(57)【要約】【課題】インダクタンスの概略値が不明な場合にも高精度かつ短時間でインダクタンスを測定可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供する。【解決手段】ＰＭＳＭ８０の端子電圧、電流をベクトルとしてとらえ、任意のベクトル方向に交番する高周波電圧をＰＭＳＭ８０に印加するための高周波電圧演算器２１ａ、加算器２２ａ、電圧座標変換器１５、ＰＷＭ回路１３、電力変換器７０等と、前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出するための電流検出器１１ｕ，１１ｗ、電流座標変換器１４、バンドパスフィルタ２４等と、γ軸高周波電流の振幅指令値に振幅検出値が一致するように高周波電圧を制御するための高周波電流調節器３１ａ、高周波電圧演算器２１ａと、高周波電圧の振幅指令値とγ軸高周波電流の振幅検出値とからＰＭＳＭ８０のインダクタンスを演算するインダクタンス演算器３２ａと、を備える。【選択図】図１
2010035363.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
矩形波の高周波交番電圧を永久磁石形同期電動機に印加したときに前記電動機に流れる高周波電流から前記電動機のインダクタンスを測定する測定手段を備えた永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記測定手段は、
前記電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
任意のベクトル方向に交番する高周波電圧を前記電動機に印加する手段と、
前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
前記γ軸高周波電流の振幅指令値に前記γ軸高周波電流の振幅検出値が一致するように前記高周波電圧を制御する手段と、
を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧を制御する手段は、
前記γ軸高周波電流の振幅指令値と前記γ軸高周波電流の振幅検出値との偏差を増幅して前記高周波電圧の振幅指令値を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項３】
請求項１に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧を制御する手段は、
前記高周波電圧の振幅指令値及びゲイン推定値から前記γ軸高周波電流の振幅推定値を演算する手段と、
前記γ軸高周波電流の振幅推定値と前記γ軸高周波電流の振幅検出値との偏差を増幅して前記ゲイン推定値を演算する手段と、
前記γ軸高周波電流の振幅指令値と前記ゲイン推定値とから前記高周波電圧の振幅指令値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項４】
請求項３に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記ゲイン推定値から前記インダクタンスを演算することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧を印加するベクトル方向が一方向であることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項６】
請求項１〜４の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧を印加するベクトル方向が二方向であることを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項７】
請求項１〜６の何れか１項に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記電動機の磁極位置方向に直流電流を通流することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項８】
高周波交番電圧を永久磁石形同期電動機に印加したときに前記電動機に流れる高周波電流から前記電動機のインダクタンスを測定する測定手段を備えた永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記測定手段は、
前記電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
任意のベクトル方向に交番する高周波電圧を前記電動機に印加する手段と、
前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
前記高周波電圧のベクトル方向ごとに検出した前記γ軸高周波電流の振幅検出値から、前記高周波電圧を前記電動機の磁極位置と平行方向に印加したときの高周波電流振幅であるｄ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
前記ｄ軸高周波電流の振幅指令値に前記ｄ軸高周波電流の振幅検出値が一致するように前記高周波電圧を制御する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項９】
