(57)【要約】【課題】回転子の位置を検出するセンサを備えないセンサレスブラシレスＤＣモータにおいて、低速回転時であってもゼロクロス点を正確に検出でき、脱調などを起こすことなく強制転流から制御転流に確実に移行することができるようにする。【解決手段】ブラシレスＤＣモータであるモータを始動する制御方法において、回転子の位置の検出のために相ごとにその相の逆起電圧におけるゼロクロス点を検出するための中点電圧として、回転子の速度がしきい値以下であるときに、各相の巻線の端子電圧の測定値の平均を求めて使用する。【選択図】図２
2020198754.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子の位置を検出するセンサを備えないブラシレスＤＣモータであるモータを始動する制御方法であって、
前記回転子の位置の検出のために前記モータの相ごとに当該相の逆起電圧におけるゼロクロス点を検出するための中点電圧として、前記回転子の速度がしきい値以下であるときに、各相の巻線の端子電圧の測定値の平均を求めて使用する、制御方法。
【請求項２】
各相の逆起電圧から前記中点電圧を減算した結果の符号が変化する時点を当該相での前記ゼロクロス点として検出する、請求項１に記載の制御方法。
【請求項３】
前記速度が前記しきい値を超えたら、前記モータの駆動に用いる電源電圧の２分の１を前記中点電圧として使用する、請求項１または２に記載の制御方法。
【請求項４】
前記速度が前記しきい値以下であるときに、前記各相の巻線の端子電圧をローパスフィルタで処理し、前記ローパスフィルタで処理されたのちの前記端子電圧に基づく前記逆起電圧及び前記中点電圧を使用する、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の制御方法。
【請求項５】
前記ブラシレスＤＣモータは三相ブラシレスＤＣモータであり、前記ゼロクロス点の検出から電気角で３０度位相がずれたタイミングで前記モータに対する転流を行う、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御方法。
【請求項６】
回転子の位置を検出するセンサを備えないブラシレスＤＣモータであるモータを始動する制御装置であって、
少なくとも各相の巻線の端子電圧を検出できるように配置されたＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータで得られるデジタル値に基づいて前記モータの相ごとに当該相の逆起電圧におけるゼロクロス点を検出し、検出した前記ゼロクロス点に基づいて前記モータに対する制御動作を行い、前記モータを駆動するインバータに指令値を出力する制御手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記回転子の速度がしきい値以下であるときに、前記各相の巻線の端子電圧の測定値の平均を算出して、前記ゼロクロス点を検出するための中点電圧とする、制御装置。
【請求項７】
前記制御手段は、各相の逆起電圧から前記中点電圧を減算した結果の符号が変化する時点を当該相での前記ゼロクロス点として検出する、請求項６に記載の制御装置。
【請求項８】
前記制御手段は、前記速度が前記しきい値を超えたら、前記インバータに供給される電源電圧の２分の１を前記中点電圧として使用する、請求項６または７に記載の制御装置。
【請求項９】
前記モータの前記各相の巻線にそれぞれ接続するローパスフィルタを備え、
前記ローパスフィルタの出力も前記Ａ／Ｄコンバータに入力し、
前記制御手段は、前記速度が前記しきい値以下であるときに、前記ローパスフィルタを介して前記Ａ／Ｄコンバータが検出した前記各相の巻線の端子電圧に基づく前記逆起電圧及び前記中点電圧を使用する、請求項６乃至８のいずれか１項に記載の制御装置。
【請求項１０】
