(57)【要約】【課題】消費電力の低減を図りつつ、負荷回路側に適正に電力供給を行う。【解決手段】電源装置１０は、電源１２からの入力電圧を電力変換用トランス１１の１次側に入力し、所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路１３に出力するとともに、負荷回路１３に流れる電流相当の電流を検出するための電流検出抵抗１５を備え、電流検出抵抗１５を流れる設定電流ＩＳＥＴの値が負荷回路１３に流れる電流相当の電流値になるように回生電流を制御しつつ、電流検出抵抗１５を流れた電流を１次側に回生する電力変換回路１７を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの入力電圧を電力変換用トランスの１次側に入力し、所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力するとともに、前記負荷回路に流れる電流相当の電流を流すブリーダー抵抗に相当する電子負荷回路を備えた電源装置において、
前記電子負荷回路を流れる電流の値が前記負荷回路に流れる電流相当の電流値になるように回生電流を制御しつつ、前記電子負荷回路を流れた電流を前記１次側に回生する回生用電力変換回路を備えたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の電源装置において、
前記電子負荷回路を流れる電流を検出するための電流検出抵抗を前記回生用電力変換回路の前段に設け、
前記回生用電力変換回路は、前記電流検出抵抗の端子間電圧が、前記負荷回路に流れる電流に応じた所定の電圧となるように前記回生電流の制御を行うことを特徴とする電源装置。
【請求項３】
請求項１または請求項２記載の電源装置において、
前記電子負荷回路に流す電流を起動時に当該電子負荷回路に代わって回生せずに流す起動時ブリーダー抵抗を備えたことを特徴とする電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に係り、特に電力変換用トランスを有し、１次側と二次側とを絶縁した状態で負荷回路に電力を供給する電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、絶縁型のスイッチング電源として、フライバックトランスを備えたフライバック型電源装置が知られている。
このフライバック型電源装置においては、２次側に複数の負荷回路を同時に接続可能であり、２次側の出力電圧制御のために３次コイルを設け、この３次コイルに接続される負荷回路は、消費電力が２次側に接続される負荷回路の消費電力条件を満たすように構成されており、３次コイルに接続される負荷回路に流れる電流の電圧を検出することで、出力電圧の制御を行うようになっていた。
【特許文献１】特開平５−４２３６８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ところで、３次コイルに接続される負荷回路は、２次側の出力電圧制御のために用いるだけのものであり、２次側と同一構成の負荷回路を設けることは、消費電力的には無駄が多く、特に電気自動車やハイブリッド車におけるモーター駆動回路のように消費電力の大きな系においては、無駄に消費される電力も大きなものとなり、無視できないものととなっていた。
しかしながら、３次コイル側の消費電力を低減するために、３次コイルに接続される負荷回路を変更したり、動作条件を変更したりした場合には、２次側の負荷回路でオーバーシュートやクロスレギュレーションが発生したり、応答速度が遅くなったりしてしまうという不具合が生じるおそれがあった。
そこで、本発明の目的は、消費電力の低減を図りつつ、負荷回路側に適正に電力供給を行える電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、電源からの入力電圧を電力変換用トランスの１次側に入力し、所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力するとともに、前記負荷回路に流れる電流相当の電流を流すブリーダー抵抗に相当する電子負荷回路を備えた電源装置において、前記電子負荷回路を流れる電流の値が前記負荷回路に流れる電流相当の電流値になるように回生電流を制御しつつ、前記電子負荷回路を流れた電流を前記１次側に回生する回生用電力変換回路を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、電源装置は、電源からの入力電圧を電力変換用トランスの１次側に入力し、所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力するに際し、電子負荷回路に負荷回路に流れる電流相当の電流を流すことにより、負荷回路に出力する出力電圧を制御する。
