(57)【要約】      （修正有）【課題】電圧変動を低減可能なスイッチング電源を提供すること。【解決手段】チョークコイルを兼ねる一次コイル２６と二次コイル２７とをもつトランスをもつステップアップ回路２が配置される。一次コイル２６の電流が増大する時、二次コイル２７の誘導電圧がダイオード２４を通じて出力電源ラインＬ２に出力される。これにより、出力電源ラインＬ２の電位変動が抑制される。入力電源ラインＬ１の電位変動に応じてキャパシタ１４及び１５は並列に充電され、直列に放電される。これにより、入力電源ラインＬ１の電位変動が抑制される。【選択図】図１
2010252537.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチング素子からなるスイッチのスイッチング動作により目的の電圧を出力するスイッチング電源回路において、
入力電源ライン（Ｌ１）に接続された一端をもつ一次コイル（２６）と、
一次コイル（２６）の他端と接地ライン（Ｌ３）とを所定周期で短絡するクランピングスイッチ（２２）と、
一次コイル（２６）の他端から出力電源ライン（Ｌ２）へ電流を流す出力ダイオード（２３）と、
一次コイル（２６）と同じコア（２５）に巻かれた二次コイル（２７）と、
二次コイル（２７）の一端から出力電源ライン（Ｌ２）へ電流を流す第２の出力ダイオード（２４）と
を備え、
二次コイル（２７）の他端は、入力電源ライン（Ｌ１）に接続され、
二次コイル（２７）は、クランピングスイッチ（２２）の導通期間に誘導される誘導電圧（Ｖ２）を入力電源ライン（Ｌ１）の電圧と同じ方向へ発生し、
第２の出力ダイオード（２４）は、クランピングスイッチ（２２）が導通される期間に誘導電圧（Ｖ２）による電流（ｉ２）を出力電源ライン（Ｌ２へに供給し、
第２の出力ダイオード（２４）は、クランピングスイッチ（２２）が遮断される期間に出力電源ライン（Ｌ２）から二次コイル（２７）への電流を阻止することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
請求項１記載のスイッチング電源回路において、
入力電源ライン（Ｌ１）と接地ライン（Ｌ３）との間に配置される入力平滑回路（１）を有し、
入力平滑回路（１）は、
直列接続された３つのスイッチ（１１−１３）と、２つのキャパシタ（１４ー１５）と、制御回路（４１、４２）とを有し、
スイッチ（１１）の一端は入力電源ライン（Ｌ１）に接続され、
スイッチ（１３）の一端は接地ライン（Ｌ３）に接続され、
キャパシタ（１４）は、スイッチ（１１）とスイッチ（１２）との接続点を接地ライン（Ｌ３）に接続し、
キャパシタ（１５）は、スイッチ（１２）とスイッチ（１３）との接続点を入力電源ライン（Ｌ１）に接続し、
前記制御回路（４１、４２）は、入力電源ライン（Ｌ１）の電位が所定の第１しきい値（VthH）より大きい場合にスイッチ（１１）及びスイッチ（１３）を導通させ、
制御回路（４１、４２）は、入力電源ライン（Ｌ１）の電位が所定の第２しきい値（VthL）より小さい場合にスイッチ（１２）を導通させるスイッチング電源回路。
【請求項３】
請求項１記載のスイッチング電源回路において、
出力電源ライン（Ｌ２）と接地ライン（Ｌ３）との間に配置される出力平滑回路（３）を有し、
出力平滑回路（３）は、
直列接続された３つのスイッチ（３１−３３）と、２つのキャパシタ（３４ー３５）と、制御回路とを有し、
スイッチ（３１）の一端は、出力電源ライン（Ｌ２）に接続され、
スイッチ（３３）の一端は、接地ライン（Ｌ３）に接続され、
キャパシタ（３４）は、スイッチ（３１）とスイッチ（３２）との接続点を接地ライン（Ｌ３）に接続し、