前記ブラシレスＤＣモータは三相ブラシレスＤＣモータであり、前記制御手段は、前記ゼロクロス点の検出から電気角で３０度位相がずれたタイミングで前記モータに対する転流を実行する、請求項６乃至９のいずれか１項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスＤＣ（直流）モータの制御に関し、特に、回転子の位置を検出するセンサを備えないセンサレスブラシレスＤＣモータの起動を制御する制御方法及び制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ブラシレスＤＣモータは、その回転子の位置に応じてインバータによってモータの電機子巻線に電流を流すことにより駆動される。例えば、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線を備える三相ブラシレスＤＣモータでは、あるタイミングにおいてＷ相からＵ相に電流を流し、次のタイミングにおいてＶ相からＵ相に電流を流し、さらに次のタイミングにおいてＶ相からＷ相に電流を流すなどしてモータ内に回転磁界を形成する。この回転磁界によって回転子が回転する。電流を流す巻線の組を変えることを転流と呼ぶ。ブラシレスＤＣモータを駆動するときは、その回転子の位置に基づいて転流を行う必要がある。
【０００３】
ブラシレスＤＣモータの回転子の位置を決定する方法として、ホール素子などのセンサを用いる方法もあるが、回転子の回転に伴って各相の巻線に発生する逆起電圧（速度起電力）から回転子の位置を推定する方法もある。回転子の位置を検出するセンサを備えないセンサレスブラシレスＤＣモータを駆動する際には、各相の巻線に発生する逆起電圧から回転子の位置を推定して転流を行うセンサレス駆動が採用されている。センサレス駆動を用いてモータを駆動するときは、回転子の位置の推定に基づいてモータが制御されるので、クローズドループ制御が行われることになる。各相の逆起電圧は、それぞれ、回転子の回転速度に比例した周波数を有する交流電圧であるから、中点電圧と逆起電圧とを比較して逆起電圧が中点電圧を横切った時点をゼロクロス点として検出することができる。各相ごとのゼロクロス点を検出することによって回転子の位置を推定することが可能となり、さらにゼロクロス点の相互間の時間間隔からモータの回転速度を算出することができる。中点電圧は、逆起電圧の波形における中点となる電圧のことである。特許文献１には、基本原理としては、中点電圧がブラシレスＤＣモータを駆動するインバータに供給される電源電圧Ｖdcの半分すなわちＶdc／２であることが開示されている。さらに特許文献１は、種々の条件、例えば巻線における抵抗やインダクタンスのばらつき、回転子における着磁のばらつきなどにより、中点電圧が厳密にはＶdc／２とはならないこと、そのために中点電圧の調整を行うことも開示している。
【０００４】
電機子巻線に発生する逆起電圧の大きさはモータの回転速度に比例するので、モータの始動直後など回転速度が低いときには十分な電圧が発生せず、回転子の位置を推定することができない。そこでセンサレスブラシレスＤＣモータでは、その始動時において、安定して始動できる低速の転流周波数でモータの各相の巻線を駆動して回転磁界を発生させ、この回転磁界によって回転子を強制的に回転させる強制転流を行なうことが一般的である。強制転流によって回転子が回転し始め、巻線に十分な逆起電圧が発生するようになったら、モータの制御をセンサレス駆動に切り替える。さらには、強制転流中には逆起電圧の検出を行なわず、強制電流での転流周波数を徐々に上げて所定の転流周波数となったら強制的にセンサレス駆動に切り替えることも行なわれている。強制電流によってセンサレスブラシレスＤＣモータを始動するときは、回転子の位置に基づいた制御を行っているわけではないので、オープンループ制御によってモータが制御されることになる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−２８８８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述したように巻線に誘起される逆起電圧は、回転子の回転速度すなわちモータの回転速度に比例するのでモータの起動直後の低速回転時には非常に小さな値であり、それに比べて大きなノイズやリップルを含んでいる。そのため、起動直後などには、電源電圧Ｖdcの１／２として計算される中点電圧と逆起電圧との比較では正確にゼロクロス点を検出できないことがある、という問題が生じる。