【事件の表示】
　特許第６４７８８８１号発明「直流電源装置および空気調和機」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第６４７８８８１号の明細書及び特許請求の範囲を訂正請求書に添付された訂正明細書及び特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項１、〔２−１４〕、１５について訂正することを認める。
　特許第６４７８８８１号の請求項２ないし１５に係る特許を維持する。
　特許第６４７８８８１号の請求項１に係る特許についての特許異議の申立を却下する。
【理　由】
第１　手続の経緯
　特許第６４７８８８１号の請求項１−１４に係る発明についての出願は、平成２７年９月７日に出願され、平成３１年２月１５日にその特許権が設定登録され、平成３１年３月６日に特許掲載公報が発行された。その後、本件特許に対して２件の特許異議の申立てがあり、次の通りに手続が行われた。
　令和　１年　９月　３日：特許異議申立人角田朗により請求項１に係る特許に対する特許異議の申立て
　令和　１年　９月　５日：特許異議申立人井澤幹により請求項１−１４に係る特許に対する特許異議の申立て
　令和　１年１１月　７日付け：取消理由通知
　令和　２年　１月　８日　　：特許権者による意見書の提出及び訂正請求
　令和　２年　２月１９日　　：特許異議申立人井澤幹による意見書の提出
　令和　２年　４月　７日付け：訂正拒絶理由通知
　令和　２年　４月３０日　　：特許権者による意見書の提出及び訂正請求
　令和　２年　７月　７日　　：令和２年４月３０日付け訂正請求に係る手続の却下
　令和　２年　８月２８日付け：取消理由通知（決定の予告）
　令和　２年１１月　４日　　：特許権者による意見書の提出及び訂正請求
　令和２年１月８日の訂正請求は、特許法第１２０条の５第７項の規定により、取下げたものとみなす。
第２　訂正の適否
１　訂正の内容
　令和２年１１月４日付けの訂正請求の趣旨は、特許第６４７８８８１号の明細書及び特許請求の範囲を、訂正請求書に添付した訂正明細書及び特許請求の範囲のとおり訂正することを求めるものであり、その訂正（以下、「本件訂正」という。）の内容は次のとおりである（下線は、訂正箇所を示す。）。
（１）訂正事項１
　特許請求の範囲の請求項１を削除する。
（２）訂正事項２
　特許請求の範囲の請求項２に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」、及び、特許請求の範囲の請求項１０に「前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、ことを特徴とする請求項２ないし請求項９の何れか１項に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、請求項２を引用する請求項１０について、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
る直
　請求項２の記載を引用する請求項１３、１４も同様に訂正する。
（３）訂正事項３
　特許請求の範囲の請求項３に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」、及び、特許請求の範囲の請求項１０に「前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、ことを特徴とする請求項２ないし請求項９の何れか１項に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、請求項３を引用する請求項１０について、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記部分スイッチング制御とを除くもののうち、
る直
　請求項３の記載を引用する請求項１３、１４も同様に訂正する。
（４）訂正事項４
　特許請求の範囲の請求項４に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
、前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える、
る直
　請求項４の記載を引用する請求項１０、１２−１４も同様に訂正する。
（５）訂正事項５
　特許請求の範囲の請求項５に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
る直
　請求項５の記載を引用する請求項１０、１２−１４も同様に訂正する。
（６）訂正事項６
　特許請求の範囲の請求項６に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御を除くもののうち、
る直
　請求項６の記載を引用する請求項１０、１２−１４も同様に訂正する。
（７）訂正事項７
　特許請求の範囲の請求項７に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とす
る直
　請求項７の記載を引用する請求項１０−１４も同様に訂正する。
（８）訂正事項８
　特許請求の範囲の請求項８に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とす
る直
　請求項８の記載を引用する請求項１０−１４も同様に訂正する。
（９）訂正事項９
　特許請求の範囲の請求項９に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とす
る直
　請求項９の記載を引用する請求項１０−１４も同様に訂正する。
（１０）訂正事項１０
　特許請求の範囲の請求項１０に「請求項２ないし請求項９の何れか１項に記載の直流電源装置。」と記載されているのを「請求項
４
　請求項１０の記載を引用する請求項１２−１４も同様に訂正する。
（１１）訂正事項１１
　特許請求の範囲の請求項１１に「請求項２ないし請求項９の何れか１項に記載の直流電源装置。」と記載されているのを「請求項
７
　請求項１１の記載を引用する請求項１２−１４も同様に訂正する。
（１２）訂正事項１２
　特許請求の範囲の請求項１３に「請求項１ないし請求項１２の何れか１項に記載の直流電源装置。」と記載されているのを「請求項
２
　請求項１３の記載を引用する請求項１４も同様に訂正する。
（１３）訂正事項１３
　特許請求の範囲の請求項１４に「請求項１ないし請求項１３の何れか１項に記載の直流電源装置」と記載されているのを「請求項
２
（１４）訂正事項１４
　特許請求の範囲の請求項４に「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、　ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。」、及び、特許請求の範囲の請求項１１に「前記制御手段は、前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替え、若しくは前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える、ことを特徴とする請求項２ないし請求項９の何れか１項に記載の直流電源装置。」と記載されているのを、請求項４を引用する請求項１１について、独立形式に改め、「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える、
る直
（１５）訂正事項１５
　明細書の段落【０００５】に「制御手段と、を備えることを特徴とする。」と記載されているのを、「制御手段と、を備え
、前記制御手段は、前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える
（１６）一群の請求項
　上記訂正事項１―１４に係る本件訂正前の請求項１―１４について、請求項２−１４は請求項１を直接又は間接的に引用しているものであるから、本件訂正前の請求項１−１４に対応する本件訂正後の請求項１−１５は、特許法第１２０条の５第４項に規定する関係を有する一群の請求項である。
（１７）別の訂正単位とする求め
　訂正後の請求項２−９、１５については、当該請求項についての訂正が認められる場合には、一群の他の請求項とは別途訂正することを求めている。
２　訂正の目的の適否、新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張・変更の存否、明細書の訂正に係る請求項の訂正請求の有無
（１）訂正事項１について
　訂正事項１は、請求項１を削除するものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　したがって、訂正事項１は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（２）訂正事項２について
ア　訂正の目的について
　訂正事項２は、訂正前の請求項１０が請求項２ないし請求項９の何れか１項の記載を引用し、訂正前の請求項２が請求項１の記載を引用するものであったものを、訂正前の請求項１０について、請求項３ないし請求項９の引用を削除し、請求項２の記載を引用するものについて、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めて請求項２とする訂正であって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮、及び第４号に掲げる他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正である。
　そして、訂正事項２のうち「
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張又は変更の有無について
　訂正事項２のうち、訂正前の請求項１０について請求項３ないし請求項９の引用を削除し、請求項２の記載を引用するものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めて請求項２とする訂正は、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　訂正事項２のうち「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
　したがって、訂正事項２は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号、第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（３）訂正事項３について
ア　訂正の目的について
　訂正事項３は、訂正前の請求項１０が請求項２ないし請求項９の何れか１項の記載を引用し、訂正前の請求項３が請求項１の記載を引用するものであったものを、訂正前の請求項１０について、請求項２、請求項４ないし請求項９の引用を削除し、請求項３の記載を引用するものについて、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めて請求項３とする訂正であって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮、及び第４号に掲げる他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正である。
　そして、訂正事項３のうち「
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記部分スイッチング制御とを除くもののうち
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張又は変更の有無について
　訂正事項３のうち、訂正前の請求項１０について請求項２、請求項４ないし請求項９の引用を削除し、請求項３の記載を引用するものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めて請求項３とする訂正は、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　訂正事項３のうち「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記部分スイッチング制御とを除くもののうち、
　したがって、訂正事項３は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号、第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（４）訂正事項４について
ア　訂正の目的について
　訂正事項４は、訂正前の請求項４が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改める訂正であって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正である。
　そして、訂正事項４のうち「
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち
　さらに、訂正事項４のうち「
前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張又は変更の有無について
　訂正事項４のうち、訂正前の請求項４が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改める訂正は、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　訂正事項４のうち「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
　訂正事項４のうち「
前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える
　したがって、訂正事項４は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号、第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（５）訂正事項５について
ア　訂正の目的について
　訂正事項５は、訂正前の請求項５が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改める訂正であって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正である。
　そして、訂正事項５のうち「
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記高速スイッチング制御を除くもののうち
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張又は変更の有無について
　訂正事項５のうち、訂正前の請求項５が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改める訂正は、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　訂正事項５のうち「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
　
　したがって、訂正事項５は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（６）訂正事項６について
ア　訂正の目的について
　訂正事項６は、訂正前の請求項６が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改める訂正であって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正である。
　そして、訂正事項６のうち「
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御を除くもののうち
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張又は変更の有無について
　訂正事項６のうち、訂正前の請求項６が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改める訂正は、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　訂正事項６のうち「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御を除くもののうち、
　
　したがって、訂正事項６は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（７）訂正事項７について
　訂正事項７は、訂正前の請求項７が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めるものであるから、他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　
　したがって、訂正事項７は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（８）訂正事項８について
　訂正事項８は、訂正前の請求項８が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めるものであるから、他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　
　したがって、訂正事項８は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（９）訂正事項９について
　訂正事項９は、訂正前の請求項９が請求項１の記載を引用するものであったものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めるものであるから、他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　
　したがって、訂正事項９は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（１０）訂正事項１０について
　訂正事項１０は、訂正前の請求項１０が請求項２ないし請求項９の何れか１項を引用する記載であるところ、請求項２及び請求項３の引用を削除し、請求項４ないし請求項９の何れか１項を引用するようにしたものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　したがって、訂正事項１０は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（１１）訂正事項１１について
　訂正事項１１は、訂正前の請求項１１が請求項２ないし請求項９の何れか１項を引用する記載であるところ、請求項２ないし請求項６の引用を削除し、請求項７ないし請求項９の何れか１項を引用するようにしたものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　したがって、訂正事項１１は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（１２）訂正事項１２について
　訂正事項１２は、訂正前の請求項１３が請求項１ないし請求項１２の何れか１項を引用する記載であるところ、請求項１の引用を削除し、請求項２ないし請求項１２の何れか１項を引用するようにしたものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　したがって、訂正事項１２は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（１３）訂正事項１３について
　訂正事項１３は、訂正前の請求項１４が請求項１ないし請求項１３の何れか１項を引用する記載であるところ、請求項１の引用を削除し、請求項２ないし請求項１３の何れか１項を引用するようにしたものであるから、特許請求の範囲の減縮を目的とする訂正であり、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　したがって、訂正事項１３は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（１４）訂正事項１４について
