(57)【要約】【課題】イメージ抑圧比の補償回路にかかる負担を軽減させることを図る。【解決手段】希望信号の電力値を測定する電力検出器１３と、イメージ信号の電力値を測定する電力検出器１４と、イメージ抑圧比の補償を行う補償回路１２と、希望信号の電力値とイメージ信号の電力値を比較し、該比較結果に基づいて補償回路１２を制御する制御部１５と、を備える。【選択図】図１
2010147902.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アンテナで受信された無線周波数帯の信号を中間周波数帯の複素信号に変換するヒルベルト変換器を備えたヘテロダイン受信機において、
希望信号の電力値を測定する電力検出器と、
イメージ信号の電力値を測定する電力検出器と、
イメージ抑圧比の補償を行う補償回路と、
希望信号の電力値とイメージ信号の電力値を比較し、該比較結果に基づいて前記補償回路を制御する制御部と、
を備えたことを特徴とするヘテロダイン受信機。
【請求項２】
前記制御部は、自ヘテロダイン受信機で要求される搬送波対干渉波電力比に基づいて、イメージ抑圧比の補償を停止させることを特徴とする請求項１に記載のヘテロダイン受信機。
【請求項３】
前記制御部は、自ヘテロダイン受信機で要求される搬送波対干渉波電力比に基づいて、イメージ抑圧比の不足分の補償を実行させることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のヘテロダイン受信機。
【請求項４】
前記ヒルベルト変換器で使用される局部発振周波数を、希望信号の搬送波周波数から希望信号の中間周波数だけ低い第１の周波数、又は、希望信号の搬送波周波数から希望信号の中間周波数だけ高い第２の周波数に変更可能な局部発振器を備え、
前記制御部は、前記局部発振周波数を前記第１の周波数に設定して測定されたイメージ信号の電力値と、前記局部発振周波数を前記第２の周波数に設定して測定されたイメージ信号の電力値とを比較し、前記第１の周波数と前記第２の周波数とでイメージ信号の電力値が小さくなる方の周波数を前記局部発振周波数に設定する、
ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のヘテロダイン受信機。
【請求項５】
中間周波数帯の通過帯域が可変であるバンドパスフィルタを備え、
前記制御部は、中間周波数帯の周波数を連続的、又は離散的に変化させながら測定されたイメージ信号の電力値に基づいて、イメージ信号の電力値が最小となる前記バンドパスフィルタの通過帯域を設定する、
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のヘテロダイン受信機。
【請求項６】
サンプリング周波数が希望信号の中間周波数帯での周波数の４倍であるアナログ−デジタル変換器を備え、
前記制御部は、前記アナログ−デジタル変換器でデジタル信号に変換された複素信号を符号反転させ、さらにＩ信号とＱ信号を入れ替えて加算した値をもとにイメージ信号と希望信号との比を算出する、
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載のヘテロダイン受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ヘテロダイン受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のヘテロダイン受信機として、例えば非特許文献１に記載のものが知られている。図１３は、従来のヘテロダイン受信機の構成図である。図１３において、アンテナ１０１は、無線周波数（Radio Frequency：ＲＦ）帯の信号（以下、ＲＦ信号と称する）を受信する。低雑音増幅器（Low Noise Amplifer：ＬＮＡ）１０２は、アンテナ１０１で受信されたＲＦ信号を増幅する。ヒルベルト変換器１０３は、直交復調器であり、ＲＦ信号を中間周波数（Intermediate Frequency：ＩＦ）帯の直交信号（Ｉ(In-Phase)相の信号（以下、Ｉ信号と称する）及びＱ（Quadrature）相の信号（以下、Ｑ信号と称する））から成る複素信号（以下、ＩＱ信号と称する）に変換する。
