(57)【要約】【課題】ＯＴＤＭ方式による高速伝送を、パルス光源もしくはパルス発生装置を用いない簡便な構成、且つ最小限の周波数帯域で、高速な光信号を生成し、受信側で高いＳ／Ｎ比で多重分離することのできる光伝送方法および光伝送装置を提供する。【解決手段】送信部において、周波数がΔｆ離れた２本の光線スペクトルから成るビート信号を準備し、そのビート信号を周波数Δｆと等しいシンボルレートＲでデータ変調し、ビート信号のゼロ点にシンボルレートＲでデータ変調された別のビート信号を多重化することにより、シンボルレート２Ｒの信号を得る。一方、受信部において、周波数がΔｆ＝Ｒ離れた２本の光線スペクトルから成るビート信号を準備し、そのビート信号を局発光として用い、伝送されたシンボルレート２ＲのＯＴＤＭ信号と局発光とのコヒーレント検波により、シンボルレートＲへの多重分離とコヒーレント信号の復調とを同時に行う。【選択図】図１
2020017782.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信部において、周波数がΔｆ離れ、位相が同期した２本の光線スペクトルから成るビート信号を準備し、そのビート信号を周波数Δｆと同一のシンボルレートＲでデータ変調し、前記ビート信号のゼロ点にシンボルレートＲでデータ変調された別のビート信号を多重化することにより、シンボルレート２Ｒの信号光を得ることを特徴とする光伝送方法。
【請求項２】
前記ビート信号を変調するデータ信号を、フィルタ帯域を定めるパラメータであるロールオフ率がα（但し０≦α≦１）のナイキストフィルタによって、帯域を（１＋α）Ｒに制限することを特徴とする請求項１に記載の光伝送方法。
【請求項３】
受信部において、周波数がΔｆ＝Ｒ離れ、位相が同期した２本の光線スペクトルから成るビート信号を準備し、そのビート信号を局発光として用い、伝送されたシンボルレート２ＲのＯＴＤＭ信号と前記局発光とのコヒーレント検波により、シンボルレートＲへの多重分離とコヒーレント信号の復調とを同時に行うことを特徴とする請求項１に記載の光伝送方法。
【請求項４】
前記コヒーレント検波に用いる前記局発光は、伝送されたデータ信号のクロックと同期していることを特徴とする請求項３に記載の光伝送方法。
【請求項５】
受信部において、伝送されたシンボルレート２ＲのＯＴＤＭ信号を、そのクロックと同期した繰り返し周波数Δｆ／２の正弦波で振幅変調し、ＣＷ局発光とのコヒーレント検波により、シンボルレートＲへの多重分離とコヒーレント信号の復調とを同時に行うことを特徴とする請求項１に記載の光伝送方法。
【請求項６】
前記コヒーレント検波に用いる光検出器の帯域は（３＋α）Δｆ／２であり、α＝０のときは３Δｆ／２ばかりでなくΔｆ／２にも設定可能であることを特徴とする請求項３または５に記載の光伝送方法。
【請求項７】
前記コヒーレント検波に用いる前記局発光は、光ＰＬＬ回路、注入同期、あるいはイントラダイン検波の方法により、伝送されたデータ信号の位相と同期していることを特徴とする請求項３または５に記載の光伝送方法。
【請求項８】
位相が同期し、周波数がΔｆ離れた２本の光線スペクトルから成るビート信号を発生する２トーン発生回路と、
局発光の位相を、伝送されたＯＴＤＭ信号と同期させるための光位相同期回路と、
前記ビート信号を、伝送された前記ＯＴＤＭ信号のクロックと同期させるためのクロック抽出回路とを備え、
受信部において、前記ビート信号のピークと中心が一致したＯＴＤＭチャネルを分離するよう構成されていることを
特徴とする光伝送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、簡便な構成により最小限の周波数帯域で高速な光信号を生成し、それらを高いＳ／Ｎ比で多重分離することのできる光伝送方法および光伝送装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
基幹光伝送網の大容量化に向けて、１波長あたりの伝送速度の高速化が精力的に進められている。そのような超高速光伝送方式として、電子回路で時間多重した高速な電気信号で光を変調する電気時分割多重（ＥＴＤＭ：Electrical Time Division Multiplexing）、ならびに光パルスを光領域で時間多重する光時分割多重（ＯＴＤＭ：Optical Time Division Multiplexing）が知られている。ＥＴＤＭは、その伝送速度が電子回路の動作速度および帯域で制限されるのに対し、ＯＴＤＭは、光の領域で時間多重を行うため、電子回路の限界を上回る伝送速度を実現することが出来る。これまでにＯＴＤＭを用いて１波長で1 Tbit/sを超える伝送速度が実現されている（例えば、非特許文献１または２参照）。
