(57)【要約】【課題】車両制御用通信信号へ擾乱を与える虞を回避しつつ、き電線に流出するノイズ電流の量を低減する電鉄用アクティブフィルタ備えた電力変換装置を提供する。【解決手段】電鉄用アクティブフィルタとして、平滑コンデンサを備え車両加減速用モータを駆動するインバータの入力側に接続される変圧器と、半導体スイッチング素子の直列回路で構成されるアーム回路と、アーム回路と変圧器との間に直列に接続される高調波フィルタ回路と、記高調波フィルタ回路と変圧器との間を通電する第１の電流を検出する第１の電流センサとを備え、第１の電流の検出信号に基づいてアーム回路のスイッチング信号を制御する。【選択図】図１
2020145891.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
平滑コンデンサを備え車両加減速用モータを駆動するインバータの入力側に接続される変圧器と、
半導体スイッチング素子の直列回路で構成されるアーム回路と、
前記アーム回路と前記変圧器との間に直列に接続される高調波フィルタ回路と、
前記高調波フィルタ回路と前記変圧器との間を通電する第１の電流を検出する第１の電流センサと
を備え、
前記第１の電流の検出信号に基づいて前記アーム回路のスイッチング信号を制御する
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載の電鉄用アクティブフィルタであって、
前記変圧器は、直流き電の電源から前記インバータの入力側に至る直流線路に接続される
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタ。
【請求項３】
請求項１または２に記載の電鉄用アクティブフィルタであって、
前記変圧器、前記高調波フィルタ回路および前記平滑コンデンサにより構成される共振回路の共振周波数が、前記インバータを搭載する車両に対する車両制御用通信信号の周波数に比べて低い
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタ。
【請求項４】
請求項１から３のいずれか１項に記載の電鉄用アクティブフィルタであって、
前記直流線路と前記インバータとの間を通電する第２の電流を検出する第２の電流センサを備え、
前記第２の電流の検出値に基づいて前記アーム回路の出力電流に対する指令値を算出する
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタ。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の電鉄用アクティブフィルタであって、
前記アーム回路は、前記直列回路として前記半導体スイッチング素子を直列接続したアーム１組または２組から構成され、当該１組または２組の前記アームをスイッチングによりＰＷＭ制御するための搬送波信号の供給を受ける
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタ。
【請求項６】
請求項５に記載の電鉄用アクティブフィルタであって、
前記アーム回路が前記２組のアームから構成される場合に、当該２組のアームそれぞれに対する前記搬送波信号は互いに位相が異なる
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタ。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の電鉄用アクティブフィルタおよび前記インバータを具備する電力変換装置。
【請求項８】
請求項７に記載の電力変換装置を搭載する鉄道車両。
【請求項９】
平滑コンデンサを備え車両加減速用モータを駆動するインバータの入力側に接続される変圧器と、
半導体スイッチング素子の直列回路で構成されるアーム回路と、
前記アーム回路と前記変圧器との間に直列に接続される高調波フィルタ回路と
