(57)【要約】【課題】チャージポンプ方式の昇圧回路を備え発光ダイオードを点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、昇圧回路の昇圧率切替えの際にＬＥＤに大きな電流が流れてＬＥＤが劣化あるいは破壊しないようにする。【解決手段】入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路（１１）と、該昇圧回路で昇圧された電圧によって発光ダイオードに所定の駆動電流を生成し出力する定電流駆動回路（１５）と、前記昇圧回路の出力電圧と所定の検出電圧とを比較する電圧比較回路（ＣＭＰ）とを備えたＬＥＤ駆動装置において、前記定電流駆動回路は、昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が急激に増大する際に、前記電圧比較回路の出力に応じて、発光ダイオードに流れる電流を低減または電流の増加を抑制するように構成した。【選択図】図１
2010288380.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路で昇圧された電圧によって発光ダイオードに所定の電流を流す定電流駆動回路と、前記昇圧回路の出力電圧と所定の検出電圧とを比較する電圧比較回路とを備えたＬＥＤ駆動装置であって、
前記定電流駆動回路は、
前記昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、前記電圧比較回路の出力に応じて、発光ダイオードに流れる電流を低減もしくは電流の増加を抑制するように構成されていることを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
【請求項２】
入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路で昇圧された電圧によって発光ダイオードに所定の電流を流す定電流駆動回路と、前記昇圧回路の出力電圧と所定の検出電圧とを比較する電圧比較回路とを備えたＬＥＤ駆動装置であって、
前記定電流駆動回路は、
発光ダイオードと直列に接続される電流制御用トランジスタと、該電流制御用トランジスタと直列に接続された抵抗素子と、前記電流制御用トランジスタと前記抵抗素子との接続ノードの電位および所定の基準電圧を入力とし前記電流制御用トランジスタを制御する差動アンプとを備え、
前記昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、前記電圧比較回路の出力に基づいて、前記電流制御用トランジスタに流れる電流を低減もしくは電流の増加を抑制することを特徴とするＬＥＤ駆動装置。
【請求項３】
前記定電流駆動回路には、前記差動アンプの出力端子と回路の基準電位点との間に接続されたスイッチトランジスタが設けられ、該スイッチトランジスタは、通常動作時にはオフ状態にされ、昇圧率の切替えの際には、前記電圧比較回路の出力に基づいて、切替え前から切替え後に亘って一時的にオン状態にされて前記差動アンプの出力電圧を前記基準電位点の方向へずらして前記電流制御用トランジスタに流れる電流を低減することを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ駆動装置。
【請求項４】
前記定電流駆動回路には、前記抵抗素子を含み前記電流制御用トランジスタと直列に接続された抵抗値切換え回路が設けられ、該抵抗値切換え回路は、通常動作時には前記抵抗素子の抵抗値に基づく第１の抵抗状態とされ、昇圧率の切替えの際には、切替え前から切替え後に亘って一時的に前記抵抗素子抵抗値よりも大きな第２の抵抗状態に切り換えられて、前記電流制御用トランジスタに流れる電流の増加を抑制することを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ駆動装置。
【請求項５】
入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路で昇圧された電圧を出力し発光ダイオードのアノード端子が接続される第１の外部端子と、発光ダイオードが接続される第２の外部端子と、該第２の外部端子に接続され前記発光ダイオードに流す駆動電流を生成する定電流駆動回路と、前記昇圧回路の出力電圧と所定の検出電圧とを比較する電圧比較回路とを備えたＬＥＤ駆動用半導体集積回路であって、
