(57)【要約】      （修正有）【課題】送受信機に関し、時空間トレリス符号を使用するＷＡＶＥ単一アンテナ送受信機及びマルチアンテナ送受信機双方を提供する。【解決手段】送信機の符号器は、時空間トレリス符号化を使用する。入力ビットストリームが多重化されて、出力ビットストリームのセットが並列に生成される。乗算器は、符号生成重みを各出力ビットストリームに適用する。出力ビットストリームは結合され、マッピングされ、単一のアンテナによって送信される。【選択図】図７
2010288260.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
時空間トレリス符号化(ＳＴＴＣ)を使用して送信機において入力ビットストリームを符号化するための装置であって、
前記入力ビットストリームを符号化して出力シンボルセットを並列に生成する符号器と、
各出力シンボルを複素数と乗算する乗算器と、及び
乗算されたすべての値を合計して、前記出力シンボルの線形結合を形成する加算器と、
を備える装置。
【請求項２】
前記複素数は、ｅｊθの形を取り、ここで、ｅは自然数であり、ｊ＝√(−１)は虚数であり、θは前記送信機によって選ばれ、−πとπとの間の値を取る、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記値θは、範囲−πからπの一様分布から得られる、請求項２に記載の装置。
【請求項４】
２つの送信アンテナ(２−Ｔｘ)のＳＴＴＣ符号器を使用する直交位相シフトキーイング(ＱＰＳＫ)の場合に、２つの複素数ｅｊθ１及びｅｊθ２があり、前記出力シンボルの乗算は、｜θ１−θ２｜＝４π／５の関係を有する、請求項２に記載の装置。
【請求項５】
各出力シンボルセットには、複数の複素ベクトルが乗算され、複数の線形結合が形成される、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
前記複素ベクトルは直交している、請求項５に記載の装置。
【請求項７】
前記複素ベクトルの各値は、ｅｊθの形を取り、値θは、範囲−πからπの一様分布から得られる、請求項５に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、包括的には、送受信機に関し、より詳細には、時空間トレリス符号を使用するＷＡＶＥ単一アンテナ送受信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
車両環境における無線アクセス(ＷＡＶＥ(Wireless access in vehicular environment))は、高速車両間データ送信及び高速車両対インフラストラクチャデータ送信を提供する。ＷＡＶＥネットワークの物理(ＰＨＹ)レイヤは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格に基づいている。現在のところ、ＷＡＶＥ送受信機は、１つのアンテナを有し、畳み込み前方誤り訂正(ＦＥＣ)符号化を使用する。
【０００３】
空間ダイバーシティ及び／又は多重化利得を達成するには、例えばＷｉＭＡＸといった多入力多出力(ＭＩＭＯ)技法を使用することができる。ＷＡＶＥ標準規格について、ＭＩＭＯを検討することが期待されている。
【０００４】
ＭＩＭＯ技法は、開ループ空間多重化、閉ループ空間多重化、閉ループＭＩＭＯビームフォーミング、及び開ループ時空間符号化(ＳＴＣ)を含む。動的ＷＡＶＥネットワークでは、推定された瞬時チャネル状態情報(ＣＳＩ)は、車両の速度のために高速に変化する可能性がある。加えて、時間変化する瞬時ＣＳＩをフィードバックすると、オーバーヘッドが増大する。したがって、ＷＡＶＥネットワークには、閉ループＭＩＭＯ技法は適していない。
【０００５】
開ループＭＩＭＯ技法の場合、ＳＴＣは、時空間ブロック符号(ＳＴＢＣ)及び時空間トレリス符号(ＳＴＴＣ)を含む。ＳＴＢＣ方式の場合、直交ＳＴＢＣ(ＯＳＴＢＣ)が、通常、商用の無線標準規格によって採用される。チャネルがＯＳＴＢＣブロック内で不変である場合、ＯＳＴＢＣの単純なシンボルレベル最尤(ＭＬ)検出が最大限の空間ダイバーシティを達成することができる。
【０００６】
ＷｉＭＡＸでは、ＯＳＴＢＣは、従来の畳み込み符号と直列に連結される内部符号として使用される。不完全な周波数補償に起因して生じる周波数オフセットは、ＯＳＴＢＣブロック内のシンボルレベル時変フェージングにつながる可能性がある。この場合、性能劣化を回避するには、性能劣化を回避するようＯＳＴＢＣを復号するために、ブロックレベルＭＬ検出が必要とされる。
【０００７】
複素変調コンステレーションの場合、複数の送信アンテナについてしかフルレートＯＳＴＢＣは存在しない。他方、ＳＴＴＣは、特にマルチアンテナ送信用にのみ設計されたフルレートトレリス符号化変調技法である。符号化及び復号の複雑度は、ＳＴＴＣと同数のトレリス状態を有するこれまでの単一アンテナトレリス符号(例えば、畳み込み符号)と同様である。
【０００８】
ＳＴＴＣは、コヒーレンス時間に基づく「準静的対高速」マルチパスフェージング及びコヒーレンス帯域幅に基づく「フラット対周波数選択性」マルチパスフェージング等、異なるチャネル状態に対して異なる設計基準を有する。
【０００９】
準静的フラットフェージングチャネル用に設計されたＳＴＴＣは、検出アルゴリズムを変更することなく、他のチャネル状態に対して少なくとも同じエンドツーエンドダイバーシティの利益を達成することができる。したがって、ＯＳＴＢＣと異なり、チャネル状態の予測不可能／高速な変動に対してロバストなＳＴＴＣ方式が存在する。例えばＯＳＴＢＣといったほとんどのＳＴＢＣ方式は符号化利得を提供しないが、ＳＴＴＣは符号化利得を提供する。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Liu他著、「A rank criterion for QAM space-time codes」, IEEE Trans. on Inform. Theory, vol. 48, no. 12, pp. 3062-3079, Dec. 2002
【非特許文献２】Wong他著、「Design of 16-QAM space-time trellis codes for quasi-static fading channels」, Proc. of VTC 2004-Spring, pp. 880-883, Can 2004
【非特許文献３】Vucetic他著、「Space-Time Coding」, West Sussex, England: John Wiley Sons, 2003
【非特許文献４】V. Tarokh他著、「Space-time codes for high data rate wireless communication: performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths」, IEEE Trans. on Commun., vol. 47, no. 2, pp. 199-207, Feb. 1999
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
