(57)【要約】【課題】モータジェネレータ１０に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき、インバータ３４のスイッチング素子を操作するに際し、１電気角周期に対するキャリア周期の比の変化に起因してモータジェネレータ１０の制御性が低下すること。【解決手段】キャリア生成部３６では、回転速度ωに応じて定まる電気角周波数に同期数を乗算したものをキャリア周波数として設定する。位相補正部３８では、同期数が増加する場合、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相を遅角補正すべく、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂの積分項を補正し、同期数が減少する場合、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相を進角補正すべく、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂの積分項を補正する。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記キャリアの周波数を可変設定する可変手段と、
前記可変手段によって前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比が変更されるか否かを判断する判断手段と、
前記判断手段によって前記変更されると判断される場合、前記指令電圧の位相を補正する補正手段とを備えることを特徴とする回転機の制御装置。
【請求項２】
前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を増加させる場合、前記位相を進角補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
【請求項３】
前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を減少させる場合、前記位相を遅角補正することを特徴とする請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
【請求項４】
前記指令電圧の更新周期を、前記キャリアの周期としたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項５】
前記指令電圧は、前記制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として算出されるものであり、
前記フィードバック制御のための操作量の算出は、積分要素に基づき行われることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
【請求項６】
前記補正手段は、前記位相を補正すべく前記積分要素の値を補正することを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
【請求項７】
前記補正手段は、前記位相の補正量を、前記可変手段による前記比の変更前後の値に基づき可変設定することを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項８】
前記可変手段は、前記キャリアの周期を前記回転機の１電気角周期の整数分の１として且つ、該整数を、前記キャリア周波数が所定範囲内となるように前記回転機の回転速度に応じて可変設定することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、
前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置、及び制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の制御装置としては、キャリアの周期の整数倍を１電気角周期に一致させるようにしてキャリアの周波数を設定することも実用化されている。ここで、指令電圧は、通常、キャリア周期で更新されるため、電力変換回路の出力電圧を指令電圧に高精度に近似させるうえでは、キャリアの周波数を極力増大させることが望ましい。ただし、キャリアの周波数が高くなるほど、スイッチング周波数が増大するため、スイッチング損失が増大する。
【０００３】
そこで従来は、キャリアの周波数を回転機の回転速度に応じて増加させつつも、キャリア周波数が規定値を超える場合には、１電気角周期内のキャリア周期の数である同期数を減少させることも実用化されている。これによれば、スイッチング損失を許容範囲内とするように規定値を設定することで、スイッチング損失を抑制しつつも、キャリアの周波数を極力高くすることができる。
【０００４】
なお、従来の制御装置としては、他にも例えば下記特許文献１に記載されているものがある。
【特許文献１】特許第３１７１５０５号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記同期数を変更する場合には、変更直後において回転機を流れる電流に変動が生じる等、回転機の制御性が低下することが発明者らによって見出されている。
【０００６】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作するに際し、１電気角周期に対するキャリア周期の比の変化に起因した回転機の制御性の低下を好適に抑制することのできる回転機の制御装置、及び制御システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００８】
