(57)【要約】【課題】電力変換器を複数台並列接続し、出力電流のバランサーとして出力同士を磁気結合するリアクトルを用いる場合のコアの発熱をコストを過大にすることなく低減する。【解決手段】電力変換器の出力電流バランサーにおいて、空芯リアクトルと、複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルとの直列接続回路をそれぞれの電力変換器の出力に接続する。【選択図】図１
2010193582.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数台の電力変換器を並列接続し、誘導加熱負荷と共振コンデンサとを有する共振負荷に交流電力を供給する電力変換器の出力電流バランサにおいて、
空芯リアクトルと、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルと、の直列接続回路を、それぞれの電力変換器の出力に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
複数台の電力変換器を並列接続し、誘導加熱負荷と共振コンデンサとを有する共振負荷に交流電力を供給する電力変換器の出力電流バランサにおいて、
空芯リアクトルと、前記電力変換器自体の出力同士を磁気結合するためのリアクトルと、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルと、の直列接続回路を、それぞれの電力変換器の出力に接続したことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは、各変換器の同相出力間を磁気結合するリアクトルであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは、各変換器の異相出力間を磁気結合するリアクトルであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは、各変換器の同相出力間を磁気結合するリアクトルと各変換器の異相出力間を磁気結合するリアクトルとの組み合わせであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記空芯リアクトルと、前記電力変換器自体の出力同士を磁気結合するリアクトルまたは前記電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルと、直列に、コンデンサを接続することを特徴とする請求項１〜５のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは二次巻線を有し、該二次巻線同士で磁気結合させることを特徴とする請求項１〜６のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記空芯リアクトルのインダクタンス値に対し，電力変換器出力同士を磁気結合するためのリアクトルのインダクタンス値を小としたことを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数台並列接続した電力変換器から誘導加熱負荷と共振コンデンサからなる負荷回路に高周波の交流電力を供給する電力変換装置に関し、特に複数台の電力変換器の出力電流バランスをとるための電流バランサ技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に、背景技術を説明するための回路図を、図８にその動作波形図を示す。電力変換器を並列接続する場合に、出力に磁気結合リアクトルを用いる方法は、特許文献１〜３などで知られている。特許文献１と３は各変換器出力の同相同士を磁気結合した例、特許文献２は電力変換器自体の出力間と各電力変換器の異相間を磁気結合した例である。図７は、各変換器の同相間を磁気結合した場合の回路図で、直流電源１を直流入力とした電力変換器２と３を並列接続したものである。
【０００３】
電力変換器２は、直流コンデンサ２ｅ、ＩＧＢＴ２ａ〜２ｄにより、また電力変換器３は、直流コンデンサ３ｅ、ＩＧＢＴ３ａ〜３ｄにより、それぞれ構成された単相矩形波出力電圧形のフルブリッジインバータ回路である。その出力は、電力変換器２と３の出力電流をバランスさせるため各電力変換器のＵ相出力同士を磁気結合するリアクトル６とＶ相出力同士を磁気結合するリアクトル７を介して並列接続され、その出力には、共振コンデンサ１１とインダクタンス成分１２ａと抵抗成分１２ｂからなる誘導加熱負荷１２が接続され、全体で共振回路を構成している。ここで、電力変換器２及び３のＩＧＢＴには図示しない制御回路から同一のゲート信号が入力される。
【０００４】
上述の構成における動作を図８に基づいて説明する。
