(57)【要約】【課題】利得制御範囲が広い可変利得増幅回路を提供することを課題とする。【解決手段】第１の電位ノード及び第２の出力端子間に接続される第１の負荷抵抗（４２１）と、第１の電位ノード及び第１の出力端子間に接続される第２の負荷抵抗（４２２）と、ゲートが第１の入力端子に接続され、ドレインが第２の出力端子に接続される第１の電界効果トランジスタ（４０１）と、ゲートが第２の入力端子に接続され、ドレインが第１の出力端子に接続される第２の電界効果トランジスタ（４０２）と、ゲートが第１の制御端子に接続され、ドレインが第１及び第２の電界効果トランジスタのソースの相互接続点に接続される第３の電界効果トランジスタ（４０３）と、ゲートが第２の制御端子に接続される第４の電界効果トランジスタ（４０４）と、第１及び第２の出力端子と第４の電界効果トランジスタのドレインとの間にバイパス電流を流す電流バイパス回路（４１２）を有する。【選択図】図４
2010154246.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力信号を入力する第１の入力端子と、
前記第１の入力信号に対して逆相の第２の入力信号を入力する第２の入力端子と、
第１の利得制御信号を入力する第１の制御端子と、
前記第１の利得制御信号に対して逆相の第２の利得制御信号を入力する第２の制御端子と、
第１の出力信号を出力する第１の出力端子と、
前記第１の出力信号に対して逆相の第２の出力信号を出力する第２の出力端子と、
第１の電位ノード及び前記第２の出力端子間に接続される第１の負荷抵抗と、
前記第１の電位ノード及び前記第１の出力端子間に接続される第２の負荷抵抗と、
ゲートが前記第１の入力端子に接続され、ドレインが前記第２の出力端子に接続される第１の電界効果トランジスタと、
ゲートが前記第２の入力端子に接続され、ドレインが前記第１の出力端子に接続される第２の電界効果トランジスタと、
ゲートが前記第１の制御端子に接続され、ドレインが前記第１及び第２の電界効果トランジスタのソースの相互接続点に接続される第３の電界効果トランジスタと、
ゲートが前記第２の制御端子に接続される第４の電界効果トランジスタと、
前記第３及び第４の電界効果トランジスタのソースの相互接続点と第２の電位ノードとの間に接続される電流源と、
前記第１及び第２の出力端子と前記第４の電界効果トランジスタのドレインとの間にバイパス電流を流す電流バイパス回路と
を有することを特徴とする可変利得増幅回路。
【請求項２】
前記電流バイパス回路は、
ゲート及びドレインが前記第２の出力端子に接続され、ソースが前記第４の電界効果トランジスタのドレインに接続される第５の電界効果トランジスタと、
ゲート及びドレインが前記第１の出力端子に接続され、ソースが前記第４の電界効果トランジスタのドレインに接続される第６の電界効果トランジスタとを有することを特徴とする請求項１記載の可変利得増幅回路。
【請求項３】
前記電流バイパス回路は、
ドレインが前記第２の出力端子に接続され、ゲート及びソースが前記第４の電界効果トランジスタのドレインに接続される第５の電界効果トランジスタと、
ドレインが前記第１の出力端子に接続され、ゲート及びソースが前記第４の電界効果トランジスタのドレインに接続される第６の電界効果トランジスタとを有することを特徴とする請求項１記載の可変利得増幅回路。
【請求項４】
前記電流バイパス回路は、
ゲートが直流電圧ノードに接続され、ドレインが前記第２の出力端子に接続され、ソースが前記第４の電界効果トランジスタのドレインに接続される第５の電界効果トランジスタと、
ゲートが前記直流電圧ノードに接続され、ドレインが前記第１の出力端子に接続され、ソースが前記第４の電界効果トランジスタのドレインに接続される第６の電界効果トランジスタとを有することを特徴とする請求項１記載の可変利得増幅回路。
【請求項５】
前記電流バイパス回路は、
前記第２の出力端子及び前記第４の電界効果トランジスタのドレイン間に接続される第１の抵抗及び第１のインダクタの直列接続回路と、
前記第１の出力端子及び前記第４の電界効果トランジスタのドレイン間に接続される第２の抵抗及び第２のインダクタの直列接続回路とを有することを特徴とする請求項１記載の可変利得増幅回路。
【請求項６】
第１の入力信号を入力する第１の入力端子と、
前記第１の入力信号に対して逆相の第２の入力信号を入力する第２の入力端子と、
第１の利得制御信号を入力する第１の制御端子と、
前記第１の利得制御信号に対して逆相の第２の利得制御信号を入力する第２の制御端子と、
