(57)【要約】【課題】既設のダイオード整流器との並列運転に適し、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供する。【解決手段】電力用ダイオード整流器RECと電圧形自励式電力変換器CNVが並設され、自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧に対する自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより電力変換器の入力電流を、力行運転時は負荷装置Loadに供給する電流又は有効電力に応じて自励式電力変換器の入力電流の有効分を制御し、回生運転時は直流平滑コンデンサに印加される電圧が電圧指令値に一致するように入力電流を制御する電力変換装置。【選択図】図１４
2010259328.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、
当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
前記交流電源に第２の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、
当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、
前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、
前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置に電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
交流電源と、
当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
前記交流電源に第２の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、
当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、
当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、
前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、
前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置に電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記入力電流制御手段は、力行負荷電流がある設定値を超えた場合に当該自励式電力変換器を構成するすべての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記直流平滑コンデンサから前記負荷装置に至る経路上に直流リアクトルと高速遮断器を挿入したことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
交流電源と、
当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
前記交流電源に第２の変圧器を介して接続された交流負荷と、
前記第２の変圧器の２次巻線に第３の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、
当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、
前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、
前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される直流負荷に電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
交流電源と、
当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
前記交流電源に第２の変圧器を介して接続された交流負荷と、
前記第２の変圧器の２次巻線に第３の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、
当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、
前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、
前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される直流負荷に電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
交流電源と、
当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、
前記交流電源に第２の変圧器を介して接続された交流負荷と、
前記第２の変圧器の２次巻線に第３の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、
当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、
当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、
前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、
前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される直流負荷に電力を供給することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
前記入力電流制御手段は、力行負荷電流がある設定値を超えた場合に当該自励式電力変換器を構成するすべての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第３の変圧器のパーセントインピーダンスを、前記第１の変圧器のパーセントインピーダンスより大きくしたことを特徴とする請求項５〜８のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気鉄道直流き電システムでは、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。
【０００３】
そこで電力回生可能な機構を備えた電力変換装置が開発されている。図２５は、従来の電力回生可能なＰＷＭコンバータＣＮＶ（パルス幅変調制御コンバータ）の構成を示すものである。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源ＳＵＰの端子、Ｌｓは交流リアクトル、ＣＮＶはＰＷＭコンバータ、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴはこの平滑コンデンサＣｄの電圧を検出する電圧検出器、ＩＮＶは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機をそれぞれ示す。
【０００４】
また、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御補償器ＧＶ（Ｓ）、乗算器ＭＬ、電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）およびパルス幅変調制御回路ＰＷＭＣが用意されている。破線で囲まれた部分は３相分用意されており、Ｒ相のみを詳しく示しているが、Ｓ相およびＴ相も同様に構成されている。
【０００５】
ＰＷＭコンバータＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。
【０００６】
制御回路ＣＮＴＬにおいて、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄの偏差を制御補償器ＧＶ（Ｓ）で増幅し、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍ＊とする。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波ｓｉｎωｔと前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍ＊を掛け算し、それをＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とする。すなわち、
【数１】
2010259328.tif 000003
【０００７】
となる。
【０００８】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒを比較し、その偏差を電流制御補償器Ｇｉ（Ｓ）で、反転増幅する。通常比例増幅が使われ、Ｇｉ（Ｓ）＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ（Ｓ）の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）をＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力し、コンバータＣＮＶのＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４のゲート信号ｇ１，ｇ４を作る。ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣは、電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータＣＮＶのＲ相電圧Ｖｒは前記電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。
【０００９】
Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【００１０】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。
【００１１】
Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍ＊が増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、前記振幅指令値Ｉｓｍ＊に比例した有効電力Ｐｓが前記交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給されることになる。この結果、直流電圧Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１２】
逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、前記入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１３】
ＶＶＶＦインバータＩＮＶおよび交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサＣｄを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサＣｄのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサＣｄにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにＰＷＭコンバータＣＮＶによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御するため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力を供給し、回生運転時は回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。このように、従来のＰＷＭコンバータＣＮＶによれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１４】
しかし、ＰＷＭコンバータＣＮＶは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、遮断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもその遮断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器を構成する自己消弧素子として遮断電流の大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
一方、電気鉄道では、電力用ダイオード整流器がすでに設置されている場合が多く、そこに新しいＰＷＭコンバータＣＮＶを設置した場合、既設の電力用ダイオード整流器と新設のＰＷＭコンバータＣＮＶを並列運転することが必要になってくる。
【００１６】
既設の電力用ダイオード整流器は、負荷電流によって直流電圧Ｖｄのレギュレーションがあり、例えば、定格負荷でＶｄ＝１５００Ｖで８％の電圧レギュレーションを持つ整流器の場合、３００％過負荷運転時は、Ｖｄ＝１２６０Ｖまで低下する。
【００１７】
並列運転するＰＷＭコンバータＣＮＶの直流電圧Ｖｄは、上記電力用ダイオード整流器の整流電圧と同じに制約され、Ｖｄ＝１５００Ｖ一定では運転できなくなる。その結果、過負荷運転時には、ＰＷＭコンバータＣＮＶの直流電圧はＶｄ＝１２６０Ｖとなり、当該電圧値で交流電源から供給される入力電流Ｉｓを制御しなければならなくなる。入力力率＝１で運転する場合、電源電圧をＶｓ，交流リアクトルＬｓの電圧降下をｊωＬｓ・Ｉｓとした場合、ＰＷＭコンバータＣＮＶの交流電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝√｛Ｖｓ２＋（ωＬｓ・Ｉｓ）２｝の大きさが必要になる。当該ＰＷＭコンバータＣＮＶの交流電圧Ｖｃの最大値は、前記直流電圧Ｖｄに比例するもので、Ｖｄが低下すれば、ＰＷＭコンバータＣＮＶが出せる交流電圧Ｖｃの最大値も低下する。一般には、ＰＷＭコンバータＣＮＶの電圧利用率などを考慮すると、交流電圧Ｖｃの実効値（変圧器の２次電圧Ｖ２）として、直流電圧Ｖｄの（１／２）程度に設計される。
【００１８】
すなわち、直流電圧Ｖｄ＝１５００Ｖの場合、変圧器の２次電圧はＶ２＝７５０Ｖとなるのに対し、Ｖｄ＝１２６０Ｖまで下がると、Ｖ２＝６３０Ｖまで下げないと、入力力率＝１の運転ができないことになる。言い換えると、既存の整流器と並列運転するＰＷＭコンバータＣＮＶでは、当該コンバータＣＮＶの変圧器の２次電圧を最初からＶ２＝６３０Ｖに設計せざるを得なくなる。すると、同じ出力の変換器では変圧器の２次電流が増加し、当然、ＰＷＭコンバータＣＮＶの入力電流も増加してコンバータＣＮＶを構成する自己消弧素子の電流容量も大きなものが必要となる。結果的に、コストの高い装置となってしまう欠点があった。
【００１９】
以上のように、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式電力変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）があるが、ダイオード整流器に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ない難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題があった。さらに、既設のダイオード整流器と並列運転する場合、当該整流器の電圧レギュレーションにより、ＰＷＭコンバータＣＮＶの交流電圧Ｖｃが低下し、入力電流が増加してコンバータを構成する自己消弧素子の電流容量が増大し、不経済なシステムとなる欠点があった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２０】
【特許文献１】特公平５−７９５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２１】
本発明は、上記従来の技術的課題を解決するためになされたもので、既設のダイオード整流器との並列運転に適し、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明の１つの特徴は、交流電源と、当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に第２の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置に電力を供給する電力変換装置である。
【００２３】
本発明の別の特徴は、交流電源と、当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に第２の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置に電力を供給する電力変換装置である。
【００２４】
本発明のまた別の特徴は、交流電源と、当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に第２の変圧器を介して接続された交流負荷と、前記第２の変圧器の２次巻線に第３の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサと、前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される直流負荷に電力を供給する電力変換装置である。
【００２５】
本発明のまた別の特徴は、交流電源と、当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に第２の変圧器を介して接続された交流負荷と、前記第２の変圧器の２次巻線に第３の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される直流負荷に電力を供給する電力変換装置である。
【００２６】
