(57)【要約】【課題】簡易な構成で、消費電力の増加を抑制することができる電流出力回路を提供する。【解決手段】負荷抵抗Ｒｌの一端と接続し、スイッチングトランジスタＱ１のオン／オフ動作に応じて電源電圧を負荷抵抗Ｒｌに供給するスイッチング電源６と、負荷抵抗Ｒｌの他端とコレクタが接続し、エミッタを出力センス抵抗Ｒ２を介して接地した電流出力トランジスタＱ２とを備え、コンパレータＵ１が、電流出力トランジスタＱ２のコレクタと負荷抵抗Ｒｌ間の電圧と、三角波発生器５で発生した三角波信号の電圧とを比較し、両電圧の大小比較に応じたオン／オン比率でスイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ制御することにより、負荷抵抗Ｒｌに供給される電源電圧を制御する。【選択図】図１
2010119200.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷抵抗の一端と接続し、スイッチング素子のオン／オフ駆動に応じて前記負荷抵抗に電源電圧を供給するスイッチング電源と、
前記負荷抵抗の他端とコレクタが接続し、エミッタを出力センス抵抗を介して接地した電流出力トランジスタと、
前記電流出力トランジスタのベースに出力が接続し、所定の制御電圧を非反転入力端子に入力するとともに、前記電流出力トランジスタのエミッタと前記出力センス抵抗との間の電圧を反転入力端子に負帰還入力し、前記所定の制御電圧と前記負帰還入力した電圧との電圧差に応じた駆動信号を出力して前記電流出力トランジスタを制御するオペアンプ回路と、
三角波信号を発生する三角波発生器と、
前記電流出力トランジスタのコレクタと前記負荷抵抗との間の電圧と、前記三角波発生器で発生した三角波信号の電圧とを大小比較し、比較結果に応じたオン／オフ比率で前記スイッチング素子をオン／オフ駆動させることにより、前記電源電圧で前記負荷抵抗に流れる電流値を制御する比較器とを備えた電流出力回路。
【請求項２】
電流出力トランジスタの代わりに、負荷抵抗の他端とドレインが接続され、出力センス抵抗を介してソースが接地され、オペアンプ回路の出力にゲートが接続した電界効果トランジスタを備えたことを特徴とする請求項１記載の電流出力回路。
【請求項３】
負荷抵抗の一端と接続し、スイッチング素子のオン／オフ駆動に応じて前記負荷抵抗に電源電圧を供給するスイッチング電源と、
一端が前記負荷抵抗の他端と接続し、他端が接地された出力センス抵抗と、
前記負荷抵抗と前記出力センス抵抗との間の電圧と、所定の制御電圧との差電圧を増幅して出力する誤差増幅回路と、
三角波信号を発生する三角波発生器と、
前記誤差増幅回路の出力電圧と、前記三角波発生器で発生した三角波信号の電圧とを大小比較し、比較結果に応じたオン／オフ比率で前記スイッチング素子をオン／オフ駆動させることにより、前記電源電圧で前記負荷抵抗に流れる電流値を制御する比較器とを備えた電流出力回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、所定の電流を出力する電流出力回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
プラントプロセスを制御する際にバルブやアクチュエータ等の後方機器に対する電圧信号を、電流出力回路を用いて、一般に４〜２０ｍＡの電流信号に変換して出力している。このような計装用の電流信号を出力する電流出力回路は、接続先となる後方機器（以下、接続先機器と称す）の負荷抵抗をドライブする必要があり（例えば０〜７５０Ω）、この負荷抵抗が大きい場合であっても所望の値の電流信号を出力できるように、出力用電源としては高い電源電圧が必要となる（例えば１８Ｖ以上）。
【０００３】
