(57)【要約】【課題】交流モータの駆動電流に基づいて良好に交流モータの脱調を判定することが可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】交流モータ１２と直流電源との間に介在されて直流電源の出力を３相交流に変換するインバータ回路５から交流モータ１２に供給される駆動電流の基本波成分の周波数を、交流モータ１２の回転数に基づいて演算する基本波周波数演算部１０と、基本波成分の周波数に応じて通過させる周波数帯域が設定され、駆動電流をフィルタリングするバンドパスフィルタ７と、バンドパスフィルタ７を通過後の駆動電流を所定の周期に亘って区間積分する積分部８と、積分結果に基づいて、交流モータ１２が脱調状態にあるか否かを判定する判定部９とを備える。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流モータと直流電源との間に介在されて前記直流電源の出力を３相交流に変換するインバータ回路から前記交流モータに供給される駆動電流の基本波成分の周波数を、前記交流モータの回転数に基づいて演算する基本波周波数演算部と、
前記基本波成分の周波数に応じて通過させる周波数帯域が設定され、前記駆動電流をフィルタリングするバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過後の前記駆動電流を所定の周期に亘って区間積分する積分部と、
前記積分結果に基づいて、前記交流モータが脱調状態にあるか否かを判定する判定部と、を備えるモータ制御装置。
【請求項２】
前記判定部は、３相の前記駆動電流の区間積分の結果の相互の差の絶対値の何れかが所定の設定値を超えた場合に、前記交流モータが脱調状態にあると判定する請求項１に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源を交流に変換して交流モータを駆動するモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流モータ、例えば３相同期モータの３相ステータコイルに流れる電流を検出し、これをフィードバックしてモータの回転を制御する方法が知られている。この制御においては、永久磁石を有する３相同期モータのロータの回転位置と、ステータコイルにより生成される回転磁界とを同期させる必要がある。しかし、急激な回転変動が生じた場合、この同期が外れる、いわゆる「脱調」が発生する場合がある。脱調が生じると、ステータコイルの電流の平衡が崩れ、ステータコイルに過電流が流れる場合があり、これによりモータを損傷する可能性が生じる。従って、このような脱調を早期に発見し、モータを停止させたり、同期を回復させたりするなどの対策が求められる。特開平１１−７５３８９号公報（特許文献１）には、電流測定値のピーク値と所定の設定値とを比較することにより脱調を判定し、同期タイミング（転流タイミング）を自己修復する技術が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−７５３８９号公報（第８０〜８２段落等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
モータのステータコイルに流れる電流には、直流電源を交流に変換するインバータのスイッチングノイズなどのノイズが重畳されている場合がある。このため、電流測定値のピーク値が、このノイズの影響を受け、正確に脱調が判定できない可能性がある。従って、このようなノイズによる影響を抑制し、正確に脱調を判定することができるモータ制御装置が望まれている。
【０００５】
本発明は、上記課題に鑑みて創案されたもので、交流モータの駆動電流に基づいて良好に交流モータの脱調を判定することが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するための本発明に係るモータ制御装置の特徴構成は、
交流モータと直流電源との間に介在されて前記直流電源の出力を３相交流に変換するインバータ回路から前記交流モータに供給される駆動電流の検出結果を取得する電流値取得部と、
前記交流モータの回転数に基づいて前記駆動電流の基本波成分の周波数を演算する基本波周波数演算部と、
前記基本波成分の周波数に応じて通過させる周波数帯域が設定され、前記駆動電流をフィルタリングするバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタを通過後の前記駆動電流を所定の周期に亘って区間積分する積分部と、
前記積分結果に基づいて、前記交流モータが脱調状態にあるか否かを判定する判定部と、を備える点にある。
