(57)【要約】【課題】ＤＣＤＣコンバータ１０を、実用上最大の負荷条件において継続使用に耐え得るように設計すると、ＤＣＤＣコンバータ１０が大型化すること。【解決手段】制御装置３０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖを目標電圧Ｖｒｅｆにフィードバック制御すべく、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を操作する。この際、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉが連続定格電流以上となることで、スイッチング周波数を上昇させる。ここで、連続定格電流は、実用上使用が継続される領域における最大電流に基づき設定される。これは、実用上最大の負荷条件における電流よりも小さい値となる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣＤＣコンバータのスイッチング素子を操作することで、該ＤＣＤＣコンバータの出力を制御するＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記ＤＣＤＣコンバータの出力が所定以上となる場合、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を上昇させる上昇手段を備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項２】
前記上昇手段によりスイッチング周波数の上昇処理がなされている状況下、前記ＤＣＤＣコンバータの温度が許容温度の上限値となることで、前記ＤＣＤＣコンバータの出力を制限する処理を行う制限手段を備えることを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項３】
前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流をガード値以下とするとの条件下、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を目標値にフィードバック制御すべく前記スイッチング素子を操作する操作手段を備え、
前記制限手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの温度を前記許容温度の上限値にフィードバック制御すべく前記ガード値を操作する処理を行うことを特徴とする請求項２記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項４】
前記制限手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの出力を定格出力以下に制限することを特徴とする請求項２記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項５】
前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流に基づき前記ＤＣＤＣコンバータの温度を推定する推定手段を更に備え、
前記推定される温度が許容温度の上限値に達するまで前記ＤＣＤＣコンバータの出力が所定以上となることを許可することを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項６】
前記推定手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流の積算値が閾値に達することで前記ＤＣＤＣコンバータの温度が所定以上となったと推定するものであることを特徴とする請求項５記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項７】
前記上昇手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流の実効値が所定以上となることで、前記上昇させる処理を行うものであることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項８】
前記ＤＣＤＣコンバータは、車載高圧バッテリの電圧を降圧して車載低圧バッテリに出力するものであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
【請求項９】
請求項１〜８のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置と、
前記ＤＣＤＣコンバータとを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータの制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング素子を操作することで、該ＤＣＤＣコンバータの出力を制御するＤＣＤＣコンバータの制御装置及び制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
この種のＤＣＤＣコンバータとしては、例えば下記特許文献１に見られるように、ハイブリッド車の高圧バッテリの電圧を降圧して低圧バッテリに出力するものを操作対象とする絶縁型ＤＣＤＣコンバータがある。この絶縁型ＤＣＤＣコンバータの磁気部品であるトランスや、半導体素子、入出力コンデンサ等の部品は、実用上考えられる最大の負荷条件での駆動が継続した場合に耐えられるように、部品のサイズ等が定められる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−２７１１３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ただし、上記ＤＣＤＣコンバータが高負荷領域となる頻度は比較的少なく、また、高負荷領域にある時間も短時間となる傾向がある。このため、上記ＤＣＤＣコンバータは、使用頻度の低い高負荷領域において飽和磁束密度を超えないようにサイズの大きなものが用いられることとなり、大半を占める通常領域での使用時にとっては、冗長は設計となっていた。
【０００５】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング素子を操作することで、該ＤＣＤＣコンバータの出力を制御するものにあって、ＤＣＤＣコンバータを極力小型化することのできるＤＣＤＣコンバータの制御装置及び制御システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。
