(57)【要約】【課題】温度変化やデバイスの特性ばらつきなどに対して安定的に動作させる。【解決手段】本発明の増幅回路は、（Ａ）入力電流信号を増幅して電圧で出力する増幅回路と、（Ｂ）増幅回路の入力に対して直流電流を供給する定電流回路と、（Ｃ）増幅回路の出力電圧の直流成分を抽出して、当該増幅回路の出力電圧の直流成分に基づき定電流回路の直流電流量を制御することで、増幅回路の出力電圧の直流成分の変動をキャンセルさせる制御回路とを有する。【選択図】図３
2020043406.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電流信号を増幅して電圧で出力する増幅回路と、
前記増幅回路の入力に対して直流電流を供給する定電流回路と、
前記増幅回路の出力電圧の直流成分を抽出して、当該増幅回路の出力電圧の直流成分に基づき前記定電流回路の直流電流量を制御することで、前記増幅回路の出力電圧の直流成分の変動をキャンセルさせる制御回路と、
を有する増幅装置。
【請求項２】
請求項１記載の増幅装置と、
センサと、
前記センサからの出力電圧信号を前記入力電流信号に変換して出力する第２の増幅回路と
を有するセンサ信号出力装置。
【請求項３】
前記定電流回路が、前記第２の増幅回路にも直流電流を供給する
請求項２記載のセンサ信号出力装置。
【請求項４】
前記センサが、圧電素子を含む
請求項２又は３記載のセンサ信号出力装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、センサからの入力電流信号に対する増幅装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
圧力センサなどの出力回路については、例えば特許文献１のような技術が存在している。すなわち、定電流を形成する定電流源回路を有し、定電流源回路が形成する定電流を出力端子に向けて供給することで、該定電流に基づいて入力端子に入力される入力信号を所定の電圧範囲内の出力電圧に変換して出力端子から出力するように構成された出力回路が開示されている。そして、定電流源回路には、出力端子から出力される出力電圧がフィードバックされ、該定電流源回路は、該定電流源回路が形成する定電流を出力電圧の大きさに応じて変化させ、出力電圧が大きくなる程、定電流を大きな値とし、出力電圧が所定値以下となったときに定電流をゼロとするように構成されている。この文献によれば、定電流源回路は、出力回路の出力端子側に設けられており、当該出力端子に向けて供給している。また、出力側に設けられている高周波除去用のフィルタ回路の影響を避けて下限クランプ電圧を下げるために、出力電圧が所定値以下となったときに定電流をゼロとするように構成されている。
【０００３】
また、他の従来技術としては、出力の直流成分をＬＰＦ（Low Pass Filter）で取り出して増幅し、計装アンプにフィードバックさせ、動作点を安定させる方式が知られている。このような回路は、電流信号を出力するようなセンサヘッドアンプに対しては適切ではない場合がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−１２４２８４号公報
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】「計装アンプ/差動アンプをAC結合で使用する(対象: ±200V差動アンプINA117・INA106ベースの ±100V差動アンプ・G=1、10の差動アンプINA105とINA106・計装アンプINA101、INA102、INA103、INA110、INA120)」，TEXAS INSTRUMENTS, JAJA183-2009年4月
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
