(57)【要約】      （修正有）【課題】無線チャネル推定器であり、無線チャネルは、互いに異なり、周波数、時間、または、空間の次元に対応する少なくとも第１および第２の次元を有する。【解決手段】無線チャネル推定器１００は、基準シンボルを受信する受信機１１０と、基準シンボルを処理するプロセッサ１２０と、無線チャネルが第１の次元で第２の次元より高い相関を有する第１の無線チャネル状態、または、無線チャネルが第２の次元で第１の次元より高い相関を有する第２の無線チャネル状態を検出する無線チャネル状態検出器１３０とを備える。無線チャネル推定器１００は、第１の無線チャネル状態のときに第１の次元の２つの基準無線チャネル推定値の間を補間し、第２の無線チャネル状態のときに第２の次元の２つの基準無線チャネル推定値の間を補間することによって、少なくとも２つの基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定する補間器１４０をさらに備える。【選択図】図１Ａ
2010226723.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信アンテナに関する空間次元に対応する第１の次元と、複数のサブキャリアに関する周波数次元に対応する第２の次元と、複数のタイムスロットに関する時間次元に対応する第３の次元とを有する無線チャネルを推定する無線チャネル推定器（１００）であって、
Ｄｓ，Ｄｆ，Ｄｔ∈Ｎ、かつ、Ｄｓ，Ｄｆ，Ｄｔ＞１であるとき、前記第１の次元でＤｓ個の送信アンテナによって分離され、前記第２の次元でＤｆ個のサブキャリアによって分離され、前記第３の次元でＤｔ個のタイムスロットによって分離されている基準シンボルを受信する受信機（１１０）と、
前記分離された基準シンボルのそれぞれに対する基準無線チャネル推定値を取得するために前記基準シンボルを処理するプロセッサ（１２０）と、
前記無線チャネルが前記第１の次元で前記第２の次元より高い相関を有する第１の無線チャネル状態、または、前記無線チャネルが前記第２の次元で前記第１の次元より高い相関を有する第２の無線チャネル状態を検出する無線チャネル状態検出器（１３０）と、
前記第１の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第１の次元の２個の基準無線チャネル推定値の間で補間を行うことと、前記第２の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第２の次元の２個の基準無線チャネル推定値の間、および、前記第３の次元の２個の基準無線チャネル推定値の間の双方又はいずれか一方で補間を行うこととによって、少なくとも２個の基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定する補間器（１４０）と
を備えるものである無線チャネル推定器。
【請求項２】
前記無線チャネル状態検出器（１３０）が、前記無線チャネルの各次元に対して前記無線チャネルの相関を検出するものであり、
前記補間器（１４０）が、相関が検出された各次元に対する基準無線チャネルの間で補間を行うものである、請求項１に記載の無線チャネル推定器。
【請求項３】
前記無線チャネルが、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ無線チャネルに対応するものである、請求項１または２に記載の無線チャネル推定器。
【請求項４】
前記プロセッサ（１２０）が、前記基準シンボルを処理するウィーナーフィルタを備えるものである、請求項１ないし３のいずれか一項に記載の無線チャネル推定器。
【請求項５】
前記プロセッサ（１２０）が、前記基準シンボルを処理する不整合ウィーナーフィルタを備えるものである、請求項１ないし４のいずれか一項に記載の無線チャネル推定器。
【請求項６】
前記第１のチャネル状態が屋外シナリオに対応し、前記第２のチャネル状態が屋内シナリオに対応するものである、請求項１ないし５のいずれか一項に記載の無線チャネル推定器。
【請求項７】
前記無線チャネル状態検出器（１３０）が、前記第１または前記第２の無線チャネル状態を検出するためドップラー拡散、角度拡散、または、遅延拡散を検出するものである、請求項１ないし６のいずれか一項に記載のチャネル推定器。
【請求項８】
前記無線チャネル状態検出器（１３０）が、前記基準シンボルに基づいてまたは前記基準無線チャネル推定値に基づいて、前記第１または前記第２の無線チャネル状態を検出するものである、請求項１ないし７のいずれか一項に記載のチャネル推定器。
【請求項９】
前記第１の次元が８個の送信アンテナに対応し、前記第２の次元が１０２４個のサブキャリアに対応する、請求項１ないし８のいずれか一項に記載のチャネル推定器。
【請求項１０】
複数の送信アンテナに関する空間次元に対応する第１の次元と、複数のサブキャリアに関する周波数次元に対応する第２の次元と、複数のタイムスロットに関する時間次元に対応する第３の次元とを有する無線チャネルを推定する方法であって、
Ｄｓ，Ｄｆ，Ｄｔ∈Ｎ、かつ、Ｄｓ，Ｄｆ，Ｄｔ＞１であるとき、前記第１の次元でＤｓ個の送信アンテナによって分離され、前記第２の次元でＤｆ個のサブキャリアによって分離され、前記第３の次元でＤｔ個のタイムスロットによって分離されている基準シンボルを受信するステップと、
前記分離された基準シンボルのそれぞれに対する基準無線チャネル推定値を取得するために前記基準シンボルを処理するステップと、
前記無線チャネルが前記第１の次元で前記第２の次元より高い相関を有する第１の無線チャネル状態、または、前記無線チャネルが前記第２の次元で前記第１の次元より高い相関を有する第２の無線チャネル状態を検出するステップと、
前記第１の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第１の次元の２個の基準無線チャネル推定値の間で補間を行うことと、前記第２の無線チャネル状態が検出されたときに、前記第２の次元の２個の基準無線チャネル推定値の間、および、前記第３の次元の２個の基準無線チャネル推定値の間で補間を行うこととによって、少なくとも２個の基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定するステップと
を含む方法。
【請求項１１】
コンピュータまたはプロセッサで実行されるときに、請求項１０に記載の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、たとえば、複数次元の無線チャネルを利用する移動通信システムのような無線システムにおいて実行される無線チャネル推定の分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線チャネル推定（ratio channel estimation）は、たとえば、従来の移動通信システムで使用されており、このような移動通信システムにおいては、基準シンボル（reference symbol）またはパイロットシンボルとも呼ばれる既知のシンボルが、送信機から受信機へ送信され、受信機が、基準シンボルの知識に基づいて無線チャネルを推定している。受信機は、このような基準シンボルが送信される時点および方式を認識して、無線チャネルを推定することができ、無線チャネル推定値に基づいて、無線チャネルによって引き起こされた影響を除去または低減してデータを検出することができる。
【０００３】
さらに、複数入力複数出力（ＭＩＭＯ）システムとして知られている複数の送信アンテナおよび受信アンテナを利用するシステムは、チャネル容量における有意な増大を保証するものである（非特許文献１および非特許文献２を参照）。直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）と共に、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭが、ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）規格  ＩＥＥＥ  ８０２．１１ｎに対して選択され（非特許文献３を参照）、第３世代以降（Ｂ３Ｇ）の移動通信システムに対して選択される（非特許文献４を参照）。
【０００４】
コヒーレント検出を実現し易くするために、通常、受信機に知られている基準シンボルまたはパイロットシンボルが使用される。パイロット支援チャネル推定（ＰＡＣＥ＝pilot aided channel estimation）においては、パイロットは、たとえば、送信された信号ストリームの中で等間隔に置かれている（非特許文献５を参照）。パイロットがサンプリング定理を充足するように十分に接近した間隔に置かれている場合、データシーケンス全体のチャネル応答は、補間手段（interpolation）を用いて取り出すことができる。ＯＦＤＭの場合、受信された信号は、複数の次元において、たとえば、時間および周波数において相関させることが可能である。ＯＦＤＭ  ＰＡＣＥへ応用する場合は、時間および周波数においてパイロットを点在配置し、２次元でチャネル応答をサンプリングし、補間を用いて２次元（２Ｄ）チャネル推定を行うことによって行われる（非特許文献６を参照）。
【０００５】
実現されるチャネル推定の精度と、要求されるパイロットオーバーヘッドとの間のトレードオフの関係を有益なものにするために、２次元ＰＡＣＥが、地上デジタル放送手法（ＤＶＢ−Ｔ）のような広範囲のワイヤレス通信規格に対して選択され（非特許文献７を参照）、第３世代以降（Ｂ３Ｇ）の移動通信システムに対して選択される（非特許文献８および非特許文献９を参照）。
【０００６】
適正なチャネル推定を確実にするため、従来のシステムは、パイロットグリッド、すなわち、補間が常に可能であるように時間および周波数において間隔が空けられたパイロットまたは基準シンボルを使用している。このパイロットグリッドを使用した場合、システム能力を危険にさらし、且つシステム能力に不利益な影響をもたらすパイロットオーバーヘッドが生じる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Ｉ．Ｅ．Ｔｅｌａｔａｒ，「Ｃａｐａｃｉｔｙ  ｏｆ  Ｍｕｌｔｉ−Ａｎｔｅｎａ  Ｇａｕｓｓｉａｎ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓ．Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．１０，ｐｐ．５８５−５９５，Ｎｏｖ．１９９９
