(57)【要約】      （修正有）【課題】無線マルチユーザ通信用受信機の反復復号化回路を提供する。【解決手段】無線マルチユーザ通信用受信機の反復復号化回路であって、第１線形反復フィルタが、選択受信信号の推定値を推定信号出力に与えるとともに、第２線形反復フィルタが、反復サイクルの１周期分だけ遅延された少なくとも１つの受信信号の推定値を前記第１線形反復フィルタの入力に与えるように、少なくとも前記２つの線形反復フィルタを備え、少なくとも１つの受信信号を受信する第１信号処理手段と、前記第１線形反復フィルタの推定信号出力を受信するとともに、復号化回路の次回の反復サイクルにおいて、さらなる受信信号推定値を前記第１信号処理手段の入力に与える第２信号処理手段とを備える。【選択図】図１９ａ
2010193518.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線マルチユーザ通信用受信機の反復復号化回路であって、
第１線形反復フィルタが、選択受信信号の推定値を推定信号出力に与えるとともに、
第２線形反復フィルタが、反復サイクルの１周期分だけ遅延された少なくとも１つの受信信号の推定値を前記第１線形反復フィルタの入力に与えるように、
少なくとも前記２つの線形反復フィルタを備え、少なくとも１つの受信信号を受信する第１信号処理手段と、
前記第１線形反復フィルタの推定信号出力を受信するとともに、復号化回路の次回の反復サイクルにおいて、さらなる受信信号推定値を前記第１信号処理手段の入力に与える第２信号処理手段と、
を備えたことを特徴とする反復復号化回路。
【請求項２】
前記線形反復フィルタが、少なくとも１つの所定の再帰的ベイズ式に従って機能することを特徴とする請求項１に記載の反復復号化回路。
【請求項３】
前記所定の再帰的ベイズ式は、以下の２つの条件Ａ１、Ａ２を用いた再帰的ベイズ推定を含むことを特徴とする請求項２に記載の反復復号回路。
Ａ１：受信信号は、ｒ＝Ｓｘ＋ｎと記述される。ただし、Ｓはすべての線形チャネル拘束値を含む拘束行列、ｘはすべての送信情報シンボルを含むベクトル、ｎは共分散行列ｃｏｖｎ＝σ２Ｉを有する循環対称な複素ガウス分布であって、ノイズ分散σ２および拘束行列Ｓは既知である。
Ａ２：ユーザｋを除くすべてのユーザの反復がｎである場合に、すべての信号推定値を含むベクトルである干渉ユーザ
【数１】
2010193518.tif 000059
のインタリーブされたコードシンボル推定値であって、対応する前記第２信号処理手段から出力される該推定値は、
【数２】
2010193518.tif 000060
とモデル化することができる。ただし、ｘｋはユーザｋに対する送信シンボル、
【数３】
2010193518.tif 000061
は対応する推定ノイズサンプルであって、このサンプルは、すべてのユーザに対する送信シンボルを含むベクトルｘと無相関であるとともに、時間および反復とも無相関であるが、所定の反復のユーザとは相関を有する。すなわち、
【数４】
2010193518.tif 000062
である。ただし、ｎおよびｍは異なる反復回数を表す。また、反復ｎのユーザｋおよびｊに対する推定ノイズ相関は、
【数５】
2010193518.tif 000063
と定義される。
さらに、推定ノイズの共分散行列は、行列要素を上述の通りとして、
【数６】
2010193518.tif 000064
と定義する。
また、ｃｋ（ｎ）は、
【数７】
2010193518.tif 000065
で表される前記線形反復フィルタへの入力時に観測可能な、以下のように再帰的に定義されたベクトルであって、反復ｎおよびそれ以前のすべての反復においてユーザｋから受信されるすべての信号を含む補助ベクトルとする。
【数８】
2010193518.tif 000066
前記信号ｃｋ（ｎ）が与えられた前記信号ｘｋの線形最小平均２乗誤差推定値は、反復ｎのユーザｋに対する送信信号の更新推定値であって、以下のように定義される再帰型フィルタの出力
【数９】
2010193518.tif 000067
により与えられる。
【数１０】
2010193518.tif 000068
ただし、反復ｎのユーザｋに対して、ｍｋ（ｎ）は前記第１線形反復フィルタ、Ｍｋ（ｎ）は前記第２線形反復フィルタ、Ｉは対角線上に１それ以外に０を配した単位行列、ｗｋ（ｎ）は反復複素補助ベクトル、Ｗｋ（ｎ）は第１反復複素補助行列であり、ｎ＝３，４，・・・の場合の再帰更新方程式は以下の通りである。
【数１１】
2010193518.tif 000069
ただし、Ｈｋ（ｎ−１）は第２反復複素補助行列である。また、初期条件は、ｎ＝１のとき、
【数１２】
2010193518.tif 000070
であり、ｎ＝２の時
【数１３】
2010193518.tif 000071
である。ここで、ｓｋはユーザｋの線形拘束値、ｓｋｔは該ベクトルｓｋの複素共役転置、
【数１４】
2010193518.tif 000072
はｋ列が削除された拘束行列、
【数１５】
2010193518.tif 000073
は該ベクトル
【数１６】
2010193518.tif 000074
の複素共役転置を表す。
【請求項４】
マルチユーザ信号を反復的に受信することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法であって、
線形チャネル拘束値に基づいて、前記マルチユーザ信号に対する第１信号推定値集合を決定するステップと、
非線形チャネル拘束値および前記第１信号推定値集合に基づいて、第２信号推定値集合を決定するステップと、
前記第２信号推定値集合を、前記第１信号推定値集合を決定するステップに入力として与えるステップと、
上記各ステップを少なくとも１回繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項５】
マルチユーザ信号を受信する反復受信機であって、
線形チャネル拘束値に基づいて、前記マルチユーザ信号に対する第１信号推定値集合を決定する第１信号処理部と、
前記第１信号推定値集合を受け取り、非線形チャネル拘束値に基づいて、第２信号推定値集合を決定する第２信号処理部とを備え、
両信号処理部が、次回の反復サイクルにおいて、前記第２信号推定値集合を前記第１信号処理部に入力として与えるように、動作可能に相互接続されていることを特徴とする反復受信機。
【請求項６】
ＯＦＤＭパケットを反復的に受信することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法であって、
ａ）１または複数のアンテナからの信号で構成される受信機入力信号をサンプリングするステップと、
ｂ）前記入力信号に、予め保存された複数の受信パケットサンプル推定値の１つを加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｃ）前記サンプル仮定値からの情報ビット推定値を判定して、情報ビット推定値リストに保存するステップと、
ｄ）前記サンプル仮定値からの更新受信パケットサンプル推定値を判定して、予め保存された複数の受信パケットサンプル推定値を更新するステップと、
ｅ）前記サンプル仮定値から更新受信パケットサンプル推定値を減算して、ノイズ仮定値を決定するとともに、該ノイズ仮定値を前記受信機入力信号として与えるステップと、
ｆ）前記情報ビット推定値リストに、少なくとも１または複数の完成パケットが蓄積されるまで、上記ステップａ）〜ｅ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項７】
ＯＦＤＭ受信機において、サンプル推定値リストを反復的に供給することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法であって、
ａ）受信機入力信号をサンプリングするステップと、
ｂ）サンプリングした前記受信機入力信号からパケットサンプル推定値を決定するステップと、
ｃ）前記パケットサンプル推定値を保存するステップと、
ｄ）前記受信機入力に、予め保存された選択パケットサンプル推定値を加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｅ）前記パケットサンプル仮定値を復号化および再送信モデル化して、更新パケットサンプル推定値を決定するステップと、
ｆ）前記更新パケットサンプル推定値を用いて、予め保存された前記選択パケットサンプル推定値を更新するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項８】
ＯＦＤＭ受信機において、パケット情報ビット推定値リストを反復的に供給することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法であって、
ａ）受信機入力に、予め保存された選択パケットサンプル推定値を加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｂ）硬判定（Ｈａｒｄ）復号技術および軟判定（Ｓｏｆｔ）復号技術の一方または両方を用いることにより、前記パケットサンプル仮定値を復号化して、情報ビット推定値を決定するステップと、
ｃ）予め決定された１または複数の情報ビット推定値を用いて、前記情報ビット推定値を保存するステップと、
ｄ）完成パケットが蓄積されるまで、上記ステップａ）〜ｃ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項９】
ハイブリッドＯＦＤＭ受信パケットサンプル推定値の決定を含む多重アクセスネットワーク上の通信方法であって、
時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値と多重化させて、該多重化時間領域サンプル推定値を、
ＯＦＤＭ信号のサイクリックプレフィックスと、
ＯＦＤＭテール部と、
ＯＦＤＭガード区間と、
のうちの１または複数と対応するようにマッピングするとともに、
該多重化周波数領域サンプル推定値を、
ＯＦＤＭ信号のプリアンブルと、
ＯＦＤＭペイロードデータシンボルと、
の一方または両方と対応するようにマッピングするステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項１０】
ＯＦＤＭ多重アクセスネットワーク上の通信方法であって、
単一パスＯＦＤＭ受信機が、受信機入力における干渉信号の観測から得られる所望のパケットを識別できるように、信号の受信をサンプリングレベルで反復的に行うようにすることを含むマルチユーザ干渉波キャンセリングを実行するステップを含むことを特徴とする方法。
【請求項１１】
受信機に到達したパケットを同期させることによる多重アクセス通信ネットワーク上の通信方法であって、
パケット入力信号を受信するステップと、
前記パケット入力信号に対応する相関信号を決定するステップと、
前記入力信号と前記相関信号の少なくとも一方がフィルタリング処理されるように、前記入力信号および前記相関信号を処理するステップと、
前記処理された相関信号の電力成分に前記処理された入力信号の電力成分を合成して、決定統計値を決定するステップと、
前記決定統計値の所定の閾値条件により与えられる時間点を、受信パケット到達時間として選定するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１２】
入力信号と相関信号の少なくとも一方または両方を処理する前記ステップが、
三角波インパルス応答を有する中央加重フィルタと、
ルートナイキストフィルタと、
ハニング窓フィルタと、
ハミング窓フィルタと、
ハニング／ハミング窓合成フィルタと、
のうちの１つにより実行されることを特徴とする請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記所定の閾値条件が、
前記決定統計値が前記所定の閾値と交差する、および
前記決定統計値の最大値が前記所定の閾値より上側で起こる、
のうちの一方であることを特徴とする請求項１１または１２に記載の方法。
【請求項１４】
相関信号を決定する前記ステップが、サンプリングしたパケット入力信号のＫ番目のサンプルごとに実行されることを特徴とする請求項１１、１２、または１３に記載の方法。ただし、Ｋは１以上の整数である。
【請求項１５】
マルチアンテナ受信機において受信信号を同期させることによる多重アクセスパケット通信ネットワーク上の通信方法であって、
複数のアンテナそれぞれで観測される受信信号を既知の信号プリアンブルと相関させて、受信信号列を供給するステップと、
各受信信号列の電力信号を決定するステップと、
各アンテナに対して推定されたアンテナ信号強度に基づく時間平均加重に従って、前記決定された電力信号を合成するステップと、
所定の閾値条件に従って、前記受信信号の到達時間を判定するステップと、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１６】
各アンテナの受信チャネルにおける相対位相係数および相対振幅係数の推定値を決定するステップと、
受信信号に前記推定された係数を合成して、コンポジット信号を供給するステップと、
前記コンポジット信号をその遅延信号と相関させて、前記受信信号の到達時間を判定するステップと、
をさらに含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
多重アクセス通信ネットワーク上で通信を行う装置であって、
所定の命令集合に従って演算を行う処理手段を備え、
前記命令集合を用いて、請求項４および６〜１６のいずれか１項に記載の方法を実行することを特徴とする装置。
【請求項１８】
多重アクセス通信ネットワーク上で通信を行うため、コンピュータが読み込み可能なプログラムコードおよびコンピュータが読み込み可能なシステムコードが具現化された、コンピュータが使用可能な媒体を備えたコンピュータプログラム製品であって、
請求項４および６〜１６のいずれか１項に記載の方法のステップを実行するため、前記コンピュータが使用可能な媒体にコンピュータが読み込み可能なコードを備えたことを特徴とするコンピュータプログラム製品。
【請求項１９】
添付図面を参照して本明細書に実質的に記載された方法。
【請求項２０】
添付図面を参照して本明細書に実質的に記載された装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信の分野に関し、特に、改良された多重アクセス通信に関する。本発明は、その一態様として、多重アクセス通信システムのための改良された信号処理方法および装置に関する。以下の説明において、本発明は、マルチユーザ・パケット無線ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重方式）通信システムにおいて信号の受信を判定する反復法の使用と関連付ければ都合がよい。ただし、当然のことながら、本発明はその使用に限ったものではない。さらに例を挙げると、他の態様において、本発明は、線形多重アクセスチャネル復号器、反復等化、反復ジョイントチャネル推定および検出／復号化、反復時空処理、反復マルチユーザ干渉波キャンセリング、および反復復調等さまざまなシステムおよび機能における反復ジョイント復号化の再帰フィルタリングに関するものであってもよい。
【背景技術】
【０００２】
本明細書を通して、「発明者」という単語は、本発明の１（単数）またはそれ以上（複数）の発明者を指すものとして用いられる場合がある。本発明者は、以下のような従来技術について確認を行った。
【０００３】
ほとんどの無線通信システムは、音声やデータ等の情報の通信を行う、いわゆる多重アクセス技術に基づいている。この技術では、多くのアクティブユーザが同時に同じシステムリソースを系統立てて共有する。ほとんどの場合、多重アクセスシステムにおけるリソースの共有は、２人以上のユーザがアクティブな場合に、すべてのアクティブユーザが相互に干渉し合うことを意味する。従来、このような干渉は、伝送品質を損なう必然的なノイズの一部と考えられてきた。
【０００４】
上記のような干渉は、アクティブユーザの数とともに増加するため、同時にリソースを共有できるユーザ数（容量）についての性能品質が制限されることになる。
【０００５】
図１は、無線ネットワークにおいて発生する典型的な多重アクセス環境を示したものである。無線端末１０２、１０４、および１００ｂは、ネットワークアクセスポイント１００ａで受信される信号を送信する。通常、これらの信号のすべてが無線端末１００ａを対象としているわけではなく、他のネットワークに属する機器からの信号である場合もあり、おそらくは無認可の無線周波スペクトルを有する。いずれにせよ、通常は、１００ａがアクセスを提供する上記ネットワークに属する対象ユーザが存在する。上記ネットワークの目的は、これらの信号すべてが効果的に送信されるように処理することである。一般的に、ユーザは、例えば異なる周波数または異なる時間に送信を行うことによって、無線リソースを共有することが必要となる場合がある。このような技術は、無線リソースが高価なことから、無駄が多くなる可能性がある。
【０００６】
無線端末１０２には、情報（音声、映像、データ等の形式の情報）を生成・受信する対象ユーザ１０３が存在する。つまり、無線端末１０２は、ユーザが使用するものである。車両１０５がユーザである場合は、この車両（バス、電車、または自動車等）により、ネットワーク上を交信するデータを生成・受信することが可能である。このデータは、車両の乗客や運転者により生成・受信されるものであってもよい。ネットワークアクセスポイント１００ｂは、無線バックホールまたはマルチホップネットワークの場合と同様に、無線端末１００ａとの通信を要求することもできる。この点において、他のユーザの無線端末１０２および１０４が、任意のマルチホップネットワークの一部を構成することも可能である。
【０００７】
容量を改善する１つの方法として、誤り制御符号化を導入する方法がある。符号化を適用することにより、コードシンボルの考え得る全組み合せのうちのいくつかを送信可能とするだけで、性能を向上させることができる。別の方法としては、干渉波に含まれる情報を有効利用する方法があり、これは、ジョイントマルチユーザ検出として公知のものである。これら両技術を用いるシステムにおいては、反復復号化と呼ばれる復号化方法が適用される。この方法では、まず、マルチユーザ検出器が、信頼性情報に関して送信シンボルの推定値を供給する。この情報は、検出器からの入力に基づいて同じく信頼性情報を規定する復号器に転送される。そして、改善が見られなくなるまで、反復的に情報の交換が行われる。この復号化方法により、実用範囲内の複雑なレベルにおいて、理論限界のごく近くまで容量を大幅に増加させることができる。しかし、そのような検出器に特有の複雑性は、アクティブユーザの数とともに指数関数的に増大するため、最適なマルチユーザ検出器は実用上極めて複雑なものとなってしまう。その代わりに、線形フィルタリングに基づく線形マルチユーザ検出器を適用することができる。この検出器の場合、上記に対応する複雑性は、アクティブユーザの数とともに直線的に増大するのみである。本発明者は、実用上の理由から、反復ジョイントマルチユーザ復号化を行う従来技術の線形フィルタが、受信信号および復号器からフィルタに入力された最新の情報に基づくものであることを確認した。これらのフィルタは、さまざまな最適化条件に基づいて設計されたものである。
【０００８】
複数のユーザが共通の通信リソースを共有する場合、チャネルリソースへのアクセスは、通常、媒体アクセス制御（ＭＡＣ）プロトコルが行う多重アクセススキームによって対応することができる。一般的に、有効帯域等のチャネルリソースは、無線環境下において厳密に制限されている。したがって、これらのリソースは、できるだけ効率的に使用することが望ましい。複数のユーザが共通のリソースを共有可能とすることにより、アクセス試行の衝突に起因する障害や干渉が発生する可能性が出てくる。このような障害は、通常、多重アクセス干渉と呼ばれる。無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）システムにおいては、衝突を避けるため、ＭＡＣが各端末からの送信のスケジューリングを実行することになるが、ＭＡＣはスケジューリングに失敗することがあるため、その結果、各端末はチャネルリソースに同時にアクセスしてしまう。この状況の一例を図２に示す。図２は、第１送信端末１および第２送信端末２からのパケットの送信を示しており、最下段には、アクセスポイントにおける受信パケットの様子を示している。物理層受信機では、そのような衝突パケットの復元に失敗する可能性がある。この問題は、ネットワークのトラフィック負荷が増大すると、ネットワーク容量およびサービス品質の点で重大な制約要因となる。
【０００９】
同じような影響をもたらす別の問題として、例えばＷＬＡＮに用いられる通信チャネルのマルチパス特性に起因するものがある。マルチパスチャネルにより、同じ信号が遅延して生成される複数の偽信号が受信機に到達してしまう。言い換えると、このマルチパスチャネルにより、上述した多重アクセス干渉と実質的に同類の自己干渉が発生する。この場合に起こる問題は、満足できる性能を得るために必要な電力に対する制約要因となり、ＷＬＡＮの伝送距離に対する制約となってしまう。原信号が直接および反射して受信機に到達した場合の一例を図３に示す。図３の上側２段に、パケットを直接および反射させて送信した場合の様子を示す。最下段のアクセスポイントにより表される受信信号において、陰影を付けた箇所が自己干渉の存在を示している。伝送距離は、上述の干渉メカニズムおよび受信機におけるダイバーシティ信号処理の高度化の影響を受ける可能性がある。したがって、物理層受信機の設計者らは、利用可能なすべての時間、周波数、および空間ダイバーシティ（後者は、複数のアンテナを用いることによりもたらされる）を効果的に利用できるように努めている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
本発明者は、送信パケットを無線接続に同期させる場合、通常、各パケットが同じ短信号を複数回繰り返したプリアンブルを有することも確認した。受信パケット信号は、その遅延信号と相関させることができるが、この遅延は通常、プリアンブルにおける繰り返し信号成分の継続時間に等しい。また、この相関は、所定のサンプル列に対して繰り返し実施することができる。そして、結果的に得られた相関の出力電力に元の受信信号の平均電力を合成することにより、決定統計値を定義することができる。この決定統計値が所定の閾値を上回る点は、パケットの到達時間として選択される。しかし、この技術には欠点があり、パケットのタイミング判定において不確定要素を生じる同期プロセス関連の処理によって、信号ひずみが増幅または強調される可能性がある。
【００１１】