前記定電流駆動回路は、
前記第２の外部端子に接続されたＭＯＳトランジスタと、該ＭＯＳトランジスタと直列に接続された抵抗素子と、前記ＭＯＳトランジスタと前記抵抗素子との接続ノードの電位および所定の基準電圧を入力とする差動アンプとを備え、
前記昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、前記電圧比較回路の出力に基づいて、前記ＭＯＳトランジスタのドレイン電流を低減もしくはドレイン電流の増加を抑制することを特徴とするＬＥＤ駆動用半導体集積回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ（白色発光ダイオード）を発光駆動するＬＥＤ駆動装置に関し、特に入力電圧を昇圧して出力するチャージポンプを備えたチャージポンプ方式のＬＥＤ駆動装置に利用して好適な技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話機等の携帯用電子機器においては、表示用の液晶パネルのバックライトにＷＬＥＤ（白色発光ダイオード）が使用されている。従来、ＷＬＥＤの駆動電圧を発生する電源装置には、昇圧型のスイッチングレギュレータを使用したＬＥＤ駆動装置と、充電した容量の端子電圧を切り替えたり充電した電荷を他の容量に転送したりすることで昇圧した電圧を出力するチャージポンプ方式のＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバ）が知られている。
【０００３】
いずれのＬＥＤドライバにおいても、昇圧した電圧をＬＥＤに印加し、ＬＥＤに定電流を流す定電流駆動が行われている。なお、チャージポンプ方式のＬＥＤドライバであってＬＥＤを定電流駆動するドライバに関する発明としては、例えば特許文献１に記載されているものがある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００６−２５４６４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
電池を電源とし、電池電圧を昇圧してＬＥＤ駆動電圧を生成するＬＥＤドライバにおいては、電池電圧の低下によるＬＥＤの明るさの低下が問題となる。スイッチングレギュレータ方式のＬＥＤドライバにおいては、ＬＥＤに流れる駆動電流を電圧に変換して制御回路にフィードバックして、インダクタ（コイル）に間歇的に電流を流すスイッチング素子を例えばＰＷＭ駆動して駆動電流を一定に保つフィードバック制御が行われるので、電池電圧の低下に伴うＬＥＤの明るさの低下が防止される。
【０００６】
一方、チャージポンプ方式のＬＥＤドライバにおいては、電池電圧の低下に伴うＬＥＤの明るさの低下を防止するため、入力電圧（電池電圧）あるいはＬＥＤの電圧を監視して所定のレベル以下になったらチャージポンプの昇圧率を高くするように切替えが行なわれる。
【０００７】
図９には、一般的なＬＥＤの定電流駆動回路が示されている。図９に示されているように、ＬＥＤはチャージポンプＣＰで昇圧された電圧Ｖoutが出力される端子ＯＵＴにアノードが接続され、ＬＥＤのカソードが接続される端子ＰLEDと接地点との間にＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ１と抵抗Ｒ１が直列に接続されている。また、Ｑ１とＲ１との接続ノードの電位ＶRが反転入力端子に印加され、非反転入力端子に基準電圧Ｖrefが印加された差動アンプＡＭＰの出力電圧がトランジスタＱ１のゲート端子に印加されている。
【０００８】
差動アンプＡＭＰは、Ｑ１とＲ１との接続ノードの電位ＶRを基準電圧Ｖrefに一致させるようにトランジスタＱ１のゲート電圧を制御する。ここで、接続ノードの電位ＶRは、抵抗Ｒ１を流れる電流をＩ１とすると、ＶR＝Ｉ１・Ｒ１であるので、ＶR＝Ｖref1となるようにＱ１を制御すると、抵抗Ｒ１は固定であるためＩ１＝Ｖref／Ｒ１＝一定となり、この電流Ｉ１がＬＥＤに流されることによってＬＥＤは定電流駆動される。
【０００９】
