(57)【要約】【課題】より精度の高い非線形補償を実現する。【解決手段】固定ＦＩＲフィルタによる波長分散補償部を波長分散補償部４−１−１〜４−１−Ｎと、位相回転部４−１３−１〜４−１３−Ｎと、波長分散補償部４−２−１〜４−２−Ｎと、位相回転部４−１４−１〜４−１４−Ｎとからなる複数セクションに分割し、そのセクション間に、二乗演算部４−３−１〜４−３−Ｎ、４−４−１〜４−４−Ｎ等からなる非線形補償部を挿入する。また、加算部４−９−１、４−１０−１において、自身の偏波の受信データと、他方の偏波の受信データの双方を用いることにより、より精度よく補償する。さらに、この補償効果を十分に発揮させるために、受信Ｘ偏波、受信Ｙ偏波のデータ間の受信器内でのスキューや、位相回転部４−１３−１、４−１４−１等における利得を制御する。【選択図】図１
2010226254.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光ファイバ伝送システムにおけるデジタル信号処理回路であって、
ｎ（ｎは自然数）ブロックの補償演算回路から構成され、
第１の補償演算回路は、
位相情報を含むデジタル受信信号を入力とし、波長分散を補償する第１の波長分散補償部と、
前記第１の波長分散補償部の出力から電界振幅の二乗を演算する第１の二乗演算部と、
光ファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを前記第１の二乗演算部からの出力に乗算する第１の増幅部と、
前記第１の波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第１の増幅部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第１の位相回転部と
を備え、
第ｋ（ｋ＝２〜ｎまでの自然数）の補償演算回路は、
第（ｋ−１）の位相回転部からの出力に対して、波長分散を補償する第ｋの波長分散補償部と、
前記第ｋの波長分散補償部の出力から電界振幅の二乗を演算する第ｋの二乗演算部と、
光ファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを前記第ｋの二乗演算部からの出力に乗算する第ｋの増幅部と、
前記第ｋの波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第ｋの増幅部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第ｋの位相回転部と
を備える、
ことを特徴とするデジタル信号処理回路。
【請求項２】
光ファイバ伝送システムにおけるデジタル信号処理回路であって、
ｎ（ｎは自然数）ブロックの補償演算回路から構成され、
第１の補償演算回路は、
偏波分離され、位相情報を含むデジタル受信信号に対して、各偏波毎に波長分散を補償する第１の波長分散補償部と、
前記第１の波長分散補償部の出力から各偏波の電界振幅の二乗を演算する第１の二乗演算部と、
各偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを各偏波の前記第１の二乗演算部からの出力に乗算する第１の増幅部と、
他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを乗算する第１の乗算部と、
前記第１の増幅部の出力と他方の偏波の前記第１の乗算部の出力とを加算する第１の２入力加算部と、
前記第１の波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第１の２入力加算部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第１の位相回転部と
を備え、
第ｋ（ｋは２からｎまでの自然数）の補償演算回路は、
各偏波の第（ｋ−１）の位相回転部からの出力に対して、各偏波毎に波長分散を補償する第ｋの波長分散補償部と、
前記第ｋの波長分散補償部の出力から各偏波の電界振幅の二乗を演算する第ｋの二乗演算部と、
各偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを各偏波の前記第ｋの二乗演算部からの出力に乗算する第ｋの増幅部と、
他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを乗算する第ｋの乗算部と、
前記第ｋの増幅部の出力と他方の偏波の前記第ｋの乗算部の出力とを加算する第ｋの２入力加算部と、
前記第ｋの波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第ｋの２入力加算部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第ｋの位相回転部と
を備える、
ことを特徴とするデジタル信号処理回路。
【請求項３】
前記ｎブロックの補償演算回路毎に、
縦列接続されたａ（１以上の整数）個のＦＩＲフィルタと、
前記ａ個のＦＩＲフィルタの各々の出力を二乗するａ個の二乗演算部と、
前記第１の二乗演算部または前記第ｋの二乗演算部の出力と、前記ａ個の二乗演算部からの出力とを全て加算する全入力加算部と
を更に備え、
前記ａ個のＦＩＲフィルタは、
前記第ｋの波長分散補償部の出力に対して畳み込み演算を行う第１のＦＩＲフィルタと、
縦列接続された前段のＦＩＲフィルタの出力に対して畳み込み演算を行う（ａ−１）個の第２から第ａのＦＩＲフィルタとからなり、
前記第ｋの位相回転部は、前記第ｋの波長分散補償部からの出力信号に対して、前記全入力加算部からの出力情報に基づいて位相回転を行う、
ことを特徴とする請求項１に記載のデジタル信号処理回路。
【請求項４】
前記ｎブロックの補償演算回路毎に、
前記第Ｌ（Ｌ＝１からｎまでの自然数）の波長分散補償部の出力の各偏波に対して畳み込み演算を行う第ＬのＦＩＲフィルタと、
前記第ＬのＦＩＲフィルタの出力から各偏波の電界振幅の二乗を演算する二乗演算部と、
各偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを各偏波の前記二乗演算部からの出力に乗算する増幅部と、
他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを乗算する乗算部と、
前記増幅部の出力と他方の偏波の前記乗算部の出力と他方の偏波の前記第Ｌの乗算器の出力とを加算する３入力加算部と
を更に備え、
前記第Ｌの２入力加算部は、
前記第Ｌの増幅部の出力と前記３入力加算部の出力とを加算し、
前記第Ｌの位相回転部は、
前記偏波分離され、位相情報を含むデジタル受信信号、または前記第（Ｌ−１）の波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第Ｌの２入力加算部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う、
ことを特徴とする請求項２に記載のデジタル信号処理回路。
【請求項５】
前記第１から第ｋの波長分散補償部は、
タップを減らした少数タップフィルタを備え、
前記第Ｍ（＝ｎ）の位相回転部の出力信号に対して所定の信号処理を施し、前記少数タップフィルタによる波長分散補償量の誤差を補償する、タップを増やした多数タップフィルタを更に備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のデジタル信号処理回路。
【請求項６】
前記第１から第ｋの波長分散補償部は、
タップを減らした少数タップフィルタを備え、
前記第Ｍ（＝ｎ）の位相回転部の出力信号に対して所定の信号処理を施し、前記少数タップフィルタによる波長分散補償量の誤差を補償する、タップを増やした多数タップフィルタを更に備える、
ことを特徴とする請求項２に記載のデジタル信号処理回路。
【請求項７】
予め決定された信号光パワーに基づいて、前記第１から第ｋの位相回転部に対する入力信号の利得を制御する利得制御部を更に備えることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のデジタル信号処理回路。
【請求項８】
前記第ｋの波長分散補償部の分散補償量を、２つの光増幅器に挟まれる伝送区間を受信端から遡って、順に１、２、…、ｋとしたとき、第ｋ区間の波長分散量に設定することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のデジタル信号処理回路。
【請求項９】
前記請求項１乃至６のいずれか１項のデジタル信号処理回路を含み、Ｘ偏波、Ｙ偏波からなる光信号を受信する光受信器であって、
前記Ｘ偏波、Ｙ偏波の同位相成分、直交位相成分の各々のスキューを調整するスキュー調整部と、
前記光信号の復調後の信号品質をモニタする品質モニタ部と、
前記品質モニタ部から出力される信号品質情報に基づいて、前記スキュー調整部のスキュー量を制御する制御部と
を備えることを特徴とする光受信器。
【請求項１０】
前記品質モニタ部は、
受信した信号から自己位相変調による光電界波形の変化を推定する波形歪み推定部と、
前記光信号の復調後の信号から光電界波形の波形歪み量を検出する波形歪み検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記波形歪み推定部により推定された光電界波形の変化と前記波形歪み検出部により検出された光電界波形の波形歪み量との差分に基づいて、前記スキュー調整部のスキュー量を制御する、
ことを特徴とする請求項９に記載の光受信器。
【請求項１１】
前記品質モニタ部は、
受信した信号から自己位相変調による光電界波形の変化を推定する波形歪み推定部と、
前記光信号の復調後の信号から光電界波形の波形歪み量を検出する波形歪み検出部と
を備え、
前記制御部は、
前記波形歪み推定部により推定された光電界波形の変化と前記波形歪み検出部により検出された光電界波形の波形歪み量との差分に基づいて、前記Ｘ偏波、Ｙ偏波の同位相成分、直交位相成分の位相回転量を決める利得を制御する、
ことを特徴とする請求項９に記載の光受信器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル信号処理回路、及び光受信器に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、光伝送システムにおいては、伝送容量の大容量化が望まれており、システムの伝送距離を維持しつつ、伝送容量の増大を実現することが必要となる。しかし、伝送容量と伝送距離には、トレードオフの関係があり、このトレードオフは、伝送路ファイバ中で発生する非線形歪みが原因となっている。
【０００３】
従来の光伝送システムにおいては、光増幅中継毎に波長分散を補償する方法、ラマン増幅技術、低損失ファイバなどの技術を用いてトレードオフの関係を克服していた。しかしながら、分散補償ファイバの補償量の最小単位によってその補償精度が制限されたり、伝送距離と周波数利用効率とが非線形によって制限されるという課題が顕著になってきている。また、波長分散スロープによって信号波長によって未補償の波長分散が累積するという課題があった。
【０００４】
そこで、伝送容量と伝送距離のトレードオフの関係を緩和する手法として、非線形波形歪みの抑圧・補償技術が研究開発されている。チャネル内の非線形波形歪みの原因として、自分自身のチャネルの信号振幅強度に比例して光の位相が回転する自己位相変調（ＳＰＭ：Ｓｅｌｆ  Ｐｈａｓｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。コヒーレント受信方式では、信号光の光位相をも検出するため、原理的に受信端における信号処理によってＳＰＭ波形歪みを補償できる。これまで、ＳＰＭ波形歪み補償が研究段階であるが検討されている（例えば、非特許文献１、２参照）。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】K. Kikuchi, M. Fukase, and S. Kim, “Electronic post-compensation for nonlinear phase noise in a 1000-km 20-Gbit/s optical QPSK transmission system using the homodyne receiver with digital signal processing,”OFC2007, paper OTuA2, 2007.
