(57)【要約】【課題】低品質の入力光信号に対しても、安定して同期信号を発生するとともに、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くし、同期信号のタイミングジッタを低減し、製造コストを削減することである。【解決手段】位相同期回路１０は、基準信号を発生する基準信号発生部２２と、入力光信号と電気信号とを位相比較して第１の位相誤差信号を生成する光位相比較部１と、第１の位相誤差信号と、基準信号と、を位相比較して第２の位相誤差信号を生成し、第２の位相誤差信号における入力光信号のクロック信号周波数に対応する周波数成分のみに応じて入力光信号の位相に同期した出力信号を発生して出力する位相同期部２と、基準信号の分周信号を用いて、位相同期部２から出力された同期信号をＳＳＢ変調して電気信号として光位相比較部１に出力する変調部３と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準信号を発生する基準信号発生部と、
入力光信号と電気信号とを位相比較して第１の位相誤差信号を生成する光位相比較部と、
前記光位相比較部から出力された第１の位相誤差信号と、前記基準信号発生部から出力された基準信号と、を位相比較して第２の位相誤差信号を生成し、当該第２の位相誤差信号における前記入力光信号のクロック信号周波数に対応する周波数成分のみに応じて前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生して出力する位相同期部と、
前記基準信号発生部から出力された基準信号の分周信号を用いて、前記位相同期部から出力された同期信号をＳＳＢ変調して前記電気信号として前記光位相比較部に出力する変調部と、を備える位相同期回路。
【請求項２】
前記光位相比較部は、
入力光信号を分岐する分岐部と、
前記電気信号に応じて、前記分岐部により分岐された光信号を変調する光変調器と、
前記分岐部により分岐された光信号を減衰する光減衰器と、
前記光変調器及び前記光減衰器から出力された光信号を光電変換し前記第１の位相誤差信号として出力するバランスドレシーバと、
前記バランスドレシーバから出力された前記第１の位相誤差信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅部と、を備え、
前記位相同期部は、
前記トランスインピーダンス増幅部から出力された前記第１の位相誤差信号と前記基準信号発生部から出力された基準信号とを位相比較し第２の位相誤差信号を出力する位相比較器と、
前記位相比較器から出力された第２の位相誤差信号を整形するループフィルタと、
前記ループフィルタにより整形された第２の位相誤差信号に応じて、前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生する同期信号発生部と、を備え、
前記変調部は、
前記基準信号発生部により発生された基準信号を分周する分周部と、
前記分周部により分周された基準信号の周波数分の周波数シフトをするように、前記同期信号発生部により発生された同期信号を変調して前記光変調器に出力するＳＳＢ変調器と、を備える請求項１に記載の位相同期回路。
【請求項３】
前記同期信号発生部から出力される同期信号の周波数は、前記入力光信号のクロック信号の周波数のM（M：整数）分の１であり、
前記基準信号発生部から出力される基準信号の周波数をFとした場合に、前記ＳＳＢ変調器の変調周波数は、F／Mである請求項２に記載の位相同期回路。
【請求項４】
前記変調部は、前記ＳＳＢ変調器により変調された同期信号の周波数をN（N：整数）倍に逓倍し、当該逓倍した同期信号を前記電気信号として前記光変調器に出力する周波数逓倍部を備える請求項２に記載の位相同期回路。
【請求項５】
前記同期信号発生部から出力される同期信号の周波数は、前記入力光信号のクロック信号の周波数のM×N（M，N：整数）分の１であり、
前記基準信号発生部から出力される基準信号の周波数をFとした場合に、前記ＳＳＢ変調器の変調周波数は、F／（M×N）である請求項４に記載の位相同期回路。
【請求項６】
前記位相同期部は、前記トランスインピーダンス増幅部から出力される第１の位相誤差信号の所定の周波数成分を透過させるフィルタを備え、
前記位相比較器は、前記フィルタから入力された前記第１の位相誤差信号と前記基準信号とを位相比較する請求項２から５のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項７】
前記基準信号発生部から出力される基準信号の周波数をFとした場合に、前記フィルタは、透過する周波数がFである請求項６に記載の位相同期回路。
【請求項８】
前記フィルタは、帯域が位相同期回路のループ帯域の２倍より広帯域である請求項６又は７に記載の位相同期回路。
【請求項９】
前記ループフィルタは、次数が高い請求項２から８のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１０】
前記光変調器は、電界吸収型変調器である請求項２から９のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１１】
前記光減衰器は、可変光減衰器である請求項２から１０のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１２】
前記位相比較器は、電気ミキサである請求項２から１１のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１３】
前記ＳＳＢ変調器は、
前記分周部により分周された基準信号を９０度位相シフトする第１の位相シフタと、
前記分周された基準信号と、前記第１の位相シフタにより位相シフトされた基準信号との周波数分の周波数シフトをするように、前記同期信号発生部により発生された同期信号を変調して前記光変調器に出力するＩＱ変調器と、を備える請求項２から１２のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１４】
前記位相比較器及び前記ＳＳＢ変調器の少なくとも一つは、Ａ／Ｄ変換器、デジタル処理デバイス、Ｄ／Ａ変換器により構成されている請求項２から１１のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１５】
前記基準信号発生部から出力された基準信号を所定量位相シフトして前記位相比較器に出力する第２の位相シフタを備える請求項２から１４のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１６】
前記基準信号発生部から出力された基準信号を所定量位相シフトして前記分周部に出力する第３の位相シフタを備える請求項２から１５のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１７】
前記トランスインピーダンス増幅部の帯域は、前記基準信号発生部が出力する基準信号の周波数の０．６倍以上の帯域であり、前記基準信号発生部が出力する基準信号の周波数の１１．４倍以下の帯域である請求項２から１６のいずれか一項に記載の位相同期回路。
【請求項１８】
基準信号発生部が、基準信号を発生する基準信号発生工程と、
光位相比較部が、入力光信号と電気信号とを位相比較して第１の位相誤差信号を生成する光位相比較工程と、
位相同期部が、前記光位相比較工程において生成された第１の位相誤差信号と、前記基準信号発生工程において発生された基準信号と、を位相比較して第２の位相誤差信号を生成し、当該第２の位相誤差信号における前記入力光信号のクロック信号周波数に対応する周波数成分のみに応じて前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生して出力する位相同期工程と、
変調部が、前記基準信号発生工程において発生された基準信号の分周信号を用いて、前記位相同期工程において出力された同期信号をＳＳＢ変調して前記電気信号として出力する変調工程と、を含む位相同期方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高速光信号に対する同期信号を発生する位相同期回路及び位相同期方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
光通信において、光信号の正確な再生中継や正確な受信をするためには、伝送されてきた光信号に同期したクロック信号を発生させる同期技術は欠かせない技術の一つである。帯域が50［GHz］程度までの光信号に対して同期したクロック信号を発生するには、光信号をフォトダイオードにより電気信号に変換した後に、位相同期回路等を用いた電気的な処理により電気クロック信号を発生させる方法が一般的である。しかし、この方法は、帯域が100［GHz］を超える超高速な光信号に同期した電気クロック信号の発生には、光信号を電気信号に変換するデバイスであるフォトダイオードと電気処理デバイスの帯域不足から、適用できない。
【０００３】
一方で、帯域が100［GHz］を超える超高速な光信号に同期したクロック電気信号を発生させる方法として、光エレクトロニクスを用いた位相同期回路が提案されている。この光エレクトロニクスを用いた位相同期回路と電気処理のみを用いた位相同期回路の違いは、主に位相比較器にある。電気処理のみを用いた位相同期回路は、電気ミキサやロジック回路を位相比較器として用いる。これに対し、光エレクトロニクスを用いた位相同期回路は、ＥＡＭ（Electro-Absorption Modulator、電界吸収型変調器）などの光信号を変調するデバイスを用いている。
【０００４】
また、ＯＴＤＭ（Optical Time Division Multiplexing、光時分割多重）された光信号（ＯＴＤＭ信号）に同期したクロック電気信号を発生させるＥＡＭを用いた位相同期回路が知られている（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。
【０００５】
図３２及び図３３を参照して、従来のＥＡＭを用いたＯＴＤＭ信号の位相同期回路８０を説明する。図３２に、従来の位相同期回路８０の構成を示す。図３３に、位相同期回路８０から出力されるＲＦ（Radio Frequency）信号のスペクトラムを示す。なお、図３２において、光ファイバ等の光経路を太線で示し、導線等の電気経路を細線で示し、以下の図でも同様とする。
【０００６】
図３２に示すように、位相同期回路８０は、光カプラ８１と、光減衰器８２と、ＥＡＭ８３と、バランスドレシーバ８４と、ループフィルタ８５と、ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator、電圧制御発信器）８６と、分岐部８７と、ＲＦアンプ８８と、を備える。バランスドレシーバ８４は、ＰＤ（Photo Diode）８４１，８４２を有する。
【０００７】
位相同期回路８０の動作は、次のとおりである。光カプラ８１は、ＯＴＤＭ信号である入力光信号を分岐させる。分岐された一方の光信号は、ＥＡＭ８３を通過しバランスドレシーバ８４中の片方のＰＤ８４２に入力される。分岐されたもう一方の光信号は、光減衰器８２を通過しバランスドレシーバ８４中のもう片方のＰＤ８４１に入力される。バランスドレシーバ８４の出力信号は、位相比較信号（位相誤差信号）としてループフィルタ８５に出力され、ＥＡＭ８３を駆動しているＶＣＯ８６に負帰還される。ＶＣＯ８６により生成されるＲＦ信号は、分岐部８７によりパワーが分岐される。分岐された一方のＲＦ信号は、電気クロック信号として出力される。分岐されたもう一方のＲＦ信号は、ＲＦアンプ８８により増幅されてＥＡＭ８３に入力される。
【０００８】
位相同期回路８０は、ＥＡＭ８３を光信号が透過する時間幅が、ＥＡＭ８３を駆動するＲＦ信号の周期の約３分の１以下と短時間になることを利用している。このＥＡＭ８３の特長により、ＥＡＭ８３を駆動しているＲＦ信号の周波数よりも大きな帯域を持つ光信号であっても、光信号がＥＡＭ８３を透過するタイミングに応じて透過する光パワーが変化するため、光パワーをタイミングの誤差すなわち位相誤差信号として用いることが可能となる。そのため、電気処理速度が低速であっても、高速な光信号のクロック信号を抽出することが可能となる。
【０００９】
位相同期回路８０の動作原理は、次のとおりである。
（１）．高ビットレートのＯＴＤＭ信号である光信号が入力され、光カプラ８１で分岐後、片方がＥＡＭ８３を、もう一方が光減衰器８２を通過し、バランスドレシーバ８４に入力される。
（２）．ＥＡＭ８３を通過する光信号が、ＥＡＭ８３を通過する際に、ＥＡＭ８３を駆動しているＲＦ信号の位相に対応した光パワーを透過させる。そのため、入力光信号の位相を光パワーの関数として捉えることができる。
（３）．光減衰器８２の光減衰量を調節することにより、ＥＡＭ８３の透過光パワーと光減衰器８２の透過光パワーとが同等となり、バランスドレシーバ８４の出力オフセットがキャンセルされる。同時に、入力信号の強度ノイズに対する耐性が高くなる。
（４）．バランスドレシーバ８４の出力信号が位相誤差信号として、ループフィルタ８５で整形された後に、ＶＣＯ８６に入力される。
（５）．ＶＣＯ８６の出力ＲＦ信号は、分岐部８７により分岐された後に、一方が電気クロック信号として出力され、もう一方が、ＲＦアンプ８８を介してＥＡＭ８３を駆動する信号となる。
