(57)【要約】      （修正有）【課題】例えば約０．６Ｖ程度の低電圧であって温度変化に拘わらず安定した出力電圧を得ることができるようになされた温度特性に優れた低電圧動作定電圧回路を提供する。【解決手段】抵抗に表れる電圧の正の温度係数とダイオード接続されたバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧の負の温度係数とを打ち消すように構成されたバンドギャップ基準電圧回路を備えた低電圧動作定電圧回路において、前記抵抗と前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとの抵抗直列回路と、前記抵抗とのダイオード直列回路とに分離する。そして直列接続された同一抵抗値を有する一対の抵抗の一端に、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタ側端子を接続すると共に、前記一対の抵抗の他端に、前記抵抗の前記バイポーラトランジスタ接続側端子を接続し、中点電圧を取り出して出力電圧とする。【選択図】図１
2010049422.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
抵抗に表れる電圧の正の温度係数とダイオード接続されたバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧の負の温度係数とを打ち消すように構成されたバンドギャップ基準電圧回路を基本構成要素として備えた低電圧動作定電圧回路において、
前記抵抗と前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが、バイポーラトランジスタと前記抵抗とのトランジスタ・抵抗直列回路と、バイポーラトランジスタと前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとのトランジスタ・ダイオード直列回路と、に分離され、
前記トランジスタ・抵抗直列回路は、前記バイポーラトランジスタのエミッタが電源電圧端子に接続され、コレクタが前記抵抗の一端に接続され、同抵抗の他端が接地されたものであり、
また、前記トランジスタ・ダイオード直列回路は、前記バイポーラトランジスタのエミッタが電源電圧端子に接続され、コレクタが前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、同トランジスタのエミッタが接地されたものであり、
直列接続された同一抵抗値を有する一対の抵抗の一端に、前記抵抗の前記バイポーラトランジスタ接続側端子が接続されると共に、前記一対の抵抗の他端に、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタ側端子が接続され、
前記一対の抵抗の中間接続点より中点電圧を取り出して出力電圧とすることを特徴とする、低電圧動作定電圧回路。
【請求項２】
前記直列接続された一対の抵抗の一端に、前記抵抗の前記バイポーラトランジスタ接続側端子が第１バッファ回路を介して接続されると共に、
前記一対の抵抗の他端に、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタ側端子が第２バッファ回路を介して接続され、
前記一対の抵抗の中間接続点より取り出した前記中点電圧を第３バッファ回路を介して前記出力電圧とする、請求項１に記載の低電圧動作定電圧回路。
【請求項３】
前記第１バッファ回路、第２バッファ回路および第３バッファ回路は、いずれもオペアンプ回路で構成されている、請求項２に記載の低電圧動作定電圧回路。
【請求項４】
前記バンドギャップ基準電圧回路は、差動増幅回路と、第１〜３直列回路とで構成され、
前記差動増幅回路は、バイポーラトランジスタと、一対のＭＯＳトランジスタと、更にＭＯＳトランジスタとダイオード接続されたＭＯＳトランジスタとからなりゲートどおしが接続された他の一対のＭＯＳトランジスタとで構成され、前記バイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタが前記一対のＭＯＳトランジスタのソースに共通接続され、この一対のＭＯＳトランジスタのドレインはそれぞれ前記他の一対のＭＯＳトランジスタのドレインに接続されたものであり、この他の一対のＭＯＳトランジスタのソースはいずれも接地されたものであり、
前記第１直列回路は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタと、ＭＯＳトランジスタとが直列に接続されたものであり、このダイオード接続されたバイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタはＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、該ＭＯＳトランジスタのソースは接地されており、