ア　訂正の目的について
　訂正事項１４は、訂正前の請求項１１が請求項２ないし請求項９の何れか１項の記載を引用し、訂正前の請求項４が請求項１の記載を引用するものであったものを、訂正前の請求項１１について、請求項２、請求項３、請求項５ないし請求項９の引用を削除し、請求項４の記載を引用するものについて、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めて、新たに請求項１５とする訂正であって、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号に掲げる特許請求の範囲の減縮、及び第４号に掲げる他の請求項の記載を引用する請求項の記載を当該他の請求項の記載を引用しないものとすることを目的とする訂正である。
　そして、訂正事項１４のうち「
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち
　さらに、訂正事項１４のうち「
前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える
イ　新規事項の有無、特許請求の範囲の拡張又は変更の有無について
　訂正事項１４のうち、訂正前の請求項１１について請求項２、請求項３、請求項５ないし請求項９の引用を削除し、請求項４の記載を引用するものを、請求項間の引用関係を解消し、独立形式請求項へ改めて請求項１５とする訂正は、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　訂正事項１４のうち「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
　訂正事項１４のうち「
前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える
　したがって、訂正事項１４は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号、第３号及び第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
（１５）訂正事項１５について
　訂正事項１５は、訂正事項１、２に基づき、特許請求の範囲と明細書の記載との整合を図るための訂正であり、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる明瞭でない記載の釈明を目的とする訂正である。
　したがって、新規事項の追加に該当せず、また、実質上特許請求の範囲を拡張し、又は変更するものではない。
　よって、訂正事項１５は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第３号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第５項及び第６項の規定に適合する。
　また、訂正事項１５は明細書の記載を訂正するものであるところ、本件訂正は特許請求の範囲に記載された全ての請求項を対象とするものであるから、明細書の訂正に係る全ての請求項について訂正請求がなされている。したがって、訂正事項１５は、特許法第１２０条の５第９項で準用する同法第１２６条第４項の規定に適合する。
３　小活
　本件訂正による訂正事項１ないし１５は、特許法第１２０条の５第２項ただし書第１号、第３号又は第４号に掲げる事項を目的とするものであり、かつ、同条第９項で準用する同法第１２６条第４項ないし第６項の規定に適合する。そして、特許権者から訂正後の請求項２−９、１５について訂正が認められるときは、一群の他の請求項とは別途訂正することの求めがあった。
　よって、明細書、特許請求の範囲を、訂正請求書に添付された訂正明細書、特許請求の範囲のとおり、訂正後の請求項１、〔２−１４〕、１５について訂正することを認める。
第３　本件発明
　本件訂正請求により訂正された請求項１ないし１５に係る発明（以下「本件発明１ないし１５」という。）は、訂正特許請求の範囲の請求項１ないし１５に記載された次の事項により特定されるとおりのものである。
「【請求項１】
（削除）
【請求項２】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
　前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とす
る直
【請求項３】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記部分スイッチング制御とを除くもののうち、
　前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とす
る直
【請求項４】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
、
　前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える、
　
る直
【請求項５】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
　ことを特徴とす
る直
【請求項６】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御を除くもののうち、
　ことを特徴とす
る直
【請求項７】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、ことを特徴とす
る直
【請求項８】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
　ことを特徴とす
る直
【請求項９】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
　ことを特徴とす
る直
【請求項１０】
　前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とする請求項
４
【請求項１１】
　前記制御手段は、前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替え、若しくは前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える、
　ことを特徴とする請求項
７
【請求項１２】
　前記制御手段は、前記閾値情報として、回路電流、モータ電流、モータ回転数、変調率、直流電圧のいずれかを用いる、
　ことを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載の直流電源装置。
【請求項１３】
　前記第１，第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、またはＧａＮ（Gallium nitride）を用いたスイッチング素子である、
　ことを特徴とする請求項
２
【請求項１４】
　請求項
２
　ことを特徴とする空気調和機。
【請求項１５】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
　前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替え、若しくは前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替え、
　
前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える、
る直
第４　取消理由通知に記載した取消理由について
１　当審が令和２年８月２８日に特許権者に通知した取消理由（決定の予告）について
（１）取消理由の要旨は、次のとおりである。
（明確性）本件特許は、特許請求の範囲の記載が下記の点で不備のため、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してされたものである。
・本件発明６、１０、１２−１４
　請求項６に「前記制御手段は、前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から
前記高速スイッチング制御を除くもののうち
前記高速スイッチング制御
　しかしながら、「前記高速スイッチング制御を除くもののうち」としながら、「前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える」とすることは矛盾しており、請求項６の記載は不明確である。
　よって、請求項６に係る発明、請求項６を引用する請求項１０、１２−１４に係る発明は明確でない。
（２）当審の判断
　訂正事項６により、請求項６に記載された「前記
高速
部分
　したがって、令和２年８月２８日に通知した取消理由で指摘した記載不備は解消されたから、請求項６、１０、１２ないし１４に係る特許を取り消すことはできない。
２　当審が令和１年１１月７日に特許権者に通知した取消理由について
（１）取消理由の要旨は、次のとおりである。
１．（明確性）本件特許は、特許請求の範囲の記載が下記の点で不備のため、特許法第３６条第６項第２号に規定する要件を満たしていない特許出願に対してされたものである。 
２．（進歩性）下記の請求項に係る発明は、本件特許出願前に日本国内又は外国において、頒布された下記の刊行物に記載された発明又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった発明に基いて、本件特許出願前にその発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者が容易に発明をすることができたものであるから、下記の請求項に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。 
●理由１（明確性）について 
・請求項１−６、１０−１４ 
　請求項１に「前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段」と記載されているが、「制御手段」が選択的に実施するモードとして、「ダイオード整流制御」、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」、「高速スイッチング制御」の４つのモード全てを備えている必要があるのか、又は、そのうち少なくとも２つのモードを備えていればよいのか明確ではない。
　また、請求項１に記載された「いずれかを選択的に実施する」は、「ダイオード整流制御」、「同期整流制御」、「部分スイッチング制御」又は「高速スイッチング制御」の実施が、いずれか１を選択して実施することであるか、また、いづれかのうち複数を選択して同時に実施することも含まれるているのか明確でない。
　よって、請求項１に係る発明、請求項１を引用する請求項２−６、１０−１４に係る発明は明確でない。
 ●理由２（進歩性）について 
・請求項１−４、１０−１２ 
・引用文献等１、２ 
・請求項１３、１４ 
・引用文献等１−４ 
＜引用文献一覧＞
１．特許第３６９５３８２号公報（特許異議申立人井澤幹の甲第７号証）
２．特許第４９８４７５１号公報（特許異議申立人井澤幹の甲第６号証）
３．特開２０１５−６１３２２号公報（特許異議申立人井澤幹の甲第２号証）
４．特許第４９３５２５１号公報（特許異議申立人井澤幹の甲第３号証）
（２）当審の判断
ア　理由１（明確性）について
（ア）本件発明２について
　訂正事項２により、請求項２を「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
　また、「いずれかを選択的に実施する」ことに、いづれかのうち複数を選択して同時に実施することも含まれるていることが明確になった。
（イ）本件発明３について
　訂正事項３により、請求項３を「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記部分スイッチング制御とを除くもののうち、
　また、「いずれかを選択的に実施する」ことに、いづれかのうち複数を選択して同時に実施することも含まれるていることが明確になった。
（ウ）本件発明４について
　訂正事項４により、請求項４を「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
　また、「いずれかを選択的に実施する」ことに、いづれかのうち複数を選択して同時に実施することも含まれるていることが明確になった。
（エ）本件発明５について
　訂正事項５により、請求項５を「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
　また、「いずれかを選択的に実施する」ことに、いづれかのうち複数を選択して同時に実施することも含まれるていることが明確になった。
（オ）本件発明６について
　訂正事項６により、請求項６を「前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御を除くもののうち、
　また、「いずれかを選択的に実施する」ことに、いづれかのうち複数を選択して同時に実施することも含まれるていることが明確になった。
（カ）本件発明１０、１２ないし１４について
　請求項２ないし６の記載が明確になったので、請求項２ないし６を直接または間接的に引用する請求項１０、１２ないし１４も明確になった。
（キ）本件発明１１について
　訂正事項１１により、請求項１１は、請求項２ないし６を引用しないことになったので明確になった。
（ク）まとめ
　したがって、令和１年１１月７日に通知した取消理由の理由１で指摘した記載不備は解消されたから、請求項２ないし６、１０ないし１４に係る特許を取り消すことはできない。
イ　理由２（進歩性）について
（ア）引用文献の記載事項、引用発明
ａ　引用文献１には、次の事項が記載されている（下線は、当審で付与した。以下同様。）。
「【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を短絡または開放する短絡手段の制御パターンを負荷に応じて変更し、広範囲の運転領域において力率を改善しながら、高い変換効率で
交流電源を直流に変換し負荷に供給する電力供給装置
「【００３４】
コントローラ１０は、短絡素子９の動作パターンを高周波スイッチングモードと部分スイッチングモードとに切り換えが可能であり、短絡素子９を
力率改善無しモード、或いは、部分スイッチングモード、或いは、高周波スイッチングモード、のいずれかに制御するものである。
「【００３６】
まず、
力率改善無しモードとは、短絡素子９を全く動作させない、整流器３による
【００３７】
次に、
部分スイッチングモードとは、
短絡素子９を電源半周期に１回から複数回オン／オフ動作させるものである。
モードよりも通電角を広げられ、ある程度まで力率を改善できる。図では電源半周期に１回のみスイッチング動作する場合を示したが、スイッチング回数は何回でも良い。但し、電流オープンループ制御の為、数ｋＨｚ以上の高周波でスイッチングする場合には回路に電流が流れすぎて直流出力電圧を昇圧し過ぎ、回路の破壊につながる恐れがある。その為、一般に、部分スイッチングモードでのスイッチング動作は、電源半周期に１回もしくは周波数数ｋＨｚまでの複数回とする。なお、部分スイッチングモードでは、短絡素子９の短絡開始時間、短絡時間、及び短絡回数を制御することで、リアクトル２に蓄積するエネルギーを制御でき、直流出力電圧Ｖｄｃは、力率改善無しモードよりも高いある値まで無段階で昇圧させられる。
【００３８】
また、
高周波スイッチングモードとは、
部分スイッチングモードでのスイッチング周波数を数ｋＨｚ以上として、
短絡素子９のオン／オフ時間を制御するものである。
「【００７１】
　前記コントローラ１０の一連の制御シーケンスを図１０のフローチャートを用いて説明すると以下のようである。まず、ステップ１として、負荷の消費電力量を得る。次に、ステップ２として、負荷状態にふさわしい直流出力電圧指令値Ｖｄｃ※が負荷制御手段或いは外部の人力等により入力される。更に、ステップ３として、入力された指令値Ｖｄｃ※が前回入力された値と異なるかを判断する。ここで、指令値Ｖｄｃ※が前回の値と異なる場合にはステップ４へ進み、指令値Ｖｄｃ※が前回の値と等しい場合には整流回路切換用スイッチ８の切り換えは行わず、前回の運転モードを維持する。ステップ４では、入力された直流出力電圧指令値Ｖｄｃ※が、電源系統によって予め定められる電源電圧実行値Ｖｓの２√２倍以上かどうかを判断する。この判定結果が偽の場合には、ステップ５へ進み整流回路切換用スイッチ８をオフとし、全波整流モードを選択する。更に、ステップ６へ進み、ステップ１で得た消費電力量が負荷の許容電力量の何パーセントにあたるかを判断し、
消費電力量が許容電力量の０〜１０％である
ときに
力率改善無しモードにて制御する。
消費電力量が許容電力量の１０〜３０％である
ときには
部分スイッチングモードにて制御する。
消費電力量が許容電力量の３０〜５０％である
ときには
高周波スイッチングモードにて制御する
「【００８０】
図１２は本発明の別の構成を示す回路構成図である。図１２において、図１他と対応する部分には同一符号を付し、その重複説明を省略する。図１２は図１他における双方向通電性の短絡素子９を、例えば、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタ又はＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子を用いた１対のスイッチング素子２０ａ及び２０ｂを整流器３の１相に並列接続させて、代替させたものである。図１２において、２０ａ及び２０ｂは図１他での
短絡素子９を代替する１対のスイッチング素子であって、これらのスイッチング素子２０ａ、２０ｂは、それぞれ整流回路３のダイオード３ａ、３ｃに並列接続され、
【００８１】
次に、動作について説明する。まず、コントローラ１０の電源電圧検出手段１１により
交流電源１
正極性
場合には、
制御手段１４は、スイッチング素子２０ａをオフに制御し、スイッチング素子２０ｂのみのスイッチング動作を許可する。
負極性の場合には、
スイッチング素子２０ｂをオフに制御し、スイッチング素子２０ａのみのスイッチング動作を許可する。
スイッチングの形態は
力率改善無しモード、部分スイッチングモード、高周波スイッチングモードにより行われるものとする。
　図４及び【００８１】の記載より、高周波スイッチングモードは、交流全周期に亘って短絡素子のオン／オフ時間を制御することが読み取れる。
　図１２より、整流回路３は、交流電源１に接続された、ダイオード３ａ、ダイオード３ｂ、ダイオード３ｃ及びダイオード３ｄを有し、リアクトル２が交流電源１と整流回路３との間に設けられ、平滑コンデンサ６が整流回路３の出力側に接続されていることが見て取れる。
　図１２より、スイッチング素子２０ａ又はスイッチング素子２０ｂをオンすると、リアクトル２が交流電源１に短絡することが見て取れる。
　上記記載より、特に図１２に示される回路構成に係るものに着目すると引用文献１には、次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されている（括弧内は、認定に用いた引用文献１の記載箇所を示す。）。
「交流電源１に接続され、ダイオード３ａ、ダイオード３ｂ、ダイオード３ｃ及びダイオード３ｄを有する整流回路３と（図１２）、
　ダイオード３ａに並列接続されたスイッチング素子２０ａと、
　ダイオード３ｃに並列接続されたスイッチング素子２０ｂと（【００８０】）、
　交流電源１と整流回路３との間に設けられリアクトル２と、
　整流回路３の出力側に接続された平滑コンデンサ６と（図１２）、
　交流電源１が正極性の場合には、スイッチング素子２０ａをオフに制御し、スイッチング素子２０ｂのみのスイッチング動作を許可し、負極性の場合には、スイッチング素子２０ｂをオフに制御し、スイッチング素子２０ａのみのスイッチング動作を許可することにより、リアクトル２を交流電源１に短絡するものであって（【００８１】、図１２）、
　スイッチング素子２０ａ、２０ｂを全く動作させない、整流回路３による力率改善無しモード、或いは、スイッチング素子２０ａ、２０ｂを電源半周期に１回から複数回オン／オフ動作させる部分スイッチングモード、或いは、部分スイッチングモードでのスイッチング周波数を数ｋＨｚ以上として、交流全周期に亘ってスイッチング素子２０ａ、２０ｂのオン／オフ時間を制御する高周波スイッチングモード、のいずれかに制御する制御手段１４とを備え（【００３４】、【００３６】−【００３８】、【００８０】、【００８１】）、
