【事件の表示】
　特許第６６７１１２６号発明「直流電源装置および空気調和機」の特許異議申立事件について，次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第６６７１１２６号の明細書，特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書，特許請求の範囲のとおり，訂正後の請求項〔１−８〕について訂正することを認める。
　特許第６６７１１２６号の請求項１ないし８に係る特許を維持する。
【理　由】
第１　手続の経緯
　特許第６６７１１２６号の請求項１ないし８に係る特許についての出願は，平成２７年９月７日の出願であって，令和２年３月５日にその特許権の設定登録がされ，令和２年３月２５日に特許掲載公報が発行された。
 
　その特許についての本件特許異議の申し立ての経緯は，次のとおりである。
　令和２年　９月　９日　　：特許異議申立人　角田　朗（以下，「申立人」という。）による特許異議の申立て
　令和２年１１月１８日付け：取消理由通知書
　令和３年　１月　６日　　：特許権者による意見書及び訂正請求書の提出
　令和３年　３月１７日付け：申立人による意見書の提出
　令和３年　４月２３日付け：訂正拒絶理由通知書
　令和３年　６月　１日　　：特許権者による意見書及び訂正請求書に係る手続補正書の提出
第２　訂正の適否についての判断
１．訂正の内容
　令和３年６月１日提出の手続補正書で補正された令和３年１月６日提出の訂正請求書による訂正の請求は，「特許第６６７１１２６号の明細書，特許請求の範囲を，本訂正請求書に添付した訂正明細書，特許請求の範囲のとおり，訂正後の請求項１〜８について訂正することを求める。」ものであり，その訂正（以下「本件訂正」という。）の内容は以下のとおりである（なお，下線は訂正部分を示す。）。
（１）訂正事項１−１
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第７段落の「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、」との記載を，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と
の
（２）訂正事項１−２
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１０段落の「前記第１の電流検出手段は，前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、」との記載を，「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の
他
他
（３）訂正事項１−３
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１１段落の「前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、」との記載を，「前記制御手段は、」に訂正する。（請求項１を直接的または間接的に引用する請求項２ないし８についても同様に訂正する。）
（４）訂正事項１−４
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１２段落の「前記交流電源の電圧の極性に同期して・・・部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（５）訂正事項１−５
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１２段落の「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、」との記載を，「前記交流電源の電圧の極性に同期して
極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで
（６）訂正事項１−６
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１３段落の冒頭の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って・・・」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（７）訂正事項１−７
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１３段落の「・・・前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「・・・前記リアクトルを所定周波数 
かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率
（８）訂正事項１−８
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１４段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（９）訂正事項１−９
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１５段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（１０）訂正事項１−１０
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１６段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（１１）訂正事項１−１１
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１７段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（１２）訂正事項１−１２
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１８段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（１３）訂正事項１−１３
　訂正前の特許請求の範囲の請求項１の第１９段落の「前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する、」との記載を，「
負荷の大きさに基づいて、
（１４）訂正事項２
　明細書の段落【０００７】の「・・・、前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第２の電流検出手段とを備え、・・・、前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施することを特徴とする。・・・」との記載を，「・・・、前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と
の
他
他
負荷の大きさに基づいて、
極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで
負荷の大きさに基づいて、
かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
　
２．訂正要件についての判断
（１）一群の請求項について
　訂正前の請求項１ないし８について，請求項２ないし８は，請求項１を直接又は間接的に引用しているものであって，訂正される請求項１に連動して請求項２ないし８も訂正されるものである。したがって，訂正前の請求項１ないし８に対応する訂正後の請求項１ないし８は，特許法第１２０条の５第４項に規定する一群の請求項である。
（２）訂正の目的の適否，新規事項の有無，及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
ア．訂正事項１−１について（なお，下線は当審で付与。以下同じ。）
　訂正事項１−１は，訂正前の請求項１の第７段落の「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、」との記載を，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と
の
　そして，本件特許の願書に添付した明細書（以下，単に「本件特許明細書」という。）の段落【００１５】には，「・・・。
シャント抵抗Ｒ１はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子と平滑コンデンサＣ１の負極端子の間に接続されている
　さらに，訂正事項１−１は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。
イ．訂正事項１−３，１−４，１−６，１−８ないし１−１３について
　訂正事項１−３，１−４，１−６，１−８ないし１−１３の，訂正前の請求項１の第１１段落の「前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、」との記載を，「前記制御手段は、」に訂正し，第１２段落から第１９段落の冒頭に「負荷の大きさに基づいて、」を挿入する訂正は，第１２段落から第１９段落の「切り替え」中におけるモードの切り替えが負荷の大きさに基づいて行われていることを明確にするものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。
　そして，本件特許の本件特許明細書の段落【００８１】には，「
図１６は、負荷の大きさに応じた
動作モードの切り替え
第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである
第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである
第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードと、を切り替えるというものである
第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである
第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである
第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである
第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである
第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである
　したがって，訂正事項１−３，１−４，１−６，１−８ないし１−１３は，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。
　さらに，訂正事項１−３，１−４，１−６，１−８ないし１−１３は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。
ウ．訂正事項１−５について
　訂正前の請求項１には「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする・・・」と記載されているところ，ここでいう電圧の「極性に同期して」の意味するところが不明確であり，訂正前の請求項１の記載には明瞭でない記載が存在する。
　これに対して，訂正後の請求項１では「前記交流電源の電圧の極性の極性
が切り替わるゼロクロスのタイミングで
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う
　そうすると，訂正事項１−５は，訂正前の不明瞭さを正してその記載の本来の意味内容を発明の詳細な説明の記載に基づいて明確なものとするものであるといえ，明瞭でない記載の釈明を目的とするものであるということができる。
　したがって，訂正事項１−５は，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。
　そして，訂正事項１−５は上述のとおり，明瞭でない記載の釈明を目的として訂正前の不明瞭さを発明の詳細な説明の記載に基づいて正すものであって，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり，また，実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものではなく，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
エ．訂正事項１−７について
　訂正事項１−７は，訂正前の請求項１の「高速スイッチング制御」の「所定周波数で短絡する」ことが，「所定周波数
かつ瞬時電流に基づいて算出した通流率
　したがって，特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる「特許請求の範囲の減縮」，及び第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものである。
　そして，本件特許明細書の段落【００８２】には，「第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、
同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモード
高速スイッチング動作
この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１、Ｑ２）をスイッチング制御して、リアクトルＬ１を介して回路を短絡させ
　さらに，高速スイッチング制御に関して，本件特許明細書の段落【００５９】には，「さらに、
ＭＯＳＦＥＴのデューティｄ
数７】　ｄ＝１−ｋｐ・|ｉｓ|＝１−|ｉｓ|／ａ／Ｉｓ
ｉｓ：回路電流瞬時値
ＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる
　したがって，訂正事項１−７は，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。
　さらに，訂正事項１−７は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。
オ．訂正事項１−２について
　上記訂正事項１−７によって，「前記同期整流制御および・・・高速スイッチング制御を同時に実施するモード」で「
瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡
　そして，この「モード」における「瞬時電流」は，本件特許明細書の段落【００５６】に，「ここで、
回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１で検出した値
交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する。交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合は同様にして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する
　しかしながら，訂正前の請求項１における「瞬時値電流」（「回路電流瞬時値」に対応）は，「前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」するものであって，そして，訂正前の請求項１における「交流電源の一端側」は，「交流電源」のうち「前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが」「接続され」る端（図１における「ＶＳ」の下側）であるから，請求項１の記載における「交流電源の一端側の電圧が正極性」は，段落【００５６】における「交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合」に相当することになっていた（請求項１の記載と，実施例の記載では，交流電源の極性の記載が反対になっている）。そして，訂正前の請求項１の「前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と，前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」できるのは，「ダイオード整流」中にのみであって，「同期整流」中には，「瞬時値電流」の検出はできないものである。
　一方，訂正事項１−２のように電圧の極性の記載を逆とすれば，本件特許明細書の段落【００５６】の記載に対応するものとなり，「同期整流」中または「ダイオード整流」中に 回路電流ｉｓ（瞬時値）の検出を行うものとなることから，訂正前の請求項１では，交流電源の極性の記載に関して誤記があったものと認められる。
　したがって，訂正事項１−２は，特許法第１２０条の５第２項ただし書第２号に掲げる「誤記又は誤訳の訂正」を目的とするものである。
また，訂正事項１−２は，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内のものであり，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項に適合するものである。
　さらに，訂正事項１−２は実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものに該当せず，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項に適合するものである。
カ．訂正事項２について
　訂正事項２は，上記訂正事項１−１ないし１−１３による訂正に伴い，特許請求の範囲（請求項１）の記載と明細書の記載との整合を図るためのものであるから，特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる「明瞭でない記載の釈明」を目的とするものであって，訂正事項２は，上記訂正事項１−１ないし１−１３と同様，願書に添付した明細書，特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内の訂正であり，また，実質上特許請求の範囲を拡張し，又は変更するものではなく，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
　また，訂正事項２は，訂正事項１−１ないし１−１３に関係するものであって，全ての請求項と関係するものである。そして，本件訂正請求では全ての請求項の訂正を請求している。したがって，特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第４項の規定に適合する。
３．むすび
　以上のとおりであるから，本件訂正請求による訂正は，特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号，第２号，及び第３号に掲げる事項を目的とするものであり，かつ，同条第４項，及び同条第９項において準用する同法第１２６条第４項ないし第６項の規定に適合するから，訂正後の請求項〔１−８〕について訂正することを認める。
第３　特許異議の申立について
１．本件発明
　本件訂正請求により訂正された請求項１ないし８に係る発明（以下，それぞれ「本件発明１」ないし「本件発明８」という。）は，令和３年１月６日提出の本件訂正請求書に添付されるとともに，令和３年６月１日提出の手続補正書で補正された特許請求の範囲の請求項１ないし８に記載された事項により特定される次のとおりのものである。
「【請求項１】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１、第２のスイッチング素子を制御する制御手段と、
　前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段と、
　を備え、
　前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続されており、
　前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出し、
　前記制御手段は、
　負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、
　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する、
　ことを特徴とする直流電源装置。
　　【請求項２】
　前記制御手段は、前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの場合、または前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御への切り替えの場合に、出力する直流電圧が所定値を保つように切り替える、
　ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
　　【請求項３】
　前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
　　【請求項４】
　前記交流電源と前記整流回路との間に接続されて、前記整流回路に通流する平均電流を検出する第２の電流検出手段を更に備える、
　ことを特徴とする請求項１から３のうち何れか１項に記載の直流電源装置。
　　【請求項５】
　前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとの間に接続されて、過電流検出を行う第３の電流検出手段を更に備える、
　ことを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の直流電源装置。
　　【請求項６】
　前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとの間に接続されて、過電流検出を行う第４の電流検出手段を更に備える、
　ことを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の直流電源装置。
　　【請求項７】
　前記第１、第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（Gallium nitride）を用いたスイッチング素子のうちいずれかである、
　ことを特徴とする請求項１ないし請求項６の何れか１項に記載の直流電源装置。
　　【請求項８】
　請求項１ないし請求項７の何れか１項に記載の直流電源装置を備えた、
　ことを特徴とする空気調和機。」
２．取消理由通知に記載した取消理由について
（１）取消理由の概要
　訂正前の請求項１ないし８に係る発明についての特許に対して令和２年１１月１８日付けで通知した取消理由の概要は，次のとおりである。
　請求項１ないし８に係る特許は，特許請求の範囲の記載が下記の点で不備のため，特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものである。
　　　　　　　　　　　　　　　　　記
ア　請求項１の記載では，負荷の大きさに基づいて，請求項１の８つの「切り替え」のうちいずれかを実施するものであるのか，各「切り替え」中におけるモードの切り替えを負荷の大きさに基づいて行うものであるのかが不明である。
　よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。 
イ　 請求項１の記載に「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の一端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の一端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の
瞬時電流
　しかしながら，請求項１において「瞬時電流」と「制御回路」との関係が不明であって，第１の電流検出手段によって「瞬時電流」を検出する技術的意味が理解できない。
　よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。
ウ　請求項１の記載において，「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」とあるが，ここでいう電圧の「極性に同期して」の意味するところが不明確である。 
　よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。
エ　請求項１の記載に「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極
と間
　よって，請求項１に係る発明及び請求項１に従属する請求項２ないし８に係る発明は明確なものでない。
（２）取消理由についての当審の判断
ア　上記（１）アについて
　本件訂正請求による訂正により，請求項１において，「負荷の大きさに基づいて」，請求項１の８つの「切り替え」のうちいずれかを実施するものであることが明確となったことから訂正前の不明瞭さは解消された。
イ　上記（１）イについて
　本件訂正請求による訂正により，「記制御手段は，・・・　負荷の大きさに基づいて，前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数
かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率
ウ　上記（１）ウについて
　本件訂正請求による訂正により，請求項１において，「前記交流電源の電圧の極性に同期して・・」との記載が，「前記交流電源の電圧の極性に同期して
極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで
エ　上記（１）エについて
　本件訂正請求による訂正により，請求項１において，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極
との
　したがって，取消理由通知に記載した取消理由は解消された。よって，請求項１ないし８に係る特許は，特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してなされたものではない。　
　　　　　　　　　
３．取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由について
（１）申立理由の概要（特許法第２９条第２項）
ア　理由１（特許法第２９条第２項）
（ア）請求項１について
訂正前の請求項１に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第７号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
（イ）請求項２について
　訂正前の請求項２に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第７号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
（ウ）請求項３について
訂正前の請求項３に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第８号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
（エ）請求項４について
　訂正前の請求項４に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第８号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
（オ）請求項５について
訂正前の請求項５に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第９号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
（カ）請求項６について
　訂正前の請求項６に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第１０号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
（キ）請求項７について
訂正前の請求項７に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第１０号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
（ク）請求項８について
　訂正前の請求項８に係る発明は，下記の甲第１号証に記載の発明，及び甲第２号証ないし甲第１０号証に記載された周知技術に基づいて，当業者が容易に発明をすることができたものである。
イ　理由２（特許法第３６条第６項第２号）
　以下の点で，訂正前の請求項１ないし８の記載は明確でない。
（ア）理由２−１
　訂正前の請求項１において，８つの制御方法を全て備えた上で１つを選択するのか，８つの制御方法のうち１つを備えているのかが不明確である。（特許異議申立書５０頁２２行−５１頁１３行）
（イ）理由２−２
　訂正前の請求項１の「負荷の大きさ」が何を示すのか明確でない。（特許異議申立書５１頁１４行−同頁１７行）
（ウ）理由２−３
　「制御手段」が「負荷の大きさ」をどのように判断するかが明確でない。（特許異議申立書５１頁２８行−５２頁１行）
（エ）理由２−４
　ＭＯＳＦＥＴとＩＧＢＴなど「スイッチング素子」の種類によって，飽和電圧の定義が異なることから，訂正前の請求項１の「飽和電圧」がいずれの意味を指し示しているのか明確でない。（特許異議申立書５５頁１行−同頁１８行）
ウ　理由３（特許法第３６条第６項第１号）
　訂正前の請求項１の記載では，第１の電流検出手段はダイオード整流中のみ瞬時電流を検出でき，同期整流中の瞬時電流は検出できないものであって，電流検出して制御することを前提としている同期整流を行いつつ高速スイッチングモードの動作を行うことはできないが，明細書の発明の詳細な説明には，電流検出することなく高速スイッチングモードを動作させる手段は記載されておらず，訂正前の請求項１ないし８に係る発明は，発明の詳細な説明に記載されたものではない。
エ　証拠
　甲第１号証　：　国際公開第２００８／０９０９１７号
　甲第２号証　：　国際公開第２０１３／０８８６５２号
　甲第３号証　：　国際公開第２００８／１４９５３０号
　甲第４号証　：　国際公開第２０１２／０７０２００号
　甲第５号証　：　ＲＯＨＭのＲ６０２５ＦＮＺのデータシート　
　甲第６号証　：　特開２０１４−０９０５７０号公報
　甲第７号証　：　特開２００３−１５３５４３号公報　
　甲第８号証　：　特開２００５−１３７１６８号公報
　甲第９号証　：　特開２００９−１８９１１４号公報
　甲第１０号証：　特開平６−６２５７７号公報
（２）甲号証の記載事項
ア　甲第１号証の記載事項
（ア）甲第１号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。（下線は当審において付加した。以下，同じ。）
ａ　「[0010]　　　・・・前略・・・
発明の開示
発明が解決しようとする課題
[0011] 　しかしながら、
従来の
直流電源装置においては
電流検出回路１７ｐが必要であり
ｂ　「[0016] 　上述した目的を達成するために、本発明の
直流電源装置は、
前記第１および第２スイッチ部は、制御信号に基づいてスイッチングすることにより、前記リアクトル部に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し、昇圧チョッパ動作を行うこと
ｃ　「[0042] 　（実施の形態１）
　図１は、実施の形態１における直流電源装置のブロック図である。
[0043] 　図１において、
直流電源装置は、交流電源１と、フィルタコンデンサ３と、リアクトル２と、スイッチ素子５ａ、５ｂと、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと、平滑コンデンサ６と、負荷７と、制御部３０と、目標直流電圧設定部１２とを含む
制御部３０は、交流極性検出部３１、搬送波発振部１３、直流電圧検出部１１、およびスイッチ制御部１０を含む
スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、整流部に含まれる
[0044] 　各スイッチ素子５ａ、５ｂは、例えばバイポーラトランジスタ、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ：Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタ、または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチ素子により構成される。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、１個のスイッチ素子により構成されてもよいし、複数個のスイッチ素子の組み合わせにより構成されてもよい。各スイッチ素子５ａ、５ｂは、その意味で、スイッチ部とも呼ばれる。
[0045] 　
交流電源１は、電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に、交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成する
フィルタコンデンサ３は、交流電源１に並列に接続される。リアクトル２は、一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように、交流電源１に直列に接続される。リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され、電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続される
[0046] 　
整流部において、ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され、ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続される。ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され、ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続される。スイッチ素子５ａは、ダイオード４ａに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続され、スイッチ素子５ｂは、ダイオード４ｂに並列に、かつ導通方向が逆方向になるように接続される。整流部は、交流入力端ＰＡ１、ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成する
平滑コンデンサ６は、整流出力端ＰＲ１、ＰＲ２に並列に接続され、整流電圧Ｓ４を平滑化し、大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成する
ｄ　「[0047] 　図２Ａは、実施の形態１におけるスイッチ制御部１０の回路構成を示すブロック図である。図３Ａは、実施の形態１における直流電源装置の各部の信号波形を示す波形図であり、図３Ｂは、図３Ａの部分的な拡大図である。図３Ｃは、実施の形態１による直流電源装置の各部の信号状態を示す説明図である。以下、図１、図２Ａ、図３Ａ、図３Ｂ、図３Ｃを用いて、実施の形態１における直流電源装置の動作について、制御部３０を中心に説明する。
[0048] 　交流極性検出部３１において、フォトカプラ８ａのカソードおよびフォトカプラ８ｂのアノードは、抵抗９を介して電源端子Ｕに接続され、フォトカプラ８ａのアノードおよびフォトカプラ８ｂのカソードは、電源端子Ｖに接続される。
交流極性検出部３１は
交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂをそれぞれ生成する
[0049]　 交流周期は、交流電圧Ｓ１Ｖの基本周期であり、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの逆数である。交流半周期は、交流周期の半分である。交流周期内において、交流電圧Ｓ１Ｖが正電圧となる期間を交流正期間ＴＡＰと呼び、交流電圧Ｓ１Ｖが負電圧となる期間を交流負期間ＴＡＮと呼ぶ（図３Ａを参照）。
交流正期間ＴＡＰでは、
交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり
交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなる
他方、交流負期間ＴＡＮでは、
交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり、
交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなる
ｅ　「[0051] 　
直流電圧検出部１１は
直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する
目標直流電圧設定部１２は
目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する
搬送波発振部１３は
搬送波信号Ｓ１３を生成する
スイッチ制御部１０は、直流電圧信号Ｓ１１、目標直流電圧信号Ｓ１２、搬送波信号Ｓ１３、および交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂに基づいて、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを生成する
[0052] 　図２Ａにおいて、スイッチ制御部１０は、差電圧検出部１４、比較部１５、ＮＯＲゲート部１６ａ、１６ｂを含む。差電圧検出部１４は、目標直流電圧信号Ｓ１２および直流電圧信号Ｓ１１に基づいて、目標直流電圧から直流電圧Ｓ６を差し引いた差電圧を検出し、差電圧信号Ｓ１４を生成する。比較部１５は、搬送波信号Ｓ１３と差電圧信号Ｓ１４を比較し、比較結果信号Ｓ１５を生成する。比較結果信号Ｓ１５は、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４以上の場合、ハイレベルとなり、他方、搬送波信号Ｓ１３が差電圧信号Ｓ１４未満の場合、ローレベルとなる。ＮＯＲゲート部１６ａは、交流極性信号Ｓ８ａと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ａを生成し、ＮＯＲゲート部１６ｂは、交流極性信号Ｓ８ｂと比較結果信号Ｓ１５との否定論理和を表す制御信号Ｓ１０ｂを生成する。
[0053] 　図３Ａ、図３Ｂ、および図３Ｃに示すように、
制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのハイ期間において、比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなる。他方、
制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂは、それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂのロー期間において、目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と、搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となる。
目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号である
[0054] 　直流電圧Ｓ６（すなわち直流電圧信号Ｓ１１）が目標直流電圧（すなわち目標直流電圧信号Ｓ１２）よりも低い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は長くなりロー期間は短くなるため、パルス幅は長くなる。他方、直流電圧Ｓ６が目標直流電圧よりも高い場合、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのハイ期間は短くなりロー期間は長くなるため、パルス幅は短くなる。直流電圧Ｓ６の変化速度は代表的には十分小さいため、図３Ａに示すような交流周期内では、差電圧信号Ｓ１４は大略一定である。したがって、各制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂのパルス幅は、交流周期内において大略一定である。
[0055] 　
スイッチ素子５ａ、５ｂは、上述した制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいて、それぞれスイッチングする
　　　　　　　　　　　・・・中略・・・
[0060]　このように、
スイッチ素子５ａ、５ｂは、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいてそれぞれスイッチングすることにより、リアクトル電流Ｓ２Ｃの蓄積経路および放出経路を交互に変更し、
昇圧チョッパ動作を行う
これにより、
直流電源装置は、
昇圧し
ｆ　「[0074] 　なお、不活性状態ＳＴ５の期間を広げるために、
負荷７に応じて目標直流電圧を変更してもよい