【０００７】
請求項１記載の発明は、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング素子を操作することで、該ＤＣＤＣコンバータの出力を制御するＤＣＤＣコンバータの制御装置において、前記ＤＣＤＣコンバータの出力が所定以上となる場合、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を上昇させる上昇手段を備えることを特徴とする。
【０００８】
ＤＣＤＣコンバータの出力が大きくなるほど、また、スイッチング周波数が低くなるほど、磁気部品の磁束密度が大きくなる。このことは、ＤＣＤＣコンバータの出力が大きい場合に、スイッチング周波数を高くすることで、磁束密度の上昇を抑制することができることを意味する。上記発明では、この点に鑑み、ＤＣＤＣコンバータの出力が大きい場合にスイッチング周波数を上昇させるため、磁気部品の磁束密度の増大を抑制することができ、ひいてはＤＣＤＣコンバータを極力小型化することができる。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記上昇手段によりスイッチング周波数の上昇処理がなされている状況下、前記ＤＣＤＣコンバータの温度が許容温度の上限値となることで、前記ＤＣＤＣコンバータの出力を制限する処理を行う制限手段を備えることを特徴とする。
【００１０】
スイッチング周波数が高いほど、スイッチング損失が増大するため、スイッチング素子の発熱量が増大し、ひいてはＤＣＤＣコンバータの温度が上昇し易くなる。この点、上記発明では、スイッチング周波数の上昇処理時にＤＣＤＣコンバータの温度が許容範囲の上限値となる場合にＤＣＤＣコンバータの出力を制限することで、スイッチング周波数の上昇に起因する温度上昇分を補償することが可能となる。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流をガード値以下とするとの条件下、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を目標値にフィードバック制御すべく前記スイッチング素子を操作する操作手段を備え、前記制限手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの温度を前記許容温度の上限値にフィードバック制御すべく前記ガード値を操作する処理を行うことを特徴とする。
【００１２】
上記発明では、ガード値を操作量としてＤＣＤＣコンバータの温度を上限値にフィードバック制御することで、出力制限をかけつつも、操作手段によるスイッチング素子の操作を極力尊重することができる。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記制限手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの出力を定格出力以下に制限することを特徴とする。
【００１４】
上記発明では、ＤＣＤＣコンバータの出力を定格出力以下に制限することで、ＤＣＤＣコンバータの温度が上限値を超えることを好適に回避することができる。
【００１５】
請求項５記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流に基づき前記ＤＣＤＣコンバータの温度を推定する推定手段を更に備え、前記推定される温度が許容温度の上限値に達するまで前記ＤＣＤＣコンバータの出力が所定以上となることを許可することを特徴とする。
【００１６】
ＤＣＤＣコンバータに電流が流れることで、ＤＣＤＣコンバータの温度が上昇することから、ＤＣＤＣコンバータを流れる電流の履歴は、ＤＣＤＣコンバータの温度と相関を有する。上記発明では、この点に鑑み、ＤＣＤＣコンバータの出力電流に基づきＤＣＤＣコンバータの温度を推定することで、温度検出手段を備えることなく、ＤＣＤＣコンバータの出力が所定以上となることを許容することのできる期間を把握することができる。
【００１７】
なお、上記所定以上とは、定格出力を超えることとすることが望ましい。
【００１８】
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記推定手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流の積算値が閾値に達することで前記ＤＣＤＣコンバータの温度が所定以上となったと推定するものであることを特徴とする。
【００１９】
上記発明では、積算値によって、ＤＣＤＣコンバータの温度を定量表現することができる。
【００２０】
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記上昇手段は、前記ＤＣＤＣコンバータの出力電流の実効値が所定以上となることで、前記上昇させる処理を行うものであることを特徴とする。
【００２１】
上記発明では、ＤＣＤＣコンバータの出力電流の実効値を用いることで、スイッチング周波数が頻繁に上昇及び低下を繰り返す事態を好適に回避することができる。
【００２２】
請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記ＤＣＤＣコンバータは、車載高圧バッテリの電圧を降圧して車載低圧バッテリに出力するものであることを特徴とする。
【００２３】
請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置と、前記ＤＣＤＣコンバータとを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータの制御システムである。
【００２４】
上記発明では、請求項１〜８のいずれか１項に記載の制御装置を備えることで、極力小型化されたシステムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１の実施形態にかかるシステム構成図。
【図２】同実施形態にかかるスイッチング周波数の設定手法を示す図。
【図３】第２の実施形態にかかるスイッチング周波数の設定手法を示す図。
【図４】第３の実施形態にかかる高温時の出力電流制限処理の手順を示す流れ図。
【図５】同実施形態にかかる高温時の出力電流制限処理態様を示すタイムチャート。
