(57)【要約】【課題】シンセサイザにおけるデジタル的な周波数制御に起因した位相雑音性能の悪化。【解決手段】本発明のシンセサイザは、基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、比較器の出力側に接続されたフィルタと、フィルタの出力側に接続されて発振信号を出力する発振器と、発振器の出力信号を制御部からの制御信号に基づいて分周する分周器とを備え、比較器は、分周器からの出力信号と基準発振器からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号をフィルタに出力すると共に、制御部は、温度を検出する検出器の検出結果に基づいて分周器の分周比を時間間隔Ｔで制御し、時間間隔Ｔとフィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係は、１／Ｔ≧ｆｃを満たす構成である。【選択図】図１
2010193240.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、
前記比較器の出力側に接続されたフィルタと、
前記フィルタの出力側に接続されて発振信号を出力する発振器と、
前記発振器の出力信号を制御部からの制御信号に基づいて分周する分周器とを備え、
前記比較器は、前記分周器からの出力信号と前記基準発振器からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号を前記フィルタに出力すると共に、
前記制御部は、温度を検出する検出器の検出結果に基づいて前記分周器の分周比を時間間隔Ｔで制御し、
前記時間間隔Ｔと前記フィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係は、１／Ｔ≧ｆｃを満たすシンセサイザ。
【請求項２】
前記制御部が前記分周器を制御する前記時間間隔Ｔは複数存在し、
前記複数存在する時間間隔Ｔのうち最小の時間間隔Ｔｍｉｎと前記フィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係は、１／Ｔｍｉｎ≧ｆｃを満たす請求項１に記載のシンセサイザ。
【請求項３】
前記基準発振器はＭＥＭＳ振動子である請求項１に記載のシンセサイザ。
【請求項４】
前記分周器は分数分周器である請求項１に記載のシンセサイザ。
【請求項５】
１回の制御により変化する前記発振器の出力信号の周波数は、前記シンセサイザのロックレンジの範囲内である請求項１に記載のシンセサイザ。
【請求項６】
１回の制御により変化する前記発振器の出力信号の周波数が、前記シンセサイザのロックレンジの範囲外である場合とロックレンジの範囲内である場合とで前記時間間隔Ｔが異なり、ロックレンジの範囲内である場合の方が短い請求項２に記載のシンセサイザ。
【請求項７】
１回の制御により変化する前記発振器の出力信号の周波数が、前記シンセサイザのロックレンジの範囲外である場合とロックレンジの範囲内である場合とで、前記フィルタのカットオフ周波数を切り換える請求項１に記載のシンセサイザ。
【請求項８】
マルチキャリアシステムにおいて使用するシンセサイザであって、前記マルチキャリアシステムのキャリア間隔Δｆｃａｒと、前記時間間隔Ｔｃの関係が、（１／Ｔｃ）≠ｎ×Δｆｃａｒ、或いは、ｍ×（１／Ｔｃ）≠Δｆｃａｒ（但し、ｍ、ｎは整数）である請求項１に記載のシンセサイザ。
【請求項９】
受信信号を周波数変換する周波数変換器と、
基準発振器と、
前記基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、
前記比較器の出力側に接続されたフィルタと、
前記フィルタの出力側に接続されて発振信号を前記周波数変換器に供給する発振器と、
前記発振器の出力信号を制御部からの制御信号に基づいて分周する分周器とを備え、
前記比較器は、前記分周器からの出力信号と前記基準発振器からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号を前記フィルタに出力すると共に、
前記制御部は、温度を検出する検出器の検出結果に基づいて前記分周器の分周比を時間間隔Ｔで制御し、
前記時間間隔Ｔと前記フィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係は、１／Ｔ≧ｆｃを満たす受信装置。
【請求項１０】
受信信号を周波数変換する周波数変換器と、
基準発振器と、
前記基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、
前記比較器の出力側に接続されたフィルタと、
前記フィルタの出力側に接続されて発振信号を前記周波数変換器に供給する発振器と、
前記発振器の出力信号を制御部からの制御信号に基づいて分周する分周器と、
前記発振器からの出力信号、若しくは受信信号の周波数変動を検出する検出器を備え、
前記比較器は、前記分周器からの出力信号と前記基準発振器からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号を前記フィルタに出力すると共に、
