(57)【要約】      （修正有）【課題】無線通信デバイスにおける二次歪みを補償するための技術を提供する。【解決手段】ゼロ中間周波数（ＩＦ）または低ＩＦ構造において、ミクサによって生成されたＩＭ２歪みが、ベースバンド出力信号中に望ましくない歪みレベルをもたらす。補償回路１０４は、ＩＭ２較正電流を生成するため、無線周波数（ＲＦ）経路から独立したＩＭ２歪み電流の対策を提供する。ＩＭ２較正電流は、ＲＦ経路内で生成されたＩＭ２電流を除去するため、ベースバンド出力信号と組み合わされる。工場での最終試験中に較正が実施可能である。【選択図】図２
2010226728.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信器を有するデバイスのための歪み削減回路であって、
前記受信器に結合された入力と、出力と、を有するゲインステージと、なお、前記ゲインステージは、前記受信器内の二次非線形応答に関連する出力信号の振幅を制御する；
前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合する出力結合回路と；
を具備する歪み削減回路。
【請求項２】
前記ゲインステージは、前記受信器内の前記二次非線形応答の振幅に基づいて、前記出力信号の前記振幅を制御する、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するように、前記受信器に結合されたスクエアリング回路、を更に具備する請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記受信器は無線周波数（ＲＦ）受信器である、請求項１に記載の回路。
【請求項５】
周波数逓降変換された信号を生成する前記受信器と共に使用される請求項１に記載の回路であって、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器であり、前記第１入力は前記受信器からの前記周波数逓降変換された信号を受信するように配設され、前記第２入力は前記ゲインステージの出力信号を受信するように配設される、請求項１に記載の回路。
【請求項６】
ミクサを有する前記受信器と共に使用される請求項１に記載の回路であって、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記ゲインステージは、前記ミクサの入力ノードに結合される、請求項１に記載の回路。
【請求項７】
前記ゲインステージは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する電流振幅を有する出力電流を生成する、請求項１に記載の回路。
【請求項８】
周波数逓降変換された信号を生成する前記ＲＦ受信器と共に使用される請求項７に記載の回路であって、前記出力結合回路は、前記受信器の前記周波数逓降変換された信号に直接接続される、請求項７に記載の回路。
【請求項９】
前記回路は前記受信器を含む無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための請求項１に記載の回路であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記ゲインステージの調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、請求項１に記載の回路。
【請求項１０】
受信器及び歪み削減回路を含む無線通信デバイスであって、
前記受信器に結合された入力と、出力と、を有するゲインステージと、なお、前記ゲインステージは、前記受信器内の二次非線形応答に関連する出力信号の振幅を制御する；
前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合する出力結合回路と；
を具備する無線通信デバイス。
【請求項１１】
前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器であり、前記第１入力は前記受信器からの前記周波数逓降変換された信号を受信するように配設され、前記第２入力は前記ゲインステージの出力信号を受信するように配設される、請求項１０に記載のデバイス。
【請求項１２】
前記受信器はミクサを有し、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記ゲインステージは、前記ミクサの入力ノードに結合される、請求項１０に記載のデバイス。
【請求項１３】
前記回路は前記無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための請求項１０に記載のデバイスであって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記ゲインステージの調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、請求項１０に記載のデバイス。
【請求項１４】
受信器を有するデバイスのための自動較正回路であって、
試験信号を生成する信号ソースと、
前記試験信号を前記受信器の入力端子に結合するように選択的に作動するとき、前記信号ソースを前記受信器の入力端子に結合し、これにより、前記受信器の歪み削減調整を可能とする、選択的作動スイッチ回路と、
を具備する自動較正回路。
【請求項１５】
前記信号ソースは内部信号発生器を具備する、請求項１４に記載の回路。
【請求項１６】
前記内部信号発生器は、予め決定されたスペクトル間隔を有する多重周波数成分を有する前記試験信号、を生成する、請求項１５に記載の回路。
【請求項１７】
送信器を有する無線通信デバイスで使用されるための請求項１４に記載の回路であって、前記回路は前記送信器への入力信号を制御する送信器制御を更に具備し、前記送信器制御は、前記試験信号を生成するため、自動較正プロセス中に選択的に作動される、請求項１４に記載の回路。
【請求項１８】
送信器出力端子に結合され、それによって減衰された出力信号を生成する減衰器を更に具備し、前記減衰された出力信号は、前記スイッチ回路に結合された前記試験信号である、請求項１７に記載の回路。
【請求項１９】
受信器を有する無線通信デバイスにおける歪み削減のための自動較正回路であって、
試験信号を生成する信号ソースと、
前記試験信号を前記受信器の入力端子に結合するように選択的に作動するとき、前記信号ソースを前記受信器の入力端子に結合し、これにより、前記受信器の歪み削減調整を可能とする、選択的作動スイッチ回路と、
を具備する自動較正回路。
【請求項２０】
前記信号ソースは内部信号発生器を具備する、請求項１９に記載の回路。
【請求項２１】
送信器を有する無線通信デバイスで使用される請求項１９に記載の回路であって、前記回路は前記送信器への入力信号を制御する送信器制御を更に具備し、前記送信器制御は、前記試験信号を生成するため、自動較正プロセス中に選択的に作動される、請求項１９に記載の回路。
【請求項２２】
受信器を有するデバイスのための歪み削減回路であって、
前記受信器内の二次非線形応答に関連する信号の振幅を制御するための振幅制御手段と、
前記受信器の前記二次非線形応答を減少させるように、前記信号を前記受信器に結合するための結合手段と、
を具備する歪み削減回路。
【請求項２３】
前記受信器の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するためのスクエアリング手段、を更に具備する請求項２２に記載の回路。
【請求項２４】
前記受信器はミクサを有し、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記振幅制御手段は、前記ミクサの入力に結合される請求項２２に記載の回路。
【請求項２５】
前記結合手段は、第１及び第２入力及び出力を有する加算器を具備し、前記第１入力は前記受信器からの出力信号を受信するように配設され、前記第２入力は前記振幅制御手段の出力を受信するように配設される、請求項２２に記載の回路。
【請求項２６】
前記受信器の工場での較正に使用されるための請求項２２に記載の回路であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記振幅制御手段の調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、請求項２２に記載の回路。
【請求項２７】
前記受信器を含む無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための請求項２２に記載の回路であって、前記受信器は、周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記振幅制御手段の調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、請求項２２に記載の回路。
【請求項２８】
受信器を有するデバイスにおける歪み削減のための自動較正回路であって、
試験信号を生成する信号手段と、
前記受信器の歪み削減調整を可能とするように選択的に作動するとき、前記試験信号を受信器の入力端子に選択的に結合するスイッチ手段と、
を具備する自動較正回路。
【請求項２９】
前記信号手段は前記試験信号を生成する内部信号発生器を具備する、請求項２８に記載の回路。
【請求項３０】
送信器を有する無線通信デバイスで使用されるための請求項２８に記載の回路であって、前記回路は制御手段を更に具備し、前記制御手段は、前記送信器が前記試験信号を生成できるように、自動較正プロセス中に選択的に作動する、請求項２８に記載の回路。
【請求項３１】
受信器を有するデバイスのための歪み削減方法であって、
前記受信器内の二次非線形応答に関連する信号の振幅を制御することと、
前記受信器の前記二次非線形応答を減少させるように、前記信号を前記受信器に結合することと、
を具備する歪み削減方法。
【請求項３２】
前記受信器の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するため、入力信号をスクエアリングすること、を更に具備する請求項３１に記載の方法。