中点電圧の側の精度向上を目指すものとして、同一抵抗値の３個の抵抗器の一端をそれぞれモータの各相の巻線の端子に接続し、これらの抵抗器の他端を共通接続して中点とし、この中点の電圧を計測して用いるものがある。この場合、抵抗器の中点の電圧の測定のためにアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換を余計に実行しなければならず、そのため、モータを制御するための制御装置における処理負荷が増加する。特に制御装置をマイクロプロセッサ（ＭＰＵ；Micro Processor Unit）を用いて構成している場合には、Ａ／Ｄ変換を余計に行うことによってマイクロプロセッサの処理負荷が増加し、その分、モータを高速回転させることができなくなる。また、中点電圧生成用の抵抗器の抵抗値にばらつきがあると、中点電圧が正確に求められないこととなり、特に低速回転時においてゼロクロス点の測定に誤差が生じてしまう。センサレスブラシレスＤＣモータにおいてゼロクロス点を正確に検出できない場合には、特に低速回転時にモータの制御を正確に行えなくなり、例えば強制転流からセンサレス駆動へ移行時に回転子の位置に対する転流のタイミングがずれてしまい、モータの回転速度が上昇しない脱調と呼ばれる現象が起きることがある。
【０００７】
本発明の目的は、センサレスブラシレスＤＣモータにおいて低速回転時であってもゼロクロス点を正確に検出でき、脱調などを起こすことなく強制転流から制御転流に確実に移行することができる、ブラシレスＤＣモータの制御方法及び制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のブラシレスＤＣモータの制御方法は、回転子の位置を検出するセンサを備えないブラシレスＤＣモータであるモータを始動する制御方法であって、回転子の位置の検出のためにモータの相ごとにその相の逆起電圧におけるゼロクロス点を検出するための中点電圧として、回転子の速度がしきい値以下であるときに、各相の巻線の端子電圧の測定値の平均を求めて使用する。
【０００９】
本発明の制御方法では、回転子の速度がしきい値以下というモータの回転速度が比較的遅いとき、例えばモータの起動直後などに、各相の巻線の端子電圧の測定値の平均値（三相ブラシレスＤＣモータであればＵ相、Ｖ相及びＷ相の端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの平均である｛Ｖu＋Ｖv＋Ｖw｝／３）を中点電圧として使用することにより、平均化によってノイズやリップルなどの影響が軽減されるので、より適切にゼロクロス点を検出することができるようになり、強制転流からセンサレス駆動へ移行時の脱調などの発生を防ぐことができるようになる。
【００１０】
本発明の制御方法では、各相の逆起電圧から中点電圧を減算した結果の符号が変化する時点をその相でのゼロクロス点として検出することが好ましい。これによれば、符号の変化でゼロクロス点を検出するので、ゼロクロス点の検出が容易になる。
【００１１】
本発明の制御方法では、モータの回転子の速度がしきい値を超えたら、モータの駆動に用いる電源電圧の２分の１を中点電圧として使用することが好ましい。電源電圧の２分の１を中点電圧を使用することにより、中点電圧の算出のための処理量が軽減され、より高速でモータを回転させることが可能になる。
【００１２】
本発明の制御方法では、速度がしきい値以下であるときに、各相の巻線の端子電圧をローパスフィルタで処理し、ローパスフィルタで処理されたのちの端子電圧に基づく逆起電圧及び中点電圧を使用してもよい。各相の端子電圧をローパスフィルタで処理することにより、ノイズやリップルなどの影響をより受けにくくなり、回転速度が特に低い領域において、ゼロクロス点の検出の精度が向上する。
【００１３】
本発明の制御方法では、ブラシレスＤＣモータとして三相ブラシレスＤＣモータを用いることができ、この場合、ゼロクロス点の検出から電気角で３０度位相がずれたタイミングでモータに対する転流を行うことが好ましい。本発明によれば低速回転時にもゼロクロス点を正確に求めることができるので、三相ブラシレスＤＣモータの場合、ゼロクロス点の検出から電気角で３０度位相がずれたタイミングで転流が行われるようにすることにより、高効率でモータを回転させることができるようになる。
