(57)【要約】【課題】スイッチング素子の破損の虞及びコスト上昇を抑制しつつ、プリバイアス状態における起動時間を短縮すること。【解決手段】電力変換装置１は、トランスＴに供給される電力を制御するインバータ回路１０と、第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４の同期整流制御により所定の定格電圧を出力する同期整流回路２０と、同期整流回路２０の出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、インバータ回路１０及び同期整流回路２０を制御する制御部３０と、を備え、制御部３０は、起動時における出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈよりも高いことを条件として、インバータ回路１０を駆動する前に、第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４を同時にＯＮする制御を繰り返す電荷引き抜き制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ以下に低下したことを条件として、インバータ回路１０の駆動と同期整流回路２０とを開始する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスに供給される電力を制御する一次側回路と、
前記トランスを介して供給される電圧を複数のスイッチング素子の同期整流制御により変換して所定の定格電圧を出力する二次側回路と、
前記二次側回路の出力電圧に基づいて、前記一次側回路及び前記二次側回路を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、起動時における前記出力電圧が所定の閾値よりも高いことを条件として、前記一次側回路を駆動する前に、複数の前記スイッチング素子を同時にＯＮする制御を繰り返す電荷引き抜き制御を行い、
前記出力電圧が前記閾値以下に低下したことを条件として、前記一次側回路の駆動と前記同期整流制御とを開始する、電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記電荷引き抜き制御において、前記スイッチング素子のＯＮ時間を増加させながら電荷の引き抜きを繰り返す、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電荷引き抜き制御における前記スイッチング素子の最初のＯＮ時間は、前記出力電圧の出力先に想定される最大電荷容量と前記スイッチング素子の耐圧性能とに基づいて設定される、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記同期整流制御の２倍の動作周波数で前記電荷引き抜き制御を行う、請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
トランスに供給される電力を制御する一次側回路と、前記トランスを介して供給される電圧を複数のスイッチング素子の同期整流制御により変換して所定の定格電圧を出力する二次側回路と、を備える電力変換装置の起動方法であって、
前記二次側回路の出力電圧を取得する電圧取得工程と、
起動時における前記出力電圧が所定の閾値よりも高いことを条件として、前記一次側回路を駆動する前に、複数の前記スイッチング素子を同時にＯＮする制御を繰り返す電荷引き抜き工程と、
前記出力電圧が前記閾値以下に低下したことを条件として、前記一次側回路の駆動と前記同期整流制御とを開始する電力変換開始工程と、を含む電力変換装置の起動方法。
【請求項６】
前記電荷引き抜き制御においては、前記スイッチング素子のＯＮ時間を増加させながら電荷の引き抜きを繰り返す、請求項５に記載の電力変換装置の起動方法。
【請求項７】
前記電荷引き抜き制御における前記スイッチング素子の最初のＯＮ時間は、前記出力電圧の出力先に想定される最大電荷容量と前記スイッチング素子の耐圧性能とに基づいて設定される、請求項５又は６に記載の電力変換装置の起動方法。
【請求項８】
前記電荷引き抜き制御は、前記同期整流制御の２倍の動作周波数で行われる、請求項５乃至７のいずれかに記載の電力変換装置の起動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置、及びその起動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源に利用される同期整流回路は、一般的に２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）を交互にＯＮ／ＯＦＦ制御するよう構成されることが多く、２つのＦＥＴの各ゲートに入力されるＰＷＭ信号によって所望の電圧を有する電力を安定的に出力することができる。このような同期整流回路を備える電力変換装置は、動作の停止後においても出力側に電荷が残ることがあり、再起動時においても出力電圧が高い状態で維持されるプリバイアス状態となる場合がある。そして、電力変換装置は、プリバイアス状態で再起動されることにより、ＯＮ制御された同期整流ＦＥＴに電荷が急速に流入して当該同期整流ＦＥＴが耐圧超過により破損する虞がある。