【非特許文献２】Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ  ａｎｄ  Ｍ．Ｊ．Ｇａｎｓ，「Ｏｎ  Ｌｉｍｉｔｓ  ｏｆ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ｉｎ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ  ｗｈｅｎ  ｕｓｉｎｇ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｎｔｅｎｎａｓ」，Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．６，ｐｐ．３１１−３３５，１９９８
【非特許文献３】Ｒ．Ｖａｎ  Ｎｅｅ，Ｖ．Ｋ．Ｊｏｎｅｓ，Ｇ．Ａｗａｔｅｒ，Ａ．Ｖａｎ  Ｚｅｌｓｔ，Ｊ．Ｇａｒｄｎｅｒ  ａｎｄ  Ｇ．Ｓｔｅｅｌｅ，「Ｔｈｅ  ８０２．１１ｎ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  ｓｔａｎｄａｒｄ  ｆｏｒ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＬＡＮ  ａｎｄ  ｂｅｙｏｎｄ」，Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓｏｎａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．３７，ｐｐ．４４５−４５３，Ｍａｙ  ２００６
【非特許文献４】Ｍ．Ｔａｎｎｏ，Ｙ．Ｋｉｓｈｉｙａｍａ，Ｎ．Ｍｉｋｉ，Ｋ．Ｈｉｇｕｃｈｉ，ａｎｄ  Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ，「Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ−ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ  ｏｖｅｒｖｉｅｗ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ａｄｖａｎｃｅｓ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．（ＳＰＡＷＣ  ２００７），Ｈｅｌｓｉｎｋｉ，Ｆｉｎｌａｎｄ，ｐｐ．１−８，Ｊｕｎｅ  ２００７
【非特許文献５】Ｊ．Ｋ．Ｃａｖｅｒｓ，「Ａｎ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｐｉｌｏｔ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ａｓｓｉｓｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｒａｙｌｅｉｇｈ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．ＶＴ−４０，ｐｐ．６８６−６９３，Ｎｏｖ．１９９１
【非特許文献６】Ｐ．Ｈｏｅｈｅｒ，「ＴＣＭ  ｏｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｌａｎｄ−Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．５ｔｈ  Ｔｉｒｒｅｎｉａ  Ｉｎｔ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｏｎ  Ｄｉｇ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｔｉｒｒｅｎｉａ，Ｉｔａｌｙ，ｐｐ，３１７−３２８，Ｓｅｐｔ．１９９１
【非特許文献７】ＥＴＳＩ  ＥＮ  ３００  ７４４，Ｖ  １．４．１  （２００１−０１），「Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｉｄｅｏ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ  （ＤＶＢ）；Ｆｒａｍｉｎｇ  Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｃｏｄｉｎｇ  ａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ」，Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍ．Ｓｔａｎｄａｒｄｓ  Ｉｎｓｔ．（ＥＴＳＩ），Ｖａｌｂｏｎｎｅ，Ｆｒａｎｃｅ，２００１
【非特許文献８】Ｍ．Ｔａｎｎｏ，Ｙ．Ｋｉｓｈｉｙａｍａ，Ｎ．Ｍｉｋｉ，Ｋ．Ｈｉｇｕｃｈｉ，ａｎｄ  Ｍ．Ｓａｗａｈａｓｈｉ，「Ｅｖｏｌｖｅｄ  ＵＴＲＡ−ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ  ｏｖｅｒｖｉｅｗ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ａｄｖａｎｃｅｓ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．（ＳＰＡＷＣ  ２００７），Ｈｅｌｓｉｎｋｉ，Ｆｉｎｌａｎｄ，ｐｐ．１−８，Ｊｕｎｅ  ２００７
【非特許文献９】ＥＴＳＩ  ＴＳ  ３６．２１１  Ｖ８．５．０，「３ｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ  （３ＧＰＰ）；Ｅｖｏｌｖｅｄ  Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ  （Ｅ−ＵＴＲＡ）；Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ  ａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  （Ｒｅｌｅａｓｅ  ８）」，ｔｅｃｈ．ｒｅｐ．，Ｄｅｃ．２００８
【非特許文献１０】Ｇ．Ａｕｅｒ，「３Ｄ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．＆  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆ．（ＷＣＮＣ  ２００９），Ｂｕｄａｐｅｓｔ，Ｈｕｎｇａｒｙ，Ａｐｒ．２００９
【非特許文献１１】ＥＴＳＩ  ＴＳ  ３６．２１１  Ｖ８．５．０，「３ｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ  （３ＧＰＰ）；Ｅｖｏｌｖｅｄ  Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ  （Ｅ−ＵＴＲＡ）；Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ  ａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  （Ｒｅｌｅａｓｅ  ８）」，ｔｅｃｈ．ｒｅｐ．，Ｄｅｃ．２００８
【非特許文献１２】Ｂ．Ｈａｓｓｉｂｉ  ａｎｄ  Ｂ．Ｍ．Ｈｏｃｈｗａｌｄ，「Ｈｏｗ  ｍｕｃｈ  Ｔｒａｉｎｉｎｇ  ｉｓ  Ｎｅｅｄｅｄ  ｉｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｎｔｅｎｎａ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｌｉｎｋｓ？」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．４９，ｐｐ．９５１−９６３，Ａｐｒ．２００３およびＧ．Ａｕｅｒ，「Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ  Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．Ｃｏｍｍｕｎ．（ＩＣＣ  ２００４），Ｐａｒｉｓ，Ｆｒａｎｃｅ，ｐｐ．３２２１−３２２５，Ｊｕｎｅ  ２００４
【非特許文献１３】Ｍ．Ｓｔｅｇｅ，Ｐ．Ｚｉｌｌｍａｎｎ，ａｎｄ  Ｇ．Ｆｅｔｔｗｅｉｓ，「ＭＩＭＯ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ  Ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｅｒｓ．Ｍｕｔｉｅｍｄｉａ  Ｃｏｍｍｕｎ．（ＷＰＭＣ  ２００２），Ｈａｗａｉｉ，ＵＳＡ，Ｏｃｔ．２００２
【非特許文献１４】Ｊ．−Ｗ．Ｃｈｏｉ  ａｎｄ  Ｙ．−Ｈ．Ｌｅｅ，「Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ−Ｒｅｄｕｃｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｓｐａｔｉａｌｌｙ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．Ｅ９０−Ｂ，ｐｐ．２６０９−２６１２，Ｓｅｐｔ．２００７
【非特許文献１５】Ｇ．Ａｕｅｒ，「３Ｄ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．＆  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆ．（ＷＣＮＣ  ２００９），Ｂｕｄａｐｅｓｔ，Ｈｕｎｇａｒｙ，Ａｐｒ．２００９
【非特許文献１６】Ｊ．−Ｗ．Ｃｈｏｉ  ａｎｄ  Ｙ．−Ｈ．Ｌｅｅ，「Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ−Ｒｅｄｕｃｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｓｐａｔｉａｌｌｙ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．Ｅ９０−Ｂ，ｐｐ．２６０９−２６１２，Ｓｅｐｔ．２００７
【非特許文献１７】Ｈ．Ｍｉａｏ  ａｎｄ  Ｍ．Ｊ．Ｊｕｎｔｔｉ，「Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ｗｉｔｈ  Ｓｐａｔｉａｌ  Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．５４，ｐｐ．２００３−２０１６，Ｎｏｖ．２００５