第１の出力信号を出力する第１の出力端子と、
前記第１の出力信号に対して逆相の第２の出力信号を出力する第２の出力端子と、
第１の電位ノード及び前記第２の出力端子間に接続される第１の負荷抵抗と、
前記第１の電位ノード及び前記第１の出力端子間に接続される第２の負荷抵抗と、
ベースが前記第１の入力端子に接続され、コレクタが前記第２の出力端子に接続される第１のバイポーラトランジスタと、
ベースが前記第２の入力端子に接続され、コレクタが前記第１の出力端子に接続される第２のバイポーラトランジスタと、
ベースが前記第１の制御端子に接続され、コレクタが前記第１及び第２のバイポーラトランジスタのエミッタの相互接続点に接続される第３のバイポーラトランジスタと、
ベースが前記第２の制御端子に接続される第４のバイポーラトランジスタと、
前記第３及び第４のバイポーラトランジスタのエミッタの相互接続点と第２の電位ノードとの間に接続される電流源と、
前記第１及び第２の出力端子と前記第４のバイポーラトランジスタのコレクタとの間にバイパス電流を流す電流バイパス回路と
を有することを特徴とする可変利得増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、可変利得増幅回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１は、特開２００７−１７４０２９号公報に開示されている可変利得増幅回路の回路図である。可変利得増幅回路は、正相信号入力端子ＩＮ、逆相信号入力端子ＩＮＢ、第２の出力端子（例えば、正相信号出力端子）ＯＵＴ、第１の出力端子（例えば、逆相信号出力端子）ＯＵＴＢ、利得可変端子ＶＧＣ１，ＶＧＣ２、及び第１の電源電圧ノード（例えば、電源端子）ＶＤを有し、これらの端子間に、第１、第２の負荷手段（例えば、負荷抵抗）２１，２２と、第１、第２のトランジスタ（例えば、ＦＥＴ）３１，３２からなる利得可変用の第１の差動回路と、第３、第４のトランジスタ（例えば、ＦＥＴ）３５，３６からなる利得可変用の第２の差動回路と、第５、第６のトランジスタ（例えば、ＦＥＴ）３５，３６からなる増幅回路（例えば、信号増幅用ソース接地回路）とが接続されている。
【０００３】
ここでは、利得可変端子ＶＧＣ１，ＶＧＣ２に入力される制御信号が差動信号であるとして説明する。負荷抵抗２１を流れる電流Ｉ２１は、電流Ｉ３１及びＩ３３の和であり、同様に、電流Ｉ２２は電流Ｉ３２及びＩ３４の和になっている。入力端子ＩＮ及びＩＮＢの入力信号レベルが等しい場合を考えると、Ｉ３１＝Ｉ３４、Ｉ３２＝Ｉ３３の関係が成り立つ。したがって、電流Ｉ２１及びＩ２２は、利得可変端子ＶＧＣ１及びＶＧＣ２の制御信号の大小関係に依らず常に一定となる。そのため、出力端子ＯＵＴ及びＯＵＴＢの出力信号のオフセット電圧は、利得可変端子ＶＧＣ１及びＶＧＣ２の制御信号に依らず一定の値が維持される。送受信器内に使用される可変増幅器は、通常、数個縦続接続されるので、出力オフセットが不変であればＤＣカット等の対策が不要となり、コスト、複雑性等の点で有利である。
【０００４】
また、特開平７−１４７５２３号公報には、利得が制御電圧に依存しており、温度に関係なく安定化させることができる可変利得増幅器が開示されている。
【０００５】
また、特公平６−３０４２５号公報には、利得の変化によりその周波数特性に悪影響を生じない、広い利得可変範囲を有する広帯域可変利得増幅回路が開示されている。
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−１７４０２９号公報
【特許文献２】特開平７−１４７５２３号公報
【特許文献３】特公平６−３０４２５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、利得制御範囲が広く、利得に応じた出力差動信号のクロスポイントのレベル変動が小さく、利得に応じた出力差動信号のクロスポイントの遅延時間変動が小さく、及び／又は、動作可能な周波数帯域が広い可変利得増幅回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の可変利得増幅回路は、第１の入力信号を入力する第１の入力端子と、前記第１の入力信号に対して逆相の第２の入力信号を入力する第２の入力端子と、第１の利得制御信号を入力する第１の制御端子と、前記第１の利得制御信号に対して逆相の第２の利得制御信号を入力する第２の制御端子と、第１の出力信号を出力