本発明の目的は、一側面によれば、温度変化やデバイスの特性ばらつきなどに対して安定的に動作する新規な回路を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る増幅装置は、（Ａ）入力電流信号を増幅して電圧で出力する増幅回路と、（Ｂ）増幅回路の入力に対して直流電流を供給する定電流回路と、（Ｃ）増幅回路の出力電圧の直流成分を抽出して、当該増幅回路の出力電圧の直流成分に基づき定電流回路の直流電流量を制御することで、増幅回路の出力電圧の直流成分の変動をキャンセルさせる制御回路とを有する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の一側面によれば、温度変化やデバイスの特性ばらつきなどに対して安定的に動作する回路が得られる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、センサ信号出力装置の回路図である。
【図２】図２は、センサ信号出力装置の機能構成を示す図である。
【図３】図３は、センサ信号出力装置の動作を説明するための図である。
【図４】図４は、センサ信号出力装置の動作を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１に、本実施の形態に係るセンサ信号出力装置の回路図を示す。
【００１１】
図１に示すように、センサ信号出力装置は、主要機能部分として、センサヘッドアンプ１００と、自動オフセット調整回路２００と、電流を電圧に変換して出力する増幅回路３００とを含む。
【００１２】
センサヘッドアンプ１００は、センサ素子Ｓ１と、抵抗Ｒ１と、増幅素子Ｑ１とを有する。センサ素子Ｓ１は、圧電素子やＥＣＭ（Electret Condenser Microphone）などの高インピーダンスのセンサ素子である。抵抗Ｒ１は、センサ素子Ｓ１の負荷抵抗（例えば１００ＭΩ）であり、誘導ノイズの影響を抑えるために用いられる。増幅素子Ｑ１は、ＮチャンネルのＪＦＥＴ（Junction Field Effect Transistor）である。なお、センサ素子Ｓ１の出力電圧はＪＦＥＴ（Ｑ１）のゲートに入力されている。
【００１３】
センサヘッドアンプ１００は、センサ素子Ｓ１の出力電圧を、電流信号に変換して、コネクタＣＮ１及びＣＮ２より後段に出力する。ＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン出力としているので、ドレインが電源線の機能を果たしており、電源線を節約している。
【００１４】
増幅回路３００は、オペアンプＯＰ１と、抵抗Ｒ１９（例えば１０ＫΩ）と、キャパシタＣ１２（例えば４７０ｐＦ）とを有する。抵抗Ｒ１９は、帰還抵抗であり、この抵抗値で増幅度（ゲイン）を設定する。オペアンプＯＰ１は、負側入力（反転入力）からの入力電流信号を帰還抵抗値に応じた出力電圧に変換して出力する。なお、キャパシタＣ１２は、例えばノイズ対策用のキャパシタである。オペアンプＯＰ１の正側入力は、抵抗Ｒ１５（例えば４７ＫΩ）と抵抗Ｒ１６（例えば４７ＫΩ）とで電源電圧Ｖｄｄを抵抗分割した電圧（例えばＶｄｄ／２＝Ｖcom）が入力されている。
【００１５】
なお、コネクタＣＮ４は、出力電圧端子に相当し、コネクタＣＮ４から出力電圧が出力される。コネクタＣＮ３は、電源電圧端子に相当し、コネクタＣＮ３には電源電圧Ｖｄｄが供給される。コネクタＣＮ５は、接地端子に相当する。
【００１６】
自動オフセット調整回路２００は、本実施の形態における主要構成要素であり、増幅回路３００の出力から直流電圧成分を抽出して、ＰＮＰトランジスタＱ２を含む定電流回路の電流量を制御する。例えばセンサヘッドアンプ１００のＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレインに流れる電流が変化したり、他の素子の特性ばらつきなどがあっても、ＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン電圧が例えばＶｄｄ／２となるように電流量を制御する。これによって、センサヘッドアンプ１００の出力（又は増幅回路３００の入力）が大きな振幅であっても、電源電圧Ｖｄｄ側又はグランド側に信号がクリップされないようにオフセットの調整を自動的に行うことができる。オフセットの調整が自動的に行われるので、より低い電源電圧且つより低い消費電流という条件下で、高い増幅度で安定的に動作させることができるようになる。
