(57)【要約】【課題】演算負荷を軽減しつつ、早い時間変動に対しても耐性を持つ通信を実現する。【解決手段】光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換部１０１において、デジタル信号に変換される。デジタル信号に変換された後、波長分散補償部１０２は、入力された信号から伝送距離と光ファイバの特性とによって決まる波長分散による影響を信号処理により除去し、ウエイト演算部１０３に供給する。ウエイト演算部１０３は、入力された信号に含まれるパイロット信号、もしくは入力された信号の変調方式の特徴を用いて受信ウエイトを演算する。ウエイト演算部１０３は、入力された信号と演算された受信ウエイトとを復号回路１０４に供給する。復号回路１０４は、入力された信号に演算された受信ウエイトを用いて復号を行い、復号された信号を出力する。【選択図】図１
2010114672.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光通信における光信号受信方法であって、
受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記デジタル変換された受信信号に対して、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償ステップと、
前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算ステップと、
前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号ステップと
を含むことを特徴とする光信号受信方法。
【請求項２】
光通信における光信号受信方法であって、
受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記デジタル変換された受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償ステップと、
前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算ステップと、
前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報のいずれかに基づいて、前記波長分散補償ステップで用いる、前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定ステップと、
前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号ステップと
を含むことを特徴とする光信号受信方法。
【請求項３】
光通信における光信号受信方法であって、
受信した光信号を偏波面で分離する偏波分離ステップと、
前記分離された光信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償ステップと、
前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算ステップと、
前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号と前記受信ウエイトを用いて復号を行う復号ステップと、
前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報、もしくは前記復号された信号と前記補償された受信信号のいずれかに基づいて、前記波長分散補償ステップで用いる前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定ステップと
を含むことを特徴とする光信号受信方法。
【請求項４】
前記復号ステップは、
復号された信号、もしくは復号された信号から得られる受信ウエイトまたはチャネル情報、それらの誤差情報のいずれかをウエイト演算ステップにフィードバックし、
前記ウエイト演算ステップは、
前記復号ステップからフィードバックされる復号された信号、もしくは復号された信号から得られる受信ウエイトまたはチャネル情報、それらの誤差情報のいずれかに基づいて、受信ウエイトを更新する
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の光信号受信方法。
【請求項５】
前記波長分散補償ステップは、
複数の伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を並行して行い、それぞれの伝送距離に対応する補償された受信信号を出力し、
前記ウエイト演算ステップは、
前記複数の伝送距離に対応する補償された受信信号を用いてそれぞれ受信ウエイトを演算し、
前記復号ステップは、
それぞれの波長分散補償のため用いられた伝送距離に応じた受信ウエイトと受信信号とを用いて復号を行い、復号可能であった復号された信号を出力する
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の光信号受信方法。
【請求項６】
前記波長分散補償ステップは、
波長分散の効果を補償するとともに、デジタル信号の直流成分に対応する信号を除去することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかの項に記載の光信号受信方法。
【請求項７】
光通信における光信号受信装置であって、
受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、
前記デジタル変換された受信信号に対して、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償部と、
前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算部と、
前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号部と
を備えることを特徴とする光信号受信装置。
【請求項８】
光通信における光信号受信装置であって、
受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、
前記デジタル変換された受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償部と、
前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算部と、
前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報のいずれかに基づいて、前記波長分散補償部で用いる、前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定部と、
前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号部と
を備えることを特徴とする光信号受信装置。
【請求項９】
光通信における光信号受信装置であって、
受信した光信号を偏波面で分離する偏波分離部と、
前記分離された光信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、
前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償部と、
前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算部と、
前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号と前記受信ウエイトを用いて復号を行う復号部と、
前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報、もしくは前記復号された信号と前記補償された受信信号のいずれかに基づいて、前記波長分散補償部で用いる前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定部と
