(57)【要約】【課題】目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定周波数の交流に変換するインバータ発電機において、高調波歪の増加を抑制しつつ、スイッチング損失を低減するようにしたインバータ発電機を提供する。【解決手段】目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいてキャリアの周波数から規定される制御周期（ステップ）ごとにスイッチング素子を駆動し、インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ発電機において、基準正弦波の傾きに応じてキャリアの周波数を変更する。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
エンジンで駆動される発電部と、前記発電部から出力される交流を直流に変換するコンバータと、スイッチング素子を備え、前記コンバータから出力される直流を交流に変換して出力するインバータと、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて前記キャリアの周波数で規定される制御周期ごとに前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段とを備えたインバータ発電機において、前記インバータ駆動手段は、前記基準正弦波の傾きに応じて前記キャリアの周波数を変更することを特徴とするインバータ発電機。
【請求項２】
前記インバータ駆動手段は、前記基準正弦波の傾きが小さくなるにつれて低下するように、前記キャリアの周波数を変更することを特徴とする請求項１記載のインバータ発電機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明はインバータ発電機に関し、より詳しくはエンジンで駆動される発電部を備えると共に、ＰＷＭの制御周期を可変とするようにしたインバータ発電機に関する。
【背景技術】
【０００２】
エンジンで駆動される発電部から出力される交流を一旦直流に変換すると共に、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子を駆動することで、その直流を所定周波数（商用周波数）の交流に変換して出力するインバータ発電機は良く知られており、その例として下記の特許文献１記載の技術を挙げることができる。
【特許文献１】特開平４−３５５６７２号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
特許文献１記載に係るインバータ発電機にあっては、その図６に示されるようにキャリア周波数は一定値に固定され、従ってキャリア周波数の周期で規定される制御周期も一定とされる。
【０００４】
ところで、このキャリア周波数は、下げると制御周期が長くなることから、その分だけスイッチング損失を低減できる反面、電圧リップルが大きくなって高調波歪が増加するため、それを除去するＬＣフィルタを大型にせざるを得ない。
【０００５】
従って、この発明の目的は上記した課題を解決し、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて所定周波数の交流に変換するインバータ発電機において、高調波歪の増加を抑制しつつ、スイッチング損失を低減するようにしたインバータ発電機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記した課題を解決するために、請求項１にあっては、エンジンで駆動される発電部と、前記発電部から出力される交流を直流に変換するコンバータと、スイッチング素子を備え、前記コンバータから出力される直流を交流に変換して出力するインバータと、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて前記キャリアの周波数で規定される制御周期ごとに前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段とを備えたインバータ発電機において、前記インバータ駆動手段は、前記基準正弦波の傾きに応じて前記キャリアの周波数を変更する如く構成した。
【０００７】
請求項２に係るインバータ発電機にあっては、前記インバータ駆動手段は、前記基準正弦波の傾きが小さくなるにつれて低下するように、前記キャリアの周波数を変更する如く構成した。
【発明の効果】
【０００８】
請求項１にあっては、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいてキャリアの周波数で規定される制御周期ごとにスイッチング素子を駆動し、インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ発電機において、基準正弦波の傾きに応じてキャリアの周波数を変更する如く構成したので、キャリアの周波数を低下させて制御周期が長くすることで、その分だけスイッチング損失を低減することができて発電効率を向上させることができる。