請求項８に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧を制御する手段は、
前記ｄ軸高周波電流の振幅指令値と前記ｄ軸高周波電流の振幅検出値との偏差を増幅して前記高周波電圧の振幅指令値を演算する手段を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項１０】
請求項８に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記高周波電圧を制御する手段は、
前記高周波電圧の振幅指令値及びｄ軸ゲイン推定値から前記ｄ軸高周波電流の振幅推定値を演算する手段と、
前記ｄ軸高周波電流の振幅推定値と前記ｄ軸高周波電流の振幅検出値との偏差を増幅して前記ｄ軸ゲイン推定値を演算する手段と、
前記ｄ軸高周波電流の振幅指令値と前記ｄ軸ゲイン推定値とから前記高周波電圧の振幅指令値を演算する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載した永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記ｄ軸ゲイン推定値から前記インダクタンスを演算することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石形同期電動機の制御装置に関し、詳しくは、永久磁石形同期電動機のトルクや端子電圧を高精度に制御するためのインダクタンスの測定技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
永久磁石形同期電動機（以下、ＰＭＳＭともいう）のトルクや端子電圧を高精度に制御するためには、電動機のインダクタンス値が必要である。また、制御装置をコストダウンするため、磁極位置検出器を使わないで運転する、いわゆるセンサレス制御技術が実用化されているが、磁極位置を高精度に演算するためにも、正確なインダクタンス値が必要である。
【０００３】
ＰＭＳＭのインダクタンスを測定する技術は、例えば特許文献１、特許文献２、特許文献３に記載されている。
まず、特許文献１には、ＰＭＳＭに矩形波の高周波電圧を印加して、このときに流れる高周波電流の情報からインダクタンスを測定する技術が示されている。高周波電圧を電動機の磁極位置と平行方向（ｄ軸方向）及び直交方向（ｑ軸方向）に印加することにより、磁極位置と平行方向のインダクタンスであるｄ軸インダクタンスと直交方向のインダクタンスであるｑ軸インダクタンスとを測定することができる。この方法は、測定方法が比較的簡単であり、印加する電圧を高周波化しやすいので、インダクタンスの測定時間を短縮できる利点がある。
【０００４】
一方、特許文献２には、ＰＭＳＭに正弦波の高周波電流を通流してこのときの高周波電圧からインダクタンスを測定する技術が記載されている。高周波電流を磁極位置と平行方向及び直交方向に通流することにより、ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとを測定することができる。この従来技術では電流をフィードバック制御していることから、電動機のインダクタンスが不明な場合にも高周波電流を指令値に制御することができ、インダクタンスを高精度に測定可能である。
【０００５】
また、特許文献３には、ＰＭＳＭに正弦波の高周波電圧を印加したときの高周波電流からインダクタンスを測定する技術が開示されており、その請求項９には、高周波電流の正弦波成分と余弦波成分とを検出し、これらの各成分を指令値に制御することが記載されている。この従来技術によれば、高周波電流を位相遅れなく正確に制御できるので、インダクタンスを一層高精度に測定することができる。
【０００６】
【特許文献１】特許第３４６８４５９号公報（段落［０００８］〜［００１１］、図１，図２等）
【特許文献２】特開２０００−５０７００号公報（段落［０００７］〜［００３７］、図１，図５等）
【特許文献３】特開２００６−２６２６４３号公報（段落［００２５］〜［００４２］、図１〜図４等）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１に記載された従来技術では、電動機のインダクタンス値によって検出される高周波電流の大きさが変化する。このため、電動機によっては、高周波電流が小さくなり過ぎてインダクタンスの演算精度が低下したり、逆に高周波電流が大きくなり過ぎて電動機に電力を供給する電力変換器の最大出力電流を超えてしまうことがある。この場合、インダクタンスの概略値が明らかな場合は、これに応じて高周波電圧の振幅や周波数を調整すればよいが、そうでない場合はこの対策は実現不可能である。
【０００８】
一方、特許文献２に記載された従来技術において、高周波の正弦波電流を通流するためには、電流を高応答に制御する必要があり、電流制御系を最適調整する必要がある。しかしながら、これを実現するためには、一般にインダクタンス値が必要であり、インダクタンスの概略値が明らかでない場合には、電流制御系を最適調整できない。この結果、通流する高周波電流の最高周波数が低下してインダクタンス測定の所要時間が長くなるという問題がある。
更に、特許文献３に記載された従来技術では、上述した特許文献２の課題は顕在化しないと考えられるが、高周波電流の正弦波成分や余弦波成分の演算が複雑であり、制御装置が高価になる。
