(57)【要約】【課題】スイッチング素子に対して広い電圧範囲の電力を供給することのできるフローティングドライバを安価に提供する。【解決手段】本発明のフローティングドライバ１は、入力電源ＶＤＤに接続されている、第一のスイッチＳＷ１と、第一のコンデンサＣ１と、第二のスイッチＳＷ２からなる電源部と、第三のスイッチＳＷ３及び第四のスイッチＳＷ４からなる駆動部と、スイッチング素子Ｍ１に電力を供給する第五のスイッチＳＷ５からなる放電部と、を備えている。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
異なる電位の電力を供給してスイッチング素子を駆動するフローティングドライバであって、
入力電源に接続されている、第一のスイッチと、第一のコンデンサと、第二のスイッチからなる電源部と、
第三のスイッチ及び第四のスイッチからなる駆動部と、
前記スイッチング素子に電力を供給する第五のスイッチからなる放電部と、
を備えていることを特徴とするフローティングドライバ。
【請求項２】
前記第一のスイッチ、前記第二のスイッチ、前記第三のスイッチ、前記第四のスイッチ、および前記第五のスイッチの開閉操作を行う制御部をさらに備えており、
前記制御部が、
入力電源にオン状態の前記第一のスイッチと前記第一のコンデンサとオン状態の前記第二のスイッチとを直列接続して前記第一のコンデンサを充電する充電形態と、
オン状態の前記第四のスイッチと前記第一のコンデンサとオン状態の前記第五のスイッチと前記スイッチング素子とを直列接続してスイッチング素子に電力を供給する電源供給形態と、
を交互に切り替えて、スイッチング素子に電力を供給することを特徴とする請求項１に記載のフローティングドライバ。
【請求項３】
前記制御部が、前記充電形態と前記電源供給形態とを、前記スイッチング素子の電圧がなくなるよりも早いタイミングで切り替えて、前記スイッチング素子への電力の供給を途切れることなく継続することを特徴とする請求項２に記載のフローティングドライバ。
【請求項４】
前記第一のスイッチ、前記第二のスイッチ、前記第三のスイッチ、前記第四のスイッチ、および前記第五のスイッチの開閉操作を行う制御部をさらに備えており、
前記制御部が、
オン状態の前記第一のスイッチと前記第一のコンデンサとオン状態の前記第二のスイッチとを直列接続して前記第一のコンデンサを充電し、且つ前記第四のスイッチと前記第五のスイッチとをオフとし、更にオン状態の前記第三のスイッチと前記スイッチング素子とを直列接続する、電源遮断形態と、
オン状態の前記第四のスイッチと前記第一のコンデンサとオン状態の前記第五のスイッチと前記スイッチング素子とを直列接続してスイッチング素子に電力を供給する電源供給形態と、
を交互に切り替えることで、スイッチング素子をオン状態とオフ状態に交互に切り替えることを特徴とする請求項１に記載のフローティングドライバ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フローティングドライバに関する。ここでいうフローティングドライバとは、異なる電位の電力を供給してスイッチング素子を駆動する駆動回路のことである。言い換えれば、本発明は、スイッチング素子に広い電圧範囲の電源を供給することのできる駆動回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
電源装置やモータなど様々なシステムの中で、電流のオンとオフを切り替えるスイッチング素子が広く使用されている。複数段で構成されているスイッチング素子を駆動する場合は、それぞれのスイッチング素子に対して異なる基準電位の電力を出力する必要があり、これまではそれぞれのスイッチング素子に対して別電源を生成して電力を供給していた。たとえば、スイッチング素子がＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴで構成されている場合、オンとオフの切り替え制御には、駆動回路によってＭＯＳＦＥＴに所定の閾値電圧よりも高いゲート電圧を出力する必要がある。図６および図７に所定の電圧を供給するための従来のスイッチング電源の回路図を示す。
【０００３】
図６の回路図は、チャージポンプ方式のスイッチング電源の一例を示している。この回路は、２つのコンデンサＣ１１，Ｃ１２を並列に接続し、それぞれのコンデンサに電荷を蓄え、ツェナーダイオードのようなスイッチ手段によってクランプし、コンデンサの接続を直列にして約２倍の電圧を得ている。コンデンサの数を増やすことによって原理上は任意倍率で昇圧した電圧が得られるが、一方で、接続の段数を上げるごとに電圧降下し、またクランプで電力を消費する。このため、高い電圧を取得するのは困難になる。特許文献１には、プリント配線基板上の実装面積削減を目的としたチャージポンプとこれを用いた電源装置が開示されている。