【非特許文献２】G. Charlet, N. Maaref, J. Renaudier, H. Mardoyan, P. Tran, S. Bigo, “Transmission of 40Gb/s QPSK with coherent detection over ultra-long distance improved by nonlinearity mitigation,”ECOC2006, paper Th4.3.4, 2006.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ところで、非線形による波形歪みは、信号光の光電界強度の時間波形に依存して変化する。しかしながら、信号光の光電界強度の時間波形は、光ファイバ伝送路中の波長分散によって伝送路中に変化するため、受信端において検出された信号光の時間波形と、実際に伝送路内で非線形波形歪みを受けた時点での時間波形とは異なる。これが補償効果や、適用範囲を制限する要因となる。
【０００７】
上述した従来技術では、光増幅中継毎に波長分散値をゼロ付近に戻すような伝送路を構築している。しかしながら、実際の伝送路では、光中継毎に波長分散がリセットされる場合は少なく、光増幅中継の後に光ファイバ伝送路に入力される時点での信号光の時間波形は、スパン毎に異なる。
【０００８】
例えば、波長分散補償ファイバを用いて補償する場合には、補償量の最小単位によって補償精度が限られるため、未補償となった波長分散が累積する。また、一般には、波長分散スロープによって波長分散量が波長に依存して変化するため、やはり補償精度に限界があり、未補償の波長分散が累積する。
【０００９】
このように、従来技術では、光学的な波長分散補償の精度には限界があり、未補償の波長分散が累積する。さらに、波長分散補償ファイバによる光学的な波長分散補償では、分散設計が煩雑であり、分散補償ファイバの用品コストが大きいなどの問題もある。
【００１０】
近年、デジタル信号処理などを用いて受信端において電気的に波長分散を一括して補償する方法が研究開発されている。この場合、光学的な分散補償がないため、波長分散量が単調に累積していく。従って、各伝送スパンに入力される信号光の波形は、スパン毎に異なるため、非線形効果による波形歪みもスパン毎に異なり、非線形歪み補償が適用できないという問題がある。
【００１１】
また、非線形波形歪み補償の演算においては、歪みの大きさに依存して、補償パラメータを変化させる必要がある。非線形波形歪みの大きさは、信号光の光パワー、伝送路の有効断面積、光ファイバの材料、ラマン増幅による光パワーの伝播方向プロファイルなど、伝送条件によって異なる。この中でも、特に、伝送パワーに対する依存性が大きい。従って、伝送条件に応じて補償パラメータを調整する機構が必要である。
【００１２】
また、一般にコヒーレント受信器では、局発光とミキシングし、局発光を基準光として信号光の振幅・位相波形を検出する。この場合、Ｘ偏波、Ｙ偏波に分離し、さらにそれぞれの同位相成分と直交位相成分とを検出するため、４つの時間波形を検出することになる。この４つの検出過程で発生する互いの時間遅延（スキュー）が発生するため、一般的なコヒーレント受信では、後段のデジタル信号処理回路に残留スキュー誤差を補償する機能があるため、スキュー調整の精度が粗い。従って、非線形波形歪み補償を適用するために不十分であり、高精度にスキュー調整する機構が必要になるという問題がある。
【００１３】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、より精度の高い非線形補償を実現することができるデジタル信号処理回路、及び光受信器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
上述した課題を解決するために、本発明は、光ファイバ伝送システムにおけるデジタル信号処理回路であって、ｎ（ｎは自然数）ブロックの補償演算回路から構成され、第１の補償演算回路は、位相情報を含むデジタル受信信号を入力とし、波長分散を補償する第１の波長分散補償部と、前記第１の波長分散補償部の出力から電界振幅の二乗を演算する第１の二乗演算部と、光ファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを前記第１の二乗演算部からの出力に乗算する第１の増幅部と、前記第１の波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第１の増幅部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第１の位相回転部とを備え、第ｋ（ｋ＝２〜ｎまでの自然数）の補償演算回路は、第（ｋ−１）の位相回転部からの出力に対して、波長分散を補償する第ｋの波長分散補償部と、前記第ｋの波長分散補償部の出力から電界振幅の二乗を演算する第ｋの二乗演算部と、光ファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを前記第ｋの二乗演算部からの出力に乗算する第ｋの増幅部と、前記第ｋの波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第ｋの増幅部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第ｋの位相回転部とを備える、ことを特徴とするデジタル信号処理回路である。
【００１５】
本発明は、上記の発明において、光ファイバ伝送システムにおけるデジタル信号処理回路であって、ｎ（ｎは自然数）ブロックの補償演算回路から構成され、第１の補償演算回路は、偏波分離され、位相情報を含むデジタル受信信号に対して、各偏波毎に波長分散を補償する第１の波長分散補償部と、前記第１の波長分散補償部の出力から各偏波の電界振幅の二乗を演算する第１の二乗演算部と、各偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを各偏波の前記第１の二乗演算部からの出力に乗算する第１の増幅部と、他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを乗算する第１の乗算部と、前記第１の増幅部の出力と他方の偏波の前記第１の乗算部の出力とを加算する第１の２入力加算部と、前記第１の波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第１の２入力加算部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第１の位相回転部とを備え、第ｋ（ｋは２からｎまでの自然数）の補償演算回路は、各偏波の第（ｋ−１）の位相回転部からの出力に対して、各偏波毎に波長分散を補償する第ｋの波長分散補償部と、前記第ｋの波長分散補償部の出力から各偏波の電界振幅の二乗を演算する第ｋの二乗演算部と、各偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを各偏波の前記第ｋの二乗演算部からの出力に乗算する第ｋの増幅部と、他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを乗算する第ｋの乗算部と、前記第ｋの増幅部の出力と他方の偏波の前記第ｋの乗算部の出力とを加算する第ｋの２入力加算部と、前記第ｋの波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第ｋの２入力加算部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う第ｋの位相回転部とを備える、ことを特徴とするデジタル信号処理回路である。
【００１６】
本発明は、上記の発明において、前記ｎブロックの補償演算回路毎に、縦列接続されたａ（１以上の整数）個のＦＩＲフィルタと、前記ａ個のＦＩＲフィルタの各々の出力を二乗するａ個の二乗演算部と、前記第１の二乗演算部または前記第ｋの二乗演算部の出力と、前記ａ個の二乗演算部からの出力とを全て加算する全入力加算部とを更に備え、前記ａ個のＦＩＲフィルタは、前記第ｋの波長分散補償部の出力に対して畳み込み演算を行う第１のＦＩＲフィルタと、縦列接続された前段のＦＩＲフィルタの出力に対して畳み込み演算を行う（ａ−１）個の第２から第ａのＦＩＲフィルタとからなり、前記第ｋの位相回転部は、前記第ｋの波長分散補償部からの出力信号に対して、前記全入力加算部からの出力情報に基づいて位相回転を行う、ことを特徴とする。
【００１７】
本発明は、上記の発明において、前記ｎブロックの補償演算回路毎に、前記第Ｌ（Ｌ＝１からｎまでの自然数）の波長分散補償部の出力の各偏波に対して畳み込み演算を行う第ＬのＦＩＲフィルタと、前記第ＬのＦＩＲフィルタの出力から各偏波の電界振幅の二乗を演算する二乗演算部と、各偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを各偏波の前記二乗演算部からの出力に乗算する増幅部と、他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを乗算する乗算部と、前記増幅部の出力と他方の偏波の前記乗算部の出力と他方の偏波の前記第Ｌの乗算器の出力とを加算する３入力加算部とを更に備え、前記第Ｌの２入力加算部は、前記第Ｌの増幅部の出力と前記３入力加算部の出力とを加算し、前記第Ｌの位相回転部は、前記偏波分離され、位相情報を含むデジタル受信信号、または前記第（Ｌ−１）の波長分散補償部からの出力信号に対して、前記第Ｌの２入力加算部からの出力情報に基づいて、位相回転を行う、ことを特徴とする。
