(57)【要約】【課題】ＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置において、出力電流の歪みを抑制することができる制御装置を提供することを目的とする。【解決手段】制御装置３０は、取得された交流電圧の絶対値が、交流電圧の振幅よりも小さい電圧閾値ＴＨ１以上の場合に、第１設定部５０により設定された第１時比率Ｄ１により第５スイッチＳＷをオンオフ操作させる。一方、制御装置３０は、取得された交流電圧の絶対値が電圧閾値ＴＨ１よりも小さい場合に、第２設定部８０により設定された第２時比率Ｄ２により第５スイッチＳＷ５をオンオフ操作させる。【選択図】      図１
2020110032.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（ＳＷ５）とを有し、入力端子（ＴＤ１，ＴＤ２）を通じて供給される直流電圧を交流電圧に変換し、変換した前記交流電圧を出力端子（ＴＡ１，ＴＡ２）に接続された交流電源に供給するＤＣ・ＡＣ変換装置（１００）に適用されるＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置（３０）であって、
前記リアクトルに流れる電流値であるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
前記交流電源の電圧値である交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
取得された前記リアクトル電流を、取得された前記交流電圧に基づいて生成された電流指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により、１スイッチング周期における前記駆動スイッチのオン操作期間の比率である第１時比率を設定する第１設定部（５０，５１，５２）と、
取得された前記リアクトル電流の平均値を前記電流指令値に制御すべく、平均電流モード制御により、１スイッチング周期における前記駆動スイッチのオン操作期間の比率である第２時比率を設定する第２設定部（８０）と、
取得された前記交流電圧の絶対値が、取得された前記交流電圧の振幅よりも小さい電圧閾値以上の場合に、前記第１設定部により設定された前記第１時比率により前記駆動スイッチを操作し、取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値よりも小さい場合に、前記第２設定部により設定された前記第２時比率により前記駆動スイッチを操作する操作部（７０）と、を備えるＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記操作部は、取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値よりも小さい期間において、前記第１時比率及び前記第２時比率のうち、小さい方に基づいて前記駆動スイッチをオンオフ操作し、
取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値よりも小さい期間において、前記操作部で用いられる前記第１時比率を前記第２時比率よりも大きくするピーク側変更部（４０，６１）を備える請求項１に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
【請求項３】
前記ピーク側変更部（４０）は、取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値よりも小さい期間において、前記第１設定部で用いられる前記電流指令値を、前記第２設定部で用いられる前記電流指令値よりも大きくすることにより、前記第１時比率を前記第２時比率よりも大きくする請求項２に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
【請求項４】
前記ピーク側変更部（６１）は、
前記第１時比率に基づいて定まる前記オン操作期間の最小時間を定めるマスク時間を可変設定し、
取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値よりも小さい期間において、取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値以上となる期間よりも前記マスク時間を長くすることにより、前記第１時比率を前記第２時比率よりも大きくする請求項２又は３に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
【請求項５】
取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値以上となる期間において、前記第２時比率を前記第１時比率よりも大きくする平均側変更部（７５，９０）を備える請求項２〜４のいずれか一項に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
【請求項６】
前記平均側変更部（７５）は、取得された前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値以上となる期間において、前記第２設定部で用いられる前記電流指令値を、前記第１設定部で用いられる前記電流指令値よりも大きくすることにより、前記第２時比率を前記第１時比率よりも大きくする請求項５に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
【請求項７】
前記電圧閾値は、前記交流電圧がゼロとなるゼロクロスタイミングの近傍の前記交流電圧である請求項１〜６のいずれか一項に記載のＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ・ＡＣ変換装置に適用される制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、ＡＣ・ＤＣ変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を電流指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により、ＡＣ・ＤＣ変換装置の駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。この制御装置は、交流電圧の位相に応じて変化する補正値を電流指令値に加算することにより、出力電流の歪みを低減している。補正値は、リアクトル電流の平均値と指令値との間の乖離幅に基づいて算出される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１５−１９８４６０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、直流電圧を交流電圧に変換するＤＣ・ＡＣ電力変換装置においても、出力電圧の歪みを改善することにより、交流電源に供給する交流電力の力率を改善することが望まれる。
【０００５】
本発明は上記課題に鑑みたものであり、ＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置において、出力電流の歪みを抑制することができる制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために本発明は、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、入力端子を通じて供給される直流電圧を交流電圧に変換し、変換した前記交流電圧を出力端子に接続された交流電源に供給するＤＣ・ＡＣ変換装置に適用されるＤＣ・ＡＣ変換装置の制御装置に関する。制御装置は、前記リアクトルに流れる電流値であるリアクトル電流を取得する電流取得部と、前記交流電源の電圧値である交流電圧を取得する交流電圧取得部と、取得された前記リアクトル電流を、取得された前記交流電圧に基づいて生成された電流指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により、１スイッチング周期における前記駆動スイッチのオン操作期間の比率である第１時比率を設定する第１設定部と、取得された前記リアクトル電流の平均値を、前記電流指令値に制御すべく、平均電流モード制御により、１スイッチング周期における前記駆動スイッチのオン操作期間の比率である第２時比率を設定する第２設定部と、取得された前記交流電圧の絶対値が、前記交流電圧の振幅よりも小さい電圧閾値以上の場合に、前記第１設定部により設定された前記第１時比率により前記駆動スイッチを操作し、前記交流電圧の絶対値が前記電圧閾値よりも小さい場合に、前記第２設定部により設定された前記第２時比率により前記駆動スイッチを操作する操作部と、を備える。
【０００７】
ピーク電流モード制御を用いるＤＣ・ＡＣ変換装置では、交流電源に供給する交流電力の力率を改善するために、交流電圧に基づいてリアクトルに流れるリアクトル電流の電流指令値を設定する。そのため、交流電圧のゼロクロスタイミング近傍において、リアクトル電流をゼロ付近の値とすべく、１スイッチング周期におけるオン操作期間の比率を示す時比率が最も小さな値となる。ここで、ピーク電流モード制御において、交流電圧のゼロクロスタイミング近傍で検出されたリアクトル電流にノイズが重畳することにより、リアクトル電流が電流指令値に達し、駆動スイッチが意図しないタイミングでオフ操作される誤ターンオフが生じる場合がある。駆動スイッチの誤ターンオフは、出力電流の歪みを生じさせる要因となる。
