(57)【要約】【課題】必要な補助巻線を１個のみにする。【解決手段】電流制限フィードバック回路２７は、出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧Ｖｏｕｔ１よりも低い出力電圧Ｖｏｕｔ２以下になると、補助巻線Ｌ３の電圧により出力電圧Ｖｏｕｔに逆比例したフィードバック電流Ｉｆｂ１，Ｉｆｂ２，Ｉｆｂ３を生成する。出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ１を超えているときは、ＯＮ期間制御回路２１にセンス電圧Ｖｓ１とホトカプラ電流Ｉｐｃ１を取り込ませると共に、ＯＦＦ期間制御回路２２に定電流Ｉｏｆｆで充電されるキャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４とホトカプラ電流Ｉｐｃ２を取り込ませる。出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２よりも低くなったときは、ＯＮ期間制御回路２１にセンス電圧Ｖｓ１とフィードバック電流Ｉｆｂ１を取り込ませると共に、ＯＦＦ期間制御回路２２に定電流Ｉｏｆｆとフィードバック電流Ｉｆｂ３の差分電流で充電されるキャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４とフィードバック電流Ｉｆｂ２を取り込ませる。【選択図】図１
2020096513.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷に出力電圧を供給する２次巻線及び前記出力電圧を検出する補助巻線を有するトランスと、前記出力電圧に応じた第１及び第２ホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線の電圧により前記出力電圧に逆比例した第１、第２、及び第３フィードバック電流を生成する電流制限フィードバック回路と、前記センス電圧、前記第１ホトカプラ電流、前記第１フィードバック電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＦＦタイミング信号を生成するＯＮ期間制御回路と、定電流又は該定電流と前記第３フィードバック電流の差分電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときに放電される第４キャパシタの電圧、前記第２フィードバック電流、前記第２ホトカプラ電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＮタイミング信号を生成するＯＦＦ期間制御回路とを備え、
前記電流制限フィードバック回路は、前記出力電圧が第１出力電圧よりも低い第２出力電圧以下になると、前記第１、第２及び第３フィードバック電流を生成し、
前記出力電圧が前記第１出力電圧を超えているときは、前記ＯＮ期間制御回路に前記センス電圧と前記第１ホトカプラ電流を取り込ませると共に、前記ＯＦＦ期間制御回路に前記定電流で充電される第４キャパシタの電圧と前記第２ホトカプラ電流を取り込ませ、
前記出力電圧が前記第２出力電圧よりも低くなったときは、前記ＯＮ期間制御回路に前記センス電圧と前記第１フィードバック電流を取り込ませると共に、前記ＯＦＦ期間制御回路に前記定電流と前記第３フィードバック電流の差分電流で充電される第４キャパシタの電圧と前記第２フィードバック電流を取り込ませる、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記電流制御フィードバック回路は、前記出力電圧が前記第２出力電圧よりも低い電圧になったときイネーブルに制御されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置において、
前記電流制限フィードバック回路の前記第１、第２及び第３フィードバック電流は互いに独立し、前記ホトカプラの前記第１及び第２ホトカプラ電流は互いに独立していることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、
前記補助巻線と前記電流制限フィードバック回路の間に接続された第１抵抗を備え、
前記第１、第２及び第３フィードバック電流は、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間に前記補助巻線に発生する電圧により前記第１抵抗に流れる電流に逆比例した電流を前記補助巻線に発生する電圧の反転タイミングでホールドした電流であることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦタイミング信号を、前記第１ホトカプラ電流が大きいほど、前記第１フィードバック電流が大きいほど、前記センス電圧が大きいほど、早いタイミングで生成し、
前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＮタイミング信号を、前記第２ホトカプラ電流が大きいほど、前記第２フィードバック電流が大きいほど、前記第３フィードバック電流が大きいほど、遅いタイミングで生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記第１ホトカプラ電流又は前記第１フィードバック電流が流れる経路に挿入される第２抵抗と、該第２抵抗の前記第１ホトカプラ電流又は前記第１フィードバック電流の導入側に生成する第２電圧が前記センス電圧と同じ電圧になると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータと、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項７】
請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記第４キャパシタの電圧から前記第２ホトカプラ電流又は前記第２フィードバック電流によって電圧降下を生じさせるように挿入された第３抵抗と、該第３抵抗の前記第４キャパシタの側と反対側の端子の第３電圧が所定値になると前記ＯＮタイミング信号を生成する第２コンパレータと、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項８】
請求項５又は７に記載のスイッチング電源装置において、
前記ＯＦＦ期間制御回路の前記ＯＮタイミング信号は前記補助巻線に発生する電圧の反転タイミングでリタイミングされることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項９】
請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記電流制御フィードバック回路は、前記出力電圧が第１出力電圧よりも低い第２出力電圧以下になると、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦに制御された時点で前記出力電圧に逆比例した信号をサンプリングし、該サンプリング時点から次回前記スイッチングトランジスタがＯＦＦに制御されるまでの間に、前記サンプリングした前記信号に対応した前記第１、第２及び第３フィードバック電流をホールドする電流ホールド回路を備えていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項１０】
請求項９に記載のスイッチング電源装置において、
前記電流ホールド回路は、前記出力電圧が前記第２出力電圧よりも低い所定の電圧以下になると、前記第１、第２及び第３フィードバック電流のホールドが解除され、前記第１、第２及び第３フィードバック電流は前記出力電圧に逆比例して出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、トランスとホトカプラを使用したＤＣ／ＤＣコンバータとしてのスイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図１８にこの種の従来のスイッチング電源装置の回路を示す（特許文献１）。６０はトランスであり、１次巻線Ｌ１１と第１補助巻線Ｌ１２と２次巻線Ｌ１３と第２補助巻線Ｌ１４とを備える。ＭＮ１１はＮＭＯＳのスイッチングトランジスタ、７０はホトダイオードＰＤ２とホトトランジスタＰＴ２を備えるホトカプラである。Ｒ１１〜Ｒ１９は抵抗、Ｒｓ２はスイッチングトランジスタＭＮ１１のドレイン電流を検出するセンス抵抗、Ｃ１１〜Ｃ１５はキャパシタである。
【０００３】
このスイッチング電源装置では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１８，Ｒ１９で分圧した電圧が電圧源ＶＢ１１の基準電圧Ｖｒｅｆ１１より高いときに、その差分電圧に応じてオペアンプＯＰ１１の出力電圧が低下する。そして、オペアンプＯＰ１１の出力電圧が所定値以下のとき、その出力電圧の値に応じてホトカプラ７０のホトダイオードＰＤ２に電流が流れ、そこで発光された発光量に応じてホトトランジスタＰＴ２の内部抵抗が決まる。
