(57)【要約】【課題】ハーフブリッジ回路における過渡電流を効果的に低減する。【解決手段】ハーフブリッジ回路（１）では、トランジスタ素子（ＴＴＲ１）をＯＮした場合に、電源（ＴＶ１）から１次巻線（ＰＷ１）に１次巻線電流が流れる。そして、トランジスタ素子（ＴＴＲ１）をＯＦＦした場合に、（ｉ）２次巻線（ＳＷ１）から第１整流素子（ＦＲ１）に第１整流素子電流が流れ、第１スイッチ素子（ＦＳＷ１）に第１スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される、または、（ｉｉ）３次巻線（ＴＷ１）から第２整流素子（ＳＲ１）に第２整流素子電流が流れ、第２スイッチ素子（ＳＳＷ１）に第２スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電圧ノードである第１端子とスイッチノードである第２端子とに接続された第１スイッチ素子と、
スイッチノードである第３端子と低電圧ノードである第４端子とに接続された第２スイッチ素子と、を備えたハーフブリッジ回路であって、
上記ハーフブリッジ回路は、
１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有する変圧器と、
上記２次巻線を介して上記第１スイッチ素子と並列接続された第１整流素子と、
上記３次巻線を介して上記第２スイッチ素子と並列接続された第２整流素子と、
上記１次巻線に接続されたトランジスタ素子と、
上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、
上記トランジスタ素子をＯＮした場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、
上記トランジスタ素子をＯＦＦした場合に、
（ｉ）上記２次巻線から上記第１整流素子に流れる第１整流素子電流を流すことで、上記第１スイッチ素子に第１スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される、または、
（ｉｉ）上記３次巻線から上記第２整流素子に流れる第２整流素子電流を流すことで、上記第２スイッチ素子に第２スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される、ハーフブリッジ回路。
【請求項２】
（ｉ）上記第１スイッチ素子用第１逆方向電圧の印加に後続して、上記第１スイッチ素子に第１スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加される、または、
（ｉｉ）上記第２スイッチ素子用第１逆方向電圧の印加に後続して、上記第２スイッチ素子に第２スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加される、請求項１に記載のハーフブリッジ回路。
【請求項３】
上記第２端子から上記第１端子に向けての上記２次巻線の極性と、
上記第４端子から上記第３端子に向けての上記３次巻線の極性と、が同一である、請求項１または２に記載のハーフブリッジ回路。
【請求項４】
第１期間では、
上記第１スイッチ素子は、整流素子として使用され、かつ、
上記第２スイッチ素子は、トランジスタ素子として使用され、
第２期間では、
上記第１スイッチ素子は、トランジスタ素子として使用され、かつ、
上記第２スイッチ素子は、整流素子として使用される、請求項１から３のいずれか１項に記載のハーフブリッジ回路。
【請求項５】
（ｉ）上記第１スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさが５Ｖ以上の所定の電圧値に達した後で、上記第１スイッチ素子に第１スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加される、または、
（ｉｉ）上記第２スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさが５Ｖ以上の上記所定の電圧値に達した後で、上記第２スイッチ素子に第２スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加される、請求項１から４のいずれか１項に記載のハーフブリッジ回路。
【請求項６】
（ｉ）上記第１スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさは、上記第１スイッチ素子用第２逆方向電圧の大きさの１／２以下である、または、
（ｉｉ）上記第２スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさは、上記第２スイッチ素子用第２逆方向電圧の大きさの１／２以下である、請求項２または５に記載のハーフブリッジ回路。
【請求項７】
上記第２端子から上記第１端子へ電流が流れることで発生する上記第１スイッチ素子の電圧降下量は、上記第１整流素子の導通開始時点の電圧降下量よりも大きく、かつ、
上記第４端子から上記第３端子へ電流が流れることで発生する上記第２スイッチ素子の電圧降下量は、上記第２整流素子の導通開始時点の電圧降下量よりも大きい、請求項１から６のいずれか１項に記載のハーフブリッジ回路。
【請求項８】
請求項１から７のいずれか１項に記載のハーフブリッジ回路を備えた、電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
以下の開示は、ハーフブリッジ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源回路に用いられるハーフブリッジ回路では、逆回復電流（本明細書では過渡電流とも称する）が発生することが知られている。この過渡電流は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Filed Effect Transistor）等のスイッチ素子に整流電流が流れている時に、整流電流を阻止する電圧を印加することで発生する。この過渡電流が回路で損失を発生させるため、様々な対策方法が研究されている。
【０００３】
特許文献１および２には、過渡電流を低減することを一目的とした回路が開示されている。例えば、特許文献１に開示された回路では、過渡電流を低減するために、スイッチ素子に並列接続されたダイオードとトランス（変圧器）とが設けられている。特許文献２にも、特許文献１と同様の回路が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−３６０７５号公報
【特許文献２】特開２０１３−１９８２９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