前記制御部は、前記検出器の検出結果に基づいて前記分周器の分周比を時間間隔Ｔで制御し、
前記時間間隔Ｔと前記フィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係は、１／Ｔ≧ｆｃを満たす受信装置。
【請求項１１】
前記検出器は、受信信号に含まれる基準シンボルに基づいて前記基準発振信号の周波数変動を検出する請求項１０に記載の受信装置。
【請求項１２】
前記検出器は、受信信号に含まれるガードインターバル信号に基づいて前記基準発振信号の周波数変動を検出する請求項１０に記載の受信装置。
【請求項１３】
前記基準発振器はＭＥＭＳ振動子である請求項９又は請求項１０に記載の受信装置。
【請求項１４】
請求項９又は請求項１０に記載の受信装置と、
前記周波数変換器の出力側に接続された信号処理部と、
前記信号処理部の出力側に接続された表示部とを備えた電子機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数の温度特性を有し、温度に対する周波数補正を周波数が離散的（デジタル的）に変化するように行うシンセサイザと、これを用いた受信装置、及び電子機器に関するものである。特に、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ  Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ  Ｓｙｓｔｅｍｓ）振動子などの周波数温度特性の悪い振動子を用いて、シンセサイザを構成した場合に、大きな効果を発揮するものである。
【背景技術】
【０００２】
以下、基準発振信号を出力する基準発振器の温度補償を行う従来のシンセサイザについて、図９を用いて説明する。
【０００３】
図９は、従来のシンセサイザ２００のブロック図を示している。図９において、従来のシンセサイザ２００は、基準発振器２０１から出力された基準発振信号を分周する第１の分周器２０２と、この第１の分周器からの出力信号が入力される比較器２０３と、比較器２０３からの出力信号が入力されて直流近傍の周波数を持つ信号電圧値を出力するローパスフィルタ２０４とを備える。さらに、シンセサイザ２００は、ローパスフィルタ２０４から出力された信号電圧値に基づいて、発振信号をローカル信号として出力し、その他方を第２の分周器２０６へ入力する発振器２０５を備える。なお、発振器２０５としては、電圧制御発振器ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が良く用いられる。また、シンセサイザ２００は、チャンネル指定に従って、制御回路２０７から指定される分周数で、発振器２０５からの出力信号を分周する第２の分周器２０６を備える。そして、比較器２０３は、第２の分周器２０６からの出力信号と第１の分周器２０２からの出力信号とを比較する。以上が、一般的なシンセサイザの構成であるが、図９で示したシンセサイザ２００は、更に、周囲温度を検知する温度センサ２０８と、この温度センサ２０８が検知した温度に基づいて、第２の分周器２０６の分周数を制御する制御回路２０７とを備える。このように、シンセサイザ２００は、温度センサ２０８を用いて、周囲温度変化に起因した発振周波数のずれの補正を行う。
【０００４】
この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
【特許文献１】特開平０３−２０９９１７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、例えば、従来のシンセサイザ２００において、一定期間毎に温度センサ２０８により周囲温度を検知し、それに基づいて第２の分周器２０６を制御した場合、一定期間毎にシンセサイザ２００の発振周波数が切り替えられることに起因して、シンセサイザ出力の位相雑音レベルが上がってしまうという課題が、新たに分かってきた。この雑音レベルの上昇は、等価的なＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）を悪化させ、受信装置、及び、電子機器の性能を劣化させることになる。
【０００６】
また、シンセサイザ２００の出力信号の位相雑音を低減する為に、第２の分周器２０６の制御がランダムに行われる構成にした場合、制御回路２０７等にランダム性を実現するための新たなシステムを付加する必要が生じるため、回路構成が複雑になるという新たな課題が生じていた。
【０００７】
そこで、本発明は、このようなデジタル的な周波数制御に起因した位相雑音性能の悪化を抑え、受信特性の良好な受信装置を実現可能なシンセサイザと、これを用いた受信装置、及び電子機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記目的を達成するために本発明のシンセサイザは、基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、比較器の出力側に接続されたフィルタと、フィルタの出力側に接続されて発振信号を出力する発振器と、発振器の出力信号を制御部からの制御信号に基づいて分周する分周器とを備え、比較器は、分周器からの出力信号と基準発振器からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号をフィルタに出力すると共に、制御部は、温度を検出する検出器の検出結果に基づいて分周器の分周比を時間間隔Ｔで制御し、
