(57)【要約】【課題】帯域の狭い送信波により、２つの送受信装置の間の距離を測定する【解決手段】所定の基準周波数の正弦波を出力する基準発振器１０と、第１受信アンテナ２０により受信した信号を入力して、基準周波数に周波数変換する第１周波数変換器１２と、基準発振器の出力信号と、第１周波数変換器の出力信号との位相を比較する第１位相比較器１１と、第１位相比較器によって比較される位相差が零となるように、正弦波の位相及び周波数を変化させる電圧制御発振器１４と、電圧制御発振器の出力信号、又は、その出力信号の周波数を、より高い周波数に変換して第１送信アンテナに出力する送信器１４、１５と、送信器の出力する正弦波の位相と、基準発振器の出力する正弦波の位相とを比較して、その位相差に応じた信号を距離信号として出力する第２位相比較器１６とを有する。また、第２送受信装置は、第２受信アンテナにより受信した信号の周波数を変換して、第２送信アンテナに出力する第２周波数変換器５０を有する。【選択図】図１
2010122050.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１送受信装置及び第２送受信装置から成り、第１送受信装置と第２送受信装置との間の距離を測定する距離測定装置において、
前記第１送受信装置は、
前記第２送受信装置に向けて信号を送信する第１送信アンテナと、
前記第２送受信装置から送信信号を受信する第１受信アンテナと、
所定の基準周波数の所定波形の信号を出力する基準発振器と、
前記第１受信アンテナにより受信した信号を入力して、基準周波数の信号に周波数変換する第１周波数変換器と、
前記基準発振器の出力信号と、前記第１周波数変換器の出力信号との位相を比較する第１位相比較器と、
前記第１位相比較器によって比較される位相差が零となるように、波形の位相及び周波数を変化させる電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器の出力信号の周波数のまま、又は、その出力信号の周波数を、所定周波数に変換して、単一周波数の正弦波信号として前記第１送信アンテナに出力する送信器と、
前記電圧制御発振器の出力信号の位相と、前記基準発振器の出力信号との位相とを比較して、その位相差に応じた信号を距離信号として出力する第２位相比較器と、
を有し、
前記第２送受信装置は、
前記第１送受信装置から送信された信号を受信する第２受信アンテナと、
前記第１送受信装置に向けて信号を送信する第２送信アンテナと、
前記第２受信アンテナにより受信した信号の周波数を変換して、第２送信アンテナに出力する第２周波数変換器と、
を有することを特徴とする距離測定装置。
【請求項２】
前記第１周波数変換器は、前記基準発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器、又は、分周する分周器と、前記第１受信アンテナの受信信号と、前記逓倍器又は分周器の出力信号との積を求めるミキサーとを有することを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
【請求項３】
前記第１周波数変換器は、前記電圧制御発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器、又は、分周する分周器と、前記第１受信アンテナの受信信号と、前記逓倍器又は分周器の出力信号との積を求めるミキサーとを有することを特徴とする請求項１に記載の距離測定装置。
【請求項４】
前記第２周波数変換器は、第２受信アンテによる受信信号と同一周波数、同一位相の信号を発生する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器又は分周する分周器とを有することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載の距離測定装置。
【請求項５】
前記第２送受信装置は、所定周波数の信号を発振する第２基準発振器を有し、
前記第２周波数変換器は、前記第２基準発振器の出力信号の周波数を逓倍する第２逓倍器、又は、分周する第２分周器と、前記第２受信アンテナの受信信号と、前記第２逓倍器又は第２分周器の出力信号との積を求める第２ミキサーと、
前記第２ミキサーの出力信号の周波数を変換する第２電圧制御発振器と
を有することを特徴とする請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載の距離測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は２つの送受信装置の間で単一の正弦波を送受信して、それら２つの送受信装置間の距離を測定する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電磁波を反射する対象物までの距離を測定する装置として、特許文献１に記載の装置が知られている。この装置は、送受信装置と、反射対象物との間でフェーズロックドループを形成して、その時の同期周波数から距離を測定するものである。
また、本発明者により発明された、特許文献２、３のように、送受信装置を２個１組として、２つの送受信装置間でフェーズロックドループを形成し、数ＭＨｚ程度の矩形波を数百乃至数ＧＨｚの高周波搬送波に載せて当該数ＭＨｚ程度の矩形波の位相遅れを検出する装置が知られている。
【特許文献１】特開２００４−１９８３０６
【特許文献２】特開２００８−０３２５３５
【特許文献３】特開２００８−１２２２５５