上記のように構成されたＬＥＤの定電流駆動回路においては、図１０の期間Ｔ１のように、１倍昇圧モードでチャージポンプが動作している状態で、電池電圧があるレベルまで低下しそれに合わせるように出力電圧Ｖoutが低下したときにチャージポンプの昇圧率がＮ倍（例えば１．５倍）に切り替えられたとすると、出力電圧Ｖoutが急に高くなる（タイミングｔ１）。すると、それに応じてＬＥＤのカソード電圧ＶLEDも急に高くなり、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが増加することによって、ドレイン電流Ｉｄｓも急に大きくなってしまう。ドレイン電流Ｉｄｓは抵抗Ｒ１に流されるため、通常は、Ｉｄｓが増加するとＱ１とＲ１との接続ノードの電位ＶRが高くなり、差動アンプＡＭＰが電流を減らすようにトランジスタＱ１のゲート電圧を下げるため、電流Ｉｄｓも減少する。しかし、Ｖｄｓの変化が急激であると、差動アンプＡＭＰの応答遅れによってＬＥＤには図１０（Ｄ）のような瞬間的に大きな電流が流れ、ＬＥＤを劣化あるいは破壊させたり、ＬＥＤの輝度が急に高くなることによって人間の目に悪影響を与えてしまう。
【００１０】
この発明の目的は、チャージポンプ方式の昇圧回路を備え発光ダイオードを定電流で点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、昇圧回路の昇圧率切替えの際にＬＥＤに大きな電流が流れてＬＥＤが劣化あるいは破壊したり、人間の目に悪影響を与えることがないようにすることにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するため本発明は、
入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路で昇圧された電圧によって発光ダイオードに所定の電流を流す定電流駆動回路と、前記昇圧回路の出力電圧と所定の検出電圧とを比較する電圧比較回路とを備えたＬＥＤ駆動装置において、
前記定電流駆動回路は、前記昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、前記電圧比較回路の出力に応じて、発光ダイオードに流れる電流を低減もしくは電流の増加を抑制するように構成したものである。
【００１２】
より具体的には、入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路で昇圧された電圧によって発光ダイオードに所定の電流を流す定電流駆動回路と、前記昇圧回路の出力電圧と所定の検出電圧とを比較する電圧比較回路とを備えたＬＥＤ駆動装置において、
前記定電流駆動回路は、
発光ダイオードと直列に接続される電流制御用トランジスタと、該電流制御用トランジスタと直列に接続された抵抗素子と、前記電流制御用トランジスタと前記抵抗素子との接続ノードの電位および所定の基準電圧を入力とし前記電流制御用トランジスタを制御する差動アンプとを備え、
前記昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、前記電圧比較回路の出力に基づいて、前記電流制御用トランジスタに流れる電流を低減もしくは電流の増加を抑制するように構成した。
【００１３】
上記した構成によれば、入力電圧が下がって昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、定電流駆動回路によって発光ダイオードに流される電流が低減もしくは電流の増加が抑制されるため、昇圧回路の昇圧率切替えの際に発光ダイオードに大きな電流が流れないようにすることができる。
【００１４】
ここで、望ましくは、前記定電流駆動回路には、前記差動アンプの出力端子と回路の基準電位点との間に接続されたスイッチトランジスタが設けられ、該スイッチトランジスタは、通常動作時にはオフ状態にされ、昇圧率の切替えの際には、前記電圧比較回路の出力に基づいて、切替え前から切替え後に亘って一時的にオン状態にされて前記差動アンプの出力電圧を前記基準電位点の方向へずらして前記電流制御用トランジスタに流れる電流を低減するように構成する。
【００１５】