【０００３】
ヒルベルト変換器１０３は、局部発振周波数を発生する局部発振器（Local Oscillator）１０４と、局部発振器１０４で発生された局部発振周波数をπ／２移相する移相器１０５と、局部発振器１０４で発生された局部発振周波数を低雑音増幅器１０２の出力信号に乗ずるミキサ（mixer）１０６−１と、移相器１０５でπ／２移相された局部発振周波数を低雑音増幅器１０２の出力信号に乗ずるミキサ１０６−２とを有する。ミキサ１０６−１の出力信号はＩ信号であり、ミキサ１０６−２の出力信号はＱ信号である。
【０００４】
ミキサ１０６−１から出力されたＩ信号は、バンドパスフィルタ（Band-Pass Filter：ＢＰＦ）１０７−１に入力される。ミキサ１０６−２から出力されたＱ信号は、ＢＰＦ１０７−２に入力される。ＢＰＦ１０７−１，１０７−２は、ＩＦ帯の周波数信号を通過させる。
【０００５】
ＢＰＦ１０７−１通過後のＩ信号及びＢＰＦ１０７−２通過後のＱ信号は、補償回路１２０に入力される。補償回路１２０において、ＢＰＦ１０７−１通過後のＩ信号はそのまま複素周波数変換器（Complex Down Converter：ＣＤＣ）１０９へ出力される。ＢＰＦ１０７−２通過後のＱ信号は、補償回路１２０において、増幅器１２１−２で増幅された後、ＢＰＦ１０７−１通過後のＩ信号が増幅器１２１−１で増幅されたものと加算器１２２で加算されてから、ＣＤＣ１０９へ出力される。ＣＤＣ１０９は、補償回路１２０から入力されたＩＱ信号をベースバンドに複素周波数変換する。ＣＤＣ１０９は、ベースバンドに変換したＩ信号及びＱ信号を出力する。
【０００６】
ＣＤＣ１０９から出力されたベースバンドのＩ信号は、ローパスフィルタ（Low-Pass Filter：ＬＰＦ）１１０−１に入力される。ＣＤＣ１０９から出力されたベースバンドのＱ信号は、ＬＰＦ１１０−２に入力される。ＬＰＦ１１０−１，１１０−２は、ベースバンドの周波数信号を通過させる。ＬＰＦ１１０−１通過後のＩ信号は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１０８−１でデジタル信号に変換される。ＬＰＦ１１０−２通過後のＱ信号は、アナログ−デジタル変換器１０８−２でデジタル信号に変換される。
【０００７】
上述したヘテロダイン受信機は、ヒルベルト変換を用いて周波数変換を行うことによりＩＦ帯の直交信号（ＩＱ信号）を生成し、ＩＦ帯の信号を複素信号として扱うことができるので、正の周波数成分と負の周波数成分とを区別して扱うことが可能である。これにより、正の周波数に周波数変換される希望信号と、負の周波数に周波数変換されるイメージ信号とを分離することができる。この結果、イメージ信号を除去するためのＲＦ帯の帯域制限フィルタ（ＲＦフィルタ）が不要となる。ＲＦフィルタが不要となることで、受信信号の周波数に対する制限が緩和されることから、マルチバンド受信機として利用することが期待されている。
【０００８】
但し、ヒルベルト変換器はアナログ回路で構成されるので、ＩＱ信号に変換する際に振幅誤差、位相誤差といった誤差が生じ、イメージ信号が完全に除去されずに希望信号への干渉となる。ヒルベルト変換器のイメージ抑圧比がＤ１［デシベル（ｄＢ）］であり、各通信方式において受信機が要求されるイメージ抑圧比がＤ２［ｄＢ］であるとすると、「Ｄ３＝Ｄ２−Ｄ１［ｄＢ］」だけイメージ抑圧比が不足することになる。このイメージ抑圧比の不足に対処するために、非特許文献１ではデジタル信号の領域においてヒルベルト変換器の誤差を推定し、アナログ回路である補償回路で線形変換を行うことにより補償を行っている。
