(57)【要約】【課題】２個の交流モータを備えているモータ駆動装置において、スイッチング周波数を変えることなく、スイッチングノイズの振幅が増幅することを抑制するための技術を提供する。【解決手段】モータ駆動装置は、直流電源と、第１スイッチング素子のスイッチング動作によって直流電源の電力を第１交流モータの駆動電力に変換する第１インバータと、第２スイッチング素子のスイッチング動作によって直流電源の電力を第２交流モータの駆動電力に変換する第２インバータと、第１インバータの直流端の正極と負極の間に接続されている平滑コンデンサと、コントローラと、を備える。平滑コンデンサに接続されている電力線の寄生インダクタンスと平滑コンデンサとで構成されるＬＣ回路が共振周波数を有している。コントローラは、ノイズ周波数が共振周波数を含む所定の周波数領域に属する場合に、ＬＣ位相差に応じてスイッチング位相差を調整する。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
第１交流モータ及び第２交流モータと、
前記直流電源と前記第１交流モータの間に接続されており、第１スイッチング素子のスイッチング動作によって前記直流電源の電力を前記第１交流モータの駆動電力に変換する第１インバータと、
前記直流電源と前記第２交流モータの間に接続されており、第２スイッチング素子のスイッチング動作によって前記直流電源の電力を前記第２交流モータの駆動電力に変換する第２インバータと、
前記第１インバータの直流端の正極と負極の間に接続されている平滑コンデンサと、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御するコントローラと、
を備え、
前記平滑コンデンサに接続されている電力線の寄生インダクタンスと前記平滑コンデンサとで構成されるＬＣ回路が共振周波数を有しており、
前記コントローラは、
前記第１スイッチング素子から前記平滑コンデンサに伝達するノイズ及び前記第２スイッチング素子から前記平滑コンデンサに伝達するノイズのそれぞれの周波数（ノイズ周波数）が前記共振周波数を含む所定の周波数領域に属する場合に、前記第１スイッチング素子から前記平滑コンデンサまでの電流伝達特性の前記共振周波数における位相と、前記第２スイッチング素子から前記平滑コンデンサまでの電流伝達特性の前記共振周波数における位相との差（ＬＣ位相差）に応じて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のそれぞれのスイッチング周波数の位相差（スイッチング位相差）を調整する、モータ駆動装置。
【請求項２】
前記コントローラは、前記ＬＣ位相差が１８０度のときには前記スイッチング位相差をゼロから９０度の間に調整し、前記ＬＣ位相差がゼロのときには前記スイッチング位相差を９０度から２７０度の間に調整する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記ＬＣ回路は、前記ＬＣ位相差が１８０度となる第１共振周波数と、前記ＬＣ位相差がゼロとなる第２共振周波数を有しており、
前記コントローラは、
前記第１共振周波数と前記第２共振周波数の間の所定の閾値周波数を記憶しており、
前記ノイズ周波数が前記閾値周波数よりも前記第１共振周波数側の場合に、前記スイッチング位相差をゼロから９０度の間に調整し、
前記ノイズ周波数が前記閾値周波数よりも前記第２共振周波数側の場合に、前記スイッチング位相差を９０度から２７０度の間に調整する、請求項２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
前記コントローラは、前記第１スイッチング素子に対する駆動信号を生成するときに用いるキャリア信号の位相と、前記第２スイッチング素子に対する駆動信号を生成するときに用いるキャリア信号の位相との差を調整することで、前記スイッチング位相差を調整する、請求項１から３のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
