(57)【要約】【課題】光信号の広い強度レンジにおいて出力特性の劣化を低減させること。【解決手段】光受信回路５は、外部からの電流信号を受ける入力端子ＴＩＮと、電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプ１３と、一端９ｂが入力端子ＴＩＮに電気的に接続され、他端９ａがトランスインピーダンスアンプ１３の入力に電気的に接続されたインダクタ９と、一端がインダクタ９の他端９ａに電気的に接続され、他端にバイアス電圧が印加される可変抵抗素子１１ａと、一端がインダクタ９の一端９ｂに電気的に接続され、他端にバイアス電圧が印加される可変抵抗素子１１ｂと、を備える。【選択図】図２
2020077956.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外部からの電流信号を受ける入力端子と、
前記電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプと、
一端が前記入力端子に電気的に接続され、他端が前記トランスインピーダンスアンプの入力に電気的に接続されたインダクタと、
一端が前記インダクタの他端に電気的に接続され、他端に第１のバイアス電圧が印加される第１の可変抵抗素子と、
一端が前記インダクタの一端に電気的に接続され、他端に第２のバイアス電圧が印加される第２の可変抵抗素子と、
を備える光受信回路。
【請求項２】
前記第２の可変抵抗素子の抵抗値が前記第１の可変抵抗素子の抵抗値に連動して設定される、
請求項１記載の光受信回路。
【請求項３】
前記第２の可変抵抗素子の抵抗値が前記第１の可変抵抗素子の抵抗値よりも大きい値に設定される、
請求項１又は２記載の光受信回路。
【請求項４】
前記第１のバイアス電圧と前記第２のバイアス電圧は等しい、
請求項１〜３のいずれか１項に記載の光受信回路。
【請求項５】
前記第１の可変抵抗素子及び前記第２の可変抵抗素子は、トランジスタによって構成されている、
請求項１〜４のいずれか１項に記載の光受信回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、光通信用の光受信回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
光通信システムで使用される光受信モジュールは、強度変調された光信号を電流信号(光電流)に変換する例えばＡＰＤ（avalanche   photodiode）等の受光素子ＰＤ（photodetector）、及び電流信号を基に電圧信号を生成するプリアンプ回路を含む（下記特許文献１〜４参照）。近年、光通信システムにおける通信容量の需要増加に伴って、２８Ｇｂａｕｄ〜６４Ｇｂａｕｄの範囲の高速な変調速度が要求されるようになってきている。また、従来のＮＲＺ（Non  Return  to  Zero）だけでなく、ＰＡＭ−４（Pulse  Amplitude  Modulation-4）等の多値信号の受信が要求される変調方式も用いられるようになってきている。そのため、プリアンプ回路は線形増幅動作が要求される。一方で、光受信モジュールに入力される光信号の強度は、光送信器の光出力パワー、光送信器と光受信器との間をつなぐ光ファイバの損失値に依存するため、光受信モジュールには、例えば入力する光信号の長距離伝送による小さい強度から短距離伝送による大きい強度までの広いダイナミックレンジでの光信号の受信が要求される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許公開第２００７／０２２９１７２号公報
【特許文献２】米国特許第４５７４２４９号公報
【特許文献３】特開２０１３−２５１５８９号公報
【特許文献４】米国特許第９７７４３０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の特許文献１あるいは特許文献２に記載されたプリアンプ回路には、広いダイナミックレンジでの線形増幅動作を実現する要素として、利得可変回路が含まれている。また、ＰＡＭ−４信号のような多値信号を良好な波形で受信するためには周波数特性の平坦性も重要となり、例えば、６４Ｇｂａｕｄの変調速度では５０ＧＨｚ付近まで比較的平坦な周波数特性が光受信モジュールには要求される。このような要求に応じて、受光素子とプリアンプ回路の入力の間にインダクタンスを設けることにより周波数特性における高周波利得を上昇させる構成も採用されている。この構成により、受光素子とプリアンプ回路の高周波特性の−３ｄＢ帯域を上昇させることができる。
【０００５】
しかしながら、上記従来のプリアンプ回路においては、光信号の強度が比較的高い場合に、光受信モジュールの周波数特性の平坦性を悪化させ、受信モジュールの出力特性を劣化させる傾向にあった。
