(57)【要約】【課題】書替時の消費電力量を小さくした表示装置用駆動回路を提供する。【解決手段】表示装置を駆動するＴＦＴアレイと、ＴＦＴアレイのソース配線に電圧を供給するソースドライバと、ソースドライバに電源電圧を供給する電源回路とを含むアクティブマトリクス表示装置の駆動回路であって、電源回路は、論理電源電圧がＶＣＣであり、ソースドライバへ供給するソース用高電圧ＶＳＨが、ＶＣＣに等しい、アクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。【選択図】図１
2020098274.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
表示装置を駆動するＴＦＴアレイと、
前記ＴＦＴアレイのソース配線に電圧を供給するソースドライバと、
前記ソースドライバに電源電圧を供給する電源回路とを含むアクティブマトリクス表示装置の駆動回路であって、
前記電源回路は、
論理電源電圧がＶＣＣであり、
前記ソースドライバへ供給するソース用高電圧ＶＳＨが、前記ＶＣＣに等しい、
アクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項２】
前記電源回路は、
アナログスイッチのみを介して前記ＶＣＣを前記ＶＳＨとして出力する、
請求項１のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項３】
前記電源回路は、
前記ソースドライバへ供給するソース用低電圧ＶＳＬがＶＣＣの−１倍である、
請求項１または２に記載のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項４】
前記ＴＦＴアレイのゲート配線に電圧を供給するゲートドライバをさらに備え、
前記電源回路は、
前記ゲートドライバへ供給するゲート用高電圧ＶＧＨが前記ＶＣＣの２倍または３倍である、
請求項１〜３のいずれか１項に記載のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項５】
前記電源回路は、
前記ＶＧＨを、前記ＶＣＣからチャージポンプで生成する、
請求項４に記載のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項６】
前記ＴＦＴアレイのゲート配線に電圧を供給するゲートドライバをさらに備え、
前記電源回路は、
前記ゲートドライバへ供給するゲート用低電圧ＶＧＬが前記ＶＣＣの−２倍または−３倍である、
請求項１〜５のいずれか１項に記載のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項７】
前記ＴＦＴアレイのＴＦＴがｎチャネルであり、
前記電源回路は、
前記ゲートドライバへ供給するゲート用低電圧ＶＧＬが前記ＶＣＣの−１倍であり、
前記ソースドライバが、
前記ソース配線に前記ＶＳＨを出力して前記ＴＦＴアレイの画素電極に書込むことで前記ＴＦＴアレイの特定の前記画素電極に対応する表示媒体に前記ＶＳＨに相当する電位差を印加するフレームでは、前記ソース配線にＧＮＤを出力して他の前記画素電極に書込むことで他の前記表示媒体に電位差０を印加し、
前記ソース配線に前記ＶＳＬを出力して前記画素電極に書込むことで前記表示媒体に前記ＶＳＬに相当する電位差を印加するフレームでは、全画素の前記表示媒体に前記ＶＳＬに相当する電位差を印加する、
請求項４または５に記載のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項８】
前記ＴＦＴアレイのＴＦＴがｐチャネルであり、
前記電源回路は、
前記ゲートドライバへ供給するゲート用高電圧ＶＧＨが前記ＶＣＣの１倍であり、
前記ソースドライバが、
前記ソース配線に前記ＶＳＬを出力して前記ＴＦＴアレイの画素電極に書込むことで前記ＴＦＴアレイの特定の前記画素電極に対応する表示媒体に前記ＶＳＬに相当する電位差を印加するフレームでは、前記ソース配線にＧＮＤを出力して他の前記画素電極に書込むことで他の前記表示媒体に電位差０を印加し、
前記ソース配線に前記ＶＳＨを出力して前記画素電極に書込むことで前記表示媒体に前記ＶＳＨに相当する電位差を印加するフレームでは、全画素の前記表示媒体に前記ＶＳＨに相当する電位差を印加する、
請求項３に記載のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項９】
前記電源回路は、
前記ゲートドライバへ供給するゲート用低電圧ＶＧＬが前記ＶＣＣの−１倍であり、
前記ゲートドライバへ供給するゲート用高電圧ＶＧＨが前記ＶＣＣの２倍または３倍であり、
前記ソースドライバに、前記ＶＳＨおよびＧＮＤを供給し、
前記表示装置はさらに対向電極を備え、
前記対向電極に供給する対向電極電位が書替時、ゲートフィードスルー電圧Ｖｇｆまたは前記ＶＣＣ＋前記Ｖｇｆであり、非書替時、ハイインピーダンスであり、
前記ソースドライバが、
前記対向電極電位が前記Ｖｇｆの時に前記ソース配線に前記ＶＳＨを出力して前記ＴＦＴアレイの画素電極に書込むことで特定の前記画素電極に対応する表示媒体に前記ＶＳＨに相当する電位差を印加し、
前記ソース配線にＧＮＤを出力して他の前記画素電極に書込むことで他の前記表示媒体に電位差０を印加し、
前記対向電極電位が前記ＶＣＣ＋前記Ｖｇｆの時に前記ソース配線に前記ＧＮＤを出力して前記画素電極に書込むことで特定の前記表示媒体に−ＶＣＣに相当する電位差を印加し、
前記ソース配線に前記ＶＳＨを出力して他の前記画素電極に書込むことで他の前記表示媒体に電位差０を印加する、
請求項１または２に記載のアクティブマトリクス表示装置用の駆動回路。
【請求項１０】
前記電源回路は、
前記ＶＳＬおよび前記ＶＧＬの少なくとも一方を、前記ＶＣＣからチャージポンプで生成する、
請求項３〜９のいずれか１項に記載の表示装置用駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、薄膜トランジスタアレイを用いた表示装置用の駆動回路に関する。本発明の駆動回路は、低消費電力用途に適している。
【背景技術】
【０００２】
半導体自体を基板としたトランジスタや集積回路技術を基礎として、ガラス基板上に形成されたアモルファスシリコン（ａ−Ｓｉ）やポリシリコン（ｐｏｌｙ−Ｓｉ）の薄膜トランジスタ（Thin Film Transistor：ＴＦＴ）アレイが、液晶ディスプレイなどの駆動回路に応用されている。ＴＦＴアレイを構成する複数のＴＦＴは、ゲート電極とソース電極とがそれぞれ行配線（ゲート配線）と列配線（ソース配線）とに接続されて、スイッチの役割を果たしており、行配線に与えられた選択電圧によってＴＦＴをオンにした時に、列配線に与えられた信号電圧をドレイン電極に接続された画素電極に書き込む（印加する）。書き込まれた電圧は、ドレイン電極またはドレイン電極に接続された画素電極と、キャパシタ電極との間に設けられた蓄積容量Ｃｓに保持される。（ＴＦＴアレイの場合、ソース電極とドレイン電極の働きは書き込む電圧の極性によって変わるため、動作で名称を決められない。そこで、便宜的に一方をソース電極、他方をドレイン電極と、呼び方を統一しておく。本発明では、配線に接続されている方をソース電極、画素電極に接続されている方をドレイン電極と呼ぶ。）
【０００３】
ＴＦＴアレイには、ゲート電位をオンからオフに切替える際に画素電極電位が変化するゲートフィードスルーという現象がある。画素電極電位は、ゲートフィードスルー電圧Ｖｇｆ＝ΔＶｇ×Ｃｇｄ／（Ｃｇｄ＋Ｃｓ＋Ｃｐ）だけ変化する。ΔＶｇはゲート電位変化量、Ｃｇｄはゲート・ドレイン間容量、Ｃｓは蓄積容量（画素電極・キャパシタ電極間容量）、Ｃｐは表示媒体の容量である。Ｃｐが大きければ蓄積容量Ｃｓを省略できる。Ｃｐが小さければＣｓが必要になり、ＣｐがＣｓに比べてずっと小さければＣｐを無視できる。ＴＦＴがｎチャネルの場合、ΔＶｇは負であり、Ｖｇｆも負である。ＴＦＴがｐチャネルの場合、ΔＶｇは正であり、Ｖｇｆも正である。
【０００４】
ゲートフィードスルーの影響をなくすため、画素電極に対向して設けられる対向電極の電位ＶｃｏｍをＶｇｆに等しくすることが一般的に行われる。ソース電位がＶｓの状態でゲート電位をオフにすると、画素電極電位Ｖｐ＝Ｖｓ＋Ｖｇｆになるが、対向電極電位Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆであれば、表示媒体にかかる電位差はＶｐ−Ｖｃｏｍ＝Ｖｓとなって、Ｖｇｆの影響をなくせる。
【０００５】
ＴＦＴアレイは、液晶を表示媒体とした液晶表示装置における駆動回路として技術が進展してきた。近年、ＴＦＴアレイと電気泳動媒体を組合せた電子ペーパー表示装置が開発され、液晶よりも低消費電力な表示装置として期待されている。なぜなら、一般的な液晶表示装置は駆動を行っている間しか表示できず、表示を保つためには駆動を続ける必要があるのに対し、電気泳動タイプの電子ペーパーは駆動終了後にも表示を保つので、駆動を続ける必要がなく、消費電力を抑えることが可能であるからである。
【０００６】
さらに、電子ペーパーを個体認識技術であるＲＦＩＤと組合せて、コンテナの表示部とする技術が開示された（特許文献１）。ＲＦＩＤに保存された内容物データを、電子ペーパーを用いた表示部に表示させることで、目視でもデータを確認できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−２３３７８６号公報。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
このようなＲＦＩＤを用いた表示装置には、内蔵する電池の電力を使って電子ペーパーの書替を行うタイプと、ＲＦＩＤの書替を行うリーダライタの電波を電力に変換し、その電力を用いて書替を行う（無線給電）タイプがある。いずれのタイプにおいても、書替時の消費電力量の低減が課題である。電池を内蔵する表示装置では、消費電力量が大きいと頻繁に電池交換を行う必要がある。また、ＲＦ電波の電力を用いる表示装置では、消費電力量が大きいと電波が強い近距離でしか書替を行うことができない。
【０００９】
本発明は、係る従来技術の状況に鑑みてなされたもので、書替時の消費電力量を小さくした表示装置用駆動回路を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するための、本発明の一局面は、表示装置を駆動するＴＦＴアレイと、ＴＦＴアレイのソース配線に電圧を供給するソースドライバと、ソースドライバに電源電圧を供給する電源回路とを含むアクティブマトリクス表示装置の駆動回路であって、電源回路は、論理電源電圧がＶＣＣであり、ソースドライバへ供給するソース用高電圧ＶＳＨが、ＶＣＣに等しい、アクティブマトリクス表示装置用の駆動回路である。
