(57)【要約】      （修正有）【課題】プロセスばらつきによる発信周波数ずれを調整する。【解決手段】入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する発振回路と、発振回路が出力する再生クロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段とを備えたクロックデータ再生回路において、発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、発振回路は２つの制御端子を備え、その一方の制御端子に周波数制御信号Ａを入力し、他方の制御端子にプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である。【選択図】図１
2010288255.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する発振回路と、
前記発振回路が出力する再生クロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで前記発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段と
を備えたクロックデータ再生回路において、
前記発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、
前記発振回路は２つの制御端子を備え、その一方の制御端子に前記周波数制御信号Ａを入力し、他方の制御端子に前記プロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項２】
入力データが遷移するタイミングでゲーティングパルスを出力するゲーティング回路と、
前記ゲーティングパルスを入力して前記入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する発振回路と、
前記発振回路が出力する再生クロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで前記発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段と
を備えたクロックデータ再生回路において、
前記ゲーティング回路のプロセスばらつきによる前記ゲーティングパルスのパルス幅のずれ、および前記発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、
前記ゲーティング回路および前記発振回路はそれぞれ２つの制御端子を備え、それぞれの一方の制御端子に前記周波数制御信号Ａを入力し、それぞれ他方の制御端子に前記プロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項３】
入力データが遷移するタイミングでゲーティングパルスを出力するゲーティング回路と、
前記ゲーティングパルスにより発振位相が検出されるクロックを出力する第１の発振回路と、
前記第１の発振回路から前記クロックを入力して前記入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する第２の発振回路と、
前記第２の発振回路が出力する再生クロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで前記第１〜第２の発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段と
を備えたクロックデータ再生回路において、
前記ゲーティング回路のプロセスばらつきによる前記ゲーティングパルスのパルス幅のずれ、および前記第１〜第２の発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、
前記ゲーティング回路および前記第１〜第２の発振回路はそれぞれ２つの制御端子を備え、それぞれの一方の制御端子に前記周波数制御信号Ａを入力し、それぞれ他方の制御端子に前記プロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項４】
入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する第１の発振回路と、
前記入力データと同一周波数のクロックを出力する第２の発振回路と、
前記第２の発振回路が出力するクロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで前記第１〜第２の発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段と