前記コントローラは、前記直流電源の温度が所定の閾値温度よりも低い場合に、前記スイッチング位相差をゼロに調整する、請求項１から４のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
前記コントローラは、前記ＬＣ位相差と前記スイッチング位相差の合計の絶対値が１８０度となるように前記スイッチング位相差を調整する、請求項１に記載のモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書が開示する技術は、２個の交流モータを備えているモータ駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
２個の交流モータを備えているモータ駆動装置は、例えば、電気自動車に搭載される。電気自動車のモータ駆動装置は、２個の走行用の交流モータに対応して２個のインバータを備えている。それぞれのインバータの直流端は電源に接続されており、交流端が交流モータに接続されている。
【０００３】
インバータはスイッチング素子を使って電力を変換する。スイッチング素子の動作に起因してスイッチングノイズが発生する。インバータの直流端の正極と負極の間には、スイッチングノイズを抑える平滑コンデンサが接続される。なお、スイッチングノイズはリプル電流とも呼ばれている。
【０００４】
平滑コンデンサに接続される電力線には寄生インダクタンスが伴うため、寄生インダクタンスと平滑コンデンサはＬＣ回路を構成し、所定の共振周波数を有することになる。スイッチングノイズの周波数が所定の共振周波数の近くになると、スイッチングノイズの振幅が増幅する。
【０００５】
特許文献１に開示されているように、スイッチングノイズの周波数は、スイッチング素子に対する駆動指令（即ちＰＷＭ信号）を生成する際のキャリア信号の周波数（即ちスイッチング周波数）に基づいて決まる。特許文献１では、スイッチングノイズの周波数が所定の共振周波数の近くにならないように、スイッチング周波数を調整して、スイッチングノイズの振幅が増幅することを抑制する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特表２０１５−５３１２２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
例えば、スイッチングノイズの増幅を抑制するためにスイッチング周波数を上げると、スイッチング素子の負荷が高まり、スイッチング素子を冷却するための冷却器の冷却性能を高める必要がある。また、スイッチング周波数を下げると、スイッチング周波数が可聴域に近づき、騒音対策が必要となる。
【０００８】
本明細書では、２個の交流モータを備えているモータ駆動装置において、スイッチング周波数を変えることなく、スイッチングノイズの振幅が増幅することを抑制するための技術を開示する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本明細書が開示するモータ駆動装置は、直流電源と、第１交流モータ及び第２交流モータと、前記直流電源と前記第１交流モータの間に接続されており、第１スイッチング素子のスイッチング動作によって前記直流電源の電力を前記第１交流モータの駆動電力に変換する第１インバータと、前記直流電源と前記第２交流モータの間に接続されており、第２スイッチング素子のスイッチング動作によって前記直流電源の電力を前記第２交流モータの駆動電力に変換する第２インバータと、前記第１インバータの直流端の正極と負極の間に接続されている平滑コンデンサと、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子を制御するコントローラと、を備える。前記平滑コンデンサに接続されている電力線の寄生インダクタンスと前記平滑コンデンサとで構成されるＬＣ回路が共振周波数を有している。前記コントローラは、前記第１スイッチング素子から前記平滑コンデンサに伝達するノイズ及び前記第２スイッチング素子から前記平滑コンデンサに伝達するノイズのそれぞれの周波数（ノイズ周波数）が前記共振周波数を含む所定の周波数領域に属する場合に、前記第１スイッチング素子から前記平滑コンデンサまでの電流伝達特性の前記共振周波数における位相と、前記第２スイッチング素子から前記平滑コンデンサまでの電流伝達特性の前記共振周波数における位相との差（ＬＣ位相差）に応じて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のそれぞれのスイッチング周波数の位相差（スイッチング位相差）を調整する。