時間間隔Ｔとフィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係は、１／Ｔ≧ｆｃを満たす構成である。
【０００９】
また、上記目的を達成するために本発明の受信装置は、受信信号を周波数変換する周波数変換器と、基準発振器と、基準発振器から出力された基準発振信号が入力される比較器と、比較器の出力側に接続されたフィルタと、フィルタの出力側に接続されて発振信号を周波数変換器に供給する発振器と、発振器の出力信号を制御部からの制御信号に基づいて分周する分周器と、発振器からの出力信号、若しくは受信信号の周波数変動を検出する検出器を備え、比較器は、分周器からの出力信号と基準発振器からの出力信号とを比較してこの比較結果を示す信号を前記フィルタに出力すると共に、制御部は、検出器の検出結果に基づいて分周器の分周比を時間間隔Ｔで制御し、時間間隔Ｔとフィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係は、１／Ｔ≧ｆｃを満たす受信装置の構成である。
【発明の効果】
【００１０】
前記構成により、本発明のシンセサイザ、及び、受信装置は、温度変化に対応して、分周器の分周数を変更するような周波数調整を行う際、分周比を制御する時間間隔Ｔとフィルタのカットオフ周波数ｆｃとの関係を、１／Ｔ≧ｆｃを満たすようにすることにより、位相雑音の増加を抑え、受信品質の劣化を抑制することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
（実施の形態１）
以下、実施の形態１のシンセサイザについて説明する。図１は、本発明の実施の形態１のシンセサイザを搭載した受信装置のブロック図である。
【００１２】
図１において、シンセサイザ１００は、基準発振器ブロック１０１と、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）ブロック１０２と、制御ブロック１０３から構成される。
【００１３】
基準発振器ブロック１０１は、振動子１０４と、振動子１０４を駆動するドライバー回路１０５と、負荷容量１０６からなる。本実施の形態では、振動子１０４として、シリコンからなるＭＥＭＳ振動子を用いている。本実施の形態を含む本発明は、ＭＥＭＳ振動子等の周波数温度特性の悪い振動子を使った場合に特に、有効である（詳細後述）。
【００１４】
ＰＬＬブロック１０２は、基準発振器ブロック１０１からの出力周波数ｆｒｅｆをＲ分周し、ｆｒｅｆ／Ｒとする第１の分周器１０７と、その出力と、第２の分周器１１２からの出力周波数ｆＶＣＯ／Ｎの位相、及び、周波数を比較し、その差分を出力する位相周波数比較器１０８と、位相周波数比較器１０８からの出力を電流成分に変換するチャージポンプ１０９と、そのチャージポンプ１０９の出力のうち、直流近傍の成分のみ取り出すローパスフィルタ１１０と、ローパスフィルタ１１０からの出力に基づいて、発振信号を周波数変換器１１６に入力する発振器１１１と、発振器１１１からの出力周波数ｆＶＣＯをＮ分周し、ｆＶＣＯ／Ｎを出力する第２の分周器１１２とを備える。
【００１５】
なお、発振器１１１としては、例えば、電圧制御発振器ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌａｔｏｒ）などが用いられ、直流電圧に対応して、周波数が変化する発振器である。
【００１６】
また、ローパスフィルタ１１０は、ループフィルタとも呼ばれ、例えば、入力される電流（電荷）を充電するコンデンサ部分と、低周波を通過させる低域通過フィルタ等で構成される。なお、第２の分周器１１２は、従来技術で述べた整数分周の分周器であっても良いし、より細かい制御が可能な分数分周の分周器であっても良い。本実施の形態では、後者の分数分周器を用いている。
【００１７】
制御ブロック１０３は、温度を検出する温度検出部１１３と、温度検出部１１３の出力信号に基づいて、第２の分周器１１２に制御信号を送り、第２の分周器１１２の分周数を変化させる制御部１１４と、温度に応じた分周数などが記憶されているメモリー１１５から構成されている。なお、制御部１１４は、このメモリー１１５から読み出した分周数で第２の分周器１１２を制御する。また、当然のことながら、制御部１１４は、チャネル切替え要求信号に基づいても、第２の分周器１１２の分周数を変化させている。
【００１８】
なお、温度検出部は、例えば、半導体温度センサーや、サーミスタ等の温度センサーと、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ等から構成されている。
【００１９】
次に、従来技術で説明したシンセサイザを本発明の構成とせずに、動作させた場合の不具合について図２を用いて説明する。符号は図１の符号を用いる。図２は、第２の分周器１１２を切り換えた瞬間のシンセサイザ１００の出力信号の周波数スペクトルを示している（縦軸はスペクトル強度、横軸は周波数）。