【０００３】
上記のような課題への対策として、同期整流ＦＥＴに対するＰＷＭ制御のデューティ比を徐々に増加させながら電力変換装置を再起動するソフトスタートが知られており、例えば特許文献１にはソフトスタートを行うＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００７−２９５７５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、電源装置に代表される電力変換装置は、電力変換効率を向上させる観点から、近年では制御ＩＣを利用したデジタル制御が採用されることも多い。しかしながら、デジタル制御方式の電力変換装置において上記のソフトスタートを実現しようとすると、制御ＩＣの動作周波数の制約から、同期整流ＦＥＴを保護するための十分に小さいデューティ比からＰＷＭ制御を開始することができなくなる。特に高出力タイプの電源装置においては同期整流ＦＥＴをＰＷＭ制御するパルス幅の更なる短縮が要求されることになる。そして、動作周波数の高い制御ＩＣを採用しようとすると、高分解能の高価な制御ＩＣが必要となり、電力変換装置のコスト上昇を招来する虞が生じる。
【０００６】
また、プリバイアス状態へのコスト上昇を抑制した対策として、出力電圧が十分に低下するまで電力変換装置の再起動を保留する方法も考えられる。しかしながら、例えば電力変換装置の出力側の負荷が比較的低い場合には出力電圧の低下が遅く、再起動時間の長期化を招く虞が生じる。
【０００７】
本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、スイッチング素子の破損の虞及びコスト上昇を抑制しつつ、プリバイアス状態における起動時間を短縮することができる電力変換装置、及びその起動方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
＜本発明の第１の態様＞
本発明の第１の態様は、トランスに供給される電力を制御する一次側回路と、前記トランスを介して供給される電圧を複数のスイッチング素子の同期整流制御により変換して所定の定格電圧を出力する二次側回路と、前記二次側回路の出力電圧に基づいて、前記一次側回路及び前記二次側回路を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、起動時における前記出力電圧が所定の閾値よりも高いことを条件として、前記一次側回路を駆動する前に、複数の前記スイッチング素子を同時にＯＮする制御を繰り返す電荷引き抜き制御を行い、前記出力電圧が前記閾値以下に低下したことを条件として、前記一次側回路の駆動と前記同期整流制御とを開始する、電力変換装置である。
【０００９】
電力変換装置は、一次側回路に入力される電力を二次側回路における同期整流制御により所定の定格電圧に変換して出力する電力変換制御を行う。ここで、電力変換装置は、二次側回路の出力電圧が起動時において所定の閾値よりも高いプリバイアス状態である場合には、電力変換制御の開始を保留しつつ、二次側回路の複数のスイッチング素子を同時にＯＮする制御を繰り返す。この電荷引き抜き制御により、電力変換装置の出力側の電荷が複数のスイッチング素子を介して開放され、出力電圧を所定の閾値以下に低下させることができる。そして、電力変換装置は、出力電圧が閾値以下に低下することにより、同期整流制御を開始するときにスイッチング素子に過剰な電圧が印加される虞を低減することができる。
【００１０】
また、電力変換装置は、上記の電荷引き抜き制御により電力変換制御を開始するまでに要する時間を短縮できることに加え、複数のスイッチング素子を介した放電経路により電荷を分散して開放するため、電荷の引き抜き時に各スイッチング素子が耐圧超過に陥る虞を抑制することができる。そして、電力変換装置は、制御回路として例えば動作周波数の高い制御ＩＣを採用せずとも、当該電荷引き抜き制御により各スイッチング素子の耐圧超過を抑制できるため、電力変換装置のコスト上昇を抑制することができる。
【００１１】
これにより、本発明の第１の態様によれば、スイッチング素子の破損の虞及びコスト上昇を抑制しつつ、プリバイアス状態における起動時間を短縮することができる。
