(57)【要約】【課題】負荷に流れる電流バランス回路における損失低減を実現し高効率化を実現できる電流均衡化装置。【解決手段】交番電流を出力する電力供給手段１０と、電力供給手段１０の出力に接続され且つ１以上の巻線Ｎ１，Ｓ１と１以上の整流素子Ｄ１，Ｄ２と１以上の負荷ＬＥＤ１ａ，ＬＥＤ２ａとが直列に接続される複数の直列回路とを備え、複数の直列回路のそれぞれを流れる電流が、１以上の巻線Ｎ１，Ｓ１に生じる電磁力に基づき均衡化することを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交番電流を出力する電力供給手段と、
前記電力供給手段の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上の負荷とが直列に接続される複数の直列回路とを備え、
前記複数の直列回路のそれぞれを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化することを特徴とする電流均衡化装置。
【請求項２】
前記負荷が整流特性を有することを特徴とする請求項１記載の電流均衡化装置。
【請求項３】
前記交番電流が、正弦波状の半波電流であることを特徴とする請求項１又は２記載の電流均衡化装置。
【請求項４】
前記電力供給手段は、電圧源とスイッチとリアクトルと前記リアクトルと電圧共振する容量素子とを備え、前記電圧源に前記スイッチと前記リアクトルとが直列に接続され、前記スイッチがオン期間に前記リアクトルにエネルギーを蓄え、前記スイッチがオフ期間に前記リアクトルに蓄えたエネルギーを交番電流として出力し、前記容量素子は、供給する交番電流がゼロになった後に前記リアクトルと電圧共振するように接続され、電圧共振期間に前記複数の直列回路の前記１以上の巻線の励磁電流のリセットが完了した後に前記スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の電流均衡化装置。
【請求項５】
前記電力供給手段は、正弦波状の交番電流を供給するための直列共振回路と電圧源と複数のスイッチとを備え、前記複数の直列回路に供給する正弦波状の半波電流がゼロになり、前記１以上の巻線のリセットが完了した後に前記複数の直列回路に電流を供給している期間にオンしている前記スイッチをオフさせることを特徴とする請求項３記載の電流均衡化装置。
【請求項６】
前記交番電流を平滑化した電流が前記負荷に供給されることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか１項記載の電流均衡化装置。
【請求項７】
前記複数の直列回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段で検出された電流検出値と基準値とを比較する比較手段と、
前記比較手段の出力に応じて前記交番電流を制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載の電流均衡化装置。
【請求項８】
前記複数の直列回路に並列に接続され且つ前記電力供給手段の出力と第１整流素子とが直列に接続された第１直列回路と、
前記複数の直列回路に並列に接続された第２整流素子と、
を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の電流均衡化装置。
【請求項９】
前記第２整流素子には直流電源が直列に接続され、前記第２整流素子と前記直流電源との直列回路が前記複数の直列回路に並列に接続されることを特徴とする請求項８記載の電流均衡化装置。
【請求項１０】
前記直流電源は、前記電力供給手段の出力を整流平滑して直流電圧を得る整流平滑回路からなることを特徴とする請求項９記載の電流均衡化装置。
【請求項１１】
前記複数の直列回路に並列に接続され且つ前記電力供給手段の出力両端に接続され、第１整流素子と第１容量素子とが直列に接続された第２直列回路を有することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項記載の電流均衡化装置。
【請求項１２】
１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上の負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれに流れる交番電流を、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化することで、前記１以上の負荷に流れる電流を均衡化することを特徴とするマルチ負荷の電流均衡化方法。
【請求項１３】
商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置と、
前記電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと前記１以上のLED負荷とを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置と、
を備えることを特徴とするLED照明器具。
【請求項１４】
LCDセルと、
商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と前記LCDセルを光らせる１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと前記１以上のLED負荷とを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置と、
を備えることを特徴とするLCD B/Lモジュール。
【請求項１５】
LCDセルと、
商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置と、
前記電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と前記LCDセルを光らせる１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと前記１以上のLED負荷とを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置と、
を備えることを特徴とするLCD表示機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、並列に接続された複数の負荷に流れる電流を均衡化させるための電流均衡化装置及びその方法、ＬＥＤ照明器具、LCD B/Lモジュール、LCD表示機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直列に接続された複数のＬＥＤ（Light Emitting Diode）を点灯させるＬＥＤ点灯装置として、例えば特許文献１、特許文献２が知られている。
【０００３】
特許文献１に開示されたＬＥＤ照明装置は、複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤユニットが複数個並列に接続されて構成されている。しかし、複数のＬＥＤを直列に接続したＬＥＤユニットが複数個並列に接続された状態で駆動されると、ＬＥＤユニットの電圧（各々のＬＥＤの順方向電圧Ｖｆ）降下にばらつきがあるため、並列に接続されたＬＥＤユニットの電流は、アンバランスとなってしまう。そこで、特許文献１では、定電流回路により各々のＬＥＤユニットに定電流を流すことにより、ＬＥＤユニットに流れる電流をバランスさせている。
【０００４】
特許文献２に開示された放電灯点灯回路は、並列に接続された複数のＣＣＦＬ（冷陰極線管）に流れる電流をトランスを用いてバランスさせている。ＣＣＦＬは交流で駆動されるので、バランストランスには正弦波の電流が流れている。このため、ＣＣＦＬとバランストランスとを直列に接続し、バランストランスの２次巻線が閉回路となるように構成して電流をバランスさせている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００４−３１９５８３号公報
【特許文献２】特開２００６−１２６５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１では、定電流回路を接続すると、各々のＬＥＤユニットの電圧降下の差が損失となってしまう。
【０００７】
特許文献２では、バランストランスを用いて電流をバランスさせているため、ＣＣＦＬの電圧のばらつきによる損失は発生しないが、直流電流のみを流すＬＥＤでは、直流電流をトランスでバランスさせることはできない。即ち、バランストランスは、周波数が高くなると小さくできるが、周波数が低くなると大きくなる。また、直流では、トランスが飽和してしまうので、バランストランスは使用できない。
【０００８】
本発明の課題は、インピーダンスが異なる複数の負荷に流れる電流バランス回路における損失低減を実現し高効率化を実現できる電流均衡化装置及びその方法、ＬＥＤ照明器具、LCD B/Lモジュール、LCD表示機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記課題を解決するために、本発明の電流均衡化装置は、交番電流を出力する電力供給手段と、前記電力供給手段の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上の負荷とが直列に接続される複数の直列回路とを備え、前記複数の直列回路のそれぞれを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化することを特徴とする。
【００１０】
本発明のマルチ負荷の電流均衡化方法は、１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上の負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれに流れる交番電流を、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化することで、前記１以上の負荷に流れる電流を均衡化することを特徴とする。
【００１１】