本発明のさらに別の特徴は、交流電源と、当該交流電源に第１の変圧器を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器と、前記交流電源に第２の変圧器を介して接続された交流負荷と、前記第２の変圧器の２次巻線に第３の変圧器を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、当該電圧形自励式電力変換器の直流端子間に接続された直流平滑コンデンサおよび抵抗器の直列回路と、当該抵抗器の片方向電流をバイパスさせるダイオードと、前記電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する入力電流制御手段とを具備し、前記電圧形自励式電力変換器および前記電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される直流負荷に電力を供給する電力変換装置である。
【発明の効果】
【００２７】
本発明の電力変換装置によれば、既設の電力用ダイオード整流器との並列運転に適し、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電力変換装置のブロック図。
【図２】図１の電力変換装置における自励式電力変換器の具体的な構成例のブロック図。
【図３】上記実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための交流側等価回路。
【図４】上記実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図５】図１の電力変換装置における制御回路内の位相制御回路のブロック図。
【図６】図５の位相制御回路の１パルス動作時の波形例図。
【図７】本実施の形態の電力変換装置の自励式電力変換器を１パルスで力行運転した場合の各部動作波形図。
【図８】本実施の形態の電力変換装置の自励式電力変換器を１パルスで回生運転した場合の各部動作波形図。
【図９】本実施の形態の電力変換装置の自励式電力変換器を３パルスで力行運転した場合の各部動作波形図。
【図１０】本発明の第２の実施の形態の電力変換装置による自励式電力変換器の運転特性図。
【図１１】本発明の第３の実施の形態の電力変換装置による自励式電力変換器の運転特性図。
【図１２】本発明の第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路のブロック図。
【図１３】図１２の制御回路における電圧指令演算回路の演算特性図。
【図１４】本発明の第５の実施の形態の電力変換装置のブロック図。
【図１５】本発明の第６の実施の形態の電力変換装置のブロック図。
【図１６】本発明の第７の実施の形態の電力変換装置における制御回路のブロック図。
【図１７】本発明の第８の実施の形態の電力変換装置による力行過負荷運転時の自励式電力変換器の交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１８】上記実施の形態の電力変換装置による過負荷運転時の自励式電力変換器の交流側電圧・電流ベクトル図。
【図１９】本発明の第９の実施の形態の電力変換装置のブロック図。
【図２０】本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置のブロック図。
【図２１】本発明の第１１の実施の形態の電力変換装置のブロック図。
【図２２】本発明の第１２の実施の形態の電力変換装置における制御回路のブロック図。
【図２３】上記実施の形態における電流指令発生器の特性例図。
【図２４】本発明の第１３の実施の形態の電力変換装置のブロック図。
【図２５】従来例の電力変換装置のブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。
【００３０】
（第１の実施の形態）図１は、本発明の第１の実施の形態の電力変換装置を示すブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲ１，ＴＲ２は３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流電圧検出器、ＤＣＤＴは直流電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。
【００３１】
一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、電流指令発生器Ｆ（ｘ）、切換え器ＳＷ、レベル検出器ＬＢＬ、リミッタ回路ＬＩＭ、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。
【００３２】
本実施の形態の電力変換装置は、交流電源ＳＵＰと、当該交流電源ＳＵＰに第１の変圧器ＴＲ１を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、交流電源ＳＵＰに第２の変圧器ＴＲ２を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶと、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流端子間に接続された直流平滑コンデンサＣｄと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧の位相角を調整することにより電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する制御回路ＣＮＴＬとを具備し、電圧形自励式電力変換器および電力用ダイオード整流器の直流共通端子間に接続される負荷装置に電力を供給するものにあって、制御回路ＣＮＴＬが、力行運転時は負荷装置Ｌｏａｄに供給する電流又は有効電力に応じて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分を制御し、回生運転時は直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧が電圧指令値に一致するように入力電流を制御することを特徴とする。
【００３３】
本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行う。力行運転（電力が電源ＳＵＰから負荷Ｌｏａｄへ供給される）では、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効分を制御することにより、負荷分担を調整する。また、回生運転（電力が負荷Ｌｏａｄから電源ＳＵＰへ回生される）では、直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃを制御する。
【００３４】
図２は、図１の装置の自励式電力変換器ＣＮＶの具体的な構成例を示すもので、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源端子、ＴＲ２は変圧器、Ｌｓは交流リアクトル（変圧器ＴＲ２のもれインダクタンス）、ＣＮＶは変換器本体、Ｓ１〜Ｓ６は自己消弧素子、Ｄ１〜Ｄ６は高速ダイオード、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｌｏａｄは負荷装置を示す。以下、この主回路構成例を参照しながら、自励式電力変換器ＣＮＶの制御動作を説明する。
【００３５】
図１の制御回路ＣＮＴＬにおいて、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。負荷ＬＯＡＤが消費する直流電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ１＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。制御回路ＣＮＴＬのレベル検出器ＬＢＬは、直流電流ＩＬが設定値（例えばＩＬｏ＝０）より大きくなった場合、切り替え信号ＣＬを出力し、切り替え器ＳＷを電流制御側に切り替える。すなわち、ＩＬ＞ＩＬｏとなった場合、電流指令発生器Ｆ（ｘ）からの出力信号Ｉｑ２＊を有効電流指令値として電流制御を行う。実際の有効電流指令値Ｉｑ＊は、電流指令値Ｉｑ１＊又はＩｑ２＊をリミッタ回路ＬＩＭを介して与えられる。
【００３６】
制御回路ＣＮＴＬの座標変換器Ｚは、交流電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。
【００３７】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御する。
【００３８】
図３は、本実施の形態の電力変換装置の制御動作を説明するための交流側等価回路を示す。また、図４は、その電圧・電流ベクトル図を示す。図中、Ｌｓは交流リアクトル（一般には変圧器ＴＲ２のもれインダクタンスで代用される）、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃは自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧、Ｉｃは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｃは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｃの関係がある。
【００３９】
電源電圧Ｖｓの波高値と自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器を設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。
【００４０】
入力電流Ｉｃは、電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃはゼロとなり、入力電流Ｉｃもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｃの電圧が増加し、入力電流Ｉｃもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｃは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｃに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００４１】
一方、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃも負となり、入力電流はＩｃ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｃは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｃは破線に沿ってＩｃ’の方向に変化する。
【００４２】
図１において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。Ｉｑ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００４３】
また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは次のように制御される。Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ１＊が増加し、上記のようにＩｑ１＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ１＊が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００４４】
図１の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＝ｋＬ・ＩＬを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えている。
【００４５】
図５は、図１の装置の自励式電力変換器ＣＮＶの位相制御回路ＰＨＣの具体例を示す。図中、ＡＤｒ，ＡＤｓａＤｔは加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。加減算器ＡＤｒ，ＡＤｓａＤｔは、位相信号θｒ，θｓ，θｔから位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図６に１パルス動作時の波形を示す。
【００４６】
図６において、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ４）を出力する。
【数２】
2010259328.tif 000004
【００４７】
自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
【数３】
2010259328.tif 000005
【００４８】
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００４９】
図７は、図６のパルスパターンで自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１の装置および図２の主回路を用いて説明する。
【００５０】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ１を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが再び反転するまでその電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流Ｉｃｒが再び反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００５１】
自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃｍとなる。すなわち、自己消弧素子の遮断電流が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００５２】
図８は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流をそれぞれ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。入力電流Ｉｃｒが負で、自己消弧素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｃｒは素子Ｓ１を介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）すると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ４を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが反転すると、自己消弧素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ４をオフすることにより、高速ダイオードＤ１に電流が移る。回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃｍとなる。
【００５３】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｃｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓ１〜Ｓ６の遮断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を実現できる。ここで、自励式電力変換器ＣＮＶを固定パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式電力変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子の遮断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を実現できる。また、大電流を遮断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を実現できる。
【００５４】
なお、以上では自励式電力変換器ＣＮＶを１パルスで運転した場合の動作を説明したが、当然のことながら、パルス数を３パルス，５パルス，７パルスと増やすことにより、入力電流Ｉｃの高調波を低減することができ、電源系統への悪影響を減らすことができる。図９は、自励式電力変換器ＣＮＶを３パルスで運転した場合の各部動作波形を示すもので、力行運転時のＲ相について描いている。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。
【００５５】
位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊に対する自励式電力変換器ＣＮＶのＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。
【数４】
2010259328.tif 000006
【００５６】
このとき、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
【数５】
2010259328.tif 000007
【００５７】
となる。出力電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。このパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。
【００５８】
電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４はＲ相の高速ダイオードＤ１とＤ４の電流をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【００５９】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｃｒは素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードＤ１を介して流れる。次に、交流出力電圧Ｖｃｒの基本波のゼロクロス点で、自己消弧素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｃｒは素子Ｓ４を介して流れ、高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、高速ダイオードＤ１に電流が流れ、入力電流Ｉｃｒが再び反転するまでその電流は高速ダイオードＤ１に流れる。入力電流Ｉｃｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００６０】