一般的に、パケット通信システムにおいては、受信機の待ち時間を低減すること、すなわち、信号の到達とこの信号に含まれるビットの復号化との間の遅延をできるだけ短くすることが重要である。さらに、受信機の処理では、パケット長の時間を通した無線チャネルの変動およびそれに伴う送信信号波形への影響を判定することができない。これにより、パケットのトラッキングが十分でないという理由だけで、最適データ転送速度を下回る信号が切り捨てられてしまう可能性がある。
【００１２】
ＯＦＤＭパケット通信システムにおいては、チャネル障害が発生する可能性があり、これは、ＯＦＤＭ信号が通過するチャネルおよび受信信号それ自身の両者が変化する一因となる。全体として、これらのチャネル障害は、マルチパス減衰に起因する送信チャネルの変動と、受信機誤差により生じる周波数／時間オフセットおよび送受信一括処理により生じる位相オフセットに起因するＯＦＤＭシンボルの変動とから成る。これらのチャネル障害は、ＯＦＤＭシンボルごとに変化する、すなわち、パケット長を通して不変とはなり得ないものである。従来から、チャネル障害に対しては、パケットのプリアンブルを用いて生成され、パケットの受信中はパケット長を通して不変であることを前提とするパイロットシンボルにより保持された推定値に基づく対策が講じられている。その他の方法では、データ推定値を用いることにより、チャネル推定等の支援を行っている。これらの方法は、周波数領域で実施されるため、各受信シンボルのサイクリックプレフィックスが切り捨てられることにより電力損失が起こる可能性がある。一般的に、このようなパケット通信システムにおいては、利用可能なすべての受信情報を用いてチャネル障害に対処することはない。
【００１３】
無線データパケット通信システムにおける複数の受信アンテナに対する空間ダイバーシティに関しては、従来技術のスキームにより、各アンテナ単位さらには多数決に基づいて受信信号の同期に関する決定値が供給される。あるいは、当該決定に先立って、受信した測定結果が加算される。これらの手法は、アンテナ数に応じた信号統計値の変動に対応するものではないため、同期精度が低下するとともにパケットロスが増加してしまう。
【００１４】
欧州特許第１３８７５４４号には、受信機の入力信号に対する同期が、その信号の効果的な復号化に不可欠であることが述べられている。パケットを用いた多くの応用技術においては、受信機が行うタイミング推定処理を支援するため、すべての送信パケットの最初に送信機側で特別なプリアンブルを挿入する。ＯＦＤＭシステムにおいては、サイクリックプレフィックスと呼ばれる信号に対して、送信機側で特別な構造が付与される。このサイクリックプレフィックスは、すべてのＯＦＤＭシンボルに対して挿入されることになる。また、サイクリックプレフィックスは、信号の最終区分のごく一部を複製して得られるものであり、当該信号の最初に挿入されている。なお、ほとんどの通信形態においては、連続的に送信されるＯＦＤＭシンボルが数多く存在する。欧州特許第１３８７５４４号において、このサイクリックプレフィックスは、アクティブシンボルの最終部分が周期的に連続するガード区間の形式で、受信機の時間同期用としてプリアンブルの代わりに採用されている。また、欧州特許第１３８７５４４号には、２段階の時間同期手法、すなわち、Ｐｒｅ−ＦＦＴ／Ｐｏｓｔ−ＦＦＴ時間同期アルゴリズムが開示されている。これらは相補的な技術であり、同時に使用することができる。Ｐｒｅ−ＦＦＴ技術は、「遅延・相関」アルゴリズムから成り、ＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスを見出すために適用される。これは、「遅延・相関」アルゴリズムの遅延を、サイクリックプレフィックスとその複製元領域との間の距離に設定することにより実現される。そして、相関器の出力は、再帰無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタを備えた自己回帰フィルタを用いてフィルタリング処理され、ＯＦＤＭシンボル間の相関平均が決定される。次に、欧州特許第１３８７５４４号の図２に記載の平滑器４４を介して、第２のフィルタリング処理が適用され、測定可能な最大遅延外のサンプル、すなわち、サイクリックプレフィックスの継続時間外のサンプルが切り捨てられる。ただし、欧州特許第１３８７５４４号は、ストリーム信号を利用するシステムに関するものであって、パケットが不規則に到達する場合に対して容易に適用できるものではない。ストリーム信号の場合、信号は常に存在するが、ＯＦＤＭシンボルの境界に関する精細なタイミング判定を行わなければならない。
【００１５】
米国特許第６３２７３１４号（Ｃｉｍｉｎｉ，Ｊｒ．ほか）では、不良伝搬環境下における無線チャネルのトラッキングの問題が、ＯＦＤＭおよび１または複数の受信用アンテナを用いる無線通信システムに対して扱われている。Ｃｉｍｉｎｉ，Ｊｒ．により開示された解決方法では、復号器と復調器の出力を用いてトレーニング信号または参照信号を生成することにより、次シンボルの復号化に使用するチャネルの推定を図っている。復号化、復調、およびチャネル推定のループは、復号化するシンボル以下およびそのシンボルを含むすべての出力をチャネル推定に用いることができる、という理論的枠組みに従って実行される。また、各ＯＦＤＭシンボルの復号化は１回だけ行われる。処理前のチャネル推定値は、受信したＯＦＤＭ信号にトレーニングシンボルを乗算することによって得られる。これらのトレーニングシンボルは、復号化ステップから得られるものであってもよい。処理前のチャネル推定値は、ＯＦＤＭシンボルの１つに対応してデータベースに保存される。そして、新たなＯＦＤＭシンボルが処理されるたびに、データベース内の処理前の推定値をすべて用いて、処理波面におけるチャネル推定値が与えられる。この開示内容では、処理前のチャネル推定値が保存され、データベースへのアクセスが発生するたびに平滑化ステップが実行されており、相対的な複雑性を伴うものとなる。
【００１６】
米国特許第６４７７２１０号（Ｃｈｕａｎｇほか）においても、不良伝搬環境下における無線チャネルのトラッキングの問題が、ＯＦＤＭおよび１または複数の受信用アンテナを用いる無線通信システムに対して扱われている。この開示内容に記載の解決方法は、処理フローをより明確に開示するとともに後方再帰を処理に加えることによって、米国特許第６３２７３１４号に開示された解決方法を拡充するものである。後方再帰には、前方再帰と同様に、復調、復号化、およびチャネル推定の各ステップが含まれるが、その処理は、パケットの最後から開始される。なお、Ｃｈｕａｎｇほかの技術は、ビタビ復号器等の最尤復号化システムに限定されている。上記以外にも、ＭＬ復号化（例えば、事後確率技術等の軟出力要素復号器）を用いない多くの種類のＦＥＣシステムが存在するが、Ｃｈｕａｎｇの技術は、これらのシステムにおいて動作するようにはなされていない。
【００１７】
Ｃｚｙｌｗｉｋ，Ａ．の論文“Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  ａｎｔｅｎｎａ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ”，ＩＥＥＥ  Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，Ｖｏｌ．２，１９−２２  Ｓｅｐ．１９９９，ｐｐ７２８−７３２においては、受信機の時間／周波数同期が考慮されている。受信機では、パケットの復号化を成功させるために、パケットの到達時間を判定しなければならない。この推定値に誤差があれば、信号電力の損失が発生する、または、誤り制御符号化やＦＦＴ窓等の上層構造の同期に失敗する可能性がある。推定すべき別のパラメータとしては、残留周波数オフセットがある。このパラメータは正確に推定されなければならず、パケットが復号化される場合は、その影響が除去または打ち消される。この推定値に誤差があれば、復調や後続パケットの復号化に失敗する可能性がある。受信機がアンテナを２つ有する場合は、時間／周波数オフセットの推定を改善するために、これら２つの信号を用いることができる。Ｃｚｙｌｗｉｋの論文に開示されているように、単アンテナ用の従来技術には、２つの成分の計算とその後の合成が含まれている。この論文では、時間／周波数オフセットの推定に２つの主要な方法を提案している。第１の方法では、受信電力強度に基づいてアンテナを１つ選択する。そして、従来技術は、その信号に対してのみ適用されることになる。Ｃｚｙｌｗｉｋにより開示された第２の方法では、各アンテナに対して、第１および第２の従来成分が計算される。そして、各アンテナからの２つの第１成分が加算されるとともに、２つの第２成分の加算も行われる。その結果得られる合計値は、通常、第１成分および第２成分として扱われる。Ｃｚｙｌｗｉｋの論文には、アンテナごとに測定した信号長に応じて、アンテナ間の合成に先立つ各成分の重み付けを行う選択肢も開示されている。この後者の選択肢は、論文中の他のどの提案よりもうまく機能することが示されている。さらに、この論文には、結果的に得られた測定値のフィルタリング処理による時間同期についても開示されている。
【００１８】
本明細書における文献、機器、動作、または知識に関する考察はいずれも、本発明の背景を説明するためのものである。また、本発明の構成要素はいずれも、その開示内容および請求内容の優先日以前において、豪州、米国、またはその他の国における先行技術の基礎または関連技術の一般知識の一部を構成するものとして捉えるべきものではない。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
本発明は、従来技術のシステムにおける欠点の少なくとも１つを克服または緩和することを目的とする。
【００２０】
本発明は、その一態様として、無線マルチユーザ通信用受信機の反復復号化回路であって、
第１線形反復フィルタが、選択受信信号の推定値を推定信号出力に与えるとともに、
第２線形反復フィルタが、反復サイクルの１周期分だけ遅延された少なくとも１つの受信信号の推定値を前記第１線形反復フィルタの入力に与えるように、
少なくとも前記２つの線形反復フィルタを備え、少なくとも１つの受信信号を受信する第１信号処理手段と、
前記第１線形反復フィルタの推定信号出力を受信するとともに、復号化回路の次回の反復サイクルにおいて、さらなる受信信号推定値を前記第１信号処理手段の入力に与える第２信号処理手段と、
を備えたことを特徴とする反復復号化回路を提供する。
【００２１】
別の態様において、本発明は、マルチユーザ信号を反復的に受信することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
線形チャネル拘束値に基づいて、前記マルチユーザ信号に対する第１信号推定値集合を決定するステップと、
非線形チャネル拘束値および前記第１信号推定値集合に基づいて、第２信号推定値集合を決定するステップと、
前記第２信号推定値集合を、前記第１信号推定値集合を決定するステップに入力として与えるステップと、
上記各ステップを少なくとも１回繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００２２】
他の態様において、本発明は、マルチユーザ信号を受信する反復受信機であって、
線形チャネル拘束値に基づいて、前記マルチユーザ信号に対する第１信号推定値集合を決定する第１信号処理部と、
前記第１信号推定値集合を受け取り、非線形チャネル拘束値に基づいて、第２信号推定値集合を決定する第２信号処理部とを備え、
両信号処理部が、次回の反復サイクルにおいて、前記第２信号推定値集合を前記第１信号処理部に入力として与えるように、動作可能に相互接続されていることを特徴とする反復受信機を提供する。
【００２３】
別の態様において、本発明は、ＯＦＤＭパケットを反復的に受信することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）受信機入力信号をサンプリングするステップと、
ｂ）前記入力信号に、予め保存された複数の受信パケットサンプル推定値の１つを加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｃ）前記サンプル仮定値からの情報ビット推定値を判定して、情報ビット推定値リストに保存するステップと、
ｄ）前記サンプル仮定値からの更新受信パケットサンプル推定値を判定して、予め保存された前記複数の推定値を更新するステップと、
ｅ）前記サンプル仮定値から前記更新サンプル推定値を減算して、ノイズ仮定値を決定するとともに、該ノイズ仮定値を前記受信機入力信号として与えるステップと、
ｆ）前記情報ビット推定値リストに、少なくとも１または複数の完成パケットが蓄積されるまで、上記ステップａ）〜ｅ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００２４】
さらに別の態様において、本発明は、ＯＦＤＭ受信機にサンプル推定値リストを反復的に供給することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）受信機入力信号をサンプリングするステップと、
ｂ）サンプリングした前記受信機入力信号からパケットサンプル推定値を決定するステップと、
ｃ）前記パケットサンプル推定値を保存するステップと、
ｄ）前記受信機入力に、予め保存された選択パケットサンプル推定値を加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｅ）前記パケットサンプル仮定値を復号化および再送信モデル化して、更新パケットサンプル推定値を決定するステップと、
ｆ）前記更新パケットサンプル推定値を用いて、予め保存された前記選択パケットサンプル推定値を更新するステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００２５】
また別の態様において、本発明は、ＯＦＤＭ受信機にパケット情報ビット推定値リストを反復的に供給することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）受信機入力に、予め保存された選択パケットサンプル推定値を加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｂ）硬判定（Ｈａｒｄ）復号技術および軟判定（Ｓｏｆｔ）復号技術の一方または両方を用いることにより、前記パケットサンプル仮定値を復号化して、情報ビット推定値を決定するステップと、
ｃ）予め決定された１または複数の情報ビット推定値を用いて、前記情報ビット推定値を保存するステップと、
ｄ）完成パケットが蓄積されるまで、上記ステップａ）〜ｃ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００２６】
さらにまた別の態様において、本発明は、ハイブリッドＯＦＤＭ受信パケットサンプル推定値の決定を含む多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値と多重化させて、該多重化時間領域サンプル推定値を、
ＯＦＤＭ信号のサイクリックプレフィックスと、
ＯＦＤＭテール部と、
ＯＦＤＭガード区間と、
のうちの１または複数と対応するようにマッピングするとともに、
該多重化周波数領域サンプル推定値を、
ＯＦＤＭ信号のプリアンブルと、
ＯＦＤＭペイロードデータシンボルと、
の一方または両方と対応するようにマッピングするステップを含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００２７】
別の態様において、本発明は、ＯＦＤＭ多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
単一パスＯＦＤＭ受信機が、受信機入力における干渉信号の観測から得られる所望のパケットを識別できるように、信号の受信をサンプリングレベルで反復的に行うようにすることを含むマルチユーザ干渉波キャンセリングを実行するステップを含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００２８】
また別の態様において、本発明は、受信機に到達したパケットを同期させることによる多重アクセス通信ネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
パケット入力信号を受信するステップと、
前記パケット入力信号に対応する相関信号を決定するステップと、
前記入力信号と前記相関信号の少なくとも一方または両方がフィルタリング処理されるように、前記入力信号および前記相関信号を処理するステップと、
前記処理された相関信号の電力成分に前記処理された入力信号の電力成分を合成して、決定統計値を決定するステップと、
前記決定統計値の所定の閾値条件により与えられる時間点を、受信パケット到達時間として選定するステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００２９】
また別の態様において、本発明は、多重アクセスパケット通信ネットワーク上で時間変動チャネルをトラッキングすることによる通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）受信パケットのプリアンブルの初期チャネル推定値に基づいて、チャネル推定参照値を初期化するステップと、
ｂ）最新のデータシンボルおよび予め受信されたすべてのデータシンボルの符号化部分におけるパケットデータシンボル・チャネル推定値に基づいて、前記チャネル推定参照値を更新するステップと、
ｃ）後続のパケットデータシンボルの到達時に上記ステップｂ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００３０】
また別の態様において、本発明は、多重アクセスパケット通信ネットワーク上で、チャネル変動、信号周波数オフセット、および信号時間オフセットを含む時間変動チャネルの障害を推定することによる通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）受信パケットに含まれる初期パイロットシンボルおよびプリアンブルシンボルに基づいて、チャネル障害推定値集合を初期化するステップと、
ｂ）前記チャネル障害推定値集合と前記受信パケットとの処理を含む復号化演算を行って、送信シンボル推定値集合を決定するステップと、
ｃ）前記決定されたシンボル推定値集合および前記受信パケットを用いて、前記チャネル障害推定値集合を更新するステップと、
ｄ）上記ステップｂ）およびｃ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００３１】
さらに別の態様において、本発明は、送信パケットを受信する受信機において時間変動チャネルを推定することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）受信パケットのプリアンブルに含まれる情報に基づいて、周波数オフセットを推定するステップと、
ｂ）前記推定した周波数オフセットを用いて、受信信号を補正するステップと、
ｃ）前記受信パケットのプリアンブルに含まれる情報を用いて、チャネル推定値を決定するステップと、
ｄ）前記受信信号のサンプル列が、ＯＦＤＭシンボルおよび中間サイクリックプレフィックスを含むように、該サンプル列を周波数領域に変換するステップと、
ｅ）前記決定されたチャネル推定値および前記受信パケットの処理を含む復号化演算を実行するステップと、
ｆ）前記復号化の結果および前記受信パケットのプリアンブルに含まれる情報を用いて、送信サンプル列を生成するステップと、
ｇ）前記送信サンプル列を周波数領域に変換するステップと、
ｈ）前記受信サンプル列および前記送信サンプル列を周波数領域で合成して、前記決定されたチャネル推定値を更新するステップと、
ｉ）上記ステップｅ）〜ｈ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００３２】
好適な実施形態において、決定されたチャネル推定値を更新する上記ステップｈ）の合成演算は、周波数領域において受信サンプル列および送信サンプル列を除算することにより実行される。
【００３３】
他の態様において、本発明は、送信パケットを受信し、受信信号からＯＦＤＭシンボルを読み出して、該読み出したシンボルを周波数領域に変換する受信機において時間変動チャネルを推定することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）復号器から得られるシンボル推定値から成るトレーニングシンボルの行列を決定するステップと、
ｂ）周波数領域の受信ＯＦＤＭシンボルの行列を決定するステップと、
ｃ）前記受信ＯＦＤＭシンボルの行列に前記トレーニングシンボルの行列の共役を乗算して、チャネル推定値に関する中間行列を決定するステップと、
ｄ）前記トレーニングシンボルの行列の絶対値を含むトレーニング加重中間行列を決定するステップと、
ｅ）両中間行列に対して、２次元フィルタリング処理を含む平滑化演算を実行するステップと、
ｆ）平滑化演算が実行されたチャネル推定値行列を平滑化演算が実行されたトレーニング加重行列で除算して、前記チャネル推定値を決定するステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００３４】
本発明の実施形態において、トレーニング加重中間行列を決定する上記ステップｄ）は、（トレーニングシンボル行列の絶対値）２等の別の関数を含んでもよい。
【００３５】
さらに別の態様において、本発明は、送信パケットを受信する受信機においてオフセットを推定することによる多重アクセスネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
ａ）受信ＯＦＤＭシンボルの行列を決定するステップと、
ｂ）プリアンブルシンボル、トレーニングシンボル、および推定シンボルのうちの１または複数を含むデータシンボルの共役行列を決定するステップと、
ｃ）前記共役シンボル行列を乗算した前記受信シンボル行列から成る２次元フーリエ変換行列を決定するステップと、
ｄ）前記フーリエ変換行列をフィルタリング処理するステップと、
ｅ）前記フィルタリング処理されたフーリエ変換行列におけるピーク電力の発生位置により、時間オフセットおよび周波数オフセットを決定するステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００３６】
特定の実施形態において、オフセットを推定する上記ステップａ）〜ｅ）は、チャネルを推定する手段として効果的に使用してもよい。例えば、時間変動チャネルの障害を推定することによる通信を供給する本発明の上記態様において、決定されたシンボル推定値集合および受信パケットを用いてチャネル障害推定値集合を更新する上記ステップｃ）は、オフセットを推定するために上記ステップａ）〜ｅ）を含んでもよい。
