(57)【要約】【課題】  従来例に比較して簡単な構成を有し、改善された周波数特性及び時間特性を有する、帯域拡張されたオーディオ信号を発生することがオーディオ信号帯域拡張装置及び方法を提供する。【解決手段】  帯域通過フィルタ２００は、入力信号Ｘの帯域のうちの一部の部分帯域を帯域通過ろ波し、レベル相関型白色雑音発生回路３００は、入力信号Ｘのレベルに従って変化しレベル相関する白色雑音信号を発生する。信号処理回路４００は、入力される白色雑音信号に対して、所定の帯域通過ろ波処理、エコー付加処理及びレベル調整処理を含み、いわば所定の伝達関数を乗算する信号処理を実行して、処理後の白色雑音信号を加算器８００に出力する。加算器８００は信号処理回路４００からの白色雑音信号と、入力信号Ｘとを加算し、加算結果の帯域拡張された信号を出力信号Ｗとして出力する。【選択図】図１
2010020356.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を帯域通過ろ波手段により帯域通過ろ波した部分帯域の信号のレベルと、上記入力信号のレベルとのうちの一方に従って変化するようにレベル相関した雑音信号を発生する雑音発生手段と、
上記発生された雑音信号に対して、加算手段の加算時に所定の拡張帯域信号の下限周波数において上記入力信号とレベルが実質的に一致しかつスペクトルの連続性を保持するように所定の伝達関数を乗算し、乗算結果の信号を出力する信号処理手段と、
上記入力信号と、上記信号処理手段からの出力信号とを加算して、加算結果の信号を出力する加算手段とを備え、
上記雑音発生手段は、
上記雑音発生手段に入力される信号を、その信号のレベルに対して非一様に量子化して出力する非一様量子化手段と、
上記非一様量子化手段からの信号に対して、上記非一様量子化手段の処理とは逆の処理を実行して出力する逆量子化手段と、
上記雑音発生手段に入力される信号と、上記逆量子化手段からの信号との差を計算することにより、上記雑音発生手段に入力される信号の量子化雑音信号を発生して出力する減算手段とを備えたことを特徴とするオーディオ信号帯域拡張装置。
【請求項２】
上記非一様量子化手段は、入力信号のレベルが大きくなるにつれて、量子化幅を大きくなるように入力信号を量子化することを特徴とする請求項１記載のオーディオ信号帯域拡張装置。
【請求項３】
上記非一様量子化手段は、Ｌビットの直線符号をそのランレングスを１／Ｎに圧縮して、Ｍビットのデータを発生して出力し、ここで、Ｌ、Ｍ及びＮは２以上の正の整数であることを特徴とする請求項１又は２記載のオーディオ信号帯域拡張装置。
【請求項４】
上記非一様量子化手段は、上位で所定論理のビットが連続する連続データＱ０と、上記連続データＱ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０と、上記反転ビットＴ０以降の下位データＤ０とで構成されるＬビットの直線符号を、上記連続データＱ０のランレングスを圧縮して得られる圧縮された連続データＱ１と、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１と、上記ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１と、上記下位データＤ０を丸めて得るようにした仮数データＤ１とで構成するＭビットの圧縮データに変換して出力し、
ここで、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０とし、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１とし、Ｎを２以上の整数とするとき、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスＬ１と、圧縮剰余データＦ１とは、Ｌ１＝Ｉｎｔ（Ｌ０／Ｎ）及びＦ１＝Ｌ０  ｍｏｄ  Ｎで表され、ここで、Ｉｎｔは引数の整数値を表す関数であり、Ａ  ｍｏｄ  ＢはＡをＢで除算したときの剰余を表す関数であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号帯域拡張装置。
【請求項５】
上記逆量子化手段は、上位で所定論理のビットが連続する圧縮された連続データＱ１、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１、ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１及び仮数データＤ１によって構成する圧縮データを、上記Ｑ１のランレングスをＮ倍に伸長し、上記Ｆ１の値に応じた長さの連続データを付加し、Ｑ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０を付加し、引き続き上記仮数データＤ１を付加して、連続データＱ０、反転ビットＴ０及び仮数データＤ０を読み出して伸長データを出力し、
ここで、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０とし、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１とし、圧縮剰余データＦ１から求める剰余をＦ１とし、Ｎを２以上の整数とするとき、Ｌ０＝Ｌ１＊ｎ＋Ｆ１及びＤ０＝Ｄ１で表され、ここで、＊は乗算を表す算術記号であることを特徴とする請求項１乃至３のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号帯域拡張装置。
【請求項６】
上記非一様量子化手段は、入力される直線符号を、所定の有効ビット長を有するフローティング符号化してその符号化信号を出力することを特徴とする請求項１乃至５のうちのいずれか１つに記載のオーディオ信号帯域拡張装置。
【請求項７】
入力信号を帯域通過ろ波手段により帯域通過ろ波した部分帯域の信号のレベルと、上記入力信号のレベルとのうちの一方に従って変化するようにレベル相関した雑音信号を発生する雑音発生手段と、
上記発生された雑音信号に対して、加算手段の加算時に所定の拡張帯域信号の下限周波数において上記入力信号とレベルが実質的に一致しかつスペクトルの連続性を保持するように所定の伝達関数を乗算し、乗算結果の信号を出力する信号処理手段と、
上記入力信号と、上記信号処理手段からの出力信号とを加算して、加算結果の信号を出力する加算手段とを備え、
上記雑音発生手段は、
上記雑音発生手段に入力される信号と、上記雑音信号との関係を格納したテーブルメモリ手段と、
上記雑音発生手段に入力される信号に応答して、当該信号に対応する雑音信号を上記テーブルメモリ手段から読み出して出力する変換手段とを備え、
上記テーブルメモリ手段は、上記雑音発生手段に入力される信号をその信号のレベルに対して非一様に量子化し、この非一様に量子化した信号に対して上記非一様量子化手段の処理とは逆の処理を実行し、この非一様量子化手段の処理とは逆の処理を実行した信号と上記雑音発生手段に入力される信号との差を上記雑音信号とし、この雑音信号と上記雑音発生手段に入力される信号との関係を格納したことを特徴とするオーディオ信号帯域拡張装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、オーディオ機器におけるオーディオ信号の再生音、特に高音域の再生音質の向上を図り、人間の耳に快適なオーディオ信号を再生できるオーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置に関し、特に、入力されるオーディオ信号をディジタル信号処理することにより入力されるオーディオ信号帯域拡張装置及び方法に関する。また、上記オーディオ信号帯域拡張装置を備えた光ディスクシステム、上記オーディオ信号帯域拡張方法の各ステップを含むプログラム、並びに、上記プログラムを格納したコンピュータにより読み取り可能な記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、特許文献１において、オーディオ信号の帯域を拡張するための方法及び装置（以下、従来例という。）が開示されている。この従来例では、入力されるオーディオ信号に基づいて高調波成分を生成するとともにそのレベルを検出する一方、入力されるオーディオ信号とは独立にランダムな高調波成分である雑音信号を発生する。次いで、発生した雑音信号のレベルを上記検出したレベルに応じて変化した後、レベルを変化した雑音信号に上記生成した高調波成分を加算し、その加算結果の信号に対して所定の帯域通過ろ波処理を実行する。さらに、帯域通過ろ波処理を実行した信号に、上記入力されたオーディオ信号をそのレベルを調整しながら加算し、その加算結果の信号を当該装置の出力信号として出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際出願公開第００／７０７６９号パンフレット。
【特許文献２】特開平４−２８６４２１号公報。
【特許文献３】特開平５−１８３４４５号公報。
【特許文献４】特開平５−２８４０３９号公報。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上述の従来例では、入力されるオーディオ信号とは独立にランダムな高調波成分である雑音信号を発生しているために、入力されるオーディオ信号とのレベルを合わせる必要があり、レベル検出手段や、振幅調整のための可変増幅減衰手段が必要となるため、オーディオ信号の立ち上がりが遅れ、スペクトル連続性が不自然になるなど、周波数特性及び時間特性ともに満足のゆくオーディオ信号を得ることができなかった。
【０００５】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較して簡単な構成を有し、改善された周波数特性及び時間特性を有する、帯域拡張されたオーディオ信号を発生することがオーディオ信号帯域拡張装置及び方法を提供することにある。
【０００６】
また、本発明の別の目的は、上記オーディオ信号帯域拡張装置を備えた光ディスクシステム、上記オーディオ信号帯域拡張方法の各ステップを含むプログラム、並びに、上記プログラムを格納したコンピュータにより読み取り可能な記録媒体を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以上の問題点を解決するために、第１の発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置は、
入力信号を帯域通過ろ波手段により帯域通過ろ波した部分帯域の信号のレベルと、上記入力信号のレベルとのうちの一方に従って変化するようにレベル相関した雑音信号を発生する雑音発生手段と、
上記発生された雑音信号に対して、加算手段の加算時に所定の拡張帯域信号の下限周波数において上記入力信号とレベルが実質的に一致しかつスペクトルの連続性を保持するように所定の伝達関数を乗算し、乗算結果の信号を出力する信号処理手段と、
上記入力信号と、上記信号処理手段からの出力信号とを加算して、加算結果の信号を出力する加算手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
上記オーディオ信号帯域拡張装置において、
上記帯域通過ろ波手段の前段に挿入して設けられ、上記入力信号をＡ／Ｄ変換する第１の変換手段と、
上記信号処理手段と上記加算手段の間に挿入して設けられ、上記信号処理手段からの出力信号をＤ／Ａ変換する第２の変換手段とをさらに備えたことを特徴とする。
【０００９】
また、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、
上記帯域通過ろ波手段の前段及び上記加算手段の前段に挿入して設けられ、上記入力信号をオーバーサンプリングしかつ低域通過ろ波して上記帯域通過ろ波手段及び上記加算手段に出力するオーバーサンプリング型低域通過ろ波手段をさらに備えたことを特徴とする。
【００１０】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、
上記加算手段の前段に挿入して設けられ、上記入力信号をオーバーサンプリングしかつ低域通過ろ波して上記加算手段に出力するオーバーサンプリング型低域通過ろ波手段と、
上記雑音発生手段と上記信号処理手段との間に挿入して設けられ、上記雑音発生手段からの雑音信号をオーバーサンプリングして上記信号処理手段に出力するオーバーサンプリング手段とをさらに備えたことを特徴とする。
【００１１】
またさらに、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記雑音発生手段は、
上記雑音発生手段に入力される信号のレベルを検出し、検出したレベルを有するレベル信号を発生して出力するレベル信号発生手段と、
上記雑音発生手段に入力される信号に従って雑音信号を発生して出力する雑音信号発生手段と、
上記レベル信号発生手段からのレベル信号と、上記雑音信号発生手段からの雑音信号とを乗算し、乗算結果の雑音信号を出力する乗算手段とを備えたことを特徴とする。
また、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記雑音信号発生手段は、デルタシグマ変調型量子化器を備え、上記雑音信号発生手段に入力される信号の量子化雑音信号を発生して、上記雑音信号として出力することを特徴とする。
【００１２】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記雑音発生手段は、
上記雑音発生手段に入力される信号から所定の上位ビットを切り出して上位ビットを含む信号を出力する第１の切り出し手段と、
上記雑音発生手段に入力される信号から所定の中間ビットと所定の下位ビットの少なくとも一方を切り出して当該少なくとも一方のビットを含む信号を出力する少なくとも１つの第２の切り出し手段と、
上記第１の切り出し手段からの信号と、上記第２の切り出し手段からの信号とを乗算し、乗算結果の雑音信号を出力する乗算手段とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
ここで、上記第２の切り出し手段は、互いに異なるビット位置でかつ所定のビット幅で、中間ビット及び下位ビットと、２つの中間ビットとのうちの一方を切り出した後加算し、加算結果の信号を出力することを特徴とする。もしくは、上記第２の切り出し手段は、互いに異なるビット位置でかつ所定のビット幅で、中間ビット及び２つの下位ビットと、３つの中間ビットとのうちの一方を切り出した後加算し、加算結果の信号を出力することを特徴とする。とって代わって、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、
