(57)【要約】【課題】消費電力を大幅に削減することができる静電容量性アクチュエータの駆動装置およびインクジェットヘッドの駆動装置を提供する。【解決手段】アクチュエータＺ１を電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”および電圧源４１の出力電圧“Ｅ”により順次に充電し、この充電の後、アクチュエータＺ１に蓄えられている電荷“Ｑ”のうち“Ｑ／２”を電圧源４２に戻す経路で放電し、この放電に続き、アクチュエータＺ１に蓄えられている残りの全ての電荷“Ｑ／２”を閉回路で放電する。【選択図】図３
2010018028.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一連の充放電シーケンスによって機能する静電容量性アクチュエータの駆動装置において、
前記アクチュエータに与える充電電圧を出力する駆動電源と、
基準電圧を出力する基準電圧源、この基準電圧源の出力をバッファするボルテージフォロワ回路、このボルテージフォロワ回路の出力を電流制限する電流制限部、および電流制限された出力を平滑する平滑キャパシタを含み、前記充放電シーケンスによる充電又は放電の途中の段階の中間電位を与える少なくとも１つの中間電圧源と、
前記アクチュエータに残っている電荷を放電し、相応するエネルギーを消費するための放電路と、
前記アクチュエータの充電に際し、前記中間電圧源から前記アクチュエータへ電荷を充電し、この後で前記駆動電源から前記アクチュエータへ電荷を充電し、かつ前記アクチュエータの放電に際し、前記アクチュエータから前記中間電圧源へ電荷を放電させ、この後で前記放電路により前記アクチュエータの電荷を放電させる制御手段と、
を備えることを特徴とする静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項２】
前記充放電シーケンスの放電により前記アクチュエータから前記中間電圧源へ入る電荷は、前記充放電シーケンスの充電により前記中間電圧源から前記アクチュエータへ出る電荷と等しく、
前記ボルテージフォロワ回路は、電流ソースと電流シンクの両方の機能を持つ、
ことを特徴とする請求項１記載の静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項３】
前記充放電シーケンスの放電により前記アクチュエータから前記中間電圧源へ入る電荷は、前記充放電シーケンスの充電により前記中間電圧源から前記アクチュエータへ出る電荷よりも多く、
前記ボルテージフォロワ回路は、電流シンクの機能を持つ、
ことを特徴とする請求項１記載の静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項４】
前記充放電シーケンスの充電により前記中間電圧源から前記アクチュエータへ出る電荷は、前記充放電シーケンスの放電により前記アクチュエータから前記中間電圧源へ入る電荷よりも多く、
前記ボルテージフォロワ回路は、電流ソースの機能を持つ、
ことを特徴とする請求項１記載の静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項５】
一連の充放電シーケンスによって機能する静電容量性アクチュエータの駆動装置において、
出力用の２つの端子を有し、前記アクチュエータに与える充電電圧を出力する駆動電源と、
出力用の２つの端子を有し、前記一連の充放電シーケンスによる充電又は放電の途中の段階の中間電位を与える少なくとも１つの中間電圧源と、
前記アクチュエータの両端を前記駆動電源の両端子の何れと接続するか、前記アクチュエータの両端を前記中間電圧源の両端子の何れと接続するか、前記アクチュエータの両端をループ接続するかが、選択可能に構成された充放電回路と、
少なくとも前記充放電回路が形成されている半導体集積回路の基板と、
前記アクチュエータの充電に際し、前記中間電圧源から前記アクチュエータへ電荷を充電し、この後で前記駆動電源から前記アクチュエータへ電荷を充電し、かつ前記アクチュエータの放電に際し、前記アクチュエータから前記中間電圧源へ電荷を放電させ、この後で前記充放電回路のループ接続により前記アクチュエータの電荷を放電させる制御回路と、
を備えることを特徴とする静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項６】
前記充放電回路のループ接続は、前記中間電圧源の両端子の何れかを含むことを特徴とする請求項５記載の静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項７】
前記制御手段により形成される各放電経路の少なくとも１つは、前記駆動電源の両端子と非接続状態であることを特徴とする請求項５記載の静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項８】
前記充放電回路は、前記制御回路により形成される各放電経路のうち、前記アクチュエータから前記中間電圧源への電荷の放電経路を、前記駆動電源の少なくとも何れかの両端子から分離させるためのスイッチを含むことを特徴とする請求項４記載の静電容量性アクチュエータの駆動装置。
【請求項９】
一連の充放電シーケンスによってインクを吐出するように機能する複数の静電容量性アクチュエータを用いたインクジェットヘッドの駆動装置において、
前記アクチュエータに与える充電電圧を出力する駆動電源と、
前記一連の充放電シーケンスによる充電又は放電の途中の段階の中間電位を与える少なくとも１つの中間電圧源と、
前記アクチュエータに残っている電荷を放電し、相応するエネルギーを消費するための放電路と、
前記各アクチュエータの充電に際し、前記中間電圧源から前記各アクチュエータへ電荷を充電する第１の制御を実行し、この後で前記駆動電源から前記各アクチュエータへ電荷を充電する第２の制御を実行し、かつ前記各アクチュエータの放電に際し、前記各アクチュエータから前記中間電圧源へ電荷を放電させる第３の制御を実行し、この後で前記放電路により前記各アクチュエータの電荷を放電させる第４の制御を実行するとともに、これら第１〜第４の制御の実行タイミングのうち少なくとも何れかを前記各アクチュエータのうち少なくとも２つのアクチュエータの相互間で異ならせる制御手段と、
を備えることを特徴とするインクジェットヘッドの駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、静電容量性アクチュエータの駆動装置およびインクジェットヘッドの駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
インクジェットヘッドは、静電容量性アクチュエータである圧電素子を、インク吐出用のアクチュエータとして、多数有する。これらアクチュエータを駆動するための図１に示す駆動装置が、上記インクジェットヘッドに搭載される。
【０００３】
図１において、直流電源Ｐは、一定レベルの直流電圧“Ｅ”を出力する。この直流電源Ｐの出力端に、スイッチ素子Ｓ１２,Ｓ１１の直列回路、スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２１の直列回路、およびスイッチ素子Ｓｎ２，Ｓｎ１の直列回路など、多数の直列回路が接続される。そして、スイッチ素子Ｓ１２,Ｓ１１の相互接続点と、スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ２１の相互接続点との間に、圧電素子であるアクチュエータＺ１が接続される。残りの各直列回路の相互間にも、それぞれアクチュエータＺ２，…Ｚｍが接続される。アクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍは、それぞれ静電容量Ｃを有し、各スイッチ素子を通して充電と放電が繰り返されることにより動作して、インクを吐出する。
【０００４】
まず、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１がオンされることにより、直流電源ＰからアクチュエータＺ１に対し順方向の電圧“Ｅ”が印加され、アクチュエータＺ１が充電される。すなわち、矢印で示すように、直流電源Ｐから電荷Ｑが流れ出し、その電荷Ｑがスイッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１を介してアクチュエータＺ１に蓄えられる。このとき、Ｑ＝Ｃ・Ｅである。
【０００５】
この充電時、直流電源Ｐから取り出されるエネルギーは“Ｑ・Ｅ”であり、アクチュエータＺ１に蓄えられるエネルギーは“（Ｑ・Ｅ）／２”となる。このエネルギー“Ｑ・Ｅ”とエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”との差“（Ｑ・Ｅ）／２”は、充電路上の抵抗成分によって消費され、熱となる。
【０００６】
続いて、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ２１がオフされ、アクチュエータＺ１への通電が休止される。この後、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ２２がオンされることにより、アクチュエータＺ１に蓄えられたエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”が、破線矢印で示すように、アクチュエータＺ１からスイッチ素子Ｓ１２，Ｓ２２を通る経路で放電し、その放電路上の抵抗成分によって消費され、熱となる。
【０００７】
次に、スイッチング素子Ｓ２２，Ｓ１１がオンされることにより、直流電源ＰからアクチュエータＺ１に対し逆方向の電圧Ｅが印加され、アクチュエータＺ１が充電される。すなわち、直流電源Ｐから電荷Ｑが流れ出し、その電荷Ｑがスイッチング素子Ｓ２２，Ｓ１１を介してアクチュエータＺ１に蓄積される。
【０００８】
続いて、スイッチング素子Ｓ２２，Ｓ１１がオフされ、アクチュエータＺ１への通電が休止される。この後、スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ１２がオンされることにより、アクチュエータＺ１に蓄えられたエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”が、アクチュエータＺ１からスイッチ素子Ｓ２２，Ｓ１２を通る経路で放電し、その放電路上の抵抗成分によって消費され、熱となる。
【０００９】
アクチュエータＺ１に印加される電圧“Ｅ”の変化を図２に示す。Ｔ１は順方向通電（順方向の電圧“Ｅ”の印加）による充電期間、Ｔ２は順方向通電により蓄えられたエネルギーの放電期間、Ｔ３は逆方向通電（逆方向の電圧“Ｅ”の印加）による充電期間、Ｔ４は逆方向通電により蓄えられたエネルギーの放電期間である。
【００１０】
充電期間Ｔ１を含む順方向通電の期間に、アクチュエータＺ１が変形して、吐出用のインクがチャネルに補充される。次の放電期間Ｔ２を含む通電休止の期間に、アクチュエータＺ１の変形が復帰して、チャネル内のインクが吐出される。続く逆方向への充電期間Ｔ３を含む逆方向通電の期間および放電期間Ｔ４は、次の吐出のためのダンピングである。
【００１１】
このような構成の駆動装置において、充電時に直流電源Ｐから取り出されるエネルギー“Ｑ・Ｅ”は、充電路上の抵抗成分によって消費されるエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”と、放電路上の抵抗成分によって消費されるエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”との総和に相当する。
【００１２】
静電容量性アクチュエータであるアクチュエータＺ１を駆動する場合、直流電源Ｐから取り出されるエネルギーのうち、実際にアクチュエータＺ１の動作に使われるエネルギーはごく僅かで、殆どのエネルギーが充放電路上の抵抗成分によって消費される。
【００１３】
充放電路上の抵抗成分は、アクチュエータＺ１に存在するとともに、回路上にも存在する。このうち、アクチュエータＺ１の抵抗成分は、アクチュエータＺ１のいわゆる等価直列抵抗である。このアクチュエータＺ１の等価直列抵抗を小さくすれば、アクチュエータＺ１の発熱は減るが、その分、回路の発熱が増加する。逆に、回路の抵抗成分を小さくすれば、回路の発熱は減るが、その分、アクチュエータＺ１の発熱が増加する。アクチュエータＺ１の発熱量と回路の発熱量との合計は、一定である。充放電路上の抵抗成分によって消費されるエネルギーも、一定である。
【００１４】
一般に、アクチュエータの発熱量を減らす手段として、アクチュエータへの印加電圧が急峻に立ち上がらないよう、台形波状または三角形波状の電圧をアクチュエータへ印加する技術が知られている。ただし、この場合、エネルギー消費の観点から言えば、台形波状または三角形波状の電圧を出力する電源の抵抗成分が、アクチュエータの抵抗成分および回路の抵抗成分に比べて、大きくなったと考えることができる。つまり、エネルギーを主に消費する場所が、アクチュエータおよび回路から、電源に移るだけである。つまり、アクチュエータの発熱量は減っても、総発熱量および総エネルギー消費量は変わらない。
【００１５】
インクジェットシステムでは、インクを吐出する部位の近傍の発熱を減らすことが重要な課題である。上記のように、台形波状または三角形波状の電圧を出力する電源を採用して、エネルギー消費の場所がアクチュエータおよび駆動回路から電源へ移れば、たとえ総発熱量が変わらないとしても、温度管理の面では価値がありそうに思える。
【００１６】
しかし、台形波状または三角形波状の電圧を出力する電源を採用する場合、現実にはその電源がアクチュエータおよび回路の近くに配置されるため、電源の熱がインクジェットヘッドに伝わってしまうというジレンマがある。何故なら、一般に大電力の高速波形を正確に長距離伝送することは困難だからである。高速の任意波形を歪み無く伝送しようとすると、駆動系、線路系、受信系の各インピーダンスをマッチングする必要があるが、そのマッチングを行うと整合抵抗によって電力を消費してしまう。
【００１７】
以上のように、インクジェットヘッド近傍の発熱の観点からも消費エネルギーを減らすことは重要であり、消費エネルギーについて考察する際には、電源も含めたシステムを考えることが大切である。
【００１８】
以上で説明したように、アクチュエータＺ１の一回の充放電動作において、電源から取り出されるエネルギーは“Ｑ・Ｅ”であり、アクチュエータと駆動回路全体の発熱もほぼ“Ｑ・Ｅ”である。このエネルギー“Ｑ・Ｅ”は、殆どアクチュエータＺ１の動作エネルギーとならない無駄な電力であって、温度上昇の問題、電源の容量が大きいことに伴う装置形状の大型化、コスト上昇などの問題を引き起こしてしまう。
【００１９】