本発明のLED照明器具は、商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置と、前記電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと前記１以上のLED負荷とを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置とを備えることを特徴とする。
【００１２】
本発明のLCD B/Lモジュールは、LCDセルと、商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と前記LCDセルを光らせる１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと前記１以上のLED負荷とを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置とを備えることを特徴とする。
【００１３】
本発明のLCD表示機器は、LCDセルと、商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置と、前記電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と前記LCDセルを光らせる１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと前記１以上のLED負荷とを流れる電流が、前記１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、電力供給手段の出力から複数の負荷に供給する電流を、１以上の負荷に直列接続した１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化できる。また、１以上の巻線に生じる電磁力により電流を均衡化するため、複数の負荷のインピーダンスの相違による損失を低減できる。従って、インピーダンスが異なる複数の負荷に流れる電流バランス回路における損失低減を実現し高効率化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施例１の電流均衡化装置の構成図である。
【図２】本発明の実施例１の電流均衡化装置の動作波形である。
【図３】本発明の実施例２の電流均衡化装置の構成図である。
【図４】本発明の実施例３の電流均衡化装置の構成図である。
【図５】本発明の実施例４の電流均衡化装置の構成図である。
【図６】本発明の実施例５の電流均衡化装置の構成図である。
【図７】本発明の実施例６の電流均衡化装置の構成図である。
【図８】本発明の実施例６の電流均衡化装置の動作波形である。
【図９】本発明の実施例７の電流均衡化装置の構成図ある。
【図１０】本発明の実施例８の電流均衡化装置の構成図である。
【図１１】本発明の実施例８の電流均衡化装置の動作波形である。
【図１２】本発明の実施例９の電流均衡化装置の構成図である。
【図１３】本発明の実施例９の電流均衡化装置の動作波形である。
【図１４】本発明の実施例１０の電流均衡化装置の構成図である。
【図１５】本発明の実施例１０の電流均衡化装置の動作波形である。
【図１６】本発明の実施例１１の電流均衡化装置の構成図である。
【図１７】本発明の実施例１１の電流均衡化装置の動作波形である。
【図１８】本発明の実施例１２の電流均衡化装置の構成図である。
【図１９】本発明の実施例１３の電流均衡化装置の構成図である。
【図２０】本発明の実施例１４の電流均衡化装置の構成図である。
【図２１】本発明の実施例１４の電流均衡化装置のバランストランスのリセットの動作を説明するための動作波形である。
【図２２】本発明の実施例１４の電流均衡化装置のバランストランスのリセットの動作を説明するための動作波形である。
【図２３】本発明の実施例１５の電流均衡化装置の構成図である。
【図２４】本発明の実施例１５の電流均衡化装置のバランストランスのリセットの動作を説明するための動作波形である。
【図２５】本発明の実施例１５の電流均衡化装置のバランストランスのリセットの動作を説明するための動作波形である。
【図２６】本発明の実施例１６の電流均衡化装置の構成図である。
【図２７】本発明の実施例１７の電流均衡化装置の構成図である。
【図２８】本発明の実施例１８の電流均衡化装置の構成図である。
【図２９】本発明の実施例１９の電流均衡化装置の構成図である。
【図３０】本発明の実施例２０の電流均衡化装置の構成図である。
【図３１】本発明の実施例２１の電流均衡化装置の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、本発明の実施の形態の電流均衡化装置を備えた電力供給装置を図面を参照しながら詳細に説明する。
【００１７】
まず、トランスは交流電流をバランスすることができるが、ＬＥＤのような直流駆動回路ではトランスは直流電流をバランスすることができない。このため、本発明は、交番電流を出力する電力供給手段の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上の負荷とが直列に接続される複数の直列回路を備え、複数の直列回路のそれぞれを流れる電流が、１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化することを特徴とする。
【００１８】
以下に説明する各実施例では、この電流均衡化装置におけるインピーダンスが異なる負荷をＬＥＤとした例を示している。
【実施例１】
【００１９】
図１は本発明の実施例１に係る電流均衡化装置の構成図である。
【００２０】
図１に示す実施例１において、交番電流を供給する電力供給手段１０は、直流電源Ｖｉｎと、直流電源Ｖｉｎの両端に接続されたトランスＴの１次巻線ＮｐとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路と、トランスＴの２次巻線Ｎｓとで構成されている。スイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作することでトランスＴの２次巻線Ｎｓの両端から交番電流が出力される。
【００２１】
トランスＴの２次巻線Ｎｓの一端には巻線Ｎ１の一端が接続され、巻線Ｎ１の他端には交番電流を半波整流するダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードと２次巻線Ｎｓの他端との間には負荷ＬＤ１（ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅ）が接続される。実施例１において、第１の直列回路は、巻線Ｎ１とダイオードＤ１と負荷ＬＤ１とからなる。
【００２２】
また、トランスＴの２次巻線Ｎｓの一端には巻線Ｓ１の一端が接続され、巻線Ｓ１の他端には交番電流を半波整流するダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードと２次巻線Ｎｓの他端との間には負荷ＬＤ２（ＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅ）が接続される。実施例１において、第２の直列回路は、巻線Ｓ１とダイオードＤ２と負荷ＬＤ２とからなる。巻線Ｎ１と巻線Ｓ１とは、互いに電磁的に結合されトランスＴ１を構成する。また、実施例１における負荷ＬＤ１のインピーダンスと負荷ＬＤ２のインピーダンスとは互いに異なる。
【００２３】
図２は、本発明の実施例１に係る電力均衡化装置の動作波形である。図２において、Ｖ（Ｑ１）は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉ（Ｑ１）は、スイッチング素子Ｑ１のドレインに流れる電流、Ｉ（ＮＳ）は、トランスＴの２次巻線に流れる電流、Ｉ（Ｄ１）及びＩ（Ｄ２）は、ダイオードＤ１及びＤ２に流れる電流、Ｖ（ＬＥＤ１ａ−ｅ）は負荷ＬＤ１（ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅ）の両端電圧、Ｖ（ＬＥＤ２ａ−ｅ）は負荷ＬＤ２（ＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅ）の両端電圧である。
【００２４】
まず、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１がオンで、トランスＴの巻線Ｎｐは巻始が負電位となり、巻線Ｎｓも巻始が負電位となる。従って、時刻ｔ０から始まる期間ＳＴ１では、巻線Ｎｓに接続された第１の直列回路と第２の直列回路には、それぞれの直列回路に含まれるダイオードＤ１，Ｄ２により、巻線Ｎｓから供給される交番電流は流れることがなく、トランスＴと第１及び第２直列回路には電流が流れない。従って、トランスＴの励磁電流がＶｉｎ→Ｎｐ→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で流れる。
【００２５】
時刻ｔ１でスイッチＱ１がオフすると、期間ＳＴ１でトランスＴに蓄えられた励磁電流が巻線Ｎｐの巻始を正電位となるような逆起電力を発生する。従って、巻線Ｎｓも巻始が正電圧となる。従って、時刻ｔ１から始まる期間ＳＴ２では、直列回路に接続されるダイオードは導通し、Ｎｓ→Ｎ１→Ｄ１→負荷ＬＤ１→Ｎｓの経路と、Ｎｓ→Ｓ１→Ｄ２→負荷ＬＤ２→Ｎｓの経路で電流が流れる。このように、それぞれの直列回路には、時間的に大きさが変化する、即ち交流成分を持った電流Ｉ（Ｄ１）及びＩ（Ｄ２）が流れる。
【００２６】
電流Ｉ（Ｄ１）及びＩ（Ｄ２）は、巻線Ｎ１及び巻線Ｓ１を流れ、それぞれの電流に応じた磁束を生じようとする。このとき、巻線Ｎ１及び巻線Ｓ１は、トランスＴ１を構成するため、それぞれの巻線に生じる磁束は、磁束の大きさを均一化するように相互作用する。従って、これらの電流Ｉ（Ｄ１）及びＩ（Ｄ２）は、本来それぞれの大きさが異なる場合であっても一定の値に均衡化（均一化）され、負荷ＬＤ１及び負荷ＬＤ２に供給される。このように、負荷ＬＤ１と負荷ＬＤ２とは互いにインピーダンスが異なるが、第１の直列回路の電流Ｉ（Ｄ１）と第２の直列回路の電流Ｉ（Ｄ２）とは互いに等しくなる。
【００２７】
また、実施例１では、巻線に生じる電磁力により電流を均衡化するため、主に巻線抵抗に基づく損失を発生するが、この損失は特許文献１の定電流回路における損失に比べて小さいため、バランス回路における損失を低減することができる。