から構成される電鉄用アクティブフィルタの制御方法であって、
前記高調波フィルタ回路と前記変圧器との間を通電する第１の電流を検出し、
前記第１の電流の検出値に基づいて前記アーム回路のスイッチング信号を制御する
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタの制御方法。
【請求項１０】
請求項９に記載の電鉄用アクティブフィルタの制御方法であって、
前記変圧器は、前記直流き電の電源から前記インバータの入力側に至る直流線路に接続される
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタの制御方法。
【請求項１１】
請求項９または１０に記載の電鉄用アクティブフィルタの制御方法であって、
前記変圧器、前記高調波フィルタ回路および前記平滑コンデンサにより構成される共振回路の共振周波数を、前記インバータを搭載する車両に対する車両制御用通信信号の周波数より低い値に設計する
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタの制御方法。
【請求項１２】
請求項９から１１のいずれか１項に記載の電鉄用アクティブフィルタの制御方法であって、
前記直流き電の電源から前記インバータの入力側に至る前記直流線路を通電する第２の電流を検出し、
前記第２の電流の検出値を基づいて前記アーム回路の出力電流に対する指令値を算出する
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタの制御方法。
【請求項１３】
請求項９から１２のいずれか１項に記載の電鉄用アクティブフィルタの制御方法であって、
前記アーム回路が前記直列回路として前記半導体スイッチング素子を直列接続したアーム２組から構成される場合に、該アーム２組それぞれに対する前記スイッチング信号を、互いに位相が異なる搬送波信号に基づいて生成する
ことを特徴とする電鉄用アクティブフィルタの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電気鉄道車両用の電力変換装置が備える電鉄用アクティブフィルタおよびその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気鉄道車両は、き電線およびレールを介して変電所より電力を受電し、受電した電力をインバータにより周波数変換して車両加減速用のモータを駆動する。また、運行管理システムからの車両制御用通信信号は、上記インバータの電力受電経路であるレールを介して送信される。
【０００３】
そのため、上記インバータから流出するノイズ電流が過大となる場合、上記車両制御用通信信号の送受信を妨げる原因となる。そのため、直流き電区間を走行する車両が搭載するモータ駆動用インバータシステムは、ノイズ電流を吸収する直流コンデンサおよびレールに流れるノイズ電流を抑制する直流リアクトルを備える。これらの電気機器は、車両の床下に実装されることが多いが、一方で、車両空間を拡大して乗客の快適性を向上させるという要求もあることから、小型化へのニーズが大きい。
【０００４】
その中でも、直流リアクトルは大型かつ重量の大きい構成部品である。この直流リアクトルによるノイズ低減効果を、インバータ技術を用いたアクティブフィルタで補助する構成が、特許文献１に開示されている。
【０００５】
上記アクティブフィルタは、変圧器を介してき電回路に接続され、モータ駆動用インバータの直流平滑コンデンサの端子電圧脈動成分を検出し、この検出信号を増幅器で増幅した後に変圧器二次端子に出力する構成を備える。
【０００６】
しかし、特許文献１には、上記増幅器の主回路構成が開示されておらず、更に、信号増幅器は一般に出力容量が小さいことから、容量不足により数百ｋＷ定格のインバータから流出するノイズを抑制することが困難である。
【０００７】