【００１８】
本発明は、上記の発明において、前記第１から第ｋの波長分散補償部は、タップを減らした少数タップフィルタを備え、前記第Ｍ（＝ｎ）の位相回転部の出力信号に対して所定の信号処理を施し、前記少数タップフィルタによる波長分散補償量の誤差を補償する、タップを増やした多数タップフィルタを更に備える、ことを特徴とする。
【００１９】
本発明は、上記の発明において、前記第１から第ｋの波長分散補償部は、タップを減らした少数タップフィルタを備え、前記第Ｍ（＝ｎ）の位相回転部の出力信号に対して所定の信号処理を施し、前記少数タップフィルタによる波長分散補償量の誤差を補償する、タップを増やした多数タップフィルタを更に備える、ことを特徴とする。
【００２０】
本発明は、上記の発明において、予め決定された信号光パワーに基づいて、前記第１から第ｋの位相回転部に対する入力信号の利得を制御する利得制御部を更に備えることを特徴とする。
【００２１】
本発明は、上記の発明において、前記第ｋの波長分散補償部の分散補償量を、２つの光増幅器に挟まれる伝送区間を受信端から遡って、順に１、２、…、ｋとしたとき、第ｋ区間の波長分散量に設定することを特徴とする。
【００２２】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、前記デジタル信号処理回路を含み、Ｘ偏波、Ｙ偏波からなる光信号を受信する光受信器であって、前記Ｘ偏波、Ｙ偏波の同位相成分、直交位相成分の各々のスキューを調整するスキュー調整部と、前記光信号の復調後の信号品質をモニタする品質モニタ部と、前記品質モニタ部から出力される信号品質情報に基づいて、前記スキュー調整部のスキュー量を制御する制御部とを備えることを特徴とする光受信器である。
【００２３】
本発明は、上記の発明において、前記品質モニタ部は、受信した信号から自己位相変調による光電界波形の変化を推定する波形歪み推定部と、前記光信号の復調後の信号から光電界波形の波形歪み量を検出する波形歪み検出部とを備え、前記制御部は、前記波形歪み推定部により推定された光電界波形の変化と前記波形歪み検出部により検出された光電界波形の波形歪み量との差分に基づいて、前記スキュー調整部のスキュー量を制御する、ことを特徴とする。
【００２４】
本発明は、上記の発明において、前記品質モニタ部は、受信した信号から自己位相変調による光電界波形の変化を推定する波形歪み推定部と、前記光信号の復調後の信号から光電界波形の波形歪み量を検出する波形歪み検出部とを備え、前記制御部は、前記波形歪み推定部により推定された光電界波形の変化と前記波形歪み検出部により検出された光電界波形の波形歪み量との差分に基づいて、前記Ｘ偏波、Ｙ偏波の同位相成分、直交位相成分の位相回転量を決める利得を制御する、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２５】
この発明によれば、波長分散補償量に基づいて、非線形効果を補償することが可能となり、複数回繰り返すことにより精度の高い非線形補償ができるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の第１実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本第２実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図３】本第３実施形態によるデジタル信号処理回路において、ＳＰＭ補償をした場合に、信号品質をモニタすることで、スキュー調整部の微調整を行う構成を示すブロック図である。
【図４】四値位相変調（ＱＰＳＫ）でのコンスタレーション図の一例を説明するための概念図である。
【図５】Ｘ偏波とＹ偏波の間のスキューを変化させて、Ｑ値を評価した結果の一例を示す概念図である。
【図６】本第４実施形態によるデジタル信号処理回路の分散補償＆ＳＰＭ補償回路の構成を示すブロック図である。
【図７】本第５実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図８】本第６実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図９】本第６実施形態において、利得を変化させて、Ｑ値を評価した結果の一例を示す概念図である。
【図１０】本第７実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図１１】非線形歪み量の検出方法を説明するためのコンスタレーションの分布における目標点と実測点との間のずれを示す概念図である。
【図１２】本第７実施形態によるデジタル信号処理回路の利得制御部１７−１〜１７−Ｎの構成を示すブロック図である。
【図１３】ＳＰＭ位相回転のみを波形歪みとして推定する構成を示すブロック図である。
【図１４】本第８実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図１５】本第９実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図１６】本第１０実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図１７】本発明を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号光の受信に用いた場合の送信機の構成を示すブロック図である。
【図１８】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号光の受信に用いた場合の効果を示す概念図である。
【図１９】本発明の変形例によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図２０】本発明の変形例による他のデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。
【図２１】本変形例による少数タップフィルタの構成を示すブロック図である。
【図２２】本変形例による多数タップフィルタの構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
一般に、コヒーレント受信方式では、固定ＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタを用いた波長分散補償の後に、適応ＦＩＲフィルタを用いた偏波分離を行う方式が一般的である。本発明では、固定ＦＩＲフィルタによる波長分散補償部を複数セクションに分割し、そのセクション間に非線形補償部を挿入する構成をとり、伝送路ファイバ中での信号光パワーを入力情報として用いて補償演算を行う。また、Ｘ偏波の非線形補償には、Ｘ偏波自身の受信データと、Ｙ偏波の受信データの双方を用いて、より精度よく補償するための制御機構を備える。さらに、この補償効果を十分に発揮させるために、受信Ｘ偏波、受信Ｙ偏波のデータ間の受信器内でのスキューを十分に補償するためのスキュー調整部、及びその制御部を有することを特徴とする。
【００２８】
Ａ．第１実施形態
まず、本発明の第１実施形態について説明する。
図１は、本発明の第１実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。図において、ＡＤＣ（Analog Digital Converter：アナログデジタル変換器）１−１〜１−４は、Ｘ偏波Ｒｅ成分、Ｘ偏波Ｉｍ成分、Ｙ偏波Ｒｅ成分、Ｙ偏波Ｉｍ成分を、デジタル信号に変換する。スキュー調整部２−１〜２−４は、４つの経路によって異なる、光ファイバの出射端から光９０°ハイブリッドへ入力された時点からＡＤＣ１−１〜１−４へ入力される点までの遅延時間を補償する。複素合成回路３−１は、Ｘ偏波の同位相成分波形と直交位相成分の波形とを複素合成し、複素合成回路３−２は、Ｙ偏波の同位相成分波形と直交位相成分の波形とを複素合成する。分散補償＆ＳＰＭ補償回路４は、Ｘ偏波及びＹ偏波に対して、分散補償とＳＰＭ補償とを行う。偏波分離回路５は、分散補償、及びＳＰＭ補償されたデジタル信号に対して適応ＦＩＲフィルタを用いて偏波分離を行う。
【００２９】
上記分散補償＆ＳＰＭ補償回路４は、Ｘ偏波及びＹ偏波毎に、Ｎ個の波長分散補償部４−１−１〜４−１−Ｎ、４−２−１〜４−２−Ｎ、二乗演算部４−３−１〜４−３−Ｎ、４−４−１〜４−４−Ｎ、第１の増幅部４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎ、乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎ、加算部４−９−１〜４−９−Ｎ、４−１０−１〜４−１０−Ｎ、及び位相回転部４−１３−１〜４−１３−Ｎ、４−１４−１〜４−１４−Ｎからなる。
【００３０】
波長分散補償部４−１−１、４−２−１は、各々、偏波分離され、位相情報を含むデジタル信号を入力とし、各偏波毎に波長分散を補償する。波長分散補償部４−１−ｋ、４−２−ｋ（ｋ＝２、３、…、ｎ）は、各偏波の位相回転部４−１４−（ｋ−１）からの出力を入力とし、各偏波毎に波長分散を補償する。
【００３１】
