(57)【要約】【目的】別のバッテリや正電圧から負電圧を発生させる電源回路を設けることなく、正電圧を発生させる電源回路のみを設けて、低損失で正確に充電・放電電流を検出できる双方向スイッチの電流検出回路を提供することである。【解決手段】双方向ミラースイッチ２、３とセンス抵抗Ｒｓ１、Ｒｓ２およびオペアンプＯｐ１１、Ｏｐ１２で構成される充電電流検出回路２ａおよび放電電流検出回路２ｂを双方向主スイッチ１に設けることで、オペアンプＯｐ１１、Ｏｐ１２の電源ＶＤＤとして正電圧を発生させる回路のみで、双方向主スイッチ１介して流れるバッテリＥからの充放電電流Ｉｍ１，Ｉｍ２を低損失で正確に検出できる双方向スイッチの電流検出回路とすることができる。【選択図】        図１
2010181351.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
主直流電源の一方の端と直接接続する第１外部端子と、他方の端が双方向主スイッチを介して接続する第２外部端子と、対向する極性で直列接続され双方向主スイッチを構成する２つの主トランジスタと、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流すように形成された２つのミラートランジスタを２組備え、
前記主トランジスタの直列接続と一方の組のミラートランジスタの直列接続と互いに対応する一方の端が共に第２外部端子に接続されて、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、
前記一方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端の電位を高入力インピーダンスで入力し、この電位がグランド電位になるように前記一方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端に第１センス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を出力する第１帰還増幅手段を備え、
前記主トランジスタの直列接続と他方の組のミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一方の端が共にグランド電位に接続されて、
前記他方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端の電位を高入力インピーダンスで入力し、この電位が前記第２外部端子の電位になるように前記他方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端に第２センス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を出力する第２帰還増幅手段を備え、
前記第１センス抵抗の両端電圧から前記双方向主スイッチの充電電流を検出し、前記第２センス抵抗の両端電圧から前記双方向主スイッチの放電電流を検出することを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。
【請求項２】
主直流電源の一方の端と直接接続する第１外部端子と、他方の端が双方向主スイッチを介して接続する第２外部端子と、対向する極性で直列接続され双方向主スイッチを構成する２つの主トランジスタと、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流すように形成された２つのミラートランジスタを備え、
前記主トランジスタの直列接続とミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一端が共に前記第２外部端子に接続され、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、
前記ミラートランジスタの直列接続の一方の端を前記第２外部端子に接続し、他方の端の電位を高入力インピーダンスで入力し、この電位がグランド電位になるように前記ミラートランジスタの直列接続の他方の端にセンス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を出力する帰還増幅手段を備え、
