(57)【要約】【課題】ダイナミックな負荷に対する電力供給能力を向上させると共に、スイッチング電源又はその負荷の保護を強化したスイッチング電源回路を提供する。【解決手段】このスイッチング電源回路は、アモルファス金属のコアを有するトランスと、駆動信号に従ってトランスの第１の巻線に電流を流すスイッチング素子と、トランスの第２の巻線に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する出力回路と、出力電圧を検出する電圧検出回路と、トランスの第３の巻線に発生する電圧を積分する抵抗及びコンデンサと、コンデンサの両端電圧に基づいて、スイッチング素子の両端電圧が低下したときに駆動信号を活性化させ、少なくとも電圧検出回路の検出結果に基づいて駆動信号を非活性化させる制御回路と、出力回路によって生成される出力電圧が所定の値を超えたときにコンデンサを充電する過電圧保護回路とを具備する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
アモルファス金属の磁性体を含むコア、及び、該コアに回巻された第１の巻線、第２の巻線、及び、第３の巻線を有するトランスと、
前記トランスの第１の巻線に直列に接続され、駆動信号に従って前記トランスの第１の巻線に電流を流すスイッチング素子と、
前記トランスの第２の巻線に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する出力回路と、
前記出力回路によって生成される出力電圧を検出する電圧検出回路と、
前記トランスの第３の巻線に発生する電圧を積分する抵抗及びコンデンサと、
前記コンデンサの両端電圧に基づいて、前記スイッチング素子の両端電圧が低下したときに駆動信号を活性化させ、少なくとも前記電圧検出回路の検出結果に基づいて駆動信号を非活性化させる制御回路と、
前記出力回路によって生成される出力電圧が所定の値を超えたときに前記コンデンサを充電する過電圧保護回路と、
を具備するスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記過電圧保護回路が、
前記出力回路によって生成される出力電圧が印加されるツェナーダイオード及び発光ダイオードの直列回路と、
前記発光ダイオードによって発生する光を受けて、前記コンデンサの一端に高電位を供給するフォトトランジスタと、
を含む、請求項１記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記制御回路が、
駆動信号を出力するＲＳフリップフロップと、
前記コンデンサの両端電圧が閾値よりも低下したときに、前記ＲＳフリップフロップをセットするパルスを発生する第１の回路と、
前記電流検出回路の検出結果が前記電圧検出回路の検出結果によって設定される値を超えたときに、前記ＲＳフリップフロップをリセットする第２の回路と、
を含む、請求項１又は２記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般に、電子機器において用いられるスイッチング電源回路に関し、特に、トランスを使用して商用電源電圧を所望の直流電圧に変換するスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年においては、電子機器の小型軽量化に伴い、小型軽量で効率良く電力を取り出すことのできるスイッチング電源が広く使用されている。スイッチング電源において、入力側と出力側との間で電気的な絶縁を必要とする場合には、トランスが用いられる。トランスを用いるスイッチング電源として、高い出力電圧を得ることができるフライバック型のスイッチング電源が知られている。特に、出力容量が小さい場合には、発振回路を必要としない自励式のスイッチング電源が用いられることが多い。
【０００３】
フライバック型のスイッチング電源においては、トランスの第１の巻線とスイッチング素子とが直列に接続されると共に、商用電源の交流電圧を整流及び平滑して得られた直流電圧がこれらの直列回路に印加され、スイッチング素子がオン・オフすることによってトランスの第１の巻線に電流が流れる。スイッチング素子がオンした時にトランスの第１の巻線に流れる電流がトランスのコアにエネルギーを蓄え、スイッチング素子がオフした時に、蓄えられたエネルギーがトランスの第２の巻線から放出されて、出力電流がダイオードを介してコンデンサに充電されることにより直流出力電圧を発生させる。
