(57)【要約】【課題】  増幅器ユニットの過変調が生じたときに、前方フィルタの機能が無効にされるようになされている増幅装置を提供する。【解決手段】  装置入力信号３の増幅表現である実際の装置出力信号１７を提供するようになされた増幅器ユニット５と、増幅器ユニット５の周囲に配置された制御ループ１９と、増幅器ユニット５の過変調を検出するようになされた偏差検出ユニット２８と、実際の装置出力信号１７の信号対ノイズ比を増大するためにループゲインを増大するための積分フィルタを含む前方フィルタ２０とを備えている。【選択図】    図２Ｂ
2010193455.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
装置入力信号を受信するための装置入力部と、前記装置入力信号を基準電位と比較し、且つ、前記比較に従ってパルス幅変調検知器出力信号を第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替えるためのゼロ交差検出器ユニット、出力フィルタ、及びリードラグ補償ループを含み、前記装置入力信号の増幅表現である実際の装置出力信号を提供するようになされた増幅器ユニットと、前記実際の装置出力信号を提供するための装置出力部とを備えた増幅装置であって、
前記増幅器ユニットの周囲に配置された制御ループと、前記増幅器ユニットの過変調を検出するようになされた偏差検出ユニットと、前記実際の装置出力信号の信号対ノイズ比を増大するためにループゲインを増大するための積分フィルタを含む前方フィルタとをさらに備えており、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに、前記前方フィルタの機能が無効にされるようになされている増幅装置。
【請求項２】
増幅装置は、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに前記前方フィルタを無効にするようになされている請求項１に記載の増幅装置。
【請求項３】
前記前方フィルタを無効にすることに関し、前記偏差検出ユニット及び前記制御ループが、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに前記前方フィルタを飽和させるようにフィルタ入力信号を前記前方フィルタに提供するようになされている請求項１に記載の増幅装置。
【請求項４】
前記偏差検出ユニットが検出フィルタを含み、前記検出フィルタが、前記装置入力信号を受信し、且つ、前記増幅器ユニットの前記実際の装置出力信号に対応する期待される装置出力信号を提供するように前記装置入力信号を修正するようになされている請求項１〜３のいずれか一項に記載の増幅装置。
【請求項５】
前記偏差検出ユニット又は前記制御ループが、前記期待される装置出力信号を前記実際の装置出力信号と比較し、且つ、前記期待される装置出力信号の、前記実際の装置出力信号からのずれに関する誤差信号を提供するようになされている請求項４に記載の増幅装置。
【請求項６】
前記偏差検出ユニットが、前記誤差信号を前記前方フィルタに提供するために、前記期待される装置出力信号を前記制御ループに組み込むように接続されている請求項５に記載の増幅装置。
【請求項７】
前記制御ループが加算減算ユニットを含み、前記加算減算ユニットが、前記期待される装置出力信号を前記実際の装置出力信号と結合し、それにより、前記期待される装置出力信号と前記実際の装置出力信号との差信号としての前記誤差信号を提供する請求項６に記載の増幅装置。
【請求項８】
前記前方フィルタは、誤差信号に対応する出力が飽和閾値を超える電圧レベルを有する場合に、飽和するような寸法につくられている請求項３〜７のいずれか一項に記載の増幅装置。
【請求項９】
前記前方フィルタが、前記飽和閾値が最小化されるような寸法につくられている請求項８に記載の増幅装置。
【請求項１０】
前記装置入力部からの装置入力信号を制御ループの制御ループ出力信号と結合し、且つ、前記結合された信号を前記増幅器ユニットに提供するための手段をさらに含む請求項１〜９のいずれか一項に記載の増幅装置。
【請求項１１】
前記結合するための手段が加算ユニットを含む請求項１０に記載の増幅装置。
【請求項１２】
前記増幅器ユニットが、さらに、コンパレータにより生じる外乱を低減するためのリードラグ補償ループを含む請求項１〜１１のいずれか一項に記載の増幅装置。
【請求項１３】
前記前方フィルタが、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに前記積分フィルタの機能を無効に又は抑制するようになされている請求項１〜１２のいずれか一項に記載の増幅装置。
【請求項１４】
前記前方フィルタが、前記前方フィルタに提供される前方フィルタ入力信号に応答する信号作動式スイッチを含む請求項１〜１３のいずれか一項に記載の増幅装置。
【請求項１５】
装置入力信号を受信するための装置入力部と、前記装置入力信号を基準電位と比較し、且つ、前記比較に従ってパルス幅変調検知器出力信号を第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替えるためのゼロ交差検出器ユニットを含み、前記装置入力信号の増幅表現である実際の装置出力信号を提供するようになされた増幅器ユニットと、前記実際の装置出力信号を提供するための装置出力部とを備えた増幅装置であって、
前記増幅器ユニットの周囲に配置された制御ループと、前記増幅器ユニットの過変調を検出するようになされた偏差検出ユニットと、前記実際の装置出力信号の信号対ノイズ比を増大するためにループゲインを増大するための積分フィルタを含む前方フィルタとをさらに備えており、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに、前記前方フィルタの機能が低減されるようになされている増幅装置。
【請求項１６】
