(57)【要約】【課題】溶接トランスの偏磁抑制効果をより向上させることができるインバータ溶接機の溶接用電源装置を提供する。【解決手段】出力制御回路１６は、インバータ回路のスイッチング素子をオンさせる駆動パルスをその時々の動作状況に応じたパルス幅に設定し、制御周期毎にその駆動パルスの出力先をＡ側及びＢ側駆動信号として対応するスイッチング素子のいずれかに切り替えており、パルス幅がゼロ幅に設定された場合、切替回路３０にてその判定がなされると、該切替回路３０にて次の制御周期においてもそのゼロ幅判定時の出力先を維持すべく駆動パルスの出力先の切替動作が一時的に禁止される。これにより、パルス幅がゼロ幅に設定された前後の制御周期の駆動パルスは、スイッチング素子に対する出力先が常に異なるようになり、一方の組のスイッチング素子のみが連続でオンすることが防止される。【選択図】図２
2010012510.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を複数用いて構成されたインバータ回路にて、第１組及び第２組のスイッチング素子が交互にオンオフすることで所定の交流電圧を生成し、生成した交流電圧を溶接トランスの一次側に供給し二次側において溶接用直流電圧を生成する構成をなし、
前記スイッチング素子をオンさせる駆動パルスをその時々の動作状況に応じたパルス幅に設定し、制御周期毎にその駆動パルスの出力先を前記スイッチング素子の各組のいずれかに切り替えるように制御する出力制御回路を備えてなる溶接用電源装置であって、
前記出力制御回路は、
前記駆動パルスのパルス幅がゼロ幅か否かを判定するゼロ幅判定手段と、
前記ゼロ幅判定手段にて前記駆動パルスのパルス幅がゼロ幅と判定されると、次の制御周期においてもそのゼロ幅判定時の出力先を維持するため前記駆動パルスの出力先の切替動作を一時的に禁止する切替禁止手段と
を備えたことを特徴とする溶接用電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載の溶接用電源装置において、
前記出力制御回路は、その時々の動作状況に応じた前記駆動パルスのパルス幅に相当する電圧が内部で生成されるものであり、
前記ゼロ幅判定手段は、前記駆動パルスのパルス幅に相当する電圧と、ゼロ幅判定値に相当する電圧とを比較し、その比較結果を出力信号として出力するコンパレータにて構成され、
前記切替禁止手段は、前記コンパレータからの出力信号に基づいて、前記駆動パルスの出力先の切替動作を禁止するための出力信号を生成する論理ゲート回路にて構成されていることを特徴とする溶接用電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電源装置にて生成された前記溶接用直流電圧に基づいて溶接を行うように構成されたことを特徴とする溶接機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、溶接トランスの偏磁抑制に好適なインバータ溶接機の溶接用電源装置及びその溶接機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
インバータ溶接機の溶接用電源装置は、入力交流電源を直流変換回路にて整流平滑化した直流電圧をインバータ回路に供給し、該インバータ回路のスイッチング素子のオンオフ動作にて所定の高周波交流電圧に変換して溶接トランスの一次側に供給し、該溶接トランスの二次側において溶接に適した溶接用直流電圧に変換するように構成されている。
【０００３】
ところで、インバータ回路はスイッチング素子を複数用いたブリッジ回路にて構成され、所定のスイッチング素子が交互にオンオフされることで高周波交流電圧の極性の反転が行われるが、使用時において、一方側のスイッチング素子と他方側とでオン時間に偏りが生じる場合がある。この場合、高周波交流電圧が一方の極性側に偏りが生じて、溶接トランスが磁化された状態、所謂偏磁となる。溶接トランスの偏磁は、トランス一次側に過電流を連続して生じさせてインバータ回路のスイッチング素子の破壊を招くことから、偏磁を抑制するための対策を講じることが望まれている。
【０００４】
そこで、例えば特許文献１や特許文献２に示されているインバータ溶接機の溶接用電源装置では、インバータ制御周期の最初と最後とを逆の極性（相）とし、これにより高周波交流電圧の一方の極性側への偏倚を生じ難くして、偏磁の抑制がなされるものである。