上記入力信号とは独立である雑音信号を発生する独立雑音発生手段と、
上記第２の切り出し手段からの雑音信号と、上記独立雑音発生手段からの雑音信号とを加算して上記乗算手段に出力する別の加算手段とをさらに備えたことを特徴とする。
【００１４】
また、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記独立雑音発生手段は、互いに異なる複数の雑音信号を発生し、上記複数の雑音信号を加算して出力することを特徴とする。
【００１５】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記独立雑音発生手段は、ダイヤモンドディザ型雑音信号を発生することを特徴とする。
【００１６】
上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記雑音発生手段は、
上記雑音発生手段に入力される信号を、その信号のレベルに対して非一様に量子化して出力する非一様量子化手段と、
上記非一様量子化手段からの信号に対して、上記非一様量子化手段の処理とは逆の処理を実行して出力する逆量子化手段と、
上記雑音発生手段に入力される信号と、上記逆量子化手段からの信号との差を計算することにより、上記雑音発生手段に入力される信号の量子化雑音信号を発生して出力する減算手段とを備えたことを特徴とする。
【００１７】
ここで、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記非一様量子化手段は、入力信号のレベルが大きくなるにつれて、量子化幅を大きくなるように入力信号を量子化することを特徴とする。
【００１８】
また、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記非一様量子化手段は、Ｌビットの直線符号をそのランレングスを１／Ｎに圧縮して、Ｍビットのデータを発生して出力し、ここで、Ｌ、Ｍ及びＮは２以上の正の整数であることを特徴とする。
【００１９】
上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記非一様量子化手段は、上位で所定論理のビットが連続する連続データＱ０と、上記連続データＱ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０と、上記反転ビットＴ０以降の下位データＤ０とで構成されるＬビットの直線符号を、上記連続データＱ０のランレングスを圧縮して得られる圧縮された連続データＱ１と、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１と、上記ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１と、上記下位データＤ０を丸めて得るようにした仮数データＤ１とで構成するＭビットの圧縮データに変換して出力し、
ここで、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０とし、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１とし、Ｎを２以上の整数とするとき、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスＬ１と、圧縮剰余データＦ１とは、Ｌ１＝Ｉｎｔ（Ｌ０／Ｎ）及びＦ１＝Ｌ０  ｍｏｄ  Ｎで表され、ここで、Ｉｎｔは引数の整数値を表す関数であり、Ａ  ｍｏｄ  ＢはＡをＢで除算したときの剰余を表す関数であることを特徴とする。
また、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記逆量子化手段は、上位で所定論理のビットが連続する圧縮された連続データＱ１、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１、ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１及び仮数データＤ１によって構成する圧縮データを、上記Ｑ１のランレングスをＮ倍に伸長し、上記Ｆ１の値に応じた長さの連続データを付加し、Ｑ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０を付加し、引き続き上記仮数データＤ１を付加して、連続データＱ０、反転ビットＴ０及び仮数データＤ０を読み出して伸長データを出力し、
ここで、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０とし、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１とし、圧縮剰余データＦ１から求める剰余をＦ１とし、Ｎを２以上の整数とするとき、Ｌ０＝Ｌ１＊ｎ＋Ｆ１及びＤ０＝Ｄ１で表され、ここで、＊は乗算を表す算術記号であることを特徴とする。
【００２０】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記非一様量子化手段は、入力される直線符号を、所定の有効ビット長を有するフローティング符号化してその符号化信号を出力することを特徴とする。
【００２１】
上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記雑音発生手段は、
上記雑音発生手段に入力される信号と、そのレベルに従って変化するようにレベル相関した雑音信号との関係を格納したテーブルメモリ手段と、
上記雑音発生手段に入力される信号に応答して、当該信号に対応する雑音信号を上記テーブルメモリ手段から読み出して出力する変換手段とを備えたことを特徴とする。
上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記信号処理手段は、少なくとも第１のフィルタ手段を備え、上記入力信号の周波数帯域より高い周波数帯域をろ波して取り出すことを特徴とする。
【００２２】
また、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記信号処理手段は、少なくとも１／ｆフィルタ手段を備え、上記信号処理手段に入力される信号の高域スペクトルに対して、１／ｆの低減特性を与えることを特徴とする。
【００２３】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記信号処理手段は、少なくともエコー付加処理手段を備え、上記信号処理手段に入力される信号の高域スペクトルに対して、エコー信号を付加することを特徴とする。
【００２４】
またさらに、上記オーディオ信号帯域拡張装置において、上記信号処理手段は、少なくとも第２のフィルタ手段を備え、上記信号処理手段に入力される信号の周波数帯域より高い周波数帯域を、ナイキスト周波数を越える周波数帯域を含むようにろ波して取り出すことを特徴とする。
【００２５】
第２の発明に係るオーディオ信号帯域拡張方法は、
入力信号を帯域通過ろ波ステップにより帯域通過ろ波した部分帯域の信号のレベルと、上記入力信号のレベルとのうちの一方に従って変化するようにレベル相関した雑音信号を発生する雑音発生ステップと、
上記発生された雑音信号に対して、加算ステップの加算時に所定の拡張帯域信号の下限周波数において上記入力信号とレベルが実質的に一致しかつスペクトルの連続性を保持するように所定の伝達関数を乗算し、乗算結果の信号を出力する信号処理ステップと、
上記入力信号と、上記信号処理ステップからの出力信号とを加算して、加算結果の信号を出力する加算ステップとを含むことを特徴とする。
【００２６】
上記オーディオ信号帯域拡張方法において、
上記帯域通過ろ波ステップの前段に挿入して実行され、上記入力信号をＡ／Ｄ変換する第１の変換ステップと、
上記信号処理ステップと上記加算ステップの間に挿入して実行され、上記信号処理ステップからの出力信号をＤ／Ａ変換する第２の変換ステップとをさらに含むことを特徴とする。
【００２７】
また、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、
上記帯域通過ろ波ステップの前段及び上記加算ステップの前段に挿入して実行され、上記入力信号をオーバーサンプリングしかつ低域通過ろ波して上記帯域通過ろ波ステップ及び上記加算ステップに出力するオーバーサンプリング型低域通過ろ波ステップをさらに含むことを特徴とする。
【００２８】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、
上記加算ステップの前段に挿入して実行され、上記入力信号をオーバーサンプリングしかつ低域通過ろ波して上記加算ステップに出力するオーバーサンプリング型低域通過ろ波ステップと、
上記雑音発生ステップと上記信号処理ステップとの間に挿入して実行され、上記雑音発生ステップからの雑音信号をオーバーサンプリングして上記信号処理ステップに出力するオーバーサンプリングステップとをさらに含むことを特徴とする。
またさらに、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記雑音発生ステップは、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号のレベルを検出し、検出したレベルを有するレベル信号を発生して出力するレベル信号発生ステップと、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号に従って雑音信号を発生して出力する雑音信号発生ステップと、
上記レベル信号発生ステップからのレベル信号と、上記雑音信号発生ステップからの雑音信号とを乗算し、乗算結果の雑音信号を出力する乗算ステップとを含むことを特徴とする。
【００２９】
また、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記雑音信号発生ステップは、デルタシグマ変調型量子化ステップを含み、上記雑音信号発生ステップにおいて入力される信号の量子化雑音信号を発生して、上記雑音信号として出力することを特徴とする。
【００３０】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記雑音発生ステップは、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号から所定の上位ビットを切り出して上位ビットを含む信号を出力する第１の切り出しステップと、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号から所定の中間ビットと所定の下位ビットの少なくとも一方を切り出して当該少なくとも一方のビットを含む信号を出力する少なくとも１つの第２の切り出しステップと、
上記第１の切り出しステップからの信号と、上記第２の切り出しステップからの信号とを乗算し、乗算結果の雑音信号を出力する乗算ステップとを含むことを特徴とする。
【００３１】
ここで、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記第２の切り出しステップは、互いに異なるビット位置でかつ所定のビット幅で、中間ビット及び下位ビットと、２つの中間ビットとのうちの一方を切り出した後加算し、加算結果の信号を出力することを特徴とする。もしくは、上記第２の切り出しステップは、互いに異なるビット位置でかつ所定のビット幅で、中間ビット及び２つの下位ビットと、３つの中間ビットとのうちの一方を切り出した後加算し、加算結果の信号を出力することを特徴とする。とって代わって、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記入力信号とは独立である雑音信号を発生する独立雑音発生ステップと、
【００３２】
上記第２の切り出しステップからの雑音信号と、上記独立雑音発生ステップからの雑音信号とを加算して上記乗算ステップに出力する別の加算ステップとをさらに含むことを特徴とする。
【００３３】
また、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記独立雑音発生ステップは、互いに異なる複数の雑音信号を発生し、上記複数の雑音信号を加算して出力することを特徴とする。
【００３４】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記独立雑音発生ステップは、ダイヤモンドディザ型雑音信号を発生することを特徴とする。
【００３５】
上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記雑音発生ステップは、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号を、その信号のレベルに対して非一様に量子化して出力する非一様量子化ステップと、
上記非一様量子化ステップからの信号に対して、上記非一様量子化ステップの処理とは逆の処理を実行して出力する逆量子化ステップと、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号と、上記逆量子化ステップからの信号との差を計算することにより、上記雑音発生ステップにおいて入力される信号の量子化雑音信号を発生して出力する減算ステップとを含むことを特徴とする。
【００３６】
上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記非一様量子化ステップは、入力信号のレベルが大きくなるにつれて、量子化幅を大きくなるように入力信号を量子化することを特徴とする。
【００３７】
また、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記非一様量子化ステップは、Ｌビットの直線符号をそのランレングスを１／Ｎに圧縮して、Ｍビットのデータを発生して出力し、ここで、Ｌ、Ｍ及びＮは２以上の正の整数であることを特徴とする。
【００３８】
上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記非一様量子化ステップは、上位で所定論理のビットが連続する連続データＱ０と、上記連続データＱ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０と、上記反転ビットＴ０以降の下位データＤ０とで構成されるＬビットの直線符号を、上記連続データＱ０のランレングスを圧縮して得られる圧縮された連続データＱ１と、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１と、上記ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１と、上記下位データＤ０を丸めて得るようにした仮数データＤ１とで構成するＭビットの圧縮データに変換して出力し、