【００２８】
また、実施例１では、負荷ＬＤ１及び負荷ＬＤ２がＬＥＤを複数個直列に接続した照明装置であるため、負荷ＬＤ１及び負荷ＬＤ２に均衡化された電流を供給することで、複数のＬＥＤを均一に発光させ、例えば、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）を均一に照明することができる。
【００２９】
図３から図６で示される実施例２から実施例５は、電力供給手段１０に接続される直列回路が複数個接続された場合のそれぞれの巻線電流が均衡化するようにトランスが磁気結合する方法である。
【実施例２】
【００３０】
図３は本発明の実施例２に係る電流均衡化装置の構成を示すブロック図である。図３に示す実施例２において、電力供給手段１０の出力には、巻線Ｓ４と巻線Ｎ１とダイオードＤ１とＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅから構成される負荷ＬＤ１の直列回路と、巻線Ｓ１と巻線Ｎ２とダイオードＤ２とＬＥＤ２ａ〜２ｅから構成される負荷ＬＤ２の直列回路と、巻線Ｓ２と巻線Ｎ３とダイオードＤ３とＬＥＤ３ａ〜３ｅから構成される負荷ＬＤ３の直列回路と、巻線Ｓ３と巻線Ｎ４とダイオードＤ４とＬＥＤ４ａ〜ＬＥＤ４ｅから構成される負荷ＬＤ４の直列回路とが接続されている。
【００３１】
巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３、Ｎ４）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３、Ｓ４）はダイオードの半波整流する電流が均衡化するように磁気的に結合されトランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３、Ｔ４）を構成している。
【００３２】
即ち、それぞれの直列回路が直列接続された２つの巻線を有し、２つの巻線のそれぞれがトランスの１次巻線及び２次巻線として電磁結合される。
【００３３】
実施例２の接続では、トランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３、Ｔ４）の巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３、Ｎ４）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３、Ｓ４）は、その特性から巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３、Ｎ４）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３、Ｓ４）に流れる電流が等しくなり、電力供給手段１０から供給された電流を負荷ＬＤ１、負荷ＬＤ２、負荷ＬＤ３、負荷ＬＤ４に均衡化して供給できる。従って、実施例１に係る電流均衡化装置と同様の効果を得ることができる。また、直列回路に２つの巻線が接続されるので、バランストランスとして使用するトランスが小さくでき、同一のトランスを使用できる。
【実施例３】
【００３４】
図４は本発明の実施例３に係る電流均衡化装置の構成を示すブロック図である。図４に示す実施例３において、電力供給手段１０の出力には、巻線Ｎ１とダイオードＤ１とＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅから構成される負荷ＬＤ１の直列回路と、巻線Ｎ２とダイオードＤ２とＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅから構成される負荷ＬＤ２の直列回路と、巻線Ｎ３とダイオードＤ３とＬＥＤ３ａ〜ＬＥＤ３ｅから構成される負荷ＬＤ３の直列回路と、巻線Ｎ４とダイオードＤ４とＬＥＤ４ａ〜ＬＥＤ４ｅから構成される負荷ＬＤ４の直列回路とが接続されている。
【００３５】
また、巻線Ｓ１と巻線Ｓ２と巻線Ｓ３と巻線Ｓ４とが閉ループで接続され、巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３、Ｎ４）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３、Ｓ４）とは、互いに電磁的に結合されトランスＴ１〜Ｔ４を構成する。即ちそれぞれの直列回路が１つの巻線を有し、それぞれの巻線に電磁結合された巻線が直列接続され閉ループを構成し、巻線Ｓ１と巻線Ｓ２と巻線Ｓ３と巻線Ｓ４には等しい電流が流れることになる。
【００３６】
ダイオードＤ１（及びＤ２、Ｄ３、Ｄ４）で半波整流した電流が巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３、Ｎ４）に流れ、この電流と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３、Ｓ４）に流れる電流とが均衡化するように磁気的に結合されトランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３、Ｔ４）となっている。従って、実施例３の接続では、トランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３、Ｔ４）の巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３、Ｎ４）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３、Ｓ４）は、その特性から巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３、Ｎ４）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３、Ｓ４）に流れる電流が等しくなり、電力供給手段１０から供給された電流を負荷ＬＤ１、負荷ＬＤ２、負荷ＬＤ３、負荷ＬＤ４に均衡化して供給できる。従って、実施例１に係る電流均衡化装置と同様の効果を得ることができる。また、バランストランスとして同一のトランスを使用できる。
【実施例４】
【００３７】
図５は本発明の実施例４に係る電流均衡化装置の構成を示すブロック図である。図５に示す実施例４において、電力供給手段１０の出力には、巻線Ｎ１とダイオードＤ１とＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅから構成される負荷ＬＤ１の直列回路と、巻線Ｓ１と巻線Ｎ２とダイオードＤ２とＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅから構成される負荷ＬＤ２の直列回路と、巻線Ｓ２と巻線Ｎ３とダイオードＤ３とＬＥＤ３ａ〜ＬＥＤ３ｅから構成される負荷ＬＤ３の直列回路と、巻線Ｓ３とダイオードＤ４とＬＥＤ４ａ〜ＬＥＤ４ｅから構成される負荷ＬＤ４の直列回路とが接続されている。
【００３８】
巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３）はダイオードの半波整流する電流が均衡化するように磁気的に結合されトランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３）となっている。即ち、１つの巻線を有する直列回路と２つの巻線を有する直列回路とを有し、それぞれの巻線がトランスの一次及び２次巻線として電磁結合される。
【００３９】
実施例４の接続では、トランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３）の巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３）は、その特性から巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３）に流れる電流が等しくなり、電力供給手段１０から供給された電流を負荷ＬＤ１、負荷ＬＤ２、負荷ＬＤ３、負荷ＬＤ４に均衡化して供給する。従って、実施例１に係る電流均衡化装置と同様の効果を得ることができる。さらに、実施例４は実施例２及び３の巻線Ｎ４と巻線Ｓ４からなるトランスＴ４を取り除くことができるため、電流均衡化装置を安価に構成できる。
【実施例５】
【００４０】
図６は本発明の実施例５に係る電流均衡化装置の構成を示すブロック図である。図６に示す実施例５において、電力供給手段１０の出力には、巻線Ｎ３と巻線Ｎ１とダイオードＤ１とＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅから構成される負荷ＬＤ１の直列回路と、巻線Ｎ３と巻線Ｓ１とダイオードＤ２とＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅから構成される負荷ＬＤ２の直列回路と、巻線Ｓ３と巻線Ｎ２とダイオードＤ３とＬＥＤ３ａ〜３ｅから構成される負荷ＬＤ３の直列回路と、巻線Ｓ３と巻線Ｓ２とダイオードＤ４とＬＥＤ４ａ〜ＬＥＤ４ｅから構成される負荷ＬＤ４の直列回路とが接続されている。
【００４１】
巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３）はダイオードの半波整流する電流が均衡化するように磁気的に結合されトランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３）となっている。実施例５の接続では、トランスＴ１（及びＴ２、Ｔ３）の巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３）と巻線Ｓ１（及びＳ２、Ｓ３）は、その特性から巻線Ｎ１（及びＮ２、Ｎ３）と巻線Ｓ１及びＳ２、Ｓ３）に流れる電流が等しくなり、電力供給手段１０から供給された電流を負荷ＬＤ１、負荷ＬＤ２、負荷ＬＤ３、負荷ＬＤ４に均衡化して供給する。従って、実施例１に係る電流均衡化装置と同様の効果を得ることができる。さらに、実施例５は実施例２及び３の巻線Ｎ４と巻線Ｓ４からなるトランスＴ４を取り除くことができるため、電流均衡化装置を安価に構成できる。
【実施例６】
【００４２】