また、前記定電流駆動回路には、前記抵抗素子を含み前記電流制御用トランジスタと直列に接続された抵抗値切換え回路が設けられ、該抵抗値切換え回路は、通常動作時には前記抵抗素子の抵抗値に基づく第１の抵抗状態とされ、昇圧率の切替えの際には、切替え前から切替え後に亘って一時的に前記抵抗素子抵抗値よりも大きな第２の抵抗状態に切り換えられて、前記電流制御用トランジスタに流れる電流の増加を抑制するように構成してもよい。さらに、チャージポンプの昇圧率を切り替える制御信号を生成する昇圧率切替え回路を備える場合に、昇圧率切替え回路に設けられる電圧比較回路と、定電流駆動回路の電流を制御するための電圧比較回路とを共用するように構成してもよい。
【００１６】
上記のような構成によれば、昇圧率の切替えの際に電流制御用トランジスタをオフする方向に動作させることができ、比較的簡単な回路で定電流駆動回路により発光ダイオードに流される電流を低減させることができるようになる。また、昇圧率切替え回路に設けられる電圧比較回路と、定電流駆動回路の電流を制御するための電圧比較回路とを共用することによって、占有面積の増大を抑制することができる。
【００１７】
本出願の他の発明は、入力電圧を昇圧して出力可能であって昇圧率を段階的に切り替え可能な昇圧回路と、該昇圧回路で昇圧された電圧を出力し発光ダイオードのアノード端子が接続される第１の外部端子と、発光ダイオードが接続される第２の外部端子と、該第２の外部端子に接続され前記発光ダイオードに流す駆動電流を生成する定電流駆動回路と、前記昇圧回路の出力電圧と所定の検出電圧とを比較する電圧比較回路とを備えたＬＥＤ駆動用半導体集積回路において、
前記定電流駆動回路は、
前記第２の外部端子に接続されたＭＯＳトランジスタと、該ＭＯＳトランジスタと直列に接続された抵抗素子と、前記ＭＯＳトランジスタと前記抵抗素子との接続ノードの電位および所定の基準電圧を入力とする差動アンプとを備え、
前記昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、前記電圧比較回路の出力に基づいて、前記ＭＯＳトランジスタのドレイン電流を低減もしくはドレイン電流の増加を抑制するように構成したものである。
【００１８】
上記のような構成によれば、入力電圧が下がって昇圧回路の昇圧率が切り替えられて出力電圧が上昇する際に、定電流駆動回路によって発光ダイオードに流される電流が低減もしくは電流の増加が抑制されるため、昇圧回路の昇圧率切替えの際に発光ダイオードに大きな電流が流れないようにすることができるＬＥＤ駆動用半導体集積回路を実現することができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明に従うと、チャージポンプ方式の昇圧回路を備え発光ダイオードを定電流で点灯駆動するＬＥＤ駆動装置において、昇圧回路の昇圧率切替えの際にＬＥＤに大きな電流が流れてＬＥＤが劣化あるいは破壊したり、人間の目に悪影響を与えることがないようにすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明を適用したＬＥＤ駆動装置（ＬＥＤドライバＩＣ）の第１の実施形態を示すブロック構成図である。
【図２】実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるチャージポンプの１．５倍昇圧の動作原理を示す回路説明図である。
【図３】実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるＬＥＤ駆動電流低減の原理を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるパルス生成回路の具体例を示す回路構成図である。
【図５】図４のパルス生成回路を使用した実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおける昇圧率切替え時の各部の信号や電位、電流の変化を示すタイミングチャートである。
【図６】実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるＬＥＤの定電流駆動回路の第２の実施例を示す回路構成図である。
【図７】実施形態のＬＥＤドライバＩＣにおけるＬＥＤの定電流駆動回路の第３の実施例を示す回路構成図である。