また、大容量のアクティブフィルタとしては、特許文献２に開示されるように、インバータを内蔵した構成が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開昭６１−０２６４０１号公報
【特許文献２】特開平１１−６９６２７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
アクティブフィルタをインバータで構成する場合には、このインバータのスイッチングにより生じる高周波ノイズ電流がき電線に流出し、誘導障害の原因となる。高周波ノイズ電流は、高調波フィルタ回路をアクティブフィルタ内に設置することで抑制できるが、この高調波フィルタ、き電線連系用変圧器およびモータ駆動用インバータの直流平滑コンデンサにより共振回路が構成され、この共振が車両制御用通信信号に擾乱を与える虞を招くこととなる。
【００１０】
本発明は、車両制御用通信信号へ擾乱を与える虞を回避しつつ、き電線に流出するノイズ電流の量を低減する電鉄用アクティブフィルタを備えた電力変換装置を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明に係る電鉄用アクティブフィルタは、平滑コンデンサを備える車両加減速用モータを駆動するインバータの入力側に接続される変圧器と、半導体スイッチング素子の直列回路で構成されるアーム回路と、アーム回路と変圧器との間に直列に接続される高調波フィルタ回路と、記高調波フィルタ回路と変圧器との間を通電する第１の電流を検出する第１の電流センサとを備え、第１の電流の検出信号に基づいてアーム回路のスイッチング信号を制御することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、車両制御用通信信号が、電鉄用アクティブフィルタを備えた電力変換装置から共振現象により通信障害を受けることを回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】本発明に係る電鉄用アクティブフィルタを含む電力変換装置のシステム構成の一例を示す図である。
【図２】実施例１に係るアクティブフィルタの制御装置内のブロック構成を示す図である。
【図３】図１に示すシステム構成の等価回路を示す図である。
【図４】図３に示す回路を変動成分に着目して変形した等価回路を示す図である。
【図５】図４に示すアクティブフィルタの出力電流がき電線電流のＫ倍である場合の等価回路を示す図である。
【図６】アーム回路の出力電圧からアクティブフィルタの出力電流までの伝達関数の周波数特性の一例を示す図である。
【図７】き電システムのインダクタンスのみを変化させた場合における伝達関数の周波数特性の変化を示す図である。
【図８】図１に示すアクティブフィルタの変形例を含む電力変換装置のシステム構成の一例を示す図である。
【図９】実施例２に係るアクティブフィルタの制御装置内のブロック構成を示す図である。
【図１０】デッドタイム期間中のアーム回路の出力電圧を説明する図である。
【図１１】共通の搬送波でゲート信号を作成した場合のグラフを示す図である。
【図１２】２相のアームで位相差を持たせた搬送波を用いる場合のグラフを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
以下、まず、本発明を適用する電力変換装置のシステム構成を示し、次いで、本発明を実施するための形態として、実施例１および２について、それぞれ図面に沿って説明する。各実施例において参照番号が同一のものは、同一の構成要件または類似の機能を備えた構成要件として示している。
なお、以下に説明する構成は、あくまでも実施例として提示したものであり、本発明に係る実施態様は、以下の実施例に限定されるものではない。
【００１５】
図１は、本発明に係る電鉄用アクティブフィルタを含む電力変換装置のシステム構成の一例を示す図である。なお、以下では、「電鉄用アクティブフィルタ」を「アクティブフィルタ」と略して使用する。