但し、後述するように、ハーフブリッジ回路における過渡電流を低減するための工夫については、なお改善の余地がある。本開示の一態様の目的は、ハーフブリッジ回路における過渡電流を効果的に低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の課題を解決するために、本開示の一態様に係るハーフブリッジ回路は、高電圧ノードである第１端子とスイッチノードである第２端子とに接続された第１スイッチ素子と、スイッチノードである第３端子と低電圧ノードである第４端子とに接続された第２スイッチ素子と、を備えたハーフブリッジ回路であって、上記ハーフブリッジ回路は、１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して上記第１スイッチ素子と並列接続された第１整流素子と、上記３次巻線を介して上記第２スイッチ素子と並列接続された第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたトランジスタ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記トランジスタ素子をＯＮした場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、上記トランジスタ素子をＯＦＦした場合に、（ｉ）上記２次巻線から上記第１整流素子に流れる第１整流素子電流を流すことで、上記第１スイッチ素子に第１スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される、または、（ｉｉ）上記３次巻線から上記第２整流素子に流れる第２整流素子電流を流すことで、上記第２スイッチ素子に第２スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される。
【発明の効果】
【０００７】
本開示の一態様に係るハーフブリッジ回路によれば、過渡電流を効果的に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施形態１の電源回路の回路構成を示す図である。
【図２】各電圧・電流の波形を示す図である。
【図３】図２の各グラフを拡大表示した図である。
【図４】（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、第１期間での第１〜第４工程における各電流の経路について説明するための図である。
【図５】比較例の電源回路における、整流機能部電圧および整流機能部電流の波形を示す図である。
【図６】（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、第２期間での第１〜第４工程における各電流の経路について説明するための図である。
【図７】あるスイッチ素子におけるＣｏｓｓの電圧依存性を例示する図である。
【図８】各スイッチ素子におけるＣｏｓｓの電圧依存性を例示する図である。
【図９】実施形態２の電源装置を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
〔実施形態１〕
実施形態１のハーフブリッジ回路１について、以下に説明する。説明の便宜上、実施形態１にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、以降の各実施形態では、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。
【００１０】
（ハーフブリッジ回路１の目的）
上述の通り、ハーフブリッジ回路では、過渡電流が流れる。過渡電流は、主に、ＰＮ接合を有するスイッチ素子において発生することが知られている。
【００１１】
一方で、ＰＮ接合を有しない半導体素子の例としては、ＳｉＣ−ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode）またはＧａＮ−ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等が挙げられる。これらの半導体では、ＰＮ接合に由来する過渡電流は発生しない。しかしながら、これらのスイッチ素子には、寄生容量が備わっている。このため、整流電流を阻止するための電圧を印加したことに伴い、寄生容量の充電電流（過渡電流）が流れるという問題がある。ハーフブリッジ回路１は、これらの過渡電流を低減させることを目的として創作された。
【００１２】
（用語の定義）
ハーフブリッジ回路１の説明に先立ち、本明細書では、以下の通り各用語を定義する。
【００１３】
「順方向電圧」：整流素子に順方向電流を流すための電圧を意味する。１つ目の例として、整流素子がダイオードである場合を考える。この場合、順方向電圧とは、ダイオードに順方向電流を流すために印加される電圧を意味する。
【００１４】
２つ目の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＨＥＭＴ等である場合を考える。つまり、整流素子が、ゲート、ソース、およびドレインを有する場合を考える。この場合、順方向電圧とは、「ゲートＯＦＦ（ゲート電圧が閾値電圧未満）時に、ドレインを基準としてソースに正の電圧を印加した場合に、当該整流素子が導通する電圧」を意味する。
【００１５】
これらの２つの例は、後述する図１のＦＴ１を基準としてＳＴ１に正の電圧を印加することと同じである。また、上記の２つの例は、図１のＴＴ１を基準としてＰＴ１に正の電圧を印加することとも同じである。順方向電圧の大きさは、素子の種類に依存するが、例えば０．１Ｖ〜５Ｖである。順方向電圧の印加に伴って生じる電流の大きさは、コイルなどの誘導性素子の電流に依存するが、例えば０．１Ａ〜１００Ａである。
【００１６】
「整流電流」：整流素子に流れる順方向電流を意味する。図１の例では、後述するＦＳ１・ＳＳ１およびＴＳ１・ＰＳ１によって、整流電流を測定できる。
【００１７】
「逆方向電圧」：順方向電流が流れないように、整流素子に印加される電圧を意味する。１つ目の例として、整流素子がダイオードである場合を考える。この場合、当該ダイオードに順方向電流が流れないようにするために印加される電圧が逆方向電圧である。
【００１８】
２つ目の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＨＥＭＴ等である場合を考える。この場合、逆方向電圧とは、「ゲートがＯＦＦ（ゲートが閾値電圧未満）時に、ソースを基準としてドレインに印加される正の電圧」を意味する。上記の２つの例は、図１のＳＴ１を基準としてＦＴ１に正の電圧を印加することと同じである。また、上記の２つの例は、図１のＰＴ１を基準としてＴＴ１に正の電圧を印加することとも同じである。逆方向電圧の大きさは、回路仕様に依存するが、例えば１Ｖ〜１２００Ｖである。
【００１９】
また、本明細書では、特に定義されない限り、逆方向電圧とは、継続的に印加される逆方向電圧（以下、第２逆方向電圧）を指す。例えば、デューティ期間における逆方向電圧が、第２逆方向電圧に該当する。これに対して、本明細書では、瞬時的に印加される逆方向電圧を、第１逆方向電圧と称する。
【００２０】
「過渡電流」：逆回復電流、および、整流素子の寄生容量の充電電流、を総称的に意味する。つまり、過渡電流とは、整流素子に逆方向電圧を印加した場合に発生する、過渡的な電流を意味する。図１の例では、ＦＳ１・ＳＳ１およびＴＳ１・ＰＳ１によって、過渡電流を測定できる。
【００２１】
「整流機能」：一方向に流れる電流のみを導通させ、かつ、当該方向とは逆方向の電流を導通させない機能を意味する。１つ目の例として、整流素子がダイオードである場合を考える。この場合、整流機能とは、順方向電流を導通させ、かつ、逆方向電流を遮断するダイオードの機能を示す。
【００２２】
