(57)【要約】【課題】スイッチング損失を低減しつつサージ電圧やノイズの発生を効果的に抑えることができる電力変換装置のゲート駆動回路を提供する。【解決手段】スイッチング素子と、電流指令値に追従して前記スイッチング素子を駆動し、該スイッチング素子に流れる主電流を制御するスイッチング素子駆動部とを有する電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、前記スイッチング素子駆動部は、前記電流指令値の大きさによって前記駆動電圧の時間変化率を制御する駆動電圧制御部を備えた。【選択図】図１
2010252451.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と、電流指令値に追従して前記スイッチング素子を駆動し、該スイッチング素子に流れる主電流を制御するスイッチング素子駆動部と
を有する電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、
前記スイッチング素子駆動部は、前記電流指令値の大きさによって前記駆動電圧の時間変化率を制御する駆動電圧制御部を備えることを特徴とする電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。
【請求項２】
前記駆動電圧制御部は、前記電流指令値が所定の電流指令閾値よりも大きいときに前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくし、該電流指令値が前記電流指令閾値よりも小さいときに前記駆動電圧の時間変化率を前記時間変化率よりも大きくすることを特徴とした請求項１に記載の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。
【請求項３】
直流中間電圧部の電圧値を検出する直流中間電圧検出部と、
前記直流中間電圧部に接続されたスイッチング素子と、
直流中間電圧指令値に応じて前記スイッチング素子を駆動して前記直流中間電圧部の電圧を制御するスイッチング素子駆動部と
を備えた電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、
前記スイッチング素子駆動部は、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が所定の電圧閾値よりも高いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくし、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が前記電圧閾値よりも低いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも大きくする駆動電圧制御部を備えることを特徴とした電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、
さらに前記スイッチング素子の温度値を検出するスイッチング素子温度検出部を備え、
前記駆動電圧制御部は、前記スイッチング素子温度検出部が検出した前記スイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも高いとき、前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも大きくし、前記スイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも低いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくすることを特徴とした電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。
【請求項５】
請求項１、２または４のいずれかに記載の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、
前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値および前記スイッチング素子の温度値によって前記駆動電圧の時間変化率を制御するものである電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。
【請求項６】
請求項３または４のいずれかに記載の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、
前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値、前記直流中間電圧の指令値、前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値または前記スイッチング素子の温度値の少なくとも二つの値によって前記駆動電圧の時間変化率を変更するものである電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子とその駆動回路を有する電力変換装置のスイッチング素子駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、商用交流を整流して直流出力電圧を得るコンバータとして高調波の発生を抑止しつつ入力力率を改善するアクティブコンバータが知られている（例えば、非特許文献１を参照）。この回路は、例えば図９に示すように交流電源１の交流電圧を整流して直流電圧を得る電力変換回路２の後段に、スイッチング素子が接続され、このスイッチング素子を駆動する駆動回路３を備えたものでＰＦＣ（Power Factor Correction）コンバータとも呼ばれている。