を備えることを特徴とする光信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信における光信号受信方法、及び光信号受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
これまで、光通信において、伝搬路である光ファイバによって生じる波長分散による信号の遅延は、逆特性を持つ分散補償ファイバを用いることで補償していた（例えば、非特許文献１参照）。
【非特許文献１】「次世代超高速光通信技術−光デバイス開発への技術的課題と克服策−」、第一版、株式会社技術情報協会、2003年6月27日、p.112-p.118
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、上述した従来技術では、光の通信経路毎に最適な分散補償ファイバを設置する必要があり、経路の変更などの柔軟なネットワーク設計の妨げとなっていた。また、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などの信号処理により、波長分散による特性劣化を防ぐアプローチが考えられているが、時間的に広がりが大きいが時間変動は小さい波長分散と、時間的に広がりが小さいが時間変動は大きい偏波モード分散とに対して同時に信号処理を行うと、時間的に長い領域の信号に対し、時間変動に追随できる高速の演算を行う必要があり、信号品質の劣化や、演算負荷の増大を招くという問題があった。つまり、従来技術では、光通信において、波長分散と偏波モード分散とによる信号の品質劣化が問題であった。
【０００４】
本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、時間的に広がりが大きいが時間変動は小さい波長分散と、時間的に広がりが小さいが時間変動は大きい偏波モード分散とに対する補償をそれぞれ独立して適した方式で信号処理することで、演算負荷を軽減しつつ、大きい時間変動に対しても補償することができる光信号受信方法、及び光信号受信装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上述した課題を解決するために、本発明は、光通信における光信号受信方法であって、受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、前記デジタル変換された受信信号に対して、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償ステップと、前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算ステップと、前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号ステップとを含むことを特徴とする光信号受信方法である。
【０００６】
上述した課題を解決するために、本発明は、光通信における光信号受信方法であって、受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、前記デジタル変換された受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償ステップと、前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算ステップと、前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報のいずれかに基づいて、前記波長分散補償ステップで用いる、前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定ステップと、前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号ステップとを含むことを特徴とする光信号受信方法である。
【０００７】
上述した課題を解決するために、本発明は、光通信における光信号受信方法であって、受信した光信号を偏波面で分離する偏波分離ステップと、前記分離された光信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償ステップと、前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算ステップと、前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号と前記受信ウエイトを用いて復号を行う復号ステップと、前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報、もしくは前記復号された信号と前記補償された受信信号のいずれかに基づいて、前記波長分散補償ステップで用いる前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定ステップとを含むことを特徴とする光信号受信方法である。
【０００８】
本発明は、上記の発明において、前記復号ステップは、復号された信号、もしくは復号された信号から得られる受信ウエイトまたはチャネル情報、それらの誤差情報のいずれかをウエイト演算ステップにフィードバックし、前記ウエイト演算ステップは、前記復号ステップからフィードバックされる復号された信号、もしくは復号された信号から得られる受信ウエイトまたはチャネル情報、それらの誤差情報のいずれかに基づいて、受信ウエイトを更新することを特徴とする。
【０００９】
本発明は、上記の発明において、前記波長分散補償ステップは、複数の伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を並行して行い、それぞれの伝送距離に対応する補償された受信信号を出力し、前記ウエイト演算ステップは、前記複数の伝送距離に対応する補償された受信信号を用いてそれぞれ受信ウエイトを演算し、前記復号ステップは、それぞれの波長分散補償のため用いられた伝送距離に応じた受信ウエイトと受信信号とを用いて復号を行い、復号可能であった復号された信号を出力することを特徴とする。
【００１０】
本発明は、上記の発明において、前記波長分散補償ステップは、波長分散の効果を補償するとともに、デジタル信号の直流成分に対応する信号を除去することを特徴とする。
【００１１】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、光通信における光信号受信装置であって、受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、前記デジタル変換された受信信号に対して、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償部と、前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算部と、前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号部とを備えることを特徴とする光信号受信装置である。
【００１２】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、光通信における光信号受信装置であって、受信した光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、前記デジタル変換された受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償部と、前記補償された受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算部と、前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報のいずれかに基づいて、前記波長分散補償部で用いる、前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定部と、前記補償された受信信号と前記受信ウエイトとを用いて復号を行う復号部とを備えることを特徴とする光信号受信装置である。