実際に電源から供給されるエネルギーがアクチュエータＺ１の動作エネルギーに変換されるのは、上記の“アクチュエータＺ１の抵抗成分”のうちのさらにごく一部の抵抗成分が消費するエネルギーである。例えば、比重“１”のインク滴“６（pL）”を“１０（m/sec）”の速度で飛ばす場合、インク滴が受け取るエネルギーは、次式で表わされる。  
（１／２）・６ｅ−１２（kg）・１０（m/sec）2＝０．３（nj）
このインク滴を飛ばす為に、静電容量５００（pF）のアクチュエータＺ１に対して電圧２０（Ｖ）の充放電を１回行ったとすれば、消費されるエネルギーは、次式で表わされる。  
５００・１０12（F）・２０（Ｖ）2＝２００（nj）  
この時のエネルギー効率は、０．１５％である。残りの９９．８５%が,熱になる。
【００２０】
ところで、図１の駆動装置は、アクチュエータＺ１を順方向通電および逆方向通電によって駆動する構成である。つまり、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ２１のオンによる順方向通電によってアクチュエータＺ１が充電された後、スイッチ素子Ｓ２２，Ｓ１１のオンによる逆方向通電によってアクチュエータＺ１が充電されることで、アクチュエータＺ１の振れ幅として、直流電源Ｐの出力電圧“Ｅ”の２倍の電圧レベル“２・Ｅ”に相当する振れ幅を得ることができる。先にスイッチ素子Ｓ２２，Ｓ１１のオンによる逆方向通電によってアクチュエータＺ１が充電され、次にスイッチ素子Ｓ１２，Ｓ２１のオンによる順方向通電によってアクチュエータＺ１が充電された場合も、同様に、直流電源Ｐの出力電圧“Ｅ”の２倍の値“２・Ｅ”に相当する振れ幅を得ることができる。
【００２１】
ここで、順方向通電による充電から逆方向通電による充電へと直ちに移行した場合（あるいは逆方向通電による充電から順方向通電による充電へと直ちに移行した場合）の回路の消費電力とアクチュエータＺ１の消費電力の合計は、直流電源Ｐの出力電圧“Ｅ”の２倍の値“２・Ｅ”を使ってアクチュエータＺ１を一方向通電のみで充電した場合の消費電力と変わらない。
【００２２】
しかし、順方向通電による充電と逆方向通電による充電との間に、図１の破線矢印で示すように、スイッチ素子Ｓ１２，Ｓ２２のオンよる閉回路の放電路を形成して、アクチュエータＺ１の電圧を零（Ｖ）付近まで放電すると、消費電力を減らすことができる。この場合の放電期間は、インクジェットヘッドの固有振動の周期の１／４よりも短く、かつアクチュエータＺ１の両端電圧が十分小さくなる程度に長くするのが、効果的である。
【００２３】
このように、順方向通電による充電期間と逆方向通電による充電期間との間に放電期間を入れると、消費電力は、順方向通電による充電から逆方向通電による充電へとすぐに移行した場合、あるいは出力電圧“Ｅ”の２倍の値“２・Ｅ”を使ってアクチュエータＺ１を一方通電のみで充電した場合に比べ、半分になる。
【００２４】
その理由は、放電期間を入れない場合にロスするエネルギーは［Ｃ・（２・Ｅ）2］／２＝２・Ｃ・Ｅ2であるのに対して、放電期間を入れた場合にロスするエネルギーは２・｛［Ｃ・（２・Ｅ）2］／２｝＝Ｃ・Ｅ2となるからである。この効果と原理については、特開2000-185400号公報（US6504701）に詳しく説明されている。
【００２５】
しかし、放電期間を入れた場合の消費電力の削減量は、放電期間を入れない場合の消費電力の半分までである。放電期間を入れた場合の消費電力をさらに削減するためには、電源の数を増やして複数段の放電を行う必要がある。電源の数を増やして消費電力を削減する技術については特開2005-288830号公報および特開2007-98795号公報などで提案されているが、この場合、消費電力は減らせるものの、駆動装置が複雑になってしまうという問題がある。特に、多数の電源が必要になるという問題がある。
【００２６】
本願発明の発明者は、過去に、既存の消費電力削減策を分析し、インダクタを用いた新たな消費電力削減方法を提案している（例えば特許文献１）。これに対し、本願発明は、その提案とは別のアイディアを使って、その提案のものよりも単純な構成で、かつその提案のものに近い効果を得ようとするものである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２７】
なお、発熱や消費エネルギーとは別の観点から、従来の駆動装置には以下の課題があった。
【００２８】
図１の破線矢印で示す放電に際し、スイッチ素子Ｓ１２のドレイン（放電中はソースとして機能する）の電位が、瞬間的に電圧“Ｅ”よりも高くなる。スイッチ素子Ｓ１２は、多くの場合、他の素子とともに集積回路内に置かれるが、集積回路の信頼性を確保する為に、スイッチ素子Ｓ１２のバックゲート（図示しない）の電位を集積回路内で最も高い電位にしなくてはならない。このため、高い信頼性が要求される集積回路では、通常は電圧“Ｅ”よりも高いもう一つの電源を用意して、その電源の電圧をスイッチ素子Ｓ１２のバックゲート（図示しない）に与える必要がある。ただし、この場合、電源の数が増え、アクチュエータＺ１の動作電圧よりも高いレベルの電源電圧が必要となり、またそれに対応できる高耐圧の集積回路が必要となるという問題があった。
【００２９】
逆に言えば、駆動可能なアクチュエータの動作電圧は、使用する集積回路の上限電圧よりも放電時のピーク電圧分だけ低く取らなくてはならない。この制約により、アクチュエータＺ１の動作周波数が低下する問題、あるいは駆動力が落ちて高粘度のインクを飛ばせない等の問題があった。
【００３０】
この発明は、上記の事情を考慮したもので、消費電力を大幅に削減することができる静電容量性アクチュエータの駆動装置およびインクジェットヘッドの駆動装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３１】
請求項１に係る発明の静電容量性アクチュエータの駆動装置は、一連の充放電シーケンスによって機能するものであって、前記アクチュエータに与える充電電圧を出力する駆動電源と、基準電圧を出力する基準電圧源、この基準電圧源の出力をバッファするボルテージフォロワ回路、このボルテージフォロワ回路の出力を電流制限する電流制限部、および電流制限された出力を平滑する平滑キャパシタを含み、前記充放電シーケンスによる充電又は放電の途中の段階の中間電位を与える少なくとも１つの中間電圧源と、前記アクチュエータに残っている電荷を放電し、相応するエネルギーを消費するための放電路；と、
前記アクチュエータの充電に際し、前記中間電圧源から前記アクチュエータへ電荷を充電し、この後で前記駆動電源から前記アクチュエータへ電荷を充電し、かつ前記アクチュエータの放電に際し、前記アクチュエータから前記中間電圧源へ電荷を放電させ、この後で前記放電路により前記アクチュエータの電荷を放電させる制御手段と、
を備える。
【発明の効果】
【００３２】
この発明の静電容量性アクチュエータの駆動装置およびインクジェットヘッドの駆動装置によれば、消費電力を大幅に削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】従来装置の回路図。
【図２】図１の各アクチュエータの電圧波形を示す図。
【図３】この発明の第１の実施形態および第１段階の充電経路を示す回路図
【図４】図３の各アクチュエータの電圧波形を示す図。
【図５】第１の実施形態における第２段階の充電経路を示す図。
【図６】第１の実施形態における第１段階の放電経路を示す図。
【図７】第１の実施形態における第２段階の放電経路を示す図。
【図８】第２の実施形態の駆動装置を示す回路図。
【図９】第３の実施形態の要部を示す回路図。
【図１０】第３の実施形態における遅延制御回路を示す回路図。
【図１１】第３の実施形態における遅延制御回路の変形例を示す回路図。
【図１２】第４の実施形態の要部を示す回路図。
【図１３】第５の実施形態の要部を示す回路図。
【図１４】第６の実施形態および第１段階の充電経路を示す回路図
【図１５】第６の実施形態における第２段階の充電経路を示す回路図
【図１６】第６の実施形態における第１段階の放電経路を示す回路図
【図１７】第６の実施形態における第２段階の放電経路を示す回路図
【図１８】第７の実施形態における各アクチュエータの電圧波形を示す図。
【図１９】第９の実施形態および第１段階の充電経路を示す回路図。
【図２０】第９の実施形態における第２段階の充電経路を示す回路図。
【図２１】第９の実施形態における第３段階の充電経路を示す回路図。
【図２２】第９の実施形態における第１段階の放電経路を示す回路図。
【図２３】第９の実施形態における第２段階の放電経路を示す回路図。
【図２４】第９の実施形態における第３段階の放電経路を示す回路図。
【図２５】第１０の実施形態および第１段階の充電経路を示す回路図。
【図２６】第１０の実施形態における第１段階の放電経路を示す回路図。
【図２７】第１１の実施形態を示す回路図。
【図２８】第１１の実施形態における要部の変形例を示す図。
【図２９】第１１の実施形態における要部の他の変形例を示す図。
【図３０】第１１の実施形態の作用を説明するための図。
【図３１】第１１の実施形態の変形例の作用を説明するための図。
【図３２】第１２の実施形態を示す回路図。
【図３３】第１２の実施形態の作用を説明するための図。
【図３４】第１２の実施形態の変形例の作用を説明するための図。
【図３５】第１３の実施形態を示す回路図。
【図３６】第１３の実施形態の作用を説明するための図。
【図３７】第１３の実施形態の変形例の作用を説明するための図。
【図３８】第１４の実施形態および順方向の充電期間の第１段階の充電経路を示す回路図。
【図３９】第１４の実施形態における順方向の充電期間の第２段階の充電経路を示す回路図。
【図４０】第１４の実施形態における順方向の充電に続く放電期間の第１段階の放電経路を示す回路図。
【図４１】第１４の実施形態における順方向の充電に続く放電期間の第２段階の放電経路を示す回路図。
【図４２】第１４の実施形態および逆方向の充電期間の第１段階の充電経路を示す回路図。
【図４３】第１４の実施形態における逆方向の充電期間の第２段階の充電経路を示す回路図。
【図４４】第１４の実施形態における逆方向の充電に続く放電期間の第１段階の放電経路を示す回路図。
【図４５】第１４の実施形態における逆方向の充電に続く放電期間の第２段階の放電経路を示す回路図。
【図４６】第１４の実施形態におけるインクジェットヘッドの外観を示す図。
【図４７】図４６を側方から見た図。
【図４８】図４７のＡ−Ａ線に沿う断面を矢印方向に見た図。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
［１］以下、この発明の第１の実施形態について図面を参照して説明する。
【００３５】
図３に示すように、一定レベルの直流電圧“Ｅ”（Ｖ）を出力する第１の電圧源４１が用意されるとともに、その直流電圧“Ｅ”（Ｖ）の半分のレベルの直流電圧“Ｅ／２”（Ｖ）を出力する第２の電圧源４２が用意される。電圧源４１は、容量性アクチュエータに与える充電電圧を出力する駆動電源として機能する。電圧源４２は、後述のように、充電又は放電の途中の段階の中間電位を与える中間電圧源として機能する。この電圧源４１，４２の負側端子が共通接続され、その接続ラインが零（Ｖ）のグラウンドラインとなっている。
【００３６】
電圧源４１の両端に、スイッチ素子たとえばＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１２のソース・ドレイン間とスイッチ素子たとえばＮ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１１のソース・ドレイン間との直列回路が接続される。ＭＯＳトランジスタＳ１２のバックゲートは電圧源４１の正側端子に接続され、ＭＯＳトランジスタＳ１１のバックゲートはグラウンドラインに接続される。また、電圧源４１の両端に、スイッチ素子たとえばＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２２のソース・ドレイン間とスイッチ素子たとえばＮ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２１のソース・ドレイン間との直列回路が接続される。ＭＯＳトランジスタＳ２２のバックゲートは電圧源４１の正側端子に接続され、ＭＯＳトランジスタＳ２１のバックゲートはグラウンドラインに接続される。
【００３７】
電圧源４２の両端に、スイッチ素子たとえばＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３のソース・ドレイン間と上記ＭＯＳトランジスタＳ１１のソース・ドレイン間との直列回路が接続される。ＭＯＳトランジスタＳ１３のバックゲートは電圧源４１の正側端子に接続される。また、電圧源４２の両端に、スイッチ素子たとえばＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２３のソース・ドレイン間と上記ＭＯＳトランジスタＳ２１のソース・ドレイン間との直列回路が接続される。ＭＯＳトランジスタＳ２３のバックゲートは電圧源４１の正側端子に接続される。
【００３８】
そして、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１２，Ｓ１１の相互接続点と、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ２２，Ｓ２１の相互接続点との間に、アクチュエータＺ１が接続される。
【００３９】
ＭＯＳトランジスタＳ１１，Ｓ２１，…Ｓｎ１、Ｓ１２，Ｓ２２，…Ｓｎ２、Ｓ１３，Ｓ２３，…Ｓｎ３は、電圧源４１，４２に接続され、アクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍに対する充放電用の通電路を形成する充放電回路３０を形成している。なお、これより先では１つのアクチュエータＺ１と、これを駆動する６つのＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１２，Ｓ１１，Ｓ２３，Ｓ２２，Ｓ２１の動作に注目して説明するが、他のアクチュエータおよび対応する充放電回路の動作も同様である。
【００４０】
その際、１つのアクチュエータに対して常に６つのＭＯＳトランジスタが対応するとは限らない。すなわち、必ずしもｎ＝２ｍとは限らない。
【００４１】
例えば、後述する図４６，図４７，図４８に示したようなシェアモード・シェアウォールのインクジェットヘッドでは、互いに隣接する２つのアクチュエータが電極およびその電極に係る駆動回路を共有するので、ｎ＝ｍ＋１となる。本願発明には、このようなインクジェットヘッドを駆動する場合の駆動装置も含まれる。
【００４２】