【０００８】
平均電流モード制御は、リアクトル電流の平均値を電流指令値に制御するため、ピーク電流モード制御と比べてリアクトル電流に重畳したノイズの影響を受けにくい。そのため、平均電流モード制御を用いて、駆動スイッチを操作することが考えられる。しかし、平均電流モード制御は、ピーク電流モード制御よりも電流指令値に対する応答性が悪い。このため、ＤＣ・ＡＣ変換装置において、全ての期間で平均電流モード制御により駆動スイッチを操作すると、電流指令値に対する応答性が低下する。
【０００９】
そこで、本発明では、取得されたリアクトル電流を、取得された交流電圧に基づいて生成された電流指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により１スイッチング周期における駆動スイッチのオン操作期間の比率である第１時比率を設定する第１設定部と、取得されたリアクトル電流の平均値を、電流指令値に制御すべく、平均電流モード制御により１スイッチング周期における駆動スイッチのオン操作期間の比率である第２時比率を設定する第２設定部と、を備えている。取得された交流電圧の絶対値が所定の電圧閾値以上の場合に、第１設定部により設定された第１時比率により駆動スイッチがオンオフ操作され、交流電圧の絶対値が電圧閾値よりも小さい場合に、第２設定部により設定された第２時比率により駆動スイッチがオンオフ操作される。これにより、誤ターンオフが生じにくい期間では、ピーク電流モード制御により駆動スイッチがオンオフ操作され、誤ターンオフが生じ易い期間では、平均電流モード制御により駆動スイッチがオンオフ操作される。このため、電流指令値に対するリアクトル電流の応答性の低下を抑制しつつ、誤ターンオフの発生を抑制して出力電流の歪みを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図２】制御装置の機能ブロック図。
【図３】電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。
【図４】第５スイッチの誤ターンオフを説明する図。
【図５】第２補正値を説明する図。
【図６】第１補正値を説明する図。
【図７】電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。
【図８】乖離幅を説明する図。
【図９】変形例に係る電力変換装置の構成図。
【図１０】第２実施形態に係る制御装置の機能ブロック図。
【図１１】マスク時間の推移を説明するタイミングチャート。
【図１２】電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。
【図１３】第３実施形態に係る制御装置の機能ブロック図。
【図１４】フィードフォワード制御部の機能ブロック図。
【図１５】第４実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【図１６】制御装置の機能ブロック図。
【図１７】電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。
【図１８】第５実施形態に係る電力変換装置の構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
＜第１実施形態＞
本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換装置（以下、電力変換装置という）について説明する。電力変換装置は、直流端子を通じて供給される直流電力を交流電力へ変換して交流電源に供給する。
【００１２】
図１に示す電力変換装置１００の第１，第２直流端子ＴＤ１、ＴＤ２には、不図示の直流電源が接続されており、第１，第２交流端子ＴＡ１，ＴＡ２には、交流電源２００が接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源であり、直流電源はバッテリやＤＣ・ＤＣ変換回路である。
【００１３】
電力変換装置１００は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路１５と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路１２と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。
【００１４】
第１直流端子ＴＤ１には、第１配線ＬＰ１の第１端が接続されており、第２直流端子ＴＤ２には第２配線ＬＰ２の第１端が接続されている。第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２とは、コンデンサ１６により接続されている。
【００１５】
第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の第２端には、ハーフブリッジ回路１５が接続されている。ハーフブリッジ回路１５は、第５スイッチＳＷ５と、第６スイッチＳＷ６とを備えている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ５のドレインが第１配線ＬＰ１に接続されており、第６スイッチＳＷ６のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第５スイッチＳＷ５が駆動スイッチに相当する。
【００１６】
ハーフブリッジ回路１５とフルブリッジ回路１２とは、第３配線ＬＰ３及び第４配線ＬＰ４により接続されている。第３配線ＬＰ３の第１端は、第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとの間の第１接続点Ｋ１に接続されている。第３配線ＬＰ３には、リアクトル１３が設けられている。また、第４配線ＬＰ４の第１端は、第６スイッチＳＷ６のソースに接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路１２に接続されている。
【００１７】
フルブリッジ回路１２は、第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＳＷ３のソースと、第４スイッチＳＷ４のドレインとが接続されている。第１スイッチＳＷ１のソースと、第２スイッチＳＷ２のドレインとが接続されている。第１，第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３の各ドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第２，第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４の各ソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。
【００１８】
第３スイッチＳＷ３のソースと第４スイッチＳＷ４のドレインとの間の第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流端子ＴＡ２に接続されている。第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との第３接続点Ｋ３は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流端子ＴＡ１に接続されている。
【００１９】
電力変換装置１００は、第１電圧センサ３１と、電流センサ３２と、第２電圧センサ３３とを備えている。第１電圧センサ３１は、第１，第２直流端子ＴＤ１，ＴＤ２を通じて入力される直流電源の電圧値を入力電圧Ｖｄｃとして検出する。電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流値をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。第２電圧センサ３３は、交流電源２００の電圧値を交流電圧Ｖａｃとして検出する。
【００２０】
電力変換装置１００は、制御装置３０を備えている。制御装置３０は、第１〜第６スイッチＳＷ１〜ＳＷ６をオンオフ操作する。なお、制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
【００２１】
図２は、制御装置３０の機能ブロック図である。制御装置３０は、周知のピーク電流モード制御により、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６をオンオフ操作する。制御装置３０は、波形生成部３４、乗算器３５、絶対値算出部３６、加算器３７、電流補正部４０、第１設定部５０、Ｄｕｔｙ制限部７０、及び極性切替部５５を備えている。本実施形態では、制御装置３０が、電流取得部と、交流電圧取得部とを含む。
【００２２】