【００１７】
自動オフセット調整回路２００は、オペアンプＯＰ２と、抵抗Ｒ１７（例えば４７０ＫΩ）と、キャパシタＣ１０（例えば２２μＦ）と、抵抗Ｒ１４（例えば１０ＭΩ）と、抵抗Ｒ１１（例えば３．３ＫΩ）と、抵抗Ｒ１０（例えば１０ＫΩ）と、抵抗Ｒ１２（例えば２２０Ω）と、ＰＮＰトランジスタＱ２とを含む。
【００１８】
オペアンプＯＰ２と抵抗Ｒ１７とキャパシタＣ１０と抵抗Ｒ１４とは、増幅回路３００の出力電圧に対するローパスフィルタを構成しており、増幅回路３００の出力の直流電圧成分を抽出する。キャパシタＣ１０は、抵抗Ｒ１７とでローパスフィルタのカットオフ周波数を設定する。抵抗Ｒ１７と抵抗Ｒ１４とで、直流電圧成分のゲイン（Ｒ１４／Ｒ１７）を設定する。
【００１９】
なお、オペアンプＯＰ２の反転入力端子には、増幅回路３００の出力電圧が入力され、正側入力端子には、Ｖcomが入力される。
【００２０】
ＰＮＰトランジスタＱ２は、抵抗Ｒ１２と併せて定電流回路を構成する。抵抗Ｒ１０及びＲ１１は、オペアンプＯＰ２の出力電位とＶｄｄとの電位差を抵抗分割して、ＰＮＰトランジスタＱ２のベース電位を設定する。このベース電位に基づいた電流がＰＮＰトランジスタＱ２のエミッタコレクタ間に流れる。抵抗Ｒ１２は、定電流回路の電流値を規定する抵抗である。具体的には、定電流回路の電流値は、ＰＮＰトランジスタＱ２のベース−Ｖｄｄ電圧の差分から、ＰＮＰトランジスタＱ２のベースエミッタ間電圧Ｖbeを差し引き、抵抗Ｒ１２の抵抗値で除した値となる。
【００２１】
なお、オペアンプＯＰ２についての電源線については省略しているが、オペアンプＯＰ１と同様に供給される。
【００２２】
このように、増幅回路３００に加えて定電流回路を追加したことで、ＪＦＥＴ（Ｑ１）への電流を、増幅回路３００のゲインを規定する抵抗Ｒ１７とは無関係に確保できるようになる。具体的には、定電流回路は理論上インピーダンスが無限大なので、抵抗Ｒ１７の値を、ＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン電流に無関係に決定できる。
【００２３】
さらに、定電流回路を導入したことで、センサヘッドアンプ１００を分離して配置した場合の短絡事故（コネクタＣＮ１−ＣＮ２間）においても、ＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン電流が制限されるため、過電流による回路の故障を回避できる。
【００２４】
また、抵抗Ｒ１３（例えば４７Ω）及びキャパシタＣ１４（例えば１００ｐＦ）は、センサヘッドアンプ１００とのインターフェースのための抵抗及びキャパシタである。
【００２５】
キャパシタＣ１３（例えば０．１μＦ）は、オペアンプの電源パスコンであり、キャパシタＣ１１は、抵抗Ｒ１５及びＲ１６で分圧した電圧の安定化（インピーダンスを下げる）のためのキャパシタであり、電源電圧Ｖｄｄに多少ノイズが重畳しても、抵抗Ｒ１５とでローパスフィルタが形成されるので、ノイズが低減される。
【００２６】
図１に示した回路を簡略化した図を図２に示す。図２に示すように、センサヘッドアンプ１００には、増幅回路３００が接続されているが、増幅回路３００のオペアンプＯＰ１入力側（反転入力側）と、センサヘッドアンプ１００のＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレインとに電流を流す定電流回路２１０が接続されている。定電流回路２１０は、ＰＮＰトランジスタＱ２と抵抗Ｒ１２とを含む。また、オペアンプＯＰ２、抵抗及びキャパシタを含むローパスフィルタは、定電流回路２１０の制御回路２２０として機能する。すなわち、自動オフセット調整回路２００の定電流回路２１０以外の回路要素は、制御回路２２０に含まれる。
