(57)【要約】【課題】低コスト化が図れ且つ被測定電圧の検出精度を向上できる電圧検出器と、該電圧検出器を備えた電源装置および点灯装置と、該電圧検出器を用いた電力計測システムを提供する。【解決手段】電圧検出器１０は、反転増幅回路Ａのアナログ出力電圧ｅｏに応じたデジタル値データ（電圧データ）ＤＶを出力するＡ／Ｄ変換器ＡＤと、第２のタイマＴＣ２が発生する第２のクロック信号に基づきオン・オフ動作をすることで反転増幅回路Ａへの入力電圧Ｖｉｎを第２の周期で変化させるスイッチング素子Ｑａと、スイッチング素子Ｑａのオン期間に反転増幅回路Ａから出力される出力電圧ｅｏ２に応じたオン時電圧データＤＶｏｎと、オフ期間に反転増幅回路Ａから出力される出力電圧ｅｏ１に応じたオフ時電圧データＤＶｏｆｆとの差分データから測定電圧データＤＶ１を生成する演算部Ｐとを備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アナログの被測定電圧に応じたデジタル値データを生成して出力する電圧検出器であって、オペアンプを含んで構成され入力電圧を増幅する反転増幅回路と、第１の周期で第１のクロック信号を発生する第１のタイマと、前記反転増幅回路の出力側に接続され第１のタイマで発生する第１のクロック信号に基づいて第１の周期で前記反転増幅回路からアナログ出力される出力電圧をサンプリングし当該出力電圧に応じたデジタル値データである電圧データを出力するＡ／Ｄ変換器と、第１の周期よりも長い第２の周期で第２のクロック信号を発生する第２のタイマと、反転増幅回路の入力端間に接続され前記第２のクロック信号に基づいてオン・オフ動作することにより反転増幅回路への入力電圧を前記第２の周期で変化させるスイッチング素子と、Ａ／Ｄ変換器から出力される電圧データを記憶するための記憶手段と、記憶手段に記憶され且つスイッチング素子のオン期間にＡ／Ｄ変換器から出力されるオン時電圧データとスイッチング素子のオフ期間にＡ／Ｄ変換器から出力されるオフ時電圧データとを用いて演算を行う演算部とを備え、演算部が、オン時電圧データとオフ時電圧データとの差分データを算出し当該差分データを前記反転増幅回路の増幅率で除することにより被測定電圧に応じたデジタル値データである測定電圧データを算出して出力することを特徴とする電圧検出器。
【請求項２】
前記被測定電圧が前記第１の周期よりも長く且つ前記第２の周期よりも短い第３の周期で周期的に変動するものであって、前記第２のタイマが、前記第２のクロック信号の前記第２の周期のうち前記オフ期間を第３の周期の整数倍となるように設定されるとともに、前記Ａ／Ｄ変換器が、１つの前記第２の周期内における前記オフ期間内に前記第１のタイマの前記第１のクロック信号に基づいて、前記第１の周期および前記オフ期間から決められる２以上の規定回数だけサンプリングを行い、前記演算部が、前記オフ時電圧データと前記オン時電圧データとに基づいて、前記オフ時電圧データの平均値と前記オン時電圧データとの差分データを算出し当該差分データを平均測定電圧データとして出力する平均測定電圧データ算出機能と、前記オフ時電圧データの累積加算値と前記オン時電圧データに前記オフ期間内に取得した前記オフ時電圧データの個数を乗じて得られる値の差分データを算出し当該差分データを累積加算値データとして出力する累積加算値データ算出機能との少なくとも一方を有することを特徴とする請求項１記載の電圧検出器。
【請求項３】
前記被測定電圧が、電流検出用抵抗の両端間の電圧であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電圧検出器。
【請求項４】
請求項３に記載の電圧検出器を備える電源装置であって、電力供給対象に電力を供給するための電源回路と該電源回路からの出力を制御するための制御手段と有し、前記消費電力量を外部に報知するための報知手段を備え、前記電圧検出器の前記演算部が、電源回路の一部に接続された前記電流検出用抵抗の両端間の前記被測定電圧から、電源装置および電源装置に接続される電力供給対象で消費される消費電力量をＷｉｎ、前記被測定電圧をＶ１、被測定電圧Ｖ１が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量をα１、前記制御手段に電力を供給するための制御手段用電源回路での消費電力量をβ１としたときに成立する関係式
【数１】
2010276386.tif 000016
に基づいて電源装置および電源装置に接続される電力供給対象で消費される消費電力量を算出するとともに、報知手段が、前記演算部が算出した消費電力量を外部に報知することを特徴とする電源装置。
【請求項５】
請求項３に記載の電圧検出器と請求項４に記載の電源回路と請求項４に記載の該電源回路からの出力を制御するための第１の制御手段と、前記電源回路からの電力供給を受けて照明負荷を点灯させる前記電力供給対象である点灯回路と、該点灯回路を制御するための第２の制御手段とを備えた点灯装置であって、前記消費電力量を報知するための報知手段を備え、前記電圧検出器の前記演算部が、前記点灯回路の一部に接続された前記電流検出用抵抗の両端間の前記被測定電圧から、点灯装置および点灯装置に接続される照明負荷で消費される消費電力量をＷｉｎ、被測定電圧をＶ２、被測定電圧Ｖ２が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量をα２、第１の制御手段および第２の制御手段に電力を供給するための制御手段用電源回路での消費電力量をβ２としたときに成立する関係式
【数２】
2010276386.tif 000017
に基づいて点灯装置および点灯装置に接続される照明負荷で消費される消費電力量を算出するとともに、報知手段が、前記演算部が算出した前記消費電力量を外部に報知することを特徴とする点灯装置。
【請求項６】
請求項４に記載の電源装置および請求項５に記載の点灯装置の少なくとも一方に含まれる請求項３に記載の電圧検出器および該電圧検出器に接続された報知手段と、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを集計する機能を有する上位システムとを備え、前記報知手段が、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを上位システムに送信する通信部を有することを特徴とする電力計測システム。
【請求項７】
前記上位システムが、前記電圧検出器の前記報知手段から送信される前記消費電力量に関するデータを受信するための上位システム通信部と、上位システム通信部で受信した前記消費電力量に関するデータを集計する上位システム演算部とを備え、請求項４に記載の電源装置および請求項５に記載の点灯装置の少なくとも一方に含まれる請求項３に記載の電圧検出器において、電圧検出器の前記消費電力量の計測分解能である電力量計測分解能が、前記電圧検出器の前記被測定電圧が前記Ａ／Ｄ変換器の分解能の電圧換算値に相当する電圧を前記反転増幅回路の前記増幅率で除して得られる電圧だけ変化したときの前記消費電力量の変化量であって、前記演算部が、前記消費電力量を前記電力量計測分解能で除して算出される前記電力量計測分解能に対する倍率データを生成するとともに、当該倍率データを前記消費電力量に関するデータとして前記報知手段の前記通信部を介して前記上位システムに送信し、前記上位システム通信部が前記倍率データを受信し、前記上位システム演算部が前記倍率データに前記電力量計測分解能を乗じて前記消費電力量に換算することを特徴とする請求項６に記載の電力計測システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧検出器および該電圧検出器を備えた電源装置および該電圧検出器を備えた点灯装置および複数の該電圧検出器を用いた電力計測システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、節電に対する認識が高まっており、オフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアに代表されるように、多数の照明器具が設置されるところでは、節電の観点から、オフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのレイアウトや人の在席状況に応じて各照明器具の明るさを制御する照明システムが望まれている。ここに、照明システムには、例えば、照明負荷（光源）および当該照明負荷の明るさを制御する制御手段を備えた複数の照明器具と、人の在席状況を把握するためにオフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのおける複数の箇所に設けられ人を検知すると検知信号を送信する複数のセンサと、前記各照明器具が備える前記制御手段と通信可能な周知のパーソナルコンピュータ等で実現されている上位システムとからなる照明システムがある。当該照明システムでは、前記上位システムが、オフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのレイアウトに応じて各照明器具の明るさを設定したり、或るいは、前記各センサから送信される前記検知信号に基づいて把握した人の在席状況に応じて各照明器具の明るさを調節したり消灯させたりするために、前記各制御手段に照明器具の明るさを制御するための調光制御信号や照明器具を消灯させておくための消灯制御信号を送信する。ここで、前記調光制御信号や前記消灯制御信号を受信した前記各制御手段が、前記照明負荷の明るさを制御する。
【０００３】
また、前記照明システムは、一般的に、商用電源から複数の母線たる電源線が導出され、各母線たる電源線から更に複数の支線たる電源線に分岐しており、各支線たる電源線の先に照明器具が接続されている。また、１つの母線たる電源線、当該母線たる電源線から分岐した複数の支線たる電源線が１系統をなす。また、当該１系統に接続する複数の照明器具は、オフィスであればオフィス内のレイアウトやオフィス内の人の在席状況に合わせて設定し、複数の店舗が存在するビルの１フロアでは、各店舗のレイアウトや各店舗のデザインにあわせて設定する。
【０００４】
ここで、照明システムを導入したことによる節電効果を見るために、各系統に電力計を接続し、各系統に接続される照明器具で消費される消費電力量を測定する電力計測システムが提案されている。
【０００５】
ところが、オフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアでは、レイアウトが変更されることが多く、レイアウト変更に伴い前記照明システムの一部を構成する１系統に接続された照明器具が複数のオフィスや店舗に分散して設置されることがある。すると、前記電力計測システムを使用してオフィスや店舗毎に節電効果を見ようとする場合、前記１系統に接続される照明器具を変更する必要があり、各系統の一部を構成する前記支線たる電源線を再配線する必要が生じるおそれがあった。つまり、前記電力計測システムでは、消費電力量の測定対象に含める照明器具の変更が煩雑になるおそれがあった。
【０００６】
従って、複数の照明器具それぞれに設けられ各照明器具で消費される消費電力量を個別に計測する電力量検出手段を備え、前記上位システムが、各電力量検出手段で計測した消費電力量を集計するといった電力計測システムが望まれている。
【０００７】
ここで、複数の照明器具それぞれに設けられ各照明器具で消費される消費電力量を個別に計測する電力量検出手段として、カレントトランスからなる電流検出手段を備えた電力量検出手段が提案されている（特許文献１参照）。また、高周波加熱装置等の一部を構成する電源装置での消費電力量を計測する電力量計測手段として、カレントトランスを用いた電流検出手段からの出力に基づいて前記消費電力量を計測する電力量検出手段も提案されている（特許文献２参照）。
【０００８】
ところが、特許文献１や特許文献２に記載された電力量検出手段は、カレントトランスを使用するので、カレントトランス自体が抵抗器やコンデンサ等の電子部品に比べて高価であり、複数の照明器具それぞれに特許文献１や特許文献２に記載された電力量検出手段を設ける場合、費用対効果の観点から不利になるおそれがある。また、既存の点灯装置に特許文献１に記載の電力量検出手段を設ける場合、カレントトランスを設けるスペースが必要となり点灯装置が大型化してしまうおそれがある。
【０００９】