【０００６】
そこで、本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、入力する光信号の広いダイナミックレンジにおいて出力特性の劣化を低減させることが可能な光受信回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するために、本発明の一側面に係る光受信回路は、外部からの電流信号を受ける入力端子と、電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプと、一端が入力端子に電気的に接続され、他端がトランスインピーダンスアンプの入力に電気的に接続されたインダクタと、一端がインダクタの他端に電気的に接続され、他端に第１のバイアス電圧が印加される第１の可変抵抗素子と、一端がインダクタの一端に電気的に接続され、他端に第２のバイアス電圧が印加される第２の可変抵抗素子と、を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、入力する光信号の広いダイナミックレンジにおいて出力特性の劣化を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施形態に係る光受信モジュールの概略構成を示す図である。
【図２】図１の光受信回路５の詳細な構成を示す回路図である。
【図３】図２の反転アンプ１３ａの構成例を示す回路図である。
【図４】図２の可変抵抗素子１１ａ，１１ｂ及びバイアス発生回路１１ｃの構成例を示す回路図である。
【図５】実施形態にかかる光受信回路５を含む回路の等価回路図である。
【図６】実施形態におけるトランスインピーダンスＺｔの高周波特性を示すグラフである。
【図７】本発明の第１変形例にかかる光受信回路５Ａの構成を示す回路図である。
【図８】第１変形例における自動利得可変制御の具体例を示すグラフである。
【図９】第１変形例における自動利得可変制御の具体例を示すグラフである。
【図１０】第１変形例における自動利得可変制御の具体例を示すグラフである。
【図１１】第１変形例における自動利得可変制御の具体例を示すグラフである。
【図１２】本発明の第２変形例にかかる光受信回路５Ｂの構成を示す回路図である。
【図１３】第２変形例におけるトランスインピーダンスＺｔの高周波特性を示すグラフである。
【図１４】本発明の第３変形例にかかる光受信回路５Ｃの構成を示す回路図である。
【図１５】比較例に係る光受信モジュールの概略構成を示す図である。
【図１６】比較例にかかる光受信回路９０５を含む回路の等価回路図である。
【図１７】比較例におけるトランスインピーダンスＺｔの高周波特性を示すグラフである。
【図１８】比較例におけるトランスインピーダンスＺｔの高周波特性を示すグラフである。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施形態の一側面に係る光受信回路は、外部からの電流信号を受ける入力端子と、電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプと、一端が入力端子に電気的に接続され、他端がトランスインピーダンスアンプの入力に電気的に接続されたインダクタと、一端がインダクタの他端に電気的に接続され、他端に第１のバイアス電圧が印加される第１の可変抵抗素子と、一端がインダクタの一端に電気的に接続され、他端に第２のバイアス電圧が印加される第２の可変抵抗素子と、を備える。
【００１１】
上記側面の光受信回路によれば、入力端子とトランスインピーダンスアンプの入力との間に設けられるインダクタにより、トランスインピーダンスの高周波特性においてピーキングがかかり、トランスインピーダンスの周波数特性を平坦化することができる。加えて、インダクタの他方の端子に第１の可変抵抗素子が接続され、インダクタの一方の端子に第２の可変抵抗素子が接続されることにより、入力する光信号のダイナミックレンジにおいて、インダクタによるピーキングの効果を安定化させることができる。これにより、入力する光信号のダイナミックレンジにおいて、トランスインピーダンスの周波数特性を平坦化できる結果、歪による出力特性の劣化を低減することができる。
【００１２】
上述した側面においては、第２の可変抵抗素子の抵抗値が第１の可変抵抗素子の抵抗値に連動して設定される、ことが好適である。このような構成によれば、入力する光信号のダイナミックレンジにおいて、インダクタによるピーキングの効果をより安定化させることができる。その結果、入力する光信号のダイナミックレンジにおいて、出力特性の劣化をより一層低減することができる。
【００１３】