【００３７】
他の実施形態において、上記の方法は、決定されたシンボル推定値集合を用いてチャネル推定値集合を更新するために、チャネル推定器として使用してもよい。
【００３８】
さらにまた別の態様において、本発明は、マルチアンテナ受信機において受信信号を同期させることによる多重アクセスパケット通信ネットワーク上の通信方法、装置、およびシステムであって、
複数のアンテナそれぞれで観測される受信信号を既知の信号プリアンブルと相関させて、受信信号列を供給するステップと、
各受信信号列の電力信号を決定するステップと、
各アンテナに対して推定されたアンテナ信号強度に基づく時間平均加重に従って、前記決定された電力信号を合成するステップと、
所定の閾値条件に従って、前記受信信号の到達時間を判定するステップと、
を含むことを特徴とする方法、装置、およびシステムを提供する。
【００３９】
本発明の実施形態においては、多重アクセス通信ネットワーク上で通信を行うため、コンピュータが読み込み可能なプログラムコードおよびコンピュータが読み込み可能なシステムコードが具現化された、コンピュータが使用可能な媒体を備えたコンピュータプログラム製品であって、
本明細書に開示する方法のステップを実行するため、前記コンピュータが使用可能な媒体にコンピュータが読み込み可能なコードを備えたことを特徴とするコンピュータプログラム製品が提供される。
【００４０】
その他の態様および好適な態様については、本明細書および添付の請求項に開示および／または定義されており、本発明の内容の一部をなすものである。
【００４１】
本発明は、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠するアクセスポイントやＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠する端末等の２つの通信機器間、または、無線メッシュネットワークにおける２つのノード間の改良または高度化された無線接続を提供する。本発明は、ポイントツーポイント接続の主要性能評価指標、すなわち、伝送距離、電力、データ転送速度、および信頼性を強化するものである。これは、性能を向上させる以下のような分野の高度な信号処理技術によって実現される。
−  復号化
−  同期
−  等化
−  チャネル推定
−  複数の受信機アンテナの十分な活用
【００４２】
また、当業者の理解も得られるであろうが、コンピュータを用いて生成された指向性アンテナを適応配置するために、複数の送信用アンテナを活用する技術を採用することができる。本発明により、以下のような利点がもたらされる。
−  干渉の空間的な除去
−  受信機感度の大幅な改善
−  減衰に対するロバスト性の大幅な改善
−  アンテナパターンの自己設定
干渉の空間的な除去は、現時点の発信源または対象となる発信ポイントと同じ場所から送信されていない信号を効果的に無視または除去することである。これらの信号を除去することにより、信号が間違いなく受信されて、接続の信頼性ひいてはスループットが向上し、再送信率およびパケットロスが低減される可能性が大きくなる。干渉波は、受信アンテナで測定される空間軌跡を有しており、その位置によって実質的に決定される。ただし、配置されていない送信機が同様な空間軌跡を生じる場合があり、また、配置された送信機が異なる空間軌跡を生じる場合がある。
【００４３】
受信機感度の大幅な改善は、受信機が低ＳＮＲ（信号対ノイズ比）点を操作可能であることを意味しており、これにより多くの利点が生み出される。信号の復号化を成功させるために必要な受信電力は低減されているため、受信機と送信機間の距離拡大により経路損失が増加してもよく、このため、伝送距離を拡大することができる。その代わりに、本発明では送信電力を低減可能としており、その場合でも、接続を維持することができる。また、受信機感度を改善することは、ビット当たりの必要電力が少なくなることを意味しており、シンボル群当たりより多くの情報ビットを送信可能となる。これにより、データ転送速度が向上する。
【００４４】
減衰に対するロバスト性は、本明細書に開示する独創的な技術が提供するものであり、著しい無線チャネル変動または減衰に起因するパケットエラーの量を低減することができる。ロバスト性を向上させることにより、より信頼性の高い接続を確立することができ、利便性が向上するとともにスループットが向上して、再送信率およびパケットロスを低減することができる。
【００４５】
送受信機能のために複数のアンテナを使用すれば、対象方向以外からの干渉波を除去することができる。この機能は適応型であるため、設定時または設定有効期間に携帯型アンテナの方向付けを行う必要はない。
【００４６】
例として、本発明のポイントツーポイント接続技術の採用／未採用それぞれの場合について、指標となる通信接続の性能測定結果を示す。
【表１】
2010193518.tif 000003
【００４７】
また、本発明では、チャネルトラッキング性能も改善されている。チャネルトラッキング技術は、単一パケットの継続時間においてチャネルが高速に切り換わる場合の受信機の適応性を言及したものである。通常、受信パケットの復号化に用いるチャネル推定値は、パケットの最初において、既知のサンプル列から決定される。この推定値は、パケット全体の復号化に使用することができる。しかしながら、送信機と受信機の相対速度が大きい場合は、パケットの最初と最後で使用されるチャネルが大きく異なるため、パケットの最後におけるチャネル推定値が不正確となり、復号化誤差が発生する。その他の処理においても、パケットに対する無線チャネルの切り換えが発生する。例えば、送信側と受信側での無線処理の不整合があり、これにより、残留周波数オフセットと時間／周波数同期外れが発生する。完全に整合する無線送信機器および受信機器を構成することは困難である。
【００４８】
本発明の高度な信号処理技術により、パケットの継続時間におけるチャネルの切り換えをトラッキングする進歩的なチャネル推定を受信機回路に実現することができる。そのようなチャネルトラッキング技術を適用する利点は、高移動度条件下および送信側と受信側での無線処理の不整合が大きい条件下においても、通信が可能となることである。例として、このチャネルトラッキング技術の採用／未採用それぞれの場合について、通信接続の標準的な性能測定結果を示す。
【表２】
2010193518.tif 000004
【００４９】
また、本発明では、同一標準干渉波を信号から除去可能な干渉波キャンセリングも規定されている。「同一標準」とは、マルチユーザシステムにおける異なるユーザからの類似パケット構造の送信、同じ送信機からのマルチパス送信（反射）、または、送信アンテナを複数備えた機器の場合のマルチパス送信アンテナを表している。すべての無線通信システムにおいて、動作中の複数の送信機は、無線媒体を共有している。この共有は、協調動作を確保した基盤ネットワークにおいて無線媒体を時間／周波数スロットに分割するか、または、協調動作を確保していないアドホックネットワークにおいてすべての動作中の送信機が媒体の使用権を獲得するように設定することで可能となる。いずれのスキームにおいても、媒体の使用は明確に定義された周波数および時間に限られるため、１ユーザのみが送信可能となる。不注意から、２つの送信機が同時に同じ周波数を選択した場合、パケットの衝突が発生する。干渉波キャンセリング技術には、以下のような分野に利する高度な信号処理技術が含まれる。
−  捕捉
−  干渉軽減
−  伝送距離
−  ネットワークスループット
−  制御負荷の軽減
【００５０】
本発明の干渉波キャンセリング技術のさらなる利点は、同時に同じ周波数を送信する同一標準の２つ以上の送信機間における衝突を解消できることである。これは、非常に優位な点である。まず、衝突が発生した場合は、スループットを向上させるとともに再送信率および消失パケット数を低減させることによって、すべての送信済みパケットを正確かつ確実に受信させる。次に、１つの送信機のみが所定の時間に所定の周波数を使用できるという条件を解除することによって、媒体に流れ込むトラフィック量を増大させることができる。さらに、これにより、周波数割り当て計画等の基盤設計や、隣接オフィスの別々の会社が所有する２つのＩＥＥＥ８０２．１１ネットワーク等が共存競合するネットワークの場合に、より高い柔軟性が発揮される。
【００５１】
所望のユーザと干渉ユーザが異なる標準に従って送信している場合は、干渉波キャンセリング構造に、すべての標準に対応する受信機および再送信機を採用することができる。その結果、受信機は、干渉信号の仮定値を作成することができるため、干渉波キャンセリングが可能となる。
【００５２】
本発明の実施形態によれば、衝突を物理層で解消することができる。その結果、ネットワークの信号負荷が低減するため、２つのパケットの衝突を解消できるという利点以上の効果が得られることになる。標準的な定量測定の結果、以下のようにネットワークスループットが２倍であり、パケットロス率が桁違いに減少することが分かった。
【表３】
2010193518.tif 000005
【００５３】
本発明の実施形態に係るマルチホップ技術により、選択した無線機器（そして、おそらくはすべての無線機器）を、通信ネットワーク上の機器間でパケットを転送するルータとして動作させることができる。これは、２つの機器が互いの信号を受信することはできないが、両者間に無線経路を形成するように接続された１組の中間機器を設ければ、その中間機器を通してメッセージを送ることにより、両者間の通信が可能になることを意味する。
【００５４】
マルチホップ技術は、特定のネットワークダイナミクスに応じた動的ルート決定技術を採用することにより、必要なルーティングテーブルを作成・保持することができる。マルチホップネットワークは、柔軟性、信頼性、および基盤のコストの点で多くの利点を与えるものである。
【００５５】
柔軟性は、最低限の計画のみが必要となる自己形成ネットワークによって実現される。ここでは、無線伝送距離の点で、いずれの機器もコアネットワークから分離されないようにすることのみが必要となる。この条件を満足する構成であれば、いずれも実現可能である。
【００５６】
ネットワークの機器間に複数の経路が存在する場合、現時点のルートが遮断されているか、または、混雑状態が最も回避されているならば、動的ルート決定技術では新しいルートが選択される。したがって、機器がオフラインとなる場合、ネットワークは、そのルーティングテーブルを再構成して、すべてのルートから当該機器を除外するとともに、ネットワーク内に新しいルートを見出すことができるため、堅牢かつ自己回復可能な（したがって、より信頼性の高い）ネットワークを構築することができる。動的ルート決定技術では、ネットワーク構成の変更に対する適応が継続的に行われるため、移動体ネットワークノードを構成することが可能となる。
【００５７】
本発明の実施形態に係るマルチホップネットワークは、広域において高帯域接続を提供するための容易な解決策を与えるものである。マルチホップネットワークは、設定が容易かつ柔軟性があり、基盤が低コストである上に、高速かつ信頼性の高い接続であることから、投下資本の回収率が非常に高くなるのが一般的である。
【００５８】
本発明者は、通信分野において、本発明の実施形態に係る技術の利点を最大限に利用できる５つの応用分野を以下の通り確認した。
−  移動体マルチホップ無線ネットワーク
−  固定マルチホップ無線ネットワーク
−  ＩＥＥＥ８０２．１１ａ準拠のアクセスポイント・チップセット
−  ８０２．１６準拠の基地局
−  ＯＦＤＭベースバンド受信機のコプロセッサ
【００５９】
以下では、上述の通り確認された各応用分野について順番に説明する。他の分野についても同様に、本発明の実施形態に係るこれら技術の利益を享受することができる。
【００６０】
まず、移動体マルチホップ無線ネットワークでは、移動体ネットワークとの効果的なリアルタイム通信が必要となる。この考え方は、移動体間および固定ネットワークと移動体間の両者において、費用効率が高い双方向高帯域通信を提供するものである。無線ルータは、サービスが必要な場所に設置され、広帯域基幹ネットワークとは定常的に接続されている。固定ネットワークは、インターネットやプライベートネットワーク等の他のネットワークに接続するために使用することができる。各無線ルータは、電源接続および物理的な実装箇所以外の一切の基盤を必要としない。また、無線ルータは、固定体または移動体のいずれであってもよい。各ルータは、接続品質の観点から、例えば当業者が理解するところのデータ通信方法を用いて、それぞれの環境に適応するものである。上述の通り、移動度および伝送距離が改善されたことによって、より効率的なネットワークが可能となることから、本発明の実施形態により、他のマルチホップ無線ネットワークに比べて競争上の優位性が与えられることになる。また、上述の通り、本発明の実施形態では、従来技術のプライベート通信ネットワークに比べて、データ転送速度、伝送距離、移動度、およびネットワークコストが大幅に改善される。
【００６１】
次に、固定マルチホップ無線ネットワークは、１または複数の広帯域基幹接続に利用可能な接続を用いて、固定ユーザサイトに無線ルータを設置することにより提供される。ここでは、すべてのルータが基幹接続に戻る接続（直接接続またはホップ接続）を形成可能でなければならない点のみが必要となる。高価な基地局構成は必要なく、また、最終的な伝送距離が信号強度の制約を受けることもない。固定マルチホップ無線ネットワークは、信頼性が高く、制御が簡単かつ自己回復可能な広域ネットワークへの高帯域接続を提供するにあたって、柔軟性があり、基盤が低コストな解決策を与えるものである。
【００６２】
さらにまた、本発明により、すべての復号器出力を受信機フィルタ構造に使用することができ（復号器出力は、すべての反復において保存され、合成可能となっている）、推定値の決定プロセスが改善される。また、サポート可能なユーザ数は、大幅に増加している。この構成は、例えばＯＦＤＭシステムにおいて特に優位性があるため、本発明では、極端に大きな行列を推定値の構成時に転置する必要がない。復号化処理を反復ループに含めることにより得られるフィードバックシンボルの品質のおかげで、受信機性能は従来技術に比べて優れたものとなる。本発明の実施形態は、マルチユーザ受信信号の前回の推定値を受信信号から減算することにより、それに起因する干渉波をキャンセルすることによる干渉波キャンセリングに基づいている。したがって、これらの実施形態により、所定のツリーに対して多くの経路探索が必要となるマルチユーザ信号用木探索方法の使用が不都合かつ複雑化することはない。本発明は、前進型誤信号訂正符号化に従って、各ユーザの信号を復号化することができるため都合がよい。このように強固な誤り制御コード構造を使用することにより、シンボル推定値が大幅に改善されて、干渉推定値が高品質なものとなる。言い換えると、これにより、サポート可能なユーザ数を大幅に増加させることができる。本発明の実施形態では、同期したユーザがマルチユーザ受信を改善可能である必要はない。また、本発明の実施形態では、復調器出力を使用するのみならず、復号器出力をトレーニングシンボルとして使用するため都合がよい。さらに、受信機のビーム形成用係数は、送信機の影響なく決定することができるため都合がよい。また、チャネル推定値を改善するために復号器出力を使用することによって、必要なビーム形成用係数を正確に推定可能となる。本発明の実施形態によれば、チャネル推定値のタップの平滑化は、周波数領域および時間領域において実施される。また、復号化の間隔に対応するチャネル推定値が改善されれば、本発明の実施形態により、シンボルの復号化を２回以上行うことが可能となるため、受信機感度が改善されることになる。
【００６３】
本発明のその他の適用範囲については、以下の詳細な説明により明らかとされるであろう。ただし、本発明の精神および範囲内での種々変形および改良は、以下の詳細な説明により当業者に対して明らかとされるであろうから、本発明の好適な実施形態を示すこれら詳細な説明および具体例については、説明用としてのみ与えられるものであることを理解すべきである。
【図面の簡単な説明】
【００６４】
【図１】従来技術の多重アクセス無線通信システムを説明するための図である。
【図２】アクセス衝突を伴う従来技術の無線通信システムにおけるＭＡＣ障害の一例を説明するための図である。
【図３】従来技術の無線通信システムのＷＬＡＮネットワークにおける自己干渉を示す図である。
【図４】第１の実施形態に係る一般的な反復受信機構造を示す図である。
【図５】符号化ＣＤＭＡの送信システムモデルを示す図である。
【図６】標準的な反復マルチユーザ復号器を示す図である。
【図７】第１の実施形態に係る、線形マルチユーザ推定を伴う反復マルチユーザ復号器を示す図である。
【図８】ｎ＝１の時入力信号がｒ、ｎ≧２の時入力信号が
【数１】
2010193518.tif 000006
である、第１の実施形態に係る再帰型フィルタ
【数２】
2010193518.tif 000007
を示す図である。
【図９】第１の実施形態において、Ｎ＝８、Ｅｂ／Ｎ０＝５ｄＢの場合の、１０反復後のユーザに対するビット誤り率を示す図である。
【図１０】従来技術の標準的な単一パスＯＦＤＭ受信機の上位構造を示す図である。
【図１１】反復受信技術を容易化するために、第２の実施形態において、図１０に示す単一パスＯＦＤＭ受信機の上位構造を適応させた場合を説明するための図である。
【図１２】第２の実施形態に係る反復受信構造において使用するＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信構造を示す図である。
【図１３】第２の実施形態に係るハイブリッド再送信構造を示す図である。
【図１４】第２の実施形態に係るＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信構造のうちの硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再変調構造を示す図である。
【図１５】第２の実施形態に係るＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信構造のうちの軟判定（Ｓｏｆｔ）復号・再変調構造を示す図である。
【図１６】第２の実施形態に係る時間領域チャネル適用処理の構造を示す図である。
【図１７】第２の実施形態に係る周波数領域チャネル適用処理の構造を示す図である。
【図１８】標準的なＯＦＤＭパケット物理層のフォーマットおよび関連するマルチプレクサ・マッピングの一例を示す図である。
【図１９ａ】本発明の好適な実施形態に係るベースバンド受信機の処理装置を内蔵した無線モデムを示す図である。
【図１９ｂ】本発明の好適な実施形態に係るベースバンド受信機の処理装置を内蔵した無線モデムを示す図である。
【図２０】従来技術に係るパケット構造を説明するための図である。
【図２１】従来技術の時間同期決定プロセスの一例を説明するための図である。
【図２２】本発明の第３の実施形態に係る受信機フィルタの三角波フィルタ係数を示す図である。
【図２３】本発明の第３の実施形態に係るフィルタリング処理された決定統計値の一例を示す図である。
【図２４】従来技術の無線チャネルにおける実際の周波数領域を表す図である。
【図２５】受信機位相および周波数オフセットを補正した後の、図２４の周波数領域を表す図である。
【図２６】従来技術の受信機処理のエラーパターンを表す図である。
【図２７】本発明の第４の実施形態に係るＯＦＤＭシンボル平滑化後の無線チャネル推定値を表す図である。
【図２８】完全なトレーニングシンボルを用いた場合の、本発明の第４の実施形態に係るエラーパターンを表す図である。
【図２９】本発明の第４の実施形態に係る処理前の無線チャネル推定値またはチャネル推定値データベースを表す図である。
【図３０】従来技術に係るＷＬＡＮパケットフォーマットの一例である。
【図３１】本発明の第５の実施形態に係るＯＦＤＭシンボル−副搬送波行列構造である。
【図３２】本発明の第５の実施形態を適用した場合の、副搬送波およびＯＦＤＭシンボルに対するチャネル電力（振幅）を表す図である。
【図３３】図３２に示した波形に対応するチャネル位相を表す図である。
【図３４】本発明の第５の実施形態に係る副搬送波およびＯＦＤＭシンボルの同期測定値を表す図である。
【発明を実施するための形態】
【００６５】
本出願は、２００３年７月２４日に出願された豪州仮特許出願Ｎｏ．２００３９０３８２６号「ＯＦＤＭ受信機構造」から優先権を主張するものであり、その明細内容については、本出願にすべて援用されている。
【００６６】
本発明のその他の開示内容、改良点、利点、特性、および態様については、添付の図面を用いてなされる以下の好適な実施形態の説明を参照することにより、当業者のより深い理解を得ることができる。ただし、これらの図面は、説明用としてのみ与えられたものであって、本発明の範囲を限定するものではない。
【００６７】
［システムの概要］
無線ネットワークにおいては、ネットワーク機器で受信される信号に、動作中のすべての送信機からの成分が含まれる。これらのノイズを伴う成分が加算されて、受信信号となる。場合によっては、これらの成分のうち、特定の送信機に対応する１成分のみが重要となる。また、ネットワークアクセスポイントにおける受信等の他のケースにおいては、受信成分のうちの複数成分が重要となる。いずれの場合も、受信信号に他の信号成分が含まれていることにより、対象となる所定の送信信号を正確に推定することができなくなる。本発明の実施形態によれば、異なる送信機からの１または複数の受信信号成分を含む受信信号を処理するシステム、方法、および装置が開示される。通常、この処理は、図１９ａおよび１９ｂに示す無線送受信機１９０のベースバンド受信処理に備わっている。高周波送受信機集積回路（ＩＣ）は、送受信機のデジタル信号処理部ＬＬＣ、ＭＡＣ、Ｒｘ、Ｔｘとアンテナシステムを結合するアナログ素子である。受信モードにおいて、ＩＣは、アナログデジタル変換器の駆動に適するように、受信信号の増幅およびダウンコンバートを実施する。送信モードにおいては、アンテナを励起するために、信号のアップコンバートおよび増幅を実施する。
【００６８】
ベースバンド受信機は、パケットの有無の判定と、パケットが存在すると判定された場合における受信信号からの送信情報推定値の復元とを担っている。
【００６９】
図１９ｂに、標準的なベースバンド受信機の処理装置Ｒｘを示す。各アンテナの受信信号は、高周波回路ＩＣにより入力として供給される。これらの信号は、フィルタ３０２ａおよび３０２ｂによりフィルタリング処理３０２されて、帯域外干渉波がすべて除去される。そして、フィルタリング処理された信号３０３は、現時点の受信信号推定値３０６と合成されて、干渉波キャンセリング関数３０４を実行する。理想的には、この干渉波キャンセリングモジュール３０４によって、対象パケット以外のすべてのパケットに関連する受信信号の信号成分が除去されることになる。そして、対象パケットは、干渉波キャンセル済み出力３０９を単一パケット処理装置３１３に供給することによって復号化される。
