(57)【要約】【課題】片波点灯が検出できない。【解決手段】駆動電圧生成部１２は、駆動対象の放電灯４に所定の点灯周期で駆動電圧ＶＬを供給する。監視回路１０は、放電灯４に流れる電流ＩＬを監視し、放電灯４の異常を検出する。監視回路１０は、点灯周期のうち駆動電流ＩＬが放電灯４を第１の向きに流れるべき第１の期間に、放電灯４を流れる駆動電流ＩＬの大きさが所定値より小さくなることを条件のひとつとして放電灯４の異常を検出すると共に、点灯周期のうち駆動電流ＩＬが放電灯４を第１の向きと反対の第２の向きに流れるべき第２の期間に、放電灯４を流れる駆動電流ＩＬの大きさが所定値より小さくなることを条件のひとつとして放電灯４の異常を検出する。【選択図】図１
2010140825.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
駆動対象の放電灯に所定の点灯周期で駆動電圧を供給する駆動電圧生成部と、
前記放電灯に流れる電流を監視し、前記放電灯の異常を検出する監視回路と、を備え、
前記監視回路は、前記点灯周期のうち駆動電流が前記放電灯を第１の向きに流れるべき第１の期間に、前記放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなることを条件のひとつとして前記放電灯の異常を検出すると共に、前記点灯周期のうち駆動電流が前記放電灯を前記第１の向きと反対の第２の向きに流れるべき第２の期間に、前記放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなることを条件のひとつとして前記放電灯の異常を検出することを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
前記監視回路は、前記第１の期間および前記第２の期間のうちの少なくとも一方に対応する前記放電灯の異常が検出された状態が所定の期間続いたことを条件として、前記放電灯の異常を検出することを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
【請求項３】
前記監視回路は、前記放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなるとアサートされる異常検出信号を生成する比較回路と、
データ端子に前記異常検出信号が入力され、ゲート端子に前記第１の期間、データを通過させるレベルとなる信号が入力される第１Ｄラッチ回路と、
データ端子に前記異常検出信号が入力され、ゲート端子に前記第２の期間、データを通過させるレベルとなる信号が入力される第２Ｄラッチ回路と、を含み、
前記第１Ｄラッチ回路および前記第２Ｄラッチ回路のうちの少なくとも一方の出力端子が前記所定の期間アサートされると前記放電灯の異常を検出することを特徴とする請求項２に記載の放電灯点灯回路。
【請求項４】
前記監視回路は、前記放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなるとアサートされる異常検出信号を生成する比較回路と、
データ端子に前記異常検出信号が入力され、前記第１の期間から前記第２の期間に移る際、クロック端子にエッジトリガ信号が入力される第１Ｄフリップフロップ回路と、
データ端子に前記異常検出信号が入力され、前記第２の期間から前記第１の期間に移る際、クロック端子にエッジトリガ信号が入力される第２Ｄフリップフロップ回路と、を含み、
前記第１Ｄフリップフロップ回路および前記第２Ｄフリップフロップ回路のうちの少なくとも一方の出力端子が前記所定の期間アサートされると前記放電灯の異常を検出することを特徴とする請求項２に記載の放電灯点灯回路。
【請求項５】
前記駆動電圧生成部は、
前記放電灯の一端に第１駆動電圧を供給する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記放電灯の他端に第２駆動電圧を供給する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記放電灯の前記一端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記一端と固定電圧端子との間を電気的に導通させる第１スイッチと、
前記放電灯の前記他端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記他端と前記固定電圧端子との間を電気的に導通させる第２スイッチと、を含み、
前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータと前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記点灯周期で相補的にアクティブ状態、非アクティブ状態を繰り返し、前記第１の期間において前記第１スイッチはオンとなると共に前記第２ＤＣ／ＤＣコンバータはアクティブとなり、前記第２の期間において前記第２スイッチはオンとなると共に前記第１ＤＣ／ＤＣコンバータはアクティブとなることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電灯点灯回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、車両用灯具（前照灯）として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。
【０００３】
放電灯を点灯する方式は、直流駆動と高周波駆動に分類されるが、直流駆動すると放電のアークが非対称となり、発光プロファイルが不均一となるため、車両用灯具としての利用には適さず、車両用灯具では交流駆動するのが一般的である。放電灯を１０ｋＨｚ以上の高周波で交流駆動すると、放電管内の気流と点灯周波数が共振する現象（音響共鳴などと呼ばれる）が発生し、放電アークが不安定になるという問題が発生する。そこで現在では、直流駆動と高周波交流駆動の双方のデメリットを解消するために、１０ｋＨｚ以下の低周波で駆動する方式（低周波駆動方式）が主流となっている。
【０００４】
放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するＨブリッジ回路などのスイッチング回路と、点灯補助回路およびスタータ回路、およびこれらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている（たとえば特許文献１参照）。
【０００５】
通常、放電灯点灯回路は駆動電圧を監視し、それに異常があれば放電灯の異常として検出する。また、駆動電圧の監視に加え、駆動電流の経路上に抵抗を設けて駆動電流を監視する場合もある。
【特許文献１】特開平１１−３２９７７７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
放電灯点灯回路について、本発明者は以下の課題を認識した。