【図８】図６の定電流駆動回路を使用したＬＥＤドライバＩＣにおける昇圧率切替え時の各部の信号や電位、電流の変化を示すタイミングチャートである。
【図９】従来の一般的なＬＥＤの定電流駆動回路の一例を示す回路構成図である。
【図１０】図９の定電流駆動回路を使用したチャージポンプ方式のＬＥＤドライバＩＣにおける昇圧率切替え時の各部の信号や電位、電流の変化を示すタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２２】
図１は、本発明を適用したＬＥＤ駆動装置の第１の実施形態を示す。なお、特に限定されるものではないが、この実施形態では、図１において太線で囲まれている部分は、一つの半導体チップ上に半導体集積回路（以下、ＬＥＤドライバＩＣと称する）１０として形成されている。このＬＥＤドライバＩＣ１０には、外付けのＬＥＤのアノード端子が接続される出力端子ＯＵＴと、ＬＥＤのカソード端子が接続される端子ＰLEDが設けられており、出力端子ＯＵＴにはチップ内部に設けられているチャージポンプ１１からの出力電圧Ｖoutが印加されている。
【００２３】
図１には、１つの端子ＰLEDが示されているが、複数のＬＥＤを駆動するドライバＩＣの場合には複数のＬＥＤ接続端子が設けられる。また、ＬＥＤドライバＩＣ１０には、ＩＣの内部回路と共にチャージポンプ方式の昇圧回路を構成するため、２個の外付け容量素子（コンデンサ）Ｃ１，Ｃ２を接続可能な外部端子Ｃ１＋，Ｃ１−；Ｃ２＋Ｃ２−が設けられている。さらに、出力端子ＯＵＴと基準電位点としての接地点との間には、外付けの平滑コンデンサＣ０が接続される。
【００２４】
本実施形態のＬＥＤドライバＩＣ１０は、リチウムイオン電池などの電池からの電池電圧が入力電圧Ｖｉｎとして印加される入力端子ＶＩＮと、該入力端子ＶＩＮに印加された入力電圧Ｖｉｎを例えば１．５倍に昇圧して出力可能な昇圧回路を構成するチャージポンプ１１と、チップ全体を制御する制御回路１２と、昇圧率切替え信号ＢＭＣを生成する昇圧率切替え回路１３とを有する。
【００２５】
制御回路１２は、ＩＣ外部から入力される制御信号とＩＣ内部の信号とに基づいて、チャージポンプなどＩＣ内部の回路を制御する信号を生成する。昇圧率切替え回路１３は、ＬＥＤが接続される端子ＰLEDの電圧もしくは出力端子ＯＵＴの電圧Ｖoutに基づいて、チャージポンプ１１の切替え信号ＢＭＣを生成するように構成される。
【００２６】
上記チャージポンプ１１は、上記外付け容量素子Ｃ１，Ｃ２と、これらの容量素子Ｃ１，Ｃ２の充電、放電並びに容量素子間の電荷の転送や電圧の伝達を行うスイッチ素子（図示省略）と、発振回路ＯＳＣからの発振信号に基づいてスイッチ素子を制御するクロック信号を生成するクロック生成回路（図示省略）などから構成され、オン、オフするスイッチ素子を適宜選択制御して電荷の転送や電圧の伝達のパスを切り替えることで、１倍出力または１．５倍昇圧出力が可能にされている。
【００２７】
具体的には、チャージポンプ１１は、１倍昇圧モードの場合には入力電圧Ｖｉｎをそのまま出力端子へ伝達する。また、１．５倍昇圧モードの場合には、図２（Ａ）に示すように、一方の容量Ｃ１を、接地電位基準に入力電圧Ｖｉｎに充電した後、図２（Ｂ）に示すように、２つの容量Ｃ１，Ｃ２を並列状態に接続して、容量Ｃ１の充電電荷をＣ２に分配してＶｉｎ／２充電状態にするとともに、Ｃ１，Ｃ２のグランド側端子にＶｉｎを印加する。これによって、（Ｖｉｎ＋Ｖｉｎ／２）＝１．５Ｖｉｎに昇圧された電圧が生成される。上記図２（Ａ）と（Ｂ）の状態を交互に繰り返すことによって、電荷の転送により１．５倍に昇圧された電圧Ｖoutが出力される。
【００２８】
また、本実施形態のＬＥＤドライバＩＣ１０は、ＩＣ内部で必要な基準電圧（定電圧）を発生する基準電圧発生回路１４と、該基準電圧発生回路１４で発生された基準電圧Ｖrefを受けてＬＥＤに所定の電流を流す定電流駆動回路１５と、パルス生成回路１６とを有する。
【００２９】
定電流駆動回路１５は、ＬＥＤのカソードが接続される端子ＰLEDと接地点との間に直列に接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１および抵抗Ｒ１と、Ｑ１とＲ１との接続ノードＮ１の電位ＶRが反転入力端子に印加され、非反転入力端子には基準電圧発生回路１４からの基準電圧Ｖrefが印加された差動アンプＡＭＰとを備え、差動アンプＡＭＰの出力端子がトランジスタＱ１のゲート端子に接続されている。
