(57)【要約】【課題】アンビギュイティが発生した場合にも、高精度ドップラー補正を行い、超分解能測距精度の改善を図るレーダ装置を得る。【解決手段】周波数をステップ状に変えて電波を生成し、目標で反射した電波を受信する送受信系（１０、２〜６）と、受信した前記電波に基づいて目標を検出する目標検出処理系（７、２０、３０）と、目標信号のドップラー周波数がドップラー帯域幅の範囲外に存在することに起因して発生する速度アンビギュイティを考慮して、ドップラー効果に起因する目標信号の位相回転を補正し、補正後の目標信号の送信周波数方向に対する位相変化に基づいて速度アンビギュイティを解き、目標の超分解能測距を行う超分解能処理系（４０、５０）とを備える。【選択図】図１
2010281605.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数をステップ状に変えて電波を生成し、目標で反射した電波を受信する送受信系と、
受信した前記電波に基づいて前記目標を検出する目標検出処理系と、
目標信号のドップラー周波数がドップラー帯域幅の範囲外に存在することに起因して発生する速度アンビギュイティを考慮して、ドップラー効果に起因する目標信号の位相回転を補正し、補正後の目標信号の送信周波数方向に対する位相変化に基づいて速度アンビギュイティを解き、前記目標の超分解能測距を行う超分解能処理系と
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記送受信系は、
周波数をステップ状に変えて電波を生成する多周波送信機と、
前記電波の送信と受信を切り換えるサーキュレータと、
前記電波の送信または受信を行う送受信アンテナと、
受信信号と参照信号をミキシングするミキサーと、
前記受信信号の帯域制限と位相検波を行う受信機と
を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記目標検出処理系は、
アナログ信号をサンプリングしてディジタル信号を生成するＡ／Ｄ変換器と、
受信信号のドップラー周波数を求めるパルスヒット方向ＦＦＴと、
前記目標の距離と速度を検出する目標検出手段と
を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記超分解能処理系は、
目標信号のドップラー周波数がドップラー帯域幅の範囲外に存在することに起因して発生する速度アンビギュイティを考慮してドップラー効果に起因する目標信号の位相回転を補正するドップラー補正手段と、
補正した目標信号の送信周波数方向に対する位相変化に基づいて速度アンビギュイティを解き、前記目標の超分解能測距を行う超分解能処理手段と
を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】
請求項１に記載のレーダ装置において、
前記送受信系は、
周波数をステップ状に変えて電波を生成する多周波送信機と、
前記電波の送信と受信を切り換えるサーキュレータと、
前記電波の送信または受信を行う送受信アンテナと、
受信信号と参照信号をミキシングするミキサーと、
前記受信信号の帯域制限と位相検波を行う受信機と
を有し、
前記目標検出処理系は、
アナログ信号をサンプリングしてディジタル信号を生成するＡ／Ｄ変換器と、
受信信号のドップラー周波数を求めるパルスヒット方向ＦＦＴと、
前記目標の距離と速度を検出する目標検出手段と
を有し、
前記超分解能処理系は、
目標信号のドップラー周波数がドップラー帯域幅の範囲外に存在することに起因して発生する速度アンビギュイティを考慮してドップラー効果に起因する目標信号の位相回転を補正するドップラー補正手段と、
補正した目標信号の送信周波数方向に対する位相変化に基づいて速度アンビギュイティを解き、前記目標の超分解能測距を行う超分解能処理手段と
を有する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
請求項５に記載のレーダ装置において、
前記超分解能処理手段は、
受信信号間の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成手段と、
前記相関行列の固有ベクトルを算出する固有ベクトル算出手段と、
算出された前記固有ベクトルに基づいてＭＵＳＩＣ処理により前記目標の距離を超分解能測距するＭＵＳＩＣ処理手段と、
前記ＭＵＳＩＣ処理の過程で算出される雑音成分に対応する固有値の固有ベクトルで生成される雑音空間と、目標信号の送信周波数方向に対する位相変化を表すステアリングベクトルとの直交度を求め、前記直交度の最も大きい目標速度候補による測距候補値を測距値とするアンビギュイティ探索手段と
を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】
請求項６に記載のレーダ装置において、
前記超分解能処理手段は、前記ＭＵＳＩＣ処理手段に代えて、ＥＳＰＲＩＴ処理により前記目標の距離を高速に超分解能測距するＥＳＰＲＩＴ処理手段を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項８】
請求項５ないし７のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記送受信系は、前記多周波送信機に代えて、送信周波数の送信順序をランダムにする送信順序ランダム型多周波送信手段を有し、
前記超分解能処理系は、前記位相回転を補正した後に、送信周波数の小さい方から大きい方に受信信号を並べ替えるソート手段を有する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項９】
請求項５ないし７のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記送受信系は、前記多周波送信機に代えて、符号変調の施されたパルスを生成する符号変調型多周波送信機を有し、
前記目標検出処理系は、前記Ａ／Ｄ変換器により生成された前記ディジタル信号において、符号変調されたパルスを圧縮するパルス圧縮手段を有する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１０】
請求項９に記載のレーダ装置において、
前記目標検出処理系は、前記目標検出手段に代えて、前記パルス圧縮手段における処理の過程で推定される粗精度ドップラー推定値より、速度アンビギュイティ探索範囲を設定する粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１１】
請求項５ないし７のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記目標検出処理系は、前記目標検出手段に代えて、各送信周波数で算出した速度推定値の平均値を出力する速度平均値出力型目標検出手段を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１２】
請求項５ないし７のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記目標検出処理系は、前記パルスヒット方向ＦＦＴに代えて、高精度にドップラー周波数を推定する高精度パルスヒット方向ＦＦＴを有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１３】
請求項５ないし７のいずれか１項に記載のレーダ装置において、
前記送受信系は、前記多周波送信機に代えて、パルスヒット方向ＦＦＴの点数分だけ同一周波数にて送信した後、送信周波数をステップさせる同一周波数送信型多周波送信機を有し、
前記目標検出処理系は、前記目標検出手段に代えて、前記同一周波数送信型多周波送信手段の送信方法を考慮して、目標の距離と速度を検出する同一周波数送信型目標検出手段を有し、
前記超分解能処理系は、前記ドップラー補正手段に代えて、前記同一周波数送信型多周波送信手段の送信方法を考慮してドップラー補正を行う同一周波数送信型ドップラー補正手段を有する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載のレーダ装置において、
前記送受信系は、同一周波数送信型多周波送信機に代えて、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて送信した後、送信周波数をランダムにステップさせる同一周波数送信型送信順序ランダム型多周波送信機を有し、
前記超分解能処理系は、前記位相回転を補正した後に、送信周波数の小さい方から大きい方に受信信号を並べ替えるソート手段を有する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１５】
請求項１３に記載のレーダ装置において、
前記送受信系は、同一周波数送信型多周波送信機に代えて、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて符号変調の施されたパルスを送信した後、送信周波数をステップさせる同一周波数送信型符号変調型多周波送信機を有し、
前記目標検出処理系は、前記Ａ／Ｄ変換器により生成された前記ディジタル信号において、符号変調されたパルスを圧縮するパルス圧縮手段を有する
ことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１６】
請求項１５に記載のレーダ装置において、
前記目標検出処理系は、前記同一周波数送信型目標検出手段の代わりに、同一周波数送信型多周波送信手段の送信方法を考慮して、前記パルス圧縮手段における処理の過程で推定される粗精度ドップラー推定値より速度アンビギュイティ探索範囲を設定する粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１７】
請求項１３に記載のレーダ装置において、
前記目標検出処理系は、前記同一周波数送信型目標検出手段に代えて、同一周波数送信型多周波送信手段の送信方法を考慮して、各送信周波数で算出した速度推定値の平均値を出力する速度平均値出力型同一周波数送信型目標検出手段を有することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１８】
