(57)【要約】【課題】受信信号から情報信号を得る受信処理の演算量を低減する。【解決手段】チャネル利得を等化するｇビット（ｇは自然数）の等化係数を取得する取得部３０２と、情報信号に定数τの整数倍から成る摂動信号が付加されたｙビット（ｙは自然数）の受信信号を受信し、このとき、前記受信信号と前記等化係数の量子化幅ｑｙ及びｑｇは２ｓｑｙｑｇ＝τを満たす量子化が行われており、前記受信信号と前記等化係数との下位ｓビット（ｓはｇ＋ｙ未満の自然数）に関わる乗算処理を行う処理部３０１と、前記乗算処理の結果から変調点を判定する判定部３０３と、前記判定された変調点に基づいて復調処理を行う復調部３０４と、を備える。【選択図】図６
2010154320.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャネル利得を等化するｇビット（ｇは自然数）の等化係数を取得する取得部と、
情報信号に摂動信号が付加されたｙビット（ｙは自然数）の受信信号を受信し、前記受信信号と前記等化係数との下位ｓビット（ｓはｇ＋ｙ未満の自然数）に関わる乗算処理を行う処理部と、
前記乗算処理の結果から変調点を判定する判定部と、
前記判定された変調点に基づいて復調処理を行う復調部と、
を備える無線通信装置。
【請求項２】
前記処理部は、前記ｓビットの乗算処理結果のうち、上位ｓ−ｄビット（ｄは０以上ｓ未満の整数）を前記判定部へ通知することを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記摂動信号は、実部及び虚部が所定の定数τ（τは実数）の整数倍で表現される信号であり、
前記受信信号を表現する量子化幅をｑｙ、前記等化係数を表現する量子化幅をｑｇとした場合、２ｓｑｙｑｇ＝τを満たすことを特徴とする請求項２に記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記取得部は、前記ｇビットの等化係数のうち、下位ｓビットを前記処理部へ通知し、
前記処理部は、前記受信信号と前記等化係数の前記下位ｓビット分とを用いて前記乗算処理を行うことを特徴とする請求項３に記載の無線通信装置。
【請求項５】
前記受信信号に施されている変調方式の情報を取得し、前記変調方式に基づいて正規化係数を求める正規化部と、
前記受信信号に前記正規化係数を乗算して前記処理部へ通知する第１の乗算器と、
前記処理部による前記乗算処理の結果に前記正規化係数の逆数を乗算して前記判定部へ通知する第２の乗算器と、
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の無線通信装置。
【請求項６】
Ｎ個（Ｎは自然数）の他無線通信装置との伝搬路情報を取得する取得部と、
第ｋの他無線通信装置（ｋは１≦ｋ≦Ｎを満たす整数）を宛先とする第ｋの送信データを直交振幅変調する変調部と、
前記直交振幅変調された前記第ｋの送信データをｓビットのデジタル値として受け取り、第ｍの送信データ（ｍは１≦ｍ＜ｋを満たす整数）と前記伝搬路情報に基づくλビット（λは自然数）の干渉成分との下位εビット（εはｓ＋１≦ε＜ｓ＋λを満たす整数）に関わる乗算処理を行い、この乗算処理結果のうち所定のｓビットを前記第ｋの送信データから桁上がりのないｓビットで減算する減算処理を行う処理部と、
前記減算処理された前記送信データに前記伝搬路情報に基づくビームフォーミングウェイトを乗算するビームフォーミング部と、
前記ビームフォーミングウェイトが乗算された前記送信データを前記他無線通信装置へ送信する送信部と、
を備える無線通信装置。
【請求項７】
前記所定のｓビットは、上位ｓビットであることを特徴とする請求項６に記載の無線通信装置。
【請求項８】
チャネル利得を等化するｇビット（ｇは自然数）の等化係数を取得し、
情報信号に摂動信号が付加されたｙビット（ｙは自然数）の受信信号を受信し、
前記受信信号と前記等化係数との下位ｓビット（ｓはｇ＋ｙ未満の自然数）に関わる乗算処理を行い、
前記乗算処理の結果から変調点を判定し、
前記判定された変調点に基づいて復調処理を行う無線通信方法。
【請求項９】
Ｎ個（Ｎは自然数）の他無線通信装置との伝搬路情報を取得し、
第ｋの他無線通信装置（ｋは１≦ｋ≦Ｎを満たす整数）を宛先とする第ｋの送信データを直交振幅変調し、
前記直交振幅変調した前記第ｋの送信データをｓビットのデジタル値として受け取り、
第ｍの送信データ（ｍは１≦ｍ＜ｋを満たす整数）と前記伝搬路情報に基づくλビット（λは自然数）の干渉成分との下位εビット（εはｓ＋１≦ε＜ｓ＋λを満たす整数）に関わる乗算処理を行い、
前記乗算処理結果のうち所定のｓビットを前記第ｋの送信データから桁上がりのないｓビットで減算する減算処理を行い、
前記減算処理された前記送信データに前記伝搬路情報に基づくビームフォーミングウェイトを乗算し、
前記ビームフォーミングウェイトが乗算された前記送信データを前記他無線通信装置へ送信する無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
既存の無線通信を高速化することができる伝送方式として、複数の送信アンテナ及び複数の受信アンテナを用いて通信を行うＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）と呼ばれる伝送方式が提案されている。ＭＩＭＯ伝送方式は、複数の送信アンテナから独立なストリームを同一周波数で多重化して送信し、受信装置（ユーザ）において混信ストリームを空間フィルタリングや最尤判定により分離する技術である。ＭＩＭＯ伝送方式では、ビームフォーミングにより、空間的に多重化（SDMA:Spatial Division Multiple Access）を行うことができ、複数のユーザと同時に通信を行うことができる。
【０００３】
しかし、複数の受信装置が近傍に存在する場合には、送信装置（基地局）において、ビームフォーミングによる受信装置の分離が困難となり、周波数利用効率が低下する。この問題を解決する手法として、非線形プリコーディングが知られている。非線形プリコーディングには、ＴＨＰ（Tomlinson-Harashima Precoding）や、ＶＰ（Vector Perturbation）等がある。
【０００４】
ＴＨＰの送信処理では、受信装置間干渉を受ける受信装置宛の送信信号に対し、プリコーディング処理が行われ、事前に干渉成分が間引かれる。しかし、このプリコーディング処理後の信号は伝搬路に起因する成分を持つため、送信電力が規定値を超える可能性がある。
【０００５】
