(57)【要約】【課題】交流モータを可能な限り正弦波ＰＷＭ制御方式で駆動することでドライバビリティ性能を損なわずに燃費向上を図れるモータ駆動制御装置を提供する。【解決手段】モータ駆動制御装置１０は、コンバータ２０と、インバータ２２と、これらを作動制御して交流モータＭ１を正弦波ＰＷＭ制御等で駆動制御可能な制御部２６とを備える。制御部２６は、トルク指令値Ｔｒ＊に基づいて算出されるモータ必要電圧およびシステム電圧指令値ＶＨ＊から変調率を求め、コンバータ２０の非昇圧動作時に変調率が正弦波ＰＷＭ制御における変調率最大値以上であるときにコンバータ２０による昇圧動作の開始を要求する。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源装置から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換して交流モータに印加するインバータと、トルク指令値に基づいてコンバータおよびインバータを作動制御することにより交流モータを少なくとも正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で選択的に駆動制御する制御部と、を備えるモータ駆動制御装置であって、
制御部は、
前記トルク指令値に基づいて算出されるモータ必要電圧およびシステム電圧指令値から変調率を求め、コンバータの非昇圧動作時に前記変調率と正弦波ＰＷＭ制御における変調率最大値とを比較する変調率比較部と、
この変調率比較部による比較結果で前記変調率が前記変調率最大値以上であるときにコンバータによる昇圧動作の開始を要求する昇圧動作要求部と、を含むモータ駆動制御装置。
【請求項２】
電源装置から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換して交流モータに印加するインバータと、トルク指令値に基づいてコンバータおよびインバータを作動制御することにより交流モータを少なくとも正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で選択的に駆動制御する制御部と、を備えるモータ駆動制御装置であって、
制御部は、コンバータの非昇圧動作時にモータ回転数の変化状態を監視するモータ回転数監視部と、
前記モータ回転数監視部の監視結果によりモータ回転数が急変したときにコンバータによる昇圧動作の開始を要求する昇圧動作要求部と、を含むモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動制御装置に係り、特に、コンバータの非昇圧時に可能な限り正弦波ＰＷＭ制御方式で交流モータを駆動するモータ駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、走行用動力源として、ガソリン等を燃料として動力を出力するエンジンと、バッテリ等の電源装置からの電力により駆動されて動力を出力する電動機とを備えたハイブリッド自動車が知られている。一般に、上記電動機には、三相同期型交流モータが用いられる。この三相同期型交流モータは、電源装置から供給される直流電圧をインバータによって三相交流電圧に変換して印加されることによって駆動される。
【０００３】
また、上記ハイブリッド自動車では、電源装置から供給される直流電圧をそのままインバータへ供給するのではなく、昇降圧コンバータで所定の指令値まで昇圧してから上記インバータへ入力することがある。このように昇降圧コンバータで昇圧してシステム電圧を高く設定することで、交流モータに関してより高トルク高回転での駆動が可能になるという利点がある。
【０００４】
上記三相交流モータの制御方式として、正弦波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御、過変調制御および矩形波制御が周知である。これらの制御方式が車両の運転条件や後述する変調率等に応じて選択的に切り替えられて用いられることが広く行われている。
【０００５】
例えば、特許文献１（特開２００６−３１１７６８号公報）には、インバータへの入力電圧を可変制御可能なモータ駆動システムにおいて、特定の制御方式における変調率を目標値に維持することが開示されている。このモータ駆動システムでは、インバータ（１４）が、ＰＷＭ制御ブロック（２００）によるトルク制御に従って、システム電圧ＶＨを交流電圧に変換して交流モータ（Ｍ１）へ印加する。変調率目標値設定部（３１０）は、変調率が固定されないインバータ（１４）での特定の制御方式において、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調率目標値（Ｋｍｄ♯）として設定する。変調率演算部（３３０）は、インバータ（１４）への入力電圧すなわちシステム電圧（ＶＨ）に対するモータ必要電圧の振幅（Ｖａｍｐ）の比を演算して実際の変調率（Ｋｍｄ）を求める。電圧指令値発生部（３４０）は、実際の変調率（Ｋｍｄ）および変調率目標値（Ｋｍｄ♯）の比較に基づき、システム電圧（ＶＨ）の電圧指令値（ＶＨ♯）を生成する。コンバータ（１２）は、電圧指令値（ＶＨ♯）に基づきシステム電圧（ＶＨ）を可変制御するというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００６−３１１７６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかし、上記特許文献１のモータ駆動システムでは、システム全体での損失が低減されるような変調率を変調目標値として設定してこれを維持するよう制御される。このような制御を行った場合、上記３つの制御方式のうち矩形波制御がコンバータやインバータにおけるスイッチング損失を最も低減できることから、交流モータの駆動方式として矩形波制御が選択される動作領域が比較的大きくなり、その一方で正弦波ＰＷＭ制御の動作領域が小さくなる。周知のとおり矩形波制御は、正弦波ＰＷＭ制御に比べて制御応答性が劣るため、上記特許文献１による制御では車両のドライバビリティ性能が悪化することになる。