　制御手段１４は、消費電力量が許容電力量の０〜１０％であるときに力率改善無しモードにて制御し、消費電力量が許容電力量の１０〜３０％であるときには部分スイッチングモードにて制御し、消費電力量が許容電力量の３０〜５０％であるときにはを高周波スイッチングモードにて制御する（【００７１】）、
　交流電源を直流に変換し負荷に供給する電力供給装置（【０００１】）。」
ｂ　引用文献２には、次の事項が記載されている。
「【０００５】
　また、空調機の圧縮機の場合、特に中間期において低出力域（低速回転域）で運転される頻度が高い。この
低出力運転では、入力電流が減少するが、ダイオードの電圧降下は電流が減少しても一定値以下には下がらないため、効率が低くなるという問題があった。
【０００６】
　本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、
同期整流を可能とし
ｃ　引用文献３には、次の事項が記載されている。
「【００２１】
　本実施形態においては、「メインスイッチング素子」に相当する、
下アーム側のスイッチング素子３４及び３６は、スーパージャンクション構造を有するＭＯＳＦＥＴである。
ｄ　引用文献４には、次の事項が記載されている。
「【００３２】
　さらに、整流回路（2）およびインバータ回路（5）の
ＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子には、ＳｉＣ素子が用いられている。
ＧａＮ（窒化ガリウム）
（イ）本件発明２について
ａ　対比
　本件発明２と引用発明を対比すると、次のことがいえる。
（ａ）引用発明の「ダイオード３ｂ」、「ダイオード３ｄ」、「ダイオード３ａ」、「ダイオード３ｃ」は、それぞれ、本件発明２の「第１のダイオード」、「第２のダイオード」、「第３のダイオード」、「第４のダイオード」に相当する。
　したがって、引用発明の「交流電源１に接続され、ダイオード３ａ、ダイオード３ｂ、ダイオード３ｃ及びダイオード３ｄを有する整流回路３」は、本件発明２の「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路」に相当する。
（ｂ）引用発明の「ダイオード３ａに並列接続されたスイッチング素子２０ａ」は、ダイオードがオンする順バイアス方向には電圧が印加されず、ダイオードがオンしない逆バイアス方向に電圧が印加されるので、「スイッチング素子２０ａ」が、並列接続された「ダイオード３ａ」がオフする方向に対して耐電圧特性を有していることは自明な事項である。
　そうすると、引用発明の「スイッチング素子２０ａ」は、本件発明２の「前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有」する「第１のスイッチング素子」に相当する。
　但し、本件発明２は、「第１のスイッチング素子」が「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、引用発明は、そのような特定がない。
（ｃ）上記（ｂ）と同様に、引用発明の「ダイオード３ｃに並列接続されたスイッチング素子２０ｂ」は、本件発明２の「前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有」する「第２のスイッチング素子」に相当する。
　但し、本件発明２は、「第２のスイッチング素子」が「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、引用発明は、そのような特定がない。
（ｄ）引用発明の「交流電源１と整流回路３との間に設けられリアクトル２」は、本件発明２の「前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトル」に相当する。
（ｅ）引用発明の「整流回路３の出力側に接続された平滑コンデンサ６」は、本件発明２の「前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサ」に相当する。
（ｆ）引用発明の「スイッチング素子２０ａ、２０ｂを全く動作させない、整流回路３による力率改善無しモード」、「スイッチング素子２０ａ、２０ｂを電源半周期に１回から複数回オン／オフ動作させる部分スイッチングモード」、「部分スイッチングモードでのスイッチング周波数を数ｋＨｚ以上として、交流全周期に亘ってスイッチング素子２０ａ、２０ｂのオン／オフ時間を制御する高周波スイッチングモード」は、それぞれ、本件発明２の「前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御」、「前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御」、「交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御」に相当する。
　したがって、引用発明の「スイッチング素子２０ａ、２０ｂを全く動作させない、整流回路３による力率改善無しモード、或いは、スイッチング素子２０ａ、２０ｂを電源半周期に１回から複数回オン／オフ動作させる部分スイッチングモード、或いは、部分スイッチングモードでのスイッチング周波数を数ｋＨｚ以上として、交流全周期に亘ってスイッチング素子２０ａ、２０ｂのオン／オフ時間を制御する高周波スイッチングモード、のいずれかに制御する制御手段１４」は、本件発明２と「前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段」である点で共通する。
　但し、本件発明２の制御手段は、さらに「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」「を選択的に実施するモードに切り替える」のに対して、引用発明は、そのような特定がない。
（ｇ）引用発明の「制御手段１４は、消費電力量が許容電力量の０〜１０％であるときに力率改善無しモードにて制御し、消費電力量が許容電力量の１０〜３０％であるときには部分スイッチングモードにて制御し、消費電力量が許容電力量の３０〜５０％であるときにはを高周波スイッチングモードにて制御する」は、本件発明２と「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、実施するモードとを切り替え」る点で共通する。
　但し、本件発明２の制御手段は、「前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え」るのに対して、引用発明は、そのような特定がない。
　さらに、本件発明２は、「前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える」のに対して、引用発明はそのような特定がない。
（ｈ）引用発明の「交流電源を直流に変換し負荷に供給する電力供給装置」は、本件発明２の「直流電源装置」に相当する。
（ｉ）したがって、本件発明２と引用発明とは、次の一致点及び相違点を有する。
（一致点）
「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、実施するモードとを切り替える、
　直流電源装置。」
（相違点１）
　本件発明２は、「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」が、「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点２）
　本件発明２の制御手段は、選択的に切り替え実施するモードとして、さらに「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」を備えるのに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点３）
　本件発明２の制御手段は、「前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え」るのに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点４）
　本件発明２は、「前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える」のに対して、引用発明はそのような特定がない点。
ｂ　判断
　上記相違点について検討する。
　事案に鑑み、まず、上記相違点３について検討する。
　引用文献２には、低出力運転では、入力電流が減少するが、ダイオードの電圧降下は電流が減少しても一定値以下には下がらないため、効率が低くなるという問題を解決するため、同期整流を可能とすることが記載されている（【０００５】、【０００６】）。
　しかしながら、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段において、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御からダイオード整流制御と高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えることは、引用文献２に記載されていない。
　そうすると、上記相違点３に係る構成を得ることは、引用発明１及び引用文献２に記載された技術に基いて、当業者が容易になし得たことではない。
　したがって、本件発明２は、上記相違点１、２及び４について検討するまでもなく、引用発明１及び引用文献２に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（ウ）本件発明３について
ａ　対比
　本件発明２と引用発明との対比（上記「（ア）　ａ」）を踏まえると、本件発明３と引用発明の相違点は、以下のとおりである。
（相違点５）
　本件発明３は、「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」が、「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点６）
　本件発明３の制御手段は、選択的に切り替え実施するモードとして、さらに「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」を備えるのに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点７）
　本件発明３の制御手段は、「前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記部分スイッチング制御とを除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え」るのに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点８）
　本件発明３は、「前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える」のに対して、引用発明はそのような特定がない点。
ｂ　判断
　上記相違点について検討する。
　事案に鑑み、まず、上記相違点７について検討する。
　引用文献２には、低出力運転では、入力電流が減少するが、ダイオードの電圧降下は電流が減少しても一定値以下には下がらないため、効率が低くなるという問題を解決するため、同期整流を可能とすることが記載されている（【０００５】、【０００６】）。
　しかしながら、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段において、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御からダイオード整流制御と部分スイッチング制御とを除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えることは、引用文献２に記載されていない。
　そうすると、上記相違点７に係る構成を得ることは、引用発明１及び引用文献２に記載された技術に基いて、当業者が容易になし得たことではない。
　したがって、本件発明３は、上記相違点５、６及び８について検討するまでもなく、引用発明１及び引用文献２に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（エ）本件発明４について
ａ　対比
　本件発明２と引用発明との対比（上記「（ア）　ａ」）を踏まえると、本件発明４と引用発明の相違点は、以下のとおりである。
（相違点９）
　本件発明４は、「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」が、「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点１０）
　本件発明４の制御手段は、選択的に切り替え実施するモードとして、さらに「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」を備えるのに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点１１）
　本件発明４の制御手段は、「前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え」るのに対して、引用発明は、そのような特定がない点。
（相違点１２）
　本件発明４は、「前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える」のに対して、引用発明はそのような特定がない点。
ｂ　判断
　上記相違点について検討する。
　事案に鑑み、まず、上記相違点１１について検討する。
　引用文献２には、低出力運転では、入力電流が減少するが、ダイオードの電圧降下は電流が減少しても一定値以下には下がらないため、効率が低くなるという問題を解決するため、同期整流を可能とすることが記載されている（【０００５】、【０００６】）。
　しかしながら、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段において、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御からダイオード整流制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えることは、引用文献２に記載されていない。
　そうすると、上記相違点１１に係る構成を得ることは、引用発明１及び引用文献２に記載された技術に基いて、当業者が容易になし得たことではない。
　したがって、本件発明４は、上記相違点９、１０及び１２について検討するまでもなく、引用発明１及び引用文献２に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（オ）本件発明１０および１２について
　本件発明１０及び１２は、本件発明４を直接又は間接的に引用しているので、本件発明４をさらに限定する発明である。
　そうすると、本件発明４と同様に、引用発明１及び引用文献２に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（カ）本件発明１０について
　訂正事項１１により、請求項１１は、請求項２ないし６を引用しないことになったので、当該取消理由は解消した。
（キ）本件発明１３について
ａ　本件発明２を引用する本件発明１３
　本件発明２と引用発明との対比（上記「（ア）　ａ」）を踏まえると、本件発明１３と引用発明は、少なくとも上記相違点１ないし４を有している。
　事案に鑑み、まず、上記相違点３について検討する。
　引用文献２には、低出力運転では、入力電流が減少するが、ダイオードの電圧降下は電流が減少しても一定値以下には下がらないため、効率が低くなるという問題を解決するため、同期整流を可能とすることが記載されている（【０００５】、【０００６】）。
　引用文献３には、電力変換装置に用いるスイッチング素子として、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることが記載されている（【００２１】）。
　引用文献４には、電力変換装置に用いるスイッチング素子として、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮを用いることが記載されている（【００３２】）。
　しかしながら、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段において、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御からダイオード整流制御と高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えることは、引用文献２ないし４に記載されていない。
　そうすると、上記相違点３に係る構成を得ることは、引用発明１及び引用文献２ないし４に記載された技術に基いて、当業者が容易になし得たことではない。
　したがって、本件発明２を引用する本件発明１３は、他の相違点について検討するまでもなく、引用発明１及び引用文献２ないし４に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
ｂ　本件発明３、４、１０ないし１２を引用する本件発明１３
　上記「ａ」で検討したのと同様に、本件発明３、４、１０ないし１２を引用する本件発明１３は、引用発明１及び引用文献２ないし４に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（ク）本件発明１４について
　本件発明１３で検討したのと同様に、本件発明１４は、引用発明１及び引用文献２ないし４に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（ケ）まとめ
　したがって、令和１年１１月７日に通知した取消理由の理由２によっては、請求項２ないし４、１０ないし１４に係る特許を取り消すことはできない。
第５　取消理由通知において採用しなかった特許異議申立理由について
１　特許異議申立人の主張
　特許異議申立人井澤幹は、特許異議申立書において、訂正前の特許請求の範囲に関し、主たる証拠として甲第１号証及び従たる証拠として甲第２ないし７号証を提出し、請求項１ないし１４に係る特許は特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものであるから、請求項１ないし１４に係る特許を取り消すべきものである旨主張している。
＜証拠方法＞
甲第１号証：韓国公開特許第１０−２００７−０１０１４７６号公報
甲第２号証：特開２０１５−６１３２２号公報
甲第３号証：特許第４９３５２５１号公報
甲第４号証：特許第５３４９６３６号公報
甲第５号証：特許第５７４３９９５号公報
甲第６号証：特許第４９８４７５１号公報
甲第７号証：特許第３６９５３８２号公報
２　引用文献の記載事項、引用発明
（１）甲第１号証の記載事項、甲１発明
　甲第１号証には、次の事項が記載されている（記載事項の認定は、特許異議申立書の翻訳文に拠った。）。甲第１号証の原文は、特許異議申立書に添付した甲第１号証の写しを参照。
「＜10＞　最近の空気調和機は、その圧縮機の駆動電動機として三相電動機を使用する。前記三相電動機電源供給装置は、商用電源の交流を直流で変換した後、前記変換された直流をインバーターを用いて前記三相電動機に印加することで、前記三相電動機を駆動する。」
「＜20＞　図２に図示したように、前記従来技術による直流電源供給装置は、前記スイッチング半導体素子（Ｑ１、Ｑ２）を相互に半周期に１回駆動させることで、前記商用電源の交流電圧による前記平滑コンデンサへの入力電流の波形は、図示したように、入力電流はピーク値が大きくて、通電幅が狭いパルス形状の電流になる。
＜21＞　しかしながら、前記従来技術による直流電源供給装置は、負荷変動を考慮せずに、前記アクティブフィルタ（１１１）を駆動するため、負荷が大きくなる場合、力率改善（ＰＦＣ）規格を満足するのが難しい問題があった。また、前記従来技術による直流電源供給装置は、負荷が小さい場合、力率改善動作によって、スイッチング半導体素子が損失する問題点があった。
＜22＞　また、前記従来技術による直流電源供給装置は、高調波除去及び力率改善のために、大容量のリアクトルを使用する必要があるため、材料費が増加するという問題点があった。