前記第２直列回路は、バイポーラトランジスタと、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続されたものであり、このバイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタはダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのエミッタは接地されており、
第３直列回路は、バイポーラトランジスタと、抵抗と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続されたものであり、このバイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタは抵抗の一端に接続され、この抵抗の他端は、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのエミッタは接地されており、
前記第２直列回路を構成する前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタが、前記差動増幅回路を構成する前記一対のＭＯＳトランジスタの一方のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されており、
前記第３直列回路を構成する前記抵抗の一端が、前記差動増幅回路を構成する前記一対のＭＯＳトランジスタの他方のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されており、
更に、前記第３直列回路を構成する前記バイポーラトランジスタのベースが、前記トランジスタ・ダイオード直列回路を構成する前記バイポーラトランジスタのベースと、前記トランジスタ・抵抗直列回路を構成する前記バイポーラトランジスタのベースとに共通接続されている、請求項１ないし３のいずれか１に記載の低電圧動作定電圧回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願発明は、低電圧動作定電圧回路、例えば１Ｖ程度の低い電源電圧で作動し、０．６Ｖ程度の低い電圧であって温度変化に拘わらず安定した出力電圧を得ることができるようになされた温度特性に優れた低電圧動作定電圧回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、小型軽量化のため低電圧で駆動されるようになされた製品が多数存在する。この種の製品においては製品内の回路を駆動するには低電圧で安定した基準電圧が必要とされる。安定した出力電圧を得る回路として、従来より、正の温度係数を有する定電流源をつくり、抵抗に表れる電圧の正の温度係数とダイオード接続されたバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧の負の温度係数とを打ち消すように構成されたバンドギャップ基準電圧回路が知られている。
【０００３】
従来既知のバイポーラトランジスタを用いた典型的なバンドギャップ基準電圧回路を図１０に示す。この基準電圧回路においては、互いにベースが共通接続された単位エミッタ面積を有する第１トランジスタＱ１と、エミッタ抵抗Ｒ１を有するｍ（ｍは正数）倍のエミッタ面積を有する第２トランジスタＱ２と、ダイオード接続された第３トランジスタＱ３と、トランジスタＱ１とＱ２を自己バイアスするダイオード接続された第４トランジスタＱ４と第５トランジスタとからなるカレントミラー回路と、トランジスタＱ５のコレクタがベースに接続された第６トランジスタとを備えている。トランジスタＱ６のコレクタが抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ３を駆動して出力となる。
【０００４】
第３トランジスタＱ３のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ３は負の温度特性を有し、同コレクタ電流Ｉは正の温度特性を有するため、抵抗Ｒ２の両端の温度特性は正となる。従って、抵抗Ｒ２とトランジスタＱ３とを直列に接続することにより、正の温度係数と負の温度係数とが相殺されて、温度変化にも拘わらず安定した出力電圧を得ることができる。
【特許文献１】特許第２７３４９６４号公報
【特許文献２】特許第２７４５６１０号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上記従来の基準電圧回路においては、基準電圧をエネルギーバンドギャップ電圧（約１．２Ｖ）と等しくしなければ、温度係数を零とすることができないため、出力電圧は１．２Ｖ程度しか取り出すことができず、また電源電圧はそれよりも高い（例えば２Ｖ）電圧を有するものでなければない。従って、低い電源電圧で駆動することができない。また出力電圧が高いものであるため、例えば０．６Ｖ程度の低い基準電圧を必要とするマイコンのリセット回路等のための基準電圧源としては使用することができないという難を有するものであった。
【０００６】