【０００４】
一般に、トランスのコアとなる磁性材料としては、低損失で効率の良いフェライトが用いられる。しかしながら、フェライトは磁気的に飽和し易いので、コアに巻かれた巻線の電流が一定値を超えると、コアが飽和して磁気特性が低下してしまう。これを避けるためには、コアにギャップを形成する必要があるが、その場合には、ギャップからの磁束の漏洩が問題となる。
【０００５】
関連する技術として、特許文献１には、重負荷時でのスイッチング周波数の低下を抑制すると共にトランスの巻線数を削減することを目的とするスイッチング電源装置が開示されている。このスイッチング電源装置は、直流電源と、該直流電源に対して直列に接続されたトランスの１次巻線及びスイッチング素子と、トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、トランスに設けられた第３の巻線と、該第３の巻線より駆動用電力が供給され且つスイッチング素子の制御端子にオン・オフ信号を付与する制御回路と、トランスに電流が流れていないときにゼロ電流検出信号を出力するゼロ電流検出手段と、スイッチング素子のオフ時間を検出するオフ時間検出手段と、該オフ時間検出手段により検出されたオフ時間が最大オフ時間以上となったときにゼロ電流検出手段の出力に関わらずゼロ電流検出信号を出力する周波数クランプ手段とを備え、ゼロ電流検出手段又は周波数クランプ手段がゼロ電流検出信号を出力したときに、制御回路がスイッチング素子の制御端子にオン信号を付与することを特徴とする。
【０００６】
特許文献１によれば、トランスに電流が流れていないときにスイッチング素子がオン状態となるので、スイッチング素子のスイッチング動作における無駄な消費電力が削減されるが、トランスのコアとなる磁性材料については明記されていないので、一般的な磁性材料であるフェライトが想定されているものと考えられる。
【０００７】
一方、トランスのコアとしてフェライトよりも飽和し難い金属磁性材料を用いる場合には、プリンタのように瞬間的に消費電力が大きくなるようなダイナミックな負荷に対する電力供給能力を向上させることができるが、スイッチング電源の出力電力が上昇するとフィードバック動作によりトランスのコアに大きなエネルギーが蓄積され、そのエネルギーが遅れて放出されることによりトランスの２次側に過渡的な過電圧が発生し、スイッチング電源又はその負荷が破壊されるおそれがあるので、スイッチング電源又はその負荷を保護するために新たな対策を施すことが要望されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００２−３７４６７２号公報（第１−２頁、図１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
そこで、上記の点に鑑み、本発明は、ダイナミックな負荷に対する電力供給能力を向上させると共に、スイッチング電源又はその負荷の保護を強化したスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するため、本発明の１つの観点に係るスイッチング電源回路は、アモルファス金属の磁性体を含むコア、及び、該コアに回巻された第１の巻線、第２の巻線、及び、第３の巻線を有するトランスと、トランスの第１の巻線に直列に接続され、駆動信号に従ってトランスの第１の巻線に電流を流すスイッチング素子と、トランスの第２の巻線に発生する電圧を整流及び平滑して出力電圧を生成する出力回路と、出力回路によって生成される出力電圧を検出する電圧検出回路と、トランスの第３の巻線に発生する電圧を積分する抵抗及びコンデンサと、コンデンサの両端電圧に基づいて、スイッチング素子の両端電圧が低下したときに駆動信号を活性化させ、少なくとも電圧検出回路の検出結果に基づいて駆動信号を非活性化させる制御回路と、出力回路によって生成される出力電圧が所定の値を超えたときにコンデンサを充電する過電圧保護回路とを具備する。
【発明の効果】
【００１１】
本発明の１つの観点によれば、アモルファス金属の磁性体を含むコアを有するトランスを用いて飽和特性を改善することにより、ダイナミックな負荷に対する電力供給能力を向上させると共に、積分回路のコンデンサの両端電圧に基づいてスイッチング素子の両端電圧が低下したときに駆動信号を活性化させ、出力回路によって生成される出力電圧が所定の値を超えたときにコンデンサを充電することにより、スイッチング電源又はその負荷の保護を強化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。