充放電回路３０の各ＭＯＳトランジスタのゲートは、論理回路５０に接続される。論理回路５０は、各ＭＯＳトランジスタのゲートにドライブ信号を供給して各ＭＯＳトランジスタを選択的にオン，オフすることにより、アクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍの充放電を制御する。
【００４３】
この充放電回路３０および論理回路５０により、充放電ユニットが構成される。
【００４４】
次に、作用を説明する。  
消費エネルギーについては、電荷の移動に注目して算出する。静電容量性アクチュエータの充放電が短い時間でほぼ完了する場合、この考え方が正確で、簡単である。この考え方によれば、回路抵抗を計算から除外することができる。
【００４５】
アクチュエータＺ１の静電容量がＣであれば、アクチュエータＺ１を電圧“Ｅ”まで充電する為には、電荷“Ｑ＝Ｃ・Ｅ”をアクチュエータＺ１に与えればよい。
【００４６】
図４に示すように、順方向通電による充電期間Ｔ１が、電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”をＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２１のオンによってアクチュエータＺ１の一端から他端へと順方向に印加する第１段階Ｔ１ａと、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”をＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２１のオンによってアクチュエータＺ１の一端から他端へと順方向に印加する第２段階Ｔ１ｂとに、分けられる。第１段階Ｔ１ａでは、図３に矢印で示すように、電圧源４２から電荷“Ｑ／２”が流出し、その電荷“Ｑ／２”がアクチュエータＺ１に蓄えられる。第２段階Ｔ１ｂでは、図５に矢印で示すように、電圧源４１から電荷“Ｑ／２”が流出し、その電荷“Ｑ／２”がアクチュエータＺ１に追加される。
【００４７】
第１段階Ｔ１ａにおける充電ロスは、電圧源４２が供給したエネルギーから、アクチュエータＺ１に蓄えられるエネルギーを引いた値であり、下式で表わされる。  
（Ｑ／２）・（Ｅ／２）−［（Ｑ／２）・（Ｅ／２）］／２＝（Ｑ・Ｅ）／８
第２段階Ｔ２ａにおける充電ロスは、電圧源４１が供給したエネルギーから、アクチュエータＺ１に追加されるエネルギーを引いた値であり、下式で表わされる。  
（Ｑ／２）・Ｅ−｛（Ｑ・Ｅ）／２−［（Ｑ／２）・（Ｅ／２）］／２｝＝Ｑ・Ｅ／８
この後、暫く、インク圧力の位相が所定の段階に来るまでの間、アクチュエータＺ１の変形状態を維持する為に、アクチュエータＺ１の電圧“Ｅ”が保持される。この電圧“Ｅ”の保持は、ＭＯＳトランジスタＳ１２、Ｓ２１のオン状態の継続により行ってもよいし、ＭＯＳトランジスタＳ１２、Ｓ２１のどちらか一方のオフまたは両方のオフによって行ってもよい。
【００４８】
次の放電期間Ｔ２は、アクチュエータＺ１をＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２１のオンによって放電させる第１段階Ｔ２ａと、アクチュエータＺ１をＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２３のオンによって放電させる第２段階Ｔ２ｂとに、分けられる。第１段階Ｔ２ａでは、図６に矢印で示すように、アクチュエータＺ１に蓄えられている電荷“Ｑ／２”が電圧源４２に戻る経路で放電される。第２段階Ｔ２ｂでは、図７の矢印で示すようにループ接続され、電圧源を経由しない経路、即ち放電路を介して放電される。この時アクチュエータＺ１に蓄えられていた残りの電荷“Ｑ／２”が放電されると共に、相応する(corresponding)エネルギーが放電路上の抵抗成分によって消費される。これにより、アクチュエータＺ１の電圧が零となる。
【００４９】
第１段階Ｔ２ａにおける放電ロスは、アクチュエータＺ１から取り出されたエネルギーから、電圧源４２に戻されるエネルギーを引いた値であり、下式で表わされる。  
｛（Ｑ・Ｅ）／２−［（Ｑ／２）・（Ｅ／２）］／２｝  
−［（Ｑ／２）・（Ｅ／２）］＝（Ｑ・Ｅ）／８
第２段階Ｔ２ｂにおける放電ロスは、アクチュエータＺ１に残っていたエネルギーであり、下式で表わされる。  
［（Ｑ／２）・（Ｅ／２）］／２＝（Ｑ・Ｅ）／８
電圧源４１は、充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａにおいて、電荷“Ｑ／２”を放出する。放出されるエネルギーは、エネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”に相当する。このエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”は、充電期間Ｔ１および放電期間Ｔ２の全ての段階Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２ａ，Ｔ２ｂにおいて、駆動装置が消費する全エネルギー“［（Ｑ・Ｅ）／８］・４”に等しい。
【００５０】
電圧源４２は、充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａにおいて電荷“Ｑ／２”を放出するが、放電期間Ｔ２の第１段階Ｔ２ａにおいて電荷“Ｑ／２”を受け取るので、電力を消費しない。即ち、電圧源４２は、蓄電機能と、僅かな電荷のズレを補正するだけの小容量の供給能力があれば良い。別の言い方をすれば、電圧源４２は、いわゆる「電源」である必要がない。これは本発明の重要な特徴である。
【００５１】
この特徴を享受するための本質的な条件は、次の（１）である。  
（１）「電圧源４２の電圧“Ｅ／２”と、アクチュエータＺ１の充電時の到達電圧“Ｅ”との差“Ｅ−（Ｅ／２）＝Ｅ／２”」が、「電圧源４２の電圧“Ｅ／２”と、アクチュエータＺ１の初期又は放電後の電圧“０”との差“（Ｅ／２）−０＝Ｅ／２”」に、等しいこと。  
この条件を満足することにより、充電時と放電時の電圧源４２への電荷の出入りが等しくなり、その結果として、電圧源４２の消費電力がほぼ零となる。よって、電圧源４２の採用に関し、消費電力および発熱の問題は起きない。また、電圧源４２の消費電力がほぼ零であるということは、駆動装置で消費される電力は、電圧源４１の消費電力のみと見ることができる。
【００５２】
逆方向通電による充電期間Ｔ３は、電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”をＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ１１のオンによってアクチュエータＺ１の他端から一端へと逆方向に印加する第１段階Ｔ３ａと、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”をＭＯＳトランジスタＳ２２，Ｓ１１のオンによってアクチュエータＺ１の他端から一端へと逆方向に印加する第２段階Ｔ３ｂとに、分けられる。第１段階Ｔ３ａでは、電圧源４２から電荷“Ｑ／２”が流出し、その電荷“Ｑ／２”に相応するエネルギーがアクチュエータＺ１に蓄えられる。第２段階Ｔ３ｂでは、電圧源４１から電荷“Ｑ／２”が流出し、その電荷“Ｑ／２”に相応するエネルギーがアクチュエータＺ１に追加される。
【００５３】
放電期間Ｔ４は、アクチュエータＺ１をＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ１１のオンによって放電させる第１段階Ｔ４ａと、アクチュエータＺ１をＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ１３のオンによって放電させる第２段階Ｔ４ｂとに、分けられる。第１段階Ｔ４ａでは、アクチュエータＺ１に蓄えられている電荷“Ｑ／２”に相応するエネルギーが、電圧源４２に戻される。第２段階Ｔ４ｂでは、アクチュエータＺ１に蓄えられている残りの電荷“Ｑ／２”が、放電路上の抵抗成分によって消費される。
【００５４】
［２］第２の実施形態について説明する。なお、図面において、第１の実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
図８に示すように、電圧源４１と並列に平滑キャパシタ４３が接続される。電圧源４２は、電圧源４１の両端に接続された抵抗６１，６２の直列回路（分圧回路）、電圧源４１の両端に電源端子が接続され且つ上記抵抗６１，６２の直列回路で分圧される電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ６３、このオペアンプ６３の正側入力端子とグラウンドラインとの間にソース・ドレイン間が接続されたＭＯＳトランジスタ６４、このＭＯＳトランジスタ６４のゲートとグラウンドラインとの間に接続された抵抗６５、上記オペアンプ６６の出力端子とグラウンドラインとの間に抵抗６６を介して接続された平滑キャパシタ６７、およびこの抵抗６６および平滑キャパシタ６７の相互接続点と電源４１の正側端子との間に接続されたショットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）６８を有する。平滑キャパシタ６７は、蓄電機能を担う。抵抗６１と抵抗６２の抵抗値は等しい。
【００５５】
上記ＭＯＳトランジスタ６４のゲートに、論理回路５０からリセット信号が供給される。このリセット信号が低レベル“Ｌ”（リセットされない状態）のときＭＯＳトランジスタ６４がオフし、抵抗６２の電圧がオペアンプ６３で増幅されて、オペアンプ６３から電圧“Ｅ／２”が出力される。ここでのオペアンプ６３の機能は、基準電圧源としての抵抗６２の電圧をゲイン１でバッファするボルテージフォロワ回路である。
【００５６】
この出力電圧“Ｅ／２”が平滑キャパシタ６７に充電される。この平滑キャパシタ６７に生じる電圧“Ｅ／２”が、電圧源４２の出力電圧となる。上記リセット信号が高レベル“Ｈ”になると、ＭＯＳトランジスタ６４がオンし、オペアンプ６３の正側入力端子の電位が零となる。この場合、オペアンプ６３の出力電圧が零となり、平滑キャパシタ６７に蓄えられた電荷が抵抗６６を介して放電され、放電が終わると平滑キャパシタ６７の電圧が零となる。
【００５７】
上記抵抗６６は、平滑キャパシタ６７およびアクチュエータＺ１の充放電に際し、オペアンプ６３の出力電流が過大とならないよう制限する電流制限部であり、かつ電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”に対して若干の時間的変動を許容するためのものである。抵抗６６と平滑キャパシタ６７とで構成される回路の時定数は、アクチュエータＺ１の通電時間に比べて十分に長く設定される。高速のインクジェットヘッドの場合、充電期間Ｔ１を含む順方向通電の期間（図４に示す）は、数（μsec）の時間である。これに対し、抵抗６６と平滑キャパシタ６７とで構成される回路の時定数は、例えば数（msec）に設定される。この設定の理由は、オペアンプ６３が充放電に追従して反応してしまうことを防ぐ為である。
【００５８】
このように、電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”に対して若干の時間的変動を許容することにより、オペアンプ６３が僅かな電圧変動を補正しようとして無駄な電力を消費してしまうことを防げる。瞬時的な電荷の供給には、平滑キャパシタ６７に蓄えられた電荷が使用される。この時の電圧変動を減らすには、平滑キャパシタ６７の容量を大きくすれば良い。尚、抵抗６６はオペアンプ６３が平滑キャパシタ６７を充放電する電流を制限する機能があれば良いので、抵抗６６の変わりに、例えば低電流回路を用いても良く、さらにこの定電流回路がオペアンプ６３に内蔵されていても良い。
【００５９】
論理回路５０は、駆動装置の動作停止時、リセット信号を高レベル“Ｈ”として、平滑キャパシタ６７の残留電荷を速やかに放電させる。これにより、動作停止時に、電圧源４２の出力電圧が電圧源４１の出力電圧よりも高くなる不具合が解消される。ショットキーバリアダイオード６８も、動作停止時に、電圧源４２の出力電圧が電圧源４１の出力電圧よりも高くなる不具合を防止するための保護手段である。これらの保護手段は、どちらか片方でも良く、必要に応じて設ければ良い。以後の実施形態では、保護手段の記載を省略するが、同様の考え方で追加することは可能である。
【００６０】
最初に説明した従来の図１の駆動装置の場合、アクチュエータの充電から放電までの期間の消費エネルギーは“Ｑ・Ｅ”であったが、この第２の実施形態の場合、第１の実施形態と同様に、アクチュエータＺ１の充電から放電までの期間の消費エネルギーは従来の半分の“（Ｑ・Ｅ）／２”となる。充電期間Ｔ１，放電期間Ｔ２、充電期間Ｔ３，放電期間Ｔ４の各段階の保持時間を、充電に十分な時間に設定し、かつアクチュエータＺ１の圧力振動周期に比べて十分に短い時間に設定すれば、インク吐出の動作は従来と変わらない。
【００６１】
他の構成、作用、効果は、第１の実施形態と同じである。
【００６２】
［３］第３の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
第３の実施形態の動作を説明する前に、まず、図３または図８の駆動装置を集積回路化した場合の信頼性に関わる、アクチュエータＺ１の放電時のチャージポンプ動作について述べる。
【００６３】
第１および第２の実施形態のように、順方向通電および逆方向通電を制御する方法でアクチュエータＺ１の充放電を行うと、放電時の電圧が、正側または負側において、電圧源４１の出力の電位の範囲を超えることがある。この動作をチャージポンプ動作という。
【００６４】
一般に、半導体集積回路では、正側ラインの最高電位をＰ型チャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに与え、グラウンドラインの最低電位（零電位）をＮ型チャネルＭＯＳトランジスタのバックゲートに与える。さらに、これら最高電位または最低電位のうち何れか一方を当該半導体集積回路の基板の電位とするとともに、その基板および各ＭＯＳトランジスタのバックゲートと、当該半導体集積回路内の各素子との間のＰＮ接合に逆バイアスをかけている。これにより、半導体集積回路内の各素子を、基板に対して、または各ＭＯＳトランジスタのバックゲートに対して、電気的に絶縁している。
【００６５】
ところが、半導体集積回路内の何れかの素子に、上記のような最高電位から最低電位までの範囲を超えた正側または負側の高レベルの電圧が印加されると、しかも、その超えた分の印加電圧がＰＮ接合の順方向電圧“Ｖｆ”（シリコン半導体では約０．６Ｖ）より大きいと、本来は絶縁が必要な基板又は各ＭＯＳトランジスタのバックゲートと、当該回路内の各素子との間に、電流が流れてしまう。この電流は、半導体集積回路の各所に寄生する寄生トランジスタを作動させ、誤動作やラッチアップを引き起こして、半導体集積回路の信頼性を低下させる。