３パルス動作の場合、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６が遮断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃｍとすると、Ｉｍａｘ＝Ｉｃｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）となる。例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°とした場合、Ｉｍａｘ＝０．３４２×Ｉｃｍとなる。このように、３パルスで運転した場合でも、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の最大遮断電流Ｉｍａｘは入力電流波高値Ｉｃｍの１／３程度に抑えることができ、装置のコストを大幅に低減できる。さらに、入力電流Ｉｃの高調波を低減させるため、パルス数を５パルス，７パルスと増やした場合でも、自己消弧素子のスイッチングは、電流のゼロクロス点付近で行うため、素子の最大遮断電流Ｉｍａｘはそれほど大きくならないのが本実施の形態の電力変換装置の特徴でもある。
【００６１】
以上は、図２に示した３相ブリッジ結線された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ単体について動作説明したが、このような自励式電力変換器ＣＮＶを複数台用意し、並列又は直列の多重運転することにより、入力電流Ｉｃの高調波をさらに低減することが可能である。
【００６２】
本実施の形態では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと固定パルス位相制御の自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行っている。電気鉄道の地上設備を想定した場合、既設の電力用ダイオード整流器ＲＥＣがあり、電力回生機能を付加するため、自励式電力変換器ＣＮＶを新設することが考えられる。
【００６３】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣは電力回生ができないので、回生側は自励式電力変換器ＣＮＶによって、前述のように直流電圧Ｖｄ＝一定制御を行う。そのときの直流電圧指令値Ｖｄ＊は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの無負荷整流電圧より高く設定することにより、無駄な循環電流が当該電力用ダイオード整流器ＲＥＣと自励式電力変換器ＣＮＶの間に流れないようにしている。
【００６４】
力行運転では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと自励式電力変換器ＣＮＶが並列運転されることになり、その負荷分担をどのように調整するかが重要になってくる。そこで、図１の装置では、負荷Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬ又は電力ＰＬ＝Ｖｄ×ＩＬに応じて自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを制御している。すなわち、図１の装置において、レベル検出器ＬＢＬは負荷電流ＩＬによって切換え器ＳＷを操作するもので、負荷電流ＩＬ＜０（回生）のときは切換え器ＳＷを加算器ＡＤの出力（Ｉｑ１＊）に接続し、負荷電流ＩＬ＞０（力行）のときは切換え器ＳＷを、電流指令発生器Ｆ（ｘ）の出力（Ｉｑ２＊）に接続する。すなわち、回生運転では直流電圧Ｖｄを指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流の有効分Ｉｑを制御する。また、力行運転では、電流指令発生器Ｆ（ｘ）により負荷電流ＩＬに比例した有効電流指令値Ｉｑ２＊を発生し、当該有効電流指令値Ｉｑ２＊に入力電流の有効分Ｉｑが一致するように制御する。
【００６５】
力行運転時、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを指令値Ｉｑ２＊に一致するように制御することにより、当該電力変換器ＣＮＶの直流出力電流はＩｄｃ＝ＫＩｑ２＊に制限される。この結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｄｄは、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃとなる。この直流出力電流の比Ｉｄｃ／Ｉｄｄは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの出力容量と電力用ダイオード整流器ＲＥＣの出力容量に合わせて決定することが可能となる。
【００６６】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流電圧Ｖｄは、直流出力電流Ｉｄｄが大きくなると、徐々に低下する特性、すなわち、電圧レギュレーションを持ち、並列運転される電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電圧もそれに制約される。しかし、従来のＰＷＭコンバータとは違い、固定パルス位相制御の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが多少低下しても入力電流Ｉｃを制御することができ、整流器ＲＥＣの電圧レギュレーションの影響は小さい。言い換えると、設計段階で変圧器ＴＲ２の２次電圧Ｖ２を直流電圧レギュレーションを見込んで小さくする必要がなく、その分電流容量の小さい自励式電力変換器で済み、経済的な電力変換装置を実現できる。
【００６７】
例えば、本実施の形態の電力変換装置では、直流電圧Ｖｄが１６２０Ｖ〜１２６０Ｖまで変化すると仮定しても、変圧器ＴＲ２の２次電圧設計値はＶ２＝１２００Ｖ程度となる。従来のＰＷＭコンバータでは、Ｖ２＝６３０Ｖ程度になったのに対し、約２倍の電圧となり、その分自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃが小さくなり、当該変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の電流容量は約半分に低減され、装置の小型化とコスト低減が図られる。
【００６８】
また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｃを制御する。直流電圧Ｖｄを一定に制御することにより、直流き電電圧が安定化され、負荷装置Ｌｏａｄに対する理想的な電圧源として機能する。
【００６９】
以上のように、本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転がスムースに行われ、特に、力行運転での自励式電力変換器ＣＮＶの力率低下を防止しながら、出力容量に合わせた負荷分担制御ができる。また、回生運転では、直流電圧を一定にすることができ、電気鉄道における直流き電電圧の安定化を図ることが可能となる。
【００７０】
（第２の実施の形態）第２の実施の形態の電力変換装置の回路構成は図１の第１の実施の形態と共通するが、自励式電力変換器ＣＮＶの運転特性が異なる。
【００７１】
図１０は、第２の実施の形態の電力変換装置における自励式電力変換器ＣＮＶの運転特性例を示すもので、負荷電力ＰＬ＝Ｖｄ×ＩＬに応じて、直流電圧Ｖｄ制御と、有効電流Ｉｑ制御を行っている。すなわち、ＰＬ＜０の場合（回生運転）は直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊＝一定に一致するように制御し、ＰＬ＞０の場合（力行運転）は電力用ダイオード整流器ＲＥＣとの負荷分担を考慮し、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを制御している。
【００７２】
ここでは、力行運転時、全体出力の４分の３を電力用ダイオード整流器ＲＥＣが分担し、残りの４分の１を自励式電力変換器ＣＮＶが負担するように、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流を制御している。すなわち、定格負荷４ＭＷで運転しているとき、１ＭＷを自励式電力変換器ＣＮＶが出力し、残りの３ＭＷを電力用ダイオード整流器ＲＥＣが出力する。このとき、直流電圧Ｖｄは、電力用ダイオード整流器ＲＥＣのレギュレーションで決定され、Ｖｄ＝１５００Ｖとなる。過負荷３００％（出力１２ＭＷ）で運転するときは、３ＭＷを自励式電力変換器ＣＮＶが出力し、残りの９ＭＷを電力用ダイオード整流器ＲＥＣが出力する。このとき、直流電圧Ｖｄは、電力用ダイオード整流器ＲＥＣのレギュレーションを８％とした場合、Ｖｄ＝１２６０Ｖまで低下する。逆に、無負荷整流電圧は、Ｖｄ＝１６２０Ｖとなる。このことから、回生運転時の直流電圧制御ではＶｄ＊＝１６５０Ｖとしている。
【００７３】
電気鉄道では、力行車両と回生車両が混在するため、力行側の出力容量が多く必要とされ、回生側はそれほど大きな容量は必要とされないのが一般的である。例えば、電力用ダイオード整流器ＲＥＣとして、定格出力：３０００ｋＷ（ＤＣ１５００Ｖ×２０００Ａ）、過負荷出力：３００％（９０００ｋＷ，１分間）の装置を用意する。また、自励式電力変換器ＣＮＶとして、定格出力：±１０００ｋＷ（ＤＣ１５００Ｖ×６６７Ａ）、過負荷出力：３００％（３０００ｋＷ，１分間）の装置を用意する。装置全体としては、力行定格出力：４０００ｋＷ（過負荷１２ＭＷ，１分）、回生定格出力：１０００ｋＷ（過負荷３ＭＷ，１分）となる。
【００７４】
第２の実施の形態の電力変換装置では、力行運転時、自励式電力変換器ＣＮＶは負荷電流ＩＬ又は有効電力ＰＬ＝Ｖｄ・ＩＬに応じて入力電流Ｉｃの有効分を制御する。すなわち、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効分を指令値に一致するように制御することにより、直流出力電流はＩｄｃ＝Ｋｉｃに制限される。この結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｄｄは、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃとなる。この直流出力電流の比Ｉｄｃ／Ｉｄｄは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの出力容量と電力用ダイオード整流器ＲＥＣの出力容量に合わせて決定する。
【００７５】
例えば、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの定格出力を３０００ｋＷ、自励式電力変換器ＣＮＶの定格出力を１０００ｋＷとした場合、自励式電力変換器ＣＮＶの直流出力電流をＩｄｃ＝（１／４）ＩＬとなるように制御することにより、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流は、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃ＝（３／４）ＩＬとなり、その出力電流の比は、Ｉｄｃ／Ｉｄｄ＝１／３となって、負荷分担を各変換器の定格容量に比例させることができる。
【００７６】
（第３の実施の形態）第３の実施の形態の電力変換装置の回路構成は図１の第１の実施の形態と共通するが、自励式電力変換器ＣＮＶの運転特性が異なる。本実施の形態は、第１の実施の形態の電力変換装置において、入力電流制御手段が、力行運転時、負荷装置に供給する電流ＩＬがある設定値に達するまで、当該電圧形自励式電力変換器の入力電流Ｉｃの有効分をゼロ又は十分小さな値になるように制御することを特徴とする。また、入力電流制御手段が、力行過負荷運転時、負荷装置に供給する電流がある過負荷電流の設定値に達するまで、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分が定格電流値以下になるように制御することを特徴とする。
【００７７】
力行運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、負荷電流ＩＬ又は有効電力ＰＬ＝Ｖｄ・ＩＬに応じて入力電流Ｉｃの有効分を制御する。すなわち、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効分を指令値に一致するように制御することにより、直流出力電流はＩｄｃ＝Ｋｉｃに制限される。この結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｄｄは、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃとなる。
【００７８】
ここで、負荷電流ＩＬが設定値ＩＬ０に達するまで、Ｉｄｃ＝０となるように電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効分を制御すると、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流は、Ｉｄｄ＝ＩＬとなる。他方、負荷電流ＩＬが設定値ＩＬ０を超えた場合には、自励式電力変換器ＣＮＶからＩｄｃ＝ＩＬ−ＩＬ０の直流電流を出力する。この結果、電力用ダイオード整流器の直流出力電流は、Ｉｄｄ＝ＩＬ０＝一定となる。やがて、自励式電力変換器の出力電流Ｉｄｃが定格値Ｉｄｃｏに達すると、そこで出力電流が制限され、それ以上の負荷電流ＩＬでは電力用ダイオード整流器からＩｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃｏが出力される。
【００７９】
電気鉄道では、負荷電流ＩＬは刻々と変化し、設定値ＩＬ０をときどき超えるが、時間的にはＩＬ＜ＩＬ０で運転される時間が長いので、上記のように制御することにより、自励式電力変換器は、負荷電流ＩＬがＩＬ０に達するまでは電流を出力しなくて済み、熱的な負担を軽くすることができる。この結果、自励式電力変換器の冷却設備を軽減でき、装置全体として経済的なシステムを実現できる。
【００８０】
また電気鉄道では、過負荷３００％の電流で１分間の運転を行うことが要求されることがある。例えば、定格３０００ｋＷ（ＤＣ１５００Ｖ×２０００Ａ）の電力用ダイオード整流器と、定格１０００ｋＷ（ＤＣ１５００Ｖ×６６７Ａ）の電圧形自励式電力変換器を並列運転する場合、定格出力は４０００ｋＷ（ＤＣ１５００Ｖ×２６６７Ａ）となり、過負荷３００％運転時の出力電流はＩｄｄ＋Ｉｄｃ＝２６６７Ａ×３＝８０００Ａとなる。
【００８１】
過負荷運転領域で、負荷電流がＩＬ＝６６６７Ａ（＝２０００Ａ×３＋６６７Ａ）に達するまでは、自励式電力変換器の直流出力電流を定格電流Ｉｄｃ＝６６７Ａを超えないように制御する。この結果、電力用ダイオード整流器が、Ｉｄｄ＝ＩＬ−６６７Ａを出力し、ＩＬ＝６６６７Ａ以下では自励式電力変換器は過負荷電流を流す必要がなくなる。さらに、負荷電流ＩＬが増加した場合（６６６７Ａ＜ＩＬ＜８０００Ａ）にのみ、自励式電力変換器が過負荷電流（Ｉｄｃ＝６６７Ａ〜２０００Ａ）を流すことにより、装置全体としての過負荷出力電流８０００Ａを確保する。
【００８２】
電気鉄道での過負荷運転は短時間であり、過負荷の出力電流が大きくなればなるほど時間は短くなる傾向がある。これにより、自励式電力変換器が過負荷運転される時間はほんのわずかとなり、熱的な負担は大幅に軽減される。この結果、自励式電力変換器の冷却設備を軽減でき、装置全体として経済的なシステムを実現できる。
【００８３】
図１１は、第３の実施の形態の電力変換装置における自励式電力変換器ＣＮＶの運転特性例を示す。電力用ダイオード整流器ＲＥＣの定格出力を３ＭＷ（ＤＣ１５００Ｖ×２ｋＡ）、過負荷３００％−１分、自励式電力変換器ＣＮＶの定格出力を±１ＭＷ、過負荷３００％−１分とした場合の例を示す。
【００８４】
回生運転時は、直流電圧Ｖｄ＊＝１６５０Ｖ＝一定制御を行う。また、力行運転では電力用ダイオード整流器ＲＥＣと自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行う。
【００８５】
力行負荷がＰＬ＝３ＭＷに達するまでは、自励式電力変換器ＣＮＶの出力Ｐｃｎｖはゼロになるように入力電流の有効分Ｉｑを制御する。その結果、負荷電力ＰＬは全て電力用ダイオード整流器ＲＥＣから供給される。このとき、直流電圧Ｖｄは、無負荷運転時に１６２０Ｖであったものが、ＰＬ＝３ＭＷ負荷でＶｄ＝１５００Ｖとなる。
【００８６】
力行負荷がＰＬ＝３ＭＷ〜４ＭＷの間では、自励式電力変換器ＣＮＶの出力をＰｃｎｖ＝ＰＬ−３ＭＷになるように入力電流の有効分Ｉｑを制御する。その結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの出力はＰｒｅｃ＝３ＭＷ＝一定となる。このとき、直流電圧Ｖｄは、Ｖｄ＝１５００Ｖ＝一定となる。
【００８７】
さらに、負荷ＰＬが増加し、ＰＬ＝４ＭＷ〜１０ＭＷの間では、自励式電力変換器ＣＮＶの出力をＰｃｎｖ＝３ＭＷ＝一定になるように入力電流の有効分Ｉｑを制御する。その結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの出力はＰｒｅｃ＝ＰＬ−３ＭＷとなって増加していく。このとき、直流電圧Ｖｄは、ＰＬ＝４ＭＷのときＶｄ＝１５００Ｖであったものが、ＰＬ＝１０ＭＷ負荷でＶｄ＝１２６０Ｖまで下がる。
【００８８】
さらに、負荷ＰＬが増加し、ＰＬ＝１０ＭＷ〜１２ＭＷの間では、自励式電力変換器ＣＮＶの出力をＰｃｎｖ＝ＰＬ−９ＭＷとなるように入力電流の有効分Ｉｑを制御する。その結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの出力はＰｒｅｃ＝９ＭＷ＝一定となる。このとき、直流電圧Ｖｄは、Ｖｄ＝１２６０Ｖ＝一定となる。
【００８９】
以上のように制御することにより、次のようなメリットが得られる。電気鉄道では、上記装置全体の定格値４ＭＷに対し、負荷ＰＬは刻々と変化し、第１の設定値ＰＬＯ＝３ＭＷをときどき超えるが、時間的にはＰＬ＜３ＭＷで運転される時間が長いので、上記のように制御することにより、自励式電力変換器ＣＮＶは、負荷ＰＬが３ＭＷに達するまでは電流を出力しなくて済み、熱的な負担を軽くすることができる。また、負荷ＰＬが４ＭＷを超える過負荷運転はもともと短時間（１分以内）であり、さらにＰＬ＝１０ＭＷを超える過負荷時間はごく短くなる。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶが過負荷運転される時間はほんのわずかとなり、熱的な負担は大幅に軽減される。この結果、自励式電力変換器ＣＮＶの冷却設備を軽減でき、装置全体として経済的なシステムを実現できる。
【００９０】