【０００３】
通常のＯＴＤＭにおいては、ガウス型もしくはSech型の波形を有するＲＺ（Return-to-Zero）パルスが用いられるが、最近では新たに、形状がSinc関数で与えられるナイキストパルスを用いたＯＴＤＭ伝送が提案されている（例えば、特許文献１、非特許文献３参照）。ＲＺパルスの時間多重においては、隣接パルスが干渉しないようシンボル間隔よりも十分狭いパルスを用いる必要がある。超短パルスは、広いスペクトル幅を有するため、周波数利用効率（伝送容量を伝送パルスの周波数スペクトル幅で割った値であり、単位周波数あたり伝送可能な容量の指標）を増大させることは困難である。
【０００４】
それに対し、ナイキストパルスは、裾野が周期的に振動しながら減衰するため、裾野がゼロ点を交差するのと同じタイミングで時間多重を行うことにより、パルスどうしが重なっても各シンボル点では隣接パルスからの干渉を受けない点が特徴である。その結果、ナイキストパルスは、ＲＺパルスよりも広い時間幅、即ち狭い帯域で高速信号を伝送することができる。
【０００５】
最近では、コヒーレントなナイキストパルスにＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）と呼ばれるデジタルコヒーレント多値変調方式を導入することにより、高速化と同時に周波数利用効率も大幅に向上されている（例えば、非特許文献４参照）。ナイキストパルスの多重分離には、シンボル点の信号成分のみを抽出する「光サンプリング法」（例えば、特許文献１参照）、もしくはコヒーレントナイキストパルスの場合は、その時間領域での直交性に着目し、ナイキストＴＤＭ信号とナイキスト局発パルスとを同期させ、それらのホモダイン検波によって所望のチャネルを多重分離する「直交時間多重分離法」（例えば、特許文献２参照）が用いられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１２−１７５４１７号公報
【特許文献２】特開２０１６−５１５８号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】M. Nakazawa, T. Yamamoto, K. R. Tamura, “1.28 Tbit/s-70 km OTDM transmission using third- and fourth-order simultaneous dispersion compensation with a phase modulator”, Electron., Lett., 2000, vol. 36, no. 24, pp. 2027-2029
【非特許文献２】T. Richter, E. Palushani, C. Schmidt-Langhorst, M. Nolle, R. Ludwig, and C. Schubert, “Single Wavelength Channel 10.2 Tb/s TDM-Data Capacity using 16-QAM and coherent detection”, in Optical Fiber Communication Conference (OFC) 2011, paper PDPA9
【非特許文献３】M. Nakazawa, T. Hirooka, P. Ruan, and P. Guan, “Ultrahigh-speed “orthogonal” TDM transmission with an optical Nyquist pulse train”, Opt. Express , Jan. 2012, vol. 20, no. 2. pp. 1129-1140
【非特許文献４】D. O. Otuya, K. Kasai, T. Hirooka, M. Yoshida, and M. Nakazawa, “1.92 Tbit/s, 64 QAM coherent Nyquist pulse transmission over 150 km with a spectral efficiency of 7.5 bit/s/Hz”, in Optical Fiber Communication Conference (OFC) 2014, W1A.4
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ＲＺパルスもしくはナイキストパルスを用いたＯＴＤＭ伝送において、超高速信号を生成するには、送信用光源としてモード同期レーザあるいは光コム生成器などのパルス発生装置が必要である。また、超高速信号を多重分離する場合も、受信部における多重分離用制御光パルス光源もしくは局発パルス光源として、パルス発生装置が必要である。これらパルス光源もしくはパルス発生装置の小型化および低コスト化が、ＯＴＤＭ伝送を実現するうえでの課題となっている。