【０００７】
この特徴構成によれば、交流モータのステータコイルに流れる交流電流である駆動電流に含まれるノイズ成分がバンドパスフィルタによって除去され、ほぼ基本波成分のみが取り出される。そして、ほぼ基本波成分のみとなった駆動電流が所定の周期に亘って区間積分され、この積分結果に基づいて交流モータが脱調状態であるか否かが判定される。従って、従来のように、インバータ回路におけるスイッチングノイズ等によって、駆動電流のピーク値が影響を受け、脱調判定の精度が損なわれることがない。つまり、本特徴構成によれば、交流モータの駆動電流に基づいて良好に交流モータの脱調を判定することが可能なモータ制御装置を提供することができる。
【０００８】
また、本発明のモータ制御装置の前記判定部は、３相の前記駆動電流の区間積分の結果の相互の差の絶対値の何れかが所定の設定値を超えた場合に、前記交流モータが脱調状態にあると判定すると好適である。
【０００９】
交流モータが同期を保って回転している場合には、３相の駆動電流は平衡状態に有り、その瞬時時の総和は理想的にはゼロである。このため、駆動電流の基本波成分の１周期分の区間積分の結果は、理想的には３相で等しくなる。複数周期に亘って積分した場合も同様である。理想的に等しいとしているのは、現実の交流モータにおいては、ノイズ成分やオフセット成分が含まれる場合があり、完全に等しいとは限らないからである。しかし、３相が平衡状態にある場合にはほぼ同一の積分結果が得られるので、３相の駆動電流の積分結果の相互の差が所定の設定値により規定される設定範囲内であれば、同期が得られていると判定することができる。上述したように、バンドパスフィルタを通過した駆動電流を区間積分することによってノイズ耐性を高めることができている。さらに、３相の平衡性が正確に判定されるので、判定部は、交流モータが脱調状態にあるか否かを良好に判定することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】交流モータを駆動するモータ制御システムの構成例を模式的に示すブロック図
【図２】モータ制御装置の構成例を模式的に示すブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、交流モータを駆動するモータ制御システムの構成を模式的に示すブロック図である。交流モータであるモータ１２を駆動するモータ制御システムは、モータ１２と直流電源２０との間に介在されて、直流電源２０の出力を３相交流に変換するインバータ回路５を有して構成される。インバータ回路５は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。ここでは、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合を例示している。
【００１２】
インバータ回路５は、３相のブリッジ回路により構成されている。インバータ回路５の入力プラス側２１と入力マイナス側２２との間に２つのＩＧＢＴが直列に接続され、この直列回路が３回線並列接続される。つまり、モータ１２のステータコイルｕ相、ｖ相、ｗ相のそれぞれに一組の直列回路が対応したブリッジ回路が構成される。図１において、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ１、Ｑ３は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相に対応する上段側のスイッチング素子である。また、ＩＧＢＴＱ６、Ｑ２、Ｑ４は、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相に対応する下段側のスイッチング素子である。尚、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６には、それぞれフライホイールダイオード（回生ダイオード）が並列に接続される。フライホイールダイオードは、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形で並列に接続される。
【００１３】
各相の上段側のＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５のコレクタはインバータ回路５の入力プラス側２１に接続され、エミッタは各相の下段側のＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６のコレクタに接続されている。また、各相の下段側のＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６のエミッタは、インバータ回路５の入力マイナス側２２（グラウンド）に接続されている。対となる各相のＩＧＢＴ（Ｑ５，Ｑ６）、（Ｑ３，Ｑ４）、（Ｑ１，Ｑ２）による直列回路の中間点（ＩＧＢＴの接続点）は、モータ１２のｕ相、ｖ相、ｗ相のステータコイル１２ｕ、１２ｖ、１２ｗにそれぞれ接続されている。