波形生成部３４は、交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎθを生成する。基準波形ｓｉｎθは、交流電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値であり、振幅が１であり、交流電圧Ｖａｃと同じ周期で変動する。本実施形態では、基準波形ｓｉｎθは、交流電圧Ｖａｃと同位相となる。波形生成部３４は、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃがゼロとなるタイミングをゼロクロスタイミングとして検出し、交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロスタイミングから次のゼロクロスタイミングまで変化する期間を、交流電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）として設定する。
【００２３】
乗算器３５は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と基準波形ｓｉｎθとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値である。絶対値算出部３６は、乗算器３５からの出力値の絶対値を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。
【００２４】
電流補正部４０は、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制すべく、補正前指令電流ＩＬ＊に加算する第１補正値Ｉｃ１を設定する。電流補正部４０の詳細については後述する。加算器３７は、補正前指令電流ＩＬ＊に第１補正値Ｉｃ１を加算し、加算後の値を電流指令値である第１指令電流ＩＬａ１＊として設定する。
【００２５】
第１設定部５０は、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、第１指令電流ＩＬａ１＊とに基づいて、第５スイッチＳＷ５を操作する第５ゲート信号ＧＳ５と、第６スイッチＳＷ６を操作する第６ゲート信号ＧＳ６とを出力する。本実施形態では、第１設定部５０は、周知のピーク電流モード制御により、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６を出力する。以下では、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン操作期間Ｔｏｎの比率であって、第１設定部５０により設定される比率を第１時比率Ｄ１と称す。
【００２６】
第１設定部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部６０と、マスク時間設定部６１とを備えている。第１指令電流ＩＬａ１＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された第１指令電流ＩＬａ１＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された第１指令電流ＩＬａ１＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒとスロープ補償部６０により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償したリアクトル電流ＩＬｒを出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。
【００２７】
コンパレータ３５２は、第１指令電流ＩＬａ１＊とリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、リアクトル電流ＩＬｒが第１指令電流ＩＬａ１＊より小さい期間において、ロー状態の判定信号ＤＳをマスク時間設定部６１に入力する。また、コンパレータ３５２は、リアクトル電流ＩＬｒが第１指令電流ＩＬａ１＊より大きい期間において、ハイ状態の判定信号ＤＳをマスク時間設定部６１に入力する。
【００２８】
マスク時間設定部６１は、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、マスク時間の経過前に判定信号ＤＳがハイ状態となった場合に、マスク時間の経過後にハイ状態のリセット信号ＲＥを出力し、マスク時間の経過後に判定信号ＤＳがハイ状態となった場合に、ハイ状態の判定信号ＤＳの入力に合わせてハイ状態のリセット信号ＲＥを出力する。マスク時間は、第１時比率Ｄ１及び１スイッチング周期Ｔｓｗから定まるオン操作期間Ｔｏｎの最小時間である。リセット信号ＲＥは、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるオン操作期間Ｔｏｎの終了タイミングを定める信号である。
【００２９】
マスク時間設定部６１は、パルス生成部６２と、ＡＮＤ回路６３とを備えている。パルス生成部６２は、マスク時間を設定するためのマスク信号ＭＳＳを生成する。本実施形態では、マスク信号ＭＳＳの１周期のうち、マスク信号ＭＳＳがローとなる期間の長さがマスク時間となる。本実施形態において、マスク信号ＭＳＳの１周期は、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗと同じ周期となっている。
【００３０】
ＡＮＤ回路６３の第１の入力端子には、パルス生成部６２からのマスク信号ＭＳＳが入力され、第２の入力端子には、コンパレータ３５２からの判定信号ＤＳが入力される。ＡＮＤ回路６３は、マスク信号ＭＳＳがハイ状態となる期間に判定信号ＤＳがハイ状態である場合、ハイ状態のリセット信号ＲＥを出力する。一方、ＡＮＤ回路６３は、マスク信号ＭＳＳがロー状態となる期間（即ち、マスク時間ＴＭ）では、判定信号ＤＳがハイ状態であっても、ロー状態のリセット信号ＲＥを出力する。
【００３１】
ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック３５４からのセット信号ＳＥが入力される。ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、Ｄｕｔｙ制限部７０を介して第５スイッチＳＷ５のゲートに接続されている。Ｑ端子からＤｕｔｙ制限部７０を介して第５スイッチＳＷ５のゲートに出力される第１出力信号ＯＵＴ１が、第５スイッチＳＷ５をオンオフ操作する第５ゲート信号ＧＳ５となる。
【００３２】
Ｄｕｔｙ制限部７０は、第１設定部５０により設定された第１時比率Ｄ１が上限値ＤＭよりも大きい場合に、第１出力信号ＯＵＴ１がハイ状態となる期間を上限値ＤＭに応じた長さに制限する。Ｄｕｔｙ制限部７０から出力された第１出力信号ＯＵＴ１は、反転器３５８に入力される。反転器３５８は、第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転して出力する。反転器３５８から第６スイッチＳＷ６のゲートに出力される信号が、第６ゲート信号ＧＳ６となる。第６ゲート信号ＧＳ６は、第５ゲート信号ＧＳ５を反転させた値となる。
【００３３】
極性切替部５５は、交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、第２出力信号ＯＵＴ２を反転させる。極性切替部５５は、交流電圧Ｖａｃの極性を正の極性と判定した場合に、ハイ状態の第２出力信号ＯＵＴ２を出力する。一方、極性切替部５５は、交流電圧Ｖａｃの極性を負の極性と判定した場合に、ロー状態の第２出力信号ＯＵＴ２を出力する。
【００３４】
極性切替部５５から出力された第２出力信号ＯＵＴ２は、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の各ゲートに入力される。極性切替部５５の出力端子から第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の各ゲートに出力される第２出力信号ＯＵＴ２が、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４となる。また、極性切替部５５の出力端子は、反転器３５９を介して、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の各ゲートに接続されている。反転器３５９により第２出力信号ＯＵＴ２の論理が反転された信号が第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３となる。第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４を反転させた値となる。
【００３５】
