(57)【要約】【課題】消費電力の増大を抑制しつつ、トランスインピーダンスアンプ自体が発生するノイズを低減する。【解決手段】ミキサＭＸ後段にオペアンプＡＰを接続し、オペアンプＡＰの反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ１１を介してオペアンプＡＰの反転入力端子に接続し、オペアンプＡＰの非反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ１２を介してオペアンプＡＰの非反転入力端子に接続し、オペアンプＡＰの反転入力端子と非反転入力端子との間には、負性抵抗ＮＲ１を接続する。【選択図】      図１
2010147988.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
オペアンプと、
前記オペアンプの入力端子と出力端子との間に接続された帰還抵抗と、
前記オペアンプの反転入力端子と非反転入力端子との間に接続された負性抵抗とを備えることを特徴とする増幅回路。
【請求項２】
前記負性抵抗は、
一方のドレインが他方のゲートに互いに接続された１対の第１電界効果トランジスタと、
前記第１電界効果トランジスタのソースにバイアス電流を供給するバイアス電流源と、
前記第１電界効果トランジスタに縦列接続され、一方のドレインが他方のゲートに互いに接続された１対の第２電界効果トランジスタと、
前記負性抵抗の端子間電圧を検出する検出回路と、
前記検出回路による検出結果に基づいて、前記第２電界効果トランジスタのソースに供給されるバイアス電流を制御する第３電界効果トランジスタとを備えることを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
【請求項３】
オペアンプと、
前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された帰還抵抗と、
前記オペアンプの反転入力端子に接続された負性抵抗とを備えることを特徴とする増幅回路。
【請求項４】
前記負性抵抗自体にて発生されるノイズが前記オペアンプ自体にて発生されるノイズよりも小さくなるように、前記オペアンプの消費電力が設定されることを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の増幅回路。
【請求項５】
空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナにて受信された無線周波数信号を増幅するローノイズアンプと、
前記ローノイズアンプにて増幅された無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号に変換するダウンコンバータと、
前記ダウンコンバータにて変換されたベースバンド信号または中間周波信号を増幅する請求項１から４のいずれか１項に記載の増幅回路とを備えることを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は増幅回路および無線受信機に関し、特に、オペアンプの消費電流の増大を抑制しつつ、オペアンプ自体が発生するノイズを低減する方法に適用して好適なものである。
【背景技術】
【０００２】
無線受信機などでは、微小な電流信号を増幅するために、トランスインピーダンスアンプを用いてＩＶ変換が行われる。ここで、トランスインピーダンスアンプ自体が発生するノイズを低減するために、トランスインピーダンスアンプに流れる電流を増大させる方法がある。
【０００３】
また、例えば、特許文献１には、イコライザフィルタを、可変コンダクタンスアンプと、負荷抵抗と、可変負性抵抗と、容量と、該フィルタ出力の振幅検出手段と、可変負性抵抗の抵抗値を電流で制御する手段とで構成し、振幅検出手段にて検出された出力振幅がレジスタに予め設定された振幅情報に一致するように、可変負性抵抗の抵抗値を制御する方法が開示されている。
【０００４】
しかしながら、トランスインピーダンスアンプ自体が発生するノイズを低減するために、トランスインピーダンスアンプに流れる電流を増大させると、トランスインピーダンスアンプの消費電力が増大するとともに、トランスインピーダンスアンプの占有面積も大きくしなければならないという問題があった。
【０００５】
また、特許文献１に開示された方法では、負性抵抗回路は、可変コンダクタンスアンプの出力側に接続された負荷抵抗の抵抗成分を打ち消すことはできるが、可変コンダクタンスアンプ自体が発生するノイズを低減することはできないという問題があった。
【０００６】
【特許文献１】特開平６−３４２５６１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
そこで、本発明の目的は、消費電力の増大を抑制しつつ、トランスインピーダンスアンプ自体が発生するノイズを低減することが可能な増幅回路および無線受信機を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決するために、本発明の一態様によれば、オペアンプと、前記オペアンプの入力端子と出力端子との間に接続された帰還抵抗と、前記オペアンプの反転入力端子と非反転入力端子との間に接続された負性抵抗とを備えることを特徴とする増幅回路を提供する。
【０００９】