【０００９】
そこで、本発明の解決課題は、上述した各従来技術が有する問題点を解消し、インダクタンスの概略値が不明な場合にも高測定かつ短時間でインダクタンスを測定可能とした永久磁石形同期電動機の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、矩形波の高周波交番電圧を永久磁石形同期電動機に印加したときに前記電動機に流れる高周波電流から前記電動機のインダクタンスを測定する測定手段を備えた永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記測定手段は、
前記電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
任意のベクトル方向に交番する高周波電圧を前記電動機に印加する手段と、
前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
前記γ軸高周波電流の振幅指令値に前記γ軸高周波電流の振幅検出値が一致するように前記高周波電圧を制御する手段と、を有するものである。
これにより、電動機のインダクタンスの概略値が不明な場合にも高周波電圧及び高周波電流をインダクタンス測定のために最適な条件に制御でき、測定精度を向上できる。
【００１１】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した制御装置において、
前記高周波電圧を制御する手段は、
前記γ軸高周波電流の振幅指令値と前記γ軸高周波電流の振幅検出値との偏差を増幅して前記高周波電圧の振幅指令値を演算する手段を備えたものである。
これにより、比較的簡単な構成で高周波電流を高応答に制御できる。
【００１２】
請求項３に係る発明は、請求項１に記載した制御装置において、
前記高周波電圧を制御する手段は、
前記高周波電圧の振幅指令値及びゲイン推定値から前記γ軸高周波電流の振幅推定値を演算する手段と、
前記γ軸高周波電流の振幅推定値と前記γ軸高周波電流の振幅検出値との偏差を増幅して前記ゲイン推定値を演算する手段と、
前記γ軸高周波電流の振幅指令値と前記ゲイン推定値とから前記高周波電圧の振幅指令値を演算する手段と、を備えたものである。
本発明によれば、請求項２に比べて一層高応答に高周波電流を制御することができる。
【００１３】
請求項４に係る発明は、請求項３に記載した制御装置において、前記ゲイン推定値から前記インダクタンスを演算するものである。
【００１４】
請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した制御装置において、高周波電圧を印加するベクトル方向が一方向であることを特徴としており、回転子に突極性のない表面磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＳＰＭＳＭともいう）のインダクタンスを簡単に測定することができる。
【００１５】
請求項６に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した制御装置において、高周波電圧を印加するベクトル方向が二方向であることを特徴としており、回転子に突極性のある埋込磁石構造永久磁石形同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭともいう）における回転子磁極と平行方向のｄ軸インダクタンス及び直交方向のｑ軸インダクタンスを容易に測定することが可能である。
【００１６】
請求項７に係る発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した制御装置において、磁極位置方向に直流電流を通流することにより静止トルクを発生させ、インダクタンス測定中に外力により回転子が回転するのを防止するものである。
【００１７】
請求項８に係る発明は、高周波交番電圧を永久磁石形同期電動機に印加したときに前記電動機に流れる高周波電流から前記電動機のインダクタンスを測定する測定手段を備えた永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記測定手段は、
前記電動機の端子電圧及び電流をベクトルとしてとらえ、
任意のベクトル方向に交番する高周波電圧を前記電動機に印加する手段と、
前記高周波電圧と平行方向の高周波電流であるγ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
前記高周波電圧のベクトル方向ごとに検出した前記γ軸高周波電流の振幅検出値から、前記高周波電圧を前記電動機の磁極位置と平行方向に印加したときの高周波電流振幅であるｄ軸高周波電流の振幅を検出する手段と、
前記ｄ軸高周波電流の振幅指令値に前記ｄ軸高周波電流の振幅検出値が一致するように前記高周波電圧を制御する手段と、を備えたものである。
本発明においては、磁極位置が不明な場合にも高周波電圧及び高周波電流を最適に制御することでインダクタンスを高精度に測定することができる。
【００１８】
請求項９に係る発明は、請求項８に記載した制御装置において、高周波電圧を制御する手段を、ｄ軸高周波電流振幅指令値とｄ軸高周波電流振幅検出値との偏差を増幅して高周波電圧の振幅指令値を演算するように構成したものである。