【非特許文献１８】Ｊ．Ｗａｎｇ  ａｎｄ  Ｋ．Ａｒａｋｉ，「Ｐｉｌｏｔ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ａｉｄｅｄ  ＭＡＰ−Ｂａｓｅｄ  ３Ｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｍｕｌｔｉ−Ｕｓｅｒ  ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＩＣＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．Ｅ８９−Ｂ，ｐｐ．８０１−８０８，Ｍａｒ．２００６
【非特許文献１９】Ｗ．Ｃ．Ｊａｋｅｓ，Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｗｉｌｅｙ，ＮＹ，１９７４
【非特許文献２０】Ｆ．Ｓａｎｚｉ  ａｎｄ  Ｊ．Ｓｐｅｉｄｅｌ，「Ａｎ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｔｗｏ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＯＦＤＭ  ｗｉｔｈ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｍｏｂｉｌｅ  ＤＶＢ−Ｔ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，ｖｏｌ．４６，ｐｐ．１２８−１３３，Ｊｕｎｅ  ２０００
【非特許文献２１】ＩＳＴ−４−０２７７５６  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ，「Ｄ１．１．２  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌｓ」，Ｓｅｐｔ．２００７
【非特許文献２２】Ｊ．Ｋ．Ｃａｖｅｒｓ，「Ａｎ  Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｐｉｌｏｔ  Ｓｙｍｂｏｌ  Ａｓｓｉｓｔｅｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  Ｒａｙｌｅｉｇｈ  Ｆａｄｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．ＶＴ−４０，ｐｐ．６８６−６９３，Ｎｏｖ．１９９１
【非特許文献２３】Ｐ．Ｈｏｅｈｅｒ，「ＴＣＭ  ｏｎ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  Ｌａｎｄ−Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．５ｔｈ  Ｔｉｒｒｅｎｉａ  Ｉｎｔ．Ｗｏｒｋｓｈｏｐ  ｏｎ  Ｄｉｇ．Ｃｏｍｍｕｎ．，Ｔｉｒｒｅｎｉａ，Ｉｔａｌｙ，ｐｐ，３１７−３２８，Ｓｅｐｔ．１９９１
【非特許文献２４】Ｇ．Ａｕｅｒ，「３Ｄ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．＆  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆ．（ＷＣＮＣ  ２００９），Ｂｕｄａｐｅｓｔ，Ｈｕｎｇａｒｙ，Ａｐｒ．２００９
【非特許文献２５】Ｙ．Ｌｉ，「Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ−Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  ｉｎ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．，ｖｏｌ．４９，ｐｐ．１２０７−１２１５，Ｊｕｌｙ  ２０００
【非特許文献２６】Ｊ．Ｃｈｏｉ  ａｎｄ  Ｙ．Ｌｅｅ，「Ｏｐｔｉｍｕｍ  Ｐｉｌｏｔ  Ｐａｔｔｅｒｎ  ｆｏｒ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．，ｖｏｌ．４，ｐｐ．２０８３−２０８８，Ｓｅｐｔ．２００５
【非特許文献２７】Ｆ．Ｓａｎｚｉ  ａｎｄ  Ｊ．Ｓｐｅｉｄｅｌ，「Ａｎ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｔｗｏ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＯＦＤＭ  ｗｉｔｈ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｍｏｂｉｌｅ  ＤＶＢ−Ｔ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，ｖｏｌ．４６，ｐｐ．１２８−１３３，Ｊｕｎｅ  ２０００
【非特許文献２８】Ｇ．Ａｕｅｒ，「Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  Ｐｉｌｏｔ−Ｓｙｍｂｏｌ  Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｃｏｎｆ．Ｃｏｍｍｕｎ．（ＩＣＣ  ２００４），Ｐａｒｉｓ，Ｆｒａｎｃｅ，ｐｐ．３２２１−３２２５，Ｊｕｎｅ  ２００４
【非特許文献２９】Ｗ．Ｇ．Ｊｅｏｎ，Ｊ．Ｈ．Ｐａｒｋ，ａｎｄ  Ｙ．Ｓ．Ｃｈｏ，「Ｔｗｏ  Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  ＭＭＳＥ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃ．Ｔｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．２００１−Ｆａｌｌ  （ＶＴＣ‘Ｆ０１），Ａｔｌａｎｔｉｃ  Ｃｉｔｙ，ＵＳＡ，Ｏｃｔ．２００１
【非特許文献３０】Ｇ．Ａｕｅｒ，「Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ｔｒａｎｓｍｉｔ  Ａｎｔｅｎｎａｓ  ｂｙ  Ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ  ｉｎ  Ｔｉｍｅ  ａｎｄ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃ．Ｔｅｃｈｎｏｌ．Ｃｏｎｆ．２００３−Ｆａｌｌ  （ＶＴＣ‘Ｆ０３），Ｏｒｌａｎｄｏ，ＵＳＡ，Ｏｃｔ．２００３
【非特許文献３１】Ｉ．Ｂａｒｈｕｍｉ，Ｇ．Ｌｅｕｓ，ａｎｄ  Ｍ．Ｍｏｏｎｅｎ，「Ｏｐｔｉｍａｌ  ｔｒａｉｎｉｎｇ  ｄｅｓｉｇｎ  ｆｏｒ  ＭＩＭＯ  ＯＦＤＭ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｉｎ  ｍｏｂｉｌｅ  ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌｓ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．５１，ｐｐ．１６１５−１６２４，Ｊｕｎｅ  ２００３
【非特許文献３２】Ｇ．Ａｕｅｒ，「３Ｄ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．＆  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆ．（ＷＣＮＣ  ２００９），Ｂｕｄａｐｅｓｔ，Ｈｕｎｇａｒｙ，Ａｐｒ．２００９
【非特許文献３３】Ｆ．Ｓａｎｚｉ  ａｎｄ  Ｊ．Ｓｐｅｉｄｅｌ，「Ａｎ  Ａｄａｐｔｉｖｅ  Ｔｗｏ−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｏｒ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  ＯＦＤＭ  ｗｉｔｈ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｔｏ  Ｍｏｂｉｌｅ  ＤＶＢ−Ｔ」，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，ｖｏｌ．４６，ｐｐ．１２８−１３３，Ｊｕｎｅ  ２０００
【非特許文献３４】Ｇ．Ａｕｅｒ，「３Ｄ  Ｐｉｌｏｔ  Ａｉｄｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」，ｉｎ  Ｐｒｏｃ．Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎ．＆  Ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ  Ｃｏｎｆ．（ＷＣＮＣ  ２００９），Ｂｕｄａｐｅｓｔ，Ｈｕｎｇａｒｙ，Ａｐｒ．２００９
【非特許文献３５】ＩＳＴ−４−０２７７５６  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ，「Ｄ６．１３．１４  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｃｏｎｃｅｐｔ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ」，Ｄｅｃ．２００７
【非特許文献３６】ＩＳＴ−４−０２７７５６  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ，「Ｄ１．１．２  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌｓ」，Ｓｅｐｔ．２００７
【非特許文献３７】ＩＳＴ−４−０２７７５６  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ，「Ｄ１．１．２  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌｓ」，Ｓｅｐｔ．２００７
【非特許文献３８】ＩＳＴ−４−０２７７５６  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ，「Ｄ１．１．２  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌｓ」，Ｓｅｐｔ．２００７
