(57)【要約】【課題】従来よりもコンデンサの変動や容量を小さくできて小型軽量化を図ることができる電力変換装置を提供する。【解決手段】直流電源６に並列に接続された第１のコンデンサ５と、同期機１を駆動する電力変換器２と、電力変換器２の直流側に並列接続された第２のコンデンサ３と、第１、第２のコンデンサ５，３の間に挿入されたスイッチ手段４と、同期機１の速度を検出する速度検出手段７および第２のコンデンサ３の電圧を検出する第２電圧検出手段８からの各検出情報に基づいて電力変換器２を制御する制御手段９とを備え、制御手段９は、電力変換器２の停止中はスイッチ手段４をオフし、電力変換器２の運転開始時にはスイッチ手段４をオンするのと同時に電力変換器２を起動して、同期機１の端子電圧が所定の値になるように励磁電流を制御する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に並列に接続された第１のコンデンサと、同期機を駆動する電力変換器と、この電力変換器の直流側に並列に接続された第２のコンデンサと、この第２のコンデンサと上記第１のコンデンサとの間の直流電力供給路に挿入されて当該供給路をオン／オフする半導体素子で構成されたスイッチ手段と、上記同期機の速度を検出する速度検出手段と、上記第２のコンデンサの電圧を検出する第２電圧検出手段と、上記速度検出手段で検出された速度情報と上記第２電圧検出手段で検出された電圧情報とに基づいて上記電力変換器を制御する制御手段とを有し、
上記制御手段は、上記電力変換器を運転状態から停止させるときは、上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流を零にした後、上記スイッチ手段をオフにして上記電力変換器の運転を停止し、上記電力変換器の停止中は上記スイッチ手段のオフを継続し、上記電力変換器の運転開始時には上記スイッチ手段をオンするのと同時に、上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御し、上記同期機の端子電圧が所定値に達した後は、上記同期機のトルク電流を制御して上記同期機を加減速運転することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
上記制御手段は、上記電力変換器を運転状態から停止させるときは、上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流を零にした後、上記スイッチ手段をオフにして上記電力変換器の運転を停止させる代わりに、上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流を所定の正の値に設定した後、上記スイッチ手段をオフにして上記電力変換器の運転を停止させることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記第１のコンデンサの電圧を検出する第１電圧検出手段を設けるとともに、上記制御手段は、上記電力変換器を運転状態から停止させるときに、上記速度検出手段の検出出力に基づいて得られる上記同期機の無負荷誘起電圧が上記第１電圧検出手段で検出される第１コンデンサの電圧よりも小さい場合には、上記スイッチ手段をオフにせずにオン状態を継続することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記第１のコンデンサの電圧を検出する第１電圧検出手段を設けるとともに、上記制御手段は、上記電力変換器を運転状態から停止させるときは、上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流を零にした後、上記スイッチ手段をオフして上記電力変換器の運転を停止させる代わりに、上記速度検出手段で検出された速度情報に基づいて得られる上記同期機の無負荷誘起電圧が上記第１電圧検出手段で検出される第１コンデンサの電圧よりも大きい場合、上記第１、第２の電圧検出手段の電圧検出値に基づいて上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流を零、またはトルク電流を所定の正の値にした後、上記スイッチ手段をオフにして上記電力変換器の運転を停止させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記スイッチ手段は、上記電力変換器を構成するスイッチ手段と同じ構成のものであることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記スイッチ手段は、双方向スイッチで構成されていることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記第２のコンデンサの容量は、上記第１のコンデンサの容量の１／１００以上、１／１０以下の範囲に設定されていることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば鉄道車両や電気自動車などの電気車に用いられる同期機の駆動を対象とする電力変換装置に関するものであり、特には高速運転時において同期機の無負荷誘起電圧が直流電源の直流電圧より高い場合に対応可能な電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車や電車等の電気車における駆動システムにおいては、直流電力を電力変換器（インバータ）によって所要の可変電圧、可変周波数の交流電力に変換して永久磁石型の同期機に供給され、同期機を可変速駆動する。また、この種の電気車では、駆動システムによる加速、減速を行なわずに惰性で走行する、いわゆる惰行運転を行うことが頻繁に行われる。この惰行運転の場合、同期機を使用する駆動システムでは、無負荷誘起電圧が発生し、この無負荷誘起電圧が電力変換器を構成するスイッチング素子に対して逆並列接続されたダイオードを介して全波整流されて電源側に電力が回生され、その回生エネルギによって惰行でなくブレーキ動作となる不具合を生じる。
【０００３】