【非特許文献１】林大祐、古野辰男、田野哲，“デュアル周波数変換型ヘテロダインマルチモード・マルチバンド受信機”，電子情報通信学会論文誌 Ｂ，Vol.J91-B No.5，pp.566-574，２００８年５月１日
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかし、上述したデジタル信号処理によるイメージ抑圧比の補償技術では、補償しなければならないイメージ抑圧比Ｄ３［ｄＢ］が大きくなると、デジタル信号処理の演算量の増加やデジタル信号処理による補償回路の安定的動作に至るまでに要する時間の増加などが問題となる。このため、イメージ抑圧比の補償回路にかかる負担を軽減することが課題である。
【００１０】
また、ヒルベルト変換器に入力されるイメージ信号の電力を減衰させることができれば、補償回路の負担を軽減することが可能になる。しかしながら、従来は、ＲＦフィルタを設けることで、ヒルベルト変換器に入力されるイメージ信号の電力を減衰させていたので、無線機の柔軟性が低下する要因となっていた。このため、ＲＦフィルタを設けずに、ヒルベルト変換器に入力されるイメージ信号の電力を低下させることが課題である。
【００１１】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、イメージ抑圧比の補償回路にかかる負担を軽減させることのできるヘテロダイン受信機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記の課題を解決するために、本発明に係るヘテロダイン受信機は、アンテナで受信された無線周波数帯の信号を中間周波数帯の複素信号に変換するヒルベルト変換器を備えたヘテロダイン受信機において、希望信号の電力値を測定する電力検出器と、イメージ信号の電力値を測定する電力検出器と、イメージ抑圧比の補償を行う補償回路と、希望信号の電力値とイメージ信号の電力値を比較し、該比較結果に基づいて前記補償回路を制御する制御部と、を備えたことを特徴とする。
【００１３】
本発明に係るヘテロダイン受信機においては、前記制御部は、自ヘテロダイン受信機で要求される搬送波対干渉波電力比に基づいて、イメージ抑圧比の補償を停止させることを特徴とする。
【００１４】
本発明に係るヘテロダイン受信機においては、前記制御部は、自ヘテロダイン受信機で要求される搬送波対干渉波電力比に基づいて、イメージ抑圧比の不足分の補償を実行させることを特徴とする。
【００１５】
本発明に係るヘテロダイン受信機においては、前記ヒルベルト変換器で使用される局部発振周波数を、希望信号の搬送波周波数から希望信号の中間周波数だけ低い第１の周波数、又は、希望信号の搬送波周波数から希望信号の中間周波数だけ高い第２の周波数に変更可能な局部発振器を備え、前記制御部は、前記局部発振周波数を前記第１の周波数に設定して測定されたイメージ信号の電力値と、前記局部発振周波数を前記第２の周波数に設定して測定されたイメージ信号の電力値とを比較し、前記第１の周波数と前記第２の周波数とでイメージ信号の電力値が小さくなる方の周波数を前記局部発振周波数に設定することを特徴とする。
【００１６】
本発明に係るヘテロダイン受信機においては、中間周波数帯の通過帯域が可変であるバンドパスフィルタを備え、前記制御部は、中間周波数帯の周波数を連続的、又は離散的に変化させながら測定されたイメージ信号の電力値に基づいて、イメージ信号の電力値が最小となる前記バンドパスフィルタの通過帯域を設定することを特徴とする。
【００１７】