【０００４】
図７の回路図は、ブートスストラップ方式のスイッチング電源の一例を示している。ハーフブリッジを形成している出力ＭＯＳＦＥＴのＭ１１とＭ１２にＮチャネルのパワーＭＯＳＦＥＴを用いており、Ｍ１３からＭ１７がバッファーである。スイッチング用の信号源はＶＣＫで、負荷として抵抗ＲＬを接続している。図７のスイッチング電源は、電源ＶＤＤの電圧に対して、信号源ＶＣＫのデューティ比に従って降圧した電圧を出力する。ブートストラップ方式では、基準電圧が０Ｖとなった時点で任意のスイッチング素子用電力を充電することができるが、この方式では、あるタイミングで０Ｖとなる瞬間を必要とするため、複数段で構成されるスイッチング素子の駆動には適していない。特許文献２には、軽負荷や無負荷であっても、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサに充電が可能なブートストラップ回路が開示されている。
【０００５】
このほか、ＤＣＤＣコンバータを用いてスイッチング素子の基準電圧とは異なる一定の出力電位を得る方法があるが、チャージポンプ方式やブートストラップ方式と比較して、より複雑で高コストな回路構成となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１３−７４７１３号公報
【特許文献２】特開２００９−１０６１１５公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
電位差のある回路の中で、複数のスイッチング素子に異なる電位の電力を供給する場合、従来は、回路が複雑化し、高価なものとなる傾向があった。また、安定した素子の駆動が困難となる場合があった。
【０００８】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子に対して広い電圧範囲の電力を供給することのできる駆動回路を安価に提供することを解決すべき課題としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
請求項１にかかる発明は、異なる電位の電力を供給してスイッチング素子を駆動するフローティンドライバに関する。本発明のフローティングドライバは、入力電源に接続されている、第一のスイッチと、第一のコンデンサと、第二のスイッチからなる電源部と、第三のスイッチ及び第四のスイッチからなる駆動部と、スイッチング素子に電力を供給する第五のスイッチからなる放電部と、を備えていることを特徴とする。
【００１０】
本発明のフローティングドライバは、第一のスイッチ、第二のスイッチ、第三のスイッチ、第四のスイッチ、および第五のスイッチの開閉操作を行う制御部をさらに備えていることが好ましい。本発明の制御部は、入力電源と、オン状態の第一のスイッチと、第一のコンデンサと、オン状態の第二のスイッチとを直列接続して第一のコンデンサを充電する充電形態を具現化する。また制御部は、オン状態の第四のスイッチと、第一のコンデンサと、オン状態の第五のスイッチと、スイッチング素子とを直列接続して電力を供給する電源供給形態を具現化する。そして制御部は、充電形態と電源供給形態とを交互に切り替えて、スイッチング素子に電力を供給する。
【００１１】
本発明のフローティングドライバの制御部は、充電形態と電源供給形態とを、スイッチング素子の電圧がなくなるよりも早いタイミングで切り替えて、スイッチング素子への電力の供給を途切れることなく継続することができる。
【００１２】
また、本発明のフローティングドライバの制御部は、オン状態の第一のスイッチと第一のコンデンサとオン状態の第二のスイッチとを直列接続して第一のコンデンサを充電し、且つ第四のスイッチと第五のスイッチとをオフとし、更にオン状態の第三のスイッチとスイッチング素子とを直列接続する、電源遮断形態を具現化することができる。また制御部は、オン状態の第四のスイッチと第一のコンデンサとオン状態の第五のスイッチとスイッチング素子とを直列接続してスイッチング素子に電力を供給する電源供給形態と、を具現化することができる。制御部は、電源遮断形態と電源供給形態とをを交互に切り替えることで、スイッチング素子をオン状態とオフ状態に交互に切り替えることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明に係るフローティングドライバは、これまで別電源を生成して供給する必要があった複数のスイッチング素子の駆動回路に対して、単一の入力電源を用いて駆動することができる。
【００１４】
本発明にかかるフローティングドライバは、基準の異なる複数のスイッチング素子や、複数段で構成されるスイッチング素子を、従来よりも低コストで駆動することができる。
