(57)【要約】【課題】受信素子の特性のばらつきによらず、精度の高い方位検出が可能な超音波センサを提供する。【解決手段】一方の変換素子からの受信信号Ｒａに対するＡ／Ｄ変換を実行し、超音波の一周期Ｔｃ分に相当する４個の変換データを取得すると、その取得した変換データを加減算することにより同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐを算出（S110〜S130）。この同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐから算出した振幅Ａｐが受信検出閾値ＴＨより大きい場合、反射波を受信したものとして、先に算出した同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐから位相φｐ（＝φａ）を算出する（S140〜S160）。その後、他方の変換素子からの受信信号Ｒｂを対象として、上述の場合と同様に、変換データの取得、同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐの算出、位相φｐ（＝φｂ）の算出を行い、更に、位相φａ，φｂ間の位相差に基づいて超音波の到来方向を算出する（S170〜S210）。【選択図】図３
2010281603.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定周波数で一定期間継続する超音波を送信すると共に、前記超音波を反射した物体からの反射波を互いに位置の異なる複数の受信素子により受信する送受信手段と、
前記送受信手段から供給される受信信号を直交検波することで、該受信信号の同相成分及び直交成分を検出する検波手段と、
前記受信素子の一つについての前記検波手段での検出結果から前記受信信号の振幅を求める振幅算出手段と、
前記振幅算出手段での算出結果が予め設定された受信検出閾値以上である場合、前記受信素子それぞれについての前記検波手段での検出結果から前記受信素子毎に前記受信信号の位相を求める位相算出手段と、
前記位相算出手段での算出結果から前記受信素子間での前記受信信号の位相差を求め、該位相差から前記反射波の到来方向を求める方位検出手段と、
を備えることを特徴とする超音波センサ。
【請求項２】
前記送受信手段は、前記受信素子のいずれかを択一的に選択して、選択された受信素子からの受信信号を前記検波手段に供給する選択手段を備え、
前記位相算出手段は、前記一定期間内に前記選択手段での選択を切り替えることにより、複数の前記受信素子についての前記検波手段での検出結果を取得することを特徴とする請求項１に記載の超音波センサ。
【請求項３】
前記検波手段は、
前記超音波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、前記受信信号を順次積分又は平均化した信号を生成する信号処理手段と、
前記信号処理手段によって生成された信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，…を、次式に従って加減算することにより、同相成分Ｉｐ、直交成分Ｑｐを算出する加減算手段と、
Ｉｐ＝Ｄ4p-3＋Ｄ4p-2−Ｄ4p-1−Ｄ4p
Ｑｐ＝Ｄ4p-3−Ｄ4p-2−Ｄ4p-1＋Ｄ4p
（但し、ｐ＝１，２，３，…）
を備えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の超音波センサ。
【請求項４】
前記信号処理手段は、
前記受信信号の信号レベルに応じた遅延時間でパルス信号を遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、前記パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路と、
前記超音波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、前記パルス遅延回路内での前記パルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントするカウント手段と、
を備え、前記カウント手段によるカウント値を前記積分値又は平均値として求めることを特徴とする請求項３に記載の超音波センサ。