ここで、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０とし、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１とし、Ｎを２以上の整数とするとき、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスＬ１と、圧縮剰余データＦ１とは、Ｌ１＝Ｉｎｔ（Ｌ０／Ｎ）及びＦ１＝Ｌ０  ｍｏｄ  Ｎで表され、ここで、Ｉｎｔは引数の整数値を表す関数であり、Ａ  ｍｏｄ  ＢはＡをＢで除算したときの剰余を表す関数であることを特徴とする。
【００３９】
また、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記逆量子化ステップは、上位で所定論理のビットが連続する圧縮された連続データＱ１、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１、ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１及び仮数データＤ１によって構成する圧縮データを、上記Ｑ１のランレングスをＮ倍に伸長し、上記Ｆ１の値に応じた長さの連続データを付加し、Ｑ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０を付加し、引き続き上記仮数データＤ１を付加して、連続データＱ０、反転ビットＴ０及び仮数データＤ０を読み出して伸長データを出力し、
ここで、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０とし、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１とし、圧縮剰余データＦ１から求める剰余をＦ１とし、Ｎを２以上の整数とするとき、Ｌ０＝Ｌ１＊ｎ＋Ｆ１及びＤ０＝Ｄ１で表され、ここで、＊は乗算を表す算術記号であることを特徴とする。
【００４０】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記非一様量子化ステップは、入力される直線符号を、所定の有効ビット長を有するフローティング符号化してその符号化信号を出力することを特徴とする。
【００４１】
上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記雑音発生ステップは、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号と、そのレベルに従って変化するようにレベル相関した雑音信号との関係を格納したテーブルメモリステップと、
上記雑音発生ステップにおいて入力される信号に応答して、当該信号に対応する雑音信号を上記テーブルメモリステップから読み出して出力する変換ステップとを含むことを特徴とする。
【００４２】
上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記信号処理ステップは、少なくとも第１のフィルタステップを含み、上記入力信号の周波数帯域より高い周波数帯域をろ波して取り出すことを特徴とする。
【００４３】
また、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記信号処理ステップは、少なくとも１／ｆフィルタステップを含み、上記信号処理ステップにおいて入力される信号の高域スペクトルに対して、１／ｆの低減特性を与えることを特徴とする。
【００４４】
さらに、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記信号処理ステップは、少なくともエコー付加処理ステップを含み、上記信号処理ステップにおいて入力される信号の高域スペクトルに対して、エコー信号を付加することを特徴とする。
【００４５】
またさらに、上記オーディオ信号帯域拡張方法において、上記信号処理ステップは、少なくとも第２のフィルタステップを含み、上記信号処理ステップにおいて入力される信号の周波数帯域より高い周波数帯域を、ナイキスト周波数を越える周波数帯域を含むようにろ波して取り出すことを特徴とする。
【００４６】
第３の発明に係る光ディスクシステムは、光ディスクに格納されたオーディオ信号を再生する再生装置と、
上記再生されたオーディオ信号の帯域を拡張し、拡張後のオーディオ信号を出力する上記オーディオ信号帯域拡張装置とを備えたことを特徴とする。
【００４７】
第４の発明に係るプログラムは、上記オーディオ信号帯域拡張方法における各ステップを含むことを特徴とする。
【００４８】
第５の発明に係るコンピュータにより読み取り可能な記録媒体は、上記オーディオ信号帯域拡張方法における各ステップを含むプログラムを格納したことを特徴とする。
【発明の効果】
【００４９】
従って、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、入力信号が有する帯域以上で入力信号のレベルに従って変化しレベル相関する雑音信号を発生して入力信号と、スペクトルの連続性を保持するように加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張された信号を発生することができる。また、上述のように得られた帯域拡張された信号は原音のレベルに従って変化しかつスペクトルの連続性を保持しているので、帯域拡張された信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有している。
【００５０】
また、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、帯域通過ろ波処理、レベル相関型白色雑音発生処理、信号処理をディジタル信号処理で実行することにより、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、オーディオ信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。さらに、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して、回路規模が大きくなることもなく、製造コストの増加につながらない。
【００５１】
さらに、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、帯域通過ろ波処理及び最後の加算処理の前に、オーバーサンプリング処理を実行しかつ低域通過ろ波処理を実行することにより、Ａ／Ｄ変換器の前段で低次のアナログ低域通過フィルタを用いることができ、これにより、フィルタ処理に伴う位相ひずみや雑音を大幅に軽減できる。また、量子化雑音を低減でき、短い量子化ビットでの変換を容易することができる。さらに、入力信号Ｘのより高い高調波成分を事前に生成して利用できるので、より高い高調波成分を容易に発生できる。
【００５２】
またさらに、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、レベル相関型白色雑音発生処理と信号処理との間にオーバーサンプリング処理を挿入して実行する一方、最後の加算処理の前に入力信号に対してオーバーサンプリング処理及び低域通過ろ波処理を実行することにより、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ及びオーバーサンプリング回路よりも後段の回路において信号レートを高く設定することができる。言い換えれば、前段の回路の信号レートを低く設定することができ、回路構成を簡単化できる。
【００５３】
また、本発明に係る光ディスクシステムによれば、光ディスクに格納されたオーディオ信号を再生して、上記再生されたオーディオ信号の帯域を拡張し、拡張後のオーディオ信号を出力することができる。これにより、光ディスクに格納されたオーディオ信号に基づいて、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張された信号を発生することができる。
【００５４】
さらに、本発明に係るプログラムによれば、上記オーディオ信号帯域拡張方法における各ステップを含むプログラムを提供できる。
【００５５】
またさらに、本発明に係るコンピュータにより読み取り可能な記録媒体によれば、上記オーディオ信号帯域拡張方法における各ステップを含むプログラムを格納した記録媒体を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明に係る第１の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−１の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明に係る第２の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−２の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明に係る第３の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−３の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明に係る第４の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−４の構成を示すブロック図である。
【図５】図３及び図４に図示されたオーバーサンプリング型低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１２０の構成を示すブロック図である。
【図６】図５のオーバーサンプリング回路１１の動作を示す信号波形図である。
【図７】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第１の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−１の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の白色雑音信号発生回路３２０の構成を示すブロック図である。
【図９】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第２の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−２の構成を示すブロック図である。
【図１０】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第３の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−３の構成を示すブロック図である。
【図１１】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第４の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−４の構成を示すブロック図である。
【図１２】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第５の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−５の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１１の独立型白色雑音発生回路３８０の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３のＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）の構成を示すブロック図である。
【図１５】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第６の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−６の構成を示すブロック図である。
【図１６Ａ】図９のレベル相関型白色雑音発生回路３００−２，３００−５，３００−６用ビット切り出し位置を示すビット配置図である。
【図１６Ｂ】図９のレベル相関型白色雑音発生回路３００−２，３００−５，３００−６用ビット切り出し位置の変形例を示すビット配置図である。
【図１７Ａ】図１０のレベル相関型白色雑音発生回路３００−３用ビット切り出し位置を示すビット配置図である。
【図１７Ｂ】図１１のレベル相関型白色雑音発生回路３００−４用ビット切り出し位置を示すビット配置図である。
【図１８Ａ】図１３の独立型白色雑音発生回路３８０においてＮ＝１のときに発生される白色雑音信号の振幅レベルに対する確率密度関数を示すグラフである。
【図１８Ｂ】図１３の独立型白色雑音発生回路３８０においてＮ＝２のときに発生されるダイヤモンド型雑音信号の振幅レベルに対する確率密度関数を示すグラフである。
【図１８Ｃ】図１３の独立型白色雑音発生回路３８０においてＮ＝３のときに発生されるベル型雑音信号の振幅レベルに対する確率密度関数を示すグラフである。
【図１９】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第７の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−７の構成を示すブロック図である。
【図２０】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第８の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−８の構成を示すブロック図である。
【図２１】図１９及び図２０の非一様量子化器３５１，３５２又は３５３によるランレングス１／４圧縮フローティング符号化、並びに、８ビット、１６ビット又は２４ビットの直線符号化における入力レベルに対する瞬時信号対雑音比（瞬時Ｓ／Ｎ）を示すグラフである。