図７は、本発明の実施例６に係る電流均衡化装置の構成図であり、電力供給手段１０ａから供給される交番電流が正弦波状の電流であることを特徴とする。
【００４３】
図７に示す実施例６において、正弦波状の交番電流を供給するために、直流電源Ｖｉｎの両端に、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＱＨとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＱＬとの直列回路が接続されている。スイッチング素子ＱＨとスイッチング素子ＱＬとの接続点にトランスＴの１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列共振回路が接続されている。トランスＴは、リーケージインダクタンスＬｒ１，Ｌｒ２を有する。ＬｐはトランスＴの励磁インダクタンスである。ローサイドドライバ１３は、スイッチング素子ＱＬを駆動し、ハイサイドドライバ１５は、スイッチング素子ＱＨを駆動する。
【００４４】
スイッチング素子QＨとスイッチング素子QＬは交互にオンオフをすることで、トランスＴの巻線ＮｓからリーケージインダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２と電流共振コンデンサＣｒｉで共振した正弦波状の電流を供給することができる。
【００４５】
図８は本発明の実施例６に係る電力均衡化装置の動作波形である。図８において、Ｖ（ＱＨ）は、スイッチング素子ＱＨのドレイン−ソース間電圧、Ｉ（ＱＨ）は、スイッチング素子ＱＨのドレインに流れる電流、Ｖ（ＱＬ）は、スイッチング素子ＱＬのドレイン−ソース間電圧、Ｉ（ＱＬ）は、スイッチング素子ＱＬのドレインに流れる電流、Ｉ（ＮＳ）は巻線Ｎｓに流れる電流、Ｉ（Ｄ１）はダイオードＤ１に流れる電流、Ｉ（Ｄ２）はダイオードＤ２に流れる電流、Ｖ（ＬＥＤ１ａ−ｅ）は負荷ＬＤ１の両端電圧、Ｖ（ＬＥＤ２ａ−ｅ）は負荷ＬＤ２の両端電圧である。
【００４６】
まず、時刻ｔ０において、スイッチング素子ＱＬがオフ状態のときに、スイッチング素子ＱＨがオンすると、トランスＴの巻線Ｎｐは巻始が負電圧となり、巻線Ｎｓの巻始も負電圧となる。従って、時刻ｔ０から始まる期間ＳＴ１では、巻線Ｎｓに接続された第１及び第２の直列回路はそれぞれの直列回路に含まれるダイオードＤ１，Ｄ２により巻線Ｎｓから供給される交番電流は流れることがなく第１及び第２直列回路には電流が流れない。従って、スイッチング素子ＱＨに流れる電流Ｉ（ＱＨ）は、Ｖｉｎ(正極)→ＱＨ（ＤＨ）→Ｌｒ１→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎ(負極) の経路でマイナスから流れはじめ、電流共振コンデンサＣｒｉと励磁インダクタンスＬｐとリーケージインダクタンスＬｒ１との共振により時間とともに増加していく。また、このとき電流共振コンデンサＣｒｉが充電される。
【００４７】
次に、時刻ｔ１において、スイッチング素子ＱＨがオフし、スイッチング素子ＱＬがオンすると、励磁インダクタンスＬｐに流れていた電流は、Ｌｐ→Ｃｒｉ→ＤＬ（ＱＬ）→Ｌｒ１→Ｌｐの経路で電流が流れる。従って、巻線Ｎｐの巻始は正電圧になり、巻線Ｎｓの巻始も正電圧になる。
【００４８】
従って、時刻ｔ１から始まる期間ＳＴ２では、第１及び第２直列回路に接続されるダイオードＤ１及びＤ２は導通し、巻線Ｎ１を通る電流Ｎｓ→Ｎ１→Ｄ１→負荷ＬＤ１→Ｎｓの経路とＮｓ→Ｓ１→Ｄ２→負荷ＬＤ２→Ｎｓの経路とで電流が流れる。
【００４９】
この電流は、Ｃｒｉ→Ｎｐ→Ｌｒ２→Ｌｒ１→ＱＬ（ＤＬ）→Ｃｒｉの経路でトランスＴを介して電流共振コンデンサＣｒｉから供給されるので、電流共振コンデンサＣｒｉとリーケージインダクタンスＬｒ１＋Ｌｒ２の共振で電流が流れることになり、正弦波状の半波電流が供給される。このように、それぞれの直列回路には、時間的に大きさが変化する、即ち交流成分を持った電流Ｉ（Ｄ１）及びＩ（Ｄ２）が流れる。従って、実施例１に係る電流均衡化装置と同様の効果を得ることができる。さらに、電流均衡化回路に正弦波状の電流が流れるため、実施例１に係る電流均衡化装置に対して低ノイズ化できる。
【００５０】
なお、実施例６に係る電力供給手段１０ａは、実施例２から実施例５で示す複数の直列回路を接続することができる。
【実施例７】
【００５１】
図９は、本発明の実施例７に係る電流均衡化装置の構成図であり、電力供給手段１０ｂから供給される交番電流が正弦波状の電流であることを特徴とし、実施例６に係る電流均衡化装置に対して、トランスＴの入力側にフライバックアクティブクランプ方式を採用した点が異なる。
【００５２】
図９に示す実施例７において、直流電源Ｖｉｎの両端には、トランスＴの１次巻線Ｎｐと電圧共振コンデンサＣｒｖとの直列共振回路が接続されている。電圧共振コンデンサＣｒｖの両端にはスイッチング素子ＱＬとダイオードＤＬとが接続されている。
【００５３】
トランスＴの１次巻線Ｎｐの両端には、電流共振コンデンサＣｒｉとスイッチング素子ＱＨとの直列回路が接続されている。スイッチング素子ＱＨの両端には、ダイオードＤＨが接続されている。トランスＴはリーケージインダクタンスＬｒ１，Ｌｒ２を有する。ＬｐはトランスＴの励磁インダクタンスである。また、ダイオードＤＬ，ＤＨはスイッチング素子ＱＬ，ＱＨの寄生Ｄｉでも良い。
【００５４】
実施例７に係る電力供給手段１０ｂは、実施例６の電力供給手段１０ａの構成を変更したもので、直流電源Ｖｉｎと電流共振コンデンサＣｒｉを入れ替えた構成と同等になる。ほぼ同様の動作波形となり、実施例７に係る電力供給手段１０ｂから供給される交番電流は、正弦波状の電流になる。従って、実施例６に係る電流均衡化装置と同様の効果を得ることができる。
【００５５】
なお、実施例７に係る電力供給手段１０ｂは、実施例２から実施例５で示す複数の直列回路を接続することができる。
【実施例８】
【００５６】
図１０は、本発明の実施例８に係る電流均衡化装置の構成図であり、電力供給手段１０から供給される交番電流を平滑化して負荷に供給することを特徴とする。
【００５７】
図１０に示す実施例８において、交番電流を供給する電力供給手段１０の両端には、巻線Ｎ１と交番電流を半波整流するダイオードＤ１と負荷ＬＤ１（ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅ）とからなる第１の直列回路と、巻線Ｓ１と交番電流を半波整流するダイオードＤ２と負荷ＬＤ２（ＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅ）とからなる第２の直列回路とが接続されている。さらに、ダイオードＤ１（Ｄ２）には、負荷ＬＤ１（負荷ＬＤ２）と並列に平滑コンデンサＣ１（Ｃ２）が接続されている。即ち、実施例８に係る電流均衡化装置は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２を備える点で、実施例１に係る電流均衡化装置と異なる。
【００５８】
図１１は本発明の実施例８に係る電力均衡化装置の動作波形である。実施例８に係る電流均衡化装置では、コンデンサＣ１，Ｃ２で平滑化された電流が負荷に供給されるので、負荷電流Ｉ（ＬＥＤ１ａ−ｅ）とＩ（ＬＥＤ２ａ−ｅ）の電流は平滑した電流が流れる。平滑した電流を負荷に供給できるので、実施例１に係る電力均衡化装置と同様の効果を得ることができ、負荷に流れる電流ピークが下がることにより、負荷に与えるストレスが軽減できる。
【００５９】
なお、実施例８に係る電力供給手段１０を、実施例６及び７に係る電力供給手段１０ａ，１０ｂに置き換えることができる。また、実施例８に係る平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は、実施例２から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。
【実施例９】
【００６０】
図１２は、本発明の実施例９に係る電流均衡化装置の構成図であり、電力供給手段１０ａから供給される交番電流を平滑化した電流を負荷に供給することを特徴とする。図１２に示す実施例９において、コンデンサＣ１、Ｃ２で平滑化された電流が負荷に供給されるので、負荷電流Ｉ（ＬＥＤ１ａ−ｅ）とＩ（ＬＥＤ２ａ−ｅ）の電流は平滑した電流が流れる。平滑した電流を負荷に供給できるので、実施例６に係る電力均衡化装置と同様の効果を得ることができ、負荷に流れる電流ピークが下がることにより、負荷に与えるストレスが軽減できる。
【００６１】
なお、実施例９に係る電力供給手段１０ａを、実施例７に係る電力供給手段１０ｂに置き換えることができる。
【実施例１０】
【００６２】
図１４は、本発明の実施例１０に係る電流均衡化装置の構成図であり、電力供給手段１０ａから供給される交番電流を全周期に渡って整流することを特徴とする。
【００６３】
図１４に示す実施例１０において、正弦波状の交番電流を供給する電力供給手段１０ａの両端には、巻線Ｎ１と交番電流を半波整流するダイオードＤ１と負荷ＬＤ１（ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅ）とからなる第１の直列回路と、巻線Ｓ１と交番電流を半波整流するダイオードＤ２と負荷ＬＤ２（ＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅ）とからなる第２の直列回路とが接続され、ダイオードＤ１（Ｄ２）には、負荷ＬＤ１（負荷ＬＤ２）と並列に平滑コンデンサＣ１（Ｃ２）が接続されている。さらに、負荷ＬＤ１（負荷ＬＤ２）は、コンデンサＣ１０を介して電力供給手段１０ａと接続され、負荷ＬＤ１（負荷ＬＤ２）とコンデンサＣ１０との接続点と巻線Ｎ１（Ｓ１）との間にダイオードＤ１０が接続される。即ち、実施例１０に係る電流均衡化装置は、コンデンサＣ１、Ｃ２で平滑化された電流と巻線Ｎｓに発生する負電圧に対する半波電流をコンデンサＣ１０で平滑化した電流とを負荷に供給する点で、実施例９に係る電流均衡化装置と異なる。
【００６４】
図１５は本発明の実施例１０に係る電力均衡化装置の動作波形である。
【００６５】
まず、時刻ｔ０において、スイッチング素子ＱＨがオフ状態のときに、スイッチング素子ＱＬがオンすると、巻線Ｎｐの巻始の電圧は負電圧となり、巻線Ｎｓも巻始が負電圧となる。従って、時刻ｔ０から始まる期間ＳＴ１では、ダイオードＤ１，Ｄ２は逆方向電圧が印加されるので、第１及び第２の直列回路には電流が流れない。