【０００４】
電源電圧Ｖｉｎが投入されると、抵抗Ｒ１１，Ｒ１３を介して第１補助巻線Ｌ１２に流れる励磁電流によって、キャパシタＣ１３が抵抗Ｒ１３側が正極となるよう充電される。そして、そのキャパシタＣ１３と抵抗Ｒ１３の共通接続点の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ１１の閾値電圧に達すると、そのスイッチングトランジスタＭＮ１１がＯＮする。
【０００５】
これによって、スイッチングトランジスタＭＮ１１が接続された１次巻線Ｌ１１に直流電圧Ｖｉｎによって電流が流れ始めると、トランス６０の各巻線Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４に誘導起電力が生じて、トランス６０にエネルギーが蓄積される。第１補助巻線Ｌ１２に発生する誘起電圧（●側が正極）は、キャパシタＣ１３の電圧と重畳されるので、スイッチングトランジスタＭＮ１１はゲート電圧がその閾値電圧以上に維持されて、ＯＮ状態を継続する。
【０００６】
このとき、スイッチングトランジスタＭＮ１１のドレイン電流がセンス抵抗Ｒｓ２に流れ、そこに発生するセンス電圧が抵抗Ｒ１５を介してキャパシタＣ１２を充電する。１次巻線Ｌ１１に流れる励磁電流は、スイッチングトランジスタＭＮ１１がＯＮしてから時間と共にほぼ直線的に増大するので、キャパシタＣ１２の電圧もそれに応じて上昇する。
【０００７】
この後、キャパシタＣ１２の電圧がトランジスタＱ１１の閾値電圧に達すると、そのトランジスタＱ１１がＯＮ状態となって、スイッチングトランジスタＭＮ１１はそのゲート電圧が閾値電圧以下に低下してＯＦＦする。
【０００８】
スイッチングトランジスタＭＮ１１がＯＦＦすることで１次巻線Ｌ１１に流れる電流が遮断されると、各巻線Ｌ１１〜Ｌ１４にフライバック電圧が生じる。このとき、２次巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧は、ダイオードＤ１１とキャパシタＣ１４とにより整流平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
【０００９】
一方、第１補助巻線Ｌ１２に発生するフライバック電圧は、２次巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１補助巻線Ｌ１２に発生するフライバック電圧（●側が負極）によってキャパシタＣ１３が抵抗Ｒ１３側が正極となるように抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を経由して充電され、スイッチングトランジスタＭＮ１１をＯＮにするための助走が進む。
【００１０】
なお、スイッチングトランジスタＭＮ１１がＯＦＦした後は、１次巻線Ｌ１１の電流が遮断されるので、センス抵抗Ｒｓ２に発生する電圧はゼロであり、また、出力電圧Ｖｏｕｔが低くホトトランジスタＰＴ２が動作していないので、キャパシタＣ１２の電圧は、抵抗Ｒ１５，Ｒｓ２を介して放電されつづけ低下する。これによって、キャパシタＣ１２の電圧がトランジスタＱ１１の閾値電圧以下となると、そのトランジスタＱ１１がＯＦＦする。
【００１１】
ところで、トランジスタＱ１１のベース・コレクタ間が等価ダイオードとして作用するので、キャパシタＣ１３は、第１補助巻線Ｌ１２の●側と反対側から、センス抵抗Ｒｓ２、抵抗Ｒ１５、トランジスタＱ１１のベースからコレクタ、抵抗Ｒ１３を経由して流れる電流によっても、抵抗Ｒ１３側が正極となるように充電される。
【００１２】
フライバックによって２次巻線Ｌ１３に蓄積されていた電気的エネルギーの放出が終わると、１次巻線Ｌ１１の電圧は、スイッチングトランジスタＭＮ１１の寄生容量、１次巻線Ｌ１１内の浮遊容量及び１次巻線Ｌ１１のインダクタンスによって、入力電圧Ｖｉｎを中心とした自由振動を開始し、電圧降下と共にその極性が反転する。
【００１３】
１次巻線Ｌ１１の電圧の自由振動に比例して振動する第１補助巻線Ｌ１２のキャパシタＣ１３側の電圧も同様に変化し、フライバック電圧が消滅した後に極性が復帰すると、その電圧はスイッチングトランジスタＭＮ１１のゲートに対して順方向の電圧として作用するようになる。また、この電圧に対してそれまでに充電されたキャパシタＣ１３の電圧が加わるので、その合計電圧がスイッチングトランジスタＭＮ１１の閾値電圧を越えると、そのスイッチングトランジスタＭＮ１１が再びＯＮする。このようにして一連の自励発振動作が繰り返される。
【００１４】
これまでは出力電圧Ｖｏｕｔが低く、ホトカプラ７０が動作していないので、ホトトランジスタＰＴ２はスイッチングトランジスタＭＮ１１のゲート電圧に影響を与えず、スイッチングトランジスタＭＮ１１はセンス抵抗Ｒｓ２の抵抗値により定まる最大ＯＮ期間で動作する。この後、出力電圧Ｖｏｕｔは、発振を繰り返す毎に上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ１１に対応する設定電圧を越えるとオペアンプＯＰ１１による比較動作が開始されて、ホトカプラ７０が動作する通常動作に移行する。
【００１５】
この通常動作では、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より高いときは、キャパシタＣ１２の電圧が、センス抵抗Ｒｓ２に発生した電圧による充電に加えて、ホトカプラ７０のホトトランジスタＰＴ２に流れる電流によっても充電される。このため、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほどトランジスタＱ１１のＯＮタイミングが早まるので、スイッチングトランジスタＭＮ１１のＯＦＦタイミングが早まる。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１１のＯＮ期間が短くなる。
【００１６】
スイッチングトランジスタＭＮ１１がＯＦＦすると、第１補助巻線Ｌ１２のフライバック電圧によって充電されるキャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ１１の閾値電圧に達するまで、そのスイッチングトランジスタＭＮ１１はＯＦＦを継続する。
【００１７】
なお、このスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した電圧が所定値未満のときはスイッチングトランジスタＭＮ１１のバイアス電圧が低くなり、スイッチングトランジスタＭＮ１１はＯＮ／ＯＦＦ動作しない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開２００５−０２７４１２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
ところが、図１８のスイッチング電源装置は、ホトカプラ電流を得るために第２補助巻線Ｌ１４が特別に必要となっている。
【００２０】
また、キャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ１１のゲートを制御するので、スイッチングトランジスタＭＮ１１のＯＮタイミングがそのスイッチングトランジスタＭＮ１１の閾値のバラツキの影響を受ける問題がある。また、スイッチングトランジスタＭＮ１１はキャパシタＣ１２の充電電圧がトランジスタＱ１１の閾値に達したときにＯＦＦするので、スイッチングトランジスタＭＮ１１のＯＦＦタイミングがトランジスタＱ１１の閾値のバラツキの影響を受ける問題がある。
【００２１】
さらに、負荷電流が増大した際には抵抗Ｒｓ２とトランジスタＱ１１の動作によるスイッチングトランジスタＭＮ１１のドレインピーク電流の抑制手段しかなく電流制限機能が不十分となっており、とくに出力が短絡したときに大電流が流れて過熱などの要因で電源装置を故障させたり破損させる恐れがある。出力短絡時に電源装置の故障から守るための電流制限の動作特性を設定する手段もない。
【００２２】