【００１４】
各ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲートは、ドライバ回路５１を介して制御部としてのＥＣＵ５０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。ＥＣＵ５０は、本発明のモータ制御装置に相当する。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのゲートに入力される駆動信号は、一般的な論理回路の電圧よりも高い電圧を必要とするため、ドライバ回路５１を介してインバータ回路５に入力される。
【００１５】
ＥＣＵ５０は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を、モータ１２に対する目標トルク及び回転数に基づいてＰＷＭ制御することで、モータ１２に３相の交流駆動電流を供給する。これにより、モータ１２は、回転数、目標トルクに応じて力行する。尚、モータ１２が発電機として働き、モータ１２側からインバータ回路５が電力を受ける回生時も力行時と同様である。ＥＣＵ５０は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を、モータ１２に対する目標トルク及び回転数に基づいてＰＷＭ制御することで、発電された電力を直流に変換する。尚、単純に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６に並列接続されたフライホイールダイオードを用いて整流することも可能である。
【００１６】
また、ＥＣＵ５０は、回転数やモータ電流に基づいてフィードバック制御を行う。図１に示すように、モータ２のｕ相、ｖ相、ｗ相の各ステータコイル１２ｕ、１２ｖ、１２ｗへ供給される駆動電流を計測するために、電流検出部１３として機能する電流センサが備えられている。電流センサによる検出値は、ＥＣＵ５０が受け取り、フィードバック制御に用いられる。本例では、３相全ての電流を計測する構成を示しているが、３相は平衡状態にあり、電流の瞬時値の総和は零であるので２相のみの電流を計測して、ＥＣＵ５０において残りの１相の電流を演算により求めてもよい。
【００１７】
また、モータ１２には、回転検出部１１として、レゾルバなどの回転検出センサが備えられており、モータ１２のロータの回転角（機械角）を検出する。回転検出センサは、単独で、又はＥＣＵ５０と協働して回転検出部１１として機能する。回転検出センサは、ロータの極数（極対数）に応じて設定されており、ロータの回転角を電気角θに変換し、電気角θに応じた信号を出力することも可能である。ＥＣＵ５０は、この回転角や電気角θに基づいてモータ１２の回転数（角速度ω）や、インバータ回路５の各ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の制御タイミングを演算する。
【００１８】
図２は、モータ制御装置としてのＥＣＵ５０の構成を模式的に示すブロック図である。図２では、モータ制御システムの内、ＥＣＵ５０以外の構成については適宜簡略化して表している。上述したように、ＥＣＵ５０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。従って、ＥＣＵ５０の各機能部は、それぞれ独立して構成される必要はなく、プログラムと共通のハードウェアとの協働によって各機能が実現されれば充分である。ＥＣＵ５０は、図２に示すように、目標電流設定部１と、ＰＩ制御部２と、２相／３相変換部３と、ＰＷＭ制御部４と、３相／２相変換部６と、バンドパスフィルタ７と、積分部８と、判定部９と、回転状態演算部１０と有して構成される。
【００１９】
交流モータを制御する方法として、ベクトル制御（field oriented control : FOC）と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、交流モータの３相各相のステータコイルに流れるモータ電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。本例においても、このベクトル制御を採用している。
【００２０】