そのため、プリコーディング処理後の信号に対し、モジュロ演算処理が行われている。モジュロ演算処理とは、入力された信号の実数部および虚数部に対し、既定の値の剰余演算を行うことである。これは、入力された信号に対し、実数部および虚数部に規定の値の整数倍の値を持つ摂動信号を加えることと等価である。モジュロ演算により送信電力が規定値内に抑えられた信号はビームフォーミングにより伝送される。
【０００６】
一方、ＴＨＰの受信処理では、所望の信号（データを含む情報信号）に前記摂動信号が加わっている受信信号に対し、再びモジュロ演算処理が行われ、前記摂動信号成分が除去されて、情報信号が取り出される。
【０００７】
しかし、モジュロ演算処理前の受信信号は、摂動信号成分が原因となり、信号点振幅が増大するため、受信処理回路では大きなビット幅を必要とし、受信処理演算量が増大してしまう。
【０００８】
このような問題を解決する手法として、送信処理において、プリコーディング処理前の送信信号に、シェイピング信号と呼ばれる信号を付加し、モジュロ演算において付加する摂動信号の実数部成分および虚数部成分が規定の値を超えないようにする手法が知られている（例えば特許文献１参照）。この手法により、受信処理の演算量は低減される。
【０００９】
しかし、このような従来の手法では、前記シェイピング信号を適切に設定するために、送信処理の演算量が増大する。送信処理における演算量の増加は、処理遅延や消費電力を増加させ、通信容量の低下を招くおそれがあった。
【特許文献１】米国特許第５，８５４，８１２号明細書
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明は、受信信号から情報信号を得る受信処理の演算量を低減することができる無線通信装置及び無線通信方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明の一態様による無線通信装置は、チャネル利得を等化するｇビット（ｇは自然数）の等化係数を取得する取得部と、情報信号に摂動信号が付加されたｙビット（ｙは自然数）の受信信号を受信し、前記受信信号と前記等化係数との下位ｓビット（ｓはｇ＋ｙ未満の自然数）に関わる乗算処理を行う処理部と、前記乗算処理の結果から変調点を判定する判定部と、前記判定された変調点に基づいて復調処理を行う復調部と、を備えるものである。
【００１２】
本発明の一態様による無線通信装置は、Ｎ個（Ｎは自然数）の他無線通信装置との伝搬路情報を取得する取得部と、第ｋの他無線通信装置（ｋは１≦ｋ≦Ｎを満たす整数）を宛先とする第ｋの送信データを直交振幅変調する変調部と、前記直交振幅変調された前記第ｋの送信データをｓビットのデジタル値として受け取り、第ｍの送信データ（ｍは１≦ｍ＜ｋを満たす整数）と前記伝搬路情報に基づくλビット（λは自然数）の干渉成分との下位εビット（εはｓ＋１≦ε＜ｓ＋λを満たす整数）に関わる乗算処理を行い、この乗算処理結果のうち所定のｓビットを前記第ｋの送信データから桁上がりのないｓビットで減算する減算処理を行う処理部と、前記減算処理された前記送信データに前記伝搬路情報に基づくビームフォーミングウェイトを乗算するビームフォーミング部と、前記ビームフォーミングウェイトが乗算された前記送信データを前記他無線通信装置へ送信する送信部と、を備えるものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、受信信号から情報信号を得る受信処理の演算量を低減することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１４】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１５】
（第１の実施形態）図１に本発明の第１の実施形態に係る無線通信装置を含むマルチユーザ環境ＭＩＭＯ通信システムの構成を示す。マルチユーザ環境ＭＩＭＯ通信システムは、送信装置１００と、Ｋ個（Ｋは１以上の整数）の受信装置１１０を備える。
【００１６】
送信装置１００はデジタル信号処理部１０１、ｋ個（ｋは１≦ｋ≦Ｋを満たす整数）のアナログ回路部１０２、上位情報信号処理部１０３、及びＮｔ本（Ｎｔは１以上の整数）のアンテナ１０４を有する。
【００１７】
受信装置１１０は、デジタル信号処理部１１１、１つ以上のアナログ回路部１１２、上位情報信号処理部１１３、及び１本以上のアンテナ１１４を有する。各受信装置１１０のアンテナ数は異なっても良い。
【００１８】
図２に送信装置１００のデジタル信号処理部１０１の概略構成を示す。デジタル信号処理部１０１は、チャネル情報取得部２０１、変調部２０２、非線形プリコーディング部２０３、及びビームフォーミング部２０４を有する。
【００１９】
送信装置（基地局）１００における送信処理について説明する。変調部２０２は、上位情報信号処理部１１３からＮｓ個（Ｎｓはｋ以下の自然数）の情報信号が通知され、直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）を行い、以下の数式１に示すようなＮｓ次元送信信号ベクトルｓを生成し、非線形プリコーディング部２０３へ通知する。
【数１】
2010154320.tif 000003
ここで、[]Ｔは転置行列を表す。
【００２０】
Ｎｓ個の情報信号には、受信装置１１０においてデランダマイズ、誤り訂正符号デコード、ビットデインターリーブが可能であれば、いかなるランダマイズ、誤り訂正符号エンコード、及びビットインターリーブが施されていてもよい。また、ある受信装置１１０に向けた信号には毎回同じ方式の変調が施され、かつ、受信装置１１０にその変調方式が既知であるとする。
【００２１】
以下では説明の簡単のため、空間多重する受信装置１１０の数を、送信装置１００のアンテナ１０４の数と同数かつ、空間多重される受信装置１１０にはそれぞれ１ストリームを伝送するものとする。すなわちＫ＝Ｎｔ＝Ｎｓとする。また、全ての受信装置１１０のアンテナ１１４の本数を１本として説明を行うが、アンテナ１１４の本数は１本に制限されない。
【００２２】
チャネル情報取得部２０１は、事前に取得したＫ×Ｎｔの伝搬路行列Ｈを非線形プリコーディング部２０３及びビームフォーミング部２０４へ通知する。伝搬路行列Ｈは、送受信装置アンテナ間の伝搬路のインパルス応答を示すものや、インパルス応答を量子化したものでも良く、伝搬路の状態を表すものであればよい。
【００２３】
伝搬路行列Ｈの取得方法としては、アナログ値をフィードバックしてもよく、量子化したものと最も相関の高いサンプルのインデックスをフィードバックしてもよく、送信装置１００が受信装置１１０から送信される既知信号を受信し推定してもよく、以上の方法に制限されることはない。また、本実施形態で説明する一例では、シングルキャリア伝送を扱うが、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）に代表されるマルチキャリア伝送にも同様に適用可能である。