二乗演算部４−３−１〜４−３−Ｎ、４−４−１〜４−４−Ｎは、各々、前段の波長分散補償部４−１−１〜４−１−Ｎ、４−２−１〜４−２−Ｎからの各偏波の電界振幅の二乗を演算する。第１の増幅部４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎは、各々、各偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを、各偏波の二乗演算部４−３−１〜４−３−Ｎ、４−４−１〜４−４−Ｎからの出力に乗算する。乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎは、各々、他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実行ファイバ長とを乗算する。
【００３２】
加算部４−９−１〜４−９−Ｎ、４−１０−１〜４−１０−Ｎは、各々、第１の増幅部４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎの出力と他方の偏波に対応する乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎの出力とを加算する。位相回転部４−１３−１〜４−１３−Ｎ、４−１４−１〜４−１４−Ｎは、各々、前段の波長分散補償部４−１−１〜４−１−Ｎ、４−２−１〜４−２−Ｎからの出力に対して、加算部からの情報に基づいて、位相回転を行う。
【００３３】
一般に、コヒーレント受信方式では、局発光と信号光を光９０°ハイブリッドを用いてミキシングし、局発光を基準として信号光の振幅・位相の時間波形を検出する。そこでは、信号光の光電界を局発光の光位相と同位相である同位相成分の波形と、直交位相成分の波形に分離して検出される。
【００３４】
偏波ダイバシチ構成のコヒーレント受信の場合には、それぞれＸ偏波、Ｙ偏波に対して、同位相成分、直交位相成分の信号時間波形が検出される。検出には、バランス型フォトダイオードなどの光電変換器を用い、電気アナログ信号に変換される。この時間波形をＡＤＣ１−１〜１−４によりデジタル信号に変換して、それ以降の信号処理はデジタル信号処理を用いた実施する。デジタル信号処理では、光ファイバの出射端から光９０°ハイブリッドへ入力された時点から、ＡＤＣ１−１〜１−４へ入力される点までの遅延時間は、Ｘ偏波成分の同位相成分、直交位相成分、Ｙ偏波の同位相成分、直交位相成分の４つの経路によって異なるため、これを補償するスキュー調整部２−１〜２−４が必要となる。
【００３５】
例えば、複素合成回路３−１、３−２で、Ｘ偏波の同位相成分波形と直交位相成分の波形を複素合成することで、光信号光の時間波形を搬送波位相も含めて数学的に表現することが可能になる。伝送路非線形による波形歪みは、以下の式に示すように、光電界振幅の２乗に比例して、信号光位相が回転する効果として表される。
【００３６】
【数１】
2010226254.tif 000003
【００３７】
従って、このＳＰＭ波形回転を補償するためには、光電界振幅の二乗に比例した位相回転量を逆向きに与えればよい。しかし、光電界強度の時間波形は、波長分散によって変化するため、ＳＰＭと波長分散による波形歪みは、複雑に絡み合っている。これを近似的に実現するため、図１に示すように、波長分散補償部４−１−１〜４−１−Ｎ、４−２−１〜４−２−Ｎを複数のセクションに分割し、分割した波長分散補償セクションの間にＳＰＭ補償部（二乗演算部４−３−１〜４−３−Ｎ、４−４−１〜４−４−Ｎ、第１の増幅部４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎ、乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎ、加算部４−９−１〜４−９−Ｎ、４−１０−１〜４−１０−Ｎ、及び位相回転部４−１３−１〜４−１３−Ｎ、４−１４−１〜４−１４−Ｎ）を挿入する。
【００３８】
例えば、光増幅器に挟まれた光ファイバ伝送区間（スパン）毎に波長分散補償量を区切る場合を想定する。波長分散補償部４−１−１、４−２−１からなる第一の波長分散補償セクションでは、受信端で検出された光電界波形を入力し、最終スパンの波長分散を補償することで、最終スパンの入力端での信号光の時間波形を再現することができる。次に、この時間波形は、第一のＳＰＭ補償部（二乗演算部４−３−１、４−４−１、第１の増幅部４−５−１、４−６−１、乗算部４−７−１、４−８−１、加算部４−９−１、４−１０−１、及び位相回転部４−１３−１、４−１４−１からなる回路）へ入力される。ここでは、得られたファイバ入力端での時間波形を用いて、この光電界の振幅の二乗に比例した光位相回転量を戻す。
【００３９】
【数２】
2010226254.tif 000004
【００４０】
このとき、数式（２）に示すように、自身の偏波の光電界から受けるＳＰＭと、自身と直交する偏波の光電界から受けるＳＰＭとの和の位相回転を受ける。従って、ＳＰＭ補償部では、自分自身の偏波の光電界の２乗に比例する項と、自身と直交する偏波の光電界振幅の２乗に比例する項との和としている。
【００４１】
光位相回転量は、（１）信号光パワー、（２）非線形係数、（３）非線形実効ファイバ長が比例係数として必要になる。単位系は、任意であるが、Ｌｅｆｆ［ｋｍ］、γ［Ｗ−１ｋｍ−１］、信号光パワー［Ｗ］を用いることが多い。シングルモードファイバの一般的なγは、〜１Ｗ−１ｋｍ−１程度である。通常、コヒーレント受信のデジタル信号処理回路で得られる光電界波形は、基本的には、光伝送パワーの情報はなく、デジタル信号処理回路では、規格化された値を用いる。従って、光伝送パワーを与える必要がある。数式（２）では、デジタル信号処理回路で扱う光電界強度の２乗の平均値が１となるように、規格化されていると仮定した。Ｅｘ、Ｅｙが規格化されているため、光パワーの絶対値に換算するためＰｓを乗算する。
【００４２】
ＳＰＭ補償演算から出力された信号光波形は、次に、波長分散補償部４−１−１、４−２−１からなる第二の分散補償演算セクションへ入力される。そこでは、受信側から数えて２番目のスパンの波長分散を補償することで、受信側から数えて二番目のスパンの入力端における光電界時間波形を再現することができる。
【００４３】
次に、この光電界波形を第二のＳＰＭ補償部（二乗演算部４−３−２、４−４−２、第１の増幅部４−５−２、４−６−２、乗算部４−７−２、４−８−２、加算部４−９−２、４−１０−２、及び位相回転部４−１３−２、４−１４−２からなる回路）に入力し、２番目のスパンで発生するＳＰＭ波形ひずみを補償する。これを繰り返すことにより、送信端から数えて一番目のスパンの入力端の信号光の光電界波形、つまり送信波形を求めることができる。その後、偏波分離回路５による、適応ＦＩＲフィルタを用いた偏波分離、位相推定など、通常のプロセスを経て受信される。
【００４４】
Ｂ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
図２は、本第２実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、図１に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図において、分散補償＆ＳＰＭ補償回路１０−１は、Ｘ偏波に対して、分散補償とＳＰＭ補償と行い、分散補償＆ＳＰＭ補償回路１０−２は、Ｙ偏波に対して、分散補償とＳＰＭ補償と行う。
【００４５】
分散補償＆ＳＰＭ補償回路１０−１は、Ｎ個の波長分散補償部１０−１−１〜１０−１−Ｎ、二乗演算部１０−２−１〜１０−２−Ｎ、増幅部１０−３−１〜１０−３−Ｎ、及び位相回転部１０−４−１〜１０−４−Ｎからなる。なお、分散補償＆ＳＰＭ補償回路１０−２についても基本的に同様の構成である。
【００４６】
波長分散補償部１０−１−１は、位相情報を含むデジタル信号を入力とし、各偏波毎に波長分散を補償する。波長分散補償部１０−１−ｋ（ｋ＝２、３、…、ｎ）は、各偏波の位相回転部１０−４−（ｋ−１）からの出力を入力とし、波長分散を補償する。二乗演算部１０−２−１〜１０−２−Ｎは、各々、前段の波長分散補償部１０−１−１〜１０−１−Ｎからの各偏波の電界振幅の二乗を演算する。増幅部１０−３−１〜１０−３−Ｎは、各々、ファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを、前段の二乗演算部１０−２−１〜１０−２−Ｎからの出力に乗算する。位相回転部１０−４−１〜１０−４−Ｎは、各々、前段の波長分散補償部１０−１−１〜１０−１−Ｎからの出力に対して、増幅部１０−３−１〜１０−３−Ｎからの情報に基づいて、位相回転を行う。
【００４７】
図２に示す構成では、自分自身の偏波による位相回転量のみを補償することを特徴としている。自分自身の偏波から受けるＳＰＭに比較して、直交偏波の成分から受けるＳＰＭは小さいため、この構成でも十分、非線形効果を補償することができるという効果が得ら得られる。
【００４８】
Ｃ．第３実施形態
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
高精度にＳＰＭを補償するためには、正確に、光ファイバ伝送路での光電界波形を再現する必要がある。前述したように、光ファイバの出射端から光９０°ハイブリッドへ入力された時点から、ＡＤＣ１−１〜１−４へ入力される点までの遅延時間は、Ｘ偏波成分の同位相成分、直交位相成分、Ｙ偏波の同位相成分、直交位相成分の４つの経路によって異なる。このため、これらの間のスキューを十分小さく抑えることが、光ファイバ伝送路での光電界波形を正確に再現するために重要なポイントとなる。
【００４９】
