【事件の表示】
　特許第６４９６３２９号発明「電力増幅器出力と負荷電圧クランプ回路の絶縁を組み合わせるための変圧器を組み込んだ電源回路」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第６４９６３２９号の明細書及び特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書及び特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項〔１−９〕、〔１０−１８〕、〔１９−２４〕について訂正することを認める。
　特許第６４９６３２９号の請求項１ないし２４に係る特許を維持する。
【理　由】
第１　手続の経緯
　特許第６４９６３２９号の請求項１ないし２４に係る特許についての出願は、２０１５年６月２９日（パリ条約による優先権主張　２０１４年６月３０日　米国、２０１５年６月２６日　米国）を国際出願日とする出願であって、平成３１年３月１５日にその特許権の設定登録がされ、同年４月３日に特許掲載公報が発行された。本件特許異議の申立ての経緯は、次のとおりである。
令和　１年１０月　２日　　：特許異議申立人岡田誠により特許異議の申立て
令和　１年１２月　５日付け：取消理由通知
令和　２年　３月　９日　　：特許権者による意見書の提出及び訂正請求
令和　２年　５月１９日付け：訂正拒絶理由通知
令和　２年　７月１４日　　：特許権者による意見書の提出
令和　２年１０月　２日　　：特許異議申立人岡田誠による意見書の提出
令和　２年１０月２７日付け：取消理由通知（決定の予告）
令和　３年　２月　２日　　：特許権者による意見書の提出及び訂正請求
令和　３年　３月１９日　　：特許異議申立人岡田誠による意見書の提出
　令和２年３月９日付けの訂正請求は、特許法第１２０条の５第７項の規定により、取り下げたものとみなす。
第２　訂正の適否
１．訂正の内容
　令和３年２月２日の訂正請求（以下、「本件訂正請求」という。）による訂正の内容は、以下の訂正事項のとおりである。なお、下線は訂正部分を示す。
（１）訂正事項１
　特許請求の範囲の請求項１に「負荷に電流を供給する変圧器」と記載されているのを、「
AC信号によって駆動される
AC出力
　さらに、特許請求の範囲の請求項１に「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し」と記載されているのを、「
前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して
（２）訂正事項２
　特許請求の範囲の請求項４に「絶縁された組ダイオード整流器」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
（３）訂正事項３
　特許請求の範囲の請求項６の記載が請求項５を引用しているのを、請求項１を引用するように訂正する。
（４）訂正事項４
　特許請求の範囲の請求項７の記載が請求項１を引用しているのを、従属関係を解消するように訂正する（請求項７を引用する請求項８も同様に訂正する）。
（５）訂正事項５
　特許請求の範囲の請求項１０に「負荷に電流を供給する変圧器」と記載されているのを、「
プラズマチャンバ
AC出力
　さらに、特許請求の範囲の請求項１０に「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限することと」と記載されているのを、「
前記電力増幅器とAC電流経路における前記プラズマチャンバとの間のインピーダンス不整合状態に応答して
プラズマチャンバ
（６）訂正事項６
　特許請求の範囲の請求項１３に「絶縁された組ダイオード整流器」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
（７）訂正事項７
　特許請求の範囲の請求項１５の記載が請求項１４を引用しているのを、請求項１０を引用するように訂正する。
（８）訂正事項８
　特許請求の範囲の請求項１６の記載が請求項１０を引用しているのを、従属関係を解消するように訂正する（請求項１６を引用する請求項１７、１８も同様に訂正する）。
（９）訂正事項９
　特許請求の範囲の請求項１９に「負荷に電流を供給する変圧器」と記載されているのを、「
AC信号によって駆動される
AC出力
　さらに、特許請求の範囲の請求項１９に「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限することと」と記載されているのを、「
受け取って変換するための前記手段とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して
（１０）訂正事項１０
　特許請求の範囲の請求項２２の記載が請求項１９を引用しているのを、従属関係を解消するように訂正する（請求項２２を引用する請求項２３、２４も同様に訂正する）。
（１１）訂正事項１１
　明細書の段落【００１６】の【図４２】に続く記載中に「絶縁された組ダイオードの整流」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
（１２）訂正事項１２
　明細書の段落【００１６】の【図４３】に続く記載中に「絶縁された組ダイオードの整流」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
（１３）一群の請求項について
　訂正前の請求項１ないし９は、請求項２ないし９が、訂正の対象である請求項１を直接又は間接的に引用する関係にあるから、一群の請求項であり、これら訂正前の請求項１ないし９に対応する訂正後の請求項１ないし９も一群の請求項である。
　訂正前の請求項１０ないし１８は、請求項１１ないし１８が、訂正の対象である請求項１０を直接又は間接的に引用する関係にあるから、一群の請求項であり、これら訂正前の請求項１０ないし１８に対応する訂正後の請求項１０ないし１８も一群の請求項である。
　訂正前の請求項１９ないし２４は、請求項２０ないし２４が、訂正の対象である請求項１９を直接又は間接的に引用する関係にあるから、一群の請求項であり、これら訂正前の請求項１９ないし２４に対応する訂正後の請求項１９ないし２４も一群の請求項である。
　したがって、本件訂正請求は、一群の請求項〔１−９〕、請求項〔１０−１８〕及び請求項〔１９−２４〕について請求されたものである。また、明細書に係る訂正は、一群の請求項〔１−９〕、請求項〔１０−１８〕及び請求項〔１９−２４〕について請求されたものである。
２．訂正の目的の適否、新規事項の有無、及び特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　本件特許に係る出願（特願２０１６−５７４９５４号）は、特許法第１８４条の４第１項の「外国語特許出願」である国際出願ＰＣＴ／ＵＳ２０１５／０３８３３８（以下、「本件国際出願」という。）が、同法第１８４条の３第１項の規定により特許出願とみなされたものである。
　したがって、本件訂正請求に係る訂正事項のうち、特許法第１２６条第１項ただし書第２号に掲げる事項を目的とするものについて、同条第５項を適用する際の「外国語書面出願」及び「外国語書面」は、同法第１８４条の１９の規定により、それぞれ「第１８４条の４第１項の外国語特許出願」及び「第１８４条の４第１項の国際出願日における国際出願の明細書、請求の範囲又は図面」となるので、同法第１２６条第５項で規定する「願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面」は、「第１８４条の４第１項の国際出願日における国際出願の明細書、請求の範囲又は図面」となる。
　すなわち、本件訂正請求に係る訂正事項のうち、特許法第１２６条第１項ただし書第２号に掲げる事項を目的とするものについて、同条第５項を適用する際の「願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面」は、国際出願日における本件国際出願の明細書、請求の範囲又は図面となる（以下、「国際出願日における本件国際出願の明細書、請求の範囲又は図面」を「基準明細書等」という。）。
　そして、「国際出願日における本件国際出願の明細書、請求の範囲又は図面の中の説明」の「翻訳文」及び「図面」を「明細書等」という。また、当該「明細書の翻訳文」、「請求の範囲の翻訳文」、「図面」及び「図面の翻訳文」を、それぞれ、「明細書」、「特許請求の範囲」、「図面」という。
（１）訂正事項１について
ア　訂正の目的
　訂正事項１は、請求項１に記載されている「負荷」、「電流を供給する変圧器」を、それぞれ「
AC信号によって駆動される
AC出力
　さらに、訂正事項１は、特許請求の範囲の請求項１に記載されている「整流器およびクランプ回路」が「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し」とあるのを、「
前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して
　したがって、許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張・変更の存否
（ア）明細書の段落【００１９】には「電圧インバータ回路は全体的に10で示されており、11における直流(DC)電圧源入力および12における交流(AC)出力を有する。」、同段落【０１０５】には「図37は、負荷90にAC信号を供給するように並列に結合された回路の半分AとBを有する回路を表すものである。」と記載されている。
　また、同段落【０１２８】には「電力増幅器に含まれる2つの出力は、交流(AC)出力信号を出力する。」と記載されており、図４２から電力増幅器の２つの出力が変圧器T１に入力され、変圧器T1の出力端子が負荷に接続されていることが見て取れるので、変圧器T１は交流(AC)出力信号が入力され、負荷へ交流(AC)出力信号を供給することが読み取れる。
　これらの記載を総合すると、「AC信号によって駆動される負荷」、「AC出力を供給する変圧器」は、明細書及び図面の記載から自明な事項であるといえる。
（イ）明細書の段落【０００３】には「電力増幅器から引き出され負荷に供給される電流が特定のしきい値を超過するなど、不整合状態(たとえば負荷インピーダンスの増加)および/または他の状態が発生すると、ある期間にわたって電力増幅器に被害が生じることがある。」と、電力増幅器と負荷との間にインピーダンスの増加など不整合状態が発生すると、電力増幅器に被害が生じることがあるという課題が示されている。
　そして、同段落【０１５４】には「前述の例は、
不整合負荷状態の間、電力増幅器を保護するものである。不整合負荷状態は、電源回路の出力インピーダンスが負荷インピーダンスと整合していないときを指す。
　さらに、同段落【０１４１】に「図46のシミュレーションプロットのシミュレーションに関して、100μsにおいて
負荷のインピーダンスが増加し始め、それによって電力増幅器の出力電流が増加する。
　そうすると、段落【０１５４】記載の電源回路の出力インピーダンスが負荷インピーダンスと整合していない不整合負荷状態とは、電力増幅器と負荷との間のインピーダンス不整合状態と理解できる。
　よって、「電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して前記出力端子における電圧をクランプ」することは、明細書及び図面の記載から自明な事項であるといえる。
（ウ）したがって、訂正事項１は、明細書等に記載した事項の範囲内の訂正であるといえ、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項の規定に適合する。 
　また、訂正事項１は上述のとおり、訂正前の請求項１に係る発明について特許請求の範囲を減縮するものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項の規定に適合する。 
（２）訂正事項２について
ア　訂正の目的
　基準明細書等の特許請求の範囲の請求項４には「an　isolated　quad-diode　rectifier」と記載されている。
　そうすると、訂正前の請求項４に記載されている「絶縁された組ダイオード整流器」は、「絶縁された４つ組みダイオード整流器」の誤訳である。
　したがって、特許請求の範囲の請求項４に「絶縁された組ダイオード整流器」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　基準明細書等の特許請求の範囲の請求項４には「an　isolated　quad-diode　rectifier」と記載されているので訂正事項２は、基準明細書等に記載した事項の範囲内の訂正である。
　また、訂正事項２は誤訳の訂正をするものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　したがって、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
（３）訂正事項３について
ア　訂正の目的
　請求項５において「全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオード」と記載しているにもかかわらず、請求項５を引用する訂正前の請求項６において「絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオード」と記載されており請求項６の記載が明確でなかったものを、請求項６の引用先を請求項１にすることよって明確にするものであり、許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる明瞭でない記載の釈明を目的とするものである。
イ　新規事項、特許請求の範囲の拡張・変更について
　明細書の段落【００１６】には「【図４４】電力増幅器と、絶縁された2つのダイオードの整流と、本開示によるクランプ回路とを内蔵する別の電源回路を説明する図である。」及び【０１３７】には「図44の整流器およびクランプ回路は、ダイオードCR1、CR2を含む。図44の整流器およびクランプ回路は、図42、図43の整流器およびクランプ回路とは異なり、ダイオードCR3およびCR4を含まない。」と記載されいることから、明確になった「絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオード」は、明細書等に記載した事項であり、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項の規定に適合する。 
　また、訂正事項３は請求項６の「絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオード」の記載を変更しておらず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項の規定に適合する。
（４）訂正事項４について
　訂正事項４は、特許請求の範囲の請求項１を引用する請求項７について、請求項１との引用関係を解消するものであるから、他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とするものであり、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　したがって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
（５）訂正事項５について
ア　訂正の目的
　訂正事項５は、請求項１０に記載されている「負荷」、「電流を供給する変圧器」を、それぞれ「
プラズマチャンバ
AC出力
　さらに、訂正事項５は、特許請求の範囲の請求項１０に記載されている「整流器およびクランプ回路」が「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限する」とあるのを、「
前記電力増幅器とAC電流経路における前記プラズマチャンバとの間のインピーダンス不整合状態に応答して
プラズマチャンバ
　したがって、許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮を目的とするものである。
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張・変更の存否
（ア）明細書の段落【００９６】に「図30は、本明細書で説明された選択される電源が、システムにおいてプラズマチャンバを制御するために使用され得る制御システムを表すものである。・・・プラズマコントローラ60は、電圧発生器68によってプラズマチャンバに印加されるべき所望の入力電力を割り出す。・・・電源72からの電圧出力は、電源72とプラズマチャンバ52の間のインピーダンスを整合させる整合回路74に入力される。」との記載されているので、「負荷」が、具体的には「プラズマチャンバ」であることは明らかである。
　また、同段落【０１２８】には「電力増幅器に含まれる2つの出力は、交流(AC)出力信号を出力する。」と記載されており、図４２から電力増幅器の２つの出力が変圧器T１に入力され、変圧器T1の出力端子が負荷に接続されていることが見て取れるので、変圧器T１は交流(AC)出力信号が入力され、負荷へ交流(AC)出力信号を供給することが読み取れる。そうすると、「AC出力を供給する変圧器」は上記記載から自明な事項である。
（イ）上記（ア）で検討したように、「負荷」が、具体的には「プラズマチャンバ」であることは明らかである。
　そして、明細書の段落【０００３】には「電力増幅器から引き出され負荷に供給される電流が特定のしきい値を超過するなど、不整合状態(たとえば負荷インピーダンスの増加)および/または他の状態が発生すると、ある期間にわたって電力増幅器に被害が生じることがある。」と、電力増幅器と負荷との間にインピーダンスの増加など不整合状態が発生すると、電力増幅器に被害が生じることがあるという課題が示されている。
　また、同段落【０１５４】には「前述の例は、
不整合負荷状態の間、電力増幅器を保護するものである。不整合負荷状態は、電源回路の出力インピーダンスが負荷インピーダンスと整合していないときを指す。
　さらに、同段落【０１４１】に「図46のシミュレーションプロットのシミュレーションに関して、100μsにおいて
負荷のインピーダンスが増加し始め、それによって電力増幅器の出力電流が増加する。
　そうすると、段落【０１５４】記載の電源回路の出力インピーダンスが負荷インピーダンスと整合していない不整合負荷状態とは、電力増幅器と負荷との間のインピーダンス不整合状態と理解できる。
　よって、「前記電力増幅器とAC電流経路における前記プラズマチャンバとの間のインピーダンス不整合状態に応答して前記出力端子における電圧をクランプして前記プラズマチャンバに供給される出力電力を制限する」ことは、明細書及び図面の記載から自明な事項であるといえる。
（ウ）したがって、訂正事項５は、明細書等に記載した事項の範囲内の訂正であるといえ、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項の規定に適合する。 
　また、訂正事項５は上述のとおり、訂正前の請求項１０に係る発明について特許請求の範囲を減縮するものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項の規定に適合する。 
（６）訂正事項６について
ア　訂正の目的
　基準明細書等の特許請求の範囲の請求項１３には「an　isolated　quad-diode　rectifier」と記載されている。
　そうすると、訂正前の請求項１３に記載されている「絶縁された組ダイオード整流器」は、「絶縁された４つ組みダイオード整流器」の誤訳である。
　したがって、特許請求の範囲の請求項１３に「絶縁された組ダイオード整流器」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　基準明細書等の特許請求の範囲の請求項１３には「an　isolated　quad-diode　rectifier」と記載されているので訂正事項６は、基準明細書等に記載した事項の範囲内の訂正である。
　また、訂正事項６は誤訳の訂正をするものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　したがって、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
（７）訂正事項７について
ア　訂正の目的
　請求項１４において「全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオード」と記載しているにもかかわらず、請求項１４を引用する訂正前の請求項１５において「絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオード」と記載されおり請求項１５の記載が明確でなかったものを、請求項１５の引用先を請求項１０にすることよって明確にするものであり、許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる明瞭でない記載の釈明を目的とするものである。
イ　新規事項、特許請求の範囲の拡張・変更について
　明細書の段落【００１６】には「【図４４】電力増幅器と、絶縁された2つのダイオードの整流と、本開示によるクランプ回路とを内蔵する別の電源回路を説明する図である。」及び【０１３７】には「図44の整流器およびクランプ回路は、ダイオードCR1、CR2を含む。図44の整流器およびクランプ回路は、図42、図43の整流器およびクランプ回路とは異なり、ダイオードCR3およびCR4を含まない。」と記載されいることから、明確になった「絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオード」は、明細書等に記載した事項であり、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項の規定に適合する。 
　また、訂正事項７は請求項１５の「絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオード」の記載を変更しておらず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもなく、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第６項の規定に適合する。
（８）訂正事項８について
　訂正事項８は、特許請求の範囲の請求項１０を引用する請求項１６について、請求項１０との引用関係を解消するものであるから、他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とするものであり、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　したがって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
（９）訂正事項９について
　訂正事項９は、請求項１９に記載されている「負荷」、「電流を供給する変圧器」を、それぞれ「
AC信号によって駆動される
AC出力
　さらに、訂正事項９は、特許請求の範囲の請求項１９に記載されている「整流器およびクランプ手段」が「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限すること」とあるのを、「
受け取って変換するための前記手段とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して
　ここで、「受け取って変換するための前記手段」は、「第1の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するための手段」のことであり、即ち、DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器といえるものである。
　そうすると、訂正事項１で検討したのと同様な理由により、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
（１０）訂正事項１０について
　訂正事項１０は、特許請求の範囲の請求項１９を引用する請求項２２について、請求項１９との引用関係を解消するものであるから、他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とするものであり、新規事項の追加に該当せず、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　したがって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
（１１）訂正事項１１について
ア　訂正の目的
　基準明細書等の段落［００４９］には「FIG. 42 illustrates a power supply circuit incorporating a power amplifier and 
an isolated quad-diode rectification
　そうすると、訂正前の明細書の段落【００１６】の【図４２】に続く記載中の「絶縁された組ダイオード整流器」は、「絶縁された４つ組みダイオード整流器」の誤訳である。
　したがって、明細書の段落【００１６】の【図４２】に続く記載中に「絶縁された組ダイオードの整流」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　基準明細書等の段落［００４９］には「an　isolated　quad-diode　rectifier」と記載されているので訂正事項１１は、基準明細書等に記載した事項の範囲内の訂正である。
　また、訂正事項１１は誤訳の訂正をするものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　したがって、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
（１２）訂正事項１２について
ア　訂正の目的
　基準明細書等の段落［００５０］には「FIG. 43 illustrates a power supply circuit incorporating a power amplifier and 
an isolated quad-diode rectification
　そうすると、訂正前の明細書の段落【００１６】の【図４３】に続く記載中の「絶縁された組ダイオード整流器」は、「絶縁された４つ組みダイオード整流器」の誤訳である。
　したがって、明細書の段落【００１６】の【図４３】に続く記載中に「絶縁された組ダイオードの整流」と記載されているのを、「絶縁された
４つ
み
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張・変更の存否
　基準明細書等の段落［００５０］には「an　isolated　quad-diode　rectifier」と記載されているので訂正事項１２は、基準明細書等に記載した事項の範囲内の訂正である。
　また、訂正事項１２は誤訳の訂正をするものであるから、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものでもない。
　したがって、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。 
３．訂正の適否についてのむすび
　以上のとおりであるから、本件訂正請求による訂正は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号、第２号、第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項において準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
　よって、明細書、特許請求の範囲を、訂正請求書に添付された訂正明細書、特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項〔１−９〕、請求項〔１０−１８〕、請求項〔１９−２４〕について訂正することを認める。