また、第２の可変抵抗素子の抵抗値が第１の可変抵抗素子の抵抗値よりも大きい値に設定される、ことも好適である。こうすれば、インダクタによるピーキングの効果が必要以上に下がってしまうことを防止できる。その結果、光信号のダイナミックレンジにおいて、出力特性の劣化を低減することができる。
【００１４】
さらに、第１のバイアス電圧と第２のバイアス電圧は等しい、ことも好適である。この場合、第１の可変抵抗素子と第２の可変抵抗素子との間でバイアス条件を一致させることができ、第１のバイアス電圧と第２のバイアス電圧のそれぞれのばらつきや変動による相対的な電圧差の影響が除かれることによって第１の可変抵抗素子と第２の可変抵抗素子の制御が容易となる。また、第１のバイアス電圧と第２のバイアス電圧を等しくすることにより、第一の可変抵抗素子と第二の可変抵抗素子の抵抗値の比を、可変抵抗素子を構成するトランジスタおよびダイオードのサイズの比で固定することが出来る。
【００１５】
また、第１の可変抵抗素子及び第２の可変抵抗素子は、トランジスタによって構成されている、ことも好適である。かかる構成とすれば、第１の可変抵抗素子及び第２の可変抵抗素子の抵抗値の制御が容易となる。
【００１６】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
【００１７】
図１は、実施形態に係る光受信モジュール１の概略構成を示す図である。同図に示す光受信モジュール１は、光通信システムで用いられ、光ファイバ等の光伝送路（光導波路）を経由して入力された光信号を基に、電気信号を生成するための装置である。光受信モジュール１は、ＡＰＤ等の受光素子（ＰＤ）３及び光受信回路（プリアンプ回路）５を備えて構成される。受光素子３は、強度変調された光信号を受けてその強度に応じた電流信号（光電流）を生成する。受光素子３がフォトダイオードで構成されている例では、そのカソードがバイアス電源Ｖｃｃに接続されるとともにキャパシタ７を介してグラウンドに接続され、そのアノードが光受信回路５の入力に接続される。光受信回路５は、受光素子３から出力された電流信号を基に電圧信号を生成および出力する。この電流信号は、光信号の強度に応じて生成されるので、光信号の強度が小さい（弱い）ときには相対的に小さい値となり、光信号の強度が大きい（強い）ときには相対的に大きな値となる。従って、光信号の強度のダイナミックレンジに応じて、電流信号もダイナミックレンジを持つ。電流信号は、光受信回路に流れ込む方向を正とすると、電流信号は常に正の値を持つ。すなわち、通常の動作において、フォトダイオードのアノードからカソードに向かって電流が流れることはない。
【００１８】
図２は、光受信回路５の構成を示す回路図である。光受信回路５は、インダクタ９、可変抵抗素子１１ａ，１１ｂ、トランスインピーダンスアンプ１３を含んで構成される。また、光受信回路５は、入力端子ＴＩＮ、出力端子ＴＯＵＴ、及び制御端子ＴＣ１を有し、この入力端子ＴＩＮは、受光素子３のアノード端子３ａと寄生インダクタＬ１を含むワイヤ（ボンディングワイヤ）１５を介して電気的に接続される。なお、入力端子ＴＩＮは、アノード端子３ａと寄生インダクタＬ１を含む接続配線１５を介して受光素子とフリップチップ接続されていてもよい。例えば、プリント基板上に受光素子３と光受信回路５とがそれぞれフリップチップ実装され、それぞれが互いにプリント基板（以下、単に「基板」ともいう。）上の配線を介して電気的に接続されていてもよい。
【００１９】
インダクタ９は、トランスインピーダンスアンプ１３と同一基板上に配置されたインダクタンスＬ２を有するインダクタ素子であって基板上の配線によって形成される。インダクタ９の一方の端子９ｂは入力端子ＴＩＮに電気的に接続され、インダクタ９の他方の端子９ａはトランスインピーダンスアンプ１３の入力に電気的に接続される。インダクタ９は、入力端子ＴＩＮとトランスインピーダンスアンプ１３の入力とを電気的に接続する配線の持つインダクタンス成分に相当する。
【００２０】
トランスインピーダンスアンプ１３は、反転アンプ（増幅器）１３ａと帰還抵抗１３ｂを含み、反転アンプ１３ａの出力が出力端子ＴＯＵＴに電気的に接続され、帰還抵抗１３ｂが、反転アンプ１３ａの入出力間に電気的に接続されている。このような構成のトランスインピーダンスアンプ１３は、受光素子３からインダクタ９を経由して入力された電流信号を電圧信号に変換し、その電圧信号を出力端子ＴＯＵＴから出力する。出力信号である電圧信号の振幅を入力信号である電流信号の振幅で割った値がトランスインピーダンスアンプ１３の利得となるが、それは抵抗のディメンジョンを持ち、トランスインピーダンスと呼ばれる。トランスインピーダンスは、主に帰還抵抗１３ｂの値に応じて決まる。
【００２１】