図９において整流回路は、四つのダイオードＤ1〜Ｄ4によってブリッジ整流回路を構成している。このブリッジ整流回路の直流出力側には、リアクトルＬ1、スイッチング素子［ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）］および電流検出用のシャント抵抗Ｒsによる直列回路が接続される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ5と平滑コンデンサＣ1からなる直列回路が接続されている。そして平滑コンデンサＣ1の両端から得られる平滑された直流電圧が負荷ＲLに与えられるようになっている。
【０００３】
次に駆動回路３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のゲートに与える駆動電圧を制御してスイッチングする。この駆動回路３には、負荷ＲLに印加される直流電圧検出値Ｖdを検出し、この直流電圧検出値Ｖdと出力電圧指令値Ｖaとを比較する比較器４が設けられている。この比較器４で比較され、その結果が差電圧［Ｖa−Ｖd］として出力されて比例・積分回路５に与えられる。
比例・積分回路５の出力電圧Ｖbは、乗算器６によって整流回路の出力電圧検出値Ｖrとの電圧積がとられ、電流指令値Ｖcとなって出力される。
整流回路で整流された直流電流は、シャント抵抗Ｒsによって検出され、検出電流値に応じた電圧値に変換された電流検出値Ｖsが得られる。この電流検出値Ｖsと電流指令値Ｖcとが比較器７によって比較される。この比較器７で比較された結果が差電圧［Ｖc−Ｖs］として出力され、比例・積分回路８に与えられる。
【０００４】
比例・積分回路８の出力は、コンパレータ１０によって三角波発生部９の出力と比較され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）ゲート駆動信号であるＰＷＭ信号が生成される。
一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）の近傍には、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）の温度を検出し、その検出温度値を出力する温度検出部１１が設けられている。この温度検出部１１が検出した検出温度値が所定の温度閾値を超えていないかどうかを比較するためコンパレータ１２に与えられる。このコンパレータ１２に設定される所定の温度閾値は、コンパレータ１２の正入力端子に接続された電圧Ｖtによって与えられる。このコンパレータ１２は、温度検出部１１が検出した検出温度値が所定の温度閾値を超えていないときゲート駆動信号の出力を許可する役割を担っている。
そして二つのコンパレータ１０，１２からともに信号が出力されたことをＡＮＤ回路１３が検知するとベース及びエミッタがそれぞれ接続されたＮＰＮトランジスタＴr1とＰＮＰトランジスタＴr2のベースにゲート駆動信号を与える。トランジスタＴr1のコレクタには、ゲート駆動電圧Ｖgが接続され、トランジスタＴr2のコレクタは接地されている。したがってＡＮＤ回路１３からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）をオンする駆動信号（充電駆動信号）がこれらのトランジスタＴr1，Ｔr2に与えられると、トランジスタＴr1からゲート駆動電圧Ｖgがゲート抵抗Ｒg1を介してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）に与えられる。
【０００５】
次いでＡＮＤ回路１３からゲートをオフする駆動信号（放電駆動信号）がトランジスタＴr1，Ｔr2に与えられると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のゲートに蓄積された電荷がゲート抵抗Ｒg1を介してトランジスタＴr2によって接地、放電される。ここにゲート抵抗Ｒg1は、ゲートの充放電電流を制限するものである。
このように構成された電力変換装置（コンバータ）は、ゲート抵抗Ｒg1の抵抗値に依存してゲート電圧の時間変化率が変化し、それゆえＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のスイッチング特性も変化する。つまりゲート抵抗Ｒg1の抵抗値を小さくするとゲート電流が増加する。このためスイッチング素子のゲート電圧が時間的に急峻に変化することになってスイッチングスピードが増加する。したがってスイッチング損失を低減することができる。しかし、その一方でターンオフ時のサージ電圧が増加し、スイッチング時に発生するノイズも増加するという問題が生ずる。
【０００６】
逆に、ゲート抵抗Ｒg1の抵抗値を大きくすると、ゲート電圧の時間変化率が小さくなる。このためスイッチングスピードが遅くなり、スイッチング損失が増加してしまうが、サージ電圧やノイズを低減することが可能となる。
