(57)【要約】【課題】ノイズによる誤動作を防止して、パルス幅を再生することができる光受信回路、及びこの光受信回路を搭載した光結合型絶縁回路を提供する。【解決手段】本発明に係る光受信回路１０は、光信号５０を受光して電気信号に変換する受光素子１１と、光信号５０からの情報をパルス信号に復調するコンパレータ１３と、受光素子１１と、コンパレータ１３の間に配設され、パルス信号よりも高周波のノイズ成分を除去する帯域制限回路３０と、受光素子１１と、コンパレータ１３の間に配設され、コンパレータの閾値を生成し、２値の範囲で当該コンパレータの閾値を制限するコンパレータ閾値回路２０とを備える。【選択図】図２
2010252020.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光信号を受光して電気信号に変換する受光素子と、
前記光信号からの情報をパルス信号に復調するコンパレータと、
前記受光素子と、前記コンパレータの間に配設され、前記パルス信号よりも高周波のノイズ成分を除去する帯域制限回路と、
前記受光素子と、前記コンパレータの間に配設され、前記コンパレータの閾値を生成し、２値の範囲で当該コンパレータの閾値を制限するコンパレータ閾値回路と
を備える光受信回路。
【請求項２】
前記受光素子は、フォトダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の光受信回路。
【請求項３】
前記帯域制限回路は、任意のクロック周波数で動作するスイッチ回路と、
サンプリング期間中、前記帯域制限回路に入力される電圧の電荷を積分する第１容量と、
ホールド期間中、前記帯域制限回路に入力される電圧が接続され、かつ当該電圧と切離された前記第１容量の電荷の移動が行われる第２容量と、
前記第２容量に接続され、前記コンパレータの入力電圧を出力する増幅手段と
を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の光受信回路。
【請求項４】
前記受光素子と、前記帯域制限回路の間に、電流電圧変換回路が配設されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の光受信回路。
【請求項５】
前記コンパレータ閾値回路は、前記受光素子からの電気信号が増幅される増幅手段と、
前記増幅手段からの出力が入力され、前記パルス信号より周波数が高いノイズ成分を除去するローパスフィルタと、
前記電流電圧変換回路から出力された電圧からピーク検波を行うピーク検波回路と、
前記ピーク検波回路から出力された電圧と、前記ローパスフィルタから出力された電圧から中間電圧を生成するために設けられた抵抗と、
前記中間電圧に対し、前記コンパレータに入力される閾値を２値の範囲内に制限するクランプ回路と
を備える請求項４に記載の光受信回路。
【請求項６】
パルス幅変調信号を光パルス信号に変えて送信する発光素子を備える入力側チップと、
前記光パルス信号を受信する光受信回路を備える受信側チップと
を備え、
前記光受信回路として、請求項１〜５のいずれか１項に記載の光受信回路が備えられた光結合型絶縁回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光受信回路、及び回路の入力部と出力部に電気的絶縁が求められる光結合型絶縁回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ノイズ成分を除去する方法として、信号成分以外をローパスフィルタ、又はハイパスフィルタにより除去する方法が広く知られている。しかしながら、パルス信号を再現する場合、サイン波成分の奇数次高調波の和となるために、５倍以上の周波数帯域を確保する必要がある。従って、ローパスフィルタ、又はハイパスフィルタを用いる場合、パルス信号が通過するように設定する必要があり、多くのノイズ成分が通過していた。
【０００３】
赤外線データ受信装置などの光通信装置においては、比較的低い周波数信号（４０ｋＨｚ）が、図８の概念図に示すように、光信号１０３として送信機１０１から受信機１０２へ伝送される。このため、光信号１０３の周波数より低い周波数信号である太陽光や照明光（数ｋＨｚ以下）などの外乱光１０４の影響を除去する必要がある。そこで、信号周波数よりも十分に低い周波数成分のノイズ除去と、立ち上がりエッジ検出を行うために微分回路を用いている。ここで、パルス信号に含まれるノイズ成分を除去するために、前述のローパスフィルタを用いた場合、高い周波数の信号成分も減衰するために、立ち上がりエッジが鈍ってしまいエッジ検出ができないという問題が生じる。
