(57)【要約】【課題】内部インダクタンスの大きい交流電源から力率＝１で電力を取り出す非接触集電において、２次コイル出力に直列コンデンサを接続し、さらにＰＷＭコンバータを制御する装置においては、直列コンデンサを走行車両側に設置しなければならず、走行車両が重くなるという問題がある。【解決手段】２次コイルに誘導される交流出力をＰＷＭコンバータにより直流出力にする非接触集電装置において、１次コイルの入力側に１次側コンデンサを直列に接続し、ＰＷＭコンバータをＰＷＭ変調により等価的に抵抗とコンデンサの直列回路となるように制御し、１次側コンデンサと１次コイルの漏れインダクタンスと２次コイルの漏れインダクタンスとＰＷＭコンバータの等価コンデンサを２次コイル側で表した合計直列リアクタンスが零となることを特徴とする非接触集電装置である。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
地上の１次コイルから走行車両の２次コイルに誘導される交流出力をＰＷＭコンバータにより直流出力にする非接触集電装置において、該１次コイルの入力側に１次側コンデンサを直列に接続し、該ＰＷＭコンバータをＰＷＭ変調により等価的に抵抗とコンデンサの直列回路となるように制御し、該１次側コンデンサと前記１次コイルの漏れインダクタンスと該２次コイルの漏れインダクタンスと前記ＰＷＭコンバータの等価容量を全て２次コイル側で表した合計直列リアクタンスが零となることを特徴とする非接触集電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気車両に非接触によって集電する装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
本出願人は先に、大きな内部インピーダンスを有する交流電源に接続されるＰＷＭコンバータの効率を上昇させ、スイッチング素子の小容量化を図るために、容量性インピーダンスを直列接続したＰＷＭコンバータについて提案している（特許文献１参照）。
【０００３】
かかる先願技術を、図５の先願の非接触集電装置の主回路と電源系統を示す図、図４の先願の非接触集電装置の主回路と電源系統の単相等価回路を示す図、および図３の先願の非接触集電装置に用いるＰＷＭコンバータの制御回路図を参照して詳述する。
図５において、４はＰＷＭ変換器、５は負荷としての直流電源、７は交流電源、８は内部抵抗、９は内部インダクタンス、１０はＰＷＭコンバータ部、３３は直列コンデンサである。
図４において、１は１次コイル、２は２次コイルを表す。
図３において、２１は演算回路、２２はＦ/Ｖ変換回路、２３は容量指令発生器、２４は割算器、２５は比較器、２６は三角波発生器、２７はゲート発生回路を表す。
【０００４】
図５において、３相の交流電源７に直列に内部抵抗８、内部インダクタンス９、および直列コンデンサ３３が直列に接続されて、さらに直列に接続されたＰＷＭ変換器４および負荷としての直流電源５において交流出力が直流出力に変換される。
先願技術は、リニア新幹線の補助電源を対象とする非接触集電であり、車両走行速度によって商用周波数程度からその数倍程度の周波数を有する交流電源７は、図４の１次コイル１に供給する電源を示す。図４と図５の交流電源７は、同一品を表す。２次コイル２、直列コンデンサ３３およびＰＷＭコンバータ部１０が図示しない走行車両上に搭載される。
【０００５】
図４において、１次コイル１は１次抵抗Ｒ１、１次漏れインダクタンスＬ１、主磁束によるインダクタンスＬ０１で表される。また、２次コイル２は２次抵抗Ｒ２、２次漏れインダクタンスＬ２、主磁束によるインダクタンスＬ０２で表される。この１次コイル１と２次コイル２の間には磁気結合による相互インダクタンスＭが存在し、Ｍ２＝Ｌ０１×Ｌ０２の関係がある。１次コイル１と２次コイル２は非接触で集電するために、磁気ギャップが大きくなり、相互インダクタンスＭは通常のトランスよりは小さく、両方のコイルの漏れインダクタンスは大きくなる。
【０００６】
１次コイル１と２次コイル２の巻数をＮ１,Ｎ２とすれば、巻数比ａはａ＝Ｎ１／Ｎ２で表される。従って、図４の相互インダクタンスＭを無視すると、図４と図５における抵抗とインダクタンスの関係は次のようになる。
図５の内部抵抗８の値ＲＳは１次抵抗Ｒ１を２次コイル２側に換算し、２次抵抗Ｒ２および巻数比ａを用いてＲＳ＝Ｒ１／ａ２＋Ｒ２で表される。同様に、内部インダクタンス９の値ＬＳは１次漏れインダクタンスＬ１を２次コイル２側に換算し、２次漏れインダクタンスＬ２および巻数比ａを用いてＬＳ＝Ｌ１／ａ２＋Ｌ２で表される。
【０００７】
図４に示すように、従来技術においてＰＷＭ変換器４を力率＝１となるように制御した場合に、ＰＷＭコンバータ部１０は、等価容量Ｃｂと負荷抵抗Ｒｂの直列回路で表される。
【０００８】
このように構成される先願の非接触集電主回路において、力率＝１でＰＷＭ変換器４を制御する方法を説明する。