　発明が解決しようとする課題
＜23＞　従って、前記のような従来技術の問題点を解決するために、本発明は、検出された運転負荷の変化に応じた入力電流を制御することにより、スイッチング素子の損失を防止し、低容量のリアクトルを使用することができるようにすることで、製造コストを削減する目的を果たせるようにした直流電源供給装置及びその方法を提供することにある。
＜24＞　また、本発明は、入力電流に基づいて、アクティブフィルタのスイッチング素子を駆動して、入力電流の波形を改善することにより、リアクトルから発生する騒音を減少させる別の目的を果たせるようにした直流電源供給装置を提供することにある。」 
「＜31＞　図３に示すように、本発明の実施形態に係る
直流電源供給装置
電源電圧を整流し、
アクティブフィルタ（３１０）
スイッチング手段を制御するスイッチング制御部（３２０）；前記アクティブフィルタの出力電圧を直流電圧に平滑する平滑部（３４０）；
＜32＞　前記
アクティブフィルタ（３１０）は、
リアクトル（Ｌ）；前記電源電圧を整流するダイオードブリッジ回路（３１１）
スイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）を含んで構成される。
「＜37＞　前記運転負荷検出部は（４３０）、前記平滑された直流電圧を検出する電圧検出部（４３１）；及びモータの相電流を検出して運転負荷を検出する負荷検出部（４３２）を含んで構成される。
＜38＞　前記入力電流制御部（４２０）は、前記電源電圧のゼロ電圧交差時点を検出して、その検出された交差時点に基づいた同期信号を生成する同期信号生成部（４２１）；前記運転負荷に対応されるＰＷＭパターンを予め設定して格納するＰＷＭパターン格納部（４２３）；及び前記平滑電圧、前記運転負荷、前記同期信号及び前記ＰＷＭパターンに応じて、ＰＷＭｄｕｔｙを可変にして、前記スイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）を制御するＰＷＭ制御部（４２４）を含んで構成される。 」
「＜40＞　前記スイッチング手段の制御過程（Ｓ５３０）は、前記電源電圧のゼロ電圧交差時点を検出し、その検出された交差時点に基づいた同期信号を生成する段階（Ｓ５３１）；及び前記運転負荷及び前記同期信号に応じてＰＷＭ ｄｕｔｙを可変にして、スイッチング手段を制御する段階（Ｓ５３２）を含んでなる。
＜41＞　前記
スイッチング手段の制御過程（Ｓ５３０）は、前記の運転負荷が既に設定された第１の負荷よりも小さい場合、前記スイッチング手段の制御を停止させる段階（Ｓ６１０、Ｓ６１１）。前記検出された負荷が所定の第２の負荷よりも大きい場合、所定の運転区間継続して前記スイッチング手段を制御する段階（Ｓ６２０、Ｓ６２１）；及び前記検出された負荷が既に設定された第１の負荷以上であり、第２の負荷以下である場合、前記所定の運転区間の一部の間、前記スイッチング手段を制御する段階（Ｓ６３０）を含んでなる。
　図面３より、ダイオードブリッジ回路（３１１）は、第１ないし第４のダイオードを有することが見て取れる。
　図面３より、ダイオードブリッジ回路（３１１）は、第１のダイオードと第３のダイオードが直列に接続し、第２のダイオードと第４のダイオードが直列に接続したものであり、第１のスイッチング手段（Ｑ１）が第３のダイオードに並列接続され、第２のスイッチング手段（Ｑ２）が第４のダイオードに並列接続されていることが見て取れる。
　図面３より、リアクトル（Ｌ）が交流電源とダイオードブリッジ回路（３１１）の間に設けられていることが見て取れる。
　上記記載より甲第１号証には、次の発明（以下、「甲１発明」という。）が記載されている（括弧内は、認定に用いた甲第１号証の記載箇所を示す。）。
「電源電圧を整流するアクティブフィルタ（３１０）と、スイッチング手段を制御するスイッチング制御部（３２０）と、アクティブフィルタの出力電圧を直流電圧に平滑する平滑部（３４０）からなる直流電源供給装置であって（＜３１＞）、
　アクティブフィルター（３１０）はリアクトル（Ｌ）と、電源電圧を整流するダイオードブリッジ回路（３１１）と、スイッチング手段（Ｑ１、Ｑ２）を含んで構成され（＜３２＞）、
　ダイオードブリッジ回路（３１１）は、第１ないし第４のダイオードを有し、
　第１のスイッチング手段（Ｑ１）は第３のダイオードに並列接続され、
　第２のスイッチング手段（Ｑ２）は第４のダイオードに並列接続され、
　リアクトル（Ｌ）は交流電源とダイオードブリッジ回路（３１１）の間に設けられており（図面３）、
　スイッチング手段の制御過程（Ｓ５３０）は、
　運転負荷が既に設定された第１の負荷より小さい場合、スイッチング手段の制御を停止させる段階（Ｓ６１０、Ｓ６１１）と、
　検出された負荷が所定の第２の負荷より大きい場合、所定の運転区間継続してスイッチング手段を制御する段階（Ｓ６２０、Ｓ６２１）と、
　検出された負荷が既に設定された第１の負荷以上であり、第２の負荷以下であるい場合、所定の運転区間の一部の間、スイッチング手段を制御する段階（Ｓ６３０）を含んでいる（＜４１＞）、
　直流電源供給装置。」
（２）甲第２号証の記載事項
「【請求項２】
　前記メインスイッチング素子は、スーパージャンクション構造を有するＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。」
「【０００６】
　本発明の
電力変換装置は、
【０００７】
　本発明の特徴は、前記制御部が、
入出力電力に対応する特性値が所定値を超える
場合に前記メインスイッチング素子と前記サブスイッチング素子とを相補的にオンオフさせることで前記同期整流動作を実行させ、前記特性値が前記所定値以下
である場合に前記メインスイッチング素子又は前記サブスイッチング素子をオフに保持することで前記同期整流動作を停止させる
「【００２１】
　本実施形態においては、「メインスイッチング素子」に相当する、下アーム側のスイッチング素子３４及び３６は、スーパージャンクション構造を有するＭＯＳＦＥＴである。これらスイッチング素子３４及び３６は、一対の直流出力端子３０ｃ，３０ｄ間の出力電圧である直流電圧が所望値となるようなオンデューティ比でＰＷＭ制御されるように設けられている。一方、「サブスイッチング素子」に相当する、上アーム側のスイッチング素子３３及び３５は、スーパージャンクション構造を有さない通常型（シリコン型あるいはシリコンカーバイド型）のＭＯＳＦＥＴである。これらスイッチング素子３３及び３５は、スイッチング素子３４及び３６と相補的にオンオフされることで、電力変換回路１３にて同期整流動作を実現可能に設けられている。」
「【００４５】
　このため、図３における「Ｑ２」のタイムチャートに示されているように、オアゲート４２１における他方の入力端子に「０」が入力されると、かかるオアゲート４２１の出力、すなわち、スイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）のゲート信号は、一方の入力端子への入力である上述のＰＷＭ信号に対応したものとなる。これに対し、オアゲート４２１における他方の入力端子に「１」が入力されると、かかるオアゲート４２１の出力、すなわち、スイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）のゲート信号は、一方の入力端子への入力である上述のＰＷＭ信号にかかわらず、「１」に張り付いたものとなる。
【００４６】
　オアゲート４２２の出力及びスイッチング素子３６（スイッチング部分Ｑ４）のゲート信号についても、上述と同様であるが、オアゲート４２１の出力及びスイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）のゲート信号と半周期ずれたものとなる（図３における「Ｑ４」のタイムチャート参照）。このようにして、下アーム側のスイッチング素子３４とスイッチング素子３６とが、上述の極性信号に応じて、交互にＰＷＭ駆動される。」
「【００５０】
　一方、同期整流停止信号すなわち「０」が入力された場合、アンドゲート４２６の出力は、ノットゲート４２４からの出力値によらず、「０」に保持される。よって、上アーム側のスイッチング素子３３は、オフに保持される。すなわち、この場合、同期整流動作は停止する。」
「【００６７】
　一方、スイッチング素子３３〜３６は、上述の実施形態と同様に、入力電圧Ｖａｃ（交流入力電圧センサ４７による検出値）の絶対値が所定値Ｖｒｅｆを超える場合には、スイッチング素子３７，３８と相補的にオンオフ動作するように制御される。このとき、スイッチング素子３３（スイッチング部分Ｑ１）及びスイッチング素子３６（スイッチング部分Ｑ４）と、スイッチング素子３４（スイッチング部分Ｑ２）及びスイッチング素子３５（スイッチング部分Ｑ３）とが、入力電圧Ｖａｃの極性に応じて択一的に駆動される。これに対し、入力電圧Ｖａｃの絶対値が所定値Ｖｒｅｆ以下である場合には、スイッチング素子３３〜３６がオフに保持される。これにより、同期整流動作が停止される。」
　上記記載事項より、甲第２号証には、
「入出力電力に対応する特性値が所定値を超える場合に前記メインスイッチング素子と前記サブスイッチング素子とを相補的にオンオフさせることで前記同期整流動作を実行させ、前記特性値が前記所定値以下である場合に前記メインスイッチング素子又は前記サブスイッチング素子をオフに保持することで前記同期整流動作を停止させる電力変換装置」が記載されている。
（３）甲第３号証の記載事項
「【００３２】
　　さらに、整流回路（2）およびインバータ回路（5）のＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子には、ＳｉＣ素子が用いられている。このＳｉＣ素子は、ワイドバンドギャップ半導体の一種であり、従来のＳｉ素子よりも、高温・高電圧動作に優れ、低損失である。したがって、整流回路（2）およびインバータ回路（5）の双方における損失が著しく低減され、装置全体の運転効率の向上を確実に図ることができる。特に、インバータ回路（5）における二相結線動作時では、上述した二相結線動作による効果と併せて、損失がより一層低減される。また、ＭＯＳ−ＦＥＴやＳｉＣ素子は、ＩＧＢＴやＳｉ素子に比べて高価であるが、６つのうち４つのスイッチング素子（5a〜5f）に用いるので、それ程コスト高にならない。なお、ワイドバンドギャップ半導体としては、ＳｉＣの他に、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）等のバンドギャップがＳｉよりも大きい素子であればよい。
【００３３】
　　本実施形態の電力変換装置（1）は、空調機の冷媒回路に設けられる圧縮機の電動機（11）を駆動するものである。空調機の冷媒回路は、図示しないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路に接続され、冷媒が可逆に循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うものである。空調機では、一般に、夏期や冬期のように冷暖房負荷が大きい場合、圧縮機が高速回転域（高出力領域）で運転され、いわゆる中間期のように負荷が小さい場合、圧縮機が低速回転域（低出力領域）で運転される。したがって、空調機に用いられる圧縮機の電動機（11）は、定格出力より低い出力で運転される頻度が高いといえる。
【００３４】
　　上記制御回路（8）は、電動機（11）の回転速度に基づいてスイッチ（4）のオンオフ切換を行うように構成されている。具体的に、制御回路（8）は、電動機（11）の高速回転域ではスイッチ（4）をオフにし、低速回転域ではスイッチ（4）をオンする。これにより、電動機（11）の低速回転域（低出力領域）において、二相結線動作でインバータ駆動されるので、損失が低減され、運転効率が向上する。
【００３５】
　また、制御回路（8）は、商用電源（10）の
電源電圧の極性に応じて同期整流するように、整流回路（2）
「【００３７】
　　制御回路（8）は、商用電源（10）の
電源半周期の間に、整流回路（2）を一回または複数回短絡させ
それ以外の期間は上述した同期整流の制御を行うようにする。
　上記記載事項より、甲第３号証には、
「電源電圧の極性に応じて同期整流する整流回路（2）。」及び「電源半周期の間に、整流回路（2）を一回または複数回短絡させ、それ以外の期間は同期整流の制御を行うようにする整流回路（2）。」が記載されている。
（４）甲第４号証の記載事項
「【００１５】
実施の形態１．
（直流電源装置の構成）
　図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置の回路ブロック図である。
　図１で示されるように、本実施の形態に係る直流電源装置は、少なくとも、交流電源１、後述する整流器２１の一方の入力端と交流電源１との間に挿入されたリアクター２、ＭＯＳＦＥＴ３及びＭＯＳＦＥＴ４並びにダイオード５及びダイオード６によって構成された整流器２１、この整流器２１の出力端間に接続された平滑コンデンサー７、ＭＯＳＦＥＴ３及びＭＯＳＦＥＴ４のＯＮ／ＯＦＦ動作をさせる制御手段１１、平滑コンデンサー７の両端電圧を検出する直流電圧検出手段１２、並びに、交流電源１の電源電圧を検出する電源電圧検出手段１３を備えている。また、平滑コンデンサー７の両端には負荷８が接続されている。」
「【００１６】
　
整流器２１は、ＭＯＳＦＥＴ３のソース側とＭＯＳＦＥＴ４のドレイン側とが接続されたＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４との直列回路と、ダイオード５のアノード側とダイオード６のカソード側とが接続されたダイオード５とダイオード６との直列回路とが並列に接続されて構成されている。
「【００２４】
　また、図２（ｂ）は、ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースとの間に電圧が印加されＯＮとなっている状態（以下、この状態を「ゲートオン状態」という）を示している。このゲートオン状態においては、ＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による電圧低下が寄生ダイオードの順方向電圧より低い場合、電流は寄生ダイオードではなくトランジスター側に流れる。この場合、ダイオードの導通損失よりもＭＯＳＦＥＴのオン抵抗による導通損失の方が小さくなる。このような、ＭＯＳＦＥＴに対する逆電圧印加によって電流を逆方向に導通させることによって導通損失を低減させる技術は一般的に同期整流と呼ばれる公知の技術である。
【００２５】
　図１で示される回路構成において、ＭＯＳＦＥＴ３及びＭＯＳＦＥＴ４がゲートオフ状態であれば、整流器２１は、ＭＯＳＦＥＴ３の寄生ダイオード３ａ、及びＭＯＳＦＥＴ４の寄生ダイオード４ａを介した全波整流回路となり、この場合、ＭＯＳＦＥＴ３及びＭＯＳＦＥＴ４の代わりにダイオードを使用しても同動作が可能である。ここで、ダイオードとせず、ＭＯＳＦＥＴ３及びＭＯＳＦＥＴ４を使用しているのは、前述の同期整流を適用し、ＭＯＳＦＥＴ３及びＭＯＳＦＥＴ４における導通損失を低減するためである。このＭＯＳＦＥＴ３及びＭＯＳＦＥＴ４における同期整流の動作の詳細は後述する。」
「【００２７】
　図３（ａ）は、交流電源１の電源電圧Ｖｓの波形を示し、図１で示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。また、図３（ｂ）は、交流電源１を流れる入力電流Ｉｓの波形を示し、図１で示される入力電流Ｉｓの矢印の方向を正方向とする。このとき、制御手段１１は、図３（ｂ）で示される
入力電流Ｉｓに同期させて、ＭＯＳＦＥＴ３を
ＯＮ／ＯＦＦ動作させる。
入力電流Ｉｓに同期させて、ＭＯＳＦＥＴ４を
ＯＮ／ＯＦＦ動作させる。
「【００５３】
実施の形態２．
　本実施の形態に係る直流電源装置について、実施の形態１に係る直流電源装置の動作と相違する点を中心に説明する。なお、本実施の形態に係る直流電源装置の回路構成は、図１で示される実施の形態１に係る直流電源装置の回路構成と同様である。
【００５４】
（直流電源装置の同期整流動作）
　図６は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置におけるＭＯＳＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ動作を示す図である。
　図６（ａ）は、交流電源１の電源電圧Ｖｓの波形を示し、図１で示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。また、図６（ｂ）は、交流電源１を流れる入力電流Ｉｓの波形を示し、図１で示される入力電流Ｉｓの矢印の方向を正方向とする。このとき、制御手段１１は、図６（ｂ）で示される入力電流Ｉｓに同期させて、ＭＯＳＦＥＴ３を図６（ｃ）で示されるような駆動信号によってＯＮ／ＯＦＦ動作させ、ＭＯＳＦＥＴ４を図６（ｄ）で示されるような駆動信号によってＯＮ／ＯＦＦ動作させる。
【００５５】
　すなわち、まず、制御手段１１は、電源電圧検出手段１３によって検出される電源電圧Ｖｓの極性が変化するタイミングを検出する。そして、制御手段１１は、このタイミングにおいて、変化した極性において整流のためにゲートオン状態にさせるＭＯＳＦＥＴとは異なる方のＭＯＳＦＥＴをパルス状にゲートオン状態にさせる。このようにすることで、そのＭＯＳＦＥＴがパルス状にゲートオン状態となっている間、交流電源１が短絡状態となり、短絡電流が強制的に流れる。このとき、制御手段１１は、そのＭＯＳＦＥＴがパルス状にゲートオン状態になっている間、他方のＭＯＳＦＥＴはゲートオフ状態にしておく。これは、双方のＭＯＳＦＥＴがゲートオン状態になっていると、平滑コンデンサー７が短絡状態となり破損する危険性があるからである。そして、制御手段１１は、パルス状のゲートオン状態となっているＭＯＳＦＥＴをゲートオフ状態にするのとほぼ同時に、他方のＭＯＳＦＥＴをゲートオン状態にさせる。なお、制御手段１１は、前述の理由により、双方のＭＯＳＦＥＴがゲートオン状態となってしまう状態を回避するため、パルス状にゲートオン状態になっているＭＯＳＦＥＴをゲートオフ状態としてから、双方のＭＯＳＦＥＴがゲートオフ状態となっている状態（以下、「デッドオフ状態」という）の期間を経てから他方のＭＯＳＦＥＴをゲートオン状態にさせる動作としてもよい。
【００５６】
　具体的には、制御手段１１は、電源電圧検出手段１３によって検出される
電源電圧Ｖｓが負極から正極に変化することを検出した場合、
ＭＯＳＦＥＴ４をパルス状にゲートオン状態にさせる。
交流電源１が短絡状態となり、
ＭＯＳＦＥＴ４をゲートオフ状態にさせるのとほぼ同時に、ＭＯＳＦＥＴ３をゲートオン状態にさせる。
　上記記載事項より、甲第４号証には、
「ＭＯＳＦＥＴ３のソース側とＭＯＳＦＥＴ４のドレイン側とが接続されたＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４との直列回路と、ダイオード５のアノード側とダイオード６のカソード側とが接続されたダイオード５とダイオード６との直列回路とが並列に接続されて構成されている整流器２１において、入力電流Ｉｓに同期させて、ＭＯＳＦＥＴ３及び４をＯＮ／ＯＦＦ動作させる技術。」及び「ＭＯＳＦＥＴ３のソース側とＭＯＳＦＥＴ４のドレイン側とが接続されたＭＯＳＦＥＴ３とＭＯＳＦＥＴ４との直列回路と、ダイオード５のアノード側とダイオード６のカソード側とが接続されたダイオード５とダイオード６との直列回路とが並列に接続されて構成されている整流器２１において、電源電圧Ｖｓが負極から正極に変化することを検出した場合、ＭＯＳＦＥＴ４をパルス状にゲートオン状態にさせ、交流電源１を短絡状態にし、ＭＯＳＦＥＴ４をゲートオフ状態にさせるのとほぼ同時に、ＭＯＳＦＥＴ３をゲートオン状態にさせる技術。」
（５）甲第５号証の記載事項
「【００１３】
　整流回路５０は、交流電源１から出力された交流電圧を直流電圧に変換する。整流回路５０を形成している半導体スイッチ３および４は、例えばＭＯＳＦＥＴである。これらの半導体スイッチ３および４と各々並列にダイオードを挿入した構成としてもよい。また、ダイオード５および６は周知の整流器である。半導体スイッチ３および４にＭＯＳＦＥＴを用いた場合、素子内部に寄生ダイオードが存在するため、スイッチオフ状態では、半導体スイッチ３および４はダイオードとなり、これらの素子とダイオード５および６とをあわせた４素子でブリッジ整流器の構成となる。」