電力変換器２及び３の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の波形は矩形波であるが、その出力には共振回路が接続されているため、その共振曲線の共振点付近の出力周波数で運転しているとき、出力電流Ｉｏ１、Ｉｏ２は、正弦波に近い波形となる。電力変換器２と３の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２は、制御回路からの信号の遅延時間やスイッチング素子（ＩＧＢＴ）動作時間の相違により、立上りと立下りのタイミングにずれが生じる。
【０００５】
ここで、電力変換器３の出力電圧波形の立上りが電力変換器２の出力電圧波形の立上りに比べてΔｔだけ早い場合を例に考察する。電力変換器２の出力電圧波形と電力変換器３の出力電圧波形の差電圧（Ｖｏ１−Ｖｏ２）は図示のようにパルス状の波形となり、この電圧により電力変換器２と３の間を電流（一般には横流と言う）が流れる（図では出力電圧の立上り時間を無視している）。この電流を抑制するため、一次巻線６ａと二次巻線６ｂを備えたリアクトル６の一次巻線６ａの巻き始め端子が電力変換器２のＵ相出力に、二次巻線６ｂの巻き終り端子が電力変換器３のＵ相出力に、一次巻線７ａと二次巻線７ｂを備えたリアクトル７の一次巻線７ａの巻き終り端子が電力変換器２のＶ相出力に、二次巻線７ｂの巻き始め端子が電力変換器３のＶ相出力に、各々接続される。また、リアクトル６の一次巻線６ａの巻き終り端子と二次巻線６ｂの巻き始め端子、及びリアクトル７の一次巻線７ａの巻き始め端子と二次巻線７ｂの巻き終り端子は、各々接続され、さらに、共振コンデンサ１１と誘導負荷１２の直列回路に接続される。
【０００６】
このような構成において、出力電圧の立上り時点では、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ３ａ→リアクトル６の二次巻線６ｂ→リアクトル６の一次巻線６ａ→ＩＧＢＴ２ｂ→直流電源１の負極（Ｎ）の第１の経路と、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ２ｃ→リアクトル７の一次巻線７ａ→リアクトル６の二次巻線７ｂ→ＩＧＢＴ３ｄ→直流電源１の負極（Ｎ）の第２の経路で横流が流れる。従って、第１の経路の電流により、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｕ相）が増加し、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｕ相）が減少する。
【０００７】
また、第２の経路の電流により、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｖ相）が増加し、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｖ相）が減少する。電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２が同じであれば、リアクトル６及び７には磁束が発生せず、各巻線の電圧は零となる。しかし、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２に異なる電流が流れると、その差分の電流により磁束が発生し、リアクトルとして動作する。
【０００８】
そのインダクタンスを仮に全てＬとすると、リアクトル６、７の各巻線にはＬ×（Ｉｏ１−Ｉｏ２）／ｄｔにより対抗する電圧が発生する。上記リアクトルは、図示しない配線インダクタンスの相違による基本波電流のアンバランスも抑制している。図８では、電力変換器２側に対し、電力変換器３側の配線インダクタンスが小の場合で、その相違による基本波の差電圧分が発生しており、リアクトルの一次巻線電圧ＶＬ１２はＩｏ１を増加させる極性に、二次巻線電圧ＶＬ２２はＩｏ２を減少させる極性になっている。（電力変換器２と３には、Ｕ、Ｖの出力があるが、図にはリアクトルの電圧は合計した電圧を記載している。）
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開昭５９−２０１８６２号公報
【特許文献２】特開昭６３−５２６７４号公報
【特許文献３】特開平７−１５４９７３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述のような動作により、各変換器の出力電流をバランスさせるようにリアクトル動作するが、リアクトルのコアに発生する磁束は、上述の電圧を積分した値となり、コアに発生する磁束によっては、損失が過大となる。例えば、数十ｋＨｚ〜で良く使用されるフェライトは、材質によって磁束の周波数の３乗に比例してコアに発生する損失が増加する。そのため、パルス状の電圧が発生した場合は、ほぼ矩形波状の磁束となり、高次の周波数成分を含んで、さらには、これにより高い周波数成分の振動が生じ、著しく損失が増大する。その結果、コアに接触している絶縁物の耐温度を超えるなどし、破壊する恐れがある。
【００１１】
また、損失を低減するため、コアの断面積を大とし磁束密度を小とする方法もある。しかし、磁束密度の３乗に比例してコアに発生する損失が増加すると考えると、断面積を２倍にすると、体積も２倍となるので損失は（１／２）3×２＝１／４となり、大きな効果は得られない。その結果、高価なコアが大型化しコストが過大となる。
