(57)【要約】【課題】整流回路において簡易な回路構成で高い変換効率を得る。【解決手段】整流回路１は、高周波を直流に変換する整流手段１００と、整流手段１００が変換した直流を平滑化するキャパシタ１２と、キャパシタ１２で平滑化された直流を負荷に出力するか否かを制御信号によって切り替える負荷調整手段３００と、負荷調整手段３００の入力電圧の時間応答を監視して制御信号を制御する制御手段２００と、を備える。制御手段２００は、監視した入力電圧の時間応答とキャパシタ１２の容量と負荷のインピーダンスとに基づいて整流手段１００の最適負荷を算出し、算出した最適負荷に基づいて制御信号をオンにする比率であるデューティ比を算出し、算出したデューティ比に基づいて制御信号を制御する。【選択図】図１
2020198665.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波を直流に変換する整流手段と、
前記整流手段が変換した前記直流を平滑化するキャパシタと、
前記キャパシタで平滑化された前記直流を負荷に出力するか否かを制御信号によって切り替える負荷調整手段と、
前記負荷調整手段の入力電圧の時間応答を監視して前記制御信号を制御する制御手段と、を備え、
前記制御手段は、
前記監視した前記入力電圧の前記時間応答と前記キャパシタの容量と前記負荷のインピーダンスとに基づいて前記整流手段の最適負荷を算出し、
前記算出した前記最適負荷に基づいて前記制御信号をオンにする比率であるデューティ比を算出し、
前記算出した前記デューティ比に基づいて前記制御信号を制御する、
整流回路。
【請求項２】
前記制御手段は、
前記入力電圧が増加し始めてから収束するまでの時間である収束時間を測定し、
前記測定した前記収束時間と前記キャパシタの容量と前記負荷のインピーダンスとに基づいて前記最適負荷を算出する、
請求項１に記載の整流回路。
【請求項３】
前記制御手段は、
前記入力電圧が増加し始めてから定められた値に達するまでの時間を測定し、
前記測定した前記時間と前記キャパシタの容量と前記負荷のインピーダンスとに基づいて前記最適負荷を算出する、
請求項１に記載の整流回路。
【請求項４】
高周波を受信するアンテナと、
請求項１から３のいずれか１項に記載の整流回路と、
を備え、
前記整流手段は、前記アンテナで受信した前記高周波を前記直流に変換する、
レクテナ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波である電波を直流電力に変換する整流回路及びレクテナ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス給電を行うために、アンテナでマイクロ波帯の高周波を受信し、受信した高周波を整流回路で直流電力に変換するレクテナ装置が知られている。例えば、特許文献１には、負荷抵抗の変動に関わらず、最も高い変換効率で動作させることができるレクテナ装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−６５７２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に開示されたレクテナ装置は、複数のレクテナ基板を備え、出力側インピーダンスに基づき、変換効率が最大となるレクテナ接続数を決定し、該複数のレクテナ基板を決定された接続数に切り替えることによって、最も高い変換効率での動作を実現させている。このため、想定される出力側インピーダンスの範囲に対応できるだけの個数のレクテナ基板を備える必要があり、回路構成が大型化してしまうという課題があった。
【０００５】
本発明は、上述の事情に鑑みてなされたもので、整流回路において簡易な回路構成で高い変換効率を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するため、本発明に係る整流回路は、整流手段と、キャパシタと、負荷調整手段と、制御手段と、を備える。整流手段は、高周波を直流に変換する。キャパシタは、整流手段が変換した直流を平滑化する。負荷調整手段は、キャパシタで平滑化された直流を負荷に出力するか否かを制御信号によって切り替える。制御手段は、負荷調整手段の入力電圧の時間応答を監視し、入力電圧の時間応答とキャパシタの容量と負荷のインピーダンスとに基づいて整流手段の最適負荷を算出し、算出した最適負荷に基づいて制御信号をオンにする比率であるデューティ比を算出し、算出したデューティ比に基づいて制御信号を制御する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、制御手段が、整流手段の最適負荷に基づいてデューティ比を算出し、算出したデューティ比に基づいて制御信号を制御するので、整流回路において簡易な回路構成で高い変換効率を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１に係る整流回路の一構成例を表す構成図