本願発明は、上記従来技術の問題点に鑑み、例えば１Ｖ程度の低い電源電圧であっても駆動することができ、約０．６Ｖ程度の低電圧であって温度変化に拘わらず安定した出力電圧を得ることができるようになされた温度特性に優れた低電圧動作定電圧回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
而して、本願発明に係る低電圧動作定電圧回路においては、従来のバンドギャップ基準低電圧回路において直列に接続されていた、正の温度係数の電圧が両端に表れる抵抗と、負の温度係数のベースエミッタ間電圧を有するダイオード接続されたバイポーラトランジスタを分離して、それぞれバイポーラトランジスタとの第１および第２の直列回路（トランジスタ・抵抗直列回路およびトランジスタ・ダイオード直列回路）を構成するものとし、前記抵抗の両端に表れる電圧の正の温度特性と前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧の負の温度特性をそれぞれ別々に取り出し、直列に接続した抵抗で中点電圧を作り出し、バッファリングして外部に出力電圧として取り出すようにしたものである。これにより、従来１．２Ｖ程度になっていた出力電圧をその半分の０．６Ｖ程度にまで下げることが可能になる。
【０００８】
すなわち、本願発明に係る低電圧動作定電圧回路は、抵抗に表れる電圧の正の温度係数とダイオード接続されたバイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧の負の温度係数とを打ち消すように構成されたバンドギャップ基準電圧回路を基本構成要素として備えた低電圧動作定電圧回路において、前記抵抗と前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが、バイポーラトランジスタと前記抵抗とのトランジスタ・抵抗直列回路と、バイポーラトランジスタと前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとのトランジスタ・ダイオード直列回路と、に分離され、前記トランジスタ・抵抗直列回路は、前記バイポーラトランジスタのエミッタが電源電圧端子に接続され、コレクタが前記抵抗の一端に接続され、同抵抗の他端が接地されたものであり、また、前記トランジスタ・ダイオード直列回路は、前記バイポーラトランジスタのエミッタが電源電圧端子に接続され、コレクタが前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、同トランジスタのエミッタが接地されたものであり、直列接続された同一抵抗値を有する一対の抵抗の一端に、前記抵抗の前記バイポーラトランジスタ接続側端子が接続されると共に、前記一対の抵抗の他端に、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタ側端子が接続され、前記一対の抵抗の中間接続点より中点電圧を取り出して出力電圧とすることを特徴とするものである。
【０００９】
前記直列接続された一対の抵抗の一端に、前記抵抗の前記バイポーラトランジスタ接続側端子が第１バッファ回路を介して接続されると共に、前記一対の抵抗の他端に、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタ側端子が第２バッファ回路を介して接続され、前記一対の抵抗の中間接続点より取り出した前記中点電圧を第３バッファ回路を介して前記出力電圧とすることが好ましい。これらのバッファ回路は、好ましくはいずれもオペアンプ回路で構成される。
【００１０】
前記バンドギャップ基準電圧回路としては、差動増幅回路と、第１〜３直列回路とで構成され、前記差動増幅回路は、バイポーラトランジスタと、一対のＭＯＳトランジスタと、更にＭＯＳトランジスタとダイオード接続されたＭＯＳトランジスタとからなりゲートどおしが接続された他の一対のＭＯＳトランジスタとで構成され、前記バイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタが前記一対のＭＯＳトランジスタのソースに共通接続され、この一対のＭＯＳトランジスタのドレインはそれぞれ前記他の一対のＭＯＳトランジスタのドレインに接続されたものであり、この他の一対のＭＯＳトランジスタのソースはいずれも接地されたものであり、前記第１直列回路は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタと、ＭＯＳトランジスタとが直列に接続されたものであり、このダイオード接続されたバイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタはＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、該ＭＯＳトランジスタのソースは接地されており、前記第２直列回路は、バイポーラトランジスタと、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続されたものであり、このバイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタはダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのエミッタは接地されており、第３直列回路は、バイポーラトランジスタと、抵抗と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとが直列に接続されたものであり、このバイポーラトランジスタのエミッタは電源電圧端子に接続され、コレクタは抵抗の一端に接続され、この抵抗の他端は、前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのエミッタは接地されており、前記第２直列回路を構成する前記ダイオード接続されたバイポーラトランジスタのコレクタが、前記差動増幅回路を構成する前記一対のＭＯＳトランジスタの一方のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されており、前記第３直列回路を構成する前記抵抗の一端が、前記差動増幅回路を構成する前記一対のＭＯＳトランジスタの他方のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されており、更に、前記第３直列回路を構成する前記バイポーラトランジスタのベースが、前記トランジスタ・ダイオード直列回路を構成する前記バイポーラトランジスタのベースと、前記トランジスタ・抵抗直列回路を構成する前記バイポーラトランジスタのベースとに共通接続されている、ものを好適に使用するもとができる。
【００１１】
上記バンドギャップ基準電圧回路によれば、ＰＳＲＲ（Power Supply Rejection Ratio）（電源電圧変動除去比）を改善することができる。
【発明の効果】
【００１２】
この発明によれば、基本構成としてバンドギャップ基準定電圧回路と同じ回路構成を採用しているため、抵抗の誤差のばらつきやトランジスタの比のばらつきがキャンセルされ、製品に拘わらず同じ精度が得られるため、やっかいな調整を要することなく温度特性に優れた低い定電圧（例えば約０．６Ｖ）を容易かつ確実に得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１３】
以下、この発明に係る実施形態を添付図面を参照しつつ詳細に説明するが、もとより、この発明は以下の実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨の範囲内であれば、任意に構成を変更することができるものである。
【００１４】
図１に、本発明の一実施形態に係る低電圧動作定電圧回路を示す。この定電圧回路は、基本構成回路としてオペアンプ形式のバンドギャップ基準電圧回路１を備えたものであり、出力端子ＶＯＵＴから約０．６Ｖ程度の低電圧であって温度変化に拘わらず安定した出力電圧を得ることができる温度特性に優れた定電圧回路である。この回路は、微小電流の定電圧電源、例えばマイコン用のリセット回路のための基準電圧源等として好適に用いられるものである。この定電圧回路においては、トランジスタＱ５のコレクタ電流ＩＣ（Ｑ５）とトランジスタＱ６のコレクタ電流ＩＣ（Ｑ６）とが等しくなるように、トランジスタＭ１１とＭ２６とで電圧を比較して、トランジスタＭ１２とＭ１とで構成されるカレントミラー回路から電流を供給する差動回路を設けたものである。
【００１５】
以下、この実施形態に係る低電圧動作定電圧回路について詳細に説明する。図１に左側に破線で囲んだ部分１に示すように、この低電圧動作定電圧回路は基本構成回路としてバンドギャップ基準電圧回路１を備えている。本発明に係る低電圧動作定電圧回路においては、バンドギャップ基準定電圧回路部分の具体的構成は特に限定されるものではなく、例えば、図４に示すバイポーラダイオードを用いたもの、図６および図７に示すオペアンプ形式のバンドギャップ基準定電圧回路、その他従来既知の各種バンドギャップ基準定電圧回路をも採用することができるものである。
【００１６】
先ず、図４に示すバイポーラダイオードを用いた改良されたバンドギャップ基準定電圧回路について説明する。なお、この回路は、バンドギャップ基準定電圧回路としてもそれ自体新規な構成を有するものであり、後述するように特有の作用効果を有するものである。図４に示すように、この回路においては、ダイオード接続されたトランジスタＱ４１と、トランジスタＱ４５とが直列に接続されて第１直列回路を構成している。トランジスタＱ４１のエミッタは電源電圧Ｖｃｃに接続され、コレクタはトランジスタＱ４５のコレクタに接続され、トランジスタＱ４５のエミッタは接地されている。また、トランジスタＱ４２と、互いに並列接続されたトランジスタＱ４６〜Ｑ４９とが直列に接続されて第２直列回路を構成している。トランジスタＱ４２のエミッタは電源電圧Ｖｃｃに接続され、コレクタはトランジスタＱ４６〜Ｑ４９のコレクタに接続され、トランジスタＱ４６〜Ｑ４９のエミッタは接地されている。第１直列回路を構成するトランジスタＱ４１と第２直列回路を構成するトランジスタＱ４２とはベースどおしが接続されてカレントミラー回路を構成している。