【請求項３３】
前記信号を結合することは、前記受信器からの出力信号と、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号と、を加算することを具備する、請求項３１に記載の方法。
【請求項３４】
ミクサを有する受信器と共に使用される請求項３１に記載の方法であって、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記信号の前記振幅を制御する工程は、前記ミクサからの前記信号の振幅を制御する、請求項３１に記載の方法。
【請求項３５】
前記受信器の工場での較正に使用されるための請求項３１に記載の方法であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記方法は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記信号の前記振幅を制御することを可能とするよう外部信号を前記受信器に結合することを更に具備する、請求項３１に記載の方法。
【請求項３６】
前記受信器を含む前記無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための請求項３１に記載の方法であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記方法は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記信号の前記振幅を制御することを可能とするよう外部信号を前記受信器に結合することを更に具備する、請求項３１に記載の方法。
【請求項３７】
前記受信器を有する無線通信デバイスにおける歪み削減方法であって、
前記受信器内の二次非線形応答に関連する信号の振幅を制御することと、
前記受信器の前記二次非線形応答を減少させるように、前記信号を前記受信器に結合することと、
を具備する歪み削減方法。
【請求項３８】
前記受信器は無線周波数（ＲＦ）受信器である、請求項３７に記載の方法。
【請求項３９】
前記受信器の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するため、入力信号をスクエアリングすること、を更に具備する請求項３７に記載の方法。
【請求項４０】
ミクサを有する受信器と共に使用されるための請求項３７に記載の方法であって、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記信号の前記振幅を制御することは、前記ミクサからの前記信号の振幅を制御することを備える、請求項３７に記載の方法。
【請求項４１】
前記受信器を含む無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための請求項３７に記載の方法であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記方法は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記信号の前記振幅を制御することを可能とするよう外部信号を前記受信器に結合することを更に具備する、請求項３７に記載の方法。
【請求項４２】
受信器を有するデバイスのための歪み削減を行う自動較正方法であって、
試験信号を生成することと、
前記受信器の歪み削減調整を可能とするように選択的に作動するとき、前記試験信号を受信器の入力端子に選択的に結合することと、
を具備する自動較正方法。
【請求項４３】
前記試験信号を生成することは、予め決定されたスペクトル間隔を有する多重周波数成分を有する試験信号を生成することを具備する、請求項４２に記載の方法。
【請求項４４】
前記試験信号を生成することは、前記無線通信デバイス内の内部信号発生器を使用して前記試験信号を生成することを具備する、請求項４２に記載の方法。
【請求項４５】
ＲＦ送信器を有する無線通信デバイスで使用されるための請求項４２に記載の方法であって、前記方法は、前記送信器が前記試験信号を生成できるように、自動較正プロセス中に前記送信器への入力信号を制御することを更に具備する、請求項４２に記載の方法。
【請求項４６】
受信器を有する無線通信デバイスのための歪み削減を行う自動較正方法であって、
試験信号を生成することと、
前記受信器の歪み削減調整を可能とするように選択的に作動するとき、前記試験信号を受信器の入力端子に選択的に結合することと、
を具備する自動較正方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般的には無線通信デバイスに関し、特に、無線通信デバイスにおける歪み削減較正回路(distortion reduction calibration circuit)のためのシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
無線通信システムは、サービス・プロバイダが特徴や技術力を追加するに連れ、益々普及している。現在、多数のサービス・プロバイダが、無線周波数スペクトルの比較的限られた部分を占有している。この混雑さ故に、無線通信システム間の干渉が増加しており、これが当たり前のようになっている。例えば、異なる２つのサービス・プロバイダによる無線通信システムが、上記スペクトルの隣接する部分を夫々占有している可能性がある。この場合、干渉が生じる可能性が高い。
【０００３】
このような干渉の一例は、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）無線システムにおいて生じる。ある態様において、ＣＤＭＡシステムが占有する周波数スペクトルの部分は、高性能携帯電話システム(advanced mobile phone system)（ＡＭＰＳ）と呼ばれる従来の携帯電話システムに割り当てられた周波数スペクトルの部分に隣接する。
【０００４】
従来のＣＤＭＡユニットでは、ミクサステージに続いて、フィルタを追加することにより、望ましくない信号を除去することを試みている。図１は、無線周波数（ＲＦ）ステージ１２がアンテナ１４に結合された(coupled)、ベースバンド直結型（direct-to-baseband）または低ＩＦ型(low IF)の無線システム１０の公知の実施態様を示す。ＲＦステージ１２の出力は、無線周波数信号を増幅する増幅器１６に結合される。ＲＦステージ１２及び増幅器１６は、従来の構成部品、例えば増幅器、フィルタなどを含む可能性があることに留意すべきである。これらのステージの動作は公知であるので、ここで、これ以上の詳細を述べることは不要であろう。
【０００５】
幅器１６の出力はスプリッタ１８に結合され、スプリッタ１８は、ミクサ２０による更なる処理のために、処理された信号を２つの同一の信号に分割する。スプリッタ１８は、電子回路、または、その最も単純な形態において、単なる結線からなる可能性がある。ミクサ２０は、第１及び第２ミクサコア２２及び２４を具備する。ミクサ２２及び２４は、特性が同一であるが、異なる局部発振器信号を受信する。ミクサコア２２は、ＬＯＩで指定された局部発振器信号を受信し、一方、ミクサコア２４は、ＬＯＱで指定された局部発振器信号を受信する。これらの局部発振器信号は、互いに９０°位相がずれており、従って、直交ミクサコアを形成する。ミクサ２０の出力は、妨害拒絶フィルタステージ２６に結合される。具体的には、ミクサコア２２の出力は、妨害拒絶フィルタ２８に結合され、一方、ミクサコア２４の出力は、妨害拒絶フィルタ３０に結合される。妨害拒絶フィルタ２８及び３０の動作は、ミクサ２０からの信号の直交位相関係を除いて、同一である。妨害拒絶フィルタ２８及び３０の出力は、夫々、直交出力信号ＩOUT及びＱOUTである。
【０００６】
妨害拒絶フィルタ２８及び３０は、不要な信号(unwanted signals)、例えばシステム１０の動作の周波数に近い周波数で動作する送信器からの信号を除去するように設計される。従って、妨害拒絶フィルタ２８及び３０は、帯域外（out-of-band）信号を除去するように設計される。動作中、妨害拒絶フィルタ２８及び３０は、システム１０の実施態様に依存して、低域フィルタ、帯域フィルタ、または複合フィルタ（例えば、２つの入力及び２つの出力を有する単一フィルタ）である可能性がある。妨害拒絶フィルタ２８及び３０の動作は公知であるので、ここで、これ以上の詳細を述べることは不要であろう。妨害拒絶フィルタ２８及び３０は、帯域外信号の影響を最小にすることができるが、妨害拒絶フィルタが無効であるような他の態様の干渉も存在する。
【０００７】
例えば、ミクサ２０で生じた歪み産物は、妨害拒絶フィルタ２８及び３０によって除去することができない干渉をもたらす可能性がある。単一ＣＤＭＡ無線ユニットを考慮する場合、このユニットは、周波数スペクトルにおける特定の無線周波数またはチャネルを割り当てられる。ＡＭＰＳシステムが、互いに周波数ΔωJの間隔をおいた多重チャネル上で動作する場合、ミクサ２０からの二次歪みが、出力信号中に周波数ΔωJの成分を生じさせる。ミクサ２０からの二次歪みは、２つの妨害周波数の和及び差の信号成分を生じさせることに留意すべきである。しかしながら、妨害周波数の和からもたらされる信号は、無線デバイスの動作周波数を十分に越えており、従って、干渉を生じさせない。一方、ここでΔωJで指定された差信号は、十分に所望のチャネル内にあり、従って、所望の信号に対して重大な干渉を生じさせる可能性がある。
【０００８】
このような状況において、ＡＭＰＳ信号は、干渉を生じさせ、従って所望のＣＤＭＡ信号を妨害するため、妨害信号としてみなされる。この例では、ＡＭＰＳ信号を妨害信号として言及しているが、当業者であれば、互いに周波数ΔωJの間隔をおいた他の無線周波数ソースも妨害ソースとみなし得ることが理解できるであろう。
【０００９】