【図２２】図１９及び図２０の非一様量子化器３５１，３５２又は３５３によるランレングス１／４圧縮フローティング符号化、並びに、８ビット、１６ビット又は２４ビットの直線符号化における入力レベルに対する量子化雑音レベルを示すグラフである。
【図２３】図２３（Ａ）は、図１９及び図２０の非一様量子化器３５１，３５２又は３５３によるランレングス１／４圧縮フローティング符号化前のデータフォーマットを示す図であり、図２３（Ｂ）は、図１９及び図２０の非一様量子化器３５１，３５２又は３５３によるランレングス１／４圧縮フローティング符号化後のデータフォーマットを示す図である。
【図２４】図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第９の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−９の構成を示すブロック図である。
【図２５】図１乃至図４の信号処理回路４００の構成を示すブロック図である。
【図２６】図２５の１／ｆ特性フィルタ４１２の１／ｆ特性の周波数特性を示すグラフである。
【図２７】図２５の１／ｆ特性フィルタ４１２の変形例である１／ｆ２特性の周波数特性を示すグラフである。
【図２８】図２５のエコー付加回路４８０の一実施例であるトランスバーサルフィルタの構成を示すブロック図である。
【図２９Ａ】図３の第３の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−３の動作（ｐ＝２のとき、すなわち２倍のオーバーサンプリングのとき）における、入力信号Ｘの周波数スペクトル図である。
【図２９Ｂ】図２９Ａと同様の動作における、ＬＰＦ１２０からの出力信号の周波数スペクトル図である。
【図２９Ｃ】図２９Ａと同様の動作における、回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図である。
【図２９Ｄ】図２９Ａと同様の動作における、回路４００からの周波数スペクトル図である。
【図２９Ｅ】図２９Ａと同様の動作における、出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。
【図３０Ａ】図４の第４の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−４の動作（ｐ＝２のとき、すなわち２倍のオーバーサンプリングのとき）における、入力信号Ｘの周波数スペクトル図である。
【図３０Ｂ】図３０Ａと同様の動作における、回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図である。
【図３０Ｃ】図３０Ａと同様の動作における、回路４００からの周波数スペクトル図である。
【図３０Ｄ】図３０Ａと同様の動作における、出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。
【図３１Ａ】図３の第３の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−３の動作（ｐ＝４のとき、すなわち４倍のオーバーサンプリングのとき）における、入力信号Ｘの周波数スペクトル図である。
【図３１Ｂ】図３１Ａと同様の動作における、ＬＰＦ１２０からの出力信号の周波数スペクトル図である。
【図３１Ｃ】図３１Ａと同様の動作における、回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図である。
【図３１Ｄ】図３１Ａと同様の動作における、回路４００からの周波数スペクトル図である。
【図３１Ｅ】図３１Ａと同様の動作における、出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。
【図３２Ａ】図４の第４の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−４の動作（ｐ＝４のとき、すなわち４倍のオーバーサンプリングのとき）における、入力信号Ｘの周波数スペクトル図である。
【図３２Ｂ】図３２Ａと同様の動作における、回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図である。
【図３２Ｃ】図３２Ａと同様の動作における、回路４００からの周波数スペクトル図である。
【図３２Ｄ】図３２Ａと同様の動作における、出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。
【図３３Ａ】図３１Ａ乃至図３１Ｅ及び図３２Ａ乃至図３２Ｄの変形例であって、１／ｆ特性フィルタ４１２に代わる折り返し雑音歪除去用フィルタの特性を示す周波数スペクトル図である。
【図３３Ｂ】図３３Ａの折り返し雑音歪除去用フィルタからの出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。
【図３４】オーディオ信号帯域拡張装置のアプリケーションの一例である、本発明の第５の好ましい実施形態に係る光ディスク再生システム５００の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００５７】
以下、図面を参照して本発明に係る好ましい実施形態について説明する。なお、添付の図面において、同様の構成要素については、同一の符号を付し、その詳細な説明を省略する。
【００５８】
第１の好ましい実施形態．
図１は、本発明に係る第１の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−１の構成を示すブロック図である。この第１の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−１は、図１に示すように、入力端子１０１と出力端子１０２との間に挿入されるアナログ信号処理回路であって、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２００と、レベル相関型白色雑音発生回路３００と、信号処理回路４００と、加算器８００とを備えて構成される。
【００５９】
図１において、アナログオーディオ信号（以下、入力信号という。）Ｘが入力端子１０１を介して帯域通過フィルタ２００及び加算器８００に入力される。この入力信号Ｘは、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）から再生された信号であり、例えば、２０Ｈｚから２０ｋＨｚまでの帯域を有する信号である。帯域通過フィルタ２００は、入力信号Ｘの帯域のうちの一部の帯域（以下、部分帯域という。これは、例えば、そのより高い帯域である１０ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの帯域である。もしくは、別の例では、５ｋＨｚから１５ｋＨｚまでの帯域である。）を帯域通過ろ波した後、レベル相関型白色雑音発生回路３００に出力する。次いで、レベル相関型白色雑音発生回路３００は、入力端子３０１を介して入力される部分帯域のオーディオ信号のレベルに従って変化するレベルを有し、すなわちレベル相関したレベルを有する白色雑音信号を発生して、出力端子３０２を介して信号処理回路４００に出力する。さらに、信号処理回路４００は、入力される白色雑音信号に対して、所定の帯域通過ろ波処理、エコー付加処理及びレベル調整処理を含み、いわば所定の伝達関数を乗算する信号処理を実行して、処理後の白色雑音信号を加算器８００に出力する。そして、加算器８００は信号処理回路４００からの白色雑音信号と、入力信号Ｘとを加算し、加算結果の帯域拡張された信号を出力信号Ｗとして出力する。
【００６０】
なお、信号処理回路４００の処理の詳細については、図２５を参照して詳細後述する。ここで、信号処理回路４００の帯域通過ろ波処理における帯域通過帯域の下限周波数は、好ましくは、入力信号Ｘの最大周波数に実質的に一致し、加算器８００における２つの信号の加算処理でこれら２つの信号の当該下限周波数におけるレベルが実質的に一致させてスペクトルの連続性を保持することが好ましい。また、上記帯域通過ろ波処理における帯域通過帯域の上限周波数は、好ましくは、入力信号Ｘの最大周波数の２倍又は４倍以上に設定される。さらに、もし、帯域通過フィルタ２００の帯域通過特性が例えば１０ｋＨｚから２０ｋＨｚまでのように、その上限周波数がナイキスト周波数と同一であれば、帯域通過フィルタ２００を、１０ｋＨｚ以上を通過させる高域通過フィルタに置き換えてもよい。
【００６１】
以上のように構成されたオーディオ信号帯域拡張装置１００−１によれば、従来例に比較して、レベル検出が不要であり、簡単な構成で容易にオーディオ帯域を拡張したオーディオ信号を発生することができる。また、得られた帯域拡張された信号は入力信号Ｘの原音のレベルに従って変化して相関しており、かつスペクトルの連続性を保持しているので、帯域拡張された信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有する。
【００６２】
以上の好ましい実施形態においては、帯域通過フィルタ２００を設けているが、本発明はこれに限らず、設けなくてもよい。この場合、レベル相関型白色雑音発生回路３００は、入力信号Ｘのレベルに従って変化するようにレベル相関する白色雑音信号を発生する。
【００６３】
第２の好ましい実施形態．
図２は、本発明に係る第２の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−２の構成を示すブロック図である。この第２の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−２は、図１のオーディオ信号帯域拡張装置１００−１に比較して、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２００、レベル相関型白色雑音発生回路３００及び信号処理回路４００の各処理をアナログ信号処理に代えて、ディジタル信号処理で実行するために、帯域通過フィルタ２００の前段にＡ／Ｄ変換器１３０を挿入するとともに、信号処理回路４００の後段にＤ／Ａ変換器１３１を挿入したことを特徴としている。以下、当該相違点について詳述する。
【００６４】
図２において、入力信号ＸはＡ／Ｄ変換器１３０によりＡ／Ｄ変換されて、例えば、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚと、語長＝１６ビットとを有する信号となる。また、Ｄ／Ａ変換器１３１は信号処理回路４００からの出力信号をＤ／Ａ変換してアナログオーディオ信号を加算器８００に出力する。そして、加算器８００はアナログオーディオ信号である入力信号と、Ｄ／Ａ変換された帯域拡張信号とを加算して、加算結果のオーディオ信号を出力する。
【００６５】
以上のように構成されたオーディオ信号帯域拡張装置１００−２によれば、図１のオーディオ信号帯域拡張装置１００−１と同様の作用効果を有するとともに、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２００、レベル相関型白色雑音発生回路３００及び信号処理回路４００の各処理をディジタル信号処理で行っているので、ディジタル・シグナル・プロセッサ（以下、ＤＳＰという。）などを用いて当該処理をソフトウエアで指定して実行することができ、ハードウエアの構成が従来例に比較して簡単になる。また、この場合、ソフトウエアを変更することにより、上記ディジタル信号処理の処理内容を容易に変更することができる。
【００６６】
第３の好ましい実施形態．
図３は、本発明に係る第３の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−３の構成を示すブロック図である。この第３の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−３は、図１のオーディオ信号帯域拡張装置１００−１に比較して、以下の点が異なる。
【００６７】
（１）入力信号Ｘ及び出力信号Ｗをディジタルオーディオ信号とした。
（２）オーディオ信号帯域拡張装置１００−３内の処理をすべてディジタル信号処理で実行した。
（３）帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）２００及び加算器８００の前段に、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１２０を挿入した。
【００６８】
以下、当該相違点について詳述する。
【００６９】
図３において、ディジタルオーディオ信号である入力信号Ｘが入力端子１０１を介してオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０に入力される。このディジタルオーディオ信号は、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）から再生された信号であり、このとき、当該信号は、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚと、語長＝１６ビットとを有する信号である。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０は、図５に示すように、オーバーサンプリング回路１１と、ディジタル低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１２とを備えて構成され、入力端子１０１を介して入力されたディジタルオーディオ信号のサンプリング周波数ｆｓをｐ倍（ｐは、２以上の正の整数である。）し、かつ周波数ｆｓ／２から周波数ｐｆｓ／２までの不要な帯域の信号を６０ｄＢ以上減衰させるディジタルフィルタ回路である。
【００７０】
例えば、ｐ＝２であるとき、サンプリング周波数ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ＝１／ｆｓ）を有するディジタルオーディオ信号は、オーバーサンプリング回路１１に入力され、オーバーサンプリング回路１１は、入力されたディジタルオーディオ信号のデータＤ１に対して、図６に示すように、各隣接する２つのデータＤ１の中間位置（時間軸に対して）にサンプリング周期ＴｓでゼロデータＤ２を挿入して補間することによりオーバーサンプリング処理を実行して、サンプリング周波数２ｆｓ（サンプリング周期Ｔｓ／２）を有するディジタルオーディオ信号に変換した後、ディジタル低域通過フィルタ１２に出力する。ディジタル低域通過フィルタ１２は、
（ａ）周波数０〜０．４５ｆｓの通過帯域と、
（ｂ）周波数０．４５ｆｓ〜ｆｓの阻止帯域と、
（ｃ）周波数ｆｓ以上で６０ｄＢ以上の減衰量とを