【００２０】
図２において、中心部分のＡで示しているピークが本来の所望出力信号のピークで、その他のサブピーク、例えば、Ｂの部分等はスプリアスと呼ばれる不要な電力であり、ノイズ成分となる。このスプリアス部分が多いと、周波数変換器１１６により、シンセサイザ１００の出力信号と受信信号とを乗算した後の出力信号の品質が劣化し、結果として、受信性能を劣化させる原因となる。つまり、このシンセサイザ１００の出力信号のスプリアスレベルやその数を小さく抑えることが重要となる。
【００２１】
このスプリアスなどのノイズ成分と、本来の所望信号（図４では、Ａの部分）の単位周波数あたりの電力比を位相雑音と呼ぶ。この位相雑音が高いと、周波数変換器１１６である周波数ミキサーからの出力信号において、希望信号（キャリア）と、ノイズ成分の比であるＣ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ）も悪化してしまい、更には、復調部などの後段部でのエラーも増えてしまう。例えば、デジタル通信であれば、受信信号のエラーの比率であるＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）を悪化させる結果となる。テレビの場合、このようなＢＥＲの悪化は、受信映像に乱れを生じさせる。また、最悪の場合は、受信できないという事態に陥ることもある。なお、このような、Ｃ／ＮやＢＥＲなどは、受信信号の品質を知る上での尺度となる。
【００２２】
図３に、国内のデジタルテレビ規格ＩＳＤＢ−Ｔ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｓｅｒｖｉｃｅｓ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−  Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）で使われている変調方式であるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の受信信号の周波数スペクトルを示す。ＯＦＤＭはマルチキャリアシステムであり、情報ののった複数のキャリアから構成されている。
【００２３】
図３では、５本のみ示しているが、実際は、１０００本以上のキャリアの集合から信号が構成されることが多い。図３（ａ）において、キャリアＡ２に着目すると、シンセサイザの位相雑音の小さい状態では、図のようなスペクトルの広がりであり、隣接キャリアＡ１、Ａ３への影響は少ない。しかしながら、局部発振信号の位相雑音が悪くなると、図３（ｂ）に示すように、キャリアＡ２の位相雑音が、隣接キャリアＡ１、Ａ３へ影響してしまう。このことが、受信信号のＣ／Ｎ劣化を引き起こすことになる。
【００２４】
シンセサイザ１００の発振信号の位相雑音が大きい、つまり、図２のような状態であるということは、周波数変換器１１６によって、受信信号と乗算される受信信号にも影響し、結果として、図３のような状況を引き起こすと言うことになる。なお、図３において、位相雑音を便宜上わかりやすく示すために、実際の信号、及び、スプリアスの先頭値部分を線でつないだ図を示している。
【００２５】
このように、シンセサイザや発振器の位相雑音性能は、受信装置や電子機器のシステム全体に大きな影響を与える。図２に示したように、切替え時の瞬間的な位相雑音の劣化であっても、信号の品質を落とし、一時的な受信劣化、受信不能状態を引き起こし、画像の途切れや乱れを生じさせてしまう。
【００２６】
次に、本発明の着眼点とその特徴について説明する。図４は、図２の横軸（周波数）を拡大した図である。図４のように、前記のスプリアスの周期は、第２の分周器１１２の制御間隔Ｔｃの逆数である１／Ｔｃの間隔で並んでいる。この結果に着眼して、Ｔｃを小さくすると、１／Ｔｃは大きくなり、所望のキャリア周波数（図中Ａ）と隣接するスプリアス周波数は離れて、その影響が軽減される（図５）。
【００２７】
また、同一帯域では、図４の場合と比較して図５はそのスプリアスの数も減り、結果として、位相雑音性能は向上することになる。
【００２８】
更に、ＰＬＬの動作に起因して、中心のキャリア周波数ｆ０から、ローパスフィルタ１１０のカットオフ周波数ｆｃ以上離れると、雑音レベルはローパスフィルタ１１０の効果で抑圧されるので、１／Ｔｃをｆｃよりも大きくすることで、スプリアスも抑圧され、シンセサイザ１００の位相雑音性能は、大きく向上する。
【００２９】
なお、この制御間隔Ｔｃを小さくし過ぎると、回路の消費電流が上がったり、シンセサイザ１００の出力周波数が安定しなかったりといった問題が生じることがある。消費電流の上昇の理由は、例えば、温度検出部１１３を構成するＡ／Ｄコンバータの高速化や、ＰＬＬブロック１０２の応答を高めるために、電流が上昇することなどが上げられる。また、出力周波数の不安定化の理由としては、ＰＬＬブロック１０２の応答性を高めた結果、出力周波数のぶれ（オーバーシュート）が大きくなったり、収束しにくくなったりするといったことが挙げられる。
【００３０】
従って、常に、制御間隔をＴｃ≦１／ｆｃ（あるいは、１／Ｔｃ≧ｆｃ）の条件を満たす間隔Ｔｃで動かさずに、位相雑音レベルを勘案しながら、前記条件のＴｃ以上で動かす時間を設けても良い。