目標電流設定部１は、モータ１２を駆動するための目標電流を設定する機能部である。目標電流設定部１は、ＥＣＵ５０とは別の制御部、例えば車両全体を制御するＥＣＵなどから、モータ１２に要求される目標トルクを受け取り、この目標トルクとモータ１２の回転数などの回転状態に基づいて目標電流値を演算する。モータ１２の回転状態は、上述したように回転角検出部１１により検出される。目標電流値は、ｄ軸電流及びｑ軸電流の２相電流として演算される。
【００２１】
ＰＩ制御部２は、モータ１２を駆動するための駆動電流を決定するための電流制御を行うと共に決定された電流に基づいて駆動電圧を決定する機能部である。ＰＩ制御部２は、目標電流設定部１により設定された目標電流と、電流検出部１３により検出されて３相／２相変換部６を介してフィードバックされたモータ電流（駆動電流）に基づいて電流制御を実施して駆動電流を決定する。電流制御の方式には、比例制御（Ｐ制御）や、比例積分制御（ＰＩ制御）が一般的に用いられる。本例では、比例積分制御方式が用いられる場合を例示しているが、もちろん比例制御方式を用いることも可能である。モータ電流は、上述したように電流検出部１３によって検出されるが、これらは実際に３相のステータコイル１２ｖ〜１２Ｗに流れる電流である。一方、ＰＩ制御部２は、ベクトル空間上において、ｄ軸電流及びｑ軸電流の２相電流に対して電流制御を実施する。従って、電流検出部１３によって検出された３相電流は、３相／２相変換部６において２相電流へ変換されてＰＩ制御部２へ伝達される。ＰＩ制御部２は、決定した駆動電流の値を電圧方程式へ代入して演算し、２相の駆動電圧であるｄ軸電圧及びｑ軸電圧を決定する。
【００２２】
２相／３相変換部３は、ＰＩ制御部２により演算されたｄ軸電圧及びｑ軸電圧の２相の駆動電圧を、実際に３相のステータコイル１２ｖ〜１２ｗに駆動電流を流すための駆動電圧である３相電圧に変換する機能部である。そして、ＰＷＭ制御部４は、２相／３相変換部３において決定された３相の駆動電圧を発生させるべく、インバータ回路５の各ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をスイッチングするゲート駆動信号を生成する機能部である。インバータ回路５は、ＰＷＭ制御部４によりスイッチング制御されて、直流電源２０の出力を交流に変換して、モータ１２を駆動する。
【００２３】
このように、モータ１２の３相のステータコイル１２ｖ〜１２ｗに流れるモータ電流を検出し、これをフィードバックしてモータ１２が制御される。この制御においては、永久磁石を有するモータ１２のロータの回転位置と、ステータコイル１２ｖ〜１２ｗにより生成される回転磁界とを同期させる必要がある。しかし、急激な回転変動が生じた場合、この同期が外れる、いわゆる「脱調」が発生する場合がある。脱調が生じると、ステータコイル１２ｖ〜１２ｗの電流の平衡が崩れ、ステータコイル１２ｖ〜１２ｗに過電流が流れる場合があり、これによりモータを損傷する可能性が生じる。従って、このような脱調を早期に発見し、モータを停止させたり、同期を回復させたりするなどの対策が求められる。そこで、ＥＣＵ５０は、同期ずれ（脱調）判定手段として、バンドパスフィルタ７、積分部８、判定部９を備えて構成される。
【００２４】
バンドパスフィルタ７は、電流検出部１３により検出された各ステータコイル１２ｕ〜１２ｗの駆動電流をフィルタリングする機能部である。バンドパスフィルタ７は、モータ１２の駆動電流である３相交流の基本波成分の周波数に応じて設定された周波数帯域の信号を通過させる特性を有している。基本波成分の周波数は、モータ１２の回転状態により変動するため、バンドパスフィルタ７は、対象周波数可変のフィルタである。バンドパスフィルタ７の特性は、回転角検出部１１の検出結果に基づいて回転状態演算部１０によって演算された基本波成分の周波数に応じて設定される。従って、回転状態演算部１０は、後述するように、本発明の基本波周波数演算部として機能する。尚、本例においては、ＥＣＵ５０がマイクロコンピュータを中核として構成されており、バンドパスフィルタ７はデジタルフィルタである。
【００２５】
基本波周波数演算部（回転状態演算部）１０は、インバータ回路５からモータ１２に供給される駆動電流の基本波成分の周波数を、モータ１２の回転数に基づいて演算する機能部である。本実施形態においては、バンドパスフィルタ７はデジタルフィルタであり、下記の式（３）に示すようなフィルタ演算によってバンドパスフィルタが実現される。バンドパスフィルタ７は可変フィルタであり、基本波周波数演算部１０の演算結果に基づいて、ＥＣＵ５０内のマップが検索され、フィルタ演算のパラメータが設定される。例えば、モータ１２の回転数をＮとし、ロータに備えられる永久磁石の極対数をＰｎとし、回転角検出部１１（レゾルバ）の分解能をＸとすれば、周波数Ｗは、以下の式（１）で求められる。そして、以下の式（２）に示すように、求められた周波数Ｗに基づいてバンドパスマップ（bandpassMap）を検索して、パラメータ[a, b]を得る。
