(57)【要約】【課題】目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定周波数の交流に変換するインバータ発電機において、基準正弦波を的確に補正して出力電圧波形から高調波歪成分を確実に低減するようにしたインバータ発電機を提供する。【解決手段】目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子を駆動し、インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段を備えたインバータ発電機において、負荷に通電される電流の実効値を算出し（Ｓ１０）、算出された電流の実行値に基づいて基準正弦波のｎ次高調波のゲインＧｎを算出し（Ｓ１２）、算出されたゲインＧｎを加算して得た和で基準正弦波を補正する（Ｓ１４からＳ１８）。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンジンで駆動される発電部と、前記発電部から出力される交流を直流に変換するコンバータと、スイッチング素子を備え、前記コンバータから出力される直流を交流に変換して出力するインバータと、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段とを備えたインバータ発電機において、負荷が接続されるとき、前記負荷に通電される電流値を検出する負荷電流検出手段と、前記検出された電流値に基づいて前記基準正弦波のｎ次高調波のゲインＧｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を算出するゲイン算出手段と、前記算出されたゲインＧｎを加算して得た和で前記基準正弦波を補正する基準正弦波補正手段とを備えることを特徴とするインバータ発電機。
【請求項２】
前記基準正弦波のｎ次高調波のゲインをテーブル値として格納する格納手段を備えると共に、前記ゲイン算出手段は、前記検出された電流値から前記テーブルを検索して前記ゲインを算出することを特徴とする請求項１記載のインバータ発電機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はインバータ発電機に関し、より詳しくはエンジンで駆動される発電部を備えると共に、交流出力から高調波歪を可能な限り低減するようにしたインバータ発電機に関する。
【背景技術】
【０００２】
エンジンで駆動される発電部から出力される交流を一旦直流に変換すると共に、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子を駆動することで、その直流を所定周波数（商用周波数）の交流に変換して出力するインバータ発電機は良く知られており、その例として下記の特許文献１記載の技術を挙げることができる。
【０００３】
特許文献１記載の技術にあっては、４個のスイッチング素子の中点の出力電圧の差を検出し、それに応じて基準正弦波を補正してからＰＷＭ信号を生成するパルス幅変調回路に供給することで、交流出力電圧波形を正弦波に近づけるように構成される。
【特許文献１】特開平４−３５５６７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１記載の技術にあっては上記のように構成することで出力電圧の波形歪を除去するように構成しているが、高調波歪成分に関しては必ずしも十分に低減できるものではなかった。
【０００５】
従って、この発明の目的は上記した課題を解決し、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定周波数の交流に変換するインバータ発電機において、基準正弦波を的確に補正して出力電圧波形から高調波歪成分を確実に低減するようにしたインバータ発電機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記した課題を解決するために、請求項１にあっては、エンジンで駆動される発電部と、前記発電部から出力される交流を直流に変換するコンバータと、スイッチング素子を備え、前記コンバータから出力される直流を交流に変換して出力するインバータと、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段とを備えたインバータ発電機において、負荷が接続されるとき、前記負荷に通電される電流値を検出する負荷電流検出手段と、前記検出された電流値に基づいて前記基準正弦波のｎ次高調波のゲインＧｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を算出するゲイン算出手段と、前記算出されたゲインＧｎを加算して得た和で前記基準正弦波を補正する基準正弦波補正手段とを備える如く構成した。