電力変換回路では、一般にスイッチング素子がオンまたはオフする電流値が小さいとき（軽負荷時も含む）から大きいとき（重負荷時も含む）までの全作動範囲でゲート抵抗を変化させることはなく、その抵抗値は一定である。このためゲート抵抗は、最大電流をオフした場合に発生するサージ電圧が耐圧を超えることがないように、あるいは最大負荷時でもノイズが許容値を超えないように抵抗値が選定される。
このため軽負荷時などのスイッチング素子に流れる電流値が小さいときは、許容値に対して発生するサージ電圧やノイズに余裕があるにもかかわらず、最大負荷時に設定したゲート抵抗のために大きなスイッチング損失が発生するという問題がある。
【０００７】
またスイッチング素子のスイッチングスピードは、温度にも依存する。すなわち温度が高くなるとスイッチングスピードが遅くなり、逆に温度が低くなるとスイッチングスピードが速くなる。よって、温度が高いほどサージ電圧やノイズも低くなる。
このようにスイッチング素子の温度は動作状態や周囲温度によって変化するため、ゲート抵抗はサージ電圧やノイズにとって最悪条件である低温時において許容値を超えない抵抗値が選定される。このように低温時に適したゲート抵抗が選定すると、高温時ではサージ電圧やノイズに余裕があるにもかかわらず、大きなスイッチング損失が発生するという問題が生ずる。
さらに、サージ電圧やノイズは定常オフ時にスイッチング素子に印加される電圧、即ち直流中間電圧にも依存する。サージ電圧の極大値は直流中間電圧とスイッチング時の跳ね上がり電圧の総和になるため、直流中間電圧が低くければ、例え跳ね上がり電圧が高くなったとしてもスイッチング素子の耐圧を超えることなく、電力変換装置を安全に作動させることができる。その一方でノイズは、スイッチング素子とグランド間に生成される寄生容量が充放電されることによって誘発されるため、スイッチング素子に印加される電圧が高いほど寄生容量を充放電する電流が増加し、発生するノイズも増加する。
【０００８】
近年では、直流中間電圧を変化させて装置の制御性能を向上させるＰＡＭ制御が用いられるようになり、直流中間電圧が変化するケースが多い。しかし、直流中間電圧が低い時には、サージ電圧のピーク値やノイズが減少するにも関わらず、ゲート抵抗の抵抗値は一定であるため、大きなスイッチング損失が発生する問題がある。
そこで、電流値を検出してゲート抵抗を切り換える手段が試みられている（例えば、特許文献１を参照）。また温度検出値をゲート抵抗の切り換えを行うための判断要素の一つとした駆動回路もある（例えば、特許文献２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開平５−３２８７４６号公報
【特許文献２】特開２００３−２７４６７２号公報
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】仁田旦三、中岡睦雄，「新世代工学シリーズ  パワーエレクトロニクス」，第１版，株式会社オーム社，平成１７年３月１０日，ｐ．１６１−１７０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
しかしながら特許文献１に記載の電圧形スイッチング素子制御方法及びその装置に用いられている絶縁形の電流検出器は高価であり、電力変換装置のコストが増加するという問題が生ずる。もちろん安価な電流検出器としてシャント抵抗を用いることも可能であるが、シャント抵抗の両端に生ずる電圧は、発生損失を低減させるために微小な電圧値である。このため検出電圧値に僅かなノイズが重畳されると、電力変換装置が誤動作を起こす要因となったり、破損が生じたりするという懸念がある。
また特許文献２に記載の半導体スイッチング装置は、温度検出値をゲート抵抗の切り換えを行うための判断要素の一つとしているが、直流中間電圧の変化に応じてゲート抵抗を切り換えることができず、スイッチングに伴う電力損失を軽減することができない。
本発明は、このような問題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、スイッチング損失を低減しつつノイズの発生を効果的に抑えることができる電力変換装置のゲート駆動回路を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上述した目的を達成するため本発明の電力変換装置のゲート駆動回路は、スイッチング素子と、電流指令値に追従して前記スイッチング素子を駆動し、該スイッチング素子に流れる主電流を制御するスイッチング素子駆動部とを有する電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、前記スイッチング素子駆動部は、前記電流指令値の大きさによって前記駆動電圧の時間変化率を制御する駆動電圧制御部を備えることを特徴とするものである。
上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、電流指令値に応じてゲート抵抗の抵抗値を制御する駆動電圧制御部によってゲートに印加される駆動電圧の時間変化率を変化させる。
また前記駆動電圧制御部は、前記電流指令値が所定の電流指令閾値よりも大きいときに前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくし、該電流指令値が前記電流指令閾値よりも小さいときに前記駆動電圧の時間変化率を前記時間変化率よりも大きくすることを特徴としている。