【０００５】
また、例えば特許文献３に示されているインバータ溶接機の溶接用電源装置では、インバータ制御周期の最初の極性を常に逆とするとともに、スイッチング素子をオンさせるインバータ制御周期中の駆動パルス数を奇数個とすることで、同様に高周波交流電圧の一方の極性側への偏倚を生じ難くし、偏磁の抑制がなされるものである。
【特許文献１】特開平８−２２４６６４号公報
【特許文献２】特開昭６３−１０８９７５号公報
【特許文献３】特開平３−１１８９８４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
ここで、上記した特許文献１〜３にて示されるようなインバータ溶接機の溶接用電源装置では、通常、溶接トランスの一次側電流や二次側電流を検出し、その検出電流値と出力設定値とを一致させるようなフィードバック制御が行われている（特許文献２，３参照）。
【０００７】
この場合、検出電流値が出力設定値よりも大き過ぎると、次にオンする予定のスイッチング素子の駆動パルスのパルス幅をゼロ（歯抜け）とし、その回のスイッチング素子をオフとして電流値を急峻に小さくすることが行われる。特に、近年のインバータ回路のスイッチング動作の高速化に伴いフィードバック制御の制御ゲインを高くしていると、一方側のスイッチング素子が連続してオンし、他方側のスイッチング素子が連続してオフするような駆動パルスの設定となることが生じてくる。そうなると、溶接トランスに供給される高周波交流電圧が一方側の極性に偏倚する偏磁状態に陥ってしまう。
【０００８】
そのため、上記特許文献１〜３に記載があるように、インバータ制御周期の最初や最後の極性が同じとなって偏磁となるよりもむしろ、一方側の駆動パルスのパルス幅がゼロとなり、一方側のスイッチング素子のみが連続してオンする期間が続く方が偏磁状態に陥り易いため、これを解決して偏磁抑制を図ることが望まれていた。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、溶接トランスの偏磁抑制効果をより向上させることができるインバータ溶接機の溶接用電源装置及びその溶接機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、スイッチング素子を複数用いて構成されたインバータ回路にて、第１組及び第２組のスイッチング素子が交互にオンオフすることで所定の交流電圧を生成し、生成した交流電圧を溶接トランスの一次側に供給し二次側において溶接用直流電圧を生成する構成をなし、前記スイッチング素子をオンさせる駆動パルスをその時々の動作状況に応じたパルス幅に設定し、制御周期毎にその駆動パルスの出力先を前記スイッチング素子の各組のいずれかに切り替えるように制御する出力制御回路を備えてなる溶接用電源装置であって、前記出力制御回路は、前記駆動パルスのパルス幅がゼロ幅か否かを判定するゼロ幅判定手段と、前記ゼロ幅判定手段にて前記駆動パルスのパルス幅がゼロ幅と判定されると、次の制御周期においてもそのゼロ幅判定時の出力先を維持するため前記駆動パルスの出力先の切替動作を一時的に禁止する切替禁止手段とを備えたことをその要旨とする。
【００１１】
この発明では、出力制御回路は、インバータ回路のスイッチング素子をオンさせる駆動パルスをその時々の動作状況に応じたパルス幅に設定するとともに、制御周期毎にその駆動パルスの出力先を第１組及び第２組のスイッチング素子のいずれかに切り替えており、その時々の動作状況に応じてパルス幅がゼロ幅に設定された場合、ゼロ幅判定手段にてその判定がなされると、切替禁止手段にて次の制御周期においてもそのゼロ幅判定時の出力先を維持すべく駆動パルスの出力先の切替動作が一時的に禁止される。これにより、パルス幅がゼロ幅に設定された前後の制御周期の駆動パルスは、スイッチング素子に対する出力先が常に異なるようになり、オンするスイッチング素子が常に異なる組で交互となる。そのため、例えばパルス幅がゼロ幅に設定されるタイミングが制御周期の１つおきに同期した場合になっても、一方の組のスイッチング素子のみが連続でオンすることなく交互に各組のスイッチング素子がオンされて、後段の溶接トランスにて一方の極性に偏倚する偏磁の発生がより確実に抑制される。