可変抵抗素子１１ａ，１１ｂは、制御端子ＴＣ１を介して外部から与えられた制御電圧に応じて抵抗値を可変に設定する素子である。可変抵抗素子１１ａの一端はインダクタ９の他方の端子９ａに電気的に接続され、可変抵抗素子１１ａの他端にはバイアス発生回路１１ｃからバイアス電圧Ｖｒｅｆが印加される。また、可変抵抗素子１１ｂの一端はインダクタ９の一方の端子９ｂに電気的に接続され、可変抵抗素子１１ｂの他端にはバイアス発生回路１１ｃからバイアス電圧Ｖｒｅｆが印加される。すなわち、本実施形態では、２つの可変抵抗素子１１ａ，１１ｂに同一の制御電圧が与えられることによって、それらの抵抗値が連動して設定されるように構成されている。具体的には、可変抵抗素子１１ｂの抵抗値Ｒ２は、可変抵抗素子１１ａの抵抗値Ｒ１よりも大きい値となるように連動して設定され、本実施形態では、例えば、Ｒ２＝２．５×Ｒ１と設定される。
【００２２】
なお、例えば、トランスインピーダンスアンプ１３、可変抵抗素子１１ａ、１１ｂ、およびバイアス発生回路１１ｃが同一の半導体チップ上に形成されたとき、可変抵抗素子１１ｂの一端はインダクタ９の一方の端子９ｂにボンディングワイヤを介して電気的に接続される場合がある。そのようなボンディングワイヤの持つインダクタンス及びインピーダンスは、可変抵抗素子１１ｂの抵抗値よりも小さいので、ここでは無視している。
【００２３】
ところで、本実施形態の説明において「電気的に接続されている」ということは、例えば、回路内の２つのノードが物理的には直接配線によって接続されていなくても、他の配線を介してその２つのノード間で信号が伝搬し得る状態にあることを表している。例えば、入力端子ＴＩＮがインダクタ９の一方の端子９ｂに配線によって物理的に接続されていて、可変抵抗素子１１ｂの一端がインダクタ９の一方の端子９ｂに配線によって物理的に接続されているとき、入力端子ＴＩＮと可変抵抗素子１１ｂの一端とは電気的に接続された状態にある。従って、このような状態で３つの回路要素が互いに電気的に接続されているのであれば、入力端子ＴＩＮと可変抵抗素子１１ｂの一端とは配線によって物理的に直接接続されていなくてもよい。
【００２４】
図３（ａ）および図３（ｂ）は、反転アンプ１３ａの構成例を示す回路図である。図３（ａ）に示す反転アンプ１３ａは、２つのバイポーラトランジスタ１７，１９、抵抗素子２１及び電流源２３を含む。バイポーラトランジスタ１７においては、そのベースが入力端子ＶＩＮに接続され、そのコレクタが抵抗素子２１を介してバイアス電源Ｖｃｃ１に接続され、そのエミッタがグラウンドに接続されている。バイポーラトランジスタ１９においては、そのベースがバイポーラトランジスタ１７のコレクタに接続され、そのコレクタがバイアス電源Ｖｃｃ１に接続され、そのエミッタが出力端子ＶＯＵＴに接続されるとともに電流源２３を介してグラウンドに接続されている。バイポーラトランジスタ１９と電流源２３は、エミッタフォロワ回路を構成する。図３（ｂ）に示す反転アンプ１３ａは、図３（ａ）に示す構成に対して、バイポーラトランジスタ１７のエミッタとグラウンドとの間に高電位側から低電位側へ順方向に電流が流れるように接続されたダイオード２５が追加されている。
【００２５】
図３（ａ）に示す反転アンプ１３ａにおいては、入力端子ＶＩＮ及び出力端子ＶＯＵＴにおけるＤＣ電位は０．９Ｖ程度に設定され、図３（ｂ）に示す反転アンプ１３ａにおいては、入力端子ＶＩＮ及び出力端子ＶＯＵＴにおけるＤＣ電位は１．７Ｖ程度に設定される。よって、受光素子３の特性に応じて、図３（ａ）及び図３（ｂ）に示す構成のうちの適した構成が選択される。図３（ｂ）に示す反転アンプ１３ａのＤＣ電位は、例えばダイオード２５の電流電圧特性に応じて調整することができる。このＤＣ電位は、グラウンド電位を基準にしてバイアス電圧ともいう。
【００２６】
また、図４（ａ）および図４（ｂ）は、可変抵抗素子１１ａ，１１ｂ及びバイアス発生回路１１ｃの構成例を示す回路図である。図４（ａ）は、反転アンプ１３ａが図３（ａ）に示した構成を有する場合の可変抵抗素子１１ａ，１１ｂ及びバイアス発生回路１１ｃの構成を示し、図４（ｂ）は、反転アンプ１３ａが図３（ｂ）に示した構成を有する場合の可変抵抗素子１１ａ，１１ｂ及びバイアス発生回路１１ｃの構成を示す。
【００２７】
図４（ａ）に示す例においては、可変抵抗素子１１ａ，１１ｂは、それぞれ、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）２７ａ，２７ｂによって構成され、バイアス発生回路１１ｃは、バイポーラトランジスタ２９及び電流源３１によって構成されている。ＦＥＴ２７ａにおいて、そのドレインは入力端子ＶＩＮＡを介してインダクタの他方の端子９ａに接続され、そのゲートには制御端子Ｎ１を介して制御電圧が印加される。ＦＥＴ２７ｂにおいて、そのドレインは入力端子ＶＩＮＢを介してインダクタの一方の端子９ｂに接続され、そのゲートには制御端子Ｎ２を介して制御電圧が印加される。バイポーラトランジスタ２９のベース及びコレクタは、電流源３１が接続されるとともにＦＥＴ２７ａ，２７ｂのソースが接続され、バイポーラトランジスタ２９のエミッタはグラウンドに接続されている。