【００６６】
このような信頼性の低下を回避するようにしたのが、この第３の実施形態である。
【００６７】
すなわち、チャージポンプ動作により発生する正側または負側の高レベル電圧は、アクチュエータＺ１に蓄えられた電荷を放電する際に生じる。この例を、図４の放電期間Ｔ２における第１段階Ｔ２ａおよび第２段階Ｔ２ｂを参考に、説明する。
【００６８】
第２段階Ｔ２ｂの始点では、アクチュエータＺ１の電圧は既に“Ｅ／２”まで落ちている。このときの放電動作は、電圧“Ｅ／２”の電圧源４２の正側端子を含むループで行われる。したがって、チャージポンプ動作により発生する電圧が、電圧“０”〜“Ｅ”の範囲を超えることは無い。
【００６９】
この作用は、本案の構成によって、中間電位に接続さるトランジスタを使って最終放電を行うことで得られた作用であり、本案の利点の１つになっている。
【００７０】
ただし、放電期間Ｔ２における第１段階Ｔ２ａの始点では、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２１のドレイン電圧が、負レベルに振られる。第１段階Ｔ２ａの始点でトランジスタＳ２１に流れる値レベルのピーク電流をＩｐ、ＭＯＳトランジスタＳ２１のオン抵抗をＲｎとすると、ＭＯＳトランジスタＳ２１のドレインに加わる負レベルのピーク電圧Ｖｐは、下式で表わされる。  
Ｖｐ＝−Ｉｐ・Ｒｎ
Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３のオン抵抗をＲｐ、アクチュエータＺ１の等価直列抵抗をＲｃとすると、ピーク電流Ｉｐは、下式で表わされる。  
Ｉｐ＝（Ｅ／２）／（Ｒｐ＋Ｒｃ＋Ｒｎ）
このピーク電流Ｉｐを上記のピーク電圧Ｖｐの式に代入すると、ピーク電圧Ｖｐは、下式で表わされる。  
Ｖｐ＝−（Ｅ／２）・Ｒｎ／（Ｒｐ＋Ｒｃ＋Ｒｎ）
この負レベルのピーク電圧Ｖｐの絶対値が半導体のＰＮ接合の順方向電圧“Ｖｆ”よりも大きい場合に、図３または図８の駆動装置が集積回路化されると、電流がバックゲートまたは集積回路基板から流れ出てしまい、誤動作やラッチアップの原因となる恐れがある。このような誤動作やラッチアップの恐れを防いで回路の信頼性を上げるためには、ピーク電圧Ｖｐの絶対値｜Ｖｐ｜をできるだけ小さくすればよい。望ましくは、絶対値｜Ｖｐ｜を上記順方向電圧“Ｖｆ”よりも小さくする。
【００７１】
ただし、上式には、配線のインダクタンスとアクチュエータＺ１のインダクタンス成分の影響が、考慮されていない。実際の駆動装置ではインダクタンス成分の影響があるため、ピーク電流Ｉｐおよび絶対値｜Ｖｐ｜は、上式よりも小さくなり、より有利な方向となる。しかし、現実に配線のインダクタンスとアクチュエータＺ１のインダクタンス成分を求めることは厄介なので、ここでは上式で議論する。上式の絶対値｜Ｖｐ｜をなるべく小さくすることで、高い信頼性が得られることに、変わりは無い。
【００７２】
ピーク電圧Ｖｐを表わす式の第一項は、電圧“Ｅ”の半分の値“Ｅ／２”である。これは、本実施形態が、従来のように一気に零まで放電する代わりに、一旦、“Ｅ／２”まで放電する段階的な放電動作を採用しているからである。その結果、一気に零まで放電する場合に比べて、絶対値|Ｖｐ|が小さくなり、|Ｖｐ|＜Ｖｆの条件が成立し易くなる。これも、本案の構成による利点の１つである。アクチュエータＺ１の等価直列抵抗Ｒｃは、アクチュエータＺ１に依存するものであり、一般に変えることができない。そこで、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３のオン抵抗Ｒｐをなるべく大きくし、かつ、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２１のオン抵抗Ｒｎをなるべく小さくする。
【００７３】
なお、オン抵抗Ｒｎを小さくするには、ＭＯＳトランジスタＳ２１のサイズを大きくする必要がある。ただし、通常、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタはＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタに比べ、面積が同じでも、オン抵抗が小さくなり易い、この点でも、|Ｖｐ|＜Ｅｆの条件を成立させる上で有利である。
【００７４】
オン抵抗Ｒｐを大きくするには、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３のサイズを小さくすれば良い。ただし、単純に、ＭＯＳトランジスタＳ１３のサイズを小さくしてオン抵抗Ｒｐを大きくしただけでは、アクチュエータＺ１に対する充電時間が長くなり、インク吐出の動作が鈍くなってしまう可能性がある。
【００７５】
対策として、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３に代えて、互いに並列接続された複数のＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタを採用し、これらＭＯＳトランジスタを順次にオンさせればよい。こうすることで、最初にオンするＭＯＳトランジスタのオン抵抗Ｒｐを大きくとることができる。
【００７６】
すなわち、図９に示すように、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３に代えて、面積が小さくてオン抵抗Ｒｐの大きい且つ互いに並列接続された２つのＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂが採用される。同様に、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２３〜Ｓｎ３も、それぞれ２つのＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタに置き換えられる。以下、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂの動作について説明し、ＭＯＳトランジスタＳ２３〜Ｓｎ２の動作説明は省略する。
【００７７】
ＭＯＳトランジスタＳ１３がオンされるタイミングにおいて、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂの両方が同時にオンされることはなく、先ず一方のＭＯＳトランジスタＳ１３ａのみオンされ、ピーク電流Ｉｐが減少するまで時間を置いてから、他方のＭＯＳトランジスタＳ１３ｂのみオンされる。
【００７８】
このように、２つのＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂが１つずつ順にオンされることにより、ピーク電流Ｉｐおよびそれに伴って発生する負レベルのピーク電圧Ｖｐが、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａがオンした時の山と、ＭＯＳトランジスタＳ１３ｂがオンした時の山とに分かれ、それぞれの山のレベルを小さくすることができる。
【００７９】
２つのＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂを１つずつ順にオンさせる手段として、図１０に示す遅延制御回路７０が採用される。遅延制御回路７０は、論理回路５０からの駆動信号をレベル反転してＭＯＳトランジスタＳ１３ａに供給するためのインバータ７１、論理回路５０からのドライブ信号を例えば５０（nsec）程度の時間だけ遅らせる遅延回路７３、論理回路５０からのドライブ信号を遅延回路７３の出力に応じてＭＯＳトランジスタＳ１３ｂに供給するナンドゲート７２を有する。駆動信号はアクティブＨｉｇｈである。Ｐｃｈ ＭＯＳトランジスタＳ１３ａとＳ１３ｂはそれぞれのゲート端子がＬｏｗのときＯＮする。
【００８０】
ＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂのそれぞれオン抵抗Ｒｐの比（トランジスタ面積の逆比）は、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａをオンした時のピーク電圧と、ＭＯＳトランジスタＳ１３ｂをオンした時のピーク電圧のうち、どちらか大きい方ができるだけ小さくなるように、即ち２つのピーク電圧の高さが等しくなるように、設定すると良い。この設定により、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａのオン抵抗Ｐｐが、ＭＯＳトランジスタＳ１３ｂのオン抵抗Ｐｐよりも大きくなることが多い。この手法については、本願発明者による特開2002-94364号公報で詳しく説明している。
【００８１】
別の方法として、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａのオン抵抗をＭＯＳトランジスタＳ１３ｂのオン抵抗よりも大きく設定しておき、初めにＭＯＳトランジスタＳ１３ａのみオンするとともにＭＯＳトランジスタＳ１３ｂをオフし、次にＭＯＳトランジスタＳ１３ａをオフするとともにＭＯＳトランジスタＳ１３ｂをオンし、最後にＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂの両方をオンするシーケンスを採用すれば、電流ピークＩｐおよび電圧ピークＶｐの山が３つになる。結果として、最初にオンするＭＯＳトランジスタＳ１３ａのオン抵抗Ｒｐをさらに大きく設定することができ、ひいては電流ピークＩｐおよび電圧ピークＶｐを更に小さくできる。
【００８２】
この方法では、図１１に示す遅延制御回路８０が採用される。遅延制御回路８０は、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａに対する駆動信号供給用のナンドゲート８１、ＭＯＳトランジスタＳ１３ｂに対する駆動信号供給用のナンドゲート８２、論理回路５０からの駆動信号を所定時間だけ遅らせる遅延回路８３、この遅延回路８３から出力される駆動信号のレベルを反転するインバータ８４、上記遅延回路８３から出力される駆動信号をさらに所定時間だけ遅らせる遅延回路８５、この遅延回路８５から出力される駆動信号および上記インバータ８４から出力されるドライブ信号が入力されるオアゲート８６を有し、論理回路５０からの駆動信号および上記オアゲート８６の出力信号を上記ナンドゲート８１に入力するとともに、論理回路５０からの駆動信号および上記遅延回路８３から出力される駆動信号を上記ナンドゲート８２に入力する。
【００８３】
他の構成、作用、効果は、第１の実施形態と同じである。
【００８４】
［４］第４の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３（およびＭＯＳトランジスタＳ２３，…ＭＯＳトランジスタＳｎ３）を２つのＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂに置き換える代わりに、図１２に示すように、論理回路５０からの駆動信号が時定数回路９０を介してＭＯＳトランジスタＳ１３に供給される。他のＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２３〜Ｓｎ３に対しても、同様に時定数回路９０が設けられる。以下、ＭＯＳトランジスタＳ１３の動作について説明し、他のＭＯＳトランジスタＳ２３〜Ｓｎ３の動作についての説明は省略する。
【００８５】
時定数回路９０は、コンデンサ９１、抵抗９２、ＭＯＳトランジスタ９３を有し、ＭＯＳトランジスタＳ１３のオン期間において、初めはＭＯＳトランジスタＳ１３のオン抵抗Ｒｐが大きくなるようにＭＯＳトランジスタＳ１３のゲート電圧を制御し、その後、ＭＯＳトランジスタＳ１３のオン抵抗Ｒｐが小さくなるようにＭＯＳトランジスタＳ１３のゲート電圧を制御する。
【００８６】
これにより、ＭＯＳトランジスタＳ１３ａをオンした時のピーク電流Ｉｐおよびピーク電圧Ｖｐの絶対値を小さくできる。
【００８７】
他の構成、作用、効果は、第１の実施形態と同じである。
【００８８】
［５］第５の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３（およびＭＯＳトランジスタＳ２３，…ＭＯＳトランジスタＳｎ３）を２つのＭＯＳトランジスタＳ１３ａ，Ｓ１３ｂに置き換える代わりに、図１３に示すように、論理回路５０からのドライブ信号が定電流制御回路（カレントミラー回路）１００を介してＭＯＳトランジスタＳ１３に供給される。他のＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２３〜Ｓｎ３に対しても、同様に定電流制御回路１００が設けられる。以下、ＭＯＳトランジスタＳ１３の動作について説明し、他のＭＯＳトランジスタＳ２３〜Ｓｎ３の動作についての説明は省略する。
【００８９】
定電流制御回路１００は、ＭＯＳトランジスタ１０１、抵抗１０２、ＭＯＳトランジスタ１０３を有し、ＭＯＳトランジスタＳ１３のオン期間において、そのＭＯＳトランジスタＳ１３に流れる電流の最大値を制限する。
【００９０】
他の構成、作用、効果は、第１の実施形態と同じである。
【００９１】
［６］第６の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
図１４に示すように、電圧源４１と並列に平滑キャパシタ４３が接続される。電圧源４２は、電圧源４１の両端に接続された抵抗１１１，１１２の直列回路（分圧回路）、電圧源４１の両端に電源端子が接続され且つ上記抵抗１１２に生じる電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ１１３、電圧源４１の正側端子とオペアンプ１１３の出力端子との間に接続された平滑キャパシタ１１４および抵抗１１５の直列回路、この平滑キャパシタ１１４および抵抗１１５の相互接続点とグラウンドラインとの間に接続されたショットキーバリアダイオード１１６を有する。平滑キャパシタ１１４は、蓄電機能を担う。平滑キャパシタ１１４および抵抗１１５の相互接続点に生じる電圧“Ｅ／２”が、電圧源４２の出力電圧となる。この出力電圧“Ｅ／２”は、図８のようにグラウンドラインの零電位を基準に得る場合と異なり、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”を基準に得ている。
【００９２】
また、直流電圧“Ｅｃｃ”を出力する第３の電圧源４４が設けられ、その電圧源４４の正側出力端子にＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２２，Ｓ２３，…Ｓｎ２，Ｓｎ３のバックゲートが接続される。電圧源４４の負側出力端子は、グラウンドラインに接続される。
【００９３】
