(57)【要約】【課題】直交復調器の同相信号と直交信号の間の、直交位相誤差を検出する。【解決手段】第１の高域通過フィルタ１１１によって低周波成分を除去された同相信号と、第２の高域通過フィルタ１１２で低周波成分をされた直交信号の積を乗算器１２２で生成し、その出力の高周波成分を低域通過フィルタ１３１で除去した信号により、直交位相誤差の検出を可能にする。【選択図】図１
2010114920.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交復調器であって、
入力信号の搬送波周波数の１／ｎの周波数で該入力信号をサンプリングし、サンプリングされた該入力信号の同相成分と直交成分との間のタイミングを同期させて、ほぼ同期のとれた同相デジタル信号および直交デジタル信号を出力するタイミング同期部と、
前記タイミング同期部の出力端子に接続し、前記タイミング同期部から入力される前記同相デジタル信号および前記直交デジタル信号の遅延間に差をつけて前記同相デジタル信号および前記直交デジタル信号を出力する群遅延差補償部と、
を具備して成ることを特徴とする直交復調器。
【請求項２】
請求項１に記載の直交復調器であって、
前記タイミング同期部は、
局部発振器と、
前記局部発振器の出力端子に接続された固定移相器と、
前記固定移相器と共通に前記局部発振器の出力端子に接続されていると共に前記サンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、前記サンプリング直交復調回路部の入力信号の搬送波周波数の１／ｎの周波数で該入力信号をサンプリングして同相デジタル信号を出力する第１のＡ／Ｄ変換器と、
前記固定移相器の出力端子に接続されていると共に前記サンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、前記入力信号の搬送波周波数の１／ｎの周波数で該入力信号をサンプリングして直交デジタル信号を出力する第２のＡ／Ｄ変換器と、
前記局部発振器の出力端子、前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力端子、および前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力端子に接続され、前記第１のＡ／Ｄ変換器から供給される同相デジタル信号と前記第２のＡ／Ｄ変換器から供給される直交デジタル信号とのタイミングの同期を行うラッチと、
を具備して成ることを特徴とする直交復調器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はデジタル通信における直交復調器に関し、特に直交検出器を用いて直交誤差補償を行う直交復調器および群遅延差補償を行うサンプリング直交復調器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、変換利得誤差の補償方法として、同相信号と直交信号の振幅の差を演算し、その演算結果が０に等しくなるように同相あるいは直交信号の振幅を増幅するフィードバックループを構成するものがある（例えば、特許文献１参照）。従来、受信機アーキテクチャとして、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器におけるサブサンプリングを利用するものがある（例えば、特許文献２参照）。従来、直交誤差の補償方法として、同相信号（Ｉとする）と直交信号（Ｑとする）との積を演算することで相互相関を求めて直交度を検出するものがある（例えば、非特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００３−２５８９３１号公報
【特許文献２】特開２００３−３１８７５９号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｂｅｈｚａｄ  Ｒａｚａｖｉ、“Ｄｅｓｉｇｎ  Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ  ｆｏｒ  Ｄｉｒｅｃｔ−Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ  ｏｎ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  ａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ＩＩ、ｖｏｌ．４４、ｎｏ．６、ｐｐ．４２８−４３５、１９９７年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ダイレクトコンバージョン方式による受信機構成のブロック図を図１１に示す。アンテナ２５１で受信された信号は、バンド選択用の帯域通過フィルタ２６１で受信するバンド以外の周波数成分を除去され、受信機全体の雑音指数を改善するためにＬＮＡ（低雑音増幅器）２７１に入力される。