負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成し
各スイッチ素子５ａ、５ｂのオン期間を広げることが可能
[0075] 　なお、実施の形態１においては、２個のスイッチ素子５ａ、５ｂが大略交流半周期ごとに停止するスイッチング停止状態ＳＴ２を設けるように構成した。しかし、常時スイッチング可能状態ＳＴ１にし、スイッチ素子５ａ、５ｂが交互にオンするように構成してもよい。このようにすることによって、正極側に接続されるスイッチ素子５ａのドライブ用電源として、もっともよく用いられるブートストラップ回路の簡素化が可能となり、コスト低減に効果がある。さらに、
各スイッチ素子５ａ、５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより、同期整流を用いて
ｇ　「図１
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｈ　「図８
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｉ　「図１０
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｊ　上記ｃの段落[0043]には，「直流電源装置は、交流電源１と、フィルタコンデンサ３と、リアクトル２と、スイッチ素子５ａ、５ｂと、ダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄと、平滑コンデンサ６と、負荷７と、制御部３０と、目標直流電圧設定部１２とを含む」こと，及び「スイッチ素子５ａ、５ｂおよびダイオード４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄは、整流部に含まれる」ことが，さらに，上記ｅの段落[0051]には，「目標直流電圧設定部１２は」「目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する」ことが記載されている。
　さらに，上記ｂの段落[0016]及び上記ｅの段落[0060]には，“直流電源装置は，第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいてスイッチングすることにより，リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う”ことが記載されている。
　してみると，甲第１号証には，“交流電源１と，フィルタコンデンサ３と，リアクトル２と，スイッチ素子５ａ，５ｂとダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからなる整流部と，平滑コンデンサ６と，負荷７と，制御部３０と，目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する目標直流電圧設定部１２とを含み，第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいてスイッチングすることにより，リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う直流電源装置”が記載されている。
ｋ　上記ｃの段落[0045]には，“交流電源１は，電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に，交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成するものであ”ることが記載されている。
ｍ　上記ｃの段落[0045]には，“フィルタコンデンサ３は，交流電源１に並列に接続され，また，リアクトル２は，一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように，交流電源１に直列に接続され，リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され，電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続されるものであ”ることが記載されている。
ｎ　上記ｃの段落[0046]には，“整流部において，ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され，ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され，ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続され，スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，整流部は，交流入力端ＰＡ１，ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成するものであ”ることが記載されている。
ｐ　上記ｃの段落[0046]には，“平滑コンデンサ６は，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され，整流電圧Ｓ４を平滑化し，大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成するものであ”ることが記載されている。
ｑ　上記ｃの段落[0043]には，「制御部３０は、交流極性検出部３１、搬送波発振部１３、直流電圧検出部１１、およびスイッチ制御部１０を含む」ことが，また，上記ｄの段落[0048]には，「交流極性検出部３１は」，「交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂをそれぞれ生成する」ことが，さらに，上記ｅの段落[0051]には，「搬送波発振部１３は」，「搬送波信号Ｓ１３を生成する」こと，及び「直流電圧検出部１１は」，「直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する」ことが記載されている。
　してみると，甲第１号証には，“制御部３０は，交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂをそれぞれ生成する交流極性検出部３１，搬送波信号Ｓ１３を生成する搬送波発振部１３，直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する直流電圧検出部１１，およびスイッチ制御部１０を含”むことが記載されているといえる。
ｒ　上記ｅの段落[0051]には，「スイッチ制御部１０は、直流電圧信号Ｓ１１、目標直流電圧信号Ｓ１２、搬送波信号Ｓ１３、および交流極性信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂに基づいて、制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂを生成する」ことが，また，段落[0055]には，「スイッチ素子５ａ、５ｂは、上述した制御信号Ｓ１０ａ、Ｓ１０ｂに基づいて、それぞれスイッチングする」ことが記載されている。
　してみると，甲第１号証には，“スイッチ制御部１０は，直流電圧信号Ｓ１１，目標直流電圧信号Ｓ１２，搬送波信号Ｓ１３，および交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂに基づいて，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂを生成し，スイッチ素子５ａ，５ｂは，この制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて，それぞれスイッチングされるものであ”ることが記載されているといえる。
ｓ　上記dの段落[0049]には，“交流正期間ＴＡＰでは，交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなり，他方，交流負期間ＴＡＮでは，交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなるものであ”ることが記載されている。
ｔ　上記ｅの段落[0053]には，“制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのハイ期間において，比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなり，他方，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのロー期間において，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と，搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となり，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号となるものであ”ることが記載されている。
ｕ　上記ｆの段落[0074]には，“負荷７に応じて目標直流電圧を変更し，負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成して，各スイッチ素子５ａ，５ｂのオン期間を広げることが可能であ”ることが，さらに，段落[0075]には，“各スイッチ素子５ａ，５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより，同期整流を用いることができる”ことが記載されている。
（イ）上記ａないしｕの記載内容（特に，下線部を参照）からすると，上記甲第１号証には次の発明（以下，「甲１発明」という。）が記載されている。
「交流電源１と，フィルタコンデンサ３と，リアクトル２と，スイッチ素子５ａ，５ｂとダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからなる整流部と，平滑コンデンサ６と，負荷７と，制御部３０と，目標直流電圧の電圧レベルを表す目標直流電圧信号Ｓ１２を生成する目標直流電圧設定部１２とを含み，第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいてスイッチングすることにより，リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う直流電源装置において，
　交流電源１は，電源端子Ｕと電源端子Ｖとの間に，交流電圧Ｓ１Ｖおよび交流電流Ｓ１Ｃを生成するものであり．
　フィルタコンデンサ３は，交流電源１に並列に接続され，また，リアクトル２は，一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように，交流電源１に直列に接続され，リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され，電源端子Ｖは交流入力端ＰＡ２に接続されるものであり，
　整流部において，ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され，ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され，ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続され，スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，整流部は，交流入力端ＰＡ１，ＰＡ２の交流電圧Ｓ２Ｖを全波整流し，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に整流電圧Ｓ４を生成するものであり，
　平滑コンデンサ６は，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され，整流電圧Ｓ４を平滑化し，大略直流の電圧を表す直流電圧Ｓ６を生成するものであり，
　制御部３０は，交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂをそれぞれ生成する交流極性検出部３１，搬送波信号Ｓ１３を生成する搬送波発振部１３，直流電圧Ｓ６の電圧レベルを表す直流電圧信号Ｓ１１を生成する直流電圧検出部１１，およびスイッチ制御部１０を含み，
　スイッチ制御部１０は，直流電圧信号Ｓ１１，目標直流電圧信号Ｓ１２，搬送波信号Ｓ１３，および交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂに基づいて，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂを生成し，スイッチ素子５ａ，５ｂは，この制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて，それぞれスイッチングされるものであって，
　交流正期間ＴＡＰでは，交流極性信号Ｓ８ｂはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ａはハイレベルとなり，他方，交流負期間ＴＡＮでは，交流極性信号Ｓ８ａはローレベルとなり，交流極性信号Ｓ８ｂはハイレベルとなるものであり，
　制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのハイ期間において，比較結果信号Ｓ１５に関係なくローレベルとなり，他方，制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂは，それぞれ交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのロー期間において，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と，搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となり，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号となるものであって，
　負荷７に応じて目標直流電圧を変更し，負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成して，各スイッチ素子５ａ，５ｂのオン期間を広げることが可能であり，さらに，各スイッチ素子５ａ，５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより，同期整流を用いることができる，
　直流電源装置。」
　
イ　甲第２号証の記載事項
　甲第２号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「[0062]　（実施の形態２）
　図６は、本発明に係る実施の形態２の直流電源装置の構成を一部ブロックで示す図である。
[0063]　図６に示すように、本発明に係る実施の形態２の直流電源装置は、交流電源１の一端に接続されたリアクトル２と、交流電源１からの交流電圧を直流に整流するために、交流電源１の両ライン間にリアクトル２を介してその交流入力端が接続された整流回路５と、リアクトル２を介して交流電源１を短絡・開放するために、整流回路５を構成する４個のダイオードのうちの２個のダイオード５ａおよび５ｂと並列に、電流の流れる向きが逆となる方向に接続されたスイッチング素子３ａおよび３ｂと、整流回路５の直流出力端間に接続された平滑コンデンサ６と、スイッチング素子３ａおよび３ｂを有するスイッチング部３のスイッチング駆動信号を生成する制御部７と、を備えている。このように構成された実施の形態２の直流電源装置は、平滑コンデンサ６に接続された負荷９に対して直流電圧を供給する。
[0064]　さらに、実施の形態２の
直流電源装置においては
整流回路５の直流出力ライン上にあってスイッチング部３のオフ時に平滑コンデンサ６を充電する向きに流れる電流を検出する電流検出部１０と
を備えている
[0065]　特に、電流検出部１０を平滑コンデンサ６のＧＮＤ側に接続して配置する場合には、電流検出部１０として、抵抗の使用が可能となり、必要に応じてＯＰアンプ等で増幅することにより、回路を簡単に構成することができる。」
ｂ　「[0071]　次に、図８（ａ）および図８（ｂ）は、スイッチング部３のオフ時に電流が流れる経路を示す図である。図８（ａ）は、交流電源１の瞬時電圧が正の場合に電流が流れる経路を示しており、図８（ｂ）は、交流電源１の瞬時電圧が負の場合に電流が流れる経路を示している。
[0072]　図８（ａ）および図８（ｂ）に示すように、スイッチング部３がオフ、すなわち、スイッチング素子３ａおよび３ｂがオフの場合には、交流電源１の電圧位相によらず、電流検出部１０には、交流電源１からの入力電流の大きさに等しい電流が流れる。」
ｃ　「図６
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｄ　「図７
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｅ　「図８
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ウ　甲第３号証の記載事項
　甲第３号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「[0032]　
整流電流検出部５３（図２参照）は、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間に設けられた抵抗５と、全波整流回路４と平滑コンデンサ７との間を流れる電流（整流電流）と予め決められた所定値（異常整流電流閾値）とを比較する第３の比較回路２２を有している
ｂ　「[0068] （実施の形態３）
　次に、添付の図７を用いて、本発明に係る実施の形態３の電源制御装置およびヒートポンプ装置について説明する。図７は実施の形態３の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。実施の形態３の電源制御装置において、前述の実施の形態２の電源制御装置と異なる点は、平滑回路２６をさらに設けて、第２の絶対値検出回路１９の出力が平滑回路２６において平滑化（平均値化）されて、その平均値情報が制御回路２４に入力されるよう構成されている点である。このように、実施の形態３の電源制御装置においては、電流トランス３の出力の絶対値を示す信号が平滑回路２６に入力されて平滑化され入力電流の平均値が検出されている。検出された入力電流の平均値情報は、制御回路２４に入力されている。したがって、実施の形態３の説明及び図７において、前述の実施の形態１および実施の形態２の電源制御装置と同じ機能、構成を有する構成要素には同じ符号を付し、それらの構成要素の説明は実施の形態１および実施の形態２における説明を適用する。
[0069]　実施の形態３の電源制御装置により電力が供給される直流負荷８は、具体的には作動流体を圧縮する圧縮機のモータを駆動する回路である。圧縮機モータの回転数を上げるとヒートポンプ装置の能力が増大して、より多くの熱需要をまかなうことが可能となる。しかしながら、ヒートポンプ装置の動作環境、例えば環境温度などが異なると、同じ圧縮機モータが同じ回転数で駆動しても同じ能力、同じ消費電力とはならない。特に、環境温度が上昇して高くなると、作動流体の圧力が上昇して、同じ圧縮機モータを同じ回転数で駆動しようとすると、消費電力が急増する。このために、実施の形態３の電源制御装置においては、消費電力の急増を検出するために、入力電流を監視して、入力電流が急激に大きくなり、ヒートポンプ装置として想定されている許容値を超える可能性がある場合には、圧縮機モータの回転数を下げる、若しくは圧縮機モータへの電力供給を停止するなどのシステム制御を行っている。
[0070]　実施の形態３の電源制御装置は、消費電力の急増を検知するために、電流トランス３により検出された入力電流を用いている。実施の形態３の電源制御装置における入力
電流検出部５２０は、前述の実施の形態１において説明したように入力電流の変化が急であるとき感度（出力）が高くなる電流トランス３と、この電流トランス３により検出された検出電流を入力電流に比例した検出電圧に変換する抵抗１８と、その検出電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路１９と、絶対値化された検出電圧が予め決められた所定値以上か否かを検出する第２の比較回路２０と、そして絶対値化された検出電圧が入力されて平滑化（平均値検出）する平滑回路２６と、を有している。平滑回路２６において入力電流の平均値が検出され
[0071]　以上のように、実施の形態３の電源制御装置においては、電流トランス３が入力電流の検出とともに消費電力急増の検出を兼用することにより、システム制御用に新たな検出手段を設けることなく、簡素な構成で信頼性の高いシステムを構築することができる。