従来の無線標準規格は、単一アンテナ構成及びマルチアンテナ構成を考慮しており、単一アンテナ構成からマルチアンテナ構成に発展した時に、送受信機における符号化モジュール及び／又は復号モジュールを変更する。この理由は、ＳＴＣ符号器及びＳＴＣ復号器の構造及びプロセスが、例えば畳み込み符号及びターボ符号といった従来の単一アンテナＦＥＣ技法の構造及びプロセスと明らかに異なっているからである。
【００１２】
ＳＴＴＣは、本来的には、トレリス符号化変調技法であるので、異なる変調コンステレーションを使用するには、ＳＴＴＣ符号器の構造が異なる構造を有することが必要とされる。
【００１３】
＜ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格における畳み込み符号＞
図１に示すように、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格による従来の６４状態畳み込み符号器１００は、符号化率Ｒｃ＝１／２を有する生成多項式ｇ０＝１３３ｏｃｔ及びｇ１＝１７１ｏｃｔを使用する。符号器では、各シフトレジスタ１０５は、１ビット(バイナリ)レジスタである。この符号の拘束長１０２は７である。すなわち、メモリ次数(memory order)は６であり、トレリス状態数は２６＝６４である。入力ビット１０１は、符号化ビットに符号化される。次に、変調器１１０は、符号化ビットを取り込み、それら符号化ビットを送信シンボルに変換する。ＭＬコヒーレント検出を行うには、ビタビ復号が推奨される。
【００１４】
より高い符号化率(例えば、２／３、３／４)は、パンクチャリングによって達成することができる。パンクチャリングは、送信機では符号化ビットのいくつかを省略し、畳み込み復号器では省略されたビットの代わりにダミーの「０」を挿入するための手順である。パンクチャリングパターンは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格に規定されている。パンクチャリングが使用されると、オリジナルの復号トレリスを再利用するために、ブランチメトリックの計算を適切に変更する必要がある。
【００１５】
＜複数の送信アンテナ用に設計されたＳＴＴＣ＞
ｎ個(ｎ≧２)の送信アンテナ用に設計されたＳＴＴＣは、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣと表され、各タイムスロットｔにおいて、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣは、ｋ＝ｌｏｇ２Ｍビットをｎ個の符号化ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭシンボルｃｔ＝(ｃ１ｔ，ｃ２ｔ，…，ｃｎｔ)に符号化する。アンテナｉは、シンボルｃｉｔを送信し、ｎ個の符号化シンボルが、ｎ個の送信アンテナによって同時に送信され、その結果、フルレート送信となる。情報ビット当たりのエネルギーはＥｂである。ｎ個の符号化ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭシンボルは、ｋ＝ｌｏｇ２Ｍビットの情報ビットから生成されるので、ｎ個の符号化シンボルのそれぞれについてのエネルギーはＥｃ＝ｋＥｂ／ｎである。
【００１６】
ＳＴＴＣ用のＭＬコヒーレント検出は、通常、ビタビ復号を使用する。ｍ個(ｍ≧２)の受信アンテナがあるとき、１つの受信アンテナ用のビタビ復号と比較して、ブランチメトリックは、ｍ個の値の合計となる。これらｍ個の値のそれぞれは、ｍ個の受信アンテナの１つにおける受信信号を使用して、１つの受信アンテナの同じブランチメトリック計算を行うことにより得られる。
【００１７】
ＰＳＫ変調を使用するＳＴＴＣの場合、例として６４個のトレリス状態を有する符号を使用すると、ｎ−Ｔｘ  ＢＰＳＫ  ＳＴＴＣ及びｎ−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣの符号器の構造は、図２〜図３にそれぞれ示される。双方の図において、各シフトレジスタは、１ビット(バイナリ)レジスタである。ＢＰＳＫの場合、符号ジェネレータ重みｇｌｗ，ｉ(ｗ＝０，１，…，６；ｉ＝１，…，ｎ)の値は｛０，１｝に属し、乗算器出力は２を法として加算される。ＱＰＳＫの場合、２つの並列な符号器ブランチがある。ｇｕｗ，ｉ(ｕ＝１，２；ｗ＝０，１，…，３；ｉ＝１，…，ｎ)の値は｛０，１，２，３｝に属し、乗算器出力は４を法として加算される。
【００１８】
ＱＡＭ変調を使用するＳＴＴＣの場合、ｎ−Ｔｘ  ２２ｐ−ＱＡＭ  ＳＴＴＣ(ｐは正の整数である)用の一般設計が知られている。１６ＱＡＭ  ＳＴＴＣ符号器は、Liu他によって「A rank criterion for QAM space-time codes」, IEEE Trans. on Inform. Theory, vol. 48, no. 12, pp. 3062-3079, Dec. 2002(上記非特許文献１)に記載されている。
【００１９】
１６−ＱＡＭ復号器は、Wong他によって「Design of 16-QAM space-time trellis codes for quasi-static fading channels」, Proc. of VTC 2004-Spring, pp. 880-883, Can 2004(上記非特許文献２)に記載されている。
【００２０】
ｎ−Ｔｘ  ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ符号器は、Vucetic他によって、「Space-Time Coding」, West Sussex, England: John Wiley Sons, 2003(上記非特許文献３)に記載されている。
【００２１】
いくつかの設計では、各タイムスロットｔにおいて、入力マッパが、ｋ＝２ｐビットの直列な情報ビットを２つの並列なシンボルストリームｓ１ｔ，ｓ２ｔ∈Ｚｐ２＝｛０，１，…，２ｐ−１｝に変換し、その結果、常に２つの並列符号器ブランチが存在する。シンボル、ジェネレータ係数、及び状態値に基づいて、符号器は、ｙ１ｔ，Ｉ，ｙ１ｔ，Ｑ，…，ｙｉｔ，Ｉ，ｙｉｔ，Ｑ，…，ｙｎｔ，Ｉ，ｙｎｔ，Ｑとして出力を生成する。出力マッパは、符号器の出力を取り込み、符号器の出力をｃｔ＝(ｃ１ｔ，ｃ２ｔ，…，ｃｎｔ)に変換する。ここで、ｉ＝１，…，ｎについてｃｉｔ＝ｙｉｔ，１＋ｊｙｉｔ，Ｑである。ｃｉｔ(ｉ＝１，…，ｎ)を２２ｐ−ＱＡＭコンステレーションの要素にトランスレーショナルマッピング(translational mapping)した後、ｎ個の符号化２２ｐ−ＱＡＭシンボルのそれぞれは、ｎ個の送信アンテナの１つによって送信される。一例として６４個のトレリス状態を有する符号を使用すると、ｎ−Ｔｘ  １６ＱＡＭ  ＳＴＴＣ及びｎ−Ｔｘ  ６４ＱＡＭ  ＳＴＴＣの符号器の構造は、図４〜図５にそれぞれ示される。
【００２２】