【００１０】
ノイズ周波数が所定の周波数領域に属する場合に、第１スイッチング素子から平滑コンデンサに伝達するノイズと第２スイッチング素子から平滑コンデンサに伝達するノイズが重畳して大きなノイズとなる場合がある。しかし、両ノイズの位相差が調整可能であれば、両ノイズが重畳するものの、両ノイズが相殺されて、大きなノイズとなることを抑制することが可能となる。一般に、両ノイズの位相差は、スイッチング位相差を調整することによって調整可能である。上記の構成によれば、ノイズ周波数が所定の周波数領域に属する場合に、第１スイッチング素子の電流伝達特性の共振周波数における位相と第２スイッチング素子の電流伝達特性の共振周波数における位相との差を示すＬＣ位相差に応じてスイッチング位相差を調整することによって、両ノイズを相殺するように各ノイズの位相差を調整することができる。これにより、大きなノイズとなることを抑制することができる。
【００１１】
コントローラは、ＬＣ位相差が１８０度のときにはスイッチング位相差をゼロから９０度の間に調整し、ＬＣ位相差がゼロのときにはスイッチング位相差を９０度から２７０度の間に調整してもよい。別言すれば、コントローラは、ＬＣ位相差とスイッチング位相差の合計の絶対値が１８０度となるようにスイッチング位相差を調整してもよい。なお、ＬＣ位相差は、概ねゼロ度、あるいは、概ね１８０度であればよい。例えば、±４５度のずれがある場合でも、ゼロ度、あるいは、１８０度みなしてもよい。上記のようにスイッチング位相差を調整することによって、平滑コンデンサに到達する第１スイッチング素子からのノイズと第２スイッチング素子からのノイズが逆位相となり、両者を相殺することができる。
【００１２】
また、コントローラは、直流電源の温度が所定の閾値温度よりも低い場合に、スイッチング位相差をゼロに調整してもよい。一般に、直流電源の内部抵抗は、直流電源が低温になるほど増加する傾向にある。直流電源の温度が所定の閾値温度よりも低い場合には、スイッチング位相差をゼロに、即ち、ノイズを相殺するようなスイッチング位相差の調整を実行しないことによって、相殺されずに重畳したノイズが直流電源に伝達する。このノイズによって、直流電源が発熱し、直流電源の温度が上昇する。直流電源の温度が上昇して、内部抵抗を低減することができる。
【００１３】
また、ＬＣ回路は、ＬＣ位相差が１８０度（上記のずれがあってもよい）となる第１共振周波数と、ＬＣ位相差がゼロ（上記のずれがあってもよい）となる第２共振周波数を有していてもよい。そして、コントローラは、第１共振周波数と第２共振周波数の間の所定の閾値周波数を記憶しており、ノイズ周波数が閾値周波数よりも第１共振周波数側の場合に、スイッチング位相差をゼロから９０度の間に調整し、ノイズ周波数が閾値周波数よりも第２共振周波数側の場合に、スイッチング位相差を９０度から２７０度の間に調整してもよい。このような構成によれば、予め記憶されている所定の閾値周波数を利用して、第１共振周波数側の領域と第２共振周波数側の領域とのそれぞれにおいて第１スイッチング素子からのノイズと第２スイッチング素子からのノイズを逆位相にして相殺することができる。
【００１４】
また、具体的には、コントローラは、第１スイッチング素子に対する駆動信号を生成するときに用いる第１キャリア信号の位相と、第２スイッチング素子に対する駆動信号を生成するときに用いる第２キャリア信号の位相との差を調整することで、スイッチング位相差を調整してもよい。
【００１５】
本明細書が開示する技術の詳細とさらなる改良は以下の「発明を実施するための形態」にて説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】実施例のモータ駆動装置のブロック図である。