本発明の目的は、ホトカプラ電流を得るための第２補助巻線が不要で、またスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦにそのスイッチングトランジスタの閾値のバラツキの影響を受けず、さらに負荷電流が増大した際に動作特性を任意に設定できる電流制限機能を備えたスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のスイッチング電源装置は、ＯＮ／ＯＦＦ制御されるスイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷に出力電圧を供給する２次巻線及び前記出力電圧を検出する補助巻線を有するトランスと、前記出力電圧に応じた第１及び第２ホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線の電圧により前記出力電圧に逆比例した第１、第２、及び第３フィードバック電流を生成する電流制限フィードバック回路と、前記センス電圧、前記第１ホトカプラ電流、前記第１フィードバック電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＦＦタイミング信号を生成するＯＮ期間制御回路と、定電流又は該定電流と前記第３フィードバック電流の差分電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときに放電される第４キャパシタの電圧、前記第２フィードバック電流、前記第２ホトカプラ電流を取り込んで前記スイッチングトランジスタのＯＮタイミング信号を生成するＯＦＦ期間制御回路とを備え、前記電流制限フィードバック回路は、前記出力電圧が第１出力電圧よりも低い第２出力電圧以下になると、前記第１、第２及び第３フィードバック電流を生成し、前記出力電圧が前記第１出力電圧を超えているときは、前記ＯＮ期間制御回路に前記センス電圧と前記第１ホトカプラ電流を取り込ませると共に、前記ＯＦＦ期間制御回路に前記定電流で充電される第４キャパシタの電圧と前記第２ホトカプラ電流を取り込ませ、前記出力電圧が前記第２出力電圧よりも低くなったときは、前記ＯＮ期間制御回路に前記センス電圧と前記第１フィードバック電流を取り込ませると共に、前記ＯＦＦ期間制御回路に前記定電流と前記第３フィードバック電流の差分電流で充電される第４キャパシタの電圧と前記第２フィードバック電流を取り込ませる、ことを特徴とする。
【００２４】
請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電流制御フィードバック回路は、前記出力電圧が前記第２出力電圧よりも低い電圧になったときイネーブルに制御されることを特徴とする。
【００２５】
請求項３にかかる発明は、請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置において、前記電流制限フィードバック回路の前記第１、第２及び第３フィードバック電流は互いに独立し、前記ホトカプラの前記第１及び第２ホトカプラ電流は互いに独立していることを特徴とする。
【００２６】
請求項４にかかる発明は、請求項１乃至３のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、前記補助巻線と前記電流制限フィードバック回路の間に接続された第１抵抗を備え、前記第１、第２及び第３フィードバック電流は、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間に前記補助巻線に発生する電圧により前記第１抵抗に流れる電流に逆比例した電流を前記補助巻線に発生する電圧の反転タイミングでホールドした電流であることを特徴とする。
【００２７】
請求項５にかかる発明は、請求項１乃至４のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦタイミング信号を、前記第１ホトカプラ電流が大きいほど、前記第１フィードバック電流が大きいほど、前記センス電圧が大きいほど、早いタイミングで生成し、前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＮタイミング信号を、前記第２ホトカプラ電流が大きいほど、前記第２フィードバック電流が大きいほど、前記第３フィードバック電流が大きいほど、遅いタイミングで生成することを特徴とする。
【００２８】
請求項６にかかる発明は、請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記第１ホトカプラ電流又は前記第１フィードバック電流が流れる経路に挿入される第２抵抗と、該第２抵抗の前記第１ホトカプラ電流又は前記第１フィードバック電流の導入側に生成する第２電圧が前記センス電圧と同じ電圧になると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータと、を備えることを特徴とする。
【００２９】
請求項７にかかる発明は、請求項１乃至５のいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記第４キャパシタの電圧から前記第２ホトカプラ電流又は第２前記フィードバック電流によって電圧降下を生じさせるように挿入された第３抵抗と、該第３抵抗の前記第４キャパシタの側と反対側の端子の第３電圧が所定値になると前記ＯＮタイミング信号を生成する第２コンパレータと、を備えることを特徴とする。
【００３０】
請求項８にかかる発明は、請求項５又は７に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路の前記ＯＮタイミング信号は前記補助巻線に発生する電圧の反転タイミングでリタイミングされることを特徴とする。
【００３１】
請求項９にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記電流制御フィードバック回路は、前記出力電圧が第１出力電圧よりも低い第２出力電圧以下になると、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦに制御された時点で前記出力電圧に逆比例した信号をサンプリングし、該サンプリング時点から次回前記スイッチングトランジスタがＯＦＦに制御されるまでの間に、前記サンプリングした前記信号に対応した前記第１、第２及び第３フィードバック電流をホールドする電流ホールド回路を備えていることを特徴とする。
【００３２】
請求項１０にかかる発明は、請求項９に記載のスイッチング電源装置において、前記電流ホールド回路は、前記出力電圧が前記第２出力電圧よりも低い所定の電圧以下になると、前記第１、第２及び第３フィードバック電流のホールドが解除され、前記第１、第２及び第３フィードバック電流は前記出力電圧に逆比例して出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３３】
本発明によれば、第１及び第２ホトカプラ電流は吸い込み電流として使用するのでホトトランジスタの電源としての補助巻線は不要で、補助巻線は１個ですむ。また、ＯＮタイミング信号とＯＦＦタイミング信号によってスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するので、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのタイミングがそのスイッチングトランジスタの閾値のバラツキの影響を受けることはない。また、出力電圧が第２出力電圧よりも低下したとき第１乃至第３フィードバック電流をスイッチングトランジスタのＯＮとＯＦＦの制御に用いるので、ＯＮ時間とＯＦＦ時間を制御して入力エネルギーを制限させ過電流保護を実現することができる。さらに、電流制限フィードバック回路は、ＯＮ期間制御回路に取り込む第１フィードバック電流とＯＦＦ期間制御回路に取り込む第２フィードバック電流を分けて生成し、また第４キャパシタの放電用の第３フィードバック電流も第１及び第２フィードバック電流と分けて生成するので、電流制限特性を変更できる。補助巻線に流れる電流や第４キャパシタの値の調整によって、フの字やへの字、垂下型など任意の電流制限特性を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の１つの実施例のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置のＯＮ期間制御回路の回路図である。
【図３】図１のスイッチング電源装置のＯＦＦ期間制御回路の回路図である。
【図４】図１のスイッチング電源装置の電流制限フィードバック回路の回路図である。
【図５】図４の電流制限フィードバック回路の電流ホールド回路の回路図である。
【図６】図１のスイッチング電源装置のＩｐｃ分配回路の回路図である。
【図７】（ａ）〜（ｃ）は図１のスイッチング電源装置の電流制限動作の特性図である。
【図８】図１のスイッチング電源装置の電流制限動作１から電流制限動作２への移行のタイミングチャートである。
【図９】図１のスイッチング電源装置の電流制限動作２から電流制限動作３への移行のタイミングチャートである。
【図１０】図１のスイッチング電源装置の第１変形例の電流制限フィードバック回路の回路図である。
【図１１】図１０の電流制限フィードバック回路の電流ホールド回路の回路図である。
【図１２】図１０の電流制限フィードバック回路を使用した場合の電流制限動作の特性図である。
【図１３】図１０の電流制限フィードバック回路を使用した場合の電流制限動作１から電流制限動作２への移行のタイミングチャートである。