装置入力部が装置入力信号を受信するステップと、ゼロ交差検出器ユニットを含む増幅器ユニットが、前記装置入力信号を基準電位と比較し、且つ、前記比較に従ってパルス幅変調検知器出力信号を第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替えて装置出力部に提供するステップと、装置出力部が前記装置入力信号の増幅表現である実際の装置出力信号を提供するステップとを含んでいる、増幅装置を使用した増幅方法であって、
積分フィルタを含む前方フィルタを有し前記増幅器ユニットの周囲に配置された制御ループが前記実際の装置出力信号の信号対ノイズ比を増大するためにループゲインを増大するステップと、偏差検出ユニットが前記増幅器ユニットの過変調を検出するステップと、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに、前記前方フィルタの機能を無効にするステップとをさらに含んでいる、増幅装置を使用した増幅方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、装置入力信号を受信するための装置入力部と、ゼロ交差検出器ユニット、出力フィルタ及びリードラグ補償ループを含む増幅器ユニットと、前記実際の装置出力信号を提供するための装置出力部とを備えた増幅装置に関する。前記ゼロ交差検出器ユニットは、前記装置入力信号を基準電位と比較し、且つ、前記比較に従ってパルス幅変調検知器出力信号を第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替えるようになされている。前記増幅器ユニットは、実際の装置出力信号を前記装置入力信号の増幅された表現として提供するようになされている。
【背景技術】
【０００２】
パルス幅変調は、アナログ信号を周期的基準信号と比較することによりアナログ信号を２進信号に変換するために用いられる技術である。パルス幅変調は、特に、携帯用オーディオ機器に多く使用されているＤ級増幅器に用いられる。Ｄ級増幅器は、電力効率が比較的高く（エネルギーロスが小さい）、且つ回路設計が比較的簡単であることで知られている。これは、これらの増幅装置が小型であることを可能にし、また、これらの増幅装置を携帯用に適するようにしている。Ｄ級増幅は、入力信号が周期的基準信号（例えば、鋸歯状波又は三角波）と比較されるという原理に基いている。増幅装置は、入力電圧が基準電圧よりも高いか低いか、すなわち基準信号の電圧レベルよりも高いか低いかに応じて第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替わる切替型増幅器を含む。
【０００３】
この切替型増幅器の出力は、可変デューティサイクルを有する高周波矩形波である。この信号は、負荷に伝送される前に最初にＬＣローパスフィルタによりフィルタリングされる。ローパスフィルタは、信号のファーストオン／オフ部が負荷に達することを防止し、尚且つ、平均値を減衰無しに通過させる。
【０００４】
このように構成された増幅器は様々な欠点を有する。第１の電圧レベル及び第２の電圧レベルは、通常安定しておらず、総利得に動的に影響を与える。切替えられる出力段階は、第１の電圧レベルから第２の電圧レベルに切り替わり、そして第２の電圧レベルから第１の電圧レベルに戻るためにかかる時間が限られ、出力状態はこの期間に不安定である。これ自体が波形ひずみに現れる。さらに、ＬＣ出力フィルタは、負荷から見て、フィルタのカットオフ周波数に近い高出力インピーダンスを有する並列共振回路を構成している。増幅器の周波数応答を負荷インピーダンスから独立させるためには低出力インピーダンスが望ましい。
【０００５】
これらの問題は、フィードバック誤差制御を用いることにより最も有効に対処される。フィードバックループは、Ｄ級増幅器の再生品質を改善することに加えて、制御発振を行うためにも有利に用いることができ、これにより増幅器を自励発振モードで動作させ、外部の周期的基準信号（例えば三角波発振器により供給される）を不要にする。
【０００６】
少なくとも１つの振幅制限状態変数を有する高次制御ループは、通常、幾つかの安定なリミットサイクル（発振条件）又は「モード」を有する。線形（すなわち非スイッチング）システムにおいては、これらのリミットサイクルのいずれにおける動作も「不安定」（“instability”）とみなされる。スイッチングシステムにおいて、これらのモードの１つでの意図的動作が「自励発振」（“self-oscillation”）と称される。詳細には、自励発振は、ループゲインを著しく増大させる手段としてＤ級増幅器に用いることができる。自励発振型Ｄ級増幅器においては、周期的基準信号を供給する必要がもはやないため、設計をかなり簡単にすることが可能である。
【０００７】
自励発振制御ループは、１つの特定のモード（通常は最高周波数モード）で動作するときにのみ良好に動作する。別のモードでの動作は性能を非常に悪くするか、又は、破壊的でさえあり得る。自励発振は、ゼロ交差検知器周囲の、すなわち、例えばＤ級増幅器周囲の適切なフィードバックループを閉じることにより達成される。
【０００８】
自励発振型Ｄ級増幅器の発振モードは、通常、以下の２つの基準を用いて計算される。これらは、正弦波発振器のためのバルクハウゼン基準に基づいている。
【０００９】
Ａｒｇ（Ｈ（ｊ・２π・ｆ））＝０
ｄ（Ａｒｇ（Ｈ（ｊ・２π・ｆ）））／ｄｆ＜０
式中、Ｈ（ｓ）は制御ループのループ関数であり、ｆは周波数である。この式が基本的に示していることは、システムが、ループの位相シフトが２π（すなわち０）ラジアンである周波数で発振できるということである。これらの基準は、いくつかの周波数（動作モードとしても知られている）に適応する。
【００１０】
高次ループ制御には幾つかの問題がある。第１に、１又は複数の積分器を含む増幅器が過変調（クリップ）された場合、入出力間の誤差が大きくなる。積分器はこの誤差を、出力がクリップに費やす全時間にわたって積分し続けるであろう。入力信号が正常範囲に戻っても、出力は、積分された誤差が再びゼロに戻るまでクリップされたままである。従って、クリップからの回復はかなりゆっくりと行われ、出力信号に歪みを生じ、これは、回路が完全に回復するまで続く。