また、本発明の一態様によれば、オペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子と出力端子との間に接続された帰還抵抗と、前記オペアンプの反転入力端子に接続された負性抵抗とを備えることを特徴とする増幅回路を提供する。
【００１０】
また、本発明の一態様によれば、空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナにて受信された無線周波数信号を増幅するローノイズアンプと、前記ローノイズアンプにて増幅された無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号に変換するダウンコンバータと、前記ダウンコンバータにて変換されたベースバンド信号または中間周波信号を増幅する請求項１から４のいずれか１項に記載の増幅回路とを備えることを特徴とする無線受信機を提供する。
【発明の効果】
【００１１】
以上説明したように、本発明によれば、消費電力の増大を抑制しつつ、トランスインピーダンスアンプ自体が発生するノイズを低減することが可能となる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
以下、本発明の実施形態に係る増幅回路および無線受信機について図面を参照しながら説明する。
【００１３】
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る増幅回路が適用される無線受信回路の概略構成を示すブロック図である。
図１において、ローノイズアンプＬＡの後段にはミキサＭＸが接続され、ミキサＭＸ後段にはオペアンプＡＰが接続されている。なお、ローノイズアンプＬＡは、受信アンテナにて受信された無線周波数信号を増幅することができる。ミキサＭＸは、ローノイズアンプＬＡにて増幅された無線周波数信号をベースバンド信号または中間周波信号にダウンコンバートすることができる。
【００１４】
また、オペアンプＡＰには、反転入力端子および非反転入力端子が設けられるとともに、反転出力端子および非反転出力端子が設けられている。そして、オペアンプＡＰの反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ１１を介してオペアンプＡＰの反転入力端子に接続されている。また、帰還抵抗ＦＲ１１には、コンデンサＣ１１が並列接続されている。また、オペアンプＡＰの非反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ１２を介してオペアンプＡＰの非反転入力端子に接続されている。また、帰還抵抗ＦＲ１２には、コンデンサＣ１２が並列接続されている。さらに、オペアンプＡＰの反転入力端子と非反転入力端子との間には、負性抵抗ＮＲ１１が接続されている。
【００１５】
なお、オペアンプＡＰの消費電力は、負性抵抗ＮＲ１１自体にて発生されるノイズがオペアンプＡＰ自体にて発生されるノイズよりも小さくなるように設定することが好ましい。
【００１６】
そして、オペアンプＡＰに入力信号Ｖｉｎが入力されると、オペアンプＡＰにて増幅された後、出力信号Ｖｏｕｔとして出力される。ここで、オペアンプＡＰから出力された電圧が、帰還抵抗ＦＲ１１、ＦＲ１２をそれぞれ介して反転入力端子および非反転入力端子に帰還されることで、トランスインピーダンスアンプとしてオペアンプＡＰを動作させることができ、ＩＶ変換を行わせることができる。また、帰還抵抗ＦＲ１１、ＦＲ１２にコンデンサＣ１１、Ｃ１２をそれぞれ並列接続することで、ローパスフィルタとしても動作させることができる。なお、オペアンプＡＰ自体がノイズを発生すると、このノイズは、出力信号Ｖｏｕｔに重畳されて出力される。
【００１７】
ここで、オペアンプＡＰ自体が発生するノイズは、オペアンプＡＰの入力側から見た入力抵抗と帰還抵抗ＦＲ１１、ＦＲ１２とで決まる抵抗成分の影響を受ける。このため、オペアンプＡＰの反転入力端子と非反転入力端子との間に負性抵抗ＮＲ１１を接続し、オペアンプＡＰの入力側から見た入力抵抗と帰還抵抗ＦＲ１１、ＦＲ１２とで決まる抵抗成分を負性抵抗ＮＲ１１にてキャンセルさせることで、オペアンプＡＰ自体が発生するノイズを低減させることができる。例えば、オペアンプＡＰの反転入力端子と非反転入力端子との間に負性抵抗ＮＲ１１を接続することで、ＮＦを２．１ｄＢから１．７ｄＢに改善することができる。
【００１８】
なお、オペアンプＡＰに流れるバイアス電流を増大させることによっても、オペアンプＡＰ自体が発生するノイズを低減させることができる。この場合、オペアンプＡＰに流れるバイアス電流を増大させるため、例えば、ＮＦを２．１ｄＢから１．７ｄＢに改善するには、オペアンプＡＰの消費電力が５０〜１００％程度だけ増大する。
【００１９】
これに対して、オペアンプＡＰの反転入力端子と非反転入力端子との間に負性抵抗ＮＲ１を接続する方法では、オペアンプＡＰの１０％分程度の消費電力を負性抵抗ＮＲ１１に消費させるだけでよく、トランスインピーダンスアンプの消費電力の増大を抑制することが可能となるとともに、トランスインピーダンスアンプの占有面積の増大も抑制することができる。
【００２０】
図２は、図１のミキサＭＸの回路構成の一例を示す図である。