【００７０】
単一パケット処理装置３１３は、干渉波キャンセリングモジュール３０４が送り出したマルチアンテナ受信信号を受け取り、対象パケットについて、送信情報ビット３１４の推定値および受信シンボル３０６の推定値を生成する。その後、対象パケットのチャネル推定値を伴うこれらシンボルは、干渉波キャンセリングモジュール３０４にフィードバックされる。場合によっては、送信シンボル推定値のみを干渉波キャンセリングモジュール３０４に送り返すのが好ましい。
【００７１】
単一パケット処理装置３１３には、最新の単一パケット技術または従来の同技術を備えることができる。受信機のマルチユーザ干渉波除去性能は、単一パケット処理装置の品質が高い場合に向上する。なお、同期およびチャネル推定に関する技術は、単一パケット処理装置３１３の主要性能である。
【００７２】
以下、復号器３１０に採用された、同期およびチャネル推定のロバスト性を改善する技術について説明する。同期演算では、すべてのアンテナ信号が使用される。また、チャネル推定では、復号器出力を利用して、チャネル推定精度が改善される。
【００７３】
干渉波キャンセリングモジュール３０４の探索器は、新たなパケットを発見すると、モジュール３０４で生成された中間信号を調べる。この中間信号は、現在検出済みのすべてのパケットに対して、受信信号から推定受信信号を減じたものであり、ノイズ仮定値と呼ばれる。これは、理想条件下においては、ランダムノイズを除くすべての送信機成分が、受信信号から除去されているためである。
【００７４】
待ち時間に対する要求が高い応用分野において、復号器出力を用いたチャネル推定の場合およびマルチパケット干渉波キャンセリングの場合それぞれにおける３１０内および３０４、３１０および３１２間両者のフィードバックループは、パケット転送速度よりも高速に実行することができる。ＯＦＤＭシステムでは、復号化および干渉波キャンセリングが発生するＯＦＤＭシンボル転送速度を、ループ速度として選択するのが好ましい。
【００７５】
パケットを用いた復号化および干渉波キャンセリングがパケット転送速度で行われる応用分野においては、単一パケット処理装置３１３に対する付加的なパケット利用技術が開示される。これらの技術では、長いシンボル列を考慮する際に有効な追加の信号処理ゲインを利用する。
【００７６】
いずれの場合も、干渉波キャンセリングモジュール３０４と単一パケット処理装置３１３間を通過した個数を示す現時点の推定値リストが必要となる。また、更新するパケットを決定する制御装置を利用してもよい。
【００７７】
図４〜９を参照して、第１の実施形態は、マルチユーザ受信機における線形フィルタを用いた多数の反復において、各反復により新たな情報が提供されること、また、フィルタ構造が収束すれば、復号器出力も収束して、最終的に完全相関の状態になるという一般的な認識に由来する。マルチユーザ復号化回路手段の線形フィルタは、少なくとも１つの所定の再帰式に従って構築すればよい。
【００７８】
本明細書に開示する第１の実施形態のフィルタ設計における改良点は、復号器が提供する情報が初期の反復でほとんど相関しないこと、すなわち、初期の数反復において、各反復により新たな情報が提供されるという事実を利用することである。構造が収束すれば、復号器出力も収束して、最終的に完全相関の状態になる。
【００７９】
開示のフィルタ設計は、過去のすべての反復から利用可能なすべての情報を使用する技術に基づいている。これは、ユーザ数に等しい係数でフィルタ次数が直線的に大きくなることを示しており、明らかに非実用的である。したがって、開示のフィルタ設計では、反復時にフィルタ出力を再帰的にフィードバックさせることにより、利用可能なすべての情報を使用することができ、フィルタ次数を大きくする必要はない。つまり、フィルタ次数は不変である。このことを実現するために、上記構造のフィルタは、本明細書で導く再帰式に従って設計すればよい。
【００８０】
上記構造で使用される特定のフィルタを改良することにより、複雑性が低減された関連構造が得られる。しかし、そのような改良型フィルタにおいても、一般的な再帰構造は、依然その基礎となる構造である。これらの場合、個々のフィルタは、本明細書に開示する原理を用いることにより、それぞれに適した異なる方法に従って設計される。
【００８１】
本明細書に開示する反復信号処理用の再帰フィルタリング構造は、マルチユーザ検出に限ったものではなく、同じ構造のシステムや機能において直接適用可能である。そのような応用分野の例としては、反復等化、反復ジョイントチャネル推定および検出／復号化、反復時空処理、および反復復調等が挙げられる。
【００８２】
第１の実施形態の広い態様において、図３の１０に示す反復信号処理構成は、反復構造を有する１または複数対の第１および第２信号処理部１、２を有しており、第１信号処理部はそれぞれ、１または複数の送信信号によって決まる１または複数の受信信号を入力として与えられた構成をなしており、前記信号処理部の各組に対して、前記第１信号処理部１の出力は、該第１信号処理部１が受信した現時点の信号および１または複数の過去の信号に基づく選択送信信号の指標の推定値であって、前記選択送信信号の推定値を前記第２信号処理部２の出力に与える該対応する第２信号処理部２に入力されるようになっており、各組の前記第２信号処理部の出力は、次回の反復サイクルにおいて、全組の各第１信号処理部に入力される
第１実施形態の別の態様において、上記に係る反復信号処理構成１０は、前記第１信号処理部１が少なくとも２つの線形反復フィルタを備えており、第１の線形反復フィルタは、選択信号または前記送信信号の選択指標の推定値を前記第２信号処理部２に出力する構成となっており、前記第１線形反復フィルタと同じ入力を有する第２の線形反復フィルタは、１または複数の送信信号から選択した信号の指標の推定値を供給するとともに、前記推定値を反復サイクルの１周期分だけ遅延させて、該遅延推定値を前記第１線形反復フィルタの入力に出力する。
【００８３】
この第１の実施形態は、一般的な線形チャネルモデルによって記述された任意の通信システムへの適用を目的としたものである。受信機入力における受信信号は、送信信号の加重合計にノイズを加えて記述される。加重係数集合は、送信信号に付与された１組の線形拘束値を表している。他の拘束値があれば、それらについても信号に付与されることになるが、これら他の拘束値は、線形チャネルによって付与された線形拘束値からは独立したものである。
【００８４】
最適な受信機構造によれば、送信信号の推定値は付与されたすべての拘束値に従属する。この手法は、対象となるほとんどの実用ケースにおいて非常に複雑なものとなる。その代わりに、一般的な反復受信機構造では、２つの構成要素が別々に含まれている（図４参照）。第１構成要素１によれば、最適な推定値は線形チャネル拘束値にのみ従属するものであり、その他すべての拘束値は無視される。好ましくは、これらの推定値は、所定の順序に従った再構成により入れ換えられて（インタリーブの解除）、第２構成要素２の入力として用いられる。この第２構成要素２によれば、最適な推定値はその他すべての拘束値にのみ従属するものであり、線形チャネル拘束値は無視される。これらの推定値は、上記所定の再構成を解消して、順次元の順序に入れ換え（インタリーブ）、次回の反復サイクルにおいて第１構成要素１の入力として用いるのが好ましい。
【００８５】
線形チャネル拘束を強制する第１構成要素１を最適に設計することもまた、非常に複雑となる場合が多い。複雑化を制限するため、構成要素の設計そのものを線形となるように制約することもでき、この場合は、線形信号処理部が得られることになる。選択入力が与えられるこの線形信号処理部の設計は、第１の実施形態に関する本開示内容の主題である。以下の説明において、第１の実施形態は、図４の構成要素１に対応する線形信号処理部または信号処理部１に関する。図４の残りの部分は、信号処理部２と称する。
【００８６】
線形信号処理部１の機能は、上述の通り、すべての送信信号の加重合計である受信信号に基づいて、選択送信信号を他の「干渉」送信信号から分離することである。
【００８７】
線形信号処理部１の入力は、１または複数の受信信号と、信号処理部２が供給する１または複数の送信信号推定値である。線形信号処理部１の出力は、選択送信信号の推定値である。
【００８８】
線形信号処理部１は、２つの線形フィルタを備える。第１フィルタは、線形信号処理部への１または複数の入力信号の入力値に基づいて、選択送信信号の推定値を出力として与える。この第１フィルタの出力は、反復サイクルの１周期分の処理時間だけ遅延しており、第２フィルタの出力も、反復サイクルの１周期分の処理時間だけ遅延している。
【００８９】
第２フィルタは、線形信号処理部への１または複数の入力信号の入力値に基づいて、１または複数の他の送信信号（上記選択送信信号に干渉する）の推定値を出力として与える。この第２フィルタの出力は、反復サイクルの１周期分の処理時間だけ遅延している。
【００９０】
第１フィルタの出力は、線形信号処理部の出力となる。
【００９１】
添付の図面を参照して、図示された第１実施形態の特定の実施形態をさらに詳しく説明する。これらの実施形態は説明に用いるものであって、本実施形態の範囲を限定するものではない。その他の実施形態の提案や説明が含まれる場合でも、添付の図面には示されない場合がある。あるいは、本実施形態の特徴が図示されている場合でも、本明細書には説明されない場合がある。
【００９２】
本実施形態は、反復マルチユーザ復号器の一部として使用するのに適した線形マルチユーザ推定器（ＭＵＥ）を用いて説明される。ここでは、符号化ＣＤＭＡ用送信システムのターボ復号化の分野において、本技術を特定の用途に適用した場合が示される。ただし、上述の通り、フィルタの構造および開示された原理は、通信分野のその他多くの領域で有用である。したがって、ここに示す実施形態は、何ら限定的に捉えるべきものではない。
【００９３】
本明細書には、適宜正確に表現された理論的考察が含まれており、必要に応じて仮定を用いることにより本手法の正確性を立証するため、数理解析を利用する。ただし、ここでは、使用する理論の証明がすべて与えられるわけではない。ここに含まれる開示内容は、上述の機能を実行するフィルタ要素の実際の機器や構成との相関関係を示すものである。さらに、ここに示す開示内容は、当業者が容易に理解できるものと考えられる。この開示内容は、当業者が開示要素の理論的な構成をさまざま機器に容易に変形して、上述のさまざまな応用分野および以下に説明するさまざまな応用分野における問題の解決、機器やアルゴリズムの性能向上等を可能とするものである。
【００９４】
本実施形態は、一般的な線形チャネルモデルで記述される任意の通信システムへの適用を目的としたものである。受信機入力における受信信号は、送信信号の加重合計にノイズを加えて記述される。同一の内部シンボルに対しては、複数の受信観測値が考えられる。すなわち、受信信号は受信観測値のベクトルとして表される。
【数３】
2010193518.tif 000008
ただし、合計Ｋ個の信号が送信されたものとし、ｓｋは信号ｘｋの加重係数、ｎはノイズベクトルである。
【００９５】
ここで、加重係数集合ｓ１，ｓ２，・・・，ｓｋは、送信信号に付与された１組の線形拘束値である。誤り制御符号化、チャネル減衰等その他の拘束値については、信号ｘ１，ｘ２，・・・，ｘｋに付与されているものと考えられる。これら他の拘束値は、線形チャネルによって付与された線形拘束値からは独立したものである。
【００９６】
最適な受信機構造によれば、送信信号の推定値は付与されたすべての拘束値に従属する。この手法は、対象となるほとんどの実用ケースにおいて非常に複雑なものとなる。その代わりに、一般的な反復受信機構造では、２つの構成要素が別々に含まれている（図４参照）。第１構成要素１によれば、最適な推定値は線形チャネル拘束値にのみ従属するものであり、その他すべての拘束値は無視される。これらの推定値は、第２構成要素２の入力となる。この第２構成要素２によれば、最適な推定値はその他すべての拘束値にのみ従属するものであり、線形チャネル拘束値は無視される。これらの推定値は、次回の反復サイクルにおいて、第１構成要素１の入力として順次与えられる。
【００９７】
線形チャネル拘束を強制する第１構成要素１を最適に設計することもまた、非常に複雑となる場合が多い。複雑化を制限するため、構成要素１の設計そのものを線形となるように制約することもでき、この場合は、線形フィルタが得られることになる。選択入力が与えられるこの線形フィルタの設計については、本明細書に開示する。フィルタの機能は、式（１）に記載の通り、すべての送信信号の加重合計である受信信号に基づいて、選択送信信号を他の「干渉」信号から分離することである。本明細書中で与えられる符号はすべて、参照用として本明細書にすべて援用されている。本明細書に開示するフィルタ設計における改良点は、復号器が提供する情報が初期の反復でほとんど相関しないこと、すなわち、初期の数反復において、各反復により新たな情報が提供されるという事実を利用することである。開示のフィルタ設計は、過去のすべての反復から利用可能なすべての情報を使用する技術に基づいている。
【００９８】
これは、ユーザ数に等しい係数でフィルタ次数が直線的に大きくなることを示しており、明らかに非実用的である。したがって、開示のフィルタ設計では、反復時にフィルタ出力を再帰的にフィードバックさせることにより、利用可能なすべての情報を使用することができ、フィルタ次数を大きくする必要はない。フィルタ設計は、２つの線形反復フィルタに基づいており、第１の線形フィルタは、受信信号に基づいて所望の信号の推定値を供給するとともに、信号処理部１への過去すべての入力に基づいて、信号処理部２からの全ユーザ信号の最新の推定値、全ユーザ信号の推定値のベクトルである第２線形フィルタの出力を与える。これら２つの線形フィルタは、図８において明確に示されている。
【００９９】
線形反復フィルタは、そこから得られる再帰式に従い、線形最小平均２乗誤差条件に基づいて適切に設計される。
【０１００】
本実施形態は、上記のような一般的な線形チャネルモデルで記述される任意のシステムに適用される。このシステムでは、上記のような反復受信機が適用されることになる。そのような応用分野の例は以下の通りである（ただし、それらに限定されない）。
・線形多重アクセスシステムにおける符号化送信波の復号化
・シンボル間相互干渉チャネル上の符号化送信波の復号化
・不明チャネル上の符号化送信波のジョイントチャネル推定および検出／復号化
・時空符号化送信波の復号化
・高次変調フォーマットを有する符号化送信波の復号化
以下では、一般的な線形多重アクセスシステムにおけるマルチユーザ復号化に対して、設計の実証を行う。
【０１０１】
［マルチユーザ復号化例のシステムモデル］
ターボ復号化の背景にある基本原理は、受信信号に付与された種々拘束値とは独立に復号化を行うことである。全体的な拘束は、個々の復号器間で外部情報を反復的に通過させることによりもたらされる。ターボコードの場合、これらの拘束値は並列連結コードであり、ターボ等化の場合は、チャネルコードおよびシンボル間相互干渉チャネルのメモリである。マルチユーザ復号化の場合は、多重アクセスチャネルおよび個別ユーザの符号器に起因する拘束値が存在する。
【０１０２】
本実施形態においては、反復マルチユーザ復号器の一部として使用するのに適した線形マルチユーザ推定器（ＭＵＥ）を得るための理論的枠組みが開示される。ここで、主要結果としての再帰型ベイズ推定器の導出を可能とする２入力線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）推定器について考える。この提案の推定器は、受信信号および過去すべての反復において誤り制御コード復号器が供給したすべての連続出力に基づいて、推定値を生成する。この手法は、これら推定値の相関が反復初期において弱いことを観測した場合に適用されることになる。
【０１０３】
注釈：Ｐｎは、確率ｎベクトルの空間である（長さｎで、合計が１になる非負ベクトル）。任意のベクトルｘ、ｙに対して、Ｅ［ｘ］は期待値であり、ｖａｒｘ＝Ｅ［ｘ＊ｘ］、ｃｏｖｘ＝＜ｘ，ｘ＞＝Ｅ［ｘｘ＊］である。同様に、ｃｏｖ（ｘ，ｙ）＝＜ｘ，ｙ＞＝Ｅ［ｘｙ＊］である。
【０１０４】
図５に示すユーザ数Ｋの線形多重アクセスシステムを考える。ユーザｋ（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）は、レートＲのコードＣを用いてその２進情報列ｂｋ［ｌ］を符号化し、符号化２進列ｄｋ［ｌ］を生成する。
【０１０５】
ここで、１ユーザ当たり２Ｌコードビットの送信を考える。各ユーザは、インタリーバπｋを用いて、それぞれの符号化列の順序を独立に変更する。ユーザｋのインタリーバからの列出力をｕｋ［ｌ］（ｌ＝１，２，・・・，２Ｌ）と表す。そして、インタリーブされたコードビットｕｋ［ｌ］の各組を、変調コードシンボルｘｋ［ｉ］列（ｉ＝１，２，・・・，Ｌはシンボル時間指数）を与える四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号群
【数４】
2010193518.tif 000009
上に、メモリを使用せずにマッピングする。ここでは、簡単化のためにＱＰＳＫのみを選択している。なお、各ユーザに跨る別のコード拘束値およびシンボルマップも一般に可能である。
【０１０６】
各ユーザは、シンボル時間ｉにおいて、ｘｋ［ｉ］にＮチップ拡散実数列ｓｋ［ｉ］?｛−１，１｝Ｎを乗算して得られるｓｋ［ｉ］ｘｋ［ｉ］を送信する。ここで、ｓｋ［ｉ］の各要素が独立かつ同一であり、各ユーザおよび時間に跨って分布しているものとして、データシンボルの継続時間よりもはるかに長い時間長を有する拡散列の使用をモデル化する。なお、考察を容易にするため、ユーザはシンボル同期されており、加法性白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）チャネルを送信に用い、さらに同じ電力レベルで受信するものとする。ただし、これらの仮定は不要である。そして、シンボル時間ｉ＝１，２，・・・，Ｌにおける、チップマッチフィルタで処理された受信ベクトル
【数５】
2010193518.tif 000010
を以下のように表す。
【０１０７】
【数６】
2010193518.tif 000011
ただし、Ｓ［ｉ］＝（ｓ１［ｉ］，ｓ２［ｉ］，・・・，ｓｋ［ｉ］）は、ユーザｋの拡散列を列ｋに配したＮ×Ｋ行列である。記号
【数７】
2010193518.tif 000012
は、複素数集合を表す。ベクトルｘ［ｉ］?ＱＫは、要素ｘｋ［ｉ］を有しており、また、ベクトル
【数８】
2010193518.tif 000013
は、循環対称かつ互いに独立で同一の分布に従うサンプリング・ガウスノイズ処理であって、ｃｏｖｎ［ｉ］＝σ２Ｉとなる。記号Ｑは、起こり得る変調シンボル集合、例えばＱＰＳＫを表す。
【０１０８】
以下では、特定のシンボル間隔を識別する必要がないため、これらの指標は省略する。以下に使用する記号として、Ｓまたはｘからユーザｋを削除した
【数９】
2010193518.tif 000014
を定義する。
【０１０９】
［マルチユーザ推定の再帰型フィルタ］
各ユーザに対し、誤り制御コードを１つの拘束値として、また、マルチユーザチャネル（２）をその他の拘束値として扱う符号化線形多重アクセスシステムにターボ原理を適用することで、図６に示す標準的な受信機構造が得られる（参考文献［１］）。
参考文献［１］Ｍ．Ｃ．Ｒｅｅｄ，Ｃ．Ｂ．Ｓｃｈｌｅｇｅｌ，Ｐ．Ｄ．Ａｌｅｘａｎｄｅｒ，ａｎｄ  Ｊ．Ａｓｅｎｓｔｏｒｆｅｒ，“Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  ｍｕｌｔｉｕｓｅｒｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ＣＤＭＡ  ｗｉｔｈ  ＦＥＣ：  Ｎｅａｒ−ｓｉｎｇｌｅ−ｕｓｅｒ  ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，”ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕｎ．，ｐｐ．１６９３−１６９９，Ｄｅｃ．１９９８．
【０１１０】
反復ｎ１において、マルチユーザＡＰＰは、入力ｒおよび過去の反復ｎ−１で計算された外部確率集合ｑｋ（ｎ−１）をユーザｋ＝１，２，・・・，Ｋから受け取る。
【数１０】
2010193518.tif 000015
は、ユーザｋの送信シンボル
【数１１】
2010193518.tif 000016
上の外部確率分布である。また、集合Ｑは、送信機において起こり得るすべての変調シンボル集合である。そして、マルチユーザＡＰＰは、ユーザｋの更新外部確率ベクトルＰｋ）（ｎ）ｉ］を計算する。インタリーブを適切に解除した後、外部確率Ｐｋ（ｎ）は、各ユーザによるコードＣの独立したＡＰＰ復号化に事前確率として用いられ、後続の反復における事前確率として機能する外部確率ｑｋ（ｎ）が生成される（インタリーブ後）。マルチユーザＡＰＰにおける周辺化では、｜Ｑ｜Ｋ−１の各時間を通した総和が必要となる。上記と同じ基本アーキテクチャを保持しつつ、複雑性を抑えた多くの代替案が提案されている。
【０１１１】
図７に示す受信機構造を考える。この構造では、各ユーザに対応する線形フィルタΛｋ）（ｎ）集合列が存在する。これらのフィルタの係数は、反復ごとに再計算することができる。最初の反復ｎ＝１において、Λｋ（１）の入力はｒである。さらに、後続の反復ｎ＝２，３，・・・，において、ユーザｋのフィルタ入力は、ｒおよび過去の反復における他の全ユーザに対する信号推定値集合
【数１２】
2010193518.tif 000017
である。ただし、Ｍ⊆｛１，２，・・・，ｎ−１｝は、反復の記憶順序を定義する集合である。文献においては、通常Ｍ＝｛ｎ−１｝、最近ではＭ＝｛ｎ−１，ｎ−２｝が考慮されてきた（参考文献［２］）。
参考文献［２］Ｓ．Ｍａｒｉｎｋｏｖｉｃ，Ｂ．Ｓ．Ｖｕｃｅｔｉｃ，ａｎｄ  Ｊ．Ｅｖａｎｓ，“Ｉｍｐｒｏｖｅｄ  ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  Ｐａｒａｌｌｅｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｃｏｄｅｄ  ＣＤＭＡ  ｓｙｓｔｅｍｓ，”ｉｎ  ｔｈｅ  Ｐｒｏｃ．ＩＥＥＥ  Ｉｎｔ．Ｓｙｍｐ．Ｉｎｆｏ．Ｔｈｅｏｒｙ，（Ｗａｓｈｉｎｇｔｏｎ  Ｄ．Ｃ．），ｐ．３４，Ｊｕｌｙ  ２００１．
【０１１２】
フィルタ
【数１３】
2010193518.tif 000018