（６）．位相誤差検出部（光カプラ８１、光減衰器８２、ＥＡＭ８３、バランスドレシーバ８４）、ループフィルタ８５、ＶＣＯ８６がループを組むことにより、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成する。これにより、入力光信号に同期した電気クロック信号を出力する。
【００１０】
ＶＣＯ８６の周波数が10［GHz］である場合に、図３３に示すように、位相同期回路８０から出力されるＲＦ信号は、パワーが10［GHz］でピークをとるスペクトラム特性を有する。
【００１１】
次いで、図３４を参照して、位相同期回路８０に入力するＯＴＤＭ信号を発生する従来のＯＴＤＭモジュール９０を説明する。図３４に、従来のＯＴＤＭモジュール９０の構成を示す。
【００１２】
図３４に示すように、ＯＴＤＭモジュール９０は、光カプラ９１と、ＶＯＡ（Variable Optical Attenuator、可変光減衰器）９２と、偏波コントローラ９３と、遅延線９４と、光カプラ９５と、を備える。光信号が入力され、光カプラ９１で分岐後、分岐された一方の光信号が、遅延線９４により時間的に遅延されて光カプラ９５に入力される。分岐されたもう一方の光信号は、遅延線９４により遅延された光信号と同等となるように、ＶＯＡ９２により光パワーの光減衰が調整され、偏波コントローラ９３により偏波が調整されて光カプラ９５に入力される。そして、２つの光信号は、光カプラ９５により合波されて、２重のＯＴＤＭ信号として出力される。
【００１３】
また、従来の別の位相同期回路も知られている（例えば、非特許文献２参照）。ここで、図３５を参照して、従来の位相同期回路１００を説明する。図３５に、位相同期回路１００の構成を示す。
【００１４】
図３５に示すように、位相同期回路１００は、ＥＡＭ１０１と、光・電気変換器（Ｏ／Ｅコンバータ：Optical signal to Electrical signal converter）１０２と、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１０３と、位相比較器１０４と、ループフィルタ１０５と、ＶＣＯ１０６と、パワーデバイダ１０７と、局所発振器１０８と、パワーデバイダ１０９と、周波数逓倍アンプ１１０と、ミキサ１１１と、ＢＰＦ１１２と、パワーアンプ１１３と、を備える。
【００１５】
まず、ＶＣＯ１０６が出力する40［GHz］のＲＦ信号は、パワーデバイダ１０７によって２分岐される。分岐した一方のＲＦ信号は、同期信号として出力され、もう一方のＲＦ信号は、ミキサ１１１に入力される。ミキサ１１１には、パワーデバイダ１０９を介して、局所発振器１０８からの250 ［MHz］（Δf = 250［MHz］）のＲＦ信号が入力されている。ミキサ１１１に入力された二つのＲＦ信号は、ミキサ１１１において乗算される。ミキサ１１１は、周波数40 ［GHz］＋250［MHz］のＲＦ信号と周波数40［GHz］−250［MHz］とのＲＦ信号を出力する。ＢＰＦ１１２により、例えば周波数40［GHz］＋250［MHz］のＲＦ信号のみを透過させ、パワーアンプ１１３によりパワーを増幅した後に、ＥＡＭ１０１に出力される。
【００１６】
次に、40［GHz］＋250［MHz］のＲＦ信号により駆動されているＥＡＭ１０１には、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号が入力されている。ここで、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号は、ＥＡＭ１０１から強度変調を受け、光・電気変換器１０２において電気信号に変換される。変換された電気信号のうち、4×Δf＝4×250［MHz］＝1［GHz］（Δf＝250［MHz］）の周波数成分のみＢＰＦ１０３を透過し、透過した第一の電気信号が位相比較器１０４に入力される。位相比較器１０４は、周波数逓倍アンプ１１０により、250［MHz］のＲＦ信号を出力する局所発振器１０８の出力信号を４逓倍したＲＦ信号が入力されており、当該４逓倍したＲＦ信号と前記第一の電気信号との位相差を位相誤差信号として出力する。この位相誤差信号は、ループフィルタ１０５を通過後、40［GHz］の信号を出力するＶＣＯ１０６に負帰還され、ＶＣＯ１０６が出力するＲＦ信号の出力周波数を制御する。ＰＬＬの原理により、位相同期回路１００は、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号に同期した40［GHz］のＲＦ信号を出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１７】
【特許文献１】米国特許６５４２７２３号明細書
【非特許文献】
【００１８】
【非特許文献１】Dennis T.K.Tong et al.,”Optoelectronic Phase-Locked Loop with Balanced Photodetection for Clock Recovery in High-Speed Optical Time-Division-Multiplexed Systems”, IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL.12,NO.8,AUGUST 2000,1064-1066
【非特許文献２】辻 弘美、他、「160Gb/sクロック信号抽出装置の開発」、2003年電子情報通信学会ソサイエティ大会、B-10-115、2003.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
ＯＴＤＭ信号は、劣化が発生するおそれがあった。ＯＴＤＭモジュール９０において、ＶＯＡ９２側のラインを透過ラインとし、遅延線９４のラインを遅延ラインとする。図３６に、ＯＴＤＭ信号の干渉の状態を示す。
【００２０】
図３６に示すように、ＯＴＤＭモジュール９０は、透過ラインの光パルスと、遅延ラインの光パルスとを交互に出力する。図３６において丸で囲まれた部分のように、隣接する光パルスの裾は、全光パワーに対して小さな割合だけれども時間的に重なっている。
【００２１】
時間多重する際に、配列する際の隣接するパルス間の時間差の揺らぎが、数フェムト秒以内になるように制御されている場合は、光パルスの裾の重なりの干渉量が一定である。しかし、パルス間の時間差揺らぎが無制御もしくは数十フェムト秒以上に及ぶと、光パルスの裾同士で干渉し、出力光信号の平均パワーが揺らぐ。このＯＴＤＭモジュール９０の出力光信号の平均パワーの揺らぎは、位相同期回路８０の出力ＲＦ信号のタイミングドリフトと、サイクルスリップとの原因となっていた。平均パワー揺らぎを抑制するために、ＯＴＤＭモジュールを位相ロックする方法があるが、システムコストが高まる。
【００２２】
図３７に、ＥＡＭ８３の位相誤差の検出構成を示す。図３８に、図３７における位相誤差の検出結果を示す。図３８に示すように、160［Gbit/s］の光信号をＥＡＭ８３に入力し、40［GHz］+4f［Hz］のＲＦ信号をＥＡＭ８３に入力し、ＥＡＭ８３の出力光信号をＲＦスペクトラムアナライザ１２０で検出する。周波数fは、ＩＦ（Intermediate Frequency、中間周波数）である。ＥＡＭ８３は、位相比較器として使用されている。ＥＡＭ８３の出力光信号は、ＩＦ差周波成分としての位相誤差信号として出力される。
【００２３】
入力光信号に対するＥＡＭ８３の透過波形は、パルスの形状である。時間領域でパルス波形の透過波形を有することは、周波数領域ではＥＡＭ８３に入力したＲＦ信号の周波数及びにその整数倍の周波数の信号成分を透過することとなる。すなわち、40［GHz］+4f［Hz］のＲＦ信号をＥＡＭ８３に入力することは、(40［GHz］+4f［Hz］)×m（m：整数）の周波数で入力光信号の強度を変調していることと同等である。ＥＡＭ８３に40［GHz］+4f［Hz］のＲＦ信号と変調が掛かっていない連続光を入力した場合、ＲＦスペクトラムアナライザ１２０で検出されたＥＡＭ８３の出力光信号のＲＦスペクトルは、図３８に示すように、4f，8f，12f，16fの櫛形のスペクトルとなる。
【００２４】
160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号と40［GHz］+4f［Hz］のＲＦ信号をＥＡＭ８３に入力した時に、ＥＡＭ８３の出力光信号においては、ＯＴＤＭ信号の40［GHz］成分がダウンコンバートされて周波数4fとして、80［GHz］成分が周波数8fとして、120［GHz］成分が周波数12fとして、160［GHz］成分が周波数16fとして、出力される。そして、隣接パルス間の時間差揺らぎが制御されていないＯＴＤＭ信号のパワー揺らぎは、パルス2個周期、4個周期で起きている。つまり、光パルスの裾の重なりによるパワー変動は、80［GHz］成分、40［GHz］（120［GHz］成分）に表れる。実際、このＯＴＤＭ信号をＥＡＭ８３に入力した場合、図３８に示す、80［GHz］成分、40［GHz］（120［GHz］成分）のＲＦパワーは、変動する。一方で、160［GHz］成分のＲＦパワーは、一定である。
【００２５】
なお、ＥＡＭ８３を40 [GHz]のＲＦ信号で駆動した場合に、透過の時間窓が8ps程度と広いため、160［GHz］成分の感度は、40［GHz］成分、80［GHz］成分よりも一桁程度低い。このため、ＲＦスペクトラムアナライザ１２０は、ＥＡＭ８３の出力光信号の低周波成分の影響をより強く検出する。
【００２６】
ＥＡＭ８３を用いる位相同期回路８０の位相比較器方式は、図３７及び図３８においてＩＦ周波数f＝0 [Hz]とする構成に対応する。位相同期回路８０の位相比較器方式は、原理的に、高速光信号のクロック信号の位相成分のみならず、クロック信号のサブハーモニック（整数分の１の周波数）信号の位相成分も位相誤差信号として検出する。サブハーモニック信号は、例えば、図３８における80［GHz］成分、40［GHz］（120［GHz］成分）に対応する。すなわち、ＯＴＤＭモジュール９０の出力光信号の光パルスの裾の重なりにより入力光信号の品質が低く、ＲＦスペクトルにおいてクロック周波数近傍の成分のみならずサブハーモニック周波数近傍の成分が存在する場合に、位相誤差信号にはクロック信号の位相成分に加えて、サブハーモニック信号の位相成分も重畳される。位相同期回路８０の同期動作において、サブハーモニック信号による位相成分のパワー変動や雑音が、出力ＲＦ信号のタイミングドリフト及びサイクルスリップの要因となっていた。
【００２７】
また、ＯＴＤＭモジュール９０の出力光信号の光パルスの裾の重なりにより、その出力光信号の波形も非対称になり揺らぎが生ずる。さらに、ＯＴＤＭモジュール９０の伝送光ファイバ中の非線形現象と波長分散の相互作用によっても、出力光信号の波形が変化する。ＯＴＤＭモジュール９０の出力光信号の波形の揺らぎも、位相同期回路８０の出力ＲＦ信号のタイミングドリフト及びサイクルスリップの要因となっていた。
【００２８】
一方、従来の位相同期回路１００においては、光・電気変換器１０２から出力された電気信号のうち、ＢＰＦ１０３により周波数4×Δf成分のみが透過され、位相比較器１０４の位相比較に用いられている。周波数4×Δf成分は、入力光信号のクロック信号の周波数（160［GHz］）に対応する周波数成分である。このため、位相同期回路１００において、低周波成分の揺らぎ等による出力ＲＦ信号のタイミングドリフト及びサイクルスリップが抑制される。
【００２９】
しかし、位相同期回路１００では、ミキサ１１１から出力される二つの周波数シフトしたＲＦ信号から片方のみ取り出すためにＢＰＦ１１２を用いているが、周波数が40［GHz］のような高い周波数において、例えば帯域幅が数百［kHz］程度のような狭帯域のＢＰＦ１１２を実現するのが困難であった。そのため、位相同期回路１００では、局所発振器１０８が出力するＲＦ信号の周波数Δf を250［MHz］と大きくしている。なぜなら、二つの信号の差周波が500［MHz］となり、帯域幅が数百［MHz］程度の比較的容易に実現可能なＢＰＦ１１２を用いることで、二つの信号のうち片方を選択的に透過させることが可能となるからである。
【００３０】
このようにして発生した周波数40［GHz］＋Δf（=250［MHz］）のＲＦ信号がＥＡＭ１０１に入力され、ＥＡＭ１０１による強度変調により入力光信号が有するクロック信号が4×Δf （＝250［MHz］）＝1［GHz］の周波数にダウンコンバートされて出力される。出力光信号は、光・電気変換器１０２により光信号から電気信号に変換されるが、クロック信号の成分が1 ［GHz］あること、ＰＬＬの原理より位相誤差信号の位相遅れは60度未満でなくては正常に同期動作をしないことから、光・電気変換器１０２の変換帯域は、少なくとも１［GHz］以上必要で、好ましくは8［GHz］以上無ければならない。
【００３１】