図２において、ミキサＭＸには、電界効果トランジスタＭ２１〜Ｍ２４が設けられている。ここで、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２２のソースは互いに接続され、電界効果トランジスタＭ２３、Ｍ２４のソースは互いに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２３のドレインは互いに接続され、電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２４のドレインは互いに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２４のゲートは互いに接続され、電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２３のゲートは互いに接続されている。
【００２１】
そして、局部発振信号ＬＯ＋を電界効果トランジスタＭ２１、Ｍ２４のゲートに共通に入力するとともに、局部発振信号ＬＯ−を電界効果トランジスタＭ２２、Ｍ２３のゲートにそれぞれ共通に入力し、局部発振信号ＬＯ＋、ＬＯ−にて電界効果トランジスタＭ２１〜Ｍ２４をそれぞれオン／オフさせることで、無線周波数信号ＲＦｉｎ＋、ＲＦｉｎ−に局部発振信号ＬＯ＋、ＬＯ−が乗算され、無線周波数信号ＲＦｉｎ＋、ＲＦｉｎ−がベースバンド信号ＢＢｏｕｔ＋ＢＢｏｕｔ−に変換されて出力される。
【００２２】
以下、オペアンプＡＰの反転入力端子と非反転入力端子との間に負性抵抗ＮＲ１を接続することで、オペアンプＡＰ自体が発生するノイズを低減できる理由を説明する。
【００２３】
図３は、図１のオペアンプＡＰの入力側を信号源と入力抵抗を用いてモデル化した構成を示す図である。
図３において、図２のミキサＭＸをベースバンド周波数領域でモデル化すると、信号源Ｖｓおよび入力抵抗ＩＲ１１、ＩＲ１２を用いて表現することができる。そして、オペアンプＡＰの反転入力端子に入力抵抗ＩＲ１１を接続し、オペアンプＡＰの非反転入力端子に入力抵抗ＩＲ１２を接続することで、図１のオペアンプＡＰの前段にミキサＭＸが接続された構成を表現することができる。
【００２４】
図４は、図３のオペアンプＡＰ２の非反転入力端子を接地した場合の回路構成を示す図である。
図４において、図３のオペアンプＡＰ２の入力側をモデル化した構成は、オペアンプＡＰ２の非反転入力端子を接地し、入力抵抗Ｒ１を介してオペアンプＡＰの反転入力端子に信号源Ｖｓが接続された構成で表現することができる。
【００２５】
図５は、図１のオペアンプＡＰをトランスインピーダンスアンプとして用いた場合の一般的な回路構成を示す図である。
図５において、オペアンプＡＰ２の非反転入力端子を接地し、入力抵抗Ｒ１を介してオペアンプＡＰの反転入力端子に信号源Ｖｓを接続し、オペアンプＡＰの出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗Ｒ２を接続することで、トランスインピーダンスアンプを構成することができる。なお、図５の構成は、図４の構成からコンデンサＣ１１を除去した構成に一致する。
【００２６】
図６は、図５のトランスインピーダンスアンプから信号源Ｖｓを除去し、オペアンプＡＰ２のノイズ源Ｖｎを入力換算で表現した図である。
図６において、オペアンプＡＰ２のノイズ源Ｖｎを入力換算で表現することにより、ノイズ源ＶｎがオペアンプＡＰ２の反転入力端子に接続される。
【００２７】
図７は、図５のノイズ源ＶｎをオペアンプＡＰ２の入力の接地側に付け替えて表現した図である。
図７において、オペアンプＡＰ２の出力が入力に帰還され、オペアンプＡＰ２の利得Ａｖが大きい場合、オペアンプＡＰ２の反転入力端子と非反転入力端子との間の電位差は０になることから、ノイズ源Ｖｎと入力抵抗Ｒ１との接続点Ｖｘは仮想接地とみなすことができる。また、ノイズには正負がない。このため、オペアンプＡＰ２の非反転入力端子側に図６のノイズ源Ｖｎを付け替えても等価とみなすことができる。
【００２８】
図８は、図７の構成を書き直した図である。
図８において、図７の構成を書き直すと、ボルテージフォロアであることが判る。ここで、入力抵抗Ｒ１の値をＲ１、帰還抵抗Ｒ２の値をＲ２とすると、図８の回路の利得Ｇｖは、１＋Ｒ２／Ｒ１で与えることができる。このため、ノイズ源Ｖｎのノイズの値をＶｎとすると、オペアンプＡＰ２から出力されるノイズＶｎｏｕｔの値は、Ｖｎ（１＋Ｒ２／Ｒ１）で与えることができる。
【００２９】
図９は、図８のオペアンプＡＰ２の入力側に負性抵抗Ｒ３を付加した構成を示す図である。
図９において、図８のオペアンプＡＰ２の反転入力端子に負性抵抗Ｒ３を付加した場合、オペアンプＡＰ２から出力されるノイズＶｎｏｕｔの値は、Ｖｎ（１＋Ｒ２（Ｒ１＋Ｒ３）／（Ｒ１Ｒ３））で与えることができる。ここで、負性抵抗Ｒ３の値をＲ３とすると、Ｒ３＝−Ｒ１Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）という条件を満たすように負性抵抗Ｒ３の値を設定することで、オペアンプＡＰ２から出力されるノイズＶｎｏｕｔの値を０にすることができる。
【００３０】
また、図９の回路の利得Ｇｖは、ＡｖＲ２／（Ｒ１（１−Ａｖ）＋Ｒ２＋Ｒ１Ｒ２／Ｒ３）で与えることができる。ここで、オペアンプＡＰ２の利得Ａｖが十分に大きい場合、図９の回路の利得Ｇｖは、−Ｒ２／Ｒ１で与えることができ、負性抵抗Ｒ３を付加しない場合の利得と同様になる。
【００３１】