図６は、上述のような従来の電流出力回路を示す回路図である。図６において、従来の電流出力回路１００は、出力端子ＶＯ−を介して接続先機器１０２の負荷抵抗Ｒｌに接続する定電流出力部１０１、出力端子ＶＯ＋を介して接続先機器１０２の負荷抵抗Ｒｌに接続する出力用電源１０４を備える。定電流出力部１０１は、電流出力トランジスタＱ、オペアンプ回路Ｕ及びＤＡコンバータ１０３を備える。
【０００４】
電流出力トランジスタＱは、コレクタが出力端子ＶＯ−に接続し、エミッタが出力センス抵抗Ｒを介して接地される。オペアンプ回路Ｕは、出力端が電流出力トランジスタＱのベースに接続し、反転入力端子が電流出力トランジスタＱのエミッタと出力センス抵抗Ｒとの中点に接続し、出力センス抵抗Ｒを介して接地される。また、非反転入力端子には、ＤＡコンバータ１０３の出力が接続する。ＤＡコンバータ１０３は、外部から設定入力された信号をアナログ変換した電圧信号を、オペアンプ回路の非反転入力端子に出力する。直流電源１０４は、出力端子ＶＯ＋を介して出力用の電源を供給する電源であり、例えば１８Ｖの直流電源を使用する。
【０００５】
このように構成された従来の電流出力回路１００において、ＤＡコンバータ１０３からオペアンプ回路Ｕに入力電圧信号が入力されると、この入力電圧信号値と、電流出力トランジスタＱのエミッタと出力センス抵抗Ｒとの中点から負帰還された電圧値との差電圧を増幅した信号が、電流出力トランジスタＱのベースに入力される。これにより、電流出力トランジスタＱはオン／オフ駆動する。
【０００６】
このように、出力センス抵抗Ｒ２を流れる電流により発生する電圧、すなわち電流出力トランジスタＱのエミッタと出力センス抵抗Ｒとの間の電圧を、オペアンプ回路Ｕの反転入力端子に入力し、ＤＡコンバータ１０３からオペアンプ回路Ｕの非反転入力端子に入力する電圧信号を調整することにより、非反転入力端子の電圧と反転入力端子の電圧が等しくなるようにオペアンプ回路Ｕの出力端の電圧が制御される。
【０００７】
電流出力トランジスタＱがオンになると、出力用電源１０４から接続先機器１０２の負荷抵抗Ｒｌと電流出力トランジスタＱのコレクタ−エミッタとを介して電流が流れる。接続先機器１０２の負荷抵抗Ｒｌの値は、接続先機器１０２の種類等によっても異なるが、電流出力回路１００では、負荷抵抗Ｒｌを含む信号ラインのインピーダンスの値が増減しても、入力電圧信号に対応した電流信号を出力することができる。
【０００８】
しかしながら、負荷抵抗Ｒｌの値が小さく、出力電流の値が大きいと、直流電源１０４から電源電圧のほとんどが電流出力トランジスタＱに印加されて、消費電力が増加する。例えば、直流電源１０４の出力用電源電圧（１８Ｖ）の大半にあたる１７Ｖが電流出力トランジスタＱに印加され、出力電流が２０ｍＡであった場合、電流出力トランジスタＱの消費電力は、１７Ｖ（Ｖｃｅ）×２０ｍＡ（Ｉｃ）＝３４０ｍＷとなる。このような消費電力の増加は電流出力トランジスタＱの発熱を招き、発熱量の許容範囲を超えると故障の原因となる。
【０００９】
特許文献１に開示される電流発生装置は、上述した不具合に対して、負荷抵抗Ｒｌの値に応じて出力電圧を可変としたスイッチング電源（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を設け、出力電圧が一定となるように制御する。これにより、電流出力トランジスタＱの消費電力の増加に起因した発熱を抑制している。
【００１０】
【特許文献１】特開平１１−１１００５７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来では、出力用電源を直接出力段に供給すると、接続先機器１０２の負荷抵抗Ｒｌの値が小さく、出力電流の値が大きい場合、電流出力トランジスタＱの消費電力が増加して発熱し、故障の要因となる可能性があるという課題があった。
【００１２】
また、特許文献１のように、電流出力トランジスタＱの発熱を抑えるために、スイッチング電源を設けることも考えられるが、スイッチング電源を安定動作させるための制御回路が必要であり、回路構成が複雑になるという課題があった。
【００１３】