【００３１】
また、図２で示したスプリアスの大きさは、制御の際に動かす周波数が大きいほど、大きくなる傾向にあり、本発明は、特に、周波数温度特性の悪い振動子、例えば、本実施の形態で用いたようなシリコンを使ったＭＥＭＳ振動子において、更に、いっそうの効果を発揮する。以下、これに関して、更に、詳細に説明する。
【００３２】
一般に、基準温度をＴｍ０、現在の温度をＴｍ、基準温度での共振周波数をｆｒ０、温度がＴｍ０からＴｍに変化した際の共振周波数変化量をδＴｍとすると、Ｔｍ０からＴｍまで温度が変化した際の周波数の変動率δｆｒ／ｆｒ０は、（数１）で表される。
【００３３】
【数１】
2010193240.tif 000003
【００３４】
ここで、α、β、γをそれぞれ１次、２次、３次の周波数温度係数と呼ぶ。これらの温度係数が小さい振動子が、周波数温度特性が良い振動子ということになる。なお、ここで、「＾」は、べき乗を表す記号である。「＾２」は２乗を意味する。
【００３５】
ここで、例えば、水晶振動子は、その周波数温度係数が、１次が０で、２次、３次の温度係数も小さい振動子である。一般に、温度係数は、１次、２次、３次となるに従って小さくなり、かつ、電子機器の使用温度範囲における周波数温度特性に占める影響も小さくなるため、１次の温度係数が０であるということは、その振動子の周波数温度特性が非常に良好であると言う事を示している。水晶の各温度係数は、水晶インゴット（水晶の引き上げ後の固まり）から、水晶板を切り出す際のカット角度によって変わる。その良好な周波数温度特性から、最も広く使用されている水晶振動子に、ＡＴカット水晶振動子がある。これは、例えば、使用温度範囲（−３０〜８５℃）において、周波数の変動率が、±２０〜±１００ｐｐｍ程度となる。この周波数の変動率の幅は、カット角度の微小な違いによって生じる。
【００３６】
ＭＥＭＳ振動子の一つであるシリコン振動子は、水晶とは違い、周波数温度特性が良くない。１次の温度係数が大きく、−３０ｐｐｍ／℃である。使用する温度範囲において、この１次の温度係数が支配的であるため、以下では、２次、３次の温度係数を無視して、周波数の変動率を考える。
【００３７】
シリコン振動子の周波数の変動率は、使用する全温度範囲で考えると、±１７２５ｐｐｍと水晶振動子よりも１０倍以上大きな値となってしまう。本実施の形態で使用しているシンセサイザ１００では、温度変化などによって、基準発振器ブロック１０１からの出力周波数がずれた場合に、その周波数をシンセサイザ１００の第２の分周器１１２の分周数を変えることにより、シンセサイザ１００の出力としては、ほぼ一定値にする、或いは、後段において、影響の少ないレベルの出力値にすると言うものである。ここで、基準発振器ブロック１０１の温度に対する周波数変動が大きいと、周波数の補正幅を大きく取らなければならず、前記のスプリアスレベルも大きくなってしまう。
【００３８】
また、本発明の第２の分周器１１２は分数分周器であることが、より好ましい。分数分周器は、整数分周器に比べ、１回あたりの周波数制御量を小さくできる。これも前記したように、スプリアスレベルを小さくすることが可能となる。一回の周波数制御量が小さくなった分、制御間隔Ｔｃを小さくして、何回かに分けて周波数を補正してやれば良い。
【００３９】
また、本発明のシンセサイザでは、１回の周波数制御量をＰＬＬブロック１０２のロックレンジ以内にした方が、より好ましい。ロックレンジとは、一般に、位相周波数比較器１０８で比較する周波数ｆＶＣＯ／Ｎとｆｒｅｆ／Ｒの差が小さい、つまり、周波数比較は行う必要がなく、位相比較のみ行えば良い状態にある範囲のことを言う。
【００４０】
このレンジ内に比較する周波数差が収まっていると、ＰＬＬは、すぐに、安定したロック状態に収束することになる。もし、ロックレンジの外からＰＬＬのロック動作が始まると、ＰＬＬがロックするまで、例えば、テレビチューナー用のＰＬＬなどでは、１ｍｓｅｃ〜１００ｍｓｅｃ程度の時間を要することになる。そうなると制御間隔Ｔｃは少なくとも、その時間以上取る必要があり、本発明の条件である１／Ｔｃ≧ｆｃの条件を満たせなくなる場合がある。
【００４１】
仮に、ロックレンジの範囲外から制御を行う場合がある時には、１回の制御により変化するシンセサイザ１００の出力信号の周波数が、シンセサイザ１００のロックレンジの範囲外である場合とロックレンジの範囲内である場合とで、制御時間間隔Ｔｃを異ならせると共に、１回の制御により変化するシンセサイザ１００の出力信号の周波数が、シンセサイザ１００のロックレンジの範囲内である場合の方が制御時間間隔Ｔｃを短くする方が好ましい。これにより、早期に周波数をロックさせる事が可能であると共に、位相雑音レベルの低いシンセサイザを実現する事ができる。
【００４２】