【００１２】
従って、解決しようとする課題は、電力変換器を複数台並列接続し、その出力に誘導加熱負荷と共振コンデンサからなる回路を接続した電力変換装置において、出力電流のバランサである電力変換器の出力同士を磁気結合するリアクトルのコアの発熱をコストを過大にすることなく低減することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上述の課題を解決するために、第1の発明においては複数台の電力変換器を並列接続し、誘導加熱負荷と共振コンデンサとを有する共振負荷に交流電力を供給する電力変換器の出力電流バランサにおいて、空芯リアクトルと、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルと、の直列接続回路を、それぞれの電力変換器の出力に接続する。
【００１４】
第２の発明においては、複数台の電力変換器を並列接続し、誘導加熱負荷と共振コンデンサとを有する共振負荷に交流電力を供給する電力変換器の出力電流バランサにおいて、空芯リアクトルと、前記電力変換器自体の出力同士を磁気結合するためのリアクトルと、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルと、の直列接続回路を、それぞれの電力変換器の出力に接続する。
【００１５】
第３の発明においては、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは、各変換器の同相出力間を磁気結合するリアクトルとする。
【００１６】
第４の発明においては、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは、各変換器の異相出力間を磁気結合するリアクトルとする。
【００１７】
第５の発明においては、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは、各変換器の同相出力間を磁気結合するリアクトルと各変換器の異相出力間を磁気結合するリアクトルとの組み合わせとする。
【００１８】
第６の発明においては、前記空芯リアクトルと、前記電力変換器自体の出力同士を磁気結合するリアクトルまたは前記電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルと、直列に、コンデンサを接続する。
【００１９】
第７の発明においては、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルは二次巻線を有し、該二次巻線同士で磁気結合させる。
【００２０】
第８の発明においては、前記空芯リアクトルのインダクタンス値に対し、電力変換器出力同士を磁気結合するためのリアクトルのインダクタンス値を小とする。
【発明の効果】
【００２１】
本発明では、電力変換器同士の出力電流をバランスさせるために発生する電圧が、空芯のリアクトルと電力変換器の出力同士を磁気結合したリアクトルに分圧されるため、磁気結合したリアクトルに発生する電圧が小となり、その積分値の磁束も小となるため、コアの損失が低減する。また、上記２つのリアクトルのインダクタンス比により、コアに発生する磁束をより小とすることができる。この結果、高価なコアを大型化しコストを過大にすることなく、装置を構成することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】本発明の第１の実施例を示す回路図である。
【図２】図１の各部の動作を示す動作波形図である。
【図３】本発明の第２の実施例を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施例を示す回路図である。
【図５】本発明の第４の実施例を示す回路図である。
【図６】本発明の第５の実施例を示す回路図である。
【図７】従来の実施例を示す回路図である。
【図８】図７の各部の動作を示す動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
本発明の要点は、複数台の電力変換器を並列接続し、誘導加熱負荷と共振コンデンサとを有する共振負荷に交流電力を供給する電力変換器の出力電流バランサにおいて、空芯リアクトルと、前記複数台の電力変換器出力同士間を磁気結合するためのリアクトルと、の直列接続回路を、それぞれの電力変換器の出力に接続する点である。
【実施例１】
【００２４】
図１に、本発明の第1の実施例を示す回路図で、電力変換器２と３の出力の同相間に磁気結合を持たせた例である。直流電源１を直流入力とした電力変換器２と３を並列接続したものである。電力変換器２は、直流コンデンサ２ｅ、ＩＧＢＴ２ａ〜２ｄにより、また電力変換器３は、直流コンデンサ３ｅ、ＩＧＢＴ３ａ〜３ｄにより、それぞれ構成された単相矩形波出力電圧形のフルブリッジインバータ回路である。