【図６】第４の実施形態にかかる高温時の出力電流制限処理の手順を示す流れ図。
【図７】同実施形態にかかる高温時の出力電流制限処理態様を示すタイムチャート。
【図８】第５の実施形態にかかる高温時の出力電流制限処理の手順を示す流れ図。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるＤＣＤＣコンバータの制御装置をハイブリッド車のＤＣＤＣコンバータの制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
【００２７】
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。
【００２８】
図示されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、例えば組電池等によって構成されることで端子間電圧が高電圧（例えば「２８８Ｖ」）となる高圧バッテリ１２の電圧を、所定圧（例えば「１２Ｖ」）に降圧しつつその電力を低圧バッテリ１４に供給するものである。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、第１トランスＴ１及び第２トランスＴ２を備える絶縁型コンバータである。ここで、第１トランスＴ１は、１次側コイルＷ１、Ｗ２と２次側コイルＷ３とを備えて構成されており、第２トランスＴ２は、１次側コイルＷ４，Ｗ５と２次側コイルＷ６とを備えて構成されている。図中、丸印は、コイルの巻き初めを示している。これからわかるように、第１トランスＴ１の１次側コイルＷ１と第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４とは、フライバックコンバータの構成要素となっている。また、第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２と第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５とは、フォワードコンバータの構成要素となっている。
【００２９】
第１トランスＴ１の１次側コイルＷ１の一方の端子（巻き始め側）には、高圧バッテリ１２の正極端子が接続されており、他方の端子には、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４の一方の端子（巻き始め側）が接続されている。第２トランスＴ２の１次側コイルＷ４の他方の端子は、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子（巻き終わり側）に接続されており、第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の他方の端子には、第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２の一方の端子（巻き終わり側）が接続されている。第１トランスＴ１の１次側コイルＷ２の他方の端子は、コンデンサＣ１を介して高圧バッテリ１２の負極端子に接続されている。
【００３０】
上記第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子側及び高圧バッテリ１２の負極端子側間は、スイッチング素子Ｑ１によって接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１には、ダイオードＤ１が、そのアノードが高圧バッテリ１２の負極端子側となる態様にて並列接続されている。
【００３１】
上記第１トランスの１次側コイルＷ２の他方の端子及び第２トランスＴ２の１次側コイルＷ５の一方の端子間には、コンデンサＣ２及びスイッチング素子Ｑ２が並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２には、ダイオードＤ２が、ダイオードＤ１のカソード側をアノード側とする態様にて並列接続されている。ここで、スイッチング素子Ｑ２やコンデンサＣ２は、アクティブクランプ回路を構成するものである。
【００３２】
なお、ＤＣＤＣコンバータ１０の１次側は、実際には、メインリレー１６，１８を介して高圧バッテリ１２に接続されている。また、メインリレー１６，１８よりもＤＣＤＣコンバータ１０側には、高圧バッテリ１２に並列にコンデンサ２０が接続されている。
【００３３】
上記第１トランスＴ１の２次側コイルＷ３の一方の端子（巻き始め側）及び第２トランスＴ２の２次側コイルＷ６の一方の端子（巻き終わり側）間は、同期整流用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４によって接続されている。また、第１トランスの２次側コイルＷ３の他方の端子及び第２トランスＴ２の２次側コイルＷ６の他方の端子は、短絡されている。そして、この短絡部と、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続箇所との間の電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧となっている。詳しくは、これらの間には、コンデンサ２２及び低圧バッテリ１４が並列接続されている。更に、低圧バッテリ１４の正極側には、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流を検出する電流センサ２４が接続され、また、コンデンサ２２に、その電圧を検出する電圧センサ２６が並列接続されている。
【００３４】
制御装置３０は、ＤＣＤＣコンバータ１０を制御対象とし、上記スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４を操作する。詳しくは、電流センサ２４によって検出されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉと、電圧センサ２６によって検出されるＤＣ−ＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖとに基づき、上記操作を行うことで出力電圧Ｖ等を所望に制御する。
【００３５】