キャパシタ（３５）は、スイッチ（３２）とスイッチ（３３）との接続点を出力電源ライン（Ｌ２）に接続し、
前記制御回路は、出力電源ライン（Ｌ２）の電位が所定の第１しきい値より大きい場合にスイッチ（３１）及びスイッチ（３３）を導通させ、
前記制御回路は、出力電源ライン（Ｌ２）の電位が所定の第２しきい値より小さい場合にスイッチ（３２）を導通させるスイッチング電源回路。
【請求項４】
半導体スイッチング素子からなるスイッチのスイッチング動作により目的の電圧を出力するスイッチング電源回路において、
高電位の電源ライン（Ｌ１又はL２）と低電位の接地ライン（Ｌ３）との間に配置される平滑回路（１）を有し、
平滑回路（１）は、
直列接続された３つのスイッチ（１１−１３）と、２つのキャパシタ（１４ー１５）と、制御回路（４１、４２）とを有し、
スイッチ（１１）の一端は電源ライン（Ｌ１）に接続され、
スイッチ（１３）の一端は接地ライン（Ｌ３）に接続され、
キャパシタ（１４）は、スイッチ（１１）とスイッチ（１２）との接続点を接地ライン（Ｌ３）に接続し、
キャパシタ（１５）は、スイッチ（１２）とスイッチ（１３）との接続点を電源ライン（Ｌ１）に接続し、
前記制御回路（４１、４２）は、電源ライン（Ｌ１）の電位が所定の第１しきい値（VthH）より大きい場合にスイッチ（１１）及びスイッチ（１３）を導通させ、
制御回路（４１、４２）は、電源ライン（Ｌ１）の電位が所定の第２しきい値（VthL）より小さい場合にスイッチ（１２）を導通させることを特徴とする電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体スイッチング素子からなるスイッチのスイッチング動作により目的電圧を出力するスイッチング電源回路の改良に関し、特にその有害な電圧リップルやノイズ電圧の抑制技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
半導体スイッチング素子を内蔵するスイッチング電源回路が知られている。このスイッチング電源回路は、一定の電源電圧又は所定波形の交流重畳電圧を負荷回路へ供給する。従来のスイッチング電源回路の一例をなすＤＣＤＣコンバータが図５を参照して説明される。バッテリの電圧は、チョッパ回路からなるステップアップ回路１０１で昇圧される。入力電圧平滑用の平滑キャパシタ１０２がステップアップ回路１０１の一対の入力端の間に接続されている。出力電圧平滑用の平滑キャパシタ１０３がステップアップ回路１０１の一対の出力端の間に接続されている。数千μFの静電容量をもつ電解コンデンサにより構成された平滑コンデンサ１０２及び１０３はサージ電圧などの電源電圧リップルを吸収する。
【０００３】
ＤＣＤＣコンバータのようなスイッチング電源回路において、電源電圧のリップルの増大はノイズ問題及び発熱問題を深刻化させる。このため、大容量の平滑コンデンサが電源ラインと接地ラインとの間に接続されていた。しかしながら、平滑コンデンサを構成する電解コンデンサは温度上昇により劣化する。このため、大出力のスイッチング電源回路では、平滑用の電解コンデンサの冷却のために特別の冷却装置が必要となる。その結果、スイッチング電源回路のサイズは、大型の平滑コンデンサ及びその冷却装置により大きくなってしまう。
【０００４】
特許文献１は、直列接続された二次コイルとチョークコイルとをもつトランス型の昇圧チョッパ回路を提案している。けれども、このトランスの二次コイルは、負荷回路に直流電流成分を出力することができない。
特許文献２は、二次コイルの共振電力を用いてスイッチング損失を改善するトランス型の昇圧チョッパ回路を提案している。けれども、その回路は複雑であり、リップル低減を図る意図も開示されていない。