する第１の出力端子と、前記第１の出力信号に対して逆相の第２の出力信号を出力する第２の出力端子と、第１の電位ノード及び前記第２の出力端子間に接続される第１の負荷抵抗と、前記第１の電位ノード及び前記第１の出力端子間に接続される第２の負荷抵抗と、ゲートが前記第１の入力端子に接続され、ドレインが前記第２の出力端子に接続される第１の電界効果トランジスタと、ゲートが前記第２の入力端子に接続され、ドレインが前記第１の出力端子に接続される第２の電界効果トランジスタと、ゲートが前記第１の制御端子に接続され、ドレインが前記第１及び第２の電界効果トランジスタのソースの相互接続点に接続される第３の電界効果トランジスタと、ゲートが前記第２の制御端子に接続される第４の電界効果トランジスタと、前記第３及び第４の電界効果トランジスタのソースの相互接続点と第２の電位ノードとの間に接続される電流源と、前記第１及び第２の出力端子と前記第４の電界効果トランジスタのドレインとの間にバイパス電流を流す電流バイパス回路とを有することを特徴とする。
【０００９】
また、本発明の可変利得増幅回路は、第１の入力信号を入力する第１の入力端子と、前記第１の入力信号に対して逆相の第２の入力信号を入力する第２の入力端子と、第１の利得制御信号を入力する第１の制御端子と、前記第１の利得制御信号に対して逆相の第２の利得制御信号を入力する第２の制御端子と、第１の出力信号を出力する第１の出力端子と、前記第１の出力信号に対して逆相の第２の出力信号を出力する第２の出力端子と、第１の電位ノード及び前記第２の出力端子間に接続される第１の負荷抵抗と、前記第１の電位ノード及び前記第１の出力端子間に接続される第２の負荷抵抗と、ベースが前記第１の入力端子に接続され、コレクタが前記第２の出力端子に接続される第１のバイポーラトランジスタと、ベースが前記第２の入力端子に接続され、コレクタが前記第１の出力端子に接続される第２のバイポーラトランジスタと、ベースが前記第１の制御端子に接続され、コレクタが前記第１及び第２のバイポーラトランジスタのエミッタの相互接続点に接続される第３のバイポーラトランジスタと、ベースが前記第２の制御端子に接続される第４のバイポーラトランジスタと、前記第３及び第４のバイポーラトランジスタのエミッタの相互接続点と第２の電位ノードとの間に接続される電流源と、前記第１及び第２の出力端子と前記第４のバイポーラトランジスタのコレクタとの間にバイパス電流を流す電流バイパス回路とを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
電流バイパス回路を設けることにより、利得制御範囲が広くなる。また、利得に応じた出力差動信号のクロスポイントのレベル変動が小さくなる。また、利得に応じた出力差動信号のクロスポイントの遅延時間変動が小さくなる。また、動作可能な周波数帯域が広くなる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
（第１の実施形態）
図２は、本発明の第１の実施形態によるインパルス無線通信システムの構成例を示す図である。インパルス無線通信システムは、ベースバンド信号生成器２０１、インパルス発生器２０２、バンドパスフィルタ２０３、送信アンプ２０４、送受信切替スイッチ２０５、アンテナ２０６、受信アンプ２１１、バンドパスフィルタ２１２、検波器２１３及びベースバンド信号再生器２１４を有する。ベースバンド信号生成器２０１、インパルス発生器２０２、バンドパスフィルタ２０３及び送信アンプ２０４は、送信装置を構成する。これに対し、ベースバンド信号再生器２１４、検波器２１３、バンドパスフィルタ２１２及び受信アンプ２１１は、受信装置を構成する。
【００１２】
まず、送信装置について説明する。ベースバンド信号生成器２０１は、タイムスロット単位のデータを生成し、インパルス発生器２０２に出力する。そのデータは、「１」ではハイレベルになり、「０」ではローレベルになる。インパルス発生器２０２は、データがハイレベルになると、インパルス２３１を生成する。バンドパスフィルタ２０３は、インパルス２３１に対して所定の通過帯域のみを通過させるためのフィルタリングを行い、波束２３２を出力する。
【００１３】
図３は、バンドパルフィルタ２０３の通過帯域３０２を示す図である。インパルス特性３０１は、インパルス２３１の周波数特性を示す。波束２３２は、インパルス特性３０１のうちの通過帯域３０２の部分のみの周波数成分を有する。ＵＷＢ（超広帯域無線：Ultra Wide Band）等では、使用可能な周波数帯域が制限されている。その周波数帯域の制限を満たすようにするために、バンドパスフィルタ２０３を用いる。