【請求項５】
前記位相算出手段は、前記受信検出閾値を、前記超音波の送信からの経過時間に従って低下させることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の超音波センサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、超音波を用いて物体の位置を検出する超音波センサに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、超音波を送信し、超音波を反射した物体Ｍからの反射波を、図７に示すように、位置の異なる複数の受信素子Ｅ１，Ｅ２にて受信し、各受信素子Ｅ１，Ｅ２での受信タイミングの差、即ち、物体までの距離を超音波が往復するのに要した往復伝搬時間差ΔＴ（距離差ΔＬ＝Ｃ・ΔＴ；但しＣは音速）から、各受信素子Ｅ１，Ｅ２での受信信号の位相差を求め、周知の位相モノパルス方式の手法により、反射波の到来方向、即ち物体Ｍが存在する方位角度θを求めることが行われている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
なお、図７は、図面を見やすくするために受信素子Ｅ１，Ｅ２における往復伝搬時間差ΔＴを、超音波周波数の複数周期分に相当するように記載されているが、実際に方位の測定が可能な往復伝搬時間差ΔＴは、一周期以内に相当する長さである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４０１３８６４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、センサ素子での反射波の受信タイミングを検出する際に、真の受信タイミングである反射波の立ち上がりタイミング（以下「実タイミング」という）を検出することは困難であるため、実際には、図８に示すように、コンパレータを用いて、反射波の振幅が予め設定された閾値電圧に達するタイミング（以下「検出タイミング」という）を受信タイミングとして検出している。従って、距離や方位の検出精度を向上させるためには、いずれの受信素子においても、真タイミングと検出タイミングとの関係を一定にする必要がある。
【０００６】
しかし、受信素子には、素子毎に感度のバラツキがあり、そのバラツキによって受信信号の振幅がばらつくと、実タイミングと検出タイミングとの関係が変化してしまう。この感度のバラツキ分を相殺するためには、受信信号の増幅などを行う受信回路、及び受信回路の感度やオフセットを調整する調整回路を、受信素子毎に設ける必要があった。
【０００７】
つまり、受信素子の数だけ受信回路及び調整回路が必要となるため、回路規模が大きくなってしまうという問題や、調整回路の設定に手間を要するという問題があった。
また、反射波を受信した受信信号の振幅は、図９に示すように、物体の位置が遠いほど超音波の伝搬距離も長くなることにより小さくなるため、上記関係を一定に保つには、受信信号の振幅、ひいては反射波を受信するタイミングに応じて閾値電圧を変化させる必要もある。
【０００８】
しかし、受信信号の振幅は、反射波を受信するタイミング（即ち往復伝搬時間）だけでなく、超音波を反射する物体の材質や形状、周囲の環境条件等によっても変化するため、これを正確に閾値電圧に反映させることは不可能であるという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記問題点を解決するために、受信素子の特性のばらつきによらず、精度の高い方位検出が可能な超音波センサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するためになされた本発明の超音波センサでは、送受信手段が、一定周波数で一定期間継続する超音波を送信すると共に、超音波を反射した物体からの反射波を互いに位置の異なる複数の受信素子により受信し、検波手段が、送受信手段から供給される受信信号を直交検波することで、該受信信号の同相成分及び直交成分を検出する。
【００１１】
すると、振幅算出手段が、受信素子の一つについての検波手段での検出結果から受信信号の振幅を求め、この振幅算出手段での算出結果が予め設定された受信検出閾値以上である場合、位相算出手段が、受信素子それぞれについての検波手段での検出結果から受信素子毎に受信信号の位相を求める。