を備えたクロックデータ再生回路において、
前記第１〜第２の発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、
前記第１〜第２の発振回路はそれぞれ２つの制御端子を備え、それぞれの一方の制御端子に前記周波数制御信号Ａを入力し、それぞれ他方の制御端子に前記プロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項５】
請求項４に記載のクロックデータ再生回路において、
前記参照クロックまたは前記第２の発振回路から出力されるクロックの少なくとも一方の周波数を分周する分周器を備えた
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項６】
請求項１〜請求項４のいずれかに記載のクロックデータ再生回路において、
前記プロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子に代えて、定電圧発生回路から前記プロセスばらつき調整信号Ｂと同等の固定値を出力する構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項７】
請求項１〜請求項４のいずれかに記載のクロックデータ再生回路において、
前記発振回路は、奇数個のインバータをエミッタフォロワ回路を介してリング状に接続した構成であり、少なくとも２つのエミッタフォロワ回路の出力端と接地間にそれぞれ可変容量素子を接続し、それぞれの可変容量素子の容量制御端子を前記２つの制御端子とする構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項８】
請求項２または請求項３に記載のクロックデータ再生回路において、
前記ゲーティング回路は、複数のインバータをエミッタフォロワ回路を介して接続した遅延回路を含み、少なくとも２つのエミッタフォロワ回路の出力端と接地間にそれぞれ可変容量素子を接続し、それぞれの可変容量素子の容量制御端子を前記２つの制御端子とする構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項９】
請求項１〜請求項４のいずれかに記載のクロックデータ再生回路において、
前記調整信号を入力する端子は複数のバイナリ入力端子とし、各バイナリ入力端子は、電源電位との接続または接地電位との接続により「１」または「０」を与える手段を備えた
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【請求項１０】
請求項９に記載のクロックデータ再生回路において、
前記電源電位と前記接地電位との間に抵抗分圧回路を備え、前記各バイナリ入力端子は、前記電源電位から抵抗分圧により得られる電位を「１」として出力する構成である
ことを特徴とするクロックデータ再生回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、入力データと周波数および位相が同期したクロックを抽出し、このクロックにより入力データのリタイミングを行うクロックデータ再生回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＴＴＨ(Fiber To The Hpme) を実現する手法として開発が進められているＰＯＮ(Passive Optical Network) システムではバーストデータを扱う。したがって、ＰＯＮシステムでは、非同期に受け取るバーストデータに対し瞬時に位相同期を確立してクロックを抽出し、このクロックに同期してデータをリタイミングして送り出すクロックデータ再生回路（ＣＤＲ：Clock Data Recovery)が必須である。
【０００３】
図１１は、従来のクロックデータ再生回路の構成例を示す（特許文献１，非特許文献１）。
図において、クロックデータ再生回路は、フリップフロップ回路（ＦＦ）１２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１８、周波数比較器１６から構成される。ＶＣＯ１８と周波数比較器１６でＰＬＬ(Phase-Locked Loop) を構成し、入力データのデータレートと同じ周波数の参照クロックとＶＣＯ１８の出力を周波数比較し、その周波数誤差信号ＡをＶＣＯ１８に入力して参照クロックの周波数に同期した再生クロックを生成する。また、ＶＣＯ１８に入力データを入力し、再生クロックの位相を入力データのタイミングに合せる。ＦＦ１２は、クロック端子に入力する再生クロックで入力データをリタイミングした再生データを出力する。
【０００４】