【００２８】
このような構成においては、ＦＥＴ２７ａ，２７ｂのソースに印加されるバイアス電圧Ｖｒｅｆを上述の反転アンプ１３ａのＤＣ電圧と同じ電位に設定することで、ＦＥＴ２７ａ，２７ｂのドレイン−ソース間電位がほぼ０Ｖとなり、ＦＥＴ２７ａ，２７ｂは、それぞれ、制御端子Ｎ１，Ｎ２に与えられる制御電圧によって制御される可変抵抗として機能する。
【００２９】
図４（ｂ）に示す例は、図４（ｂ）に示す構成に対して、バイポーラトランジスタ２９のエミッタとグラウンドとの間に順方向で接続されたダイオード３３が追加されている。このような構成においても、図３（ｂ）に示す構成を有する反転アンプ１３ａに対応して、ＦＥＴ２７ａ，２７ｂのドレイン−ソース間電位をほぼ０Ｖになるように調整することで、ＦＥＴ２７ａ，２７ｂは、それぞれ、制御端子Ｎ１，Ｎ２に与えられる制御電圧によって制御される可変抵抗として機能する。
【００３０】
以上説明した光受信回路５によれば、入力端子ＴＩＮとトランスインピーダンスアンプ１３の入力との間に設けられるインダクタ９により、トランスインピーダンスの高周波特性においてピーキング（利得の持ち上げ作用）がかかり、トランスインピーダンスの周波数特性を平坦化することができる。加えて、インダクタ９の他方の端子９ａに可変抵抗素子１１ａが接続され、インダクタ９の一方の端子９ｂに可変抵抗素子１１ｂが接続されることにより、入力する光信号の強度のダイナミックレンジにおいて、インダクタ９によるピーキングの効果を安定化させることができる。これにより、入力する光信号のダイナミックレンジにおいて、トランスインピーダンスの周波数特性を平坦化できる結果、歪による出力特性の劣化を低減することができる。
【００３１】
また、可変抵抗素子１１ｂの抵抗値が可変抵抗素子１１ａの抵抗値に連動して設定されるように構成されるので、入力する光信号のダイナミックレンジにおいて、インダクタ９によるピーキングの効果をより安定化させることができる。その結果、入力する光信号のダイナミックレンジにおいて、出力特性の劣化をより一層低減することができる。
【００３２】
また、可変抵抗素子１１ｂの抵抗値が可変抵抗素子１１ａの抵抗値よりも大きい値に設定されるように構成されているので、インダクタ９によるピーキングの効果が必要以上に下がってしまうことを防止できる。その結果、光信号のダイナミックレンジにおいて、出力特性の劣化を低減することができる。
【００３３】
さらに、２つの可変抵抗素子１１ａ，１１ｂには同一のバイアス電圧Ｖｒｅｆが印加されているので、２つの可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの間でバイアス条件を一致させることができ、第１のバイアス電圧と第２のバイアス電圧のそれぞれのばらつきや変動による相対的な電圧差の影響が除かれることによって可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの制御が容易となる。
【００３４】
次に、本実施形態におけるトランスインピーダンスの周波数特性を平坦化の効果を、比較例と比較しつつ具体的に説明する。
【００３５】
図１５は、比較例にかかる光受信回路９０５の概略構成を示している。この光受信回路９０５の光受信回路５との相違点は、インダクタ９のトランスインピーダンスアンプ１３側の端子のみに可変抵抗素子１１ａが接続され、インダクタ９の入力端子ＴＩＮ側の端子に接続される可変抵抗素子１１ｂを有さない点である。可変抵抗素子１１ｂを有さないことにより、バイアス発生回路１１ｃには可変抵抗素子１１ａのみ接続されている。図１６には、受光素子３及び光受信回路９０５を含む回路の高周波特性に関する等価回路を示す。図１６（ａ）において、Ｉｉｎは受光素子の生成する電流（光電流）を示し、Ａ０は反転アンプ１３ａの増幅率（電圧利得）であり、Ｃｉｎは反転アンプ１３ａの入力容量であり、Ｃｐｄは受光素子３の寄生容量であり、Ｒｆは帰還抵抗１３ｂの抵抗値であり、Ｖｏｕｔは光受信回路９０５が出力する電圧信号を示す。また、図１５で図示されているワイヤ１５のインダクタンスＬ１はインダクタンスＬ２に比べて小さいため無視している。なお、反転アンプ１３ａの周波数特性のうちで入力容量Ｃｉｎに依存する特性以外は無視できる。図１６（ｂ）では、図１６（ａ）の等価回路に対して、容量ＣｐｄをインピーダンスＺ２で表記し、インダクタンスＬ２をインピーダンスＺ１で表記し、インダクタ９から見た反転アンプ１３ａの入力インピーダンスをインピーダンスＺｉｎで表記するように書き換えている。
