(57)【要約】【課題】従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータは力率改善コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータの周波数が高調波成分で重なり、ノイズが大きくなった。【解決手段】本発明の力率改善コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータが直列に接続された力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータは、力率改善コンバータを固定周波数のスイッチング型とし、ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング周波数の偶数次の高調波が相殺される対称波形を形成し、前記力率改善コンバータのスイッチング周波数及びその高調波成分と、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数及び奇数次高調波成分が５００ｋＨｚ以下の周波数において、±１０ｋＨｚの範囲内に重ならないように、力率改善コンバータのスイッチング周波数、およびＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数を設定する。【選択図】図１
2020043648.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
力率改善コンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータが直列に接続された、力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記力率改善コンバータは、固定周波数のスイッチング型とし、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のスイッチング素子を有して、そのスイッチング周波数の偶数次の高調波が相殺される様な対称波形を形成し、
前記力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆ、もしくはその高調波fnと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆもしくはその奇数次高調波Fnが５００ｋＨｚ以下の周波数において、±１０ｋＨｚの範囲内に重ならないように、前記力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆ、および前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆを、設定することを特徴とした力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆが、１５０ｋHz未満のスイッチング周波数であることを特徴とした請求項１に記載した力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、プッシュプル型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とした請求項１乃至請求項２に記載の力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、フルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とした請求項１乃至請求項２に記載の力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、ハーフブジッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とした請求項１乃至請求項２に記載の力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、ＬＬＣ共振コンバータであることを特徴とした請求項１乃至請求項２に記載の力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング方式のＡＣ−ＤＣコンバータは、交流の商用電源を整流した直流電圧を電源とした、ＤＣ−ＤＣコンバータから構成されていた。この交流の商用電源をブリッジ整流するコンデンサインプット型の整流回路は、力率が一般に０．５〜０．７と悪く、多くの高調波電流を商用電源に流す結果となった。このため、近年、これらの高調波電流を規制する国際的な規格ＩＥＣ６１０００−３−２が制定された。
ＩＥＣ６１０００−３−２に対応するためには、入力の力率を改善する力率改善コンバータが必要となった。このため、現在普及している力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータは、力率改善コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータが直列に接続された構成となっている。
【０００３】
従来のこの種の力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータの一例を図６に示す。図６は、商用電源ＡＣをローパスフィルタ回路Filterを介してダイオードブリッジＤＢに接続され、ダイオードブリッジＤＢにてブリッジ整流した脈流波形を、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１からなる昇圧チョッパ回路にて昇圧し、平滑コンデンサＣ１を充電する。この時の平滑コンデンサＣ１の電圧は、脈流波形のピーク値より高く設定する。昇圧チョッパ回路は、制御回路Ｃｏｎｔ１にて、平滑コンデンサＣ１電圧を定電圧制御するとともに、入力電流波形が正弦波状になるように、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御する。この昇圧チョッパ回路は、力率改善コンバータＰＦＣを構成する。この力率改善コンバータＰＦＣは、例えば、特許文献１や特許文献２の図５で示されている力率改善コンバータであり、固定のスイッチング周波数ｆでＰＷＭ制御される。
【０００４】