【非特許文献３９】ＩＳＴ−４−０２７７５６  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ，「Ｄ１．１．２  ＷＩＮＮＥＲ  ＩＩ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｍｏｄｅｌｓ」，Ｓｅｐｔ．２００７
【非特許文献４０】ＥＴＳＩ  ＴＳ  ３６．２１１  Ｖ８．５．０，「３ｒｄ  Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ  Ｐｒｏｊｅｃｔ  （３ＧＰＰ）；Ｅｖｏｌｖｅｄ  Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ  Ｒａｄｉｏ  Ａｃｃｅｓｓ  （Ｅ−ＵＴＲＡ）；Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ  ａｎｄ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  （Ｒｅｌｅａｓｅ  ８）」，ｔｅｃｈ．ｒｅｐ．，Ｄｅｃ．２００８
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
したがって、本発明の目的は、より高いシステム能力を可能にするパイロット支援チャネル推定の改良された概念を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的は、請求項１に記載されたチャネル推定器または請求項１０に記載されたチャネル推定方法によって達成される。
【００１０】
本発明は、複数次元の無線チャネルでは、異なる次元における相関が、異なるチャネル状態で利用可能であるという知見に基づいている。たとえば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭのためのＰＡＣＥは、たとえば、マクロセルから屋内オフィス環境までに亘る多様な配備シナリオにおいて動作させることができる。マクロセルの場合、高い移動速度及び大きいセルサイズが高いドップラー拡散およびチャネル遅延拡散をもたらし得るが、同時に基地局（ＢＳ）アンテナ要素間の空間相関が典型的に引き起こされる。これに対して、屋内環境では、空間相関は低いという傾向があるが、しかし、セルサイズは、移動速度と共に実質的により小さくなる。
【００１１】
実施形態は、それ相応に設計された帯域幅効率のよいマルチシナリオ・パイロット・グリッドにおいて、時間、周波数、および、空間の特定の相関を利用することができる。実施形態では、チャネル推定は、３次元、すなわち、時間、周波数、および／または、空間におけるチャネル推定補間の原理に基づくことができる。
【００１２】
さらに、実施形態は、多数の送信アンテナを備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの主要な問題のうちの１つを軽減できる。すなわち、送信アンテナの個数に伴って増大するパイロットオーバーヘッドの増加は、本発明の実施形態によって削減され得る。実施形態は、２倍以上の量を削減し得るパイロットオーバーヘッド削減を可能にするＭＩＭＯチャネルの空間相関を利用することができる。その上、実施形態は、たとえばロングタームエボリューションアドバンスト（ＬＴＥ−Ａ）システムのような将来の移動通信システムに関して予測されるように、８個の送信アンテナを備えたシナリオを効率的に利用することができる。
【００１３】
本発明の実施形態においては、異なるシナリオでは、異なる相関が無線チャネルの中で現れるという知見に基づいている。いくつかのシナリオでは、低い角速度のために高い空間相関が存在し得る。これらのシナリオは、たとえば、基地局アンテナが屋上に取り付けられている屋外シナリオのように、マクロセルシナリオに対応することができる。他のシナリオでは、たとえば、移動装置が低速度で走行しているときに、高い周波数相関、すなわち、時間方向の相関が生じ得る。さらに別のシナリオでは、たとえば、低い送信電力が利用され、反射体が接近している屋内シナリオにおいて起こる短い電力遅延プロファイルのために、（マルチキャリアシステムの中のサブキャリアに亘って）周波数方向の高い相関が生じ得る。本発明の実施形態は、チャネル推定のための補間戦略を切り替えることによって恩恵を受けることができる。換言すると、実施形態では、チャネル推定は、それぞれのシナリオに適応させることができる。１つのシナリオでは、すべてがパイロット又は基準シンボルの同じグリッドを使用して、補間が周波数ドメインで実行され、別のシナリオでは、補間が時間または空間ドメインで実行され得る。
【００１４】
その上、実施形態は、ある特定の次元における相関が常に確保されるべきであるというようにパイロットグリッドに依存せず、実施形態は、チャネル次元の中のいずれか１つの相関に依存することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１Ａ】チャネル推定器のある実施形態を示した図である。
【図１Ｂ】３次元パイロットグリッドのある実施形態を示した図である。
【図２】ダイヤモンド型の空間−周波数グリッドのある実施形態を示した図である。
【図３】基地局での角度拡散を示した図である。
【図４】異なるシナリオにおける相関特性を示した図である。
【図５】異なるシナリオに対する空間−周波数ドメインにおけるエイリアシング（aliasing）を示した図である。
【図６ａ】１つのサンプルシナリオに対する空間−時間グリッドを示した図である。
【図６ｂ】別のサンプルシナリオに対する空間−時間グリッドを示した図である。
【図７】異なるチャネル推定フィルタおよび異なるシナリオに対するシミュレーション結果を示した図である。
【図８ａ】ダイヤモンド型の空間−時間−周波数グリッドを示した図であり、グリッドが、１リソースブロック当たりに８個のパイロットを備えている図である。
【図８ｂ】１リソースブロック当たりに８個のパイロットを備える分散型の実装形態を示した図である。
【図９ａ】ダイヤモンド型の空間−時間−周波数グリッドを示した図であり、グリッドが、１リソースブロック当たりに１６個のパイロットを備えている図である。
【図９ｂ】１リソースブロック当たりに１６個のパイロットを備えている分散型の実装形態を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の実施形態は、添付図面を用いて詳述される。
【００１７】
図１ａは、無線チャネルを推定する無線チャネル推定器１００の１実施形態を示している。無線チャネルは、少なくとも第１の次元および第２の次元を有し、これら第１の次元および第２の次元は、互いに異なり、周波数次元、時間次元、または、空間次元に対応するものである。無線チャネル推定器１００は、第１の次元で分離され、かつ、第２の次元で分離されている基準シンボル（reference symbol）を受信する受信機１１０を備えるものである。
【００１８】
無線チャネル推定器１００は、分離された基準シンボルのそれぞれの基準無線チャネル推定値を取得するために基準シンボルを処理するプロセッサ１２０をさらに備えている。さらに、無線チャネル推定器１００は、無線チャネルが第１の次元で第２の次元より高い相関を有する第１の無線チャネル状態、または、無線チャネルが第２の次元で第１の次元より高い相関を有する第２の無線チャネル状態を検出する無線チャネル状態検出器１３０を備えている。
【００１９】
さらに、無線チャネル推定器１００は、第１の無線チャネル状態が検出されたときに第１の次元の２つの基準無線チャネル推定値の間を補間し、第２の無線チャネル状態が検出されたときに第２の次元の２つの基準無線チャネル推定値の間を補間することによって、少なくとも２つの基準無線チャネル推定値の間にある無線チャネル推定値を決定する補間器１４０を備えている。
【００２０】
実施形態では、無線チャネル推定器１００を、第３の次元を有する無線チャネルを推定するように構成することができる。第１の次元は、たとえば、移動通信システムにおける基地局で複数の送信アンテナを利用することにより確立される空間次元に対応させることができる。第２の次元は、周波数次元に対応させることができ、すなわち、無線チャネルは、無線チャネルの対応するコヒーレンス帯域幅より広い帯域幅に亘って広がる複数のキャリアを含むことができる。第３の次元は、時間次元に対応させることができ、すなわち、無線チャネルは、多数のタイムスロットを含み、無線チャネルが時間変動性であり得る。
【００２１】
実施形態では、第１の次元の２つの基準シンボルまたはパイロットシンボルが、Ｄｓ個の送信アンテナによって分離され得る。第２の次元の２つの基準シンボルは、Ｄｆ個のサブキャリアによって分離され得る。第３の次元の２つの基準シンボルまたはパイロットシンボルは、Ｄｔ個のタイムスロットによって分離され得る。実施形態は、Ｄｓ，Ｄｆ，Ｄｔ∈Ｎ、および、Ｄｓ，Ｄｆ，Ｄｔ≧１を利用することができる。実施形態では、無線チャネルは、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ無線チャネルに対応させることができる。
【００２２】
ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭを考慮する実施形態では、補間によるチャネル推定の原理は、送信アンテナ要素が空間的に相関関係にある場合、空間ドメインまで拡張可能であり、３次元（３Ｄ）ＰＡＣＥが用いられる（非特許文献１０を参照）。図１ｂは、３次元（３Ｄ）パイロットグリッドを示しており、このパイロットグリッドは、送信アンテナが空間的に相関関係にあるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに適用できるものである。図１ｂは、矩形状の３Ｄパイロットグリッドを示している。図１ｂは、４個の送信アンテナ１５１、１５２、１５３および１５４を示している。４個の送信アンテナのそれぞれに対し、時間−周波数平面１６１、１６２、１６３及び１６４が割り当てられる。パイロットシンボルは、黒っぽい立方体によって表されており、空（白ぬき）の立方体は、サイレンスまたは不連続送信を表している。図１ｂからわかるように、送信アンテナ２及び４において、パイロットシンボルは、考慮されているシナリオにおいて送信されていない。図１ｂの左側で、一覧表は、空の立方体およびパイロット立方体の表現と、ビューグラフの３次元、すなわち、空間、時間および周波数の次元とを示している。