【００２７】
制御回路２２０に含まれるローパスフィルタは、そのゲインＧの逆数である１／Ｇに増幅回路３００の出力変動を抑制できる。このようなローパスフィルタによるフィードバックにより、オペアンプＯＰ１の反転入力端子の直流電圧電位は、Ｖcom（＝Ｖｄｄ／２）に安定化されるようになる。
【００２８】
一方、信号成分については、制御回路２２０のローパスフィルタから定電流回路２１０へのフィードバックはないので、増幅回路３００での増幅のみで出力電圧が決定される。
【００２９】
図３に、図１の回路をより概念的な回路構成に抽象化した回路構成を示す。自動オフセット調整回路２００を電流Ｉ２を流す定電流回路Ｉ２だけで表す。ＪＦＥＴ（Ｑ１）も、実質的に定電流回路とみなすことができ、ここでは電流Ｉ１を流す定電流回路Ｉ１として示す。また、反転増幅器である増幅回路３００についても、オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ１９（ここではＲｆと記す）のみを示す。なお、抵抗Ｒｆを流れる電流を電流Ｉ３と記す。Ｖｄｄ＝３．０Ｖであり、Ｖcom＝Ｖｄｄ／２＝１．５Ｖであるとする。以下は、基本的に直流電圧及び直流電流を議論する。
【００３０】
このような回路において定常状態では、電流Ｉ１と電流Ｉ２とは等しく、抵抗Ｒｆには電流は流れない。すなわち、Ｉ３＝０となる。一方、オペアンプＯＰ１の出力電圧ＶoutとオペアンプＯＰ１の反転入力端子の電位は等しい。すなわち、１．５Ｖとなる。これは、オペアンプＯＰ１におけるイマジナリショートにより、Ｖcom＝１．５Ｖであって、反転入力端子の電位も１．５Ｖとなるので、出力端子の電圧Ｖoutも１．５Ｖである。
【００３１】
ここで、何らかの理由で電流Ｉ１が増加すると、電流Ｉ２は一定であるため、増加分（例えば０．１ｍＡ）の電流Ｉ３が流れる。オペアンプＯＰ１の入力端子には電流はほとんど流れないので、電流Ｉ３による抵抗Ｒｆ分の電圧降下（抵抗Ｒｆが１０ＫΩであれば１Ｖ）が発生する。抵抗ＲｆはオペアンプＯＰ１の出力端子に接続されているので、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に電圧降下が生じると、オペアンプＯＰ１の出力電圧（例えば、１．５Ｖ＋１Ｖ＝２．５Ｖ）は上がる、という現象が生じる。
【００３２】
これに対して、自動オフセット調整回路２００の制御回路２２０は、増幅回路３００の出力の直流電圧成分の抽出するので、上記のような現象に応じて、反転増幅器であるオペアンプＯＰ２の出力電圧は下がることになる。
【００３３】
そうなると、図１における抵抗Ｒ１１の電圧が下がることになるので、抵抗Ｒ１０と抵抗Ｒ１１での抵抗分割で与えられるＰＮＰトランジスタＱ２のベース電位が高くなってベース電流が増加し、抵抗Ｒ１２に流れる電流、すなわち図３における電流Ｉ２が増加する。
【００３４】
この制御により電流Ｉ１と電流Ｉ２とが等しくなるように電流Ｉ２が増加すれば、抵抗Ｒｆには電流が流れず、定常状態に戻るようになる。すなわち、増幅回路３００の出力電圧は、元の１．５Ｖに下がるようになる。
【００３５】
なお、センサヘッドアンプ１００のＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレインに流れる電流が減った場合には、上で述べたものとは逆方向に制御がなされる。
【００３６】
このような仕組みにてセンサヘッドアンプ１００のＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレインに流れる電流の変動に対応して調整が自動的に行われて、増幅回路３００の直流出力電圧の変動を抑制できるようになる。
【００３７】
以上をまとめると、以下のように調整が行われるようになる。
（１）センサヘッドアンプ１００のＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン電流が増加
（２）増幅回路３００の反転入力端子の電圧が降下（図４（ａ））
