(57)【要約】【課題】２次相互変調歪あるいはその高調波による混変調を十分に低減することで出力信号の品質を向上させること。【解決手段】多段増幅器１は、２つの搬送波周波数ｆ１，ｆ２を含む信号を増幅するｎ段（ｎは２以上の自然数）の増幅器Ｍ１〜Ｍｎが順次直列に接続された多段増幅器であって、第ｉ段（ｉは、１≦ｉ≦ｎ−１を満たす自然数）の増幅器Ｍｉと第ｉ＋１段の増幅器Ｍｉ＋１との間に挿入された抽出回路９を備え、抽出回路９は、第ｉ段の増幅器Ｍｉの出力から、差分周波数（ｆ２−ｆ１）の整数倍の周波数成分ＩＭ２を抽出するフィルタ回路１１と、互いに直列に接続された、周波数成分ＩＭ２の位相を調整する移送器１３、及び周波数成分ＩＭ２の強度を調整する利得調整回路１５と、を有し、抽出回路９の出力が、第ｉ＋１段の増幅器Ｍｉ＋１の出力もしくは入力のいずれか一方と合波される。【選択図】図１
2020096253.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも第１の搬送波周波数と第２の搬送波周波数を含む信号を増幅する第１〜第ｎ段（ｎは２以上の自然数）の増幅器が順次直列に接続された多段増幅器であって、
第ｉ段（ｉは、１≦ｉ≦ｎ−１を満たす自然数）の増幅器と第ｉ＋１段の増幅器との間に挿入された抽出回路を備え、
前記抽出回路は、
前記第ｉ段の増幅器の出力から、前記第１の搬送波周波数と前記第２の搬送波周波数との差分に相当する差分周波数の整数倍の周波数成分を抽出するフィルタ回路と、
互いに直列に接続された、前記周波数成分の位相を調整する位相シフタ、及び前記周波数成分の強度を調整する調整回路と、
を有し、
前記抽出回路の出力が、前記第ｉ＋１段の増幅器の出力、もしくは前記第ｉ＋１段の増幅器の入力のいずれか一方と合波される、
多段増幅器。
【請求項２】
前記位相シフタ及び前記調整回路は、前記多段増幅器の出力に含まれる前記差分周波数の整数倍の周波数成分を最小にする、
請求項１記載の多段増幅器。
【請求項３】
前記フィルタ回路は、前記差分周波数の１倍の周波数成分を抽出する、
請求項１又は２記載の多段増幅器。
【請求項４】
前記フィルタ回路は、前記差分周波数の５倍の周波数成分を抽出する、
請求項１又は２記載の多段増幅器。
【請求項５】
前記抽出回路の出力を前記第ｉ＋１段の増幅器の出力に合波する、
請求項１〜４のいずれか１項に記載の多段増幅器。
【請求項６】
前記抽出回路の出力を前記第ｉ＋１段の増幅器の入力に合波する、
請求項１〜４のいずれか１項に記載の多段増幅器。
【請求項７】
前記第ｉ＋１段の増幅器は第ｎ段の増幅器であり、前記ｉ段の増幅器は第ｎ−１段の増幅器である、
請求項１〜６のいずれか１項に記載の多段増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、搬送波周波数を含む信号を増幅する多段増幅器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、携帯電話システムを構成する基地局等の設備においては、複数の搬送波周波数を含むマルチキャリア信号を増幅する増幅器が用いられ、その増幅器には増幅器で発生する歪を補償する手段が備えられている。例えば、下記特許文献１には、増幅器の出力の歪成分を最小とする構成が開示されている。また、下記特許文献２には、増幅器の出力側に、マルチキャリア信号との変調積として発生する雑音のレベルを低減させるパッシブなフィルタ回路を付加した構成が開示されている。また、下記特許文献３には、増幅器の入力側に異なる次数の歪補償信号を出力する信号発生回路を複数設けた構成が開示されている。同様に、下記特許文献４には、増幅器の入力側に異なる歪補償信号を出力する信号発生回路を複数設け、これらの発生回路で奇数次の歪を発生させる構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１−３０２９０１号公報
【特許文献２】特開２０００−２５２７６５号公報
【特許文献３】特開２００８−４８０３２号公報