特に、ＳＰＭ補償がない場合には、Ｘ偏波とＹ偏波との間のスキューが残留していても、後段の偏波分離回路５の適応ＦＩＲフィルタによって補償可能であるため、ＳＰＭ補償では、この残留スキューの低減、もしくは対策が重要なポイントとなる。
【００５０】
例えば、１００Ｇｂｐｓの伝送システムにおいては、サンプリングレートは２８ＧＨｚ程度とされているため、サンプリング時間間隔は３７ｐｓ程度となる。従って、十分なＳＰＭ補償効果を得るためには、Ｘ偏波とＹ偏波との間の時間ずれを、少なくとも３７ｐｓ程度未満に抑える必要がある。
【００５１】
図３は、本第３実施形態によるデジタル信号処理回路において、ＳＰＭ補償をした場合に、信号品質をモニタすることで、スキュー調整部の微調整を行う構成を示すブロック図である。なお、図において、図１に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。位相推定回路６−１、６−２は、Ｘ偏波とＹ偏波との位相を推定する。復調回路７−１、７−２は、推定された位相に従って復調する。品質モニタ１１は、復調回路７−１、７−２からの出力信号から信号品質（例えば、Ｑ値）をモニタリングし、信号品質をスキュー制御部１２に供給する。スキュー制御部１２は、品質モニタ１１からの出力信号に従って、信号品質がより向上するように、スキュー調整部２−１〜２−４のスキュー量を制御する。
【００５２】
偏波分離、及び位相推定された後の信号を用いて、複素平面上にプロットしたコンスタレーション図を描くことができる。このコンスタレーションは、変調方式に依存した特長的なパターンを有する。
【００５３】
図４は、四値位相変調（ＱＰＳＫ）でのコンスタレーション図の一例を説明するための概念図である。図４の例では、プロットは、４つの集団に分割でき、それらは、π／４、π３／２、５π／４、７π／４の４点を中心に分布している。このコンスタレーションにプロットされた点集団の分布広がりは、信号品質を表している。この広がりを定量的に扱うことができる一例として、コンスタレーションから推定するＱ値がある。
【００５４】
また、送信端において既知のデータパターン、パイロット信号を挿入する場合には、受信端において誤り率を測定することができるため、誤り率、もしくは誤り率から求めた信号品質を定量指標とすることもできる。このような信号品質の値をモニタして、この値が最も高くなるように、スキューを微調整する。そのためには、スキュー制御部１２において、微小なスキュー変動を与えて、その結果として、信号品質が向上するのか、低下するのか、その変化の方向を品質モニタ１１でモニタリングする。そして、その信号品質が向上する方向にスキューを変化させる。
【００５５】
図５は、Ｘ偏波とＹ偏波の間のスキューを変化させて、Ｑ値を評価した結果の一例を示す概念図である。例えば、初期段階において、スキューの値が１５ｐｓに設定されていたとする。この場合、スキューを１０ｐｓ、２０ｐｓまで変化させて、２つの場合で比較すると、１０ｐｓに設定した場合には、Ｑ値が向上し、２０ｐｓに設定した場合には、Ｑ値が減少する。この場合、１０ｐｓに設定値を更新する。
【００５６】
次のステップでは、スキューを１０ｐｓから５ｐｓ、１５ｐｓと変化させる。この場合、５ｐｓでは、Ｑ値が向上するが、１５ｐｓでは、Ｑ値が低下する。この場合、５ｐｓのスキューの値に設定値を更新する。これを繰り返すことで、最適なスキューを設定することができる。実際には、Ｑ値の測定誤差や、伝送路の状態による時間変動があるため、複数回測定してＱ値の平均値を求めることが望ましい。
【００５７】
Ｄ．第４実施形態
次に、本発明の第４実施形態について説明する。
ＳＰＭ補償がない場合には、Ｘ偏波とＹ偏波との間のスキューが残留していても、後段の偏波分離用の適応ＦＩＲフィルタによって補償可能であるため、ＳＰＭ補償に必要な高精度なスキュー調整機能を、分散補償＆ＳＰＭ補償回路の中で実現する方法について説明する。
【００５８】
図６は、本第４実施形態によるデジタル信号処理回路の分散補償＆ＳＰＭ補償回路の構成を示すブロック図である。なお、デジタル信号処理回路全体の構成は、図１と同様であり、図１に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。
【００５９】
図において、スキュー調整部１３−１−１〜１３−１−Ｎ、１３−２−１〜１３−２−Ｎは、二乗演算部４−３−１〜４−３−Ｎの出力と、乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎとの間に挿入されている。すなわち、ＳＰＭ補償部のＸ偏波成分からの位相回転寄与分と、Ｙ偏波成分からのＳＰＭ位相回転からの寄与分を加算する部分があるが、その部分のＹ偏波にスキュー微調整用のスキュー調整機能を追加している。スキュー調整部１３−１−１〜１３−１−Ｎ、１３−２−１〜１３−２−Ｎによるスキューの調整方法は、前述した第３実施形態と同様であり、例えば、Ｑ値がより大きくなるようにスキューの値を調整すればよい。
【００６０】
Ｅ．第５実施形態
次に、本発明の第５実施形態について説明する。
ＳＰＭによる位相回転量は、信号光の光電界の時間波形に比例するが、その比例係数は、前述した第１実施形態で述べたように、（１）信号光パワー、（２）非線形係数、（３）非線形実効ファイバ長などがある。特に、非線形係数は、伝送路ファイバの有効断面積、ファイバの材質などに依存するが、通常、伝送路として用いられるファイバでは、分散シフトファイバ、シングルモードファイバなどのファイバタイプによって典型的な値があり、桁違いに大きくずれることはない。
【００６１】
また、非線形実効ファイバ長は、損失係数に依存するが、損失係数にも典型値があるため、典型的なＬｅｆｆがある。例えば、損失係数が０．２ｄＢ／ｋｍであれば、Ｌｅｆｆは約２１ｋｍ程度となる。一方、信号光パワーは、システム設計に依存して異なるパラメータであり、その都度、異なる値を持つ。
【００６２】
図７は、本第５実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、図１に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図７に示すデジタル信号処理回路は、システム設計によって決まった信号光パワーを情報として分散補償＆ＳＰＭ補償回路１４に入力し、その値を用いてＳＰＭ位相回転量を算出する構成である。
【００６３】
二乗演算部４−３−１ａ〜４−３−Ｎａ、４−３−１ｂ〜４−３−Ｎｂ、４−４−１ａ〜４−４−Ｎａ、４−４−１ｂ〜４−４−Ｎｂは、各々、前段の波長分散補償部４−１−１〜４−１−Ｎ、４−２−１〜４−２−Ｎからの各偏波の電界振幅の二乗を演算する。
【００６４】
増幅部４−１１−１ａ〜４−１１−Ｎａ、４−１２−１ａ〜４−１２−Ｎａは、利得制御部１４−１−１ａ〜１４−１−Ｎａ、１４−２−１ａ〜１４−２−Ｎａからの利得制御信号に基づいて自身の利得を調整し、各偏波の二乗演算部４−３−１ａ〜４−３−Ｎａ、４−４−１ａ〜４−４−Ｎａからの出力を増幅する。増幅部４−１１−１ｂ〜４−１１−Ｎｂ、４−１２−１ｂ〜４−１２−Ｎｂは、利得制御部１４−１−１ｂ〜１４−１−Ｎｂ、１４−２−１ｂ〜１４−２−Ｎｂからの利得制御信号に基づいて自身の利得を調整し、各偏波の二乗演算部４−３−１ｂ〜４−３−Ｎｂ、４−４−１ｂ〜４−４−Ｎｂからの出力を増幅する。
【００６５】
位相回転部４−１３−１ａ〜４−１３−Ｎａ、４−１４−１ａ〜４−１４−Ｎａは、各々、前段の波長分散補償部４−２−１〜４−２−Ｎからの出力に対して、増幅部４−１１−１ａ〜４−１１−Ｎａ、４−１２−１ａ〜４−１２−Ｎａからの情報に基づいて、位相回転を行う。位相回転部４−１３−１ｂ〜４−１３−Ｎｂ、４−１４−１ｂ〜４−１４−Ｎｂは、各々、前段の位相回転部４−１３−１ａ〜４−１３−Ｎａ、４−１４−１ａ〜４−１４−Ｎａからの出力に対して、増幅部４−１１−１ｂ〜４−１１−Ｎｂ、４−１２−１ｂ〜４−１２−Ｎｂからの情報に基づいて、位相回転を行う。
【００６６】
利得制御部１４−１−１ａ〜１４−１−Ｎａ、１４−２−１ａ〜１４−２−Ｎａは、数式（２）で表わされるＳＰＭ位相回転に従って、入力された信号光パワーの値、及び非線形係数、非線形実効ファイバ長などを積算したＳＰＭ位相回転量を算出し、その値を増幅部４−１１−１ａ〜４−１１−Ｎａ、４−１２−１ａ〜４−１２−Ｎａに供給し、それぞれの増幅器の利得を制御する。同様に、利得制御部１４−１−１ｂ〜１４−１−Ｎｂ、１４−２−１ｂ〜１４−２−Ｎｂは、入力された信号光パワーの値、及び非線形係数、非線形実効ファイバ長などを積算したＳＰＭ位相回転量を算出し、その値を増幅部４−１１−１ｂ〜４−１１−Ｎｂ、４−１２−１ｂ〜４−１２−Ｎｂに供給し、それぞれの増幅器の利得を制御する。
【００６７】
実際に伝送路に入力される信号光パワーの制御できる精度には、波長のばらつき、絶対光パワー測定精度、などによって誤差が含まれる。また、その他のＳＰＭ回転量を決定する比例係数も伝送路の条件などによって異なる。非線形実効ファイバ長は、損失係数に依存するが、光ファイバによっては、その製造年、メーカ、ファイバ敷設時の状態などによって、損失がばらつく。
【００６８】
そのため、伝送路ファイバによってＳＰＭによる位相回転量が異なる。また、非線形ファイバの有効断面積も典型値があるが、その値も光ファイバの断面の屈折率プロファイル、製造メーカー、光ファイバコア、クラッドの材料配分などによって異なる。また、光パワーはファイバタッチやファイバの応力の瞬時的な変化によって時間的に変化する。したがって、適応的にＳＰＭ補償部の利得を調整することで、より伝送条件に適合した利得を設定することができ、補償効果を高めることができる。
