(57)【要約】【課題】蓄電装置を小型化することができる電源装置を提供する。【解決手段】電源装置は、第１負荷に電力を供給可能な第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置の出力電圧よりも高い電圧を出力するとともに、前記第１蓄電装置に直列接続される第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置の出力端に接続され、前記第１蓄電装置の出力電圧を電圧変換した変換電圧を出力する電圧変換器と、前記電圧変換器の出力端に接続され、前記変換電圧が印加される第２負荷と、前記変換電圧が前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計になるように、固定された昇圧率によって前記電圧変換器を制御する制御部と、を備え、前記第１蓄電装置の出力端は、前記第２蓄電装置に接続され、前記第２蓄電装置の出力端は、前記電圧変換器の前記出力端に接続されている。【選択図】図２
2020043708.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１負荷に電力を供給可能な第１蓄電装置と、
前記第１蓄電装置の出力電圧よりも高い電圧を出力するとともに、前記第１蓄電装置に直列接続される第２蓄電装置と、
前記第１蓄電装置の出力端に接続され、前記第１蓄電装置の出力電圧を電圧変換した変換電圧を出力する電圧変換器と、
前記電圧変換器の出力端に接続され、前記変換電圧が印加される第２負荷と、
前記変換電圧が前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計になるように、固定された昇圧率によって前記電圧変換器を制御する制御部と、
を備え、
前記第１蓄電装置の出力端は、前記第２蓄電装置に接続され、
前記第２蓄電装置の出力端は、前記電圧変換器の出力端に接続されている、
電源装置。
【請求項２】
前記第１蓄電装置及び前記第２蓄電装置のそれぞれの残容量が変化した場合においても、前記制御部によって前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との比が一定に維持される、
請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第１蓄電装置の出力電圧は、前記第１負荷が動作可能な範囲の電圧となるように制御され、
前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計は、前記第２負荷が動作可能な範囲の電圧となるように制御される、
請求項２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記電圧変換器は複数の変換回路を備え、
前記複数の変換回路のそれぞれは、前記制御部により固定された昇圧率によって制御され、
前記複数の変換回路のそれぞれの昇圧率及び前記第１蓄電装置の出力電圧の積が、前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計に等しい、
請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電源装置。
【請求項５】
前記複数の変換回路は、第１変換回路と、第２変換回路とを備え、
前記第１変換回路は、
中間電位線に接続される第１上アームと、
共通電位線に接続される第１下アームと、
前記第１上アームと前記第１下アームとの接続点である第１接続点と、前記第１蓄電装置の出力端との間に接続される第１リアクトルと、
前記中間電位線に接続される第２上アームと、
前記共通電位線に接続される第２下アームと、
前記第２上アームと前記第２下アームとの接続点である第２接続点と、前記第１蓄電装置の出力端との間に接続され、前記第１リアクトルと磁気的に結合されている第２リアクトルと、
を有し、固定された昇圧率によって前記第１蓄電装置の出力電圧を前記中間電位線の電圧に変換し、
前記第２変換回路は、
前記電圧変換器の出力端に接続される第３上アームと、
前記共通電位線に接続される第３下アームと、
前記第３上アームと前記第３下アームとの接続点である第３接続点と、前記中間電位線との間に接続される第３リアクトルと、
前記電圧変換器の出力端に接続される第４上アームと、
前記共通電位線に接続される第４下アームと、
前記第４上アームと前記第４下アームとの接続点である第４接続点と、前記中間電位線との間に接続され、前記第３リアクトルと磁気的に結合されている第４リアクトルと、
を有し、固定された昇圧率によって前記中間電位線の電圧を前記電圧変換器の出力電圧に変換し、
前記第１変換回路の昇圧率と前記第２変換回路の昇圧率と前記第１蓄電装置の出力電圧との積は、前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計に等しい、
請求項４に記載の電源装置。
【請求項６】
前記第１変換回路の昇圧率は２倍に固定されており、
前記第２変換回路の昇圧率は２倍に固定されており、
前記第２蓄電装置の出力電圧は、前記第１蓄電装置の出力電圧の３倍である、
請求項５に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＥＶ走行パワーを損なうことなく、補機負荷へ電力を供給する電源システムが知られている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１に記載された技術では、ソーラーバッテリから１２Ｖ系への電力供給に、ソーラーＤＣ／ＤＣコンバータが用いられ、メインバッテリから補機負荷への電力供給に、ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。
ところで、特許文献１に記載された技術では、補機負荷に供給される電力を蓄える補機バッテリと、ＥＶ走行に用いられる電力を蓄えるメインバッテリとが別個に設けられ、補機バッテリに蓄えられた電力は、ＥＶ走行に用いられない。そのため、特許文献１に記載された技術では、メインバッテリの容量を十分に大きくする必要があり、メインバッテリが大型化してしまう。
【０００３】
また従来、太陽電池によって発電された電力を蓄電装置に充電する充電制御装置が知られている（例えば、特許文献２参照）。特許文献２に記載された技術では、主ＤＣ／ＤＣコンバータが、太陽電池から入力された発電電力を昇圧あるいは降圧して出力し、第１ＤＣ／ＤＣコンバータが、主ＤＣ／ＤＣコンバータから出力された電力を高圧バッテリ充電設定電圧に昇圧し、第２ＤＣ／ＤＣコンバータが、主ＤＣ／ＤＣコンバータから出力された電力を補機バッテリの充電に適した補機バッテリ充電設定電圧に昇圧あるいは降圧する。
ところで、特許文献２に記載された技術では、低圧負荷に供給される電力を蓄える補機バッテリと、走行駆動用モータに供給される電力を蓄える高圧バッテリとが別個に設けられ、補機バッテリに蓄えられた電力は、走行駆動用モータに供給されない。そのため、特許文献２に記載された技術では、高圧バッテリの容量を十分に大きくする必要があり、高圧バッテリが大型化してしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−０８５７０７号公報
【特許文献２】国際公開第２０１４／２０３６０２号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述した問題点に鑑み、本発明は、蓄電装置を小型化することができる電源装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
（１）本発明の一態様に係る電源装置は、第１負荷に電力を供給可能な第１蓄電装置と、前記第１蓄電装置の出力電圧よりも高い電圧を出力するとともに、前記第１蓄電装置に直列接続される第２蓄電装置と、前記第１蓄電装置の出力端に接続され、前記第１蓄電装置の出力電圧を電圧変換した変換電圧を出力する電圧変換器と、前記電圧変換器の出力端に接続され、前記変換電圧が印加される第２負荷と、前記変換電圧が前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計になるように、固定された昇圧率によって前記電圧変換器を制御する制御部と、を備え、前記第１蓄電装置の出力端は、前記第２蓄電装置に接続され、前記第２蓄電装置の出力端は、前記電圧変換器の出力端に接続されている。
【０００７】
（２）上記（１）に記載の電源装置では、前記第１蓄電装置及び前記第２蓄電装置のそれぞれの残容量が変化した場合においても、前記制御部によって前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との比が一定に維持されてもよい。
【０００８】
（３）上記（２）に記載の電源装置では、前記第１蓄電装置の出力電圧は、前記第１負荷が動作可能な範囲の電圧となるように制御され、前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計は、前記第２負荷が動作可能な範囲の電圧となるように制御されてもよい。
【０００９】
（４）上記（１）から（３）のいずれかに記載の電源装置では、前記電圧変換器は複数の変換回路を備え、前記複数の変換回路のそれぞれは、前記制御部により固定された昇圧率によって制御され、前記複数の変換回路のそれぞれの昇圧率及び前記第１蓄電装置の出力電圧の積が、前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計に等しくてもよい。