【００１４】
本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、回転子の位置を検出するセンサを備えないブラシレスＤＣモータであるモータを始動する制御装置であって、少なくとも各相の巻線に誘起される逆起電圧を検出できるように配置されたＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータで得られるデジタル値に基づいてモータの相ごとにその相の逆起電圧におけるゼロクロス点を検出し、検出したゼロクロス点に基づいてモータに対する制御動作を行い、モータを駆動するインバータに指令値を出力する制御手段と、を備え、制御手段は、回転子の速度がしきい値以下であるときに、モータの各相の逆起電圧の測定値の平均を算出して、ゼロクロス点を検出するための中点電圧とする。
【００１５】
本発明の制御装置では、モータの回転速度が比較的遅いとき、例えばモータの起動直後などに、各相の逆起電圧の測定値の平均値を中点電圧として使用することにより、平均化によってノイズやリップルなどの影響が軽減されるので、より適切にゼロクロス点を検出することができるようになり、強制転流からセンサレス駆動へ移行時の脱調などの発生を防ぐことができるようになる。制御手段は、通常、マイクロプロセッサなどによって構成されるが、本発明では、相ごとの逆起電圧の測定を行うのはモータの回転速度が比較的遅いときであるので、複数相の逆起電圧の測定を行ったとしても制御手段における処理負荷の増大を無視することができる。
【００１６】
本発明の制御装置では、制御手段は、各相の逆起電圧から中点電圧を減算した結果の符号が変化する時点をその相でのゼロクロス点として検出することが好ましい。これによれば、符号の変化で検出するので、ゼロクロス点の検出が容易になる。
【００１７】
本発明の制御装置では、制御手段は、モータの回転子の速度がしきい値を超えたら、インバータに供給される電源電圧の２分の１を中点電圧として使用することが好ましい。このようにすることにより、制御装置において中点電圧の検出のためには、非選択相の端子電圧及び電源電圧の２つのＡ／Ｄ変換を行えばよいことになるから、Ａ／Ｄコンバータや制御手段における処理負荷が軽減され、制御手段はより高回転速度でのモータの制御に対応できるようになる。
【００１８】
本発明の制御装置では、さらに、モータの各相の巻線にそれぞれ接続するローパスフィルタを備え、ローパスフィルタの出力もＡ／Ｄコンバータに入力するようにし、その上で、モータの回転子の速度がしきい値以下であるときに、ローパスフィルタを介してＡ／Ｄコンバータが検出した各相の巻線の端子電圧に基づく逆起電圧及び中点電圧を制御手段が使用するようにしてもよい。各相の巻線に誘起される逆起電圧をローパスフィルタで処理することにより、ノイズやリップルなどの影響をより受けにくくなり、回転速度が特に低い領域において、ゼロクロス点の検出の精度が向上する。
【００１９】
本発明の制御装置では、ブラシレスＤＣモータとして三相ブラシレスＤＣモータを用いることができ、この場合、制御手段は、ゼロクロス点の検出から電気角で３０度位相がずれたタイミングでモータに対する転流を行うことが好ましい。本発明によれば低速回転時にもゼロクロス点を正確に求めることができるので、三相ブラシレスＤＣモータの場合、ゼロクロス点の検出から電気角で３０度位相がずれたタイミングで転流が行われるようにすることにより、高効率でモータを回転させることができるようになる。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、ゼロクロス点の検出に際し、比較的低速で回転しているときは各巻線の端子電圧の平均を中点電圧として用いることにより、センサレスブラシレスＤＣモータにおいて低速回転時であってもゼロクロス点を正確に検出でき、脱調などを起こすことなく強制転流から制御転流に確実に移行することができるようになる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の実施の一形態の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】モータを起動するときの動作を説明する状態遷移図である。