【００１１】
第２に、バルクハウゼン基準を考慮すると、ループが望ましくない周波数で発振する可能性がある。これは、ループが最大ループゲインのために最適化されるときにほぼ確実に生じるであろう。そこで、設計者は、回路が不都合な周波数で発振することを防止するためにゲイン余裕に（位相余裕にではない）頼ろうとする。（ループ振幅応答における、ユニティゲインを超える余剰ゲインは、位相差が２π（その倍数）であるとき、ユニティゲインよりも大きい）。しかし、高次制御ループがクリップされると、ゲイン余裕は事実上崩壊し、より低い（不安定な）周波数モードで発振する機会を回路に与えることになる。
【００１２】
第３に、制御ループが、閉ループ応答（そこから開ループ応答が続く）又は開ループ応答（そこから閉ループ応答が続く）のいずれかを設計者が固定するのに十分な程度の自由しか有さず、これらの両方を固定する自由度を有さない。Ｄ級増幅器における通常の手順は、ループゲインのための設計をし、そして、周波数応答を外部から補正することである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明の目的は、上記の問題を軽減すること、及び、ゼロ交差検出器ユニットに基づいた安定的な自励発振駆動増幅器装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
これら及び他の目的は、本発明により、以下の増幅装置が提供されることにおいて達成される。この増幅装置は、装置入力信号を受信するための装置入力部と、前記装置入力信号を基準電位と比較し、且つ、前記比較に従ってパルス幅変調検知器出力信号を第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替えるためのゼロ交差検出器ユニット、出力フィルタ、及びリードラグ補償ループを含み、前記装置入力信号の増幅表現である実際の装置出力信号を提供するようになされた増幅器ユニットと、前記実際の装置出力信号を提供するための装置出力部とを備えた増幅装置であって、前記増幅器ユニットの周囲に配置された制御ループと、前記増幅器ユニットの過変調を検出するようになされた偏差検出ユニットと、前記実際の装置出力信号の信号対ノイズ比を増大するためにループゲインを増大するための積分フィルタを含む前方フィルタとをさらに備えており、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに、前記前方フィルタの機能が無効にされるようになされていることを特徴とするものである。
【００１５】
本発明の装置において、前記増幅装置のための前方フィルタの機能は、前記増幅器ユニットが過変調されるとすぐに無効にされる。詳細には、過変調が生じると、前方フィルタは、その通常の動作を、過変調の作用の継続に寄与することを防止するために停止する。これは多数の様々な方法で達成され得る。例えば、大きい外乱の積分を全て停止するために前方フィルタが飽和され得る。或いは、前方フィルタ自体が、有意の又は重要な作用を増幅器ユニットにもたらさないモードに切り替わる。これは、例えば、積分器の機能を無効にすることにより、若しくは、前方フィルタの機能を無効にすることにより、又は、制御ループ全体のスイッチをオフにすることにより達成することができる。別の方法は、積分器のゲインを、ゲインの寄与が小さく又は有意でないレベルまで低減することであり、或いは、前記積分器への入力信号を抑制又は低減することによる。この場合、増幅装置の増幅器ユニットは、装置の入力信号のみに応答する状態、又は主として装置の入力信号に応答する状態にされ、且つ、制御ループは、ＤＣ成分（理想的には可能な限り小さい）のみを提供し、若しくは主としてＤＣ成分を提供し、又は、信号を全く提供しない。これが、クリッピングからの迅速な回復を可能にする。
【００１６】
前記増幅装置の閉ループ応答が、前記前方フィルタの伝達関数から独立しているため、閉ループ応答と開ループ応答とを互いに独立に固定することができる。前記増幅装置の周波数応答は前記増幅器ユニットの伝達関数にのみ依存し、ループゲインは前方フィルタ応答のみに依存し、これにより、従来技術のＤ級増幅器設計に関して以上に実証した設計問題を解決する。
【００１７】
本発明の一実施形態に従えば、偏差検出ユニットが検出フィルタを含む。この検出フィルタは、前記装置入力信号を受信するために、及び、この装置入力信号を、前記増幅器ユニットの実際の装置出力信号に対応する期待される装置出力信号を提供するように修正するようになされている。この修正が欠陥なく行われることが、必須ではないが好ましい。詳細には、期待される装置出力信号は、増幅器ユニットからの、クリッピングのない、又はより高い電圧レベルでクリップされた出力に類似している。これは、増幅器ユニットの実際の装置出力信号と偏差検出ユニットからの期待される装置出力信号との偏差を検出することを可能にする。
【００１８】
さらなる実施形態に従えば、期待される装置出力信号を実際の装置出力信号と比較するために、そして、期待される装置出力信号の、実際の装置出力信号からのずれ（偏差）に関する誤差信号を提供するために、偏差検出ユニット又は制御ループが配置される。これは、期待される装置出力信号を制御ループに注入することにより簡単に実現されることができ、例えば、加算減算ユニットを用いて、期待される装置出力信号を、制御ループを介して受信された実際の装置出力信号から減じ、又はその反対に、実際の装置出力信号から、期待される装置出力信号を減じることにより行われる。
【００１９】