の出力は、ユーザｋの対応するコードシンボルの推定値
【数１４】
2010193518.tif 000019
の更新列である。これらの推定値は、シンボル用マッピング
【数１５】
2010193518.tif 000020
により、信号空間から確率ベクトル空間上にマッピングされる。結果として得られる確率ベクトル列Ｐｋ（ｎ）は、事前確率として、コードＣの個別のＡＰＰ復号化に用いられる。これらのＡＰＰ復号器は、事後確率または外部確率ｑｋ（ｎ）のいずれかを出力することができる（いずれの手法も、文献において検証されている）。
【０１１３】
そして、確率ベクトル列ｑｋ（ｎ）は、シンボル用関数
【数１６】
2010193518.tif 000021
により、信号空間上にマッピングで順次戻される。一般的に、ＴによるベクトルＰｋ（ｎ）の計算では、
【数１７】
2010193518.tif 000022
は平均値が未知で分散が
【数１８】
2010193518.tif 000023
のガウス分布と仮定される。同様に、Ｕの共用選択は条件付き平均である。
【０１１４】
以下の容易に証明可能な補助定理は、フィルタ
【数１９】
2010193518.tif 000024
の導出に役立つ一般的な枠組みを規定する。
【０１１５】
［補助定理１］
パラメータｘに対して、２つのベクトル観測値ａ、ｂを連結したベクトル観測値ｃ＝（ａｔｂｔ）ｔがあるものと仮定する。ｃを与えたｘのＬＳＥ推定値は、
【数２０】
2010193518.tif 000025
となる。ただし、
【数２１】
2010193518.tif 000026
である。
【０１１６】
これまで文献において、反復復号化におけるマルチユーザ推定用線形フィルタ
【数２２】
2010193518.tif 000027
の設計は、受信信号ｒおよび干渉ユーザ
【数２３】
2010193518.tif 000028
の最新のコードシンボル推定値に基づいて行われてきた。
【０１１７】
しかし、ｎ反復後には、ｒとともに利用可能な上記推定値の列、すなわち
【数２４】
2010193518.tif 000029
が得られる。これらの推定値は、初期の反復においては強い相関を示さないことが観測されてきた（参考文献［２］）。
【０１１８】
フィルタ
【数２５】
2010193518.tif 000030
の入力として、以下のように再帰的に定義された観測値を考える。
【０１１９】
【数２６】
2010193518.tif 000031
ＬＭＭＳＥ条件を直接適用することにより、
【数２７】
2010193518.tif 000032
が得られる。ただし、
【数２８】
2010193518.tif 000033
の次数は、ｎの増加とともに大きくなることが明らかであり、非実用的である。
【０１２０】
再帰的ベイズ推定（ＲＢＥ）（参考文献［３］）から着想を得て、
【数２９】
2010193518.tif 000034
の再帰型（入力信号上の特定の拘束値に従属）を与えることにより、この次数の問題を解決する以下の定理を証明することができる。
参考文献［３］Ｄ．Ｅ．Ｃａｔｌｉｎ，Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ，Ｃｏｎｔｒｏｌ，ａｎｄ  ｔｈｅ  Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｋａｌｍａｎ  Ｆｉｌｔｅｒ，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ  Ｖｅｒｌａｇ，１９８９．
【０１２１】
［定理１］
以下を仮定する。
【０１２２】
Ａ１：受信信号ｒ＝Ｓｘ＋ｎは、式（２）に従って記述される。ただし、ｎはｃｏｖｎ＝σ２Ｉを有する循環対称な複素ガウス分布であって、σ２およびＳは既知である。
【０１２３】
Ａ２：単一ユーザＡＰＰ復号器から出力される、干渉ユーザ
【数３０】
2010193518.tif 000035
のインタリーブされたコードシンボル推定値は、
【数３１】
2010193518.tif 000036
と記述される。
【０１２４】
ただし、
【数３２】
2010193518.tif 000037
はｘと無相関であるとともに、時間および反復とも無相関であるが、所定の反復のユーザとは相関を有する。すなわち、ｎ≠ｍのとき、
【数３３】
2010193518.tif 000038
である。
【０１２５】
さらに、行列要素を上述の通りとして、
【数３４】
2010193518.tif 000039
を定義する。
【０１２６】
また、ｃｋ（ｎ）は、式（７）の通りとする。条件Ａ１、Ａ２の下で、ｃｋ（ｎ）を与えたｘｋのＬＭＭＳＥ推定値は、図８に示す再帰型フィルタの出力
【数３５】
2010193518.tif 000040
により与えられる。
【０１２７】
この推定値の更新は以下による。
【数３６】
2010193518.tif 000041
図中のフィルタは、以下の通り定義される。
【数３７】
2010193518.tif 000042
【０１２８】
また、初期条件は、
【数３８】
2010193518.tif 000043
である。
【０１２９】
この提案の技術を評価するに際しては、コンピュータシミュレーションを利用している。また、シミュレーションを行うため、各ユーザでは、ＱＰＳＫ上にマッピングされた最大自由距離４状態畳み込み符号を用いている。したがって、各ユーザは、チャネルの使用ごとに１ビットを送信する。Ｎ＝８の２進拡散列は、各ユーザの各シンボルにおいて、互いに独立で同一の分布に従い生成される。送信はチップ同期で行われ、すべてのユーザは、同じ電力レベルで受信を行う。
【０１３０】
指標となるシミュレーション結果を図９の３つのカーブで示す。ＰＩＣは、参考文献［［４］の並列干渉波キャンセリング方法によるものである。
参考文献［４］Ｐ．Ｄ．Ａｌｅｘａｎｄｅｒ，Ａ．Ｊ．Ｇｒａｎｔ，ａｎｄ  Ｍ．Ｃ．Ｒｅｅｄ，“Ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｏｎ  ｃｏｄｅ−ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｃｃｅｓｓ  ｗｉｔｈ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｃｏｄｉｎｇ，”Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．９，ｐｐ．４１９−４２６，Ｓｅｐｔ．−Ｏｃｔ．１９９８．
【０１３１】
ＩＰＩＣは、参考文献［２］の改良型並列干渉波キャンセリング方法によるものである。そして、ＲＢＥが、本提案の再帰的ベイズ推定技術によるものである。これらのカーブはそれぞれ、少数のユーザに対して、１０−４付近の単一ユーザＢＥＲから始まっている。各受信機は収束不可能であることから、各カーブは単一ユーザから逸脱している。これは、ＰＩＣの場合Ｋ／Ｎ＝１．１２５で起こり、ＩＰＩＣの場合は１．６２５、ＲＢＥの場合は１．８７５が限界である。ＩＰＩＣがＰＩＣより優位となる性能上の利点は、参考文献［２］に報告されている。再帰的ベイズ推定技術では、さらに高い負荷をサポートすることができる。実際、追加で行った数値的調査（より小さなシステムが対象）により、ＲＢＥは、マルチユーザＡＰＰを用いる場合とほぼ同等の負荷をサポートできることが分かった。
【０１３２】
本明細書の説明は、反復マルチユーザ復号化に使用される計算効率の高い再帰型フィルタに関するものである。このフィルタは、収束を加速させるとともにより大きな負荷をサポートできるように、単一ユーザ復号器からの出力履歴をすべて使用する。
【０１３３】
図１０〜１８を参照して、第２の実施形態を説明する。この実施形態では、信号をサンプリングレベルで反復的に受信するように従来技術の単一パスＯＦＤＭ受信機を適応させる一般的な解決策（あるいはその実現）の成果として、具体的な多数の解決策が示される。これにより、受信機は、その入力において、干渉（衝突）信号の観測値から所望のパケットを識別可能となる。これらの解決策は以下の通りである。
【０１３４】
・システム全体的な解決策−反復受信機構造そのもの
・付加的な解決策−サンプル推定値リスト
・付加的な解決策−サンプル推定値リスト
・付加的な解決策−時間／周波数領域チャネルアプリケーション・サンプル推定値の多重化
【０１３５】
第２の実施形態は、その一態様として、ＯＦＤＭパケットを受信するシステムおよび方法であって、
ａ）１または複数のアンテナからの信号で構成される受信機入力信号をサンプリングするステップと、
ｂ）前記入力信号に、予め保存された複数の受信パケットサンプル推定値の１つを加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｃ）前記サンプル仮定値からの情報ビット推定値を判定して、情報ビット推定値リストに保存するステップと、
ｄ）前記サンプル仮定値からの更新受信パケットサンプル推定値を判定して、予め保存された前記複数の推定値を更新するステップと、
ｅ）前記サンプル仮定値から前記更新サンプル推定値を減算して、ノイズ仮定値を決定するとともに、該ノイズ仮定値を前記受信機入力信号として与えるステップと、
ｆ）前記情報ビット推定値リストに、少なくとも１または複数の完成パケットが蓄積されるまで、上記ステップａ）〜ｅ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０１３６】
別の態様において、第２の実施形態は、ＯＦＤＭ受信機にサンプル推定値リストを供給するシステムおよび方法であって、
ａ）受信機入力信号をサンプリングするステップと、
ｂ）サンプリングした前記受信機入力信号からパケットサンプル推定値を決定するステップと、
ｃ）前記パケットサンプル推定値を保存するステップと、
ｄ）前記受信機入力に、予め保存された選択パケットサンプル推定値を加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｅ）前記パケットサンプル仮定値を復号化および再送信モデル化して、更新パケットサンプル推定値を決定するステップと、
ｆ）前記更新パケットサンプル推定値を用いて、予め保存された前記選択パケットサンプル推定値を更新するステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０１３７】
また別の態様において、第２の実施形態は、ＯＦＤＭ受信機にパケット情報ビット推定値リストを供給するシステムおよび方法であって、
ａ）受信機入力に、予め保存された選択パケットサンプル推定値を加算して、パケットサンプル仮定値を決定するステップと、
ｂ）硬判定（Ｈａｒｄ）復号技術および軟判定（Ｓｏｆｔ）復号技術の一方または両方を用いることにより、前記パケットサンプル仮定値を復号化して、情報ビット推定値を決定するステップと、
ｃ）予め決定された１または複数の情報ビット推定値を用いて、前記情報ビット推定値を保存するステップと、
ｄ）完成パケットが蓄積されるまで、上記ステップａ）〜ｃ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０１３８】
さらに別の態様において、第２の実施形態は、ハイブリッドＯＦＤＭ受信パケットサンプル推定値を決定するシステムおよび方法であって、
時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値と多重化させて、該多重化時間領域サンプル推定値を、
ＯＦＤＭ信号のサイクリックプレフィックスと、
ＯＦＤＭテール部と、
ＯＦＤＭガード区間と、
のうちの１または複数と対応するようにマッピングするとともに、
該多重化周波数領域サンプル推定値を、
ＯＦＤＭ信号のプリアンブルと、
ＯＦＤＭペイロードデータシンボルと、
の一方または両方と対応するようにマッピングするステップを含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０１３９】
別の態様において、第２の実施形態は、ＯＦＤＭパケットネットワーク通信のための反復的サンプル推定方法であって、
ａ）入力信号として、窓処理および整合処理がなされた受信サンプルまたはノイズ仮定値のいずれかを選択するステップと、
ｂ）空のパケット推定値を、パケットサンプル推定値を含むサンプル推定値リストに追加するステップと、
ｃ）前記リストから１要素を選択するステップと、
ｄ）前記パケットサンプル推定値を前記入力信号に加算して、パケット受信サンプル仮定値を作成するステップと、
ｅ）前記パケット受信サンプル仮定値を復号化および再送信モデル化して、パケット受信サンプル推定値および情報ビット推定値を新たに作成するステップと、
ｆ）新たな情報ビット推定値を用いて、前記情報ビット推定値リストを更新するステップと、
ｇ）前記新たなパケットサンプル推定値を前記パケット受信サンプル仮定値から減算して、ノイズ仮定値を作成するステップと、
ｈ）前記新たなパケットサンプル推定値を用いて、前記サンプル推定値リストの要素を更新するステップと、
を含み、各パケットに対して前記すべてのステップを少なくとも１回反復することを特徴とする反復的サンプル推定方法を提供する。
【０１４０】
他の態様において、第２の実施形態は、前段落に記載の反復的サンプル推定方法であって、前記ステップｅ）が、
ｉ）前記選択パケットサンプル推定値を軟判定（Ｓｏｆｔ）復号し、軟判定（Ｓｏｆｔ）符号化されたビットおよび新たなパケット情報ビット推定値を作成して、前記情報ビット推定値リストに再挿入するステップと、
ｊ）前記軟判定（Ｓｏｆｔ）符号化されたビットを軟判定（Ｓｏｆｔ）変調して、送信シンボル推定値を作成するステップと、
ｋ）前記パケット受信サンプル仮定値および前記送信シンボル推定値から時間領域チャネル推定値を構成するステップと、
ｌ）前記送信シンボル推定値からパケット送信サンプル推定値を構成するステップと、
ｍ）前記パケット送信サンプル推定値を前記時間領域チャネル推定値と畳み込んで、時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を作成するステップと、前記ステップｋ）およびｍ）と並行して、
ｎ）前記パケット受信サンプル仮定値および前記送信シンボル推定値から周波数領域チャネル推定値を構成するステップと、
ｏ）前記周波数領域チャネル推定値に前記送信シンボル推定値を乗算して、パケット受信シンボル推定値を作成するステップと、を含み
ｐ）前記パケット受信シンボル推定値から周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を構成するステップと、
ｑ）前記時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値に前記周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を多重化させて、前記サンプル推定値リストに再挿入するステップと、
をさらに含み、パケットの各ＯＦＤＭシンボルに対して、前記ステップｎ）〜ｐ）を繰り返すことを特徴とする反復的サンプル推定方法を提供する。
【０１４１】
さらに別の態様において、第２の実施形態は、前々段落に記載の反復的サンプル推定方法であって、前記ステップｅ）が、
ｒ）前記選択パケットサンプル推定値を硬判定（Ｈａｒｄ）復号し、硬判定（Ｈａｒｄ）符号化されたビットおよび新たなパケット情報ビット推定値を作成して、前記情報ビット推定値リストに再挿入するステップと、
ｓ）前記硬判定（Ｈａｒｄ）符号化されたビットを硬判定（Ｈａｒｄ）変調して、送信シンボル推定値を作成するステップと、
ｔ）前記パケット受信サンプル仮定値および前記送信シンボル推定値から時間領域チャネル推定値を構成するステップと、
ｕ）前記送信シンボル推定値からパケット送信サンプル推定値を構成するステップと、
ｖ）前記パケット送信サンプル推定値を前記時間領域チャネル推定値と畳み込んで、時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を作成するステップと、前記ステップｔ）およびｕ）と並行して、
ｗ）前記パケット受信サンプル仮定値および前記送信シンボル推定値から周波数領域チャネル推定値を構成するステップと、
ｘ）前記周波数領域チャネル推定値に前記送信シンボル推定値を乗算して、パケット受信シンボル推定値を作成するステップと、を含み
ｙ）前記パケット受信シンボル推定値から周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を構成するステップと、
ｚ）前記時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値を多重化させて、前記リストに再挿入するステップと、
をさらに含むことを特徴とする反復的サンプル推定方法を提供する。
【０１４２】
図１０〜１８を参照すると、第２の実施形態に係る受信機信号処理技術には、以下のようなブロックが使用される。
【０１４３】
・ＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）出力デコード２８８
・ＯＦＤＭ硬判定（Ｈａｒｄ）出力デコード２２２
・エンコード２２４
・軟判定（Ｓｏｆｔ）変調２３０
・硬判定（Ｈａｒｄ）変調２２６
・捕捉２０４
・整合フィルタ２０２
・加算２０８
・減算２１２
・畳み込み２３６
・乗算２４０
・時間−周波数変換（システム標準による）２３４
・時間領域チャネル推定器２３２
・周波数領域チャネル推定器２３８
・時間／周波数領域多重化２２０
・サンプル推定値リスト（関連する制御装置を含む）２０６
・情報ビット推定値リスト（関連する制御装置を含む）２１３
【０１４４】
表４および表５は、各図中において番号を付した信号および処理と本文中における参照番号との対応を示す表である。
【０１４５】
【表４】
2010193518.tif 000044
【０１４６】
【表５】
2010193518.tif 000045
【０１４７】
本発明の第２の実施形態は、パケットＯＦＤＭ  ＷＬＡＮシステム（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ等）に適応する。そのようなシステムの標準的な受信機は、図１０に従って処理タスクを実行する。このシステムの入力は、各装着アンテナに対するオーバーサンプリングされた複素ベースバンド受信信号１００２である。各アンテナで受信された信号は、帯域制限フィルタ２０２を通過した後、パケット検出・同期（捕捉）処理ブロック２０４に到達する。この捕捉ブロックでは、１または複数の整合フィルタリング処理されたアンテナ信号１００４を使用する。パケットが捕捉されると、硬判定（Ｈａｒｄ）復号技術または軟判定（Ｓｏｆｔ）復号技術のいずれかにより復号化され、高位の処理層（例えば、ＭＡＣ等）に渡される。標準的な受信機構造を示す図１０は、サンプリングレベルでの干渉波キャンセリングを可能とする反復構造に変形することができる。
【０１４８】
［反復受信機構造および機能］
受信機入力は、受信機に接続された各アンテナからのオーバーサンプリングされたデジタルＩ／Ｑベースバンドサンプルであって、受信サンプル１００２と呼ばれる。受信サンプル１００２は、時間上で窓処理された後、パルス形状に整合されたフィルタを通過して、窓処理および整合処理がなされた受信サンプル１００４が生成される。これは、最初の反復（ｎ＝１）のノイズ仮定値１１６を構成する。後続のすべての反復（ｎ＞１）に対して、ノイズ仮定値１１６は、干渉波信号をフィードバックすることにより供給される。これは、図１１のｎ状態スイッチＳＷｎにより示される。
【０１４９】
受信機の反復処理は、以下の各処理をそれぞれ１回実行することである。
【０１５０】
・捕捉処理２０４により、ノイズ仮定値１１６の新たなパケットを捕捉しようとする。
【０１５１】
・新たなパケットが見つかった場合、空の要素１００６をサンプル推定値リスト２０６および情報ビット推定値リスト２１３に加える。サンプル推定値リスト２０６の各要素は、情報ビット推定値リスト２１３に対応する要素が存在する。
【０１５２】
・サンプル推定値リストおよび情報ビット推定値リスト両者の展開により、情報ビット推定値リスト２０６において、完成パケット｛ｙ１・・・ｙｍ｝を決定する。
【０１５３】
・高位層（ＭＡＣ）に渡して、情報ビット推定値リスト２１３から完成パケット｛ｙ１・・・ｙｍ｝を除去する。
【０１５４】
・サンプル推定値リスト２０６から完成パケット｛ｙ１・・・ｙｍ｝を除去する。
【０１５５】
・サンプル推定値リスト２０６において、処理するパケットｋを選択する。
【０１５６】
・サンプル推定値リスト２０６から選択したパケットｋの前回のパケット受信サンプル推定値をノイズ仮定値１１６に加算して（２０８）、パケット受信サンプル仮定値１１０を生成する。
【０１５７】
・ＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信処理２１０により、パケット受信サンプル仮定値１１０から、選択パケットｋに対する新たなパケット受信サンプル推定値１１４および新たな情報ビット推定値１１２を生成する。
【０１５８】
・新たな情報ビット推定値１１２を用いて、情報ビット推定値リスト２１３にある選択パケットｋの前回の情報ビット推定値を更新する。
【０１５９】
・新たなパケット受信サンプル推定値１１４を用いて、サンプル推定値リスト２０６にある選択パケットｋの前回のサンプル推定値を更新する。
【０１６０】
・新たなパケット受信サンプル推定値１１４をパケット受信サンプル仮定値１１０から減じて（２１２）、ノイズ仮定値１１６を生成する。
【０１６１】
すべてのパケットが情報ビット推定値リスト２１３から解放されるまで、反復を連続的に実行する。この状態に達した場合は、リスト２０６および２１３をクリアして、時間窓を更新するとともに、処理全体を繰り返す。
【０１６２】
［反復干渉波キャンセリング］
サンプリングレベルでの干渉波キャンセリングでは、捕捉処理２０４で見つかったすべてのパケットに対してＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信処理２１０を実行することによって、各アンテナに対する新たなパケット受信サンプル推定値１１４を生成する必要がある。各パケットの新たなパケット受信サンプル推定値１１４は、サンプル推定値リスト２０６に保存される。この干渉波キャンセリング構造では、軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信処理２１０の前に、各パケットが、前回のパケット受信サンプル推定値１０８をノイズ仮定値１１６に加算して（２０８）、各アンテナに対するパケット受信サンプル仮定値１１０を生成することが必要となる。そして、軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信処理２１０により生成された新たなパケット受信サンプル推定値１１４は、パケット受信サンプル仮定値１１０から減算されて（２１２）、更新ノイズ仮定値１１６が生成される。新たなパケット受信サンプル推定値１１４は、サンプル推定値リスト２０６の更新にも使用される。その後、ノイズ仮定値１１６は、システムを通ってフィードバックされ（前回処理したパケットの最終推定分は差し引く）、反復干渉波キャンセリングが可能となる。図１１は、この処理を図式的に示したものである。