２つ目の例として、整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＨＥＭＴ等である場合を考える。この場合、整流機能とは、ゲートＯＦＦ時において、ソースからドレインへと電流を導通させ、かつ、ドレインからソースに向かう電流を遮断する機能を示す。整流素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＨＥＭＴである場合は、（ｉ）ソースをダイオードのアノードに、（ｉｉ）ドレインをダイオードのカソードに、それぞれ置き換えて考えることができる。
【００２３】
「整流素子」：整流機能を有する素子を、総称的に示す。
【００２４】
「トランジスタ機能」：ゲートのＯＮ／ＯＦＦのみによって、電流が流れるか否かを決定できる機能を意味する。素子がＭＯＳＦＥＴまたはＧａＮ−ＨＥＭＴ等の場合には、ゲートのＯＮ／ＯＦＦによってドレインからソースに向けて流れる電流を切り替える機能を意味する。当然ながら、電流を流すためには、ソースを基準としてドレインに正の電圧を印加することも必要である。
【００２５】
なお、素子がバイポーラトランジスタまたはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の場合には、（ｉ）ドレインをコレクタに、（ｉｉ）ソースをエミッタに、それぞれ置き換えて考えることができる。
【００２６】
「トランジスタ素子」：トランジスタ機能を有する素子を総称的に示す。
【００２７】
「スイッチ素子」：整流機能とトランジスタ機能を有する素子を総称的に示す。上述した通り、ＭＯＳＦＥＴおよびＧａＮ−ＨＥＭＴ等は、整流機能とトランジスタ機能との両方を有しているため、スイッチ素子でもある。ＧａＮ−ＨＥＭＴは、エンハンスモードとカスコード型どちらもスイッチ素子である。
【００２８】
一方で、通常のＩＧＢＴは、トランジスタ機能を有しているが、整流機能を有していない。このため、ＩＧＢＴをスイッチ素子として使用するためには、逆並列ダイオードを付加したＩＧＢＴを使用することが一般的である。本明細書において述べるスイッチ素子に適用されるＩＧＢＴは、このタイプのＩＧＢＴとして定義されている。
【００２９】
「整流機能部」：図１に示す片側アームが整流機能を果たす場合において、当該アームのスイッチ素子、整流素子、およびトランス巻線がセットになった部分を指す。
【００３０】
「第１期間」：第１スイッチ素子を整流素子として使用し、かつ、第２スイッチ素子をトランジスタ素子として使用する期間を意味する。第１期間の長さは、少なくとも１サイクルのスイッチング動作が繰り返される期間として定義される。一例として、第１期間は、双方向ＤＣＤＣコンバータの昇圧動作が行われる期間である。
【００３１】
「第２期間」：第２スイッチ素子を整流素子として使用し、かつ、第１スイッチ素子をトランジスタ素子として使用する期間を意味する。第２期間の長さは、少なくとも１サイクルのスイッチング動作が繰り返される期間として定義される。一例として、第２期間は、双方向ＤＣＤＣコンバータの降圧動作が行われる期間である。
【００３２】
（電源回路１０の構成の概要）
図１は、実施形態１の電源回路１０の回路構成を示す図である。電源回路１０は、双方向ＤＣＤＣコンバータである。つまり、電源回路１０は、（ｉ）低電圧電源から高電圧電源へ、または、（ｉｉ）高電圧電源から低電圧電源へ、電力を双方向に送ることができる。電源回路１０では、公知の双方向ＤＣＤＣコンバータのハーフブリッジ回路が、実施形態１のハーフブリッジ回路１に置き換えられている。なお、以下に述べる各数値は、単なる一例であることに留意されたい。
【００３３】
（電源回路１０の低電圧部の構成）
低電圧部には、電源ＬＶ１（低電圧電源）とコイルＣＯ１とが設けられている。図１の電源記号の（＋）側は、正極側を示す。電源ＬＶ１の電圧は、２００Ｖである。従って、電源ＬＶ１において、（＋）側の電圧は２００Ｖであり、（−）側の電圧は０Ｖである。コイルＣＯ１のインダクタンスは、５００μＨである。定常状態におけるコイルＣＯ１の平均電流は、１４Ａである。
【００３４】
（電源回路１０の高電圧部の構成）
高電圧部には、電源ＨＶ１（高電圧電源）とコンデンサＳＣ１とが設けられている。電源ＨＶ１の電圧は、４００Ｖである。コンデンサＳＣ１は、静電容量が３．３ｍＦであり、電圧が４００Ｖである。電源回路１０では、高電圧部の電圧は、低電圧部の電圧の２倍となるように設計されている。
【００３５】
（電源回路１０のハーフブリッジ回路１の構成）
一般的なハーフブリッジ回路は、第１スイッチ素子ＦＳＷ１および第２スイッチ素子ＳＳＷ１を備える。ハーフブリッジ回路１では、一般的なハーフブリッジ回路に対し、トランスＴＲ１（変圧器）、第１整流素子ＦＲ１、第２整流素子ＳＲ１、トランジスタ素子ＴＴＲ１、および電源ＴＶ１がさらに設けられている。以下に述べるように、トランスＴＲ１は、３種類の巻線（１次巻線〜３次巻線）を備える。
【００３６】
なお、以下の説明では、記載の簡潔化のために、例えば、「第１スイッチ素子ＦＳＷ１」を、単に「ＦＳＷ１」とも表記する。このような表記については、他の部材に関しても同様である。
【００３７】
「第１スイッチ素子ＦＳＷ１」は、上アーム側に接続されたカスコード型のＧａＮ−ＨＥＭＴである。ＦＳＷ１は、ドレイン耐圧が６５０Ｖであり、オン抵抗が５０ｍΩである。図１の例では、ＭＯＳＦＥＴと同じ回路記号を用いて、カスコードＧａＮ−ＨＥＭＴを表す。
【００３８】
「第２スイッチ素子ＳＳＷ１」は、下アーム側に接続されたＧａＮ−ＨＥＭＴである。当該ＧａＮ−ＨＥＭＴとしては、上アーム側に接続されたＧａＮ−ＨＥＭＴと同じ種類のものを使用する。ＳＳＷ１は、接続場所以外は、ＦＳＷ１と同様である。
【００３９】
「第１整流素子ＦＲ１」は、上アーム側に接続されたＳｉＣ−ＳＢＤである。ＦＲ１の逆方向耐圧は、６５０Ｖである。また、導通開始時点におけるＦＲ１の順方向電圧は、０．９Ｖである。順方向電流が流れている時のＦＲ１の抵抗は、５０ｍΩである。ＦＲ１は、以下に述べる２次巻線ＳＷ１を介して、ＦＳＷ１と並列に接続されている。本明細書では、図１の記号で示されているＦＳＷ１とＦＲ１との接続関係を並列接続と定義する。また、ＦＲ１は、ＳＷ１と順序を入れ替えて、ＦＳＷ１のソース側に接続されてもよい。
【００４０】
「第２整流素子ＳＲ１」は、下アーム側に接続されたＳｉＣ−ＳＢＤである。ＳＲ１は、以下に述べる３次巻線ＴＷ１を介して、ＳＳＷ１と並列に接続されている。ＳＲ１の素子は、ＦＲ１と同じ種類のものを使用している。また、ＳＲ１は、ＴＷ１と順序を入れ替えて、ＳＳＷ１のソース側に接続されてもよい。
【００４１】
「トランスＴＲ１」は、１次巻線ＰＷ１、２次巻線ＳＷ１、および３次巻線ＴＷ１を備える。ＰＷ１の巻数は９ターンである。ＰＷ１のインダクタンスは、１．６μＨである。ＰＷ１の抵抗は１０ｍΩである。ＰＷ１のインダクタンスは、励磁インダクタンスとも称される。ＳＷ１およびＴＷ１の巻数は、それぞれ６ターンである。ＳＷ１およびＴＷ１の抵抗は、それぞれ７ｍΩである。
【００４２】
また、ハーフブリッジ回路１では、第２端子から第１端子に向けてのＳＷ１の極性と、第４端子から第３端子に向けてのＴＷ１の極性とが同一となるように、各部が接続されている。
【００４３】
「トランジスタ素子ＴＴＲ１」は、ＰＷ１に接続されている。ＴＴＲ１は、ＦＳＷ１と同様の素子である。但し、ＴＴＲ１については、スイッチ素子でなく、トランジスタ素子として使用される。
【００４４】
「各素子のゲート端子」は、後述の制御回路９に接続されている（図１等では不図示，図９を参照）。すなわち、各素子のゲートＯＮ／ＯＦＦの切り替えは、制御回路９によって実行される。