ＬＮＡ２７１の出力はチャネル選択用の帯域通過フィルタ２６３によって所望の周波数帯域外の信号が除去され、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）増幅器２８１で増幅される。ＡＧＣ増幅器２８１の出力は、局部発振器１５１と固定移相器１７１、ミキサ１４２、１４３、低域通過フィルタ１３２、１３３によって構成される直交復調部で同相信号と直交信号に変換される。ミキサ１４２、１４３の出力はチャネル選択用の低域通過フィルタ１３２、１３３で所望の帯域外の周波数成分が除去される。低域通過フィルタ１３２、１３３の出力は局部発振器１５１の出力に同期してＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２０１、２０２でデジタル信号に変換される。その後、Ａ／Ｄ変換器２０１、２０２の出力はデジタル信号プロセッサで処理される。
【０００６】
一方、ダイレクトコンバージョン方式とは異なる受信機アーキテクチャに、特許文献２で示される方式がある。この方式では、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器におけるサブサンプリングを利用して直交復調を実現している。以後、この受信機アーキテクチャをサンプリング直交復調方式と呼ぶことにする。
【０００７】
サブサンプリング直交復調方式のブロック図を図１２に示す。アンテナ２５１で受信された信号は、バンド選択用の帯域通過フィルタ２６１で受信するバンド以外の周波数成分を除去され、受信機全体の雑音指数を改善するためにＬＮＡ２７１に入力される。ＬＮＡ２７１の出力は帯域通過フィルタ２６２によって所定の帯域外の周波数成分が除去され、局部発振器１５２の出力とともにミキサ１４１に入力されることで搬送波周波数が変換される。ミキサ１４１の出力はチャネル選択用の帯域通過フィルタ２６３によって所望の周波数帯域外の信号が除去され、ＡＧＣ増幅器２８１で増幅される。ＡＧＣ増幅器２８１の出力は、局部発振器１５１と固定移相器１７１、Ａ／Ｄ変換器２０１、２０２によって構成される直交復調部で同相デジタル信号と直交デジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器２０１、２０２の出力はサンプリングのタイミングが１／４サンプルずれているため、以後のデジタル処理を可能とするためにラッチ２１１でタイミングの同期が行われる。その後、ラッチ２１１の出力はデジタル信号プロセッサで処理される。
【０００８】
ダイレクトコンバージョン方式やサンプリング直交復調方式における直交復調では、理想的には、ＲＦ信号から同相信号と直交信号への変換利得が等しくなり、位相が直交するはずである。しかし、装置の性能ばらつきにより変換利得や直交性に誤差が生じる。この誤差によって受信時の符号誤り率が増加するという問題があった。
【０００９】
ＱＰＳＫ変調信号の受信を例に、この問題を説明する。図１３（ａ）が変換利得に誤差がある場合の受信信号のコンスタレーションを示している。理想的な受信では円上にシンボルが配置されるが、変換利得に誤差がある場合にはシンボルが楕円上に配置されてしまい、この例では直交信号の振幅に誤差が発生する。図１３（ｂ）は直交誤差がある場合の受信信号のコンスタレーションを示している。直交誤差がある場合にも楕円上にシンボルが配置されるため、この例では直交信号の振幅に誤差が発生する。この誤差が符号誤り率を増加させるという問題があった。
【００１０】
変換利得誤差の補償方法には、特許文献１に示される方法が存在する。この方法では、同相信号と直交信号の振幅の差を演算し、その演算結果が０に等しくなるように同相あるいは直交信号の振幅を増幅するフィードバックループを構成する。直交誤差の補償方法には、非特許文献１に示される方法が存在する。この方法では、同相信号（Ｉとする）と直交信号（Ｑとする）の積を図９に示す回路で演算することで
相互相関＝Ｅ[Ｉ・Ｑ]  （ただし、Ｅ［  ］は平均を表す。）を求めることで直交度を検出している。図９の１０１は直交検出器、１２１は乗算器、１３１は低域通過フィルタを表す。前記の相互相関を０にするように直交復調器の移相器を制御するフィードバックを構成して補償を行っている。
【００１１】
非特許文献１に示される従来方式では、同相、直交信号間の位相の直交度の検出の収束時間が長いという問題があった。これは、ベースバンド信号は直流成分や低周波成分を含んでいるためである。位相の検出には、周波数に反比例した時間が必要とされるためであり、本質的な問題となる。
【００１２】