【図２】電源線の寄生インダクタンスと平滑コンデンサの系の電流伝達特性を示す図である。
【図３】電源のインダクタンスと平滑コンデンサの系の電流伝達特性を示す図である。
【図４】位相調整処理のフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
（モータ駆動装置１０の構成；図１）
図面を参照して実施例のモータ駆動装置１０を説明する。モータ駆動装置１０は、電気自動車１００に搭載されている。モータ駆動装置１０は、２個の走行用のモータ１２ａ、１２ｂを備えている。モータ１２ａ、１２ｂは、三相交流電力で駆動する交流モータである。また、モータ駆動装置１０は、さらに、電力変換装置２０と、直流電源４０（以下では、「電源４０」と記載）と、を備える。電気自動車１００は、モータ１２ａ、１２ｂの双方の動力で走行することも可能であるし、モータ１２ａの動力のみで走行することも可能である。また、電気自動車１００は、モータ１２ａ、１２ｂだけでなく、不図示のエンジンを備えており、当該エンジンの動力で走行することも可能である。
【００１８】
電源４０は、リチウムイオンバッテリである。電源４０は、ニッケル水素バッテリであってもよいし、鉛蓄電池であってもよい。あるいは、電源４０は燃料電池であってもよい。
【００１９】
電力変換装置２０は、電源４０とモータ１２ａとの間、及び、電源４０とモータ１２ｂとの間で電力を変換する。電力変換装置２０は、電源４０から出力される直流電力をモータ１２ａ（又はモータ１２ｂ）の駆動電力（即ち三相交流電力）に変換可能であるとともに、モータ１２ａ（又はモータ１２ｂ）で発電された交流電力を電源４０に供給可能な直流電力に変換可能である。即ち、モータ駆動装置１０は、電気自動車１００の制動時に発生する回生電力を電源４０に供給して、電源４０を充電可能である。電力変換装置２０は、２個のインバータ２４ａ、２４ｂと、２個の平滑コンデンサ２６ａ、２６ｂと、コントローラ２８と、を備える。
【００２０】
インバータ２４ａは、電源４０とモータ１２ａとの間に接続されている。インバータ２４ａは、電源４０から出力される直流電力をモータ１２ａの駆動電力に変換可能であるとともに、モータ１２ａから出力される回生電力を直流電力に変換可能である。
【００２１】
インバータ２４ｂは、電源４０とモータ１２ｂとの間に接続されている。インバータ２４ｂは、電源４０から出力される直流電力をモータ１２ｂの駆動電力に変換可能であるとともに、モータ１２ｂから出力される回生電力を直流電力に変換可能である。
【００２２】
インバータ２４ａ、２４ｂは、複数個のスイッチング素子で構成される。インバータは、スイッチング素子のスイッチング動作によって直流電力を交流電力に変換する。インバータの構成及び動作原理は、よく知られているので、説明を省略する。
【００２３】
平滑コンデンサ２６ａは、インバータ２４ａの直流端の正極と負極の間に接続されている。また、平滑コンデンサ２６ｂは、インバータ２４ｂの直流端の正極と負極の間に接続されている。平滑コンデンサ２６ａ、２６ｂによって、インバータ２４ａ、２４ｂのスイッチングノイズ（即ちリプル電流）が抑えられる。
【００２４】
コントローラ２８は、インバータ２４ａ、２４ｂ内のスイッチング素子を制御する。具体的には、コントローラ２８は、上位のコントローラ（図示省略）から取得される目標指令に基づいて、各スイッチング素子のゲート電極に入力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulationの略）信号（即ちスイッチング周波数とデューティ比）を生成する。そして、コントローラ２８は、生成済みのＰＷＭ信号を各スイッチング素子に供給する。
【００２５】
