(57)【要約】      （修正有）【課題】広いレンジに対してその動作周波数を同調させる能力を有し、雑音特性に優れた電圧制御発振器を実現する。【解決手段】第１及び第２のコイル４２２、４２４と第１及び第２の結合コンデンサ４０２、４０４は共振回路入力端子から見た時に２極ハイパスフィルタを構成し、共振回路の入力端子上に誘導される低周波数雑音はこの２極ハイパスフィルタにより減衰される。第１の同調ダイオード４３２は第１の可変容量ダイオード４４２と同じ可変容量ダイオードを使用し、第１の同調コンデンサ４３２と第１の可変容量ダイオード４４２のカソードを接続する。ＡＣ雑音は第１の可変容量ダイオード４４２に渡って現れるのと逆の極性で第１の同調コンデンサ４３２に渡って現れるので、ＡＣ雑音が第１の同調コンデンサ４３２上の逆バイアス電圧を増加させると、第１の可変容量ダイオード４４２上の逆バイアス電圧はそれに対応して減少する。【選択図】図４
2010114911.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
雑音の影響を受けない広帯域共振回路において、
共振回路に対する入力としての第１のフィルタ素子と、
第１の可変コンデンサと、
フィルタ素子の出力を第１の可変コンデンサに結合させる第１の同調コンデンサとを具備し、
同調コンデンサと可変コンデンサとのキャパシタンスが制御電圧の印加により調整され、共振回路の共振周波数はフィルタ素子、第１の同調コンデンサ、第１の可変コンデンサにより決定される共振回路。
【請求項２】
フィルタ素子はハイパスフィルタである請求項１記載の共振回路。
【請求項３】
フィルタ素子は、
結合コンデンサと、
結合コンデンサから信号グランドに接続するコイルとを備え、
それにより結合コンデンサとコイルは共振回路への入力から見たときに２極ハイパスフィルタを構成する請求項１記載の共振回路。
【請求項４】
第１の同調コンデンサと第１の可変コンデンサは可変容量ダイオードである請求項１記載の共振回路。
【請求項５】
両可変容量ダイオードのカソードは共通ノードを共有する請求項４記載の共振回路。
【請求項６】
雑音の影響を受けない広帯域平衡共振回路において、
共振回路に対する第１の平衡入力としての第１のフィルタ素子と、
第１の可変コンデンサと、
第１のフィルタ素子の出力を第１の可変コンデンサに結合させる第１の同調コンデンサと、
共振回路に対する第２の平衡入力としての第２のフィルタ素子と、
第２の可変コンデンサと、
第２のフィルタ素子の出力を第２の可変コンデンサに結合させる第２の同調コンデンサとを具備し、
第１および第２の同調コンデンサと第１および第２の可変コンデンサとのキャパシタンスが制御電圧の印加により調整され、共振回路の共振周波数は第１および第２のフィルタ素子、第１および第２の同調コンデンサ、第１および第２の可変コンデンサにより決定される平衡共振回路。
【請求項７】
雑音の影響を受けず、広い同調レンジを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）において、
増幅器と、
共振回路とを具備し、
共振回路は、
共振回路への入力としてのフィルタ素子と、
第１の可変コンデンサと、
フィルタ素子の出力を第１の可変コンデンサに結合させる第１の同調コンデンサとを備え、
増幅器は共振回路に接続されて発振器を構成し、同調コンデンサと可変コンデンサとのキャパシタンスは制御電圧の印加により調整され、共振回路の共振周波数はフィルタ素子、第１の同調コンデンサ、第１の可変コンデンサにより決定される電圧制御発振器。
【請求項８】
雑音の影響を受けず、広い同調レンジを有する電圧制御発振器（ＶＣＯ）において、
増幅器と、
平衡共振回路とを具備し、
平衡共振回路は、
平衡共振回路に対する第１の平衡入力としての第１のフィルタ素子と、
第１の可変コンデンサと、
第１のフィルタ素子の出力を第１の可変コンデンサに結合させる第１の同調コンデンサと、
平衡共振回路に対する第２の平衡入力としての第２のフィルタ素子と、
第２の可変コンデンサと、