【００１０】
（５）上記（４）に記載の電源装置では、前記複数の変換回路は、第１変換回路と、第２変換回路とを備え、前記第１変換回路は、中間電位線に接続される第１上アームと、共通電位線に接続される第１下アームと、前記第１上アームと前記第１下アームとの接続点である第１接続点と、前記第１蓄電装置の出力端との間に接続される第１リアクトルと、前記中間電位線に接続される第２上アームと、前記共通電位線に接続される第２下アームと、前記第２上アームと前記第２下アームとの接続点である第２接続点と、前記第１蓄電装置の出力端との間に接続され、前記第１リアクトルと磁気的に結合されている第２リアクトルと、を有し、固定された昇圧率によって前記第１蓄電装置の出力電圧を前記中間電位線の電圧に変換し、前記第２変換回路は、前記電圧変換器の出力端に接続される第３上アームと、前記共通電位線に接続される第３下アームと、前記第３上アームと前記第３下アームとの接続点である第３接続点と、前記中間電位線との間に接続される第３リアクトルと、前記電圧変換器の出力端に接続される第４上アームと、前記共通電位線に接続される第４下アームと、前記第４上アームと前記第４下アームとの接続点である第４接続点と、前記中間電位線との間に接続され、前記第３リアクトルと磁気的に結合されている第４リアクトルと、を有し、固定された昇圧率によって前記中間電位線の電圧を前記電圧変換器の出力電圧に変換し、前記第１変換回路の昇圧率と前記第２変換回路の昇圧率と前記第１蓄電装置の出力電圧との積は、前記第１蓄電装置の出力電圧と前記第２蓄電装置の出力電圧との合計に等しくてもよい。
【００１１】
（６）上記（５）に記載の電源装置では、前記第１変換回路の昇圧率は２倍に固定されており、前記第２変換回路の昇圧率は２倍に固定されており、前記第２蓄電装置の出力電圧は、前記第１蓄電装置の出力電圧の３倍であってもよい。
【発明の効果】
【００１２】
上記（１）に記載の電源装置では、第１負荷に電力を供給可能な第１蓄電装置が備えられている。また、電圧変換器から出力されて第２負荷に印加される変換電圧が、第１蓄電装置の出力電圧を電圧変換したものであって、第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との合計になる。
つまり、上記（１）に記載の電源装置では、第１蓄電装置に蓄えられた電力が、第１負荷に供給可能（つまり、第１負荷を駆動可能）であると共に、第２負荷にも供給可能（つまり、第２負荷も駆動可能）である。
そのため、上記（１）に記載の電源装置では、第１負荷に電力を供給可能な第１蓄電装置と第２負荷に電力を供給可能な第２蓄電装置とが別個に備えられ、第１蓄電装置に蓄えられた電力が電圧変換器の非昇圧時に第２負荷に供給されない場合よりも、電源装置に備えられる（搭載される）第２蓄電装置を小型化することができる。
【００１３】
上記（２）に記載の電源装置では、第１蓄電装置及び第２蓄電装置のそれぞれの残容量が変化した場合においても、第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との比が一定に維持されてもよい。
そのように構成される場合には、固定された昇圧率によって電圧変換器を制御することにより、第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との比を一定に維持することができる。
【００１４】
上記（３）に記載の電源装置では、第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との合計が、第２負荷が動作可能な範囲の電圧となるように制御されてもよい。
そのように構成される場合には、第２蓄電装置のみによって第２負荷を動作させる場合よりも、電源装置全体を小型化することができる。
【００１５】
上記（４）に記載の電源装置では、電圧変換器に備えられる複数の変換回路のそれぞれは、固定された昇圧率によって制御され、複数の変換回路のそれぞれの昇圧率及び第１蓄電装置の出力電圧の積が、第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との合計に等しくてもよい。
そのように構成される場合には、「複数の変換回路のそれぞれの昇圧率」を「複数の変換回路の」数だけ乗じたものと、「第１蓄電装置の出力電圧」との積が、「第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との合計」に等しくなる。
複数の変換回路のそれぞれの昇圧率をどのように設定するかによって、電圧変換器全体の昇圧率を変更できるため、第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との合計の組み合わせの自由度を向上させることができる。
【００１６】
上記（５）に記載の電源装置では、複数の変換回路は、第１変換回路と、第２変換回路とを備え、第１変換回路は、中間電位線と第１蓄電装置の出力端との間に接続される第１リアクトルと、中間電位線と第１蓄電装置の出力端との間に接続され、第１リアクトルと磁気的に結合されている第２リアクトルとを有し、第２変換回路は、電圧変換器の出力端と中間電位線との間に接続される第３リアクトルと、電圧変換器の出力端と中間電位線との間に接続され、第３リアクトルと磁気的に結合されている第４リアクトルとを有してもよい。
そのように構成される場合には、第１リアクトルに対する通電と、第２リアクトルに対する通電とを逆位相で行うことによって、磁束の直流成分を打ち消すようにして低減しながら、自己誘導による磁束変化と相互誘導による磁束変化とが互いに強め合うこととなるため、電圧を発生させる磁束変化を作るためのコイル電流の増加を抑制することができる。また、第３リアクトルに対する通電と、第４リアクトルに対する通電とを逆位相で行うことによって、磁束の直流成分を打ち消すようにして低減しながら、自己誘導による磁束変化と相互誘導による磁束変化とが互いに強め合うこととなるため、電圧を発生させる磁束変化を作るためのコイル電流の増加を抑制することができる。
すなわち、リアクトルに必要とされる自己インダクタンスの増加を抑制することができるため、リアクトルを小型化すること、又はリアクトルのコストを低減することができる。
【００１７】
上記（６）に記載の電源装置では、第１変換回路の昇圧率は２倍に固定され、第２変換回路の昇圧率は２倍に固定され、第２蓄電装置の出力電圧は、第１蓄電装置の出力電圧の３倍であってもよい。
そのように構成される場合には、第１蓄電装置の出力電圧の４倍の出力電圧を有する蓄電装置を設ける必要なく、第１蓄電装置の出力電圧の４倍の電圧によって動作可能な第２負荷を動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】一般的な電源装置の一例を示す図である。
【図２】第１実施形態の電源装置の一例を示す図である。
【図３】図２に示す電圧変換器などを詳細に示した図である。
【図４】固定昇圧によって第１蓄電装置の出力電圧と第２蓄電装置の出力電圧との比が常に一定になる理由などを説明するための図である。
【図５】電磁誘導の原理を説明するための図である。
【図６】第１実施形態の電源装置と同様に２つのリアクトルが密結合リアクトルを構成し、かつ、一方のリアクトルに対する通電タイミングと他方のリアクトルに対する通電タイミングと重なる例における電磁誘導を説明するための図である。
【図７】密結合リアクトルを構成する図３に示す第１リアクトルおよび第２リアクトルに対する通電タイミングなどを説明するための図である。
【図８】１つのリアクトルに対する通電量を増減させる場合（非磁気結合方式）における自己誘導磁束などを示す図である。
【図９】２つのリアクトルによって構成される密結合リアクトルと疎結合リアクトルとを説明するための図である。
【図１０】第１実施形態の電源装置のリアクトルに対する通電量（コイル電流）を増減させる場合における自己誘導磁束などを示す図である。
【図１１】疎結合リアクトルを構成する２つのリアクトルに対する通電量を増減させる場合（疎結合の磁気結合方式）における自己誘導磁束などを示す図である。
【図１２】第２実施形態の電源装置の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明の電源装置の実施形態について説明する前に、一般的な電源装置について説明する。
図１は一般的な電源装置の一例を示す図である。図１に示す例では、電源装置が、第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）と、第２蓄電装置Ｂ２（４８Ｖバッテリ）と、電圧変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）とを備えている。第１蓄電装置Ｂ１は、第１負荷Ｌ１（１２Ｖ負荷）に電力を供給可能である。第２蓄電装置Ｂ２は、第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）に電力を供給可能である。電圧変換器は、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧を電圧変換（昇圧）した変換電圧を出力するか、あるいは、第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧を電圧変換（降圧）した変換電圧を出力する。電圧変換器は、上アームＵＨと、下アームＵＬと、リアクトルＬと、コンデンサＣＬと、コンデンサＣＨとを備えている。上アームＵＨは、スイッチング素子と、そのスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードとを備えている。下アームＵＬは、スイッチング素子と、そのスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードとを備えている。