この二次歪み信号がチャネル帯域幅内にある場合、妨害拒絶フィルタ２８及び３０は無効で、その結果もたらされる干渉は、容認できないキャリア対ノイズ比のロスを生じさせる可能性がある。この干渉は、妨害信号の絶対周波数とは無関係に発生する可能性があることに留意すべきである。二次歪みがＣＤＭＡユニットのチャネル帯域幅中に望ましくない信号をもたらす場合、周波数間隔のみが重要である。
【００１０】
無線通信システムにおいて許容される高次の歪みのレベルを特定する産業基準が存在する。線形性を測定するのに使用される一般的な測定技術は、入力基準遮断点（input-referenced intercept point：ＩＩＰ）として言及される。ＩＩＰ２として言及される二次歪みは、二次信号における出力パワーが一次信号を遮断する遮断点を示す。技術的に知られているように、一次または主応答は、パワーアウト（ＰOUT）対パワーイン（Ｐin）として、グラフ上に描画することが可能である。線形系において、一次応答は線形である。即ち、一次パワー応答は、対数−対数プロットにおいて１：１の傾斜を有する。二次歪み産物のパワーは、対数−対数プロットにおいて、２：１の傾斜に従う。このため、上記の二次曲線の補外線は、上記の基本または線形プロットの補外線と交差する。この交差点は、ＩＩＰ２として言及される。ＩＩＰ２数はなるべく大きいことが望ましい。ＩＩＰ２値のための仕様及び産業基準は、無線通信システムによって異なり、また経時的に変化する。ＩＩＰ２の特定の値をここで述べることは不要であろう。
【００１１】
ここで論議される二次歪みは、図１に示される直接周波数逓降変換の設計概念(direct down-conversion architecture)を使用する場合に、より深刻な問題となることに留意すべきである。従来の超ヘテロダイン受信器において、ＲＦステージ１２は、中間周波数（ＩＦ）ステージ(intermediate frequency (IF) stage)（図示せず）に結合される。ＩＦステージは、低周波数歪み産物を容易に除去する帯域フィルタを含む。従って、二次歪みは、超ヘテロダイン受信器では深刻な問題とならない。従って、超ヘテロダイン受信器のためのＩＩＰ２の仕様は、一般的に達成するのが困難ではない。しかしながら、直接周波数逓降変換受信器(direct down-conversion receive)、例えば図１に示されるようなものでは、如何なるフィルタリングもベースバンド周波数でなされなければならない。妨害ソースの絶対周波数と無関係に、二次歪み産物はΔωJの周波数間隔であるから、ＩＩＰ２の必要条件は、直接変換受信器の設計概念(direct-conversion receiver architecture)においては一般的に非常に高い。ＩＩＰ２の必要条件は、しばしば、直接周波数逓降変換受信器の設計概念(direct down-conversion receiver architecture.)において、唯一の最も達成するのが困難なパラメータとなる。
【００１２】
上述のように、二次歪みは、しばしば、ミクサ２０において非線形性によってもたらされる。ミクサ２０においてインバランスに繋がる因子は多数あり、それらは、例えばデバイス不整合（例えば、ミクサコア２２及び２４における不整合）、局部発振器のインピーダンス、及びインピーダンス不整合である。更に、例えば局部発振器のデューティサイクルもまた、二次歪みに強い影響力を有する因子である。従って、特定の無線通信デバイスのために選択された、個々の回路構成部品及び回路構成部品の特異な組み合わせは、所与のユニットのためのＩＩＰ２値において、予測不可能性をもたらす。従って、ＩＩＰ２仕様を達成するために、個々のユニットの較正が必要となるであろう。
【００１３】
従って、望ましくない歪み産物を許容可能なレベルまで減少させることが可能な、無線通信のためのシステム及び方法が、非常に必要とされていることが理解できる。以下の詳細な説明及び添付の図面から明らかとなるように、本発明は、上述の及び他の利点を提供する。
【発明の開示】
【００１４】
［概要］
歪み削減較正のための新規な技術が開示される。代表的な実施形態において、無線周波数（ＲＦ）受信器を有する無線通信デバイスにおいて使用される歪み削減回路は、前記受信器に結合された入力と、出力とを有するゲインステージ(gain stage)を具備し、ここで、前記ゲインステージは、前記受信器内の二次非線形応答(second order nonlinear response)に関連する(related)出力信号の振幅を制御する。出力結合回路(output coupling circuit)が、前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合する。
【００１５】
ある実施形態において、前記ゲインステージ振幅制御は、前記受信器内の前記二次非線形応答の前記振幅に基づく。前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号は、前記受信器内の回路構成によって生来的に(inherently)生成される、或いは、前記受信器に結合されたスクエアリング回路(squaring circuit)によって生成される、可能性がある。
【００１６】
周波数逓降変換された出力信号(down-converted output signal)を生成するＲＦ受信器と共に実施される(implemented)時、前記出力結合回路は第１及び第２入力を有する加算器を具備する可能性があり、ここで、前記第１入力は前記受信器からの前記出力信号を受信するように配設され、前記第２入力は前記ゲインステージの出力信号を受信するように配設される。前記ゲインステージは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する出力電流を生成する可能性がある。前記出力結合回路は、前記受信器の前記周波数逓降変換された出力信号に直列接続される可能性がある。
【００１７】
ある実施形態において、前記回路は工場での較正(calibration)に使用され、ここで、前記受信器は周波数逓降変換された出力信号を生成し、また、前記受信器は、前記ゲインステージの調整を可能とする外部入力信号を受信するように配設され、これにより前記受信器出力信号の前記二次非線形応答を最小化できるようにする。
【００１８】
他の実施形態において、前記無線通信デバイスと共に自動較正回路が使用される可能性があり、ここで、信号ソースが試験信号(test signal)を生成し、スイッチが前記信号ソースを受信器入力端子に結合するように選択的に作動され(selectively activated)、前記試験信号を前記受信器の入力端子に結合し、これにより、前記受信器の歪み削減調整(distortion reduction adjustments)を可能とするようにする。
【００１９】
前記スイッチ回路は、自動較正モードにおいて選択的に作動されるか、または予め決定されていた時に作動されるようにすることができる。
【００２０】
ある実施形態において、前記信号ソースは、内部信号発生器(internal signal generator)を具備する。前記内部信号発生器は、予め決定されたスペクトル間隔(predetermined spectral spacing)を有する多重周波数成分(multiple frequency components)を有するように前記試験信号を生成する可能性がある。他の実施形態において、前記無線通信デバイスはＲＦ送信器を含み、前記回路は、前記送信器への入力信号を制御する送信器制御を更に具備し、前記送信器制御は、前記試験信号を生成するため、自動較正プロセス中に選択的に作動される。ある実施形態において、前記回路は、前記試験信号として減衰された出力信号を生成するため、送信器出力端子に結合された減衰器を更に含む可能性がある。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】従来の無線通信受信器の機能的なブロック図。
【図２】本発明の包括的な実施態様の機能的なブロック図。
【図３】本発明の実施態様に係る受信器ミクサの機能的なブロック図。
【図４】本発明の可能な実施態様の概略図。
【図５】本発明の別の実施態様の機能的なブロック図。
【図６】本発明の更に別の実施態様の機能的なブロック図。
【詳細な説明】
【００２２】
本発明は、個々の無線通信デバイスのための較正プロセス(calibration process)を単純化する較正回路及び方法(calibration circuit and method)に関する。「無線通信デバイス(wireless communication device)」という用語は、限定的ではないが、携帯電話(cellular telephones)、個人通信システム(personal communication system)（ＰＣＳ）デバイス、無線電話機(radio telephones)、移動局(mobile units)、基地局(base stations)、衛星受信器(satellite receivers)などを含む。ある実施形態において、この較正回路は、構成部品の変更を補償するために組み立てにおいて使用される。別の実施形態において、ここに記載されるように、搭載型の較正回路が、回路の老朽化または回路動作パラメータにおける他の変化による構成部品の不整合を補償するために使用可能となる。
【００２３】
ＩＩＰ２の性能が、直接変換型の周波数逓降変換器における主な問題を提起する。ＩＩＰ２の所要値は通常非常に高く、実際の性能を予想するのは困難な傾向にある。何故なら、それは殆ど排他的に統計的な現象によって決定されるからである。即ち、構成部品の不整合は、統計的な現象である傾向にある。集積回路上の所謂「整合した」構成部品でさえも、集積回路の処理変動によって、動作特性における変動をこおむる。同様に、外部構成部品もまた、無線周波数（ＲＦ）回路の設計において、予測不能で容易に説明できない変動をこおむる。
【００２４】
ＩＩＰ２歪みを抑制するために幾つかの公知の技術があるが、これらのプロセスは、複雑か、または新たな刺激（即ち、望ましくない周波数成分）を導入すると共に、周波数計画の変更（即ち、周波数スペクトルの再配分）を必要とする傾向にある。更に、これらの公知の技術は、ＲＦ経路と干渉すると共に、他のＲＦパラメータ、例えばノイズ指数及びＩＩＰ３を悪化させる。その結果、これらの公知の回路は、回路構成の複雑化、コストの増加、及び性能の低下をもたらす。