図１には、直流き電区間を走行する鉄道車両５００に搭載される電力変換装置のシステムを示す。き電システム２００は、直流電源Ｖｓｙｓとき電回路（インダクタンス成分Ｌｓ）の直列回路として等価回路で示す。また、き電システム２００に、パンタグラフ５０１および車輪５０２を介して鉄道車両５００が電気的に接続される。
【００１６】
鉄道車両５００が搭載する車両電気回路８０は、主に車両加減速用モータ６０を駆動するモータ駆動用インバータ５０、平滑コンデンサ７０およびアクティブフィルタ１により構成され、アクティブフィルタ１は、モータ駆動用インバータ５０に対して直列に接続される。
【００１７】
アクティブフィルタ１は、変圧器７、高調波フィルタ回路３０およびアーム回路１０を主回路構成とし、アーム回路１０の直流部に直流電源３を接続する。
また、アクティブフィルタ１は、変圧器７を介してき電回路に接続される。高調波フィルタ回路３０は、リアクトル５およびフィルタコンデンサ６により構成されるＬＣフィルタである。
【００１８】
更に、アクティブフィルタ１は、検出系として、き電線電流Ｉｓを検出する電流センサ２０およびアクティブフィルタ１の出力電流Ｉｏｕｔを検出する電流センサ２１を備える。電流センサ２０および２１からの検出値は、アクティブフィルタ１の制御装置１００に入力される。
【００１９】
制御装置１００は、電流センサ２０の検出値を元にアクティブフィルタ１の出力電流指令値を算出し、この出力電流指令値と電流センサ２１からの検出値との偏差を低減するように、アーム回路１０内のＵ相アーム１０ｕおよびＶ相アーム１０ｖ内の各半導体スイッチング素子のゲート信号を算出する。
【００２０】
また、アーム回路１０内のＵ相アーム１０ｕおよびＶ相アーム１０ｖそれぞれは、逆並列接続されるダイオードを備えるＩＧＢＴの直列回路により構成され、単相インバータを構成する。ただし、各相アームが備える半導体スイッチング素子をＩＧＢＴとして図示するが、これに限定されるものではなくＭＯＳなど他の自己消弧型スイッチング素子を用いることができる。
【実施例１】
【００２１】
次に、本発明の実施例として、アクティブフィルタ１を制御する制御装置１００について説明する。
図２は、実施例１に係るアクティブフィルタ１の制御装置１００内のブロック構成（演算器等を含む具体的構成）を示す図である。
【００２２】
電流センサ２０で検出されたき電線電流Ｉｓは、帯域通過フィルタ１００１に入力される。帯域通過フィルタ１００１は、き電線電流Ｉｓの検出値から鉄道車両５００の走行区間における通信周波数帯域を含んだ周波数帯域成分を抽出し、乗算器１００２に出力する。乗算器１００２は、正の定数を帯域通過フィルタ１００１の出力に乗算し、その積をアクティブフィルタ１の出力電流指令値として減算器１００３に出力する。
【００２３】
電流センサ２１で検出されたアーム回路１０の出力電流Ｉｏｕｔの検出値は減算器１００３に入力され、出力電流指令値との偏差が低減すべく電流制御器１００４に入力され、電流制御器１００４はその偏差を低減すべく機能する。実施例１では、電流制御器１００４を乗算器として示しているが、比例・積分器や微分・比例・積分器など、他の補償演算器であってもよい。
【００２４】
電流制御器１００４の出力は、アクティブフィルタ１の出力電圧指令値であり、Ｕ相用ＰＷＭ演算器１００５ＵおよびＶ相用ＰＷＭ演算器１００５Ｖに入力される。アクティブフィルタ１は、２相のアームにより構成される単相インバータであるため、Ｖ相用ＰＷＭ演算器１００５Ｖには、乗算器１００７により符号反転された出力電圧指令値が入力される。
【００２５】
ＰＷＭ演算器１００５Ｕおよび１００５Ｖでは、入力された出力電圧指令値と搬送波算出器１００６とが大小比較され、Ｕ相アーム１０ｕおよびＶ相アーム１０ｖに出力するゲート信号（Ｇａｔｅ  ＵＰとＵＮおよびＧａｔｅ  ＶＰとＶＮ）が算出され出力される。
【００２６】