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかし、特許文献１に開示の方法は、送信信号と、その反射波の受信信号との間で、同期のかかる周波数を検出して、その周波数から、送信器と反射物間の距離を測定する方法である。周波数を、順次、変更して、同期する周波数を検出するのが困難であるという問題がある。また、特許文献２、３の方法では、矩形波を変調するために、帯域幅が広く必要となる。極微弱電波を用いて距離を測定する場合には、感度を高くして、電波を受信する必要があるが、感度を向上させると、混信を生じる。したがって、極微弱電波を受信する場合には、混信を抑制するために、信号の帯域が極小帯域幅であることが望ましい。
そこで本発明の目的は、構造簡単にして、使用帯域を狭くした、距離測定装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
請求項１に係る発明は、第１送受信装置及び第２送受信装置から成り、第１送受信装置と第２送受信装置との間の距離を測定する距離測定装置において、第１送受信装置は、第２送受信装置に向けて信号を送信する第１送信アンテナと、第２送受信装置から送信信号を受信する第１受信アンテナと、所定の基準周波数の所定波形の信号を出力する基準発振器と、第１受信アンテナにより受信した信号を入力して、基準周波数の信号に周波数変換する第１周波数変換器と、基準発振器の出力信号と、第１周波数変換器の出力信号との位相を比較する第１位相比較器と、第１位相比較器によって比較される位相差が零となるように、波形の位相及び周波数を変化させる電圧制御発振器と、電圧制御発振器の出力信号の周波数のまま、又は、その出力信号の周波数を、所定周波数に変換して、単一周波数の正弦波信号として第１送信アンテナに出力する送信器と、電圧制御発振器の出力信号の位相と、基準発振器の出力信号との位相とを比較して、その位相差に応じた信号を距離信号として出力する第２位相比較器と、を有し、第２送受信装置は、第１送受信装置から送信された信号を受信する第２受信アンテナと、第１送受信装置に向けて信号を送信する第２送信アンテナと、第２受信アンテナにより受信した信号の周波数を変換して、第２送信アンテナに出力する第２周波数変換器と、を有することを特徴とする距離測定装置である。  
【０００５】
尚、本発明において、送信アンテナと受信アンテナは必ずしも独立したアンテナとする必要は無い。例えば、サーキュレータ又はデュプレクサを用いることで、送受信兼用のアンテナを１つずつ、第１の送受信装置及び／又は第２の送受信装置に設ける構成としても良い。送信器は、電圧制御発振器の出力信号をそのまま増幅する送信器、又は、電圧制御発信器の出力信号を所定周波数に変換して送出する送信器である。所定周波数への変換は、アップコンバート、ダウンコンバートを含む。基準発振器、第２基準発振器は、正弦波発振器でも、矩形波発振器でも良い。電圧制御発振器、第２電圧制御発振器は、正弦波発振器でも、矩形波発振器でも良い。さらに、逓倍器、第２逓倍器、分周器、第２分周器は、正弦波を分周するものでも、矩形波を分周するものであっても良い。また、第１位相比較器、第２位相比較器は、正弦波で、位相比較するものでも、矩形波で、位相比較するものであっても良い。要するに、本発明は、距離測定に用いる電波は、単一周波数の正弦波が用いられている。距離測定の位相比較に用いるベースバンド信号は、正弦波であっても、矩形波であっても良い。余弦波は、正弦波に対して位相が９０度異なるだけであるので、正弦波は、余弦波を含む概念である。
【０００６】
また、第１周波数変換器は、逓倍器、分周期の他、ミキサーを用いても良い。例えば、第１周波数変換器は、基準発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器、又は、分周する分周器と、第１受信アンテナの受信信号と、逓倍器又は分周器の出力信号との積を求めるミキサーとを有する構成としても良い。
【０００７】
また、第１周波数変換器は、電圧制御発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器、又は、分周する分周器と、第１受信アンテナの受信信号と、逓倍器又は分周器の出力信号との積を求めるミキサーとを有する構成としても良い。
【０００８】
さらに、第２周波数変換器は、第２受信アンテによる受信信号と同一周波数、同一位相の信号を発生する電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の出力信号の周波数を逓倍する逓倍器又は分周する分周器とを有する構成としても良い。
また、第２送受信装置は、所定周波数の信号を発振する第２基準発振器を有し、第２周波数変換器は、第２基準発振器の出力信号の周波数を逓倍する第２逓倍器、又は、分周する第２分周器と、第２受信アンテナの受信信号と、第２逓倍器又は第２分周器の出力信号との積を求める第２ミキサーと、第２ミキサーの出力信号の周波数を変換する第２電圧制御発振器とを有する構成としても良い。
【発明の効果】
【０００９】
本発明では、第１送受信装置が、単一周波数の正弦波信号を送信して、第２送受信装置が、この信号を周波数変換して、周波数変換した単一周波数の正弦波信号を第１送受信装置に返信している。そして、第１送受信装置では、単一周波数の波形の信号と、第１送受信装置で受信した波形の信号との間で、位相同期するようにして、第１送受信装置から送信する正弦波信号の位相を制御している。電圧制御発振器の出力信号の位相と基準発振器の出力信号との位相差とから、第１送受信装置と第２送受信装置との間の距離を測定するようにしている。したがって、距離測定に使用している電波の周波数は、単一周波数であり、使用帯域が極めて狭いものとなる。また、第１送受信装置と第２送受信装置との間で、一巡のＰＬＬが形成されているので、第１送受信装置と第２送受信装置とが移動していても、検出される位相が安定したものとなり、移動体間における距離測定を安定して得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１０】