このような現象を防止するため、従来の電力変換装置では、電源と電力変換器との間にダイオード等の一方向導通手段と、機械的な開閉動作を行うスイッチ等の開閉手段との並列接続回路を直列に挿入し、電力変換器を介して永久磁石同期機を駆動する駆動装置であって、電力変換器の停止中には開閉手段を開放して、無負荷誘起電圧の回生を防ぎ、電力変換器の運転開始時には開閉手段を開放したままで、同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御し、同期機の端子電圧が所定値に達したとき開閉手段を閉とした状態で同期機のトルク電流を制御して同期機を加減速運転し、運転中の電力変換器を停止するときは、同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流をゼロに減少させた後、開閉手段を開放し、その後、励磁電流を減少させて電力変換器を停止させるようにした技術が提案されている（例えば、下記の特許文献１参照）。
【０００４】
【特許文献１】特開２０００−３０８３８８号公報（請求項１、第１図）
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記の特許文献１に記載される従来の電力変換装置は、電源と電力変換器との間に直列に挿入された並列接続回路を構成する開閉手段は、機械的な開閉動作を行うリレースイッチ等が使用されているので、電力変換器を構成するスイッチング素子の動作よりも開閉手段のオン（閉）動作が遅い。このため、運転開始時には開閉手段を開放した状態のままで、先に電力変換器を起動させる必要があった。すなわち、運転開始時には、開閉手段を閉じるのと同時に電力変換器を起動させることができなかった。
【０００６】
そのため、例えば運転開始時の運転指令がブレーキであって、同期機が回生を行なう時は、電力変換器を起動させても開閉手段が開放しているために電力を電源側に戻すことができないので、電力変換器と開閉手段との間にあるコンデンサの電圧が過剰に上昇する場合があった。また、そのような電力変換器と開閉手段との間にあるコンデンサの電圧の変動を無くすためには、コンデンサの容量をかなり大きくする（具体的には電源と開閉手段との間にあるフィルタコンデンサの容量と同等以上にする）必要があった。
【０００７】
このように、従来技術では、リレースイッチ等で構成される機械的な開閉手段の閉じる動作が遅いため、電力変換器と開閉手段を同時にオンすることができず、そのため、電力変換器と開閉手段との間にあるコンデンサの変動が大きくなる、もしくは、コンデンサの容量が大きくなる課題があった。
【０００８】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、電力変換器とスイッチ手段との間にあるコンデンサの容量を小さくでき、かつ当該コンデンサの電圧の変動を小さく抑えることができて小型、軽量化、およびコストダウンを図ることが可能で、しかも、運転開始時の応答性を高めることができる電力変換装置を得るものである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明の電力変換装置は、直流電源に並列に接続された第１のコンデンサと、同期機を駆動する電力変換器と、この電力変換器の直流側に並列に接続された第２のコンデンサと、この第２のコンデンサと上記第１のコンデンサとの間の直流電力供給路に挿入されて当該供給路をオン／オフする半導体素子で構成されスイッチ手段と、上記同期機の速度を検出する速度検出手段と、上記第２のコンデンサの電圧を検出する第２電圧検出手段と、上記速度検出手段で検出された速度情報と上記第２電圧検出手段で検出された電圧情報とに基づいて上記電力変換器を制御する制御手段とを有し、上記制御手段は、上記電力変換器を運転状態から停止させるときは、上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御したままでトルク電流を零にした後、上記スイッチ手段をオフにして上記電力変換器の運転を停止し、上記電力変換器の停止中は上記スイッチ手段のオフを継続し、上記電力変換器の運転開始時には上記スイッチ手段をオンするのと同時に、上記同期機の端子電圧が所定値になるように励磁電流を制御し、上記同期機の端子電圧が所定値に達した後は、上記同期機のトルク電流を制御して上記同期機を加減速運転することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、電力変換器とスイッチ手段との間にある第２のコンデンサの容量を小さくできるので、電力変換装置の小型、軽量化、およびコストダウンを図ることができる。しかも、力行指令やブレーキ指令などの運転指令が入力された時に電力変換器を即時に起動できるので、運転指令に対する応答性を高めることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における電力変換装置を示す構成図である。
この実施の形態１の電力変換装置は、直流電源６に並列に接続された第１のコンデンサ５と、同期機１を駆動する電力変換器（インバータ）２と、電力変換器２の直流側に並列接続された第２のコンデンサ３と、第１、第２のコンデンサ５，３間の直流電力供給路に直列に挿入されたスイッチ手段４と、同期機１の速度（ここでは回転速度ω）を検出する速度検出手段７と、第２のコンデンサ３の電圧を検出する第２電圧検出手段８と、速度検出手段７で検出された速度情報と第２電圧検出手段８で検出された電圧情報とに基づいて電力変換器２を制御する制御手段９とを備えている。
【００１２】
上記の同期機１は、回転子に取り付けられた永久磁石により磁界を作る永久磁石型同期機（以下、単に同期機という）からなる。電力変換器２は、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子とこれに逆並列に接続されたダイオードからなるスイッチ手段Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを有している。また、第１、第２のコンデンサ５，３間に位置するスイッチ手段４は、ダイオード４ａと、これに逆並列に接続されたＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子からなるスイッチング素子４ｂとで構成されている。この場合、スイッチ手段４を電力変換器２を構成する各スイッチ手段Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚと同じものを使用すれば、装置全体を小型、低コストで実現できる利点がある。また、速度検出手段７は、ここでは同期機１の回転速度ωを検出してその速度情報を制御手段９に出力するもので、例えばレゾルバやロータリエンコーダ等が適用される。
【００１３】
また、制御手段９は、例えばマイクロコンピュータで構成されるもので、所定の演算プログラムをインストールすることにより、スイッチ開閉指令手段１２、ｄｑ軸電流指令演算手段１０、および電圧指令演算手段１１が構成されている。