以上のように、本発明に係るアクティブフィルタ１は、ノイズ源であるモータ駆動用インバータ５０に対して直列に接続されながら、電流制御系で動作する。
【００２７】
次に、本発明により、モータ駆動用インバータ５０が、き電システム２００に流出するノイズ電流を低減できるメカニズムについて、図３および４を用いて説明する。
【００２８】
図３は、図１に示すシステム構成の等価回路を示す図である。説明の煩雑さを回避するため、ここでは変圧器７の巻数比を１：１として説明する。
モータ駆動用インバータ５０を、ノイズ電流を出力する電流源Ｉｉｎｖとして表現する。
【００２９】
変圧器７を、漏れインダクタンスＬ１、Ｌ２および相互インダクタンスＬｍを備えるＴ型等価回路として表現する。すなわち、Ｌ１は、き電回路側巻線（一次巻線）の漏れインダクタンス、Ｌ２は、二次側巻線の漏れインダクタンス、Ｌｍは、変圧器７の相互インダクタンスである。
Ｌｓは、き電システム２００のインダクタンス、Ｃｆｃは、平滑コンデンサ７０の容量、Ｌｆは、リアクトル５のインダクタンス、Ｃｆは、フィルタコンデンサ容量である。
また、アーム回路１０の出力電圧Ｖｕｖを、制御可能な電圧源として表現する。
【００３０】
図３に示す回路を、変動成分に着目して整理変形し、その結果を図４に等価回路として示す。
ΔＶｕｖおよびΔＩｉｎｖはそれぞれ、アーム回路１０の出力電圧Ｖｕｖの変動成分、モータ駆動用インバータ５０から出力されるノイズ成分である。き電システム２００の電圧源Ｖｓｙｓは一定とし、図４には図示せず削除した。
【００３１】
図４に示すアクティブフィルタ１の出力電流Ｉｏｕｔが、き電線電流ＩｓのＫ倍である場合の等価回路を図５に示す。変圧器７の相互インダクタンスＬｍで発生する電圧降下は、き電線電流ＩｓだけがＬｍを流れる場合に比べて（１＋Ｋ）倍になる。これは、き電システム２００側からアクティブフィルタ１を見込んだ場合、相互インダクタンスＬｍが（１＋Ｋ）倍になったことと等価である。そのため、インピーダンスが増加し、ノイズ電流がき電線に流出することを抑制することと同じ効果が得られ、き電システム２００に流出するノイズ電流を抑制することができる。これが、本発明に係るアクティブフィルタ１によるノイズ低減の原理である。
【００３２】
以上のように、アクティブフィルタ１が、き電線電流Ｉｓのノイズ抑制対象となる周波数帯成分に対し、Ｋ倍の電流を出力することができれば、上述した原理によりき電システム２００に流出するノイズ電流を抑制することができる。
【００３３】
しかし、実際には、アクティブフィルタ１内の高調波フィルタ回路１０および変圧器７と平滑コンデンサ７０とにより共振回路が構成されるため、この共振回路における共振により、電流制御が不安定化する虞や共振周波数成分を持つノイズ電流が増幅する虞が生じる。
【００３４】
図６は、アーム回路１０の出力電圧Ｖｕｖからアクティブフィルタ１の出力電流Ｉｏｕｔまでの伝達関数の周波数特性の一例を示す図である。
鉄道車両５００は変電所直近に位置することを想定し、回路定数の数値としては表１に示す値とした。ここで、Ｒｆ、Ｒ２およびＲ１は、それぞれリアクトル５の抵抗値、変圧器７の２次巻線および１次巻線の各抵抗値を示す。表１に示す数値は説明用のための値であり、本発明はこの数値に限定されるものではない。
【表１】
2020145891.tif 000003
【００３５】
図６から分かるように、上記伝達関数は、二つの共振周波数（共振周波数１および共振周波数２）を有する特性を示す。共振周波数１は、リアクトル５のインダクタンスＬｆ、変圧器７の漏れインダクタンスＬ１とＬ２および平滑コンデンサ７０の容量Ｃｆｃにより決まる共振周波数である。また、共振周波数２は、リアクトル５のインダクタンスＬｆ、フィルタコンデンサ６の容量Ｃｆ、変圧器７の漏れインダクタンスＬ１とＬ２およびき電システム２００のインダクタンスＬｓにより決まる共振周波数である。
【００３６】
すなわち、共振周波数１をｆｒ１［Ｈｚ］、共振周波数２をｆｒ２［Ｈｚ］とすると、以下の式が成り立つ。