これに対して、図１０に示すように、上述のカレントトランスを用いた電力量検出手段（図示せず）に比べて安価であり且つ小型化が可能な電圧検出器１０’を備えた点灯装置が提案されている。電圧検出器１０’は、図１０に示すように、点灯装置の点灯回路２’の一部を構成する電流制御用スイッチング素子Ｑ２’に直列に電流検出用抵抗Ｒ１’が接続され、電流検出用抵抗Ｒ１’の両端間の被測定電圧Ｖ１’を検出するとともに被測定電圧Ｖ１’に基づいて点灯装置で消費される消費電力量を演算する機能を有している。
【００１０】
ここにおいて、図１０に示す構成の点灯装置は、商用電源ＡＣ’からの電力供給を受けて直流電圧Ｖｄｃ’を出力する電源回路であるＡＣ／ＤＣ変換回路１’と、ＡＣ／ＤＣ変換回路１’からの直流電圧Ｖｄｃ’を高周波交流電圧に変換し照明負荷である放電灯ＦＬ’を交流点灯させる点灯回路２’とを備え、点灯回路２’の出力端間に接続された放電灯ＦＬ’を点灯させる。
【００１１】
ここで、ＡＣ／ＤＣ変換回路１’は、商用電源ＡＣ’からの交流を全波整流するダイオードブリッジＤＢ’と、ダイオードブリッジＤＢ’の出力を昇圧する昇圧チョッパ回路ＢＲ’とから構成されている。ここで、昇圧チョッパ回路ＢＲ’は、ダイオードブリッジＤＢ’の出力端間に接続したコンデンサ（図示せず）と、ダイオードブリッジＤＢ’の出力端間に接続したインダクタ（図示せず）とスイッチング素子（図示せず）との直列回路と、前記スイッチング素子の両端間に接続されたダイオード（図示せず）と平滑用コンデンサＣ１０’との直列回路とにより構成されている。この昇圧チョッパ回路ＢＲ’は、昇圧形のチョッパ回路として周知の構成であって、前記スイッチング素子のオン期間内に前記インダクタに蓄積したエネルギを、前記スイッチング素子のオフ期間内に前記ダイオードを通して平滑用コンデンサＣ１０’に放出することによって、平滑用コンデンサＣ１０’の両端電圧をダイオードブリッジＤＢ’の出力電圧のピーク値よりも昇圧する。また、昇圧チョッパ回路ＢＲ’の動作から明らかなように、前記スイッチング素子のオン期間とオフ期間とのいずれにおいても前記インダクタに電流が流れるから、商用電源ＡＣ’からダイオードブリッジＤＢ’に流れ込む電流には実質的に休止期間がなく、このことによって入力電流歪が少ない上に、入力電流の位相が商用電源ＡＣ’の電圧位相にほぼ一致することで、高力率が得られるようになっている。つまり、昇圧チョッパ回路ＢＲ’は、力率改善回路としても機能する。また、昇圧チョッパ回路ＢＲ’は、前記スイッチング素子を後述の制御手段３’によりオン・オフして平滑コンデンサＣ１０’の両端電圧からなる直流電圧Ｖｄｃ’を制御する。
【００１２】
また、点灯回路２’は、ＡＣ／ＤＣ変換回路１’の出力端間に一対の電流制御用スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１’，Ｑ２’の直列回路が接続され、電流制御用スイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’が交互にオン・オフ動作することにより、ＡＣ／ＤＣ変換回路１’から出力される直流電圧Ｖｄｃ’を高周波交流電圧に変換するハーフブリッジ型のインバータ回路である。ここで、低電位側の電流制御用スイッチング素子Ｑ２’のドレイン・ソース間には、共振回路５’が接続されている。また、共振回路５’の出力端間に、照明負荷ＦＬ’が接続されている。また、電流制御用スイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’には、外部から入力される調光レベル指令値に応じて、電流制御用スイッチング素子Ｑ１’，Ｑ２’のオン・オフ動作を制御する制御手段３’が接続されている。なお、制御手段３’は、マイクロコンピュータで構成されている。
【００１３】
ところで、電圧検出器１０’は、電流制御用スイッチング素子Ｑ２’に直列に接続された電流検出用抵抗Ｒ１’の両端間のアナログ電圧である被測定電圧Ｖ１’を検出して、当該被測定電圧Ｖ１’に応じたデジタル値データ（以下、測定電圧データという）に変換する。
【００１４】
また、電圧検出器１０’は、平滑用コンデンサＣ１’と抵抗Ｒ２’とからなる直列回路を備えている。当該直列回路は、一端が電流制御用スイッチング素子Ｑ２’と電流検出用抵抗Ｒ１’との間に接続され他端が接地されている。
【００１５】
また、電圧検出器１０’は、平滑用コンデンサＣ１’と抵抗Ｒ２’とからなる直列回路の平滑用コンデンサＣ１’の両端間のアナログ電圧出力をサンプリングし当該アナログ電圧出力に応じたデジタル値データ（以下、電圧データという）ＤＶ１’に変換して出力するＡ／Ｄ変換器ＡＤ’と、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ’から出力される電圧データＤＶ１’に基づいて点灯装置が消費した消費電力量Ｗｉｎ’を算出し当該消費電力量Ｗｉｎ’に応じたデジタル値データ（以下、消費電力量データという）ＤＷｉｎ’を出力する演算部Ｐ’と、演算部Ｐ’で生成された消費電力量データＤＷｉｎ’を記憶するための記憶手段Ｍ’とを備える。ここに、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ’は、演算部Ｐ’に内蔵されたタイマ（図示せず）から出力されるクロック信号に基づいて一定の周期でサンプリングを行う。なお、電圧検出器１０’には、消費電力量Ｗｉｎ’を外部に報知するための報知手段１１’が接続されている。
【００１６】
ところで、点灯装置で消費される消費電力量Ｗｉｎ’と、被測定電圧Ｖ１’との間には、被測定電圧Ｖ１’が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量（以下、単位消費電力量という）をα’、ＡＣ／ＤＣ変換回路１’および点灯回路２’以外の回路であり且つ制御手段３’に電力を供給する制御手段用電源回路（図示せず）などで消費され且つ電流検出用抵抗Ｒ１’の両端間の被測定電圧Ｖ１’に依存しない消費電力量（以下、固定消費電力量という）をβ’とすると、下記（１）式で表される関係が成立する。
【００１７】
【数１】
2010276386.tif 000003
ここに、単位消費電力量α’は、ＡＣ／ＤＣ変換回路１’の直流電圧Ｖｄｃ’を、電流検出用抵抗Ｒ１’の抵抗値とＡＣ／ＤＣ変換回路１’の回路効率との積で除することにより得られる。
【００１８】
演算部Ｐ’では、被測定電圧Ｖ１’に、予め記憶手段Ｍ’に記憶されている単位消費電力量α’を乗じて得られた値に、固定消費電力量β’を加算することによって、点灯装置で消費されるアナログの消費電力量Ｗｉｎ’を算出し、当該消費電力量Ｗｉｎ’をデジタル値データである消費電力量データＤＷｉｎ’に換算する。なお、電圧検出器１０’に接続された報知手段１１’は、演算部Ｐ’で算出された消費電力量Ｗｉｎ’を外部に報知する。
【００１９】
ところで、図１０に示す構成の点灯装置では、電力損失を抑制する観点から電流検出用抵抗Ｒ１’の抵抗値をなるべく小さく設定する必要があり、電流検出用抵抗Ｒ１’の抵抗値を、電流検出用抵抗Ｒ１’の両端間のアナログ電圧である被測定電圧Ｖ１’が０．１Ｖ程度となるように設定される。
【００２０】
しかしながら、上述のＡ／Ｄ変換器ＡＤ’として、汎用のＡ／Ｄ変換器（例えば、分解能が１０ｂｉｔ）を用いる場合、分解能の電圧換算値が数ｍＶ程度となり、演算部Ｐ’で算出される消費電力量Ｗｉｎ’に数％の誤差が発生してしまう。また、分解能の高い高精度のＡ／Ｄ変換器（例えば、分解能が１４ｂｉｔ、１６ｂｉｔ、２４ｂｉｔのＡ／Ｄ変換器）を使用することも考えられるが、高精度のＡ／Ｄ変換器は、前記汎用のＡ／Ｄ変換器に比べて一般的に高価でありコストが上昇してしまい、前述の費用対効果の観点から好ましくない。
【００２１】
これに対して、電流検出用抵抗Ｒ１’の両端間の電圧である被測定電圧Ｖ１’を、オペアンプ（図示せず）を用いた反転増幅回路（図示せず）により増幅してＡ／Ｄ変換器ＡＤ’に入力することが考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２２】
【特許文献１】実開昭６４−１３６９５号公報
【特許文献２】特許第３１６８８４２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２３】
しかしながら、前記反転増幅回路では、前記オペアンプのオフセット電圧が入力電圧のばらつきとして付加されることとなる。特に汎用の安価な前記オペアンプを使用した場合には、常温で±５ｍＶ程度のオフセット電圧が前記入力電圧のばらつきとして付加され、前述のように被測定電圧Ｖ１’が０．１Ｖ程度であれば、前記反転増幅回路の出力電圧に前記オペアンプのオフセット電圧に起因した誤差が±５％程度発生することとなり、検出される被測定電圧Ｖ１’および当該被測定電圧Ｖ１’に基づき算出される消費電力量Ｗｉｎ’の精度が低下するおそれがあった。
【００２４】
また、電圧検出器１０’の精度を上げるために、前述の汎用のオペアンプに比べてオフセット電圧が小さい周知の高精度のオペアンプを使用することが考えられるが、オフセット電圧が小さいオペアンプは汎用のオペアンプに比べて一般的に高価であり（例えば、常温で±３ｍＶ程度のオフセット電圧を有するオペアンプでも、前記汎用のオペアンプに比べて５倍程度の値段になる）、当該オペアンプを使用するとコストが上昇してしまい、前述の費用対効果の観点から好ましくない。更に、周知のオフセット電圧が小さい高精度のオペアンプ（例えば、オフセット電圧が１０μＶ程度のオペアンプ）では、当該オペアンプを駆動させるために正負両電源が必要となり、図１０に示すように、正電圧を発生させるＡＣ／ＤＣ変換回路１’および前記制御手段用電源回路しか有していない点灯装置に使用する場合には、当該オペアンプを駆動させるための反転回路等を設ける必要があり、反転回路等を設けることによるコスト上昇や点灯装置の大型化が懸念される。
【００２５】
本願発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、低コスト化が図れ且つ被測定電圧の検出精度を向上できる電圧検出器と、該電圧検出器を備えた電源装置および点灯装置と、該電圧検出器を用いた電力計測システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２６】
請求項１の発明は、アナログの被測定電圧に応じたデジタル値データを生成して出力する電圧検出器であって、オペアンプを含んで構成され入力電圧を増幅する反転増幅回路と、第１の周期で第１のクロック信号を発生する第１のタイマと、前記反転増幅回路の出力側に接続され第１のタイマで発生する第１のクロック信号に基づいて第１の周期で前記反転増幅回路からアナログ出力される出力電圧をサンプリングし当該出力電圧に応じたデジタル値データである電圧データを出力するＡ／Ｄ変換器と、第１の周期よりも長い第２の周期で第２のクロック信号を発生する第２のタイマと、反転増幅回路の入力端間に接続され前記第２のクロック信号に基づいてオン・オフ動作することにより反転増幅回路への入力電圧を前記第２の周期で変化させるスイッチング素子と、Ａ／Ｄ変換器から出力される電圧データを記憶するための記憶手段と、記憶手段に記憶され且つスイッチング素子のオン期間にＡ／Ｄ変換器から出力されるオン時電圧データとスイッチング素子のオフ期間にＡ／Ｄ変換器から出力されるオフ時電圧データとを用いて演算を行う演算部とを備え、演算部が、オン時電圧データとオフ時電圧データとの差分データを算出し当該差分データを前記反転増幅回路の増幅率で除することにより被測定電圧に応じたデジタル値データである測定電圧データを算出して出力することを特徴とする。
【００２７】
この発明によれば、反転増幅回路が、被測定電圧を増幅してＡ／Ｄ変換器に入力するとともに、演算部が、Ａ／Ｄ変換器から出力されるスイッチング素子のオン期間内にＡ／Ｄ変換器から出力されるオン時電圧データとスイッチング素子のオフ期間内にＡ／Ｄ変換器から出力されるオフ時電圧データとの差分データを算出し当該差分データを前記反転増幅回路の増幅率で除することにより被測定電圧に応じたデジタル値データである測定電圧データを算出して出力することにより、Ａ／Ｄ変換器の分解能に起因した誤差の測定電圧データへの影響を抑制できるとともに反転増幅回路に含まれるオペアンプのオフセット電圧に起因した誤差の測定電圧データへの影響を抑制できるので、汎用のＡ／Ｄ変換器および汎用のオペアンプを使用しながらも被測定電圧の検出精度を向上させることができるから、低コスト化が図れる。また、演算部をマイクロコンピュータで構成すれば当該演算部に第１のタイマおよび第２のタイマを内蔵させることができるから、低コスト化を図ることができる。