また、チャンネル切替などで、ロックレンジの範囲外から、高速にロック状態に収束する必要がある場合には、ローパスフィルタのカットオフ周波数を高い値に、切り換えるとより好ましい。これは、ローパスフィルタのカットオフ周波数が高い方が、ロックレンジ外からの収束時間を短くできるためである。温度補償用のカットオフ周波数と、高速ロック対応用のカットオフ周波数の切り換えの実現は、例えば、ローパスフィルタを二つ持って、ＰＩＮダイオードなどのスイッチで切り換えたり、一つのローパスフィルタの定数を可変にして、切り換えたりすることで達成される。後者は、例えば、容量部分をバリキャップで構成したり、スイッチで容量を切り換えたりして、カットオフ周波数を可変にすることで実現できる。
【００４３】
より具体的に説明すると、温度補償の制御周期が１ｍｓｅｃの場合、本発明を用いると、カットオフ周波数ｆｃを１ｋＨｚ以下にしなければならない。しかしながら、例えば、デジタルテレビ用のチューナーの場合、数〜数十ｍｓｅｃのロックレンジ外からの収束時間を実現するために、フィルタのカットオフ周波数は、数ｋＨｚ以上としていることが多い。ローパスフィルタのカットオフ周波数を切り換えることにより、これらを両立させることが可能となる。なお、携帯電話システムでは、テレビよりも一桁以上の高速の収束時間が要求されるため、このカットオフ周波数の切り換えの効果は更に、大きくなる。
【００４４】
また、本発明のシンセサイザをＯＦＤＭなどのマルチキャリアシステムに使う場合、制御間隔Ｔｃの逆数である１／Ｔｃと、ＯＦＤＭのキャリア間隔Δｆｃａｒの関係を、１／Ｔｃ≠ｎ×Δｆｃａｒ、或いは、ｍ×（１／Ｔｃ）≠Δｆｃａｒとした方が、より好ましい。これは、他のキャリアと、スプリアスが一致しないように制御間隔Ｔｃを決定した方が、受信性能への影響が少ないということを意味する。
【００４５】
（実施の形態２）
本実施の形態で用いた受信装置の一例を図６に示す。本実施の形態で用いた受信装置１２０は、国内のデジタルテレビ放送の受信システムに、本実施の形態のシンセサイザ１００を搭載したものである。なお、シンセサイザ１００の多くは、ＲＦ−ＩＣ１１７に内蔵されているが、振動子１０４のように、外付けのものもある。
【００４６】
また、メモリー１１５や温度検出部１１３などの一部の回路は、ＢＢ−ＩＣ１１９に内蔵されている。本実施の形態では、シンセサイザ１００の基本動作は、実施の形態１と同様であるが、温度検出部１１３の構成が異なる。温度検出部１１３は、直接温度を検出する温度センサなどではなく、発振器１１１からの出力信号、つまり、シンセサイザ１００の出力信号の周波数変動を検出する検出器である。
【００４７】
振動子１０４として、実施の形態１で説明したような周波数温度特性の悪いＭＥＭＳ振動子などを用いた場合では、この周波数変動は、振動子１０４に起因する変動と考えられ、振動子１０４の周波数温度特性から、温度を逆算することができる。実際には、この周波数変動に対応した第２の分周器１１２の分周数をメモリー１１５に書き込んでおいて制御することになる。
【００４８】
次に、図６を用いて、受信機の構成と動作を説明する。アンテナ１２１で受信されたテレビ信号は、妨害波を除去する第１の周波数フィルタ１２２を通過する。例えば、携帯電話に搭載されたテレビ受信装置なら、携帯電話自身が発する信号が、テレビ受信装置に対して、最も強力な妨害波となり、これを除去するための周波数フィルタが配置される。
【００４９】
次に、第１の周波数フィルタ１２２からの出力信号は、信号を増幅するための低雑音アンプ１２３を通過し、更に、妨害波を除去するための第２の周波数フィルタ１２４を通過する。第２の周波数フィルタ１２４では、第１の周波数フィルタ１２２で完全に除去できなかった妨害波や、強度が、比較的、弱いような別の妨害波を除去する。次に、第２の周波数フィルタ１２４からの出力信号は、アンバランス信号をバランス信号に変換するバラン１２５を通過し、ＲＦ−ＩＣ１１７のフロントエンド部１１８に入力される。
【００５０】
フロントエンド部１１８では、更に、低雑音アンプで増幅されたり、そのまま、周波数変換器（周波数ミキサー）１１８に入力され、シンセサイザ１００の出力である局部発振信号と合成され、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｉｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換される。
【００５１】
尚、振動子１０４を駆動するドライバー回路１０５や、負荷容量１０６は図示していないが、ドライバー回路１０５はＲＦ−ＩＣ１１７内部に、負荷容量１０６は、外付けで付加されている。中間周波数ＩＦに変換された信号は、ＢＢ−ＩＣ（Ｂａｓｅ  Ｂａｎｄ  ＩＣ）１１９、つまり、復調ＩＣへ入力される。復調側では、デインターリーブや、誤り訂正符号のデコードなどの信号処理を行い、データ復調される。ここで、デインターリーブとは、バースト誤りを軽減するため、変調時に、データの並び替えを行うインターリーブを解除することである。また、日本国内向けのＩＳＤＢ−Ｔや、海外のＤＶＢ−Ｈなどのシステムでは、誤り訂正符号として、ビタビ符号と、リードソロモン符号が採用されている。
【００５２】
復調部に入ってきた信号は、まず、ビタビ符号のデコードが行われる。この後、リードソロモン符号のデコードが行われるが、その際、エラーのほとんどない、いわゆる、エラーフリーの状態を得るためには、ビタビ符号のデコード後のＢＥＲがある値以下の状態（例えば、ＢＥＲ＝２×１０＾−４以下）となっていることが必要となる。なお、ＢＥＲ（Ｂｉｔ  Ｅｒｒｏｒ  Ｒａｔｅ）はビット誤り率を意味し、周波数変換器１１８からの出力信号、つまり、受信信号の品質を知る上での尺度となる。