また、トランジスタＱ４３、抵抗Ｒ４２、およびダイオード接続されたトランジスタＱ５０〜Ｑ５３が直列に接続されて第３直列回路を構成している。トランジスタＱ４３のエミッタは電源電圧Ｖｃｃに接続され、コレクタは抵抗Ｒ４２を介して、ダイオード接続されたトランジスタＱ５０〜Ｑ５３のコレクタに接続され、トランジスタＱ５０〜５３のエミッタは接地されている。この第３直列回路を構成するトランジスタＱ４３のベースは第２直列回路を構成するトランジスタＱ４２のコレクタに接続されている。また、第２直列回路を構成するトランジスタＱ４６〜Ｑ４９と第３直列回路を構成するトランジスタＱ５０〜Ｑ５３とはベースどおしが接続されて、カレントミラー回路を構成している。更に、第３直列回路を構成する抵抗４２の一端（トランジスタＱ４３のコレクタ側接続端子）が第１直列回路を構成するトランジスタＱ４５のベースに接続されている。また、トランジスタＱ４４，抵抗Ｒ４１、およびダイオード接続されたトランジスタＱ５４が直列に接続されて第４直列回路を構成している。トランジスタＱ４４のエミッタは電源電圧Ｖｃｃに接続され、コレクタは、抵抗Ｒ４１の一端に接続され、抵抗Ｒ４１の他端はダイオード接続されたトランジスタＱ５４のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５４のエミッタは接地されている。そしてトランジスタＱ４４のベースは第３直列回路のトランジスタＱ４３のベースに接続されている。
【００１７】
上記回路において、第１直列回路を構成するトランジスタＱ４５のコレクタ電流ＩＣ（Ｑ４５）、第３直列回路を構成するトランジスタＱ５０〜Ｑ５３のコレクタ電流ＩＣ（Ｑ５０）および第４直列回路を構成するトランジスタＱ５４のコレクタ電流ＩＣ（Ｑ５４）は、電源電圧Ｖｃｃの変動に拘わらず相互にほぼ等しくなり、
ＩＣ（Ｑ４５）＝ＩＣ（Ｑ５０）＝ＩＣ（Ｑ５４）
上記の条件が成立して平衡状態となる。従って、この回路において、出力電圧ＶＯＵＴ１は定電圧特性となる。
【００１８】
この状態で、図５に示すように、バイポーラトランジスタＱ５５、抵抗Ｒ４３および、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ５６を直列接続した出力系統を追加すると、電流増加に伴って矢印で示したようにコレクタ電流の増加分の１／ｈｆｅに相当するベース電流が増加する。ところが、この改良された回路においては、この増加分は第２直列回路を構成するトランジスタＱ４６〜Ｑ４９のコレクタを流れるため、第３直列回路を構成する抵抗Ｒ４２への影響は小さく、従って出力電圧ＶＯＵＴ１およびＶＯＵＴ２の電圧低下を回避することができる。即ち、図４に示すようにトランジスタＱ４６〜Ｑ４９およびＱ５０〜Ｑ５３のカレントミラー回路に分離されていることで動作基準をトランジスタＱ５０〜Ｑ５３、抵抗Ｒ４２およびトランジスタＱ４５で受け持ち、トランジスタＱ４３、Ｑ４４（およびＱ５５）の駆動をトランジスタＱ４６〜Ｑ４９が受け持つようにすることで、次段への影響を小さくしたものである。
【００１９】
上述の次第で、図４に示す改良された新規な回路においては、出力系統として接続されるトランジスタＱ５５のコレクタ電流を定電流源としてみた場合、負荷抵抗（Ｒ４３、Ｑ５６）の変動に対する電流の変化が小さくなる。換言すると、定電流特性が良好なものとなる。
【００２０】
図６に示すバンドギャップ基準構成回路は、オペアンプ形式のものである。このバンドギャップ基準電圧回路（定電圧回路）１は、左側の増幅回路と、その右側の第１〜４直列回路とで構成されている。
【００２１】
増幅回路を含む左側の部分は、バイポーラトランジスタＱ７およびＱ８と、ＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ２６、Ｍ１２およびＭ１と、抵抗Ｒ１８とで構成されている。即ち、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ８と抵抗１８とが直列に接続されており、トランジスタＱ８のエミッタは電源電圧端子Ｖｃｃに接続され、コレクタが抵抗Ｒ１８の一端に接続されている。抵抗Ｒ１８の他端は接地されている。また、前記バイポーラトランジスタＱ８とベースどおしが接続されてカレントミラー回路を構成するバイポーラトランジスタＱ７は、そのエミッタが電源電圧端子Ｖｃｃに接続され、コレクタがＭＯＳトランジスタＭ１１およびＭ２６のソースに共通接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１１およびＭ２６のドレインはそれぞれＭＯＳトランジスタＭ１２およびダイオード接続されたＭ１のドレインに接続されている。これらＭＯＳトランジスタＭ１２およびＭ１のゲートどおしが接続されて、カレントミラー回路を形成している。ＭＯＳトランジスタＭ１２およびＭ１のソースはいずれも接地されている。
【００２２】