【００２４】
ＺＦ（Zero-Forcing）規範のＴＨＰ（Tomlinson-Harashima Precoding）により送信が行われる場合、前記伝搬路行列ＨのＱＲ分解を用いて非線形プリコーディング部２０３及びビームフォーミング部２０４で用いるウェイトが決定される。具体的には、前記伝搬路行列Ｈのエルミート行列をＱＲ分解することにより、以下の数式２のようになる。
【数２】
2010154320.tif 000004
ただし、[]Ｈはエルミート行列を表す。また、数式２のＱはユニタリ行列、Ｒは上三角行列である。Ｒは次式で表わされる。
【数３】
2010154320.tif 000005
【００２５】
ビームフォーミング部２０４では、ユニタリ行列Ｑを送信ビームフォーミングウェイトＷＴＨＰとする。このとき、１〜Ｋ番目の受信装置１１０におけるＫ次元受信信号ベクトルｙは以下の数式４で表わされる。
【数４】
2010154320.tif 000006
ただし、ｎはＫ次元雑音ベクトルであり、[]＊は複素共役を表す。数式４において、ＲＨ中のｒ＊ｌｋ（ｌ＜ｋ）はｌ番目の受信装置１１０からｋ番目の受信装置１１０への干渉成分であり、後に順序付けられている受信装置１１０ほど多くの干渉を受けることを示している。
【００２６】
そこで、ＴＨＰにおける非線形プリコーディング部２０３では、前記干渉成分を除去するために、数式２で得られた上三角行列Ｒのエルミート行列ＲＨをプリコーディング行列とし、以下の数式５で示すプリコーディング処理を行うことにより、Ｋ次元送信信号ベクトルｓ′を得る。
【数５】
2010154320.tif 000007
【００２７】
これにより受信装置１１０では、干渉成分が相殺された信号を受信することができる。しかし、数式５の送信信号ベクトルｓ′は伝搬路に起因する成分を持つため、送信電力が規定値を超えてしまう可能性がある。そこでＴＨＰを用いた場合の非線形プリコーディング部２０３は、数式５のプリコーディングに加え、送信信号ベクトルｓ′の各成分に対してモジュロ演算を行うことで、送信電力を規定値内に収める。
【００２８】
モジュロ演算とは、変調多値数をＭとすると、基準値をτＭとし、信号点を±τＭ四方の領域に収めるために、実数部及び虚数部にそれぞれ２τＭの整数倍の成分を持つ摂動信号を付加することである。ここでτＭは例えば以下の数式６のように表すことができる。
【数６】
2010154320.tif 000008
κＭは送信電力の平均値を正規化するための係数であり、例えばＱＰＳＫ（Ｍ＝４）、１６ＱＡＭ（Ｍ＝１６）、６４ＱＡＭ（Ｍ＝６４）それぞれに対して、
【数７】
2010154320.tif 000009
となる。κＭはさらに、モジュロ演算により信号点が前記領域内に一様分布することを考慮し、送信電力の平均値を正規化するための値としてもよく、使用する全送信アンテナでの総送信電力を既定値とするための値として設定してもよい。
【００２９】
また、前記τＭの値はＭ個全ての変調点が前記領域内に収まる値であるように（√Ｍ−１）／κＭよりも大きければよく、前記の値に制限しない。複素信号ｕに対して２τＭを基準値とするモジュロ演算を行った場合の結果は次式のように表される。
【数８】
2010154320.tif 000010
ただし、
【数９】
2010154320.tif 000011
であり、
【数１０】
2010154320.tif 000012
は負方向の整数に丸めこむ処理を表す。このように、非線形プリコーディング部２０３によりモジュロ演算を施されたＫ次元送信信号ベクトルｓ"は次式で表わされる。
【数１１】
2010154320.tif 000013
【数１２】
2010154320.tif 000014
【００３０】
図３は、Ｋ＝３の場合の非線形プリコーディング部２０３の構成を示す。入力信号１１（前記信号ｓk（ｋ＝１，２，３）に対応）に対し、逐次的に干渉抑圧が行われた後の信号１２（上記信号ｓk′に対応）がモジュロ演算部４０１によりモジュロ演算され、信号１３（上記信号ｓk"に対応）が出力される様子を示している。
【００３１】
また、図４に、ＱＰＳＫを用いた場合において、非線形プリコーディング部２０３の前記処理による送信信号点のＩＱ平面上での移動を示す。図４の中央にドットで示される領域が元のコンスタレーションのＭ個の変調点を含む±τＭ四方の領域である。
【００３２】
非線形プリコーディング部２０３に入力された信号１１（信号ｓk）が、数式５で示されるプリコーディングを施され、図中の信号１２（信号ｓk′）で示す点に移動する。モジュロ演算では信号１２の信号点をドットで示す±τＭ四方の領域に収めるために、実軸方向に２τＭの−１倍を、虚軸方向に２τＭの−２倍をそれぞれ加え（すなわち、数式１２においてｐRe,k＝−１、ｐIm,k＝−２）、信号１３（信号ｓk"）とする。
【００３３】
数式４のｓを数式１１で表わされるｓ"に置き換えることにより、ＴＨＰにおける受信装置１１０での受信信号ｙは次式で表わせる。以下では雑音ｎを無視する。
【数１３】
2010154320.tif 000015
ただし、diag(g)は対角行列を表わす。数式１３で示される受信信号から所望の信号を得る受信処理に関しては後述する。
【００３４】
本実施形態では簡単のためにＺＦ規範のＴＨＰについて説明を行ったが、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）規範やその他の規範であってもよい。非線形プリコーディング部２０３で処理された数式１１で表わされる送信信号ベクトルｓ"は、ビームフォーミング部２０４へ通知される。
【００３５】
次に、ＺＦ規範のＶＰ（Vector Perturbation）により送信する場合の非線形プリコーディング部２０３及びビームフォーミング部２０４の処理について説明する。ＺＦ規範の送信ビームフォーミングウェイトＷＺＦは、前記伝搬路行列Ｈの一般化逆行列ＨＨ（ＨＨＨ）−１となる。このとき、送信ビームフォーミングウェイト乗算後のＫ次元信号ベクトルｘは次式で表わされる。
【数１４】
2010154320.tif 000016
ここでγは総送信電力を規格化するための係数であり、次式で表わされる。
【数１５】
2010154320.tif 000017
ただし、‖‖はユークリッドノルムを表す。１〜Ｋ番目の受信装置におけるＫ次元受信信号ベクトルｙおよび平均受信ＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio：信号対雑音電力比）は次式で表わされる。
【数１６】
2010154320.tif 000018
【００３６】