【００１４】
送信アンプ２０４は、波束２３２を増幅し、スイッチ２０５及びアンテナ２０６を介して、送信信号２３３を無線送信する。送信信号２３３は、波束の有無により、「１」又は「０」を表す。
【００１５】
次に、受信装置について説明する。受信アンプ２１１は、アンテナ２０６及びスイッチ２０５を介して、受信信号を受信し、増幅する。バンドパスフィルタ２１２は、受信アンプ２１１の出力信号に対して所定の通過帯域のみを通過させるためのフィルタリングを行う。検波器２１３は、バンドパスフィルタ２１２の出力信号を検波して出力する。ベースバンド信号再生器２１４は、検波器２１３の出力信号を入力し、受信データの再生を行う。
【００１６】
インパルス方式による無線通信システムは、マイクロ波帯、準ミリ波帯、ＵＷＢをはじめとする超広帯域無線通信システムに利用可能である。インパルス方式は、狭帯域通信方式と比較して、発振器やミキサが不要でＲＦ部の構成が簡素・低コストとなる特徴を有し、広帯域を利用できるミリ波帯においては１０Ｇｂｐｓを超える広帯域無線伝送の実現が期待される。
【００１７】
送信アンプ２０４は、天候等の環境に応じて利得を制御し、送信レベルを一定に保つことができる可変利得増幅回路である。受信アンプ２１１は、受信場所等の環境に応じて、受信レベルを一定に保つことができる可変利得増幅回路である。
【００１８】
図４は、本発明の第１の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す回路図である。可変利得増幅回路は、図２の送信アンプ２０４及び／又は受信アンプ２１１として使用することができる。
【００１９】
可変利得増幅回路は、第１の入力端子ＩＮと、第２の入力端子ＩＮＢと、第１の制御端子ＶＧＣと、第２の制御端子ＮＶＧＣと、第１の出力端子ＯＵＴと、第２の出力端子ＯＵＴＢと、第１の負荷抵抗４２１と、第２の負荷抵抗４２２と、第１のｎチャネル電界効果トランジスタ４０１と、第２のｎチャネル電界効果トランジスタ４０２と、第３の電界効果トランジスタ４０３と、第４の電界効果トランジスタ４０４と、電流源用電界効果トランジスタ４０５と、電流バイパス回路４１２とを有する。
【００２０】
第１の入力端子ＩＮは、第１の入力信号を入力する。第２の入力端子ＩＮＢは、第１の入力信号に対して逆相の第２の入力信号を入力する。第１の制御端子ＶＧＣは、第１の利得制御信号を入力する。第２の制御端子は、第１の利得制御信号に対して逆相の第２の利得制御信号を入力する。第１の出力端子ＯＵＴは、第１の出力信号を出力する。第２の出力端子は、第１の出力信号に対して逆相の第２の出力信号を出力する。
【００２１】
第１の負荷抵抗４２１は、第１の電位ノード（例えば正の直流電源電圧ノード）及び第２の出力端子ＯＵＴＢ間に接続される。第２の負荷抵抗４２２は、第１の電位ノード及び第１の出力端子ＯＵＴ間に接続される。第１の電界効果トランジスタ４０１は、ゲートが第１の入力端子ＩＮに接続され、ドレインが第２の出力端子ＯＵＴＢに接続される。第２の電界効果トランジスタ４０２は、ゲートが第２の入力端子ＩＮＢに接続され、ドレインが第１の出力端子ＯＵＴに接続される。第３の電界効果トランジスタ４０３は、ゲートが第１の制御端子ＶＧＣに接続され、ドレインが第１及び第２の電界効果トランジスタ４０１，４０２のソースの相互接続点に接続される。第４の電界効果トランジスタ４０４は、ゲートが第２の制御端子ＮＶＧＣに接続される。ｎチャネル電界効果トランジスタ４０５は、ゲートがバイアス電圧ノードに接続され、ドレインが第３及び第４の電界効果トランジスタ４０３，４０４のソースの相互接続点と第２の電位ノード（例えば基準電位ノード）との間に接続される電流源である。基準電位ノードは、例えばグランド電位ノードである。電流バイパス回路４１２は、第１の出力端子ＯＵＴ、第２の出力端子ＯＵＴＢ及び第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインに接続され、第１及び第２の出力端子ＯＵＴ，ＯＵＴＢと第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインとの間にバイパス電流を流す。
【００２２】