[0072]　（実施の形態４）
　次に、添付の図８を用いて、本発明に係る実施の形態４の電源制御装置について説明する。図８は実施の形態４の電源制御装置の構成を一部ブロックで示す回路図である。実施の形態４の電源制御装置において、前述の実施の形態１の電源制御装置と異なる点は、整流回路４における前段部分に双方向スイッチング回路２７が設けられ、後段部分にダイオードで構成された全波整流回路２８が設けられている点である。したがって、実施の形態４の説明及び図８において、前述の実施の形態１の電源制御装置と同じ機能、構成を有する構成要素には同じ符号を付し、それらの構成要素の説明は実施の形態１における説明を適用する。
[0073] 本発明に係る実施の形態４の電源制御装置は、実施の形態１の電源制御装置と同様に、交流電源１の入力電流がリアクタ２を介して、整流回路４に入力されている。整流回路４は双方向スイッチング回路２７と全波整流回路２８を具備している。全波整流回路２８は、２つのダイオードの直列回路が並列に接続されて、４つのダイオードによりダイオードブリッジ回路が構成されている。全波整流回路２８の出力は、平滑コンデンサ７により平滑化され、直流負荷８へ電力を供給している。
[0074]　図８に示すように、実施の形態４の電源制御装置は、整流回路４への入力端子間に１つの双方向スイッチング回路２７が設けられており、この双方向スイッチング回路２７は、制御回路２４により制御されている。双方向スイッチング回路２７に対する制御回路２４からの駆動指令信号は、遮断回路２１により遮断できるよう構成されている。
[0075]　実施の形態４の電源制御装置における制御回路２４での処理内容は、前述の実施の形態１の制御回路２４の処理内容にほぼ同じであるが、実施の形態１の電源制御装置におけるスイッチング素子９、１０に対する処理内容が双方向スイッチング回路２７に対する処理内容に変更されている点が異なっている。但し、実施の形態４の電源制御装置においては、極性情報を必要としない双方向スイッチング回路２７が用いられているため、交流電源１の入力電圧の極性によってスイッチング素子を切替える必要がなく、制御回路が簡素化されている。また、同じ理由により、実施の形態４の電源装置においては、交流電源１の入力電圧の極性を検知するための回路が不要となり、回路が簡素化されている。
[0076]　図９は、実施の形態４の電源制御装置において用いられる双方向スイッチング回路２７の具体例である。図９の（ａ）は全波整流回路２９とＩＧＢＴ３０により構成された双方向スイッチング回路２７Ａを示したものである。図９の（ａ）に示す双方向スイッチング回路２７Ａは、制御可能なスイッチング素子を１つで実現するものである。全波整流回路２９は、２つのダイオードの直列体を１つのアーム回路として、２つのアーム回路が並列接続されて、４つのダイオードによるダイオードブリッジ回路により構成されている。アーム回路における２つのダイオードの接続点が交流電源１に接続される端子Ａ、Ｂとなっている。また、全波整流回路２９のカソード側端子にＩＧＢＴ３０のコレクタ端子が接続され、全波整流回路２９のアノード側端子にＩＧＢＴ３０のエミッタ端子が接続される。また、全波整流回路２９のアノード側端子には端子Ｄが設けられている。ＩＧＢＴ３０のゲート端子である制御端子Ｃには制御回路２４からの駆動指令信号が入力されるよう構成されており、制御端子Ｃに対して、端子Ｄの電位より高電位である、一定以上の電圧が印加されると、ＩＧＢＴ３０はオン状態となる。結果として、交流電源１に接続されている端子Ａと端子Ｂは、端子間の電位の極性に関係なく、同電位となる。即ち、双方向スイッチング回路２７Ａの端子Ｃに入力する信号を制御することにより、双方向スイッチング回路２７Ａはオンオフ動作する。
[0077]　図９の（ｂ）に示した双方向スイッチング回路２７Ｂは、２つのＩＧＢＴ３１、３３と、それらのＩＧＢＴ３１、３３のそれぞれに並列に配置されたダイオード３２、３４とにより構成されている。ＩＧＢＴ３１とダイオード３２は逆方向の並立接続である。即ち、ＩＧＢＴ３１のコレクタ端子とダイオード３２のカソード端子が接続され、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とダイオード３２のアノード端子が接続されている。一方、ＩＧＢＴ３３とダイオード３４は逆方向の並立接続であるが、ＩＧＢＴ３１とＩＧＢＴ３３は逆向きである。即ち、ＩＧＢＴ３３のエミッタ端子とダイオード３４のアノード端子が接続され、ＩＧＢＴ３３のコレクタ端子とダイオード３２のカソード端子が接続されている。そして、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とＩＧＢＴ３３のエミッタ端子が接続されている。また、ＩＧＢＴ３１のエミッタ端子とＩＧＢＴ３３のエミッタ端子との接続点には端子Ｄが設けられている。このようにＩＧＢＴ３１、３３とダイオード３２、３４が接続されて双方向スイッチング回路２７Ｂが構成されている。
[0078]　図９の（ｂ）に示した双方向スイッチング回路２７Ｂは、図９の（ａ）の双方向スイッチング回路２７Ａに比べてスイッチング時の電流通過素子の少ない構成である。図９の（ｂ）の双方向スイッチング回路２７Ｂは、図９の（ａ）の双方向スイッチング回路２７Ａと同様に、制御端子Ｃに対して、端子Ｄの電位より高電位である、一定以上の電圧を印加すると、ＩＧＢＴ３１、３３はオン状態となる。このため、端子Ａの電位が端子Ｂの電位よりも高い場合には、ＩＧＢＴ３１とダイオード３４とにより、端子Ａと端子Ｂが同電位となり、双方向スイッチング回路２７Ｂがスイッチング動作する。一方、端子Ａの電位が端子Ｂの電位よりも低い場合には、ＩＧＢＴ３３とダイオード３２とにより、端子Ａと端子Ｂとが同電位となり、双方向スイッチング回路２７Ｂがスイッチング動作する。このようにして、双方向スイッチング回路２７Ｂは、端子Ａと端子Ｂの電位の高低に関係なく、スイッチング動作することが可能になる。結果として、図８に示した制御回路２４においては交流電源１の極性を知ることなく、スイッチング制御することが可能となる。
[0079]　上記のように、実施の形態４の電源制御装置の構成では、交流電源１の極性情報を必要としない制御システムが実現できるため、制御回路を簡素化することが可能となる。」
ｃ　「図１
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｄ　「図２
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｅ　「図７
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
エ　甲第４号証の記載事項
　甲第４号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「[0017]　上記のように構成された第１の発明は、スイッチング部のオフ期間において、第２の電流検出部を流れる電流が、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しく、さらに、第２の電流検出部は、双方向に電流が流れる交流電源の入力ラインとは異なり、単一方向でかつ、間欠的に電流が流れるラインの電流を検出すればよい。このため、第１の発明においては、シャント抵抗やトランスなどで構成される第２の電流検出部を用いて正しく電流を検出することが可能となり、さらに、第１の電流検出部と第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の差が第１の電流検出部のオフセットに等しくなることから、スイッチング部のオフ期間における第１の電流検出部および第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の絶対値の差情報を用いて、入力電流のアンバランス状態を検知することができる。その結果、第１の発明の構成においては、第１の電流検出部に安価なＡＣ−ＣＴを用いることができる。」
ｂ　「[0043]　図６Ａおよび図６Ｂは、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における入力電流（第１の電流検出部３の検出対象）と、整流回路５の直流出力ラインを流れる出力電流（平滑コンデンサ６を充電する方向を正とする。第２の電流検出部７の検出対象）との関係を示す図である。図６Ａは、スイッチング部４のオン期間（短絡期間）における入力電流の流れを示した図である。図６Ｂは、スイッチング部４のオフ期間（開放期間）における入力電流の流れを示した図である。」
ｃ　「[0052]　なお、本発明の
直流電源装置
平滑コンデンサ６への充電電流を検出する第２の電流検出部７とを備えた
ｄ　「図６Ａ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｅ　「図６Ｂ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｆ　「図７Ｃ
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
オ　甲第５号証の記載事項
　甲第５号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　１頁に表題「・Ｉｎｎｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ」として記載される図より，ＭＯＳＦＥＴが寄生ダイオード（「ＢＯＤＹ　ＤＩＯＤＥ」）を有することが読み取れる。
ｂ　また，１頁に表題「・Ａｂｓｏｌｕｔｅ　ｍａｘｉｍｕｍ　ｒａｔｉｎｇｓ（Ｔａ＝２５℃）」として記載される表より，ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に耐電圧ＶＤＳＳを有することが読み取れる。
ｃ　７頁に表題「Ｆｉｇ．８　Ｔｙｐｉｃａｌ　Ｏｕｔｐｕｔ　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ（１）」として記載されるＭＯＳＦＥＴの飽和電圧に関する表と，１１頁に表題「Ｆｉｇ．２２　Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｏｄｅ　Ｆｏｒｗａｒｄ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　ｖｓ．Ｓｏｕｒｃｅ−Ｄｒａｉｎ　Ｖｏｌｔａｇｅ」として記載されるダイオードの順方向電流と飽和電圧に関する表を合わせ読むと，ダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い領域が存在するといえる。
カ　甲第６号証の記載事項
　甲第６号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「【００１０】
　以下に、本発明にかかる
直流電源装置
空気調和機
ｂ　「【００２４】
　また、図２（ｂ）は、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧が印加されＯＮとなっている状態（以下、この状態を「ゲートオン状態」という）を示している。この
ゲートオン状態においては、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による電圧低下が寄生ダイオードの順方向電圧より低い場合、電流は寄生ダイオードではなくトランジスタ側に流れる。この場合、ダイオードの導通損失よりもＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による導通損失の方が小さくなる。このような、ＭＯＳＦＥＴに対する逆電圧印加によって電流を逆方向に導通させ、これにより導通損失を低減させる技術は一般的に同期整流と呼ばれる
ｃ　「【００２６】
　ここでまず、本実施の形態の直流電源装置における第１の整流動作である同期整流動作について説明する。上述したように、本実施の形態の直流電源装置は、半導体スイッチ３および４を動作させる制御部１３を備えている。制御部１３は、電流検出素子１０および電流検出部１２を介して得られた電流検出値等に基づいて、各半導体スイッチをオンオフ制御する。この直流電源装置は、ハーフブリッジと呼ばれる公知の回路に、制御部１３と、電流検出素子９および１０と、電流検出部１１および１２と、電圧検出部１４と、駆動部１５とを付加した構成となっている。図１の回路構成で半導体スイッチ３および４が共にオフであれば、半導体スイッチ３および４の寄生ダイオードを介した全波整流回路となる（上記第２の整流動作を行う）。半導体スイッチ３および４をダイオードに置き換えた場合も同様に、全波整流動作が可能である。本実施の形態の直流電源装置において、ダイオードとせずに半導体スイッチ３および４を備えた構成としているのは、前述の同期整流を適用可能としてダイオードでの導通損失を低減するためである。」
ｄ　「【００４５】
　なお、半導体スイッチ３、４、５、６、２２は、ＧａＮ（窒素ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体で構成されたものとしてもよい。この場合、さらなる低損失化を実現することができる。また、ワイドギャップ半導体を使用した場合、耐電圧や耐熱性が高くなるとともに許容電流密度も高くなる。そのため、半導体スイッチの小型化が可能となり、装置を小型化できる。この効果を得るためには、少なくとも一つの半導体スイッチをワイドバンドギャップ半導体で構成されたものとすればよい。」
キ　甲第７号証の記載事項
　甲第７号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「【００６６】次に、このシステムの概略動作を図９を用いて説明する。なお、図９は負荷の消費電力量に対する力率改善回路の力率及び直流出力電圧Ｖｄｃを示す図である。まず、
負荷の消費電力量が０、或いは、ほとんど０に等しいくらい極低負荷（消費電力量が負荷の許容電力量の１０％未満）の場合、即ち、図９の運転モード１の場合、コントローラ１０により、整流回路切換用スイッチ８は全波整流モード、短絡スイッチ９は力率改善無しモードに制御される
【００６７】また、
負荷の消費電力量が運転モード１よりも若干増加し、消費電力量が負荷の許容電力量の１０〜３０％の低負荷領域、即ち、図９の運転モード２の場合、コントローラ１０により、整流回路切換用スイッチ８は全波整流モードに保たれ、短絡素子９は部分スイッチングモードにて制御される
【００６８】
全波整流モードにて運転中、更に負荷の消費電力が増し、消費電力が負荷の許容電力量の３０〜５０％の中間負荷領域、即ち、図９の運転モード３の場合、短絡素子９は高周波スイッチングモードにて制御される
ｂ　「【００８０】図１２は本発明の別の構成を示す回路構成図である。図１２において、図１他と対応する部分には同一符号を付し、その重複説明を省略する。図１２は図１他における双方向通電性の短絡素子９を、例えば、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子を用いた１対のスイッチング素子２０ａ及び２０ｂを整流器３の１相に並列接続させて、代替させたものである。図１２において、２０ａ及び２０ｂは図１他での短絡素子９を代替する１対のスイッチング素子であって、これらのスイッチング素子２０ａ、２０ｂは、それぞれ整流回路３のダイオード３ａ、３ｃに並列接続され、そのゲートにコントローラ１０からの制御信号が印加されるように成されている。また、１９は、整流器３と倍電圧コンデンサ４〜５との間に挿入された逆流防止用整流素子であり、スイッチング素子２０ａ、２０ｂの短絡動作に伴う、倍電圧整流用コンデンサ４〜５或いは平滑コンデンサ６から整流器３側への逆流を防止する為のものである。
【００８１】次に、動作について説明する。まず、コントローラ１０の電源電圧検出手段１１により交流電源１の電圧極性を検出する。このとき、交流電源１の一方の端子ａの電位が他方の端子ｂの電位よりも高い（この状態を正極性とし、これと逆の状態を負極性とする）場合には、コントローラ１０の制御手段１４は、スイッチング素子２０ａをオフに制御し、スイッチング素子２０ｂのみのスイッチング動作を許可する。また、交流電源１の電圧極性が負極性の場合には、コントローラ１０は、スイッチング素子２０ｂをオフに制御し、スイッチング素子２０ａのみのスイッチング動作を許可する。ここで、スイッチングの形態は先に説明したと同様、力率改善無しモード、部分スイッチングモード、高周波スイッチングモードにより行われるものとする。」
ｃ　「図９
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｄ　「図１２
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ク　甲第８号証の記載事項
　甲第８号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「【００３２】
　まず、負荷１５の回転速度が上昇し所定の回転速度以上になった場合、あるいは負荷１５の負荷が大きくなり電源１からの入力が大きくなった場合、あるいは電源１からの入力電流が大きくなった場合、スイッチ８を連続オンとして整流回路を全波整流から倍電圧整流に切り換える。なお、
スイッチ８をオンするタイミングは、ゼロクロス検出回路１３で検出した交流電源のゼロクロスのタイミングで行う
【００３３】
　図２は、第２の運転モード（第２−２及び第２−３の運転モード）における、スイッチング素子４を短絡するときの交流電圧ゼロクロス点からの遅延時間を説明する図である。図２に示すように、入力電流検出回路１７で検出した入力電流情報に応じて、入力電流が大きくなるに従ってゼロクロス点からの遅延時間が小さくなるように制御を行う。
【００３４】
　また、
第２−２及び第２−３の運転運転モード時のスイッチング素子４のオンオフ制御は、インバータ回路９に出力する直流電圧が負荷１５の回転速度もしくは電源１からの入力電流に応じて予め決定した直流電圧値になるように、スイッチング素子４の短絡時間を増減する
【００３５】
　なお、後述する図４、５に示すように、第２−２の運転モードと第２−３の運転モード時に制御を行う直流電圧はそれぞれ同じ値としても、また、独立した値としてもよい。」
ケ　甲第９号証の記載事項
　甲第９号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「【００１５】
　（実施の形態１）
　図１は、本発明にかかる第１の実施の形態の直流電源装置を示す構成図である。図１において、交流電源１の出力端からリアクタ２を経由してスイッチング素子３ａ、３ｂとダイオード４ａ、４ｂとの逆並列接続回路からなる直列接続回路と、
交流電源１の出力端から電流検出器を経由してダイオード４ｃ、４ｄからなる直列接続回路
【００１６】
　次に過電流が流れた場合の動作について説明する。図２は電源位相が正または負の時の電流の流れる経路を示すものであり、ここではシャント抵抗は６ａスイッチング素子３ｂとダイオード４ｂの逆並列接続回路に直列に接続された場合について説明する。
【００１７】
　交流電源１の正の半周期は、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子３ｂがオンの時は、交流電源１−リアクタ２−スイッチング素子３ｂ−シャント抵抗６ａ−ダイオード４ｄ−電流検出器５−交流電源１の電流経路が形成され、スイッチング素子３ｂがオフの時は交流電源１−リアクタ２−ダイオード４ａ−平滑コンデンサ７−ダイオード４ｄ−電流検出器５−交流電源１の電流経路が形成される。スイッチング素子３ｂに過電流が流れたとすると、スイッチング素子３ｂに流れる電流をシャント抵抗６ａによって電圧レベルで検出し、その電圧レベルが過電流検知レベルを超えれば過電流が発生したと見なして保護回路を動作させる。
【００１８】
　一方、交流電源１の負の半周期は、
図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子３ａがオンの時は、交流電源１−電流検出器５−ダイオード４ｃ−スイッチング素子３ａ−リアクタ２−交流電源１の電流経路が形成され、スイッチング素子３ａがオフの時は、交流電源１−電流検出器５−ダイオード４ｃ−平滑コンデンサ７−ダイオード４ｂ−リアクタ２−交流電源１の電流経路が形成される
スイッチング素子３ａに過電流が流れた時は、入力電流制御に用いている電流検出器５を利用する
スイッチング素子３ａに流れる電流は電流検出器５で検出できるので、その検出値が過電流検知レベルを超えれば過電流が発生したと見なして保護回路を動作させる
【００１９】
　そうすることで、スイッチング素子３ａ、３ｂの両方にシャント抵抗を挿入しなくても、