本発明によれば、比較的簡単な構成によって高周波電流を高応答に制御することができる。
【００１９】
請求項１０に係る発明は、請求項８に記載した制御装置において、前記高周波電圧を制御する手段は、
前記高周波電圧の振幅指令値及びｄ軸ゲイン推定値から前記ｄ軸高周波電流の振幅推定値を演算する手段と、
前記ｄ軸高周波電流の振幅推定値と前記ｄ軸高周波電流の振幅検出値との偏差を増幅して前記ｄ軸ゲイン推定値を演算する手段と、
前記ｄ軸高周波電流の振幅指令値と前記ｄ軸ゲイン推定値とから前記高周波電圧の振幅指令値を演算する手段と、を備えたものである。
本発明によれば、請求項９よりも一層高応答に高周波電流を制御することができる。
【００２０】
請求項１１に係る発明は、請求項１０に記載した制御装置において、ｄ軸ゲイン推定値からインダクタンスを測定するものである。
【発明の効果】
【００２１】
本発明によれば、インダクタンスの概略値が不明な場合にもインダクタンスを最適な条件で測定することができるので、測定精度を高めることができる。また、高周波電流を高応答に制御することにより、インダクタンス測定時間の短縮も可能である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２２】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本発明の実施形態におけるインダクタンスの測定原理について述べる。ＰＭＳＭは、回転子のｄ軸（回転子の磁極方向）とｄ軸から９０度進んだｑ軸とに従って電流制御を行うことにより、高精度なトルク制御を実現可能である。しかしながら、磁極位置検出器を持たない場合にはｄ，ｑ軸を直接検出できないため、ｄ，ｑ軸に対応して角速度ω１（＝速度演算値）で回転する直交回転座標系のγ，δ軸を制御装置側に推定して制御演算を行う。
このγ，δ軸の定義を図９に示す。なお、図９において、ωｒはｄ，ｑ軸の回転角速度、θｅｒｒはｄ，ｑ軸とγ，δ軸との角度差（位置演算誤差）である。
【００２３】
ＰＭＳＭのうちＩＰＭＳＭは、回転子の突極性に起因して、回転子の方向によってインダクタンスが異なる。ＩＰＭＳＭが停止している場合、γ軸に矩形波の高周波交番電圧を印加したときの高周波成分の状態方程式は、電機子抵抗を無視でき、しかも基本波電流が一定の場合、数式１の関係にある。
【００２４】
【数１】
2010035363.tif 000003
【００２５】
図１０に、このときの高周波電圧と高周波電流との関係を示す。高周波電流の振幅は、数式１に示す状態方程式の高周波電圧の１／２周期の積分から、数式２によって表される。
【００２６】
【数２】
2010035363.tif 000004
【００２７】
数式２より、γ軸に高周波交番電圧を印加すると、この時のγ，δ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈ，Ｉδｈは、角度差θｅｒｒの２倍周期で変化することが明らかである。図１１に、角度差θｅｒｒとγ，δ軸高周波電圧振幅検出値Ｉγｈ，Ｉδｈとの関係を示す。
【００２８】
なお、回転子に突極性のないＳＰＭＳＭの場合、インダクタンスに位置依存性がないので、数式２及び図１１において、角度差θｅｒｒの値によらずγ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈは一定となり、δ軸高周波電流振幅検出値Ｉδｈは零になる。
ここで、インダクタンスは、数式２、及び、図１１に示した高周波電流振幅と高周波電圧との関係を利用して演算するが、具体的な演算については後述する。
【００２９】
次に、本発明の請求項１に係る第１実施形態を説明する。図１はこの第１実施形態のブロック図を示すもので、ＳＰＭＳＭのインダクタンス測定に適している。
なお、γ，δ軸の角度θ１は任意の値でよいが、本実施形態では零とする。このため、γ，δ軸の角速度ω１は零となる。
【００３０】
図１において、電流座標変換器１４は、ｕ相電流検出器１１ｕ、ｗ相電流検出器１１ｗによる相電流検出値ｉｕ，ｉｗを、角度θ１に基づいてγ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδに座標変換する。
ノッチフィルタ２３は、γ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδから、磁極位置演算のために重畳する高周波交番電圧によって流れる高周波電流を除去し、γ，δ軸基本波電流ｉγｆ，ｉδｆを検出する。
【００３１】
γ軸電流指令値ｉγ＊とγ軸基本波電流ｉγｆとの偏差を減算器１９ａにて演算し、この偏差をγ軸電流調節器２０ａにより増幅してγ軸基本波電圧指令値ｖγｆ＊を演算する。一方、電流指令値ｉδ＊と基本波電流ｉδｆとの偏差を減算器１９ｂにて演算し、この偏差をδ軸電流調節器２０ｂにより増幅してδ軸基本波電圧指令値ｖδｆ＊を演算する。ここで、γ，δ軸電流指令値ｉγ＊，ｉδ＊は何れも零とする。
高周波電圧演算器２１ａは、振幅が後述の高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊に等しく、周期がＴｈである矩形波のγ軸高周波交番電圧指令値ｖγｈ＊を演算する。
【００３２】