【００６６】
しかし、ダイオードＤ１０は順方向電圧が印加され、巻線ＮｓからＮｓ→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｎｓという経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴを介してＮｐ巻線から供給されるため、電流Ｉ（ＱＬ）が、Ｃｒｉ?Ｎｐ?ＱＬ（ＤＬ）?Ｃｒｉの経路でマイナスから流れはじめ、電流共振コンデンサＣｒｉとインダクタンスＬｒ１とインダクタンスＬｒ２との共振により正弦波状の半波電流となり、時間とともに増加して時刻ｔ１でゼロとなる。
【００６７】
次に、時刻ｔ２において、スイッチング素子ＱＬがオフし、スイッチング素子ＱＨがオンすると、インダクタンスＬｐに流れていた電流は、Ｌｐ→Ｌｒｉ→ＱＨ（ＤＨ）→Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐの経路で流れ、トランスＴの巻線Ｎｐの巻始が正電圧となり、巻線Ｎｓの巻始も正電圧となる。従って、時刻ｔ２から始まる期間ＳＴ３では、直列回路に接続されるダイオードは導通し、巻線Ｎ１を通るＮｓ→Ｎ１→Ｄ１→負荷ＬＤ１→Ｎｓの経路とＮｓ→Ｓ１→Ｄ２→負荷ＬＤ２→Ｎｓの経路とで電流が流れる。
【００６８】
この電流は、Ｖｉｎ→ＱＨ（ＤＨ）→Ｌｒ１→Ｌｒ２→Ｎｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路で流れ、トランスＴを介してＶｉｎから供給され、電流共振コンデンサＣｒｉとリーケージインダクタンスＬｒ１＋Ｌｒ２の共振で電流が流れることになり、正弦波状の半波電流が供給される。
【００６９】
このように、それぞれの直列回路には、時間的に大きさが変化する、即ち交流成分を持った電流Ｉ（Ｄ１）及びＩ（Ｄ２）が流れる。従って、実施例１に係る電流均衡化装置と同様の効果を得ることができる。また、本発明はトランスＴの両波を使用するので、トランスＴの利用率が向上するので、トランスＴが小型でき、従って電流均衡化装置を安価に構成できる。
【００７０】
なお、実施例１０に係る電力供給手段１０ａを、実施例１及び７に係る電力供給手段１０，１０ｂに置き換えることができる。また、実施例１０に係るコンデンサＣ１０及びダイオードＤ１０は、実施例２から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。
【実施例１１】
【００７１】
図１６は、本発明の実施例１１に係る電流均衡化装置の構成図であり、電力供給手段１０ａから供給される交番電流を全周期に渡って整流し、且つ、平滑化した電流を負荷に供給することを特徴とする。
【００７２】
図１６に示す実施例１１の電流均衡化装置は、図７に示す実施例６に対して、ダイオードＤ１０とコンデンサＣ１０とを追加することにより電力供給手段１０ａから供給される交番電流をコンデンサＣ１０で平滑化し、平滑化した電流を負荷に供給するように構成される。実施例１１はトランスＴの両波を使用することでトランスＴの利用率が向上するので、トランスＴが小型でき、また、図１４に示す実施例１０に対して、コンデンサＣ１，Ｃ２を削除することができる。従って電流均衡化装置を安価に構成できる。
【００７３】
図１７は本発明の実施例１１に係る電力均衡化装置の動作波形である。図１７の実施例１１の動作波形は図７の実施例６の動作波形の図８を組み合わせたものとなるので、説明は割愛する。
【００７４】
なお、実施例１１に係る電力供給手段１０ａを、実施例１及び７に係る電力供給手段１０，１０ｂに置き換えることができる。また、実施例１１に係るコンデンサＣ１０及びダイオードＤ１０は、実施例２から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。
【実施例１２】
【００７５】
図１８は、本発明の実施例１２に係る電流均衡化装置の構成図であり、複数の直列回路の電流を検出する電流検出手段と、電流検出手段で検出された電流検出値と基準電圧を比較する比較手段と、比較手段の出力に応じて交番電流を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００７６】
図１８に示す実施例１２に係る電流均衡化装置は、実施例６に係る電力供給装置１０ａと同様の構成を含む電力供給手段１０ｃを有し、電力供給手段１０ｃの出力には、実施例２に係る直列回路が接続され、その一端がＧＮＤに接続される負荷ＬＤ１（及びＬＤ２、ＬＤ３、ＬＤ４）に平滑コンデンサＣ１（及びＣ２，Ｃ３，Ｃ４）で平滑された電流が供給されるように構成されている。さらに、負荷ＬＤ１（及びＬＤ２、ＬＤ３、ＬＤ４）と２次巻線Ｎｓとの間に電流検出手段として抵抗Ｒｓが追加されて、２次巻線Ｎｓと抵抗Ｒｓとの接続点に、抵抗Ｒｉｓ及びコンデンサＣｉｓからなるフィルタ回路の入力端が接続される。比較回路及び制御回路としてのＰＲＣ回路１の一方の入力端子にはフィルタ回路の出力端が接続され、他方の入力端子には負電圧である基準電圧Ｖｒｅｆが接続される。
【００７７】
抵抗Ｒｓが、負荷ＬＤ１（及びＬＤ２、ＬＤ３、ＬＤ４）に流れる電流を一括して検出し、フィルタ回路を介して電流検出値をＰＲＣ回路１に出力する。ＰＲＣ回路１は、電流検出値と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、その誤差出力に基づき、負荷に流れる電流が一定になるようにスイッチング素子ＱＨとスイッチング素子ＱＬとのオン時間の比率を制御する。
【００７８】
なお、各部の波形は、図１３に示す各部の波形と基本的に同じであるので、ここではその説明は省略する。
【００７９】
従って、実施例１２に係る電流均衡化装置によれば、実施例９に係る電流均衡化装置と同様な作用効果が得られると共に、負荷ＬＤ１（及びＬＤ２、ＬＤ３、ＬＤ４）に流れる電流を一定に制御することができる。また、負荷の一端を直接ＧＮＤ電位に接続できるので、安価で低ノイズ化できる。    
なお、実施例１２に係る電流検出手段、比較手段及び制御回路は、実施例２から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。また、フィルタ回路は省略することもできる。
【実施例１３】
【００８０】
図１９は本発明の実施例１３に係る電流均衡化装置の構成図であり、複数の直列回路の電流を検出する電流検出手段と、電流手段の検出値と基準電圧を比較する比較手段と、比較手段の出力に応じて交番電流を制御する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００８１】
図１９に示す実施例１３に係る電流均衡化装置は、実施例６に係る電力供給装置１０ａと同様の構成を含む電力供給手段１０ｄを有し、電力供給手段１０ｄの出力には、実施例２に係る直列回路が接続され、実施例１０に係るコンデンサＣ１０とダイオードＤ１０とを有する。さらに、負荷ＬＤ１（及びＬＤ２、ＬＤ３、ＬＤ４）とコンデンサＣ１０及びダイオードＤ１０の接続点との間に電流検出手段として抵抗Ｒｓが追加されて、負荷ＬＤ１（及びＬＤ２、ＬＤ３、ＬＤ４）と抵抗Ｒｓとの接続点に、抵抗Ｒｉｓ及びコンデンサＣｉｓからなるフィルタ回路の入力端が接続される。比較回路及び制御回路としてのＰＦＭ回路１ａの一方の入力端子にはフィルタ回路の出力端が接続され、他方の入力端子には正電圧である基準電圧Ｖｒｅｆが接続される。
【００８２】
抵抗Ｒｓが、負荷ＬＤ１（及びＬＤ２、ＬＤ３、ＬＤ４）に流れる電流を一括して検出し、フィルタ回路を介して電流検出値をＰＦＭ回路１ａに出力する。ＰＦＭ回路１ａは、電流検出値と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、その誤差出力に基づき、負荷に流れる電流が一定になるようにスイッチング素子ＱＨとスイッチング素子ＱＬとのオンオフ周波数を制御する。
【００８３】
なお、各部の波形は、図１５に示す各部の波形と基本的に同じであるので、ここではその説明は省略する。
【００８４】
従って、実施例１３に係る電流均衡化装置によれば、実施例１２に係る電流均衡化装置と同様な作用効果が得られる。また、図１８に示す実施例１２では、基準電圧Ｖｒｅｆが負電圧であったが、図１９に示す実施例１３は、基準電圧Ｖｒｅｆが正電圧であることを特徴とする。基準電圧が正電圧にできるため、負電圧が不必要で検出回路の構成が簡単化でき、安価に構成できる。
【００８５】
なお、実施例１３に係る電流検出手段、比較手段及び制御回路は、実施例２から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。また、フィルタ回路は省略することもできる。
【実施例１４】
【００８６】
図２０は、本発明の実施例１４に係る電流均衡化装置の構成図である。図２０に示す実施例１４は、図１２に示す実施例９に対して、直列回路の並列数を増加し、バランストランスを理想トランスＴ１ａ，Ｔ２ａ，Ｔ３ａ，Ｔ４ａと励磁インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４とに分けて記載した回路図である。実施例１４では、トランスＴ１ａ，Ｔ２ａ，Ｔ３ａ，Ｔ４ａのリセットとスイッチング素子ＱＬのオフ制御を主として説明する。
【００８７】
図２１は、本発明の実施例１４に係る電流均衡化装置のバランストランスのリセットの動作を説明するための動作波形である。
【００８８】
図２１において、１次巻線Ｎｐから供給された電流が２次巻線Ｎｓより流れる期間をＳＴ１、トランスＴ１ａ，Ｔ２ａ，Ｔ３ａ，Ｔ４ａがリセットする期間をＳＴ２、トランスのリセットが終了してスイッチング素子ＱＬがターンオフする期間をＳＴ３とする。
【００８９】
期間ＳＴ１では、２次巻線Ｎｓからの電流は、第１経路では、Ｎｓ?Ｓ２?Ｎ１?Ｄ１?Ｃ１?Ｎｓ、第２経路では、Ｎｓ?Ｓ３?Ｎ２?Ｄ２?Ｃ２?Ｎｓとなる。第３経路では、Ｎｓ?Ｓ４?Ｎ３?Ｄ３?Ｃ３?Ｎｓ、第４経路では、Ｎｓ?Ｓ１?Ｎ４?Ｄ４?Ｃ４?Ｎｓとなる。このため、１次巻線Ｎ１に流れる電流は２次巻線Ｓ１に流れる電流に等しく、１次巻線Ｎ２に流れる電流は２次巻線Ｓ２に流れる電流に等しくなる。このようにして、第１経路乃至第４経路の電流は等しくなる。