以下、ブロック図を用いて本発明の具体的な実施例を説明する。ブロック図に記載された各構成部品は、必要な作用を有するものであれば、入手可能な任意のものを用いることができる。尚、本発明の主旨を逸脱しない範囲で、各構成部品を置換したり、他の構成部品を追加することは当然に本発明の範囲内である。尚、以下の実施例の構成においては、説明の都合上、第１送受信装置及び第２送受信装置は、送信アンテナと受信アンテナを独立した２本有する構成のみを示している。しかし本発明の実施においては、送信アンテナと受信アンテナは必ずしも独立したアンテナとする必要は無い。例えば、サーキュレータ又はデュプレクサを用いることで、送受信兼用のアンテナを１つずつ、第１の送受信装置及び／又は第２の送受信装置に設ける構成としても良い。
【実施例１】
【００１１】
図１は本発明の具体的な実施例に係る第１送受信装置１００及び第２送受信装置２００の具体的な構成を示すブロック図である。
【００１２】
図１の第１送受信装置１００は、単一基準周波数ｆの基準信号である正弦波を発振する基準発振器１０と、第２送受信装置２００からの送信信号を受信する第１受信アンテナ２０と、その受信信号を増幅する増幅器１９と、その増幅器の出力信号を基準信号の単一周波数の正弦波に周波数変換する第１周波数変換器１２と、基準発振器１０の出力する基準信号の正弦波の位相と、第１周波数変換器１２の出力する正弦波の位相とを比較する第１位相比較器１１とを有している。また、第１送受信装置１００は、第１位相比較器１１の出力する位相差信号を積分するループフィルタ１３と、そのループフィルタ１３の出力電圧に応じて、発振周波数を変化させる電圧制御発振器１４、その出力信号を増幅する増幅器１５と、その出力信号を送信するための第１送信アンテナ１８を有している。また、基準発振器１０の出力する基準信号の正弦波の位相と、電圧制御発振器１４の出力する正弦波の位相とを比較する第２位相比較器１６と、その出力を積分するローパスフィルタ１７とを有している。
【００１３】
第２送受信装置２００は、第１送受信装置１００から送信された信号を受信する第２受信アンテナ５１と、第２受信アンテナ５１で受信された信号を周波数変換する第２周波数変換器５０とを有している。実施例１では、第１周波数変換器１２は、１／１０の分周器、第２周波数変換器５０には、１０倍の逓倍器を用いた。
【００１４】
次に、本装置の作用を説明する。本実施例では、基準発振器１０の出力する基準信号は、周波数１０ＭＨｚの正弦波である。また、電圧制御発振器１４の出力する信号も、周波数１０ＭＨｚの正弦波である。また、第２送受信装置２００では、受信された１０ＭＨｚの正弦波を、１００ＭＨｚの正弦波に周波数変換して、第２送信アンテナから、送信される。
【００１５】
基準発振器１０の出力信号を
【数１】
2010122050.tif 000003
とする。ただし、０≦θ1 ＜２πである。
また、電圧制御発振器１４の出力信号を
【数２】
2010122050.tif 000004
とする。ただし、０≦θ2 ＜２πである。
【００１６】
第１送信アンテナ１８から第２受信アンテナ５１間の伝搬遅延時間をΔｔとすると、第２受信アンテナ５１で受信される信号は、
【数３】
2010122050.tif 000005
となる。
ただし、ｎ1 は、位相を主値（０以上、２πより小さい値）とするため値である。すなわち、ｎ1 は、０≦θ2 −ωΔｔ−２ｎ1π＜２πを満たす整数である。
【００１７】
すると、第２周波数変換器５０の出力信号、すなわち、第２送信アンテナ５２から送信される信号は、
【数４】
2010122050.tif 000006
となる。
ただし、ｎ3 は、位相を主値とするための値である。すなわち、ｎ3 は、０≦Ｎθ2 −ＮωΔｔ−２ｎ3π＜２πを満たす整数である。
【００１８】
次に、第１受信アンテナ２０の受信信号は、第２送信アンテナ５２から第１受信アンテナ２０間の伝搬遅延時間はΔｔであるので、
【数５】
2010122050.tif 000007
となる。ただし、ｎ4 は、位相を主値とする値である。すなわち、ｎ4 は、０≦Ｎθ2 −２ＮωΔｔ−２ｎ4π＜２πを満たす整数である。
【００１９】
次に、第１周波数変換器１２で１／Ｎに周波数変換された信号は、
【数６】
2010122050.tif 000008
となる。
ただし、ｍ＝０，１，２，…Ｎである。２ｍπ／Ｎは、第１周波数変換器１２の分周による不確定位相差である。また、ｋは、０≦θ2 −２ωΔｔ−２ｎ4π／Ｎ−２ｍπ／Ｎ−２ｋπ＜２πを、満たす、整数である。不確定位相差２ｍπ／Ｎは、元の正弦波の零点と、分周周波数の制限波との位相関係で決定される値であって、分周器の分周タイミングによって、偶然的に決定される値である。２ｍπ／Ｎは、分周器による遅れ位相と見ることができる。
【００２０】
電圧制御発振器１４は、第１位相比較器１１により比較される位相差が零となるように、周波数と、位相θ2 を決定する。したがって、
【数７】
2010122050.tif 000009
すなわち、電圧制御発振器１４の出力信号は、
【数８】
2010122050.tif 000010