【００１４】
ここに、スイッチ開閉指令手段１２は、運転指令（力行指令やブレーキ指令）が外部から入力されると、この運転指令に応じてスイッチ手段４のスイッチング素子４ｂをオン／オフする信号を出力するものである。また、ｄｑ軸電流指令演算手段１０は、速度検出手段７で検出された回転速度ωと第２電圧検出手段８で検出された第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃの値に基づいて同期機１の励磁電流を制御するためのｄｑ軸電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊（以下、＊印が付加されているものは指令値の意味である）を演算するものである。また、電圧指令演算手段１１は、ｄｑ軸電流指令演算手段１０で演算されたｄｑ軸電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊、速度検出手段７で検出された回転速度ω、および第２電圧検出手段８で検出された電圧Ｖｃの各値に基づいて電力変換器２を制御する三相分の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を演算し、さらに各電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて電力変換器４の各スイッチ手段Ｇｕ、Ｇｖ、Ｇｗ、Ｇｘ、Ｇｙ、Ｇｚを制御するゲートパルス信号を出力するものである。
【００１５】
図３に示すように、同期機１の無負荷誘起電圧は、回転速度ωの関数であり、図中破線で示すように、回転速度ωに比例して大きくなって高速走行中の場合、直流電源６の電圧Ｖｄｃを越える無負荷誘起電圧を発生する恐れがある。これに対して、電力変換器２は、入力の直流電源６の直流電圧以上の電圧を発生することはできないことから、無負荷誘起電圧が電力変換器の最大出力電圧を越える領域（図中で回転速度がωｓｈ以上の領域）では、永久磁石による磁束を打ち消すような磁束を電機子巻線で発生させるように、電力変換器２で弱め界磁制御を行い、高速域での制御を可能とする。
【００１６】
このことは、同期機１が高速域において、電力変換器２を惰行運転から再起動する場合、あるいは、電力変換器２を停止して惰行運転に移行する場合も同様に必要なことであり、電力変換器２の起動直後、あるいは停止前の段階でそれぞれ弱め界磁制御を行って回生エネルギが同期機１から電力変換器２側に逆流しないようにする必要がある。
【００１７】
そこで、次に、ｄｑ軸電流指令演算手段１０および電圧指令演算手段１１による弱め界磁制御の原理について以下に説明する。
【００１８】
同期機１におけるｄｑ座標上で表した電圧方程式、およびトルクＴは、それぞれ次の（１）、（２）式で与えられる。
【００１９】
【数１】
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【００２０】
【数２】
2010114969.tif 000004
【００２１】
ここに、ｉｄ，ｉｑは電機子電流のｄ、ｑ軸成分、ｖｄ，ｖｑは電機子電圧のｄ、ｑ軸成分、φａ＝√｛（３／２）φｆ｝、φｆは永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値、Ｒは電機子抵抗、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸、ｑ軸インダクタンス、ｐ＝ｄ／ｄｔｆ、Ｐｎは極対数、ωは回転速度（電気角速度）である。
【００２２】
同期機１に供給できる端子電圧は、｜Ｖｍ｜＝√（ｖｄ２＋ｖｑ２）で与えられる。この場合、｜Ｖｍ｜は線間電圧実効値に相当しており、第２のコンデンサ３の電圧をＶｃとすると、電力変換器２の再起動時（あるいは停止時）に同期機１から電力変換器２への電流の流れ込みを防ぐためには、線間電圧実効値｜Ｖｍ｜は、次の（３）式のように制限される。
【００２３】
【数３】
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【００２４】
なお、線間電圧のピーク値Ｖｍｐと第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃとは、以下の関係が成り立つ。
【００２５】
【数４】
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【００２６】
前述のごとく、同期機１では、高速域ではｄ軸電流を流してｄ軸電機子反作用による減磁作用を利用した等価的な弱め界磁制御を行うが、同様に、高速域で電力変換器２を再起動（あるいは停止）する際も同様に、電力変換器２の起動直後あるいは停止直前より弱め界磁制御を行う必要がある。このため、上記（３）式の電圧制限条件を用いてｄ軸電流指令ｉｄ＊を以下の手順で算出する。
【００２７】
まず、上記の（３）式を簡単化すると、次の（５）式のようになる。
【００２８】
【数５】
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【００２９】
ただし、ｖｄ０，ｖｑ０は、（１）式より微分項を無視し、弱め界磁制御を行って再起動（あるいは停止）するのは高速域であるため、ωＬが十分に大きいと考えられる。そこで、電機子抵抗のドロップ分を無視すると、（１）式は次式のように簡略化される。
【００３０】
【数６】
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【００３１】
（５）式で√（ｖｄ０２＋ｖｑ０２）＝Ｖｃ／√２とおくと、（６）式より、弱め界磁制御のｄ軸電流ｉｄの条件は次式となる。
【００３２】
【数７】
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【００３３】
電力変換器２の再起動時（または停止時）において、車両などに走行速度のショックなどが生じないようにトルクＴの発生を抑えるためには、（２）式において、Ｔ＝０とすればよい。これには、ｉｑ＝０とすればよいので、（７）式にｉｑ＝０を入力すると、次式が得られる。
【００３４】
【数８】
2010114969.tif 000010
【００３５】
この（８）式を満たすように弱め界磁制御のｄ軸電流ｉｄを決めれば、電力変換器２の再起動時（あるいは停止時）において、上記（３）式に示した線間電圧実効値｜Ｖｍ｜に対する電圧制限条件（｜Ｖｍ｜≦Ｖｃ／√２）を満たすことができ、かつ、トルクが発生しないように（Ｔ＝０）することができる。