前記センス抵抗の両端電圧から前記双方向主スイッチの電流を検出することを特徴とする双方向スイッチの電流検出回路。
【請求項３】
前記帰還増幅手段が、自身の正の入力端子が主電流電源のグランド電位に接続し、自身の負の入力端子が前記ミラートランジスタの他方の端に接続し、自身の出力端子が前記センス抵抗のミラートランジスタと反対側に接続され、前記グランド電位に対し正の電位をもつ１つの電源から給電されるオペアンプからなることを特徴とする請求項１または２に記載の双方向スイッチの電流検出回路。
【請求項４】
前記４つまたは６つのトランジスタがＮチャネルＭＯＳＦＥＴもしくはＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなることを特徴と請求項１〜３のいずれか一項に記載する双方向スイッチの電流検出回路。
【請求項５】
前記ミラートランジスタの寄生ダイオードは、該寄生ダイオードに流れる電流が、同時に前記主トランジスタの寄生ダイオードに流れる電流に対し前記ミラー比率を持つように形成されてなることを特徴とする請求項４に記載する双方向スイッチの電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、充電可能なバッテリのような直流電源の充放電電流を監視し、過大な充電電流や放電電流を遮断して直流電源を保護する双方向スイッチの電流検出回路に関し、特に双方向スイッチの電流を、双方向スイッチの電流路に直接、センス抵抗を挿入することなく低損失、高精度に検出する双方向スイッチの電流検出回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
図４は、従来のこの種の最も単純な電流測定回路の構成図である。同図においては測定対象の負荷電流Ｉｍを開閉する主スイッチとしてのＭＯＳＦＥＴＱ１と直列に高精度のセンス抵抗Ｒｓを挿入しその両端に発生する電圧を観測することで電流を検出する。但し、この回路では被測定電流Ｉｍが特に大きい時にはセンス抵抗Ｒｓ部分の損失電力が大きくなり、問題となる。
【０００３】
一方、低損失に負荷電流Ｉｍを検出する装置として図５に示す装置がある。図５においては負荷電流Ｉｍを流す主スイッチとしてのＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ１とゲート電位を同じくし、トランジスタのＷ長がＦＥＴＱ１の１／ｎであるようなミラースイッチとしてのＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ３を設けて電流ミラー回路を構成し、主ＦＥＴＱ１の両端に生じる電圧とミラーＦＥＴＱ３の両端に生じる電圧とが等しくなるように高入力インピーダンスの素子（本例ではオベアンプＯｐ１）を用いた負帰還回路によってオベアンプＯｐ１の出力端子とミラーＦＥＴＱ３のドレイン間に接続されたセンス抵抗Ｒｓに正確にＩｍ×（１／ｎ）のミラー電流Ｉｓを流すようにしている。
【０００４】
ミラー電流Ｉｓは負荷電流Ｉｍに比較して充分に小さいため、ミラー電流Ｉｓを検出する際の損失は非常に小さい。出力インピーダンスの低い素子（本例ではオベアンプＯｐ１）とセンス抵抗Ｒｓによってミラー電流Ｉｓを正確に検出し、主ＦＥＴＱ１の電流Ｉｍを正確に検出することができる。
しかし、図４、５に示した電流検出方式では主スイッチに流れる電流Ｉｍの方向は一定であり、このままでは充放電保護スイッチとしての双方向スイッチに流れるような両方向電流を検出できない。
【０００５】
図６は、バッテリＥの過大な充放電電流を遮断する充放電保護スイッチ（双方向スイッチ）の主スイッチ部分の通常の構成図を示す。同図においては元々寄生ダイオードを内蔵している２つのＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチＭ１、Ｍ２が本例では各主スイッチＭ１、Ｍ２のソース端子が両端側となるように互いに逆極性に直列接続されてバッテリＥの陰極側の充放電経路に挿入されている。
【０００６】
ここで、例えば主スイッチＭ１をオン、Ｍ２をオフに駆動すればバッテリＥの充電電流を、また主スイッチＭ１をオフ、Ｍ２をオンに駆動すればバッテリＥの放電電流をそれぞれ遮断することができる。