【図１４】図１のスイッチング電源装置の第２変形例の電流制限フィードバック回路の回路図である。
【図１５】図１のスイッチング電源装置の第３変形例の電流制限フィードバック回路の回路図である。
【図１６】図１５の電流制限フィードバック回路の電流ホールド回路の回路図である。
【図１７】図１のスイッチング電源装置の第４変形例の電流制限フィードバック回路の回路図である。
【図１８】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３５】
図１に本発明の実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。１０は１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、補助巻線Ｌ３を有するトランスである。１次巻線Ｌ１には、入力直流電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１で安定化されて入力し、ＮＭＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦ動作により生じる励磁エネルギーを、２次巻線Ｌ２と補助巻線Ｌ３に伝える。２次巻線Ｌ２には、ダイオードＤ１とキャパシタＣ２による整流平滑回路が接続され、その整流平滑回路から出力直流電圧Ｖｏｕｔが取り出されるようになっている。補助巻線Ｌ３には、ダイオードＤ２とキャパシタＣ３による整流平滑回路が接続され、その整流平滑回路から電源電圧ＶＤＤが生成されている。
【００３６】
２０はスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路である。制御回路２０において、２１はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮを継続している時間を制御してＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを出力するＯＮ期間制御回路、２２はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦを継続している時間を制御してＯＮタイミング電圧Ｖｏｎを出力するＯＦＦ期間制御回路である。ＯＦＦ期間制御回路２２は外付けのキャパシタＣ４を備える。
【００３７】
２３はＳＲＦＦ回路であり、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることによりリセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｌ”にする。また、ＯＦＦ期間制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になることによりセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｈ”にする。
【００３８】
２４はＳＲＦＦ回路２３のＱ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを入力してスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮ／ＯＦＦ制御するゲート電圧Ｖｇを生成する駆動回路であり、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｈ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮにさせ、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｌ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦにする。
【００３９】
２５は外付けのキャパシタＣ４に一定の充電電流Ｉｏｆｆを供給する充電回路である。
【００４０】
２６は反転検出回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する脈流電圧Ｖｒｉｓｅを抵抗Ｒ１を介して取り込んで、脈流電圧Ｖｒｉｓｅの反転（ゼロクロス）タイミングを示す波形整形したパルス信号電圧Ｖｐを生成し、ＯＦＦ期間制御回路２２にリタイミング用として出力する。
【００４１】
２７は出力電圧Ｖｏｕｔの低下を検出するための電流制限フィードバック回路であり、電流Ｉａが流れるときに、補助巻線Ｌ３に発生する脈流電圧Ｖｒｉｓｅの負電圧成分に逆比例したフィードバック電流Ｉｆｂ１、Ｉｆｂ２、Ｉｆｂ３を吸い込む。この３つのフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３は出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧よりも低いときほど大きな値を示す電流である。フィードバック電流Ｉｆｂ１はＯＮ期間制御回路２１からの電流を吸い込み、フィードバック電流Ｉｆｂ２はＯＦＦ期間制御回路２２からの電流を吸い込み、フィードバック電流Ｉｆｂ３はコンデンサＣ４の放電電流を吸い込む。
【００４２】
２８は後記するホトカプラ４０のホトトランジスタＰＴ１に流れるホトカプラ電流Ｉｐｃを分配するＩｐｃ分配回路であり、このＩｐｃ分配回路にホトカプラ電流Ｉｐｃに比例した２つのホトカプラ電流Ｉｐｃ１，Ｉｐｃ２を吸い込む。Ｉｐｃ分配回路２８はＯＮ期間制御回路２１からの電流Ｉｐｃ１を吸い込み、ＯＦＦ期間制御回路２２からの電流Ｉｐｃ２を吸い込む。
【００４３】
２９は内部電源回路であり、脈流電圧ＶriseをダイオードＤ２とキャパシタＣ３により構成された整流平滑回路により整流平滑した電圧ＶＤＤを入力して、安定化された内部電源電圧Ｖｒｅｇを生成する。
【００４４】
３０は出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧フィードバック回路であり、図１８で説明したオペアンプＯＰ１１，電圧源ＶＢ１１、キャパシタＣ１５、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７，Ｒ１８，Ｒ１９を含む回路と同様の回路である。この出力電圧フィードバック回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値を超えているとき、その値が高いほどホトカプラ４０のホトダイオードＰＤ１に流れる電流を大きくする。
【００４５】
ホトカプラ４０は、ホトダイオードＰＤ１とホトトランジスタＰＴ１で構成され、ホトトランジスタＰＴ１は、ホトダイオードＰＤ１の発光量、つまり出力電圧Ｖｏｕｔの値に比例したホトカプラ電流Ｉｐｃを生成する。
【００４６】
図２にＯＮ期間制御回路２１の具体的な回路図を示す。ＯＮ期間制御回路２１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧源ＶＢ１と、インピーダンス変換用のバッファＢＦ１と、抵抗Ｒ２と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮして抵抗Ｒ２にホトカプラ電流Ｉｐｃ１又はフィードバック電流Ｉｆｂ１を流すスイッチＳＷ１と、スイッチングトランジスタＭＮ１に流れる電流によってセンス抵抗Ｒｓ１に発生するセンス電圧Ｖｓ１をインピーダンス変換するバッファＢＦ２と、ホトカプラ電流Ｉｐｃ１又はフィードバック電流Ｉｆｂ１が流れることで抵抗Ｒ２で降下した電圧Ｖｒ２とセンス電圧Ｖｓ１を比較するコンパレータＣＰ１とを備える。
【００４７】
スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦの期間は、スイッチＳＷ１がＯＦＦしているので、コンパレータＣＰ１の反転入力端子の電圧Ｖｒ２はＶｒｅｆ１となっていて、コンパレータＣＰ１の出力であるＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｌ”となっている。しかし、スイッチＳＷ１がＯＮすると、ホトカプラ電流Ｉｐｃ１又はフィードバック電流Ｉｆｂ１が抵抗Ｒ２に流れるので、コンパレータＣＰ１の反転入力端子の電圧Ｖｒ２が「Ｖｒｅｆ１−Ｒ２×（Ｉｐｃ１又はＩｆｂ１）」に低下する。そして、センス電圧Ｖｓ１が電圧Ｖｒ２よりも高くなったとき、コンパレータＣＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｌ”から“Ｈ”に変化する。
【００４８】
このようにして、ＯＮ期間制御回路２１は、ホトカプラ電流Ｉｐｃ１が大きいほど、フィードバック電流Ｉｆｂ１が大きいほど、センス電圧Ｖｓ１が高いほど、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを“Ｌ”から“Ｈ”に変化させるタイミングを早くして、スイッチングトランジスタＭＮ１をそのＯＮしている時間が短くなるように制御する。