上記数式１６から、γの値が大きい場合、受信品質が劣化することがわかる。逆に、γの値を小さくすることができれば、平均受信ＳＮＲを高め、通信品質を向上させることができる。そこで、ＶＰの非線形プリコーディング処理ではγの値が最小となるように、送信信号ベクトルｓの各成分の実数部及び虚数部にそれぞれ基準値２τＭの整数倍の成分を持つ摂動信号を付加する。ここでのτＭはＴＨＰの送信処理で説明したものと同様に、変調方式等で決まる値である。この非線形プリコーディング処理後の送信信号ベクトルは以下の数式１７で表わせる。
【数１７】
2010154320.tif 000019
ただし、ｐＶＰは摂動信号を成分とするＫ次元摂動ベクトルであり、次式で表わせる。
【数１８】
2010154320.tif 000020
ただし、ｐ′Re,k、ｐ′Im,k（１≦ｋ≦Ｋ）は整数である。ここでも、説明の簡単のためにＺＦ規範のＶＰについて説明を行ったが、ＭＭＳＥ規範やその他の規範であってもよい。
【００３７】
図５に、ＱＰＳＫを用いた場合のＶＰにおける、非線形プリコーディング部２０３による処理の一例を示す。図５に示すように、ＩＱ平面上で元のコンスタレーションにおける±τＭ四方の領域の複製を２τＭ間隔で無限に配置したものを拡張コンスタレーション６０１と呼ぶとする。ＶＰの非線形プリコーディング部２０３では、図５に示す入力信号１１（信号ｓk）と同記号で、２τＭ間隔で並ぶ信号点の中から数式１８を満たす信号点を選択し、これを信号
【数１９】
2010154320.tif 000021
とする。図５に示す例の場合、実軸方向に２τＭの−１倍を、虚軸方向に２τＭの−２倍をそれぞれ加えた（すなわち、数式１８においてｐ′Re,k＝−１、ｐ′Im,k＝−２とした）信号点（信号１５）に相当する。
【００３８】
非線形プリコーディング部２０３で処理された数式１７で示される送信信号ベクトル
【数２０】
2010154320.tif 000022
はビームフォーミング部２０４へ通知される。
【００３９】
ビームフォーミング部２０４では、通知された送信信号ベクトルに対し、前記送信ビームフォーミングウェイトを乗算し、これにより得られる信号ベクトルをアナログ回路１０２へ通知する。
【００４０】
アナログ回路１０２は、通知されたデジタル信号をアナログ信号に変換する処理を行い、出力をアンテナ１０４へ通知することで送信が行われる。送信時のアナログ回路１０２は、フィルタ、デジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器、周波数変調器、電力増幅器を含む一般的な構成であり、詳細な説明は省略する。
【００４１】
続いて受信装置１１０における受信処理について説明する。図６に、受信装置１１０のデジタル信号処理部１１１の概略構成を示す。デジタル信号処理部１１１は、非線形受信処理部３０１、チャネル等化係数情報取得部３０２、判定部３０３、及び復調部３０４を有する。
【００４２】
受信装置１１０ではアンテナ１１４により数式１３で示される受信信号を受信すると、アナログ回路１１２において処理が行われ、デジタルの受信信号ｙｋとしてデジタル信号処理部１１１へ通知される。アナログ回路１１２は、低雑音増幅器、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器、フィルタを含む一般的な構成であり、詳細な説明は省略する。
【００４３】
ただし、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器における量子化処理では、量子化幅は等間隔とし、符号込みのビット数をｂ、量子化幅をｑとした場合に［−２ｂ−１ｑ，２ｂ−１ｑ）の範囲を表現可能であるものとする。
【００４４】
また、アンテナ数が複数の場合には最大比合成受信等のいかなる受信方法を用いてもよい。以下では雑音は無視し、ｋ（１≦ｋ≦Ｋ）番目の受信装置１１０の受信処理について説明を行う。
【００４５】
ｋ番目の受信装置のデジタル信号処理部１１１に通知された受信信号ｙｋは以下の数式２１で表わすことができる。
【数２１】
2010154320.tif 000023
ここで、数式２１中のｇｋはチャネル利得であり、上述したＺＦ規範のＴＨＰとＶＰではそれぞれｒ＊ｋｋと１／√γとに置き換えて考えることができる。また、数式２１中の２τＭ（ｐRe,k＋ｊｐIm,k）はＴＨＰ及びＶＰの送信処理において付加された摂動信号を示す。チャネル利得ｇｋの値は送信装置１００より送信された既知信号を受信装置１１０が受信することによりチャネル等化係数情報取得部３０２において推定してもよく、送信装置１００より通知されてもよく、いかなる方法であってもよい。
【００４６】
図７に、比較例による受信方式での非線形受信処理部３０１’の構成を示す。比較例による受信方式での非線形受信処理部３０１’は、チャネル等化部７０１及びモジュロ演算部７０２を含む。チャネル等化部７０１は、受信信号ｙｋに対してチャネル等化処理を行う。具体的には、チャネル等化係数情報取得部３０２により取得されたアンテナ１０４とアンテナ１１４との間のチャネル利得ｇｋ（信号２２）を用いて、数式２１で表わされる受信信号ｙｋ（信号２１）を正規化する。正規化後の信号をｚｋ（信号２３）とすると、ｚｋは以下の数式２２で表わされる。
【数２２】
2010154320.tif 000024
【００４７】
数式２２より、信号ｚｋは所望の信号（情報信号）ｓｋ及び送信装置１００の送信処理において付加された摂動信号２τＭ（ｐRe,k＋ｊｐIm,k）から成ることがわかる。そこで、信号ｚｋはモジュロ演算部７０３に入力される。モジュロ演算部７０３はＴＨＰの送信処理で説明したように、入力された信号を±τＭ四方の領域に収め込む処理を行う。これにより数式２２の右辺第２項の摂動信号の成分が除去され、所望の信号ｓｋ（信号２４）を取り出すことができる。
【００４８】
図８に、非線形受信処理部３０１’の処理によるＩＱ平面上での信号点の移動を示す。受信信号ｙｋ（信号２１）は、チャネル等化により信号ｚｋ（信号２３）の点に移動し、モジュロ演算により実軸方向に２τＭの１倍、虚軸方向に２τＭの２倍がそれぞれ加えられ、信号ｓｋ（信号２４）となる様子が示されている。
【００４９】
ここで、チャネル利得ｇｋの値が小さいほど、信号ｚｋ（信号２３）の信号点振幅が大きくなることがわかる。ＴＨＰやＶＰに代表される非線形プリコーディングを用いた通信方式では、この信号ｚｋ（信号２３）の信号点を表現するために必要なビット幅が増大し、これに伴い演算量が増大してしまうことが問題となる。本実施形態では、このような問題を解決する。
【００５０】