第１の入力端子ＩＮ及び第２の入力端子ＩＮＢには、相互に位相が反転した差動信号が入力される。第１の電界効果トランジスタ４０１及び第２の電界効果トランジスタ４０２は、第１の差動回路４１１を構成する。第１の制御端子ＶＧＣ及び第２の制御端子ＮＶＧＣには、相互に位相が反転した差動信号が入力される。第３の電界効果トランジスタ４０３及び第４の電界効果トランジスタ４０４は、第２の差動回路４１３を構成する。第１の出力端子ＯＵＴ及び第２の出力端子ＯＵＴＢは、相互に位相が反転した差動信号を出力する。第１の入力端子ＩＮは正相入力信号を入力し、第２の入力端子ＩＮＢは逆相入力信号を入力する。第１の制御端子ＶＧＣは正相利得制御信号を入力し、第２の制御端子ＮＶＧＣは逆相利得制御信号を入力する。第１の出力端子ＯＵＴは正相出力信号を出力し、第２の出力端子ＯＵＴＢは逆相出力信号を出力する。
【００２３】
電流Ｉ２１は、第１の負荷抵抗４２１を流れる電流である。電流Ｉ２２は、第２の負荷抵抗４２２を流れる電流である。電流Ｉ３１は、第１の電界効果トランジスタ４０１のソース及びドレイン間を流れる電流である。電流Ｉ３２は、第２の電界効果トランジスタ４０２のソース及びドレイン間を流れる電流である。電流Ｉ３３は、第２の出力端子ＯＵＴＢから電流バイパス回路４１２に流入する電流である。電流Ｉ３４は、第１の出力端子ＯＵＴから電流バイパス回路４１２に流入する電流である。電流Ｉ３５は、第３の電界効果トランジスタ４０３のソース及びドレイン間に流れる電流である。電流Ｉ３６は、第４の電界効果トランジスタ４０４のソース及びドレイン間に流れる電流である。
【００２４】
電流Ｉ２１は、電流Ｉ３１及びＩ３３の和である。電流Ｉ２２は、電流Ｉ３２及びＩ３４の和である。電流Ｉ３５は、電流Ｉ３１及びＩ３２の和である。電流Ｉ３６は、電流Ｉ３３及びＩ３４の和である。電流源用電界効果トランジスタ４０５には、電流Ｉ３５及びＩ３６の和の電流が流れる。
【００２５】
図５は、本実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図であり、図４の電流バイパス回路４１２の構成例を示す回路図である。電流バイパス回路４１２は、第５のｎチャネル電界効果トランジスタ５０１及び第６のｎチャネル電界効果トランジスタ５０２を有する。第５の電界効果トランジスタ５０１は、ゲート及びドレインが第２の出力端子ＯＵＴＢに接続され、ソースが第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインに接続される。第６の電界効果トランジスタ５０２は、ゲート及びドレインが第１の出力端子ＯＵＴに接続され、ソースが第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインに接続される。
【００２６】
電界効果トランジスタ５０１及び５０２は、それぞれのゲートがそれぞれのドレインに接続され、結果として、出力信号をフィードバックする構成となっている。電界効果トランジスタ５０１及び５０２のゲートに出力信号を入力することにより、負帰還信号にすることができる。これにより、電流バイパス回路４１２は、バイパス電流Ｉ３３及びＩ３４を第４の電界効果トランジスタ４０４に流すことができる。
【００２７】
本実施形態の可変利得増幅回路は、利得制御信号による差動回路４１１への電流変化分を電流バイパス回路４１２より補償することにより、負荷抵抗４２１，４２２に流れる電流を利得制御信号に依らず一定に保持することができる。
【００２８】
第１及び第２の電界効果トランジスタ４０１，４０２の差動回路４１１から電流バイパス回路４１２を見たとき、電流バイパス回路４１２の入力信号の周波数におけるインピーダンスが、第１及び第２の電界効果トランジスタ４０１，４０２の差動回路４１１から見た負荷インピーダンスより大きくなるようにすることが好ましい。特に、電流バイパス回路４１２の入力信号の周波数におけるインピーダンスが、第１及び第２の電界効果トランジスタ４０１，４０２の差動回路４１１から見た負荷インピーダンスより２倍以上大きいことが好ましい。これにより、電流バイパス回路４１２を設けることによる負荷に対する悪影響を防止することができる。
【００２９】
図６は、図５の可変利得増幅回路の利得制御特性６０１及び図１の可変利得増幅回路の利得制御特性６０２のシミュレーション結果を示すグラフである。
【００３０】