請求項１記載の発明は、回転機の端子を直流電源の正極及び負極のそれぞれに接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を、前記回転機に対する指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記キャリアの周波数を可変設定する可変手段と、前記可変手段によって前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比が変更されるか否かを判断する判断手段と、前記判断手段によって前記変更されると判断される場合、前記指令電圧の位相を補正する補正手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更される場合、回転機を流れる電流が変動する等、回転機の制御性が低下する。ここで、上記発明では、上記変更がなされる場合、指令電圧の位相を補正することで、上記変更に起因した制御性の低下を好適に抑制することができる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を増加させる場合、前記位相を進角補正することを特徴とする。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記補正手段は、前記回転機の１電気角周期に対する前記キャリアの周期の比を減少させる場合、前記位相を遅角補正することを特徴とする。
【００１２】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載の発明において、前記指令電圧の更新周期を、前記キャリアの周期としたことを特徴とする。
【００１３】
上記発明では、指令電圧の更新周期がキャリア周期であるため、指令電圧とキャリアとの大小比較に基づき、電力変換回路の出力電圧を指令電圧に好適に近似させることができる。また、この場合、１電気角周期に対するキャリア周期の比が増加する場合、１電気角周期に対する指令電圧の更新頻度が低くなる。そしてこれは、離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相を変化させる要因となる。このため、上記発明では、補正手段の作用効果を好適に奏することができる。
【００１４】
請求項５記載の発明は、請求項４記載の発明において、前記指令電圧は、前記制御量をその指令値にフィードバック制御するための操作量として算出されるものであり、前記フィードバック制御のための操作量の算出は、積分要素に基づき行われることを特徴とする。
【００１５】
上記発明では、積分要素を備えるために、離散化されたタイミングで更新される指令電圧の平均的な位相等に応じて、制御量を指令値にフィードバック制御する上での適切な操作量を学習することができる。ただし、１電気角周期に対するキャリア周期の比が変更される場合には、この変更前に積分要素によって学習されていた値が変更後における指令電圧の平均的な位相等にとっては適切でなくなるおそれがある。このため、上記変更直後には、回転機の制御性が低下するおそれがある。このため、上記発明では、上記補正手段の利用価値が特に高い。
【００１６】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記補正手段は、前記位相を補正すべく前記積分要素の値を補正することを特徴とする。
【００１７】
上記発明では、積分要素を補正することで、上記変更に伴う回転機の制御性をいっそう好適に抑制することができる。
【００１８】
請求項７記載の発明は、請求項４〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記補正手段は、前記位相の補正量を、前記可変手段による前記比の変更前後の値に基づき可変設定することを特徴とする。
【００１９】
離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相は、１電気角周期に対するキャリアの周期の比に依存する。このため、上記比の変更に起因した上記平均的な位相の変化量は、変更前後の上記比に依存することとなる。上記発明では、この点に鑑み、変更前後の比の値に基づき補正量を可変設定することで、位相をより適切に補正することができる。
【００２０】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記可変手段は、前記キャリアの周期を前記回転機の１電気角周期の整数分の１として且つ、該整数を、前記キャリア周波数が所定範囲内となるように前記回転機の回転速度に応じて可変設定することを特徴とする。
【００２１】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置と、前記電力変換回路とを備えることを特徴とする回転機の制御システムである。
【００２２】
上記発明では、請求項１〜８記載のいずれか１項に記載の回転機の制御装置を備えることで、信頼性の高いシステムを実現している。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２３】
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２４】
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。
【００２５】
本実施形態にかかる制御システムは、モータジェネレータ１０を制御対象とし、モータジェネレータ１０の生成するトルクを制御量とすることで、これを要求トルクに制御する。ただし、本実施形態では、要求トルクについてはこれを検出対象としないため、要求トルクへの制御は、モータジェネレータ１０を流れる電流を制御量とし、これを指令値にフィードバック制御することで間接的に行う。以下、本実施形態にかかる制御システムについて詳述する。
【００２６】
モータジェネレータ１０近傍には、各相を流れる電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を検出する電流センサ１２や、電気角(回転角度θ)を検出する角度センサ１４が設けられている。
【００２７】
そして、上記電流センサ１２の検出値(実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ)は、２相変換部２０に取り込まれる。２相変換部２０では、角度センサ１４によって検出される回転角度θに基づき、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ｄ軸上の実電流ｉｄ及びｑ軸上の実電流ｉｑに変換する。
【００２８】