つぎに、平滑コンデンサＣ１に生成された直流電圧を電源として、後段のＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０が動作する。図６のＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０は、フォワードカップルドコンバータ（ＦＣＣ）と称されるものである。平滑コンデンサＣ１に直列にトランスＴ１０の第２の１次巻線Ｐ２とスイッチング素子Ｑ２が直列に接続されている。トランスＴ１０の第１の１次巻線Ｐ１は、Ｄ４を介して、Ｃ１に並列に接続されている。トランスＴ１０の２次巻線Ｓには、整流ダイオードＤ２とＤ３と、平滑インダクタＬ２と平滑コンデンサＣ２が接続されて整流平滑回路が構成されている。出力電圧Ｖｏは、＋Ｖｏと−Ｖｏ端子から検出回路Ｄｅｔにて監視し、検出回路Ｄｅｔ内部の基準電圧と比較されて、誤差信号がフォトカプラＰＣのダイオード側に流れる。フォトカプラＰＣのトランジスタ側では、絶縁されたその誤差信号が制御回路Ｃｏｎｔ２０にフィードバックされる。後段のＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０は、固定のスイッチング周波数にて、スイッチング素子Ｑ２がオン・オフ制御される。Ｑ２がオンするとトランスＴ１０の１次巻線Ｐ２にＣ１の電圧が印加される。Ｐ２に印加された電圧は、トランスＴ１０を介して２次巻線Ｓに発生し、整流ダイオードＤ２を介して、平滑インダクタＬ２と平滑コンデンサＣ２にエネルギを蓄える。Ｑ２がオフすると、トランスＴ１０に蓄えられた励磁エネルギが、トランスＴ１０の１次巻線Ｐ１からダイオードＤ４を介して、Ｃ１に回生される。同時に整流ダイオードＤ２はオフとなり、整流ダイオードＤ３がオンとなり平滑インダクタＬ２に蓄えられたエネルギが平滑コンデンサＣ２に放出される。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０の出力電圧Ｖｏは、検出回路Ｄｅｔにて監視する。検出回路Ｄｅｔは、＋Ｖｏと−Ｖｏの電圧を内部の基準電圧と比較して、その誤差に応じた電流をフォトカプラＰＣのダイオード側に流す。フォトカプラＰＣのトランジスタ側では、絶縁されたその誤差に応じた電流を制御回路Ｃｏｎｔ２にフィードバックする。制御回路Ｃｏｎｔ２は、フィードバック信号に応じて、スイッチング素子Ｑ２のオン・オフのデューティ比を変化させ、出力電圧Ｖｏを一定に制御する。
【０００５】
さて、スイッチング方式の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングノイズを発生する。スイッチングノイズは、直接繋がっている商用電源にノイズを伝導し、商用電源に接続される他の機器に誤動作等の問題を発生させることがある。このため、商用電源に伝導されるノイズを規制する国際規格として、例えばＣＩＳＰＲ３２などがある。従って、これらの規格に対応した伝導ノイズレベル以下としなければならない。これらの対策として、一般的には、ノイズの発生源を減らす方法と、フィルタを付加して低減する方法の両方を組み合わせて対策を行う。ＣＩＳＰＲ３２では、１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚまでのノイズが伝導ノイズとして、規制の対象となっている。商用電源とＡＣ−ＤＣコンバータの間に接続するフィルタは、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）であり、周波数が高くなるとノイズ低減の効果が高くなる。これらのスイッチング方式のスイッチング周波数は、２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ程度が一般的である。
また、スイッチング方式のスイッチング波形は、矩形波が一般的で、スイッチング周波数のスペクトラムを観測すると、基本波が一番大きく、高調波の次数が高くなればレベルが低下する。これらは、矩形波のフーリエ級数展開から求められる。
【０００６】
これらのことから、スイッチング周波数の基本波は、ノイズレベルが高いため、規制の範囲外、すなわち、１５０ｋＨｚ未満とすることが望ましい。また、高調波の次数が高くなればレベルが低下することから、５００ｋＨｚ以上は、スイッチング周波数に起因する伝導ノイズとしては、あまり注意しなくとも必然的にノイズレベルは低くなる。
【０００７】
従来のこの種の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータは、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆと、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆの２つのスイッチング周波数が存在し、それぞれのスイッチング周波数および、その高調波が同一の周波数となった場合、そのノイズレベルが加算されて大きくなり、ノイズ対策が難しくなる欠点があった。また、規制されるノイズの測定方法で、測定時の帯域幅（ＢＷ）が９ｋＨｚと決められているため、帯域幅以上の周波数差が無いと同一周波数成分として測定される。このため、それぞれの周波数は概ね±１０ｋＨｚ程度離れている必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平３−７０６６号公報
【特許文献２】特開２００９−１７７９５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
図７は、従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラムの一例を示したもので、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆ＝６５ｋＨｚの場合を示した。２つの周波数が完全に一致しているため、それぞれの高調波において、スペクトラムが加算されて大きなノイズレベルとなっており、ノイズ対策が難しくなっている。
【００１０】
図８は、第２の従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラムの一例を示したもので、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆ＝１３０ｋＨｚの場合を示した。この場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆの高調波で、周波数が一致し、それぞれのスペクトラムが加算されて大きなノイズレベルとなっており、ノイズ対策が難しくなっている。
【００１１】
図９は、第３の従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラムの一例を示したもので、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆ＝１８５ｋＨｚの場合を示した。この場合は、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆの第３次高調波１９５ｋＨｚとＤＣ−ＤＣコンバータＤＣＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆの基本波の周波数が近接し、ノイズ対策が難しくなっている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆの第２高調波の３７０ｋＨｚのノイズレベルも高く、ノイズ対策が難しくなっている。
【００１２】
図１０は、第４の従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラムの一例を示したもので、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆ＝１１５ｋＨｚの場合を示した。この場合は、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆの第７次高調波４５５ｋＨｚとＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆの第４次高調波４６０ｋＨｚの周波数が近接し、ノイズ対策が難しくなっている。