２πｆｒ１≒［１／｛（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌｆ＋Ｌｓ）×Ｃｆｃ｝］０．５          （１）
２πｆｒ２≒［（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌｓ＋Ｌｆ）／｛（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌｓ）×Ｌｆ×Ｃｆ｝］０．５                                                                    （２）
【００３７】
（１）式より、本発明に係るアクティブフィルタ１の回路定数は、き電システム２００のインダクタンスＬｓ＝０の場合（例えば、鉄道車両が変電所直下に位置する時）に、共振周波数１（ｆｒ１）が車両制御用通信信号の周波数帯の下限値より低くなるよう、上記のＬ１、Ｌ２、ＬｆおよびＣｆｃを設計する。このように設計することにより、回路共振による車両制御用通信信号への擾乱に対する課題を回避することができる。
【００３８】
また、共振周波数１（ｆｒ１）を車両制御用通信信号の周波数帯より高く設定することで、同様に共振による車両制御用通信信号への擾乱を回避する方法も考えられるが、鉄道車両の位置が変電所から離れるに従い、二つの共振周波数（共振周波数１および共振周波数２）が共に変化する。
【００３９】
図７は、図６で用いた定数でき電システム２００のインダクタンスＬｓのみを変化させた場合における、ＶｕｖからＩｏｕｔまでの伝達関数の周波数特性の変化を示す図である。実線はＬｓ＝０ｍＨ、破線はＬｓ＝２ｍＨ、点線はＬｓ＝５ｍＨ、の場合の特性である。
【００４０】
図７から分かるように、Ｌｓが大きくなるにつれ、共振周波数１（ｆｒ１）および共振周波数２（ｆｒ２）共に低い値に変化する。伝達ゲインは、共振周波数１（ｆｒ１）の場合が最大となるため、車両制御用通信信号への擾乱を回避するには、鉄道車両の位置が変化しても、共振周波数１（ｆｒ１）が車両制御用通信信号の周波数帯と重複しないことが望ましい。したがって、Ｌｓ＝０の条件で、（１）式で示される共振周波数１（ｆｒ１）が車両制御用通信信号の周波数帯の下限値よりも低ければよい。
【００４１】
以上のとおり、実施例１に係るアクティブフィルタ１は、アクティブフィルタ自体が車両制御用通信信号へ擾乱を与えることを回避しつつ、き電線に流出するノイズ電流の量を低減できる効果を奏するものである。
なお、図１では、本発明に係るアクティブフィルタ１を２つのアームを備える単相インバータとして説明したが、本発明に係るアクティブフィルタは、単相インバータの構成に限定されるものではなく、例えば、図８に示すように、直流電源の中点（直流電源３ａと３ｂとの接続点）に出力配線が接続される構成としてもよい。この構成によっても、上述した同様の効果を奏するものである。
【実施例２】
【００４２】
図９は、実施例２に係るアクティブフィルタ１の制御装置１００´内のブロック構成（演算器等を含む具体的構成）を示す図である。実施例２に係るアクティブフィルタ１と左記の実施例１に係るアクティブフィルタ１の差異は、制御装置１００の構成のみである。
【００４３】
実施例２で採用する制御装置１００´の演算器構成と実施例１で採用する制御装置１００との差異は、実施例２の制御装置１００´が遅延回路１００８を備えることにより、Ｕ相用ＰＷＭ演算器１００５Ｕへの搬送波とＶ相用ＰＷＭ演算器１００５Ｖへの搬送波との位相を異ならせる点にある。
【００４４】
以上の構成により、アーム回路１０から出力する電圧振幅が小さく、かつ、アーム電流Ｉｃの振幅がゼロ近傍である場合の出力電流歪みを低減でき、結果として、き電線に流出するノイズ電流の増加を回避できることになる。
【００４５】
次に、出力電流の歪みの発生原因と実施例２の構成により出力電流の歪みを改善できるメカニズムについて説明する。