前方フィルタは、飽和閾値を超える電圧レベルを有する前記誤差信号に応答した前方フィルタ出力信号を提供するときに飽和するような寸法につくられている。この飽和閾値は任意に選択され得るが、クリップに効率的に応答するように最小限小さいように選択され得る。しかし、この点に関し、所望の機能性を得るために飽和閾値が最小限であることが要求はされず、必須ではない。しかしながら、飽和閾値が最小限であれば、クリッピングに効率的に応答するというさらなる利益をもたらすことに留意されたい。また、前方フィルタの機能が、信号対ノイズ比（「ノイズ」はこの意味において歪みを含み得る）を増大することであることに留意されたい。なぜなら、これにより総ループゲインが増大されるからである。従って、前方フィルタが過度に急速に飽和することを防止するために、前方フィルタが、その入力にて受信する小さい信号に対する所定量の許容差を有することが望ましいであろう。前方フィルタが飽和してしまうと、制御ループはもはやループゲインに寄与しない。
【００２０】
装置入力部にて受信される装置入力信号は、偏差検出ユニットに提供されるだけでなく、通常動作のために増幅器ユニットにも提供される。一実施形態に従えば、前方フィルタの出力は、装置入力部にて受信された装置入力信号と結合され、増幅器ユニットへの入力信号として用いられる。装置入力部からの装置入力信号を前方フィルタの出力信号と結合するための手段は、当業者に理解されるような追加のユニットを含み得る。
【００２１】
本発明のさらなる実施形態に従えば、ゼロ交差検出器が、コンパレータにより生じる外乱を低減するためのリードラグ補償ループを含み得る。以上の記載に加えて、本発明が、自励発振型Ｄ級増幅器におけるクリッピングの発生を制御するための便利で簡単な手段を提供することに留意されたい。得られる回路設計は比較的単純且つ簡潔であり、従って小型に保たれ得る。詳細には、偏差検出ユニット（本発明の増幅器ユニットの動作を模擬するもの）がさらなる増幅器ユニットを含めばよい。単純なＲＣ回路を用いることも可能であるが、別の方法も考えられる。また、より高い電圧レベルでクリップするように設定されたさらなるゼロ交差検知器に基づいたさらなる増幅器回路も、最も好ましい方法ではないが、単純化を考慮すれば有益であろう。この場合、このさらなる増幅ユニットは誤差検出のためにのみ用いられ、増幅のためには用いられない。
【００２２】
前方フィルタの積分器は、誤差信号が最初に受信され始めたときに飽和して制御ループの動作を完全に遮断し、増幅ユニットを増幅ユニット自体の残りの１つの発振モードで動作させておく寸法につくることができる。この１つの発振モードにおける動作は安定している。主要な増幅器ユニットは、過変調を継続する高次制御ループの作用を受けずに迅速に回復する。
【００２３】
第２の態様に従えば、本発明は、以下の増幅装置に向けられている。この増幅装置は、装置入力信号を受信するための装置入力部と、前記装置入力信号を基準電位と比較し、且つ、前記比較に従ってパルス幅変調検知器出力信号を第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替えるためのゼロ交差検出器ユニットを含み、前記装置入力信号の増幅表現である実際の装置出力信号を提供するようになされた増幅器ユニットと、前記実際の装置出力信号を提供するための装置出力部とを備えた増幅装置であって、前記増幅器ユニットの周囲に配置された制御ループと、前記増幅器ユニットの過変調を検出するようになされた偏差検出ユニットと、前記実際の装置出力信号の信号対ノイズ比を増大するためにループゲインを増大するための積分フィルタを含む前方フィルタとをさらに備えており、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに、前記前方フィルタの機能が低減されるようになされていることを特徴とするものである。
【００２４】
第３の態様に従えば、本発明は、装置入力信号を、前記装置入力信号の増幅された表現である実際の装置出力信号を提供するために増幅装置を用いて増幅する方法を提供する。前記方法は、装置入力部が装置入力信号を受信するステップと、ゼロ交差検出器ユニットを含む増幅器ユニットが、前記装置入力信号を基準電位と比較し、且つ、前記比較に従ってパルス幅変調検知器出力信号を第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとの間で切り替えて装置出力部に提供するステップと、装置出力部が前記装置入力信号の増幅表現である実際の装置出力信号を提供するステップとを含んでいる、増幅装置を使用した増幅方法であって、積分フィルタを含む前方フィルタを有し前記増幅器ユニットの周囲に配置された制御ループが前記実際の装置出力信号の信号対ノイズ比を増大するためにループゲインを増大するステップと、偏差検出ユニットが前記増幅器ユニットの過変調を検出するステップと、前記増幅器ユニットの過変調が生じたときに、前記前方フィルタの機能を無効にするステップとをさらに含んでいることを特徴とするものである。
【００２５】
以上の記載に加え、本発明の教示が１つの制御ループのみに限定されないことに留意されたい。複数の積分ユニット及び制御ループを含むより高次のシステムも、本発明の教示を用いて動作され得る。これは、期待される装置出力信号を積分ユニットの各々に印加し、これらの積分ユニットの各々をクリップ時に飽和させることにより行われる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】従来技術から知られる、高次制御式自励発振型Ｄ級増幅装置を示す。
【図２Ａ】図１と同一の増幅装置を概略的に示す。
【図２Ｂ】本発明に従う高次制御式自励発振型Ｄ級増幅装置を示す。
【図３Ａ】本発明に従う装置の通常状態下での位相−周波数プロットを示す。
【図３Ｂ】本発明に従う装置の飽和中の位相−周波数プロットを示す。
【図４】本発明のさらなる実施形態を示す。
【図５Ａ】本発明に用いられる前方フィルタユニットの実施形態を示す。
【図５Ｂ】本発明に用いられる前方フィルタユニットの実施形態を示す。
【図５Ｃ】本発明に用いられる前方フィルタユニットの実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