サブサンプリング直交復調方式では、この方式に特有なラッチの操作が含まれる。このラッチによって同相信号と直交信号の間に群遅延差（理想的には１／４サンプル時間）が生じる。この差が符号誤り率の増加を招く。しかし、これまで、この群遅延差の補償について考慮されていなかった。また、同相信号と直交信号の間の直交性はサンプリングタイミングをずらすことによって達成されているため、直交誤差とサンプリングタイミングの誤差は同時に生じるものである。従って、直交誤差に応じて、可変な群遅延差の補償を行う必要があった。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記の問題点を解決するために、本発明は、同相・直交信号間の位相の直交度を、同相・直交信号の共分散によって検出することにより、収束時間を短縮する。より具体的に本発明の代表的なものの一例を示せば以下のようになる。すなわち、本発明の直交検出器は、入力される第１の信号の低周波成分を除去する第１の高域通過フィルタと、入力される第２の信号の低周波成分を除去する第２の高域通過フィルタと、前記第１および第２の高域通過フィルタそれぞれの出力を互いに乗算する乗算器と、前記乗算器の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタとを具備して成り、前記低域通過フィルタの出力に基づいて、前記第１の信号と前記第２の信号との間の直交性を検出することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、予め低周波成分を除去してから積をとることになるので、直交性検出の高速化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の第１の実施例である直交検出器のブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施例である、本発明の直交検出器を用いた直交補償の機能を有する直交復調器の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施例である、本発明の直交検出器を用いた直交補償の機能を有する直交復調器の他の例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施例である、本発明の直交検出器を用いた直交補償の機能を有する直交復調器の更に他の例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第５の実施例である、本発明の群遅延差補償を用いたサンプリング直交復調方式による直交復調器を表すブロック図である。
【図６】本発明の第６の実施例である、本発明の群遅延差補償と本発明の直交検出器を用いた直交補償とを適用したサンプリング直交復調方式による直交復調器を表すブロック図である。
【図７】本発明の第７の実施例である、本発明の可変群遅延差補償と本発明の直交検出器を用いた直交補償とを適用したサンプリング直交復調方式による直交復調器を表すブロック図である。
【図８】本発明の第８の実施例である、本発明の群遅延差補償と、本発明の直交検出器を用いた直交補償と、変換利得誤差の補償とを適用したサンプリング直交復調方式による直交復調器を表すブロック図である。
【図９】直交検出器の従来例を示すブロック図である。
【図１０】図８で直交検出器を従来例の直交検出器に替えた場合のブロック図である。
【図１１】ダイレクトコンバージョン方式による受信機構成のブロック図である。
【図１２】サンプリング直交復調方式による受信機構成のブロック図である。
【図１３】直交復調において変換利得誤差、直交誤差がある場合のコンスタレーションの変化を表す図である。
【図１４】図８と図１０のそれぞれの構成で直交誤差を補償する場合の、直交誤差の収束を表す図である。
【図１５】直交誤差補償時の高域通過フィルタのカットオフ周波数と収束後のＲＭＳ直交誤差の関係を表す図である。
【図１６】図８の構成で変換利得を補償する場合の、同相信号と直交信号の比の収束を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本発明の直交検出器は、入力された２つの信号の共分散を算出し、算出された共分散からその２つの信号の間の直交性を検出するよう構成される。共分散は、２つの信号をそれぞれ高域通過フィルタに入力してその２つの信号から低周波成分を除去し、高域通過フィルタそれぞれの出力を互いに乗算器にて乗算する（積演算をする）ことによって得られる。より厳密に言えば、共分散は、乗算器の出力を更に低域通過フィルタに入力し、乗算器の出力から高周波成分を除去することによって得られる。
【００１７】
また、本発明の直交検出器は、それ自身によって検出された直交性から２つの信号の間の位相誤差あるいは振幅誤差を検出する。同相および直交信号の直交性を検出する直交検出器において、第１の高域通過フィルタで前記同相信号の低周波成分を除去し、第２の高域通過フィルタで前記直交信号の低周波成分を除去し、乗算器によって前記第１および第２の高域通過フィルタの出力を乗算し、低域通過フィルタによって前記乗算器の出力の高周波成分を除去することで、前記同相信号と前記直交信号の共分散を演算・算出する。
【００１８】
