(57)【要約】【課題】モータ入力電力を正しく予測して、正確なモータ中性点電流制御を行う。【解決手段】コンデンサ３０からの電力をインバータ２４を介し、モータ２２に供給し、モータ２２の中性点には直流電源３２を接続する。電子制御ユニット４０は、モータ入力電力Ｐｍをｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに基づき、Ｐｍ＝ＩｄＶｄ＊＋ＩｑＶｑ＊により求める。このモータ入力電力を用いてインバータ２４のスイッチングを制御する。【選択図】図１
2010252496.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
星形結線された複数相のモータコイルを有するモータと、
モータコイルの中性点に接続された直流電源と、
出力側がモータコイルに接続され、モータコイルに電流を供給するインバータと、
インバータの入力側に接続されたコンデンサと、
を含み、インバータの動作を制御することで、コンデンサ電圧を調整するとともに、モータコイルに供給する電流を制御してモータを駆動するモータ駆動システムであって、
モータ入力電力Ｐｍを、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、モータの各相電流の検出値から求めたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、に基づき、下式によって求めることを特徴とするモータ駆動システム。
Ｐｍ＝ＩｄＶｄ＊＋ＩｑＶｑ＊
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
モータの中性点に直流電源を接続し、インバータの動作を制御することで、インバータの入力側のコンデンサ電圧を調整するとともに、インバータからの電流でモータを駆動するモータ駆動システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来より、バッテリからの直流電力をインバータで所定の交流電流に変換してモータを駆動するシステムが広く普及している。このようなシステムにおいて、モータの出力トルクを変更する場合には、インバータ入力電圧を変更することが好ましい。そこで、モータの中性点にバッテリを接続し、インバータ入力側にはコンデンサを接続し、インバータの駆動によってバッテリとコンデンサの間で電力をやり取りして、インバータ入力電圧を変更するモータシステムが提案されている。このシステムでは、モータの出力トルクに応じてインバータ入力電圧を制御できるとともに、バッテリ電圧を比較的低くしておきながら、十分なインバータ入力電圧が得られるというメリットが得られる。
【０００３】
このようなモータシステムは、例えば特許文献１，２などに示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２-２９１２５６号公報
【特許文献２】特開２０００-５０６８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ここで、上述のようなインバータ入力電圧（コンデンサ電圧）は、バッテリからの中性点電流によって制御される。そこで、モータ入力電力を正確に見積もり、インバータのスイッチングを制御して中性点電流を制御することが好ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、星形結線された複数相のモータコイルを有するモータと、モータコイルの中性点に接続された直流電源と、出力側がモータコイルに接続され、モータコイルに電流を供給するインバータと、インバータの入力側に接続されたコンデンサと、を含み、インバータの動作を制御することで、コンデンサ電圧を調整するとともに、モータコイルに供給する電流を制御してモータを駆動するモータ駆動システムであって、モータ入力電力Ｐｍをｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、モータの各相電流の検出値から求めたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑと、に基づき、下式によって求めることを特徴とする。
Ｐｍ＝ＩｄＶｄ＊＋ＩｑＶｑ＊
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、モータ入力電力を比較的簡単にまた正確に見積もることができるため、これに応じて中性点電流を正確に制御して、コンデンサ電圧を正確に制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】システムの全体構成を示す図である。