図１０は、図９の負性抵抗Ｒ３を図５のトランスインピーダンスアンプに追加して表現した図である。
また、図１０の回路の利得Ｇｖは、ＡｖＲ２／（Ｒ１（１−Ａｖ）＋Ｒ２＋Ｒ１Ｒ２／Ｒ３）で与えることができる。ここで、
オペアンプＡＰ２の利得Ａｖが十分に大きい場合、図１０の回路の利得Ｇｖは、−Ｒ２／Ｒ１で与えることができ、負性抵抗Ｒ３を付加しない場合（図５）の利得と同様になる。
【００３２】
（第２実施形態）
図１１は、本発明の第２実施形態に係る増幅回路の概略構成を示す回路図である。
図１１において、オペアンプＡＰの反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ１１を介してオペアンプＡＰの反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプＡＰの反転入力端子には、入力抵抗ＩＲ１ａおよび負性抵抗ＮＲ１１ａが接続されている。
【００３３】
また、オペアンプＡＰの非反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ１２を介してオペアンプＡＰの非反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプＡＰの非反転入力端子には、入力抵抗ＩＲ１ｂおよび負性抵抗ＮＲ１１ｂが接続されている。なお、入力抵抗ＩＲ１ａ、ＩＲ１ｂは、オペアンプＡＰの前段の出力インピーダンスであってもよい。
【００３４】
ここで、オペアンプＡＰの反転入力端子に負性抵抗ＮＲ１１ａを接続するとともに、オペアンプＡＰの非反転入力端子に負性抵抗ＮＲ１１ｂを接続することにより、入力抵抗ＩＲ１ａ、ＩＲ１ｂと帰還抵抗ＦＲ１１、ＦＲ１２とで決まる抵抗成分を負性抵抗ＮＲ１１ａ、ＮＲ１１ｂにてキャンセルさせることができ、オペアンプＡＰにて差動のトランスインピーダンスアンプを構成した場合においても、オペアンプＡＰ自体が発生するノイズを低減させることができる。
【００３５】
（第３実施形態）
図１２は、本発明の第３実施形態に係る増幅回路の概略構成を示す回路図である。
図１２において、オペアンプＡＰ２の反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ２２を介してオペアンプＡＰ２の反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプＡＰ２の反転入力端子には、入力抵抗ＩＲ２１および負性抵抗ＮＲ２１が接続されている。また、オペアンプＡＰ２の非反転出力端子は接地されている。なお、入力抵抗ＩＲ２１は、オペアンプＡＰ２の前段の出力インピーダンスであってもよい。
【００３６】
ここで、オペアンプＡＰ２の反転入力端子に負性抵抗ＮＲ２１を接続することにより、入力抵抗ＩＲ２１と帰還抵抗ＦＲ２２とで決まる抵抗成分を負性抵抗ＮＲ２１にてキャンセルさせることができ、オペアンプＡＰ２にて単相のトランスインピーダンスアンプを構成した場合においても、オペアンプＡＰ２自体が発生するノイズを低減させることができる。
【００３７】
（第４実施形態）
図１３は、本発明の第４実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図である。
図１３において、この負性抵抗には、電界効果トランジスタＭ３１、インバータＩＶ１およびバイアス電流源ＩＳ１が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ３１のドレインは、インバータＩＶ１を介して電界効果トランジスタＭ３１のゲートに接続され、電界効果トランジスタＭ３１のソースはバイアス電流源ＩＳ１に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ３１のドレインには、出力端子Ｔ１が設けられている。
【００３８】
そして、電界効果トランジスタＭ３１のドレインに印加された電圧は、インバータＩＶ１にて反転された後、電界効果トランジスタＭ３１のゲートに印加される。このため、出力端子Ｔ１の電位が上昇すると、電界効果トランジスタＭ３１のゲートの電位は下降し、電界効果トランジスタＭ３１に流れる電流が減少することから、図１３の回路は負性抵抗として動作することができる。
なお、図１３の負性抵抗は、図１１の負性抵抗ＮＲ１１ａ、ＮＲ１１ｂまたは図１２の負性抵抗ＮＲ２１として用いることができる。
【００３９】
（第５実施形態）
図１４は、本発明の第５実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図である。
図１４において、この負性抵抗には、図１３の構成に加え、バイアス電流源ＩＳ２が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ３１のドレインは、インバータＩＶ１を介して電界効果トランジスタＭ３１のゲートに接続されるとともに、バイアス電流源ＩＳ２にも接続されている。
【００４０】
そして、電界効果トランジスタＭ３１のドレインにはバイアス電流源ＩＳ２から電流が供給され、出力端子Ｔ１側から電流が引き抜かれるのを防止することが可能となる。このため、図１１のオペアンプＡＰの入力端子または図１２のオペアンプＡＰ２の入力端子に出力端子Ｔ１を接続した場合においても、オペアンプＡＰ、ＡＰ２の動作に影響が及ぶのを防止することができる。