加算器２２ａにより、前記γ軸基本波電圧指令値ｖγｆ＊にγ軸高周波交番電圧指令値ｖγｈ＊を重畳し、γ軸電圧指令値ｖγ＊を求める。一方、δ軸電圧指令値ｖδ＊は、前記δ軸基本波電圧指令値ｖδｆ＊に制御する。
これらのγ，δ軸基本波電圧指令値ｖγ＊，ｖδ＊は、電圧座標変換器１５によって角度θ１に基づき相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換される。
【００３３】
一方、三相交流電源５０の三相交流電圧を整流回路６０により整流して直流電圧に変換し、この直流電圧を三相電圧形インバータ等からなる電力変換器７０に供給する。
ＰＷＭ回路１３は、前記相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊、及び、入力電圧検出器１２により検出した電力変換器７０の入力電圧Ｅｄｃから、電力変換器７０の出力電圧を前記相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御するためのゲート信号を生成する。
電力変換器７０は、上記ゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで直流−交流変換を行い、永久磁石形同期電動機８０の端子電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御する。
【００３４】
バンドパスフィルタ２４は、γ，δ軸電流検出値ｉγ，ｉδからγ軸高周波交番電圧指令値ｖγｈ＊と同じ周波数のγ，δ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈ，Ｉδｈを演算する。γ，δ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈ，Ｉδｈは、それぞれ、前述した図１０より、矩形波の高周波交番電圧ｖγｈの極性が変化するタイミングの電流検出値ｉγの偏差、ｉδの偏差から演算する。
高周波電流調節器３１ａは、γ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈがγ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊に一致するように高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を制御し、この高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を前記高周波電圧演算器２１ａとインダクタンス演算器３２ａとに入力する。
なお、高周波電流調節器３１ａの詳細については後述する。
【００３５】
インダクタンス演算器３２ａは、前記数式２において、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい場合の関係式より、高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊とγ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈとから、ｄ軸インダクタンス演算値Ｌｄｃａｌｃを数式３により求める。
【００３６】
【数３】
2010035363.tif 000005
【００３７】
図２は、図１における高周波電流調節器３１ａの構成を示す詳細ブロック図であり、請求項２に係る発明に相当する。図２では、高周波電流調節器に符号３１１を付してある。
γ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊とγ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈとの偏差を減算器１０１により演算し、この偏差を積分調節器１０２により増幅して高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を演算する。ここで、γ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈはγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊に比例して制御することができる。図２に示すように、高周波電流調節器３１１によって高周波電流のフィードバック制御系が構成されるので、γ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈを指令値Ｉγｈ＊に制御することが可能である。
【００３８】
次に、図３は図１における高周波電流調節器３１ａの他の構成を示す詳細ブロック図であり、符号３１２を付してある。この高周波電流調節器３１２を備えた制御装置は、本発明の請求項３に係る第２実施形態に相当する。
図２に示した高周波電流調節器３１１を高応答化するためには、積分調節器１０２の最適調整が必要であり、これを実現するためには、インダクタンス値が必要になる。このため、インダクタンスの概略値が未知である場合には応答性を高めることができず、測定時間が長くなる課題がある。
そこで、この第２実施形態では、図１における高周波電流調節器３１ａとして、適応制御を応用した高周波電流調節器３１２を用いることで、インダクタンス値が未知の場合にも高応答化できるようにしたものである。