放電灯の異常として片波点灯がある。放電灯の「片波点灯」とは、放電灯に一方の向きにしか電流が流れなくなってしまった状態をいう。これはたとえば、経年劣化などにより放電灯の片方の電極が摩耗してしまい、放電灯のアークが一方の向きにしか形成されなくなってしまうことから発生する。この片波点灯の場合、駆動電圧は正常点灯時と同じ波形を示すので、駆動電圧だけからはこの異常を検知できない。
【０００７】
また、片波点灯の状態では、交流の駆動電流の一方の極性には正常点灯時と遜色ない電流が流れる。ここで点灯周波数を５００Ｈｚと仮定すると、２ｍｓの周期で駆動電流が流れたり流れなかったりする。したがって、駆動電流が継続してゼロになるわけではないので、駆動電流を監視したとしてもやはり片波点灯の状態を検出することは困難である。
【０００８】
また、片波点灯に限らず、放電灯の点灯周期に同期して発生する異常についても、従来の放電灯点灯回路では検出することが困難である。
【０００９】
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的は、放電灯の点灯周期に同期して発生する異常を検知可能な放電灯点灯回路の提供にある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、駆動対象の放電灯に所定の点灯周期で駆動電圧を供給する駆動電圧生成部と、放電灯に流れる電流を監視し、放電灯の異常を検出する監視回路と、を備える。監視回路は、点灯周期のうち駆動電流が放電灯を第１の向きに流れるべき第１の期間に、放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなることを条件のひとつとして放電灯の異常を検出すると共に、点灯周期のうち駆動電流が放電灯を第１の向きと反対の第２の向きに流れるべき第２の期間に、放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなることを条件のひとつとして放電灯の異常を検出する。
【００１１】
この態様によると、第１の期間および第２の期間のうちのいずれか一方に生ずる放電灯の異常を検出することができる。したがって、放電灯の点灯周期に同期して発生する異常を検出することができる。
【００１２】
監視回路は、第１の期間および第２の期間のうちの少なくとも一方に対応する放電灯の異常が検出された状態が所定の期間続いたことを条件として、放電灯の異常を検出してもよい。この場合、ノイズ等により瞬間的に放電灯に流れる電流が途切れる場合は放電灯の異常として検出しないようにすることができる。
【００１３】
監視回路は、放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなるとアサートされる異常検出信号を生成する比較回路と、データ端子に異常検出信号が入力され、ゲート端子に第１の期間、データを通過させるレベルとなる信号が入力される第１Ｄラッチ回路と、データ端子に異常検出信号が入力され、ゲート端子に第２の期間、データを通過させるレベルとなる信号が入力される第２Ｄラッチ回路と、を含んでもよい。監視回路は、第１Ｄラッチ回路および第２Ｄラッチ回路のうちの少なくとも一方の出力端子が所定の期間アサートされると放電灯の異常を検出してもよい。この場合、小規模な回路により、第１の期間および第２の期間のうちのいずれか一方に生ずる放電灯の異常を検出することができる。
【００１４】
監視回路は、放電灯を流れる駆動電流の大きさが所定値より小さくなるとアサートされる異常検出信号を生成する比較回路と、データ端子に異常検出信号が入力され、第１の期間から第２の期間に移る際、クロック端子にエッジトリガ信号が入力される第１Ｄフリップフロップ回路と、データ端子に異常検出信号が入力され、第２の期間から第１の期間に移る際、クロック端子にエッジトリガ信号が入力される第２Ｄフリップフロップ回路と、を含んでもよい。監視回路は、第１Ｄフリップフロップ回路および第２Ｄフリップフロップ回路のうちの少なくとも一方の出力端子が所定の期間アサートされると放電灯の異常を検出してもよい。この場合、小規模な回路により、第１の期間および第２の期間のうちのいずれか一方に生ずる放電灯の異常を検出することができる。
【００１５】
「エッジトリガ信号」とは、信号の立ち上がりであってもよい。
【００１６】
ある態様において、駆動電圧生成部は、放電灯の一端に第１駆動電圧を供給する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、放電灯の他端に第２駆動電圧を供給する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、放電灯の一端側に設けられ、オン状態において、放電灯の一端と固定電圧端子との間を電気的に導通させる第１スイッチと、放電灯の他端側に設けられ、オン状態において、放電灯の他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させる第２スイッチと、を含んでもよい。第１ＤＣ／ＤＣコンバータと第２ＤＣ／ＤＣコンバータは、点灯周期で相補的にアクティブ状態、非アクティブ状態を繰り返し、第１の期間において第１スイッチはオンとなると共に第２ＤＣ／ＤＣコンバータはアクティブとなり、第２の期間において第２スイッチはオンとなると共に第１ＤＣ／ＤＣコンバータはアクティブとなってもよい。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のある態様によれば、放電灯の点灯周期に同期して発生する異常を検出することができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
【００１９】
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
【００２０】
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態に係る車両用灯具２の構成を示す回路図である。車両用灯具２は、メタルハライドランプである放電灯４と、それを駆動する放電灯点灯回路１００、および車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８を備える。
【００２１】
バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流電圧Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。
【００２２】
放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。
【００２３】
放電灯点灯回路１００は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、監視回路１０、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、電流検出抵抗Ｒ１、点灯補助抵抗Ｒ２、制御回路３０、入力キャパシタＣ１、点灯補助キャパシタＣ２、を備える。
【００２４】