一方、指令電流設定部２２では、要求トルクに基づき、ｄ軸上での指令電流ｉｄｒ及びｑ軸上での指令電流ｉｑｒを設定する。偏差算出部２４では、ｄ軸上の実電流ｉｄに対する指令電流ｉｄｒの差を算出し、偏差算出部２６では、ｑ軸上の実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差を算出する。指令電圧設定部２８では、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としてのｄ軸上の指令電圧ｖｄｒ及びｑ軸上の指令電圧ｖｑｒを設定する。詳しくは、指令電圧設定部２８は、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂを備えて構成されている。そして、フィードバック制御部２８ａでは、ｄ軸上の実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御すべく、偏差算出部２４の出力に基づき、指令電圧ｖｄｒを算出する。一方、フィードバック制御部２８ｂでは、ｑ軸上の実電流ｉｑを指令電流ｉｑｒにフィードバック制御すべく、偏差算出部２６の出力に基づき、指令電圧ｖｑｒを算出する。なお、本実施形態では、図示されるように、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂとして、比例積分制御器を例示している。
【００２９】
３相変換部３０では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒに変換する。この処理は、次のようにして行う。すなわち、まず指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒのベクトルノルムに基づき、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの振幅Ｖａｍｐを算出する。また、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの位相φを、「φ＝−ａｒｃｔａｎ（ｖｄｒ／ｖｑｒ）＋π／２」とする。そして、角度センサ１４によって検出された回転角度θに基づき、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを以下の式（ｃ１）、（ｃ２）、（ｃ３）にて表現する。
ｖｕｒ＝Ｖａｍｐ・ｃｏｓ(θ＋φ)              …（ｃ１）
ｖｖｒ＝Ｖａｍｐ・ｃｏｓ(θ＋φ−２π／３)    …（ｃ２）
ｖｗｒ＝Ｖａｍｐ・ｃｏｓ(θ＋φ＋２π／３)    …（ｃ３）
ＰＷＭ信号生成部３２では、キャリア生成部３６の出力するキャリアと、上記指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとのそれぞれの大小関係に基づき、インバータ３４の操作信号を生成する。図１では、ＰＷＭ信号生成部３６及びインバータ３４間に６本の信号線を記載している。これは、各相について、インバータ３４の高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子とのそれぞれを駆動する操作信号を各別に出力することに対応している。これにより、インバータ３４が操作されることで、インバータ３４からモータジェネレータ１０に印加される電圧を指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを模擬したものとすることができる。
【００３０】
ＰＷＭ信号生成部３２では、各相の高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子とのいずれか一方をオン操作するように操作信号を生成すべく、図２に示すように、三角波形状のキャリアと指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとの大小関係を比較する処理を行う。ちなみに、この処理は、実際には、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒとキャリアとの直接の比較に代えて、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒをインバータ３４の入力電圧の「１／２」によって規格化した信号であるＤｕｔｙ信号とキャリアとの比較として行うことが望ましい。
【００３１】
ここで、本実施形態では、図示されるように、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新タイミングを離間化している。詳しくは、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新タイミングを、キャリアが谷となるタイミングとすることで、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新周期とキャリアの周期とを一致させている。この場合、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを回転角度θに応じてアナログ的に変化させることができず、離散化された値によってこれを近似することとなる。
【００３２】
ここで、１電気角周期がキャリアの周期と比較して非常に長い場合には、インバータ３４の出力電圧が上記指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを高精度に近似することとなる。ただし、回転速度ωが上昇するにつれて１電気角周期が短くなる。こうした状況下、回転速度ωの上昇に応じてキャリア周波数を増大させる場合には、スイッチング損失の増大を招くおそれがある。
【００３３】
そこで本実施形態では、回転速度ωが所定速度以上となる場合、先の図１に示したキャリア生成部３６においてモータジェネレータ１０の回転に同期したキャリアを生成することで、いわゆる同期式ＰＷＭ制御を行う。詳しくは、速度演算部３５の出力する電気角速度(回転速度ω)に基づき、キャリア周波数を決定する。ここでは、回転速度ωを「２π」で除算した値である電気角周波数に所定の整数(同期数)を乗算した値をキャリア周波数とする。これにより、１電気角周期を、キャリア周期の整数倍とすることができる。そして、この同期数を、奇数且つ３の倍数の数とする。これは、インバータ３４の出力電圧のうちの正側の電圧と負側の電圧との対称性を確保するための設定である。これにより、１電気角周期に対するキャリアの周期が比較的大きくなる場合であっても、インバータ３４の出力電圧を指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを極力高精度に近似したものとすることができる。