【００３９】
図３の除算器２０１において、γ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊をゲイン推定値Θｅｓｔ１にて除算することにより、γ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を演算する。
また、乗算器２０２により、γ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊にゲイン推定値Θｅｓｔ１を乗算してγ軸高周波電流振幅推定値Ｉγｈｅｓｔを演算する。
減算器２０３は、γ軸高周波電流振幅推定値Ｉγｈｅｓｔとγ軸高周波電流振幅Ｉγｈとの偏差εを演算する。
ゲイン推定器２０４は、偏差εを増幅してゲイン推定値Θｅｓｔ１を演算する。具体的には数式４の演算を行う。
【００４０】
【数４】
2010035363.tif 000006
【００４１】
以上の演算処理の結果、ゲイン推定値Θｅｓｔ１は、偏差εを零にするために真値に収束し、高周波電流調節器３１２は、γ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈを指令値Ｉγｈ＊に制御するためのγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を出力できるようになる。
【００４２】
次に、本発明の第３実施形態を説明する。この実施形態は、上述した第２実施形態におけるインダクタンスの演算方法に関するものであり、請求項４に係る発明に相当する。
ＳＰＭＳＭの場合、図３において、ＰＭＳＭ８０のゲインΘ１は、数式２におけるｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが等しい場合の関係式より、数式５によって表される。
【００４３】
【数５】
2010035363.tif 000007
【００４４】
一方、ゲイン推定器２０４によるゲイン推定値Θｅｓｔ１は、真値であるゲインΘ１に収束することから、ｄ軸インダクタンスＬｄｃａｌｃは、数式５を利用して数式６により演算する。
【００４５】
【数６】
2010035363.tif 000008
【００４６】
次いで、本発明の請求項５，６に相当する第４実施形態を説明する。図４は、この第４実施形態を示すブロック図である。
本実施形態は、ＩＰＭＳＭのｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを測定するためのものである。図４の一部の構成要素は図１と同じであるため、以下では異なる箇所を中心に説明する。
【００４７】
まず、ｄ軸インダクタンスを測定するときの動作を説明する。
図４において、γ，δ軸の角度θ１には、別途演算した磁極位置演算値θ１０を設定する。これにより、γ，δ軸とｄ，ｑ軸とはほぼ一致する。
高周波電圧演算器２１ａは、振幅が高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊であり、周期がＴｈである矩形波のγ軸高周波交番電圧指令値ｖγｈ＊を演算する。γ軸電圧指令値ｖγ＊は、加算器２２ａにより、γ軸基本波電圧指令値ｖγｆ＊にγ軸高周波交番電圧指令値ｖγｈ＊を重畳して求める。
一方、高周波電圧演算器２１ｂは、δ軸高周波電圧指令値ｖδｈ＊を零に制御する。δ軸電圧指令値ｖδ＊は、加算器２２ｂにより、δ軸基本波電圧指令値ｖδｆ＊にδ軸高周波電圧指令値ｖδｈ＊を重畳して求める。
これらの処理により、高周波交番電圧が、回転子の磁極方向であるｄ軸と平行方向に印加される。
【００４８】
高周波電流調節器３１ａの動作は、図１に示した第１実施形態と同じであり、これによってγ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈはγ軸高周波電流振幅指令値Ｉγｈ＊に制御される。
インダクタンス演算器３２ａは、数式２において、角度差θｅｒｒが零の場合の関係式より、ｄ軸インダクタンス演算値Ｌｄｃａｌｃを求める。具体的な演算式は、数式３と同じである。
【００４９】
次に、ｑ軸インダクタンスを測定するときの動作を説明する。
γ，δ軸の角度θ１には、ｄ軸インダクタンス測定時と同様に磁極位置演算値θ１０を設定する。
高周波電圧演算器２１ａは、高周波電圧指令値ｖγｈ＊を零に制御する。一方、高周波電圧演算器２１ｂは、振幅が高周波電圧振幅指令値Ｖδｈ＊であり、周期がＴｈである矩形波のδ軸高周波交番電圧指令値ｖδｈ＊を演算する。
これらの処理により、高周波交番電圧が、回転子の磁極から９０［ｄｅｇ］進み方向であるｑ軸と平行方向に印加される。
【００５０】
高周波電流調節器３１ｂは、δ軸高周波電流振幅検出値Ｉδｈがδ軸高周波電流振幅指令値Ｉδｈ＊に一致するようにδ軸高周波電圧振幅指令値Ｖδｈ＊を制御する。
インダクタンス演算器３２ｂは、数式２において、角度差θｅｒｒが９０［ｄｅｇ］の場合のδ軸の関係式より、ｑ軸インダクタンス演算値Ｌｑｃａｌｃを求める。具体的な演算式は、数式７の通りである。
【００５１】
【数７】
2010035363.tif 000009
【００５２】