【特許文献４】特開２００８−２７１２８９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述した従来の増幅器の構成においては、２次相互変調歪あるいはその高調波による混変調を十分に低減することができず出力信号の品質が低下する傾向にある。特に、マルチキャリア信号の帯域が広い場合には、比較的低次の高調波歪がその帯域に入り込んで出力信号の品質が低下する場合がある。
【０００５】
そこで、本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、２次相互変調歪あるいはその高調波による混変調を十分に低減することで出力信号の品質を向上させることが可能な多段増幅器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明の一側面に係る多段増幅器は、少なくとも第１の搬送波周波数と第２の搬送波周波数を含む信号を増幅する第１〜第ｎ段（ｎは２以上の自然数）の増幅器が順次直列に接続された多段増幅器であって、第ｉ段（ｉは、１≦ｉ≦ｎ−１を満たす自然数）の増幅器と第ｉ＋１段の増幅器との間に挿入された抽出回路を備え、抽出回路は、第ｉ段の増幅器の出力から、第１の搬送波周波数と第２の搬送波周波数との差分に相当する差分周波数の整数倍の周波数成分を抽出するフィルタ回路と、互いに直列に接続された、周波数成分の位相を調整する位相シフタ、及び周波数成分の強度を調整する調整回路と、を有し、抽出回路の出力が、第ｉ＋１段の増幅器の出力、もしくは第ｉ＋１段の増幅器の入力のいずれか一方と合波される。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、２次相互変調歪あるいはその高調波による混変調を十分に低減することで出力信号の品質を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施形態に係る多段増幅器１の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１の多段増幅器１における増幅器Ｍ１〜Ｍｎの段間の接続構成及び入力側及び出力側の接続構成を示す回路図である。
【図３】歪補償手段を用いることなく多段増幅器で増幅されたマルチキャリア信号の周波数スペクトルを示したグラフである。
【図４】歪補償手段を用いることなく多段増幅器で増幅されたマルチキャリア信号の周波数スペクトルを示したグラフである。
【図５】歪補償手段を備えない多段増幅器で増幅されたマルチキャリア信号の周波数スペクトルの実際の波形を示す図である。
【図６】抽出回路９における信号の抽出のための回路構成の一例を示す図である。
【図７】図６の構成における信号伝送特性の計算例を示すグラフである。
【図８】抽出回路９における信号の合波のための回路構成の一例を示す図である。
【図９】図８の構成における信号伝送特性の計算例を示すグラフである。
【図１０】抽出回路９における信号の合波のための回路構成の一例を示す図である。
【図１１】図１０の構成における信号伝送特性の計算例を示すグラフである。
【図１２】変形例に係る多段増幅器１Ａの概略構成を示すブロック図である。
【図１３】抽出回路９における信号の合波のための回路構成の一例を示す図である。
【図１４】図１３の構成における信号伝送特性の計算例を示すグラフである。
【図１５】抽出回路９における信号の合波のための回路構成の一例を示す図である。
【図１６】図１５の構成における信号伝送特性の計算例を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
［多段増幅器の構成］
【００１０】
図１は、実施形態に係る多段増幅器１の構成を示すブロック図である。多段増幅器１は、携帯電話システムを構成する基地局等の設備において複数の搬送波周波数を含むアナログ信号（マルチキャリア信号）を増幅するのに用いられる。例えば、多段増幅器１の処理対象とするマルチキャリア信号は、少なくとも第１の搬送波周波数ｆ１の信号と第２の搬送波周波数ｆ２の信号とを含む信号である。第１の搬送波周波数ｆ１及び第２の搬送波周波数ｆ２は特定の値には限定されないが、例えば、２ＧＨｚ帯の周波数であるｆ１＝１８１０ＭＨｚ、ｆ２＝２１６０ＭＨｚである。
【００１１】