【００１３】
上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、電流指令値が所定の電流指令閾値よりも大きいときにはゲート抵抗の抵抗値を大きくしてゲート電圧の時間変化率を緩やかな変化とし、スイッチングスピードを遅くする。それゆえターンオフ時のサージ電圧を抑制することができる。逆に電流指令値が前記電流指令閾値よりも小さいときには、ゲート抵抗の抵抗値を小さくしてゲート電圧の時間変化率を急峻な変化としてスイッチング損失を低減させる。
あるいは本発明は、直流中間電圧部の電圧値を検出する直流中間電圧検出部と、前記直流中間電圧部に接続されたスイッチング素子と、直流中間電圧指令値に応じて前記スイッチング素子を駆動して前記直流中間電圧部の電圧を制御するスイッチング素子駆動部とを備えた電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、前記スイッチング素子駆動部は、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が所定の電圧閾値よりも高いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくし、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が前記電圧閾値よりも低いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも大きくする駆動電圧制御部を備えることを特徴とするものである。
【００１４】
上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、直流中間電圧指令値に応じてゲート抵抗の抵抗値を制御して駆動電圧の時間変化率を変化させる。即ち、直流中間電圧指令値が所定の電圧閾値よりも高いときにはゲート抵抗の抵抗値を大きくしてゲート電圧の時間変化率を緩やかな変化とし、スイッチングスピードを遅くする。それゆえターンオフ時のサージ電圧を抑制することができる。逆に直流中間電圧指令値が所定の電圧閾値よりも低いときには、ゲート抵抗の抵抗値を小さくしてゲート電圧の時間変化率を急峻な変化としてスイッチング損失を低減させる。
あるいは前記スイッチング素子の温度値を検出するスイッチング素子温度検出部を備え、前記駆動電圧制御部は、前記スイッチング素子温度検出部が検出した前記スイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも高いとき、前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも大きくし、前記スイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも低いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくすることが望ましい。
【００１５】
上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、温度が高い時には半導体素子の特性でサージ電圧やノイズの発生が小さくなる特性を利用し、ゲート電圧の変化率を大きく（変化を急峻に）し、高速スイッチングさせてもサージ電圧やノイズの規定値を超えることがなく、スイッチング損失を低減できる。これとは逆に、温度が低い時にはサージ電圧やノイズの発生が大きくなるので上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、ゲート電圧の変化率を小さく（緩やかに）してサージ電圧やノイズを規定値を超えないように低減させることができる。
好ましくは前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値および前記スイッチング素子の温度値によって前記駆動電圧の時間変化率を制御することが望ましい。
上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、スイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも高いときにはゲート抵抗の抵抗値を小さくしてゲート電圧の時間変化率を急峻とし、損失を低減させる。逆にスイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも低いときときには、ゲート抵抗の抵抗値を大きくしてゲート電圧の時間変化率を緩やかな変化としてノイズを低減させる。
【００１６】
あるいは前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値、前記直流中間電圧の指令値、前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値または前記スイッチング素子の温度値の少なくとも二つの値によって前記駆動電圧の時間変化率を変更するものとして構成される。
【発明の効果】
【００１７】