【００１３】
また、上述した課題を解決するために、本発明は、光通信における光信号受信装置であって、受信した光信号を偏波面で分離する偏波分離部と、前記分離された光信号をそれぞれデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換部と、前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号に対して、所定の伝送距離補正情報に基づいて、伝送距離に応じた波長分散の効果を補償する信号処理を行う波長分散補償部と、前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号を用いて受信ウエイトを演算するウエイト演算部と、前記デジタル変換されたそれぞれの受信信号と前記受信ウエイトを用いて復号を行う復号部と、前記受信ウエイト、もしくは前記受信ウエイトを演算するために用いたチャネル情報、もしくは前記復号された信号と前記補償された受信信号のいずれかに基づいて、前記波長分散補償部で用いる前記所定の伝送距離補正情報を出力する経路長判定部とを備えることを特徴とする光信号受信装置である。
【発明の効果】
【００１４】
この発明によれば、伝送距離に応じた波長分散の補償を行った後、受信ウエイトを演算することにより、時間的に広がりが大きいが時間変動は小さい波長分散と、時間的に広がりが小さいが時間変動は大きい偏波モード分散とに対する補償をそれぞれ独立して適した方式で信号処理することで、演算負荷を軽減しつつ、大きい時間変動に対しても耐性を持つ通信を実現することができるという利点が得られる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
【００１６】
Ａ．第１の実施形態
まず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。同図において、１０１はアナログ・デジタル変換部、１０２は波長分散補償部、１０３はウエイト演算部、１０４は復号部である。光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換部１０１において、受信した光信号はデジタル信号に変換され、波長分散補償部１０２に入力される。この際、光信号を直接デジタル信号に変換しても、光信号を電気信号に変換した後、デジタル信号に変換してもよい。波長分散補償部１０２は、入力された信号から伝送距離と光ファイバの特性とによって決まる波長分散による影響を信号処理により除去し、ウエイト演算部１０３に供給する。
【００１７】
ウエイト演算部１０３は、入力された信号に含まれるパイロット信号、もしくは入力された信号の変調方式の特徴を用いて受信ウエイトを演算する。ウエイト演算部１０３は、入力された信号と演算された受信ウエイトとを復号回路１０４に供給する。復号回路１０４は、入力された信号に、演算された受信ウエイトを用いて復号を行い、復号された信号を出力する。
【００１８】
光ファイバによる伝送路を介して受信された受信信号は、波長分散による周波数成分による到来時間差を生じる。この現象は、光ファイバの波長分散値、波長分散スロープ値、光ファイバ長により表現できることが知られている（参考文献１：Govind P. Agrawal, “Nonlinear fiber optics,”Academic press, 2006 p.63-65, 76-77）。波長分散補償部１０２は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を補償する。例えば、周波数領域において位相ずれとして表現すると、波長分散により生じる周波数領域での位相回転は、周波数ｆのキャリアに対して、次式（１）により定義できる。
【００１９】
【数１】
2010114672.tif 000003
【００２０】
ここで、Ｌは伝送距離［ｋｍ］、λは波長［ｎｍ］、ｃは光速３×１０−７［ｋｍ／ｐｓ］、Ｄは波長分散係数［ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ］、Ｄｓｌｏｐｅは分散スロープ係数［ｐｓ／ｎｍ２／ｋｍ〕、ｆｃは光キャリアの周波数である。波長分散及び分散スロープは、光ファイバの種類によって固有の値を与えることができるため、光ファイバの種類と距離Ｌとが分かれば、位相回転を推定可能である。数式（１）において、波長分散による影響が大きいファイバでは、Ｄｓｌｏｐｅ＝０として波長分散スロープを無視することもできる。波長分散補償部１０２は、数式（１）によって表現される波長分散による影響を、逆特性を乗算することにより、除去もしくは低減することができる。
【００２１】
具体的には、数式（１）の逆特性、つまりｇ（ｆ）の複素共役をｏｖｅｒｌａｐ−ｓａｖｅ法や、ｏｖｅｒｌａｐ−ａｄｄ法（参考文献２：John J. Shynk, “Frequency-domain and multirate adaptive filtering” Signal Processing Magazine, IEEE, 1992, p.14-37.）を用いて、フーリエ変換により周波数領域に受信信号を変換し、数式（１）の係数を乗算し、再び、時間領域に逆フーリエ変換し、適切な箇所を用いるか、または数式（１）の複素共役を時系列で表現した係数を受信信号に対し、畳み込み演算を行なうことによって、波長分散による影響を除去できる。
【００２２】
このように、波長分散による影響を予め除去すると、信号に影響を与えるのは、回路特性及び偏波モード分散の影響が支配的となる。ここで、回路特性や、偏波モード分散による影響は、波長分散による影響に比べると、時間的広がりが著しく小さくなる。
【００２３】
波長分散補償部１０２で数式（１）の逆特性を乗算された信号は、ウエイト演算部１０３に入力される。ウエイト演算部１０３は、信号中に含まれる既知信号や、送信信号の変調方式の情報を用いて、復号のための受信ウエイトを演算する。
【００２４】
以下に、１０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃで送信した信号を（Ｒ×１０）Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃで受信した例を示す。なお、Ｒ≧１である。ここで、送信信号がシングルキャリア方式での送信であったとすると、１０Ｇｂａｕｄであり、ＯＦＤＭ方式での送信であったとすると、１０／（Ｋ＋Ｇ）Ｇｂａｕｄとなる（ＯＦＤＭシンボルを１つの変調とみなす）。
【００２５】
ＫとＧは、それぞれＯＦＤＭのフーリエ変換のポイント数とガードインターバルのシンボル数であり、ｂａｕｄは信号レートの単位であり、１秒当たりの搬送波における変調の回数である。既知信号がｓ（１）〜ｓ（Ｋ）、時間的な長さＫ×１００ｐｓｅｃの信号をＭ回繰り返して送信したとする。Ｍは１以上の数で、整数である必要はない。回路特性及び偏波モード分散の影響により信号が±５００ｐｓｅｃに広がりを持っていた場合を考えると、既知信号に対応する受信信号をｒ（１）〜ｒ（Ｒ×Ｍ×Ｋ＋Ｒ×１０）と表すことができる。受信は、Ｒ×１０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃであるため、（１００／Ｒ）ｐｓｅｃごとに１信号を得る。
【００２６】
ここで、前段に波長分散補償を行っているため、考慮する受信信号の長さが短く、演算負荷が著しく軽減されている。波長分散による効果では、回路特性や、偏波モード分散による信号の広がりより著しく大きい信号の広がりを持ち得るため、既知信号に対応する受信信号として、前述より著しく長い受信信号を記憶し、演算しなければならない。