【図３】回転速度が比較的低いときのゼロクロス点の検出を説明するグラフである。
【図４】従来技術における回転速度が比較的低いときのゼロクロス点の検出を説明するグラフである。
【図５】回転速度が比較的高いときのゼロクロス点の検出を説明するグラフである。
【図６】本発明の別の実施形態の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図７】モータを起動するときの動作を説明する状態遷移図である。
【図８】回転速度が比較的低いときのゼロクロス点の検出を説明するグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
次に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。図１は、本発明の実施の一形態の制御装置の構成を示すブロック図である。制御装置３０は、三相ブラシレスＤＣモータであるモータ１０をインバータ５０を介して駆動するものである。モータ１０は、その回転子の位置を検出するセンサを備えない、センサレス型のものである。インバータ５０にはモータ１０の駆動電源として直流電源２１が接続しており、直流電源２１はその一端から電源電圧Ｖdcを発生し、他端は接地点ＧＮＤに接続している。直流電源２１に対して並列に平滑コンデンサ２１が設けられている。インバータ５０としては、三相ブラシレスＤＣモータの矩形波による駆動に一般的に用いられるものが使用される。またモータ１０は、三相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）の巻線がＹ結線（スター結線）で接続したものである。インバータ５０から直流電源２１の接地点側に接続する配線にはシャント抵抗Ｒsが挿入されており、シャント抵抗Ｒsの両端の電圧を検出することによりモータ１０の駆動電流Ｉを検出する電流検出回路４１が設けられている。
【００２３】
制御装置３０は、ソフトウェア処理によってモータ１０に関する制御動作を行いインバータ５０に対する指令値を発生するマイクロプロセッサ３１と、マイクロプロセッサ３１とインバータ５０との間にあってマイクロプロセッサ３１からの指令値をインバータ５０の駆動信号に変換するプリドライバ３２と、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）コンバータ３３とを備えている。マイクロプロセッサ３１からの指令値は例えばモータ１０の各相の電機子巻線に印加される電圧で表されるが、プリドライバ３２は、指令値をＰＷＭ（パルス幅変調；Pulse Width Modulation）駆動におけるオン／オフのデューティー比に変換してインバータ５０に駆動信号を出力する。Ａ／Ｄコンバータ３３は、電源電圧Ｖdc、モータ１０の駆動電流Ｉ、及びモータ１０のＵ，Ｖ，Ｗの各相の巻線の端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwが入力しており、アナログ量であるこれらの入力のアナログ−デジタル変換を行い、変換によって得られたデジタル値をマイクロプロセッサ３１に出力する。マイクロプロセッサ３１は、所定のキャリア周波数（例えば２０ｋＨｚ）でＡ／Ｄコンバータ３３を動作させてＡ／Ｄ変換を行わせ、その結果、Ａ／Ｄコンバータ３３から入力する各デジタル値に基づいてモータ１０の制御を実行する。
【００２４】
説明の都合上、図１ではＡ／Ｄコンバータ３３がマイクロプロセッサ３１から分離して描かれているが、Ａ／Ｄコンバータ３３はマイクロプロセッサ３１に内蔵されていてもよい。電源電圧Ｖdc，駆動電流Ｉ，端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwが入力するが、Ａ／Ｄコンバータ３３は、これらの入力の全てを同時に並列にアナログ−デジタル変換できる構成となっているわけではない。Ａ／Ｄコンバータ３３は、典型的には１あるいは２つのＡ／Ｄ変換回路を備え、入力を切り替えることによって複数の入力アナログ値を時間差をつけてデジタル値に変換する。そのため、Ａ／Ｄ変換すべき入力の数が増大したときには、複数の入力値に対して１つのＡ／Ｄ変換回路により順番にＡ／Ｄ変換を行うことに要する時間やＡ／Ｄ変換結果をマイクロプロセッサ３１において処理するための時間が全体の処理時間を圧迫することになり、その結果として、高速回転でモータ１０を駆動し制御することが難しくなる。