【００５３】
以上の処理で、受信からデータ復調までの処理が完了する。なお、本実施の形態では、ＢＢ−ＩＣ１１９を主たる構成回路とする復調部を、受信装置１２０に内包して説明したが、これに限るものではなく、復調部を含まない部分を受信装置１２０としても良い。この場合、電子機器側で、復調部を有することになる。
【００５４】
実際に、家庭用のテレビ受信装置や、携帯電話用のテレビ受信装置でも、復調部を含まない部分を受信装置としている場合もある。なお、この場合は、制御ブロック１０３をＢＢ−ＩＣ１１９に含ませない構成とする。また、図示していないが、画像を見るためには、更に、少なくとも表示するディスプレイ、つまり、表示部、及び、受信装置１２０の出力側に、ＭＰＥＧデコーダ（図示なし）を必要とする。復調部で、リードソロモン符号のデコードまで終了したデータはＭＰＥＧ−ＴＳ信号として、このＭＰＥＧデコーダへ入力され、画像信号が再生され、画像として表示される。
【００５５】
本実施の形態の受信装置を用いることで、内蔵するシンセサイザとして、実施の形態１と同様の効果があるが、更に、ＭＥＭＳ振動子などの小型の振動子を使うことが可能となり、受信装置の小型化が図れる。また、温度検出部１１３として、周波数変動を検出する検出器を用いるため、実施の形態１で説明したような温度センサーを用いる場合と比べ、温度センサーと振動子１０４の場所の相違による温度誤差を低く抑えることができる。
【００５６】
この温度検出部１１３の例を図７を使って説明する。図７では、温度検出部１１３が、受信信号の周波数ｆｃａとＰＬＬブロック１０２からの周波数ｆｌｏとの誤差を検出し、その周波数誤差から、温度変動情報を得て、この温度変動情報を制御部１１４に送っている。つまり、振動子１０４の周波数温度特性が分かっていれば、前記周波数差異から、現在の温度を割り出し、制御部１１４を介して、第２の分周器１１２の分周数を制御することが可能となる。例えば、予め周波数差異から割り出される温度情報と分周数の数値情報をメモリー１１５に記憶させておいて、制御部１１４からの呼び出しに応じて、読み出し、第２の分周器１１２の分周数を設定する。
【００５７】
なお、温度検出部１１３が出力する周波数誤差を温度情報に変換せず、直接的に分周数を算出してもよい。この場合、温度検出部１１３が出力する周波数誤差をΔＦ、分周数の最小設定単位をΔｄｉｖとすると、制御部１１４は第２の分周器１１２の分周数をΔＦ／Δｄｉｖだけ加算すればよい。また、この制御を実現するために、制御部１１４はメモリー１１５に格納されたΔＦとΔＦ／Δｄｉｖの対応表に基づいて分周数を制御してもよいし、内部のＣＰＵ又は論理回路（図示せず）を用いてΔＦからΔＦ／Δｄｉｖを算出し、分周数を制御してもよい。
【００５８】
次に、周波数誤差の検出について説明する。図７では、受信信号（周波数ｆｃａ）は、ＰＬＬブロック１０２の出力（周波数ｆｌｏ）と周波数変換器１１８で、乗算され、周波数｜ｆｌｏ−ｆｃａ｜と、｜ｆｌａ＋ｆｃａ｜の信号に変換される。次に、ローパスフィルタ（図示なし）で、｜ｆｌｏ＋ｆｃａ｜を除去すると、周波数｜ｆｌｏ−ｆｃａ｜の信号のみが残ることになる。ここで、ｆｃａは、放送局の局部発振信号と、第１シンセサイザ部１０１の出力信号との周波数差異分Δｆｃａ１だけ、本来、受信したい信号のキャリア周波数ｆｃａ０よりもずれていることになる。つまり、ｆｃａ＝ｆｃａ０＋Δｆｃａ１となる。ここで、Δｆｃａ１はプラス側の差異分である場合、プラスに、マイナス側の差異分である場合は、マイナスの値を取る。また、ｆｌｏは、本来の受信したい信号のキャリア周波数ｆｃ０に、振動子１０４の周波数温度特性に起因する周波数変動分であるΔｆｔを加えた値、つまり、ｆｌｏ＝ｆｃａ０＋Δｆｔとなる。
【００５９】
従って、正確には、｜ｆｌｏ−ｆｃａ｜＝Δｆｔ−Δｆｃａ１となる。ここで、Δｆｃａ１はΔｆｔに比べ、非常に小さい値、つまり、Δｆｔ≫Δｆｃａ１であるため、｜ｆｌｏ−ｆｃａ｜＝Δｆｔとすることができる。つまり、この｜ｆｌｏ−ｆｃａ｜は、振動子１０４の温度による周波数変動情報を検出していることに相当し、温度検出部１１３は温度センサとして機能することになる。
【００６０】
次に、周波数誤差の具体的な検出方法について説明する。基本的には、受信信号の中に含まれる所定の既知信号を信号処理することにより、周波数の誤差を検出する。図８に示すように、ワンセグ放送の場合、あらかじめ、受信信号の中にガードインターバル信号（図中のＧＩ）という信号が、放送局からの送信時に、入れられている。ガードインターバル信号は、画像データを含む有効信号（有効シンボル）のある部分をコピーすることにより、生成されている。
【００６１】
つまり、１シンボルは、有効シンボルとガードインターバル信号で構成されている。このようなガードインターバル信号が挿入されていることにより、受信信号と、その一定期間（例えば、有効シンボル分の期間）遅延させた信号との相関を取る（どれだけ、その信号が似ているのかを調べる）と、ガードインターバル信号が検出された期間ごとに、相関ピーク出力が出力されることになる（コピーなので、信号が似ていると判断される）。