以下では、前記信号ｙｋ、１／ｇｋ、ｚｋ、ｓｋを信号２１、２５、２３、２４と表現し、実数部と虚数部をそれぞれ２進数表現で考える。図９に、変調方式としてＱＰＳＫを用いた場合の信号２４の量子化の例を示す。実数部、虚数部ともに符号込み２ビットで表現されている様子が示されている。信号２４を表現するビット数をｂｓ、量子化幅をｑｓとすると、これらは以下の関係を満たす。
【数２３】
2010154320.tif 000025
【００５１】
また、信号２１、２５それぞれを表現するビット数をｂｙ、ｂｇ（ｂｙ≧ｂｓ、ｂｇ≧ｂｓ）、量子化幅をｑｙ、ｑｇとすると、信号２４、２１、２５の量子化の関係は図１０に２４−１、２１−１、２５−１として示すように、次式の関係を満たすように設計される。
【数２４】
2010154320.tif 000026
ここで、ｄｙ、ｄｇは０以上の整数であり、信号２１、２５を２進数表現するために準備されたビット数ｂｙ、ｂｇのうち、ｑｓよりも小さな範囲を表現するためのビット数をそれぞれ示す。
【００５２】
以下では２進数表現において説明を行う際、実数部と虚数部のいずれか一方についてのみ説明を行うが、他方についても同様に適用できる。
【００５３】
信号２１と信号２５の２進数表現での乗算によりチャネル等化を行う場合のビットの関係を図１１に示す。図１１で表されるｙｋと１／ｇｋのビット系列は、右から下位ビットを表し、数式２４の関係を満たす場合に、ビットが１０進数表現された場合に表現できる幅を右からｑｓ未満、ｑｓからτＭ、τＭ以上の意味で３つに区分けし、パターンを変えて図示している。
【００５４】
乗算前後のビットの関係より、信号２３についても同様のビット区分けを行うことができ、そのビット数を図１１に示すようにＡ、Ｂ、Ｃとして併せて示している。信号２３を表現するためのビット数ｂｚ（＝ｂｙ＋ｂｇ）中のＡ、Ｂ、Ｃとして示すビット数は以下の数式２５の関係を満たす。
【数２５】
2010154320.tif 000027
【００５５】
従って、信号２３の量子化幅をｑｚとすると、２ｄｙ＋ｄｇｑｚ＝ｑｓとなり、これを数式２３に代入することで次式の関係が得られる。
【数２６】
2010154320.tif 000028
これより、信号２３は次式で表せる。
【数２７】
2010154320.tif 000029
【００５６】
数式２７は、信号２３（信号ｚｋ）を表現するｂｚ（＝ｂｙ＋ｂｇ）ビットのうち、下位の（ｂｓ＋ｄｙ＋ｄｇ）ビットと上位の（ｂｙ＋ｂｇ−ｂｓ−ｄｙ−ｄｇ）ビットがそれぞれ独立して信号２４（信号ｓｋ）と摂動信号２τＭ（ｐRe,k＋ｊｐIm,k）を表現していることを示す。
【００５７】
そこで、本実施形態における非線形受信処理部３０１は、図１２に示すように、デジタル信号下位部乗算器１２０１を含み、このデジタル信号下位部乗算器１２０１が、図１３に示すように、信号２１と信号２５の乗算を、下位の（ｂｓ＋ｄｙ＋ｄｇ）ビットについてのみ処理を行い、（ｂｓ＋ｄｙ＋ｄｇ）ビットのうちの上位ｂｓビットのみ出力を行う。デジタル信号下位部乗算器１２０１は、上位（ｂｙ＋ｂｇ−ｂｓ−ｄｙ−ｄｇ）ビットについては処理および出力を行わない。図１１では従来の乗算器に比べ削減できる処理部分を斜線で示しており、これに伴い演算量が低減されることがわかる。
【００５８】
なお、最上位ビットは符号を示すが、信号２３の最上位ビットは−２ｂｚ−１ｑｚを示すため、これも数式２７の第２式右辺第２項に含まれ、信号２４（信号ｓｋ）とは独立していることに留意する。
【００５９】
例えば、図１１に示す例では、４ビットの信号２１−２（信号ｙｋ）と４ビットの信号２５−２（信号１／ｇｋ）との乗算を行うにあたり、乗算結果は下位３ビットのみ得られればよい。従って、デジタル信号下位乗算器１２０１は、乗算結果の８ビットすべてを求めずに、下位３ビットのみ得る乗算処理を行う。そして、処理結果の３ビットのうち情報信号（ｓｋ）を表す部分である上位２ビットのみを出力する。
【００６０】
このように、デジタル信号下位部乗算器１２０１は、送信装置１００の非線形プリコーディング部２０３において付加された摂動信号成分を除去し、所望の信号（情報信号）２４を取り出すことができる。
【００６１】
このような非線形受信処理部３０１の処理による信号点の移動の様子を図１４に示す。受信信号ｙｋ（信号２１）から所望の信号（情報信号）ｓｋ（信号２４）へ直接移動している。図８に示すような信号振幅点の増大がなく、ビット幅も増大しないため、演算量を低減できる。
【００６２】
信号２１、２２の量子化幅の関係は数式２４に限定されず、次式を満たしていればよい。
【数２８】
2010154320.tif 000030
【００６３】
また、チャネル利得として信号２２（信号ｇｋ）ではなく、信号２５（信号１／ｇｋ）が送信装置１００より通知される場合、全ｂｇビットを通知してもよく、デジタル信号下位部乗算器１２０１においての処理に関わる下位のｄｇ＋ｂｓビットのみで表現される２ｄｇ＋ｂｓｑｇを通知してもよい。非線形受信処理部３０１において上述の処理によって取り出された信号ｓｋ（信号２４）は判定部３０３へ通知される。
【００６４】
判定部３０３は、非線形受信処理部３０１から通知された信号ｓｋに対し、適用されている変調方式の変調多値数Ｍの信号点のうちの１つの点を決定（判定）する。このときの判定方法は、ＬＬＲ（Log-Likelihood Ratio：対数尤度比）を用いた方法等があり、いかなる方法を用いてもよい。判定結果は復調部３０４へ通知される。
【００６５】
復調部３０４は、判定部３０３より通知された判定結果に基づいて復調処理を施し、デジタルデータ系列として上位情報信号処理部１１３へ通知する。
【００６６】
上位情報信号処理部１１３は、通知された信号に対して、必要に応じてビットデインターリーブ、誤り訂正符号デコード、及びデランダマイズ等を行うことで、情報を取り出す。
【００６７】
このように、本実施形態によれば、非線形プリコーディングを用いてマルチユーザＭＩＭＯ通信を行う際、その受信処理において、図７に示す比較例による非線形受信処理部３０１’の構成と、図１２に示す本実施形態における非線形受信処理部３０１の構成との比較から分かるように、本実施形態は受信処理が簡略化されており、受信処理演算量を低減することができる。
【００６８】
チャネル等化係数情報取得部３０２は、非線形受信処理部３０１に対して、チャネル利得ｇｋ（信号２２）でなく、チャネル等化係数１／ｇｋ（信号２５）を出力するようにしてもよい。
【００６９】
（第２の実施形態）本発明の第２の実施形態に係る無線通信装置の構成は図１と同様であり、送信処理も上記第１の実施形態と同様である。但し、本実施形態は、図１５に示すように、受信装置１１０のデジタル信号処理部１１１内に変調方式間信号振幅正規化部１５０１及び乗算器１５０２、１５０３をさらに備える点が上記第１の実施形態と異なる。