【０００８】
また、交流モータの駆動に必要とされる電圧（以下、「モータ必要電圧」という）は、回路定数のばらつきや環境（特に温度）によって変化するものである。あるいは、スリップ等が原因でモータ回転数が急上昇したときにはモータ必要電圧も急増する。このようにモータ必要電圧が回路定数のばらつきや環境によって変化した場合でもモータ必要電圧が不足となる事態を生じさせず、かつ、モータ回転数が急変した場合にも制御応答性を確保できるように、電圧マージンを上乗せしてモータ必要電圧を高めに予め設定しておくことがある。この場合、モータ必要電圧に基づいて算出されるコンバータの昇圧目標電圧（インバータへの入力電圧であり、以後、「システム電圧」という）も高く設定されることになる。そのため、上記電圧マージンを考慮しなければ電源電圧を昇圧せずにそのまま用いて正弦波ＰＷＭ制御による駆動が可能な動作点でもコンバータによる昇圧が開始される場合がある。一方、コンバータの非昇圧時においても車両のドライバビリティ性能をできるだけ良好なものにすることが望ましい。
【０００９】
本発明の目的は、コンバータの非昇圧時に、交流モータを可能な限り正弦波ＰＷＭ制御方式で駆動することでドライバビリティ性能を損なわず、かつ、可能な限りコンバータによる昇圧を行わないことでコンバータおよびインバータでの電気損失低減によるエネルギー効率の向上、ひいては燃費向上を図れるモータ駆動制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明の第１の態様のモータ駆動制御装置は、電源装置から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換して交流モータに印加するインバータと、トルク指令値に基づいてコンバータおよびインバータを作動制御することにより交流モータを少なくとも正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で選択的に駆動制御する制御部と、を備えるモータ駆動制御装置であって、制御部は、前記トルク指令値に基づいて算出されるモータ必要電圧およびシステム電圧指令値から変調率を求め、コンバータの非昇圧動作時に前記変調率と正弦波ＰＷＭ制御における変調率最大値とを比較する変調率比較部と、この変調率比較部による比較結果で前記変調率が前記変調率最大値以上であるときにコンバータによる昇圧動作の開始を要求する昇圧動作要求部と、を含む。ここで、上記「変調率」は、インバータ入力電圧であるシステム電圧に対する、交流電圧であるモータ必要電圧の振幅の比として定義されるものである。
【００１１】
また、本発明の第２の態様のモータ駆動制御装置は、電源装置から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換して交流モータに印加するインバータと、トルク指令値に基づいてコンバータおよびインバータを作動制御することにより交流モータを少なくとも正弦波ＰＷＭ制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で選択的に駆動制御する制御部と、を備えるモータ駆動制御装置であって、制御部は、コンバータの非昇圧動作時にモータ回転数の変化状態を監視するモータ回転数監視部と、前記モータ回転数監視部の監視結果によりモータ回転数が急変したときにコンバータによる昇圧動作の開始を要求する昇圧動作要求部と、を含む。
【発明の効果】
【００１２】
本発明の第１の態様のモータ駆動制御装置によれば、コンバータの非昇圧動作時に、可能な限り交流モータを制御応答性が良好な正弦波ＰＷＭ制御で駆動することで車両のドライバビリティ性能を損なわず、また変調率に基づいてコンバータの昇圧開始を判定することにより上記電圧マージンの影響を受けずに昇圧開始を適時に行うことができ、その結果コンバータおよびインバータでの電気損失を低減してエネルギー効の率向上ひいては燃費向上を図れる。
【００１３】
本発明の第２の態様のモータ駆動制御装置によれば、コンバータの非昇圧動作時にモータ回転数が急変したときにコンバータによる昇圧動作を開始させることで、可能な限り交流モータを制御応答性が良好な正弦波ＰＷＭ制御で駆動することが可能になり、スリップ時等にも車両のドライバビリティ性能を良好に保つことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動制御装置を含むモータ駆動システムの全体構成図である。
【図２】図２は、制御部において参照される、モータの回転数とトルクとの関係を規定するマップを示す図である。
【図３】図３は、制御部において実行される昇圧開始判定の処理手順を示すフローチャートである。
【図４】図４は、制御部においてモータ回転数急変時に実行される別の昇圧開始判定の処理手順を示すフローチャートである。
【図５】図５は、図４中のモータ回転数急変判定の処理手順を示すフローチャートである。
【図６】図６（Ａ）は正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への切替えラインを示すマップであり、図６（Ｂ）は過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御への切替えラインを示すマップである。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下に、本発明に係る実施の形態について添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。
【００１６】
図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動制御装置１０を含むモータ駆動システム１００の全体構成を示す図である。モータ駆動システム１００は、モータを走行用動力源として搭載するハイブリッド自動車や電気自動車等に好適に適用されることができる。
【００１７】