請求項１３に記載のレーダ装置において、
前記目標検出処理系は、
前記パルスヒット方向ＦＦＴに代えて、同一周波数送信型多周波送信手段の送信方法を考慮して、高精度にドップラー周波数を推定する高精度パルスヒット方向ＦＦＴを有ことを特徴とするレーダ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、目標を検出するためのレーダ装置に関し、特に、高速度で移動する目標を検出するためのレーダ装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
図２２は、従来の超分解能測距方式によるレーダ装置の構成図である。この従来のレーダ装置は、多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）２０、非アンビギュイティ考慮型目標検出手段１３０、非アンビギュイティ考慮型ドップラー補正手段１４０、非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０で構成され、目標４の測距を行う（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
各構成要素は、以下の機能を有する。多周波送信機１０は、周波数をステップ状に変えて電波を生成する送信機である。サーキュレータ２は、電波の送信と受信を切り換える。送受信アンテナ３は、電波の送信または受信を行う。ミキサー５は、受信信号と参照信号をミキシングする。受信機６は、受信信号の帯域制限、位相検波を行う。Ａ／Ｄ変換器７は、アナログ信号をサンプリングしてディジタル信号を生成する。
【０００４】
パルスヒット方向ＦＦＴ２０は、受信信号のドップラー周波数を求める。非アンビギュイティ考慮型目標検出手段１３０は、速度推定値に関するドップラー周波数帯域幅から定まる速度最大値の整数倍だけの不確定さを考慮せずに（アンビギュイティを考慮せずに）目標の距離と速度を検出する。非アンビギュイティ考慮型ドップラー補正手段１４０は、パルスヒット方向ＦＦＴ出力信号の目標信号成分の位相回転を補正する。さらに、非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０は、目標距離を超分解能測距する。
【０００５】
次に、図２２に示した従来のレーダ装置の動作について説明する。
図２３は、従来のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。多周波送信機１０から、この図２３の時間チャートに従って、送信周波数がｆ１からｆＮのパルスが順次生成され、サーキュレータ２を通して送受信アンテナ３から出力される。
【０００６】
目標４で反射したパルスは、再び送受信アンテナ３で受信される。受信パルスは、ミキサー５にて参照信号とミキシングされた後、受信機６で帯域制限、位相検波される。受信機６の出力信号は、Ａ／Ｄ変換器７にて周期Ｔｓａｍｐでサンプリングされ、ディジタル信号が出力される。
【０００７】
ここで、送信周波数ｆｎ（１≦ｎ≦Ｎ）、パルスヒット数ｎｐ（１≦ｎｐ≦Ｎｐ）、レンジビンｎｒ（１≦ｎｒ≦Ｎｒ）のＡ／Ｄ変換出力信号をｓｎ、ｎｐ、ｎｒと表記する。パルスヒット方向ＦＦＴ２０−＃ｎでは、Ａ／Ｄ変換出力信号ｓｎ、ｎｐ、ｎｒのドップラー周波数成分であるドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒ（０≦ｎｄ≦Ｎｐ-１）を、下式（１）により算出する。なお、下式（１）におけるｗｎｐは、ＦＦＴを行う際の重みを表している。
【０００８】
【数１】
2010281605.tif 000003
【０００９】
ドップラー信号ｐ１、ｎｄ、ｎｒ、・・・、ｐＮ、ｎｄ、ｎｒは、非アンビギュイティ考慮型目標検出手段１３０と、非アンビギュイティ考慮型ドップラー補正手段１４０−＃ｎに伝達される。非アンビギュイティ考慮型目標検出手段１３０では、ドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒの電力値｜ｐｎ、ｎｄ、ｎｒ｜２と、誤警報確率（雑音を目標信号と誤る確率）を基準に定められたスレッショルドとを比較し、目標信号の存在するレンジビンの推定値
【数２】
2010281605.tif 000004
と、ドップラービンの推定値
【数３】
2010281605.tif 000005
の組
【数４】
2010281605.tif 000006
を求める。
【００１０】
下式（２）により、各組
【数５】
2010281605.tif 000007
に対応する目標の速度推定値
【数６】
2010281605.tif 000008
を算出する。このとき、あらかじめ定められた番号ｎ０の送信周波数ｆｎ０を用いる。また、下式（２）において、ｃは光速、ＴＰＲＩはパルス繰り返し周期を表している。
【００１１】
【数７】
2010281605.tif 000009
【００１２】
レンジビン推定値と速度推定値の組
【数８】
2010281605.tif 000010
と、対応する目標の速度推定値
【数９】
2010281605.tif 000011
は、非アンビギュイティ考慮型ドップラー補正手段１４０−＃ｎに伝達される。非アンビギュイティ考慮型ドップラー補正手段１４０−＃ｎでは、次式（３）によりドップラー補正信号
【数１０】
2010281605.tif 000012
を求める。
【００１３】
【数１１】
2010281605.tif 000013
【００１４】
ドップラー補正信号
【数１２】
2010281605.tif 000014
は、非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０に伝達される。図２４は、従来のレーダ装置における非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０の内部構成を示した図である。この非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０は、相関行列生成手段６１、ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段６２、ＭＵＳＩＣ処理手段６３で構成されている。ドップラー補正信号
【数１３】
2010281605.tif 000015
は、相関行列生成手段６１に伝達される。相関行列生成手段６１では、下式（４）により相関行列
【数１４】
2010281605.tif 000016
を生成する。
【００１５】
【数１５】
2010281605.tif 000017
【００１６】
ここで、Ｍは、相関行列の次元数、
【数１６】
2010281605.tif 000018
は、ベクトル
【数１７】
2010281605.tif 000019
の共役転置を表している。相関行列
【数１８】
2010281605.tif 000020
は、ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段６２に伝達される。
【００１７】
ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段６２では、相関行列
【数１９】
2010281605.tif 000021
の固有値
【数２０】
2010281605.tif 000022
と、固有値
【数２１】
2010281605.tif 000023
に対応する固有ベクトル
【数２２】
2010281605.tif 000024
を求める。さらに、固有値
【数２３】
2010281605.tif 000025
の大きさ等から目標数Ｋを推定する。
【００１８】
そして、固有ベクトル
【数２４】
2010281605.tif 000026
を出力する。固有ベクトル
【数２５】
2010281605.tif 000027
は、ＭＵＳＩＣ処理手段６３に伝達される。ＭＵＳＩＣ処理手段６３では、固有ベクトル
【数２６】
2010281605.tif 000028
を雑音空間として、ＭＵＳＩＣ（ＭＵｌｔｉｐｌｅ  ＳＩｇｎａｌ  Ｃｌａｓｓｉｆｉｃａｔｉｏｎ）処理を行う。具体的には、目標距離をｒとして、下式（５）によりステアリングベクトル
【数２７】
2010281605.tif 000029
を生成する。
【００１９】
【数２８】
2010281605.tif 000030
【００２０】
さらに、ＭＵＳＩＣ処理手段６３は、固有ベクトル
【数２９】
2010281605.tif 000031
の全てに直交するＫ種類のステアリングａ（ｒ）を求める。このときのｒを
【数３０】
2010281605.tif 000032
とする。ここで、
【数３１】
2010281605.tif 000033
は、ｋ番目の目標の距離を表している。以上の処理により、ドップラー分解能、レンジ分解能よりも近接したＫ種類の目標について、距離が求まる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００２１】
【非特許文献１】稲葉敬之他、“多周波ステップＩＣＷレーダによる多目標分離法”、電子情報通信学会論文誌  Ｂ  Ｖｏｌ．Ｊ８９−Ｂ  Ｎｏ．３  ｐｐ．３７３−３８３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
従来の方式では、高速度で移動する目標については、目標の推定速度にドップラー周波数帯域幅から定まる速度最大値の整数倍だけの不確定さが残るアンビギュイティが発生する。そして、従来のレーダ装置では、このアンビギュイティを解く手段がないため、高精度ドップラー補正を行えず、超分解能測距精度の劣化を引き起こす問題点があった。
【００２３】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、アンビギュイティが発生した場合にも、高精度ドップラー補正を行い、超分解能測距精度の改善を図るレーダ装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２４】