第３　本件発明
　本件訂正請求により訂正された請求項１ないし２４に係る発明（以下「本件発明１」−「本件発明２４」という。）は、訂正特許請求の範囲の請求項１ないし２４に記載された次の事項により特定されるとおりのものである。
「【請求項１】
　(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路とを備える電源回路。
【請求項２】
　前記第1の巻線が1次巻線であり、前記第2の巻線が2次巻線であり、前記第3の巻線が3次巻線である請求項1に記載の電源回路。
【請求項３】
　前記複数のダイオードが、ダイオードブリッジ整流器の構成に配置された4つのダイオードをさらに備える請求項1に記載の電源回路。
【請求項４】
　前記4つのダイオードが、絶縁された4つ組みダイオード整流器の構成で配置されている請求項3に記載の電源回路。
【請求項５】
　前記複数のダイオードが、全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項1に記載の電源回路。
【請求項６】
　前記複数のダイオードが、絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求1に記載の電源回路。
【請求項７】
　電源回路であって、
　(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介して負荷に電流を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路と、
　(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)第2の制御信号を受け取り、
　前記第2の制御信号に基づいて、前記DC電圧を第2の交流(AC)出力信号に変換するように構成された第2の電力増幅器とを備え、
　前記変圧器が第4の巻線をさらに備え、前記第4の巻線が前記第2のAC出力信号を受け取るように構成されている電源回路。
【請求項８】
　前記制御信号および前記第2の制御信号が、それぞれ、第1の電力増幅器を、前記第2の電力増幅器に対して同相または逆相で動作させる請求項7に記載の電源回路。
【請求項９】
　前記電力増幅器が、フルブリッジ構成に配置された複数のスイッチを含む請求項1に記載の電源回路。
【請求項１０】
　第1の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してプラズマチャンバにAC出力を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、前記電力増幅器とAC電流経路における前記プラズマチャンバとの間のインピーダンス不整合状態に応答して前記出力端子における電圧をクランプして前記プラズマチャンバに供給される出力電力を制限することと、前記第3の巻線にわたる電圧を整流することまたは前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すことのうちの少なくとも1つとを行うように構成されている整流器およびクランプ回路とを備える電源回路。
【請求項１１】
　前記第1の巻線が1次巻線であり、前記第2の巻線が2次巻線であり、前記第3の巻線が3次巻線である請求項10に記載の電源回路。
【請求項１２】
　前記複数のダイオードが、ダイオードブリッジ整流器の構成に配置された4つのダイオードをさらに備える請求項10に記載の電源回路。
【請求項１３】
　前記4つのダイオードが、絶縁された4つ組みダイオード整流器の構成で配置されている請求項12に記載の電源回路。
【請求項１４】
　前記複数のダイオードが、全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項10に記載の電源回路。
【請求項１５】
　前記複数のダイオードが、絶縁された2つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項10に記載の電源回路。
【請求項１６】
　電源回路であって、
　第1の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介して負荷に電流を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限することと、前記第3の巻線にわたる電圧を整流することまたは前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すことのうちの少なくとも1つとを行うように構成されている整流器およびクランプ回路と、
　第2の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を第2の交流(AC)出力信号に変換するように構成された第2の電力増幅器とを備え、
　前記変圧器が第4の巻線をさらに備え、前記第4の巻線が前記第2のAC出力信号を受け取るように構成されている電源回路。
【請求項１７】
　前記電力増幅器が、前記第2の電力増幅器に対して同相または逆相で動作する請求項16に記載の電源回路。
【請求項１８】
　前記電力増幅器と前記第2の電力増幅器が同一のユニットまたは別個のユニットである請求項16に記載の電源回路。
【請求項１９】
　第1の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するための手段と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む、変圧のための手段であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取り、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取り、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧のための手段と、
　受け取って変換するための前記手段とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限することと、前記第3の巻線にわたる電圧を整流することまたは前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すことのうちの少なくとも1つとを行うように配置された複数のダイオードを含んでいる整流器およびクランプ手段とを備える電源回路。
【請求項２０】
　前記複数のダイオードが、ダイオードブリッジ整流器の構成に配置された4つのダイオードをさらに備える請求項19に記載の電源回路。
【請求項２１】
　前記複数のダイオードが、全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項19に記載の電源回路。
【請求項２２】
　電源回路であって、
　第1の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するための手段と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む、変圧のための手段であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取り、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取り、前記第2の巻線が出力端子を介して負荷に電流を供給する変圧のための手段と、
　前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限することと、前記第3の巻線にわたる電圧を整流することまたは前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すことのうちの少なくとも1つとを行うように配置された複数のダイオードを含んでいる整流器およびクランプ手段と、　
　第2の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を第2の交流(AC)出力信号に変換するための第2の手段とを備え、
　前記変圧のための手段が第4の巻線をさらに備え、前記第4の巻線が前記第2のAC出力信号を受け取るように構成されている電源回路。
【請求項２３】
　前記変換するための手段が、前記変換するための第2の手段に対して同相または逆相で動作する請求項22に記載の電源回路。
【請求項２４】
　前記変換するための手段と前記変換するための第2の手段が同一のユニットまたは別個のユニットである請求項22に記載の電源回路。」
第４　取消理由通知に記載した取消理由について
１　取消理由の概要
　当審が令和２年１０月２７日付けの取消理由通知（決定の予告）において特許権者に通知した取消理由の概要は、次のとおりである。
（１）（新規性）請求項１ないし６、９、１９ないし２１に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された引用文献１に記載された発明であって、特許法第２９条第１項第３号に該当するから、請求項１ないし６、９、１９ないし２１に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものである。
　また、請求項１ないし６、１０ないし１５、１９ないし２１に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された引用文献２に記載された発明であって、特許法第２９条第１項第３号に該当するから、請求項１ないし６、１０ないし１５、１９ないし２１に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものである。
（２）（進歩性）請求項１ないし６、９、１９ないし２１に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された引用文献１に記載された発明に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、請求項１ないし６、９、１９ないし２１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
引用文献１：特開２００４−４０９６２号公報（甲第２号証）
引用文献２：特開昭５８−２６４９８号公報（令和２年１０月２日提出の特許異議申立人による意見書の参考資料１）
２　引用文献の記載事項、引用発明
（１）引用文献１には、次の事項が記載されている（下線は、当審で付与した。以下同様）。 
「【００３６】 
図１は、本実施の形態のＤＣ電源１の回路構成を示す図である。 
同図によれば、ＤＣ電源１には、商用電源２から供給される３相交流電力が入力される。そして、
ＤＣ電源１は、入力される交流電力を直流電力に変換し、プラズマ発生装置４へ出力する。
【００３７】 
また、
ＤＣ電源１は、
、整流器１１、直流フィルタ１２、インバータ１３、変圧器１４、整流回路１５、平滑コンデンサＣＦ２、逆電圧発生回路２０、
及び電力回生回路４０を備えている。
【００３８】 
整流器１１は、
交流電力を整流し、直流電力に変換する。整流器１１の出力正端子は、直流フィルタ１２
に
接続されている。
【００３９】 
直流フィルタ１２は、直流リアクトルＬＦ１と平滑コンデンサＣＦ１とからなる
整流器１１にて整流された直流電力を平滑する。
直流リアクトルＬＦ１は、その一端が整流器１１の出力正端子に、他端が平滑コンデンサＣＦ１の一端に、それぞれ接続されている。」 
  
「【００４１】 
インバータ１３は、ブリッジ接続された４つの半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及び共振リアクトルＬＲと共振コンデンサＣＦとが直列接続された直列共振タンクからなる直列共振型インバータである。
【００４２】 
半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、
により、コレクタ−エミッタ間の導通／遮断状態
が制御される。
  
「【００４７】 
そして、
インバータ１３は、
直流フィルタ１２から入力される直流電力を、略正弦波交流に変換する。
  
「【００４９】 
変圧器１４は、
一次巻線１４ａ及び二次巻線１４ｂからなる変圧器であり、一次巻線１４ａに印加される交流電圧を、
変圧し、二次巻線１４ｂに発生する。
【００５０】 
一次巻線１４ａは、巻始めが共振リアクトルＬＲの他端に、巻終りが共振コンデンサＣＲの他端に、それぞれ接続されている。
二次巻線１４ｂは、巻始めが整流回路１５の後述するダイオードＤ１、Ｄ２の接続点に、巻終りが整流回路１５の後述するダイオードＤ３、Ｄ４の接続点に、それぞれ接続されている。更に、二次巻線１４ｂの巻始めには、着火電源回路３０の後述する三次巻線３１ａの巻終わりが、巻終りには、着火電源回路３０の後述する三次巻線３１ｂの巻始めが、それぞれ接続されている。
【００５１】
整流回路１５は、
二次巻線１４ｂに発生される交流電力を整流する。
即ち、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとが接続され、ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のアノードとが接続されている。また、ダイオードＤ１、Ｄ３の各アノードが互いに接続され、ダイオードＤ２、Ｄ４の各カソードが互いに接続されている。」 
  
「【０１２２】 
次に、電力回生回路４０について説明する。 
図１によれば、
電力回生回路４０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された三次巻線４１、４つのダイオードがブリッジ接続されてなる整流器４２、直流リアクトルＬＦ４及び平滑コンデンサＣＦ４からなる直流フィルタ４３、ダイオードＤ７及び半導体スイッチＱ７より構成される。
  
「【０１２９】 
三次巻線４１に発生する交流電力は、整流器４２及び直流フィルタ４３により整流・平滑される。半導体スイッチＱ７がＯＮすると、直流リアクトルＬＦ４を介して短絡電流が流れ、直流リアクトルＬＦ４内にエネルギーが蓄積される。
【０１３０】 
一方、
半導体スイッチＱ７がＯＦＦとなると、直流リアクトルＬＦ４内に蓄積されていたエネルギーが開放され、
平滑コンデンサＣＦ１に向かって放出される。
  
「【０１３２】 
ところが、出力設定を更に軽くしていくと、インバータ１３による供給電力が出力設定値を上回るようになる。即ち、負荷に必要でない電力まで送出されることになり、ＤＣ電源１は制御不能となる。このため、
軽負荷時には、インバータ１３の発生電力と、負荷での消費電力との差分に相当する電力を、電源側へ回生させる
　上記記載及び図１より、引用文献１には次の発明（以下、「引用発明１」という。）が記載されている（括弧内は、認定に用いた引用文献１の記載箇所を示す。）。 
「入力される交流電力を直流電力に変換し、プラズマ発生装置４へ出力するＤＣ電源１であって（【００３６】）、 
　ＤＣ電源１は、整流器１１、直流フィルタ１２、インバータ１３、変圧器１４、整流回路１５、平滑コンデンサＣＦ２、逆電圧発生回路２０及び電力回生回路４０を備えており（【００３７】）、 
　整流器１１は、交流電力を整流し直流電力に変換するものであり、整流器１１の出力端子は、直流フィルタ１２に接続されており（【００３８】）、 
　直流フィルタ１２は、直流リアクトルＬＦ１と平滑コンデンサＣＦ１とからなり、整流器１１にて整流された直流電力を平滑するものであり、出力がインバータ１３に接続され（【００３９】、図１）、 
　インバータ１３は、ブリッジ接続された４つの半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４及び共振リアクトルＬＲと共振コンデンサＣＦとが直列接続された直列共振タンクからなる直列共振型インバータであり（【００４１】）、半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、そのゲートに入力される電圧信号により、コレクタ−エミッタ間の導通／遮断状態が制御され（【００４２】）、直流フィルタ１２から入力される直流電力を、略正弦波交流に変換し（【００４７】）、 
　変圧器１４は、一次巻線１４ａ、二次巻線１４ｂ及び三次巻線４１からなる変圧器であり、一次巻線１４ａに印加される交流電圧を変圧し、二次巻線１４ｂに発生するものであり（【００４９】、【０１２２】）、 
　一次巻線１４ａは、巻始めが共振リアクトルＬＲの他端に、巻終りが共振コンデンサＣＲの他端に、それぞれ接続され（【００５０】）、 
　二次巻線１４ｂは、整流回路１５、平滑コンデンサＣＦ２及び逆電圧発生回路２０をとおして、プラズマ発生装置４へ電力を出力し（図１）、 
　整流回路１５は、二次巻線１４ｂに発生される交流電力を整流し（【００５１】）、
　電力回生回路４０は、変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された三次巻線４１、４つのダイオードがブリッジ接続されてなる整流器４２、直流リアクトルＬＦ４及び平滑コンデンサＣＦ４からなる直流フィルタ４３、ダイオードＤ７及び半導体スイッチＱ７より構成され（【０１２２】）、 
　三次巻線４１に発生する交流電力は、整流器４２により整流され、半導体スイッチＱ７がＯＮすると、直流リアクトルＬＦ４を介して短絡電流が流れ、直流リアクトルＬＦ４内にエネルギーが蓄積され（【０１２９】）、半導体スイッチＱ７がＯＦＦとなると、直流リアクトルＬＦ４内に蓄積されていたエネルギーが開放され、平滑コンデンサＣＦ１に向かって放出されることにより（【０１３０】）、軽負荷時に、インバータ１３の発生電力と、負荷での消費電力との差分に相当する電力を、電源側へ回生する（【０１３２】）、 
 　ＤＣ電源１。」 
（２）引用文献２には、次の事項が記載されている。
ａ　「第１図は、この様子を示す図であり、
交流電源を全波整流した脈流の直流電圧（イ）
ｂ　「第２図において、（１）は交流電源、（２）は整流回路、（３）はインバータであり、ここでは、共振回路を備えた、プッシュプル形トランジスタインバータで構成され、
（６ａ），（６ｂ）はトランジスタ
（８ｃ）はコレクタ巻線、（８Ｂ）はベース巻線
ｃ　「以上の様に構成された装置に於て、
交流電源（１）が投入されると、インバータ（３）は、ベース帰還巻線（８Ｂ）等の作用により、周知の如く自励発振を行ない、出力トランス（８）の各巻線に高周波電圧を発生し、放電灯を点灯する。
ｄ　「ここで、
補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧からコンンデンサ（１２）が充電され、
　
コンデンサ（１２）の充電々荷が
インバータ（３）に供給される
ｅ　「
第３図は本発明による装置の実施例を示し、
第２図の装置と同様に構成されたインバータであり、（８）は出力トランスであり、
（８Ｓ）は出力巻線、（４）は放電灯、（５）は補助直流電源で、（８Ｋ）は
補助巻線、（１１）は整流回路、（１２）はコンデンサ、（１３）はダイオード
　以上の様に構成された装置に於て、交流電源（１）が投入されると
第２図の装置と同様の動作により
ｆ　「補助直流電源（５）の
整流回路（１１）
全波整流回路
ｇ　上記記載及び図面より、引用文献２には第３図の装置に関して（上記ｅ）、次の技術的事項が記載されている。
・上記ｅに、第３図の装置のインバータ（３）は第２図の装置と同様に構成されインバータであり、同様に動作することが記載されているので、上記ｃ及び第３図の記載より、交流電源（１）を整流回路（２）で整流した直流電圧を受け取り、ベース帰還巻線（８Ｂ）等の作用により自励発振を行ない、出力トランス（８）の各巻線に高周波電圧を発生し、放電灯を点灯するインバータ（３）が読み取れる。
・交流電源（１）を整流回路（２）で整流した直流電圧は、脈流である（上記ａ、第１図（イ））。
・出力トランス（８）は、コレクタ巻線（８ｃ）、ベース巻線（８Ｂ）、出力巻線（８Ｓ）及び補助巻線（８Ｋ）を備え、出力トランス（８）の１次側にコレクタ巻線（８ｃ）及びベース巻線（８Ｂ）が巻かれ、２次側に出力巻線（８Ｓ）及び補助巻線（８Ｋ）が巻かれ、出力巻線（８Ｓ）が放電灯（４）に接続されている（上記ｂ、上記ｅ、第３図）。
・インバータ（３）は、エミッタが整流回路（２）に接続され、コレクタがコレクタ巻線（８ｃ）に接続され、ベースがベース帰還巻線（８Ｂ）に接続されたトランジスタ（６ａ）（６ｂ）を備えている（上記ｃ、第３図）。
・補助巻線（８Ｋ）に整流回路（１１）が接続され、整流回路（１１）の出力がコンデンサ（１２）及びダイオード（１３）に接続され、ダイオード（１３）の出力が整流回路（２）の出力に接続される補助直流電源（５）を備える（上記ｅ、第３図）。
・補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧からコンデンサ（１２）が充電され、コンデンサ（１２）の充電々荷がインバータ（３）に供給される（上記ｄ）。
ｈ　第３図の装置に着目すると、上記技術的事項より引用文献２には次の発明（以下、「引用発明２」という。）が記載されている。
「交流電源（１）を整流回路（２）で整流した脈流の直流電圧を受け取り、ベース巻線（８Ｂ）等の作用により自励発振を行ない、出力トランス（８）の各巻線に高周波電圧を発生し、放電灯を点灯するインバータ（３）であって、
　出力トランス（８）は、コレクタ巻線（８ｃ）、ベース巻線（８Ｂ）、出力巻線（８Ｓ）及び補助巻線（８Ｋ）を備え、
　出力トランス（８）の１次側にコレクタ巻線（８ｃ）及びベース巻線（８Ｂ）が巻かれ、２次側に出力巻線（８Ｓ）及び補助巻線（８Ｋ）が巻かれ、出力巻線（８Ｓ）が放電灯（４）に接続されており、
　インバータ（３）は、エミッタが整流回路（２）に接続され、コレクタがコレクタ巻線（８ｃ）に接続され、ベースがベース巻線（８Ｂ）に接続されたトランジスタ（６ａ）（６ｂ）を備え、
　補助巻線（８Ｋ）に整流回路（１１）が接続され、整流回路（１１）の出力がコンデンサ（１２）及びダイオード（１３）に接続され、ダイオード（１３）の出力が整流回路（２）の出力に接続される補助直流電源（５）を備え、
　補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧からコンデンサ（１２）が充電され、コンデンサ（１２）の充電々荷がインバータ（３）に供給される、
　装置。」
ｉ　上記ｃ及び第３図より、次の技術が見て取れる。
「出力トランス（８）の出力巻線（８Ｓ）に、高周波電圧によって駆動される放電灯（４）を接続する」こと。
３　引用発明１を主たる発明とする場合の当審の判断
（１）本件発明１との対比、判断
ア　対比
　本件発明１と引用発明１を対比する。 
（ア）引用発明１の「交流電力」、当該交流電力を整流し直流電力に変換する「整流器１１」、及び整流器１１にて整流された直流電力を平滑する「直流フィルタ１２」は、本件発明１の「第１の電源」に相当する。 
（イ）引用発明１の「一次巻線１４ａ」、「二次巻線１４ｂ」、「三次巻線４１」、「変圧器１４」、「整流器４２」は、本件発明１の「第１の巻線」、「第２の巻線」、「第３の巻線」、「変圧器」、「整流器」に相当する。
（ウ）引用発明１の「インバータ１３」は、本件発明１の「DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器」に相当する。
　そして、引用発明１は「整流器１１にて整流された直流電力を平滑する」「直流フィルタ１２」の「出力がインバータ１３に接続され」ているので、引用発明１の「インバータ１３」が「直流電力」を受けとっていることは、本件発明１の「電力増幅器」が「第1の電源からの直流(DC)電圧」を受け取ることに相当する。
　また、引用発明１の「インバータ１３」は、「半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４」が「そのゲートに入力される電圧信号により、コレクタ−エミッタ間の導通／遮断状態が制御され」るものなので、（本件発明１の「制御信号」に相当する）電圧信号を制御装置から受け取っていることが明らかである。
　したがって、引用発明１の「半導体スイッチＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、そのゲートに入力される電圧信号により、コレクタ−エミッタ間の導通／遮断状態が制御され、直流フィルタ１２から入力される直流電力を、略正弦波交流に変換」する「インバータ１３」は、本件発明１の「(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器」に相当する。
（エ）
ａ　引用発明１の「一次巻線１４ａ、二次巻線１４ｂ及び三次巻線４１からなる変圧器」は、本件発明１の「第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器」に相当する。
ｂ　引用発明１の「インバータ１３」は「直流電力を、略正弦波交流に変換し」、「インバータ１３」に「共振リアクトルＬＲと共振コンデンサＣＦとが直列接続され、」「一次巻線１４ａは、巻始めが共振リアクトルＬＲの他端に、巻終りが共振コンデンサＣＲの他端に、それぞれ接続され」ているので、引用発明１の「一次巻線１４ａ」が「略正弦波交流」を受け取っていることは、本件発明１の「前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されて」いることに相当する。
ｃ　引用発明１の「変圧器１４」が「一次巻線１４ａに印加される交流電圧を変圧し、二次巻線１４ｂに発生する」ことは、本件発明１の「前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されて」いることに相当する。
ｄ　引用発明１は「二次巻線１４ｂは、整流回路１５、平滑コンデンサＣＦ２及び逆電圧発生回路２０をとおして、プラズマ発生装置４へ電力を出力し」ており、「整流回路１５は、二次巻線１４ｂに発生される交流電力を整流し」ているので、「整流回路１５」、「平滑コンデンサＣＦ２」、「逆電圧発生回路２０」及び「プラズマ発生装置４」は、「交流電力」によって駆動される負荷であるといえる。そうすると、引用発明１の「二次巻線１４ｂは、整流回路１５、平滑コンデンサＣＦ２及び逆電圧発生回路２０をとおして、プラズマ発生装置４へ電力を出力」することは、本件発明１の「前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する」ことに相当する。
　上記ａ〜ｄを総合すると、引用発明１の「一次巻線１４ａ、二次巻線１４ｂ及び三次巻線４１からなる変圧器」であって、「一次巻線１４ａに印加される交流電圧を変圧し、二次巻線１４ｂに発生するものであり、一次巻線１４ａは、巻始めが共振リアクトルＬＲの他端に、巻終りが共振コンデンサＣＲの他端に、それぞれ接続され、二次巻線１４ｂは、整流回路１５、平滑コンデンサＣＦ２及び逆電圧発生回路２０をとおして、プラズマ発生装置４へ電力を出力」する「変圧器」は、本件発明１の「第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧器」に相当する。
（オ）引用発明１の「電力回生回路４０」が「三次巻線４１に発生する交流電力」を「整流器４２により整流」することは、本件発明１の「前記ダイオードが、(i)前記第３の巻線にわたる電圧を整流」することに相当する。 
　また、引用発明１の「電力回生回路４０」が「三次巻線４１に発生する交流電力」を「平滑コンデンサＣＦ１に向かって放出されることにより、」「電源側へ回生する」ことは、本件発明１の「(iii)前記第３の巻線から前記第１の電源」「に電力を戻す」ことに相当するから、引用発明１と本件発明１とは、「(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻す」ことで一致しているといえる。
　そして、引用発明１の「電力回生回路４０」が「インバータ１３の発生電力と、負荷での消費電力との差分に相当する電力を、電源側へ回生する」ことは、「負荷」に供給される「インバータ１３の発生電力」のうち「二次巻線１４ｂ」に出力される電力を「電源側へ回生する」ことにより制限しているので、「二次巻線１４ｂ」の出力電圧をクランプしているといえ、本件発明１の「(ii)」「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限」することに相当する。 