通常、光・電気変換器１０２は、ＰＤとＴＩＡ（Trans-Impedance Amplifier、トランスインピーダンス増幅器）で構成される。一般に応答帯域が広帯域になるほど、ＰＤの光・電流変換効率は落ちる。なぜなら、一般的なＰＤの応答帯域を広帯域にするためには、高速化を阻むＰＤのＰ半導体とＮ半導体で構成されるコンデンサの容量を小さくするために、受光面の面積を小さくしなくてはならない。このことは光と受光面との結合率を下げるため、光・電流変換効率を下げる。また、ＴＩＡの増幅率も小さくなる。なぜなら、オペアンプもしくは反転増幅回路を用いてＴＩＡを構成する場合、応答帯域と増幅率とは、トレードオフの関係にある。すなわち、ＴＩＡの増幅率を決定する負荷抵抗値を大きくすればするほど、負荷抵抗値の平方根に反比例して応答帯域が小さくなる。以上のことから、広帯域の光・電気変換器１０２を用いることは、受信感度が低下し位相誤差信号のＳ／Ｎの低下につながる。このことは、位相同期回路１００から出力する同期ＲＦ信号のタイミングジッタの増加をもたらしていた。さらに、一般に光・電気変換器１０２の帯域が大きくなればなるほど、一般にその価格は増加し、製造コストが増加する。
【００３２】
光・電気変換器１０２の帯域を小さくするためには、局所発振器１０８が出力するＲＦ信号の周波数Δfを小さくすれば良い。Δfの削減を阻んでいるのが、ＢＰＦ１１２の透過幅の広さである。数十［GHz］を超えるＲＦ信号に用いるＢＰＦ１１２の透過幅を小さくするためには、ＢＰＦ１１２の次数若しくはＱ値を著しく大きくしなくてはならない。そのため、例えば、周波数10［GHz］で帯域幅1 ［MHz］といった狭帯域バンドパスフィルタを実現するためには、Ｑ値を10000と著しく大きな値にする必要があり、実現が困難であることから一般に市販されていなかった。
【００３３】
本発明の課題は、パルス間の時間差が制御されていないＯＴＤＭ信号のような、低品質の入力光信号に対して、安定して同期信号を発生するとともに、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くし、同期信号のタイミングジッタを低減し、製造コストを削減することである。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
上記課題を解決するために、本発明に係る位相同期回路は、
基準信号を発生する基準信号発生部と、
入力光信号と電気信号とを位相比較し第１の位相誤差信号を生成する光位相比較部と、
前記光位相比較部から出力された第１の位相誤差信号と、前記基準信号発生部から出力された基準信号と、を位相比較して第２の位相誤差信号を生成し、当該第２の位相誤差信号における前記入力光信号のクロック信号周波数に対応する周波数成分のみに応じて前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生して出力する位相同期部と、
前記基準信号発生部から出力された基準信号の分周信号を用いて、前記位相同期部から出力された同期信号をＳＳＢ変調して前記電気信号として前記光位相比較部に出力する変調部と、を備える。
【００３５】
好ましくは、前記光位相比較部は、
入力光信号を分岐する分岐部と、
前記電気信号に応じて、前記分岐部により分岐された光信号を変調する光変調器と、
前記分岐部により分岐された光信号を減衰する光減衰器と、
前記光変調器及び前記光減衰器から出力された光信号を光電変換し前記第１の位相誤差信号として出力するバランスドレシーバと、
前記バランスドレシーバから出力された前記第１の位相誤差信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンス増幅部と、を備え、
前記位相同期部は、
前記トランスインピーダンス増幅部から出力された前記第１の位相誤差信号と前記基準信号発生部から出力された基準信号とを位相比較し第２の位相誤差信号を出力する位相比較器と、
前記位相比較器から出力された第２の位相誤差信号を整形するループフィルタと、
前記ループフィルタにより整形された第２の位相誤差信号に応じて、前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生する同期信号発生部と、を備え、
前記変調部は、
前記基準信号発生部により発生された基準信号を分周する分周部と、
前記分周部により分周された基準信号の周波数分の周波数シフトをするように、前記同期信号発生部により発生された同期信号を変調して前記光変調器に出力するＳＳＢ変調器と、を備える。
【００３６】
また、好ましくは、前記同期信号発生部から出力される同期信号の周波数は、前記入力光信号のクロック信号の周波数のM（M：整数）分の１であり、
前記基準信号発生部から出力される基準信号の周波数をFとした場合に、前記ＳＳＢ変調器の変調周波数は、F／Mである。
【００３７】
また、好ましくは、前記変調部は、前記ＳＳＢ変調器により変調された同期信号の周波数をN（N：整数）倍に逓倍し、当該逓倍した同期信号を前記電気信号として前記光変調器に出力する周波数逓倍部を備える。
【００３８】
また、好ましくは、前記同期信号発生部から出力される同期信号の周波数は、前記入力光信号のクロック信号の周波数のM×N（M，N：整数）分の１であり、
前記基準信号発生部から出力される基準信号の周波数をFとした場合に、前記ＳＳＢ変調器の変調周波数は、F／（M×N）である。
【００３９】
また、好ましくは、前記位相同期部は、前記トランスインピーダンス増幅部から出力される第１の位相誤差信号の所定の周波数成分を透過させるフィルタを備え、
前記位相比較器は、前記フィルタから入力された前記第１の位相誤差信号と前記基準信号とを位相比較する。
【００４０】
また、好ましくは、前記基準信号発生部から出力される基準信号の周波数をFとした場合に、前記フィルタは、透過する周波数がFである。
【００４１】
また、好ましくは、前記フィルタは、帯域が位相同期回路のループ帯域の２倍より広帯域である。
【００４２】
また、好ましくは、前記ループフィルタは、次数が高い。
【００４３】
また、好ましくは、前記光変調器は、電界吸収型変調器である。
【００４４】
また、好ましくは、前記光減衰器は、可変光減衰器である。
【００４５】
また、好ましくは、前記位相比較器は、電気ミキサである。
【００４６】
また、好ましくは、前記ＳＳＢ変調器は、
前記分周部により分周された基準信号を９０度位相シフトする第１の位相シフタと、
前記分周された基準信号と、前記第１の位相シフタにより位相シフトされた基準信号との周波数分の周波数シフトをするように、前記同期信号発生部により発生された同期信号を変調して前記光変調器に出力するＩＱ変調器と、を備える。
【００４７】
また、好ましくは、前記位相比較器及び前記ＳＳＢ変調器の少なくとも一つは、Ａ／Ｄ変換器、デジタル処理デバイス、Ｄ／Ａ変換器により構成されている。
【００４８】
また、好ましくは、前記基準信号発生部から出力された基準信号を所定量位相シフトして前記位相比較器に出力する第２の位相シフタを備える。
【００４９】
また、好ましくは、前記基準信号発生部から出力された基準信号を所定量位相シフトして前記分周部に出力する第３の位相シフタを備える。
【００５０】
また、好ましくは、前記トランスインピーダンス増幅部の帯域は、前記基準信号発生部が出力する基準信号の周波数の０．６倍以上の帯域であり、前記基準信号発生部が出力する基準信号の周波数Ｆの１１．４倍以下の帯域である。
【００５１】
また、本発明の位相同期方法は、
基準信号発生部が、基準信号を発生する基準信号発生工程と、
光位相比較部が、入力光信号と電気信号とを位相比較して第１の位相誤差信号を生成する光位相比較工程と、
位相同期部が、前記光位相比較工程において生成された第１の位相誤差信号と、前記基準信号発生工程において発生された基準信号と、を位相比較して第２の位相誤差信号を生成し、当該第２の位相誤差信号における前記入力光信号のクロック信号周波数に対応する周波数成分のみに応じて前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生して出力する位相同期工程と、
変調部が、前記基準信号発生工程において発生された基準信号の分周信号を用いて、前記位相同期工程において出力された同期信号をＳＳＢ変調して前記電気信号として出力する変調工程と、を含む。
【発明の効果】
【００５２】
本発明によれば、低品質の入力光信号に対して、安定して同期信号を発生できるとともに、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くでき、同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。
【図面の簡単な説明】
【００５３】
【図１】本発明に係る第１の実施の形態の基本構成としての位相同期回路の構成を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の具体的な構成としての位相同期回路の構成を示す。
【図３】時間に対する、ＥＡＭを透過する光パワーと、ＲＦ信号との位相差が０、π／４の光信号と、を示す図である。
【図４】ＲＦ信号を基準とした光信号の位相差に対するＥＡＭを透過する光パワーを示す図である。
【図５】マルチハーモニックミキサとして取り扱うＥＡＭの構成を示す図である。
【図６】ＯＴＤＭ信号発生器の構成を示す図である。
【図７】ＯＴＤＭ信号発生器のＯＴＤＭモジュールの構成を示す図である。
【図８】理想的なＯＴＤＭ光信号のＲＦスペクトルのイメージを示す図である。
【図９】実際のＯＴＤＭ光信号のＲＦスペクトルのイメージを示す図である。
【図１０】伝送部の構成を示す図である。
【図１１】ＩＱ変調器（ＳＳＢ変調器）の入力ＲＦ信号のパワースペクトラムを示す図である。
【図１２】ＩＱ変調器（ＳＳＢ変調器）の出力ＲＦ信号のパワースペクトラムを示す図である。
【図１３】測定周波数範囲を広げたＩＱ変調器（ＳＳＢ変調器）の出力ＲＦ信号のパワースペクトラムを示す図である。
【図１４】局所発振器、プリスケーラ及び位相シフタの具体的な回路構成を示す図である。
【図１５】第１の実施の形態の位相同期回路の同期時の出力クロック信号（出力ＲＦ信号）のＲＦスペクトルを示す図である。
【図１６】周波数範囲を広げた場合の第１の実施の形態の位相同期回路の同期時の出力クロック信号（出力ＲＦ信号）のＲＦスペクトルを示す図である。
【図１７】第１の実施の形態の位相同期回路の出力クロック信号のＳＳＢ位相雑音スペクトルを示す図である。
【図１８】第１の実施の形態の位相同期回路の出力クロック信号の位相雑音スペクトルの積分値を示す図である。
【図１９】第１の実施の形態の位相同期回路の出力クロック信号のタイミングジッタを示す図である。
【図２０】第１の実施の形態の位相同期回路の入力光信号パワーに対するタイミングジッタを示す図である。
【図２１】各ＯＴＤＭモジュールの調整前の、第１の実施の形態の位相同期回路の同期動作時のＴＩＡの出力信号のＲＦスペクトラムを示す図である。
【図２２】各ＯＴＤＭモジュールの調整後の、第１の実施の形態の位相同期回路の同期動作時のＴＩＡの出力信号のＲＦスペクトラムを示す図である。
【図２３】各ＯＴＤＭモジュールの調整前の、第１の実施の形態の位相同期回路の同期動作時のＴＩＡの出力信号の10.7［MHz］を中心としたＲＦスペクトラムを示す図である。
【図２４】ビットエラーレート測定装置の構成を示す図である。
【図２５】バックトゥーバックで測定したＯＴＤＭ信号のビットエラーレートを示す図である。
【図２６】伝送部を伝送後に測定したＯＴＤＭ信号のビットエラーレートを示す図である。
【図２７】第２の実施の形態の位相同期回路の構成を示す図である。
【図２８】第１の変形例の位相同期回路の構成を示す図である。
【図２９】第２の変形例の位相同期回路の構成を示す図である。
【図３０】第３の変形例の位相同期回路の構成を示す図である。
【図３１】第４の変形例の位相同期回路の構成を示す図である。
【図３２】従来の第１の位相同期回路の構成を示す図である。
【図３３】従来の第１の位相同期回路から出力されるＲＦ信号のスペクトラムを示す図である。
【図３４】従来のＯＴＤＭモジュールの構成を示す図である。
【図３５】従来の第２の位相同期回路の構成を示す図である。
【図３６】ＯＴＤＭ信号の干渉の状態を示す図である。
【図３７】ＥＡＭの位相誤差の検出構成を示す図である。
【図３８】図３７における位相誤差の検出結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００５４】
以下、図面を参照して、本発明に係る第１、第２の実施の形態、第１〜第４の変形例を順に詳細に説明する。但し、本発明は図示例に限定されるものではない。
【００５５】
（第１の実施の形態）
図１〜図２６を参照して、本発明に係る第１の実施の形態を説明する。先ず、図１を参照して、本実施の形態の基本構成としての位相同期回路１０を説明する。図１に、本実施の形態の位相同期回路１０の構成を示す。
【００５６】
図１に示すように、位相同期回路１０は、基準信号発生部としての局所発振器２２と、光位相比較部１と、位相同期部２と、変調部３と、を備える。局所発振器２２は、基準信号としてのＲＦ信号を発生する。光位相比較部１は、入力光信号と電気信号とを位相比較して第１の位相誤差信号を生成する。位相同期部２は、光位相比較部１から出力された第１の位相誤差信号と、局所発振器２２から出力された基準信号（ＲＦ信号）と、を位相比較して第２の位相誤差信号を生成し、当該第２の位相誤差信号における前記入力光信号のクロック信号周波数に対応する周波数成分のみに応じて前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生して出力する。変調部３は、局所発振器２２から出力された基準信号の分周信号を用いて、位相同期部２から出力された同期信号をＳＳＢ（Single SideBand）変調して前記電気信号として光位相比較部１に出力する。