【００１３】
以上、示したように、従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータでは、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆとＤＣ−ＤＣコンバータＤＣ１０のスイッチング周波数Ｆを実用的な範囲に設定すると、それぞれのスイッチング周波数および、その高調波が重なり合い、ノイズ対策が難しくなっている。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
５００ｋＨｚ未満の伝導ノイズのレベルを低減して、ノイズフィルタを小さくまたは削減することにより、力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの小型化、省資源化、低価格化を図ろうとするため、本発明は、力率改善コンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータが直列に接続された、力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記力率改善コンバータは、固定周波数のスイッチング型とし、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、複数のスイッチング素子を有して、そのスイッチング周波数の偶数次の高調波が相殺される様な対称波形を形成し、前記力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆ、もしくはその高調波成分である周波数ｆｎと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆもしくはその奇数次高調波成分である周波数Ｆｎが５００ｋＨｚ以下の周波数において、±１０ｋＨｚの範囲内に重ならないように、前記力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆ、および前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆを、設定することを特徴とした力率改善機能を有するＡＣ−ＤＣコンバータである。
【００１５】
さらに前記力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆが、１５０ｋHz未満のスイッチング周波数としても良い。
また前記ＤＣ−ＤＣコンバータが、プッシュプル型のＤＣ−ＤＣコンバータ、フルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータ、ハーフブジッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータでも良い。或いは、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＬＬＣ共振コンバータでも良い。
【発明の効果】
【００１６】
力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数とＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数が、それぞれのスイッチング周波数および、その高調波成分の周波数が重なり合いノイズが大きくなることは無く、ノイズ対策が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明を適用した力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成
【図２】第１の本発明を適応しない場合の周波数スペクトラム
【図３】第２の本発明を適応しない場合の周波数スペクトラム
【図４】第３の本発明を適応しない場合の周波数スペクトラム
【図５】本発明を適応した場合の周波数スペクトラム
【図６】従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成
【図７】第1の従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラム
【図８】第２の従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラム
【図９】第３の従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラム
【図１０】第４の従来の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの周波数スペクトラム
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１が、本発明の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータに必要な回路構成例である。従来の図６との相違点は、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成が異なるところにある。図１のＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数のスイッチング素子を有して、そのスイッチング周波数の偶数次の高調波が相殺される様な対称波形を形成している。図１では、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、ＬＬＣ共振コンバータを用いている。力率改善コンバータＰＦＣにより平滑コンデンサＣ１に生成された直流電圧を電源として、後段のＬＬＣ共振コンバータＤＤ１が動作する。Ｃ１に２つのスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、コンデンサＣｒｖ、および、インダクタＬｒとトランスＴ１の１次巻線ＰとコンデンサＣｒｉの直列回路が、それぞれ並列に接続されている。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１および２次巻線Ｓ２は直列に接続されて、その中点が出力グランドに接続されている。２次巻線Ｓ１および２次巻線Ｓ２の他端には、それぞれ整流用ダイオードＤ２、Ｄ３が接続されていて、平滑コンデンサＣ２を含めて、整流平滑回路を構成している。出力電圧Ｖｏは、＋Ｖｏと−Ｖｏ端子から検出回路Ｄｅｔにて監視し、検出回路Ｄｅｔ内部の基準電圧と比較されて、誤差信号がフォトカプラＰＣのダイオード側に流れる。フォトカプラＰＣのトランジスタ側では、絶縁されたその誤差信号が制御回路Ｃｏｎｔ２にフィードバックされる。
【００１９】
これの動作は、例えば特許第４２３２８４５号にて、図１０従来の直流変換装置の回路構成図について、詳しく説明されている。