【００２３】
図１ｂに示されたシナリオでは、パイロットは、送信アンテナ１および３の上だけで挿入されている。送信アンテナ２のチャネル推定値は、たとえば、空間相関によって生成される。そうすることによって、パイロットオーバーヘッドは３分の１に削減され得る。図１ｂは、時間、周波数、および、空間におけるパイロット間隔または分離がＤｔ＝５、Ｄｆ＝４、および、Ｄｓ＝２に設定された３次元パイロットグリッドを示している。
【００２４】
３Ｄ  ＰＡＣＥは、パイロットオーバーヘッドが送信アンテナの個数と比例的に増加することを解消するので、パイロットオーバーヘッドを実質的に削減するための効果的な手段として実施形態において利用され得る（非特許文献１１を参照）。
【００２５】
３Ｄ  ＰＡＣＥの欠点は、空間的に相関関係のあるチャネルを厳密に要求することである。送信アンテナが相互に相関関係のないとき、パイロットシンボルは送信アンテナ毎に利用される必要があり、パイロットシンボルによって消費されるリソースは、送信アンテナの個数に比例して増加する（非特許文献１２を参照）。基地局送信機が屋上に取り付けられているＭＩＭＯ−ＯＦＤＭダウンリンクにおいて、送出線の角度は、狭い角度拡散の範囲内に収まるので、送信アンテナが空間的に相関関係があるという仮定は妥当と考えられる。しかしながら、屋内環境では、空間相関は低い傾向にあるので、３Ｄ  ＰＡＣＥは、チャネル推定精度を改善できるだけであり、パイロットオーバーヘッドを削減するために利用できない（非特許文献１３および非特許文献１４を参照）。
【００２６】
本発明の実施形態は、一般的にワイヤレスシステムにおいて観測される、屋外マクロセルと屋内環境との間の逆相関特性を利用することができる。換言すると、無線チャネル状態検出器１３０は、第１のチャネル状態として屋外マクロセルシナリオを検出し、第２のチャネル状態として屋内環境を検出するように構成され得る。特に、マクロセルの場合、周波数および時間における相関は、典型的に、大きいセルサイズと高い移動速度とに起因して著しく低くなるが、空間における相関は、上記の屋上アンテナ配備のために高い傾向がある。屋内オフィス環境の場合、その逆であり、空間相関は減少するが、低い移動性と小さいセルサイズとに起因して、時間および周波数に実質的に高い相関が得られる。３Ｄパイロットグリッドの大きさを適切なものとすることにより、実施形態は、１つの次元、たとえば、時間次元、周波数次元、または、空間次元における高い相関を利用して別の次元における低い相関を補助するため、この逆の屋内−屋外相関特性を活用することができる。このようにすることにより、パイロットオーバーヘッドは、典型的に最悪ケースのチャネル状態から導かれる従来型のパイロット設計と比べて、実質的に削減され得る。
【００２７】
実施形態は、少なくとも第１の次元および第２の次元を有する無線チャネルの無線チャネル推定を可能にする送信機を備えることができる。第１の次元と第２の次元とは、互いに異なるものであり、周波数次元、時間次元、または、空間次元に対応するものである。さらに、無線チャネルは、第１の次元の無線チャネルの相関尺度（correlation measure）が第２の次元の無線チャネルの相関尺度より高い第１の状態と、第２の次元の無線チャネルの相関尺度が第１の次元の無線チャネルの相関尺度より高い第２の状態とを少なくとも有する。換言すると、２つの次元は、たとえば、時間次元および周波数次元に対応し、無線チャネルは、対応してコヒーレンス時間およびコヒーレンス帯域幅を有し、次元のうちの１つが空間次元であるならば、コヒーレンス長をそれぞれ有することができる。
【００２８】
さらに、送信機は、基準シンボルを生成する基準シンボル生成器を備えることができる。基準シンボル生成器は、第１の状態では、２つの基準シンボルが第２の次元の無線チャネルの相関尺度より大きい間隔で第２の次元の中で分離され、第２の状態では、２つの基準シンボルが第１の次元の無線チャネルの相関尺度より大きい間隔で第１の次元の中で分離されるように、基準シンボルを生成する。換言すると、基準シンボルまたはパイロットシンボルは、１つの状態では、２つの基準シンボルがコヒーレンス帯域幅より大きい間隔で周波数ドメインの中で分離されるように、送信機から信号の中に挿入され得る。この状態では、２つの基準シンボルは、コヒーレンス時間より小さい間隔で時間ドメインの中で分離され、時間ドメインまたは次元における補間を可能にする。しかし、第２の状態では、事情は逆であり、すなわち、この場合、時間ドメインの中の２つの基準シンボルは、コヒーレンス時間より大きい間隔で分離されている。周波数ドメインでは、分離はコヒーレンス帯域幅より小さい間隔であり、周波数ドメインまたは次元における補間を可能にする。さらに、第１の状態では、相関は時間ドメインにおいて存在し得るので、潜在能力のあるチャネル推定器は、時間ドメインの中で基準シンボル間の補間を実行することができる。第２の状態では、相関が周波数ドメインの中に存在し、対応するチャネル推定器が周波数ドメインで補間を実行可能である。同様に、ある状態において、相関が空間ドメインに存在することがあり、チャネル推定器は空間ドメインで補間を実行することができる。
【００２９】
実施形態は、相関が無線チャネルのいずれか１つの次元において利用できるときに、パイロットオーバーヘッドまたは基準シンボルオーバーヘッドが著しく削減され得るので、増大または強化されたシステム能力を達成することができる。換言すると、補間処理は、時間次元、周波数次元、または、空間次元の各次元において実行され得る。
【００３０】
図２は、ダイヤモンド型の３Ｄパイロットグリッドを示している。図１ｂの線図に従って、図２は、４つの送信アンテナ２０１、２０２、２０３および２０４を示している。図１ｂに従って、図２は、時間−周波数パイロットグリッドを表現する４つの時間・周波数平面２１１、２１２、２１３および２１４を示している。上記の表現によれば、空の立方体は空の送信スロットを表し、黒っぽい立方体は基準シンボルを表している。この場合も、基準シンボルは、空間ドメインの中でＤｓの間隔をあけられ、時間ドメインの中でＤｔの間隔をあけられ、周波数ドメインの中でＤｆの間隔をあけられていることがわかる。
【００３１】
図２は、ダイヤモンド型の空間−周波数グリッドの実施形態を示している。非特許文献１５において、このようなパイロットグリッドは、３Ｄ  ＰＡＣＥのチャネル推定精度を効果的に改良することが明らかにされている。適応的なシナリオ依存チャネル推定ユニットによって適切に次元化され補完される場合、図２のグリッドは、実施形態が高低逆転相関（ＲＨｉＬｏＣ）ＰＡＣＥを実施することをさらに可能にする。図２のグリッドの場合、周波数および空間のパイロット間隔は、Ｄｆ（１）＝４およびＤｓ（１）＝２、または、代替的に、Ｄｆ（２）＝８およびＤｓ（２）＝１のいずれかの２つの解釈を可能にする。Ｄｓ（１）＝２を含む前者の解釈は、チャネルが送信アンテナの間の空間における補間によって推定可能であることを意味するので、すべての送信アンテナに対する信頼性の高い推定が周波数相関を利用する必要なしに実施可能である。
【００３２】
次に、周波数方向での補間は、所定のアンテナ要素に対し周波数間隔がＤｆ（２）＝８であるとしても、周波数間隔Ｄｆ（１）＝４を用いて可能である。このことは、空間相関が周波数補間を実現しやすくするために利用されることを事実上表している。後者の解釈は逆を可能にする。すなわち、高い周波数相関がＤｆ（２）＝８を用いる周波数補間によってチャネル推定を行うので、空間補間は完全な空間・周波数チャネル応答を取得するために必要でない。明らかに、Ｄｆ（１），Ｄｆ（１）＜Ｄｆ（２）およびＤｓ（１），Ｄｓ（１）＞Ｄｓ（２）を用いる前者の補間は、空間相関が高いという傾向があるが、周波数相関が低いというマクロセルシナリオに対して適用可能である。同様に、Ｄｆ（２）およびＤｓ（２）を用いる後者の補間は、逆転したチャネル相関を受ける屋内環境に適用できる。Ｄｆ（１）およびＤｓ（１）を用いる屋外環境と、Ｄｆ（２）およびＤｓ（２）を用いる屋内環境との間を切り替える適応可能なチャネル推定ユニットと組み合わされたとき、パイロットオーバーヘッドは、実施形態では、おおよそ因子Ｄｓ（１）分削減される。
【００３３】
本発明の実施形態の利点を実証するため、システムおよびチャネルモデルが以下の通り導入される。Ｎｃ個のサブキャリアと、１フレーム当たりにＬ個のＯＦＤＭシンボルを備えたＯＦＤＭシステムが考慮される。ＯＦＤＭシンボルｌにおけるサブキャリアｎの送信信号ベクトルは、ＮＴ個の要素を備えたアンテナアレイによって放射され、
【数１】
2010226723.tif 000003
によって表される。総送信電力は、
【数２】
2010226723.tif 000004
に設定される。ＯＦＤＭ変調は、Ｎｃ点の逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ、ＤＦＴ＝離散フーリエ変換）と、その後に続くＮＣＰ個のサンプルの巡回プレフィックス（ＣＰ）の挿入とによって実行される。時間および周波数における完全な直交性を仮定すると、シンボル（ｎ，ｌ）の受信信号は
【数３】
2010226723.tif 000005
によって与えられ、式中、ｚｎ，ｌは、平均が零、分散がＮ０である加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）を表している。受信信号（ｌ）は、単一の受信アンテナを装備した移動受信機に当てはまり、複数の受信アンテナへの拡張は、非特許文献１６、非特許文献１７、および非特許文献１８で扱われている。相関のない受信アンテナを備えたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの場合、受信アンテナ毎のチャネル推定が独立に行われ、上記（１）がそのまま適用される。受信アンテナが相関しているとき、チャネル推定の精度は、受信アンテナ間において受信されたパイロットを空間平滑化（spatial smoothing）することによって改善され得る。
【００３４】
ベクトル表記では、ＯＦＤＭシンボルｌの信号は、
【数４】
2010226723.tif 000006
として都合よく表現することが可能である。
【００３５】
次元Ｎｃ×ＮＴＮｃの２Ｄ送信信号行列は、周波数および空間の中の送信シンボルで構成され、
【数５】
2010226723.tif 000007