【０００９】
他方、基準正弦波の傾きに応じて変更することで、目標とする出力電圧波形において基準正弦波を可能な限り忠実に再現できるようにキャリアの周波数を変更することができ、高調波歪の増加も抑制することができる。
【００１０】
請求項２に係るインバータ発電機にあっては、基準正弦波の傾きが小さくなるにつれて低下するように、キャリアの周波数を変更する如く構成したので、傾きが小さい、即ち、なだらかな場合にはキャリアの周波数を低下させて制御周期を長く（疎に）する一方、傾きが大きい、即ち、急峻な場合にはキャリアの周波数を上げて制御周期を短く（密に）することができ、スイッチング損失を一層確実に低減できると共に、高調波歪の増加も一層確実に抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、添付図面に即してこの発明に係るインバータ発電機を実施するための最良の形態について説明する。
【実施例】
【００１２】
図１はこの発明の実施例に係るインバータ発電機を全体的に示すブロック図である。
【００１３】
図１において符号１０はインバータ発電機を示し、発電機１０はエンジン（内燃機関）１２を備え、３ｋＷ（交流１００Ｖで３０Ａ）程度の定格出力を有する。エンジン１２は空冷エンジンで火花点火式であり、そのスロットルバルブ１２ａはステッピングモータからなるスロットルモータ（アクチュエータ）１２ｂで開閉されると共に、リコイルスタータ（図示せず）で始動される。
【００１４】
エンジン１２のシリンダヘッドの付近には円形のステータ（図示せず）が固定され、そこにはエンジン発電部１４を構成するＵ，Ｖ，Ｗ相からなる３相の出力巻線（メイン巻線）１４ａと、３個の単相の巻線１４ｂ，１４ｃ，１４ｄとが巻回される。
【００１５】
ステータの外側にはエンジン１２のフライホイールを兼用するロータ（図示せず）が配置され、その内部には上記した巻線１４ａなどと対向するように永久磁石（図示せず）が径方向に着磁された磁極を交互させつつ、複数対取着される。
【００１６】
ステータの回りをロータの永久磁石が回転することにより、３相の出力巻線１４ａから３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）の交流電力が出力（発電）されると共に、単相の出力巻線１４ｂ，１４ｃ，１４ｄからは単相の交流電力が出力される。
【００１７】
エンジン発電部１４の出力巻線１４ａから出力（発電）された３相の交流電力はＵ，Ｖ，Ｗ端子１４ｅを介して制御基板（プリントボード）１６に入力され、そこに搭載されるコンバータ２０に入力される。コンバータ２０はブリッジ接続された３個のサイリスタ（ＳＣＲ）と３個のダイオードＤＩを備え、サイリスタの導通角が制御されることで、エンジン発電部１４から出力された３相の交流を直流に変換する。
【００１８】
コンバータ２０の正極側と負極側の出力にはＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ。Ringing Choke Converter）電源（直流安定化電源）２２が接続され、整流された直流電力を前記した３個のサイリスタに動作電源として供給する。ＲＣＣ電源２２の後段にはコンバータ２０から出力される直流を平滑するための平滑コンデンサ２４が接続される。
【００１９】
平滑コンデンサ２４の後段にはインバータ２６が接続される。インバータ２６は、４個のＦＥＴ（電界効果トランジスタ。スイッチング素子）ブリッジ接続された回路を備え、後述するように４個のＦＥＴの導通・非導通が制御されることで、コンバータ２０から出力された直流を所定周波数（具体的には５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの商用周波数）の交流に変換する。
【００２０】
インバータ２６の出力は高調波除去用のＬＣフィルタからなるチョークコイル３０とノイズ除去用のノイズフィルタ３２を介して出力端子３４から出力され、コネクタ（図示せず）などを介して電気負荷３６に供給自在とされる。
【００２１】
制御基板１６はＣＰＵ（Central Processing Unit）４０を備える。ＣＰＵ４０は３２ビットからなり、サイリスタ（ＳＣＲ）ドライバ（駆動回路）４０ａを介してコンバータ２０のサイリスタの導通角を制御し、ゲートドライバ４０ｂを介してインバータ２６のＦＥＴの導通・非導通を制御すると共に、モータドライバ４０ｃを介してスロットルモータ１２ｂの動作を制御する。ＣＰＵ４０は、ＥＥＰＲＯＭ（不揮発性メモリ）４０ｄを備える。
【００２２】