１６ＱＡＭの場合、各シフトレジスタは２ビット(クォータナリ)レジスタである。符号ジェネレータパラメータｇ１ｗ，ｉ，Ｉ，ｇ１ｗ，ｉ，Ｑ(ｗ＝０，１；ｉ＝１，…，ｎ)、ｇ２ｗ，ｉ，Ｉ，ｇ２ｗ，ｉ，Ｑ(ｗ＝０，１，２；ｉ＝１，…，ｎ)の値は、Ｚ４＝｛０，１，２，３｝に属し、乗算器出力は、４を法として加算される。６４ＱＡＭの場合、各シフトレジスタは、３ビット(オクタル)レジスタであり、ｇｕｗ，ｉ，Ｉ，ｇｕｗ，ｉ，Ｑ(ｕ＝１，２；ｗ＝０，１；ｉ＝１，…，ｎ)の値は、Ｚ８＝｛０，１，…，７｝に属し、乗算器出力は、８を法として加算される。
【００２３】
チャネル状態の予測不可能な変動に対してロバストなＳＴＴＣ方式が存在し、V. Tarokh他の「Space-time codes for high data rate wireless communication: performance criteria in the presence of channel estimation errors, mobility, and multiple paths」, IEEE Trans. on Commun., vol. 47, no. 2, pp. 199-207, Feb. 1999(上記非特許文献４)に記載されている。
【００２４】
図３に示すように、ｎ−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣの一般的な符号器の構造は、２つの並列な符号器ブランチしか有しない。ｎ−Ｔｘ  １６ＱＡＭ  ＳＴＴＣの符号器の構造が、ｎ−Ｔｘ  ＱＰＳＫ／１６ＱＡＭ  ＳＴＴＣを使用するｎアンテナ送信機に選択された場合において、変調コンステレーションがｎ−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣとｎ−Ｔｘ  １６ＱＡＭ  ＳＴＴＣとの間で切り換えられるとき、ハードウェアの実施には、広範なバリエーションが必要とされる。
【００２５】
加えて、例としてｎ＝２を使用すると、V. Tarokh他による研究における１６ＱＡＭ  ＳＴＴＣの誤り性能が悪化することが、Wong他による研究で示されている。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
この発明の実施の形態は、ｎアンテナＷＡＶＥ送信機の符号化変調コンステレーション方式としてｎ−Ｔｘ  ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭ  ＳＴＴＣ(ｎ≧２)を使用する。
【００２７】
変調コンステレーションが変化した時に、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣの符号器の構造の大幅な変更を回避するために、この発明は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭを含む、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格で仕様が定められた変調コンステレーションのすべてについて統合されたｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器の実施態様を提供する。したがって、変化するチャネル状態に変調コンステレーションを適応させることができる適応型変調を可能にすることができる。そして、同じ符号器の回路機構を使用して、各変調コンステレーションの符号器を実施することができる。
【００２８】
単一アンテナを有する送信機の場合、実施の形態は、フルレートで符号化利得及び／又は時間ダイバーシティ利得を達成できる疑似ＳＴＴＣ(pseudo STTC)を提供する。疑似ＳＴＴＣ符号器において、単一アンテナ送信機は、各タイムスロットの期間中に、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣから生成されたｎ個の符号化ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭシンボルの線形結合を送信する。
【００２９】
受信機においてｎ個の等価チャネル係数を推定することにより、疑似ＳＴＴＣは、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣと同じコヒーレント復号手順を使用することができる。このｎ個の等価チャネル係数のそれぞれは、オリジナルの単一アンテナチャネル係数と線形係数とを乗算したもの(multiplicity)である。この発明の実施の形態は、ランダムな線形係数の良好な選択を与えることに加えて、決定性線形係数を最適化するための具体的な設計も提供する。
【００３０】
柔軟な符号化率を提供するために、オリジナルのフルレート疑似ＳＴＴＣ(full-rate pseudo-STTC)に対して複製が行われる。詳細には、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣが基盤符号(underlying code)として使用されるとき、ｎ個の符号化シンボルｃ１ｔ，…，ｃｎｔごとに、線形係数のｑ個の異なるセットを使用して、線形結合のｑ(ｑ≧２)個の異なるバージョンが送信される。この方式は、ｑ複製疑似ＳＴＴＣ(q-duplicated pseudo-STTC)と呼ばれる。
【００３１】
ｑ複製疑似ＳＴＴＣの復号器は、フルレート疑似ＳＴＴＣの復号と比較して、ブランチメトリックの計算に対する単純な変更のみを行う必要がある。フルレート疑似ＳＴＴＣの場合と同様に、ランダムな線形係数の良好な選択を与えることに加えて、２−Ｔｘ  ＳＴＴＣを基盤符号として使用する２複製疑似ＳＴＴＣに焦点を当てることにより、最適な決定性線形係数も設計される。
【００３２】
フルレート送信について、単一アンテナ疑似ＳＴＴＣ及びｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ(ｎ≧２)に使用されるコーデックモジュールを統合するために、ｎ−Ｔｘ送信機の各アンテナ素子は、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣから生成されたｃ１ｔ，…ｃｎｔの線形結合も送信する。この種のマルチアンテナ符号化送信は、アンテナｉ(ｉ＝１，…，ｎ)について、ｃｉｔと乗算される線形係数を１と設定し、それ以外のすべての線形係数を０と設定するとき、従来のｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣと等価である。より低レートの送信の場合、ｎ−Ｔｘ送信機の各アンテナ素子は、ｃ１ｔ，…ｃｎｔのｑ個の線形結合も送信する。アンテナｉについて、ｑ個の線形結合送信のそれぞれに使用される線形係数は、同じであり、且つ、ｃｉｔと乗算された線形係数を１と設定しそれ以外のすべてを０と設定するフォーマットを有する。そうすることによって、アンテナｉ(ｉ＝１，…，ｎ)は、ｃｉｔのｑ回の繰り返し送信を実際に行う。この結果、本願の複製概念が、従来のフルレートｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ送信に適用されることになる。
【発明の効果】
【００３３】
フルレート／複製疑似ＳＴＴＣ技法の利点は以下の通りである。
【００３４】