図１に示すように、多段増幅器１は、マルチキャリア信号が入力される入力端子ＰＩＮと、増幅後のマルチキャリア信号を出力する出力端子ＰＯＵＴと、入力端子ＰＩＮと出力端子ＰＯＵＴとの間で順次直列に接続された第１〜第ｎ段（ｎは２以上の自然数）の増幅器Ｍ１，Ｍ２，…Ｍｎ−１，Ｍｎとを含んで構成されている。増幅器Ｍ１は、入力端子ＰＩＮから入力されたマルチキャリア信号を増幅して増幅したマルチキャリア信号を後段の増幅器Ｍ２に対して出力する。増幅器Ｍ２，…Ｍｎ−１は、それぞれ、前段の増幅器Ｍ１，…Ｍｎ−２から入力されたマルチキャリア信号を更に増幅し、増幅したマルチキャリア信号を後段の増幅器Ｍ３，…Ｍｎに向けて出力する。最終段の増幅器Ｍｎは、前段の増幅器Ｍｎ−１から入力されたマルチキャリア信号を更に増幅し、増幅したマルチキャリア信号を出力端子ＰＯＵＴを介して外部に出力する。このような多段構成により、多段増幅器１は、高い増幅率で効率的にマルチキャリア信号を増幅することができる。
【００１２】
図２には、多段増幅器１における増幅器Ｍ１〜Ｍｎの段間の接続構成及び入力側及び出力側の接続構成を示している。各増幅器Ｍ１〜Ｍｎの出力には、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１のペアによって構成される直流バイアス供給回路３が接続される。それぞれのペアにおいて、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の一端にバイアス電圧ＶＣが印加され、インダクタＬ１の他端がそれぞれの増幅器Ｍ１〜Ｍｎの出力に接続され、キャパシタＣ１の他端は接地される。この直流バイアス供給回路３は、それぞれの増幅器Ｍ１〜Ｍｎに対して、直流バイアスを供給する。入力端子ＰＩＮと初段の増幅器Ｍ１の入力との間には、キャパシタＣ２及びインダクタＬ２によって構成される入力整合回路５が接続され、最終段の増幅器Ｍｎと出力端子ＰＯＵＴとの間には、キャパシタＣ３，Ｃ４及びインダクタＬ３によって構成される出力整合回路７が接続される。入力整合回路５において、キャパシタＣ２の一端に入力端子ＰＩＮが接続され、キャパシタＣ２の他端及びインダクタＬ２の一端が初段の増幅器Ｍ１の入力に接続され、インダクタＬ２の他端が接地される。出力整合回路７において、キャパシタＣ３の一端及びインダクタＬ３の一端が最終段の増幅器Ｍｎの出力に接続され、インダクタＬ３の他端及びキャパシタＣ４の一端が出力端子ＰＯＵＴに接続され、キャパシタＣ３，Ｃ４の他端が接地される。
【００１３】
図１に戻って、多段増幅器１は、第ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１の出力と最終段の増幅器Ｍｎの出力との間に挿入された抽出回路９をさらに含んで構成される。抽出回路９は、フィルタ回路１１、移送器（位相シフタ）１３、及び利得調整回路１５がこの順で直列に接続されて構成される。フィルタ回路１１は、その入力が第ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１の出力と最終段の増幅器Ｍｎとの間の伝送路に分岐して接続され、第ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１から出力されたマルチキャリア信号から、第１の搬送波周波数ｆ１及び第２の搬送波周波数ｆ２の基本波成分を除去して、第１の搬送波周波数ｆ１及び第２の搬送波周波数ｆ２の差分に相当する差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分を抽出する。このフィルタ回路１１は、例えば、差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分を抽出するローパスフィルタである。移送器１３は、フィルタ回路１１から出力された差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分の信号の位相を調整する。利得調整回路１５は、可変利得増幅器あるいは可変減衰器によって構成され、その入力が移送器１３の出力と接続され、その出力が最終段の増幅器Ｍｎの出力と合波される。利得調整回路１５は、移送器１３から出力された差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分の信号の振幅（強度）を調整し、調整後の信号を出力する。