【０００９】
また、ナイキストパルスの多重分離における課題として、「光サンプリング法」においては、シンボル点付近以外の信号成分は除去されてしまうため、多重分離後の信号パワーが小さく、Ｓ／Ｎ比が劣化する点が課題となっている。一方、「直交時間多重分離法」では、ホモダイン検波に用いる光検出器の帯域外にある信号成分は多重分離に関与しないため、光検出器の帯域が多重分離後のＳ／Ｎ比を劣化させる主要因となっている。
【００１０】
本発明は、このような課題を解決するためのものであり、パルス光源もしくはパルス発生装置を必要としない簡便な構成、且つ最小限の周波数帯域で、高速な光信号を生成し、受信側で高いＳ／Ｎ比で多重分離することのできる光伝送方法および光伝送装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
かかる目的を達成するために、本発明に係る光伝送方法は、送信部において、周波数がΔｆ離れ、位相が同期した２本の光線スペクトルから成るビート信号を準備し、そのビート信号を周波数Δｆと同一のシンボルレートＲでデータ変調し、前記ビート信号のゼロ点にシンボルレートＲでデータ変調された別のビート信号を多重化することにより、シンボルレート２Ｒの信号光を得ることを特徴とする。
【００１２】
また、本発明に係る光伝送方法は、受信部において、周波数がΔｆ＝Ｒ離れ、位相が同期した２本の光線スペクトルから成るビート信号を準備し、そのビート信号を局発光として用い、伝送されたシンボルレート２ＲのＯＴＤＭ信号と前記局発光とのコヒーレント検波により、シンボルレートＲへの多重分離とコヒーレント信号の復調とを同時に行ってもよい。
【００１３】
あるいは、本発明に係る光伝送方法は、受信部において、伝送されたシンボルレート２ＲのＯＴＤＭ信号を、そのクロックと同期した繰り返し周波数Δｆ／２の正弦波で振幅変調し、ＣＷ局発光とのコヒーレント検波により、シンボルレートＲへの多重分離とコヒーレント信号の復調とを同時に行ってもよい。
【００１４】
本発明に係る光伝送方法は、送信部において、ビート信号を変調するデータ信号を、フィルタ帯域を定めるパラメータであるロールオフ率がα（但し０≦α≦１）のナイキストフィルタによって、帯域を（１＋α）Ｒに制限してもよい。これにより、受信部でのコヒーレント検波に用いる光検出器の帯域を、（３＋α）Δｆ／２に狭窄化することが出来る。また、α＝０のときは帯域をさらにΔｆ／２まで狭窄化することも可能である。
【００１５】
本発明に係る光伝送方法で、局発光の位相は、光ＰＬＬ回路、注入同期、あるいはイントラダイン検波などの方法により、伝送されたデータ信号の位相と同期していることが好ましい。また、局発光パルスのクロックは、クロック抽出回路により、伝送されたデータ信号のクロックと同期していることが好ましい。
【００１６】
本発明に係る光伝送装置は、位相が同期し、周波数がΔｆ離れた２本の光線スペクトルから成るビート信号を発生する２トーン発生回路と、局発光の位相を、伝送されたＯＴＤＭ信号と同期させるための光位相同期回路と、前記ビート信号を、伝送された前記ＯＴＤＭ信号のクロックと同期させるためのクロック抽出回路とを備え、受信部において、前記ビート信号のピークと中心が一致したＯＴＤＭチャネルを分離するよう構成されていることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１７】
本発明によれば、パルス光源もしくはパルス発生装置を必要としない簡便な構成、且つ最小限の周波数帯域で、高速な光信号を生成することが可能となる。また、繰り返し周波数Δｆの半分程度の帯域のコヒーレントレシーバであっても、高速信号を受信側で高いＳ／Ｎ比で多重分離することが可能となる。その結果、従来よりも低いコストで高性能な高速光通信を実現できる。また、高速伝送における周波数利用効率を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態の光伝送装置を示すブロック構成図である。
【図２】図１に示す光伝送装置の、２トーン発生回路のブロック構成図である。
【図３】図１に示す光伝送装置の、（ａ）ＣＷ光源出力および（ｂ）ＭＺ変調器出力のスペクトル（上図）および時間波形（下図）の模式図である。
【図４】図１に示す光伝送装置の、コヒーレント受信回路のブロック構成図である。
【図５】図１に示す光伝送装置の、コヒーレント受信回路の変形例のブロック構成図である。