【００６９】
Ｆ．第６実施形態
次に、本発明の第６実施形態について説明する。
図８は、本第６実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、前述した図に対応する部分には同一の符号を付けている。図において、利得制御部１６−１〜１６−Ｎは、各々、品質モニタ１１からの信号品質（例えば、Ｑ値）が高くなるように、第１の増幅部４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎ、乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎの利得を制御する。
【００７０】
本第６実施形態では、品質モニタ１１は、復調回路７−１、７−２からの出力信号から信号品質（例えば、Ｑ値）をモニタリングし、信号品質が高くなるように利得制御部１６−１〜１６−Ｎにより第１の増幅部４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎ、乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎの利得を制御することで、各ＳＰＭ補償部の利得を適応的に制御する。
【００７１】
図９は、本第６実施形態において、利得を変化させて、Ｑ値を評価した結果の一例を示す概念図である。例えば、初期段階において利得の値が０．６に設定されていたとする。この場合、利得を０．４、０．８まで変化させて、２つの場合で比較すると、０．８に設定した場合には、Ｑ値が向上し、０．４に設定した場合には、Ｑ値が減少する。この場合、利得の設定値を０．８に更新する。
【００７２】
次のステップでは、利得を０．８から０．６、１．０に変化させる。この場合、１．０では、Ｑ値が向上するが、０．８では、Ｑ値が低下する。この場合、利得の設定値を１．０に更新する。これを繰り返すことで、最適な利得を設定できる。実際には、Ｑ値の測定誤差や、伝送路の状態による時間変動があるため、複数回測定してＱ値の平均値を求めることが望ましい。
【００７３】
Ｇ．第７実施形態
次に、本発明の第７実施形態について説明する。
図１０は、本第７実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、前述した図に対する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図において、波形歪みモニタ２０は、位相推定回路６−１、６−２の出力と、復調回路７−１、７−２からの出力とに基づいて、非線形歪み量を検出し、分離補償＆ＳＰＭ補償回路１６に供給する。分離補償＆ＳＰＭ補償回路１６は、利得制御部１７−１〜１７−Ｎを備えている。利得制御部１７−１〜１７−Ｎは、各々、波形歪みモニタ２０からの非線形歪み量が最小となるように、第１の増幅部４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎ、乗算部４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎの利得を制御する。
【００７４】
非線形歪み量の検出方法としては、位相推定部の後では、図１１に示すように、目標点と実測点との間の差を検出する方法がある。偏波分離回路５による偏波分離、及び位相推定回路６−１、６−２による位相推定された後の信号は、前述した図４に示すように、複素平面上にプロットすることでコンスタレーション図を描くことができる。
【００７５】
しかし、波形歪みがあると、図１１で示すように、コンスタレーションの分布が、目標点からずれる。このずれには、伝送路の波長分散、偏波モード分散などの線形の歪み、非線形効果による歪み、雑音による歪みなどが原因として考えられる。但し、非線形歪みとその他の歪みとの違いは、非線形歪みでは、波形の振幅強度に比例した歪みを受ける点にある。この特徴を利用して、波形歪みモニタ２０で非線形歪み量をモニタして、利得をフィードバック制御する。利得制御部１７−１〜１７−Ｎでは、Ｘ偏波、及びＹ偏波の時間波形からの予測されるＳＰＭ波形歪みを演算する。
【００７６】
図１２は、本第７実施形態によるデジタル信号処理回路の利得制御部１７−１〜１７−Ｎの構成を示すブロック図である。図において、利得制御部１７−１〜１７−Ｎは、歪み推定部１８−１、除算部１８−２、平均化部１８−３、加算部１８−４、及び遅延部１８−５からなる。歪み推定部２０−１は、理論的に予測される歪みを予測する。例えば、Ｘ偏波の信号光電界に発生するＳＰＭ歪みは、近似的に次式（３）で表すことができる。
【００７７】
【数３】
2010226254.tif 000005
【００７８】
従って、第ｋ番目の分散補償セクションから出力されるＸ偏波、及びＹ偏波の光電界の時間波形を用いて、波形歪みを推定できる。第ｋ番目の分散補償セクションから出力された光電界の時間波形がそのまま受信されるわけでなく、後段に（Ｎ−ｋ）個の波長分散補償部がある。
【００７９】
例えば、図１３に示すように、位相歪み推定部４−２１−ｋにより、波長分散補償部４−１−ｋから出力から波形歪みとして推定し、波形歪み演算部４−２３−ｋで波長分散補償部４−１−ｋから出力と上記推定した波形歪みとから波形歪みを算出し、残留波長分散補償部４−２５−ｋにより残留波長分散を補償する。このように、第ｋ番目の分散補償セクションの光電界波形を用いて歪み量を推定する場合には、求めた波形歪み量に対して、（Ｎ−ｋ）個の分散補償セクションにて受ける残りの分散補償に相当する残留分散補償演算を適用する。図１３では、Ｘ偏波の波形から受けるＳＰＭ位相回転のみを、位相歪み推定部４−２１−ｋにより波形歪みとして推定している構成だが、Ｙ偏波から受ける波形歪みに対しても図１に示すような構成で同様に推定できる。
【００８０】
次に、歪み推定部１８−１で算出された波形歪みと、実際に測定された波形歪み量ΔＥとの相関関係を検出する。まず、除算部１８−２で、測定された波形歪み量ΔＥを、予測された推定歪みで除算して（Ｙ／Ｘ）、両者の比例係数を算出する。実際に測定される信号には、雑音成分が重畳しているので、平均化部１８−３で、その平均をとることで、より確かな比例係数を算出することができる。この比例係数分を、現状の設定値に加えて、次の時刻の利得とする。この構成では、実際の歪み量と推定歪み量との相関を遅延部１８−５、加算部１８−４を介してフィードバックすることで、歪みを低減する方向に更新されていくので、自動的により適した利得に近づく。
【００８１】
この方法で算出される比例係数には、雑音などの影響により、誤差が含まれる。そのため、利得の更新の際には、この点を踏まえて、実際に算出された利得増分にステップサイズと呼ばれる１より小さい値を掛けて、更新のスピードを弱めることによって、突然大きな変化を与えて受信Ｑ値を劣化させることがないように、徐々に更新していくのがよい。
【００８２】
Ｈ．第８実施形態
次に、本発明の第８実施形態について説明する。
図１４は、本第８実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、前述した図に対する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図１４には、ｋ番目の波長分散補償部とＳＰＭ補償部のみを示しているが、他のセクションも同様の構成である。波長分散補償部４−１−ｋは、位相情報を含むデジタル信号を入力とし、各偏波毎に波長分散を補償する。二乗演算部３０−１は、前段の波長分散補償部３０−１〜１０−１−Ｎからの各偏波の電界振幅の二乗を演算する。
【００８３】
二乗演算部３０−２〜３０−４は、各々、ＦＩＲフィルタ３２−１〜３２−３からの出力の二乗を演算する。増幅部３１−１〜３０−４は、各々、二乗演算部３０−１〜３０−４からの出力を増幅する。加算部３３−１〜３３−５は、二乗演算部３０−１〜３０−４からの出力を順次累算する。位相回転部４−１３−ｋは、前段の波長分散補償部４−１−ｋからの出力に対して、最終段の加算部３３−１からの情報に基づいて、位相回転を行う。
【００８４】
本第８実施形態では、波長分散補償の一部をＦＩＲフィルタ２５−１、２５−２、２５−３で置き換えることで、等価的に補償演算の分割数を増やし、波長分散補償の分割単位を細かくすることで、より精度よくＳＰＭ波形歪みを補償できる。
【００８５】
Ｉ．第９実施形態
次に、本発明の第９実施形態について説明する。
図１５は、本第９実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、前述した図に対する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図１５には、ｋ番目の波長分散補償部とＳＰＭ補償部のみを示しているが、他のセクションも同様の構成である。
【００８６】
波長分散補償部４−１−ｋ、４−２−ｋ（ｋ＝２、３、…、ｎ）は、各偏波の位相回転部４−１４−（ｋ−１）からの出力を入力とし、各偏波毎に波長分散を補償する。二乗演算部３６−１−ｋａは、前段の波長分散補償部４−１−ｋからのＸ偏波の電界振幅の二乗を演算する。ＦＩＲフィルタ３５−１−ｋは、波長分散補償部４−１−ｋからの波長分散が補償されたＸ偏波に対してフィルタリングする。また、二乗演算部３６−１−ｋｂは、ＦＩＲフィルタ３５−１−ｋからの出力の二乗を演算する。
【００８７】