図１に示すように、インバータ２４ａは、電力線２３ａを介して、電源４０に接続されており、インバータ２４ｂは、電力線２３ｂを介して、電源４０に接続されている。電力線２３ａ、２３ｂは、それぞれ、寄生インダクタンスを有する。このため、モータ駆動装置１０内には、電力線２３ａ、２３ｂの寄生インダクタンスと平滑コンデンサ２６ａ、２６ｂとで構成されるＬＣ回路（以下、「第１ＬＣ回路」と記載）が存在する。第１ＬＣ回路は、所定の共振周波数（以下、「第１共振周波数」と記載）を有する。第１共振周波数は、主に、電力線の寄生インダクタンスの値と平滑コンデンサの静電容量によって決まる。
【００２６】
また、電源４０もインダクタンスを有する。このため、モータ駆動装置１０内には、電源４０のインダクタンスと平滑コンデンサ２６ａ、２６ｂとで構成されるＬＣ回路（以下、「第２ＬＣ回路」と記載）が存在する。第２ＬＣ回路は、所定の共振周波数（以下、「第２共振周波数」と記載）を有する。第２共振周波数は、主に、電源４０のインダクタンスの値と平滑コンデンサの静電容量によって決まる。第２共振周波数は、上記の第１共振周波数と異なる。
【００２７】
上記の第２ＬＣ回路は、例えば、１個の交流モータと１個のインバータを備えるモータ駆動装置でも存在する。しかし、第１ＬＣ回路は、本実施例のように、２個の交流モータと２個のインバータを備えるモータ駆動装置で存在するが、１個の各装置のみを備えるモータ駆動装置には、存在しない。即ち、第１共振周波数は、本実施例のような２個以上の各装置を備えるモータ駆動装置でのみ存在する共振周波数である。
【００２８】
平滑コンデンサ２６ａには、インバータ２４ａで発生したリプル電流Ｉａ（即ちスイッチングノイズ）が伝達する。リプル電流Ｉａの周波数（即ちノイズの周波数）が、第１共振周波数又は第２共振周波数に近づくと、リプル電流Ｉａの振幅が増幅する。また、平滑コンデンサ２６ａには、リプル電流Ｉａだけでなく、電力線２３ａ、２３ｂを介して、インバータ２４ｂで発生したリプル電流Ｉｂも伝達する。リプル電流Ｉｂの周波数が、第１共振周波数又は第２共振周波数に近づくと、リプル電流Ｉｂの振幅も増幅する。例えば、リプル電流Ｉａの周波数とリプル電流Ｉｂの周波数が第１共振周波数に近づき、リプル電流Ｉａ、Ｉｂが同位相で重畳すると、平滑コンデンサ２６ａを流れるリプル電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）の振幅は、大幅に増幅することなる。リプル電流Ｉｃの振幅が大幅に増幅すると、平滑コンデンサ２６ａが大きく発熱し、平滑コンデンサ２６ａの許容耐熱を超えるおそれがある。この問題に対処するために、平滑コンデンサ２６ａの許容耐熱を向上させればよいが、平滑コンデンサ２６ａが大型化する。
【００２９】
ここで、リプル電流Ｉａとリプル電流Ｉｂが逆位相となるように調整可能であれば、リプル電流Ｉａ、Ｉｂが重畳するものの、リプル電流Ｉａとリプル電流Ｉｂの振幅が相殺されて、リプル電流Ｉｃの振幅が増大することを抑制することが可能となる。以下では、第１ＬＣ回路の電流伝達特性（図２）と、第２ＬＣ回路の電流伝達特性（図３）について説明し、リプル電流Ｉｃの振幅が増大することを抑制するための具体的な処理（図４）について説明する。
【００３０】
（第１ＬＣ回路の電流伝達特性；図２）
図２の上段のグラフＧ１は、第１ＬＣ回路のゲイン特性を示し、下段のグラフＧ２は、第１ＬＣ回路の位相特性を示す。グラフＧ１において、縦軸は電流ゲインを示し、グラフＧ２において、縦軸は位相を示す。グラフＧ１、Ｇ２の横軸は、周波数を示す。グラフＧ１、Ｇ２において、破線がインバータ２４ａから平滑コンデンサ２６ａに流れる電流の伝達特性を示し、実線がインバータ２４ｂから平滑コンデンサ２６ａに流れる電流の伝達特性を示す。インバータ２４ａから平滑コンデンサ２６ａまでの電流経路と、インバータ２４ｂから平滑コンデンサ２６ａまでの電流経路が大きく異なるため、両方の電流伝達特性で位相特性が大きく異なる。
【００３１】