サブサンプリング直交復調方式における群遅延差（理想的には１／４サンプル時間）は、同相および直交信号を、遅延器あるいは群遅延を持つデジタルフィルタによって遅延させ、同相信号と直交信号に遅延差を与えることで補償する。また、直交誤差に依存する群遅延差を、同相および直交信号の片方、あるいは両方を、可変遅延器で遅延させることで補償する。補償する遅延量は、前記共分散に基づいた直交検出器の出力で定める。前記の積演算（乗算器による乗算）は、統計学的には次式によって求められる変数Ｉと変数Ｑとの共分散を演算することと等価である。
【００１９】
共分散＝Ｅ[(Ｉ−Ｅ[Ｉ])(Ｑ−Ｅ[Ｑ])]ここで、ＩとＱとが無相関であれば共分散が０になることは広く知られている。また、ＩとＱとの相関が強くなれば共分散は大きくなる。本発明の発明者らはこの原理に基づき、信号の同相成分（Ｉ成分）を変数Ｉ、直交成分（Ｑ成分）を変数Ｑとした場合、同相成分と直交成分とが完全に直交した状態がいわゆる無相関であり共分散が０となり、直交度が低下するに従って共分散が増加する性質を独自に見出した。そして、相互相関と同様に共分散を直交度の指標として用いることが可能であることを独自に見出し、さらに、その性質を用いて直交度を検出する具体的回路構成を本発明の直交検出器として提案するに至った。
【００２０】
同相および直交信号の直交性の検出にあたり、従来は単純な相互相関に基づいていたため、低周波成分も位相検出に寄与し、それが位相検出の時間を長くしていたが、以下に示す本発明の各実施例は、予め低周波成分を除去してから積をとる構成であるため、直交性検出の高速化が可能である。
【実施例１】
【００２１】
図１は本発明の第１の実施例である直交検出器のブロック図である。１０１は直交検出器を示し、１１１、１１２は高域通過フィルタ、１２１は乗算器、１３１は低域通過フィルタを示している。図９の相互相関に基づく直交検出器とは、高域通過フィルタ１１１、１１２が配置されている点で異なる。
【００２２】
直交検出器１０１は、入力される第１の信号の低周波成分を除去する第１の高域通過フィルタ１１１と、入力される第２の信号の低周波成分を除去する第２の高域通過フィルタ１１２と、第１および第２の高域通過フィルタ１０１、１０２それぞれの出力を互いに乗算する乗算器１２１と、乗算器１２１の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタ１３１とを具備して構成される。第１の信号と第２の信号との間の直交性は、低域通過フィルタ１３１の出力に基づいて検出される。
【００２３】
直交検出器１０１に入力された２つの信号は、高域通過フィルタによって低周波成分を除去され、乗算器１２１によって乗算される。これによって共分散が得られる。
乗算器１２１の出力で得られた共分散は低域通過フィルタ１３１で高周波成分を除去される。乗算器１２１の出力では共分散の他に、直交度の指標として不要な、信号変調によって生じる高周波成分をも含む。この高周波成分を除去するために低域通過フィルタ１３１が必要となる。
【００２４】
こうして検出された第１の信号と第２の信号との間の直交性から、第１の信号と第２の信号との間の位相誤差あるいは振幅誤差が検出される。本実施例によれば、低域通過フィルタ１３１の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能となる。
【実施例２】
【００２５】
図２は本発明の第２の実施例を示す図であり、本発明の直交検出器を用いた、同相・直交信号間の直交位相の誤差を補償する直交誤差補償回路を有する直交復調器のブロック図である。１０１、１１１、１１２、１２１、１３１は第１の実施例と同様であり、直交検出器を構成する。低域通過フィルタ１３２、１３３、ミキサ１４１、１４２、局部発振器１５１、および可変移相器１６１は直交復調回路部を構成する。本実施例の直交復調器は、直交復調回路部と、直交復調回路部の出力が入力される直交検出器とを具備して構成され、直交検出器１０１の出力に基づいて、直交復調回路部の出力の同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償する回路を備えている。
【００２６】
直交検出器１０１は、直交復調回路部から入力される信号の同相成分の低周波成分を除去する第１の高域通過フィルタ１１１と、直交復調回路部から入力される信号の直交成分の低周波成分を除去する第２の高域通過フィルタ１１２と、第１および第２の高域通過フィルタ１１１、１１２の出力を互いに乗算する乗算器１２１と、乗算器１２１の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタ１３１とを具備し、低域通過フィルタ１３１の出力に基づいて、直交復調回路部から入力される信号の同相成分と直交成分との間の直交性を検出する。こうして検出された２つの信号の直交性に基づいてその直交誤差が補償された直交復調回路部の出力を直交復調器の出力とする。
【００２７】