Ｕ相アーム１０ｕおよびＶ相アーム１０ｖはそれぞれ、ＩＧＢＴと該ＩＧＢＴに逆並列接続されるダイオードとが２つ直列に接続される構成である。ＩＧＢＴは、スイッチング状態を切替える際に有限の時間を有する。そこで、直流回路を介した回路短絡を回避するため、デッドタイム制御が一般に用いられ、両方のＩＧＢＴにオフ指令を入力し、オン状態であったＩＧＢＴがオフに確実に遷移した後に、他方のＩＧＢＴへオン指令を送る制御を行っている。
【００４６】
図１０は、デッドタイム期間中のアーム回路１０の出力電圧を説明する図である。アーム上下の両ＩＧＢＴにオフ指令が入力されているため、アーム回路１０に流出する電流の極性により通電するダイオードが変わり、その結果、アーム回路１０の出力電圧も変わる。
例えば、アーム回路１０から流出する電流が正の場合、Ｎ側ダイオードが通電し、アーム回路１０の出力電圧は負となる（図１０の左図）。逆に、流出する電流が負の場合、Ｐ側ダイオードが通電し、アーム回路１０の出力電圧は正となる（図１０の右図）。また、流出する電流がゼロの場合は、双方のダイオードが通電せず、アーム回路１０としてはハイインピーダンス状態となる（図１０の中央図）。
【００４７】
本発明に係るアクティブフィルタ１は、出力電圧がノイズ電流に依存するため、ノイズ電流が小さい場合には、アーム回路１０の出力電圧指令も小さな値となる。
【００４８】
次に、Ｕ相アーム１０ｕおよびＶ相アーム１０ｖのゲート信号が、実施例１のように共通の搬送波により算出される場合および実施例２のように位相差を持たせた搬送波により算出される場合のアーム回路の出力状態について説明する。図１１に、共通の搬送波を用いる場合を示し、図１２に、位相差を持たせた搬送波を用いる場合を示す。
【００４９】
図１１は、共通の搬送波でゲート信号を作成した場合のグラフを示す図である。
グラフの上段より順に、搬送波、変調波（Ｕ相変調波：Ｕｒｅｆ、Ｖ相変調波：Ｖｒｅｆ）、Ｕ相アーム出力電圧Ｖｕ、Ｖ相アーム出力電圧Ｖｖ、および出力電流ｉである。
【００５０】
出力電圧の振幅が小さい場合、ＵｒｅｆとＶｒｅｆはゼロ近傍の値となる。そのため、大半の時間において、Ｕ相アーム回路出力電圧ＶｕとＶ相アーム回路出力電圧Ｖｖとは等しくなる。
【００５１】
時刻ｔ０において、出力電流ｉが正方向にわずかに流れているとする。Ｕ相およびＶ相のアセンブリはＰ側ＩＧＢＴがオンである。電流が正なので、ＶｕにはＩＧＢＴでの電圧降下分低いＰ側電圧が出力され、Ｖｖにはダイオードの電圧降下分高いＰ側電圧が出力される。そのため、電流ｉは時刻ｔ１に向けて減少する。
電流ｉが零になると、ＩＧＢＴやダイオードでの電圧降下は発生しない。ＶｕとＶｖが等しくなるため、電流は零に維持される。
【００５２】
時刻ｔ２において、Ｖ相変調波Ｖｒｅｆが搬送波と交差するため、Ｖ相のＰ側およびＮ側の両ＩＧＢＴがデッドタイム期間Ｔｄ中ＯＦＦとなる。図１０で説明したとおり、電流ｉ＝０の場合、デッドタイム期間中のアセンブリはハイインピーダンスになる。
【００５３】
時刻ｔ３において、Ｖ相デッドタイムは終了するが、Ｕ相がデッドタイムとなる。Ｕ相も同様に電流ｉ＝０のため、Ｕ相も、時刻ｔ３からデッドタイム期間中、ハイインピーダンスとなる。
【００５４】
時刻ｔ４〜ｔ６においても、ｔ１〜ｔ３の現象が繰り返される。それ故に、インバータとしての出力電圧指令値が０ではなくても、時刻ｔ０〜ｔ６において電流が全く増加しない。これが、アクティブフィルタ１の電流ゼロクロス近傍による出力電流の歪みの原因である。アクティブフィルタ１の出力電流が零に留まることにより、き電システム２００に流出するノイズ電流が増加する。
【００５５】
時刻ｔ６において、出力電圧が増加された。これにより、Ｖ相のデッドタイム（時刻ｔ７−ｔ８）の後、電流ｉが増加する。このように、変調波が大きいときのみ電流歪みの影響を受けずに電流制御が実現可能となる。
【００５６】