【００２８】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記被測定電圧が前記第１の周期よりも長く且つ前記第２の周期よりも短い第３の周期で周期的に変動するものであって、前記第２のタイマが、前記第２のクロック信号の前記第２の周期のうち前記オフ期間を第３の周期の整数倍となるように設定されるとともに、前記Ａ／Ｄ変換器が、１つの前記第２の周期内における前記オフ期間内に前記第１のタイマの前記第１のクロック信号に基づいて、前記第１の周期および前記オフ期間から決められる２以上の規定回数だけサンプリングを行い、前記演算部が、前記オフ時電圧データと前記オン時電圧データとに基づいて、前記オフ時電圧データの平均値と前記オン時電圧データとの差分データを算出し当該差分データを平均測定電圧データとして出力する平均測定電圧データ算出機能と、前記オフ時電圧データの累積加算値と前記オン時電圧データに前記オフ期間内に取得した前記オフ時電圧データの個数を乗じて得られる値の差分データを算出し当該差分データを累積加算値データとして出力する累積加算値データ算出機能との少なくとも一方を有することを特徴とする。
【００２９】
この発明によれば、前記第２のタイマが、前記第２のクロック信号の前記第２の周期のうち前記オフ期間を第３の周期の整数倍となるように設定されるとともに、前記Ａ／Ｄ変換器が、１つの前記第２の周期内における前記オフ期間内に前記第１のタイマの前記第１のクロック信号に基づいて、前記第１の周期および前記オフ期間から決められる２以上の規定回数だけサンプリングを行い、前記演算部が、前記オフ時電圧データと前記オン時電圧データとに基づいて、前記オフ時電圧データの平均値と前記オン時電圧データとの差分データを算出し当該差分データを平均測定電圧データとして出力する平均測定電圧データ算出機能と、前記オフ時電圧データの累積加算値と前記オン時電圧データに前記オフ期間内に取得した前記オフ時電圧データの個数を乗じて得られる値の差分データを算出し当該差分データを累積加算値データとして出力する累積加算値データ算出機能との少なくとも一方を有することにより、前記被測定電圧が第３の周期で周期的に変動するときであっても、前記演算部が、前記被測定電圧の平均値測定電圧データ或いは累積加算値データを精度よく算出することができる。また、前記被測定電圧が第３の周期で周期的に変動するときに、前記第２のタイマが、前記第２のクロック信号の前記第２の周期のうち前記オン期間を第３の周期の整数倍とならないように設定することにより、前記オフ期間内における前記反転増幅回路の前記出力電圧の位相が時間とともにずれていき、第３の周期の２以上の整数倍に相当する時間について取得した前記オフ時電圧データを用いて前記被測定電圧の平均値測定データを算出することにより、前記被測定電圧の第３の周期における前記オフ期間内に前記規定回数の前記整数倍に相当する回数だけサンプリングを行って得られる前記被測定電圧の平均値測定データ或いは累積加算値データを算出することができるので、前記測定電圧データの精度を低下させることなく、前記第２の周期の１周期分における前記出力電圧をサンプリングする回数を減らすことができるから、前記Ａ／Ｄ変換器および前記演算部の処理負荷を低減させることができる。
【００３０】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２に記載の発明において、前記被測定電圧が、電流検出用抵抗の両端間に発生する電圧であることを特徴とする。
【００３１】
この発明によれば、前記被測定電圧が、電流検出用抵抗の両端間に発生する電圧であることにより、電流検出用抵抗が消費電力量を計測する計測対象である回路の一部に接続されるものであれば、前記被測定電圧に基づいて前記回路で消費される消費電力量を計測することができる。
【００３２】
請求項４の発明は、請求項３に記載の電圧検出器を備える電源装置であって、電力供給対象に電力を供給するための電源回路と該電源回路からの出力を制御するための制御手段と有し、前記消費電力量を外部に報知するための報知手段を備え、前記電圧検出器の前記演算部が、電源回路の一部に接続された前記電流検出用抵抗の両端間の前記被測定電圧から、電源装置および電源装置に接続される電力供給対象で消費される消費電力量をＷｉｎ、前記被測定電圧をＶ１、被測定電圧Ｖ１が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量をα１、前記制御手段に電力を供給するための制御手段用電源回路での消費電力量をβ１としたときに成立する関係式
【００３３】
【数２】
2010276386.tif 000004
に基づいて電源装置および電源装置に接続される電力供給対象で消費される消費電力量を算出するとともに、報知手段が、前記演算部が算出した消費電力量を外部に報知することを特徴とする。
【００３４】
この発明によれば、請求項３に記載の電圧検出器により電源装置で消費される消費電力量を算出することにより、電圧検出器の低コスト化を図ることができので、電源装置のコスト上昇を抑制することができる。
【００３５】
請求項５の発明は、請求項３に記載の電圧検出器と請求項４に記載の電源回路と請求項４に記載の該電源回路からの出力を制御するための第１の制御手段と、前記電源回路からの電力供給を受けて照明負荷を点灯させる前記電力供給対象である点灯回路と、該点灯回路を制御するための第２の制御手段とを備えた点灯装置であって、前記消費電力量を報知するための報知手段を備え、前記電圧検出器の前記演算部が、前記点灯回路の一部に接続された前記電流検出用抵抗の両端間の前記被測定電圧から、点灯装置および点灯装置に接続される照明負荷で消費される消費電力量をＷｉｎ、前記被測定電圧をＶ１、被測定電圧Ｖ２が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量をα２、第１の制御手段および第２の制御手段に電力を供給するための制御手段用電源回路での消費電力量をβ２としたときに成立する関係式
【００３６】
【数３】
2010276386.tif 000005
に基づいて点灯装置および点灯装置に接続される照明負荷で消費される消費電力量を算出するとともに、報知手段が、前記演算部が算出した前記消費電力量を外部に報知することを特徴とする。
【００３７】
この発明によれば、請求項３に記載の電圧検出器を用いて点灯装置で消費される消費電力量を算出することにより、カレントトランスを使用した電力量検出手段を設けた点灯装置に比べて小型化ができ、点灯装置の大型化を抑制することができる。また、請求項３に記載の電圧検出器を用いて点灯装置で消費される消費電力量を算出することにより、カレントトランスを使用した電力検出手段を設けた点灯装置に比べて電圧検出器の低コスト化を図ることができるので、点灯装置のコスト上昇を抑制することができる。
【００３８】
請求項６の発明は、請求項４に記載の電源装置および請求項５に記載の点灯装置の少なくとも一方に含まれる請求項３に記載の電圧検出器および該電圧検出器に接続された報知手段と、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを集計する機能を有する上位システムとを備え、前記報知手段が、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを上位システムに送信する通信部を有することを特徴とする。
【００３９】
この発明によれば、電源装置および点灯装置の少なくとも一方に含まれる電圧検出器および該電圧検出器に接続された報知手段と、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを集計する機能を有する上位システムとを備え、前記報知手段が、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを上位システムに送信する通信部を有することにより、例えば、商用電源と前記電源装置および前記点灯装置それぞれとが電源線を介して接続されてなる構成の照明システムにおいて、当該照明システムが導入されたオフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのレイアウトの変更などに伴い前記消費電力量を算出する対象に含める前記電源装置や前記点灯装置の変更を行う必要がある場合に、前記電源線を配線し直す必要がないので、前記照明システムにおいて前記消費電力量を算出する対象に含める前記電源装置や前記点灯装置の変更を容易に行うことができる。
【００４０】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記上位システムが、前記電圧検出器の前記報知手段から送信される前記消費電力量に関するデータを受信するための上位システム通信部と、上位システム通信部で受信した前記消費電力量に関するデータを集計する上位システム演算部とを備え、請求項４に記載の電源装置および請求項５に記載の点灯装置の少なくとも一方に含まれる請求項３に記載の電圧検出器において、電圧検出器の前記消費電力量の計測分解能である電力量計測分解能が、前記電圧検出器の前記被測定電圧が前記Ａ／Ｄ変換器の分解能の電圧換算値に相当する電圧を前記反転増幅回路の前記増幅率で除して得られる電圧だけ変化したときの前記消費電力量の変化量であって、前記演算部が、前記消費電力量を前記電力量計測分解能で除して算出される前記電力量計測分解能に対する倍率データを生成するとともに、当該倍率データを前記消費電力量に関するデータとして前記報知手段の前記通信部を介して前記上位システムに送信し、前記上位システム通信部が前記倍率データを受信し、前記上位システム演算部が前記倍率データに前記電力量計測分解能を乗じて前記消費電力量に換算することを特徴とする。
【００４１】
この発明によれば、電源装置および点灯装置の少なくとも一方に含まれる電圧検出器において、前記演算部が、前記消費電力量を前記電圧検出器の前記電力量計測分解能で除して算出される前記電力量計測分解能に対する倍率データを生成するとともに、当該倍率データを前記消費電力量に関するデータとして前記報知手段の前記通信部を介して前記上位システムに送信し、前記上位システムが、前記倍率データを上位システム通信部で受信して前記上位システム演算部で前記倍率データに前記電力量計測分解能を乗じて前記消費電力量に換算することにより、前記電圧検出器から上位システムに送信する前記消費電力量に関するデータの容量を低減できるので、前記消費電力量に関するデータの伝送時間を短縮することができる。また、前記消費電力量に関するデータの前記消費電力量への換算を上位システムで行うので、前記電源装置の前記電圧検出器における前記演算部の処理負荷を低減することができる。
【発明の効果】
【００４２】
請求項１の発明によれば、反転増幅回路が、被測定電圧を増幅してＡ／Ｄ変換器に入力するとともに、演算部が、Ａ／Ｄ変換器から出力されるオン時電圧データとオフ時電圧データとの差分データを算出し当該差分データを前記反転増幅回路の増幅率で除することにより測定電圧データを算出して出力することにより、反転増幅回路に含まれるオペアンプのオフセット電圧に起因した誤差の測定電圧データへの影響を抑制できるので、汎用のＡ／Ｄ変換器および汎用のオペアンプを使用しながらも被測定電圧の検出精度を向上させることができるという効果があり、また、演算部をマイクロコンピュータで構成すれば当該演算部に第１のタイマおよび第２のタイマを内蔵させることができるから、低コスト化を図ることができるという効果がある。
【００４３】
請求項４の発明によれば、請求項３に記載の電圧検出器を用いて電源装置で消費される消費電力量を算出することにより、電圧検出器の低コスト化を図ることができので、電源装置のコスト上昇を抑制することができるという効果がある。
【００４４】
請求項５の発明によれば、請求項３に記載の電圧検出器を用いて点灯装置で消費される消費電力量を算出することにより、点灯装置の大型化を抑制することができる。また、請求項３に記載の電圧検出器を用いて点灯装置で消費される消費電力量を算出することにより、電圧検出器の低コスト化を図ることができるので、点灯装置のコスト上昇を抑制することができるという効果がある。
【００４５】