なお、図１４の負性抵抗は、図１１の負性抵抗ＮＲ１１ａ、ＮＲ１１ｂまたは図１２の負性抵抗ＮＲ２１として用いることができる。
【００４１】
（第６実施形態）
図１５は、本発明の第６実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図である。
図１５において、この負性抵抗には、図１４の構成に加え、電界効果トランジスタＭ３２およびインバータＩＶ２が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ３２のドレインは、インバータＩＶ２を介して電界効果トランジスタＭ３２のゲートに接続され、電界効果トランジスタＭ３２のソースはバイアス電流源ＩＳ２に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ３２のドレインは、電界効果トランジスタＭ３１のドレインに接続されている。
【００４２】
そして、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２のドレインに印加された電圧は、インバータＩＶ１、ＩＶ２にてそれぞれ反転された後、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２のゲートに印加される。このため、出力端子Ｔ１の電位が上昇すると、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２のゲートの電位は下降し、電界効果トランジスタＭ３１、Ｍ３２に流れる電流が減少することから、図１５の回路は負性抵抗として動作することができる。
なお、図１５の負性抵抗は、図１１の負性抵抗ＮＲ１１ａ、ＮＲ１１ｂまたは図１２の負性抵抗ＮＲ２１として用いることができる。
【００４３】
（第７実施形態）
図１６は、本発明の第７実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図である。
図１６において、この負性抵抗には、電界効果トランジスタＭ４１、Ｍ４２およびバイアス電流源ＩＳ３が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ４１のドレインは電界効果トランジスタＭ４２のゲートに接続され、電界効果トランジスタＭ４２のドレインは電界効果トランジスタＭ４１のゲートに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ４１、Ｍ４２のソースはバイアス電流源ＩＳ３に共通に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ４１のドレインには、出力端子Ｔ１が設けられ、電界効果トランジスタＭ４２のドレインには、出力端子Ｔ２が設けられている。
【００４４】
そして、電界効果トランジスタＭ４１のドレインに印加された電圧は、電界効果トランジスタＭ４２のゲートに印加されるとともに、電界効果トランジスタＭ４２のドレインに印加された電圧は、電界効果トランジスタＭ４１のゲートに印加される。そして、出力端子Ｔ１の電位が上昇すると、出力端子Ｔ２に流れ込む電流が増加し、出力端子Ｔ１から出力端子Ｔ２に流れる電流が減少することから、図１６の回路は負性抵抗として動作することができる。
なお、図１６の負性抵抗は、図１の負性抵抗ＮＲ１１として用いることができる。
【００４５】
（第８実施形態）
図１７は、本発明の第８実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図である。
図１７において、この負性抵抗には、図１６の構成に加え、電界効果トランジスタＭ４３、Ｍ４４およびバイアス電流源ＩＳ４が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ４３のドレインは、電界効果トランジスタＭ４１のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ４４のドレインは、電界効果トランジスタＭ４２のドレインに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ４３、Ｍ４４のゲートは互いに接続され、バイアスが与えられるとともに、電界効果トランジスタＭ４３、Ｍ４４のソースはバイアス電流源ＩＳ４に共通に接続されている。
【００４６】
そして、電界効果トランジスタＭ４１、Ｍ４２のドレインにはバイアス電流源ＩＳ４から電流が供給され、出力端子Ｔ１、Ｔ２側から電流が引き抜かれるのを防止することが可能となる。このため、図１のオペアンプＡＰの入力端子間に出力端子Ｔ１、Ｔ２を接続した場合においても、オペアンプＡＰの動作に影響が及ぶのを防止することができる。
なお、図１７の負性抵抗は、図１の負性抵抗ＮＲ１１として用いることができる。
【００４７】
（第９実施形態）
図１８は、本発明の第９実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図である。