【００２５】
対照的に、本発明は、フィードフォワード（feed-forward）技術を使用し、これは、電話機レベルにおける一回の較正に頼っている。本発明の回路構成は、これがＲＦ経路と干渉せず、従ってまた、ＲＦ経路が、ＩＩＰ２から独立して、他のＲＦ性能パラメータ（例えば、ノイズ指数及びＩＩＰ３）のために最適化可能であるように設計される。全ての較正がベースバンド周波数において作用し、これは、設計及びレイアウトを容易にすると共に、低パワー消費を可能とする。
【００２６】
先に論議されたように、二次非線形歪み(second order nonlinear distortion)は、直接変換受信器の設計概念(direct conversion receiver architectures)（即ち、ゼロＩＦまたは低ＩＦの設計概念(zero IF or low IF architectures)）において、重大な問題となる。ヘテロダイン受信器の設計概念もまた二次歪みを生成するが、不要な非線形歪みを減少させるため、他の従来の技術が使用可能となる。例えば、ＩＦ周波数の慎重な選択及びこれに続くＩＦフィルタリングは、ヘテロダイン受信器において、二次非線形歪みを許容可能なレベルまで低下させるために典型的に使用可能である。ここでの論議は、低ＩＦまたはゼロＩＦを例示するが、本発明の原理は、ヘテロダイン受信器を含む他の受信器の設計概念に適用可能である。
【００２７】
更に、ここで与えられる記載は、低ＩＦまたはゼロＩＦの混合によりもたらされるベースバンド信号に言及するであろう。しかしながら、本発明の原理は、ミクサによって生成された周波数逓降変換された信号に一般的に適用される。従って、本発明は、受信器の設計概念に限定されず、二次非線形歪みを有する周波数逓降変換された信号の全てに、一般的に適用可能である。
【００２８】
本発明の実施形態であるシステム１００は、図２の機能的なブロック図中に代表的な態様で示される。システム１００は、図２中に電圧（ＶRF）として示されるＲＦin信号を処理する。ＲＦin信号は、従来のＲＦブロック１０２によって処理される。ＲＦブロックは、増幅器、フィルタなどを含む可能性がある。更に、ＲＦブロックは、ＲＦ信号をベースバンド信号に変換するため、典型的には、ミクサ、例えば図１に示されるミクサ２０を含む。図２に示されるように、ベースバンド信号は、ｉBBdesired＋ｉIM2として示される成分を具備する。これは、ＲＦブロック１０２内の二次歪みからもたらされる望ましくない信号と組み合わされる所望のベースバンド信号を表すことを意図している。
【００２９】
システム１００はまた補償分岐(compensation banch)１０４を含み、これは、スクエアリング回路(squaring circuit)１０６、低域フィルタ１０８、及び可変ゲイン増幅器（ＶＧＡ）１１０を具備する。スクエアリング回路１０６は、電圧ＶRFの二乗されたバージョン(squared version)を提供する。当業者であれば理解できるように、スクエアリング回路は、多重周波数において、多数の望ましくない高調波を生成する(produces)。低域フィルタ１０８は、望ましくない周波数を除去するように設計され、これにより、補償分岐１０４が望ましくない干渉を発生させないようにする。ＶＧＡ１１０は、図２にｉIM2CALとして示される補償信号を減衰または増幅するために使用される。補償信号ｉIM2CALは、加算器１１４によって、ＲＦブロックの出力と組み合わされる。加算器１１４の出力は、所望の信号ｉoutBBである。補償電流ｉIM2CALが望ましくない信号成分ｉIM2と等しい場合、出力信号ｉoutBBは所望の信号ｉBBdesiredと等しい。
【００３０】
図２に示されるように、ＩＭ２較正機構は、ＲＦブロック１０２で生成されたＩＭ２出力電流を、他のソースから派生されたプログラム可能なＩＭ２電流によってキャンセルことに頼る。この例において、プログム可能な補償電流は、ＲＦ信号から直接的に派生されるが、しかし、ＲＦブロック１０２内のＲＦ経路と相互作用することはない。従って、この技術の利点は、ＲＦ経路と干渉することがないことである。従って、ＩＭ２較正の導入は、他のＲＦパラメータ、例えばゲイン、ノイズ指数、及びＩＩＰ３を悪化させることがない。
【００３１】
加算器１１４によって望ましくない信号を適切にキャンセルするため、２つのＩＭ２電流（即ち、ｉIM2及びｉIM2CAL）は、同相であるか、または１８０度位相がずれていることが必要である。ＩＭ２を生成する機構により、このような状況となっており、これは以下で導き出される。上述のように、ＲＦブロック１０２は、従来の構成部品、例えばミクサ(mixer)２０（図１参照）を含む。ミクサ２０によって生成されたＩＭ２電流は、下記の式のように表現可能である。
【数１】
2010226728.tif 000003
【００３２】
ＶRFを極形式で表現し、また、これが、ミクサ回路構成を通して、ある位相Φmixだけ位相シフトされると共に、ある因子αmixによって減衰される可能性があることを考慮に入れると、下記の式が得られる。
【数２】
2010226728.tif 000004
【００３３】
これを更に発展させると、下記の式が得られる。
【数３】
2010226728.tif 000005
【００３４】
式（３）によって示される信号のある部分は、値２ωRFに依存する。式（３）のこの部分は、非常に高い周波数であると共に、従来の技術を使用してフィルタ除去できるため、この分析と殆ど関わりがない。しかしながら、その低周波数部分が、所望のベースバンドチャネル内に来る可能性がある。従って、式（３）からの、関係あるＩＭ２産物は、下記の式によって表される。
【数４】
2010226728.tif 000006
【００３５】
同様に、図２においてＶＧＡ１１０の出力で生成されるＩＭ２補償電流は、下記の式で与えられる。
【数５】
2010226728.tif 000007
【００３６】
ここで、αCALはプログム可能なスケーリング因子である。加算器１１４によるＩＭ２のキャンセルは、下記の式で表される時に達成される。
【数６】
2010226728.tif 000008
【００３７】
従って、ＩＭ２のキャンセは、ミクサを通したＲＦ位相シフトΦmixから独立して可能となるであろう。
【００３８】
ＲＦブロック１０２の典型的な実施態様において、ミクサコアは、主なＩＭ２寄与体である。従って、ＩＭ２ソース（即ち、ミクサコア）とＩＭ２較正信号との間のトラッキングを向上させるため、ミクサコア自体からＩＭ２較正信号を派生させることが望ましいであろう。これは、幸いにも複雑なことではなく、何故なら、ミクサコアのエミッタノードが強い二次非線形性を提供するからである。理論的には、ＩＭ２較正回路は、図３の機能的なブロック図中に示されるように実施可能である。明確にするため、図３は単一ミクサコア（即ち、ＩミクサまたはＱミクサのいずれかのコア）のみを示す。当業者であれば、ここに提供される記載に従って、追加のミクサコア及び較正回路が実施されることが理解できるであろう。また、図２の単純化された機能的なブロック図は、単一端部システムを示し、一方、図３の機能的なブロック図は、差動入力及び差動出力を有する差動実施態様を示すことに留意すべきである。当業者であれば、本発明の原理は、単一端部システムまたは差動システムに適用可能であることが理解できるであろう。
【００３９】
ＲＦブロック１０２は、差動電圧の態様をなす入力信号ＲＦinを受信すると共に、差動出力信号を生成するトランスコンダクタ１２０を具備する。差動出力信号は、抵抗器Ｒ及びコンデンサＣの直列組み合わせを介して、ミクサコア１２２の入力に結合される。破線で示されるトランスコンダクタ１２０の出力は、他のミクサコア（図示せず）への入力である。抵抗器Ｒ及びコンデンサＣは、ミクサコア１２２及び上記他のミクサ（図示せず）に対して電流を提供するための電流分割器として機能する。ミクサコア１２２への入力電流は、図３においてＩRF1及びＩRF2として夫々示される。本発明の功を奏する動作にとって、直列ＲＣ回路が必須でないことに留意すべきである。むしろ、ＲＣ回路は、スプリッタ１８（図１参照）の単に１つの実施態様である。本発明は、スプリッタ１８の特定の実施態様によって制限されることはない。ミクサコア１２２もまた、差動局部発振器（ＬＯ）を入力として受信すると共に、差動ベースバンド出力信号（ＢＢＯＵＴ）を生成する。
【００４０】
ミクサコア１２２は、概略図のために従来の記号を使用して図３中に示される。ミクサコアは、図３の底部に示されるトランジスタ回路によって実施可能であり、ここで、差動ミクサのための公知の構成をなすように、交差結合されたトランジスタが使用される。図３中の種々のトランジスタのエミッタは、ＲＦ信号を受信する第１及び第２入力ノードを形成するように、一緒に結合される。これらの入力ノードは、公知の態様のバイアス電流ソースＩBによってバイアスされる。別の実施形態において、トランスコンダクタ１２０は十分なバイアス電流を供給する可能性があり、この場合、バイアス電流ソースＩBを不要とすることができる。
【００４１】