となる。＋２ｍπ／Ｎは、第１周波数変換器１２による分周位相遅れを補償するために、遅れ位相と等量だけ、位相を進めることで、第１位相比較器１１により比較される２つの位相差は、零となる。
【００２１】
このようにして、本装置では、基準信号の位相θ1 に対して、第１送受信装置１００と第２送受信装置２００との間の往復の伝搬遅延時間２Δｔに相当する位相２ωΔｔに、（２ｎ4π／Ｎ＋２ｍπ／Ｎ＋２ｋπ）を加算した値だけ、位相を進めて、第１送信アンテナ１８から送信する。このことにより、第１周波数変換器１２の出力信号は、sin(ωt+θ1 ）となり、その位相は、基準信号の位相θ1 と一致することになる。このように、第１位相比較器１１の出力する位相差が零となるように、周波数と位相のフィードバックがかかり、第１送受信装置１００と第２送受信装置２００との間で形成される一巡のＰＬＬは、安定することになる。
【００２２】
また、第２位相比較器１６の出力する位相差Δθは、
【数９】
2010122050.tif 000011
となる。
ただし、ｉ、ｊは、Δθを、主知とするための整数で、ｉは、０≦θ2 −θ1 −２ｉπ＜０を満たす整数、ｊは、０≦２ωΔｔ＋２ｎ4π／Ｎ＋２ｍπ／Ｎ＋２ｊπ＜０を満たす整数である。また、ｐは整数で、ｐ＝ｎ4 ＋ｍ＋Ｎｊである。この時、０≦Δθ＜２πとすることができる。
ただし、距離の測定可能範囲は、次のように制限される。第１送受信装置１００の受信信号を表す（５）式から、２ＮωΔｔに、２ｍπを加算した時の正弦波の値は、変化がないので、判別し得るΔｔの範囲は、次式で表される。
【数１０】
2010122050.tif 000012
【００２３】
したがって、測定可能距離（片道）Ｌは、次式で表される。
【数１１】
2010122050.tif 000013
ただし、ｃは、光速である。
【００２４】
そして、伝搬遅延時間（片道）Δｔは、検出位相差Δθを用いて、（９）式から、次のように求められる。
【数１２】
2010122050.tif 000014
よって、第１送受信装置１００と第２送受信装置２００との間の距離（片道）Ｌは、次式で求められる。
【数１３】
2010122050.tif 000015
【００２５】
このようにして、検出位相差Δθを測定して、（１３）式を用いて、距離Ｌを測定することができる。この場合に、距離Ｌが、（１１）式の絶対距離測定可能範囲に存在するように、検出位相差Δθから求められる距離ｃΔθ／（２ω）を、ｃｐπ／（Ｎω）だけ補正する。すなわち、検出位相差Δθから求められる距離ｃΔθ／（２ω）が、（１１）式の絶対距離測定可能範囲を越える場合には、ｃｐπ／（Ｎω）を減算して、距離が、その絶対測定可能範囲に存在するように、整数ｐを決定することになる。すなわち、測定距離が、（１１）式の範囲であることが、予め分かっている場合には、決定された、ｐから、その範囲の距離、すなわち、絶対距離が測定できる。換言すると、距離Ｌに対応した真の測定値Δθは、０以上、２π／Ｎより小さい値でなければならない。したがって、補正された測定値Δθ’が、０≦Δθ’＜２π／Ｎとなるように、Δθ’＝Δθ＋ｐπ／（Ｎω）で補正した上で、補正測定値Δθ’から真の遅延時間Δｔを求めることになる。
【００２６】
本発明では、空間を伝搬する電磁波は、１０ＭＨｚと、１００ＮＨｚの単一の周波数であるので、使用帯域幅が、極めて狭いものとなる。また、単一周波数だけを用いて、周波数変換するだけであるので、回路構成が極めて簡単となる。
【００２７】
このようにして、第１送受信装置と第２送受信装置との間の絶対距離を測定することができる。上記の例では、１００ＭＨｚに対応する波長３ｍの往復距離（装置間距離で１．５ｍ）が測定できる。
【００２８】
また、第２送受信装置２００において、周波数変換をすることなく、そのまま、１０ＭＨｚで第１送受信装置１００に送信すれば、測定可能な絶対距離範囲は、往復距離で３０ｍとなる。
【００２９】
また、第２送受信装置２００の第２周波数変換器５０の変換周波数を、第２送受信装置２００毎に、固有の値に変化させることで、第１送受信装置は、受信信号の周波数をチューニングすることで、各第２送受信装置２００との距離を測定することができる。
【実施例２】
【００３０】
実施例２は、実施例１の第１送受信装置１００の第１周波数変換器１２を、逓倍器とミキサーとで構成したものである。他の構成は、図１と同一である。
図２に示すように、第１周波数変換器１２は、基準発振器１０の出力する基準信号の周波数をＭ倍する逓倍器１２１と、その逓倍器１２１の出力信号と、受信信号とをミキシングするミキサー１２０と、そのミキサー１２０の出力のうち下帯域だけを抽出する帯域通過フィルタ１２２とで構成されている。
【００３１】
逓倍器１２１の出力信号は、
【数１４】
2010122050.tif 000016
となる。
ただし、ｎ5 は、位相を主値とするための値である。すなわち、ｎ5 は、０≦Ｍθ1 −２ｎ5π＜２πを満たす整数である。
【００３２】
したがって、帯域通過フィルタ１２２の出力であって、第１位相比較器１１の入力信号は、
【数１５】
2010122050.tif 000017
である。ただし、Ｎ−Ｍ＝１である。ｎ6 、ｎ7 は、位相を主値とするための値である。すなわち、ｎ7 は、ｎ7 ＝ｎ6 −ｎ5 で、０≦Ｎθ2 −（Ｎ−１）θ1 −２ＮωΔｔ−２ｎ7π＜２πを満たす整数である。
【００３３】
第１位相比較器１１の出力する位相差が零となるように、電圧制御発振器１４の発振周波数と、位相が決定されるので、
【数１６】
2010122050.tif 000018