有して、入力ディジタルオーディオ信号を低域通過ろ波することにより、上記オーバーサンプリング処理により発生される折り返し雑音を除去するように帯域制限して、実質的に入力ディジタルオーディオ信号の持つ有効な帯域（周波数０〜０．４５ｆｓ）のみを通過させた後、図３の加算器８００及び帯域通過フィルタ２００に出力する。
【００７１】
さらに、加算器８００は、オーバーサンプリングされかつ低域通過ろ波されたディジタルオーディオ信号と、信号処理回路４００からのディジタル帯域拡張信号とを加算して、加算結果のオーディオ信号を出力信号Ｗとして出力する。
【００７２】
以上のように構成されたオーディオ信号帯域拡張装置１００−３によれば、図１及び図２のオーディオ信号帯域拡張装置１００−１，１００−２と同様の作用効果を有するとともに、すべての処理をディジタル信号処理で実行しているので、ＤＳＰなどを用いて当該処理をソフトウエアで指定して実行することができ、ハードウエアの構成が従来例に比較して簡単になる。また、この場合、ソフトウエアを変更することにより、上記ディジタル信号処理の処理内容を容易に変更することができる。さらに、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０を用いて入力信号Ｘをオーバーサンプリング処理及び低域通過ろ波処理を実行しているので、以下の特有の効果を有する。
【００７３】
（１）Ａ／Ｄ変換器の前段で低次のアナログ低域通過フィルタを用いることができ、これにより、フィルタ処理に伴う位相ひずみや雑音を大幅に軽減できる。
（２）量子化雑音を低減でき、短い量子化ビットでの変換を容易することができる。
（３）入力信号Ｘのより高い高調波成分を事前に生成して利用できるので、より高い高調波成分を容易に発生できる。
【００７４】
第４の好ましい実施形態．
図４は、本発明に係る第４の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−４の構成を示すブロック図である。この第４の好ましい実施形態であるオーディオ信号帯域拡張装置１００−４は、図３のオーディオ信号帯域拡張装置１００−３に比較して、以下の点が異なる。
【００７５】
（１）オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０を、入力端子１０１と加算器８００との間に挿入した。
（２）レベル相関型白色雑音発生回路３００と信号処理回路４００との間に、オーバーサンプリング回路１２１を挿入した。
【００７６】
以下、当該相違点について詳述する。
【００７７】
図４において、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０は入力信号Ｘに対してオーバーサンプリング処理及び低域通過ろ波処理を実行して加算器８００に出力する。また、オーバーサンプリング回路１２１はレベル相関型白色雑音発生回路３００から出力される白色雑音信号に対してオーバーサンプリング処理を実行した後、信号処理回路４００に出力する。従って、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０及びオーバーサンプリング回路１２１よりも後段の回路において信号レートを高く設定することができる。言い換えれば、前段の回路の信号レートを低く設定することができ、回路構成を簡単化できる。以上のように構成されたオーディオ信号帯域拡張装置１００−４によれば、第３の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−３と同様の作用効果を有する。
【００７８】
第１の実施例．
図７は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第１の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−１の構成を示すブロック図である。図７において、レベル相関型白色雑音発生回路３００−１は、入力端子３０１と出力端子３０２とを有し、レベル信号発生回路３１０と、白色雑音信号発生回路３２０と、乗算器３４０とを備えて構成されたことを特徴としている。
【００７９】
図７において、所定の部分帯域を有するオーディオ信号は入力端子３０１を介してレベル信号発生回路３１０及び白色雑音信号発生回路３２０に入力される。レベル信号発生回路３１０は入力されるオーディオ信号のレベルを検出し、検出したレベルを有するレベル信号を発生して乗算器３４０に出力する。このレベル信号発生回路３１０の具体例は、図９乃至図１２の上位ビット切り出し回路３１１であり、入力信号の上位ビットはそのレベルを示しているので、上位ビット切り出し回路３１１から出力されるビットの信号は入力信号の概略レベルを示している。また、白色雑音信号発生回路３２０は、例えば、図８の１次のデルタシグマ変調型量子化器２０で構成され、入力信号のレベルには関係無く略固定レベルの白色雑音信号を発生して乗算器３４０に出力する。そして、乗算器３４０は入力される白色雑音信号とレベル信号とを乗算することにより、白色雑音信号のレベルがレベル信号に応じて変化する白色雑音信号を発生して出力端子３０２を介して出力する。
【００８０】
図８は、図７の白色雑音信号発生回路３２０の構成を示すブロック図である。図８において、白色雑音信号発生回路３２０は、１次のデルタシグマ変調型量子化器２０で構成され、当該量子化器２０は、減算器２１と、量子化を行う量子化器２２と、減算器２３と、１サンプルの遅延を行う遅延回路２４とを備えて構成される。
【００８１】
図８において、帯域通過フィルタ２００からの入力信号は入力端子３０１を介して減算器２１に出力される。減算器２１は、帯域通過フィルタ２００からのオーディオ信号から、遅延回路２４からのオーディオ信号を減算し、減算結果のオーディオ信号を遅延回路２４を介して減算器２１に出力する。上記減算器２３から出力される減算結果のオーディオ信号は量子化時に発生する量子化雑音を示す量子化雑音信号であり、当該量子化雑音信号は出力端子３０３を介して乗算器３４０に出力される。図８に示すごとく構成された１次のデルタシグマ変調型量子化器２０において、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０からのディジタルオーディオ信号に基づいて、１次のデルタシグマ変調した変調信号を発生し、すなわち、原音のオーディオ信号に基づいて発生された帯域信号である雑音信号を発生することができる。
【００８２】
なお、図８の白色雑音信号発生回路３２０においては、１次のデルタシグマ変調型量子化器２０を用いているが、本発明はこれに限らず、複数次のデルタシグマ変調型量子化器を用いてもよい。また、デルタシグマ変調型量子化器に代えて、入力されるオーディオ信号をシグマデルタ変調するシグマデルタ変調型量子化器を用いてもよい。
【００８３】
第２の実施例．
図９は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第２の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−２の構成を示すブロック図である。図９において、レベル相関型白色雑音発生回路３００−２は、入力端子３０１と出力端子３０２を有し、上位ビット切り出し回路３１１と、下位ビット切り出し回路３２１と、乗算器３４０とを備えて構成される。ここで、上位ビット切り出し回路３１１は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、図１６Ａ又は図１６Ｂに示すように、例えば上位１０ビット（ｂ０−ｂ９）を切り出して、当該１０ビットの信号をレベル検出信号として乗算器３４０に出力する。ここで、最上位ビットｂ０は符号ビットＰである。また、下位ビット切り出し回路３２１は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、例えば、図１６Ａに示すように最下位８ビット（ｂ１６−ｂ２３）を切り出し、もしくは、図１６Ｂに示すように、例えば上記上位ビットよりも低い所定の下位のビット（ｂ８−ｂ１５）を切り出して、当該８ビットの信号を、入力信号に相関するが、ランダムに変化する白色雑音信号として発生して乗算器３４０に出力する。そして、乗算器３４０は入力される白色雑音信号とレベル信号とを乗算することにより、白色雑音信号のレベルがレベル信号に応じて変化する白色雑音信号を発生して出力端子３０２を介して出力する。
【００８４】
なお、図１６Ｂの場合においては、例えば、入力信号Ｘの語長の所定の有効語長以下が丸められていて、下位部分が固定データとなる場合において、有効語長範囲内の中間部分のビットを所定のビット幅で切り出している。
【００８５】
第３の実施例．
図１０は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第３の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−３の構成を示すブロック図である。図１０において、レベル相関型白色雑音発生回路３００−３は、入力端子３０１と出力端子３０２を有し、上位ビット切り出し回路３１１と、中間位ビット切り出し回路３３１と、下位ビット切り出し回路３２１と、乗算器３４０とを備えて構成される。ここで、上位ビット切り出し回路３１１は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、図１７Ａに示すように、例えば上位１０ビット（ｂ０−ｂ９）を切り出して、当該１０ビットの信号をレベル検出信号として乗算器３４０に出力する。また、中間位ビット切り出し回路３３１は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、例えば、図１７Ａに示すように中間位６ビット（ｂ１０−ｂ１５）を切り出して、当該６ビットの信号を、入力信号に相関するが、ランダムに変化する白色雑音信号として発生して加算器３３０を介して乗算器３４０に出力する。さらに、下位ビット切り出し回路３２１は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、例えば、図１７Ａに示すように最下位８ビット（ｂ１６−ｂ２３）を切り出して、当該８ビットの信号を、入力信号に相関するが、ランダムに変化する白色雑音信号として発生して加算器３３０を介して乗算器３４０に出力する。そして、乗算器３４０は入力される２つの白色雑音信号とレベル信号とを乗算することにより、白色雑音信号のレベルがレベル信号に応じて変化する白色雑音信号を発生して出力端子３０２を介して出力する。
【００８６】
第４の実施例．
図１１は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第４の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−４の構成を示すブロック図である。図１１において、レベル相関型白色雑音発生回路３００−４は、入力端子３０１と出力端子３０２を有し、上位ビット切り出し回路３１１と、３個の下位ビット切り出し回路３２１，３２２，３２３と、乗算器３４０とを備えて構成される。ここで、上位ビット切り出し回路３１１は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、図１７Ｂに示すように、例えば上位１０ビット（ｂ０−ｂ９）を切り出して、当該１０ビットの信号をレベル検出信号として乗算器３４０に出力する。また、下位ビット切り出し回路３２１は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、例えば、図１７Ｂに示すように下位６ビット（ｂ１６−ｂ２１）を切り出して、当該６ビットの信号を、入力信号に相関するが、ランダムに変化する白色雑音信号として発生して加算器３３０を介して乗算器３４０に出力する。さらに、下位ビット切り出し回路３２２は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、例えば、図１７Ｂに示すように下位６ビット（ｂ１７−ｂ２２）を切り出して、当該６ビットの信号を、入力信号に相関するが、ランダムに変化する白色雑音信号として発生して加算器３３０を介して乗算器３４０に出力する。またさらに、下位ビット切り出し回路３２３は入力端子３０１を介して入力される入力信号のうち、例えば、図１７Ｂに示すように最下位６ビット（ｂ１８−ｂ２３）を切り出して、当該６ビットの信号を、入力信号に相関するが、ランダムに変化する白色雑音信号として発生して加算器３３０を介して乗算器３４０に出力する。そして、乗算器３４０は入力される３つの白色雑音信号とレベル信号とを乗算することにより、白色雑音信号のレベルがレベル信号に応じて変化する白色雑音信号を発生して出力端子３０２を介して出力する。
【００８７】
第５の実施例．
図１２は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第５の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−５の構成を示すブロック図である。図１２において、レベル相関型白色雑音発生回路３００−５は、入力端子３０１と出力端子３０２を有し、上位ビット切り出し回路３１１と、下位ビット切り出し回路３２１と、独立型白色雑音発生回路３８０と、加算器３３０と、乗算器３４０とを備えて構成される。従って、レベル相関型白色雑音発生回路３００−５は、図９のレベル相関型白色雑音発生回路３００−２に比較して、独立型白色雑音発生回路３８０と、加算器３３０とをさらに備えたことを特徴としている。以下、当該相違点について説明する。
【００８８】
図１３は、図１１の独立型白色雑音発生回路３８０の構成を示すブロック図である。図１３において、独立型白色雑音発生回路３８０は、複数Ｎ個のＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）と、加算器３１と、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器３２と、減算器３３とを備えて構成され、入力信号Ｘとは独立した雑音信号を発生することを特徴としている。ここで、ＰＮ系列は、擬似雑音系列の略であり、各ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎは、互いに独立な初期値を有して、例えば、Ｍ系列雑音信号である一様ランダムな振幅レベルを有する擬似雑音信号を発生して加算器３１に出力する。次いで、加算器３１は複数のＰＮ系列雑音信号発生回路６０−１乃至６０−Ｎから出力される複数Ｎ個の擬似雑音信号を加算して、加算結果の擬似雑音信号を減算器３３に出力する。一方、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器３２は、複数Ｎ個のＰＮ系列雑音信号発生回路３０−１乃至３０−Ｎからの擬似雑音信号の時間平均値の和であるＤＣオフセット除去用定数信号を発生して減算器３３に出力する。そして、減算器３３は、擬似雑音信号の和からＤＣオフセット除去用定数信号を減算することにより、ＤＣオフセットの無いディザ信号を発生して出力する。