第２のフィルタ素子の出力を第２の可変コンデンサに結合させる第２の同調コンデンサとを具備し、
増幅器は平衡共振回路に接続されて発振器を構成し、第１および第２の同調コンデンサと第１および第２の可変コンデンサとのキャパシタンスは制御電圧の印加により調整され、平衡共振回路の共振周波数は第１および第２のフィルタ素子、第１および第２の同調コンデンサ、第１および第２の可変コンデンサにより決定される電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【発明の背景】
【０００１】
Ｉ．発明の分野
本発明は電子回路に関する。特に本発明は良好な雑音耐性特性を有する新規で改良された広帯域電圧制御発振器（ＶＣＯ）に関する。
【０００２】
ＩＩ．関連技術の説明
ワイヤレス通信システムはエアー無線周波数（ＲＦ）リンクに対する予測可能な性能に依存する。ワイヤレス電話システムは多数のＲＦリンクを同時に監視および制御することが要求される。
【０００３】
移動ユニットまたはワイヤレス電話機は多数の複雑な回路を統合する。ＲＦトランシーバを使用して基地局とのワイヤレス通信リンクを提供する。ＲＦトランシーバは受信機と送信機とから構成される。受信機は移動ユニットにインターフェイスされたアンテナを通して基地局からのＲＦ送信を受信する。受信機は受信信号を増幅し、フィルタし、ベースバンド信号にダウンコンバートする。ベースバンド信号はその後にベースバンド処理回路にルーティングされる。ベースバンド処理回路は信号を復調して、スピーカーを通してユーザにブロードキャストするためにその復調信号を調整する。
【０００４】
周波数シンセサイザを使用して、受信機におけるダウンコンバートと送信機におけるアップコンバートを実行するのに必要とされる局部発振器信号を発生させる。周波数合成を使用して局部発振器信号を発生させる。その理由はシンセサイザ周波数の安定性、結果的に得られる信号のスペクトル純度、デジタル制御に対する能力によるものである。
【０００５】
周波数シンセサイザは直接または間接に区分される。直接では、デジタル合成論理回路は所要信号のデジタル表示を発生させ、Ｄ／Ａコンバータが使用されて、このデジタル表示をアナログ波形にコンバートする。ＤＤＳを実現する１つの通常の方法は波形位相のテーブルをメモリに記憶させることである。位相がメモリからクロックアウトされるレートは出力信号の周波数に正比例する。ＤＤＳはサイン波のかなり正確な表示を発生させることができるが、出力周波数はクロックレートにより限定される。
【０００６】
間接合成は発振器の出力にロックされた位相ロックループを利用する。間接周波数合成は高い周波数設計に対してさらに人気がある。その理由は高周波数発振器の出力は位相ロックループの動作レンジ内の周波数に分周して落とすことができるからである。
【０００７】
図１は位相ロックループを利用する間接周波数シンセサイザのブロック図を示している。所要の周波数レンジに対して同調することができるＶＣＯ１１０を使用してＬＯ出力１１２を提供する。ＶＣＯ１１０の出力は、÷Ｎとして示されている周波数分周器回路１２０の入力にも送られる。ここでＮは分周比を表す。分周された出力は第１の入力として位相検出器１３０に提供される。位相検出器１３０に対する第２の入力は基準発振器１４０の出力である。位相ロックループは、周波数分周器１２０の周波数出力が基準発振器１４０の出力と同一となるようにＶＣＯ１１０の出力を同調させるように動作する。位相検出器１３０は２つの入力信号間の位相エラーに対応する出力信号を提供する。位相検出器１３０出力はＶＣＯ１１０の周波数制御入力に提供される前にローパスフィルタ（ＬＰＦ）を通して調整される。したがって、ＶＣＯ１１０は基準発振器１４０との位相ロックを維持するように制御される。分周比の値Ｎをインクリメントまたはデクリメントすると基準発振器１４０の周波数と等しい、ＬＯ出力１１２における周波数の変化となることはブロック図から容易に推測することができる。基準発振器１４０の周波数はＬＯの周波数ステップサイズを決定する。
【０００８】