　そうすると、引用発明１の「変圧器１４の一次巻線１４ａと電磁結合された三次巻線４１、４つのダイオードがブリッジ接続されてなる整流器４２、直流リアクトルＬＦ４及び平滑コンデンサＣＦ４からなる直流フィルタ４３、ダイオードＤ７及び半導体スイッチＱ７より構成され」る「電力回生回路４０」は、本件発明１の「複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)」「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路」に相当する。
　但し、出力端子における電圧をクランプして負荷に供給される出力電力を制限することが、本件発明１は「前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して」行われるのに対して、引用発明１は「軽負荷時」に行う点で相違する。
（カ）引用発明１の「インバータ１３」と、「変圧器１４」と、「電力回生回路４０」とを備える「ＤＣ電源１」は、本件発明１の「電力増幅器」と、「変圧器」と、「整流器およびクランプ回路」とを備える「電源回路」に相当する。
　すると、本件発明１と引用発明１とは、次の一致点及び相違点を有する。
（一致点）
「(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路とを備える電源回路。」
（相違点１）
　出力端子における電圧をクランプして負荷に供給される出力電力を制限することが、本件発明１は「前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して」行われるのに対して、引用発明１は「軽負荷時」に行う点。
イ　判断
（ア）特許法第２９条第１項（新規性）について
　本件発明１と引用発明１とは上記相違点１を有するので、本件発明１は引用文献１に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明１に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
（イ）特許法第２９条第２項（進歩性）について
　上記相違点１について検討する。
　引用発明１の「電力回生回路４０」は、「半導体スイッチＱ７」を「ＯＮ」「ＯＦＦ」することにより、「軽負荷時に、インバータ１３の発生電力と、負荷での消費電力との差分に相当する電力を、電源側へ回生」している。
　そうすると、引用発明１は、軽負荷時に半導体スイッチＱ７の制御を行って電力を電源側へ回生しているといえるが、半導体スイッチＱ７の制御は、インバータ１３と二次巻線１４ｂにおける整流回路１５のインピーダンス不整合状態に応答して行っていない。
　そして、引用文献１には半導体スイッチＱ７の制御を、インバータ１３と二次巻線１４ｂにおける整流回路１５のインピーダンス不整合状態に応答して行うことの記載も示唆もない。
　したがって、引用発明１に基づいて、上記相違点１の構成を得ることは、当業者が容易になし得たこととではない。
　よって、本件発明１は、引用文献１に記載された発明に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
（２）本件発明２ないし６、９との対比、判断
　本件発明２ないし６、９も、本件発明１の上記相違点１に係る構成を備えるものであるから、本件発明１と同じ理由により、本件発明２ないし６、９は引用文献１に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明２ないし６、９は係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
　また、本件発明１と同じ理由により、本件発明２ないし６、９は、引用文献１に記載された発明に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明２ないし６、９に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
（３）本件発明１９ないし２１との対比、判断
　本件発明１９ないし２１も、本件発明１の上記相違点１に対応する構成を備えるものであるから、本件発明１と同じ理由により、本件発明１９ないし２１は引用文献１に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明１９ないし２１は係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
　また、本件発明１と同じ理由により、本件発明１９ないし２１は、引用文献１に記載された発明に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明１９ないし２１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
４　引用発明２を主たる発明とする場合の当審の判断
（１）本件発明１との対比、判断
ア　対比
　本件発明１と引用発明２を対比する。 
（ア）引用発明２の「コレクタ巻線（８ｃ）」、「出力巻線（８Ｓ）」、「補助巻線（８Ｋ）」、「出力トランス（８）」、「整流回路（１１）」は、本件発明１の「第１の巻線」、「第２の巻線」、「第３の巻線」、「変圧器」、「整流器」に相当する。 
（イ）引用発明２の「交流電源（１）」及び当該交流電源（１）を整流した直流電圧を出力する「整流回路（２）」は、本件発明１の「第１の電源」に相当する。
（ウ）引用発明２の「インバータ（３）」が「整流回路（２）で整流した脈流の直流電圧を受け取」ることは、本件発明１の「電力増幅器」が「第1の電源からの直流(DC)電圧」を受け取ることに相当する。
　また、引用発明２は「ベース巻線（８Ｂ）」が「トランジスタ（６ａ）（６ｂ）」の「ベース」に接続されて、「ベース巻線（８Ｂ）等の作用により自励発振を行な」うのであるから、「ベース巻線（８Ｂ）」の信号に基づいて「トランジスタ（６ａ）（６ｂ）」を制御して自励発振を行なっている。そうすると、引用発明の「ベース巻線（８Ｂ）等」が、本件発明１の「制御モジュール」に相当し、「ベース巻線（８Ｂ）」の信号が、「制御信号」に相当するといえる。
　したがって、引用発明２の「整流回路（２）で整流した脈流の直流電圧を受け取り、ベース巻線（８Ｂ）等の作用により」「高周波電圧を発生」する「インバータ（３）」は、本件発明１の「(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器」に相当する。
（エ）
ａ　引用発明２の「コレクタ巻線（８ｃ）、」「出力巻線（８Ｓ）及び補助巻線（８Ｋ）」を備える「出力トランス（８）」は、本件発明１の「第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器」に相当する。
ｂ　引用発明２は「トランジスタ（６ａ）（６ｂ）」の「コレクタ」が「高周波電圧」を出力することは明らかであるので、「コレクタ巻線（８ｃ）」が「トランジスタ（６ａ）（６ｂ）」の「コレクタ」「に接続され」ていることは、本件発明１の「前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されて」いることに相当する。
ｃ　上記ｂを踏まえると、引用発明２の「出力トランス（８）の１次側にコレクタ巻線（８ｃ）」「が巻かれ、２次側に出力巻線（８Ｓ）」「が巻かれ」ていることは、本件発明１の「前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されて」いることに相当する。
ｄ　引用発明２は「出力トランス（８）の各巻線に高周波電圧を発生し、放電灯を点灯する」のであるから、「出力巻線（８Ｓ）が放電灯（４）に接続されて」いることは、本件発明１の「前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する」ことに相当する。
　上記ａ〜ｄを総合すると、引用発明２の「コレクタ巻線（８ｃ）、」「出力巻線（８Ｓ）及び補助巻線（８Ｋ）」を備え」る「出力トランス（８）」は、本件発明１の「第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧器」に相当する。
（オ）
ａ　引用発明２は「補助巻線（８Ｋ）に整流回路（１１）が接続され」ているので、「補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧」を整流している、このことは、本件発明１の「前記ダイオードが、(i)前記第３の巻線にわたる電圧を整流」することに相当する。 
ｂ　引用発明２は「整流回路（１１）の出力がコンデンサ（１２）及びダイオード（１３）に接続され、ダイオード（１３）の出力が整流回路（２）の出力に接続され」ているので、「補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧からコンデンサ（１２）が充電され、コンデンサ（１２）の充電々荷がインバータ（３）に供給」されることにより、「補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧」を「ダイオード（１３）」を通して、「インバータ（３）」と接続される「整流回路（２）の出力」に戻しているといえる。
　そうすると、引用発明２の「補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧からコンデンサ（１２）が充電され、コンデンサ（１２）の充電々荷がインバータ（３）に供給」することは、本件発明１の「(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻す」ことに相当する。
ｃ　引用発明２の「整流回路（２）」の出力電圧は、「脈流の直流電圧」である。
　ここで、引用発明２は「補助巻線（８Ｋ）に整流回路（１１）が接続され、整流回路（１１）の出力がコンデンサ（１２）及びダイオード（１３）に接続され、ダイオード（１３）の出力が整流回路（２）の出力に接続される補助直流電源（５）を備え、補助巻線（８Ｋ）に発生した電圧からコンデンサ（１２）が充電され、コンデンサ（１２）の充電々荷がインバータ（３）に供給され」ているので、「コンデンサ（１２）」の充電電圧が「整流回路（２）」の出力である「脈流の直流電圧」以上になったとき、「インバータ（３）」から「放電灯（４）」へ供給されるべき電流の一部を「補助巻線（８Ｋ）」及び「ダイオード（１３）」を通して「整流回路（２）の出力」に戻している。
　そして、本件明細書の段落【０１３１】に「動作中、整流器およびクランプ回路によって供給される整流された電圧が、端子V+における電位よりも大きければダイオードの対CR1/CR4またはCR2/CR3のうちの1つが導通して、第1の電源に電流を戻す。これは、電圧クランプをもたらして第1の電源に電流を戻し、このことが出力端子における電圧を制限する。これが、結果として、出力フィルタに設けられた増幅器の出力電力および出力電流を制限し、したがって負荷に供給される出力電力を制限する。」と記載されていることに鑑みると、上述した引用発明２の「コンデンサ（１２）」の充電電圧が「整流回路（２）」の出力である脈流の直流電圧以上になったとき、電流の一部を「補助巻線（８Ｋ）」及び「ダイオード（１３）」を通して「整流回路（２）の出力」に戻すことは、本件発明１の「(ii)」「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限」することに相当する。
　上記ａ〜ｃを総合すると、引用発明２の「補助巻線（８Ｋ）に整流回路（１１）が接続され、整流回路（１１）の出力がコンデンサ（１２）及びダイオード（１３）に接続され、ダイオード（１３）の出力が整流回路（２）の出力に接続される補助直流電源（５）」は、本件発明１の「複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)」「前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路」に相当する。
　但し、出力端子における電圧をクランプして負荷に供給される出力電力を制限することが、本件発明１は「前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して」行われるのに対して、引用発明２は「コンデンサ（１２）」の充電電圧が「整流回路（２）」の出力である脈流の直流電圧以上になったときに行う点で相違する。
（カ）引用発明２の「インバータ（３）」と、「出力トランス（８）」と、「補助直流電源（５）」とを備える「装置」は、本件発明１の「電力増幅器」と、「変圧器」と、「整流器およびクランプ回路」とを備える「電源回路」に相当する。
　すると、本件発明１と引用発明２とは、次の一致点及び相違点を有する。
（一致点）
「(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器であって、前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路とを備える電源回路。」
（相違点２）
　出力端子における電圧をクランプして負荷に供給される出力電力を制限することが、本件発明１は「前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して」行われるのに対して、引用発明２は「コンデンサ（１２）」の充電電圧が「整流回路（２）」の出力である脈流の直流電圧以上になったときに行う点。
イ　特許法第２９条第１項（新規性）についての判断
　本件発明１と引用発明２とは上記相違点２を有するので、本件発明１は引用文献２に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明１に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
ウ　特許異議申立人の意見について
　特許異議申立人は、令和３年３月１９日の意見書において、「特許権者のいう『安定したインピーダンス』とは、平均インピーダンスを指しており、インバータ周波数単位で考えれば、放電灯は安定した負荷を提供していないといえます。つまり、固定周波数で発振するインバータですが、引用文献２に記載の回路はインピーダンス不整合状態に常時応答する回路であることは、当業者にとって自明であるといえます。」（第２頁）と主張している。
　しかしながら、上記「ア　（オ）ｃ」で検討したように、引用発明２において、「インバータ（３）」から「放電灯（４）」へ供給されるべき電流の一部を「整流回路（２）の出力」に戻すことは、「補助巻線（８Ｋ）」及び「整流回路（１１）」を通して「コンデンサ（１２）」に電荷が蓄積されて、「コンデンサ（１２）」の充電電圧が「整流回路（２）」の出力である脈流の直流電圧以上になったとき行われるのであって、インバータ（３）と放電灯（４）との間のインピーダンス不整合状態に応答して行うものではない。
　そして、このことは、引用発明２が「補助巻線（８Ｋ）に整流回路（１１）が接続され、整流回路（１１）の出力がコンデンサ（１２）及びダイオード（１３）に接続され、ダイオード（１３）の出力が整流回路（２）の出力に接続され」ているので、仮に、インピーダンス不整合状態に応答して補助巻線（８Ｋ）に、整流回路（２）の出力を超える電圧が発生したとしても、整流回路（１１）の出力がコンデンサ（１２）に接続されていることから、直ちに整流回路（１１）が導通するものでないことからも明らかである。
　よって、特許異議申立人の上記主張を採用するこことができない。　
（２）本件発明２ないし６との対比、判断
　本件発明２ないし６も、本件発明１の上記相違点２に係る構成を備えるものであるから、本件発明１と同じ理由により、本件発明２ないし６は引用文献２に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明２ないし６、９は係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
（３）本件発明１０ないし１５との対比、判断
　本件発明１０ないし１５も、本件発明１の上記相違点２に対応する構成を備えるものであるから、本件発明１と同じ理由により、本件発明１０ないし１５は引用文献２に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明１０ないし１５は係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
（４）本件発明１９ないし２１との対比、判断
　本件発明１９ないし２１も、本件発明１の上記相違点２に対応する構成を備えるものであるから、本件発明１と同じ理由により、本件発明１９ないし２１は引用文献２に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明１９ないし２１は係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
５　まとめ
　以上のことより、当該取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由により、本件発明１ないし６、９ないし１５、１９ないし２１に係る特許を取り消すことはできない。
第５　取消理由通知（決定の予告）において採用しなかった特許異議申立理由について
１　特許法第２９条第１項（新規性）、特許法第２９条第２項（進歩性）について
（１）特許異議申立人の主張
　特許異議申立人は、特許異議申立書において、訂正前の特許請求の範囲に関して、
ア　請求項１、２、１０、１１及び１９に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された甲第１号証に記載された発明であって、特許法第２９条第１項第３号に該当するから、その請求項に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものであり、
イ　請求項１ないし６、９、１０ないし１５、１９ないし２１に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載された技術に基いて、請求項７及び８に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第３号証に記載された技術に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、その請求項に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである旨を主張している。
甲第１号証：特開２００３−２１９６４４号公報
甲第２号証：特開２００４−４０９６２号公報（本決定における引用文献１）
甲第３号証：特開２０１８−２９４５５号公報
（２）各号証の記載
ア　甲第１号証には、次の事項が記載されている。
「【０００３】  このような問題点を解決する回路として、特開平９−１４９６４９号公報などに開示された技術がある。この技術は、一般的なダイオードのキャリアライフタイムに比べてキャリアライフタイムの大幅に長い電荷蓄積ダイオードと電圧クランプ手段、代表的なものとしてはコンデンサとを直列接続した回路を、保護すべきスイッチング半導体素子と並列に接続したことが特徴である。その回路を用いた
ＤＣ−ＤＣコンバータ
【０００４】  このコンバータ回路は、
商用交流電源と整流回路
からなる直流入力電源１
直流入力電源１と直列に接続されたトランス２の１次巻線２ａと
スイッチング半導体素子３、スイッチング半導体素子３と並列に接続された電荷蓄積ダイオード４とコンデンサ
５
トランス２の２次巻線２ｂと直列に接続された整流用ダイオード９、フライホイーリング用ダイオード１０、フィルタ回路
スイッチング半導体素子３を制御するパルス幅制御回路１３
負荷１４
「【０００６】  ここで、電圧クランプ用コンデンサ５は比較的キャパシタンスの大きなものであり、負荷変動の比較的小さな領域ではスイッチング半導体素子３の両端の電圧をほぼ一定の電圧に維持する。電圧クランプ用コンデンサ５の電圧は、トランス２の励磁エネルギーと漏れインダクタンスと配線のインダクタンスに蓄えられたエネルギーによる充電と、電荷蓄積ダイオード４の逆方向導通時の放電、抵抗値の大きい抵抗６を通しての放電とが釣り合う電圧で安定し、前記インダクタンスとコンデンサ７との共振により直流入力電源１の電圧よりも高い電圧に維持される。また、電荷蓄積ダイオード４はスイッチング半導体素子３のスイッチング周期以上の長いキャリアライフタイムを有する。」
「【０００９】
【発明が解決しようとする課題】  以上述べたように、特開平９−１４９６４９号公報などに開示された従来のフォワードコンバ−タ回路では、
電荷蓄積ダイオード４と電圧クランプ用コンデンサ５とからなるスナバ回路
「【００２０】  図１により本発明にかかる
第１の実施例
図１において、図３で参照した記号と同一の記号は相当する回路部品を示すものとする。
「【００２２】  この発明の重要な構成は、電圧クランプ用コンデンサ５に充電手段を設けたところにあり、この実施例では
トランス２に第３の巻線２ｃと、第３の巻線２ｃに誘起される交流電圧を整流する整流器１５とからなる充電回路を電圧クランプ用コンデンサ５に跨がって接続している。
　ここで、段落【００２０】に「図１において、図３で参照した記号と同一の記号は相当する回路部品を示すものとする。」と記載されているので、図３の回路を参照しながら、第１の実施例に着目すると、甲第１号証には次の発明（以下、「甲１発明」という。）が記載されている（括弧内は、認定に用いた甲第１号証の記載箇所を示す。）。
「商用交流電源と整流回路からなる直流入力電源１と、
　直流入力電源１と直列に接続されたトランス２の１次巻線２ａとスイッチング半導体素子３と（【０００４】）、
　スイッチング半導体素子３と並列に接続された電荷蓄積ダイオード４と電圧クランプ用コンデンサ５からなるスナバ回路と（【０００４】、【０００９】）、
　電圧クランプ用コンデンサ５に跨がって接続される、トランス２の第３の巻線２ｃと、第３の巻線２ｃに誘起される交流電圧を整流する整流器１５とからなる充電回路と（【００２２】）、
　トランス２の２次巻線２ｂと、
　トランス２の２次巻線２ｂに接続された整流用ダイオード９、フライホイーリング用ダイオード１０、フィルタ回路、負荷１４と、
　スイッチング半導体素子３を制御するパルス幅制御回路１３からなる（【０００４】）、
　ＤＣ−ＤＣコンバータ（【０００３】）。」
イ　甲第３号証には、次の事項が記載されている。
「【００１６】
　以下、本発明のスイッチング電源装置の一実施形態について、図面に基づいて説明する。この実施形態の
スイッチング電源装置１０は、入力電源１２から入力された入力電圧Viを所定の電圧Vo1，Vo3に変換し、第一及び第二の外部負荷１４，１６に供給する
３つのスイッチングコンバータ１８，３６，５４により構成され
【００１７】
　第一のコンバータ１８は、第一トランス２０を介して互いに絶縁された第一入力側回路２２及び第一出力側回路２４を有し、第一入力側回路２２に入力された入力電圧Viを第一出力電圧Vo1に変換し、第一出力側回路２４に接続された第一の外部負荷１４に向けて出力する。第一のコンバータ１８の出力は、例えば大電力のメイン出力となる。
【００１８】
　図２に示すように、第一のコンバータ１８は、主スイッチング素子２６、第一トランス２０、出力整流回路２８及び出力平滑回路３０で構成されたシングルエンディッドフォワード方式の電力変換部と、第一出力側回路２４に設けられた出力制御信号生成部３２及び第一入力側回路２２に設けられたＰＷＭ変調回路３４で構成された出力制御部を有している。
【００１９】
　電力変換部の主スイッチング素子２６は、後述するＰＷＭ変調回路３４に駆動されてオンオフし、入力電源１２から供給された入力電圧Viを一定の周期で断続する。第一トランス２０は、入力巻線２０ａ及び出力巻線２０ｂを有し、主スイッチング素子２６のスイッチング動作によって発生した断続電圧が入力巻線２０ａに印加され、ほぼ相似形の電圧を出力巻線２０ｂから出力する。」
（３）本件発明１と甲１発明との対比、判断
ア　対比
　本件発明１と甲１発明を対比する。 
（ア）甲１発明の「１次巻線２ａ」、「２次巻線２ｂ」、「第３の巻線２ｃ」、「トランス２」は、それぞれ、本件発明１の「第1の巻線」、「第2の巻線」、「第3の巻線」、「変圧器」に相当する。
（イ）甲１発明の「直流入力電源１」は、商用交流電源を整流回路で整流し直流を出力しているので、本件発明１の「(i)第1の電源」に相当する。
（ウ）甲１発明の「パルス幅制御回路１３」は、直流入力電源１と直列に接続されたスイッチング半導体素子３を制御するのであるから、本件発明１の「(ii)制御モジュール」に相当するといえる。
（エ）甲１発明の「直流入力電源１と直列に接続され」「パルス幅制御回路１３」によって制御される「スイッチング半導体素子３」と本件発明１とは、「(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて」動作する装置である点で共通する。
　但し、動作する装置が、本件発明１は「前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器」であるのに対して、甲１発明は「直流入力電源１と直列に接続された」「スイッチング半導体素子３」である点で相違する。
（オ）甲１発明の「トランス２」は、「１次巻線２ａ」、「２次巻線２ｂ」及び「第３の巻線２ｃ」を含んでいる。
　そうすると、甲１発明の「トランス２」は、本件発明１の「第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器」に相当する。
　但し、本件発明１は「前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧器」であるに対して、甲１発明はそのような特定がない点で相違する。
（カ）甲１発明に「整流器１５」及び「電圧クランプ用コンデンサ５」とあるが、これらは、「電荷蓄積ダイオード４」及び「トランス２の第３の巻線２ｃ」と共に「スナバ回路」として動作するものであるから、本件発明１の「整流器およびクランプ回路」に相当するものではない。
　そうすると、本件発明１は「複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路とを備える」のに対して、甲１発明はそのような特定がない点で相違する。
（キ）甲１発明の「ＤＣ−ＤＣコンバータ」と本件発明１とは、「電源回路」である点で共通する。
　すると、本件発明１と甲１発明とは、次の一致点及び相違点を有する。
（一致点）
「(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて動作する装置と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器とを備える電源回路。」
（相違点３）
　動作する装置が、本件発明１は「前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器」であるのに対して、甲１発明は「直流入力電源１と直列に接続された」「スイッチング半導体素子３」である点。
（相違点４）
　本件発明１は「前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介してAC信号によって駆動される負荷にAC出力を供給する変圧器」であるに対して、甲１発明はそのような特定がない点。
（相違点５）
　本件発明１は「複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路とを備える」のに対して、甲１発明はそのような特定がない点。
イ　判断
（ア）特許法第２９条第１項（新規性）について
　本件発明１と甲１発明とは上記相違点３ないし５を有するので、本件発明１は甲第１号証に記載された発明ではない。したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明１に係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