（第４の実施の形態）本実施の形態の電力変換装置は、入力電流制御手段が、交流電源の電圧の実効値が変化した場合にその変化分に応じて直流電圧指令値を変えて制御することを特徴とする。
【００９１】
図１２は、第４の実施の形態の電力変換装置における制御回路ＣＮＴＬのブロック図を示すもので、図中、ＣＡＬは電圧指令演算回路、Ｃ１，Ｃ２は比較器、ＡＤは加算器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ）は電流制御補償回路、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚは座標変換回路、ＰＬＬは電源同期位相検出回路、ＰＨＣは位相制御回路を表す。
【００９２】
図１３は、図１２の電圧指令演算回路ＣＡＬの演算特性例を表すもので、電源電圧Ｖｓの大きさ｜Ｖｓ｜に対する直流電圧指令Ｖｄ＊の特性を示す。すなわち、電源電圧の定格値Ｖｓｏに対し、Ｖｓａ＞Ｖｓｏ＞Ｖｓｂ，ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏとし、ｋを比例定数とした場合、
【数６】
2010259328.tif 000008
【００９３】
としている。
【００９４】
直流電圧指令値Ｖｄ＊を電源電圧Ｖｓの変動に関係なくＶｄｏ＊一定として運転した場合、次のような問題がある。すなわち、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより高くなった場合、並列運転している電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流電圧が上がり、自励式電力変換器ＣＮＶの制御電圧Ｖｄｏ＊より高くなる。すると、自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄを指令値Ｖｄｏ＊に合わせようとして電力を回生する。一方、電力ダイオード整流器ＲＥＣは直流電圧が下がれば、電源から電力を供給する。このようにして、両者の間で循環電流が流れ、その分、変換器を構成する素子の電流を増やし、損失の増大を招くことになる。
【００９５】
反対に、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、Ｖｃ＞Ｖｓとなる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きいため、過電流により装置の運転停止に至ることがある。
【００９６】
本実施の形態では、Ｖｓｂ＜｜Ｖｓ｜＜Ｖｓａの範囲で、Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊＋ｋ・ΔＶｓとして、電源電圧Ｖｓが変化した場合、その変化分ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏに比例させて、直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えている。すなわち、Ｖｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖｄを高くすることにより、循環電流の増加を抑えている。また、Ｖｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖｄを下げて電源ＳＵＰから無効電流が流れ込むのを抑えている。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能となり、かつ、瞬低が発生しても装置を停止させるとなく、運転継続ができるようになる。
【００９７】
電源電圧が｜Ｖｓ｜≧Ｖｓａとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として、それ以上直流電圧Ｖｄを上げないようにしている。一般には、電源電圧Ｖｓの変動は高々±５％程度であるが、雷サージなどによりそれ以上電源電圧が上昇した場合には、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として直流電圧Ｖｄをむやみに上げることなく装置全体の整合性を保っている。これにより、負荷装置Ｌｏａｄへ過大な電圧が印加されるのを防いでいる。
【００９８】
逆に、｜Ｖｓ｜≦Ｖｓｂとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍｉｎ＊として、それ以下に直流電圧Ｖｄを下げないようにしている。ただし、瞬低時の運転継続を考えて、設定値Ｖｓｂは、定格値Ｖｓｏの０．９〜０．６倍程度にするのが適当である。
【００９９】
このように、本実施の形態によれば、電源電圧Ｖｓが変動した場合でも無駄な循環電流や無効電流が増加することを防止でき、しいては装置を構成する素子の電流容量が低減され、経済的な電力変換装置を実現できる。また、瞬時電圧低下が発生しても装置を停止させることなく信頼性の高いシステムを実現できる。
【０１００】
（第５の実施の形態）図１４は、第５の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲ１，ＴＲ２は３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流電圧検出器、ＤＣＤＴは直流電流検出器、Ｒｄは抵抗器、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。
【０１０１】
一方、制御回路ＣＮＴＬとして、電圧指令演算回路ＣＡＬ、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、電流指令発生器Ｆ（ｘ）、切換え器ＳＷ、レベル検出器ＬＢＬ、リミッタ回路ＬＩＭ、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。
【０１０２】
本実施の形態の電力変換装置は、交流電源ＳＵＰと、当該交流電源ＳＵＰに第１の変圧器ＴＲ１を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、交流電源ＳＵＰに第２の変圧器ＴＲ２を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶと、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流端子間に接続された直流平滑コンデンサＣｄおよび抵抗器Ｒｄの直列回路と、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧に対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧の位相角を調整することにより電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御する制御回路ＣＮＴＬとを具備し、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶおよび電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流共通端子間に接続される負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給することを特徴とする。
【０１０３】
本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行う。力行運転時は電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが負荷分担を調整しながら負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給する。また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように電圧制御を行いながら、負荷装置Ｌｏａｄが発生する電力を交流電源ＳＵＰに回生する。
【０１０４】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。また、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われ、自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、かつ、入力電流Ｉｃの高調波を低減できる利点がある。
【０１０５】
電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄに電力を供給する。当該直流き電線のインダクタンスＬｆと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流平滑コンデンサＣｄにより共振回路が構成され、当該自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御に影響を与える。特に、負荷電流ＩＬが急変した場合には、過渡現象により電圧振動が発生し、容易に減衰せず、場合によっては制御系が不安定になる恐れがある。また、直流電圧Ｖｄの振動は電車負荷Ｌｏａｄへ影響を与え、電車の発生トルクの脈動や車体の振動をもたらすことにもなる。
【０１０６】
そこで本実施の形態では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。容量１０ｍＦ程度の直流平滑コンデンサＣｄに対し、抵抗器Ｒｄの抵抗値は０．１Ω程度でよく、上記インダクタンスＬｆとコンデンサＣｄによる振動現象を減衰させる役目を果たす。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。
【０１０７】
本実施の形態の電力変換装置では、負荷Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬ又は電力ＰＬ＝Ｖｄ×ＩＬに応じて自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを次のようにして制御する。制御回路ＣＮＴＬにおいて、レベル検出器ＬＢＬは負荷電流ＩＬによって切換え器ＳＷを操作するもので、負荷電流ＩＬ＜０（回生）のときは切換え器ＳＷを加算器ＡＤの出力（Ｉｑ１＊）に接続し、負荷電流ＩＬ＞０（力行）のときは切換え器ＳＷを、電流指令発生器Ｆ（ｘ）の出力（Ｉｑ２＊）に接続する。すなわち、回生運転では直流電圧Ｖｄを指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流の有効分Ｉｑを制御する。また、力行運転では、電流指令発生器Ｆ（ｘ）により負荷電流ＩＬに比例した有効電流指令値Ｉｑ２＊を発生し、当該有効電流指令値Ｉｑ２＊に入力電流の有効分Ｉｑが一致するように制御する。
【０１０８】
力行運転時、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを指令値Ｉｑ２＊に一致するように制御することにより、当該電力変換器ＣＮＶの直流出力電流はＩｄｃ＝ＫＩｑ２＊に制限される。この結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｄｄは、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃとなる。この直流出力電流の比Ｉｄｃ／Ｉｄｄは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの出力容量と電力用ダイオード整流器ＲＥＣの出力容量に合わせて決定することが可能となる。
【０１０９】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流電圧Ｖｄは、直流出力電流Ｉｄｄが大きくなると、徐々に低下する特性、すなわち、電圧レギュレーションを持ち、並列運転される電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電圧もそれに制約される。しかし、従来のＰＷＭコンバータとは違い、固定パルス位相制御の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが多少低下しても入力電流Ｉｃを制御することができ、整流器ＲＥＣの電圧レギュレーションの影響は小さい。言い換えると、設計段階で変圧器ＴＲ２の２次電圧Ｖ２を直流電圧レギュレーションを見込んで小さくする必要がなく、その分電流容量の小さい自励式電力変換器で済み、経済的な電力変換装置を実現できる。
【０１１０】
例示すれば、本実施の形態の装置では、直流電圧Ｖｄが１６２０Ｖ〜１２６０Ｖまで変化すると仮定しても、変圧器ＴＲ２の２次電圧設計値はＶ２＝１２００Ｖ程度となる。従来のＰＷＭコンバータでは、Ｖ２＝６３０Ｖ程度になったのに対し、約２倍の電圧となり、その分自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃが小さくなり、当該変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の電流容量は約半分に低減され、装置の小型化とコスト低減が図れる。
【０１１１】
また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｃを制御する。直流電圧Ｖｄを一定に制御することにより、直流き電電圧が安定化され、負荷装置Ｌｏａｄに対する理想的な電圧源として機能する。
【０１１２】
以上のように、本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転がスムースに行われ、特に、力行運転での自励式電力変換器ＣＮＶの力率低下を防止しながら、出力容量に合わせた負荷分担制御ができる。また、回生運転では、直流電圧を一定にすることができ、電気鉄道における直流き電電圧の安定化を図ることが可能となる。
【０１１３】
また、制御回路ＣＮＴＬは、力行運転時は負荷装置Ｌｏａｄに供給する電流又は有効電力に応じて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分を制御し、回生運転時は直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧が電圧指令値に一致するように入力電流を制御するものとすることができる。
【０１１４】
力行運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、負荷装置Ｌｏａｄに供給する電流ＩＬ又は有効電力ＰＬ＝Ｖｄ・ＩＬに応じて入力電流Ｉｃの有効分を制御する。すなわち、電圧形自励式電力変換器の入力電流Ｉｃの有効分を指令値に一致するように制御することにより、直流出力電流はＩｄｃ＝Ｋｉｃに制限される。この結果、電力用ダイオード整流器の直流出力電流Ｉｄｄは、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃとなる。この直流出力電流の比Ｉｄｃ／Ｉｄｄは、電圧形自励式電力変換器の出力容量と電力用ダイオード整流器の出力容量に合わせて決定することが可能となる。
【０１１５】
また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器は、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように交流電源から供給される入力電流Ｉｃを制御する。例えば、Ｖｄ＜Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器の出力電圧Ｖｃの位相角φを遅らせ、入力電流Ｉｃの有効成分を増加させる。この結果、有効電力が電源から直流平滑コンデンサに供給され、直流電圧Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。逆に、Ｖｄ＞Ｖｄ＊となった場合、電源電圧Ｖｓに対する電力変換器の出力電圧Ｖｃの位相角φを進ませ、入力電流Ｉｃの有効成分を負の値にする。この結果、直流平滑コンデンサから電源へ有効電力が回生され、直流電圧Ｖｄが下降し、Ｖｄ＝Ｖｄ＊となるように制御される。このように、回生運転時、直流電圧Ｖｄを一定に制御することにより、直流き電電圧が安定化され、負荷装置に対する理想的な電圧源として機能する。
【０１１６】
また、上において、制御回路ＣＮＴＬに、交流電源ＳＵＰの電圧の実効値が変化した場合、その変化分に応じて直流電圧指令値を変えて制御させることができる。
【０１１７】
交流き電系統の電圧Ｖｓが瞬間的に低下した場合（いわゆる瞬低）、装置を停止させてしまうことも考えられるが、ある程度の電圧低下であれば、そのまま運転を継続するのが望ましい。その場合、本電力変換装置では、｜Ｖｃ｜＞｜Ｖｓ｜となり、電源から自励式電力変換器へ大きな進み電流が流れ込む。逆に、電源電圧Ｖｓが高くなった場合には、｜Ｖｃ｜＜｜Ｖｓ｜となり、電源から自励式電力変換器へ遅れ電流が流れ込む。その結果、いずれの場合でも入力力率が低下し、入力電流Ｉｓが増加して、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流が増加し、場合によっては当該素子を壊してしまうこともある。
【０１１８】
また、自励式電力変換器の直流電圧Ｖｄ＝一定で回生運転しているとき、電源電圧Ｖｓの実効値が大きくなった場合、電力用ダイオード整流器の整流電圧が自励式電力変換器の直流電圧Ｖｄより大きくなり、電力用ダイオード整流器から直流側に電力を供給し、自励式電力変換器は直流電圧Ｖｄを保つため、その電力を回生するようになる。すなわち、電力用ダイオード整流器と自励式電力変換器との間に循環電流が流れる。その結果、自励式電力変換器を構成する自己消弧素子に流れる電流の増大を招き、また、変圧器ＴＲ２の容量増加を招く。
【０１１９】
そこで、交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓの実効値が変化した場合、その変化分に比例させて直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えて制御させる。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶの交流電圧の大きさ｜Ｖｃ｜は直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄ＊に比例するので、上記電源電圧の変化が発生しても、｜Ｖｃ｜≒｜Ｖｓ｜が維持され、自励式電力変換器ＣＮＶの入力力率の低下や回生運転時の循環電流増大の問題がなくなる。同時に、瞬低が起きた場合でも装置の運転継続が可能となり、より信頼性の高いシステムを実現できる。