例えば、図６の構成にスイッチング電源を搭載する場合、電流出力トランジスタＱのコレクタ電圧を検出して、スイッチング電源の電圧制御用のコントロール信号に変換する回路が必要であり、また安定動作のためにはコントロール信号のフィードバック信号処理も必要である。
【００１４】
この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、簡易な構成で、消費電力の増加を抑制することができる電流出力回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
この発明に係る電流出力回路は、負荷抵抗の一端と接続し、スイッチング素子のオン／オフ駆動に応じて負荷抵抗に電源電圧を供給するスイッチング電源と、負荷抵抗の他端とコレクタが接続し、エミッタを出力センス抵抗を介して接地した電流出力トランジスタと、電流出力トランジスタのベースに出力が接続し、所定の制御電圧を非反転入力端子に入力するとともに、電流出力トランジスタのエミッタと出力センス抵抗との間の電圧を反転入力端子に負帰還入力し、所定の制御電圧と負帰還入力した電圧との電圧差に応じた駆動信号を出力して電流出力トランジスタを制御するオペアンプ回路と、三角波信号を発生する三角波発生器と、電流出力トランジスタのコレクタと負荷抵抗との間の電圧と、三角波発生器で発生した三角波信号の電圧とを大小比較し、比較結果に応じたオン／オフ比率でスイッチング素子をオン／オフ駆動させることにより、電源電圧で負荷抵抗に流れる電流値を制御する比較器とを備えるものである。
【発明の効果】
【００１６】
この発明によれば、負荷抵抗の一端と接続し、スイッチング素子のオン／オフ駆動に応じて電源電圧を負荷抵抗に供給するスイッチング電源と、負荷抵抗の他端とコレクタが接続し、エミッタを出力センス抵抗を介して接地した電流出力トランジスタとを備え、比較器が、電流出力トランジスタのコレクタと負荷抵抗との間の電圧と、三角波発生器で発生した三角波信号の電圧とを大小比較し、比較結果に応じたオン／オフ比率でスイッチング素子をオン／オフ駆動させることにより、電源電圧で負荷抵抗を流れる電流値を制御する。このように、比較器が、コレクタ電圧と三角波信号の電圧との比較結果からスイッチング素子の駆動信号を直接生成することから、スイッチング電源を制御する制御装置が不要であり、簡易な比較器を追加するだけで、電流出力トランジスタの消費電力の増加を抑制できるという効果がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１７】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電流出力回路の構成を示す回路図である。図１において、実施の形態１による電流出力回路１は、出力端子ＶＯ−を介して接続先機器３の負荷抵抗Ｒｌに接続する定電流出力部２、スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフするコンパレータＵ１、コンパレータＵ１のオペアンプの反転入力端子に接続する三角波発生器５、及び出力端子ＶＯ＋を介して接続先機器３の負荷抵抗Ｒｌに接続するスイッチング電源６を備える。
【００１８】
定電流出力部２は、電流出力トランジスタＱ２、オペアンプ回路Ｕ２及びＤＡコンバータ４を備える。電流出力トランジスタＱ２は、コレクタが出力端子ＶＯ−に接続され、エミッタが出力センス抵抗Ｒ２を介して接地される。オペアンプ回路Ｕ２は、出力端が電流出力トランジスタＱ２のベースに接続し、反転入力端子が電流出力トランジスタＱ２のエミッタと出力センス抵抗Ｒ２との中点に接続しており、出力センス抵抗Ｒ２を介して接地される。また、上記オペアンプの非反転入力端子には、ＤＡコンバータ４の出力が接続される。ＤＡコンバータ４は、外部から設定入力された信号をアナログ変換した電圧信号をオペアンプ回路Ｕ２の非反転入力端子に出力する。
【００１９】