【図６】図１に示す光伝送装置の、ロールオフ率α＝０の場合におけるＯＴＤＭ信号の多重分離・復調の原理を示す説明図である。
【図７】図１に示す光伝送装置の、ロールオフ率α≠０の場合におけるＯＴＤＭ信号の多重分離・復調の原理を示す説明図である。
【図８】本発明に係る光伝送方法の原理を示す、４０ＧＨｚ間隔の光線スペクトルが（ａ）５本、（ｂ）４本、（ｃ）３本、（ｄ）２本のときに生成されるスペクトル（左図）およびその時間（強度）波形（右図）のグラフである。
【図９】本発明の実施の形態の光伝送方法によるシミュレーション解析結果を示す、４０ＧＨｚ間隔の光線スペクトルから成る正弦波のビート信号を、４０Ｇｂａｕｄ、６４ＱＡＭ信号で変調して生成されたＯＴＤＭ信号の、（ａ）ロールオフ率α＝０、（ｂ）α＝０．５、（ｃ）α＝１のときの、アイパターン（上図）およびスペクトル（下図）である。
【図１０】本発明の実施の形態の光伝送方法によるシミュレーション解析結果を示す、（ａ）  図９（ａ）のＯＴＤＭ信号、（ｂ）  図９（ｂ）のＯＴＤＭ信号、（ｃ）  図９（ｃ）のＯＴＤＭ信号を多重分離した後のアイパターン（左図）、スペクトル（中央図）、コンスタレーションマップ（右図）である。
【図１１】本発明の実施の形態の光伝送方法によるシミュレーション解析結果を示す、図９（ａ）のＯＴＤＭ信号を、図１０（ａ）よりも狭い受信帯域で多重分離した後の（ａ）アイパターン、（ｂ）スペクトル、（ｃ）コンスタレーションマップである。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
以下、図面に基づき、本発明の実施の形態について説明する。
本発明の実施の形態の光伝送方法および光伝送装置の一例を、図１に示す。図１に示すように、２トーン発生回路１は、クロック信号源２で与えられる周波数Δｆだけ離れ、位相が同期した２本の光線スペクトル、即ち繰り返し周波数Δｆの正弦波ビート信号を発生させる。
【００２０】
２トーン発生回路１の構成の一例を、図２に示す。図２に示すように、ＣＷ光源１ａから出力されるＣＷ光（キャリア周波数ｆ０）に対し、マッハツェンダ（ＭＺ：Mach-Zehnder）型振幅変調器１ｃのバイアス点をゼロに設定しておき、クロック信号源２から出力されるクロック信号の周波数Δｆを１／２に分周した信号で振幅変調する。このとき、ＭＺ変調器１ｃを、ゼロバイアス点の周りに２Ｖπ（Ｖπ：変調器の片側のアームでπの位相シフトを与えるのに必要な駆動電圧）程度の振幅で駆動すると、±１次のサイドバンド２本のみが残留し、中心キャリヤおよび他の高調波成分が抑圧された２トーン信号を生成できる。その結果、ｆ０の周りに周波数がΔｆ離れた２本の光線スペクトルが生成される。
【００２１】
ＭＺ変調器１ｃの前後の周波数スペクトルと波形とを、図３に示す。ＭＺ変調器１ｃの出力では、図３（ｂ）に示すように、２本の光線スペクトルのビート信号ｕ（ｔ）＝ｃｏｓ（Δｆｔ／２）が得られる。その強度は｜ｕ（ｔ）｜２＝ｃｏｓ２（Δｆｔ／２）＝（１／２）［１＋ｃｏｓ（Δｆｔ）］で与えられ、強度波形は、周期Ｔ０＝１／Δｆの正弦波となっている。
【００２２】
図１に示すように、こうして得られたビート信号を、５０：５０カプラ５で２分岐し、データ変調器６、７を用いてそれぞれをシンボルレートＲ＝Δｆのデータ信号で変調する。データ信号は、信号発生装置３、４において、予めナイキストフィルタ（ロールオフ率α）で整形し、帯域を狭窄化しておく。その後、光遅延器８で片側にΔτ＝Ｔ０／２の遅延を与え、５０：５０カプラ９で両者を合波し、時間多重する。その結果、シンボルレートが２ＲのＯＴＤＭ信号が得られる。このとき、それぞれのパルスのゼロ点に他方のパルスが多重化されているため、両者は符号間干渉を生じることなく、時間多重することができる。この点が本発明の重要な特徴である。また、必要に応じて偏波多重方式に拡張することも可能である。なお、本方式で実現可能なＯＴＤＭの多重度は、２倍に限定される。生成されたＯＴＤＭ信号の帯域は、（２＋α）Δｆであり、α＝０のときは帯域が２Δｆまで狭窄化され、周波数利用効率を拡大できる。この点も本発明の重要な特徴である。通常のナイキストパルスを用いて２倍のＯＴＤＭを行うと、帯域は（３＋α）Δｆ程度である。
【００２３】
図１に示すように、この信号を光伝送路１０で伝送させた後、受信側では、２トーン発生回路１１、クロック抽出回路１２、コヒーレント受信器１３で構成される受信回路で、時間多重分離とコヒーレント検波とを同時に行う。受信回路の構成の一例を、図４に示す。図４に示すように、局発光源として、ＣＷ光源１４を用いる。局発光源とデータ信号とを位相同期させる方法としては、例えば、伝送後のデータ信号からパイロットトーン信号や残留キャリヤ成分を抽出し、光ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）回路により基準信号との誤差を検出し、これを光周波数制御信号として局発光源にフィードバックする方法などを用いることが出来る。あるいは、注入同期（Injection locking）や、局発光源をフリーランニングで動作させ、コヒーレント検波後、ディジタル信号処理によって位相誤差を補正しても良い。