入力キャパシタＣ１は、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣ１は第１トランス１４、第２トランス１６の近傍に設けられており、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。
【００２５】
制御回路３０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、放電灯点灯回路１００の動作シーケンスを制御するとともに、放電灯４に供給する電力を調節する。制御回路３０は、以下のシーケンスを実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１．  電源投入
２．  ブレイクダウン
３．  アーク成長
４．  ランナップ
５．  定常点灯
各シーケンスの詳細は後述する。
【００２６】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２および制御回路３０は、放電灯４に対する駆動電圧（ランプ電圧ともいう）ＶＬを生成する駆動電圧生成部１２を形成する。駆動電圧生成部１２は、上述のランナップ期間および定常点灯期間において、放電灯４の両端間に第１周波数（点灯周波数）ｆ１の交流の駆動電圧ＶＬを供給する。第１周波数ｆ１は１０ｋＨｚ以下、具体的には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定される。点灯周波数ｆ１の逆数を点灯周期Ｔ１（＝１／ｆ１）という。
【００２７】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第１スイッチング素子Ｍ１、第１トランス１４、第１整流ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１を含む。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１のトポロジーは一般的なものであるため簡潔に説明する。
【００２８】
第１トランス１４の１次コイルＬ１と第１スイッチング素子Ｍ１は、入力キャパシタＣ１と並列に、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）間に直列に設けられている。たとえば第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成される。第１トランス１４の２次コイルＬ２の一端は接地されており、その他端は第１整流ダイオードＤ１のアノードと接続される。第１出力キャパシタＣｏ１は第１整流ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。
【００２９】
第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、上述の第１周波数ｆ１より高い第２周波数ｆ２の第１制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえば第２周波数ｆ２は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、第１制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。後述するように、制御回路３０は、放電灯４の電気的状態にもとづいてフィードバックによって第１制御パルス信号Ｓ１のハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。
【００３０】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の一端Ｐ１に第１駆動電圧（以下、出力電圧とも称する）Ｖｏ１を供給する。
【００３１】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第１整流ダイオードＤ１と第２整流ダイオードＤ２、第１出力キャパシタＣｏ１と第２出力キャパシタＣｏ２、第１トランス１４と第２トランス１６、第１スイッチング素子Ｍ１と第２スイッチング素子Ｍ２は対応している。第２スイッチング素子Ｍ２のオン、オフは、放電灯４の電気的状態にもとづいたフィードバックによって、制御回路３０が生成する第２制御パルス信号Ｓ２によって制御される。
【００３２】
第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２も、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の他端Ｐ２に第２駆動電圧（以下、第２出力電圧とも称する）Ｖｏ２を供給する。
【００３３】
第１スイッチＳＷ１は、放電灯４の一端Ｐ１側に設けられ、オン状態において、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）の間を電気的に導通させる。第２スイッチＳＷ２は、放電灯４の他端Ｐ２側に設けられ、オン状態において、放電灯４の他端Ｐ２と接地端子の間を電気的に導通させる。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）もしくはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が好適であるが、その他の代替デバイスを用いても構わない。第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２それぞれのオン、オフ状態は、制御回路３０からの制御信号Ｓ３、Ｓ４に応じて制御される。
【００３４】
第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、所定の周期Ｔ１（つまり第１周波数ｆ１）で相補的にアクティブ状態と非アクティブ状態を繰り返す。つまり第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな期間と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな期間はそれぞれ、点灯周期Ｔ１の半周期となる。以下、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな状態を第１状態φ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな状態を第２状態φ２と称する。第１スイッチＳＷ１は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブのとき、つまり第２状態φ２においてオンし、第２スイッチＳＷ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブのとき、つまり第１状態φ１においてオンする。
【００３５】