「【００２１】
　ここで、本実施の形態の半導体スイッチ３および４として用いることが可能なＭＯＳＦＥＴの基本動作について説明する。一般的に、ＭＯＳＦＥＴはそのゲートに電荷が供給されると、単方向通流素子としてではなく、逆方向にも電流を流す性質がある。ここでいう逆方向とは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードまたは寄生ダイオードと同一方向に並列に外付けしたダイオードがオンする電流の方向とする。以下、図２を用いて説明する。」
「【００２５】
　詳細については後述するが、本実施の形態の
直流電源装置は、
同期整流を実施して交流電圧を直流電圧に変換する動作
と、同期整流を実施せずに、半導体スイッチ
３および４を常時オフ
とし、整流回路５０をブリッジ整流器として使用して交流電圧を直流電圧に変換する動作
とを適宜切り替える
【００２６】
　ここでまず、本実施の形態の直流電源装置における第１の整流動作である同期整流動作について説明する。上述したように、本実施の形態の直流電源装置は、半導体スイッチ３および４を動作させる制御部１３を備えている。制御部１３は、電流検出素子１０および電流検出部１２を介して得られた電流検出値等に基づいて、各半導体スイッチをオンオフ制御する。この直流電源装置は、ハーフブリッジと呼ばれる公知の回路に、制御部１３と、電流検出素子９および１０と、電流検出部１１および１２と、電圧検出部１４と、駆動部１５とを付加した構成となっている。図１の回路構成で半導体スイッチ３および４が共にオフであれば、半導体スイッチ３および４の寄生ダイオードを介した全波整流回路となる（上記第２の整流動作を行う）。半導体スイッチ３および４をダイオードに置き換えた場合も同様に、全波整流動作が可能である。本実施の形態の直流電源装置において、ダイオードとせずに半導体スイッチ３および４を備えた構成としているのは、前述の同期整流を適用可能としてダイオードでの導通損失を低減するためである。
【００２７】
　図３は、ＭＯＳＦＥＴを利用して構成されている半導体スイッチ３および４のオン／オフ制御タイミングを示す図である。
【００２８】
　図３（ａ）は、交流電源１の電源電圧Ｖｓの波形を示し、図１で示される電源電圧Ｖｓの矢印の方向を正極とする。また、図３（ｂ）は、交流電源１から整流回路５０へ流れ込む電流Ｉｓ（以下、電源電流Ｉｓとする）の波形を示し、図１で示される電源電流Ｉｓの矢印の方向を正方向とする。制御部１３は、図３（ｂ）で示される電源電流Ｉｓ、すなわち、電流検出素子１０および電流検出部１２を介して得られた電流検出値に同期させて、半導体スイッチ３を図３（ｃ）で示されるような駆動信号によってオン／オフさせる。より詳細には、制御部１３は、電源電流Ｉｓが正方向に流れ始めるタイミングで半導体スイッチ３をオンさせ（ゲートオン状態にさせ）、その後、電源電流Ｉｓが０となるタイミングで半導体スイッチ３をオフさせる（ゲートオフ状態にさせる）。また、制御部１３は、図３（ｂ）で示される電源電流Ｉｓに同期させて、半導体スイッチ４を図３（ｄ）で示されるような駆動信号によってオン／オフさせる。より詳細には、制御部１３は、電源電流Ｉｓが逆方向に流れ始めるタイミングで半導体スイッチ４をオンさせ、その後、電源電流Ｉｓが０となるタイミングでオフさせる。これにより、半導体スイッチ３および４を流れる電流は、内部に形成されている寄生ダイオードではなく、それぞれ、トランジスタ側を流れるので、ダイオードの順方向電圧ではなくトランジスタでの電圧降下による損失となり、半導体スイッチ３および４における導通損失を低減できる。」
「【００３１】
　つづいて、本実施の形態の直流電源装置の動作を説明する。図４は、ＭＯＳＦＥＴの電流−導通損特性の一例を示す図である。図４は、半導体スイッチ３および４を構成しているＭＯＳＦＥＴのゲートオン状態における電流−導通損特性の例（実線）と、ゲートオフ状態（すなわちＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード）における電流−導通損特性の例（破線）とを表している。なお、寄生ダイオードと導通方向が同じになるように並列にダイオードを外付けした構成の場合、これら素子の分流等を考慮して定まる電流−導通損特性が破線で示されたものとなる。図４の特性の場合、電流がＡ点以下の領域では同期整流を行った方が導通損を小さくでき、Ａ点を超えた領域では、全波整流を行った方が導通損を小さくできる。そのため、本実施の形態の直流電源装置は、電流がＡ点未満の領域では同期整流（第１の整流動作）を選択する。一方、電流がＡ点を超えている領域では、半導体スイッチ３および４の寄生ダイオードを使用して行う全波整流（第２の整流動作）を選択する。」
「【００４１】
　また、図１２に示した回路にも応用が可能である。図１２に示した回路は、図１１の回路に対し、リアクタ２と電流検出素子１０の整流回路５０側の端子を短絡させることが可能なように半導体スイッチ２２および整流ブリッジ回路２３を追加し、電源半周期に少なくとも１回短絡させる制御を制御部１３ｂおよび駆動部１５ｂが行い（図１３参照）、リアクタ２へのエネルギー授受も行うことで力率を改善できるとともに昇圧も可能な回路である。図１３の（ｅ）が半導体スイッチ２２の制御信号である図１２の駆動信号ｓｐに対応している。図１２の回路では、短絡動作時（図１３（ｅ）参照）は、半導体スイッチ３および４、ダイオード５および６には電流が流れないため、同期整流効果が得られない。よって、同期整流動作は短絡動作を行う以外のタイミングで実施する。なお、図１や図９、図１０の回路に対して半導体スイッチ２２および整流ブリッジ回路２３を追加するようにしてもよい。」
　上記記載事項より、甲第５号証には、
「同期整流を実施して交流電圧を直流電圧に変換する動作と、同期整流を実施せずに、半導体スイッチ３および４を常時オフとし、整流回路５０をブリッジ整流器として使用して交流電圧を直流電圧に変換する動作とを適宜切り替える直流電源装置。」が記載されている。
（６）甲第６号証の記載事項
「【０００２】
　　従来より、商用電源に接続されて交流電圧を整流するコンバータ装置がある。例えば、特許文献１のコンバータ装置は、４つのダイオードからなるダイオードブリッジを備えて交流電圧を全波整流する。そして、整流した電圧をインバータ装置を通じて空調機の圧縮機へ供給して該圧縮機を駆動する。」
「【０００４】
　　一方、近年では、上記ダイオードブリッジの各ダイオードに対して、高速スイッチングが可能なＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のスイッチング素子を逆並列に接続したものが主流になっている。ところが、この場合、ＩＧＢＴは、順電圧に対してはスイッチングできるが、逆電圧に対してはスイッチングができないため、やはり同期整流ができない。
【０００５】
　　また、空調機の圧縮機の場合、特に中間期において低出力域（低速回転域）で運転される頻度が高い。この
低出力運転では、入力電流が減少するが、ダイオードの電圧降下は電流が減少しても一定値以下には下がらないため、効率が低くなるという問題があった。
「【０００６】
　　本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、
同期整流を可能とし
「【０００８】
　　上記の発明では、例えば、図１に示すように、ダイオードブリッジ回路（2a）において交流電源の入力点に対する上アームおよび下アームの各ダイオード（D1,D2）にスイッチング素子（T1,T2）が並列接続される。そして、スイッチング素子（T1,T2）は、並列接続されたダイオード（D1,D2）の順方向電圧降下よりも飽和電圧が低く且つ双方向にオンオフ可能である。これにより、スイッチング素子（T1,T2）に逆電圧が作用するタイミングで、即ちダイオード（D1,D2）がオンするタイミングで該スイッチング素子（T1,T2）をオンすることで整流損失が削減され、確実に同期整流が行われる。したがって、コンバータ装置の高効率化が図れる。その結果、空調機としての省エネ化が図れる」
「【００２３】
　　上記コンバータ回路（2）は、交流電源である商用電源（5）に接続され、交流電圧を整流する。このコンバータ回路（2）は、ブリッジ回路（2a）を備えると共に、リアクトル（L）およびコンデンサ（C）を各１つ備えている。
【００２４】
　　上記ブリッジ回路（2a）は、交流電源である商用電源（5）に接続され、４つのダイオード（D1〜D4）がブリッジ結線されている。つまり、このブリッジ回路（2a）は、本発明に係るダイオードブリッジ回路を構成している。リアクトル（L）は、商用電源（5）の一方の電極とブリッジ回路（2a）との間に接続されている。コンデンサ（C）は、ブリッジ回路（2a）の出力側に設けられ、ブリッジ回路（2a）の出力電圧を充放電する。
【００２５】
　上記ブリッジ回路（2a）において、リアクトル（L）が接続される側の商用電源（5）の入力点に対する上アームおよび下アームの各ダイオード（D1,D2）には、スイッチング素子（T1,T2）が並列接続されている。このスイッチング素子（T1,T2）は、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成されている。このＭＯＳ−ＦＥＴは、ＩＧＢＴと異なり双方向にオンオフ可能（スイッチング可能）で、且つ、飽和電圧がダイオード（D1,D2）の順方向電圧降下より低い。さらに、このＭＯＳ−ＦＥＴの半導体素子には、ワイドバンドギャップ半導体であるＳｉＣ（炭化珪素）が用いられている。このＳｉＣ素子は、従来のＳｉ素子に比べ、耐圧性（耐電圧性）および耐熱性が高く、低損失である。つまり、本実施形態のスイッチング素子（T1,T2）は、ダイオード（D1,D2）がオフする方向に対して耐圧性（耐電圧性）が高い。なお、ワイドバンドギャップ半導体としては、ＳｉＣの他に、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）等のバンドギャップがＳｉよりも大きい素子であればよい。」
「【００２７】
　　上記制御回路（4）は、ブリッジ回路（2a）のスイッチング制御を行う。具体的に、制御回路（4）は、スイッチング素子（T1,T2）に逆電圧が印可されるタイミングで該スイッチング素子（T1,T2）をオンし、同期整流させる。つまり、スイッチング素子（T1,T2）と並列に接続されたダイオード（D1,D2）がオンするタイミングで該スイッチング素子（T1,T2）がオンされる。これは、スイッチング素子（T1,T2）の飽和電圧がダイオード（D1,D2）の順方向電圧降下より低いため、ダイオード（D1,D2）と同じタイミングでスイッチング素子（T1,T2）をオンできる。なお、スイッチング素子（T1,T2）において、ドレイン側からソース側へ印可される電圧を順電圧（順方向電圧）、ソース側からドレイン側へ印可される電圧を逆電圧（逆方向電圧）とする。
【００２８】
　　これにより、電流がスイッチング素子（T1,T2）を流れるので、ダイオード（D1,D2）を流れる場合よりも損失が低減される。つまり、同期整流により、電力変換効率が向上する。その結果、コンバータ回路（2）の高効率化を図ることができる。そして、コンバータ回路（2）の高効率化を図れるので、空調機の低速運転時の運転効率を向上させることができ、省エネ化を図ることができる。
【００２９】
　　さらに、上記制御回路（4）は、図２に示すような制御を行う。
【００３０】
　　先ず、商用電源（5）の前半の半周期（交流電圧が正の範囲）における制御を説明する。商用電源（5）の入力電圧（Vi）がブリッジ回路（2a）の出力電圧（Vo）より低い期間において、一定時間スイッチング素子（T2）をオンする。これにより、商用電源（5）の入力電圧（Vi）が短絡し、電源力率を向上させることができる。そして、一定時間経過後、スイッチング素子（T2）をオフすると同時に、スイッチング素子（T1）をオンする。その場合、スイッチング素子（T2）をオフすると同時に、スイッチング素子（T1）にリアクトル電流（IL）による逆電圧が作用する。そして、スイッチング素子（T1）は、リアクトル電流（IL）がゼロ、即ちスイッチング素子（T1）の両端がゼロ電圧になるまでオンされる。したがって、この制御では、同期整流による高効率化に加え、力率改善を行うことができる。
【００３１】
　　次に、商用電源（5）の後半の半周期（交流電圧が負の範囲）における制御を説明する。この場合、入力電圧（Vi）が出力電圧（Vo）より高い期間において、一定時間スイッチング素子（T1）をオンする。そして、一定時間経過後、スイッチング素子（T1）をオフすると同時にスイッチング素子（T2）をオンし、そのスイッチング素子（T2）の両端がゼロ電圧になるまでオンされる。
【００３２】
　　また、本実施形態では、ブリッジ回路（2a）における全て（４つ）のダイオード（D1〜D4）に対してスイッチング素子を設けるようにしてもよい。この場合、コンバータ回路（2）の一層の高効率化を図ることができ、空調機の省エネ化を一層図ることができる。なお、本発明は、ブリッジ回路（2a）における少なくとも１つのダイオード（D1〜D4）にスイッチング素子を設けることにより、同期整流が可能となり電源変換効率が向上する。
【００３３】
　　また、本実施形態では、スイッチング素子（T1,T2）が接続されたダイオード（D1,D2）をスイッチング素子（T1,T2）の寄生ダイオードで構成するようにしてもよい。その場合、ダイオードを別途設ける必要がないため、低コスト化を図ることができる。
【００３４】
　　−実施形態１の効果−
　　この実施形態１によれば、ＳｉＣ素子を用いたＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子（T1,T2）を２つのダイオード（D1,D2）のそれぞれに並列接続するようにした。スイッチング素子（T1,T2）において、逆電圧が印可されるタイミングでオンでき、電流を流すことができる。これにより、コンバータ回路（2）の効率を向上させることができる。したがって、空調機の省エネ化を図ることができる。
【００３５】
　　また、商用電源（5）の半周期において、その商用電源（5）の入力電圧（Vi）を短絡させるようにスイッチング素子（T1,T2）をオンオフ制御すれば、力率改善を図ることができる。したがって、同期整流による高効率化と力率改善の双方を図ることができる。」
　上記記載事項より、甲第６号証には、
「低出力運転では、入力電流が減少するが、ダイオードの電圧降下は電流が減少しても一定値以下には下がらないため、効率が低くなるという問題を解決するため、同期整流を可能とする技術。」が記載されている。
（７）甲第７号証の記載事項
　甲第７号証の記載事項は、上記「第４　１　（２）イ　（ア）ａ」に、引用文献１の記載事項として示したとおりである。
３　当審の判断
（１）本件発明２について
ア　対比
　本件発明２と甲１発明を対比すると、次のことがいえる。
（ア）甲１発明の「第１ないし第４のダイオードを有し」「電源電圧を整流するダイオードブリッジ回路（３１１）」は、本件発明２の「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路」に相当する。
（イ）甲１発明の「第３のダイオードに並列接続され」た「第１のスイッチング手段（Ｑ１）」は、ダイオードがオンする順バイアス方向には電圧が印加されず、ダイオードがオンしない逆バイアス方向に電圧が印加されるので、「第１のスイッチング手段（Ｑ１）」が、並列接続された「第３のダイオード」がオフする方向に対して耐電圧特性を有していることは自明な事項である。
　そうすると、甲１発明の「第１のスイッチング手段（Ｑ１）」は、本件発明２の「前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有」する「第１のスイッチング素子」に相当する。
　但し、本件発明２は、「第１のスイッチング素子」が「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、甲１発明は、そのような特定がない。
（ウ）上記（ｂ）と同様に、甲１発明の「第４のダイオードに並列接続され」た「第２のスイッチング手段（Ｑ２）」は、本件発明２の「前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有」する「第２のスイッチング素子」に相当する。
　但し、本件発明２は、「第２のスイッチング素子」が「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、甲１発明は、そのような特定がない。
（エ）甲１発明の「交流電源とダイオードブリッジ回路（３１１）の間に設けられ」た「リアクトル（Ｌ）」は、本件発明２の「前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトル」に相当する。
（オ）甲１発明の「電源電圧を整流するアクティブフィルタ（３１０）」「の出力電圧を直流電圧に平滑する平滑部（３４０）」は、本件発明２の「前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサ」に相当する。
（カ）甲１発明の「スイッチング手段の制御を停止させる段階（Ｓ６１０、Ｓ６１１）」は、本件発明２の「前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御」に相当する。
　そして、図面９におけるＱ１及びＱ２のスイッチング期間より、甲１発明の「所定の運転区間」は、交流電源の半周期間のうち一部区間であることが見て取れるので、甲１発明の「所定の運転区間継続してスイッチング手段を制御する段階（Ｓ６２０、Ｓ６２１）」及び「所定の運転区間の一部の間、スイッチング手段を制御する段階（Ｓ６３０）」はともに、本件発明２の「前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御」に相当する。
　したがって、甲１発明の「スイッチング手段の制御過程（Ｓ５３０）」が、「スイッチング手段の制御を停止させる段階（Ｓ６１０、Ｓ６１１）と、」「所定の運転区間継続してスイッチング手段を制御する段階（Ｓ６２０、Ｓ６２１）と、」「所定の運転区間の一部の間、スイッチング手段を制御する段階（Ｓ６３０）を含んでいる」「スイッチング制御部（３２０）」は、本件発明２と「前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、または、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段」である点で共通する。
　但し、本件発明２の制御手段は、さらに「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」または「交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御」「を選択的に実施するモードに切り替える」のに対して、甲１発明は、そのような特定がない。
（キ）甲１発明の「スイッチング手段の制御過程（Ｓ５３０）は、運転負荷が既に設定された第１の負荷より小さい場合、スイッチング手段の制御を停止させる段階（Ｓ６１０、Ｓ６１１）と、検出された負荷が所定の第２の負荷より大きい場合、所定の運転区間継続してスイッチング手段を制御する段階（Ｓ６２０、Ｓ６２１）と、検出された負荷が既に設定された第１の負荷以上であり、第２の負荷以下であるい場合、所定の運転区間の一部の間、スイッチング手段を制御する段階（Ｓ６３０）を含んでい」ることは、本件発明２と「前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、実施するモードとを切り替え」る点で共通する。
　但し、本件発明２の制御手段は、「前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え」るのに対して、甲１発明は、そのような特定がない。
　さらに、本件発明２は、「前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える」のに対して、甲１発明はそのような特定がない。
（ク）甲１発明の「直流電源供給装置」は、本件発明２の「直流電源装置」に相当する。
（ケ）したがって、本件発明２と甲１発明とは、次の一致点及び相違点を有する。
（一致点）