なお、詳細な説明は省略するが、高周波電流調節器３１ａ，３１ｂは、図２や図３に示した構成が適用可能である。また、高周波電流調節器３１ａ，３１ｂを図３の構成にする場合は、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスの演算を、前述した第３実施形態と同様の方法で行うこともできる。
【００５３】
次に、本発明の請求項７に相当する第５実施形態を説明する。図５は、この第５実施形態を示すブロック図である。
本実施形態は、図４に示した第４実施形態に、インダクタンス測定中に回転子が外力により回転しないようにするための静止トルクを発生させる機能を追加したものである。図４の第４実施形態では、γ軸電流指令値ｉγ＊を零に設定していたが、図５の第５実施形態では、γ軸電流指令値ｉγ＊を正の一定値Ｉγ＊として磁極位置方向に直流電流を通流させることにより、γ軸電流が一定に制御され、電流ベクトルに回転子が引き込まれて静止トルクが発生するので、回転子が外力により回転するのを防ぐことができる。
【００５４】
次いで、本発明の請求項８に相当する第６実施形態を説明する。図６は、この第６実施形態を示すブロック図である。
図４に示した第４実施形態によるインダクタンスの測定は、磁極位置の情報が必要であるが、磁極位置が不明である場合のインダクタンス測定技術は、例えば、特開２００２−２７２１９５号公報に記載されている。
この従来技術は、γ軸に高周波交番電圧を印加しながらγ，δ軸を回転させることで、高周波交番電圧を複数のベクトル方向に印加し、このときのγ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈが、図１１に示すようにｄ軸方向（θｅｒｒ＝０）のときに最大となり、ｑ軸方向（θｅｒｒ＝９０［ｄｅｇ］）のときに最小になることに着目したものである。
【００５５】
本発明の第６実施形態は、特開２００２−２７２１９５号公報に記載された従来技術に本発明を応用することで、高周波電流振幅の最大値であるｄ軸高周波電流振幅を指令値に制御し、インダクタンスの測定精度を向上させる。なお、ＰＭＳＭに印加する高周波交番電圧は、上記特開２００２−２７２１９５号公報に係る従来技術と同様に、矩形波に限定されるものではない。
【００５６】
図６において、その一部の構成要素は図１と同じであるため、以下では異なる箇所を中心に説明する。
電気角演算器２６は、速度演算値ω１を積分して磁極位置演算値θ１を求めるものであり、γ，δ軸速度を一定値ω１＝ωＬθに制御し、γ，δ軸の角度θ１を一定速度で回転させる。
フーリエ級数演算器３３は、γ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈ及びγ，δ軸の角度θ１から、まず、γ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈの角度θ１に依存しない直流成分Ｉγｈａ０と、γ軸高周波電流振幅検出値Ｉγｈの電気角１８０度周期で脈動する成分Ｉγｈｃ２とを、数式８，数式９により演算する。
【００５７】
【数８】
2010035363.tif 000010
【００５８】
【数９】
2010035363.tif 000011
【００５９】
更に、高周波電圧をｄ軸方向に印加したときのγ軸高周波電流振幅検出値であるｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉｄｈを、数式８，数式９の演算結果から数式１０により演算する。
【００６０】
【数１０】
2010035363.tif 000012
【００６１】
一方、高周波電圧をｑ軸方向に印加したときのγ軸高周波電流振幅検出値であるｑ軸高周波電流振幅検出値Ｉｑｈを、数式１１により演算する。
【００６２】
【数１１】
2010035363.tif 000013
【００６３】
図６の高周波電流調節器３１ｃは、ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉｄｈがｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉｄｈ＊に一致するようにγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を演算する。なお、高周波電流調節器３１ｃの詳細は後述する。
インダクタンス演算器３２ｃは、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスを、それぞれ、数式１２，数式１３により演算する。
【００６４】
【数１２】
2010035363.tif 000014
【００６５】
【数１３】
2010035363.tif 000015
【００６６】
図７は、図６における高周波電流調節器３１ｃの詳細ブロック図であり、請求項９に係る発明に相当する。ここでは、高周波電流調節器に符号３１３を付してある。
図７において、ｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉｄｈ＊とｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉｄｈとの偏差を減算器３０１により演算し、この偏差を積分調節器３０２により増幅してγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を演算する。ここで、ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉｄｈは、γ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊に比例して制御することができる。図７に示すように、高周波電流調節器３１３により高周波電流のフィードバック制御系が構成されるので、ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉｄｈを指令値Ｉｄｈ＊に制御することが可能である。