【図２】実施の形態１に係る整流手段の内部構成例を表す図
【図３】実施の形態１に係る負荷調整手段の内部構成例を表す図
【図４】実施の形態１に係る制御処理のフローチャート
【図５】変形例１に係る負荷調整手段の内部構成例を表す図
【図６】整流手段のプラス電極のステップ応答例を表すグラフ
【図７】実施の形態２に係る制御処理のフローチャート
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施の形態に係る整流回路及びレクテナ装置について、図面を参照しながら詳細に説明する。その際、図中同一又は相当部分には同一符号を付す。
【００１０】
（実施の形態１）
実施の形態１に係る整流回路１は、図１に示すように、高周波入力端子１１から入力された高周波を整流して直流に変換する整流手段１００と、変換された直流を平滑化するためにＧＮＤ導体１０に接続されたキャパシタ１２と、キャパシタ１２で平滑化された直流を出力端子１３の先に接続されている負荷に出力するか否かを制御信号によって切り替える負荷調整手段３００と、制御信号のオン／オフを制御する制御手段２００と、を備える。なお、高周波を整流して直流に変換することをＲＦ−ＤＣ（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）変換という。
【００１１】
また、図１に示すように、整流回路１の高周波入力端子１１にアンテナ１４を接続することにより、レクテナ装置１０００が構成される。
【００１２】
整流手段１００は、図２に示すように、例えば、入力フィルタ１１１と、整流素子１１４と、出力フィルタ１１２と、を備えたシングルシャント型の整流回路である。アンテナ１４が受信した高周波が高周波入力端子１１から整流手段１００に入力されると、整流手段１００のプラス電極１１３とマイナス電極１１６との間に直流電圧ＶＤＣが生じる。
【００１３】
入力フィルタ１１１は、整流素子１１４が高周波を整流したときに生じた奇数次の高調波成分を抑圧するものである。
【００１４】
出力フィルタ１１２は、整流素子１１４が高周波を整流した時に生じる高調波及び基本波を抑圧するものである。
【００１５】
整流手段１００は、入力フィルタ１１１及び出力フィルタ１１２による高調波処理により整流素子１１４をＦ級動作させることで、効率の高いＲＦ−ＤＣ変換を行うことができる。なお、Ｆ級動作の詳細については、例えば、特開２０１８−１０７５６２号公報に記載されている。
【００１６】
整流素子１１４は、例えばダイオードである。また、ＧＮＤ導体１０と整流手段１００のマイナス電極１１６とは、スルーホール１１５を介して接続されている。そして、アンテナ１４が電波を受信すると、整流手段１００のプラス電極１１３とマイナス電極１１６との間に直流電圧ＶＤＣが出力される。ここで、図１を参照するとわかるように、整流手段１００のプラス電極１１３とＧＮＤ導体１０との間にはキャパシタ１２が接続されているので、直流電圧ＶＤＣは、キャパシタ１２により平滑化されて負荷調整手段３００に入力される。
【００１７】
負荷調整手段３００は、図３に示すように、例えば、スイッチング素子３１１と、ショットキーダイオード３１３と、インダクタ３１２と、キャパシタ３１４と、を備える降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。スイッチング素子３１１は、例えば、ノーマリオフ型ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であり、端子３１０から入力される制御信号が当該ＦＥＴのゲート電圧になる。したがって、制御信号がオンならスイッチング素子３１１はオンになり、制御信号がオフならスイッチング素子３１１はオフになる。