図３に示されるミクサコア１２２のトランジスタ構成は、第１及び第２の対のトランジスタを具備し、これらのエミッタは、ミクサコア１２２の入力ノードを形成するように、一緒に結合される。ミクサコア１２２の入力ノードは、電流ＩRF1及びＩRF2によって夫々駆動される。図３において、ミクサコア１２２の入力ノードにはまた、電圧ＶE1及びＶE2が夫々示される。当業者であれば理解できるように、トランジスタの非線形動作は、ミクサコア１２２の入力ノードに存在する入力信号の二次非線形性をもたらす。この非線形成分は、ミクサコア１２２の入力ノードにおいて、電圧ＶE1及びＶE2によって表される。図３に示される実施形態において、外部スクエアリング回路、例えば図２に示されるスクエアリング回路１０６の必要がない。むしろ、このシステム１００は、ミクサコア１２２内で生来的に生成される二次非線形信号に頼る。電流ＩRF1及びＩRF2は、スクエアリング回路（例えば、図２のスクエアリング回路１０６）への入力として考えることができ、一方、電圧ＶE1及びＶE2は、スクエアリング回路の出力としてみなすことができる。図３の実施態様の利点は、スクエアリング機能がミクサコア１２２の生来的な副産物であり、補償分岐１０４によって使用される二乗された項を生成するために、追加の回路構成（例えば、スクエアリング回路１０６）を必要としないことである。図３の実施態様の別の利点は、二乗された信号がミクサコア１２２自体によって生成され、これもまた、望ましくないＩＭ２信号（図２中にｉIM2として示される）をもたらす、ミクサコア内の非線形性のソースであることである。従って、図３において補償分岐１０４によって生成される補償電流は、ミクサコア１２２内で生成される非線形信号を、有利に追跡する。ＲＦブロック１０２内の他の構成部品もまた、二次非線形信号のソースとして機能する可能性がある。例えば、トランスコンダクタ１２０が二次非線形信号を生成する可能性がある。
【００４２】
図３はまた、補償分岐１０４の実施態様を示す。結合抵抗器が、ＲＦ電流ＩRF1及びＩRF2をゲインステージ１２６に結合する。ゲインステージ１２６の出力は、較正電流ＩIM2CAL1及びＩIM2CAL2を生成する可変減衰器１２８に結合される。
【００４３】
較正電流は下記の式で表すことができ、これは望ましい態様である。
【数７】
2010226728.tif 000009
【００４４】
ミクサコア１２２のエミッタノードを較正のためのＩＭ２ソースとして使用することは望ましい。何故なら、単純化された視点からは、ミクサコアによって生成されるＩＭ２は、エミッタノード上に存在する強いＩＭ２信号として説明することができる。この信号は、ミクサコアを実施するために使用されるトランジスタにおける不整合によって、２つの出力へ不均一に漏洩する。不整合がない場合、このエミッタＩＭ２が両側に均一に漏洩するため、ミクサコアはいかなる差動ＩＭ２も生成しないであろう。従って、出力ＩＭ２がエミッタＩＭ２を追跡することが期待できる（即ち、出力ＩＭ２が、エミッタＩＭ２に反射率（mismatch factor）を掛けた値として与えられるであろう）。
【００４５】
温度依存性がない場合、上記式（７）において特徴付けられる較正電流は、ミクサコアによって生成されるＩＭ２を除去するように、適当な修正電流を提供するであろう。残念ながら、シミュレイションは、この反射率が温度に依存し、また、この依存性が不整合のタイプ（例えば、エミッタ抵抗不整合は、ベース・エミッタ間の静電容量不整合とは異なる温度プロファイルを与える、など）に依存することを示す。実際には、不整合の１つのタイプが典型的には支配的であり、温度依存性が再現可能である。従って、α因子にプログム可能な温度依存性を持たせることが望ましい。従って、式（７）中の項αは、次のような特性を有するように変更可能である。
【数８】
2010226728.tif 000010
【００４６】
ここで、αCAL及びβCALはプログム可能な定数、Ｔは温度、及びＴ0は較正が実行される温度である。
【００４７】
図４の簡略化された図は、所望の較正機能を実施する回路を示す。これは、較正因子を設定するために電流ステアリングＤＡＣを使用すると共に、温度依存性を設定するために電流ＩA及びＩBを使用する。この回路は次のように動作する。
【００４８】
先ず、ＩA、ＩB、Ｉref、及びＩLFの項における種々の電流について下記する。
【数９】
2010226728.tif 000011
【００４９】
Ｉ4＝０．５・（ＩB−ＩA）であることから、更に下記の式が得られる。
【数１０】
2010226728.tif 000012
【００５０】
また、同様に下記の式が得られる。
【数１１】
2010226728.tif 000013
【００５１】
ある電流の産物が、他の電流の産物に同等視される可能性があるトランスリニア（translinear）原理を使用すると、下記の式が得られる。
【数１２】
2010226728.tif 000014
【００５２】
式（９）及びトランスリニア式（１２）により提供される定義から、式（１０）及び（１１）は下記のように変形される。
【数１３】
2010226728.tif 000015
【００５３】
ここから、下記の式が得られる。
【数１４】
2010226728.tif 000016
【００５４】
即ち、ＩＭ２補償電流は下記の式で与えられる。
【数１５】
2010226728.tif 000017
【００５５】
所望の温度変動は、電流ＩBをバンドギャップ基準電流とすると共に、電流ＩAをバンドギャップの組み合わせで且つ絶対温度（ＰＴＡＴ）に比例するようにすることにより、実施可能となる。
【数１６】
2010226728.tif 000018
【００５６】
これは、プログム可能な電流ミラーを使用することにより、非常に簡単に行うことができる。そして、下記の式で表される所望の関数が得られる。
【数１７】
2010226728.tif 000019
【００５７】
式（１７）の態様は上記式（８）のそれと類似することに留意すべきである。従って、図４は、補償分岐１０４の回路実施態様を提供する。また、ゲインステージ１２６は差動入力を有することに留意すべきである。一方の入力は、２つの抵抗器を介して、ミクサコア１２２（図３参照）のＲＦ入力に結合される。ミクサコア１２２内のトランジスタのスイッチング電流により、抵抗器を介してゲインステージの入力に提供される信号は、ＡＣ及びＤＣ成分の両者を含む。信号Ｖrefは、第２入力としてゲインステージ１２６に提供される。電圧Ｖrefは、ミクサコア１２２から提供される信号のＤＣ成分と等価の値を有する。これは、ＤＣ成分を効果的にキャンセルし、ゲインステージ１２６がＡＣ信号のみを増幅することを可能にする。電圧Ｖrefは、ＲＦ入力のない他のミクサを使用すると共に、同じ局部発振器（ＬＯ）入力を使用することにより、生成可能となる。ミクサコア（図示せず）によって生成されるＤＣ信号がミクサコア１２２によって生成されるＤＣ成分と整合するように、ミクサ（図示せず）のトランジスタがミクサコア１２２のトランジスタと整合される。
【００５８】
回路位相幾何学上の理由から、ＩB＞ＩAであることを確実にする必要がある。これを確実にするように、電流ＩBは十分に大きく設定されなければならない。これは、上述のαB電流ミラー比を介して行される。
【００５９】
先に論議されたように、ミクサコア１２２（図３参照）における構成部品不整合は、ＩＭ２歪みの重大な原因である。考慮されなければならないＩＭ２歪みの他の原因は、ミクサコア１２２内におけるＲＦ・ＬＯ間の結合である。デバイス静電容量の不整合などの理由から、ＲＦ信号の減衰されたバージョンがＬＯポートに結合される可能性がある。この信号は、入力ＲＦ電流ｉRF（ｔ）に比例し、量Φleakだけ位相シフトされる可能性がある。
【００６０】
次に、ＬＯポートには、下記の式で表される態様の信号成分が現れる可能性がある。
【数１８】
2010226728.tif 000020
【００６１】
ミクサコア１２２は、ＬＯポート上のＲＦ信号と入力ＲＦ電流との間の混合産物を生成する。従ってミクサ出力において、下記の式で表される信号成分が得られる。
【数１９】
2010226728.tif 000021
【００６２】
ここで、ｋmixはミクサコアの変換ゲインである。上記の式を発展させると、下記の式が得られる。
【数２０】
2010226728.tif 000022
【００６３】
先に分析したように、式（２０）の高い周波数成分は、従来のフィルタリング技術によって簡単に除去されるため、ここで、これ以上の考慮をすることは不要であろう。しかしながら、式（２０）の低周波数成分は考慮する必要があり、これは下記の式によって表すことが可能である。
【数２１】
2010226728.tif 000023
【００６４】
明らかなように、αleakは定数である。従って、ＲＦ・ＬＯ間の漏洩によって引起こされるＩＭ２もまた、上述の較正方法によって修正可能である。しかしながら、ＲＦ・ＬＯ間の漏洩を防止することが、依然望ましい。これは、ＲＦ周波数においてＬＯポート上で低ソースインピーダンスであることを確実にすることにより、最も効果的に行うことができる。（例えば、ミクサＬＯポートを駆動するようにエミッタフォロワを使用する）。
【００６５】
構成部品及び製造プロセスにおける変動故に、ＩＭ２は特性上統計的なものであるため、各無線通信デバイスは特異な較正電流値を必要とする。ある実施態様において、補償分岐１０４は、工場での試験における最終組み立てプロセスの一部として調整される。上述のプロセスは、無線通信デバイスにおいて、ＩＭ２電流のための十分な修正を提供する。
【００６６】
別の実施形態において、無線通信デバイスは、内蔵型の自動較正(self-contained auto-calibration)を提供するように、追加の回路構成を含む可能性がある。自動較正プロセスは、一定間隔で無線デバイスによって自動的に実行可能となる。自動較正回路が、図５の機能的なブロック図に示される。図５の機能的なブロック図は、アンテナ１４０及び送受切換器１４２を具備する。当業者であれば、送受切換器１４２が、共通のアンテナをＲＦ信号の送信及び受信の両方に使用可能とすることを理解できるであろう。送受切換器１４２の出力は、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）１４４に結合される。ＬＮＡ１４４の出力は、受信器１４６に結合される。当業者であれば、受信器１４６が、受信信号の処理と関連する全ての回路構成を包括的に述べるものであることを理解できるであろう。これは、ＲＦブロック１０２及びそれと関連する構成部品を含む。
【００６７】