グラフＧ１に示すように、第１ＬＣ回路は第１共振周波数ｆｒ１を有する。なお、第１ＬＣ回路は、第２ＬＣ回路と一部を共有するので、グラフＧ１には、第２ＬＣ回路の第２共振周波数ｆｒ２が表れている。即ち、第１ＬＣ回路は、第１共振周波数ｆｒ１と第２共振周波数ｆｒ２を有する。ここで、インバータ２４ａから第１ＬＣ回路に入力される電流（即ちリプル電流）の周波数が第１共振周波数ｆｒ１である場合に、入力電流（即ちインバータ２４ａのリプル電流）と出力電流（即ち平滑コンデンサ２６ａを流れる電流）との間の位相差は、グラフＧ２に示すように、約＋９０度となる。一方、インバータ２４ｂから第１ＬＣ回路に入力される電流（即ちリプル電流）の周波数が第１共振周波数ｆｒ１である場合に、入力電流（即ちインバータ２４ｂのリプル電流）と出力電流（即ち平滑コンデンサ２６ａを流れる電流）との間の位相差は、グラフＧ２に示すように約−９０度となる。即ち、インバータ２４ａから平滑コンデンサ２６ａまでの電流伝達特性の第１共振周波数ｆｒ１における位相と、インバータ２４ｂから平滑コンデンサ２６ｂまでの電流伝達特性の第１共振周波数ｆｒ１における位相との差（以下では、「第１ＬＣ位相差」と記載）は約１８０度となる。このため、例えば、インバータ２４ａのリプル電流とインバータ２４ｂのリプル電流との間の位相差を、０度から９０度の間に調整することができれば、第１共振周波数ｆｒ１近傍の周波数においてインバータ２４ａが発するリプル電流とインバータ２４ｂが発するリプル電流は、平滑コンデンサ２６ａに達したときに概ね逆位相（すなわち位相差１８０度）となる。その結果、両リプル電流が重畳するものの、両リプル電流の振幅が相殺されて、大きな振幅となることを抑制することができる。
【００３２】
（第２ＬＣ回路の電流伝達特性；図３）
各グラフＧ３、Ｇ４は、図２と同様に、第２ＬＣ回路のゲイン特性と、第２ＬＣ回路の位相特性を示す。グラフＧ３に示すように、第２ＬＣ回路は第２共振周波数ｆｒ２を有する。なお、第２ＬＣ回路は、第１ＬＣ回路と一部を共有するので、グラフＧ３には、第１ＬＣ回路の第１共振周波数ｆｒ１が表れている。即ち、第２ＬＣ回路は、第１共振周波数ｆｒ１と第２共振周波数ｆｒ２を有する。ここで、インバータ２４ａから第２ＬＣ回路に入力される電流（即ちリプル電流）の周波数が第２共振周波数ｆｒ２である場合に、入力電流（即ちインバータ２４ａのリプル電流）と出力電流（即ち平滑コンデンサ２６ａを流れる電流）との間の位相差は、グラフＧ４に示すように、約９０度となる。一方、インバータ２４ｂから第２ＬＣ回路に入力される電流（即ちリプル電流）の周波数が第２共振周波数ｆｒ２である場合に、入力電流（即ちインバータ２４ｂのリプル電流）と出力電流（即ち平滑コンデンサ２６ａを流れる電流）との間の位相差は、グラフＧ４に示すように約９０度となる。即ち、インバータ２４ａから平滑コンデンサ２６ａまでの電流伝達特性の第２共振周波数ｆｒ２における位相と、インバータ２４ｂから平滑コンデンサ２６ｂまでの電流伝達特性の第２共振周波数ｆｒ２における位相との差（以下では、「第２ＬＣ位相差」と記載）は０度となる。このため、例えば、インバータ２４ａのリプル電流とインバータ２４ｂのリプル電流との間の位相差を、９０度から２７０度との間に調整することができれば、第２共振周波数ｆｒ２近傍の周波数においてインバータ２４ａが発するリプル電流とインバータ２４ｂが発するリプル電流は、平滑コンデンサ２６ａに達したときに概ね逆位相（すなわち位相差１８０度）となる。その結果、両リプル電流が重畳するものの、両リプル電流の振幅が相殺されて、大きな振幅となることを抑制することができる。
【００３３】
（位相調整処理；図４）
図２、図３に示す第１ＬＣ位相差と第２ＬＣ位相差に応じて、両リプル電流の位相差を調整するための位相調整処理について説明する。位相調整処理は、コントローラ２８が起動することをトリガとして開始される。コントローラ２８は、例えば、電気自動車１００のイグニションスイッチがＯＮされることによって起動する。
【００３４】
Ｓ１０では、コントローラ２８は、インバータ２４ａのリプル電流の周波数とインバータ２４ｂのリプル電流の周波数を特定する。一般に、リプル電流の周波数は、スイッチング周波数とインバータの出力交流の周波数とに基づいて決まる。よって、コントローラ２８は、各インバータ２４ａ、２４ｂのスイッチング周波数と各インバータ２４ａ、２４ｂの出力交流の周波数とから、各インバータ２４ａ、２４ｂの各リプル電流の周波数を特定する。本実施例では、各インバータ２４ａ、２４ｂのスイッチング周波数は同じであり、各インバータ２４ａ、２４ｂの出力交流の周波数は同じである。このため、各インバータ２４ａ、２４ｂのリプル電流の周波数は同じである。なお、本明細書では、例えば、ジッタ分の揺らぎ等によってスイッチング周波数が厳密に一致しない場合でも、スイッチング周波数が同じであると表記する。