となり、（７）式と同一となる。したがって、距離Ｌが、（１１）式の絶対距離測定可能範囲に存在するように、検出位相差Δθから求められる距離ｃΔθ／（２ω）を、ｃｎ7π／（Ｎω）だけ補正する。すなわち、検出位相差Δθから求められる距離ｃΔθ／（２ω）が、（１１）式の最大値ｃπ／（Ｎω）を越える場合には、ｃｎ7π／（Ｎω）を減算して、距離が、その絶対測定可能範囲に存在するように、整数ｎ7 を決定することになる。すなわち、測定距離が、（１１）式の範囲であることが、予め分かっている場合には、決定された、ｎ7 から、その範囲の距離、すなわち、絶対距離が測定できる。同様に、補正された測定値Δθ’が、０≦Δθ’＜２π／Ｎとなるように、Δθ’＝Δθ＋ｎ7 π／（Ｎω）で補正した上で、補正測定値Δθ’から真の遅延時間Δｔを求めても良い。本実施例においても、第２周波数変換器５０の変換周波数を第２送受信装置２００毎に変化させ、第１周波数変換装置１２の逓倍器１２１のＭを可変設定して、ダウンコンバートする周波数を可変設定するようにすれば、第１送受信装置１００は、各第２送受信装置からだけの信号をチューニングすることができる。
【実施例３】
【００３４】
本実施例３は、実施例２と異なり、逓倍器１２１への入力信号を、電圧制御発振器１４の出力信号としたことである。
そうすると、逓倍器１２１の出力信号は、
【数１７】
2010122050.tif 000019
となる。
ただし、ｎ8 は、位相を主値とするための値である。すなわち、ｎ8 は、０≦Ｍθ2 −２ｎ8π＜２πを満たす整数である。
【００３５】
したがって、帯域通過フィルタ１２２の出力であって、第１位相比較器１１の入力信号は、
【数１８】
2010122050.tif 000020
である。ただし、Ｎ−Ｍ＝１である。ｎ10は、位相を主値とするための値である。すなわち、ｎ10は、０≦θ2 −２ＮωΔｔ−２ｎ10π＜２πを満たす整数である。
【００３６】
第１位相比較器１１の出力する位相差が零となるように、電圧制御発振器１４の発振周波数と、位相が決定されるので、
【数１９】
2010122050.tif 000021
【００３７】
よって、第２位相比較器１６の出力する位相差Δθは、
【数２０】
2010122050.tif 000022
となる。ただし、ｑは、Δθを主値とする整数である。すなわち、０≦２ωＮΔｔ＋２ｑπ＜２πを満たす整数である。
ただし、（１０）式より明らかなように、Δｔのとり得る範囲は、０≦Δｔ＜π／（Ｎω）であるので、０≦２ωＮΔｔ＜２πとなる、すなわち、ｑ＝０である。
本実施例３の場合には、第２位相比較器１６の出力する値は、測定距離範囲が、（１１）式の０≦Ｌ＜ｃπ／（Ｎω）に存在することを前提にして、その出力値を補正することなく、距離Ｌに対応した値となる。
本実施例においても、第２周波数変換器５０の変換周波数を第２送受信装置２００毎に変化させ、第１周波数変換装置１２の逓倍器１２１のＭを可変設定して、ダウンコンバートする周波数を可変設定するようにすれば、第１送受信装置１００は、各第２送受信装置からだけの信号をチューニングすることができる。
【実施例４】
【００３８】
上記の全実施例において、第２送受信装置２００は、次のように構成することも可能である。
図４に示すように、第２受信アンテナ５１に接続された増幅器５０１、その出力から単一正弦波を抽出する帯域通過フィルタ５０２、周波数ｆの正弦波を基準信号を発振する電圧制御発振器５０５、その基準信号の位相と帯域通過フィルタ５０２の出力する信号の位相とを比較する位相比較器５０３、位相比較器５０３の出力する位相差信号を積分して、基準信号の周波数と位相を変化させるための指令電圧を出力するループフィルタ５０４を有している。また、基準信号発振器４０４の出力信号の周波数をＮ倍にする逓倍器５０６、その出力から単一周波数を抽出する帯域通過フィルタ５０７、第２送信アンテナ５２に信号を出力する増幅器５０８を有している。
【００３９】
この回路構成によると、位相比較器５０３の作用により、第２受信アンテナ５１で受信された信号と、電圧制御発振器５０５の出力信号とは、同一周波数で同一位相となる。次に、この電圧制御発振器５０５の出力信号が逓倍器５０６でＮ倍の周波数に逓倍される。したがって、上記の動作解析と同一となり、本実施例を用いても、距離測定が可能となる。
【実施例５】
【００４０】
上記の全実施例において、第２送受信装置２００の第２周波数変換装置５０において、周波数を１／Ｎに、低減するもので構成し、第１送受信装置１００の第１周波数変換装置１２を、周波数をＮ倍にする変換する装置で構成しても良い。例えば、基準信号の周波数を１０ＭＨｚ、Ｎを２、すなわち、第２送受信装置２００で、５ＭＨｚの信号に変換し、その５ＭＨｚの信号を第１送受信装置１００に送信するものであっても良い。そして、第１送受信装置１００では、受信した５ＭＨｚの信号を２倍の１０ＭＨｚに変換して、基準信号の位相比較する。この場合も、上記の解析と同様な解析が成立する。この場合には、５ＭＨｚの波長である６０ｍ以内の往復距離を測定することができる。
【実施例６】
【００４１】
図５に、本実施例の装置構成を示す。
第１送受信装置１００については、上記の全実施例に対して、次の点において異なる。基準信号発振器１０の基準周波数ｆは、２．５ＭＨｚとした。また、電圧制御発振器１４の出力信号の周波数をＭ倍にする逓倍器１４１を用いた。また、第１周波数変換器１２を周波数を１／Ｎにする分周器１２５を用いた。第２送受信装置２００は、実施例４の構成と同一である。ただし、本実施例では、逓倍器５０６に代えて、１／Ｎの分周期５１０を用いている。本実施例では、Ｎ＝２である。上記の実施例と、本実施例では、周波数の定倍、分周関係が異なるだけであるので、上記の解析は、そのまま、成立する。したがって、この実施例の場合には、往復距離６０ｍ以内の距離を測定することができる。