【００８９】
ここで、各ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）は、図１４に示すように、３２ビットカウンタ４１と、排他的論理和ゲート４２と、クロック信号発生器４３と、初期値データ発生器４４とを備えて構成される。３２ビットカウンタ４１には、初期値データ発生器４４から各ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎ毎に互いに異なる３２ビットの初期値が設定された後、クロック信号発生器４３により発生されるクロック信号に基づいて、３２ビットカウンタ４１は１ずつインクリメントするように計数する。３２ビットカウンタ４１の３２ビットのデータ（０〜３１ビット目のデータを含む。）のうち、最上位ビット（ＭＳＢ；３１ビット目）の１ビットデータと、その３ビット目の１ビットデータとは、排他的論理和ゲート４２の入力端子に入力され、排他的論理和ゲート４２は排他的論理和の演算結果の１ビットデータを３２ビットカウンタ４１の最下位ビット（ＬＳＢ）にセットする。そして、３２ビットカウンタ４１の下位８ビットのデータはＰＮ系列雑音信号として出力される。このようにＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎを構成することにより、各ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎから出力されるＰＮ系列雑音信号は互いに独立した８ビットのＰＮ系列雑音信号となる。
【００９０】
図１４の例では、各ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎで互いに独立した８ビットのＰＮ系列雑音信号を発生するために、上述のように構成しているが、本発明はこれに限らず、以下のように構成してもよい。
【００９１】
（１）３２ビットカウンタ４１から取り出すＰＮ系列雑音信号の８ビットのビット位置を互いに異ならせる。すなわち、ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−１では最下位８ビットから８ビットのＰＮ系列雑音信号を取り出し、ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−２では最下位８ビットより直上の８ビットからＰＮ系列雑音信号を取り出し、以下同様にしてＰＮ系列雑音信号を取り出す。
（２）とって代わって、排他的論理和ゲート４２に入力する１ビットデータを取り出す３２ビットカウンタ４１のビット位置を各ＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎで互いに異ならせる。
（３）もしくは、図１４の例と、上記（１）の変形例と、上記（２）の変形例とのうち少なくとも２つを組み合わせる。
【００９２】
そして、互いに独立な複数個のＰＮ系列雑音を加算することにより、ＰＮ系列雑音信号発生回路３０の個数Ｎに応じて、図１８Ａ、図１８Ｂ及び図１８Ｃに示すように、振幅レベルに対して所定の確率密度を有するＰＮ系列雑音信号を発生することができる。例えば、Ｎ＝１であるときは、概ね、図１８Ａに示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有する白色雑音信号を発生することができる。また、もしＮ＝１２であるとき、中心極限定理を用いれば、ガウス分布は分散が１／１２であるため１２個の一様乱数を発生するＰＮ系列雑音信号発生回路３０−ｎからの各ＰＮ系列雑音信号を加算することにより、概ね、振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型雑音信号を発生することができる。また、Ｎ＝２であるとき、図１８Ｂに示すように、三角形状の確率密度関数を有するダイヤモンド型雑音信号を発生することができる。さらに、Ｎ＝３であるとき、図１８Ｃに示すように、ガウス分布に近く、ガウス分布から若干大きい分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するベル分布型（釣り鐘型）雑音信号を発生することができる。以上説明したように、図１３及び図１４の回路を構成し、例えば、図１８Ｂ又は図１８Ｃの雑音信号を発生することにより、小規模の回路で、自然音や楽音信号に近い雑音信号であるディザ信号を発生することができる。
【００９３】
図１２に戻り参照すれば、下位ビット切り出し回路３２１からのランダムな雑音信号は加算器３３０に出力される。一方、独立型白色雑音発生回路３８０は、上述のごとく、図１３においてＮ＝１であるときの構成を有して、白色雑音信号を発生して加算器３３０に出力する。加算器３３０は、上記入力される２個の雑音信号を加算して、加算結果の雑音信号を乗算器３４０に出力する。図１２のレベル相関型白色雑音発生回路３００−５においては、入力信号にレベル相関しているが、独立型白色雑音発生回路３８０からの白色雑音信号も用いているので、レベル相関の度合いを軽減した白色雑音信号を発生することができる。
【００９４】
第６の実施例．
図１５は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第６の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−６の構成を示すブロック図である。図１５のレベル相関型白色雑音発生回路３００−６は、レベル相関型白色雑音発生回路３００−５に比較して、独立型白色雑音発生回路３８０に代えて、ダイヤモンド型ディザ型雑音発生回路３８１を備えたことを特徴としている。ここで、ダイヤモンド型ディザ型雑音発生回路３８１は、図１３の白色雑音発生回路３８０において、Ｎ＝２のときの構成を有して構成され、図１８Ｂに示す振幅レベルの確率密度を有するダイヤモンド型雑音信号を発生して出力する。図１５のレベル相関型白色雑音発生回路３００−６においては、図１２の白色雑音発生回路３００−５と同様に、入力信号にレベル相関しているが、独立型白色雑音発生回路３８０からの白色雑音信号も用いているので、レベル相関の度合いを軽減した白色雑音信号を発生することができる。
【００９５】
第７の実施例．
図１９は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第７の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−７の構成を示すブロック図である。図１９のレベル相関型白色雑音発生回路３００−７は、入力信号に対してそのレベルに対して非一様に量子化する非一様量子化器３５１と、非一様量子化器３５１とは逆の量子化処理を実行する逆量子化器３６１と、減算器３７１とを備えて構成される。ここで、非一様量子化器３５１は、例えば、ランレングス１／Ｎ圧縮フローティング符号化を用いて量子化している。
【００９６】
図１９において、入力端子３０１を介して入力される入力信号（ここで、例えば、サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１Ｈｚ、語長＝１６ビットであるオーディオ信号である。）は減算器３７１と、非一様量子化器３５１とに入力される。非一様量子化器３５１は入力される１６ビットの信号をその１／Ｎに圧縮した後、逆量子化器３６１に出力する。圧縮の方法については詳細後述する。逆量子化器３６１は非一様量子化器３５１の圧縮特性とは逆特性となるようにして逆量子化し１６ビットの信号に伸長する。非一様量子化器３５１と逆量子化器３６１により再量子化した再量子化信号は減算器３７１に出力される。減算器３７１は再量子化した入力信号と、元の入力信号との差信号、すなわち量子化雑音信号を出力端子３０２を介して出力する。
【００９７】
図１９のように構成することにより、逆量子化器３６１からの出力信号と、入力信号との差を演算することにより、その差は量子化雑音となり、その値は後述するように、入力信号のレベルに応じて変化し、すなわちレベル相関した雑音信号を得ることができる。
【００９８】
図１９のレベル相関型白色雑音発生回路３００−７における量子化雑音信号の諸特性について詳しく説明する。量子化雑音の原因は量子化刻みの粗さによって生じる誤差信号である。図２１は図１９の非一様量子化器３５１と逆量子化器３６１を組み合わせた場合の瞬時Ｓ／Ｎ比対入力信号レベルの特性を示す図である。図中の縦軸は瞬時Ｓ／Ｎ比であり、瞬時Ｓ／Ｎ比は０Ｈｚからナイキスト周波数（ナイキスト周波数とは、信号にエイジアリングが発生しない限界のサンプリング周波数であり、本好ましい実施形態では、マージンをゼロとした理想状態で、ナイキスト周波数＝サンプリング周波数としている。）である４４．１ｋＨｚまでの信号帯域での信号対雑音歪み率である。図２１からわかるように、従来技術の直線符号（８ビット、１６ビット、２４ビット）に比較して、入力レベルのほぼ全域に渡り瞬時Ｓ／Ｎ比を大幅に改善することができる。具体的な非一様量子化器３５１の圧縮方法としては、上述のように、ランレングス１／Ｎ圧縮フローティング符号化方法を使用した。
【００９９】
次いで、ランレングス１／Ｎ圧縮フローティング符号化方法を図２３（Ａ）を参照して説明する。当該符号化方法では、符号化前の元データとなる直線符号の上位で、極性ビットＰと、所定論理のビットが連続する連続データＱ０と、上記連続データＱ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０と、上記反転ビットＴ０以降の下位データＤ０とで構成されるＬビットの直線符号を符号化器である非一様量子化器３５１に入力したときに、非一様量子化器３５１は、上記Ｌビットの上記直線符号を、上記連続データＱ０のランレングスを圧縮して得られる符号ビットＰ及び圧縮された連続データＱ１と、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１と、上記ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１と、上記下位データＤ０を丸めて得る仮数データＤ１とで構成するＭビットの圧縮データに変換して出力する。ただし、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１、ｎを２以上の整数とするとき、上記ランレングスＬ１及び圧縮剰余データＦ１は次式で表される。
【０１００】
［数１］
Ｌ１＝Ｉｎｔ（Ｌ０／Ｎ）  （１）
【０１０１】
［数２］
Ｆ１＝Ｌ０  ｍｏｄ  Ｎ    （２）
【０１０２】
ここで、Ｉｎｔは引数の整数値を表す関数であり、Ａ  ｍｏｄ  ＢはＡをＢで除算したときの剰余を表す関数である。
【０１０３】
次いで、逆量子化器３６１の逆量子化処理においては、ランレングス１／Ｎ圧縮フローティング符号の逆変換処理を用いて上記逆量子化処理を実行している。以下、当該逆量子化処理について図２３（Ｂ）を参照して説明する。
【０１０４】
逆量子化器３６１は、上位で所定論理のビットが連続する極性ビットＰ及び圧縮された連続データＱ１、上記圧縮された連続データＱ１の連続性をブレークする反転ビットＴ１、ランレングスを圧縮する時に生じる剰余を表す圧縮剰余データＦ１及び仮数データＤ１によって構成する圧縮データを、上記Ｑ１のランレングスをＮ倍に伸長し、上記Ｆ１の値に応じた長さの連続データを付加し、Ｑ０の連続性をブレークする反転ビットＴ０を付加し、引き続き上記仮数データＤ１を付加して、連続データＱ０，反転ビットＴ０及び仮数データＤ０を読み出して伸長データを出力する。ただし、上記連続データＱ０のランレングスをＬ０、上記圧縮された連続データＱ１のランレングスをＬ１、圧縮剰余データＦ１から求める剰余をＦ１、Ｎを２以上の整数とするとき、次式で表される。
【０１０５】
［数３］
Ｌ０＝Ｌ１＊ｎ＋Ｆ１  （３）
【０１０６】
［数４］
Ｄ０＝Ｄ１            （４）
【０１０７】
ここで、＊は乗算を表す算術記号である。
【０１０８】
以上のランレングス１／Ｎ圧縮フローティング符号化の圧縮方法及び圧縮装置については、特許文献２乃至４にそれぞれ具体的に記述されている。ここで、２４ビットの直線符号を、８ビットのランレングス１／４圧縮符号に圧縮したときの計算結果及びその分解能を表１に示す。
【０１０９】
表１において、２４ビットの直線符号は折り返し２進符号であり、フローティング符号は折り返し型のランレングス１／４圧縮フローティング符号である。表１におけるランレングスＬ０、ランレングスＬ１及び分解能の欄は１０進数の表記である。圧縮符号（非一様量子化信号）を復号（逆量子化）して伸長した復元符号（逆量子化信号）の表現精度、すなわち分解能は直線符号の丸めで決定され、ランレングスＬ０によって変化する。表１より明らかなように、最高２４ビット乃至１５ビットの精度が得られる。また、ＤＳＰによる数式変換やテーブル変換に適するようにまとめた結果を表２及び表３に示す。
【０１１０】
表２は非一様量子化の変換表であって、Ｘは非一様量子化の入力符号であり、Ｗは非一様量子化の出力符号である。出力符号Ｗの符号長が２４を超える場合は２４に丸める。入力符号Ｘの符号長が不足する場合は下位に“０”を挿入する。表２において、有効ビット及び量子化雑音も記載した。表２から明らかなように、有効ビットは６ビットから２４ビットまでの間であり、量子化雑音は、図２２に示すように、−３６ｄＢから−１４４ｄＢまでの間の値を有する。表３は２４ビットの各直線符号に対する量子化雑音（２４ビット）を示す。
【０１１１】
【表１】
2010020356.tif 000003
【０１１２】
【表２】
2010020356.tif 000004
【０１１３】
【表３】
2010020356.tif 000005
【０１１４】
上述の表１、表２及び表３から明らかなように、本好ましい実施形態で用いるランレングス１／Ｎ圧縮フローティング符号は、入力信号のレベルが大きくなるにつれて、量子化幅を大きくなるように入力信号を量子化することにより符号化することを特徴としている。
【０１１５】
