(57)【要約】【課題】出力電流の高周波成分の抑制された電力変換回路。【解決手段】電力変換回路１００は、中性点クランプ方式の３レベルインバータであって、３相スイッチング部Ｓ3phのスイッチング素子Ｑとしてノーマリオン型のスイッチ素子を用い、直流側の正極Ｐと負極Ｎの電位差を形成するためのインピーダンスソース回路（インピーダンス部）を１組用い、中性点Ｏは直流電源部の中性点を用いることを特徴とするものである。スイッチ素子はノーマリオン型のＧａＮ−ＨＥＭＴを想定する。スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nは、３相交流端子Ａ、Ｂ及びＣに接続された外部負荷である例えば３相誘導モータからの回生電流を充電池Ｖ0p及びＶ0nに充電する際にはオンする。この他、外部負荷に有効電力を出力する際も、充電池Ｖ0p及びＶ0nへの充電方向の電流を許容るす際にもスイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nをオンとする。【選択図】図１
2010119174.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
中性点を挟んで、各々二次電池と第１の双方向スイッチの直列接続を２組有する直流電源部と、
第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、
１２個の第２の双方向スイッチと、６個のダイオードを有し、３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する中性点クランプ方式の電力変換回路であって、
前記第１及び第２の双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、
前記インピーダンス部は、
前記第１のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第１端子とが前記直流電源部の正極側に接続され、
前記第１のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第１端子とが前記３相スイッチング部の第１極側に接続され、
前記第２のインダクタの第１端子と、前記第１のキャパシタの第２端子とが前記３相スイッチング部の第２極側に接続され、
前記第２のインダクタの第２端子と、前記第２のキャパシタの第２端子とが前記直流電源部の負極側に接続されており、
前記３相スイッチング部は、３つの並列接続されたスイッチ列を有し、
当該各スイッチ列は、前記第２の双方向スイッチが４個ずつ同方向に直列接続され、且つ２個のダイオードの直列接続が前記第２の双方向スイッチの第２番目と第３番目との直列接続とは逆方向に並列接続され、且つ当該２個のダイオードの中間点が中性点に接続され、前記第２の双方向スイッチの第２番目と第３番目との中間点に前記３相の入出力端子のいずれかが接続されており、
前記３相スイッチング部は、前記各双方向スイッチを制御することで、前記第１極から前記第２極への電流、前記第１極から前記中間点及び前記第２極への電流、前記第１極及び前記中間点から前記第２極への電流を切替可能としたものであり、
前記３相スイッチング部のスイッチング状態が、前記第１極と前記第２極を短絡状態とした場合には前記２個の第１の双方向スイッチをいずれもオフとして前記２個の二次電池を放電可能とし、
それ以外の場合には前記２個の第１の双方向スイッチをいずれもオンとして前記二次電池を充電するように電流を流す制御装置を有し、
前記１２個の第２の双方向スイッチは、ノーマリオン型のトランジスタであることを特徴とする電力変換回路。
【請求項２】
前記ノーマリオン型のトランジスタは、窒化ガリウムを用いた電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は二次電池（充電池）から交流電力を生成する電力変換回路とその制御方法に関する。本発明は特にノーマリオン型のトランジスタをスイッチ素子として用いた電力変換回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
現在、直流電源から３相交流電力を出力するインバータとしては、直流電源に昇圧回路を接続して所望の電圧をキャパシタに蓄積し、パルス幅変調制御（ＰＷＭコントロール）により３相交流電力を出力するものが汎用されている。特に三角波キャリアと、振幅を制御した３つの正弦波による閾値を比較して各スイッチを切り替える方式は、制御用ＣＰＵが小型化でき、最も広く使用されている。
【０００３】
また、インバータの心臓部である３相交流を出力するためのスイッチング回路（以下、３相スイッチング部と呼ぶ）のスイッチング素子は、現時点ではシリコン基板に形成されている。特に現在広く開発が行われている、電気自動車及びハイブリッド自動車におけるスイッチング素子は実質的にシリコン半導体のみが用いられている（例えば非特許文献１）。
一方、炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、及びそれらの系列の半導体素子の開発により、それらワイドバンドギャップ半導体を用いた素子の、有用な特性が注目を集めている。即ち、バンドギャップが広いこと、熱伝導性の高いこと、絶縁耐圧が高いこと等である。この特性を有効に活用すれば、シリコン半導体素子を圧倒するパワーデバイス特性が期待できる。更に、シリコン半導体素子を用いた場合よりも小型化が可能で、素子自体の重量を低減できるほか、放熱系の装置を小型化又は削減も可能となりうる。
【０００４】