【００１２】
そして、方位検出手段が、位相算出手段での算出結果から受信素子間での受信信号の位相差を求め、該位相差から反射波の到来方向を求める。
このように構成された本発明の超音波センサによれば、受信信号の位相差を、超音波の伝搬時間から求めるのではなく、直交検波によって得られる情報から求めているため、受信信号の信号レベルや受信検出閾値の影響を受けることなく、正確に求めることができる。その結果、受信素子の感度のばらつきや検出すべき物体までの距離等によらず、精度の高い方位検出を行うことができる。
【００１３】
また、本発明の超音波センサによれば、受信素子の感度のばらつきを調整する必要がないため、各受信素子からの受信信号を単一の回路で処理することが可能であり、装置規模を小型化することができる。
【００１４】
この場合、例えば、送受信手段は、受信素子のいずれかを択一的に選択して、選択された受信素子からの受信信号を検波手段に供給する選択手段を備え、位相算出手段は、一定期間（超音波の送信が継続されている期間）内に選択手段での選択を切り替えることにより、複数の受信素子についての検波手段での検出結果を取得するように構成すればよい。
【００１５】
また、本発明の超音波センサにおいて、検波手段は、例えば、信号処理手段、加減算手段により構成してもよい。即ち、信号処理手段が、超音波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、受信信号を順次積分又は平均化した信号を生成し、加減算手段が、信号処理手段にて生成された信号Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，…を、次式に従って加減算することにより、同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐを算出する。
【００１６】
Ｉｐ＝Ｄ4p-3＋Ｄ4p-2−Ｄ4p-1−Ｄ4p
Ｑｐ＝Ｄ4p-3−Ｄ4p-2−Ｄ4p-1＋Ｄ4p
（但し、ｐ＝１，２，３，…）
つまり、超音波の４分の１周期毎に検出信号を積分又は平均化して、超音波の一周期に等しい時間間隔の間に得られた４個の積分値又は平均値を加減算することにより、連続波の１周期に等しい時間間隔毎に同相成分Ｉｐと直交成分Ｑｐとを抽出している。
【００１７】
従って、本発明の超音波センサによれば、直交検波を、各種ゲート回路を用いたデジタル回路、又は演算回路が実行する簡易な処理（加減算）によって実現できるため、装置を小型化できると共に、直交検波をアナログ回路で行う場合と比較して、耐環境性（ノイズや温度変化への耐性）ひいては動作の信頼性を向上させることができる。
【００１８】
ところで、本発明の超音波センサにおいて、信号処理手段は、超音波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、受信信号の信号レベルを積分又は平均化することのできる回路であればどのような回路を用いてもよいが、デジタル回路にて実現することが望ましい。
【００１９】
具体的には、信号処理手段は、例えば、受信信号の信号レベルに応じた遅延時間でパルス信号を遅延させて出力する遅延ユニットが複数段縦続接続され、前記パルス信号を各遅延ユニットの遅延時間にて順次遅延しながら伝送させるパルス遅延回路を用い、カウント手段が、超音波の４分の１周期に相当するタイミング毎に、パルス遅延回路内での前記パルス信号が通過した遅延ユニットの段数をカウントし、そのカウント手段によるカウント値を積分値又は平均値として求めるように構成されていることが望ましい。
【００２０】
つまり、パルス遅延回路を上記のように動作させた場合、パルス信号がパルス遅延回路内の各遅延ユニットを通過する際の遅延時間は、受信信号の信号レベルに応じて変化するが、その遅延時間の変動量は、パルス信号が複数の遅延ユニットを通過するのに伴い平均化されることになる。
【００２１】
このように構成された本発明の超音波センサによれば、信号処理手段を、デジタル回路のみで構成することができるため、他の部分のデジタル回路ともに１つのＩＣチップとして集積化することができ、装置を小型化することができる。