【００４５】
「電源ＴＶ１」は、ＰＷ１に接続されている。ＴＶ１の電圧は、１５Ｖである。
【００４６】
「第１端子ＦＴ１」は、ＦＳＷ１の電流経路（以下、単に経路）とＦＲ１の経路との電気的接続点を示す。また、ＦＴ１は、ＨＶ１の正極により高電圧ノードに設定されている。高電圧ノードとは、例えば、電圧が１００Ｖから１０００Ｖまでのノードである。
【００４７】
「第２端子ＳＴ１」は、ＦＳＷ１の経路とＦＲ１との経路との電気的接続点を示す。ＳＴ１は、電圧が切替えられるスイッチノードである。スイッチノードとは、回路動作により電圧が変動するノードである。
【００４８】
「第３端子ＴＴ１」は、ＳＳＷ１の経路とＳＲ１の経路との電気的接続点を示す。なお、ＴＴ１は、ＳＴ１と同様のスイッチノードである。従って、ＴＴ１とＳＴ１とは同じ接続点にまとめて接続されてもよい。
【００４９】
「第４端子ＰＴ１」は、ＳＳＷ１の経路とＳＲ１の経路との電気的接続点を示す。また、ＰＴ１は、ＨＶ１の負極によって低電圧ノードに設定されている。低電圧ノードとは、高電圧ノードよりも電圧が低いノードである。実施形態１では、低電圧ノードの電圧は、０Ｖである。
【００５０】
「ＦＳ１およびＳＳ１」は、上アーム側の整流電流と過渡電流とを測定できる部分を示している。つまり、ＦＳ１およびＳＳ１はいずれも、電流センサではない。ＦＳ１およびＳＳ１では、どちらも同じ電流値が観測できる。また、電流センサとしては、任意のものが使用可能である。例えば、ホール素子型電流センサ、ＣＴ（Current Transformer）センサ、ロゴスキーコイル・シャント抵抗方式等が利用可能である。
【００５１】
「ＴＳ１およびＰＳ１」は、下アーム側の整流電流と過渡電流とを測定できる部分を示している。それ以外の点については、ＦＳ１およびＳＳ１と同じである。
【００５２】
（比較例の電源回路１０ｒの構成）
最初に、比較例の双方向ＤＣＤＣコンバータ（以下、電源回路１０ｒ）の動作を考える。電源回路１０ｒは、上述した一般的なハーフブリッジ回路によって構成されている。つまり、電源回路１０ｒでは、図１に示す電源回路１０から、ＴＲ１、ＦＲ１、ＳＲ１、ＴＴＲ１、およびＴＶ１が取り除かれている。以下、電源回路１０ｒの動作と過渡電流との関係について詳細に述べる。
【００５３】
最初に、昇圧動作について説明する。昇圧動作は、低電圧電源から高電圧電源へ電力を送る動作である。昇圧動作では、ＦＳＷ１は整流素子として用いられ、ＳＳＷ１はトランジスタ素子として用いられる。
【００５４】
（比較例の昇圧動作１）
まず、ＳＳＷ１のＯＮ期間では、スイッチノードの電圧が、約０Ｖとなる。このため、ＣＯ１には２００Ｖの電圧が印加され、コイル電流が増加する。当該コイル電流は、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＳＳＷ１→ＬＶ１の負極」という経路を辿る。
【００５５】
（比較例の昇圧動作２）
続いて、ＳＳＷ１をＯＮからＯＦＦに切り替える。その結果、ＣＯ１の起電圧によって、スイッチノードの電圧がＦＴ１の電圧よりも約１Ｖ高くなる。この約１Ｖの電圧が順方向電圧としてＦＳＷ１に印加され、ＣＯ１からＦＳＷ１に整流電流が流れる。当該電流は、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＦＳＷ１→ＨＶ１→ＬＶ１の負極」という経路を辿る。この電流によって、ＨＶ１へ電力が送られる。
【００５６】
（比較例の昇圧動作３）
続いて、ＳＳＷ１をＯＦＦからＯＮに切り替える。その結果、スイッチノードの電圧は約０Ｖになる。これによって、ＦＳＷ１に約４００Ｖの逆方向電圧が印加される。この４００Ｖの逆方向電圧によって、ＦＳＷ１の寄生容量が充電され、過渡電流が発生する。
【００５７】
昇圧動作期間では、上述の昇圧動作１〜３が繰り返し実行される。ＳＳＷ１の駆動周波数１００ｋＨｚであり、ＳＳＷ１は５０％のデューティ比によってＯＮ／ＯＦＦを繰り返す。このため、ＦＳＷ１には、５μｓｅｃ毎に、順方向電圧と逆方向電圧とが交互に印加される。
【００５８】
（比較例の降圧動作）
降圧動作について説明する。降圧動作は、高電圧電源から低電圧電源へ電力を送る動作である。降圧動作では、ＦＳＷ１はトランジスタ素子として用いられ、ＳＳＷ１は整流素子として用いられる。まず、ＦＳＷ１のＯＮにより、「ＬＶ１の負極→ＨＶ１→ＦＳＷ１→ＣＯ１→ＬＶ１の正極」の経路で電流が流れる。続いて、ＦＳＷ１のＯＦＦによって、「ＬＶ１の負極→ＳＳＷ１→ＣＯ１→ＬＶ１の正極」の経路で電流が流れる。続いて、ＦＳＷ１をＯＦＦからＯＮに切り替える。その結果、ＳＳＷ１に約４００Ｖの逆方向電圧が印加され、過渡電流が発生する。
【００５９】
このように、スイッチ素子の役割（機能）を上下アームで入れ替えることによって、ハーフブリッジ回路に昇圧動作または降圧動作の一方を選択的に行わせることができる。
【００６０】
（ハーフブリッジ回路１の第１期間の動作解説で用いる図の説明）
図２は、ハーフブリッジ回路１における各電圧・電流の波形を示すグラフである。図２は、４つの波形を共通の時間軸（横軸）のもとに示している。また、図２の横軸には、以下に述べる第１〜第４工程のタイミングが示されている。
【００６１】
図２に示される各電圧・電流は、
・ＲＦＶ（整流機能部電圧）：ＳＴ１を基準として、ＦＴ１に印加される電圧；
・ＲＦＩ（整流機能部電流）：ＳＴ１からＦＴ１へ流れる電流；
・ＰＷ１Ｉ（１次巻線電流）：ＴＶ１からＰＷ１に流れる電流；
・ＦＲ１Ｉ（第１整流素子電流）：ＦＲ１の順方向電流；
の通りである。
【００６２】
図３は、図２の各グラフを拡大表示したグラフである。図３では、図２とは異なり、４つの波形が１つのグラフに示されている。なお、図３では、拡大表示の便宜上、ＲＦＶがグラフの上端からはみ出している。
【００６３】
図４は、第１期間での第１〜第４工程における各電流の経路について説明するための図である。具体的には、図４の（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、第１期間での第１〜第４工程における各電流の経路を示す。図示の便宜上、図４では、図１に付された各素子の符号を省略している。また、図４では、図１に比べて各素子の図示を簡略化している。
【００６４】
（ハーフブリッジ回路１の第１期間における駆動方法：第１工程〜第４工程）
ハーフブリッジ回路１の第１期間における駆動方法では、以下の４つの工程が、この順に実行される。以下では、各工程について、具体的に述べる。
【００６５】
・第１工程：ＦＳＷ１に順方向電圧を印加することにより、整流電流を流す工程；
・第２工程：ＴＴＲ１をＯＮすることにより、ＰＷ１に電流を流す工程；
・第３工程：ＴＴＲ１をＯＦＦすることによりＦＲ１に電流を流し、ＦＳＷ１に第１逆方向電圧を印加する工程；
・第４工程：ＦＳＷ１に第２逆方向電圧を印加することにより、整流電流を停止させる工程。
【００６６】
なお、本明細書では、「第１スイッチ素子（ＦＳＷ１）に印加される順方向電圧」を、「第１スイッチ素子用順方向電圧」とも称する。また、本明細書では、「第１スイッチ素子に印加される第１逆方向電圧」を、「第１スイッチ素子用第１逆方向電圧」とも称する。これに対し、「第１スイッチ素子に印加される第２逆方向電圧」を、「第１スイッチ素子用第２逆方向電圧」とも称する。
【００６７】
（第１工程：スイッチ素子に整流電流を流す）