まず、図１の可変利得増幅回路の利得制御特性６０２について説明する。横軸の差動制御電圧は、制御信号ＶＧＣ１からＶＧＣ２を引いた値である。図１の可変利得増幅回路では、電流Ｉ３１とＩ３３、電流Ｉ３２とＩ３４は、互いに逆相の関係にあることに注意をしなければならない。すなわち、差動制御信号ＶＧＣ１及びＶＧＣ２に関し、ＶＧＣ１−ＶＧＣ２＞０とＶＧＣ１−ＶＧＣ２＜０とで動作が反転することになる。利得制御特性６０２に示すように、ＶＧＣ１−ＶＧＣ２＝０Ｖを中心に、可変利得増幅回路の利得は対称関係となり、差動制御電圧が正の場合と負の場合とでは位相関係が逆転している。このように、図１の可変利得増幅回路は、差動制御電圧の符号により出力位相が逆転するので、制御信号ＶＧＣ１及びＶＧＣ２による制御範囲６１２が狭いという問題がある。差動制御電圧の制御範囲６１２が狭い、すなわち差動制御電圧が０Ｖから＋方向又は−方向のみにしか制御できないということは、制御感度が高いことを意味し、ある点ではメリットであるが、制御信号ＶＧＣ１及びＶＧＣ２として差動信号を使う場合には、正負いずれかを捨てることになり制御効率が悪くなる。また、入力信号ＩＮ及びＩＮＢが下側の差動対トランジスタ３５及び３６に供給されるため、広帯域特性が得られないという問題がある。
【００３１】
図７は、図１の可変利得増幅回路の差動出力信号のシミュレーション結果を示す波形図である。差動出力信号７０１ｐ及び７０１ｎは、それぞれ差動制御電圧が０．１Ｖのときの出力端子ＯＵＴ及びＯＵＴＢの信号である。差動出力信号７０２ｐ及び７０２ｎは、それぞれ差動制御電圧が０．３Ｖのときの出力端子ＯＵＴ及びＯＵＴＢの信号である。差動出力信号７０２ｐ及び７０２ｎのクロスポイントは、差動出力信号７０１ｐ及び７０１ｎのクロスポイントと一致することが好ましい。しかし、差動出力信号７０２ｐ及び７０２ｎのクロスポイントは、差動出力信号７０１ｐ及び７０１ｎのクロスポイントに対して、電圧が８５ｍＶ低く、時間が０．５２ｐｓ遅くなる。
【００３２】
図９は、図１の可変利得増幅回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。差動制御電圧を０Ｖ〜０．３Ｖの範囲において５０ｍＶ単位で変化させたときの電圧利得を示す。電圧利得の−３ｄＢ帯域が５３ＧＨｚである。
【００３３】
次に、図５の可変利得増幅回路の利得制御特性６０１（図６）について説明する。図６の横軸の差動制御電圧は、第１の制御端子ＶＧＣの利得制御信号から第２の制御信号ＮＶＧＣの利得制御信号を引いた値である。図５の可変利得増幅回路では、入力端子ＩＮ及びＩＮＢの入力信号が一定であれば、第１の負荷抵抗４２１に流れる電流Ｉ２１及び第２の負荷抵抗４２２に流れる電流Ｉ２２は、第１の制御端子ＶＧＣ及び第２の制御端子ＮＶＧＣの利得制御信号の大小関係によらず常に一定であり、出力オフセット電圧の変動は生じない。さらに、差動制御電圧の符号が正でも負でも出力信号の位相が反転することはなく、広い範囲６１１で利得を制御することが可能となる。図５の可変利得増幅回路の利得制御範囲６１１は、図１の可変利得増幅回路の利得制御範囲６１２より２倍広くなる。また、入力端子ＩＮ及びＩＮＢを上段の差動回路４１１に供給し、電流バイパス回路４１２を負帰還回路としているために、図１の可変利得増幅回路と比べて広帯域動作となる。
【００３４】
以上のように、図５の可変利得増幅回路は、広帯域特性を損ねないため、入力端子ＩＮ及びＩＮＢの入力信号は、制御端子ＶＧＣ及びＮＶＧＣに接続される差動回路４０３より上に接続された差動回路４１１に供給される。制御端子ＶＧＣ及びＮＶＧＣの利得制御信号による出力オフセットの変動を抑制するために、負荷抵抗４２１，４２２に流れる電流Ｉ２１，Ｉ２２が制御端子ＶＧＣ及びＮＶＧＣの利得制御信号に依らず常に一定に保たれるよう、電流バイパス回路４１２が設けられている。
【００３５】
図６、図８及び図１０は、図５の可変利得増幅回路の動作を確認するため、インジウム燐（ＩｎＰ）系高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor）の使用を仮定した回路シミュレーションの結果を示す。
【００３６】
図８は、図５の可変利得増幅回路の差動出力信号のシミュレーション結果を示す波形図である。差動出力信号８０１ｐ及び８０１ｎは、それぞれ差動制御電圧が０．１Ｖのときの出力端子ＯＵＴ及びＯＵＴＢの信号である。差動出力信号８０２ｐ及び８０２ｎは、それぞれ差動制御電圧が０．３Ｖのときの出力端子ＯＵＴ及びＯＵＴＢの信号である。差動出力信号８０２ｐ及び８０２ｎのクロスポイントは、差動出力信号８０１ｐ及び８０１ｎのクロスポイントに対して、電圧が６５ｍＶ低く、図７の８５ｍＶに比べて２５％改善されている。また、差動出力信号８０２ｐ及び８０２ｎのクロスポイントは、差動出力信号８０１ｐ及び８０１ｎのクロスポイントに対して、時間が０．０５ｐｓ遅く、図７の０．５２ｐｓに比べて９０％改善されている。