請求項６の発明によれば、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを集計する機能を有する上位システムを備え、前記報知手段が、前記電圧検出器の前記演算部において個別に算出された前記消費電力量に関するデータを上位システムに送信する通信部を有することにより、例えば、商用電源と前記電源装置および前記点灯装置それぞれとが電源線を介して接続されてなる構成の照明システムにおいて、当該照明システムが導入されたオフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのレイアウトの変更などに伴い前記消費電力量を算出する対象に含める前記電源装置や前記点灯装置の変更を行う必要がある場合に、前記電源線を配線し直す必要がないので、前記照明システムにおいて前記消費電力量を算出する対象に含める前記電源装置および前記点灯装置の変更を容易に行うことができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】実施形態１の電圧検出器の回路ブロック図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】実施形態２の点灯装置の回路ブロック図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】実施形態３の点灯装置の回路ブロック図である。
【図８】実施形態４の点灯装置の回路ブロック図である。
【図９】実施形態５の電力計測システムの構成図である。
【図１０】従来例の電圧検出器を備えた点灯装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００４７】
（実施形態１）
図１に示すように、本実施形態の電圧検出器１０は、例えば、放電灯などの照明負荷（図示せず）を点灯させるための周知の点灯装置（図示せず）の一部を構成する電源回路および点灯回路に含まれるスイッチング素子Ｑ０に流れる電流に相当する電流検出用抵抗Ｒ１の両端間のアナログの平均電圧（以下、被測定電圧という）Ｖ１（Ｖ２）を測定し、被測定電圧Ｖ１に応じたデジタル値データ（以下、測定電圧データという）ＤＶ１を出力する。
【００４８】
本実施形態の電圧検出器１０は、オペアンプＯＰを含んで構成されオペアンプＯＰへの入力電圧Ｖｉｎを増幅するとともに入力電圧Ｖｉｎに対して正負を反転させた形で出力する反転増幅回路Ａと、反転増幅回路Ａの一部を構成するオペアンプＯＰに設けられた非反転入力端子に電圧を印加する定電圧源Ｅ１と、第１の周期で第１のクロック信号を発生する第１のタイマＴＣ１と、第１のタイマＴＣ１で発生する第１のクロック信号に基づいて前記第１の周期で反転増幅回路Ａからの出力電圧をサンプリングし前記出力電圧のデジタル値データ（以下、電圧データという）を出力するＡ／Ｄ変換器ＡＤと、前記第１の周期よりも長い一定の第２の周期で第２のクロック信号を発生する第２のタイマＴＣ２と、第２のタイマで発生する第２のクロック信号に基づいて前記第２の周期でオン・オフ動作することで反転増幅回路Ａの入力電圧Ｖｉｎを前記第２の周期で変化させるスイッチング素子Ｑａと、Ａ／Ｄ変換器ＡＤから出力される前記電圧データを記憶するための記憶手段Ｍと、Ａ／Ｄ変換器ＡＤから出力される前記電圧データおよび記憶手段Ｍに記憶された前記電圧データの少なくとも一方を用いて四則演算を行うことが可能な演算部Ｐとを備える。
【００４９】
また、電圧検出器１０は、平滑用コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２とからなる直列回路を有し、当該直列回路の一端が、点灯装置１００の一部を構成するスイッチング素子Ｑ０と電流検出用抵抗Ｒ１との間に接続され、他端が接地されてなる。ここに、前記直列回路が、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の電圧を平滑化する平滑回路を構成している。ここで、電圧検出器１０は、平滑用コンデンサＣ１の両端間に生じる電流検出用抵抗Ｒ１１の両端間電圧の積分値である被測定電圧Ｖ１を検出する。ここにおいて、平滑用コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２とからなる前記直列回路と、反転増幅回路Ａと、定電圧源Ｅ１と、第１のタイマＴＣ１と、第２のタイマＴＣ２と、Ａ／Ｄ変換器ＡＤとが電圧検出器１０の検出部１０ａを構成している。
【００５０】
反転増幅回路Ａは、オペアンプＯＰと、オペアンプＯＰの反転入力端子と出力端子とに両端が電気的に接続された第１の抵抗Ｒａと、オペアンプＯＰの反転入力端子に一端が接続され他端が電流検出用抵抗Ｒ１と平滑用コンデンサＣ１との間に接続されている第２の抵抗Ｒｂとからなる。
【００５１】
定電圧源Ｅ１は、オペアンプＯＰの非反転入力端子に第３の抵抗Ｒｃを介して電気的に接続されている。
【００５２】
Ａ／Ｄ変換器ＡＤは、反転増幅回路Ａの一部を構成するオペアンプＯＰの出力端子に電気的に接続されている。ここで、Ａ／Ｄ変換器ＡＤから出力される電圧データＤＶは、被測定電圧Ｖ１に応じたデジタル値データであり、例えば、Ａ／Ｄ変換器ＡＤへ入力できる電圧のレンジが５Ｖ、分解能が１０ｂｉｔの場合、Ａ／Ｄ変換器ＡＤに電圧ＶｉｎＡＤが入力されると、電圧ＶｉｎＡＤをＡ／Ｄ変換器ＡＤの分解能の電圧換算値ｋ（ｋ＝５／２１０＝５／１０２４［Ｖ］）で除して得られるデジタル値を出力する。
【００５３】
電圧検出器１０の一部を構成するスイッチング素子Ｑａは、一端部が反転増幅回路Ａの一部を構成する第２の抵抗Ｒｂの他端に電気的に接続されるとともに、他端部が接地されている。当該スイッチング素子Ｑａとしては、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いることができる。また、当該スイッチング素子Ｑａは、第２のタイマＴＣ２で発生する前記第２のクロック信号に基づいて前記第２の周期でオン・オフ動作することにより、反転増幅回路Ａの入力端を構成する第２の抵抗Ｒｂの前記他端の電位を、接地レベルである０Ｖよりも平滑用コンデンサＣ１の両端間の電圧だけ高い電位と、接地レベルに略等しい電位との間で切り替えることで反転増幅回路Ａへの入力電圧Ｖｉｎを前記第２の周期で変化させる。
【００５４】
演算部Ｐは、スイッチング素子Ｑａのオン期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ２をサンプリングして得られる前記電圧データであるオン時電圧データＤＶｏｎからスイッチング素子Ｑａのオフ期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１をサンプリングして得られる前記電圧データであるオフ時電圧データＤＶｏｆｆを差し引くことで作る差分データを測定電圧データＤＶ１として出力する。また、演算部Ｐは、マイクロコンピュータで構成され、第１のタイマＴＣ１および第２のタイマＴＣ２を内蔵している。
【００５５】
次に、本実施形態の電圧検出器１０の動作について説明する。
【００５６】
スイッチング素子Ｑａのオフ期間には、電流検出用抵抗Ｒ１と並列に接続された抵抗Ｒ２と平滑用コンデンサＣ１との直列回路の一部を構成する平滑用コンデンサＣ１が充電され、当該平滑用コンデンサＣ１の両端間の電圧である反転増幅回路Ａへの入力電圧Ｖｉｎは、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１に略等しくなる。ここで、反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１は、定電圧源Ｅ１によって一定の電位に維持されたオペアンプＯＰの非反転入力端子の電位（以下、基準電位という）をＥ、第１の抵抗Ｒａの抵抗値をＲａ、第２の抵抗Ｒｂの抵抗値をＲｂ、オペアンプＯＰに固有のオフセット電圧に起因した出力電圧の誤差である誤差電圧をＶｅｒｒとすると、下記（２）式で表される。
【００５７】
【数４】
2010276386.tif 000006
ここに、反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１の誤差電圧Ｖｅｒｒの大きさは、オペアンプＯＰの前記オフセット電圧に反転増幅回路Ａの増幅率（Ｒａ／Ｒｂ）を乗じた値に略等しくなる。
【００５８】
ここで、Ａ／Ｄ変換器ＡＤは、第１のタイマＴＣ１が発生する第１のクロック信号に基づいてスイッチング素子Ｑａのオフ期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１を前記第１の周期でサンプリングし出力電圧ｅｏ１のオフ時電圧データＤＶｏｆｆを出力する。
【００５９】
一方、スイッチング素子Ｑａがオンのときには、反転増幅回路Ａへの入力電圧Ｖｉｎは略０Ｖとなる。ここで、反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ２は、下記（３）式で表される。
【００６０】
【数５】
2010276386.tif 000007
ここで、Ａ／Ｄ変換器ＡＤは、第１のタイマＴＣ１が発生する第１のクロック信号に基づいてスイッチング素子Ｑａのオフ期間での反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ２を第１の周期でサンプリングしオン時電圧データＤＶｏｎを出力する。また、当該オン時電圧データＤＶｏｎは、記憶手段Ｍに記憶される。
【００６１】
演算部Ｐでは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤまたは記憶手段Ｍからオフ時電圧データＤＶｏｆｆを取得すると、予め記憶手段Ｍに記憶されているオン時電圧データＤＶｏｎを取得し、オン時電圧データＤＶｏｎとオフ時電圧データＤＶｏｆｆとの差分データを算出する。
【００６２】
ところで、スイッチング素子Ｑａのオン期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ２と、スイッチング素子Ｑａのオフ期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１との差分は、以下の（４）式で表される。
【００６３】
【数６】
2010276386.tif 000008
即ち、前記出力電圧ｅｏ２と前記出力電圧ｅｏ１との差分は、被測定電圧Ｖ１を増幅率（Ｒａ／Ｒｂ）で増幅して得られる電圧に相当する。
【００６４】
ここで、本実施形態の電圧検出器１０では、反転増幅回路Ａが、入力電圧Ｖｉｎを増幅してＡ／Ｄ変換器ＡＤに入力するとともに、演算部Ｐが、スイッチング素子Ｑａのオフ期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ２に応じたデジタル値データであるオン時電圧データＤＶｏｎからスイッチング素子Ｑａのオフ期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１に応じたデジタル値データであるオフ時電圧データＤＶｏｆｆを差し引くことにより差分データＤＶｏｆｆ−ＤＶｏｎを算出する。その後、演算部Ｐは、当該差分データＤＶｏｆｆ−ＤＶｏｎ、即ち、被測定電圧Ｖ１を増幅率（Ｒａ／Ｒｂ）で増幅して得られる電圧に応じたデジタル値データを算出し、その後、当該差分データＤＶｏｆｆ−ＤＶｏｎを増幅率（Ｒａ／Ｒｂ）で除することにより、被測定電圧Ｖ１に応じたデジタル値データである測定電圧データＤＶ１を算出する。
【００６５】
しかして、Ａ／Ｄ変換器ＡＤの分解能に起因した誤差の測定電圧データＤＶ１への影響、およびオペアンプＯＰのオフセット電圧に起因した誤差電圧Ｖｅｒｒの測定電圧データＤＶ１への影響を抑制できるので、被測定電圧Ｖ１の検出精度を向上させることができる。また、演算部Ｐがマイクロコンピュータで構成され、第１のタイマＴＣ１および第２のタイマＴＣ２を内蔵していることにより、演算部Ｐとは別に第１のタイマＴＣ１および第２のタイマＴＣ２を設ける必要がなく、また、汎用のＡ／Ｄ変換器および汎用のオペアンプを使用しながらも電圧検出器１０の被測定電圧Ｖ１の検出精度の向上が図れることにより、高精度のＡ／Ｄ変換器（図示せず）および高精度のオペアンプ（図示せず）を使用する必要がないので、電圧検出器１０の低コスト化を図ることができる。
【００６６】
ここで、図２において、反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧をＡ／Ｄ変換器ＡＤでサンプリングしデジタル出力に変換するとともに、デジタル出力に変換された出力電圧に応じた電圧データを前記測定電圧データとして出力する従来の電圧検出器（図示せず）で得られた測定電圧データＤＶ１’（図２中の△）、および本実施形態の電圧検出器１０で得られた測定電圧データＤＶ１（図２中の□）と、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１の実測値との関係を示す。また、図２中の実線は、誤差電圧Ｖｅｒｒが０Ｖの理想的な反転増幅回路Ａおよび分解能が限りなく０Ｖに近い理想的なＡ／Ｄ変換器を使用した理想的な電圧検出器１０であれば得られる測定電圧データと被測定電圧Ｖ１の実測値との関係を示す。図２に示すように、本実施形態の電圧検出器１０で得られた測定電圧データＤＶ１のほうが、従来の電圧検出器で得られた測定電圧データＤＶ１’に比べて実線に近いことが判る。つまり、本実施形態の電圧検出器１０では、前記従来の電圧検出器に比べて、被測定電圧Ｖ１の検出精度が向上していることが判る。