【００２０】
図１に示す例では、第１負荷Ｌ１の一端が、第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａに接続されている。第１負荷Ｌ１の他端は、第１蓄電装置Ｂ１の低電位側端子１Ｂに接続されている。第２負荷Ｌ２の一端は、第２蓄電装置Ｂ２の高電位側端子２Ａに接続されている。第２負荷Ｌ２の他端は、第２蓄電装置Ｂ２の低電位側端子２Ｂに接続されている。
第１負荷Ｌ１の一端は、コンデンサＣＬの一端に接続されている。第１負荷Ｌ１の他端は、コンデンサＣＬの他端に接続されている。
第２負荷Ｌ２の一端は、コンデンサＣＨの一端に接続されている。第２負荷Ｌ２の他端は、コンデンサＣＨの他端に接続されている。また、第２負荷Ｌ２の一端は、上アームＵＨの一端に接続されている。上アームＵＨの他端は、接続点ＣＰを介して下アームＵＬの一端に接続されている。接続点ＣＰは、リアクトルＬを介して第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子１Ａに接続されている。下アームＵＬの他端は、第２負荷Ｌ２の他端と、第１蓄電装置Ｂ１の低電位側端子１Ｂとに接続されている。
【００２１】
図１に示す例では、１２Ｖ電源系が第１蓄電装置Ｂ１を備え、４８Ｖ電源系が第２蓄電装置Ｂ２を備えている。１２Ｖ電源系と４８Ｖ電源系とは、電圧変換器（双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ）を介して接続されている。１２Ｖ電源系と４８Ｖ電源系との間は、電力の授受が行われる。電圧変換器は、昇圧（降圧）チョッパによって構成される。
図１に示す例では、第１負荷Ｌ１に供給される電力を蓄える第１蓄電装置Ｂ１と、第２負荷Ｌ２に供給される電力を蓄える第２蓄電装置Ｂ２とが別個に設けられ、第１蓄電装置Ｂ１に蓄えられた電力は、昇圧時以外に（つまり、電圧変換器の非昇圧時に）、第２負荷Ｌ２に供給されない。そのため、図１に示す例では、第２蓄電装置Ｂ２の容量を十分に大きくする必要があり（つまり、第２蓄電装置Ｂ２を、第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）に合わせた４８Ｖバッテリにする必要があり）、第２蓄電装置Ｂ２が大型化してしまう。その結果、電源装置全体が大型化し、電源装置全体の重量が増大してしまう。
【００２２】
以下、本発明の電源装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
【００２３】
＜第１実施形態＞
図２は第１実施形態の電源装置１の一例を示す図である。
図２に示す例では、第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）と、第２蓄電装置Ｂ２（３６Ｖバッテリ）と、電圧変換器Ｃ（ＤＣ−ＤＣコンバータ、昇圧チョッパ）と、第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）と、制御部Ｅとを備えている。
第１蓄電装置Ｂ１は、第１負荷Ｌ１（１２Ｖ負荷）に電力を供給可能である。第２蓄電装置Ｂ２は、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧よりも高い電圧を出力するとともに、第１蓄電装置Ｂ１に直列接続されている。詳細には、第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａが、第２蓄電装置Ｂ２の低電位側端子２Ｂに接続されている。直列接続された第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２は、第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）に電力を供給可能である。
電圧変換器Ｃは、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧を電圧変換（昇圧）した変換電圧を出力する。電圧変換（昇圧）された変換電圧は、第２負荷Ｌ２に印加される。電圧変換器Ｃは、端子ＣＡと、端子ＣＢと、端子（出力端）ＣＣとを備えている。
制御部Ｅは、電圧変換器Ｃによって出力される変換電圧が第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との合計になるように、固定された昇圧率（図１に示す例では、４倍）によって電圧変換器Ｃを制御する。
図２に示す例では、第１蓄電装置Ｂ１が１２Ｖバッテリであり、第２蓄電装置Ｂ２が３６Ｖバッテリであり、第１負荷Ｌ１が１２Ｖ電源によって動作可能な負荷であり、第２負荷Ｌ２が４８Ｖ電源によって動作可能な負荷である。詳細には、図２に示す例では、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧は、第１負荷Ｌ１が動作可能な範囲の電圧となるように制御される。
他の例では、第１蓄電装置Ｂ１が１２Ｖ以外の直流電圧を出力するバッテリであり、第２蓄電装置Ｂ２が３６Ｖ以外の直流電圧を出力するバッテリであり、第１負荷Ｌ１が１２Ｖ以外の直流電源によって動作可能な負荷であり、第２負荷Ｌ２が４８Ｖ以外の直流電源によって動作可能な負荷であってもよい。この例においても、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧は、第１負荷Ｌ１が動作可能な範囲の電圧となるように制御される。
【００２４】
図２に示す例では、第１負荷Ｌ１の一端が、第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａに接続されている。第１負荷Ｌ１の他端は、第１蓄電装置Ｂ１の低電位側端子１Ｂに接続されている。第２負荷Ｌ２の一端は、第２蓄電装置Ｂ２の高電位側端子２Ａに接続されている。第２負荷Ｌ２の他端は、第１蓄電装置Ｂ１の低電位側端子１Ｂに接続されている。
電圧変換器Ｃの端子ＣＡは、第１蓄電装置Ｂ１の低電位側端子１Ｂと、第２負荷Ｌ２の他端とに接続されている。電圧変換器Ｃの端子ＣＢは、第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａに接続されている。電圧変換器Ｃの端子（出力端）ＣＣは、第２蓄電装置Ｂ２の高電位側端子（出力端）２Ａと、第２負荷Ｌ２の一端とに接続されている。
つまり、図２に示す例では、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（３６Ｖ）との合計（４８Ｖ）が、第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）が動作可能な範囲の電圧となるように制御される。そのため、第２蓄電装置Ｂ２のみによって第２負荷Ｌ２を動作させる図１に示す例よりも、第２蓄電装置Ｂ２を小型化することができる。
【００２５】
図３は図２に示す電圧変換器Ｃなどを詳細に示した図である。
図３に示す例では、電圧変換器Ｃが、第１変換回路Ｃ１と、第２変換回路Ｃ２と、コンデンサＣＤと、共通電位線９１と、中間電位線９２と、出力電位線９３とを備えている。
第１変換回路Ｃ１は、電圧変換器Ｃの端子ＣＡと端子ＣＢとの間に入力された第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧を電圧変換（図３に示す例では、２倍に昇圧）する。詳細には、第１変換回路Ｃ１は、固定された昇圧率（２倍）によって制御される。第２変換回路Ｃ２は、第１変換回路Ｃ１によって昇圧されて出力された電圧を更に電圧変換（図３に示す例では、２倍に昇圧）する。第２変換回路Ｃ２も、固定された昇圧率（２倍）によって制御される。その結果、電圧変換器Ｃの端子ＣＡと端子ＣＢとの間に入力された第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧は、第１変換回路Ｃ１と第２変換回路Ｃ２とによって４倍（＝２×２倍）に昇圧される。
コンデンサＣＤは、第１変換回路Ｃ１によって昇圧され、第２変換回路Ｃ２によって昇圧されて出力される電圧を平滑化する。共通電位線９１は、電圧変換器Ｃの端子ＣＡに接続されている。中間電位線９２は、第１変換回路Ｃ１と第２変換回路Ｃ２とを接続している。出力電位線９３は、電圧変換器Ｃの端子（出力端）ＣＣに接続されている。
【００２６】
図３に示す例では、第１変換回路Ｃ１が、第１上アーム１１と、第１下アーム１２と、第１接続点１３と、第１リアクトル１４と、第２上アーム１６と、第２下アーム１７と、第２接続点１８と、第２リアクトル１９とを備えている。
第１上アーム１１は、制御部Ｅ（図２参照）によって制御されるスイッチング素子と、そのスイッチング素子に逆並列に接続された還流ダイオードとを備えている。スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）等である。第１下アーム１２、第２上アーム１６および第２下アーム１７は、第１上アーム１１と同様に構成されている。