【００５７】
光位相比較部１は、光カプラ１１と、ＶＯＡ１２と、光変調器１３と、光・電気変換器１４０と、を備える。位相同期部２は、トランスインピーダンス増幅部としてのＴＩＡ１５と、ＢＰＦ１６と、位相比較器１７と、ループフィルタ１８と、ＶＣＯ１９と、分岐部２０と、を備える。変調部３は、ＳＳＢ変調器２１と、プリスケーラ２３と、を備える。光・電気変換器１４０は、バランスドレシーバ１４と、ＴＩＡ１５と、を有する。バランスドレシーバ１４は、ＰＤ１４１，１４２を有する。
【００５８】
光カプラ１１は、光信号の分岐部である。光カプラ１１は、ＯＴＤＭ信号である入力光信号を分岐させてＶＯＡ１２及び光変調器１３に出力する。入力光信号のクロック信号の周波数をA［Hz］とする。ＶＯＡ１２は、減衰量が調整可能な光減衰器である。光変調器１３は、ＲＦ信号に応じて入力光信号の透過量を調整し、この入力光信号を透過することにより光変調を行う。光変調器１３は、ＳＳＢ変調器２１から入力されるＲＦ信号に応じて、光カプラ１１により分岐された一方の光信号を変調してＰＤ１４２に出力する。ＶＯＡ１２は、光カプラ１１により分岐されたもう一方の光信号を、光変調器１３の出力信号と同等になるよう減衰してＰＤ１４１に出力する。
【００５９】
バランスドレシーバ１４は、２つの光信号の位相比較を行い、電気信号としての位相比較信号（位相誤差信号）を出力する。ＰＤ１４１，１４２は、入力された光信号を光電変換して電気信号を出力する。バランスドレシーバ１４は、ＶＯＡ１２、光変調器１３からＰＤ１４１，１４２に入力された２つの光信号を合わせて、入力光信号と光変調器１３の入力ＲＦ信号との位相誤差信号（第１の位相誤差信号）を生成してＴＩＡ１５に出力する。
【００６０】
ＴＩＡ１５は、入力された電流信号を電圧信号に変換する。ＴＩＡ１５は、バランスドレシーバ１４から入力された電流信号としての位相誤差信号を電圧信号に変換してＢＰＦ１６に出力する。
【００６１】
ＢＰＦ１６は、所定周波数帯の電気信号を透過するフィルタである。局所発振器２２の発振周波数をF［Hz］とする場合に、ＢＰＦ１６は、周波数F［Hz］の透過フィルタに設定される。ＢＰＦ１６は、ＴＩＡ１５から入力された電圧信号の周波数F［Hz］成分を透過して位相比較器１７に入力する。位相比較器１７は、入力された２つの電気信号の位相を比較し位相誤差信号を出力する。位相比較器１７は、ＢＰＦ１６、局所発振器２２から入力された２つの周波数F［Hz］の電気信号の位相誤差信号（第２の位相誤差信号）を生成してループフィルタ１８に出力する。
【００６２】
ループフィルタ１８は、電気信号を整形してＤＣ信号に変換する。ループフィルタ１８は、位相比較器１７から入力された位相誤差信号を整形して位相誤差信号のＤＣ信号をＶＣＯ１９に出力する。ＶＣＯ１９は、入力電圧に比例した周波数のＲＦ信号を出力する。ＶＣＯ１９は、ループフィルタ１８から入力された位相誤差信号に比例した周波数のＲＦ信号を分岐部２０に出力する。ＶＣＯ１９は、位相誤差信号の位相誤差を０にするための周波数のＲＦ信号を出力し、位相誤差が０の（位相ロックされた）状態で周波数B［Hz］のＲＦ信号を出力する。ここで、周波数A／周波数B＝M（M:整数）とする。分岐部２０は、ＶＣＯ１９から入力されたＲＦ信号のパワーを分岐して外部及びＳＳＢ変調器２１のＬＯポートに出力する。
【００６３】
局所発振器２２は、一定の周波数のＲＦ信号を生成する発振器である。局所発振器２２は、周波数F［Hz］のＲＦ信号を生成して位相比較器１７及びプリスケーラ２３に出力する。プリスケーラ２３は、入力されたＲＦ信号を分周する。プリスケーラ２３は、局所発振器２２から入力された周波数F［Hz］のＲＦ信号を1/Mに分周し、周波数F/M［Hz］のＲＦ信号のパワーを分岐してＳＳＢ変調器２１に出力する。
【００６４】
ＳＳＢ変調器２１は、入力されたＲＦ信号を変調して周波数シフトし、当該ＲＦ信号の片側（本実施の形態では上側）の側波帯で伝送するためのＲＦ信号として出力する。ＳＳＢ変調器２１は、入力された周波数F/M［Hz］のＲＦ信号に基づいて、別に入力された周波数B［Hz］のＲＦ信号を変調し、周波数（B+F/M）［Hz］のＲＦ信号を出力する。
【００６５】
ＳＳＢ変調器２１は、位相シフタ２１１と、ＩＱ変調器２１２と、を有する。位相シフタ２１１は、９０°の位相シフタである。プリスケーラ２３から出力された一方のＲＦ信号は、Ｉ信号としてＩＱ変調器２１２のＩポートに出力される。プリスケーラ２３から出力されたもう一方のＲＦ信号は、位相シフタ２１１により９０°シフトされてＱ信号としてＩＱ変調器２１２のＱポートに入力される。
【００６６】
ＩＱ変調器２１２は、Ｉポート、Ｑポート、ＬＯポート、ＲＦポートを有する。ＩＱ変調器２１２は、Ｉポート、Ｑポートに入力されたＩ信号、Ｑ信号の周波数を、ＬＯポートに入力されたＲＦ信号の周波数に加算して当該ＲＦ信号を変調し、変調したＲＦ信号をＲＦポートから出力する。ＩＱ変調器２１２は、Ｉポート、Ｑポートに入力された周波数F/M［Hz］のＩ信号、Ｑ信号に応じて、分岐部２０からＬＯポートに入力された周波数B［Hz］のＲＦ信号を変調して周波数（B+F/M）［Hz］のＲＦ信号をＲＦポートから光変調器１３に出力する。
【００６７】
位相同期回路１０において、光変調器１３により入力光信号が変調され、バランスドレシーバ１４により光電変換された電気信号から、ＢＰＦ１６により入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数F［Hz］成分のみが取り出される。そして、位相比較器１７、ループフィルタ１８、ＶＣＯ１９により、前記取り出された周波数F［Hz］成分の電圧信号と、局所発振器２２から出力されたＲＦ信号との位相誤差がなくなるような位相で周波数B［Hz］のＲＦ信号が生成される。また、ＶＣＯ１９で生成されたＲＦ信号は、ＲＦ信号とＳＳＢ変調器２１により、局所発振器２２から出力されプリスケーラ２３で分周されたＲＦ信号に応じて、変調され、周波数（B+F/M）［Hz］のＲＦ信号として光変調器１３に出力される。この周波数（B+F/M）［Hz］のＲＦ信号に応じて、光変調器１３により入力光信号が変調される。
【００６８】
このようにして、位相同期回路１０において、入力光信号に同期した周波数B［Hz］のＲＦ信号が生成される。また、入力光信号のクロック信号の周波数A［Hz］に対応する周波数F［Hz］成分の電気信号（第２の位相誤差信号）のみを同期動作に用いることで、サブハーモニック成分による平均パワー及び波形の揺らぎの影響を低減できる。
【００６９】
また、位相同期回路１０では、ＶＣＯ１９が発振するＲＦ信号の周波数をシフトする方法として、ＳＳＢ変調器２１によるＳＳＢ変調を採用した。ＳＳＢ変調を採用することで、変調後の出力信号の周波数として、（B+F/M）［Hz］もしくは （B-F/M）［Hz］のどちらか一方を選択的に出力することができ、本実施の形態では、（B+F/M）［Hz］を出力する構成とした。そのため、図３５の従来の位相同期回路１００における、F/M［Hz］の大きさの削減を阻んでいるＢＰＦ１１２を省くことができるため、F/M［Hz］の大幅な減少が可能となる。F/M［Hz］の大幅な減少により、光・電気変換器１４０の帯域を小さくできる。
【００７０】
次いで、図２を参照して、図１の基本構成のより具体的な構成としての位相同期回路１０Ａを説明する。図２に、位相同期回路１０Ａの構成を示す。位相同期回路１０Ａについて、位相同期回路１０と異なる部分を主として説明する。
【００７１】
図２に示すように、位相同期回路１０Ａは、光カプラ１１と、ＶＯＡ１２と、ＥＡＭ１３Ａと、バランスドレシーバ１４と、ＴＩＡ１５と、ＢＰＦ１６Ａと、電気ミキサ１７Ａと、ループフィルタ１８と、ＶＣＯ１９Ａと、分岐部２０と、ＳＳＢ変調器２１と、局所発振器２２Ａと、プリスケーラ２３Ａと、周波数逓倍アンプ２４と、パワーアンプ（クロックアンプ）２５と、バイアスＴ２６と、を備える。
【００７２】
位相同期回路１０Ａの入力光信号は、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号とする。160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号のクロック信号の周波数は、160［GHz］である。
【００７３】
ＢＰＦ１６Ａは、入力電気信号から周波数16f0［Hz］成分を透過する電気ＢＰＦである。ＶＣＯ１９Ａは、入力された位相誤差信号に比例する周波数のＲＦ信号を出力し、位相誤差がない状態で周波数10［GHz］のＲＦ信号を出力するＶＣＯである。局所発振器２２Ａは、周波数16f0［Hz］のＲＦ信号を出力する局所発振器である。プリスケーラ２３Ａは、入力ＲＦ信号を1/16に分周する。
【００７４】
周波数逓倍アンプ２４は、入力ＲＦ信号の周波数を４倍に逓倍する周波数逓倍器である。周波数逓倍アンプ２４は、ＳＳＢ変調器２１のＲＦポートから出力されたＲＦ信号を、その周波数を４倍にしてパワーアンプ２５に出力する。パワーアンプ２５は、入力ＲＦ信号の周波数40［GHz］帯のパワーを増幅するアンプである。パワーアンプ２５は、周波数逓倍アンプ２４から入力されたＲＦ信号の周波数40［GHz］帯のパワーを増幅してバイアスＴ２６に出力する。バイアスＴ２６は、ＤＣオフセット信号に応じて、入力されたＲＦ信号にオフセット電圧を付加する。バイアスＴ２６は、パワーアンプ２５から入力されたＲＦ信号に、ＤＣオフセット信号に応じたオフセット電圧を印加してＥＡＭ１３Ａに出力する。
【００７５】
ＥＡＭ１３Ａは、正の電圧信号が入力できないデバイスである。このため、パワーアンプ２５から出力されるＲＦ信号の中心電圧が0［V］である場合に、バイアスＴ２６により負のオフセット電圧を印加する。例えば、パワーアンプ２５から出力されるＲＦ信号の振幅が2［V］である場合に、バイアスＴ２６によりＲＦ信号に-2.2［V］の電圧が印加される。
【００７６】
位相同期回路１０では、周波数16f0［Hz］を10.7［MHz］に設定した。位相同期回路１０において、光カプラ１１、ＶＯＡ１２、ＥＡＭ１３Ａ及びバランスドレシーバ１４（光位相比較部１）の出力信号が、ＴＩＡ１５で増幅された後、局所発振器２２Ａの発振周波数16f0［Hz］を透過するＢＰＦ１６Ａで、出力信号中の周波数16f0［Hz］の信号成分が取り出される。取り出された信号の位相を検出するために、ＢＰＦ１６ＡのＬＯポートは、周波数16f0［Hz］の正弦波（ＲＦ信号）が入力されている電気ミキサ１７ＡのＲＦポートに接続される。電気ミキサ１７ＡのＩＦポートから出力される信号のＤＣ成分は、位相誤差信号であり、ループフィルタ１８を介して、ＶＣＯ１９Ａに負帰還される。ループフィルタ１８においては、電気ミキサ１７ＡのＩＦ出力信号が含む周波数32f0［Hz］（＝21.4［MHz］）の信号成分を減衰するように、カットオフ周波数を32f0［Hz］よりも十分小さく設定する必要がある。本実施の形態では、ループフィルタ１８のカットオフ周波数を約200［kHz］（≪21.4［MHz］） に設定した。なお、ここで用いたＥＡＭ１３Ａは、入力光信号の偏波に対して無依存のタイプを用いているため、位相同期回路１０は入力光信号の偏波に対し同期動作が依存しない。
【００７７】
一方で、ＥＡＭ１３Ａを駆動するＲＦ信号の周波数を次のようにシフトした。分岐したＶＣＯ１９Ａの出力ＲＦ信号の一方をＳＳＢ変調器２１に入力した。ＩＱ変調器２１２を、そのＩポート、Ｑポートに周波数f0（＝671［kHz］）の互いに位相が９０度異なる信号を入力してＳＳＢ変調器２１に用いている。なお、周波数f0（＝671［kHz］）の信号は上記周波数16f0（＝10.7［MHz］）の信号をプリスケーラ２３Ａで１６分周することにより発生させた。
【００７８】
次に、図３〜図５を参照して、ＥＡＭ１３Ａの動作をもう少し詳細に説明する。図３に、時間に対する、ＥＡＭを透過する光パワーと、ＲＦ信号との位相差が０、π／４の光信号と、を示す。図４に、ＲＦ信号を基準とした光信号の位相差に対するＥＡＭを透過する光パワーを示す。図５に、マルチハーモニックミキサとして取り扱うＥＡＭ１３０の構成を示す。
【００７９】
図３の上側のグラフに示すように、ＥＡＭは、ＥＡＭを駆動するＲＦ信号に応じて光信号の透過パワーが変化する。ＥＡＭにおいて、ＲＦ信号と光信号との相対位相差（タイミング差）がゼロの時には透過光パワー（ＥＡＭを透過する光パワー）が最大となり、相対位相差がπ/4の時には透過光パワーが最小となる。さらに、相対位相差がゼロとπ/4の中間の値のときの透過光パワーは、相対位相差に応じた上記最大及び最低のパワーの中間の値となる。その結果、図４に示すように、ＲＦ信号の位相差に応じて、ＥＡＭを透過する光パワーが増減する。このように、ＲＦ信号と光信号の位相差を透過光パワーの関数として捉えることができるため、ＥＡＭを光信号の位相比較器として用いることができる。
【００８０】