ＶＣＯ１１０出力における周波数変動は周波数変動のレートがループ帯域幅よりも小さい場合に、位相ロックループにより補正できるだけである。位相ロックループはループ帯域幅よりも広いレートで発生するＶＣＯ周波数変動に対して補正することはできない。位相ロックループの整定時間は初期周波数オフセットとループ帯域幅に依存する。より広いループ帯域幅の場合には整定時間はより早くなる。良好な雑音耐性を有するＶＣＯは周波数変動を減少させ、それにより位相ロックループの整定時間を減少させる。したがって、周波数同調特性を維持しながら、良好な雑音耐性を有するＶＣＯを設計することが重要である。
【０００９】
ＶＣＯは単なる同調可能な発振器である。典型的な発振器回路は増幅器と一般的に共振タンクと呼ばれる共振回路とからなる。結果的な発振器は、利得が１よりも大きく、位相が０に等しい周波数出力を有する。共振回路はこの発振周波数を設定する。この関係はボード線図上でより簡単に見ることができる。図２（Ａ）は典型的な発振器に対するボード線図を図示している。曲線２１０は左の垂直軸に対して参照される発振器の利得をデシベルで表している。曲線２２０は右の垂直軸に対して参照される位相を度で表している。ポイント２３０により示されているように、発振器利得がほぼ１４ｄＢであり、位相が０のときに発振が生じ、ほぼ１２４ＭＨｚでの発振を生じさせる。
【００１０】
ＶＣＯを生成するために、共振回路は少なくとも１つの可変成分からなり、可変成分のリアクタンスは制御信号、一般的には電圧レベルの関数であるので、０位相の周波数、結果として発振周波数も可変である。ＶＣＯは大きな周波数レンジに対して同調するように要求されるとき、可変成分はその大きな周波数レンジに対して共振回路を同調できなければならない。大きな周波数レンジをカバーすることができる可変共振回路に対する可能性ある回路構成には、高感度の可変成分を組み込んだ共振回路や、拡張された制御電圧レンジを必要とする共振回路が含まれる。第１の代替形態はいくつかの問題を表す。その理由はＭＨｚ／Ｖｏｌｔに関して測定されたＶＣＯ利得が非常に高くなるからである。これは比較的小さい制御電圧変化に対して大きな周波数変化となり、同調ライン上に誘導される雑音に対する影響をＶＣＯがさらに受けるようにする。要求される制御電圧レンジが非常に大きいことから第２の代替形態も欠点を持つ。大きな制御電圧は制限された利用可能な供給電圧レンジを持つ移動バッテリ駆動電子回路において問題を表すことがある。
【００１１】
共振回路が発振器を所要の動作周波数に同調させるだけでは不十分である。共振回路のＱは所定の制御電圧レベルで特定出力周波数を維持する際に重要である。図２（Ｂ）は異なるＱ値を持つ２つの共振回路の位相応答を図示している。低い方の回路Ｑはさらに緩やかな位相応答を発生させる一方、高い方の回路Ｑはよりシャープな位相応答を発生させる。高い方の回路Ｑは出力周波数における小さい位相変動の影響を最小にすることが望ましい。比較的低い回路Ｑを有する回路の位相応答は曲線２４０で示されている。曲線２５０は高い方の回路Ｑを有する回路を図示している。所定の位相変動に対して、周波数における変化は低い方の回路Ｑを有する回路でさらにはっきりしていることが分かる。所定の位相変動に対する低Ｑ回路での周波数変化であるｆ2の大きさは、同じ位相変動に対する高Ｑ回路での周波数変化であるｆ1の大きさよりも大きい。
【００１２】
周波数シンセサイザＩＣが利用可能であり、これは要求されるシンセサイザ回路のほぼすべてを１つのチップ上に集積する。一般的に、これらのＩＣに対する１人のユーザは、合成ＬＯを生成するために、ＩＣに加えて、共振回路、ループフィルタ、基準発振器を提供する必要があるだけである。シンセサイザの残りの素子、ＶＣＯの増幅器部分、周波数分周器、位相検出器は、１つのＩＣ上に集積される。ユーザは所要出力周波数を発生されるのに要求される共振回路を提供する。ユーザは所要のループ帯域幅を発生させるローパスフィルタ設計も提供する。
【００１３】