コンパレータＵ１は、比較器として機能するオペアンプ回路であり、オペアンプの反転入力端子が三角波発生器５と接続し、非反転入力端子が電流出力トランジスタＱ２のコレクタと接続しており、抵抗Ｒ１を介してスイッチングトランジスタＱ１のベースに出力が接続している。これにより、三角波発生器５から入力される三角波と、電流出力トランジスタＱ２のコレクタ電圧Ｖ１とを比較した結果のオン／オフ信号が、抵抗Ｒ１を介してコンパレータＵ１からスイッチングトランジスタＱ１のベースへ入力され、スイッチングトランジスタＱ１がオン／オフ駆動する。
【００２０】
スイッチング電源６は、直流電源７、平滑用コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、コイルＬ１、スイッチングトランジスタＱ１を有し、ＤＣ−ＤＣコンバータを形成している。スイッチングトランジスタＱ１のエミッタは、直流電源７に接続しており、コレクタは、ダイオードＤ１のカソードとコイルＬ１の一端に接続される。コイルＬ１のスイッチングトランジスタＱ１と接続していない側の一端は、平滑用コンデンサＣ１の一端と接続しており、さらに出力端子ＶＯ＋を介して負荷抵抗Ｒｌと接続している。また、平滑用コンデンサＣ１のコイルＬ１と接続していない側及びダイオードＤ１のアノードは、それぞれ接地されている。
【００２１】
直流電源７からの直流電圧は、スイッチングトランジスタＱ１のオン／オフ駆動によりパルス電圧に変換される。スイッチングトランジスタＱ１がオン状態になると、直流電源７からコイルＬ１へ電流が流れる。これによって、コイルＬ１にエネルギーが蓄えられ、かつ負荷抵抗Ｒｌにエネルギーが供給される。スイッチングトランジスタＱ１がオフ状態のときは、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーがダイオードＤ１を通じて負荷抵抗Ｒｌに供給される。なお、出力端子ＶＯ＋には、平滑用コンデンサＣ１で平滑化された出力電圧が供給され、この出力電圧が負荷抵抗Ｒｌに印加される。
【００２２】
図２は、図１中の三角波発生器の構成例を示す回路図である。図２に示す三角波発生器５は、矩形波出力部Ｖ６、抵抗Ｒ１２，１６、コンデンサＣ６を備える。コンデンサＣ６は、一端がコンパレータＵ１のオペアンプの反転入力端子、抵抗Ｒ１６及び抵抗Ｒ１２と接続しており、他端が接地されている。また、抵抗Ｒ１６は、コンデンサＣ６と接続していない側が接地されている。さらに、抵抗Ｒ１２では、抵抗Ｒ１６と接続していない側の一端が矩形波出力部Ｖ６の出力と接続している。
【００２３】
矩形波出力部Ｖ６は、実施の形態１による電流出力回路１を備えた機器のマイクロコンピュータのＣＰＵの機能ブロックとして実現され、当該マイクロコンピュータの動作クロック信号などを利用して生成した矩形波を出力する。この矩形波は、抵抗Ｒ１２，１６及びコンデンサＣ６から構成されるＲＣフィルタで波形を滑らかにすることにより、擬似的な三角波が生成される。
【００２４】
次に動作について説明する。
回路電圧Ｖ１（電流出力トランジスタＱ２のコレクタ電圧）が、定常的にほぼ一定値（例えば、１．５〜２Ｖ）となるように動作させる。このとき、コンパレータＵ１は、回路電圧Ｖ１の値と三角波発生器５からの三角波信号の値とを比較し、比較結果に応じたオン／オフ信号（ロウ／ハイレベルの信号）を、抵抗Ｒ１を介してスイッチング電源６のスイッチングトランジスタＱ１のベースに出力する。これにより、スイッチングトランジスタＱ１がオン／オフ駆動し、オンしている期間とオフしている期間との比率（デューティ）で回路電圧Ｖ１が決定される。
【００２５】
ここで、コンパレータＵ１は、三角波信号の値が回路電圧Ｖ１の値以上であるときに、抵抗Ｒ１を介してオン信号（ロウレベル）をスイッチングトランジスタＱ１のベースに供給し、スイッチングトランジスタＱ１をオン状態とする。一方、三角波信号の値が回路電圧Ｖ１の値未満になると、抵抗Ｒ１を介してオフ信号（ハイレベル）を供給してスイッチングトランジスタＱ１をオフ状態とする。