しかしながら、この方式はセンス抵抗の損失を抑え、且つセンス電圧を高めるために装置の電流出力仕様に応じてセンス抵抗値を選択する必要があるという問題があり、また、充放電電流路に挿入されているセンス抵抗部分の損失が依然、問題として残っている。
【０００７】
これらの問題を解消するために、特許文献１ではつぎのことが開示されている。
図７は、特許文献１に記載されている構成を示す回路図である。図７においては図６と同様な双方向主スイッチを構成するＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴからなる主スイッチＭ１、Ｍ２の直列接続に対し並列に互いに逆極性に直列接続され、且つ主スイッチＭ１、Ｍ２とそれぞれゲート電圧を同じくして主スイッチＭ１、Ｍ２のミラー回路を構成するＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴからなるミラースイッチＭ３、Ｍ４が設けられている。なお、ここではミラースイッチＭ３とＭ４の直列接続を双方向ミラースイッチとも呼ぶ。
【０００８】
なお、主スイッチＭ１、Ｍ２は厳密にはそれぞれＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ１、Ｑ２とその寄生ダイオードＤ１、Ｄ２からなり、同じくミラースイッチＭ３、Ｍ４はそれぞれＮｃｈ・ＭＯＳＦＥＴＱ３、Ｑ４とその寄生ダイオードＤ３、Ｄ４からなる。
本例では主スイッチＭ１とミラースイッチＭ３とのソース端子（ｃ点）がバッテリＥの陰極に接続されてグランド電位に維持され、主スイッチＭ２のソース端子（ａ点）が負側の外部端子ＶＢ−に接続されている。なお、バッテりＥの陽極端子は正側の外部端子ＶＢ＋に接続されており、外部端子ＶＢ＋とＶＢ−の間にはバッテりＥの充電時には図外の充電装置が（その正極側が外部端子ＶＢ＋側となるように）接続され、バッテりＥの放電時
には図外の負荷が接続されることになる。
【０００９】
一方、主スイッチＭ２のソース端子（ａ点）とミラースイッチＭ４のソース端子（ｂ点）には、この各ソース端子（点ａ、ｂ）の電圧をそれぞれ（＋）入力端子と（−）入力端子に高入力インピーダンスで入力し、この２つのソース端子電圧の偏差を増幅すると共にこの偏差を０とするようにセンス抵抗Ｒｓを介してミラースイッチＭ３、Ｍ４の直列接続に低出力インピーダンスで電流を流すオペアンプＯｐ１が設けられている。
【００１０】
図７の回路ではバッテリＥの充電時には外部端子（ＶＢ＋）→バッテリＥ→主スイッチＭ１→同Ｍ２→外部端子（ＶＢ−）の経路で充電電流が流れ、グランド電位（ｃ点）に対しａ点の電位は負となり、バッテリＥの放電時には外部端子（ＶＢ−）→主スイッチＭ２→同Ｍ１→バッテリＥ→（ＶＢ＋）の経路で放電電流が流れ、グランド電位（ｃ点）に対しａ点の電位は正となる。
【００１１】
帰還増幅動作を行うオペアンプＯｐ１は、充電時も放電時も点ａ、ｂ間の電位を等しくするよう動作する必要があり、従ってオペアンプＯｐ１は、バッテリＥの充電時にはセンス抵抗Ｒｓを介してミラースイッチＭ３、Ｍ４から電流を吸い込み、バッテリＥの放電時にはセンス抵抗Ｒｓを介してミラースイッチＭ３、Ｍ４へ電流を流し込む必要がある。つまり、オペアンプＯｐ１の出力電圧はバッテリＥの充電時にはグランド電位（ｃ点）に対し負電圧となり、バッテリＥの放電時には同じく正電圧となる必要がある。
【００１２】
従って本発明ではオペアンプＯｐ１に供給する電源電圧は、通常使用時の０電位（０Ｖ）と正電圧（ＶＤＤ）ではなく、負電圧（−ＶＤＤ）と正電圧（ＶＤＤ）のような正負２電源を用いることで、オペアンプＯｐ１の出力電圧範囲が０Ｖを挟む正負両電圧範囲に跨がるようする。
図７においては、センス抵抗Ｒｓの両端電圧の差分を電圧差分器１１によって求めることにより、センス抵抗Ｒｓの電流、従って主スイッチＭ１、Ｍ２を通過する電流を計測することができる。この際、上記差分電圧の極性をみることで主スイッチの電流方向も検出でき、充電状態か放電状態かも判定可能である。
【００１３】
そして、計測された電流（電圧差分器１１の出力で、本例では電流計測値１１ａとして別にも出力されている）をコンパレータ１２によって所定値と比較し、計測された電流が所定の電流値を越えた場合はコンパレータ１２の出力によってゲート制御回路１３を介して双方向主スイッチ（及びミラースイッチ）のゲートＧ１、Ｇ２を制御し、双方向スイッチを切るように制御することができる。