スイッチング素子３ａは電流検出器５から得られた検出値
によって過電流を判断する
【００２０】
　一方、スイッチング素子３ａ、３ｂが同時オンした上下短絡の時は、図２（ｃ）に示すように、スイッチング素子３ａ−スイッチング素子３ｂ−シャント抵抗６ａ−平滑コンデンサ７−スイッチング素子３ａの電流経路が形成される。この時はシャント抵抗６ａの両端電圧の検出値で過電流を判断し、シャント抵抗６ａを用いることで上下短絡時の高速保護が可能となる。」
ｂ　「図１
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
ｃ　「図２
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
コ　甲第１０号証の記載事項
　甲第１０号証には，図面と共に以下の事項が記載されている。
ａ　「【００１１】
【実施例】以下、本発明の一実施例について図１を参照しながら説明する。
【００１２】図１は本発明の突入電流防止回路の実施例を示す回路図である。図１において、１は商用の交流電源を示し、ダイオードブリッジ２によってこれを整流している。更に、平滑コンデンサ３によって平滑し、負荷装置４へ直流電圧を供給している。５はダイオードブリッジ２と平滑コンデンサ３の間に挿入されたシャント抵抗である。このシャント抵抗５の両端に、流れる電流に比例した電圧が生じる事となる。６はシャント抵抗５の両端に発生した電圧を分圧する抵抗であり、検出電流値の設定を行う。
【００１３】
７はフォトカプラである。７ａはフォトカプラ７の発光ダイオード、７ｂはフォトカプラ７のフォトトランジスタである
【００１４】以下、動作を説明する。
商用の交流電源１を投入すると、ベース抵抗１０に電流が流れ、スイッチング素子８が「オン」する。すると、電荷の蓄積のない平滑コンデンサ３は短絡に近い状態であるから、多大な電流がシャント抵抗５を流れようとする。しかし、ある電流値になるとフォトカプラ７の発光ダイオード７ａが導通して発光し、それに従ってフォトトランジスタ７ｂが導通してスイッチング素子８のベースをＧＮＤに短絡させる。するとスイッチング素子８が「オフ」し、平滑コンデンサ３への充電がストップする
【００１５】次にシャント抵抗５を流れる電流がある値より小さくなると、発光ダイオード７ａおよびフォトトランジスタ７ｂは「オフ」し、スイッチング素子８が再び「オン」する。」
ｂ　「図１
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　」
（３）対比・判断
ア　理由１（特許法第２９条第２項）について
（ア）本件発明１について
　本件発明１と甲１発明とを対比すると以下のとおりである。
ａ　甲１発明の「交流電源１」，「ダイオード４ｃ」，「ダイオード４ｄ」，「ダイオード４ａ」，「ダイオード４ｂ」は，各々，本件発明１の「交流電源」，「第１のダイオード」，「第２のダイオード」，「第３のダイオード」，「第４のダイオード」に相当する。
　また，甲１発明の「整流部」は，「ダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからな」り，「ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され」るものであって，ここで，「交流入力端ＰＡ１」は．「リアクトル２」を介して「交流電源１」の「電源端子Ｕ」に接続され，また，交流入力端ＰＡ２」は．「交流電源１」の「電源端子Ｖ」に接続されるものである。
　したがって，甲１発明の「交流電源１」に接続され，「ダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからな」る「整流部」は，本件発明１の「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路」に相当する。
ｂ　甲１発明の「スイッチ素子５ａ」 は，「ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」るものであり，ダイオード４ａがオフする方向に対して耐電圧特性を有することは明らかでる。
　してみると，甲１発明の「スイッチ素子５ａ」と，本件発明１の「前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子」とは，後記の点で相違するものの，“前記第３のダイオードに並列接続されており，当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第１のスイッチング素子”の点では共通する。
ｃ　甲１発明の「スイッチ素子５ｂ」 は，「ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」るものであり，ダイオード４ｂがオフする方向に対して耐電圧特性を有することは明らかである。
　してみると，甲１発明の「スイッチ素子５ｂ」と，本件発明１の「前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子」とは，後記の点で相違するものの，“前記第４のダイオードに並列接続されており，当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第２のスイッチング素子”の点では共通する。
ｄ　甲１発明の「リアクトル２」は，「一方の端子が電源端子Ｕに接続されるように，交流電源１に直列に接続され，リアクトル２の他方の端子は交流入力端ＰＡ１に接続され」るものであって，さらに，「交流入力端ＰＡ１」に「整流部」の「ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソード」が「接続され」るものであるから，本件発明１の「前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトル」に相当する。
ｅ　甲１発明の「平滑コンデンサ６」は，「整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され，整流電圧Ｓ４を平滑化」するものであるから，本件発明１の「前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサ」に相当する。
ｆ　甲１発明の「スイッチ制御部１０」は，「制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂを生成し，スイッチ素子５ａ，５ｂは，この制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて，それぞれスイッチングされるものであ」るから，本件発明１の「前記第１、第２のスイッチング素子を制御する制御手段」に相当する。
ｇ　甲１発明では「平滑コンデンサ６は，整流出力端ＰＲ１，ＰＲ２に並列に接続され」るものであるから，甲１発明の「整流出力端ＰＲ１」，「整流出力端ＰＲ２」は，各々，本件発明１の「平滑コンデンサの正極側」，「平滑コンデンサの負極側」に相当する。
　してみると，甲１発明の「ダイオード４ａおよびダイオード４ｃの両カソードは正極整流出力端ＰＲ１に接続され，ダイオード４ｂおよびダイオード４ｄの両アノードは負極整流出力端ＰＲ２に接続され，スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」ることは，本件発明１の「前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、」「前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続され」ることに相当する。
　また，甲１発明の「ダイオード４ａのアノードおよびダイオード４ｂのカソードは交流入力端ＰＡ１に接続され，ダイオード４ｃのアノードおよびダイオード４ｄのカソードは交流入力端ＰＡ２に接続され，」「スイッチ素子５ａは，ダイオード４ａに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され，スイッチ素子５ｂは，ダイオード４ｂに並列に，かつ導通方向が逆方向になるように接続され」ることは，本件発明１の「前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され」ることに相当する。
ｈ　甲１発明の「直流電源装置」は，「整流部」，「スイッチ素子５ａ，５ｂ」，「リアクトル２」，「平滑コンデンサ６」，「スイッチ制御部１０」を備えるものである。
　しかしながら，甲１発明の「直流電源装置」は，電流を検出する手段を備えるものではない。
　さらに，甲１発明の「直流電源装置」は，「ダイオード４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄとからなる整流部」を備えるとともに，いわゆるダイオード整流を，あるいは，「各スイッチ素子５ａ，５ｂを電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）にすることにより，同期整流」を行うものである。また，甲１発明は，「交流極性信号Ｓ８ａ，Ｓ８ｂのロー期間において，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧に応じて変化するパルス幅と，搬送波周期ＴＰＷＭに等しいパルス周期とを有する一連のパルス信号となり，目標直流電圧と直流電圧Ｓ６との差電圧によりパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）された信号となる」「制御信号Ｓ１０ａ，Ｓ１０ｂに基づいて」，「第１および第２スイッチ素子５ａ，５ｂを，」「スイッチングすることにより，前記リアクトル２に流れる電流の第１および第２経路を交互に変更し，昇圧チョッパ動作を行う」ものである。したがって，甲１発明は，本件発明１の「同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数」「で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモード」，あるいは，「ダイオード整流制御および」交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する「高速スイッチング制御を同時に実施するモード」に相当するモードを有していると認められるが，「短絡」が「前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する」ものではない。
　また，甲１発明は，「負荷７に応じて目標直流電圧を変更でき」るものであるが，「負荷７が大きくなるにつれて目標直流電圧を上げるように構成して，各スイッチ素子５ａ，５ｂのオン期間を広げる」ものであって，ダイオード整流あるいは同期整流と同時に行う昇圧チョッパ動作時（本件発明１の「高速スイッチング制御」時）のオン期間を広げるものであるから，負荷の大きさによって，ダイオード整流のみあるいは同期整流のみのモードから，同期整流あるいはダイオード整流と昇圧チョッパ動作を同時に実施するモードに切り替えを行うものではない。
　したがって，甲１発明の「直流電源装置」と，本件発明１の「直流電源装置」とは，後記の点で相違するものの，“整流回路と，第１のスイッチング素子と，第２のスイッチング素子と，リアクトルと，平滑コンデンサと，制御手段と，を備える，直流電源装置。”の点では共通する。
　そうすると，本件発明１と甲１発明は，以下の点で一致ないし相違する。
（一致点）
「交流電源に接続され，第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と，
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか，または前記第３のダイオードに並列接続されており，当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第１のスイッチング素子と，
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか，または前記第４のダイオードに並列接続されており，当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第２のスイッチング素子と，
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと，
　前記整流回路の出力側に接続され，当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと，
　前記第１，第２のスイッチング素子を制御する制御手段と，
　を備え，
　前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され，前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され，前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され，前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続されている，
　直流電源装置。」
（相違点１）
　「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」が，本件発明１では，いずれも「前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」ものであるのに対して，甲１発明では，その旨の特定がされていない点。
（相違点２）
　本件発明１では，「前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極との間に接続されて、前記整流回路に通流する瞬時電流を検出する第１の電流検出手段」を備えるものであって，また，「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」し，さらに，「交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御」を実施するのに対して，甲１発明では，そのような電流検出手段を備えておらず，また，そのような瞬時電流を検出していないので，「昇圧チョッパ動作」の際の「リアクトル２」の短絡はそのような瞬時電流に基づいて算出した通流率によるものでもない点。
（相違点３）
　本件発明１では，「前記制御手段は、負荷の大きさに基づいて、前記交流電源の電圧の極性に同期して極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡する高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、　負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、負荷の大きさに基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとの切り替え、のうちいずれかを実施する」ものであるのに対して，甲１発明では，そのような切り替えを実施していない点。
　事案に鑑み，まず，相違点２について先に検討する。
　上記（２）イないしエの甲第２号証ないし甲第４号証にも記載されるように，直流電源装置において，整流回路と平滑コンデンサの負極の間に電流検出手段を設けることは周知の技術である。
　しかしながら，甲１発明の課題は，上記（２）アａに記載されるように，従来の直流電源装置においては，電流検出回路が必要であったことを課題とするものであり，甲１発明において電流検出手段を設ける理由が存在しない。
　また，高速スイッチング制御においてリアクトルを電流検出手段が検出した瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡することまでもが周知の技術であったとは認められない。
　さらに，甲第５号証及び甲第６号証には，スイッチング素子の飽和電圧をダイオードの順方向電圧降下よりも低いものとすることが周知技術であること，また，甲第７号証には，負荷の大きさに応じて，「全波整流モード」（本件発明１の「ダイオード整流モード」）と他のモードの切り替えを行うことは記載されているが，甲第５号証ないし甲第７号証には，高速スイッチング制御においてリアクトルを電流検出手段が検出した瞬時電流に基づいて算出した通流率で短絡することは記載されていない。
　よって，上記相違点１，及び相違点３について検討するまでもなく，本件発明１は，甲第１号証に記載された発明（甲１発明），甲第２号証ないし甲第４号証に記載の周知技術，甲第５号証及び甲第７号証に記載の周知技術，及び技術事項に基づいて当業者が容易に発明することができたものではない。
（イ）本件発明２ないし本件発明７
　本件発明２ないし本件発明７は，本件発明１の発明特定事項を全て含み，さらに限定するものであり，同様に，甲第１号証に記載された発明（甲１発明），甲第２号証ないし甲第４号証に記載の周知技術，甲第５号証及び甲第７号証に記載の周知技術，及び技術事項に基づいて容易に発明できたものとはいえない。
　また，本件発明２ないし本件発明７が共通に含む上記相違点２に係る構成は，上記（２）クないしコに示した甲第８号証ないし甲第１０号証にも記載されていないから，本件発明２ないし本件発明７は，甲第１号証ないし甲第１０号証に記載された発明，周知技術，及び技術事項に基づいて当業者が容易に発明できたものとはいえない。
（ウ）本件発明８
　本件発明８は，本件発明１ないし本件発明７の直流電源装置を「空気調和機」に備えたものであり，本件発明１の発明特定事項を全て含むものであるから，上記（ア）と同様に，甲第１号証ないし甲第７号証に記載された発明，周知技術，及び技術事項に基づいて，または，甲第１号証ないし甲第１０号証に記載された発明，周知技術，及び技術事項に基づいて容易に発明できたものとはいえない。
　
イ　理由２（特許法第３６条第６項第２号）
・「理由２−１」について
　本件発明１には「前記制御手段は、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、・・・の切り替え、のうち
いずれかを
・「理由２−２」，「理由２−３」について
　直流電源装置に接続された装置の「負荷の大きさ」に関しては，通常，「負荷の大きさ」として測定可能な様々な指標を基に検出がされており，そして，測定が可能な指標であれば「負荷の大きさ」を「制御手段」は判断可能である。
　したがって，「負荷の大きさ」を具体的に記載しなくとも何を示すか明確でないとまではいえない。また，「負荷の大きさ」を「制御手段」がどのように判断するか明確でないとまではいえない。
・「理由２−４」について
　「スイッチング素子」の種類によって「飽和電圧」の定義が異なっていることは技術常識であり，本件発明１の「飽和電圧」が，使用する「スイッチング素子」に応じた「飽和電圧」であることは明らかであるから，「スイッチング素子」を具体的な種類まで記載しなくとも明確でないとまではいえない。
　したがって，本件請求項１ないし８に係る特許が明確ではないとはいえない。
ウ　理由３（特許法第３６条第６項第１号）
　本件訂正請求により，請求項１は「前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の他端側の電圧が正極性かつ前記第２のスイッチング素子がオフ状態の場合と、前記交流電源の他端側の電圧が負極性かつ前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合の瞬時電流を検出」と訂正され，同期整流中に瞬時電流を検出できるものとなったことから，本件請求項１ないし８に係る特許が，発明の詳細な説明に記載されたものでないとはいえない。
第４　むすび
　以上のとおりであるから，取消理由通知に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した異議申立ての理由及び証拠によっては，本件請求項１ないし８に係る特許を取り消すことはできない。また，他に取り消すべき理由を発見しない。
　よって，結論のとおり決定する。
【異議決定日】
令和３年７月１６日（２０２１．７．１６）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
直流電源装置および空気調和機
　【技術分野】
　【０００１】
　本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機に関する。
　【背景技術】
　【０００２】
　電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