図１２は、２相のアームで位相差を持たせた搬送波を用いる場合のグラフを示す図である。
Ｕ相アーム１０ｕおよびＶ相アーム１０ｖの出力電圧が異なる時間で生じるため、アーム出力電流が増加もしくは減少し、ゼロ電流状態が継続しない。Ｕ相アームの変調波（Ｕｒｅｆ）は正、Ｖ相アームの変調波（Ｖｒｅｆ）は負となるので、Ｕ相からＶ相に向かって流れる電流が増加する。このことから、Ｕ−Ｖ線間電圧として、想定どおり正の電圧が印加されていることがわかる。以上から、アクティブフィルタ１は、出力電流の歪みを回避することが可能となる。
【００５７】
また、図１２に示されるように、２相のアームで用いる搬送波に位相差を持たせることにより、アクティブフィルタ１を流れる電流にスイッチング周波数起因のリプル電流が増加する。そのため、制御装置１００´で実施する電流制御のための出力電流フィードバックにアーム回路電流Ｉｃを用いると、出力電流指令値にもリプル成分を持つ変動が生じることになり、更にアーム回路電流Ｉｃのリプル電流が増加し、電流制御性能が劣化する。
【００５８】
これを回避するために、アクティブフィルタ１の出力電流制御には、アクティブフィルタ出力電流Ｉｏｕｔを検出するための電流センサ２１を、アーム回路１０の出力端ではなく、図１に示す位置に設けるようにして、この電流センサ２１の検出値を用いて電流制御系を構築することが望ましい。
【００５９】
以上のとおり、実施例２に係るアクティブフィルタ１も、実施例１と同様に、アクティブフィルタ自体が車両制御用通信信号へ擾乱を与えることを回避しつつ、き電線に流出するノイズ電流の量を低減できる効果を奏するものである。
【００６０】
また、制御装置１００´において、Ｕ相およびＶ相のアーム回路電流用の搬送波に位相差を持たせることにより、アーム回路１０の出力電圧振幅が小さく、アーム回路１０の出力電流が小さい場合でも、出力電流歪みの影響を回避でき、アクティブフィルタのデッドタイム起因によりき電線に流出するノイズ電流を抑制できる。
【００６１】
本発明に係るアクティブフィルタは、図１や図８に示すように、モータ駆動用インバータのき電線側に接続する構成である。アクティブフィルタとしての接続態様としては、モータ駆動用インバータのレール側に直接接続する構成も考えられるが、以下の理由で、本発明のようにモータ駆動用インバータのき電線側に接続する構成が、本発明の所望の効果を確実に奏するためにも望ましいものである。
【００６２】
すなわち、モータ駆動用インバータは、レールに直接接続する車輪に対して浮遊容量の大きい車両加減速用モータに電気的に直接接続される。アクティブフィルタが、モータ駆動用インバータのレール側に接続されると、モータ駆動用インバータの主回路がレールと異なる電位を持つことになる。そのため、上記した浮遊容量を介したインバータ内のスイッチング素子が誤点呼を引き起こすリスクを増やすことになる。このようなリスクを回避するためにも、アクティブフィルタをモータ駆動用インバータのき電線側に接続することが望ましい。
【符号の説明】
【００６３】
１…アクティブフィルタ、３…直流電源、５…リアクトル、６…フィルタコンデンサ、
７…変圧器、１０…アーム回路、１０ｕ，１０ｖ…Ｕ相アーム，Ｖ相アーム、
２０、２１…電流センサ、３０…高調波フィルタ回路、５０…モータ駆動用インバータ、
６０…モータ、７０…平滑コンデンサ、８０…車両電気回路、
１００，１００´…制御装置、２００…き電システム、５００…鉄道車両、
５０１…パンタグラフ、５０２…車輪、１００１…帯域通過フィルタ、
１００２，１００４，１００７…乗算器、１００３…減算器、１００４…電流制御器、
１００５Ｕ，１００５Ｖ…Ｕ相ＰＷＭ演算器，Ｖ相ＰＷＭ演算器、
１００６…搬送波算出器、１００８…遅延回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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