特定用途向けＩＣはワイヤレス電話機中のＬＯの構成を簡単にするが、ワイヤレス電話機の動作環境は考慮しなければならない付加的な雑音源を表す。ワイヤレス電話機中の費用および空間制限は利用可能な雑音フィルタ解法をさらに制約する。
【００１４】
移動電話機設計はサポートしている特定の移動システムに大きく依存して異なっている。移動電話機設計を概説している仕様書には、電気工業協会（ＴＩＡ）／電子工業協会（ＥＩＡ）ＩＳ−９５−Ｂのデュアルモードスペクトル拡散システム用の移動局−基地局互換性標準規格とともに、ＴＩＡ／ＥＩＡ  ＩＳ−９５−Ｂのデュアルモードスペクトル拡散セルラ移動局用の推奨最小性能標準規格が含まれる。パーソナル通信システム（ＰＣＳ）帯域におけるＣＤＭＡシステムの動作をカバーする仕様書は、米国国内標準規格協会（ＡＮＳＩ）Ｊ−ＳＴＤ−００８の、１．８から２．０ＧＨｚコード分割多元接続（ＣＤＭＡ）パーソナル通信システム用のパーソナル局−基地局互換性要求である。同様に、電話機、すなわちパーソナル局は、ＡＮＳＩ  Ｊ−ＳＴＤ−０１８の、１．８から２．０ＧＨｚコード分割多元接続（ＣＤＭＡ）パーソナル局用の推奨最小性能要求で規定されている。さらに、移動電話機仕様書は電話機のハードウェア中で実現されるときに電話機内の雑音源を増加させる特徴を規定している。
【００１５】
ＩＳ−９５およびＪ−ＳＴＤ−００８で規定されているようなＣＤＭＡ電話システムで利用される１つの有効な特徴は複数データレートセットである。ワイヤレス電話通信リンクの可変的な性質を利用するために、ＣＤＭＡ仕様書は減少されたレートでのデータ送信を提供する。人が電話会話しているときに、１人の当事者のみが話している多くの期間が存在している。減少したスピーチアクティビティの期間中、電話機は送信のデータレートを減少させることができ、これはより平均送信電力レベルが低くなる。
【００１６】
ワイヤレス電話機から基地局に戻る通信リンクはリバースリンクと呼ばれる。リバースリンクでは、平均送信電力の減少はアクティビィティが低い期間中のわずかな時間に対して送信機をターンオフさせることにより達成される。ＣＤＭＡリバースリンクでは、電話機は常にフルデータレートで送信しているが、内部構造が減少されたデータレートでの動作を可能にするときには、データは多数回反復される。例として、電話機がフルデータレートの半分で動作できるときには、情報は２回反復されて、送信されるデータレートをフルデータレートまで上げる。同様に、４分の１レートデータは４回反復されてフルデータレートを達成させる。
【００１７】
リバースリンク上の電力を節約するために、各２０ｍ秒データフレームは１６の１．２５ｍ秒時間グループに再分割される。電話機がフルデータレートで動作しているとき、フレーム内の１６すべてのグループが送信される。しかしながら、電話機が減少されたデータレートで動作しているとき、１６のグループの何分の１かのみが送信される。送信されるグループの部分はデータレートの減少に等しい。電話機がフルデータレートの半分で動作しているときは、グループの半分が送信される。しかしながら、データレートの減少に反比例してデータが反復されることからデータは失われないことに留意すべきである。ハーフレートデータは２回反復されるが、データの半分のみが送信される。データの冗長部分は送信されない。同様に８分の１レートデータは８回反復されるが、データの８分の１のみが送信される。
【００１８】
電話機が減少されたデータレートで動作しているとき、ＤＣ電力はゲートされて送信パス上のアクティブ回路を選択する。回路へのＤＣ電力はデータが送信されていないときにゲートオフされる。ＤＣ電力は所要のデータグループを送信する前に回路に対してゲートバックされる。電力ゲーティングはワイヤレス電話機内の電力を節約するように機能する。これはかなり好ましく、バッテリ寿命を延長させる。
【００１９】