【００１４】
上記構成の抽出回路９は、位相および振幅を調整して、最終段の増幅器Ｍｎの出力における差分周波数（ｆ２−ｆ１）の成分を最小とする。すなわち、移送器１３が位相を調整し、及び利得調整回路１５が振幅を調整し、差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分を最小とする。このように構成されることにより、多段増幅器１の出力における差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分による混変調のみならず、その高調波による混変調、それらに起因した相互変調歪による混変調も防止できる。
【００１５】
ここで、第１の搬送波周波数ｆ１の信号と第２の搬送波周波数ｆ２の信号とを含むマルチキャリア信号を、歪補償手段を用いることなく多段増幅器で増幅した場合に生じる混変調の概要について示した後に、本実施形態の多段増幅器１の作用効果について説明する。
【００１６】
図３及び図４には、歪補償手段を用いることなく多段増幅器で増幅されたマルチキャリア信号の周波数スペクトルのイメージを示している。図３に示すように、マルチキャリア信号を多段増幅器に入力すると、その出力には周波数ｆ１、ｆ２以外にも相互変調によって生じる周波数±ｋ１・ｆ１±ｋ２・ｆ２（ｋ１，ｋ２は自然数）の信号も現れる。ｋ１＋ｋ２は相互変調（ＩＭ：intermodulation）の次数である。また、図４に示すように、多段増幅器の出力には、図３に示す相互変調歪だけでなく、周波数ｆ１、ｆ２の基本波あるいは相互変調歪の整数倍の周波数成分を有する高調波歪が発生する。
【００１７】
図５には、歪補償手段を備えない多段増幅器で増幅されたマルチキャリア信号の周波数スペクトルの実際の波形を示している。ここでは、第１の搬送波周波数ｆ１＝１８１０ＭＨｚ、第２の搬送波周波数ｆ２＝２１６０ＭＨｚの成分を含むマルチキャリア信号を処理対象とした。このように、増幅後の出力信号には以下の周波数成分が含まれることが分かる。
・基本波の周波数成分ｆ１、ｆ２
・３次相互変調歪の周波数成分ＩＭ３＿ｌｏｗ：２ｆ１−ｆ２
・３次相互変調歪の周波数成分ＩＭ３＿ｈｉｇｈ：２ｆ２−ｆ１
・５次相互変調歪の周波数成分ＩＭ５＿ｌｏｗ：３ｆ１−２ｆ２
・５次相互変調歪の周波数成分ＩＭ５＿ｈｉｇｈ：３ｆ２−２ｆ１
・７次相互変調歪の周波数成分ＩＭ７＿ｌｏｗ：４ｆ１−３ｆ２
・７次相互変調歪の周波数成分ＩＭ７＿ｈｉｇｈ：４ｆ２−３ｆ１
・２次相補変調歪の周波数成分ＩＭ２：ｆ２−ｆ１
・周波数成分ＩＭ２の２次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：２×(ｆ２−ｆ１)
・周波数成分ＩＭ２の３次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：３×(ｆ２−ｆ１)
・周波数成分ＩＭ２の４次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：４×(ｆ２−ｆ１)
・周波数成分ＩＭ２の５次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：５×(ｆ２−ｆ１)
・周波数成分ＩＭ２の６次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：６×(ｆ２−ｆ１)
・周波数成分ＩＭ２の７次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：７×(ｆ２−ｆ１)
・基本波の２次高調波の周波数成分：２×ｆ１、２×ｆ２
【００１８】
このような出力信号においては、有意な信号の帯域は２ＧＨｚを中心とした６４０ＭＨｚの幅の帯域であるため、信号品質に影響を与える歪として次の歪の成分（Ａ１）〜（Ａ４）が問題となる。
（Ａ１）周波数成分ＩＭ２の５次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：５×(ｆ２−ｆ１)、