さらに、ＥＡＭを透過する光信号の透過時間幅は、図４に示すようにＥＡＭを駆動するＲＦ信号の周期の半周期よりも小さい。そのため、光信号の位相比較器としての帯域は、ＥＡＭを駆動するＲＦ信号よりも、透過時間幅に反比例した帯域まで、広帯域になる。例えば、ＥＡＭを駆動するＲＦ信号の周波数をfRFとし、その時の時間周期をTRF（＝１／fRF）とする。透過時間幅がTRF／４と小さく、周波数 2×fRF の正弦波の光信号が入力されている場合を考察する。入力光信号の半値時間幅は、TRF/4で、ＥＡＭの透過時間幅と同等である。そのため、ＲＦ信号と入力光信号との位相差を強度差として出力できる。すなわち、ＥＡＭを駆動するＲＦ信号よりも高い周波数の光信号であっても、位相誤差を検出することができる。ただし、入力光信号の周波数が大きくなると、光信号の一パルス光の幅が小さくなる。ＥＡＭの透過時間幅が入力光信号の光パルス幅よりも小さいときには、位相誤差に相当する透過光強度の消光比が大きいため、位相誤差の検出感度が高い。一方で、ＥＡＭの透過時間幅が入力光信号の光パルス幅よりも大きい場合、ＥＡＭの透過時間幅の中に光パルスが１個以上入ることとなる。このため、位相誤差に相当する透過光強度の消光比が小さくなる。すなわち、位相誤差の検出誤差が低くなる。
【００８１】
このことを周波数領域で考えると、ＥＡＭを駆動するＲＦ信号の周波数fRFのハーモニック成分（整数倍の周波数の成分）の光信号の位相比較を行えることと等価である。図５に示すように、マルチハーモニックミキサとしてのＥＡＭ１３０は、ミキサ１３１〜１３８と、加算器１３９と、周波数逓倍アンプ１４３〜１４９と、を備える。ＥＡＭ１３０は、光信号と電気のＲＦ信号とが入力され、変調光信号を出力する。周波数逓倍アンプ１４３〜１４９により、各ＲＦ信号の周波数が整数倍の周波数に逓倍される。ＲＦ信号、整数倍の周波数に逓倍されたＲＦ信号は、それぞれ、ミキサ１３１〜１３８のＬＯポートに入力される。一方で、光信号は、各ミキサ１３１〜１３８のＲＦポートに入力される。各ミキサ１３１〜１３８において、入力光信号と各ＲＦ信号とは乗算され、その各出力光信号がＩＦポートから出力される。各ミキサ１３１〜１３８のＩＦポートからの出力は、加算器１３９においてすべて加算され、変調光信号としてＥＡＭ１３０から出力される。
【００８２】
ＥＡＭ１３ＡにＥＡＭ１３０の構成を適用し、例えば、ＥＡＭ１３Ａを駆動するＲＦ信号の周波数が40［GHz］の時、入力信号の整数倍での周波数である80［GHz］、 120［GHz］、160［GHz］のＲＦ信号成分の位相を検出することができる。検出感度は、ＥＡＭの透過時間幅の逆数で決まる周波数がカットオフ周波数であるＬＰＦ（Low Pass Filter）のように、低くなる。
【００８３】
次に、図６〜図１０を参照して、位相同期回路１０Ａに入力する被試験信号である160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号の発生について説明する。図６に、ＯＴＤＭ信号発生器４０の構成を示す。図７に、ＯＴＤＭ信号発生器４０のＯＴＤＭモジュール４４の構成を示す。
【００８４】
図６に示すように、ＯＴＤＭ信号を発生する装置としてのＯＴＤＭ信号発生器４０は、パルスパターン発生器４１と、パルス光源４２と、ＬＮ（Lithium Niobate、ニオブ酸リチウム）強度変調器４３と、ＯＴＤＭモジュール４４〜４７と、を備える。
【００８５】
パルスパターン発生器４１は、周波数10［GHz］のクロック信号を発生してパルス光源４２に出力し、データ長が231-1のＰＲＢＳ（Pseudo Random Binary Sequence、擬似ランダムバイナリー列）信号を発生してＬＮ強度変調器４３に出力する。パルス光源４２は、パルスパターン発生器４１から入力される周波数10［GHz］のクロック信号に応じて、繰り返し周波数9.95328［GHz］（以降、10［GHz］と記す）のパルス幅1.6psの光パルス列を生成してＬＮ強度変調器４３に出力する。光パルスの中心波長は、1545nmに設定した。ＬＮ強度変調器４３は、パルスパターン発生器４１から入力されたＰＲＢＳ信号を用いて駆動されているため、ＬＮ強度変調器４３から入力された光パルス列がＰＲＢＳ信号に従い強度変調され、10［Gbit/s］の光信号としてＯＴＤＭモジュール４４に出力する。この光信号が４段のＯＴＤＭモジュール４４〜４７を通過させることにより、159.25［Gbit/s］（以降、160［Gbit/s］と記す）の光信号（ＯＴＤＭ信号）が発生される。
【００８６】
図７に示すように、ＯＴＤＭモジュール４４は、サーキュレータ４４１と、光カプラ４４２と、遅延線４４３と、ＶＯＡ４４４と、ＦＲＭ（Faraday Rotator Mirror、ファラデーローテータミラー）４４５，４４６と、を有する。ＯＴＤＭモジュール４４の各光部品は、すべて光ファイバデバイスである。ＯＴＤＭモジュール４５〜４７は、ＯＴＤＭモジュール４４と同様の構成を有する。
【００８７】
入力光信号がサーキュレータ４４１を介して3dBの光カプラ４４２に入力され、パワーの二つのパルス光信号に分岐される。片方の光信号は、遅延線４４３を透過後、ＦＲＭ４４５で偏波の９０度回転を受けると同時に反射され、遅延線４４３を通過後、光カプラ４４２に戻る。もう片方の光信号は、ＶＯＡ４４４を通過後、ＦＲＭ４４６で偏波の９０度回転を受けると同時に反射され、光カプラ４４２に戻る。遅延線４４３の遅延量を調整することにより、光カプラ４４２で分岐された二つの光パルス信号が時間的に等間隔に配列され、出力光信号のビットレートは２倍になる。また、ＶＯＡ４４４の光減衰量を調整することにより、光カプラ４４２で合波されるそれぞれの光信号のパワーが等しくなる。ビットレートが２倍になった光信号は、サーキュレータ４４１を介して出力される。
【００８８】
ＬＮ強度変調器４３から出力された10［Gbit/s］のパルス光信号は、ＯＴＤＭモジュールを４段通過することで、ビットレートが24  （＝16）倍となる。このようにして、10［Gbit/s］の光信号は、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号に変換される。
【００８９】
また、ＦＲＭ４４５，４４６とサーキュレータ４４１との組み合わせにより、任意の偏波の光信号入力に対し、分岐した二つの光信号の偏波は、光カプラ４４２で合波される際に、常に偏波が一致している。図３４に示した従来のＯＴＤＭモジュール９０は、光カプラ９５において、光カプラ９１で分岐した二つの光信号の偏波が一致するように、偏波コントローラ９３を調整する必要がある。ＯＴＤＭモジュール４４は、偏波コントローラによる偏波の調整を不要としており、偏波に関して安定に動作する。
【００９０】
ここで、各ＯＴＤＭモジュール４４〜４７の遅延線４４３の遅延時間と、ＶＯＡ４４４の減衰量とは、帯域が500［GHz］以上ある光サンプリングオシロスコープで波形を測定しながら、二つの光パルスがそれぞれ等間隔、等強度になるように、調整した。光サンプリングオシロスコープの時間精度から、隣接パルス間の時間間隔の精度が0.1ps程度で、隣接パルス間の強度差が数％程度である。
【００９１】
図８に、理想的なＯＴＤＭ光信号のＲＦスペクトルのイメージを示す。図９に、実際のＯＴＤＭ光信号のＲＦスペクトルのイメージを示す。
【００９２】
図８に示すように、理想的なＯＴＤＭ光信号のＲＦスペクトルは、変調によるノイズフロアと、ビットレートと同じ周波数に線スペクトルとを持つ。一方で、図９に示すように、実際のＯＴＤＭ光信号のＲＦスペクトルは、理想的なＯＴＤＭ光信号のＲＦスペクトルに追加して、基本ビットレートのハーモニック周波数に線スペクトルをもつ。遅延線４４３、ＶＯＡ４４４におけるパルス光信号の時間間隔、強度比の調整により、ＯＴＤＭ信号のサブハーモニックの周波数成分を抑制することができるが、完全に無くすことは困難である。
【００９３】
なお、光ファイバが温度により伸び縮みするため、隣接パルス間の時間間隔は、光サンプリングオシロスコープの精度よりも小さな時間幅で揺らいでいる。この時間揺らぎ幅は、約5fsである波長1.5μmの光の振動周期よりも大きい。そのため、隣接パルスの裾が互いに重なっている場合は、互いの裾が干渉し強度揺らぎとなる。この場合、図８の実際のＯＴＤＭ信号のＲＦスペクトル例においては、周波数160［GHz］成分を除いた周波数10［GHz］のハーモニック（整数倍）成分のパワーが揺らぐ。このことは160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号の品質を劣化させる要因のひとつである。
【００９４】
光ファイバ長の伸縮による160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号の品質劣化を防ぐために、ファイバ長の伸縮を補償するデバイスをＯＴＤＭモジュール４４〜４７に追加し、伸縮量を検出してピエゾ素子による可動ミラー等の補償デバイスに負帰還する方法があるが、信号発生系が高コストとなり、実用の面では不利である。このことは、たとえ、ＯＴＤＭモジュール４４〜４７を空間光学系により構築したとしても、例えば、金属の膨張収縮に伴いミラー間の距離が5 fs以上揺らぐなどの要素を削減できないため、光ファイバを用いて構築したＯＴＤＭモジュールと同様である。
【００９５】
本実施の形態においては、光ファイバ長の伸縮補償の無いＯＴＤＭモジュール４４〜４７を用いて160［Gbit/s］のＯＴＤＭ光信号を発生させている。そのため、この光信号には、隣接パルス間の裾の干渉による強度揺らぎが含まれている。
【００９６】
図１０に、伝送部５０の構成を示す。ＯＴＤＭ信号発生器４０の出力には、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号の品質を劣化させるために、伝送部５０が接続される。伝送部５０は、光増幅器５１と、伝送ファイバ部５２と、光増幅器５３と、伝送ファイバ部５４と、光増幅器５５と、伝送ファイバ部５６と、を備える。伝送ファイバ部５２は、ＮＺ−ＤＳＦ（Non-Zero Dispersion Shifted Fiber、ノンゼロ分散シフトファイバ)５２１と、ＤＣＦ（Dispersion Compensation Fiber、分散補償ファイバ）５２２と、を有する。伝送ファイバ部５４，５６は、伝送ファイバ部５２と同様である。
【００９７】
光増幅器５１、伝送ファイバ部５２、光増幅器５３、伝送ファイバ部５４、光増幅器５５及び伝送ファイバ部５６は、直列に接続されている。伝送部５０に、ＯＴＤＭ信号発生器４０で発生された160［Gbit/s］のＯＴＤＭ光信号を伝送させた。ＮＺ−ＤＳＦ５２１は、光パルスの波形を時間的に拡げる効果のある波長分散値が、一般に用いられているシングルモードの光ファイバの分散値よりも小さいため、光パルスの波形を保ったまま伝送させることのできるファイバであり、約68kmにされている。高いピークパワーを持つ光パルスが長い距離光ファイバ中を伝送することから、非線形光学効果による強度・雑音の増加が発生しやすい。また、各伝送ファイバ部５２，５４，５６の前段に、それぞれ、光増幅器５１，５３，５５を設置しているため、光増幅器５１，５３，５５自身の強度雑音も出力光信号に重畳され、信号劣化に寄与する。
【００９８】
ＯＴＤＭ信号発生器４０、伝送部５０を用いて、発生させ品質劣化させた160［Gbit/s］のＯＴＤＭ光信号に対して、位相同期回路１０Ａにより、同期した10［GHz］の信号を発生できるかどうかを実験した。なお、伝送部５０の各伝送ファイバ部５２の入力光パワーは3dBmに設定し、ＥＡＭ１３Ａに入力する光パワーを1dBmに設定した。
【００９９】
まず、従来の位相同期回路８０にて同期動作を試みた。その結果、短期的には同期を維持するものの、数十秒に一回程度の割合でサイクルスリップ、すなわち同期外れが発生していることが、電気サンプリングオシロスコープの波形観測から、明らかになった。さらに、ビットエラーレートの測定も試みたが、サイクルスリップの発生のたびにビットエラーレートの測定が不能になり、安定に測定することができなかった。
【０１００】
次に、本実施の形態の位相同期回路１０Ａにより同期動作を試みる。図１１に、ＩＱ変調器２１２（ＳＳＢ変調器２１）の入力ＲＦ信号のパワースペクトラムを示す。図１２に、ＩＱ変調器２１２（ＳＳＢ変調器２１）の出力ＲＦ信号のパワースペクトラムを示す。図１３に、測定周波数範囲を広げたＩＱ変調器２１２（ＳＳＢ変調器２１）の出力ＲＦ信号のパワースペクトラムを示す。
【０１０１】
ＩＱ変調器２１２（ＳＳＢ変調器２１）のＬＯポートに、図１１に示すような9.95328［GHz］のＲＦ信号を入力し、また、Ｉポート、Ｑポートに、周波数がf0（＝671［kHz］）のＩ信号、Ｑ信号を入力する。すると、図１２に示すように、9.95328［GHz］の入力ＲＦ信号に対し、ＩＱ変調器２１２（ＳＳＢ変調器２１）のＲＦポートに、周波数がf0 （＝671［kHz］）増加したＲＦ信号が出力されている。9.95328［GHz］＋671［kHz］のＲＦ信号のパワーに対して、変調されずに透過した信号パワーと、周波数がf0（＝671［kHz］）減少した信号のパワーとは、ともに30dB以上小さく、以下の議論では十分無視できるレベルである。また、図１３に示すように、測定周波数範囲を広げても、9.95328［GHz］＋671［kHz］のＲＦ信号の成分は、他の成分より30dB以上大きい。
【０１０２】
ＳＳＢ変調器２１の出力ＲＦ信号である周波数10［GHz］＋671［kHz］のＲＦ信号は、４倍の周波数逓倍アンプ２４を通過後、周波数が40［GHz］＋4×671［kHz］となる。周波数逓倍アンプ２４の出力ＲＦ信号は、パワーアンプ２５、バイアスＴ２６を通過後、ＥＡＭ１３Ａを駆動する。
【０１０３】
次に、図１４を参照して、局所発振器２２Ａ、プリスケーラ２３Ａ及び位相シフタ２１１のさらに具体的な回路構成を説明する。図１４に、局所発振器２２Ａ、プリスケーラ２３Ａ及び位相シフタ２１１の具体的な回路構成を示す。