【図２】ＰＷＭ制御の場合のスイッチング指令生成の構成を示す図である。
【図３】駆動波制御の場合のスイッチング指令生成の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。
【００１０】
図１は、本発明の一実施形態であるモータシステム２０の概略構成を示す図である。このモータシステム２０は、三相交流により回転駆動するモータ２２と、直流電力を三相交流電力に変換してモータ２２に供給可能なインバータ回路２４と、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに接続されたコンデンサ３０と、インバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とに接続された直流電源３２と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット４０とを備える。
【００１１】
モータ２２は、例えば、外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、三相コイルが巻回されたステータとからなる発電可能なＰＭ型の同期発電電動機が採用される。モータ２２の回転軸は出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。また、モータ２２は、その回転軸に動力を入力すれば、発電できる。
【００１２】
インバータ回路２４は、６個のトランジスタＴ１〜Ｔ６と６個のダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されている。トランジスタＴ１〜Ｔ６は、それぞれ正極母線２６と負極母線２８とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置されており、その接続点にはモータ２２の三相コイル（ｕ，ｖ，ｗ）の各々が接続されている。したがって、トランジスタＴ１〜Ｔ６をスイッチングすることにより、モータ２２の三相コイルにより回転磁界が形成され、モータ２２を回転駆動することができる。
【００１３】
直流電源３２は、例えば、ニッケル水素系やリチウムイオン系の充放電可能な二次電池で構成されている。
【００１４】
電子制御ユニット４０は、マイクロプロセッサとして構成されており、モータ２２の三相コイルの各相に取り付けられた電流センサ４２〜４６からの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗやモータ２２の中性点に取り付けられた電流センサ４８からの中性点電流Ｉｎ、モータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ３８からのロータの回転角θ、コンデンサ３０に取り付けられた電圧センサ３４からの端子間電圧Ｖｃ、直流電源３２に取り付けられた電圧センサ３６からの端子間電圧Ｖｂ、モータの動作に関する指令値（例えば、モータ出力トルク指令値）などが入力される。また、電子制御ユニット４０は、インバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御を行なうための制御信号を出力する。
【００１５】
このようなモータシステム２０では、モータ２２、インバータ回路２４を介し、コンデンサ３０と、直流電源３２の間で、電力をやり取りすることができる。すなわち、インバータ回路２４における上側のトランジスタＴ１，Ｔ３，Ｔ５と、下側のトランジスタＴ２，Ｔ４，Ｔ６のオン期間の比を制御することで、コンデンサ３０と、直流電源３２の間での電力のやり取りを制御する。そこで、モータ出力トルク指令などに応じてコンデンサ３０の出力電圧を適切なものに制御して、モータ２２を駆動することができる。
【００１６】
すなわち、電子制御ユニット４０では、出力トルク指令値、モータ２２の回転数、モータ各相電流などから、インバータ回路２４のスイッチング制御信号を発生し、モータの出力トルクを制御するが、上側、下側トランジスタのデューティー比の制御によって、電力の移動を行う。また、モータ出力トルク指令値、モータ回転数などに応じてインバータ入力電圧（コンデンサ３０の電圧）を決定し、その電圧に制御する。
【００１７】
ここで、インバータ入力電圧については、目標電圧に設定されていることを前提として、その際のモータ出力トルク制御について説明する。
【００１８】