【００２７】
ウエイト演算部１０３は、ｓ（１）〜ｓ（Ｋ）を元に得られる情報を予め記憶している。例えば、既知信号ｓ（１）〜ｓ（Ｋ）をフーリエ変換により周波数領域に変換した信号ｓｆ（１）〜ｓｆ（Ｋ）、もしくは既知信号ｓ（１）〜ｓ（Ｋ）をオーバサンプルして（１００／Ｒ）ｐｓｅｃごとのデータとしたオーバサンプル既知信号ｓ’（１）〜ｓ’（Ｒ×Ｋ）や、オーバサンプル既知信号をフーリエ変換し、周波数領域に変換した信号ｓｆ’（１）〜ｓｆ’（Ｒ×Ｋ）を記憶しておくごとができる。
【００２８】
受信部では、受信信号ｒ（１）〜ｒ（Ｒ×Ｍ×Ｋ＋２０×Ｒ）の中からｒ（ｘ＋１）〜ｒ（ｘ＋Ｒ×Ｋ）のＲ×Ｋのデータを取り出し、フーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｒｆ（１）〜ｒｆ（Ｒ×Ｋ）を得る。ｘは信号の取得位置を表しており、伝搬経路の時間的広がり（ここでは、最大５００ｐｓｅｃ）より大きい値をとることで、信号間干渉の影響を受けにくくすることができる。ｒｆ（１）〜ｒｆ（Ｒ×Ｋ）は、送信経路において生じる伝搬チャネルの影響を受けた後の信号となっているため、伝搬チャネル係数ｈｆ’は、次式（２）で表わすことができる。
【００２９】
【数２】
2010114672.tif 000004
【００３０】
送信信号がシングルキャリア送信の場合には、この伝搬チャネル係数を用いて、周波数領域での受信ウエイトは、次式（３）で演算することができる（参考文献３：K. Takeda,  F. Adachi, “Frequency-domain MMSE channel estimation for frequency-domain equalization of DS-CDMA Signals,” IEICE Trans. Commun., vol.E90-B, No.7, pp.1746-1753, July 2007.）。
【００３１】
【数３】
2010114672.tif 000005
【００３２】
ここで、σ２は熱雑音の分数値であり、＊は複素共役を表す。
また、ＯＦＤＭによる信号の場合には、単に、ｗｆ’（ｉ）＝ｈｆ’（ｉ）＊／｜ｈｆ’（ｉ）｜２と演算し、各周波数帯における受信信号ｒｆ（ｉ）に乗算することで、送信された信号をｒｆ（ｉ）・ｗｆ’（ｉ）として推定できる。また、ｗｆ’（ｉ）のうち、送信信号、あるいはパイロット信号を載せたＫｄ個のサブキャリアのウエイトのみを算出したり、もしくは受信信号ｒ（ｘ＋１）〜ｒ（ｘ＋Ｒ×Ｋ）をダウンサンプリングし、ダウンサンプリングされた受信信号ｒｄ（ｘｄ＋１）〜ｒｄ（ｘｄ＋Ｋ）に対し、フーリエ変換を行い、ｒｄｆ（１）〜ｒｄｆ（Ｋ）を算出することもできる。この場合、伝搬チャネル係数は、数式（４）で表わすことができ、受信ウエイトは数式（３）、もしくは数式（３）でσ２を０とすることで得ることができる。
【００３３】
【数４】
2010114672.tif 000006
【００３４】
この場合、信号もしくはパイロット信号をのせたＫｄ個のサブキャリアのウエイトのみを算出することができる。
【００３５】
あるいは、既知信号を用いることなく、受信された信号の中心周波数、変調方式、偏波などの情報を用いて、デジタルフィルタを構成することで、受信ウエイトを算出できる（参考文献４：菊間  信良、“アレーアンテナによる適応信号処理”、科学技術出版、pp.17-21, 1998）。または、既知信号、及び受信された信号の中心周波数、変調方式、偏波などの情報を用いて、デジタルフィルタを構成することで、受信ウエイトを算出することもできる。なお、デジタルフィルタの動作原理としては、例えば、最小２乗誤差法（ＭＭＳＥ）、最大ＳＮＲ法（ＭＳＮ）、拘束付出力電力最小化法（ＣＭＰ）、定包絡線信号用アルゴリズム（ＣＭＡ）、などが挙げられる。
【００３６】
受信ウエイトは、周波数領域である必要はなく、上記のデジタルフィルタによるアルゴリズムにより、時間領域の受信ウエイトを用いることができる。時間領域における受信ウエイトの場合には、受信信号に対し、畳み込み演算を行うことにより復号できる。
【００３７】
復号部１０４は、入力された受信信号と受信ウエイトとから、信号の復号を行う。入力された受信ウエイトが周波数領域のものであった場合には、受信信号をフーリエ変換により周波数領域に変換し、周波数領域の信号に対し、受信ウエイトを乗算することで復号できる。この場合に、前述のｏｖｅｒｌａｐ−ｓａｖｅや、ｏｖｅｒｌａｐ−ａｄｄなどの周波数領域の復号を用いたり、ガードインターバルを用いた復号では、ガードインターバルを利用した固定の信号位置でフーリエ変換を行うことで、ｏｖｅｒｌａｐしたフーリエ変換を行うことなく復号することもできる。
【００３８】
また、入力された受信ウエイトが時間領域のものであった場合には、受信信号に受信ウエイトを畳み込み演算を行い、復号を行う。ディシジョンフィードバックを行う場合には、復号された信号の情報や、復号された信号を用いて算出されたチャネル誤差、伝搬チャネル係数、位相誤差などの情報を、ウエイト演算部１０３に供給し、ウエイト演算部１０３における受信ウエイトを更新することもできる。
【００３９】
また、波長分散補償部１０２は、複数の経路長に対する補償ウエイトを持っていることもできる。この場合には、正しい経路長で補償された信号系列しか復号されない。受信された信号を分配して、複数の伝送距離に対応した波長分散補償を並行して行い、ウエイト演算部１０３、もしくは復号部１０４において正しく補償された信号系列を選択して復号結果を出力することができる。
【００４０】
このように復号を行うことで、ウエイト演算部１０３において算出される受信ウエイトの時間的長さ、もしくは周波数領域のフーリエ変換のポイント数を小さく設定することが可能となり、演算負荷を小さくしたり、チャネルの時間変動に対して追随性能を向上したりすることができる。
【００４１】
また、波長分散補償部１０２において、受信信号から光ファイバの経路長を推定することもできる。
例えば周波数領域における既知信号Ｓｆ（１）〜Ｓｆ（Ｋ）のうち、Ａ１〜Ａ２で表せるある区間Ａの既知信号ｓｆ（Ａ１）〜ｓｆ（Ａ２）の信号を抜き出し、残りのＫ−（Ａ２−Ａ１＋１）の信号に０を挿入し逆フーリエ変換することで得られる時間領域の周波数区間Ａ既知信号ｓＡ（１）〜ｓＡ（Ｋ）と、同じく周波数領域において区間Ｂの既知信号ｓｆ（Ｂ１）〜ｓｆ（Ｂ２）の信号を抜き出し、残りのＫ−（Ｂ２−Ｂ１＋１）の信号に０を挿入し逆フーリエ変換することで得られる時間領域の周波数区間Ｂ既知信号ｓＢ（１）〜ｓＢ（Ｋ）とを予め記憶しておき、これらの既知信号と受信信号との相関を畳み込み演算により評価することができる。周波数区間ＡとＢを異なる領域としておくと、得られる相関のピークの位置の時間的なずれは、周波数による到来時間のずれ、すなわち波長分散の大きさを表している。この時間的なずれに対応する経路長Ｌの対応を記憶しておき、数式（１）で表せる位相回転の補正を行なうことができる。
【００４２】
または、受信信号に対し、参考文献４により、受信された信号の中心周波数、変調方式、偏波などの情報を用いて受信ウエイトを算出し、この受信ウエイトの情報を用いて経路長を評価することもできる。ただし、ここで得る受信ウエイトｗｃ（１），…，ｗｃ（Ｔ）は前述の受信ウエイトとは異なり波長分散まで考慮したウエイトであり、ウエイトのサイズも大きく設定する必要がある（Ｔ≧Ｋ）。
【００４３】
受信ウエイトから経路長を評価するには、例えば、周波数領域における受信ウエイトにおいて、異なる周波数区間に対応する受信ウエイトを選択し、それぞれそれ以外の周波数領域に０を挿入し逆フーリエ変換を行うことで得られる、時間領域の周波数区間Ａ受信ウエイトと周波数区間Ｂ受信ウエイトのピーク位置のずれから、波長分散の大きさを推定し、対応する経路長Ｌを決定できる。
または、周波数領域における受信ウエイトの位相条件が数式（１）で表せる位相条件と高い相関を持つことを利用し、数式（１）の位相において最も受信ウエイトの位相条件と高い相関を与える経路長Ｌを選択することもできる。