【００７０】
本実施形態による受信装置１１０は、伝搬路の状態に応じて適切な変調方式を用いる適応変調を適用した通信システムにおいても、受信装置１１０の非線形受信処理部３０１の量子化幅の設計を変更することなく、上記第１の実施形態で説明した非線形受信処理を適用することができることを特徴とする。以下に、変調方式間信号振幅正規化部１５０１に関わる受信処理を説明する。
【００７１】
適応変調を採用する無線通信システムでは、変調方式は固定ではなく、送信装置１００によって、伝搬路の状況に応じて適切に選択される。ｋ番目の受信装置１１０における受信信号ｙｋは数式２１で表わされる。
【００７２】
ただし、適応変調を適用する場合には、数式２１中のτＭは送信装置１００により選択される変調方式毎に異なる値となり、一定の値ではない。また、受信装置１１０の量子化幅を適応的に変更することは容易ではない。このため、適応変調により変調方式が変化する場合には、上記第１の実施形態で示した数式２７のように、あるビットを境にして所望信号（情報信号）と摂動信号を完全に分離することができない。
【００７３】
そこで、図１５に示す変調方式間信号振幅正規化部１５０１は、受信信号に施されている変調方式の情報を取得し、変調方式に応じて、保持する正規化係数を乗算器１５０２へ出力する。ここで、受信装置１１０が変調方式の情報を取得する方法としては、送信装置１００から事前に通知されても良く、受信装置１１０が推定してもよい。
【００７４】
アナログ回路１１２からデジタル信号処理部１１１に通知された受信信号ｙｋ（信号２１）は、乗算器１５０２で変調方式間信号振幅正規化部１５０１から出力された正規化係数と乗算され、変調方式間で異なる信号点振幅の基準で正規化される。
【００７５】
具体的には、以下の数式２９で示すように、信号２１に対して正規化係数α／τＭを乗算する。この正規化後の信号２６をｙk′とすると、信号２６は以下のように表される。
【数２９】
2010154320.tif 000031
ここで、αは定数であり、ｓＭ，ｋ＝αｓｋ／τＭである。また、上記数式２９で示される信号２６に対し、チャネル利得ｇｋ（信号２２）を用いてチャネル等化された信号ｚk′は以下の数式３０で表わされる。
【数３０】
2010154320.tif 000032
ここで数式２３におけるτＭをαに、ｓｋをｓＭ、ｋに置き換えた次式の関係を満たすように受信装置１１０のｓＭ、ｋに対する量子化幅ｑｓＭを設計する。
【数３１】
2010154320.tif 000033
これは、変調方式に依存しない区間［−α、α）を、ｂｓＭビットで表現できることを意味する。また、信号２６とチャネル利得ｇｋの逆数１／ｇｋである信号２５それぞれの量子化幅ｑｙ′、ｑｇに関しても数式２４と同様に次式で示す関係を満たすものとする。
【数３２】
2010154320.tif 000034
ただし、ｄｙ′、ｄｇは０以上の整数であり、信号２６と信号２５を２進数表現するために準備されたビット数ｂｙ′、ｂｇのうち、ｑｓＭよりも小さな範囲を表現するビット数をそれぞれ示す。以上の関係より、上記第１の実施形態における数式２７と同様に次式の関係が成り立つ。
【数３３】
2010154320.tif 000035
【００７６】
ｚk′を表現するｂｚ′（＝ｂｙ′＋ｂｇ）ビットのうち、下位の（ｂｓＭ＋ｄｙ′＋ｄｇ）ビットと上位の（ｂｙ′＋ｂｇ−ｂｓＭ−ｄｙ′−ｄｇ）ビットがそれぞれ独立して正規化された所望の信号ｓＭ，ｋ（＝αｓｋ／τＭ）と摂動信号２α（ｐRe,k＋ｊｐIm,k）を表現していることが示された。そこで、非線形受信処理部３０１では、信号２６と信号２２の乗算を行う際、下位の（ｂｓＭ＋ｄｙ′＋ｄｇ）ビットに関する処理のみを行い、（ｂｓＭ＋ｄｙ′＋ｄｇ）ビットのうちの上位ｂｓＭビットのみの出力を行い、この出力信号を信号２７とする。非線形受信処理部３０１では、上位（ｂｙ′＋ｂｇ−ｂｓＭ−ｄｙ′−ｄｇ）ビットについては処理および出力を行わない。
【００７７】
これにより、上記第１の実施形態で説明したデジタル信号下位部乗算器１２０１を用いて、送信装置１００の非線形プリコーディング部２０３において付加された摂動信号成分を除去し、信号２７（正規化された所望の信号ｓＭ，ｋ）を取り出すことができる。
【００７８】
非線形受信処理部３０１において上述の処理によって取り出された信号２７は、乗算器１５０３にて、変調方式間信号振幅正規化部１５０１から出力された前期正規化係数の逆数τＭ／αが乗算される。これにより、次式に示すような信号２３（所望の信号ｓｋ）が得られる。
【数３４】
2010154320.tif 000036
【００７９】
このようにして得られた所望の信号２３は、判定部３０３へ通知される。判定部３０３以降の処理は上記第１の実施形態と同様であるため説明を省略する。
【００８０】
信号２５、２６の量子化幅の関係は数式３２に限定されず、次式を満たしていればよい。
【数３５】
2010154320.tif 000037
【００８１】
このように、本実施形態によれば、適応変調を適用した無線通信システムに対しても、上記第１の実施形態で説明した非線形受信処理部３０１内のデジタル信号下位部乗算器１２０１および判定部３０３の設計を変更することなく適用することができ、上記第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００８２】
（第３の実施形態）本発明の第３の実施形態に係る無線通信装置の構成は図１に示す上記第１の実施形態と同様である。本実施形態が上記第１の実施形態と異なる点は、フリップドコンスタレーションと呼ばれる変調マッピング方式が適用された通信システムに適用されることである。以下に、フリップドコンスタレーションが適用された通信システムにおける送受信処理について説明する。
【００８３】
上記第１の実施形態において、ＶＰの場合、送信装置１００の非線形プリコーディング部２０３では、平均受信ＳＮＲを最大化するために、数式１７で示される非線形プリコーディング処理を行うことを示した。そしてこの処理は例えば変調方式としてＱＰＳＫ（Ｍ＝４）を用いる場合には、ＶＰの非線形プリコーディング処理は図５に示す拡張コンスタレーションに対応する信号点候補の中から、最適な１点を選択することと等価であることも示した。
【００８４】
ここで、元のコンスタレーションの±τＭ四方の領域の複製を敷き詰める際に、図１６に示すように２τＭ間隔で実軸および虚軸方向に次々と反転させるように敷き詰めたものがフリップドコンスタレーションと呼ばれる。
【００８５】
フリップドコンスタレーションを用いたＶＰの非線形プリコーディング処理では、図１６に示される信号点のうち、同記号で示される信号点候補の中から受信ＳＮＲを最大化する最適な信号点を選択する。