一方、マルチレベルインバータと称されるインバータを用いると、出力電流の高周波成分を低減でき、巻き上げモーターにおいては巻き上げ終了時の過電圧によるストレスを低減でき、各半導体素子における電力損失も低減できることは広く知られている（例えば非特許文献２）。例えば３レベルインバータであれば、直流電源から昇圧回路を介して直列接続した２つのキャパシタの電位を保ち、２つのキャパシタの接続点である中性点と、両端の正極、負極に３相出力端子を接続することで次のような出力端子間の電位差を生成できる。中性点から見た正極の電位を＋ＶC、中性点から見た負極の電位を−ＶCとおくと、
正極に接続した相を負極に接続した相から見ると電位は＋２ＶC、逆にみれば−２Ｖc。
正極に接続した相を中性点に接続した相から見ると電位は＋ＶC、逆にみれば−Ｖc。
中性点に接続した相を負極に接続した相から見ると電位は＋ＶC、逆にみれば−Ｖc。
同じ電位に接続した相同士は電位差は０。
このように、２レベルインバータの＋ＶC、０、−Ｖcの切替え、即ち電位差の絶対値がＶCと０の２段階であるに対し、３レベルインバータでは＋２ＶC、＋ＶC、０、−Ｖc、−２Ｖcの切替え、即ち電位差の絶対値が２ＶCとＶCと０の３段階とできる。
【０００５】
更に、近年、Ｐｅｎｇらにより、インピーダンスソースインバータと称される、新しい方式のインバータが報告されている（非特許文献３）。
インピーダンスソースインバータの特長は、スイッチング素子のデッドタイムがノイズにより消滅してショートスルー状態が生じても問題が無いので、インバータの高信頼性化を図れること、インバータの高スイッチング周波数化を図れること、更には定圧直流電源よりも高い電圧を３相交流出力とできることである。ここでデッドタイムとは、２レベルインバータの場合、各相の上下スイッチを同時にオンとできない場合に、上下スイッチのオンオフを逆転させる際に、その間に上下スイッチをいずれもオフとする状態を言う。
【非特許文献１】Ｓｈｉｎｉｃｈｉ  Ｍａｔｓｕｍｏｔｏ，”Ａｄｖａｎｃｅｍｅｎｔ  ｏｆ  ｈｙｂｒｉｄ  ｖｅｈｉｃｌｅ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，”  Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｆ  ｐｏｗｅｒ  ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  ａｎｄ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ（ＥＰＥ２００５），Ｓｅｐｔ．２００５，ｐｐ．１−７
【非特許文献２】Ｒｅｌｐｈ  Ｔｅｉｃｈｍａｎｎ，”Ｃｏｍｐａｔｉｏｎ  ｏｆ  ｔｈｒｅｅ−ｌｅｖｅｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ  ｖｅｒｓｕｓ  ｔｗｏ−ｌｅｖｅｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ  ｆｏｒ  ｌｏｗ−ｖｏｌｔａｇｅ  ｄｒｉｖｅｒｓ，  ｔｒａｃｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｕｔｉｌｉｔｙ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，”  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎａｓ  ｏｆ  Ｉｎｄｕｓｔｏｒｉａｌ  ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．４１，ｎｏ．３，Ｍａｙ／Ｊｕｎｅ  ２００５，ｐｐ．８５５−８６５
【非特許文献３】ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｉｎｄｕｓｔｒｙ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．３９，Ｎｏ．２，ｐｐ．５０４−５１０，Ｍａｒｃｈ／Ａｐｒｉｌ  ２００３
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いて電界効果トランジスタが開発されているが、現時点ではノーマリオン型のスイッチである。実際、ワイドバンドギャップ半導体では、ノーマリオフ型のスイッチを形成することは、現時点では技術的に困難である。
このようなノーマリオフ型のスイッチを、例えば電気自動車及びハイブリッド自動車におけるインバータに用いると、各スイッチ素子のゲート駆動回路の故障が生じた場合にスイッチ素子に過電流が流れ、大量の熱の発生によりスイッチ素子の破壊が生じる。
Ｐｅｎｇらのインピーダンスソースインバータは、正極負極のショート状態（非特許文献３ではシュートスルー）をキャパシタの昇圧及び電荷補充のために積極的に用いるものであり、ノーマリオン型のスイッチを採用するに都合がよい。
更に、マルチレベルインバータに組み上げることで、素子ごとの負担を軽減することが考えられるが、各レベル毎にインピーダンスソース回路を設けること、即ち３レベルインバータであれば中性点から見た正極の電位レベルと中性点から見た負極の電位レベルを形成するために２組のインピーダンスソース回路を設けることは装置全体の構成が膨大となるために好ましくない。
【０００７】
本発明者らは、ＳｉＣやＧａＮ系の半導体素子のような、ノーマリオン型のスイッチ素子を用いた、信頼性の高いインバータの構成を着想し、本発明を完成させた。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の特徴は、中性点クランプ方式の３レベルインバータであって、３相スイッチング部のスイッチング素子としてノーマリオン型のスイッチ素子を用い、３相スイッチング部の直流側の正極（第１極）と負極（第２極）の電位差を形成するためのインピーダンスソース回路（インピーダンス部）を１組用い、中性点は直流電源部の中性点を用いることを特徴とするものである。