単相の第１の出力巻線１４ｂの出力はサブ端子１４ｂ１，１４ｂ２を介して制御基板１６に送られ、制御電源生成部１４ｂ３に入力され、そこでＣＰＵ４０の動作電源５Ｖが生成される。サブ端子１４ｂ１の出力はＮＥ検出回路１４ｂ４に送られ、そこでパルス信号に変換されてＣＰＵ４０に送られる。ＣＰＵ４０は、ＮＥ検出回路１４ｂ４の出力をカウントしてエンジン１２の回転数ＮＥを検出する。
【００２３】
第２の出力巻線１４ｃの出力は全波整流回路１４ｃ１に送られ、そこで全波整流されてスロットルモータ１２ｂなどの動作電源が生成される。第３の出力巻線１４ｄの出力はエンジン１２の点火回路１２ｃに送られ、点火プラグ１２ｄの点火電源として使用される。
【００２４】
ＣＰＵ４０は第１、第２の電圧センサ４０ｅ、４０ｆを備え、第１の電圧センサ４０ｅはＲＣＣ電源２２の後段においてコンバータ２０から出力される直流の電圧に応じた出力を生じると共に、第２の電圧センサ４０ｆはインバータ２６の後段においてインバータ２６から出力される交流の電圧に応じた出力を生じる。第１、第２の電圧センサ４０ｅ，４０ｆの出力はＣＰＵ４０に入力される。
【００２５】
さらに、ＣＰＵ４０は電流センサ４０ｇを備え、電流センサ４０ｇはインバータ２６から出力される電流、換言すれば電気負荷３６が接続されるとき、電気負荷３６に通電される電流に応じた出力を生じる。
【００２６】
電流センサ４０ｇの出力はＣＰＵ４０に入力されると共に、過電流リミッタ４０ｈにも入力される。過電流リミッタ４０ｈはＣＰＵ４０と独立した論理回路（ハードウエア回路）から構成され、電流センサ４０ｇによって検出された電流が許容限界値を超えるとき、ゲートドライバ４０ｂの出力を停止させ、インバータ２６の出力を一時的に零にする。
【００２７】
ＣＰＵ４０は第１、第２の電圧センサ４０ｅ、４０ｆと電流センサ４０ｇの出力を入力し、それらに基づいてインバータ２６のＦＥＴをＰＷＭ制御すると共に、スロットルモータ１２ｂの動作を制御し、さらに過電流を制限する。
【００２８】
図２はＣＰＵ４０が行なうＰＷＭ制御を説明する波形図である。
【００２９】
図２を参照してインバータ２６のＦＥＴのＰＷＭ制御を説明すると、ＣＰＵ４０は目標とする交流出力電圧波形（下部に破線で示す）の所定周波数（即ち、商用周波数５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚ）における基準正弦波（信号波）に基づき、コンパレータ（図示せず）でキャリア（例えば２０ｋＨｚの搬送波）と比較してＰＷＭ（Pulse Width Modulation。パルス幅変調）に従ってＰＷＭ信号（ＰＷＭ波形）、即ち、デューティ比（＝オン時間ｔ／周期Ｔ）可変のパルス列を生成し、ゲートドライバ４０ｂを介して出力する。
【００３０】
図２で下部の破線が、目標とする出力電圧波形を示す。尚、ＰＷＭ信号（ＰＷＭ波形）の周期Ｔ（ステップ）は実際には遥かに短いが、理解の便宜のため、図２では誇張して示す。尚、これについては後述する。
【００３１】
また、ＣＰＵ４０は、電気負荷３６によって決定される交流出力に応じて決定される目標回転数となるようにスロットルバルブ１２ａの開度を決定し、スロットルモータ１２ｂのＡ相とＢ相の出力パルスを算出してモータドライバ４０ｃを介して出力端子４０ｃ１からスロットルモータ１２ｂに供給し、その動作を制御する。
【００３２】
ここで、上記したＣＰＵ４０のＰＷＭ制御を再度説明する。
【００３３】
このキャリア周波数を例えば２０ｋＨｚに固定すると共に、目標とする出力電圧波形の周波数を５０Ｈｚとすると、図３に示すように、キャリア周波数の周期で規定される制御周期（ステップ）も５０μｓｅｃに固定される。
【００３４】
このキャリア周波数を下げると制御周期が長くなることから、その分だけＦＥＴのスイッチング損失を低減できる反面、電圧リップルも大きくなって高調波歪が増加することから、それを除去するチョークコイル３０を大型にせざるを得ない。
【００３５】
そこで、この実施例においては、図４に示す如く、基準正弦波の傾きに応じてキャリア周波数を変更、より具体的には基準正弦波の傾きが小さくなるにつれて低下するように、キャリア周波数を変更する如く構成した。
【００３６】
即ち、図４に示す如く、基準正弦波において例えばΔ１で示す傾きよりΔ２で示す傾きは小さい、換言すればなだらかであることから、基準正弦波のΔ１で示す範囲はキャリア周波数２０ｋＨｚとする一方、Δ２で示す範囲はキャリア周波数１６ｋＨｚとする。
【００３７】
それにより、図４に示す如く、ステップ数、具体的には制御周期の数、より具体的にはＦＥＴを駆動するスイッチング制御の回数を４００から３８４に減少することができる。従って、その分だけスイッチング損失を低減することができて発電効率を向上させることができる。また、スイッチング制御の回数を減少させることで、ＦＥＴでの発熱も抑えることができる。
【００３８】