【００１４】
例えば、外部回路のショート等により過大な放電電流が流れた時には、ゲートＧ２（従ってスイッチＭ２、Ｍ４）をオン側に駆動したままゲートＧ１（従ってスイッチＭ１、Ｍ３）をオフ側に駆動し、あるいはバッテリＥが破壊されて短絡状態になった場合などには、ゲートＧ１（従ってスイッチＭ１、Ｍ３）をオン側に駆動したままゲートＧ２（従ってスイッチＭ２、Ｍ４）をオフ側に駆動して過大電流を阻止することができる。
【００１５】
特許文献１の回路構成においては、図４や図５で考慮されていなかった主スイッチの寄生ダイオードに流れる過電流も検出して遮断することができる。図８（ａ）、（ｂ）はこのような通電モードの説明図である。なお、図８では簡単のため図７の双方向主スイッチＭ１、Ｍ２側のみを示している。
即ち、図８（ａ）は過放電禁止、充電可能モード、つまりゲートＧ１がオフ側に、ゲートＧ２がオン側にそれぞれ駆動されている状態にあり、放電電流は阻止されているが充電側の電流は主スイッチＭ１の寄生ダイオードＤ１→主スイッチＭ２の経路で流れることが可能である。
【００１６】
この寄生ダイオードＤ１を流れる電流は、同時に双方向主スイッチと並列の双方向ミラ
ースイッチ側の寄生ダイオードＤ３→ミラースイッチＭ４（図７−図１参照）の経路でセンス抵抗Ｒｓに流れる電流によって検出可能であり、この寄生ダイオードＤ１の過電流はさらにゲートＧ２をオフに駆動することで遮断することができる。
同様に、図８（ｂ）は過充電禁止、放電可能モード、つまりゲートＧ１がオン側に、ゲートＧ２がオフ側にそれぞれ駆動されている状態にあり、充電電流は阻止されているが放電側の電流は主スイッチＭ２の寄生ダイオードＤ２→主スイッチＭ１の経路で流れることが可能である。
【００１７】
この寄生ダイオードＤ２を流れる電流も、同時に双方向主スイッチと並列の双方向ミラースイッチ側の寄生ダイオードＤ４→ミラースイッチＭ３（図７参照）の経路へセンス抵抗Ｒｓから流れる電流によって検出可能であり、この寄生ダイオードＤ２の過電流はさらにゲートＧ１をオフに駆動することで遮断することができる。
なおこの場合、寄生ダイオードの電流特性をミラー経路と主経路とでミラー比率に等しくするために、このミラー経路と主経路にそれぞれ対応するソース領域とドレイン領域の面積および基板コンタクト領域の面積を正確にミラー比率にする。
【００１８】
即ち、トランジスタＱ１とＱ３（およびＱ２とＱ４）の電流特性を互いに比例させるのであればＷ長をミラー比率に合致させることが重要であるが、寄生ダイオードＤ１とＤ３（およびＤ２とＤ４）の電流特性を互いに比例させるためには、ＰＮ接合の対向面積をミラー比率に合致させることが重要になる。
完全にミラー比率に合致したダイオード特性が得られれば、ダイオードＤ１とＤ３のそれぞれの両端子にかかる印加電圧（またはダイオードＤ２とＤ４のそれぞれの両端子にかかる印加電圧）が同一である場合、各ダイオード電流もミラー比率に等しくなるため、トランジスタがオフしていてもミラー経路電流は主経路の電流と比例する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１９】
【特許文献１】特開２００５−１６４３８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
しかし、双方向スイッチの一端をバッテリＥの陽極側に接続した場合、オペアンプＯｐ１の電源ＶＤＤ、−ＶＤＤはバッテリＥの陽極の電位に対しそれぞれ正、負の電位を持つものとする必要がある。そのため、外部から正電圧しか供給されない場合には、負電圧を得るために内部に別のバッテリを用いるか、もしくは正電圧から負電圧を発生させる電源回路を内蔵させる必要がある。
【００２１】
この発明の目的は、前記の課題を解決して、別のバッテリや正電圧から負電圧を発生させる電源回路を設けることなく、正電圧を発生させる電源回路のみを設けて、低損失で正確に充電・放電電流を検出できる双方向スイッチの電流検出回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
