(57)【要約】【課題】鉄道車両において、インバータ装置の主回路素子の損失増加を防止するとともに、素子損失推定演算誤差を最小限にし、かつ電磁音による騒音を低減し、さらに低キャリア周波数時に電流制御に悪影響を与えないキャリア拡散制御手段を提供する。【解決手段】ベクトル制御演算部１２１とＰＷＭ演算制御部１２３とキャリア周波数演算部１２３と素子損失推定演算部１２４を備えたＰＷＭインバータ制御装置において、キャリア周波数演算部１２１に、基本のキャリア周波数Ｆｃ０に加算する拡散周波数±ΔＦｃの平均値≒０となるような不連続かつ不規則に選択したデータで構成した定数テーブルを備え、基本のキャリア周波数Ｆｃ０が所定の値より小さくなる場合は、キャリア周波数に応じて拡散周波数±ΔＦｃを絞る手段を備えた。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調波と搬送波に従ってＰＷＭパルスを発生するＰＷＭパルス発生手段を有し、誘導電動機を駆動するインバータ装置を前記ＰＷＭパルスにより制御するＰＷＭインバータ制御装置において、
前記ＰＷＭパルス発生手段で使用する搬送波の基本周波数を拡散させるキャリア周波数拡散手段を備え、
該キャリア周波数拡散手段は、拡散させた搬送波の周波数の平均値が所定の範囲で≒前記基本周波数となるように搬送波の周波数を拡散することを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のＰＷＭインバータ制御装置において、
前記キャリア周波数拡散手段は、不連続なデータからなる定数テーブルを基に、拡散周波数±ΔＦｃを発生し、前記定数テーブルの全データの平均値は≒０となる
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
【請求項３】
変調波と搬送波に従ってＰＷＭパルスを発生するＰＷＭ発生手段を有し、誘導電動機を駆動するインバータ装置を前記ＰＷＭパルスにより制御するＰＷＭインバータ制御装置において、
変調波と搬送波によってＰＷＭパルスを発生するＰＷＭパルス発生手段であるＰＷＭ制御演算部と、
前記ＰＷＭ制御演算部で使用する搬送波の基本周波数Ｆｃ０を拡散させるキャリア周波数拡散手段であるキャリア周波数演算部と、
誘導電動機の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび速度信号Ｆｒならびにインバータ装置の入力のフィルタコンデンサ電圧Ｅｆｃに基づいてインバータの周波数Ｆｉ、電圧指令Ｖｃ、偏角δおよびフィルタコンデンサ電圧Ｅｆｃ、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算するベクトル制御演算部と、
ベクトル制御演算部から出力されるフィルタコンデンサ電圧Ｅｆｃ、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよびキャリア周波数演算部から出力されるキャリア周波数Ｆｃを基に主回路素子の損失を求め、発熱が予め定めた値を超えると推定される場合はキャリア周波数演算部に対してキャリア周波数低下信号ＳＦＣを出力し、さらに危険と判断した場合にはＰＷＭ制御演算部に対してゲートストップ信号ＳＧＳを出力する素子損失推定演算部と
を備え、
前記キャリア周波数拡散手段は、拡散させた搬送波の周波数の平均値が所定の範囲で≒前記基本周波数となるように搬送波の周波数を拡散することを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
【請求項４】
請求項３記載のＰＷＭインバータ制御装置において、
前記キャリア周波数拡散手段は、不連続なデータからなる定数テーブルを基に、拡散周波数±ΔＦｃを発生し、前記定数テーブルの全データの平均値は≒０となる
ことを特徴とするＰＷＭインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＰＷＭインバータの制御装置に係り、特に、鉄道車両の起動時に発生する電磁騒音を、ＩＧＢＴ等の主回路素子の発熱を増加させずに低減する搬送波の周波数拡散方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
鉄道車両におけるＰＷＭインバータの制御装置では、主回路素子の発熱の問題から搬送波（以下、キャリアと呼ぶ）の周波数を数１００〜数ｋＨｚ程度としてインバータ装置を駆動している。
【０００３】
この周波数帯は人間の可聴周波数帯に含まれるため、車両が動き始めると転動音により掻き消されるが、特に車両の起動時には電動機などから発生する一定の電磁音が騒音となり不快感を与えている。
【０００４】
このため、従来から、キャリア周波数を変調してホワイトノイズ化する、いわゆるキャリア拡散制御の研究が行われており、この一例として下記の方式が提案されている。
【０００５】