【００１２】
＜本発明の第２の態様＞
本発明の第２の態様は、上記した本発明の第１の態様において、前記制御部は、前記電荷引き抜き制御において、前記スイッチング素子のＯＮ時間を増加させながら電荷の引き抜きを繰り返す、電力変換装置である。
【００１３】
電力変換装置は、電荷引き抜き制御により開放される電荷量に応じた分だけ出力電圧を低下させることができ、出力電圧が低下するほどスイッチング素子の耐圧超過の虞が低減される。このため、電力変換装置は、電荷引き抜き制御におけるスイッチング素子のＯＮ制御を、ＯＮ時間を増加させながら繰り返すことができるため、ＯＮ時間の増加に伴い電荷を開放するペースを加速させることができる。これにより本発明の第２の態様によれば、プリバイアス状態における起動時間を更に短縮することができる。
【００１４】
＜本発明の第３の態様＞
本発明の第３の態様は、上記した本発明の第１又は２の態様において、前記電荷引き抜き制御における前記スイッチング素子の最初のＯＮ時間は、前記出力電圧の出力先に想定される最大電荷容量と前記スイッチング素子の耐圧性能とに基づいて設定される、電力変換装置である。
【００１５】
電力変換装置は、出力先の負荷装置に蓄積される電荷量が最大で、且つ電荷引き抜き制御の最初のＯＮ時間において、複数のスイッチング素子に対する耐圧超過のリスクが最大となることが多い。そのため、本発明の第３の態様に係る電力変換装置は、電荷引き抜き制御における最初のＯＮ時間が、出力電圧の出力先に想定される最大電荷容量とスイッチング素子の耐圧性能とに基づいて設定されていることにより、各スイッチング素子が耐圧超過となる虞を更に低減することができる。
【００１６】
＜本発明の第４の態様＞
本発明の第４の態様は、上記した本発明の第１乃至３のいずれかの態様において、前記制御部は、前記同期整流制御の２倍の動作周波数で前記電荷引き抜き制御を行う、電力変換装置である。
【００１７】
同期整流制御は、複数のスイッチング素子が互いに逆位相となるように交互にＯＮ／ＯＦＦされる。これに対し、電荷引き抜き制御は、複数のスイッチング素子を同時にＯＮする制御を繰り返す。このため、電力変換装置は、同期整流制御の２倍の動作周波数で電荷引き抜き制御を行うことができるため、例えば制御ＩＣの最大動作周波数で同期整流制御を行う場合であっても、電荷引き抜き制御を高速に行うことができる。これにより本発明の第４の態様によれば、電荷引き抜き制御に要する時間を更に短縮することができる。
【００１８】
＜本発明の第５の態様＞
本発明の第５の態様は、トランスに供給される電力を制御する一次側回路と、前記トランスを介して供給される電圧を複数のスイッチング素子の同期整流制御により変換して所定の定格電圧を出力する二次側回路と、を備える電力変換装置の起動方法であって、前記二次側回路の出力電圧を取得する電圧取得工程と、起動時における前記出力電圧が所定の閾値よりも高いことを条件として、前記一次側回路を駆動する前に、複数の前記スイッチング素子を同時にＯＮする制御を繰り返す電荷引き抜き工程と、前記出力電圧が前記閾値以下に低下したことを条件として、前記一次側回路の駆動と前記同期整流制御とを開始する電力変換開始工程と、を含む電力変換装置の起動方法である。
【００１９】
電力変換装置は、一次側回路に入力される電力を二次側回路における同期整流制御により所定の定格電圧に変換して出力する電力変換制御を行う。ここで、電力変換装置の二次側回路の出力電圧が起動時において所定の閾値よりも高いプリバイアス状態である場合には、電力変換制御の開始を保留しつつ、二次側回路の複数のスイッチング素子を同時にＯＮする制御が繰り返される。この電力変換装置の起動方法における電荷引き抜き制御により、電力変換装置の出力側の電荷が複数のスイッチング素子を介して開放され、出力電圧を所定の閾値以下に低下させることができる。そして、電力変換装置の出力電圧が閾値以下に低下することにより、同期整流制御を開始するときにスイッチング素子に過剰な電圧が印加される虞が低減される。
【００２０】
また、電力変換装置の起動方法は、上記の電荷引き抜き制御により電力変換制御を開始するまでに要する時間を短縮できることに加え、複数のスイッチング素子を介した放電経路により電荷を分散して開放するため、電荷の引き抜き時に各スイッチング素子が耐圧超過に陥る虞を抑制することができる。そして、電力変換装置の起動方法により、制御回路として例えば動作周波数の高い制御ＩＣを採用せずとも、当該電荷引き抜き制御により各スイッチング素子の耐圧超過を抑制できるため、電力変換装置のコスト上昇を抑制することができる。
【００２１】