【図２】図１に示すスイッチング電源回路における制御回路の構成例を示す図である。
【図３】図１に示すスイッチング電源回路の動作を説明するための波形図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳しく説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、説明を省略する。
図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源回路の構成を示す図である。このスイッチング電源回路は、交流電源電圧の入力端子１及び２に接続された整流平滑回路１０と、１次側の交流電圧を昇圧又は降圧して２次側に出力するトランス２０と、トランスの第１の巻線２１に直列に接続され、パルス状の駆動信号に従ってトランスの第１の巻線２１に電流を流すスイッチング素子３０と、トランスの第１の巻線２１に流れる電流を検出する電流検出回路４０とを有している。
【００１４】
また、このスイッチング電源回路は、トランスの第２の巻線２２に発生する電圧を半波整流するダイオードＤ１と、整流された電圧を平滑して出力電圧を生成するコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の両端における出力電圧を検出する電圧検出回路５０と、トランスの第３の巻線２３に発生する電圧を半波整流するダイオードＤ２と、整流された電圧を平滑して電源電圧（ＶＣＣ−ＶＥＥ）を生成するコンデンサＣ２と、電源電圧（ＶＣＣ−ＶＥＥ）を一定の値にクランプするツェナーダイオードＺ２とを有している。ここで、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１とは、出力回路を構成している。
【００１５】
さらに、このスイッチング電源回路は、トランスの第３の巻線２３に発生する交流電圧を積分する積分回路を構成する抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ３と、コンデンサＣ３の両端電圧に基づいて、スイッチング素子３０の両端電圧が低下したときに駆動信号を活性化させ、少なくとも電圧検出回路５０の検出結果（本実施形態においては、電流検出回路４０の検出結果及び電圧検出回路５０の検出結果）に基づいて駆動信号を非活性化させる制御回路６０と、コンデンサＣ１の両端における出力電圧が所定の値を超えたときにコンデンサＣ３を充電する過電圧保護回路７０とを有している。積分回路の出力信号は、制御回路６０の端子Ａに供給される。
【００１６】
整流平滑回路１０は、例えば、ダイオードブリッジとコンデンサとを含んでおり、入力端子１と入力端子２との間に印加される交流電圧をダイオードブリッジによって全波整流し、コンデンサによって平滑する。
【００１７】
トランス２０は、磁性体のコア２４と、コア２４に回巻された第１の巻線２１、第２の巻線２２、及び、第３の巻線２３とを有している。第３の巻線２３は、制御回路６０の電源電圧や駆動信号を生成するために使用される。なお、トランス２０に付されたドットの記号は、巻線の極性を示している。
【００１８】
スイッチング素子３０としては、例えば、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられる。スイッチング素子３０は、トランスの第１の巻線２１に接続されたドレインと、抵抗Ｒ１を介して整流平滑回路１０の一端（電源電位ＶＥＥ）に接続されたソースと、制御回路６０から駆動信号が印加されるゲートとを有している。電流検出回路４０は、抵抗Ｒ１によって構成される。抵抗Ｒ１の一端は、制御回路６０の端子Ｂに接続されている。
【００１９】
電圧検出回路５０は、コンデンサＣ１の両端子間に接続された抵抗Ｒ２と発光ダイオードＬＥＤ１とシャントレギュレータ（ＳＲ）５１との直列接続回路と、コンデンサＣ１の両端子間に発生する出力電圧を分圧するための抵抗Ｒ３及びＲ４と、フォトトランジスタＰＨＴ１とを有している。抵抗Ｒ３及びＲ４によって分圧された電圧は、シャントレギュレータ５１の制御端子に印加される。これにより、発光ダイオードＬＥＤ１が、コンデンサＣ１の両端子間に発生する出力電圧の大きさに応じた強度で発光して、光信号を生成する。