このような構成により、ＶＣＯ１８は、入力データが入力されていないときでもそのデータレートと同じ周波数で発振を継続し、入力データが入力されたときには位相のみを合せるだけで、入力データと再生クロックの位相同期を瞬時に確立させることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１８１０００号公報
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】M.Nogawa, et al.,"A 10 Gb/s Burst-Mode CDR IC in 0.13 μm CMOS",Digest of Technical Papers, ISSCC 2005
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところで、図１１に示す従来のクロックデータ再生回路において、ＶＣＯの発振周波数範囲はウエハのプロセスばらつきによって変動する。ＶＣＯは、電源や温度等が変動しても常に一定の周波数で発振することが求められるが、プロセス変動も考慮に入れて広い発振周波数範囲をもったＶＣＯを設計することは困難であった。
【０００８】
本発明は、ＶＣＯの発振周波数のばらつきを補償し、低ジッタで電源電圧・温度変動耐性が大きいクロックデータ再生回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
第１の発明は、入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する発振回路と、発振回路が出力する再生クロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段とを備えたクロックデータ再生回路において、発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、発振回路は２つの制御端子を備え、その一方の制御端子に周波数制御信号Ａを入力し、他方の制御端子にプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である。
【００１０】
第２の発明は、入力データが遷移するタイミングでゲーティングパルスを出力するゲーティング回路と、ゲーティングパルスを入力して入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する発振回路と、発振回路が出力する再生クロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段とを備えたクロックデータ再生回路において、ゲーティング回路のプロセスばらつきによるゲーティングパルスのパルス幅のずれ、および発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、ゲーティング回路および発振回路はそれぞれ２つの制御端子を備え、それぞれの一方の制御端子に周波数制御信号Ａを入力し、それぞれ他方の制御端子にプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である。
【００１１】
第３の発明は、入力データが遷移するタイミングでゲーティングパルスを出力するゲーティング回路と、ゲーティングパルスにより発振位相が検出されるクロックを出力する第１の発振回路と、第１の発振回路からクロックを入力して入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する第２の発振回路と、第２の発振回路が出力する再生クロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで第１〜第２の発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段とを備えたクロックデータ再生回路において、ゲーティング回路のプロセスばらつきによるゲーティングパルスのパルス幅のずれ、および第１〜第２の発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、ゲーティング回路および第１〜第２の発振回路はそれぞれ２つの制御端子を備え、それぞれの一方の制御端子に周波数制御信号Ａを入力し、それぞれ他方の制御端子にプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である。
【００１２】