【００２２】
また、超音波は伝搬距離（ひいては送信からの経過時間）に応じて減衰するため、本発明の超音波センサにおいて、位相算出手段は、受信検出閾値を、超音波の送信からの経過時間に従って低下させるように構成されていてもよい。
【００２３】
つまり、経過時間が長いほど、受信信号の信号レベルは低下するため、その受信信号の信号レベルに合わせて受信検出閾値を最適な値に適宜変更する。この場合、低下のさせ方は、図１０に示すように、段階的であってもよいし連続的であってもよい。
【００２４】
このように構成された本発明の超音波センサによれば、ノイズ等による反射波の誤検出を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】超音波センサの全体構成を示すブロック図。
【図２】Ａ／Ｄ変換器の構成を示す一部回路図を含んだブロック図。
【図３】方位検出処理の内容を示すフローチャート。
【図４】直交検波についての説明図。
【図５】受信信号、及びその振幅，位相の波形を示す説明図。
【図６】セレクタの動作タイミング及び受信信号の波形を示す説明図。
【図７】超音波による方位検出の原理を示す説明図。
【図８】受信信号の有無を検出する閾値に関する説明図。
【図９】超音波が伝搬距離に応じて減衰する様子を示す説明図。
【図１０】受信検出閾値の設定方法を例示する説明図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。
［全体構成］
図１は、超音波センサ１の全体構成を示すブロック図である。
【００２７】
図１に示すように、超音波センサ１は、電気信号から音波への変換及び音波から電気信号への変換をする一対の変換素子２１，２２を備えた送受信部２と、起動指令Ｃ１が入力されると超音波の周波数帯に属する一定周波数の送信信号Ｓを、一定期間（例えば３０波長分程度）だけ発生させる送信回路３と、送受信部２から供給される二つの受信信号Ｒａ，Ｒｂのうちの一方を選択指令Ｃ２に従って選択して出力するセレクタ４と、送受信部２から供給される一方の受信信号Ｒａの供給経路に設けられ、受信信号Ｒａをセレクタ４側に通過させると共に、送信回路３が発生させた送信信号Ｓを送受信部２側に通過させる方向性結合器５とを備えている。
【００２８】
つまり、送受信部２を構成する変換素子２１，２２のうち、一方の変換素子２１は送受信兼用となり、他方の変換素子２２は受信専用となるように構成されている。なお、変換素子２１，２２は圧電素子を用いるのが一般的であるが、これに限るものではなく、電気信号−音波間の変換が可能であればどのような素子を用いてもよい。
【００２９】
また、超音波センサ１は、セレクタ４の出力Ｒを増幅する増幅器６１，増幅器６１の出力から送信信号Ｓと同じ周波数帯の信号を抽出するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）６２，ＢＰＦ６２の出力をＡ／Ｄ変換して出力するＡ／Ｄ変換器６３からなる受信回路６と、ＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭを中心に構成された周知のマイクロコンピュータからなり、起動指令Ｃ１，選択指令Ｃ２を生成して送信回路３，セレクタ４の動作を制御すると共に、受信回路６の出力（変換データ）Ｄｑ（ｑ＝１，２，３，…）に基づいて、超音波を反射した物体が存在する方位を求める方位検出処理を少なくとも実行するデータ処理部７とを備えている。
【００３０】
なお、セレクタ４において受信信号の通過，遮断を制御するスイッチは、アナログスイッチからなり、送信回路３，セレクタ４，受信回路６は、１チップのＩＣにより構成される。
【００３１】
また、増幅器６１としては、周知のチャージアンプを用いることが一般的であるが、電流アンプや反転増幅器等を用いてもよい。更に、後述する直交検波の処理がフィルタ機能も果たすためＢＰＦ６２は省略してもよい。
【００３２】
［Ａ／Ｄ変換器の詳細］
Ａ／Ｄ変換器６３は、図２に示すように、遅延ユニット７１をリング状に連結し、初段の遅延ユニット７１ａに起動信号Ｐｉｎを入力すると、初段の遅延ユニット７１ａから次段の遅延ユニット７１へとパルス信号が順次伝達され、そのパルス信号が最終段の遅延ユニット７１ｂから初段の遅延ユニット７１ａに戻されることにより、パルス信号が周回するよう構成されたパルス遅延回路７２（所謂リングディレイライン（ＲＤＬ））を備えている。