これにより本発明の第５の態様によれば、スイッチング素子の破損の虞及びコスト上昇を抑制しつつ、プリバイアス状態における起動時間を短縮することができる。
【００２２】
＜本発明の第６の態様＞
本発明の第６の態様は、上記した本発明の第５の態様において、前記電荷引き抜き制御においては、前記スイッチング素子のＯＮ時間を増加させながら電荷の引き抜きを繰り返す、電力変換装置の起動方法である。
【００２３】
電力変換装置の起動方法においては、電荷引き抜き制御により開放される電荷量に応じた分だけ出力電圧を低下させることができ、出力電圧が低下するほどスイッチング素子の耐圧超過の虞が低減される。このため、当該起動方法は、電荷引き抜き制御におけるスイッチング素子のＯＮ制御を、ＯＮ時間を増加させながら繰り返すことができるため、ＯＮ時間の増加に伴い電荷を開放するペースを加速させることができる。これにより本発明の第６の態様によれば、プリバイアス状態における起動時間を更に短縮することができる。
【００２４】
＜本発明の第７の態様＞
本発明の第７の態様は、上記した本発明の第５又は６の態様において、前記電荷引き抜き制御における前記スイッチング素子の最初のＯＮ時間は、前記出力電圧の出力先に想定される最大電荷容量と前記スイッチング素子の耐圧性能とに基づいて設定される、電力変換装置の起動方法である。
【００２５】
電力変換装置は、出力先の負荷装置に蓄積される電荷量が最大で、且つ電荷引き抜き制御の最初のＯＮ時間において、複数のスイッチング素子に対する耐圧超過のリスクが最大となることが多い。そのため、本発明の第７の態様に係る電力変換装置の起動方法においては、電荷引き抜き制御における最初のＯＮ時間が、出力電圧の出力先に想定される最大電荷容量とスイッチング素子の耐圧性能とに基づいて設定されていることにより、各スイッチング素子が耐圧超過となる虞を更に低減することができる。
【００２６】
＜本発明の第８の態様＞
本発明の第８の態様は、上記した本発明の第５乃至７のいずれかの態様において、前記電荷引き抜き制御は、前記同期整流制御の２倍の動作周波数で行われる、電力変換装置の起動方法である。
【００２７】
同期整流制御は、複数のスイッチング素子が互いに逆位相となるように交互にＯＮ／ＯＦＦされる。これに対し、電荷引き抜き制御は、複数のスイッチング素子を同時にＯＮする制御を繰り返す。このため、電力変換装置の起動方法においては、同期整流制御の２倍の動作周波数で電荷引き抜き制御を行うことができるため、例えば同期整流制御を制御ＩＣの最大動作周波数で行う場合であっても、電荷引き抜き制御を高速に行うことができる。これにより本発明の第８の態様によれば、電荷引き抜き制御に要する時間を更に短縮することができる。
【発明の効果】
【００２８】
本発明によれば、スイッチング素子の破損の虞及びコスト上昇を抑制しつつ、プリバイアス状態における起動時間を短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【図２】本発明の電力変換装置の起動方法を示すフローチャートである。
【図３】プリバイアス状態で電力変換装置を起動させた場合の入出力電圧及び制御信号の波形図である。
【図４】同期整流制御及び電荷引き抜き制御におけるＰＷＭ信号の調整を模式的に示す波形図である。
【図５】電荷引き抜き制御を行うことなくプリバイアス状態の電力変換装置を再起動した場合の入出力電圧の波形図である。
【図６】電荷引き抜き制御を行いつつプリバイアス状態の電力変換装置を再起動した場合の入出力電圧の波形図である。
【図７】本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の部分構成を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態について詳細に説明する。なお、本発明は以下に説明する内容に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲において任意に変更して実施することが可能である。また、実施の形態の説明に用いる図面は、いずれも構成部材を模式的に示すものであって、理解を深めるべく部分的な強調、拡大、縮小、または省略などを行っており、構成部材の縮尺や形状等を正確に表すものとはなっていない場合がある。
【００３１】
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１の全体構成を示す回路図である。本実施形態における電力変換装置１は、いわゆる絶縁型ＤＣ‐ＤＣコンバータであり、「一次側回路」としてのインバータ回路１０、トランスＴ、「二次側回路」としての同期整流回路２０、及び制御部３０を備える。そして本発明に係る電力変換装置１は、インバータ回路１０に入力される入力電圧Ｖｉｎを変換して同期整流回路２０から出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することにより、安定化された所定の定格電圧を出力先の負荷装置（図示せず）に供給する。