【００１１】
また、電源回路は、アナログスイッチのみを介してＶＣＣをＶＳＨとして出力してもよい。
【００１２】
また、電源回路は、ソースドライバへ供給するソース用低電圧ＶＳＬがＶＣＣの−１倍であってもよい。
【００１３】
また、ＴＦＴアレイのゲート配線に電圧を供給するゲートドライバをさらに備え、電源回路は、ゲートドライバへ供給するゲート用高電圧ＶＧＨがＶＣＣの２倍または３倍であってもよい。
【００１４】
また、電源回路は、ＶＧＨを、ＶＣＣからチャージポンプで生成してもよい。
【００１５】
また、ＴＦＴアレイのゲート配線に電圧を供給するゲートドライバをさらに備え、電源回路は、ゲートドライバへ供給するゲート用低電圧ＶＧＬがＶＣＣの−２倍または−３倍であってもよい。
【００１６】
また、ＴＦＴアレイのＴＦＴがｎチャネルであり、電源回路は、ゲートドライバへ供給するゲート用低電圧ＶＧＬがＶＣＣの−１倍であり、ソースドライバが、ソース配線にＶＳＨを出力してＴＦＴアレイの画素電極に書込むことでＴＦＴアレイの特定の画素電極に対応する表示媒体にＶＳＨに相当する電位差を印加するフレームでは、ソース配線にＧＮＤを出力して他の画素電極に書込むことで他の表示媒体に電位差０を印加し、ソース配線にＶＳＬを出力して画素電極に書込むことで表示媒体にＶＳＬに相当する電位差を印加するフレームでは、全画素の表示媒体にＶＳＬに相当する電位差を印加してもよい。
【００１７】
また、ＴＦＴアレイのＴＦＴがｐチャネルであり、電源回路は、ゲートドライバへ供給するゲート用高電圧ＶＧＨがＶＣＣの１倍であり、ソースドライバが、ソース配線にＶＳＬを出力してＴＦＴアレイの画素電極に書込むことでＴＦＴアレイの特定の画素電極に対応する表示媒体にＶＳＬに相当する電位差を印加するフレームでは、ソース配線にＧＮＤを出力して他の画素電極に書込むことで他の表示媒体に電位差０を印加し、ソース配線にＶＳＨを出力して画素電極に書込むことで表示媒体にＶＳＨに相当する電位差を印加するフレームでは、全画素の表示媒体にＶＳＨに相当する電位差を印加してもよい。
【００１８】
また、電源回路は、ゲートドライバへ供給するゲート用低電圧ＶＧＬがＶＣＣの−１倍であり、ゲートドライバへ供給するゲート用高電圧ＶＧＨがＶＣＣの２倍または３倍であり、ソースドライバに、ＶＳＨおよびＧＮＤを供給し、表示装置はさらに対向電極を備え、対向電極に供給する対向電極電位が書替時、ゲートフィードスルー電圧ＶｇｆまたはＶＣＣ＋Ｖｇｆであり、非書替時、ハイインピーダンスであり、ソースドライバが、対向電極電位がＶｇｆの時にソース配線にＶＳＨを出力して画素電極に書込むことで特定の画素電極に対応する表示媒体にＶＳＨに相当する電位差を印加し、ソース配線にＧＮＤを出力して他の画素電極に書込むことで他の表示媒体に電位差０を印加し、対向電極電位がＶＣＣ＋Ｖｇｆの時にソース配線にＧＮＤを出力して画素電極に書込むことで特定の表示媒体に−ＶＣＣに相当する電位差を印加し、ソース配線にＶＳＨを出力して他の画素電極に書込むことで他の表示媒体に電位差０を印加してもよい。
【００１９】
また、電源回路は、ＶＳＬおよびＶＧＬの少なくとも一方を、ＶＣＣからチャージポンプで生成してもよい。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、書替時の消費電力量が小さい表示装置用駆動回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る表示装置用駆動回路の電源系統の一例を示す説明図である。
【図２】図１の電源を用いた本発明の第１の実施形態に係る表示装置用駆動回路の回路図である。
【図３】図１のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図４】表示装置用駆動回路に電源を供給し、論理信号を送る、受信回路の一例を示す説明図である。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る表示装置用駆動回路の電源系統の他の例を示す説明図である。
【図６】図５のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図７】本発明の第１の実施形態に係る表示装置用駆動回路の電源系統の他の例を示す説明図である。
【図８】図７のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図９】本発明の第１の実施形態に係る表示装置用駆動回路の電源系統の他の例を示す説明図である。
【図１０】図９のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る表示装置用駆動回路の電源系統の一例を示す説明図である。
【図１２】図１１の電源を用いた本発明の第２の実施形態に係る表示装置用駆動回路の回路図である。
【図１３】図１１のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図１４】本発明の第３の実施形態に係る表示装置用駆動回路の電源系統の一例を示す説明図である。
【図１５】図１４の電源を用いた本発明の第３の実施形態に係る表示装置用駆動回路の回路図である。
【図１６】図１４のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図１７】本発明の第４の実施形態に係る表示装置用駆動回路の電源系統の一例を示す説明図である。
【図１８】図１７の電源を用いた本発明の第４の実施形態に係る表示装置用駆動回路の回路図である。
【図１９】図１７のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。
【図２０】第１色と第２色との１行交互書込み時の、列配線の寄生容量を充放電する消費電力量を示す説明図である。
【図２１】行配線の寄生容量を充放電する消費電力量を示す説明図である。
【図２２】蓄積容量を充放電する消費電力量を示す説明図である。
【図２３】表示媒体の色を変化させる消費電力量を示す説明図である。
【図２４】第１色の１行おき書込み時の、列配線の寄生容量を充放電する消費電力量を示す説明図である。
【図２５】第２色の１行おき書込み時の、列配線の寄生容量を充放電する消費電力量を示す説明図である。
【図２６】第２色の１行おき書込み時の、列配線の寄生容量を充放電する消費電力量を示す説明図である。
【図２７】従来の表示装置用駆動回路の電源系統の一例を示す説明図である。
【図２８】図２７の電源を用いた従来の表示装置用駆動回路の回路図である。
【図２９】従来の表示装置用駆動回路の電源系統の他の例を示す説明図である。
【図３０】図２９の電源を用いた従来の表示装置用駆動回路の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施の形態について、以下に図面を使用して詳細に説明する。なお、以下に使用する図面では、説明を判り易くするために縮尺は正確には描かれていない。
【００２３】
［第１の実施形態］
第１の実施形態を説明するに当たり、従来の表示装置用駆動回路（以下、単に駆動回路という）の一例を、図２７〜図２８に示す。図２７が駆動回路の電源系統図、図２８が電源系統を除いた駆動回路の回路図である。図２７〜図２８に示す駆動回路の動作を説明する。
【００２４】
図２７に示す電源系統は、電源用アナログスイッチ３と、ＤＣＤＣコンバータ２１〜２４とを含んで構成され、後述するように、図２８に示す駆動回路に所定の電圧（ゲート用の高電圧ＶＧＨ、ゲート用の低電圧ＶＧＬ、ソース用の高電圧ＶＳＨ、ソース用の低電圧ＶＳＬ、対向電極用の電圧Ｖｃｏｍ、接地電圧ＧＮＤ）を出力（供給）する。
【００２５】
図２８に示す駆動回路は、コントローラ４と、対向電極用アナログスイッチ５と、対向電極接続配線５ｗと、ゲートドライバ６と、複数のゲート接続配線６ｗと、ソースドライバ７と、複数のソース接続配線７ｗと、背面板８と、前面板９とを含んで構成される。
【００２６】
コントローラ４は、駆動回路の外部から入力される制御信号（logic signal）に基づいて、対向電極用アナログスイッチ５、ゲートドライバ６およびソースドライバ７を制御する。
【００２７】
対向電極用アナログスイッチ５は、コントローラ４に制御されて、対向電極接続配線５ｗを介して前面板９が備える対向電極の電位をＶｃｏｍとハイインピーダンスとの間で切り替える。
【００２８】
背面板８は、複数のＴＦＴがマトリクス状に配置され複数の行配線（ゲート配線）および複数の列配線（ソース配線）で接続されたＴＦＴアレイと、各ＴＦＴに対応して設けられる画素電極および蓄積容量を含む。ＴＦＴアレイの行配線にはゲート接続配線６ｗが接続され、ＴＦＴの列配線にはソース接続配線７ｗが接続されている。画素電極は各ＴＦＴのドレイン電極に接続され、蓄積容量は画素電極の電位を保持可能に配置されている。
【００２９】
ゲートドライバ６は、各ＴＦＴのゲート電極にゲート接続配線６ｗを介して電圧を印加するドライバであって、印加する電圧はコントローラ４により制御される。ゲートドライバ６には、図２７に示す電源系統により作られたＶＧＨ、ＶＧＬが入力されており、ゲートドライバ６は、ゲート電極に印加する電圧をＶＧＨとＶＧＬとのいずれかの値に変化させることができる。
【００３０】
ソースドライバ７は、各ＴＦＴのソース電極にソース接続配線７ｗを介して電圧を印加するドライバであって、印加する電圧はコントローラ４により制御される。ソースドライバ７には、図２７に示す電源系統により作られたＶＳＨ、ＧＮＤおよびＶＳＬが入力されており、ソースドライバ７は、ソース電極に印加する電圧をＶＳＨとＧＮＤとＶＳＬとのいずれかの値に変化させることができる。
【００３１】
図２７、図２８に示す駆動回路は、非書込時には、全電源が０Ｖになっている。
【００３２】