（３）増幅回路３００の出力端子の電圧が上昇（図４（ｂ））
（４）自動オフセット調整回路２００における制御回路２２０の出力電圧が下降（図４（ｃ））
（５）定電流回路Ｉ２の電流が増加
（６）増幅回路３００の反転入力端子の電圧が上昇して、それに応じて出力電圧が降下し、元の状態に戻る
【００３８】
なお、ドレイン電流が減少した場合には、逆方向の動作が生ずる。すなわち、以下のように調整が行われるようになる。
（１）センサヘッドアンプ１００のＪＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン電流が減少
（２）増幅回路３００の反転入力端子の電圧が上昇
（３）増幅回路３００の出力端子の電圧が低下
（４）自動オフセット調整回路２００における制御回路２２０の出力電圧が上昇
（５）定電流回路Ｉ２の電流が減少
（６）増幅回路３００の反転入力端子の電圧が下降して、それに応じて出力電圧が上昇し、元の状態に戻る
【００３９】
なお、上ではＪＦＥＴ（Ｑ１）の温度変化によるドレイン電流の変化を前提に説明したが、動作点の変動要素は他にもある。ＦＥＴは、一般的に個体差による電流ばらつきも多く、同じゲート−ソース間電圧でもドレイン電流は個体によって若干異なる。定電流回路２１０のＰＮＰトランジスタも同様に温度や個体差によるばらつきを有しており、オペアンプもバイアス電流によって出力電圧にオフセット電圧が発生する。本実施の形態に係る回路では、このような理由によって発生する出力電圧の直流成分の変動を抑制できる。
【００４０】
なお、センサヘッドアンプ１００は、コネクタＣＮ１及びＣＮ２で切り離されて別途供給される可能性もある。
【００４１】
以上、本実施の形態について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００４２】
上で述べた機能を実現するための回路は、実施の形態で述べた回路形態だけではなく、様々な回路形態を採用できる。また、センサによっても異なるＦＥＴやトランジスタを用いる場合もある。
【００４３】
以上述べた実施の形態をまとめると以下のようになる。
【００４４】
本実施の形態に係る増幅装置は、（Ａ）入力電流信号を増幅して電圧で出力する増幅回路と、（Ｂ）増幅回路の入力に対して直流電流を供給する定電流回路と、（Ｃ）増幅回路の出力電圧の直流成分を抽出して、当該増幅回路の出力電圧の直流成分に基づき定電流回路の直流電流量を制御することで、増幅回路の出力電圧の直流成分の変動をキャンセルさせる制御回路とを有する。
【００４５】
このような構成であれば、様々な要因で発生する出力電圧の変動がキャンセルされるので、増幅装置は安定的に動作するようになる。なお、上で述べた制御回路は、ローパスフィルタを含むようにしてもよい。また、定電流回路は、トランジスタを含み、ローパスフィルタの出力電圧に応じてトランジスタに流れる電流を制御するようにしてもよい。
【００４６】
また、本実施の形態に係るセンサ信号出力装置は、本増幅装置と、センサと、センサからの出力電圧信号を上で述べた入力電流信号に変換して出力する第２の増幅回路とを有する。上で述べたような増幅装置は、高インピーダンスのセンサに好適な構成を有する。
【００４７】
さらに、上で述べた定電流回路が、上記第２の増幅回路にも直流電流を供給するようにしてもよい。このようにすれば、第２の増幅回路側の電源ラインを節約することができる。
【００４８】
なお、上で述べたセンサが、圧電素子を含む場合もある。
【００４９】
このような構成は、実施の形態に述べられた事項に限定されるものではなく、実質的に同一の効果を奏する他の構成にて実施される場合もある。
【符号の説明】
【００５０】
１００  センサヘッドアンプ
２００  自動オフセット調整回路
３００  増幅回路
【図１】
2020043406.tif 000003
【図２】
2020043406.tif 000004
【図３】
2020043406.tif 000005
【図４】
2020043406.tif 000006