本発明に係るヘテロダイン受信機においては、サンプリング周波数が希望信号の中間周波数帯での周波数の４倍であるアナログ−デジタル変換器を備え、前記制御部は、前記アナログ−デジタル変換器でデジタル信号に変換された複素信号を符号反転させ、さらにＩ信号とＱ信号を入れ替えて加算した値をもとにイメージ信号と希望信号との比を算出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明によれば、イメージ抑圧比の補償回路にかかる負担を軽減させることができるという効果が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１９】
以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係るヘテロダイン受信機の構成図である。図１において、アンテナ１は、無線周波数（ＲＦ）帯の信号（ＲＦ信号）を受信する。低雑音増幅器（ＬＮＡ）２は、アンテナ１で受信されたＲＦ信号を増幅する。ヒルベルト変換器３は、直交復調器であり、ＲＦ信号を中間周波数（ＩＦ）帯の直交信号（Ｉ相の信号（Ｉ信号）及びＱ相の信号（Ｑ信号））から成る複素信号（ＩＱ信号）に変換する。なお、ＩＦ帯として、Ｌｏｗ−ＩＦ帯を利用してもよい。
【００２０】
ヒルベルト変換器３は、局部発振周波数を発生する局部発振器４と、局部発振器４で発生された局部発振周波数をπ／２移相する移相器５と、局部発振器４で発生された局部発振周波数を低雑音増幅器２の出力信号に乗ずるミキサ６−１と、移相器５でπ／２移相された局部発振周波数を低雑音増幅器２の出力信号に乗ずるミキサ６−２とを有する。局部発振器４は、制御部１５から受け取る制御信号に従って動作する。ミキサ６−１の出力信号はＩ信号であり、ミキサ６−２の出力信号はＱ信号である。
【００２１】
ミキサ６−１から出力されたＩ信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）７−１に入力される。ミキサ６−２から出力されたＱ信号は、ＢＰＦ７−２に入力される。ＢＰＦ７−１，７−２は、ＩＦ帯の周波数信号を通過させる。ＢＰＦ７−１通過後のＩ信号は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器８−１でデジタル信号に変換される。ＢＰＦ７−２通過後のＱ信号は、アナログ−デジタル変換器８−２でデジタル信号に変換される。
【００２２】
Ａ／Ｄ変換器８−１でデジタル化されたＩ信号及びＡ／Ｄ変換器８−２でデジタル化されたＱ信号は、複素周波数変換器（ＣＤＣ）９及び電力検出器（Power Detector：ＰＤ）１４に入力される。ＣＤＣ９は、ＩＱ信号をベースバンドに複素周波数変換する。ＣＤＣ９は、制御部１５から受け取る制御信号に従って動作する。ＣＤＣ９は、ベースバンドに変換したＩ信号及びＱ信号を出力する。
【００２３】
ここで、図２，図３を参照して、ＣＤＣ９の動作を説明する。
ＣＤＣ９は、制御部１５からの制御信号によって、希望信号のＲＦ帯での周波数（搬送波周波数）「ｆＲＦ」と局部発振周波数「ｆ０」との大小関係を受け取る。
【００２４】
［ｆＲＦ＞ｆ０の場合］
図２に示されるように、局部発振周波数「ｆ０」よりも高い周波数領域のＲＦ帯（ｆＲＦ）の希望信号は、ヒルベルト変換器３によって、ベースバンドよりも高い周波数領域のＩＦ帯（ｆＩＦ）のＩＱ信号に変換される。この場合、ＣＤＣ９は、ＩＦ帯（ｆＩＦ）からベースバンドへの周波数変換を行うために、「−ｆＩＦ」だけ周波数シフトを行う。この周波数シフトの処理は、次式の計算式、
（Ｉ＋ｊＱ）×（ｃｏｓ２π（−ｆＩＦ）ｔ＋ｊｓｉｎ２π（−ｆＩＦ）ｔ）＝（Ｉ＋ｊＱ）×（ｃｏｓ２πｆＩＦｔ−ｊｓｉｎ２πｆＩＦｔ）
において、「ｃｏｓ２πｆＩＦｔ−ｊｓｉｎ２πｆＩＦ」中の符号「−」を設定することに対応している。
【００２５】
［ｆＲＦ＜ｆ０の場合］