図２７に示す電源系統に入力電源兼論理電圧ＶＣＣ（例えば＋３．３Ｖ）が入力されると、図２８に示す駆動回路では、コントローラ４は、まず、Ｖｃｏｍ用アナログスイッチ５をオフにして対向電極電位をハイインピーダンスにする。また、図２７に示す電源系統は、ＶＣＣからソース用の高電圧ＶＳＨ（例えば＋１５Ｖ）、低電圧ＶＳＬ（例えば−１５Ｖ）、ゲート用の高電圧ＶＧＨ（例えば＋２０Ｖ）、低電圧ＶＧＬ（例えば−２０Ｖ）、対向電極用の電圧Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆ（例えば−２Ｖ）を作る（生成する）。ＶＳＨ、ＶＳＬ、ＶＧＨ、ＶＧＬの電圧を生成するには、ＤＣＤＣコンバータ２１〜２４を用いる。ＶＳＨはＶＣＣからコイルを用いた昇圧チョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ２１で作られ、ＶＧＨはＶＳＨから安定化昇圧チャージポンプ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ２２で作られる。ＶＳＬはＶＣＣからコイルを用いた反転チョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ２３で作られ、ＶＧＬはＶＳＬから安定化昇圧チャージポンプ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ２４で作られる。チョッパ回路は大電流を得やすいという利点があるが、小電流での効率が低い。チャージポンプは効率が良いという利点があるが、大電流が得にくい。安定化チャージポンプは、発振をオン・オフ制御することで出力電圧を一定値に保つタイプであるが、出力電圧をモニターしてフィードバック制御する必要があり、モニタリング回路で電力を消費するので効率が低い。電源用アナログスイッチ３は、論理電源ＶＣＣより遅れて電源を立ち上げられる。また、ＤＣＤＣコンバータ２１〜２４の入力側または出力側に電源用アナログスイッチ３を設けるか、あるいはＤＣＤＣコンバータ２１〜２４にイネーブル入力を設けて、論理電源ＶＣＣより遅れて電源を立ち上げるようにしてもよい。なお、Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆは絶対値が小さく電流も小さいので、ＶＳＨとＶＳＬから、あるいはｎチャネルの場合はＶＳＬとＧＮＤから、ｐチャネルの場合はＶＳＨとＧＮＤから、オペアンプ回路等によって容易に生成できる。
【００３３】
画像書替を行う場合、ゲートドライバ６が、準備として、全行のゲート接続配線６ｗに非選択電圧を印加する。ＴＦＴがｎチャネルの場合に非選択電圧はＶＧＬ、選択電圧はＶＧＨである。ＴＦＴがｐチャネルの場合に非選択電圧はＶＧＨ、選択電圧はＶＧＬである。すなわち、非選択電圧はＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間を高抵抗（以下、絶縁ともいう）状態にするゲート電圧であり、選択電圧はＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間を導通状態にするゲート電圧である。
【００３４】
画素電極への電圧書込み（印加）は、以下のように行う。まず、対向電極用アナログスイッチ５が、前面板９の対向電極に対向電極電位Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆを印加する。次に、ソースドライバ７が、第１行に印加すべき駆動データに基づいて、各列のソース接続配線７ｗにＶＳＨ、ＧＮＤ、ＶＳＬのうちいずれかを印加する。次に、ゲートドライバ６が、第１行のゲート接続配線６ｗに選択電圧（ｎチャネルではＶＧＨ、ｐチャネルではＶＧＬ）を印加する。これにより、第１行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオン（導通）し、ソース電位がドレイン電極に接続された第１行の画素電極に書き込まれる。画素電極に書き込まれた電位は蓄積容量によって保持されるが、第１行の行配線電位を非選択電圧に戻して第１行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオフ（絶縁）になる際にＶｇｆだけずれ（加算され）て、画素電極の電位はＶＳＨ＋Ｖｇｆ、０＋Ｖｇｆ、またはＶＳＬ＋Ｖｇｆになる。対向電位がＶｇｆであるから、表示媒体にはＶＳＨ、０、またはＶＳＬが印加される。この電位差は、保持容量の存在によってほぼ保たれ、同じ画素電極に次回電圧が書き込まれるまで続く。
【００３５】
引き続き、第２行に印加すべき駆動データに基づいて、ソースドライバ７が、各列のソース接続配線７ｗにＶＳＨ、ＧＮＤ、ＶＳＬのうちいずれかを印加する。次に、ゲートドライバ６が、第２行のゲート接続配線６ｗに選択電圧を印加する。これにより、第２行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオン（導通）し、ソース電位がドレイン電極に接続された画素電極に書き込まれる。第２行でも、第１行と同様に、画素電極に書き込まれた電位は蓄積容量によって保持されるため、第２行のゲート接続配線６ｗを非選択電圧に戻しても、画素電極電位はＶＳＨ＋Ｖｇｆ、０＋Ｖｇｆ、またはＶＳＬ＋Ｖｇｆに保たれる。また、対向電極電位がＶｇｆであるから、表示媒体にはＶＳＨ、０、またはＶＳＬが印加される。この電位差は、保持容量Ｃｓの存在によってほぼ保たれ、同じ画素電極に次回電圧が印加されるまで続く。
【００３６】
さらに、上記と同様にして第３〜第Ｎ行（最終行）まで書き込むことで、１画面分を１回書き込むことができる。この期間を１フレームと呼ぶ。１フレームの時間Ｔｆは通常１秒以下であり、２０ｍｓとすることが多い。１秒間に書けるフレーム数（フレーム時間Ｔｆの逆数）が、フレーム周波数ｆである。
【００３７】
数フレーム〜数十フレームの書込みを行った後、対向電極用アナログスイッチ５が、対向電極電位をハイインピーダンスにして、画像書替が完了する。その後、ゲートドライバ６が、終了動作として、全ての行配線の電位を０にし、コントローラ４が図２８に示す駆動回路の全電源を０にする。
【００３８】
図２８に示す駆動回路により駆動される表示装置は、典型的には電子ペーパーパネル（以下、パネルともいう）であって、背面板８側に設けられた複数の画素電極と、前面板９側に設けられた対向電極と、画素電極と対向電極との間に設けられた複数の表示媒体とにより構成される。表示媒体は、一例として電気泳動媒体であって、対向電極と、画素電極とにより印加される電界（電圧）の向きによって色を変える。図２８に示す駆動回路では、表示媒体は、当該表示媒体に電圧を印加できる画素電極側が＋の時に第１色（例えば黒）に向かって変化し、画素電極側が−の時に第２色（例えば白）に向かって変化する。色変化は徐々に進行するので、印加時間によって階調表示が可能である。電界が０の時には色が変化せず、階調が保たれる。
【００３９】
図２８に示す駆動回路によれば、同一フレーム内における、表示媒体の第１色化、第２色化、または変化なしを、任意の画素電極について行うことができる。例えば、同一フレーム内で、画素Ａを第１色化し、画素Ａとは異なる画素Ｂを第２色化し、画素Ａ、画素Ｂと異なる画素Ｃを変化なしとすることができる。なお、画素とは、特定の画素電極に対応して色変化をする表示媒体部分のことをいうが、対応する対向電極部分や画素電極も含み、アクティブマトリクスの場合にはＴＦＴも含む。
【００４０】
このような駆動回路における電力消費には、ＤＣＤＣコンバータ２１〜２４での消費、ゲートドライバ６およびソースドライバ７を含むドライバでの消費、パネルでの消費がある。まず始めに、パネルでの電力消費について以下に示す。
【００４１】
パネルでの電力消費には、（１）列配線抵抗経由で列配線の寄生容量の充放電に起因する消費（列配線での電力消費）、（２）行配線抵抗経由で行配線の寄生容量の充放電に起因する消費（行配線での電力消費）、（３）ＴＦＴ経由で蓄積容量の充電に起因する消費（ＴＦＴでの電力消費）、（４）表示媒体の色を変化させることに起因する消費（表示媒体での電力消費）がある。ここで、列配線の数をＭ、行配線の数をＮ、蓄積容量の静電容量をＣｓ、ゲート電極・ソース電極間における静電容量をＣｇｓ、ソース電極・キャパシタ電極間における静電容量をＣｓｃ、ソース電極・画素電極間における静電容量をＣｓｐ、ゲート電極・キャパシタ電極間における静電容量をＣｇｃ、ゲート電極・ドレイン電極間における静電容量をＣｇｄ、表示媒体の１画素当りの抵抗をＲｐ、静電容量をＣｐ、ＶＳＨを＋Ｖｓ、ＶＳＬを−Ｖｓ、ゲート電圧変化量をΔＶｇ＝ＶＧＨ−ＶＧＬ、フレーム周波数をｆとする。
【００４２】
まず、（１）列配線の寄生容量の充放電に起因する消費について示す。１本の列配線に接続されたＣｇｓ、Ｃｓｃ、Ｃｓｐは各Ｎ個であり、１本の列配線に接続された静電容量Ｃ＝Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）である。ここで、／／は直列容量の合成を意味し、Ｃｓｐ／／Ｃｓ＝１／（１／Ｃｓｐ＋１／Ｃｓ）である。列配線は、各行のデータに合わせて電圧を変更するので、最も多く充放電されるのは１行毎に逆極性を書込む場合である。１フレームで消費される電力量は図２０のように計算できる。ただし、第１色（黒）書込と第２色（白）書込の電圧が±Ｖｓ、列配線抵抗（厳密には列配線抵抗と直列抵抗（ソースドライバ７の出力抵抗等）の和）がＲである。図２０のグラフで、横軸は時間ｔである。ソースドライバ７の正電源の電圧がＶＳＨ＝＋Ｖｓ、電流がＩＳＨ、負電源の電圧がＶＳＬ＝−Ｖｓ、電流がＩＳＬ、ＧＮＤ線の電圧がＶ０＝０、電流がＩ０である。正電源の消費電力がＰＳＨ、負電源の消費電力がＰＳＬ、ＧＮＤ線の消費電力Ｐ０＝０である。図２０では式を簡単にするために各充電波形の積分範囲をｔ＝０〜∞として表記しているが、時定数ＣＲより充分大きければよく、例えばｔ＝０〜３ＣＲでも電力量の９５％をカバーして近似的には同等である。１本の列配線で１フレームに消費される電力量は、（２Ｎ−１）×Ｃ×（Ｖｓ）２である。よって、Ｍ本の列配線において１フレームに消費される電力量は、Ｍ×（２Ｎ−１）×Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２＝Ｍ×Ｎ×（２Ｎ−１）×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２であり、Ｎが１より充分大きい場合には２×Ｍ×Ｎ２×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２とみなせる。最も消費される電力量が小さいのは列配線の電圧を変えない場合であり、１フレームで消費される電力量は０である。１フレームでの消費電力量にフレーム周波数ｆを乗ずることで、消費電力の最大値Ｍ×Ｎ×（２Ｎ−１）×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２が得られる。
【００４３】