　そこで、特許文献１のように交流電源を直流電源に変換する直流電源装置において、回路にＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｅｃｔ−Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えた同期整流回路が提案されている。
　【先行技術文献】
　【特許文献】
　【０００３】
　【特許文献１】特開２０１４−９０５７０号公報
　【発明の概要】
　【発明が解決しようとする課題】
　【０００４】
　ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められており、そのためには電源力率の改善が必要である。そこで、電源力率改善のために交流電源と整流回路の間にリアクトルを設けて、電源半周期毎に少なくとも１回以上回路を短絡させることで電源力率の改善と直流電圧の昇圧を行う手法が一般的に用いられている。
　【０００５】
　ところで、直流電源装置に接続されている負荷が大きくなればなるほど、短絡回数を増やして力率の改善と直流電圧の昇圧を行わなければならない。しかし、スイッチング回数が増えるほどスイッチング損失が増えるため、回路損失としては大きくなってしまう。また、高速にスイッチングを行うためには電流検出の精度を上げる必要がある。
　【０００６】
　特許文献１の回路構成では、回路短絡時には同期整流を実施していないため回路損失は大きい。そして、回路を短絡するために第２の整流回路やスイッチング素子を追加しているため回路規模の増大やコストアップに繋がってしまう。更に、電流検出にカレントトランスを用いているため、高速スイッチングを行うためには高速のカレントトランスを用いる必要があるためコストアップになってしまう。
　そこで本発明は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置を提供し、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供することを課題とする。
　【課題を解決するための手段】
　【０００７】
　前記した課題を解決するため、本発明の直流電源装置は、交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１，第２のスイッチング素子を制御する制御手段と、前記交流電源と前記整流回路との間に接続されて、前記整流回路に通流する平均電流を検出する第１の電流検出手段と、前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と
の
他
他
負荷の大きさに基づいて、
極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで
して前記瞬時電流を正弦波に近似させる
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
負荷の大きさに基づいて、
　その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　【発明の効果】
　【０００８】
　本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供可能となる。
　【図面の簡単な説明】
　【０００９】
　【図１】本実施形態における直流電源装置を示す概略の構成図である。
　【図２】交流電源電圧が正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図３】交流電源電圧が負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図４】交流電源電圧が正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図５】交流電源電圧が負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図６】同期整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図７】交流電源電圧が正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図８】交流電源電圧が負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図９】力率改善電流を通流させた場合における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図１０】高速スイッチングを行った場合の電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図１１】高速スイッチングを行った場合のＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。
　【図１２】高速スイッチングを行い、デッドタイムを考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。
　【図１３】高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧と回路電流の関係を示した図である。
　【図１４】交流電源電圧が正極性の場合に、リアクトルによる電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティを示した図である。
　【図１５】部分スイッチングの概要を説明した図である。
　【図１６】負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。
　【図１７】部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明した図である。
　【図１８】電流検出のタイミングを示した図である。
　【図１９】交流電源電圧が正の極性の場合において、第２のスイッチング素子がオンの状態で、第１のスイッチング素子が誤動作によってオンしてしまい、回路に流れる短絡電流の経路を示した図である。
　【図２０】交流電源電圧が負の極性の場合において、第１のスイッチング素子がオンの状態で、第２のスイッチング素子が誤動作によってオンしてしまい、回路に流れる短絡電流の経路を示した図である。
　【図２１】交流電源電圧が負の極性の場合において、過電流を検知する回路を備える変形例を示した図である。
　【図２２】本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
　【図２３】負荷の大きさに応じて直流電源装置の動作モードと空気調和機の運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
　【発明を実施するための形態】
　【００１０】
　以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
　図１は、本実施形態に係る直流電源装置１の構成図である。
　図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
　【００１１】
　直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）および第１の電流検出手段であるシャント抵抗Ｒ１、第２の電流検出手段であるカレントトランス１１と、第３の電流検出手段であるシャント抵抗Ｒ２とを備えている。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）とは、ブリッジ整流回路１０を構成する。
　なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）はスイッチング素子であり、ダイオードＤ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードであり、ダイオードＤ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の飽和電圧はダイオードＤ１，Ｄ２と寄生ダイオードＤ３，Ｄ４の順方向電圧降下よりも低い。
　【００１２】
　この直流電源装置１は更に、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備えている。コンバータ制御部１８は、交流電源ＶＳのリアクトルＬ１側の端子の電圧が正極性かつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ状態の場合と、交流電源ＶＳの一端側の電圧が負極性かつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態の場合の瞬時電流を検出する。
　【００１３】
　ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、ブリッジ接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｎ１は配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
　【００１４】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、接続点Ｎ２と配線ｈａとリアクトルＬ１とを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
　ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されている。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
　【００１５】
　また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にダイオードＤ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースはシャント抵抗Ｒ１とシャント抵抗Ｒ２と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。シャント抵抗Ｒ１はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子と平滑コンデンサＣ１の負極端子の間に接続されている。シャント抵抗Ｒ２はダイオードＤ２のアノードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子の間に接続されている。
　【００１６】
　リアクトルＬ１は、配線ｈａ上、つまり交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。このリアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
　【００１７】
　平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。
　【００１８】
　スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路の導通損失を低減できる。
　【００１９】
　このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、回路短絡動作時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、逆回復時間（ｔｒｒ：Ｒｅｖｅｒｓｅ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｔｉｍｅ）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。
　【００２０】
　ダイオードＤ１，Ｄ２はアクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、その順方向電圧小さいものを選定することが好ましい。例えば、一般的な整流ダイオードや高耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することが可能である。
　カレントトランス１１は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有している。このカレントトランス１１は、ダイオードＤ５を通して整流し、抵抗Ｒ３と平滑コンデンサＣ２によって平滑することで、回路に通流する平均電流を検出している。
　シャント抵抗Ｒ１，Ｒ２は、回路に流れる瞬時電流を検出する機能を有している。
　【００２１】
　ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧昇圧比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。
　【００２２】
　交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
　【００２３】
　ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する機能を有している。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。
　【００２４】
　負荷検出部１５は、例えば不図示のシャント抵抗によって構成され、負荷Ｈに流れる電流を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがインバータやモータである場合、負荷検出部１５によって検出した負荷電流によってモータの回転速度やモータの印加電圧を演算してもよい。また、後記する直流電圧検出部１７によって検出した直流電圧とモータの印加電圧から、インバータの変調率を演算してもよい。負荷検出部１５は、その検出値（電流、モータ回転数、変調率等）を昇圧比制御部１６に出力する。
　【００２５】
　昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そして目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにコンバータ制御部１８はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力することで、スイッチング制御を行う。
　【００２６】
　直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
　【００２７】
　コンバータ制御部１８を含むブロックＭは、例えば、マイコン（Ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ：図示せず）であり、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）に展開し、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、カレントトランス１１またはシャント抵抗Ｒ１，Ｒ２、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、および直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
　【００２８】
　本実施形態の直流電源装置１は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を上下に組んだ構成としている。この構成に変わる別形態として、本実施形態のダイオードＤ２の位置にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を配置し、本実施形態のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の位置にダイオードＤ２を配置する下２個の構成が考えられる。この構成の場合、後述する回路短絡動作を行った場合に、交流電源ＶＳとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）との間にリアクトルＬ１を介さずに短絡電流が直接グランド（配線ｈｄ）を流れてしまうためノイズが過大となってしまう。
　これを回避するため、本実施形態の直流電源装置１では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を上下に配置した構成としている。しかし、この構成の場合、前述した通り回路短絡動作を行ったときにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３には逆回復電流（Ｉｒｒ）が発生する。この逆回復電流が大きいほど、更にはスイッチング回数が多いほどスイッチング損失は大きくなってしまう。そこで、本実施形態の直集電源装置ではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）にはＩｒｒの小さい、つまり逆回復時間（ｔｒｒ）の速い高速ｔｒｒタイプのＭＯＳＦＥＴを用いている。
　【００２９】
　次に、本実施形態の直流電源装置１の動作モードについて説明する。
　直流電源装置１の動作モードとしては、大きく分けてダイオード整流モード、同期整流モード、部分スイッチングモード、高速スイッチングモードの４つを考える。部分スイッチングモード、高速スイッチングモードは、コンバータがアクティブ動作（力率改善動作）をするモードであり、ブリッジ整流回路１０に力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。
　【００３０】
≪ダイオード整流モード≫
　ダイオード整流モードは、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。このモードではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態である。
　【００３１】
　図２は交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
　図２において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→カレントトランス１１→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流値を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１により平均電流を検出する。
　【００３２】
　図３は交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
　図３において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→カレントトランス１１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に流れる。
　このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１で平均電流を検出する。
　【００３３】
≪同期整流モード≫
　前述のダイオード整流モードよりも高効率な動作を行うために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
　【００３４】
　図４は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図４において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→シャント抵抗Ｒ１→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→カレントトランス１１→交流電源ＶＳの順に流れる。
　このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１で平均電流を検出する。
　【００３５】
　このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの特性は悪いため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。
　【００３６】
　図５は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図５において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→カレントトランス１１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。
　このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が流れるため、コンバータ制御部１８は、シャント抵抗Ｒ１の端子電圧により瞬時電流を検出する。またコンバータ制御部１８は、カレントトランス１１で平均電流を検出する。