【０１６３】
［サンプル推定値リスト］
サンプル推定値リスト２０６は、捕捉処理２０４で見つかった各パケットに対して、各受信アンテナに対するＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信処理２１０により生成された新たなパケット受信サンプル推定値１１４を含む。
【０１６４】
各反復において、反復させるパケット（ｋ）は、サンプル推定値リスト２０４から選択される。選択ｋは、ソートされた信号電力、実行する最低処理サイクル数、および到達順序等、多数の測定値に基づいて行うことができる。この選択は、図１１のｋ制御スイッチＳＷｋにより示されており、ｋは現時点の選択パケットである。
【０１６５】
［情報ビット推定値リスト］
情報ビット推定値リスト２１３は、捕捉処理２０４で見つかった各パケットに対して、ＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再送信処理２１５により最後に生成された新たなパケット情報ビット推定値１１２を含む。
【０１６６】
各反復では、完成情報ビット推定値１１８を高位層（例えば、ＭＡＣ等）に渡す機会がある。完成パケットの選択は、サンプル推定値リスト２０６の各パケットの測定値を評価することにより行われる。例えば、この測定値は、信号電力、実行する反復数、および完成パケット数等の指標に基づいたものであってもよい。そして、これらの測定値は、目標値と比較され、その目標値を満足するパケットはすべて、情報ビット推定値リスト２１３から解放される対象として注目される。
【０１６７】
捕捉された各パケットは、サンプル推定値リスト２０６および情報ビット推定値リスト２１３の両者に要素を有する。完成パケットの選択は、図１１の｛ｙ１・・・ｙｍ｝制御スイッチＳＷｙにより示されており、｛ｙ１・・・ｙｍ｝は完成パケット情報ビット推定値のリストである。この反復受信機構造の特徴は、各パケットのパケット受信サンプル推定値１１４が解放され、それに対応する要素が両リストから削除された後にも、ノイズ仮定値１１６から減算された状態を維持することである。
【０１６８】
［ハイブリッド再送信］
ハイブリッド再送信処理２１５を図１２および１３に示す。この処理では、時間領域チャネルアプリケーション処理２１６および周波数領域チャネルアプリケーション処理２１８の両者を用いて、新たなパケット受信サンプル推定値１１４を生成する。両処理では、各アンテナに対するパケット受信サンプル仮定値１１０およびパケット送信シンボル推定値１１９を用いて、各受信アンテナに対するチャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２０および１２２を作成する。時間領域チャネルアプリケーション処理２１６では、時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２０が生成される。また、周波数領域チャネルアプリケーション処理２１８では、周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２２が生成される。そして、チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２０および１２２は多重化されて（２２０）、各アンテナに対する新たなパケット受信サンプル推定値１１３が形成される。これら各処理については、以下においてより詳細に説明する。
【０１６９】
［時間領域チャネルアプリケーション（ＴＤＣＡ）］
時間領域チャネルアプリケーション処理２１６は、図１６においてさらに展開される。時間領域チャネル推定器２３２は、ＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再変調処理２１４（図１４および１５参照）からのパケット送信シンボル推定値１１９および各アンテナに対するパケット受信サンプル仮定値１１０を用いて、各受信アンテナに対する時間領域チャネル推定値１３０を生成する。そして、周波数−時間変換処理２３４では、パケット送信シンボル推定値１１９を用いて、パケット送信サンプル推定値１３２が生成される。その後、各アンテナに対するパケット送信サンプル推定値１３２および時間領域チャネル推定値１３０は、畳み込み処理２３６により線形畳み込みが行われて、各アンテナに対する時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２０が生成される。
【０１７０】
［周波数領域チャネルアプリケーション（ＦＤＣＡ）］
周波数領域チャネルアプリケーション処理２１８は、図１７においてさらに展開される。周波数領域チャネル推定器２３８は、ＯＦＤＭ軟判定（Ｓｏｆｔ）／硬判定（Ｈａｒｄ）復号・再変調処理２１４からのパケット送信シンボル推定値１１９および各アンテナに対するパケット受信サンプル仮定値１１０を用いて、各アンテナに対する周波数領域チャネル推定値１３４を生成する。そして、乗算処理２４０により、１回当たりＯＦＤＭシンボル１つに対し、周波数領域チャネル推定値１３４をパケット送信シンボル推定値１１９に乗算して、パケット受信シンボル推定値１３６が生成される。その後、パケット受信シンボル推定値１３６は、周波数−時間変換処理２３４により、周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２２に変換される。
【０１７１】
［時間／周波数領域チャネルアプリケーション多重化（ＭＵＸ）］
ここで図１３を参照すると、多重化処理２２０は、時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２０および周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２２を受け取り多重化して、新たなハイブリッドパケット受信サンプル推定値１１４を生成する。
【０１７２】
通常、本第２実施形態で用いられるようなＯＦＤＭ変調スキームでは、マルチパス干渉に対処するためサイクリックプレフィックスを使用する。また、無線チャネルおよび帯域制限フィルタの時間分散特性により、新たなパケット受信サンプル推定値１１４の最初と最後にはテールが存在する。新たなパケット受信サンプル推定値１１４のうち信号のＯＦＤＭ部に対応するサンプルは、周波数領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２２から得られる。また、新たなパケット受信サンプル推定値１１４の残りのサンプルは、時間領域チャネルアプリケーション受信サンプル推定値１２０から得られる。本実施形態において、これらのサンプルには、新たなパケット受信サンプル推定値１１４のサイクリックプレフィックスおよびテール部が含まれる。
【０１７３】
マルチプレクサのマッピング例を図１８に示す。
【０１７４】
［好適な応用分野］
本発明の第２実施形態の好適な応用分野としては、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＩＥＥＥ８０２．１１ｇ、ＩＥＥＥ８０２．１６、および高性能無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）標準と合わせて使用可能なＯＦＤＭ受信機が挙げられる。ただし、開示の発明は、当業者が理解するところの任意のパケットＯＦＤＭ通信システムにおいて利用可能である。
【０１７５】
図１９〜２３を参照して、第３の実施形態を説明する。この実施形態は、受信機に到達して決定統計値の供給に使用される１または複数の未処理信号の歪みを低減することにより、決定統計値そのものが全体的に改善されるという認識に基づく。さらにまた、これらの歪みを低減する手段を適切に選択することにより、パケット到達時間がより確実に判定される。
【０１７６】
第３の実施形態は、その一態様として、受信機に到達したパケットを同期させることによる多重アクセス通信ネットワーク上の通信方法および装置であって、
パケット入力信号を受信するステップと、
前記パケット入力信号に対応する相関信号を決定するステップと、
前記入力信号と前記相関信号の少なくとも一方または両方がフィルタリング処理されるように、前記入力信号および前記相関信号を処理するステップと、
前記処理された相関信号の電力成分に前記処理された入力信号の電力成分を合成して、決定統計値を決定するステップと、
前記決定統計値の所定の閾値条件により与えられる時間点を、受信パケット到達時間として選定するステップと、
を含むことを特徴とする方法および装置を提供する。
【０１７７】
入力信号および相関信号の少なくとも一方または両方の処理は、三角波インパルス応答を有する中央加重フィルタ、ルートナイキストフィルタ、ハニング窓フィルタ、ハミング窓フィルタ、またはハニング／ハミング窓合成フィルタのうちのいずれかにより実行される。前記所定の閾値条件は、前記所定の閾値と交差する決定統計値または前記所定の閾値より上側で起こる決定統計値の最大値のいずれかとすることができる。また、相関信号の決定は、サンプリングしたパケット入力信号のＫ番目のサンプルごとに実行することができる。ただし、Ｋは１以上の整数である。本発明の第３の実施形態は、以下においてより詳細に説明する。
【０１７８】
［ＦＦＴ窓同期の電力平均化マスク］
通常、パケットの同期は、特に無線媒体上の送信の場合、同じ信号を複数回繰り返して構成されるプリアンブルを用いて、受信信号をその遅延信号と相関させることにより実現される。遅延は、プリアンブルを定義する繰り返し信号成分の継続時間と等しくなるように選択することができる。一般的に、この相関処理の出力電力は、受信信号の平均電力に対して規格化される。そして、規格化された相関器出力が閾値を越える点が、パケット到達時間として選択される。ただし、この技術には多くの欠陥がある。例えば、相関器出力の統計値を最適に利用するわけではないため、データパケットのタイミング判定において、許容誤差が大きくなる可能性がある。
【０１７９】
本第３実施形態においては、データパケット到達時間の判定をより高精度化可能な方法が開示される。したがって、同期誤差を低減可能となって、結果的に、パケットロス率が低減される。特に、この方法では、線形フィルタリング手法を用いて、電力計算の前に相関器出力の解釈が行われるため、パケット同期に使用する統計値の品質が改善される。これは、主としてフィルタのノイズ抑制特性により実現される。線形フィルタの形状は、プリアンブルおよび無線チャネルの特性に対して最適設計することができる。一例として、ルートナイキストフィルタやハニング／ハミング窓フィルタが挙げられる。本発明の好適な一実施形態では、相関器出力への適用として、三角波インパルス応答を有する中央加重平均フィルタが用いられる。このフィルタは、他のフィルタで実現する場合よりも正確にパケット到達時間を定めることができ、効率的に実現することができる。また、相関電力が最初に閾値と交差する時間よりも、閾値を越えた後の最大相関電力値を決定点として用いる提案がなされている。当業者は、パケット同期に繰り返しのプリアンブルを用いる任意の通信システムに対して、この方法を適用できる可能性があることを認めるであろう。
【０１８０】
本発明者は、フィルタが一般的な応用分野で広く使われており、パケット同期をフィルタリングの問題として扱うことができることを認識するに至った。したがって、本発明者は、処理前の相関器出力を好適なフィルタ入力として用いることを提案する。電力計算の前に、相関器出力に対して中央加重フィルタ（またはその他のフィルタ）を使用することにより、パケットの到達時間が測定される。また、遅延信号と相関する規格化された受信信号電力の閾値検定も意図されており、この遅延は、プリアンブルの繰り返し規模と同等である。また、規格化は、受信信号のスライド窓平均電力により除算することで実現される。本第３実施形態では、
処理前の相関器出力をフィルタリング処理する機能と、
中央加重平均フィルタ、好ましくは、効率的に実現可能な三角フィルタと、
を有する受信機を提供すれば特に都合がよい。
【０１８１】
上記により、第１レベルの交差点ではなく、相関器出力電力の最大値を決定点とすることができ、パケットタイミングの定義がより正確となって、パケットの送信ロス／効率低下を回避することができる。第３の実施形態は、パケットデータのタイミングを判定するための繰り返しプリアンブルが配置されたパケットデータ送信を行うとともに、無線チャネルの統計値に対するフィルタ方式の適応設計を可能とする受信機技術を備えた構成であってもよい。
【０１８２】
［応用分野］
第３実施形態の技術は、特定形式のプリアンブルを有する波形構造を用いて送信が行われるポイントツーポイント通信接続に適用される。具体的には、ベース信号を１または複数回繰り返すことにより、プリアンブルを形成することができる。上記技術を具現化する機能性機器は、上述の通り、一般的な受信機１９０のベースバンド受信機処理装置Ｒｘに備えるのが好ましく、本実施形態においては、図１９に示す模式的な無線モデム１９０に備えるのが好ましい。ベースバンド受信機Ｒｘの相対的な論理位置は、図１９において「ベースバンドＲｘ」と示される。
【０１８３】
より詳しく説明すると、パケット通信システムにおいて、パケットの到達時間は、受信機１９０で判定される。このタイミングが判定されると、パケットの残りの部分（通常、データ支持部）の配置構造は、予め既知となっているパケット構造により判定することができる。したがって、パケット時間を正確に判定することなく、パケットエラーを防止することができる。採用される一般的な技術は、受信機１９０における効率的な到達時間判定を可能とする特殊な構造のプリアンブルを、パケット送信の最初に送信することである。この構造は、プリアンブルの中で短信号を複数回繰り返す必要がある。通常のパケット構造を図２０に示す。この構造では、送信の最初に同期ワード（ＳＷ）が複数回繰り返される。
【０１８４】
従来の時間同期技術では、受信信号をその遅延信号と相関させる。この遅延は、同期ワードの長さに設定可能であるとともに、相関長は、ＳＷの繰り返し数（Ｌ）−１に設定可能である。この相関は、サンプルごと（または、Ｋ番目のサンプルごと（Ｋは小さな数、例えば４））に実施される。受信サンプル列が｛ｒｉ−１，ｒｉ，ｒｉ＋１，ｒｉ＋２，・・・｝の場合、時間ｉにおける相関器出力は以下となる。
【０１８５】
【数３９】
2010193518.tif 000046
この相関値は、観測列の電力
【数４０】
2010193518.tif 000047
と比較され、決定統計値｜ρｉ２｜／σｉ２が形成される。到達時間ｉは、この測定値が閾値を越えた時に選択される。
【０１８６】
本発明者は、受信列ｒｉ中に存在する任意のノイズが２乗処理で増幅されて、同期技術により不正確な到達時間が選択される可能性があることを確認した。上記統計値が閾値と交差するのを待つよりも、微小な決定遅延を持たせることによって最大統計値を選択するように、アルゴリズムを調整することができる。この最大値は、閾値を越える統計値から選択される。所定の閾値と交差する多数の統計値を図２１に示す。
【０１８７】
［好適な方法］
本発明の第３実施形態に係る本方法において、本発明者は、時間同期動作のノイズの弊害を緩和するために、プリアンブルの自己相関プロファイルを利用する。これは、列ρｉおよびσｉを中央加重低域通過フィルタによりフィルタリング処理することによって実現することができる。なお、このフィルタは、後に続く列の２乗処理によって決定統計値を生成する前に適用される。いかなるノイズが存在する場合でも、２乗処理の前にフィルタリング処理を行うことによって、ノイズはより確実に抑制される。フィルタは、プリアンブルの自己相関特性に対して設計可能であるが、好適な実施形態においては、三角フィルタが採用される。
【０１８８】
三角フィルタは、本質的に三角形のインパルス応答を有しており、具体的には、この（離散時間）フィルタの係数（タップ）は、図２２に示す通り、
【数４１】
2010193518.tif 000048
である。上記フィルタが基底列（ρｉおよびσｉ）に適用されると、標準的な結果は図２３に示す通りとなる。図２３の検討から明らかなように、閾値との交差点はより最大値に近づいているため、フィルタの適用が閾値交差手法に利することが分かる。また、ノイズの影響は低減されており、最大値手法および閾値交差手法の両者が強化される。好適な方法は、処理前の両列にフィルタを適用し、フィルタリング処理された列を用いて測定値を計算し、閾値を越える統計値の最大値を使用することである。到達時間のより正確な同期は、決定統計値の閾値により定義される窓内の最大値探索を用いて、相関器出力のフィルタリング処理および決定統計値生成前の電力測定処理によって実現すれば都合がよい。
【０１８９】
プリアンブル（ひいてはパケット）の到達時間を正確に推定することにより、パケット復号化の失敗数を大幅に減らすことができる。これは、データペイロードを復元する機会の向上は別として、ネットワーク制御およびデータパケット両者の復元がより確実に行われることから、ネットワークユーザに対して影響を及ぼすに至るものである。
【０１９０】
図２４〜３１を参照して、本発明の第４の実施形態を説明する。この実施形態で提案される解決策は、パケットの符号化部分のシンボル推定値を用いてチャネル推定値を改善するとともに、最近受信したデータシンボル・チャネル推定値に基づいてこれらのチャネル推定値を反復的に更新することにより、受信機感度を改善することができるという認識に基づく。第４実施形態の他の態様は、各受信データシンボルを周波数領域に変換して、時間平滑化チャネル推定値の解放を可能とすることにより、復号化処理を改善することにある。
【０１９１】
第４の実施形態において、各ＯＦＤＭシンボルは、シンボルｎのチャネル推定値の取得、シンボルｎの復号化、シンボルｎのチャネル推定値の更新、シンボルｎ−１のチャネル推定値の更新（シンボルｎの新たなチャネル推定値による時間領域平滑化）、シンボルｎ−１の復号化、およびチャネル推定値ｎ−１の更新によって２回以上復号化可能とすれば都合がよい。
【０１９２】
第４の実施形態によれば、本発明は、パケット通信システム上で時間変動チャネルをトラッキングする方法およびシステムであって、
ａ）受信パケットのプリアンブルから得られる初期チャネル推定値に基づいて、チャネル推定参照値を初期化するステップと、
ｂ）最新のデータシンボルおよび予め受信されたすべてのデータシンボルの符号化部分におけるパケットデータシンボル・チャネル推定値に基づいて、前記チャネル推定参照値を更新するステップと、
ｃ）後続のパケットデータシンボルの到達時に上記ステップｂ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とする方法およびシステムを提供する。
【０１９３】
この方法は、チャネル推定参照値を受信機のチャネル推定値データベースに記憶させるステップを含む構成とするのが好ましい。この方法は、記憶されたチャネル推定参照値の更新前に、パケットデータシンボル・チャネル推定値を周波数領域に変換して、時間平滑化チャネル推定参照値を供給するステップを含む構成とするのが好ましい。また、この方法は、前記ステップｂ）における後続の各受信データシンボルに対して、チャネル推定参照値の復調ステップ、変調ステップ、および更新ステップを、ＦＥＣ復号化ステップとともにパイプライン処理するステップを含む構成とするのが好ましい。
【０１９４】
現在の最先端技術では、受信機の処理技術および処理方法において、無線チャネルの時間変動特性、送信信号への影響、およびその波形をトラッキングすることができないため、情報の高移動性かつ高帯域送信が制限されてしまう。したがって、高移動性送信用の従来システムは、低データ転送速度のみをサポートする。本第４実施形態においては、ＯＦＤＭ信号構造を利用する受信機技術と、これらＯＦＤＭ信号が誤り制御符号化されているという事実が開示される。これにより、高移動性かつ高帯域のデータ送信が可能となる。また、この技術は、受信機感度を改善することによって、固定通信無線ネットワークに利するものとなる。具体的には、第４の実施形態は、高速に変動する無線チャネルによって歪んだ情報のＯＦＤＭ変調パケットを確実に復号化することができるアルゴリズムを開発することによって実現されたものであるが、パイロット信号またはトレーニング信号の過剰使用によってデータ転送速度の妥協が必要となるものではない。
【０１９５】
本発明の第４実施形態の好適な態様においては、復号化の待ち時間および複雑性の増大を回避するため、ＯＦＤＭシンボル単位で動作可能なアルゴリズムが考案されている。これに対して、本実施形態では、ＯＦＤＭシンボル速度における無線チャネルの周波数領域統計値、各ＯＦＤＭシンボルに跨る無線チャネルの時間領域統計値、および各復号化ＯＦＤＭシンボルの出力という３つの統計値を利用する。これらの統計値は、それぞれのＯＦＤＭシンボルに対して無線チャネルを推定するために使用される。新たなＯＦＤＭシンボルが到達すると、対応するシンボルおよびいくつか少数の過去のシンボルに対して、チャネル推定値およびデータ推定値が更新される。このように、各ＯＦＤＭシンボルは、改善されたチャネル推定値を毎回用いて、２回以上復号化される。無線チャネルの推定は、受信信号およびパケットの既知のプリアンブルから展開されて、処理の初期化が行われる。この推定には、無線チャネルの統計値を使用する。当業者にとっては、この実施形態によって、高速に変動する無線環境下におけるＯＦＤＭパケットの効果的な復号化が可能であることは明らかである。したがって、この実施形態は、スペクトル効率を向上させた高移動性をサポートする点において利益を与えるものとなる。これは、実施上の複雑性または待ち時間の増大を伴うことなく実現され、それと同時に、受信機感度は改善される。この点において、高移動性および固定無線ネットワークの両者が可能となる。当業者は、上記好適な実施形態と同様な共通基底チャネルモデルを共有する任意の広帯域変調技術に対して、本実施形態が適用可能であることを認めるであろう。いくつかの例として、複数の受信アンテナ、多重搬送波ＯＦＤＭ、または多重搬送波ＣＤＭＡを付加することが挙げられる。
【０１９６】
第４の実施形態は、以下を規定するようにすれば都合がよい。
【０１９７】
・データ支援技術を用いた初期推定値の改善を可能とする、反復的なチャネル推定およびデータ推定
・時間平滑化チャネル推定値を解放して復号化処理の改善を可能とする、各ＯＦＤＭシンボルに跨って記憶された周波数領域平滑化