本発明を、添付図面を参照しつつ、本発明の限定的でない特定の実施形態を用いてさらに説明する。
【００２８】
図１に、従来技術に従う高次制御式自励発振型Ｄ級増幅装置１が示されている。この図において、装置は、ゼロ交差検出器ユニットを基盤とした増幅器ユニット５を含み、また、コンパレータ７及びローパスフィルタ（出力フィルタ）１５を含む。コンパレータ７は入力信号８を受信し、信号８は基準信号Ｖｒｅｆ９と比較される。リードラグ補償ループ１３がコンパレータ７及び出力フィルタ１５の周囲に配置されている。フィルタＨｃｏｍｐ１４を有するリードラグ補償ループ１３は、出力フィルタ１５及びコンパレータ７の伝搬遅延と共に、増幅器ユニット５が自励発振モードで動作することを可能にしている。増幅装置１が自励発振するため、基準信号Ｖｒｅｆは、通常、直流信号であり、特には基準電位、通常、グラウンド電位である。通常状態下の一般的な用途では寄与が期待されないが、当業者は、任意の基準信号を自由に用いることができ、グラウンドを固定電位として用いる必要性はなく、ＤＣ信号を用いる必要性もない。
【００２９】
入力信号８の電圧レベルがＶｒｅｆの電圧レベルよりも高い場合、コンパレータ７が出力１０にて、電圧レベルＶ+の信号を提供する。入力信号８の電圧レベルがＶｒｅｆ９の電圧レベルよりも低い場合、電圧レベルＶ−が出力１０にて提供される。切り替えのための電圧レベル（Ｖ+，Ｖ−）がコンパレータ７に、入力１１及び１２を介して提供される。この電圧は、すなわち、コンパレータ７の最終ステージ（増幅装置のパワーステージでもある）の供給電圧である。これにより、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号ＶＰＷＭがコンパレータ７の出力にて提供される。出力フィルタ１５がこのＰＷＭ信号を装置出力信号Ｖｏｕｔに変換する。装置出力信号Ｖｏｕｔは、装置入力信号ＶＩＮの増幅された形態（amplified representation）である。Ｖｏｕｔは、例えば、音声出力としてスピーカ（図示せず）に提供され得る。
【００３０】
装置出力部１７から、制御ループ１９が装置出力信号Ｖｏｕｔをループの開始部にフィードバックし、この信号を加算器２１を介して装置入力部３の装置入力信号Ｖｉｎに加える。制御ループ１９は、伝達関数Ｈ（ｓ）を有する前方フィルタ２０を含む。前方フィルタ２０は、ループの次数を少なくとも１つ増やす任意の適切なタイプのフィルタであり得る。前方フィルタ２０は、例えば積分器であり得る。前方積分フィルタ２０の機能は、ノイズ信号を積分し、それにより、信号対ノイズ比を高めることによりループゲインを増大させることである。
【００３１】
増幅器ユニット５は伝達関数Ｋ（ｓ）を有するが、出力信号に外乱（記号εにより示す）を加える。当業者には理解されるように、誤差項εは伝達関数の一部ではない。また、誤差項εは、前方フィルタ２０により積分される制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌにも存在するであろう。通常状況下では、この誤差項がループの発振周波数に不安定性を生じる（すなわち、ループが、より低い発振モードに移行しようとする）ことはない。しかし、増幅器ユニット５が過変調されて誤差項εが大きくなるときに問題が生じる。
【００３２】
増幅装置は、ＰＷＭ出力信号のデューティサイクルが０％又は１００％に達したときに過変調されると言われている。この場合、装置入力信号は、装置が装置入力信号を有意のＰＷＭ信号に変換するためには強すぎる。入力が最大許容レベルよりも高い場合には、ＰＷＭデューティサイクルは１００％になり、Ｖｏｕｔはその最大レベルで固定されるであろう。増幅器ユニット５が過変調されてシステムがクリップしている場合には、装置出力信号Ｖｏｕｔ中の比較的大きい誤差項が制御ループ１９を介して加算ユニット２１にフィードバックされ、加算ユニット２１にて装置入力部３の装置入力信号に位相差と共に加えられる。前方フィルタ２０は、入力信号８を介して誤差をコンパレータ７に加える前に誤差を積分することにより状況を悪化させる。これによりクリッピング状態が継続され、装置の回復に長い時間がかかる。
【００３３】
図２Ｂは、本発明に従う増幅装置を示す。比較のために、図２Ａが図１の増幅装置を概略的に示し、明瞭化のために構成部品がフィルタユニットに換えて示されている。以下の説明から考えて、本発明は、図２Ａと図２Ｂとを比較することにより最良に理解される。しかし、図２Ｂの実施形態が単なる１つの実施形態とみなされるべきであり、別の実施形態（例えば図４に示す実施形態）も可能であり、本発明の範囲内にあることに留意されたい。
【００３４】
図２Ａにおいて、前方フィルタユニット２０及び増幅器ユニット５が、それらのそれぞれの伝達関数Ｈ（ｓ）及びＫ（ｓ）と共に示されている。増幅器ユニット５が外乱εを出力信号に加える。装置入力部３は装置入力信号Ｖｉｎを受信し、装置入力信号Ｖｉｎは、制御ループ１９からの制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌと加算減算ユニット２６にて結合されて前方フィルタ２０に印加される。結合された信号は、フィルタリング後、増幅器ユニット５に印加され、実際の装置出力信号Ｖｏｕｔを装置出力部１７にて提供する。この実際の装置出力信号Ｖｏｕｔが制御ループ１９を介してフィードバックされ、制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌとして加算減算ユニット２６に提供されて、装置入力部３の装置入力信号Ｖｉｎと結合される。
【００３５】