（イ）特許法第２９条第２項（進歩性）について
　まず、上記相違点５について検討する。
　甲第２号証に記載された技術的事項は、上記「第４　２　（１）」に引用発明１として記載したとおりである。
　そして、上記「第４　３　（１）」「ア　対比」に示したとおり、本件発明１と甲第２号証に記載された技術とは、出力端子における電圧をクランプして負荷に供給される出力電力を制限することが、本件発明１は「前記電力増幅器とAC電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して」行われるのに対して、甲第２号証に記載された技術は「軽負荷時」に行う点で相違する。
　そうすると、たとえ、甲１発明に甲第２号証に記載された技術を適用しても、相違点５に係る構成を得ることはできない。
　したがって、本件発明１は、他の相違点について検討するまでもなく、甲１発明及び甲第２号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでない
　よって、本件発明１は、甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
（４）本件発明２、１０、１１及び１９と甲１発明との対比、判断
　本件発明２、１０、１１及び１９は、上記相違点３ないし５に係る構成、又は対応する構成を備えるものであるから、本件発明１と同じ理由により、本件発明２、１０、１１及び１９は甲第１号証に記載された発明ではない。
　したがって、特許法第２９条第１項第３号に該当せず、本件発明２、１０、１１及び１９は係る特許は、特許法第２９条第１項の規定に違反してされたものでない。
　また、本件発明１と同じ理由により、本件発明２、１０、１１及び１９は、甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明２、１０、１１及び１９に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
（５）本件発明３ないし６、９、１２ないし１５、２０、２１と甲１発明との対比、判断
　本件発明３ないし６、９、１２ないし１５、２０、２１は、上記相違点３ないし５に係る構成、又は対応する構成を備えるものであるから、本件発明１と同じ理由により、甲第１号証に記載された発明及び甲第２号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明３ないし６、９、１２ないし１５、２０、２１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
（６）本件発明７と甲１発明との対比、判断
ア　対比
　本件発明７は、訂正前の請求項１を引用する請求項７に係る発明である。
　したがって、本件発明１と甲１発明との対比を踏まえると（上記「（３）　ア」）、本件発明７と甲１発明は、次の一致点及び相違点を有する。
（一致点）
「電源回路であって、
　(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて動作する装置と、
　第1の巻線、第2の巻線、および第3の巻線を含む変圧器とを備える電源回路。」
（相違点６）
　動作する装置が、本件発明７は「前記DC電圧を交流(AC)出力信号に変換するように構成された電力増幅器」であるのに対して、甲１発明は「直流入力電源１と直列に接続された」「スイッチング半導体素子３」である点。
（相違点７）
　本件発明７は「前記第1の巻線が前記AC出力信号を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が前記AC出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第2の巻線が出力端子を介して負荷に電流を供給する変圧器」であるに対して、甲１発明はそのような特定がない点。
（相違点８）
　本件発明７は「複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、(i)前記第3の巻線にわたる電圧を整流し、(ii)前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、(iii)前記第3の巻線から前記第1の電源または第2の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路とを備える」のに対して、甲１発明はそのような特定がない点。
（相違点９）
　本件発明７は「(i)第1の電源からの直流(DC)電圧、および(ii)第2の制御信号を受け取り、前記第2の制御信号に基づいて、前記DC電圧を第2の交流(AC)出力信号に変換するように構成された第2の電力増幅器とを備え、前記変圧器が第4の巻線をさらに備え、前記第4の巻線が前記第2のAC出力信号を受け取るように構成されている」のに対して、甲１発明はそのような特定がない点。
イ　判断
　まず、上記相違点９について検討する。
　甲第３号証には、３つのスイッチングコンバータ１８，３６，５４により構成され、入力電源１２から入力された入力電圧Viを所定の電圧Vo1，Vo3に変換し、第一及び第二の外部負荷１４，１６に供給するスイッチング電源装置１０が記載されている（上記「（２）　イ」）。
　しかし、甲第３号証には、電力増幅器に加えて、DC電圧を第2の交流出力信号に変換するように構成された第2の電力増幅器とを備え、変圧器が第4の巻線をさらに備え、第4の巻線が第2の交流出力信号を受け取るように構成する技術は記載されていない。
　また、甲第２号証に記載された技術（引用発明１）にも、電力増幅器に加えて、DC電圧を第2の交流出力信号に変換するように構成された第2の電力増幅器とを備え、変圧器が第4の巻線をさらに備え、第4の巻線が第2の交流出力信号を受け取るように構成する技術は記載されていない。
　そうすると、甲１発明、又は甲１発明に甲第２号証に記載された技術を適用したものに、甲第３号証に記載された技術を適用しても、相違点９に係る構成を得ることはできない。
　したがって、本件発明７は、他の相違点について検討するまでもなく、甲１発明、甲第２号証及び甲第３号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでない。
　よって、本件発明７は、甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第３号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明７に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
（７）本件発明８と甲１発明との対比、判断
　本件発明８は、上記相違点６ないし９に係る構成を備えるものであるから、本件発明８と同じ理由により、甲第１号証に記載された発明、甲第２号証及び甲第２号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明をすることができたものでないから、本件発明８に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものでない。 
（８）特許法第２９条第１項、特許法第２９条第２項についてのまとめ
　以上のとおりであるから、特許異議申立人の主張を採用することができない。
２　特許法第３６条６項第１号（サポート要件）、特許法第３６条６項第２号（明確性）について
（１）請求項６について
　特許異議申立人は、特許異議申立書において、訂正前の請求項６に関して、
「本件特許の請求項６に記載された発明は、絶縁された２つのダイオード整流器を有するが、本件明細書に『ダイオード整流器』は説明されていない。
　従って、本件特許の請求項６に記載された発明は本件明細書の説明に記載されておらず、明確でもないから、本件特許の請求項６は特許法第３６条第６項第１号、第２号の規定に該当し、特許を受けることができない。」と主張している。（特許異議申立書第２４頁）
　しかしながら、明細書の段落【００１６】には「【図４４】電力増幅器と、絶縁された2つのダイオードの整流と、本開示によるクランプ回路とを内蔵する別の電源回路を説明する図である。」と記載されており、図４４には、絶縁された２つのダイオード整流器が記載さている。また、「絶縁された２つのダイオード整流器」は、明確な記載である。
　したがって、請求項６に係る発明は、発明の詳細な説明に記載されており、かつ、明確である。
（２）請求項１５について
　請求項１５に記載された「絶縁された２つのダイオード整流器」についても、請求項６の記載と同様であるから、請求項１５に係る発明は、発明の詳細な説明に記載されており、かつ、明確である。
（３）請求項１６ないし１８について
ア　特許異議申立人の主張
　特許異議申立人は、特許異議申立書において、訂正前の請求項１６に関して、
（ア）「本願特許明細書には、整流器およびクランプ回路の電流供給先として第２の電源が記載されているが（本件明細書段落０１３２）、直流電圧を出力することは記載されていない。」
（イ）「また、本件特許の請求項１６が引用する請求項１０には『第２の電源』が記載されているものの、本件特許の請求項１６には、『第２の電源』と記載され、『前記第２の電源』とは記載されていないから、別々の電源を意味していると考えられる。」
（ウ）「また、本件特許の請求項１６に記載された発明は、電力増幅器と第２の電力増幅器の二個の増幅器を有している。そのように二個の増幅器を有する発明は、本件明細書添付の図４８、図４９に記載されているが、二個の電力増幅器は第１の電源から直流電圧を受け取っており、本件明細書と図４８、４９とには、第１の電源から直流電圧を受け取る電力増幅器しか記載されていない。」
「従って、本件特許の請求項１６に記載された発明は、本件明細書、図面には記載されておらず、また、特許を受けようとする発明が不明確であるから特許法第３６条第６項第１号、第２号の規定によって特許を受けることができない。」（特許異議申立書第３４頁）
イ　当審の判断
（ア）の主張について
　明細書の段落【０１３２】には「図42に示された構成の代替として、整流器およびクランプ回路の出力が、第1の電源の端子V+、V-ではなく第2の電源に接続されてよい。これによって、整流器およびクランプ回路のクランプ電圧を、電位V+およびV-以外のレベルに設定することが可能になる。」と、「整流器およびクランプ回路」の接続先として、「第2の電源」が記載されているので、第2の電源が直流電圧を出力することは自明な事項である。
（イ）の主張について
　訂正前の請求項１０に記載された「第2の電源」と、訂正前の請求項１６に記載された「第2の電源」は、同じ用語を使用しているので、特段のことわりが無い限り、同じ電源と解釈でき明確である。
　なお、訂正前の請求項１０を引用する請求項１６は、本件訂正請求により独立請求項になったが、明確であることにかわりはない。
（ウ）の主張について
　明細書の段落【０１３２】に「図49〜図49の構成も、第2の電源および/または放散回路を含むように変更されてよい。」と記載されているので、請求項１６に記載された第2の電源から直流(DC)電圧を受け取るように構成された第2の電力増幅器は、明細書に記載されていないとまではいえない。
　よって、請求項１６に係る発明及び請求項１６を引用する請求項１７、１８に係る発明は、発明の詳細な説明に記載されており、かつ、明確である。
（４）請求項２２ないし２４について
　請求項２２に記載された「第2の電源から直流(DC)電圧を受け取って、前記DC電圧を第2の交流(AC)出力信号に変換するための第2の手段」についても、請求項１６の記載と同様であるから、上記請求項１６についての検討を踏まえると、請求項２２に係る発明及び請求項２２を引用する請求項２３、２４に係る発明は、発明の詳細な説明に記載されており、かつ、明確である。
（５）まとめ
　以上のとおりであるから、特許異議申立人の主張を採用することができない。
３　特許法第４９条第６号（原文新規事項）について（当審注：特許異議申立の理由においては、特許法第１１３条第５号である。）
（１）請求項４について
ア　特許異議申立人の主張
　特許異議申立人は、特許異議申立書（第２１−２３頁）において、訂正前の請求項４に関して、概略、次の主張をしている。
　訂正前の請求項４に「絶縁された組ダイオード整流器」と記載されてるが、国際出願日における国際出願の請求の範囲には「4. The power supply circuit of claim 3 wherein the four diodes are arranged in an isolated quad-diode rectifier configuration.」と記載されており、「絶縁された組ダイオード整流器」は記載されていない。
　よって、請求項４に係る発明は、国際出願日における国際出願の明細書、請求の範囲又は図面に記載されていない。
イ　当審の判断
　本件訂正請求により、請求項４は「絶縁された４つ組みダイオード整流器」と訂正されたので、請求項４に係る発明は、国際出願日における国際出願の明細書、請求の範囲又は図面に記載されたものとなった。
（２）請求項１３について
ア　特許異議申立人の主張
　特許異議申立人は、特許異議申立書（第３２頁）において、訂正前の請求項１３に関して、概略、次の主張をしている。
　訂正前の請求項１３には、国際出願日における国際出願の明細書、請求の範囲又は図面に記載されていない「組ダイオード整流器」が記載されている。
イ　当審の判断
　本件訂正請求により、請求項１３は「絶縁された４つ組みダイオード整流器」と訂正されたので、請求項１３に係る発明は、国際出願日における国際出願の明細書、請求の範囲又は図面に記載されたものとなった。
（３）まとめ
　以上のとおりであるから、特許異議申立人の主張を採用することができない。
第６　むすび
　以上のとおりであるから、取消理由通知（決定の予告）に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載した異議申立理由によっては、請求項１ないし２４に係る特許を取り消すことはできない。さらに、他に請求項１ないし２４に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
令和３年４月２０日（２０２１．４．２０）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
電力増幅器出力と負荷電圧クランプ回路の絶縁を組み合わせるための変圧器を組み込んだ電源回路
　【技術分野】
　【０００１】
　本開示は、一般に、交流電力を供給するための電源に関し、より詳細には電源の電力増幅器を保護するための回路に関するものである。
　【背景技術】
　【０００２】
　無線周波数（ＲＦ）エネルギーは、様々な産業において、誘導加熱、誘電加熱、およびプラズマ励起による材料の処理のために使用されている。プラズマ励起は、誘導結合、容量結合、真の電磁（ＥＭ）波結合、マイクロ波結合の形をとることができる。このＲＦエネルギーを供給する発生器は、コンマ数ワットを供給する単一のＡ級トランジスタ増幅器から数千ワットを供給する自己発振管（電子管）発生器に及ぶ多数の回路トポロジーを利用する。
　【０００３】
　半導体製造業は、ミクロンサイズおよびサブミクロンサイズのフィルムの堆積およびエッチングにＲＦプラズマを利用する。この用途のための一般的な電源は、電源周波数の変圧器／整流器／キャパシタの直流電源および高周波数の電力増幅器から成り得る。一般的な電力および周波数の値は、２０キロワットまでと、４００ＫＨｚ〜１００．０ＭＨｚの範囲内とであり得るが、そのように限定されなくてよい。電源または発電機は、１００：１の出力負荷範囲にわたって１％または２％の精度に制御可能な電力を有するであろう。通常、発電機は、通常は５０オームに規定された負荷に出力するように特に構成されているが、不整合負荷に対しても故障することなく、任意の負荷を駆動することができるべきである。電力増幅器から引き出され負荷に供給される電流が特定のしきい値を超過するなど、不整合状態（たとえば負荷インピーダンスの増加）および／または他の状態が発生すると、ある期間にわたって電力増幅器に被害が生じることがある。一般的な保護機構は、電力を低減するものである。たとえば、対応して電流または消費電力を低減するように、比例増幅器の駆動レベルが低下される。５０オームのシステムでは、一般的な５０オームからの変化が、反射電力として測定され得る。反射電力を制限するために駆動レベルが低下される。
　【０００４】
　図１は、逆相の正弦波によって駆動されるスイッチすなわちトランジスタＳ１、Ｓ２を有する一般的な変圧器結合のプッシュプル式ＲＦ電力増幅器を示す。５素子の高調波除去フィルタは、インダクタＬ１、Ｌ２ならびにキャパシタＣ１、Ｃ２、およびＣ４を含む。高調波除去フィルタは、一般的には高純度または一定の正弦波出力を保証するものである。ＡＢ級またはＢ級であり得る、バイアスのない構成が示されている。一般的には、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）または金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のいずれかが使用される。変圧器Ｔ１は、通常は２８Ｖまたは５０Ｖの所与のＤＣ供給電圧のために必要な電力と整合するように選択された比を有する。詳細な回路は、通信用に使用される広帯域ＨＦ／ＶＨＦ電力増幅器の設計に関する標準的な業界の慣行に従う。
　【０００５】
　図１の増幅器には１つの利点があるが、いくつかの欠点がある。利点は、広帯域の設計において、単に駆動周波数すなわち入力周波数を変化させることによって、出力周波数が容易に変化されることである。所与の出力周波数に対して、出力フィルタのみを変更すればよい。増幅器の基本的な線形性／純度が十分に優れていれば、すべてがなしで済む。図１の回路には、効率が悪くトランジスタの消費電力が大きいという欠点がある。効率は、理論上７０％を超えることができないが、一般的には高々５０％である。大きい消費電力に対処するために、多くの用途に使用されるＲＦトランジスタは、高価で特別な酸化ベリリウム（ＢＥｏ）の低熱抵抗技術を採用することが多い。このＲＦトランジスタは、空冷または水冷の大きいヒートシンクを必要とすることが多い。ＲＦ線形増幅器の設計において大量のデータが公表されている。発生器を設計しようとするあらゆる電源製造業者が、トランジスタ製造業者の高信頼度の応用回路を使用することができる。
　【０００６】
　図２に見られるように、図２の回路は、高効率および低消費電力を提供する別の動作モードを利用するものである。図２の回路の駆動信号は矩形波に固定されており、その結果、トランジスタは、ここではリニアモードではなくスイッチングモードで動作する。すなわち、図１のスイッチすなわちトランジスタＳ１、Ｓ２は、完全オンと完全オフの間で動作する。図２のスイッチすなわちトランジスタＳ１、Ｓ２は、完全オンから完全オフへ切り換わることによって動作する。このとき変圧器Ｔ１の出力は矩形波である。インダクタＬ１、Ｌ２およびキャパシタＣ１、Ｃ２を含んでいる４素子フィルタが、必要な基本周波数をフィルタリングして正弦波の出力を産出する。高調波電流を除去するために、フィルタが誘導性入力をもたらすように、キャパシタＣ４が除去されている。トランジスタの電圧および変圧器の電圧は矩形波であるが、電流は正弦波である。このとき効率は１００％であり得、一般的には８０〜９５％の範囲内に入る。そのような回路は、通常、増幅器ではなく共振コンバータまたは共振インバータと称される。
　【０００７】
　図２の回路にはいくつかの欠点がある。フィルタは、固定されているかまたは狭い周波数範囲または動作帯域のみが可能であるように、特定の出力周波数向けに十分に選択されている。また、出力電力を直接制御することはできない。図１と異なり、図２の回路は、ラインまたは出口の電圧に対して直接接続することができない。むしろ、図２に対するＤＣ入力は、一般的にはスイッチングモードコンバータを使用して実現された追加の電力コンバータを使用して調整しなければならない。さらに、負荷の不整合によって、フィルタとトランジスタの間に大きい循環電流が生じることがある。ＤＣ入力電流を制限しても、循環電流は必ずしも制限されない。
　【０００８】
　特にＥ級増幅器に関して、Ｅ級増幅器は高効率を提供するスイッチングモードの増幅器トポロジーである。そのトポロジーのために、一般的にはトランジスタであるＥ級増幅器のスイッチング素子は、最大の消費電力が生じる活性領域においてほとんど時間を費やさない。この構成において、Ｅ級増幅器のスイッチング素子は、トランジスタではなくむしろスイッチのように動作する。すなわち、このスイッチング素子は、その時間の大部分を遮断領域または飽和領域のいずれかにおいて費やす。
　【０００９】
　設計者は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）として知られているスイッチングモードの技術を使用することにより、Ｅ級増幅器の効率をさらに改善する。ＺＶＳは、Ｅ級増幅器のスイッチング素子が遷移中に活性領域を通過するのを防止する。スイッチング素子の出力に誘導負荷を加えることにより、スイッチング素子の出力における寄生キャパシタンスおよびスワンピングキャパシタンスがゼロボルトまで放電されてから、スイッチング素子が遮断領域から飽和領域へ移行しようとする。インダクタとキャパシタが協働して、直列共振回路を形成し、スイッチング素子の出力に誘導負荷を与える。共振回路の周波数は、増幅器の動作周波数未満である。このとき、共振回路のインダクタが共振回路を支配し、トランジスタに対する誘導負荷を生成する。
　【００１０】
　ＺＶＳを遂行するために、スイッチング素子は、デバイスチャネルが遮断領域にあるときでも、マイナスのドレイン−ソース電流を通し得るように設計しなければならない。ＭＯＳＦＥＴがソースに対する基板接続において固有のボディダイオードを有するので、そのような要件は、ＭＯＳＦＥＴがＥ級増幅器のトポロジーのスイッチング素子に関する好ましい選択であることを示唆する。バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの他のトランジスタも選択され得るが、そのような構成は、エミッタ−コレクタ接合にわたって高速のダイオードを配置する必要がある。
　【００１１】
　Ｅ級増幅器の主要な利益は、主としてデバイスの電力損失が低減することにより、Ｅ級トポロジーにおいて使用される同じトランジスタから、他のトポロジーよりも大きいＲＦ電力が実現され得ることである。他方では、Ｅ級増幅器は、ＲＦ出力から除去しなければならないかなりの２次高調波エネルギーを生成する。そのようなトポロジーは、一般的にはＲＦ電力が負荷に送出される前にフィルタリングする少なくとも１つの追加の段を必要とする。
　【００１２】
　先に論じられたように、インダクタおよびキャパシタから成る直列共振回路は、増幅器の動作周波数未満の共振周波数を有する。負荷はキャパシタ、インダクタ、および抵抗の任意の組合せであり得るが、負荷と、共振回路との直列結合が増幅器の動作周波数と等しい共振周波数を有するような値を有するキャパシタのみであると、スイッチング素子を通る電流は無限の値に近づく可能性がある。結果として、トランジスタに被害が生じる可能性がある。しかしながら、一般的なＥ級増幅器の適用は、増幅器出力の反射電力をクランプする外部制御ループを利用することによってトランジスタの被害を防止する。制御ループは、反射電力が事前設定の限界を超過したことを一旦感知すると、反射電力が所定の限度に一致するまでＤＣレールの電圧を低下させる。制御ループは、トランジスタに対する衝撃を防止するために迅速に反応しなければならない。トランジスタに対する衝撃は、ＲＦ増幅器の入力電力を低下させてゼロにすることによっても防止することができる。しかしながら、プラズマ処理の用途では、そのような行為は、プラズマが消失するという望ましくない結果をもたらす恐れがある。
　【発明の概要】
　【課題を解決するための手段】
　【００１３】
　電力増幅器を含む電源回路は、（ｉ）第１の電源からの直流（ＤＣ）電圧、および（ｉｉ）制御信号を受け取るように構成されている。電源は、制御信号に基づいて、直流電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換する。変圧器は第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む。第１の巻線がＡＣ出力信号を受け取る。第２の巻線は、ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取り、出力端子を介して負荷に電流を供給する。整流器およびクランプ回路は複数のダイオードを含む。ダイオードは、第３の巻線にわたる電圧を整流し、出力端子における電圧をクランプし、第３の巻線から第１の電源または第２の電源に電力を戻すように構成されている。
　【００１４】
　電源回路に含まれる電力増幅器は、第１の電源から直流（ＤＣ）電圧を受け取って、直流電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換する。変圧器は第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む。第１の巻線がＡＣ出力信号を受け取る。第２の巻線は、ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取り、出力端子を介して負荷に電流を供給する。整流器およびクランプ回路は複数のダイオードを含む。ダイオードは、第３の巻線にわたる電圧を整流すること、出力端子における電圧をクランプすること、および第３の巻線から第１の電源または第２の電源に電力を戻すことのうちの少なくとも２つを行うように構成されている。
　【００１５】
　本開示の適用可能性のさらなる領域が、発明を実施するための形態、特許請求の範囲および図面から明らかになるであろう。発明を実施するための形態と具体例とは、説明の目的のみを意図しており、本開示の範囲を限定することを意図するものではない。
　【図面の簡単な説明】
　【００１６】
　【図１】前述のように従来技術において実行された回路トポロジーの図である。
　【図２】前述のように従来技術において実行された回路トポロジーの図である。
　【図３】電源の回路図である。
　【図４】組み合わされた出力を生成するために直列に接続された回路を示す図である。
　【図５】組み合わされた電力出力を生成するために並列に接続された回路を示す図である。
　【図６】単一のクランプダイオード対によって保護されたスイッチングブリッジの半分を示す図である。
　【図７】共振回路および出力を供給する単一のスイッチと、回路を保護する単一のダイオードクランプ対とを示す図である。
　【図８】図７の回路の３レベルの実装形態の図である。
　【図９】ハーフブリッジインバータおよび保護回路を示す図である。
　【図１０】特定のスイッチングデバイスに依拠した、スイッチングデバイス向けの代替構成を示す図である。
　【図１１】特定のスイッチングデバイスに依拠した、スイッチングデバイス向けの代替構成を示す図である。
　【図１２】特定のスイッチングデバイスに依拠した、スイッチングデバイス向けの代替構成を示す図である。
　【図１３】クランプダイオードのうちの１つと並列にキャパシタを有する回路を示す図である。
　【図１４】クランプダイオードの各々と並列にキャパシタを有する回路を示す図である。
　【図１５】一連のキャパシタおよびダイオードにわたって分割された電圧を有する回路を示す図である。
　【図１６】保護回路の中にインダクタンスおよびＲＣ回路が見られる回路を示す図である。
　【図１７】フィルタ回路網の動作を改善するためのＭＯＳＦＥＴ回路を示す図である。
　【図１８】デバイスのキャパシタンスに対処するためのインバータの代替入力回路向けの回路を示す図である。
　【図１９】複数のＦＥＴを使用して実施された、デバイスのキャパシタンスに対処するためのインバータ回路を示す図である。
　【図２０】図１８の入力回路に対する改善を示す図である。
　【図２１】追加のＬＣ直列回路を有するインバータを示す図である。