モータ駆動システム１００は、電源装置としてのバッテリ１１と、電圧センサ１２，１４と、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２と、平滑コンデンサ１６，１８と、昇降圧コンバータ２０と、インバータ２２と、電流センサ２４と、制御部２６と、交流モータＭ１とを備える。
【００１８】
交流モータＭ１は、例えばハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
【００１９】
バッテリ１１は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。あるいは、二次電池以外に、化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池が電源装置として用いられてもよい。電圧センサ１２は、バッテリ１１から出力される直流電圧Ｖｂを検出し、その検出した直流電圧Ｖｂを制御部２６へ出力する。また、バッテリ１１には温度センサ２８が設けられている。温度センサ２８によって検出されたバッテリ温度Ｔｂは、制御部２６へ出力される。
【００２０】
システムメインリレーＳＭＲ１は、バッテリ１１の正極端子および電力線３０の間に接続され、システムメインリレーＳＭＲ１は、バッテリ１１の負極端子およびアース線３２の間に接続される。システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムメインリレーＳＭＲ１，ＳＭＲ２は、制御部２６からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御部２６からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。
【００２１】
昇降圧コンバータ２０は、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２と、ダイードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用スイッチング素子Ｅ１およびＥ２は、電力線３０およびアース線３２の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｅ１およびＥ２のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００２２】
電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」という）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等を好適に用いることができる。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。
【００２３】
リアクトルＬは、スイッチング素子Ｅ１およびＥ２の接続ノードと電力線３０の間に接続される。また、平滑コンデンサ１６は、電力線３０およびアース線３２の間に接続される。
【００２４】
インバータ２２は、電力線３０およびアース線３２の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム３４と、Ｖ相アーム３６と、Ｗ相アーム３８とからなる。各相アーム３４〜３８は、電力線３１およびアース線３２の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、Ｕ相アーム３４はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４からなり、Ｖ相アーム３６はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６からなり、Ｗ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８からなる。また、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。
【００２５】
各相アーム３４〜３８の中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、三相同期型の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点Ｎに共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム３４〜３８のスイッチング素子の中間点と接続されている。
昇降圧コンバータ２０は、昇圧動作時には、バッテリ１１から供給された直流電圧（例えば２００Ｖ）を昇圧した直流電圧（インバータ２２への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」という）をインバータ２２へ供給する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびＥ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。
【００２６】
昇降圧コンバータ２０は、バッテリ１１から供給された直流電力を最大で例えば６００Ｖの昇圧上限電圧まで昇圧可能である。ただし、この昇圧上限電圧は、固定値ではなく、例えば車両の要求等に応じて可変であってもよい。例えば、ドライバーのスイッチ操作によってエコモードが選択されて制御部２６にＥＣＯ信号が入力されると、コンバータ２０の昇圧上限電圧が例えば４００Ｖに制限されてもよい。
【００２７】
また、昇降圧コンバータ２０は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１８を介してインバータ２２から供給された直流電圧を降圧してバッテリ１１を充電する。より具体的には、制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｅ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