図２Ｂにおいて、装置入力信号Ｖｉｎは、接続部２４を介して加算ユニット２７に伝送され、加算ユニット２７にて、前方フィルタ２０から出力された信号と結合され、増幅器ユニット５に提供される。図１及び図２Ａに関して以上に記載したように、増幅器ユニット５は伝達関数Ｋ（ｓ）を有し、外乱ε（通常は小さい）を実際の装置出力信号Ｖｏｕｔに加える。実際の装置出力信号Ｖｏｕｔは、装置出力部１７から制御ループ１９に入り、加算減算ユニット２６に戻る。制御ループ１９は、前方フィルタ２０と共に、図２Ｂに示されている増幅装置のループゲインを著しく増大させる。図１に示されたリードラグ補償１４が、ゼロ交差検出器７及び出力フィルタＨｏｕｔと共に、明確なゲイン及び周波数応答Ｋ（ｓ）を有する自励発振型増幅ユニット５を形成している。自励発振のための発振モードは、２π（すなわち０）ラジアンの位相差を生じる可能な限り高い周波数である。
【００３６】
本発明の増幅装置において、偏差検出ユニット２８が、伝達関数Ｋ’（ｓ）を有する検出フィルタ２５を含む。この検出フィルタ２５は、装置入力部３から装置入力信号Ｖｉｎを受信する。伝達関数Ｋ’（ｓ）は、増幅器ユニット５のＫ（ｓ）を検出フィルタ２５の出力にて模擬又はシミュレートするため、その信号は、Ｖｏｕｔの、誤差項εを含まない理想化された状態（idealized version）である。加算減算ユニット２６が、検出フィルタ２５からの出力信号を、制御ループ１９を介して受信された制御信号Ｖｃｏｎｔｒｏｌから減算する。それゆえ、前方フィルタ２０は、外乱ε（すなわち、制御ループ１９を介して受信した信号と検出フィルタ２５から受信した信号との差）のみを受信する。外乱εは、通常状況下では小さいと考えられ、従って、前方フィルタ２０の出力も小さいであろう。検出フィルタ２５は簡単なＲＣフィルタとして実装され得る。
【００３７】
増幅装置１が過変調された場合、ＰＷＭ出力信号のデューティサイクルがその限界に達し、装置入力信号Ｖｉｎの電圧レベルの有意な表示をもはやもたらさない。この結果、誤差項εが比較的大きくなる。従って、検出フィルタ２５を通して受信された信号と制御ループ１９を通して受信された信号との差（すなわち、検出フィルタ２５を通して受信された信号との偏差）の程度が比較的大きくなる。この比較的大きい誤差項εが前方フィルタ２０により受信される。
【００３８】
一実施形態に従えば、前方フィルタ２０は、通常状況下で受信された誤差項εよりも平均的に大きい誤差信号εを受信したときに比較的迅速に飽和するような寸法につくられる。従って、増幅装置１が過変調されてクリッピングを開始したならば（εが大きくなるため）、前方フィルタ２０Ｈ（ｓ）は即時に飽和し、増幅器ユニット５に提供される入力信号にもはや寄与しない。詳細には、飽和により、フィルタ２０の出力が連続的な直流成分（理想的には可能な限り小さい）を提供させられる。従って、制御ループの機能が無効にされ、増幅装置は、より低次のシステムとして動作する。増幅器ユニット５により受信される入力信号は、可変成分としての装置入力信号ＶＩｎのみを含む。従って、前方フィルタ２０の飽和中には制御ループが作用しないため、本発明の増幅装置には、クリッピング作用を継続させる不都合な機能が存在しない。本発明の装置は、過変調から迅速に回復する。
【００３９】
上記の実施形態は、制御ループ１９の機能を無効にするために飽和を用いる。当業者は、本発明が、概して、誤差信号εにより示される外乱が大きくなり過ぎた場合に可能な限り即時に積分制御ループの通常動作を阻止することに向けられていることを理解するであろう。これは、前方フィルタを飽和させることにより実行され得るが、ループ又はループの機能をループ出力を限定又は固定することにより無効にすることによっても実行され得る。上記の実施形態の代替案として、当業者は、制御ループの機能を無効にするスイッチ（例えば、トランジスタの形態）を駆動させるために誤差信号εを用い得ることを理解するであろう。これは、例えば、εが大きくなり過ぎた瞬間に前方フィルタ２０をリセットする短絡回路を閉じることにより設計され得る。この場合、誤差項εの積分は生じない。或いは、制御ループ１９の機能を前方フィルタ２０と共に無効にすることも可能である。これは、前方フィルタ２０の入力とグラウンドとの接続が閉じられるように誤差信号εを用いてトランジスタを導電状態にすることにより行われる。この場合、増幅器ユニット５にて過変調が生じたならば即時に、前方フィルタ２０はもはや入力信号を受信しなくなる。
【００４０】
従来技術の章にて先に記載した従来技術のシステムに用いられている基準とは異なり、一般に、以下の正確な式が、デューティサイクルの関数としての発振周波数を正確に予測する。
【数１】
2010193455.tif 000003
【００４１】
上記式中、ｈはデューティサイクルである。
【００４２】
図３Ａ及び図３Ｂは、通常状態下（図３Ａ）での、及び飽和状態下（図３Ｂ）での増幅装置の位相−周波数プロットを示す。図３Ａ及び図３Ｂの両方において、参照番号３０は周波数軸を示し、参照番号３１は位相軸を示す。周波数軸は対数目盛を有する。装置の位相−周波数応答は信号のデューティサイクルに依存している。従って、図３Ａ及び図３Ｂの両方が、異なるデューティサイクルのための複数の位相−周波数曲線３２及び３３を含む。
【００４３】
図３Ａは、上記の式における２つの方程式の左側の第１の式を示す。この式は、通常状態下（前方フィルタが飽和しておらず、無効にもされていないとき）の本発明の増幅装置の動作に対応している。
【００４４】
飽和時の増幅装置の位相−周波数プロットが図３Ｂに示されており、プロットが、異なるデューティサイクルに関して、参照番号３４により示された１つの発振解（デューティサイクルに依存）のみを含むことが明らかである。従って、飽和時に増幅装置が自励発振モードで動作させられることが明らかである。なぜなら、これが、システムが利用可能な唯一の安定モードであるからである。
【００４５】