他方、基準正弦波の傾きに応じて変更、より具体的には基準正弦波の傾きが小さくなるにつれて低下するように、キャリア周波数を変更する如く構成したので、傾きが小さい、即ち、なだらかな場合にはキャリア周波数を低下させて制御周期を長く（疎に）する一方、傾きが大きい、即ち、急峻な場合にはキャリアの周波数を上げて制御周期を短く（密に）するように構成したので、出力電圧波形において基準正弦波を可能な限り忠実に再現することができ、高調波歪の増加も抑制することができるため、チョークコイル３０を大型にする必要もない。
【００３９】
より具体的には、図５に示す如く、予め基準正弦波について傾きからキャリア周波数を求め、制御周期と共に、ステップ数から検索自在にテーブル値として格納しておくこととした。
【００４０】
図６はＣＰＵ４０の上記した動作を示すフロー・チャートである。
【００４１】
以下説明すると、Ｓ１０においてステップをカウントするカウンタＳＴＥＰの値を１つインクリメントし、Ｓ１２に進み、カウンタＳＴＥＰの値に対応するキャリア周波数の制御周期Ｔを検索する。次いでＳ１４に進み、基準周波数とキャリアを比較して制御周期Ｔのオン時間ｔを算出し、Ｓ１６に進み、算出値をゲートドライバ４０ｂに出力して終わる。
【００４２】
上記の如く、この実施例にあっては、エンジン１２で駆動される発電部１４と、前記発電部１４から出力される交流を直流に変換するコンバータ２０と、スイッチング素子（ＦＥＴ）を備え、前記コンバータ２０から出力される直流を交流に変換して出力するインバータ２６と、目標とする出力電圧波形の基準正弦波とキャリアを用いて生成されるＰＷＭ信号に基づいて前記キャリアの周波数から規定される制御周期（ステップ）ごとに前記スイッチング素子を駆動し、前記インバータから出力される交流を所定周波数の交流に変換するインバータ駆動手段（ＣＰＵ４０）とを備えたインバータ発電機１０において、前記インバータ駆動手段は、前記基準正弦波の傾きに応じて前記キャリアの周波数を変更する（ＣＰＵ４０，Ｓ１０からＳ１６）如く構成したので、キャリア周波数を低下させて制御周期が長くすることで、その分だけスイッチング損失を低減することができて発電効率を向上させることができる。
【００４３】
他方、基準正弦波の傾きに応じて変更することで、目標とする出力電圧波形において基準正弦波を可能な限り忠実に再現できるようにキャリア周波数を変更することで、高調波歪の増加も抑制することができる。
【００４４】
また、前記インバータ駆動手段は、前記基準正弦波の傾きが小さくなるにつれて低下するように、前記キャリア周波数を変更する如く構成したので、傾きが小さい、即ち、なだらかな場合にはキャリア周波数を低下させて制御周期を長くする一方、傾きが大きい、即ち、急峻な場合にはキャリア周波数を上げて制御周期を短くすることができ、スイッチング損失を一層確実に低減できると共に、高調波歪の増加も一層確実に抑制することができる。
【００４５】
尚、上記において、基準正弦波の傾きに応じて前記キャリア周波数を変更し、よって制御周期の数を減少させる如く構成したが、制御周期の数を減少させなくても良い。その場合には、スイッチング損失を低減することはできないが、例えば基準正弦波の傾きが小さくなるにつれて低下するように、キャリアの周波数を変更することで高調波歪を効果的に低減させることができる。
【００４６】
また、インバータのスイッチング素子としてＦＥＴを用いたが、それに限られるものではなく、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）などであっても良い。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】この発明の実施例に係るインバータ発電機を全体的に示すブロック図である。
【図２】図１に示すＣＰＵが行なうＰＷＭ制御を説明する波形図である。
【図３】図１に示すＣＰＵのＰＷＭ制御においてキャリア周波数を固定したときの制御周期（ステップ）を示す波形図である。
【図４】図１に示すＣＰＵのＰＷＭ制御においてキャリア周波数を可変にしたときの制御周期（ステップ）を示す波形図である。
【図５】図４に示すＣＰＵのＰＷＭ制御において使用されるテーブル値を示す説明図である。
【図６】図４に示すＣＰＵの動作を示すフロー・チャートである。
【符号の説明】
【００４８】
１０  インバータ発電機、１２  エンジン（内燃機関）、１２ａ  スロットルバルブ、１２ｂ  スロットルモータ、１４  エンジン発電部、１４ａ  三相出力巻線、２０  コンバータ、２６  インバータ、３６  電気負荷、４０  ＣＰＵ、４０ａ  サイリスタ（ＳＣＲ）ドライバ、４０ｂ  ゲートドライバ、４０ｃ  モータドライバ、４０ｄ  ＥＥＰＲＯＭ、４０ｅ，４０ｆ  電圧センサ、４０ｇ  電流センサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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