即ち、請求項１に係る発明は、中性点を挟んで、各々二次電池と第１の双方向スイッチの直列接続を２組有する直流電源部と、第１及び第２のインダクタと、第１及び第２のキャパシタとを有するインピーダンス部と、１２個の第２の双方向スイッチと、６個のダイオードを有し、３相の入出力端子を有する３相スイッチング部とを少なくとも有する中性点クランプ方式の電力変換回路であって、第１及び第２の双方向スイッチは、各々、制御電位により一方向に導通を行うトランジスタと、それとは逆並列に接続されたダイオードとから成り、インピーダンス部は、第１のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第１端子とが直流電源部の正極側に接続され、第１のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第１端子とが３相スイッチング部の第１極側に接続され、第２のインダクタの第１端子と、第１のキャパシタの第２端子とが３相スイッチング部の第２極側に接続され、第２のインダクタの第２端子と、第２のキャパシタの第２端子とが直流電源部の負極側に接続されており、３相スイッチング部は、３つの並列接続されたスイッチ列を有し、当該各スイッチ列は、第２の双方向スイッチが４個ずつ同方向に直列接続され、且つ２個のダイオードの直列接続が第２の双方向スイッチの第２番目と第３番目との直列接続とは逆方向に並列接続され、且つ当該２個のダイオードの中間点が中性点に接続され、第２の双方向スイッチの第２番目と第３番目との中間点に３相の入出力端子のいずれかが接続されており、３相スイッチング部は、各双方向スイッチを制御することで、第１極から第２極への電流、第１極から中間点及び第２極への電流、第１極及び中間点から第２極への電流を切替可能としたものであり、３相スイッチング部のスイッチング状態が、第１極と第２極を短絡状態とした場合には２個の第１の双方向スイッチをいずれもオフとして２個の二次電池を放電可能とし、それ以外の場合には２個の第１の双方向スイッチをいずれもオンとして二次電池を充電するように電流を流す制御装置を有し、１２個の第２の双方向スイッチは、ノーマリオン型のトランジスタであることを特徴とする電力変換回路である。
請求項２に係る発明は、ノーマリオン型のトランジスタは、窒化ガリウムを用いた電界効果トランジスタであることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
ノーマリオン型のスイッチ素子は、ゲート部又はチャネル部の劣化又はゲート駆動回路に故障があった場合に、他のスイッチ素子との関係で正極と負極のショート（シュートスルー）状態が引き起こされる可能性が高い。
ところが、インピーダンスソースインバータは、正極と負極のショート（シュートスルー）状態をキャパシタの昇圧及び電荷補充のために積極的に用いるものであり、少なくとも短時間のショート（シュートスルー）状態が装置の直接的な破壊をもたらすことはない。
更にマルチレベルとすることで、各スイッチ素子の負担が軽減されるので、ゲート部又はチャネル部の劣化が抑制される。
更に、直流電源部には、二次電池（充電池）を用い、順方向に接続されたダイオードとは逆方向に、導通可能なスイッチ素子を設けておく（第１の双方向スイッチ）ので、二次電池（充電池）を充電する方向の電流状態が許容される。これにより、以下で示す通り外部負荷電流が小さい場合にも、インピーダンス部の電流状態が不連続となることが無い。尚、キャパシタの昇圧及び電荷補充のための正極と負極のショート（シュートスルー）状態の場合は第１の双方向スイッチはオフとして、キャパシタ電位が直流電源部電位よりも高い場合にはダイオードにより二次電池（充電池）の充電を遮断できる。
また、インピーダンス部は１組であり、回路全体の構成を小さいままとすることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
本発明の本質は、中性点クランプ方式の３レベルインバータであって、３相スイッチング部のスイッチング素子としてノーマリオン型のスイッチ素子を用い、３相スイッチング部の直流側の正極（第１極）と負極（第２極）の電位差を形成するためのインピーダンスソース回路（インピーダンス部）を１組用い、中性点は直流電源部の中性点を用いることを特徴とするものである。スイッチ素子はノーマリオン型のＧａＮ−ＨＥＭＴを想定するが、ノーマリオン型のその他の任意の半導体スイッチング素子を用いて良い。
また、逆方向に並列接続されたダイオードは、ノーマリオン型のスイッチの寄生ダイオードを用いても良く、或いは別途追加して接続したものでも良い。この場合、ダイオードを構成する半導体はワイドバンドギャップ半導体に限定されない。
【実施例１】
【００１１】
図１は、本発明の具体的な実施例に係る電力変換回路１００の構成を示す回路図である。図１の電力変換回路１００は、中性点クランプ方式であって、インピーダンス部を１個有する電力変換回路である。即ち図１の電力変換回路１００は、充電可能な二次電池（充電池）Ｖ0p及びＶ0nと、スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nとダイオードＤ0n及びＤ0nとから成る直流電源部と、第１のインダクタＬ1及び第２のインダクタＬ2と第１のキャパシタＣ1と第２のキャパシタＣ2とから成るインピーダンス部と、直流側端子として第１極Ｐ、第２極Ｎ及び中性点Ｏ、３相交流側端子としてＡ、Ｂ及びＣを有する３相スイッチング部Ｓ3phを有する。
【００１２】
直流電源部の各回路素子の接続順は次の通りである。
中性点Ｏに、二次電池（充電池）Ｖ0pの負極が接続され、二次電池（充電池）Ｖ0pの正極側にダイオードＤ0pの正極が接続されている。またスイッチ素子Ｑ0pはダイオードＤ0pとは逆並列に接続されており、オン時（導通時）には二次電池（充電池）Ｖ0pを充電する方向に電流を流しうるものである。スイッチ素子Ｑ0pとダイオードＤ0pが２個の第１の双方向スイッチの一方を形成している。