【００３６】
すなわち、（８）式から分かるように、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、φａはφａ＝√｛（３／２）φｆ｝の関係式を用いてφｆから求めることができ、φｆは永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値であって、それぞれ同期機１の特性で決まる一定の値であるから、結局、（８）式のｄ軸電流ｉｄは、第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃと、同期機１の回転速度ωの関数となっている。したがって、（８）式において、Ｖｃとωとを与えることができれば、線間電圧のピーク値Ｖｍｐ（前述の（４）式参照）を第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃ以下（Ｖｍｐ≦Ｖｃ）に瞬時に制御でき、かつ、トルクが発生しないようにするために必要なｄ軸電流指令ｉｄ＊を演算することができる。
【００３７】
そこで、この実施の形態１では、弱め界磁制御を行うために、ｄｑ軸電流指令演算手段１０は、速度検出手段７で検出されたモータ速度ωと、第２電圧検出手段８で検出された第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃをそれぞれ入力し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊は零とし、また、（８）式で求まるｉｄを（３）式の条件を満たすためのｄ軸電流指令ｉｄ＊として求める。
【００３８】
そして、次段の電圧指令演算手段１１は、ｄｑ軸電流指令演算手段１０で演算されたｑ軸電流指令ｉｑ＊（＝０）とｄ軸電流指令ｉｄ＊、および速度検出手段７で検出された回転速度ωの値を用いて次の処理を行う。
【００３９】
すなわち、公知のように、三相電圧あるいは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をする際には制御座標軸が必要となるので、電圧指令演算手段１１は、速度検出手段７で検出された回転速度ωの値を用いて、回転二軸座標である制御座標軸の位相θを以下の（９）式で算出する。
【００４０】
【数９】
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【００４１】
また、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を、それぞれ以下の（１０）式より演算する。なお、（１０）式において、ｉｑ＊はトルクが発生しないようするために零の値となる。
【００４２】
【数１０】
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【００４３】
引き続いて、電圧指令演算手段１１は、ｄｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊に基づいて三相電圧指令の電圧位相θｖを、（９）式で求めた位相角にｄｑ軸電圧指令の位相角を加えて次の（１１）式で演算する。
【００４４】
【数１１】
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【００４５】
また、変調率ＰＭＦをコンデンサ３の電圧に基づいて以下の（１２）式で算出する。
【００４６】
【数１２】
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【００４７】
三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、（９）、（１１）、（１２）式より以下の式（１３）で算出する。
【００４８】
【数１３】
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【００４９】
そして、電圧指令演算手段１１は、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、一般的であるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によるスイッチングを行なうように電力変換器２を構成する各スイッチ手段Ｇｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚに対してゲートパルス信号を出力する。
【００５０】
以上のようにして弱め界磁制御を行えば、電力変換器２の再起動時（あるいは停止時）に、（３）式の電圧制限条件を満たすことができて、線間電圧のピーク値Ｖｍｐが第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを越えないように（Ｖｍｐ≦Ｖｃ）に瞬時に制御でき、かつ、トルクが発生しないように（Ｔ＝０）することができる。
【００５１】
次に、上記構成を有する電力変換装置を、例えば電気車に搭載した場合における全体の制御動作について、図２に示すタイミグチャートを参照して説明する。
【００５２】
時刻ｔ０以前の運転指令が入力（オン）されている状態では、スイッチ開閉指令手段１２によってスイッチ手段４のスイッチング素子４ｂはオンされている。そして、加速運転を行なう時は、直流電源６からスイッチ手段４のダイオード４ａを介して電力変換器２に電力が供給され、電力変換器２で所定の周波数の交流電力に変換されて同期機１に与えられる。その際、同期機１の回転速度が図３に示したωｓｈよりも大きいときには、制御手段９による（１０）式に基づく弱め界磁制御が行われる。そのため、同期機１の線間電圧ピーク値Ｖｍｐは、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃと略同等になっている。また、第１のコンデンサ５の充電電圧Ｅｆｃ１も第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃと略同等になっている。また、減速運転を行なう時は、同期機１からの回生電力が電力変換器２およびスイッチ手段４のスイッチング素子４ｂを経由して直流電源６側に回生される。
【００５３】