【０１０４】
図１４に示すように、位相同期回路１０Ａは、局所発振器２２Ａ、プリスケーラ２３Ａ及び位相シフタ２１１として、水晶発振器２２１と、Ｔ−ＦＦ（Toggle Flip-Flop）２２２と、バッファ２２３と、フィルタ２２４と、バッファ２２５と、Ｄ−ＦＦ（Delay Flip-Flop）２１３，２１４と、バッファ２１５Ｉ，２１５Ｑと、ＬＰＦ２１６Ｉ，２１６Ｑと、レベル調整器２１７Ｉ，２１７Ｑと、バッファ２１８Ｉ，２１８Ｑと、を備える。
【０１０５】
基準信号発生部として、21.5［MHz］（＝32f0）で発振する水晶発振器２２１を用いた。デューティー比が１：１の10.7［MHz］（＝16f0）の基準信号を発生させるために、Ｔ−ＦＦ２２２を用いて１／２分周する。１／２分周した信号をできる限り純粋な正弦波とするために、フィルタ２２４を用いて高調波成分を削減する。フィルタ２２４は、ＬＰＦ又はＢＰＦである。また、必要に応じてバッファ２２３，２２５を挿入してある。高調波成分が基本波の-80dB以下である信号を位相誤差検出用の電気ミキサ１７Ａ（ダブルバランスドミキサ）に入力した。ＴＩＡ１５の帯域は約80［MHz］となるように設定し、10.7［MHz］の成分を抽出するように帯域幅が400［kHz］あるフィルタ２２４を挿入後、電気ミキサ１７Ａに位相誤差信号を入力する。電気ミキサ１７Ａの出力であるＩＦ信号をループフィルタ１８に出力する。なお、ここでフィルタ２２４は、ソーフィルタを用いた。
【０１０６】
なお、ＢＰＦ１６Ａの挿入は、位相誤差信号から不要な周波数成分を削減することができるが、同時に、必要な信号成分の透過帯域を制限することとなる。そのため、ＢＰＦ１６の透過帯域は設定した位相同期回路１０Ａのループ帯域よりも大きな帯域を持ち、かつ、透過帯域における位相遅れが小さなものを選択した。位相同期回路１０Ａのループ帯域は、設計により決める量である。ＢＰＦ１６Ａの透過帯域がループフィルタ１８の帯域を制限する。ここで、ＢＰＦ１６Ａの透過帯域は、半値全幅で規定される。そのため、中心周波数から、3dB帯域までは、半値半幅となる。一方で、位相同期回路１０Ａのループ帯域は、半値半幅で制限されるので、透過帯域（半値全幅）はループ帯域の２倍以上必要となる。
【０１０７】
ＴＩＡ１５の帯域は、入力光信号のクロック周波数による位相誤差信号である周波数16f0よりも大きくなくては、位相誤差信号を検出できない。ＴＩＡ１５は、応答帯域を増加させると同時に感度が落ちる。そのため、ＰＬＬ全体における位相余裕が、好ましくは６０度以上で少なくとも３０度以上ある条件を充たす範囲で、光信号検出感度が高くなるようにできる限り帯域を小さく設定した。一方で、ＴＩＡ１５の帯域を小さくすると、応答周波数16f0における位相遅れが大きくなり、ＰＬＬ全体の位相余裕を減らす方向にあるため、位相遅れが５度未満となるように帯域を大きく設定するのが望ましい。例えば、ここでは、ＴＩＡ１５は、ＧＢＷ（Gain Bandwidth Product：利得帯域幅積）が1.5［GHz］でＪ−ＦＥＴ入力型のオペアンプを用いて構成しており、負荷抵抗値を62［kΩ］とすることで帯域を80［MHz］以上に設定した。このとき、10.7［MHz］の信号の位相遅れは、約７．６度である。なお、位相遅れ５度とするためには帯域が10.7［MHz］の信号の１１．４倍である122［MHz］必要となる。一般に、現在市販の10［GHz］帯域のＴＩＡの負荷抵抗値は差動出力のものでも1［kΩ］以下であり、ＴＩＡ１５で用いた負荷抵抗値に比較し６０分の１以下と小さい。負荷抵抗値は光電変換効率に比例することから、本実施の形態の光信号に対する感度が６０倍以上あるといえる。また、位相遅れが大きくなると同期取得時間が増加したり同期回路が発振しやすくなるが、それでも10.7［MHz］の信号に対する位相遅れの許容値を３０度、もしくは、６０度とすると、帯域はそれぞれ、10.7［MHz］の１．７倍である18.2［MHz］、10.7［MHz］の０．６倍である6.4［MHz］となる。このときの負荷抵抗値は、ＴＩＡ１５の帯域が負荷抵抗値の平方根に反比例することを仮定すると、それぞれ、130［kΩ］、226［kΩ］となる。これらの値は、抵抗値1［kΩ］に比較して２桁以上大きくなっており、光電変換感度が著しく増加している。よって、ＴＩＡ１５の帯域は、局所発振器２２Ａが出力する基準信号（ＲＦ信号）の周波数16f0（＝F）＝10.7［MHz］の０．６倍以上の帯域であり、同じく基準信号の周波数10.7［MHz］の１１．４倍以下の帯域であることが好ましい。このように、光・電気変換器１４０のＴＩＡ１５の帯域を小さく設定することにより、位相同期回路１０Ａは、光・電気信号変換効率を高くし、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くし、低ジッタの同期ＲＦ信号を発生することができる。同時に、光・電気変換器１４０の低コスト化による製造コスト減少をもたらす。
【０１０８】
10［GHz］のＲＦ信号を変調する信号は、次のように発生させた。21.5［MHz］（＝32f0）で発振する水晶発振器２２１を８分周することで、2.7［MHz］（＝4f0）の周波数の信号を発生する。この信号をＤ−ＦＦ２１３，２１４対の回路に入力することで、さらに４分周され、かつ位相が９０度異なる二つの周波数671［kHz］（＝f0）のデジタル信号（Ｉクロック信号、Ｑクロック信号）を発生する。出力されたデジタル信号をできる限り純粋な正弦波にするために、５次のＬＰＦ２１６Ｉ，２１６Ｑにより高調波成分を削減し、２次の高調波のパワーが基準派の-40dB以下にした。また、ＬＰＦ２１６Ｉ，２１６Ｑの出力信号は、レベル調整器２１７Ｉ，２１７Ｑによりレベル調整される。また、必要に応じてバッファ２１５Ｉ，２１５Ｑ，２１８Ｉ，２１８Ｑを挿入してある。それらの出力信号を、Ｉ信号、Ｑ信号としてＩＱ変調器２１２のＩポート、Ｑポートに出力することで、10［GHz］のＲＦ信号をＳＳＢ変調し、10［GHz］＋671［kHz］のＲＦ信号を発生した。
【０１０９】
位相同期回路１０Ａに、ＯＴＤＭ信号発生器４０及び伝送部５０により発生させ品質劣化させた160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号を入力したところ、タイミングドリフト及びサイクルスリップなく、安定に同期を維持することを確認した。
【０１１０】
図１５に、位相同期回路１０Ａの同期時の出力クロック信号（出力ＲＦ信号）のＲＦスペクトルを示す。図１６に、周波数範囲を広げた場合の位相同期回路１０Ａの同期時の出力クロック信号（出力ＲＦ信号）のＲＦスペクトルを示す。
【０１１１】
図１５のＲＦスペクトルは、周波数範囲2［MHz］、ＲＢＷ（Resolution Band Width）10［kHz］で測定した出力クロック信号のＲＦスペクトルである。中心のキャリアに対して、-60 [dBm]より低いパワーレベルにおいてパワーが低くなるにつれてより広がったスペクトルとなる、位相同期回路に特徴的なＲＦスペクトルが得られた。ループ帯域がおよそ200［kHz］程度であることがわかる。図１６のＲＦスペクトルは、帯域10［MHz］、ＲＢＷ30［kHz］で測定した出力クロック信号のＲＦスペクトルである。オフセット周波数1.3［MHz］（＝2f0）に比較的大きなスプリアスがあるものの、その他の高調波成分によるスプリアスは見当たらない。
【０１１２】
図１７に、位相同期回路１０Ａの出力クロック信号のＳＳＢ位相雑音スペクトルを示す。図１７に示すように、位相同期回路１０Ａの出力クロック信号のＳＳＢ位相雑音量は、10［kHz］において-85［dBc/Hz］、100［kHz］において-103［dBc/Hz］, 1［MHz］において-130［dBc/Hz］と低い位相雑音量であることが明らかになった。
【０１１３】
図１８に、位相同期回路１０Ａの出力クロック信号の位相雑音スペクトルの積分値を示す。図１９に、位相同期回路１０Ａの出力クロック信号のタイミングジッタを示す。図１８に示すように、図１７の位相同期回路１０Ａの出力クロック信号の位相雑音スペクトルを積分することにより総位相雑音量が得られる。図１８で、位相雑音スペクトルの表示値を２乗ラジアンとして横軸の周波数まで積分した。図１９で、位相雑音スペクトルの表示値をタイミングジッタとして横軸の周波数まで積分した。図１８、図１９で、100Hzから10MHzまでの積分で得られた量は、8.0×10-5［rad2］、150［fs］である。これらの値は、出力クロック信号を用いた電気処理等に用いるには十分小さく実用的な値である。
【０１１４】
位相同期回路１０Ａが同期動作する入力光信号パワーの下限を確認するために、タイミングジッタの160［Gbit/s］ＯＴＤＭ信号入力パワー依存性を測定した。測定においては、ループ帯域が一定になるように、入力光信号のパワーを小さくするごとに、ループフィルタ１８の増幅率を増大させループゲインを増大させた。その結果として、図２０に、位相同期回路１０Ａの入力光信号パワーに対するタイミングジッタを示す。図２０の横軸は、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号を位相同期回路１０Ａに入力したパワーであり、縦軸が、位相同期回路１０Ａの出力クロック信号のタイミングジッタで、破線が、パルスパターン発生器４１がパルス光源４２に出力するクロック信号のタイミングジッタである62.3［fs］を示している。
【０１１５】
図２０では、入力光信号パワーが -10 [dBm]以上のときにタイミングジッタが100［fs］以下となっており、-10［dBm］よりも入力パワーが小さくなるにつれ、タイミングジッタが増大している。ことから、入力光信号パワーの下限はおよそ-10［dBm］であるといえる。このタイミングジッタの増大は、ＴＩＡ１５が出力する第１の位相誤差信号の信号雑音比（ＳＮＲ：Signal to Noise Ratio）の減少が原因である。そのため、入力光信号パワーの下限をさらに下げるには、ＴＩＡ１５の増幅率を上げるために負荷抵抗を増大させることが有効であるが、同時に局所発振器２２Ａの周波数も減少させる必要がある。なぜならば、ＴＩＡ１５の負荷抵抗増大はＴＩＡ１５の帯域減少を伴い、第１の位相誤差信号の位相遅れが増大し、位相同期回路１０Ａの正常な同期動作を妨げる原因となる。以上のことから、第１の位相誤差信号の周波数をＴＩＡ１５の帯域減少の割合に応じて減少させる必要があるからである。なお、入力光信号パワーの上限は、ＥＡＭ１３Ａの入力上限により制限され、本測定では10［dBm］である。また、本測定では、入力光信号パワーを変えるたびにループゲインを調節しているが、自動利得制御回路（ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路）を例えば電気ミキサ１７Ａの前段に設置することによりループゲインの調整を自動化することも可能である。
【０１１６】
次に、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号の波形が変化しても同期が維持できることを示すために、位相同期回路１０Ａの同期動作時に、各ＯＴＤＭモジュール４４〜４７の遅延線及びＶＯＡを調整した。図２１に、各ＯＴＤＭモジュール４４〜４７の調整前の、位相同期回路１０Ａの同期動作時のＴＩＡ１５の出力信号のＲＦスペクトラムを示す。図２２に、各ＯＴＤＭモジュール４４〜４７の調整後の、位相同期回路１０Ａの同期動作時のＴＩＡ１５の出力信号のＲＦスペクトラムを示す。図２３に、各ＯＴＤＭモジュール４４〜４７の調整前の、位相同期回路１０Ａの同期動作時のＴＩＡ１５の出力信号の10.7［MHz］を中心としたＲＦスペクトラムを示す。
【０１１７】
図２１、図２３に示すように、本来必要な10.7［MHz］（＝16f0）成分の他にも671［kHz］の間隔で不要なスプリアスが存在することがわかる。これは、160［Gbit/s］のＯＴＤＭ信号の不完全な整列や、ＳＳＢ変調後の10［GHz］のＲＦ信号に不要な信号成分があることが原因である。図２２に示すように、各ＯＴＤＭモジュール４４〜４７を調整することにより、5.37［MHz］（＝8f0）の値を25db削減でき、6.0［MHz］（＝9f0）や6.7［MHz］（＝10f0）の成分も削減され、これらを含む左から８，９，１０，１１番目のＲＦモードのパワーが大きく減少されていることがわかる。この調整中同期は維持されていた。すなわち、本実施の形態の位相同期回路１０Ａは、入力光信号の波形の変化に耐性を持つことが明らかになった。
【０１１８】
次に、図２４〜図２６を参照して、位相同期回路１０Ａのビットエラーレートの測定を説明する。図２４に、ビットエラーレート測定装置６０の構成を示す。図２５に、バックトゥーバックで測定したＯＴＤＭ信号のビットエラーレートを示す。図２６に、伝送部５０伝送後の測定したＯＴＤＭ信号のビットエラーレートを示す。
【０１１９】
図２４に示すように、ビットエラーレート測定装置６０は、光増幅器６１と、光カプラ６２と、偏波コントローラ６３と、位相同期回路１０Ａと、パルス光源６４と、光カプラ６５と、高非線形ファイバ６６と、ＢＰＦ６７と、ＶＯＡ６８と、ＰＤ６９と、ＣＤＲ（Clock DataRecovery）７０と、ＥＤ（Error Detector）７１と、を備える。
【０１２０】