図には、制御装置の行う処理のうち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の操作信号ＭＱ１〜ＭＱ４の生成に関する処理を示している。すなわち、フィードバック制御部３２では、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖを目標電圧Ｖｒｅｆにフィードバック制御するための操作量としての時比率を生成する。一方、フィードバック制御部３４では、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉを制限電流Ｉｒｅｆにフィードバック制御するための操作量としての時比率を生成する。
【００３６】
Ｄｕｔｙ決定部３６では、フィードバック制御部３２，３４によって生成された時比率のうちの小さい方を時比率信号（Ｄｕｔｙ信号）に決定する。ここで、上記制限電流Ｉｒｅｆは、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔに基づき、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度を許容温度内とするための電流制限値として設定されるものである。このため、フィードバック制御部３４の出力は、フィードバック制御部３２の生成する操作量に対するガード値となるものである。すなわち、フィードバック制御部３２の生成する時比率がフィードバック制御部３４の生成する時比率以下である場合には、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖが目標電圧Ｖｒｅｆにフィードバック制御される。
【００３７】
上記Ｄｕｔｙ決定部３６の出力する時比率情報は、操作信号生成部３８に出力される。操作信号生成部３８では、上記時比率情報に基づき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の操作信号ＭＱ１〜ＭＱ４を生成して、これらに出力する。ここで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の操作は、交互にオン操作される態様にて行われる。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の操作も、交互にオン操作される態様にて行われる。
【００３８】
図２に、ＤＣＤＣコンバータの出力電流Ｉと、操作信号ＭＱ１〜ＭＱ４のスイッチング周波数との関係を示す。
【００３９】
図示されるように、本実施形態では、出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ未満の領域ではスイッチング周波数を一定として且つ、連続定格電流Ｉｔｈ以上となることで、出力電流Ｉが増加するほどスイッチング周波数を上昇させる。ここで連続定格電流とは、同一状態にて連続使用がなされる場合であっても、信頼性の低下を招くほど温度の過度の上昇が生じない電流の上限値のことである。こうした構成によれば、出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上となることで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２等の各１回のスイッチング期間を短くすることができ、ひいてはトランスＴ１，Ｔ２のＥＴ積を抑制することができる。ここで、トランスＴ１，Ｔ２の磁束密度は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力が大きくなるほど大きくなるものであるため、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力が大きい場合にスイッチング周波数を上昇させることで、トランスＴ１，Ｔ２の磁束密度の最大値を低減することができることとなる。
【００４０】
ただし、スイッチング周波数の上昇は、スイッチング損失の増加を招き、ひいてはＤＣＤＣコンバータ１０の温度上昇を招くと考えられる。しかし、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉが過度に大きくなる頻度は、比較的低く、また、出力電流が過度に大きな状態が継続される期間も比較的短い。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ１０の稼働期間に対する出力電流Ｉが過度に大きい期間の割合は比較的小さい。このため、出力電流Ｉが過度に大きくなる領域（高負荷領域）が長期間継続しても熱的に大丈夫なようにスイッチング周波数を定める場合には、スイッチング周波数を上昇させることができず、ひいてはトランスＴ１，Ｔ２を通常の使用状況にとって過度に大型化する必要が生じる。
【００４１】
この点、上記実施形態では、高負荷領域となる期間の割合が小さいことに鑑み、高負荷領域よりも出力電流が小さい領域において連続的な使用が可能なように連続定格電流Ｉｔｈを定める。すなわち、連続定格電流Ｉｔｈは、ＤＣＤＣコンバータ１０の通常の使用状態において、同一の状態が長時間継続され得ると想定される最大電流値に応じて設定する。このため、高負荷領域が長時間継続されることを想定した場合と比較して、連続定格電流Ｉｔｈを小さくすることができる。また、ＤＣＤＣコンバータ１０の使用領域のうち連続定格領域から外れる高負荷領域においては、スイッチング周波数を上昇させることで、トランスＴ１，Ｔ２の磁束密度の最大値を低減することができることから、トランスＴ１，Ｔ２を小型化することができる。また、高負荷領域におけるスイッチング周波数を上昇させることで、スイッチングに伴うリップル電流を低減することができることから、ＤＣＤＣコンバータ１０の直接の電源である先の図１に示したコンデンサ２０を小型化することも可能となる。
【００４２】
更に、磁気部品以外の連続定格電流Ｉｔｈをも低下させるなら、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の数を低減することも可能となる。すなわち、連続定格電流を大きくする場合、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を、各複数個ずつ並列接続（パラ接続）することが周知である。実際、図１では、２個ずつパラ接続された例を示している。ここで、パラ接続の数は、連続定格電流の増加に伴って増加するものである。しかし、本実施形態のように連続定格電流を低減することで、例えば本来３個のスイッチング素子をパラ接続するところを、２個に低減することなどが可能となる。また、パラ接続数を低減する代わりに、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として、よりオン抵抗の高い素子を用いることも可能となる。