【００３４】
更に、本実施形態では、キャリア周波数を、スイッチング損失を所定以下に制限可能とする所定の周波数領域とすべく、回転速度ωに応じて同期数を可変設定する。図３に、本実施形態にかかる同期数の可変設定手法を示す。図示されるように、回転速度ωが上昇することで（電気角周波数が上昇することで）、これを同期数倍することで得られるキャリア周波数も上昇する。ただし、キャリア周波数が規定値を超える場合には、同期数を減少させることで、キャリア周波数を規定値以下に制限する。ちなみに、図中、１点鎖線と実線とは、切り替えのハンチングを回避すべく、上記規定値を、同期数を増加させる側と減少させる側とで相違させていることを示している。
【００３５】
これにより、回転速度ωの上昇に伴うスイッチング損失の増大を抑制しつつも、インバータ３４の出力電圧を、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを高精度に近似したものとすることができる。
【００３６】
ところで、上記同期数を変更する際には、図４に示すように、モータジェネレータ１０を流れる電流が変動し、ひいてはモータジェネレータ１０の制御性が一時的に低下するおそれがある。図４（ａ）に、同期数を２７から２１に変更する際における指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの変動の計測結果を示し、図４（ｂ）に、このときの実電流ｉｄ，ｉｑの変動の計測結果を示す。図示されるように、同期数を減少させることで、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒがともに減少している。そしてこの際、実電流ｉｄ，ｉｑが変動している。また、図とは別に、同期数を増大させる場合についての発明者らの計測結果によれば、同期数を増大させることで、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒがともに増加することが見出された。
【００３７】
こうした現象は、同期数を増加させることで指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒが遅角側にずれ、同期数を減少させることで指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒが進角側にずれる現象であると考えられる。そして、その要因は、指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新周期の変化にあると考えられる。すなわち、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒは、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するうえで適切な値とされているが、ここでは、上記の式（ｃ１）〜（ｃ３）の電圧を印加した場合に適切な値とはなっておらず、上記（ｃ１）〜（ｃ３）によって表現される正弦波形状の指令電圧を離散化した値をインバータ３４の出力電圧とした場合に適切な値となっている。このため、各更新周期内において、インバータ３４の出力電圧は、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを上記（ｃ１）〜（ｃ３）に連続的に変換したものとする場合と比較すると、位相が遅れることとなる。すなわち、更新周期θＴ(電気角)を用いると、上記（ｃ１）〜（ｃ３）によって表現される正弦波形状の電圧における回転角度θ＋φ〜θ＋φ＋θＴの領域において、回転角度がθ＋φで近似されることとなる。このため、この領域において、インバータ３４の出力電圧の平均的な位相が「(２φ−θＴ)／２」程度となり、離散化によって平均的な位相が「θＴ／２」程度遅れることとなる。
【００３８】
ここで、本実施形態では、上述したように、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂがともに積分器を備えて構成されているため、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂは、上記位相の遅れを補償するように指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを設定するようになる。ただし、上記位相の遅れ量は、更新周期に依存するため、同期数が変更されることで、積分器によって学習されていた上記位相遅れの補償量が適切な値ではなくなる。このため、フィードバック制御によって、変更後の同期数に応じた位相遅れ量を補償するための補償量を学習することとなるが、このフィードバック制御の応答遅れに起因して、同期数の変更直後には、モータジェネレータ１０の制御性が低下することとなると考えられる。詳しくは、同期数が増大される場合には、上記位相遅れ量が減少するため、同期数の増大に伴ってインバータ３４の出力電圧が意図せずして進角側に変更されたのと同等の効果を有することとなると考えられる。また、同期数が減少される場合には、上記位相遅れ量が増大するため、同期数の減少に伴ってインバータ３４の出力電圧が意図せずして遅角側に変更されたとの同等の効果を有することとなると考えられる。
【００３９】
そこで本実施形態では、同期数が変更されると判断される場合、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒの位相をフィードフォワード補正することで、上記出力電圧の意図せぬ変化を抑制又は回避する。図５に、本実施形態にかかる指令電圧ｖｕｒ、ｖｖｒ、ｖｗｒの設定処理の手順を示す。この処理は、先の図１に示す位相補正部３８によって、キャリア周期で繰り返し実行される。