【００８６】
以下では、送信装置のＶＰの送信処理においてフリップドコンスタレーションを用いた場合に、受信装置で受信された信号の処理に関して詳細に説明する。以下では、簡単のため、適応変調を適用しない場合について説明を行うが、適応変調を適用した場合においても上記第２の実施形態と同様に変調方式間における信号振幅の基準値を正規化する処理を行うことで実現可能である。
【００８７】
ＶＰにおいてフリップドコンスタレーションを用いた場合の非線形プリコーディング処理では、送信信号を図１６中の信号１４−１（信号ｓk(0)）とすると、丸印で示される信号点候補の中から数式１８を満たす最適な１点を選択する。これは、図１６中の信号１４−１〜１４−４（信号ｓk(0)〜ｓk(3)）の４つの信号点のうちのいずれか１つに対して、実部および虚部に４τＭの整数倍の成分を持つ最適な摂動信号を付加することと等価である。このため、ｋ番目の受信装置１１０宛の送信信号ｓk(0)に、フリップドコンスタレーションを適用した非線形プリコーディング処理後の送信信号は次式で表わせる。
【数３６】
2010154320.tif 000038
【００８８】
数式３６で示される送信信号を前記ＶＰの処理により送信した場合、ｋ番目の受信装置１１０における受信信号ｙkFは次式で表せる。
【数３７】
2010154320.tif 000039
ここで、信号ｙkF、１／ｇk、ｓkFそれぞれを表現するビット数ｂｙ、ｂｇ、ｂｓ（ｂｙ≧ｂｓ、ｂｇ≧ｂｓ）および量子化幅ｑｙ、ｑｇ、ｑｓが、数式２４と次式の関係を満たすものとする。
【数３８】
2010154320.tif 000040
【００８９】
これにより、ｙkFをチャネル等化処理した結果の信号ｚkFを表現するビット数ｂｚ（＝ｂｙ＋ｂｇ）および量子化幅ｑｚについて、２ｄｙ＋ｄｇｑｚ＝ｑｓの関係が満たされ、
【数３９】
2010154320.tif 000041
となり、以下の数式４０に示す関係が得られる。
【数４０】
2010154320.tif 000042
【００９０】
数式４０は、ｚｋを表現するｂｚ（＝ｂｙ＋ｂｇ）ビットのうち、下位の（ｂｓ＋ｄｙ＋ｄｇ）ビットと上位の（ｂｙ＋ｂｇ−ｂｓ−ｄｙ−ｄｇ）ビットがそれぞれ独立して所望信号ｓkＦとフリップドコンスタレーションにおける摂動信号４τＭ（ｐFRe,k＋ｊｐFIm,k）を表現していることを示す。
【００９１】
そこで、非線形受信処理部３０１に含まれるデジタル信号下位部乗算器１２０１は、上記第１の実施形態と同様に、図１３に示すように、ｙkFである信号２６に、１／ｇkである信号２２の乗算を行うことでチャネル等化を行うが、この乗算処理においては、乗算結果の下位の（ｂｓ＋ｄｙ＋ｄｇ）ビットに関する乗算処理のみを行い、（ｂｓ＋ｄｙ＋ｄｇ）ビットのうちの上位ｂｓ＋１ビットのみ出力する。上位（ｂｙ＋ｂｇ−ｂｓ−ｄｙ−ｄｇ）ビットに関する乗算処理および出力は行われない。
【００９２】
これによりデジタル信号下位部乗算器１２０１では、送信装置１００の非線形プリコーディング部２０３において付加された摂動信号成分を除去し、信号ｓkFを信号２７として取り出すことができる。非線形受信処理部３０１において上述の処理によって取り出された信号２７は判定部３０３へ通知される。
【００９３】
量子化幅ｑｙ、ｑｇの関係は数式２４に限定されず、次式を満たしていればよい。
【数４１】
2010154320.tif 000043
【００９４】
判定部３０３では、非線形受信処理部３０１より通知された信号２７（信号ｓkＦ）に対し、図１６に示すようなフリップドコンスタレーションを参照し、元のコンスタレーションの変調多値数Ｍの信号点のうちの１つの点を決定する。このときの判定方法は、ＬＬＲ（Log-Likelihood Ratio、対数尤度比）を用いた方法等があり、いかなる方法を用いてもよい。判定結果は復調部３０４へ通知される。
【００９５】
復調部３０４以降の処理は上記第１の実施形態で説明したものと同様である。
【００９６】
このように、フリップドコンスタレーションを用いたＶＰの受信処理であっても、量子化設計を摂動信号に合わせて最適に行うことにより、デジタル信号下位部乗算器１２０１を適用することができ、上記第１、第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００９７】
（第４の実施形態）本発明の第４の実施形態に係る無線通信装置の構成は図１と同様であり、受信処理は上記第１乃至第３の実施形態のいずれかと同様である。本実施形態は、ＴＨＰの送信処理に関して、デジタル信号処理部１０１内の非線形プリコーディング部２０３が、図１７に示されるデジタル信号下位部乗算器１８０１を用いて図１８のように構成される点が、上記第１乃至第３の実施形態と異なる。
【００９８】
デジタル信号下位部乗算器１８０１は、非線形プリコーディング部２０３に入力される送信信号を表現するビット数のみの出力を行い、この出力に関わる下位のビットのみ処理を行う。以下に、本実施形態に係るＴＨＰを用いた送信処理について説明する。
【００９９】
ＴＨＰを用いた送信処理では、上記第１の実施形態で説明したように、非線形プリコーディング部２０３において数式１１で示される非線形プリコーディング処理を行う。このとき、ｋ番目の受信装置１１０宛の送信信号ｓkに対する、ｌ（１≦ｌ≦ｋ−１）番目の受信装置１１０宛の送信信号からの干渉成分ξlkは、数式３に示す上三角行列Ｒのエルミート行列の成分を用いて次式で表わされる。
【数４２】
2010154320.tif 000044
【０１００】
数式４２で示したξlk、λlk、ｓl"それぞれの実部および虚部を表現するビット数をｂξ、ｂλ、ｂｓ、量子化幅をｑξ、ｑλ、ｑｓとする。以下では２進数表現において説明を行う際、実部と虚部のいずれか一方についてのみ説明を行うが、他方についても同様に適用できる。また、図９に受信処理での所望信号の量子化におけるビット数と量子化幅を示したが、ここで説明している送信処理においても同様に考え、変調多値数Ｍに対して基準値τＭの値をＩＱ平面上の実軸および虚軸において±τＭ四方の領域にＭ個全ての変調点を含むことができるように設定する。つまり、以下のような関係となる。
【数４３】
2010154320.tif 000045
【０１０１】
また、ｑλ、ｑｓは次式の関係を満たすものとする。
【数４４】
2010154320.tif 000046
【数４５】
2010154320.tif 000047
ただし、ｄλは整数であり、ｄλが０より大きい場合は、λlkを２進数表現するために準備されたビット数ｂλのうち、ｑｓよりも小さな領域を表現するためのビット数を示す。また、ｄλが０より小さい場合は、ｑλよりもｑｓの方がｄλビット分小さな領域を表現できることを示す。このとき、２進数の乗算におけるビットの関係より、ｑξとｑｓについて次式の関係が成り立つ。