次に、（２）行配線の寄生容量の充放電に起因する消費について示す。１本の行配線に接続されたＣｇｓ、Ｃｇｃ、Ｃｇｄ／／Ｃｓは各Ｍ個であり、１本の行配線に接続された静電容量Ｃ＝Ｍ×（Ｃｇｓ＋Ｃｇｃ＋Ｃｇｄ／／Ｃｓ）である。行配線は、各行の選択時に電圧をオフ→オン→オフに変更するので、充放電回数は画像に依存せず、１フレーム当たり２回である。行配線の電圧変化量をΔＶｇとすると、１フレームで消費される電力量は図２１のように計算できる。ゲートの高電圧がＶＧＨ、低電圧がＶＧＬ、行配線抵抗（厳密には行配線抵抗と直列抵抗（ゲートドライバの出力抵抗等）の和）がＲである。図２１のグラフで、横軸は時間ｔである。ゲートドライバの正電源の電圧がＶＧＨ、電流がＩＧＨ、負電源の電圧がＶＧＬ、電流がＩＧＬである。正電源の消費電力がＰＧＨ、負電源の消費電力がＰＧＬである。式を簡単にするために各充電波形の積分範囲をｔ＝０〜∞として表記しているが、時定数ＣＲより充分大きければよく、例えばｔ＝０〜３ＣＲでも電力量の９５％をカバーして近似的には同等である。１本の行配線で１フレームに消費される電力量は、Ｃ×（ΔＶｇ）２である。よって、Ｎ本の行配線で１フレームで消費される電力量は、Ｎ×Ｍ（Ｃｇｓ＋Ｃｇｃ＋Ｃｇｄ／／Ｃｓ）×（ΔＶｇ）２＝Ｍ×Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｇｃ＋Ｃｇｄ／／Ｃｓ）×（ΔＶｇ）２である。１フレームでの消費電力量にフレーム周波数ｆを乗ずることで、消費電力Ｍ×Ｎ×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｇｃ＋Ｃｇｄ／／Ｃｓ）×（ΔＶｇ）２が得られる。
【００４４】
さらに、（３）蓄積容量の充電に起因する消費について示す。画素数はＭＮ個である。ＴＦＴがオンの時に充電されるのはＣｓ、Ｃｇｄ、Ｃｐ即ち静電容量Ｃ＝Ｃｓ＋Ｃｇｄ＋Ｃｐである。通常はＣｓが大きく、ＣｇｄとＣｐは小さい。最も多く充電されるのは全画素の表示を変更する場合である。その場合、列配線の電圧変化量をＶｓとすると、１フレームで消費される電力量は図２２のように計算できる。ＴＦＴ抵抗（厳密にはＴＦＴ抵抗と直列抵抗（列配線抵抗等）の和）がＲである。図２２のグラフで、横軸は時間ｔである。ドレイン電圧Ｖｄ＝Ｖｓを書込んだ時、電流がＩｔｆｔ、消費電力がＰｔｆｔである。式を簡単にするために充電波形の積分範囲をｔ＝０〜∞として表記しているが、時定数ＣＲより充分大きければよく、例えばｔ＝０〜３ＣＲでも電力量の９５％をカバーして近似的には同等である。１個のＴＦＴで１フレームに消費される電力量は（Ｃｓ＋Ｃｇｄ＋Ｃｐ）×（Ｖｓ）２であり、ＭＮ個ではＭ×Ｎ×（Ｃｓ＋Ｃｇｄ＋Ｃｐ）×（Ｖｓ）２である。Ｖｄ＝−Ｖｓを書込む場合も同じ値である。ただしＣｓ＞＞Ｃｇｄ≒Ｃｐより、ほぼＭ×Ｎ×Ｃｓ×（Ｖｓ）２である。最も消費電力量が小さいのは画素電極電位を変えない場合であり、消費電力量は０である。１フレームでの消費電力量にフレーム周波数ｆを乗ずることで、消費電力の最大値Ｍ×Ｎ×ｆ×（Ｃｓ＋Ｃｇｄ＋Ｃｐ）×（Ｖｓ）２が得られる。
【００４５】
ただし、図２２は画素電極電位が０の状態から書込む場合を示すが、図２２に示すように１回書込んだ後の画素電極電位はほぼ保たれ、０までは低下しない。したがって、複数回同じ電圧を書き込む場合、第２フレーム以降の書込みは電位０から開始するのではなく、１フレームで低下した分を補うだけである。よって、第２フレーム以降に流れる電流は図２２より小さくなるので、複数回書込みの全体で見れば、（３）蓄積容量の充電に起因する消費はＭ×Ｎ×ｆ×（Ｃｓ＋Ｃｇｄ＋Ｃｐ）（Ｖｓ）２よりも小さい。
【００４６】
最後に、（４）表示媒体の色を変化させることに起因する消費について示す。画素数はＭ×Ｎである。ＴＦＴがオンの時に充電されるのはＣｓ＋Ｃｇｄ＋Ｃｐであるが、Ｃｓ＞＞Ｃｇｄ≒ＣｐなのでＣｓとみなす。そしてＴＦＴがオフする時にゲートフィードスルー電圧Ｖｇｆが加算されてＶｓ＋Ｖｇｆとなり、表示媒体にはＲｐに反比例する電流が流れ、ＴＦＴがオフの間には対向電圧Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆに向かって電圧が低下していく。表示媒体にかかる電圧はＶｐ＝Ｖｐｉｘ−Ｖｇｆであり、０に向かって低下していく。１フレームで消費される電力量は図２３のように計算できる。図２３のグラフで、横軸は時間ｔである。表示媒体を流れる電流がＩｐ、消費電力がＰｐである。放電波形の積分範囲はｔ＝０〜１／ｆである。１画素の表示媒体で１フレームに消費される電力量はＣｓ×（Ｖｓ）２×｛１−ｅｘｐ（−２／（ｆ×Ｃｓ×Ｒｐ））｝／２であり、Ｍ×Ｎ個ではＭ×Ｎ×Ｃｓ×（Ｖｓ）２×｛１−ｅｘｐ（−２／（ｆ×Ｃｓ×Ｒｐ））｝／２である。Ｖｄ＝−Ｖｓを書込んだ場合も同じ値である。最も消費電力量が小さいのは画素電極電位を変えない場合であり、消費電力量は０である。１フレームでの消費電力量にフレーム周波数ｆを乗ずることで、消費電力の最大値Ｍ×Ｎ×ｆ×Ｃｓ×（Ｖｓ）２｛１−ｅｘｐ（−２／（ｆ×Ｃｓ×Ｒｐ））｝／２が得られる。
【００４７】
以上４種類の消費電力量について、大きさを検討する。まず、表示媒体の色変化には、蓄積容量の充電電力の一部のみを使っているので、当然ながら（３）＞（４）である。次に、（１）（２）を比較する。（１）列配線で消費される電力の最大値は、Ｎが１より充分大きければ、２×Ｍ×Ｎ２×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２となり、２ＭＮ２に比例する。（２）行配線で消費される電力はＭ×Ｎ×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｇｃ＋Ｃｇｄ／／Ｃｓ）×（ΔＶｇ）２であり、ＭＮに比例する。（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）と（Ｃｇｓ＋Ｃｇｃ＋Ｃｇｄ／／Ｃｓ）の大きさは桁として同程度であり、ＶｓとΔＶｇも桁として同程度であり、通常、Ｎの値は数十〜数百なので、（１）列配線で消費される電力の最大値の方が、（２）行配線で消費される電力より大きい。
【００４８】
次に、（１）列配線で消費される電力の最大値と、（３）ＴＦＴで消費される電力の最大値を比較する。（１）列配線で消費される電力の最大値は、Ｎが１より充分大きければ、２×Ｍ×Ｎ２×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２となり、２ＭＮ２に比例する。（３）ＴＦＴで消費される電力の最大値はＭ×Ｎ×ｆ×（Ｃｓ＋Ｃｇｄ）×（Ｖｓ）２であり、ＭＮに比例する。（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）と（Ｃｓ＋Ｃｇｄ）の大きさは後者が１〜２桁大きく、Ｎの値は数十〜数百なので、（３）ＴＦＴで消費される電力の最大値は、（１）列配線で消費される電力の最大値よりも１〜２桁小さい。さらに電子ペーパーの場合、同一画像を複数フレームに亘って書込むことが多い。例えば横ストライプの画像を複数フレームに亘って描く場合、（１）列配線で消費される電力（Ｍ×Ｎ×（２Ｎ−１）×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ）×（Ｖｓ）２）は書込み中の各フレームで必要だが、（３）ＴＦＴで消費される電力（Ｍ×Ｎ×ｆ×（Ｃｓ＋Ｃｇｄ）×（Ｖｓ）２）は書始めの第１フレームでのみ必要であり、同一電圧を書込む第２フレーム以降では減少分を補うだけである。よって、数フレームあるいは数十フレームの書込み全体では（３）はさらに小さい。
【００４９】
以上のように、（１）列配線での消費電力の最大値が４者の中で最も大きく、その値はＭ×Ｎ×（２Ｎ−１）×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２である。電流で比較すると、ソース電流の最大値の方が、ゲート電流より大きい。
【００５０】
次に、ドライバでの消費電力とＤＣＤＣコンバータでの消費電力とについて説明する。上述のようにソース電流の最大値の方がゲート電流より大きいので、ソースドライバ７での消費電力の方がゲートドライバ６での消費電力より大きい。また、ＶＳＨやＶＳＬを作るＤＣＤＣコンバータ２１、２３の方がＶＧＨやＶＧＬを作るＤＣＤＣコンバータ２２、２４よりも大電流が要求されるので、ＶＳＨやＶＳＬを作るＤＣＤＣコンバータ２１、２３の効率が悪くなり、ＶＳＨやＶＳＬを作るＤＣＤＣコンバータ２１、２３での消費電力が大きい。なぜなら、一般に、ＤＣＤＣコンバータの効率は出力電流によって変化するので、ソース電流のように表示画像によって値が大きく変化する場合に、小電流〜大電流の全電流領域に亘って効率を良くするのが困難だからである。また、ソースドライバ７での消費電力は、ＶＳＨやＶＳＬを作るＤＣＤＣコンバータ２１、２３での消費電力より小さく、かつ、列配線での消費電力の最大値より小さい。よって、ＶＳＨやＶＳＬを作るＤＣＤＣコンバータ２１、２３での消費電力と、列配線での消費電力とが、ＶＧＨやＶＧＬを作るＤＣＤＣコンバータ２２、２４での消費電力、ドライバ６、７での消費電力、行配線での消費電力、ＴＦＴ・蓄積容量での消費電力および表示媒体での消費電力に比べて、相対的に大きい。
【００５１】
そこで本発明では、駆動回路における消費電力を抑制するために、ＶＳＨをＶＣＣに等しくしてＤＣＤＣコンバータを省略する。本発明の第１の実施形態に係る駆動回路の電源系統図を図１に示し、電源系統を除いた駆動回路の回路図を図２に示す。また、図１の電源系統図の変形例を図５、図７、図９に示す。詳細は後述するが、各変形例は、生成されるＶＧＨおよびＶＧＬが、図１の電源系統図と異なる。
【００５２】
図１に示すように、第１の実施形態に係る駆動回路の電源系統は、電源用アナログスイッチ３と、昇圧チャージポンプを用いた昇圧ＤＣＤＣコンバータ１（以下、昇圧チャージポンプともいう）と、非安定化反転チャージポンプを用いた反転ＤＣＤＣコンバータ２（以下、反転チャージポンプともいう）とを含んで構成され、駆動回路に所定の電圧（ゲート用の高電圧ＶＧＨ、ゲート用の低電圧ＶＧＬ、ソース用の高電圧ＶＳＨ、ソース用の低電圧ＶＳＬ、対向電極用の電圧Ｖｃｏｍ、接地電圧ＧＮＤ）を出力する。なお、第１の実施形態に係る駆動回路の電源系統を除いた部分は、図２に示すように、図２８で示した従来技術と同じであるため、説明は省略する。
【００５３】
図１に示すように、第１の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ソースドライバ７に入力されるＶＳＨは、電源用アナログスイッチ３のみを介して接続され、実質的にＶＣＣに等しい。これにより、ＶＳＨをＤＣＤＣコンバータで新たに作る必要がなく、ＶＳＨを得る効率が１００％となる。