【００２５】
次に、本実施形態の制御装置３０を用いてモータ１０の起動するときの処理を説明する。本実施形態においても、一般のセンサレスブラシレスＤＣモータを起動するときと同様に、マイクロプロセッサ３１は、モータ１０の回転子の当初位置を定めるために、モータ１０の各相の配線に固定した励磁ベクトルの電流を流し、回転子の位置決めを行う。その後、モータ１０の運転モードをオープンループ制御である強制転流として、モータ１０を駆動する。強制転流では、マイクロプロセッサ３１は、電流を流す電機子巻線を選択的に切り替えてモータ１０における励磁ベクトルを回転させる転流を、最初はごく低速の周期で開始し、徐々に転流周期を速めながらモータ１０の同期運転を行う。その後、回転子の速度がある値に達したところで、マイクロプロセッサ３１はモータ１０の運転モードをセンサレス駆動に切り替える。強制転流からセンサレス駆動への切り替えは、モータ１０の電機子巻線に発生する逆起電圧におけるゼロクロス点の間隔からモータ１０の回転速度を求めて回転速度が所定値を超えたかどうかによって行ってもよいし、強制転流での転流周期がある周期より短くなったかどうかによって行ってもよい。
【００２６】
センサレス駆動では、３つある相の電機子巻線のうち、その時点で励磁に使用していない相の巻線において回転子の磁石の着磁パターンによる磁束の変化により誘起される逆起電圧を測定し、逆起電圧の測定結果によって回転子の磁極の位置を推定し、これに応じて転流を実行する。なお矩形波を用いるＰＷＭ駆動によってモータ１０を駆動するので、転流により電流が流れることになっている相の巻線においても電流が流れないタイミングがあり、そのタイミングにおいて逆起電圧を測定することができる。逆起電圧に基づき転流を行うことによって、回転子の磁極の位置に対応した回転磁界が発生し、回転子が回転することになる。もっとも交流波形である逆起電圧の振幅は回転速度に比例するので、逆起電圧の任意の瞬時値に基づいて転流を実行するのは現実的ではなく、逆起電圧におけるゼロクロス点を検出して転流を実行することになる。
【００２７】
逆起電圧におけるゼロクロス点を検出するためには、交流波形での中点に相当する中点電圧Ｖcenterが必要となる。特許文献１では電源電圧Ｖdcの１／２を中点電圧Ｖcenterとしているが、本実施形態では、強制転流からセンサレス駆動への移行を行うかどうかの判断を行うときも含め、モータ１０の回転子の回転速度Ｎがしきい値Ｎth以下であるときは、Ａ／Ｄコンバータ３３によって測定される各相の電機子電圧すなわち各相の巻線の端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの平均を中点電圧Ｖcenterとする。すなわち、
Ｖcenter＝｛Ｖu＋Ｖv＋Ｖw｝／３
とする。そして逆起電圧Ｖbemfを
Ｖbemf＝Ｖi−Ｖcenter    （ただし、ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ）
によって計算し、逆起電圧Ｖbemfの符号が変化した時点をゼロクロス点とする。マイクロプロセッサ３１は、Ａ／Ｄコンバータ３３での検出結果に基づき、このような中点電圧Ｖcenterと逆起電圧Ｖbemfの算出を行い、ゼロクロス点の検出を行う。そしてマイクロプロセッサ３１は、モータ１０を高効率で駆動するために、検出したゼロクロス点から電気角で３０度位相がずれた時刻において転流を実施する。各相の巻線の端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの平均を中点電圧Ｖcenterとして行うセンサレス駆動をモード１のセンサレス駆動と呼ぶ。モード１のセンサレス駆動では、Ａ／Ｄコンバータ３３は、３つの巻線の端子電圧Ｖu，Ｖv，ＶwをＡ／Ｄ変換を行う必要があり、さらにモータ１０の制御のために電源電圧Ｖdcと駆動電流ＩについてもＡ／Ｄ変換を行う必要があるので、合計、５つの入力値に対するＡ／Ｄ変換を実行する。