特許文献３は、並列接続された２つのステップアップ回路（チョッパ回路）が、共通のコアに巻かれた２つのチョークコイルをもつことを提案している。しかし、この並列チョッパ回路は２つのクランピングスイッチを必要とするので、回路構成が複雑となり、製造コスト及び損失が増大する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】USP５０８６３８３
【特許文献２】USP６１７５２１９B1
【特許文献３】特開２００８−３０６７８６
【発明の概要】
【０００６】
本発明は、半導体スイッチング素子からなるスイッチのスイッチング動作により目的の電圧を出力するスイッチング電源回路の体格増大を抑止しつつ電圧変動を抑制することをその目的としている。
【０００７】
（発明の第１の構成）
上記目的を達成する本発明の第１構成は、入力電源ライン（Ｌ１）に接続された一端をもつ一次コイル（２６）と、一次コイル（２６）の他端と接地ライン（Ｌ３）とを所定周期で短絡するクランピングスイッチ（２２）と、一次コイル（２６）の他端から出力電源ライン（Ｌ２）へ電流を流す出力ダイオード（２３）と、一次コイル（２６）と同じコア（２５）に巻かれた二次コイル（２７）と、二次コイル（２７）の一端から出力電源ライン（Ｌ２）へ電流を流す第２の出力ダイオード（２４）とを備える。なお、出力ダイオード（２３）及び第２の出力ダイオード（２４）は、いわゆる同期整流を行うトランジスタに置換されることができる。
【０００８】
二次コイル（２７）の他端は、入力電源ライン（Ｌ１）に接続される。二次コイル（２７）は、クランピングスイッチ（２２）の導通期間に誘導される誘導電圧（Ｖ２）を入力電源ライン（Ｌ１）の電圧と同じ方向へ発生する。第２の出力ダイオード（２４）は、クランピングスイッチ（２２）が導通される期間に誘導電圧（Ｖ２）による電流（ｉ２）を出力電源ライン（Ｌ２へに供給する。第２の出力ダイオード（２４）は、クランピングスイッチ（２２）が遮断される期間に出力電源ライン（Ｌ２）から二次コイル（２７）への電流を阻止する。
【０００９】
この第１構成のスイッチング電源回路は、昇圧チョッパ回路のクランピングスイッチ（２２）がオンするクランプ期間に、二次コイル（２７）が昇圧電圧を出力するため、電源電圧のリップルを低減することができる。
【００１０】
上記目的を達成する本発明の第２構成は、高電位の電源ライン（Ｌ１）と低電位の接地ライン（Ｌ３）との間に配置される平滑回路（１）を有する。この平滑回路（１）は、直列接続された３つのスイッチ（１１−１３）と、２つのキャパシタ（１４ー１５）と、制御回路（４１、４２）とを有する。スイッチ（１１）の一端は電源ライン（Ｌ１）に接続される。スイッチ（１３）の一端は接地ライン（Ｌ３）に接続される。キャパシタ（１４）はスイッチ（１１）とスイッチ（１２）との接続点を接地ライン（Ｌ３）に接続する。キャパシタ（１５）はスイッチ（１２）とスイッチ（１３）との接続点を電源ライン（Ｌ１）に接続する。制御回路（４１、４２）は電源ライン（Ｌ１）の電位が所定の第１しきい値（VthH）より大きい場合にスイッチ（１１）及びスイッチ（１３）を導通させる。制御回路（４１、４２）は電源ライン（Ｌ１）の電位が所定の第２しきい値（VthL）より小さい場合にスイッチ（１２）を導通させる。
このようにすれば、コンパクトな平滑回路により入力電源電圧のリップルを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態のスイッチング電源回路を示す回路図である。