充電期間Ｔ１における第１段階Ｔ１ａの充電は、図１４に矢印で示すように、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２３のオンにより行う。第２段階Ｔ１ｂの充電は、図１５に矢印で示すように、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２１のオンにより行う。
【００９４】
放電期間Ｔ２における第１段階Ｔ２ａの放電は、図１６に矢印で示すように、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２３のオンにより行う。放電期間Ｔ２における第２段階Ｔ２ｂの放電は、図１７に矢印で示すように、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２３のオンにより行う。
【００９５】
とくに、放電期間Ｔ２における第１段階Ｔ２ａの放電（図１６）に際しては、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２３がオンし、ＭＯＳトランジスタＳ２１はオンしない。ＭＯＳトランジスタＳ２１がオンしないので、ＭＯＳトランジスタＳ２１のドレインが負電位とならない。ＭＯＳトランジスタＳ１２にはピーク電流Ｉｐが流れるので、ＭＯＳトランジスタＳ１２のドレインに、電圧“Ｅ”を基準にして、正のピーク電圧Ｖｐが生じる。つまり、ＭＯＳトランジスタＳ１２のドレイン電圧が“Ｅ＋Ｖｐ”となる。
【００９６】
Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１２のオン抵抗がＲｎ12、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２３のオン抵抗がＲｎ23、アクチュエータＺ１の等価直列抵抗がＲｃであれば、ピーク電圧Ｖｐは下式で表わされる。  
Ｖｐ＝［（Ｅ／２）・Ｒｎ12］／［Ｒｎ23＋Ｒｃ＋Ｒｎ12］
ピーク電圧Ｖｐは、アクチュエータＺ１の等価直列抵抗ＲｃとＭＯＳトランジスタＳ２３のオン抵抗Ｒｎ23との合計が小さいほど大きく、またＭＯＳトランジスタＳ１２のオン抵抗がＲｎ12が小さいほど小さい。アクチュエータＺ１のインダクタンス成分および配線のインダクタンス成分が大きいと、ピーク電圧Ｖｐは上式の値より小さくなる。
【００９７】
ここでもピーク電圧Ｖｐの大きさは、充電期間Ｔ１における第２段階Ｔ１ｂの充電電圧“Ｅ”と、その後の放電期間Ｔ２における第１段階Ｔ２ａの終点の電圧“Ｅ／２”との差“Ｅ／２”に比例する。これは本実施形態が、従来のように一気に零まで放電する代わりに、一旦“Ｅ／２”まで放電し、引き続き零まで放電する段階的な放電動作を採用しているからである。
【００９８】
Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２２，Ｓ２３，…Ｓｎ２，Ｓｎ３のバックゲートが接続されている電圧源４４の出力電圧“Ｅｃｃ”は、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”よりもレベルが高く、下式の条件により選定される。  
Ｅｃｃ≧Ｅ＋Ｖｐ-Ｖｆ
この選定により、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ１３，Ｓ２２，Ｓ２３，…Ｓｎ２，Ｓｎ３のバックゲートが順バイアスされて、その各バックゲートに電流が流れる不具合を防止でき、集積回路の信頼性を向上させることができる。
【００９９】
電圧“Ｅｃｃ”の上限は、集積回路の耐圧で制限される。アクチュエータＺ１の駆動速度や振幅を稼ぐ為には、駆動電圧である電圧源４１の出力電圧“Ｅ”を高くしたいという要求がある。双方を満足させるには、ピーク電圧Ｖｐをできるだけ小さくすることが望ましい。
【０１００】
この実施形態では、ピーク電圧Ｖｐの比例係数が“Ｅ”ではなく“Ｅ／２”に比例するという点で、従来例よりもピーク電圧Ｖｐが小さくなり有利である。これは本案の構成の利点の１つになっている。
【０１０１】
他の構成、作用、効果は、第１の実施形態と同じである。
【０１０２】
［７］第７の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
上記各実施形態において、充電期間Ｔ１における第１段階Ｔ１ａの時間、放電期間Ｔ２における第１段階Ｔ２ａの時間のうち何れか又は両方を調整することができる。
【０１０３】
複数のアクチュエータを有するインクジェットヘッドに於いて、Ｔ１ａ，Ｔ２ａの何れか又は両方の時間について、アクチュエータ間で異なる選択をすれば、アクチュエータ間で互いに異なる駆動を行うことができる。例えば、あるチャネルに関わるアクチュエータのＴ１ａ，Ｔ２ａの時間をともに他のチャネルのそれよりも長くとった場合、インク吐出の為の圧力変化が鈍くなるので、このアクチュエータに関わるチャネルは、他のチャネルと比べてインクの吐出体積と吐出速度が低下する。この原理を用い、各アクチュエータ、各チャネル、各ノズルの特性差に起因する吐出体積や吐出速度の差異を補正する方向に、Ｔ１ａやＴ２ａを選ぶことができる。これによってインクの吐出特性を均一化できる。
【０１０４】
第１段階Ｔ１ａの時間および第１段階Ｔ２ａの時間を調整するには、各ＭＯＳトランジスタのオン，オフタイミングを調整すればよい。例えば図１４の駆動装置の場合、図１５に示すＭＯＳトランジスタＳ２１のオンタイミングを遅らせることにより、図１８に示すように第１段階Ｔ１ａの時間が長くなる。図１６に示すＭＯＳトランジスタＳ２１のオフタイミングおよびＭＯＳトランジスタＳ２３のオンタイミングを早めれば、図１８に示すように第２段階Ｔ２ａの時間が長くなる。この方法は、デジタル回路で制御できるので、制御し易く有効な方法である。  
他の構成、作用、効果は、第１の実施形態と同じである。
【０１０５】
［８］第８の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
第２の実施形態として示した図８の駆動装置では、電圧源４２への電荷の出入りが等しくなるように、電圧源４２の出力電圧を“Ｅ／２”に設定している。オペアンプ６３は、フィードバックにより、電圧源４２の出力電圧が“Ｅ／２”よりも小さければ電流をソースし、電圧源４２の出力電圧が“Ｅ／２”よりも大きければ電流をシンクして、電圧源４２の出力電圧を“Ｅ／２”に維持しようとする。即ち、オペアンプ６３には、電流ソースと電流シンクの両方の機能が必要である。よって、オペアンプ６３の出力段は、通常、Push Pull構成とする必要がある。
【０１０６】
ここで、抵抗６１の抵抗値Ｒ１と抵抗６２の抵抗値Ｒ２とを同じにせず、抵抗値Ｒ２を抵抗値Ｒ１よりも僅かに大きく設定し、これにより電圧源４２の出力電圧を“Ｅ／２”より僅かに大きい値たとえば“0.51・Ｅ”にずらすと、充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａにおいて電圧源４２から流出する電荷は、放電期間Ｔ２の第１段階Ｔ２ａにおいて電圧源４２に流入する電荷よりも少し多くなる。この場合、オペアンプ６３が動作しなければ、平滑キャパシタ６３の電圧が徐々に上昇していく。
【０１０７】
ただし、オペアンプ６７は、電荷を定常的にグラウンドラインへ逃がす方向、即ちシンク方向に働き、フィードバックによってシンクする電流の大きさを調節する。これにより、電圧源４２の出力電圧が“0.51・Ｅ”に維持される。つまり、オペアンプ６３は、シンクの機能だけを持つシングルエンド出力で良い。最も簡単な形態では、オペアンプ６３の代わりにＰＮＰ型トランジスタのエミッタフォロワで代用できる。
【０１０８】
オペアンプ６３の代わりにＰＮＰ型トランジスタのエミッタフォロワを使う場合、ベースはオペアンプ６３の＋入力端子の代わりに抵抗６１と抵抗６２の接続点に接続し、コレクタは接地する。エミッタはオペアンプ６３の出力端子の代わりに抵抗６６に接続する。この際、抵抗６１と抵抗６２の抵抗比Ｒ１：Ｒ２は、ＰＮＰ型トランジスタのベースからエミッタ間順電圧Ｖｂｅを補償するように調整する必要がある。このようにオペアンプ６３またはその代用として用いられている回路が電流シンク機能だけを持つ場合、その回路は平樹陰キャパシタ６７を充電することが出来ない。そのためアクチュエータの最初の駆動前に、別の手段で平滑キャパシタ６７を電圧“０．５１・Ｅ”まで初期充電しておく必要がある。その方法としては、電源投入時に充放電回路３０を適宜空駆動するか、又は電圧源４１の正側（電圧“Ｅ”側）端子から平滑キャパシタ６７に高抵抗を介して僅かに電荷を供給するパスを作っておくなどすればよい。
【０１０９】
逆に、抵抗値Ｒ２を抵抗値Ｒ１よりわずかに小さく設定すれば、オペアンプ６３は、電流ソース機能だけを持つシングルエンド出力で良い。最も簡単な構成では、オペアンプ６３の代わりにＮＰＮ型トランジスタのエミッタフォロワで代用できる。
【０１１０】
オペアンプ６３の代わりにＮＰＮ型トランジスタのエミッタフォロワを使う場合、ベースはオペアンプ６３の＋入力端子の代わりに抵抗６１と抵抗６２接続点に接続し、コレクタは電圧源４１の正側（電圧“Ｅ”側）端子に接続する。エミッタはオペアンプ６３の出力端子の代わりに抵抗６６に接続する。この際、抵抗６１と抵抗６２の抵抗比Ｒ１：Ｒ２は、ＰＮＰ型トランジスタのベースからエミッタ間順電圧Ｖｂｅを補償するように調整する必要がある。
【０１１１】
このように、充電時に電圧源４２から流出する電荷と放電時に電圧源４２に流入する電荷を僅かにアンバランスさせれば、消費電流は若干増えるものの、駆動装置の構成を簡単にできるメリットがある。  
他の構成、作用、効果は、第１の実施形態と同じである。
【０１１２】
［９］第９の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
上記各実施形態では、電圧源４１の電圧“Ｅ”および電圧源４２の電圧“Ｅ／２”という２段レベルの電圧をアクチュエータＺ１に対して順次に充電したが、充電する電圧を“Ｅ”“２Ｅ／３”“Ｅ／３”の３段階に増やせば、ピーク電流Ｉｐおよびピーク電圧Ｖｐをさらに減らすことができる。これにより、ノイズ低減および信頼性向上が図れるとともに、充放電ロスを削減することができる。
【０１１３】
図１９に示すように、電圧源４１と並列に、蓄電用の平滑キャパシタ４３が接続される。電圧源４２は、電圧源４１の両端に接続された抵抗１２１，１２２，１２３の直列回路（分圧回路）、抵抗１２２，１２３の直列回路に生じる電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ（ボルテージフォロワ回路）１２４、このオペアンプ１２４の出力電圧“２Ｅ／３”が抵抗１２５を介して印加される平滑キャパシタ（以下、中間電圧源という）１２６、上記抵抗１２３に生じる電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ（ボルテージフォロワ回路）１２７、このオペアンプ１２７の出力電圧が抵抗１２８を介して印加される平滑キャパシタ（以下、中間電圧源という）１２９を有する。中間電圧源１２６に電圧“２Ｅ／３”が蓄えられ、中間電圧源１２９に電圧“Ｅ／３”が蓄えられる。なお、抵抗１２１，１２２，１２３の抵抗値Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の関係は、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３である。
【０１１４】
充放電回路３０のＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ１１の直列回路、ＭＯＳトランジスタＳ２２，Ｓ２１の直列回路、…ＭＯＳトランジスタＳｎ２，Ｓｎ１の直列回路に、電圧源４１の電圧“Ｅ”がそれぞれ印加される。充放電回路３０のＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１１の直列回路、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ２１の直列回路、…ＭＯＳトランジスタＳｎ３，Ｓｎ１の直列回路に、中間電圧源１２６の電圧“２Ｅ／３”がそれぞれ印加される。充放電回路３０のＭＯＳトランジスタＳ１４，Ｓ１１の直列回路、ＭＯＳトランジスタＳ２４，Ｓ２１の直列回路、…ＭＯＳトランジスタＳｎ４，Ｓｎ１の直列回路に、中間電圧源１２９の電圧“Ｅ／３”がそれぞれ印加される。
【０１１５】
順方向通電による充電期間Ｔ１の第１段階として、図１９に矢印で示すように、中間電圧源１２９の電圧“Ｅ／３”が、ＭＯＳトランジスタＳ１４，Ｓ２１のオンにより、アクチュエータＺ１に順方向に印加される。このとき、中間電圧源１２９から電荷“Ｑ／３”が流出し、その電荷“Ｑ／３”がアクチュエータＺ１に蓄えられる。
【０１１６】
引き続き、充電期間Ｔ１の第２段階として、図２０に矢印で示すように、中間電圧源１２６の電圧“２Ｅ／３”が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２１のオンにより、アクチュエータＺ１に順方向に印加される。このとき、中間電圧源１２７から電荷“Ｑ／３”が流出し、その電荷“Ｑ／３”がアクチュエータＺ１に追加され、蓄えられる。
【０１１７】
引き続き、充電期間Ｔ１の第３段階として、図２１に矢印で示すように、電圧源４１の電圧“Ｅ”が、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２１のオンにより、アクチュエータＺ１に順方向に印加される。このとき、電圧源４１から電荷“Ｑ／３”が流出し、その電荷“Ｑ／３”がアクチュエータＺ１に追加され、蓄えられる。
【０１１８】
次に、放電動作について説明する。
【０１１９】
放電期間Ｔ２の第１段階として、図２２に矢印で示すように、アクチュエータＺ１が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２１のオンにより、放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷のうち“Ｑ／３”が中間電圧源１２６に戻る。
【０１２０】
引き続き、放電期間Ｔ２の第２段階として、図２３に矢印で示すように、アクチュエータＺ１が、ＭＯＳトランジスタＳ１４，Ｓ２１のオンにより、放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷のうち“Ｑ／３”が中間電圧源１２９に戻る。
【０１２１】
引き続き、放電期間Ｔ２の第３段階として、図２４に矢印で示すように、アクチュエータＺ１が、ＭＯＳトランジスタＳ１４，Ｓ２４のオンにより、放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた残りの電荷“Ｑ／３”が、放電路上の抵抗成分によって消費される。これにより、アクチュエータＺ１の電圧が零となる。