電力ゲーティングの悪影響は電話機の電源に対して加えられる突然の負荷変動である。スイッチオンおよびオフされるＲＦ送信パスの位置は電源に最大の負荷をもたらす。したがって、電力ゲーティング中、電話機の電源は経験する最大の負荷変動を受けることになる。負荷変動に対して影響を受けない電源がないことから、電源の出力は電力ゲーティングが発生するレートで電圧リプルを示す。電源ライン上の実際の電圧リプルは電源負荷リジェクション、電力ゲーティングレート、電力ゲーティングによる電源負荷の変化の関数である。電源負荷の変化は、電力が基地局と維持しているＲＦ通信リンクに関して変動する。負荷電流の変化は、電話機が減少されたＲＦ電力レベルで送信しているときよりも高いＲＦ電力レベルで電話機が送信しているときに大きくなる。電力ゲーティングは、リバースリンク上の各データフレームに対して使用される各１．２５ｍ秒時間グループで生じることがある。これは大きな８００Ｈｚ周波数成分を持つ電源負荷変動となる。
【００２０】
必要とされるものは、一定の印加制御電圧で安定な出力周波数を維持する電圧制御発振器設計である。ＶＣＯは大きな周波数レンジに対して同調できなければならない。広帯域同調能力は単一のＶＣＯを複数帯域のワイヤレス電話機応用に使用できるようにする。ＶＣＯ出力も電源雑音に対して影響を受けないことが必要である。特に、ＶＣＯがＣＤＭＡ電話機中で構成される場合、ＶＣＯ出力はＲＦ送信パスを電力ゲーティングすることにより生成される電源雑音に対して影響を受けないことが必要である。本発明の他の目的は、ＶＣＯ内の共振回路として使用するための、高いＱで、低い費用で、構成部品の数が少なく、広いレンジの、雑音に対して影響を受けない回路の設計である。
【００２１】
ＣＤＭＡワイヤレスシステム仕様書はＶＣＯが受ける環境の例を提供するためだけに使用されていることに留意すべきである。広帯域で、雑音に対する影響を受けないＶＣＯは多くの応用で利用することができる。例示的な環境としてＣＤＭＡシステムを使用することはＶＣＯの潜在的な応用を決して制限するものではない。
【発明の概要】
【００２２】
本発明は増強された雑音耐性を有する新規で改良された広帯域電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。さらに、本発明は広いレンジの共振周波数に対して同調可能であり、高いＱを持ち、雑音に対して影響を受けない新規な共振回路構成として見ることができる。新規な共振回路は増幅器あるいは特定用途向け集積回路で実現して、広帯域カバレッジで、雑音の影響を受けず、周波数安定性な特性を有するＶＣＯを生み出すことができる。
【００２３】
本発明の共振回路は第１の結合コンデンサからなり、これは共振回路への第１の入力として機能する第１の端部を有している。第２の結合コンデンサは共振回路への第２の入力として機能する第１の端部を使用する。第１のコイルは第１の結合コンデンサにおける第２の端部から信号グランドに接続する。同様に、第２のコイルは第２の結合コンデンサにおける第２の端部から信号グランドに接続する。第１の同調コンデンサは第１の結合コンデンサにおける第２の端部を可変素子の第１の端部に接続する。第２の同調コンデンサは第２の結合コンデンサにおける第２の端部を可変素子の第２の端部に接続する。
【００２４】
好ましい実施形態では、第１および第２の同調コンデンサは可変コンデンサである。可変コンデンサは可変容量ダイオードであることが好ましい。第１の同調コンデンサは、そのアノードが第１の結合コンデンサにおける第２の端部に接続された可変容量ダイオードである。第２の同調コンデンサはそのアノードが第２の結合コンデンサにおける第２の端部に接続された可変容量ダイオードである。
【００２５】
さらに、好ましい実施形態では、可変素子は２つの可変コンデンサからなり、それぞれ可変容量ダイオードとして構成されている。可変素子は、そのカソードが可変素子の第１の端部である第１の可変容量ダイオードからなる。そのカソードが可変素子の第２の端部である第２の可変容量ダイオードは、可変素子の残りを形成する。可変素子で使用される第１および第２の両可変容量ダイオードのアノードは信号グランドに接続される。
【００２６】
制御電圧が可変容量ダイオードのすべてのカソードに印加されて、共振回路の共振周波数が同調される。
【００２７】