すなわち、制御回路Ｃｏｎｔ２にて、スイッチング素子Ｑ２およびＱ３が交互にオン・オフ制御される。初めに、スイッチング素子Ｑ３がオンすると、Ｃ１を電源として、Ｑ３、Ｌｒ、Ｐ、Ｃｒｉの経路で共振電流が流れる。この電流の一部は、トランスＴ１の一次巻線Ｐの励磁インダクタンスおよび電流共振コンデンサＣｒｉの共振電流となり、トランスＴ１の２次側に伝達されない。残りの電流は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ１、整流ダイオードＤ２を介して、平滑コンデンサＣ２を共振電流で充電する。次に、Ｑ２およびＱ３が同時にオフする所定のデッドタイム経過後に、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｃｒｉを電源として、Ｐ、Ｌｒ、Ｑ２の経路で共振電流が流れる。この電流の一部は、トランスＴ１の一次巻線Ｐの励磁インダクタンスおよび電流共振コンデンサＣｒｉの共振電流となり、トランスＴ１の２次側に伝達されない。残りの電流は、トランスＴ１の二次巻線Ｓ２、整流ダイオードＤ３を介して、平滑コンデンサＣ２を充電する。さらに、Ｑ２およびＱ３が同時にオフする所定のデッドタイム経過後に、再びスイッチング素子Ｑ３がオンし、これを繰り返す。
【００２０】
ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖｏは、検出回路Ｄｅｔにて監視する。検出回路Ｄｅｔは、＋Ｖｏと−Ｖｏの電圧を内部の基準電圧と比較して、その誤差に応じた電流をフォトカプラＰＣのダイオード側に流す。フォトカプラＰＣのトランジスタ側では、絶縁されたその誤差に応じた電流を制御回路Ｃｏｎｔ２にフィードバックする。制御回路Ｃｏｎｔ２は、フィードバック信号に応じて、スイッチング素子Ｑ２とＱ３のオン幅を変化させ、出力電圧Ｖｏを一定に制御する。この時のＱ２とＱ３のオン幅は、略等しく制御する。
これにより、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３の電圧と電流波形は、対称的な波形となる。スイッチング波形が対称的になることで、フーリエ級数展開による偶数次の高調波は相殺されて無くなる事が知られている。
【００２１】
図１の本発明の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータに必要な回路構成例が、本発明が目的とする５００ｋＨｚ未満の伝導ノイズのレベルを低減して、ノイズフィルタを小さくしたり、削減したりすることにより、力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの小型化、省資源化、低価格化、を図るには、力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆ、もしくはその高調波fnと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆもしくはその奇数次高調波Fnが５００ｋＨｚ以下の周波数において、±１０ｋＨｚの範囲内に重ならないように、力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆ、および前記ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆを、設定することが必要となる。また、力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆが、１５０ｋHz未満のスイッチング周波数であることが有効である。
【００２２】
本発明の力率改善コンバータＰＦＣとＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数の詳細な決定方法は、次の通りである。
１．   ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆを１５０ｋＨｚ未満に設定する。
２．   ＤＣ−ＤＣコンバータとして、ＬＬＣ共振コンバータを選定した場合は、そのスイッチング周波数Ｆは、実用的な範囲として、１００ｋHz〜１５０ｋHzから選択する。実際には、ＬＬＣ共振コンバータの共振要素は、自由度が少ないため、その共振要素により決定されるスイッチング周波数とする。ここでは例えば＝１１５ｋＨｚで構成できたと設定する。
３．   力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆとの重なりを防止するための周波数を±１０ｋＨｚと考慮すると、Ｆmin＝１０５ｋHz、Fmax＝１２５ｋHｚとなる。
４．   力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆを実用的な範囲として、５０ｋＨｚ〜１００ｋHzから選択する。第２高調波がＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆと重ならず、なおかつ小型化のためにスイッチング周波数ｆを一番高い周波数に設定する。すなわち、ｆ２＝Ｆmin／２＝１０５ｋＨｚ／２＝５２．５ｋＨｚ以下、もしくは、ｆ２＝Ｆmax／２＝１２５ｋHz／２＝６２．５ｋHz以上となる。実用的な周波数との関係から、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆは、ｆｌ＝５０ｋＨｚ〜５２．５ｋＨｚもしくは、ｆｈ＝６２．５ｋＨｚ〜７５ｋHzの範囲内となる。
５．   次にＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆの第３次高調波を考慮する。Ｆ３＝１１５ｋＨｚ×３＝３４５ｋＨｚとなる。
６．   力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆの高調波との重なり防止周波数を±１０ｋＨｚと考慮すると、Ｆ３min＝３３５ｋHz、F３max＝３５５ｋHｚとなる。
７．   Ｆ３min／ｆｌmax＝３３５ｋHz／５２．５ｋHz＝６．３８より、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆは、３３５ｋHz／６＝５５．８ｋＨｚで、４．での範囲から逸脱しているので不成立となる。
８．   Ｆ３min／ｆｈmin＝３３５ｋHz／６２．５ｋHz＝５．３６より、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆは、３３５ｋＨｚ／５＝６７ｋＨｚとなる。すなわち、６２．５ｋＨｚ〜６７ｋＨｚの範囲内となる。
以上より、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆ＝１１５ｋＨｚの場合は、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６２．５ｋＨｚ〜６７ｋＨｚの範囲内において、本発明が成立する。
【００２３】
力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆと、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆの設定に、本発明を適応しない場合の周波数スペクトラムを従来の場合と同様に調べると次のようになる。
【００２４】