【００６２】
なお、相関処理は、信号の畳み込み積分を行うことで実現され、デジタル信号処理では、各ビットの排他的論理和（ＸＯＲ）の否定をとり（ＸＯＲのＢａｒ）、それらを加算することによって得られる。このように検出された相関出力を使って、受信信号と、ＰＬＬブロック１０２からの局部発振出力の誤差を検出し、周波数変動とすることができる。
【００６３】
なお、前記した相関出力から、周波数の誤差を検出する方法としては、直交変調されている信号においては、以下の方法が挙げられる。前記した受信信号をＩ信号とした場合、前記の相関出力（以下、相関出力１とする）の他に、そのＩ信号と直交する信号であるＱ信号に対しても、Ｉ信号と相関を取り、相関出力（相関出力２）を得て、その比から、周波数の差異を検出する方法である。ここで、２つの信号が直交すると言うのは、２つの信号の畳み込み積分値が０になると言う意味である。
【００６４】
なお、ＰＬＬブロック１０２からの局部発振出力と比較する信号としては、別のシステムで使われている信号やクロックが挙げられ、例えば、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ  Ｓｙｓｔｅｍ）信号などを用いても良い。
【００６５】
なお、温度検出の方法としては、他に、入力された周波数の変化を振幅の変化として出力する周波数弁別器や、周波数を直接カウントする周波数カウンタなどを用いるという方法が挙げられる。この方法では、周波数が低い周波数に変換されているため、キャリア周波数に関係なく（例えば、前記７７０ＭＨｚに関係なく）、周波数差異情報を高精度に、かつ、簡易な回路構成にて検出できる。
【００６６】
以上説明した実施の形態１、及び、実施の形態２では、振動子１０４として、半導体材料を基材としたシリコン振動子を用いて、説明したが、ＭＥＭＳ振動子の他の例としては、ポリシリコン振動子や、ＡｌＮ、ＺｎＯ、ＰＺＴと言った薄膜圧電材料をベースとしたＦＢＡＲ（Ｆｉｌｍ  Ｂｕｌｋ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｔｏｒ）と呼ばれるものや、ＳｉＯ２などのその他の薄膜材料をベースとした振動子が挙げられる。また、弾性表面波を用いたＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ  Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｗａｖｅ）振動子や、異なる物質の境界を伝播する境界波などを用いた振動子もその一例である。これらの振動子のうちで、ＡＴカット水晶振動子と同程度の周波数温度特性を持つものは、ほとんどなく、また、そのほとんどが、１次の温度係数を有する（無視できない）ものである。例えば、ＡｌＮを用いたＦＢＡＲでは、厚み縦振動（印加電界と同一方向に振動）を用いた振動子で、−２５ｐｐｍ／℃、ＺｎＯでは、−６０ｐｐｍ／℃程度となる。また、ＳＡＷを用いた振動子でも、基材に３６°ｙカットのタンタル酸リチウムを用いたものでは、−３５ｐｐｍ／℃程度、基材に６４°ｙカットのニオブ酸リチウムを用いたものでは、−７２ｐｐｍ／℃程度となる。これらの振動子は、水晶振動子より小型にできるものが多く、本発明の構成とすることで、その利用が可能となる。また、半導体ＩＣとの一体化などの効果が得られる。特に、シリコン振動子は、半導体の多くがシリコン基板上に形成されることから、ＩＣ形成と一括して、作りこめるなどの多くのメリットを有する。また、ＡｌＮ、ＺｎＯなどの圧電薄膜材料（ＦＢＡＲの材料）も半導体基板上に、配向させ、成膜できるため、一体化の効果は大きい。
【産業上の利用可能性】
【００６７】
本願発明のシンセサイザは、小型化に有利なＭＥＭＳ振動子を基準発振器に用いたとしても良好な位相雑音特性を備えているため、通信端末やテレビ受信機等に用いる事ができる。
【図面の簡単な説明】
【００６８】
【図１】本発明のシンセサイザのブロック図
【図２】位相雑音の増加（スプリアスの発生）を示す図
【図３】位相雑音の増加の影響（ＯＦＤＭの例）を示す図
【図４】スプリアスと制御間隔の関係の説明図
【図５】制御間隔が小さい場合のスプリアスの説明図
【図６】本発明の受信装置のブロック図
【図７】本発明のシンセサイザとその他一部の回路ブロック図
【図８】ガードインターバル信号の説明図
【図９】従来技術の説明図
【符号の説明】
【００６９】
１００  シンセサイザ
１０１  基準発振器ブロック
１０２  ＰＬＬブロック
１０３  制御ブロック
１０４  振動子
１０５  ドライバー回路
１０６  負荷容量
１０７  第１の分周器
１０８  位相周波数比較器
１０９  チャージポンプ
１１０  ローパスフィルタ
１１１  発振器
１１２  第２の分周器
１１３  温度検出部
１１４  制御部
１１５  メモリー
１１６  周波数変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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