受信器１４６の出力は、移動局モデム(mobile station modem)（ＭＳＭ）１４８に結合される。ＭＳＭ１４８は、ベースバンド信号の信号処理ために使用される回路構成を包括的に表す。ＭＳＭはまた、送信のためのベースバンドデータを処理する。従って、ＭＳＭ１４８は送信器１５０にも結合される。送信器１５０は、ベースバンド信号を適当なＲＦ信号に変調することに関連する全ての回路構成を包含することを意図する。送信器１５０の出力は、パワー増幅器（ＰＡ）１５２に結合される。ＰＡ１５２は、ＲＦ信号を送信するように、送受切換器１４２を介してアンテナ１４０を駆動する。ＭＳＭ１４８及び送信器１５０などの回路構成部品の動作は、当業者にとって公知であるので、ここで、これ以上の詳細を述べることは不要であろう。受信器１４６もまた、補償分岐１０４（図２参照）の追加の回路構成を除いて、従来の構成部品である。
【００６８】
ＣＤＭＡは全二重のシステムであるため、送信器１５０は受信器１４６と同じ時にオン可能となる。本発明はこの機能を活用して、ＩＭ２較正を行うための試験信号を生成するように送信器１５０を使用する。図５に示された単純化された設計概念は、ＩＭ２歪みが信号の絶対周波数に依存せず、それらの周波数間隔にのみ依存するという事実を活用する。ＰＡ１５２及びＬＮＡ１４４がターンオフされると、送信器１５０が信号を生成することができ、これは半導体スイッチ１５６及び１５８を介して受信器１４６に直接送られる。送信器１５０からの出力信号は、抵抗型減衰器１６０を通して減衰される。
【００６９】
受信器１４６は受信信号を処理し、受信器によって引起こされたＩＭ２歪みがベースバンド歪み産物をもたらす。ＭＳＭ１４８は、ＩＭ２較正を調整することにより、歪み産物を検出及び最小化することができる。当業者であれば、図５の較正回路は、補償回路の態様が如何なるものであっても、使用可能であることを理解できるであろう。従って、自動較正回路は、上述の補償技術に限定されるものではない。例えば、図５の自動較正回路は、ＩＭ２信号だけでなく、ノイズ指数、回路ゲイン、線形性、ＩＭ３信号などを補償するために使用可能となる。更に、図５の自動較正回路は、図２乃至図４を参照して上述した回路以外の、ＩＭ２補償の異なる態様のために使用可能となる。従って、本発明は、補償回路の特定の態様によって限定されることはない。
【００７０】
送信器１５０によって生成される主な信号は、ベースバンドフィルタ（図示せず）の拒絶帯の奥にあり、従ってベースバンドにおいて如何なるパワーにも貢献しない。従って、ＭＳＭ１４８によって検出される唯一のパワーは、ＩＭ２歪み産物及び回路ノイズである。従って、ＭＳＭ１４８は、単純なパワー測定に基づいてＩＭ２較正を行うことができる。
【００７１】
図６に示される別の実施形態において、受信器内の内部信号ソース１６２が所望の試験信号を生成する。ある代表的な実施形態において、信号ソース１６２は、予め決定された周波数だけ間隔をおいた少なくとも２つの周波数成分を有する信号を生成する。先に論議されたように、無線受信器は、周波数ΔωJだけ間隔をおいた信号に感受性を有する可能性がある。
【００７２】
信号ソース１６２は、スイッチ１６４を介して、受信器１４６の入力に結合される。スイッチ１６４は、システム１００が自動較正モードとなった時にだけ作動される。この自動較正は、予め決定しておいた時、例えばパワーが最初に無線通信デバイスに供給された時に行うことができる。代わりに、この自動較正は、予め決定しておいた間隔で周期的に行うことができる。
【００７３】
以上の記載において、本発明の種々の実施形態及び利点が示されるが、以上の記載は単なる例示であり、本発明の原理の範囲内において、細部に亘って変更が可能となる。従って、本発明は、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。
【図１】
2010226728.tif 000024
【図２】
2010226728.tif 000025
【図３】
2010226728.tif 000026
【図４】
2010226728.tif 000027
【図５】
2010226728.tif 000028
【図６】
2010226728.tif 000029
【手続補正書】
【提出日】平成22年5月17日(2010.5.17)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信器内の二次非線形歪みを減少させるための補償分岐を含む回路であって、
前記補償分岐は、
前記受信器内のミクサの入力に供給される受信ＲＦ信号を受信し、前記受信ＲＦ信号の二乗されたバージョンを生成するための、スクエアリング回路と、なお、前記スクエアリング回路は前記二次非線形歪みの少なくとも一部を生成する；
前記受信ＲＦ信号の前記二乗されたバージョンを受信し、前記受信器内の二次非線形歪みを再生するための、ゲインステージと；
減少された二次非線形歪みの特徴を有する周波数逓降変換されたベースバンド信号を生成するために、前記再生された二次非線形歪みを前記受信器の出力に結合するための出力結合回路と；
を備え、
前記出力結合回路は、フィードフォワード構成において前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合するように構成されており、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器を備えており、前記第１入力は、前記受信器から前記周波数逓降変換された信号を受信するように構成され、前記第２入力は、前記ゲインステージの出力信号を受信するように構成される、
回路。
【請求項２】
前記受信器は、ミクサを有し、前記出力結合回路は、前記再生された二次非線形歪みを前記ミクサの出力に結合する、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記受信器は、ゼロ中間周波数の直接周波数逓降変換受信器である、請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記受信器は、低中間周波数の直接周波数逓降変換受信器である、請求項１に記載の回路。
【請求項５】
前記出力結合回路は、加算器である、請求項１に記載の回路。
【請求項６】
前記ゲインステージを、その較正ができるように調整するための手段、を更に備える請求項１に記載の回路。
【請求項７】
前記調整するための手段は、前記回路及び前記受信器を含む携帯デバイスの工場での較正を可能とする、請求項６に記載の回路。
【請求項８】
前記調整するための手段は、内蔵型の自動較正を提供するための回路を含む、請求項６に記載の回路。
【請求項９】
前記ゲインステージを、その較正ができるように調整するための手段、を更に備える請求項３に記載の回路。
【請求項１０】
前記調整するための手段は、前記回路及び前記受信器を含む携帯デバイスの工場での較正を可能とする、請求項９に記載の回路。
【請求項１１】
前記調整するための手段は、内蔵型の自動較正を提供するための回路を含む、請求項９に記載の回路。
【請求項１２】
前記ゲインステージを、その較正ができるように調整するための手段、を更に備える請求項４に記載の回路。
【請求項１３】
前記調整するための手段は、前記回路及び前記受信器を含む携帯デバイスの工場での較正を可能とする、請求項１２に記載の回路。
【請求項１４】
前記調整するための手段は、内蔵型の自動較正を提供するための回路を含む、請求項１２に記載の回路。
【請求項１５】
前記回路及び受信器は、単一の集積回路上にある、請求項１に記載の回路。
【請求項１６】
前記集積回路は、前記周波数逓降変換されたベースバンド信号の信号処理のための移動局モデム（ＭＳＭ）に結合されるように適応される、請求項１５に記載の回路。
【請求項１７】
前記集積回路及びＭＳＭは、送信器と共に使用されるように更に適応され、前記集積回路は、較正を提供するためにＭＳＭの制御下で生成される試験信号に応答する、請求項１６に記載の回路。
【請求項１８】
前記回路及び受信器は、単一の集積回路上にある、請求項３に記載の回路。
【請求項１９】
前記集積回路は、前記周波数逓降変換されたベースバンド信号の信号処理のための移動局モデム（ＭＳＭ）に結合されるように適応される、請求項１８に記載の回路。
【請求項２０】
前記集積回路及びＭＳＭは、送信器と共に使用されるように更に適応され、前記集積回路は、較正を提供するためにＭＳＭの制御下で生成される試験信号に応答する、請求項１９に記載の回路。
【請求項２１】
前記回路及び受信器は、単一の集積回路上にある、請求項４に記載の回路。
【請求項２２】
前記集積回路は、前記周波数逓降変換されたベースバンド信号の信号処理のための移動局モデム（ＭＳＭ）に結合されるように適応される請求項２１に記載の回路。
【請求項２３】
前記集積回路及びＭＳＭは、送信器と共に使用されるように更に適応され、前記集積回路は、較正を提供するためにＭＳＭの制御下で生成される試験信号に応答する、請求項２２に記載の回路。
【請求項２４】
受信器と、前記受信器内の二次非線形歪みを減少させるための歪み削減回路と、を有する集積回路であって、
前記歪み削減回路は、
前記受信器内のミクサの入力に供給される受信ＲＦ信号を受信し、前記受信ＲＦ信号の二乗されたバージョンを生成するための、スクエアリング回路と、なお、前記スクエアリング回路は前記二次非線形歪みの少なくとも一部を生成する；
前記受信ＲＦ信号の前記二乗されたバージョンを受信し、前記受信器内の二次非線形歪みを再生するための、ゲインステージと；
減少された二次非線形歪みの特徴を有する周波数逓降変換されたベースバンド信号を生成するために、前記再生された二次非線形歪みを前記受信器の出力に結合するための出力結合回路と；
を備え、
前記出力結合回路は、フィードフォワード構成において前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合するように構成されており、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器を備えており、前記第１入力は、前記受信器から前記周波数逓降変換された信号を受信するように構成され、前記第２入力は、前記ゲインステージの出力信号を受信するように構成される、
集積回路。
【請求項２５】
前記受信器は、ゼロ中間周波数または低中間周波数の直接周波数逓降変換受信器である、請求項２４に記載の集積回路。