図２には、電子制御ユニット４０におけるＰＷＭ制御信号（トランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングを制御するＰＷＭ信号）の発生について示してある。目標トルク（モータ出力トルク指令値）、モータ回転数などから、目標励磁電流Ｉｄ＊、目標トルク電流Ｉｑ＊、目標インバータ入力電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃ＊が計算される。そして、これら目標値は、減算器５０ｄ，５０ｑ，５０ｃに入力され、差分が計算され、ＰＩ制御部５２ｄ，５２ｑ，５２ｃにおいて、目標偏差に応じたＰＩ制御における指令値に変換される。ここで、ＰＩ制御部５２ｃの出力である目標中性点電流についての偏差分は、加算器５４に入力され、ここでＰｍ／Ｖｂが加算され、目標中性点電流Ｉｎ＊が得られる。
【００１９】
本実施形態においては、このモータ入力電力Ｐｍを、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに基づき、
Ｐｍ＝ＩｄＶｄ＊＋ＩｑＶｑ＊
によって求める。なお、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑは、モータの各相電流の検出値から求められる。
【００２０】
モータの各相電流は、リアルタイムで検出できる値であり、これからｄ軸、ｑ軸電流は簡単に求まる。一方、トルク指令などから各軸電圧指令もすぐに求まるため、上記式におけるモータ入力電力Ｐｍは比較的簡単な計算で、求めることができる。
【００２１】
従来、モータ入力電力を算出するには、次式のようにモータ軸出力を算出したものを用いていた。ここで、τ＊はトルク指令値、ωは現モータ角速度である。
Ｐｍ＝τ＊ω
【００２２】
しかし、このようにして算出されるＰｍでは、モータ内部の損失（銅損、鉄損など）が考慮されず誤差がある。そこで、予め制御対象のモータの各動作条件（角速度、トルク）での損失を測定し二次元マップとして、メモリ内に格納しておき、運転状況に応じてマップから損失分を読みだし、これを上記式で算出したモータ軸出力に加算してモータ入力電圧を計算していた。
【００２３】
しかし、この従来手法では、
（１）損失マップデータの誤差により、精度が低下する
（２）マップ格納に必要なメモリ容量が大きくなる
（３）二次元マップの参照に必要な演算量が大きくなる。特に除算が必要である
（４）過渡状態では、磁気エネルギーの変化量を考慮することができず、誤差が発生する
などの問題がある。
【００２４】
本実施形態によれば、実際にモータが必要としている電圧、電流とから電力を計算するため、その時点での正しいモータ入力電力を精度よく算出できる。また、２回の乗算、１回の加算のみで算出できるので計算量も少なくて済む。
【００２５】
このようにして、得られたモータ入力電力Ｐｍを直流電源３２から賄うとして、その電圧Ｖｂで除算することで、その時点で必要な中性点電流が推定される。すなわち、モータ駆動電流は、中性点電流として直流電源３２から供給されるものであり、その中性点電流がＰＩ制御部５２ｃからのコンデンサ電圧の偏差分の電流量に加算され、モータ駆動およびコンデンサ電圧の両方の制御のために決定された目標中性点電流Ｉｎ＊が決定される。
【００２６】
この加算器５４の出力である目標中性点電流Ｉｎ＊は、減算器５６に入力され、ここで実際に測定された中性点電流Ｉｎが減算され、その差分がＰＩ制御部５８に供給され、ここで中性点電圧の目標値（中性点電圧指令）Ｖｎ＊が決定される。
【００２７】
ここで、上述において、中性点からの引き出し線を流れる実際の電流を中性点電流Ｉｎとしている。一方、三相（ｕ，ｖ，ｗ）電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから座標変換して得られる電流Ｉｄ，Ｉｑ，Ｉ０のＩ０が零相電流と呼ばれる。
【００２８】
なお、ＰＩ制御部５２ｃの出力は、Ｖｎ＊であるため、これをＶ０＊に変換する必要があるが、この変換は単に係数√３を乗算するだけであり、以下単にＶｎ＊と表す。この変換を、ＰＩ制御部５２ｃにおけるゲインｋｐ（微分ゲイン）、ｋｉ（積分ゲイン）に含ませれば、ＰＩ制御部５２ｃの出力Ｖｎ＊はＶ０＊である。
【００２９】
このようにして、ＰＩ制御部５２ｄ、５２ｑで得られた目標励磁電圧（ｄ軸電圧指令）Ｖｄ＊、目標トルク電圧（ｑ軸電圧指令）Ｖｑ＊、目標零相電圧（零相電圧指令）Ｖｎ＊は、ｄｑ０逆変換部６２に入力され、ここでｕｖｗ相の電圧指令値に変換される。得られた電圧指令値はＰＷＭ変調部６４において、ＰＷＭキャリアと比較され、各スイッチング素子のＰＷＭ制御信号を得て、これがインバータ回路２４の各トランジスタＴ１〜Ｔ６の制御端（トランジスタがＩＧＢＴであればゲート）に入力され、これらがスイッチングされる。このようにして、中性点電流およびモータ駆動電流の制御が行える。また、このＰＷＭ変調器６４には、ＰＷＭ中心値となるＶｂ／Ｖｃ＊も供給され、これに基づいて中性点電流が制御される。