同様に、中性点Ｏに、二次電池（充電池）Ｖ0nの正極が接続され、二次電池（充電池）Ｖ0nの負極側にダイオードＤ0nの負極が接続されている。またスイッチ素子Ｑ0nはダイオードＤ0nとは逆並列に接続されており、オン時（導通時）には二次電池（充電池）Ｖ0nを充電する方向に電流を流しうるものである。スイッチ素子Ｑ0nとダイオードＤ0nが２個の第１の双方向スイッチの他方を形成している。
スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nは、信頼性の面でノーマリオフ型のパワー素子が望ましい。例えばＩＧＢＴを用いると良い。この場合、ダイオードＤ0pとＤ0nは、ＩＧＢＴの寄生ダイオードを用いても、別途追加しても良い。
スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nがオフの状態では、二次電池（充電池）Ｖ0p及びＶ0nはダイオードＤ0p及びＤ0nを通じて放電することはあっても、充電はされない。
【００１３】
インピーダンス部の各回路素子の接続順は次の通りである。
直流電源部の正極側であるダイオードＤ0pの負極には、第１のインダクタＬ1の第１端子が接続され、第１のインダクタＬ1の他端である第２端子が３相スイッチング部Ｓ3phの第１極Ｐに接続されている。直流電源部の正極側であるダイオードＤ0pの負極には更に第１のキャパシタＣ1の正極である第１端子が接続されている。第１のキャパシタＣ1の負極である第２端子は３相スイッチング部Ｓ3phの第２極Ｎに接続されている。
また、第２のキャパシタＣ2の正極である第１端子が３相スイッチング部Ｓ3phの第１極Ｐに接続されている。第２のキャパシタＣ2の負極である第２端子が，直流電源部の負極側であるダイオードＤ0nの正極に接続されている。
また、第２のインダクタＬ2の第１端子が３相スイッチング部Ｓ3phの第２極Ｎに接続されている。第２のインダクタＬ2の第２端子が、直流電源部の負極側であるダイオードＤ0nの正極に接続されている。
【００１４】
３相スイッチング部Ｓ3phは、６個のダイオードＤap、Ｄbp、Ｄcp、Ｄan、Ｄbn、Ｄcnと、１２個の第２の双方向スイッチから成る。各第２の双方向スイッチは互いに逆並列に接続された１個のスイッチ素子と１個のダイオードから成る。これらは、Ｑap1、Ｑap2、Ｑan1、Ｑan2、Ｑbp1、Ｑbp2、Ｑbn1、Ｑbn2、Ｑcp1、Ｑcp2、Ｑcn1及びＱcn2、並びにＤap1、Ｄap2、Ｄan1、Ｄan2、Ｄbp1、Ｄbp2、Ｄbn1、Ｄbn2、Ｄcp1、Ｄcp2、Ｄcn1及びＤcn2である。
スイッチ素子Ｑap1、Ｑap2、Ｑan1、Ｑan2、Ｑbp1、Ｑbp2、Ｑbn1、Ｑbn2、Ｑcp1、Ｑcp2、Ｑcn1及びＱcn2としてはノーマリオン型のいわゆるＧａＮ−ＨＥＭＴを用いる。ソースＳ、ドレインＤ、ゲートＧのバイアス電位回路は図１では省略した。図１に示す通り、当該１２個のスイッチ素子を全てオンとすると、第１極Ｐ側から第２極Ｎ側に電流が流れる。この際、各素子の第１極Ｐ側にドレインＤ、第２極Ｎ側にソースＳが配置される。
【００１５】
まず３相交流側端子Ａと、直流側端子として第１極Ｐ、第２極Ｎ及び中性点Ｏの間の素子の接続順を説明する。
第１極Ｐと端子Ａの間には、ＧａＮ−ＨＥＭＴから成るスイッチ素子Ｑap1とＱap2とが直列に接続されている。スイッチ素子Ｑap1とＱap2とは、制御電圧により、電流の遮断と、第１極Ｐから端子Ａへの電流の導通を切り替えることが可能なスイッチである。
また、スイッチ素子Ｑap1とＱap2の接続点にはダイオードＤapの負極が接続され、ダイオードＤapの正極が中性点Ｏに接続されている。スイッチ素子Ｑap2は、制御電圧により、中性点Ｏから端子Ａへの電流の導通とその遮断を切り替えることができる。
また、スイッチ素子Ｑap1とＱap2には逆並列に、ダイオードＤap1とＤap2が接続されている。即ちダイオードＤap1とＤap2は、常時、端子Ａから第１極Ｐへの電流の導通を可能とするものである。
端子Ａと第２極Ｎとの間には、ＧａＮ−ＨＥＭＴから成るスイッチ素子Ｑan1とＱan2とが直列に接続されている。スイッチ素子Ｑan1とＱan2とは、制御電圧により、電流の遮断と、端子Ａから第２極Ｎへの電流の導通を切り替えることが可能なスイッチである。
また、スイッチ素子Ｑan1とＱan2の接続点にはダイオードＤanの正極が接続され、ダイオードＤanの負極が中性点Ｏに接続されている。スイッチ素子Ｑan2は、制御電圧により、端子Ａから中性点Ｏへの電流の導通とその遮断を切り替えることができる。
また、スイッチ素子Ｑan1とＱan2には逆並列に、ダイオードＤan1とＤan2が接続されている。即ちダイオードＤan1とＤan2は、常時、第２極Ｎから端子Ａへの電流の導通を可能とするものである。
【００１６】
全く同様に、第１極Ｐと端子Ｂの間に、ＧａＮ−ＨＥＭＴから成るスイッチ素子Ｑbp1とＱbp2とが直列に接続され、各々に逆並列にＤbp1とＤbp2が接続されている。また、スイッチ素子Ｑbp1とＱbp2の接続点にはダイオードＤbpの負極が接続され、ダイオードＤbpの正極が中性点Ｏに接続されている。端子Ｂと第２極Ｎとの間に、ＧａＮ−ＨＥＭＴから成るスイッチ素子Ｑbn1とＱbn2とが直列に接続され、各々に逆並列にＤbn1とＤbn2が接続されている。また、スイッチ素子Ｑbn1とＱbn2の接続点にはダイオードＤbnの正極が接続され、ダイオードＤbnの負極が中性点Ｏに接続されている。
更に、第１極Ｐと端子Ｃの間に、ＧａＮ−ＨＥＭＴから成るスイッチ素子Ｑcp1とＱcp2とが直列に接続され、各々に逆並列にＤcp1とＤcp2が接続されている。また、スイッチ素子Ｑcp1とＱcp2の接続点にはダイオードＤcpの負極が接続され、ダイオードＤcpの正極が中性点Ｏに接続されている。端子Ｃと第２極Ｎとの間に、ＧａＮ−ＨＥＭＴから成るスイッチ素子Ｑcn1とＱcn2とが直列に接続され、各々に逆並列にＤcn1とＤcn2が接続されている。また、スイッチ素子Ｑcn1とＱcn2の接続点にはダイオードＤcnの正極が接続され、ダイオードＤcnの負極が中性点Ｏに接続されている。