直交復調回路部は、局部発振器１５１と、直交復調回路部の入力信号の同相成分を出力する第１のミキサ１４１と、直交復調回路部の入力信号の直交成分を出力する第２のミキサ１４２と、直交検出器１０１の出力端子と第１および第２のミキサ１４１、１４２のいずれか一方の入力端子との間に接続された可変移相器１６１とを具備して構成される。可変移相器１６１は、直交検出器１０１の出力に基づいて可変移相器１６１の移相量を変化させ、第１および第２のミキサ１４１、１４２のうち可変移相器１６１の出力端子が接続された方の入力の位相を制御する。
【００２８】
本実施例の可変移相器１６１は、第１および第２のミキサ１４１、１４２のいずれか一方と共通に局部発振器１５１の出力端子にその入力端子が接続され、第１および第２のミキサ１４１、１４２のうちの他方にその出力端子が接続され、第１および第２のミキサ１４１、１４２のうち可変移相器１６１の出力端子が接続された方に、可変移相器１６１によって位相が制御された局部発振器１５１の出力を供給する。図２は、局部発振器１５１の出力端子が第１のミキサ１４１の入力端子に、可変位相比較器１６１の出力端子が第２のミキサ１４２の入力端子に、それぞれ接続された構成例を示すが、本実施例はこの構成に限定されず、例えば、局部発振器１５１の出力端子と可変位相比較器１６１の出力端子とを互いに置き換えた構成、すなわち、可変位相比較器１６１の出力端子が第１のミキサ１４１の入力端子に、局部発振器１５１の出力端子が第２のミキサ１４２の入力端子に、それぞれ接続された構成をも含む。
【００２９】
直交復調されて低域通過フィルタ１３２、１３３から出力される同相・直交信号間の直交性を、本発明の直交検出器によって検出する。検出された信号を用いて可変移相器１６１の移相量を制御し、ミキサ１４２に入力される発振信号の位相を調整することで、同相・直交信号間の直交性を補償する。本実施例によれば、低域通過フィルタ１３１の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能であるため、直交誤差補償された同相成分・直交成分からなる信号を高速に出力可能な直交復調器を実現できる。
【実施例３】
【００３０】
図３は本発明の第３の実施例を示す図であり、直交検出器を用いた、同相・直交信号間の直交位相の誤差を補償する直交誤差補償回路を有する直交復調器の他の例のブロック図である。１０１、１１１、１１２、１２１、１３１は第１の実施例と同様であり、直交検出器を構成する。低域通過フィルタ１３２、１３３、ミキサ１４１、１４２、局部発振器１５１、および可変移相器１６１は直交復調回路部を構成する。本実施例の直交復調器は、第２の実施例と同様に、直交復調回路部と、直交復調回路部の出力が入力される直交検出器とを具備して構成され、直交検出器１０１の出力に基づいて
、直交復調回路部の出力の同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償する回路を備えている。
【００３１】
直交検出器１０１は、直交復調回路部から入力される信号の同相成分の低周波成分を除去する第１の高域通過フィルタ１１１と、直交復調回路部から入力される信号の直交成分の低周波成分を除去する第２の高域通過フィルタ１１２と、第１および第２の高域通過フィルタ１１１、１１２の出力を互いに乗算する乗算器１２１と、乗算器１２１の出力の高周波成分を除去する低域通過フィルタ１３１とを具備し、低域通過フィルタ１３１の出力に基づいて、直交復調回路部から入力される信号の同相成分と直交成分との間の直交性を検出する。こうして検出された２つの信号の直交性に基づいてその直交誤差が補償された直交復調回路部の出力を直交復調器の出力とする。
【００３２】
直交復調回路部は、局部発振器１５１と、直交復調回路部の入力信号の同相成分を出力する第１のミキサ１４１と、直交復調回路部の入力信号の直交成分を出力する第２のミキサ１４２と、直交検出器１０１の出力端子と第１および第２のミキサ１４１、１４２のいずれか一方の入力端子との間に接続された可変移相器１６１とを具備して構成される。可変移相器１６１は、直交検出器１０１の出力に基づいて可変移相器１６１の移相量を変化させ、第１および第２のミキサ１４１、１４２のうち可変移相器１６１の出力端子が接続された方の入力の位相を制御する。
【００３３】
可変移相器１６１は、直交復調回路部の入力端子にその入力端子が接続され、第１および第２のミキサ１４１、１４２のいずれか一方の入力端子にその出力端子が接続され、第１および第２のミキサ１４１、１４２のうち可変移相器１６１の出力端子が接続された方に、可変移相器１６１によって位相が制御された直交復調回路部の入力信号を供給する。図３は、直交復調回路部の入力端子が第１のミキサ１４１の入力端子に、可変位相比較器１６１の出力端子が第２のミキサ１４２の入力端子に、それぞれ接続された構成例を示すが、本実施例はこの構成に限定されず、例えば、直交復調回路部の入力端子と可変位相比較器１６１の出力端子とを互いに置き換えた構成、すなわち、可変位相比較器１６１の出力端子が第１のミキサ１４１の入力端子に、直交復調回路部の入力端子が第２のミキサ１４２の入力端子に、それぞれ接続された構成をも含む。