これと並行して、回生用電力変換回路は、電子負荷回路を流れる電流の値が前記負荷回路に流れる電流相当の電流値になるように回生電流を制御しつつ、前記電子負荷回路を流れた電流を前記１次側に回生する。
【０００５】
本発明の第２態様は、第１態様において、前記電子負荷回路を流れる電流を検出するための電流検出抵抗を前記回生用電力変換回路の前段に設け、前記回生用電力変換回路は、前記電流検出抵抗の端子間電圧が、前記負荷回路に流れる電流に応じた所定の電圧となるように前記回生電流の制御を行うことを特徴とする。
上記構成によれば、回生用電力変換回路は、電流検出抵抗の端子間電圧が、前記負荷回路に流れる電流に応じた所定の電圧となるように回生電流の制御を行い、電流量を調整する。
本発明の第３態様は、本発明の第１態様または第２態様において、前記電子負荷回路に流す電流を、起動時に当該電子負荷回路に代わって回生せずに流す起動時ブリーダー抵抗を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、電源装置の起動時には、起動時ブリーダー抵抗により、電子負荷回路に代わって、当該電子負荷回路の流す電流を回生せずに流す。
【発明の効果】
【０００６】
本発明の第１態様によれば、回生用電力変換回路は、電子負荷回路を流れる電流の値が負荷回路に流れる電流相当の電流値になるように回生電流を制御しつつ、電子負荷回路を流れた電流を１次側に回生するので、１次側で２次側の動作状態を容易に把握して、出力電圧の制御を行うので、消費電力の低減を図りつつ、負荷回路側に適正に電力供給を行うことができる。
【０００７】
本発明の第２態様によれば、回生用電力変換回路は、電流検出抵抗の端子間電圧が、前記負荷回路に流れる電流に応じた所定の電圧となるように回生電流の制御を行い、回生電流の電流量を調整するので、安定した負荷回路への電力供給と、回生用電力変換回路による安定した回生動作による消費電力低減とを容易に両立させることができる。
【０００８】
本発明の第３態様によれば、電源装置の起動時には、起動時ブリーダー抵抗により、電子負荷回路に代わって、当該電子負荷回路の流す電流を回生せずに流すので、起動時に回生用電力変換回路の動作が安定していないことに起因して、電源装置の起動動作が不安定になり、ひいては、負荷回路への電力供給が不安定となることを防止し、安定した電力供給を確実に行える。
【発明を実施するための最良の形態】
【０００９】
次に本発明の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。
まず、具体的な説明に先立ち、本発明の原理について説明する。
図１は、本発明の概要構成説明図である。
電源装置１０は、電力変換用トランス１１を有し、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧ＶＯＵＴに変換して２次側に接続された所定の負荷回路１３に出力する電力変換回路１４と、電力変換回路１４が出力電圧ＶＯＵＴを制御するために用いる設定電流ＩＳＥＴを検出するための電流検出抵抗１５と、電流検出抵抗１５の両端に発生した電圧を増幅し、制御電圧Ｖｃｎｔとして出力する増幅器１６と、制御電圧Ｖｃｎｔおよび設定電流ＩＳＥＴの電流量を設定するために予めその値が定められた電流設定信号ＲＥＦＩＦＢに基づいて、入力電流が設定電流ＩＳＥＴと等しくなるように、出力電流を制御するとともに、出力電流の電圧Ｖｏｕｔを電源電圧と等しくして、電力変換用トランス１１の１次側、すなわち、電源１２側に回生する回生用電力変換回路としての第２の電力変換回路１７と、を備えている。
ここで、電流検出抵抗１５を流れる設定電流ＩＳＥＴは、負荷回路１３に流れる電流、すなわち、負荷回路１３において定常動作時に流れる電流相当の電流とされている。
【００１０】
上記構成によれば、電力変換回路１４は、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して２次側に接続された所定の負荷回路１３に出力する。
この際に、電力変換回路１４は、制御電流出力端子ＦＢを介して流れる設定電流ＩＳＥＴが一定とされた状態で、電力変換用トランス１１の１次側を流れる電流の電圧を内部的に検出することにより、１次側で負荷回路１３の動作状態をシミュレートし、出力電圧ＶＯＵＴを制御している。
これと並行して、増幅器１６は、電流検出抵抗１５の端子間に発生した電圧（端子間電圧）を増幅し、制御電圧Ｖｃｎｔとして電力変換回路１７に出力する。