第１工程の前には、ＣＯ１からＳＳＷ１に向けて電流が流れている。そこで、第１工程では、ＳＳＷ１をＯＦＦすることにより、ＣＯ１に起電圧を発生させる。当該起電圧によって、ＦＳＷ１に約１Ｖの順方向電圧を印加できる。その結果、ＦＳＷ１に整流電流（ＲＦＩ）を流すことができる。ＲＦＩは、図４の（ａ）に示された経路を流れる。
【００６８】
なお、第１工程では、ＦＲ１に流れる電流の大きさは、ＦＳＷ１に流れる電流の大きさと比較すると小さい。このため、図４の（ａ）では、図４の（ｃ）〜（ｄ）とは異なり、ＦＲ１Ｉが図示されていない。
【００６９】
（第２工程：１次巻線に電流を流す）
第１工程に続いて、ＴＴＲ１をＯＮする。これによって、ＰＷ１Ｉを流すことができる。ＰＷ１Ｉは、図４の（ｂ）に示された経路を流れる。第２工程において、ＰＷ１Ｉは、時間の経過に伴って、ほぼ線形的に増加する。
【００７０】
（第３工程−１：整流素子に電流を流す）
第２工程に続いて、ＴＴＲ１をＯＦＦすることで、ＰＷ１Ｉは約０Ａとなる。これによって、ＦＲ１Ｉを流すことができる。図４の（ｃ）に示されるように、ＦＲ１Ｉは、ＳＷ１からＦＲ１に流れる。
【００７１】
ＦＲ１Ｉのこの電流経路については、他の視点で説明することも可能である。特に、図４の（ｃ）におけるＦＳＷ１に流れる電流について説明する。ＦＳＷ１には、ＲＦＩ（同図では、ＦＳＷ１の位置において上向き）とＦＲ１Ｉ（同図では、ＦＳＷ１の位置において下向き）とが、ともに図示されている。同タイミングでＦＳＷ１に互いに逆方向の２つの電流が流れることは、ＦＳＷ１において当該２つの電流値の相殺が生じることを意味する。
【００７２】
（第３工程−２：第１逆方向電圧を印加）
さらに、相殺後の差分電流について説明する。図４の（ｃ）では、相殺後の差分電流であるＦＲ１Ｉの向きは、ＦＳＷ１の位置において下向きである。つまり、ＦＲ１Ｉは、ＦＳＷ１に対して逆方向の電流である。このため、ＦＳＷ１の寄生容量を、相殺後の差分電流によって充電できる。この充電によって、ＦＳＷ１に瞬時的な逆方向電圧（すなわち、第１逆方向電圧）を印加できる。
【００７３】
この第１逆方向電圧の印加は、過渡電流を発生させない。第１逆方向電圧は、磁気エネルギーによって、過渡電流となる電流成分を、ＳＷ１とＦＲ１とＦＳＷ１とからなる経路に流すためである。
【００７４】
「瞬時的な逆方向電圧が印加される期間」の一例では、「駆動周波数における周期の１０％以下の期間」とみなすことができる。上記周期の１０％以下の期間であれば、第１逆方向電圧の印加が回路動作に与える影響が小さいため、瞬時的とみなすことができる。実施形態１では、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ（周期１０μｓｅｃ）であるため、１μｓｅｃ以下の期間が、瞬時的な期間であると言える。
【００７５】
（第４工程：整流機能部に第２逆方向電電圧を印加）
第４工程では、ＳＳＷ１のＯＮにより、ＦＳＷ１に第２逆方向電圧を印加する。第２逆方向電圧の印加方法は、電源回路の種類に応じて、様々な方法を選択できる。
【００７６】
第２逆方向電圧の印加と同時に、ＦＳＷ１の寄生容量を充電する過渡電流（逆方向のＲＦＩ）が発生する。図４の（ｄ）のＲＦＩに示される経路で、過渡電流が流れる。
【００７７】
また、図４の（ｄ）では図示を省略しているが、第４工程の開始時点からは、「ＬＶ１の正極→ＣＯ１→ＳＳＷ１→ＬＶ１の負極」の経路の電流が流れる。
【００７８】
（第４工程のＦＲ１Ｉによる過渡電流削減原理）
ＦＳＷ１の寄生容量を充電する電流は、逆方向のＲＦＩだけではない。第３工程で流したＦＲ１Ｉが、ＦＳＷ１の寄生容量を充電する経路で流れている（図４の（ｄ）を参照）。つまり、寄生容量を、ＦＲ１ＩとＲＦＩとによって充電できる。このため、過渡電流は、ＦＲ１Ｉの分だけ差し引かれた値になる。すなわち、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
【００７９】
（第４工程の第１逆方向電圧による過渡電流削減原理）
第２逆方向電圧は、４００Ｖである。これに対し、第３工程において、すでに第１逆方向電圧（約１８Ｖ）が印加されているため、ＲＦＶが上昇している。従って、追加で印加すべき第２逆方向電圧の大きさは、４００Ｖから第１逆方向電圧（約１８Ｖ）分を差し引いた値（約３８２Ｖ）となる。このため、従来に比べて、過渡電流を効果的に低減できる。
【００８０】
第１逆方向電圧は瞬時的な電圧であることから、すぐに電圧印加が終了する。このため、第１逆方向電圧の印加が継続されている間に、後続して、第２逆方向電圧を印加することが好ましい。
【００８１】
また、第２逆方向電圧が印加されたタイミングは、寄生成分によるリンギングの影響で詳細に判別することが難しい場合がある。このような場合には、ＲＦＩの変化に着目することにより、詳細なタイミングを判別できる。具体的には、図３のＣＰにおいて、ＲＦＩが急激に減衰していることが分かる。ＲＦＩの急激な減衰は、整流回路に印加される電圧が変化し始めたことに由来している。従って、図３のＣＰのタイミングが、第２逆方向電圧が印加されたタイミングであると言える。
【００８２】
（磁気エネルギーの蓄積と放出とができるトランスの接続形態）
ＴＲ１は、過渡電流削減のために磁気エネルギーの蓄積および放出を行うための部材である。ＴＲ１は、磁気エネルギーの蓄積および放出を達成できるように、以下の通り構成されている。
【００８３】
（磁気エネルギー蓄積）
ＰＷ１の黒点無側を基準として黒点側に正の電圧が印加された場合、ＳＷ１には、黒点無側を基準として黒点側に正の電圧が発生する。但し、ハーフブリッジ回路１では、ＳＷ１の黒点側から黒点無側への経路に、ＦＲ１が介在している。このため、ＦＲ１に逆方向電圧が印加され、ＦＲ１Ｉは流れない。
【００８４】
さらに、ハーフブリッジ回路１では、ＴＷ１の黒点側から黒点無側への経路に、ＳＲ１が介在している。ＳＲ１においても、整流素子電流は流れない。従って、第２工程では、ＰＷ１Ｉに由来する磁気エネルギーを、ＴＲ１に蓄積できる。
【００８５】
（磁気エネルギー放出）
第３工程においてＰＷ１Ｉを遮断することで、ＳＷ１に印加される電圧の極性が反転する。このため、ＦＲ１に順方向電圧が印加されて、ＦＲ１Ｉが流れる。
【００８６】
さらに、ハーフブリッジ回路１では、ＴＷ１に印加される電圧の極性も反転する。しかし、第３工程においては、ＳＳＷ１はＯＦＦであるため、第３端子には約４００Ｖの高い電圧が印加される。このため、ＳＲ１は、電流を流せない。このように、第３工程においてＰＷ１Ｉを遮断することで、ＦＲ１Ｉを流す。
【００８７】
以上のように、本開示の一態様に係るハーフブリッジ回路では、ＰＷ１ＩとＦＲ１Ｉとを同時に流さないように、トランスの接続関係が設定されている。従って、１次巻線〜３次巻線のそれぞれの黒点有無（極性）は、全て反転して設計されてもよい。
【００８８】
また、ＰＷ１Ｉを遮断することは、（ｉ）「ＦＳＷ１を通過するように、ＳＷ１に電流が流れる」こと、または、（ｉｉ）「ＳＳＷ１を通過するように、ＴＷ１に電流が流れる」こと、のいずれか一方をもたらす。実施形態１の昇圧動作においては、ＦＳＷ１の電圧が低いため、「ＦＳＷ１を通過するように、ＳＷ１に電流が流れる」ことになる。これに対し、降圧動作の場合には、「ＳＳＷ１を通過するように、ＴＷ１に電流が流れる」ことになる。
【００８９】
（過渡電流の削減効果についての説明）