この第１状態と第２状態の繰り返しは、制御回路３０によって生成されるインバータ信号ＳＩＮＶによって制御される。インバータ信号ＳＩＮＶは、第１状態φ１と第２状態φ２とで相補的なレベルを取る信号である。特にここではインバータ信号ＳＩＮＶは、第１状態φ１において第１レベル（たとえばハイレベル）となり、第２状態φ２において第２レベル（たとえばローレベル）となる信号である。制御回路３０は、インバータ信号ＳＩＮＶを後述する監視回路１０へ出力する。
【００３６】
第１状態φ１においては、放電灯４の一端Ｐ１に第１駆動電圧Ｖｏ１が、他端Ｐ２に接地電圧（０Ｖ）が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ１）が第１極性にて印加される。第２状態φ２においては、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２が、一端Ｐ１に接地電圧が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ２）が第１極性と反対の第２極性にて印加される。
【００３７】
ランナップ期間および定常点灯期間において、制御回路３０は、第１状態φ１と第２状態φ２を所定の点灯周期Ｔ１にて交互に繰り返す。その結果、放電灯４には、交流の駆動電圧ＶＬが供給される。
【００３８】
電流検出抵抗Ｒ１は、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では、共通接続された第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のエミッタと、接地端子の間に設けられる。第１状態φ１においては、放電灯４に第１極性（図１中の右向き）に流れるランプ電流が流れ、第２状態φ２においては、第２極性（図１中の左向き）に流れるランプ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒ１には、第１状態φ１、第２状態φ２のそれぞれにおいて、ランプ電流ＩＬに比例した電圧降下（電流検出信号ＳＩＬと称する）が発生する。電流検出信号ＳＩＬは、後述する監視回路１０へ入力される。
【００３９】
スタータ回路２０は、放電灯４をブレイクダウンさせるために設けられ、スタータトランス２２およびパルス発生部２８を含む。スタータ回路２０のパルス発生部２８は、スタータトランス２２の１次コイル２４に対して、振幅が４００Ｖのパルス電圧を印加する。その結果、２次コイル２６側には、スタータトランス２２の巻線比に応じた高電圧パルス（たとえば２０ｋＶ）が発生し、放電灯４に印加される。その結果、放電灯４がブレイクダウンし、放電が開始する。
【００４０】
点灯補助キャパシタＣ２および点灯補助抵抗Ｒ２は、放電灯４をアーク成長させるために設けられる。点灯補助キャパシタＣ２および点灯補助抵抗Ｒ２は直列に接続され、放電灯４の一端Ｐ１と接地端子との間に設けられる。
【００４１】
監視回路１０は、インバータ信号ＳＩＮＶをもとにランプ電流ＩＬの極性を取得し、ランプ電流ＩＬの極性ごとに電流検出信号ＳＩＬを監視する。そして一方の極性について、所定の期間ランプ電流ＩＬが所定の値以下となる場合、放電灯４の異常として停止信号Ｓ５をアサートする。制御回路３０は、停止信号Ｓ５がアサートされると放電灯４の駆動を停止することが好ましいが、これに限らず、たとえば放電灯４の再点灯を試みてもよい。
【００４２】
ここでたとえば、放電灯４の端子がある抵抗成分（以下、地絡抵抗と称す）を持って地絡する場合には、その地絡抵抗の抵抗値によってある程度の電流が電流検出抵抗Ｒ１を流れる。そのような場合でも放電灯４の異常として検出するためには、ランプ電流ＩＬの所定の値はゼロでない小さな値、たとえば定常点灯の状態におけるランプ電流ＩＬの振幅の４割程度であることが好ましい。本実施の形態では一例としてこの所定の値が０．３Ａに設定される場合を考える。
ここで「地絡」とは、放電灯の電極が意図せず接地されることである。
【００４３】
放電灯４の異常を検出する条件としての上述の所定の期間は、短すぎるとノイズなどにより瞬間的に放電灯４にランプ電流ＩＬが流れなくなる場合も異常として検出してしまう可能性があり、不都合が生じうる。また、長すぎるとその分放電灯４の異常状態が長く続く可能性があり、やはり不都合が生じうる。したがって、所定の期間はそれらの不都合な影響が両方とも小さくなる中間の値、例えば０．５ｓ程度とするのが好ましい。本実施の形態では一例としてこの所定の期間が０．５ｓに設定される場合を考える。
【００４４】
図２は、監視回路１０の構成を示す回路図である。監視回路１０は、比較回路４２、定電圧源４４、インバータ４６、第１Ｄラッチ回路４８、第２Ｄラッチ回路５０、ＯＲゲート５２、タイマ回路５４、を含む。尚、図２において、データ端子は「Ｄ」、ゲート端子は「Ｇ」、クロック端子は「ＣＫ」と表記されている。
【００４５】
比較回路４２は、電流検出信号ＳＩＬと定電圧源４４からのしきい値電圧Ｖｒとを比較し、電流検出信号ＳＩＬの電圧がしきい値電圧Ｖｒを下回るとアサートされる（たとえばハイレベルとなる）異常検出信号ＳＣＯＭＰを出力する。しきい値電圧Ｖｒと、ランプ電流ＩＬが０．３Ａである場合の電流検出信号ＳＩＬの電圧とが等しくなるように、定電圧源４４は調整される。
【００４６】
第１Ｄラッチ回路４８および第２Ｄラッチ回路５０は、ゲート端子に入力される信号がハイレベルの間は、データ端子に入力される信号を出力端子から出力し（以下、通過状態と称する）、ゲート端子に入力される信号がローレベルの間は、ローレベルとなる直前のデータ端子に入力される信号をラッチする（以下、ラッチ状態と称する）。第１Ｄラッチ回路４８および第２Ｄラッチ回路５０は、公知の技術を用いて論理ゲートの組み合わせにより構成される。
【００４７】
第１Ｄラッチ回路４８および第２Ｄラッチ回路５０のデータ端子には、比較回路４２から出力される異常検出信号ＳＣＯＭＰが入力される。第１Ｄラッチ回路４８のゲート端子にはインバータ信号ＳＩＮＶが入力される。第２Ｄラッチ回路５０のゲート端子にはインバータ４６を介してインバータ信号ＳＩＮＶが入力される。
【００４８】
ＯＲゲート５２は、第１Ｄラッチ回路４８の出力端子からの第１出力信号ＳＱ１と第２Ｄラッチ回路５０の出力端子からの第２出力信号ＳＱ２とをその入力とし、それらのＯＲをとって異常継続信号ＳＯＲとして出力する。
【００４９】
タイマ回路５４は、ＯＲゲート５２によって出力された異常継続信号ＳＯＲを受け、異常継続信号ＳＯＲがハイレベルである期間が０．５ｓ続くと停止信号Ｓ５をアサートする。タイマ回路５４はこの機能を有するように公知の技術、たとえばＣＲ回路やデジタルカウンタを用いて構成されればよい。
【００５０】
第２状態φ２ではインバータ信号ＳＩＮＶはローレベルであるので、第１Ｄラッチ回路４８はラッチ状態であり、第２Ｄラッチ回路５０は通過状態である。このときもし放電灯４に異常が生じてランプ電流ＩＬが第２極性に流れなければ、異常検出信号ＳＣＯＭＰがハイレベルとなり、第２出力信号ＳＱ２がハイレベルとなる。