【００２８】
平滑コンデンサ１８は、昇降圧コンバータ２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２２へ供給する。電圧センサ１４は、平滑コンデンサ１８の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値ＶＨを制御部２６へ出力する。
【００２９】
インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊が正（Ｔｒ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１８から直流電圧が供給されると制御部２６からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。また、インバータ２２は、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊が零の場合（Ｔｒ＊＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒ＊によって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。
【００３０】
さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊は負に設定される（Ｔｒ＊＜０）。この場合には、インバータ２２は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１８を介して昇降圧コンバータ２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。
【００３１】
電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部２６へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（例えば、Ｕ相電流ｉｕおよびＶ相電流ｉｖ）を検出するように配置すれば足りる。
【００３２】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部２６へ送出する。制御部２６では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。
【００３３】
制御部２６は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたトルク指令値Ｔｒ＊、電圧センサ１２によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１４によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｕ，ｉｖ、回転角センサ４０からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒ＊に従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ２０およびインバータ２２の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ２０およびインバータ２２を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ２０およびインバータ２２へ出力する。
【００３４】
昇降圧コンバータ２０の昇圧動作時には、制御部２６は、平滑コンデンサ１８の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨがシステム電圧指令値ＶＨ＊となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。
【００３５】
また、制御部２６は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ２２へ出力する。これにより、インバータ２２は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ２０へ供給する。
【００３６】
さらに、制御部２６は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ２２から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ２０へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、降圧された直流電圧に変換されてバッテリ１１に充電される。
【００３７】
次に、制御部２６によって制御される、インバータ２２における電力変換について詳細に説明する。本実施形態のモータ駆動システム１００では、インバータ２２における電力変換について３つの制御方式を切替えて使用する。
【００３８】
正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一制御周期内でその基本波成分が正弦波状交流電圧（モータ必要電圧）となるようにデューティ比が制御される。周知のように、一般的な正弦波ＰＷＭ制御方式では、システム電圧ＶＨに対するモータ必要電圧の振幅の比として定義される変調率最大値を０．６１までしか高めることができない。ただし、２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御の場合には、変調率最大値を０．７０まで高められることが知られている。
【００３９】
一方、矩形波制御方式では、上記一制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータＭ１印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。
【００４０】