次に、電力変換装置１００の動作を説明する。図３は電力変換装置１００のタイミングチャートである。図３（ａ）は交流電圧Ｖａｃ及び入力電圧Ｖｄｃの推移を示している。図３（ｂ）は第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４、及び第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３を反転させた値の推移を示し、図３（ｃ）は第５ゲート信号ＧＳ５、及び第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた値の推移を示す。図３（ｄ）は第１指令電流ＩＬａ１＊の推移を示し、図３（ｅ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図３（ｆ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図３において、時刻ｔａ，ｔｃ，ｔｅは、交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて交流電圧Ｖａｃがゼロとなるゼロクロスタイミングである。具体的には、時刻ｔａ，ｔｅは交流電圧Ｖａｃが負から正に切り替わるゼロアップクロスタイミングであり、時刻ｔｃは交流電圧Ｖａｃが正から負に切り替わるゼロダウンクロスタイミングである。また、時刻ｔｂは交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける正のピークタイミングであり、時刻ｔｄは交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける負のピークタイミングである。ピークタイミングは、交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、交流電圧Ｖａｃが正の最大値又は負の最小値を取るタイミングである。
【００３６】
制御装置３０は、交流電源２００に供給する交流電力の力率を改善するために、交流電圧Ｖａｃに基づいて、第１指令電流ＩＬａ１＊を算出する。そのため、第１指令電流ＩＬａ１＊は、正弦波の正の半波が周期Ｔ／２で繰り返される波形となっている。図３では、第１指令電流ＩＬａ１＊は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃから交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄに推移するに従い増加する。また、第１指令電流ＩＬａ１＊は、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄからゼロクロスタイミングｔｃ，ｔｅに推移するに従い減少する。
【００３７】
交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイ状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がロー状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態となる。この第１期間Ｐ１において、制御装置３０は、第１期間Ｐ１で実施するピーク電流モード制御により、リアクトル電流ＩＬｒを指令電流に制御するべく、第１時比率Ｄ１を設定する。このとき、１スイッチング周期Ｔｓｗでのリアクトル電流ＩＬｒは、第１時比率Ｄ１に応じた値となる。そのため、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、第１指令電流ＩＬａ１＊に近い値となる。
【００３８】
交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がロー状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイ状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフ状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態となる。制御装置３０は、第２期間Ｐ２で実施するピーク電流モード制御により、リアクトル電流ＩＬｒを第１指令電流ＩＬａ１＊に制御するべく、第１時比率Ｄ１を設定する。
【００３９】
制御装置３０は、交流電源２００に供給する交流電力の力率を改善するために、交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎθに振幅指令値Ｉａ＊を乗算した値を補正前指令電流ＩＬ＊として設定している。そのため、補正前指令電流ＩＬ＊に第１補正値Ｉｃ１が加算された第１指令電流ＩＬａ１＊は、正弦波の正の半波が周期Ｔ／２で繰り返される波形となっている。図４では、第１指令電流ＩＬａ１＊は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃから交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄに推移するに従い増加する。また、第１指令電流ＩＬａ１＊は、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄからゼロクロスタイミングｔｃ，ｔｅに推移するに従い減少する。
【００４０】
リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、第１指令電流ＩＬａ１＊と同様、ゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃ，ｔｅにおいてゼロ付近の値を取るように正の半波状に推移する。このため、ピーク電流モード制御において、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃ，ｔｅ付近で検出されたリアクトル電流ＩＬｒにスイッチングノイズ等のノイズが重畳することにより、補償後のリアクトル電流ＩＬｒが第１指令電流ＩＬａ１＊を上回ることがある。その結果、意図したタイミングと異なるタイミングで第５スイッチＳＷ５がオフ操作される誤ターンオフが生じることが懸念される。
【００４１】
図４を用いて、誤ターンオフについて説明する。図４では、第５スイッチＳＷ５の誤ターンオフにより、当初意図したオン操作期間Ｔｏｎ２の終了タイミングよりも前に第５スイッチＳＷ５のオン操作期間Ｔｏｎ１が終了している。そのため、第５スイッチＳＷ５の第１時比率Ｄ１が、当初意図した時比率よりも小さくなる。第５スイッチＳＷ５の誤ターンオフに起因する時比率の低下は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング付近での出力電流Ｉａｃの落ち込みを生じさせる要因となる。
【００４２】
平均電流モード制御は、リアクトル電流ＩＬｒの平均値を指令電流に制御するため、ピーク電流モード制御と比べてリアクトル電流ＩＬｒに重畳したノイズの影響を受けにくいと考えられる。そのため、平均電流モード制御を用いて、第５スイッチＳＷ５を操作することが考えられる。しかし、平均電流モード制御は、ピーク電流モード制御よりも指令電流に対する応答性が悪いため、電力変換装置１００において、全ての期間で平均電流モード制御により第５スイッチＳＷ５を操作すると、指令電流に対する応答性が低下することが懸念される。
【００４３】
そこで、本実施形態では、図２に示すように、制御装置３０は、第１設定部５０に加えて、リアクトル電流ＩＬｒの平均値を、指令電流に制御すべく、平均電流モード制御により第５スイッチＳＷ５の第２時比率Ｄ２を設定する第２設定部８０を備えている。制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が所定の電圧閾値ＴＨ１以上の場合は、第１設定部５０が設定した第１時比率Ｄ１により第５スイッチＳＷ５を操作する。一方、交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ１よりも小さい場合は、第２設定部８０が設定した第２時比率Ｄ２により第５スイッチＳＷ５を操作する。
【００４４】
電圧閾値ＴＨ１は、交流電圧Ｖａｃの振幅よりも小さな値であればよく、例えば、交流電圧Ｖａｃのピーク値の１０％〜２０％の値に定められてもよい。より好ましくは、電圧閾値ＴＨ１は、交流電圧Ｖａｃのピーク値の１０％の値に定められてもよい。
【００４５】
制御装置３０は、上述した第２設定部８０に加えて、指令値変更部７５と、加算器７６とを備えている。
【００４６】
指令値変更部７５は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、補正前指令電流ＩＬ＊に加算する第２補正値Ｉｃ２を設定する。図５に、第２補正値Ｉｃ２等の推移を示す。図５（ａ）はＶａｃの推移を示し、図５（ｂ）はＩｃ２の推移を示す。指令値変更部７５は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ１よりも大きくなる期間において、第２補正値Ｉｃ２をゼロよりも大きな一定値に設定する。以下では、交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ１以下となる期間を近傍期間ＣＰ１と称し、交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ１よりも大きくなる期間を遠方期間ＣＰ２と称す。
【００４７】
本実施形態では、指令値変更部７５は、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２において、第２補正値Ｉｃ２を、リアクトル１３の定格電流から補正前指令電流ＩＬ＊の最大値を引いた値に設定する。また、指令値変更部７５は、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、第２補正値Ｉｃ２をゼロに設定する。
【００４８】