単一アンテナ送受信機及びマルチアンテナ送受信機の双方の統合されたコーデックモジュールが提供される。単一アンテナ構成又はマルチアンテナ構成のいずれかについて、複製手法を介して柔軟な符号化率が提供される。単一アンテナ構成の場合、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐの畳み込み符号及びそのパンクチャリングされたバージョンと比較して、シンボルレベル又ははるかに低い時変フラット／周波数選択性フェージングチャネルのいずれかのもとで、同じデータレート又はより高いデータレートで且つほとんど同じコーデックの複雑度でより良好な誤り性能又は同程度の誤り性能が達成される。加えて、この方式は、不完全な周波数オフセット補償だけでなく、無視できないドップラスプレッド及び遅延広がりにも起因して生じる非常に動的なチャネル状態に対してロバストである。初めて、単一アンテナ送信が、フルレート送信で符号化利得を達成することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００３５】
【図１】ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格で規定された従来の６４状態畳み込み符号器の図である。
【図２】ｎ個(ｎ≧２)の送信アンテナ用の従来の６４状態ＢＰＳＫ  ＳＴＴＣ符号器の図である。
【図３】ｎ個(ｎ≧２)の送信アンテナ用の従来の６４状態ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣ符号器の図である。
【図４】ｎ個(ｎ≧２)の送信アンテナ用の従来の６４状態１６ＱＡＭ  ＳＴＴＣ符号器の図である。
【図５】ｎ個(ｎ≧２)の送信アンテナ用の従来の６４状態６４ＱＡＭ  ＳＴＴＣ符号器の図である。
【図６】ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格で仕様が定められているＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭを含む変調コンステレーションのすべてについてのこの発明による統合されたｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器の図である。
【図７】この発明による単一アンテナフルレート疑似ＳＴＴＣ方式の図である。
【図８】この発明による単一アンテナｑ複製(ｑ≧２)疑似ＳＴＴＣ方式の図である。
【図９】単一アンテナＯＦＤＭネットワークでのＰＨＹレイヤにおける機能ステージのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３６】
この発明の実施の形態は、マルチアンテナＷＡＶＥネットワークにおけるＭＩＭＯ符号化のための時空間トレリス符号(ＳＴＴＣ)を提供する。これは、以下の２つの事実に基づいている。
【００３７】
マルチアンテナ送信のためのトレリス符号化変調技法のように、ＳＴＴＣのコーデックの複雑度は、ＳＴＴＣと同じトレリス状態数を有する、例えば畳み込み符号といった単一アンテナトレリス符号と同様である。
【００３８】
ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭを含めて、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格で仕様が定められている変調コンステレーションのすべてについての統合されたｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器の実施態様を説明することにする。
【００３９】
単一アンテナ構成の新規なフルレート／複製疑似ＳＴＴＣ技法が提供される。この技法は、単一アンテナ送受信機及びマルチアンテナ送受信機の双方の統合されたコーデックモジュールを提供する。先ず、単一搬送波単一アンテナネットワークの状況のもとで疑似ＳＴＴＣ技法を説明し、次に、例えばＷＡＶＥネットワークといった直交周波数分割多重化(ＯＦＤＭ)単一アンテナネットワークへの提案した符号化技法の適用を説明することにする。
【００４０】
＜ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの統合されたＳＴＴＣ符号器の実施態様＞
ＳＴＴＣは、マルチアンテナトレリス符号化変調技法である。変調コンステレーションが変化した場合、従来のｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器の実施態様では、広範な変更が必要とされる。したがって、考慮される各変調のための符号器の構造を適切に提供し、さらに、瞬時チャネル状態に応じて、使用される変調コンステレーションを切り換えることを容易に可能にする統合されたｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器を構築することが望ましい。
【００４１】
したがって、従来の符号器の複数部分を全く普通ではない方法で結合することによって、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格で規定された変調オプションのすべてについての統合されたｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器の実施態様を説明することにする。
【００４２】
具体的には、６４個のトレリス状態を有するｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣに焦点を当てた符号器の構造が図６に示される。
【００４３】
ＢＰＳＫ変調コンステレーション、ＱＰＳＫ変調コンステレーション、１６ＱＡＭ変調コンステレーション、及び６４ＱＡＭ変調コンステレーションを動的に選択するのに、スイッチが使用される。この選択は、動的に行うことができ、瞬時チャネル状態に基づくことができる。
【００４４】
符号器は、情報ビット６０１の入力ストリームを第１及び第２の並列ビットストリーム６０２に変換する直列／並列(Ｓ／Ｐ)変換器６１０を含む。符号器は、第１のシフトレジスタブランチ６２１及び第２のシフトレジスタブランチ６２２を含む。各ブランチは、３つのシフトレジスタから成り、各シフトレジスタ６０５は３ビットを有する。符号生成重みｇｗ  ６１１は、本明細書で説明したように乗算器６１２を使用してシフトレジスタのビットに適用され、第１の符号化シンボルセット６４８及び第２の符号化シンボルセット６４９が生成される。
【００４５】
シフトレジスタの出力された符号化シンボル６４８〜６４９は結合され(６４０)、出力マッパ６５０は、結合された出力を複数のアンテナ６５１へマッピングする。
【００４６】
符号器６００では、ｎ−Ｔｘ  ＢＰＳＫ  ＳＴＴＣの場合にのみ、入力データと、第２のシフトレジスタブランチ６２２における最初のレジスタとの間の接続が無効にされるように、第２のスイッチ６０６がオフにされる。また、ｎ−Ｔｘ  ＢＰＳＫ  ＳＴＴＣの場合、第１のレジスタブランチ６２１における３番目のレジスタと、第２のレジスタブランチ６２２における最初のレジスタとの間のラインが接続されるように、第１のスイッチ６０７がオンにされる。
【００４７】
ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭの場合、入力データと、第２のレジスタブランチ６２２における第１のレジスタとの間の接続が有効にされるように、第２のスイッチ６０６がオンにされる。第１のレジスタブランチ６２１における３番目のレジスタと、第２のレジスタブランチ６２２における第１のレジスタとの間のラインが分離されるように、第１のスイッチ６０７がオフにされる。
【００４８】
ＢＰＳＫ変調コンステレーション又はＱＰＳＫ変調コンステレーションの場合、各シフトレジスタ６０５の３ビットの中から、それら３ビットのうちの１ビットのみが有効にされる。
【００４９】
１６ＱＭ変調コンステレーションの場合、各シフトレジスタの３ビットの中から、それら３ビットのうちの２ビットのみが有効にされる。
【００５０】
６４ＱＭの場合のみ、各レジスタにおける３ビット全てが有効にされる。
【００５１】
ｎ−Ｔｘ  ＢＰＳＫ  ＳＴＴＣの場合、乗算器出力は２を法として加算される(６４０)。ｎ−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣ及びｎ−Ｔｘ  １６ＱＡＭ  ＳＴＴＣの場合、乗算器出力は４を法として加算される。ｎ−Ｔｘ  ６４ＱＡＭ  ＳＴＴＣの場合、乗算器出力は８を法として加算される。加算器の出力は、次に、ｎ個のＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ／１６ＱＡＭ／６４ＱＡＭシンボルｃ１ｔ，…，ｃｎｔにマッピングされる(６５０)。次に、ｃｉｔは、送信のためにｉ番目(ｉ＝１，…，ｎ)の送信アンテナ６５１に割り当てられる。
【００５２】
次に、さまざまな変調コンステレーションについての符号器６００における符号ジェネレータパラメータのセットアップを説明することにする。
【００５３】
＜ＢＰＳＫ  ＳＴＴＣ＞
ｎ−Ｔｘ  ＢＰＳＫ  ＳＴＴＣの場合、符号ジェネレータパラメータｇ１ｗ，ｉ(ｗ＝０，１，２，３；ｉ＝１，…，ｎ)は、図２のものと同じであり、ｇ２ｗ，ｉ(ｗ＝１，２，３；ｉ＝１，…，ｎ)は、図２のｇ１ｗ＋３，ｉと等しい。他のすべての設定は図２と同じである。
【００５４】
＜ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣ＞
ｎ−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣの場合、ｇｕｗ，ｉ(ｕ＝１，２；ｗ＝０，１，…，３；ｉ＝１，…，ｎ)の設定を含めて、すべての設定は図３と同じである。
【００５５】
＜１６ＱＡＭ  ＳＴＴＣ＞
ｎ−Ｔｘ  １６ＱＡＭ  ＳＴＴＣの場合、ｇｕｗ，ｉは、［ｇｕｗ，ｉ，Ｉ，ｇｕｗ，ｉ，Ｑ］を表す。ｇ１ｗ，ｉ＝［ｇ１ｗ，ｉ，Ｉ，ｇ１ｗ，ｉ，Ｑ］(ｗ＝０，１；ｉ＝１，…，ｎ)の場合、要素ｇ１ｗ，ｉ，Ｉ、ｇ１ｗ，ｉ，Ｑは、図４と同じである。ｇ２ｗ，ｉ＝［ｇ２ｗ，ｉ，Ｉ，ｇ２ｗ，ｉ，Ｑ］(ｗ＝０，１，２；ｉ＝１，…，ｎ)の場合、要素ｇ２ｗ，ｉ，Ｉ、ｇ２ｗ，ｉ，Ｑは、図４と同じである。この場合、上側の符号器ブランチの２番目のレジスタ及び３番目のレジスタ並びに下側の符号器ブランチの３番目のレジスタは必要ではない。これは、１６ＱＡＭの場合、ｇ１ｗ，ｉ(ｗ＝２，３；ｉ＝１，…，ｎ)及びｇ２ｗ，ｉ(ｗ＝３；ｉ＝１，…，ｎ)を［０，０］と設定することによって実施される。他のすべての設定は図４と同じである。
【００５６】
＜６４ＱＡＭ  ＳＴＴＣ＞
ｎ−Ｔｘ  １６ＱＡＭ  ＳＴＴＣの場合、ｇｕｗ，ｉは、［ｇｕｗ，ｉ，Ｉ，ｇｕｗ，ｉ，Ｑ］を表す。ｇｕｗ，ｉ＝［ｇｕｗ，ｉ，Ｉ，ｇｕｗ，ｉ，Ｑ］(ｕ＝１，２；ｗ＝０，１；ｉ＝１，…，ｎ)の場合、要素ｇｕｗ，ｉ，Ｉ、ｇｕｗ，ｉ，Ｑは、図５と同じである。この場合、上側または下側の符号器ブランチの２番目のレジスタ及び３番目のレジスタは必要ではない。これは、６４ＱＡＭの場合、ｇｕｗ，ｉ(ｕ＝１，２；ｗ＝２，３；ｉ＝１，…，ｎ)を［０，０］と設定することによって実施される。他のすべての設定は図５と同じである。
【００５７】
＜単一アンテナ送信のフルレート疑似ＳＴＴＣ＞
単一搬送波単一アンテナシステムでは、単一アンテナ送信機と単一アンテナ受信機との間のチャネルについて、時間ｔにおける瞬時チャネル係数(すなわち、チャネルインパルス応答)は、ｈ(ｔ)と表される。マルチパスフェージングは、レイリーフェージングとみなされる。この時、ｈ(ｔ)は、１つの複素次元(complex-dimension)当たり単位分散を有するゼロ平均複素ガウス確率変数としてモデル化することができる。ｈ(ｔ)のサンプルは、１つおきのチャネルコヒーレンス時間期間で独立している。
【００５８】
チャネルコヒーレンス時間期間内では、ｈ(ｔ)のサンプルはほぼ不変であるか又は密接に依存している。チャネルコヒーレンス時間が大きく且つＦＥＣが使用されている場合、ＦＥＣによって達成される時間ダイバーシティを増大させるのにチャネルインターリーバが使用される。フラットチャネル周波数応答及び完全な同期を前提とすることにする。受信機において、タイムスロットｔにおける加法的ノイズη(ｔ)は、１つの複素次元当たり分散Ｎ０を有するゼロ平均複素ガウス確率変数としてモデル化される。ノイズη(ｔ)のサンプルは、あらゆる異なるｔについて独立している。
【００５９】
図７は、入力ビット７０１を単一アンテナ７０２用に符号化するための新規なフルレート疑似ＳＴＴＣ方式を示す。各タイムスロットにおいて、単一アンテナ送受信機は、ｎ個の符号化ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭ出力シンボルのそれぞれを複素数εｉ(ｔ)と乗算し(７０５)、その結果のｎ個の値を互いに加算して(７１０)、出力シンボルの線形結合を形成する。これらｎ個の符号化ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭ出力シンボルは、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器６００を使用してｋ＝ｌｏｇ２Ｍビットの情報ビットを符号化することにより生成される。
【００６０】
疑似ＳＴＴＣ方式のデータレートは、１つのチャネル使用当たりｋビットである。タイムスロットｔにおける結合に符号生成重みとして使用されるｎ個の線形係数は、ε１(ｔ)，ε２(ｔ)，…，εｎ(ｔ)と表される。単一アンテナ受信機において、タイムスロットｔにおける受信信号は、
【００６１】
【数１】
2010288260.tif 000003
【００６２】
である。式(１)の２番目の等式に基づくと、疑似ＳＴＴＣ方式は、ｎ個の「仮想アンテナ」を形成することと等価である。ここで、仮想アンテナｉ(ｉ＝１，…，ｎ)と単一アンテナ受信機との間の等価な瞬時チャネル係数は、αｉ(ｔ)＝εｉ(ｔ)ｈ(ｔ)であり、ｃｉｔは、仮想アンテナｉによって送信される。受信機では、ｎ個の等価チャネル係数αｉ(ｔ)(ｉ＝１，…，ｎ)を推定することによって、疑似ＳＴＴＣ方式は、１つの受信アンテナを有するｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣと同じコヒーレント復号アルゴリズムを使用することができる。従来のマルチアンテナｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣと同様に、単一アンテナの疑似ＳＴＴＣ方式では、ｎ個の符号化シンボルのそれぞれのエネルギーは、Ｅｃ＝ｋＥｂ／ｎである。各タイムスロットｔにおいて、あらゆるｉ∈｛１，…，ｎ｝について｜εｉ(ｔ)｜２＝１となるように線形結合を選択した後、送信される線形結合信号のエネルギーは、ｋＥｂと等しくなることが確保される。