第４の発明は、入力データと周波数および位相が同期した再生クロックを出力する第１の発振回路と、第１の発振回路と同一周波数のクロックを出力する第２の発振回路と、第２の発振回路が出力するクロックと参照クロックを周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号Ａで第１〜第２の発振回路の発振周波数を制御するＰＬＬ手段とを備えたクロックデータ再生回路において、第１〜第２の発振回路のプロセスばらつきによる発振周波数のずれを調整するプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子を備え、第１〜第２の発振回路はそれぞれ２つの制御端子を備え、それぞれの一方の制御端子に周波数制御信号Ａを入力し、それぞれ他方の制御端子にプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する構成である。
【００１３】
第４の発明のクロックデータ再生回路において、参照クロックまたは第２の発振回路から出力されるクロックの少なくとも一方の周波数を分周する分周器を備えてもよい。
【００１４】
第１〜第４の発明のクロックデータ再生回路において、プロセスばらつき調整信号Ｂを入力する端子に代えて、定電圧発生回路からプロセスばらつき調整信号Ｂと同等の固定値を出力する構成としてもよい。
【００１５】
第１〜第４の発明のクロックデータ再生回路において、発振回路は、奇数個のインバータをエミッタフォロワ回路を介してリング状に接続した構成であり、少なくとも２つのエミッタフォロワ回路の出力端と接地間にそれぞれ可変容量素子を接続し、それぞれの可変容量素子の容量制御端子を２つの制御端子とする構成である。
【００１６】
第２または第３の発明のクロックデータ再生回路において、ゲーティング回路は、複数のインバータをエミッタフォロワ回路を介して接続した遅延回路を含み、少なくとも２つのエミッタフォロワ回路の出力端と接地間にそれぞれ可変容量素子を接続し、それぞれの可変容量素子の容量制御端子を２つの制御端子とする構成である。
【００１７】
第１〜第４の発明のクロックデータ再生回路において、調整信号を入力する端子は複数のバイナリ入力端子とし、各バイナリ入力端子は、電源電位との接続または接地電位との接続により「１」または「０」を与える手段を備える。また、電源電位と接地電位との間に抵抗分圧回路を備え、各バイナリ入力端子は、電源電位から抵抗分圧により得られる電位を「１」として出力する構成としてもよい。
【発明の効果】
【００１８】
本発明のクロックデータ再生回路は、発振回路の特性差による発振周波数のずれやゲーティング回路のゲーティングパルス幅のずれを補償し、低ジッタの再生クロックを得ることができる。また、プロセスばらつきの補償により、電源電圧・温度のみに対応した設計を行うことができるので、電源電圧・温度変動耐性を高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明の実施例１の構成例を示す図である。
【図２】ＶＣＯ１８の制御例を説明する図である。
【図３】本発明の実施例２の構成例を示す図である。
【図４】本発明の実施例３の構成例を示す図である。
【図５】本発明の実施例４の構成例を示す図である。
【図６】本発明の実施例５の構成例を示す図である。
【図７】本発明の実施例６の構成例を示す図である。
【図８】ＶＣＯ１８，Ｇ−ＶＣＯ１４，ゲーティング回路１３の構成例を示す図である。
【図９】調整信号の入力部の構成例を示す図である。
【図１０】調整信号の入力部および加算器の構成例を示す図である。
【図１１】従来のクロックデータ再生回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００２０】
図１は、本発明の実施例１の構成例を示す。
図において、フリップフロップ回路（ＦＦ）１２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１８、周波数比較器１６は、図１１に示す従来のクロックデータ再生回路と同様の接続構成であり、ＶＣＯ１８は参照クロックに周波数同期するとともに、入力データに位相同期した再生クロックを出力する。
【００２１】
ＶＣＯ１８の中心周波数を製造時に測定し、得られた中心周波数の設計値からのずれを補償するために、ＶＣＯ１８の周波数制御端子に入力するプロセスばらつき調整信号Ｂを用意する。
【００２２】
本実施例のＶＣＯ１８は、周波数比較器１６から出力される周波数制御信号Ａと、固定値のプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する２つの周波数制御端子を備える。ＶＣＯ１８の発振周波数範囲は、図２に示すように、所定の発振周波数が中心となるようにプロセスばらつき調整信号Ｂによって調整され、発振周波数範囲を全体的に引き上げ、または引き下げることができる。これにより、ＶＣＯ１８の発振周波数は、周波数制御信号Ａにより目的とする発振周波数に収束しやすくなり、参照クロックの周波数で発振するように制御することができる。