次に、時刻ｔ０になって運転指令が停止（オフ）されると、惰行運転に移行することになるが、この場合、制御手段９のｄｑ軸電流指令演算手段１０は、まず、同期機１の線間電圧ピーク値Ｖｍｐが所定値になるように（１０）式に基づいて励磁電流を制御する弱め界磁制御を行う。すなわち、同期機１の励磁電流を制御するために、まず、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を制御するとともに、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を零にする（つまりトルク電流を零にする）。そして、スイッチ開閉指令手段１２は、時刻ｔ１になったときにスイッチング素子４ｂをオフにする。続いて、スイッチング素子４ｂがオフされた後も、制御手段９は時刻ｔ２になるまでの数ｍｓｅｃの期間は同期機１に対する弱め界磁制御を継続する。なお、時刻ｔ１からｔ２までの時間は、数ｍｓｅｃから数μｓｅｃ程度でよい。これは、無負荷誘起電圧による第１のコンデンサ５の電圧上昇を抑えるためである。そして、時刻ｔ２になると電力変換器２の動作を停止する。
【００５４】
電力変換器２が停止（オフ）されて惰行運転に移行した際、同期機１が発生する無負荷誘起電圧が第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃよりも大きい場合、同期機１で生じる無負荷誘起電圧のエネルギは、電力変換器２を構成するスイッチ手段のダイオードを経由して第２のコンデンサ３に吸収されるので、第２のコンデンサ３の電圧が上昇し、同期機２の線間電圧のピーク値Ｖｍｐと第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃとがバランスする。その際、第２のコンデンサ３の容量を適切に選択することにより即座に充電され、ブレーキ動作になることはない。また、同期機１の線間電圧のピーク値Ｖｍｐは、電力変換器２が停止（オフ）される以前に予め弱め界磁制御によって所定の値になるように低下されているので、第２のコンデンサ３の電圧上昇分は低く抑えられる。なお、第１のコンデンサ５の電圧は、スイッチ手段４のスイッチング素子４ｂがオフしているので通常の直流電源６の電圧Ｖｄｃ以上に上昇することはない。
【００５５】
また、惰行運転中は電力変換器２の動作は停止していて弱め界磁制御は行わないので、同期機１の巻線の電流を流すことにより生じる銅損や電力変換器２のエネルギ損失を無くすことができる。さらに、同期機１で生じる無負荷誘起電圧は、スイッチ手段４のスイッチング素子４ｂがオフされているために直流電源６側と遮断されており、したがって、無負荷誘起電圧が直流電源６側に回生されることによって生じる不要なブレーキ力の発生が無くなり、それに伴い電力の損失を防ぐことができる。
【００５６】
次に、時刻ｔ３になって、運転指令（力行指令もしくはブレーキ指令）が入力（オン）された場合、これに応じてスイッチ開閉指令手段１２は、スイッチ手段４のスイッチング素子４ｂを直ちにオンし、これと同時にｄｑ軸電流指令演算手段１０も起動されて電力変換器２が動作を開始する。その際、速度検出手段７で検出される同期機１の回転速度ωが図３のωｓｈ以上であれば、同期機１に対する弱め界磁制御が直ちに開始されるので、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃ、および同期機１の線間電圧のピーク値Ｖｍｐを瞬時に所望の値に制御することができる。
【００５７】
このように、時刻ｔ３において、スイッチング素子４ｂがオンされるのと同時に電力変換器２が起動されて同期機１の電圧制御（弱め界磁制御）を行うので、同期機１の端子電圧のピーク値Ｖｍｐが第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃおよび直流電源６の電圧Ｖｄｃを越えないようにすることができ、ブレーキトルクも発生しないようにすることができる。
【００５８】
上記のように、運転指令がオフされて惰行運転が開始された場合、スイッチ手段４のスイッチング素子４ｂがオフされるが、その際、同期機１で生じる無負荷誘起電圧のエネルギが第２のコンデンサ３に吸収されて同期機１の線間電圧のピーク値Ｖｍｐと第２のコンデンサ３の電圧がバランスする。この場合の第２のコンデンサ３の容量は、以下のようにして決定することができる。
【００５９】
いま、同期機１の無負荷誘起電圧が最大１８００Ｖとし、惰行直後の第２のコンデンサ３の初期電圧は１５００Ｖ（国内の電車の架線直流電圧の場合）であるため、電圧上昇分は３００Ｖとなる。そして、第２のコンデンサ３の電圧上昇分は、当該コンデンサ３に流れ込む電流をｉｄｃとすると、次式で表すことができる。なお、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃとｉｄｃの関係は図１に示すとおりであり、当該コンデンサ３の容量をＣとする。
【００６０】
【数１４】
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【００６１】
（１４）式から第２のコンデンサ３に流れ込む電流ｉｄｃは、次式で表すことができる。
【００６２】
【数１５】
2010114969.tif 000017
【００６３】
また、同期機１の無負荷誘起電圧と第２のコンデンサ３の電圧とがバランスする時に発生する平均トルクをＴ、そのトルクによるエネルギをＰとし、回転角周波数（機械角）をωとおくと、（１６）式の関係になる。
【００６４】
【数１６】
2010114969.tif 000018
【００６５】
そのエネルギＰは、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃと当該コンデンサ３に流れ込む電流ｉｄより、次の（１７）式で表すことができる。
【００６６】
【数１７】
2010114969.tif 000019
【００６７】
（１５）、（１６）、（１７）式より、同期機１の無負荷誘起電圧と第２のコンデンサ３の電圧がバランスする時に発生するトルクＴは、次式で表すことができる。
【００６８】
【数１８】
2010114969.tif 000020
【００６９】
よって、（１８）式より、第２のコンデンサ３の容量Ｃは、（１９）式のように表すことができる。
【００７０】
【数１９】
2010114969.tif 000021
【００７１】
（１９）式のそれぞれのパラメータに、具体的な値を代入すると第２のコンデンサ３の容量Ｃを決定できる。ここでは、電気車などの代表的な定数を用いて具体的な第２のコンデンサ３の容量Ｃについて考えてみる。例えば、ω＝２７０×２π／３［ｒａｄ／ｓｅｃ］、Ｖｃ＝１８００［Ｖ］とし、また、Ｔはｄｔ＝０．１［ｓｅｃ］間に許容できる発生トルクと考え、Ｔ＝−０．１［Ｎｍ］以下とし、時間はｄｔ＝０．１［ｓｅｃ］とする。そして、以上のパラメータを（１９）式に代入すると、以下のようになる。