【００１７】
次に、本実施例で用いる図１の電力変換回路１００のスイッチ状態を説明する。これは一般的に知られた中性点クランプ方式（ＮＰＣ）インバータの操作方法を基本とするものであるが、一部特徴的なものもある。
例えば次のように３相交流側端子Ａに直流側端子Ｐ、Ｏ、Ｎが接続される場合をそれぞれ１、０、−１とする。尚、第１極である直流側端子Ｐは最も電位が高く、中性点である直流側端子Ｏは中間電位であり、第２極である直流側端子Ｎは最も電位が低い。
【００１８】
〔スイッチ状態の説明−１〕
図２は３相交流側端子Ａに直流側端子Ｐ、Ｏ、Ｎが接続される４つの場合を模式的に示した回路図（部分図）である。
図２．Ａは３相交流側端子Ａに直流側端子Ｐが接続される場合を示しており、状態１である。スイッチ素子Ｑap1とＱap2をオン（導通）状態とし、スイッチ素子Ｑan1とＱan2をオフ（遮断）状態とする。図２．Ａは直流側端子Ｐから３相交流側端子Ａに電流が流れることを示すため、遮断状態の６個のダイオードを白抜きで示し、オフ（遮断）状態のスイッチ素子Ｑan1とＱan2を破線で示した。
図２．Ａのように、スイッチ状態１では直流側端子Ｐから３相交流側端子Ａに電流が流れる場合に、３相交流側端子Ａと中性点Ｏ及び直流側端子Ｎはいずれも遮断される。
【００１９】
図２．Ｂは３相交流側端子Ａに中性点Ｏが接続され、且つ中性点Ｏから３相交流側端子Ａに電流が流れる状態を示している。スイッチ状態は０である。スイッチ素子Ｑap2とＱan1をオン（導通）状態とし、スイッチ素子Ｑap1とＱan2をオフ（遮断）状態とする。図２．Ｂは中性点Ｏから３相交流側端子Ａに電流が流れることを示すため、導通状態のダイオードＤapを塗り潰しで、遮断状態の５個のダイオードを白抜きで示し、オフ（遮断）状態のスイッチ素子Ｑap1とＱan2を破線で示した。
図２．Ｂのように、スイッチ状態０で中性点Ｏから３相交流側端子Ａに電流が流れる場合に、３相交流側端子Ａと直流側端子Ｐ及びＮはいずれも遮断される。また、スイッチ素子Ｑan1はオン（導通）状態であるが、電流は流れない。
スイッチ状態０では、次の図２．Ｃの電流状態も生じうる。図２．Ｂの電流状態が生ずるのは、図２．Ａの電流状態の後の場合や、その他、３相交流側端子ＢやＣとの関係により３相交流側端子Ａを介して外部負荷に電流が流れ出す場合である。
【００２０】
図２．Ｃは３相交流側端子Ａに中性点Ｏが接続され、且つ３相交流側端子Ａから中性点Ｏに電流が流れる状態を示している。スイッチ状態は図２．Ｂと同じく０であり、スイッチ素子Ｑap2とＱan1をオン（導通）状態とし、スイッチ素子Ｑap1とＱan2をオフ（遮断）状態とする。図２．Ｃは３相交流側端子Ａから中性点Ｏに電流が流れることを示すため、導通状態のダイオードＤanを塗り潰しで、遮断状態の５個のダイオードを白抜きで示し、オフ（遮断）状態のスイッチ素子Ｑap1とＱan2を破線で示した。
図２．Ｃのように、スイッチ状態０で３相交流側端子Ａから中性点Ｏに電流が流れる場合に、３相交流側端子Ａと直流側端子Ｐ及びＮはいずれも遮断される。また、スイッチ素子Ｑap2はオン（導通）状態であるが、電流は流れない。
スイッチ状態０では、前述の図２．Ｂの電流状態も生じうる。図２．Ｃの電流状態が生ずるのは、図２．Ｄの電流状態の後の場合や、その他、３相交流側端子ＢやＣとの関係により３相交流側端子Ａを介して外部負荷から電流が流れ込む場合である。
【００２１】
図２．Ｄは３相交流側端子Ａに直流側端子Ｎが接続される場合を示しており、スイッチ状態−１である。スイッチ素子Ｑan1とＱan2をオン（導通）状態とし、スイッチ素子Ｑap1とＱap2をオフ（遮断）状態とする。図２．Ｄは直流側端子Ｎから３相交流側端子Ａに電流が流れることを示すため、遮断状態の６個のダイオードを白抜きで示し、オフ（遮断）状態のスイッチ素子Ｑap1とＱap2を破線で示した。
図２．Ｄのように、スイッチ状態−１では３相交流側端子Ａから直流側端子Ｎに電流が流れる場合に、３相交流側端子Ａと直流側端子Ｐ及び中性点Ｏはいずれも遮断される。
【００２２】
図２．Ａ乃至図２．Ｄでは、３相交流側端子Ａと直流側端子Ｐ、Ｏ、Ｎの接続状態を説明したが、３相交流側端子Ｂ及びＣと直流側端子Ｐ、Ｏ、Ｎの接続状態も全く同様である。
このように、３相交流側端子Ａ、Ｂ、Ｃがそれぞれ、直流側のＰ、Ｏ、Ｎのどの端子と接続しているかを、１、０、−１で示すことができる。例えば（１，−１，−１）であれば、３相交流側端子Ａが直流側のＰに、３相交流側端子Ｂ及びＣが直流側のＮに接続されていることを意味する。同様に（１，０，−１）であれば、３相交流側端子Ａが直流側のＰに、３相交流側端子Ｂが中性点Ｏに、３相交流側端子Ｃが直流側のＮに接続されていることを意味する。この際、上記で述べた通り、中性点Ｏに接続された３相交流側端子Ｂの電流状態は２通り許容される。
【００２３】
〔スイッチ状態の説明−２、ショート〕
図３は本発明に特徴的な２つのスイッチ状態と、他の２つの電流状態に付いて説明する４つの模式的回路図（部分図）である。
図３．Ａは直流側端子Ｐと中性点Ｏを短絡する場合（ＰＯショート状態）である。スイッチ素子Ｑap1とＱap2とＱan1をオン（導通）状態とし、スイッチ素子Ｑan2をオフ（遮断）状態とする。図３．Ａは直流側端子Ｐから中性点Ｏに電流が流れることを示すため、導通状態のダイオードＤanを塗り潰しで、遮断状態の他の５個のダイオードを白抜きで示し、オフ（遮断）状態のスイッチ素子Ｑan2を破線で示した。
図３．Ａのように、ＰＯショート状態では直流側端子Ｐから中性点Ｏに電流が流れる。
３相交流端子Ａに、直流側端子Ｐから電流が流れることは許容され、また、３相交流端子Ａから、中性点Ｏに電流が流れることは許容される。
【００２４】