【００２６】
図３は、実施の形態１の電流出力回路におけるスイッチングトランジスタのオン／オフ比率の変化を説明するための説明図である。図３に示すように、回路電圧Ｖ１の値が過渡的に低下（図３中の下方矢印）すると、三角波信号の値が回路電圧Ｖ１の値以上となる期間が増加する。つまり、この期間にコンパレータＵ１がオン信号を出力するので、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティ（オンしている期間の割合）が増加し、スイッチング電源６からの電源電圧が上昇する。この結果として、回路電圧Ｖ１が増加し、次第に定常状態（例えば、回路電圧Ｖ１＝２Ｖ）に収束する。
【００２７】
一方、回路電圧Ｖ１の値が過渡的に増加（図３中の上方矢印）すると、三角波信号の値が回路電圧Ｖ１の値未満となる期間が増加する。つまり、この期間にコンパレータＵ１がオフ信号を出力するので、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティ（オンしている期間の割合）が減少し、スイッチング電源６からの電源電圧が下降する。これにより、回路電圧Ｖ１が減少し、上記の場合と同様に次第に定常状態（例えば、回路電圧Ｖ１＝２Ｖ）に収束する。
【００２８】
上述した回路電圧Ｖ１の過渡状態は、出力電流が変化した場合（出力電流の値は、外部から周期的に設定される）や、接続先機器３の負荷抵抗Ｒｌが変化した場合に発生する。つまり、上述のように構成することにより、負荷抵抗Ｒｌの値の大小変化や出力電流の大小変化に応じて、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティが変化し、出力用電源電圧７で負荷抵抗Ｒｌを流れる出力電流値が制御される。定常状態の回路電圧Ｖ１は、出力電流値及び負荷抵抗Ｒｌの値に応じて若干の変化があるが（例えば１．５Ｖ〜２Ｖ）、上記構成によってほぼ一定値に保たれる。これにより、電流出力トランジスタＱ２の消費電力を一定値以下に抑えることができる。
【００２９】
例えば、回路電圧Ｖ１に相当する、電流出力トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖｃｅが１Ｖに保たれた場合、出力電流Ｉｃが２０ｍＡであっても、トランジスタＱ２の消費電力は、Ｖｃｅ（１Ｖ）×Ｉｃ（２０ｍＡ）＝２０ｍＷとなる。このように、従来の構成と比較して同一条件においても格段に消費電力を低減させることができる。
【００３０】
以上のように、この実施の形態１によれば、負荷抵抗Ｒｌの一端と接続し、スイッチングトランジスタＱ１のオン／オフ駆動に応じて負荷抵抗Ｒｌに電源電圧を供給するスイッチング電源６と、負荷抵抗Ｒｌの他端とコレクタが接続し、エミッタを出力センス抵抗Ｒ２を介して接地した電流出力トランジスタＱ２とを備え、コンパレータＵ１が、電流出力トランジスタＱ２のコレクタと負荷抵抗Ｒｌ間の電圧と、三角波発生器５で発生した三角波信号の電圧とを大小比較し、比較結果に応じたオン／オフ比率でスイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動させることにより、電源電圧で負荷抵抗Ｒｌに流れる出力電流値を制御する。このように、コンパレータＵ１が、コレクタ電圧と三角波信号の電圧の比較結果からスイッチングトランジスタＱ１の駆動信号を直接生成することから、スイッチング電源６を制御する制御装置が不要であり、簡易なコンパレータＵ１（例えば、コンパレータＩＣ）を追加するだけで、過渡的な電圧上昇が抑えられ、電流出力トランジスタＱ２の消費電力の増加を抑制できる。
【００３１】