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の溶接用電源装置において、前記出力制御回路は、その時々の動作状況に応じた前記駆動パルスのパルス幅に相当する電圧が内部で生成されるものであり、前記ゼロ幅判定手段は、前記駆動パルスのパルス幅に相当する電圧と、ゼロ幅判定値に相当する電圧とを比較し、その比較結果を出力信号として出力するコンパレータにて構成され、前記切替禁止手段は、前記コンパレータからの出力信号に基づいて、前記駆動パルスの出力先の切替動作を禁止するための出力信号を生成する論理ゲート回路にて構成されていることをその要旨とする。
【００１３】
この発明では、ゼロ幅判定手段は、駆動パルスのパルス幅に相当する電圧とゼロ幅判定値に相当する電圧との比較に基づく出力信号を出力するコンパレータにて構成され、切替禁止手段は、コンパレータからの出力信号に基づいて駆動パルスの出力先の切替動作を禁止する出力信号を生成する論理ゲート回路にて構成される。つまり、これらゼロ幅判定手段及び切替禁止手段を簡素に構成でき、装置全体の構成の簡素化に寄与できる。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の電源装置にて生成された前記溶接用直流電圧に基づいて溶接を行うように構成された溶接機である。
この発明では、請求項１又は２に記載の電源装置が用いられて溶接機が構成されるため、上記各請求項の作用効果が得られる溶接機を提供できる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、溶接トランスの偏磁抑制効果をより向上できるインバータ溶接機の溶接用電源装置及びその溶接機を提供することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態におけるインバータ式アーク溶接機１０を示す。アーク溶接機１０は、溶接用電源装置１１にて生成された溶接用直流電圧をトーチＴＨに供給し、そのトーチＴＨから加工対象物Ｍに向けてアークを生じさせて加工対象物Ｍのアーク溶接を行う装置である。溶接用電源装置１１は、２００Ｖや４００Ｖ等の三相交流電源に対応であり、一次側整流回路１２、インバータ回路１３、溶接トランス１４、二次側整流回路１５、出力制御回路１６及び設定装置１７を備えている。
【００１７】
一次側整流回路１２は、ダイオードブリッジ及び平滑コンデンサ等にて構成され、入力される三相交流電源から一次側直流電圧を生成し、生成した直流電圧を後段のインバータ回路１３に供給する。
【００１８】
インバータ回路１３は、４個のＩＧＢＴよりなる４個のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を用いたフルブリッジ回路で構成されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、各ゲートに入力される出力制御回路１６からの制御信号に基づいて第１組のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４と第２組のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３とが交互にオンオフし、これにより一次側整流回路１２からの直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換している。そして、インバータ回路１３は、この高周波交流電圧を後段の溶接トランス１４の一次側コイル１４ａに供給する。
【００１９】
また、インバータ回路１３の出力端子と溶接トランス１４の一次側コイル１４ａとの間の電源線上には一次側電流検出器１８が配置され、該電流検出器１８にてインバータ回路１３から溶接トランス１４の一次側コイル１４ａに流れた一次側電流値が検出され、その一次側電流値が電圧信号として出力制御回路１６に出力されている。
【００２０】
溶接トランス１４は、一次側コイル１４ａ、二次側コイル１４ｂ及び二次側に検出用コイル１４ｃを有してなり、一次側コイル１４ａと二次側コイル１４ｂとの間で電圧変換を行い、アーク溶接に適した電圧値に変換している。また、二次側に設けられる検出用コイル１４ｃには電圧検出回路１９が接続され、該電圧検出回路１９にて二次側での電圧積分値（電圧変化）が検出され、その電圧積分値が電圧信号として出力制御回路１６に出力されている。