第１直列回路は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ４と、ＭＯＳトランジスタＭ２とが直列に接続されたものであり、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ４のエミッタが電源電圧端子Ｖｃｃに接続され、コレクタがＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに接続され、同トランジスタＭ２のソースが接地されている。また、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインとゲートは抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０を介して接続されており、ゲートが増幅回路のＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインに接続されている。
【００２３】
第２直列回路は、バイポーラトランジスタＱ１と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ５とが直列に接続されたものであり、バイポーラトランジスタＱ１のエミッタは電源電圧端子Ｖｃｃに接続され、コレクタはダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ５のコレクタに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは接地されている。バイポーラトランジスタＱ１のコレクタは、増幅回路のＭＯＳトランジスタＭ２６のゲートに接続されている。
【００２４】
第３直列回路は、バイポーラトランジスタＱ０と、抵抗Ｒ１２と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ６とが直列に接続されたものであり、バイポーラトランジスタＱ０のエミッタは電源電圧端子Ｖｃｃに接続され、コレクタは抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。この抵抗Ｒ１２の他端は、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ６のコレクタに接続され、同トランジスタＱ６のエミッタは接地されている。バイポーラトランジスタＱ０のコレクタは、増幅回路のＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続されている。
【００２５】
第４直列回路は、バイポーラトランジスタＱ２と、抵抗Ｒ１０と、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ１１とが直列に接続されたものであり、バイポーラトランジスタＱ２のエミッタは電源電圧端子Ｖｃｃに接続され、コレクタは抵抗Ｒ１０の一端（図６において上端）に接続され、同抵抗Ｒ１０の他端は、バイポーラトランジスタＱ１１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１１のエミッタは接地されている。
【００２６】
上記直列回路１〜４を構成するバイポーラトランジスタＱ４、Ｑ１、Ｑ０、Ｑ２は、ベースが共通接続されている。なお、図中、ｍは並列接続されたトランジスタの数である。
【００２７】
この実施形態においては、第２直列回路を構成するバイポーラトランジスタＱ５と第３直列回路を構成するバイポーラトランジスタＱ６とのトランジスタの数の比は１：４に設定されている。もっとも、本発明においては、これらトランジスタの数の比は、この実施形態に示したものに限定されるものではなく、適宜任意に設定することを許容するものである。
【００２８】
この実施形態に係る上記バンドギャップ基準電圧回路１は、従来既知の定電流回路とその動作原理は同様である。即ち、第２直列回路のバイポーラトランジスタＱ５のコレクタ端子の電圧と第３直列回路の抵抗Ｒ１２の一端の電圧とが増幅回路のＭＯＳトランジスタＭ２６のゲートおよびＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートにそれぞれ印加され両電圧が比較されて、第２直列回路の電流ＩＣ（Ｑ５）と第３直列回路の電流ＩＣ（Ｑ６）とが同じ値の定電流となるように制御されるものである。
【００２９】
なお、第２直列回路のトランジスタＱ５と第３直列回路のトランジスタＱ６のトランジスタの数（図中、ｍとして示している）の比は、この実施形態においては１：４に設定されているため、周知のように第３直列回路に流れる電流ＩＣ（Ｑ６）は次式で求められる。
【００３０】
ＩＣ（Ｑ６）＝（ＶＴｌｎ４）／Ｒ１２
但し、ＶＴは熱電圧(kT/q)、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の単位電荷である。
【００３１】
従って、第４直列回路にもＩＣ（Ｑ１１）＝（ＶＴｌｎ４）／Ｒ１２で特定された電流と同じ値の電流が流れる。
【００３２】