【００６３】
単一アンテナ送受信機の場合、送信ダイバーシティ利得は、疑似ＳＴＴＣ方式によって達成することができない。しかしながら、符号化利得は、フルレート送信で達成することができる。加えて、従来の単一アンテナＦＥＣ技法と同様に、時間ダイバーシティ利得も時変フェージングについて達成することができる。達成される時間ダイバーシティ利得の程度は、チャネルコヒーレンス時間に依存する。チャネルインターリーバによると、時間ダイバーシティ利得を増大させることができる。
【００６４】
＜基盤ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣの選択＞
説明したように、準静的フラットフェージングチャネル用に設計されたＳＴＴＣは、検出アルゴリズムを変更することなく、他のチャネル状態に対して少なくとも同じエンドツーエンドダイバーシティの利益を達成することができる。したがって、本願の疑似ＳＴＴＣを、周波数オフセットの不完全な補償だけでなく、無視できないドップラスプレッド及び遅延広がりにも起因して生じる非常に動的なチャネル状態に対してロバストにするために、基盤ｎ−Ｔｘ  ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭ  ＳＴＴＣが、準静的フラットフェージングチャネル用に適切に設計されたｎ−Ｔｘ  ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭ  ＳＴＴＣとして選択される。
【００６５】
＜フルレート疑似ＳＴＴＣの線形係数設定＞
線形係数εｉ(ｔ)(ｉ＝１，…，ｎ)の値は、ランダム又は決定性とすることができる。ランダムな線形係数の場合、一様位相ランダム化(uniform-phase randomization)が良好な選択である。この場合、
【００６６】
【数２】
2010288260.tif 000004
【００６７】
及びθｉ(ｉ＝１，…，ｎ)は、［０，２π］にわたって一様に分布する。εｉ(ｔ)(ｉ＝１，…，ｎ)が乱数値として設定されたとき、εｉ(ｔ)がどのくらい高速に変化するのかを判定して、新しく生成される独立サンプルを使用するために、先ず次の事実を考慮することにする。すなわち、(ａ)疑似ＳＴＴＣ方式が受信機において用いられるとき、等価チャネル係数αｉ(ｔ)＝εｉ(ｔ)ｈ(ｔ)(ｉ＝１，…，ｎ)を推定することによってチャネル推定を行う必要があること；(ｂ)オリジナルのチャネルｈ(ｔ)は、１つおきのチャネルコヒーレンス時間期間で独立した変動を有し、εｉ(ｔ)(ｉ＝１，…，ｎ)のより高速な変動は、追加の性能利益をもたらさないこと；(ｃ)一般に、チャネル推定は、一群のパイロットシンボルを送信データに定期的に挿入することによって実行され、挿入周期は、チャネルコヒーレンス時間の予測値にほぼ設定されること、を考慮することにする。
【００６８】
上記観察結果に基づいて、利益を伴わないチャネル推定の負担の増加を回避するために、ランダムな線形係数はタイムスロットごとに変化する必要はなく、新しい一群のパイロットシンボルが挿入された時にのみ、新しいサンプルを使用するために係数を設定することができる。そうすることによって、ランダムな線形係数は、大よそ１つおきのコヒーレンス時間期間で変化する。
【００６９】
ｎ個の線形係数が決定性値として設定される場合、αｉ(ｔ)＝εｉ(ｔ)ｈ(ｔ)は、推定されたｈ(ｔ)をεｉ(ｔ)＝εｉ(ｉ＝１，…，ｎ)の固定値と乗算することによって得ることができるので、ｎ個の等価チャネル係数を推定する必要さえなくなる。これは、チャネル推定処理に変調を何ら必要としないので、大きな利点である。しかしながら、ほとんどの決定性線形係数は、一様位相ランダム化線形係数と比較して、結果的に誤り性能を悪化させる。したがって、一様位相ランダム化等のランダム係数を使用することと同様又はそれよりも良好な誤り性能を提供できるｎ個の決定性線形係数を設計することが重要である。
【００７０】
＜フルレート疑似ＳＴＴＣの決定性線形係数の最適化＞
(ａ)マルチアンテナＷＡＶＥ送受信機のアンテナ数がｎである場合、単一アンテナ疑似ＳＴＴＣによって使用される基盤符号をｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣと選択できること、及び(ｂ)近い将来において、マルチアンテナＷＡＶＥデバイスが、この発明のこの実施の形態でおそらく２つのアンテナを用いること、を実現することによって、特定の疑似ＳＴＴＣ方式を考えるとき、基盤ＳＴＴは２−Ｔｘ  ＳＴＴＣとして選ばれる。
【００７１】
疑似ＳＴＴＣの決定性線形係数は、基盤符号として２−Ｔｘ  ＳＴＴＣを使用して最適化される。ｎ＝２の決定性線形係数の一般式は、
【００７２】
【数３】
2010288260.tif 000005
【００７３】
及び
【００７４】
【数４】
2010288260.tif 000006
【００７５】
である。ここで、θ１及びθ２は、２つの固定位相である。ペアワイズ誤り確率(ＰＥＰ)の上限の解析に基づいて、導出されたＰＥＰの上限を使用できる場合、基盤符号を、所与の変調コンステレーションを有する２−Ｔｘ  ＳＴＴＣとして指定できることが分かる。
【００７６】
２−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ＳＴＴＣを基盤符号として使用する場合に焦点を当てることにする。この時、導出されたペアワイズ誤り確率(ＰＥＰ)の上限を利用することによって、次の結果が得られる。すなわち、｜θ１−θ２｜＝πである場合、ＰＥＰ上限の最大値は最小にされるということが得られる。一方、決定性線形係数のこの選択では、依然として、一様位相ランダム化の場合よりも誤り性能は悪化する。この理由は、導出された上限ＰＥＰ上限が、効果的な最適化には十分タイトなものでないからである。
【００７７】
ξを小さな正数とすると、最適な｜θ１−θ２｜はπ±ξに等しいと考えられる。数値シミュレーションを介してこの推測を検証すると、基盤符号は、準静的フラットフェージングチャネル用に設計された「良好」な２−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ６４状態ＳＴＴＣとして選ばれる。この「良好」な２−Ｔｘ  ＱＰＳＫ  ６４状態ＳＴＴＣは、８０２．１１ｐで使用される畳み込み符号と同じトレリス状態数を有する。
【００７８】
焦点を当てている疑似ＳＴＴＣ方式について、２つの固定位相θ１及びθ２が、｜θ１−θ２｜＝４π／５を満たすことができる場合、決定性線形係数
【００７９】
【数５】
2010288260.tif 000007
【００８０】
及び
【００８１】
【数６】
2010288260.tif 000008
【００８２】