これにより、電力変換回路１７は、制御電圧Ｖｃｎｔと、負荷回路１３に定常動作時に流れる電流値と等しい電流設定信号ＲＥＦＩＦＢと、に基づいて、入力電流である設定電流ＩＳＥＴが負荷回路１３に流れる電流と等しくなるように、回生電流（出力電流）を制御し、この回生電流の電圧Ｖｏｕｔが電源電圧と等しくなるように電力変換を行って、電力変換用トランス１１の１次側、すなわち、電源１２側に回生する。
【００１１】
以上の説明のように、電力変換回路１７は、電力変換回路１４が、出力電圧ＶＯＵＴを制御するための電流ＩＳＥＴを所定の値に維持するとともに、当該電流ＩＳＥＴの電力変換を行って、電源電圧と等しい電圧を有する回生電流を電源１２側に回生するため、制御にのみ用いていた無駄な電力消費を抑制することが可能となる。
さらに、電流検出抵抗１５を流れる設定電流ＩＳＥＴは、負荷回路１３の定常動作時に流れる電流と等しいので、電力変換回路１４側で、負荷回路１３の動作状態を確実にシミュレートでき、負荷回路１３側でオーバーシュートやクロスレギュレーションが発生したり、応答速度が遅くなったりしてしまうという不具合が生じることがない。
【００１２】
図２は、実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。
このモーター駆動装置２０は、電気自動車あるいはハイブリッド自動車などにおいて、電気モーターを駆動する装置であり、電源であるバッテリー２１と、バッテリー２１から供給された直流電源の平滑化を行う平滑化コンデンサー２２と、モーター駆動装置２０を中枢的に制御するコントローラー２３と、複数のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｅ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えたインバーター回路２４と、インバーター回路２４を構成するＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５と、インバーター回路２４により駆動される三相交流モーター２６と、三相交流モーター２６の各相の駆動電流を検出する電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗと、を備えている。
【００１３】
コントローラー２３は、マイクロコンピューターとして構成されており、図示しないＭＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを備え、ＭＰＵがＲＯＭに予め記憶した制御プログラムに基づいて、ＲＡＭをワークエリアとして、各種処理を行っている。
インバーター回路２４は、直列接続された二つのＩＧＢＴを有するＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを備え、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗがバッテリー２１の正極及び負極間に並列接続されている。
【００１４】
ここで、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、同一回路構成であるので、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕを例として説明する。
ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕは、正側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｈと、負側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｌと、を備えている。
ここで、各ＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌのゲートは、ＩＧＢＴドライバー部２５に接続されている。
【００１５】
ＩＧＢＴドライバー部２５は、Ｕ相に対応するＵ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相に対応するＶ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相に対応するＷ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬを備えており、コントローラー２３の制御下で、対応するＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌを駆動する。
電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗは、対応する各相を流れる電流を検出し、電流検出信号ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷをコントローラー２３に出力する。