【００２５】
その出力は、電力変換器２と３の出力電流をバランスさせるため、電力変換器２のＵ相出力には空芯リアクトル４ａとリアクトル６の一次巻線６ａの巻き始め端子を接続した直列回路が、電力変換器３のＵ相出力には空芯リアクトル５ａとリアクトル６の二次巻線６ｂの巻き終り端子を接続した直列回路が、電力変換器２のＶ相出力には空芯リアクトル４ｂとリアクトル７の一次巻線７ａの巻き終り端子を接続した直列回路が、電力変換器３のＶ相出力には空芯リアクトル５ｂとリアクトル７の二次巻線７ｂの巻き始め端子を接続した直列回路が、各々接続される。
【００２６】
また、リアクトル６の一次巻線６ａの巻き終り端子と二次巻線６ｂの巻き始め端子、及びリアクトル７の一次巻線７ａの巻き始め端子と二次巻線７ｂの巻き終り端子は、各々接続され、さらに、共振コンデンサ１１と誘導負荷１２の直列回路に接続される。ここで、電力変換器２及び３のＩＧＢＴには図示しない制御回路から同一のゲート信号が入力される。
【００２７】
上述の構成における動作を図２に基づいて説明する。
電力変換器２及び３の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の波形は矩形波であるが、その出力には共振回路が接続されているため、その共振曲線の共振点付近の出力周波数で運転しているとき、出力電流Ｉｏ１、Ｉｏ２は、正弦波に近い波形となる。ここで、電力変換器２と３の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２は、制御回路からの信号の遅延時間やスイッチング素子（ＩＧＢＴ）動作時間の相違により、立上りと立下りのタイミングにずれが生じる。ここで、電力変換器３の出力電圧波形の立上りが電力変換器２の出力電圧波形の立上りに比べてΔｔだけ早い場合を例に説明する。
【００２８】
電力変換器２の出力電圧波形と電力変換器３の出力電圧波形の差電圧（Ｖｏ１−Ｖｏ２）は図示のようにパルス状の波形となる。この差電圧により電力変換器２と３の間を電流（一般には横流と言う）が流れる（図では出力電圧の立上り時間を無視している）。
【００２９】
出力電圧の立上り時点では、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ３ａ→空芯リアクトル５ａ→リアクトル６の二次巻線６ｂ→リアクトル６の一次巻線６ａ→空芯リアクトル４ａ→ＩＧＢＴ２ｂ→直流電源１の負極（Ｎ）の第１の経路と、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ２ｃ→空芯リアクトル４ｂ→リアクトル７の一次巻線７ａ→リアクトル６の二次巻線７ｂ→空芯リアクトル５ｂ→ＩＧＢＴ３ｄ→直流電源１の負極（Ｎ）の第２の経路で横流が流れる。
【００３０】
従って、第１の経路の電流により、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｕ相）が増加し、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｕ相）が減少する。また、第２の経路の電流により、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｖ相）が増加し、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｖ相）が減少する。電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２が同じであれば、リアクトル６及び７には磁束が発生せず、各巻線の電圧は零となる。しかし、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２に異なる電流が流れると、その差分の電流により磁束が発生し、リアクトルとして動作する。
【００３１】
図１の例では、Ｉｏ１とＩｏ２は異なる電流となるため、磁気結合したリアクトル６及び７はリアクトルとして動作する。本願では、図２に示すように、パルス状の電圧は空芯のリアクトルと磁気結合したリアクトルとの直列回路に印加されるので分圧され、磁気結合したリアクトルに印加される電圧は、従来に比べて小さくなる。その結果、その積分の磁束も分散して発生し、磁気結合したリアクトルのコアの発熱も低減する。
【００３２】
また、上記２つのリアクトルのインダクタンス比により、磁気結合リアクトルのコアに発生する磁束をより小とすることができるので、空芯リアクトルのインダクタンス値に対し、電力変換器出力同士を磁気結合するためのリアクトルのインダクタンス値を小とすることにより大きな効果が得られる。
【００３３】
図２は、空芯のリアクトル４ａ、４ｂと５ａ、５ｂ間にインダクタンス値の差があり、４ａ、４ｂに対し、５ａ、５ｂのインダクタンス値が小さい場合を示している。パルス状の波形と同様に基本波の電圧も空芯のリアクトルと磁気結合したリアクトルに分圧されるため、空芯のリアクトルに電圧降下を発生させるための差電流すなわちアンバランス電流が流れて、対抗電圧を発生する。対抗電圧ＶＬ１１に対し、ややＶＬ２１が小となっているが、この基本波の差電圧分は、磁気結合したリアクトルの分圧分で、ＶＬ１２にはＩｏ１を増加させる極性、ＶＬ２２はＩｏ２を減少させる極性の電圧が発生している。