【００３７】
図１０は、図５の可変利得増幅回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。差動制御電圧を−０．３Ｖ〜＋０．３Ｖの範囲において０．１Ｖ単位で変化させたときの電圧利得を示す。電圧利得の−３ｄＢ帯域が７６ＧＨｚであり、図９の５３ＧＨｚに比べて１．４倍広くなっている。
【００３８】
以上のように、図５の可変利得増幅回路は、電流バイパス回路４１２による負帰還効果のため可変利得増幅回路の周波数帯域すなわち動作周波数範囲を広く設定することができる（１．４倍）。また、出力差動信号のクロスポイントのオフセット電圧の差動制御電圧依存性及び遅延時間の差動制御電圧依存性を改善することができる（それぞれ改善度２５％、９０％）。
【００３９】
（第２の実施形態）
図１１は、本発明の第２の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図であり、図４の電流バイパス回路４１２の構成例を示す回路図である。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。電流バイパス回路４１２は、第５のｎチャネル電界効果トランジスタ５０１及び第６のｎチャネル電界効果トランジスタ５０２を有する。第５の電界効果トランジスタ５０１は、ドレインが第２の出力端子ＯＵＴＢに接続され、ゲート及びソースが第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインに接続される。第６の電界効果トランジスタ５０２は、ドレインが第１の出力端子ＯＵＴに接続され、ゲート及びソースが第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインに接続される。本実施形態は、第１の実施形態と同様の効果を有する。
【００４０】
（第３の実施形態）
図１２は、本発明の第３の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図であり、図４の電流バイパス回路４１２の構成例を示す回路図である。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。電流バイパス回路４１２は、第５のｎチャネル電界効果トランジスタ５０１及び第６のｎチャネル電界効果トランジスタ５０２を有する。第５の電界効果トランジスタ５０１は、ゲートが直流電圧ノード１２０１に接続され、ドレインが第２の出力端子ＯＵＴＢに接続され、ソースが第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインに接続される。第６の電界効果トランジスタ５０２は、ゲートが直流電圧ノード１２０１に接続され、ドレインが第１の出力端子ＯＵＴに接続され、ソースが第４の電界効果トランジスタ４０４のドレインに接続される。本実施形態は、第１の実施形態と同様の効果を有する。
【００４１】
（第４の実施形態）
図１３は、本発明の第４の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図であり、図４の電流バイパス回路４１２の構成例を示す回路図である。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。電流バイパス回路４１２は、第２の出力端子ＯＵＴＢ及び第４の電界効果トランジスタ４０４のドレイン間に接続される第１の抵抗１３０３及び第１のインダクタ１３０１の直列接続回路と、第１の出力端子ＯＵＴ及び第４の電界効果トランジスタ４０４のドレイン間に接続される第２の抵抗１３０４及び第２のインダクタ１３０２の直列接続回路とを有する。インダクタ１３０１及び１３０２は、高周波数成分の信号をカットすることができる。本実施形態は、第１の実施形態と同様の効果を有する。
【００４２】