図３に示されるように、局部発振周波数「ｆ０」よりも低い周波数領域のＲＦ帯（ｆＲＦ）の希望信号は、ヒルベルト変換器３によって、ベースバンドよりも低い周波数領域のＩＦ帯（ｆＩＦ）のＩＱ信号に変換される。この場合、ＣＤＣ９は、ＩＦ帯（ｆＩＦ）からベースバンドへの周波数変換を行うために、「＋ｆＩＦ」だけ周波数シフトを行う。この周波数シフトの処理は、次式の計算式、
（Ｉ＋ｊＱ）×（ｃｏｓ２π（ｆＩＦ）ｔ＋ｊｓｉｎ２π（ｆＩＦ）ｔ）＝（Ｉ＋ｊＱ）×（ｃｏｓ２πｆＩＦｔ＋ｊｓｉｎ２πｆＩＦｔ）
において、「ｃｏｓ２πｆＩＦｔ＋ｊｓｉｎ２πｆＩＦ」中の符号「＋」を設定することに対応している。
【００２６】
説明を図１に戻す。
ＣＤＣ９から出力されたベースバンドのＩ信号は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０−１に入力される。ＣＤＣ９から出力されたベースバンドのＱ信号は、ＬＰＦ１０−２に入力される。ＬＰＦ１０−１，１０−２は、ベースバンドの周波数信号を通過させる。
【００２７】
ＬＰＦ１０−１通過後のＩ信号は、補償回路１２及びＰＤ１３に入力される。ＬＰＦ１０−２通過後のＱ信号は、補償回路１２及びＰＤ１３に入力される。
【００２８】
補償回路１２は、イメージ抑圧比の補償を行う。補償回路１２は、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）を用いたデジタル信号処理によって構成される。補償回路１２は、制御部１５から受け取る制御信号に従って動作する。
【００２９】
ＰＤ１３は、ＬＰＦ１０−１通過後のＩ信号とＬＰＦ１０−２通過後のＱ信号を用いて、希望信号の電力値を測定する。ＰＤ１３は、希望信号の電力値を制御部１５へ通知する。
【００３０】
ＰＤ１４は、Ａ／Ｄ変換器８−１でデジタル化されたＩ信号とＡ／Ｄ変換器８−２でデジタル化されたＱ信号を用いて、イメージ信号の電力値を算出する。ＰＤ１４は、イメージ信号の電力値を制御部１５へ通知する。ＰＤ１４は、制御部１５から受け取る制御信号に従って動作する。
【００３１】
制御部１５は、ヘテロダイン受信機の各部を制御する。制御部１５は、ＰＤ１３から通知された希望信号の電力値とＰＤ１４から通知されたイメージ信号の電力値を用いる。
【００３２】
図４は、本発明の他の実施形態に係るヘテロダイン受信機の構成図である。図４において、図１の各部に対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略する。図４の構成では、Ａ／Ｄ変換器８−１，８−２をＬＰＦ１０−１，１０−２の後段に設けている。つまり、図４において図１と異なる点は、デジタル化の構成のみである。
【００３３】
次に、本実施形態に係るイメージ抑圧比の補償に係る制御方法を説明する。以下、図１の構成を例に挙げて説明するが、図４の構成でも同様である。
【００３４】
図１のヒルベルト変換器３によって完全にイメージ抑圧が行われれば、図５に示すように、希望信号（Desired Signal）は周波数「ｆＩＦ」に周波数変換され、イメージ信号（Image Signal）は周波数「−ｆＩＦ」に周波数変換される。しかし、ヒルベルト変換器３によるイメージ抑圧が不完全である場合には、図６に示すように、イメージ信号が希望信号と周波数軸上で重なってしまい、干渉となる。このため、補償回路１２によってイメージ抑圧比の補償を行うが、本実施形態では補償回路１２の負担を軽減させるべく、制御部１５によってイメージ抑圧比の補償に係る制御を行う。以下、イメージ抑圧比の補償に係る制御方法の各実施例を説明する。
【実施例１】
【００３５】
制御部１５は、局部発振器４に対し、局部発振周波数「ｆ０」を指示する。局部発振周波数ｆ０は、
ｆ０＝ｆＲＦ−ｆＩＦ
である。但し、ｆＲＦは希望信号のＲＦ帯での周波数（搬送波周波数）である。ｆＩＦは希望信号のＩＦ帯での周波数（中間周波数）である。
【００３６】