【００４４】
Ｂ．第２の実施形態
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図２は、本発明の第２の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。図において、２０１はアナログ・デジタル変換部、２０２は波長分散補償部、２０３はウエイト演算部、２０４は復号部、２０５は経路長判定部である。光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換部２０１において、デジタル信号に変換され、波長分散補償部２０２に入力される。この際、光信号を直接デジタル信号に変換しても、光信号を電気信号に変換した後、デジタル信号に変換してもよい。
【００４５】
デジタル信号に変換された後、波長分散補償部２０２は、入力された信号から伝送距離と光ファイバの特性とによって決まる波長分散による影響を信号処理により除去し、ウエイト演算部２０３に出力する。ウエイト演算部２０３は、入力された信号に含まれるパイロット信号、もしくは入力された信号の変調方式の特徴を用いて受信ウエイトを演算する。ウエイト演算部２０３は、入力された信号と演算された受信ウエイトとを復号回路２０４に出力する。復号回路２０４は、入力された信号に演算された受信ウエイトを用いて復号を行い、復号された信号を出力する。
【００４６】
波長分散補償部２０２は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を補償する。例えば、周波数領域において位相ずれとして表現し、数式（１）の逆特性を乗算することで波長分散の影響を補償する。
【００４７】
波長分散補償部２０２において数式（１）の逆特性を乗算、もしくは畳み込みされ、波長分散の影響を補償された信号は、ウエイト演算部２０３に入力される。ウエイト演算部２０３は、信号中に含まれる既知信号や、送信信号の変調方式の情報を用いて、復号のための受信ウエイトを、数式（３）や、適応デジタルフィルタによって算出し、受信ウエイトと補償された受信信号とを復号部２０４に出力し、受信ウエイト、受信ウエイトを求めるために用いた伝搬チャネルの情報、補償された受信信号の一部のうち、いくつか、もしくはいずれかを経路長判定部２０５に供給する。
【００４８】
復号部２０４は、入力された受信信号と受信ウエイトとから、信号の復号を行う。入力された受信ウエイトが周波数領域のものであった場合には、受信信号をフーリエ変換により周波数領域に変換し、周波数領域の信号に対して受信ウエイトを乗算し、入力された受信ウエイトが時間領域のものであった場合には、受信信号に受信ウエイトを畳み込み演算を行う。
【００４９】
また、ディシジョンフィードバックを行う場合には、復号された信号の情報や、復号された信号を用いて算出されたチャネル誤差、伝搬チャネル係数、位相誤差などの情報を、ウエイト演算部２０３に供給することもできる。
【００５０】
経路長判定部２０５は、ウエイト演算部２０３で算出された伝搬チャネル係数や、受信ウエイト、もしくは波長分散補償された受信信号の情報を用いて、波長分散を補償された受信信号に含まれる残留波長分散量を評価する。言い換えると、波長分散補償部２０２で用いた経路長Ｌの補正を行う。
【００５１】
ここで、受信ウエイト、もしくは伝搬チャネル係数を用いて、経路長を長く見積もったか、短く見積もったかを判断する方法を示す。波長分散の影響は、周波数領域で数式（１）のように表わすことができるが、数式（１）の右辺第２項の波長分散スロープは、右辺第１項の波長分散の影響に比べて小さいため、無視することができる。偏波モード分散や、回路の特性の影響が小さい場合には、波長分散の影響が残留している場合、測定された伝搬チャネル係数の位相特性は２次関数となっている。波長分散が残留している場合に測定される位相回転は、次式（５）で表すことができる。
【００５２】
【数５】
2010114672.tif 000007
【００５３】
ここで、α＝πλ２Ｄ／ｃであり、ΔＬは補正のために用いた経路長Ｌから実際の経路長を引いたものである。よって、Ｄ＞０の場合、実際の経路長より用いた経路長Ｌが短い場合には、ΔＬ＜０であり、実際の経路長がＬより良かった場合には、ΔＬ＞０となる。よって、２次関数が負の方向に発散する形状であれば、数式（１）で用いた経路長Ｌが短いため、ΔＬだけ長くして数式（１）に代入する必要があり、正の方向に発散する形状であれば、ΔＬだけ短くして数式（１）に代入することで、波長分散の補償効果を向上することができる。
【００５４】
ΔＬの正負を知る方法としては、例えば、周波数に対する位相の傾きの変化を用いることができる。伝搬チャネル係数ｈｆ（１）〜ｈｆ（Ｋ）から振幅情報をなくした位相チャネル係数θｆ（１）〜θｆ（Ｋ）を次式（６）のように定義する。
【００５５】
【数６】
2010114672.tif 000008
【００５６】
この位相チャネル係数の位相の周波数に対する傾きが、周波数の低い領域から高い領域に向かって上昇している場合には、ΔＬ＜０、減少している場合には、ΔＬ＞０を意味する。位相の傾きΦは、例えば、次式（７）のように算出できる。
【００５７】
【数７】
2010114672.tif 000009
【００５８】
ここで、ａｎｇｌｅ（Ａ）は、複素数Ａの複素平面上での実軸や、虚軸などからの角度を抽出する関数であり、ａｒｃｔａｎ、ａｒｃｓｉｎ、ａｒｃｃｏｓなどを用いることができる。ｙは平均値を取得する開始点であり、Ｑは平均をとるサンプル数である。数式（７）で、ａｎｇｌｅに重み付けをして、中央部ｙ＋Ｑ／２付近ほど大きい重みがかかるように算出することもできる。
【００５９】
このようにして得られる位相の傾きΦの正負を判定し、Φが正であれば、θｆ周波数軸上で高い周波数ほど傾きが大きくなっているため、ΔＬ＜０であり、補正のために用いている経路長が短く、Φが負であれば、補正のための経路長が長く見積もられている。経路長判定部２０５は、得られた波長分散補償部２０２において用いている経路長の実際の経路長に対するずれの情報を波長分散補償部２０２に供給する。
【００６０】
波長分散補償部２０２は、入力された経路長のずれの情報を用いて、数式（１）で用いる経路長を補正し、補正係数を出力する。例えば、Φが入力された場合には、Φの大きさに対し、補正するΔＬの表を予め記憶し、−３０°≦Φ＜３０°では、ΔＬ＝０、３０≦Φ＜９０で、ΔＬ＝１００［ｋｍ］のような表を保持し、Ｌ＝Ｌ＋ΔＬとして新しい経路長を用いることができる。
【００６１】
あるいは、位相チャネル係数θｆ（１）〜θｆ（Ｋ）は、受信ウエイトを用いて次式（８）のように定義することもできる。
【００６２】
【数８】
2010114672.tif 000010
【００６３】
また、波長分散補償の残留効果については、受信ウエイト、もしくはチャネル情報を周波数成分で分割し、時系列の信号に変換することで、評価することもできる。
【００６４】
伝搬チャネル係数ｈｆ（ｉ）を用いた例について説明する。周波数領域の情報ｈｆ（１）〜ｈｆ（Ｋ）に対し、逆フーリエ変換を行うと、時間領域における伝搬チャネル係数が得られるが、ここで、周波数領域を限定すると、高い周波数成分と、低い周波数成分とに対する到来時間の差を得ることもできる。例えば、［ｈｆ（１），ｈｆ（２），…，ｈｆ（Ｋ／２），０，０，…，０］と、［０，０，…，０，ｈｆ（Ｋ／２＋１），ｈｆ（Ｋ／２＋２），…，ｈｆ（Ｋ）］を生成する。それぞれＫ／２個の０信号を、後半、もしくは前半に伝搬チャネル係数の代わりに挿入している。これらの信号に対し、逆フーリエ変換して得られる信号ｈａ（１），…，ｈａ（Ｋ）、及びｈｂ（１），…，ｈｂ（Ｋ）の電力のピーク位置を検出する。
【００６５】