図３および図５を参照し、ハーフブリッジ回路１における、過渡電流の低減効果について説明する。図５は、電源回路１０ｒにおける、整流機能部電圧（ＲＦＶｃ）および整流機能部電流（ＲＦＩｃ）の波形を示すグラフである。図５のグラフにおける横軸および縦軸のスケールは、図３のグラフと同じに設定されている。
【００９０】
（過渡電流の低減効果）
（比較例）
図５を参照し、電源回路１０ｒの整流機能部であるＦＳＷ１の過渡電流について述べる。逆方向電圧としてのＲＦＶｃが４００Ｖ印加された時に、過渡電流（負のＲＦＩｃ）が流れている。図５では、縦軸のスケールの都合上、３０Ｖを越える電圧は図示されていない。しかし、ＲＦＶｃは、４００Ｖに達している。これにより、電源回路１０ｒでは、約２７Ａの大きさの過渡電流が流れている。
【００９１】
（ハーフブリッジ回路１）
図３を参照し、ハーフブリッジ回路１における過渡電流について述べる。比較例と同様に４００Ｖの逆方向電圧（ＲＦＶ）が印加されている。しかしながら、過渡電流（負のＲＦＩ）の大きさは、約１２Ａである。このように、ハーフブリッジ回路１によれば、比較例に比べ、過渡電流を低減できることが確認された。
【００９２】
（ハーフブリッジ回路１を効率的に動作させるための改良点１〜４）
実施形態１には、複数の好ましい改良点が適用されている。以下、これらの好ましい改良点について説明する。
【００９３】
（改良点１：整流機能部に整流電流が流れているときに整流素子電流を流す）
上述した通り、ＦＲ１Ｉは、過渡電流削減に用いられる。このため、過渡電流が流れるまでの期間に、ＦＲ１Ｉの減衰を抑制することも重要である。実施形態１では、ＦＳＷ１に整流電流が流れている時に、ＦＲ１Ｉを流している。ＦＳＷ１に電流が流れていれば、原理的に、第２端子（ＳＴ１）に対する第１端子（ＦＴ１）の電圧は、ＦＳＷ１の電圧降下量の分だけ低下する。一方で、ＦＲ１Ｉは、第２端子から、ＳＷ１とＦＲ１とを経由して、第１端子に向けて流れる。すなわち、電圧がより高い第２端子から電圧がより低い第１端子に電流を流すことになる。従って、ＦＲ１Ｉの減衰を抑制できる。
【００９４】
（改良点２：整流素子電流を流す経路のインダクタンスを大きくする）
上述した通り、ＦＲ１Ｉは、過渡電流削減に用いられる。このため、過渡電流が流れている時に継続的にＦＲ１Ｉ流すことが重要である。実施形態１では、ＦＳＷ１を介した第１端子から第２端子までの経路のインダクタンス（以下、Ｌ１２ａ）よりも、ＦＲ１を介した第１端子から第２端子までの経路のインダクタンス（以下、Ｌ１２ｂ）の方が大きく設定されている。このため、ＦＳＷ１に過渡電流が流れている期間中において、Ｌ１２ｂによって、ＦＲ１Ｉを持続的に流すことができる。実施形態１では、Ｌ１２ａは１０ｎＨであり、Ｌ１２ｂは、１００ｎＨである。例えば、Ｌ１２ｂは、Ｌ１２ａの２倍以上であることが好ましい。また、Ｌ１２ｂは、Ｌ１２ａの１０倍以上であるとさらに好ましい。
【００９５】
（改良点３：１次巻線の巻数を多くする）
ＴＲ１の各巻線においても導通損失は発生する。実施形態１では、ＰＷ１の電流を低減することで導通損失の低減を行っている。
【００９６】
トランスの巻線電流は、原理的に、巻数比に反比例する。実施形態１では、ＳＷ１およびＴＷ１の巻数は、いずれも６ターンに設定されている。他方、ＰＷ１の巻数は、９ターンに設定されている。つまり、ＳＷ１およびＴＷ１のそれぞれの巻数に対して、ＰＷ１の巻数の方がより多く設定されている。このため、ＳＷ１またはＴＷ１の電流を保ちながら、ＰＷ１の電流量を低減することが可能となる。当該電流量の低減によって、導通損失の削減が可能となる。
【００９７】
（改良点４：磁気エネルギーを２次巻線側で確保する）
上述した通り、ＦＲ１Ｉは、過渡電流削減に用いられる。当該ＦＲ１Ｉは、ＴＲ１の磁気エネルギーによって発生する。このため、より多くの磁気エネルギーをＴＲ１に蓄積することが、過渡電流のさらなる削減に繋がる。実施形態１では、より多くの磁気エネルギーをＴＲ１に蓄積するために、改良を行っている。
【００９８】
具体的には、実施形態１では、第２端子から第１端子へ電流が流れることで発生するＦＳＷ１の電圧降下量は、ＦＲ１の導通開始時点の電圧降下量よりも大きく設定されている。
【００９９】
このような構成にすることで、ＦＳＷ１に電流が流れている時に、ＦＲ１を介してＳＷ１に電流を流すことが可能となる。この電流は、図２のＦＲ１Ｉにて確認できる。図２に示されるように、時刻「１．００Ｅ−５ｓｅｃ」では、約２Ａの大きさのＦＲ１Ｉが流れている。このため、同時点のＰＷ１Ｉは、０Ａからでなく、約２Ａをスタート（初期値）として電流が増加していることが分かる。実施形態１では、このような磁気エネルギーの蓄積も行われている。
【０１００】
（第１逆方向電圧の適用範囲−１）
実施形態１の例では、約１８Ｖの第１逆方向電圧を印加することで、過渡電流を削減した。過渡電流のさらなる削減のためには、第１逆方向電圧をより高くすることで、より多くの過渡電流を削減できる。
【０１０１】
図７は、あるスイッチ素子（例：ＦＳＷ１）の寄生容量（以下、Ｃｏｓｓ）の逆方向電圧（ＶＤＳ）依存性の一例を示したグラフである。以下の説明では、逆方向電圧として、「第１スイッチ素子用逆方向電圧」を例示する。
【０１０２】
Ｃｏｓｓは、逆方向電圧が２００Ｖ以上になると小さくなる。また、逆方向電圧が２００Ｖ以上になると、Ｃｏｓｓの電圧依存性が低くなる。これに対し、逆方向電圧が５０Ｖ以下の場合には、Ｃｏｓｓは大きくなる。特に、逆方向電圧が５Ｖ以下の場合には、Ｃｏｓｓは極めて大きくなる。
【０１０３】
第１逆方向電圧を少なくとも５Ｖにすることで、５Ｖ以下の極めて大きいＣｏｓｓを充電できる。また、第１逆方向電圧を５０Ｖにすることで、５Ｖ以下の極めて大きいＣｏｓｓのみならず、５Ｖから５０Ｖまでの大きいＣｏｓｓも充電できる。
【０１０４】
従って、第１逆方向電圧は、５Ｖ以上の所定の電圧値であることが好ましい。また、第１逆方向電圧を５０Ｖ以上にすることで、さらに多くのＣｏｓｓを充電できる。
【０１０５】
（第１逆方向電圧の適用範囲−２）
しかしながら、より高い電圧までＣｏｓｓを充電するためには、多くの磁気エネルギーが必要になる。例えば４００ＶまでＣｏｓｓを充電した場合には、その時に必要な電流による損失が問題なる。このため、Ｃｏｓｓの充電範囲にも適切な範囲があると言える。
【０１０６】
図８は、ＦＳＷ１およびＳＳＷ１（第１スイッチ素子および第２スイッチ素子）のそれぞれのＣｏｓｓの電圧依存性を例示する模式的なグラフである。図８のグラフにおいて、横軸はＦＳＷ１のＶＤＳを示す、また、縦軸は、Ｃｏｓｓを示す。
【０１０７】
ＳＳＷ１のＣｏｓｓを示すグラフは、ＦＳＷ１のＣｏｓｓを示すグラフを、ＶＤＳ＝２００Ｖを基準として左右反転した形状となる。ＳＳＷ１には、ＦＳＷ１に印加される電圧に対して、反転した電圧が印加されるからである。「ＦＳＷ１ＳＳＷ１」は、ＦＳＷ１のＣｏｓｓとＳＳＷ１のＣｏｓｓとの合計値を示す。
【０１０８】
ＦＲ１Ｉにより充放電されるＣｏｓｓには、ＦＳＷ１のＣｏｓｓのみならずＳＳＷ１のＣｏｓｓも含まれている。従って、ＦＲ１Ｉにより充放電されるＣｏｓｓは、ＦＳＷ１ＳＳＷ１となる。ＦＳＷ１ＳＳＷ１は、０Ｖから２００Ｖまでは、ＶＤＳの増加に伴ってＣｏｓｓが低下するため、顕著な充電エネルギーの増加を必要としない。従って、２００Ｖまでは効率的にＣｏｓｓを充電できる。つまり、磁気エネルギーを効率的に利用できる。
【０１０９】