【０１２０】
本実施の形態をより具体的に説明する。制御回路ＣＮＴＬは、電圧指令演算回路ＣＡＬにより、直流電圧指令値Ｖｄ＊を電源電圧の定格値Ｖｓｏに対し、
【数７】
2010259328.tif 000009
【０１２１】
としている。ただし、Ｖｓａ＞Ｖｓｏ＞Ｖｓｂ，ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏ，ｋを比例定数とする。
【０１２２】
直流電圧指令値Ｖｄ＊を電源電圧Ｖｓの変動に関係なくＶｄｏ＊一定として運転した場合、次のような問題がある。すなわち、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより高くなった場合、並列運転している電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流電圧が上がり、自励式電力変換器ＣＮＶの制御電圧Ｖｄｏ＊より高くなる。すると、自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄを指令値Ｖｄｏ＊に合わせようとして電力を回生する。一方、電力ダイオード整流器ＲＥＣは直流電圧が下がれば、電源から電力を供給する。このようにして、両者の間で循環電流が流れ、その分、変換器を構成する素子の電流を増やし、損失の増大を招くことになる。
【０１２３】
反対に、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、Ｖｃ＞Ｖｓとなる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きいため、過電流により装置の運転停止に至ることがある。
【０１２４】
そこで本実施の形態における制御回路ＣＮＴＬでは、Ｖｓｂ＜｜Ｖｓ｜＜Ｖｓａの範囲で、Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊＋ｋ・ΔＶｓとして、電源電圧Ｖｓが変化した場合、その変化分ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏに比例させて、直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えている。すなわち、Ｖｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖｄを高くすることにより、循環電流の増加を抑えている。また、Ｖｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖｄを下げて電源ＳＵＰから無効電流が流れ込むのを抑えている。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能となり、かつ、瞬低が発生しても装置を停止させるとなく、運転継続ができるようになる。
【０１２５】
電源電圧が｜Ｖｓ｜≧Ｖｓａとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として、それ以上直流電圧を上げないようにしている。一般には、電源電圧Ｖｓの変動は高々±５％程度であるが、雷サージなどによりそれ以上電源電圧が上昇した場合には、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として直流電圧Ｖｄをむやみに上げることなく装置全体の整合性を保っている。これにより、負荷装置Ｌｏａｄへ過大な電圧が印加されるのを防いでいる。
【０１２６】
逆に、｜Ｖｓ｜≦Ｖｓｂとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍｉｎ＊として、それ以下に直流電圧Ｖｄを下げないようにしている。ただし、瞬低時の運転継続を考えて、設定値Ｖｓｂは、定格値Ｖｓｏの０．９〜０．６倍程度にするのが適当である。
【０１２７】
このように、本実施の形態の電力変換装置によれば、電源電圧Ｖｓが変動した場合でも無駄な循環電流や無効電流が増加することを防止でき、しいては装置を構成する素子の電流容量が低減され、経済的な電力変換装置を実現できる。また、瞬時電圧低下が発生しても装置を停止させることなく信頼性の高いシステムを実現できる。
【０１２８】
（第６の実施の形態）図１５は、本発明の第６の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲ１，ＴＲ２は３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｒｄは抵抗器、Ｄｄはバイパスダイオード、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。
【０１２９】
一方、制御回路ＣＮＴＬとして、電圧指令演算回路ＣＡＬ、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、電流指令発生器Ｆ（ｘ）、切換え器ＳＷ、レベル検出器ＬＢＬ、リミッタ回路ＬＩＭ、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。
【０１３０】
本実施の形態の電力変換装置は、交流電源ＳＵＰと、当該交流電源ＳＵＰに第１の変圧器ＴＲ１を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、交流電源ＳＵＰに第２の変圧器ＴＲ２を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶと、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流端子間に接続された直流平滑コンデンサＣｄおよび抵抗器Ｒｄの直列回路と、当該抵抗器Ｒｄの片方向電流をバイパスさせるダイオードＤｄと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧に対する電圧形自励式電力変換器の交流側端子電圧の位相角を調整することにより電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流を制御する制御回路ＣＮＴＬとを具備し、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶおよび電力用ダイオード整流器Ｄｄの直流共通端子間に接続される負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給するものである。
【０１３１】
本実施の形態の発明装置は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行い、力行運転時は電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが負荷分担を調整しながら負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給する。また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように電圧制御を行いながら、負荷装置Ｌｏａｄが発生する電力を交流電源ＳＵＰに回生する。
【０１３２】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。また、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われ、自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、かつ、入力電流Ｉｃの高調波を低減できる利点がある。
【０１３３】
電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄに電力を供給する。当該直流き電線のインダクタンスＬｆと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流平滑コンデンサＣｄにより共振回路が構成され、当該自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御に影響を与える。特に、負荷電流ＩＬが急変した場合には、過渡現象により電圧振動が発生し、減衰に時間がかかり、場合によっては制御系が不安定になる恐れがある。また、直流電圧Ｖｄの振動は電車負荷Ｌｏａｄへ影響を与え、電車の発生トルクの脈動や車体の振動をもたらすことにもなる。
【０１３４】
本実施の形態の電力変更装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。容量１０ｍＦ程度の直流平滑コンデンサＣｄに対し、抵抗器Ｒｄの抵抗値は０．１Ω程度でよく、上記インダクタンスＬｆとコンデンサＣｄによる振動現象を減衰させる役目を果たす。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。
【０１３５】
以上のように、抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。ダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。
【０１３６】
なお、本実施の形態においても、制御回路ＣＮＴＬは上記第５の実施の形態における制御回路ＣＮＴＬと同じように入力電流を制御するものが採用される。
【０１３７】
（第７の実施の形態）本実施の形態では、制御回路ＣＮＴＬは、力行負荷電流がある設定値を超えた場合に当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成するすべての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする。すなわち、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、主に回生機能を活かした運転を行い、力行側の設定負荷電流ＩＬｏを超えた領域で自己消弧素子を全てゲートブロックすることにより、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、自励式電力変換器ＣＮＶの高速ダイオードによる整流器との並列運転を行う。この場合の両者の負荷分担は、第１および第２の変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の％インピーダンスに依存する。％ＺＩ１と％ＺＩ２が同じとすれば、当該２つの変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の容量に比例して負荷分担が図られる。設定負荷電流ＩＬｏとして、例えば、定格電流を選んだ場合、当該定格負荷電流までは、通常の運転すなわち、自励式電力変換器と電力用ダイオード整流器との並列運転が行われ、定格電流を超えた領域では高速ダイオード整流器と電力用ダイオード整流器の並列運転に切り替わる。この結果、過負荷領域で電力用ダイオード整流器のレギュレーション特性により直流電圧Ｖｄが低下しても、自励式電力変換器はゲートブロックされているため、単なる高速ダイオード整流器として動作し、入力力率の低下の問題がなくなる。また、過負荷領域で自励式電力変換器をゲートブロックすることにより、当該自励式電力変換器の損失が低減され、運転効率が向上し、かつ、装置の冷却設備を軽減することができる。
【０１３８】
図１６は、本発明の第７の実施の形態の電力変換装置における制御回路ＣＮＴＬブロック図を示すもので、図中、Ｃ１，Ｃ２は比較器、ＡＤは加算器、ＳＷは切換え器、ＬＩＭはリミッタ回路、ＬＢＬ１，ＬＢＬ２はレベル検出器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ）は電流制御補償回路、Ｆ（ｘ）は電流指令発生器、ＦＦはフィードフォワード補償器、Ｚは座標変換回路、ＰＬＬは電源同期位相検出回路、ＰＨＣは位相制御回路を表す。
【０１３９】
第１のレベル検出器ＬＢＬ１は、負荷電流ＩＬが設定値ＩＬｏ１より大きくなったときに信号ＣＬ＝”１”を発生し、切換え器ＳＷを電流指令発生器Ｆ（ｘ）の出力Ｉｑ２＊に接続する。逆に、ＩＬ＜ＩＬｏ１となった場合は信号ＣＬ＝”０”を発生し、切換え器ＳＷを加算器ＡＤの出力Ｉｑ１＊に接続する。例えば、ＩＬｏ１＝０とした場合、ＩＬ＜０（回生運転）では直流電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ＊に一致するように自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを制御する。また、ＩＬ＞０（力行運転）では電流指令発生器Ｆ（ｘ）により負荷電力ＰＬに応じた有効電流指令Ｉｑ２＊を算出し、当該電流指令値Ｉｑ２＊に自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑが一致するように制御する。
【０１４０】
座標変換回路Ｚは、自励式電力変換器ＣＮＶの３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔをｄｑ座標の値に変換するもので、Ｉｑは有効電流成分，Ｉｄは無効電流成分となる。比較器Ｃ２により、リミッタ回路ＬＩＭから出力される電流指令値Ｉｑ＊と有効電流Ｉｑを比較し、その偏差を電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）で増幅し、電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相差指令値φ＊を位相制御回路ＰＨＣに入力する。このとき、電源同期位相検出回路ＰＬＬからの基準信号θｒ，θｓ，θｔを基準にして位相制御回路ＰＨＣを動作させる。
【０１４１】
第２のレベル検出器ＬＢＬ２は、負荷電流ＩＬが設定値ＩＬｏ２より大きくなったときにゲートブロック信号ＧＢを発生し、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の全てをオフさせる。このとき、自励式電力変換器ＣＮＶは高速ダイオード整流器として動作し、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと高速ダイオード整流器の並列運転が行われる。２台の整流器の負荷分担は、それぞれの変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の％インピーダンス（％ＺＩ）によって決定され、両者の％ＺＩが同じなら、それぞれの出力容量に比例した負荷を担うことになる。
【０１４２】
第１のレベル検出器ＬＢＬ１の設定値ＩＬｏ１に対し、第２のレベル検出器ＬＢＬ２の設定値ＩＬｏ２は、ＩＬｏ１≦ＩＬｏ２とする。これにより、直流電圧制御しているときにゲートブロックするのを防止できる。
【０１４３】
設定負荷電流ＩＬｏ２として、例えば、定格電流を選んだ場合、当該定格負荷電流までは、通常の運転すなわち、自励式電力変換器ＣＮＶと電力用ダイオード整流器ＲＥＣとの並列運転が行われ、定格電流を超えた領域では高速ダイオード整流器と電力用ダイオード整流器ＲＥＣの並列運転に切り替わる。この結果、過負荷領域で電力用ダイオード整流器ＲＥＣのレギュレーション特性により直流電圧Ｖｄが低下しても、自励式電力変換器ＣＮＶはゲートブロックされているため、単なる高速ダイオード整流器として動作し、入力力率の低下の問題がなくなる。また、過負荷領域で自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックすることにより、当該自励式電力変換器ＣＮＶの損失が低減され、運転効率が向上し、かつ、装置の冷却設備を軽減することができる。
【０１４４】
（第８の実施の形態）本発明の第８の実施の形態の電力変換装置について説明する。第８の実施の形態は図１に示した第１の実施の形態において、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧計ダイオード整流器ＣＮＶのトランスＴＲ１，ＴＲ２のインピーダンスを最適に設計したことを特徴とする。
【０１４５】
上に述べたように、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを並列運転する電力変換装置において、力行運転では、直流電圧Ｖｄは電力用ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧になる。当該電力用ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧は、直流出力電流Ｉｄｄが増加するに従い、一定の割合で低下する。例えば、８％のレギュレーションを持つ電力用ダイオード整流器の場合、定格直流電圧１５００Ｖに対し、無負荷直流電圧は１６２０Ｖとなり、３００％過負荷運転では１２６０Ｖまで下がる。このとき、並列運転している自励式電力変換器ＣＮＶの直流電圧Ｖｄも上記値に規制される。
【０１４６】
自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃの大きさは、直流電圧Ｖｄの値により決定され、直流電圧Ｖｄが下がれば、交流電圧Ｖｃも小さくなる。
【０１４７】
図１７は、力行過負荷運転時の自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧・電流ベクトル図を示す。負荷電流ＩＬの増加に伴い、並列運転する電力用ダイオード整流器ＲＥＣのレギュレーションにより、直流電圧Ｖｄが低下し、電源電圧Ｖｓに対し、変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃ＝ｋ・Ｖｄが小さくなる。この結果、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃのベクトルの位相が電源電圧Ｖｓベクトルに近づく。すると、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃベクトルと電源電圧Ｖｓベクトルとの位相差θが大きくなり、自励式電力変換器ＣＮＶは力率の悪い運転を強いられることになる。同じ有効電力を供給する場合、力率低下により自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃは大きくなり、当該変換器ＣＮＶを構成する素子の電流容量を増やさなければならなくなる。
【０１４８】