　【００３７】
　なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
　以上のように直流電源装置１を動作させることで、高効率動作が可能となる。
　【００３８】
　図６（ａ）〜（ｄ）は、同期整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図６（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図６（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図６（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図６（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図６（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　図６（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。
　図６（ｄ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
　図６（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合、つまり交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄに対して大きい場合に流れる。
　【００３９】
≪高速スイッチング動作≫
　次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。
　この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、リアクトルＬ１を介して回路を短絡させ（以降、力率改善動作と呼ぶ）、回路に短絡電流（以降、力率改善電流と呼ぶ）を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。
　【００４０】
　交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルで同期整流を行った場合、電流の流れは図４の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記した通りである。このとき、図６（ｂ）に示したように、電源電圧に対して回路電流ｉｓは歪んでいる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
　そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流を通流させることで、回路電流ｉｓを正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。
　【００４１】
　図７は、電源電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせた場合に流れる力率改善電流ｉｓｐの経路を示した図である。
　【００４２】
　力率改善電流ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→カレントトランス１１→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。
　【数１】
　【００４３】
　交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで同期整流を行った場合の電流の流れは図５の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記の通りである。なお、このとき、シャント抵抗Ｒ２に電流が流れているため、このシャント抵抗Ｒ２で過電流検出を行う。
　【００４４】
　図８は、電源電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて力率改善電流ｉｓｐを通流させた場合の経路を示した図である。
　【００４５】
　電流の経路としては、交流電源ＶＳ→カレントトランス１１→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。
　【００４６】
　図９（ａ）〜（ｄ）は、力率改善電流を２回通流させた場合（２ショットと呼ぶ）における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の駆動パルスの波形図である。
　【００４７】
　図９（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図９（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図９（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図９（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図９（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　【００４８】
　図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。
　【００４９】
　図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。これは、力率改善動作と同期整流を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンして力率改善動作を行う。その後ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期性流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。
　【００５０】
　図９（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。
　【００５１】
　例えば交流電源電圧Ｖｓが正の場合、力率改善動作中の電流経路は、図７に示すようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって同期整流動作に切り替わったときの電流経路は、図４に示すようになる。
　【００５２】
　なお、この力率改善動作と前述したダイオード整流動作を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作中の電流経路は図７に示すようになり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、寄生ダイオードＤ３がオンとなってダイオード整流動作に切り替わったときの電流経路は図２に示すようになる。
　【００５３】
　図１０（ａ）〜（ｄ）は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の駆動パルスの波形図である。
　図１０（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図１０（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図１０（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１０（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図１０（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　【００５４】
　高速スイッチング動作においては、例えば電源電圧が正の極性の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態とすることで、力率改善電流ｉｓｐを通流させる。次にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にする。このように、このように力率改善動作の有無に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフを切り替えているのは、同期整流を行っているためである。単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。しかし、このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。そこで本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減しているのである。
　直流電源装置１に流れる回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の式（２）で表すことができる。
　【数２】
　【００５５】
　さらに、この式（２）を書き換えると、以下の式（３）となる。
　【数３】
　【００５６】
　式（４）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流実効値Ｉｓとの関係を示すものである。ここで、回路電流ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１で検出した値であり、回路電流実効値Ｉｓはカレントトランス１１にて検出した値である。
　交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフかつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフにして力率改善動作を行う。このとき、シャント抵抗Ｒ１に電流は流れず、シャント抵抗Ｒ２に電流が流れる。この状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフにして同期整流モードに変わったとき、シャント抵抗Ｒ１に電流が通流する。つまり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する。交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合は同様にして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態のとき（ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンまたはオフ）、言い換えると力率改善動作を行っていないときに回路電流ｉｓ（瞬時値）を検出する。
　【数４】
　【００５７】
　式（３）を変形して式（４）を代入すると、以下の式（５）となる。
　【数５】
　【００５８】
　昇圧比の逆数を右辺とすると、以下の式（６）となる。
　【数６】
　【００５９】
　さらに、ＭＯＳＦＥＴのデューティｄは、式（７）のように表すことが可能である。
　【数７】
　【００６０】
　以上より、式（６）に示したＫｐ×Ｉｓを制御することで、交流電源電圧Ｖｓの実効値のａ倍に昇圧可能であり、そのときのＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる。
　【００６１】
　図１１は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティの関係を示した図である。図１１の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　【００６２】
　破線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティは、交流電源電圧Ｖｓと比例している。２点鎖線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティは、１．０からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティを減算したものとなる。
　【００６３】
　図１１において、式（７）で示したように、回路電流ｉｓが大きくなるほど力率改善電流を流すためにスイッチング動作を行うＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは小さくなり、逆に回路電流ｉｓが小さいほどＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは大きくなる。同期整流を行う側のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄとは逆特性となる。
　【００６４】
　なお、実際には上下短絡を回避するためにデッドタイムを考慮する必要がある。図１２は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、デッドタイムを考慮したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを実線で追記した図である。図１２の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は交流電源電圧Ｖｓの正極性の半サイクル分の時間を示している。
　このように、所定のデッドタイムを付与すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。
　【００６５】
　図１３は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと、回路電流ｉｓ（瞬時値）との関係を示した図である。実線は交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓを示し、破線は回路電流ｉｓの瞬時値を示している。図１３の横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　【００６６】
　図１３に示すように、高速スイッチング制御により、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓ（瞬時値）とは両方とも略正弦波状となり、よって力率を改善することができる。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄＱ２を、以下の式（８）に示す。
　【数８】
　【００６７】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティｄＱ１を、以下の式（９）に示す。
　【数９】
　【００６８】
　また、電源電圧と電流の関係をみると、回路電流ｉｓは正弦波状に制御されているため、力率は良い状態である。なお、これはリアクトルＬ１のインダクタンスが小さく電源電圧に対して電流の位相遅れが無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れる場合には、電流位相を考慮してデューティｄを設定すればよい。
　【００６９】
　図１４は、交流電源電圧Ｖｓが正極性の場合に、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示した図である。図１４の縦軸はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　【００７０】
　実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。このように制御することにより、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、電流を正弦波状に制御可能である。
　【００７１】
　以上、高速スイッチングと同期整流を組み合わせて実施する場合について説明を行ってきた。なお、前述したように高速スイッチングとダイオード整流を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のみ高速スイッチングを行う。このように制御を行っても力率の改善効果を得ることができる。
　【００７２】
≪部分スイッチング動作≫
　前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
　【００７３】
　回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
　そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。
　【００７４】
　部分スイッチング動作とは、高速スイッチング動作のように所定周波数で力率改善動作を行うのではなく、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回力率改善動作を行うことで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１５を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。
　【００７５】
　図１５（ａ）〜（ｄ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流ｉｓの関係を示した図である。
　【００７６】
　図１５（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓを示し、図１５（ｂ）は回路電流ｉｓを示している。図１５（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１５（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示している。
　図１５（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状である。
　図１５（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
　【００７７】
　ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをｄｉ（Ｐ１）／ｄｔとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ｔｏｎ１＿Ｑ２に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ１＿Ｑ２）／ｄｔとおく。さらに時間ｔｏｎ１＿Ｑ２に亘ってオンした後、時間ｔｏｆｆ＿Ｑ２に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ１＿Ｑ２）／ｄｔとおく。このときｄｉ（ｔｏｎ１＿Ｑ２）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ１＿Ｑ２）／ｄｔとの平均値が点Ｐ１における傾きｄｉ（Ｐ１）／ｄｔと等しくなるように制御する。
　【００７８】
　次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをｄｉ（Ｐ２）／ｄｔとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ｔｏｎ２＿Ｑ２に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ２＿Ｑ２）／ｄｔとおき、時間ｔｏｆｆ２＿Ｑ２に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ２＿Ｑ２）／ｄｔとおく。点Ｐ１の場合と同様に、ｄｉ（ｔｏｎ２＿Ｑ２）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ２＿Ｑ２）／ｄｔの平均値が点Ｐ２における傾きｄｉ（Ｐ２）／ｄｔと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。
　【００７９】
　なお、このようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを相補に切り替えているのは、部分スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせて実施しているためである。
　なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実施してもよい。
　【００８０】
≪制御モードの切り替え≫