図３．Ｂは中性点Ｏと直流側端子Ｎとを短絡する場合（ＯＮショート状態）である。スイッチ素子Ｑap2とＱan1とＱan2をオン（導通）状態とし、スイッチ素子Ｑap1をオフ（遮断）状態とする。図３．Ｂは中性点Ｏから直流側端子Ｎに電流が流れることを示すため、導通状態のダイオードＤapを塗り潰しで、遮断状態の他の５個のダイオードを白抜きで示し、オフ（遮断）状態のスイッチ素子Ｑap1を破線で示した。
図３．Ｂのように、ＯＮショート状態では中性点Ｏから直流側端子Ｎに電流が流れる。
３相交流端子Ａに、中性点Ｏから電流が流れることは許容され、また、３相交流端子Ａから、直流側端子Ｎに電流が流れることは許容される。
【００２５】
３相交流側のＡＢＣの異なる相でＰＯショート状態とＯＮショート状態が同時に生ずれば、直流側の３つの端子は全てショート状態となる。この際、３相交流の残りの１相は、いずれのスイッチ状態でも良いが、中性点Ｏに接続されるスイッチ状態０が好ましい。
【００２６】
〔スイッチ状態の説明−３、電圧と電流の位相の符号が異なる場合とゼロベクトル〕
図３．Ｃ及び図３．Ｄは他のスイッチ状態について説明する模式的回路図（部分図）である。
スイッチ回路の故障の場合、或いはスイッチングタイミング（電圧負荷タイミング）と電流の状態がずれた場合、スイッチ状態、即ち直流電圧印加状態と、電流の向きが必ずしも一致しないことはあり得る。
図３．Ｃは、３相交流端子Ａから外部負荷に電流が流れ出しうるその他の場合を示すものである。スイッチ素子Ｑap1とＱap2がオフであっても、直流側端子ＮからダイオードＤan2及びＤan1を介しての電流経路は許容される。この場合、例えば図１でキャパシタＣ1及びＣ2が充電される状態となる。この場合、スイッチ素子Ｑan1とＱan2は同時にオンであっても良い。また、３相交流側のＡＢＣ各相のスイッチ状態が、ゼロベクトル状態である（−１，−１，−１）の場合に、インピーダンス部を介さないで外部負荷への電流流出及び電流流入経路が確保される。
図３．Ｄは、外部負荷から３相交流端子Ａに電流が流れ込みうるその他の場合を示すものである。スイッチ素子Ｑan1とＱan2がオフであっても、ダイオードＤap2及びＤap1を介して直流側端子Ｐへの電流経路は許容される。この場合、例えば図１でキャパシタＣ1及びＣ2が充電される状態となる。この場合、スイッチ素子Ｑap1とＱap2は同時にオンであっても良い。また、３相交流側のＡＢＣ各相のスイッチ状態が、ゼロベクトル状態である（１，１，１）の場合に、インピーダンス部を介さないで外部負荷への電流流出及び電流流入経路が確保される。
尚、３相交流側のＡＢＣ各相のスイッチ状態が（０，０，０）のゼロベクトル状態では、図３．Ｃや図３．Ｄの状態でなく、図２．Ｂ及び図２．Ｃが３相のいずれかで、且つ同時に生ずることにより、インピーダンス部を介さないで外部負荷への電流流出及び電流流入経路が確保される。
【００２７】
〔電力変換回路１００の駆動方法〕
本発明に係る図１の電力変換回路１００は、図３．Ａ及び図３．Ｂのスイッチ状態を用いることが、広く知られたＮＰＣ方式の３レベルインバータと大きく異なるところである。ショート状態は、インピーダンス部のキャパシタの昇圧及び電荷補充のために必要不可欠のものであり、１スイッチングサイクルごとに必ず１回設けることが好ましい。
尚、インピーダンスソースインバータにおいては、デッドタイムを設ける必要がない。
ＮＰＣ方式の３レベルインバータのフェーザー図（ベクトル図）で、例えば（０，０，０）、（１，０，−１）、（１，−１，−１）、（１，０，−１）、（０，０，０）（以下繰り返し）の状態（電気角０乃至３０度）の場合を例にして図４で説明する。
【００２８】
図４．Ａ乃至図４．Ｄは、３相スイッチング部Ｓ3phの３つの端子Ａ、Ｂ、Ｃに外部負荷、例えば３相誘導モータが接続されたものとし、３相誘導モータに有効な電力を供給している状態においては、１スイッチングサイクル中（３相交流端子の各相の電流の周期の１／１００以下程度）の外部負荷電流がほぼ一定と見なせることに基づき、電力変換回路１００と外部負荷（定電流源として記載）の接続状態を示した４つの回路図である。
図４．Ａはスイッチ状態（０，０，０）（ゼロベクトル）、図４．Ｂはショート（ＰＯショートとＯＮショートを同時に起こしたもの、シュートスルー）、図４．Ｃはスイッチ状態（１，０，−１）、図４．Ｄはスイッチ状態（１，−１，−１）の回路状態を簡略化した回路図である。
【００２９】
良く知られた２つの三角波キャリアと３つの正弦波による閾値との比較により、スイッチング素子を操作して、スイッチング状態（１，−１，−１）、（１，０，−１）、ショート、（０，０，０）、ショート、（１，０，−１）、（１，−１，−１）（以下繰り返し）を実現できる。ショートの位置は（０，０，０）、ショート、（０，０，０）でも良い。
このスイッチングサイクル区間では、スイッチング状態（１，−１，−１）は勿論、スイッチング状態（１，０，−１）でも、相ＡＢ間では３相交流端子Ａから外部負荷に電流が流れて３相交流端子Ｂから電力変換回路１００に電流が流れ込む状態が続く。同様に、相ＡＣ間では３相交流端子Ａから外部負荷に電流が流れて３相交流端子Ｃから電力変換回路１００に電流が流れ込む状態が続く。相ＢＣ間では電位差が無い場合（スイッチング状態（１，−１，−１））と電位差が生ずる場合（スイッチング状態（１，０，−１））があるが、３相交流端子Ｂは、あくまで、外部負荷から電力変換回路１００に電流が流れ込む端子であるものとする。これはスイッチング状態（０，０，０）やショートの状態でも同じとする。
また、キャパシタＣ1及びＣ2は各々、充電池Ｖ0pとＶ0nの合計電圧の２乃至３倍程度の電位差を保つものとする（通常の設計）。
【００３０】
インピーダンスソースインバータでは、ショート状態において２つのキャパシタＣ1及びＣ2は各々インダクタＬ1及びＬ2にエネルギーを移動させ、その後ゼロベクトル状態において当該インダクタＬ1及びＬ2のエネルギーと直流電源部の充電池Ｖ0pとＶ0nからキャパシタＣ1及びＣ2に電荷を移動させてキャパシタＣ1及びＣ2の電位を保つものである。