【０１２２】
電圧源４１の電圧“Ｅ”と中間電圧源１２６の電圧“２Ｅ／３”との差は、中間電圧源１２６の電圧“２Ｅ／３”と中間電圧源１２９の電圧“Ｅ／３”との差に等しく、“Ｅ／３”である。そのため、中間電圧源１２６は、アクチュエータＺ１の充電時と放電時の電荷の出入りが等しく、電力を消費しない。中間電圧源１２６の電圧“２Ｅ／３”と中間電圧源１２９の電圧“Ｅ／３”との差は、中間電圧源１２９の電圧“Ｅ／３”とグラウンドラインの零電位との差に等しく、“Ｅ／３”である。そのため、中間電圧源１２９も、アクチュエータＺ１の充電時と放電時の電荷の出入りが等しく、電力を消費しない。
【０１２３】
電圧源４１は、充電期間Ｔ１の第３段階で“Ｑ／３”の電荷を放出する。つまり、電圧源４１から充放電回路３０に供給されるエネルギーは、“（Ｑ／３）・Ｅ”である。このエネルギー“（Ｑ／３）・Ｅ”は、充電期間Ｔ１の第１段階，第２段階，第３段階、および放電期間Ｔ２の第１段階，第２段階，第３段階において、それぞれ“Ｑ・Ｅ／１８”ずつ、回路上の抵抗成分によって消費される。
【０１２４】
このように、充放電回路３０の消費エネルギーは、従来の１／３に低減される。
【０１２５】
なお、この実施形態では、３段レベルの電圧“Ｅ”“２Ｅ／３”“Ｅ／３”をアクチュエータＺ１に対し順次に充電する構成としたが、充電電圧の段レベルとしては、４段レベル以上のＸ段レベルとしてもよい。この場合、電圧源４２としては、“Ｘ−１”段レベルの中間電圧を出力する構成とすればよい。充放電回路３０の消費エネルギーは、従来の１／Ｘに低減される。
【０１２６】
次に、この図１９の駆動装置を集積回路化した場合の信頼性に関わる、アクチュエータＺ１の放電時のチャージポンプ動作について述べる。
【０１２７】
チャージポンプ動作によるピーク電圧発生は、アクチュエータＺ１に蓄えられた電荷を放電する際に起きるので、放電期間Ｔ２の第１段階，第２段階，第３段階について考えれば良い。
【０１２８】
放電期間Ｔ２の第３段階の始点では、アクチュエータＺ１に蓄えられた電圧は既に“Ｅ／３”まで落ちている。この時点での放電は電圧“Ｅ／３”の中間電圧源１２６を通るループで行われるので、チャージポンプ動作が電圧“０”〜“Ｅ”の範囲を超える電圧を発生させることは無い。この作用は、本案の構成によって、中間電位に接続さるトランジスタを使って最終放電を行うことで得られた作用であり、本案の利点の１つになっている。
【０１２９】
放電期間Ｔ２の第１段階および第２段階では、ＭＯＳトランジスタＳ２１のドレイン電圧が負レベルに振られるが、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタのオン抵抗ＲｐおよびＮ型チャネルのＭＯＳトランジスタのオン抵抗Ｒｎを調整するか、あるいは図９〜図１３のいずれかの構成を採用することにより、ピーク電圧Ｖｐの絶対値を小さくできる。
【０１３０】
しかも、この第９の実施形態では、ピーク電圧Ｖｐを決める電圧に関わる比例係数が“Ｅ／３”となるので、ピーク電圧Ｖｐを小さくする上で、第１の実施形態よりもさらに有利である。これも、本案の構成の利点の１つとなっている。
【０１３１】
［１０］第１０の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
この第１０の実施形態では、図２５に示すように、中間電圧源である平滑キャパシタ１２９の一端が抵抗１２５を介してオペアンプ１２４の出力端子に接続され、その平滑キャパシタ１２９の他端が抵抗１２８を介してオペアンプ１２７の出力端子に接続される。
【０１３２】
すなわち、中間電圧源１２９は、第９の実施形態の図１９のようにグラウンドラインの零電位を基準にすることなく、中間電圧源１２６の出力電圧“２Ｅ／３”を基準にして、電圧“Ｅ／３”を得ている。
【０１３３】
この実施形態では、充電期間Ｔ１の第１段階の通電経路、放電期間Ｔ２の第２段階の通電経路が、第９の実施形態の図１９と異なる。
【０１３４】
すなわち、充電期間Ｔ１の第１段階では、図２５に矢印で示すように、中間電圧源１２９の電圧“Ｅ／３”が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２４のオンにより、アクチュエータＺ１に順方向に印加される。このとき、中間電圧源１２９から電荷“Ｑ／３”が流出し、その電荷“Ｑ／３”がアクチュエータＺ１に蓄えられる。
【０１３５】
放電期間Ｔ２の第２段階では、図２６に矢印で示すように、アクチュエータＺ１が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２４のオンにより、放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられている電荷“Ｑ／３”が中間電圧源１２９に戻る。ＭＯＳトランジスタＳ２１はオフ状態なので、ＭＯＳトランジスタＳ２１のドレイン電圧が負レベルに振られることがない。よって、放電期間Ｔ２の最初の第１段階だけ、ピーク電圧Ｖｐの影響によるバックゲートまたは集積回路基板からの電流の流出を防げばよい。この点、第９の実施形態よりも、さらに簡単に信頼性を向上できる。
【０１３６】
なお、この第１０の実施形態では、３段レベルの電圧“Ｅ”“２Ｅ／３”“Ｅ／３”をアクチュエータＺ１に対し順次に充電する構成としたが、充電電圧の段レベルとしては、４段レベル以上のＸ段レベルとしてもよい。この場合も、電圧源４２の各中間電圧を、グラウンドラインの零電位を基準にしてではなく、最も高い出力電圧を有する中間電圧源の正側端子を基準にして得るようにすれば、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタのドレイン電圧が負レベルに振られる事態を、放電期間Ｔ２の最初の第１段階だけに限定することができる。
【０１３７】
［１１］第１１の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
図２７に示すように、電圧源４１と並列に平滑キャパシタ４３が接続される。電圧源４２は、電圧源４１の両端に接続された抵抗１３１，１３２，１３３，１３４，１３５の直列回路（分圧回路）、抵抗１３２，１３３，１３４，１３５の直列回路に生じる電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ１３６、抵抗１３３，１３４，１３５の直列回路に生じる電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ１３７、抵抗１３４，１３５の直列回路に生じる電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ１３８、抵抗１３５に生じる電圧を利得“１”で増幅するオペアンプ１３９、上記オペアンプ１３６の出力電圧“４Ｅ／５”が抵抗１４０を介して印加される平滑キャパシタ（以下、中間電圧源という）１４１、上記オペアンプ１３７の出力電圧“３Ｅ／５”が抵抗１４２を介して印加される平滑キャパシタ（以下、中間電圧源という）１４３、上記オペアンプ１３８の出力電圧“２Ｅ／５”が抵抗１４４を介して印加される平滑キャパシタ（以下、中間電圧源という）１４５、上記オペアンプ１３９の出力電圧“Ｅ／５”が抵抗１４６を介して印加される平滑キャパシタ（以下、中間電圧源という）１４７、およびスイッチ素子たとえばＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａを有する。
【０１３８】
ＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃは、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタであり、バックゲートが電圧源４１の正側出力端子に接続され、ゲートが論理回路５０に接続され、中間電圧源１４１，１４３と充放電回路３０との間の通電路を開閉する。ＭＯＳトランジスタＳｂ，Ｓａは、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタであり、バックゲートがグラウンドラインに接続され、ゲートが論理回路５０に接続され、中間電圧源１４５，１４７と充放電回路３０との間の通電路を開閉する。
【０１３９】
すなわち、ＭＯＳトランジスタＳｄがオンすると、中間電圧源１４１の電圧“４Ｅ／５”が、充放電回路３０におけるＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１１の直列回路、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ２１の直列回路、…ＭＯＳトランジスタＳｎ３，Ｓｎ１の直列回路にそれぞれ印加される。ＭＯＳトランジスタＳｃがオンすると、中間電圧源１４３の電圧“３Ｅ／５”が、充放電回路３０におけるＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１１の直列回路、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ２１の直列回路、…ＭＯＳトランジスタＳｎ３，Ｓｎ１の直列回路にそれぞれ印加される。ＭＯＳトランジスタＳｂがオンすると、中間電圧源１４５の電圧“２Ｅ／５”が、充放電回路３０におけるＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１１の直列回路、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ２１の直列回路、…ＭＯＳトランジスタＳｎ３，Ｓｎ１の直列回路にそれぞれ印加される。ＭＯＳトランジスタＳａがオンすると、中間電圧源１４３の電圧“Ｅ／５”が、充放電回路３０におけるＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１１の直列回路、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ２１の直列回路、…ＭＯＳトランジスタＳｎ３，Ｓｎ１の直列回路にそれぞれ印加される。
【０１４０】
すなわち、ＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａが、各チャネルのアクチュエータＺ１に対する中間電圧の供給用として、共通に設けられている。
【０１４１】
他の構成は、第１の実施形態と同じである。
【０１４２】
このように、電圧源４２の中間電圧“４Ｅ／５”“３Ｅ／５”“２Ｅ／５”“Ｅ／５”をＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａを介して充放電回路３０に選択的に供給することにより、充放電回路３０内のスイッチ素子の個数を増やすことなく、充電電圧の段レベルを多くすることができる。充放電回路３０については、モノリシックＩＣとすることにより、小型になり扱い易い。
【０１４３】
なお、ＭＯＳ型トランジスタＳｄ、Ｓｃ，Ｓｂ，ＳａにＰ型チャネルおよびＮ型チャネルのＭＯＳトランジスタを採用している理由は、各ＭＯＳトランジスタのオン抵抗が所定の値になる時のトランジスタ面積がなるべく小さく済むようにしてバックゲート効果の小さい条件を選んだ結果である。バックゲート効果によって低くなるからである。簡単化のために、Ｓｄ、Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａの全てのＭＯＳトランジスタをＰ型チャネル又はＮ型チャネルのいずれか一方に統一する構成としてもよい。
【０１４４】
電圧源４２のＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａについては、充放電回路３０と共に１つのモノリシックＩＣにまとめてもよいし、充放電回路３０とは別のＩＣとしてもよく、あるいはディスクリート構成としてもよい。
【０１４５】
また、電圧源４２のＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａを、それぞれＰ型チャネルトランジスタとＮ型チャネルトランジスタとを組み合わせたＣＭＯＳトランジスタ構成に置き換えてもよい。あるいは、方向性を有するスイッチ素子たとえばバイポーラトランジスタやＤ−ＭＯＳトランジスタを用いてもよい。バイポーラトランジスタを用いる場合は、図２８に示すように、２つのバイポーラトランジスタをそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２を介して並列接続し、これを双方向性の１つのスイッチ素子として用いればよい。Ｄ−ＭＯＳトランジスタを用いる場合は、図２９に示すように、２つのＤ−ＭＯＳトランジスタをそれぞれダイオードＤ１，Ｄ２を介して並列接続し、これを双方向性の１つのスイッチ素子として用いればよい。
【０１４６】
図２７の駆動装置の作用を図３０を参照しながら説明する。  
順方向通電による充電期間Ｔ１では、ＭＯＳトランジスタＳ１３,Ｓ２１がオンされるとともに、ＭＯＳトランジスタＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄが順次かつ排他的にオンされ、続いて、ＭＯＳトランジスタＳ２１がオン状態のままＭＯＳトランジスタＳ１３がオフされ且つＭＯＳトランジスタＳ１２がオンされる。
【０１４７】
すなわち、順方向通電による充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａとして、中間電圧源１４７の電圧“Ｅ／５”がアクチュエータＺ１に印加される。このとき、中間電圧源１４７から電荷“Ｑ／５”が流出し、その電荷“Ｑ／５”がアクチュエータＺ１に蓄えられる。
【０１４８】
引き続き、充電期間Ｔ１の第２段階Ｔ１ｂとして、中間電圧源１４５の電圧“２Ｅ／５”がアクチュエータＺ１に印加される。このとき、中間電圧源１４５から電荷“Ｑ／５”が流出し、その電荷“Ｑ／５”がアクチュエータＺ１に追加され、蓄えられる。
【０１４９】
引き続き、充電期間Ｔ１の第３段階Ｔ１ｃとして、中間電圧源１４３の電圧“３Ｅ／５”がアクチュエータＺ１に印加される。このとき、中間電圧源１４３から電荷“Ｑ／５”が流出し、その電荷“Ｑ／５”がアクチュエータＺ１に追加され、蓄えられる。
【０１５０】
引き続き、充電期間Ｔ１の第４段階Ｔ１ｄとして、中間電圧源１４１の電圧“４Ｅ／５”がアクチュエータＺ１に印加される。このとき、中間電圧源１４１から電荷“Ｑ／５”が流出し、その電荷“Ｑ／５”がアクチュエータＺ１に追加され、蓄えられる。
【０１５１】
引き続き、充電期間Ｔ１の第５段階Ｔ１ｅとして、電圧源４１の電圧“Ｅ”がアクチュエータＺ１に印加される。このとき、電圧源４１から電荷“Ｑ／５”が流出し、その電荷“Ｑ／５”がアクチュエータＺ１に追加され、蓄えられる。