本発明の特徴、目的および利点は、同じ参照符号が全体を通して対応したものを識別している図面を参照すると、以下に述べている詳細な説明からさらに明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は合成局部発振器のブロック図である。
【図２】図２（Ａ）および（Ｂ）は発振器回路を特徴付ける振幅と位相のグラフである。
【図３】図３は集積回路合成発振器のブロック図である。
【図４】図４は本発明の好ましい実施形態のブロック図である。
【好ましい実施形態の詳細な説明】
【００２９】
図３はワイヤレス電話機で使用する際の典型的な局部発振器回路のブロック図である。合成発振器ＩＣ３００は位相ロックループ（ＰＬＬ）３０２とともに、発振器３０４として構成されている増幅器を組み込んでいる。合成発振器ＩＣ３００は動作するために外部共振回路とループフィルタ３１０とを必要とする。発振器３０４は制御電圧の適用により共振回路を同調させることができる場合には電圧制御発振器（ＶＣＯ）として構成される。
【００３０】
共振回路は容量性ネットワークと並列なコイル３２０からなる。容量性ネットワークは固定コンデンサと可変コンデンサからなる。容量性ネットワークは直列に接続された第１および第２の各可変コンデンサ３４２および３４４を利用する。第１の可変コンデンサ３４２は第１の同調コンデンサ３３２を通してコイル３２０の第１の側に接続されている。第２の可変コンデンサ３４４は第２の同調コンデンサ３３４を通してコイル３２０の第２の側に接続されている。第１の可変コンデンサ３４２が第２の可変コンデンサ３４４に接続されているポイントは信号グランドに結合されている。
【００３１】
合成発振器ＩＣ３００内の発振器３０４は共振回路の共振周波数で動作する。発振器３０４の出力のサンプルはＰＬＬ３０２にルーティングされる。ＰＬＬ３０２は発振器３０４の出力信号の位相を（示されていない）基準信号と比較する。結果的なエラー信号はループフィルタ３１０に送られ、共振回路中の可変素子に加えられる。ループフィルタ３１０の出力は第１および第２のバイアス抵抗器３５２および３５４を通して可変コンデンサ３４２および３４４に加えられる。第１のバイアス抵抗器３５２はループフィルタ３１０の出力を第１の可変コンデンサ３４２の端子に接続し、第１の可変コンデンサ３４２の端子は第１の同調コンデンサ３３２に接続されている。同様に、第２のバイアス抵抗器３５４はループフィルタ３１０の出力を第２の可変コンデンサ３４４の端子に接続するために使用され、第２の可変コンデンサ３４４の端子は第２の同調コンデンサ３３４に接続されている。第１の可変コンデンサ３４２と第２の可変コンデンサ３４４は可変容量ダイオードとして構成してもよい。ループフィルタ３１０の出力は可変容量ダイオードを逆バイアスするために使用される。可変容量ダイオードは加えられる逆バイアスのレベルに基づいてそれらのキャパシタンス値を変化させる。したがって、可変容量ダイオードの逆バイアス電圧を制御することにより、発振器の周波数を制御することができる。ＰＬＬ３０２は制御電圧を変更させて位相ロックを維持する。
【００３２】
ワイヤレス電話機ＬＯが図３に示されているように構成されたときには、発振器３０４は共振回路のレンジに渡って同調できるだけである。電話機が複数の周波数帯域をカバーできるように大きな周波数スパンに渡って発振器３０４を同調させることが要求される場合には、共振回路はレンジ全体に渡って同調できなければならない。
【００３３】
図４は本発明のＶＣＯおよび共振回路を実現する局部発振器を図示している。本発明の共振回路はＶＣＯが非常に広い帯域に渡って同調できるようにする。同時に、共振回路は低周波数雑音に対して比較的影響を受けないように構成される。共振回路を使用するＶＣＯは共振回路が雑音の影響を受けにくいことから雑音耐性が増加している。
【００３４】