【数４６】
2010154320.tif 000048
【０１０２】
従って、数式４４と数式４６より、次式の関係が得られる。
【数４７】
2010154320.tif 000049
これはξlkを表現するｂξ（＝ｂλ＋ｂｓ）ビットのうち、（ｄλ＋ｂｓ＋１）ビット目よりも上位のビットが２τＭの整数倍の分解能で領域を表現していることを意味する。ＴＨＰを用いた場合の非線形プリコーディング部２０３の処理では、上記第１の実施形態で示したように、モジュロ演算を行う。このモジュロ演算は、上述の量子化設計を行っているため、（ｄλ＋ｂｓ＋１）ビット目よりも上位のビットを削除することで容易に実現できる。そこで、図１７に示すデジタル信号下位部乗算器１８０１では、信号１３（信号ｓl"）と信号１４（信号λlk）を入力とし、ξlkを表現するｂξ（＝ｂλ＋ｂｓ）ビットのうち、（ｄλ＋ｂｓ＋１）ビット目よりも上位のビットに関しては処理および出力を行わずに、下位の（ｂλ＋ｂｓ）ビットにのみ関係する処理を行う。そして、得られた（ｂλ＋ｂｓ）ビットのうち、上位のｂｓビットだけを出力する。このｂｓビットで出力される信号１５を信号εlkとする。
【０１０３】
図１８に示す非線形プリコーディング部２０３では、入力された信号１１に対して信号１４（１４−１〜１４−３）及び信号１３から得られる信号１５（１５−１〜１５−３）を逐次的に差し引く処理の様子を示しており、図３に示す非線形プリコーディング部と等価な、数式１１で示されるＴＨＰの非線形プリコーディング処理を行うことができる。ただし、減算部１６−１〜１６−３では、ｂｓビット同士の減算の結果の下位のｂｓビットのみを出力する。つまり、減算部１６−１〜１６−３は、ｂｓビット目への桁上がりをサポートしない回路構成をとる。
【０１０４】
これにより得られた送信信号ベクトルｓ"はさらに総送信電力を調整するための信号振幅補正が行われた後、ビームフォーミング部２０４へ通知される。ビームフォーミング部２０４以降の処理については上記第１の実施形態と同様であるため、説明を省略する。
【０１０５】
このように、本実施形態によると、最適な量子化設計を行うことにより、ＴＨＰの送信処理では限られたビット数のみで非線形プリコーディング処理を実現することができる。図３に示す上記第１の実施形態に係るＴＨＰの非線形プリコーディング部の構成に比べ、図１９に示す本実施形態に係る非線形プリコーディング部の構成は、乗算器と別にモジュロ演算部（４０１）を備える必要がなく、さらに乗算器のビット数も少なく設計できるため、回路規模および演算量を低減することができる。
【０１０６】
上記実施形態では非線形プリコーディングの例としてＴＨＰ、ＶＰを用いて説明を行ったが、ＴＨＰ、ＶＰ以外の非線形プリコーディングを用いてもよい。
【０１０７】
上述した実施形態で説明した無線通信装置の少なくとも一部は、ハードウェアで構成してもよいし、ソフトウェアで構成してもよい。ソフトウェアで構成する場合には、無線通信装置の少なくとも一部の機能を実現するプログラムをフレキシブルディスクやＣＤ−ＲＯＭ等の記録媒体に収納し、コンピュータに読み込ませて実行させてもよい。記録媒体は、磁気ディスクや光ディスク等の着脱可能なものに限定されず、ハードディスク装置やメモリなどの固定型の記録媒体でもよい。
【０１０８】
また、無線通信装置の少なくとも一部の機能を実現するプログラムを、インターネット等の通信回線（無線通信も含む）を介して頒布してもよい。さらに、同プログラムを暗号化したり、変調をかけたり、圧縮した状態で、インターネット等の有線回線や無線回線を介して、あるいは記録媒体に収納して頒布してもよい。
【０１０９】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】本発明の第１乃至第４の実施形態に係る無線通信装置のブロック構成図である。
【図２】同第１乃至第４の実施形態に係る送信装置に含まれるデジタル信号処理部のブロック構成図である。
【図３】同第１の実施形態に係る非線形プリコーディング部のブロック構成図である。
【図４】ＴＨＰの送信処理時の信号点の移動の一例を示す図である。
【図５】ＶＰの送信処理時の信号点の移動の一例を示す図である。
【図６】同第１の実施形態に係る受信装置に含まれるデジタル信号処理部のブロック構成図である。
【図７】比較例による非線形受信処理部のブロック構成図である。
【図８】比較例による受信処理時の信号点の移動の一例を示す図である。
【図９】送信信号の量子化の一例を示す図である。
【図１０】非線形受信処理部の入出力信号の量子化の関係を示す図である。
【図１１】デジタル信号の乗算処理の一例を示す図である。
【図１２】同第１の実施形態に係る非線形受信処理部のブロック構成図である。
【図１３】同第１の実施形態に係るデジタル信号下位部乗算器の入出力ビット数の関係を示す図である。
【図１４】同第１の実施形態に係る受信処理時の信号点の移動の一例を示す図である。
【図１５】本発明の第２の実施形態に係る受信装置に含まれるデジタル信号処理部のブロック構成図である。
【図１６】本発明の第３の実施形態に係るフリップドコンスタレーションを説明する図である。
【図１７】本発明の第４の実施形態に係る非線形プリコーディング部に含まれるデジタル信号下位部乗算器の入出力ビット数の関係を示す図である。
【図１８】同第４の実施形態に係る非線形プリコーディング部のブロック構成図である。
【符号の説明】
【０１１１】
１００  送信装置
１０１、１１１  デジタル信号処理部
１０２、１１２  アナログ回路
１０３、１１３  上位情報信号処理部
１０４、１１４  アンテナ
１１０  受信装置
【図１】
2010154320.tif 000050
【図２】
2010154320.tif 000051
【図３】
2010154320.tif 000052
【図４】
2010154320.tif 000053
【図５】
2010154320.tif 000054
【図６】
2010154320.tif 000055
【図７】
2010154320.tif 000056
【図８】
2010154320.tif 000057
【図９】
2010154320.tif 000058
【図１０】
2010154320.tif 000059
【図１１】
2010154320.tif 000060
【図１２】
2010154320.tif 000061
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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