【００２０】
発光ダイオードＬＥＤ１とフォトトランジスタＰＨＴ１とは、通常、フォトカプラとして構成される場合が多く、フォトトランジスタＰＨＴ１は、発光ダイオードＬＥＤ１によって生成された光信号を受けて、その強度に応じた電流を流す。フォトトランジスタＰＨＴ１のコレクタは、制御回路６０の端子Ｃに接続されている。
【００２１】
過電圧保護回路７０は、コンデンサＣ１の両端子間に接続されたツェナーダイオードＺ１と発光ダイオードＬＥＤ２との直列接続回路と、抵抗Ｒ６と、フォトトランジスタＰＨＴ２とを有している。これにより、コンデンサＣ１の両端子間に発生する出力電圧が所定の電圧（ツェナーダイオードＺ１のブレークダウン電圧）を超えると発光ダイオードＬＥＤ１に電流が流れるようになっており、発光ダイオードＬＥＤ１が発光して光信号を生成する。
【００２２】
発光ダイオードＬＥＤ２とフォトトランジスタＰＨＴ２とは、通常、フォトカプラとして構成される場合が多く、フォトトランジスタＰＨＴ２は、発光ダイオードＬＥＤ２によって生成された光信号を受けて、電源電位ＶＣＣから抵抗Ｒ６を介して、コンデンサＣ３の一端に高電位を供給する。
【００２３】
一般に、スイッチング電源において、トランスの１次側から２次側への電力伝達方式としては、スイッチング素子がオンした時に１次側から２次側に電力を伝達するフォワード方式と、スイッチング素子がオフした時に１次側から２次側に電力を伝達するフライバック方式とがある。本実施形態においては、高い出力電圧を得ることができるフライバック方式を採用している。
【００２４】
図１に示すようなフライバック型のスイッチング電源においては、トランスの第１の巻線２１と第２の巻線２２とが逆極性の関係となっており、スイッチング素子３０がオンしている間は、トランス２０の１次側電流は増加するが、トランス２０の２次側においてはダイオードＤ１で逆バイアスされているので２次側電流は流れない。トランス２０は、スイッチング素子３０がオンしている時に、コア２４にエネルギーを蓄える。
【００２５】
次に、スイッチング素子３０がオフすると、磁場が電流を維持しようとするので、トランス２０の電圧極性が反転して、トランス２０の２次側において電流が流れる。トランス２０の２次側電流は、トランスの第２の巻線２２に直列接続されたダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に充電されることにより、出力端子３と出力端子４との間に直流出力電圧を発生させる。
【００２６】
本発明においては、トランスのコア２４として、高い飽和磁束密度を有するアモルファス金属の磁性体が用いられる。具体的な材料としては、例えば、鉄（Ｆｅ）とコバルト（Ｃｏ）を含むアモルファス合金Ｆｅ−Ｃｏ（６０〜８０ｗｔ％）を用いることができる。コアのタイプとしては、粉末材料を焼結することにより成型したバルクタイプや、リボン状のコアを積層したラミネートタイプを用いることができる。
【００２７】
アモルファス金属の磁性体は、フェライトよりも飽和磁束密度が高く、温度による磁気特性の変化が小さく、ヒステリシス損失や渦電流損失が小さくて高周波特性が良いという特徴を有している。また、アモルファス金属の磁性体をトランスのコアとして使用することにより、コアが磁気的に飽和し難く、発熱量も小さいので、フェライトを用いる場合の２倍以上の電力を供給できると共に、コアにギャップを形成する必要がないので、ギャップからの磁束の漏洩が問題とならなくなる。
【００２８】
ただし、アモルファス金属の磁性体を用いる場合には、フェライトを用いる場合と比較して、巻数当りのインダクタンス（「ＡＬ値」ともいう）が小さくなるので、巻数をある程度増やしても巻線のインダクタンスが小さくなり、巻線に流れる電流が増加する。また、アモルファス金属の磁性体は飽和し難いので、スイッチング素子３０がオンする時間を長くして、巻線に流れるピーク電流を大きくすることができる。しかしながら、ピーク電流が大きくなると、スイッチング素子３０が破壊され易くなるという問題がある。そこで、本実施形態においては、スイッチング素子３０のドレイン・ソース間電圧がほぼゼロになってからドレイン電流を流すことによって、スイッチング素子３０を保護している。
【００２９】