局部発振器４は、制御部１５からの指示に従って、局部発振周波数「ｆ０」を発生する。そして、ＰＤ１３が希望信号の電力値を測定し、ＰＤ１４がイメージ信号の電力値を測定する。
【００３７】
制御部１５は、ＰＤ１３から通知された希望信号の電力値とＰＤ１４から通知されたイメージ信号の電力値をメモリに保持する。なお、該希望信号の電力値は、イメージ信号が周波数「ｆＩＦ」に漏れ出した分の電力を含む。また、該イメージ信号の電力値は、希望信号が周波数「−ｆＩＦ」に漏れ出した分の電力を含む。
【００３８】
このときのヒルベルト変換器３の入力における希望信号の電力値（真値）を「ＰＤ＋」、イメージ信号の電力値（真値）を「ＰＩｍ＋」とする。ヒルベルト変換器３におけるイメージ抑圧比Ｄ１［ｄＢ］の真値を「ｄ１」とする。このとき、ＰＤ１３では、
Ｐ１＝ＰＤ＋＋（ＰＩｍ＋÷ｄ１）
を測定している。ＰＤ１４では、
Ｐ２＝ＰＩｍ＋＋（ＰＤ＋÷ｄ１）
を測定している。
【００３９】
各電力値Ｐ１，Ｐ２は、ヒルベルト変換器３への入力信号の状態によって、第１項と第２項のどちらが支配的になるかが変化する。そこで、ヒルベルト変換器３への入力信号の状態を定義し、制御部１５は、入力信号の状態に応じて、以下の制御を行う。
【００４０】
［状態１：Ｐ１＞Ｐ２、且つ、Ｐ１÷ｄ１≒Ｐ２の場合］
図７に状態１が示されている。この場合、電力値Ｐ２は、「ＰＤ＋÷ｄ１」が支配的であると判断する。イメージ信号の電力値「ＰＩｍ＋」は、最大でも、「Ｐ１÷ｄ１」と同程度である。従って、希望信号に対する干渉量は、「−２×Ｄ１［ｄＢ］」以下となる。このため、ヘテロダイン受信機で要求される搬送波対干渉波電力比（Carrier to Interference Ratio：ＣＩＲ）が「２×Ｄ１［ｄＢ］」以下である場合には、制御部１５は補償回路１２の動作を停止させる。つまり、デジタル信号処理によるイメージ抑圧比の補償を行わない。一方、ヘテロダイン受信機で要求されるＣＩＲが「２×Ｄ１［ｄＢ］」よりも高い場合には、制御部１５は補償回路１２を動作させる。これにより、補償回路１２は、イメージ抑圧比の不足分「Ｄ３＝Ｄ２−Ｄ１［ｄＢ］、Ｄ２はヘテロダイン受信機で要求されるイメージ抑圧比」を算出し、イメージ抑圧比の不足分Ｄ３を補償するのに適したアルゴリズム（ＤＳＰのプログラム）を選択して実行する。
【００４１】
［状態２：Ｐ１＞Ｐ２、且つ、Ｐ１÷ｄ１＜Ｐ２の場合］
図８に状態２が示されている。この場合、電力値Ｐ２は「ＰＩｍ＋」が支配的であり、希望信号に対する干渉量は「−（Ｄ１＋１０ｌｏｇ（Ｐ１÷Ｐ２））［ｄＢ］」以下であると判断する。このため、状態１と同様に、制御部１５は、ヘテロダイン受信機で要求されるＣＩＲと比較した不足分Ｄ３を補償回路１２で補償するように、補償回路１２を制御する。
【００４２】
［状態３：Ｐ１＜Ｐ２、且つ、Ｐ２÷ｄ１≒Ｐ１の場合］
図９に状態３が示されている。この場合、電力値Ｐ１は「ＰＤ＋」と「ＰＩｍ＋」のどちらが支配的であるかを判断することができない。このため、制御部１５は、イメージ抑圧比の不足分Ｄ３を達成するように、補償回路を制御する。
【００４３】
［状態４：Ｐ１＜Ｐ２、且つ、Ｐ２÷ｄ１＜Ｐ１の場合］
図１０に状態４が示されている。この場合、電力値Ｐ１は「ＰＤ＋」が支配的であり、希望信号に対する干渉量は「−（Ｄ１＋１０ｌｏｇ（Ｐ２÷Ｐ１））［ｄＢ］」であると判断する。このため、状態１と同様に、制御部１５は、ヘテロダイン受信機で要求されるＣＩＲと比較した不足分Ｄ３を補償回路１２で補償するように、補償回路１２を制御する。
【実施例２】
【００４４】
実施例２では、実施例１において、局部発振器４の発振周波数が可変である場合に、さらに以下の制御を追加する。
制御部１５は、局部発振器４に対し、局部発振周波数「ｆ０」の変更を指示する。この変更後の局部発振周波数ｆ０は、
ｆ０＝ｆＲＦ＋ｆＩＦ
である。
【００４５】