によって表される。同様に、ＣＴＦ（チャネル伝達関数）を記述する次元ＮＴＮｃ×ｌの２Ｄ行列は、
【数６】
2010226723.tif 000008
によって与えられる。最終的に、Ｎｃ×ｌ次元の雑音ベクトルは、
【数７】
2010226723.tif 000009
で構成される。
【００３６】
１フレームの受信信号は、Ｌ個のＯＦＤＭシンボル、
【数８】
2010226723.tif 000010
で構成され、これは、
【数９】
2010226723.tif 000011
の形であり、但し、
【数１０】
2010226723.tif 000012
および
【数１１】
2010226723.tif 000013
である。
【００３７】
以下では、チャネルモデルが導入される。ＮＴ×ｌ次元のベクトル
【数１２】
2010226723.tif 000014
は、チャネル伝達関数（ＣＴＦ）を明らかにする。
【数１３】
2010226723.tif 000015
のμ番目の列は、送信アンテナμと受信機との間のＣＴＦを記述し、
【数１４】
2010226723.tif 000016
によって表され、式中、Ｔ＝ＮＤＦＴＴｓｐｌであり、Ｔｓｐｌはサンプル期間を表している。さらに、ｄは、アンテナ要素間隔を表し、λはキャリア波長である。正規化された平均チャネル利得
【数１５】
2010226723.tif 000017
が仮定される。チャネルタップｑの複素値タップ重みｃｑ、ｌは、１≦ｑ≦Ｑとして、送出角度（ＡｏＤ）φｑで基地局から離れ、タップ遅延τｑで移動受信機に到達する。ドップラー効果によって引き起こされた移動速度による時間変動は、時間にｃｑ，ｌの変動をもたらし（ＯＦＤＭシンボルインデックスｌ）、一方、マルチパス伝搬に起因する遅延τｑは周波数に変動を課す（サブキャリアインデックスｎ）。ＣＴＦ（４）への空間的寄与は、アンテナ間隔ｄをもつ均一線形アレイ（ＵＬＡ）のためのアレイ応答となり、アンテナ要素μのアレイ応答は、
【数１６】
2010226723.tif 000018
の形をしている。
【００３８】
以下では、無線チャネルの相関特性が解明される。２次統計量が、時間、周波数、および、空間の３つの独立した相関関数で構成された３次元（３Ｄ）相関関数
【数１７】
2010226723.tif 000019
によって決定される。ドップラー効果によって引き起こされた時間変動の統計量は、時間における相関関数
【数１８】
2010226723.tif 000020
によって記述される（非特許文献１９を参照）。式中、ｆＤ，ｍａｘは最大ドップラー周波数であり、Ｊ０（・）は第１種零次ベッセル関数を表す。周波数における相関関数は、マルチパス伝搬に起因するチャネル歪みを記述し、チャネルモデル（５）に対して、
【数１９】
2010226723.tif 000021
の形であり、式中、
【数２０】
2010226723.tif 000022
である。
【００３９】
考慮しているチャネルモデル（５）に対し、アンテナμと、
【数２１】
2010226723.tif 000023
との間の空間相関は、
【数２２】
2010226723.tif 000024
となる。
【００４０】
基地局が屋上に取り付けられている場合、ＡｏＤ  φｑは、典型的に、所定の角度拡散θの範囲内で平均ＡｏＤ  φの周りに分布するので、φｑ∈［φ−θ，φ＋θ］，∀ｑであり、図３に示されているように、送信アンテナ間の空間相関となる。
【００４１】
図３は、平均φの周りにθの角度拡散で分布している基地局における送出角度（ＡｏＤ）に関して空間チャネルモデルを示している。アンテナ要素間の間隔ｄが仮定されている。図３は、基地局に配備されていると仮定された４個のアンテナ要素３０１、３０２、３０３および３０４を示している。基地局と潜在的な移動局との間の無線チャネルは、異なる方向に沿って走り、たとえば、異なる反射体、散乱体などによって生じた複数のパスで構成され、光線（ray）としてモデル化することができる。図３において、これらのパスのうちのいくつかは、３１１、３１２、３１３などのように例示されている。図３は、送出角度が角度φの主方向の周りにθの角度拡散で分布することを示している。
【００４２】
【数２３】
2010226723.tif 000025
および
【数２４】
2010226723.tif 000026
の両方が、厳密に帯域制限されていることが一般に認められる（非特許文献２０を参照）。すなわち、電力遅延プロファイルによって記述された
【数２５】
2010226723.tif 000027
の逆フーリエ変換は、本質的に範囲［０，τｍａｘ］において非零であり、ここで、τｍａｘは最大チャネル遅延である。同様に、移動速度に起因する時間変動を記述する
【数２６】
2010226723.tif 000028
のフーリエ変換は、［−ｆＤ，ｍａｘ，ｆＤ，ｍａｘ］の範囲内で非零であるドップラー電力スペクトルによって与えられ、ここで、｜ｆＤ，ｍａｘ｜は、最大ドップラー周波数に対応するものである。アンテナが屋根の上に取り付けられているとき、類似した特性が空間相関についても観測される（非特許文献２１を参照）。タップ遅延τｑに関連した伝搬パスは、図３に示されているように、平均ＡｏＤ  φの周りに角度拡散θでクラスター化される。これに対して、基地局が屋根より下または屋内に位置しているとき、空間相関は低下する傾向にある。
【００４３】
屋外マクロセル配備（シナリオ１）において、最大チャネル遅延τｍａｘ（１）およびドップラー周波数ｆＤ，ｍａｘ（１）は、τｍａｘ（２）およびｆＤ，ｍａｘ（１）を用いる屋内ホットスポット配備（シナリオ２）の場合より実質的に高くなることが予想される。逆のことがＡｏＤ分布の場合に真であり、シナリオ１はシナリオ２よりかなり小さい角度拡散を示す可能性があるので、θ（１）＜＜θ（２）≦２πである。このことは、チャネル遅延τｑ、ドップラー周波数ｆＤ、および、ＡｏＤ  φの領域をマークするシナリオ１および２に関連した２つのボックスによって図４に示され、ここで、チャネル応答（４）は、対応する相関（６）と共に本質的に非零である。
【００４４】
図４は、屋外マクロセルシナリオに対応するシナリオ１を上側に、屋内ホットスポットシナリオに対応するシナリオ２を下側に示している。図４は、周波数ドメインにおけるドップラー拡散と、時間ドメインにおける電力遅延拡散と、空間ドメインにおける放射角度拡散に関する相関尺度を示している。第１のシナリオでは、送出角度φの周りの拡散θ（１）はかなり低く、一方、周波数ドメインにおけるドップラー拡散ｆＤ，ｍａｘ（１）および時間ドメインにおける遅延拡散τｍａｘ（１）はかなり高い、ということがわかる。シナリオ２では、空間ドメインにおける角度拡散θ（２）がかなり高く、周波数ドメインにおけるドップラー拡散ｆＤ，ｍａｘ（２）および時間ドメインにおける遅延拡散τｍａｘ（２）はかなり低い、ということがわかる。このことは、最大ドップラー周波数ｆＤ，ｍａｘ（１），ｆＤ，ｍａｘ（２）と、最大遅延τｍａｘ（１），τｍａｘ（２）と、角度拡散θ（１），θ（２）のような最大拡散に関して与えられた、明示的な座標の個数によっても同様に指定されている。
【００４５】
要約すると、図４は、屋外マクロセル（シナリオ１）および屋内ホットスポット（シナリオ２）に対するチャネルの相関特性を描いている。屋外マクロセルの場合、高いドップラー及びチャネル遅延、すなわち、ｆＤ，ｍａｘ（１）およびτｍａｘ（１）が、低い角度拡散θ（１）と一緒に観察される。
これに対して、屋内ホットスポットの場合、著しく低いドップラーおよびチャネル遅延、すなわち、ｆＤ，ｍａｘ（２）＜＜ｆＤ，ｍａｘ（１）およびτｍａｘ（２）＜＜τｍａｘ（１）と、かなり高い角度拡散θ（２）＞＞θ（１）が観察される。
【００４６】
パイロット支援チャネル推定（ＰＡＣＥ：Pilot aided channel estimation）は、雑音を含むチャネル応答をサンプリングし、補間を用いてシーケンス全体のチャネル推定を保持する（非特許文献２２参照）。従来型の２Ｄ  ＰＡＣＥの場合、既知の基準シンボル（パイロット）が、時間に関してＤｔの等距離パイロット間隔で挿入され、周波数に関してＤｆの等距離パイロット間隔で挿入される（非特許文献２３を参照）。補間を用いてチャネル推定の原理を空間ドメインまで拡張することにより、３次元（３Ｄ）ＰＡＣＥは、時間、周波数および空間における補間によってチャネル推定値を生成する。空間相関は、パイロットがＤｓの空間の中で等距離パイロット間隔を用いる送信アンテナの選択された部分集合に関して挿入されるように利用される（非特許文献２４を参照）。
【００４７】
そうすることによって、チャネル応答は、時間のレートＤｔＴｓｙｍ、周波数のレートＤｆ／Ｔ、及び、空間のレートＤｓ（ｄ／λ）を使って３次元の中でサンプリングされる。３Ｄ−ＰＡＣＥの１つの重大な欠点は、空間相関が常にＤｓ＞１をサポートするとは限らないことである。
【００４８】
目標は、最小オーバーヘッドで１つのパイロットグリッドによって、集合Ｓの中にキャストされた異なる配備シナリオをサポートすることである。この目標を達成する１つの可能性としては、空間−周波数平面内のパイロットがダイヤモンド型パターンに配置されている図２に示されたパイロットグリッドを用いることである。以下では、このグリッドが、考慮されている屋外マクロセル（シナリオ１）と屋内ホットスポット配備（シナリオ２）とに適用される｜Ｓ｜＝２のためのチャネル推定を実現し易いことが明らかにされる。パイロット支援チャネル推定（ＰＡＣＥ）の場合、既知の基準シンボル（パイロット）は、チャネル応答をサンプリングする。スペクトルドメインにおいて、サンプリングは、チャネル応答のスペクトルが規則的な間隔で複製されるようなエイリアシングによって観察される。このことは、図５において、ボックスがチャネル応答のスペクトル成分が本質的に非零である領域をマークして示されている。チャネル応答（４）のスペクトル成分は、図４に示されているように厳密に帯域制限されるので、チャネル応答のスペクトル成分が重なり合わないならば、チャネル応答は補間を用いて維持することが可能である。明らかに、図２によるパイロットの適切な配置は、スペクトルの重なり合いがシナリオ１とシナリオ２の両方の場合に観察されないことを表している。
【００４９】