（Ａ２）周波数成分ＩＭ２の６次高調波、２次相互変調歪、及びその他の相互変調歪の周波数成分：６×(ｆ２−ｆ１)、
（Ａ３）周波数成分ｆ１と周波数成分５×(ｆ２−ｆ１)との間の３次相互変調歪の周波数成分ＩＭ３（５×(ｆ２−ｆ１)＆ｆ１）
（Ａ４）周波数成分ｆ２と周波数成分６×(ｆ２−ｆ１)との間の３次相互変調歪の周波数成分ＩＭ３（６×(ｆ２−ｆ１)＆ｆ２）
このように、２つの搬送波周波数を含むマルチキャリア信号を増幅対象とする場合には、２次相互変調歪の周波数成分ＩＭ２の周波数が高くなり、比較的小さな次数の高調波が帯域に入り込んでしまう。また、その周波数成分ＩＭ２の整数倍の高調波が基本波との間に３次相互変調歪を発生させ、そのひずみが帯域に入り込んでしまう。その結果、マルチキャリア信号の品質の規格を満たさなくなるという事態も生じうる。
【００１９】
このような歪成分を補償するために従来のデジタル歪補償システム（ＤＰＤ：Digital  Pre-Distortion）を用いることも考えられるが、このシステムによっては、歪の周波数がシステムでカバー可能な周波数帯域内に存在していなければ補償が不可能となり、マルチキャリア信号の歪補償が困難となる。例えば、上記（Ａ１）の場合、相互変調歪の発生源となる周波数５ｆ１、５ｆ２を受信するために２ＧＨｚの５倍の１０ＧＨｚの帯域が必要となる。また、周波数成分ＩＭ２の５次高調波を補償する場合でも、発生源となる周波数ｆ２−ｆ１＝２１６０ＭＨｚ−１８１０ＭＨｚ＝３５０ＭＨｚを受信する必要があり、この場合も２ＧＨｚ近くの帯域２０００−３５０ＭＨｚが必要で、基地局等の通信機システムのＤＰＤの帯域としては実現不可能である。ＤＰＤとしては、２ＧＨｚ（２つの搬送波の中心周波数）に対して、３５０ＭＨｚ小さい周波数成分まで処理する必要がある。すなわち、ＤＰＤは、増幅器を構成するＦＥＴへの入力信号に対して歪を与える必要があり、結果として広い帯域での動作が必要となってしまう。
【００２０】
一方、本実施形態の多段増幅器１によれば、抽出回路９によって第１の搬送波周波数ｆ１と第２の搬送波周波数ｆ２との差分に相当する差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分ＩＭ２が、ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１の出力から抽出され、その周波数成分が、位相および強度が調整された後に最終段の増幅器Ｍｎの出力に合波される。これにより、最終段の出力において、２つの基本波の成分に基づいた２次相互変調歪あるいはその高調波による混変調を十分に低減することができ、結果として、出力信号における品質を向上させることができる。具体的には、２次相互変調歪の周波数成分ＩＭ２を低減できる結果、周波数成分ＩＭ２を基にした高調波及び相互変調歪も低減できるので、出力信号における上述した歪成分（Ａ１）〜（Ａ４）を効率よく低減することができる。特に、多段増幅器１においては、移送器１３及び利得調整回路１５が出力信号に含まれる周波数成分ＩＭ２を最小に設定するので、２次相互変調歪あるいはその高調波による混変調を確実に低減することができ、出力信号における品質を十分に向上させることができる。
【００２１】
歪を補償するための構成としては、特開２０００−２５２７６５号公報に記載のように、受動的なフィルタ回路を用いて歪を減衰させる構成も考えられる。このような構成では、増幅器デバイスの外側にフィルタ回路を付加する必要があり、その回路の途中に抵抗成分が発生し、フィルタ回路自体にも寄生抵抗が存在するために、２次相互変調歪の成分を減衰させると基本波の成分（搬送波周波数の成分）も減衰してしまう場合がある。本実施形態では、第ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１の出力を分岐させて処理し、処理後の信号を最終段の増幅器Ｍｎの出力に合波しているので、そのような恐れもない。
【００２２】
また、別の構成として、歪をキャンセルさせるために、増幅デバイスの端部でデバイスが発生させると予測される周波数成分ＩＭ２の高調波と同振幅かつ逆位相となるような信号を回路に注入させるような構成も考えられる。この場合は、新たな信号源が必要になり、信号源の発生した信号を増幅器の生成する信号と同期させる必要もあり構成が複雑となる。本実施形態では、そのような信号源は不要であり、同期させるための機構も不要であり、簡易な構成によって実現され小型化も容易となる。