【図２】図１に示されるチョッパ回路型のステップアップ回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図３】図１に示される倍電圧回路型の平滑回路の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】図１に示される倍電圧回路型の平滑回路を制御する制御回路を示す回路図である。
【図５】従来のＤＣＤＣコンバータを示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明のスイッチング電源回路の好適な実施形態を図面を参照して説明する。
この実施例のスイッチング電源回路が図１を参照して説明される。このスイッチング電源回路は、入力平滑回路１、チョーク回路型のステップアップ回路２、出力平滑回路３及びコントローラ４により構成されている。このスイッチング電源回路は、３相モータを駆動するための図略のインバータ回路に電源電圧を印加する。
【００１３】
バッテリ電圧Vbは、入力電源ラインＬ１を通じてステップアップ回路２に印加される。ステップアップ回路２は、ステップアップした出力電圧を出力電源ラインＬ２を通じてインバータ回路に電源電圧Vｄとして印加する。入力平滑回路１は、入力電源ラインＬ１の電圧変動を抑制する。出力平滑回路３は、出力電源ラインＬ２の電圧変動を抑制する。入力平滑回路１、ステップアップ回路２及び出力平滑回路３の採用により、ケーブル、インバータ回路及びモータの抵抗損失が低減される。
【００１４】
（ステップアップ回路２）
ステップアップ回路２は、トランス２１、クランピングスイッチ２２、ダイオード２３及びダイオード２４をもつ。トランス２１は、コア２５に巻かれた一次コイル２６及び二次コイル２７をもつ。一次コイル２６はチョークコイルを兼ねる。一次コイル２６の一端は入力電源ラインＬ１に接続される。一次コイル２６の他端は接続点Cに接続される。接続点Ｃはクランピングスイッチ２２を通じて接地ラインＬ３に接続される。接続点Ｃはダイオード２３を通じて出力電源ラインＬ２に接続される。二次コイル２７の一端はラインＬ１に接続される。二次コイル２７の他端はダイオード２４を通じて出力電源ラインＬ２に接続される。
【００１５】
（入力平滑回路１）
入力平滑回路１は、スイッチ１１、１２及び１３と、キャパシタ１４及び１５と、抵抗素子１６及び１７とをもつ。スイッチ１１、１２及び１３は直列接続されている。スイッチ１１の一端は入力電源ラインＬ１に接続される。スイッチ１１の他端は、キャパシタ１１及び抵抗素子１６を通じて接地ラインＬ３に接続される。スイッチ１２の一端はスイッチ１１の他端に接続される。スイッチ１２の他端はキャパシタ１２及び抵抗素子１７を通じて入力電源ラインＬ１に接続される。スイッチ１３の一端はスイッチ１２の他端に接続される。スイッチ１３の他端は接地ラインＬ３に接続される。
【００１６】
（出力平滑回路３）
出力平滑回路３は、スイッチ３１、３２及び３３と、キャパシタ３４及び３５と、抵抗素子３６及び３７とをもつ。スイッチ３１、３２及び３３は直列接続されている。スイッチ３１の一端は出力電源ラインＬ２に接続される。スイッチ３１の他端はキャパシタ３１及び抵抗素子３６を通じて接地ラインＬ３に接続される。スイッチ３２の一端はスイッチ３１の他端に接続される。スイッチ３２の他端はキャパシタ３２及び抵抗素子３７を通じて出力電源ラインＬ２に接続される。スイッチ３３の一端はスイッチ３２の他端に接続される。スイッチ３３の他端は接地ラインＬ３に接続されている。
【００１７】
（ステップアップ回路２の動作）