本発明に係るレーダ装置は、周波数をステップ状に変えて電波を生成し、目標で反射した電波を受信する送受信系と、受信した前記電波に基づいて目標を検出する目標検出処理系と、目標信号のドップラー周波数がドップラー帯域幅の範囲外に存在することに起因して発生する速度アンビギュイティを考慮して、ドップラー効果に起因する目標信号の位相回転を補正し、補正後の目標信号の送信周波数方向に対する位相変化に基づいて速度アンビギュイティを解き、目標の超分解能測距を行う超分解能処理系とを備えるものである。
【発明の効果】
【００２５】
本発明に係るレーダ装置によれば、目標信号のドップラー周波数がドップラー帯域幅の範囲外に存在することに起因して発生する速度アンビギュイティを考慮して、ドップラー効果に起因する目標信号の位相回転を補正し、補正後の目標信号の送信周波数方向に対する位相変化に基づいて速度アンビギュイティを解き、目標の超分解能測距を行う超分解能処理系を備えることにより、アンビギュイティが発生した場合にも、高精度ドップラー補正を行い、超分解能測距精度の改善を図るレーダ装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】本発明の実施の形態１におけるレーダ装置の構成図である。
【図２】本発明の実施の形態１における超分解能測距手段の内部構成を示した図である。
【図３】本発明の実施の形態２におけるレーダ装置の構成図である。
【図４】本発明の実施の形態２のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。
【図５】本発明の実施の形態３におけるレーダ装置の構成図である。
【図６】本発明の実施の形態３のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。
【図７】本発明の実施の形態４におけるレーダ装置の構成図である。
【図８】本発明の実施の形態５におけるレーダ装置の構成図である。
【図９】本発明の実施の形態５における高速型超分解能測距手段の内部構成を示した図である。
【図１０】本発明の実施の形態６におけるレーダ装置の構成図である。
【図１１】本発明の実施の形態７におけるレーダ装置の構成図である。
【図１２】本発明の実施の形態８におけるレーダ装置の構成図である。
【図１３】本発明の実施の形態８のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。
【図１４】本発明の実施の形態９におけるレーダ装置の構成図である。
【図１５】本発明の実施の形態９のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。
【図１６】本発明の実施の形態１０におけるレーダ装置の構成図である。
【図１７】本発明の実施の形態１０のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。
【図１８】本発明の実施の形態１１におけるレーダ装置の構成図である。
【図１９】本発明の実施の形態１２におけるレーダ装置の構成図である。
【図２０】本発明の実施の形態１３におけるレーダ装置の構成図である。
【図２１】本発明の実施の形態１４におけるレーダ装置の構成図である。
【図２２】従来の超分解能測距方式によるレーダ装置の構成図である。
【図２３】従来のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。
【図２４】従来のレーダ装置における非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０の内部構成を示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明のレーダ装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。なお、以下の全ての実施の形態１〜１４において、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、およびＡ／Ｄ変換器７は、共通の構成要素であり、説明を省略する。
【００２８】
また、以下の実施の形態１〜１４において、送受信系には、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、および符号１０〜１５のいずれかで示される多周波送信機が含まれる。また、目標検出処理系には、Ａ／Ｄ変換器７、符号２０または２１で示されるＦＦＴ、符号３０〜３７のいずれかで示される目標検出手段、およびパルス圧縮手段８０が含まれる。さらに、超分解能処理系には、符号４０または４１で示されるドップラー補正手段、符号５０または５１で示される超分解能測距手段、およびソート手段７０が含まれる。
【００２９】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態１におけるレーダ装置は、多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、目標検出手段３０、ドップラー補正手段４０、超分解能測距手段５０で構成され、目標４の測距を行う。
【００３０】
従来のレーダ装置における図２２の構成と比較すると、本実施の形態１における図１の構成は、非アンビギュイティ考慮型目標検出手段１３０、非アンビギュイティ考慮型ドップラー補正手段１４０、非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０の代わりに、それぞれ、目標検出手段３０、ドップラー補正手段４０、超分解能測距手段５０を備えている点が異なっている。
【００３１】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。目標検出手段３０は、速度アンビギュイティを考慮した検出目標の速度と距離を出力する。ドップラー補正手段４０は、速度アンビギュイティを考慮してドップラー効果により回転した目標信号の位相を補正する。さらに、超分解能測距手段５０は、速度アンビギュイティを探索して速度推定値を算出し超分解能測距を行う。
【００３２】
次に、図１に示した本実施の形態１におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態１に特有の構成要素を中心に説明する。
多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信される。以降、従来技術と同様に動作し、目標検出手段３０にドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒが伝達される。目標検出手段３０では、まずドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒの電力値｜ｐｎ、ｎｄ、ｎｒ｜２と、誤警報確率（雑音を目標信号と誤る確率）を基準に定められたスレッショルドとを比較し、目標信号の存在するレンジビンの推定値
【数３２】
2010281605.tif 000034
と、ドップラービンの推定値
【数３３】
2010281605.tif 000035
を求める。さらに、下式（６）により、速度アンビギュイティを考慮した目標速度推定値を求める。ここで、下式（６）における速度アンビギュイティの範囲を定めるＬは、あらかじめ設定されているものとする。
【００３３】
【数３４】
2010281605.tif 000036
【００３４】
次に、速度推定値
【数３５】
2010281605.tif 000037
と、レンジビン推定値
【数３６】
2010281605.tif 000038
を、ドップラー補正手段４０に伝達する。ドップラー補正手段４０では、下式（７）により、ドップラー効果に起因するドップラー信号
【数３７】
2010281605.tif 000039
の位相回転を補正したドップラー補正信号
【数３８】
2010281605.tif 000040
を生成する。
【００３５】
【数３９】
2010281605.tif 000041
【００３６】
ドップラー補正信号
【数４０】
2010281605.tif 000042
は、超分解能測距手段５０に伝達される。図２は、本発明の実施の形態１における超分解能測距手段５０の内部構成を示した図である。従来技術で用いられている図２４に示した非アンビギュイティ考慮型超分解能測距手段１５０の構成と比較すると、本実施の形態１で用いられている図２に示した超分解能測距手段５０は、相関行列生成手段６１、ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段６２、ＭＵＳＩＣ処理手段６３に加え、さらに、アンビギュイティ探索手段６４を備えている。
【００３７】
相関行列生成手段６１にドップラー補正信号
【数４１】
2010281605.tif 000043
が伝達される。以降は、従来技術と同様に動作し、ＭＵＳＩＣ処理手段６３から
【数４２】
2010281605.tif 000044
レンジビンの
【数４３】
2010281605.tif 000045
ドップラービンにおける目標の測距候補値
【数４４】
2010281605.tif 000046
が出力される。
【００３８】
そして、測距候補値
【数４５】
2010281605.tif 000047
は、アンビギュイティ探索手段６４に伝達される。また、ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段６２から、測距候補値
【数４６】
2010281605.tif 000048
を算出するのに用いた雑音空間を構成する固有ベクトル
【数４７】
2010281605.tif 000049
が、アンビギュイティ探索手段６４に伝達される。アンビギュイティ探索手段６４では、下式（８）により測距候補値
【数４８】
2010281605.tif 000050
に関するアンビギュイティ評価値
【数４９】
2010281605.tif 000051
を算出する。
【００３９】
【数５０】
2010281605.tif 000052
【００４０】
アンビギュイティ評価値
【数５１】