は、結果的に、一様位相ランダム化の場合よりも良好な誤り性能となることがシミュレーションによって検証される。θｉ(ｉ＝１，２)の別の「良好」な選択枝も存在する可能性があり、得られる最適結果は経験に基づくものである。しかしながら、理論的解析によっても、依然として、役立つ指標が与えられる。実際には、｜θ１−θ２｜ｏｐｔ＝π±ξについての指標は、網羅的なシミュレーションを使用して、θ１及びθ２の無限のあり得る特定値について、誤り性能に対する影響を詳しく調べることを回避する助けとなる。
【００８３】
＜単一アンテナ送受信機及びマルチアンテナ送受信機の統合されたコーデックモジュール＞
ｎ個(ｎ≧２)のアンテナを装備した将来のＷＡＶＥ送受信機について、ＳＴＴＣをＭＩＭＯ符号化方式として使用することにする。単一アンテナフルレート疑似ＳＴＴＣ及び従来のｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣに使用されるコーデックモジュールを統合するために、ｎ−Ｔｘ送信機の各アンテナは、フルレート疑似ＳＴＴＣを用いる単一アンテナ送信機と同じオペレーションを実行する。すなわち、ｎ個の送信アンテナのそれぞれは、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器によって生成されたｎ個の符号化シンボルの線形結合も送信する。この種のマルチアンテナ符号化送信が従来のｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣと等価であるために、ｎ個の線形係数の値は、或る特別な固定数となるように設定される。具体的には、アンテナｉ(ｉ＝１，…，ｎ)について、線形係数の値は、ｊ≠ｉの場合、εｉ(ｔ)＝１及びεｊ(ｔ)＝０として設定される。そうすることによって、各タイムスロットｔにおいて、ｃｉｔは、アンテナｉ(ｉ＝１，…，ｎ)によって送信され、その結果、従来のｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ送信となる。
【００８４】
＜単一アンテナ送信の複製疑似ＳＴＴＣ＞
ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格によれば、Ｒｃ＝１／２の符号化率を有する畳み込み符号をパンクチャリングして、例えばＲｃ＝３／４といったより高い符号化率を達成することができるが、誤り性能は悪化する。柔軟な符号化率及びより良好な誤り性能を提供するために、フルレート疑似ＳＴＴＣに対して「複製」を行うことにする。
【００８５】
図８に示すように、ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ符号器６００は、ｋ＝ｌｏｇ２Ｍビットの情報ビット８０１をｎ個の符号化ＭＰＳＫ／ＭＱＡＭシンボルに符号化する。ｎ個の符号化シンボルごとに、単一アンテナ送信機は、これらｎ個の符号化シンボルの線形結合８１０のｑ個(ｑ≧２)の異なるバージョンを送信する。この複製方式のデータレートは、１チャネル当たりｋ／ｑビットである。
【００８６】
フルレート疑似ＳＴＴＣの場合、あらゆる線形結合送信は、トレリスの一意のタイムスロットに対応する。したがって、送信のタイムスロットインデックスは、トレリスのタイムスロットインデックスと同じである。しかしながら、ｑ複製疑似ＳＴＴＣの場合、ｑ個(ｑ≧２)ごとの線形結合送信が、トレリスの一意のタイムスロットに対応し、その結果、送信のタイムスロットインデックスは、トレリスのタイムスロットインデックスとは異なる。
【００８７】
ｑ複製疑似ＳＴＴＣの場合、「トレリスタイムスロット」のインデックスを表すのにｔを使用し、「送信タイムスロット」のインデックスを表すのにｔ’を使用することにする。トレリスの開始タイムスロットを各符号語についてｔ＝１とし、(ｑ複製疑似ＳＴＴＣを使用して)符号語を送信するための開始タイムスロットは常にｔ’＝１として正規化されているとすると、各トレリスタイムスロットは、ｔ’１＝ｑ(ｔ−１)＋１，…，ｔ’ｑ＝ｑ(ｔ−１)＋ｑ＝ｑ×ｔの関係を有するｑ個の送信タイムスロットに対応する。
【００８８】
次に、トレリスタイムスロットｔにおいて生成されたｎ個の符号化シンボルｃ１ｔ，…，ｃｎｔについて、線形結合信号のｑ個の異なるバージョンに使用される対応するｑセットの線形係数は、ε１ｊ(ｔ)，ε２ｊ(ｔ)，…，εｎｊ(ｔ)(ｊ＝１，…，ｑ)と表され、ｑ個の線形結合信号の送信中の瞬時チャネル係数はｈ(ｔ’ｊ)(ｊ＝１，…，ｑ)である。したがって、単一アンテナ受信機におけるｑ個の受信信号は、
【００８９】
【数７】
2010288260.tif 000009
【００９０】
となる。
【００９１】
式(２)の２番目の等式に基づくと、ｑ複製疑似ＳＴＴＣ方式は、ｉ番目の「仮想アンテナ」に、ｃｉｔ(ｉ＝１，…，ｎ)のｑ回の繰り返し送信を行わせることと等価である。ｉ番目の仮想アンテナと受信機との間において、ｑ回の繰り返し送信の等価な瞬時チャネル係数はαｉｊ(ｔ)＝εｉｊ(ｔ)ｈ(ｔ’ｊ)(ｊ＝１，…，ｑ)である。フルレート疑似ＳＴＴＣのビタビ復号と比較すると、ｑ複製疑似ＳＴＴＣの復号器は、ブランチメトリックしか変更しない。
【００９２】
詳細には、ブランチメトリックは、ｑ個の値の合計となる。これらｑ個の値のそれぞれは、ｑ個の受信信号ｒ(ｔ’ｊ)(ｊ＝１，…，ｑ)の１つを使用して、フルレート疑似ＳＴＴＣと同じブランチメトリックの計算を行うことにより得られる。
【００９３】
ｑ複製疑似ＳＴＴＣ方式の場合、ｎ個の符号化シンボルのそれぞれのエネルギーは、Ｅｃ＝ｋＥｂ／ｎである。あらゆるｉ∈｛１，…，ｎ｝及びあらゆるｊ∈｛１，…，ｑ｝について｜εｉｊ(ｔ)｜２＝１／ｑとなるように線形係数を選択した後、ｑ個の複製線形結合信号の全送信エネルギーは、ｋＥｂとなることが確保される。換言すると、ｑ×ｎ個のすべての線形係数が非ゼロであるとき、線形係数が良好な誤り性能を達成するように適切な値を設定することについての以下の説明に関わらず、各線形係数は、固有電力正規化係数(inherent power normalization factor)１／√(ｑ)を含むことができる。
【００９４】
＜複製疑似ＳＴＴＣの線形係数設定＞
フルレート疑似ＳＴＴＣについて、線形係数εｉｊ(ｔ)(ｉ＝１，…，ｎ；ｊ＝１，…，ｑ)の値は、ランダムとすることもできるし、決定性とすることもできる。一様位相ランダム化線形係数を使用することも、ｑ複製疑似ＳＴＴＣにとって良好な選択である。一様位相ランダム化係数を使用することと同様又はそれよりも良好な誤り性能を提供できるｑ×ｎ個の決定性線形係数を設計することが重要である。
【００９５】
基盤符号としてｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣを使用するｑ複製疑似ＳＴＴＣの場合、ｑ＝ｎを選択し、ｑ×ｎ＝ｎ２個の線形係数の値を、ｉ＝ｊの場合にはεｉｊ(ｔ)＝εｉｊ＝１と設定し、ｉ≠ｊの場合にはεｉｊ(ｔ)＝εｉｊ＝０(ｉ＝１，…，ｎ；ｊ＝１，…，ｎ)と設定すると、特別な送信方式が得られる。この方式では、単一アンテナ送受信機は、トレリスタイムスロットｔにおいて生成されるｎ個の符号化シンボルｃ１ｔ，…，ｃｎｔのそれぞれを、ｎ個の送信タイムスロットｔ’１，…，ｔ’ｎのそれぞれにより個別に送信する。