【００６７】
ところで、本実施形態の電圧検出器１０において、反転増幅回路Ａの代わりに、非反転増幅回路を設けることが考えられる。ここに、非反転増幅回路は、例えば、オペアンプＯＰと、オペアンプＯＰの反転入力端子と出力端子とに両端が電気的に接続された抵抗（図示せず）と、オペアンプＯＰの反転入力端子に一端が接続され他端が接地された抵抗（図示せず）とにより構成されたものが考えられる。
【００６８】
しかしながら、例えば、電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流にリップルが発生し、反転増幅回路Ａへの入力電圧Ｖｉｎが０Ｖよりも小さくなると、非反転入力端子に０よりも小さい電圧が入力されることとなり、前記オペアンプが正常に動作せず、前記非反転増幅回路が増幅回路として機能せず、被測定電圧Ｖ１を正確に測定できないおそれがある。
【００６９】
これに対して、本実施形態の電圧検出器１０では、反転増幅回路Ａを用いるので、反転増幅回路Ａに含まれるオペアンプＯＰの反転入力端子と非反転入力端子とがイマジナリショートとなることから、前記非反転入力端子は、０Ｖ以上の一定の基準電位Ｅに維持され、前記反転入力端子も略基準電位よりもオフセット電圧分だけ低い電圧に維持されることとなり、前記非反転入力端子および前記反転入力端子に０Ｖよりも低い電圧が印加されることがないので、電圧電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１が０Ｖよりも小さい場合でも増幅回路として機能できる。従って、電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流にリップルが発生し、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の電圧である被測定電圧Ｖ１が０Ｖ以下になっても被測定電圧Ｖ１を精度よく計測することができるという利点がある。なお、本実施形態では、入力電圧Ｖｉｎが常に０Ｖ以上の電圧に維持される場合には、スイッチング素子Ｑａとして、安価なＭＯＳＦＥＴを用いることができ、双方向に流れる電流に対してオン・オフできるアナログスイッチなどＭＯＳＦＥＴに比べて高価なスイッチング素子を使用する場合に比べて、コストを低減することができる。
【００７０】
なお、本実施形態では、抵抗Ｒ２および平滑用コンデンサＣ１からなる直列回路が、電流検出用抵抗Ｒ１に並列に接続され、第２の抵抗Ｒｂおよびスイッチング素子Ｑａが抵抗Ｒ２と平滑用コンデンサＣ１との間に接続されているが、これに限定されるものではなく、例えば、第２の抵抗Ｒｂをスイッチング素子Ｑ０と電流検出用抵抗Ｒ１との間に直接接続するとともに、反転増幅回路Ａの一部を構成する第１の抵抗Ｒａと並列にコンデンサ（図示せず）を接続した積分器を用いたものであってもよい。また、オペアンプＯＰとしては、汎用の単電源オペアンプを用いることができる。
【００７１】
また、本実施形態の電圧検出器１０では、前記第２の周期におけるスイッチング素子Ｑａのオフ期間が、前記第１の周期の２倍以上の規定時間となるように第２の周期および前記オン期間が設定されている。つまり、Ａ／Ｄ変換器ＡＤは、前記第２の周期におけるスイッチング素子Ｑａのオフ期間内に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１を、少なくとも２回以上の規定回数だけサンプリングするとともに、スイッチング素子Ｑａのオン期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ２を１回だけサンプリングする。ここで、サンプリング回数である前記規定回数は、前記オフ期間を前記第１の周期で除することにより求められる商となる。具体的には、図３に示すように、時刻ｔ１，ｔ２の間のオフ期間内、および時刻ｔ３，ｔ４の間のオフ期間内で、スイッチング素子Ｑａのオフ期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１のサンプリングを２以上の規定回数だけ行う。一方、時刻ｔ２，ｔ３の間のオン期間内、および時刻ｔ４，ｔ５の間のオン期間内で、スイッチング素子Ｑａのオン期間に反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ２のサンプリングをそれぞれ１回だけ行う。
【００７２】
ところで、実施形態１の電圧検出器１０では、第２のタイマＴＣ２が出力する前記第２のクロック信号の前記第２の周期と、スイッチング素子Ｑａのオフ期間と、スイッチング素子Ｑａのオン期間とを設定するための指示手段（図示せず）が、演算部Ｐに接続されている。
【００７３】
しかして、演算部Ｐでの測定電圧データＤＶ１の算出に必要であり、記憶手段Ｍに記憶されているオン時電圧データＤＶｏｎを更新する頻度を必要最小限に設定することができるので、スイッチング素子Ｑａのオン・オフ動作に起因して測定電圧データＤＶ１に生じる誤差を低減することができるから、被測定電圧の検出精度を向上させることができる。また、Ａ／Ｄ変換器ＡＤによる記憶手段Ｍに記憶されたオン時電圧データＤＶｏｎの更新頻度を減らすことにより、Ａ／Ｄ変換器ＡＤの処理負荷を軽減することができる。また、オン時電圧データＤＶｏｎの更新の頻度をオペアンプＯＰのオフセット電圧の周囲温度の変動による変化や経年変化に応じて前記指示手段により前記第２の周期を自由に変更することができるので、オペアンプＯＰのオフセット電圧の周囲温度の変動による変化や経年変化の影響による測定電圧データＤＶ１の精度の低下を抑制することができる。
【００７４】
ところで、スイッチング素子Ｑ０を含む前記電源回路が、商用電源（図示せず）から交流電力の供給を受けるものである場合、スイッチング素子Ｑ０に流れる電流に前記商用電源から供給される交流の１周期の半分に相当する第３の周期で変動する交流成分が含まれることがある。即ち、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１には、前記第１の周期よりも長く且つ前記第２の周期よりも短い前記第３の周期で変動する成分が含まれることがある。
【００７５】
これに対して、本実施形態の電圧検出器１０では、図４に示すように、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１が周期的に変動する場合、第２の周期内におけるスイッチング素子Ｑａのオフ期間が、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の前記第３の周期と等しくなるように、第２の周期および前記オン期間を設定してもよい。図４では、前記オフ期間が、第１の周期の８倍に相当するように設定されており、演算部Ｐが、オフ時電圧データＤＶｏｆｆの平均値である平均オフ時電圧データＤＶｏｆｆａｖｅと、記憶手段Ｍに記憶されたオン時電圧データＤＶｏｎとの差分データを算出して、当該差分データより被測定電圧Ｖ１に応じたデジタル値データである測定電圧データＤＶ１を算出し出力する。
【００７６】
本実施形態の電圧検出器１０の動作を図４に基づいて説明する。本実施形態の電圧検出器１０では、図４に示すように、Ａ／Ｄ変換器ＡＤが第２の周期１周期内にサンプリングを行う回数である前記規定回数が８に設定されており、Ａ／Ｄ変換器ＡＤは、前記オフ期間内における時刻ｔ１乃至時刻ｔ８それぞれにおいて、スイッチング素子Ｑａをオフにして反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１をサンプリングし、当該出力電圧ｅｏ１に応じたデジタル値データであるオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）を出力する。そして、演算部Ｐは、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）を記憶手段Ｍに記憶する。記憶手段Ｍにオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）全てが記憶された後に、演算部Ｐが、記憶手段Ｍに記憶されたオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）を読み出して加算する。
【００７７】
なお、本実施形態の電圧検出器１０では、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝２乃至８）が生成される毎に、それ以前のオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（ｉ−１）の加算値に順次加算していくようにしてもよい。
【００７８】
時刻ｔ８において、Ａ／Ｄ変換器ＡＤが、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（８）を出力するための反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１のサンプリングを完了すると、時刻ｔ９に、第１のタイマＴＣ１が、前記第１のクロック信号の発信を停止し、第２のタイマＴＣ２が、スイッチング素子Ｑａをオンにする。その後、スイッチング素子Ｑａの前記オン期間内における時刻ｔ１０で、Ａ／Ｄ変換器ＡＤが、反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ２を１回だけサンプリングし、当該出力電圧ｅｏ２に応じた前記電圧データであるオン時電圧データＤＶｏｎを出力する。
【００７９】
時刻ｔ１０において、オン時電圧データＤＶｏｎを生成するための反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ２のサンプリングを行った後、時刻ｔ１１に第１のタイマＴＣ１が、再び第１のクロック信号の出力を開始するとともに、第２のタイマＴＣ２が、スイッチング素子Ｑａをオフにする。その後、時刻ｔ１２までに、記憶手段Ｍに記憶されたオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）の累積加算値をクリアし、時刻ｔ１２から再び、Ａ／Ｄ変換器ＡＤが、反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１のサンプリングを行う。時刻ｔ１２以降（図４の時刻ｔ１２乃至ｔ２２参照）は、前述の時刻ｔ１乃至時刻ｔ１１の動作を繰り返す。
【００８０】
一方、演算部Ｐでは、記憶手段Ｍに記憶されたオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）の累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至８）とオン時電圧データＤＶｏｎとを読み出して、オン時電圧データＤＶｏｎにサンプリング回数である８を乗じた値と累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至８）との差分データを算出する。
【００８１】
ここに、前記オフ期間内における反転増幅回路Ａからのアナログ出力される出力電圧ｅｏ１のサンプリング回数をｎとすれば、測定電圧データＤＶ１の平均値である平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅと、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（ｎ）およびオン時電圧データＤＶｏｎとの間には、（５）式の関係が成立する。
【００８２】
【数７】
2010276386.tif 000009
前記オフ期間内における反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１のサンプリング回数は８だから、（５）式においてｎ＝８とすれば、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）の累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至８）とオン時電圧データＤＶｏｎとから平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅの累積加算値ΣＤＶ１ａｖｅである累積加算値データを算出する。つまり、本実施例の電圧検出器１０は、平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅの累積加算値ΣＤＶ１ａｖｅを算出する累積加算値データ算出機能を有する。