前記の目的を達成するために、特許請求の範囲の請求項１記載の発明によれば、主直流電源の一方の端と直接接続する第１外部端子と、他方の端が双方向主スイッチを介して接続する第２外部端子と、対向する極性で直列接続され双方向主スイッチを構成する２つの主トランジスタと、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流すように形成された２つのミラートランジスタを２組備え、前記主トランジスタの直列接続と一方の組のミラートランジスタの直列接続と互いに対応する一方の端が共に第２外部端子に接続されて、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、前記一方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端の電位を高入力インピーダンスで入力し、この電位がグランド電位になるように前記一方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端に第１センス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を出力する第１帰還増幅手段を備え、前記主トランジスタの直列接続と他方の組のミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一方の端が共にグランド電位に接続されて、前記他方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端の電位を高入力インピーダンスで入力し、この電位が前記第２外部端子の電位になるように前記他方の組のミラートランジスタの直列接続の他方の端に第２センス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を出力する第２帰還増幅手段を備え、前記第１センス抵抗の両端電圧から前記双方向主スイッチの充電電流を検出し、前記第２センス抵抗の両端電圧から前記双方向主スイッチの放電電流を検出する構成とする。
【００２３】
また、特許請求の範囲の請求項２記載の発明によれば、主直流電源の一方の端と直接接続する第１外部端子と、他方の端が双方向主スイッチを介して接続する第２外部端子と、対向する極性で直列接続され双方向主スイッチを構成する２つの主トランジスタと、前記直列接続に対応するように対向する極性で直列接続され、それぞれ対応する前記主トランジスタと対応する主電極同士の電位を等しくした条件下で対応する主トランジスタを流れる電流より小さい所定のミラー比率の電流を流すように形成された２つのミラートランジスタを備え、前記主トランジスタの直列接続とミラートランジスタの直列接続との互いに対応する一端が共に前記第２外部端子に接続され、前記主トランジスタの直列接続が前記主直流電源の電流路に挿入され、前記ミラートランジスタの直列接続の一方の端を前記第２外部端子に接続し、他方の端の電位を高入力インピーダンスで入力し、この電位がグランド電位になるように前記ミラートランジスタの直列接続の他方の端にセンス抵抗を介し前記ミラー比率の電流を出力する帰還増幅手段を備え、前記センス抵抗の両端電圧から前記双方向主スイッチの電流を検出する構成とする。
【００２４】
また、特許請求の範囲の請求項３記載の発明によれば、請求項１または２に記載の発明において、前記帰還増幅手段が、自身の正の入力端子が主電流電源のグランド電位に接続し、自身の負の入力端子が前記ミラートランジスタの他方の端に接続し、自身の出力端子が前記センス抵抗のミラートランジスタと反対側に接続され、前記グランド電位に対し正の電位をもつ１つの電源から給電されるオペアンプからなる構成とする。
【００２５】
また、特許請求の範囲の請求項４記載の発明によれば、請求項１〜３のいずれか一項記載の発明において、前記４つまたは６つのトランジスタがＮチャネルＭＯＳＦＥＴもしくはＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなるとよい。
また、特許請求の範囲の請求項５記載の発明によれば、請求項４記載の発明において、前記ミラートランジスタの寄生ダイオードは、該寄生ダイオードに流れる電流が、同時に前記主トランジスタの寄生ダイオードに流れる電流に対し前記ミラー比率を持つように形成されるとよい。
【発明の効果】
【００２６】