2010281605.tif 000053
の内、値を最大とする測距候補値を
【数５２】
2010281605.tif 000054
とするとき、これを
【数５３】
2010281605.tif 000055
レンジビンの
【数５４】
2010281605.tif 000056
ドップラービンにおけるｋ番目目標の測距値
【数５５】
2010281605.tif 000057
とする。
【００４１】
以上のように、実施の形態１によれば、目標検出手段、ドップラー補正手段、超分解能測距手段を備えて、レーダ装置を構成している。これにより、速度アンビギュイティが発生しても、これを探索してドップラー補正でき、高精度な超分解能測距を行うことができる。
【００４２】
実施の形態２．
図３は、本発明の実施の形態２におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態２におけるレーダ装置は、送信順序ランダム型多周波送信機１１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、目標検出手段３０、ドップラー補正手段４０、超分解能測距手段５０、ソート手段７０で構成され、目標４の測距を行う。
【００４３】
先の実施の形態１のレーダ装置における図１の構成と比較すると、本実施の形態２における図３の構成は、多周波送信機１０の代わりに、送信順序ランダム型多周波送信機１１を備えているとともに、さらに、ソート手段７０を備えている点が異なっている。
【００４４】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。送信順序ランダム型多周波送信機１１は、周波数の送信順序をランダムにして送信する。また、ソート手段７０は、送信周波数の小さい方から大きい方に受信信号を並べ替える。
【００４５】
次に、図３に示した本実施の形態２におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態２に特有の構成要素を中心に説明する。
図４は、本発明の実施の形態２のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。送信順序ランダム型多周波送信機１１、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より、図４に示す時間チャートに従って、送信周波数の大小の順序をランダムにして、電波を送信する。以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、ソート手段７０にドップラー補正信号
【数５６】
2010281605.tif 000058
が入力する。
【００４６】
ソート手段７０では、ドップラー補正信号
【数５７】
2010281605.tif 000059
を送信周波数の小さい方から大きい方に並べ替えた信号を生成する。この信号を
【数５８】
2010281605.tif 000060
とする。そして、ソート信号
【数５９】
2010281605.tif 000061
は、超分解能測距手段５０に伝達される。以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、測距値が出力される。
【００４７】
以上のように、実施の形態２によれば、送信周波数の順序をランダムにして送信し、後で送信周波数の小さい方から大きい方に受信信号を並べ替える構成を備えている。これにより、時間順序をランダム化し、ドップラー効果による位相変化をランダム化することができる。この結果、速度アンビギュイティがある速度推定値を用いてドップラー補正を行った場合に、ランダム化したドップラー効果による位相変化の影響で、上式（８）のアンビギュイティ評価値が小さくなり、このアンビギュイティ評価値を用いたアンビギュイティ探索を行うことができる。
【００４８】
実施の形態３．
図５は、本発明の実施の形態３におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態３におけるレーダ装置は、符号変調型多周波送信機１２、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、目標検出手段３０、ドップラー補正手段４０、超分解能測距手段５０、パルス圧縮手段８０で構成され、目標４の測距を行う。
【００４９】
先の実施の形態１のレーダ装置における図１の構成と比較すると、本実施の形態３における図５の構成は、多周波送信機１０の代わりに、符号変調型多周波送信機１２を備えているとともに、さらに、パルス圧縮手段８０を備えている点が異なっている。
【００５０】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。符号変調型多周波送信機１２は、符号変調の施されたパルスを生成する。また、パルス圧縮手段８０は、符号変調の施されたパルスを圧縮する。
【００５１】
次に、図５に示した本実施の形態３におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態３に特有の構成要素を中心に説明する。
図６は、本発明の実施の形態３のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。符号変調型多周波送信機１２で、あらかじめ生成したランダム符号列の値（＋１か−１）に従って、チップ幅Ｔｃｈｉｐごとに、送信波の位相を０°か１８０°回転する。図６に示す時間チャートに従って、送信周波数がｆ１からｆＮのパルスが順次生成され、サーキュレータ２を通して送受信アンテナから出力される。
【００５２】
以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、Ａ／Ｄ変換器出力信号ｓｎ、ｎｐ、ｎｒがパルス圧縮手段８０−＃ｎに伝達される。Ａ／Ｄ変換のサンプリング周期Ｔｓａｍｐでパルスをサンプリングした場合、Ｎｇサンプリングの範囲でパルスがサンプリングされるものとする。パルス圧縮手段８０−＃ｎでは、まず、距離０ｍに静止目標がいるときのＡ／Ｄ変換器出力信号を模擬した参照信号ｈｎ、ｎｇ（１≦ｎｇ≦Ｎｇ）を用いる。そして、ｎｒレンジビンの相関信号ｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、ｎｇを、下式（９）により算出する。ここで、下式（９）におけるｈ*ｎ、ｎｇは、参照信号ｈｎ、ｎｇの複素共役を表す。
【００５３】
【数６０】
2010281605.tif 000062
【００５４】
次に、相関信号ｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、１・・・、ｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、ＮｇにＦＦＴを施し、相関信号周波数成分ｆｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、０・・・、ｆｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、Ｎｇ-１を求める。さらに、｜ｆｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、０｜２・・・、｜ｆｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、Ｎｇ-１｜２を最大にする相関信号周波数成分を、ｆｙｎ、ｎｐ、ｎｒ、ｎｄ０として、これを下式（１０）に示すように、パルス圧縮信号ｓ'ｎ、ｎｐ、ｎｒとする。ここで、ｎｄ０は、粗精度推定されたドップラー周波数のドップラービンを表している。
【００５５】
【数６１】
2010281605.tif 000063
【００５６】
パルス圧縮信号ｓ'ｎ、ｎｐ、ｎｒは、パルスヒット方向ＦＦＴ２０−＃ｎに伝達される。以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、測距値
【数６２】
2010281605.tif 000064
が求まる。
【００５７】
以上のように、実施の形態３によれば、符号変調の施されたパルスを送信し、受信後にパルス圧縮処理する構成を備えている。これにより、遠距離目標の目標信号電力が小さい場合でも、パルス圧縮処理による目標信号電力を積分する効果で、Ｓ／Ｎ（信号対雑音電力比）を高くすることができ、超分解能測距精度が改善される。
【００５８】
実施の形態４．
図７は、本発明の実施の形態４におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態４におけるレーダ装置は、符号変調型多周波送信機１２、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段３１、ドップラー補正手段４０、超分解能測距手段５０、パルス圧縮手段８０で構成され、目標４の測距を行う。
【００５９】
先の実施の形態３のレーダ装置における図５の構成と比較すると、本実施の形態４における図７の構成は、目標検出手段３０の代わりに、粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段３１を備えている点が異なっている。
【００６０】
この異なる構成要素は、以下の機能を有する。粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段３１は、パルス圧縮手段８０のパルス圧縮処理の過程で推定される粗精度ドップラー推定値より、速度アンビギュイティ探索範囲を設定する。
【００６１】
次に、図７に示した本実施の形態４におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態４に特有の構成要素を中心に説明する。