【０００４】
図９に、特許文献１に記載の赤外線データ通信装置における受信回路（パルス信号復調回路）１３１の概略構成を示すブロック図を示す。送信機１０１（図８参照）からの光信号１０３及び外乱光１０４は、フォトダイオード１３２によって光電変換され、フォトダイオード１３２からは、入力光レベルに対応した電流がアンプ１３３へ出力される。アンプ１３３は、フォトダイオード１３２の出力電流を電圧変換するとともに、増幅を行う。アンプ１３３からの出力は、カップリングコンデンサ１３４及びプルアップ抵抗１３５を介してアンプ１３６に入力される。
【０００５】
アンプ１３６からの出力は、コンパレータ１３７に与えられ、コンパレータ１３７によって、プルアップ抵抗１３５の電圧に対応して予め定められる検波電圧Ｖｔｈでレベル弁別され、その弁別結果の矩形波パルスがコンパレータ出力１３８から出力される。アンプ１３３の出力はまた、オートバイアスコントロール回路（ＡＢＣＣ）１４０によって、外乱光１０４に対応した低周波成分が抽出され、低周波成分に対応した電流がアンプ１３３の入力側に帰還される。オートバイアスコントロール回路１４０は、アンプ１３３の出力から、外乱光１０４に対応した低周波信号成分を抽出する１次のローパスフィルタ１４１と、ローパスフィルタ１４１の出力を電圧電流変換してアンプ１３３の入力側に帰還する電流源１４２とで構成されている。
【０００６】
上記構成により、入力パルス信号電流を増幅するアンプ１３３に対して、オートバイアスコントロール回路１４０によって、外乱光ノイズ成分に対応した電流を作成する。そして、これをアンプ１３３の入力側に帰還することによって、アンプ１３３の出力から外乱光ノイズ成分の除去を行っている。
【０００７】
オートバイアスコントロール回路１４０によって、アンプ１３３の入出力間で、信号が１回微分される。そして、復調すべきパルス信号に対して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルスの発生を低減する。
【０００８】
例えば、図１０（ａ）に示すような外乱光１０４の影響が大きい入射光に対しても、アンプ１３６の出力波形は、図１０（ｂ）に示すように不所望な振動がない。従って、コンパレータ１３７から出力端子１３８への出力パスルは、図１０（ｃ）に示すように誤動作パルスが発生しないようになる。
【０００９】
特許文献２においては、外乱光ノイズとして入力される連続波ノイズやインパルスノイズを抑制するために、以下の構成が提案されている。すなわち、増幅手段からの増幅出力に入力信号が含まれている際には、信号レベル制御手段により、入力信号が所定の信号レベルとなるように増幅手段の利得制御を行う。これに加え、増幅手段からの増幅出力にノイズ成分が含まれている際には、ノイズレベル制御手段により、ノイズ成分が所定のノイズレベルとなるように増幅手段の利得制御を行う構成が提案されている。
【００１０】
ところで、最近、絶縁回路、例えば絶縁型増幅器（以降、「アイソレーションアンプ」とも称する）が、大きなコモンモードノイズの排除または安全の確保を目的として、工場、プラント、更に、医療器具の備えられる病院など様々な場所で用いられる。特に大きなコモンモードノイズは、工場またはプラントなど、大電力の機器と高感度の電子機器とが混在する場所で、双方に１０００Ｖ以上の電源差をもって頻繁に発生する。フォトカプラを使ったアイソレーションアンプは、光学的に信号を伝達し、電気的には完全に絶縁されているため、磁気を使ったアイソレーションアンプなどよりも、ノイズ耐量に優れた特徴をもつ。近年では、工場またはプラントで用いられるＡＣサーボまたはインバータの、より高精度な制御を可能にするために、例えばマイクロコンピュータのような精密機器とモータとの間にアイソレーションアンプが使われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開平１１−２３４０９８号公報  第６頁  第１図、第３図、第６図
【特許文献２】特開２００３−１５２６４９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
高精度なアナログ情報伝達を行うために、アイソレーションアンプは、高い動作周波数におけるパルス幅変調（以降、「高速デジタル変調」とも称する）によって情報伝達を行う光信号に対応する技術が求められている。
【００１３】