【００２４】
図４に示すように、ＯＴＤＭデータ信号からクロック抽出回路１２を用いてクロック信号を抽出し、分周器１５、位相シフタ１６およびＭＺ変調器１７を用いて、図２の２トーン発生回路１と同じ原理で、局発光源から周波数Δｆの２トーンのビート信号を発生させる。クロック抽出回路１２としては、例えば、ＥＡ（Electro-Absorption）変調器を位相比較器として用いる電気−光ＰＬＬ（Phase-Locked Loop）回路、あるいはＯＴＤＭ信号を光検出器で受光し、周波数Δｆの成分をフィルタで抽出する方法、などを用いることが出来る。データ信号と局発光とのタイミングは、位相シフタ１６によって合わせることが出来る。
【００２５】
こうして発生させた局発光とＯＴＤＭデータ信号とを９０度ハイブリッド回路１８に入力し、ホモダイン検波を行う。バランス型光検出器１９および２０から出力される信号を、それぞれフィルタ２１および２２に通すことで、局発光のビート信号のピークがその中心と一致したＯＴＤＭチャネルを多重分離するとともに、そのＩ，Ｑ成分を復調することが同時に出来る。また、９０度ハイブリッド回路１８中に偏波ビームスプリッタを用いた偏波ダイバーシティ構成に拡張することも出来る。その場合は、偏波多重分離も同時に行うことが出来る。
【００２６】
一方、ＯＴＤＭデータ信号および局発光の一部を分岐し、局発光のタイミングを光遅延器２３によってＴ０／２だけシフトさせ、それらを９０度ハイブリッド回路２４でホモダイン検波させ、バランス型光検出器２５および２６から出力される信号を、それぞれフィルタ２７および２８に通すことで、もう一方のＯＴＤＭチャネルを多重分離することが出来る。なお、コヒーレント受信回路として、ホモダイン方式の代わりにヘテロダイン方式を用いることも可能である。
【００２７】
受信回路の構成の他の一例を、図５に示す。図５に示す構成では、ＯＴＤＭデータ信号から抽出したクロック信号により、ＯＴＤＭ信号自身をＭＺ変調器１７で変調する。ここで、ＭＺ変調器１７のバイアスはゼロ点に設定しておき、クロック抽出回路１２で抽出したクロック信号の周波数を分周器１５でΔｆ／２に分周し、クロック信号のピークと所望のＯＴＤＭチャネルの中心とが一致するよう、適切な位相シフトを位相シフタ１６で与える。一方、局発光は、ＣＷ光のままでコヒーレント検波を行う。バランス型光検出器１９および２０から出力される信号を、それぞれフィルタ２１および２２に通すことで、局発光のビート信号と同期したタイミングのＯＴＤＭチャネルを多重分離するとともに、そのＩ，Ｑ成分を復調することが同時に出来る。また、９０度ハイブリッド回路として、偏波ダイバーシティ構成のものを使用することにより、偏波多重分離も同時に行うことが出来る。
【００２８】
なお、ＯＴＤＭ信号を予め２分岐しておき、片側をＭＺ変調器１７、もう片側をこれと異なるタイミングで、ＭＺ変調器３０で変調することにより、もう一方のＯＴＤＭチャネルを多重分離することが出来る。具体的には、ＭＺ変調器３０を駆動するクロック信号の位相を、位相シフタ２９によりπ／２シフトさせることにより、クロック信号のピークをもう一方のＯＴＤＭチャネルの中心に一致させることが可能となる。
【００２９】
次に、図４の構成で多重分離が実現できる原理について説明する。図３（ｂ）に示すビート信号のスペクトルは、式（１）で表される（以下では周波数ｆ０，Δｆの代わりに角周波数ω０，Δωを用いる）。式（１）は、式（２）で表すことが出来る。式（２）は、この信号がｃｏｓ（Δωｔ／２）を包絡線にもつ搬送波（キャリア周波数ω０）であることを示している。
【００３０】
【数１】
2020017782.tif 000003
【００３１】
ｕ１（ｔ）は、式（３）および式（４）に示す、ｃｏｓ成分（Ｉチャネル）ｕ１，Ｉ（ｔ）とｓｉｎ成分（Ｑチャネル）ｕ１，Ｑ（ｔ）とに分けることが出来る。
【数２】
2020017782.tif 000004
【００３２】
同様に、ｃｏｓ（Δωｔ／２）をｔ＝Ｔ０／２だけインタリーブした信号ｃｏｓ［（Δω／２）（ｔ−Ｔ０／２）］＝ｓｉｎ（Δωｔ／２）を包絡線にもつ搬送波のｃｏｓ成分ｕ２，Ｉ（ｔ）とｓｉｎ成分ｕ２，Ｑ（ｔ）は、式（５）および式（６）で書くことができる。
【数３】
2020017782.tif 000005