【００３６】
各インピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚｉｎは、下記式（１）〜（４）によって表される。
【数１】
2020077956.tif 000003
【数２】
2020077956.tif 000004
【数３】
2020077956.tif 000005
【数４】
2020077956.tif 000006
【００３７】
さらに、図１６（ｂ）における電流−電圧利得であるトランスインピーダンスＺｔ、及びその振幅は、それぞれ、下記式（５）及び下記式（６）によって表される。
【数５】
2020077956.tif 000007
【数６】
2020077956.tif 000008
ここで、トランスインピーダンスＺｔの振幅は、Ｌ２＝０、すなわち、帯域伸長用のインダクタ９が存在しない場合には、下記式（７）によって表される。
【数７】
2020077956.tif 000009
【００３８】
図１７には、比較例におけるトランスインピーダンスＺｔの高周波特性（周波数特性）の計算結果を示している。ここでは、代表的な値として、Ｃｐｄ＝５０ｆＦ、Ｃｉｎ＝５０ｆＦ、Ｒｆ＝５００ｏｈｍ、ＡＯ＝１０、Ｌ２＝２００ｐＨとして計算している。また、入力される光信号が比較的小さい場合の動作を想定し、Ｒ１＝１０００ｏｈｍと仮定している。図１７に示す実線は、比較のためにＬ２＝０ｐＨとした時の特性を示し、点線は、Ｌ２＝２００ｐＨとした時の特性を示す。
【００３９】
この結果から、トランスインピーダンスＺｔが周波数０ＧＨｚのときの値から３ｄＢ低下する帯域である３ｄＢ帯域は、インダクタ９のピーキングの効果により３２ＧＨｚから７７ＧＨｚまで増加していることが分かる。Ｌ２＝２００ｐＨの場合、６０ＧＨｚ付近に＋３ｄＢ程度のピークが生じるが、トランスインピーダンスアンプ１３より後段の回路の周波数ロス、光受信モジュールの出力部の線路の高周波ロスにより、このピークは低減されることが分かっている。従って、それらの後段の回路も含んだ光受信モジュール全体としては２〜４ｄＢのピークが好適となる。なお、高周波特性が４ｄＢ以上のピークを持つ場合は、光受信モジュール全体の周波数平坦性を悪化させる虞がある。
【００４０】
図１８には、比較例においてＲ１の値を５０ｏｈｍまで低下させた場合のトランスインピーダンスＺｔの高周波特性の計算結果を示している。この結果は、入力される光信号が比較的大きい場合の動作を想定している。実線がＬ２＝０ｐＨ、点線がＬ２＝２００ｐＨの場合の計算結果である。
【００４１】
この結果から、１ＧＨｚ付近のトランスインピーダンスＺｔは、図１７の結果に比較して６ｄＢ低下している。しかしながら、Ｌ２＝２００ｐＨの場合には、５３ＧＨｚ付近のピークが周波数１ＧＨｚ付近の値よりも８ｄＢ程度と大きくなっている。これは、インダクタ９によるピーキングの効果が入力抵抗Ｒｉｎの低下により相対的に大きくなるためと考えられる。前述の通り、４ｄＢを超える周波数特性のピークは光受信モジュールの周波数平坦性を悪化させ、光受信モジュール全体の出力特性を劣化させることになり得る。一方で、インダクタンスＬ２の値を低下させた場合、ピークの高さを低減できるが、その場合、入力される光信号が比較的大きい場合（Ｒ１＝１０００ｏｈｍの場合）において、ピークが好適な値である２〜４ｄＢを下回る。そのため、インダクタンスＬ２の値を低下させることなしに光信号が比較的大きいときのピークを抑えることが光信号の強度のダイナミックレンジをより広くカバーするために求められる。
【００４２】
図５には、本実施形態の受光素子３及び光受信回路５を含む回路の高周波特性に関する等価回路を示す。図５（ｂ）では、図５（ａ）の等価回路に対して、容量Ｃｐｄ及び抵抗Ｒ２をインピーダンスＺ２で表記し、インダクタンスＬ２をインピーダンスＺ１で表記し、反転アンプ１３ａの入力インピーダンスをインピーダンスＺｉｎで表記するように書き換えている。
【００４３】
各インピーダンスＺ１，Ｚ２，Ｚｉｎは、下記式（８）〜（１１）によって表される。
【数８】
2020077956.tif 000010
【数９】
2020077956.tif 000011
【数１０】
2020077956.tif 000012
【数１１】
2020077956.tif 000013
【００４４】
さらに、図５（ｂ）における電流−電圧利得であるトランスインピーダンスＺｔ、及びその振幅は、それぞれ、下記式（１２）及び下記式（１３）によって表される。
【数１２】
2020077956.tif 000014
【数１３】
2020077956.tif 000015
【００４５】