【００９０】
平滑コンデンサＣｍ（ｍは１〜４の整数）の電圧（ＬＥＤｍａ〜ＬＥＤｍｅの順方向電圧降下の和と等しい）をＶｃｍ、巻線Ｎｓの電圧をＶｎｓ、巻線Ｓｍ（ｍは１〜４の整数）の電圧をＶｓｍ、巻線Ｎｍ（ｍは１〜４の整数）の電圧をＶｎｍ、ダイオードＤｍ（ｍは１〜４の整数）の順方向電圧降下をＶｆとすると、この期間ＳＴ１の各経路の電圧は、
Ｖｃ１＝Ｖｎｓ＋Ｖｓ２−Ｖｎ１−Ｖｆ
Ｖｃ２＝Ｖｎｓ＋Ｖｓ３−Ｖｎ２−Ｖｆ
Ｖｃ３＝Ｖｎｓ＋Ｖｓ４−Ｖｎ３−Ｖｆ
Ｖｃ４＝Ｖｎｓ＋Ｖｓ１−Ｖｎ４−Ｖｆ
となる。
【００９１】
Ｖｎ１＝Ｖｓ１，Ｖｎ２＝Ｖｓ２，Ｖｎ２＝Ｖｓ２，Ｖｎ４＝Ｖｓ４であるから、また、ＶｃをＶｃ１，Ｖｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４の平均値とすると、
Ｖｃ＝（Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋Ｖｃ３＋Ｖｃ４）／４
Ｖｎｓ＝Ｖｃ＋Ｖｆ
となる。
【００９２】
また、各経路で直列接続する２つの巻線の両端電圧は、
Ｖｓ２−Ｖｎ１＝Ｖｃ１−Ｖｃ
Ｖｓ３−Ｖｎ２＝Ｖｃ２−Ｖｃ
Ｖｓ４−Ｖｎ３＝Ｖｃ３−Ｖｃ
Ｖｓ１−Ｖｎ４＝Ｖｃ４−Ｖｃ
となり、電圧Ｖｃ１、即ちＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅの順方向電圧降下の和の電圧がＬＥＤｍａ〜ＬＥＤｍｅの順方向電圧降下の和の平均値より大きい場合には、Ｖｃ１−Ｖｃは正となり、巻線Ｓ２と巻線Ｎ１の直列回路に正電圧が印加される。
【００９３】
また、電圧Ｖｃ１、即ちＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅの順方向電圧降下の和の電圧がＬＥＤｍａ〜ＬＥＤｍｅの順方向電圧降下の和の平均値より小さい場合には、Ｖｃ１−Ｖｃは負となり、巻線Ｓ２と巻線Ｎ１の直列回路に負電圧が印加される。
【００９４】
また、平均値Ｖｃより小さいＶｃｍ（ｍは１〜４）ならば、励磁インダクタンスＬｍには正の電流が流れ、平均値Ｖｃより大きいＶｃｍならば、励磁インダクタンスＬｍには負の電流が流れることになる。
【００９５】
期間ＳＴ２では、バランストランスＴ１ａ〜Ｔ４ａの励磁インダクタンスＬ１〜Ｌ４に蓄えられた電流がリセットする期間である。期間ＳＴ１で、励磁インダクタンスＬ１〜Ｌ４に負の電流で蓄えられた電流は、ダイオードＤｍの順方向とは逆の電圧を発生するため、そのダイオードＤｍには逆電圧が印加される。
【００９６】
リセット期間に逆電圧が最も大きく発生する条件は、Ｖｃ１即ちＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅの順方向電圧降下の和がばらつきの最大値で、他のＶｃ２，Ｖｃ３，Ｖｃ４、即ちＬＥＤｘａ〜ＬＥＤｘｅ（ｘ＝２〜４）の順方向電圧降下の和のばらつきの最小値の時などが考えられ、リセット期間ＳＴ２でのダイオードに逆電圧が印加されるのはダイオードＤ１のみである場合である。
【００９７】
上記のような場合のダイオードＤ１の逆電圧は、
ＶＤ１＝Ｖｃ１−Ｖｎｓ−Ｖｎ２＋Ｖｎ１
となり、他の第２経路〜第４経路における順方向電圧は、
Ｖｃ２＝Ｖｎｓ＋Ｖｎ３−Ｖｎ２−Ｖｆ
Ｖｃ３＝Ｖｎｓ＋Ｖｎ４−Ｖｎ３−Ｖｆ
Ｖｃ４＝Ｖｎｓ＋Ｖｎ１−Ｖｎ４−Ｖｆ
である。従って、上記の３つの式から
Ｖｎ１−Ｖｎ２＝Ｖｃ２＋Ｖｃ３＋Ｖｃ４−３Ｖｎｓ＋３Ｖｆ
となり、ダイオードＤ１の逆方向電圧は、
ＶＤ１＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋Ｖｃ３＋Ｖｃ４−４Ｖｎｓ＋３Ｖｆとなる。
【００９８】
リセット期間ＳＴ２に逆耐圧がかかるダイオードの逆電圧は巻線電圧Ｖｎｓが正電圧である場合、小さくなることがわかる。
【００９９】
図２１に示す動作波形では、２次巻線の電流が正弦波状に流れ、ゼロになった後の期間ＳＴ２（バランストランスのリセット期間）もスイッチング素子ＱＬをターンオフしていないので、２次巻線電圧Ｖｎｓは、リセット期間ＳＴ２には、僅かに電圧が下がっているが、ダイオードに電流が流れていた期間よりも僅かに電圧が下がっているだけである。このため、このわずかな電圧分をΔＶとすると、ＶｎｓはＶｃ−ΔＶであり、
ＶＤ１＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋Ｖｃ３＋Ｖｃ４−４Ｖｎｓ＋３Ｖｆ
ＶＤ１＝４Ｖｃ−４（Ｖｃ−ΔＶ）＋３Ｖｆ＝４ΔＶ＋３Ｖｆ
であるから、ダイオードＤ１の逆電圧は低く抑えられる。即ち、インダクタンスＬ１（及びＬ２，Ｌ３，Ｌ４）を流れる電流がゼロになり、バランストランスＴ１ａ〜Ｔ４ａのリセット期間が完了する時刻Ｔ３を過ぎた後、時刻Ｔ４でスイッチング素子ＱＬをターンオフさせことで、ダイオードＤ１の逆電圧は低く抑えられる。
【０１００】
図２２は、本発明の実施例１４に係る電流均衡化装置のスイッチング素子ＱＬをバランストランスのリセット期間でターンオフした場合の各部の動作波形である。
【０１０１】
バランストランスＴ１ａ〜Ｔ４ａのリセット期間ＳＴ２にスイッチング素子ＱＬをターンオフすると、励磁インダクタンスＬｐに流れていた電流がダイオードＤＨに転流するので、トランスＴの１次巻線電圧は巻き始めが負電圧となり、トランスＴの２次巻線電圧の巻き始めも負電圧とになるので、ＶｎｓはトランスＴの巻数比をＮとすると、
Ｎｎｓ＝−（Ｖｉｎ−Ｖｃｒｉ）／Ｎ
となり、ダイオードＤ１の逆電圧は、
ＶＤ１＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋Ｖｃ３＋Ｖｃ４＋４（Ｖｉｎ−Ｖｃｒｉ）／Ｎ＋３Ｖｆと、非常に大きな値となる。図２２からもダイオードＤ１の電圧Ｖ（Ｄ１）が非常に大きいことがわかる。
【０１０２】
また、上記式からもわかるように、Ｖｃ１はＬＥＤユニットの総Ｖｆ電圧（ＬＥＤのＶｆ×直列接続数）とほぼ等しいので、ＬＥＤユニットの直列数が多くなると、ダイオードＤ１の逆電圧が大きくなることがわかる。
【０１０３】
ＬＥＤユニットの並列数を増やすと、高耐圧なダイオードが必要となり、あるいは、ダイオードの耐圧が制約される。このため、ＬＥＤユニットの直列数や並列数を増やすことができなくなる。従って、リセット期間ＳＴ２のスイッチング素子ＱＬ，ＱＨのオンオフを制御して、バランストランスのリセットが終了した後、トランスの電圧を反転させる制御が非常に有効である。
【実施例１５】
【０１０４】
図２３は、本発明の実施例１５に係る電流均衡化装置の構成図である。本発明はリセット期間が完了した後、スイッチング素子Ｑ１をオンして電圧共振を終了することでダイオードＤ１の逆電圧を低くすることを特徴とする。
【０１０５】
図２３に示す実施例１５は、図１０に示す実施例８に対して、トランスＴを励磁インダクタンスＬｐと理想トランスに分割して記載し、巻線Ｎｓの電流がゼロになった後に励磁インダクタンスＬｐと電圧共振する共振コンデンサＣｖをスイッチング素子Ｑ１に並列接続し、バランストランスを理想トランスＴ１’と励磁インダクタンスＬ１に分けて記載した回路図である。なお、コンデンサＣｖはＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１）の寄生容量でも良い。実施例１５では、トランスＴ１’の励磁インダクタンスＬ１のリセットとスイッチング素子Ｑ１のオン制御を主として説明する。
【０１０６】
図２４図は、本発明の実施例１５の電流均衡化装置のスイッチング素子Ｑ１がバランストランスＴ１’のリセット期間でターンオフした場合の各部の動作波形である。
【０１０７】
図２４において、時刻ｔ０以前はスイッチング素子Ｑ１がオンであり、Ｎｐの巻始が−Ｖｉｎの負電圧となるので、２次巻線Ｎｓの巻始も負電圧となり、ダイオードＤ１、Ｄ２は逆方向電圧が印加されるので、２次巻線Ｎｓには電流が流れない。従って、１次側の電流はＶｉｎ→Ｌｐ→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、Ｌｐにエネルギーが蓄えられている。
【０１０８】
時刻ｔ０でスイッチング素子Ｑ１がオフになると、励磁インダクタンスＬｐに蓄えられたエネルギーは、逆起電力を発生し、巻線Ｎｐの巻始を正電圧とする。従って、２次巻線Ｎｓの巻始も正電圧となり、２次巻線に電流が流れる。１次側の電流はＬｐ→Ｎｐ→Ｌｐの経路で流れ、２次側の電流はＮｓ→Ｎ１→Ｄ１→Ｃ１→Ｎｓの経路とＮｓ→Ｓ１→Ｄ２→Ｃ２→Ｎｓの経路とで流れる。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２で平滑化された電流が、負荷ＬＤ１と負荷ＬＤ２とに流れる。
【０１０９】
実施例８で説明したように巻線Ｎ１と巻線Ｓ１は均衡化された電流が流れる。時刻ｔ１で励磁インダクタンスＬｐに蓄えられたエネルギーはゼロになり巻線Ｎｓに流れる電流Ｉ（ＮＳ）がゼロになる。期間ＳＴ２からＳＴ３では共振コンデンサＣｖに蓄えられたエネルギーが励磁インダクタンスＬｐと電圧共振する期間で、その電圧共振動作により巻線Ｎｐの電圧が緩やかに減少する。従って、巻線Ｎｓの電圧も緩やかに減少するので、実施例１４で示したようにダイオードＤ１，Ｄ２に印加される逆電圧が低減できる。また、時刻ｔ３でスイッチング素子がオンすることで共振期間が終わる。期間ＳＴ２はトランスＴ１’の励磁インダクタンスＬ１のリセット期間である。
【０１１０】
一方、図２５は実施例１５に係る電流均衡化装置において、リセット期間が完了する前に時刻ｔ２でスイッチング素子Ｑ１をオンした動作波形であって、実施例８と同様に大きな逆電圧がダイオードＤ１に印加される。従って、実施例１４で説明したようなダイオードの耐圧の問題が発生する。
【０１１１】
実施例１５に係る電流均衡化装置では、ダイオードＤ１，Ｄ２にかかる逆電圧が小さくできるので、低耐圧なダイオードを利用でき、或いはダイオードを削除できるため、安価な電流均衡化装置が構成できる。
【実施例１６】
【０１１２】
図２６は、本発明の実施例１６に係る電流均衡化装置の構成図である。図２６に示す実施例１６は、図２３に示す実施例１５に対して、励磁インダクタンスＬｐからの電流をトランスＴを介さず取り出すことを特徴とする。動作は同様であるので、説明は割愛するが、実施例１５と同等の効果が得られる。また、実施例１、６及び７に係る電流均衡化装置に比べ、電力供給手段におけるトランスＴを削除することができるため、電流均衡化装置を安価に構成できる。