上記構成において、Ｕ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬおよび対応するＩＧＢＴは、それぞれ系統毎に負荷回路１３に相当している。
【００１６】
図３は、コントローラーの概要構成ブロック図である。
コントローラー２３は、バッテリーとして構成された電源１２から電力が供給され、電力変換を行うフライバックトランス４１と、このフライバックトランス４１の３次コイル５４に接続され、負荷回路に印加される電圧を１次側で擬似的に検出するための負荷電流検出部４７と、負荷電流検出部４７に流れた電流を分圧して、電力変換制御に用いる電圧ＶＬＤとして出力する分圧回路４８と、電圧ＶＬＤに基づいて、電力変換におけるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うＰＷＭ制御部４９と、を備えている。
ここで、ＰＷＭ制御部４９は、電圧ＶＬＤと、基準電圧ＶＲＥＦと、の差を増幅して誤差増幅信号を出力する誤差増幅器５１と、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成する発振器（三角波生成回路）５２と、発振器５２の出力した三角波信号と誤差増幅信号と、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭをスイッチングトランジスター４４のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる比較器（コンパレータ）５３と、を備えている。
【００１７】
さらにコントローラー２３は、起動時に負荷電流検出部４７に所定電流を流すために接続される起動時ブリーダー抵抗ＲＢＬＥと、上述した電流検出抵抗１５、増幅器１６及び電力変換回路１７と、電源装置の起動時に負荷電流検出部４７を起動時ブリーダー抵抗ＲＢＬＥ側に接続し、電源装置の起動から所定期間経過後に負荷電流検出部４７を電流検出抵抗１５側に接続する切替スイッチ１８と、増幅器１６が出力した電圧を分圧して第２の電力変換回路１７において電力変換制御に用いる電圧Ｖｃｎｔとして出力する分圧回路１９と、を備えている。
【００１８】
ここで、電力変換回路１７は、電力変換回路１４から切替スイッチ１８およ電流検出抵抗１５を介して入力された設定電流ＩＳＥＴが１次コイル６１に供給されるフライバックトランス６０と、１次コイル６１に直列に接続されたスイッチングトランジスター６２と、２次コイル６３に接続され、共働して出力電圧の整流、平滑化を行って、出力電圧Ｖｏｕｔとして電源１２側に回生するダイオード６４およびコンデンサー６５と、電圧Ｖｃｎｔに基づいて、設定電流ＩＳＥＴの電力変換におけるＰＷＭ制御を行うＰＷＭ制御部７０と、を備えている。
ＰＷＭ制御部７０は、電圧ＶＬＤ２と、基準電圧ＶＲＥＦ２と、の差を増幅して誤差増幅信号を出力する誤差増幅器７１と、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成する発振器（三角波生成回路）７２と、発振器７２の出力した三角波信号と誤差増幅信号と、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭ２をスイッチングトランジスター６２のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる比較器７３と、を備えている。
【００１９】
次に実施形態の動作について説明する。
コントローラー２３は、電源装置が起動されると、切替スイッチ１８を起動時ブリーダー抵抗ＲＢＬＥ側に切り替える。
これにより、電源１２から供給された電力は、フライバックトランス４１の１次コイル４２に供給され、ひいては、３次コイル５４に供給されて、負荷電流検出部４７を介して起動時ブリーダー抵抗ＲＢＬＥに供給される。
【００２０】
電力が供給されると、分圧回路４８には、起動時ブリーダー抵抗ＲＢＬＥにより規定される所定の電圧、すなわち、負荷回路が定常動作を行っている場合に相当する電圧が供給され、分圧回路４８を構成する抵抗の分圧比に応じて分圧されて、電圧ＶＬＤとしてＰＷＭ制御部４９に出力される。
これにより、ＰＷＭ制御部４９の誤差増幅器５１は、電圧ＶＬＤと、基準電圧ＶＲＥＦと、の差を増幅して誤差増幅信号を比較器５３の反転入力端子に出力する。
これと並行して発振器５２は、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成して、比較器５３の非反転入力端子に出力する。