【００３２】
インバータ回路１０は、公知のフルブリッジインバータ回路であり、コンデンサＣ１、複数の電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：ＦＥＴ）Ｑ１１〜Ｑ１４、コイルＬ１、及び分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を含む。尚、本発明においてインバータ回路１０は、フルブリッジ方式に限定されるものではなく、例えばハーフブリッジ、フライバック、フォーワード等、他の方式のインバータ回路であってもよい。
【００３３】
コンデンサＣ１は、図示しない外部電源から入力される直流の入力電圧Ｖｉｎを平滑化する入力フィルタである。
【００３４】
電界効果トランジスタＱ１１は、ドレインがコンデンサＣ１のハイサイド出力端、及び電界効果トランジスタＱ１２のドレインに接続されると共に、ソースが電界効果トランジスタＱ１３のドレインに接続されている。また、電界効果トランジスタＱ１４は、ドレインが電界効果トランジスタＱ１３のソースに接続されると共に、ソースが電界効果トランジスタＱ１３のソース、及び上記のコンデンサＣ１のローサイド出力端、すなわち一次側グランドＧＮＤ１に接続されている。
【００３５】
コイルＬ１は、一端が電界効果トランジスタＱ１１と電界効果トランジスタＱ１３との接続点に、他端がトランスＴの一次巻線にそれぞれ接続される。コイルＬ１は、電界効果トランジスタＱ１１〜Ｑ１４とのＬＣ共振により電流と電圧とのクロス時間を減らし、スイッチング損失を低減することができる。
【００３６】
分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２は、一次側グランドＧＮＤ１と入力電圧Ｖｉｎの入力端子との間に直列に設けられ、設定される抵抗値の比率により入力電圧Ｖｉｎを分圧することで後述する制御部３０が当該入力電圧Ｖｉｎを読み取ることができる。
【００３７】
トランスＴは、一次側コイルＬ１１及び二次側コイルＬ２１を含み、インバータ回路１０と同期整流回路２０とを直流的に絶縁しつつ、インバータ回路１０から供給される交流電力を同期整流回路２０に伝達する。ここで、一次側コイルＬ１１は、巻き始め端が電界効果トランジスタＱ１２と電界効果トランジスタＱ１４との連結点に接続され、巻き終わり端がコイルＬ１を介して電界効果トランジスタＱ１１と電界効果トランジスタＱ１３との連結点に接続されている。
【００３８】
同期整流回路２０は、「複数のスイッチング素子」としての第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４、コイルＬ２、コンデンサＣ２、及び分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を含む。第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４のそれぞれは、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。第１スイッチＱ２１は、ドレインがコイルＬ２の一端、及び第２スイッチＱ２２のドレインに接続され、ソースが第３スイッチＱ２３のドレイン、及び二次側コイルＬ２１の巻き始め端に接続されている。第４スイッチＱ２４は、ドレインが第２スイッチＱ２２のソース、及びトランスＴの二次側コイルＬ２１の巻き終り端に接続され、ソースが第３スイッチＱ２３のソース、及び二次側グランドＧＮＤ２に接続されている。
【００３９】
コイルＬ２及びコンデンサＣ２は、第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４からなるフルブリッジ回路から出力される電圧を平滑化して出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。
【００４０】
分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２は、二次側グランドＧＮＤ２と出力電圧Ｖｉｎの出力端子との間に直列に設けられ、設定される抵抗値の比率により出力電圧Ｖｏｕｔを分圧することで後述する制御部３０が当該出力電圧Ｖｏｕｔを読み取ることができる。
【００４１】
制御部３０は、一次側ドライバ３１、二次側ドライバ３２、制御回路３３、第１アイソレータ３４、及び第２アイソレータ３５を含み、インバータ回路１０及び同期整流回路２０による電力変換を制御する。