しかしながら、特許文献１の技術においては、光信号１０３に含まれるノイズにより高速デジタル変調に要求されるパルス幅の再生ができず、正常に受信できないという問題がある。特許文献１に記載の受信回路は、前述したように、比較的周波数が低い（４０ｋＨｚ）光信号１０３を送信機１０１から受信機１０２へ空間伝送するので、光信号１０３の周波数よりも低い周波数信号である太陽光や照明光（数ｋＨｚ以下）などの外乱光１０４の成分を除去する必要がある。また、パルス信号の立ち上がりエッジ検出を行う必要がある。このため、プルアップ抵抗１３５とカップリングコンデンサ１３４からなる微分回路を用いている。これにより、十分低い周波数成分の外乱光１０４ノイズが除かれるが、光信号１０３に含まれるそれ以外のノイズ成分は、常に通過してアンプによって増幅される。そして、コンパレータ出力１３８の閾値Ｖｔｈを超えてノイズ成分が検出される。
【００１４】
パルス信号は、微分回路を通過することによってパルス波形が微分波形となり、図１０（ｂ）に示すように、コンパレータ１３の閾値Ｖｔｈとの関係から出力パルス幅が決定される。このため、図１０（ｃ）に示すように、常に入力信号（図１０（ａ）参照）のパルス幅と異なるものとなる。このため、受信回路が正常に動作できない。
【００１５】
特許文献２の技術においては、パルス幅で情報を伝達する高速デジタル変調に適用することは困難である。これは、パルス信号を信号検波器及び積分器を介することでパルス幅の情報が失われてしまうためである。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明に係る光受信回路は、光信号を受光して電気信号に変換する受光素子と、前記光信号からの情報をパルス信号に復調するコンパレータと、前記受光素子と、前記コンパレータの間に配設され、前記パルス信号よりも高周波のノイズ成分を除去する帯域制限回路と、前記受光素子と、前記コンパレータの間に配設され、前記コンパレータの閾値を生成し、２値の範囲で当該コンパレータの閾値を制限するコンパレータ閾値回路とを備えるものである。
【００１７】
本発明に係る光受信回路によれば、微分回路や積分回路を配設せず、パルス信号より周波数が高いノイズ成分を除去する帯域制限回路と、コンパレートの閾値を生成し、２値の範囲で当該コンパレータの閾値を制限するコンパレータ閾値回路を備えることにより、ノイズによる受信回路の誤動作を低減し、パルス幅変調に要求されるパルス幅の再生が可能となるため、正常に受信することができる。
【００１８】
本発明に係る光結合型絶縁回路は、パルス幅変調信号を光パルス信号に変えて送信する発光素子を備える入力側チップと、前記光パルス信号を受信する光受信回路を備える受信側チップとを備え、前記光受信回路として、上記態様の光受信回路が備えられたものである。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、ノイズによる誤動作を防止して、パルス幅を再生することができる光受信回路、及びこの光受信回路を搭載した光結合型絶縁回路を提供することができるという優れた効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本実施形態に係る光結合型絶縁回路のシステム構成図。
【図２】本実施形態に係る光結合型絶縁回路における受信回路のブロック図。
【図３】本実施形態に係るコンパレータ閾値回路のブロック図。
【図４】本実施形態に係る帯域制限回路のブロック図。
【図５】本実施形態に係る受信回路における信号波形図。
【図６】本実施形態に係るクランプ回路の下限値動作を示す波形図。
【図７】本実施形態に係るクランプ回路の上限値動作を示す波形図。
【図８】特許文献１に記載の赤外線データ通信装置のシステム構成図。
【図９】特許文献１に記載のパルス信号復調回路。
【図１０】特許文献１に記載のパルス信号復調回路の出力波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明を適用した実施形態の一例について説明する。なお、本発明の趣旨に合致する限り、他の実施形態も本発明の範疇に属し得ることは言うまでもない。
【００２２】
図１に、本実施形態に係る光結合型絶縁回路のシステム構成図を示す。光結合型絶縁回路１は、入力側チップ２として機能する送信部チップ２Ａ、ＬＥＤ（発光ダイオード）２Ｂと、受信側チップ３として機能する受信部チップ３Ａとが共にＩＣ（集積回路）に形成されている。そして、これらは、１つのパッケージ５に収容されている。送信部チップ２Ａは、入力信号端子６に接続され、受信部チップ３Ａは、出力信号端子７に接続されている。入力信号端子６と出力信号端子７は、互いに電気的絶縁の状態となっている。入力信号端子６から入力した信号は、送信部チップ２Ａから受信部チップ３ＡにＬＥＤ２Ｂを介して転送される。