【００３０】
差動アンプＡＭＰは、ノードＮ１の電位ＶRを基準電圧Ｖrefに一致させるようにトランジスタＱ１のゲート電圧を制御する。ここで、ノードＮ１の電位ＶRは、Ｑ１のドレイン電流すなわち抵抗Ｒ１を流れる電流をＩ１とすると、ＶR＝Ｉ１・Ｒ１であるので、ＶR＝Ｖref1となるように制御すると、抵抗Ｒ１は固定であるためＩ１＝Ｖref／Ｒ１＝一定となり、この電流Ｉ１がＬＥＤに流されることによってＬＥＤは定電流駆動される。
【００３１】
さらに、定電流駆動回路１５には、差動アンプＡＭＰの出力端子と接地点との間に接続されたＭＯＳトランジスタＱ２が設けられ、このトランジスタＱ２はパルス生成回路１６からの制御パルスＳＰによってオン、オフ制御されるように構成されている。
【００３２】
なお、ＬＥＤドライバＩＣが複数の発光ダイオードを駆動するものにおいては、上記昇圧率切替え回路１３はＬＥＤが接続される複数の端子ＰLEDの電圧の電位を監視して昇圧率を切り替えるように構成するとよい。発光ダイオードは、順方向電圧Ｖｆにばらつきを有しており、順方向電圧Ｖｆ以上の電圧がアノード端子に印加されないとダイオードは発光しないが、ＬＥＤが接続される複数の端子ＰLEDの電圧の電位を監視して、そのいずれかの電位が（Ｖout−最大順方向電圧）よりも低くなった場合にそれを検出して昇圧率を切り替えて出力電圧Ｖoutを高くするように制御すれば、電圧低下による一部のダイオードの発光停止を回避することができる。ここで、最大順方向電圧とは、１つのＬＥＤドライバＩＣに接続される複数の発光ダイオードのうち順方向電圧が最大のものの順方向電圧である。
【００３３】
一方、昇圧率切替え回路１３を、出力端子ＯＵＴの電圧Ｖoutに基づいてチャージポンプ１１の切替え信号ＢＭＣを生成するように構成する場合には、出力電圧Ｖoutが所定の電圧まで低下したか否か検出するためにコンパレータが用いられるので、そのコンパレータと制御パルス生成回路１６に設けられるコンパレータとを共用するように構成することで、チップ面積の増大を抑えることができる。
【００３４】
この実施形態のＬＥＤドライバにおいては、図３に示す期間Ｔ１のように、１倍昇圧モードでチャージポンプが動作しているときに、入力電圧Ｖｉｎである電池電圧があるレベルまで低下しそれに合わせるように出力電圧Ｖoutが低下したときにチャージポンプの昇圧率が１倍からＮ倍（例えば１．５倍）に切り替えられ、出力電圧Ｖoutが急に高くなるタイミングｔ１の前後に亘ってハイレベルとなるように、上記制御パルスＳＰを生成する。
【００３５】
このパルスにより、ＭＯＳトランジスタＱ２を一時的にオンさせて差動アンプＡＭＰの出力すなわちＭＯＳトランジスタＱ１のゲート電圧Ｖｇｓを接地電位近くまで下げて、図３（Ｃ），（Ｄ）のように、ドレイン電流Ｉｄｓすなわち抵抗Ｒ１に流れる電流I１を低減させる。その結果、チャージポンプの昇圧率を切り替えることに応じてＬＥＤのカソード電圧ＶLEDが急に高くなったとしても、ＬＥＤに流れる電流が急に増加するのが回避され、ＬＥＤが劣化あるいは破壊されるのを防止するとともに、ＬＥＤの輝度が急に高くなることによって人間の目に悪影響を与えるのを防止することができる。
【００３６】
図４には、図３（Ｂ）のように、昇圧率の切替えタイミングｔ１の前後に亘ってハイレベルとなる上記制御パルスＳＰを生成するパルス生成回路１６の具体的な回路構成例が示されている。
【００３７】
特に限定されるものではないが、この実施例のパルス生成回路１６は、出力電圧Ｖoutが反転入力端子に入力され基準電圧発生回路１４で発生された検出電圧Ｖdetが非反転入力端子に入力されたコンパレータＣＭＰと、該コンパレータＣＭＰの出力をラッチするラッチ回路ＬＡＴと、該ラッチ回路ＬＡＴの出力信号を遅延する遅延回路ＤＬＹと、２段のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２と、インバータＩＮＶ２の出力とコンパレータＣＭＰの出力とを入力とするＯＲゲート回路Ｇ１と、該ＯＲゲートＧ１の出力を入力とし入力がロウからハイに変化するたびに出力が反転するトグル型フリップフロップＴ−ＦＦとから構成されている。