【００１５】
本発明にかかるフローティングドライバは、従来のチャージポンプ方式やブートストラップ方式のような制限を受けることなくスイッチング素子を駆動する回路を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、本発明の実施形態に従ったフローティングドライバの回路構成を示す回路である。
【図２】図２は、本発明のフローティングドライバの充電形態を模式的に示す回路図である。
【図３】図３は、本発明のフローティングドライバの電源供給形態を模式的に示す回路図である。
【図４】図４は、本発明のフローティングドライバの継続的な電源供給の状態を模式的に示す回路図である。
【図５】図５は、本発明のフローティングドライバのＰＷＭ制御を模したオンとオフの切り替え制御の内容を模式的に示す回路図である。
【図６】図６は、従来例のチャージポンプ方式の回路図である。
【図７】図７は、従来例のブートストラップ方式の回路図である。
【図８】図８は、実施例のフローティングドライバの回路図である。
【図９】図９は、実施例のフローティングドライバのＰＷＭ制御を模したオンとオフの切り替え制御で得られる電圧の経時変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、図面を参照しつつ、本発明のフローティングドライバについて、最も好適な実施形態を説明する。図１に、本発明の一実施形態であるフローティングドライバ１の回路構成を示す。
【００１８】
本実施形態のフローティングドライバ１は、直流電源である電源ＶＤＤに接続されている、第一のスイッチＳＷ１と、第一のコンデンサＣ１と、第二のスイッチＳＷ２からなる電源部と、第三のスイッチＳＷ３及び第四のスイッチＳＷ４からなる駆動部と、スイッチング素子Ｍ１に電力を供給する第五のスイッチＳＷ５からなる放電部と、を備えている。第四のスイッチＳＷ４はコンデンサＣ１とスイッチング素子Ｍ１のソース側とを接続しており、第五のスイッチＳＷ５は、第一のスイッチＳＷ１とスイッチング素子Ｍ１のゲート側とを接続している。また、第三のスイッチＳＷ３は、スイッチング素子Ｍ１のゲートとソースの間に設置されている。
【００１９】
第一のスイッチＳＷ１から第五のスイッチＳＷ５までは、電子開閉スイッチでありトランジスタ、ＭＯＳ−ＦＥＴ等で形成することができる。あるいは、第一のスイッチＳＷ１と第五のスイッチＳＷ５を、ダイオードで形成することができる。また、本実施形態において、スイッチング素子Ｍ１は、ＦＥＴまたはトランジスタで形成することができる。たとえば、スイッチング素子Ｍ１に、絶縁ゲート型バイポーラートランジスタを適用することができる。
【００２０】
本実施形態のフローティングドライバは、第一のスイッチＳＷ１、第二のスイッチＳＷ２、第三のスイッチＳＷ３、第四のスイッチＳＷ４、および第五のスイッチの開閉操作を行う、図示されない制御部をさらに備えている。制御部は、フローティングドライバを、充電形態と、電源供給形態とに交互に切り替えることによって、スイッチング素子Ｍ１に所定の電位の電力を供給することができる。
【００２１】
図２に、充電形態のフローティングドライバ１を示す。制御部は、第一のコンデンサＣ１を充電するために、第一のスイッチＳＷ１と第二のスイッチＳＷ２をオン状態にする。第一のスイッチＳＷ１は電源ＶＤＤの正極側に接続されており、第二のスイッチＳＷ２は電源ＶＤＤの負極側に接続されており、第一のコンデンサＣ１は第一のスイッチＳＷ１と第二のスイッチＳＷ２の間に配置されているので、第一のスイッチＳＷ１と第二のスイッチＳＷ２とがオン状態になると、電源ＶＤＤと第一のスイッチＳＷ１と第一のコンデンサＣ１と第二のスイッチＳＷ２とが図中太線で示されているように直列接続された状態となる。図中の矢印Ａの方向に電流が供給されて、第一のコンデンサＣ１が充電される。
【００２２】
図３に、電源供給形態のフローティングドライバ１を示す。制御部は、第一のコンデンサＣ１の充電状態を監視しており、所定の電荷が保存されたことを確認し、第一のスイッチＳＷ１と、第二のスイッチＳＷ２と、第三のスイッチＳＷ３をオフ状態にする。同時に、第四のスイッチＳＷ４と第五のスイッチＳＷ５とをオン状態にする。これにより、第五のスイッチＳＷ５と、充電されている第一のコンデンサと、第四のスイッチＳＷ４と、スイッチング素子Ｍ１とが図中太線で示されているように直列接続されて、矢印Ｂの方向に電流が流れ、スイッチング素子Ｍ１に所定のゲート電圧が供給される。
【００２３】