符号変調型多周波送信機１２、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信される。以降、先の実施の形態３と同様に動作し、粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段３１にドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒが伝達される。また、パルス圧縮手段８０にてパルス圧縮処理の過程で算出された粗精度ドップラービン番号ｎｄ０も、粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段３１に伝達される。
【００６２】
粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段３１は、下式（１１）により、速度アンビギュイティを考慮した目標速度推定値を求める。ここで、記号［［  ］］は、四捨五入した整数値を出力する関数を表している。
【００６３】
【数６３】
2010281605.tif 000065
【００６４】
そして、速度推定値
【数６４】
2010281605.tif 000066
とレンジビン推定値
【数６５】
2010281605.tif 000067
が、超分解能測距手段５０に伝達される。以降は、先の実施の形態３と同様に動作し、測距値
【数６６】
2010281605.tif 000068
が求まる。
【００６５】
以上のように、実施の形態４によれば、目標検出手段として、粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段を備えている。これにより、粗精度推定されたドップラー推定値を用いることで、速度アンビギュイティの探索範囲を限定でき、アンビギュイティ探索に要する処理負荷を低減できる。
【００６６】
実施の形態５．
図８は、本発明の実施の形態５におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態５におけるレーダ装置は、多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、目標検出手段３０、ドップラー補正手段４０、高速型超分解能測距手段５１で構成され、目標４の測距を行う。
【００６７】
先の実施の形態１のレーダ装置における図１の構成と比較すると、本実施の形態５における図８の構成は、超分解能測距手段５０の代わりに、高速型超分解能測距手段５１を備えている点が異なっている。
【００６８】
この異なる構成要素は、以下の機能を有する。高速型超分解能測距手段５１は、ＥＳＰＲＩＴ（Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ  ｖｉａ  Ｒｏｔａｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｖａｒｉａｎｃｅ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ）法を用いる効果で、超分解能測距処理を高速に行う。
【００６９】
次に、図８に示した本実施の形態５におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態５に特有の構成要素を中心に説明する。
図９は、本発明の実施の形態５における高速型超分解能測距手段５１の内部構成を示した図である。先の実施の形態１〜４で用いられている図２に示した超分解能測距手段５０の構成と比較すると、本実施の形態５で用いられている図９に示した高速型超分解能測距手段５１は、ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段６２、ＭＵＳＩＣ処理手段６３の代わりに、ＥＳＰＲＩＴ用固有ベクトル算出手段６２ａ、ＥＳＰＲＩＴ処理手段６３ａを備えている。
【００７０】
多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信される。以降、先の実施の形態１と同様に動作し、高速型超分解能測距手段５１にドップラー補正信号
【数６７】
2010281605.tif 000069
が入力される。ドップラー補正信号
【数６８】
2010281605.tif 000070
は、相関行列生成手段６１に伝達され、従来技術と同様に動作し、相関行列
【数６９】
2010281605.tif 000071
が生成される。
【００７１】
相関行列
【数７０】
2010281605.tif 000072
は、ＥＳＰＲＩＴ用固有ベクトル算出手段６２ａに伝達される。ＥＳＰＲＩＴ用固有ベクトル算出手段６２ａでは、まず、相関行列
【数７１】
2010281605.tif 000073
の固有値
【数７２】
2010281605.tif 000074
と、固有値
【数７３】
2010281605.tif 000075
に対応する固有ベクトル
【数７４】
2010281605.tif 000076
を求める。さらに、固有値
【数７５】
2010281605.tif 000077
の大きさ等から目標数Ｋを推定する。
【００７２】
そして、固有ベクトル
【数７６】
2010281605.tif 000078
を出力する。また、固有ベクトル
【数７７】
2010281605.tif 000079
を出力する。固有ベクトル
【数７８】
2010281605.tif 000080
は、ＥＳＰＲＩＴ処理手段６３ａに伝達される。ＥＳＰＲＩＴ処理手段６３ａでは、まず、下式（１２）の行列
【数７９】
2010281605.tif 000081
を算出する。
【００７３】
【数８０】
2010281605.tif 000082
【００７４】
次に、下式（１３）により行列
【数８１】
2010281605.tif 000083
を算出する。ここで、下式（１３）における行列
【数８２】
2010281605.tif 000084
は、行列
【数８３】
2010281605.tif 000085
のエルミート共役を表している。また、行列Ｊ１、行列Ｊ２は、それぞれＭ−１行Ｍ列の行列で、Ｊ１（ｉ、ｋ）は、行列Ｊ１のｉ行ｋ列の成分、Ｊ２（ｉ、ｋ）は、行列Ｊ２のｉ行ｋ列の成分をそれぞれ表している。
【００７５】
【数８４】
2010281605.tif 000086
【００７６】
そして、下式（１４）により各目標の測距候補値
【数８５】
2010281605.tif 000087
を求める。ここで、下式（１４）における
【数８６】
2010281605.tif 000088
は、行列
【数８７】
2010281605.tif 000089
のｋ番目の固有値であり、
【数８８】
2010281605.tif 000090
は、固有値
【数８９】
2010281605.tif 000091
の偏角をそれぞれ表している。また、ｃは、光速を表している。
【００７７】
【数９０】
2010281605.tif 000092
【００７８】
測距候補値
【数９１】
2010281605.tif 000093
と、固有ベクトル
【数９２】
2010281605.tif 000094
は、アンビギュイティ探索手段６４に伝達される。以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、測距値
【数９３】
2010281605.tif 000095
が求まる。
【００７９】
以上のように、実施の形態５によれば、ＥＳＰＲＩＴ法を用いて超分解能測距処理を行う構成を備えている。これにより、高速に測距値を算出できる。
【００８０】
実施の形態６．
図１０は、本発明の実施の形態６におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態６におけるレーダ装置は、多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、速度平均値出力型目標検出手段３２、ドップラー補正手段４０、超分解能測距手段５０で構成され、目標４の測距を行う。
【００８１】
先の実施の形態１のレーダ装置における図１の構成と比較すると、本実施の形態６における図１０の構成は、目標検出手段３０の代わりに、速度平均値出力型目標検出手段３２を備えている点が異なっている。
【００８２】
この異なる構成要素は、以下の機能を有する。速度平均値出力型目標検出手段３２は、各送信周波数で算出した速度推定値の平均値を出力する。
【００８３】
次に、図１０に示した本実施の形態６におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態６に特有の構成要素を中心に説明する。
多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信される。以降、先の実施の形態１と同様に動作し、速度平均値出力型目標検出手段３２にパルスヒット方向ＦＦＴ出力信号ｐ１、ｎｄ、ｎｒ、・・・、ｐＮ、ｎｄ、ｎｒが入力される。速度平均値出力型目標検出手段３２は、各送信周波数にて推定されたドップラービンより求まる目標速度平均値
【数９４】
2010281605.tif 000096
を下式（１５）により求める。なお、下式（１５）における
【数９５】
2010281605.tif 000097
は、送信周波数ｆｎによる送受信で推定されたドップラービンを表している。また、下式（１５）における速度アンビギュイティの範囲を定めるＬは、あらかじめ設定されているものとする。
【００８４】
【数９６】
2010281605.tif 000098
【００８５】
目標速度平均値
【数９７】
2010281605.tif 000099
を速度推定値とし、レンジビン推定値
【数９８】
2010281605.tif 000100
と、速度推定値
【数９９】
2010281605.tif 000101
をドップラー補正手段４０に伝達する。以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、測距値
【数１００】
2010281605.tif 000102
が求まる。
【００８６】
以上のように、実施の形態６によれば、速度平均値を出力する目標検出手段を備えている。これにより、各送信周波数にて推定した目標速度を平均する効果で、送信周波数ごとに速度推定値が異なる場合でも、速度推定値の推定誤差を小さくして、速度推定値を求めることができる。
【００８７】
実施の形態７．