【００２１】
溶接トランス１４の二次側コイル１４ｂは、二次側整流回路１５と接続されている。二次側整流回路１５は、ダイオード及び直流リアクトル等にて構成され、溶接トランス１４にて所定電圧に調整された高周波交流電圧から溶接用直流電圧を生成し、生成した溶接用直流電圧をトーチＴＨに供給する。そして、加工対象物Ｍが二次側コイル１４ｂの中間タップに接続されることで、溶接用直流電圧の供給に基づいてトーチＴＨから加工対象物Ｍに対してアークが生じ、アーク溶接が行われるようになっている。
【００２２】
また、加工対象物Ｍと二次側コイル１４ｂの中間タップとの間の電源線上には出力電流検出器２０が配置され、該電流検出器２０にて加工対象物Ｍに流れた出力電流値が検出され、その出力電流値が電圧信号として出力制御回路１６に出力されている。
【００２３】
出力制御回路１６は、高周波交流電圧を調整してトーチＴＨに供給する溶接用直流電圧を調整すべくインバータ回路１３のスイッチング制御、この場合、デューティの変更によりスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオンパルス幅を調整するＰＷＭ制御を行っている。出力制御回路１６には、使用者にて出力設定が可能な設定装置１７からその設定に対応する電流設定値が入力され、該制御回路１６は、その電流設定値と、出力電流検出器２０からの出力電流値と、電圧検出回路１９からの電圧積分値とに基づいてインバータ回路１３のスイッチング制御を行っている。また、出力制御回路１６は、出力電流検出器２０からの出力電流値等を用いたフィードバック制御も行っている。
【００２４】
図２は、出力制御回路１６の具体構成を示している。出力制御回路１６には先ず加算器２１が備えられており、該加算器２１には、設定装置１７からの電流設定値と、出力電流検出器２０からの出力電流値と、電圧検出回路１９からの電圧積分値とが電圧信号としてそれぞれ入力されている。この場合、電流設定値はそのまま加算器２１に入力され、出力電流値と電圧積分値とは加算器２１に反転入力されている。加算器２１の出力信号は、アンプ２２にて所定ゲインにて増幅されるとともに反転アンプ２３を介して反転されて、第１コンパレータ２４のマイナス側入力端子に入力されている。
【００２５】
従って、電流設定値が大きくされると、加算器２１の出力信号レベルが大きくなって反転アンプ２３の出力信号レベルが下降し、電流設定値が小さくされると加算器２１の出力信号レベルが小さくなって反転アンプ２３の出力信号レベルが上昇する。一方、出力電流値又は電圧積分値のいずれかが大きくなると、加算器２１の出力信号レベルが小さくなって反転アンプ２３の出力信号レベルが上昇し、出力電流値又は電圧積分値のいずれかが小さくなると加算器２１の出力信号レベルが大きくなって反転アンプ２３の出力信号レベルが下降する。因みに、反転アンプ２３の出力信号は、該信号レベルがその時々のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動パルスの目標パルス幅に相当し、次回のインバータ制御周期の駆動パルスのパルス幅を決定すべく後段の第１コンパレータ２４に出力される。
【００２６】
第１コンパレータ２４のプラス側入力端子には、三角波生成回路２５から三角波（ノコギリ波）信号が入力されている。この三角波の周期は、インバータ制御周期に相当する。第１コンパレータ２４の出力信号は、３入力のアンド回路よりなる第１アンド回路２６の第１入力端子、及び、同じく３入力のアンド回路よりなる第２アンド回路２７の第１入力端子に入力されている。そして、第１アンド回路２６の出力信号は、第１組のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオンオフ駆動させるＡ側駆動信号として出力され、第２アンド回路２７の出力信号は、第２組のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオンオフ駆動させるＢ側駆動信号として出力される。
【００２７】