【００３０】
すなわち、中性点電圧は、上側トランジスタと、下側トランジスタのデューティー比により決定される。一方、上側トランジスタと下側トランジスタのデューティー比は、Ｖｂ／Ｖｃ＊で決定される。Ｖｂ／Ｖｃ＊＝０．５であれば、上側トランジスタのオン期間の上下トランジスタのオン期間に対する割合を示すデューディー比は５０％であり、Ｖｂ／Ｖｃ＊＝１／３であれば、上側トランジスタのオン期間を示すデューディー比は３３％である。そこで、ＰＷＭ変調器は、ＰＩ制御部５８からの出力に対応する補償分のデューティー比を基本となるＶｂ／Ｖｃ＊に加算し、デューティー比を決定する。
【００３１】
このように、本実施形態では、モータ入力電力Ｐｍを正確に検出しているため、中性点電流の制御を正確に行うことができ、コンデンサ電圧を正確に制御することができる。
【００３２】
図３には、矩形波制御を行う場合の電圧制御のための構成が示されている。モータの出力トルクについてのトルク指令τｍ＊が減算器７０に供給される。この減算器７０には、実際のモータトルク出力の推定値（トルク推定値）が入力されている。このトルク推定値は、モータ入力電流から検出すれば良いが、出力軸におけるトルク測定などの手段によって計測してもよい。減算器７０により出力トルクの誤差分が得られ、これがＰＩ制御部７２に入力され、モータの入力電圧位相角についての誤差補償用の指令値Ψ＊が出力される。なお、モータの入力電圧位相は、ロータの磁石位置に対する入力電圧の位相である。このＰＩ制御部７２の出力Ψ＊は、加算器７４に供給される。この加算器７４には、計測されたモータの回転角θｅが入力されており、加算器７４において、入力電圧位相角の指令値が算出され、これが一次遅れフィルタ７６によって、位相角指令の変化速度を制限して回転角指令値θｅｓ＊としてスイッチングパターン生成手段７８に供給される。なお、一次遅れフィルタ７６は、伝達関数が１／（Ｔｓ＋１）のフィルタであり、Ｔは時定数、ｓはラプラス演算子である。
【００３３】
一方、中性点電流の制御のためのデューティー比についての指令値Ｖｎ＊の算出については、図２と同一であり、減算器５０ｃ、ＰＩ制御部５２ｃ、加算器５４，５６、ＰＩ制御部５８を有し、ＰＩ制御部５８から零相電圧指令Ｖｎ＊が出力される。ここで、図２では、ＰＷＭ制御であったため、加算器６０において、Ｖｂ／Ｖｃを加算したが、図３の構成では、零相電圧指令Ｖｎ＊を演算器８０に入力する。この演算器８０には、ＰＩ制御部５８からのＶｎ＊の他に、Ｖｃ＊と、Ｖｂが供給されており、これらからθｄ＊＝（Ｖｂ＋Ｖｎ＊）／２Ｖｃ＊を算出し、θｄ＊を出力する。ここで、このθｄ＊は、上側トランジスタのオン期間と下側トランジスタのオン期間の切り換えタイミング位相を示すものであり、２Ｖｃ＊が２πに対応し、Ｖｂ／２Ｖｃ＊がそのときのコンデンサ電圧Ｖｃをえるためのタイミングであり、Ｖｎ＊／Ｖｃ＊が誤差分からの補正項である。
【００３４】
そして、スイッチングパターン生成手段７８が、入力信号からインバータ回路２４におけるトランジスタＴ１〜Ｔ６の各相のスイッチングパターンＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗを生成し、これによってトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングが制御される。
【００３５】
この実施形態においても、零相電圧指令Ｖｎ＊を算出する際に、上述のようにして得られたＰｍ／Ｖｂを利用するため、上述の場合と同様に効果的な中性点電流制御を行うことができる。
【００３６】
なお、矩形波制御の全体は、特開２００２−８４７５８号公報などに記載されているものが採用できるため、ここでは説明を省略する。
【符号の説明】
【００３７】
２０  モータシステム、２２  モータ、２４  インバータ回路、２６  正極母線、２８  負極母線、３０  コンデンサ、３２  直流電源、３４，３６  電圧センサ、３８  回転角センサ、４０  電子制御ユニット、４２，４４，４６，４８  電流センサ、５０ｄ，５０ｑ，５０ｃ，５６，７０  減算器、５２ｄ，５２ｑ，５２ｃ，５８，７２  ＰＩ制御部、５４，７４  加算器、６２  ｄｑ０逆変換部、６４  ＰＷＭ変調部、７６  一次遅れフィルタ、７８  スイッチングパターン生成手段、８０  演算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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