【００３５】
Ｓ１２では、コントローラ２８は、電源４０の温度が所定の閾値温度よりも低いのか否かを判断する。電源４０の温度は、例えば、電源４０に取り付けられている温度センサ（図示省略）によって計測される。コントローラ２８は、電源４０の温度が所定の閾値温度よりも低いと判断する場合（Ｓ１２でＹＥＳ）に、Ｓ１４に進み、電源４０の温度が所定の閾値温度以上であると判断する場合（Ｓ１２でＮＯ）に、Ｓ２０に進む。
【００３６】
Ｓ２０では、コントローラ２８は、リプル電流の周波数が所定の閾値周波数ｆｔｈよりも大きいのか否かを判断する。ここで、閾値周波数ｆｔｈは、第１共振周波数ｆｒ１と第２共振周波数ｆｒ２との間の値に設定される。本実施例では、図２に示すように、第１ＬＣ回路において、インバータ２４ａの位相特性とインバータ２４ｂの位相特性の間の位相差が９０度となる際の周波数として設定される。コントローラ２８は、リプル電流の周波数が閾値周波数ｆｔｈよりも大きいと判断する場合（Ｓ２０でＹＥＳ）に、即ち、リプル電流の周波数が閾値周波数ｆｔｈよりも第１共振周波数ｆｒ１側の場合に、Ｓ２２に進む。一方、コントローラ２８は、リプル電流の周波数が閾値周波数ｆｔｈ以下であると判断する場合（Ｓ２０でＮＯ）に、即ち、リプル電流の周波数が閾値周波数ｆｔｈよりも第２共振周波数ｆｒ２側の場合に、Ｓ２４に進む。
【００３７】
Ｓ２２では、コントローラ２８は、インバータ２４ａに供給するＰＷＭ信号の位相とインバータ２４ｂに供給するＰＷＭ信号の位相との間の位相差（以下では、「スイッチング位相差」）をゼロから９０度の間に調整する。例えば、インバータ２４ａのスイッチング素子に供給するＰＷＭ信号を生成するときに用いるキャリア信号の位相に対してインバータ２４ｂのスイッチング素子に供給するＰＷＭ信号を生成するときに用いるキャリア信号の位相を遅らせてもいいし、逆に進めてもいい。一般に、リプル電流の位相は、ＰＷＭ信号の位相に対応している。このため、スイッチング位相差をゼロから９０度の間に調整することによって、両リプル電流の位相差をゼロから９０度の間に調整することができる。この結果、リプル電流の周波数が第１共振周波数ｆｒ１に近い状況において、インバータ２４ａが発するリプル電流とインバータ２４ｂが発するリプル電流が平滑コンデンサ２６ａにて逆位相で重なる。それゆえ、両リプル電流の振幅が相殺されて、大きな振幅となることを抑制することができる。
【００３８】
Ｓ２４では、コントローラ２８は、スイッチング位相差を９０度から２７０度の間に調整する。これにより、両リプル電流の位相差を９０度から２７０度の間に調整することができる。この結果、リプル電流の周波数が第２共振周波数ｆｒ２に近い状況において、インバータ２４ａが発するリプル電流とインバータ２４ｂが発するリプル電流が平滑コンデンサ２６ａにて逆位相で重なる。それゆえ、両リプル電流の振幅が相殺されて、大きな振幅となることを抑制することができる。Ｓ２２、Ｓ２４が終了すると、Ｓ１０に戻る。
【００３９】
一方、Ｓ１４では、コントローラ２８は、スイッチング位相差をゼロに調整する。別言すれば、コントローラ２８は、リプル電流の周波数が第１共振周波数ｆｒ１又は第２共振周波数ｆｒ２に近い状況であるにも関わらず、Ｓ２２、Ｓ２４のようにスイッチング位相差を調整しない。Ｓ１４が終了すると、Ｓ１０に戻る。
【００４０】
（本実施例の効果）
図４の処理を実行することによって、リプル電流の周波数が第１共振周波数ｆｒ１に近い状況においては、第１ＬＣ位相差に応じて両リプル電流の振幅を相殺することができ（Ｓ２２）、リプル電流の周波数が第２共振周波数ｆｒ２に近い状況においては、第２ＬＣ位相差に応じて両リプル電流の振幅を相殺することができる（Ｓ２４）。即ち、スイッチング周波数を変えることなく、ＬＣ位相差に応じてスイッチング位相差を調整することによって、リプル電流の振幅が増幅することを抑制することができる。これにより、平滑コンデンサ２６ａが大型化することを抑制することができる。