局部発振器４は、制御部１５からの周波数変更指示に従って、局部発振周波数「ｆ０」を発生する。そして、ＰＤ１３が希望信号の電力値を測定し、ＰＤ１４がイメージ信号の電力値を測定する。但し、イメージ信号は正の周波数に周波数変換されているので、制御部１５は、ＰＤ１４に対し、電力の計算方法を変更させる。制御部１５は、ＰＤ１３から通知された希望信号の電力値とＰＤ１４から通知されたイメージ信号の電力値をメモリに保持する。
【００４６】
このときのヒルベルト変換器３の入力における希望信号の電力値（真値）を「ＰＤー」、イメージ信号の電力値（真値）を「ＰＩｍー」とする。ヒルベルト変換器３におけるイメージ抑圧比Ｄ１［ｄＢ］の真値を「ｄ１」とする。このとき、ＰＤ１３では、
Ｐ３＝ＰＤー＋（ＰＩｍー÷ｄ１）
を測定している。ＰＤ１４では、
Ｐ４＝ＰＩｍー＋（ＰＤー÷ｄ１）
を測定している。
【００４７】
制御部１５は、「Ｐ１÷Ｐ２」の値と「Ｐ３÷Ｐ４」の値を比較し、該値が大きい方の局部発振周波数「ｆ０」を局部発振器４へ指示する。これにより、イメージ信号の電力値が小さくなる方の周波数を局部発振周波数に使用することになる。図１１（ａ），（ｂ）に、希望信号の周波数とイメージ信号の周波数と局部発振周波数「ｆ０」との関係が示されている。
【００４８】
局部発振器４は、制御部１５から指示された局部発振周波数「ｆ０」を発生する。この後、制御部１５は、上記実施例１の手順で状態１，２，３，４を判定し、補償回路１２の制御を行う。
【実施例３】
【００４９】
実施例３では、実施例１又は実施例２において、ＢＰＦ７−１，７−２がチューナブル（ＩＦ帯の通過帯域が可変）である場合に、さらに以下の制御を追加する。
制御部１５は、ＢＰＦ７−１，７−２の通過帯域を変化させることによりＩＦ帯の周波数を連続的、又は離散的に変化させながら、ＰＤ１３，１４により希望信号の電力値とイメージ信号の電力値を測定させる。そして、制御部１５は、希望信号の電力値とイメージ信号の電力値とを比較し、イメージ信号の電力値に対して希望信号の電力値が一番大きくなるようにＩＦ帯の周波数（つまり、ＢＰＦ７−１，７−２におけるＩＦ帯の通過帯域）を決定する。これにより、イメージ信号の電力値が最小となるＩＦ帯の周波数を使用することになる。制御部１５は、該決定した通過帯域をＢＰＦ７−１，７−２へ指示し、以降の受信を行わせる。図１２（ａ），（ｂ）に、希望信号の周波数とイメージ信号の周波数と局部発振周波数「ｆ０」との関係が示されている。
【実施例４】
【００５０】
実施例４では、実施例１，２，３において、Ａ／Ｄ変換器８−１，８−２のサンプリング周波数が可変である場合に、さらに以下の制御を追加する。
制御部１５は、Ａ／Ｄ変換器８−１，８−２のサンプリング周波数を希望信号のＩＦ帯での周波数「ｆＩＦ」の４倍に設定する。そして、制御部１５は、希望信号の電力値とイメージ信号の電力値との比の判定基準として、「（α２＋β２）÷（αｉｍ２＋βｉｍ２）を用いる。ここで、Ａ／Ｄ変換器８−１でサンプリングされたＩ信号をＩ［ｎ］と表し、Ａ／Ｄ変換器８−２でサンプリングされたＱ信号をＱ［ｎ］と表すとき、
α＝Σ（Ｉ［４ｋ］−Ｑ［４ｋ＋１］−Ｉ［４ｋ＋２］＋Ｑ［４ｋ＋３］）、
β＝Σ（Ｑ［４ｋ］＋Ｉ［４ｋ＋１］−Ｑ［４ｋ＋２］−Ｉ［４ｋ＋３］）、
αｉｍ＝Σ（Ｉ［４ｋ］＋Ｑ［４ｋ＋１］−Ｉ［４ｋ＋２］−Ｑ［４ｋ＋３］）、
βｉｍ＝Σ（Ｑ［４ｋ］−Ｉ［４ｋ＋１］−Ｑ［４ｋ＋２］＋Ｉ［４ｋ＋３］）、
である。但し、ｎはサンプルポイントを表す整数であり、ｎ＝０，１，２，３，・・・，Ｎ−１、である。Ｎは４の倍数である。ｋは整数であり、ｎを４で割ったときの商である。
つまり、制御部１５は、Ａ／Ｄ変換器８−１，８−２でデジタル信号に変換されたＩＱ信号を符号反転させ、さらにＩ信号とＱ信号を入れ替えて加算した値をもとにイメージ信号と希望信号との比を算出する。
【００５１】