【実施例１７】
【０１１３】
図２７は、本発明の実施例１７に係る電流均衡化装置の構成図である。図２７に示す実施例１７は、図２６に示す実施例１６に対して、励磁インダクタンスＬｐと電圧源Ｖｉｎとスイッチング素子Ｑ１の接続を変形したもので、実施例１６と同様な効果が得られる。
【０１１４】
なお、実施例２〜５に示したバランストランス接続方法を相互に組み合わせて使用することもできる。また、実施例１２及び１３で示す電流検出手段を実施例３に示す閉ループの電流を検出するように構成しても良い。
【０１１５】
また、本発明の電流均衡化装置は、例えば、LED照明器具、LCD B/L(LCDバックライト)モジュール、LCD表示機器に適用することができる。
【０１１６】
LED照明器具は、商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置と、電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと１以上のLED負荷とを流れる電流が、１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置とを備える。
【０１１７】
LCD B/Lモジュールは、LCDセルと、商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子と前記LCDセルを光らせる１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと１以上のLED負荷とを流れる電流が、１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置とを備える。
【０１１８】
LCD表示機器は、LCDセルと、商用交流電源からの交流電力を任意の交番電力に変換して交番電流を供給する電力変換装置と、電力変換装置の出力に接続され且つ１以上の巻線と１以上の整流素子とLCDセルを光らせる１以上のLED負荷とが直列に接続される複数の直列回路のそれぞれと１以上のLED負荷とを流れる電流が、１以上の巻線に生じる電磁力に基づき均衡化する電流均衡化装置とを備える。LCD表示機器は、テレビジョン、モニター、看板などに用いられる。
【実施例１８】
【０１１９】
次に、実施例１８の電流均衡化装置について説明する。バランストランスの電流を整流するために整流素子をバランストランスに接続すると、バランストランスのリセット時に逆起電力が発生し整流素子に大きな逆方向電圧を印加することがある。
【０１２０】
バランストランスに接続された整流素子は、整流電圧（整流コンデンサの電圧）が主トランスの２次巻線の電圧より低い場合、リセット時に整流素子をオンする方向に電流が流れるが、整流電圧（整流コンデンサの電圧）が主トランスの２次巻線の電圧より高い場合にはリセット時に整流素子に逆方向電圧を印加する方向に逆起電力が発生する。逆方向電圧の発生を低く抑えるためには、主回路の回路方式やその動作条件に制約を受け、主回路の効率の低下や、主回路のトランスが大きくなる。
【０１２１】
実施例１８の電流均衡化装置は、バランストランスに直列接続された整流素子の逆方向電圧を低減する。図２８は本発明の実施例１８の電流均衡化装置の構成図である。実施例１８の電流均衡化装置は、図１に示す電力供給手段１０、図１８に示す複数の直列回路と、ダイオードＤ５，Ｄ６を有している。
【０１２２】
複数の直列回路は、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）の巻線Ｎ１，Ｓ１（Ｎ２，Ｓ２〜Ｎ４，Ｓ４）とダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）とコンデンサＣ１（Ｃ２〜Ｃ４）との直列回路が並列に接続されている。コンデンサＣ１（Ｃ２〜Ｃ４）には抵抗Ｒｓを介して並列に負荷ＬＤ１（ＬＤ２〜ＬＤ４）が接続されている。
【０１２３】
ダイオードＤ６のカソードは、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続され、ダイオードＤ６のアノードは、コンデンサＣ１（Ｃ２〜Ｃ４）に接続されている。ダイオードＤ５のアノードは、トランスＴの２次巻線Ｎｓの一端に接続され、ダイオードＤ５のカソードは、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されている。
【０１２４】
実施例１８の電流均衡化装置は、ダイオードＤ６を追加し、正巻線の２次巻線Ｎｓが負電圧以下になった場合に、リセット電流をダイオードＤ６に流し、２次巻線Ｎｓの電圧が負電圧となっても、リセット電圧をある一定の電圧に保ち、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続したダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の逆方向電圧を低く抑え、回路全体の高効率・小型化を図ることを特徴とする。
【０１２５】
次にこのように構成された実施例１８の電流均衡化装置の動作を説明する。まず、リセット時の逆方向電圧は、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）の励磁電流が蓄えられる方向によって発生する逆起電力の方向が変わる。定常状態では主回路のトランスＴの２次巻線Ｎｓの電圧はＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の電圧降下、即ち、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続したダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の整流電圧の平均値となる。
【０１２６】
従って、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）がリセット時にダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）に充電する方向に励磁電流が蓄えられる（順バイアス）場合と、リセット時にダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）に逆方向電圧を発生するように励磁電流が蓄えられる（逆バイアス）場合がある。
【０１２７】
リセット時のバランストランスに直列接続されたダイオードの逆方向電圧の最大値Ｖｒは、バランストランスと整流回路の並列数がＮ個並列接続された場合、バランストランスの接続方法に関わらず、１つの整流電圧が平均整流電圧ＶＣより大きくて、他の整流電圧が平均整流電圧ＶＣより小さい場合であり、
ＶＣ＝（ＶＣ１＋ＶＣ２＋・・・・ＶＣＮ）／Ｎとして
ＶＣ１＞ＶＣ＞ＶＣ２＝ＶＣ３＝・・・・＝ＶＣＮのときである。
【０１２８】
このとき、コンデンサＣ１に直列接続されているダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒ１は
Ｖｒ１＝ＶＣ１＋ＶＣ２＋・・・・ＶＣＮ−Ｎ・ＶＮＳ＋Ｎ・Ｖｆ  ‥（１）
となる。ＶＮＳはトランスＴの２次巻線ＮＳ間の電圧、Ｖｆは整流素子の順方向電圧である。
【０１２９】
従って、逆方向電圧Ｖｒ１は、主回路の２次巻線Ｎｓの巻線電圧によって変化し、特に主回路の２次巻線Ｎｓの電圧（ＶＮＳ）が負になったときに逆方向電圧Ｖｒ１は最大になる。即ち、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）がリセット期間中にトランスＴの２次巻線Ｎｓの電圧が反転した場合に、大きな逆方向電圧Ｖｒ１が発生する。
【０１３０】
実施例１８では、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき、トランスＴの２次巻線ＮｓからダイオードＤ５を介してバランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に電流が流れる。
【０１３１】
次に、スイッチング素子Ｑ１がオンして、トランスＴの２次巻線Ｎｓの電圧が正電圧から反転して負電圧が発生した場合には、ダイオードＤ６を介してバランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）にリセット電流が流れる。即ち、２次巻線Ｎｓの負電圧をダイオードＤ６がオンすることで順方向電圧Ｖｆでクランプする。
【０１３２】
なお、このとき、ダイオードＤ５が逆バイアス状態となるので、ダイオードＤ６からダイオードＤ５へ電流が流れない。即ち、ダイオードＤ５を設けることにより、スイッチング素子Ｑ１がオン時に２次巻線Ｎｓの短絡を防止できる。
【０１３３】
リセット時のバランストランスと整流回路の並列数がＮ個並列接続された場合の逆方向電圧の最大値Ｖｒは、１つの整流電圧が平均整流電圧ＶＣより大きくて、他の整流電圧が平均整流電圧ＶＣより小さい場合であり、
ＶＣ＝（ＶＣ１＋ＶＣ２＋・・・・ＶＣＮ）／Ｎとして
ＶＣ１＞ＶＣ＞ＶＣ２＝ＶＣ３＝・・・＝ＶＣＮのときである。
【０１３４】
このとき、コンデンサＣ１に直列接続されている整流素子の逆方向電圧Ｖｒ１は
Ｖｒ１＝ＶＣ１＋ＶＣ２＋・・・・ＶＣＮ＋Ｎ・Ｖｆ
となる。即ち、ダイオードＤ５，Ｄ６を追加した後の回路は、ダイオードＤ５，Ｄ６を追加する前の回路と比較して、−Ｎ・ＶＮＳ（ＶＮＳは負電圧）だけ小さい逆方向電圧Ｖｒ１で済む。従って、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されたダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の耐圧が低くできる。また、主回路の回路方式やその動作条件或いは主回路のトランス構成に制約を受けないため、電源装置を小型、安価に構成することができる。
【０１３５】
なお、実施例１８に係る電力供給手段１０を、図９に示す電力供給手段１０ｂ、図１８に示す電力供給手段１０ｃに置き換えることができる。また、実施例１８に係る複数の直列回路は、実施例１、実施例３から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。