加算器７６は、補正前指令電流ＩＬ＊に第２補正値Ｉｃ２を加算し、加算後の値を第２指令電流ＩＬａ２＊として出力する。図５（ｃ）に示すように、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、第２補正値Ｉｃ２がゼロであるため、第２指令電流ＩＬａ２＊は、破線で示す補正前指令電流ＩＬ＊と同じ値となる。一方、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２では、第２指令電流ＩＬａ２＊に第２補正値Ｉｃ２が加算されるため、第２指令電流ＩＬａ２＊は、補正前指令電流ＩＬ＊よりも大きな値となる。本実施形態では、指令値変更部７５が平均側変更部に相当する。
【００４９】
第２設定部８０は、フィルタ部８１と、偏差算出器８２と、ＰＩ制御部８３と、リミッタ８４とを備えている。電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒは、フィルタ部８１に出力される。フィルタ部８１は、高周波帯域をカットするローパスフィルタとして機能する。この機能により、フィルタ部８１は、１スイッチング周期Ｔｓｗでのリアクトル電流ＩＬｒの平均値を取得し、この平均値を偏差算出器８２に出力する。偏差算出器８２は、第２指令電流ＩＬａ２＊と、リアクトル電流ＩＬｒの平均値との偏差を算出し、算出した偏差をＰＩ制御部８３に出力する。ＰＩ制御部８３は、偏差算出器８２から出力された偏差をゼロにフィードバック制御するための操作量として、第２時比率Ｄ２を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、比例積分（ＰＩ）制御が用いられている。ＰＩ制御部８３により算出された第２時比率Ｄ２は、リミッタ８４により値の上限が制限され、Ｄｕｔｙ制限部７０に出力される。
【００５０】
Ｄｕｔｙ制限部７０は、第２設定部８０により設定された第２時比率Ｄ２を、第１設定部５０により出力された第１出力信号ＯＵＴ１の制限に用いる上限値ＤＭに設定する。これにより、第１出力信号ＯＵＴ１の第１時比率Ｄ１が第２設定部８０により設定された第２時比率Ｄ２以下の場合、第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま第５ゲート信号ＧＳ５となる。一方、第１時比率Ｄ１が第２時比率Ｄ２よりも大きい場合、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が第５ゲート信号ＧＳ５となる。本実施形態では、Ｄｕｔｙ制限部７０が操作部に相当する。
【００５１】
次に、図６を用いて、電流補正部４０により出力される第１補正値Ｉｃ１について説明する。直流電圧を交流電圧に変換する場合、補正前指令電流ＩＬ＊と、歪みが生じているリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの差を示す乖離幅Δｉは、ゼロクロスタイミング付近において最も小さな値となる。ここで、乖離幅Δｉは、出力電流Ｉａｃの歪みの要因となる。乖離幅Δｉは、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた下記式（１）を用いて演算することができる。
【００５２】
【数１】
2020110032.tif 000003
なお、上記式（１）の導出方法については後述する。
【００５３】
上記式（１）により、入力電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖａｃに変換する場合、乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃがゼロとなるゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、交流電圧Ｖａｃが最大となるピークタイミングにおいて最大値を取る。そのため、上記式（１）により算出される乖離幅Δｉに応じて、第１補正値Ｉｃ１を算出すればよい。本実施形態では、電流補正部４０は、第１補正値Ｉｃ１が交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、かつ交流電圧Ｖａｃのピークタイミングにおいて最大値を取るように、第１補正値Ｉｃ１を設定する。
【００５４】
電流補正部４０は、上記式（１）で示される乖離幅Δｉに応じて第１補正値Ｉｃ１を設定する。本実施形態では、電流補正部４０は、図６（ａ），図６（ｂ）に示すように、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、第１補正値Ｉｃ１を、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２で設定される第２補正値Ｉｃ２よりも小さくて、かつ、ゼロよりも大きな一定値に設定する。具体的には、電流補正部４０は、近傍期間ＣＰ１において、第１補正値Ｉｃ１を、遠方期間ＣＰ２で設定される第１補正値Ｉｃ１の最小値に設定する。本実施形態では、電流補正部４０がピーク側変更部に相当する。
【００５５】
電流補正部４０は、例えば、交流電圧Ｖａｃに基づいて算出される実効値Ｖｒｍｓと、交流電圧Ｖａｃと、入力電圧Ｖｄｃとの組合せに応じた第１補正値Ｉｃ１が記録された補正値マップを備えている。補正値マップにおいて、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、第１補正値Ｉｃ１の最大値が大きな値となる。
【００５６】
次に、電力変換装置１００の動作を、図７を用いて説明する。図７（ａ）は交流電圧Ｖａｃ及び入力電圧Ｖｄｃの推移を示し、図７（ｂ）は第５ゲート信号ＧＳ５、及び第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた値の推移を示す。図７（ｃ）は第１補正値Ｉｃ１の推移を示し、図７（ｄ）は、第２指令電流ＩＬａ２＊の推移を示す。図７（ｅ）は、補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示し、図７（ｆ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図７（ｇ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。
【００５７】
交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１のうち、近傍期間ＣＰ１（ｔ１１−ｔ１２）では、第１補正値Ｉｃ１が第２補正値Ｉｃ２よりも大きな値になる。このため、第１補正値Ｉｃ１に補正前指令電流ＩＬ＊が加算された第１指令電流ＩＬａ１＊が、第２補正値Ｉｃ２に補正前指令電流ＩＬ＊が加算された第２指令電流ＩＬａ２＊よりも大きな値となる。そのため、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、第１設定部５０が設定した第１時比率Ｄ１が、第２設定部８０が設定した第２時比率Ｄ２（上限値ＤＭ）よりも大きくなる。その結果、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が出力される。出力された第１出力信号ＯＵＴ１は、第５スイッチＳＷ５に出力され、出力された第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させた信号が第６スイッチＳＷ６に出力される。これにより、近傍期間ＣＰ１では、第５スイッチＳＷ５は、平均電流モード制御により設定された第２時比率Ｄ２で操作され、ひいては出力電流Ｉａｃの歪みが抑制される。
【００５８】
交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、リアクトル１３に過電流が流れ、リアクトル電流ＩＬｒが上昇すると、リアクトル電流ＩＬｒの平均値も上昇する。ここで、平均電流モード制御では、ピーク電流モード制御よりも指令電流に対する応答性が悪いため、リアクトル電流ＩＬｒの平均値の上昇に伴って、第２時比率Ｄ２が増加する。そのため、Ｄｕｔｙ制限部７０の上限値ＤＭが第１設定部５０により設定された第１時比率Ｄ１よりも大きくなることにより、Ｄｕｔｙ制限部７０から第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま第５スイッチＳＷ５に出力される。これにより、応答性の高いピーク電流モード制御により第５スイッチＳＷ５がオンオフ操作されるため、リアクトル１３に過電流が流れる場合であっても、その過電流を迅速に遮断することができる。
【００５９】
その後、第２設定部８０による平均電流モード制御により、リアクトル電流ＩＬｒの平均値が第２指令電流ＩＬａ２＊に制御されることにより、第２時比率Ｄ２が第１時比率Ｄ１よりも小さくなる。これにより、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が第５スイッチＳＷ５に出力される。
【００６０】
第１期間Ｐ１のうち、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２（ｔ１２−ｔ１４）では、第２補正値Ｉｃ２が第１補正値Ｉｃ１よりも大きな値となることにより、第２指令電流ＩＬａ２＊が第１指令電流ＩＬａ１＊よりも大きな値となる。そのため、第２設定部８０により設定された第２時比率Ｄ２（上限値ＤＭ）が、第１設定部５０により設定された第１時比率Ｄ１よりも大きくなる。その結果、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま第５スイッチＳＷ５に出力され、この第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させた信号が第６スイッチＳＷ６に出力される。これにより、遠方期間ＣＰ２では、ピーク電流モード制御により設定された第１時比率Ｄ１で第５スイッチＳＷ５がオンオフ操作され、ひいては第１指令電流ＩＬａ１＊に対する応答性の低下を抑制できる。
