると仮定した場合におけるその上限値Ｄmaxを用いるとよい（ｄ１＝Ｄmax）。
【００５１】
つまり、新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１を低い値とすることで、低電位側のＦＥＴのオン時間は長くなり、これにより相電流値の検出時間ｔsを確保することができる（図９参照）。また、二回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ２は、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxと上記新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１となる上限値Ｄmaxとの差分を加えた値とする（ｄ２＝Ｄx＋（Ｄx−Ｄmax））。そして、本実施形態のＰＷＭ出力部３０は、これら新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２に基づいて、順次、そのＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力を実行する構成になっている。
【００５２】
次に、本実施形態における電流検出不能相発生時のＰＷＭ出力の態様について説明する。
図６のフローチャートに示すように、ＰＷＭ出力部３０（電流検出補償制御部３１）は、ＰＷＭ変換部２９から入力されるＤＵＴＹ指示値Ｄxと当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに上述のような上限を設定すると仮定した場合におけるその上限値Ｄmaxに相当する閾値Ｄthとを比較する（ステップ１０１）。尚、この場合における上限値Ｄmaxの値とは、電流値の検出時間ｔsを考慮して決定される値である（図９参照、例えば、当該検出時間ｔsにマージンとして上記アーム短絡を防止すべく両スイッチング素子をオフとする上記デッドタイムｔdを加えた時間に相当する値）。そして、その入力されるＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄthを超える場合（Ｄx＞Ｄth、ステップ１０１：ＹＥＳ）には、その電流検出補償制御部３１が、上記のように、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を演算する（ｄ１＝Ｄmax，ｄ２＝Ｄx＋（Ｄx−Ｄmax）、ステップ１０２）。
【００５３】
そして、ＰＷＭ出力部３０は、その電流検出補償制御部３１が演算する新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２に基づいて、順次、そのＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力を実行する（ステップ１０３、図５参照）。
【００５４】
尚、上記ステップ１０１において、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄth以下である場合（Ｄx≦Ｄth、ステップ１０１：ＮＯ）、ＰＷＭ出力部３０は、その本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づくＰＷＭ出力を実行する（ステップ１０４、図４参照）。
【００５５】
以上、本実施形態によれば、以下のような作用・効果を得ることができる。
（１）マイコン１７は、各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内において行なう二回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）のうち、電流検出タイミングに対応する一回目のＰＷＭ出力については、その電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間ｔ０_aを延長するものとする。そして、非電流検出タイミングに対応する二回目のＰＷＭ出力については、その延長した分の時間（Δｔ＝ｔ０_a−ｔ０）を振り分けて当該二回目のオン時間ｔ０_bを短縮するものとする。
【００５６】
即ち、一回目のオン時間ｔ０_aを延長することで、本来は電流検出不能相となる相についても、その相電流値の検出が可能になる。そして、その各ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のオン時間ｔ０_a，ｔ０_bの合計値が調整前の値（Ｔ０×２）と等しくなるように二回のオン時間ｔ０_bを短縮することで、モータ１２の円滑な回転を確保することができる。従って、上記構成によれば、各相電流値の検出時間ｔsを確保するための各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwの制限を廃しても、高精度の電流検出を担保することができる。その結果、より高いＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwを使用して電圧利用率を向上させることができる。そして、これによるモータ出力の増加を利用して、装置の小型化を図ることができるようになる。
【００５７】
（２）マイコン１７（ＰＷＭ出力部３０）は、電流検出補償制御部３１を備える。そして、同電流検出補償制御部３１は、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが、そのＸ相（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に対応する低電位側のＦＥＴのオン時間ｔ０よりも電流値の検出時間ｔsが短くなることを示すものとなった場合には、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づいて、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力のそれぞれに対応する二つの新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２を生成する。
【００５８】
即ち、その一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１については、当該相についての電流検出が可能な上記オン時間ｔ０_aを確保する値とする一方、二回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ２は、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに、当該ＤＵＴＹ指示値Ｄxと上記新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１との差分を加えた値とする。これにより、これらＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期Ｔ２内における二回のＰＷＭ出力に用いられる新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２に示されるＤＵＴＹ比の平均は、該新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１，ｄ２の基礎となった本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxと等しくなる。従って、上記構成によれば、簡素な構成にて、モータ１２の円滑な回転を担保しつつ、その電圧利用率を向上させることができる。
【００５９】
なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、本発明をＥＰＳアクチュエータ１０の駆動源であるモータ１２の作動を制御するモータ制御装置としてのＥＣＵ１１に具体化した。しかし、これに限らず、ＥＰＳ以外の用途に適用してもよい。
【００６０】
・上記実施形態では、本発明をＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内に二回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）を行なうものに具体化した。しかし、これに限らず、本発明は、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内に三回以上のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）を行なうものに適用してもよい。
【００６１】
具体的には、例えば、図７に示されるようなＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内に三回のモータ制御信号出力（ＰＷＭ出力）を行なうものにおいて、電流検出タイミングに対応する一回目のＰＷＭ出力については、その電流検出不能相に対応するＦＥＴのオン時間ｔ０_aを延長する。そして、非電流検出タイミングに対応する二回目及び三回目のＰＷＭ出力については、その延長した分の時間（Δｔ＝ｔ０_a−ｔ０）を振り分けてそれぞれのオン時間ｔ０_b，ｔ０_cを短縮するものとする。
【００６２】
ここで、このような場合、その非電流検出タイミングに対応するオン時間ｔ０_b，ｔ０_cについての短縮時間の振り分けは、電流検出タイミングに対応するオン時間ｔ０_aの延長時間（Δｔ）を均等に振り分けるとよい。即ち、一回目のオン時間ｔ０_aについて、本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／２」だけ延長した場合、二回目のオン時間ｔ０_b及び三回目のオン時間ｔ０_cについては、それぞれえ本来のオン時間ｔ０を前後に「Δｔ／４」短縮する。具体的には、一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１の減少分（差分値）を「ΔＤ」とすると（ΔＤ＝Ｄx−Ｄmax）、二回目及び三回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ２，ｄ３に、それぞれ「ΔＤ／２」だけ加算するとよい。これにより、上記実施形態と同様、簡素な構成にて、容易に、モータ１２の円滑な回転を担保しつつ、その電圧利用率を向上させることができるようになる。
【００６３】
次に、こうした均等振り分け法を用いたＦＥＴオン時間調整の処理手順を説明する。
図８のフローチャートに示すように、先ず、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄthを超えるか否かに基づいての電流検出不能相の発生判定を行なう（ステップ２０１）。尚、この場合における閾値Ｄthには、上記実施形態と同様、各ＤＵＴＹ指示値Ｄu，Ｄv，Ｄwに上限を設定すると仮定した場合の上限値Ｄmaxを用いるとよい。
【００６４】
次に、このステップ２０１において、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄthを超える場合（Ｄx＞Ｄth、ステップ２０１：ＹＥＳ）には、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxから上記の上限値Ｄmaxを差し引いた差分値ΔＤを演算する（ΔＤ＝Ｄm−Ｄmax、ステップ２０２）。そして、その差分値ΔＤに基づいて、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期におけるＰＷＭ出力回数を「ｎ」とした場合における非電流検出タイミングに対応する各ＤＵＴＹ指示値ｄｎを演算するための調整値γを演算する（ステップ２０３）。
【００６５】
即ち、上記実施形態と同様、一回目のＰＷＭ出力に対応するＤＵＴＹ指示値ｄ１に上限値Ｄmaxを用いる場合、非電流検出タイミングに対応する各ＤＵＴＹ指示値ｄｎの調整値γは、上記差分値ΔＤを「（ｎ−１）」で割ることにより求めることができる。そして、その調整値γ及び上記の上限値Ｄmaxから、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内における複数回のＰＷＭ出力に対応した新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１〜ｄｎを演算する（（ｄ１＝Ｄmax，ｄｎ＝Ｄx＋γ）、ステップ２０４）。
【００６６】
そして、これらの新たなＤＵＴＹ指示値ｄ１〜ｄｎに基づいて、順次、そのＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内における複数回のＰＷＭ出力を実行する（ステップ２０５）。尚、上記ステップ２０１において、ＤＵＴＹ指示値Ｄxが上記所定の閾値Ｄth以下である場合（Ｄx≦Ｄth、ステップ２０１：ＮＯ）、本来のＤＵＴＹ指示値Ｄxに基づくＰＷＭ出力を実行する（ステップ２０６）。
【００６７】
・また、ＤＵＴＹ指示値Ｄxの更新周期内における複数回の非電流検出タイミングでＰＷＭ出力を行なうものであっても、当該非電流検出タイミングに対応するスイッチング素子のオン時間について短縮時間の振り分けは、必ずしも均等でなくともよい。即ち、何れかに集中させてもよく、また不均等に振り分けてもよい。
【００６８】
次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を記載する。
（付記１）請求項２に記載のモータ制御装置において、前記制御信号出力手段は、前記相電流値の検出タイミングに対応する新たなＤＵＴＹ指示値を低減するとともに、その低減分を非電流検出タイミングに対応する新たなＤＵＴＹ指示値の少なくとも何れかに振り分けて加算すること、を特徴とするモータ制御装置。
【００６９】
（付記２）請求項１又は請求項２、若しくは上記付記１に記載のモータ制御装置において、前記相電流値を検出する一周期の間に二回の前記モータ制御信号の出力を実行するものであって、前記相電流値の検出は、一回目のモータ制御信号に基づき前記低電位側のスイッチング素子がオンとなるタイミングで行なわれること、を特徴とするモータ制御装置。
【符号の説明】
【００７０】
１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、１８ａ〜１８ｆ…ＦＥＴ、１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ…スイッチングアーム、２０…車載電源、２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ…電流センサ、２３…電流指令値演算部、２４…モータ制御信号生成部、２９…ＰＷＭ変換部、３０…ＰＷＭ出力部、３１…電流検出補償制御部、Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、Ｖu，Ｖv，Ｖw…相電圧指令値、Ｄu，Ｄv，Ｄw，Ｄx，Ｄ１，Ｄ２，Ｄｎ…ＤＵＴＹ指示値、Ｄmax…上限値、Ｄth…閾値、ΔＤ…差分値、γ…調整値…、δ１，δ２…三角波、ｔ０…オン時間、ｔs…検出時間、ｔd…デッドタイム、Ｔ１…出力周期、Ｔ２…更新周期、Ｔ３…検出周期、Δｔ…時間。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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