【００３３】
また、Ａ／Ｄ変換器６３は、パルス遅延回路７２内でのパルス信号の周回回数をカウントするカウンタ７３と、サンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングで、パルス遅延回路７２内でのパルス信号の到達位置を検出（ラッチ）し、その検出結果をパルス信号が通過した遅延ユニット７１が先頭から何段目にあるかを表す所定ビットのデジタルデータに変換して出力するラッチ＆エンコーダ７４と、カウンタ７３によるカウント値をサンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチするラッチ回路７５と、ラッチ回路７５からの出力が上位ビットデータｂ、ラッチ＆エンコーダ７４からの出力が下位ビットデータａとして入力され、その入力データＤＴをサンプリング信号ＳＣＫの立上がり（又は立下がり）タイミングでラッチして、サンプリング信号ＳＣＫの一周期前にラッチした前回値との差を求め、その求めた結果を変換データＤｑとして出力する減算部７６と、起動指令Ｃ１によって起動され、起動信号Ｐｉｎ，サンプリング信号ＳＣＫを発生させる制御部７８とを備えている。つまり、Ａ／Ｄ変換器６３は、周知の時間Ａ／Ｄ変換（ＴＡＤ）回路によって構成されている。
【００３４】
なお、制御部７８は、起動指令Ｃ１による起動後、当該センサ１の最大計測距離を超音波が往復するのに要する時間に、パルスの継続時間を加えた期間（以下「受信期間」という）の間、サンプリング信号ＳＣＫを出力し続け、また、起動信号Ｐｉｎは、受信期間の間だけＨレベルとなるように制御する。
【００３５】
そして、パルス遅延回路７２を構成する各遅延ユニット７１は、インバータ等からなるゲート回路にて構成されており、各遅延ユニット７１には、バッファ７７を介して、ＢＰＦ６２の出力である受信信号Ｒが電源電圧として印加される。
【００３６】
このため、各遅延ユニット７２の遅延時間は、受信信号Ｒの電圧レベルに対応した時間となり、サンプリング周期Ｔｓ内にパルス遅延回路７２内でパルス信号が通過した遅延ユニット７１の個数を表す変換データＤｑは、その周期Ｔｓ内に受信信号Ｒの電圧レベルを平均化（又は積分）したものとなる。
【００３７】
なお、サンプリング周期Ｔｓは、超音波（送信信号Ｓ）の周期Ｔｃの４分の１に設定されている（図４参照）。
［方位検出処理］
ここで、データ処理部７のＣＰＵが実行する方位検出処理を、図３に示すフローチャートに沿って説明する。なお、本処理は、周期的に起動される。
【００３８】
本処理が起動すると、まず、Ｓ１１０では、セレクタ４を初期設定する。具体的には、セレクタ４に対して変換素子２１（即ち、受信信号Ｒａ）を選択させる選択指令Ｃ２を出力する。これにより、変換素子２１からの受信信号Ｒａがセレクタ４を介して受信回路６に供給される。
【００３９】
Ｓ１２０では、送信回路３に対して起動指令Ｃ１を出力することにより計測を開始する。
なお、起動指令Ｃ１を受けた送信回路３は、一定周波数の送信信号を一定期間（３０波長程度）だけ送信する。また、データ処理部７では、受信回路６から供給される変換データＳｑの取り込みも開始する。
【００４０】
Ｓ１３０では、超音波の一周期Ｔｃ分（即ち４個）の変換データＤ4p-3，Ｄ4p-2，Ｄ4p-1，Ｄ4p    （但し、ｐ＝１，２，３，…）を受信回路６から取得するまで待機し、取得が完了すると、その取得した４個の変換データＤ4p-3，Ｄ4p-2，Ｄ4p-1，Ｄ4pを（１）（２）式に従って加減算することにより同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐを算出する直交検波処理を実行する。
【００４１】
Ｉｐ＝Ｄ4p-3＋Ｄ4p-2−Ｄ4p-1−Ｄ4p                （１）
Ｑｐ＝Ｄ4p-3−Ｄ4p-2−Ｄ4p-1＋Ｄ4p                （２）