図６には、本実施形態におけるトランスインピーダンスＺｔの高周波特性の計算結果を示している。ここでは、図１７の結果と同様に、代表的な値としてＣｐｄ＝５０ｆＦ、Ｃｉｎ＝５０ｆＦ、Ｒｆ＝５００ｏｈｍ、ＡＯ＝１０、Ｌ２＝２００ｐＨとして計算している。また、Ｒ１とＲ２の比率を１：２．５に設定しており、入力される光信号が比較的小さい場合の動作を想定し、Ｒ１＝１０００ｏｈｍ、Ｒ２＝２５００ｏｈｍと仮定している（高利得の場合）。一方、入力される光信号が比較的大きい場合の動作を想定し、Ｒ１＝６０ｏｈｍ、Ｒ２＝１５０ｏｈｍと仮定している（低利得の場合）。また、光信号が中間の大きさの場合を想定し、Ｒ１＝１２０ｏｈｍ、Ｒ２＝３００ｏｈｍと仮定している（低利得と高利得の間の中利得の場合）。図６に示す実線は、本実施形態の周波数特性を示し、点線は図１５に示した比較例における周波数特性を示す。比較例においては、高利得ではＲ１＝１０００ｏｈｍとし、低利得ではＲ１＝４４ｏｈｍとし、中利得ではＲ１＝８４ｏｈｍとしている。
【００４６】
この結果から、上述したように比較例においては低利得動作時に８ｄＢ程度の大きなピークが現れるが、本実施形態では低利得動作時のピークが２ｄＢ程度に抑えられている。また、本実施形態では、高利得動作時にも３ｄＢ程度の好適な高さのピークが実現されている。さらに、本実施形態では、中利得動作時にも３ｄＢ程度の好適な高さのピークが維持されている。このように、本実施形態の構成を用いることにより、高利得、中利得、及び低利得のいずれの動作時にも、高周波帯におけるピーク高を好適な値に維持することが可能となる。
【００４７】
以上、好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。
【００４８】
図７は、本発明の第１変形例にかかる光受信回路５Ａの構成を示す回路図である。光受信回路５Ａは、トランスインピーダンスアンプ１３の出力電気信号（電圧信号）の振幅を検出してその検出結果に応じて利得を自動調整する構成としての制御回路３５及び振幅検出回路３７と、トランスインピーダンスアンプ１３の出力信号を２つの差動信号に変換する差動アンプ３９と、２つの差動アンプとの間のオフセットを調整するオフセット調整用アンプ４１とが追加されている。振幅検出回路３７は、トランスインピーダンスアンプ１３の出力電気信号の振幅を検出し、制御回路３５は、その振幅に応じて制御電圧を生成し、その制御電圧を可変抵抗素子１１ａ，１１ｂに印加する。ここで、出力電気信号は、平均電圧を中心として“１”レベルの電圧値（ピーク値）と“０”レベルの電圧値（ボトム値）との間を遷移し、その振幅は、ピーク値とボトム値との電圧差に相当する。光信号の強弱に対して、出力電気信号の平均電圧はほぼ一定で、振幅が大小に変化する。このような変形例によれば、可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの抵抗値を出力振幅に応じて自動で制御することができ、自動利得可変制御機能を備えるトランスインピーダンスアンプが実現できる。ここで、この第１変形例においては、振幅検出回路３７が、トランスインピーダンスアンプ１３の出力電気信号の振幅を検出しているが、後段の差動アンプ３９の出力の振幅を検出してもよいし、差動アンプ３９の内部の出力の振幅を検出してもよい。
【００４９】
図８〜１１は、第１変形例における自動利得可変制御の具体例を示すグラフである。
【００５０】
図８には、トランスインピーダンスアンプ１３の出力振幅と制御回路３５の出力電位との関係を示している。この例では、トランスインピーダンスアンプ１３の出力振幅が値Ｖｏ１と値Ｖｏ２との間の範囲になるように制御され、制御回路３５の出力電位が、可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの抵抗値が低下し始める電位であるＶｃｉｒ２ｏ２と、可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの抵抗値が最低値となる電位であるＶｃｉｒ２ｏ１との間の範囲で自動調整される。振幅検出回路３７で検出されたトランスインピーダンスアンプ１３の出力振幅に応じて、制御回路３５は、出力振幅がＶｏ１より若干低い値に上昇すると、出力電位を上昇させ、Ｖｃｉｒ２ｏ１まで上昇させる。さらに、出力振幅が上昇すると、制御回路３５は、出力電位をＶｃｉｒ２ｏ２まで上昇させる。通常の動作は出力電位がＶｃｉｒ２ｏ２までの範囲で動作させるが、出力振幅がＶｏ２以上に上昇した場合には、制御回路３５は、出力電位を飽和させる。
【００５１】