図５は、図２を用いて説明されているようなダイヤモンド型の空間−周波数グリッドのスペクトルドメインを示している。レートＤｆ／ＴおよびＤｓ（ｄ／λ）による空間−周波数平面のサンプリングに起因して、エイリアシングが観察される。屋外マクロセルと屋内ホットスポットの両方に関して、エイリアシングが元のスペクトルと重なり合わないことがさらに観察される。実施形態は、それぞれの配備シナリオに一致し、その上、チャネル応答が補間を用いて維持されることを可能にするように、チャネル推定を選択することができる。図５は、マクロセルシナリオのための空間−周波数平面が左側に、屋内ホットスポットシナリオのための空間−周波数平面が右側にある２つの空間−周波数平面を示している。左側でわかるように、相関は周波数ドメインの中でかなり高く、空間ドメインの中で低く、一方、右側の屋内ホットスポットシナリオでは、状況は逆である。実施形態は、マクロセルシナリオの場合に空間ドメインの中で補間を実行し、屋内ホットスポットシナリオの場合に対応して周波数ドメインの中で補間を実行することができる。図５は、類似したパイロットグリッドがチャネル推定器の中で補間ドメインを切り替えることにより両方のシナリオに対して使用できるという実施形態の有利性を示している。
【００５０】
ダイヤモンド型のパイロットグリッドは、単に図２において空間軸と周波数軸とを交換することによって、空間−時間平面の場合にも構築することが可能である。図６ａおよび６ｂは、ＮＴ＝８の送信アンテナの場合に、高低逆転相関（ＲＨｉＬｏＣ）ＰＡＣＥ空間−時間パイロットグリッドを実行する実施形態を示している。上記説明によれば、チャネル状態に依存して、パイロット間隔に基づく異なる組み合わせ、又は、補間が可能である。簡略化の目的のためだけに、周波数方向のパイロットまたは基準シンボルは、図６ａおよび６ｂにおいて省略されている。
【００５１】
図６ａは、Ｄｓ＝２を用いる空間−時間グリッドを示している。Ｄｓ（１）＝Ｄｓ＝２によって指定される屋外マクロセルにおいて、Ｄｔ（１）＝Ｄｔ＝４が選ばれる。屋内ホットスポットシナリオの場合、空間補間は実施可能でなく、Ｄｓ（２）＝１およびＤｔ（２）＝８が選ばれる。
【００５２】
図６ｂは、Ｄｓ＝４を用いる別の空間−時間グリッドを示している。この空間−時間グリッドは、たとえば、高い空間相関が低い時間相関と共に観察される幹線道路シナリオに対応しているので、Ｄｓ＝４およびＤｔ＝４である。速度が典型的により低い都市シナリオでは、間隔Ｄｓ（１）＝２およびＤｔ（１）＝Ｄｔ（Ｄｓ／Ｄｓ（１））＝８が好ましい。屋内ホットスポットシナリオの場合、Ｄｓ（２）＝１およびＤｔ（２）＝１６が選ばれる。
【００５３】
空間−時間−周波数グリッドの一般的な場合、時間のパイロット間隔Ｄｔおよび周波数のパイロット間隔Ｄｆは、空間のパイロット間隔Ｄｓと交換することが可能である。配備シナリオＳの集合をサポートするパイロット間隔は以下の関係式
ＤｓＤｆＤｔ＝Ｄｓ（ｓ）Ｄｆ（ｓ）Ｄｔ（ｓ），ｓ∈Ｓ        （１０）
を充足することができる。
【００５４】
規則的な３Ｄグリッドは、非特許文献２５によって一意に記述することが可能である。
【数２７】
2010226723.tif 000029
式中、
【数２８】
2010226723.tif 000030
は、パイロットインデックスであり、一般的な慣例の通り、パイロットシンボルを記述する変数は、以下では、〜を使ってマークされる。さらに、
【数２９】
2010226723.tif 000031
は［０，０，０］Ｔに関する第１のパイロットのシフトを説明している。パイロットだけを含む送信信号のシーケンスは、
【数３０】
2010226723.tif 000032
によって表され、μ、ｎおよびｌは、式（１１）によって与えられる。一般に、
【数３１】
2010226723.tif 000033
の非零非対角要素は、非矩形状パイロットグリッドを組み立て、式（１１）においてｄｆｔ≠０および／またはδｆｔ≠０を設定すると、インデックスｎおよびｌの上でシフトされた時間−周波数グリッド、たとえば、ダイヤモンド型のグリッドが得られ（非特許文献２６を参照）、または、ＤＶＢ−Ｔグリッドが得られる（非特許文献２７を参照）。
【００５５】
パラメータｄｓｆ，δｓｆおよびｄｓｔ，δｓｔは、それぞれ、空間−周波数次元および空間−時間次元に沿ってパイロットをシフトする。図１は、パラメータＤｔ＝５、Ｄｆ＝４、Ｄｓ＝２およびｄｓｆ＝１を用いる３Ｄパイロットグリッドをプロットし、一方、他のすべての非対角要素は零に設定されている。他のすべてのパラメータが、図１に従う状態であり、δｓｆ＝１を設定すると、図２に示されているように、ダイヤモンド型の空間−周波数グリッドが得られる。
【００５６】
すべてのＮＴ個の送信アンテナのチャネル推定値を取得するため、異なる送信アンテナに属しているパイロットは、時間および／または周波数において直交分離される。直交分離を実現する１つのやり方は、式（１１）において、ｄｓｔ  ｍｏｄ  Ｄｆ≠０またはｄｓｔ  ｍｏｄ  Ｄｔ≠０のいずれかの条件を課すことである。図１および図２では、異なるアンテナ要素からのパイロットは、ｄｓｆ＝１およびｄｓｔ＝０を設定することにより周波数において分離されている。これは、雑音による悪影響を受けた式（３）の中の３Ｄ  ＣＴＦ
【数３２】
2010226723.tif 000034
のサブサンプルバージョンであって、異なる送信アンテナに属しているパイロット間の干渉を回避するサブサンプルバージョンを提供する。パイロットを直交分離するために他の可能性が存在するが、他の可能性はより高い複雑性および／または少なくとも同じパイロットオーバーヘッドをもたらすことに留意されたい（非特許文献２８を参照）。
【００５７】
それにもかかわらず、提案された３Ｄ  ＰＡＣＥは、２次元から３次元へ拡張することにより（非特許文献２９および非特許文献３０を参照）、位相シフトされたパイロットシーケンスのような他のスキームに一般化することも可能である（非特許文献３１を参照）。
【００５８】
必ずしも利用可能なすべてのパイロットがチャネル推定のために利用されるのではない。むしろ、ある特定のサブキャリアでのＣＴＦの推定は、時間におけるパイロットの部分集合Ｍｔ、周波数におけるパイロットの部分集合Ｍｆ、および、空間におけるパイロットの部分集合Ｍｓに限定され得る。Ｍ＝ＭｔＭｆＭｓを用いる、次元Ｍ×１の受信パイロットシーケンス
【数３３】
2010226723.tif 000035
は、雑音による悪影響を受けた式（４）の中の３Ｄ  ＣＦＴ
【数３４】
2010226723.tif 000036
のサブサンプルバージョンである。
【００５９】
【数３５】
2010226723.tif 000037
によって表される式（３）の中の３Ｄ  ＣＦＴ
【数３６】
2010226723.tif 000038
の推定値は、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）に基づく３Ｄ補間を用いて取得される。ウィーナー補間フィルタ（ＷＩＦ：Wiener interpolation filter）は、Ｍ＝ＭｔＭｆＭｓタップを用いて、ＦＩＲフィルタＷｎによって実施される。サブキャリアｎ、ＯＦＤＭシンボルｌ、および、送信アンテナμに対するＣＴＦ推定値は、
【数３７】
2010226723.tif 000039
によって与えられ、式中、ベクトル
【数３８】
2010226723.tif 000040
は、推定されるべきシンボルを表す。ＷＩＦ
【数３９】
2010226723.tif 000041
は、受信パイロットシーケンス
【数４０】
2010226723.tif 000042
を仮定して、所望の応答
【数４１】
2010226723.tif 000043
と、フィルタ出力
【数４２】
2010226723.tif 000044
との間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）を最小化する。３Ｄ自己相関項
【数４３】
2010226723.tif 000045
および３Ｄ相互相関項
【数４４】
2010226723.tif 000046
は、非特許文献３２により特定される。
【００６０】
ＷＩＦは、考慮されている配備シナリオを含む長期チャネル状態に整合している。配備シナリオｓ∈Ｓのための適切な３Ｄパイロットグリッドを組み立てるため、対応するパイロット間隔が、サンプリング定理を充足すべきである（非特許文献３３および非特許文献３４を参照）。
【数４５】
2010226723.tif 000047
【００６１】
実施形態では、パイロットグリッド（１１）は、すべての配備ｓ∈Ｓに対し、式（１０）が成り立ち、かつ、パイロット間隔Ｄｆ（ｓ），Ｄｔ（ｓ）およびＤｓ（ｓ）がサンプリング定理（１３）を充足するように組み立てることが可能である。
【００６２】
実施形態では、プロセッサ１２０は、ウィーナーフィルタ（Wiener filter）または不整合ウィーナーフィルタ（mismatched Wiener filter）を備えることができる。モデル不整合を伴うウィーナー補間フィルタ（ＷＩＦ）は、フィルタ係数Ｒ´を生成すると仮定される相関関数が、式（６）における実際の相関Ｒと異なるという事実によって特徴付けられる。不整合ＷＩＦの有利性は、フィルタ係数が、対応する配備シナリオｓ∈Ｓの最悪ケースの伝搬条件の事前知識に基づいてオフラインで計算できることである。最大チャネル遅延τｗ（ｓ）≧τｍａｘ（ｓ）、最大ドップラーｆＤ，ｗ（ｓ）≧ｆＤ，ｍａｘ（ｓ）および角度拡散θｗ（ｓ）≧θ（ｓ）に対するこれらの最悪ケースの条件によって、式（１３）における真の値が置き換えられる。フィルタ係数を生成するために、平均ＡｏＤ  φｗは、平均ＳＮＲと共に推定される必要がある。
【００６３】
配備シナリオｓ∈Ｓの１×Ｍ次元の３Ｄ推定量ｗ（ｓ）のＭＳＥは、一般的な式
【数４６】
2010226723.tif 000048
で表現可能であり、但し、
【数４７】
2010226723.tif 000049
である。Ｍ次元ベクトル
【数４８】
2010226723.tif 000050
は、
【数４９】
2010226723.tif 000051
を推定するため使用される時間、周波数、および、空間における受信パイロットを含む。自己相関行列
【数５０】
2010226723.tif 000052
および相互相関行列
【数５１】
2010226723.tif 000053
は、上記の通り定義される。
【００６４】
ＮＴ＝８個の送信アンテナを備えるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、ウィーナー仕様書に基づいて考慮される（非特許文献３５を参照）。１フレームは、Ｌ＝１２個のＯＦＤＭシンボルからなり、各ＯＦＤＭシンボルは、Ｎｃ＝１０２４個のサブキャリアで構成される。期間ＴＣＰ＝１２８・Ｔｓｐｌの巡回プレフィックスが利用される。この信号帯域幅は、４０ＭＨｚであり、Ｔｓｐｌ＝２５ｎｓのサンプリング期間になる。これは、Ｔｓｙｍ＝３５．９７μｓのＯＦＤＭシンボル期間を生じ、そのうちの巡回プレフィックスは、ＴＣＰ＝３．２μｓである。