ビットエラーレート測定装置６０において、伝送部５０からの出力光信号が光増幅器６１にて増幅された後、光カプラ６２により、２つの信号に分岐される。分岐された片方の光信号は、偏波コントローラ６３を通過後、後段の光カプラ６５に入力される。分岐されたもう片方の光信号は、位相同期回路１０Ａに入力される。位相同期回路１０Ａが発生した10［GHz］のクロック信号（ＲＦ信号）は、繰り返し周波数10［GHz］でパルス幅1.6psの光パルスを発生するパルス光源６４に、クロック信号として入力される。パルス光源６４は、入力光信号とは異なる中心波長が1560nmで入力クロック信号に同期した繰り返し周波数10［GHz］でパルス幅1.6psの光パルス列を発生し、かつ、出力タイミングを任意の設定したタイミングにすることができる。
【０１２１】
光カプラ６５において、入力された光信号と10［GHz］の光パルス列とが混合された後、混合光信号が高非線形ファイバ６６に入力される。高非線形ファイバ６６は、ゼロ分散波長が1560nmのものを用いており、長さが200mである。四光波混合（ＦＷＭ： Four Wave Mixing)と呼ばれる非線形現象が高非線形ファイバ６６中で発生し、10［GHz］の光パルス列と時間的に重なっている光信号の一部が1575nmのアイドラー光として発生する。高非線形ファイバ６６の出力光信号から、波長幅2nmの光ＢＰＦであるＢＰＦ６７により1575nmの光成分が取り出される。このことは、このアイドラー光は、１６個の光信号が並んでいるＯＴＤＭ信号から１個の光信号を抜き出したことに相当し、これ以降、10［Gbit/s］の光信号として扱うことができる。ＢＰＦの出力光信号は、ＶＯＡ６８で光パワーが調節された後に、ＰＤ６９に入力される。ＰＤ６９において、入力光信号が電気信号に変換され、ＣＤＲ７０において、10［Gbit/s］の光信号のデータとクロックとが抽出され、ＥＤ７１に入力されることで、ビットエラーレートが測定された。
【０１２２】
図２５のＯＴＤＭ信号発生器４０が発生したＯＴＤＭ信号を直接ビットエラーレート測定装置６０で測定した（バックトゥーバックで測定した）測定結果と、図２６のＯＴＤＭ信号発生器４０が発生したＯＴＤＭ信号を伝送部５０の伝送後にビットエラーレート測定装置６０で測定した測定結果と、を比較する。図２５、図２６におけるチャネル（ch）とは、ＯＴＤＭ信号の最初の信号を1chとし、２番目の信号を2chとし、以降、順番に番号がふられているものである。図２５に比べて、図２６において、伝送部５０伝送後のビットエラー測定において、最小値5.6×10-11のエラーレート測定に成功しており、位相同期回路１０Ａが実用できることを示している。バックトウバックで測定したＯＴＤＭ信号のビットエラーレートと、伝送後の信号のビットエラーレートを以下の図に示す。1chのビットエラーレート10-9において、パワーペナルティーがおよそ1.5dBあることがわかる。
【０１２３】
以上、本実施の形態によれば、位相同期回路１０は、局所発振器２２と、入力光信号と電気信号とを位相比較して第１の位相誤差信号を生成する光位相比較部１（光カプラ１１、光変調器１３、ＶＯＡ１２、バランスドレシーバ１４、ＴＩＡ１５）と、光位相比較部１から出力された第１の位相誤差信号と、局所発振器２２から出力された基準信号（ＲＦ信号）とを位相比較して第２の位相誤差信号を生成し、当該第２の位相誤差信号における前記入力光信号のクロック信号周波数に対応する周波数成分のみに応じて前記入力光信号の位相に同期した同期信号を発生して出力する位相同期部２（位相比較器１７、ループフィルタ１８、ＶＣＯ１９）と、局所発振器２２から出力された基準信号の分周信号を用いて、位相同期部２から出力された同期信号をＳＳＢ変調して前記電気信号として光位相比較部１に出力する変調部３（プリスケーラ２３、ＳＳＢ変調器２１）と、を備える。このため、低品質の入力光信号（ＯＴＤＭ信号）に対して、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分のみに対応する同期信号を発生して出力でき、タイミングドリフト及びサイクルスリップを防ぐことができ、安定して同期信号を発生できる。
【０１２４】
また、位相同期回路１０は、ＳＳＢ変調器２１を備える。このため、ＳＳＢ変調器２１の出力にＢＰＦが不要で、周波数シフト量f0を小さくすることができる。周波数シフト量f0を小さくするので、光・電気変換部１４０（ＴＩＡ１５）の帯域を小さくすることができる。光・電気変換部１４０（ＴＩＡ１５）の帯域を小さくできるので、位相同期回路１０Ａは、光・電気信号変換効率を高くでき、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くでき、出力する同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。
【０１２５】
また、位相同期回路１０Ａにおいて、周波数逓倍アンプ２４は、ＳＳＢ変調器２１から出力されたＲＦ信号の周波数をN（N＝4）倍に逓倍し、当該逓倍したＲＦ信号をパワーアンプ２５、バイアスＴ２６を介してＥＡＭ１３Ａに出力する。ＶＣＯ１９から出力される出力信号の周波数が、入力光信号のクロック信号の周波数のM×N（M＝4）分の１であり、局所発振器２２から出力されるＲＦ信号の周波数を16f0とした場合に、ＳＳＢ変調器２１の変調周波数は、4f0である。このため、バランスドレシーバ１４の出力に、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数16f0成分を含めることができる。
【０１２６】
また、位相同期回路１０Ａ（位相同期部２）は、バランスドレシーバ１４から出力される第１の位相誤差信号の周波数16f0成分を透過するＢＰＦ１６Ａを備える。このため、電気ミキサ１７Ａが、不要な周波数成分を除去して、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分の第２の位相誤差信号をＶＣＯ１９Ａに出力でき、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分から同期信号を発生して出力できる。
【０１２７】
また、ＢＰＦ１６Ａは、帯域が位相同期回路１０Ａのループ帯域の２倍より広帯域である。このため、設定したループ帯域内の周波数領域における位相誤差信号（第２の位相誤差信号）の位相遅れを抑制できる。
【０１２８】
また、光変調器１３として、ＥＡＭ１３Ａを用いることができる。特に、入力偏波に無依存のＥＡＭ１３Ａを用いるので、入力光信号の偏波の制限を無くすことができる。
【０１２９】
また、光減衰器として、ＶＯＡ１２を用いる。このため、入力光信号の減衰量を適切に調整できる。
【０１３０】
また、位相比較器１７として、電気ミキサ１７Ａを用いることができる。
【０１３１】
また、ＳＳＢ変調器２１として、位相シフタ２１１と、ＩＱ変調器２１２と、の組合せを用いることができる。
【０１３２】
また、ＴＩＡ１５の帯域は、局所発振器２２Ａが出力する基準信号（ＲＦ信号）の周波数16f0（＝F）の０．６倍以上の帯域であり、局所発振器２２Ａが出力する基準信号（ＲＦ信号）の周波数の１１．４倍以下の帯域である。このため、位相誤差信号（第２の位相誤差信号）の位相遅れを抑制し正常に入力光信号に同期できるとともに、位相誤差検出感度を高くでき、出力する同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。
【０１３３】
（第２の実施の形態）
図２７を参照して、本発明に係る第２の実施の形態を説明する。図２７に、本実施の形態の位相同期回路１０Ｂの構成を示す。
【０１３４】
本実施の形態の位相同期回路１０Ｂは、第１の実施の形態の位相同期回路１０Ａと同様に、入力光信号に位相同期したＲＦ信号を出力する。このため、位相同期回路１０Ｂについて、位相同期回路１０Ａと異なる部分を主として説明する。
【０１３５】
図２７に示すように、位相同期回路１０Ｂは、光カプラ１１と、遅延線２７と、サーキュレータ２８，２９と、ＥＡＭ１３Ｂと、バランスドレシーバ１４と、ＴＩＡ１５と、ＢＰＦ１６Ａと、電気ミキサ１７Ａと、ループフィルタ１８と、ＶＣＯ１９Ａと、分岐部２０と、ＳＳＢ変調器２１と、局所発振器２２Ａと、プリスケーラ２３Ａと、周波数逓倍アンプ２４と、パワーアンプ２５と、バイアスＴ２６と、を備える。
【０１３６】
位相同期回路１０Ｂの入力光信号は、160［Gbits/s］のＯＴＤＭ信号であるものとする。遅延線２７は、入力光信号を微分するための要素である。遅延線２７の遅延量は、ＯＴＤＭ信号のタイムスロット（6.25ps）の１／６〜１／３である。ＥＡＭ１３Ｂは、ＥＡＭ１３Ｂと同様に、入力ＲＦ信号に応じて、２つの入力光信号を光変調して出力する。
【０１３７】
光カプラ１１により分岐された一方の光信号は、サーキュレータ２８を介してＥＡＭ１３Ｂに入力され光変調されてＰＤ１４１に出力される。光カプラ１１により分岐されたもう一方の光信号は、遅延線２７により遅延される。遅延線２７により遅延された光信号は、サーキュレータ２９を介してＥＡＭ１３Ｂに入力され光変調されてＰＤ１４２に出力される。
【０１３８】
位相同期回路１０Ａに比べて、位相同期回路１０Ｂは、遅延線２７の遅延による入力光信号の微分により、高周波成分160［GHz］の感度が高くなる。しかし、低周波成分を全て除去できなく、低周波成分も残り、平均光パワー揺らぎ等が発生する。このため、位相同期回路１０Ｂは、位相同期回路１０Ａと同様に、ＢＰＦ１６Ａ、局所発振器２２Ａ、プリスケーラ２３Ａ、ＳＳＢ変調器２１等により、低周波成分の影響を低減している。
【０１３９】
以上、本実施の形態によれば、位相同期回路１０Ｂにより、位相同期回路１０Ａと同様に、低品質の入力光信号（ＯＴＤＭ信号）に対して、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分のみに対応する同期信号を発生して出力でき、タイミングドリフト及びサイクルスリップを防ぐことができ、安定して同期信号を発生できる。これとともに、光・電気変換部１４０（バランスドレシーバ１４、ＴＩＡ１５）の帯域を小さくできるので、光・電気信号変換効率を高くでき、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くでき、出力する同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。
【０１４０】
（第１の変形例）
図２８を参照して、第１の実施の形態の第１の変形例を説明する。図２８に、本変形例の位相同期回路１０Ｃの構成を示す。
【０１４１】
第１の実施の形態の位相同期回路１０Ａが入力光信号に位相同期した10［GHz］のＲＦ信号を出力するものであったが、本変形例の位相同期回路１０Ｃは、入力光信号に位相同期した40［GHz］のＲＦ信号を出力する構成を有する。このため、位相同期回路１０Ｃについて、位相同期回路１０Ａと異なる部分を主として説明する。
【０１４２】
図２８に示すように、位相同期回路１０Ｃは、光カプラ１１と、ＶＯＡ１２と、ＥＡＭ１３Ａと、バランスドレシーバ１４と、ＴＩＡ１５と、ＢＰＦ１６Ｃと、電気ミキサ１７Ａと、ループフィルタ１８と、ＶＣＯ１９Ｃと、分岐部２０と、ＳＳＢ変調器２１と、局所発振器２２Ｃと、プリスケーラ２３Ｃと、周波数逓倍アンプ２４と、パワーアンプ２５と、バイアスＴ２６と、を備える。
【０１４３】
ＢＰＦ１６Ｃは、入力ＲＦ信号の周波数F［Hz］成分を透過するＢＰＦである。ＶＣＯ１９Ｃは、ループフィルタ１８から入力される位相誤差信号に応じた周波数（位相誤差がない場合に周波数40［GHz］となる）ＲＦ信号を生成して分岐部２０に出力する。分岐部２０は、ＯＴＤＭ信号に同期した周波数40［GHz］のＲＦ信号を分岐して外部とＳＳＢ変調器２１とに出力する。局所発振器２２Ｃは、周波数F［Hz］のＲＦ信号を生成して電気ミキサ１７Ａ及びプリスケーラ２３Ｃに出力する。プリスケーラ２３Ｃは、局所発振器２２Ｃから入力されたＲＦ信号を１／４に分周してＳＳＢ変調器２１に出力する。ＳＳＢ変調器２１は、分岐部２０から入力された周波数40［GHz］のＲＦ信号と、プリスケーラ２３Ｃから入力された周波数F/4［Hz］のＲＦ信号とに基づいて、周波数40［GHz］＋ F/4［Hz］のＲＦ信号を生成してパワーアンプ２５に出力する。
【０１４４】
以上、本変形例によれば、位相同期回路１０において、ＶＣＯ１９Ｃから出力される出力信号の周波数が、入力光信号のクロック信号の周波数のM（M＝4）分の１であり、局所発振器２２から出力されるＲＦ信号の周波数をFとした場合に、ＳＳＢ変調器２１の変調周波数は、F／Mである。このため、バランスドレシーバ１４の出力に、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数F成分を含めることができる。さらに、周波数逓倍アンプを備えないため、装置構成を簡単にでき、製造コストを低減できる。
【０１４５】
また、位相同期回路１０Ａと同様に、低品質の入力光信号（ＯＴＤＭ信号）に対して、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分のみに対応する同期信号を発生して出力でき、タイミングドリフト及びサイクルスリップを防ぐことができ、安定して同期信号を発生できる。これとともに、光・電気変換部１４０（バランスドレシーバ１４、ＴＩＡ１５）の帯域を小さくできるので、光・電気信号変換効率を高くでき、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くでき、出力する同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。