【００３４】
直交復調されて低域通過フィルタ１３２、１３３から出力される同相・直交信号間の直交性を、本発明の直交検出器によって検出する。検出された信号を用いて可変移相器１６１の移相量を制御することで、ミキサ１４２に入力される受信信号の位相を調整することで、同相・直交信号間の直交性を補償する。本実施例によれば、低域通過フィルタ１３１の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能であるため、第２の実施例と同様に、直交誤差補償された同相成分・直交成分からなる信号を高速に出力可能な直交復調器を実現できる。
【実施例４】
【００３５】
図４は本発明の第４の実施例を示す図であり、直交検出器を用いた、同相・直交信号間の直交位相の誤差を補償する直交誤差補償回路を有する直交復調器の更に他の例のブロック図である。１０１、１１１、１１２、１２１、１３１は第１の実施例と同様であり、直交検出器を構成する。低域通過フィルタ１３２、１３３、ミキサ１４１、１４２、局部発振器１５１、および固定移相器１７１は直交復調回路部を構成する。乗算器１２２および加算器１９１は位相補償器１８１を構成する。
【００３６】
直交復調されて低域通過フィルタ１３２、１３３から出力される同相、直交信号間の直交性を、本発明の直交検出器によって検出する。検出された信号を用いて位相補償器１８１を制御することで、同相、直交信号間の直交性を補償している。直交復調器の直交誤差が・度ある場合に得られる同相信号（Ｉ）、直交信号（Ｑ）と、理想的な直交復調で得られる同相信号（Ｉｉｄｅａｌ）、直交信号（Ｑｉｄｅａｌ）との間には［数１］に示す関係が成り立つ。
【００３７】
【数１】
2010114920.tif 000003
ここで、直交誤差が十分に小さいと考えれば、ｔａｎ・→・、ｓｅｃ・→１であるので［数２］に示す式に等しくなる。
【００３８】
【数２】
2010114920.tif 000004
これは同相成分と直交成分とに１次変換を施すことによって同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償することに相当し、この関係を回路で実現したものが、図４の中で直交検出器１０１の出力端子と直交復調回路部の出力端子との間に接続された位相補償器１８１である。以上より、図４の構成でフィードバックループによる直交補償が達成される。
【００３９】
位相補償器１８１は、直交検出器１０１の出力端子と直交復調回路部の同相成分出力端子（低域通過フィルタ１３２の出力端子）および直交成分出力端子（低域通過フィルタ１３３の出力端子）のいずれか一方とに入力端子が接続された乗算器１２２と、乗算器１２２の出力端子と直交復調回路部の同相成分出力端子および直交成分出力端子のうちの他方とに入力端子が接続された加算器１９１とを具備して構成される。図４は、直交復調回路部の同相成分出力端子（低域通過フィルタ１３２の出力端子）が乗算器１２２の入力端子に、直交成分出力端子（低域通過フィルタ１３３の出力端子）が加算器１９１の入力端子に、それぞれ接続された構成例を示すが、本実施例はこの構成に限定されず、例えば、直交復調回路部の直交成分出力端子と同相成分出力端子とを互いに置き換えた構成、すなわち、直交成分出力端子（低域通過フィルタ１３３の出力端子）が乗算器１２２の入力端子に、同相成分出力端子（低域通過フィルタ１３２の出力端子）が加算器１９１の入力端子に、それぞれ接続された構成をも含む。
【００４０】
本実施例によれば、低域通過フィルタ１３１の出力を直交度の指標とすることにより、従来の相互相関に基づく場合に比べ、高速に直交検出することが可能であるため、第２および第３の実施例と同様に、直交誤差補償された同相成分・直交成分からなる信号を高速に出力可能な直交復調器を実現できる。また、可変移相器を設けることなく上記の効果を有する直交復調器を実現できる。
【実施例５】
【００４１】
図５は本発明の第５の実施例を示す図であり、同相・直交信号間の群遅延差の補償を行う回路を具備したサンプリング直交復調方式による直交復調器（サンプリング直交復調器）のブロック図である。１５１、１７１、２０１、２０２、２１１は図１２の中の構成要素と同様であり、サンプリング直交復調回路部を構成する。固定遅延器２２１と固定遅延用デジタルフィルタ２９１とから構成される群遅延差補償器が、同相・直交信号の遅延間に差をつけることで、例えば１／４サンプル時間の群遅延差を補償する。
【００４２】
本実施例のサンプリング直交復調器は、入力信号の搬送波周波数の１／ｎの周波数でその入力信号をサンプリングし、サンプリングされたその入力信号の同相成分と直交成分との間のタイミングを同期させて、ほぼ同期のとれた同相デジタル信号および直交デジタル信号を出力するサンプリング直交復調回路部と、サンプリング直交復調回路部の出力端子に接続され、同相デジタル信号および直交デジタル信号の遅延間に差をつけて、復調された同相成分と直交成分との間の群遅延差を補償する群遅延差補償器とを具備して構成される。