ここで、時間領域における低周波数成分伝搬チャネル係数ｈａ（ｉ）のピーク位置ａと、時間領域における高周波成分伝搬チャネル係数ｈｂ（ｉ）のピーク位置ｂとがずれる場合には、残留波長分散が存在する。Δｔ＝ｂ−ａが正であった場合には、Ｄ＞０の光ファイバに対してＬが短く見積もられているため、Ｌ＝Ｌ＋｜ΔＬ｜とするような正の経路長補正を行い、Δｔ＜０であった場合には、Ｌ＝Ｌ−｜ΔＬ｜のように負の経路長補正を行うことができる。ΔＬの大きさについては、Φの場合と同様、Δｔに対して表を予め記憶しておくことができ、Δｔの大きさに応じて、ΔＬを設定できる。
【００６６】
また、周波数領域の受信ウエイトを用いて、例えば、［ｗｆ（１），ｗｆ（２），…，ｗｆ（Ｋ／２），０，０，…，０］と、［０，０，…，０，ｗｆ（Ｋ／２＋１），ｗｆ（Ｋ／２＋２），…，ｗｆ（Ｋ）］を生成し、逆フーリエ変換を行うことで、これらの時間領域におけるピーク位置のずれをΔｔとして評価することもできる。
【００６７】
また、必ず半分ずつの周波数領域を取る必要もなく、異なる周波数領域に対応する複数の伝搬チャネル係数もしくは受信ウエイトを用いて、逆フーリエ変換を行うことで、信号の到来時間差Δｔを評価できる。
【００６８】
また、受信信号に対し、予め記憶している既知信号ｓｆ（ｉ）や、ｓｆ’（ｉ）を用いて、周波数領域での到来時間差Δｔを評価できる。例えば、既知信号の異なる周波数領域の信号だけ用い、［ｓｆ（１），ｓｆ（２），…，ｓｆ（Ｋ／２），０，０，…，０］と、［０，０，…，０，ｓｆ（Ｋ／２＋１），ｓｆ（Ｋ／２＋２），…，ｓｆ（Ｋ）］を生成し、時間領域の信号に逆フーリエ変換し、得られる信号ｓａ（１），…，ｓａ（Ｋ）とｓｂ（１），…，ｓｂ（Ｋ）を用いて、既知信号を受信した受信信号に対し、畳み込み演算を行い、相関値のピーク位置のずれをΔｔとして定義して用いることもできる。
【００６９】
また、ΔＬの評価は、復号部２０４によって復号された信号の情報や、復号された信号を用いて算出されたチャネル誤差、伝搬チャネル係数、位相誤差などの情報を、フィードバックされ、再び、ウエイト演算部２０３により推定された受信ウエイトや、伝搬チャネル係数を用いて行うこともできる。
【００７０】
また、波長分散補償部２０２において、受信信号から光ファイバの経路長を推定することもできる。
例えば前述の既知信号ｓａ（１），…，ｓａ（Ｋ）とｓｂ（１），…，ｓｂ（Ｋ）を記憶しておき、既知信号の複素共役を用いて受信信号に対し畳み込み演算を行い、相関値のピーク位置のずれをΔｔとして算出し、このΔｔから予め記憶した経路長Ｌとの対応により経路長Ｌを決定することもできる。
【００７１】
または、受信信号に対し、参考文献４により、受信された信号の中心周波数、変調方式、偏波などの情報を用いて受信ウエイトを算出し、この受信ウエイトの情報を用いて経路長を評価することもできる。ただし、ここで得る受信ウエイトｗｃ（１），…，ｗｃ（Ｔ）は前述の受信ウエイトとは異なり波長分散まで考慮したウエイトであり、ウエイトのサイズも大きく設定する必要がある（Ｔ≧Ｋ）。
例えば、得られた受信ウエイトの周波数領域の受信ウエイトｗｃ（１），…，ｗｃ（Ｔ）を用いて、数式（８）のように位相情報を算出し、数式（７）から得られるΦを用いて経路長Ｌを決定することができる。
【００７２】
または、周波数領域の受信ウエイトの異なる周波数領域の情報を残して残りの周波数領域に０を挿入することで、時間領域における受信ウエイトのピーク位置のずれΔｔから経路長を推定することもできる。例えば、［ｗｃｆ（１），ｗｃｆ（２），…，ｗｃｆ（Ｔ／２），０，０，…，０］と、［０，０，…，０，ｗｃｆ（Ｔ／２＋１），ｗｃｆ（Ｔ／２＋２），…，ｗｃｆ（Ｔ）］を生成し、逆フーリエ変換を行うことで、これらの時間領域におけるピーク位置のずれをΔｔとして評価することもできる。
【００７３】
Ｃ．第３の実施形態
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図３は、本発明第３の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図において、３００は偏波分離部、３０１−１、３０１−２はアナログ・デジタル変換部、３０２−１、３０２−２は波長分散補償部、３０３はウエイト演算部、３０４は復号部、３０５は経路長判定部である。
【００７４】
光信号は、まず、偏波分離部３００において直交する２つの偏波面に分離される。分離された信号は、アナログ・デジタル変換部３０１−１、３０１−２において、それぞれデジタル信号に変換され、波長分散補償部３０２−１、３０２−２に出力される。この際、光信号を直接デジタル信号に変換しても、光信号を電気信号に変換した後、デジタル信号に変換してもよい。デジタル信号に変換された後、波長分散補償部３０２−１、３０２−２は、それぞれ入力された信号から伝送距離と光ファイバの特性とによって決まる波長分散による影響を信号処理により除去し、ウエイト演算部３０３に出力する。
【００７５】
ウエイト演算部３０３は、入力された信号に含まれるパイロット信号、もしくは入力された信号の変調方式の特徴を用いて受信ウエイトを演算する。ウエイト演算部３０３は、入力された信号と演算された受信ウエイトとを復号回路３０４に出力する。復号回路３０４は、入力された信号に演算された受信ウエイトを用いて復号を行い、復号された信号を出力する。
【００７６】
波長分散補償部３０２−１、３０２−２は、さらに、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分数量を補償する。例えば、周波数領域において位相ずれとして表現し、数式（１）の逆特性を乗算することで波長分散の影響を補償する。
【００７７】
波長分散補償部３０２−１、３０２−２において、数式（１）の逆特性を乗算、もしくは畳み込みされ、波長分散の影響を補償された信号は、ウエイト演算部３０３に入力される。ウエイト演算部３０３は、信号中に含まれる既知信号や、送信信号の変調方式の情報を用いて、復号のための受信ウエイトを数式（３）や、適応デジタルフィルタによって算出し、受信ウエイトと補償された受信信号とを復号部３０４へ供給し、受信ウエイト、受信ウエイトを求めるために用いた伝搬チャネルの情報、または補償された受信信号の一部のうち、いくつか、もしくはいずれかを経路長判定部３０５に出力する。
【００７８】
復号部３０４は、入力された受信信号と受信ウエイトとから、信号の復号を行う。入力された受信ウエイトが周波数領域のものであった場合には、受信信号をフーリエ変換により周波数領域に変換し、周波数領域の信号に対して受信ウエイトを乗算し、入力された受信ウエイトが時間領域のものであった場合には、受信信号に受信ウエイトを畳み込み演算を行う。
【００７９】
また、ディシジョンフィードバックを行う場合には、復号された信号の情報や、復号された信号を用いて算出されたチャネル誤差、伝搬チャネル係数、位相誤差などの情報を、ウエイト演算部３０３に供給することもできる。
【００８０】
このように、入力が２つの場合においても、参考文献４に記載のデジタルフィルタにより送信された１系列、もしくは２系列の信号を復号することができる。デジタルフィルタの動作原理としては、例えば、最小２乗誤差法（ＭＭＳＥ）、最大ＳＮＲ法（ＭＳＮ）、拘束付出力電力最小化法（ＣＭＰ）、定包絡線信号用アルゴリズム（ＣＫＡ）、などが挙げられる。
【００８１】
あるいは、受信ウエイトは、既知信号を用いて、次のように算出することもできる。以下に、１０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃで送信した信号を（Ｒ×１０）Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓｅｃで受信した例について説明する。なお、Ｒ≧１である。ここで、送信信号がシングルキャリア方式での送信であったとすると、１０Ｇｂａｕｄであり、ＯＦＤＭ方式での送信であったとすると、１０／（Ｋ＋Ｇ）ｂａｕｄとなる（ＯＦＤＭシンボルを１つの変調とみなす）。なお、ＫとＧは、それぞれＯＦＤＭのフーリエ変換のポイント数とガードインターバルのシンボル数とであり、ｂａｕｄは信号レートの単位であり、１秒当たりの搬送波における変調の回数である。