【００８３】
また、演算部Ｐでは、オン時電圧データＤｏｎと、前記オフ期間内における反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１のサンプリング回数である前記規定回数ｎ（本実施例では、ｎ＝８）と、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）の累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至８）とから平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅの累積加算値ΣＤＶ１ａｖｅを算出し、累積加算値ΣＤＶ１ａｖｅをサンプリングを行う回数である前記規定回数８で除する演算を行うことで、平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを算出する。つまり、本実施例の電圧検出器１０は、平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを算出する平均測定電圧データ算出機能を有する。
【００８４】
しかして、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１に周期的な変動があっても、被測定電圧Ｖ１の平均値に応じたデジタル値データである平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅおよび累積加算値データを精度よく算出することができる。
【００８５】
なお、第１のタイマＴＣ１が再び第１のクロック信号の出力を開始する時刻ｔ１１後、Ａ／Ｄ変換器ＡＤが再び反転増幅回路Ａからアナログ出力される出力電圧ｅｏ１のサンプリングを開始する時刻ｔ１２までの間に、累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至８）をクリアせずに記憶手段Ｍに記憶しておき、時刻ｔ１２後に演算部Ｐでオン時電圧データＤＶｏｎに８を乗じた値と累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至８）との差分データを算出してから、当該差分データを前記規定回数（＝８）で除する演算を行うことで、平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを算出してもよい。
【００８６】
また、演算部Ｐが、前記オフ期間内における反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１のサンプリング回数である前記規定回数ｎ（本実施例では、ｎ＝８）と、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）の累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至８）を前記規定回数（＝８）で除する演算を行うことで、オフ時電圧データＤＶｏｆｆの平均値である平均オフ時電圧データＤＶｏｆｆａｖｅを算出した後に、平均オフ時電圧データＤＶｏｆｆａｖｅからオン時電圧データＤＶｏｎとの差分を算出することにより平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを求めてもよい。
【００８７】
また、第２の周期の１周期分に含まれる前記オフ期間内に反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１をサンプリングして生成したオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（８）の累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至ｎ）に基づいて平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを算出する例について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、第２の周期の２以上の規定の整数倍ｍに相当する時間内におけるスイッチング素子Ｑａの前記オフ期間内に反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１をサンプリングして生成したオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（ｎ×ｍ）の累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至ｎ×ｍ）に基づいて平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを算出してもよい。
【００８８】
ところで、本実施形態では、第２のタイマＴＣ２が、前記第２のクロック信号の前記第２の周期のうち前記オフ期間が前記第３の周期の整数倍であり、且つ前記オン期間が前記第３の周期の整数倍とならないように設定されていることにより、前記オフ期間内における反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１の位相が時間とともにずれていく。
【００８９】
従って、前記第２の周期と前記オン期間との比を適宜設定するとともに、前記第３の周期の２以上の規定の整数倍ｍに相当する時間における前記オフ期間内に、反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１をサンプリングして生成したオフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（ｎ×ｍ）を用いて、オフ時電圧データＤＶｏｆｆ（１）乃至ＤＶｏｆｆ（ｎ×ｍ）の累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至ｎ×ｍ）を算出し、当該累積加算値ΣＤＶｏｆｆ（ｉ）（ｉ＝１乃至ｎ×ｍ）に基づいて平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを算出することにより、前記第３の周期における前記オフ期間内に前記規定回数ｎに前記規定の整数倍ｍを乗じた回数だけサンプリングを行った場合の被測定電圧Ｖ１の平均値に応じた平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅを算出することができるので、平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅの精度を低下させることなく、前記第２の周期の１周期分における出力電圧ｅｏ１をサンプリングする回数ｎを減らすことができる。しかして、Ａ／Ｄ変換器ＡＤおよび演算部Ｐの処理負荷を低減させることができる。
【００９０】
しかして、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１に周期的な変動があっても、被測定電圧Ｖ１の平均値に応じたデジタル値データである平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅの精度を低下させることなく、第２の周期の１周期分におけるサンプリング回数を減らすことができるので、Ａ／Ｄ変換器ＡＤおよび演算部Ｐの処理負荷を低減させることができる。
【００９１】
なお、本実施形態では、演算部Ｐが、前記オフ時電圧データの累積加算値と、前記オフ時電圧データに前記サンプリング回数に相当する整数を乗じて得た値との差分を演算するだけでもよい。
【００９２】
この場合、平均測定電圧データＤＶ１ａｖｅや平均オフ時電圧データＤＶｏｆｆａｖｅを算出するための演算処理を省くことができるので、演算部Ｐの処理負荷を軽減させることができる。
【００９３】
また、本実施形態では、電圧検出器１０が累積加算値データ算出機能および平均測定電圧データ算出機能の両方を有する例について説明したが、これに限定されるものではなく、電圧検出器１０が累積加算値データ算出機能および平均測定電圧データ算出機能いずれか一方のみを有するものであってもよい。
【００９４】
（実施形態２）
本実施形態の点灯装置は、図５に示すように、商用電源などの交流電源ＡＣからの電力供給を受けて直流電圧Ｖｄｃを出力する電力変換部を構成する電源回路であるＡＣ／ＤＣ変換回路１と、ＡＣ／ＤＣ変換回路１からの電力供給を受けて高周波交流電圧を出力する点灯回路２と、実施形態１で説明した電圧検出器１０とを備え、点灯回路２の出力端間に接続された照明負荷である放電灯ＦＬを点灯させる。ここに、ＡＣ／ＤＣ変換回路１が、点灯回路２に電力を供給する電源装置を構成する。
【００９５】
ＡＣ／ＤＣ変換回路１は、交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジＤＢと、ダイオードブリッジ１０の出力を昇圧するとともに力率を改善する機能を有する昇圧チョッパ回路ＢＲとから構成されている。ここで、昇圧チョッパ回路ＢＲは、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続したコンデンサ（図示せず）と、ダイオードブリッジＤＢの出力端間に接続したインダクタ（図示せず）と昇圧チョッパ回路ＢＲの出力電圧を制御するためのＭＯＳＦＥＴからなる電圧制御用スイッチング素子Ｑ３との直列回路と、電圧制御用スイッチング素子Ｑ３の両端間に接続されたダイオード（図示せず）と平滑用コンデンサＣ１０との直列回路とにより構成されている。また、電圧制御用スイッチング素子Ｑ３には、電圧制御用スイッチング素子Ｑ３をオン・オフして平滑コンデンサＣ１０の両端電圧からなる直流電圧Ｖｄｃを制御する第１の制御手段（図示せず）が接続されている。
【００９６】
点灯回路２は、ＡＣ／ＤＣ変換回路１の出力端間に接続された一対の電流制御用スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、低電位側の電流制御用スイッチング素子Ｑ２の両端間に接続された共振回路５とを備える。ここで、電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオン・オフ動作することで、点灯回路２の出力端間に高周波電圧が発生する。また、点灯回路２が備える共振回路５の出力端間には、照明負荷である放電灯ＦＬが接続されている。また、電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、点灯回路２の出力端間に発生する高周波出力を制御するために、電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に制御信号を入力することにより電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を制御する第２の制御手段３が接続されている。また、第２の制御手段３は、マイクロコンピュータにより構成され、外部から指令される調光レベル指令値に基づいて、電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を変化させる。
【００９７】
ところで、本実施形態の点灯装置が備える点灯回路２には、低電位側のスイッチング素子Ｑ２とＡＣ／ＤＣ変換回路１の低電位側の出力端との間に電流検出用抵抗Ｒ１が接続されている。ここで、第２の制御手段３は、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の電圧である被測定電圧Ｖ１に基づいて電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の前記動作周波数をフィードバック制御することにより、点灯回路２から放電灯ＦＬに供給する電力の変動を抑制している。なお、被測定電圧Ｖ１は、電流制御用スイッチング素子Ｑ２に流れる電流の大きさに対応している。また、点灯回路２では、両電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流の平均値は略等しく、ＡＣ／ＤＣ変換回路１から点灯回路２に入力される直流電圧Ｖｄｃは略一定となる。従って、低電位側の電流制御用スイッチング素子Ｑ２に流れる電流値に基づいて電流制御用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の前記動作周波数を制御することにより、点灯回路２から放電灯ＦＬに供給する電力の変動を抑制し、放電灯ＦＬを安定して調光させることができる。