　【図２２】クランプ電圧を変化させるための電源回路を示す図である。
　【図２３】図２２のインバータとともに使用するための代替の定電圧シンク機構を示す図である。
　【図２４】図２２のインバータとともに使用するための代替の定電圧シンク機構を示す図である。
　【図２５】図２２のインバータとともに使用するための代替の定電圧シンク機構を示す図である。
　【図２６】図２２のインバータとともに使用するための代替の定電圧シンク機構を示す図である。
　【図２７−１】保護回路を内蔵する例示的ハーフブリッジインバータから得られた波形を示す図である。
　【図２７−２】保護回路を内蔵する例示的ハーフブリッジインバータから得られた波形を示す図である。
　【図２８】保護回路を内蔵しない例示的ハーフブリッジインバータからの比較の波形を示す図である。
　【図２９】電源用制御回路のブロック図である。
　【図３０】保護回路を利用するプラズマシステムに関するブロック図である。
　【図３１】図３０の制御回路用の整合回路（ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ）を示す図である。
　【図３２】シングルエンド増幅器を示す回路図である。
　【図３３】シングルエンド増幅器の第２の構成を示す回路図である。
　【図３４】図３３の回路の動作を説明する波形を示す図である。
　【図３５】図３３の回路の動作を説明する波形を示す図である。
　【図３６】図３３の回路の動作を説明する波形を示す図である。
　【図３７】プッシュプル構成に配置された１対のシングルエンド増幅器を表す回路を説明する図である。
　【図３８】プッシュプル構成に配置され、負荷のバランスをとることするための追加回路を含む、１対のシングルエンド増幅器を表す回路を説明する図である。
　【図３９】並列の構成に配置された１対のシングルエンド増幅器を表す回路を説明する図である。
　【図４０】並列かつプッシュプル構成に配置されたシングルエンド増幅器を表す回路を説明する図である。
　【図４１】並列に配置されて出力にフィルタが付加されている１対のシングルエンド増幅器を表す回路を説明する図である。
　【図４２】電力増幅器と、絶縁された
４つ
み
　【図４３】電力増幅器のスイッチと、絶縁された
４つ
み
　【図４４】電力増幅器と、絶縁された２つのダイオードの整流と、本開示によるクランプ回路とを内蔵する別の電源回路を説明する図である。
　【図４５】電圧の整流もクランプもない電源回路を説明する図である。
　【図４６】クランプダイオード保護なしで負荷インピーダンスの変化からもたらされる図４５の電源回路の電力増幅器の出力電流の例示的プロットである。
　【図４７】本開示によるクランプダイオード保護がある状態で負荷インピーダンスの変化からもたらされる図４２の電源回路の電力増幅器の出力電流の例示的プロットである。
　【図４８】互いに同相の電力増幅器と、絶縁された２つのダイオードの整流およびクランプの回路とを内蔵する一方で、電力増幅器の出力電圧を結合する電源回路を説明する図である。
　【図４９】互いに逆相の電力増幅器と、絶縁された２つのダイオードの整流およびクランプの回路とを内蔵する一方で、電力増幅器の出力電圧を結合する電源回路を説明する図である。
　【発明を実施するための形態】
　【００１７】
　図面では、参照番号は、類似の要素および／または同一の要素を識別するために再利用されることがある。
　【００１８】
　好ましい実施形態の以下の説明は、本来例示でしかなく、本明細書で提供される開示、その応用、または使用法を限定するようには意図されていない。
　【００１９】
　図３を参照して、電圧インバータ回路は全体的に１０で示されており、１１における直流（ＤＣ）電圧源入力および１２における交流（ＡＣ）出力を有する。図の説明において、スイッチは、一般にＳの後に数字が続く記号を使用して参照され、キャパシタはＣの後に数字が続く記号を使用して参照され、インダクタはＬの後に数字が続く記号を使用して参照され、ダイオードはＤの後に数字が続く記号を使用して参照され、変圧器はＴの後に数字が続く記号を使用して参照されることに最初から留意されたい。さらに、全体的に対称なトポロジーを有する回路において、全体的に類似した対称な要素を示すために、上記の参照記号のそれぞれに文字接尾部が続くことがある。
　【００２０】
　スイッチＳ１、Ｓ２は、信号源すなわち発生器１３から、それぞれの逆相の矩形波信号を入力として受け取る。矩形波信号は、スイッチＳ１またはＳ２のいずれかをオンにする場合は常にインダクタＬ１にわたる電圧の極性を逆にするやり方でスイッチＳ１、Ｓ２をオンにする。信号源１３がそのようなやり方でスイッチＳ１、Ｓ２を駆動したとき、スイッチＳ１、Ｓ２とキャパシタＣ３が協働してＤＣ入力信号を反転させてＡＣ信号にしたものがインダクタＬ１に印加される。これは１２における交流出力を生成し、ＤＣ成分はキャパシタＣ４によって阻止される。１２における出力信号の周波数は、信号源１３によって出力される信号の周波数に依拠する。インダクタＬ１、Ｌ２およびキャパシタＣ１、Ｃ２を備える４素子の高調波フィルタは、全体的に前述のように動作する。インダクタＬ１およびキャパシタＣ１が高調波フィルタの第１段を形成し、インダクタＬ２およびキャパシタＣ２が高調波フィルタの第２段を形成する。出力フィルタは、インダクタＬ１に入力される信号の高調波成分を除去して、出力正弦波の純度を改善し、一般的には５０オームである出力インピーダンスに対して、所与の入力電圧に関する所要出力電力を整合させる。
　【００２１】
　上記で論じたように、図１および図２の回路は、不整合負荷によって生成される大きい循環電流に対して非常に脆弱であり得る。第１段の高調波フィルタと第２段の高調波フィルタの間に挿入された１対のクランプダイオードまたは整流器Ｄ１およびＤ２が、電流を循環させることによって、可能性のある被害を緩和する。ダイオードＤ２は、ＤＣ入力源１１のマイナスレールからノードＸまで延在する。ダイオードＤ１は、ノードＸからＤＣ入力源１１のプラスレールまで延在する。動作において、回路が、ノードＸを、どちらかの方向へレール電圧を超えて駆動しようとすると、そのレールに関連したダイオードがオンになって導電性になる。ダイオードがオンになるとノードＸをレール電圧にクランプし、過剰な電圧および／または電流を、インバータへ、詳細には入力源１１およびキャパシタＣ３へフィードバックする。より詳細には、回路が、ノードＸを、ＤＣ入力源１１のプラスレールにおける電圧を超えて駆動しようとすると、ダイオードＤ１がオンになって、ＤＣ入力電圧源１１およびキャパシタＣ３へ戻る、スイッチＳ２のボディダイオードを含む電流経路をもたらす。同様に、回路が、ノードＸを、ＤＣ電源１１のマイナスレール未満へ駆動しようとすると、ダイオードＤ２が導電性になって、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻る、スイッチＳ１のボディダイオードを含む電流経路をもたらす。不整合負荷の影響が周波数とともに増加するとき、図３の回路によって、インバータが、従来は達成するのが困難であった周波数において使用され得る。
　【００２２】
　図４は、直列に配置された２つの電源回路の出力を説明するものである。図４は、フルブリッジ構成に配置された２つの半分ＡおよびＢを含む。図４の回路では、２つの半分ＡおよびＢのそれぞれに印加されるスイッチング信号間の位相を変化させることによって、出力１２における電力を調整することができる。
　【００２３】
　図４の第１の半分に含まれる１対のスイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａが、信号源１３Ａによって出力された１対のＡＣ信号を受け取る。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａは、ＤＣ電源１１のマイナス電圧レールとプラス電圧レールの間で直列に接続されている。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力が印加されるインダクタＬ１Ａが、インダクタＬ２ＡおよびキャパシタＣ１Ａ、Ｃ２Ａと組み合わされて２段の４素子高調波フィルタを形成する。第１のクランプダイオードＤ１Ａのマイナス端子すなわちカソードがＤＣ入力源１１のプラスレールに接続されており、プラス端子すなわちアノードがインダクタＬ１ＡとＬ２Ａの間に接続されている。第２のクランプダイオードＤ２Ａのプラス端子すなわちアノードがＤＣ電源１１のマイナス端子に接続されており、マイナス端子すなわちカソードがクランプダイオードＤ１Ａのプラス端子に接続されている。高調波フィルタからの出力が、変圧器Ｔ１の第１の終端タップに接続されている。
　【００２４】
　クランプダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａが、図４の回路の左半分を保護する。回路が、ノードＸＡにおける電圧を、ＤＣ電源１１のプラスレールを超えて駆動しようとしたとき、ダイオードＤ１Ａが導電性になることにより、ノードＸＡにおける電圧を、ほぼＤＣ入力源１１のプラスレール電圧にクランプし、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻る経路をもたらす。同様に、回路が、ノードＸＡをＤＣ入力源１１のマイナスレール電圧未満に駆動しようとしたとき、ダイオードＤ２Ａがオンになって、ノードＸＡにおける電圧をほぼＤＣ入力源１１のマイナスレール電圧にクランプし、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路をもたらすことにより、図４の回路の左半分を保護する。
　【００２５】
　図４の回路は、スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂを含んでいる第２の半分Ｂも含む。信号源１３Ｂは、スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂに対して１対のＡＣ信号を出力する。信号源１３Ａ、１３Ｂは、単一のユニットへと組み合わされ得ることに留意されたい。半分Ｂは、インダクタＬ１Ｂ、Ｌ２ＢおよびキャパシタＣ１Ｂ、Ｃ２Ｂを備える４素子の２段高調波フィルタも含む。半分Ｂには、半分Ａにおいて説明されたように、１対のクランプダイオードＤ１Ｂ、Ｄ２Ｂも配置されている。回路の半分Ｂからの出力が、変圧器Ｔ１の終端タップに接続されている。回路の半分Ｂは、回路の半分Ａに関して説明されたように動作する。変圧器Ｔ１は、回路の半分ＡおよびＢと出力１２の間を絶縁する。回路半分ＡとＢは、変圧器Ｔ１の入力コイルを介して直列に接続されている。
　【００２６】
　回路の半分ＡとＢは、それぞれの半分を制御しているスイッチング信号間の位相を変えると出力１２における電力が変化するように、直列に結合されている。具体的には、スイッチＳ１ＡおよびスイッチＳ１Ｂの作動も停止も同時に行われるとき、スイッチＳ１Ａ、Ｓ１Ｂは同相または０度の位相で動作すると称される。反対に、スイッチＳ１Ｂがオンのときは常にスイッチＳ１Ａがオフであり、スイッチＳ１Ｂがオフのときは常にスイッチＳ１Ａがオンであれば、両スイッチは、逆相すなわち１８０度の位相角であると称される。類似の用語が、スイッチＳ２Ａ、Ｓ２Ｂのそれぞれに当てはまる。位相コントローラ１４が、それぞれの回路の半分の間の相対的位相を変化させるために、それぞれの回路の半分ＡとＢの間の位相を割り出し、信号源１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに出力信号を供給する。出力１２における最大電力は、回路の半分ＡとＢが１８０度の位相すなわち逆相で動作するときに生じる。出力１２における最小電力は、回路の半分ＡとＢが０度の位相または同相で動作するときに生じる。位相がゼロのとき、それぞれの半分には、負荷インピーダンスにかかわらず開回路が見える。変圧器Ｔ１は、出力を直列で効果的に結合し、出力１２の前に阻止キャパシタを設ける必要はない。それぞれの回路の半分ＡおよびＢの高調波フィルタを形成する回路素子は、０度の位相角におけるゼロ出力を保証するために、一致する必要があり、すなわち等しくなければならない。たとえば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１Ａ、およびＣ２Ａの値は、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１Ｂ、およびＣ２Ｂの値と等しくするべきである。
　【００２７】
　図５は、並列に結合された第１の回路の半分Ａと第２の回路の半分Ｂとを説明するものである。回路の半分Ａに含まれるスイッチの対Ｓ１Ａ、Ｓ２Ａは、信号源１３Ｂと組み合わされて単一のユニットを形成し得る信号発生器１３Ａから、それぞれのＡＣ入力信号を受け取る。スイッチＳ１ＡとＳ２Ａは、ＤＣ入力源１１のそれぞれのプラス電圧レールとマイナス電圧レールの間で直列に接続されている。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力は、インダクタＬ１Ａ、Ｌ２ＡおよびキャパシタＣ１Ａ、Ｃ２Ａを備える４素子の２段高調波フィルタに印加される。
　【００２８】
　ＤＣ入力源１１のそれぞれのプラスレールとマイナスレールの間に、１対のクランプダイオードＤ１ＡとＤ２Ａが直列に配置されている。ダイオードＤ１Ａのマイナス端子すなわちカソードはＤＣ電源のプラスレールに接続されており、ダイオードＤ１Ａのプラス端子すなわちアノードはノードＸＡに接続されている。ダイオードＤ２Ａのマイナス端子すなわちカソードはノードＸＡに接続されており、ダイオードＤ２Ａのプラス端子すなわちアノードはＤＣ電源１１のマイナスレールに接続されている。回路の半分Ａからの出力が、ＤＣ入力源１１のマイナスレールと４素子フィルタからの出力の間の電圧によって割り出される。フィルタからの出力は、出力信号のあらゆるＤＣ成分を阻止する阻止キャパシタＣ４に印加される。キャパシタＣ４は出力１２にも接続されている。動作において、回路が、ＤＣ電源１１のそれぞれのマイナスレールおよびプラスレールによって規定された所定のしきい値を超えてノードＸＡを駆動しようとしたとき、クランプダイオードＤ１Ａ、Ｄ２Ａは、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３への回路経路をもたらすことによって、回路の半分Ａの回路要素を保護する。
　【００２９】
　回路の半分Ｂは、回路の半分Ａと同様に配置されており、回路の半分Ａと同じやり方で動作する。図５に示されるような回路の半分ＡとＢの並列接続において、それぞれの半分ＡとＢの間の動作の位相を変化させると出力１２における電力が変化する。具体的には、回路の半分ＡとＢが、０度すなわち同相で動作するとき、出力１２において最大電力が生成される。反対に、回路の半分ＡとＢが１８０度すなわち逆相で動作するとき、短絡が出現して、出力１２に最小電力が出現する。位相コントローラ１４は、それぞれの回路の半分ＡとＢの間の相対位相を制御するために、信号発生器１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに制御信号を供給する。１８０度の位相角において、それぞれの回路の半分には、このとき、負荷インピーダンスにかかわらず短絡が見える。キャパシタＣ２ＡとＣ２Ｂが並列であるため、単一の素子へと結合され得ることに留意されたい。それぞれの回路の半分ＡおよびＢの高調波フィルタを形成する回路素子は、１８０度の位相角におけるゼロ出力を保証するために、一致する必要があり、すなわち等しくなければならない。たとえば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１Ａ、およびＣ２Ａの値は、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１Ｂ、およびＣ２Ｂの値と等しくするべきである。
　【００３０】
　図６が表す回路が有する回路の半分ＡとＢは、協働して、出力１２の前の共通要素に信号を印加する。回路の半分Ａに含まれる対のスイッチＳ１ＡとＳ２Ａは、ＤＣ入力源１１のそれぞれのプラス電圧レールとマイナス電圧レールの間で直列に配置されている。スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ａからの出力はインダクタＬ１Ａに入力される。信号源すなわち発生器１３Ａは、スイッチＳ１Ａ、Ｓ２Ｂの作動を制御するＡＣ信号を出力する。回路の半分Ｂに含まれる対のスイッチＳ１ＢとＳ２Ｂは、ＤＣ入力源１１のそれぞれのプラス電圧レールとマイナス電圧レールの間で直列に配置されている。スイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂからの出力はインダクタＬ１Ｂに入力される。信号源すなわち発生器１３Ｂは、信号源１３Ａとともに単一のユニットへと組み合わされてよく、それぞれのスイッチＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂの作動および停止を制御するＡＣ信号を供給する。
　【００３１】
　１対のクランプダイオードＤ１、Ｄ２が、それぞれのスイッチ対Ｓ１Ａ、Ｓ２ＡおよびＳ１Ｂ、Ｓ２Ｂと並列に配置されている。クランプダイオードＤ１、Ｄ２は、回路の半分Ａ、Ｂのいずれかが、ノードＸＹを、ＤＣ入力源１１のそれぞれのプラスレールおよびマイナスレールによって規定された所定の電圧を超えて駆動しようとしたとき、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路をもたらす。
　【００３２】
　ＤＣ電源１１のマイナス電圧レールとノードＸＹの間にキャパシタＣ１が配置されている。ＤＣ電源１１のマイナスレールとノードＸＹの間の電圧によって、インダクタＬ１Ａ、Ｌ２Ｂ、Ｌ２およびキャパシタＣ１、Ｃ２によって形成された高調波フィルタの第２段を形成する、インダクタＬ２およびキャパシタＣ２によって定義されたフィルタに対する入力電圧が定義される。キャパシタＣ１は、それぞれのインダクタＬ１Ａ、Ｌ２Ｂと協働して高調波フィルタの第１段をもたらす。信号は、阻止キャパシタＣ４によってＤＣ成分を除去されてから出力１２に出力される。
　【００３３】
　クランプダイオードＤ１、Ｄ２は、回路の半分Ａ、Ｂのいずれかが、ノードＸＹを、ＤＣ電源１１のプラス電圧レール〜マイナス電圧レールの範囲を超えて駆動しようとしたとき、ＤＣ電源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路をもたらす。したがって、回路の半分Ａ、Ｂのいずれが前述の所定のしきい値を超えてノードＸＹを駆動しても、クランプダイオードＤ１、Ｄ２が、ＤＣ電源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路をもたらすことによって図６の回路を保護するように動作する。
　【００３４】
　図６の回路は、信号源１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに対する制御信号を生成することによって回路の半分ＡとＢの間の相対位相を制御するための位相コントローラ１４も含む。図６において、回路の半分ＡとＢが同相すなわち０度の位相角で動作するとき、出力１２に供給される電力が最小になり、回路の半分ＡとＢが逆相すなわち１８０度の位相角で動作するとき、出力１２に供給される電力が最大になる。図６の回路において、１８０度の位相角におけるゼロ出力を保証するために、インダクタＬ１とＬ１Ｂが一致しなければならない。
　【００３５】
　図７は、出力１２にＡＣ信号を供給するように並列に結合された回路の半分ＡとＢを有する回路を表すものである。回路の半分Ａを参照して、スイッチＳ１Ａは信号源１３ＡからＡＣ信号を受け取る。スイッチＳ１Ａは、ＤＣ電源１１のそれぞれのマイナス電圧レールとプラス電圧レールの間の転流インダクタＬ３Ａと直列に配置されている。スイッチＳ１Ａと並列にキャパシタＣ６Ａが配置されている。転流インダクタＬ３ＡとキャパシタＣ６Ａは、協働して、回路の半分Ａがシングルエンドのインバータ機能をもたらすように、タンク回路を形成する。タンク回路は半波整流された正弦波形を出力する。阻止キャパシタＣ７Ａは、スイッチＳ１Ａおよび転流インダクタＬ３Ａから出力された信号からＤＣ成分を除去する。キャパシタＣ７Ａは、図８に見られるように、ＡＣを互いに結合して、それぞれのデバイスにわたって同じＡＣ電圧を保証する。Ｌ３ＡとＬ３Ｂが、均等分配を促進するために交差結合され得ることに留意されたい。インダクタＬ３ＡとＬ１Ａの比が、スイッチＳ１Ａのストレスの変化量を決定する。インダクタＬ３Ａを通る電流が、インダクタＬ１Ａを通る電流と比較して相対的に大きければ、インダクタＬ１Ａを通じての負荷による変化は、スイッチＳ１Ａに対するストレス上の影響が限定的であろう。図７の回路には、均一な高調波が生成され、Ｃ７ＡにわたるＤＣ電圧が負荷に左右されるという欠点がある。これは、いくらかの負荷変動の下で過渡的な充電電流が流れ得ることを意味する。阻止キャパシタＣ７Ａのから出力がインダクタＬ１Ａに入力される。
　【００３６】
　第２の回路の半分Ｂは、信号源１３Ｂによって出力されたＡＣ信号によって駆動されるスイッチＳ１Ｂを含む。スイッチＳ１Ｂは、ＤＣ入力源１１のそれぞれのマイナスレールとプラスレールの間の転流インダクタＬ３Ｂに対して直列である。スイッチＳ１Ｂと並列にキャパシタＣ６Ｂが配置されている。転流インダクタＬ３ＢおよびキャパシタＣ６Ｂがタンク回路を形成する。スイッチＳ１ＢおよびインダクタＬ３Ｂからの出力は、信号からＤＣ成分を除去する阻止キャパシタＣ７Ｂに印加される。インダクタＬ１ＢはキャパシタＣ７Ｂに接続されている。
　【００３７】
　インダクタＬ１ＡとＬ１ＢはノードＸＺにおいて相互に接続され、インダクタＬ２およびキャパシタＣ２に出力を供給する。キャパシタＣ２のもう一方の端子はＤＣ電圧源１１のマイナスレールに接続されている。ＤＣ電圧源１１のマイナスレールとノードＸＺの間にキャパシタＣ１が接続されている。したがって、インダクタＬ１Ａ、Ｌ２およびキャパシタＣ１、Ｃ２は、回路の半分Ａからの出力に対する２段の高調波フィルタを形成する。同様に、インダクタＬ１Ｂ、Ｌ２およびキャパシタＣ１、Ｃ２は、回路の半分Ｂからの出力に対する２段の高調波フィルタを形成する。阻止キャパシタＣ４は、出力１２に供給される信号からＤＣ成分を除去する。
　【００３８】
　図７は、電圧源１１のそれぞれのプラスレールとマイナスレールの間で直列に配置された１対のクランプダイオードＤ１、Ｄ２も含む。ダイオードＤ１のマイナス端子すなわちカソードはＤＣ電源１１のプラスレールに接続されており、ダイオードＤ１のプラス端子すなわちアノードはノードＸＺに接続されている。ダイオードＤ２のマイナス端子すなわちカソードはノードＸＺに接続されており、ダイオードＤ２のプラス端子すなわちアノードはＤＣ電源１１のマイナスレールに接続されている。
　【００３９】
　回路の半分Ａ、Ｂのいずれかが、ノードＸＺにおける電圧を、所定のしきい値を超えて駆動しようとしたとき、クランプダイオードＤ１、Ｄ２のうちの１つがオンになることにより、ノードＸＺからＤＣ電源１１およびキャパシタＣ３へ戻す回路経路をもたらす。たとえば、図７の回路がＤＣ電源１１のプラスレールを超える電圧へとノードＸＺを駆動しようとしたとき、ダイオードＤ１が導電性になることにより、過剰な電圧および電流をＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻す回路経路をもたらす。同様に、回路が、ノードＸＺの電圧を、ＤＣ入力源１１のマイナスレールの電圧未満へと駆動しようとしたとき、ダイオードＤ２が導電性になり、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路をもたらす。
　【００４０】
　図７の回路の半分ＡとＢは並列に配置されている。スイッチＳ１ＡおよびスイッチＳ１Ｂを制御する制御信号の相対位相が同相すなわち０度のとき、出力１２が最大電力を受け取る。反対に、スイッチＳ１Ａの駆動信号とスイッチＳ１Ｂの駆動信号の間の位相が逆相すなわち１８０度のとき、出力１２が最小電力を受け取る。位相コントローラ１４は、信号源１３Ａ、１３Ｂのそれぞれに入力信号を供給することにより、回路の半分ＡとＢの間の相対位相を変化させる。それぞれの回路の半分ＡおよびＢの高調波フィルタを形成する回路素子は、１８０度の逆相を保証するために、一致する必要があり、すなわち等しくなければならない。たとえば、Ｌ１Ａ、Ｌ２Ａ、Ｃ１Ａ、およびＣ２Ａの値は、Ｌ１Ｂ、Ｌ２Ｂ、Ｃ１Ｂ、およびＣ２Ｂの値と等しくするべきである。
　【００４１】
　図７の回路の特有の問題は、高周波での動作中に、同じ回路経路の内部でスイッチを交互に駆動することが、一般により困難になることである。インダクタＬ３および関連するキャパシタＣ６によって形成されたタンク回路を利用することにより、一般に、特定の回路の半分のスイッチングに要求される精度が緩和される。
　【００４２】
　図８は、図８のシングルエンドのインバータ回路の３レベルの実装形態を表すものである。図８は１対の回路の半分Ａ、Ｂを含み、それぞれの対が、プライム（’）、ダブルプライム（”）、およびトリプルプライム（’’’）によって示された３つのレベルを含む。回路の半分Ａを参照して、各レベルが、信号源１３ＡからＡＣ信号を受け取るスイッチＳ１Ａを含む。スイッチＳ１ＡはインダクタＬ３Ａに接続し、キャパシタＣ６Ａと並列に配置されている。インダクタＬ３ＡとキャパシタＣ６Ａは、協働してタンク回路を形成する。インダクタＬ３ＡおよびスイッチＳ１Ａからの出力は、インダクタＬ３ＡおよびスイッチＳ１Ａの出力からＤＣ成分を除去する阻止キャパシタＣ７Ａに入力される。スイッチＳ１ＡとインダクタＬ３Ａの直列接続に対してキャパシタＣ５Ａが並列に配置されている。それぞれのスイッチＳ１Ａ’、Ｓ１Ａ’’、Ｓ１Ａ’’’が、信号源１３Ａからアナログ信号を受け取る。
　【００４３】
　キャパシタＣ５Ａ’、Ｃ５Ａ’’、Ｃ５Ａ’’’が３つのレベルを分離する。それぞれのキャパシタＣ５Ａ’、Ｃ５Ａ’’、Ｃ５Ａ’’’が電流を通してＤＣを阻止し、したがって各段のそれぞれのＡＣ部分の電流ループをもたらす。キャパシタＣ７Ａ’、Ｃ７Ａ’’、Ｃ７Ａ’’’が、それぞれのレベルの出力を互いにＡＣ結合し、これらのインピーダンスは、対象の周波数において無視できるものである。したがって、それぞれのレベルが、ほぼ等しい電圧を有する。たとえば、ＤＣ入力源１１が３００ボルトの電圧を出力すると、それぞれのキャパシタにわたる電圧は１００ボルトになる。したがって、それぞれのレベルの回路の半分Ａは、ＤＣ電源による電圧出力のうちの１／３のみを扱えばよい。
　【００４４】
　同様に、回路の半分Ｂに含まれる３つのレベルのそれぞれが、インダクタＬ３Ｂと直列に接続されたスイッチＳ１Ｂを有する。上記で論じたように、スイッチＳ１Ｂは、インダクタＬ３Ｂとタンク回路を形成しているキャパシタＣ６Ｂに対しても並列に接続されている。阻止キャパシタＣ７Ｂが、インダクタＬ３ＢおよびスイッチＳ１Ｂの出力からＤＣ成分を除去する。各レベルが、キャパシタＣ５Ｂとも並列に接続されている。各素子が、回路の半分Ａに関して前述のように動作する。それぞれのスイッチＳ１Ｂ’、Ｓ２Ｂ’’、Ｓ３Ｂ’’’が、信号発生器１３ＢからＡＣ信号を受け取る。
　【００４５】
　回路の半分Ａの３つのレベルからの出力が結合されてインダクタＬ１Ａに入力される。インダクタＬ１Ａは、インダクタＬ２およびキャパシタＣ１、Ｃ２と協働して、回路の半分Ａから出力される高調波成分を除去するための２段の高調波フィルタを形成する。同様に、それぞれのレベルの回路の半分Ｂからの出力が組み合わされてインダクタＬ１Ｂに入力され、インダクタＬ１Ｂも、インダクタＬ２およびキャパシタＣ１、Ｃ２と協働して、回路の半分Ｂから出力されるＡＣ信号から高調波成分を除去するための２段の高調波フィルタを形成する。高調波フィルタの出力に阻止キャパシタＣ４が接続されて、出力１２に供給された信号のＤＣ成分を除去する。
　【００４６】