増幅部３７−１−ｋａ、３７−１−ｋｂは、各々、Ｘ偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを、Ｘ偏波の二乗演算部３６−１−ｋａ、３６−１−ｋｂからの出力に乗算する。乗算部３８−１−ｋａ、３８−１−ｋｂは、各々、他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実行ファイバ長とを乗算する。加算部３９−１−ｋｂは、増幅部３７−１−ｋｂの出力と他方の偏波に対応する乗算部３８−２−ｋａの出力と、乗算部４３８−２−ｋｂの出力とを加算する。加算部３９−１−ｋａは、加算部３９−１−ｋｂからの加算出力と、増幅部３７−１−ｋａの出力とを加算し、位相回転部４−１３−ｋに供給する。位相回転部４−１３−ｋは、前段の波長分散補償部４−１−ｋからの出力に対して、加算部３９−１−ｋａからの情報に基づいて、位相回転を行う。
【００８８】
一方、二乗演算部３６−２−ｋａは、前段の波長分散補償部４−２−ｋからのＹ偏波の電界振幅の二乗を演算する。ＦＩＲフィルタ３５−２−ｋは、波長分散補償部４−２−ｋからの波長分散が補償されたＹ偏波に対してフィルタリングする。二乗演算部３６−２−ｋｂは、ＦＩＲフィルタ３５−２−ｋからの出力の二乗を演算する。増幅部３７−２−ｋａ、３７−２−ｋｂは、各々、Ｙ偏波のファイバの非線形係数と非線形実効ファイバ長とを、Ｙ偏波の二乗演算部３６−２−ｋａ、３６−２−ｋｂからの出力に乗算する。
【００８９】
乗算部３８−２−ｋａ、３８−２−ｋｂは、各々、他方の偏波のファイバの非線形係数と非線形実行ファイバ長とを乗算する。加算部３９−２−ｋｂは、増幅部３７−２−ｋｂの出力と他方の偏波に対応する乗算部３８−１−ｋａの出力と、乗算部３８−１−ｋｂの出力とを加算する。加算部３９−２−ｋａは、加算部３９−２−ｋｂからの加算出力と、増幅部３７−２−ｋａの出力とを加算し、位相回転部４−１４−ｋに供給する。位相回転部４−１４−ｋは、各々、前段の波長分散補償部４−２−ｋからの出力に対して、加算部３９−２−ｋａからの情報に基づいて、位相回転を行う。
【００９０】
本第９実施形態では、図１５に示すように、ＳＰＭ補償部の中に、ＦＩＲフィルタ３５−１−ｋ、３５−２−ｋを挿入して、ＳＰＭ補償のために与える位相回転の時間波形を最適化する方式である。本来、波長分散による波形変化と、ＳＰＭによる波形変化は、光ファイバ伝送路を伝搬中に同時に進行する。一方、それらの補償演算は、波長分散の補償と、ＳＰＭの補償を交互に繰り返す構成によって、近似的に補償する。したがって、波長分散補償の分割単位を細かくすることで、より精度よくＳＰＭ波形歪みを補償できるが、分散補償の分割単位を細かくすると、演算量が増大するため、できる限り少ない演算量で効果的なＳＰＭ補償効果を実現することが重要となる。
【００９１】
また、光増幅器において光パワーを増幅し、光ファイバに入力するため、２つの光増幅器に挟まれば、光ファイバ伝送区間（スパン）の入力端での非線形効果が大きいのが一般的であり、入力端でのＳＰＭ補償を行うのが効果的である。そのため、分散補償の分割単位をスパン毎に設定するのが効果的である。
【００９２】
しかし、光ファイバ伝送路の出射端、もしくは入射端から励起光を入力して、光ファイバ伝送路のラマン効果を利用して増幅するラマン増幅技術がある。この場合、各スパンの入力端だけでなく、出力端においても信号光パワーが大きい条件となる。したがって、ラマン増幅を利用する際には、特に、分散補償の分割単位を細かくすることが必要になると考えられる。しかし、この場合も分散補償の分割単位を細かくすると、演算量が増大する課題がある。
【００９３】
図１５の構成例では、第ｋ段目の波長分散補償部４−１−ｋ、４−２−ｋからの出力波形をＦＩＲフィルタ３５−１−ｋ、３５−２−ｋに挿入し、伝送路内でＳＰＭ波形歪みを最も強く発生させた波形を再現させ、その波形の振幅の２乗に比例した位相回転を逆向きに与える。例えば、ｋ段目から入力された波形は、二乗演算部３６−１−ｋａ、３６−２−ｋａで、そのまま振幅の二乗の時間波形を生成し、それを一部の位相回転量として自身の偏波の信号波形の位相を戻すために用いる。
【００９４】
また、ｋ段目から入力された波形は、ＦＩＲフィルタ３５−１−ｋ、３５−２−ｋに入力される。このＦＩＲフィルタ３５−１−ｋ、３５−２−ｋは、スパンの一部の波長分散量、例えば、半分の波長分散量を補償するようＦＩＲフィルタタップ係数を設定しておく。これにより、次の半スパン分だけ、更に送信側に遡った時間波形を生成することができる。この時間波形を二乗演算部３６−１−ｋｂ、３６−２−ｋｂで二乗して、ＳＰＭ位相回転の時間波形を生成し、これも一部の第ｋ段目の位相回転量として自身の偏波の信号波形の位相を戻すために用いる。
【００９５】
位相回転部４−１３−ｋ、４−１４−ｋにおいて、位相回転を与える際には、適した重みをかけた上で足し合わせる。これによって、ＳＰＭ補償に用いる光電界の２乗の時間波形として、波長分散補償部４−１−ｋ、４−２−ｋの分割単位より細かい分割レベルで、複数の時間波形を用意して、それを用いてＳＰＭ位相補償を実現できることになる。したがって、波長分散補償部４−１−ｋ、４−２−ｋ、及び位相回転部４−１３−ｋ、４−１４−ｋの数を多くすることなく、近似的に波長分散補償の分割単位を細かくした効果を実現できる。
【００９６】
Ｊ．第１０実施形態
次に、本発明の第１０実施形態について説明する。
上述した構成では、各増幅部の利得を設定することで、各ＦＩＲフィルタから出力される位相回転の時間波形に適した重みをつけて、トータルのＳＰＭ補償のための位相回転量を生成する。したがって、これらの利得を制御する必要がある。本第１０実施形態では、信号品質をモニタしてそれが最大になるように、もしくは非線形歪み量を検出して歪み量が最小になるように、利得をフィードバック制御する。
【００９７】
信号品質を最大化するように制御する方式では、利得制御部には、品質モニタで検出された復調後の信号品質値を入力し、信号品質が高くなるように利得を制御する。信号品質を定量的に表現する方法として、コンスタレーションを使う方法がある。
【００９８】
図１６は、本第１０実施形態によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、前述した図に対する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図１６には、ｋ番目の波長分散補償部とＳＰＭ補償部のみを示しているが、他のセクションも同様の構成である。利得制御部４０は、品質モニタ（図示略）でモニタリングした信号品質が最大になるように、もしくは非線形歪み量を検出して歪み量が最小になるように、利得を制御する。
【００９９】
なお、信号品質を定量的に表現する方法として、コンスタレーションを用いる場合には、前述した図４に示すように、コンスタレーション図から、信号品質を表しているコンスタレーションの分布の広がりを定量的に扱うようにし、例えば、コンスタレーションから推定する可能なＱ値に基づいて、最適な利得を設定すればよい。実際には、Ｑ値の測定誤差や、伝送路の状態による時間変動があるため、複数回測定してＱ値の平均値を求めることが望ましい。
【０１００】
また、非線形歪み量を検出して、歪み量が最小になるように、利得を制御することも可能である。非線形歪み量の検出方法としては、位相推定部の後段では、前述した図１１に示すように、コンスタレーションの分布における目標点と実測点との間の差を検出し、非線形歪み量を検出して歪み量が最小になるように、利得を制御する。
【０１０１】
利得制御部４０では、Ｘ偏波、及びＹ偏波の時間波形からの予測されるＳＰＭ波形歪みを演算する。なお、該利得制御部４０によるＳＰＭ波形歪みの予測は、前述した図１２に示す構成により演算する。従って、第ｋ番目の分散補償セクションから出力されるＸ偏波、及びＹ偏波の光電界の時間波形を用いて、波形歪みを推定できる。
【０１０２】
前述したように、この方法で算出される比例係数には、雑音などの影響により、誤差が含まれる。そのため、利得の更新の際には、この点を踏まえて、実際に算出された利得増分にステップサイズと呼ばれる１より小さい値を掛けて、更新のスピードを弱めることによって、突然大きな変化を与えて受信Ｑ値を劣化させることがないように、徐々に更新していくのがよい。
【０１０３】
Ｋ．応用例
次に、本発明を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号光の受信に適用した場合の効果について説明する。
図１７は、本発明を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号光の受信に用いた場合の受信機の構成を示すブロック図である。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）において、送信機は、それぞれのサブキャリアがＢ［ＧＨｚ］の変調周波数で四値位相変調（ＱＰＳＫ）された、２つのサブキャリアを直交周波数多重した信号光を生成する。サブキャリア間の周波数間隔はＢ［ＧＨｚ］に設定されている。これをシングルモードファイバを伝送した後に、コヒーレント受信する。
【０１０４】