【００６５】
時間、周波数、および、空間におけるパイロット間隔について、Ｄｔ＝１０、Ｄｆ＝４およびＤｓ＝２が選ばれる。さらに、ｌ０＝１、ｎ０＝１およびｓ０＝１が設定される。異なる送信アンテナのパイロットの間の直交性は、式（１１）においてｄｓｆ＝１およびｄｓｔ＝０を設定することによって維持される。最終的に、図２に示されているように、δｓｆ＝１を用いるダイヤモンド型の空間−周波数グリッドが使用される。
【００６６】
屋外マクロセルシナリオ１に対し、ＷＩＮＮＥＲプロジェクトの内部で、最大５０ｋｍ／ｈまでの移動速度をもつ典型的な都市チャネルモデル（非特許文献３６におけるモデルＣ２）が指定されている。５ＧＨｚのキャリア周波数で、これは正規化された最大ドップラー周波数ｆＤ，ｍａｘＴｓｙｍ≦０．００６７になる。考慮されたチャネルモデルＣ２は、３５°の角度拡散を有する（非特許文献３７を参照）。よって、Ｄｓ＝２を用いる空間補間が実施可能である。
【００６７】
屋内ホットスポットシナリオ２に対して、２００°を超える角度拡散をもち（非特許文献３９を参照）、送信機と受信機との間に直接照準がない（ＮＬＯＳ）屋内オフィス環境が選ばれている（非特許文献３８におけるモデルＡ１−ＮＬＯＳ）。したがって、空間補間は、明らかに不可能であり、パイロット間隔Ｄｔ（２）＝１０、Ｄｆ（２）＝８およびＤｓ（２）＝１が適用される。両方のシナリオに対し、同じパイロットグリッドが使用されることに留意されたい。
【００６８】
チャネル推定ユニットは、時間、周波数、および、空間のフィルタ係数がＭｔ＝２、Ｍｆ＝８およびＭｓ＝４であるＷＩＦによって実施される。フィルタ係数を生成するため、自己相関行列および相互相関行列の形式で２次統計量の知識が利用可能であると仮定される。
【００６９】
換言すると、プロセッサ１２０は、基準無線チャネル推定値を取得するために基準シンボルを処理するウィーナーフィルタまたは不整合ウィーナーフィルタを備えることができる。さらに、無線チャネル状態検出器１３０は、ドップラー拡散、角度拡散、または、遅延拡散を検出することにより第１または第２の無線チャネル状態を検出するように構成され得る。補間器１４０は、３次元のすべてにおいて補間するように構成され得る。換言すると、補間器１４０は、チャネル状態とは無関係に３次元のうちの２つで補間するように構成され得る。一般に、補間器１４０は、十分な相関がチャネル状態に対して検出されたこれらの次元のすべてにおいて補間するように構成され得る。実施形態では、無線チャネル状態検出器１３０は、基準シンボルまたは基準無線チャネル推定値に基づいて第１または第２の無線チャネル状態を検出するように構成され得る。
【００７０】
図７は、ＮＴ＝８個の送信アンテナを用いる３Ｄ  ＰＡＣＥに対し、平均二乗誤差（ＭＳＥ）と信号対雑音比γ（ＳＮＲ＝信号対雑音比）とに関するシミュレーション結果を示している。結果は、それぞれ実線および破線で描かれている整合ＷＩＦおよび不整合ＷＩＦ（ＷＩＦ＝ウィーナーフィルタ）に対してさらに示されている。図７は、シナリオ１および２に対するＲＨｉＬｏＣ３Ｄ−ＰＡＣＥの結果を示している。ＲＨｉＬｏＣパイロットグリッドの実施形態は、両方のシナリオを効果的にサポートすることがわかる。このことは、整合推定器および不整合推定器、すなわち、プロセッサ１２０の両方についてそれぞれ真である。
【００７１】
以下では、ＬＴＥ移動通信システムによってサポートすることができる実施形態が説明される。図８ａおよび８ｂは、１リソースブロック当たりに８個のパイロットシンボルを用いて、ＮＴ＝８個の送信アンテナのためのＣＱＩ−ＲＳ（ＣＱＩ−ＲＳ＝チャネル品質情報基準シンボル）をサポートするＬＴＥパイロットグリッド（ＬＴＥ仕様の内部におけるグリッドＡとも呼ばれる）を示している。図９ａおよび９ｂは、１リソースブロック当たりに１６個のパイロットを用いる類似したパイロットグリッド（ＬＴＥ仕様の内部におけるグリッドＢとも呼ばれる）を示している。図８ａ、８ｂ、９ａおよび９ｂにおいて、時間−周波数平面が表され、周波数軸に沿って、サブキャリアｎが表され、時間軸に沿って、タイムスロットの数が指定されている図が使用されている。さらに、各図は、８個の送信アンテナにおけるパイロットシンボルを表しており、各パイロットシンボルは、それぞれのパイロットグリッドの内部の色と共に番号によって指定されている。
【００７２】
図８ａは、１リソースブロック当たりに８個のパイロットシンボルを用いるダイヤモンド型の空間−時間−周波数グリッドを示している。図８ｂは、１リソースブロック当たりに８個のパイロットシンボルを用いるＬＴＥパイロットパターンに適合する分散型の実装形態を示している。
【００７３】
図９ａは、１リソースブロック当たりに１６個のパイロットシンボルを用いるダイヤモンド型の空間−時間−周波数グリッドを示している。図９ｂは、１リソースブロック当たりに１６個のパイロットシンボルを用いるＬＴＥパイロットパターンに適合する分散型の実装形態を示している。
【００７４】
ＲＨｉＬｏＣパイロットグリッドの実施形態は、ＮＴ＝８個の送信アンテナを備えたＬＴＥ−アドバンストのための共通の基準シンボル（ＲＳ）をサポートするために適用され得る。これらの共通ＲＳは、受信機にチャネル品質情報（ＣＱＩ）を供給する必要があり、したがって、ＣＱＩ−ＲＳと呼ばれる。さらに、専用ＲＳが空間プリコーディングを含む受信信号を復調するために利用され得る。したがって、ＮＴ＝８に対するパイロットオーバーヘッドは、主要な課題となる。それにもかかわらず、パイロットグリッドは、満足できる性能のためにサンプリング定理（１３）を充足する必要がある。最悪ケースのチャネル状態および許容可能なパイロットオーバーヘッドの上限に依存して、１リソースブロック（ＲＢ）当たりに８個および１６個のパイロットを用いる２つのグリッドが図８および９に示されている。
【００７５】
従来のパイロット設計は、実施形態によってチャネル状態に整合するように適応的に修正され得るか、または、最悪ケースのチャネル状態を満たすように次元化され得る。本発明は、これに反して、空間相関と時間−周波数相関との間における逆の傾向を認めるものである。既存の解決策と比べて、実質的に削減されたパイロットオーバーヘッドを実現することができる。
【００７６】
１つのパイロットグリッドが、屋内環境から屋外マイクロセルまで変化する広範囲の潜在的な配備シナリオのために適切である。観察される配備シナリオに向けて調整されるべき唯一のものは、チャネル推定ユニットである。
【００７７】
実施形態は、従来のパイロットグリッドと比べてパイロットを原因とするオーバーヘッドの削減が実現されるという利益がある。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの場合、ＲＨｉＬｏＣ−ＰＡＣＥの実施形態は、パイロットオーバーヘッドを著しく削減することができる。特に、大規模マクロセルと一緒になった屋内ホットスポットのような強烈な逆相関特性を伴う配備シナリオにおいては、実施形態は、パイロットオーバーヘッドを削減する強大なポテンシャルがある。実施形態は、様々な配備シナリオに適合する１つのパイロットグリッドが使用され得るという更なる利益がある。ＲＨｉＬｏＣ−ＰＡＣＥの実施形態は、異なる配置シナリオをサポートできる。１つのパイロットグリッドが、実施形態において屋外マイクロセルと共にホットスポット屋内配備をサポートすることができる。
【００７８】
さらに、実施形態は、既存システムへの下位互換性が実現され得るという利益がある。実施形態は、３ＧＰＰ  ＬＴＥ−アドバンストに適用でき、ＬＴＥ（ロング・ターム・エボリューション）との下位互換性が最も重要である（非特許文献４０を参照）。ＲＨｉＬｏＣ−ＰＡＣＥの実施形態は、元のＬＴＥパイロットグリッドが保持されるように設計することが可能であり、特定のアンテナポートへのパイロットシンボルのマッピングだけが修正される。したがって、ＬＴＥ端末およびＬＴＥ−アドバンスト端末が別々の副帯域に分類される場合、下位互換性が維持される。ＬＴＥ端末およびＬＴＥ−アドバンスト端末が同じ周波数帯域を共有する場合、ＬＴＥ端末のチャネル推定ユニットは修正される必要がある。
【００７９】
ある特定の実施要件に依存して、本発明の方法は、ハードウェアまたはソフトウェアで実施することができる。実装は、デジタル記録媒体、特に、フラッシュメモリ、ディスク、ＤＶＤまたはＣＤを使用して実行することができ、そのデジタル記録媒体には、電子的に読み取り可能な制御信号が記憶されており、そのデジタル記録媒体は、本発明の方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働する。したがって、一般に、本発明は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されるときに、本発明の方法を実行するために作動されるプログラムコードが機械読み取り可能なキャリアに記憶されているコンピュータプログラム製品である。したがって、換言すると、本発明の方法は、コンピュータプログラムがコンピュータまたはプロセッサで実行されるときに、本発明の方法のうちの少なくとも１つを実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。
【図１Ａ】
2010226723.tif 000054
【図１Ｂ】
2010226723.tif 000055
【図２】
2010226723.tif 000056
【図３】
2010226723.tif 000057
【図４】
2010226723.tif 000058
【図５】
2010226723.tif 000059
【図６ａ】
2010226723.tif 000060
【図６ｂ】
2010226723.tif 000061
【図７】
2010226723.tif 000062
【図８ａ】
2010226723.tif 000063
【図８ｂ】
2010226723.tif 000064
【図９ａ】
2010226723.tif 000065
【図９ｂ】
2010226723.tif 000066
【外国語明細書】
2010226723.tif 000067
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