　図８は、ＤＣ入力源１１のそれぞれのプラス電圧レールとマイナス電圧レールの間で直列に配置された１対のクランプダイオードＤ１、Ｄ２も含む。クランプダイオードＤ１とＤ２は、回路の半分のいずれかが、ノードＸＺを、ＤＣ入力源１１のそれぞれのプラスレールおよびマイナスレールによって規定された所定のしきい値を超えて駆動しようとしたとき、協働して、ＤＣ電源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路をもたらす。動作において、回路の半分のいずれかが、ノードＸＺを、ＤＣ入力源１１のプラスレールよりも高い電圧へと駆動しようとしたとき、ダイオードＤ１がオンになって、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路を生成する。同様に、回路の半分Ａ、Ｂのいずれかが、ノードＸＺの電圧を、ＤＣ入力源１１のマイナスレール未満へと駆動しようとしたとき、ダイオードＤ２がオンになり、ＤＣ入力源１１およびキャパシタＣ３へ戻る回路経路を生成する。
　【００４７】
　動作において、回路の半分ＡとＢの間の相対位相が、出力１２に供給される電力を決定する。回路の半分ＡとＢの間の相対位相が０度すなわち同相であるとき、出力１２は最大電力を受け取る。反対に、それぞれの回路の半分ＡとＢ用のスイッチを駆動するＡＣ信号間の相対位相が１８０度すなわち逆相であるとき、出力１２は最小の電力を受け取る。
　【００４８】
　図８の回路の特別な利点は、電圧源１１のそれぞれのマイナスとプラスレールの間で直列に３つの回路を配置することにより、それぞれのレベルが、ＤＣ電源１１のそれぞれのマイナスレールからプラスレールにわたる全電圧の１／３しか扱わないことである。これによって、それぞれのレベルが扱うのは、単一レベルの実装形態における全電圧ではなく、入力電圧の１／３のみであるため、約３００ボルトのＤＣ入力を有する電源向けの４００〜５００ボルトのデバイスを利用することが可能になる。そのような４００〜５００ボルトのデバイスは広く入手可能であり、３００ボルトの入力システム向けに最適の特性をもたらす。
　【００４９】
　図９は、保護回路を有するインバータの回路図を示す。図９の回路の電圧レールにわたって３００ボルトのＤＣ電圧が印加される。第１のキャパシタＣ３−１は、４００ボルト（Ｖ）の能力を有する２．２マイクロファラド（μＦ）のキャパシタとして具現され、第２のキャパシタＣ３−２は、３８０Ｖの能力を有する２２０μＦキャパシタとして具現され、これらが電圧レールの間で並列に配置されている。信号源（図示せず）によって、絶縁変圧器Ｔ３の端子に第１のＡＣ信号が印加される。変圧器Ｔ４の入力に、信号源（図示せず）から第２のＡＣ信号が印加される。
　【００５０】
　変圧器Ｔ３から出力が、２２オーム（Ω）の抵抗を介して、１対のスイッチＳ１−１、Ｓ１−２に入力される。同様に、変圧器Ｔ４から出力が、２２オーム（Ω）の抵抗を介して第２のスイッチ対Ｓ２−１、Ｓ２−２に入力される。これらのスイッチはＩＲＦ７４０パッケージから選択されている。スイッチ対Ｓ１−１とＳ１−２は並列に配置されており、スイッチ対Ｓ２−１とＳ２−２も同様である。単一スイッチの対のデュアルスイッチのそのような並列の配置は、それぞれのスイッチの電流ハンドリング要件を軽減する。スイッチ対Ｓ１、Ｓ２からの出力が入力される１０．３マイクロヘンリー（μＨ）のインダクタＬ１は、１３．２μＨのインダクタＬ２、３０ナノファラッド（ｎＦ）のキャパシタＣ１、および１０ｎＦのキャパシタＣ２と協働して、スイッチＳ１、Ｓ２の出力から高調波を除去するための４素子の高調波フィルタをもたらす。阻止キャパシタＣ４は、４００Ｖの能力を有する２．２μＦのキャパシタとして具現される。
　【００５１】
　クランプダイオードＤ１およびＤ２が、ＤＣ電源１１のそれぞれのプラス電圧レールとマイナス電圧レールの間で直列に配置されている。クランプダイオードＤ１、Ｄ２は、好ましくはパッケージＨＦＡＴ６６０から選択される。
　【００５２】
　前述の回路は、一般的には限定された周波数範囲にわたって動作する。ＬＣ回路網が一般に低域通過フィルタであるため、最大電力スループットは周波数に反比例する。また、周波数が低下すると、高調波からの歪みが出現し始めるはずである。少なくとも３０％の帯域幅にわたって、満足すべき動作が観測された。
　【００５３】
　ＤＣ電圧源との間にクランプダイオードが接続され得る複数のＬＣ回路網に給電する電圧源インバータを有する他の回路が存在する。ハーフブリッジのインバータ回路が説明されているが、フルブリッジでシングルエンドのインバータも含まれることを理解されたい。本明細書で説明されたように、これらのＬＣ回路網の値およびクランプ点は好ましいものであって有利に選択されており、その結果、過度の循環エネルギーが電源に戻され得、過大な電流および電圧の蓄積が防止され、それによって構成要素が保護される。加えて、そのような選択は、電源インバータにおいて電流が常に誘導的に見えることを保証し得、ダイオード回復の配慮に対処する。そのような回路網には、出力、クランプ点、およびインバータトランジスタの整合を促進するため、または絶縁をもたらすために、変圧器が含まれてよい。
　【００５４】
　さらに、電力レベルが位相関係によって制御され得るように、本明細書で説明した回路網に対して２つの電圧源インバータが接続されてよい。本明細書で説明した位相関係に加えて、非対称回路網は、より複雑な位相関係をもたらすことになる。対称回路網は、最大電力の位相および最小電力の位相が周波数に左右されないはずであるという利点をもたらす。
　【００５５】
　本明細書で説明されたタイプの上記の位相変調回路は、可能性のある３つの設計上の問題を浮き彫りにする。
　【００５６】
　第１に、特定の限定された条件下で、ＤＣ電力が一方のブリッジ側から他方へと循環する。これが生じたとき、それでもなおＦＥＴは誘導によってオフになる（ｓｅｅ　ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ　ｔｕｒｎ　ｏｆｆ）が、全体のサイクルにわたって平均すると、ＦＥＴは最終的に整流している。すなわち、より多くの電荷が、ＦＥＴを通って順方向ではなく逆方向に流れる。結果的に、逆方向の電流がボディダイオードをオンにするほど十分に大きければ、トランジスタがオフになるときボディダイオードが完全には回復しないはずであり、消費電力が大きくなる。この作用は、デバイスが熱くなるとき、ボディダイオードの電圧降下の負の温度係数によって強調されることになり、熱暴走を引き起こす可能性がある。
　【００５７】
　この第１の問題は、低周波数において、損失を容認することにより、または逆方向の絶縁ダイオードを使用することによって対処され得る。より高い周波数では、ＦＥＴは、逆電流がそのチャネルによって常に処理されるように、十分に低い抵抗を有するように選択すべきである。これは、低電圧デバイスを用いると、そのオン抵抗が電圧の２．５乗に比例する一方でダイオードの電圧降下が電圧とは無関係であるため、達成するのがより容易である。
　【００５８】
　第２に、ＬＣ回路網が小さい位相において共振状態になり、出力の振幅が、したがって順方向電力が、比較的大きくなるまでクランプされないとき、高利得の条件が存在する。この状態は、デバイスを損なうことにはならないが、制御の精度に影響を及ぼすはずである。
　【００５９】
　この第２の問題は、非常に正確で安定した位相コントローラまたは変調器の設計を利用することにより、または出力回路網に抵抗を挿入してＱを低下させ、位相特性を拡大することによって対処され得る。５０オームの電力の１％または２％しか必要としない抵抗を利用すれば十分と思われる。この問題が出現するのは、純粋な無効負荷といったいささか人為的な条件の間に生じ得ることなど、負荷において消費される実電力がない場合のみである。一般に、プラズマチャンバ、ケーブル、および整合回路が、Ｑを十分に低下させるはずである。
　【００６０】
　第３に、この位相対電力の制御特性は、様々な劣った整合条件下の屈曲または変化を示すことがある。たとえば、位相がゼロから最大値へスムーズに変化するとき、電力は、ゼロから増加してわずかに減少し、次いで増加し続ける。これは、非線形なプラズマのインピーダンス／電力の関数に関連して振動を引き起こす可能性がある。
　【００６１】
　この問題は性質上理論的なものであり、現実的ではないであろう。制御アルゴリズムは、３：１の電圧定在波比（ＶＳＷＲ）よりも優れた整合において通常は消滅する屈曲をジャンプするだけでよい。また、電力制御特性は、無限のＶＳＷＲ円の少なくとも半分については屈曲がなく、そのため、ケーブル長さ、パイ回路網などを利用して、ＶＳＷＲ円のどこかに負荷を配置することができる。実際上、図６の回路は、屈曲がそれほど顕著でなく、一般的には実際上到達し得ない最大電力の近くで生じるという点で、図４よりも優れている。
　【００６２】
　本明細書で説明された回路は、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を利用するものである。ＭＯＳＦＥＴは、対象になり得る（ｏｆ　ｌｉｋｅｌｙ　ｉｎｔｅｒｅｓｔ）、１メガヘルツ（ＭＨｚ）よりも高い周波数においてバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）よりも一般に優れている。
　【００６３】
　図１０〜図１２は、ＭＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、またはＩＧＢＴのトランジスタのうちの１つを使用して上記回路のスイッチを実施するための構成を表すものである。図１０は、前述の回路において使用されるようなＭＯＳＦＥＴを示す。ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳＦＥＴの設計において本質的な阻止ダイオードを含む。図１１は、ＢＪＴ　２０および逆並列ダイオード２２を示す。前述の回路では、ＢＪＴ　２０を使用してスイッチを実施するとき、クランプダイオードＤ１、Ｄ２がアクティブになったとき回路経路をもたらすために、逆並列ダイオード２２が含まれていなければならない。
　【００６４】
　同様に、図１２は、本明細書で開示されたスイッチを実施するとき、およびＩＧＢＴを利用するときに好ましい構成を示すものである。図１２は、ＩＧＢＴ　２４と、図１１の逆並列ダイオード２２と類似の機能をもたらす逆並列ダイオード２６とを示す。適切なスイッチングおよび回路経路の機能をもたらす他のスイッチングデバイスまたは回路の組合せも、ＭＯＳＦＥＴの代わりに使用され得ることに留意されたい。
　【００６５】
　図１３〜図１５は、Ｄ１、Ｄ２に関して説明された代替のダイオードクランプ回路を表すものである。図１３は、ダイオードＤ１、Ｄ２およびキャパシタＣ１を含むダイオードクランプ回路を表す。この回路は上記で説明されている。図１４および図１５は、ダイオードＤ１、Ｄ２およびキャパシタＣ１の代替構成を使用している実装形態を示す。それぞれの回路において、キャパシタＣ１は、図１４に示されるように、それぞれのダイオードにわたって配置された半分の値の同じキャパシタを２つ利用して実施されてよい。同一のキャパシタＣ１／２は、デカップリングキャパシタＣ３（図１４には示されていない）によって効果的に並列結合されている。デカップリングキャパシタＣ３は、動作周波数に対して容量が大きく、そのインピーダンスが無視され得ることにより、回路の物理的配置および構成要素の電力共有を支援する。
　【００６６】
　図１５に示されるように、より高い周波数において、それぞれのダイオードＤ１、Ｄ２について２つのダイオードを直列に使用するのが有利であり得る。一般により低い電圧のダイオードは、より小さい逆回復電荷を有する。２つのダイオードを直列にすると、各ダイオードを通って同一の電荷が流れる。各ダイオードにわたってＣ１を分割すると、ＡＣ電圧の等しい共有が保証される。
　【００６７】
　図１６に示されるように、クランプ回路のさらなる変形形態では、インダクタＬ６が、クランプダイオードＤ１、Ｄ２とフィルタリングキャパシタＣ１の接合の間に、Ｌ１と直列に配置されている。インダクタＬ６は、好ましくは小さい値である。これは、ダイオードのオン／オフの切換えを和らげることができ、整流効率を向上させる。ダイオードＤ１、Ｄ２がオフになるときの高周波リンギングを減衰させるために、キャパシタＣ７および抵抗Ｒ１によって形成されたスナバ回路が必要とされることがある。これも、正確に選択すれば、２つの並列のブリッジ回路間の位相角度が小さいときなど、ＬＣ回路網が低出力において共振状態になる場合のＱが大きい状況を軽減するのに寄与するはずである。
　【００６８】
　上記で論じたように、ＬＣフィルタ回路網が小さい位相において共振状態になり、振幅の位相が増加し、したがって順方向電力の位相が増加するまで、クランプされない場合に存在する高い利得状態の結果として、電力の制御精度が損なわれる可能性がある。これは、非常に正確で安定した位相変調器の設計、または、Ｑを低下させ、かつ位相特性を拡大するのに十分な値を有する抵抗を出力網に接続することによって対処され得る。５０オームの電力の約１〜２％を消費すれば、この問題に対処するのに十分であると思われる。一般的には、これが生じるのは、テスト条件における純理論的な無効負荷といったいくぶん人為的な条件下など、負荷において消費される電力が小さい場合のみである。実際上、ケーブル、整合回路、および負荷が、十分にＱを低下させるはずである。位相シフトが大きければ、クランプダイオードが共振を防止する。
　【００６９】
　あるいは、Ｑは、位相が小さいときに限ってクランプ点に抵抗を挿入する（ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｉｎ）ことによって選択的に低下されてよい。これは、値が小さいときオンになるように設定された（ｓｅｔ　ｔｏ　ｃｏｍｅ　ｏｎ　ｆｏｒ　ｌｏｗ　ｖａｌｕｅｓ）、位相変調器の要求に応じるコンパレータを使用して達成され得る。次いで、コンパレータは、電力需要が小さいときなど位相差が比較的小さいときに作動されるＭＯＳＦＥＴスイッチの形をとり得るリレーを駆動することができる。図１７は、クランプ点において抵抗を選択的に挿入するための回路を示す。図１７に示されるように、電圧振幅がクランプダイオードによって制限され、しかもＭＯＳＦＥＴが両方向に導通するので、ＭＯＳＦＥＴ　ＳＲが有利に使用され得る。バイアス抵抗器Ｒ３、Ｒ４が、電圧振幅をＳＲの範囲内に集中させることができる。Ｒ２は十分な減衰をもたらすように選択されており、Ｃ８はＤＣ成分がＲ２およびＭＯＳＦＥＴ　ＳＲを流れるのを阻止する。ＳＲに対する入力は、一般的には制御回路によって供給される。Ｃ８から出力は、ダイオードＤ１とＤ２の相互接続に接続される。
　【００７０】
　動作周波数が増加すると、一般的にはスイッチを実施しているＦＥＴのキャパシタンスが、回路の動作に対してより有効な効果を有する。図１８はハーフブリッジ回路への拡張を示す。
　【００７１】
　図１８において、キャパシタＣ３（図示せず）に対して並列にキャパシタＣ５が配置されている。キャパシタＣ５とスイッチＳ１、Ｓ２の出力の間の相互接続の間にインダクタＬ３が挿入されている。インダクタＬ３は、ＦＥＴ　Ｓ１、Ｓ２の出力およびミラーキャパシタンスを充放電するのに十分な誘導電流が常に流れることを保証する。インダクタＬ３は、出力およびクランプ回路網が容量性負荷の電流が流れることを許す場合、その電流が誘導性に見えることも保証する。
　【００７２】
　上記で論じたように、特定の状況下で、一方のブリッジ側からもう一方の側へＤＣ電力が循環することがある。その結果、ＦＥＴ　Ｓ１、Ｓ２が誘導でオフになっていても（ｓｔｉｌｌ　ｓｅｅ　ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ　ｔｕｒｎ　ｏｆｆ）、全体のサイクルにわたって平均すると、ＦＥＴ　Ｓ１、Ｓ２は最終的に整流している。すなわち、より多くの電荷が順方向ではなく逆方向に流れる。結果的に、電流が、ＦＥＴに含まれるボディダイオードを逆転させてオンにするほど十分に大きければ、ＦＥＴのトランジスタがオフになるとき、ＦＥＴスイッチが完全には回復されず、電力消費が大きくなるはずである。これは、ＦＥＴデバイスが熱くなるとき、ボディダイオードの電圧降下の負の温度係数によって強調されることになり、熱暴走を引き起こす可能性がある。
　【００７３】
　これも上記で論じたように、低周波数において、この状況は、損失を容認すること、または逆方向の絶縁ダイオード（ｒｅｖｅｒｓｅ　ｉｓｏｌａｔｉｏｎ　ｄｉｏｄｅｓ）を使用することによって対処され得る。より高い周波数では、ＦＥＴは、逆電流がそのＦＥＴチャネルによって常に処理されるように、十分に低いオン抵抗を有するように選択すべきである。これは、低電圧デバイスを用いると、そのオン抵抗が電圧の２．５乗に比例する一方でダイオードの電圧降下が電圧とは無関係であるため、達成するのがより容易である。
　【００７４】
　図１９に示されるように、Ｓ１−１、Ｓ１−２とＳ２−１、Ｓ２−２との２組の低電圧ＦＥＴが直列に接続されてよい。これらのＦＥＴは、一般的には、並列の２つのＦＥＴデバイスと比較して、オン抵抗が１／４であり、それぞれの電圧降下が１／２になるはずである。したがって、ダイオード構成に関するしきい値電流は２倍になる。図１９において、それぞれのスイッチＳ１−１、Ｓ１−２、Ｓ２−１、Ｓ２−２と並列に各キャパシタＣ６が配置され得る。等しい電圧の共有を保証するばかりでなく、有効なデバイスキャパシタンスを増すためにキャパシタＣ６が必要とされることがある。等しい電圧を共有し、アンバランス電流のみを通すことが、キャパシタＣ７によってさらに促進される。この構成において、高速回復エピタキシアルダイオードＦＥＴ（ＦＲＥＤＦＥＴ）スイッチには、逆方向の回復充電が低減されるという利点がある。
　【００７５】
　図２０は、図１８の回路に対するさらに別の改善を示すものである。キャパシタＣ５のそれぞれに対して２つのクランプダイオードＤＩ１、ＤＩ２が並列に挿入されている。ダイオードＤＩ１、ＤＩ２は、接合における電流または電圧を電源へ戻すために整流するように選択されている。これは、図１８におけるような誘導電流を循環させて、ＦＥＴ　Ｓ１、Ｓ２の電荷を蓄える性質の方向を変え、また、ＦＥＴ　Ｓ１、Ｓ２からのＤＣ成分を吸収して、これを電源レールに戻す。これは、一方のブリッジから他方のブリッジへ流れるあらゆるＤＣを扱うことができ、ＦＥＴボディダイオードの回復の問題にも対処することができる。キャパシタＣ５およびダイオードＤＩ１、ＤＩ２は、主要なクランプ機構と同様に直列および並列の結合に構成され得るが、一般的には、必要とされる電力処理能力はより小さいものでよい。可変周波数の動作が望まれる場合、図２０の回路には、ダイオードＤＩ１、ＤＩ２が常に導通するようにＬ３およびＣ５が選択されている限り、ターンオフ電流が周波数と無関係にほぼ同一のままであるというさらなる利点がある。
　【００７６】
　図２１に示されている、図２０の回路に対する改善は、インダクタＬ５およびキャパシタＣ５を含んでいる追加のＬＣ直列回路を含む。共振周波数が電源の１次周波数とその３次高調波の間にあるように、インダクタＬ５およびキャパシタＣ５の値を適切に選択することにより、インダクタＬ３を通る電流が周波数とともに増加し、ＤＣ電流がほぼ一定に保たれる。
　【００７７】
　マイナスレールおよびプラスレールにより、不整合効果に応答し、電圧および／または電流をインバータにフィードバックすることを可能にする所定のポイントにクランプするための好都合な基準電圧が与えられるが、クランプダイオードを、何らかの他の所定の電圧源にわたってクランプが生じるように接続することも可能である。回路が時々過剰な電圧および電流を消費しなければならないので、代替電圧源の参照は、好ましくは定電圧シンクを参照することを含む。
　【００７８】
　図２２は、マイナス電圧レールおよびプラス電圧レール以外の電圧を参照する回路を説明するものである。ツェナーダイオードＺ１がクランプ用の高い基準電圧を設定し、ツェナーダイオードＺ２がクランプ用の低い基準電圧を設定するように、インダクタＬ１とインバータスイッチＳ１、Ｓ２の間に阻止キャパシタＣ４が挿入されている。ツェナーダイオードＺ１とＺ２が、ポイントＡとＢの間で、アノードどうしで直列に接続されており、その結果、一方は、ポイントＸの電圧がプラスに駆動されると導通して加熱することによってエネルギーを消費し、他方は、ポイントＸにおける電圧がマイナスに駆動されると導通してエネルギーを消費することになる。一方のダイオードが整流器モードで動作するとき、他方のデバイスはツェナーモードで動作する。
　【００７９】
　実際上、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は、高速ではうまく切り換わらない。この状況は、ツェナーダイオードＤ１、Ｄ２の代わりに図２３の構成を代用することによって補償され得る。図２３では、ツェナーダイオードＺ１が普通のダイオードＤＺ１とカソードどうしで直列に接続され、ツェナーダイオードＺ２が普通のダイオードＤＺ２とアノードどうしで直列に接続されている。次いで、これらのツェナーダイオードと普通のダイオードの直列接続が並列に配置される。この構成では、ツェナーダイオードＺ１、Ｚ２は整流モードで動作する必要はない。
　【００８０】
　現在、特に大きい電力定格のツェナーダイオードは入手可能ではないというさらなる問題がある。現在、ツェナーダイオードの最大電力定格は約７０Ｗである。さらに、比較的大きい電力定格のツェナーダイオードは、一般的には高価である。しかしながら、トランジスタは、非常に大きい電力定格において比較的低コストであり、容易に入手可能である。ツェナーの制限を克服するためのやり方の１つには、図２４に示されるものなどのアクティブなツェナー回路を使用するものがある。図２４において、ツェナーダイオードＺＡは、主として、ツェナーダイオードＺＡよりも約１００倍大きい電力レベルを消費するように構成されたトランジスタＴＡをオンにするように機能する。トランジスタＴＡの消費電力は、アクティブなツェナー回路の利得の関数である。
　【００８１】
　図２４を参照して、ダイオードＺＡがツェナーモードのとき、以下の式が当てはまる。
　Ｖ＝Ｖ２＋ＶＢＥ、ここでＶＢＥ≒０．６ｖであり、
　Ｉ＝Ｉ２＋ＩＱ、ここでＩＱ≒ＨＦＥ×Ｉ２、ＨＦＥ≒１００であって、
　その結果、ＩＱ＞＞Ｉ２、かつＰＱ＞＞Ｐ２である。
　【００８２】
　上記の式から理解されるように、トランジスタＴＡを通る電流は、ツェナーダイオードＺＡを通る電流よりもはるかに大きく、トランジスタＴＡによって消費される電力はツェナーダイオードＺＡによって消費される電力よりもはるかに大きい。
　【００８３】
　図２５は、インバータのマイナスレールおよびプラスレール以外の電圧基準を設定するための代替機構を表すものである。具体的には、図２５は、ダイオードＤＢ１Ａ、ＤＢ２Ａ、ＤＢ１Ｂ、ＤＢ２Ｂを備えるダイオードブリッジを示す。ダイオードブリッジの半分にわたってツェナーダイオードＺＢが接続されている。したがって、マイナスの波形でもプラスの波形でも、電圧がしきい値電圧を超えたとき、ツェナーダイオードＺＢはツェナーモードになる。図２６が表すダイオードブリッジ機構は図２５のものに類似であるが、図２４に類似のトランジスタＴＡおよびツェナーダイオードＺＡの機構を含むことにより、消費電力が増加する。
　【００８４】
　図２４〜図２６のダイオードブリッジ回路はいくつかの利点をもたらす。第１に、必要なツェナーダイオードは２つではなく１つだけであるため、設計はコストが下がる。第２に、２つのツェナーダイオードの機構を使用して得られる一貫しないクランプ電圧ではなく、ツェナーダイオードを１つだけ使用して、一貫したクランプ電圧を得ることができる。第３に、普通のダイオードは、ツェナーダイオードよりも、一致させるのが容易である。
　【００８５】
　図２７は、保護回路を有する電源の例示的回路の実装形態に関して測定された波形を示すものである。ＤＣ３００Ｖの入力について、整合状態と不整合状態の下で、動作波形および電力レベルを記録した。負荷インピーダンスは５０オームにおいて整合され、また、不整合の負荷インピーダンスは、開回路、短絡、ならびに誘導性無効と容量性無効の両方の１２、２５、５０、１００および２００オームを使用した。図２７ａ〜図２７ｍを参照すると、それぞれの図が、１〜４と分類された４つの波形を含んでいる。波形１は、インダクタＬ１の出力、入力など、ＭＯＳＦＥＴのドレイン電圧を一目盛につき２００ボルトで示す。波形２は、Ｌ１を通る電流を一目盛につき１０アンペアで示す。波形３は、クランプ電圧すなわちダイオードＤ１とＤ２の間のノードにおける電圧であり、一目盛につき約２００ボルトである。波形４は、クランプダイオードの電流であり、一目盛につき１０アンペアである。これらの規定は、図２７および図２８の出力波形のそれぞれに当てはまるものである。選択された値は、最悪の動作条件が見いだされることを保証するのに十分な無限のＶＳＷＲにおける１２の個別のポイントを与える。下記の表は主要なパラメータのリストである。
　【００８６】
　【表１】
　【００８７】
　負荷が開回路から短絡へと誘導的に回転し、次いで再び容量的に回転して戻るとき、ＦＥＴ電流は誘導性に保たれ、５０オームの値よりも４０％弱だけ大きい。ＤＣ電流の消費量は、５０オームの値の１／６でしかない。クランプダイオードＤ１、Ｄ２は、５０オームの負荷に対してわずかに導通するように見られるが、回路網をわずかに再調整することによって解消され得るはずである。しかしながら、これは、効率または有効な保護にとって重要なことではない。
　【００８８】
　対比として、図２８は、クランプ回路なしで実施された３７５ＫＨｚのハーフブリッジインバータの出力波形を表すものである。試験中、試験デバイスは、デバイスの破壊を防止するように手動で供給電圧を低減することによって保護された。下記の表は主要なパラメータのリストである。このとき、保護は、供給電圧を低減することによって達成されている。
　【００８９】
　【表２】
　【００９０】
　誘導負荷インピーダンスが低減されるにつれてＦＥＴ電流がより大きくなる。１２オームにおいて電源が３００Ｖに維持されると、順方向電力は５０オームの値よりも大きく７５０Ｗに達することになる。短絡のとき、Ｌ１が回路網の残りと共振して、わずか４２Ｖから７５０Ｗが生成される。３００Ｖにおいて、順方向ＲＦ電力は約３８ｋＷになり、ＤＣ電力は４．６ｋＷになり、ピークトランジスタ電流は１００Ａになるはずである。
　【００９１】
　負荷が容量的にスイングしてインピーダンスが上昇し始めるとき、ＦＥＴには容量性負荷がかかる。この状況は、電流が依然として適度であってもＦＥＴが大きいダイオード回復損失を被るので、共振前に見られた大きい誘導電流よりも問題になる可能性がある。さらに、整流のｄｖ／ｄｔの障害（ｃｏｍｍｕｔａｔｉｎｇ　ｄｖ／ｄｔ　ｆａｉｌｕｒｅ）のリスクもある。最後の３つのグラフでは、明瞭さのためにスケールが変更されていることに留意されたい。
　【００９２】
　図２９は発電機用の制御回路を表すものである。制御回路２０は、入力電圧を受け取るフィルタのソフトスタート整流器２２を含む。整流器２２は、過電圧保護用の回路ブレーカを含み得る。補助の電力感知ユニット（ＰＳＵ）２４は、制御回路に給電するためのより低い電圧信号を生成する。冷却ファン２６は、発電機回路を冷却する。
　【００９３】
　フィルタのソフトスタート整流器２２からの出力を印加される任意選択のＤＣスイッチ２８が、複数の電力増幅器３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、３０ｄに対するＤＣ電圧の印加を制御する。電力の全体を扱うための１つの増幅器を必要とするのではなく、電力処理を４つの増幅器の間で分割するために、４つの電力増幅器３０ａ〜３０ｄが並列で使用されている。あるいは、電力増幅器３０ａ〜３０ｄの機能を１つまたは多数の電力増幅器が実行してもよい。駆動回路３２は、それぞれの電力増幅器３０ａ〜３０ｄのそれぞれスイッチングを制御するためのスイッチング信号を生成する。
　【００９４】
　電力増幅器３０ａ〜３０ｄからの出力を入力される結合および絶縁の変圧器３４は、電力増幅器３０ａ〜３０ｄからの出力のそれぞれを１つの信号へと結合する。結合回路３４は、電力増幅器を出力から絶縁するための絶縁変圧器を含み得る。結合および絶縁の変圧器３４は、結合された信号を、電力信号をフィルタリングしてから出力を生成するフィルタおよび電力感知の回路３６に出力する。回路３６の電力感知部分は、フィードバック信号を供給して位相変調器の保護回路３８を制御する。
　【００９５】