従って、ＶＤＳ＝２００ＶまでＣｏｓｓを充電することが最も好ましい。図８に示される４００Ｖは、継続的に印加される逆方向電圧である。当該逆方向電圧は、回路仕様に合せて適宜変更できる。整流素子およびスイッチ素子のそれぞれのＣｏｓｓは、各部品で値は異なるが、傾向はほぼ類似するため、上述の考え方は適用できる。
【０１１０】
以上の点を踏まえ、第１逆方向電圧は、第２逆方向電圧に対して、５０％以下であることが好ましい。言い換えると、第１逆方向電圧は、第２逆方向電圧に対して、１／２以下であることが好ましい。
【０１１１】
また、第１逆方向電圧の値は、ＦＲ１Ｉと時間経過に応じて変化する。上記の説明において言及されている第１逆方向電圧の値は、「第２逆方向電圧が印加される直前の、第１逆方向電圧の値」を指す。
【０１１２】
（ハーフブリッジ回路１の第２期間の動作解説で用いる図の説明）
第２期間の一例である降圧動作では、ＳＳＷ１が整流素子として用いられ、ＦＳＷ１がトランジスタ素子として用いられる。
【０１１３】
図６は、第２期間の第１〜第４工程における各電流の経路について説明するための図である。図６の（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ、第２期間での第１〜第４工程における各電流の経路を示している。ＲＦＩは、整流機能部の電流である。ＳＲ１Ｉは、第２整流素子電流である。図６の（ｃ）に示されるように、ＳＲ１Ｉは、ＴＷ１からＳＲ１に流れる。
【０１１４】
なお、本明細書では、「第２スイッチ素子（ＳＳＷ１）に印加される順方向電圧」を、「第２スイッチ素子用順方向電圧」とも称する。また、本明細書では、「第２スイッチ素子に印加される第１逆方向電圧」を、「第２スイッチ素子用第１逆方向電圧」とも称する。これに対し、「第２スイッチ素子に印加される第２逆方向電圧」を、「第２スイッチ素子用第２逆方向電圧」とも称する。
【０１１５】
（ハーフブリッジ回路１の第２期間における駆動方法：第１工程〜第４工程）
ハーフブリッジ回路１の第２期間における駆動方法では、以下の４つの工程が、この順に実行される。
【０１１６】
・第１工程：ＳＳＷ１に順方向電圧を印加することにより、整流電流を流す工程；
・第２工程：ＴＴＲ１をＯＮすることにより、ＰＷ１に電流を流す工程；
・第３工程：ＴＴＲ１をＯＦＦすることにより、ＳＲ１に電流を流し、ＳＳＷ１に第１逆方向電圧を印加する工程；
・第４工程：ＳＳＷ１に第２逆方向電圧を印加することにより、整流電流を停止させる工程。
【０１１７】
降圧動作は、昇圧動作に対して、整流素子とスイッチ素子とが上下アーム間で入れ替わっている。また、ＣＯ１の電流の向きも反転している。これらの事項は、従来のハーフブリッジ回路と同一である。従って、過渡電流が発生するアームは異なるものの、降圧動作における過渡電流の削減効果は、昇圧動作における過渡電流の削減効果と同じになる。
【０１１８】
例えば、上述の改良点２を踏まえ、第２整流素子を介する第４端子から第３端子までの経路のインダクタンスは、第２スイッチ素子を介する第４端子から第３端子までの経路のインダクタンスよりも２倍以上大きく設定されている。
【０１１９】
また、上述の改良点４を踏まえ、第４端子から第３端子へ電流が流れることで発生する第２スイッチ素子の電圧降下量は、第２整流素子の導通開始時点の電圧降下量よりも大きく設定されている。
【０１２０】
このため、図示はしていないが、降圧動作における過渡電流削減量も、昇圧動作における過渡電流削減量と同じになる。
【０１２１】
そこで、動作期間として第１期間と第２期間とを含むハーフブリッジ回路について考える。当該ハーフブリッジ回路では、（ｉ）第１期間において、ＦＳＷ１が整流素子、ＳＳＷ１がトランジスタ素子としてそれぞれ使用され、かつ、（ｉｉ）第２期間において、ＦＳＷ１がトランジスタ素子、ＳＳＷ１が整流素子としてそれぞれ使用される。この場合において、ハーフブリッジ回路として、実施形態１のハーフブリッジ回路１を適用することにより、１つのトランス（ＴＲ１）によって、第１期間と第２期間とのいずれにおいても過渡電流を削減することが可能となる。
【０１２２】
〔変形例：素子の適用範囲〕
実施形態１では、ＦＳＷ１およびＳＳＷ１がカスコードＧａＮ−ＨＥＭＴであり、かつ、ＦＲ１およびＳＲ１がＳｉＣ−ＳＢＤである場合を例示した。これらの素子の種類は、上述の各素子の範疇に含まれる限り、特に限定されない。同様に、ＴＴＲ１の種類も、トランジスタ機能を有する限り、特に限定されない。
【０１２３】
〔実施形態２〕
本開示の一態様に係るハーフブリッジ回路は、動作期間として第１期間と第２期間とを含む電源回路に対してより高い効果を奏する。当該電源回路の例としては、双方向チョッパ回路、インバータ回路、およびトーテムポール型ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路等を挙げることができる。
【０１２４】
図９は、電源回路１０（ハーフブリッジ回路１を有する電源回路）を備えた電源装置１００を示す図である。ハーフブリッジ回路１によれば、電源回路１０・電源装置１００の損失を低減できる。さらに、電源装置１００は、制御回路９を含む。制御回路９は、電源回路１０の各部を制御する。より具体的には、制御回路９は、電源回路１０に設けられる各素子のＯＮ／ＯＦＦの切り替えを制御する。第１〜第４工程は、制御回路９が、電源回路１０に設けられる各スイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することによって実行されてよい。
【０１２５】
〔まとめ〕
本開示の態様１に係るハーフブリッジ回路は、高電圧ノードである第１端子とスイッチノードである第２端子とに接続された第１スイッチ素子と、スイッチノードである第３端子と低電圧ノードである第４端子とに接続された第２スイッチ素子と、を備えたハーフブリッジ回路であって、上記ハーフブリッジ回路は、１次巻線と２次巻線と３次巻線とを有する変圧器と、上記２次巻線を介して上記第１スイッチ素子と並列接続された第１整流素子と、上記３次巻線を介して上記第２スイッチ素子と並列接続された第２整流素子と、上記１次巻線に接続されたトランジスタ素子と、上記１次巻線に接続された電源と、をさらに備え、上記トランジスタ素子をＯＮした場合に、上記電源から上記１次巻線に流れる電流である１次巻線電流が流れ、上記トランジスタ素子をＯＦＦした場合に、（ｉ）上記２次巻線から上記第１整流素子に流れる第１整流素子電流を流すことで、上記第１スイッチ素子に第１スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される、または、（ｉｉ）上記３次巻線から上記第２整流素子に流れる第２整流素子電流を流すことで、上記第２スイッチ素子に第２スイッチ素子用第１逆方向電圧が印加される。
【０１２６】
上述の通り、過渡電流が、回路で損失を発生させる。そこで、本願の発明者は、「トランス（変圧器）に蓄えられた磁気エネルギーによって、各スイッチ素子に第１逆方向電圧（より具体的には、第１スイッチ素子用第１逆方向電圧または第２スイッチ素子用第１逆方向電圧）を印加することが、過渡電流の抑制に繋がる」という着想に基づき、上記の構成を見出した。
【０１２７】
上記の構成によれば、トランジスタ素子をＯＮすることで１次巻線に電流を流し、トランスに磁気エネルギーを蓄積できる。そして、トランジスタ素子をＯＦＦすることで、その磁気エネルギーは、第１整流素子電流に変換され、第１スイッチ素子に流すことができる。第１スイッチ素子の寄生容量が充電できるまで、この第１整流素子電流を流すことで、第１スイッチ素子に瞬時的な逆方向電圧を印加できる。