比較器５３は、発振器５２の出力した三角波信号と誤差増幅器５１の出力した誤差増幅信号と、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、スイッチングトランジスター４４のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる。
この結果、フライバックトランス４１の２次コイル５５−１、５５−２には、所定電圧の電力が供給され、負荷回路に供給される。
【００２１】
そして、コントローラー２３は、電源装置の起動から所定時間が経過すると、起動時ブリーダー抵抗ＲＢＬＥを用いた安定した起動が完了したものとして、切替スイッチ１８を電流検出抵抗１５側に切り替える。
これ以降、電源１２から供給された電力は、フライバックトランス４１の１次コイル４２、３次コイル５４及び負荷電流検出部４７を介してブリーダー抵抗１５に供給される。
この結果、増幅器１６は、電流検出抵抗１５の両端に発生した電圧を増幅し、制御電圧ＶｃｎｔとしてＰＷＭ制御部７０の誤差増幅器７１に出力する。
これにより、誤差増幅器７１は、電圧Ｖｃｎｔと、基準電圧ＶＲＥＦ２と、の差を増幅して誤差増幅信号を比較器７３の反転入力端子に出力する。
これと並行して発振器７２は、スイッチングトランジスター６２のＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成して、比較器７３の非反転入力端子に出力する。
【００２２】
比較器７３は、発振器７２の出力した三角波信号と誤差増幅器７１の出力した誤差増幅信号と、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭ２を生成し、スイッチングトランジスター６２のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる。この場合において、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭ２は、フライバックトランス６０の出力電圧が電源１２の電圧Ｖｉｎと等しくなるように制御される。
この結果、フライバックトランス６０の２次コイル６３に、電力が供給され、ダイオード６４およびコンデンサー６５により出力電圧が整流、平滑化されて、電源１２の電圧（Ｖｉｎ）と等しい電圧Ｖｏｕｔを有する出力電流が電源１２側に供給されて、電力が回生される。
【００２３】
従って、従来、フライバックトランス４１の出力電圧制御のために、ブリーダー抵抗により無駄に消費されていた電力の一部をフライバックトランス４１の１次コイル４２側（フライバックトランスの１次側）、すなわち、電源１２側に回生することができ、電源装置の消費電力の低減化が図れる。
特に電気自動車あるいはハイブリッド自動車などにおいて、電気モーターを駆動するモーター駆動装置２０のように、ブリーダー抵抗に流れる電流が大きい場合には、ブリーダー抵抗に流れる電流も非常に大きいので、この消費電力の低減効果は非常に大きなものとなる。
さらに、電流検出抵抗１５を流れる設定電流ＩＳＥＴは、負荷回路の定常動作時に流れる電流と等しいので、電力変換回路１４側で、負荷回路の動作状態を確実にシミュレートでき、負荷回路側でオーバーシュートやクロスレギュレーションが発生したり、応答速度が遅くなったりしてしまうという不具合が生じることがない。
【００２４】
以上の説明においては、回生用電力変換回路として機能する第２の電力変換回路１７としてフライバック型ＤＣ−ＤＣコンバータを用いていたが、チャージポンプ回路を用いることも可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。
【図３】コントローラーの概要構成ブロック図である。  図４は、過電流保護回路の具体的回路説明図である。
【符号の説明】
【００２６】
１０  電源装置
１１  電力変換用トランス
１２  電源
１３  負荷回路
１４  電力変換回路
１５  電流検出抵抗
１６  増幅器
１７  電力変換回路（回生用電力変換回路）
２０  モーター駆動装置
２１  バッテリー
２２  平滑化コンデンサー
２３  コントローラー
２４  インバーター回路
２５  ＩＧＢＴドライバー部
２６  三相交流モーター
６０  フライバックトランス（電子負荷回路）
６１  １次コイル（電子負荷回路）
６２  スイッチングトランジスター（電子負荷回路）
ＣＰＷＭ、ＣＰＷＭ２  ＰＷＭ制御信号
Ｉｉｎ  入力電流
Ｖｃｎｔ  制御電圧
Ｖｉｎ  入力電圧
ＶＯＵＴ、Ｖｏｕｔ  出力電圧
【図１】
2010226873.tif 000003
【図２】
2010226873.tif 000004
【図３】
2010226873.tif 000005