【０１５２】
この充電の後の放電期間Ｔ２では、ＭＯＳトランジスタＳ２１がオン状態のままＭＯＳトランジスタＳ１３がオンされるとともに、ＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａが順次かつ排他的にオンされ、続いて、ＭＯＳトランジスタＳ２１がオン状態のままＭＯＳトランジスタＳ１３がオフされ且つＭＯＳトランジスタＳ１１がオンされる。
【０１５３】
すなわち、放電期間Ｔ２の第１段階Ｔ２ａとして、アクチュエータＺ１が中間電圧源１４１に向け放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷のうち、“Ｑ／５”が中間電圧源１４１に戻る。
【０１５４】
引き続き、放電期間Ｔ２の第２段階Ｔ２ｂとして、アクチュエータＺ１が中間電圧源１４３に向け放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷のうち、“Ｑ／５”が中間電圧源１４３に戻る。
【０１５５】
引き続き、放電期間Ｔ２の第３段階Ｔ２ｃとして、アクチュエータＺ１が中間電圧源１４５に向け放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷のうち、“Ｑ／５”が中間電圧源１４５に戻る。
【０１５６】
引き続き、放電期間Ｔ２の第４段階Ｔ２ｄとして、アクチュエータＺ１が中間電圧源１４７に向け放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷のうち、“Ｑ／５”が中間電圧源１４７に戻る。
【０１５７】
引き続き、放電期間Ｔ２の第５段階Ｔ２ｅとして、アクチュエータＺ１がＭＯＳトランジスタＳ１１，Ｓ２１を通る閉回路で放電する。このとき、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷“Ｑ／５”が、放電路上の抵抗成分によって消費される。これにより、アクチュエータＺ１の電圧が零となる。
【０１５８】
中間電圧源１４１は、アクチュエータＺ１の充電時と放電時の電荷の出入りが等しく、電力を消費しない。中間電圧源１４３，１４５６，１４７も、それぞれ、アクチュエータＺ１の充電時と放電時の電荷の出入りが等しく、電力を消費しない。
【０１５９】
電圧源４１は、充電期間Ｔ１の第５段階Ｔ１ｅで“Ｑ／５”の電荷を放出する。つまり、電圧源４１から充放電回路３０に供給されるエネルギーは、“Ｑ・Ｅ／５”である。このエネルギー“Ｑ・Ｅ／５”は、充電期間Ｔ１および放電期間Ｔ２の各段階において、それぞれ“Ｑ・Ｅ／５０”ずつ、回路上の抵抗成分によって消費される。
【０１６０】
したがって、充放電回路３０の消費エネルギーは、従来の１／５に低減される。
【０１６１】
逆方向通電による充電期間Ｔ３およびその後の放電期間Ｔ４においては、各ＭＯＳトランジスタの動作が充電期間Ｔ１および放電期間Ｔ２と対称的に動作する。よって、その説明は省略する。
【０１６２】
放電期間Ｔ２の各段階では、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２１のドレイン電圧が負レベルに振られるが、Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタのオン抵抗ＲｐおよびＮ型チャネルのＭＯＳトランジスタのオン抵抗Ｒｎを調整するか、あるいは図９〜図１３のいずれかの構成を採用することにより、ピーク電圧Ｖｐの絶対値を小さくできる。
【０１６３】
しかも、ピーク電圧Ｖｐを決める電圧に関わる比例係数が“Ｅ／５”となるので、ピーク電圧Ｖｐを小さくする上で、第１の実施形態よりもさらに有利である。
【０１６４】
ＭＯＳトランジスタＳｄ，Ｓｃ，Ｓｂ，Ｓａが、各チャネルのアクチュエータＺ１に対する中間電圧の供給用として、共通に設けられているので、駆動装置の構成が簡単になる。
【０１６５】
図３１に示すように、理論回路５０を設定すれば、充電期間Ｔ１の第５段階Ｔ１ｅの開始タイミングは、ＭＯＳトランジスタＳ１２のオンタイミングにより決定される。放電期間Ｔ２の第５段階Ｔ２ｅの開始タイミングは、ＭＯＳトランジスタＳ１１のオンタイミングにより決定される。ＭＯＳ型トランジスタＳ１２及びＭＯＳ型トランジスタＳ１１は各チャネルに対応するアクチュエータ毎に独立して制御可能なので、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ１１のオンタイミングをそれぞれ調整して、充電期間Ｔ１における第４段階Ｔ１ｄと第５段階Ｔ１ｅとの時間差ΔＴ１、および放電期間Ｔ２における第４段階Ｔ２ｄと第５段階Ｔ２ｅとの時間差ΔＴ２をそれぞれ各チャネルに対応するアクチュエータ毎に調整することにより、第７の実施例と同様に、吐出体積や吐出速度をチャネル毎に補正できる。
【０１６６】
［１２］第１２の実施形態について説明する。なお、図面において、図２７と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
図３２に示すように、電圧源４１と充放電回路３０との間の通電路を開閉するためのスイッチ素子たとえばＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳｅが、電圧源４２に追加される。このＭＯＳトランジスタＳｅのソース・ドレイン間が、電圧源４１の正側出力端子と充放電回路３０との間の接続ラインに、挿入接続される。そして、ＭＯＳトランジスタＳｅのゲートが論理回路５０に接続されている。このＭＯＳトランジスタＳｅの採用に伴い、充放電回路３０におけるＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２２，…Ｓｎ２が除去される。
【０１６７】
ＭＯＳトランジスタＳｅは、アクチュエータからの放電経路を電圧源４１の両端から分離させるためのものである。
【０１６８】
すなわち、図３３に示すように、充電期間Ｔ１の第５段階Ｔ１ｅにおいて、電圧源４１の電圧“Ｅ”が、ＭＯＳトランジスタＳｅ，Ｓ１３，Ｓ２１を介してアクチュエータＺ１に印加される。放電期間Ｔ２では、ＭＯＳトランジスタＳｅがオフされる。
【０１６９】
他の構成および作用は、第１１の実施形態と同じである。
【０１７０】
この第１２の実施形態によれば、ＭＯＳトランジスタＳｅの採用に伴って充放電回路３０のＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２２，…Ｓｎ２が除去されるので、ＭＯＳトランジスタの個数が少なくなり、構成がさらに簡略となる。
【０１７１】
図３４は、この構成で吐出量を微調整するときの駆動波形の例である。ここでは、第４段階Ｔ１ｂの充電が終了した後、一旦、ＭＯＳトランジスタＳ１３をオフしてＭＯＳトランジスタＳｅをオンし、第５段階Ｔ１ｅで再びＭＯＳトランジスタＳ１３をオンする。このとき、充電期間Ｔ１の第５段階Ｔ１ｅの開始タイミングは、ＭＯＳトランジスタＳ１３のオンタイミングにより決定される。放電期間Ｔ２の第５段階Ｔ２ｅの開始タイミングは、ＭＯＳトランジスタＳ１１のオンタイミングにより決定される。ＭＯＳ型トランジスタＳ１３及びＭＯＳ型トランジスタＳ１１は各チャネルに対応するアクチュエータ毎に独立して制御可能である。ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１１のオンタイミングをそれぞれ調整して、充電期間Ｔ１における第４段階Ｔ１ｄと第５段階Ｔ１ｅとの時間差ΔＴ１、および放電期間Ｔ２における第４段階Ｔ２ｄと第５段階Ｔ２ｅとの時間差ΔＴ２をそれぞれ調整することにより、第７の実施例と同様に、吐出体積や吐出速度をチャネル毎に補正できる。
【０１７２】
［１３］第１３の実施形態について説明する。なお、図面において、図２７と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。  
図３５に示すように、電圧源４１と充放電回路３０との間の通電路を開閉するためのスイッチ素子たとえばＰ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳｅが、電圧源４２に追加される。さらに、電圧源４１と充放電回路３０との間の通電路を開閉するためのスイッチ素子たとえばＮ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳｆが、電圧源４２に追加される。そして、ＭＯＳトランジスタＳｅのソース・ドレイン間が、電圧源４１の正側出力端子と充放電回路３０との間の接続ラインに、挿入接続される。ＭＯＳトランジスタＳｆのソース・ドレイン間が、中間電圧源１４１，１４３，１４５，１４７とグラウンドラインとの間に、接続される。ＭＯＳトランジスタＳｅ，Ｓｆのゲートは、論理回路５０に接続される。
【０１７３】
オペアンプ１３６，１３７，１３８，１３９の出力端子と抵抗１４０，１４２，１４４，１４６との間の接続ラインに、それぞれアナログスイッチ１５１，１５２，１５３，１５４が挿入される。アナログスイッチ１５１，１５２，１５３，１５４は、論理回路５０から供給される制御信号が高レベル“Ｈ”のときオンし、低レベル“Ｌ”のときオフする。
【０１７４】
これらアナログスイッチ１５１，１５２，１５３，１５４およびＭＯＳトランジスタＳｆは、図３６に示すように、アクチュエータＺ１を放電させる放電期間Ｔ２（およびＴ４）においてオフされ、それ以外はオンされる。また、放電期間Ｔ２（およびＴ４）においては、ＭＯＳトランジスタＳｅもオフしているので、放電路が電圧源４１から完全に切り離される。また、放電中は、放電路内の各部の最大電位差が電圧“Ｅ”以下となるので、放電路と電圧源４１との間に電流が流れない。従って、この図３５の駆動装置では、チャージポンプ動作が生じない。すなわちピーク電圧Ｖｐに基づく信頼性の低下の恐れがないという利点がある。
【０１７５】
他の構成、作用、効果は、第１２の実施形態と同じである。
【０１７６】
図３７に示すように、理論回路５０を設定すれば、充電期間Ｔ１の第５段階Ｔ１ｅの開始タイミングは、ＭＯＳトランジスタＳ１３のオンタイミングにより決定される。放電期間Ｔ２の第５段階Ｔ２ｅの開始タイミングは、ＭＯＳトランジスタＳ１１のオンタイミングにより決定される。ＭＯＳ型トランジスタＳ１３及びＭＯＳ型トランジスタＳ１１は各チャネルに対応するアクチュエータ毎に独立して制御可能である。ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ１１のオンタイミングをそれぞれ調整して、充電期間Ｔ１における第４段階Ｔ１ｄと第５段階Ｔ１ｅとの時間差ΔＴ１、および放電期間Ｔ２における第４段階Ｔ２ｄと第５段階Ｔ２ｅとの時間差ΔＴ２をそれぞれ調整することにより、第７の実施例と同様に、吐出体積や吐出速度をチャネル毎に補正できる。
【０１７７】
［１４］第１４の実施形態について説明する。なお、図面において、各実施形態と同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
【０１７８】
インクジェットヘッドの例として、互いに隣接する２つのチャネルが、１つのアクチュエータを共有するものがある。シェア（せん断）モードかつシェア（共有）ドウオールと呼ばれるタイプのインクジェットヘッドである。このようなタイプのインクジェットヘッドでは、１つのノズルからインクを吐出する際に、２つのアクチュエータが使用される。これに伴い、１つのアクチュエーは、互いに隣り合う２つのノズルのインク吐出用として、共用される。各アクチュエータの電極は、順次、直列に接続されている。このようなタイプのインクジェットヘッドであっても、上記各実施形態を適用することができる。
【０１７９】
このシェアモードあるいはシェアドウオールと呼ばれるタイプのインクジェットヘッドに、第１の実施形態の図３の駆動装置を搭載した場合の作用について、図４および図３８〜図４５を参照しながら説明する。この場合、静電容量“Ｃ／２”のアクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍが使用される。
【０１８０】
充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａでは、図３８に矢印で示すように、電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２１のオンにより、アクチュエータＺ１に対し順方向に印加される。このとき、電圧源４２から電荷“Ｑ／２”が流出し、その半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ１に蓄えられる。同時に、電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”が、ＭＯＳトランジスタＳ３３，Ｓ２１のオンにより、アクチュエータＺ２に対し逆方向に印加される。このとき、電圧源４２から流出した電荷“Ｑ／２”のうち、残り半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ２に蓄えられる。
【０１８１】
充電期間Ｔ１の第２段階Ｔ１ｂでは、図３９に矢印で示すように、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”が、ＭＯＳトランジスタＳ１２，Ｓ２１のオンにより、アクチュエータＺ１に対し順方向に印加される。このとき、電圧源４１から電荷“Ｑ／２”が流出し、その半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ１に蓄えられる。同時に、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”が、ＭＯＳトランジスタＳ３２，Ｓ２１のオンにより、アクチュエータＺ２に対し逆方向に印加される。このとき、電圧源４１から流出した電荷“Ｑ／２”のうち、残り半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ２に蓄えられる。
【０１８２】
この第１段階Ｔ１ａおよび第２段階Ｔ１ｂにより、アクチュエータＺ１に電荷“Ｑ／２”が蓄えられるとともに、アクチュエータＺ２に電荷“Ｑ／２”が蓄えられる。
【０１８３】
放電期間Ｔ２の第１段階Ｔ２ａでは、図４０に矢印で示すように、アクチュエータＺ１に蓄えられていた電荷“Ｑ／２”のうち、その半分の電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２１のオンにより、電圧源４２に戻る経路で放電される。同時に、アクチュエータＺ２に蓄えられていた電荷“Ｑ／２”のうち、その半分の電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ３３，Ｓ２１のオンにより、電圧源４２に戻る経路で放電される。