【００４１】
また、一般に、直流電源の内部抵抗は、直流電源が低温であるほど増加する傾向にある。上記の構成によれば、コントローラ２８は、電源４０の温度が所定の閾値温度よりも低い場合（Ｓ１２でＹＥＳ）に、Ｓ２２、Ｓ２４の処理を実行しない。即ち、コントローラ２８は、両リプル電流を相殺するようなスイッチング位相差の調整を実行することなく、スイッチング位相差をゼロに調整する（Ｓ１４）。これにより、相殺されずに重畳したリプル電流が電源４０に伝達する。この結果、電源４０が発熱し、電源４０の温度が上昇する。電源４０の温度が上昇して、内部抵抗を低減することができる。
【００４２】
なお、上述の説明は、平滑コンデンサ２６ａについて説明したが、平滑コンデンサ２６ｂについても、同様に、平滑コンデンサ２６ｂを流れるリプル電流の振幅が増幅することを抑制することができる。これにより、平滑コンデンサ２６ａだけでなく、平滑コンデンサ２６ｂが大型化することを抑制することができる。
【００４３】
（対応関係）
電源４０、モータ１２ａ、モータ１２ｂ、インバータ２４ａ、インバータ２４ｂ、平滑コンデンサ２６ａ、コントローラ２８が、それぞれ、「直流電源」、「第１交流モータ」、「第２交流モータ」、「第１インバータ」、「第２インバータ」、「平滑コンデンサ」、「コントローラ」の一例である。第１ＬＣ回路、第１共振周波数ｆｒ１が、それぞれ、「ＬＣ回路」、「共振周波数（及び第１共振周波数）」の一例である。第２共振周波数ｆｒ２、閾値周波数ｆｔｈが、それぞれ、「第２共振周波数」、「所定の閾値周波数」の一例である。リプル電流の周波数が、「ノイズ周波数」の一例である。ＰＷＭ信号が、「駆動信号」の一例である。
【００４４】
以下、実施例で示した技術に関する留意点を述べる。本実施例の技術は、２個のインバータと２個の交流モータとを備えるモータ駆動装置に限らず、３個以上のインバータと３個以上の交流モータとを備えるモータ駆動装置にも採用可能である。例えば、３個のインバータと３個の交流モータとを備えるモータ駆動装置において、３個インバータのそれぞれの直流端に平滑コンデンサが接続されていてもよい。また、３個のインバータと３個の交流モータとを備えるモータ駆動装置において、２個の平滑コンデンサが備えられてもよい。この構成では、３個インバータのうちの１個のインバータの直流端に１個の平滑コンデンサが接続され、３個インバータのうちの残りの２個のインバータの直流端に共通して残りの１個の平滑コンデンサが接続されてもよい。また、上記の３個の交流モータにおいて、例えば、２個の交流モータが走行用のモータであり、残りの１個の交流モータが空調圧縮機のモータであってもよい。
【００４５】
図４のＳ１２、Ｓ１４の処理は実行されなくてもよい。
【００４６】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００４７】
１０        ：モータ駆動装置
１２ａ      ：モータ
１２ｂ      ：モータ
２０        ：電力変換装置
２３ａ      ：電力線
２３ｂ      ：電力線
２４ａ      ：インバータ
２４ｂ      ：インバータ
２６ａ      ：平滑コンデンサ
２６ｂ      ：平滑コンデンサ
２８        ：コントローラ
４０        ：直流電源
１００      ：電気自動車
Ｇ１〜Ｇ４  ：グラフ
Ｉａ        ：リプル電流
Ｉｂ        ：リプル電流
Ｉｃ        ：リプル電流
ｆｒ１      ：第１共振周波数
ｆｒ２      ：第２共振周波数
ｆｔｈ      ：閾値周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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