【０００７】
請求項２に係るインバータ発電機において、前記基準正弦波のｎ次高調波のゲインをテーブル値として格納する格納手段を備えると共に、前記ゲイン算出手段は、前記検出された電流値から前記テーブルを検索して前記ゲインを算出する如く構成した。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１にあっては、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子を駆動し、インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段を備えたインバータ発電機において、検出された負荷電流値に基づいて基準正弦波のｎ次高調波のゲインＧｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を算出すると共に、算出されたゲインＧｎで基準正弦波を補正する如く構成したので、例えば高調波を打ち消すように、より具体的には２次高調波、即ち、その振幅が正側に生じていればその振幅を打ち消すように負側にゲインを算出し、３次高調波、即ち、その振幅が負側に生じていればその振幅を打ち消すように正側にゲインを算出する。
【０００９】
次いで、それらゲインを加算して得た和、より具体的には振幅とゲインを乗算して得た積の和で基準正弦波、より具体的にはその電圧値を補正することで、基準正弦波を的確に補正することができる。よって、その補正された基準正弦波を用いてＰＷＭ信号を生成することで出力電圧波形から高調波歪成分を確実に低減することができる。
【００１０】
請求項２に係るインバータ発電機において、基準正弦波のｎ次高調波のゲインをテーブル値として格納する格納手段を備えると共に、検出された電流値からテーブルを検索してゲインを算出する如く構成したので、上記した効果に加え、ゲインを容易に算出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、添付図面に即してこの発明に係るインバータ発電機を実施するための最良の形態について説明する。
【実施例】
【００１２】
図１はこの発明の実施例に係るインバータ発電機を全体的に示すブロック図である。
【００１３】
図１において符号１０はインバータ発電機を示し、発電機１０はエンジン（内燃機関）１２を備え、３ｋＷ（交流１００Ｖで３０Ａ）程度の定格出力を有する。エンジン１２は空冷エンジンで火花点火式であり、そのスロットルバルブ１２ａはステッピングモータからなるスロットルモータ（アクチュエータ）１２ｂで開閉されると共に、リコイルスタータ（図示せず）で始動される。
【００１４】
エンジン１２のシリンダヘッドの付近には円形のステータ（図示せず）が固定され、そこにはエンジン発電部１４を構成するＵ，Ｖ，Ｗ相からなる３相の出力巻線（メイン巻線）１４ａと、３個の単相の巻線１４ｂ，１４ｃ，１４ｄとが巻回される。
【００１５】
ステータの外側にはエンジン１２のフライホイールを兼用するロータ（図示せず）が配置され、その内部には上記した巻線１４ａなどと対向するように永久磁石（図示せず）が径方向に着磁された磁極を交互させつつ、複数対取着される。
【００１６】
ステータの回りをロータの永久磁石が回転することにより、３相の出力巻線１４ａから３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の交流電力が出力（発電）されると共に、単相の出力巻線１４ｂ，１４ｃ，１４ｄからは単相の交流電力が出力される。
【００１７】
エンジン発電部１４の出力巻線１４ａから出力（発電）された３相の交流電力はＵ，Ｖ，Ｗ端子１４ｅを介して制御基板（プリントボード）１６に入力され、そこに搭載されるコンバータ２０に入力される。コンバータ２０はブリッジ接続された３個のサイリスタ（ＳＣＲ）と３個のダイオードＤＩを備え、サイリスタの導通角が制御されることで、エンジン発電部１４から出力された３相の交流を直流に変換する。
【００１８】
コンバータ２０の正極側と負極側の出力にはＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ。Ringing Choke Converter）電源（直流安定化電源）２２が接続され、整流された直流電力を前記した３個のサイリスタに動作電源として供給する。ＲＣＣ電源２２の後段にはコンバータ２０から出力される直流を平滑するための平滑コンデンサ２４が接続される。
【００１９】