続いて第１状態φ１になると、インバータ信号ＳＩＮＶはハイレベルとなる。すると第１Ｄラッチ回路４８は通過状態となり、第２Ｄラッチ回路５０は直前の異常検出信号ＳＣＯＭＰのハイレベルをラッチするラッチ状態となる。ここでたとえ第１極性にランプ電流ＩＬが流れたとしても、第２Ｄラッチ回路５０はハイレベルをラッチしているので、第２出力信号ＳＱ２はハイレベルを出力し続ける。
続いて第２状態φ２に戻り、ランプ電流ＩＬが第２極性に流れない異常が続いている場合、やはり第２Ｄラッチ回路５０の第２出力信号ＳＱ２はハイレベルを出力し続ける。
このようにして、ランプ電流ＩＬが第２極性に流れない異常が続いている間、第２Ｄラッチ回路５０の第１出力信号ＳＱ２はハイレベルを出力し続ける。したがって同じ期間異常継続信号ＳＯＲもハイレベルとなり、この期間が０．５ｓを越えると制御回路３０に停止信号Ｓ５がアサートされ、放電灯４の駆動が停止される。
【００５１】
以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図３（ａ）〜（ｄ）は、放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図３（ａ）〜（ｄ）の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図３（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、ブレイクダウン過程、アーク成長過程、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。
【００５２】
１．  電源投入
ユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路３０は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１をアクティブ状態、第１スイッチＳＷ１をオフ状態とし、バッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の高電圧（４００ｖ）に昇圧して安定化する。具体的に制御回路３０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の出力電圧Ｖｏ１が４００ＶとなるようにＰＷＭ(Pulse Width Modulation)、ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）方式などを利用して第１スイッチング素子Ｍ１のデューティ比を調節する。ＰＷＭ・ＰＦＭ制御については公知の技術を用いればよい。一例として、ＰＷＭ制御は、出力電圧Ｖｏ１と基準電圧の誤差を増幅する誤差増幅器と、三角波やのこぎり波の周期信号を誤差増幅器の出力でスライスして第１制御パルス信号Ｓ１を生成するコンパレータによって実現できる。あるいは出力電圧Ｖｏ１をＡ／Ｄコンバータによってデジタル信号に変換し、マイコン制御によって第１制御パルス信号Ｓ１を生成してもよい。つまり第１スイッチング素子Ｍ１の制御方式は限定されない。
【００５３】
この間、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の第１出力キャパシタＣｏ１ならびに点灯補助キャパシタＣ２が電圧Ｖｏ１（≒４００Ｖ）で充電され、エネルギーが蓄えられる。
【００５４】
２．  ブレイクダウン
スタータ回路２０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１により生成された４００Ｖの電圧Ｖｏ１を受ける。パルス発生部２８は振幅４００Ｖのパルスをスタータトランス２２の１次コイル２４に印加する。図２（ａ）に示すように、このとき２次コイル２６の２次コイル２６には、２０ｋＶ以上の高電圧パルスが発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧は１３〜１５ｋＶ程度まで上昇してブレイクダウンし、グロー放電が開始する。
【００５５】
３．  アーク成長
放電灯４がブレイクダウンすると、第１出力キャパシタＣｏ１および点灯補助キャパシタＣ２から、放電灯４に対して数Ａ（具体的には１０Ａ程度）の大電流が供給される。この過程を経て、立ち消えを防止しつつグロー放電からアーク放電へと移行させる（図２（ｂ））。
【００５６】
４．  ランナップ
アーク成長過程が終了してアーク放電が安定すると、制御回路３０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２および第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を制御して、所定の周期Ｔ１にて相補的に第１状態φ１と第２状態φ２を繰り返す。
【００５７】
アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路３０は、第１駆動電圧Ｖｏ１、第２駆動電圧Ｖｏ２、ランプ電流ＩＬを監視し、フィードバックによって、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧を４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく。（図２（ｃ））
【００５８】
５．  定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図２（ｄ））。なお、図２（ｃ）、（ｄ）に示される駆動電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。
【００５９】
ここで放電灯が定常点灯をつづけるうちに片波点灯の状態になる場合を考える。図４は、放電灯４が片波点灯になる場合の監視回路１０の動作状態を示すタイムチャートである。図４の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図４においては、定常点灯状態φＮ、片波点灯状態φＡ、停止状態φＳと移り変わる際の各信号の波形の様子が示される。
【００６０】
定常点灯状態φＮにおいては、放電灯４には上述の通り所定の周期Ｔ１でその極性を変えるランプ電流ＩＬが流れる。この状態ではランプ電流ＩＬの振幅は０．８Ａに安定化されているので、電流検出抵抗Ｒ１で発生する電流検出信号ＳＩＬは、０．３Ａに対応するしきい値電圧Ｖｒを上回り、異常検出信号ＳＣＯＭＰは第１状態φ１および第２状態φ２のいずれにおいてもローレベルである。その結果第１出力信号ＳＱ１、第２出力信号ＳＱ２および異常継続信号ＳＯＲのいずれもローレベルである。
【００６１】
片波点灯状態φＡでは、放電灯４の電極の摩耗などによりランプ電流ＩＬが第２極性に流れなくなる。すると第２状態φ２において異常検出信号ＳＣＯＭＰはハイレベルとなり、ランプ電流ＩＬが流れる第１状態φ１においては異常検出信号ＳＣＯＭＰはローレベルとなる。これに伴い片波点灯状態φＡの期間中、第２出力信号ＳＱ２はハイレベルを保ち、その結果異常継続信号ＳＯＲもハイレベルを保つ。
【００６２】
異常継続信号ＳＯＲがハイレベルである期間が０．５ｓに達すると、タイマ回路５４は停止信号Ｓ５をアサートして放電灯４の駆動を停止せしめる。この停止状態φＳでは、ランプ電流ＩＬはゼロもしくは微小な量となる。