【実施例７】
【００４２】
本実施例は、ヘテロダイン検波方式を採用したものである。その構成を、図６に示す。第１送受信装置１００は、第１送信アンテナ１８に、増幅器６０１と、バンドパスフィルタ６０２が接続されている。電圧制御発振器６０３の発振する周波数ωの信号は、Ｎ1 倍の逓倍器６０４により、周波数Ｎ1 ωの正弦波に変換される。この周波数Ｎ1 ωの信号と、周波数ωの信号が、ミキサー６０５に入力して、周波数（Ｎ1 ＋１）ωの信号が、帯域通過フィルタ６０２に出力されるように構成されている。ここでは、Ｎ1 ＝１０で、ω／２πが、１０ＭＨｚである。したがって、送信信号の周波数は、１１０ＭＨｚである。
【００４３】
一方、第１受信アンテナ２０で受信された信号は、増幅器６２１で増幅された後に、ミキサー６２２に入力する。また、ミキサー６２２には、電圧制御発振器６２３の出力信号が入力している。この電圧制御発振器６２３の出力信号は、分周期６２４により、１／Ｎ3 に分周されて、位相比較器６２５により、分周器６２６の出力と位相比較される。そして、その位相差がループフィルタ６２７により積分されて、電圧制御発振器６２３の周波数と位相が制御される。ミキサー６２２の出力は、帯域通過フィルタ６２８に入力して、増幅器６２９により増幅された後に、位相比較器６３０に入力する。位相比較器６３０の出力する位相差がループフィルタ６３１で積分されて、電圧制御発振器６３２に入力して、その発振周波数と位相が制御される。
【００４４】
今、第１受信アンテナ２０で受信される信号が周波数３１５ＭＨｚの正弦波とすると、電圧制御発振器６２３の出力信号の周波数は、３０５ＭＨｚであり、ミキサー６２２の出力信号は、周波数１０ＭＨｚの正弦波となる。この周波数１０ＭＨｚの正弦波の周波数と位相が一致するように、電圧制御発振器６３２の出力信号の周波数と位相が制御される。この電圧制御発振器６３２の出力信号は、分周器６２６で１／２に分周されて、その出力信号は、周波数５ＭＨｚの正弦波となる。また、電圧制御発振器６２３の出力信号は、分周器６２４により、１／Ｎ3 に分周されて、位相比較器６２５に入力している。この場合には、Ｎ3 は、６１である。したがって、分周器６２４の出力は、周波数５ＭＨｚの正弦波となり、位相比較器６２５での出力する位相差が零となるように、電圧制御発振器６２３の出力信号の周波数と位相が制御される。
【００４５】
結局、上記のＰＬＬによる、周波数と位相の制御により、ミキサー６２２は、受信信号を、受信信号に同期させて、２／（Ｎ3 ＋２）にダウンコンバートする機能を有することになる。アンテナ２０により、受信された信号を、２／（Ｎ3 ＋２）にダウンコンバートされた信号の周波数に等しい電圧制御発振器６３２の出力する信号は、位相比較器６０６に入力している。位相比較器６０６には、基準信号発振器１０１の信号が入力している。  
【００４６】
基準信号発振器１０１の基準発振信号は１０ＭＨｚの正弦波である。この位相比較器６０６で、２／（Ｎ3 ＋２）にダウンコンバートされた信号と基準信号との周波数と位相が比較されて、その出力が、ループフィルタ６０７で積分されて、位相差が零となるように、電圧制御発振器６０３の周波数と位相が制御される。したがって、基準信号発振器１０１の出力する基準信号の位相θ1 と、２／（Ｎ3 ＋２）にダウンコンバートされた受信信号の位相θ2 とが、等しくなるように、電圧制御発振器６０３の出力する信号の位相が決定される。すなわち、圧制御発振器６０３の出力信号が、周波数変換されて、第１送信アンテナ１８から送信されて、第２送受信装置２００で、折り返されて、第１受信アンテナ２０により受信された受信信号が２／（Ｎ3 ＋２）にダウンコンバートされて、位相比較器６０６に入力するまでの遅延位相量だけ、電圧制御発振器６０３の信号の位相が進められることになる。
【００４７】
第２送受信装置２００は、基準周波数の信号にダウンコンバートして、所定の周波数にアップコンバートして、第２送信アンテナ５２から送信する装置である。第２受信アンテナ５１で受信された信号は、ミキサー６５１に入力し、その出力が位相比較器６５２に入力している。また、ミキサー６５１には、復調用の搬送波が入力している。位相比較器６５２には、電圧制御発振器６５３の出力する信号が入力され、その信号と受信信号との位相が比較される。位相比較器６５２の出力は、ループフィルタ６５４により積分されて、位相比較器６５２に入力する２つの信号の位相差が零となるように、電圧制御発振器６５３の発振信号の周波数と位相が制御される。電圧制御発振器６５３の出力信号は、逓倍器６５５により、Ｎ1 倍の周波数に逓倍されて、ミキサー６５１に入力する。ここでは、Ｎ1 ＝１０である。したがって、１１０ＭＨｚの受信信号は、電圧制御発振器６５３の出力信号により、１０ＭＨｚの信号に変換される。すなわち、ミキサーは受信信号を、１／（Ｎ1 ＋１）に分周する機能を有することになる。この電圧制御発振器６５３の出力信号は、分周器６５６に入力し、１／２に分周されて、周波数５ＭＨｚとなり、位相比較器６５７に入力している。位相比較器６５７には、第２送信アンテナ５２から送信される送信信号が分周器６５８により、１／Ｎ2 に分周される。ここでは、Ｎ2 ＝６３である。そして、位相比較器６５７の出力は、ループフィルタ６５９により積分されて、電圧制御発振器６６０の制御電圧となる。したがって、位相比較器６５７に入力する２つの入力信号の位相差が零となるように、電圧制御発振器６６０の発振信号の周波数と位相が制御される。この場合には、第２送信アンテナ５２から送信される送信信号の周波数は、３１５ＭＨｚとなる。