この発明によれば、双方向ミラースイッチとセンス抵抗およびオペアンプで構成される充電電流検出回路および放電電流検出回路を設けることで、オペアンプの電源回路として正電圧を発生させる回路のみにすることができる。その結果、オペアンプの電源として別のバッテリや正電圧から負電圧を発生させる電源回路を不要にすることができる。
また、バッテリなどの直流電源の過大な充放電電流を遮断する等の役割を持つ双方向主スイッチに、この双方向主スイッチの電流に対し所定のミラー比をもつ小電流（ミラー電流）を流すように構成した双方向ミラースイッチを組合わせたうえ、正の電源から給電されて双方向主スイッチと双方向ミラースイッチとの両端電圧を等しくするように双方向ミラースイッチにセンス抵抗を介してミラー電流を流すオペアンプを設け、センス抵抗の両端電圧からミラー電流、従って双方向主スイッチ電流を測定するようにしたので、高精度、低損失に双方向主スイッチ電流（バッテリ充放電電流）を検出することができる。
【００２７】
また、双方向主スイッチと双方向ミラースイッチを構成するＭＯＳＦＥＴのそれぞれの寄生ダイオードの電流も正確にミラー比率で流れるように主スイッチとミラースイッチの半導体基板上における素子レイアウトを行なうようにしたので、寄生ダイオードに通電する動作モードになった場合でも正確な寄生ダイオード電流の検出を可能とし、過大な寄生ダイオード電流も遮断することができる。
【００２８】
また、充電電流の検出のみまたは放電電流の検出のみを行なう場合には、本発明の充電電流検出用回路または放電電流検出用回路を用いて行なうことで、正電圧を発生させる電源回路で低損失で正確な充電電流または放電電流を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】この発明の第１実施例の双方向スイッチの電流検出回路図である。
【図２】この発明の第２実施例の双方向スイッチの電流検出回路図である。
【図３】この発明の第３実施例の双方向スイッチの電流検出回路図である。
【図４】従来のこの種の最も単純な電流測定回路の構成図である。
【図５】低損失に負荷電流Ｉｍを検出する装置の構成図
【図６】バッテリＥの過大な充放電電流を遮断する充放電保護スイッチ（双方向スイッチ）の主スイッチ部分の通常の構成図である。
【図７】特許文献１に記載されている電流検出回路の構成図である。
【図８】通電モードの説明図
【発明を実施するための形態】
【００３０】
実施の形態を以下の実施例で説明する。
【実施例１】
【００３１】
図１は、この発明の第１実施例の双方向スイッチの電流検出回路図である。電流検出回路は、充電電流検出回路２ａと放電電流検出回路３ａで構成される。充電電流検出回路２ａは、第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ２と第１センス抵抗Ｒｓ１１と第１ＡＤ変換器４および第１オペアンプＯｐ１１で構成される。第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ２は第１ミラースイッチＭ１３、Ｍ１４で構成される。Ｍ１３は第１ミラーＭＯＳＦＥＴＱ１３と寄生ダイオードＤ１３で構成され、Ｍ１４は第１ミラーＭＯＳＦＥＴＱ１４と寄生ダイオードＤ１４で構成される。尚、Ｏｐ１１とＲｓ１１で第１帰還増幅回路２ｂを構成する。
【００３２】
一方、放電電流検出回路３ａは、第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ３と第２センス抵抗Ｒｓ１２と第２ＡＤ変換器５および第２オペアンプＯｐ１２で構成される。第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ３は第２ミラースイッチＭ１５、Ｍ１６で構成される。Ｍ１５は第２ミラーＭＯＳＦＥＴＱ１５と寄生ダイオードＤ１５で構成され、Ｍ１６は第２ミラーＭＯＳＦＥＴＱ１６と寄生ダイオードＤ１６で構成される。尚、Ｏｐ１２とＲｓ１２で第２帰還増幅回路３ｂを構成する。
【００３３】
バッテリＥの高電位側は外部端子ＶＢ＋に接続し、バッテリＥのグランド側はＮｃｈ双方向主スイッチ１を介して外部端子ＶＢ−に接続する。Ｎｃｈ双方向主スイッチ１は主スイッチＭ１１、Ｍ１２で構成され、Ｍ１１は主ＭＯＳＦＥＴＱ１１と寄生ダイオードＤ１１で構成され、Ｍ１２は主ＭＯＳＦＥＴＱ１２と寄生ダイオードＤ１２で構成される。