【００４９】
図３にＯＦＦ期間制御回路２２の具体的な回路図を示す。ＯＦＦ期間制御回路２２は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ２と、インピーダンス変換用のバッファＢＦ３と、抵抗Ｒ３と、電圧源ＶＢ２の基準電圧Ｖｒｅｆ２が反転入力端子に設定されたコンパレータＣＰ２と、コンパレータＣＰ２の出力電圧を反転検出回路２６の出力パルス信号電圧ＶｐでリタイミングしてＯＮタイミング電圧Ｖｏｎを生成するＤＦＦ回路のようなラッチが可能なロジック回路２２１とを備える。なお、このロジック回路２２１は省略することができる。外付けのキャパシタＣ４は、スイッチＳＷ２がＯＦＦのとき充電回路２５の定電流Ｉｏｆｆとフィードバック電流Ｉｆｂ３の差分電流で充電される。
【００５０】
このＯＦＦ期間制御回路２２では、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になるとスイッチＳＷ２がＯＦＦになって、キャパシタＣ４が定電流Ｉｏｆｆとフィードバック電流Ｉｆｂ３の差分電流によって充電され、電圧Ｖｃ４となる。抵抗Ｒ３にはホトカプラ電流Ｉｐｃ２又はフィードバック電流Ｉｆｂ２が流れている。このため、抵抗Ｒ３とコンパレータＣＰ２の非反転入力端子の共通接続点の電圧Ｖｒ３は、ホトカプラ電流Ｉｐｃ２又はフィードバック電流Ｉｆｂ２が大きいほど低くなり、定電流Ｉｏｆｆとフィードバック電流Ｉｆｂ３の差分電流が大きいほど高くなる。電圧Ｖｒ３が基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えると、コンパレータＣＰ２の出力電圧Ｖｃｐ２が“Ｌ”から“Ｈ”に変化する。コンパレータＣＰ２の出力電圧Ｖｃｐ２は、反転検出回路２６から出力するパルス信号電圧Ｖｐの立上りでロジック回路２２１においてリタイミングされ、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になる。リタイミングされた後は、電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になるとＯＮタイミング電圧Ｖｏｎはリタイミング前の状態“Ｌ”に戻る。
【００５１】
このようにして、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ（＝“Ｈ”）の発生タイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃ２が大きいほど、フィードバック電流Ｉｆｂ２が大きいほど、定電流Ｉｏｆｆとフィードバック電流Ｉｆｂ３の差分電流が小さいほど（フィードバック電流Ｉｆｂ３が大きいほど）、遅くなって、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間が長くなる。
【００５２】
図４に反転検出回路２６と電流制限フィードバック回路２７の具体的な回路図を示す。反転検出回路２６は、電圧源ＶＢ３によって基準電圧Ｖｒｅｆ３が反転入力端子に設定されたコンパレータＣＰ３と、補助巻線Ｌ３に抵抗Ｒ１を経由してコレクタが接続されたダイオード接続のＮＰＮトランジスタＱ１と、補助巻線Ｌ３に抵抗Ｒ１を経由してエミッタが接続されたトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２のベースに基準電圧Ｖｒｅｆ４を印加する電圧源ＶＢ４とを備える。
【００５３】
トランジスタＱ１は最高電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が正極となる電圧Ｖｒｉｓｅが発生したとき、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしているとき、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子の最高電圧をＶｂｅ（Ｑ１）に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧である。なお、トランジスタＱ１の代わりに抵抗を接続して、その抵抗と抵抗Ｒ１とで電圧Ｖｒｉｓｅを分圧した電圧をコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に最高電圧として入力しても良い。トランジスタＱ２は最低電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が負極となる電圧Ｖｒｉｓｅ（＝ＶＬ３）が発生したとき、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているとき、コンパレータＣＰ３の非反転入力端子の最低電圧を「Ｖｒｅｆ４−Ｖｂｅ（Ｑ２）」に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧である。そして、コンパレータＣＰ３は、非反転入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ３を越えれば“Ｈ”の信号を、それ以下であれば“Ｌ”の信号を、パルス信号電圧Ｖｐとして出力する。
【００５４】
この反転検出回路２６によって、ＯＦＦ期間制御回路２２のコンパレータＣＰ２の出力電圧Ｖｃｐ２を、補助巻線Ｌ３の脈動電圧Ｖｒｉｓｅの負極から正極への反転タイミングで波形整形したパルス信号電圧Ｖｐでリタイミングすることができ、スイッチングトランジスタＭＮ１をドレイン電圧の自由振動の谷でＯＮさせ疑似共振動作をさせることができるので、その疑似共振動作に際してのスイッチングトランジスタＭＮ１の閾値のバラツキの影響を排除できる。
【００５５】
電流制限フィードバック回路２７は、補助巻線Ｌ３の●側が負極となるとき、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときに補助巻線Ｌ３に流れる電流Ｉａをｍ倍の電流Ｉｂに変換して出力する第１カレントミラー回路２７１と、定電流Ｉｃの電流源２７３と、電流Ｉｄ（＝Ｉｃ−Ｉｂ）を入力してｎ倍した電流Ｉｅに変換して出力する第２カレントミラー回路２７２と、その電流Ｉｅを入力して電流Ｉｅと比例関係のある３つのフィードバック電流Ｉｆｂ１、Ｉｆｂ２、Ｉｆｂ３を吸い込む電流ホールド回路２７４と、電流ホールド回路２７４にホールド（サンプル）タイミングの電圧Ｖｓｐを与えるタイミング生成回路２７５を備える。タイミング生成回路２７５は、補助巻線Ｌ３の●側が負極になってから所定時間だけ電圧Ｖｓｐを“Ｈ”にする。電流ホールド回路２７４はその電圧Ｖｓｐが“Ｈ”から“Ｌ”になったときに電流Ｉｅをサンプリングして対応する電圧をキャパシタＣ５に蓄積し、電圧Ｖｓｐが“Ｌ”に変化した時点から次回に“Ｈ”になる時点（補助巻線Ｌ３の●側が負極になる時点）までの期間Ｔｈだけ、キャパシタＣ５でホールドされた電圧に対応したフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３を出力する。
【００５６】
図５に電流ホールド回路２７４の具体的な回路構成を示す。この電流ホールド回路２７４は、電流Ｉｅを入力して３つのフィードバック電流Ｉｆｂ１、Ｉｆｂ２、Ｉｆｂ３を出力するカレントミラーを、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２，ＭＮ３，ＭＮ４，ＭＮ５で構成して、サンプリングするためのスイッチＳＷ３とキャパシタＣ５を、トランジスタＭＮ２のゲートとトランジスタＭＮ３〜ＭＮ５のゲートの間に挿入している。電圧Ｖｓｐが“Ｈ”の状態の時にスイッチＳＷ３がＯＮして、電流Ｉｅに比例したフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３を出力し、電圧Ｖｓｐが“Ｈ”から“Ｌ”になったとき、スイッチＳＷ３がＯＮからＯＦＦに切り替り、ホールド動作となる。このように、電流Ｉｅに対応したトランジスタＭＮ２のゲート電圧がキャパシタＣ５でホールドされるので、フィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３は、スイッチＳＷ３がＯＮからＯＦＦに切り替る直前の電流Ｉｅに比例した電流をそのまま出力し続ける。
【００５７】
電流源２７３の電流Ｉｃは、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２（後記するＶｏｕｔ２ａ，Ｖｏｕｔ２ｂ，Ｖｏｕｔ２ｃ）に低下したときに電流値がＩｂ＝Ｉｃとなり、その電圧Ｖｏｕｔ２より高いときはその電流値がＩｂ＞Ｉｃとなるように設定されている。このように、電流値がＩｂ≧Ｉｃの範囲では電流Ｉｄは流れず、このとき全てのフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３も流れない。この電流源２７３の電流Ｉｃは、出力電圧ＶｏｕｔがＶｏｕｔ２を超えないときにのみフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３が流れるように設定される。つまり、電流源２７３は出力電圧Ｖｏｕｔの検出回路を構成している。