第１上アーム１１の一端は、中間電位線９２に接続されている。第１上アーム１１の他端は、第１接続点１３を介して第１下アーム１２の一端に接続されている。つまり、第１接続点１３は、第１上アーム１１の他端と第１下アーム１２の一端との接続点である。第１下アーム１２の他端は、共通電位線９１に接続されている。第１接続点１３は、第１リアクトル１４を介して電圧変換器Ｃの端子ＣＢに接続されている。つまり、第１リアクトル１４は、第１接続点１３と、第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａとの間に接続されている。
第２上アーム１６の一端は、中間電位線９２に接続されている。第２上アーム１６の他端は、第２接続点１８を介して第２下アーム１７の一端に接続されている。つまり、第２接続点１８は、第２上アーム１６の他端と第２下アーム１７の一端との接続点である。第２下アーム１７の他端は、共通電位線９１に接続されている。第２接続点１８は、第２リアクトル１９を介して電圧変換器Ｃの端子ＣＢに接続されている。つまり、第２リアクトル１９は、第２接続点１８と、第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａとの間に接続されている。
第１リアクトル１４と第２リアクトル１９とは、磁気的に結合されている。詳細には、第１リアクトル１４と第２リアクトル１９とは、密結合リアクトルを構成する。密結合とは、第１リアクトル１４と第２リアクトル１９との間で作用する磁束の漏れが少ない結合であり、結合係数ｋ≒１になる場合に相当する。或いは、例えばｋ≧０．９５となるように設定しても良い。
第１変換回路Ｃ１は、固定された昇圧率（図３に示す例では、２倍）によって第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（図３に示す例では、１２Ｖ）を、中間電位線９２の電圧（図３に示す例では、２４Ｖ）に変換する。
【００２７】
図３に示す例では、第２変換回路Ｃ２が、第３上アーム２１と、第３下アーム２２と、第３接続点２３と、第３リアクトル２４と、第４上アーム２６と、第４下アーム２７と、第４接続点２８と、第４リアクトル２９とを備えている。
第３上アーム２１、第３下アーム２２、第４上アーム２６および第４下アーム２７は、第１上アーム１１と同様に構成されている。
第３上アーム２１の一端は、出力電位線９３に接続されている。つまり、第３上アーム２１の一端は、電圧変換器Ｃの端子（出力端）ＣＣに接続されている。第３上アーム２１の他端は、第３接続点２３を介して第３下アーム２２の一端に接続されている。つまり、第３接続点２３は、第３上アーム２１の他端と第３下アーム２２の一端との接続点である。第３下アーム２２の他端は、共通電位線９１に接続されている。第３接続点２３は、第３リアクトル２４を介して中間電位線９２に接続されている。つまり、第３リアクトル２４は、第３接続点２３と、中間電位線９２との間に接続されている。
第４上アーム２６の一端は、出力電位線９３に接続されている。つまり、第３上アーム２１の一端は、電圧変換器Ｃの端子（出力端）ＣＣに接続されている。第４上アーム２６の他端は、第４接続点２８を介して第４下アーム２７の一端に接続されている。つまり、第４接続点２８は、第４上アーム２６の他端と第４下アーム２７の一端との接続点である。第４下アーム２７の他端は、共通電位線９１に接続されている。第４接続点２８は、第４リアクトル２９を介して中間電位線９２に接続されている。つまり、第４リアクトル２９は、第４接続点２８と、中間電位線９２との間に接続されている。
第３リアクトル２４と第４リアクトル２９とは、磁気的に結合されている。詳細には、第３リアクトル２４と第４リアクトル２９とは、密結合リアクトルを構成する。
第２変換回路Ｃ２は、固定された昇圧率（図３に示す例では、２倍）によって、中間電位線９２の電圧（第１変換回路Ｃ１の出力電圧）（図３に示す例では、２４Ｖ）を、電圧変換器Ｃの出力電圧（出力電位線９３の電圧）（図３に示す例では、４８Ｖ）に変換する。
【００２８】
図３に示す例では、第１変換回路Ｃ１の昇圧率（２倍）と第２変換回路Ｃ２の昇圧率（２倍）と第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧Ｖ１（１２Ｖ）との積（２×２×１２Ｖ＝４８Ｖ）は、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧Ｖ１（１２Ｖ）と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（３×Ｖ１）（３６Ｖ）との合計（４×Ｖ１）（１２Ｖ＋３６Ｖ＝４８Ｖ）に等しい。
【００２９】
詳細には、図３に示す例では、第１変換回路Ｃ１の昇圧率は、２倍に固定されている。また、第２変換回路Ｃ２の昇圧率も、２倍に固定されている。第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（３６Ｖ＝３×１２Ｖ）は、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）の３倍である。
そのため、図３に示す例では、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧の４倍の出力電圧を有する蓄電装置を設ける必要なく、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧の４倍の電圧によって動作可能な第２負荷Ｌ２を動作させることができる。
【００３０】
換言すれば、図３に示す例では、直列接続された第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）および第２蓄電装置Ｂ２（３６Ｖバッテリ）が、第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷（４８Ｖ系））に接続されている。第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）は、第１負荷Ｌ１（１２Ｖ負荷（１２Ｖ系））に接続されている。
電圧変換器Ｃの入力（端子ＣＡおよび端子ＣＢ）は、第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）に接続されている。電圧変換器Ｃの出力（端子ＣＡおよび端子ＣＣ）は、第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）に接続されている。
電圧変換器Ｃは、２相磁気結合の昇圧チョッパの２段構成とされている。１段目（第１変換回路Ｃ１）の入力は、電圧変換器Ｃの入力（端子ＣＡと端子ＣＢとの間の電圧）である。１段目（第１変換回路Ｃ１）の出力（共通電位線９１と中間電位線９２との間の電圧）は、２段目（第２変換回路Ｃ２）の入力である。２段目の出力は、電圧変換器Ｃの出力（端子ＣＡと端子ＣＣとの間の電圧）である。
第１リアクトル１４と第２リアクトル１９との結合、および、第３リアクトル２４と第４リアクトル２９との結合は、磁気結合リアクトルの結合度を高く取った密結合とされている。
２つの昇圧チョッパ（第１変換回路Ｃ１および第２変換回路Ｃ２）のそれぞれの昇圧率は、２倍に固定されている。固定昇圧によって、第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２（３６Ｖバッテリ）の出力電圧との比は、常に一定（１：３）になる。
【００３１】
図４は固定昇圧によって第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２（３６Ｖバッテリ）の出力電圧との比が常に一定（１：３）になる理由などを説明するための図である。詳細には、図４（Ａ）は第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）、第２蓄電装置Ｂ２（３６Ｖバッテリ）などのような蓄電装置の出力電圧とＳＯＣ（State of Charge）との関係を示す図である。図４（Ａ）において、縦軸は蓄電装置の出力電圧を示しており、横軸は蓄電装置のＳＯＣを示している。図４（Ａ）に示すように、蓄電装置のＳＯＣと出力電圧とは、例えば線形の関係のように、所定の相関関係を有する。
図４（Ｂ）は直列接続された第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧とＳＯＣとの関係を示す図である。図４（Ｂ）において、縦軸は直列接続された第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧を示しており、横軸は第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２のＳＯＣを示している。図４（Ｂ）に示すように、第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２の一方の放電によって、第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２の一方のＳＯＣが変化すると、第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２の一方の出力電圧が変化する。それに伴って、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との比が一定（１：３）になるように、第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２の他方が放電し、第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２の他方の出力電圧も変化する。その結果、第１蓄電装置Ｂ１のＳＯＣと第２蓄電装置Ｂ２のＳＯＣとが等しい関係が維持される。