図において、受信機は、Ｘ偏波に対して、ＡＤＣ５０−１−１、５０−１−２、リサンプル回路５１−１、分散補償＆ＳＰＭ補償回路５２−１、キャリア分離回路５３−１、自動周波数制御回路５４−１、ＦＩＲフィルタ５５−１、キャリア位相回復回路５６−１、ＱＰＳＫ復号回路５７−１、ＦＩＲフィルタ５８−１、ＱＰＳＫ復号回路５９−１を備え、Ｙ偏波に対して、ＡＤＣ５０−２−１、５０−２−２、リサンプル回路５１−２、分散補償＆ＳＰＭ補償回路５２−２、キャリア分離回路５３−２、自動周波数制御回路５４−２、ＦＩＲフィルタ（１２ｔａｐ，ＣＭＡ）５５−２、キャリア位相回復回路５６−２、ＱＰＳＫ復号回路５７−２、ＦＩＲフィルタ（１２ｔａｐ，ＬＭＡ）５８−２、ＱＰＳＫ復号回路５９−２を備えている。なお、送信機の各部の機能は、既存の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）の送信機と同様であるので説明を省略する。
【０１０５】
ここでは、上記分散補償＆ＳＰＭ補償回路５２−１、５２−２において、分散補償部６０−１、６０−２、…、６０−Ｎをスパン毎の分散量に分割し、それらの間に、前述した第１乃至第１０実施形態のいずれかで説明したＳＰＭ補償部７０−１、７０−２、…、７０−Ｎを挿入している。
【０１０６】
図１８は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号光の受信に用いた場合の効果を示す概念図である。図１８には、伝送路ファイバに入力する信号光パワーを変化させた場合に、受信される信号品質Ｑ値を示している。補償がない場合には、送信パワーを増大すると、ファイバ伝播中に非線形波形劣化が発生し、信号品質が劣化する様子が分かる。補償を適用することで、それぞれの送信パワーにおける受信Ｑ値が向上していることが分かる。
【０１０７】
Ｌ．変形例
次に、本発明による変形例について説明する。
上述した実施形態では、波長分散補償用のフィルタと、ＳＰＭ位相回転の補償演算を、繰り返すのみの方式では、分散補償用のフィルタが多くの数多段されることになる。従って、それぞれの分散補償用フィルタに要求される分散補償の精度が低いと、その誤差が多段されてトータルの補償量に誤差が発生する。従って、分散補償に対する精度が高くなり、個々の分散補償フィルタのタップ数が大きくなる。
【０１０８】
例えば、単に分散補償フィルタとＳＰＭ位相回転補償演算を繰り返すだけの構成を用いて、数千キロメートルの伝送の波長分散とＳＰＭ補償を実施するためには、８０ｋｍの波長分散を補償する個々の分散補償フィルタのタップ数を１２８に設定したところ、信号品質Ｑ値の劣化がみられた。タップ数を２５６以上に設定したところ、Ｑ値の劣化が解消される現象がみられた。このような大きなタップ数のフィルタを多段すると、回路規模の拡大が避けられない。そこで、波長分散補償部のフィルタのタップ数を小さくし、少数タップフィルタを用いて、多段による回路規模を低減する。
【０１０９】
演算量、回路規模の削減のためには、図１９に示す構成を提案する。ここでは、繰り返し用いる分散補償フィルタのタップ数を小さくし、該少数タップフィルタを用いて、多段による回路規模の増大化を防ぐ。一方、各分散補償フィルタのタップ数削減で発生した分散補償量の誤差をまとめて多数タップフィルタで補償する方式である。図２０は偏波間のＳＰＭ補償演算も行う場合の構成図である。
【０１１０】
図１９は、本変形例によるデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。なお、前述した図に対する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本変形例では、演算量、回路規模の削減のために、図１９に示すように、波長分散補償部として、タップ数を減らした少数タップフィルタ８０−１−１〜８０−１−Ｎを設け、該少数タップフィルタ８０−１−１〜８０−１−Ｎを繰り返し用いることで、多段による回路規模の増大化を防ぐ。
【０１１１】
一方、各分散補償フィルタのタップ数削減で発生した分散補償量の誤差をまとめて多数タップフィルタで補償する方式である。少数タップフィルタとしては、時間ドメインのフィルタを用いる構成が想定される。
【０１１２】
図２０は、本変形例において、偏波間のＳＰＭ補償演算も行う場合のデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。図において、波長分散補償部として、タップ数を減らした少数タップフィルタ８０−１−１〜８０−１−Ｎ、８０−２−１〜８０−２−Ｎを設けるとともに、タップ数を増やした多数タップフィルタ９０−１、９０−２を最終段に設ける。多数タップフィルタ９０−１、９０−２は、各少数タップフィルタ８０−１−１〜８０−１−Ｎ、８０−２−１〜８０−２−Ｎのタップ数削減で発生した分散補償量の誤差をまとめて補償する。
【０１１３】
図２１に示すように、少数タップフィルタとしては、時間ドメインのフィルタを用いる構成が想定される。図２１の例では、ＮタップのＦＩＲフィルタ１００−１〜１００−Ｎを用いており、Ｎシンボル分の時間シフトしたデータにそれぞれの重みＣ１、…、ＣＮの係数を、乗算部１０１−１〜１０１−Ｎで掛けて加算部１０２−１〜１０２−（Ｎ−１）で加算する。この離散時間応答関数をＮより大きい数Ｍサンプルで示すと、Ｒ（ｎ）＿ｓｐａｎ−ｋ＝｛０、…、０、０、ＣＮ、……、Ｃ２、Ｃ１、０、０、０、…、０｝と記述できる。
【０１１４】
この少数タップフィルタを多段した場合の応答関数は、それぞれの少数タップフィルタの畳み込み、もしくはフーリエ変換した周波数応答関数Ｈ（ｎ）＿ｓｐａｎ−ｋの積Ｈ（ｎ）＿ｓｐａｎ−１×Ｈ（ｎ）＿ｓｐａｎ−２×…×Ｈ（ｎ）＿ｓｐａｎ−ｋとなる。分散補償とＳＰＭ補償を行うある区間のトータルの分散補償のための理想的な応答関数をＲ（ｎ）＿ｔｏｔａｌ＝｛ｄ１、ｄ２、ｄ３、……、ｄＭ｝とし、そのフーリエ変換をＨ（ｎ）＿ｔｏｔａｌとすると、多数タップフィルタ９０−１、９０−２のタップ係数として、Ｈ（ｎ）＿ｔｏｔａｌ−Ｈ（ｎ）＿ｓｐａｎ−１×Ｈ（ｎ）＿ｓｐａｎ−２×…×Ｈ（ｎ）＿ｓｐａｎ−ｋで表される周波数応答関数に相当するタップ係数を設定する。これによって、少数タップフィルタ８０−１−１〜８０−１−Ｎ、８０−２−１〜８０−２−Ｎで発生した補償誤差を、多数タップフィルタ９０−１、９０−２で吸収できる。
【０１１５】
多数タップフィルタの構成法としては、図２１で示した時間ドメイン等化フィルタを用いる方法と、図２２で示すように、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いた周波数ドメイン等化フィルタを用いる方法がある。図２２では、シリアル信号をパラレル信号に変換するＳ／Ｐ変換部１２０、高速フーリエ変換を行うＦＦＴ１２１、逆高速フーリエ変換を行うＩＦＦT（Inverse FFT）１２２、パラレル信号をシリアル信号に変換するＳ／Ｐ変換部１２３に加え、ＦＦＴ１２１からの出力に、上述したように、それぞれの重みＣ１、…、ＣＮの係数を、乗算部１３０−１〜１３０−Ｎで掛ければよい。
【０１１６】
両者の使い分けは、タップ数が小さい場合には、時間ドメイン等化フィルタを、タップ数が大きい場合には、周波数ドメイン等化フィルタを用いることで、回路規模の大きさを低減できる。
【符号の説明】
【０１１７】
１−１〜１−４  ＡＤＣ
２−１〜２−４、１３−１−１〜１３−１−Ｎ、１３−２−１〜１３−２−Ｎ  スキュー調整部
３−１、３−２  複素合成回路
４，１０−１、１０−２、１６  分散補償＆ＳＰＭ補償回路
４−１−１〜４−１−Ｎ、４−２−１〜４−２−Ｎ、１０−１−１〜１０−１−Ｎ、４−１−ｋ、４−２−ｋ  波長分散補償部
４−３−１〜４−３−Ｎ、４−４−１〜４−４−Ｎ、１０−２−１〜１０−２−Ｎ、３０−１〜３０−４、３６−１−ｋａ、３６−１−ｋｂ、３６−２−ｋａ、３６−２−ｋｂ  二乗演算部
４−５−１〜４−５−Ｎ、４−６−１〜４−６−Ｎ  第１の増幅部
４−７−１〜４−７−Ｎ、４−８−１〜４−８−Ｎ  第１の乗算部
４−９−１〜４−９−Ｎ、４−１０−１〜４−１０−Ｎ、３３−１〜３３−４、３９−１−ｋａ、３９−１−ｋｂ、３９−２−ｋａ、３９−２−ｋｂ  加算部
４−１３−１〜４−１３−Ｎ、４−１４−１〜４−１４−Ｎ、１０−４−１〜１０−４−Ｎ、４−１−ｋ、４−１３−ｋ、４−１４−ｋ  位相回転部
５  偏波分離回路
１１  品質モニタ
１２  スキュー制御部
１４−１−１ａ〜１４−１−Ｎａ、１４−１−１ｂ〜１４−１−Ｎｂ，１４−２−１ａ〜１４−２−Ｎａ、１４−２−１ｂ〜１４−２−Ｎｂ，１６−１〜１６−Ｎ、１７−１〜１７−Ｎ  利得制御部
１８−１  歪み推定部
１８−２  除算部
１８−３  平均化部
１８−４  加算部
１８−５  遅延部
２０  波形歪みモニタ
３２−１〜３２−３、３５−１−ｋ、３５−２−ｋ  ＦＩＲフィルタ
３７−１−ｋａ、３７−１−ｋｂ、３７−１−ｋａ、３７−１−ｋｂ  増幅部
３８−１−ｋａ、３８−１−ｋｂ、３８−２−ｋａ、３８−２−ｋｂ  乗算部
４０  利得制御部
６０−１〜６０−Ｎ  分散補償部
７０−１〜７０−Ｎ  ＳＰＭ補償部
８０−１−１〜８０−１−Ｎ  少数タップフィルタ
８０−２−１〜８０−２−Ｎ  少数タップフィルタ
９０  多数タップフィルタ
９０−１〜９０−２  多数タップフィルタ
１００−１〜１００−Ｎ  ＦＩＲフィルタ
１０１−１〜１０１−Ｎ  乗算部
１０２−１〜１０２−（Ｎ−１）  加算部
１２０  Ｓ／Ｐ変換部
１２１  ＦＦＴ
１２２  ＩＦＦT
１２３  Ｓ／Ｐ変換部
１３０−１〜１３０−Ｎ  乗算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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