過変調制御方式は、上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様に正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較に従ってＰＷＭ制御を行なうものであるが、この場合、電圧指令値が搬送波よりも大きくなる領域で比較的大きなデューティ比の矩形パルスが生成される結果として略正弦波状をなす基本波成分の振幅を拡張することができ、これにより変調率を０．６１〜０．７８の範囲に高めることができる。
【００４１】
交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、そのモータ必要電圧が高くなる。コンバータ２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ２０による昇圧電圧すなわち、システム電圧には上限値すなわち昇圧上限電圧が存在する。
【００４２】
したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒ＊に制御される。その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。
【００４３】
制御部２６は、３つの制御方式から次のようにして制御方式を選択する。図示しない外部ＥＣＵにおいてアクセル開度等に基づく車両要求出力から交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊が算出されて入力されるのを受けて、制御部２６は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒ＊およびモータ回転数からモータ必要電圧を算出する。
【００４４】
そして、制御部２６は、このモータ必要電圧とシステム電圧ＶＨの最大値（すなわち昇圧上限電圧）との関係に従って、弱め界磁制御（矩形波制御方式）および最大トルク制御（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを選択する。最大トルク制御適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて選択する。すなわち、０＜変調率＜０．６１で正弦波ＰＷＭ制御が、０．６１≦変調率＜０．７８で過変調制御が、変調率＝０．７８で矩形波制御が選択される。
【００４５】
この結果、交流モータＭ１の制御方式として、低中回転数領域ではトルク変動が小さく制御応答性に優れた正弦波ＰＷＭ制御方式が用いられ、中高回転数領域では過変調制御方式が用いられ、高回転数領域では矩形波制御方式が用いられる。
【００４６】
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１０の制御部２６において実行されるコンバータ２６の昇圧開始判定処理について説明する。
【００４７】
モータ駆動システム１００では、コンバータ２６に昇圧動作させることなく、バッテリ１１から供給されるバッテリ電圧Ｖｂ（例えば２００Ｖ）をそのまま用いて、交流モータＭ１を上記３つの制御方式のいずれかにより駆動制御可能な動作領域が存在する。その各制御の動作領域が図２のマップに示される。
【００４８】
図２を参照すると、このマップでは横軸がモータ回転数、縦軸がモータトルクをそれぞれ表し、これらの横軸および縦軸と共に略台形状の領域を画定する外形ラインがコンバータ２０の非昇圧時に交流モータＭ１が出力可能な最大トルクラインである。この最大トルクラインの内側領域が上述した変調率の値に応じて正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１、過変調制御領域Ａ２、および矩形波制御領域Ａ３に区画されている。そして、正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１と過変調制御領域Ａ２との境界が一般的な正弦波ＰＷＭ制御の変調率最大値である変調率０．６１に一致するライン（「昇圧開始判定ライン」と表示、これについては後述する）になり、過変調制御領域Ａ２と矩形波制御領域Ａ３との境界が矩形波制御の変調率０．７８（一定）に一致するラインになる。
【００４９】
なお、図２中に破線で示す昇圧時最大トルクラインは、バッテリ電圧Ｖｂをコンバータ２０で昇圧上限電圧まで昇圧してシステム電圧ＶＨを最大値（例えば６００Ｖ）としたときに交流モータＭ１で出力可能な最大トルクラインを示す。この最大トルクラインの内側領域についても上記と同様に、変調率で規定されるライン（図示せず）によって各制御領域Ａ１，Ａ２，Ａ３に区画される。
【００５０】
一般的に、モータ駆動システムにおける制御部は、トルク指令値Ｔｒ＊に基づいて算出されるシステム電圧指令値ＶＨ＊がバッテリ電圧Ｖｂ以下になるとコンバータの昇圧動作を停止し、一方、上記システム電圧指令値ＶＨ＊がバッテリ電圧Ｖｂを超えるとコンバータの昇圧動作を開始して上記システム電圧指令値ＶＨ＊に従った昇圧目標電圧を出力させるように制御する。
【００５１】
しかしながら、システム電圧指令値ＶＨ＊が、交流モータの回路定数のばらつき、環境変化、モータ回転数急変等を考慮した電圧マージンを上乗せしたモータ必要電圧から算出されている場合、システム電圧指令値ＶＨ＊もまた高く設定されることになる。そのため、システム電圧指令値ＶＨ＊とバッテリ電圧Ｖｂとの比較でコンバータの昇圧開始または昇圧停止を判定すると、上記電圧マージンを考慮しなければバッテリ電圧Ｖｂを昇圧せずにそのまま用いて交流モータを正弦波ＰＷＭ制御で駆動可能な動作点でもコンバータによる昇圧が開始されることがあり、この場合にはコンバータおよびインバータにおいて電気損失が生じることになる。
【００５２】
そこで、本実施形態のモータ駆動制御装置１０の制御部２６では、図３に示すような第１態様の昇圧開始判定処理を実行する。この昇圧開始判定処理は、コンバータ２０の昇圧動作停止時すなわち非昇圧時に例えば数ｍｓｅｃ毎に繰り返し実行される。
【００５３】