【００５８】
図６にＩｐｃ分配回路２８の具体的な回路図を示す。このＩｐｃ分配回路２８は、ホトカプラ電流Ｉｐｃを入力するカレントミラー接続のＰＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２と、トランジスタＭＰ２のドレイン電流を入力するカレントミラー接続のＮＭＯＳトランジスタＭＮ６，ＭＮ７，ＭＮ８とで構成されている。トランジスタＭＮ７がホトカプラ電流Ｉｐｃ１を吸い込み、トランジスタＭＮ８がホトカプラ電流Ｉｐｃ２を吸い込む。
【００５９】
＜通常動作＞
さて、スイッチング電源装置は、通常動作では図７（ａ）示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１になるよう定電圧制御される。この定電圧制御時は、補助巻線Ｌ３に生じる電圧Ｖｒｉｓｅの負電圧時の電圧の絶対値が大きい状態にあり、出力電流Ｉｏｕｔは最大出力電流Ｉｏｕｔｍａｘより小さいときである。この定電圧動作時は、補助巻線Ｌ３の●側が負極になるときに、電流制限フィードバック回路２７に入力する電流Ｉａが大きくなるので、電流値はＩｂ＞Ｉｃとなる。このため、電流Ｉｄ，Ｉｅはゼロとなり、フィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３もゼロとなる。よってこの通常動作では、ＯＮ期間制御回路２１で得られるＯＮ期間とＯＦＦ期間制御回路２２で得られるＯＦＦ期間は、もっぱらホトカプラ電流Ｉｐｃ１，Ｉｐｃ２によって制御される。
【００６０】
すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ１よりも高いときは、ホトカプラ電流Ｉｐｃ１が大きくなりＯＮ期間制御回路２１の電圧Ｖｒ２が低く制御される。よって、コンパレータＣＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆは早いタイミングで“Ｈ”なり、ＯＮ期間が短くなる。また、ホトカプラ電流Ｉｐｃ２も大きくなり、ＯＦＦ期間制御回路２２の電圧Ｖｒ３が低く制御され、コンパレータＣＰ２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎは遅いタイミングで“Ｈ”なり、ＯＦＦ期間が長くなる。これらのため、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなるように制御される。
【００６１】
出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｏｕｔ１よりも低いときは、上記と逆の動作となる。つまり、ＯＮ期間制御回路２１からＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが遅いタイミングミグで出力し、ＯＦＦ制御回路２２からＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが早いタイミングで出力するので、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなるように制御される。
【００６２】
＜電流制限動作１＞
この電流制限動作１は図８のタイミングチャートの電流制限動作１の期間である。出力電流Ｉｏｕｔが増大して図７（ａ）の最大値Ｉｏｕｔｍａｘに達すると、出力電圧Ｖｏｕｔが低下しはじめ、ホトカプラ４０のホトダイオードＰＤ１が発光しなくなると、ホトカプラ電流Ｉｐｃが流れなくなる。また、このときの出力電圧Ｖｏｕｔは電圧Ｖｏｕｔ１より低い電圧であるが、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ時の補助巻線Ｌ３の電流Ｉａが大きいため、電流制限フィードバック回路２７の電流値はＩｂ＞Ｉｃとなる。よって、電流Ｉｄ，Ｉｅは流れずフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３も流れない。
【００６３】
このときＯＮ期間制御回路２１では、ホトカプラ電流Ｉｐｃ１と第１フィードバック電流Ｉｆｂ１がゼロなので、抵抗Ｒ２での電圧降下は生ぜず、電圧Ｖｒ２＝Ｖｒｅｆ１となり、電圧Ｖｒ２がセンス電圧Ｖｓ１と等しくなるまでの時間は最大となり、ＯＮ期間は最大となる。
【００６４】
また、ＯＦＦ期間制御回路２２では、ホトカプラ電流Ｉｐｃ２と第２フィードバック電流Ｉｆｂ２はゼロとなるため、電圧Ｖｒ３はキャパシタＣ４の充電電圧Ｖｃ４と等しく（Ｖｒ３＝Ｖｃ４）なり、この電圧Ｖｒ３がコンパレータＣＰ２により電圧Ｖｒｅｆ２と比較される。
【００６５】
したがって、ＯＦＦ期間は、キャパシタＣ４の定電流Ｉｏｆｆによる充電時間とロジック回路２２１でのリタイミングで決まる。このとき、ＯＮ期間が最大となっていて、ＯＮ期間での入力のエネルギーは一定値に制限されるので出力電力も制限され、出力電流Ｉｏｕｔの増大値が抑制されて電流が制限されると同時に、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧Ｖｏｕｔ１から低下する。
【００６６】
さらに出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、２次側のダイオードＤ１の導通時間が長くなることでＯＮデューティが減少してＯＦＦ時間が長くなってゆき、定電流Ｉｏｆｆで充電しているキャパシタＣ４の充電電圧Ｖｃ４が、スイッチＳＷ２がＯＦＦしてから電圧Ｖｒｅｆ２に達するまでの時間は、出力電圧Ｖｏｕｔにかかわらず一定となるので、ロジック回路２２１でのリタイミングのみでスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする動作となる。
【００６７】
なお、電流制限動作が開始された時点で臨界モード動作になるようにキャパシタＣ４の充電時間（キャパシタＣ４の値や電流Ｉｏｆｆの値）を設定した場合は、出力電圧Ｖｏｕｔが低下してゆくと、２次側のダイオードＤ１の導通時間が、一定となっているキャパシタＣ４の充電時間より長くなるので、２次側のダイオードＤ１の導通終了時点でロジック回路２２１がリタイミングしてスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮすることにより、臨界モード動作での電流制限となる。
【００６８】
＜電流制限動作２＞
この電流制限動作は図８および図９のタイミングチャートの電流制限動作２の期間である。出力電圧Ｖｏｕｔが図７（ａ）に示すように電圧Ｖｏｕｔ２ａまで低下すると、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦして補助巻線Ｌ３の●側が負極になった際の電圧ＶＬ３が小さくなるので、補助巻線Ｌ３に流れる電流Ｉａが小さくなり、電流制限フィードバック回路２７の電流ＩｂとＩｃがＩｂ＝Ｉｃとなる。さらに出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２ａよりも低くなると、Ｉｂ＜Ｉｃとなるので、電流ホールド回路２７４に流れ込むフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３がその電流Ｉａに逆比例した電流として生成される。
【００６９】
これによって、ＯＮ期間制御回路２１にはホトカプラ電流Ｉｐｃ１に代えてフィードバック電流Ｉｆｂ１が流れ、ＯＦＦ期間制御回路２２にはホトカプラ電流Ｉｐｃ２に代えてフィードバック電流Ｉｆｂ２が流れる。ＯＦＦ期間制御回路２２のキャパシタＣ４の充電電流は「Ｉｏｆｆ−Ｉｆｂ３」となる。
【００７０】
このとき、ＯＮ期間制御回路２１では、抵抗Ｒ２に第１フィードバック電流Ｉｆｂ１が流れることで電圧Ｖｒ２が発生するが、この電圧Ｖｒ２は、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなると第１フィードバック電流Ｉｆｂ１が大きくなることで低い電圧となるので、コンパレータＯＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆの“Ｈ”になるタイミングが早くなり、ＯＮ期間が短くなる。そうすると、ＯＮ期間の入力エネルギーは減少し出力電力も減少する。
【００７１】
ＯＦＦ期間制御回路２２では、第２フィードバック電流Ｉｆｂ２が大きくなるので、抵抗Ｒ３の電圧Ｖｒ３が電圧Ｖｒｅｆ２にまで上昇する時間が長くなり、さらにキャパシタＣ４の充電電流は減少してゆくので、コンパレータＣＰ２の出力が“Ｌ”から“Ｈ”に反転するまでの時間が遅くなる。
【００７２】