平滑コンデンサ２４の後段にはインバータ２６が接続される。インバータ２６は、４個のＦＥＴ（電界効果トランジスタ。スイッチング素子）がブリッジ接続された回路を備え、後述するように４個のＦＥＴの導通・非導通が制御されることで、コンバータ２０から出力された直流を所定周波数（具体的には５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの商用周波数）の交流に変換する。
【００２０】
インバータ２６の出力は高調波除去用のＬＣフィルタからなるチョークコイル３０とノイズ除去用のノイズフィルタ３２を介して出力端子３４から出力され、コネクタ（図示せず）などを介して電気負荷３６に供給自在とされる。
【００２１】
制御基板１６はＣＰＵ（Central Processing Unit）４０を備える。ＣＰＵ４０は３２ビットからなり、サイリスタ（ＳＣＲ）ドライバ（駆動回路）４０ａを介してコンバータ２０のサイリスタの導通角を制御し、ゲートドライバ４０ｂを介してインバータ２６のＦＥＴの導通・非導通を制御すると共に、モータドライバ４０ｃを介してスロットルモータ１２ｂの動作を制御する。ＣＰＵ４０は、ＥＥＰＲＯＭ（不揮発性メモリ）４０ｄを備える。
【００２２】
単相の第１の出力巻線１４ｂの出力はサブ端子１４ｂ１，１４ｂ２を介して制御基板１６に送られ、制御電源生成部１４ｂ３に入力され、そこでＣＰＵ４０の動作電源５Ｖが生成される。サブ端子１４ｂ１の出力はＮＥ検出回路１４ｂ４に送られ、そこでパルス信号に変換されてＣＰＵ４０に送られる。ＣＰＵ４０は、ＮＥ検出回路１４ｂ４の出力をカウントしてエンジン１２の回転数ＮＥを検出する。
【００２３】
第２の出力巻線１４ｃの出力は全波整流回路１４ｃ１に送られ、そこで全波整流されてスロットルモータ１２ｂなどの動作電源が生成される。第３の出力巻線１４ｄの出力はエンジン１２の点火回路１２ｃに送られ、点火プラグ１２ｄの点火電源として使用される。
【００２４】
ＣＰＵ４０は第１、第２の電圧センサ４０ｅ，４０ｆを備え、第１の電圧センサ４０ｅはＲＣＣ電源２２の後段においてコンバータ２０から出力される直流の電圧に応じた出力を生じると共に、第２の電圧センサ４０ｆはインバータ２６の後段においてインバータ２６から出力される交流の電圧に応じた出力を生じる。第１、第２の電圧センサ４０ｅ，４０ｆの出力はＣＰＵ４０に入力される。
【００２５】
さらに、ＣＰＵ４０は電流センサ４０ｇを備え、電流センサ４０ｇはインバータ２６から出力される電流、換言すれば電気負荷３６が接続されるとき、電気負荷３６に通電される電流に応じた出力を生じる。
【００２６】
電流センサ４０ｇの出力はＣＰＵ４０に入力されると共に、過電流リミッタ４０ｈにも入力される。過電流リミッタ４０ｈは、電流センサ４０ｇによって検出された電流が許容限界値を超えるとき、ゲートドライバ４０ｂの出力を停止させ、インバータ２６の出力を一時的に零にする。
【００２７】
図２は上記したＣＰＵ４０の動作を機能的に示すブロック図である。
【００２８】
図２に示す如く、ＣＰＵ４０は、基準正弦波生成部４０ｊと基準正弦波補正部４０ｋとパルス幅変調部４０ｌとスロットル制御部４０ｍを備える。
【００２９】
図３は図２の基準正弦波生成部などの動作を示す波形図である。
【００３０】
基準正弦波生成部４０ｊは、図３に示す如く、目標とする出力電圧波形の所定周波数（即ち、商用周波数５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）の基準正弦波（信号波。上部に実線で示す）を生成する。基準正弦波補正部４０ｋは後述するように基準正弦波生成部４０ｊで生成された基準正弦波を補正する。
【００３１】
パルス幅変調部４０ｌは、同様に図３に示す如く、基準正弦波生成部４０ｊで生成された、あるいは基準正弦波補正部４０ｋで補正された基準正弦波を入力し、コンパレータ（図示せず）でキャリア（例えば２０ｋＨｚの搬送波）と比較してＰＷＭ（Pulse Width Modulation。パルス幅変調）に従ってＰＷＭ信号（ＰＷＭ波形）、即ち、デューティ比（＝オン時間ｔ／周期Ｔ）可変のパルス列を生成する。
【００３２】
図３で下部の破線が、目標とする出力電圧波形を示す。尚、ＰＷＭ信号（ＰＷＭ波形）の周期Ｔ（ステップ）は実際には遥かに短いが、理解の便宜のため、図３では誇張して示す。
【００３３】
スロットル制御部４０ｍは、電気負荷３６によって決定される交流出力に応じて算出される目標回転数となるようにスロットルバルブ１２ａの開度を決定し、スロットルモータ１２ｂのＡ相とＢ相の出力パルスを算出してモータドライバ４０ｃを介して出力端子４０ｃ１からスロットルモータ１２ｂに供給し、その動作を制御する。
【００３４】
次いで、上記したＣＰＵ４０の動作、具体的には基準正弦波補正部４０ｋとパルス幅変調部４０ｌの動作を説明する。
【００３５】
図４はその動作を示すフロー・チャートである。図示のプログラムは所定時刻、より具体的には出力電圧波形の周波数が例えば５０Ｈｚとすると、５０μｓｅｃごとに実行される。