図１８において、この負性抵抗には、図１６の構成に加え、電界効果トランジスタＭ４５、Ｍ４６およびバイアス電流源ＩＳ４が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ４５のドレインは、電界効果トランジスタＭ４１のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ４６のドレインは、電界効果トランジスタＭ４２のドレインに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ４５のゲートは、電界効果トランジスタＭ４６のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ４６のゲートは、電界効果トランジスタＭ４５のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ４５、Ｍ４６のソースはバイアス電流源ＩＳ４に共通に接続されている。
【００４８】
そして、電界効果トランジスタＭ４１、Ｍ４５のドレインに印加された電圧は、電界効果トランジスタＭ４２、Ｍ４６のゲートに印加されるとともに、電界効果トランジスタＭ４２、Ｍ４６のドレインに印加された電圧は、電界効果トランジスタＭ４１、Ｍ４５のゲートに印加される。そして、出力端子Ｔ１の電位が上昇すると、出力端子Ｔ２に流れ込む電流が増加し、出力端子Ｔ１から出力端子Ｔ２に流れる電流が減少することから、図１８の回路は負性抵抗として動作することができる。
なお、図１８の負性抵抗は、図１の負性抵抗ＮＲ１１として用いることができる。
ここで、図１６〜図１８の構成では、図１３〜図１５のインバータＩＶ１、ＩＶ１２を用いることなく負性抵抗を実現することができ、インバータＩＶ１、ＩＶ１２から発生するノイズがオペアンプＡＰに入力されなくなることから、ＮＦを向上させることができる。
【００４９】
（第１０実施形態）
図１９は、本発明の第１０実施形態に係る増幅回路に用いられた負性抵抗の回路構成を示す図である。
図１９において、この負性抵抗には、電界効果トランジスタＭ５１〜Ｍ５５、バイアス電流源ＩＳ５、検出抵抗Ｒ１１、Ｒ１２およびコンパレータＣＰが設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ５１のドレインは電界効果トランジスタＭ５２のゲートに接続され、電界効果トランジスタＭ５２のドレインは電界効果トランジスタＭ５１のゲートに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ５１、Ｍ５２のソースはバイアス電流源ＩＳ５に共通に接続されている。また、電界効果トランジスタＭ５１のドレインには、出力端子Ｔ１が設けられ、電界効果トランジスタＭ５２のドレインには、出力端子Ｔ２が設けられている。
【００５０】
また、電界効果トランジスタＭ５３のドレインは、電界効果トランジスタＭ５１のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ５４のドレインは、電界効果トランジスタＭ５２のドレインに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ５３のゲートは、電界効果トランジスタＭ５４のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ５４のゲートは、電界効果トランジスタＭ５３のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ５３、Ｍ５４のソースは、電界効果トランジスタＭ５５のドレインに共通に接続されている。
【００５１】
また、電界効果トランジスタＭ５１、Ｍ５２のドレイン間には、検出抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の直列回路が接続されている。また、コンパレータＣＰの負側端子は、参照電位Ｖｒｅｆに接続され、コンパレータＣＰの出力端子は、電界効果トランジスタＭ５５のゲートに接続されている。なお、参照電位Ｖｒｅｆは、オペアンプＡＰの出力ＤＣバイアスの基準となる電位を与えることができる。
そして、負性抵抗の出力端子Ｔ１は、オペアンプＡＰの非反転入力端子に接続され、負性抵抗の出力端子Ｔ２は、オペアンプＡＰの反転入力端子に接続されている。
【００５２】
ここで、オペアンプＡＰの出力信号ＶｏｕｔのＤＣバイアスが参照電位Ｖｒｅｆと同電位になるように帰還がかかっている場合、オペアンプＡＰの入力信号ＶｉｎのＤＣバイアスも参照電位Ｖｒｅｆと同電位になる。
【００５３】
そして、負性抵抗の出力端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧は、検出抵抗Ｒ１１、Ｒ１２にて検出され、コンパレータＣＰの正側端子に出力される。そして、コンパレータＣＰにおいて、出力端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧と参照電位Ｖｒｅｆとが比較され、それらの差分が電界効果トランジスタＭ５５のゲートに出力される。そして、それらの差分に応じた電流が電界効果トランジスタＭ５５を介して電界効果トランジスタＭ５３、Ｍ５４に流れ、出力端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧が参照電位Ｖｒｅｆと等しくなるように制御される。
【００５４】
これにより、負性抵抗の出力端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧をオペアンプＡＰの入力端子間の電圧と等しくすることができ、オペアンプＡＰの入力端子間に負性抵抗を接続した場合においても、オペアンプＡＰと負性抵抗との間でＤＣ電流が流れるのを防止することが可能となる。