【０１８４】
放電期間Ｔ２の第２段階Ｔ２ｂでは、図４１に矢印で示すように、アクチュエータＺ１に蓄えられている残りの電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２３のオンにより、そのＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２３を通る閉回路で放電し、その放電路上の抵抗成分によって消費される。これにより、アクチュエータＺ１の電圧が零となる。同時に、アクチュエータＺ２に蓄えられている残りの電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ３３，Ｓ２３のオンにより、そのＭＯＳトランジスタＳ３３，Ｓ２３を通る閉回路で放電し、その放電路上の抵抗成分によって消費される。これにより、アクチュエータＺ２の電圧が零となる。
【０１８５】
充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａにおける充電ロスは、電圧源４２が供給したエネルギーから、アクチュエータＺ１，Ｚ２に蓄えられるエネルギーを引いた値であり、下式で表わされる。  
（Ｑ／２）・（Ｅ／２）−［（Ｑ／４）・（Ｅ／２）／２］・２＝（Ｑ・Ｅ）／８
充電期間Ｔ１の第２段階Ｔ２ａにおける充電ロスは、電圧源４１が供給したエネルギーから、アクチュエータＺ１，Ｚ２に追加されるエネルギーを引いた値であり、下式で表わされる。  
（Ｑ／２）・Ｅ−｛［（Ｑ／２）・Ｅ）］／２−［（Ｑ／４）・（Ｅ／２）］／２｝・２＝（Ｑ・Ｅ）／８
放電期間Ｔ２の第１段階Ｔ２ａにおける放電ロスは、アクチュエータＺ１，Ｚ２から取り出されたエネルギーから、電圧源４２に戻されるエネルギーを引いた値であり、下式で表わされる。  
｛［（Ｑ／２）・Ｅ）］／２−［（Ｑ／４）・（Ｅ／２）］／２｝・２  
−［（Ｑ／２）・（Ｅ／２）］＝（Ｑ・Ｅ）／８
放電期間Ｔ２の第２段階Ｔ２ｂにおける放電ロスは、アクチュエータＺ１，Ｚ２に残っていたエネルギーであり、下式で表わされる。  
｛［（Ｑ／４）・（Ｅ／２）］／２｝・２＝（Ｑ・Ｅ）／８
電圧源４１は、充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａにおいて、電荷“Ｑ／２”を放出する。放出するエネルギーはエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”に相当する。このエネルギー“（Ｑ・Ｅ）／２”は、充電期間Ｔ１および放電期間Ｔ２の全ての段階Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２ａ，Ｔ２ｂにおいて、駆動装置が消費する全エネルギー“［（Ｑ・Ｅ）／８］・４”に等しい。
【０１８６】
電圧源４２は、充電期間Ｔ１の第１段階Ｔ１ａにおいて電荷“Ｑ／２”を放出するが、放電期間Ｔ２の第１段階Ｔ２ａにおいて電荷“Ｑ／２”を受け取るので、電力を消費しない。即ち、電圧源４２は、蓄電機能と、僅かな電荷のズレを補正するだけの小容量の供給能力があれば良い。
【０１８７】
なお、放電期間Ｔ２の第１段階Ｔ２ａの始点では、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２１のドレイン電圧が、負レベルに振られる。第１段階Ｔ２ａの始点でトランジスタＳ２１に流れる正値のピーク電流をＩｐ、ＭＯＳトランジスタＳ２１のオン抵抗をＲｎとすると、ＭＯＳトランジスタＳ２１のドレインに加わる負レベルのピーク電圧Ｖｐは、下式で表わされる。  
Ｖｐ＝−Ｉｐ・Ｒｎ
Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ３３のオン抵抗をＲｐ、アクチュエータＺ１，Ｚ２のそれぞれ等価直列抵抗をＲｃとすると、ピーク電流Ｉｐは、下式で表わされる。  
Ｉｐ＝（Ｅ／２）／［（Ｒｐ＋Ｒｃ）／２＋Ｒｎ］
このピーク電流Ｉｐを上記のピーク電圧Ｖｐの式に代入すると、ピーク電圧Ｖｐは、下式で表わされる。  
Ｖｐ＝−（Ｅ／２）・Ｒｎ／［（Ｒｐ＋Ｒｃ）／２＋Ｒｎ］
このように、Ｉｐ，Ｖｐを算出する計算式が第３の実施形態とは異なる。しかし、ステージＴ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ２ａでは、ＭＯＳトランジスタＳ２１に２つのアクチュエータＺ１，Ｚ２へ流れる電流が重ね合わされて流れていると考えれば良く、ステージＴ２ｂではＭＯＳ型トランジスタＳ２３の２つのアクチュエータＺ１，Ｚ２へ流れる電流が重ね合わせて流れていると考えればよいのであって、基本的な考え方に違いはない。
【０１８８】
一方、ダンピングのための充電期間Ｔ３の第１段階Ｔ３ａでは、図４２に矢印で示すように、電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”が、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ１１のオンにより、アクチュエータＺ１に対し逆方向に印加される。このとき、電圧源４２から電荷“Ｑ／２”が流出し、その半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ１に蓄えられる。同時に、電圧源４２の出力電圧“Ｅ／２”が、ＭＯＳトランジスタＳ２３，Ｓ３１のオンにより、アクチュエータＺ２に対し順方向に印加される。このとき、電圧源４２から流出した電荷“Ｑ／２”のうち、残り半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ２に蓄えられる。
【０１８９】
充電期間Ｔ３の第２段階Ｔ３ｂでは、図４３に矢印で示すように、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”が、ＭＯＳトランジスタＳ２２，Ｓ１１のオンにより、アクチュエータＺ１に対し逆方向に印加される。このとき、電圧源４１から電荷“Ｑ／２”が流出し、その半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ１に蓄えられる。同時に、電圧源４１の出力電圧“Ｅ”が、ＭＯＳトランジスタＳ２２，Ｓ３１のオンにより、アクチュエータＺ２に対し順方向に印加される。このとき、電圧源４１から流出した電荷“Ｑ／２”のうち、残り半分の電荷“Ｑ／４”が、アクチュエータＺ２に蓄えられる。
【０１９０】
この第１段階Ｔ３ａおよび第２段階Ｔ３ｂにより、アクチュエータＺ１に電荷“Ｑ／２”が蓄えられるとともに、アクチュエータＺ２に電荷“Ｑ／２”が蓄えられる。
【０１９１】
放電期間Ｔ４の第１段階Ｔ４ａでは、図４４に矢印で示すように、アクチュエータＺ１に蓄えられている電荷“Ｑ／２”のうち、その半分の電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ１１，Ｓ２３のオンにより、電圧源４２に戻る経路で放電される。同時に、アクチュエータＺ２に蓄えられている電荷“Ｑ／２”のうち、その半分の電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ３１，Ｓ２３のオンにより、電圧源４２に戻るように放電される。
【０１９２】
放電期間Ｔ４の第２段階Ｔ４ｂでは、図４５に矢印で示すように、アクチュエータＺ１に蓄えられている残りの電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２３のオンにより、そのＭＯＳトランジスタＳ１３，Ｓ２３を通る閉回路で放電し、その放電路上の抵抗成分によって消費される。これにより、アクチュエータＺ１の電圧が零となる。同時に、アクチュエータＺ２に蓄えられている残りの電荷“Ｑ／４”が、ＭＯＳトランジスタＳ３３，Ｓ２３のオンにより、そのＭＯＳトランジスタＳ３３，Ｓ２３を通る閉回路で放電し、その放電路上の抵抗成分によって消費される。これにより、アクチュエータＺ２の電圧が零となる。
【０１９３】
なお、放電期間Ｔ３の第１段階Ｔ３ａ（図４４）の始点では、Ｎ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ１１，Ｓ３１のドレイン電圧が、負レベルに振られる。第１段階Ｔ３ａの始点でトランジスタＳ１１，Ｓ３１にそれぞれ流れる正値のピーク電流をＩｐ、ＭＯＳトランジスタＳ１１，Ｓ３１のそれぞれのオン抵抗をＲｎとすると、ＭＯＳトランジスタＳ１１，Ｓ３１のドレインにそれぞれ加わる負レベルのピーク電圧Ｖｐは、下式で表わされる。  
Ｖｐ＝−Ｉｐ・Ｒｎ
Ｐ型チャネルのＭＯＳトランジスタＳ２３のオン抵抗をＲｐ、アクチュエータＺ１，Ｚ２のそれぞれ等価直列抵抗をＲｃとすると、ピーク電流Ｉｐは、下式で表わされる。  
Ｉｐ＝（Ｅ／２）／（２・Ｒｐ＋Ｒｃ＋Ｒｎ）
このピーク電流Ｉｐを上記のピーク電圧Ｖｐの式に代入すると、ピーク電圧Ｖｐは、下式で表わされる。  
Ｖｐ＝−（Ｅ／２）・Ｒｎ／（２・Ｒｐ＋Ｒｃ＋Ｒｎ）
このように、Ｉｐ，Ｖｐを算出する計算式が第１の実施形態とは異なる。しかし、ステージＴ３ａ，Ｔ４ａ，Ｔ４ｂでは、ＭＯＳトランジスタＳ２２，Ｓ２３にはアクチュエータＺ１，Ｚ２へ流れる電流が重ね合わされて流れていると考えれば良く、ステージＴ３ｂでは、ＭＯＳ型トランジスタＳ２２にアクチュエータＺ１，Ｚ２へ流れる電流が重ね合わせて流れると考えればよいのであって、基本的な考え方に違いはない。
【０１９４】
他の構成、作用、効果は、上記各実施形態と同じである。
【０１９５】
以上、第１の実施形態をシェアモード・シェアドモードのインクジェットヘッドの駆動回路に応用する例について説明したが、第２〜第１３の実施形態でも、同様にして応用できる。
【０１９６】
ここで、シェアモード・シェアウォールと呼ばれるタイプのインクジェットヘッドの例を図４６，図４７，図４８に示す。図４６は斜め方向から見た図である。この図４６を側方から見たのが図４７である。この図４７のＡ−Ａ線に沿う断面を矢印方向に見たのが図４８である。
【０１９７】
すなわち、図４６に示すように、基板１０１の上面に、アクチュエータ列１１１およびアクチュエータ列１１２が形成されている。このアクチュエータ列１１１，１１２を囲む状態に枠部材１０２が装着されている。この枠部材１０２上に、かつアクチュエータ列１１１，１１２を覆う状態に、ノズルプレート１０３が設けられている。ノズルプレート１０３の上記アクチュエータ列１１１，１１２と対応する位置に、多数のノズル１０４が列状に形成されている。
【０１９８】
アクチュエータ列１１１，１１２は、それぞれ多数のアクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍの配列により形成されている。このアクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍの相互間に、かつ上記各ノズル１０４と対応する位置に、溝状のチャネル１０５が確保される。
【０１９９】
基板１０１におけるアクチュエータ列１１１，１１２の相互間に、多数のインク流入口１０６が形成されている。これらインク流入口１０６に流入するインクは、各チャネル１０５に導かれる。各チャネル１０５を経たインクは、基板１０１に形成されている多数のインク流出口１０７を通って、基板１０１の外に流出する。
【０２００】
図４７に示すように、基板１０１の上面に、アクチュエータ列１１１のアクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍのための上記充放電回路３０および上記論理回路５０を含む充放電ユニット１３０が設けられているとともに、アクチュエータ列１１２のアクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍのための上記充放電回路３０および上記論理回路５０を含む充放電ユニット１３０が設けられている。
【０２０１】
アクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍは、図４８に示すように、静電容量性アクチュエータであるＰＺＴ（チタン酸ジルコン酸鉛）等の圧電素子１２１，１２２を互いの分極方向が対向する状態に上下に張り合わせて柱状に形成したものである。このアクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍのうち、チャネル１０５を挟んで隣り合う例えば図３８，図３９のようにアクチュエータＺ１が順方向に充電され、アクチュエータＺ２が逆方向に充電されると、そのアクチュエータＺ１，Ｚ２がチャネル１０５の容積を増す方向に変形する。このアクチュエータＺ１，Ｚ２の変形に伴い、アクチュエータＺ１，Ｚ２の相互間のチャネル１０５に、インクが補充される。次に、アクチュエータＺ１，Ｚ２が放電すると、そのアクチュエータＺ１，Ｚ２の形状が元に復帰する。この復帰に伴い、アクチュエータＺ１，Ｚ２の相互間のチャネル１０５に存するインクが、対応するノズル１０４から吐出される。以上説明したように、アクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍは、一連の充放電シーケンスによってインク吐出という機能を実現している。
【０２０２】
この充放電用の電極１２３が、アクチュエータＺ１，Ｚ２，…Ｚｍの側面および各チャネル１０５の底面に、それぞれ設けられている。そして、これら電極１２３と上記各充放電ユニット１３０とが、基板１０１上の導電パターンにより配線接続されている。
【０２０３】
なお、この発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、要旨を変えない範囲で種々変形実施可能である。
【符号の説明】
【０２０４】
３０…充放電回路、Ｚ１，Ｚ２，…Ｚｍ……静電容量性アクチュエータ、Ｓ１１，Ｓ２１，Ｓｎ１…ＭＯＳトランジスタ、Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓｎ２…ＭＯＳトランジスタ、４１…第１の電圧源（駆動電源）、４２…第２の電圧源（中間電圧源）、４３…平滑キャパシタ、５０…論理回路
【先行技術文献】
【特許文献】
【０２０５】
【特許文献１】特開２００８−２３８１３号公報
【図１】
2010018028.tif 000003
【図２】
2010018028.tif 000004
【図３】
2010018028.tif 000005
【図４】
2010018028.tif 000006
【図５】
2010018028.tif 000007
【図６】
2010018028.tif 000008
【図７】
2010018028.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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