上述したように本発明の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路は、変換回路の動作や状態に応じてゲート電圧の変化率を切り換えているので効果的にスイッチング損失やノイズを低減させることができる。また本発明の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路は、電流指令値の大きさによってゲート電圧の変化率を切り換えるタイミングを決定しているので、ノイズなどによる誤動作を防ぐことができ、信頼性の高い電力変換装置を提供できる。さらに本発明は、温度だけでなく直流中間電圧も加味してゲート電圧の変化率を調整できるので、本発明の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路は、電力変換装置の稼動状況に応じて、より最適なゲート駆動が可能となり、スイッチング損失とノイズを低減できるという優れた効果を奏し得る。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施例１に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示す図。
【図２】図１に示す電力変換装置におけるブリッジ整流回路の電圧とゲート抵抗切換え信号の関係を示す図。
【図３】本発明の実施例２に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示す図。
【図４】図３に示す電力変換装置における直流中間電圧とゲート抵抗切換え信号の関係を示す図。
【図５】本発明の実施例３に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示す図。
【図６】本発明の別の実施例に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動回路におけるゲート部分の概略構成を示す図。
【図７】本発明の更に別の実施例に係る電力変換装置のスイッチング素子駆動回路におけるゲート部分の概略構成を示す図。
【図８】図７に示す本発明の更に別の実施例に係る電力変換装置におけるブリッジ整流回路の電圧とゲート切換え信号の関係を示す図。
【図９】従来の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路の概略構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００２０】
図１,２は本発明の実施例１を示すものであって、図中、図９と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図に示す従来のものと同様であるので説明を略述する。
さて図１に示す本発明の実施例１に係る電力変換装置のスイッチング素子回路が従来のものと異なるところは、ゲート抵抗Ｒg2とスイッチＳＷの直列回路をゲート抵抗Ｒg1と並列に接続し、乗算器６から出力される電流指令値Ｖcが所定の設定値Ｖthを上回ったとき、このスイッチＳＷをオンにするコンパレータ２０を有する駆動電圧制御部を備えた点にある。
このような特徴ある本発明の電力変換装置のスイッチング素子回路についてより詳細に説明する。
【００２１】
まず電流指令値Ｖcは、四つのダイオードＤ1〜Ｄ4で構成されるブリッジ整流回路の出力電圧検出値Ｖrを比例・積分回路５の出力電圧Ｖbと乗算することによって得られる。ちなみに図１に示す交流電源１は、１００Ｖや２００Ｖなどの商用交流であり、これを単に乗算すると高い電圧値になる。このため特に図示しないが電流指令値Ｖcは、数ボルト程度の値に変換されて乗算器６から出力される。
ブリッジ整流回路から出力される直流電流ＩLは、シャント抵抗Ｒsの両端に生ずる電圧降下によって反転極性で検出され、電流指令値Ｖcとの差分が零になるようにフィードバック制御される。よってスイッチング周波数成分のリプルを無視すれば直流電流ＩLは電流指令値Ｖcに追従するように制御される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）がオンまたはオフする電流も電流指令値Ｖcに相当する値となる。
【００２２】
次に図２に示すように電流指令値Ｖcが小さいときには、コンパレータ２０の出力電圧（ゲート抵抗切換信号ＶSEL）がハイレベルとなり、スイッチＳＷがオンする。すると二つのゲート抵抗Ｒg1,Ｒg2が並列に接続されることになるので、合成抵抗値は減少する。したがってゲート抵抗の抵抗値が小さいのでゲート電圧の時間変化率が急峻となり、スイッチング損失を低減することができる。更に電流指令値Ｖcが小さいときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）がスイッチングする電流も小さい。このためゲート抵抗を小さくしてもサージ電圧はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）の耐圧を超えることなく、安全に動作させることができる。
一方、電流指令値Ｖcが大きいときには、ゲート抵抗切換信号ＶSELがローレベルになり、スイッチＳＷがオフする。するとゲート抵抗Ｒg1だけとなり、抵抗値が増加する。よって、スイッチングスピードが遅くなり、ターンオフ時のサージ電圧はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）耐圧を超えないように抑制される。