実際、ショートである図４．Ｂにおいて、スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nをオフ（遮断状態）とすると、キャパシタＣ1よりも電位が低い充電池Ｖ0pは、ダイオードＤ0pで遮断状態となる。このため、キャパシタＣ1によりインダクタＬ1に電流が急激に流れ込む。同様に、キャパシタＣ2によりインダクタＬ2に電流が急激に流れ込む。
【００３１】
図４．Ｂのショート状態から図４．Ａのゼロベクトル状態に切り替わる際に、スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nをオン（導通状態）とする。するとインダクタ電流が減少して起電力が発生し、キャパシタを充電する。即ち、直流電源部の充電池Ｖ0p及びＶ0nとインダクタＬ1の起電力によりキャパシタＣ2を充電し、直流電源部の充電池Ｖ0p及びＶ0nとインダクタＬ2の起電力によりキャパシタＣ1を充電する。
【００３２】
例えば図４．Ｄの外部負荷への電力供給状態（アクティブ）になると、外部負荷の電流変化が小さいため、インダクタＬ1及びＬ2の電流は次第に小さくなり、場合によっては逆方向に成る。この際、スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nがオン（導通）状態なので、充電池を充電する方向の電流も許容される。こうしてインダクタＬ1及びＬ2の電流の減少はインダクタＬ1及びＬ2の電流の符号が逆転しても許容されるので、外部負荷への供給電力が不連続となることは無い。
外部負荷への電流の経路は、インダクタＬ2、充電池Ｖ0n及びＶ0p並びにインダクタＬ1の経路、キャパシタＣ1とインダクタＬ1の経路、インダクタＬ2とキャパシタＣ2の経路と考えて良い。
【００３３】
図４．Ｃのスイッチ状態（１，０，−１）でも同様である。尚、図４．Ｃにおいては、端子Ｐに相Ａが、端子Ｏに相Ｂが、端子Ｎに相Ｃが接続され、相Ａを介して外部負荷に流れ出す電流のうち、外部負荷から相Ｃを介して端子Ｎに流れ込む電流部分と、外部負荷から相Ｂを介して端子Ｏに流れ込む電流部分とを分けて模擬的に回路図として示した。外部負荷から相Ｂを介して端子Ｏに流れ込む電流部分の経路は、充電池Ｖ0pとインダクタＬ1の経路、キャパシタＣ2と逆直列の充電池Ｖ0nの経路と考えて良い。
【００３４】
ここで、スイッチング状態（１，−１，−１）、（１，０，−１）、ショート、（０，０，０）、ショート、（１，０，−１）、（１，−１，−１）（以下繰り返し）を実現する際、ショート区間では、３相交流端子Ａのスイッチ列である４つのスイッチ素子を図３．ＡのＰＯショート状態、３相交流端子Ｃのスイッチ列である４つのスイッチ素子を図３．ＢのＯＮショート状態とすると良い。この際、３相交流端子Ｂのスイッチ列はスイッチ状態０とする。これは、スイッチ素子の切替を最小限に抑えられるからである。実際１２個のスイッチ素子について、スイッチング状態（１，−１，−１）、（１，０，−１）、ショート、（０，０，０）、ショート、（１，０，−１）、（１，−１，−１）（以下繰り返し）において、４つのスイッチ素子Ｑap1、Ｑap2、Ｑan1、Ｑan2の切替が表１のように少ないからである。尚、表１では、スイッチオンを記号「○」で、スイッチオフを記号「×」で示し、スイッチ切替タイミングの罫線を二重線で記載した。また、ＰＯショートを「ＰＯｓ」と、ＯＮショートを「ＯＮｓ」と記載した。
【表１】
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【００３５】
図５に、３レベルインバータのフェーザ図上の他の状態を説明する。
まず、図４．Ａの状態は、３つのスイッチ状態であり、（１，１，１）、（０，０，０）及び（−１，−１，−１）である。３相はそれぞれ、全て端子Ｐ、全て端子Ｏ、全て端子Ｎに接続される。
また、図４．Ｄの状態は、６つのスイッチ状態であり、（１，−１，−１）、（１，１，−１）、（−１，１，−１）、（−１，１，１）、（−１，−１，１）及び（１，−１，１）である。即ち、中性点Ｏに接続される相が無く、且つゼロベクトルでない場合である。
図５．Ａは図４．Ｃの再掲である。一方図５．Ｂも図５．Ａと同じスイッチ状態で生じうる。即ち、図４．Ｃ（図５．Ａと同じ）の説明では、（１，−１，−１）の状態と前後して（１，０，−１）のスイッチ状態となったとし、且つＢ相の電流は外部負荷から流れ込む場合のみを想定した。しかし、（１，１，−１）の状態と前後して（１，０，−１）のスイッチ状態となった場合はＢ相の電流は外部負荷へ流れ出す場合が考えられる。即ち、中性点Ｏから、電流が外部負荷へ流れ出す場合が図５．Ｂである。外部負荷へ端子Ｏから流れ出す電流部分の経路は、充電池Ｖ0nとインダクタＬ2の経路、キャパシタＣ1と逆直列の充電池Ｖ0pの経路と考えて良い。
図５．Ａ及び図５．Ｂとなりうる場合は、６つのスイッチ状態であり、（１，０，−１）、（０，１，−１）、（−１，１，０）、（−１，０，１）、（０，−１，１）及び（１，−１，０）である。即ち、中性点Ｏに接続される相と端子Ｐに接続される相と、端子Ｎに接続される相が１つずつ存在する場合である。
【００３６】
図５．Ｃは端子Ｎに接続される相が無く、且つゼロベクトルでない場合である。
図５．Ｃとなりうる場合は、６つのスイッチ状態であり、（１，０，０）、（１，１，０）、（０，１，０）、（０，１，１）、（０，０，１）及び（１，０，１）である。
外部負荷から端子Ｏに流れ込む電流部分の経路は、充電池Ｖ0pとインダクタＬ1の経路、キャパシタＣ2と逆直列の充電池Ｖ0nの経路と考えて良い。キャパシタＣ1とインダクタＬ2は、直流電源部を構成する充電池Ｖ0p及びＶ0nとの関係で、図４．Ａのゼロベクトル状態に等しい状態となっている。
【００３７】