　本実施形態の直流電源装置は、ダイオード整流動作と同期整流動作と部分スイッチング動作と高速スイッチング動作の４つの機能を備えている。例えば使用する機器によっては、負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。そこで、前述した４つのモードをある決められた閾値情報を基にして選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能となる。
　【００８１】
　図１６は、負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。この図において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。また、第１〜第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。
　第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。
　【００８２】
　第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。
　【００８３】
　第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードと、を切り替えるというものである。
　【００８４】
　第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８５】
　第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８６】
　第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８７】
　第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８８】
　第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８９】
　例えば、効率と高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第１〜第３制御方法で切り替えればよい。また、効率はあまり優先ではなく、高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第４〜第６制御方法等のモードで切り替えればよい。例えば、部分スイッチング動作や高速スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせる場合は、交流電源電圧半周期の中で２つのＭＯＳＦＥＴを制御する必要があるため、制御としては複雑になる。しかし、ダイオード整流との組み合わせであれば、半周期のうち制御するＭＯＳＦＥＴは１つであるため、制御の簡略化にも繋がる。要するに、効率や高調波の低減や制御性など、必要に応じて最適な制御を選択すればよい。
　【００９０】
　なお、制御切り替えのトリガとなる閾値情報としては、例えばカレントトランス１１で検出した回路電流がある。或いは負荷検出部１５にて検出した負荷情報を用いてもよい。負荷情報として例えば、負荷Ｈがモータやインバータの場合はモータ電流、モータ回転数、変調率、或いは直流電圧等を用いればよい。
　【００９１】
　更に、第１，第２，第４，第５制御方法のように２つのモードの間で制御を切り替える場合は閾値情報は１つ（第１の閾値情報）であればよい。第３、第６、第７、第８制御方法のように３つのモードの間で切り替える場合には、閾値情報は２つ（第１の閾値情報と第２の閾値情報）用意する。更に、第１の閾値情報と第２の閾値情報は負荷の大きさに関連されている。つまり、第１の閾値情報は、第２の閾値情報よりも大きいという関係がある。
　【００９２】
　例えば、第３制御方法では、第１の閾値未満の領域では同期整流動作で動作させ、第１の閾値以上・第２の閾値未満の領域では同期整流動作＋部分スイッチング動作で動作させ、第２の閾値以上の領域では同期整流動作＋高速スイッチング動作で動作させる。その他のモードに関しても同様である。
　【００９３】
　また、第３，第６〜第８制御方法のように部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合に、直流電圧Ｖｄが変動する場合がある。部分スイッチング時に対して高速スイッチング時は力率が良いため、部分スイッチングの電流振幅と同じになるように切り替えてしまうと、直流電圧Ｖｄが昇圧されすぎてしまうためである。
　これを回避するために、切り替えの瞬間に部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替えるとよい。
　【００９４】
　図１７は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明した図である。
　図１７（ａ）は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧の瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓとを模式的に示している。
　図１７（ｂ）は、高速スイッチング制御に切り替えたときの交流電源電圧の瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓとを模式的に示している。高速スイッチングへの切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の回路電流ｉｓのピークに対して、高速スイッチング動作時の回路電流ｉｓのピークが小さくなるように制御している。これにより、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。
　【００９５】
　同様に、高速スイッチングから部分スイッチングへの切り替え時には、先程とは逆に電流の振幅が大きくなるようにオン時間を調整して切り替えることで、逆に直流電圧Ｖｄの低下を防ぐことが可能である。
　更に、各制御の切り替えは電源電圧ゼロクロスのタイミングで行うことで、安定的に制御の切り替えを行うことができる。
　【００９６】
　本実施形態の直流電源装置１は、回路に通流する電流を検出するために、カレントトランス１１とシャント抵抗Ｒ１，Ｒ２を備えている。カレントトランス１１は平均電流を検出する機能を備えており、シャント抵抗Ｒ１，Ｒ２は瞬時電流を検出できる。
　シャント抵抗Ｒ１を用いた電流検出の方法について前述したが、図１８（ａ）〜（ｃ）を用いて改めて説明する。
　【００９７】
　図１８（ａ）は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合においてダイオード整流または同期整流を行った場合の電流経路を示している。このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ状態であり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）はオンまたはオフ状態である。このとき、シャント抵抗Ｒ１を用いて電流検出を行う。
　【００９８】
　図１８（ｂ）は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合においてダイオード整流または同期整流を行った場合の電流経路を示している。このときＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ状態であり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオンまたはオフ状態である。このとき、シャント抵抗Ｒ１を用いて電流検出を行う。
　【００９９】
　図１８（ａ），（ｂ）の場合ともに力率改善動作は行っていないタイミングである。言い換えると２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のうち少なくとも１個がオフ状態のときにシャント抵抗Ｒ２を用いて瞬時電流ｉｓを検出している。
　【０１００】
　図１８（ｃ）は交流電源電圧Ｖｓが正の極性で力率改善動作を行ったときの電流経路を示した図である。このとき力率改善電流ｉｓｐはシャント抵抗Ｒ２を通るため、シャント抵抗Ｒ２を用いてこの力率改善電流ｉｓｐを検出する。
　【０１０１】
　例えば力率改善動作を行った場合にシャント抵抗Ｒ２にて検出した電流値がある決められた閾値よりも大きいとなって過電流であると判定された場合、デューティを小さする、或いは力率改善動作を停止する等の保護制御を行う。
　本実施形態の直流電源装置１は、シャント抵抗Ｒ１を用いて直流電圧の上下短絡による短絡電流に対して保護制御を行うことが可能である。
　【０１０２】
　例えば図１９（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がスイッチングして昇圧動作を行っていたときを考える。この場合、シャント抵抗Ｒ２により、過電流を検知可能である。
　このとき、図１９（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が誤動作によってオンしてしまった場合、破線で示すような短絡電流ｉｘが回路に通流してしまい。最悪の場合回路素子が破壊してしまう。
　また、図２０（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合においても、図２０（ｂ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の誤動作による上下短絡によって破線で示す短絡電流ｉｘが流れてしまう。
　【０１０３】
　特許文献１のように平滑コンデンサと負荷の間に電流検出部を設けても、この短絡電流ｉｘを検出することは不可能である。また、交流電源ＶＳ側に設置されている電流検出手段はカレントトランス１１であるため、短絡電流ｉｘのような瞬時の電流を検出することはできない。前述したように高速タイプのカレントトランス１１を用いた場合コストアップとなってしまう。
　そこで本実施形態の直流電源装置１のように平滑コンデンサＣ１の負極側とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソース端子の間にシャント抵抗Ｒ１を設置することによって、このような瞬時の短絡電流ｉｘを検出して過電流保護を行うことが可能となる。
　【０１０４】
　図２１は、変形例の直流電源装置１Ａを示す構成図である。図１に示した直流電源装置１と同一の構成には同一の符号を付与している。
　変形例の直流電源装置１Ａは、ダイオードＤ１のカソード端子とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン端子との間に、抵抗Ｒ４，Ｒ５およびフォトトランジスタＱ３を含んで構成される電流検出部が接続される。抵抗Ｒ５とフォトトランジスタＱ３とは直列接続され、更に抵抗Ｒ４と並列接続されている。ここでは、ダイオードＤ１に所定値以上の過電流が流れたとき、フォトトランジスタＱ３がオンするように抵抗Ｒ４，Ｒ５の値が設定される。このフォトトランジスタＱ３の出力端子は、コンバータ制御部１８に接続される。
　この電流検出部により、前記した図２０（ａ）に示すように交流電源電圧が負の極性の場合において、過電流が流れたことを検知可能となる。
　【０１０５】
≪空気調和機と直流電源装置の動作≫
　図２２は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
　図２２に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、不図示の直流電源装置（図１参照）とを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示せず）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。
　【０１０６】
　リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
　【０１０７】
　空気調和機Ａに搭載された直流電源装置の動作の流れについて説明する。直流電源装置は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、ダイオード整流動作、同期整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の４つの動作モードをベースにして、前述した第１〜第８モードの動作モードを備えている。
　【０１０８】
　例えば負荷Ｈとして空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置を全波整流モードで動作させるとよい。
　【０１０９】
　負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。
　【０１１０】
　図２３は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１の動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
　負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置１は同期整流を行い、定格運転時には部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、必要に応じて高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
　【０１１１】
　定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
　以上のように、直流電源装置１は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
　【０１１２】
　なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置１に通流する回路電流ｉｓで負荷の大きさを判断してもよい。また、直流電圧で負荷の大きさを判断してもよい。
　【０１１３】
　例えば、負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１は同期整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１は高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
　【０１１４】
　以上のように直流電源装置１は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
　【０１１５】
　本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ　ｎｉｔｒｉｄｅ）を用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。ＧａＮを用いたスイッチング素子を用いることでスイッチング損失の増大を更に抑制しつつ高効率動作が可能となる。
　【０１１６】
　このように、空気調和機Ａが本実施形態の直流電源装置を搭載することで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）を高め、また、信頼性を高めることができる。空気調和機以外の機器が本実施形態の直流電源装置を搭載しても、高効率で信頼性の高い機器を提供することが可能である。
　【０１１７】
　本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
　【０１１８】
　更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として高速ｔｒｒ（逆回復時間）タイプの素子を用いているが、具体的にｔｒｒ（逆回復時間）を３００ｎｓ以下の素子を用いることで高効率動作が可能である。
　【０１１９】
　また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン抵抗に関しても小さいほど同期整流の効果が高まる。具体的にはオン抵抗が０．１Ω以下とすることで高効率動作が可能である。
　ブリッジ整流回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の寄生ダイオードとダイオードＤ１，Ｄ２の構成に限られず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）にそれぞれダイオードを並列接続し、これにダイオードＤ１，Ｄ２を組み合わせて構成してもよい。
　【０１２０】
　上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｋ）などの記録媒体に置くことができる。
　【０１２１】
　各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
　【符号の説明】
　【０１２２】
　１　直流電源装置
　１０　ブリッジ整流回路
　１１　カレントトランス　（第２の電流検出部）
　Ｒ１　シャント抵抗　（第１の電流検出部）
　Ｒ２　シャント抵抗　（第３の電流検出部）
　１２　ゲイン制御部
　１３　交流電圧検出部
　１４　ゼロクロス判定部
　１５　負荷検出部
　１６　昇圧比制御部
　１７　直流電圧検出部
　１８　コンバータ制御部　（制御手段）
　Ｖｓ　交流電源
　Ｃ１　平滑コンデンサ
　Ｄ１　ダイオード　（第１のダイオード）
　Ｄ２　ダイオード　（第２のダイオード）
　Ｄ３　ダイオード　（第３のダイオード）
　Ｄ４　ダイオード　（第４のダイオード）
　ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ　配線
　Ｌ１　リアクトル
　Ｑ１　ＭＯＳＦＥＴ　（第１のスイッチング素子）
　Ｑ２　ＭＯＳＦＥＴ　（第２のスイッチング素子）
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１，第２のスイッチング素子を制御する制御手段と、
　前記整流回路と前記平滑コンデンサの負極と
の
　を備え、
　前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続されており、
　前記第１の電流検出手段は、前記交流電源の
他
他
　前記制御手段は、
　
負荷の大きさに基づいて、
極性が切り替わるゼロクロスのタイミングで
　
負荷の大きさに基づいて、
かつ前記瞬時電流に基づいて算出した通流率
　
負荷の大きさに基づいて、
　
負荷の大きさに基づいて、
　
負荷の大きさに基づいて、
　
負荷の大きさに基づいて、
　
負荷の大きさに基づいて、
　
負荷の大きさに基づいて、
　ことを特徴とする直流電源装置。
　【請求項２】
　前記制御手段は、前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの場合、または前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御への切り替えの場合に、出力する直流電圧が所定値を保つように切り替える、
　ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
　【請求項３】
　前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
　【請求項４】
　前記交流電源と前記整流回路との間に接続されて、前記整流回路に通流する平均電流を検出する第２の電流検出手段を更に備える、
　ことを特徴とする請求項１から３のうち何れか１項に記載の直流電源装置。
　【請求項５】
　前記第２のダイオードのアノードと前記第４のダイオードのアノードとの間に接続されて、過電流検出を行う第３の電流検出手段を更に備える、
　ことを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の直流電源装置。
　【請求項６】
　前記第１のダイオードのカソードと前記第３のダイオードのカソードとの間に接続されて、過電流検出を行う第４の電流検出手段を更に備える、
　ことを特徴とする請求項１から４のうち何れか１項に記載の直流電源装置。
　【請求項７】
　前記第１，第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ　ｎｉｔｒｉｄｅ）を用いたスイッチング素子のうちいずれかである、
　ことを特徴とする請求項１ないし請求項６の何れか１項に記載の直流電源装置。
　【請求項８】
　請求項１ないし請求項７の何れか１項に記載の直流電源装置を備えた、
　ことを特徴とする空気調和機。