【００２６】
Ｗ  ＝  Ｎ  ×  Ｐｎ  ×  Ｘ    ・・・（１）
[a, b]  ＝ bandpassMap(Ｗ)    ・・・（２）
【００２７】
例えば、バンドパスフィルタ７は、以下の式（３）に示すフィルタ演算により実現される。式（３）において、i_uf(n), i_vf(n), i_wf(n)はフィルタ通過後の３相電流を示し、i_u(n), i_v(n), i_w(n)は電流検出部１３により検出された３相電流の電流値を示し、ｎはデジタルフィルタの演算回数（ｎ回目）を示す。バンドパスマップを検索して取得されたパラメータ[a, b]は、a[a1, a2]、b[b0, b1, b2]として、式（３）中の係数となる。
【００２８】
【数１】
2010193666.tif 000003
【００２９】
積分部８は、バンドパスフィルタ７を通過後の駆動電流を所定の周期に亘って、下記に示す式（４）に示すように区間積分する機能部である。式（４）において、i_uin, i_vin, i_winは、区間積分結果を示す。積分区間は、基本波の周波数Ｗに基づいて決定され、基本波の周期の整数倍に設定される。最も短い場合は、基本波の１周期分であり、本実施形態においては、３〜４周期分に設定される。本実施形態では、デジタル信号処理されるので、積分区間に相当する繰り返し演算の中で算出されたi_uf, i_vf, i_wfを積算することによって区間積分が実現される。
【００３０】
【数２】
2010193666.tif 000004
【００３１】
判定部９は、積分結果に基づいて、モータ１２が脱調状態にあるか否かを判定する機能部である。この判定は、例えば、下記に示す式（５）に基づいて実施される。式（５）においてＡはしきい値であり、３相電流が平衡状態にあるか否かを判定する限度値である。
【００３２】
【数３】
2010193666.tif 000005
【００３３】
式（５）は論理式であり、括弧でくくられた第１項、第２項、第３項の何れか一項が「真」であるとき、左辺の判定結果Ｙが「真」となる論理和を示している。第１項、第２項、第３項は、それぞれ括弧内の減算結果が基準値Ａよりも大きい場合に「真」となる。つまり、ｕ相電流とｖ相電流との差、ｖ相電流とｗ相電流との差、ｗ相電流とｕ相電流との差の何れかが限度値である基準値Ａを超えている場合に「真」となる。第１項、第２項、第３項の内の何れか一項が「真」であるとき、判定結果Ｙが「真」となり、３相電流は平衡状態ではないことになる。
【００３４】
３相電流が平衡状態にない場合、モータ１２の同期がずれている、即ち脱調状態に有る可能性が非常に高いので、判定部９は、モータ１２が脱調状態にあると判定する。判定結果は、例えば、目標電流設定部１に伝達されて目標電流の値がゼロに設定され、モータ１２が停止される。また、判定結果は、図２に破線で示すように、ＥＣＵ５０の外部に出力されてもよい。そして、ＥＣＵ５０とは別の制御部、例えば車両全体を制御するＥＣＵなどが、モータ１２に要求するトルク目標をゼロに設定することによって、モータ１２を停止させてもよい。
【００３５】
尚、ステータコイル１２ｕ〜１２ｗを流れる電流を基本周波数の周期の整数倍の区間に亘って区間積分した場合、理想的にはその積分結果はゼロとなる。従って、しきい値Ａは、ゼロに対して、マージンを設けた値に設定されると好適である。また、このような特性から判定部９は、各相の区間積分の結果の差を求めることなく、各相の区間積分の結果が、ゼロであるか否か（ゼロに近い基準値Ｂ以内であるか否か）によってモータ１２が脱調状態にあるか否かを判定してもよい。また、この際、各相の区間積分の結果が基準値Ｂ以内であるか否かの結果について論理和を求めることなく、単独の任意の相の区間積分の結果に基づいて判定を行ってもよい。１相の区分積分の結果が電流の乱れを示している場合、３相の平衡状態が崩れていることになるので同期がずれていることが判定できる。
【００３６】
以上説明したように、本発明によって、交流モータの駆動電流に基づいて良好に交流モータの脱調を判定することが可能なモータ制御装置を提供することができる。
【符号の説明】
【００３７】
５：インバータ回路
７：バンドパスフィルタ
８：積分部
９：判定部
１０：回転状態演算部（基本波周波数演算部）
１２：交流モータ
２０：直流電源
【図１】
2010193666.tif 000006
【図２】
2010193666.tif 000007