「交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有する第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、または、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、実施するモードとを切り替える、
　直流電源装置。」
（相違点１）
　本件発明２は、「第１のスイッチング素子」及び「第２のスイッチング素子」が、「第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い」のに対して、甲１発明は、そのような特定がない点。
（相違点２）
　本件発明２の制御手段は、選択的に切り替え実施するモードとして、さらに「前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御」または「交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御」を備えるのに対して、甲１発明は、そのような特定がない点。
（相違点３）
　本件発明２の制御手段は、「前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え」るのに対して、甲１発明は、そのような特定がない点。
（相違点４）
　本件発明２は、「前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える」のに対して、甲１発明はそのような特定がない点。
イ　判断
　上記相違点について検討する。
　事案に鑑み、まず、上記相違点３について検討する。
　甲第２号証ないし甲第７号証には、いずれも、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段において、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御からダイオード整流制御と高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードを切り替えることは記載されていない。
　そうすると、上記相違点３に係る構成を得ることは、甲１発明及び甲第２号証ないし甲第７号証に記載された技術（上記「２　（２）」ないし「２　（７）」参照）に基いて、当業者が容易になし得たことではない。
　したがって、本件発明２は、上記相違点１、２及び４について検討するまでもなく、甲１発明及び甲第２号証ないし甲第７号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（２）本件発明３ないし本件発明１４について
　本件発明２と甲１発明の対比を踏まえると（上記「（１）ア」）、本件発明３ないし本件発明１４は、少なくとも、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御から、予め決められた閾値情報に基づいて、実施するモードを切り替えることで、甲１発明と相違する。
　そして、甲第２号証にないし甲第７号証には、いずれも、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段であって、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御から、予め決められた閾値情報に基づいて、実施するモードを切り替えることは記載されていない。
　したがって、本件発明３ないし１４は、他の相違点について検討するまでもなく、甲１発明及び甲第２号証ないし甲第７号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
（３）小活
　以上のとおりであるから、特許異議申立人井澤幹の主張する特許異議申立て理由によっては、請求項２ないし１４に係る特許を取り消すことはできない。
（４）意見書における特許異議申立人の主張について
　令和２年２月１９日の特許異議申立人井澤幹の意見書における主張
　特許異議申立人井澤幹は意見書において、甲第８号証ないし甲第１３号証を新たに提出し，請求項２ないし１６に係る特許は特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものであるから、請求項２ないし１６に係る特許を取り消すべきものである旨主張している。
甲第８号証：特許第３７４７３４５号公報
甲第９号証：特許第３７５３８２３号公報
甲第１０号証：特許第４７８４２０７号公報
甲第１１号証：特開２０１２−７０４９０号公報
甲第１２号証：国際公開第２００８／９０９１７号
甲第１３号証：特開平１−２５９７５８号公報
　しかしながら、甲第８号証ないし甲第１３号証には、いずれも、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段であって、制御手段は、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および、高速スイッチング制御から、予め決められた閾値情報に基づいて、実施するモードを切り替えることは記載されていない。
　そうすると、上記（１）、（２）で検討したように、本件発明２ないし１５は、甲１発明及び甲第２号証ないし甲第１３号証に記載された技術に基いて、当業者が容易に発明できたものでない。
　よって、意見書における特許異議申立人井澤幹の主張を採用することができない。
第６　むすび
　本件発明２−１５に係る特許については、特許異議申立書に記載した異議申立理由によっては取り消すことはできない。さらに、他に本件発明２−１５に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。
　また、本件発明１に係る特許は、上記のとおり、訂正により削除された。これにより、特許異議申立人角田朗及び井澤幹による特許異議の申立てについて、請求項１に係る申立ては、申立ての対象が存在しないものとなったため、特許法第１２０条の８第１項で準用する同法第１３５条の規定により却下する。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
令和２年１１月２７日（２０２０．１１．２７）
【訂正の要旨】
審決（決定）の【理由】欄参照。
（５４）【発明の名称】
直流電源装置および空気調和機
　【技術分野】
　【０００１】
　本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機に関する。
　【背景技術】
　【０００２】
　電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
　そこで、特許文献１のように交流電源を直流電源に変換する直流電源装置において、回路にＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えた同期整流回路が提案されている。
　【先行技術文献】
　【特許文献】
　【０００３】
　【特許文献１】　特開２００８−６１４１２号公報
　【発明の概要】
　【発明が解決しようとする課題】
　【０００４】
　ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められており、そのためには電源力率の改善が必要である。一般的に１次電源側を短絡させて、回路に短絡電流を通流することで力率を改善することが行われる。短絡回数が１回であると負荷が大きい領域では力率の改善には不十分であり、短絡回数を複数増やすことで力率を更に改善することが可能であるが、スイッチング損失は悪化してしまう。また、高出力領域ほど力率は悪化し、高調波電流の許容値に対して厳しくなるため、低出力領域以上に力率の改善が必要である。
　しかし、前述したように短絡回数を増やすことでスイッチング損失の悪化に繋がるため、省エネルギ化と高調波電流の抑制を両立させるための最適な制御が求められる。
　そこで、本発明は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置を提供し、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供することを課題とする。
　【課題を解決するための手段】
　【０００５】
　前記した課題を解決するため、本発明の直流電源装置は、交流電源に接続され、第１〜第４のダイオードを有する整流回路と、前記第３のダイオードに並列接続され、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１〜第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、前記第４のダイオードに並列接続され、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１〜第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記第１〜第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、を備え
、前記制御手段は、前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替え、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える
　その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
　【発明の効果】
　【０００６】
　本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供可能となる。
　【図面の簡単な説明】
　【０００７】
　【図１】本実施形態における直流電源装置を示す概略の構成図である。
　【図２】交流電源電圧が正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図３】交流電源電圧が負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図４】交流電源電圧が正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図５】交流電源電圧が負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図６】同期整流時における、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図７】交流電源電圧が正の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図８】交流電源電圧が負の極性の場合において、力率改善動作を行った場合に回路に流れる電流経路を示した図である。
　【図９】部分スイッチング（２ショット）を行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図１０】高速スイッチングを行った場合において、電源電圧と回路電流とＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　【図１１】高速スイッチングを行った場合において、ＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。
　【図１２】高速スイッチングを行い、デッドタイムを考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティの関係を示した図である。
　【図１３】高速スイッチングを行った場合において、交流電源電圧と回路電流の関係を示した図である。
　【図１４】交流電源電圧が正極性の場合に、リアクトルによる電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴのデューティを示した図である。
　【図１５】部分スイッチングの概要を説明した図である。
　【図１６】負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。
　【図１７】部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明した図である。
　【図１８】本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
　【図１９】負荷の大きさに応じて直流電源装置の動作モードと空気調和機の運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
　【発明を実施するための形態】
　【０００８】
　以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
　図１は、本実施形態に係る直流電源装置１の構成図である。
　図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
　【０００９】
　直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）およびシャント抵抗Ｒ１を備えている。ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）とは、ブリッジ整流回路１０を構成する。
　なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）はスイッチング素子であり、ダイオードＤ３はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードであり、ダイオードＤ４はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードである。また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の飽和電圧は、ダイオードＤ１、Ｄ２と寄生ダイオードＤ３、Ｄ４の順方向電圧降下よりも低い。
　【００１０】
　この直流電源装置１は更に、電流検出部１１と、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備えている。
　【００１１】
　ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、ブリッジ接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｎ１は配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
　【００１２】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、接続点Ｎ２と配線ｈａとリアクトルＬ１を介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
　ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されている。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
　【００１３】
　また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にダイオードＤ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースはシャント抵抗Ｒ１と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。
　【００１４】
　リアクトルＬ１は、配線ｈａ上に、つまり交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。このリアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
　【００１５】
　平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。
　【００１６】
　スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路の導通損失を低減できる。
　【００１７】
　このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、回路短絡動作時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、逆回復時間（ｔｒｒ：Ｒｅｖｅｒｓｅ　Ｒｅｃｏｖｅｒｙ　Ｔｉｍｅ）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。
　【００１８】
　ダイオードＤ１，Ｄ２はアクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、その順方向電圧小さいものを選定することが好ましい。例えば、一般的な整流ダイオードや交耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することが可能である。
　シャント抵抗Ｒ１は、回路に通流する瞬時電流を検出する機能を有している。
　電流検出部１１は、回路に通流する平均電流を検出する機能を有している。
　【００１９】
　ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧昇圧比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。
　【００２０】
　交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
　【００２１】
　ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する機能を有している。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。
　【００２２】
　負荷検出部１５は、例えば不図示のシャント抵抗によって構成され、負荷Ｈに流れる電流を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがインバータやモータである場合、負荷検出部１５によって検出した負荷電流によってモータの回転速度やモータの印加電圧を演算してもよい。また、後記する直流電圧検出部１７によって検出した直流電圧とモータの印加電圧から、インバータの変調率を演算してもよい。負荷検出部１５は、その検出値（電流、モータ回転数、変調率等）を昇圧比制御部１６に出力する。
　【００２３】
　昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そしてコンバータ制御部１８は、目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力して、スイッチング制御を行う。
　【００２４】
　直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
　【００２５】
　コンバータ制御部１８を含むブロックＭは、例えば、マイコン（Ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ：図示せず）であり、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）に展開し、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流検出部１１又はシャント抵抗Ｒ１、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、及び直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
　次に、本発明の直流電源装置１の動作モードについて説明する。
　【００２６】
　直流電源装置１の動作モードを大別すると、ダイオード整流モード、同期整流モード、部分スイッチングモード、高速スイッチングモードの４つがある。部分スイッチングモード、高速スイッチングモードは、コンバータがアクティブ動作（力率改善動作）をするモードであり、ブリッジ整流回路１０に力率改善電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。
　【００２７】
≪ダイオード整流モード≫