【００５４】
また、ソースドライバ７のＶＳＨ電源入力に電源用アナログスイッチ３のみを介してＶＣＣ電源を接続している。これにより、ＶＳＨ入力までの消費電力を最小に抑えられるため、駆動回路における消費電力を抑制することができる。
【００５５】
第１の実施形態に係る駆動回路は、ＲＦＩＤとともに無線給電で駆動する表示装置とすることができる。図４に表示装置の一例を示す。無線給電を行う場合、図４のように受信アンテナ１１と受信回路１２とＲＦＩＤ１３を有し、受信回路１２から論理電源ＶＣＣと論理信号を得る。
【００５６】
また、第１の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＳＬは、ＶＣＣの−１倍である。ＶＳＬは、ＶＣＣから反転ＤＣＤＣコンバータ２を用いて生成される。図１のように、第１の実施形態に係る駆動装置の電源系統においては、ＶＳＨの生成にＤＣＤＣコンバータを使わないので、ＶＳＬに反転ＤＣＤＣコンバータ２を用いても、電源系統全体では充分に消費電力低減効果が得られる。ＶＳＬがＶＣＣの−１倍なので、ＶＳＬは反転チャージポンプで得ることができる。特に非安定型チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので望ましい。ソース電流がゲート電流より大きいことについては、チャージポンプに大きなキャパシタを用いることで対応できる。
【００５７】
また、第１の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＧＨがＶＣＣの２倍（図１または図７）または３倍（図５または図９）である。ＴＦＴがｎチャネルの場合、充分にオン状態になるためには、ＶＧＨはＶＳＨより大きいことが望ましい。ＴＦＴがｐチャネルの場合、充分にオフ状態になるためには、ＶＧＨはＶＳＨより大きいことが望ましい。そこで、ＶＧＨをＶＣＣの２倍または３倍にすることで、ＶＧＨを容易に得ることができる。そしてＶＧＨはＶＣＣから昇圧チャージポンプで生成することが望ましく、特に非安定化昇圧チャージポンプが望ましい。ゲート電流はソース電流に比べて小さくてよいので、チャージポンプでも充分まかなうことができる。特に非安定化チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので好ましい。非安定化チャージポンプでは、出力電圧は入力電圧の整数倍に限定されるが、入力電圧が安定していれば出力電圧も変動しない。
【００５８】
さらには、第１の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＧＬがＶＣＣの−２倍（図１または図５）または−３倍（図７または図９）である。ＴＦＴがｎチャネルの場合、充分にオフ状態になるためには、ＶＧＬはＶＳＬより低いことが望ましい。ＴＦＴがｐチャネルの場合、充分にオン状態になるためには、ＶＧＬはＶＳＬより低いことが望ましい。そこで、ＶＧＬをＶＣＣの−２倍または−３倍にすることで、ＶＧＬを容易に得ることができる。ＶＧＬは、ＶＣＣから反転ＤＣＤＣコンバータ２、特にＶＳＬの非安定化反転チャージポンプの延長で得ることができる。即ち、非安定化反転チャージポンプの１段目出力をＶＳＬに、２段目または３段目出力をＶＧＬに使う。
【００５９】
図１の昇圧チャージポンプおよび反転チャージポンプの一例を、図３に示す。図５の昇圧チャージポンプおよび反転チャージポンプの一例を、図６に示す。図７の昇圧チャージポンプおよび反転チャージポンプの一例を、図８に示す。図９の昇圧チャージポンプおよび反転チャージポンプの一例を、図１０に示す。これらにおいて、昇圧チャージポンプと反転チャージポンプとで発振回路１０を共用できるので、効率が良くなる。ただし、昇圧ＤＣＤＣコンバータ１、反転ＤＣＤＣコンバータ２に用いることができるチャージポンプの回路は、図３、図６、図８、図１０で示した形態に限定されるものではなく、他のバリエーションでもよい。また、非安定型チャージポンプの出力電圧は入力電圧の整数倍であるが、厳密にはダイオードの順方向電圧降下分だけ振幅が減少する。ダイオードとしてショットキバリアダイオードを用いることで電圧降下を最小限に抑えられる。ダイオードによる電圧降下があっても、本発明に含まれる。
【００６０】
［第２の実施形態］
本発明の第２の実施形態に係る駆動回路の電源系統図を図１１に示し、電源系統を除いた駆動回路の回路図を図１２に示す。
【００６１】
図１１に示すように、第２の実施形態に係る駆動回路の電源系統と、第１の実施形態に係る駆動回路の電源系統との相違は、ＶＧＬの値および生成方法である。具体的には、第２の実施形態に係る駆動回路の電源系統では、ＶＧＬを、ＶＣＣから反転ＤＣＤＣコンバータ２を用いて−ＶＣＣの電圧で生成している。このとき、図１１に示すように、ＶＧＬを、反転ＤＣＤＣコンバータ２から生成したＶＳＬと共有してもよい。
【００６２】
また、図１２に示すように、第２の実施形態に係る駆動回路と、第１の実施形態に係る駆動回路との相違は、背面板８のＴＦＴアレイを構成するＴＦＴがｎチャネル限定である点である。第２の実施形態でもＶＳＨをＤＣＤＣコンバータで新たに作る必要がなく、即ちＶＳＨを得る効率が１００％となる。
【００６３】
また、ＶＳＨは第１の実施形態と同様に、ソースドライバ７のＶＳＨ電源入力に電源用アナログスイッチ３のみを介して接続している。これにより、ＶＳＨ入力までの消費電力を最小に抑えられる。
【００６４】
また、第２の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＳＬは、ＶＣＣの−１倍である。ＶＳＬは、ＶＣＣから反転ＤＣＤＣコンバータ２を用いて生成される。図１１のように、第２の実施形態に係る駆動装置の電源系統においても、第１の実施形態と同様に、ＶＳＨの生成にＤＣＤＣコンバータを使わないので、ＶＳＬの生成に反転ＤＣＤＣコンバータ２を用いても、電源系統全体では充分に消費電力低減効果が得られる。ＶＳＬがＶＣＣの−１倍なので、ＶＳＬは反転チャージポンプで得ることができる。特に非安定型チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので望ましい。ソース電流がゲート電流より大きいことについては、チャージポンプに大きなキャパシタを用いることで対応できる。
【００６５】
また、第２の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＧＨはＶＣＣの２倍であるが、ＶＣＣ電位の３倍でもよい。ＴＦＴがｎチャネルの場合、充分にオン状態になるためには、ＶＧＨはＶＳＨより大きいことが望ましい。そこで、ＶＧＨ値をＶＣＣの２倍または３倍にすることで、ＶＧＨを容易に得ることができる。そしてＶＧＨはＶＣＣから昇圧チャージポンプで生成することが望ましく、特に非安定化昇圧チャージポンプが望ましい。ゲート電流はソース電流に比べて小さくてよいので、チャージポンプでも充分まかなうことができる。特に非安定化チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので好ましい。
【００６６】
また、第２の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＴＦＴがｎチャネルであって、ＶＧＬがＶＣＣの−１倍である。このため、第２の実施形態に係る駆動装置では、ソース電極にＶＳＨを書込むことで特定の画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＨを印加するフレームでは、ソース電極にＧＮＤ電位を書込むことで表示媒体に電位差０を印加し、ソース電極にＶＳＬ電位を書込むことで画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＬを印加するフレームでは、全表示媒体に電位差ＶＳＬ（すなわち、−ＶＣＣ）を印加する。
【００６７】
ＴＦＴがｎチャネルでＶＧＬがＶＣＣ電圧の−１倍の場合、ソース電圧がＶＳＨやＧＮＤの場合には充分にオフ状態になるが、ソース電圧がＶＳＬの場合には不十分なオフ状態になる。即ち、第ｉ行の画素電極にＶＳＬを書込もうとすると、同列他行の画素電極にもわずかにＶＳＬの書込みが行われ、表示のクロストークとなる。その影響をなくすため、第１色を書込むフレームと、第２色を書込むフレームとを区別する。第１色を書込むフレーム（ソース電極にＶＳＨを書込むことで特定の画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＨを印加するフレーム）では、ソース電極にＧＮＤ電位を書込むことで他の画素の表示媒体に電位差０を印加する。一方、第２色を書込むフレーム（ソース電極にＶＳＬを書込むことで画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＬを印加するフレーム）では、全表示媒体に電位差ＶＳＬを印加するので、クロストークが影響を与えない。
【００６８】
この方法では、同一フレーム内で画素Ａに第１色化、画素Ｂに第２色化を行うことや、同一フレーム内で、画素Ａに第２色化、画素Ｂに変化なしはできない。同一フレーム内で、画素Ａに第１色化、画素Ｂに変化なしや、同一フレーム内で全画素に第２色化はできる。
【００６９】
この場合の、（１）列配線の寄生容量の充放電に起因する消費について示す。１本の列配線に接続されたＣｇｓ、Ｃｓｃ、Ｃｓｐは各Ｎ個であり、１本の列配線に接続された静電容量Ｃ＝Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）である。列配線は、各行のデータに合わせて電圧を変更するので、最も多く充放電されるのは１行毎に第１色化と変化なしを書込む場合である。１フレームで消費される電力量は図２４のように計算できる。ただし、第１色（黒）書込の電圧が＋Ｖｓ、列配線抵抗（厳密には列配線抵抗と直列抵抗（ソースドライバの出力抵抗等）の和）がＲである。図２４のグラフで、横軸は時間ｔである。ソースドライバの正電源の電圧がＶＳＨ＝＋Ｖｓ、電流がＩＳＨ、負電源の電圧がＶＳＬ＝−Ｖｓ、電流がＩＳＬ、ＧＮＤ線の電圧がＶ０＝０、電流がＩ０である。正電源の消費電力がＰＳＨ、負電源の消費電力がＰＳＬ、ＧＮＤ線の消費電力Ｐ０＝０である。図２４では式を簡単にするために各充電波形の積分範囲をｔ＝０〜∞として表記しているが、時定数ＣＲより充分大きければよく、例えばｔ＝０〜３ＣＲでも電力量の９５％をカバーして近似的には同等である。１本の列配線で１フレームに消費される電力量は、Ｎ×Ｃ×（Ｖｓ）２／２である。よって、Ｍ本の列配線において１フレームに消費される電力量は、Ｍ×Ｎ×Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）／２×（Ｖｓ）２＝Ｍ×Ｎ２×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２／２である。最も消費される電力量が小さいのは列配線の電圧を変えない場合であり、１フレームで消費される電力量は０である。１フレームでの消費電力量にフレーム周波数ｆを乗ずることで、消費電力の最大値Ｍ×Ｎ２×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２／２が得られる。