図２は、本発明を適応しない場合の第１のＡＣ−ＤＣコンバータに対する周波数スペクトラムの一例を示したものである。力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆ＝６５ｋＨｚの場合を示した。２つの周波数が完全に一致しているが、スペクトラムが加算されて大きなノイズレベルとなっているのは、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆの奇数次の高調波周波数だけである。ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆの偶数次の高調波周波数においては、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチングノイズは皆無である。しかしながら、奇数次の高調波周波数においては、それぞれのノイズが加算されて大きなノイズレベルとなっていて、ノイズ対策が難しくなっている。
【００２５】
図３は、本発明を適応しない場合の第２のＡＣ−ＤＣコンバータに対する周波数スペクトラムの一例を示したものである。力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆ＝１３０ｋＨｚの場合を示した。この場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆと、その奇数次高調波で、周波数が一致し、それぞれのスペクトラムが加算されて大きなノイズレベルとなっていて、ノイズ対策が難しくなっている。しかし、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆの偶数次の高調波周波数においては、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチングノイズは皆無である。
【００２６】
図４は、本発明を適応しない場合の第３のＡＣ−ＤＣコンバータに対する周波数スペクトラムの一例を示したものである。力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆ＝１８５ｋＨｚの場合を示した。この場合は、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆの３次高調波１９５ｋＨｚとＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆの基本波の周波数が近接し、ノイズ対策が難しくなっている。しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆの第２高調波の３７０ｋＨｚのノイズレベルは皆無である。
【００２７】
図５は、本発明を適応した場合の第４のＡＣ−ＤＣコンバータに対する周波数スペクトラムの一例を示したものである。先に説明した詳細な決定方法で求めた周波数範囲内となっている。力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ＝６５ｋＨｚ、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆ＝１１５ｋＨｚの場合を示した。この場合は、力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆの高調波と、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆの奇数次高調波が、５００ｋＨｚ以下の周波数において、±１０ｋＨｚの範囲内に重ならないように、力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆ、およびＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆが設定されている。また、力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆと、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆが、１５０ｋHz未満のスイッチング周波数に設定されている。これらにより、伝導ノイズ対策で重要な１５０ｋHz〜５００ｋHzの周波数範囲において、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数ｆ、および、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆが、１５０ｋHｚ未満となり、伝導ノイズの規制の対象外の周波数となっている。また、力率改善コンバータのスイッチング周波数ｆの高調波と、ＤＣ−ＤＣコンバータＤＤ１のスイッチング周波数Ｆの奇数次高調波が、５００ｋＨｚ以下の周波数において、±１０ｋＨｚの範囲内に重ならないように設定されているため、全体のノイズレベルが小さく、伝導ノイズ対策が容易となる。このため、フィルタの削減等が可能となり、力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの小型化、省資源化、低価格化が実現できる。
【００２８】
なお、本発明では、複数のスイッチング素子を有して、そのスイッチング周波数の偶数次の高調波が相殺される様な対称波形を形成したＤＣ−ＤＣコンバータを採用したため、偶数次の高調波を考慮せずに、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数、およびＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数Ｆの設定が可能となる。ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周波数の±１０ｋＨｚ内での偶数次での重なりまでを考慮すると、力率改善コンバータＰＦＣのスイッチング周波数の設定は実質的に困難である。本発明は、この課題を容易に解決したものである。
【００２９】
以上説明したように、本発明の力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータは、伝導ノイズ対策が容易となり、フィルタの削減等が可能となり、小型で、省資源で、低価格な力率改善機能を有したＡＣ−ＤＣコンバータの提供が可能となる。
【符号の説明】
【００３０】
ＰＦＣ    力率改善コンバータ
ＤＤ１、ＤＤ１０    ＤＣ−ＤＣコンバータ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３    スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３    ダイオード
Ｌ１、Ｌ２    インダクタ
Ｃｏｎｔ１、Ｃｏｎｔ２、Ｃｏｎｔ２０    制御回路
Ｔ１、Ｔ１０    トランス
Ｐ１，Ｐ２、Ｓ    変圧器Ｔ１の巻線
Ｐ、Ｓ１、Ｓ２    変圧器Ｔ１０の巻線
Ｃ１、Ｃ２    平滑コンデンサ
Ｄｅｔ    検出回路
ＰＣ    フォトカプラ
ＡＣ    商用電源
Ｖｏ    直流出力
ＤＢ    ダイオードブリッジ
Ｌｒ    共振リアクトル
Ｃｒｉ    共振コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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