【００９８】
また、本実施形態の点灯装置が備える電圧検出器１０は、電圧検出器１０の一部を構成する演算部Ｐから出力される測定電圧データＤＶ１や記憶手段Ｍに記憶された測定電圧データＤＶ１に基づいて点灯装置で消費される消費電力量Ｗｉｎに応じたデジタル値データ（以下、消費電力量データという）ＤＷｉｎを算出するとともに、当該消費電力量データＤＷｉｎを外部に報知するための報知手段１１が接続されている点が実施形態１の電圧検出器とは相違する。なお、実施形態１と同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。
【００９９】
ここで、本実施形態では、被測定電圧Ｖ１が、消費電力量を計測する計測対象である点灯回路２の一部に接続された電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の電圧に相当する。従って、被測定電圧Ｖ１と電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値とに基づいて点灯回路２に流れる電流の電流値を検出することができる。
【０１００】
報知手段１１は、ディスプレイ等の表示部（図示せず）を備えた表示手段（図示せず）から構成される。なお、本実施形態の点灯装置が、例えば、電圧検出器１０の演算部Ｐにおいて算出された消費電力量データＤＷｉｎを集計する機能を有する上位システム（図示せず）との通信機能を有するものである場合には、報知手段１１は、点灯装置に接続された信号線（図示せず）に信号を送出する通信部（図示せず）を備える。報知手段１１の形態は、点灯装置の形態に応じて適宜選択することができる。
【０１０１】
なお、報知手段１１は、演算部Ｐで生成された消費電力量データＤＷｉｎをそのまま表示するものであってもよいし、演算部Ｐで生成された消費電力量データＤＷｉｎを記憶手段Ｍに一旦記憶した後に、演算部Ｐが記憶手段Ｍから消費電力量データＤＷｉｎを取得して報知手段１１が前記表示部に消費電力量Ｗｉｎを表示するものであってもよい。
【０１０２】
また、演算部Ｐは、報知手段１１にリアルタイムで消費電力量データＤＷｉｎを出力し続けるものであってもよいし、報知手段１１からの出力要求に応じて消費電力量データＤＷｉｎを出力するものであってもよい。即ち、演算部Ｐの処理形態は、報知手段１１の仕様に応じて適宜選択することができる。
【０１０３】
次に、本実施形態の電圧検出器１０における消費電力データＤＷｉｎの算出方法について説明する。
【０１０４】
ところで、電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値をＲ１、ＡＣ／ＤＣ変換回路１から点灯回路２へ入力される直流電圧をＶｄｃ、ＡＣ／ＤＣ変換回路１の回路効率をηＰＦＣ、前記第１の制御手段および第２の制御手段３に電力を供給するための制御手段用電源回路（図示せず）での消費電力量をＷｃｏｎ、Ａ／Ｄ変換器ＡＤの分解能の電圧換算値をｋ、スイッチング素子Ｑａの前記オフ期間内における反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１のサンプリング回数をｎとすると、点灯装置での消費電力量Ｗｉｎと、測定電圧データＤＶ１（ｉ）との間に下記（６）式の関係が成立する。
【０１０５】
【数８】
2010276386.tif 000010
ここにおいて、ηＰＦＣは略１に等しく、Ｗｃｏｎは、ＡＣ／ＤＣ変換回路１および点灯回路２で消費される消費電力量に比べて十分小さいので、ηＰＦＣ＝１とすることができる。また、Ｒ１、ＲａおよびＲｂの大きさと、Ａ／Ｄ変換器ＡＤの分解能の電圧換算値ｋは既知であり、前記直流電圧Ｖｄｃは一定とみなすことができる。従って、上記（６）式から、測定電圧データＤＶ１（ｉ）から点灯装置の消費電力量Ｗｉｎを算出することができる。
【０１０６】
ここで、本実施形態の点灯装置を用いて放電灯ＦＬを調光点灯させたときにおいて、点灯装置および点灯装置に接続される放電灯ＦＬで消費される消費電力量Ｗｉｎと、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１との関係を図６に示す。ここに、交流電源ＡＣからＡＣ／ＤＣ変換回路１に入力される交流電圧が１００Ｖのときの測定結果（図６中の■）と、前記交流電圧が２００Ｖのときの測定結果（図６中の□）と、各測定結果を直線近似して得られる近似直線（図６中の一点鎖線）とを示す。図６から、前記交流電圧が変化しても、各測定値がほぼ前記近似直線上にある。即ち、前記交流電圧の大きさに依らず、消費電力量Ｗｉｎと電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１との間には一定の比例関係がある。従って、前記交流電圧の大きさに依らず、被測定電圧Ｖ１の測定結果のみから消費電力量Ｗｉｎを算出することができることが判る。
【０１０７】
本実施形態では、図６の測定結果から得られる、被測定電圧Ｖ１が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量に相当する近似直線の傾きをα２、前記第１の制御手段および第２の制御手段３に電力を供給するための前記制御手段用電源回路での消費電力量に相当する前記近似曲線の切片をβ２、スイッチング素子Ｑａの前記オフ期間内における反転増幅回路Ａの出力電圧ｅｏ１のサンプリング回数をｎとすると、とすると、消費電力量Ｗｉｎと、測定電圧データＤＶ１（ｉ）（ｉ＝１乃至ｎ）と間には下記（７）式の関係が成立する。
【０１０８】
【数９】
2010276386.tif 000011
従って、本実施形態の電圧検出器１０では、予め消費電力量Ｗｉｎと電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１との関係を調べた上で、（７）式における傾きα２および切片β２を設定することで、測定電圧データＤＶ１（ｉ）のみから点灯装置の消費電力量Ｗｉｎを算出することができる。
【０１０９】
しかして、本実施形態の点灯装置では、従来のカレントトランスを用いた電圧検出器（図示せず）に比べて小型化が可能な電圧検出器１０を使用することにより、点灯装置の大型化を抑制することができる。
【０１１０】
また、本実施形態の電圧検出器１０は、従来のカレントトランスを用いた電圧検出器（図示せず）に比べて安価なので、点灯装置のコスト上昇を抑制することができる。
【０１１１】
更に、報知手段１１が、演算部Ｐ、或いは、記憶手段Ｍから消費電力量データＤＷｉｎを取得し点灯装置の消費電力量Ｗｉｎを外部に報知することにより、使用者に点灯装置での消費電力量Ｗｉｎを認識させることができるので、省エネルギ化を促進することができる。
【０１１２】
（実施形態３）
本実施形態の点灯装置は、図５に示す構成の点灯装置と略同じであるが、図７に示すように、電圧検出器１０が、電源装置の一部を構成する電源回路であるＡＣ／ＤＣ変換回路１の昇圧チョッパ回路ＢＲの一部を構成しＡＣ／ＤＣ変換回路から出力される直流電圧Ｖｄｃを制御するための電圧制御用スイッチング素子Ｑ３に接続されている点が相違する。
【０１１３】
電流検出用抵抗Ｒ１１は、昇圧チョッパ回路ＢＲの一部を構成する電圧制御用スイッチング素子Ｑ３とダイオードブリッジ（図示せず）の低電位側の出力端との間に接続されている。ここで、電圧検出器１０の入力端が、電圧制御用スイッチング素子Ｑ３と電流検出用抵抗Ｒ１１との間に接続されている。
【０１１４】
図７に示す構成の点灯装置では、電流検出用抵抗Ｒ１１の両端間の被測定電圧Ｖ１１が、電圧制御用スイッチング素子Ｑ３に流れる電流の大きさに対応している。また、図７に示す構成の点灯装置では、照明負荷である放電灯ＦＬを調光点灯させたときに、ＡＣ／ＤＣ変換回路１で構成される電源装置を含む点灯装置での消費電力量Ｗｉｎと、電流検出用抵抗Ｒ１１の両端間の被測定電圧Ｖ１１との間に下記（８）式に示すような一定の比例関係がある。ここに、点灯装置および点灯装置に接続される放電灯ＦＬで消費される消費電力量Ｗｉｎと被測定電圧Ｖ１１との間には、被測定電圧Ｖ１１が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量をα１、電圧制御用スイッチング素子Ｑ３をオン・オフして平滑コンデンサＣ１０の両端電圧からなる直流電圧を制御する第１の制御手段４および第２の制御手段３（図５参照）に電力を供給するための前記制御手段用電源回路での消費電力量をβ１とすると、下記（８）式の関係が成立する。
【０１１５】
【数１０】
2010276386.tif 000012
ここで、電圧検出器１０の演算部Ｐが、前記電源回路の一部に接続された電流検出用抵抗Ｒ１１の両端間の被測定電圧Ｖ１から上記（８）式に基づいて前記電源装置を含む点灯装置での消費電力量Ｗｉｎを算出し、報知手段１１が、演算部Ｐが算出した消費電力量Ｗｉｎを外部に報知する。
【０１１６】
従って、実施形態２で説明した点灯装置と同様に被測定電圧Ｖ１１の測定結果のみから点灯装置で消費される消費電力値Ｗｉｎを算出することができる。
【０１１７】
本実施形態の点灯装置では、従来のカレントトランスを用いた電圧検出器（図示せず）に比べて安価な電圧検出器１０を使用するので、点灯装置のコスト上昇を抑制することができる。また、報知手段１１が、点灯装置および放電灯ＦＬでの消費電力量Ｗｉｎを使用者に報知することにより、使用者に点灯装置および放電灯ＦＬでの消費電力量Ｗｉｎを認識させることができるので、省エネルギ化を促進することができる。
【０１１８】
（実施形態４）
本実施形態の点灯装置は、図８に示すように、直流電圧Ｖｄｃを出力する直流電源Ｅ２と、直流電源Ｅ２からの電力供給を受けて点灯回路２１に直流電圧を出力する電源回路であるフライバックコンバータＦＣと、フライバックコンバータＦＣを制御する制御手段３１と、制御手段３１に電力を供給するための制御手段用電源回路からなる別回路とを備え、点灯回路２１の出力端間に、照明負荷である複数のＬＥＤ４１からなる直列回路が接続されている。ここに、フライバックコンバータＦＣは、点灯回路２１に電力を供給する電源装置を構成する。
【０１１９】
フライバックコンバータＦＣは、直流電源Ｅ２の高電位側の出力端に一端が接続されたフライバックトランスＴ１の一次側巻線Ｔ１１と、フライバックトランスＴ１の一次側巻線Ｔ１１の他端に接続されフライバックコンバータＦＣが出力する直流電圧を制御するための電圧制御用スイッチング素子Ｑ４と、フライバックトランスＦＣの二次側巻線Ｔ１２の両端間に接続されたダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１１とからなる直列回路とを備え、平滑コンデンサＣ１１の両端間に接続された点灯回路２１に電力を供給する。また、電圧制御用スイッチング素子Ｑ４には、電流制御用スイッチング素子Ｑ４のオン・オフ動作を制御するための制御手段３１が接続されている。制御手段３１は、外部から入力される調光レベル指令値に基づいて、電圧制御用スイッチング素子Ｑ４の動作周波数を変化させることで、フライバックコンバータＦＣの出力電圧を制御する。なお、ダイオードＤ１は、フライバックトランスＴ１の二次側巻線Ｔ１２から平滑コンデンサＣ１１の高電位側に電流が流れる向きに接続される。
【０１２０】
ところで、本実施形態の点灯装置では、電源装置を構成するフライバックコンバータＦＣの電圧制御用スイッチング素子Ｑ４と直流電源Ｅ２の低電位側の出力端との間に電流検出用抵抗Ｒ１が接続されている。ここで、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１が、電圧制御用スイッチング素子Ｑ４に流れる電流の大きさに対応している。ここで、制御手段３１には、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１がフィードバックされ、当該被測定電圧Ｖ１の大きさに基づいて、制御手段３１が、電圧制御用スイッチング素子Ｑ４の前記動作周波数を制御することにより、フライバックコンバータＦＣからの出力電圧の変動を抑制している。
【０１２１】
また、本実施形態の点灯装置は、実施形態２と同様の構成の電圧検出器１０を備えた点灯装置であって、電圧検出器１０の入力端がフライバックコンバータＦＣにおける電圧制御用スイッチング素子Ｑ４と電流検出用抵抗Ｒ１との間に接続されている点が相違する。本実施形態の点灯装置が備える電圧検出器１０は実施形態２の電圧検出器１０と同様の構成であり実施形態２と同一の符号を付して説明を省略する。