【００４３】
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
【００４４】
（１）ＤＣＤＣコンバータ１０の出力が所定以上となる場合、ＤＣＤＣコンバータ１０のスイッチング周波数を上昇させた。これにより、磁気部品の磁束密度の増大を抑制することができ、ひいてはＤＣＤＣコンバータ１０を極力小型化することができる。
【００４５】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００４６】
図３に、本実施形態にかかるスイッチング周波数の設定を示す。図示されるように、本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉの実効値に基づきスイッチング周波数を可変設定する。ここで、実効値は、制御装置３０において、電流センサ２４による検出値（出力電流Ｉ）を、デジタル処理することで算出される。
【００４７】
これにより、スイッチング周波数が短時間に大きく変動することを好適に抑制することができる。
【００４８】
以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００４９】
（２）ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉの実効値に応じてスイッチング周波数を可変設定することで、スイッチング周波数が頻繁に上昇及び低下を繰り返す事態を好適に回避することができる。
【００５０】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００５１】
本実施形態では、スイッチング周波数を上昇させる高負荷領域において、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度が上昇する場合、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度を制御する。
【００５２】
図４に、本実施形態にかかる温度制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００５３】
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。ここで、連続定格電流Ｉｔｈは、温度に応じて可変設定される上記制限電流Ｉｒｅｆよりも通常は小さく設定されるものである。この設定は、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈを超えることを許容とするものである。そして出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上であると判断される場合、ステップＳ１２においてＤＣＤＣコンバータ１０の温度が許容温度の上限値Ｔｔｈに達したことを示す温度上限フラグがオンとなっているか否かを判断する。この上限値Ｔｔｈは、連続定格電流Ｉｔｈを定める際の温度の上限値と同一に定められるもの又はこれを基準として定められるものである。
【００５４】
そして、温度上限フラグがオフである場合、ステップＳ１４においてＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、ＤＣＤＣコンバータ１０の運転領域が連続定格電流Ｉｔｈ以上の領域となっているためにＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈを上回る懸念があることに鑑みたものである。そして、上限値Ｔｔｈ以上であると判断される場合、ステップＳ１６において、上限温度フラグをオンとする。続くステップＳ１８においては、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度を、上限値Ｔｔｈにフィードバック制御すべく、制限電流Ｉｒｅｆを操作する。このように、制限電流Ｉｒｅｆを操作量とすることで、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖのフィードバック制御のためのガード処理値を操作量とすることができる。このため、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧Ｖのフィードバック制御を極力尊重することができる。
【００５５】
一方、上記ステップＳ１２において否定判断される場合、ステップＳ２０において、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈから所定値γを減算した温度以下であるか否かを判断する。この処理は、温度上限フラグをオフするか否かを判断するためのものである。ここで、所定値γは、温度制限処理の実行及び停止が頻繁に切り替わるハンチング現象を回避するために設けられるいわゆるヒステリシス幅である。そしてステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ１８に移行する。一方、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２２において、温度上限フラグをオフとする。
【００５６】
なお、ステップＳ１８，Ｓ２２の処理が完了する場合や、ステップＳ１４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００５７】
図５に、上記温度制御の態様を示す。詳しくは、図５（ａ）に、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度の推移を示し、図５（ｂ）に、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ及び制限電流Ｉｒｅｆの推移を示す。
【００５８】
図示されるように、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈよりも大きくなることで、その温度Ｔが上限値Ｔｔｈへと上昇していく。そして、温度Ｔが上限値Ｔｔｈとなる時刻ｔ１以降、制限電流Ｉｒｅｆが、温度Ｔを上限値Ｔｔｈにフィードバック制御するために操作される。
【００５９】