図９は、入力電流振幅とトランスインピーダンスアンプ１３の出力振幅との関係、図１０は、入力電流振幅とトランスインピーダンスＺｔとの関係、図１１は、入力電流振幅と可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの並列抵抗Ｒｐａｒａとの関係を示している。振幅検出回路３７は、出力振幅を検出して電位情報もしくは電流情報を生成し、その情報を制御回路３５に入力する。これに対して、制御回路３５は、出力振幅がＶｏ１に達した状態から、可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの抵抗値Ｒ１，Ｒ２を低下させる。制御回路３５による出力振幅の制御目標値はＶｏ１であり、制御ループのループ利得が有限であるため、結果としてＶｏ１より若干高めの値に制御される。入力電流振幅がｌｉｎ２に達するとトランスインピーダンスが最低利得Ｚｔ２に制御される。入力電流振幅がｌｉｎ２以上では出力振幅が再度上昇するため、通常は光受信回路の使用範囲がｌｉｎ２以下の入力電流振幅となるように設計される。可変抵抗素子１１ａ，１１ｂの並列抵抗値Ｒｐａｒａは、下記式（１４）で与えられる。
【数１４】
2020077956.tif 000016
自動利得可変制御のための回路を含めたトランスインピーダンスＺｔの値を用いて、下記式（１５）；
【数１５】
2020077956.tif 000017
で表される。制御回路３５は、下記式（１６）に従って、トランスインピーダンスアンプ１３単体のトランスインピーダンスＺｔ１と目標の利得Ｚｔを基に、並列抵抗値Ｒｐａｒａを制御する。図１１には、制御回路３５によって制御される並列抵抗値Ｒｐａｒａの変化の状態を示している。
【数１６】
2020077956.tif 000018
【００５２】
図１２は、本発明の第２変形例にかかる光受信回路５Ｂの構成を示す回路図である。光受信回路５Ｂは、光受信回路５との相違点として、２つの制御端子ＴＣ１，ＴＣ２を有し、これらの制御端子ＴＣ１，ＴＣ２から２つの可変抵抗素子１１ａ，１１ｂに対して別々の制御電圧を印加可能に構成されている点である。これにより、可変抵抗素子１１ａの抵抗値と可変抵抗素子１１ｂの抵抗値とを独立に制御可能とされ、高周波側の周波数特性のピーク量を独立に制御できる。そのため、インダクタ、可変抵抗素子等の製造ばらつき、受光素子の製造ばらつき等により高周波側のピーク量が変化しても、可変抵抗素子１１ｂに印加する制御電圧を独立に調整することで平坦性を改善することができる。
【００５３】
図１３には、第２変形例において、抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２との比率を変更した場合のトランスインピーダンスＺｔの周波数特性の変化を示している。ここでは、代表的な値として、Ｃｐｄ＝５０ｆＦ、Ｃｉｎ＝５０ｆＦ、Ｒｆ＝５００ｏｈｍ、ＡＯ＝１０、Ｌ２＝２００ｐＨとして計算している。実線は、Ｒ１＝９０ｏｈｍ、Ｒ２＝８０ｏｈｍでＲ１：Ｒ２＝１：０．８９の場合、点線は、Ｒ１＝６０ｏｈｍ、Ｒ２＝１５０ｏｈｍでＲ１：Ｒ２＝１：２．５の場合、一点鎖線は、Ｒ１＝５０ｏｈｍ、Ｒ２＝３００ｏｈｍでＲ１：Ｒ２＝１：６の場合の特性の計算結果を示している。このように、周波数特性のピークは１ｄＢ〜５ｄＢの範囲で変化しており、第２変形例の構成により、ピークの高さを調整することが可能となり、受光素子及び後段の回路の周波数特性に対して好適なピークの高さを選択することが可能となる。
【００５４】
図１４は、本発明の第３変形例にかかる光受信回路５Ｃの構成を示す回路図である。光受信回路５Ｃは、光受信回路５との相違点として、インダクタ９の一方の端子９ｂと入力端子ＴＩＮとの間に別のインダクタ１０９が挿入されている点である。このような構成によっても、トランスインピーダンスの周波数特性の平坦化が実現される。
【符号の説明】
【００５５】
１…光受信モジュール、３…受光素子、５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ…光受信回路、９…インダクタ、９ａ，９ｂ…端子、１１ａ…（第１の）可変抵抗素子、１１ｂ…（第２の）可変抵抗素子、１３…トランスインピーダンスアンプ、２７ａ，２７ｂ…ＦＥＴ（トランジスタ）。
【図１】
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【図２】
2020077956.tif 000020
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2020077956.tif 000024
【図７】
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【図８】
2020077956.tif 000026
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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