【０１２２】
図８に示す構成の点灯装置では、複数のＬＥＤ４１を調光点灯させたときにおける、点灯装置での消費電力量Ｗｉｎと、電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１との間に、図６とは異なる一定の比例関係がある。従って、実施形態２で説明した点灯装置と同様に被測定電圧Ｖ１の測定結果のみから点灯装置で消費される消費電力値Ｗｉｎを算出することができる。点灯装置および当該点灯装置に接続される複数のＬＥＤ４１での消費電力量Ｗｉｎと被測定電圧Ｖ１との間には、被測定電圧Ｖ１が１Ｖ変化したときの消費電力量の変化量をα１２、制御手段３１に電力を供給するための制御手段用電源回路（図示せず）での消費電力量をβ１２として、下記（９）式の関係が成立する。ここで、電圧検出器１０の演算部Ｐが、前記電源回路の一部に接続された電流検出用抵抗Ｒ１の両端間の被測定電圧Ｖ１から下記（９）式に基づいて前記電源装置を含む点灯装置および複数のＬＥＤ４１での消費電力量Ｗｉｎを算出し、報知手段１１が、演算部Ｐが算出した消費電力量Ｗｉｎを外部に報知する。
【０１２３】
【数１１】
2010276386.tif 000013
しかして、本実施形態の点灯装置では、従来のカレントトランスを用いた電圧検出器（図示せず）に比べて安価な電圧検出器１０を使用するので、点灯装置のコスト上昇を抑制することができる。
【０１２４】
また、報知手段１１が、演算部Ｐから出力される消費電力量データＤＷｉｎまたは記憶手段Ｍに記憶されている消費電力量データＤＷｉｎを取得し点灯装置の消費電力量Ｗｉｎを使用者に報知することにより、使用者に点灯装置での消費電力量Ｗｉｎを認識させることができるので、省エネルギ化を促進することができる。
【０１２５】
また、実施形態３および実施形態４では、点灯装置に使用される電圧検出器１０を備える電源装置の例について説明したが、これに限定されず、点灯装置以外の用途に使用される電源装置（図示せず）であってもよい。
【０１２６】
（実施形態５）
本実施形態の電力計測システムは、図９に示すように、商用電源ＡＣから複数の母線たる電源線Ｌ１１が導出され、各母線たる電源線Ｌ１１から更に複数の支線たる電源線Ｌ１２に分岐しており、各支線たる電源線Ｌ１２の先に照明器具に搭載され且つ照明器具が備える照明負荷である放電灯（図示せず）を点灯させるための点灯装置１００が接続されてなる照明システムに使用される。ここで、前記照明システムは、人の在席状況を把握するためにオフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのおける複数の箇所に設けられ人を検知すると検知信号を送信する複数のセンサ（図示せず）と、点灯装置１００が備える点灯回路（図示せず）の一部を構成する２つの電流制御用スイッチング素子（図示せず）の動作周波数を制御することにより点灯装置１００に接続された前記放電灯の明るさを制御する制御手段（図示せず）と、各点灯装置１００に接続された前記制御手段と通信可能な周知のパーソナルコンピュータ等で実現されている上位システム２００とからなる。ここで、上位システム２００が、オフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのレイアウトに応じて前記各照明器具が備える前記放電灯の明るさを設定したり、或るいは、前記各センサから送信される前記検知信号に基づいて把握した人の在席状況に応じて前記各放電灯の明るさを調節したり消灯させたりするために、前記各制御手段に前記各放電灯の明るさを制御するための調光制御信号や前記放電灯を消灯させておくための消灯制御信号を送信する。ここで、前記調光制御信号や前記消灯制御信号を受信した前記各制御手段が、前記放電灯の明るさを制御する。また、各点灯装置１００として、実施形態２で説明した図５に示す構成の点灯装置１００を使用している。
【０１２７】
電圧検出器１０の演算部Ｐでは、各点灯装置１００で個別に算出された消費電力量データＤＷｉｎを、電圧検出器１０の消費電力量Ｗｉｎの計測分解能である電力量計測分解能ＤＷで除して得られる値、即ち、消費電力量Ｗｉｎの電力量計測分解能ＤＷに対する倍率を算出し、当該倍率に応じた数値データである倍率データを、上位システム２００に送信する消費電力量Ｗｉｎに関するデータとして生成する。ここで、電力量計測分解能ＤＷは、電圧検出器１０の消費電力量Ｗｉｎの計測分解能であって、電圧検出器１０の被測定電圧Ｖ１がＡ／Ｄ変換器ＡＤの分解能の電圧換算値ｋに相当する電圧を反転増幅回路Ａの増幅率（Ｒｂ／Ｒａ）で除して得られる電圧だけ変化したときの消費電力量Ｗｉｎの変化量に相当する。
【０１２８】
ここで、電圧検出器１０の消費電力量Ｗｉｎの電力量計測分解能ＤＷに対する倍率データをＬとすると、当該倍率データＬと測定電圧データＤＶとの間には、前記（７）式で示された係数α２、β２を用いると下記（１０）式に示すような関係が成立する。
【０１２９】
【数１２】
2010276386.tif 000014
演算部Ｐでは、上記（１０）式に基づいて、測定電圧データＤＶ１（ｉ）から電力量計測分解能ＤＷに対する前記倍率データＬを算出する。
【０１３０】
また、演算部Ｐで生成される前記倍率データは、報知手段１１が有する通信部１１ａおよび信号線Ｌ２を介して上位システム２００へ送信される。
【０１３１】
また、演算部Ｐでは、通信部１１ａおよび信号線Ｌ２を介して上位システム２００へ送信する消費電力量Ｗｉｎに関するデータの容量を低減するために、前記倍率データのうち下位ビットを切り捨てる演算を行う。下記（１１）式では、前記倍率データに下位ビットを切り捨てる演算を行って得られる演算後の倍率データをＬ’、切捨てる下位ビットのビット数をｊとしている。
【０１３２】
【数１３】
2010276386.tif 000015
ここに、Ａ、Ｂ、ｊは整数であって、Ａ＝α２／ＤＷ、Ｂ＝β２／ＤＷ／２ｊの関係が成立する。上記（１１）式において、第１項は、測定電圧データＤＶ１（ｉ）の累積加算値とＡとの積を２ｊで除することにより下位ビットを切り捨てた形で演算を行うことができる。測定電圧データＤＶ１（ｉ）、Ａ、Ｂ、ｊを用いて上記（１１）式の演算を行うことにより前記演算後の倍率データＬ’を得ることができる。
【０１３３】
例えば、電力量計測分解能ＤＷが５ｍＷとし、１つの前記倍率データの大きさを１６ｂｉｔ（２ｂｙｔｅ）、切捨てる下位ビット数を０ビットとすれば、前記倍率データで表現しうる消費電力量Ｗｉｎが最大で約３２７Ｗとなる。これは、一般的な照明器具１台が消費しうる電力範囲（消費電力量Ｗｉｎの範囲）に対応する前記倍率データを十分に表現できる。また、電力計測分解能ＤＷが５ｍＷであれば、一般的な照明器具の消費電力量Ｗｉｎの計測に求められる精度を満足することができる。
【０１３４】
ここで、前述の電力計測分解能ＤＷが５ｍＷの電圧検出器１０を使用する場合において、要求される電力計測分解能ＤＷが１Ｗ程度である場合には、例えば、演算部Ｐで前記倍率データの下位の８ビットを切り捨てる（前記（１１）式においてｊ＝８とする）演算を行うとすると、上位システム２００に送信するデータ容量を半分の８ビットにすることができる。つまり、本実施形態では、要求される電力計測分解能ＤＷに応じて、上位システム２００へ送信するデータ容量を更に小さくすることにより、各点灯装置１００が備える電圧検出器１０と上位システム２００との間で、前記倍率データの伝送時間を短縮することができる。
【０１３５】
一方、上位システム２００は、各点灯装置１００が備える前記電圧検出器１０から信号線Ｌ２に送出された前記倍率データを受信する上位システム通信部２１１と、上位システム通信部２１１を介して受信した前記倍率データに基づいて各点灯装置１００の消費電力量Ｗｉｎを算出する上位システム演算部Ｐ２００と、上位システム演算部Ｐ２００で算出された消費電力量Ｗｉｎを記憶するための上位システム記憶手段Ｍ２００と、上位システム演算部Ｐ２００で算出される消費電力量Ｗｉｎを外部に表示するための上位システム表示部２１２とを備える。ここにおいて、上位システム２００に接続された点灯装置１００の１系統当たりの消費電力量Ｗｉｎの合計、或いは全ての消費電力量Ｗｉｎの合計を算出できる。つまり、上位システム２００は、点灯装置１００に含まれる電圧検出器１０の演算部Ｐで算出される消費電力量Ｗｉｎに対応する前記倍率データを集計する機能を有する。
【０１３６】
上位システム２００は、各点灯装置１００が備える電圧検出器１０から送信される前記倍率データを上位システム演算部Ｐ２００で各点灯装置１００の消費電力量Ｗｉｎに換算する。
【０１３７】
具体的には、電圧検出器１０から送信される前記倍率データＬ’は、消費電力量Ｗｉｎを電力量計測分解能ＤＷ、および切り捨てた下位ビットのビット数をｊとしたときの２ｊ、で除して得られた値であるから、上位システム演算部Ｐ２００は、前記倍率データＬ’に電力量計測分解能ＤＷ、および２ｊを乗じる演算を行うことにより、各点灯装置１００での消費電力量Ｗｉｎを算出する。
【０１３８】
しかして、図９に示すような照明システムに適用する場合において、当該照明システムが導入されているオフィスや複数の店舗が存在するビルの１フロアのレイアウトの変更などに伴い消費電力量Ｗｉｎを算出する対象に含める点灯装置１００の変更を行う必要がある場合に、電源線Ｌ１１，Ｌ１２を配線し直す必要がないので、消費電力量Ｗｉｎを算出する対象に含める点灯装置１００の変更を容易に行うことができる。
【０１３９】
ところで、図９に示した構成の照明システムでは、１つの母線たる電源線Ｌ１１、当該母線たる電源線Ｌ１１から分岐した複数の支線たる電源線Ｌ１２が１系統をなす。また、当該１系統に接続する複数の照明器具は、オフィスであればオフィス内のレイアウトやオフィス内の人の在席状況に合わせて設定し、複数の店舗が存在するビルの１フロアでは、各店舗のレイアウトや各店舗のデザインにあわせて設定することが多く、前記照明システムの使用者は、系統毎に節電効果を認識できるように望むことが多い。
【０１４０】
これに対して、本実施形態における上位システム２００では、上位システム演算部Ｐ２００において、前記１系統に接続される複数の照明器具に搭載された点灯装置１００で消費される消費電力量Ｗｉｎの合計を算出することができるようになっている。
【０１４１】
なお、本実施形態の電力計測システムは、実施形態２の点灯装置１００を複数備える例について説明したが、これに限定されるものではなく、例えば、実施形態３の点灯装置１００を複数備えるものであってもよい。また、実施形態３または実施形態４で説明した電源装置は、照明負荷への電力供給用途以外の用途（例えば、高周波加熱装置で消費される消費電力量の計測）に使用されるものであってもよい。
【０１４２】
また、本実施形態では、上位システム２００が、照明システムの一部を構成する例について説明したが、これに限定されず、照明システムとは別に電力計測システム専用に設けられたものであってもよい。
【符号の説明】
【０１４３】
１  ＡＣ／ＤＣ変換回路（電源回路）
３  第２の制御手段
４  第１の制御手段
１０  電圧検出器
１１  報知手段
１１ａ  通信部
３１  制御手段
１００  点灯装置
２００  上位システム
２１１  上位システム通信部
Ａ  反転増幅回路
ＡＤ  Ａ／Ｄ変換器
Ｃ１  平滑用コンデンサ
ＤＶ１  測定電圧データ
ＤＶ１ａｖｅ  平均測定電圧データ
ＤＶｏｎ  オン時電圧データ
ＤＶｏｆｆ  オフ時電圧データ
ＤＷ  電力量計測分解能
ＤＷｉｎ  消費電力量データ
ｅｏ，ｅｏ１，ｅｏ２  出力電圧
Ｅ１  定電圧源
ＦＣ  フライバックコンバータ（電源装置）
ＯＰ  オペアンプ
Ｐ  演算部
Ｐ２００  上位システム演算部
Ｑａ  スイッチング素子
Ｒ１  電流検出用抵抗
Ｒ２  抵抗
ＴＣ１  第１のタイマ
ＴＣ２  第２のタイマ
Ｖ１  被測定電圧
Ｖｉｎ  入力電圧
Ｗｉｎ  消費電力量
【図１】
2010276386.tif 000018
【図２】
2010276386.tif 000019
【図３】
2010276386.tif 000020
【図４】
2010276386.tif 000021
【図５】
2010276386.tif 000022
【図６】
2010276386.tif 000023
【図７】
2010276386.tif 000024
【図８】
2010276386.tif 000025
【図９】
2010276386.tif 000026
【図１０】
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