Ｍ１１とＭ１２、Ｍ１３とＭ１４およびＭ１５とＭ１６はドレイン同士が互いに向かい合って接続している。
【００３４】
第１、第２ＡＤ変換器４、５で、第１、第２センス抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で発生した電圧のアナログ値をデジタル値に変換し、データ処理後にその信号はＭ１１、Ｍ１３、Ｍ１５のゲートＧ１１およびＭ１２、Ｍ１４、Ｍ１６のゲートＧ１２に入力される。また、この第１、第２ＡＤ変換器４、５を図示しないコンパレータに換えて、このコンパレータの出力を図示しないゲート制御回路に入力し、このゲート制御回路からの出力信号をＧ１１、Ｇ１２に入力してもよい。Ｉｍ１やＩｍ２が過大な電流になった場合にはＧ１１、Ｇ１２にオフ信号が送られてＮｃｈ双方向主スイッチ１はオフし、バッテリＥや負荷が保護される。
【００３５】
尚、図１では、Ｇ１１はＱ１１、Ｑ１３、Ｑ１５の共通のゲート端子であり、Ｇ１２はＱ１２、Ｑ１４、Ｑ１６の共通のゲート端子であるが、これらの各ＭＯＳＦＥＴのゲート端子を独立させ、これらの独立したゲート端子に所定のゲート信号を与えて回路動作させても構わない。
つぎに、回路動作を説明する。まず外部端子ＶＢ＋と外部端子ＶＢ−に充電器の＋端子と−端子をそれぞれ接続してバッテリＥを充電する場合について説明する。このモードでは、充電電流Ｉｍ１はＮｃｈ双方向主スイッチ１を介して外部端子ＶＢ−に向って流れる。このとき、バッテリＥのグランド側であるｄ点の電位に対してｅ点の電位は低くなる。
まず、図示しない充電器を接続した後で、Ｇ１１およびＧ１２にオン信号を入力し、Ｑ１１およびＱ１２がオン状態とする。このとき、Ｑ１３およびＱ１４もオン状態となる。
【００３６】
第１帰還増幅回路２ｂを構成するＯｐ１１の＋端子がグランド電位に固定されているので、ＯＰ１１の−端子のｇ点の電位もグランド電位になる。ｇ点の電位はｆ点を経由してｉ点に伝達され、ｉ点の電位はグランド電位になる。
そのため、第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ２の両端の電圧（ｉ点とｊ点の間の電圧）は、Ｎｃｈ双方向主スイッチ１の両端の電圧（ｄ点とｅ点の間の電圧）と正確に同じ電圧になる。
【００３７】
その結果、Ｎｃｈ双方向主スイッチ１に流れる電流（Ｉｍ１）のミラー比率（１／ｎ）の電流が第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ２にミラー電流として流れる。このミラー電流はＯｐ１１の出力であるｈ点からセンス抵抗Ｒｓ１１を通して第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ２へ流れ込む検出電流Ｉｓ１となる。
Ｉｓ１が大電流のＩｍ１の１／ｎとなるため、Ｒｓ１で消費する電力を極めて小さくすることができる。但し、ｎは１００から１００００程度であり、１：ｎがミラー比率である。また、ミラー比率で正確にＩｍ１を検出できる。
【００３８】
つぎに、外部端子ＶＢ＋と外部端子ＶＢ−に負荷を接続してバッテリＥから放電する場合について説明する。このモードでは、放電電流Ｉｍ２はＮｃｈ双方向主スイッチ１を介して外部端子ＶＢ−から、バッテリＥのグランド側に向って流れる。このとき、バッテリＥのグランド側であるｄ点の電位に対してｋ点の電位は高くなる。
まず、図示しない負荷を接続しＧ１１およびＧ１２にオン信号を入力し、Ｑ１１およびＱ１２がオン状態にする。このとき、Ｑ１５およびＱ１６もオン状態となる。第２帰還増幅回路３ｂを構成するＯｐ１２の＋端子がｋ点の電位に固定されているので、ＯＰ１２の−端子のｑ点の電位もｋ点の電位になる。
【００３９】
そのため、第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ３の両端の電圧（ｐ点とｎ点の間の電圧）は、Ｎｃｈ双方向主スイッチ１の両端の電圧（ｅ点とｄ点の間の電圧）と正確に同じ電圧になる。
その結果、Ｎｃｈ双方向主スイッチ１に流れる電流（Ｉｍ２）のミラー比率（１／ｎ）の電流が第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ３にミラー電流として流れる。このミラー電流はＯｐ１２の出力であるｒ点からセンス抵抗Ｒｓ１２を通して第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ３へ流れ込む検出電流Ｉｓ２となる。