【００４３】
サンプリング直交復調回路部は、局部発振器１５１と、局部発振器１５１の出力端子に接続された固定移相器１７１と、固定移相器１７１と共通に局部発振器１５１の出力端子に接続されていると共にサンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、サンプリング直交復調回路部の入力信号の搬送波周波数の１／ｎの周波数で入力信号をサンプリングして同相デジタル信号を出力する第１のＡ／Ｄ変換器２０１と、固定移相器１７１の出力端子に接続されていると共にサンプリング直交復調回路部の入力端子に接続され、入力信号の搬送波周波数の１／ｎの周波数で入力信号をサンプリングして直交デジタル信号を出力する第２のＡ／Ｄ変換器２０２と、局部発振器１５１の出力端子、第１のＡ／Ｄ変換器２０１の出力端子、および第２のＡ／Ｄ変換器２０２の出力端子に接続され、第１のＡ／Ｄ変換器２０１から供給される同相デジタル信号と第２のＡ／Ｄ変換器２０２から供給される直交デジタル信号とのタイミングの同期を行うラッチ２１１とを具備して構成される。
【００４４】
群遅延差補償器は、ラッチ２１１の同相デジタル信号出力端子に接続された固定遅延器２２１と、ラッチ２１１の直交デジタル信号出力端子に接続された固定遅延用デジタルフィルタ２９１とを具備して構成される。同相信号と直交信号とに与える遅延量は、その差が例えば１／４サンプル時間となる組み合わせであれば、どのような組み合わせでも構わない。しかし、小さな遅延時間を持つデジタルフィルタでは、遅延特性や振幅特性に対してリップルを持つため、群遅延補償に用いることは難しい。従って、図５で示すように、固定遅延器や固定遅延用デジタルフィルタの遅延時間を１サンプルより大きくして、同相信号と直交信号とに与える遅延量の差を例えば１／４サンプル時間とするのが、実用的である。
【００４５】
サンプリング直交器の入力信号は、局部発振器１５１、固定移相器１７１、およびＡ／Ｄ変換器２０１、２０２を具備して構成されるサンプリング直交復調回路部にて同相デジタル信号および直交デジタル信号に変換される。第１および第２のＡ／Ｄ変換器２０１、２０２の出力はサンプリングのタイミングが例えば１／４サンプルずれているため、以後のデジタル処理を可能とするためにラッチ２１１でタイミングの同期が行われる。その後
、ラッチ２１１の出力はデジタル信号プロセッサで処理される。ラッチ２１１の出力が入力される群遅延差補償器にて同相信号および直交信号の遅延間に差がつけられることによって、復調された信号の同相成分と直交成分との間の所定時間（例えば１／４サンプル時間）の群遅延差を補償する。以上の構成で、サンプリング直交復調器に対する同相・直交信号間の群遅延差の補償を行うことができる。
【００４６】
本実施例によれば、サンプリング直交復調方式における同相・直交信号間の群遅延差の補償を行うことが可能となる。また、サンプリング直交復調方式における群遅延差の影響は、ＧＭＳＫ変調波をシンボルレートの８倍の周波数で動作するＡ／Ｄ変換器で受信する場合にＥＶＭ（Error Vector Magnitude）が２．６％となるが、本実施例によれば、このＥＶＭを補償することが可能となる。
【実施例６】
【００４７】
図６は本発明の第６の実施例を示す図であり、同相・直交信号間の群遅延差と直交誤差とをほぼ同時に補償する回路を有するサンプリング直交復調器のブロック図である。１５１、１７１、２０１、２０２、２１１、２２１、２９１は図５の中の構成要素と同様であり、群遅延差補償機能を有するサンプリング直交復調方式による直交復調器（サンプリング直交復調器）を構成する。１０１、１１１、１１２、１２１、１３１、１２２、１８１、１９１は第４の実施例と同様であり、直交検出器と位相補償器とを具備する直交誤差の補償器を構成する。
【００４８】
本実施例のサンプリング直交復調器は、第５の実施例の構成に加え、固定遅延器２２１の出力である同相デジタル信号と固定遅延用デジタルフィルタ２９１の出力である直交デジタル信号との間の直交性を検出する直交検出器１０１と、直交検出器１０１の出力端子と固定遅延器２２１および固定遅延用デジタルフィルタ２９１の出力端子との間に接続され、同相デジタル信号と直交デジタル信号とに１次変換を施す位相補償器１８１とを更に具備して構成される。位相補償器１８１が同相デジタル信号と直交デジタル信号とに１次変換を施すことによって、サンプリング直交復調器の出力の同相成分と直交成分との間の直交誤差を補償する。
【００４９】
位相補償器１８１は、直交検出器１０１の出力端子と固定遅延器２２１の出力端子とに入力端子が接続された乗算器１２２と、乗算器１２２の出力端子と固定遅延用デジタルフィルタ２９１の出力端子とに入力端子が接続された加算器１９１とを具備して構成される。本実施例によれば、図６のように群遅延差と直交誤差とをほぼ同時に補償することが可能となる。また、これらの補償は全てデジタル処理で行われるため、１つのＤＳＰ（Digital Signal Processor）内に集約することが可能となる。さらに、アナログ処理とは異なり