【００２３】
ＶＣＯ１８は、図８(a) に示すように、奇数個のインバータをエミッタフォロワ回路ＥＦを介してリング状に接続したリングＶＣＯとし、エミッタフォロワ回路ＥＦの出力端と接地間に可変容量素子（例えばＭＯＳバラクタ）を接続した構成である。ただし、初段のインバータはＮＡＮＤ回路を用い、一方の入力端をハイレベル固定とし、他方の入力端に入力データとＶＣＯ１８の出力を合せて入力する。エミッタフォロワ回路ＥＦおよび可変容量素子は少なくとも２つあり、可変容量素子の容量可変端子に周波数制御信号Ａと、プロセスばらつき調整信号Ｂを接続する。これにより、複数の制御電圧を与えることができるＶＣＯを構成することができる。また、複数の可変容量素子のサイズが異なるものを用いることにより、各制御電圧に対する発振周波数の感度を個別に設定することができる。
【実施例２】
【００２４】
図３は、本発明の実施例２の構成例を示す。
図において、クロックデータ再生回路は、遅延回路１１、フリップフロップ回路（ＦＦ）１２、ゲーティング回路１３、ゲート付き電圧制御発振器（Ｇ−ＶＣＯ）１４、周波数比較器１６から構成される。ゲーティング回路１３は、入力データが「０」から「１」、「１」から「０」のいずれか、または両方に遷移したときにゲーティングパルスを出力する。Ｇ−ＶＣＯ１４は、このゲーティングパルスを入力し、発振位相を入力データの位相に同期させる。また、Ｇ−ＶＣＯ１４の出力は、周波数比較器１６に入力して参照クロックと周波数比較され、周波数制御信号ＡがＧ−ＶＣＯ１４に入力する。このＰＬＬにより、Ｇ−ＶＣＯ１４は参照クロックに周波数同期するとともに、入力データに位相同期した再生クロックを出力する。ＦＦ１２は遅延回路１１を介して入力データを入力し、クロック端子に入力する再生クロックでリタイミングした再生データを出力する。
【００２５】
本実施例は、ゲーティング回路１３とＧ−ＶＣＯ１４が同様の回路構成をとる場合に、周波数比較器１６から出力される周波数制御信号ＡをＧ−ＶＣＯ１４に入力するとともにゲーティング回路１３にも入力する。さらに、ゲーティング回路１３とＧ−ＶＣＯ１４の特性（製造時に測定される中心周波数やゲーティングパルス幅の設計値からのずれ）を補償するためのプロセスばらつき調整信号Ｂは、Ｇ−ＶＣＯ１４の周波数制御端子およびゲーティング回路１３の遅延量制御端子に入力する。
【００２６】
Ｇ−ＶＣＯ１４は、図８(b) に示すように、奇数個のインバータをエミッタフォロワ回路ＥＦを介してリング状に接続したリングＶＣＯとし、エミッタフォロワ回路ＥＦの出力端と接地間に可変容量素子（例えばＭＯＳバラクタ）を接続した構成である。ただし、初段のインバータはＮＡＮＤ回路を用い、一方の入力端にゲーティング回路１３の出力を接続し、他方の入力端にＧ−ＶＣＯ１４の出力を接続する。エミッタフォロワ回路ＥＦおよび可変容量素子は少なくとも２つあり、可変容量素子の容量可変端子に周波数制御信号Ａと、プロセスばらつき調整信号Ｂを接続する。これにより、複数の制御電圧を与えることができるＶＣＯを構成することができる。また、複数の可変容量素子のサイズが異なるものを用いることにより、各制御電圧に対する発振周波数の感度を個別に設定することができる。
【００２７】
ゲーティング回路１３は、図８(c) に示すように、入力データをＴ／２遅延させる遅延回路１３１と（Ｔは入力データの周期）、入力データと遅延回路１３１の出力を入力するＮＡＮＤ回路１３２で構成される。なお、ＮＡＮＤ回路１３２はＥＸＯＲ回路でもよい。遅延回路１３１は、Ｇ−ＶＣＯ１４と同様の複数のインバータとエミッタフォロワ回路ＥＦを縦属に接続し、初段のＮＡＮＤ回路の一方の入力端をハイレベル固定とした構成である。エミッタフォロワ回路ＥＦおよび可変容量素子は少なくとも２つあり、可変容量素子の容量可変端子に周波数制御信号Ａとプロセスばらつき調整信号Ｂを接続する。これにより、複数の制御電圧を与えることができるゲーティング回路１３を構成することができ、Ｇ−ＶＣＯ１４と同じ周波数制御信号Ａとプロセスばらつき調整信号Ｂを与えることにより、入力データのビットレートに応じた遅延回路１３１の遅延量、すなわちゲーティングパルス幅を調整することができる。
【実施例３】
【００２８】
図４は、本発明の実施例３の構成例を示す。
本実施例は、実施例２の構成において、Ｇ−ＶＣＯ１４の後段にメインＶＣＯ１９を接続し、メインＶＣＯ１９の出力を再生クロックとする構成である。メインＶＣＯ１９は、図８(a) のＶＣＯ１８と同様に、奇数個のインバータを用いたリングＶＣＯであり、初段のインバータとなるＮＡＮＤ回路の一方の入力端をハイレベル固定とし、他方の入力端に前段のＧ−ＶＣＯ１４の出力とメインＶＣＯ１９の出力を合せて入力する。これにより、再生クロックのジッタを低減することができる。