つまり、第１コンパレータ２４では、反転アンプ２３の出力信号と三角波信号とに基づいて、その出力信号レベルより三角波信号レベルが高くなる期間、Ｈレベルとなる出力信号（ベースパルス信号）が生成される。従って、上記のように電流設定値、出力電流値及び電圧積分値の変化により反転アンプ２３の出力信号レベルが上下すると、三角波信号との関係でコンパレータ２４の出力信号のＨレベルの期間が長短する。因みに、電流設定値が大、出力電流値又は電圧積分値が小さくなると反転アンプ２３の出力信号レベルが下降するため、コンパレータ２４の出力信号のＨレベルの期間が大となる。一方、電流設定値が小、出力電流値又は電圧積分値が大きくなると反転アンプ２３の出力信号レベルが上昇するため、コンパレータ２４の出力信号のＨレベルの期間が小となる。そして、第１及び第２アンド回路２６，２７の他の入力端子（第２，第３入力端子）に入力される信号がＨレベルの時、コンパレータ２４の出力信号が各アンド回路２６，２７の出力信号であるＡ，Ｂ側駆動信号に反映されてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力され、該スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン時間が調整される。
【００２８】
第１及び第２アンド回路２６，２７の第２入力端子には、第２コンパレータ２８からの出力信号がそれぞれ入力されている。第２コンパレータ２８は、マイナス側入力端子に一次側電流検出器１８からの一次側電流値が電圧信号として入力され、プラス側入力端子にはその一次側電流値が過電流かを判定するための過電流判定値に相当する電圧が印加されている。
【００２９】
つまり、第２コンパレータ２８は、一次側電流値が過電流判定値未満では、Ｈレベルの出力信号を第１及び第２アンド回路２６，２７の第２入力端子に出力する。そのため、アンド回路２６，２７の第３入力端子に入力される信号がＨレベルの時、コンパレータ２４の出力信号が各アンド回路２６，２７を介してＡ，Ｂ側駆動信号としてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力される。一方、一次側電流値が過電流判定値以上になると、第２コンパレータ２８は、Ｌレベルの出力信号を第１及び第２アンド回路２６，２７の第２入力端子に出力する。そのため、アンド回路２６，２７の第３入力端子に入力される信号がＨレベルとなっても、アンド回路２６，２７の出力信号であるＡ，Ｂ側駆動信号がＬレベルに固定され、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態となる。
【００３０】
第１及び第２アンド回路２６，２７の第３入力端子には、切替回路３０からの出力信号がそれぞれ入力されている。切替回路３０は、パルス生成回路２９にて生成されるパルス信号に基づいて動作する。パルス生成回路２９は、三角波生成回路２５からの三角波信号にてパルス信号を生成、この場合、三角波信号の一周期はインバータ制御周期の一周期であることから、インバータ制御周期と同期したパルス信号を生成して切替回路３０に出力している。従って、切替回路３０は、インバータ制御周期と同期した動作を行う。
【００３１】
図３は、切替回路３０の具体構成を示している。切替回路３０には先ず第３アンド回路３１が備えられており、該アンド回路３１は、一方の入力端子にパルス生成回路２９からのパルス信号が入力され、他方の入力端子に第３コンパレータ３２の出力信号が入力されている。第３コンパレータ３２のプラス側入力端子には、前記アンプ２２及び反転アンプ２３を経た前記加算器２１からの出力信号が入力され、マイナス側入力端子にはパルス幅ゼロに相当するゼロ幅判定値が入力されている。第３アンド回路３１の出力信号は、フリップフロップ３３のクロック端子ＣＬＫに出力されている。
【００３２】
フリップフロップ３３は、クロック端子ＣＬＫに入力される第３アンド回路３１の出力信号に基づいて、出力端子Ｑ，バーＱからＨ・Ｌレベルが交互となる相補の出力信号が出力され、出力端子バーＱから出力される出力信号は、図２にて示す第１アンド回路２６の第３入力端子に、出力端子Ｑから出力される出力信号は、第２アンド回路２７の第３入力端子にそれぞれ出力されている。
【００３３】