【００２３】
受信部チップ３Ａには、光信号を信号処理可能なレベルに増幅する光受信回路１０が具備されている。図２に、本実施形態に係る光受信回路１０のブロック図を示す。光受信回路１０は、図２に示すように、受光素子であるフォトダイオード１１、電流電圧変換回路１２、コンパレータ１３、コンパレータ閾値回路２０、帯域制限回路３０を備える。
【００２４】
フォトダイオード１１は、光パルス信号である光信号５０を電気信号に変換する役割を担う。フォトダイオード１１からは、入力光レベルに対応した電流が、電流電圧変換回路１２、及びコンパレータ閾値回路２０に出力される。
【００２５】
電流電圧変換回路１２は、フォトダイオード１１からの電気信号を電圧信号に変換するとともに、増幅を行う。電流電圧変換回路１２からの出力は、帯域制限回路３０及びコンパレータ閾値回路２０に入力される。
【００２６】
帯域制限回路３０は、電流電圧変換回路１２から出力された電圧信号のうち、パルス信号より周波数が高いノイズ成分を除去する役割を担う。電流電圧変換回路１２は、帯域制限回路３０を介してコンパレータ入力電圧５１を生成する。生成されたコンパレータ入力電圧５１は、コンパレータ１３に入力される。
【００２７】
コンパレータ１３には、コンパレータ入力電圧５１の他、コンパレータ閾値電圧５２が入力される。コンパレータ１３に入力されたコンパレータ入力電圧５１は、コンパレータ閾値電圧５２でレベル弁別され、その弁別結果の矩形波のパルス信号が再生され、コンパレータ出力６０から出力される。コンパレータ閾値電圧５２は、フォトダイオードカソード電圧５３と電流電圧変換回路出力電圧５４からコンパレータ閾値回路２０を介して生成される。
【００２８】
図３に、本実施形態に係るコンパレータ閾値回路２０のブロック図を示す。コンパレータ閾値回路２０は、増幅手段であるバッファアンプ２１、ローパスフィルタ２２、ピーク検波回路２３、クランプ回路２４を備える。
【００２９】
図３のコンパレータ閾値回路２０には、フォトダイオードカソード電圧５３が入力される。このフォトダイオードカソード電圧５３は、バッファアンプ２１により増幅され、次いでローパスフィルタ２２に入力される。ローパスフィルタ２２は、パルス信号より周波数が高いノイズ成分を除去し、ピーク検波基準電圧５６のみを抵抗Ｒ２に与える。
【００３０】
また、コンパレータ閾値回路２０には、電流電圧変換回路１２から送出された電圧である電流電圧変換回路出力電圧５４が入力される。この電流電圧変換回路出力電圧５４は、ピーク検波を行うピーク検波回路２３に入力される。電流電圧変換回路出力電圧５４が入力されたピーク検波回路２３は、ピーク検波回路出力電圧５５を抵抗Ｒ１に与える。
【００３１】
抵抗Ｒ１の他端部と抵抗Ｒ２の他端部は、互いに共通接続されている。共通接続部においては、式（１）に基づいて、中間電圧５７が生成される。
2010252020.tif 000003
【００３２】
中間電圧５７は、クランプ回路２４に入力される。クランプ回路２４は、帯域制限回路３０で除去できないノイズ成分に対し、コンパレータ閾値電圧５２の閾値の範囲を制限する回路である。クランプ回路２４により、コンパレータ閾値電圧５２が、以下の式（２）の関係を満たす。
2010252020.tif 000004
【００３３】
クランプ回路２４から出力されたコンパレータ閾値電圧５２は、コンパレータ１３に入力される。上記構成のコンパレータ閾値回路２０の出力をコンパレータ１３に入力することにより、光信号５０の変化に対して安定した動作を実現させ、光信号５０の変化と等分なパルス幅を再生することができる。
【００３４】
図４に、本実施形態に係る帯域制限回路３０のブロック図を示す。帯域制限回路３０は、スイッチ回路３１、増幅手段であるバッファアンプ３２、第１容量Ｃ１，第２容量Ｃ２を備える。スイッチ回路３１は、任意のクロック周波数で動作する回路であり、電流電圧変換回路１２から出力された電流電圧変換回路出力電圧５４が入力される。
【００３５】
サンプリング期間において、スイッチ回路３１は、第１容量Ｃ１に接続され、電流電圧変換回路出力電圧５４の電荷が積分される。これにより、スイッチ回路３１のノイズ成分も積分され減衰する。一方、ホールド期間において、スイッチ回路３１は、電流電圧変換回路出力電圧５４と第１容量Ｃ１との接続を切離し、電流電圧変換回路出力電圧５４と第２容量Ｃ２を接続する。また、第１容量Ｃ１から第２容量Ｃ２に電荷の移動が行われる。そして、バッファアンプ３２を介して、コンパレータ入力電圧５１を出力する。コンパレータ入力電圧５１は、式（３）の関係を満たす。