以上の好ましい実施形態においては、ランレングス１／Ｎ圧縮フローティング符号化を用い、直線符号は折り返し２進符号としたが、２’Ｓコンプリメンタリ符号やオフセットバイナリ符号など他の直線符号であっても、相互に変換するかまたは所定の論理値を変更するだけで、全く同様に適用できる。また、Ｎは「４」の場合だけについて説明したが、Ｎは「２以上」の整数であれば何でもよい。この場合、Ｎの値に応じて圧縮剰余の場合の数が変わるので、圧縮剰余データの語長を変えればよいことは言うまでもない。また、装置はハードウエア回路で構成する以外に、テーブル変換やデータ変換を行うＤＳＰのハードウエア回路及びそれに実装されるソフトウエアのプログラムで構成してもよい。
【０１１６】
以上説明したように、元データのランレングスが小さい時は指数部、すなわちレンジを少ないビット数で表し、ランレングスが大きくなるとビット数を割り当てて指数部すなわちレンジを多くのビット数で表す。符号全体の語長を固定長とするので、仮数部のビット数はランレングスに応じて変化する。これらの作用により、出力部から出力する圧縮符号の有するレンジの表現空間が拡張され、同時に表現精度を改善できる。
【０１１７】
第８の実施例．
図２０は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第８の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−８の構成を示すブロック図である。図２０のレベル相関型白色雑音発生回路３００−８は、それぞれ図１９のレベル相関型白色雑音発生回路３００−７にてなる３個の白色雑音発生回路３８５−１，３８５−２，３８５−３を並列に接続し、各白色雑音発生回路３８５−１，３８５−２，３８５−３からの出力信号を加算器３７４により加算して雑音信号を得る。ここで、レベル相関型白色雑音発生回路３８５−１は非一様量子化器３５１と逆量子化器３６１と減算器３７１とを備えて構成され、レベル相関型白色雑音発生回路３８５−２は非一様量子化器３５２と逆量子化器３６２と減算器３７２とを備えて構成され、レベル相関型白色雑音発生回路３８５−３は非一様量子化器３５３と逆量子化器３６３と減算器３７３とを備えて構成される。これら３個のレベル相関型白色雑音発生回路３８５−１，３８５−２，３８５−３は互いに同様の構成を有し、互いに同様の３個の雑音信号を発生し、それら３個の雑音信号を加算器３７４で加算することにより、例えば図１８Ｃに示すようなベル型雑音信号の確率密度を有する雑音信号を発生することができる。
【０１１８】
第９の実施例．
図２４は、図１乃至図４のレベル相関型白色雑音発生回路３００の第９の実施例に係るレベル相関型白色雑音発生回路３００−９の構成を示すブロック図である。レベル相関型白色雑音発生回路３００−９は、テーブルメモリ３９０ａを内蔵したテーブル変換回路３９０を備えて構成される。テーブルメモリ３９０ａには、図１９又は図２０の入力信号と出力信号との間の関係を示すデータ、すなわち、すべての入力信号に対する出力信号の値を表すデータテーブルを含んでいる。レベル相関型白色雑音発生回路３００−９は、入力端子３０１に入力される入力信号に応答して、その値に対する出力信号の値をテーブルメモリ３９０ａを参照して検索し、検索結果の出力信号の値を有する雑音信号の出力信号を発生して出力端子３０２を介して出力する。以上のように、図２４のレベル相関型白色雑音発生回路３００−９によれば、他のレベル相関型白色雑音発生回路３００−１乃至３００−８に比較してきわめて簡単な構成を有する回路で、レベル相関型白色雑音発生回路を構成できる。
【０１１９】
図２５は、図１乃至図４の信号処理回路４００の構成を示すブロック図である。信号処理回路４００は、図２５に示すように、帯域通過フィルタ４１０と、エコー付加回路４２０と、可変増幅器４３０とを備えて構成される。ここで、帯域通過フィルタ４１０は、図２５に示すように、高域通過フィルタ４１１と、低域通過フィルタである１／ｆ特性フィルタ４１２とを縦続接続して構成され、例えば、入力されるディジタルオーディオ信号がＣＤプレーヤなどからの圧縮されていないディジタル信号であるとき、帯域通過フィルタ４１０は好ましくは以下の仕様を有する。
【０１２０】
（１）低域側のカットオフ周波数ｆＬＣ＝概略ｆｓ／２。
（２）低域側の遮断特性は周波数ｆｓ／４で８０ｄＢ以上の減衰量。その減衰量は、原音の量子化数に基づくＳＮ比近辺となる。例えば原音の量子化数が１６ビットであれば、理論ＳＮは９８ｄＢとなるので、好ましくは、８０〜１００ｄＢ以上の減衰量を有する。ここで、低域側の遮断特性が緩やかなほど、ソフトな音質となる一方、低域側の遮断特性が急峻なほど、シャープな音質傾向となる。後者の場合、原音の音質傾向を損なうことなく、帯域拡張の効果が出る。従って、低域通過フィルタ４１２を、上記低域側の遮断特性を、外部のコントローラからユーザの指示信号に従って例えば上記の２つの特性の間で選択的に変化できるように切り換え可能にすることが好ましい。
（３）高域側のカットオフ周波数ｆＨＣ＝概略ｆｓ／２。
（４）高域側の遮断特性は−６ｄＢ／ｏｃｔ（例えば、図２６参照。）。
ここで、１／ｆ特性フィルタ４１２は、例えば、図２６に示すように、周波数０からｆｓ／２までの帯域Ｂ１よりも高い、周波数ｆｓ／２からｐ・ｆｓ／２までの帯域Ｂ２において−６ｄＢ／ｏｃｔの傾斜を有する減衰特性を備えた、いわゆる１／ｆ特性の低域通過フィルタである。ここで、ｐはオーバーサンプリング率で、例えば２以上概ね８までの整数である。
【０１２１】
帯域通過フィルタ４１０は、入力されるディジタル信号を上述のように帯域通過ろ波して、帯域通過ろ波後のディジタル帯域拡張信号をエコー付加回路４２０及び可変増幅器４３０を介して出力する。
【０１２２】
エコー付加回路４２０は、例えば図２８に示すようにトランスバーサルフィルタにより構成され、入力される入力信号に対して、外部回路からのエコー付加の度合いを表す制御信号に基づいて、自信号と相関するエコー信号を付加して出力する。ここで、エコー付加回路４２０に入力された入力信号は、互いに縦続接続され、それぞれ例えば１サンプルの時間だけ遅延させるＮ個の遅延回路Ｄ１乃至ＤＫに入力されるとともに、可変乗算器ＡＰ０を介して加算器ＳＵ１に入力される。ここで、可変乗算器ＡＰ０は、入力信号に、コントローラ４２１からの乗算値指示制御信号ＣＳ０により示される乗算値を乗算して、乗算結果の値を示す信号を発生して加算器ＳＵ１に出力する。また、遅延回路Ｄ１からの出力信号は、入力信号に対してコントローラ４２１からの乗算値指示制御信号ＣＳ１により示される乗算値を乗算する可変乗算器ＡＰ１を介して加算器ＳＵ１に出力する。さらに、遅延回路Ｄ２からの出力信号は、入力信号に対してコントローラ４２１からの乗算値指示制御信号ＣＳ２により示される乗算値を乗算する可変乗算器ＡＰ２を介して加算器ＳＵ１に出力する。以下同様に、遅延回路Ｄｋ（ｋ＝３，４，…，Ｋ）からの出力信号は、入力信号に対してコントローラ４２１からの乗算値指示制御信号ＣＳｋにより示される乗算値を乗算する可変乗算器ＡＰｋを介して加算器ＳＵ１に出力する。加算器ＳＵ１は入力される（Ｋ＋１）個の信号を加算し、加算結果の信号をコントローラ４２１に出力するとともに、出力信号として外部回路に出力する。ここで、コントローラ４２１は、加算器ＳＵ１からの信号に基づいて、エコー付加回路４２０の入力信号に所定のエコー信号を付加するように制御することにより、乗算値指示制御信号ＣＳｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）を発生してそれぞれ可変乗算器ＡＰ０乃至ＡＰＫに出力する。
【０１２３】
図２５の信号処理回路４００において、エコー付加回路４２０を備えているが、本発明はこれに限らず、エコー付加回路４２０を備えなくてもよい。
【０１２４】
図２５のエコー付加回路４２０を設けることにより、入力信号の強弱変化が激しい時に、帯域拡張信号にだけエコー信号が付加されるので強弱変化の落ち込みを平滑化して高域のノイズ成分を保持するサステイン効果が生まれる。これにより聴感上より自然になる。また、エコー付加回路４２０を付加しないとき、入力信号の強弱変化に常に連動して帯域拡張信号が付加されるので信号的には最も忠実な時間スペクトル特性になる。
【０１２５】
図２５に図示された可変増幅器４３０はレベル制御回路であって、入力される信号のレベル（振幅値）を、制御信号に基づいた増幅度（当該増幅度は正の増幅処理もあるが、負の減衰処理も可能である。）で変化させ、レベル変化後の信号を出力信号として出力する。可変増幅器４３０では、加算器８００に入力される２個の信号のレベルを相対的に調整するために用いられる。この調整は、好ましくは、加算器８００において、例えば周波数ｆｓ／２においてこれら２つの信号のレベルが実質的に一致するように、すなわちスペクトルの連続性を保持するように設定される。
【０１２６】
図２９Ａ乃至図２９Ｅは、図３の第３の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−３の動作（ｐ＝２のとき、すなわち２倍のオーバーサンプリングのとき）を示す周波数スペクトル図であり、図２９Ａは入力信号Ｘの周波数スペクトル図であり、図２９ＢはＬＰＦ１２０からの出力信号の周波数スペクトル図であり、図２９Ｃは回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図であり、図２９Ｄは回路４００からの周波数スペクトル図であり、図２９Ｅは出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。
【０１２７】
図３及び図２９Ａ乃至図２９Ｅを参照して、オーディオ信号帯域拡張装置１００−３の動作を説明すると、図２９Ａ及び図２９Ｂに示すように、所定の最高周波数ｆｍａｘを有する入力信号はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０によりオーバーサンプリングされかつ低域通過ろ波された後、帯域通過フィルタ２００の帯域通過ろ波特性２００Ｓを用いて帯域通過ろ波され、その結果の周波数スペクトルが図２９Ｂに図示されている。ここで、入力信号の最高周波数ｆｍａｘは、ｆｓ／２以下であって、周波数のマージンをとれば、ｆｓ／２未満である。レベル相関型白色雑音発生回路３００は、帯域通過フィルタ２００からの入力信号に基づいて、そのレベルに従って変化するレベル相関した、図２９Ｃの白色雑音信号を発生する。次いで、信号処理回路４００は、上記発生された白色雑音信号に対して帯域通過ろ波処理、エコー付加処理、レベル調整処理を実行して、下限周波数がｆｍａｘである図２９Ｄの帯域拡張付加信号を発生する。さらに、加算器８００は、図２９Ｅに示すように、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１２０からの信号と信号処理回路４００からの信号とを、周波数ｆｍａｘにおいてスペクトルの連続性を保持するように加算し、加算結果の信号を出力信号として出力する。
【０１２８】
図３０Ａ乃至図３０Ｄは、図４の第４の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−４の動作（ｐ＝２のとき、すなわち２倍のオーバーサンプリングのとき）を示す周波数スペクトル図であり、図３０Ａは入力信号Ｘの周波数スペクトル図であり、図３０Ｂは回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図であり、図３０Ｃは回路４００からの周波数スペクトル図であり、図３０Ｄは出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。オーディオ信号帯域拡張装置１００−４も、図３０Ａ乃至図３０Ｄに示すように、以下の相違点を除き、図２９Ａ乃至図２９Ｅと同様に動作する。
【０１２９】
次いで、図３のオーディオ信号帯域拡張装置１００−３と、図４のオーディオ信号帯域拡張装置１００−４との間の相違点について以下に説明する。図３のオーディオ信号帯域拡張装置１００−３では、入力信号をオーバーサンプリングしかつ低域通過ろ波した後、帯域通過ろ波処理、雑音生成処理、信号処理を実行するのに対して、図４のオーディオ信号帯域拡張装置１００−４では、入力信号に対して帯域通過ろ波し、雑音生成することが異なる。この違いによって、帯域通過フィルタ２００及び雑音生成回路３００を動作させるクロックレートを、図３のオーバーサンプリング後に比較して低減できるため、回路規模を削減でき、クロックレートを低減でき、ＤＳＰ処理のステップ数を削減できる効果を奏します。なお、雑音生成後の信号はオーバーサンプリングして信号処理を行い、入力信号も別途オーバーサンプリングして加算するので、出力信号Ｗとして結果的に図３と同じ信号が得られます。図４のオーディオ信号帯域拡張装置１００−４では、２つのオーバーサンプリング回路１２０及び１２１が必要となるが、雑音生成後の信号を処理するオーバーサンプリング回路１２０及び１２１の方は、オーバーサンプリングのクロック信号でゼロ内挿するだけで良く、低域通過フィルタは不要であるため、回路規模などの増加はほとんど無く、差し引きでは回路規模が削減できる。
【０１３０】
図３１Ａ乃至図３１Ｅは、図３の第３の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−３の動作（ｐ＝４のとき、すなわち４倍のオーバーサンプリングのとき）を示す周波数スペクトル図であり、図３１Ａは入力信号Ｘの周波数スペクトル図であり、図３１ＢはＬＰＦ１２０からの出力信号の周波数スペクトル図であり、図３１Ｃは回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図であり、図３１Ｄは回路４００からの周波数スペクトル図であり、図３１Ｅは出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。また、図３２Ａ乃至図３２Ｄは、図４の第４の好ましい実施形態に係るオーディオ信号帯域拡張装置１００−４の動作（ｐ＝４のとき、すなわち４倍のオーバーサンプリングのとき）を示す周波数スペクトル図であり、図３２Ａは入力信号Ｘの周波数スペクトル図であり、図３２Ｂは回路３００からの出力信号の周波数スペクトル図であり、図３２Ｃは回路４００からの周波数スペクトル図であり、図３２Ｄは出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。
【０１３１】
図３１Ａ乃至図３１Ｅの動作は、図２９Ａ乃至図２９Ｅの動作に比較して、オーバーサンプリングの倍数を２倍にしたものであり、それを除いて動作は同様である。また、図３２Ａ乃至図３２Ｄの動作は、図３０Ａ乃至図３０Ｄの動作に比較して、オーバーサンプリングの倍数を２倍にしたものであり、それを除いて動作は同様である。