図１１は、本発明の実施の形態７におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態７におけるレーダ装置は、多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１、高精度目標検出手段３３、ドップラー補正手段４０、超分解能測距手段５０で構成され、目標４の測距を行う。
【００８８】
先の実施の形態１のレーダ装置における図１の構成と比較すると、本実施の形態７における図１１の構成は、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、目標検出手段３０の代わりに、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１、高精度目標検出手段３３を備えている点が異なっている。
【００８９】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１は、ドップラー周波数を高精度に推定する。また、高精度目標検出手段３３は、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ出力信号に関して速度アンビギュイティを考慮して検出目標の速度と距離を出力する。
【００９０】
次に、図１１に示した本実施の形態７におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態７に特有の構成要素を中心に説明する。
多周波送信機１０、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より電波が送信される。以降、先の実施の形態１と同様に動作し、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１−＃ｎにＡ／Ｄ変換器出力信号ｓｎ、ｎｐ、ｎｒが入力される。高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１−＃ｎは、下式（１６）によりドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒを算出する。ここで、下式（１６）では、ドップラー周波数をＱ倍の高精度で推定することを想定している。
【００９１】
【数１０１】
2010281605.tif 000103
【００９２】
ドップラー信号ｐ１、ｎｄ、ｎｒ、・・・、ｐＮ、ｎｄ、ｎｒは、高精度目標検出手段３３とドップラー補正手段４０−＃ｎに伝達される。高精度目標検出手段３３は、まず、ドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒの電力値｜ｐｎ、ｎｄ、ｎｒ｜２と、誤警報確率（雑音を目標信号と誤る確率）を基準に定められたスレッショルドとを比較する。さらに、送信周波数番号ｎと目標信号の存在するレンジビンの推定値
【数１０２】
2010281605.tif 000104
と、ドップラービンの推定値
【数１０３】
2010281605.tif 000105
を求める。そして、下式（１７）により、速度アンビギュイティを考慮した目標速度推定値を求める。ここで、下式（１７）で速度アンビギュイティの範囲を定めるＬは、あらかじめ設定されているものとする。
【００９３】
【数１０４】
2010281605.tif 000106
【００９４】
速度推定値
【数１０５】
2010281605.tif 000107
と、レンジビン推定値
【数１０６】
2010281605.tif 000108
は、超分解能測距手段５０に伝達される。以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、測距値
【数１０７】
2010281605.tif 000109
が求められる。
【００９５】
以上のように、実施の形態７によれば、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ、および高精度目標検出手段を備えている。これにより、目標信号のドップラー周波数を高精度推定することで、目標の速度推定値
【数１０８】
2010281605.tif 000110
が高精度に求まり、ドップラー補正を精度よく行うことができる。
【００９６】
実施の形態８．
図１２は、本発明の実施の形態８におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態８におけるレーダ装置は、同一周波数送信型多周波送信機１３、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、同一周波数送信型目標検出手段３４、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１、超分解能測距手段５０で構成され、目標４の測距を行う。
【００９７】
先の実施の形態１のレーダ装置における図１の構成と比較すると、本実施の形態８における図１２の構成は、多周波送信機１０、目標検出手段３０、ドップラー補正手段４０の代わりに、同一周波数送信型多周波送信機１３、同一周波数送信型目標検出手段３４、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１を備えている点が異なっている。
【００９８】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。同一周波数送信型多周波送信機１３は、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて送信した後、送信周波数をステップさせる。同一周波数送信型目標検出手段３４は、同一周波数送信型多周波送信機１３にて送受信した信号を用いて、速度アンビギュイティを考慮した検出目標の速度と距離を出力する。また、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１は、同一周波数送信型多周波送信機１３にて送受信した信号に関して、速度アンビギュイティを考慮してドップラー効果により回転した目標信号の位相回転を補正する。
【００９９】
次に、図１２に示した本実施の形態８におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態８に特有の構成要素を中心に説明する。
図１３は、本発明の実施の形態８のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。同一周波数送信型多周波送信機１３から図１３の時間チャートに従って、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数のパルスの送受信が行われる。そして、周波数をステップさせていき、送信周波数ｆ１からｆＮのパルスが順次生成され、サーキュレータ２を通して、送受信アンテナ３から出力される。
【０１００】
以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、パルスヒット方向ＦＦＴ２０から同一周波数送信型目標検出手段３４にドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒが伝達される。同一周波数送信型目標検出手段３４は、まず、ドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒの電力値｜ｐｎ、ｎｄ、ｎｒ｜２と、誤警報確率（雑音を目標信号と誤る確率）を基準に定められたスレッショルドとを比較し、目標信号の存在するレンジビンの推定値
【数１０９】
2010281605.tif 000111
と、ドップラービンの推定値
【数１１０】
2010281605.tif 000112
を求める。下式（１８）により、速度アンビギュイティを考慮した目標速度推定値を求める。ここで、下式（１８）における速度アンビギュイティの範囲を定めるＬは、あらかじめ設定されているものとする。
【０１０１】
【数１１１】
2010281605.tif 000113
【０１０２】
速度推定値
【数１１２】
2010281605.tif 000114
と、レンジビン推定値
【数１１３】
2010281605.tif 000115
は、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１に伝達される。同一周波数送信型ドップラー補正手段４１は、下式（１９）によりドップラー効果に起因するドップラー信号
【数１１４】
2010281605.tif 000116
の位相回転を補正し、ドップラー補正信号
【数１１５】
2010281605.tif 000117
を生成する。
【０１０３】
【数１１６】
2010281605.tif 000118
【０１０４】
ドップラー補正信号
【数１１７】
2010281605.tif 000119
は、超分解能測距手段５０に伝達される。以降は、先の実施の形態１と同様に動作し、測距値
【数１１８】
2010281605.tif 000120
が求められる。
【０１０５】
以上のように、実施の形態８によれば、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて送信し、測距を行う構成を備えている。これにより、パルスヒット方向ＦＦＴのサンプリング間隔を短くする効果で、ドップラー周波数帯域幅を広くでき、速度アンビギュイティ数を少なくできる。そのため、アンビギュイティ探索に要する処理負荷を低減することができる。
【０１０６】
実施の形態９．
図１４は、本発明の実施の形態９におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態９におけるレーダ装置は、同一周波数送信型送信順序ランダム型多周波送信機１４、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、同一周波数送信型目標検出手段３４、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１、超分解能測距手段５０、ソート手段７０で構成され、目標４の測距を行う。