【００５５】
（第１１実施形態）
図２０は、本発明の第１１実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗のバイアス電流源の回路構成を示す図である。
図２０において、このバイアス電流源には、電界効果トランジスタＭ６１〜Ｍ６７および抵抗Ｒ１３が設けられている。そして、電界効果トランジスタＭ６１のソースは、抵抗Ｒ１３を介して電界効果トランジスタＭ６１、Ｍ６６、Ｍ６７のソースに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ６１、Ｍ６２のゲートは、電界効果トランジスタＭ６１のドレインに接続され、界効果トランジスタＭ６６、Ｍ６７のゲートは、電界効果トランジスタＭ６６のドレインに接続されている。
【００５６】
また、電界効果トランジスタＭ６３のドレインは、電界効果トランジスタＭ６１のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ６４のドレインは、電界効果トランジスタＭ６２のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ６５のドレインは、電界効果トランジスタＭ６６のドレインに接続されている。また、電界効果トランジスタＭ６３〜Ｍ６５のゲートは、電界効果トランジスタＭ６２のドレインに接続され、電界効果トランジスタＭ６３〜Ｍ６５のソースは共通に接続されている。
【００５７】
なお、電界効果トランジスタＭ６３、Ｍ６４のゲート幅は同一に設定され、電界効果トランジスタＭ６２のゲート幅は、電界効果トランジスタＭ６１のゲート幅より大きくなるように設定されている。
【００５８】
そして、電界効果トランジスタＭ６２のドレインには、電界効果トランジスタＭ６１、Ｍ６２のゲート幅および抵抗Ｒ１３の値で決まる電流が流れる。そして、電界効果トランジスタＭ６４、Ｍ６５のカレントミラー動作により、電界効果トランジスタＭ６２のドレインに流れる電流の値に対応した電流が電界効果トランジスタＭ６６のドレインに流れる。さらに、電界効果トランジスタＭ６６、Ｍ６７のカレントミラー動作により、電界効果トランジスタＭ６６のドレインに流れる電流の値に対応した電流が電界効果トランジスタＭ６７のドレインに流れ、バイアス電流が出力される。
【００５９】
これにより、バイアス電流源のコンダクタンスを一定に保持することができ、電界効果トランジスタの特性のバラツキや温度変動が発生した場合においても、負性抵抗の値を安定化することが可能となる。
なお、図２０のバイアス電流源は、図１３〜図１５のバイアス電流源ＩＳ１、ＩＳ２、図１６〜図１８のバイアス電流源ＩＳ３、ＩＳ４、図１９のバイアス電流源ＩＳ５として用いることができる。
【００６０】
（第１２実施形態）
図２１は、本発明の第１２実施形態に係る増幅回路が適用される無線受信機の概略構成を示すブロック図である。
図２１において、無線受信機には、空間を伝播する無線周波数信号を受信する受信アンテナ１０１、受信アンテナ１０１にて受信された無線周波数信号を増幅するローノイズアンプ１０２、受信信号のダウンコンバートを行う差動型のダウンコンバータ１０３、ダウンコンバータ１０３から出力された同相成分Ｉおよび直交成分Ｑから不要な高域成分をそれぞれ除去するフィルタ素子１０４、１０５、フィルタ素子１０４、１０５を通過した微小な電流信号を増幅するオペアンプ１０６が設けられている。
【００６１】
ここで、オペアンプ１０６には、反転入力端子および非反転入力端子が設けられるとともに、反転出力端子および非反転出力端子が設けられている。そして、オペアンプ１０６の反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ１を介してオペアンプ１０６の反転入力端子に接続されている。また、帰還抵抗ＦＲ１には、コンデンサＣ１が並列接続されている。また、オペアンプ１０６の非反転出力端子は、帰還抵抗ＦＲ２を介してオペアンプ１０６の非反転入力端子に接続されている。また、帰還抵抗ＦＲ２には、コンデンサＣ２が並列接続されている。さらに、オペアンプ１０６の反転入力端子と非反転入力端子との間には、負性抵抗ＮＲ１が接続されている。
【００６２】
そして、受信アンテナ１０１にて受信された無線周波数信号は、ローノイズアンプ１０２にて増幅された後、ダウンコンバータ１０３に入力される。そして、ダウンコンバータ１０３において、ローノイズアンプ１０２にて増幅された無線周波数信号が局部発振信号ＬＩ、ＬＱと乗算されることでダウンコンバートされ、ベースバンド信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑが生成される。
【００６３】
そして、ダウンコンバータ１０３にて生成されたベースバンド信号の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑは、フィルタ回路１０４、１０５にて不要な周波数成分がそれぞれ除去された後、オペアンプ１０６にて増幅される。
【００６４】
ここで、オペアンプ１０６の反転入力端子と非反転入力端子との間に負性抵抗ＮＲ１１を接続することで、オペアンプ１０６の消費電力の増大を抑制しつつ、オペアンプ１０６自体が発生するノイズを低減させることができ、ＮＦを改善することができる。