【００３２】
換言すれば、第１実施形態の電源装置１では、図４（Ｂ）に示すように、第１蓄電装置Ｂ１及び第２蓄電装置Ｂ２のそれぞれの残容量（ＳＯＣ）が変化した場合においても、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との比が一定に維持される。
つまり、第１実施形態の電源装置１では、固定された昇圧率によって電圧変換器Ｃを制御することにより、図４（Ｂ）に示すように、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との比を一定に維持することができる。
【００３３】
図５は電磁誘導の原理を説明するための図である。詳細には、図５（Ａ）は右向きの電流が増加する例を示しており、図５（Ｂ）は右向きの電流が減少する例を示している。
図５（Ａ）に示すように、右向きの電流が増加する場合には、下向きの磁束が増加する。その結果、上向きの電圧（右向きの電流の増加を妨げる向きの電圧）が発生する。
図５（Ｂ）に示すように、右向きの電流が減少する場合には、下向きの磁束が減少する。その結果、下向きの電圧（右向きの電流の減少を妨げる向きの電圧）が発生する。
詳細には、コイルに電流（コイル電流Ｉ）が流れると、コイルに鎖交した磁束（コイル鎖交磁束Φ）が発生する。コイル鎖交磁束Φの大きさは、コイル電流Ｉに比例する（Φ∝Ｉ）。
コイルの両端には、コイル鎖交磁束Φの時間変化（△Φ／△ｔ）に比例した電圧（誘導電圧）Ｖ（∝−△Φ／△ｔ）が発生する。△Φは磁束変化量である。△ｔはスイッチＯＮ（ＯＦＦ）時間である。
【００３４】
図６は第１実施形態の電源装置１と同様に、２つのリアクトルが密結合リアクトルを構成し、かつ、第１実施形態の電源装置１とは異なり、一方のリアクトルに対する通電タイミングと、他方のリアクトルに対する通電タイミングとが重なる例における電磁誘導を説明するための図である。
図６に示す例では、図５（Ａ）に示す例と同様に、図６の左側のリアクトル（コイル）を流れる右向きの電流が増加すると、図６の左側のリアクトルの下向きの磁束（自己誘導磁束）が増加する。
図６に示す例では、図６の左側のリアクトルに対する通電タイミングと、図６の右側のリアクトルに対する通電タイミングとが重なるため、図５（Ａ）に示す例と同様に、図６の右側のリアクトル（コイル）を流れる右向きの電流が増加すると、図６の右側のリアクトルの下向きの磁束が増加する。
図６に示す例では、図６の左側のリアクトルと図６の右側のリアクトルとが、磁気的に結合されて、密結合リアクトルを構成するため、図６の右側のリアクトルの下向きの磁束の増加に伴って、図６の左側のリアクトルでは、上向きの磁束（相互誘導磁束）が増加する。
換言すれば、図６に示す例では、図６の左側のリアクトルに対する通電タイミングと、図６の右側のリアクトルに対する通電タイミングとが重なるため、自己誘導と相互誘導の磁束変化は打ち消し合う。その結果、電圧を発生させる磁束変化を作るためにリアクトルを流れる電流（コイル電流）は大きく増加する。つまり、電流リプルが大きくなり、等価的なインダクタンスが小さくなる。
【００３５】
図７は密結合リアクトルを構成する図３に示す第１リアクトル１４および第２リアクトル１９に対する通電タイミングなどを説明するための図である。
図７に示す例では、第１上アーム１１のスイッチング素子のＯＮに伴って、第１リアクトル１４を流れる右向きの電流が増加すると、第１リアクトル１４の下向きの磁束（自己誘導磁束）が増加する。
図７に示す例（第１実施形態の電源装置１）では、第１上アーム１１のスイッチング素子がＯＮするタイミングで、第２上アーム１６のスイッチング素子がＯＦＦする。その結果、第２リアクトル１９を流れる右向きの電流が減少し、第２リアクトル１９の下向きの磁束が減少する。
図７に示す例（第１実施形態の電源装置１）では、第１リアクトル１４と第２リアクトル１９とが、磁気的に結合されて、密結合リアクトルを構成するため、第２リアクトル１９の下向きの磁束の減少に伴って、第１リアクトル１４では、上向きの磁束（相互誘導磁束）が減少する。
換言すれば、図７に示す例（第１実施形態の電源装置１）では、第１リアクトル１４に対する通電タイミングと、第２リアクトル１９に対する通電タイミングとが重ならない（第１上アーム１１のスイッチング素子がＯＮするタイミングと、第２上アーム１６のスイッチング素子がＯＮするタイミングとが重ならない）ため、自己誘導と相互誘導の磁束変化は強め合う。その結果、電圧を発生させる磁束変化を作るためにリアクトルを流れる電流（コイル電流）の増加は少ない。つまり、電流リプルが小さくなり、等価的なインダクタンスが大きくなる。
詳細には、第１実施形態の電源装置１では、同様に、第３リアクトル２４に対する通電タイミングと、第４リアクトル２９に対する通電タイミングとが重ならない。つまり、第３上アーム２１のスイッチング素子がＯＮするタイミングと、第４上アーム２６のスイッチング素子がＯＮするタイミングとが重ならない。そのため、第３リアクトル２４と第４リアクトル２９とが、磁気的に結合された密結合リアクトルにおいても、自己誘導と相互誘導の磁束変化は強め合う。その結果、電圧を発生させる磁束変化を作るためにリアクトルを流れる電流（コイル電流）の増加は少ない。つまり、電流リプルが小さくなり、等価的なインダクタンスが大きくなる。
【００３６】
つまり、第１実施形態の電源装置１では、図３に示すように、第１変換回路Ｃ１が、中間電位線９２と第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａとの間に接続される第１リアクトル１４と、中間電位線９２と第１蓄電装置Ｂ１の高電位側端子（出力端）１Ａとの間に接続され、第１リアクトル１４と磁気的に結合されている第２リアクトル１９とを有する。第２変換回路Ｃ２は、電圧変換器Ｃの端子（出力端）ＣＣと中間電位線９２との間に接続される第３リアクトル２４と、電圧変換器Ｃの端子（出力端）ＣＣと中間電位線９２との間に接続され、第３リアクトル２４と磁気的に結合されている第４リアクトル２９とを有する。
そのため、第１リアクトル１４に対する通電と、第２リアクトル１９に対する通電とを逆位相で行うことによって、磁束の直流成分を打ち消すようにして低減しながら、自己誘導による磁束変化と相互誘導による磁束変化とが互いに強め合うこととなるため、電圧を発生させる磁束変化を作るためのコイル電流の増加を抑制することができる。また、第３リアクトル２４に対する通電と、第４リアクトル２９に対する通電とを逆位相で行うことによって、磁束の直流成分を打ち消すようにして低減しながら、自己誘導による磁束変化と相互誘導による磁束変化とが互いに強め合うこととなるため、電圧を発生させる磁束変化を作るためのコイル電流の増加を抑制することができる。
すなわち、第１実施形態の電源装置１では、第１リアクトル１４、第２リアクトル１９、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９に必要とされる自己インダクタンスの増加を抑制することができるため、第１リアクトル１４、第２リアクトル１９、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９を小型化すること、又は第１リアクトル１４、第２リアクトル１９、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９のコストを低減することができる。
【００３７】
図８は１つのリアクトルに対する通電量（コイル電流）を増減させる場合（非磁気結合方式）における自己誘導磁束などを示す図である。
図８に示す例では、リアクトルに対する通電量を制御するスイッチング素子が、期間ｔ１〜ｔ２にＯＦＦされ、期間ｔ２〜ｔ３にＯＮされ、期間ｔ３〜ｔ４にＯＦＦされ、期間ｔ４〜ｔ５にＯＮされ、期間ｔ５〜ｔ６にＯＦＦされ、期間ｔ６〜ｔ７にＯＮされ、期間ｔ７〜ｔ８にＯＦＦされる。
そのため、リアクトルに対する通電量（コイル電流）は、期間ｔ１〜ｔ２に値ＣＣ２から値ＣＣ１に減少し、期間ｔ２〜ｔ３に値ＣＣ１から値ＣＣ２に増加し、期間ｔ３〜ｔ４に値ＣＣ２から値ＣＣ１に減少し、期間ｔ４〜ｔ５に値ＣＣ１から値ＣＣ２に増加し、期間ｔ５〜ｔ６に値ＣＣ２から値ＣＣ１に減少し、期間ｔ６〜ｔ７に値ＣＣ１から値ＣＣ２に増加し、期間ｔ７〜ｔ８に値ＣＣ２から値ＣＣ１に減少する。
リアクトルに発生する直流磁束は、期間ｔ１〜ｔ８に一定の値ＤＭになる。
リアクトルに発生する自己誘導磁束は、期間ｔ１〜ｔ２に値ＳＭ２から値ＳＭ１に減少し、期間ｔ２〜ｔ３に値ＳＭ１から値ＳＭ２に増加し、期間ｔ３〜ｔ４に値ＳＭ２から値ＳＭ１に減少し、期間ｔ４〜ｔ５に値ＳＭ１から値ＳＭ２に増加し、期間ｔ５〜ｔ６に値ＳＭ２から値ＳＭ１に減少し、期間ｔ６〜ｔ７に値ＳＭ１から値ＳＭ２に増加し、期間ｔ７〜ｔ８に値ＳＭ２から値ＳＭ１に減少する。
【００３８】
入力側リプル電流は、期間ｔ１〜ｔ２に値ＩＲ１から値ＩＲ２に増加し、期間ｔ２〜ｔ３に値ＩＲ２から値ＩＲ１に減少し、期間ｔ３〜ｔ４に値ＩＲ１から値ＩＲ２に増加し、期間ｔ４〜ｔ５に値ＩＲ２から値ＩＲ１に減少し、期間ｔ５〜ｔ６に値ＩＲ１から値ＩＲ２に増加し、期間ｔ６〜ｔ７に値ＩＲ２から値ＩＲ１に減少し、期間ｔ７〜ｔ８に値ＩＲ１から値ＩＲ２に増加する。