【００６１】
交流電圧Ｖａｃの第２期間Ｐ２（ｔ１５−ｔ１９）においても、近傍期間ＣＰ１（ｔ１５−ｔ１６，ｔ１８−ｔ１９）では、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が出力される。また、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２（ｔ１６−ｔ１８）では、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま出力される。これにより、出力電流Ｉａｃの落ち込みの抑制と、第１指令電流ＩＬａ１＊に対する応答性の低下の抑制とを両立できる。
【００６２】
交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２において、第１設定部５０の動作が異常となることにより、リアクトル１３に過電流が流れる場合、第１時比率Ｄ１が高い値で推移する。この場合、第２設定部８０が適正に動作していれば、平均電流モード制御により設定される第２時比率Ｄ２が、第１時比率Ｄ１よりも小さな値となる。これにより、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が第５スイッチＳＷ５に出力される。第５スイッチＳＷ５が第２時比率Ｄ２で操作されるため、リアクトル１３に過剰な電流が流れるのを抑制できる。
【００６３】
次に、補正値マップの作成方法について図８を用いて説明する。
【００６４】
本実施形態では、乖離幅Δｉを、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた値としている。なお、図８において、Ｄは、第５スイッチＳＷ５におけるオン操作期間の時比率を示す。
【００６５】
図８より、乖離幅Δｉは、オン操作期間（＝Ｄ×Ｔｓｗ）でのスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅに、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬの半分の値（ΔＩＬ／２）を加えたものとみなすことができる。そのため、乖離幅Δｉは、下記数式（２）により算出される。
【００６６】
Δｉ＝ＩＬ＊−Ｉａｖｅ＝Δｓｌｏｐｅ＋ΔＩＬ／２  …  （２）
また、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬは、リアクトル１３の両端に生じる電圧と、リアクトル１３のインダクタンスＬとを用いて、下記式（３）により算出することができる。
【００６７】
【数２】
2020110032.tif 000004
また、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅは、下記式（４）により算出することができる。
Δｓｌｏｐｅ  ＝  ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ  …  （４）
例えば、乖離幅Δｉを算出する際のスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、傾きｍｓの平均値を用いればよい。
【００６８】
第５スイッチＳＷ５のオン操作期間Ｔｏｎの時比率Ｄは、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓを用いて、下記式（５）により算出することができる。
【００６９】
【数３】
2020110032.tif 000005
上記式（２）〜（５）により乖離幅Δｉは上記式（１）として算出される。本実施形態では、上記式（１）で示される乖離幅Δｉを用いて、第１補正値Ｉｃ１を算出する。そして、算出した各第１補正値Ｉｃ１を、実効値Ｖｒｍｓ毎に記録することで、補正値マップを作成することができる。
【００７０】
以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏することができる。
【００７１】
・Ｄｕｔｙ制限部７０は、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２では、第１設定部５０により設定された第１時比率Ｄ１により第５スイッチＳＷ５をオンオフ操作させ、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、第２設定部８０により設定された第２時比率Ｄ２により第５スイッチＳＷ５をオンオフ操作させる。これにより、第１指令電流ＩＬａ１＊に対するリアクトル電流ＩＬｒの応答性の低下を抑制しつつ、第５スイッチＳＷ５の誤ターンオンに伴う出力電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。
【００７２】
・Ｄｕｔｙ制限部７０は、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、第１時比率Ｄ１及び第２時比率Ｄ２のうち、小さい方に基づいて第５スイッチＳＷ５をオンオフ操作する。電流補正部４０は、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、補正前指令電流ＩＬ＊に加算する第１補正値Ｉｃ１を第２補正値Ｉｃ２よりも大きくすることにより、第１時比率Ｄ１を第２時比率Ｄ２よりも大きくする。交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、第５スイッチＳＷ５が平均電流モード制御によりオンオフ操作され易くなる。また、リアクトル電流ＩＬｒが過度に大きくなる場合、リアクトル電流ＩＬｒの平均値が上昇することにより第２時比率Ｄ２が上昇し、Ｄｕｔｙ制限部７０の上限値ＤＭが第１時比率Ｄ１よりも大きくなる。これにより、第５スイッチＳＷ５には、第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま出力されることにより、第５スイッチＳＷ５が第１時比率Ｄ１でオンオフ操作され、ひいては、リアクトル電流ＩＬｒに過剰な電流が流れるのが抑制される。
【００７３】
・指令値変更部７５は、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２において、第２補正値Ｉｃ２を第１補正値Ｉｃ１よりも大きくすることにより、第２時比率Ｄ２を第１時比率Ｄ１よりも大きくする。これにより、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２では、第５スイッチＳＷ５は、ピーク電流モード制御によりオンオフ操作され易くなる。一方、ピーク電流モード制御が適正に作動しなくなることにより、第１設定部５０により設定される第１時比率Ｄ１が上昇する場合、第１時比率Ｄ１が、第２時比率Ｄ２よりも大きくなり易くなる。この場合、第５スイッチＳＷ５は第２時比率Ｄ２でオンオフ操作されることにより、リアクトル電流ＩＬｒの上昇が抑制される。
【００７４】
＜第１実施形態の変形例＞
第１設定部５０により用いられるリアクトル電流を検出する電流センサと、第２設定部８０により用いられるリアクトル電流を検出する電流センサと、を別々に設けてもよい。
【００７５】
図９は、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。本実施形態では、第５スイッチＳＷ５のソースと、第１接続点Ｋ１との間に、第１電流センサ３８が設けられている。第４配線ＬＰ４に、第２電流センサ３９が設けられている。第１電流センサ３８により検出された電流は、第１設定部５０によるピーク電流モード制御に用いられる。第２電流センサ３９により検出されたリアクトル電流ＩＬｒは、第２設定部８０による平均電流モード制御に用いられる。
【００７６】
以上説明した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００７７】
＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００７８】
本実施形態では、図１０に示すように、マスク時間設定部６１には、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが入力される。パルス生成部６２は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ１よりも小さい期間において、マスク時間ＴＭを増加させることにより、Ｄｕｔｙ制限部７０の上限値ＤＭを変更する。本実施形態では、制御装置３０は、指令値変更部７５と、加算器７６を備えていない。マスク時間設定部６１が平均側変更部に相当する。
【００７９】
図１１を用いて、交流電圧Ｖａｃに応じて設定されるマスク時間ＴＭについて説明する。パルス生成部６２は、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、１スイッチング周期Ｔｓｗでのマスク時間ＴＭをその最大値に設定する。マスク時間ＴＭの最大値は、例えば、第５スイッチＳＷ５の１スイッチング周期Ｔｓｗの６０％以上の長さであればよく、本実施形態では、マスク時間ＴＭの最大値は、１スイッチング周期Ｔｓｗの１００％の長さに設定されている。