つまり、この切替回路３０では、第３コンパレータ３２からの出力信号がＨレベルの時、インバータ制御周期に同期したパルス信号が第３アンド回路３１の出力信号としてフリップフロップ３３のクロック端子ＣＬＫに出力される。フリップフロップ３３では、そのパルス信号の１周期毎、即ちインバータ制御周期の１周期毎に出力端子Ｑ，バーＱの出力信号の論理が反転され、この相補の出力信号が各アンド回路２６，２７に出力される。従って、アンド回路２６，２７は、インバータ制御周期の１周期毎に交互に駆動パルス（Ｈレベルのパルス）がＡ側又はＢ側駆動信号に生じるよう、コンパレータ２４の出力信号をＡ側駆動信号としてスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４に、同出力信号をＢ側駆動信号としてスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３にそれぞれ交互に出力している。
【００３４】
一方、第３コンパレータ３２の出力信号がＬレベルとなると、フリップフロップ３３のクロック端子ＣＬＫに入力される第３アンド回路３１の出力信号がＬレベルに固定される。一方、第３コンパレータ３２の出力信号がＬレベルとなると、フリップフロップ３３のクロック端子ＣＬＫに入力される第３アンド回路３１の出力信号がＬレベルに固定される。すると、フリップフロップ３３では、その時の出力端子Ｑ，バーＱからの出力信号の論理が保持され、アンド回路２６，２７では、次のインバータ制御周期でも引き続き同じ側からの駆動信号がスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に出力される。
【００３５】
ここで、第３コンパレータ３２は、反転アンプ２３の出力信号レベルとゼロ幅判定値との比較、即ちその時々のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の駆動パルスの目標パルス幅がゼロ幅以下のレベルかゼロ幅を超えるレベルかを判定している。駆動パルスの目標パルス幅がゼロ幅を超える判定では第３コンパレータ３２は出力信号をＨレベルとし、インバータ制御周期毎に交互に駆動パルスがＡ側又はＢ側駆動信号に生じるよう、コンパレータ２４の出力信号を交互に切り替えてＡ側又はＢ側駆動信号として出力させる。
【００３６】
一方、駆動パルスの目標パルス幅がゼロ幅以下の判定では第３コンパレータ３２は出力信号をＬレベルとし、インバータ制御周期が次の制御周期となっても引き続きコンパレータ２４の出力信号を同じ側の駆動信号として出力させる。つまり、現在の制御周期において駆動パルスがゼロ幅に設定された場合、次の制御周期でも同じ側の駆動信号に駆動パルスが反映されるようにし、ゼロ幅に設定された前後の制御周期で駆動パルスが異なる側の駆動信号に反映されるようにしている。従って、常に異なる側のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３とが交互にオンするようになり、これにより溶接トランス１４が一方の極性に偏倚することが抑制され、偏磁の抑制が図られている。
【００３７】
ここで、図６にて、制御ゲインを低ゲインとした場合の電源装置（１１）の各所の波形を示すが、同図６においては、図２のａ点の電圧波形、即ちその時々の駆動パルスの目標パルス幅を反映する反転アンプ（２３）の出力信号レベルの変動が小さいため、Ａ側及びＢ側駆動信号において制御周期毎に交互に駆動パルスが立ち上がり溶接トランス（１３）の偏磁に対する影響は小さいものの、その変動が小さいことは応答性が低いことを意味し、インバータ制御を高速化するとその時々に所望の出力電流が得られず、溶接性能への影響が懸念される。
【００３８】
そのため、本実施形態の電源装置１１では、インバータ制御の高速化に対応するために高速化対応のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が用いられるとともに、出力制御回路１６ではアンプ２２が高ゲインに設定され、制御ゲインが高く設定されている。従って、図４にて本実施形態の電源装置１１の各所の波形を示すように、その時々の駆動パルスの目標パルス幅を反映する反転アンプ２３の出力信号レベル（図２のａ点の電圧波形）が大きく変動するものとなる。反面、その出力信号レベルが三角波信号レベルよりも高くなることが多く発生し得る。
【００３９】