　位相制御変調器回路（Ｃｏｎｔｒｏｌ　ｐｈａｓｅ　ｍｏｄｕｌａｔｏｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ）３８は、アナログまたはデジタルの電子回路を使用して実施されてよい。回路３８は、ＤＣスイッチ２８、駆動回路３２、およびフロントパネル制御回路４０のそれぞれに対して制御信号を出力する。それぞれの電力増幅器３０ａ〜３０ｄの内部でスイッチングの位相を変化させることにより、対応して出力電力が変化され得る。したがって、位相制御変調器回路３８は、フィルタおよび電力感知の回路３６からの入力に従って電力増幅器の位相を変化させる。フロントパネル制御回路４０は、オペレータに情報を提供し、所望の位相変化および結果としての出力電力の変化も可能にする。
　【００９６】
　図３０は、本明細書で説明された選択される電源が、システムにおいてプラズマチャンバを制御するために使用され得る制御システムを表すものである。制御システム５０は、集積回路を製作するために使用され得るものなどのプラズマチャンバ５２を含む。プラズマチャンバ５２は、１つまたは複数のガス入口５４と、１つまたは複数のガス出口５６とを含む。ガスの入口５４および出口５６により、プラズマチャンバ５２の内部に対するガスの導入および排出が可能になる。プラズマチャンバ５２の内部の温度は、プラズマチャンバ５２に印加される熱制御信号５８によって制御され得る。プラズマコントローラ６０がプラズマチャンバから受け取る入力には、チャンバ内の真空のレベルを示す真空信号６２と、電圧信号６４と、入口のガス流量と出口のガス流量の間の比を示す信号６６とが含まれる。当業者なら認識するように、プラズマコントローラ６０は、他の入力も受け取ってよく、他の出力も生成してよい。プラズマコントローラ６０は、電圧発生器６８によってプラズマチャンバに印加されるべき所望の入力電力を割り出す。電圧発生器６８は、プラズマコントローラ６０から入力信号を受け取るマイクロプロセッサ７０または他の類似のコントローラを含む。マイクロプロセッサ７０は、所望の周波数および電力定格の電圧信号を出力する電源７２に対して制御信号を生成する。電源７２からの電圧出力は、電源７２とプラズマチャンバ５２の間のインピーダンスを整合させる整合回路７４に入力される。
　【００９７】
　図３１は、図３０の整合回路７０向けに実施され得るものなどの整合回路８０を表すものである。整合回路８０は、望ましくは負荷８２によって与えられる出力インピーダンスを用いて５０オームの入力インピーダンスと整合する。整合回路８０は、第１の可変キャパシタ８４、第２の可変キャパシタ８６、およびインダクタ８８を含む、πフィルタのトポロジーに構成されている。キャパシタ８４、８６は可変キャパシタとして実施されており、その結果、フィルタ回路網のキャパシタンスは、５０オームの入力と負荷８２の間のインピーダンスを整合させるように適切に変化され得る。コントローラ８８は、整合したインピーダンスに従って変化するフィードバック信号を受け取って、それぞれのキャパシタ８４、８６のキャパシタンスを変化させる制御信号を生成する。当業者なら、変圧器または固定回路網などの他の整合回路の構成も実施され得ることを理解するであろう。
　【００９８】
　図３２を参照して、図３２は、シングルエンド増幅器、より詳細にはＥ級増幅器を表すものである。本明細書において使用される類似の参照数字は、類似の動作を遂行する構成装置を参照することに留意されたい。図３２が表すスイッチすなわちトランジスタＳ１は、ＤＣ電源１１の１対の電圧レールＶ＋とＶ−の間のインダクタＬ３に対して直列に配置されている。スイッチＳ１は、信号源すなわち発生器１３から制御信号を受け取る。スイッチＳ１に対して並列に配置されているキャパシタＣ６は、インダクタＬ３とともに並列共振回路を形成する。スイッチＳ１と、インダクタＬ３と、キャパシタＣ６とが組み合わされて、シングルエンド増幅器を形成するように協働する。増幅器の出力において、インダクタＬ１とクランプダイオードＤ１は、協働して誘導クランプ回路を形成する。誘導クランプ回路が、スイッチＳ１の出力と負荷９０の間に置かれており、図１〜図３１を参照しながら上記で説明されたものと同様に動作する。インダクタＬ１とキャパシタＣ４は、スイッチＳ１の出力における高調波フィルタを連携して形成し、フィルタリングされた信号を負荷９０に供給する。
　【００９９】
　クランプダイオードＤ１が、マイナスレールＶ−とノードＸの間に置かれている。クランプダイオードＤ１のアノードはマイナス電圧レールＶ−に接続されており、カソードはノードＸに接続されている。図３２の回路が所定のしきい値を超えてノードＸを駆動しようとすると、ダイオードＤ１がオンになることにより、ノードＸの電圧を一般的には２Ｖ（Ｖはレール電圧）ボルトの所定値にクランプする。
　【０１００】
　構成の１つでは、キャパシタＣ６、インダクタＬ１、およびキャパシタＣ４の値は、負荷が適切に整合している場合にはダイオードＤ１が導通しないように選択される。そのような値を選択すると、望ましくない高調波の生成が低減する。しかしながら、代替構成では、高調波の存在が許容できると考えられる場合には、負荷が整合していてもダイオードＤ１が導通するように、これらの値が選択されてよい。
　【０１０１】
　図３２のダイオードＤ１は、インダクタＬ１とキャパシタＣ４の接合と、グランドとの間に、いくらかの寄生キャパシタンスを導入する。このキャパシタンスが過大になると、負荷９０に対する電力供給が損なわれる可能性がある。しかしながら、図３２の回路にわずかな修正を施すと、クランプダイオードＤ１の寄生キャパシタンスを有利に利用することができる。
　【０１０２】
　図３３を参照して、ダイオードＤ１と並列にキャパシタＣ１が配置され、キャパシタＣ４の機能がわずかに変更される。この修正により、図３３のキャパシタＣ１は、図３２のキャパシタＣ４の機能を遂行する。このとき、図３３のキャパシタＣ４はＤＣ阻止キャパシタンスとなり、結果的に、比較的大きいキャパシタンス値を有するべきである。図３３の回路には、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の共振周波数が増幅器の動作周波数になり得るというさらなる利益がある。この構成において、インダクタＬ１とキャパシタＣ１が協働して、スイッチＳ１の出力における高調波フィルタを形成する。図３２に関して説明されたように、図３３のクランプダイオードＤ１は、マイナス電圧レールＶ−とノードＸの間を相互に接続する。図３３の回路がノードＸを所定のしきい値未満に駆動しようとすると、ダイオードＤ１がオンになることにより、ノードＸの電圧を一般的には２Ｖボルトの所定値にクランプする。
　【０１０３】
　図３４〜図３６は、図３３の回路の動作を説明する波形を表すものである。図３４は図３３のノードＡにおける予期された波形を表し、図３５は図３３のノードＸにおける予期された波形を表す。見られるように、ノードＡにおける予期された波形は半波整流された正弦波である。インダクタＬ３を通るＤＣ電流が一定であれば、ノードＡにおけるピーク電圧はＤＣレール電圧のπ倍（π×Ｖ）になる。好ましくは、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１の値は、負荷が整合するときダイオードＤ１のカソード（ノードＸ）の電圧がグランドに近づくように選択される。ノードＡにおける電圧波形の基本成分がπ×Ｖ／２であるので、インダクタＬ１とキャパシタＣ２の特性インピーダンスは整合負荷インピーダンスのπ／２倍である。この関係は、図３４および図３５の波形に表されている。動作において、ノードＡに現れる波形には、かなりの２次（偶数）高調波成分が含まれている（ｉｓ　ｅｍｂｅｄｄｅｄ）。この２次高調波成分のうちのいくらかは、ノードＸの波形に現れる（ｉｓ　ｐａｓｓｅｄ　ｏｎｔｏ）。図３６の波形は、シミュレーションによって割り出されたノードＡおよびノードＸにおける電圧を表すものである。
　【０１０４】
　図３７は、図３６のシミュレーション波形に関して論じられたようなＥ級増幅器によって出力される偶数高調波に対処するための構成を表すものである。具体的には、図３７は、図３３に表されるようにプッシュプル構成に配置された１対のＥ級増幅器を表す。類似の参照数字は類似の構成要素を指し、そのような参照数字は、並列配置のそれぞれの半分に関連した構成要素を指すためにＡまたはＢなどの付加的な接尾部表記を含み得ることに再び留意されたい。
　【０１０５】
　図３７は、負荷９０にＡＣ信号を供給するように並列に結合された回路の半分ＡとＢを有する回路を表すものである。それぞれの回路の半分ＡおよびＢが、一般に、図３４に関して上記で説明されたようにＥ級増幅器の構成を含む。変圧器Ｔ２は、それぞれの回路の半分からの出力を負荷９０に印加するために結合するように、キャパシタＣ４の出力において、それぞれの半分ＡとＢを接合する。スイッチＳ１ＡとＳ１Ｂは、位相コントローラ１４が信号発生器１３Ａ、１３Ｂに対して出力した信号に従って、互いに１８０度の逆相で駆動される。それぞれのキャパシタＣ４ＡおよびＣ４Ｂからの出力は、変圧器Ｔ２によって結合される。好ましくは、変圧器Ｔ２は、それぞれの回路の半分の最大の結合を可能にする。そのような最大の結合は、ダイオードＤ１ＡおよびＤ１Ｂのそれぞれのカソード（マイナス端子）におけるピーク電圧の制御を可能にし、その結果、それぞれの電圧がＤＣレール電圧の２倍にクランプされる。
　【０１０６】
　好ましくは、変圧器Ｔ２によってもたらされる結合は、回路の半分の両方、結果的に両方の増幅器の、バランスのとれた装荷を保証する。図３７の整合負荷９０は、一般的には、２つの増幅器のうちの１つだけの整合インピーダンスの１／２のインピーダンスである。設計者は、一般的には、より低い出力インピーダンスよりも高い出力インピーダンスを好む。整合負荷インピーダンスを４倍に増加するために、図３７の回路に任意選択の平衡不平衡変成器が追加されてよい。
　【０１０７】
　図３８は、より高い出力インピーダンスをもたらすための、図３７に対する修正を表すものである。図３８を参照して、図３８は図３７と同様に構成されており、それぞれの回路の半分の出力には追加の変圧器Ｔ３が配置されている。したがって、図３８の変圧器Ｔ２には、磁化電流、偶数次高調波電流、およびダイオード電流が印加される。図３８の変圧器Ｔ２は、負荷電流を受け取らない。したがって、図３８の変圧器Ｔ２は、図３７の変圧器Ｔ２よりもかなり小さくパッケージ化され得る。さらに、図３８の回路は変圧器Ｔ２なしでも動作することができるが、変圧器Ｔ２はダイオードＤ１ＡおよびＤ１Ｂにわたるピーク電圧を最小化する。
　【０１０８】
　データを送信するために周波数変調または位相変調が利用されるとき、設計者は、一般的にはＥ級増幅器の構成を選択する。他方では、振幅変調は、増幅器入力が一定のままでなければならないので、Ｅ級増幅器に対して特定の障害を提起する。振幅変調および出力電力制御を実施するためのやり方の１つには、ＤＣレール電圧を変化させるものがある。ＤＣレール電圧を変化させるやり方は、あらゆる増幅器に対して有効であるが、本明細書で説明された誘導性クランプにより、別の制御方法を実施することが可能になる。
　【０１０９】
　本明細書で説明されたような誘導性クランプを内蔵する増幅器は、スイッチの被害なしで、事実上あらゆる負荷に対して動作することができる。したがって、これらの増幅器の２つ以上を、並列および／または直列のプッシュプル構成に結合することが可能である。次いで、出力電力は、増幅器間の位相差を変化させることによって制御され得る。
　【０１１０】
　図３９は、並列に配置された１対のＥ級増幅器を表す。図３９の構成は、特に最大電力を供給することを対象とするものである。図３７および図３８に関して、最大の出力電力を達成するために、スイッチＳ１ＡとＳ１Ｂは１８０度の逆相で動作する。図３７および図３８において、出力電力を最小にするためには、スイッチＳ１ＡとＳ１Ｂは同相で動作する。図３９の設計を用いて、しかしながら、スイッチＳ１’とＳ１’’が同相で動作するとき最大の出力電力が達成され、Ｓ１’とＳ１’’が１８０度の逆相で動作するとき最小電力が達成される。
　【０１１１】
　図４０は、シングルエンド増幅器の並列プッシュプル式の実装形態を表すものである。具体的には、第１の対の増幅器はプッシュプル構成の第１の半分を示す。増幅器は、１対の電圧レールの間に、トランジスタＳ１Ａ’およびＳ２Ａ’’と直列のインダクタＬ３Ａ’およびＬ３Ａ’’を備える。それぞれのスイッチＳ１Ａ’およびＳ２Ａ’’が、それぞれのキャパシタＣ６Ａ’およびＣ６Ａ’’と並列である。インダクタＬ１Ａ’、Ｌ１Ａ’’が、それぞれのスイッチＳ１ＡおよびＳ２Ａ’’の出力に配置されており、第１の端子においてフィルタキャパシタＣ１Ａに加えられている。Ｃ１Ａのもう一方の端子はグランドに接続されている。クランプダイオードＤ１ＡがキャパシタＣ１Ａと並列に配置されており、阻止キャパシタＣ４Ａが負荷９０と直列に配置されており、阻止キャパシタＣ４Ａと負荷９０を結合したものがダイオードＤ１Ａと並列である。プッシュプル構成の第２の半分も同様に構成される。プッシュプル構成のそれぞれの半分がトランジスタＴ２によって結合されており、トランジスタＴ２は、図３７および図３８に関して上記で説明されたように動作する。
　【０１１２】
　位相コントローラ１４は、信号発生器１３Ａ’、１３Ａ’’、１３Ｂ’、および１３Ｂ’’のそれぞれに対して出力信号を生成する。好ましくは、位相コントローラ１４は、プッシュプル構成のそれぞれの半分Ａ、Ｂを１８０度の逆相で動作させる。位相コントローラ１４は、それぞれの半分の内部で、信号発生器１３Ａ’、１３Ａ’’、１３Ｂ’、および１３Ｂ’’に送られる制御信号を変化させることができる。信号発生器１３Ａ’と１３Ａ’’が同相で動作するとき、プッシュプル構成の回路の半分Ａは最大電力を出力し、信号発生器１３Ａ’と１３Ａ’’が逆相で動作するとき、回路の半分Ａは電力を出力しない。制御信号発生器１３Ｂ’および１３Ｂ’’も同様に動作する。図４０の回路は、単一の反転した構成の出力から偶数次の高調波を除去するように動作する。
　【０１１３】
　図４１は図３９の回路を表すものであるが、負荷９０と並列に追加のインダクタＬ４を含むように変更されている。この構成は、所望の負荷インピーダンスが電力増幅器の出力インピーダンスよりも高いとき役に立つ。この構成は、偶数次の高調波を除去するのをさらに支援する。図４１の構成は、誘導性フィルタＬ４の追加を伴って、図３９に関して説明されたようにゆっくりと動作する。
　【０１１４】
　負荷９０は、無効成分を含んでいるとき、特別な問題を提起する。位相シフト制御を使用するとき、スイッチＳ１’またはＳ１”のうちの１つにマイナスの実インピーダンスがかかる可能性がある。回路が、ＤＣレールによって配達されたエネルギーをスイッチＳ１’またはＳ２”を介してＤＣレールに返そうとしたとき、マイナスの実インピーダンスが生じる。そのような状況は、組込みボディダイオードの内部の逆回復状況によってスイッチが被害を受ける可能性がある。この問題は、より高速のボディダイオードを有するＭＯＳＦＥＴを使用すること、またはＭＯＳＦＥＴにわたって低い順方向電圧降下を与えるショットキー整流器などの高速ダイオードを使用することによって補正され得る。
　【０１１５】
　図３３に示されるＥ級増幅器の特定の構成要素の値に関して、ダイオードＤ１は、一般に、かろうじて活性化されるが、負荷９０が適切に整合しているときには導通しないのが望ましい。キャパシタＣ４は、ＤＣ阻止キャパシタであり、その無効インピーダンスは負荷９０のインピーダンスよりもはるかに小さいものであるべきである。スイッチＳ１の破壊電圧は、プラスＤＣレール電圧Ｖ＋の値の少なくとも５倍である。キャパシタＣ６の破壊電圧は、ＤＣレール電圧Ｖ＋の値の少なくとも３５倍である。インダクタＬ１とＬ２は等しいインダクタンスを有し、キャパシタＣ６とＣ１も同様に等しいキャパシタンス値を有する。負荷９０に送られる電力Ｐは以下の式（１）で定義され、
　【０１１６】
　【数１】
　【０１１７】
　ここで、
　Ｖはレール１１に印加される電圧であり、
　Ｒは負荷９０のインピーダンスである。
Ｃ６およびＣ１のキャパシタンスＣは以下の式（２）で定義され、
　【０１１８】
　【数２】
　【０１１９】
　ここで、
　Ｆｏｐは増幅器の動作周波数であり、
　Ｒは負荷９０のインピーダンスである。
インダクタＬ１およびＬ３のインダクタンスＬは以下の式（３）で定義され、
　【０１２０】
　【数３】
　【０１２１】
　ここで、
　ＦｏｐはＥ級増幅器の動作周波数であり、
　Ｒは負荷９０のインピーダンスである。
　【０１２２】
　インダクタＬ１とＬ３のインダクタンス値は等しくなくてよく、Ｃ６とＣ６のキャパシタンス値は等しくなくてよい。さらに、インダクタＬ３およびキャパシタＣ６は、図３６に示されるＶｄｓの電圧波形を変化させるように調整されてよい。たとえば、ピーク電圧が低減され得、図３６の偽の（ｆａｋｅ）波形の対称性は、インダクタＬ１およびキャパシタＣ１の値を調整することによって改善され得る。しかしながら、そのような調整は、ＺＶＳスイッチングに悪影響を与える恐れがある。
　【０１２３】
　図１〜図３１に関して論じられた回路の変更および置換は、適切な場合には図３２〜図４１において同様に実施され得ることが当業者には理解されよう。
　【０１２４】
　以下の図４２〜図４４および図４８〜図４９に示される電源回路および／または１つまたは複数の部分が、図３〜図９、図２２、図２９〜図３０、図３２〜図３３および図３７〜図４１に示される回路の１つまたは複数の部分に適用され得る。たとえば、図４２〜図４４の電源回路のそれぞれが、図３〜図４の回路のすべてまたは一部分に適用可能であり得る。別の例として、図４２〜図４４の電源回路は、信号源１３Ａ、１３Ｂおよび位相コントローラ１４を除く図４の回路のすべてまたは一部分に適用可能であり得る。信号源１３Ａ、１３Ｂおよび位相コントローラ１４は、図４２〜図４４の電力増幅器のスイッチに制御信号（または駆動信号）を供給するように変更されてよく、かつ／または接続されてよい。以下の図には電位Ｖ＋、Ｖ−が示されている。電位は、以下でＶ＋、Ｖ−として識別される。
　【０１２５】
　以下の図では、回路要素に対してＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｌ１、Ｔ１、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３などの回路要素識別子が与えられている。別々の図の同一識別子を有する回路要素は、同一の構成で同一の値を有してよく、異なる構成で異なる値を有してもよい。たとえば、図４２のキャパシタンスＣ２は、図４３のキャパシタンスＣ２と同一のキャパシタンスも異なるキャパシタンスも有し得る。
　【０１２６】
　また、以下の図において、複数の整流器およびクランプ回路が開示される。整流器とクランプ回路は交換可能である。たとえば、図４２の整流器およびクランプ回路が図４４の整流器およびクランプ回路で置換されてよく、図４４の整流器およびクランプ回路が図４２の整流器およびクランプ回路で置換されてよい。別の例として、図４２の整流器およびクランプ回路が、図４７および／または図４８の整流器およびクランプ回路を置換し得る。
　【０１２７】
　図４２は電源回路を示す。電源回路は、電力増幅器、キャパシタンスＣ２、インダクタンスＬ１、変圧器Ｔ１、キャパシタンスＣ３および出力フィルタを含む。電力増幅器は第１の電源に接続されており、Ｖ＋およびＶ−として識別される電位を有する端子にわたる直流（ＤＣ）電圧を受け取る（以後、端子は端子Ｖ＋、Ｖ−と称される）。電力増幅器は制御モジュールにも接続されており、制御モジュールから１つまたは複数の制御信号（または駆動信号）を受け取る。駆動信号は、示されるような正弦波の信号でよく、矩形波の信号でよく、または電力増幅器のスイッチの状態を制御するのに使用されるデジタル信号でもよい。スイッチの例が図４３に示されている。
　【０１２８】
　電力増幅器に含まれる２つの出力は、交流（ＡＣ）出力信号を出力する。第１の出力はキャパシタンスＣ２に接続される。キャパシタンスＣ２はＤＣ阻止キャパシタンスである。キャパシタンスＣ２と、インダクタンスＬ１と、変圧器Ｔ１の１次巻線とが直列に接続されている。キャパシタンスＣ２およびインダクタンスＬ１は、（ｉ）電力増幅器の第１の出力と、（ｉｉ）変圧器Ｔ１の１次巻線Ｗ１の第１の終端との間に接続されている。１次巻線Ｗ１の第２の終端は、電力増幅器の第２の出力に接続されている。
　【０１２９】
　変圧器は、１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２、および補助巻線（または第３の巻線）Ｗ３を含む。２次巻線Ｗ２の第１の終端は、出力端子（または接合端子）、キャパシタンスＣ３、および出力フィルタの入力に接続されている。２次巻線の第２の終端はグランド基準端子に接続されている。キャパシタンスＣ３はフィルタとして動作し、出力端子に接続されており、（ｉ）２次巻線Ｗ２の第１の終端とグランド基準端子の間、および（ｉｉ）出力フィルタとグランド基準端子の間に接続されている。出力フィルタの出力は負荷（たとえば前述の負荷のうちの１つ）に供給される。フィルタの入力は出力端子に接続されている。出力フィルタの出力インピーダンスは、負荷の入力インピーダンスと整合し得る。
　【０１３０】
　補助巻線Ｗ３は、整流器およびクランプ回路に接続されている。整流器およびクランプ回路は、出力端子における電圧の全波整流をもたらし、出力端子の電圧を制限する。整流器およびクランプ回路はダイオードＣＲ１〜ＣＲ４を含む。補助巻線Ｗ３の第１の終端が、ダイオードＣＲ１のアノードおよびダイオードＣＲ３のカソードに接続されている。第３の巻線の第２の終端が、ダイオードＣＲ２のアノードおよびダイオードＣＲ４のカソードに接続されている。互いに接続されたダイオードＣＲ３およびＣＲ４のアノードが、第１の電源と電力増幅器とに接続された端子Ｖ−に接続されている。互いに接続されたダイオードＣＲ１およびＣＲ２のカソードが、第１の電源と電力増幅器とに接続された端子Ｖ＋に接続されている。
　【０１３１】
　動作中、整流器およびクランプ回路によって供給される整流された電圧が、端子Ｖ＋における電位よりも大きければダイオードの対ＣＲ１／ＣＲ４またはＣＲ２／ＣＲ３のうちの１つが導通して、第１の電源に電流を戻す。これは、電圧クランプをもたらして第１の電源に電流を戻し、このことが出力端子における電圧を制限する。これが、結果として、出力フィルタに設けられた増幅器の出力電力および出力電流を制限し、したがって負荷に供給される出力電力を制限する。出力端子（またはキャパシタンスＣ３に接続された接合端子）の電圧を制限することによって、電力増幅器からの電流の過大な引出（ｅｘｃｅｓｓｉｖｅ　ｄｒａｗ　ｏｆ　ｃｕｒｒｅｎｔ）が防止される。補助巻線Ｗ３にわたる電圧がプラスであって、端子Ｖ＋における電位およびダイオードＣＲ１のしきい値電圧よりも大きければ、ダイオードＣＲ１およびＣＲ４が導通する。補助巻線Ｗ３にわたる電圧がマイナスであって、その大きさが、端子Ｖ＋における電位およびダイオードＣＲ２のしきい値電圧よりも大きければ、ダイオードＣＲ２およびＣＲ３が導通する。
　【０１３２】
　図４２に示された構成の代替として、整流器およびクランプ回路の出力が、第１の電源の端子Ｖ＋、Ｖ−ではなく第２の電源に接続されてよい。これによって、整流器およびクランプ回路のクランプ電圧を、電位Ｖ＋およびＶ−以外のレベルに設定することが可能になる。第２の電源における電力は、第１の電源に戻されてよい。これは、たとえばコンバータ回路によって生じ得る。それに加えて、またはその代わりに、整流器およびクランプ回路の出力は、抵抗および／またはツェナーダイオードを含む放散回路に接続されてよく、この回路は、出力端子から受け取った電力を消費するために使用され得る。図４３〜図４４および図４９〜図４９の構成も、第２の電源および／または放散回路を含むように変更されてよい。
　【０１３３】
　整流器およびクランプ回路は、１つまたは複数の所定の保護電圧に整合するＡＣ結合回路である。言い換えれば、整流器およびクランプ回路は、出力端子における電圧を所定の保護電圧にクランプするように構成されている。たとえば、出力端子におけるクランプ電圧は、（ｉ）ダイオードＣＲ１の順バイアスのしきい値電圧と電位Ｖ＋の合計、および（ｉｉ）電位Ｖ−からダイオードＣＲ２の順バイアスのしきい値電圧の合計を引いたものでよい。したがって、ダイオードの順バイアスのしきい値電圧が同一（たとえばＶｔ）であれば、出力端子における電圧範囲は、（Ｖｔ＋Ｖ＋）と（Ｖ−−Ｖｔ）との間にクランプされる。
　【０１３４】
　変圧器Ｔ１の巻線比は任意でよく、または、適切なクランプ保護をもたらして出力端子における出力電圧を適切に制限するように、あらかじめ設定されたものでもよい。変圧器Ｔ１の巻線比は、（ｉ）コイルＷ１とＷ２の間、および（ｉｉ）コイルＷ１とＷ３の間の巻線比を含む。
　【０１３５】
　図４３は別の電源回路を示す。この電源回路は図４２の電源回路に類似である。図４３は、電力増幅器に含まれ得る増幅器の例示的スイッチＱ１〜Ｑ４を説明するものである。スイッチＱ１〜Ｑ４はＭＯＳＦＥＴスイッチでよい。電力増幅器はフルブリッジ増幅器である。第１のハーフブリッジ増幅器はスイッチＱ１、Ｑ２を含む。第２のハーフブリッジ増幅器はスイッチＱ３、Ｑ４を含む。スイッチＱ１とＱ２は端子Ｖ＋とＶ−の間で直列に接続されている。スイッチＱ３とＱ４は端子Ｖ＋とＶ−の間で直列に接続されている。スイッチＱ１、Ｑ２はスイッチＱ３、Ｑ４と並列に接続されている。キャパシタンスＣ１は、スイッチＱ１、Ｑ２と並列に接続されてよく、またスイッチＱ３、Ｑ４と並列に接続されてよい。キャパシタンスＣ１およびスイッチＱ１〜Ｑ４は端子Ｖ＋、Ｖ−に供給されたＤＣ電圧をＡＣ電圧に変換するように構成されており、スイッチＱ１〜Ｑ４はそのように動作する。スイッチＱ１〜Ｑ４のそれぞれが制御入力を有し、それぞれの制御信号（または駆動信号）を受け取る。
　【０１３６】
　図４４が示す別の電源回路は、電力増幅器（たとえば図４２〜図４３の電力増幅器のうちの１つ）、キャパシタンスＣ２、Ｃ３、インダクタンスＬ１、変圧器Ｔ１、出力フィルタ、ならびに整流器およびクランプ回路を含む。変圧器Ｔ１は、１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２、および補助巻線Ｗ３を含む。整流器およびクランプ回路は全波整流をもたらし、変圧器の２次巻線Ｗ２の第１の終端と出力フィルタの入力の間の出力端子（または接合）における電圧をクランプする。
　【０１３７】
　図４４の整流器およびクランプ回路は、ダイオードＣＲ１、ＣＲ２を含む。図４４の整流器およびクランプ回路は、図４２、図４３の整流器およびクランプ回路とは異なり、ダイオードＣＲ３およびＣＲ４を含まない。ダイオードＣＲ３およびＣＲ４の代わりに、補助巻線Ｗ３が、端子Ｖ−に接続されている中央タップを含む。ダイオードＣＲ１、ＣＲ２のアノードは、それぞれ補助巻線Ｗ３の終端に接続されている。ダイオードＣＲ１、ＣＲ２のカソードは、端子Ｖ＋に接続されている。整流器およびクランプ回路の構成は、図４２および図４３の整流器およびクランプ回路に対してダイオードの数を４つから２へと減少させる一方で、同一または類似の整流およびクランプ保護をもたらす。
　【０１３８】
　図４４の整流器およびクランプ回路は、出力端子における電圧を所定の保護電圧にクランプするように構成されている。
　【０１３９】
　図４５は、図４１〜図４３において説明された電圧整流およびクランプ機能のない、従来知られている電源回路を示す。電源回路は、電力増幅器、キャパシタンスＣ２、インダクタンスＬ１、変圧器Ｔ１、キャパシタンスＣ３、および出力フィルタを含む。電力増幅器は、端子Ｖ＋、Ｖ−を介してＤＣ電圧および制御信号（または駆動信号）を受け取る。電力増幅器の第１の出力とインダクタンスの間にキャパシタンスＣ２が接続されている。キャパシタンスと、インダクタンスと、変圧器Ｔ１の１次巻線とが直列に接続されている。変圧器Ｔ１の第２の終端は、電力増幅器の第２の出力に接続されている。（ｉ）変圧器Ｔ１の２次巻線の第１の終端と（ｉｉ）出力フィルタの入力の間に出力端子が接続されている。２次巻線の第２の終端はグランド基準に接続されている。出力端子とグランド基準の間にキャパシタンスＣ３が接続されている。出力フィルタの出力は負荷に接続される。
　【０１４０】