【００４８】
このようにして、第２送受信装置２００は、受信信号に同期して、所望の周波数に変換された後、第１送受信装置１００に向けて送信される。分周器６５８の分周比Ｎ2 を変化させることで、第２送受信装置２００から返信する送信信号の周波数を、第２送受信装置２００毎に変化させることができる。また、第１送受信装置１００においては、分周器６２４の分周比Ｎ3 を変化させることで、第２送受信装置２００毎に、受信信号のチューニングを行うことができる。
【００４９】
第１送受信装置１００において、距離は、基準信号発振器１０１の出力する基準信号と、電圧制御発振器６０３の出力する信号を入力する位相比較器１６１の出力する位相差Δθから、求められる。上記の場合には、この位相差Δθが、往復距離Ｌを表すのは、第２送受信装置２００から第１送受信装置１００への送信信号の周波数３１５ＭＨｚの波長０．９５ｍまでの距離である。
【００５０】
次に、図６の回路の各点における波形を解析する。
第１送受信装置１００から第２送受信装置への送信信号の角各周波数をω3 、伝播時間をΔt 1 、第２送受信装置２００から第１送受信装置への送信信号の角周波数をω4 、伝播時間をΔt2 とする。また、第２送受信装置２００の復調搬送波の角周波数をω2 、第１送受信装置１００の復調搬送波の角周波数をω5 、基準信号発振器１０１の出力する基準発振信号の角周波数をω1 、位相をθ1 とする。また、逓倍器６５５、６０４の逓倍比をＮ1 、分周器６５８の分周比をＮ2 、分周器６２４の分周比をＮ3 とする。電圧制御発振器６０３の出力信号（ｐ1 点）の位相をθと、位相比較器６０６で比較される復調信号の位相をθ2 とする。
【数２１】
2010122050.tif 000023
【００５１】
図６における各点での信号は、次のようになる。
p1点信号
【数２２】
2010122050.tif 000024
p2点信号( ミキサー６０５の出力）
【数２３】
2010122050.tif 000025
位相は、０以上、２πより小さい範囲（主値）で定義される必要がある。n 1 は、位相を主値とするための変数であって、n1 は、0 ≦N 1 θ−2n1π<2πを満たす整数である。p3点信号( 送信点) 
【数２４】
2010122050.tif 000026
p4 点信号( 第２送受信装置２００の受信点) 
【数２５】
2010122050.tif 000027
p5点信号( 復調搬送波) 
【数２６】
2010122050.tif 000028
p6点信号(BPF出力) 
【数２７】
2010122050.tif 000029
【００５２】
位相比較器６５２における主値での位相同期により
【数２８】
2010122050.tif 000030
【数２９】
2010122050.tif 000031
p7点( 第２送受信装置２００のベースバンド復調信号) 信号
【数３０】
2010122050.tif 000032
2n5π/(N1 +1) は、第２送受信装置２００でのダウンコンバートにより発生する不確定位相である。
【００５３】
p8点(1/2分周期器６５６の出力点) 
【数３１】
2010122050.tif 000033
n6πは、1/2 分周器により発生する不確定位相である。
p10 点( 第２送受信装置２００の送信点) 
【数３２】
2010122050.tif 000034
p9点(1/N2 分周器６５８の出力点) 
【数３３】
2010122050.tif 000035
2n7π/N2 は、1/N2 分周器により発生する不確定位相である。
【００５４】
p8、p9点での信号の主値での位相整合条件（位相比較器６５７）
【数３４】
2010122050.tif 000036
よって、
【数３５】
2010122050.tif 000037
p10 点( 第２送受信装置２００の送信点) の信号
【数３６】
2010122050.tif 000038
p12 点( 第１送受信装置１００の受信点) 信号
【数３７】
2010122050.tif 000039
p13 点の信号( 第１送受信装置１００の復調搬送波) 
【数３８】
2010122050.tif 000040
p14 点(BPF出力) 信号及びp15 点
【数３９】
2010122050.tif 000041
【００５５】
よって、ベースバンド復調信号の位相θ2 は、
p16 点(1/2分周器の出力) 
【数４０】
2010122050.tif 000042
n9 πは、1/2 分周器６２６により発生する不確定位相である。
p17 点(1/N3 分周器６２４の出力) 
【数４１】
2010122050.tif 000043
2n10π/N3 は、1/N 3 分周により発生する不確定位相である。
p17 点とp16 点（位相比較器６２５）での主値での位相整合条件により、次式が成立する。
【００５６】
【数４２】
2010122050.tif 000044
よって、θ6 は、次式となる。
【数４３】
2010122050.tif 000045
よって、p14 点(BPF出力) 信号及びp15 点の信号は、次式となる。
【数４４】
2010122050.tif 000046
【００５７】
したがって、θ2 は、次式となる。
【数４５】
2010122050.tif 000047
0 ≦θ2 <2πである。
【００５８】
距離は、位相差Δθ＝θ−θ2 から求められる。
【数４６】
2010122050.tif 000048
2n5π/(N1 +1) は、第２送受信装置２００におけるダウンコンバートにより発生する不確定位相である。