また、フェライトを用いる場合には、１次側の電流が一定値以上となるとコアが飽和して、２次側の電圧がそれ以上増加しない。一方、アモルファス金属の磁性体を用いる場合には、コアが磁気的に飽和し難いので、１次側の電流に略比例して２次側の電圧が増加する。しかしながら、プリンタのように瞬間的に消費電力が大きくなるようなダイナミックな負荷に対してスイッチング電源回路の出力電力が上昇すると、フィードバック動作によりトランスのコアに大きなエネルギーが蓄積され、そのエネルギーが遅れて放出されることによりトランスの２次側に過渡的な過電圧が発生し、スイッチング電源回路又はその負荷が破壊され易くなるという問題がある。
【００３０】
トランスの２次側電圧が過大に上昇すると、これに比例して第３の巻線２３に発生する電圧も上昇する。第３の巻線２３は、制御回路６０の電源電圧を供給するために使用されるので、通常は、過電圧による制御回路６０の電源電圧の上昇を抑える保護機能が設けられており、過電流に対しては、この保護機能が動作しない範囲内に収まるように第３の巻線２３の巻数が調整される。
【００３１】
しかしながら、アモルファス金属の磁性体をトランスのコアに用いる場合には、フェライトの磁性体を用いる場合と比較して２倍以上のピーク電力を取り出せるので、上記のような調整が困難である。従って、ツェナーダイードＺ２によって制御回路６０の電源電圧をクランプする必要があり、制御回路６０の電源電圧を用いた過電圧検出が不可能である。そこで、本実施形態においては、２次側の過電圧を検出して保護動作を行う過電圧保護回路７０を設けることによって、スイッチング電源回路又はその負荷を保護している。
【００３２】
図２は、図１に示すスイッチング電源回路における制御回路の構成例を示す図である。図２に示すように、制御回路６０は、コンパレータ６１と、オペアンプ６２と、オペアンプ６２に接続された抵抗Ｒ７〜Ｒ９と、ワンショット・マルチバイブレータ６３と、ワンショット・マルチバイブレータ６３に接続された抵抗Ｒ１０及びコンデンサＣ４と、ＲＳフリップフロップ６４と、ドライバアンプ６５とを含んでいる。
【００３３】
図１に示すトランスの第３の巻線２３に発生する交流電圧は、積分回路を構成する抵抗Ｒ５及びコンデンサＣ３によって積分されて、制御回路６０の端子Ａに入力される。コンパレータ６１は、端子Ａの入力電位と閾値（参照電位ＶＲＥＦ）とを比較して、端子Ａの入力電位が参照電位ＶＲＥＦよりも低下したときに出力信号をハイレベルに活性化する。ここで、参照電位ＶＲＥＦは、０．１Ｖ以下の小さい値に設定されているので、端子Ａの入力電位がほぼゼロになったときに、コンパレータ６１の出力信号がハイレベルに活性化されることになる。
【００３４】
ワンショット・マルチバイブレータ６３は、コンパレータ６１の出力信号がハイレベルに活性化されると、１つのパルスを出力する。ＲＳフリップフロップ６４は、ワンショット・マルチバイブレータ６３から出力されるパルスによってセットされて、駆動信号をハイレベルに活性化する。ＲＳフリップフロップ６４から出力される駆動信号は、ドライバアンプ６５によって増幅されて端子Ｄから出力され、図１に示すスイッチング素子３０のゲートに印加される。
【００３５】
制御回路６０の端子Ｂは、オペアンプ６２の非反転入力端子に接続されている。また、制御回路６０の端子Ｃとオペアンプ６２の反転入力端子との間には、抵抗Ｒ７が接続されており、オペアンプ６２の出力端子と反転入力端子との間には、抵抗Ｒ８が接続されている。さらに、反転入力端子に入力される信号のレベルをシフトさせるために、オペアンプ６２の反転入力端子には、抵抗Ｒ９を介してバイアス電位ＶＢＩＡＳが印加される。
【００３６】
図１に示す電流検出回路４０の抵抗Ｒ１は、スイッチング素子３０に流れる電流に応じて電圧を発生する。抵抗Ｒ１に発生する電圧は、制御回路６０の端子Ｂに入力される。また、図１に示す電圧検出回路５０のフォトトランジスタＰＨＴ１は、出力回路（ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１）によって生成される出力電圧に応じて、制御回路６０の端子Ｃに電流を流す。この電流に応じて、オペアンプ６２の反転入力端子の電位が降下する。
【００３７】
従って、電流検出回路４０の検出結果（オペアンプ６２の非反転入力端子の電位）が、電圧検出回路５０の検出結果によって設定される値（オペアンプ６２の反転入力端子の電位）を超えたときに、オペアンプ６２は、出力信号をハイレベルに活性化する。オペアンプ６２の出力信号は、ワンショット・マルチバイブレータ６３のリセット端子及びＲＳフリップフロップ６４のリセット端子に供給されるので、オペアンプ６２の出力信号がハイレベルに活性化されると、ワンショット・マルチバイブレータ６３及びＲＳフリップフロップ６４がリセットされて、駆動信号がローレベルに非活性化される。