本発明の共振回路は可変コンデンサを使用して可変素子に結合された誘導性素子を利用する。付加的な結合コンデンサが共振回路への入力として使用される。結合コンデンサは誘導性素子に対して共振回路の入力接続をインターフェイスさせるように機能する。結合コンデンサと誘導性素子の構成は共振回路入力接続上に現れる信号に対するハイパスフィルタを表す。したがって、ハイパスフィルタは共振回路への任意の低周波数雑音入力を減衰させる。共振回路中の可変コンデンサは減衰された雑音に対してのみさらされる。可変コンデンサと可変素子の構成は低周波数雑音の影響をさらに減少させるように機能する。
【００３５】
本発明の好ましい実施形態では、共振回路の２つの入力端子はコンデンサに接続している。第１の結合コンデンサ４０２は共振回路の第１の入力接続に接続している。第２の結合コンデンサ４０４は共振回路の第２の入力接続に接続している。入力接続の反対側における第１の結合コンデンサ４０２の終端は第１のコイル４２２に接続されている。第１の結合コンデンサ４０２の反対側における第１のコイル４２２の終端は信号グランドに接続されている。同様に、入力接続の反対側における第２の結合コンデンサ４０４の終端は第２のコイル４２４に接続されている。第２の結合コンデンサ４０４の反対側における第２のコイル４２４の終端は信号のグランドに接続されている。結合コンデンサとコイルの構成は共振回路入力接続のいずれかの側から見たときに２極のハイパスフィルタを形成する。したがって、共振回路の入力接続上に誘導される任意の低周波数雑音は結合コンデンサとコイルのハイパスフィルタ構成により減衰される。
【００３６】
第１の同調コンデンサ４３２は第１の結合コンデンサ４０２と第１のコイル４２２の接合点を可変素子の第１の端子に接続する。第２の同調コンデンサ４３４は第２の結合コンデンサ４０４と第２のコイル４２４の接合点を可変素子の第２の端子に接続する。好ましい実施形態では、第１の同調コンデンサ４３２と第２の同調コンデンサ４３４は可変容量ダイオードとして構成される可変コンデンサである。好ましい実施形態では、第１の同調コンデンサ４３２は可変容量ダイオードであり、そのアノードは第１の結合コンデンサ４０２と第１のコイル４２２の接合点に接続されている。可変容量ダイオードのカソードは可変素子に接続されている。同様に、第２の同調コンデンサ４３４は可変容量ダイオードであり、そのアノードは第２の結合コンデンサ４０４と第２のコイル４２４の接合点に接続されている。
【００３７】
可変素子は任意の可変リアクタンス性素子とすることができる。好ましい実施形態では、可変素子は可変コンデンサである。好ましい実施形態では、可変素子は２つの可変容量ダイオードを使用して構成することができる。第１の可変容量ダイオード４４２はそのカソードが可変素子の第１の端子として構成されている。好ましい実施形態では、第１の可変容量ダイオード４４２のカソードは第１の同調コンデンサ４３２として使用される可変容量ダイオードのカソードに接続されている。第１の可変容量ダイオード４４２のアノードは信号グランドに接続されている。第２の可変容量ダイオード４４４はそのカソードが可変素子の第２の端子として構成されている。好ましい実施形態では、第２の可変容量ダイオード４４４のカソードは第２の同調コンデンサ４３４として使用される可変容量ダイオードのカソードに接続されている。第２の可変容量ダイオード４４４のアノードは信号グランドに接続されている。
【００３８】
可変コンデンサの値を制御するＤＣバイアスが２つのバイアス抵抗器を通して加えられる。第１のバイアス抵抗器４５２は第１の同調コンデンサ４３２と第１の可変容量ダイオード４４２とのカソードを制御電圧に接続する。同様に、第２のバイアス抵抗器４５４は第２の同調コンデンサ４３４と第２の可変容量ダイオード４４４とのカソードを制御電圧に接続している。２つのバイアス抵抗器４５２および４５４は第１の対の可変容量ダイオード（４３２および４４２）上のバイアス電圧を、第２の対の可変容量ダイオード（４３４および４４４）上のバイアス電圧から分離する。
【００３９】