【００３３】
即ち、式（３）および式（４）に示すように、ｕ１，Ｉ（ｔ），ｕ１，Ｑ（ｔ）はｃｏｓ（Δωｔ／２）をＱＡＭ変調したときのＩ，Ｑ成分、式（５）および式（６）に示すように、ｕ２，Ｉ（ｔ），ｕ２，Ｑ（ｔ）はｓｉｎ（Δωｔ／２）をＱＡＭ変調したときのＩ，Ｑ成分である。
【００３４】
これらをＱＡＭ変調し、半周期ずらして２倍に多重化したときの信号は、以下の式（７）で表される。
【数４】
2020017782.tif 000006
ここで、Ａ１，Ｉ、Ａ１，ＱはＯＴＤＭチャネル１のデータ信号のＩ，Ｑ成分、Ａ２，Ｉ、Ａ２，ＱはＯＴＤＭチャネル２のデータ信号のＩ，Ｑ成分をそれぞれ表す。
【００３５】
図４において、局発光には、信号光と同じく２トーン信号ν１（ｔ）＝ｃｏｓ（Δωｔ／２）ｅｘｐ（ｊω０ｔ）を用いる。ＯＴＤＭ信号ｕ（ｔ）と局発光ν１（ｔ）とのミキシングをとると、ｃｏｓ（Δωｔ／２）とｃｏｓ［（Δω／２）（ｔ−Ｔ０／２）］＝ｓｉｎ（Δωｔ／２）の直交性により、式（７）の第２項はゼロとなる。即ち、
【数５】
2020017782.tif 000007
となる。その結果、コヒーレント受信回路の出力では、ａ１のＩ成分とＱ成分、即ちＡ１，Ｉ、Ａ１，Ｑが得られる。
【００３６】
一方、別の局発光として、ν２（ｔ）＝ｃｏｓ［（Δω／２）（ｔ−Ｔ０／２）］ｅｘｐ（ｊω０ｔ）＝ｓｉｎ（Δωｔ／２）ｅｘｐ（ｊω０ｔ）を用意し、ＯＴＤＭ信号ｕ（ｔ）と局発光ν２（ｔ）とのミキシングをとると、式（７）の第１項はゼロとなる。即ち、
【数６】
2020017782.tif 000008
となる。その結果、コヒーレント受信回路の出力では、Ａ２，Ｉ、Ａ２，Ｑが得られる。
【００３７】
以上の結果から、図４の構成により多重分離と復調とを同時に実現することができる。具体的には、９０度光ハイブリッド回路１８に信号光ｕ（ｔ）と局発光ｃｏｓ（Δωｔ／２）ｃｏｓ（ω０ｔ）とを入射することで、ホモダイン検波回路の出力２１、２２から、１番目のＯＴＤＭチャネルのＩ成分Ａ１，ＩおよびＱ成分Ａ１，Ｑがそれぞれ得られる。一方、９０度光ハイブリッド回路２４に信号光ｕ（ｔ）と局発光ｓｉｎ（Δωｔ／２）ｃｏｓ（ω０ｔ）を入射することで、ホモダイン検波回路の出力２７、２８から、２番目のＯＴＤＭチャネルのＩ成分Ａ２，ＩおよびＱ成分Ａ２，Ｑがそれぞれ得られる。
【００３８】
次に、図５においては、ＯＴＤＭ信号に予めｃｏｓ（Δωｔ／２）もしくはｓｉｎ（Δωｔ／２）の変調を与えておき、一方で局発光はＣＷ光のままでコヒーレント検波を行う。ｃｏｓ（Δωｔ／２）の変調を与えたＯＴＤＭ信号は、（１０）式で表される。
【数７】
2020017782.tif 000009
【００３９】
このため、コヒーレント受信回路の出力２１，２２では、それぞれ（１１）式および（１２）式が得られる。
【数８】
2020017782.tif 000010
【００４０】
一方、ｓｉｎ（Δωｔ／２）の変調を与えたＯＴＤＭ信号は、（１３）式で表されるので、同様にコヒーレント受信回路の出力２７，２８では、それぞれ（１４）式および（１５）式が得られる。
【数９】
2020017782.tif 000011
【００４１】
以上の結果から、図５の構成でも多重分離と復調とを同時に実現できることがわかる。具体的には、信号光ｕ（ｔ）に振幅変調ｃｏｓ（Δωｔ／２）を与えた信号ｕ（ｔ）ｃｏｓ（Δωｔ／２）と、局発光ｃｏｓ（ω０ｔ）とを９０度光ハイブリッド回路１８に入射することで、ホモダイン検波回路の出力２１、２２から、１番目のＯＴＤＭチャネルのＩ成分Ａ１，ＩおよびＱ成分Ａ１，Ｑがそれぞれ得られる。一方、信号光ｕ（ｔ）に振幅変調ｓｉｎ（Δωｔ／２）を与えた信号ｕ（ｔ）ｓｉｎ（Δωｔ／２）と、局発光ｃｏｓ（ω０ｔ）とを９０度光ハイブリッド回路２４に入射することで、ホモダイン検波回路の出力２７、２８から、２番目のＯＴＤＭチャネルのＩ成分Ａ２，ＩおよびＱ成分Ａ２，Ｑがそれぞれ得られる。
【００４２】
次に、図４および図５の受信器構成において、コヒーレント受信回路に必要な帯域について述べる。例として、図４で示したＯＴＤＭ信号の多重分離において、ＬＯパルスとして、ｃｏｓ（Δωｔ／２）＝ｃｏｓ（πΔｆｔ）を用いる場合を考える。データ信号には、信号発生装置３、４においてα＝０のナイキストフィルタを与えているとする。図６は、ＯＴＤＭ信号とＬＯパルスｃｏｓ（πΔｆｔ）とのホモダイン検波を行っている様子を示している。ＯＴＤＭ信号のスペクトルは、図６の上部に示すように、帯域が２Δｆの矩形的な形状を有する。ＬＯパルスｃｏｓ（πΔｆｔ）のスペクトルは、２本の光線スペクトルｅｘｐ（＋ｊπΔｆｔ）およびｅｘｐ（−ｊπΔｆｔ）の和に等しいため、このホモダイン検波は、ＯＴＤＭ信号と、ＣＷ−ＬＯ光ｅｘｐ（＋ｊπΔｆｔ）およびｅｘｐ（−ｊπΔｆｔ）とのヘテロダイン検波（ＩＦ周波数：Δｆ／２および−Δｆ／２）を行い、それらの和を取ることと等しい。ＩＦ周波数にダウンコンバートされた信号は、負の周波数が折り返され、図６の右下に示すように、０≦ｆ≦Δｆ／２およびΔｆ／２≦ｆ≦３Δｆ／２の２つの部分で構成されるスペクトルとなっており、その最大周波数は３Δｆ／２である。そのため、コヒーレント受信回路は、３Δｆ／２の帯域を必要とする。