【００３８】
次に、図１に示すスイッチング電源回路の動作について、図１〜図３を参照しながら説明する。図３は、図１に示すスイッチング電源回路の動作を説明するための波形図である。図３の（ａ）は駆動信号の電圧を示しており、図３の（ｂ）はスイッチング素子３０のドレイン電流ＩＤを示しており、図３の（ｃ）はスイッチング素子３０のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳを示している。また、図３の（ｄ）は第３の巻線２３に発生する電圧を示しており、図３の（ｅ）は第３の巻線２３に発生する電圧の積分電圧を示しており、図３の（ｆ）はＲＳラッチ回路６４のセット信号を示しており、図３の（ｇ）はＲＳラッチ回路６４のリセット信号を示している。
【００３９】
時刻ｔ１において、駆動信号がハイレベルに活性化されると、スイッチング素子３０がオン状態となり、スイッチング素子３０のドレイン電流ＩＤがゼロから上昇すると共に、抵抗Ｒ１の両端電圧も上昇する。時刻ｔ２において、電流検出回路４０の検出結果が、電圧検出回路５０の検出結果によって設定された値を超えると、オペアンプ６２の出力信号がハイレベルに活性化されて、ＲＳラッチ回路６４がリセットされる。その結果、駆動信号がローレベルに非活性化されて、スイッチング素子３０がオフ状態となり、スイッチング素子３０のドレイン電流ＩＤがゼロに戻る。
【００４０】
その際に、スイッチング素子３０のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが上昇すると共に、コア２４に蓄積されたエネルギーが放出されてトランスの第２の巻線２２及び第３の巻線２３に電流が流れ、第３の巻線２３に発生する電圧が上昇する。時刻ｔ３において、トランスの第２の巻線２２及び第３の巻線２３の電流がゼロに戻ると、スイッチング素子３０のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳが下降すると共に、第３の巻線２３に発生する電圧も下降する。従って、第３の巻線２３に発生する電圧の積分電圧も下降する。
【００４１】
時刻ｔ４において、第３の巻線２３に発生する電圧の積分電圧が、参照電圧ＶＲＥＦよりも低下すると、コンパレータ６１の出力信号がハイレベルに活性化され、ワンショット・マルチバイブレータ６３がハイレベルのパルスを出力して、ＲＳフリップフロップ６４がセットされるので、駆動信号が再びハイレベルに活性化される。以上の動作が、繰り返し行われる。
【００４２】
ここで、過電圧保護回路７０が、コンデンサＣ１の両端における過電圧を検出すると、積分回路のコンデンサＣ３の一端に高電位が供給されるので、積分電圧が上昇してコンパレータ６１の出力信号がローレベルに維持され、ＲＳフリップフロップ６４がセットされなくなり、駆動信号がローレベルに非活性化されたままとなる。これにより、スイッチング電源回路又はその負荷が過電圧から保護される。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
本発明は、電子機器において用いられるスイッチング電源において利用することが可能である。
【符号の説明】
【００４４】
１、２  入力端子
３、４  出力端子
１０  整流平滑回路
２０  トランス
２１  第１の巻線
２２  第２の巻線
２３  第３の巻線
２４  コア
３０  スイッチング素子
４０  電流検出回路
５０  電圧検出回路
５１  シャントレギュレータ
６０  制御回路
６１  コンパレータ
６２  オペアンプ
６３  ワンショット・マルチバイブレータ
６４  ＲＳフリップフロップ
６５  ドライバアンプ
Ｒ１〜Ｒ１０  抵抗
Ｃ１〜Ｃ４  コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２  ダイオード
Ｚ１、Ｚ２  ツェナーダイオード
ＬＥＤ１、ＬＥＤ２  発光ダイオード
ＰＨＴ１、ＰＨＴ２  フォトトランジスタ
【図１】
2010193685.tif 000003
【図２】
2010193685.tif 000004
【図３】
2010193685.tif 000005