１つの記載の方式は、周波数ｆに対して１／ｆの関数で変調を加えることにより、人間が聞いた場合に不快感を与えないようにしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
他の方式は、電流制御周期を一定に保つようにキャリアの半周期を変調することにより、電磁音のホワイトノイズ化と電流制御を両立させるようにしている（例えば、特許文献２参照）。
【０００７】
また、最近の鉄道車両では回生ブレーキを極低速度まで有効とする、いわゆる全電気ブレーキ停止制御が導入されつつある。この制御を導入するとインバータ周波数Ｆｉ≒０［Ｈｚ］付近まで回生ブレーキを動作させるため、主回路素子の発熱が問題となる。そこで、回生ブレーキ時に速度の低い領域ではキャリア周波数を小さくする制御が行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平６−１４５５７号公報
【特許文献２】特開２０００−１８４７２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
鉄道車両の制御装置では、ＩＧＢＴ等の主回路素子の発熱による破壊を防止するため、ソフトにより素子の温度を推定し、保護を行うための素子損失推定演算が行われている。この演算には、時々刻々変化する電圧、電流等のアナログ量の他にキャリア周波数も精度良く入力する必要がある。しかしながら、上記の従来技術ではキャリア周波数変調による低騒音化については述べられているが、所定範囲内での平均キャリア周波数の変動による素子損失推定演算誤差については考慮されていないため、発熱による保護のタイミングを誤り、素子破壊に至るおそれがある。
【００１０】
また、全電気ブレーキ停止制御時等のキャリア周波数が小さい状態でキャリア拡散制御を実行すると、キャリア周波数が更に小さくなるため、電流リップルが大きくなり、これによる誤差で全電気ブレーキ停止制御の制御精度が劣化する恐れがある。
【００１１】
本発明の目的は、インバータ装置の主回路素子の損失増加を防止するとともに、素子損失推定演算誤差を最小限にし、電磁音による騒音を低減するキャリア拡散制御手段を備えたＰＷＭインバータの制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記目的を達成するため、本発明に係るＰＥＭインバータの制御装置では、基本のキャリア周波数Ｆｃ０に加算する拡散周波数±ΔＦｃの平均値が≒０となるようにする。
【００１３】
また、前記基本のキャリア周波数Ｆｃ０に加算する拡散周波数±ΔＦｃの平均値が≒０となるようにするものとしての定数テーブルのデータは電磁音に含まれる特定の成分を極力排除するため、不連続且つ不規則に選択したデータで構成した。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、素子の損失増加を防止すると共に素子損失推定演算に用いるキャリア周波数を常に基本のキャリア周波数Ｆｃ０とすることできたため、演算誤差を最小限にすることができる。
【００１５】
また、本発明によれば、電磁音をホワイトノイズ化することができるため、低騒音化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施形態を示す図。
【図２】本発明の第一の実施例の構成を示す図。
【図３】本発明の定数テーブルのデータ例を示す図。
【図４】本発明の第二の実施例の構成を示す図。
【図５】本発明の第二の実施例の適用例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態を、図面を用いて説明する。図１に本発明を適用した一般的な直流電車用ＰＷＭインバータ装置の構成を示す。架線の直流電力は、パンタグラフ１、高速度遮断器２、断流器３、および並列接続されたと断流器４抵抗器５とを介して、リアクトル６（以下、フィルタリアクトルと呼ぶ）とコンデンサ７（以下、フィルタコンデンサと呼ぶ）からなるフィルタ回路に入力され、このフィルタ回路で平滑化された直流電力がインバータ装置８に供給される。
【００１８】
インバータ装置８は、インバータ制御装置１２から出力されるＰＷＭ信号ＳＰＷＭに基づいて前記直流電力を可変電圧、可変周波数の３相交流電力に変換し、誘導電動機１０に供給する。
【００１９】
ＣＴ９ａ，９ｂ，９ｃは、インバータ装置８と誘導電動機１０を接続する３相の配線にそれぞれ挿入され、誘導電動機１０に流れる各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。
【００２０】
速度信号発生器１１は、誘導電動機１０の回転軸に取り付けられ、回転数に応じた速度信号ＳＰＧを出力する。
【００２１】
インバータ制御装置１２は、前記フィルタコンデンサ７の電圧Ｅｃｆと電流検出器９ａ，９ｂ，９ｃから出力される誘導電動機１０の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよび速度信号発生器１１の情報を取り込み、これに基づいて前記ＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。