交流電源７から力率＝１で電力を取り出すためには、１次コイル１と２次コイル２と負荷系統の全体のリアクタンスが零であることが必要である。すなわち、図６において内部インダクタンス９と直列コンデンサ３３およびＰＷＭコンバータ部１０の直列回路のリアクタンスが零である必要がある。
すなわち、直列コンデンサ３３およびＰＷＭコンバータ部１０の直列回路の合計容量をＣとすれば、内部インダクタンス９の値ＬＳとの間に式（１）の条件が成立すればリアクタンスが零となる。
しかしながら、容量ＣＣを有する直列コンデンサ３３が予め接続されているので、ＰＷＭコンバータ部１０の等価容量Ｃｂが式（２）を満たせば、式（１）を満たすことになる。
したがって、図５に示すＰＷＭ変換器４の３相入力端子電圧Ｅu ，Ｅv ，Ｅw が、次の式（３）〜（５）となれば、ＰＷＭコンバータ部１０は等価的に図４と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００９】
【数１】
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【００１０】
図３は、このための従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示すもので、２１は検出された電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu
*, Ｅv * ,Ｅw *を算出する演算回路、２４は割算器、２５は比較器、２７はゲート発生回路、２６は三角波発生器、２２はＦ／Ｖ変換器、２３は容量指令発生器である。演算回路２１は前記式（３）〜（５）の演算を行う。ここで、Ｉw
は（−Ｉu −Ｉv ）と等しいことと、Ｉu とＩv が１２０°位相差を持つことを利用して、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv
* ，Ｅw * は次の式（６）〜（８）の如く算出される。
【００１１】
【数２】
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Ｆ/Ｖ変換器２２は電流検出値Ｉｕから２次コイルの電源角周波数ωを算出する。容量指令発生器２３は、電源内部インダクタンスＬｓとＦ/Ｖ変換器２２により算出されたωと外部容量Ｃｃの値より前記式（２）により等価容量Ｃｂの値を算出し、上記演算回路２１に出力する。
この外部容量Ｃｃの値は、例えば定格電源角周波数ωの時に式（１）で求められる値Ｃに近い値のコンデンサが接続される。
【００１２】
このように構成されるＰＷＭコンバータ部１０は、例えばω＝２π×２５０Ｈz，Ｃ＝Ｃｃ＝１０００μＦ、Ｒ＝０.１Ωとすると、図４のＰＷＭコンバータ部１０の相インピーダンスの絶対値｜Ｚｂ｜、および直列コンデンサ３３とＰＷＭコンバータ部１０の合計相インピーダンス｜Ｚａ｜は、それぞれ｜Ｚｂ｜＝０．１Ω,
｜Ｚａ｜＝０．６４Ωとなり、｜Ｚａ｜／｜Ｚｂ｜＝６．４である。
すなわち、Ｃｃ ＝Ｃとすると、図４において直列コンデンサ３３とＰＷＭコンバータ部１０に印加される電圧Ｖｄは、ＰＷＭコンバータ部１０の負荷抵抗Ｒｂおよび等価容量Ｃｂの直列回路に印加される電圧の約６．４倍となる。逆に言うと、ＰＷＭコンバータ部１０の負荷抵抗Ｒｂおよび等価容量Ｃｂの直列回路に印加される電圧は小さくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２０００−８３３７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
上記した交流電源７を商用周波数程度からその数倍程度の周波数を有する３相交流電源７で構成し、ＰＷＭ変換器４に直列コンデンサ３３を直列に接続する方法では、内部インダクタンスＬＳの大きい交流電源から力率＝１で電力を取り出すことができる。しかし、直列コンデンサ３３を走行車両側に設置しなければならず、走行車両が重くなるという問題がある。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、軽い走行車両を構成できる非接触集電装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
請求項１の発明によれば、地上の１次コイルから走行車両の２次コイルに誘導される交流出力をＰＷＭコンバータにより直流出力にする非接触集電装置において、該１次コイルの入力側に１次側コンデンサを直列に接続し、該ＰＷＭコンバータをＰＷＭ変調により等価的に抵抗とコンデンサの直列回路となるように制御し、該１次側コンデンサと前記１次コイルの漏れインダクタンスと該２次コイルの漏れインダクタンスと前記ＰＷＭコンバータの等価容量を全て２次コイル側で表した合計直列リアクタンスが零となることを特徴とする非接触集電装置である。
【発明の効果】
【００１６】