【０１３２】
図３３Ａ及び図３３Ｂは、図３１Ａ乃至図３１Ｅ及び図３２Ａ乃至図３２Ｄの変形例であって、図３３Ａは１／ｆ特性フィルタ４１２に代わる折り返し雑音歪除去用フィルタの特性を示す周波数スペクトル図であり、図３３Ｂは出力信号Ｗの周波数スペクトル図である。発生した雑音信号の上限周波数特性を、一般には、図２６又は図２７に示す高域除去特性で高域成分を除去していたが、例えば、図３３Ａに示す折り返し歪除去用フィルタを用いることにより、ナイキスト周波数を越える所定の周波数まで残留させることにより、以下の効果を奏する。
【０１３３】
（１）オーディオ帯域拡張範囲を、図３３Ｂに示すように、ナイキスト周波数より高く伸ばすことができる。
（２）折り返し歪除去用フィルタの段数を低減できるなど構成を簡単にできるので安価にできる。また、ＤＳＰなどを用いる場合のステップ数を低減できるので単位時間当たりのステップ数（ＭＩＰＳ）を低減できる。
【０１３４】
以上説明したように、本発明に係る好ましい実施形態によれば、図１に示すように、入力信号が有する帯域以上で入力信号のレベルに従って変化しレベル相関する雑音信号を発生して入力信号と、スペクトルの連続性を保持するように加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張されたオーディオ信号を発生することができる。また、上述のように得られた帯域拡張された信号は原音のレベルに従って変化しかつスペクトルの連続性を保持しているので、帯域拡張された信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有している。
【０１３５】
また、図２に示すように、帯域通過ろ波処理、レベル相関型白色雑音発生処理、信号処理をディジタル信号処理で実行することにより、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、オーディオ信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。さらに、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して、回路規模が大きくなることもなく、製造コストの増加につながらない。
【０１３６】
さらに、図３に示すように、帯域通過ろ波処理及び最後の加算処理の前に、オーバーサンプリング処理を実行しかつ低域通過ろ波処理を実行することにより、Ａ／Ｄ変換器の前段で低次のアナログ低域通過フィルタを用いることができ、これにより、フィルタ処理に伴う位相ひずみや雑音を大幅に軽減できる。また、量子化雑音を低減でき、短い量子化ビットでの変換を容易することができる。さらに、入力信号Ｘのより高い高調波成分を事前に生成して利用できるので、より高い高調波成分を容易に発生できる。
【０１３７】
またさらに、図４に示すように、レベル相関型白色雑音発生処理と信号処理との間にオーバーサンプリング処理を挿入して実行する一方、最後の加算処理の前に入力信号に対してオーバーサンプリング処理及び低域通過ろ波処理を実行することにより、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ及びオーバーサンプリング回路よりも後段の回路において信号レートを高く設定することができる。言い換えれば、前段の回路の信号レートを低く設定することができ、回路構成を簡単化できる。
【０１３８】
第５の好ましい実施形態．
図３４は、オーディオ信号帯域拡張装置のアプリケーションの一例である、本発明の第５の好ましい実施形態に係る光ディスク再生システム５００の構成を示すブロック図である。
【０１３９】
以上の第１乃至第４の好ましい実施形態においては、図１乃至図４のオーディオ信号帯域拡張装置１００−１乃至１００−４を、ハードウエアのディジタル信号処理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、例えば、図１乃至図４のオーディオ信号帯域拡張装置１００−１乃至１００−４の構成における各処理ステップを、オーディオ信号の帯域拡張を行うための信号処理プログラムで実現して、当該信号処理プログラムを図３４のＤＳＰ５０１のプログラムメモリ５０１ｐに格納してＤＳＰ５０１により実行してもよい。なお、ＤＳＰ５０１のデータテーブルメモリ５０１ｄには、上記信号処理プログラムを実行するために必要な種々のデータを格納する。
【０１４０】
図３４において、光ディスク再生装置５０２は、例えばＤＶＤプレーヤ、ＣＤプレーヤ、ＭＤプレーヤなどの光ディスクのコンテンツを再生するための装置であり、光ディスク再生装置５０２により再生された左右のディジタルオーディオ信号は、ＤＳＰ５０１により上記信号処理プログラムが実行されて、入力されたオーディオディジタル信号に対して帯域拡張されたオーディオディジタル信号を得て、Ｄ／Ａ変換器５０３に出力される。次いで、Ｄ／Ａ変換器５０３は、入力されたディジタルオーディオ信号をアナログオーディオ信号にＡ／Ｄ変換して電力増幅器５０４ａ，５０４ｂを介して左右のスピーカ５０５ａ，５０５ｂに出力する。ここで、システムコントローラ６００は、当該光ディスク再生システムの全体の動作を制御し、特に、光ディスク再生装置５０２及びＤＳＰ５０１の動作を制御する。また、ＤＳＰ５０１のプログラムメモリ５０１ｐ及びデータテーブルメモリ５０１ｄは例えばフラッシュメモリやＥＥＰＲＯＭなどの不揮発性メモリで構成される。
【０１４１】
以上のように構成された光ディスクシステムにおいては、光ディスク再生装置５０２により再生されたディジタルオーディオ信号はＤＳＰ５０１によりその信号が適正に帯域拡張された後、左右のスピーカ５０５ａ，５０５ｂにより再生できる。
【０１４２】
以上説明したように、当該第５の好ましい実施形態によれば、図１乃至図４のオーディオ信号帯域拡張装置１００−１乃至１００−４の構成における各処理ステップを、オーディオ信号の帯域拡張を行うための信号処理プログラムで実現して、当該信号処理プログラムを図３４のＤＳＰ５０１により実行するように構成したので、信号処理プログラムの機能追加やバグ補正などのバージョンアップなどを容易にすることができる。
【０１４３】
当該第５の好ましい実施形態において、上記信号処理プログラム及びその実行のためのデータはそれぞれプログラムメモリ５０１ｐ及びデータテーブルメモリ５０１ｄに製造時に予め格納してもよいし、これに代えて、以下に示すように、ＣＤ−ＲＯＭ５１１などの、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録された信号処理プログラム及びその実行のためのデータをそれぞれ、コンピュータなどのコントローラを含む光ディスクドライブ５１０により再生して外部インターフェース５０６を介してＤＳＰ５０１内のプログラムメモリ５０１ｐ及びデータテーブルメモリ５０１ｄに格納してもよい。
【０１４４】
以上の好ましい実施形態においては、ＤＳＰ５０１を用いているが、本発明はこれに限らず、マイクロ・プロセッサ・ユニット（ＭＰＵ）などのディジタル計算機のコントローラにより構成してもよい。
【産業上の利用可能性】
【０１４５】
以上詳述したように、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、入力信号が有する帯域以上で入力信号のレベルに従って変化しレベル相関する雑音信号を発生して入力信号と、スペクトルの連続性を保持するように加算することにより、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張された信号を発生することができる。また、上述のように得られた帯域拡張された信号は原音のレベルに従って変化しかつスペクトルの連続性を保持しているので、帯域拡張された信号の高域成分は人工的なものではなく、原音に対して自然に聴こえるという特有の効果を有している。
【０１４６】
また、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、帯域通過ろ波処理、レベル相関型白色雑音発生処理、信号処理をディジタル信号処理で実行することにより、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、オーディオ信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。さらに、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して、回路規模が大きくなることもなく、製造コストの増加につながらない。
【０１４７】
さらに、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、帯域通過ろ波処理及び最後の加算処理の前に、オーバーサンプリング処理を実行しかつ低域通過ろ波処理を実行することにより、Ａ／Ｄ変換器の前段で低次のアナログ低域通過フィルタを用いることができ、これにより、フィルタ処理に伴う位相ひずみや雑音を大幅に軽減できる。また、量子化雑音を低減でき、短い量子化ビットでの変換を容易することができる。さらに、入力信号Ｘのより高い高調波成分を事前に生成して利用できるので、より高い高調波成分を容易に発生できる。
【０１４８】
またさらに、本発明に係るオーディオ信号帯域拡張装置及び方法によれば、レベル相関型白色雑音発生処理と信号処理との間にオーバーサンプリング処理を挿入して実行する一方、最後の加算処理の前に入力信号に対してオーバーサンプリング処理及び低域通過ろ波処理を実行することにより、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ及びオーバーサンプリング回路よりも後段の回路において信号レートを高く設定することができる。言い換えれば、前段の回路の信号レートを低く設定することができ、回路構成を簡単化できる。
【０１４９】
また、本発明に係る光ディスクシステムによれば、光ディスクに格納されたオーディオ信号を再生して、上記再生されたオーディオ信号の帯域を拡張し、拡張後のオーディオ信号を出力することができる。これにより、光ディスクに格納されたオーディオ信号に基づいて、従来技術に比較して容易にオーディオ帯域が拡張された信号を発生することができる。
【０１５０】
さらに、本発明に係るプログラムによれば、上記オーディオ信号帯域拡張方法における各ステップを含むプログラムを提供できる。
【０１５１】
またさらに、本発明に係るコンピュータにより読み取り可能な記録媒体によれば、上記オーディオ信号帯域拡張方法における各ステップを含むプログラムを格納した記録媒体を提供できる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６Ａ】
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【図１６Ｂ】
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【図１７Ａ】
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【図１７Ｂ】
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【図１８Ａ】
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【図１８Ｂ】
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【図１８Ｃ】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９Ａ】
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【図２９Ｂ】
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【図２９Ｃ】
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【図２９Ｄ】
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【図２９Ｅ】
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【図３０Ａ】
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【図３０Ｂ】
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【図３０Ｃ】
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【図３０Ｄ】
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【図３１Ａ】
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【図３１Ｂ】
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【図３１Ｃ】
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【図３１Ｄ】
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【図３１Ｅ】
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【図３２Ａ】
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【図３２Ｂ】
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【図３２Ｃ】
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【図３２Ｄ】
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【図３３Ａ】
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【図３３Ｂ】
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【図３４】
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