図５は、制御ゲインが高いが偏磁対応でない仕様の電源装置（１１）の各所の波形を示す。具体的には、図３に示す切替回路（３０）において、第３アンド回路（３１）と第３コンパレータ（３２）とを省略し、フリップフロップ（３３）のクロック端子ＣＬＫにパルス信号を直接入力する構成である。この仕様の場合も図４と同様に、その時々の駆動パルスの目標パルス幅を反映する反転アンプ２３の出力信号レベル（図２のａ点の電圧波形）が大きく変動する。
【００４０】
この場合、例えばインバータ制御周期（三角波信号の１周期）の１つおきの制御周期で、反転アンプ（２３）の出力信号レベルが三角波信号レベルよりも高くなることが連続して起きると、Ｂ側駆動信号においてのみ駆動パルスが立ち上がることになる。すると、溶接トランス（１３）が一方の極性に偏倚する偏磁状態に陥り、一次側電流値が過電流判定値を超えてその間の駆動信号の出力が停止されるが、スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ４）に対しての負担が大きく、場合によっては破損に至る。
【００４１】
これに対して本実施形態では、図４に示すように、インバータ制御周期の１つおきの制御周期で反転アンプ２３の出力信号レベルが三角波信号レベルよりも高くなる度に、反転アンプ２３の出力信号レベル、即ち駆動パルスの目標パルス幅が切替回路３０の第３コンパレータ３２においてゼロ幅以下と判定され、図２のｃ点及びｄ点の電圧波形に示すように、フリップフロップ３３の出力端子Ｑ，バーＱからの出力信号の論理が保持される。
【００４２】
つまり、インバータ制御周期が次の制御周期となっても引き続きコンパレータ２４の出力信号が同じ側の駆動信号として出力されるため、現在の制御周期において駆動パルスがゼロ幅に設定された場合、次の制御周期でも同じ側の駆動信号に駆動パルスが反映され、ゼロ幅に設定された前後の制御周期で駆動パルスが異なる側の駆動信号に反映される。従って、本実施形態の電源装置１１では、常に異なる側のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４とスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３とが交互にオンするようになり、これにより溶接トランス１４が一方の極性に偏倚する偏磁が抑制できるようになっている。
【００４３】
次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
（１）本実施形態では、出力制御回路１６は、インバータ回路１３のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオンさせる駆動パルスをその時々の動作状況（本実施形態では電流設定値、出力電流値及び電圧積分値に基づいて得られる動作状況）に応じたパルス幅に設定するとともに、制御周期毎にその駆動パルスの出力先を第１組のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４（Ａ側駆動信号）及び第２組のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３（Ｂ側駆動信号）のいずれかに切り替えている。そして、その時々の動作状況に応じてパルス幅がゼロ幅に設定された場合、切替回路３０内のコンパレータ３２にてその判定がなされると、該切替回路３０内のアンド回路３１の動作にて次の制御周期においてもそのゼロ幅判定時の出力先を維持すべく、フリップフロップ３３における駆動パルスの出力先の切替動作が一時的に禁止される。これにより、パルス幅がゼロ幅に設定された前後の制御周期の駆動パルスは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に対する出力先が常に異なるようになり、オンするスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４が常に異なる組で交互となる。そのため、例えばパルス幅がゼロ幅に設定されるタイミングが制御周期の１つおきに同期した場合になっても、一方の組のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のみが連続でオンすることなく交互に各組のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオンされて、後段の溶接トランス１４にて一方の極性に偏倚する偏磁の発生がより確実に抑制される。これにより、溶接トランス１４の偏磁抑制効果をより向上できる溶接用電源装置１１、及びアーク溶接機１０を提供することができる。