【請求項２６】
前記ゲインステージを、その較正ができるように調整するための手段、を更に含む請求項２５に記載の集積回路。
【請求項２７】
前記調整するための手段は、前記回路及び前記受信器を含む携帯デバイスの工場での較正を可能とする、請求項２６に記載の集積回路。
【請求項２８】
前記調整するための手段は、内蔵型の自動較正を提供するための回路を含む、請求項２６に記載の集積回路。
【請求項２９】
受信器内の二次非線形歪みを減少させるための回路であって、
前記受信器内のミクサの入力に供給される受信ＲＦ信号を受信し、前記受信ＲＦ信号の二乗されたバージョンを生成するための、スクエアリング回路と、なお、前記スクエアリング回路は前記二次非線形歪みの少なくとも一部を生成する；
前記受信ＲＦ信号の前記二乗されたバージョンを受信し、前記不要な受信器内の二次非線形歪みを生成するための、ゲインステージと；
減少された二次非線形歪みの特徴を有する周波数逓降変換されたベースバンド信号を生成するために、前記不要な二次非線形歪みを前記受信器の出力から差し引くための出力結合回路と；
を備え、
前記出力結合回路は、フィードフォワード構成において前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合するように構成されており、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器を備えており、前記第１入力は、前記受信器から前記周波数逓降変換された信号を受信するように構成され、前記第２入力は、前記ゲインステージの出力信号を受信するように構成される、
回路。
【請求項３０】
前記受信器は、ゼロ中間周波数または低中間周波数の直接周波数逓降変換受信器である、請求項２９に記載の回路。
【請求項３１】
前記ゲインステージを、その較正ができるように調整するための手段、を更に備える請求項３０に記載の回路。
【請求項３２】
前記調整するための手段は、前記回路及び前記受信器を含む携帯デバイスの工場での較正を可能とする、請求項３１に記載の回路。
【請求項３３】
前記調整するための手段は、内蔵型の自動較正を提供するための回路を含む、請求項３１に記載の回路。
【請求項３４】
受信器内のミクサの入力に供給される受信ＲＦ信号の二乗されたバージョンを生成することと；
前記受信ＲＦ信号の前記二乗されたバージョンに基づいて、前記受信器内の不要な二次非線形歪みを再生することと、なお、前記不要な二次非線形歪みの少なくとも一部は、受信ＲＦ信号の前記二乗されたバージョンを生成する際に、生成される；
減少された二次非線形歪みの特徴を有する周波数逓降変換されたベースバンド信号を生成するために、前記不要な二次非線形歪みを前記受信器の出力から差し引くことと；
を備え、
前記不要な二次非線形歪みは、フィードフォワード構成において差し引かれる、
方法。
【請求項３５】
前記ゲインステージを較正すること、を更に備える請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
前記ゲインステージは、可変ゲインを伴って前記再生された二次非線形歪みを生成する、請求項１に記載の回路。
【請求項３７】
前記可変ゲインは、温度依存性を有する、請求項３６に記載の回路。
【請求項３８】
前記ゲインステージは、前記再生された二次非線形歪みのためのプログラム可能なゲインを提供するデジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ）を備える、請求項１に記載の回路。
【請求項３９】
受信器内の二次非線形歪みを減少させるための歪み削減回路を備える集積回路であって、
前記歪み削減回路は、
前記受信器内のミクサの入力に供給される受信ＲＦ信号を受信し、前記受信ＲＦ信号の二乗されたバージョンを生成するための、スクエアリング回路と、なお、前記スクエアリング回路は前記二次非線形歪みの少なくとも一部を生成する；
前記受信ＲＦ信号の前記二乗されたバージョンを受信し、前記受信器内の二次非線形歪みを再生するための、ゲインステージと；
減少された二次非線形歪みの特徴を有する周波数逓降変換されたベースバンド信号を生成するために、前記再生された二次非線形歪みを前記受信器の出力に結合するための出力結合回路と；
を備え、
前記出力結合回路は、フィードフォワード構成において前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合するように構成されており、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器を備えており、前記第１入力は、前記受信器から前記周波数逓降変換された信号を受信するように構成され、前記第２入力は、前記ゲインステージの出力信号を受信するように構成される、
集積回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００４３】
較正電流は下記の式で表すことができ、これは望ましい態様である。
【数７】
2010226728.tif 000030
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５２】
式（９）及びトランスリニア式（１２）により提供される定義から、
【数１３】
2010226728.tif 000031
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６２】
ここで、ｋmixはミクサコアの変換ゲインである。上記の式を発展させると、下記の式が得られる。
【数２０】
2010226728.tif 000032
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７３】
以上の記載において、本発明の種々の実施形態及び利点が示されるが、以上の記載は単
なる例示であり、本発明の原理の範囲内において、細部に亘って変更が可能となる。従っ
て、本発明は、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。
以下に、本願発明の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
[１]
受信器を有するデバイスのための歪み削減回路であって、
前記受信器に結合された入力と、出力と、を有するゲインステージと、なお、前記ゲインステージは、前記受信器内の二次非線形応答に関連する出力信号の振幅を制御する；
前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合する出力結合回路と；
を具備する歪み削減回路。
[２]
前記ゲインステージは、前記受信器内の前記二次非線形応答の振幅に基づいて、前記出力信号の前記振幅を制御する、[１］に記載の回路。
[３]
前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するように、前記受信器に結合されたスクエアリング回路、を更に具備する[１］に記載の回路。
[４]
前記受信器は無線周波数（ＲＦ）受信器である、[１］に記載の回路。
[５]
周波数逓降変換された信号を生成する前記受信器と共に使用される[１］に記載の回路であって、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器であり、前記第１入力は前記受信器からの前記周波数逓降変換された信号を受信するように配設され、前記第２入力は前記ゲインステージの出力信号を受信するように配設される、[１］に記載の回路。
[６]
ミクサを有する前記受信器と共に使用される[１］に記載の回路であって、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記ゲインステージは、前記ミクサの入力ノードに結合される、[１］に記載の回路。
[７]
前記ゲインステージは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する電流振幅を有する出力電流を生成する、[１］に記載の回路。
[８]
周波数逓降変換された信号を生成する前記ＲＦ受信器と共に使用される[７］に記載の回路であって、前記出力結合回路は、前記受信器の前記周波数逓降変換された信号に直接接続される、[７］に記載の回路。
[９]
前記回路は前記受信器を含む無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための[１］に記載の回路であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記ゲインステージの調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、[１］に記載の回路。
[１０]
受信器及び歪み削減回路を含む無線通信デバイスであって、
前記受信器に結合された入力と、出力と、を有するゲインステージと、なお、前記ゲインステージは、前記受信器内の二次非線形応答に関連する出力信号の振幅を制御する；
前記ゲインステージの出力を前記受信器に結合する出力結合回路と；
を具備する無線通信デバイス。
[１１]
前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記出力結合回路は、第１及び第２入力と出力とを有する加算器であり、前記第１入力は前記受信器からの前記周波数逓降変換された信号を受信するように配設され、前記第２入力は前記ゲインステージの出力信号を受信するように配設される、[１０］に記載のデバイス。
[１２]
前記受信器はミクサを有し、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記ゲインステージは、前記ミクサの入力ノードに結合される、[１０］に記載のデバイス。
[１３]