4n8π/N2 は第１送受信装置１００におけるダウンコンバートにより発生する不確定位相である。
4n10π/N2 は第２送受信装置１００の1/N3 分周により発生する不確定位相である。
4n8π/N2 ＋4n10π/N2 ＝４ｍπ／/N2 であるので、ダウンコンバーと、１／２分周とを併せて、４ｍπ／/N2 が、第１送受信装置１００のダウンコンバートにより発生する不確定位相である。
2n9πN3 /N2は第１送受信装置１００の1/2 分周により発生する不確定位相である。
2n6πは、第２送受信装置２００の1/2 分周により発生する不確定性であるが、2 πの整数倍により、消去される。すなわち、θ2 は、第２送受信装置２００の1/2 分周により発生した不確定位相の周波数の2 倍の周波数での位相であるので、2 πの整数倍となり、この不確定位相は消去される。
【００５９】
このように、実施例７の装置では、独立した不確定位相が３つ存在するので、波長λ4 の範囲内であっても、位相差Δθが、距離を表すことがない。したがって、本実施例では、第１送受信装置１００と第２送受信装置２００との間で、一巡のＰＬＬをかけた状態で、第２送受信装置２００を移動させた時の移動距離、すなわち、相対距離を求めることができる。相対距離の場合には、Δθを累積することになるので、相対距離の測定可能範囲には、制限がない。
【００６０】
上記の実施例では、絶対距離可能範囲が、空間電波の周波数に応じて、制限される。そこで、上記の全実施例において、次のようにすれば、範囲を制限することなく、距離を測定することができる。まず、第１送受信装置１００と第２送受信装置２００との間で、ＰＬＬ同期が成立した時の検出位相差Δθを初期値として記憶しておく。この時の第１送受信装置１００と第２送受信装置２００との間の距離Ｌ１は、別の手段で測定する。また、第２送受信装置２００を、第１送受信装置１００に対して、上記の絶対距離可能範囲内において、検出位相差Δθの初期値を測定して、初期値の距離Ｌ１を求める。次に、このＰＬＬ同期を維持したまま、第２送受信装置２００を移動させて、検出位相Δθを測定する。検出位相差Δθは、距離Ｌの周期関数となるが、この検出位相差Δθを、累積することで、第２送受信装置２００の第１送受信装置１００に対する相対移動距離を測定することができる。また、この状態で、第２送受信装置２００の第１送受信装置１００に対する相対移動距離と、移動時間とを測定して、相対移動速度を求めることができる。また、空間伝搬に代えて、伝送線路とすれば、伝送線路の長さを求めることができる。
【００６１】
実施例１〜実施例４では、電圧制御発振器１４の出力する信号の周波数を、第１送受信装置１００から第２送受信装置２００へ伝搬させる電磁波の周波数としている。しかし、電圧制御発振器１４の出力信号を逓倍器又は分周期又はミキサーで、周波数を逓倍又は分周又は周波数変移させた、信号を空間伝搬の電磁波の周波数としても良い。この場合に、請求項の送信器は、周波数変換しない場合には、電圧制御発振器１４が送信器となり、この発振器と必要により増幅器１５とで、この送信器が構成される。周波数変換する場合には、送信器は、逓倍器、分周期、ミキサー、増幅器などを含むもので構成される。周波数を変換する場合には、位相比較器、基準信号、逓倍／分周器、ミキサーを用いたＰＬＬ回路により、周波数を変換するようにしても良い。同様に、第１周波数変換器１２、第２周波数変換器５０も、位相比較器、基準信号、逓倍／分周器、ミキサーを用いたＰＬＬ回路により構成しても良い。
【００６２】
以上の実施例では、単一周波数の正弦波による解析を示したが、第１送信アンテナ、第２送信アンテナから送信される信号が単一周波数の正弦波（余弦波）であれば良く、第１送受信装置、第２送受信装置の内部での信号処理に関しては、正弦波に同期した単一周波数（矩形波としての周期が単一）の矩形波（方形波）で、信号処理をしても良い。したがって、第１位相比較器、第２位相比較器、その他の位相比較器は、矩形波を入力するディジタルの周波数位相比較器であっても良い。また、基準発振器、電圧制御発振器の出力も正弦波であっても、矩形波であっても良い。
【産業上の利用可能性】
【００６３】
本発明は、例えばフォークリフトのような、工場或いは倉庫内の複数の運搬装置の各々に送受信周波数が互いに異なる第１の送受信装置を搭載し、当該工場或いは倉庫内で歩行する複数の作業員に第２の送受信装置を携帯させることで、近くにいる作業員の存在を運搬装置の操縦者に知らせる警告装置として使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】本発明の具体的な実施例１に係る距離測定装置の構成図。
【図２】本発明の具体的な実施例２に係る距離測定装置の構成図。
【図３】本発明の具体的な実施例３に係る距離測定装置の構成図。
【図４】本発明の具体的な実施例４に係る距離測定装置の構成図。
【図５】本発明の具体的な実施例６に係る距離測定装置の構成図。
【図６】本発明の具体的な実施例７に係る距離測定装置の構成図。
【符号の説明】
【００６５】
１００…第１送受信装置
２００…第２送受信装置
１０…基準発振器
１１…第１位相比較器
１６…第２位相比較器
１２…第１周波数変換器
１４…電圧制御発振器
５０…第２周波数変換器
１２０…ミキサー
１２１…逓倍器
【図１】
2010122050.tif 000049
【図２】
2010122050.tif 000050
【図３】
2010122050.tif 000051
【図４】
2010122050.tif 000052
【図５】
2010122050.tif 000053
【図６】
2010122050.tif 000054