【００１８】
スイッチング素子３１１がオンになると、整流手段１００のプラス電極１１３からの電流がインダクタ３１２を通って、キャパシタ３１４を充電するとともに出力端子１３に流れる。そして、スイッチング素子３１１がオフになると、整流手段１００のプラス電極１１３からの電流は流れなくなるが、インダクタ３１２の誘導起電力による電流とキャパシタ３１４の放電による電流とが出力端子１３に流れる。
【００１９】
なお、本実施の形態１では、負荷調整手段３００として最も単純な構成例を示すために、負荷調整手段３００を降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとした。しかし、負荷調整手段３００は降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに限定されるわけではない。負荷調整手段３００は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよいし、昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータであってもよい。
【００２０】
後述するように、負荷調整手段３００が降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、スイッチング素子３１１のオン／オフの制御により、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスを高くすることができる。同様に、もし、負荷調整手段３００が昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスを低くすることができるし、負荷調整手段３００が昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータの場合、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスを低くしたり高くしたりすることができる。
【００２１】
制御手段２００は、出力端子１３の出力電圧ＶＯＵＴを監視して、例えば山登り法を用いて、端子３１０に出力する制御信号のオン／オフのデューティ比を当該出力電圧ＶＯＵＴが最大になるデューティ比に変更する。また、制御手段２００は、負荷調整手段３００の入力電圧の時間応答、すなわち整流手段１００のプラス電極１１３の電圧ＶＤＣの時間応答を監視し、後述する制御処理により、端子３１０に出力する制御信号のオン／オフのデューティ比を変更することにより、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスを調整する。
【００２２】
制御手段２００は、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスを調整することにより、整流回路１の効率を最大にすることができる。このインピーダンス調整を行うための制御手段２００による制御処理はレクテナ装置１０００で電波を受信開始する際に、ユーザから指示を受けて開始される。又は、整流回路１が起動すると制御処理が開始される設定にされていてもよい。
【００２３】
なお、この制御処理を実行することにより、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスは最適な値になり、その結果、出力端子１３の出力電圧ＶＯＵＴは最大になる。このため、制御手段２００が、出力電圧ＶＯＵＴの値を最大にするために端子３１０に出力する制御信号のオン／オフのデューティ比を変更する処理と、インピーダンス調整を行って整流回路１の効率を最大にするために端子３１０に出力する制御信号のオン／オフのデューティ比を変更する制御処理とは、矛盾することなく両立する。
【００２４】
では、このインピーダンス調整を行って整流回路１の効率を最大にするための制御処理について、図４を参照して説明する。
【００２５】
まず、制御手段２００は、プラス電極１１３の電圧が０よりも大きくなったか否かを判定する（ステップＳ１０１）。プラス電極１１３の電圧が０なら（ステップＳ１０１；Ｎｏ）、ステップＳ１０１に戻る。そして、プラス電極１１３の電圧が０よりも大きくなったら（ステップＳ１０１；Ｙｅｓ）、制御手段２００はプラス電極１１３の電圧が収束するまでの収束時間τＳを測定する（ステップＳ１０２）。