（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態は、図４の可変利得増幅回路のトランジスタ４０１〜４０４としてバイポーラトランジスタを用いる。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。第１のバイポーラトランジスタ４０１は、ベースが第１の入力端子ＩＮに接続され、コレクタが第２の出力端子ＯＵＴＢに接続される。第２のバイポーラトランジスタ４０２は、ベースが第２の入力端子ＩＮＢに接続され、コレクタが第１の出力端子ＯＵＴに接続される。第３のバイポーラトランジスタ４０３は、ベースが第１の制御端子ＶＧＣに接続され、コレクタが第１及び第２のバイポーラトランジスタ４０１，４０２のエミッタの相互接続点に接続される。第４のバイポーラトランジスタ４０４は、ベースが第２の制御端子ＮＶＧＣに接続される。電流源４０５は、第３及び第４のバイポーラトランジスタ４０３，４０４のエミッタの相互接続点と第２の電位ノードとの間に接続される。電流バイパス回路４１２は、第１及び第２の出力端子ＯＵＴ，ＯＵＴＢと第４のバイポーラトランジスタ４０４のコレクタとの間にバイパス電流を流す。図５、図１１〜図１３の可変利得増幅回路のトランジスタにも、同様に、バイポーラトランジスタを用いることができる。
【００４３】
また、第１〜４の実施形態の可変利得増幅回路のトランジスタとして、ＩｎＰの高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）又はシリコン基板のＣＭＯＳトランジスタを用いることができることは言うまでもない。
【００４４】
以上のように、第１〜第５の実施形態の可変利得増幅回路は、有線、無線を問わず広く通信分野において使用可能である。特に、可変利得増幅回路は、図２のインパルス方式による無線通信システムでは、送信電力調整用アンプ２０４又は受信利得調整用アンプ２１１に使用可能であり、広帯域特性の要求に応えることができる。
【００４５】
第１〜第５の実施形態の可変利得増幅回路は、電流バイパス回路４１２を設けることにより、利得制御範囲が広くなる。また、利得に応じた出力差動信号のクロスポイントのレベル変動が小さくなる。また、利得に応じた出力差動信号のクロスポイントの遅延時間変動が小さくなる。また、動作可能な周波数帯域が広くなる。また、出力信号の位相を反転させることなく、広い利得制御範囲を実現することができる。
【００４６】
なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】可変利得増幅回路の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態によるインパルス無線通信システムの構成例を示す図である。
【図３】バンドパルフィルタの通過帯域を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す回路図である。
【図５】本発明の第１の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図である。
【図６】図５の可変利得増幅回路の利得制御特性及び図１の可変利得増幅回路の利得制御特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図７】図１の可変利得増幅回路の差動出力信号のシミュレーション結果を示す波形図である。
【図８】図５の可変利得増幅回路の差動出力信号のシミュレーション結果を示す波形図である。
【図９】図１の可変利得増幅回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】図５の可変利得増幅回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図である。
【図１２】本発明の第３の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図である。
【図１３】本発明の第４の実施形態による可変利得増幅回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
【００４８】
４０１  第１の電界効果トランジスタ
４０２  第２の電界効果トランジスタ
４０３  第３の電界効果トランジスタ
４０４  第４の電界効果トランジスタ
４０５  電流源用電界効果トランジスタ
４１１  第１の差動回路
４１２  電流バイパス回路
４１３  第２の差動回路
４２１  第１の負荷抵抗
４２２  第２の負荷抵抗
５０１  第５の電界効果トランジスタ
５０２  第６の電界効果トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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