【００７０】
この値は、第１の実施形態で示した１行毎に逆極性を書込む場合の約１／４であるが、（２）行配線の寄生容量の充放電に起因する消費、（３）ＴＦＴ経由で蓄積容量の充電に起因する消費、（４）表示媒体の色を変化させることに起因する消費、よりも大きい。
【００７１】
図１１のように、ＶＳＨとＶＳＬの両方を用いる場合、ＶＳＨの生成にＤＣＤＣコンバータを使わないので、ＶＳＬの生成にＤＣＤＣコンバータ２を用いても、電源系統全体では充分に消費電力低減効果が得られる。ＶＳＬがＶＣＣの−１倍なので、ＶＳＬは反転チャージポンプで得ることができる。特に非安定型チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので望ましい。ソース電流がゲート電流より大きいことについては、チャージポンプに大きなキャパシタを用いることで対応できる。
【００７２】
そして、ＶＧＬ電位がＶＣＣ電位の−１倍なので、ＶＧＬをＶＳＬと同じ非安定型反転チャージポンプで得ることができ、新たにＶＧＬ生成用のＤＣＤＣコンバータを搭載する必要がない。これにより、ＶＧＬ生成用のＤＣＤＣコンバータの消費電力分を低減できる。
【００７３】
図１３に、図１１の昇圧チャージポンプおよび反転チャージポンプの一例を示す。これらにおいても、昇圧チャージポンプと反転チャージポンプとで発振回路１０を共用できるので、効率が良くなる。
【００７４】
［第３の実施形態］
本発明の第３の実施形態に係る駆動回路の電源系統図を図１４に示し、電源系統を除いた駆動回路の回路図を図１５に示す。
【００７５】
図１４に示すように、第３の実施形態に係る駆動回路の電源系統と、第１の実施形態に係る駆動回路の電源系統との相違は、ＶＧＨの値および生成方法である。具体的には、第３の実施形態に係る駆動回路の電源系統では、ＶＧＨを、電源用アナログスイッチ３からＶＣＣの電圧で出力している。
【００７６】
また、図１５に示すように、第３の実施形態に係る駆動回路と、第１の実施形態に係る駆動回路との相違は、背面板８のＴＦＴアレイを構成するＴＦＴがｐチャネル限定である点である。第３の実施形態でも、ＶＳＨをＤＣＤＣコンバータで新たに作る必要がなく、即ちＶＳＨを得る効率が１００％となる。
【００７７】
また、ＶＳＨは第１の実施形態と同様に、ソースドライバ７のＶＳＨ電源入力に電源用アナログスイッチ３のみを介して接続している。これにより、ＶＳＨ入力までの消費電力を最小に抑えられる。
【００７８】
また、第３の実施形態に係る駆動装置の電源系統ではＶＳＬは、ＶＣＣの−１倍である。ＶＳＬは、ＶＣＣから反転ＤＣＤＣコンバータ２を用いて生成される。図１４のように、第３の実施形態に係る駆動装置の電源系統においても、第１の実施形態と同様に、ＶＳＨの生成にＤＣＤＣコンバータを使わないことによって、ＶＳＬの生成に反転ＤＣＤＣコンバータ２を用いても、電源系統全体では充分に消費電力低減効果が得られる。ＶＳＬがＶＣＣの−１倍なので、ＶＳＬは反転チャージポンプで得ることができる。特に非安定型チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので望ましい。ソース電流がゲート電流より大きいことについては、チャージポンプに大きなキャパシタを用いることで対応できる。
【００７９】
また、第３の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＧＬがＶＣＣの−２倍であるが、−３倍でもよい。ＴＦＴがｐチャネルの場合、充分にオン状態になるためには、ＶＧＬはＶＳＬより低いことが望ましい。そこで、ＶＧＬ値をＶＣＣの−２倍または−３倍にすることで、ＶＧＬを容易に得ることができる。そしてＶＧＬはＶＣＣから反転チャージポンプで生成することが望ましく、特に非安定化昇圧チャージポンプが望ましい。ゲート電流はソース電流に比べて小さくてよいので、チャージポンプでも充分まかなうことができる。特に非安定化チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので好ましい。
【００８０】
また、第３の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＴＦＴがｐチャネルであって、ＶＧＨがＶＣＣの１倍である。このため、第３の実施形態に係る駆動装置では、ソース電極にＶＳＬを書込むことで特定の画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＬを印加するフレームでは、ソース電極にＧＮＤ電位を書込むことで表示媒体に電位差０を印加し、ソース電極にＶＳＨ電位を書込むことで画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＨを印加するフレームでは、全表示媒体に電位差ＶＳＨ（すなわち、ＶＣＣ）を印加する。
【００８１】
ＴＦＴがｐチャネルでＶＧＨがＶＣＣ電圧の１倍の場合、ソース電圧がＶＳＬやＧＮＤの場合には充分にオフ状態になるが、ソース電圧がＶＳＨの場合には不十分なオフ状態になる。即ち、第ｉ行の画素電極にＶＳＨを書込もうとすると、同列他行の画素電極にもわずかにＶＳＨの書込みが行われ、表示のクロストークとなる。その影響をなくすため、第１色を書込むフレームと、第２色を書込むフレームとを区別する。第２色を書込むフレーム（ソース電極にＶＳＬを書込むことで特定の画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＬを印加するフレーム）では、ソース電極にＧＮＤ電位を書込むことで他の画素の表示媒体に電位差０を印加する。一方、第１色を書込むフレーム（ソース電極にＶＳＨを書込むことで画素電極に対応する表示媒体に電位差ＶＳＨを印加するフレーム）では、全表示媒体に電位差ＶＳＨを印加するので、クロストークが影響を与えない。
【００８２】
この方法では、同一フレーム内で画素Ａに第１色化、画素Ｂに第２色化を行うことや、同一フレーム内で、画素Ａに第１色化、画素Ｂに変化なしはできない。同一フレーム内で、画素Ａに第２色化、画素Ｂに変化なしや、同一フレーム内で全画素に第１色化はできる。
【００８３】
この場合の、（１）列配線の寄生容量の充放電に起因する消費について示す。１本の列配線に接続されたＣｇｓ、Ｃｓｃ、Ｃｓｐは各Ｎ個であり、１本の列配線に接続された静電容量Ｃ＝Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）である。列配線は、各行のデータに合わせて電圧を変更するので、最も多く充放電されるのは１行毎に第２色化と変化なしを書込む場合である。１フレームで消費される電力量は図２５のように計算できる。ただし、第２色（白）書込の電圧が−Ｖｓ、列配線抵抗（厳密には列配線抵抗と直列抵抗（ソースドライバの出力抵抗等）の和）がＲである。図２５のグラフで、横軸は時間ｔである。ソースドライバの正電源の電圧がＶＳＨ＝＋Ｖｓ、電流がＩＳＨ、負電源の電圧がＶＳＬ＝−Ｖｓ、電流がＩＳＬ、ＧＮＤ線の電圧がＶ０＝０、電流がＩ０である。正電源の消費電力がＰＳＨ、負電源の消費電力がＰＳＬ、ＧＮＤ線の消費電力Ｐ０＝０である。図２５では式を簡単にするために各充電波形の積分範囲をｔ＝０〜∞として表記しているが、時定数ＣＲより充分大きければよく、例えばｔ＝０〜３ＣＲでも電力量の９５％をカバーして近似的には同等である。１本の列配線で１フレームに消費される電力量は、Ｎ×Ｃ×（Ｖｓ）２／２である。よって、Ｍ本の列配線において１フレームに消費される電力量は、Ｍ×Ｎ×Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）／２×（Ｖｓ）２＝Ｍ×Ｎ２×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２／２である。最も消費される電力量が小さいのは列配線の電圧を変えない場合であり、１フレームで消費される電力量は０である。１フレームでの消費電力量にフレーム周波数ｆを乗ずることで、消費電力の最大値Ｍ×Ｎ２×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２／２が得られる。
【００８４】
この値は、第１の実施形態で示した１行毎に逆極性を書込む場合の約１／４であるが、（２）行配線の寄生容量充放電に起因する消費、（３）ＴＦＴ経由で蓄積容量の充電に起因する消費、（４）表示媒体の色を変化させることに起因する消費、よりも大きい。
【００８５】
図１４のように、ＶＳＨとＶＳＬの両方を用いる場合、ＶＳＨの生成にＤＣＤＣコンバータを使わないことによって、ＶＳＬの生成にＤＣＤＣコンバータ２を用いても、電源系統全体では充分に消費電力低減効果が得られる。ＶＳＬがＶＣＣの−１倍なので、ＶＳＬは反転チャージポンプで得ることができる。特に非安定型チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので望ましい。ソース電流がゲート電流より大きいことについては、チャージポンプに大きなキャパシタを用いることで対応できる。
【００８６】
そして、ＶＧＨ電位がＶＣＣ電位の１倍なので、ＶＧＨもＶＳＨと同じくＶＣＣから電源用アナログスイッチ３を介して得ることができ、新たにＶＧＨ生成用のＤＣＤＣコンバータを搭載する必要がない。これにより、ＶＧＨ生成用のＤＣＤＣコンバータの消費電力分を低減できる。
【００８７】
図１６に、図１４の反転チャージポンプの一例を示す。
【００８８】
［第４の実施形態］
第４の実施形態を説明するに当たり、従来の駆動回路の他の例を、図２９〜図３０に示す。図２９が駆動回路の電源系統図、図３０が電源系統を除いた駆動回路の回路図である。図２９〜図３０に示す駆動回路の動作を説明する。
【００８９】
図２９、図３０に示した駆動回路では、非書込時には、全電源が０Ｖになっている。
【００９０】