これに対し、本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの変圧器ＴＲ１の％インピーダンス（％ＺＩ１）より自励式電力変換器ＣＮＶの変圧器ＴＲ２の％インピーダンス（％ＺＩ２）が大きくなるように設計している。この結果、過負荷運転時の自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧・電流ベクトル図は図１８のようになる。すなわち、％ＺＩ２を大きくすることによって、交流リアクトルＬｓの値が大きくなったものと同じになり、同じ電流Ｉｃを流す場合でも当該リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃが大きくなって、電源電圧Ｖｓベクトルと変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃベクトルの位相差φが大きくなる。故に、電源電圧Ｖｓに対するリアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃの位相は９０°方向に広がり、電源電圧Ｖｓに対する入力電流Ｉｃベクトルの位相角θは小さくなって、自励式電力変換器ＣＮＶの入力力率が改善できる。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する素子の電流容量が低減され、経済的な装置を実現できる。なお、このトランスＴＲ１，ＴＲ２のインピーダンスの設計は、他の各実施の形態に対しても等しく適用できる。
【０１４９】
（第９の実施の形態）本実施の形態の電力変換装置は、上記各実施の形態の電力変換装置において、直流平滑コンデンサＣｄから記負荷装置Ｌｏａｄに至る経路上に直流リアクトルＤＣＬと高速遮断器ＨＳＣＢを挿入したことを特徴とする。図１９は、本発明の第９の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＴＲ１，ＴＲ２は３相トランス、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、ＲｆとＣｆは高調波フィルタ回路の抵抗とコンデンサ、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流電圧検出器、ＤＣＤＴは直流電流検出器、Ｒｄは抵抗器、Ｄｄはバイパスダイオード、ＤＣＬは直流リアクトル、ＨＳＣＢは高速遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。
【０１５０】
本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行う。力行運転時は電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが負荷分担を調整しながら負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給する。また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように電圧制御を行いながら、負荷装置Ｌｏａｄが発生する電力を交流電源ＳＵＰに回生する。
【０１５１】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。また、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われ、自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、かつ、入力電流Ｉｃの高調波を低減できる利点がある。
【０１５２】
高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。すなわち、直流電圧をＶｄ，直流リアクトルＤＣＬのインダクタンス値をＬｄｃとし、至近端で地絡事故が発生した場合、事故電流の立ち上がりは、（ｄＩｄｔ）＝Ｖｄ／Ｌｄｃとなる。例えば、Ｖｄ＝１５００Ｖ，Ｌｄｃ＝１ｍＨとした場合、至近端での事故電流の立ち上がりは、（ｄＩｄｔ）＝１５００Ａ／ｍｓｅｃとなり、数ｍｓｅｃで動作する高速遮断器ＨＳＣＢにより回路を切り離すことができ、事故の拡大を防止することが可能となる。
【０１５３】
電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷Ｌｏａｄに電力を供給する。当該直流き電線のインダクタンスＬｆと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流平滑コンデンサＣｄにより共振回路が構成され、当該自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御に影響を与える。特に、負荷電流ＩＬが急変した場合には、過渡現象により電圧振動が発生し、容易に減衰せず、場合によっては制御系が不安定になる恐れがある。また、直流電圧Ｖｄの振動は電車負荷Ｌｏａｄへ影響を与え、電車の発生トルクの脈動や車体の振動をもたらすことにもなる。
【０１５４】
そこで本実施の形態の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。この抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。ダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。
【０１５５】
（第１０の実施の形態）図２０は、本発明の第１０の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＡＣＣＢ１，ＡＣＣＢ２は交流遮断器、ＤＣＣＢ１，ＤＣＣＢ２は直流遮断器、ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３は３相トランス、ＡＣ−Ｌｏａｄは交流負荷、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、Ｃｆ，Ｒｆは高調波フィルタ回路のコンデンサと抵抗器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流電圧検出器、ＤＣＤＴは直流電流検出器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。
【０１５６】
一方、制御回路ＣＮＴＬとして、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、電流指令発生器Ｆ（ｘ）、切換え器ＳＷ、レベル検出器ＬＢＬ、リミッタ回路ＬＩＭ、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。
【０１５７】
本実施の形態の電力変換装置は、交流電源ＳＵＰと、当該交流電源ＳＵＰに第１の変圧器ＴＲ１を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、交流電源ＳＵＰに第２の変圧器ＴＲ２を介して接続された交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄと、第２の変圧器ＴＲ２の２次巻線に第３の変圧器ＴＲ３を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶと、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流端子間に接続された直流平滑コンデンサＣｄと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源ＳＵＰの電圧に対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧の位相角を調整することにより電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流を制御する制御回路ＣＮＴＬとを具備し、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶおよび電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流共通端子間に接続される直流負荷Ｌｏａｄに電力を供給することを特徴とする。
【０１５８】
第２の変圧器ＴＲ２を介して接続された交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄは、電力変換装置が設置されている変電所の照明や空調設備などの負荷で、一般には交流電源ＳＵＰから電力供給を受ける。電力用ダイオード整流器ＲＥＣは、交流遮断器ＡＣＣＢ１および第１の変圧器ＴＲ１を介して交流電源ＳＵＰに接続される。当該整流器ＲＥＣの直流側端子には高調波フィルタ回路Ｃｆ，Ｒｆが接続されている。一方、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、第２の変圧器ＴＲ２の２次巻線から交流遮断器ＡＣＣＢ２および第３の変圧器ＴＲ３を介して交流側端子が接続される。また、当該自励式電力変換器ＣＮＶの直流側端子には直流平滑コンデンサＣｄが接続されている。
【０１５９】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣおよび自励式電力変換器ＣＮＶは、それぞれ直流遮断器ＤＣＣＢ１およびＤＣＣＢ２を介して並列接続され、力行運転時は電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが負荷分担を調整しながら負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給する。また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように電圧制御を行いながら、負荷装置Ｌｏａｄが発生する電力を交流電源ＳＵＰに回生する。
【０１６０】
制御回路ＣＮＴＬのレベル検出器ＬＢＬは、負荷電流ＩＬが設定値ＩＬｏより大きくなったときに信号ＣＬ＝”１”を発生し、切換え器ＳＷを電流指令発生器Ｆ（ｘ）の出力Ｉｑ２＊に接続する。逆に、ＩＬ＜ＩＬｏとなった場合は信号ＣＬ＝”０”を発生し、切換え器ＳＷを加算器ＡＤの出力Ｉｑ１＊に接続する。例えば、ＩＬｏ＝０とした場合、ＩＬ＜０（回生運転）では直流電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ＊に一致するように自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを制御する。また、ＩＬ＞０（力行運転）では電流指令発生器Ｆ（ｘ）により負荷電力ＰＬに応じた有効電流指令Ｉｑ２＊を算出し、当該電流指令値Ｉｑ２＊に自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑが一致するように制御する。
【０１６１】
制御回路ＣＮＴＬの座標変換回路Ｚは、自励式電力変換器ＣＮＶの３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔをｄｑ座標の値に変換するもので、Ｉｑは有効電流成分，Ｉｄは無効電流成分となる。比較器Ｃ２により、リミッタ回路ＬＩＭから出力される電流指令値Ｉｑ＊と有効電流Ｉｑを比較し、その偏差を電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）で増幅し、電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相差指令値φ＊を位相制御回路ＰＨＣに入力する。このとき、電源同期位相検出回路ＰＬＬからの基準信号θｒ，θｓ，θｔを基準にして位相制御回路ＰＨＣを動作させる。
【０１６２】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧（第２の変圧器ＴＲ２の２次側電圧）に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。また、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われ、自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、かつ、入力電流Ｉｃの高調波を低減できる利点がある。
【０１６３】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣは交流電力を直流電力に変換する整流器で、力行運転時に負荷装置Ｌｏａｄに直流電力を供給する。電車などの負荷装置Ｌｏａｄから電力が回生された場合、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが逆変換動作し、直流電力を交流電力に変換して交流電源ＳＵＰに電力を回生する。同時に、交流負荷装置ＡＣ−Ｌｏａｄにも上記回生電力が供給され、電力の有効利用が図られる。この結果、電気料金が節約され、電気鉄道での運転コストを低減することができる。また、本実施の形態の電力変換装置では、自励式電力変換器ＣＮＶにより回生された電力の大部分は変電所内の交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄにより消費されるが、そのとき、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの高調波を小さくできるため、従来必要とされた交流側のフィルタ設備を省略でき、経済的なシステムを実現できる。
【０１６４】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは力行運転時にも動作し、電力用ダイオード整流器との負荷分担を調整しながら負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給することができる。この電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓ（又は、変圧器ＴＲ３のもれインダクタンス）に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｃ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。
【０１６５】
電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力が増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力が交流電源に回生される。例えば、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｃの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｓと自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。
【０１６６】
自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を実現できる。
【０１６７】
回生運転の場合、電流の大部分は自己消弧素子に流れるが、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子の遮断電流は小さく抑えることが可能となる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、遮断電流の小さい自己消弧素子で自励式電力変換器ＣＮＶを構成できるようになり、経済的な装置を実現できる。
【０１６８】
（第１１の実施の形態）図２１は、本発明の第１１の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＡＣＣＢ１，ＡＣＣＢ２は交流遮断器、ＤＣＣＢ１，ＤＣＣＢ２は直流遮断器、ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３は３相トランス、ＡＣ−Ｌｏａｄは交流負荷、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、Ｃｆ，Ｒｆは高調波フィルタ回路のコンデンサと抵抗器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、Ｒｄは抵抗器、ＶＤＴは直流電圧検出器、ＤＣＤＴは直流電流検出器、Ｄｄはダイオード、Ｌｆは直流き電線のインダクタンス、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。制御回路ＣＮＴＬは図２０で示したものと同様に構成される。
【０１６９】
本実施の形態の電力変換装置は、交流電源ＳＵＰと、当該交流電源ＳＵＰに第１の変圧器ＴＲ１を介して交流端子が接続された電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、交流電源ＳＵＰに第２の変圧器ＴＲ２を介して接続された交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄと、第２の変圧器ＴＲ２の２次巻線に第３の変圧器ＴＲ３を介して交流端子が接続された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶと、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流端子間に接続された直流平滑コンデンサＣｄおよび抵抗器Ｒｄの直列回路と、必要に応じて挿入される、当該抵抗器Ｒｄの片方向電流をバイパスさせるダイオードＤｄと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで動作させ、交流電源ＳＵＰの電圧に対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧の位相角φを調整することにより電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃを制御する制御回路ＣＮＴＬとを具備し、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶおよび電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流共通端子間に接続される直流負荷Ｌｏａｄに電力を供給することを特徴とする。
【０１７０】