【００２９】
ゲーティング回路１３、Ｇ−ＶＣＯ１４およびメインＶＣＯ１９は、図８に示すように同様の構成であるので、それぞれ周波数制御信号Ａとともにプロセスばらつき調整信号Ｂを入力することにより、プロセスばらつきに起因する特性の違いを同時に調整することができる。
【実施例４】
【００３０】
図５は、本発明の実施例４の構成例を示す。
本実施例は、実施例２の構成に加えて、Ｇ−ＶＣＯ１４と同じ回路構成のサブＶＣＯ１５を備える。周波数比較器１６には、Ｇ−ＶＣＯ１４の出力に代えてサブＶＣＯ１５の出力を入力し、入力データのデータレートと等しい周波数またはその周波数の整数分の１の周波数の参照クロックと周波数比較し、その周波数誤差に応じた周波数制御信号でサブＶＣＯ１５の発振周波数を制御するＰＬＬ(Phase-Locked Loop) を構成する。この参照クロックとサブＶＣＯ１５を同期させる周波数制御信号ＡはＧ−ＶＣＯ１４の周波数制御端子にも入力され、Ｇ−ＶＣＯ１４とサブＶＣＯ１５の発振周波数が同じになるように制御される。
【００３１】
このような構成により、Ｇ−ＶＣＯ１４は、入力データが入力されていないときでもそのデータレートと同じ周波数で発振を継続し、入力データが入力されたときには位相のみを合せるだけで、入力データと再生クロックの位相同期を瞬時に確立させることができる。
【００３２】
本実施例のＧ−ＶＣＯ１４は、周波数比較器１６から出力される周波数制御信号Ａと、固定値のプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する２つの周波数制御端子を備える。本実施例のサブＶＣＯ１５は、図８(a) に示すＶＣＯ１８と同様の構成であり、周波数比較器１６から出力される周波数制御信号Ａと、固定値のプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する２つの周波数制御端子を備える。Ｇ−ＶＣＯ１４およびサブＶＣＯ１５の発振周波数範囲は、図２に示すように、所定の発振周波数が中心となるようにプロセスばらつき調整信号Ｂによって調整され、発振周波数範囲を全体的に引き上げ、または引き下げることができる。これにより、Ｇ−ＶＣＯ１４およびサブＶＣＯ１５の発振周波数は、周波数制御信号Ａにより目的とする同一の発振周波数に収束しやすくなり、参照クロックの周波数で発振するように制御することができる。特に、発振周波数が高い場合または低い場合においても、ＶＣＯ間の発振周波数差を低減することができる。
【００３３】
また、実施例２と同様に、ゲーティング回路１３に周波数制御信号Ａおよびプロセスばらつき調整信号Ｂを入力し、入力データのビットレートに応じた遅延量、すなわちゲーティングパルス幅を調整するようにしてもよい。また、実施例１と同様に、遅延回路１１およびゲーティング回路１３を省略した構成であってもよい。その場合には、Ｇ−ＶＣＯ１４は、実施例１のＶＣＯ１８と同様の構成となる。
【実施例５】
【００３４】
図６は、本発明の実施例５の構成例を示す。
本実施例は、実施例４の構成において、Ｇ−ＶＣＯ１４とサブＶＣＯ１５の回路間ばらつきによる発振周波数差を調整するために、プロセスばらつき調整信号Ｂと回路間ばらつき調整信号Ｃを用いることを特徴とする。
【００３５】
本実施例のサブＶＣＯ１５は、周波数比較器１６から出力される周波数制御信号Ａと、固定値のプロセスばらつき調整信号Ｂを入力する２つの周波数制御端子を備え、参照クロックに周波数同期するように発振周波数を制御する。サブＶＣＯ１５の発振周波数範囲は、所定の発振周波数が中心となるようにプロセスばらつき調整信号Ｂによって調整される。
【００３６】
本実施例のＧ−ＶＣＯ１４は、周波数比較器１６から出力される周波数制御信号Ａと、加算器１７で加算されるプロセスばらつき調整信号Ｂと回路間ばらつき調整信号Ｃの加算信号（Ｂ＋Ｃ）を入力する２つの周波数制御端子を備える。
【００３７】
ここで、Ｇ−ＶＣＯ１４とサブＶＣＯ１５との間に回路間ばらつき（特性差）がない場合は、加算器１７に入力する回路間ばらつき調整信号Ｃが「０」となり、プロセスばらつき調整信号Ｂが加算器１７をスルーしてＧ−ＶＣＯ１４に入力する。すなわち、Ｇ−ＶＣＯ１４とサブＶＣＯ１５は、周波数比較器１６から出力される周波数制御信号Ａと、プロセスばらつき信号Ｂにより同一周波数で発振するように制御される。
【００３８】