【００７２】
【数２０】
2010114969.tif 000022
【００７３】
以上より、第２のコンデンサ３の容量Ｃは、１０．４７１μＦ以上であれば良いことが理解できる。なお、第１のコンデンサ５の容量は、電気車の場合は１５００μＦ〜３０００μＦ程度である。
【００７４】
このように、第２のコンデンサ３の容量は、第１のコンデンサ５に比べて小さな容量であれば足り、第１のコンデンサ５の容量に比べて１００分の１以上、１０分の１以下であれば良い。つまり、第２のコンデンサ３の容量については、以下の関係が成り立つ。
【００７５】
【数２１】
2010114969.tif 000023
【００７６】
このように、第２のコンデンサ３の容量を、第１のコンデンサ５の容量×（１／１０）以下にすることができるので、結果的に電力変換装置を小型、低コスト化を実現することができる。
【００７７】
この実施の形態１の電力変換装置において、電鉄用のモータ定数を用いたモータ速度２７０Ｈｚ時に運転指令が起動時から停止を経て再起動された場合のシミュレーション結果の一例を図４に示す。
【００７８】
図４のシミュレーション結果は、横軸の０．１ｓｅｃ時から電力変換器２が起動しており、０．１４ｓｅｃ時（図２の時刻ｔ１に相当）にスイッチ手段４のスイッチング素子４ｂがオフされている。図４（ａ）は第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃと同期機１の線間電圧ピーク値Ｖｍｐ波形を示しており、０．１５ｓｅｃ（図２の時刻ｔ２に相当）から電力変換器２がゲートオフされて、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃが同期機１の無負荷誘起電圧と一致するように３６５０Ｖに上昇する。０．２４ｓｅｃ時（図２の時刻ｔ３に相当）に運転指令がオフからオンされると、スイッチング素子４ｂがオンするのと同時に電力変換器２をゲートオンして動作を開始する。その際、同期機１の線間電圧ピーク値Ｖｍｐおよび第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃが所望の３０００Ｖに制御できていることが分かる。なお、図４（ｂ）は、同期機１のモータ電流（ここでは一例としてＵ相電流）を示している。また、図４（ｃ）は、同期機１に生じるトルクを示すが、電力変換器２の停止直後および起動直後にはトルクが過渡的に発生するものの、許容できるレベルであることが確認できる。
【００７９】
以上のように、この実施の形態１では、運転指令が停止（オフ）されたときには、電力変換器２を停止する前に予め弱め界磁制御によって同期機１の線間電圧のピーク値Ｖｍｐが所定の値になるように低下されているので、惰行運転に移行後の第２のコンデンサ３の電圧上昇分は低く抑えられる。また、惰行運転中に運転指令（力行指令もしくはブレーキ指令）が入力された場合、これに応じてスイッチング素子４ｂがオンされるのと同時に電力変換器２が起動されて同期機１の電圧制御（弱め界磁制御）を行うので、同期機１の端子電圧のピーク値Ｖｍｐが第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃおよび直流電源６の電圧Ｖｄｃを越えないように即時に制御され、第２のコンデンサ３の電圧上昇分は低く抑えられる。このように、従来に比べて、第２のコンデンサ３の電圧変動を抑制することができ、また、電圧上昇分も低く抑えられるため、第２のコンデンサ３の容量を小さく設定することができる。これにより、従来よりも電力変換装置の小型軽量化を実現することができる。さらに、運転指令（力行指令やブレーキ指令）が入力された時にスイッチング素子４ｂがオンされるのと同時に電力変換器２を起動することができるため、従来よりも装置の応答性が高まる。
【００８０】
実施の形態２．
図５は本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００８１】
この実施の形態２の特徴は、実施の形態１の構成と比べた場合、制御手段９内のｄｑ軸電流指令演算手段１０の構成が若干異なっていることである。
すなわち、実施の形態１では、運転指令が停止される場合は、電力変換器２の動作を停止する前に予め電力変換器２により同期機１の弱め界磁制御を行って線間電圧のピーク値Ｖｍｐが第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを越えないように制御するとともに、ブレーキトルクが発生しないようにｄｑ軸電流指令を生成している。また、運転指令が入力された場合も、スイッチング素子４ｂをオンするのと同時に、電力変換器２の動作を開始して弱め界磁制御を行って同期機１の線間電圧のピーク値Ｖｍｐが第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃを越えないようにするとともに、ブレーキトルクが発生しないようにｄｑ軸電流指令を生成している。
【００８２】
これに対して、この実施の形態２では、運転指令が停止される場合や、運転指令が入力された場合、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃが過剰に上昇しないようにｄｑ軸電流指令演算手段１０はｄｑ軸電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を生成するが、その際、ブレーキトルクが全く発生しないようにするのではなく、走行速度にショックを感じない程度の範囲内であれば、ブレーキトルクの発生を許容するようにしている。
【００８３】
すなわち、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を、前述の（８）式に基づいて与えるのではなく、（７）式に基づいて、つまり式の表現を書き直すと（２２）式のようにして与える。このことは、ｑ軸電流指令ｉｑ＊は、零でないことを示している。
【００８４】
【数２２】
2010114969.tif 000024
【００８５】
その際、電力が回生されないようにｑ軸電流指令ｉｑ＊は、所定の正の値を与えるように、次式のように設定する。
【００８６】
【数２３】
2010114969.tif 000025
【００８７】
ただし、Ｋは、Ｋ＞０の所定の値である。
【００８８】