【００２８】
モード１のセンサレス駆動を行い、モータ１０の回転数を上昇させると、回転子の回転数Ｎがしきい値Ｎthを超えるようになる。回転数Ｎがしきい値Ｎthを超えたら、マイクロプロセッサ２１は、今度は、逆起電圧Ｖbemfの算出に用いる中点電圧Ｖcenterを電源電圧Ｖdcの１／２すなわちＶdc／２に切り替える。中点電圧ＶcenterとしてＶdc／２を用いて行うセンサレス駆動をモード２のセンサレス駆動と呼ぶ。モード２のセンサレス駆動では、Ａ／Ｄコンバータ３３は、巻線の端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwのいずれか１つと電源電圧Ｖdc及び駆動電流Ｉの合計３つの入力値のＡ／Ｄ変換を行えばよいから、モード２に比べ、制御装置３０での処理負荷が小さくなり、その分、モータ１０のより高速度の回転が可能になる。なお、電源電圧Ｖdcと駆動電流Ｉについては、監視のため、上述したキャリア周波数によって常時、Ａ／Ｄ変換を行う必要がある。
【００２９】
図２は、ここで説明した制御装置３０の動作を説明する状態遷移図である。制御装置３０の初期化ののち、制御装置３０は待機状態となり、外部からモータ１０の起動を指令されると、強制転流、次いでモード１のセンサレス駆動を実行し、回転子の速度Ｎがしきい値Ｎthを超えると、モード１のセンサレス駆動を実行する。モータの停止が指令されると、制御装置３０は待機状態に戻る。しきい値Ｎthは、電源電圧の１／２を中点電圧としてもゼロクロス点を正確に決定できる回転数として、モータの機種や使用する電源電圧Ｖdcに基づいて決定されて、マイクロプロセッサ３１に予め記憶される。
【００３０】
図３は、本実施形態において回転子速度Ｎがしきい値Ｎthよりも十分に小さい、すなわち低速でモータ１０が回転しているときの各相の逆起電圧とゼロクロス点の検出との関係を示している。これに対し図４は、従来例として、低速であっても中点電圧Ｖcenterを電源電圧Ｖdcの１／２に固定した場合の各相の逆起電圧とゼロクロス点の検出との関係を示している。いずれの場合においても逆起電圧にはノイズやリップルが重畳している。また、ゼロクロスポイントとして表現された矩形波における立ち上がりと立ち下がりとが、検出されたゼロクロス点に対応する。ここでは説明のため、図３と図４では、逆起電圧に対して同じノイズやリップルが重畳しているものとする。本実施形態に基づきＶcenter＝｛Ｖu＋Ｖv＋Ｖw｝／３とした場合には、図３に示すように、ノイズやリップルが重畳していてもほぼ等間隔でゼロクロス点を検出できており、これから、脱調などを起こすことなく強制転流から制御転流に確実に移行できることが予測される。これに対し、Ｖcenter＝Ｖdc／２とした場合には、図４に示すように、ノイズやリップルが重畳しているためにゼロクロス点が不均等な間隔で検出されている。このようにゼロクロス点の間隔が不均等であると、ゼロクロス点に基づいてセンサレス駆動を行った場合に、脱調を起こす恐れがある。
【００３１】
図５は、本実施形態において回転子速度Ｎがしきい値Ｎthを超えている、すなわち高速でモータ１０が回転しているときの各相の逆起電圧とゼロクロス点の検出との関係を示している。この状態では逆起電圧の振幅に比べてノイズやリップルは無視できるものとなっており、Ｖcenter＝Ｖdc／２としても正確にゼロクロス点を検出できている。
【００３２】
以上説明した本実施形態によれば、ゼロクロス点検出のための中点電圧Ｖcenterを、回転子の回転速度Ｎがしきい値Ｎth以下であるときはＶcenter＝｛Ｖu＋Ｖv＋Ｖw｝／３とし、回転速度Ｎがしきい値Ｎthを超えればＶcenter＝Ｖdc／２とすることにより、高速でのモータ１０の回転を可能にしつつ、低速回転時であってもゼロクロス点を正確に検出でき、脱調などを起こすことなく、モータ１０を強制転流から制御転流に確実に移行させることができるようになる。
【００３３】