図４に、スイッチング素子Ｍ１に対して、しきい値電圧以上の電力を継続的に供給する場合の、制御部の行う制御を示す。制御部は、電源供給を途切れることなく継続する場合、図４左側に示す充電形態と、図４右側に示す電源供給形態とを交互に行う。このとき、第三のスイッチＳＷ３はオフの状態に維持される。制御部は、スイッチング素子Ｍ１の電圧がしきい値未満となるよりも早いタイミングで充電形態と電源供給形態とを切り替えることで、スイッチング素子Ｍ１へのしきい値電圧以上のゲート電圧の供給を途切れさせることなく継続することができる。チャージポンプ法によってこのような継続的な電源供給を行う場合、スイッチング素子の基準電圧に応じた必要な段数の電圧増幅が必要である。また、ブートストラップ方式に基づいた場合、図４に示したような回路は駆動することができない。しかし、本発明の実施形態に基づけば、チャージポンプ方式やブートストラップ方式と同等の費用で、スイッチング素子を駆動することができる。
【００２４】
図５に、スイッチング素子Ｍ１に供給する電力を周期的にオンオフ制御する場合に制御部が行う切り替え状態を模式的に示す。制御部は、図５左側に示す充電形態と、図５右側に示す電源遮断形態とを交互に切り替える。電源遮断形態とするとき、制御部は、第一のスイッチＳＷ１と、第二のスイッチＳＷ２と、第三のスイッチＳＷ３とをオン状態に制御し、同時に、第四のスイッチＳＷ４と第五のスイッチＳＷ５とをオフ状態に制御する。これにより、第一のコンデンサＣ１を充電すると同時に、第三のスイッチとスイッチング素子とが直列接続となった回路が形成されて、スイッチング素子Ｍ１は電源ＶＤＤから遮断される。
【００２５】
制御部が、電源供給形態と電源遮断形態とを周期的に切り替えることで、スイッチング素子Ｍ１に供給される電力は周期的に供給と遮断を繰り返すことになり、スイッチング素子Ｍ１が周期的にオン状態とオフ状態に切り替わる。このようなスイッチング素子Ｍ１の周期的なオンオフ制御は、結果として、スイッチング素子Ｍ１のパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を可能とする。同様の制御をチャージポンプ方式で行う場合、スイッチング素子の基準電圧に応じた必要な段数の電圧増幅が必要となる。またブートストラップ方式では、図５に示した様な回路は駆動できない。しかし、本発明の実施形態に基づけば、チャージポンプ方式やブートストラップ方式と同等の費用で、スイッチング素子を駆動することができる。
【実施例】
【００２６】
本発明を具現化したフローティングドライバの実施例について説明する。図８に、本実施例のフローティングドライバの回路図を示す。本実施例では、電源ＶＤＤに、定格１２Ｖの直流電源を用いている。第一のスイッチＳＷ１と第五のスイッチＳＷ５にはダイオードを用いている。第二のスイッチＳＷ２と第三のスイッチＳＷ３には、ＮＰＮドライバ用トランジスタを用いている。第四のスイッチＳＷ４には、ＰＮＰドライバ用トランジスタを用いている。以上の構成により、スイッチング素子Ｍ１には、図９に示すように、電源ＶＤＤからダイオードの電圧降下を除いた電圧を示す特性を有するゲート電圧が供給される。スイッチング素子Ｍ１には、ソースドレイン間電圧―８０ＶのＭＯＳ−ＦＥＴを用いている。
【００２７】
実施例のフローティングドライバ１を電源供給形態と電源遮断形態とを周期的に切り替えることで、スイッチング素子Ｍ１が出力する電圧の波形図を図９に示す。図中、符号Ｖｉｎで示した信号波形は、スイッチング素子Ｗ１に第三のスイッチＳＷ３から入力されるゲート電圧を示している。また図中、太線で示した正弦波状の曲線は、スイッチング素子Ｍ１のソース電圧波形をしている。
【００２８】
本実施例のフローティングドライバ１によって、簡易な構成であるにもかかわらず、スイッチング素子Ｗ１に対して広い電圧範囲で電力を供給することができる。本実施例のフローティングドライバ１は、より安価に構成することができ、しかも安定してスイッチング素子Ｗ１を駆動することができる。
【００２９】
本実施例で説明したフローティングドライバの構成は、適宜変更が可能である。例えば、要求されるスイッチング素子の電圧に応じて、スイッチとコンデンサの種類および配置を変更することが可能であり、電圧の変換やのためのトランジスタ等を逐次追加することができる。
【産業上の利用可能性】
【００３０】
本発明に係るフローティングドライバは、車両、電気製品、そのほか任意の産業用機器に好適に搭載される。
【符号の説明】
【００３１】
１    フローティングドライバ
ＶＤＤ  入力電源
ＳＷ１  第一のスイッチ
ＳＷ２  第二のスイッチ
ＳＷ３  第三のスイッチ
ＳＷ４  第四のスイッチ
ＳＷ５  第五のスイッチ
Ｃ１    第一のコンデンサ
Ｍ１    スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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