なお、図４に示すように、（１）式は、前半周期が「１」，後半周期が「−１」で表された近似的なｓｉｎ波を受信信号に乗じることに相当し、（２）式は、１周期を４分割した最初の１／４周期が「１」、２及び３番目の１／４周期が「−１」、最後の１／４周期が「１」で表された近似的なｃｏｓ波を、受信信号に乗じることに相当する。
【００４２】
Ｓ１４０では、Ｓ１３０にて算出した同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐに基づき（３）式に従って振幅Ａｐを算出する。
【００４３】
【数１】
2010281603.tif 000003
【００４４】
Ｓ１５０では、Ｓ１４０で算出した振幅Ａｐは、予め設定された受信検出閾値ＴＨより大きいか否かを判断する。なお、受信検出閾値ＴＨは、超音波が伝搬距離に応じて減衰することを考慮し、送信タイミングからの時間が経過するほど小さな値となるように設定されている。
【００４５】
そして、Ｓ１５０にて肯定判断した場合は、反射波を受信したものとして、Ｓ１６０に移行し、先のＳ１３０にて算出した同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐに基づき（４）式に従って位相φｐ（＝φａ）を算出する。
【００４６】
【数２】
2010281603.tif 000004
【００４７】
Ｓ１７０では、セレクタ４に対して変換素子２２（即ち、受信信号Ｒｂ）を選択させる選択指令Ｃ２を出力することで、セレクタ４の設定を切り替える。
Ｓ１８０では、先のＳ１３０と同様に、超音波の一周期Ｔｃ分（即ち４個）の変換データＤ4p-3，Ｄ4p-2，Ｄ4p-1，Ｄ4pを受信回路６から取得するまで待機し、取得が完了すると、その取得した４個の変換データＤ4p-3，Ｄ4p-2，Ｄ4p-1，Ｄ4pを（１）（２）式に従って加減算することにより同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐを算出する。
【００４８】
Ｓ１９０では、先のＳ１６０と同様に、Ｓ１８０にて算出した同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐに基づき（４）式に従って位相φｐ（＝φｂ）を算出する。
Ｓ２００では、先のＳ１６０及びＳ１９０で算出した位相φａ，φｂの位相差Δφ（＝φａ−φｂ）に基づき、周知の位相モノパルスの手法を用いて、超音波を反射した物体が存在する方位角度θを算出する。
【００４９】
Ｓ２１０では、障害物が存在する旨の測定結果を、それが存在する方位角度θと共に出力して本処理を終了する。
先のＳ１５０にて否定判定した場合は、Ｓ２２０に移行し、計測時間が経過したか否かを判断し、経過していなければ反射波を受信していないものとしてＳ１３０に戻る。
【００５０】
一方、Ｓ２２０にて、計測時間が経過したと判断した場合は、Ｓ２３０に移行し、障害物が存在しない旨の測定結果を出力して本処理を終了する。
［動作例］
図５は、受信信号Ｒａ，Ｒｂの波形等を模式的に示した説明図である。
【００５１】
変換素子２１，２２からの受信信号Ｒａ，Ｒｂ（但し、送信した超音波の周波数帯）の波形の包絡線は、立ち上がり、立ち下がり部分を有する。
同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐから算出される振幅Ａｐは、この包絡線の値をデジタル値で表したものとなる。
【００５２】
また、位相φｐ（φａ，φｂ）は、信号が無いときには不安定な値となり、信号が有るときには一定値に固定される。つまり、信号の立ち上がりタイミングを検出しなくても、信号が存在する間であれば、位相を正確に特定可能であることがわかる。
【００５３】
なお、図５では、振幅Ａｐ，位相φｐを連続的に示しているが、直交検波出力は、超音波の一周期Ｔｃに相当するタイミング毎に算出されるため、実際には時間軸に対して離散的な値をとる。
【００５４】
図５では、時刻Ａのタイミングで、振幅Ａｐが受信判定閾値ＴＨに達している。
位相φｐは、振幅Ａｐの算出に使用したものと同じ同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐ（ひいては、同じ変換データＤ4p-3，Ｄ4p-2，Ｄ4p-1，Ｄ4p）に基づいて算出可能であるため、時刻Ａのタイミングで位相φｐ（＝φａ）も求められる（図中の矢印参照）。
【００５５】