図５．Ｄは端子Ｐに接続される相が無く、且つゼロベクトルでない場合である。
図５．Ｄとなりうる場合は、６つのスイッチ状態であり、（−１，０，０）、（−１，−１，０）、（０，−１，０）、（０，−１，−１）、（０，０，−１）及び（−１，０，−１）である。
端子Ｏから外部負荷へ流れ出す電流部分の経路は、充電池Ｖ0nとインダクタＬ2の経路、キャパシタＣ1と逆直列の充電池Ｖ0pの経路と考えて良い。キャパシタＣ2とインダクタＬ1は、直流電源部を構成する充電池Ｖ0p及びＶ0nとの関係で、図４．Ａのゼロベクトル状態に等しい状態となっている。
【００３８】
これら図５．Ｃ及び図５．Ｄに本願発明の特徴が示される。本願発明は、充電池Ｖ0p及びＶ0nを用い、それらを充電する方向の電流を許容するためにスイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nを用いている。図５．Ｃからスイッチ素子Ｑ0nを除くと、キャパシタＣ2と逆直列の充電池Ｖ0nの電流経路は、ダイオードＤ0nにより生じない。図５．Ｄからスイッチ素子Ｑ0pを除くと、キャパシタＣ1と逆直列の充電池Ｖ0pの電流経路は、ダイオードＤ0pにより生じない。即ち、スイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nを用い、充電池Ｖ0p及びＶ0nを充電する方向の電流を許容することで、キャパシタＣ1及びＣ2に蓄積されたエネルギーを有効に活用することができる。これは、図５．Ａ及び図５．Ｂにおいても同様である。
【００３９】
図６に、ＮＰＣ方式のインバータのフェーザー図を示す。図６．Ａは実施例１の説明で用いた、１２点とゼロベクトルの１点、合計１３個のスイッチング状態の配置を示している。ショート状態は、外部負荷への電力供給の点ではゼロベクトル状態（０，０，０）と等しい。図６．Ａの１２個に区分された領域毎に、フェーザーの長さ及び電気角から３つのスイッチ状態の時間割合が算出され、且つゼロベクトル状態（０，０，０）の時間区間内（区間先頭や区間末尾でも良い）にショート状態が設定される。
図６．Ｂは２レベルインバータにおけるフェーザー図を示すものである。尚、３レベルインバータを用いても、２レベルインバータの機能を発揮させうることは自明である。図６．Ｂと図６．Ａの比較から、２レベルインバータよりも３レベルインバータの方が、フェーザーのベクトルに近いベクトルを用いて、外部負荷への電力供給するための、３相交流の印加電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）により精度良く制御できることが分かる。
更に、詳細を記載しなかったが、図１の電力変換回路１００は、図６．Ｃに示した通常のＮＰＣ方式の３レベルインバータの制御において、ショートスルー（シュートスルー）区間を設けることで全く同様に制御可能である。図６．Ｃのフェーザー図は、フェーザーベクトルに対し、それを囲む最も近い３つのベクトルを用いて、各ベクトルの時間占有割合を算出することを模式的に示しているものである。図６．Ｃのフェーザー図においては、３相交流端子ＡＢＣ、それぞれ３つの直流側端子との接続の組み合わせである２７通りのスイッチ状態が示されている。
【００４０】
〔その他〕
図１の電力変換回路１００はスイッチ素子Ｑ0p及びＱ0nにより、充電池Ｖ0p及びＶ0nを充電する方向の電流を許容できるので、外部負荷から回生電流を回収する回生回路として利用できる。
また、上記実施例では二次電池（充電池）のみを有する実施例を示したが、容易な回路構成により、燃料電池その他の充電不可の電池を併用する回路に用い得ることは明らかである。
【産業上の利用可能性】
【００４１】
本発明は、回生電流を有効利用できるので、ハイブリッドタイプを含む電動機を有する車両、電動車、その他に利用可能である。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】本発明の具体的な一実施例に係る電力変換回路１００の構成を示す回路図。
【図２】電力変換回路１００のＡ相のスイッチング状態を４例示す模式的回路図（部分図）。
【図３】電力変換回路１００のＡ相のスイッチング状態を更に４例示す模式的回路図（部分図）。
【図４】電力変換回路１００の動作時の、スイッチ状態により電流経路が異なることを示す４つの簡略化した回路図。
【図５】電力変換回路１００の動作時の、スイッチ状態により電流経路が異なることを示す他の４つの簡略化した回路図。
【図６】電力変換回路１００に適用可能な３つのフェーザー図（ベクトル図）。
【符号の説明】
【００４３】
Ｖ0p、Ｖ0n：二次電池（充電池）
Ｑ0p、Ｑ0n：第１の双方向スイッチを形成するスイッチ素子（ＩＧＢＴ等）
Ｄ0p、Ｄ0n：第１の双方向スイッチを形成するダイオード
Ｌ1：第１のインダクタ
Ｌ2：第２のインダクタ
Ｃ1：第１のキャパシタ
Ｃ2：第２のキャパシタ
Ｓ3ph：３相スイッチング回路
Ｐ：３相スイッチング回路Ｓ3phの第１極（高電位である直流側端子）
Ｏ：３相スイッチング回路Ｓ3phの中性点（直流側端子）
Ｎ：３相スイッチング回路Ｓ3phの第２極（低電位である直流側端子）
Ａ、Ｂ、Ｃ：３相スイッチング回路Ｓ3phの３相交流側端子
Ｑap1、Ｑap2、Ｑan1、Ｑan2、Ｑbp1、Ｑbp2、Ｑbn1、Ｑbn2、Ｑcp1、Ｑcp2、Ｑcn1、Ｑcn2：３相スイッチング回路Ｓ3phの第２の双方向スイッチを形成するスイッチ素子（ＧａＮ−ＨＥＭＴ）
Ｄap1、Ｄap2、Ｄan1、Ｄan2、Ｄbp1、Ｄbp2、Ｄbn1、Ｄbn2、Ｄcp1、Ｄcp2、Ｄcn1、Ｄcn2：３相スイッチング回路Ｓ3phの第２の双方向スイッチを形成するダイオード
【図１】
2010119174.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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