【０１０７】
先の実施の形態８のレーダ装置における図１２の構成と比較すると、本実施の形態９における図１４の構成は、同一周波数送信型多周波送信機１３の代わりに、同一周波数送信型送信順序ランダム型多周波送信機１４を備えるとともに、さらに、ソート手段７０を備えている点が異なっている。
【０１０８】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。ソート手段７０は、先の実施の形態２と同じである。また、同一周波数送信型送信順序ランダム型多周波送信機１４は、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて送信した後、送信周波数をランダムにステップさせる。
【０１０９】
次に、図１４に示した本実施の形態９におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態９に特有の構成要素を中心に説明する。
図１５は、本発明の実施の形態９のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。同一周波数送信型送信順序ランダム型多周波送信機１４から図１５の時間チャートに従って、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数のパルスの送受信を行った後、送信周波数の大小の順序をランダムにステップさせてｆ１からｆＮのパルスが順次生成される。
【０１１０】
以降は、先の実施の形態８と同様に動作し、ソート手段７０にドップラー補正信号
【数１１９】
2010281605.tif 000121
が伝達される。以降は、実施の形態２と同様に動作し、測距値
【数１２０】
2010281605.tif 000122
が求められる。
【０１１１】
以上のように、実施の形態９によれば、送信周波数の順序をランダムにして送信し、後で送信周波数の小さい方から大きい方に受信信号を並べ替える構成（先の実施の形態２と同様の構成）、およびパルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて送信し、測距を行う構成（先の実施の形態８と同様の構成）を備えている。これにより、先の実施の形態２および８の効果を得ることができる。
【０１１２】
実施の形態１０．
図１６は、本発明の実施の形態１０におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態１０におけるレーダ装置は、同一周波数送信型符号変調型多周波送信機１５、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、同一周波数送信型目標検出手段３４、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１、超分解能測距手段５０、パルス圧縮手段８０で構成され、目標４の測距を行う。
【０１１３】
先の実施の形態８のレーダ装置における図１２の構成と比較すると、本実施の形態１０における図１６の構成は、同一周波数送信型多周波送信機１３の代わりに、同一周波数送信型符号変調型多周波送信機１５を備えるとともに、さらに、パルス圧縮手段８０を備えている点が異なっている。
【０１１４】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。パルス圧縮手段８０は、先の実施の形態３と同じである。また、同一周波数送信型符号変調型多周波送信機１５は、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて符号変調の施されたパルスを送信した後、送信周波数をステップさせる。
【０１１５】
次に、図１６に示した本実施の形態１０におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態１０に特有の構成要素を中心に説明する。
図１７は、本発明の実施の形態１０のレーダ装置における送受信パルスの時間チャートを示した説明図である。同一周波数送信型符号変調型多周波送信機１５から図１７の時間チャートに従って、パルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけパルスの送受信を行った後、周波数をステップさせる処理が行われ送信周波数がｆ１からｆＮのパルスが順次生成される。
【０１１６】
このパルスには符号変調が施されている。以降は、先の実施の形態８と同様に動作し、Ａ／Ｄ変換器出力信号ｓ１、ｎｐ、ｎｒ、・・・、ｓＮ、ｎｐ、ｎｒがパルス圧縮手段８０−＃ｎに入力される。以降は、先の実施の形態３と同様に動作し、パルスヒット方向ＦＦＴ２０からドップラー信号ｐ１、ｎｄ、ｎｒ、・・・、ｐＮ、ｎｄ、ｎｒが出力される。以降は、先の実施の形態８と同様に動作し、測距値
【数１２１】
2010281605.tif 000123
が求められる。
【０１１７】
以上のように、実施の形態１０によれば、符号変調の施されたパルスを送信し、受信後にパルス圧縮処理する構成（先の実施の形態３と同様の構成）、およびパルスヒット方向ＦＦＴ点数分だけ同一周波数にて送信し、測距を行う構成（先の実施の形態８と同様の構成）を備えている。これにより、先の実施の形態３および８の効果を得ることができる。
【０１１８】
実施の形態１１．
図１８は、本発明の実施の形態１１におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態１０におけるレーダ装置は、同一周波数送信型符号変調型多周波送信機１５、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段３５、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１、超分解能測距手段５０、パルス圧縮手段８０で構成され、目標４の測距を行う。
【０１１９】
先の実施の形態１０のレーダ装置における図１６の構成と比較すると、本実施の形態１１における図１８の構成は、同一周波数送信型目標検出手段３４の代わりに、粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段３５を備え備えている点が異なっている。
【０１２０】
この異なる構成要素は、以下の機能を有する。粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段３５は、パルス圧縮手段８０のパルス圧縮処理の過程で推定される粗精度ドップラー推定値より、速度アンビギュイティ探索範囲を設定する。
【０１２１】
次に、図１８に示した本実施の形態１１におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態１１に特有の構成要素を中心に説明する。
同一周波数送信型符号変調型多周波送信機１５、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より、電波が送信される。以降、先の実施の形態３と同様に動作し、粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段３５にドップラー信号ｐ１、ｎｄ、ｎｒ、・・・、ｐＮ、ｎｄ、ｎｒが伝達される。
【０１２２】
また、パルス圧縮手段８０にて、パルス圧縮処理の過程で算出される粗精度ドップラービン番号ｎｄ０も伝達される。粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段３５は、下式（２０）により、速度アンビギュイティを考慮した目標速度推定値を求める。ここで、下式（２０）における記号［［  ］］は、四捨五入した整数値を出力する関数を表している。
【０１２３】
【数１２２】
2010281605.tif 000124
【０１２４】
速度推定値
【数１２３】
2010281605.tif 000125
と、レンジビン推定値
【数１２４】
2010281605.tif 000126
は、超分解能測距手段５０に伝達される。以降は、先の実施の形態１０と同様に動作し、測距値
【数１２５】
2010281605.tif 000127
が求められる。
【０１２５】
以上のように、実施の形態１１によれば、先の実施の形態１０の構成に加え、目標検出手段として、粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段を備えている。これにより、先の実施の形態１０の効果に加え、粗精度推定されたドップラー推定値を用いることで、速度アンビギュイティの探索範囲を制限でき、アンビギュイティ探索に要する処理負荷を低減できる。
【０１２６】
実施の形態１２．
図１９は、本発明の実施の形態１２におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態１２におけるレーダ装置は、同一周波数送信型多周波送信機１３、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、同一周波数送信型目標検出手段３４、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１、高速型超分解能測距手段５１で構成され、目標４の測距を行う。
【０１２７】
先の実施の形態８のレーダ装置における図１２の構成と比較すると、本実施の形態１２における図１９の構成は、超分解能測距手段５０の代わりに、高速型超分解能測距手段５１を備えている点が異なっている。
【０１２８】
この異なる構成要素は、以下の機能を有する。高速型超分解能測距手段５１は、先の実施の形態５と同じである。
【０１２９】
次に、図１９に示した本実施の形態１２におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態１２に特有の構成要素を中心に説明する。
同一周波数送信型多周波送信機１３、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より、電波が送信される。以降、先の実施の形態８と同様に動作し、高速型超分解能測距手段５１にドップラー補正信号