【００４０】
Ｉｓ２がＩｍ２の１／ｎとなるため、Ｒｓ１２で消費する電力を極めて小さくすることができる。但し、ｎは１００から１００００程度であり、１：ｎがミラー比率である。また、ミラー比率で正確にＩｍ２を検出できる。
前記の回路構成にすることで、Ｒｓ１１、Ｒｓ１２の両端電圧からＩｓ１、Ｉｓ２を介して、Ｉｍ１、Ｉｍ２を監視するようにしたので、高精度、低損失でバッテリの充放電電流を検出することができる。
【００４１】
また、本発明の構成にすることで、Ｏｐ１１、Ｏｐ１２の電源電圧を通常の０ＶからＶＤＤの電圧（つまり、正電圧）のみにして、Ｉｍ１、Ｉｍ２の双方を検出できる。
また、Ｒｓ１１、Ｒｓ１２の抵抗値をある程度大きく選定することで、Ｏｐ１１、Ｏｐ１２から出力される電位（Ｈ点、ｒ点の電位）をグランド電位近辺および高電位近辺から離れた電位にすことができるため、Ｏｐ１１、Ｏｐ１２の動作が安定化する。但し、正確にミラー電流を流すためには、Ｒｓ１１、Ｒｓ１２の抵抗値はＮｃｈ双方向ミラースイッチ２、３の抵抗値より小さくする必要がある。
【００４２】
また、Ｎｃｈ双方向主スイッチ１とＮｃｈ双方向ミラースイッチ２、３を構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１１〜Ｑ１６）それぞれの寄生ダイオード（Ｄ１１〜Ｄ１６）の電流も正確にミラー比率で流れるように主スイッチとミラースイッチの半導体基板上における素子レイアウトを行なうようにすることで、寄生ダイオードに通電する動作モードになった場合でも正確な寄生ダイオード電流の検出を可能とし、過大な寄生ダイオード電流も遮断することができる。
【００４３】
図１に示すように、双方向スイッチとしてはドレインを共通にして、ソースが外部端子ＶＢ−につながるタイプだけでなく、ソースを共通にしてドレインを外部端子につなげるタイプも可能である。またバッテリーＥに対して陰極（グランド電位側）にＮｃｈ双方向主スイッチ１を挿入するタイプだけでなく、陽極にＰｃｈ双方向主スイッチを挿入することも可能である。
【実施例２】
【００４４】
図２は、この発明の第２実施例の双方向スイッチの電流検出回路図である。これは、第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ２を含む充電電流検出回路２ａのみを設けた場合である。特に、充電電流のみを監視する場合や放電電流の監視を第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ３を含む放電電流検出回路３ａ以外の構成で行なう場合である。
【実施例３】
【００４５】
図３は、この発明の第３実施例の双方向スイッチの電流検出回路図である。これは、第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ３を含む放電電流検出回路３ａのみを設けた場合である。特に、放電電流Ｉｍ２のみを監視する場合や充電電流Ｉｍ１の監視を第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ２を含む充電電流検出回路２ａ以外の構成で行なう場合である。
【符号の説明】
【００４６】
１    Ｎｃｈ双方向主スイッチ
２    第１Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ
２ａ  充電電流検出回路
２ｂ  第１帰還増幅回路
３    第２Ｎｃｈ双方向ミラースイッチ
３ａ  放電電流検出回路
３ｂ  第２帰還増幅回路
４    第１ＡＤ変換器
５    第２ＡＤ変換器
Ｅ    バッテリ
ＶＢ＋、ＶＢ−  外部端子
Ｒｓ１    第１センス抵抗
Ｒｓ２    第２センス抵抗
Ｏｐ１１  第１オペアンプ
Ｏｐ１２  第２オペアンプ
ＶＤＤ    オペアンプの電源（正電圧）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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