　ダイオード整流モードは、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４を用いて全波整流を行うモードである。このモードではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）はオフ状態である。
　図２は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
　図２において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→寄生ダイオードＤ３→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳの順に流れる。
　【００２８】
　図３は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、ダイオード整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示している。
　図３において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→寄生ダイオードＤ４→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に流れる。
　【００２９】
≪同期整流モード≫
　前述のダイオード整流に対して高効率動作を行うために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
　【００３０】
　図４は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　図４において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオン状態で無い場合には、前述のダイオード整流動作のように電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。
　図５は、交流電源電圧Ｖｓが負の極性の場合において、同期整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
　【００３１】
　図５において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
　以上のように直流電源装置を動作させることで、高効率動作が可能となる。
　【００３２】
　図６（ａ）〜（ｄ）は、同期整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図６（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図６（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図６（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図６（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図６（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　図６（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。
　【００３３】
　図６（ｄ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
　図６（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合、つまり交流電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄに対して大きい場合に流れる。
　【００３４】
≪高速スイッチング動作≫
　次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。
　【００３５】
　この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、リアクトルＬ１を介して回路を短絡させ（以降、力率改善動作と呼ぶ）、回路に短絡電流（以降、力率改善電流と呼ぶ）を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、力率改善電流を通流させた場合の動作について説明する。
　【００３６】
　交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルで同期整流を行った場合、電流の流れは図４の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記した通りである。このとき、図６（ｂ）に示したように、電源電圧に対して回路電流ｉｓは歪んでいる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
　そこで、複数回に亘って回路に力率改善電流を通流させ、回路電流を正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。
　【００３７】
　図７は、電源電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせた場合に流れる力率改善電流ｉｓｐの経路を示した図である。
　短絡電流ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→ダイオードＤ２→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。
　【数１】
　【００３８】
　交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで同期整流を行った場合の電流の流れは図５の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記の通りである。
　【００３９】
　図８は、電源電圧が負のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせて力率改善電流ｉｓｐを通流させた場合の経路を示した図である。
　電流の経路としては、交流電源ＶＳ→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。
　【００４０】
　図９（ａ）〜（ｄ）は、力率改善電流を２回通流させた場合（２ショットと呼ぶ）における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図９（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図９（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図９（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図９（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図９（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　【００４１】
　図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。
　【００４２】
　図９（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。これは、力率改善動作と同期整流を組み合わせて行っているためである。例えば交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンして力率改善動作を行う。その後ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフした後、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンしている区間は同期整流動作となる。このように、力率改善動作と同期性流動作を組み合わせることで、力率改善を行いつつ高効率動作が可能である。
　【００４３】
　図９（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。
　【００４４】
　例えば交流電源電圧Ｖｓが正の場合、力率改善動作中の電流経路は、図７のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンとなって同期整流動作に切り替わったときの電流経路は、図４のようになる。
　【００４５】
　なお、この力率改善動作と前述したダイオード整流動作を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、力率改善動作中の電流経路は、図７のようになる。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフした後、寄生ダイオードＤ３がオンとなってダイオード整流動作に切り替わったときの電流経路は、図２のようになる。
　【００４６】
　図１０（ａ）〜（ｄ）は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
　図１０（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓの波形を示し、図１０（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図１０（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図１０（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
　図１０（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状の波形である。
　【００４７】
　高速スイッチング動作においては、例えば電源電圧が正の極性の場合、力率改善動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態とすることで、力率改善電流ｉｓｐを通流させる。次にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にする。このように、このように力率改善動作の有無に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフを切り替えているのは、同期整流を行っているためである。単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。
　【００４８】
　しかし、このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の寄生ダイオードＤ３を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。そこで本発明では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）オフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減しているのである。
　直流電源装置１に流れる回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の式（２）で表すことができる。
　【数２】
　【００４９】
　さらに、この式（２）を書き換えると、以下の式（３）となる。
　【数３】
　【００５０】
　式（４）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流実効値Ｉｓとの関係を示すものである。なお、ｉｓ（瞬時値）はシャント抵抗Ｒ１にて検出した値であり、回路電流実効値Ｉｓは、電流検出部１１にて検出した値である。
　【数４】
　【００５１】
　式（３）を変形して式（４）を代入すると、以下の式（５）となる。
　【数５】
　【００５２】
　昇圧比の逆数を右辺とすると、以下の式（６）となる。
　【数６】
　【００５３】
　さらに、ＭＯＳＦＥＴのデューティｄは、式（７）のように表すことが可能である。
　【数７】
　【００５４】
　以上より、式（６）に示したＫｐ×Ｉｓを制御することで、交流電源電圧Ｖｓの実効値のａ倍に昇圧可能であり、そのときのＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる。
　【００５５】
　図１１は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティの関係を示した図である。図１１の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　【００５６】
　破線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティは、交流電源電圧Ｖｓと比例している。２点鎖線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティは、１．０からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティを減算したものとなる。
　【００５７】
　図１１において、式（７）で示したように、回路電流ｉｓが大きくなるほど力率改善電流を流すためにスイッチング動作を行うＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは小さくなり、逆に回路電流ｉｓが小さいほどＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄは大きくなる。同期整流を行う側のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄとは逆特性となる。
　【００５８】
　なお、実際には上下短絡を回避するためにデッドタイムを考慮する必要がある。図１２は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、デッドタイムを考慮したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを実線で追記した図である。図１２の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は交流電源電圧Ｖｓの正極性の半サイクル分の時間を示している。
　このように、所定のデッドタイムを付与すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。
　【００５９】
　図１３は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと、回路電流ｉｓ（瞬時値）との関係を示した図である。実線は交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓを示し、破線は回路電流ｉｓの瞬時値を示している。図１３の横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　【００６０】
　図１３に示すように、高速スイッチング制御により、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓ（瞬時値）とは両方とも略正弦波状となり、よって力率を改善することができる。
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄＱ２を、以下の式（８）に示す。
　【数８】
　【００６１】
　ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティｄＱ１を、以下の式（９）に示す。
　【数９】
　【００６２】
　また、電源電圧と電流の関係をみると、回路電流ｉｓは正弦波状に制御されているため、力率は良い状態である。なお、これはリアクトルＬ１のインダクタンスが小さく電源電圧に対して電流の位相遅れが無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れる場合には、電流位相を考慮してデューティｄを設定すればよい。
　【００６３】
　図１４は、交流電源電圧Ｖｓが正極性の場合に、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示した図である。図１４の縦軸はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
　【００６４】
　実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティを示している。このように制御することにより、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、電流を正弦波状に制御可能である。
　【００６５】
　以上、高速スイッチングと同期整流を組み合わせて実施する場合について説明を行ってきた。なお、前述したように高速スイッチングとダイオード整流を組み合わせてもよい。すなわち、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のみ高速スイッチングを行う。このように制御を行っても力率の改善効果を得ることができる。
　【００６６】
≪部分スイッチング動作≫
　前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
　【００６７】
　回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
　そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。
　【００６８】
　部分スイッチング動作とは、高速スイッチング動作のように所定周波数で力率改善動作を行うのではなく、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、所定の位相で複数回力率改善動作を行うことで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１５を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。
　【００６９】
　図１５（ａ）〜（ｄ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流ｉｓの関係を示した図である。
　【００７０】
　図１５（ａ）は交流電源電圧の瞬時値ｖｓを示し、図１５（ｂ）は回路電流ｉｓを示している。図１５（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示し、図１５（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示している。
　図１５（ａ）に示すように交流電源電圧の瞬時値ｖｓは、略正弦波状である。
　図１５（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
　【００７１】
　ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをｄｉ（Ｐ１）／ｄｔとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ｔｏｎ１＿Ｑ２に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ１＿Ｑ２）／ｄｔとおく。さらに時間ｔｏｎ１＿Ｑ２に亘ってオンした後、時間ｔｏｆｆ＿Ｑ２に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ１＿Ｑ２）／ｄｔとおく。このときｄｉ（ｔｏｎ１＿Ｑ２）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ１＿Ｑ２）／ｄｔとの平均値が点Ｐ１における傾きｄｉ（Ｐ１）／ｄｔと等しくなるように制御する。
　【００７２】