【００４３】
一方、信号発生装置３、４において、データ信号にα≠０のナイキストフィルタを与えている場合のＯＴＤＭ多重分離を、図７に示す。ＩＦ周波数にダウンコンバートされた信号は、０≦ｆ≦３Δｆ／２＋αΔｆ／２のスペクトル成分を有する。その結果、コヒーレント受信回路は（３＋α）Δｆ／２（但し０≦α≦１）の帯域を必要とする。
【００４４】
なお、図６に示したα＝０の場合において、最終的に得られるＩＦスペクトルを見ると、ＩＦ信号は０≦ｆ≦Δｆ／２の範囲内に必要十分なベースバンド成分が完全に含まれていることから、帯域をΔｆ／２に設定しても、正確な復調が可能である。従って、コヒーレント受信回路に必要な帯域は、３Δｆ／２からΔｆ／２に狭窄化することが可能である。このように狭い帯域でも超高速信号の多重分離・復調が可能な点が、本手法の優れた特徴である。これは、高速信号であっても低速な光・電気部品で受信できることから、装置の低コスト化につながるとともに、帯域外にある余分な雑音成分を除去できることから、受信信号のＳ／Ｎ比も向上することが出来る。但し、α≠０の場合においては、図７に示すように、ホモダイン検波時のスペクトルの折り返しに伴いエイリアシングが生じるため、コヒーレント受信回路の帯域を（３＋α）Δｆ／２より狭くすることは困難である。
【００４５】
本発明に係る光伝送方法の原理は、光ナイキストパルス伝送（例えば、特許文献２、非特許文献３参照）と密接に関係している。ナイキストパルスは、矩形且つ有限の帯域幅のスペクトルを有することから、その周期的なパルス列は、有限の本数の光線スペクトルの集合で与えられるスペクトルを有する。一例として、４０ＧＨｚ間隔の光線スペクトル５本、４本、３本、および２本で与えられるスペクトルと、それらに対応する時間波形を、図８（ａ）〜（ｄ）にそれぞれ示す。
【００４６】
図８（ａ）および（ｂ）においては、Sincパルスが２５ｐｓごとに並んでおり、その間にはゼロ点が３つ存在する。そのため、これらのゼロ点にSincパルスをビットインタリーブさせることにより、４倍のＴＤＭ多重化が可能である。これらは、先行技術として知られている光ナイキストパルス伝送である。なお、図８（ａ）よりも図８（ｂ）のほうが少ないスペクトルの本数、即ち狭い帯域で同じ多重度、即ち同じ伝送速度を実現できることがわかる。
【００４７】
さらに、図８（ｃ）のようにスペクトルが３本に減ると、１周期の中にゼロ点は１つとなる。この場合は、２倍のＴＤＭ多重化が可能である。さらに、図８（ｄ）のようにスペクトルが２本まで減った状態が本発明に係る光伝送方法であり、この場合でも２倍のＴＤＭ多重化が可能である。このように、ナイキストパルスの最小構成は、２本の光線スペクトルで生成される正弦波の光ビート信号に帰着される。その結果、本発明に係る光伝送方法は、ナイキストパルス伝送を、最も狭い帯域を実現可能な究極的なナイキストパルス（Extreme Nyquist pulse）とみなすことが出来る。
【００４８】
本発明によるＯＴＤＭ信号の生成および多重分離を、計算機シミュレーションにより解析した結果を以下に示す。Δｆ＝４０ＧＨｚに設定し、正弦波のビート信号ｃｏｓ（πΔｆｔ）を４０Ｇｂａｕｄ、６４ＱＡＭ信号でデータ変調し、８０Ｇｂａｕｄに多重化する。図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の上図に、波形（アイパターン）、下図にスペクトルを示す。ベースバンド信号はシンボル長が２０４８で、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、それぞれロールオフ率α＝０，０．５，１のナイキストフィルタに対応している。なお、４０ｄＢのＯＳＮＲを想定したＡＳＥ雑音を重畳している。シンボル点である１２．５ｐｓごとにアイが開いており、αの増大に伴いアイ開口が広がっていることがわかる。また、ＴＤＭ信号のスペクトルは、その帯域が８０ＧＨｚ（α＝０）、１００ＧＨｚ（α＝０．５）、１２０ＧＨｚ（α＝１）となっており、スペクトルは（２＋α）Δｆの帯域に収まっている。
【００４９】