なお、上記実施の形態１では、電流出力トランジスタＱ２としてＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを用いた場合を示したが、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成してもよい。例えば、エンハンスメント型のＮＭＯＳトランジスタを利用する。この場合、ＮＭＯＳトランジスタのゲートをオペアンプ回路Ｕ２のオペアンプの出力に接続し、ドレインと出力端子ＶＯ−を接続し、出力センス抵抗Ｒ２を介してソースを接地する。このように構成することで、バイポーラトランジスタを使用した場合よりも消費電力を低減することが可能である。
【００３２】
実施の形態２．
この実施の形態２は、上記実施の形態１で説明した構成のうち、定電流出力部における電流出力トランジスタＱ２の代わりに、回路電圧Ｖ１とＤＡコンバータからの入力電圧値との誤差を増幅してコンパレータＵ１に出力する誤差増幅回路を設けた場合について説明する。
【００３３】
図４は、この発明の実施の形態２による電流出力回路の構成を示す回路図である。図４において、誤差増幅回路２Ａは、オペアンプ回路Ｕ２、抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ２を備えた積分器を構成しており、回路電圧Ｖ１とＤＡコンバータ４の出力を入力し、両者の誤差を増幅して出力する。オペアンプ回路Ｕ２は、誤差増幅回路２Ａとして機能するオペアンプ回路であり、オペアンプの非反転入力端子がＤＡコンバータ４の出力に接続し、反転入力端子が抵抗Ｒ３を介して出力端子ＶＯ−と出力センス抵抗Ｒ２との中点に接続している。また、オペアンプ回路Ｕ２の出力は、コンパレータＵ１の反転入力端子と接続する。コンデンサＣ２は、一端がオペアンプ回路Ｕ２の出力と接続し、他端がオペアンプ回路Ｕ２の反転入力端子と抵抗Ｒ３の中点に接続している。
【００３４】
一方、実施の形態２による電流出力回路１ＡのコンパレータＵ１では、非反転入力端子に三角波発生器５の出力が接続される。なお、図４において、図１と同一若しくはそれに相当する構成要素には同一符号を付し、重複した説明を省略する。
【００３５】
次に動作について説明する。
回路電圧Ｖ１が定常的にほぼ一定値（例えば、１．５〜２Ｖ）になるように動作させるため、コンパレータＵ１が、誤差増幅回路２Ａの出力値と三角波発生器５からの三角波信号の値とを比較して、この比較結果に応じたオン／オフ信号（ロウ／ハイレベルの信号）を、抵抗Ｒ１を介してスイッチング電源６のスイッチングトランジスタＱ１のベースに供給する。これにより、スイッチングトランジスタＱ１がオン／オフ動作し、オンしている期間とオフしている期間との比率（デューティ）で回路電圧Ｖ１が決定される。
【００３６】
誤差増幅回路２Ａは、回路電圧Ｖ１の値とＤＡコンバータからの入力電圧値との誤差を増幅してコンパレータＵ１に出力する。コンパレータＵ１では、回路電圧Ｖ１がＤＡコンバータ４の出力値より上がると、回路電圧Ｖ２が下がり、三角波信号の値が回路電圧Ｖ２の値以上となって、スイッチングトランジスタＱ１をオフ動作させるオフ信号を出力する。一方、回路電圧Ｖ１がＤＡコンバータ４の出力値より下がった場合、回路電圧Ｖ２が上がり、三角波信号の値が回路電圧Ｖ２の値未満になり、スイッチングトランジスタＱ１をオン動作させるオン信号を出力する。
【００３７】
図５は、実施の形態２の電流出力回路におけるスイッチングトランジスタのオン／オフ比率の変化を説明するための説明図である。図５に示すように、回路電圧Ｖ１の値が過渡的に低下して、ＤＡコンバータ４の出力値より下がり、回路電圧Ｖ２が上がると（図５中の上方矢印）、三角波信号の値が回路電圧Ｖ２の値以下となる期間が増加する。つまり、この期間にコンパレータＵ１がオン信号を出力するので、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティ（オンしている期間の割合）が増加してスイッチング電源６からの電源電圧が上昇する。この結果として、回路電圧Ｖ１が増加し次第に定常状態に収束する。
【００３８】