　次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをｄｉ（Ｐ２）／ｄｔとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）を時間ｔｏｎ２＿Ｑ２に亘ってオンしたときの電流の傾きをｄｉ（ｔｏｎ２＿Ｑ２）／ｄｔとおき、時間ｔｏｆｆ２＿Ｑ２に亘ってオフした場合の電流の傾きをｄｉ（ｔｏｆｆ２＿Ｑ２）／ｄｔとおく。点Ｐ１の場合と同様に、ｄｉ（ｔｏｎ２＿Ｑ２）／ｄｔとｄｉ（ｔｏｆｆ２＿Ｑ２）／ｄｔの平均値が点Ｐ２における傾きｄｉ（Ｐ２）／ｄｔと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。
　【００７３】
　なお、このようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のスイッチングを相補に切り替えているのは、部分スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせて実施しているためである。
　なお、場合によっては部分スイッチング動作とダイオード整流動作を組み合わせて実施してもよい。
　【００７４】
≪制御モードの切り替え≫
　本発明の直流電源装置１は、ダイオード整流制御と同期整流制御と部分スイッチング制御と高速スイッチング制御を実施可能である。例えば使用する機器によっては、負荷条件によって、高効率化優先の領域、昇圧と力率改善優先の領域等、求められる性能が変わる場合がある。そこで、前述した４つの制御を実施するモードを、予め決められた閾値情報を基にして選択的に切り替えることで、より最適に高効率化と高調波電流の低減を両立可能となる。
　【００７５】
　図１６は、負荷の大きさに応じた直流電源装置の動作モードの切り替えを説明した図である。この図において、第１の閾値を「閾値＃１」、第２の閾値を「閾値＃２」と省略して記載している。また、第１〜第８の制御方法を単に「＃１」から「＃８」と省略して記載している。
　第１制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、部分スイッチング制御のことを「部分ＳＷ」と省略して記載している。
　【００７６】
　第２制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。なお、図面では、高速スイッチング制御のことを「高速ＳＷ」と省略して記載している。
　【００７７】
　第３制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を行うモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードと、を切り替えるというものである。
　【００７８】
　第４制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００７９】
　第５制御方法は、予め決められた第１の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８０】
　第６制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８１】
　第７制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、ダイオード整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、同期整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８２】
　第８制御方法は、予め決められた第１、第２の閾値情報に基づいて、同期整流制御を実施するモードと、同期整流制御および部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、ダイオード整流制御および高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替えるというものである。
　【００８３】
　例えば、効率向上と高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第１〜第３制御方法で切り替えればよい。また、効率はあまり優先ではなく、高調波電流の低減や昇圧を主目的にするのであれば、第４〜第６制御方法等のモードで切り替えればよい。例えば、部分スイッチング動作や高速スイッチング動作と同期整流動作を組み合わせる場合は、交流電源電圧半周期の中で２つのＭＯＳＦＥＴを制御する必要があるため、制御としては複雑になる。しかし、ダイオード整流との組み合わせであれば、半周期のうち制御するＭＯＳＦＥＴは１つであるため、制御の簡略化にも繋がる。要するに、効率や高調波の低減や制御性など、必要に応じて最適な制御を選択すればよい。
　【００８４】
　なお、制御切り替えのトリガとなる閾値情報としては、例えばカレントトランス１１で検出した回路電流がある。或いは負荷検出部１５にて検出した負荷情報を用いてもよい。負荷情報として例えば、負荷Ｈがモータやインバータの場合はモータ電流、モータ回転数、変調率、或いは直流電圧等を用いればよい。
　【００８５】
　更に、第１，第２，第４，第５制御方法のように２つのモードの間で制御を切り替える場合は閾値情報は１つ（第１の閾値情報）であればよい。第３、第６、第７、第８制御方法のように３つのモードの間で切り替える場合には、閾値情報は２つ（第１の閾値情報と第２の閾値情報）用意する。更に、第１の閾値情報と第２の閾値情報は負荷の大きさに関連されている。つまり、第１の閾値情報は、第２の閾値情報よりも大きいという関係がある。
　【００８６】
　例えば、第３制御方法では、第１の閾値未満の領域では同期整流動作で動作させ、第１の閾値以上・第２の閾値未満の領域では同期整流動作＋部分スイッチング動作で動作させ、第２の閾値以上の領域では同期整流動作＋高速スイッチング動作で動作させる。その他のモードに関しても同様である。
　【００８７】
　また、第３，第６〜第８制御方法のように部分スイッチング動作中から高速スイッチング動作に切り替える場合に、直流電圧が変動する場合がある。これを回避するために、部分スイッチングの動作から高速スイッチングへの切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える。
　【００８８】
　図１７は、部分スイッチングから高速スイッチングへ切り替える場合の電流波形を説明した図である。
　図１７（ａ）は、部分スイッチング制御時の交流電源電圧の瞬時値ｖｓと入力電流Ｉｓとを模式的に示している。
　図１７（ｂ）は、高速スイッチング制御に切り替えたときの交流電源電圧の瞬時値ｖｓと入力電流ｉｓとを模式的に示している。このときの電流ｉｓのピークは、図１７（ａ）に示した電流ｉｓのピークよりも小さくなっている。このようにオン時間を調整して切り替えることで直流電圧の変動を抑えることが可能である。これは、部分スイッチングに対して高速スイッチング時は力率が良いため電流は小さくなる。つまり、部分スイッチングの電流振幅と同じになるように切り替えてしまうと、直流電圧が昇圧されすぎてしまうためである。これにより、直流電圧Ｖｄの変動を抑えることが可能である。
　【００８９】
　同様に、高速スイッチングから部分スイッチングへの切り替え時には、先程とは逆に電流の振幅が大きくなるようにオン時間を調整して切り替えることで、逆に直流電圧の低下を防ぐことが可能である。
　更に、各制御の切り替えは電源電圧ゼロクロスのタイミングで行うことで安定的に制御の切り替えを行うことができる。
　【００９０】
＜空気調和機と直流電源装置の動作＞
　図１８は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
　【００９１】
　図１８に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、不図示の直流電源装置（図１参照）とを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。更に室外機２００には配線（図示せず）で繋がれており室内機１００を介して交流電圧が供給されている。直流電源装置は、室外機２００に備えられており、室内機１００側から供給された交流電力を直流電力に変換している。
　【００９２】
　リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
　【００９３】
　空気調和機Ａに搭載された直流電源装置の動作の流れについて説明する。直流電源装置は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、ダイオード整流動作、同期整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の４つの動作モードを備えている。
　【００９４】
　例えば負荷Ｈとして空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置を同期整流モードで動作させるとよい。
　【００９５】
　負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。なお、部分スイッチングと高速スイッチング時にはダイオード整流と同期整流のどちらを組み合わせてもよい。
　【００９６】
　図１９は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１の動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
　負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置は同期整流を行い、定格運転時には部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、必要に応じて高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
　【００９７】
　定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
　【００９８】
　以上のように、直流電源装置は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
　【００９９】
　なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置に通流する回路電流ｉｓで負荷Ｈの大きさを判断してもよい。また、直流電圧で負荷の大きさを判断してもよい。
　【０１００】
　例えば負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置は同期整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置は高速スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチング（ダイオード整流または同期整流の何れかを組み合わせる）を行う。
　【０１０１】
　以上のように直流電源装置は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
　【０１０２】
　本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ　Ｃａｒｂｉｄｅ）−ＭＯＳＦＥＴやＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ　ｎｉｔｒｉｄｅ）を用いたスイッチング素子を用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。
　【０１０３】
　このように、本実施形態の直流電源装置を空気調和機Ａに備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）が高く、また、信頼性を高めることができる。空気調和機以外の機器に本実施形態の直流電源装置を搭載しても、高効率かつ信頼性を高めることが可能である。
　【０１０４】
　本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
　【０１０５】
　更に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として高速ｔｒｒタイプの素子を用いているが、具体的にｔｒｒを３００ｎｓ以下の素子を用いることで高効率動作が可能である。
　【０１０６】
　また、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン抵抗に関しても小さいほど同期整流の効果が高まる。具体的にはオン抵抗が０．１Ω以下とすることで高効率動作が可能である。
　ブリッジ整流回路１０は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の寄生ダイオードとダイオードＤ１，Ｄ２の構成に限られず、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）にそれぞれダイオードを並列接続し、これにダイオードＤ１，Ｄ２を組み合わせて構成してもよい。
　【０１０７】
　上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｋ）などの記録媒体に置くことができる。
　【０１０８】
　各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
　【符号の説明】
　【０１０９】
　１　直流電源装置
　１０　整流回路
　１１　電流検出部
　Ｒ１　シャント抵抗
　１２　ゲイン制御部
　１３　交流電圧検出部
　１４　ゼロクロス判定部
　１５　負荷検出部
　１６　昇圧比制御部
　１７　直流電圧検出部
　１８　コンバータ制御部　（制御手段）
　１９　電源回路
　Ｖｓ　交流電源
　Ｃ１　平滑コンデンサ
　Ｄ１　ダイオード　（第１のダイオード）
　Ｄ２　ダイオード　（第２のダイオード）
　Ｄ３　ダイオード　（第３のダイオード）
　Ｄ４　ダイオード　（第４のダイオード）
　ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ　配線
　Ｌ１　リアクトル
　Ｑ１　ＭＯＳＦＥＴ　（第１のスイッチング素子）
　Ｑ２　ＭＯＳＦＥＴ　（第２のスイッチング素子）
（５７）【特許請求の範囲】
　【請求項１】
（削除）
　【請求項２】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
、
　前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項３】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御と前記部分スイッチング制御とを除くもののうち、
、
　前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項４】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
、
　前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える、
　ことを特徴とする直流電源装置。
　【請求項５】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記高速スイッチング制御を除くもののうち、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項６】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御を除くもののうち、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項７】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項８】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記同期整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項９】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、予め決められた閾値情報に基づいて、前記同期整流制御を実施するモードと、前記同期整流制御および前記部分スイッチング制御を同時に実施するモードと、前記ダイオード整流制御および前記高速スイッチング制御を同時に実施するモードとを切り替える、
　ことを特徴とす
る直
　【請求項１０】
　前記制御手段は、前記交流電源が印加する交流電圧のゼロクロスで制御を切り替える、
　ことを特徴とする請求項
４
　【請求項１１】
　前記制御手段は、前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替え、若しくは前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える、
　ことを特徴とする請求項
７
　【請求項１２】
　前記制御手段は、前記閾値情報として、回路電流、モータ電流、モータ回転数、変調率、直流電圧のいずれかを用いる、
　ことを特徴とする請求項１０または請求項１１に記載の直流電源装置。
　【請求項１３】
　前記第１，第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、またはＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ　ｎｉｔｒｉｄｅ）を用いたスイッチング素子である、
　ことを特徴とする請求項
２
　【請求項１４】
　請求項
２
　ことを特徴とする空気調和機。
　【請求項１５】
　交流電源に接続され、第１ないし第４のダイオードを有する整流回路と、
　前記第３のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第３のダイオードに並列接続されており、当該第３のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第１のスイッチング素子と、
　前記第４のダイオードを寄生ダイオードとして含むか、または前記第４のダイオードに並列接続されており、当該第４のダイオードがオフする方向に対して耐電圧特性を有し、かつ前記第１ないし第４のダイオードの順方向電圧降下よりも飽和電圧が低い第２のスイッチング素子と、
　前記交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
　前記整流回路の出力側に接続され、当該整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
　前記第１ないし第４のダイオードを用いるダイオード整流制御、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチングする同期整流制御、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡する制御を繰り返し複数回実施する部分スイッチング制御、または、交流全周期に亘って前記リアクトルを所定周波数で短絡する高速スイッチング制御、のいずれかを選択的に実施するモードに切り替える制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
前記ダイオード整流制御、前記同期整流制御、前記部分スイッチング制御、および、前記高速スイッチング制御から前記ダイオード整流制御を除くもののうち、
、
　前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替え、若しくは前記高速スイッチング制御から前記部分スイッチング制御へ切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替え、
　前記部分スイッチング制御から前記高速スイッチング制御への切り替えの瞬間に、部分スイッチング動作時の電流に対して高速スイッチング動作時の電流のピークが小さくなるようにオン時間を調整して切り替える、
　ことを特徴とする直流電源装置。