【００８０】
パルス生成部６２は、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２において、マスク時間ＴＭを最小値に設定する。マスク時間ＴＭの最小値は、０よりも大きな値であり、例えば、ゼロクロスタイミングを含む第５スイッチＳＷ５の操作期間において、第１指令電流ＩＬａ１＊により意図されるオン操作期間Ｔｏｎよりも小さな値に設定されればよい。
【００８１】
次に、電力変換装置１００の動作を、図１２を用いて説明する。図１２（ａ）は交流電圧Ｖａｃ及び入力電圧Ｖｄｃの推移を示し、図１２（ｂ）は第５ゲート信号ＧＳ５、及び第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた値の推移を示す。図１２（ｃ）はマスク時間ＴＭの推移を示し、図１２（ｄ）は第２指令電流ＩＬａ２＊の推移を示す。図１２（ｅ）は補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示し、図１２（ｆ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図１３（ｇ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。
【００８２】
第１期間Ｐ１（ｔ２１−ｔ２５）のうち、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、マスク時間ＴＭが最大値となることにより、第１設定部５０により設定された第１時比率Ｄ１が、第２設定部８０により設定された第２時比率Ｄ２（上限値ＤＭ）よりも大きくなる。その結果、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が第５スイッチＳＷ５に出力され、時比率が制限された第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させた値が第６スイッチＳＷ６に出力される。これにより、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、平均電流モード制御により設定された第２時比率Ｄ２で第５スイッチＳＷ５がオンオフ操作され、ひいては出力電流Ｉａｃの歪みを抑制できる。
【００８３】
第１期間Ｐ１のうち、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１に続く遠方期間ＣＰ２では、補正前指令電流ＩＬ＊に加算される第２補正値Ｉｃ２がゼロよりも大きな値となることにより、第２指令電流ＩＬａ２＊が第１指令電流ＩＬａ１＊よりも大きな値となる。そのため、Ｄｕｔｙ制限部７０の上限値ＤＭが、第１設定部５０により設定された第１時比率よりも大きくなるため、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま第５スイッチＳＷ５に出力され、この第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させた値が第６スイッチＳＷ６に出力される。これにより、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２では、ピーク電流モード制御により設定された第１時比率Ｄ１で第５スイッチＳＷ５がオンオフ操作され、ひいては第１指令電流ＩＬａ１＊に対する応答性の低下を抑制できる。
【００８４】
交流電圧Ｖａｃが負の値となる第２期間Ｐ２（ｔ２５−ｔ２９）において、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が第５スイッチＳＷ５に出力される。また、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２では、Ｄｕｔｙ制限部７０から、第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま第５スイッチＳＷ５に出力される。これにより、出力電流Ｉａｃの歪みの抑制と、第１指令電流ＩＬａ１＊に対する応答性の低下の抑制とを両立できる。
【００８５】
以上説明した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００８６】
＜第２実施形態の変形例＞
交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、電流補正部４０は、補正前指令電流ＩＬ＊に対する第１補正値Ｉｃ１を用いた補正を実施しなくともよい。この場合、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１において、マスク時間設定部６１がマスク時間ＴＭを増加させることにより、第１時比率Ｄ１が第２時比率Ｄ２よりも大きな値に設定される。
【００８７】
＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第２実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００８８】
本実施形態では、図１３に示すように、第２設定部８０は、フィードフォワード制御部（以下、ＦＦ制御部９０と称す）を備えており、ＦＦ制御部９０により、Ｄｕｔｙ制限部７０の上限値ＤＭを変更する。本実施形態では、ＦＦ制御部９０が平均側変更部に相当する。
【００８９】
以下、図１３及び図１４を用いて、ＦＦ制御部９０について説明する。ＦＦ制御部９０の加算器９１は、リミッタ８４から出力された第２時比率Ｄ２に、フィードフォワード時比率Ｄｆｆ（＝Ｖａｃ／Ｖｄｃ）を加算する。フィードフォワード時比率Ｄｆｆは、リアクトル電流ＩＬｒを第２指令電流ＩＬａ２＊に制御するための値であり、ＦＦ算出部９２によって算出される。フィードフォワード時比率Ｄｆｆが加算された第２時比率Ｄ２は、Ｄｕｔｙ加算部９３に出力される。Ｄｕｔｙ加算部９３は、交流電圧Ｖａｃに応じて正の調整量ΔＤを算出し、算出した調整量ΔＤを第２時比率Ｄ２に加算する。
【００９０】
本実施形態では、Ｄｕｔｙ加算部９３は、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、調整量ΔＤをゼロに設定する。一方、Ｄｕｔｙ加算部９３は、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２では、調整量ΔＤをゼロよりも大きな一定値に設定する。これにより、交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、第１設定部５０により設定された第１時比率Ｄ１が、第２設定部８０により設定された第２時比率Ｄ２よりも大きな値となる。一方で、交流電圧Ｖａｃの遠方期間ＣＰ２では、第２時比率Ｄ２が第１時比率Ｄ１よりも大きな値となる。
【００９１】
以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【００９２】
＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。
【００９３】
本実施形態では、第１実施形態に示す電力変換装置１００と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係る電力変換装置１００は、第１実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。
【００９４】
図１５は、本実施形態に係る電力変換装置１００の構成図である。第１直流端子ＴＤ１とフルブリッジ回路１７とは、第１配線ＬＰ１により接続されている。第２直流端子ＴＤ２とフルブリッジ回路１７とは、第２配線ＬＰ２により接続されている。
【００９５】
フルブリッジ回路１７は、第１〜第４スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４を備えている。第１〜第４スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１４は、第１実施形態のフルブリッジ回路１２が備える第１〜第４スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と回路構成が同じであるため、説明を省略する。
【００９６】
第３スイッチＳＷ１３のソースと、第４スイッチＳＷ１４のドレインとの間の第４接続点Ｋ４と、第４スイッチＳＷ１４のドレインとの間には、第１電流センサ１３０が設けられている。第１電流センサ１３０は、第１，第４スイッチＳＷ１１，ＳＷ１４に流れる電流を第１リアクトル電流ＩＬ１ｒとして検出する。また、第１スイッチＳＷ１１のソースと、第２スイッチＳＷ１２のドレインとの間の第５接続点Ｋ５と、第２スイッチＳＷ１２のドレインとの間には、第２電流センサ１３１が設けられている。第２電流センサ１３１は、第２，第３スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３に流れる電流を第２リアクトル電流ＩＬ２ｒとして検出する。
【００９７】