ステップアップ回路２の動作が図２を参照して説明される。図２はステップアップ回路２の各部の状態を示すタイミングチャートである。クランピングスイッチ２２がオンされると、一次コイル２６に流れる電流ｉ１が増加する。電流ｉ１の増加率に比例する誘導電圧Ｖ２が二次コイル２７に誘導される。バッテリ電圧Ｖｂと誘導電圧Ｖ２との和が、電源電圧Ｖｄとダイオード２４の電圧降下ΔVより大きい時、二次コイル２７の電流ｉ２が出力電源ラインＬ２に供給される。二次コイル２７は、一次コイル２６に流れる電流ｉ１が増加するとき、二次コイル２７から出力電源ラインＬ２へ流れる電流ｉ２が増大する向きに巻かれている。すなわち、一次コイル２６は、コア２５の所定の磁路方向に対して二次コイル２７とは逆向きに巻かれている。
【００１８】
クランピングスイッチ２２がオフされると、一次コイル２６の磁気エネルギーにより、電流ｉ３が一次コイル２６からダイオード２３を通じて出力電源ラインＬ２へ流れる。電流ｉ３は時間とともに減少する。結局、クランピングスイッチ２２を一定周期でオンオフすることにより、ステップアップ回路２は、出力電源ラインＬ２へ合成電流ΣI＝ｉ２＋ｉ３を流す。
二次コイル２７のターン数は、所定の大きさの電流ｉ２が得られる値に設定される。好適には、電流ｉ３の平均値が、電流ｉ２の平均値とほぼ等しくなるように一次コイル２６及び二次コイル２７のターン数比を設定することが、出力リップル低減の点で好ましい。
クランピングスイッチ２２のPWM制御デューティは、出力電源ラインＬ２の電源電圧Ｖｄと所定の目標電圧値Vｐとの差に基づいてフィードバック制御される。これにより、出力電源ラインＬ２の電源電圧Ｖｄが目標電圧値Vｐに維持される。ダイオード２３及びダイオード２４はトランジスタに変更されることができる。このトランジスタは、クランピングスイッチ２２と反対の動作を行う。
【００１９】
このステップアップ回路２によれば、クランピングスイッチ２２がオフする時に電流ｉ２が出力電源ラインＬ２に出力されるため、昇圧チョッパ回路をもつＤＣＤＣコンバータにおける合成出力電流の変動（リップル率）の低減を実現する。
【００２０】
（入力平滑回路１の動作）
入力平滑回路１の動作が図３及び図４を参照して説明される。図３は入力平滑回路１の動作を示すタイミングチャートである。図４は、コントローラ４に内蔵される入力平滑回路用のコンパレータ４１及び４２を示す。
入力平滑回路１のスイッチ１１及び１３がオンされ、スイッチ１２がオフされる時、キャパシタ１４は入力電源ラインＬ１から抵抗素子１６を通じて充電される。キャパシタ１５は入力電源ラインＬ１から抵抗素子１７を通じて充電される。その結果、キャパシタ１４及び１５の電圧はほぼバッテリ電圧Ｖｂに等しくなる。
【００２１】
入力平滑回路１のスイッチ１１及び１３がオフされ、スイッチ１２がオンされる時、キャパシタ１４及び１５は抵抗素子１６及び１７を通じて入力電源ラインＬ１へ放電する。その結果、直列接続されたキャパシタ１４及び１５の合計電圧はほぼバッテリ電圧Ｖｂに等しくなる。すなわち、キャパシタ１４の静電容量C1がキャパシタ１５の静電容量C２に等しい時、キャパシタ１４の蓄電電圧及びキャパシタ１５の蓄電電圧はバッテリ電圧Ｖｂの半分となる。
【００２２】
結局、スイッチ１１及び１３のオンによりキャパシタ１４及び１５は入力電源ラインＬ１から電荷を吸収する。スイッチ１２のオンによりキャパシタ１４及び１５は入力電源ラインＬ１へ電荷を放出する。その結果、入力電源ラインＬ１の電位が高い場合に、スイッチ１１及び１３をオンし、入力電源ラインＬ１の電位が低い場合に、スイッチ１２をオンすることにより、入力電源ラインＬ１の電位変動を抑制することができる。
【００２３】
図４に示されるコンパレータ４１及び４２の動作が以下に説明される。