Ｇ−ＶＣＯ１４とサブＶＣＯ１５との間に回路間ばらつき（特性差）がある場合は、プロセスばらつき調整信号Ｂと回路間ばらつき調整信号Ｃが加算器１７で加算され、Ｇ−ＶＣＯ１４に入力する。これにより、Ｇ−ＶＣＯ１４とサブＶＣＯ１５との間で、回路間ばらつきが調整され、周波数制御信号Ａに対して同一周波数で発振するように制御される。
【００３９】
なお、本実施例のクロックデータ再生回路において、遅延回路１１およびゲーティング回路１３を省略した構成であってもよい。その場合には、Ｇ−ＶＣＯ１４は、実施例１のＶＣＯ１８と同様の構成となる。
【実施例６】
【００４０】
図７は、本発明の実施例６の構成例を示す。
本実施例の特徴は、実施例４または実施例５の構成において、サブＶＣＯ１５の出力を分周器２１で１／ｎに分周し、参照クロックを分周器２２で１／ｍに分周し、その後に周波数比較器１６で周波数差を検出するところにある。ｎおよびｍは整数である。ここでは、実施例５に適用した例を示す。
【００４１】
サブＶＣＯ１５の発振周波数が高い場合には、分周した後に参照クロックと比較することにより、周波数比較器１６に要求される動作速度を緩和することができる。この場合、参照クロックの周波数は、入力データのデータレートのｍ／ｎの周波数に設定する。また、サブＶＣＯ１５の発振周波数を参照クロックと異なる任意の周波数とすることができる。
【実施例７】
【００４２】
実施例１〜実施例６において、プロセスばらつき調整信号Ｂは固定値であるので、外部から入力する代わりに内部に備える定電圧発生回路から与えるようにしてもよい。
【実施例８】
【００４３】
実施例１〜実施例６におけるプロセスばらつき調整信号Ｂや回路間ばらつき調整信号Ｃは、それぞれ単一の制御電圧を入力する構成でもよいし、多ビットの入力信号をＶＣＯやゲーティング回路の内部で制御電圧に変換する構成としてもよい。
【００４４】
例えば、各調整信号の入力部を複数のバイナリ入力端子とし、図９(a) にその１ビット分を示すように、ヒューズ素子Ｆを介して接地し、高抵抗Ｒを介して電源電位ＶＤＤに接続する。図のような場合、バイナリ入力端子はヒューズを接続することにより「０」、切断することにより「１」に固定される。プロセスばらつきおよび回路間ばらつきは、チップ特有のものであるため、製造時に一度正しい値を設定すれば固定してもよいので、各バイナリ入力端子に外部から「１」／「０」を入力する代わりに、適当なヒューズを焼き切るか否かの措置により「１」／「０」に固定する構成としてもよい。
【００４５】
また、図９(b) に示すように、バイナリ入力端子と電源電位ＶＤＤとを抵抗Ｒ１およびヒューズ素子Ｆを介して接続し、バイナリ入力端子と接地電位とを抵抗Ｒ２（Ｒ１＜Ｒ２）を介して接続してもよい。本構成では、バイナリ入力端子はヒューズで開放または接続を選択し、接地電位（「０」）または抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗分圧による所定値（「１」）を設定することができる。
【００４６】
また、以上のバイナリ入力端子のヒューズ素子Ｆに代えて、ボンディング工程により開放または接続を選択する構成としてよい。
【００４７】
このようなＮビットバイナリ信号は、図１０(a) に示すように、Ｎビットデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）および低域通過フィルタ（ＬＰＦ）を用いてアナログ電圧に変換し、各調整信号としてもよい。また、実施例５のように２つの調整信号を加算する必要がある場合には、図１０(b) に示すように、例えば加算器の上位ビットにプロセスばらつき調整信号（２ビット、Ｆ５，Ｆ６）を割り当て、下位ビットに回路間ばらつき調整信号（５＋１ビット、Ｆ ＵＤ，Ｆ０〜Ｆ４）を割り当てる。回路間ばらつき調整信号の１ビットを加減算を決める符号ビットとする場合、（Ｎ＋１）ビット加算器を用いて図のように接続する。この加算器の出力をＮビットＤＡＣおよびＬＰＦを用いて、両調整信号を加算した信号を生成する。
【００４８】
本構成により、ＶＣＯ間のばらつきによる発振周波数差よりも、プロセスばらつきによる発振周波数差が大きい場合には、それぞれを最小限のビット数で調整することが可能となり、配線数およびパット数を削減することができる。
【符号の説明】
【００４９】
１１  遅延回路
１２  フリップフロップ回路（ＦＦ）
１３  ゲーティング回路
１４  ゲート付き電圧制御発振器（Ｇ−ＶＣＯ）
１５  サブＶＣＯ
１６  周波数比較器
１７  加算器
１８  ＶＣＯ
１９  メインＶＣＯ
２１  分周器（１／ｎ）
２２  分周器（１／ｍ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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