【００２２】
以下、同図を用いて、本発明に関するインバータ制御装置１２の概略構成について説明する。インバータ制御装置１２は、ベクトル制御演算部１２１を中心にＰＷＭ制御演算部１２２、キャリア周波数演算部１２３、素子損失推定演算部１２４、および速度信号変換部１２５からなる。
【００２３】
速度信号変換部１２５は、前記速度信号発生器１１から出力された速度信号ＳＰＧを誘導電動機１０のロータ周波数Ｆｒに変換する。鉄道車両における一般的な誘導電動機は４極モータであり、また、速度信号発生器は、誘導電動機のロータ１回転当り６０パルスの信号を出力するため、速度信号ＳＰＧとロータ周波数Ｆｒの間には、下記（１）式の関係が成り立つ。
【００２４】
【数１】
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【００２５】
ベクトル制御演算部１２１は、アナログ信号で入力されるフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆおよび相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをアナログ／デジタル変換処理を介して取り込み、デジタル演算に都合の良い値に換算したフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆおよび相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと上記ロータ周波数Ｆｒを基に演算を実行し、インバータ周波数Ｆｉ、電圧指令Ｖｃおよび偏角δを出力する。
【００２６】
キャリア周波数演算部１２３は、後述のようにＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成するための拡散制御されたキャリア周波数Ｆｃを出力する。
【００２７】
ＰＷＭ制御演算部１２２は、上記インバータ周波数Ｆｉ、電圧指令Ｖｃ、偏角δおよびキャリア周波数Ｆｃを基に、所定の電圧と周波数の交流電力を発生するためのＰＷＭ信号ＳＰＷＭを生成する。これにより、インバータ装置８を介して誘導電動機１０が駆動される。
【００２８】
素子損失推定演算部１２４は、ベクトル制御演算部１２１から出力されるフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆと相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよびキャリア周波数Ｆｃを基に主回路素子の損失を求め、これによる発熱が予め定めた値を超えると推定される場合は、まず、キャリア周波数演算部１２３に対してキャリア周波数低下信号ＳＦＣを出力し、更に危険と判断した場合はＰＷＭ制御演算部１２２に対してゲートストップ信号ＳＧＳを出力する。
【００２９】
次に、本発明のキャリア周波数演算部１２３について詳細に説明する。図２に本実施例のキャリア周波数演算部１２３の構成を示す。キャリア周波数演算部１２３は、定数１２３１と、定数１２３２と、定数１２３３と、スイッチ１２３４と、テーブル１２３５と、乗算器１２３６と、加算器１２３７とを有している。
【００３０】
定数１２３１は通常走行時の電圧指令Ｖｃに応じて変化するキャリア周波数パターンＦｃｐ、定数１２３２は発熱異常時の電圧指令Ｖｃに応じて変化するキャリア周波数パターンＦｃｈ、定数１２３３はキャリア周波数変動分ΔＦｃであり、予め設定した定数である。また、テーブル１２３５は−１．０〜＋１．０の係数ｋ１を出力するテーブルであり、キャリア周波数演算部１２３が起動される毎に係数ｋ１は更新される。
【００３１】
テーブル１２３５に格納されるテーブルデータの一例を図３に示す。テーブルデータは、不連続、かつ規則性の無い１０２４個のデータで構成されており、全データの平均値は≒０となるように選択される。これにより、テーブルデータが一巡したときのキャリア周波数Ｆｃの平均値は≒Ｆｃ０となり、キャリア周波数を変動させることによる発熱の増加は、発生しない。
【００３２】
以下、本キャリア周波数演算部１２３の動作を説明する。まず、通常走行時は、スイッチ１２３４により定数１２３１のキャリア周波数パターンＦｃｐが選択され、電圧指令Ｖｃに応じた基本キャリア周波数Ｆｃ０が出力される。一方、テーブル１２３５から求める係数ｋ１と定数１２３３のキャリア周波数変動分ΔＦｃを乗算器１２３６で乗算して最終的なキャリア周波数変動分ΔＦｃ’を求め、このキャリア周波数変動分ΔＦｃ’と基本キャリア周波数Ｆｃ０を加算器１２３７により加算し、キャリア周波数Ｆｃとして出力する。このキャリア周波数Ｆｃ算出手順を式で表すと、下記（２）式のようになる。
【００３３】
【数２】