【００２３】
かくして本発明の実施例１に係る電力変換装置のスイッチング素子回路は、電流指令値Ｖcが小さい領域でゲート抵抗の抵抗値を小さくしているのでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のスイッチング損失を低減させることができ、電力変換装置の高効率化を図ることができる。また本発明は、電流指令値Ｖcが大きい領域でゲート抵抗の抵抗値を大きくしているのでターンオフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）耐圧を超えるサージ電圧の印加を防ぐことができる。
特に本発明の電力変換装置のスイッチング素子回路は、電流指令値Ｖcを用いて、その値に応じてゲート抵抗を切り換えている。この電流指令値Ｖcは交流電源１を全波整流した高電圧を検出することによって生成されるので、多少のノイズが重畳されたとしても相対的にノイズ電圧が小さいので影響を受けることが少ない。更に電流指令値Ｖcを用いてゲート抵抗の切り換えを行う本発明のスイッチング素子回路は、信頼性が高く、安全に電力変換装置を作動させることができる。
【００２４】
また交流電源１の位相（ゼロクロス）を検出し、交流電源１に同期した正弦波全波波形の指令を生成すれば、電流指令値Ｖcを生成するための電圧検出回路も不用となり、電力変換装置外から受けるノイズの影響をさらに低減することが可能となり、実用上極めて有効である。
【実施例２】
【００２５】
図３に本発明の実施例２に係る電力変換装置のスイッチング制御回路の概略構成を示す。この実施例２が上述した実施例１と異なるところは、負荷ＲLに代えてＤＣ−ＤＣコンバータやインバータなどの変換回路１５を接続した点にある。このように構成された電力変換装置にあっては、電力変換回路２の出力電圧が直流中間電圧となり、出力電圧指令値Ｖaに相当する電圧値に制御される。
スイッチング素子回路は、図４に示すように直流電圧検出値Ｖdが大きくなると、スイッチＳＷをオフにしてゲート抵抗を増加させる。逆に直流電圧検出値Ｖdが小さいときは、スイッチＳＷをオンにしてゲート抵抗を減少させる
したがって本発明のスイッチング制御回路は、出力電圧が高いときゲート抵抗が増加してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のスイッチングスピードが低下するので、サージ電圧やノイズを効果的に抑制することができるとともに、ターンオフ時におけるサージ電圧が抑制され、スイッチング素子の耐圧を超えることがない。逆に、直流電圧検出値Ｖdが低くなるとスイッチＳＷをオンにし、ゲート抵抗を減少させているので、スイッチング損失を低減することができ、電力変換装置を高効率で稼動させることができる。
【００２６】
また直流電圧検出値Ｖdが低いときには出力電圧も低い。このため本発明のスイッチング制御回路は、ゲート抵抗を小さくして跳ね上がり電圧を増加させてもＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）の耐圧を超えることなく電力変換装置を安全に作動させることができる。
なお、本発明のスイッチング制御回路は、直流電圧検出値Ｖdの代わりに出力電圧指令値Ｖaを用いてゲート抵抗切換信号ＶSELを生成しても同様な効果が得られる。
【実施例３】
【００２７】
図５に本発明の実施例３に係る電力変換装置のスイッチング制御回路の概略構成を示す。この実施例３が上述した実施例１,２と異なるところはスイッチング素子の温度依存性に着目し、ゲート抵抗の抵抗値を制御する点にある。
この実施例３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）の近傍に素子の温度を検出する温度検出部３０を備え、この温度検出部３０が検出した温度検出値Ｖeが電流指令値Ｖcや出力電圧（出力電圧指令値Ｖaまたは直流電圧検出値Ｖd）とともにゲート抵抗切換部３１に入力されている。
例えば、電流や出力電圧が大きい場合でもＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）の温度が高ければ、ゲート抵抗を小さくしてもサージ電圧やノイズが許容値を超えないことがある。このためゲート電圧の変化率を大きく（変化を急峻に）し、高速スイッチングさせてもサージ電圧やノイズの規定値を超えることがなく、スイッチング損失を低減できる。また、電流値が高く、温度が低くても出力電圧が低ければサージ電圧やノイズは許容値を超えないことがある。このためゲート電圧の変化率を小さく（変化を緩やかに）することで、サージ電圧やノイズを規定値を超えないように低減できる。このようにサージ電圧やノイズは上記３要素の関係で変化する。
【００２８】
そこでゲート抵抗切換部３１には上記３要素の状態に応じて適切なゲート抵抗を選択するための予め検証したデータを用意しておき、電力変換回路の動作状態によってサージ電圧やノイズの発生を許容値以下に抑えつつスイッチング損失を低減させるゲート抵抗を選択させる。
なお、ゲート抵抗の選択には必ずしも上記３要素全てを用いる必要はなく、仕様に応じて適宜選択してもよい。例えば、スイッチング素子の温度変化がほとんどない場合は、温度による判断要素を削除しても構わない。このような制御は例えばディジタル制御を適用すれば容易に実現可能であり、電流や電圧および温度などを加味した最適なゲート駆動条件が実現でき、電力変換装置におけるサージ電圧やノイズまたはスイッチング損失を低減することができる。