【００３４】
このように基本波のアンバランス電流が生じるが、その影響が問題ない場合に、パルス状の波形の電圧を分圧できることに本提案の有効性がある。分圧により、その積分の磁束も電圧の分圧比の３乗で低減できるためである。
（電力変換器２と３には、Ｕ、Ｖの出力があるが、図にはリアクトルの電圧は合計した電圧を記載している。）
尚、図１には電力変換器２台を並列接続した場合を示したが、３台以上でも同様である。
【実施例２】
【００３５】
図３に、本発明の第２の実施例を示す。第１の実施例との違いは、電力変換器２と３の出力電流をバランスさせるため、電力変換器２のＵ相出力には空芯リアクトル４ａとリアクトル８の一次巻線８ａの巻き始め端子を接続した直列回路が、電力変換器３のＵ相出力には空芯リアクトル５ａとリアクトル９の二次巻線９ｂの巻き終り端子を接続した直列回路が、電力変換器２のＶ相出力には空芯リアクトル４ｂとリアクトル９の一次巻線９ａの巻き終り端子を接続した直列回路が、電力変換器３のＶ相出力には空芯リアクトル５ｂとリアクトル８の二次巻線８ｂの巻き始め端子を接続した直列回路が、各々接続される。
【００３６】
また、リアクトル８の一次巻線８ａの巻き終り端子とリアクトル９の二次巻線９ｂの巻き始め端子、及びリアクトル９の一次巻線９ａの巻き始め端子とリアクトル８の二次巻線８ｂの巻き終り端子が、各々接続され、さらに、共振コンデンサ１１と誘導負荷１２の直列回路に接続されている点である。即ち、電力変換器２と３の出力の異相間を磁気結合させている点が第１の実施例とは違う。
【００３７】
第１の実施例と同様に、電力変換器３の出力電圧波形の立上りが電力変換器２の出力電圧波形の立上りに比べてΔｔだけ早い場合を例に説明する。
出力電圧の立上り時点では、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ３ａ→空芯リアクトル５ａ→リアクトル９の二次巻線９ｂ→リアクトル８の一次巻線８ａ→空芯リアクトル４ａ→ＩＧＢＴ２ｂ→直流電源１の負極（Ｎ）の第１の経路と、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ２ｃ→空芯リアクトル４ｂ→リアクトル９の一次巻線９ａ→リアクトル８の二次巻線８ｂ→空芯リアクトル５ｂ→ＩＧＢＴ３ｄ→直流電源１の負極（Ｎ）の第２の経路で横流が流れる。従って、第１の経路の電流により、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｕ相）が増加し、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｕ相）が減少する。
【００３８】
また、第２の経路の電流により、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｖ相）が増加し、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｖ相）が減少する。電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２が同じであれば、リアクトル６及び７には磁束が発生せず、各巻線の電圧は零となる。しかし、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２に異なる電流が流れると、その差分の電流により磁束が発生し、リアクトルとして動作する。図１の例では、Ｉｏ１とＩｏ２は異なる電流となるため、磁気結合したリアクトル８及び９はリアクトルとして動作する。
【００３９】
実施例２では、パルス状の電圧は空芯のリアクトルと磁気結合したリアクトルとの直列回路に印加されるので分圧され、磁気結合したリアクトルに印加される電圧は、従来に比べて小さくなる。その結果、その積分の磁束も分散して発生し、磁気結合したリアクトルのコアの発熱も低減する。また、上記２つのリアクトルのインダクタンス比により、磁気結合リアクトルのコアに発生する磁束をより小とすることができるので、空芯リアクトルのインダクタンス値に対し、電力変換器出力同士を磁気結合するためのリアクトルのインダクタンス値を小とするとより大きな効果が得られる。その他は第１の実施例と同様である。
【実施例３】
【００４０】
図４に、本発明の第３の実施例を示す。第１の実施例及び第２の実施例と違いは、電力変換器２、３自体の出力に磁気結合リアクトル８、９が、電力変換器２のＶ相出力と電力変換器３のＵ相出力との間に磁気結合リアクトル１０が、磁気結合リアクトル１０の一次巻線１０ａと直列に空芯リアクトル４ｂが、磁気結合リアクトル１０の二次巻線１０ｂと直列に空芯リアクトル５ａが、各々接続されている点である。