なお、図２１の実施形態では、ダイレクトコンバート方式の無線受信機に図１の増幅回路を適用する方法について説明したが、無線周波数信号を中間周波信号に一旦変換してからベースバンド信号に変換する無線受信機に図１の増幅回路を適用するようにしてもよい。
また、上述した実施形態では、電界効果トランジスタを用いて負性抵抗を構成する方法について説明したが、電界効果トランジスタの代わりにバイポーラトランジスタを用いるようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６５】
【図１】本発明の第１実施形態に係る増幅回路が適用される無線受信回路の概略構成を示すブロック図。
【図２】図１のミキサＭＸの回路構成の一例を示す図。
【図３】図１のオペアンプＡＰの入力側を信号源と入力抵抗を用いてモデル化した構成を示す図。
【図４】図３のオペアンプＡＰ２の非反転入力端子を接地した場合の回路構成を示す図。
【図５】図１のオペアンプＡＰ２をトランスインピーダンスアンプとして用いた場合の一般的な回路構成を示す図。
【図６】図５のトランスインピーダンスアンプから信号源Ｖｓを除去し、オペアンプＡＰ２のノイズ源Ｖｎを入力換算で表現した図。
【図７】図５のノイズ源ＶｎをオペアンプＡＰ２の入力の接地側に付け替えて表現した図。
【図８】図７の構成を書き直した図。
【図９】図８のオペアンプＡＰ２の入力側に負性抵抗Ｒ３を付加した構成を示す図。
【図１０】図９の負性抵抗Ｒ３を図５のトランスインピーダンスアンプに追加して表現した図。
【図１１】本発明の第２実施形態に係る増幅回路の概略構成を示す回路図。
【図１２】本発明の第３実施形態に係る増幅回路の概略構成を示す回路図。
【図１３】本発明の第４実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図。
【図１４】本発明の第５実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図。
【図１５】本発明の第６実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図。
【図１６】本発明の第７実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図。
【図１７】本発明の第８実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図。
【図１８】本発明の第９実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗の回路構成を示す図。
【図１９】本発明の第１０実施形態に係る増幅回路に用いられた負性抵抗の回路構成を示す図。
【図２０】本発明の第１１実施形態に係る増幅回路に用いられる負性抵抗のバイアス電流源の回路構成を示す図。
【図２１】本発明の第１２実施形態に係る増幅回路が適用される無線受信機の概略構成を示すブロック図。
【符号の説明】
【００６６】
ＬＡ、１０２  ローノイズアンプ、ＭＸ  ミキサ、ＡＰ、ＡＰ２  オペアンプ、ＮＲ１１、ＮＲ１１ａ、ＮＲ１１ｂ、Ｒ３、ＮＲ２１、ＮＲ１  負性抵抗、ＦＲ１１、ＦＲ１２、Ｒ２、ＦＲ２２、ＦＲ１、ＦＲ２  帰還抵抗、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１、Ｃ２２、Ｃ１、Ｃ２  コンデンサ、Ｍ２１〜Ｍ２４、Ｍ３１、Ｍ３２、Ｍ４１〜Ｍ４６、Ｍ５１〜Ｍ５５、Ｍ６１〜Ｍ６７  電界効果トランジスタ、ＩＲ１１、ＩＲ１２、Ｒ１、ＩＲ２１、ＩＲ１ａ、ＩＲ１ｂ  入力抵抗、Ｖｓ  信号源、Ｖｎ  ノイズ源、ＩＶ１、ＩＶ２  インバータ、ＩＳ１〜ＩＳ５  バイアス電流源、ＣＰ  コンパレータ、Ｒ１１、Ｒ１２  検出抵抗、Ｒ１３  抵抗、１０１  受信アンテナ、１０３  ダウンコンバータ、１０４、１０５  フィルタ素子、１０６  オペアンプ
【図１】
2010147988.tif 000003
【図２】
2010147988.tif 000004
【図３】
2010147988.tif 000005
【図４】
2010147988.tif 000006
【図５】
2010147988.tif 000007
【図６】
2010147988.tif 000008
【図７】
2010147988.tif 000009
【図８】
2010147988.tif 000010
【図９】
2010147988.tif 000011
【図１０】
2010147988.tif 000012
【図１１】
2010147988.tif 000013
【図１２】
2010147988.tif 000014
【図１３】
2010147988.tif 000015
【図１４】
2010147988.tif 000016
【図１５】
2010147988.tif 000017
【図１６】
2010147988.tif 000018
【図１７】
2010147988.tif 000019
【図１８】
2010147988.tif 000020
【図１９】
2010147988.tif 000021
【図２０】
2010147988.tif 000022
【図２１】
2010147988.tif 000023