次に、本発明の別の実施形態の制御装置について説明する。図６は、別の実施形態の制御装置３０を示している。図示される制御装置３０は、図１に示す制御装置に対し、各相の巻線の端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwがそれぞれ入力するローパスフィルタ（ＬＰＦ）３４u，３４v，３４wを設け、ローパスフィルタ３４u，３４v，３４wの出力もＡ／Ｄコンバータ３３に入力するようにしたものである。逆起電圧に重畳するノイズやリップルの原因としては、所定のキャリア周波数のＰＷＭ矩形波によってモータ１０を駆動していることが挙げられるので、本実施形態では、ＰＷＭキャリア周波数の成分を除去するためにローパスフィルタ３４u，３４v，３４wを設けている。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３４u，３４v，３４wとしては、例えば抵抗（Ｒ）とコンデンサ（Ｃ）との組み合わせからなる一般的なものを使用することができる。端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwをローパスフィルタ３４u，３４v，３４wによって処理したことによって得られる電圧を、それぞれ、Ｖuf，Ｖvf，Ｖwfとする。そしてモード１のセンサレス駆動を行うときは、マイクロプロセッサ３１は、ローパスフィルタ３４u，３４v，３４wを経由した端子電圧Ｖu，Ｖv，Ｖw、すなわち電圧Ｖuf，Ｖvf，Ｖwfを用い、中点電圧Ｖcenterを
Ｖcenter＝｛Ｖuf＋Ｖvf＋Ｖwf｝／３
とする。また、マイクロプロセッサ３１は、逆起電圧の算出に際しても電圧Ｖuf，Ｖvf，Ｖwfを使用する。モード２では上述と同様にＶcenterとしてＶdc／２を使用する。ローパスフィルタ３４u，３４v，３４wは、モータ１０のＰＷＭ駆動に用いられるキャリア周波数の成分を十分に除去することができるようにそのカットオフ周波数が設定される。ＰＷＭ駆動のキャリア周波数が２０ｋＨｚであれば、カットオフ周波数として１ｋＨｚを用いることにより十分な効果が得られる。
【００３４】
図７は図６に示す制御装置３０の動作を示す状態遷移図であり、この状態遷移図が図２に示す状態遷移図と異なるところは、モード１での中点電圧Ｖcenterとして、Ｖcenter＝｛Ｖuf＋Ｖvf＋Ｖwf｝／３が用いられていることである。図８は、本実施形態における回転子速度Ｎがしきい値Ｎthよりも十分に小さい、すなわち低速でモータ１０が回転しているときの各相の逆起電圧とゼロクロス点の検出との関係を示している。ここに示される逆起電圧は、ローパスフィルタ３４u，３４v，３４wを経由した電圧Ｖuf，Ｖvf，Ｖwfであり、ノイズやリップルが除去されたものである。図８に示したものでは、ノイズやリップルが除去された逆起電圧に基づいてゼロクロス点を検出するので、ゼロクロス点の間隔が図４に示したものと比べてさらに均等なものとなっている。
【００３５】
図６〜図８に示した実施形態では、ローパスフィルタ３４u，３４v，３４wを用いることにより、低速回転時におけるゼロクロス点をより正確に求めることができる。
【００３６】
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明に基づく制御方法及び制御装置の対象となるセンサレスブラシレスＤＣモータは三相のものに限定されるものではなく、本発明は、より多相のセンサレスブラシレスＤＣモータにも適用可能である。
【符号の説明】
【００３７】
１０…モータ；２１…直流電源；２２…平滑コンデンサ；３０…制御装置；３１…マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）；３２…プリドライバ；３３…Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）コンバータ；３４u，３４v，３４w…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）；４１…電圧検出回路；５０…インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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