このような構成において、定常的な電流は各変換器の出力がバランスし、さらに変換器間の電流が磁気結合リアクトル１０でバランスするので、電力変換器２、３の出力電流はバランスすることがわかる。
【００４１】
第１、第２の実施例と同様に、電力変換器３の出力電圧波形の立上りが電力変換器２の出力電圧波形の立上りに比べてΔｔだけ早い場合を例に説明する。
出力電圧の立上り時点では、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ３ａ→空芯リアクトル５ａ→リアクトル９の一次巻線９ａ→リアクトル１０の二次巻線１０ｂ→リアクトル８の一次巻線８ａ→ＩＧＢＴ２ｂ→直流電源１の負極（Ｎ）の第１の経路と、直流電源１の正極（Ｐ）→ＩＧＢＴ２ｃ→空芯リアクトル４ｂ→リアクトル８の二次巻線８ｂ→リアクトル１０の一次巻線１０ａ→リアクトル９の二次巻線９ｂ→ＩＧＢＴ３ｄ→直流電源１の負極（Ｎ）の第２の経路で横流が流れる。
【００４２】
従って、第１の経路の電流により、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｕ相）が増加し、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｕ相）が減少する。また、第２の経路の電流により、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１（Ｖ相）が増加し、電力変換器３の出力電流Ｉｏ２（Ｖ相）が減少する。電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２が同じであれば、リアクトル１０には磁束が発生せず、各巻線の電圧は零となる。
【００４３】
しかし、電力変換器２の出力電流Ｉｏ１と電力変換器３の出力電流Ｉｏ２に異なる電流が流れると、その差分の電流により磁束が発生し、リアクトルとして動作する。本実施例では、パルス状の電圧は空芯のリアクトル４ｂ、５ａと磁気結合したリアクトル１０との直列回路に印加されるので分圧され、磁気結合したリアクトルに印加される電圧は、従来に比べて小さくなる。
【００４４】
その結果、その積分の磁束も分散して発生し、磁気結合したリアクトルのコアの発熱も低減する。尚、各変換器自体の出力同士を磁気結合させるリアクトル８、９は、電力変換器２、３の出力電圧波形の立上り、立下りがずれた期間Δｔにおいては、各変換器の出力電流の増加分と減少分が同じであれば、リアクトルとしては機能しない。
【実施例４】
【００４５】
図５に、本発明の第４の実施例を示す。第１の実施例との違いは、磁気結合用リアクトルと直列に各々コンデンサ１３〜１６が接続されている点である。各コンデンサの役割は電力変換器２及び３の出力の直流分を除去することである。電力変換器２、３の出力電圧波形の立上り、立下りがずれた期間Δｔにおける動作は、第１の実施例と同様である。
また、実施例２、３においても同様に適用できる。
【実施例５】
【００４６】
図６に、本発明の第５の実施例を示す。第１の実施例との違いは、磁気結合用リアクトル１７〜２０として、それぞれが二次巻線を備え、二次巻線同士を接続することにより、磁気結合を図っている点である。即ち、リアクトル１７の二次巻線１７ｂとリアクトル１８の二次巻線１８ｂ、及びリアクトル１９の二次巻線１９ｂとリアクトル２０の二次巻線２０ｂが、各々接続され、磁気結合を図っている。電力変換器２、３の出力電圧波形の立上り、立下りがずれた期間Δｔにおける動作は、第１の実施例と同様である。
【００４７】
また、実施例２〜４においても同様に適用できる。大型の装置で、各磁気結合リアクトルの一次巻線と二次巻線の巻数比を適切に設けることにより、配線構造が容易となるメリットがる。
尚、上記実施例には電力変換器が２台の場合を示したが、これ以上の並列数の場合でも同様に実現可能である。
【産業上の利用可能性】
【００４８】
本発明は、スイッチング電源、無停電電源装置、電動機駆動用電力変換器など、スイッチング動作で電力変換を行う装置への適用が可能である。
【符号の説明】
【００４９】
１・・・直流電源          ２、３・・・電力変換器
２ａ〜２ｄ、３ａ〜３ｄ・・・ＩＧＢＴ          ２ｅ、３ｅ・・・直流コンデンサ
４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂ・・・空芯リアクトル          ６〜１０・・・リアクトル
１７〜２０・・・リアクトル
１１・・・共振コンデンサ          １２・・・誘導加熱負荷
１３〜１６・・・コンデンサ
【図１】
2010193582.tif 000003
【図２】
2010193582.tif 000004
【図３】
2010193582.tif 000005
【図４】
2010193582.tif 000006
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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