出力側リプル電流は、期間ｔ１〜ｔ２に値ＯＲ１から値ＯＲ２に増加し、時刻ｔ２に値ＯＲ２から値ＯＲ４にステップ状に増加し、期間ｔ２〜ｔ３に値ＯＲ４から値ＯＲ３に減少し、時刻ｔ３に値ＯＲ３から値ＯＲ１にステップ状に減少し、期間ｔ３〜ｔ４に値ＯＲ１から値ＯＲ２に増加し、時刻ｔ４に値ＯＲ２から値ＯＲ４にステップ状に増加し、期間ｔ４〜ｔ５に値ＯＲ４から値ＯＲ３に減少し、時刻ｔ５に値ＯＲ３から値ＯＲ１にステップ状に減少し、期間ｔ５〜ｔ６に値ＯＲ１から値ＯＲ２に増加し、時刻ｔ６に値ＯＲ２から値ＯＲ４にステップ状に増加し、期間ｔ６〜ｔ７に値ＯＲ４から値ＯＲ３に減少し、時刻ｔ７に値ＯＲ３から値ＯＲ１にステップ状に減少し、期間ｔ７〜ｔ８に値ＯＲ１から値ＯＲ２に増加する。
図８に示す例では、電圧を発生させる磁束が自己誘導のみであるため、コイル電流リプルは、密結合リアクトルを構成する場合（図９に示す例）の２倍になる。
【００３９】
図９は２つのリアクトルによって構成される密結合リアクトルと疎結合リアクトルとを説明するための図である。詳細には、図９（Ａ）は密結合リアクトルを示しており、図９（Ｂ）は疎結合リアクトルを示している。
第１実施形態の電源装置１では、図９（Ａ）に示すように、第１リアクトル１４と第２リアクトル１９とによって密結合リアクトルが構成される。また、第３リアクトル２４（図３参照）と第４リアクトル２９（図３参照）とによっても、密結合リアクトルが構成される。
密結合では、一方のコイル（第１リアクトル１４）を流れる電流によって発生する磁束のほとんどが、他方のコイル（第２リアクトル１９）に鎖交する。また、他方のコイル（第２リアクトル１９）を流れる電流によって発生する磁束のほとんどが、一方のコイル（第１リアクトル１４）に鎖交する。
一方、図９（Ｂ）に示すように、疎結合では、一方のコイル（図９（Ｂ）の左側のリアクトル）を流れる電流によって発生する磁束の一部だけが、他方のコイル（図９（Ｂ）の右側のリアクトル）に鎖交する。また、他方のコイル（図９（Ｂ）の右側のリアクトル）を流れる電流によって発生する磁束の一部だけが、一方のコイル（図９（Ｂ）の左側のリアクトル）に鎖交する。
疎結合とは、磁束のロスが多い結合であり、結合係数ｋ＜＜１になる場合に相当する。
【００４０】
図１０は第１実施形態の電源装置１のリアクトルに対する通電量（コイル電流）を増減させる場合における自己誘導磁束などを示す図である。詳細には、図１０は密結合リアクトルを構成する第１リアクトル１４および第２リアクトル１９に対する通電量（コイル電流）を増減させる場合（密結合の磁気結合方式）における自己誘導磁束などを示す図である。
第１実施形態の電源装置１（図１０に示す例）では、第１変換回路Ｃ１におけるデューティー比５０％（＝昇圧率（昇圧比）２倍）を実現するために、第１上アーム１１のスイッチング素子のＯＮ期間の位相が０°〜１８０°に設定され、第２上アーム１６のスイッチング素子のＯＮ期間の位相が１８０°〜３６０°に設定される。第１上アーム１１のスイッチング素子のＯＮ期間と、第２上アーム１６のスイッチング素子のＯＮ期間との位相差が１８０°に設定される。
詳細には、第１リアクトル１４に対する通電量を制御する第１上アーム１１のスイッチング素子が、制御部Ｅ（図２参照）によって、期間ｔ１１〜ｔ１２（位相０°〜１８０°）にＯＮされ、期間ｔ１２〜ｔ１３（位相１８０°〜３６０°）にＯＦＦされ、期間ｔ１３〜ｔ１４にＯＮされ、期間ｔ１４〜ｔ１５にＯＦＦされ、期間ｔ１５〜ｔ１６にＯＮされ、期間ｔ１６〜ｔ１７にＯＦＦされ、期間ｔ１７〜ｔ１８にＯＮされる。
また、第２リアクトル１９に対する通電量を制御する第２上アーム１６のスイッチング素子が、制御部Ｅによって、期間ｔ１１〜ｔ１２（位相０°〜１８０°）にＯＦＦされ、期間ｔ１２〜ｔ１３（位相１８０°〜３６０°）にＯＮされ、期間ｔ１３〜ｔ１４にＯＦＦされ、期間ｔ１４〜ｔ１５にＯＮされ、期間ｔ１５〜ｔ１６にＯＦＦされ、期間ｔ１６〜ｔ１７にＯＮされ、期間ｔ１７〜ｔ１８にＯＦＦされる。
【００４１】
つまり、第１実施形態の電源装置１（図１０に示す例）では、第１上アーム１１のスイッチング素子のＯＮ期間と、第２上アーム１６のスイッチング素子のＯＮ期間とが重なるタイミングは存在せず、第１上アーム１１のスイッチング素子のＯＦＦ期間と、第２上アーム１６のスイッチング素子のＯＦＦ期間とが重なるタイミングも存在しない。その結果、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９の自己誘導と相互誘導とは完全相補的干渉となる。
詳細には、図１０に示すように、自己誘導磁束は、期間ｔ１１〜ｔ１２に値Ｍ１から値Ｍ２に増加し、期間ｔ１２〜ｔ１３に値Ｍ２から値Ｍ１に減少し、期間ｔ１３〜ｔ１４に値Ｍ１から値Ｍ２に増加し、期間ｔ１４〜ｔ１５に値Ｍ２から値Ｍ１に減少し、期間ｔ１５〜ｔ１６に値Ｍ１から値Ｍ２に増加し、期間ｔ１６〜ｔ１７に値Ｍ２から値Ｍ１に減少し、期間ｔ１７〜ｔ１８に値Ｍ１から値Ｍ２に増加する。
相互誘導磁束は、期間ｔ１１〜ｔ１２に値Ｍ２から値Ｍ１に減少し、期間ｔ１２〜ｔ１３に値Ｍ１から値Ｍ２に増加し、期間ｔ１３〜ｔ１４に値Ｍ２から値Ｍ１に減少し、期間ｔ１４〜ｔ１５に値Ｍ１から値Ｍ２に増加し、期間ｔ１５〜ｔ１６に値Ｍ２から値Ｍ１に減少し、期間ｔ１６〜ｔ１７に値Ｍ１から値Ｍ２に増加し、期間ｔ１７〜ｔ１８に値Ｍ２から値Ｍ１に減少する。
その結果、合成磁束（＝自己誘導磁束−相互誘導磁束）は、期間ｔ１１〜ｔ１２に値ＳＭ１から値ＳＭ２に変化し、期間ｔ１２〜ｔ１３に値ＳＭ２から値ＳＭ１に変化し、期間ｔ１３〜ｔ１４に値ＳＭ１から値ＳＭ２に変化し、期間ｔ１４〜ｔ１５に値ＳＭ２から値ＳＭ１に変化し、期間ｔ１５〜ｔ１６に値ＳＭ１から値ＳＭ２に変化し、期間ｔ１６〜ｔ１７に値ＳＭ２から値ＳＭ１に変化し、期間ｔ１７〜ｔ１８に値ＳＭ１から値ＳＭ２に変化する。
一方、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９に発生する直流磁束は、期間ｔ１１〜ｔ１８に値ゼロ（直流磁束なし）になる。
【００４２】
第１実施形態の電源装置１（図１０に示す例）では、第１リアクトル１４に対する通電量（コイル電流）は、期間ｔ１１〜ｔ１２に値ＣＣ１１から値ＣＣ１２に増加し、期間ｔ１２〜ｔ１３に値ＣＣ１２から値ＣＣ１１に減少し、期間ｔ１３〜ｔ１４に値ＣＣ１１から値ＣＣ１２に増加し、期間ｔ１４〜ｔ１５に値ＣＣ１２から値ＣＣ１１に減少し、期間ｔ１５〜ｔ１６に値ＣＣ１１から値ＣＣ１２に増加し、期間ｔ１６〜ｔ１７に値ＣＣ１２から値ＣＣ１１に減少し、期間ｔ１７〜ｔ１８に値ＣＣ１１から値ＣＣ１２に増加する。
第２リアクトル１９に対する通電量（コイル電流）は、期間ｔ１１〜ｔ１２に値ＣＣ１２から値ＣＣ１１に減少し、期間ｔ１２〜ｔ１３に値ＣＣ１１から値ＣＣ１２に増加し、期間ｔ１３〜ｔ１４に値ＣＣ１２から値ＣＣ１１に減少し、期間ｔ１４〜ｔ１５に値ＣＣ１１から値ＣＣ１２に増加し、期間ｔ１５〜ｔ１６に値ＣＣ１２から値ＣＣ１１に減少し、期間ｔ１６〜ｔ１７に値ＣＣ１１から値ＣＣ１２に増加し、期間ｔ１７〜ｔ１８に値ＣＣ１２から値ＣＣ１１に減少する。
第１リアクトル１４に対する通電量（コイル電流）と第２リアクトル１９に対する通電量（コイル電流）との差分は、後述する（図１１に示す）疎結合の場合よりも小さくなる。
【００４３】
第１実施形態の電源装置１（図１０に示す例）では、入力側リプル電流（第１リアクトル１４の入力側のコイル電流と、第２リアクトル１９の入力側のコイル電流との差分）は、期間ｔ１１〜ｔ１８に値ゼロ（差分なし）になる。
出力側リプル電流は、期間ｔ１１〜ｔ１２に値ＯＲ１１から値ＯＲ１２に増加し、時刻ｔ１２に値ＯＲ１２から値ＯＲ１１にステップ状に減少し、期間ｔ１２〜ｔ１３に値ＯＲ１１から値ＯＲ１２に増加し、時刻ｔ１３に値ＯＲ１２から値ＯＲ１１にステップ状に減少し、期間ｔ１３〜ｔ１４に値ＯＲ１１から値ＯＲ１２に増加し、時刻ｔ１４に値ＯＲ１２から値ＯＲ１１にステップ状に減少し、期間ｔ１４〜ｔ１５に値ＯＲ１１から値ＯＲ１２に増加し、時刻ｔ１５に値ＯＲ１２から値ＯＲ１１にステップ状に減少し、期間ｔ１５〜ｔ１６に値ＯＲ１１から値ＯＲ１２に増加し、時刻ｔ１６に値ＯＲ１２から値ＯＲ１１にステップ状に減少し、期間ｔ１６〜ｔ１７に値ＯＲ１１から値ＯＲ１２に増加し、時刻ｔ１７に値ＯＲ１２から値ＯＲ１１にステップ状に減少し、期間ｔ１７〜ｔ１８に値ＯＲ１１から値ＯＲ１２に増加する。
出力側リプル電流は、後述する（図１１に示す）疎結合の場合よりも小さくなる（詳細には、最小になる）。
第１実施形態の電源装置１（図１０に示す例）（密結合の磁気結合方式）では、電圧を発生させる磁束が自己誘導と相互誘導とによって相補的に合成されるため、コイル電流リプルは、非結合の場合（図８に示す例）の１／２になる。
【００４４】
図１１は疎結合リアクトルを構成する２つのリアクトルに対する通電量（コイル電流）を増減させる場合（疎結合の磁気結合方式）における自己誘導磁束などを示す図である。
図１１に示す例では、一方のリアクトルに対する通電量を制御するスイッチング素子が、期間ｔ２１〜ｔ２２にＯＮされ、期間ｔ２２〜ｔ２３にＯＦＦされ、期間ｔ２３〜ｔ２４にＯＮされ、期間ｔ２４〜ｔ２５にＯＦＦされ、期間ｔ２５〜ｔ２６にＯＮされ、期間ｔ２６〜ｔ２７にＯＦＦされ、期間ｔ２７〜ｔ２８にＯＮされる。
また、他方のリアクトルに対する通電量を制御するスイッチング素子が、期間ｔ２１〜ｔ２２にＯＦＦされ、期間ｔ２２〜ｔ２３にＯＮされ、期間ｔ２３〜ｔ２４にＯＦＦされ、期間ｔ２４〜ｔ２５にＯＮされ、期間ｔ２５〜ｔ２６にＯＦＦされ、期間ｔ２６〜ｔ２７にＯＮされ、期間ｔ２７〜ｔ２８にＯＦＦされる。
【００４５】
図１１に示す例では、自己誘導磁束が、期間ｔ２１〜ｔ２２に値Ｍ１１から値Ｍ１３に増加し、期間ｔ２２〜ｔ２３に値Ｍ１３から値Ｍ１１に減少し、期間ｔ２３〜ｔ２４に値Ｍ１１から値Ｍ１３に増加し、期間ｔ２４〜ｔ２５に値Ｍ１３から値Ｍ１１に減少し、期間ｔ２５〜ｔ２６に値Ｍ１１から値Ｍ１３に増加し、期間ｔ２６〜ｔ２７に値Ｍ１３から値Ｍ１１に減少し、期間ｔ２７〜ｔ２８に値Ｍ１１から値Ｍ１３に増加する。