【００２６】
ここで、ステップＳ１０２での収束時間τＳの測定について補足説明する。アンテナ１４で電波を受信すると整流手段１００のプラス電極１１３には電圧ＶＤＣが出力されるが、整流手段１００の後段にキャパシタ１２が存在するため、プラス電極１１３の電圧は、図６に示すような、キャパシタ１２のステップ応答の曲線に従って時間と共に上昇する。制御手段２００は、プラス電極１１３の電圧が上昇する過程を監視し、ＶＤＣの９９．３％に達したと判定したら、当該電圧は収束したとみなして、それまでの時間を収束時間τＳとする。ここで、９９．３％とは、正確には（１−ｅ−５）である。図６では、この収束時間は５τとして示されている。
【００２７】
なお、収束時間τＳについては、ＶＤＣの９９．３％に達するまでの時間を正確に測定しなくても、例えば若干長めの時間を測定してしまっても、大きな問題にはならない。この１つ目の理由としては、後述するように、最適負荷ＲＯＰＴを算出する際にはτＳを５で割った値が用いられるので、測定誤差が１／５に減少するためである。また、２つ目の理由としては、制御手段２００では上述したように、出力電圧ＶＯＵＴを最大にするために制御信号のデューティ比を微調整しているため、収束時間τＳの測定誤差に基づくデューティ比の誤差は、出力電圧ＶＯＵＴを最大にするためのデューティ比の微調整により吸収されるからである。
【００２８】
次に、制御手段２００は、ステップＳ１０２で測定した収束時間τＳに基づいて、最適負荷ＲＯＰＴを算出する（ステップＳ１０３）。ここで、ステップＳ１０３での最適負荷ＲＯＰＴの算出方法について補足説明する。まず、収束時間τＳと時定数τとの関係は、図６からわかるように、式（１）で表すことができる。ただし、ここで時定数τとは、電圧の値が０から目標値の（１−ｅ−１）倍（約０．６３２倍）に達するまでの時間をいう。
τ＝τＳ／５  …（１）
【００２９】
インピーダンス調整を行って整流回路１の効率を最大にするに際し、整流手段１００でのＲＦ−ＤＣ変換効率を最大にするには、整流手段１００の出力インピーダンスと負荷調整手段３００の入力インピーダンスとを複素共役の関係にすればよいが、通常、出力インピーダンス及び入力インピーダンスは実数値で定義される。したがって、整流手段１００でのＲＦ−ＤＣ変換効率を最大にするには、整流手段１００の出力側から見た抵抗値と負荷調整手段３００の入力側から見た抵抗値とを一致させればよいということになる。また、一般に抵抗値Ｒの抵抗器と容量Ｃのキャパシタとから構成されるＲＣ回路の時定数τはτ＝ＲＣで表されるが、このＲの値として整流手段１００の出力側から見た抵抗値Ｒｉを、またＣの値としてキャパシタ１２の容量を、それぞれ用いることができる。
【００３０】
以上より、負荷調整手段３００の入力側から見た抵抗値の最適値を最適負荷ＲＯＰＴで表すことにすると、この値は整流手段１００の出力側から見た抵抗値Ｒｉと一致し、収束時間をτＳ、キャパシタ１２の容量をＣで表すと、以下の式（２）で表すことができる。
ＲＯＰＴ＝Ｒｉ＝τ／Ｃ＝τＳ／（５Ｃ）  …（２）
【００３１】
次に、制御手段２００は、ステップＳ１０３で算出した最適負荷ＲＯＰＴと出力端子１３の先に接続されている外部負荷ＲＬとに基づいて、制御信号をオン／オフするデューティ比ＤＯＰＴを以下の式（３）で算出する（ステップＳ１０４）。ただし、ＲＬ＞ＲＯＰＴの場合はＤＯＰＴ＝１とする。
ＤＯＰＴ＝（ＲＬ／ＲＯＰＴ）１／２  …（３）
【００３２】
そして、制御手段２００はステップＳ１０４で算出されたデューティ比ＤＯＰＴに基づいて、制御信号のオン／オフを制御する（ステップＳ１０５）。例えば、ＤＯＰＴ＝１／２であれば、制御手段２００は、制御信号をオンにする時間とオフにする時間を等しくして制御信号のオン／オフを繰り返す。
【００３３】
このようにデューティ比を制御することにより、整流回路１の効率は最大化される。ここで、デューティ比ＤＯＰＴが式（３）で表されることについて補足説明する。ここでは整流手段１００のプラス電極１１３に電圧ＶＤＣが出力され、出力端子１３の先には抵抗値ＲＬである外部負荷ＲＬが接続されているものとし、整流回路１の効率が最大化された時には負荷調整手段３００の入力電力と出力電力とが等しくなることを用いてデューティ比ＤＯＰＴを求めることとする。