【００２３】
次に、多段増幅器１の抽出回路９におけるマルチキャリア信号からの周波数成分ＩＭ２の抽出及び合波のための回路構成の一例を示す。
【００２４】
図６は、抽出回路９における信号の抽出のための構成の一例を示している。抽出回路９は、第ｎ−１段目の増幅器Ｍｎ−１の出力と最終段の増幅器Ｍｎの入力との間に形成された伝送路ＴＰ１の途中から分岐して接続されたインダクタＬＺ及びキャパシタＣＺの直列回路を経由して、ポートＰｏｒｔ１から信号を抽出する構成を有する。この直列回路は、第ｎ−１段目の増幅器Ｍｎ−１の出力から周波数成分ＩＭ２を抽出するバンドパスフィルタであり、フィルタ回路１１の一例である。この直列回路は、周波数成分ＩＭ２は通過させるが基本波成分ｆ１，ｆ２を遮断し、伝送路ＴＰ１における搬送波周波数ｆ１，ｆ２での伝送特性に影響を及ぼさない。
【００２５】
図７には、図６の構成における信号伝送特性の計算例を示し、伝送特性Ａは、第ｎ−１段目の増幅器Ｍｎ−１の出力から最終段の増幅器Ｍｎの入力までの特性を示し、伝送特性Ｂは、第ｎ−１段目の増幅器Ｍｎ−１の出力からポートＰｏｒｔ１までの特性を示す。ここでは、インダクタＬＺのインダクタンス３９ｎＨ、キャパシタＣＺのキャパシタンス４．７ｐＦに設計されている。このように、伝送特性Ａにおいては、搬送波周波数の付近の２ＧＨｚを含む帯域で損失が約０．１ｄＢで十分に低減され、伝送特性Ｂにおいては、周波数成分ＩＭ２の周波数３５０ＭＨｚでの損失が最も小さくされる一方で、搬送波の周波数２ＧＨｚの付近では損失が十分大きくされている。
【００２６】
図８は、抽出回路９における周波数成分ＩＭ２の信号の合波のための構成の一例を示している。抽出回路９は、最終段の増幅器Ｍｎの出力と出力端子ＰＯＵＴとの間に形成された伝送路の途中から分岐して形成されたバイアス電圧印加用の伝送路を経由して周波数成分ＩＭ２の信号を合波する構成を有する。すなわち、最終段の増幅器Ｍｎの出力と出力端子ＰＯＵＴとの間には、２つの伝送路ＴＰ２，ＴＰ３が直線状に形成され、２つの伝送路ＴＰ２，ＴＰ３は直流遮断用のキャパシタＣ１４によって連結されている。また、伝送路ＴＰ２と接地パターンＧＮＤとの間には、３つの出力整合回路用のキャパシタＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３が接続され、伝送路ＴＰ２の途中からバイアス電圧印加用のポートＰｏｒｔ２までの間には伝送路ＴＰ４が分岐して形成され、伝送路ＴＰ４と接地パターンＧＮＤとの間には、バイパスコンデンサＣ１５，Ｃ１６，Ｃ１７，Ｃ１８が接続されている。このポートＰｏｒｔ２及び伝送路ＴＰ４が、周波数成分ＩＭ２の信号の合波のための回路としても共用される。この回路において、伝送路ＴＰ４の分岐点からバイパスコンデンサＣ１５までの伝送路長ｌ及びバイパスコンデンサＣ１５，Ｃ１６，Ｃ１７，Ｃ１８のキャパシタンスを、増幅器Ｍｎの出力とポートＰｏｒｔ２との間の伝送特性が、周波数成分ＩＭ２は通過させるが基本波成分ｆ１，ｆ２は遮断し、伝送路ＴＰ２における搬送波周波数ｆ１，ｆ２での伝送特性に影響を及ぼさない値にそれぞれ設定する。
【００２７】
図９には、図８の構成における信号伝送特性の計算例を示し、伝送特性Ｃは、最終段の増幅器Ｍｎの出力から出力端子ＰＯＵＴまでの特性を示し、伝送特性Ｄは、最終段の増幅器Ｍｎの出力からポートＰｏｒｔ２までの特性を示す。このように、伝送特性Ｃにおいては、搬送波周波数の付近の２ＧＨｚを含む帯域で損失が約０．３ｄＢで十分に低減され、伝送特性Ｄにおいては、周波数成分ＩＭ２の周波数３５０ＭＨｚでの損失が最も小さくされる一方で、搬送波の周波数２ＧＨｚの付近では、損失を十分大きくして搬送波周波数の成分をバイアス印加用の回路に流れ込ませない。
【００２８】