2010252020.tif 000005
【００３６】
図５に、本実施形態に係る光結合型絶縁回路１における光受信回路１０の信号波形図を示す。以下、図５を用いて図２、図３及び図４の動作を説明する。光信号５０は、ＬＥＤ２Ｂ（図１参照）を介してパルス周期Ｔｗ、パルス幅Ｔｐの光信号５０を送信する。ここで、光信号５０には、エッジノイズ７０が重畳するため、フォトダイオードカソード電圧５３にわずかなエッジノイズ７１が発生する。しかしながら、エッジノイズ７１の周波数成分より十分低いカットオフ周波数のローパスフィルタ２２を介することにより、ピーク検波基準電圧５６が得られる。
【００３７】
電流電圧変換回路１２は、エッジノイズ７０を含む光信号５０を電流電圧変換して電流電圧変換回路出力電圧５４を出力する。そして、出力された電流電圧変換回路出力電圧５４は、エッジノイズを低減する帯域制限回路３０に入力される。帯域制限回路３０からは、コンパレータ入力電圧５１が出力される。出力されたコンパレータ入力電圧５１は、コンパレータ１３に入力される。
【００３８】
また、出力された電流電圧変換回路出力電圧５４は、コンパレータ閾値回路２０内のピーク検波を行うピーク検波回路２３を介して、ピーク検波回路出力電圧５５を抵抗Ｒ１に印加する。また、抵抗Ｒ１と、ピーク検波基準電圧５６が接続された抵抗Ｒ２との抵抗比によって中間電圧５７が決定される。そして、中間電圧５７は、クランプ回路２４を介してコンパレータ閾値電圧５２を生成する。生成されたコンパレータ閾値電圧５２は、コンパレータ１３に入力され、コンパレータ出力６０を得る。
【００３９】
図６は、本実施形態に係るクランプ回路２４の下限値動作を示す波形図である。エッジノイズ７０とノイズ成分８０を含む光信号５０は、電流電圧変換回路１２により電流電圧変換され、電流電圧変換回路出力電圧５４が生成される。電流電圧変換回路出力電圧５４のエッジノイズ７２は、帯域制限回路３０を介することにより低減される。帯域制限回路３０からは、前述したとおり、コンパレータ入力電圧５１が出力され、コンパレータ１３に入力される。また、電流電圧変換回路出力電圧５４は、ピーク検波を行うピーク検波回路２３を介して、ピーク検波回路出力電圧５５を抵抗Ｒ１に与える。そして、抵抗Ｒ２との抵抗比により中間電圧５７が決定される。中間電圧５７は、クランプ回路２４を介し、ＴｃＬ期間（図６参照）のみ、クランプ回路上限値電圧をコンパレータ閾値電圧５２としてコンパレータ１３に入力してコンパレータ１３をアクティブにし、コンパレータ出力６０を得る。
【００４０】
図７は、本実施形態に係るクランプ回路上限値動作を示す波形図である。エッジノイズ７０とノイズ成分８１を含む光信号５０は、電流電圧変換回路１２により電流電圧変換され、電流電圧変換回路出力電圧５４が生成される。そして、前述したとおり、帯域制限回路３０により、エッジノイズ７２が低減され、コンパレータ入力電圧５１を生成する。また、電流電圧変換回路出力電圧５４は、ピーク検波回路２３を介して、ピーク検波回路出力電圧５５を抵抗Ｒ１に与える。そして、抵抗Ｒ２との抵抗比で中間電圧５７が決定される。中間電圧５７は、クランプ回路２４を介し、ＴｃＨ期間（図７参照）のみ、クランプ回路下限値電圧をコンパレータ閾値電圧５２としてコンパレータ１３に入力してコンパレータ１３をアクティブにし、コンパレータ出力６０を得る。
【００４１】
次に、図６、図７を用いて具体的に解決されるメカニズムを説明する。図６において、光信号５０として、周期（Ｔｗ）１００ｎｓ、パルス幅（Ｔｐ）２０ｎｓ、振幅１００ｍＶｐのパルス信号に加え、エッジノイズ７０として、周期２５ｎｓ、パルス幅２ｎｓ、振幅１００ｍＶｐが乗った場合、図６に示すような電流電圧変換回路出力電圧５４波形が得られる。
【００４２】
帯域制限回路３０に設けられたスイッチ回路３１の動作周波数ｆｏは、以下の式（４）及び式（５）により求められる。
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2010252020.tif 000007
【００４３】
ここで、動作周波数ｆｏをパルス信号周波数の１０倍に設定した帯域制限回路３０においては、コンパレータ入力電圧５１にエッジノイズが２５ｍＶｐ以下まで低減する。また、中間電圧５７は、電流電圧変換回路出力電圧５４により変動するが、ＴｃＬ期間のみ、クランプ回路下限値電圧を、例えば３０ｍＶに設定することにより、ノイズによる受信回路の誤動作を低減することができる。