以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００６０】
（３）スイッチング周波数の上昇処理がなされている状況下、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度が許容温度の上限値Ｔｔｈとなることで、ＤＣＤＣコンバータの出力を制限した。これにより、スイッチング周波数の上昇に起因する温度上昇分を補償することが可能となる。
【００６１】
（４）ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉをガード値（Ｉｒｅｆ）以下とするとの条件下、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を目標値にフィードバック制御する構成において、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔを上限値Ｔｔｈにフィードバック制御すべく上記ガード値を操作した。これにより、出力電圧Ｖのフィードバック制御を極力尊重することができる。
【００６２】
（５）ＤＣＤＣコンバータ１０の出力側に低圧バッテリ１４を接続した。この場合、出力制限がなされても、低圧バッテリ１４の充電エネルギによって出力制限の影響を補償することができ、ひいては補機類への電力供給を適切に行うことが可能となる。
【００６３】
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００６４】
図６に、本実施形態にかかる温度制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図６において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。
【００６５】
本実施形態では、温度上限フラグがオンである場合、ステップＳ１８ａにおいて、制限電流Ｉｒｅｆを、連続定格電流Ｉｔｈとする。
【００６６】
図７に、上記温度制御の態様を示す。詳しくは、図７（ａ）に、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度の推移を示し、図７（ｂ）に、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉの推移を示す。
【００６７】
図示されるように、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈよりも大きくなることで、その温度Ｔが上限値Ｔｔｈへと上昇していく。そして、温度Ｔが上限値Ｔｔｈとなる時刻ｔ２以降、制限電流Ｉｒｅｆを連続定格電流Ｉｔｈとすることで、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔの過度の上昇が回避される。
【００６８】
以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）の効果や、第３の実施形態の上記（３）及び（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００６９】
（６）出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上となる状況下、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈ以上となることで、出力電流Ｉを連続定格電流Ｉｔｈ以下に制限した。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈを超えることを好適に回避することができる。
【００７０】
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
【００７１】
本実施形態にかかる制御装置３０は、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度情報を外部から取得する手段を持たない。このため、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈ以上となるか否かを推定する。
【００７２】
図８に、本実施形態にかかる温度制御の処理手順を示す。この処理は、制御装置３０によって、例えば所定周期で繰り返し実行される。
【００７３】
この一連の処理では、まずステップＳ３０において、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上であるか否かを判断する。そして、連続定格電流Ｉｔｈ以上であると判断される場合、ステップＳ３２において、出力電流Ｉの積分演算値Ｉｎを算出する。この処理は、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度を定量化するための処理である。すなわち、出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上となる場合、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈ以上となるおそれがあるため、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度を、積分演算値によって定量化する。
【００７４】
続くステップＳ３４においては、上記積分演算値Ｉｎが上限値Ｉｎｍａｘ以上であるか否かを判断する。この処理は、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈ以上となったか否かを推定判断するためのものである。上限値Ｉｎｍａｘは、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈとなると想定される値に設定される。そしてステップＳ３４において上限値Ｉｍａｘ以上であると判断される場合、ステップＳ３６において、制限電流Ｉｒｅｆを連続定格電流Ｉｔｈとする。
【００７５】
これに対し、上記ステップＳ３０において否定判断される場合には、積分演算値Ｉｎを初期値Ｉ０に設定する。
【００７６】
なお、ステップＳ３６、Ｓ３８の処理が完了する場合や、ステップＳ３４において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。
【００７７】