ＰＤ１４は、イメージ信号の電力値を測定する際に、イメージ信号以外の電力を含めないようにする。イメージ信号の電力値を測定する方法としては、
（方法１）イメージ信号をベースバンドに変換し、ローパスフィルタでベースバンド以外の信号を取り除いた後で積分する、
（方法２）ＰＤ１４への入力信号に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、イメージ信号に対応したスペクトラム部分の電力を求める、
などが利用可能である。但し、方法１，２ともに乗算回数が多いため、デジタル信号処理部にかかる負担が多きい。本実施例４を適用すれば、乗算回数を減らすことができるので、デジタル信号処理の演算量を削減した上で電力比の測定を行うことが可能になる。
【００５２】
上述したように本実施形態によれば、イメージ信号の電力が小さい場合には、補償すべきイメージ抑圧比を低く抑えるように補償回路１２を制御するので、補償回路１２にかかる負担を軽減させることができる。これにより、ヘテロダイン受信機の省電力化に寄与することが可能である。
【００５３】
また、希望信号の電力に対しイメージ信号の電力が小さくなるようにＩＦを決定することによって、ヒルベルト変換器３へ入力されるイメージ信号の電力を小さくすることができるので、補償回路１２で補償すべきイメージ抑圧比を小さくすることができる。
【００５４】
なお、ヘテロダイン受信機は、各希望信号から一定の周波数シフトした周波数帯域の電力値を測定して内部で保持している。このため、移動通信システムにおいて、該電力値を各端末から基地局に伝えることで、通信方式間での受信電力を基準とした通信エリアの比較が可能となる。
【００５５】
以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
【図面の簡単な説明】
【００５６】
【図１】本発明の一実施形態に係るヘテロダイン受信機の構成図である。
【図２】図１に示すＣＤＣ９の動作を説明するための概念図である。
【図３】図１に示すＣＤＣ９の動作を説明するための概念図である。
【図４】本発明の他の実施形態に係るヘテロダイン受信機の構成図である。
【図５】希望信号とイメージ信号の周波数の関係を説明するための概念図である。
【図６】希望信号とイメージ信号の周波数の関係を説明するための概念図である。
【図７】本発明の実施例１に係る希望信号とイメージ信号の周波数の関係を説明するための概念図である。
【図８】本発明の実施例１に係る希望信号とイメージ信号の周波数の関係を説明するための概念図である。
【図９】本発明の実施例１に係る希望信号とイメージ信号の周波数の関係を説明するための概念図である。
【図１０】本発明の実施例１に係る希望信号とイメージ信号の周波数の関係を説明するための概念図である。
【図１１】本発明の実施例２に係る希望信号の周波数とイメージ信号の周波数と局部発振周波数「ｆ０」との関係を説明するための概念図である。
【図１２】本発明の実施例３に係る希望信号の周波数とイメージ信号の周波数と局部発振周波数「ｆ０」との関係を説明するための概念図である。
【図１３】従来のヘテロダイン受信機の構成図である。
【符号の説明】
【００５７】
３…ヒルベルト変換器、４…局部発振器、７−１，７−２…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、８−１，８−２…アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器、９…複素周波数変換器（ＣＤＣ）、１２…補償回路、１３，１４…電力検出器（ＰＤ）、１５…制御器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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