図７は、図６に示すバンドギャップ基準電圧回路の改良に係るものであって、ＰＳＲＲ（Power Supply Rejection Ratio）（電源電圧変動除去比）を改善したものである。図７に示す改良されたバンドギャップ基準電圧回路における差動増幅回路もオペアンプを含んで構成されてなるものである。この回路において、電源電圧が低い場合でも動作するようにするためにバイポーラトランジスタＱ７およびＱ４が用いられており、そのバイポーラトランジスタＱ７のエミッタは電源電圧端子Ｖｃｃに接続され、コレクタがＭＯＳトランジスタＭ１１およびＭ２６のソースに共通接続されている。ＭＯＳトランジスタＭ１１およびＭ２６のドレインはそれぞれＭＯＳトランジスタＭ１２およびダイオード接続されたＭ１のドレインに接続されている。これらＭＯＳトランジスタＭ１２およびＭ１のゲート同士が接続されて、カレントミラー回路を形成している。ＭＯＳトランジスタＭ１２およびＭ１のソースはいずれも接地されている。
【００３３】
上記差動増幅回路の右側には、図６に示したバンドギャップ基準電圧回路と同様の第１ないし第４直列回路が設けられており、対応箇所に同一符号を付してその説明を省略する。図６に示す回路においては、バイアス電流が電源電圧Ｖｃｃと抵抗Ｒ１８で発生する。このため電源電圧が変動するとバイアス電流も変動する。これにより、ＭＯＳトランジスタＭ１１とＭ２６の差動回路の共通接続されたソースの電圧が変動する。従って、ＭＯＳトランジスタＭ１１とＭ２６のゲートに同相の電圧変動が印加されるが、この差動増幅部では同相信号を打ち消す働きがあるため影響は小さくなる（図９の周波数特性図の１ｋＨｚ以下の部分）ものの、この値は使用するオペアンプ回路のＣＭＲＲ（Common Mode Rejection Ratio）特性に依存する。高域側でＰＳＲＲが悪化しているのはこのためである。これに対して、図７に示す回路においては、差動増幅部のバイアス電流に自身の定電流出力を用いている。従って、ＭＯＳトランジスタＭ１１およびＭ２６の差動回路の共通接続されたソースの電圧変動が小さくなり、同一アンプ構成であってもＰＳＲＲが改善される。高域側の周波数特性については図８に示すように単にバイパスコンデンサＣ２を付加するだけで図９の周波数特性図に示すようにＰＳＲＲが改善されて良好な特性が得られる。従って、低域側におけるＰＳＲＲの改善が重要である。
【００３４】
以上説明した３種類のバンドギャップ基準電圧回路の周波数特性を併せて図９に示す。この図から明らかなように図７および図８に示す回路が最もＰＳＲＲが改善されて良好な特性が得られていることがわかる。
【００３５】
図１に戻って、この実施形態に係る低電圧動作定電圧回路は、上述したバンドギャップ基準電圧回路のうちＰＳＲＲが最も改善された図７に示すものを採用している。従って、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
【００３６】
図１において破線で囲んだ箇所２に示すように、この回路においては、図７のバンドギャップ基準電圧回路のＲ１０とダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ１１との直列回路を、バイポーラトランジスタＱ３とダイオード接続されたバイポーラトランジスタＱ１１との直列回路と、バイポーラトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１０との直列回路とに分離して、これら両直列回路を並列に接続している。
【００３７】
上記バンドギャップ基準電圧回路において、上記一方の直列回路（トランジスタ・ダイオード直列回路）を構成するバイポーラトランジスタＱ１１のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ１１）は負の温度特性を有するものである。一方、上記他方の直列回路（トランジスタ・抵抗直列回路）を構成する抵抗Ｒ１０の両端には正の温度特性を有する電圧が表れる。従来のバンドギャップ基準電圧回路においては、バイポーラトランジスタＱ１１と抵抗Ｒ１０とを直列に接続することにより、正の温度係数を有する抵抗Ｒ１０の両端の電圧と負の温度係数を有するトランジスタＱ１１のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ１１）とが相殺されて、温度変化にも拘わらず安定した温度係数が零の出力電圧を得ることができるものである。しかしながら、トランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ１１）が０．６Ｖ程度であるため、１．２Ｖ程度の出力電圧しか取り出すことができないという難がある。そこで本発明にかかる実施形態おいては、抵抗とダイオード接続されたバイポーラトランジスタとを直列接続したものに代えて、上述のとおり、バイポーラトランジスタＱ１１と抵抗Ｒ１０とを分離させて、それぞれの電圧を別々に取り出して、直列に接続した同一抵抗からなる（本実施形態ではいずれも２００Ｋオーム）抵抗Ｒ２１とＲ２０とで中点電圧を作り出して、これをバッファリングして外部に取り出すようにしたものである。これにより、０．６Ｖ程度の低電圧でありながら、温度特性に優れた定電圧出力を得ることができるようにしたものである。