【００３８】
検出電圧Ｖdetは、チャージポンプ１１が１倍出力モードから１．５倍昇圧モードに切り替わるときの出力電圧Ｖoutよりも若干高い電圧となるように設定される。遅延回路ＤＬＹは、抵抗およびコンデンサからなる時定数回路とその電位を判定するコンパレータもしくはインバータとから構成することができる。インバータが多段に縦続接続されたインバータ列からなるデジィタル遅延回路を用いても良い。
【００３９】
また、ＯＲゲート回路Ｇ１とトグル型フリップフロップＴ−ＦＦの代わりに、コンパレータＣＭＰの出力がセット端子Ｓに入力されインバータＩＮＶ２の出力がリセット端子Ｒに入力されたＲＳフリップフロップＦＦを使用するようにしてもよい。前述したように、コンパレータＣＭＰを、昇圧率切替え回路１３と共用する場合には、遅延回路ＤＬＹの１／２の遅延時間を有する遅延回路を設けて、制御パルスＳＰがハイレベルに変化してから所定時間後にチャージポンプの昇圧率切替え信号ＢＭＣを変化させるように構成すれば良い。
【００４０】
次に、図４のパルス生成回路１６の動作を、図５のタイミングチャートを用いて説明する。
【００４１】
この実施例のパルス生成回路１６は、入力電圧Ｖｉｎの低下に伴って出力電圧Ｖoutが検出電圧Ｖdetまで低下すると、図５（Ｂ）のように、コンパレータＣＭＰの出力ＣＭＰ_outがハイレベルに変化する（タイミングｔ０）。このとき、ラッチ回路ＬＡＴがラッチ動作して、図５（Ｃ）のように、その出力ＬＡＴ_outがハイレベルに変化するとともに、図５（Ｆ），（Ｇ）のように、ＯＲゲートＧ１の出力ＯＲ_outさらにフリップフロップＴ−ＦＦの出力である制御パルスＳＰがハイレベルに変化する。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンされて、図５（Ｈ）のように、Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓがロウレベルに引き下げられ、図５（Ｉ）のように、Ｑ１のドレイン電流すなわち抵抗Ｒ１の電流Ｉ１が減少される。また、図５（Ｄ）のように、ディレイ回路ＤＬＹの出力が徐々に高くなる。
【００４２】
その後、チャージポンプ１１の昇圧率が１倍から１．５倍に切り替えられ、出力電圧Ｖoutが急に高くなるタイミングｔ１でコンパレータＣＭＰの出力ＣＭＰ_outがロウレベルに変化し、ＯＲゲートＧ１の出力ＯＲ_outがロウレベルに変化するが、フリップフロップＴ−ＦＦはこれには応答せず、制御パルスＳＰはハイレベルを維持する。
【００４３】
そして、ディレイ回路ＤＬＹの出力ＤＬＹ_outが次段のインバータＩＮＶ１の論理しきい値よりも高くなると、ＩＮＶ１の出力がロウレベル、ＩＮＶ２の出力がハイレベルに変化する（タイミングｔ２）。すると、ＯＲゲートＧ１の出力がハイレベルに変化し、フリップフロップＴ−ＦＦが反転してその出力である制御パルスＳＰがロウレベルに変化する。
【００４４】
これにより、ＭＯＳトランジスタＱ２がオフされて、図５（Ｈ）のように、Ｑ１のゲート電圧Ｖｇｓが差動アンプＡＭＰの出力によってハイレベルに引き上げられ、図５（Ｉ）のように、Ｑ１のドレイン電流すなわち抵抗Ｒ１の電流Ｉ１が増加される。その結果、チャージポンプの昇圧率を切り替えることに応じてＬＥＤのカソード電圧ＶLEDが急に高くなったとしても、ＬＥＤに流れる電流が急に増加するのが回避される。なお、制御パルスＳＰのパルス幅は、数μ〜１０数μ秒程度あれば充分である。
【００４５】
図６には、定電流駆動回路１５の他の実施例が示されている。この実施例は、抵抗Ｒ１と直列に抵抗Ｒ２を接続するとともに、抵抗Ｒ２と並列に接続したＭＯＳトランジスタＱ２’を設け、図１の実施例のパルス生成回路１６における制御パルスＳＰを、インバータＩＮＶ３で反転したパルス／ＳＰでトランジスタＱ２’をオン・オフ駆動するように構成したものである。抵抗Ｒ１，Ｒ２とＭＯＳトランジスタＱ２’とによって抵抗値切換え回路が構成される。図８に、図６の定電流駆動回路のタイミングチャートを示す。
【００４６】