図１０は、抽出回路９における周波数成分ＩＭ２の信号の合波のための他の構成を示している。図１０に示す構成においては、信号合波のための回路がバイアス印加用の回路と別に設けられている。すなわち、伝送路ＴＰ２の途中から信号合波用のポートＰｏｒｔ３までの間にはインダクタＬＹ及びキャパシタＣＹによって構成される直列回路が分岐して接続されている。この直列回路は、ポートＰｏｒｔ３から伝送路ＴＰ２に向けて周波数成分ＩＭ２の信号を通過させるバンドパスフィルタである。この直列回路では、インダクタＬＹのインダクタンス及びキャパシタＣＹのキャパシタンスが、周波数成分ＩＭ２は通過するが基本波成分ｆ１，ｆ２は遮断し、伝送路ＴＰ２における搬送波周波数ｆ１，ｆ２での伝送特性に影響を及ぼさない値に設定される。
【００２９】
図１１には、図１０の構成における信号伝送特性の計算例を示し、伝送特性Ｅは、最終段の増幅器Ｍｎの出力から出力端子ＰＯＵＴまでの特性を示し、伝送特性Ｆは、最終段の増幅器Ｍｎの出力からポートＰｏｒｔ３までの特性を示す。ここでは、インダクタＬＹのインダクタンス１５ｎＨ、キャパシタＣＹのキャパシタンス１２ｐＦに設計されている。このように、伝送特性Ｅにおいては、搬送波周波数の付近の２ＧＨｚを含む帯域で損失が約０．４ｄＢで十分に低減され、伝送特性Ｆにおいては、周波数成分ＩＭ２の周波数３５０ＭＨｚでの損失が最も小さくされる一方で、搬送波の周波数２ＧＨｚの付近では、十分大きな損失を与え、搬送波周波数の成分を信号合波用の回路に流れ込ませない。
【００３０】
以上、好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。
【００３１】
上記実施形態では、周波数成分ＩＭ２の信号を最終段の増幅器Ｍｎの出力に合波しているが、図１２に示す変形例に係る多段増幅器１Ａのように、周波数成分ＩＭ２の信号を最終段の増幅器Ｍｎの入力に合波させてもよい。詳細には、多段増幅器１Ａにおいては、抽出回路９の出力が最終段の増幅器Ｍｎの入力に接続され、抽出回路９の出力が最終段の増幅器Ｍｎの入力に合波される。
【００３２】
図１３は、多段増幅器１Ａが備える抽出回路９における周波数成分ＩＭ２の信号の合波のための構成の一例を示している。抽出回路９は、第ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１の出力と最終段の増幅器Ｍｎの入力との間に形成された伝送路の途中から分岐して形成されたバイアス電圧印加用の伝送路を経由して周波数成分ＩＭ２の信号を合波する構成を有する。すなわち、第ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１の出力に繋がるポートＰｏｒｔ４と最終段の増幅器Ｍｎの入力との間には、３つの伝送路ＴＰ５，ＴＰ６，ＴＰ７が直線状に形成され、伝送路ＴＰ５，ＴＰ６はハイパスフィルタを構成する抵抗素子Ｒ１及びキャパシタＣ２１によって連結され、伝送路ＴＰ６，ＴＰ７は直流遮断用のキャパシタＣ２２によって連結されている。また、伝送路ＴＰ７と接地パターンＧＮＤとの間には、２つの整合用のキャパシタＣ２３，Ｃ２４が接続され、伝送路ＴＰ７の途中からバイアス電圧印加用のポートＰｏｒｔ５までの間には伝送路ＴＰ８が分岐して形成され、伝送路ＴＰ５と接地パターンＧＮＤとの間には、バイパスコンデンサＣ２５，Ｃ２６，Ｃ２７，Ｃ２８が接続されている。このポートＰｏｒｔ５及び伝送路ＴＰ６が、周波数成分ＩＭ２の信号の合波のための回路としても共用される。この回路において、増幅器Ｍｎの入力とポートＰｏｒｔ５との伝送特性は、伝送路ＴＰ７の分岐点からバイパスコンデンサＣ２５までの伝送路長ｌ及びバイパスコンデンサＣ２５，Ｃ２６，Ｃ２７，Ｃ２８のキャパシタンスにより、周波数成分ＩＭ２を通過させ基本波成分ｆ１，ｆ２を遮断し、伝送路ＴＰ７における搬送波周波数ｆ１，ｆ２での伝送特性に影響を及ぼさない。
【００３３】
図１４には、図１３の構成における信号伝送特性の計算例を示し、伝送特性Ｇは、最終段の増幅器Ｍｎの入力とポートＰｏｒｔ４との間の特性を示し、伝送特性Ｈは、最終段の増幅器Ｍｎの入力とポートＰｏｒｔ５との間の特性を示す。このように、伝送特性Ｇにおいては、搬送波周波数の付近の２ＧＨｚを含む帯域で損失が約０．２ｄＢで十分に低減され、伝送特性Ｈにおいては、周波数成分ＩＭ２の周波数３５０ＭＨｚでの損失が最も小さくされる一方で、搬送波の周波数２ＧＨｚの付近では、損失を十分大きくして搬送波周波数の成分をバイアス印加用の回路に流れ込ませない。