図１６は、本実施形態に係る制御装置３０の機能ブロック図である。制御装置３０は、第１設定部として、正極側設定部５１と負極側設定部５２とを備えている。正極側設定部５１は、第１電流センサ１３０により検出された第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを第１指令電流ＩＬａ１＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。負極側設定部５２は、第２電流センサ１３１により検出された第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを第１指令電流ＩＬａ１＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。正極側設定部５１及び負極側設定部５２の構成は、第１実施形態の第１設定部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。
【００９８】
第２設定部８０のフィルタ部８１には、第２電流センサ１３１により検出された第２リアクトル電流ＩＬ２ｒが入力される。なお、フィルタ部８１には、第１電流センサ１３０により検出された第１リアクトル電流ＩＬ１ｒが入力されてもよい。
【００９９】
正極側設定部５１の出力は、Ｄｕｔｙ制限部７１を介して第１ＡＮＤ回路３８２の一方の入力端子に接続されている。負極側設定部５２の出力は、Ｄｕｔｙ制限部７２を介して、第２ＡＮＤ回路３８３の一方の入力端子に接続されている。Ｄｕｔｙ制限部７１，７２には、第２設定部８０から第２時比率Ｄ２が出力される。本実施形態においても、Ｄｕｔｙ制限部７１，７２は、第２時比率Ｄ２を上限値ＤＭに設定する。
【０１００】
極性切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の他方の入力端子と、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子は、第１ＡＮＤ回路３８２の他方の入力端子に接続されている。
【０１０１】
第１ＡＮＤ回路３８２には、正極側設定部５１のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第４スイッチＳＷ１４のゲートに接続されている。第１ＡＮＤ回路３８２から第４スイッチＳＷ１４のゲートに出力される信号が、第４ゲート信号ＧＳ４となる。また、第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、反転器３６１を介して第３スイッチＳＷ１３のゲートに接続されている。第１ＡＮＤ回路３８２から反転器３６１を介して第３スイッチＳＷ１３のゲートに出力される信号が、第３ゲート信号ＧＳ３となる。第３ゲート信号ＧＳ３は、第４ゲート信号ＧＳ４の論理を反転させたものとなる。
【０１０２】
第２ＡＮＤ回路３８３には、負極側設定部５２のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第２スイッチＳＷ１２のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３から第２スイッチＳＷ１２のゲートに出力される信号が、第２ゲート信号ＧＳ２となる。また、第２ＡＮＤ回路３８３の出力端子は、反転器３６２を介して第１スイッチＳＷ１１のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３から反転器３６２を介して第１スイッチＳＷ１１のゲートに出力される信号が、第１ゲート信号ＧＳ１となる。第１ゲート信号ＧＳ１は、第２ゲート信号ＧＳ２の論理を反転させたものとなる。
【０１０３】
第１ＡＮＤ回路３８２に、ハイ状態の極性切替部５５の出力信号とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第１ＡＮＤ回路３８２は、ハイ状態の第４ゲート信号ＧＳ４を出力し、ロー状態の第３ゲート信号ＧＳ３を出力する。また、第２ＡＮＤ回路３８３に、ハイ状態の極性切替部５５の出力信号とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第２ＡＮＤ回路３８３は、ハイ状態の第２ゲート信号ＧＳ２と、ロー状態の第１ゲート信号ＧＳ１を出力する。
【０１０４】
図１７は、本実施形態に係る電力変換装置１００のタイミングチャートである。図１７（ａ）は、入力電圧Ｖｄｃ及び交流電圧Ｖａｃの推移を示す。図１７（ｂ）は、第１ゲート信号ＧＳ１の推移、及び第２ゲート信号ＧＳ２の論理を反転させた値の推移を示す。図１７（ｃ）は、第３ゲート信号ＧＳ３の推移、及び第４ゲート信号ＧＳ４の論理を反転させた値の推移を示す。図１７（ｄ）は第１補正値Ｉｃ１の推移を示し、図１７（ｅ）は第２指令電流ＩＬａ２＊の推移を示す。図１７（ｆ）は補正前指令電流ＩＬ＊の推移を示し、図１７（ｇ）はリアクトル電流ＩＬｒの推移を示し、図１７（ｈ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。
【０１０５】
交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第１ゲート信号ＧＳ１がハイ状態となることで第１スイッチＳＷ１１がオン状態となり、第２ゲート信号ＧＳ２がロー状態となることで第２スイッチＳＷ１２がオフ状態となる。
【０１０６】
交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１（ｔ３１−ｔ３２，ｔ３４−ｔ３５）では、補正前指令電流ＩＬ＊に第１補正値Ｉｃ１が加算された値が第１指令電流ＩＬａ１＊となり、補正前指令電流ＩＬ＊に第２補正値Ｉｃ２が加算された値が第２指令電流ＩＬａ２＊となる。交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１では、第１指令電流ＩＬａ１＊が第２指令電流ＩＬａ２＊よりも大きくなるため、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第１出力信号ＯＵＴ１が第３スイッチＳＷ３に出力され、時比率が制限された第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させた値が、第４スイッチＳＷ４に出力される。
【０１０７】
第２期間Ｐ２では、第３ゲート信号ＧＳ３がハイ状態となることで第３スイッチＳＷ１３がオン状態となり、第４ゲート信号ＧＳ４がロー状態となることで第４スイッチＳＷ１４がオフ状態となる。
【０１０８】
交流電圧Ｖａｃの近傍期間ＣＰ１（ｔ３５−ｔ３６，ｔ３８−ｔ３９）では、第１指令電流ＩＬａ１＊が、第２指令電流ＩＬａ２＊よりも大きくなる。これにより、Ｄｕｔｙ制限部７０からは、時比率が第２時比率Ｄ２に制限された第２出力信号ＯＵＴ２が第２スイッチＳＷ２に出力され、時比率が制限された第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させた値が、第１スイッチＳＷ１に出力される。
【０１０９】
以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏する。
【０１１０】
＜第５実施形態＞
本実施形態では、交流電圧Ｖａｃの絶対値に応じて、第１設定部５０から出力される出力信号と、第２設定部８０から出力される出力信号とを切り換える操作部を備える。以下では、第２設定部８０から出力される出力信号を第３出力信号ＯＵＴ３と記載する。
【０１１１】
図１８に示すように、操作部１７０には、第２電圧センサ３３により検出された交流電圧Ｖａｃが入力される。操作部１７０は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ１以下である場合に、第１設定部５０により算出された第１出力信号ＯＵＴ１を出力する。この場合、第１出力信号ＯＵＴ１がそのまま第５ゲート信号ＧＳ５として第５スイッチＳＷ５に出力され、第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させた値が第６ゲート信号ＧＳ６として第６スイッチＳＷ６に出力される。一方、操作部１７０は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ１よりも大きい場合に、第２設定部８０により算出された第３出力信号ＯＵＴ３を出力する。この場合、第３出力信号ＯＵＴ３がそのまま第５ゲート信号ＧＳ５として第５スイッチＳＷ５に出力され、第３出力信号ＯＵＴ３の論理を反転させた値が第６ゲート信号ＧＳ６として第６スイッチＳＷ６に出力される。
【０１１２】
以上説明した本実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１１３】
＜その他の実施形態＞
・フルブリッジ回路１２を構成するスイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。
【符号の説明】
【０１１４】
１３…リアクトル、３０…制御装置、５０…第１設定部、８０…第２設定部、２００…交流電源，１００…電力変換装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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