好ましい実施形態の共振回路の試験はそれが完全な平衡回路構成であることを示す。共振回路の第１の入力接続から見たインピーダンスは、共振回路に対する第２の入力接続から見たインピーダンスと同一である。非平衡終端の共振回路を必要とする設計で使用するための非平衡終端回路構成で動作させるために共振回路を変更することができることは容易に決定できる。平衡共振回路構成を非平衡共振回路構成に変更するために、平衡共振回路の第２の入力端子に接続されたすべての回路素子が除去される。
【００４０】
共振回路中で実現される２つの独立したトポロジーが雑音耐性に寄与する。共振回路の半分のみを説明するが、平衡回路の第２の半分中における素子がどのようにして雑音除去に対して同様に寄与するかは平衡回路構成から明らかである。
【００４１】
第１のコイル４２２とともに第１の結合コンデンサ４０２は共振回路入力端子から見たときに２極ハイパスフィルタを表す。共振回路の入力端子上に誘導される低周波数雑音はこの２極ハイパスフィルタにより減衰される。第１の同調コンデンサ４３２と第１の可変容量ダイオード４４２の回路構成も雑音除去に寄与する。第１の同調コンデンサ４３２は可変容量ダイオードを使用して実現される。好ましい実施形態では、第１の同調ダイオード４３２は第１の可変容量ダイオード４４２に対して使用されたものと同じ可変容量ダイオードを使用する。第１の同調ダイオード４３２と第１の可変容量ダイオード４４２は、第１の同調コンデンサ４３２のアノードから見たときに容量性電圧分割器として表される。第１の同調コンデンサ４３２と第１の可変容量ダイオード４４２のインピーダンスは、第１の同調コンデンサ４３２と第１の可変容量ダイオード４４２が同じ部品となるように選択されていることから同じである。したがって、第１の同調コンデンサ４３２のアノードにおける任意の雑音寄与は電圧分割器回路構成により減衰される。共振回路は同じノードで第１の同調コンデンサ４３２と第１の可変容量ダイオード４４２とのカソードを接続する。したがって、第１の同調コンデンサ４３２のアノードを通して第１の同調コンデンサ４３２と第１の可変容量ダイオード４４２に結合される任意のＡＣ雑音は逆の態様で２つの可変容量ダイオードに対してバイアスを及ぼす。容量性電圧分割器に結合されるＡＣ雑音は第１の可変容量ダイオード４４２に渡って現れるのと逆の極性で第１の同調コンデンサ４３２に渡って現れる。この効果は共振回路上のＡＣ雑音の影響をさらに減少させる。ＡＣ雑音が第１の同調コンデンサ４３２上の逆バイアス電圧を増加させると、第１の可変容量ダイオード４４２上の逆バイアス電圧はそれに対応して減少する。これは可変容量ダイオード上の雑音の影響を完全にキャンセルするものではないが、雑音の影響を減少させる。同時に、可変容量ダイオードは制御電圧と並列に現れ、したがって共振回路の同調レンジを拡張させるように機能する。この構成を使用して２５％の同調帯域幅を確認した。
【００４２】
好ましい実施形態の先の説明は当業者が本発明を作成および使用できるように提供されている。これらの実施形態に対するさまざまな変形は当業者に容易に明らかになり、ここに規定されている一般的な原理は発明能力を使用することなく、他の実施形態に対して適用することができる。したがって、本発明はここに示されている実施形態に限定されることを意図しているものでなく、ここに開示されている原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲にしたがうべきである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【手続補正書】
【提出日】平成22年1月4日(2010.1.4)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
雑音の影響を受けない広帯域共振回路において、
共振回路に対する入力としての第１のフィルタ素子と、
第１の可変コンデンサと、
フィルタ素子の出力を第１の可変コンデンサに結合させる第１の同調コンデンサとを具備し、
同調コンデンサと可変コンデンサとのキャパシタンスが制御電圧の印加により調整され、共振回路の共振周波数はフィルタ素子、第１の同調コンデンサ、第１の可変コンデンサにより決定される共振回路。
【外国語明細書】
2010114911000001.pdf