【００３４】
この場合、スイッチング素子３１１をデューティ比ＤＯＰＴでスイッチングした時に外部負荷ＲＬに印加される平均電圧ＶＡＶＲはＶＤＣ・ＤＯＰＴ、外部負荷ＲＬに流れる平均電流ＩＡＶＲはＶＡＶＲ／ＲＬとなる。また、負荷調整手段３００の入力電圧はＶＤＣ、入力電流はＶＤＣ／ＲＯＰＴである。
【００３５】
そして、負荷調整手段３００の入力電力と出力電力とが等しいことから、ＶＡＶＲ・ＩＡＶＲ＝ＶＤＣ・ＶＩＮとなる。すると、ＶＤＣ２・ＤＯＰＴ２／ＲＬ＝ＶＤＣ２／ＲＯＰＴとなり、ＤＯＰＴ２＝ＲＬ／ＲＯＰＴとなる。したがって、デューティ比ＤＯＰＴ＝（ＲＬ／ＲＯＰＴ）１／２となる。
【００３６】
以上、上述の制御処理（図４）により、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスが調整され、整流回路１の効率を最大限に高めることができる。したがって、整流回路１は、高効率で動作することができる。
【００３７】
また、上述の制御処理（図４）では、制御手段２００は、電圧ＶＤＣの収束時間τＳを計測したら、すぐに制御信号を最適なデューティ比ＤＯＰＴでオン／オフすることができる。したがって、制御手段２００が従来技術の山登り法によって制御信号のデューティ比を少しずつ変更して最適なデューティ比を求めていくのに比較して、高速に整流回路１を高効率動作させることができる。以上説明したように、実施の形態１に係る整流回路１は、簡易な回路構成で、短時間でインピーダンス調整を行うことができるので、高速に高効率動作することができる。
【００３８】
（変形例１）
上述の実施の形態１では、負荷調整手段３００を降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとしたため、整流手段１００から見た負荷調整手段３００の入力インピーダンスを高くすることしかできなかった。このため、外部負荷ＲＬの値が最適負荷ＲＯＰＴの値よりも大きい場合は、デューティ比ＤＯＰＴは１とすることとした。
【００３９】
しかし、図５に示すような昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷調整手段３０１として用いれば、整流手段１００から見た負荷調整手段３０１の入力インピーダンスを高くするだけでなく、低くすることもできる。図５に示す負荷調整手段３０１は図３に示す負荷調整手段３００の構成に加え、端子３１５、スイッチング素子３１６及びショットキーダイオード３１７を備える。また、図示しないが、変形例１に係る制御手段２０１は端子３１０への制御信号だけでなく、端子３１５への制御信号も出力し、この端子３１５からの制御信号はスイッチング素子３１６のオン／オフを制御する。
【００４０】
負荷調整手段３０１を降圧型として動作させる場合、制御手段２０１はスイッチング素子３１６を常にオフにし、スイッチング素子３１１のデューティ比を前述の式（３）に示すＤＯＰＴになるように制御する。また、負荷調整手段３０１を昇圧型として動作させる場合、制御手段２０１はスイッチング素子３１１を常にオンにし、スイッチング素子３１６のデューティ比を以下の式（４）に示すＤＯＰＴになるように制御する。
ＤＯＰＴ＝１−（ＲＯＰＴ／ＲＬ）１／２  …（４）
【００４１】
負荷調整手段３０１を昇圧型として動作させる場合にデューティ比ＤＯＰＴが式（４）で表されることについて補足説明する。ここでは整流手段１００のプラス電極１１３に電圧ＶＤＣが出力され、出力端子１３の先には抵抗値ＲＬである外部負荷ＲＬが接続されているものとし、整流回路１の効率が最大化された時には負荷調整手段３０１の入力電力と出力電力とが等しくなることを用いてデューティ比ＤＯＰＴを求めることとする。
【００４２】
この場合、スイッチング素子３１６をデューティ比ＤＯＰＴでスイッチングした時に外部負荷ＲＬに印加される平均電圧ＶＡＶＲはＶＤＣ／（１−ＤＯＰＴ）、外部負荷ＲＬに流れる平均電流ＩＡＶＲはＶＡＶＲ／ＲＬとなる。また、負荷調整手段３０１の入力電圧はＶＤＣ、入力電流はＶＤＣ／ＲＯＰＴである。
【００４３】
そして、負荷調整手段３００の入力電力と出力電力とが等しいことから、ＶＡＶＲ・ＩＡＶＲ＝ＶＤＣ・ＶＩＮとなる。すると、ＶＤＣ２／（（１−ＤＯＰＴ）２・ＲＬ）＝ＶＤＣ２／ＲＯＰＴとなり、（１−ＤＯＰＴ）２＝ＲＯＰＴ／ＲＬとなる。したがって、（１−ＤＯＰＴ）＝（ＲＯＰＴ／ＲＬ）１／２であり、デューティ比ＤＯＰＴ＝１−（ＲＯＰＴ／ＲＬ）１／２となる。