図２９に示す電源系統に入力電源兼論理電圧ＶＣＣ（例えば＋３．３Ｖ）が入力されると、図３０に示す駆動回路では、コントローラ４は、まず、Ｖｃｏｍ用アナログスイッチ５をオフにして対向電極電位をハイインピーダンスにする。また、図２９に示す電源系統は、ＶＣＣからソース用の高電圧ＶＳＨ（例えば＋１５Ｖ）、ゲート用の高電圧ＶＧＨ（例えば＋２０Ｖ）、低電圧ＶＧＬ（例えば−２０Ｖ）、対向電極９用の電圧Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆ（例えば−２Ｖ）、ＶｃｏｍＨ＝ＶＣＣ＋Ｖｇｆ（例えば＋１．３Ｖ）を作る。ＶＳＨ、ＶＧＨ、ＶＧＬ電圧を生成するには、ＤＣＤＣコンバータ２１〜２３を用いる。ＶＳＨはＶＣＣからコイルを用いた昇圧チョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ２１で作られ、ＶＧＨはＶＳＨから安定化昇圧チャージポンプ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ２２で作られる。ＶＧＬはＶＣＣからコイルを用いた反転チョッパ回路を用いたＤＣＤＣコンバータ２３で作られる。チョッパ回路は大電流を得やすいという利点があるが、小電流での効率が低い。チャージポンプは効率が良いという利点があるが、大電流が得にくい。安定化チャージポンプは、発振をオン・オフ制御することで出力電圧を一定値に保つタイプであるが、出力電圧をモニターしてフィードバック制御する必要があり、モニタリング回路で電力を消費するので効率が低い。電源用アナログスイッチ３は、論理電源ＶＣＣより遅れて電源を立ち上げられる。また、ＤＣＤＣコンバータ２１〜２３の入力側または出力側に電源用アナログスイッチ３を設けるか、あるいはＤＣＤＣコンバータ２１〜２３にイネーブル入力を設けて、論理電源ＶＣＣより遅れて電源を立ち上げるようにしてもよい。なお、Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆは絶対値が小さく電流も小さいので、ＶＳＨとＶＧＬから、あるいはｎチャネルの場合はＶＧＬとＧＮＤから、ｐチャネルの場合はＶＳＨとＧＮＤから、オペアンプ回路等によって容易に生成できる。ＶｃｏｍＨ＝Ｖｇｆ＋ＶＣＣも電流が小さいので、ＶＧＨとＧＮＤから、あるいはｎチャネルの場合はＶＳＨとＧＮＤから、オペアンプ回路等によって容易に生成できる。
【００９１】
画像書替を行う場合、ゲートドライバ６が、準備として、全行のゲート接続配線６ｗに非選択電圧を印加する。ＴＦＴがｎチャネルの場合に非選択電圧はＶＧＬ、選択電圧はＶＧＨである。ＴＦＴがｐチャネルの場合に非選択電圧はＶＧＨ、選択電圧はＶＧＬである。すなわち、非選択電圧はＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間を高抵抗状態にするゲート電圧であり、選択電圧はＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間を短絡状態にするゲート電圧である。
【００９２】
画素電極への電圧書込みは、以下のように行う。第１色に向けて変化させる場合、対向電極用アナログスイッチ５が、前面板９の対向電極に対向電極電位Ｖｃｏｍ＝Ｖｇｆを印加する。次に、ソースドライバ７が、第１行に印加すべき駆動データに基づいて、各列のソース接続配線７ｗにＶＳＨ、またはＧＮＤのうちいずれかを印加する。次に、ゲートドライバ６が、第１行のゲート接続配線６ｗに選択電圧を印加する。これにより、第１行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオン（導通）し、ソース電位がドレイン電極に接続された画素電極に書き込まれる。画素電極に書き込まれた電位は蓄積容量によって保持されるが、第１行のゲート接続配線６ｗを非選択電圧に戻して第１行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオフ（絶縁）になる際にＶｇｆだけずれ（加算され）て、画素電極の電位はＶＳＨ＋Ｖｇｆ、または０＋Ｖｇｆになる。対向電極電位がＶｇｆであるから、表示媒体にはＶＳＨ、または０が印加される。この電位差は、保持容量の存在によってほぼ保たれ、同じ画素電極に次回電圧が書き込まれるまで続く。
【００９３】
引き続き、第２行に印加すべき駆動データに基づいて、ソースドライバ７が、各列のソース接続配線７ｗにＶＳＨ、ＧＮＤのうちいずれかを印加する。次に、ゲートドライバ６が、第２行のゲート接続配線６ｗに選択電圧を印加する。これにより、第２行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオン（導通）し、ソース電位がドレイン電極に接続された画素電極に書き込まれる。第２行でも、第１行と同様に、画素電極に書き込まれた電位は蓄積容量によって保持されるため、第２行のゲート接続配線６ｗを非選択電圧に戻しても、表示媒体にはＶＳＨ、または０が印加され続ける。
【００９４】
さらに、上記と同様にして第３〜第Ｎ行（最終行）まで書き込むことで、１画面分を１回書き込むことができる。
【００９５】
図３０に示した駆動回路では、第２色に向けて変化させる場合、対向電極用アナログスイッチ５が、前面板９の対向電極に対向電極電位ＶｃｏｍＨ＝ＶＣＣ＋Ｖｇｆを印加する。次に、ソースドライバ７が、第１行に印加すべき駆動データに基づいて、各列のソース接続配線７ｗにＶＳＨ、またはＧＮＤのうちいずれかを印加する。次に、ゲートドライバ６が、第１行のゲート接続配線６ｗに選択電圧を印加する。これにより、第１行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオン（導通）し、ソース電位がドレイン電極に接続された画素電極に書き込まれる。画素電極に書き込まれた電位は蓄積容量によって保持されるが、第１行のゲート接続配線６ｗを非選択電圧に戻して第１行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオフ（絶縁）になる際にＶｇｆだけずれ（加算され）て、画素電極の電位はＶＳＨ＋Ｖｇｆ、または０＋Ｖｇｆになる。対向電極電位がＶｃｏｍＨ＝ＶＣＣ＋Ｖｇｆであるから、表示媒体には０、または−ＶＣＣが印加される。この電位差は、保持容量の存在によって保たれ、同じ画素電極に次回電圧が書き込まれるまで続く。
【００９６】
引き続き、第２行に印加すべき駆動データに基づいて、ソースドライバ７が、各列のソース接続配線７ｗにＶＳＨ、ＧＮＤのうちいずれかを印加する。次に、ゲートドライバ６が、第２行のゲート接続配線６ｗに選択電圧を印加する。これにより、第２行のＴＦＴのソース電極・ドレイン電極間がオン（導通）し、ソース電位がドレイン電極に接続された画素電極に書き込まれる。第２行でも、第１行と同様に、画素電極に書き込まれた電位は蓄積容量によって保持されるため、第２行のゲート接続配線６ｗを非選択電圧に戻しても、表示媒体には０、または−ＶＣＣが印加され続ける。
【００９７】
さらに、上記と同様にして第３〜第Ｎ行（最終行）まで書き込むことで、１画面分を１回書き込むことができる。
【００９８】
数フレーム〜数十フレームの書込みを行った後、対向電極電位をハイインピーダンスにして、画像書替が完了する。その後、終了動作として、全てのゲート接続配線６ｗの電位を０Ｖにし、全電源を０Ｖにする。
【００９９】
この方法では、同一フレーム内で画素Ａに第１色化、画素Ｂに第２色化を行うことができない。しかし、同一フレーム内で、画素Ａに第１色化、画素Ｂに変化なしはできる。また、同一フレーム内で、画素Ａに第２色化、画素Ｂに変化なしはできる。
【０１００】
この場合の、（１）列配線の寄生容量の充放電に起因する消費について示す。１本の列配線に接続されたＣｇｓ、Ｃｓｃ、Ｃｓｐは各Ｎ個であり、１本の列配線に接続された静電容量Ｃ＝Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）である。列配線は、各行のデータに合わせて電圧を変更するので、最も多く充放電されるのは１行毎に第１色化と変化なしを書込む場合（図２４）か、あるいは１行毎に第２色化と変化なしを書込む場合（図２６）である。１フレームで消費される電力量は図２４または図２６のように計算できる。どちらの場合でも、１本の列配線で１フレームに消費される電力量は、Ｎ×Ｃ×（Ｖｓ）２／２である。よって、Ｍ本のソース配線において１フレームに消費される電力量は、Ｍ×Ｎ×Ｎ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）／２×（Ｖｓ）２＝Ｍ×Ｎ２×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２／２である。最も消費される電力量が小さいのは列配線の電圧を変えない場合であり、１フレームで消費される電力量は０である。１フレームでの消費電力量にフレーム周波数ｆを乗ずることで、消費電力の最大値Ｍ×Ｎ２×ｆ×（Ｃｇｓ＋Ｃｓｃ＋Ｃｓｐ／／Ｃｓ）×（Ｖｓ）２／２が得られる。
【０１０１】
この値は、第１の実施形態で示した１行毎に逆極性を書込む場合の約１／４であるが、（２）行配線の寄生容量の充放電する消費、（３）ＴＦＴ経由で蓄積容量の充電に起因する消費、（４）表示媒体の色を変化させることに起因する消費、よりも大きい。
【０１０２】
ソース電流の最大値の方がゲート電流より大きいので、ソースドライバ７での消費電力の方がゲートドライバ６での消費電力より大きい。また、ＶＳＨを作るＤＣＤＣコンバータ２１の方がＶＧＨやＶＧＬを作るＤＣＤＣコンバータ２２、２３よりも大電流が要求されるので、ＶＳＨを作るＤＣＤＣコンバータ２１の効率が悪くなる。なぜなら、一般に、ＤＣＤＣコンバータの効率は出力電流によって変化するので、ソース電流のように表示画像によって値が大きく変化する場合に全領域で効率を良くするのが困難だからである。
【０１０３】
そこで本発明では、駆動回路における消費電力を抑制するために、ＶＳＨをＶＣＣに等しくしてＤＣＤＣコンバータを省略する。本発明の第４の実施形態に係る駆動回路の電源系統図を図１７に示し、電源系統を除いた駆動回路の回路図を図１８に示す。
【０１０４】
図１７に示すように、第４の実施形態に係る駆動回路の電源系統と、第１の実施形態に係る駆動回路の電源系統との相違は、第４の実施形態に係る駆動回路の電源系統がＶＳＬを生成しない点である。なお、第４の実施形態に係る駆動回路の電源系統を除いた部分は、図１８に示すように、図３０で示した従来技術と同じであるため、説明は省略する。
第４の実施形態でも、ＶＳＨをＤＣＤＣコンバータで新たに作る必要がなく、即ちＶＳＨを得る効率が１００％となる。
【０１０５】