【００６３】
以上が実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。
【００６４】
（１）  実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によれば、第１状態φ１および第２状態φ２のそれぞれの状態ごとに、ランプ電流ＩＬを監視することができる。言い換えると、監視回路１０は、点灯周期Ｔ１と同期してランプ電流ＩＬの監視を行うことができる。したがって、放電灯４にアークが全く形成されなくなってしまう異常だけでなく、片波点灯などの、第１状態φ１および第２状態φ２のうちの一方の状態に現れる放電灯４の異常をも検出することができる。これは言い換えると、放電灯４の点灯周期Ｔ１に同期して発生する異常を検出することができるということである。その結果、より安全な車両用灯具を提供できる。
【００６５】
（２）  また、第１状態φ１および第２状態φ２のうちの一方の状態において、継続してランプ電流ＩＬが所定の値以下となり、その期間が所定の期間よりも長くなると放電灯４の異常として検出する。したがって、たとえば放電灯４には実質的な問題はないがノイズなどにより瞬間的に放電灯４にランプ電流ＩＬが流れなくなる場合について、そのような場合は異常と判断しないように所定の期間を調整することができる。その結果、放電灯４のより安定した動作を実現できる。
【００６６】
（３）  さらに、監視回路１０では、第１状態φ１および第２状態φ２は第１Ｄラッチ回路４８および第２Ｄラッチ回路５０にそれぞれ対応する。また、Ｄラッチ回路そのものは小規模な回路で実現できる。したがって、（１）および（２）の効果を奏する放電灯点灯回路１００の監視回路１０を、小規模な回路によって実現でき、回路の小型化やコストの低減に貢献する。
【００６７】
以上が放電灯点灯回路１００の動作および効果である。
【００６８】
続いて、電流検出抵抗を設ける位置に関する変形例を説明する。第１の実施の形態では、電流検出抵抗Ｒ１は、共通接続された第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のエミッタと、接地端子の間に設けられる場合について説明した。本変形例では、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２を結ぶ接地配線上に直列に電流検出抵抗を設ける。
【００６９】
図５は、変形例に係る車両用灯具２ａの構成を示す回路図である。図１と共通の構成の説明は省略し、異なる点のみを説明する。放電灯点灯回路１００ａは、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、差動増幅器９２、絶対値回路９４、監視回路１０、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、電流検出抵抗Ｒ３、点灯補助抵抗Ｒ２、制御回路３０、入力キャパシタＣ１、点灯補助キャパシタＣ２、を備える。
【００７０】
第１スイッチＳＷ１は、放電灯４の一端Ｐ１側に設けられ、オン状態において、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）の間を電気的に導通させる。第１スイッチＳＷ１のエミッタは第１ノードＮ１において接地配線と接続される。ここで接地配線とは、第２接地点Ｇ２において接地され、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２にこの順に接地電位を供給する配線である。
第２スイッチＳＷ２は、放電灯４の他端Ｐ２側に設けられ、オン状態において、放電灯４の他端Ｐ２と接地端子の間を電気的に導通させる。第２スイッチＳＷ２のエミッタは第２ノードＮ２において接地配線と接続される。
【００７１】
電流検出抵抗Ｒ３は接地配線上で、第１ノードＮ１と第２ノードＮ２の間に設けられる。ランプ電流ＩＬに比例して電流検出抵抗Ｒ３の両端に生じる電圧は、差動増幅器９２によって接地電位に対する電圧に変換された後、絶対値回路９４を通して絶対値（電流検出信号ＳＩＬ）に変換されて監視回路１０に入力される。
差動増幅器９２および絶対値回路９４は、公知の技術を用いて実現すればよい。
【００７２】
ここで放電灯４の他端Ｐ２側が、地絡抵抗ＲＧを有して第１接地点Ｇ１へ地絡した場合を考える。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブとなる第１状態φ１では、ランプ電流ＩＬは第１接地点Ｇ１へ地絡したのち電流検出抵抗Ｒ３を通過することなく第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１へ戻る。したがって第１状態φ１においてはランプ電流ＩＬは殆ど検出されない。しかしながら第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブとなる第２状態φ２では、ランプ電流ＩＬは、第１接地点Ｇ１へ地絡したのち第２接地点Ｇ２から接地配線に入り、電流検出抵抗Ｒ３を経て第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２へ戻る経路をたどる。図５の一点鎖線はこの経路を示す。したがって第２状態φ２ではランプ電流ＩＬが検出されてしまう。このランプ電流ＩＬの検出の状態は、第１の実施の形態における片波点灯の場合と同様の状態となる。
【００７３】
地絡抵抗ＲＧが比較的大きい場合は、地絡があっても駆動電圧ＶＬは異常と判断される所定値以上となりうる。したがって上述の地絡の状態では、駆動電圧ＶＬについては異常が見られないと判断されうる。さらにランプ電流ＩＬについても、継続して所定値以下とならないので、従来の技術ではこの地絡を異常として検出することは困難であった。
しかしながら本変形例に係る放電灯点灯回路１００ａによれば、上述の地絡の場合でも放電灯４の異常として検出することができる。
この利点は、図５に示される２つのＤＣ／ＤＣコンバータを放電灯４の両端に設けたトポロジー（ダブルコンバータ型と称する）特有の効果である。言い換えれば、図５に示される放電灯点灯回路１００ａにおいて監視回路１０を設けて第１状態φ１および第２状態φ２のそれぞれの状態ごとにランプ電流ＩＬを監視することは、ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路において非常に有用である。
【００７４】
また、第１の実施の形態と同様に、放電灯４が片波点灯の状態になったとしても、それを放電灯４の異常として検出できる。
【００７５】
次に、監視回路１０の変形例を説明する。本変形例ではＤラッチ回路の代わりにＤフリップフロップ回路を用いる。図６は、変形例に係る監視回路１０ａの構成を示す回路図である。
【００７６】