【００２９】
また、本実施例ではゲート電圧の変化率を変化させる手段として、ゲート抵抗を切り換える方式を説明したが、図６（図１，３，５の回路図におけるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）とゲート抵抗ＲG1以外を省略）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のゲート・ソース間にコンデンサＣxとスイッチＳＷxの直列回路を接続し、そのスイッチをオン・オフさせてゲート電圧の変化率を変化させてもよい。すなわちゲート電圧の変化率を減少させるには、図示しないスイッチ制御回路がスイッチＳＷxをオンにしてコンデンサＣxを充電させればよい。逆にゲート電圧の変化率を増加させるときは、スイッチ制御回路がスイッチＳＷxをオフし、ゲート・ソース間に存在する寄生容量だけを充電させればよい。
あるいは本発明のスイッチング回路は、複数のゲート抵抗切換回路を用いて段階的にゲート電圧の変化率を変化させてもよい。具体的には、図１，３，５の回路図に示したゲート抵抗ＲG1，ＲG2およびスイッチＳＷからなるゲート抵抗回路を図７（ゲート抵抗回路およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）以外を省略）に示すように三つのゲート抵抗ＲG1，ＲG2，ＲG3を用い、ゲート抵抗ＲG1にゲート抵抗ＲG2とスイッチＳＷ2を直列に接続した直列回路を並列に接続し、更にゲート抵抗ＲG3とスイッチＳＷ3を直列に接続した直列回路を並列に接続する。ここで二つのゲート抵抗ＲG2，ＲG3は、［ＲG2＜ＲG3］であるとする。そしてそれぞれのスイッチＳＷ2，ＳＷ3をゲート抵抗切換部がオン・オフ可能なように接続する（特に図示せず）。
【００３０】
このように構成された本発明の更に別の実施例に係るスイッチング回路は、図８に示すように電流指令値Ｖcが第一の電閾値圧Ｖth2以下の場合にはスイッチＳＷ2をオンして抵抗値の小さなゲート抵抗ＲG2を導通させる。これによりＭＯＳＦＥＴ（Ｑ1）のゲートが急速に充電されて電圧変化率が向上する。次に、第一の閾値Ｖth1＜電流指令値Ｖc＜第二の電圧閾値Ｖth2の状態でゲート抵抗切換部は、スイッチＳＷ2をオフ、スイッチＳＷ3をオンしてゲート抵抗ＲG3を導通させゲート抵抗を増加させる。するとゲート電圧の変化率は低下する。
電流指令値Ｖcが第二の電圧閾値Ｖth3以上のときゲート抵抗切換部は、スイッチＳＷ2，ＳＷ3の両方をオフにしてゲート抵抗をＲG1だけとし、最も大きなゲート抵抗値にしてゲート電圧の変化率をさらに小さくする。
【００３１】
このようにすることでより好ましいゲート電圧の変化をさせることができ、スイッチング損失を低減しつつサージ電圧やノイズの発生を効果的に抑えることが可能となる。
また、本発明のスイッチング回路は、連続的に変化する電流源でゲートを充放電させてもよい。特に図示しないが、この電流源は例えば、一般的なカレントミラー回路で構成され、カレントミラー回路の電圧値を変化させることで連続的に変化する電流源となる。そして予めマイコンやＤＳＰなどに保存された情報から適切な電流値が選択され（ゲート抵抗値切換部に相当する）、Ｄ／Ａ変換することよって適切な電流値に相当する電圧を得ることができる。そうして得られた電圧をカレントミラー回路の電圧源とすることで、電圧値と共に電流が変化し、電流値が小さくなればゲート電圧の変化率も小さくなる。逆に、電流値が大きくなればゲート電圧の変化率も増加する。このような電流源を用いてノイズや損失、または跳ね上がり電圧を低減させるようにゲート電圧の変化率を変化させれば良い。
【００３２】
このように本発明は、ゲート電圧の変化率を変化させる手段に限定されるものではない。また上述した実施例はスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴで説明したが、ＩＧＢＴやＧＴＯ等のスイッチング素子にも適用可能である。更に本発明は上述した電力変換装置の他に、電流指令値を用いてスイッチング素子を制御する変換装置や直流中間電圧を変化させる電力変換装置の全てに本発明を適用できることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００３３】
１    交流電源
２    電力変換回路
３    駆動回路
Ｑ1    ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ1-Ｄ5    ダイオード
Ｒg1,Ｒg2    ゲート抵抗
ＲL    負荷
Ｒs    シャント抵抗
ＳＷ    スイッチ
Ｔr1，Ｔr2    トランジスタ
Ｖa    出力電圧指令値
Ｖb    出力電圧
Ｖc    電流指令値
Ｖd    直流電圧検出値
Ｖg    ゲート駆動電圧
Ｖr    出力電圧検出値
ＶSEL    ゲート抵抗切換信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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