【００３６】
以下説明すると、Ｓ１０において電流センサ４０ｇで検出された電流値から実効値、即ち、検出値（瞬時値）の２乗の平均値の平方根を算出する。
【００３７】
次いでＳ１２に進み、算出された電流実効値から高調波ゲインテーブルを検索し、高調波ゲインＧｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を算出し、Ｓ１４に進み、キャリア周波数（２０ｋＨｚ）のステップ（図３）ごとに各高調波テーブルから振幅Ａｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を算出（検索）し、Ｓ１６に進み、算出されたゲインＧｎと振幅Ａｎとから図示の演算式に従って高調波補正項を算出する。
【００３８】
図５は図４フロー・チャートの処理を説明する、基準正弦波補正部４０ｋの構成を示すブロック図である。
【００３９】
図示の如く、基準正弦波補正部４０ｋは基準正弦波テーブルと、２次、３次、５次からｎ次までの高調波テーブルと、高調波テーブルに対応する高調波ゲインテーブルとを備える。基準正弦波テーブルなどのテーブルは、全てＥＥＰＲＯＭ４０ｄに記憶（格納）される。
【００４０】
基準正弦波テーブルは、図６に示す如く、基準正弦波を所定周波数（商用周波数である５０Ｈｚと６０Ｈｚの２種の周波数）について所定時刻ごとに、より具体的には４００のステップ（時点）に分割して格納する。尚、図６に示す如く、出力電圧の振幅（最大値）を、計算の便宜上、２の１０乗（１２８バイト）である１０２４で示す。
【００４１】
２次、３次、５次からｎ次までの高調波テーブルも同様に、図６に示す如く、それぞれの高調波の振幅Ａｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を４００ステップに分割して格納する。尚、理解の便宜のため、高調波の振幅を基準正弦波と同一にして示す。
【００４２】
２次、３次、５次からｎ次までのゲインテーブルは、図７に示す如く、ゲインＧｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を、電流（Ａ）、より正確には算出された電流の実効値（Ａ）から検出自在なテーブル値として格納する。ゲインは高調波の振幅（大きさ）の割合、即ち、パーセントを示す。
【００４３】
従って、Ｓ１２からＳ１６までの処理では、算出された電流実効値からゲインテーブルなどを検索すると共に、図４フロー・チャートの実行時刻で規定される該当ステップに対応する振幅Ａｎを各高調波テーブルなどから検索する。
【００４４】
次いで検索したゲインＧｎと振幅Ａｎとから図示の演算式に従い、以下のように高調波補正項を算出する。
高調波補正項＝Ａ２×Ｇ２＋Ａ３×Ｇ３＋Ａ５×Ｇ５・・・Ａｍ×Ｇｍ
【００４５】
図８に高調波補正項の２次から５次までの値を示す。また図６に高調波補正項を基準正弦波の１周期に対応して連続させたときの波形を示す。
【００４６】
図４フロー・チャートの説明に戻ると、次いでＳ１８に進み、基準正弦波の電圧値、例えば図３にＶ18と示す値を算出し、図示の演算式に従って基準正弦波の電圧値と高調波補正項を加算して和を求め、和に基づいてＰＷＭ出力値（ＰＷＭ信号）を算出する。
【００４７】
即ち、図４フロー・チャートの実行時刻で規定される該当ステップに対応する基準正弦波の電圧値を検索し、それにＳ１６で算出された高調波補正項（算出された高調波の振幅ＡｎとゲインＧｎの積）を加算して得た和で基準正弦波（の電圧値）を補正する。以上までが基準正弦波補正部４０ｋの処理である。
【００４８】
次いで、パルス幅変調部４０ｌは、基準正弦波補正部４０ｋで補正された基準正弦波の電圧値（基準正弦波の電圧値と高調波補正項の和）を入力し、コンパレータでキャリアと比較してＰＷＭ出力値（ＰＷＭ信号あるいはＰＷＭ波形）を算出（生成）する。
【００４９】
算出されたＰＷＭ出力値は図１のゲートドライバ４０ｂからＦＥＴブリッジ回路に出力され、４個のＦＥＴの導通・非導通が制御され、それによって出力端子３４から５０Ｈｚ（あるいは６０Ｈｚ）の所定周波数の交流が出力され、必要に応じて電気負荷３６に供給される。
【００５０】
図６を参照して上記の処理を説明すると、図示のような基準正弦波をコンパレータでキャリアと比較してＰＷＭ信号を算出して出力すれば、よって得られる出力電圧波形も、図３に破線で示した如く、基準正弦波と同様の歪のない波形となる筈である。
【００５１】
しかしながら、ＦＥＴの制御時の時間的な遅れ、温度などから、出力電圧波形は所期の基準正弦波と同様の波形にならず、図６に示すような高調波を生じる。
【００５２】