、各回路定数を個別に設定することが容易となる。
【実施例７】
【００５０】
図７は本発明の第７の実施例を示す図であり、サンプリング直交復調方式における、同相・直交信号間の群遅延差と直交誤差とをほぼ同時に補償する回路を有するサンプリング直交復調器のブロック図である。この実施例では直交誤差に依存した群遅延差まで補償する。図６との相違は、図６中の固定遅延用デジタルフィルタ２９１が、図７で可変遅延器２３１に置き換わり、直交検出器１０１の出力に応じて遅延量が制御されている点のみである。
【００５１】
可変遅延器は以下に記述するように構成することができる。まず、遅延はデジタルフィルタによって与えるものとし、直交誤差とデジタルフィルタのタップ係数の対応を予め設計しておく。これを補償する直交誤差の範囲にわたって行い、対応表を作成し、メモリに保存しておく。実際の動作時には入力される直交誤差の値から、対応表を検索してタップ係数を読み込み、デジタルフィルタにそのタップ係数を設定することで、所望の群遅延特性を得ることができる。
【実施例８】
【００５２】
図８は本発明の第８の実施例を示す図であり、サンプリング直交復調方式における、同相・直交信号間の群遅延差、直交誤差、および変換利得誤差をほぼ同時に補償する回路を有するサンプリング直交復調器のブロック図である。図８は図７に乗算器１２３と低域通過フィルタ１３２、加算器１９２、振幅２乗演算器２４１、２４２が追加された構成となっている。
【００５３】
加算器１２３で、振幅２乗演算器２４１、２４２の出力の差を演算することによって、同相信号と直交信号の変換利得の差を検出している。加算器１２３の出力には信号変調による変動が含まれているため、それを低域通過フィルタ１３２によって除去し、その結果によって直交成分を増幅している。これによって同相信号と直交信号の変換利得が一致するように、補償が行われる。
【００５４】
直交誤差の補償の収束を見るために、搬送波周波数をＡ／Ｄ変換器２０１、２０２の動作周波数の８倍としたＧＭＳＫ変調波を用いたシミュレーションを行った。従来の直交検出器との比較のため、図１０に示したブロック図でも合わせてシミュレーションを行った。図１０は、広域通過フィルタ１１１、１１２が無い点を除いて図８と同じである。つまり、図１０は直交検出として相互相関に基づく従来方式をとっている。直交誤差の初期値として１０度を与えた際の結果が図１４である。相互相関に基づく従来方式では収束後のＲＭＳ（Root-Mean-Square）直交誤差が３．４度あるのに比較して、共分散に基づく本発明の方式では収束後のＲＭＳ直交誤差が０．３度に抑えられており、本発明の効果を確認することができる。
【００５５】
図１５は、同じ条件で、高域通過フィルタ１１１、１１２のカットオフ周波数によるＲＭＳ直交誤差の関係を求めたものである。横軸が変調周波数で規格化したカットオフ周波数、縦軸が収束後のＲＭＳ直交誤差である。フィードバックループのループ利得を変化させ、収束にかかる時定数の違いについても考慮した。高域通過フィルタには１次のＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを用いた。参考のため、従来方式によって補償した場合のＲＭＳ直交誤差も合わせて示した。
【００５６】
ＧＭＳＫ変調波に対しては、高域通過フィルタのカットオフ周波数を変調周波数の０．５倍から０．６倍に設定するのが最適であるという結果が得られる。ただし、この結果は用いる変調方式によって異なってくる。多種の変調方式の信号を受信する受信機では、受信している信号の変調方式に応じて高域通過フィルタのカットオフ周波数を変更する必要がある。図８に示すように本発明の直交検出器をデジタル回路で構成していれば、カットオフ周波数の変更を柔軟に行うことができる。図１６は、変換利得の誤差補償の収束を表す図である。変換利得誤差の初期値として同相
、直交信号間の振幅比１．２を与えた。収束後の誤差が±１％に抑えられていることが確認できる。
【符号の説明】
【００５７】
１０１  直交検出器１１１〜１１２  高域通過フィルタ１２１〜１２３  乗算器１３１〜１３３  低域通過フィルタ１４１〜１４２  ミキサ１５１〜１５２  局部発振器１６１  可変移相器１７１  固定移相器１８１  位相補償器１９１〜１９２  加算器２０１〜２０２  Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器２１１  ラッチ２２１  固定遅延器２３１  可変遅延器２４１  振幅２乗演算２５１  アンテナ２６１〜２６３  帯域通過フィルタ２７１  低雑音増幅器２８１  ＡＧＣ（Automatic Gain Control）増幅器２９１  固定遅延用デジタルフィルタ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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