【０１４６】
（第２の変形例）
図２９を参照して、第１の実施の形態の第２の変形例を説明する。図２９に、本変形例の位相同期回路１０Ｄの構成を示す。
【０１４７】
本変形例の位相同期回路１０Ｄは、第１の変形例の位相同期回路１０ＣでＢＰＦ１６Ｃを除去した構成を有する。このため、位相同期回路１０Ｄについて、位相同期回路１０Ｃと異なる部分を主として説明する。
【０１４８】
図２９に示すように、位相同期回路１０Ｄは、光カプラ１１と、ＶＯＡ１２と、ＥＡＭ１３Ａと、バランスドレシーバ１４と、ＴＩＡ１５と、電気ミキサ１７Ａと、ループフィルタ１８Ｄと、ＶＣＯ１９Ｃと、分岐部２０と、ＳＳＢ変調器２１と、局所発振器２２Ｃと、プリスケーラ２３Ｃと、周波数逓倍アンプ２４と、パワーアンプ２５と、バイアスＴ２６と、を備える。
【０１４９】
ループフィルタ１８Ｄは、電気ミキサ１７Ａから入力された位相誤差信号を整形してＶＣＯ１９Ｃに出力する。位相同期回路１０Ｄに、ＶＣＯ１９が無いため、ＴＩＡ１５から不要な周波数成分（周波数F［Hz］以外の成分）が電気ミキサ１７Ａに入力される。つまり、電気ミキサ１７Ａから出力される位相誤差信号は、ＢＰＦによる帯域制限が無い。よって、不要な信号成分がＶＣＯ１９Ｃに到達するのを防ぐために、ループフィルタ１８Ｄは、ループフィルタ１８よりも次数が高いループフィルタにされる。例えば、ループフィルタ１８Ｄの次数は、設定したループ帯域内の周波数領域において上記第２の位相誤差信号の位相遅れが６０度以下となる範囲において、できる限り高次のものを用いる。
【０１５０】
以上、本変形例によれば、位相同期回路１０Ｄは、ＢＰＦ１６Ａを備えず、ループフィルタ１８Ｄの次数が高い。このため、ループフィルタ１８が、不要な周波数成分を除去して、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分の第２の位相誤差信号をＶＣＯ１９Ｃに出力でき、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分から同期信号を発生して出力できる。
【０１５１】
また、位相同期回路１０Ａと同様に、低品質の入力光信号（ＯＴＤＭ信号）に対しても、入力光信号のクロック信号に対応する周波数成分のみに対応する同期信号を発生して出力でき、タイミングドリフト及びサイクルスリップを防ぐことができ、安定して同期信号を発生できる。これとともに、光・電気変換部１４０（バランスドレシーバ１４、ＴＩＡ１５）の帯域を小さくできるので、光・電気信号変換効率を高くでき、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くでき、出力する同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。
【０１５２】
また、ＢＰＦ１６Ａを備えない。このため、装置構成を簡単にでき、製造コストを低減できる。さらに、ＢＰＦ１６Ａによる位相遅れを省けるために、ループ帯域の増大が可能となる。クロック信号成分の透過帯域は、電気ＢＰＦの通過帯域で制限される。この帯域が広いほど、ループ帯域を増大させ、位相雑音を低下させることが可能となる。この帯域の最大幅は、F／（M×N）［Hz］である（N=1を含む）。
【０１５３】
（第３の変形例）
図３０を参照して、第１の実施の形態の第３の変形例を説明する。図３０に、本変形例の位相同期回路１０Ｅの構成を示す。
【０１５４】
本変形例の位相同期回路１０Ｅは、第１の変形例の位相同期回路１０Ｃに、位相シフタ３０Ｅを追加した構成である。このため、位相同期回路１０Ｅについて、位相同期回路１０Ｃと異なる部分を主として説明する。
【０１５５】
図３０に示すように、位相同期回路１０Ｅは、光カプラ１１と、ＶＯＡ１２と、ＥＡＭ１３Ａと、バランスドレシーバ１４と、ＴＩＡ１５と、ＢＰＦ１６Ｃと、電気ミキサ１７Ａと、ループフィルタ１８と、ＶＣＯ１９Ｃと、分岐部２０と、ＳＳＢ変調器２１と、局所発振器２２Ｃと、プリスケーラ２３Ｃと、周波数逓倍アンプ２４と、パワーアンプ２５と、バイアスＴ２６と、位相シフタ３０Ｅと、を備える。
【０１５６】
位相シフタ３０Ｅは、局所発振器２２Ｃから入力された周波数F［Hz］のＲＦ信号を所定の位相量シフトして電気ミキサ１７Ａに出力する。例えば、外部機器において、位相同期回路の出力ＲＦ信号（クロック信号）の位相（タイミング）を入力光信号の同期位相（タイミング）から調整する必要がある場合を考える。この場合に、位相同期回路１０Ｅを用いて、外部機器に要求される位相調整量を位相シフタ３０Ｅによりシフトする。
【０１５７】
以上、本変形例によれば、位相同期回路１０Ｅは、局所発振器２２Ｃから出力されたＲＦ信号を所定量位相シフトして電気ミキサ１７Ａに出力する位相シフタ３０Ｅを備える。このため、低品質の入力光信号（ＯＴＤＭ信号）に対しても、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分のみに対応し且つ所定量位相シフトした同期信号を発生して出力でき、タイミングドリフト及びサイクルスリップを防ぐことができ、安定して同期信号を発生できる。これとともに、光・電気変換部１４０（バランスドレシーバ１４、ＴＩＡ１５）の帯域を小さくできるので、光・電気信号変換効率を高くでき、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くでき、出力する同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。
【０１５８】
（第４の変形例）
図３１を参照して、第１の実施の形態の第４の変形例を説明する。図３１に、本変形例の位相同期回路１０Ｆの構成を示す。
【０１５９】
本変形例の位相同期回路１０Ｆは、第１の変形例の位相同期回路１０Ｃに、位相シフタ３０Ｆを追加した構成である。このため、位相同期回路１０Ｅについて、位相同期回路１０Ｃと異なる部分を主として説明する。
【０１６０】
図３０に示すように、位相同期回路１０Ｅは、光カプラ１１と、ＶＯＡ１２と、ＥＡＭ１３Ａと、バランスドレシーバ１４と、ＴＩＡ１５と、ＢＰＦ１６Ｃと、電気ミキサ１７Ａと、ループフィルタ１８と、ＶＣＯ１９Ｃと、分岐部２０と、ＳＳＢ変調器２１と、局所発振器２２Ｃと、プリスケーラ２３Ｃと、周波数逓倍アンプ２４と、パワーアンプ２５と、バイアスＴ２６と、位相シフタ３０Ｆと、を備える。
【０１６１】
位相シフタ３０Ｆは、局所発振器２２Ｃから入力された周波数F［Hz］のＲＦ信号を所定の位相量シフトしてＳＳＢ変調器２１に出力する。位相同期回路１０Ｅと同様に、位相同期回路１０Ｅは、外部機器に要求される位相調整量を位相シフタ３０Ｅによりシフトする。
【０１６２】
以上、本変形例によれば、位相同期回路１０Ｆは、局所発振器２２Ｃから出力されたＲＦ信号を所定量位相シフトしてプリスケーラ２３Ｃに出力する位相シフタ３０Ｆを備える。このため、低品質の入力光信号（ＯＴＤＭ信号）に対しても、入力光信号のクロック信号の周波数に対応する周波数成分のみに対応し且つ所定量位相シフトした同期信号を発生して出力でき、タイミングドリフト及びサイクルスリップを防ぐことができ、安定して同期信号を発生できる。これとともに、光・電気変換部１４０（バランスドレシーバ１４、ＴＩＡ１５）の帯域を小さくするので、光・電気信号変換効率を高くでき、入力光信号が有するクロック信号に対する位相誤差検出感度を高くでき、出力する同期信号のタイミングジッタを低減でき、製造コストを削減できる。。
【０１６３】
なお、上記各実施の形態及び各変形例における記述は、本発明に係る位相同期回路及び位相同期方法の一例であり、これに限定されるものではない。
【０１６４】
例えば、上記各実施の形態及び各変形例の構成のうち、少なくとも２つを組み合わせることとしてもよい。
【０１６５】
また、上記各実施の形態及び各変形例において、光変調器１３としてＥＡＭ１３Ａを用いる構成としたが、これに限定されるものではない。光変調器１３として、ＬＮ位相変調器（ＬＮ−ＩＭ：Lithium Niobate Intensity Modulator、ニオブ酸リチウム位相変調器）を用いる構成としてもよい。ＥＡＭを用いる場合、入力偏波に対して無依存のＥＡＭを採用すると、位相同期回路に対する入力光信号の偏波には制限がなくなる。一方で、ＬＮ位相変調器は、入力偏波無依存のものが無い。このため、入力光信号の偏波をＬＮ位相変調器に合わせて入力する必要が生じる。
【０１６６】
また、上記各実施の形態及び各変形例において、位相比較器１７として電気ミキサ１７Ａを用いる構成としたが、これに限定されるものではない。位相比較部として、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換器、デジタル処理デバイス、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換器の組合せの回路や、ＸＯＲ及びＪ−ＦＦの組合せの回路等を用いる構成としてもよい。このデジタル処理デバイスは、電気ミキサ１７Ａと同等の機能をデジタル処理で実現するデバイスである。
【０１６７】
また、上記各実施の形態及び各変形例において、ＳＳＢ変調器として、位相シフタ２１１及びＩＱ変調器２１２を有するＳＳＢ変調器２１を用いる構成としたが、これに限定されるものではない。ＳＳＢ変調器として、Ａ／Ｄ変換器、デジタル処理デバイス、Ｄ／Ａ変換器の組合せの回路等を用いる構成としてもよい。このデジタル処理デバイスは、ＳＳＢ変調器２１と同等の機能をデジタル処理で実現するデバイスである。
【０１６８】
また、上記各実施の形態及び各変形例において、入力光信号のクロック信号の周波数は、160［GHz］に限定されるものではない。同期ＲＦ信号の周波数も、10、40［GHz］に限定されるものではない。
【０１６９】
また、上記各実施の形態及び各変形例において、位相同期回路に入力される光信号は、高品質のＯＴＤＭ信号であってもよく、ＯＴＤＭ信号以外の光信号であってもよい。
【０１７０】
また、上記各実施の形態及び各変形例で説明した位相同期回路の各構成要素の細部構成、及び細部動作に関しては、本発明の趣旨を逸脱することのない範囲で適宜変更可能であることは勿論である。
【符号の説明】
【０１７１】
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ  位相同期回路
１  光位相比較部
２  位相同期部
３  変調部
１１  光カプラ
１２  ＶＯＡ
１３  光変調器
１３Ａ，１３Ｂ，１３０  ＥＡＭ
１３１〜１３８  ミキサ
１３９  加算器
１４３〜１４９  周波数逓倍アンプ
１４０  光・電気変換器
１４  バランスドレシーバ
１４１，１４２  ＰＤ
１５  ＴＩＡ
１６，１６Ａ，１６Ｃ  ＢＰＦ
１７  位相比較器
１７Ａ  電気ミキサ
１８，１８Ｄ  ループフィルタ
１９，１９Ａ，１９Ｃ  ＶＣＯ
２０  分岐部
２１  ＳＳＢ変調器
２１１  位相シフタ
２１２  ＩＱ変調器
２２，２２Ａ，２２Ｃ  局所発振器
２３，２３Ａ，２３Ｃ  プリスケーラ
２２１  水晶発振器
２２２  Ｔ−ＦＦ
２２３  バッファ
２２４  フィルタ
２２５  バッファ
２１３，２１４  Ｄ−ＦＦ
２１５Ｉ，２１５Ｑ  バッファ
２１６Ｉ，２１６Ｑ  ＬＰＦ
２１７Ｉ，２１７Ｑ  レベル調整器
２１８Ｉ，２１８Ｑ  バッファ
２４  周波数逓倍アンプ
２５  パワーアンプ
２６  バイアスＴ
２７  遅延線
２８，２９  サーキュレータ
３０Ｅ，３０Ｆ  位相シフタ
４０  ＯＴＤＭ信号発生器
４１  パルスパターン発生器
４２  パルス光源
４３  ＬＮ強度変調器
４４，４５，４６，４７  ＯＴＤＭモジュール
４４１  サーキュレータ
４４２  光カプラ
４４３  遅延線
４４４  ＶＯＡ
４４５，４４６  ＦＲＭ
５０  伝送部
５１，５３，５５  光増幅器
５２，５４，５６  伝送ファイバ部
５２１  ＮＺ−ＤＳＦ
５２２  ＤＣＦ
６０  ビットエラーレート測定装置
６１  光増幅器
６２  光カプラ
６３  偏波コントローラ
６４  パルス光源
６５  光カプラ
６６  高非線形ファイバ
６７  ＢＰＦ
６８  ＶＯＡ
６９  ＰＤ
７０  ＣＤＲ
７１  ＥＤ
８０  位相同期回路
８１  光カプラ
８２  光減衰器
８３  ＥＡＭ
８４  バランスドレシーバ
８４１，８４２  ＰＤ
８５  ループフィルタ
８６  ＶＣＯ
８７  分岐部
８８  ＲＦアンプ
９０  ＯＴＤＭモジュール
９１  光カプラ
９２  ＶＯＡ
９３  偏波コントローラ
９４  遅延線
９５  光カプラ
１００  位相同期回路
１０１  ＥＡＭ
１０２  光・電気変換器
１０３  ＢＰＦ
１０４  位相比較器
１０５  ループフィルタ
１０６  ＶＣＯ
１０７  パワーデバイダ
１０８  局所発振器
１０９  パワーデバイダ
１１０  周波数逓倍アンプ
１１１  ミキサ
１１２  ＢＰＦ
１１３  パワーアンプ
１２０  ＲＦスペクトラムアナライザ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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