図９（ａ）の８０Ｇｂａｕｄ、６４ＱＡＭ信号（α＝０）を、Back-to-backにおいて、図４の構成で４０Ｇｂａｕｄに多重分離した後のアイパターン、ＩＦスペクトル、ならびにコンスタレーションを、図１０（ａ）に示す。図１０（ａ）左図のアイパターンを見ると、図９（ａ）では±１２．５ｐｓの位置にあったチャネルが除去され、ｔ＝０の位置に中心を持つチャネルが正確に多重分離できていることがわかる。図１０（ａ）中央図のＩＦスペクトルにおいて、その最大周波数は（３／２）Δｆ＝６０ＧＨｚであることがわかる。そこで、復調帯域は（３／２）Δｆ＝６０ＧＨｚの帯域に設定している。図１０（ａ）右図のコンスタレーションにおいて、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude：コンスタレーションが理想的な信号点の周りにどの程度分布しているかを表す指標）は、２．０３％である。
【００５０】
同様に、図９（ｂ）、（ｃ）に示す８０Ｇｂａｕｄ、６４ＱＡＭ信号（α＝０．５，１）を４０Ｇｂａｕｄに多重分離した後のアイパターン、ＩＦスペクトル、ならびにコンスタレーションを図１０（ｂ）、（ｃ）にそれぞれ示す。ＩＦスペクトルを見ると、各αに対してその最大周波数は（３＋α）Δｆ／２＝７０，８０ＧＨｚであることがわかる。復調帯域はこれらの値に設定している。これらの条件において、１．５５〜１．６７％程度のＥＶＭで、信号が正確に多重分離・復調できていることがわかる。
【００５１】
次に、図９（ａ）の８０Ｇｂａｕｄ，６４ＱＡＭ信号（α＝０）の多重分離・復調において、フィルタにより復調帯域を（３／２）Δｆ＝６０ＧＨｚからΔｆ／２＝２０ＧＨｚに狭窄化したときの結果を、図１１に示す。図１１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、４０Ｇｂａｕｄに多重分離した後のアイパターン、ＩＦスペクトル、ならびにコンスタレーションである。図１１（ａ）の多重分離後のアイパターンには、図１０（ａ）左図と比較して、±１２．５ｐｓの位置にあったゼロ点が見られないことがわかる。これは、復調帯域の狭窄化によって波形が平滑化されているためである。また、結果的に、シンボル点におけるアイ開口も改善されている。このとき、ＥＶＭは２．０７％であり、図１０（ａ）右図の結果と概ね一致している。この値は、符号誤り率に換算すると、１０−４を下回る大きさである。また、このＥＶＭは、帯域を３倍とした復調のＥＶＭ値２．０３％（図１０（ａ）右図）と比較して遜色がないため、１／３の狭帯域化は極めて有効な手法といえる。このように、狭い復調帯域でも良好な多重分離・復調特性が得られていることがわかる。本解析では、ＯＴＤＭ信号のＯＳＮＲを４０ｄＢと仮定しているが、ＯＳＮＲをさらに拡大すれば、誤り率をさらに低減することが可能である。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
以上詳細に説明したように、本発明に係る光伝送方法および光伝送装置により、パルス発生装置を必要としない簡便な構成で、且つ最小限の周波数帯域で、高速な光信号を生成し、受信側で高いＳ／Ｎ比で多重分離することが可能となる。その結果、高速光伝送の高性能化と低コスト化、および周波数利用効率の向上に大きく貢献することが出来る。
【符号の説明】
【００５３】
１  ２トーン発生回路
１ａ  ＣＷ光源
１ｂ  １／２分周器
１ｃ  ＭＺ変調器（マッハツェンダ型振幅変調器）
２  クロック信号源
３，４  信号発生装置
５  ５０：５０カプラ
６，７  データ変調器
８  光遅延器
９  ５０：５０カプラ
１０  光伝送路
１１  ２トーン発生回路
１２  クロック抽出回路
１３  コヒーレント受信器
１４  ＣＷ光源
１５  １／２分周器
１６  位相シフタ
１７  ＭＺ変調器
１８  ９０度光ハイブリッド回路
１９，２０  バランス型光検出器
２１，２２  フィルタ
２３    光遅延器
２４    ９０度光ハイブリッド回路
２５，２６  バランス型光検出器
２７，２８  フィルタ
２９    位相シフタ
３０    ＭＺ変調器
【図１】
2020017782.tif 000012
【図２】
2020017782.tif 000013
【図３】
2020017782.tif 000014
【図４】
2020017782.tif 000015
【図５】
2020017782.tif 000016
【図６】
2020017782.tif 000017
【図７】
2020017782.tif 000018
【図８】
2020017782.tif 000019
【図９】
2020017782.tif 000020
【図１０】
2020017782.tif 000021
【図１１】
2020017782.tif 000022