【００９６】
＜複製疑似ＳＴＴＣの決定性線形係数の最適化＞
ＩＥＥＥ８０２．１１ｐ標準規格では、仕様が定められた変調コンステレーションは、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭを含む。使用される変調コンステレーションに関わらず、２複製疑似ＳＴＴＣは、ＩＥＥＥ８０２．１１ｐで使用される畳み込み符号を用いるのと同じデータレートを達成するので、２複製疑似ＳＴＴＣに焦点を当てることによって決定性線形係数を最適化することにする。加えて、上述したように、この発明では、基盤符号として２−Ｔｘ  ＳＴＴＣを使用する場合に焦点を当てることにする。
【００９７】
基盤符号として２−Ｔｘ  ＳＴＴＣを使用する２複製疑似ＳＴＴＣの場合、ｑ×ｎ＝２×２＝４個の決定性線形係数は、ｑ＝２個の決定性係数ベクトルε１＝［ε１１，ε２１］Ｔ及びε２＝［ε１２，ε２２］Ｔと表すことができる。ｑ＝２つの複製送信ごとに、ｉ番目(ｉ＝１，２)の複製線形結合信号がεｉを使用する。ＰＥＰの上限の解析に基づくと、ε１及びε２が、εｉｊ≠０(ｉ＝１，２；ｊ＝１，２)を有する２つの直交ベクトルである場合、ＰＥＰ上限の最大値を最小にすることができる。数値シミュレーションによって検証すると、この最適化された決定性線形係数は、一様位相ランダム化の場合よりも良好な誤り性能を提供することができる。
【００９８】
＜統合されたコーデックモジュール：ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ送信への複製の適用＞
複製概念は、より低いレート及びより大きな冗長性を達成するために、従来のフルレートｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣ(ｎ≧２)によって使用するもできる。ｎ−Ｔｘ  ＳＴＴＣを用いるマルチアンテナ送受信機の場合、直接的な複製オペレーションは、ｉ番目のアンテナに、ｃｉｔ(ｉ＝１，…，ｎ)のｑ回の繰り返し送信を行わせることである。このようにして、データレートが低くなるが、チャネルコヒーレンス時間、符号語長、及びチャネルインターリーバの深さに応じて、時間ダイバーシティ利得を追加することができる。
【００９９】
ｎ−Ｔｘ  ｑ複製ＳＴＴＣ及び単一アンテナｑ複製疑似ＳＴＴＣの双方に使用されるコーデックモジュールを統合するために、ｎ−Ｔｘ送信機の各アンテナ素子にｃ１ｔ，…ｃｎｔのｑ個の線形結合も送信させる。これは、アンテナｉ(ｉ＝１，…，ｎ)について、ｑ個の線形結合送信のそれぞれに使用される線形係数が同じであり、且つ、ｃｉｔと乗算される線形係数を１と設定しそれ以外のすべてを０と設定するフォーマットを有するときに、ｎ−Ｔｘ  ｑ複製ＳＴＴＣと等価である。
【０１００】
＜提案した符号化方式のＯＦＤＭベース単一アンテナネットワークへの適用＞
ＷＡＶＥネットワーク等のＯＦＤＭベース単一アンテナネットワークの状況で本願の符号化技法を説明することにする。Ｌ個の副搬送波(例えば、８０２．１１ｐではＬ＝５２)を有する単一アンテナＯＦＤＭネットワークを考えることにする。１つのＯＦＤＭシンボルにおけるＬ個の副搬送波の中で、ＬＣＤ個(ＬＣＤ＜Ｌ)の副搬送波のみが、符号化データ信号に使用される(例えば、８０２．１１ｐではＬＣＤ＝４８)。パケットがＶ個(Ｖ≧１)の連続したＯＦＤＭシンボルから成る場合、１つのパケットは、合計でＶ×ＬＣＤ個の符号化データ信号をロードすることができる。本願の符号化技法がＦＥＣ方式として使用されるとき、これらの符号化データ信号は、フルレート疑似ＳＴＴＣ又はｑ複製疑似ＳＴＴＣを用いることを介してデータビットを符号し、その後、インターリーブすることから得られる。フェージングチャネルのチャネルインパルス応答は、パケットの継続時間内で変化する可能性があるが、各ＯＦＤＭシンボルの継続時間内では事実上不変であると仮定される。さらに、チャネルの最大遅延広がりがサイクリックプレフィックス(ＣＰ)の長さよりも小さく、同期が完全に行われていると仮定される。
【０１０１】
図９は、本願の疑似ＳＴＴＣを使用する単一アンテナＯＦＤＭネットワークのＰＨＹレイヤにおけるステージを示す。送信機では、入力ビット９０１が、本願の疑似ＳＴＴＣ符号器９１０に入力され、符号化シンボルがインターリーブされる(９２０)。パイロットシンボルが挿入され(９３０)、逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)９５０に適用され、チャネル９６０に通される。ＩＦＦＴを行う前において、各パケット内で、Ｃ［ｖ，ｌ］を、このパケットのｖ番目(ｖ＝１，…，Ｖ)のＯＦＤＭシンボルにおける副搬送波ｌ(ｌ＝１，…，Ｌ)に割り当てられた符号化データ信号と表すことにする。受信機では、ＦＦＴを行った後、Ｃ［ｖ，ｌ］の対応する受信バージョンは、
【０１０２】
【数８】
2010288260.tif 000010
【０１０３】
と表すことができる。式(３)において、Ｈ［ｖ，ｌ］は、考慮対象のパケットのｖ番目(ｖ＝１，…，Ｖ)のＯＦＤＭシンボルにおける副搬送波ｌ(ｌ＝１，…，Ｌ)上のチャネル周波数応答係数を表し、Ｚ［ｖ，ｌ］は、ゼロ平均加法的白色ガウスノイズである。任意の所与のｖについて、Ｈ［ｖ，ｌ１］及びＨ［ｖ，ｌ２］(ｌ１≠ｌ２)は、理想的な場合には独立している。実際には、それらは、或る程度相関している可能性がある。
【０１０４】
受信機では、ＣＰが除去され(９７０)、ＦＦＴ９８０が適用される。パイロットシンボルは除去され(９９０)、デインターリーブされ(９９５)、復号されて(９９６)、判定９０２が得られる。
【０１０５】
ｑ複製疑似ＳＴＴＣが使用されるとき、この符号化方式によって提供される可能な最大時間ダイバーシティの利益を達成するために、ｑ個ごとの複製符号化信号がｑ個の異なる副搬送波に割り当てられる必要がある。実際の用途では、ｑは、ｑ＝２等の小さな値であり、したがって、この種の副搬送波割り当てを実施することは容易である。
【０１０６】
この発明を特定の好ましい実施の形態を参照して説明してきたが、様々な他の適合及び変更をこの発明の精神及び範囲内で行うことができることを理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、この発明の真の精神及び範囲内に入るような全ての変形及び変更を包含することである。
【図１】
2010288260.tif 000011
【図２】
2010288260.tif 000012
【図３】
2010288260.tif 000013
【図４】
2010288260.tif 000014
【図５】
2010288260.tif 000015
【図６】
2010288260.tif 000016
【図７】
2010288260.tif 000017
【図８】
2010288260.tif 000018
【図９】
2010288260.tif 000019
【外国語明細書】
2010288260.tif 000020
2010288260.tif 000021
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