具体的には、（２）式より、右辺の第２項は、第１項より小さい値と仮定できるので、発生トルクを許容できるレベルにするため、Ｔ＝０．１Ｎｍ以下とするようにして、次の（２４）式で与えても良い。
【００８９】
【数２４】
2010114969.tif 000026
【００９０】
以上のように、この実施の形態２では、運転指令が停止される場合や、運転指令が入力された場合、ｄｑ軸電流指令演算手段１０は、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃが過剰に上昇しないようにｄｑ軸電流指令を生成するので、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃの上昇を抑制できるとともに、その際、ブレーキトルクが全く発生しないようにするのではなく、走行速度にショックを感じない程度の範囲内であれば、ブレーキトルクの発生を許容するので、制御の許容範囲が広がり電力変換器２に対する制御が容易になる。
その他の構成、および作用効果は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００９１】
実施の形態３．
図６は本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【００９２】
この実施の形態３の特徴は、スイッチ手段４を構成するスイッチング素子４ｂの動作回数を減らして寿命を延ばすために、第１のコンデンサ５の電圧を検出する第１電圧検出手段１６を設けるとともに、制御手段９のスイッチ開閉指令手段１２の構成を一部変更したものである。
【００９３】
すなわち、上記の実施の形態１では、運転指令が停止（オフ）された場合には、必ずスイッチ手段４のスイッチング素子４ｂをオフにしている。そのため、スイッチング素子４ｂのオン／オフの動作回数が増えて動作寿命が短くなる恐れがある。そこで、この実施の形態３では、第１電圧検出手段１６で第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１を検出し、スイッチ開閉指令手段１２は、この検出された第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１の値と、速度検出手段７で検出された回転速度ωの値とに基づいて、運転指令が停止された場合にはスイッチ手段４のスイッチング素子４ｂをオフするか否かの動作を決定するようにしている。
【００９４】
すなわち、スイッチ開閉指令手段１２は、まず、同期機１の回転速度ωと同期機１の特性から決まる所定の定数である永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値とを用いて、次式より電力変換器２が停止している時の同期機１の無負荷誘起電圧のピーク値Ｖｍｐ１を演算する。
【００９５】
【数２５】
2010114969.tif 000027
【００９６】
ここで、（２５）式で演算された無負荷誘起電圧のピーク値Ｖｍｐ１が第１電圧検出手段１６で検出された第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１よりも大きい場合（Ｅｆｃ１≦Ｖｍｐ１）には、同期機１の無負荷誘起電圧に基づく電流が直流電源６側に逆流して、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃが過剰に高くなったり、電力変換器２の素子を損傷する恐れが生じる。したがって、運転指令が停止される際、Ｅｆｃ１≦Ｖｍｐ１であれば、スイッチ開閉指令手段１２は、実施の形態１の場合と同様にしてスイッチング素子４ｂのオン／オフするタイミングを制御する。その場合の詳細は実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは説明は省略する。
【００９７】
これに対して、図７のタイミグチャートに示すように、時刻ｔ０において運転指令が停止される際、（２５）式で演算された無負荷誘起電圧のピーク値Ｖｍｐ１が第１電圧検出手段１６で検出された第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１よりも小さい場合（Ｅｆｃ１＞Ｖｍｐ１）は、同期機１の無負荷誘起電圧に基づく電流が直流電源６側に逆流する恐れがないので、制御手段９のスイッチ開閉指令手段１２は、スイッチング素子４ｂをオフすることなく、オン状態を継続する。これと同時に、制御手段９は電力変換器２の動作を停止する。また、時刻ｔ３において、運転指令（力行指令やブレーキ指令）が入力された場合、スイッチ開閉指令手段１２によって既にスイッチング素子４ｂはオンしたままであるので、制御手段９は電力変換器２の動作開始のみを指令する。
【００９８】
以上のように、この実施の形態３では、運転指令が停止されて電力変換器２の動作を停止する際、第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１と、電力変換器２が停止している時の同期機１の無負荷誘起電圧のピーク値Ｖｍｐ１とを比較し、Ｅｆｃ１≦Ｖｍｐ１のときだけスイッチ手段４のスイッチング素子４ｂをオフし、Ｅｆｃ１＞Ｖｍｐ１のときには、スイッチング素子４ｂのオン状態をそのまま継続するので、結果的にスイッチング素子４ｂがオン／オフする動作回数を削減することができ、スイッチ手段４の寿命を延ばすことができる。
その他の構成、および作用効果は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【００９９】
実施の形態４．
図８は本発明の実施の形態４における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図６に示した実施の形態３と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。
【０１００】
この実施の形態４では、実施の形態３における構成と比べた場合、制御手段９のｄｑ軸電流指令演算手段１０の構成が若干異なっている。