そこで、この実施例においては、オフライン・コンピュータを用い、図６に示す基準正弦波の電圧波形に対して電気負荷３６への通電電流に応じて生じる高調波をフーリエ変換して周波数分析し、分析結果を振幅とゲインとして予めデータ化しておくと共に、電流から検索自在なテーブル値として用意するようにした。
【００５３】
そのデータにおいてゲインＧｎは高調波を打ち消すように算出することとした。より具体的には、２次高調波の振幅Ａ２が正側に生じていればその振幅Ａ２を打ち消すように負側にゲインＧ２を算出し、３次高調波の振幅Ａ３が負側に生じていればその振幅Ａ３を打ち消すように正側にゲインＧ３を算出するようにした。次いで、高調波の振幅ＡｎとゲインＧｎとを乗算して得た積を加算して得た高調波補正項で基準正弦波（の電圧値）を補正するようにした。
【００５４】
この実施例は上記のように構成したので、基準正弦波を的確に補正することができる。よって、その補正された基準正弦波を用いてＰＷＭ信号を生成することで出力電圧波形から高調波歪成分を確実に低減することができる。
【００５５】
また、基準正弦波のｎ次高調波のゲインをテーブル値として格納する格納手段（ＥＥＰＲＯＭ）４０ｄを備えると共に、検出された電流値からテーブルを検索してゲインＧｎを算出する如く構成したので、上記した効果に加え、ゲインＧｎを容易に算出することができる。
【００５６】
上記の如く、この実施例にあっては、エンジン１２で駆動される発電部１４と、前記発電部１４から出力される交流を直流に変換するコンバータ２０と、スイッチング素子（ＦＥＴ）を備え、前記コンバータ２０から出力される直流を交流に変換して出力するインバータ２６と、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータ２６から出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段（ＣＰＵ４０）を備えたインバータ発電機１０において、負荷（電気負荷）３６が接続されるとき、前記負荷３６に通電される電流値を検出、より具体的には電流の実効値を算出する負荷電流検出手段（ＣＰＵ４０、電流センサ４０ｇ，Ｓ１０）と、前記検出された電流値、より具体的には前記算出された電流の実行値に基づいて前記基準正弦波のｎ次高調波のゲインＧｎ（ｎ＝２，３，５・・・ｍ）を算出するゲイン算出手段（ＣＰＵ４０，Ｓ１２）と、前記算出されたゲインＧｎを加算して得た和で前記基準正弦波を補正する基準正弦波補正手段（ＣＰＵ４０、基準正弦波補正部４０ｋ，Ｓ１４からＳ１８）とを備える如く構成した。
【００５７】
また、前記基準正弦波のｎ次高調波のゲインをテーブル値として格納する格納手段（ＥＥＰＲＯＭ）４０ｄを備えると共に、前記ゲイン算出手段は、前記検出された電流値から前記テーブルを検索して前記ゲインを算出する（ＣＰＵ４０，Ｓ１２）如く構成した。
【００５８】
尚、上記においてインバータのスイッチング素子としてＦＥＴを用いたが、それに限られるものではなく、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）などであっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００５９】
【図１】この発明の実施例に係るインバータ発電機を全体的に示すブロック図である。
【図２】図１に示すＣＰＵの動作を機能的に示すブロック図である。
【図３】図２に示す基準正弦波生成部などの動作を示す波形図である。
【図４】図２の基準正弦波補正部などの動作を示すフロー・チャートである。
【図５】図４フロー・チャートの処理を説明する、図２の基準正弦波補正部の構成を示すブロック図である。
【図６】図２の基準正弦波生成部で生成される基準正弦波などの波形図である。
【図７】図４フロー・チャートの処理で使用される高調波のゲインのテーブル値を示す説明図である。
【図８】図４フロー・チャートの処理で算出される高調波補正項の各要素を示す説明図である。
【符号の説明】
【００６０】
１０  インバータ発電機、１２  エンジン（内燃機関）、１２ａ  スロットルバルブ、１２ｂ  スロットルモータ、１４  エンジン発電部、１４ａ  三相出力巻線、２０  コンバータ、２６  インバータ、３６  電気負荷、４０  ＣＰＵ、４０ａ  サイリスタ（ＳＣＲ）ドライバ、４０ｂ  ゲートドライバ、４０ｃ  モータドライバ、４０ｄ  ＥＥＰＲＯＭ、４０ｅ，４０ｆ  電圧センサ、４０ｇ  電流センサ、４０ｊ  基準正弦波生成部、４０ｋ  基準正弦波補正部、４０ｌ  パルス幅変調部、４０ｍ  スロットル制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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