【００４０】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、回転速度ωに基づき同期数を決定する。ここでは、キャリア周波数が上記規定値以下となるとの条件下、キャリア周波数を最大化するように同期数を決定する。続くステップＳ１２においては、前回の同期数と今回の同期数とが相違するか否かを判断する。そして、相違すると判断される場合には、ステップＳ１４において、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂによって前回算出された積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）の位相Φｉ（ｎ−１）、及びノルムＮｉ（ｎ−１）を算出する。ここで位相Φｉ（ｎ−１）は、上述した指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相φの算出処理において、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）に代えることで行うことができる。
【００４１】
続くステップＳ１６においては、前回の同期数が今回の同期数よりも大きいか否かを判断する。そして、前回の同期数の方が大きい場合、ステップＳ１８において、位相Φｉ（ｎ−１）を進角補正するようにして、積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）を補正する。すなわち、位相Φｉ（ｎ−１）に補正量Δを加算したものを独立変数とする余弦関数とノルムＮｉ（ｎ−１）との乗算値として、積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）を算出し、上記加算したものを独立変数とする正弦関数にノルムＮｉ（ｎ−１）を乗算したものを積分項Ｉｎｑ（ｎ−１）とする。ここで、補正量Δは、前回の同期数と今回の同期数との差に応じて可変設定する。一方、前回の同期数の方が小さい場合には、ステップＳ２０において、位相Φｉ（ｎ−１）を遅角補正するようにして、積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）、Ｉｎｑ（ｎ−１）を補正する。この処理の具体的な手法は、上記ステップＳ１８のものと同様である。なお、上記補正量Δは、同期数の変更前の値と変更後の値とによってモータジェネレータ１０の制御量を制御した場合のそれぞれの積分項の定常値の差を予め実験等によって求めて記憶しておくことが望ましい。
【００４２】
ステップＳ１８、Ｓ２０の処理が完了する場合や、ステップＳ１２において否定判断される場合には、ステップＳ２２に移行する。ステップＳ２２においては、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒを更新する。すなわち、実電流ｉｄに対する指令電流ｉｄｒの差に積分ゲインを乗算したもの及び前回の積分項Ｉｎｄ（ｎ−１）との和である今回の積分項と、上記差に比例ゲインを乗算した比例項とを加算することで、指令電圧ｖｄｒを算出する。また、実電流ｉｑに対する指令電流ｉｑｒの差に積分ゲインを乗算したもの及び前回の積分項Ｉｎｑ（ｎ−１）の和である今回の積分項と、上記差に比例ゲインを乗算した比例項とを加算することで、指令電圧ｖｑｒを算出する。
【００４３】
続くステップＳ２４では、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒに基づき、上述した処理によって、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒを算出する。なお、ステップＳ２４の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。
【００４４】
図６に、本実施形態の効果を示す。詳しくは、図６（ａ）に、同期数を２７から２１に変更した場合のｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒの推移を示し、図６（ｂ）に、その際の実電流ｉｄ，ｉｑの推移を示す。ここでは、位相を「３．４度」進角させる処理を行った場合の計測結果を示している。図示されるように、この場合、同期数の変更に伴う実電流ｉｄ，ｉｑの変動を好適に抑制することができる。
【００４５】
図７に、位相の補正処理を行う本実施形態の場合と位相の補正処理を行わない従来例とを比較して示す。図示されるように、位相の補正処理を行うことで、ｄ軸電流の変動量を「９０％」削減できた。なお、同期数を「２７」から「２１」に減少させる際の位相の補正量として「３．４度」が適切であることから、同期数の変更による要因としては、上述した平均的な位相の変化以外の要因も含まれると考えられる。このため、補正量Δの適合に際しては、各同期数においてモータジェネレータ１０の制御量を制御する際の積分項の定常値の差を用いることが特に有効であると考えられる。
【００４６】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４７】
（１）モータジェネレータ１０の１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更されると判断される場合、指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒの位相をフィードフォワード補正した。これにより、上記変更に起因したモータジェネレータ１０の制御性の低下を好適に抑制することができる。
【００４８】
（２）指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの更新周期を、キャリアの周期とした。これにより、１電気角周期に対するキャリア周期の比が増加する場合、１電気角周期に対する指令電圧の更新頻度が低くなり、離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相を変化させる要因となる。このため、位相の補正処理の作用効果を好適に奏することができる。
【００４９】
（３）フィードバック制御部２８ａ，２８ｂを、積分器を備えて構成した。これにより、離散化されたタイミングで更新される指令電圧の平均的な位相等に応じて、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御する上での適切な操作量を学習することができる。ただし、１電気角周期に対するキャリア周期の比が変更される場合には、この変更前に積分項によって学習されていた値が変更後における指令電圧の平均的な位相等にとっては適切でなくなるおそれがある。このため、位相のフィードフォワード補正処理の利用価値が特に高い。
【００５０】