そして、電流制限動作２では、コンパレータＣＰ２の出力が反転するまでの時間よりも２次側のダイオードＤ１の導通期間の方が長くなり、２次側のダイオードＤ１の導通終了時点でロジック回路２２１でリタイミングしてスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする臨界モード動作となる。これはＯＮ期間を短くすることで出力電力を減少させる電流制限動作であり、出力電圧Ｖｏｕｔの低下にともない出力電流Ｉｏｕｔが電流制限動作１よりも減少する特性となる。
【００７３】
一方、電流制限動作１がキャパシタＣ４の充電時間が臨界モード動作で決まるのではなく、自由振動のタイミングで出力トランジスタＭＮ１がＯＮする動作となっている場合に、出力電圧が電圧Ｖｏｕｔ２ａよりも低下すると、次に説明する電流制限動作３に変わる。
【００７４】
＜電流制限動作３＞
この電流制限動作は図９のタイミングチャートの電流制限動作３の期間である。電流制限動作で出力電圧Ｖｏｕｔが低下して、電流制限フィードバック回路２７の電流Ｉｂが電流Ｉｃよりさらに小さくなると、電流Ｉｅが増大してフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３が大きくなり、コンパレータＣＰ２の出力が反転した直後に２次側のダイオードＤ１の導通終了でロジック回路２２１がリタイミングしてスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする動作になって、出力電圧Ｖｏｕｔが図７（ａ）の出力電圧Ｖｏｕｔ３に低下する。さらに出力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧Ｖｏｕｔ３より低くなると、フィードバック電流Ｉｆｂ３の増大でキャパシタＣ４の充電電流（Ｉｏｆｆ−Ｉｆｂ３）が小さくなることによって充電時間が長くなり、自由振動が始まってからコンパレータＣＰ２の出力が反転して自由振動のゼロクロスタイミングでスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする動作となる。ＯＮ期間は、電流制限動作２と同じように第１フィードバック電流Ｉｆｂ１が大きくなることにより短くなり、ＯＦＦ期間は、第２フィードバック電流Ｉｆｂ２とキャパシタＣ４の充電時間でより長くなり、これらによりＯＮデューティが小さくなり出力電流Ｉｏｕｔが減少してゆく。
【００７５】
出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖに近付くと、抵抗Ｒ１の値が大きく、電流制限フィードバック回路２７の電流値がＩｂ＜＜Ｉｃの関係になった場合、電流Ｉｄは、Ｉｄ≒Ｉｃとなりフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３は最大となって、ＯＮ時間は最小、ＯＦＦ時間は最大となる。この状態でさらに出力電圧Ｖｏｕｔが低下すると、ＯＮ時間は最小で一定となり入力エネルギーは最小で一定となっているので、出力電流Ｉｏｕｔが徐々に増加する特性となる。この特性は図７（ａ）の出力電圧Ｖｏｕｔ４以下の特性である。
【００７６】
以上が、本発明の基本的な電流制限動作であるが、図７（ａ）の電流制限特性の出力電圧Ｖｏｕｔ２ａ、Ｖｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４の値は、フィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３の比例関係を調整することで調整可能である。また、電流制限フィードバック回路２７の電流値がＩｂ＝Ｉｃになる出力電圧Ｖｏｕｔ２を下げる、つまり検出すべき出力電圧をＶｏｕｔ２ｂのように低い値に設定すると、図７（ｂ）のようなヘの字の電流制限特性となる。逆に、電流値がＩｂ＝Ｉｃになる出力電圧Ｖｏｕｔ２を上げる、つまり検出すべき出力電圧をＶｏｕｔ２ｃより高い値に設定すると、図７（ｃ）のような垂下のような特性となる。図７（ｂ）の特性は、図７（ａ）の特性の場合と比べて、抵抗Ｒ１の値を小さくキャパシタＣ４の値を大きくすることで実現でき、図７（ｃ）の特性は、抵抗Ｒ１の値を大きくキャパシタＣ４の値を小さくすることで実現できる。このように、フィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３の比例関係と抵抗Ｒ１とキャパシタＣ４の値を変更することで、フィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３が流れ出す出力電圧Ｖｏｕｔ２を変更できるので、所望の電流制限特性を実現することができる。
【００７７】
＜電流制限フィードバック回路２７の第１変形例（２７Ａ）＞
出力電圧Ｖｏｕｔを検出して電流ホールド回路２７４Ａをイネーブル制御する手段を加えた第１変形例の電流制限フィードバック回路２７Ａを図１０に示す。図１０の電流制限フィードバック回路２７Ａは、第１カレントミラー回路２７１Ａで電流Ｉａに比例する電流Ｉｆを引き出し、この電流Ｉｆを抵抗Ｒ４で電圧Ｖｒ４に変換して電圧源ＶＢ５の基準電圧Ｖｒｅｆ５とコンパレータＣＰ４で比較して、イネーブル信号Ｖｅｎを生成する。これにより、電流値がＩｂ＜Ｉｃとなっていても、出力電圧Ｖｏｕｔが図１２に示す電圧Ｖｏｕｔ２ｄより低いことを検出したときに初めて、イネーブル信号Ｖｅｎにより電流ホールド回路２７４Ａがイネーブルになる。これにより、フィードバック電流Ｉｆｂ１，Ｉｆｂ２，Ｉｆｂ３の発生開始タイミング、つまり電流制限動作１から電流制限動作２への切り替わりタイミングの安定化を図ることができる。
【００７８】
スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしている期間の電流制限動作１の状態では、出力電圧Ｖｏｕｔの低下が少ないので電流Ｉａが小さくなく、その電流Ｉａと比例関係にある電流Ｉｆが流れる抵抗Ｒ４で生じる電圧Ｖｒ４は基準電圧Ｖｒｅｆ５より大きいので、コンパレータＣＰ４の出力は“Ｈ”となる。つまり、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２ｄより高いとき、コンパレータＣＰ４の出力は“Ｈ”となる。スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする期間は、電流Ｉａは流れず電流Ｉｆも流れないので、コンパレータＣＰ４の出力は“Ｌ”となる。
【００７９】
ロジック回路２７６は、コンパレータＣＰ４の出力が“Ｈ”のとき、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮする信号Ｖｄｒｖ（＝“Ｈ”）が入力すると、信号Ｖｅｎを“Ｈ”にセットする。また、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦする信号Ｖｄｒｖ（＝“Ｌ”）が入力したときは、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２ｄよりも高くコンパレータＣＰ４の出力が“Ｈ”であれば、信号Ｖｅｎを“Ｌ”にし、このとき電流制限フィードバック回路２７Ａの電流値がＩｂ＜Ｉｃであっても、電流ホールド回路２７４Ａは動作しない。
【００８０】
出力電圧Ｖｏｕｔが前記した電圧Ｖｏｕｔ２ｄよりも低下すると、電流Ｉａの減少に応じて電流Ｉｆも減少して、抵抗Ｒ４に発生する電圧Ｖｒ４が電圧Ｖｒｅｆ５より低くなる。よって、コンパレータＣＰ４の出力は“Ｌ”のままとなってリセット動作がなくなり、信号Ｖｅｎは“Ｈ”のままとなり、電流ホールド回路２７４Ａがイネーブルのままとなる。
【００８１】
図１１に図１０の電流制限フィードバック回路の電流ホールド回路２７４Ａの回路図を示す。信号Ｖｅｎに対応するように、図４で説明した電流ホールド回路２７４に対してスイッチＳＷ４とＳＷ５を加えている。信号Ｖｅｎが“Ｈ”となったときにスイッチＳＷ４がＯＮし、スイッチＳＷ５がＯＦＦしてカレントミラー回路が動作をして、電流ホールド回路２７４Ａが動作するようにしている。
【００８２】
前記したように、信号Ｖｅｎが“Ｈ”にホールドされる際の出力電圧Ｖｏｕｔが、電流値がＩｂ＜Ｉｃとなるときの出力電圧よりも低くなる電圧Ｖｏｕｔ２ｄとなるように、電圧Ｖｒｅｆ５を設定すると、図１２の電流制限特性のように、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２ｄより低くなったとき電流制限動作２に切り替り、急激に電流を制限する動作となる。なお、図７（ａ）の電流制限特性の場合の電流制限フィードバック回路２７４のフィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３の比例関係と抵抗Ｒ１とキャパシタＣ４の値とを同じにすると、図１２における出力電圧Ｖｏｕｔ２ｄより低い電圧Ｖｏｕｔ３と電圧Ｖｏｕｔ４の電流制限特性は図７（ａ）と同じになる。