　図４６は、図４５の電源回路に関する例示的シミュレーションプロットを示すものである。シミュレーションプロットは、図４５の電力増幅器の出力電流の、対応する負荷の変化による時間に対する変化を示す。図４５の電源回路のような、補助巻線およびダイオードクランプ回路が用意されていない非保護の電源回路では、出力端子（または接合）における電圧が増加する可能性がある。電圧が、電力増幅器に被害をもたらし得るレベルに増加する恐れがある。
　【０１４１】
　図４６のシミュレーションプロットのシミュレーションに関して、１００μｓにおいて負荷のインピーダンスが増加し始め、それによって電力増幅器の出力電流が増加する。シミュレーションプロットは、電力増幅器からの電流が少なくとも５００μｓまで増加し続けることを示す。これは過大な放散に至る可能性があり、可能性としては電力増幅器の故障をもたらし、したがって電源回路の故障をもたらす。
　【０１４２】
　図４７は、図４２の電源回路用の電力増幅器の出力電流の例示的シミュレーションプロットを示すものである。このプロットは、図４２の電力増幅器の出力電流の、対応する負荷の変化による時間に対する変化を示す。１００μｓにおいて負荷インピーダンスが増加し始める。図４２の電源回路が整流器およびクランプ回路を含んでいるので、電力増幅器の出力電流はクランプされ、増加し続けるのではなく制限される。負荷のインピーダンスが変化することによって出力電流が増加するが、出力電流は電流の所定レベルを超えないようにクランプされる。整流器およびクランプ回路の支援を伴って、電力増幅器の出力電流はわずかに増加して、負荷のインピーダンスにかかわらずピーク制限に迅速に到達する。出力電流は横ばい状態になり、安全な動作範囲にとどまる。
　【０１４３】
　図４８に示される電源回路は、互いに同相の電力増幅器と、整流器およびクランプ回路とを内蔵する一方で、電力増幅器の出力電圧を結合するものである。電源回路は、電力増幅器１〜ｎ、変圧器Ｔ１、キャパシタンスＣ３、出力フィルタ、ならびに整流器およびクランプ回路を含む。電力増幅器１〜ｎは、上記で開示された他の電力増幅器（たとえば図４２〜図４４の電力増幅器の１つまたは複数）に類似して動作してよく、かつ／または構成されてよい。電力増幅器１〜ｎは、電源からそれぞれの対の端子Ｖ＋、Ｖ−を介してＤＣ電圧を受け取る。電力増幅器１〜ｎのそれぞれが、同一の制御信号（または駆動信号）あるいは同一の制御信号（または駆動信号）の組を受け取ってよい。これによって、電力増幅器１〜ｎの各スイッチが、他の電力増幅器１〜ｎのうちの１つの対応するスイッチと同相で動作する。
　【０１４４】
　電力増幅器１〜ｎは、それぞれの第１の出力および第２の出力を含む。第１の出力は、それぞれのキャパシタンスＣ２．１〜Ｃ２．ｎに接続されている。キャパシタンスＣ２．１〜Ｃ２．ｎは、それぞれのインダクタンスＬ１．１〜Ｌ１．ｎおよび変圧器Ｔ１の１次コイルと直列に接続されている。インダクタンスＬ１．１〜Ｌ１．ｎは、キャパシタンスＣ２．１〜Ｃ２．ｎと１次コイルＷ１．１〜Ｗ１．ｎの第１の終端の間に接続されている。電力増幅器１〜ｎの第２の出力は、１次コイルＷ１．１〜Ｗ１．ｎの第２の終端に接続されている。
　【０１４５】
　変圧器は、巻線Ｗ１．１〜Ｗ１．ｎ、Ｗ２、Ｗ３を含む。２次巻線Ｗ２の第１の終端は、出力端子、キャパシタンスＣ３および出力フィルタに接続されている。２次巻線の第２の終端およびキャパシタンスＣ３はグランド基準に接続されている。出力フィルタは負荷に接続されており、フィルタリングした電力を負荷に伝送する。
　【０１４６】
　電源回路は、複数の電力増幅器１〜ｎの、単一の整流器およびクランプ回路を含む。これは、回路要素を最小化する一方で、電力増幅器１〜ｎのすべてに対する保護をもたらす。整流器およびクランプ回路は、補助巻線Ｗ３、第１のダイオードＣＲ１、および第２のダイオードＣＲ２を含む。補助巻線Ｗ３の第１の終端は、第１のダイオードＣＲ１のアノードに接続されている。補助巻線Ｗ３の第２の終端は、第２のダイオードＣＲ２のアノードに接続されている。ダイオードＣＲ１、ＣＲ２のカソードは、電源のプラス端子および／または電力増幅器１〜ｎの端子Ｖ＋に接続されてよい。補助巻線Ｗ３に含まれる中央タップは、電源のマイナス端子および／または電力増幅器１〜ｎの端子Ｖ−に接続されてよい。ダイオードＣＲ１、ＣＲ２のカソードおよび中央タップに供給される、整流器およびクランプ回路の出力は、電力増幅器１〜ｎに接続された電源とは別の電源に接続されてよい。
　【０１４７】
　動作において、変圧器Ｔ１は、電力増幅器１〜ｎから受け取った電力を１次コイルＷ１．１〜Ｗ１．ｎにおいて結合する。結合された電力は、主として２次コイルＷ２に供給される。結合された電力のうちのいくらかは整流器およびクランプ回路に供給されてよい。これは、ダイオードＣＲ１、ＣＲ２のそれぞれの順バイアスのしきい値電圧をＶｔとして、出力端子における電圧が（Ｖｔ＋Ｖ＋）以上であるとき、またはＶ−−Ｖｔ以下であるとき、特に当てはまる。
　【０１４８】
　電源回路のこの構成により、出力端子において、共通負荷に対して、それぞれの電源の電力を加法的に結合して供給するように複数のＲＦ源を結合すること（すなわち複数の電力増幅器からの出力電力を結合すること）が可能になる。これは、電力消費要素を使用しない効率的な結合をもたらす一方で、複数の動作モード下の相互の絶縁をもたらす。動作モードは、正常モード、クランプモード、および電力増幅器故障モードを含み得る。正常モードの間、電力増幅器１〜ｎ（またはＲＦ源）からの電力（または電流）は、変圧器Ｔ１によってコヒーレントに加算される。クランプモードの間、電力が結合される一方で、出力端子において電圧がクランプされる。電力増幅器故障モードの間、故障した電力増幅器における短絡状態または開回路状態が存在するように、電力増幅器１〜ｎのうちの１つまたは複数が故障していることがある。故障した電力増幅器のために、出力端子における電圧が、正常モードの間に供給される電圧から増加するかまたは減少する可能性がある。出力端子における電圧の大きさが所定レベルまで増加すると、整流器およびクランプ回路の対応する１つまたは複数のダイオードが順方向に導通して、増加したエネルギーを電源に戻す。これによって、故障していない１つまたは複数の電力増幅器が保護される。
　【０１４９】
　図４９は、互いに逆相の電力増幅器と、絶縁された２つのダイオードの整流およびクランプの回路とを内蔵する一方で、電力増幅器の出力電圧を結合する電源回路を示すものである。図４９の電源回路は図４８の電力増幅器回路に類似しており、電力増幅器１〜ｎ、キャパシタンスＣ２．１〜Ｃ２．ｎ、インダクタンスＬ１．１〜Ｌ１．ｎ、変圧器Ｔ１、キャパシタンスＣ３、出力フィルタ、ならびに整流器およびクランプ回路を含む。
　【０１５０】
　図４９の電源回路は、図４８の電源回路と異なり、位相シフト制御モジュールに接続された入力端子を含む。位相シフト制御モジュールは、それぞれの電力増幅器に接続された任意数の出力を有し得る。位相シフト制御モジュールは、入力端子において受け取った１つまたは複数の制御信号（または駆動信号）の位相をシフトして、電力増幅器２〜ｎに位相シフト信号を供給する。位相シフト制御モジュールは、電力増幅器の出力信号の間の位相シフト関係を制御し、結果として、出力信号を結合する態様を制御する。電力増幅器２〜ｎの出力信号は、電力増幅器１の出力信号に対して−１８０°〜１８０°の間の違相であり得る。電力増幅器２〜ｎの出力信号は、電力増幅器１の出力信号から、位相を、同一量または異なる量だけシフトされてよい。電力増幅器の出力信号のうちの２つが逆相に近ければ近いほど、これら２つの出力信号が相殺しあう度合いが大きくなる。電力増幅器の出力信号のうちの２つが同相に近ければ近いほど、これら２つの信号が互いに加算される度合いが大きくなって、供給電力が増加する。
　【０１５１】
　図４８〜図４９の電力増幅器には単一の制御信号（または駆動信号）が供給されると示されているが、任意数の制御信号（または駆動信号）が電力増幅器のそれぞれに供給されてよい。一例として、図４３に示されるように、電力増幅器のそれぞれが４つのスイッチを含んでよい。これらのスイッチが、それぞれの制御信号（または駆動信号）を受け取ってよい。この例では、電力増幅器のそれぞれが４つの制御信号（または駆動信号）を受け取る。別の例として、図４３を参照すると、スイッチＱ１、Ｑ３が第１の制御信号（または駆動信号）を受け取ってよい。スイッチＱ２、Ｑ４が第２の制御信号（または駆動信号）を受け取ってよい。
　【０１５２】
　また、図４８〜図４９の構成については、整数値ｎは２以上でよい。一実施形態では、ｎは２または３に限定される。別の実施形態では、ｎは偶数に限定される。
　【０１５３】
　図４２〜図４４および図４８〜図４９の整流器およびクランプ回路は、電源回路の出力インピーダンスが負荷インピーダンスと整合しているとき整流器として動作し得る。図４２〜図４４および図４８〜図４９の整流器およびクランプ回路は、電源回路の出力インピーダンスが負荷インピーダンスと整合していないとき、整流と電圧クランプの両方を遂行し得る。
　【０１５４】
　前述の例は、不整合負荷状態の間、電力増幅器を保護するものである。不整合負荷状態は、電源回路の出力インピーダンスが負荷インピーダンスと整合していないときを指す。電源回路に含まれる整流器およびクランプ回路は、たとえば変圧器の巻線比を調整することにより、適切な（または所定の）保護電圧に整合され得る。電圧クランプ保護は、ＤＣ電流経路に設けられるのではなく、絶縁されたやり方でＡＣ電流経路に設けられる。たとえば図４２〜図４４および図４８、図４９の整流器およびクランプ回路は、供給された電力のＤＣ−ＡＣ変換の後に、変圧器の下流に設けられる。これは、クランプ電圧制御の順応性を向上させ、回路構成要素を最小限にする（たとえば電圧クランプのために使用されるダイオードの数を最小限に抑える）。クランプ電圧は、０〜Ｖ＋の間の電圧範囲ばかりではなく、Ｖ−〜０の間の電圧範囲も制御される。これによって、ＡＣ電圧の振幅およびクランプを調整することが可能になる。
　【０１５５】
　前述の説明は本来例示でしかなく、本開示、その用途、または使用法を限定するようには意図されていない。本開示の広範な教示は様々な形態で実施され得る。したがって、本開示は特定の例を含んでいるが、図面、明細書、および以下の特許請求の範囲を検討すれば他の修正形態が明らかになるはずであるので、本開示の真の範囲はそのように限定されるべきではない。本明細書で使用される慣用句「Ａ、Ｂ、およびＣのうちの少なくとも１つ」は、非排他的論理和を使用した論理の（ＡまたはＢまたはＣ）を意味するように解釈されるべきであって、「Ａの少なくとも１つ、Ｂの少なくとも１つ、およびＣの少なくとも１つ」を意味するよう解釈されるべきでない。方法の範囲内の１つまたは複数のステップが、本開示の原理を変えることなく、異なる順序で（または同時に）実行され得ることを理解されたい。
　【０１５６】
　また、構成要素間の物理的関係を説明するために様々な用語が使用されている。第１の要素が第２の要素に対して「接続される」、「係合する」、または「結合される」と言及されるとき、第１の要素は、第２の要素に対して直接接続されてよく、係合してよく、配置されてよく、加えられてよく、または結合されてよく、あるいは介在要素が存在してもよい。対照的に、ある要素が別の要素に対して、「直接接続されている」、「直接係合している」、または「直接結合されている」と言及されたとき、介在要素は存在し得ない。第１の要素が第２の要素に対して「接続される」、「係合する」、または「結合さる」と明示することは、第１の要素が第２の要素に対して「直接接続され得る」、「直接係合し得る」、または「直接結合され得る」ことを意味する。要素間の関係を説明するために使用される他の用語は、同様に（たとえば、「〜の間に」に対する「直接〜の間に」、「〜に隣接する」に対する「〜に直接隣接する」など）解釈されるべきである。
　【０１５７】
　以下の定義を含んでいる本出願では、「モジュール」または「コントローラ」という用語は、「回路」で置換され得る。「モジュール」という用語は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル、アナログ、またはアナログ／デジタル混合のディスクリート回路、デジタル、アナログ、またはアナログ／デジタル混合の集積回路、組合せ論理回路、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、コードを実行する（共用の、専用の、またはグループの）プロセッサ回路、プロセッサ回路によって実行されるコードを記憶する（共用の、専用の、またはグループの）メモリ回路、説明された機能をもたらす他の適切なハードウェア構成要素、あるいはシステムオンチップなどにおける上記のいくつかまたはすべての組合せを指してよく、これらの一部分でよく、またはこれらを含んでよい。
　【０１５８】
　モジュールは１つまたは複数のインターフェース回路を含み得る。いくつかの例では、インターフェース回路は、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）、インターネット、広域ネットワーク（ＷＡＮ）、またはそれらの組合せに接続された、有線または無線のインターフェースを含み得る。本開示の何らかの所与のモジュールの機能性は、インターフェース回路を介して接続された複数のモジュールの間に分散されてよい。たとえば、複数のモジュールは負荷平衡を可能にし得る。さらなる例では、（遠隔モジュールまたはクラウドモジュールとしても知られている）サーバモジュールが、クライアントモジュールに代わっていくつかの機能性を達成してもよい。
　【０１５９】
　上記で使用されたコードという用語は、ソフトウェア、ファームウェア、および／またはマイクロコードを含んでよく、また、プログラム、ルーチン、関数、クラス、データ構造、および／またはオブジェクトを指してもよい。共用プロセッサ回路という用語は、複数のモジュールからのいくつかまたはすべてのコードを実行する単一のプロセッサ回路を包含する。グループプロセッサ回路という用語は、追加のプロセッサ回路と組み合わせて、１つまたは複数のモジュールからのいくつかまたはすべてのコードを実行するプロセッサ回路を包含する。複数のプロセッサ回路に対する言及は、個別のダイ上の複数のプロセッサ回路、単一ダイ上の複数のプロセッサ回路、単一プロセッサ回路の複数のコア、単一プロセッサ回路の複数のスレッド、または上記のものの組合せを包含する。共用メモリ回路という用語は、複数のモジュールからのいくつかまたはすべてのコードを記憶する単一のメモリ回路を包含する。グループメモリ回路という用語は、追加のメモリと組み合わせて、１つまたは複数のモジュールからのいくつかまたはすべてのコードを記憶するメモリ回路を包含する。
　【０１６０】
　メモリ回路という用語は、コンピュータ可読媒体という用語のサブセットである。本明細書で使用されるコンピュータ可読媒体という用語は、媒体（搬送波など）によって伝搬する一時的な電気信号または電磁気信号を包含せず、したがって、コンピュータ可読媒体という用語は、有形かつ非一時的なものと見なされ得る。非一時的かつ有形のコンピュータ可読媒体の限定的でない例には、不揮発性メモリ回路（フラッシュメモリ回路またはマスクＲＯＭ回路など）、揮発性メモリ回路（静的ランダムアクセスメモリ回路および動的ランダムアクセスメモリなど）、ならびに磁気記憶装置（磁気テープまたはハードディスクドライブなど）および光学記憶装置などの補助記憶装置が含まれる。
　【０１６１】
　本出願において説明された装置および方法は、コンピュータプログラムで具現された１つまたは複数の特定の機能を実行するように汎用コンピュータを構成することによってもたらされた専用コンピュータによって、部分的にまたは完全に実施され得る。コンピュータプログラムは、少なくとも１つの非一時的な有形のコンピュータ可読媒体に記憶されたプロセッサ実行可能命令を含む。コンピュータプログラムは、記憶データを含んでよく、または記憶データに依存してもよい。コンピュータプログラムは、専用コンピュータのハードウェアと相互作用する基本入出力システム（ＢＩＯＳ）、専用コンピュータの特定のデバイスと相互作用するデバイスドライバ、１つまたは複数のオペレーティングシステム、ユーザアプリケーション、バックグラウンドサービスおよびアプリケーションなどを含み得る。
　【０１６２】
　コンピュータプログラムは、（ｉ）アセンブラコード、（ｉｉ）コンパイラによってソースコードから生成されたオブジェクトコード、（ｉｉｉ）インタープリタによって実行するためのソースコード、（ｉｖ）ジャストインタイムコンパイラによってコンパイルして実行するためのソースコード、（ｖ）ＨＴＭＬ（ハイパーテキストマークアップランゲージ）またはＸＭＬ（エクステンシブルマークアップランゲージ）などの構文解析用の説明テキストなどを含み得る。単なる例として、ソースコードは、Ｃ、Ｃ＋＋、Ｃ＃、Ｏｂｊｅｃｔｉｖｅ−Ｃ、Ｈａｓｋｅｌｌ、Ｇｏ、ＳＱＬ、Ｌｉｓｐ、Ｊａｖａ（登録商標）、ＡＳＰ、Ｐｅｒｌ、Ｊａｖａｓｃｒｉｐｔ（登録商標）、ＨＴＭＬ５、Ａｄａ、ＡＳＰ（アクティブサーバページ）、Ｐｅｒｌ、Ｓｃａｌａ、Ｅｒｌａｎｇ、Ｒｕｂｙ、Ｆｌａｓｈ（登録商標）、Ｖｉｓｕａｌ　Ｂａｓｉｃ（登録商標）、Ｌｕａ、またはＰｙｔｈｏｎ（登録商標）で書かれ得る。
　【０１６３】
　ある要素が「〜するための手段」という慣用句を使用して明確に記述された場合、または方法の請求項が「〜するための動作」もしくは「〜するためのステップ」という慣用句を使用する場合を除けば、特許請求の範囲において記述された要素のいかなるものも、米国特許法第１１２条（ｆ）の意味の範囲内のミーンズプラスファンクション要素であるようには意図されていない。
　【符号の説明】
　【０１６４】
　１０　電圧インバータ回路
　１１　直流（ＤＣ）電圧源入力
　１２　交流（ＡＣ）出力
　１３　信号源
　１３’　信号源
　１３Ａ　信号源
　１３Ａ’　信号源
　１３Ａ”　信号源
　１３Ｂ　信号源
　１３Ｂ’　信号源
　１３Ｂ”　信号源
　１４　位相コントローラ
　２０　制御回路
　２２　ソフトスタート整流器
　２４　電力感知ユニット（ＰＳＵ）
　２６　冷却ファン
　２８　ＤＣスイッチ
　３０ａ　電力増幅器
　３０ｂ　電力増幅器
　３０ｃ　電力増幅器
　３０ｄ　電力増幅器
　３２　駆動回路
　３４　結合および絶縁の変圧器
　３６　フィルタおよび電力感知の回路
　３８　位相制御変調器
　４０　フロントパネル制御回路
　５２　プラズマチャンバ
　５４　ガス入口
　５６　ガス出口
　５８　熱制御信号
　６０　プラズマコントローラ
　６２　真空信号
　６４　電圧信号
　６６　入口のガス流量と出口のガス流量の間の比を示す信号
　６８　電圧発生器
　７０　マイクロプロセッサ
　７２　電源
　７４　整合回路
　８０　整合回路
　８２　負荷
　８４　第１の可変キャパシタ
　８６　第２の可変キャパシタ
　８８　インダクタ
　９０　負荷
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
　（ｉ）第１の電源からの直流（ＤＣ）電圧、および（ｉｉ）制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む変圧器であって、前記第１の巻線が前記ＡＣ出力信号を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が前記ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が出力端子を介して
ＡＣ信号によって駆動される
ＡＣ出力
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、（ｉ）前記第３の巻線にわたる電圧を整流し、（ｉｉ）
前記電力増幅器とＡＣ電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して
　【請求項２】
　前記第１の巻線が１次巻線であり、前記第２の巻線が２次巻線であり、前記第３の巻線が３次巻線である請求項１に記載の電源回路。
　【請求項３】
　前記複数のダイオードが、ダイオードブリッジ整流器の構成に配置された４つのダイオードをさらに備える請求項１に記載の電源回路。
　【請求項４】
　前記４つのダイオードが、絶縁された
４つ
み
　【請求項５】
　前記複数のダイオードが、全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項１に記載の電源回路。
　【請求項６】
　前記複数のダイオードが、絶縁された２つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項
１
　【請求項７】
　電源回路であって、
　（ｉ）第１の電源からの直流（ＤＣ）電圧、および（ｉｉ）制御モジュールからの制御信号を受け取り、前記制御信号に基づいて前記ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む変圧器であって、前記第１の巻線が前記ＡＣ出力信号を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が前記ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が出力端子を介して負荷に電流を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、（ｉ）前記第３の巻線にわたる電圧を整流し、（ｉｉ）前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限し、（ｉｉｉ）前記第３の巻線から前記第１の電源または第２の電源に電力を戻すように構成されている整流器およびクランプ回路と、
　（ｉ）第１の電源からの直流（ＤＣ）電圧、および（ｉｉ）第２の制御信号を受け取り、
　前記第２の制御信号に基づいて、前記ＤＣ電圧を第２の交流（ＡＣ）出力信号に変換するように構成された第２の電力増幅器
とを備え、
　前記変圧器が第４の巻線をさらに備え、前記第４の巻線が前記第２のＡＣ出力信号を受け取るように構成されてい
る電
　【請求項８】
　前記制御信号および前記第２の制御信号が、それぞれ、第１の電力増幅器を、前記第２の電力増幅器に対して同相または逆相で動作させる請求項７に記載の電源回路。
　【請求項９】
　前記電力増幅器が、フルブリッジ構成に配置された複数のスイッチを含む請求項１に記載の電源回路。
　【請求項１０】
　第１の電源から直流（ＤＣ）電圧を受け取って、前記ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む変圧器であって、前記第１の巻線が前記ＡＣ出力信号を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が前記ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が出力端子を介して
プラズマチャンバ
ＡＣ出力
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、
前記電力増幅器とＡＣ電流経路における前記プラズマチャンバとの間のインピーダンス不整合状態に応答して
プラズマチャンバ
　【請求項１１】
　前記第１の巻線が１次巻線であり、前記第２の巻線が２次巻線であり、前記第３の巻線が３次巻線である請求項１０に記載の電源回路。
　【請求項１２】
　前記複数のダイオードが、ダイオードブリッジ整流器の構成に配置された４つのダイオードをさらに備える請求項１０に記載の電源回路。
　【請求項１３】
　前記４つのダイオードが、絶縁された
４つ
み
　【請求項１４】
　前記複数のダイオードが、全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項１０に記載の電源回路。
　【請求項１５】
　前記複数のダイオードが、絶縁された２つのダイオード整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項１
０
　【請求項１６】
　電源回路であって、
　第１の電源から直流（ＤＣ）電圧を受け取って、前記ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換するように構成された電力増幅器と、
　第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む変圧器であって、前記第１の巻線が前記ＡＣ出力信号を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が前記ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取るように構成されており、前記第２の巻線が出力端子を介して負荷に電流を供給する変圧器と、
　複数のダイオードを備える整流器およびクランプ回路であって、前記ダイオードが、前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限することと、前記第３の巻線にわたる電圧を整流することまたは前記第３の巻線から前記第１の電源または第２の電源に電力を戻すことのうちの少なくとも１つとを行うように構成されている整流器およびクランプ回路と、
　第２の電源から直流（ＤＣ）電圧を受け取って、前記ＤＣ電圧を第２の交流（ＡＣ）出力信号に変換するように構成された第２の電力増幅器
とを備え、
　前記変圧器が第４の巻線をさらに備え、前記第４の巻線が前記第２のＡＣ出力信号を受け取るように構成されてい
る電
　【請求項１７】
　前記電力増幅器が、前記第２の電力増幅器に対して同相または逆相で動作する請求項１６に記載の電源回路。
　【請求項１８】
　前記電力増幅器と前記第２の電力増幅器が同一のユニットまたは別個のユニットである請求項１６に記載の電源回路。
　【請求項１９】
　第１の電源から直流（ＤＣ）電圧を受け取って、前記ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換するための手段と、
　第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む、変圧のための手段であって、前記第１の巻線が前記ＡＣ出力信号を受け取り、前記第２の巻線が前記ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取り、前記第２の巻線が出力端子を介して
ＡＣ信号によって駆動される
ＡＣ出力
　
受け取って変換するための前記手段とＡＣ電流経路における前記負荷との間のインピーダンス不整合状態に応答して
　【請求項２０】
　前記複数のダイオードが、ダイオードブリッジ整流器の構成に配置された４つのダイオードをさらに備える請求項１９に記載の電源回路。
　【請求項２１】
　前記複数のダイオードが、全波ブリッジ整流器の構成に配置された対のダイオードをさらに備える請求項１９に記載の電源回路。
　【請求項２２】
　電源回路であって、
　第１の電源から直流（ＤＣ）電圧を受け取って、前記ＤＣ電圧を交流（ＡＣ）出力信号に変換するための手段と、
　第１の巻線、第２の巻線、および第３の巻線を含む、変圧のための手段であって、前記第１の巻線が前記ＡＣ出力信号を受け取り、前記第２の巻線が前記ＡＣ出力信号に基づく出力電流を受け取り、前記第２の巻線が出力端子を介して負荷に電流を供給する変圧のための手段と、
　前記出力端子における電圧をクランプして前記負荷に供給される出力電力を制限することと、前記第３の巻線にわたる電圧を整流することまたは前記第３の巻線から前記第１の電源または第２の電源に電力を戻すことのうちの少なくとも１つとを行うように配置された複数のダイオードを含んでいる整流器およびクランプ手段と、
　第２の電源から直流（ＤＣ）電圧を受け取って、前記ＤＣ電圧を第２の交流（ＡＣ）出力信号に変換するための第２の手段
とを備
　前記変圧のための手段が第４の巻線をさらに備え、前記第４の巻線が前記第２のＡＣ出力信号を受け取るように構成されてい
る電
　【請求項２３】
　前記変換するための手段が、前記変換するための第２の手段に対して同相または逆相で動作する請求項２２に記載の電源回路。
　【請求項２４】
　前記変換するための手段と前記変換するための第２の手段が同一のユニットまたは別個のユニットである請求項２２に記載の電源回路。