【００３８】
ところで、この実施形態に係る上記バンドギャップ基準電圧回路は、従来既知のものと同一原理である。即ち、バイポーラトランジスタＱ５のコレクタ端子の電圧と抵抗Ｒ１２の一端の電圧とが増幅回路のＭＯＳトランジスタＭ２６のゲートおよびＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートにそれぞれ印加され両電圧が比較されて、トランジスタＱ５の電流ＩＣ（Ｑ５）とトランジスタＱ６の電流ＩＣ（Ｑ６）とが同じ値の定電流となるように制御されるものである。
【００３９】
なお、トランジスタＱ５とトランジスタＱ６のトランジスタの数（図中、ｍとして示している）の比は、この実施形態においては１：４に設定されているため、周知のようにトランジスタＱ６に流れる電流ＩＣ（Ｑ６）は次式で求められる。
【００４０】
ＩＣ（Ｑ６）＝（ＶＴｌｎ４）／Ｒ１２
但し、ＶＴは熱電圧(kT/q)、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の単位電荷である。
【００４１】
従って、トランジスタＱ１１にもＩＣ（Ｑ１１）＝（ＶＴｌｎ４）／Ｒ１２で特定された電流と同じ値の電流が流れる。
【００４２】
前記バンドギャップ基準電圧回路の右側は、３つのオペアンプと、前述した中点電圧を作り出すための抵抗Ｒ２１と抵抗２２とを備えている。即ち、ＭＯＳトランジスタＭ６およびＭ５とで差動回路が構成されており、この回路は第１のオペアンプで構成されている。同様にＭＯＳトランジスタＭ８およびＭ７とで差動回路が構成されており、この回路は第２のオペアンプで構成されている。而して、抵抗Ｒ１０の一端の電圧が第１のオペアンプを介して、直列接続された抵抗Ｒ２１およびＲ２０の一端に加えられる一方、バイポーラトランジスタＱ１１のベースエミッタ間電圧が第２のオペアンプを介して直列接続された抵抗Ｒ２１およびＲ２０の他端に加えられるようになされている。すなわち、図２に示すようにバイポーラトランジスタＱ１１のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ１１）は負の温度特性を示すものであるのに対して、抵抗Ｒ１０の端子電圧ＶＲ１０は正の温度特性を示すものであり、これら両電圧を重ね合わせることにより温度係数が零の出力電圧ＶＯＵＴが得られるものである。
【００４３】
前述したとおり、従来のバンドギャップ基準定電圧回路では、トランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥ（Ｑ１１）が０．６Ｖ程度であるため、１．２Ｖ程度の出力電圧しか取り出すことができないものであったが、本発明にかかる上記実施形態おいては、従来の抵抗とダイオード接続されたバイポーラトランジスタとを直列接続したものに代えて、バイポーラトランジスタＱ１１と抵抗Ｒ１０とを分離させて、それぞれの電圧を別々に取り出して、直列に接続した抵抗Ｒ２１とＲ２０とで中点電圧を作り出して、これを第３のオペアンプでバッファリングして外部に取り出すようにしたものであるため、０．６Ｖ程度の低電圧を得ることができる。しかも、温度係数がほぼ零の温度特性に優れた定電圧出力を得ることができる。
【００４４】
また本実施形態に係る定電圧回路について、電源電圧ＶＣＣと出力電圧ＶＯＵＴとの関係を温度を各種変更して調べたところ、図３に示す結果が得られた。電源電圧が１．５Ｖ以上であれば温度の如何に関わらず、約０．６Ｖの定電圧が得られることが確認された。また、温度が常温付近であれば、１．０Ｖ程度以上の電源電圧であれば安定した電圧が得られることがわかる。このようにこの実施形態に係る定電圧回路は、低い電圧でも安定した出力電圧が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００４５】
【図１】本発明の実施形態に係る低電圧動作定電圧回路である。
【図２】本発明の実施形態に係る定電圧回路の出力温度特性図である。
【図３】電源電圧と出力電圧との関係を示すグラフである。
【図４】バンドギャップ基準電圧回路の具体例である。
【図５】上記バンドギャップ基準電圧回路に出力系統を接続した状態を示す回路図である。
【図６】他のバンドギャップ基準電圧回路の具体例である。
【図７】更に他のバンドギャップ基準電圧回路の具体例である。
【図８】図７に示すバンドギャップ基準電圧回路にバイパスコンデンサを付加した回路である。
【図９】上記各バンドギャップ基準電圧回路の周波数特性図である。
【図１０】従来既知のバンドギャップ基準電圧回路である。
【符号の説明】
【００４６】
１  バンドギャップ基準電圧回路
Ｑ０〜Ｑ１４  バイポーラトランジスタ
Ｍ１〜Ｍ２６  ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１０、２１、２０  抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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