【００８３】
この電流制限動作を示すタイミングチャートを図１３に示す。図１３では、電流制限動作１と電流制限動作２の切替部分を表している。コンパレータＣＰ４によって出力電圧Ｖｏｕｔの検出を行わない電流制限動作のタイミングチャートである図８との違いは、信号Ｖｅｎの波形を加えた点である。図８では電流制限フィードバック回路２７の電流値がＩｂ＜Ｉｃになると電流Ｉｅが流れて、電流制限動作１から電流制限動作２に切り替っているが、図１３ではその電流値がＩｂ＜Ｉｃとなっていて電流Ｉｅが流れていても、信号Ｖｅｎが“Ｌ”から“Ｈ”に変化して初めて電流ホールド回路２７４Ａが動作して、電流制限動作１から電流制限動作２に切り替っている。
【００８４】
＜電流制限フィードバック回路２７の第２変形例（２７Ｂ）＞
出力電圧Ｖｏｕｔを検出して電流ホールド回路２７４Ａをイネーブル制御する手段を加えた第２変形例の電流制限フィードバック回路２７Ｂを図１４に示す。図１４の電流制限フィードバック回路２７Ｂでは、図４で説明した回路と同じように、電流Ｉｂと電流Ｉｃとの差の電流であるＩｄ（＝Ｉｃ−Ｉｂ）を入力とした第２カレントミラー２７２Ａにおいて、比例電流Ｉｇを引き出し、電流Ｉｇと抵抗Ｒ５で発生する電圧Ｖｒ５と電圧源ＶＢ６の電圧Ｖｒｅｆ６とをコンパレータＣＰ５で比較する。
【００８５】
スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしている期間の電流制限動作１の状態では、電流制限フィードバック回路２８Ｂの電流値はＩｂ＞Ｉｃとなるので、電流Ｉｄは流れず電流Ｉｇも流れず、コンパレータＣＰ５の出力は“Ｈ”となる。スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする期間は、電流Ｉａは流れないので電流値はＩｂ＝０、Ｉｄ＝Ｉｃとなり、電流Ｉｇが流れて抵抗Ｒ５で発生する電圧Ｖｒ５は電圧Ｖｒｅｆ６より大きくなって、コンパレータＣＰ５の出力は“Ｌ”となる。
【００８６】
ロジック回路２７７は、コンパレータＣＰ５の出力が“Ｈ”のとき、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮする信号Ｖｄｒｖ（＝“Ｈ”）が入力すると、信号Ｖｅｎを“Ｈ”にセットする。また、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦする信号Ｖｄｒｖ（＝“Ｌ”）が入力したときは、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧Ｖｏｕｔ２ｄよりも高くコンパレータＣＰ５の出力が“Ｈ”であれば、信号Ｖｅｎを“Ｌ”にする。このとき電流制限フィードバック回路２７Ｂの電流値がＩｂ＜Ｉｃであっても、電流ホールド回路２７４Ａは動作しない。
【００８７】
出力電圧Ｖｏｕｔが低下してゆくと、電流Ｉａが減少し電流Ｉｂも減少してＩｂ＜Ｉｃとなり、電流Ｉｄが流れて電流Ｉｇと抵抗Ｒ５で発生する電圧Ｖｒ５が電圧Ｖｒｅｆ６より高くなると、コンパレータＣＰ４の出力は“Ｌ”のままとなってリセット動作がなくなり、信号Ｖｅｎは“Ｈ”のままとなる。
【００８８】
＜電流制限フィードバック回路２７の第３変形例（２７Ｃ）＞
出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖ近くに低下した場合に、電流ホールド回路２７４Ｂの電流ホールドを解除する手段を加えた第２変形例の電流制限フィードバック回路２７Ｃを図１５に示した。この電流制限フィードバック回路２７Ｃは、図１０の電流制限フィードバック回路２７Ａを変形したものである。この電流制限フィードバック回路２７Ｂ内の電流ホールド回路２７４Ｂを図１６に示す。
【００８９】
図１５の電流制限フィードバック回路２７Ｃは、第１カレントミラー回路２７１Ｂによって電流Ｉａに比例する電流Ｉｈを引き出し、この電流Ｉｈを抵抗Ｒ６で電圧Ｖｒ６に変換して電圧源ＶＢ７の基準電圧Ｖｒｅｆ７とコンパレータＣＰ６で比較して、電圧Ｖｒ６が基準電圧Ｖｒｅｆ７より低下すると、信号Ｖｌｏｗを“Ｈ”にする。信号Ｖｌｏｗは信号Ｖｄｒｖを反転させるインバータＩＮＶ２により制御されるアンド回路ＡＮＤ１を経由して、電流ホールド回路２７４Ｂに入力する。
【００９０】
図１６の電流ホールド回路２７４Ｂは、図１１の電流ホールド回路２７４Ａに対して、電圧Ｖｓｐと電圧Ｖｌｏｗのいずれかが“Ｈ”になるとサンプル用のスイッチＳＷ３をＯＮにするオア回路ＯＲ１を追加したものである。
【００９１】
スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているとき、出力電圧Ｖｏｕｔの状態は電流Ｉａにより検出できるが、出力電圧ＶｏｕｔがＶｏｕｔ４よりも低く０Ｖ付近になると、電流Ｉａは少なくなり、ホールドする電流Ｉｆｂ１，Ｉｆｂ２，Ｉｆｂ３が大きくなる。すると、特にＯＦＦ期間を制御するコンデンサＣ４の充電電流（＝Ｉｏｆｆ−Ｉｆｂ３）が小さくなるので、ＯＦＦ期間が電流Ｉｆｂ３のばらつきの影響を受ける。
【００９２】
このときは同時に電流Ｉｈも少なくなるので、これによって電圧Ｖｒ６が基準電圧Ｖｒｅｆ７より低下したとき、コンバータＣＰ６から出力する信号Ｖｌｏｗが“Ｈ”になる。そしてこのとき、信号Ｖｄｒｖが“Ｌ”であるので、インバータＩＮＶ２によってアンドゲートＡＮＤ１が開いており、“Ｈ”の信号Ｖｌｏｗがそのまま電流ホールド回路２７４Ｂに入力して、スイッチＳＷ３をＯＮさせ、電流ホールドを解除する。この結果、フィードバック電流Ｉｆｂ１〜Ｉｆｂ３が電流Ｉｅによって制御される。
【００９３】
このとき、出力電流Ｉｏｕｔは、電流制限動作３において２次側のダイオードＤ１の導通期間が終了して自由振動期間になると電流Ｉａ＝０となるので、電流Ｉｄ＝Ｉｃ、Ｉｅ＝最大となってフィードバック電流Ｉｆｂ３が最大となり、コンデンサＣ４の充電電流（＝Ｉｏｆｆ−Ｉｆｂ３）がさらに減少する。この結果、ＯＦＦ期間が長くなって、出力電圧Ｖｏｕｔが低下した際の短絡負荷電流を減らすことができる。
【００９４】
＜電流制限フィードバック回路２７の第４変形例（２７Ｄ）＞
出力電圧Ｖｏｕｔが０Ｖ近くに低下した場合に、電流ホールド回路２７４Ｂの電流ホールドを解除する手段を加えた第４変形例の電流制限フィードバック回路２７Ｄを図１７に示した。この電流制限フィードバック回路２７Ｄは、図１４の電流制限フィードバック回路２７Ｂを変形したものである。この電流制限フィードバック回路２７Ｄ内の電流ホールド回路２７４Ｂは図１６に示したものと同じである。構成や動作は図１４、図１６で説明したものと同じであるので、詳細な説明は省略する。
【００９５】
＜その他の変形例＞
以上説明した実施例では、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間に補助巻線Ｌ３で得られる電圧により出力電圧Ｖｏｕｔの電圧Ｖｏｕｔ２ａ，Ｖｏｕｔ２ｂ，Ｖｏｕｔ２ｃへの低下を検出するに際し、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間に補助巻線Ｌ３で得られる電圧が負電圧である場合に、その負電圧ＶＬ３がある値に達したときに、電流Ｉａが減少してＩｂ＜Ｉｃになることを検出することで行っていた。
【００９６】
しかし、これに限られるものではなく、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間に補助巻線Ｌ３で得られる電圧が正電圧である場合には、その正電圧がある値に達したときに、電流Ｉａが減少してＩｂ＜Ｉｃになることを検出するようにしてもよい。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間に補助巻線Ｌ３で得られる電圧の絶対値が所定値より小さくなったときに、電流Ｉａが減少してＩｂ＜Ｉｃになることを検出するようにすればよい。これは、図１０〜図１４で説明したイネーブルとなる電圧Ｖｏｕｔ２ｄの検出についても同様である。
【符号の説明】
【００９７】
１０：トランス、Ｌ１：１次巻線、Ｌ２：２次巻線、Ｌ３：補助巻線
２０：制御回路、２１：ＯＮ期間制御回路、２２：ＯＦＦ期間制御回路、２２１：ロジック回路、２３：ＳＲＦＦ回路、２４：駆動回路、２５：充電回路、２６：反転検出回路、２７，２７Ａ，２７Ｂ，２７Ｃ，２７Ｄ：電流制限フィードバック回路、２７１，２７１Ａ，２７１Ｂ，２７１Ｃ：第１カレントミラー回路、２７２，２７２Ａ：第２カレントミラー回路、２７４，２７４Ａ，２７４Ｂ：電流ホールド回路、２７５：タイミング生成回路、２７６，２７７：ロジック回路、２８：Ｉｐｃ分配回路、２９：内部電源回路
３０：出力電圧フィードバック回路
４０：ホトカプラ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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