その後、セレクタ４を切り替えて時刻Ｂのタイミングで位相φｐ（＝φｂ）を求める（図中の矢印参照）。
なお、時刻Ｂの時点で位相φｂが得られるようにするためには、時刻Ｂより少なくとも超音波の一周期Ｔｃ以上早いタイミングでセレクタ４を切り替えればよい。更に言えば、時刻Ｂ以降の変換データＤｑは本処理には必要がないため、その時点で変換データＤｑの取得を停止してもよい。
【００５６】
そして、振幅Ａｐの算出，振幅Ａｐと受信判定閾値ＴＨとの比較，位相φｐの算出を超音波の一周期Ｔｃ以内で実行可能であれば、時刻Ａと時刻Ｂとの時間差は二周期分あれば十分である。但し、振幅Ａｐや位相φｐ（ひいては物体の方位角度θ）の算出精度を向上させるために、複数周期分の同相成分Ｉｐ，直交成分Ｑｐを用いてこれらを算出するように構成してもく、その場合、時刻Ａと時刻Ｂとの時間差は二周期分より長くなる。
【００５７】
つまり、送信信号Ｓの継続時間は、これらの条件を考慮して、必要な変換データＤｑが確実に得られるような長さに設定すればよい。
なお、図６は、時刻Ｃにてセレクタ４を切り替えた場合に、セレクタ４から出力される受信信号Ｒの波形を、受信信号Ｒａ，Ｒｂの波形と共に示した説明図である。
【００５８】
［効果］
以上説明したように、超音波センサ１では、反射波（受信信号Ｒ）の検出を、振幅Ａｐと受信判定閾値ＴＨとの比較によって行い、受信信号Ｒａ，Ｒｂ間の位相差は、直交検波により得られる同相成分Ｉｐ及び直交成分Ｑｐから算出している。
【００５９】
つまり、超音波センサによれば、受信信号Ｒａ，Ｒｂの位相差を、超音波の伝搬時間から求めるのではなく、直交検波によって得られる情報から求めているため、受信信号Ｒの信号レベルや受信検出閾値ＴＨの影響を受けることなく、正確に求めることができる。その結果、変換素子２１，２２の感度のばらつきや検出すべき物体までの距離等によらず、精度の高い方位検出を行うことができる。
【００６０】
また、超音波センサ１によれば、変換素子２１，２２の感度のばらつきを調整する必要がないため、各変換素子２１，２２からの受信信号Ｒａ，Ｒｂを単一の受信回路６で処理することができる。これと共に、超音波センサ１によれば、Ａ／Ｄ変換器６３をＴＡＤ方式のものを用いて実現しているため、これをデジタル回路にて構成することができ、装置規模を小型化することができる。
【００６１】
更に、超音波センサ１によれば、受信判定閾値ＴＨを、受信タイミングに応じて変化させているため、ノイズ等による誤検出を最小限に抑制することができる。
［他の実施形態］
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において様々な態様にて実施可能である。
【００６２】
例えば、上記実施形態では、変換素子を２個用いて一次元的な方位検出を行うように構成したが、３個以上用いて二次元的な方位検出を行うように構成してもよい。
上記実施形態では、方位のみ検出するように構成したが、振幅Ａｐが受信判定閾値ＴＨを超えたタイミングから、物体までの距離を求めるように構成してもよい。
【００６３】
上記実施形態では、二つある変換素子のうち、一方を送受兼用として構成したが、送信専用の変換素子を別途設けてもよい。
上記実施形態では、データ処理部７は、Ｓ１３０にて実行する直交検波や、Ｓ１４０にて実行する振幅の算出、Ｓ１６０，Ｓ１８０にて実行する位相の算出等を、ＣＰＵが実行する処理として実現しているが、これらの処理を、ＤＳＰを含むデジタル回路によって実現してもよい。
【符号の説明】
【００６４】
１…超音波センサ  ２…送受信部  ３…送信回路  ４…セレクタ  ５…方向性結合器  ６…受信回路  ７…データ処理部  ２１，２２…変換素子  ６１…増幅器  ６２…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）  ６３…Ａ／Ｄ変換器  ７１…遅延ユニット  ７２…パルス遅延回路  ７３…カウンタ  ７４…エンコーダ  ７５…ラッチ回路  ７６…減算部  ７７…バッファ  ７８…制御部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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