監視回路１０ａは、比較回路４２、定電圧源４４、インバータ５６、第１Ｄフリップフロップ回路５８、第２Ｄフリップフロップ回路６０、ＯＲゲート５２、タイマ回路５４、遅延回路６２、を含む。監視回路１０ａはインバータ信号の経路上のに設けられる。監視回路１０ａは、制御回路３０から入力されたインバータ信号ＹＩＮＶに所定の遅延量ｄを与えて、遅延インバータ信号ＷＩＮＶとして制御回路３０に戻す。制御回路３０は遅延インバータ信号ＷＩＮＶをもとに第１状態φ１と第２状態φ２とを繰り返す制御を行う。
【００７７】
第１Ｄフリップフロップ回路５８および第２Ｄフリップフロップ回路６０は、いずれもエッジトリガ型のＤフリップフロップ回路である。クロック端子にクロック信号の立ち上がり（エッジトリガ信号）が入力されると、その時点でデータ端子に入力されている信号の状態を記憶してそれを出力端子から出力する。第１Ｄフリップフロップ回路５８および第２Ｄフリップフロップ回路６０は、公知の技術を用いて構成されてもよい。
【００７８】
第１Ｄフリップフロップ回路５８および第２Ｄフリップフロップ回路６０のデータ端子には、比較回路４２から出力される異常検出信号ＳＣＯＭＰが入力される。第１Ｄフリップフロップ回路５８のクロック端子にはインバータ５６を介してインバータ信号ＹＩＮＶが入力される。第２Ｄフリップフロップ回路６０のクロック端子にはインバータ信号ＹＩＮＶが入力される。
【００７９】
ＯＲゲート５２は、第１Ｄフリップフロップ回路５８の出力端子からの第１出力信号ＦＱ１と第２Ｄフリップフロップ回路６０の出力端子からの第２出力信号ＦＱ２とをその入力とし、それらのＯＲをとって異常継続信号ＦＯＲとして出力する。
【００８０】
タイマ回路５４は、ＯＲゲート５２によって出力された異常継続信号ＦＯＲを受け、異常継続信号ＦＯＲがハイレベルである期間が０．５ｓ続くと停止信号Ｓ５をアサートする。タイマ回路５４はこの機能を有するように公知の技術を用いて構成されればよい。
【００８１】
遅延回路６２は、制御回路３０から入力されたインバータ信号ＹＩＮＶを受け、それに遅延量ｄを与えて遅延インバータ信号ＷＩＮＶとして出力する。このようにインバータ信号に遅延量ｄが与えられることにより、第１Ｄフリップフロップ回路５８にエッジトリガ信号が入力されるタイミングは、第１状態φ１が終了する時点から遅延量ｄだけ前（直前近傍）となる。また、第２Ｄフリップフロップ回路６０にエッジトリガ信号が入力されるタイミングは、第２状態φ２が終了する時点から遅延量ｄだけ前（直前近傍）となる。これにより、ランプ電流ＩＬの状態が遷移する時点ではランプ電流ＩＬの検出値が不安定となる虞があるところ、そのような遷移期間を避けてランプ電流ＩＬの状態を監視することができる。したがってより正確に放電灯４の異常を検出できる。
【００８２】
図７は、放電灯４が片波点灯になる場合の監視回路１０ａの動作状態を示すタイムチャートである。図７の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図７においては、定常点灯状態φＮ、片波点灯状態φＡ、停止状態φＳと移り変わる際の各信号の波形の様子が示される。
【００８３】
定常点灯状態φＮにおいては、放電灯４には所定の周期Ｔ１でその極性を変えるランプ電流ＩＬが流れる。ランプ電流ＩＬは遅延インバータ信号ＷＩＮＶと同期するため、インバータ信号ＹＩＮＶから遅延量ｄだけ遅延する。
この状態ではランプ電流ＩＬの振幅は０．８Ａに安定化されているので、電流検出抵抗Ｒ１で発生する電流検出信号ＳＩＬは、０．３Ａに対応するしきい値電圧Ｖｒを上回り、異常検出信号ＳＣＯＭＰは第１状態φ１から第２状態φ２へ遷移する際および第２状態φ２から第１状態φ１へ遷移する際のいずれにおいてもローレベルである。その結果第１出力信号ＦＱ１、第２出力信号ＦＱ２および異常継続信号ＦＯＲのいずれもローレベルである。
【００８４】
片波点灯状態φＡでは、放電灯４の電極の摩耗などによりランプ電流ＩＬが第２極性に流れなくなる。すると第２状態φ２において異常検出信号ＳＣＯＭＰはハイレベルとなり、ランプ電流ＩＬが流れる第１状態φ１においては異常検出信号ＳＣＯＭＰはローレベルとなる。これに伴い第２状態φ２から第１状態φ１へ遷移する直前に第２出力信号ＦＱ２はハイレベルをラッチする。その結果異常継続信号ＦＯＲもハイレベルとなる。
【００８５】
異常継続信号ＦＯＲがハイレベルである期間が０．５ｓに達すると、タイマ回路５４は停止信号Ｓ５をアサートして放電灯４の駆動を停止せしめる。この停止状態φＳでは、ランプ電流ＩＬはゼロもしくは微少な量となる
【００８６】
このように監視回路の構成には様々なバリエーションが可能であり、放電灯点灯回路１００が使用される状況に合わせて適宜選択できる。
【００８７】
（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、放電灯４の両端に設けられた２つのＤＣ／ＤＣコンバータを交互に動作させて、交流点灯する技術を説明した。第２の実施の形態では、単一のＤＣ／ＤＣコンバータと、スイッチング回路（Ｈブリッジ回路）を用いて交流点灯する。
【００８８】
図８は、第２の実施の形態に係る車両用灯具２ｂの構成を示す回路図である。図１および図５と共通の構成の説明は省略し、異なる点のみを説明する。
【００８９】
放電灯点灯回路１００ｂは、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ４、電流検出抵抗Ｒ４、差動増幅器９２、監視回路１０、スタータ回路２０、Ｈブリッジ回路７０、入力回路７２を含む。
【００９０】
入力回路７２は、入力インダクタＬ６、入力キャパシタＣ１、Ｃ６、抵抗Ｒ６、入力スイッチＭ６を含む。入力キャパシタＣ６は、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。
入力インダクタＬ６は、バッテリ６とＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ４の入力端子Ｐｉｎの間に、電源スイッチ８と直列に設けられる。入力キャパシタＣ６および入力スイッチＭ６は、入力端子Ｐｉｎと接地端子ＧＮＤ間に直列に設けられる。抵抗Ｒ６は、入力スイッチＭ６のゲートと、入力キャパシタＣ１の一端の間に設けられる。入力回路４２は、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ４に発生するノイズが、バッテリ６側に漏れるのを遮断する。また入力スイッチＭ６および抵抗Ｒ６は、回路保護のために設けられており、バッテリ６が逆極性で接続された際に、電流を遮断する機能を有する。
【００９１】
ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ４は、バッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧する。ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ４は、トランスＴ４、整流ダイオードＤ４、出力キャパシタＣｏ４、スイッチング素子Ｍ４を含む。トランスＴ４の１次コイルＬ４の一端と、２次コイルＬ５の一端は、スイッチング素子Ｍ４（ＭＯＳＦＥＴ）のドレインと共通に接続されている。スイッチング素子Ｍ４がスイッチングすることにより、バッテリ電圧Ｖｂａｔが昇圧される。スイッチング素子Ｍ４のオン、オフのデューティ比の制御は、第１の実施の形態と同様である。昇圧された出力電圧Ｖｏは、後段のＨブリッジ回路７０に供給される。