前記回路は前記無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための[１０］に記載のデバイスであって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記ゲインステージの調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、[１０］に記載のデバイス。
[１４]
受信器を有するデバイスのための自動較正回路であって、
試験信号を生成する信号ソースと、
前記試験信号を前記受信器の入力端子に結合するように選択的に作動するとき、前記信号ソースを前記受信器の入力端子に結合し、これにより、前記受信器の歪み削減調整を可能とする、選択的作動スイッチ回路と、
を具備する自動較正回路。
[１５]
前記信号ソースは内部信号発生器を具備する、[１４］に記載の回路。
[１６]
前記内部信号発生器は、予め決定されたスペクトル間隔を有する多重周波数成分を有する前記試験信号、を生成する、[１５］に記載の回路。
[１７]
送信器を有する無線通信デバイスで使用されるための[１４］に記載の回路であって、前記回路は前記送信器への入力信号を制御する送信器制御を更に具備し、前記送信器制御は、前記試験信号を生成するため、自動較正プロセス中に選択的に作動される、[１４］に記載の回路。
[１８]
送信器出力端子に結合され、それによって減衰された出力信号を生成する減衰器を更に具備し、前記減衰された出力信号は、前記スイッチ回路に結合された前記試験信号である、[１７］に記載の回路。
[１９]
受信器を有する無線通信デバイスにおける歪み削減のための自動較正回路であって、
試験信号を生成する信号ソースと、
前記試験信号を前記受信器の入力端子に結合するように選択的に作動するとき、前記信号ソースを前記受信器の入力端子に結合し、これにより、前記受信器の歪み削減調整を可能とする、選択的作動スイッチ回路と、
を具備する自動較正回路。
[２０]
前記信号ソースは内部信号発生器を具備する、[１９］に記載の回路。
[２１]
送信器を有する無線通信デバイスで使用される[１９］に記載の回路であって、前記回路は前記送信器への入力信号を制御する送信器制御を更に具備し、前記送信器制御は、前記試験信号を生成するため、自動較正プロセス中に選択的に作動される、[１９］に記載の回路。
[２２]
受信器を有するデバイスのための歪み削減回路であって、
前記受信器内の二次非線形応答に関連する信号の振幅を制御するための振幅制御手段と、
前記受信器の前記二次非線形応答を減少させるように、前記信号を前記受信器に結合するための結合手段と、
を具備する歪み削減回路。
[２３]
前記受信器の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するためのスクエアリング手段、を更に具備する[２２］に記載の回路。
[２４]
前記受信器はミクサを有し、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記振幅制御手段は、前記ミクサの入力に結合される[２２］に記載の回路。
[２５]
前記結合手段は、第１及び第２入力及び出力を有する加算器を具備し、前記第１入力は前記受信器からの出力信号を受信するように配設され、前記第２入力は前記振幅制御手段の出力を受信するように配設される、[２２］に記載の回路。
[２６]
前記受信器の工場での較正に使用されるための[２２］に記載の回路であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記振幅制御手段の調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、[２２］に記載の回路。
[２７]
前記受信器を含む無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための[２２］に記載の回路であって、前記受信器は、周波数逓降変換された信号を生成し、また、前記受信器は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記振幅制御手段の調整を可能とするよう外部入力信号を受信するように配設されている、[２２］に記載の回路。
[２８]
受信器を有するデバイスにおける歪み削減のための自動較正回路であって、
試験信号を生成する信号手段と、
前記受信器の歪み削減調整を可能とするように選択的に作動するとき、前記試験信号を受信器の入力端子に選択的に結合するスイッチ手段と、
を具備する自動較正回路。
[２９]
前記信号手段は前記試験信号を生成する内部信号発生器を具備する、[２８］に記載の回路。
[３０]
送信器を有する無線通信デバイスで使用されるための[２８］に記載の回路であって、前記回路は制御手段を更に具備し、前記制御手段は、前記送信器が前記試験信号を生成できるように、自動較正プロセス中に選択的に作動する、[２８］に記載の回路。
[３１]
受信器を有するデバイスのための歪み削減方法であって、
前記受信器内の二次非線形応答に関連する信号の振幅を制御することと、
前記受信器の前記二次非線形応答を減少させるように、前記信号を前記受信器に結合することと、
を具備する歪み削減方法。
[３２]
前記受信器の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するため、入力信号をスクエアリングすること、を更に具備する[３１］に記載の方法。
[３３]
前記信号を結合することは、前記受信器からの出力信号と、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号と、を加算することを具備する、[３１］に記載の方法。
[３４]
ミクサを有する受信器と共に使用される[３１］に記載の方法であって、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記信号の前記振幅を制御する工程は、前記ミクサからの前記信号の振幅を制御する、[３１］に記載の方法。
[３５]
前記受信器の工場での較正に使用されるための[３１］に記載の方法であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記方法は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記信号の前記振幅を制御することを可能とするよう外部信号を前記受信器に結合することを更に具備する、[３１］に記載の方法。
[３６]
前記受信器を含む前記無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための[３１］に記載の方法であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記方法は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記信号の前記振幅を制御することを可能とするよう外部信号を前記受信器に結合することを更に具備する、[３１］に記載の方法。
[３７]
前記受信器を有する無線通信デバイスにおける歪み削減方法であって、
前記受信器内の二次非線形応答に関連する信号の振幅を制御することと、
前記受信器の前記二次非線形応答を減少させるように、前記信号を前記受信器に結合することと、
を具備する歪み削減方法。
[３８]
前記受信器は無線周波数（ＲＦ）受信器である、[３７］に記載の方法。
[３９]
前記受信器の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成するため、入力信号をスクエアリングすること、を更に具備する[３７］に記載の方法。
[４０]
ミクサを有する受信器と共に使用されるための[３７］に記載の方法であって、前記ミクサは、前記受信器内の前記二次非線形応答に関連する前記信号を生成し、前記信号の前記振幅を制御することは、前記ミクサからの前記信号の振幅を制御することを備える、[３７］に記載の方法。
[４１]
前記受信器を含む無線通信デバイスの工場での較正に使用されるための[３７］に記載の方法であって、前記受信器は周波数逓降変換された信号を生成し、前記方法は、前記周波数逓降変換された信号の前記二次非線形応答を最小化するように前記信号の前記振幅を制御することを可能とするよう外部信号を前記受信器に結合することを更に具備する、[３７］に記載の方法。
[４２]
受信器を有するデバイスのための歪み削減を行う自動較正方法であって、
試験信号を生成することと、
前記受信器の歪み削減調整を可能とするように選択的に作動するとき、前記試験信号を受信器の入力端子に選択的に結合することと、
を具備する自動較正方法。
[４３]
前記試験信号を生成することは、予め決定されたスペクトル間隔を有する多重周波数成分を有する試験信号を生成することを具備する、[４２］に記載の方法。
[４４]
前記試験信号を生成することは、前記無線通信デバイス内の内部信号発生器を使用して前記試験信号を生成することを具備する、[４２］に記載の方法。
[４５]
ＲＦ送信器を有する無線通信デバイスで使用されるための[４２］に記載の方法であって、前記方法は、前記送信器が前記試験信号を生成できるように、自動較正プロセス中に前記送信器への入力信号を制御することを更に具備する、[４２］に記載の方法。
[４６]
受信器を有する無線通信デバイスのための歪み削減を行う自動較正方法であって、
試験信号を生成することと、
前記受信器の歪み削減調整を可能とするように選択的に作動するとき、前記試験信号を受信器の入力端子に選択的に結合することと、
を具備する自動較正方法。
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図２】
2010226728.tif 000033
【手続補正７】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図３】
2010226728.tif 000034
【手続補正８】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図４】
2010226728.tif 000035
【外国語明細書】
2010226728000001.pdf