【数１２６】
2010281605.tif 000128
が伝達される。以降は、先の実施の形態５と同様に動作し、測距値
【数１２７】
2010281605.tif 000129
が求められる。
【０１３０】
以上のように、実施の形態１２によれば、先の実施の形態８の構成に加え、ＥＳＰＲＩＴ法を用いて超分解能測距処理を行う構成を備えている。これにより、先の実施の形態８の効果に加え、超分解能処理にＥＳＰＲＩＴを用いる効果で、高速に測距値を算出できる。
【０１３１】
実施の形態１３．
図２０は、本発明の実施の形態１３におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態１３におけるレーダ装置は、同一周波数送信型多周波送信機１３、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、速度平均値出力型同一周波数送信型目標検出手段３６、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１、超分解能測距手段５０で構成され、目標４の測距を行う。
【０１３２】
先の実施の形態８のレーダ装置における図１２の構成と比較すると、本実施の形態１３における図２０の構成は、同一周波数送信型目標検出手段３４の代わりに、速度平均値出力型同一周波数送信型目標検出手段３６を備えている点が異なっている。
【０１３３】
この異なる構成要素は、以下の機能を有する。速度平均値出力型同一周波数送信型目標検出手段３６は、各送信周波数で算出した速度推定値の平均値を出力する。
【０１３４】
次に、図２０に示した本実施の形態１３におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態１３に特有の構成要素を中心に説明する。
同一周波数送信型多周波送信機１３、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より、電波が送信される。以降、先の実施の形態８と同様に動作し、速度平均値出力型同一周波数送信型目標検出手段３６にパルスヒット方向ＦＦＴ出力信号ｐ１、ｎｄ、ｎｒ、・・・、ｐＮ、ｎｄ、ｎｒが伝達される。
【０１３５】
速度平均値出力型同一周波数送信型目標検出手段３６は、各送信周波数にて推定されたドップラービンより求まる目標速度平均値
【数１２８】
2010281605.tif 000130
を、下式（２１）により求める。ここで、下式（２１）における
【数１２９】
2010281605.tif 000131
は、送信周波数ｆｎによる送受信で推定されたドップラービンを表している。
【０１３６】
【数１３０】
2010281605.tif 000132
【０１３７】
目標速度平均値
【数１３１】
2010281605.tif 000133
を速度推定値とし、レンジビン推定値
【数１３２】
2010281605.tif 000134
と、速度推定値
【数１３３】
2010281605.tif 000135
が、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１に伝達される。以降は、先の実施の形態８と同様に動作し、測距値
【数１３４】
2010281605.tif 000136
が求められる。
【０１３８】
以上のように、実施の形態１３によれば、先の実施の形態８の構成に加え、速度平均値を出力する目標検出手段を備えている。これにより、先の実施の形態８の効果に加え、各送信周波数にて推定した目標速度を平均する効果で、送信周波数ごとに速度推定値が異なる場合でも、速度推定値の推定誤差を小さくして、速度推定値を求めることができる。
【０１３９】
実施の形態１４．
図２１は、本発明の実施の形態１４におけるレーダ装置の構成図である。本実施の形態１４におけるレーダ装置は、同一周波数送信型多周波送信機１３、サーキュレータ２、送受信アンテナ３、ミキサー５、受信機６、Ａ／Ｄ変換器７、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１、同一周波数送信型高精度目標検出手段３７、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１、超分解能測距手段５０で構成され、目標４の測距を行う。
【０１４０】
先の実施の形態８のレーダ装置における図１２の構成と比較すると、本実施の形態１４における図２１の構成は、パルスヒット方向ＦＦＴ２０、同一周波数送信型目標検出手段３４の代わりに、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１、同一周波数送信型高精度目標検出手段３７を備えている点が異なっている。
【０１４１】
これらの異なる構成要素は、以下の機能を有する。高精度パルスヒット方向ＦＦＴ２１は、先の実施の形態７と同じである。また、同一周波数送信型高精度目標検出手段３７は、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ出力信号に関して速度アンビギュイティを考慮した検出目標の速度と距離を出力する。
【０１４２】
次に、図２１に示した本実施の形態１４におけるレーダ装置の動作について、本実施の形態１４に特有の構成要素を中心に説明する。
同一周波数送信型多周波送信機１３、サーキュレータ２、送受信アンテナ３より、電波が送信される。以降、先の実施の形態７と同様に動作し、ドップラー信号ｐ１、ｎｄ、ｎｒ、・・・、ｐＮ、ｎｄ、ｎｒが、同一周波数送信型高精度目標検出手段３７と同一周波数送信型ドップラー補正手段４１−＃ｎに伝達される。
【０１４３】
同一周波数送信型高精度目標検出手段３７は、まずドップラー信号ｐｎ、ｎｄ、ｎｒの電力値｜ｐｎ、ｎｄ、ｎｒ｜２と、誤警報確率（雑音を目標信号と誤る確率）を基準に定められたスレッショルドとを比較し、送信周波数番号ｎと目標信号の存在するレンジビンの推定値
【数１３５】
2010281605.tif 000137
と、ドップラービンの推定値
【数１３６】
2010281605.tif 000138
を求める。
【０１４４】
そして、下式（２２）により、速度アンビギュイティを考慮した目標速度推定値を求める。ここで、下式（２２）における速度アンビギュイティの範囲を定めるＬは、あらかじめ設定されているものとする。
【０１４５】
【数１３７】
2010281605.tif 000139
【０１４６】
速度推定値
【数１３８】
2010281605.tif 000140
と、レンジビン推定値
【数１３９】
2010281605.tif 000141
は、同一周波数送信型ドップラー補正手段４１に伝達される。以降は、先の実施の形態８と同様に動作し、測距値
【数１４０】
2010281605.tif 000142
が求められる。
【０１４７】
以上のように、実施の形態１４によれば、先の実施の形態８の構成に加え、高精度パルスヒット方向ＦＦＴ、および高精度目標検出手段を備えている。これにより、先の実施の形態８の効果に加え、目標信号のドップラー周波数を高精度推定することで、目標の速度推定値
【数１４１】
2010281605.tif 000143
が高精度に求まり、ドップラー補正を高精度に行うことができる。
【符号の説明】
【０１４８】
２  サーキュレータ、３  送受信アンテナ、４  目標、５  ミキサー、６  受信機、７  Ａ／Ｄ変換器、１０  多周波送信機、１１  送信順序ランダム型多周波送信機、１２  符号変調型多周波送信機、１３  同一周波数送信型多周波送信機、１４  同一周波数送信型送信順序ランダム型多周波送信機、１５  同一周波数送信型符号変調型多周波送信機、２０  パルスヒット方向ＦＦＴ、２１  高精度パルスヒット方向ＦＦＴ、３０  目標検出手段、３１  粗精度ドップラー推定値考慮型目標検出手段、３２  速度平均値出力型目標検出手段、３３  高精度目標検出手段、３４  同一周波数送信型目標検出手段、３５  粗精度ドップラー推定値考慮型同一周波数送信型目標検出手段、３６  速度平均値出力型同一周波数送信型目標検出手段、３７  同一周波数送信型高精度目標検出手段、４０  ドップラー補正手段、４１  同一周波数送信型ドップラー補正手段、５０  超分解能測距手段、５１  高速型超分解能測距手段、６１  相関行列生成手段、６２  ＭＵＳＩＣ用固有ベクトル算出手段、６２ａ  ＥＳＰＲＩＴ用固有ベクトル算出手段、６３  ＭＵＳＩＣ処理手段、６３ａ  ＥＳＰＲＩＴ処理手段、６４  アンビギュイティ探索手段、７０  ソート手段、８０  パルス圧縮手段。
【図１】
2010281605.tif 000144
【図２】
2010281605.tif 000145
【図３】
2010281605.tif 000146
【図４】
2010281605.tif 000147
【図５】
2010281605.tif 000148
【図６】
2010281605.tif 000149
【図７】
2010281605.tif 000150
【図８】
2010281605.tif 000151
【図９】
2010281605.tif 000152
【図１０】
2010281605.tif 000153
【図１１】
2010281605.tif 000154
【図１２】
2010281605.tif 000155
【図１３】
2010281605.tif 000156
【図１４】
2010281605.tif 000157
【図１５】
2010281605.tif 000158
【図１６】
2010281605.tif 000159
【図１７】
2010281605.tif 000160
【図１８】
2010281605.tif 000161
【図１９】
2010281605.tif 000162
【図２０】
2010281605.tif 000163
【図２１】
2010281605.tif 000164
【図２２】
2010281605.tif 000165
【図２３】
2010281605.tif 000166
【図２４】
2010281605.tif 000167