【００４４】
以上説明したように、負荷調整手段３０１（昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータ）を用いれば、外部負荷ＲＬの値が最適負荷ＲＯＰＴの値よりも大きい場合は、負荷調整手段３０１を昇圧型として動作させた上で、デューティ比ＤＯＰＴを式（４）に示す値に設定することにより、整流回路１の効率を最大限に高めることができる。
【００４５】
このように、負荷調整手段３０１として昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いれば、外部負荷ＲＬと最適負荷ＲＯＰＴとの大小関係によらず、常に最適なデューティ比ＤＯＰＴを設定することができる。
【００４６】
（実施の形態２）
実施の形態２に係る整流回路１の回路構成は、実施の形態１に係る整流回路１と同じであり、図１に示される。また、負荷調整手段３００については、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータだけでなく、実施の形態２においても、上述の変形例１に示したような昇降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを用いてもよい。
【００４７】
実施の形態２に係る整流回路１が実施の形態１に係る整流回路１と異なる点は、制御手段２００による制御処理である。実施の形態２に係る制御処理について、図７を参照して説明する。この制御処理はレクテナ装置１０００で電波を受信開始する際に、ユーザから指示を受けて開始される。又は、整流回路１が起動すると制御処理が開始される設定にされていてもよい。
【００４８】
また、この制御処理のうち、ステップＳ２０１、ステップＳ２０４及びステップＳ２０５は、実施の形態１に係る制御処理（図４）のステップＳ１０１、ステップＳ１０４及びステップＳ１０５とそれぞれ同じ処理になるので、以下では説明を省略する。
【００４９】
ステップＳ２０２では、制御手段２００はプラス電極１１３の電圧が定められた電圧ＶＴＨに達するまでの時間τＴＨを測定する。ここで、定められた電圧ＶＴＨとは（１−ｅ−１）ＶＤＣ（約０．６３２ＶＤＣ）である。
【００５０】
そして、ステップＳ２０３では、制御手段２００は、ステップＳ２０２で測定した時間τＴＨに基づいて、最適負荷ＲＯＰＴを算出する。ここで、ステップＳ２０３での最適負荷ＲＯＰＴの算出方法であるが、まず、ＶＴＨ＝（１−ｅ−１）ＶＤＣである場合、時間τＴＨは一般的な時定数τと一致し、τ＝τＴＨとなる。
【００５１】
すると、最適負荷ＲＯＰＴは、キャパシタ１２の容量をＣで表すと、以下の式（５）で表すことができる。
ＲＯＰＴ＝τ／Ｃ＝τＴＨ／Ｃ  …（５）
【００５２】
なお、ＶＴＨを（１−ｅ−１）ＶＤＣ以外の値に設定してもよい。この場合ＶＴＨの値に応じて、時間τＴＨと一般的な時定数τとの関係が定まり、図６に示すようなステップ応答曲線に基づき、例えばτ＝ατＴＨと定義できる。この場合は、最適負荷ＲＯＰＴは、キャパシタ１２の容量をＣで表すと、以下の式（６）で表すことができる。
ＲＯＰＴ＝τ／Ｃ＝ατＴＨ／Ｃ  …（６）
【００５３】
例えば、ＶＴＨ＝（１−ｅ−２）ＶＤＣ（約０．８６５ＶＤＣ）とした場合は、τＴＨ＝２τの関係になるので、α＝０．５となる。
【００５４】
実施の形態２に係る制御処理（図７）では、制御手段２００は、ステップＳ２０２で、プラス電極１１３の電圧が定められた電圧ＶＴＨに達するまでの時間τＴＨを測定する。この時間τＴＨは、実施の形態１に係る制御処理（図４）のステップＳ１０２の収束時間τＳよりも短いため、実施の形態１よりもさらに高速に整流回路１を高効率動作させることができる。
【００５５】
また、一般に整流回路１の特性として、負荷インピーダンスが高くなると、整流回路１のキーデバイスである整流素子１１４に印加される逆方向電圧が高くなる。そして、この逆方向電圧が整流素子１１４のブレークダウン電圧を超えると、アバランシェ降伏が発生して整流素子１１４が故障するリスクが高まる。しかし、実施の形態２に係る制御処理（図７）では、プラス電極１１３の電圧ＶＤＣが収束する前に負荷調整手段３００の入力インピーダンスを最適にすることができるため、整流手段１００の整流素子１１４に過電圧がかかって故障することを防ぐことができる。