【実施例１９】
【０１３６】
図２９は本発明の実施例１９の電流均衡化装置の構成図である。図２９に示す実施例１９は、図２８に示す実施例１８に対して、ダイオードＤ６のアノードと２次巻線Ｎｓの他端とコンデンサＣ１（Ｃ２〜Ｃ４）に直流電源ＶＲＳを接続し、リセット電流をダイオードＤ６と直流電源ＶＲＳとに流すようにしたことを特徴とする。
【０１３７】
実施例１９の電流均衡化装置によれば、逆方向電圧Ｖｒ１は、主回路の２次巻線Ｎｓの巻線電圧によって変化し、特に主回路の２次巻線Ｎｓの電圧（ＶＮＳ）が負になったときに逆方向電圧Ｖｒ１は最大になる。
【０１３８】
実施例１９では、スイッチング素子Ｑ１がオンして、トランスＴの２次巻線Ｎｓの電圧が正電圧から反転して負電圧が発生した場合には、２次巻線Ｎｓから電圧源ＶＲＳとダイオードＤ６を介してバランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）にリセット電流が流れる。
【０１３９】
このとき、コンデンサＣ１に直列接続されているダイオードＤ１の逆方向電圧Ｖｒ１は
Ｖｒ１＝ＶＣ１＋ＶＣ２＋・・・・ＶＣＮ−Ｎ・ＶＲＳ＋Ｎ・Ｖｆ  ‥（２）
となる。
【０１４０】
即ち、ダイオードＤ５，Ｄ６、直流電源ＶＲＳを追加する前の回路では、式（１）に示すように、−Ｎ・ＶＮＳであり、ＶＮＳは負電圧となるので、−Ｎ・ＶＮＳが正電圧となり、逆方向電圧Ｖｒが大きくなる。
【０１４１】
これに対して、実施例１９では、ダイオードＤ５，Ｄ６、直流電源ＶＲＳを追加した後の回路において、式（２）に示すように、−Ｎ・ＶＲＳであり、ＶＲＳは正電圧であるので、小さい逆方向電圧Ｖｒ１で済む。即ち、直流電源ＶＲＳの電圧分だけ逆方向電圧を低く抑えることができる。従って、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されたダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の耐圧が低くできる。
【０１４２】
また、直流電源ＶＲＳを負荷ＬＤ１〜ＬＤ４の電圧ＶLD1〜ＶLDNの平均値より小さい値に設定することで、バランストランスに直列接続されたダイオードに印加される逆方向電圧を非常に小さくできる。
【０１４３】
従って、ＬＥＤユニットのＬＥＤの直列数を増やせるので、バランストランスの数が少なくでき、ＬＥＤユニットの並列数を増加できるので、主トランスの数（主回路の数）を減らすことができる。このため、回路全体で大幅にコストを低減でき、安価なＬＥＤ駆動装置を構成できる。
【０１４４】
なお、実施例１９に係る電力供給手段１０を、図９に示す電力供給手段１０ｂ、図１８に示す電力供給手段１０ｃに置き換えることができる。また、実施例１９に係る複数の直列回路は、実施例１、実施例３から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。
【実施例２０】
【０１４５】
図３０は本発明の実施例２０の電流均衡化装置の構成図である。図３０に示す実施例２０は、図２９に示す実施例１９に対して、直流電源ＶＲＳの代わりに２次巻線Ｎｓ２の両端にダイオードＤ７とコンデンサＣ７との直列回路を設け、２次巻線Ｎｓ２の電圧をダイオードＤ７とコンデンサＣ７とで整流平滑して直流電圧を得るようにしたことを特徴とする。
【０１４６】
図３０に示す実施例２０は、図２９に示す実施例１９に対して、電力供給手段１０の代わりに図１８に示す電力供給手段１０ｃを用い、トランスＴの代わりにトランスＴａを用いている。トランスＴａは、１次巻線Ｎｐと、直列に接続された２次巻線Ｎｓ１と２次巻線Ｎｓ２とを有する。
【０１４７】
２次巻線Ｎｓ１の一端と２次巻線Ｎｓ２の一端とには、ダイオードＤ７のアノードが接続され、ダイオードＤ７のカソードはコンデンサＣ７を介して２次巻線Ｎｓ２の他端とコンデンサＣ１（Ｃ２〜Ｃ４）に接続されている。ダイオードＤ７のカソードとコンデンサＣ７の一端とはダイオードＤ６のアノードに接続され、ダイオードＤ６のカソードはバランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されている。ダイオードＤ５のアノードは、２次巻線Ｎｓ１の他端に接続され、ダイオードＤ５のカソードは、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されている。
【０１４８】
２次巻線Ｎｓ１の他端とダイオードＤ５のアノードとは、ダイオードＤ１０のカソードに接続され、ダイオードＤ１０のアノードは、抵抗Ｒｓの一端とコンデンサＣ１０の一端とに接続されている。コンデンサＣ１０の他端は２次巻線Ｎｓ２の他端とコンデンサＣ１（Ｃ２〜Ｃ４）とに接続されている。
【０１４９】
以上の構成の実施例２０によれば、スイッチング素子ＱＬがオンからオフになると、トランスＴの２次巻線Ｎｓの電圧が正電圧から反転して負電圧が発生した場合には、コンデンサＣ７とダイオードＤ６を介してバランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）にリセット電流が流れる。
【０１５０】
即ち、実施例２０では、ダイオードＤ７とコンデンサＣ７とで直流電源ＶＲＳを生成しているので、実施例１９と同様に、小さい逆方向電圧Ｖｒ１で済む。即ち、逆方向電圧の発生を低く抑えることができる。従って、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されたダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の耐圧が低くできる。
【０１５１】
なお、実施例２０に係る電力供給手段１０ｃを、図９に示す電力供給手段１０ｂに置き換えることができる。また、実施例１８に係る複数の直列回路は、実施例１、実施例３から実施例５で示す複数の直列回路に適用することができる。
【実施例２１】
【０１５２】
図３１は本発明の実施例２１の電流均衡化装置の構成図である。図３１に示す実施例２１は、電力供給手段１０を有し、トランスＴａの２次巻線Ｎｓ１の一端はバランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続され、２次巻線Ｎｓ２の一端には、ダイオードＤ１０のアノードが接続され、ダイオードＤ１０のカソードはコンデンサＣ１０を介して２次巻線Ｎｓ２の他端に接続されている。ダイオードＤ１０のカソードとコンデンサＣ１０の一端はコンデンサＣ１〜Ｃ４に接続されている。２次巻線Ｎｓ１の他端はコンデンサＣ１０及びコンデンサＣ１〜Ｃ４に接続されている。
【０１５３】
実施例２１では、２次巻線Ｎｓ１にバランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）とダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）を直列に接続した複数の直列回路を接続し、２次巻線Ｎｓ２にダイオードＤ１０とコンデンサＣ１０とで構成される電圧源を直列に接続したことにより、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続したトランスＴａの２次巻線Ｎｓ１，Ｎｓ２の巻数を小さくできる。即ち、上記式（１）の−Ｎ・ＶＮＳのＶＮＳの電圧を小さくすることで、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続するダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の逆方向電圧を小さくできる。
【０１５４】
また、図１９に示した電流均衡化装置では、負荷ＬＤ１はＬＥＤ１ａ−ＬＥＤ１ｅのＬＥＤユニット、負荷ＬＤ２はＬＥＤ２ａ−ＬＥＤ２ｅのＬＥＤユニット、負荷ＬＤ３はＬＥＤ３ａ−ＬＥＤ３ｅのＬＥＤユニット、負荷ＬＤ４はＬＥＤ４ａ−ＬＥＤ４ｅのＬＥＤユニットであり、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）により定電流バランスされた電圧源はコンデンサＣ１〜Ｃ４の電圧であり、これらは、トランスＴの２次巻線Ｎｓの正電圧整流からなる。
【０１５５】
トランスＴの２次巻線Ｎｓの負電圧整流は、ダイオードＤ１０とコンデンサＣ１０とからなる電圧源を構成する。それぞれの負荷ＬＤ１（ＬＤ２〜ＬＤ４）は、コンデンサＣ１（Ｃ２〜Ｃ４）とコンデンサＣ１０との直列回路に接続される。
【０１５６】
図１９に示した電流均衡化装置のように、２次巻線Ｎｓが１つでも、上述したように、正電圧整流と負電圧整流とに分けることで、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されたダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の逆方向電圧を半分にすることができる。従って、バランストランスＴ１（Ｔ２〜Ｔ４）に接続されたダイオードＤ１（Ｄ２〜Ｄ４）の耐圧を低くできる。
【産業上の利用可能性】
【０１５７】
本発明は、例えば液晶ディスプレイのバックライトとして使用されるＬＥＤを点灯させるためのＬＥＤ点灯装置やＬＥＤ照明に適用可能である。
【符号の説明】
【０１５８】
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ  電力供給手段
１３  ローサイドドライバ
１５  ハイサイドドライバ
Ｖｉｎ，ＶＲＳ  直流電源
Ｑ１，ＱＬ，ＱＨ  スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ１０，ＤＬ，ＤＨ  ダイオード
Ｃｒｉ  電流共振コンデンサ
Ｔ，Ｔａ，Ｔ１〜Ｔ４  トランス
Ｎｐ，Ｎ１〜Ｎ４  １次巻線
Ｎｓ，Ｎｓ１，Ｎｓ２，Ｓ１〜Ｓ４  ２次巻線
Ｖｒｅｆ  基準電源
ＬＤ１〜ＬＤ４  負荷
【図１】
2010225568.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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