以上詳述した本実施形態によれば、上記第１の実施形態の上記（１）の効果や、第３の実施形態の上記（３）及び（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。
【００７８】
（７）ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉに基づきその温度Ｔを推定し、推定される温度（積分演算値Ｉｎ）が許容温度の上限値（上限値Ｉｎｍａｘ）に達するまでＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流が連続定格電流Ｉｔｈ以上となることを許可した。これにより、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度を検出する手段を備えない場合であっても、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度が上限値Ｔｔｈを超えて過度に高くなることを好適に回避することができる。
【００７９】
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【００８０】
・スイッチング周波数の上昇処理がなされている状況下、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度が許容範囲の上限値Ｔｔｈとなることで、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流を制限する処理を行う手段としては、上記第３〜５の実施形態で例示したものに限らない。例えば、ＤＣＤＣコンバータ１０の操作信号のＤｕｔｙを規定値以下に制限する手段としてもよい。
【００８１】
・上記第３の実施形態では、出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上となることを条件に、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔの上限値Ｔｔｈへのフィードバック制御を実行したがこれに限らない。ＤＣＤＣコンバータ１０の温度Ｔが上限値Ｔｔｈ以上となるのは、基本的には出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ以上となるときであると考えられることから、こうした条件を除去しても（ステップＳ１０の処理を除去しても）、同様の処理を実行することができる。もっとも、外気温度が想定以上に高い環境化で使用される場合等にあっては、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉが連続定格電流Ｉｔｈ未満であるにもかかわらず温度Ｔが上限値Ｔｔｈ以上となる等の異常事態が生じる可能性がゼロではない。こうした場合であっても、上記条件を除くことで、適切に対処することができる。
【００８２】
・ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流に基づきＤＣＤＣコンバータ１０の温度を推定する手段としては、上記第５の実施形態で例示したものに限らない。例えば、出力電流と積分対象量との関係を定めるマップを備え、出力電流に応じた積分対象量を積分するものであってもよい。この場合、上記マップを適合することで、上記積分値をＤＣＤＣコンバータ１０の温度をより高精度に定量化するパラメータとすることができる。また、ＤＣＤＣコンバータ１０の稼働初期からの積分値によって、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度を定量化してもよい。こうした場合、上記積分値の初期値を、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度の初期値と相関を有するパラメータの値に応じて可変設定してもよい。ここでは、外気温度を用いることができる。すなわち、車両が停止しメインリレー１６，１８が切断された状態が継続することで、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度は外気との間で熱的な平衡状態を実現すると考えられる。このため、外気温度は、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度と相関を有するパラメータとなる。もっとも、車両の停止期間が短い場合には、ＤＣＤＣコンバータ１０と外気とは熱的平衡状態を実現していない。このため、こうした場合であっても、精度の良い初期値を得るうえでは、上記パラメータを、ＤＣＤＣコンバータ１０の温度とより強い相関を有するものとすることが望ましい。こうしたパラメータとしては、例えば高圧バッテリ１２及び車載主機（モータジェネレータ）間に介在するインバータのスイッチング素子の温度等がある。
【００８３】
・上記各実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電流に基づき、スイッチング周波数を上昇させる上昇処理を行ったが、これに限らない。例えば、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧が所定以上となることで上記上昇処理を行ってもよい。
【００８４】
・ＤＣＤＣコンバータ１０としては、これを構成するスイッチング素子を２つずつパラ接続するものに限らず、各単一のスイッチング素子から構成されるものや、３つ以上のスイッチング素子をパラ接続するものであってもよい。
【００８５】
・絶縁型コンバータとしては、上記ＤＣＤＣコンバータ１０に限らず、例えば上記特許文献１に記載されているものであってもよい。
【００８６】
・ＤＣＤＣコンバータとしては、絶縁型コンバータに限らず、例えばリアクトルを備える降圧チョッパ回路等であってもよい。この場合であっても、磁気部品としてのリアクトルを小型化するうえで本発明の適用は有効である。
【００８７】
・上記各実施形態では、ハイブリッド車に本発明を適用したが、これに限らず、例えば電気自動車や燃料電池車に本発明を適用してもよい。
【符号の説明】
【００８８】
１０…ＤＣＤＣコンバータ、３０…制御装置、Ｔ１，Ｔ２…トランス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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