また、ＶＳＨは第１の実施形態と同様に、ソースドライバ７のＶＳＨ電源入力にアナログスイッチ３のみを介して接続している。これにより、ＶＳＨ入力までの消費電力を最小に抑えられる。
【０１０６】
また、第４の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＧＨがＶＣＣの２倍であるが、ＶＣＣ電位の３倍でもよい。ＴＦＴが充分にオン状態になるためには、ＶＧＨはＶＳＨより大きいことが望ましい。そこで、ＶＧＨ値をＶＣＣの２倍または３倍にすることで、ＶＧＨを容易に得ることができる。そしてＶＧＨはＶＣＣから昇圧チャージポンプで生成することが望ましく、特に非安定化昇圧チャージポンプが望ましい。ゲート電流はソース電流に比べて小さくてよいので、チャージポンプでも充分まかなうことができる。特に非安定化チャージポンプは、安定化チャージポンプよりも効率が大きいので好ましい。
【０１０７】
また、第４の実施形態に係る駆動装置の電源系統では、ＶＧＬがＶＣＣの−１倍であり、ソース電位がＶＳＨおよびＧＮＤのいずれかに変化可能であり、対向電極電位が書替時はＶｃｏｍ＝ＶｇｆまたはＶｃｏｍＨ＝ＶＣＣ＋Ｖｇｆであり、非書替時はハイインピーダンスであり、対向電極電位がＶｃｏｍ＝Ｖｇｆの時にソース電極にＶＳＨ電位を書込むことで特定の画素の表示媒体に電位差ＶＳＨを印加し、ソース電極にＧＮＤを書込むことで特定の画素の表示媒体に電位差０を印加し、対向電極電位がＶｃｏｍＨ＝ＶＣＣ＋Ｖｇｆの時にソース電極にＧＮＤ電位を書込むことで特定の画素に対応する表示媒体に電位差−ＶＣＣを印加し、ソース電極にＶＳＨ電位を書込むことで特定の画素の表示媒体に電位差０を印加する。図１７〜図１９のように、ＶＳＨのみを用いてＶＳＬを用いない場合、ＶＳＨの生成にＤＣＤＣコンバータを使わないことによって、ＤＣＤＣコンバータを削減でき、大きな消費電力低減効果が得られる。
【０１０８】
ＶＧＬ電位がＶＣＣ電位の−１倍なので、ＶＧＬを非安定型反転チャージポンプで得ることができる。
【０１０９】
なお、第１色書込フレームと第２色書込フレームの間で行われるＶｃｏｍ・ＶｃｏｍＨ切替時には、Ｃｐ／／Ｃｓを充電するＭ×Ｎ×（Ｃｐ／／Ｃｓ）×（ΔＶｃｏｍ）２の電力量を消費する。しかしＣｐが小さいので、この値は（３）蓄積容量の充電に起因する消費に比べて充分に小さい。また、対向電極電位は各フレーム内では一定であり、Ｖｃｏｍ・ＶｃｏｍＨ切替の頻度はフレーム周波数より小さい。以上により、考慮から除外できる。
【０１１０】
なお、本発明においてＶＳＨ＝ＶＣＣにすることは、従来よりも低電圧で駆動する場合が多い。しかし、表示媒体の色変化量は印加電圧×印加時間に依存するので、印加電圧が低下した分、印加時間を延ばせばよい。また、論理電圧ＶＣＣは＋３．３Ｖに限定されず、例えば＋２．５Ｖでもよいし、＋５Ｖでもよい。印加電圧が増加した場合には、印加時間を短くすればよい。
【０１１１】
以上の説明から理解できるように、本発明の実施形態に係る駆動回路には、以下の効果がある。すなわち、表示装置の書替時の消費電力量を低減することができる。このため、ＲＦＩＤを用いた表示装置に適用でき、電池内蔵タイプの表示装置においては電池交換頻度を減らすことができる。また、ＲＦ電波から電力変換するタイプの表示装置の場合は、書替可能距離を長くすることができる。
【実施例】
【０１１２】
（実施例１）
図１〜図４に示す駆動回路を作製した。背面板８は有機ＴＦＴアレイ（ｐチャネル）である。駆動回路は、列配線（ソース配線）数Ｍ＝６９０、行配線（ゲート配線）数Ｎ＝１９２、ＶＣＣ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＨ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＬ＝−３．３Ｖ、ＶＧＨ＝＋６．６Ｖ、ＶＧＬ＝−６．６Ｖ、Ｖｃｏｍ＝＋０．８Ｖとした。
書替は１ｓであるが、黒白１行毎ストライプ画像書込の消費電力は１０ｍＷ（消費電力量は１０ｍＪ、１フレーム当りの消費電力量は０．２ｍＪ）であった。
【０１１３】
（実施例２）
図１１〜図１３に示す駆動回路を作製した。背面板８は非晶質Ｓｉ−ＴＦＴアレイ（ｎチャネル）である。駆動回路は、列配線数Ｍ＝６９０、行配線数Ｎ＝１９２、ＶＣＣ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＨ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＬ＝−３．３Ｖ、ＶＧＨ＝＋６．６Ｖ、ＶＧＬ＝−３．３Ｖ、Ｖｃｏｍ＝−０．６Ｖとした。
書替は、全白書込が１ｓ、黒画像書込が１ｓの、計２ｓであるが、黒１行毎ストライプ書込部分の消費電力は３ｍＷ（黒１行毎ストライプ書込部分の消費電力量は３ｍＪ、１フレーム当りの消費電力量は０．０６ｍＪ）であった。
【０１１４】
（実施例３）
図１４〜図１６に示す駆動回路を作製した。背面板８は有機ＴＦＴアレイ（ｐチャネル）である。駆動回路は、列配線数Ｍ＝６９０、行配線数Ｎ＝１９２、ＶＣＣ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＨ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＬ＝−３．３Ｖ、ＶＧＨ＝＋３．３Ｖ、ＶＧＬ＝−６．６Ｖ、Ｖｃｏｍ＝＋０．６Ｖとした。
書替は、全黒書込が１ｓ、白画像書込が１ｓの、計２ｓであるが、白１行毎ストライプ書込部分の消費電力は３ｍＷ（白１行毎ストライプ書込部分の消費電力量は３ｍＪ、１フレーム当りの消費電力量は０．０６ｍＪ）であった。
【０１１５】
（実施例４）
図１７〜図１９に示す駆動回路を作製した。背面板８は有機ＴＦＴアレイ（ｐチャネル）である。駆動回路は、列配線数Ｍ＝６９０、行配線数Ｎ＝１９２、ＶＣＣ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＨ＝＋３．３Ｖ、ＶＧＨ＝＋６．６Ｖ、ＶＧＬ＝−３．３Ｖ、Ｖｃｏｍ＝＋０．６Ｖ、または＋３．９Ｖとした。
書替は、白画像書込が１ｓ、黒画像書込が１ｓの、計２ｓであるが、白１行毎ストライプ書込部分や黒１行毎ストライプ書込部分の消費電力は３ｍＷ（全画像書込の消費電力量は６ｍＪ、１フレーム当りの消費電力量は０．０６ｍＪ）であった。
【０１１６】
（比較例１）
図２７〜図２８に示す駆動回路を作製した。背面板８は有機ＴＦＴアレイ（ｐチャネル）である。駆動回路は、列配線数Ｍ＝６９０、行配線数Ｎ＝１９２、ＶＣＣ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＨ＝＋１５Ｖ、ＶＳＬ＝−１５Ｖ、ＶＧＨ＝＋２０Ｖ、ＶＧＬ＝−２０Ｖ、Ｖｇｆ＝＋２．６Ｖとした。
書替は２００ｍｓであるが、黒白１行毎ストライプ画像書込の消費電力は５００ｍＷ（消費電力量は１００ｍＪ、１フレーム当りの消費電力量は１０ｍＪ）であった。
【０１１７】
（比較例２）
図２９〜図３０に示す駆動回路を作製した。背面板８は非晶質Ｓｉ−ＴＦＴアレイ（ｎチャネル）である。駆動回路は、列配線数Ｍ＝６９０、行配線数Ｎ＝１９２、ＶＣＣ＝＋３．３Ｖ、ＶＳＨ＝＋１５Ｖ、ＶＧＨ＝＋２０Ｖ、ＶＧＬ＝−１５Ｖ、Ｖｃｏｍ＝−２．３Ｖ、または＋１２．７Ｖとした。
書替は、白画像書込が２００ｍｓ、黒画像書込が２００ｍｓの、計４００ｍｓであるが、白１行毎ストライプ書込部分と黒１行毎ストライプ書込部分の消費電力は３００ｍＷ（全画像書込の消費電力量は１２０ｍＪ、１フレーム当りの消費電力量は６ｍＪ）であった。
【０１１８】
以上の結果から、実施例１〜４に係る駆動回路において、比較例１、２に係る駆動回路よりも画像書替時の消費電力を低減できることが確認された。
【産業上の利用可能性】
【０１１９】
本発明は、ＴＦＴアレイと電気泳動媒体を組合せた電子ペーパー表示装置に適用できる。
【符号の説明】
【０１２０】
１    …  昇圧ＤＣＤＣコンバータ
２    …  反転ＤＣＤＣコンバータ
３    …  電源用アナログスイッチ
４    …  コントローラ
５    …  対向電極用アナログスイッチ
５ｗ  …  対向電極接続配線
６    …  ゲートドライバ
６ｗ  …  ゲート接続配線
７    …  ソースドライバ
７ｗ  …  ソース接続配線
８    …  背面板
９    …  前面板
１０    …  発振器
１１    …  受信アンテナ
１２    …  受信ＩＣ
１３    …  ＲＦＩＤ
２１    …  昇圧ＤＣＤＣコンバータ（チョッパ型）
２２    …  昇圧ＤＣＤＣコンバータ（安定化チャージポンプ型）
２３    …  反転ＤＣＤＣコンバータ（チョッパ型）
２４    …  昇圧ＤＣＤＣコンバータ（安定化チャージポンプ型）
【図１】
2020098274.tif 000003
【図２】
2020098274.tif 000004
【図３】
2020098274.tif 000005
【図４】
2020098274.tif 000006
【図５】
2020098274.tif 000007
【図６】
2020098274.tif 000008
【図７】
2020098274.tif 000009
【図８】
2020098274.tif 000010
【図９】
2020098274.tif 000011
【図１０】
2020098274.tif 000012
【図１１】
2020098274.tif 000013
【図１２】
2020098274.tif 000014
【図１３】
2020098274.tif 000015
【図１４】
2020098274.tif 000016
【図１５】
2020098274.tif 000017
【図１６】
2020098274.tif 000018
【図１７】
2020098274.tif 000019
【図１８】
2020098274.tif 000020
【図１９】
2020098274.tif 000021
【図２０】
2020098274.tif 000022
【図２１】
2020098274.tif 000023
【図２２】
2020098274.tif 000024
【図２３】
2020098274.tif 000025
【図２４】
2020098274.tif 000026
【図２５】
2020098274.tif 000027
【図２６】
2020098274.tif 000028
【図２７】
2020098274.tif 000029
【図２８】
2020098274.tif 000030
【図２９】
2020098274.tif 000031
【図３０】
2020098274.tif 000032