相互誘導磁束は、図１０に示す例と比較して、結合度の低下分だけ下がる。詳細には、相互誘導磁束が、期間ｔ２１〜ｔ２２に値Ｍ１２から値Ｍ１１に減少し、期間ｔ２２〜ｔ２３に値Ｍ１１から値Ｍ１２に増加し、期間ｔ２３〜ｔ２４に値Ｍ１２から値Ｍ１１に減少し、期間ｔ２４〜ｔ２５に値Ｍ１１から値Ｍ１２に増加し、期間ｔ２５〜ｔ２６に値Ｍ１２から値Ｍ１１に減少し、期間ｔ２６〜ｔ２７に値Ｍ１１から値Ｍ１２に増加し、期間ｔ２７〜ｔ２８に値Ｍ１２から値Ｍ１１に減少する。
その結果、合成磁束（＝自己誘導磁束−相互誘導磁束）は、期間ｔ２１〜ｔ２２に値ＳＭ１１から値ＳＭ１３に変化し、期間ｔ２２〜ｔ２３に値ＳＭ１３から値ＳＭ１１に変化し、期間ｔ２３〜ｔ２４に値ＳＭ１１から値ＳＭ１３に変化し、期間ｔ２４〜ｔ２５に値ＳＭ１３から値ＳＭ１１に変化し、期間ｔ２５〜ｔ２６に値ＳＭ１１から値ＳＭ１３に変化し、期間ｔ２６〜ｔ２７に値ＳＭ１３から値ＳＭ１１に変化し、期間ｔ２７〜ｔ２８に値ＳＭ１１から値ＳＭ１３に変化する。
一方、２つのリアクトルに発生する直流磁束は、期間ｔ２１〜ｔ２８に一定の値ＳＭ１２になる。
【００４６】
図１１に示す例では、一方（図９（Ｂ）の左側）のリアクトルに対する通電量（コイル電流）は、期間ｔ２１〜ｔ２２に値ＣＣ２１から値ＣＣ２２に増加し、期間ｔ２２〜ｔ２３に値ＣＣ２２から値ＣＣ２１に減少し、期間ｔ２３〜ｔ２４に値ＣＣ２１から値ＣＣ２２に増加し、期間ｔ２４〜ｔ２５に値ＣＣ２２から値ＣＣ２１に減少し、期間ｔ２５〜ｔ２６に値ＣＣ２１から値ＣＣ２２に増加し、期間ｔ２６〜ｔ２７に値ＣＣ２２から値ＣＣ２１に減少し、期間ｔ２７〜ｔ２８に値ＣＣ２１から値ＣＣ２２に増加する。
他方（図９（Ｂ）の右側）のリアクトルに対する通電量（コイル電流）は、期間ｔ２１〜ｔ２２に値ＣＣ２２から値ＣＣ２１に減少し、期間ｔ２２〜ｔ２３に値ＣＣ２１から値ＣＣ２２に増加し、期間ｔ２３〜ｔ２４に値ＣＣ２２から値ＣＣ２１に減少し、期間ｔ２４〜ｔ２５に値ＣＣ２１から値ＣＣ２２に増加し、期間ｔ２５〜ｔ２６に値ＣＣ２２から値ＣＣ２１に減少し、期間ｔ２６〜ｔ２７に値ＣＣ２１から値ＣＣ２２に増加し、期間ｔ２７〜ｔ２８に値ＣＣ２２から値ＣＣ２１に減少する。
一方のリアクトルに対する通電量（コイル電流）と他方のリアクトルに対する通電量（コイル電流）との差分は、図１０に示す密結合の場合よりも大きくなる。
【００４７】
図１１に示す例では、入力側リプル電流（一方のリアクトルの入力側のコイル電流と、他方のリアクトルの入力側のコイル電流との差分）は、期間ｔ２１〜ｔ２８に値ゼロ（差分なし）になる。
出力側リプル電流は、期間ｔ２１〜ｔ２２に値ＯＲ２１から値ＯＲ２２に増加し、時刻ｔ２２に値ＯＲ２２から値ＯＲ２１にステップ状に減少し、期間ｔ２２〜ｔ２３に値ＯＲ２１から値ＯＲ２２に増加し、時刻ｔ２３に値ＯＲ２２から値ＯＲ２１にステップ状に減少し、期間ｔ２３〜ｔ２４に値ＯＲ２１から値ＯＲ２２に増加し、時刻ｔ２４に値ＯＲ２２から値ＯＲ２１にステップ状に減少し、期間ｔ２４〜ｔ２５に値ＯＲ２１から値ＯＲ２２に増加し、時刻ｔ２５に値ＯＲ２２から値ＯＲ２１にステップ状に減少し、期間ｔ２５〜ｔ２６に値ＯＲ２１から値ＯＲ２２に増加し、時刻ｔ２６に値ＯＲ２２から値ＯＲ２１にステップ状に減少し、期間ｔ２６〜ｔ２７に値ＯＲ２１から値ＯＲ２２に増加し、時刻ｔ２７に値ＯＲ２２から値ＯＲ２１にステップ状に減少し、期間ｔ２７〜ｔ２８に値ＯＲ２１から値ＯＲ２２に増加する。
出力側リプル電流は、図１１に示す密結合の場合よりも大きくなる（詳細には、差分（ＯＲ２２−ＯＲ２１）＞差分（ＯＲ１２−ＯＲ１１）になる）。
図１１に示す例（疎結合の磁気結合方式）では、相互誘導の結合度が図１０に示す例よりも下がる。そのため、図１１に示す例では、合成磁束を作るための自己誘導によるリプル（出力側リプル電流）が、図１０に示す例よりも増える。
【００４８】
第１実施形態の電源装置１（図２、図３、図７および図１０に示す例）では、電圧変換器Ｃ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が、密結合リアクトルを用いた磁気結合型昇圧チョッパによって構成されている。また、電圧変換器Ｃは、自己誘導と相互誘導の干渉が完全相補的になる固定昇圧比で駆動される。
詳細には、電圧変換器Ｃの昇圧率が固定されている（固定昇圧である）ため、第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）のセル電圧（１セル当たりの出力電圧）と、第２蓄電装置Ｂ２（３６Ｖバッテリ）のセル電圧とが等しくなる。図４（Ｂ）を参照して説明したように、第１蓄電装置Ｂ１のＳＯＣと第２蓄電装置Ｂ２のＳＯＣとが等しい関係が維持されるからである。その結果、第１負荷Ｌ１（１２Ｖ負荷）および第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）の状態によらず、バッテリ（第１蓄電装置Ｂ１および第２蓄電装置Ｂ２）の充放電バランスが等しく維持される。そうなるように電圧変換器Ｃに電流が流れるからである。
【００４９】
また、第１実施形態の電源装置１では、第１リアクトル１４と第２リアクトル１９とが、密結合リアクトルを構成する。そのため、直流磁束がキャンセルされ、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９には、直流磁束が発生しない。同様に、第３リアクトル２４と第４リアクトル２９とが、密結合リアクトルを構成する。そのため、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９には、直流磁束が発生しない。
また、第１実施形態の電源装置１では、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９における自己誘導と相互誘導の干渉が、相殺的でなく、完全相補的になる。そのため、必要な自己インダクタンスが半減する。同様に、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９における自己誘導と相互誘導の干渉が、相殺的でなく、完全相補的になる。そのため、必要な自己インダクタンスが半減する。
また、第１実施形態の電源装置１では、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９における誘導電圧電流の相補的挙動によって、入力のリプルが完全に相殺される。その結果、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９における出力リプルが最小になる。同様に、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９における誘導電圧電流の相補的挙動によって、入力のリプルが完全に相殺される。その結果、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９における出力リプルが最小になる。
【００５０】
第１実施形態の電源装置１（図２、図３、図７および図１０に示す例）では、第２蓄電装置Ｂ２が３６Ｖバッテリであるため、第２蓄電装置Ｂ２（４８Ｖバッテリ）のみによって第２負荷Ｌ２（４８Ｖ負荷）を動作させる図１に示す例よりも、電源装置１に搭載されるバッテリ（詳細には、例えばバッテリの総重量など）を削減することができる。
すなわち、第１実施形態の電源装置１では、第１負荷Ｌ１に電力を供給可能な第１蓄電装置Ｂ１が備えられている。また、電圧変換器Ｃから出力されて第２負荷Ｌ２に印加される変換電圧が、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧を電圧変換したものであって、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との合計になる。
つまり、第１実施形態の電源装置１では、第１蓄電装置Ｂ１に蓄えられた電力が、第１負荷Ｌ１に供給可能（つまり、第１負荷Ｌ１を駆動可能）であると共に、第２負荷Ｌ２にも供給可能（つまり、第２負荷Ｌ２も駆動可能）である。
そのため、第１実施形態の電源装置１では、第１負荷Ｌ１に電力を供給可能な第１蓄電装置Ｂ１と第２負荷Ｌ２に電力を供給可能な第２蓄電装置Ｂ２とが別個に備えられ、第１蓄電装置Ｂ１に蓄えられた電力が電圧変換器Ｃの非昇圧時に第２負荷Ｌ２に供給されない場合（つまり、図１に示す例）よりも、電源装置１に備えられる（搭載される）第２蓄電装置Ｂ２を小型化することができる。
【００５１】
第１実施形態の電源装置１では、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９における直流による磁束発生がない。そのため、飽和磁束密度が低く透磁率が高い安価なコア材を、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９において用いることができる。また、必要な自己インダクタンスが半減するため、第１リアクトル１４および第２リアクトル１９を、小型化および低コスト化することができる。同様に、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９における直流による磁束発生がないため、飽和磁束密度が低く透磁率が高い安価なコア材を、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９において用いることができる。また、第３リアクトル２４および第４リアクトル２９を、小型化および低コスト化することもできる。