・以下に詳述する「ＣＥＤＢ」（チャネル推定値データベース）に記憶された、復号器出力に由来するチャネル推定値
・ＯＦＤＭシンボルループを用いた処理を起動する、ＣＥＤＢによるチャネル推定
・結果的に生じる低待ち時間、高帯域かつ高移動性データ
本第４実施形態においては、移動体機器から高速で伝搬する高データ転送速度の信号を効果的に受信可能となるベースバンドデジタル受信機技術が開示される。また、簡易的な性能解析についても示される。
【０１９８】
［応用分野］
本技術は、符号化直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を用いて送信が行われるポイントツーポイント通信接続に適用される。一般的に、符号化ＯＦＤＭ送信は、以下により構成される。
【０１９９】
１．情報ビットである１つの（ＯＦＤＭ）シンボルの継続時間を通した前進型誤信号訂正（ＦＥＣ）符号化
２．従来のＯＦＤＭ変調
【０２００】
１つのＯＦＤＭシンボルを通したＦＥＣ符号化は、ブロック符号化であってもよく、また、複数のＯＦＤＭシンボルに跨って持続することも可能であるが、ＯＦＤＭシンボル単位の復号化技術を使用できなければならない。受信機は、ＯＦＤＭシンボルの符号化を利用して、性能を改善することになる。
【０２０１】
第３の実施形態と同様に、上記技術を具現化する機能性機器は、図１９に示す模式的な無線モデム１９０の受信機１９０のベースバンド受信機処理装置Ｒｘに備えるのが好ましい。ベースバンド受信機Ｒｘの相対的な論理位置は、図１９において「ベースバンドＲｘ」と示される。
【０２０２】
［待ち時間およびＯＦＤＭシンボルを用いた処理ループ］
パケット通信システムにおいては、信号の到達とこの信号に含まれるビットの復号化との間の遅延をできるだけ短くすることが重要である。これが重要となるのは、確認のためのターンアラウンド時間がネットワーク性能における重要な要素となるためである。通常、ＯＦＤＭ変調システムにおいては、この要件のために、ＯＦＤＭシンボル単位の処理を余儀なくされる。すなわち、信号に相当する新たなＯＦＤＭシンボルが到達すると、ベースバンドＲｘは、情報ビットに相当するＯＦＤＭシンボルを解放しなければならない。ＯＦＤＭシンボルの復号化を可能とする情報とシンボルの復号化出力との間の遅延は、数ＯＦＤＭシンボルの継続時間程度でなければならない。
【０２０３】
［移動環境下におけるＯＦＤＭチャネル推定］
移動体無線通信システムにおいて、コヒーレントな受信機の設計では、通常、ベースバンド受信機に高精度なチャネル推定方法を用いる必要がある。推定するチャネルは、野外での動作および反射によって生じるマルチパス減衰チャネルである。チャネル推定値は、他の用途のうち、受信機の重要な要素であるＦＥＣ復号器の駆動に使用される。ＯＦＤＭ変調信号の場合、チャネルの測定は、受信信号をＯＦＤＭシンボルの大きさの部分に断片化した後に、周波数領域で通常通り行われる。移動体通信システムにおいて、信号が伝搬するチャネルは時間とともに変化し、車両の速度が十分に大きい場合は、パケットの受信中にチャネルが変化する可能性がある。従来の受信機技術では、マルチパス減衰チャネルがパケット長を通して不変であり、パケットの最初においてチャネルを単発的に推定可能であると仮定される。ほとんどの標準（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ等）では、まさにこの理由から、パケットの最初にプリアンブルが送信される。
【０２０４】
［好適な方法］
第４の実施形態に係る本方法においては、時間変動チャネルのトラッキングに有用な境界を規定するために、ＯＦＤＭ受信信号の分割が行われる。チャネル推定値は、それぞれのＯＦＤＭシンボルに対して変化する。また、この好適な実施形態では、ＯＦＤＭシンボルが符号化されており、復号化データをチャネル推定器のトレーニング情報として使用可能であるという事実も利用する。ここでは、チャネルが時間および周波数とともに変化する場合の統計値も利用する。
【０２０５】
そして、周波数領域におけるチャネル推定値が取得される。本発明者は、ＣＥＤＢを各ＯＦＤＭシンボルに対するチャネル推定値を含むチャネル推定値データベースと定義しているが、これは、周波数領域では平滑化されている（各副搬送波に跨る）ものの、時間領域では平滑化されていない。本方法は、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルを有するパケットに対して、以下に示すようなステップを含む。ＯＦＤＭ窓同期に必要なステップは、ここに示す処理の前に発生する。内部ループ（３．４）は、長さＬのＯＦＤＭシンボルであって、反復的なチャネル推定およびデータ推定を可能とする。
【０２０６】
【表６】
2010193518.tif 000049
【０２０７】
チャネル推定（上記ステップ３．３）およびチャネル推定値の生成（上記ステップ３．４．５）の両者は、その実施に際して、各ＯＦＤＭシンボルに跨るＣＥＤＢ時間領域平滑化を適用する。平滑化の強度（副搬送波およびＯＦＤＭシンボル規模）は、ここで説明しない処理によって独立に制御される。
【０２０８】
第４の実施形態は、以下を規定するようにすれば都合がよい。
【０２０９】
１．データ支援技術を用いた初期推定値（従来取得されるものに類似）の改善を可能とする、反復的なチャネル推定およびデータ推定（ステップ３．４）
２．時間平滑化チャネル推定値を解放して復号化処理の改善を可能とする、各ＯＦＤＭシンボルに跨って記憶された周波数領域平滑化（ステップ２および３．４．４）
３．ＣＥＤＢに記憶された、復号器出力に由来するチャネル推定値（ステップ３．４．３および３．４．４）
４．ループを用いた処理を起動する、ＣＥＤＢによるチャネル推定（ステップ３．３）
なお、並行して進行する以下２つの処理による実行を目的として、並列処理を利用してもよい。
【０２１０】
１．復調、変調、およびチャネル推定段階（ステップ３．４．１、３．４．３、３．４．４、および３．４．５）
２．ＦＥＣ復号化（ステップ３．４．２）
ＯＦＤＭシンボルｎに対して処理１が行われている間、処理２はＯＦＤＭシンボルｎ−２に適用される。このオフセットの場合、ステップ３．３の推定器は、１つ先のＯＦＤＭシンボルを余分に監視する必要がある。
【０２１１】
以下、本実施形態の技術を用いることにより得られる利点を説明する。
【０２１２】
［複雑性］
ＦＥＣ復号器機能の連続実行を利用することにより、伝搬環境の高適応性能を維持しつつ、受信機の最も難しい特徴を十分に活用することができる。
【０２１３】
［感度］
チャネルを正確に推定することにより、復号器レベルの性能を大幅に改善することができる（通常、受信機感度の向上は１ｄＢ以上）。これは、時間不変チャネルの場合であっても当てはまることが分かっており、トレーニング用のデータシンボルを利用することにより実現される。移動性の場合は、受信機が適切な時間にチャネルのトラッキングを行うことができることにより、従来システムが機能しないような場合にも受信機を効果的に動作させることができる。同時に、データシンボルの反復的な（多重アクセス）推定の利点が実現される。
【０２１４】
［待ち時間］
ＯＦＤＭシンボル単位の処理を採用するとともに、ＦＥＣ復号器を連続実行することにより、本発明者は、高品質のデータ推定値を可能な限りで最も早く解放できるに至った。したがって、受信機は、従来技術に比べて待ち時間を増やすことなく動作する。なお、従来技術では、高速移動環境下において機能しない場合がある。
【０２１５】
本項では、従来提案の理想的な受信機処理技術を用いて得られたデータ推定値およびチャネル推定値の例を提供する。この例で用いた通信接続の特性を下表に示す。
【表７】
2010193518.tif 000050
【０２１６】
実際の無線チャネル（受信機にＦＦＴを適用した後測定）を図２４に示す。位相グラフにおける高速位相回転は、ＦＦＴ窓の不整合およびダウンコンバート段階における残留中間周波数に起因するものであり、これらはいずれも実在する欠陥である。受信機は、これら両パラメータを推定して、シンボル単位でそれらの補正を行うことができる。この補正の結果を図２５に示す。なお、この図は、推定量により補正された実際の無線チャネルを表しており、評価用として示したものである。受信機の目的は、この補正チャネルを正確に推定することである。
【０２１７】
［従来の処理］
従来の処理においては、プリアンブルにのみ基づいて、無線チャネルの推定が行われる。この手法の主な制約は、（補正後の）無線チャネルがフレームを通して不変でなければならないことである。図２５に示す通り、いくつかの副搬送波において、ＯＦＤＭシンボル３０付近で位相変化があるため、この条件は当てはらまない。したがって、パケットのＯＦＤＭシンボル３０付近から始まる復号器障害が発生することが予想される。これが実際に起きた場合を図２６に示す。
【０２１８】
［好適な方法（完全なトレーニングシンボル）］
図２８は、トレーニングシンボル生成時の復号器障害が発生する可能性を除去した場合の、提案システムの性能を示す。図２８において、データの復元を行うための復号器出力およびそれに起因する誤差は依然記録された状態となる。これは、データ支援の無線チャネル推定に対して、最も起こり得るケースを表している。この結果は、トレーニング用の復号器出力を用いて得られた次項の結果と比較することができる。なお、従来技術と比較して、誤差の数は格段に少なくなっている。
【０２１９】
［好適な方法］
本項では、提案方法の性能を評価する。図２９に示すＣＥＤＢは、各ＯＦＤＭシンボルに跨る平滑化が未採用であるにもかかわらず、無線チャネルの正確な推定値を表している。ただし、各副搬送波に跨る平滑化は明らかとなっている。各ＯＦＤＭシンボルに跨る平滑化が採用されると、図２８に示す通り、実際の無線チャネルとの非常に正確な整合が観測される。図２８および２９から分かるように、提案方法を用いて取得された誤差は、理想的な方法の場合と同じエラーパターンとなる。誤差性能は、図２６に示す従来方法よりも格段に優れている。
【０２２０】
図３０〜３４を参照して、第５の実施形態を説明する。この実施形態は、受信機の復号器出力を追加のパイロットシンボルまたはトレーニングシンボルとして用いるとともに、チャネル推定値の再計算用に受信した各シンボルおよび周波数／時間オフセットがパケット長を通して変化するように、上記シンボルを反復的に更新することによって、受信機感度を改善することができるという認識に基づく。
【０２２１】
第５の実施形態は、その一態様として、多重アクセスパケットネットワーク上で、チャネル変動、信号周波数オフセット、および信号時間オフセットを含む時間変動チャネルの障害を推定することによる通信システムおよび方法であって、
ａ）受信パケットに含まれる初期パイロットシンボルおよびプリアンブルシンボルに基づいて、チャネル障害推定値集合を初期化するステップと、
ｂ）前記チャネル障害推定値集合および前記受信パケットの処理を含む復号化演算を行って、送信シンボル推定値集合を決定するステップと、
ｃ）前記決定されたシンボル推定値集合および前記受信パケットを用いて、前記チャネル障害推定値集合を更新するステップと、
ｄ）上記ステップｂ）およびｃ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０２２２】
別の態様において、第５の実施形態は、送信パケットを受信する受信機において時間変動チャネルを推定することによる多重アクセスネットワーク上の通信システムおよび方法であって、
ａ）受信パケットのプリアンブルに含まれる情報に基づいて、周波数オフセットを推定するステップと、
ｂ）前記推定した周波数オフセットを用いて、受信信号を補正するステップと、
ｃ）前記受信パケットのプリアンブルに含まれる情報を用いて、チャネル推定値を決定するステップと、
ｄ）前記受信信号のサンプル列が、ＯＦＤＭシンボルおよび中間サイクリックプレフィックスを含むように、該サンプル列を周波数領域に変換するステップと、
ｅ）前記決定されたチャネル推定値および前記受信パケットの処理を含む復号化演算を実行するステップと、
ｆ）前記復号化の結果および前記受信パケットのプリアンブルに含まれる情報を用いて、送信サンプル列を生成するステップと、
ｇ）前記送信サンプル列を周波数領域に変換するステップと、
ｈ）前記受信サンプル列および前記送信サンプル列を周波数領域で合成して、前記決定されたチャネル推定値を更新するステップと、
ｉ）上記ステップｅ）〜ｈ）を繰り返すステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０２２３】
他の態様において、第５の実施形態は、送信パケットを受信し、受信信号からＯＦＤＭシンボルを読み出して、該読み出したシンボルを周波数領域に変換する受信機において時間変動チャネルを推定することによる多重アクセスネットワーク上の通信システムおよび方法であって、
ａ）復号器から得られるシンボル推定値から成るトレーニングシンボルの行列を決定するステップと、
ｂ）周波数領域の受信ＯＦＤＭシンボルの行列を決定するステップと、
ｃ）前記ＯＦＤＭシンボルの行列に前記トレーニングシンボルの行列の共役を乗算して、チャネル推定値に関する中間行列を決定するステップと、
ｄ）前記トレーニングシンボルの行列の絶対値を含むトレーニング加重中間行列を決定するステップと、
ｅ）両中間行列に対して、２次元フィルタリング処理を含む平滑化演算を実行するステップと、
ｆ）平滑化演算が実行されたチャネル推定値行列を平滑化演算が実行されたトレーニング加重行列で除算して、前記チャネル推定値を決定するステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０２２４】
さらに別の態様において、第５の実施形態は、送信パケットを受信する受信機においてオフセットを推定することによる多重アクセスネットワーク上の通信システムおよび方法であって、
ａ）受信ＯＦＤＭシンボル行列を決定するステップと、
ｂ）プリアンブルシンボル、トレーニングシンボル、および推定シンボルのうちの１または複数を含むデータシンボルの共役行列を決定するステップと、
ｃ）前記共役シンボル行列を乗算した前記受信シンボル行列から成る２次元フーリエ変換行列を決定するステップと、
ｄ）前記フーリエ変換行列をフィルタリング処理するステップと、
ｅ）フィルタリング処理されたフーリエ変換行列におけるピーク電力の発生位置を検出することにより、時間オフセットおよび周波数オフセットを決定するステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０２２５】
第５の実施形態は、信頼性のあるチャネル障害推定値を提供する。従来技術、すなわち、実用的状況よりも理論的状況においては、復号器出力を用いて、無線通信システムおよび無線ネットワークにおけるチャネル係数の推定および受信信号の同期を支援する。復号器出力に対するこれら現存の理論的手法が直面する問題には、従来のチャネル推定技術および同期技術を特徴付けている、これら復号器出力の不確実性の適切な取り扱いが含まれる。言い換えると、単発的またはプリアンブルにのみ基づくチャネル推定技術または処理を反復処理に適用する際の問題により、チャネル推定性能および同期性能の効率および精度が低下してしまう。この点を考慮に入れて、本実施形態においては、（プリアンブルに加えて）復号器出力に相当するパケットの全体を用いたチャネル推定技術および同期技術の使用を説明する。本手法は、他の実施形態においても（少なくとも一般論として）推奨されてきたが、本実施形態では、復号器出力および後続の処理における不確実性を取り扱う具体的な方法を、以下に説明する特性によって従来技術と区別している。本実施形態におけるチャネル推定の際に、本発明者はまず、周波数領域の再変調復号器出力およびプリアンブルをトレーニングシンボルとして使用する。そして、このトレーニングシンボル列および周波数領域の受信信号から周波数領域のチャネル推定値を計算する。これは、除算、最小平均２乗誤差推定、または他の推定技術のいずれかによって実現することができる。復号器出力の任意の誤差は、インタリーバの使用と同様に分散されるが、チャネル推定値の局所領域に直接的な影響を及ぼすものではない。
【０２２６】
なお、第５実施形態のチャネル推定手法では、不変と仮定される部分にパケットを断片化することにより、パケット長を通して変動するチャネルであってもトラッキングが可能となる。したがって、本実施形態の実用上の効果は、より信頼性のあるチャネル推定値によって、無線通信における大幅に改善された情報パケットの復元の機会が与えられることである。
【０２２７】
同期技術の別の態様において、本発明者は、プリアンブルおよび復号器出力を用いて、データ変調が受信信号に及ぼす影響を取り除いた後に、２次元高速フーリエ変換を適用する。そして、ピーク電力の探索を行うことにより、残留時間／周波数オフセット両者の推定値が得られる。これらを採用することにより、効果的な同期が可能となる。
【０２２８】
別の態様においては、チャネル推定器が提供される。この態様では、軟判定（Ｓｏｆｔ）ＦＥＣデコード（例えば、ＳＯＶＡ等）の出力を用いることにより、無線チャネル推定値の品質が向上するため、新たなチャネル推定値を用いて復号化ステップを繰り返すことで出力が改善される。これらの軟判定（Ｓｏｆｔ）出力は、軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルを生成するために使用される。まず、受信ＯＦＤＭシンボル行列に軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルの共役を乗算して、処理前の中間チャネル推定値を得る。そして、各軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルの絶対値または絶対値の２乗に等しいトレーニング加重中間行列をさらに計算する。これら両行列は、チャネル統計値に基づくフィルタを用いて平滑化される。そして、処理前の平滑化チャネル推定値を平滑化トレーニング加重行列で要素ごとに除算することにより、チャネル推定値が得られる。この態様が高移動性かつ高データ転送速度の通信ネットワークに及ぼす影響は、当業者に対して明らかとなるであろう。したがって、低パケットロス率は、ネットワーク容量に影響を及ぼす。また、この方法により、高速変化する無線チャネルを調整する能力およびデータ送信をより確実に復号化する能力が向上する。同様に、受信機感度を改善することにより、高速ノードを有するＯＦＤＭシステムのパケットロス率が低減されるとともに、伝送距離が拡大される。
【０２２９】
以下の略語は、第５実施形態の説明に用いられる。
【表８】
2010193518.tif 000051
【０２３０】
本発明の第５実施形態は、高速で移動する移動体機器から高データ転送速度の信号を効果的に受信可能とする１組のベースバンドデジタル受信機技術を提供する。
【０２３１】
［応用分野］
この１組の技術は、符号化直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）を用いて送信が行われるポイントツーポイント通信接続に適用される。上述の通り、符号化ＯＦＤＭ送信は、以下により構成される。
【０２３２】
・情報ビットである１つの（ＯＦＤＭ）シンボルの継続時間を通した前進型誤信号訂正（ＦＥＣ）符号化
・従来のＯＦＤＭ変調
１つのＯＦＤＭシンボルを通したＦＥＣ符号化は、ブロック符号化であってもよく、また、複数のＯＦＤＭシンボルに跨って持続することも可能であるが、ＯＦＤＭシンボル単位の復号化技術を使用できなければならない。受信機は、ＯＦＤＭシンボルの符号化を利用して、性能を改善することができる。
【０２３３】
通常、上記技術は無線モデムのベースバンド受信機処理装置に備えられており、その位置は、図１９において「ベースバンドＲｘ」と示される。
【０２３４】
パケット通信システムにおいては、信号の到達とこの信号に含まれるビットの復号化との間の遅延をできるだけ短くして、受信機の処理を実行することが重要である。これが重要となるのは、確認のためのターンアラウンド時間がネットワーク性能における重要な要素となるためである。通常、ＯＦＤＭ変調システムにおいては、この要件のために、ＯＦＤＭシンボル単位の処理を余儀なくされる。しかし、信号処理能力が向上するにつれて、システム設計者は別のより強力な選択肢を利用できるようになる。より強力な技術では、送信されたすべてのビットに関する決定において、観測値全体を使用する（例えば、ターボコード等）。現在の技術では、受信信号の一部のみを用いて、任意の特定情報ビットの復号化を支援する。通常、局所チャネル推定値は、観測値の一部を用いて形成可能であり、その部分の復号化を行うことができる。後続の観測値を用いてチャネル（または、その他任意の未知のパラメータ）の推定を行うことの利点は、実施上の複雑性および現状利用可能なＤＳＰ技術の性能によって、現在のところ実現されていない。ここで、第５の実施形態は、観測値全体を用いてチャネル推定を改善するとともに、復号器誤差を低減する技術を提供する。また、受信機におけるＯＦＤＭシンボル単位の処理を可能とするため、送信波形の構築が高頻度で行われる。この要件が緩和されれば、フレームを用いたチャネル符号化技術が適用可能となって、通信接続の性能がさらに向上する。これら技術の例としては、パケットレベルのインタリーブやブロック（例えば、ターボ等）符号化の使用が挙げられる。これらは、性能上の大きな利点をもたらす可能性がある。
【０２３５】
［移動環境下におけるＯＦＤＭチャネル推定］
移動体無線通信システムにおいて、コヒーレントな受信機の設計では、ベースバンド受信機に高精度なチャネル推定技術を用いる必要がある。推定するチャネルは、送信機と受信機間の相対動作および複数の伝搬経路と、送受信無線不整合に起因する残留誤差とによって生じるマルチパス減衰チャネルである。チャネル推定値は、他の用途のうち、受信機の重要な要素であるＦＥＣ復号器の駆動に使用される。ＯＦＤＭ変調信号の場合、チャネルの測定は、受信信号をＯＦＤＭシンボルの大きさの部分に断片化するとともに、ＩＦＦＴを適用して変換した後に、周波数領域で通常通り行われる。移動体通信システムにおいて、信号が伝搬するチャネルは時間とともに変化し、車両の速度が十分に大きい場合は、パケットの受信中にチャネルが変化する可能性がある。これにより、受信機側から見た場合、パケットの最初のチャネルがパケットの最後のチャネルと大幅に異なることになる。従来の受信機技術では、マルチパス減衰チャネルがパケット長を通して不変であり、パケットの最初においてチャネル推定値を単発的に計算して、パケット全体を復号化可能であると仮定される。ＯＦＤＭ送信スキーム（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ等）を用いるほとんどの標準では、パケットの最初に無線チャネルの推定が可能なように、各ＯＦＤＭシンボルの最初にプリアンブルを送信する。