【００４４】
（２）本実施形態では、切替回路３０は、駆動パルスのパルス幅に相当する電圧（反転アンプ２３の出力信号レベル）とゼロ幅判定値に相当する電圧との比較に基づく出力信号を出力するコンパレータ３２と、該コンパレータ３２からの出力信号に基づいて駆動パルスの出力先の切替動作を禁止する出力信号を生成するアンド回路３１とを用いて構成されている。つまり、これらコンパレータ３２とアンド回路３１とを用いて切替回路３０を簡素に構成でき、出力制御回路１６、ひいては電源装置１１全体の構成の簡素化に寄与することができる。
【００４５】
尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、出力制御回路１６の回路構成を適宜変更してもよい。例えば、その時々の動作状況に応じた目標オンパルス幅を設定するにあたり、電流設定値、出力電流値及び電圧積分値を用いたが、これら以外の他の検出値を用いてもよい。
【００４６】
また、切替回路３０において、フリップフロップ３３の切替動作を禁止する手段を１つのアンド回路３１を用いて構成したが、他の論理ゲート回路を複数組み合わせて構成してもよい。また、駆動パルスのパルス幅のゼロ幅判定を行う手段を１つのコンパレータ３２を用いて構成したが、コンパレータ以外の判定回路を用いて構成してもよい。
【００４７】
・上記実施形態では、アーク溶接機１０の溶接用電源装置１１に適用したが、このアーク溶接にはアーク切断も含むものとする。また、アーク溶接以外、例えば抵抗溶接等の他の電気溶接機の溶接用電源装置に適用してもよい。
【００４８】
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。
（イ）  スイッチング素子を複数用いて構成されたインバータ回路にて、第１組及び第２組のスイッチング素子が交互にオンオフすることで所定の交流電圧を生成し、生成した交流電圧を溶接トランスの一次側に供給し二次側において溶接用直流電圧を生成する構成の溶接用電源装置において、
前記スイッチング素子をオンさせる駆動パルスをその時々の動作状況に応じたパルス幅に設定し、制御周期毎にその駆動パルスの出力先を前記スイッチング素子の各組のいずれかに切り替えるように制御する制御装置であって、
前記駆動パルスのパルス幅がゼロ幅か否かを判定するゼロ幅判定手段と、
前記ゼロ幅判定手段にて前記駆動パルスのパルス幅がゼロ幅と判定されると、次の制御周期においてもそのゼロ幅判定時の出力先を維持するため前記駆動パルスの出力先の切替動作を一時的に禁止する切替禁止手段と
を備えたことを特徴とする溶接用電源装置の制御装置。
【００４９】
このような構成の制御装置を溶接用電源装置に用いれば、上記請求項１と同様の作用効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００５０】
【図１】本実施形態のインバータ溶接機の溶接用電源装置を示す回路図である。
【図２】本実施形態における出力制御回路の具体構成を示す回路図である。
【図３】本実施形態における切替回路の具体構成を示す回路図である。
【図４】高ゲインで偏磁対応の本実施形態の電源装置各所の波形図である。
【図５】高ゲインで偏磁対応でない仕様の電源装置各所の波形図である。
【図６】低ゲイン仕様での電源装置各所の波形図である。
【符号の説明】
【００５１】
１０…アーク溶接機（溶接機）、１１…溶接用電源装置（電源装置）、
１３…インバータ回路、１４…溶接トランス、１６…出力制御回路、
３１…第３アンド回路（切替禁止手段）、
３２…第３コンパレータ（ゼロ幅判定手段）、
Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子。
【図１】
2010012510.tif 000003
【図２】
2010012510.tif 000004
【図３】
2010012510.tif 000005
【図４】
2010012510.tif 000006
【図５】
2010012510.tif 000007
【図６】
2010012510.tif 000008