また、第１実施形態の電源装置１（図３および図１０に示す例）では、入力にリプルがないため、平滑コンデンサを不要とすることが可能となる。つまり、第１実施形態の電源装置１では、図１に示すコンデンサＣＬに相当する平滑コンデンサを設ける必要がない。尚、コンデンサＣＬを設ける場合であっても、コンデンサの容量を低減することができる。
【００５２】
第１実施形態の電源装置１の図３に示す例では、電圧変換器Ｃに備えられる複数の変換回路（第１変換回路Ｃ１、第２変換回路Ｃ２）のそれぞれは、固定された昇圧率（２倍）によって制御され、複数の変換回路（第１変換回路Ｃ１、第２変換回路Ｃ２）のそれぞれの昇圧率及び第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）の積（２倍×２倍×１２Ｖ）が、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（３６Ｖ）との合計（４８Ｖ）に等しい。
つまり、第１実施形態の電源装置１では、「複数の変換回路（第１変換回路Ｃ１、第２変換回路Ｃ２）のそれぞれの昇圧率」を「複数の変換回路（Ｃ１、Ｃ２）の」数だけ乗じたもの（「２」の「２乗」）と、「第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）」との積が、「第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（３６Ｖ）との合計（４８Ｖ）」に等しくなる。
第１実施形態の電源装置１の他の例では、複数の変換回路のそれぞれの昇圧率をどのように設定するかによって、電圧変換器Ｃ全体の昇圧率を変更できるため、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との合計の組み合わせの自由度を向上させることができる。
すなわち、
（第１変換回路Ｃ１の昇圧率Ａ）×（第２変換回路Ｃ２の昇圧率Ｂ）×Ｖｂ１＝Ｖｂ１＋Ｖｂ２
が成り立つことから、上式を変形して、
Ｖｂ２＝（Ａ×Ｂ−１）×Ｖｂ１
と表現できる。ここで、例えば、第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧Ｖｂ２が第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧Ｖｂ１のＮ倍であるとすると、
Ｎ＝Ａ×Ｂ−１
と表現できる。以上のように、Ａ、Ｂの組合せによってＮを適宜設定することが可能である。
【００５３】
＜第２実施形態＞
以下、本発明の電源装置の第２実施形態について説明する。
第２実施形態の電源装置１は、後述する点を除き、上述した第１実施形態の電源装置１と同様に構成されている。従って、第２実施形態の電源装置１によれば、後述する点を除き、上述した第１実施形態の電源装置１と同様の効果を奏することができる。
【００５４】
図１２は第２実施形態の電源装置１の一例を示す図である。
図２および図３に示す例では、第２蓄電装置Ｂ２が、３６Ｖバッテリであり、第２負荷Ｌ２が、４８Ｖ負荷である。一方、図１２に示す例では、第２蓄電装置Ｂ２が、８４Ｖバッテリであり、第２負荷Ｌ２が、９６Ｖ負荷である。
図２および図３に示す例では、制御部Ｅは、電圧変換器Ｃによって出力される変換電圧が第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との合計になるように、固定された昇圧率（４倍）によって電圧変換器Ｃを制御する。一方、図１２に示す例では、制御部Ｅは、電圧変換器Ｃによって出力される変換電圧が第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧との合計になるように、固定された昇圧率（８倍）によって電圧変換器Ｃを制御する。
図１２に示す例では、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（８４Ｖ）との合計（９６Ｖ）が、第２負荷Ｌ２（９６Ｖ負荷）が動作可能な範囲の電圧となるように制御される。
【００５５】
図３に示す例では、電圧変換器Ｃが、第１変換回路Ｃ１と、第２変換回路Ｃ２とを備えている。一方、図１２に示す例では、電圧変換器Ｃが、第１変換回路Ｃ１と、第２変換回路Ｃ２と、第３変換回路Ｃ３とを備えている。
図１２に示す例では、第１変換回路Ｃ１が、電圧変換器Ｃの端子ＣＡと端子ＣＢとの間に入力された第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧を電圧変換（図１２に示す例では、２倍に昇圧）する。詳細には、第１変換回路Ｃ１は、固定された昇圧率（２倍）によって制御される。第２変換回路Ｃ２は、第１変換回路Ｃ１によって昇圧されて出力された電圧を更に電圧変換（図１２に示す例では、２倍に昇圧）する。第３変換回路Ｃ３は、第２変換回路Ｃ２によって昇圧されて出力された電圧を更に電圧変換（図１２に示す例では、２倍に昇圧）する。第３変換回路Ｃ３も、固定された昇圧率（２倍）によって制御される。その結果、電圧変換器Ｃの端子ＣＡと端子ＣＢとの間に入力された第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧は、第１変換回路Ｃ１と第２変換回路Ｃ２と第３変換回路Ｃ３とによって８倍（＝２×２×２倍）に昇圧される。
図１２に示す例においても、第１変換回路Ｃ１によって昇圧され、第２変換回路Ｃ２によって昇圧され、第３変換回路Ｃ３によって昇圧されて出力される電圧が、コンデンサ（図示せず）によって平滑化される。
第３変換回路Ｃ３は、図３に示す第１変換回路Ｃ１または第２変換回路Ｃ２と同様に構成されている。
【００５６】
図１２に示す例では、第１変換回路Ｃ１の昇圧率（２倍）と第２変換回路Ｃ２の昇圧率（２倍）と第３変換回路Ｃ３の昇圧率（２倍）と第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧Ｖ１（１２Ｖ）との積（２×２×２×１２Ｖ＝９６Ｖ）は、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧Ｖ１（１２Ｖ）と第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（７×Ｖ１）（８４Ｖ）との合計（８×Ｖ１）（１２Ｖ＋８４Ｖ＝９６Ｖ）に等しい。
【００５７】
詳細には、図１２に示す例では、第１変換回路Ｃ１の昇圧率は、２倍に固定されている。第２変換回路Ｃ２の昇圧率は、２倍に固定されている。また、第３変換回路Ｃ３の昇圧率も、２倍に固定されている。第２蓄電装置Ｂ２の出力電圧（８４Ｖ＝７×１２Ｖ）は、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧（１２Ｖ）の７倍である。
そのため、図１２に示す例では、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧の８倍の出力電圧を有する蓄電装置を設ける必要なく、第１蓄電装置Ｂ１の出力電圧の８倍の電圧によって動作可能な第２負荷Ｌ２を動作させることができる。
【００５８】
図１２に示す例では、３つの昇圧チョッパ（第１変換回路Ｃ１、第２変換回路Ｃ２および第３変換回路Ｃ３）のそれぞれの昇圧率は、２倍に固定されている。固定昇圧によって、第１蓄電装置Ｂ１（１２Ｖバッテリ）の出力電圧と第２蓄電装置Ｂ２（８４Ｖバッテリ）の出力電圧との比は、常に一定（１：７）になる。
【００５９】
図１２に示す例では、電圧変換器Ｃが、３つの変換回路（第１変換回路Ｃ１、第２変換回路Ｃ２および第３変換回路Ｃ３）を備えているが、他の例では、電圧変換器Ｃが、４つ以上の変換回路を備えていてもよい。
【００６０】
本発明の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態および各例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００６１】
１…電源装置、Ｌ１…第１負荷、Ｌ２…第２負荷、Ｂ１…第１蓄電装置、１Ａ…端子、１Ｂ…端子、Ｂ２…第２蓄電装置、２Ａ…端子、２Ｂ…端子、Ｃ…電圧変換器、ＣＡ…端子、ＣＢ…端子、ＣＣ…端子、Ｃ１…第１変換回路、１１…第１上アーム、１２…第１下アーム、１３…第１接続点、１４…第１リアクトル、１６…第２上アーム、１７…第２下アーム、１８…第２接続点、１９…第２リアクトル、Ｃ２…第２変換回路、２１…第３上アーム、２２…第３下アーム、２３…第３接続点、２４…第３リアクトル、２６…第４上アーム、２７…第４下アーム、２８…第４接続点、２９…第４リアクトル、Ｃ３…第３変換回路、９１…共通電位線、９２…中間電位線、９３…出力電位線、ＣＤ…コンデンサ、Ｅ…制御部
【図１】
2020043708.tif 000003
【図２】
2020043708.tif 000004
【図３】
2020043708.tif 000005
【図４】
2020043708.tif 000006
【図５】
2020043708.tif 000007
【図６】
2020043708.tif 000008
【図７】
2020043708.tif 000009
【図８】
2020043708.tif 000010
【図９】
2020043708.tif 000011
【図１０】
2020043708.tif 000012
【図１１】
2020043708.tif 000013
【図１２】
2020043708.tif 000014