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【００３４】
次に、発熱異常時は、素子損失推定演算部１２４からキャリア周波数低下信号ＳＦＣが出力されるため、これに応じてスイッチ１２３４が切り替わり、定数１２３２のキャリア周波数パターンＦｃｈが選択され、上記と同様に電圧指令Ｖｃに応じた基本キャリア周波数Ｆｃ０が出力される。以下の処理は上記通常走行時と同じである。ここで、キャリア周波数パターンＦｃｐ，Ｆｃｈは通常Ｆｃｐ≧Ｆｃｈとなるように設定する。
【００３５】
このようにして得られたキャリア周波数Ｆｃを基に生成されるＰＷＭ信号ＳＰＷＭによりインバータ装置８を介して誘導電動機１０が駆動される。
【００３６】
以上のように、本実施例によれば、キャリア周波数Ｆｃの平均値が≒Ｆｃ０となるため、素子の損失増加を防止するとともに、素子損失推定演算の演算誤差を最小限にすることができ、さらに、電磁音をホワイトノイズ化することができるため、低騒音化も図れる。
【００３７】
図４に本発明の他の実施例のキャリア周波数演算部１２３の構成を示す。図中図２と同じ記号は同意味のため説明を省略する。この実施例では、定数１２３８と、力行／回生判別処理１２３９と、処理１２３Ａと、第２のスイッチ１２３Ｂと、第２の乗算器１２３Ｃを負荷した点に特徴を有している。
【００３８】
図４において、定数１２３８は電圧指令Ｖｃに応じて変化する第三のキャリア周波数パターンＦｃｂであり、予め設定した定数である。また、力行／回生判別処理１２３９は力行／回生判別処理であり、回生ブレーキ時に切替信号ＳＢを出力する。処理１２３Ａは基本キャリア周波数Ｆｃ０’がＦｃ１からＦｃ２の間で０．０から１．０に連続的に変化する係数ｋ２を出力する演算を行う。
【００３９】
以下、本キャリア周波数演算部１２３の動作を、図２と異なる部分について説明する。まず、力行時はスイッチ１２３４により基本キャリア周波数Ｆｃ０が選択され、電圧指令Ｖｃに応じた最終的な基本キャリア周波数Ｆｃ０’が出力される。一方、最終的な基本キャリア周波数Ｆｃ０’に応じて処理１２３Ａから求まる係数ｋ２とテーブル１２３５から求まる係数ｋ１を乗算器１２３Ｃで乗算して係数ｋ３を求め、更に、この係数ｋ３と定数１２３３のキャリア周波数変動分ΔＦｃを乗算器１２３６で乗算した最終的なキャリア周波数変動分ΔＦｃ’を求める。このキャリア周波数変動分Ｆｃ’と基本キャリア周波数Ｆｃ０’を加算器１２３７により加算し、キャリア周波数Ｆｃとして出力する。このキャリア周波数Ｆｃ算出手順を式で表すと、下記（３）式のようになる。
【００４０】
【数３】
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【００４１】
次に、回生ブレーキ時は力行／回生判別処理１２３９からブレーキ信号ＳＢが出力されるため、これに応じてスイッチ１２３Ｂが切り替わり、定数１２３８のキャリア周波数パターンＦｃＢが選択され、上記と同様に電圧指令Ｖｃに応じた基本キャリア周波数Ｆｃ０’が出力される。以下の処理は上記力行時と同じである。ここで、キャリア周波数パターンＦｃｐ，Ｆｃｈ，Ｆｃｂは通常Ｆｃｐ≧Ｆｃｈ≧Ｆｃｂとなるように設定する。
【００４２】
図５に本実施例を適用したキャリア周波数特性の一例を示す。同図はパルスモードを電圧指令Ｖｃが０≧Ｖｃ≧Ｖｃ２の範囲はバイポーラ変調モード、Ｖｃ２＜Ｖｃ＜１００％の範囲はキャリア周波数を最大値Ｆｃｍａｘまで変化させる過変調モード、以降は１パルスモードで構成し、力行時のキャリア周波数パターンＦｃｐとＦｃｈが等しく、回生ブレーキ時のキャリア周波数パターンＦｃｂを電圧指令Ｖｃが０％≦Ｖｃ≦Ｖｃ１の小さい範囲で徐々に低下させる場合である。
【００４３】
本実施例において、キャリア拡散制御は図示網掛け部の範囲で適用するため、回生ブレーキ時に基本キャリア周波数Ｆｃ０’がＦｃ１まで低下しても電流制御精度に悪影響を与えることが無い。
【符号の説明】
【００４４】
１  直流架線
２  高速遮断器
３，５  断流器
４  充電抵抗器
６  フィルタリアクトル
７  フィルタコンデンサ
８  インバータ装置
９ａ，９ｂ，９ｃ  電流検出器
１０  誘導電動機
１１  速度信号発生器
１２  インバータ制御装置
１２１  ベクトル制御演算部
１２２  ＰＷＭ制御演算部
１２３  キャリア周波数演算部
１２４  素子損失推定演算部
１２５  速度信号変換部
１２３１，１２３２，１２３８  キャリア周波数パターン定数
１２３３  キャリア周波数変動分定数
１２３４，１２３Ｂ  スイッチ
１２３５  定数テーブル
１２３６，１２３Ｃ  乗算器
１２３７  加算器
１２３９  力行／回生判別処理
１２３Ａ  係数ｋ２演算処理
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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