【００３４】
図１５は、多段増幅器１Ａが備える抽出回路９における周波数成分ＩＭ２の信号の合波のための他の構成を示している。図１５に示す構成においては、信号合波のための回路がバイアス印加用の回路と別に設けられている。すなわち、伝送路ＴＰ７の途中から信号合波用のポートＰｏｒｔ６までの間にはインダクタＬＸ及びキャパシタＣＸによって構成される直列回路が分岐して接続されている。この直列回路は、ポートＰｏｒｔ６から伝送路ＴＰ７に向けて周波数成分ＩＭ２の信号を通過させるバンドパスフィルタである。この直列回路は、インダクタＬＸのインダクタンス及びキャパシタＣＸのキャパシタンスにより、周波数成分ＩＭ２を通過させ基本波成分ｆ１，ｆ２を遮断し、伝送路ＴＰ７における搬送波周波数ｆ１，ｆ２での伝送特性に影響を及ぼさない。
【００３５】
図１６には、図１５の構成における信号伝送特性の計算例を示し、伝送特性Ｉは、最終段の増幅器Ｍｎの入力とポートＰｏｒｔ４との間の特性を示し、伝送特性Ｊは、最終段の増幅器Ｍｎの入力とポートＰｏｒｔ６との間の特性を示す。ここでは、インダクタＬＸのインダクタンス３９ｎＨ、キャパシタＣＸのキャパシタンス４．７ｐＦに設計されている。このように、伝送特性Ｉにおいては、搬送波周波数の付近の２ＧＨｚを含む帯域で損失が約０．４ｄＢで十分に低減され、伝送特性Ｊにおいては、周波数成分ＩＭ２の周波数３５０ＭＨｚでの損失が最も小さくされる一方で、搬送波の周波数２ＧＨｚの付近では、損失を十分大きくして搬送波周波数の成分を信号合波用の回路に流れ込ませない。
【００３６】
上述した多段増幅器１，１Ａにおいては、第ｎ−１段の増幅器Ｍｎ−１の出力と、最終段の増幅器Ｍｎの入力あるいは出力の間に抽出回路９が配置される構成には限定されず、第ｉ段（ｉは、ｉ≦ｉ≦ｎ−１を満たす自然数）の増幅器Ｍｉの出力と、第ｉ＋１段の増幅器Ｍｉ＋１の入力あるいは出力の間に抽出回路９が配置されていてもよい。このような構成においても、第ｉ＋１段の出力において、２つの基本波の成分に基づいた２次相互変調歪あるいはその高調波による混変調を十分に低減することができ、結果として、最終段の出力信号における品質を向上させることができる。
【００３７】
また、抽出回路９のフィルタ回路１１は、マルチキャリア信号から第１の搬送波周波数ｆ１及び第２の搬送波周波数ｆ２の差分に相当する差分周波数（ｆ２−ｆ１）の周波数成分ＩＭ２を抽出していたが、差分周波数（ｆ２−ｆ１）のｍ倍（２≦ｍ≦５を満たす整数）の周波数成分を抽出してもよい。この場合でも、２次相互変調歪の高調波による混変調を十分に低減することができ、出力信号における品質を向上させることができる。この構成においては、移送器１３における位相調整、及び利得調整回路１５における振幅調整により、最終段の出力信号における差分周波数（ｆ２−ｆ１）の５倍の周波数成分を最小とする。これにより、抽出回路９によって注入された周波数成分ＩＭ２のｍ倍の歪成分と、周波数成分ＩＭ２の（５−ｍ）次高調波との相互変調歪を発生させて、周波数成分ＩＭ２の５次高調波のキャンセルが可能となり、信号品質に影響を与える上述の歪成分（Ａ１），（Ａ３）を効率よく低減することができ、出力信号における品質を十分に向上させることができる。
【００３８】
特に、抽出回路９のフィルタ回路１１は、マルチキャリア信号から差分周波数（ｆ２−ｆ１）の５倍の周波数成分を抽出し、移送器１３における位相調整、及び利得調整回路１５における振幅調整により、最終段の出力信号における差分周波数（ｆ２−ｆ１）の５倍の周波数成分を最小に設定されることが好適である。この場合、信号品質に影響を与える上述の歪成分（Ａ１），（Ａ３）を効率よく低減することができ、出力信号における品質を十分に向上させることができる。
【符号の説明】
【００３９】
Ｍ１，Ｍ２，…，Ｍｎ…増幅器、ＰＩＮ…入力端子、ＰＯＵＴ…出力端子、１，１Ａ…多段増幅器、９…抽出回路、１１…フィルタ回路、１３…移送器（位相シフタ）、１５…利得調整回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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