【０２３６】
一方、通信接続の品質は、無線チャネルの推定にデータ支援技術を用いることによって向上することができる。この場合、受信信号に対してＦＥＣ復号器を適用した結果、完全に正確ではないものの、追加のパイロットシンボルとして利用するのに適した送信シンボルの推定値が生成される。ＯＦＤＭ用データ支援チャネル推定の標準的な例は、周波数領域で実施されるため、各受信ＯＦＤＭシンボルからサイクリックプレフィックスが切り捨てられて、電力損失が発生する。切り捨てられたサイクリックプレフィックスは、理論上チャネル推定に利用でき、通常は、受信信号エネルギーの１０〜５０％の割合を占める。サイクリックプレフィックスを決定している送信シンボルは受信機において推定可能であるため、このエネルギーは、以下に説明する通り、無線チャネルの推定に利用できる可能性があって、切り捨てるべきものではない。
【０２３７】
［周波数／時間オフセットの推定］
周波数オフセットは、ＲＦまたはＩＦからベースバンドへの受信信号の不正確なダウンコンバートに起因して発生する。時間オフセットは、通常、マルチパス減衰チャネルおよびノイズの影響に起因するパケット到達時間推定の誤差によってもたらされる。マルチパスチャネルまたは時間分散チャネルにより、送信パケットの複数の偽信号が異なる時間に受信機に到達して、パケット到達時間の確度を低減してしまう。従来、周波数／時間オフセットの推定値は、パケットのプリアンブルを用いて最初に作成され、送信器が挿入したパイロットシンボルを用いることにより、パケット長を通して保持される（例えば、８０２．１１ａ等）。このパケットフォーマットの一例を、８０２．１１ａの場合について図３０に示す。
【０２３８】
周波数オフセットは、搬送波相互干渉および各ＯＦＤＭシンボルに跨る一定の位相回転として現れる。また、時間オフセットは、各ＯＦＤＭ副搬送波に跨る位相回転として現れる。本発明者は、高品質な周波数オフセット相互推定を、最初に周波数オフセットを補正した後の残留誤差と調和させる必要があると考える。受信シンボル中に生じる位相オフセットは、データ変調、無線チャネル上の送信、ダウンコンバート時の不正確な周波数同期、および時間−周波数変換時の不正確なＯＦＤＭシンボル配列時間等、複合的な影響に起因する。無線チャネルを推定するために、（プリアンブル、パイロットシンボル、または未知のシンボルのいずれであれ）データシンボルが受信信号に及ぼす影響を最初に取り除いて、無線チャネルおよび時間／周波数オフセットの影響のみが残存するようにしなければならない。プリアンブルおよびパイロットシンボルの場合、シンボルは既知であるため、受信機で除去することができる。従来技術の方法を用いる場合、データシンボルは受信機で未知であるため、データから得られる観測値の一部を用いて、周波数／時間オフセットの推定を支援することはできない。一方、第５の実施形態では、データ支援技術を用いて、さらに多くのシンボルを推定処理で利用可能とすることにより、推定性能を大幅に向上する。
【０２３９】
［提案方法］
ここに提案する方法は、チャネル推定値を再計算するとともに、パケット長を通して変動する周波数／時間オフセットの再計算を行うための追加のパイロットシンボルとして、復号器出力を用いる反復処理である。ここで、ＲＦまたはＩＦからベースバンドへの変換により生じる周波数オフセットおよび時間−周波数変換における時間不整合に起因する時間オフセットと同時に発生するマルチパスチャネルの影響をまとめてチャネル障害と呼ぶものとする。最初の反復においては、送信スキームにより選定されるパイロットシンボルおよびプリアンブルを用いてチャネル障害が推定される。これらの推定値は、復号器の初期の実行を駆動するとともに、最初の送信シンボル推定値を生成するために使用される。その後の反復では、前回の反復の送信シンボル推定値を新たなパイロットシンボルとして用いることにより、チャネル障害の推定を支援する。そして、新たなチャネル障害推定値は、復号器を再実行するとともに新たなシンボル推定値を生成するために使用される。この処理はｉ回繰り返すことができる。ここで、ｉは反復回数であり、ゼロ以上の整数である。
【０２４０】
具体的なチャネル障害推定器については、次項において詳細に説明する。
【０２４１】
［チャネル推定］
無線チャネルの推定には、２つの方法が利用可能である。一方は、パケットまたはその個々の小区分の継続時間を通して無線チャネルが不変であると考えられる場合に用いられる。他方は、パケットの継続時間を通して無線チャネルが変動する場合に適用可能である。
【０２４２】
［列を用いたＯＦＤＭ用チャネル推定］
ここに説明する列を用いたチャネル推定器は、パケットまたはその任意の一部を通してチャネルが不変である場合に適用される。この技術は、利用可能なすべての受信エネルギーを用いるとともに、ＯＦＤＭ信号に対して受信機で従来採用されているＯＦＤＭシンボルの断片化に先立って実施される。実行ステップは以下の通りである。
【０２４３】
【表９】
2010193518.tif 000052
【０２４４】
ステップ１〜３は、標準的なＯＦＤＭ受信機で実行される共通の演算である。ステップ４は、ＯＦＤＭ受信機では通常見られない。従来から、受信列は、切り捨てられるサイクリックプレフィックス領域で隔てられたＯＦＤＭシンボルの小区間に断片化される。これら各ＯＦＤＭシンボルは、ＦＦＴにより周波数領域に変換されて、ステップ５．１の処理（チャネル推定、復号化等）に供される。ステップ４では、サイクリックプレフィックス領域を含むパケット全体またはその選択部分を表す受信サンプル列のすべての部分が周波数領域に変換されて、列レベルでの周波数領域チャネル推定が可能となる。ここでは、パケット全体の周波数領域送信信号の仮定値を生成する他のステップ（５．２および５．３）が必要となる。周波数領域において、受信信号は、チャネルおよび任意のノイズを乗算した送信信号に等しい。ステップ５．４ではこの事実を利用する。ステップ５．４は、最小平均２乗誤差条件に基づく最適線形推定器で置き換えることができる。
【０２４５】
［軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルを用いたチャネル推定］
ここで説明するチャネル推定器は、従来のＯＦＤＭ受信機の周波数領域で動作する。ここで、受信信号はＯＦＤＭシンボルに断片化されており、切り捨てられるサイクリックプレフィックスおよび結果的に得られるＯＦＤＭシンボルは、ＦＦＴを用いて周波数領域に変換されているものと仮定する。これらの処理は、従来のＯＦＤＭ受信機において見られる。第５の実施形態の提案方法は、ＦＥＣ復号器のシンボル推定値出力を無線チャネルの再推定における追加のパイロットシンボルまたは「軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボル」として用いる反復処理である。このようにして（ただし、これらのシンボル推定値出力は不正確な場合がある）、無線チャネルの推定は改善されるため、ＦＥＣ復号器の次回実行時には、前回の実行よりも改善された結果が得られる。
【０２４６】
現在、軟判定（Ｓｏｆｔ）出力ビタビアルゴリズム（ＳＯＶＡ）、事後確率（ＡＰＰ）復号器、および種々ターボコードを含めて、さまざまな種類の「軟判定（Ｓｏｆｔ）出力」復号器が多数利用可能である。これら軟判定（Ｓｏｆｔ）出力は、従来技術の文献に見られる当業者が理解するところの技術に従って、軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルを生成するために用いられる。これら軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルを使用する際には、注意深い考察が必要であり、ここでは改良技術を提案する。
【０２４７】
ノイズやその他の障害がない場合、受信ＯＦＤＭシンボルは、送信ＯＦＤＭシンボルおよび周波数領域チャネルの乗算に等しい。ＯＦＤＭシステムがＮ個の副搬送波（周波数ビン）を有する場合、長さＮのベクトルを定義することにより、あるＯＦＤＭシンボル区間ｉに対して、送信データｄｉおよび無線チャネルｈｉを表すことができる。この場合の受信ＯＦＤＭシンボルはｒｉ＝ｄｉ．＊ｈｉとなる。ここで、演算子「．＊」は、ベクトル要素ごとの乗算に相当する。受信機においてｄｉが完全に既知の場合（例えば、パイロットシンボルの場合）は、以下のようなノイズがない理想的なケースにおいて、チャネルを完全に復元することができる。
【数４２】
2010193518.tif 000053
【０２４８】
ただし、「．／」演算子は、「．＊」演算子と同様に、ベクトル要素ごとの除算に相当する。データ支援技術においては、実際の送信データの代わりに復号器出力
【数４３】
2010193518.tif 000054
が用いられる。この推定値は誤差の影響を受けやすい。第５の実施形態には、「トレーニング」シンボルにおけるこの不確実性を相殺する技術が含まれる。この方法は、時間変動無線チャネルまたは時間不変無線チャネルに採用することができ、チャネル変動に応じて形態が若干異なる。以下は、時間変動無線チャネルに用いる推定器の説明である。
【０２４９】
以下が与えられたものと仮定する。
１．受信ＯＦＤＭシンボルに相当するパケット全体Ｒ
２．軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルに相当するパケット全体Ｄ（一部は「硬判定（Ｈａｒｄ）」パイロットシンボルであってもよい）
これら２つの対象は、図３１に示すように、Ｍ個の副搬送波およびＮ個のＯＦＤＭシンボルから成る行列として構築することができる。ここで、行は副搬送波（トーンまたは周波数ビン）であり、列はＯＦＤＭシンボル（時間）である。
【０２５０】
まず、受信ＯＦＤＭシンボル行列に軟判定（Ｓｏｆｔ）・トレーニングシンボルの共役（Ｘ＊で表される）を乗算して、処理前の中間チャネル推定値Ｖ＝Ｒ．＊Ｄ＊を得る。なお、従来のステップ（上述）では、乗算ではなく除算を規定している。そして、トレーニング加重中間行列Ｔ＝｜Ｄ｜または絶対値の２乗等その他の関数をさらに計算する。その後、チャネル・コヒーレント時間および周波数と整合する２次元フィルタ（ｆ）を用いて、これら両行列に平滑化を適用する。このフィルタの出力は、平滑化を行うことにより、時間／周波数領域において独立に近似して（行→列の順またはその逆）、複雑化を抑制することができる。こうして、時間変動チャネルの推定値が以下の通り導出される。
【数４４】
2010193518.tif 000055
【０２５１】
復号器出力の不確実性は、トレーニングシンボルの絶対値が得られるステップにおいて相殺される。小さなトレーニングシンボルは、ＦＥＣ復号器ステップからの不確実な軟判定（Ｓｏｆｔ）出力により生じる。軟判定（Ｓｏｆｔ）出力ＦＥＣ復号器は、信頼性のある推定値を決定することができなかった場合、ゼロを出力する。ゼロを乗算することにより（Ｒ．＊Ｄ＊ステップ）、前記シンボル推定値は、チャネル推定処理から効果的に除外される。なお、次回の反復においては、ＦＥＣ復号器を駆動する改善された統計値により、シンボル推定値が安定となる場合がある。この場合は、シンボル推定値の信頼性が向上するため、チャネル推定処理に含めることができる。理想的なケースでは、復号器から正確かつ信頼性のある決定値が出力されるとともに、すべてのデータシンボルが完全なトレーニングシンボルとして用いられて、非常に正確なチャネル推定値が生成される。
【０２５２】
チャネルがパケット長を通して時間不変であると仮定される場合は、フィルタリング機能により列の合計が単純に行われて、パケット全体への適用を仮定した列が得られることになる。
【０２５３】
場合によっては、処理前のチャネル推定値およびトレーニング加重のそれぞれに適用される２次元フィルタｆが異なるような手法が必要となる。この場合、時間変動チャネル推定値は以下のようになる。
【０２５４】
【数４５】
2010193518.tif 000056
ただし、ｆ１およびｆ２は異なるフィルタを示す。
【０２５５】
［２次元ＦＦＴを用いたジョイント時間／周波数オフセット推定］
第５実施形態の本態様においては、図３１に示すＯＦＤＭ受信行列の隣接シンボル間の位相差に対してデータが及ぼす影響を取り除いて、２次元ＦＦＴを適用する。この除去処理は、観測されたＯＦＤＭシンボル行列に対して、プリアンブル、トレーニングシンボル、または推定シンボルのいずれであれ、対応するデータシンボルの共役行列を乗算することにより実現される。そして、ノイズを抑制するためにＦＦＴ出力がフィルタリング処理されるとともに、結果的に得られた行列の２次元空間におけるピーク電力の探索が実行される。フィルタリング処理は、測定可能な最大オフセットに影響を及ぼすため、非常に弱いフィルタリング処理のみを採用することが推奨される。ピークの場所により、図３１の矩形における相対位置として、時間／周波数オフセットが決定される。
【０２５６】
推定の精度と範囲は、以下のように制限される。Ｍ個の副搬送波およびＮ個のＯＦＤＭシンボルが存在する場合、本技術により有効な範囲および分解能は、以下に示す通りとなる。
【表１０】
2010193518.tif 000057
【０２５７】
パラメータ化したシステムの例を以下に与える。
【表１１】
2010193518.tif 000058
【０２５８】
図３２および３３に示す実チャネルの振幅および位相を用いることにより、図３４に示すピーク検出のための測定値が得られた。なお、ピークは、予想した相対位置、すなわち、ＯＦＤＭシンボルおよび副搬送波それぞれの次元に沿って、比率０．０５および０．２の位置に存在する。これらの推定値は、本モデルのパラメータ値を示した上表における実際の時間／周波数オフセットと整合する。
【０２５９】
チャネルを正確に推定することにより、受信機感度の向上は通常１ｄＢ以上となって、ＦＥＣ復号器レベルの性能を大幅に改善することができる。これは、時間不変チャネルの場合であっても当てはまり、トレーニング用のデータシンボルを利用することにより実現される。移動性の場合は、受信機が適切な時間にチャネルのトラッキングを行うことができることにより、従来技術のシステムが機能しないような場合にも受信機を効果的に動作させることができる。同時に、データシンボルの反復的な推定の利点が実現される。
【０２６０】
第６の実施形態において、本発明は、多重アクセス通信ネットワークの各アンテナにおける受信信号を既知の信号のプリアンブルと相関させた後、推定アンテナ信号強度に基づいて各アンテナの相関信号列を統計的に合成させる方法に基づく解決策を提供する。なお、合成に用いる係数を決定するためには、初期のタイミング推定値を決定しなければならない。実用上、これらの係数の計算には、他の手段による初期の粗調整タイミング推定および周波数オフセット推定が必要となる。初期タイミング推定の品質は、最終的に望ましい品質よりも悪くなる場合がある。本発明者は、合成信号をさらに処理することによって、タイミング推定値の品質が高くなると考える。
【０２６１】
第１の態様において、第６の実施形態は、マルチアンテナ受信機において受信信号を同期させることによる多重アクセスパケットネットワーク上の通信システムおよび方法であって、
複数のアンテナそれぞれで観測される受信信号を既知の信号プリアンブルと相関させて、受信信号列を供給するステップと、
各受信信号列の電力信号を決定するステップと、
各アンテナに対して推定されたアンテナ信号強度に基づく時間平均加重に従って、前記決定された電力信号を合成するステップと、
所定の閾値条件に従って、前記受信信号の到達時間を判定するステップと、
を含むことを特徴とするシステムおよび方法を提供する。
【０２６２】
本発明の第６実施形態の好適な態様は、
各アンテナの受信チャネルにおける相対位相係数および相対振幅係数の推定値を決定するステップと、
受信信号に前記推定された係数を合成して、コンポジット信号を供給するステップと、
前記コンポジット信号をその遅延信号と相関させて、前記受信信号の到達時間を判定するステップと、
を含む。
【０２６３】
従来技術において、同期に用いる測定値は、パケットのプリアンブルに対する相関器の出力に基づいている。受信アンテナが複数の場合は、同期用測定値を生成する新たな方法の組み合わせまたは導出のいずれかを行う方法が望ましい。従来技術のスキームでは、各アンテナ単位さらには多数決による決定、あるいは決定前に測定値を加算する方法が提案されている。これらの手法はいずれも、各アンテナに跨る信号統計値の変動に対して十分に対処するものではない。このことがもたらす最終結果として、同期精度が低下するとともに、パケットロス率が増加してしまう。さらなる問題点として、データ伝送では複数のアンテナが効果的に使用されるが、同期では複数のアンテナの使用が中途半端となってしまう点がある。この場合、本来復号化可能なパケットを、同期モジュールが見逃してしまう。
【０２６４】
本第６実施形態においては、到達時間を推定するための測定値を生成するため、アンテナ単位で測定値を決定した後、各アンテナに跨る合成を行う方法が開示される。この方法には、本質的に２つのステップが含まれる。アンテナ単位の測定値は、第１のステップにおいて、受信信号を既知のプリアンブルと相関させることにより得られる。各アンテナの列の電力は、推定アンテナ信号強度に基づく時間平均加重に従い、各アンテナに跨って決定および加算される。そして、到達時間を決定するために閾値が適用される。
【０２６５】
第６実施形態の他の態様は、各アンテナにおけるチャネルの相対位相および振幅の推定値を短時間で取得した後に、これら係数の共役に従って受信信号を合成する方法に関する。その後の処理は、従来技術の通りに進められて、このコンポジット信号とその遅延信号との相関が行われる。第６実施形態の本態様は、複数の受信アンテナが同時に使用される無線通信接続であって、主にダイバーシティの改善によって通信接続のロバスト性を向上させるために複数のアンテナを使用する環境における同期に応用される。
【０２６６】
他の態様において、各アンテナからの信号は、最小平均２乗誤差条件に従って合成される。ここで、合成係数は、各アンテナの背景ノイズ指標および受信信号エネルギーによって変わる。その後の処理は、従来技術の通りに進められて、このコンポジット信号とその遅延信号との相関が行われる。
【０２６７】
第６の実施形態は、複数のアンテナにおける測定値の合成方法を提供するとともに、現時点ではＯＦＤＭ固有の特性を必要とせず、ＯＦＤＭの特異性を備えた形態を定義して明確化することができるようにすれば特に都合がよい。
【０２６８】
本発明は、上記特定の応用分野における使用に限定されず、また、本明細書に記載または表現した特定の要素や特性に関するその好適な実施形態にも限定されないことは、当業者にとって当然のことである。当然のことながら、本発明は、その原理を逸脱しない範囲内で種々改良が可能である。したがって、本発明は、その範囲内において上記すべての改良を包含するものと理解すべきである。
【０２６９】
本発明は、その特定の実施形態と関連付けて説明がなされたが、さらに改良可能であるものと理解される。本出願は、本発明の原理に従うとともに、本発明が関わる技術の範囲内における既知の慣習または通例に属し、上記に説明した本質的な特性に適用可能な本開示内容からの逸脱を含む本発明の任意の変形、用途、脚色を網羅することを意図している。
【０２７０】
本発明は、その本質的な特性の精神を逸脱しない範囲内において複数の形態に具現化可能であるため、上記に説明した実施形態は、特別の定めのない限り、本発明を限定するものと理解されるべきではなく、添付の請求項に定義された本発明の精神および範囲内において広く解釈すべきものである。種々の改良および同等の変更は、本発明および添付の請求項の精神および範囲内に包含されることを意図したものである。したがって、上記特定の実施形態は、本発明の原理を実施可能な多くの方法を例証するものと理解され得る。以下の請求項において、手段プラス機能節は、定義した機能を実施する構造および構造上の同等物のみならず同等な構造体をも網羅することを意図したものである。例えば、木製部品を締め付ける環境において、釘が木製部品を固定するために円筒状の表面を採用しているのに対し、螺子は木製部品を固定するために螺旋状の表面を採用している点において、釘と螺子は構造上の同等物とはなり得ないものの、釘と螺子は同等の構造体である。
【０２７１】
「備える／備えている」を本明細書で使用することにより、規定の特性、整数、ステップ、または構成要素の存在を特定するものと見なされるが、１または複数の他の特性、整数、ステップ、構成要素、またはその集団の存在または追加を除外するものではない。
【図１】
2010193518.tif 000075
【図２】
2010193518.tif 000076
【図３】
2010193518.tif 000077
【図４】
2010193518.tif 000078
【図５】
2010193518.tif 000079
【図６】
2010193518.tif 000080
【図７】
2010193518.tif 000081
【図８】
2010193518.tif 000082
【図９】
2010193518.tif 000083
【図１０】
2010193518.tif 000084
【図１１】
2010193518.tif 000085
【図１２】
2010193518.tif 000086
【図１３】
2010193518.tif 000087
【図１４】
2010193518.tif 000088
【図１５】
2010193518.tif 000089
【図１６】
2010193518.tif 000090
【図１７】
2010193518.tif 000091
【図１８】
2010193518.tif 000092
【図１９ａ】
2010193518.tif 000093
【図１９ｂ】
2010193518.tif 000094
【図２０】
2010193518.tif 000095
【図２１】
2010193518.tif 000096
【図２２】
2010193518.tif 000097
【図２３】
2010193518.tif 000098
【図２４】
2010193518.tif 000099
【図２５】
2010193518.tif 000100
【図２６】
2010193518.tif 000101
【図２７】
2010193518.tif 000102
【図２８】
2010193518.tif 000103
【図２９】
2010193518.tif 000104
【図３０】
2010193518.tif 000105
【図３１】
2010193518.tif 000106
【図３２】
2010193518.tif 000107
【図３３】
2010193518.tif 000108
【図３４】
2010193518.tif 000109