まず、コンバータ２０の非昇圧時に、変調率が予め設定された閾値Ａと比較される（ステップＳ１０：変調率比較部）。ここで、変調率は、制御部２６が、入力されたトルク指令値Ｔｒ＊に基づいてそれぞれ算出されるモータ必要電圧の振幅をシステム電圧指令値ＶＨ＊で除算して求められる。ここでのモータ必要電圧およびシステム電圧指令値ＶＨ＊の算出は、周知の手法により行うことができる。また、閾値Ａの具体例として、一般的な正弦波ＰＷＭ制御の変調率最大値である０．６１が用いられる。
【００５４】
そして、上記ステップＳ１０において変調率が閾値Ａ以上であると判定されると、昇圧開始要求フラグがオンに設定され（ステップＳ１２：昇圧動作要求部）、コンバータ２０の昇圧動作が開始される。一方、変調率が閾値Ａ未満であると判定されると、昇圧開始要求フラグがオフに設定または維持される（ステップＳ１４）。
【００５５】
上述したように求められる変調率は、モータ回路定数のばらつき等を考慮して上乗せされる電圧マージンによってそれぞれが予め高く設定されるモータ必要電圧（振幅）をシステム電圧指令値ＶＨ＊で除することで上記電圧マージンによる影響が相殺されることになる。したがって、変調率に基づいてコンバータ２０の昇圧開始を判定することにより上記電圧マージンの影響を受けずに昇圧開始を適時に行うことができ、その結果コンバータ２０およびインバータ２２での電気損失を低減してエネルギー効の率向上ひいては燃費向上を図れる。
【００５６】
また、比較対象となる閾値Ａとして正弦波ＰＷＭ制御の変調率最大値を用いることで、コンバータ２０の非昇圧動作時に、可能な限り交流モータＭ１を制御応答性に優れた正弦波ＰＷＭ制御で駆動することになり、車両のドライバビリティ性能を良好に維持できる。
【００５７】
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１０の制御部２６で実行される第２態様の昇圧開始判定処理について図４を参照して説明する。
【００５８】
まず、コンバータ２０の非昇圧時に、回転急変判定フラグがオンであるか否かが判定され（ステップＳ２０）、回転急変判定フラグがオンであるとき昇圧開始要求フラグがオンに設定され（ステップＳ２２：昇圧動作要求部）、これによりコンバータ２０の昇圧動作が開始されることになる。一方、回転急変判定フラグがオフであるとき、昇圧開始要求フラグはオフに設定または維持される（ステップＳ２４）。
【００５９】
上記回転急変判定フラグは、図５に示す処理手順に従って導出される。まず、モータ回転数の変化レートが算出される（ステップＳ３０）。このモータ回転数変化レートは、回転角センサ４０の検出値θに基づいて随時算出される交流モータＭ１の回転数の単位時間当たり（例えば、毎秒）の変化率として求められる。
【００６０】
次に、上記回転数変化レートが予め設定された閾値レートＢ以上であるか否かが判定される（ステップＳ３２：モータ回転数監視部）。これにより交流モータＭ１の回転数の変化状態が回転数変化レートによって監視されている。ここで回転数変化レートが閾値レートＢ以上であると判定されると、回転急変判定フラグがオンに設定されて（ステップＳ３４）、急変判定カウンタをＣ（ｍｓｅｃ）に設定する（ステップＳ３６）。
【００６１】
一方、上記ステップＳ３２で回転数変化レートが閾値レートＢ未満であると判定されると、図５の処理が繰り返されるごとに急変判定カウンタＣを所定時間（例えば数ｍｓｅｃ）ずつデクリメントしてゆく（ステップＳ４０）。そして、急変判定カウンタが０になったか否かを判定し（ステップＳ４２）、急変判定カウンタが０であると判定されると回転急変判定フラグがオフに設定または維持される。一方、急変判定カウンタが０になるまでは回転急変判定フラグが前回値に保持され（ステップＳ４６）、これにより回転急変判定フラグの前回値がオンであった場合にそのまま保持されることになる。
【００６２】
このように制御部２６において実行される上記別の昇圧判定処理によれば、コンバータ２０の非昇圧動作時にモータ回転数が急変したときにコンバータ２０による昇圧動作を開始させることで、可能な限り交流モータＭ１を制御応答性が優れた正弦波ＰＷＭ制御で駆動することが可能になり、スリップ時等にも車両のドライバビリティ性能を良好に保つことができる。
【００６３】
なお、本発明に係るモータ駆動制御装置は、上述した実施の形態の構成や制御処理手順に限定されるものではなく、種々の変更や改良が可能である。
【００６４】
例えば、上記交流モータＭ１の制御方式の１つとして、変調率０〜０．６１の一般的な正弦波ＰＷＭ制御を用いるものとして説明したが、これに代えて、変調率を最大値０．７０まで高めることができる２相変調方式または３次高調波重畳制御による正弦波ＰＷＭ制御を用いてもよい。これにより、車両のドライバビリティ性能をより向上させることができる。また、この正弦波ＰＷＭ制御を適用した場合、上記第１態様の昇圧開始判定中の閾値Ａとして０．７０が用いられる。
【００６５】
さらに、上記第１態様の昇圧開始要求判定において用いる閾値Ａを昇圧開始判定時と昇圧停止判定時とで異なる値に設定してもよい。具体的には、図６（Ａ）に示すように正弦波ＰＷＭ制御から過変調制御への制御方式切替えラインに相当する変調率の閾値Ａを例えば０．６１に設定する一方で、図６（Ｂ）に示すように過変調制御から正弦波ＰＷＭ制御への制御方式切替えラインに相当する変調率の閾値Ａを例えば０．５９に設定する。これにより、コンバータ２０の昇圧動作の開始および停止が頻発するハンチング現象を抑制することができる。
【符号の説明】
【００６６】
１０  モータ駆動制御装置、１１  バッテリ、１２，１４  電圧センサ、１６，１８  平滑コンデンサ、２０  昇降圧コンバータ、２２  インバータ、２４  電流センサ、２５  回転角センサ、２６  制御部、２８  温度センサ、４０  回転角センサ、１００  モータ駆動システム、Ｍ１  交流モータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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