【００８２】
既知信号がｓ（１）〜ｓ（Ｋ）、時間的な長さＫ×１００ｐｓｅｃの信号をＭ回繰り返して送信したとする。Ｍは１以上の数で、整数である必要はない。送信が２系列の送信信号を、偏波偏波多重通信により同時に送信する場合には、２つの系列でそれぞれ交互に既知信号を送信したり、直交符号化を行い、受信側で分離できるように信号処理を行い、送信したりできる。
【００８３】
回路特性及び偏波モード分散の影響により、信号が±５００ｐｓｅｃに広がりを持っていた場合を考えると、既知信号に対応する受信信号を、ｒ１（１）〜ｒ１（Ｒ×Ｍ×Ｋ＋Ｒ×２０）、ｒ２（１）〜ｒ２（Ｒ×Ｍ×Ｋ＋Ｒ×１０）と表す。ここで、ｒ１はアナログ・デジタル変換部３０１−１からの信号に対応する受信信号、ｒ２はアナログ・デジタル変換郎３０１−２からの信号に対応する受信信号である。
【００８４】
ウエイト演算部３０３は、ｓ（１）〜ｓ（Ｋ）を元に得られる情報を予め記憶している。例えば、既知信号ｓ（１）〜ｓ（Ｋ）をフーリエ変換により周波数領域に変換した信号ｓｆ（１）〜ｓｆ（Ｋ）、もしくは既知信号ｓ（１）〜ｓ（Ｋ）をオーバサンプルして（１００／Ｒ）ｐｓｅｃごとのデータとしたオーバサンプル既知信号ｓ’（１）〜ｓ’（Ｒ×Ｋ）や、オーバサンプル既知信号をフーリエ変換して周波数領域に変換した信号ｓｆ’（１）〜ｓｆ’（Ｒ×Ｋ）を記憶しておくことができる。
【００８５】
ウエイト演算部３０３では、受信信号ｒ１（１）〜ｒ１（Ｒ×Ｍ×Ｋ＋２０）、ｒ２（１）〜ｒ２（Ｒ×Ｍ×Ｋ＋２０）の中からｒ１（ｘ＋１）〜ｒ１（ｘ＋Ｒ×Ｋ）、ｒ２（ｘ＋１）〜ｒ２（ｘ＋Ｒ×Ｋ）のＲ×Ｋのデータをそれぞれ取り出し、フーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｒｆ１（１）〜ｒｆ１（Ｒ×Ｋ）、ｒｆ２（１）〜ｒｆ２（Ｒ×Ｋ）を得る。ｘは信号の取得位置を表しており、伝搬経路の時間的広がり（ここでは、最大５００ｐｓｅｃ）より大きい値をとることで、信号間干渉の影響を受けにくくすることができる。ｒｆ（１）〜ｒｆ（Ｒ×Ｋ）は送信経路において生じる伝搬チャネルの影響を受けた後の信号となっているため、ｉ番目の周波数チャネルの伝搬チャネル係数ｈｆ１１’（ｉ）、ｈｆ１２’（ｉ）は、以下の数式（９）のように求めることができる。
【００８６】
【数９】
2010114672.tif 000011
【００８７】
このようにして得られる伝搬チャネル係数からなるチャネル行列を以下の数式（１０）のように定義する。
【００８８】
【数１０】
2010114672.tif 000012
【００８９】
上記にように定義したチャネル行列を用いて受信ウエイトを演算できる。または、２系列の信号を２つの偏波面を用いて同時に送信を行なう場合には、既知信号系列を２つの偏波面に対応する送信ポートからそれぞれ送信することで、チャネル行列を同様に推定できる。例として、異なる時間でそれぞれの偏波面の送信ポートから既知信号を送信した場合のチャネル行列の推定方法を示す。
【００９０】
受信信号ｒ１（ｘ＋１）〜ｒ１（ｘ＋Ｒ×Ｋ）、ｒ２（ｘ＋１）〜ｒ２（ｘ＋Ｒ×Ｋ）のＲ×Ｋのデータが第１の偏波面から送信された既知信号に対応する受信信号であり、ｒ１（ｙ＋１）〜ｒ１（ｙ＋Ｒ×Ｋ）、ｒ２（ｙ＋１）〜ｒ２（ｙ＋Ｒ×Ｋ）のＲ×Ｋのデータが第２の偏波面から送信された既知信号に対応する受信信号であったとし、それぞれ周波数領域に変換した際の信号をｒｆ１１（１）〜ｒｆ１１（Ｒ×Ｋ）、ｒｆ１２（１）〜ｒｆ１２（Ｒ×Ｋ）、およびｒｆ２１（１）〜ｒｆ２（Ｒ×Ｋ）、ｒｆ２２（１）〜ｒｆ２２（Ｒ×Ｋ）と表すこととする。すると、ｉ番目の周波数チャネルの伝搬チャネル係数ｈｆ１１’（ｉ）、ｈｆ１２’（ｉ）、ｈｆ２１’（ｉ）、ｈｆ２２’（ｉ）は、次式（１１）のように表すことができ、チャネル行列は数式（１２）のように得られる。
【００９１】
【数１１】
2010114672.tif 000013
【００９２】
【数１２】
2010114672.tif 000014
【００９３】
ここで、それぞれの偏波面から送信される既知信号はそれぞれ異なる時間に送信することとしたが、直交条件を満たすように送信すれば、それぞれの偏波面から同時に既知信号を送信することもできる。
【００９４】
また、数式（１０）もしくは（１２）で得られたチャネル行列を用いて、受信ウエイトを決定できる。送信信号がシングルキャリア送信の場合には、このチャネル行列を用いて、周波数領域での受信ウエイトはＭＭＳＥ重みにより、次式（１３）で演算することができる（参考文献５：中島昭範、ガーグディープシカ、安達文幸、“シングルキャリアＭＩＭＯ多重の伝送特性”、信学技報、RCS2004-107、pp.13-18、2004年8月）。ここで、σ２は熱雑音の分数値であり、Ｉは２×２の単位行列である。
【００９５】
【数１３】
2010114672.tif 000015
【００９６】
あるいは、ＯＦＤＭによる信号の場合には、次式（１４）として、各周波数帯で独立した熱雑音の分散値を用いてウエイトを決定することもできる。
【００９７】
【数１４】
2010114672.tif 000016
【００９８】
各周波数帯における受信信号Ｒｆ（ｉ）＝（ｒｆ１（ｉ）  ｒｆ２（ｉ））Ｔに乗算することで、送信された信号をＷｆ’（ｉ）Ｒｆ（ｉ）として推定できる。また、Ｗｆ’（ｉ）のうち、送信信号もしくはパイロット信号を載せたＫｄ個のサブキャリアのウエイトのみを算出したり、もしくは受信信号Ｒ（ｘ＋１）＝（ｒ１（ｘ＋１）  ｒ２（ｘ＋ｔ））Ｔ〜Ｒ（ｘ＋Ｒ×Ｋ）＝（ｒ１（ｘ＋Ｒ×Ｋ）  ｒ２（ｘ＋Ｒ×Ｋ））Ｔをダウンサンプリングし、ダウンサンプリングされた受信信号Ｒｄ（ｘｄ＋１）〜Ｒｄ（ｘｄ＋Ｋ）に対してフーリエ変換を行い、Ｒｄｆ（１）〜Ｒｄｆ（Ｋ）を算出することもできる。なお、上記Ｗ、Ｈ、Ｒは、それぞれ行列を表す（数式では太字で表わされる）。
【００９９】
この場合、伝搬チャネル係数は、次式（１５）で表わすことができ、受信ウエイトは数式（１３）から得ることができる。この場合も、信号もしくはパイロット信号を載せたＫｄ個のサブキャリアのウエイトのみを算出することができる。または、ダウンサンプリングせずにＲ＝１としても同様である。
【０１００】
【数１５】
2010114672.tif 000017
【０１０１】
ここで、ｒｄｆ１（ｉ）とｒｄｆ２（ｉ）はＲｄｆ（ｉ）の要素で、Ｒｄｆ（ｉ）＝（（ｒｄｆ１（ｉ）  ｒｄｆ２（ｉ））Ｔである。または、２つの偏波面で異なる信号系列を多重して送信する場合には、数式（１３）と同様に、各偏波面から異なる時間で送信された既知信号に対応する受信信号を周波数領域に変換することで、以下の数式（１６）のように伝搬チャネル係数を得ることができる。
【０１０２】
【数１６】
2010114672.tif 000018
【０１０３】
経路長判定部３０５は、ウエイト演算部３０３で算出された伝搬チャネル係数や、受信ウエイト、もしくは波長分散補償された受信信号の情報を用いて、波長分散を補償された受信信号に含まれる残留波長分数量を評価する。言い換えると、波長分散補償部３０２−１、３０２−２で用いた経路長Ｌの補正を行う。
【０１０４】
ここで、受信ウエイト、もしくは伝搬チャネル係数を用いて経路長を、長く見積もったか、短く見積もったかを判断する方法について説明する。波長分散の影響は、周波数領域で数式（１）のように表わすことができるが、数式（１）の右辺第２項の波長分散スロープは、右辺第１項の波長分散の影響に比べて小さいため、無視することができる。偏波モード分散や、回路の特性の影響が小さい場合には、波長分散の影響が残留している場合、測定された伝搬チャネル係数の位相特性は、２次関数となっている。波長分散が残留している場合に測定される位相回転は、数式（５）のように表すことができる。
【０１０５】