バッテリ電圧Ｖｂである入力電源ラインＬ１の電圧Ｖｂがローパスフィルタ４３に入力される。ローパスフィルタ４３を平均値回路に変更することは可能である。ローパスフィルタ４３は、バッテリ電圧Ｖｂの直流電圧成分Vbdcを検出する。この直流電圧成分Vbdcは、レベルシフト回路４４及び４５に入力される。レベルシフト回路４４は、直流電圧成分VbdcよりΔVだけ高い電圧（Vbdc＋ΔV）をハイレベルしきい値VthHとしてコンパレータ４１に出力する。レベルシフト回路４５は、直流電圧成分VbdcよりΔVだけ低い電圧（Vbdc−ΔV）をローレベルしきい値VthLとしてコンパレータ４２に出力する。たとえば、バッテリ電圧Ｖｂは約２５０Vであり、差電圧ΔVは１Vである。キャパシタ１４及び１５の静電容量は１０μFである。インバータの電源電圧Vdは約５００Vである。
【００２４】
コンパレータ４１はバッテリ電圧Ｖｂとハイレベルしきい値VthHとを比較する。コンパレータ４２はバッテリ電圧Ｖｂとローレベルしきい値VthLとを比較する。コンパレータ４１は、バッテリ電圧Ｖｂがハイレベルしきい値VthHより大きい時にハイレベルの出力電圧Vs１を出力する。コンパレータ４１の出力電圧Vs１はスイッチ１１及び１３に印加される。その結果、バッテリ電圧Ｖｂがハイレベルしきい値VthHより大きい場合に、キャパシタ１４及び１５が入力電源ラインＬ１から電荷を吸収するため、入力電源ラインＬ１の電位上昇が抑制される。
【００２５】
コンパレータ４２は、バッテリ電圧Ｖｂがローレベルしきい値VthLより小さい時にハイレベルの出力電圧Vs２を出力する。コンパレータ４２の出力電圧Vs２はスイッチ１２に印加される。その結果、バッテリ電圧Ｖｂがローレベルのしきい値VthLより小さい場合に、キャパシタ１４及び１５は入力電源ラインＬ１へ約半分の電荷を放出するため、入力電源ラインＬ１の電位低下が抑制される。
【００２６】
（出力平滑回路３の動作）
出力平滑回路３の動作は本質的に入力平滑回路１と同じであるため、その説明は省略される。結局、入力平滑回路１及び出力平滑回路３はそれぞれ、２つのキャパシタの並列充電と直列放電とを行うことにより、電源ラインの電位を変動する平滑回路を構成する。
上記した入力平滑回路１及び出力平滑回路３は、上述したチョッパ型のステップアップ回路２以外に、種々のスイッチング回路の一対の入力端の間、もしくは一対の出力端の間に設けることができる。たとえば、高周波トランスの入力側にHブリッジ型のインバータをもち、高周波トランスの出力側に整流回路をもつＤＣＤＣコンバータの入力側又は出力側に、入力平滑回路１及び出力平滑回路３を採用することができる。
その他、インバータの入力側に入力平滑回路１を用い、インバータの出力側に出力平滑回路３を用いることができる。ただし、この場合、出力平滑回路３を制御するコンパレータ４１、４２のしきい値電圧はインバータから出力される交流電圧の基本波成分を含む必要がある。
【００２７】
上記した入力平滑回路１及び出力平滑回路３は、入力電源ラインＬ１又は出力電源ラインＬ２に直列のスイッチング素子を設ける必要がないため、これら入力電源ラインＬ１や出力電源ラインＬ２を流れる主電流がこのスイッチング素子を流れることによる抵抗損失を排除できる利点をもつ。
（変形態様）
抵抗素子１６及び１７は省略可能である。抵抗素子３６及び３７も省略可能である。
出力電源ラインＬ２の電圧は交流電圧が重畳した直流電圧とすることができる。
【符号の説明】
【００２８】
１  入力平滑回路
２  ステップアップ回路
３  出力平滑回路  
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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