本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行う。力行運転時は電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが負荷分担を調整しながら負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給する。また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように電圧制御を行いながら、負荷装置Ｌｏａｄ（電車など）が発生する電力を交流電源ＳＵＰに回生するとともに、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄにも回生電力を供給し、有効利用を図る。
【０１７１】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより入力電流Ｉｃを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。また、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われ、自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、かつ、入力電流Ｉｃの高調波を低減できる利点がある。
【０１７２】
本実施の形態の電力変換装置では、自励式電力変換器ＣＮＶにより回生された電力の大部分は変電所内の交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄにより消費されるが、そのとき、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの高調波を小さくできるため、従来必要とされた交流側のフィルタ設備を省略でき、経済的なシステムを実現できる。
【０１７３】
電気鉄道では、直流き電線を介して電車負荷が接続され、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆにより共振現象が発生し、直流電圧制御が不安定になる場合がある。これを防ぐために本実施の形態の電力変換装置では、直流平滑コンデンサＣｄに直列に抵抗器Ｒｄを接続している。抵抗器Ｒｄは上記振動現象を減衰させる役目を果たし、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させることが可能となる。しかしながら、当該抵抗器Ｒｄは、直流平滑コンデンサＣｄと直流き電線のインダクタンスＬｆ等により発生する振動現象を減衰させ、自励式電力変換器ＣＮＶによる直流電圧制御を安定化させる役目を果たすが、直流平滑コンデンサＣｄに流れる電流Ｉｃａｐにより、Ｉｃａｐ２×Ｒｄの損失が発生する。そこで必要な場合ダイオードＤｄを挿入する。このダイオードＤｄは抵抗器Ｒｄに流れる電流の片方向の電流をバイパスさせるもので、上記損失を半分に減らすことができる。バイパスダイオードＤｄが入っても、共振現象を抑制する効果はほぼ同じである。
【０１７４】
なお、本実施の形態においても、制御回路ＣＮＴＬは上記第１０の実施の形態における制御回路ＣＮＴＬと同じように制御するものである。
【０１７５】
（第１２の実施の形態）図２２は、図２０および図２１の第１１，１２の実施の形態の電力変換装置における別の制御回路ＣＮＴＬのブロック図を示すもので、図中、ＣＡＬは直流電圧指令演算器、Ｃ１，Ｃ２は比較器、ＳＷは切換え器、ＬＩＭはリミッタ回路、ＬＢＬ１，ＬＢＬ２はレベル検出器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ）は電流制御補償回路、Ｆ（ｘ）は電流指令発生器、Ｚは座標変換回路、ＰＬＬは電源同期位相検出回路、ＰＨＣは位相制御回路を表す。
【０１７６】
本実施の形態は、第１１，１２の実施の形態の電力変換装置において、制御回路ＣＮＴＬが、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流の大きさに応じて、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分を制御することを特徴とする。
【０１７７】
交流負荷は、第２の変圧器ＴＲ２を介して交流電源に接続されている。また、電圧形自励式電力変換器は、第２の変圧器および第３の変圧器を介して交流電源に接続されている。このため、力行運転時には、交流負荷への供給電力と、電圧形自励式電力変換器が出力する電力の和が第２の変圧器を介して供給される。第２の変圧器はもともと交流負荷が消費する電力に見合う容量のものが用意され、それほどの余裕はない。
【０１７８】
本実施の形態の電力変換装置では、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流の大きさに応じて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分を制御することにより、力行運転時に、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄへの供給電力が小さいときに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶから出力する電力Ｐｃｎｖを大きくし、逆に、交流負荷への供給電力が大きいときに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶから出力する電力を小さくする。これにより、第２の変圧器ＴＲ２に容量を増加させることなく、力行運転時の装置容量アップを図る。
【０１７９】
一方、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流が大きくなった場合、負荷電流が小さいとき、有効電流指令値Ｉｑ＊＜０、すなわち回生指令を与えるように制御する。この結果、力行運転時に自励式電力変換器ＣＮＶは電力回生（Ｐｃｎｖ＜０）を行うことになり、電力用ダイオード整流器ＲＥＣは、負荷電力と交流負荷電力の和の電力を出力するようになる。これにより、第２の変圧器ＴＲ２の容量を超えた電力を交流負荷に供給できる。
【０１８０】
本実施の形態はまた、制御回路ＣＮＴＬが、力行負荷電流がある設定値を超えた場合に当該自励式電力変換器ＣＮＶを構成するすべての自己消弧素子をゲートブロックするように制御することを特徴とする。
【０１８１】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、主に回生機能を活かした運転を行い、力行側の設定負荷電流を超えた領域で自己消弧素子をすべてゲートブロックすることにより、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、自励式電力変換器ＣＮＶの高速ダイオードによる整流器との並列運転を行う。設定負荷電流として、例えば、定格電流を選んだ場合、当該定格負荷電流までは、通常の運転すなわち、自励式電力変換器と電力用ダイオード整流器との並列運転が行われ、定格電流を超えた領域では高速ダイオード整流器と電力用ダイオード整流器の並列運転に切り替わる。この結果、過負荷領域で電力用ダイオード整流器のレギュレーション特性により直流電圧が低下しても、自励式電力変換器はゲートブロックされているため、単なる高速ダイオード整流器として動作し、入力力率の低下の問題がなくなる。また、過負荷領域で自励式電力変換器をゲートブロックすることにより、当該自励式電力変換器の損失が低減され、運転効率が向上し、かつ、装置の冷却設備を軽減することができる。
【０１８２】
本実施の形態ではさらに、第３の変圧器ＴＲ３のパーセントインピーダンスを、第１の変圧器ＴＲ１のパーセントインピーダンスより大きくしたことを特徴とする。
【０１８３】
力行運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、負荷電流ＩＬに応じて入力電流の有効分の有効分を制御する。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効分を指令値に一致するように制御することにより、直流出力電流はＩｄｃ＝ｋ・Ｉｃに制限される。この結果、電力用ダイオード整流器の直流出力電流Ｉｄｄは、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃとなる。この直流出力電流の比Ｉｄｃ／Ｉｄｄは、電圧形自励式電力変換器の出力容量と電力用ダイオード整流器の出力容量に合わせて決定する。
【０１８４】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣは、直流電流が大きくなるに従って直流電圧Ｖｄが下がってくる。例えば、電気鉄道で直流電圧８％のレギュレーションを持つ整流器では、定格電圧Ｖｄ＝１５００Ｖに対し、３００％の過負荷運転時にＶｄ＝１２６０Ｖまで下がる。このとき、並列運転を行っている電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電圧Ｖｄも同じ値に下がる。すると、電源電圧Ｖｓに対し自励式電力変換器の交流電圧｜Ｖｃ｜＝ｋ・Ｖｄが小さくなり、｜Ｖｓ｜＞｜Ｖｃ｜となる。この差電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が第２の変圧器ＴＲ２のもれインダクタンスに印加され、大きな遅れ無効電流が流れ、電圧形自励式電力変換器は力率の悪い運転を強いられる。
【０１８５】
上記電力用ダイオード整流器の直流電圧のレギュレーションは、第１の変圧器ＴＲ１のパーセントインピーダンス％ＩＺ１により決まる。また、電源電圧の大きさ｜Ｖｓ｜に対し変換器の交流電圧の大きさ｜Ｖｃ｜＝ｋ・Ｖｄが小さくなった場合、上記電圧形自励式電力変換器の遅れ無効電流の大きさは、第２の変圧器ＴＲ３のパーセントインピーダンス％ＩＺ３（すなわち、もれインダクタンス）により決まる。
【０１８６】
そこで第３の変圧器ＴＲ３のパーセントインピーダンス％ＩＺ３を、第１の変圧器ＴＲ１のパーセントインピーダンス％ＩＺ１より大きくすることにより、過負荷運転時の電力用ダイオード整流器の直流電圧のレギュレーションに対し、電圧形自励式電力変換器の遅れ無効電流の増加の割合が小さくでき、結果的に当該電圧形自励式電力変換器の入力力率の低下を抑制することが可能となる。
【０１８７】
本実施の形態をさらに詳しく説明する。第１のレベル検出器ＬＢＬ１は、負荷電流ＩＬが設定値ＩＬｏ１より大きくなったときに信号ＣＬ＝”１”を発生し、切換え器ＳＷを電流指令発生器Ｆ（ｘ）の出力Ｉｑ２＊に接続する。逆に、ＩＬ＜ＩＬｏ１となった場合は信号ＣＬ＝”０”を発生し、切換え器ＳＷを加算器ＡＤの出力Ｉｑ１＊に接続する。例えば、ＩＬｏ１＝０とした場合、ＩＬ＜０（回生運転）では直流電圧Ｖｄがその指令値Ｖｄ＊に一致するように自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを制御する。また、ＩＬ＞０（力行運転）では電流指令発生器Ｆ（ｘ）により負荷電力ＰＬに応じた有効電流指令Ｉｑ２＊を算出し、当該電流指令値Ｉｑ２＊に自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑが一致するように制御する。
【０１８８】
座標変換回路Ｚは、自励式電力変換器ＣＮＶの３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔをｄｑ座標の値に変換するもので、Ｉｑは有効電流成分，Ｉｄは無効電流成分となる。比較器Ｃ２により、リミッタ回路ＬＩＭから出力される電流指令値Ｉｑ＊と有効電流Ｉｑを比較し、その偏差を電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）で増幅し、電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相差指令値φ＊を位相制御回路ＰＨＣに入力する。このとき、電源同期位相検出回路ＰＬＬからの基準信号θｒ，θｓ，θｔを基準にして位相制御回路ＰＨＣを動作させる。
【０１８９】
図２０、図２１に示した電力変換装置では、負荷Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬ又は電力ＰＬ＝Ｖｄ×ＩＬに応じて自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを次のようにして制御する。制御回路ＣＮＴＬにおいて、レベル検出器ＬＢＬは負荷電流ＩＬによって切換え器ＳＷを操作するもので、負荷電流ＩＬ＜０（回生）のときは切換え器ＳＷを加算器ＡＤの出力（Ｉｑ１＊）に接続し、負荷電流ＩＬ＞０（力行）のときは切換え器ＳＷを、電流指令発生器Ｆ（ｘ）の出力（Ｉｑ２＊）に接続する。すなわち、回生運転では直流電圧Ｖｄを指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流の有効分Ｉｑを制御する。また、力行運転では、電流指令発生器Ｆ（ｘ）により負荷電流ＩＬに比例した有効電流指令値Ｉｑ２＊を発生し、当該有効電流指令値Ｉｑ２＊に入力電流の有効分Ｉｑが一致するように制御する。
【０１９０】
力行運転時、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分Ｉｑを指令値Ｉｑ２＊に一致するように制御することにより、当該電力変換器ＣＮＶの直流出力電流はＩｄｃ＝ＫＩｑ２＊に制限される。この結果、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流出力電流Ｉｄｄは、Ｉｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃとなる。この直流出力電流の比Ｉｄｃ／Ｉｄｄは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの出力容量と電力用ダイオード整流器ＲＥＣの出力容量に合わせて決定することが可能となる。
【０１９１】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流電圧Ｖｄは、直流出力電流Ｉｄｄが大きくなると、徐々に低下する特性、すなわち、電圧レギュレーションを持ち、並列運転される電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流電圧もそれに制約される。しかし、従来のＰＷＭコンバータとは違い、固定パルス位相制御の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが多少低下しても入力電流Ｉｃを制御することができ、整流器ＲＥＣの電圧レギュレーションの影響は小さい。言い換えると、設計段階で変圧器ＴＲ２の２次電圧Ｖ２を直流電圧レギュレーションを見込んで小さくする必要がなく、その分電流容量の小さい自励式電力変換器で済み、経済的な電力変換装置を実現できる。
【０１９２】
例示すれば、本実施の形態の装置では、直流電圧Ｖｄが１６２０Ｖ〜１２６０Ｖまで変化すると仮定しても、変圧器ＴＲ２の２次電圧設計値はＶ２＝１２００Ｖ程度となる。従来のＰＷＭコンバータでは、Ｖ２＝６３０Ｖ程度になったのに対し、約２倍の電圧となり、その分自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃが小さくなり、当該変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の電流容量は約半分に低減され、装置の小型化とコスト低減が図れる。
【０１９３】
また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｃを制御する。直流電圧Ｖｄを一定に制御することにより、直流き電電圧が安定化され、負荷装置Ｌｏａｄに対する理想的な電圧源として機能する。
【０１９４】
以上のように、本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転がスムースに行われ、特に、力行運転での自励式電力変換器ＣＮＶの力率低下を防止しながら、出力容量に合わせた負荷分担制御ができる。また、回生運転では、直流電圧を一定にすることができ、電気鉄道における直流き電電圧の安定化を図ることが可能となる。
【０１９５】
図２２に示した制御回路ＣＮＴＬでは、電圧指令演算回路ＣＡＬにより、直流電圧指令値Ｖｄ＊を、電源電圧の定格値Ｖｓｏに対し、
【数８】
2010259328.tif 000010
【０１９６】
としている。ただし、Ｖｓａ＞Ｖｓｏ＞Ｖｓｂ，ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏ，ｋを比例定数とする。
【０１９７】
直流電圧指令値Ｖｄ＊を電源電圧Ｖｓの変動に関係なくＶｄｏ＊一定として運転した場合、次のような問題がある。すなわち、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより高くなった場合、並列運転している電力用ダイオード整流器ＲＥＣの直流電圧が上がり、自励式電力変換器ＣＮＶの制御電圧Ｖｄｏ＊より高くなる。すると、自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄを指令値Ｖｄｏ＊に合わせようとして電力を回生する。一方、電力ダイオード整流器ＲＥＣは直流電圧が下がれば、電源から電力を供給する。このようにして、両者の間で循環電流が流れ、その分、変換器を構成する素子の電流を増やし、損失の増大を招くことになる。
【０１９８】
反対に、電源電圧Ｖｓが定格値Ｖｓｏより低くなった場合、直流電圧Ｖｄが一定に制御されていると、自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃは一定値となり、Ｖｃ＞Ｖｓとなる。この結果、電源ＳＵＰから進み無効電流が流れ込み、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流が増大し、素子の損失の増大と素子遮断電流の増大を招くことになる。特に、時間的には短時間であるが電圧低下が大きい、瞬低（瞬時電圧低下）が発生した場合、上記無効電流値が大きいため、過電流により装置の運転停止に至ることがある。
【０１９９】
そこで本実施の形態における制御回路ＣＮＴＬでは、Ｖｓｂ＜｜Ｖｓ｜＜Ｖｓａの範囲で、Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊＋ｋ・ΔＶｓ として、電源電圧Ｖｓが変化した場合、その変化分ΔＶｓ＝｜Ｖｓ｜−Ｖｓｏに比例させて、直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えている。すなわち、Ｖｓが上昇したときはその上昇分に比例させて直流電圧Ｖｄを高くすることにより、循環電流の増加を抑えている。また、Ｖｓが低下した場合、その低下分に比例させて直流電圧Ｖｄを下げて電源ＳＵＰから無効電流が流れ込むのを抑えている。これにより、電源電圧変動による素子電流の増大を防止することが可能となり、かつ、瞬低が発生しても装置を停止させるとなく、運転継続ができるようになる。