【００４４】
一方、図７に示すように、光信号５０として、周期（Ｔｗ）１００ｎｓ、パルス幅（Ｔｐ）２０ｎｓ、振幅１００ｍＶｐのパルス信号に加え、エッジノイズ成分８１として、周期１００ｎｓ、パルス信号と同等の振幅１００ｍＶｐが乗った場合、図７に示すような電流電圧変換回路出力電圧５４の波形が得られる。
【００４５】
帯域制限回路３０に設けられたスイッチ回路３１の動作周波数ｆｏは、上記式（４）及び式（５）により求められる。
【００４６】
ここで、動作周波数ｆｏをパルス信号周波数の１０倍に設定した帯域制限回路３０においては、コンパレータ入力電圧５１にエッジノイズを低減させることができる。また、中間電圧５７は、電流電圧変換回路出力電圧５４により変動するが、ＴｃＨ期間のみ、クランプ回路上限値電圧を、例えば８０ｍＶに設定することにより、ノイズによる受信回路の誤動作を低減し、高速デジタル変調に要求されるパルス幅の再生を行い、正常に受信を行うことができる。
【００４７】
本実施形態によれば、光信号５０に含まれるエッジノイズ７０、ノイズ成分８０、８１による光受信回路１０の誤動作に対して、パルス信号より周波数が高いノイズ成分を低減する帯域制限回路３０を設けている。これに加え、帯域制限回路３０で除去できないノイズ成分に対し、ピーク検波回路２３を用いてコンパレータの閾値を生成し、２値の範囲でコンパレータ１３の閾値を制限するクランプ回路２４を設けている。換言すると、帯域制限回路３０で除去できないノイズ成分に対し、電流電圧変換回路１２の入出力電圧差によりパルス信号をピーク検波し、出力を任意の抵抗比で分割することにより、コンパレータ１３の閾値を生成し、２値の範囲でコンパレータ１３の閾値を制限するクランプ回路２４を設けている。
【００４８】
光受信回路１０内に微分回路を形成せず、上記構成を採用することにより、ノイズによる光誤動作を低減でき、高速デジタル変調に要求されるパルス幅の再生を行うことができる。その結果、光受信回路１０は、正常に受信することができる。すなわち、高速デジタル変調された光信号のノイズによる誤動作を低減し、高速デジタル変調に要求されるパルス幅の再生ができるため正常に受信することができる。
【００４９】
なお、上記実施形態においては、光結合型絶縁回路を構成する送信部チップ２Ａと、ＬＥＤ２Ｂと、受信部チップ３Ａとが１つのパッケージ５内に収容されている例について説明したが、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、様々な形態を採用することができる。例えば、送信部チップ２Ａ、ＬＥＤ２Ｂ、受信部チップ３Ａが、同一パッケージに収容されておらず、別体に設けられているものであってもよい。また、本発明に係る光受信回路は、光結合型絶縁回路の受信部チップに搭載する態様に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の電子部品に搭載することができる。
【符号の説明】
【００５０】
１      光結合型絶縁回路
２      送信側チップ
２Ａ    送信部チップ
２Ｂ    ＬＥＤ
３      受信側チップ
３Ａ    受信部チップ
５      パッケージ
６      入力信号端子
７      出力信号端子
１０    光受信回路
１１    フォトダイオード
１２    電流電圧変換回路
１３    コンパレータ
２０    コンパレータ閾値回路
２１    バッファアンプ
２２    ローパスフィルタ
２３    ピーク検波回路
２４    クランプ回路
３０    帯域制限回路
３１    スイッチ回路
３２    バッファアンプ
５０    光信号
５１    コンパレータ入力電圧
５２    コンパレータ閾値電圧
５３    フォトダイオードカソード電圧
５４    電流電圧変換回路出力電圧
５５    ピーク検波回路出力電圧
５６    ピーク検波基準電圧
５７    中間電圧
６０    コンパレータ出力
７０、７１、７２    エッジノイズ
８０、８１  ノイズ成分
Ｃ１    第１容量
Ｃ２    第２容量
ｆｏ    動作周波数
【図１】
2010252020.tif 000008
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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