【００９２】
Ｈブリッジ回路７０は、ＩＧＢＴのハイサイドスイッチＱ１、Ｑ３とローサイドスイッチＱ２、Ｑ４を含む。スイッチＱ１、Ｑ４のペアがオンする第１状態φ１と、スイッチＱ２、Ｑ３のペアがオンする第２状態φ２を交互に繰り返すことにより、放電灯４に対して交流の駆動電圧が供給される。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ４およびＨブリッジ回路７０が、駆動電圧生成部１２として機能する。
【００９３】
電流検出抵抗Ｒ４は、図５の電流検出抵抗Ｒ３に対応する。差動増幅器９２の機能は図５で説明したとおりである。監視回路１０の機能は図１で説明した通りである。
【００９４】
図８の放電灯点灯回路１００ｂは、以下の利点を有する。
【００９５】
（４）  第２の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、放電灯４にアークが全く飛ばなくなってしまう異常だけでなく、片波点灯などの、第１状態φ１および第２状態φ２のうちの一方の状態に現れる放電灯４の異常をも検出することができる。
【００９６】
以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。これらの実施形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【００９７】
第１の実施の形態では、電流検出信号ＳＩＬとしきい値電圧Ｖｒとを比較するため比較回路４２および定電圧源４４が用いられる場合について説明したが、これに限られない。図９(ａ)−（ｃ）は、比較回路４２および定電圧源４４の変形例の構成を示す回路図である。
図９(ａ）では、比較回路４２および定電圧源４４の代わりに、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＭ７が用いられる。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＭ７のベース端子に抵抗を介して電流検出信号ＳＩＬが入力される。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＭ７のベース・エミッタ間の順方向電圧が電流検出信号ＳＩＬのしきい値となる。
図９（ｂ）では、比較回路４２および定電圧源４４の代わりに、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）８０が用いられる。ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ８０のゲートに抵抗を介して電流検出信号ＳＩＬが入力される。ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ８０のゲート・ソース間電圧が電流検出信号ＳＩＬのしきい値となる。
図９（ｃ）では、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタのエミッタ結合により差動増幅器が構成され、それとｎｐｎ型バイポーラトランジスタのエミッタ接地を組み合わせた比較器が示される。
【００９８】
第１の実施の形態では、正の駆動電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して、放電灯４に印加する場合（正極点灯と称する）について説明したが、負の駆動電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して放電灯４を駆動してもよい（負極点灯と称する）。この場合、図１における第１整流ダイオードＤ１、第２整流ダイオードＤ２の向き、第１、第２トランスＴ１、Ｔ２それぞれの２次巻線の極性、および各トランスの２次巻線側に接続されたスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の向き、ならびに当該スイッチング素子Ｍ１、Ｍ２と並列に接続された整流素子の向きを反転すればよい。
負極点灯する場合は、電流検出信号ＳＩＬを監視回路１０へ入力する前に、既知の絶対値回路等を用いて絶対値へ変換すればよい。
【００９９】
同様に第２の実施の形態においても、図８において、整流ダイオードＤ４の向きを反転させ、更にトランスを絶縁型としてかつ極性を反転させることにより、負極点灯を行ってもよい。この場合、差動増幅器９２および監視回路１０に特に変更を加える必要はない。
【０１００】
実施の形態では、監視回路にＤラッチ回路を用いる場合およびＤフリップフロップ回路を用いる場合を説明したが、これに限られず、監視回路はいかなる回路の組み合わせによって実現されてもよい。
【０１０１】
実施の形態では、車両用灯具を例に説明をしたが、本発明の用途はこれに限定されず、監視回路を備える放電灯点灯回路に広く適用できる。
【０１０２】
実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。
【図面の簡単な説明】
【０１０３】
【図１】第１の実施の形態に係る車両用灯具の構成を示す回路図である。
【図２】図１の監視回路の構成を示す回路図である。
【図３】図３（ａ）〜（ｄ）は、図１の放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図４】放電灯が片波点灯になる場合の監視回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図５】変形例に係る放電灯点灯回路の構成を示す回路図である。
【図６】変形例に係る監視回路の構成を示す回路図である。
【図７】放電灯が片波点灯になる場合の監視回路の動作状態を示すタイムチャートである。
【図８】第２の実施の形態に係る車両用灯具の構成を示す回路図である。
【図９】図９(ａ)−（ｃ）は、比較回路および定電圧源の変形例の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【０１０４】
２  車両用灯具、  ４  放電灯、  ６  車載バッテリ、  ８  電源スイッチ、  １０  監視回路、  １２  駆動電圧生成部、  ２０  スタータ回路、  ３０  制御回路、  ４２  比較回路、  ４４  定電圧源、  ４６  インバータ、  ４８  第１Ｄラッチ回路、  ５０  第２Ｄラッチ回路、  ５２  ＯＲゲート、  ５４  タイマ回路、  ７０  Ｈブリッジ回路、  ７２  入力回路、  １００  放電灯点灯回路。
【図１】
2010140825.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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