図４は、本発明の一実施形態を開示している。図５Ａ〜図５Ｃを、本発明の前方フィルタ４５の別の多数の実施例を示すために追加した。別の部品及び特定の部品の各々が、この回路設計に、個々に、独立に、又は組み合わせて実装されることが可能であり、図２Ｂに概略的に示した特定のユニット及び部品の代わりに用いられ、又はこれらのユニット及び部品を実現し得る。図４及び図５Ａ〜図５Ｃは、特定のユニットの組合せを開示しているが、これらの図の実施形態は本発明の範囲を限定するためのものではない。例えば、検出フィルタユニット４８は、通常の（すなわち、過変調が生じていない状態での）増幅ユニット３７の動作をシミュレートする任意の特定の電子ユニットとして実装され得る。増幅器ユニット３７は、任意のタイプの自励発振型Ｄ級増幅器ユニットであり得る。
【００４６】
図４において、増幅器ユニット３７は、例えばローパスフィルタとして実現され得る出力フィルタＨｏｕｔ４１を含む。伝達関数Ｈｃｏｍｐを有する補償フィルタ４０を含むリードラグ補償ループが、ユニット３７を自励発振動作モードにさせるために、且つ、規定の応答（defined response）Ｋ（ｓ）を得るために回路設計に加えられている。増幅器ユニット３７は、装置入力信号Ｖｉｎを受信して装置入力信号Ｖｉｎを基準信号Ｖｒｅｆと比較する切替式コンパレータユニット３９を基盤としている。Ｖｒｅｆは、単にＤＣ信号であってよく、通常はグラウンドである。コンパレータ３９の出力にてパルス幅変調信号が提供される。パルス幅変調信号は、Ｖｉｎの電圧レベルがＶｒｅｆの電圧レベルよりも高いか又は低いかに従って２つの電圧レベル間で切り替わる。
【００４７】
実際の装置出力信号Ｖｏｕｔが制御ループ４４及び前方フィルタ４５に提供される。加算減算ユニット４６が、装置出力信号Ｖｏｕｔと、検出フィルタ４８からの、改善された又は理想的な状態の装置出力信号Ｖｏｕｔとを受信する。実際には、検出フィルタ４８は増幅器ユニット３７の回路設計のコピーであり得るが、標準的なＲＣベースのフィルタで十分であろうし、また、それが設計を簡単にする点で好ましいであろう。加算減算ユニット４６は誤差項εを前方フィルタ４５に提供する。
【００４８】
増幅器ユニット３７の過変調時には外乱εが大きくなるため、本発明に従えば、前方フィルタ４５の入力５０における信号が、前方積分フィルタ４５の通常動作を抑制するために用いられ得る。前方フィルタ４５は、前方フィルタ４５を飽和させるように設計され得る。これにより、前方フィルタ４５の飽和の結果として制御ループ４４が遮断され、増幅器ユニット３７の入力における信号（ユニット３７の内部フィードバック信号を除く）に存在する可変成分のみがＶｉｎとなる。或いは、前方フィルタ４５は、大きい外乱εを受信したときにフィルタ自体がスイッチオフするように設計されてもよい。さらに、前方フィルタ４５はそれ自体が短絡することが可能であり、或いはそれ以外の方法で積分機能を抑制し得る。これは、例えば、電圧を境界値（Ｖｍａｘ又はＶｍｉｎ）までに制限する電圧調整を用いて行われる。
【００４９】
前方フィルタ４５の出力は、加算ユニット３８にてＶｉｎ内に結合され、増幅器ユニットに提供される。
【００５０】
図５Ａ〜図Ｃは、図４に開示された回路設計、又は本発明の教示に対応する他の任意の回路設計と組み合わせて用いられ得る前方フィルタ４５の３つの実施形態を示す。
【００５１】
図５Ａに、前方フィルタ４５’の概略図が示されている。このユニットは、図４のユニット４５の代わりに用いられ得る。図５Ａは、前方フィルタ４５’の入力５０及び出力５１を示している。前方フィルタ４５’は、基本構造ブロックとして能動積分器ブロック５２を含む。この積分器ブロックは演算増幅器５７を含み、演算増幅器５７の周囲にコンデンサ５８が配置されている。抵抗器５９が、演算増幅器５７及びコンデンサ５８と直列に配置されている。基本ブロック５２は、当業者に公知の能動積分ユニットの簡単なレイアウトである。前方フィルタ４５は、２つのツェナーダイオード５５及び５６をコンデンサ５８と並列に含む。ツェナーダイオード５５及び５６のツェナー電圧が適切に（好ましくは、外乱信号εにおける外乱の通常の電圧レベルよりもわずかに高く）選択されれば、ツェナーダイオード５５及び５６は、前方フィルタ４５’の出力５１の電圧を調整する。詳細には、図４における増幅器ユニット３７の過変調の結果として誤差項εが大きくなったならば、ツェナーダイオード５５及び５６は、演算増幅器５７に加えられる電圧をツェナー電圧に制限する。こうして、出力５１にて、εが再び通常動作範囲内になるまでその電圧がツェナー電圧に固定されたＤＣ信号が提供される。これにより、前方フィルタ４５’の積分機能は過変調の間無効にされる。
【００５２】
図５Ｂに、前方のフィルタのさらなる実施形態である前方フィルタ４５”が概略的に示されている。前方フィルタ４５”は入力５０及び出力５１を含む。この実施形態においても、前方フィルタ４５”の基本構造ブロックは通常の積分ユニット５２であり、演算増幅器５７と、演算増幅器５７に対して並列の、演算増幅器５７の出力と反転入力との間のコンデンサ５８と、演算増幅器５７及びコンデンサ５８に対して直列の抵抗器５９とを含む。
【００５３】
前方フィルタ４５”は、さらに、論理ＯＲ−ゲート６５により提供される信号により動作されるスイッチ６０を含む。論理ＯＲ−ゲート６５への入力は、入力５０上の入力信号をそれぞれ最大電圧Ｖｍａｘ及び最小電圧Ｖｍｉｎと比較する２つのコンパレータ回路６３及び６４により提供される。誤差項εが最大電圧Ｖｍａｘを超えるか、又は、最小（負の）電圧レベルＶｍｉｎよりも低下した場合、ＯＲ−ゲート６５上の出力信号が高くなり、スイッチ６０を閉じさせる。これがコンデンサ５８を短絡させ、前方フィルタ４５”を無効にし、且つリセットさせる。こうして、閾値（Ｖｍａｘ及びＶｍｉｎ）を超える電圧レベルを有する外乱信号εを受信したときに前方フィルタ４５”の積分機能を無効にすることにより、前方積分フィルタ４５”の次数が下げられる。
【００５４】
図４の前方フィルタ４５の別の実施形態が図５ｃに示されている。図５Ｃは、前方フィルタ４５’’’を概略図に示す。前方フィルタ４５’’’は、入力５０及び出力５１を含む。前方フィルタ４５’’’の基本構造ブロックは、積分フィルタブロック５２、例えば、図５ｃに示されている能動積分回路である。この実施形態において、積分フィルタブロック５２は演算増幅器５７をコンデンサ５８と並列に含み、また、抵抗器５９を演算増幅器５７と直列に含む。