この実施例の定電流駆動回路においては、ＭＯＳトランジスタＱ２’は通常状態でオンにされ、チャージポンプ１１の昇圧率が１倍から１．５倍に切り替えられる際に、トランジスタＱ２’が一時的にオフ状態にされる。これにより、トランジスタＱ１のソースと接地点との間の抵抗が、Ｒ１から（Ｒ１＋Ｒ２）に増加され、ＬＥＤのカソード電圧ＶLEDが急に高くなったとしても、Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが増加するのが抑制される。その結果、抵抗Ｒ１に流れる電流Ｉ１すなわちＬＥＤに流れる電流が大きく増加するのが回避される。
【００４７】
図７には、定電流駆動回路１５のさらに他の実施例が示されている。この実施例は、抵抗Ｒ１と並列に抵抗Ｒ２（＞Ｒ１）を設け、これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２と接地点との間に抵抗を切り替えるための切替えスイッチＳＷを接続したものである。切替えスイッチＳＷは、通常状態では抵抗値の小さなＲ１にトランジスタＱ１からの電流を流し、チャージポンプ１１の昇圧率が切り替えられる際には、抵抗値の大きなＲ２にトランジスタＱ１からの電流を流すように制御される。これにより、図６の実施例の定電流駆動回路と同様な効果が得られる。抵抗Ｒ１，Ｒ２と切替えスイッチＳＷとによって抵抗値切換え回路が構成される。
【００４８】
以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、接続される発光ダイオードの数が１個であるドライバＩＣを示したが、複数の発光ダイオードを接続して同時に点灯駆動するドライバＩＣにも適用することができる。
【００４９】
また、前記実施形態では、チャージポンプ１１が１倍出力モードから１．５倍昇圧モードに切り替え可能に構成されているものを説明したが、昇圧率は１．５倍に限定されず、２倍等であってもよい。また、切替え段数も実施形態のように２段階でなく、１倍、１．５倍、２倍……のように、複数段階に切替え可能に構成されたチャージポンプを備える場合にも適用することができる。
【００５０】
さらに、前記実施形態では、ＬＥＤのカソード側に定電流駆動回路１５を設けた電流引込み型のＬＥＤドライバＩＣについて説明したが、ＬＥＤドライバＩＣにはＬＥＤのアノード側に定電流駆動回路を設けた電流出力型のドライバもあり、本発明はかかる電流出力型のドライバにも適用することが可能である。この場合、定電流駆動回路は、チャージポンプの出力端子とＬＥＤのアノード端子が接続される外部端子との間に設けられる。また、基準電位点として、接地電位以外の電圧例えばチャージポンプの出力電圧あるいは入力電圧Ｖｉｎ等を用いるようにすることができる。
【００５１】
また、前記実施形態では、定電流駆動回路１５により生成された電流をＬＥＤに流すようにしているが、定電流駆動回路１５により生成された電流をカレントミラー回路で折り返してＬＥＤに流すように構成しても良い。さらに、前記実施形態では、定電流駆動回路１５をＭＯＳトランジスタで構成したものを示したが、バイポーラ・トランジスタで構成することも可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
以上の説明では、本発明を液晶モニタのバックライトとして使用される発光ダイオードを点灯するＬＥＤドライバＩＣに適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、昇圧した電圧を発生し出力電流を制御したいＩＣに広く利用することができる。
【符号の説明】
【００５３】
１０  ＬＥＤドライバＩＣ（ＬＥＤ駆動用半導体集積回路）
１１  チャージポンプ（昇圧回路）
１２  制御回路
１３  昇圧率切替え回路
１４  基準電圧発生回路
１５  定電流駆動回路
１６  制御パルス生成回路
ＯＳＣ  発振回路
ＬＥＤ  発光ダイオード
ＰLED   ダイオード接続端子
ＡＭＰ  差動アンプ
ＣＭＰ  コンパレータ（電圧比較回路）
ＬＡＴ  ラッチ回路
ＤＬＹ  遅延回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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