【００６７】
次に、図８は図６における高周波電流調節器３１ｃの他の構成を示す詳細ブロック図であり、高周波電流調節器に符号３１４を付してある。この高周波電流調節器３１４を備えた制御装置は、本発明の請求項１０に係る第７実施形態に相当する。
この第７実施形態は、図６の高周波電流調節器３１ｃとして適応制御を応用することで、インダクタンス値が未知の場合にも高応答性が得られるようにしたものである。
【００６８】
図８の除算器４０１において、ｄ軸高周波電流振幅指令値Ｉｄｈ＊をゲイン推定値Θｅｓｔ１により除算してγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を演算する。また、乗算器４０２により、γ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊にゲイン推定値Θｅｓｔ１を乗算してｄ軸高周波電流振幅推定値Ｉｄｈｅｓｔを演算する。
減算器４０３は、ｄ軸高周波電流振幅推定値Ｉｄｈｅｓｔとｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉｄｈとの偏差εを演算し、ゲイン推定器４０４は、前述した数式４により、偏差εを増幅してゲイン推定値Θｅｓｔ１を演算する。
以上の演算処理の結果、ゲイン推定値Θｅｓｔ１は偏差εを零にするために真値に収束し、高周波電流調節器３１４は、ｄ軸高周波電流振幅検出値Ｉｄｈを指令値Ｉｄｈ＊に制御するためのγ軸高周波電圧振幅指令値Ｖγｈ＊を出力できるようになる。
【００６９】
次いで、本発明の請求項１１に係る第８実施形態を説明する。この第８実施形態は、上述した第７実施形態におけるｄ軸インダクタンスの演算方法に関するものである。
図８において、ＰＭＳＭ８０のゲインΘ１は、数式１４で表される。
【００７０】
【数１４】
2010035363.tif 000016
【００７１】
ゲイン推定値Θｅｓｔ１は真値であるゲインΘ１に収束することから、ｄ軸インダクタンス演算値Ｌｄｃｌｃは、数式１４を利用して数式１５により求めることができる。
【００７２】
【数１５】
2010035363.tif 000017
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１実施形態における高周波電流調節器の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態における高周波電流調節器の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の第５実施形態を示すブロック図である。
【図６】本発明の第６実施形態を示すブロック図である。
【図７】本発明の第６実施形態における高周波電流調節器の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第７実施形態における高周波電流調節器の構成を示すブロック図である。
【図９】γ，δ軸の定義を示すベクトル図である。
【図１０】矩形波高周波交番電圧を印加したときの電流波形を示す図である。
【図１１】γ軸に平行な方向に高周波交番電圧を印加したときの、角度差とγ，δ軸高周波電流振幅との関係を示す図である。
【符号の説明】
【００７４】
５０  三相交流電源
６０  整流回路
７０  電力変換器
８０  永久磁石形同期電動機
１１ｕ  ｕ相電流検出器
１１ｗ  ｗ相電流検出器
１２  入力電圧検出器
１３  ＰＷＭ回路
１４  電流座標変換器
１５  電圧座標変換器
１９ａ，１９ｂ  減算器
２０ａ  γ軸電流調節器
２０ｂ  δ軸電流調節器
２１ａ，２１ｂ  高周波電圧演算器
２２ａ，２２ｂ  加算器
２３  ノッチフィルタ
２４  バンドパスフィルタ
２６  電気角演算器
３１ａ，３１ｂ，３１ｃ，３１１，３１２，３１３，３１４  高周波電流調節器
３２ａ，３２ｂ，３２ｃ  インダクタンス演算器
３３  フーリエ級数演算器
１０１，２０３，３０１，４０３  減算器
１０２，３０２  積分調節器
２０１，４０１  除算器
２０２，４０２  乗算器
２０４，４０４  ゲイン推定器
【図１】
2010035363.tif 000018
【図２】
2010035363.tif 000019
【図３】
2010035363.tif 000020
【図４】
2010035363.tif 000021
【図５】
2010035363.tif 000022
【図６】
2010035363.tif 000023
【図７】
2010035363.tif 000024
【図８】
2010035363.tif 000025
【図９】
2010035363.tif 000026
【図１０】
2010035363.tif 000027
【図１１】
2010035363.tif 000028