【００５５】
前方フィルタ４５’’’の入力５０上の入力信号はコンパレータ回路６８及び６９にも提供され、回路６８及び６９は、この信号を、それぞれＶｍａｘ及びＶｍｉｎと比較する。回路６８及び６９の出力は、論理ＡＮＤ−ポート７０への入力として提供される。動作中、入力５０上の入力信号（すなわち外乱信号ε）が限度Ｖｍｉｎ〜Ｖｍａｘの範囲内にあるならば、回路６８及び６９の両方の出力が、それぞれ高くなり、これにより、論理ＡＮＤ−ポートの出力が高くなる。これがスイッチ７１を閉じさせ、この結果、図４の制御ループ４４が前方フィルタユニット４５’’’を介して閉じられることになる。
【００５６】
すなわち、通常状態下で誤差項εが比較的小さいとき、スイッチ７１は閉じられ、回路が通常通りに動作する。前方フィルタ４５’’’の入力５０上の入力信号εがＶｍａｘより大きく、又はＶｍｉｎよりも小さい場合には、回路６８及び６９の出力の少なくとも１つが低く、この結果、ＡＮＤ−ポート７０が低い出力を提供することになる。これにより、スイッチ７１が開放位置に維持され、図５ｃの前方フィルタ４５’’’の機能を無効にし、そしてこれにより、図４の制御ループ４４の機能を無効にする。
【００５７】
図５Ａ〜図５Ｃに示されている実施形態の各々において、前方フィルタの基本構造ブロックは能動積分フィルタブロック５２であるが、当業者は、この基本構造ブロックを、他の任意の積分フィルタブロック、又は、自励発振型Ｄ級増幅器ユニットのループゲインを増大するのに適した他の任意のフィルタブロックにより実現し得ることを理解するであろう。また、図５Ａ〜図５Ｃの実施形態は、１次積分フィルタユニットを開示しているが、これを、ループゲインをさらに増大するための、より高次の任意の積分ユニットに替えることも可能である。
【００５８】
開示された実施形態の多くが、前方フィルタ、特には積分器の機能を無効にすることに依存している。偏差検出ユニットからの誤差信号の受信に応答して、積分器のゲインを低減することにより、又は、増幅装置全体における制御ループの影響を低減するために積分器への入力信号を低減又はクランプすることにより、本発明の利益が或る程度得られることが理解されよう。
【００５９】
以上に記載したように、本発明の開示を、自励発振型Ｄ級増幅器に関して説明してきた。これらの教示が、自励発振モードで動作するように設計されていないＤ級増幅器にも適用され得ることに留意されたい。すなわち、このような増幅器においては、リードラグ補償ループが存在せず、パルス幅変調信号を提供するために周期的基準信号がゼロ交差検出器に与えられる。本発明は、このような増幅器に適用され、このような非自励発振型Ｄ級増幅器の動作を安定化させる機能を有する。
【００６０】
以上の詳細な記載において、本発明の教示に従う実施形態が完全に理解されるように、特定の詳細事項を開示する例示的な実施形態を、説明のために、限定のためにではなく示してきた。しかし、本発明の開示の利点を得た当業者には、本発明の教示に従う、本文中に開示された特定の詳細とは異なる他の実施形態も添付の特許請求の範囲内にあり得ることが明らかであろう。また、公知の装置及び方法は、例示的な実施形態の記載を曖昧にしないために省略されている。これらの方法及び装置が本発明の教示の範囲内にあることは明らかである。
【符号の説明】
【００６１】
１  装置
３  装置入力部
５  増幅器ユニット
７  コンパレータ
１７  装置出力部
１９  制御ループ
２０  前方フィルタ
２１  加算ユニット
２５  検出フィルタ
２６  加算減算ユニット
２７  加算ユニット
２８  偏差検出ユニット
３２  位相−周波数曲線
３９  コンパレータ
４０  補償フィルタ
４４  フィードバックループ（制御ループ）
４５  前方フィルタ
４８  検出フィルタユニット
６３  コンパレータ回路
６４  コンパレータ回路
６５  論理−ＯＲゲート
７１  スイッチ
【図１】
2010193455.tif 000004
【図２Ａ】
2010193455.tif 000005
【図２Ｂ】
2010193455.tif 000006
【図３Ａ】
2010193455.tif 000007
【図３Ｂ】
2010193455.tif 000008
【図４】
2010193455.tif 000009
【図５Ａ】
2010193455.tif 000010
【図５Ｂ】
2010193455.tif 000011
【図５Ｃ】
2010193455.tif 000012
【外国語明細書】
2010193455.tif 000013
2010193455.tif 000014
2010193455.tif 000015
2010193455.tif 000016
2010193455.tif 000017
2010193455.tif 000018
2010193455.tif 000019
2010193455.tif 000020
2010193455.tif 000021
2010193455.tif 000022
2010193455.tif 000023
2010193455.tif 000024
2010193455.tif 000025
2010193455.tif 000026
2010193455.tif 000027
2010193455.tif 000028
2010193455.tif 000029
2010193455.tif 000030
2010193455.tif 000031
2010193455.tif 000032
2010193455.tif 000033
2010193455.tif 000034
2010193455.tif 000035
2010193455.tif 000036
2010193455.tif 000037
2010193455.tif 000038
2010193455.tif 000039