すなわち、運転指令が停止（オフ）された際、無負荷誘起電圧のピーク値Ｖｍｐ１が第１電圧検出手段１６で検出された第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１よりも大きい場合（Ｅｆｃ１≦Ｖｍｐ１）には、ｄｑ軸電流指令演算手段１０は、第２のコンデンサ３の充電電圧Ｖｃが第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１に一致するように、ｄ軸電流指令を算出して弱め界磁制御を行い、その後、スイッチング素子４ｂをオフにする。また、運転指令が入力（オン）された場合には、制御手段９はスイッチング素子４ｂをオンするのと同時に電力変換器２を起動するが、その際、ｄｑ軸電流指令演算手段１０は、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃがコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１に一致するように、ｄ軸電流指令を演算して弱め界磁制御を行い、同期機１の線間電圧を所望の値になるようにする。
なお、その際、ｑ軸電流指令ｉｑ＊は、実施の形態１のように零になるように制御しても良いし、あるいは実施の形態２のように所定の正の値を設定しても良い。
【０１０１】
具体的には、（２６）式よりｄ軸電流指令ｉｄ＊を算出することにより、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃがコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１に一致するように制御する。
【０１０２】
【数２６】
2010114969.tif 000028
【０１０３】
なお、ｋｐ，ωｐは、同期機１の最高速度をωｍａｘとすると、次の（２７）式のように設定する。
【０１０４】
【数２７】
2010114969.tif 000029
【０１０５】
以上のように、この実施の形態４では、運転指令が停止された場合や、運転指令が入力された場合のいずれの場合も、第２のコンデンサ３の電圧Ｖｃが第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１に一致するように制御することができる。そして、第１のコンデンサ５の電圧Ｅｆｃ１を検出する第１電圧検出手段１６を用いることにより、（２６）式で示されるように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を比較的簡単に算出できるので、実施の形態１〜３に比べてｄｑ軸電流指令演算手段１０による複雑なルートの計算などを無くすことができ、構成が簡略化される。このため、制御手段９を実現するためのマイクロコンピュータとして安価なものを使用することができる。
その他の構成、および作用効果は、実施の形態３の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【０１０６】
実施の形態５．
図９は本発明の実施の形態５における電力変換装置の構成を示すブロック図であり、図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する部分には同一の符号を付す。
【０１０７】
この実施の形態５の特徴は、実施の形態１の構成と比べると、スイッチ手段４がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子からなる２つのスイッチング素子４ｂ，４ｃを備えた双方向スイッチで構成されていることである。
【０１０８】
すなわち、図１０に示すように、運転指令が力行指令である場合には、スイッチ手段４の上側のスイッチング素子４ｃをオンして、直流電源６から電力変換器２を介して同期機１へ電力が供給されるようにする。また、運転指令がブレーキ指令である場合には、スイッチ手段４の下側のスイッチング素子４ｂをオンして、同期機１から電力変換器２を介して直流電源６へ回生電力が供給されるようにする。
【０１０９】
以上のように、この実施の形態５では、スイッチ手段４を２つのスイッチング素子４ｂ，４ｃからなる双方向スイッチで構成しているので、運転指令が力行指令とブレーキ指令に応じてオン／オフするスイッチング素子４ｂ，４ｃを選択して電流の流れる経路を決めることができる。これにより、実施の形態１の場合に比べてスイッチ手段４への負担が小さくなり、スイッチ手段４の寿命が長くすることができる。また、電車などの大電力素子の場合は、ダイオードを使用する必要がないので、スイッチ手段４を小さくできるので、電力変換装置を更に小型化する上で有効である。
その他の構成、および作用効果は、実施の形態１の場合と同様であるから、ここでは詳しい説明は省略する。
【図面の簡単な説明】
【０１１０】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作説明に供するタイミグチャートである。
【図３】弱め界磁制御の説明図である。
【図４】本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作確認のためのシミュレーション結果を示す特性図である。
【図５】本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図６】本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の実施の形態３における電力変換装置の動作説明に供するタイミグチャートである。
【図８】本発明の実施の形態４における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の実施の形態５における電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の実施の形態５における電力変換装置の動作説明に供するタイミグチャートである。
【符号の説明】
【０１１１】
１  同期機、２  電力変換器、３  第２のコンデンサ、４  スイッチ手段、
４ａ  ダイオード、４ｂ，４ｃ  スイッチング素子、５  第１のコンデンサ、
６  直流電源、７  速度検出手段、８  第２電圧検出手段、９  制御手段、
１０  ｄｑ軸電流指令演算手段、１１  電圧指令演算手段、
１２  スイッチ開閉指令手段、１６  第１電圧検出手段。
【図１】
2010114969.tif 000030
【図２】
2010114969.tif 000031
【図３】
2010114969.tif 000032
【図４】
2010114969.tif 000033
【図５】
2010114969.tif 000034
【図６】
2010114969.tif 000035
【図７】
2010114969.tif 000036
【図８】
2010114969.tif 000037
【図９】
2010114969.tif 000038
【図１０】
2010114969.tif 000039