（４）同期数が変更されると判断される場合に、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相を補正すべく、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂの積分項の値をフィードフォワード補正した。これにより、上記変更に伴うモータジェネレータ１０の制御性をいっそう好適に抑制することができる。
【００５１】
（５）位相の補正量を、同期数の変更前後の値に基づき可変設定した。これにより、位相をより適切に補正することができる。
【００５２】
（その他の実施形態）
なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００５３】
・１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更されると判断される場合、指令電圧の位相を補正する補正手段としては、上記積分項をフィードフォワード補正するものに限らない。例えば、ｄｑ軸上の指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒの位相をフィードフォワード補正したり、３相の指令電圧ｖｕｒ，ｖｖｒ，ｖｗｒの位相をフィードフォワード補正したりするものであってもよい。この場合、フィードフォワード補正量の絶対値を、上記変更直後から時間の経過とともに漸減させる処理を行うことが望ましい。これにより、補正量の漸減に伴ってフィードバック制御部２８ａ，２８ｂによって、変更後の同期数に応じた位相の遅角量等を補償するうえで適切な操作量が算出されるようになる。なお、この際、補正量の絶対値の漸減速度は、フィードバック制御部２８ａ，２８ｂの応答性に応じて適合することが望ましい。
【００５４】
・上記実施形態では、キャリアの値が最小値となるタイミングを指令電圧の更新タイミングとしたがこれに限らない。例えばキャリアの値が最大値となるタイミングや振幅中心値となるタイミングであってもよい。
【００５５】
・上記実施形態では、キャリアの周期と指令電圧の更新周期とを一致させたがこれに限らない。例えばキャリアの周期の２倍の間隔と指令電圧の更新周期とを一致させてもよい。このように、一般に、キャリアの周期が短くなるほど指令電圧の更新周期を短くするなら、１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変化するに際して、１電気角周期に対する指令電圧の更新周期の比が変化し、ひいては離散化されたタイミング毎に更新される指令電圧の平均的な位相等が変化するため、位相を補正する処理を行うことが有効である。
【００５６】
・上記実施形態では、キャリアの周期を回転機の１電気角周期の整数倍とするいわゆる同期制御を行ったがこれに限らない。キャリアの周期が回転機の１電気角周期の整数倍とならない非同期制御にあっても、１電気角周期に対するキャリアの周期の比が大きく変更される場合には、１電気角周期に対する離散化された指令電圧の更新周期の比が大きく変化するため、位相をフィードフォワード補正する処理を行うことが有効である。
【００５７】
・フィードバック制御部２８ａ，２８ｂとしては、比例積分演算によって実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量を算出するものに限らない。例えば積分制御や、比例積分微分制御によって上記操作量を算出するものであってもよい。
【００５８】
・上記実施形態では、指令電圧ｖｄｒ、ｖｑｒを、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒにフィードバック制御するための操作量としたが、これに限らない。例えば、上記操作量に、非干渉項をフィードフォワード補正量として加算したものを指令電圧ｖｄｒ，ｖｑｒとしてもよい。
【００５９】
・更に、指令電圧設定部２８としては、積分器を備えるものに限らず、積分器に代えて、フィードフォワード制御部を備えるものであってもよい。この場合、モータジェネレータ１０の１電気角周期に対するキャリアの周期の比が変更されると判断される場合、指令電圧の位相を補正する補正手段としては、上記変更されると判断される場合に、判断直前のフィードフォワード項を補正することで判断直後のフィードフォワード項を設定する手段とすればよい。
【００６０】
・上記実施形態では、回転機を流れる電流を制御量としてこれを指令値にフィードバック制御する例を示したがこれに限らない。例えば、回転機の回転速度を制御量としてこれを指令値にフィードバック制御してもよい。この場合であっても、フィードバック制御器を積分要素を備えて構成することで、同期数が変化しない定常時においては、離散化されたタイミングで更新される指令電圧に応じた適切なフィードバック操作量を積分要素によって学習することができる。
【００６１】
・キャリアとしては、三角波形状のものに限らず、例えば鋸波形状のものであってもよい。
【００６２】
・回転機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、例えばＳＰＭであってもよい。また、３相回転機に限らず、例えば５相回転機等であってもよい。
【図面の簡単な説明】
【００６３】
【図１】一実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかる指令電圧の更新態様を示すタイムチャート。
【図３】同実施形態にかかる同期数の可変設定手法を示すタイムチャート。
【図４】同期数の可変設定に際しての問題点を示すタイムチャート。
【図５】上記実施形態にかかる指令電圧の設定処理の手順を示す流れ図。
【図６】本実施形態の効果を示すタイムチャート。
【図７】本実施形態の効果を示すタイムチャート。
【符号の説明】
【００６４】
１０…モータジェネレータ、２８…指令電圧設定部、２８ａ，２８ｂ…フィードバック制御部、３６…キャリア生成部(可変手段の一実施形態)、３８…位相補正部（補正手段の一実施形態）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図５】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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