非接触集電装置において、電源系統側の１次コイルに直列コンデンサを接続して、走行車両側の２次コイルに接続されるＰＷＭコンバータにより力率＝１を達成することができるので、ＰＷＭコンバータを小さく構成できるので走行車両を軽くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施例に係る非接触集電装置の主回路構成を説明するための図である。
【図２】本発明の実施例に係る非接触集電装置の単相等価回路で表した図である。
【図３】本発明の実施例および先願に係る非接触集電装置に用いるＰＷＭコンバータの制御回路を説明した図である。
【図４】従来の実施例に係る２次コイルに直列コンデンサを接続した非接触集電装置を単相等価回路で表した図である。
【図５】従来の実施例に係る２次コイルに直列コンデンサを接続した非接触集電装置の主回路構成を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
地上側１次コイルにコンデンサを直列接続して、２次コイル側のＰＭＷコンバータにより力率＝１を達成する。
【実施例１】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
図1は、本発明が適用された電源系統に直列にコンデンサを接続した非接触集電装置の主回路結線図である。
図２は、電源系統に直列にコンデンサを接続した非接触集電装置の単相等価回路である。
３４は電源系統に接続した１次側コンデンサである。
同図において、図５、図４と同一番号は類似した同一構成部品を表す。
以下、図１および図２について、図３を参照して説明する。
【００２０】
図２において、１次コイル１および２次コイル２の抵抗およびインダクタンスの関係は、図４と同様に表される。ここで、１次コイル１と２次コイル２の巻数をＮ１,Ｎ２とすれば、巻数比ａはａ＝Ｎ１／Ｎ２で表される。従って、図２の相互インダクタンスＭを無視すると、図１と図２における抵抗とインダクタンスの関係は、ＲＳ＝Ｒ１／ａ２＋Ｒ２およびＬＳ＝Ｌ１／ａ２＋Ｌ２で表される。
また、図２の交流電源７に接続される１次側コンデンサ３４の容量ＣＣ１は、２次コイル２側に換算すると、ＣＣ＝ａ２×ＣＣ１となる。従って、実際に接続される１次側コンデンサ３４の容量ＣＣ１は巻数比ａを用いてＣＣ１＝ＣＣ／ａ２から求められる。
【００２１】
従って、非接触集電装置に用いられるＰＷＭコンバータ４の容量指令発生器２３は、１次側コンデンサ３４の容量ＣＣ１と巻数比ａを用いてＣＣ＝ａ２×ＣＣ１を求め、式（２）に基づいてＣｂを演算する。このＣｂを用いて、ＰＷＭコンバータ４は図３の制御回路により図５と同様に制御される。その結果、１次側コンデンサ３４と１次コイルの漏れインダクタンスＬ１と前記２次コイルの漏れインダクタンスＬ２と前記ＰＷＭコンバータの等価容量Ｃｂを全て２次コイル側で表した合計直列リアクタンスが零となり、力率＝１で運転される。
【００２２】
ここで、電源角周波数ωの値によって、式（２）の分母が零になることがないように、分母の演算結果にヒステリシスを設ける必要がある。また、式（２）の演算結果が負になることがあるが、そのような場合には等価容量Ｃｂはインダクタンスとして動作し、結果として力率＝１は保たれる。
【産業上の利用可能性】
【００２３】
非接触集電装置は、供給側のコイルと集電側のコイルの間隔が大きいために、コイルの漏れインダクタンスが大きくなり、力率が悪いために大きな出力が取れないという問題があった。本発明は、非接触集電装置の１次コイル側に１次側コンデンサを接続し、２次コイル側にＰＷＭコンバータを接続したものである。
この１次側コンデンサとＰＷＭコンバータは、１次コイルおよび２次コイルの漏れインダクタンスによる誘導性リアクタンスを打ち消すように、容量性リアクタンスとして動作する。
予め接続する１次側コンデンサのために、ＰＷＭコンバータが発生するリアクタンス分の電圧ドロップは少なくなり、ＰＷＭコンバータの容量を小さくできる。従って、走行車両の集電装置を小さくできるので、走行車両を軽くできるので産業利用上非常に有用である。
【符号の説明】
【００２４】
１              １次コイル
２              ２次コイル
４              ＰＷＭ変換器
５              直流電源
７              交流電源
８              内部抵抗
９              内部インダクタンス
１０            ＰＷＭコンバータ部
２１            演算回路
２２            Ｆ/Ｖ変換器
２３            容量指令発生器
２４            割算器
２５            比較器
２６            三角波発生器
２７            ゲート発生回路
３３            直列コンデンサ
３４            １次側コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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