【０２００】
電源電圧が｜Ｖｓ｜≧Ｖｓａとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として、それ以上直流電圧を上げないようにしている。一般には、電源電圧Ｖｓの変動は高々±５％程度であるが、雷サージなどによりそれ以上電源電圧が上昇した場合には、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍａｘ＊として直流電圧Ｖｄをむやみに上げることなく装置全体の整合性を保っている。これにより、負荷装置Ｌｏａｄへ過大な電圧が印加されるのを防いでいる。
【０２０１】
逆に、｜Ｖｓ｜≦Ｖｓｂとなった場合、Ｖｄ＊＝Ｖｄｍｉｎ＊として、それ以下に直流電圧Ｖｄを下げないようにしている。ただし、瞬低時の運転継続を考えて、設定値Ｖｓｂは、定格値Ｖｓｏの０．９〜０．６倍程度にするのが適当である。
【０２０２】
このように、本実施の形態の電力変換装置によれば、電源電圧Ｖｓが変動した場合でも無駄な循環電流や無効電流が増加することを防止でき、しいては装置を構成する素子の電流容量が低減され、経済的な電力変換装置を実現できる。また、瞬時電圧低下が発生しても装置を停止させることなく信頼性の高いシステムを実現できる。
【０２０３】
図２０、図２１の電力変換装置でも、主回路の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流ＩａｃＬの大きさに応じて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの有効分を制御する。この制御は制御回路ＣＮＴＬによる。
【０２０４】
図２２の制御回路ＣＮＴＬの電流指令発生器Ｆ（ｘ）は、前述のように、負荷Ｌｏａｄに供給される電流ＩＬ又は電力ＰＬ＝Ｖｄ×ＩＬに応じて自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流の有効分指令値Ｉｑ＊を与えるが、その指令値Ｉｑ＊を交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流ＩａｃＬの実効値により変えている。
【０２０５】
図２３はその特性例を示すもので、負荷Ｌｏａｄに供給される電流をＩＬ、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流の実効値をＩａｃＬ、比例定数をｋ１，ｋ２とした場合、自励式電力変換器ＣＮＶの有効電流指令値Ｉｑ＊を、
【数９】
2010259328.tif 000011
【０２０６】
として与えている。この結果、ＩａｃＬ＝０のときは、Ｉｑ＊＝ｋ１・ＩＬとなって通常のように負荷電流ＩＬの何分の１かの電流Ｉｄｃを自励式電力変換器ＣＮＶから出力し、残りを電力用ダイオード整流器ＲＥＣからＩｄｄ＝ＩＬ−Ｉｄｃを出力するように運転される。また、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流ＩａｃＬが大きくなった場合、図２３に示すように、有効電流指令値Ｉｑ＊の特性カーブが下に移行する。
【０２０７】
図２０、図２１に示したように、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄは、第２の変圧器ＴＲ２を介して交流電源ＳＵＰに接続されている。また、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、第２の変圧器ＴＲ２および第３の変圧器ＴＲ３を介して交流電源ＳＵＰに接続されている。このため、力行運転時には、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄへの電力Ｐａｃと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが出力する電力Ｐｃｎｖの和が第２の変圧器ＴＲ２を介して供給される。第２の変圧器ＴＲ２はもともと交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄが消費する電力に見合う容量のものが用意され、それほどの余裕はない。
【０２０８】
上記のように制御することにより、力行運転時に、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄへの供給電力Ｐａｃが小さいときに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶから出力する電力Ｐｃｎｖを大きくし、逆に、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄへの供給電力Ｐａｃが大きいときに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶから出力する電力Ｐｃｎｖを小さくする。これにより、第２の変圧器ＴＲ２に容量を増加させることなく、力行運転時の装置容量アップを図ることができるようになる。
【０２０９】
一方、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給される電流ＩａｃＬが大きくなった場合、有効電流指令値Ｉｑ＊の特性カーブが下に移行すると、ＩＬ＝０のとき、Ｉｑ＊＜０、すなわち回生指令を与えるようになる。この結果、図２０又は図２１の装置において、力行運転時に自励式電力変換器ＣＮＶは電力回生（Ｐｃｎｖ＜０）を行うことになり、電力用ダイオード整流器ＲＥＣは、負荷電力ＰＬと交流負荷電力Ｐａｃの和の電力Ｐｒｅｃを出力するようになる。これにより、第２の変圧器ＴＲ２の容量を超えた電力を交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給できるようになる。
【０２１０】
例えば、ＴＲ２の容量を１０００ｋＷ，ＴＲ３の容量を１０００ｋＷとした場合、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄは２０００ｋＷまで消費することができる。すなわち、負荷装置Ｌｏａｄが消費する電力をＰＬとした場合、変圧器ＴＲ１と電力用ダイオード整流器ＲＥＣを介してＰＬ＋１０００ｋＷ の電力が供給され、自励式電力変換器ＣＮＶにより１０００ｋＷの電力を回生することにより、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄには、変圧器ＴＲ２を介して１０００ｋＷ、変圧器ＴＲ３を介して１０００ｋＷ の電力が供給される。この結果、負荷装置Ｌｏａｄから電力回生がない場合でも、第２の変圧器ＴＲ２の容量を増やすことなく、それ以上の電力を交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに供給できるようになる。
【０２１１】
図２２の制御回路ＣＮＴＬにおいて、第２のレベル検出器ＬＢＬ２は、負荷電流ＩＬが設定値ＩＬｏ２より大きくなったときにゲートブロック信号ＧＢを発生し、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の全てをオフさせる。このとき、自励式電力変換器ＣＮＶは高速ダイオード整流器として動作し、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと高速ダイオード整流器の並列運転が行われる。２台の整流器の負荷分担は、それぞれの変圧器ＴＲ１，ＴＲ２の％インピーダンス（％ＺＩ）によって決定され、両者の％ＺＩが同じなら、それぞれの出力容量に比例した負荷を担うことになる。
【０２１２】
第１のレベル検出器ＬＢＬ１の設定値ＩＬｏ１に対し、第２のレベル検出器ＬＢＬ２の設定値ＩＬｏ２は、ＩＬｏ１≦ＩＬｏ２とする。これにより、直流電圧制御しているときにゲートブロックするのを防止できる。
【０２１３】
設定負荷電流ＩＬｏ２として、例えば、定格電流を選んだ場合、当該定格負荷電流までは、通常の運転すなわち、自励式電力変換器ＣＮＶと電力用ダイオード整流器ＲＥＣとの並列運転が行われ、定格電流を超えた領域では高速ダイオード整流器と電力用ダイオード整流器ＲＥＣの並列運転に切り替わる。この結果、過負荷領域で電力用ダイオード整流器ＲＥＣのレギュレーション特性により直流電圧Ｖｄが低下しても、自励式電力変換器ＣＮＶはゲートブロックされているため、単なる高速ダイオード整流器として動作し、入力力率の低下の問題がなくなる。また、過負荷領域で自励式電力変換器ＣＮＶをゲートブロックすることにより、当該自励式電力変換器ＣＮＶの損失が低減され、運転効率が向上し、かつ、装置の冷却設備を軽減することができる。
【０２１４】
電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを並列運転する本実施の形態の電力変換装置において、力行運転では、直流電圧Ｖｄは電力用ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧になる。当該電力用ダイオード整流器ＲＥＣの整流電圧は、直流出力電流Ｉｄｄが増加するに従い、一定の割合で低下する。例えば、８％のレギュレーションを持つ電力用ダイオード整流器の場合、定格直流電圧１５００Ｖに対し、無負荷直流電圧は１６２０Ｖとなり、３００％過負荷運転では１２６０Ｖまで下がる。このとき、並列運転している自励式電力変換器ＣＮＶの直流電圧Ｖｄも上記値に規制される。
【０２１５】
自励式電力変換器ＣＮＶの交流側電圧Ｖｃの大きさは、直流電圧Ｖｄの値により決定され、直流電圧Ｖｄが下がれば、交流電圧Ｖｃも小さくなる。
【０２１６】
負荷電流ＩＬの増加に伴い、並列運転する電力用ダイオード整流器ＲＥＣのレギュレーションにより、直流電圧Ｖｄが低下し、電源電圧Ｖｓに対し、変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃ＝ｋ・Ｖｄが小さくなる。この結果、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃのベクトルの位相が電源電圧Ｖｓベクトルに近づく。すると、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃベクトルと電源電圧Ｖｓベクトルとの位相差θが大きくなり、自励式電力変換器ＣＮＶは力率の悪い運転を強いられることになる。同じ有効電力を供給する場合、力率低下により自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃは大きくなり、当該変換器ＣＮＶを構成する素子の電流容量を増やさなければならなくなる。
【０２１７】
そこで本実施の形態では図２０および図２１の装置において、電力用ダイオード整流器ＲＥＣの変圧器ＴＲ１の％インピーダンス（％ＺＩ１）より自励式電力変換器ＣＮＶの変圧器ＴＲ３の％インピーダンス（％ＺＩ３）が大きくなるように設計している。この結果、％ＺＩ３を大きくすることによって、交流リアクトルＬｓの値が大きくなったものと同じになり、同じ電流Ｉｃを流す場合でも当該リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃが大きくなって、電源電圧Ｖｓベクトルと変換器ＣＮＶの交流電圧Ｖｃベクトルの位相差φが大きくなる。故に、電源電圧Ｖｓに対するリアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃの位相は９０°方向に広がり、電源電圧Ｖｓに対する入力電流Ｉｃベクトルの位相角θは小さくなって、自励式電力変換器ＣＮＶの入力力率が改善できる。これにより、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する素子の電流容量が低減され、経済的な装置を実現できる。
【０２１８】
（第１３の実施の形態）図２４は、本発明の第１３の実施の形態の電力変換装置のブロック図である。図中、ＳＵＰは３相交流電源、ＭＣＢは交流主遮断器、ＡＣＣＢ１，ＡＣＣＢ２は交流遮断器、ＤＣＣＢ１，ＤＣＣＢ２は直流遮断器、ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３は３相トランス、ＡＣ−Ｌｏａｄは交流負荷、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、Ｃｆ，Ｒｆは高調波フィルタ回路のコンデンサと抵抗器、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＶＤＴは直流電圧検出器、ＤＣＤＴは直流電流検出器、ＤＣＬは直流リアクトル、ＨＳＣＢは直流高速遮断器、Ｌｏａｄは負荷装置を示している。制御回路ＣＮＴＬは、図２０又は図２２で示したものと同様に構成される。
【０２１９】
本実施の形態の電力変換装置は、直流平滑コンデンサＣｄから直流負荷Ｌｏａｄの間に直流リアクトルＤＣＬと高速遮断器ＨＳＣＢを挿入したことを特徴とする。
【０２２０】
本実施の形態の電力変換装置では、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの並列運転を行う。力行運転時は電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが負荷分担を調整しながら負荷装置Ｌｏａｄに電力を供給する。また、回生運転時、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように電圧制御を行いながら、負荷装置Ｌｏａｄ（電車など）が発生する電力を交流電源ＳＵＰに回生するとともに、交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄにも回生電力を供給し、有効利用を図る。
【０２２１】
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。また、自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われ、自己消弧素子の遮断電流を小さくでき、かつ、入力電流Ｉｃの高調波を低減できる。
【０２２２】
本実施の形態の電力変換装置では、自励式電力変換器ＣＮＶにより回生された電力の大部分は変電所内の交流負荷ＡＣ−Ｌｏａｄにより消費されるが、そのとき、自励式電力変換器ＣＮＶの入力電流Ｉｃの高調波を小さくできるため、従来必要とされた交流側のフィルタ設備を省略でき、経済的なシステムを実現できる。
【０２２３】
図２４の装置では、直流平滑コンデンサＣｄと負荷装置Ｌｏａｄの間に直流リアクトルＤＣＬと高速遮断器ＨＳＣＢを挿入している。高速遮断器ＨＳＣＢは、直流き電線の地絡事故などにより、過大な電流が流れた場合、いち早く回路を切り離す役目を果たし、事故が拡大するのを防止する。
【０２２４】
しかし、直流平滑コンデンサＣｄが電圧源となっており、至近端で地絡事故などが発生した場合には、事故電流の立ち上がりが速く高速遮断器ＨＳＣＢでも切り離せないことがある。直流リアクトルＤＣＬは、事故電流の立ち上がりを抑制するもので、事故時に高速遮断器ＨＳＣＢを確実に動作させることが可能となる。すなわち、直流電圧をＶｄ，直流リアクトルＤＣＬのインダクタンス値をＬｄｃとし、至近端で地絡事故が発生した場合、事故電流の立ち上がりは、（ｄＩｄｔ）＝Ｖｄ／Ｌｄｃとなる。例えば、Ｖｄ＝１５００Ｖ，Ｌｄｃ＝１ｍＨとした場合、至近端での事故電流の立ち上がりは、（ｄＩｄｔ）＝１５００Ａ／ｍｓｅｃとなり、数ｍｓｅｃで動作する高速遮断器ＨＳＣＢにより回路を切り離すことができ、事故の拡大を防止することが可能となる。
【符号の説明】
【０２２５】
ＳＵＰ  ３相交流電源
ＭＣＢ  交流主遮断器
ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３  ３相トランス
Ｌｓ  交流リアクトル
ＲＥＣ  電力用ダイオード整流器
ＣＮＶ  電圧形自励式電力変換器
Ｓ１〜Ｓ６  自己消弧素子
Ｄ１〜Ｄ６  高速ダイオード
Ｃｄ  直流平滑コンデンサ
Ｒｄ  抵抗器
Ｄｄ  バイパスダイオード
Ｃｆ，Ｒｆ  高調波フィルタのコンデンサと抵抗
ＤＣＬ  直流リアクトル
ＨＳＣＢ  直流高速遮断器
ＡＣＣＢ１，ＡＣＣＢ２  交流遮断器
ＤＣＣＢ１，ＤＣＣＢ２  直流遮断器
ＡＣ−Ｌｏａｄ  交流負荷（所内負荷）
Ｌｏａｄ  負荷装置
ＣＡＬ  直流電圧指令演算器
Ｃ１，Ｃ２  比較器
ＡＤ  加算器
Ｆ（ｘ）  電流指令発生器
Ｇｖ（Ｓ）  電圧制御補償回路
Ｇｉ（Ｓ）  電流制御補償回路
ＳＷ  切換え器
ＬＢＬ，ＬＢＬ１，ＬＢＬ２  レベル検出器
ＬＩＭ  リミッタ回路
ＦＦ  フィードフォワード補償器
Ｚ  座標変換回路
ＰＬＬ  電源同期位相検出回路
ＰＨＣ  位相制御回路
ＣＮＴＬ  制御回路
ＰＷＭＣ  ＰＷＭ制御回路
【図１】
2010259328.tif 000012
【図２】
2010259328.tif 000013
【図３】
2010259328.tif 000014
【図４】
2010259328.tif 000015
【図５】
2010259328.tif 000016
【図６】
2010259328.tif 000017
【図７】
2010259328.tif 000018
【図８】
2010259328.tif 000019
【図９】
2010259328.tif 000020
【図１０】
2010259328.tif 000021
【図１１】
2010259328.tif 000022
【図１２】
2010259328.tif 000023
【図１３】
2010259328.tif 000024
【図１４】
2010259328.tif 000025
【図１５】
2010259328.tif 000026
【図１６】
2010259328.tif 000027
【図１７】
2010259328.tif 000028
【図１８】
2010259328.tif 000029
【図１９】
2010259328.tif 000030
【図２０】
2010259328.tif 000031
【図２１】
2010259328.tif 000032
【図２２】
2010259328.tif 000033
【図２３】
2010259328.tif 000034
【図２４】
2010259328.tif 000035
【図２５】
2010259328.tif 000036