但し、本第３の実施形態では、１系列で送信した場合には、伝搬チャネル係数は２つ、２系列で送信した場合には４つの伝搬チャネル係数が得られる。これら複数の情報から、数式（６）、（７）や、第２の実施形態におけるΔｔを複数得ることができ、平均化処理や、受信電力の大きさに応じた重み付けや、選択を行うことで、経路長の評価の精度を高めることができる。得られた経路長の評価は、波長分散補償部３０２−１、３０２−２に供給され、波長分散補償に用いる経路長の値を変更することができる。
【０１０６】
また、２つもしくは４つの伝搬チャネル係数から、波長分散の影響による数式（１）で表せる位相の分布と比較して、経路長の補正値を推定できる。例えば、第２の実施形態における位相の傾きΦを計算し、この値を平均化処理したり、重み付けした上で加算したり、選択を行なうことで対応する経路長を補正値として用いることができる。
【０１０７】
また、波長分散補償部３０２−１、３０２−２は、複数の経路長に対する補償ウエイトを持つこともできる。この場合には、復号回路３０４においては正しい経路長で補償された信号系列しか復号されない。ウエイト演算部３０３、もしくは復号部３０４において正しく補償された信号系列を選択して復号結果を出力することができる。
【０１０８】
また、波長分散補償部３０２−１，３０２−２において、受信信号から光ファイバの経路長を推定することもできる。
例えば第２の実施形態記載の既知信号ｓａ（１），…，ｓａ（Ｋ）とｓｂ（１），…，ｓｂ（Ｋ）を記憶しておき、既知信号の複素共役を用いて受信信号に対し畳み込み演算を行い、相関値のピーク位置のずれをΔｔとして算出し、このΔｔから予め記憶した経路長Ｌとの対応により経路長Ｌを決定することもできる。この際に、２つもしくは４つのΔｔを用いて、平均化や、重み付けした上での加算、または選択を行なうことにより、Δｔを決定でき、この値から経路長Ｌを決定することで経路長の推定精度を向上できる。
【０１０９】
または、受信信号に対し、参考文献４により、受信された信号の中心周波数、変調方式、偏波などの情報を用いて受信ウエイトを算出し、この受信ウエイトの情報を用いて経路長を評価することもできる。ただし、ここで得る受信ウエイト行列Ｗｃ（１），…，Ｗｃ（Ｔ）は前述の受信ウエイトＷとは異なり波長分散まで考慮したウエイト行列であり、ウエイト行列のサイズも大きく設定する必要がある（Ｔ≧Ｋ）。
例えば、得られた受信ウエイトの周波数領域の受信ウエイト行列Ｗｃ（１），…，Ｗｃ（Ｔ）を用いて、数式（８）のように位相情報を算出し、Ｗｃ（ｉ）を構成する係数を用いて数式（７）から得られる２つもしくは４つのΦを用いて経路長Ｌを決定することができる。この際にも、平均化や、重み付けした上での加算、または選択を行なうことにより、Φを決定でき、この値から経路長Ｌを決定することで経路長の推定精度を向上できる。
【０１１０】
または、周波数領域の受信ウエイトの異なる周波数の情報を残して残りの周波数領域に０を挿入することで、時間領域における受信ウエイトのピーク位置のずれΔｔから経路長を推定することもできる。例えば、Ｗｃｆ（ｉ）の１行１列の係数をｗｃｆ１１（ｉ）とすると、［ｗｃｆ１１（１），ｗｃｆ１１（２），…，ｗｃｆ１１（Ｔ／２），０，０，…，０］と、［０，０，…，０，ｗｃｆ１１（Ｔ／２＋１），ｗｃｆ１１（Ｔ／２＋２），…，ｗｃｆ１１（Ｔ）］を生成し、逆フーリエ変換を行うことで、これらの時間領域におけるピーク位置のずれをΔｔとして評価することもできる。また、この計算は、ｗｃｆ１２（ｉ）、ｗｃｆ２１（ｉ）、ｗｃｆ２２（ｉ）に対してもそれぞれ行なうことができるため、最大４つのΔｔに対し、平均化や、重み付けした上での加算、または選択を行なうことにより、Δｔを決定し、経路長Ｌを決定することで経路長の推定精度を向上できる。
【０１１１】
また、第１乃至第３の実施形態において、波長分散補償部は直流成分を除去する機能を有することもできる。直流成分は、以下のように演算できる。
【０１１２】
【数１７】
2010114672.tif 000019
【０１１３】
【数１８】
2010114672.tif 000020
【０１１４】
ここで、ａ（ｋ）は忘却係数であり、Ｘポイント前の受信信号から、Ｙポイント後までの受信信号を用いて直流成分を推定できる。また、Ｙ＞−Ｘを満たし、ＸとＹは負の数もとりうる。このようにして得られたＤｃ（ｘ）をｒ（ｘ）から減算することで直流成分を除去できる。この演算を、波長分散補償部において周波数同期を取る前に行なうことで、干渉電力を除去することができる。また、波長分散補償により周波数シフトが生じる場合には、波長分散補償前に行なうことで、干渉電力が乗った直流成分を除去することができる。
または、周波数領域で波長分散補償を行なう場合には、受信信号を周波数領域に変換した後、直流成分に対応する一つもしくは複数の周波数チャネルの成分を０に置き換えてから、時間領域の受信信号に変換することで、直流成分を除去することができる。
このようにすることで、後段の受信ウエイト演算及び、復号において、直流成分にのっている干渉電力により特性が劣化することを防ぎ、通信品質を向上できる。
【０１１５】
図４は、実際にシングルモードファイバ（ＳＭＦ）を用いて、長距離伝送を行い、本発明の方法により受信した場合の、距離に対するＱ値をプロットした結果を示す図である。実験では、１２．５Ｇｂａｕｄのシングルキャリア伝送を用い、変調方式ＱＰＳＫ、全信号の７％を既知信号として使用した。波長分散補償部３０２−１、３０２−２としてｏｖｅｒｌａｐ−ｓａｖｅ法を用い、ＦＦＴウィンドウサイズの半分をオーバラップさせて波長分散を補償した。用いたＦＦＴのウィンドウサイズは、１０２４、５１２、２５６サンプルであり、ウィンドウサイズが大きいほど、長距離伝送に対して特性の劣化が少なく、波長分散耐力が大きいことが分かる。また、後段のウエイト演算部３０３で用いる受信ウエイトは１６サンプル、もしくは４サンプルで行い、１６サンプルの受信ウエイトは周波数領域で乗算し、４サンプルの受信ウエイトは時間領域で畳み込みを行った。
【０１１６】
図４から、波長分散補償のために用いたサンプルサイズに比べ、受信ウエイトのためのサンプル数を著しく小さくすることが可能であることが分かる。波長分散補償の際に、復号まで同時に行うことも可能であるが、この場合、１００を超えるサンプル数を用いて復号することになり、チャネルの時間変動に追随することが難しく、ＦＦＴウィンドウ内で時間変化が生じた場合には、特性が大きく劣化する。本発明の構成で復号を行えば、受信ウエイトのサンプル数を著しく小さく構成することができ、受信ウエイト演算のための演算負荷を軽減し、チャネルの時間変動への追随を容易にすることができる。
【産業上の利用可能性】
【０１１７】
以上説明した様に、本発明によれば、デジタル演算処理によって光通信における波長分散の影響を除去することが可能であり、時間変動がある偏波モード分散補償の演算負荷を軽減しつつ、時間変動に対する耐力を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【０１１８】
【図１】本発明の第１の実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態による受信装置の構成例を示すブロック図である。
【図４】実際にシングルモードファイバ（ＳＭＦ）を用いて、長距離伝送を行い、本発明の方法により受信した場合の、距離に対するＱ値をプロットした結果を示す図である。
【符号の説明】
【０１１９】
１０１  アナログ・デジタル変換部
１０２  波長分散補償部
１０３  ウエイト演算部
１０４  復号部
２０１  アナログ・デジタル変換部
２０２  波長分散補償部
２０３  ウエイト演算部
２０４  復号部
２０５  経路長判定部
３００  偏波分離部
３０１−１、３０１−２  アナログ・デジタル変換部
３０２−１、３０２−２  波長分散補償部
３０３  ウエイト演算部
３０４  復号部
３０５  経路長判定部
【図１】
2010114672.tif 000021
【図２】
2010114672.tif 000022
【図３】
2010114672.tif 000023
【図４】
2010114672.tif 000024