【００５６】
以上説明したように、実施の形態２に係る整流回路１は、簡易な回路構成で、短時間でインピーダンス調整を行うことができるので、高速に高効率動作することができる。そして、実施の形態２に係る整流回路１は、より短時間でインピーダンス調整を行うことにより、整流手段１００の整流素子１１４の保護を行うこともできる。
【００５７】
なお、一般にレクテナ装置１０００においては、外部負荷ＲＬがハイインピーダンスのときに定められた閾値ＰＴＨ以上の電力の高周波が入力されるという条件の下では整流手段１００が出力する電圧ＶＤＣは一定値になるという特徴がある。具体的には、整流素子１１４の逆方向電圧をＶＢとし、順方向の立ち上がり電圧をＶＴとした時に、整流手段１００が出力する電圧ＶＤＣは（ＶＢ−ＶＴ）／２という一定値になる。定められた閾値ＰＴＨがどの程度の値になるかは各素子のパラメータによるが、上記条件が満たされる場合は、上述の各実施の形態では、電圧ＶＤＣが一定値であるとして制御処理を実行することができる。
【００５８】
また、上述の実施の形態１では、電圧ＶＤＣが一定値でなくても収束時間τＳを測定することにより、最適負荷ＲＯＰＴを算出することができる。
【００５９】
実施の形態２においては、電圧ＶＤＣが一定値でない場合は、時間τＴＨを直接測定することはできない。この場合、まずその時点の電圧ＶＤＣでの電圧ステップ応答曲線を求めるために、第１の定められた時間Ｔ１における電圧ＶＤＣ１と、第２の定められた時間Ｔ２における電圧ＶＤＣ２と、をそれぞれ測定する。そして、この測定した２点を図６に示すような電圧ステップ応答の曲線に当てはめることによって、その時点での電圧ステップ応答の曲線における収束時間τＳ又は時定数τを推定することになる。
【００６０】
（変形例２）
上述の実施の形態２に係る制御処理では、制御手段２００は、ステップＳ２０２でプラス電極１１３の電圧が定められた電圧ＶＴＨに達するまでの時間τＴＨを測定し、ステップＳ２０３で時間τＴＨに基づいて最適負荷ＲＯＰＴを算出した。しかし、制御手段２００は、ステップＳ２０２で時間τＴＨを測定する代わりに定められた時間ＴＴＨを経過した後の電圧ＶＴＨを測定し、電圧ＶＴＨに基づいて収束時間τＳ又は時定数τを算出してもよい。この場合は、ステップＳ２０３ではステップＳ２０２で算出した収束時間τＳ又は時定数τに基づいて最適負荷ＲＯＰＴを算出する。
【００６１】
変形例２においても、電圧ＶＤＣが一定値でない場合は、第１の定められた時間Ｔ１における電圧ＶＤＣ１と第２の定められた時間Ｔ２における電圧ＶＤＣ２とをそれぞれ測定して、収束時間τＳ又は時定数τを推定する。
【００６２】
本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施の形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施の形態は、この発明を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。すなわち、本発明の範囲は、実施の形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。そして、特許請求の範囲内及びそれと同等の発明の意義の範囲内で施される様々な変形が、この発明の範囲内とみなされる。
【符号の説明】
【００６３】
１  整流回路、１０  ＧＮＤ導体、１１  高周波入力端子、１２  キャパシタ、１３  出力端子、１４  アンテナ、１００  整流手段、１１１  入力フィルタ、１１２  出力フィルタ、１１３  プラス電極、１１４  整流素子、１１５  スルーホール、１１６  マイナス電極、２００  制御手段、３００，３０１  負荷調整手段、３１０，３１５  端子、３１１，３１６  スイッチング素子、３１２  インダクタ、３１３，３１７  ショットキーダイオード、３１４  キャパシタ、１０００  レクテナ装置。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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