一方、回路電圧Ｖ１の値が過渡的に増加して、ＤＡコンバータ４の出力値より上がり、回路電圧Ｖ２が下がると（図５中の下方矢印）、三角波信号の値が回路電圧Ｖ２の値以上となる期間が増加する。つまり、この期間にコンパレータＵ１がオフ信号を出力するので、スイッチングトランジスタＱ１のオンデューティ（オンしている期間の割合）が減少し、スイッチング電源６からの電源電圧が下降する。これにより、回路電圧Ｖ１が減少し上記の場合と同様に、次第に定常状態に収束する。
【００３９】
以上のように、この実施の形態２によれば、負荷抵抗Ｒｌの一端と接続し、スイッチングトランジスタＱ１のオン／オフ駆動に応じて負荷抵抗Ｒｌに電源電圧を供給するスイッチング電源６と、一端が負荷抵抗Ｒｌの他端と接続し、他端が接地された出力センス抵抗Ｒ２と、負荷抵抗Ｒｌと出力センス抵抗Ｒ２間の電圧と、所定の制御電圧との差電圧を増幅して出力する誤差増幅回路２Ａと、誤差増幅回路２Ａの出力電圧と、三角波発生器５で発生した三角波信号の電圧とを大小比較し、比較結果に応じたオン／オフ比率でスイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動させて、電源電圧で負荷抵抗Ｒｌに流れる電流値を制御するコンパレータＵ１とを備える。このように、簡単なオペアンプ回路で実現可能な誤差増幅回路及びコンパレータＵ１で構成することができ、かつ回路全体の消費電力を低減できる。
【００４０】
なお、上記実施の形態１，２では、外部から出力値を設定する構成としてＤＡコンバータ４を用いる場合を示したが、これに限定されるものではない。例えば、ボリューム操作で出力値を可変としたり、スイッチで出力値を切り替えて設定するもの、固定値を予め設定する構成であってもよく、外部からアナログ電圧を設定する構成でも構わない。
【００４１】
また、上記実施の形態１において、三角波発生回路５の三角波信号の振幅を可変とすることにより、電流出力トランジスタＱ２の消費電力（発熱）を制御してもよい。
なお、スイッチング電源６は降圧チョッパー方式に限定されるものではなく、他の方式でスイッチング電源を構成しても、本発明の電流出力回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４２】
【図１】この発明の実施の形態１による電流出力回路の構成を示す回路図である。
【図２】図１中の三角波発生器の構成例を示す回路図である。
【図３】実施の形態１の電流出力回路におけるスイッチングトランジスタのオン／オフ比率の変化を説明するための説明図である。
【図４】この発明の実施の形態２による電流出力回路の構成を示す回路図である。
【図５】実施の形態２の電流出力回路におけるスイッチングトランジスタのオン／オフ比率の変化を説明するための説明図である。
【図６】従来の電流出力回路を示す回路図である。
【符号の説明】
【００４３】
１，１Ａ  電流出力回路、２  定電流出力部、３  接続先機器、４  ＤＡコンバータ、５  三角波発生器、６  スイッチング電源、７  直流電源、Ｃ１  平滑用コンデンサ、Ｃ２  コンデンサ、Ｄ１  ダイオード、Ｑ１  スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）、Ｑ２  電流出力トランジスタ、Ｒ１，Ｒ３  抵抗、Ｒ２  出力センス抵抗、Ｕ１  コンパレータ（比較器）、Ｕ２  オペアンプ回路、ＶＯ＋，ＶＯ−  出力端子。
【図１】
2010119200.tif 000003
【図２】
2010119200.tif 000004
【図３】
2010119200.tif 000005
【図４】
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【図５】
2010119200.tif 000007
【図６】
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