【０１２８】
この第１逆方向電圧の印加は、過渡電流を発生させない。第１逆方向電圧は、磁気エネルギーによって、過渡電流となる電流成分を、２次巻線と第１整流素子と第１スイッチ素子とからなる経路に流すためである。これにより、過渡電流を抑制することができる。
【０１２９】
また、第１スイッチ素子の過渡電流の抑制の上記説明は、当該第１スイッチ素子と同様の構成である、第２スイッチ素子の過渡電流の抑制にも適用できる。すなわち、第２スイッチ素子に第１逆方向電圧を印加することで、第２スイッチ素子に流れる過渡電流を削減することもできる。
【０１３０】
以上のように、本開示の一態様に係るハーフブリッジ回路によれば、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子のいずれについても、過渡電流を効果的に削減できる。
【０１３１】
本開示の態様２に係るハーフブリッジ回路では、上記態様１において、（ｉ）上記第１スイッチ素子用第１逆方向電圧の印加に後続して、上記第１スイッチ素子に第１スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加される、または、（ｉｉ）上記第２スイッチ素子用第１逆方向電圧の印加に後続して、上記第２スイッチ素子に第２スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加されることが好ましい。
【０１３２】
上述のように、第１逆方向電圧は、磁気エネルギーに依存する瞬時的な逆方向電圧である。このため、第１逆方向電圧のみでは、継続的に逆方向電圧を印加することは困難である。そこで、上記の構成のように、第１逆方向電圧の印加に後続して、継続的な逆方向電圧を印加することで、継続的に逆方向電圧を印加できる。
【０１３３】
本開示の態様３に係るハーフブリッジ回路では、上記態様１または２において、上記第２端子から上記第１端子に向けての上記２次巻線の極性と、上記第４端子から上記第３端子に向けての上記３次巻線の極性と、が同一であることが好ましい。
【０１３４】
上記の構成（トランスの巻線構成）によれば、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子のうち、電圧がより低いスイッチ素子に選択的に整流素子電流（第１整流素子電流または第２整流素子電流）を流すことができる。すなわち、これから逆方向電圧が印加される予定のスイッチ素子に対して、第１逆方向電圧を選択的に印加できる。
【０１３５】
本開示の態様４に係るハーフブリッジ回路では、上記態様１から３のいずれか１つにおいて、第１期間では、上記第１スイッチ素子は、整流素子として使用され、かつ、上記第２スイッチ素子は、トランジスタ素子として使用され、第２期間では、上記第１スイッチ素子は、トランジスタ素子として使用され、かつ、上記第２スイッチ素子は、整流素子として使用されることが好ましい。
【０１３６】
上記の構成によれば、第１期間と第２期間とで、整流素子として使用されるスイッチ素子を入れ替えることができる。つまり、期間に応じて、第１スイッチ素子または第２スイッチ素子のいずれか一方に、過渡電流を流すことができる。この場合に、上記構成のトランスを用いることで、過渡電流が流れるスイッチ素子に対して、第１逆方向電圧を選択的に印加できる。
【０１３７】
本開示の態様５に係るハーフブリッジ回路では、上記態様１から４のいずれか１つにおいて、（ｉ）上記第１スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさが５Ｖ以上の所定の電圧値に達した後で、上記第１スイッチ素子に第１スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加される、または、（ｉｉ）上記第２スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさが５Ｖ以上の上記所定の電圧値に達した後で、上記第２スイッチ素子に第２スイッチ素子用第２逆方向電圧が印加されることが好ましい。
【０１３８】
上記の構成によれば、極めて大きい５Ｖ未満のＣｏｓｓを、第１逆方向電圧により充電できる。このため、過渡電流を効果的に低減できる。
【０１３９】
本開示の態様６に係るハーフブリッジ回路では、上記態様２または５において、（ｉ）上記第１スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさは、上記第１スイッチ素子用第２逆方向電圧の大きさの１／２以下である、または、（ｉｉ）上記第２スイッチ素子用第１逆方向電圧の大きさは、上記第２スイッチ素子用第２逆方向電圧の大きさの１／２以下であることが好ましい。
【０１４０】
上記の構成によれば、磁気エネルギーを効果的に利用できる電圧範囲で、第１逆方向電圧を印加できる。従って、効果的な磁気エネルギーの利用が可能となる。
【０１４１】
本開示の態様７に係るハーフブリッジ回路では、上記態様１から６のいずれか１つにおいて、上記第２端子から上記第１端子へ電流が流れることで発生する上記第１スイッチ素子の電圧降下量は、上記第１整流素子の導通開始時点の電圧降下量よりも大きく、かつ、上記第４端子から上記第３端子へ電流が流れることで発生する上記第２スイッチ素子の電圧降下量は、上記第２整流素子の導通開始時点の電圧降下量よりも大きいことが好ましい。
【０１４２】
上記の構成によれば、第１スイッチ素子に電流が流れている時に、第１整流素子を通じて２次巻線に電流を流すことが可能となる。このため、２次巻線側からトランスに、磁気エネルギーを蓄積することが可能となる。
【０１４３】
また、２次巻線から磁気エネルギーを蓄積する上記説明と同様に、３次巻線側からトランスに、磁気エネルギーを蓄積することも可能である。これにより、過渡電流の削減効果をより大きくすることができる。
【０１４４】
本開示の態様８に係る電源装置は、上記態様１から７のいずれか１つに係るハーフブリッジ回路を備えていることが好ましい。
【０１４５】
上記の構成によれば、過渡電流が削減されたハーフブリッジ回路を用いることにより、損失が削減された電源装置を実現できる。
【０１４６】
〔付記事項〕
本開示の一態様は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本開示の一態様の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成できる。
【符号の説明】
【０１４７】
１  ハーフブリッジ回路
９  制御回路
１０  電源回路
１００  電源装置
ＦＳＷ１  第１スイッチ素子
ＳＳＷ１  第２スイッチ素子
ＦＴ１  第１端子
ＳＴ１  第２端子
ＴＴ１  第３端子
ＰＴ１  第４端子
ＴＲ１  トランス（変圧器）
ＰＷ１  １次巻線
ＳＷ１  ２次巻線
ＴＷ１  ３次巻線
ＦＲ１  第１整流素子
ＳＲ１  第２整流素子
ＴＴＲ１  トランジスタ素子
ＴＶ１  電源
ＲＦＩ  整流電流
ＰＷ１Ｉ  １次巻線電流
ＦＲ１Ｉ  第１整流素子電流
ＳＲ１Ｉ  第２整流素子電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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