【００４２】
一次側ドライバ３１は、電界効果トランジスタＱ１１〜Ｑ１４のそれぞれのゲートを制御する駆動回路であり、電界効果トランジスタＱ１１及び電界効果トランジスタＱ１４に対して電界効果トランジスタＱ１２及び電界効果トランジスタＱ１３が逆位相となるようにＯＮ／ＯＦＦをＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）することで、トランスＴに供給する電力を制御する。
【００４３】
二次側ドライバ３２は、第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４のそれぞれのゲートを制御する駆動回路であり、第１スイッチＱ２１及び第４スイッチＱ２４に対して第２スイッチＱ２２及び第３スイッチＱ２３が逆位相となるようにＰＷＭ制御で交互にＯＮ／ＯＦＦする同期整流制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の定格電圧となるように制御する。
【００４４】
制御回路３３は、公知の制御ＩＣからなり、電力変換装置１の全体を統括制御する。より具体的には、制御回路３３は、互いに反転する２つのパルス信号からなるＰＷＭ信号を生成し、一次側ドライバ３１を介してインバータ回路１０を制御すると共に、二次側ドライバ３２を介して同期整流回路２０を制御する。ここで、２つのＰＷＭ信号は、同時にＯＮになる状態が生じないように僅かなデッドタイムが形成されている。
【００４５】
また、制御回路３３は、出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧となるよう制御するために、分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を介して出力電圧Ｖｏｕｔを取得すると共に、電力変換装置１の電圧変換動作の開始及び終了を判定するために分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を介して入力電圧Ｖｉｎを取得する。
【００４６】
ここで、制御回路３３から一次側ドライバ３１へは第１アイソレータ３４を介して制御が行われ、制御回路３３による入力電圧Ｖｉｎの取得は第２アイソレータ３５を介して行われることで、一次側と二次側との接続を直流的に絶縁している。尚、本実施形態においては、制御回路３３が二次側に配置されているが、一次側と二次側とを上記のようにアイソレータを介して接続することにより、制御回路３３を一次側に配置してもよい。
【００４７】
そして、制御回路３３は、入力電圧Ｖｉｎとして所定の起動電圧が入力されることにより起動し、インバータ回路１０の駆動と同期整流回路２０に対する同期整流制御とを開始して定格電圧に設定した出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。また、制御回路３３は、入力電圧Ｖｉｎが所定の起動電圧を下回った場合にインバータ回路１０及び同期整流回路２０に対する制御を停止する。
【００４８】
次に、電力変換装置１の起動方法について説明する。電力変換装置１は、例えば出力先の負荷装置におけるコンデンサに多くの電荷が蓄積されることにより、動作の停止中においても出力電圧Ｖｏｕｔが高い状態、すなわちプリバイアス状態となることがある。このような状態で電力変換動作の再開が行われると、同期整流回路２０のＯＮ制御されたスイッチに当該電荷が急激に流入してスイッチが破損する虞が生じる。そこで、本実施形態の電力変換装置１は、以下に説明する起動方法により起動することでスイッチが破損する虞を低減する。
【００４９】
図２は、本発明の電力変換装置１の起動方法を示すフローチャートである。電力変換装置１の制御回路３３は、第２アイソレータ３５を介して、インバータ回路１０に所定の起動電圧が入力されたことを検知すると、分圧抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を利用して出力電圧Ｖｏｕｔを取得する（ステップＳ１、電圧取得工程）。
【００５０】
また、制御回路３３は、ステップＳ１で取得した出力電圧Ｖｏｕｔが所定の閾値電圧Ｖｔｈ以下であるか否かを判定する（ステップＳ２）。ここで、所定の閾値電圧Ｖｔｈとは、出力電圧Ｖｏｕｔを定格電圧に制御する通常の同期整流制御を開始した場合であっても、同期整流回路２０の第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４が破損しない程度に出力電圧Ｖｏｕｔが十分に低いことを確認するための、予め制御回路３３に設定される電圧の閾値である。
【００５１】
出力電圧Ｖｏｕｔが所定の閾値電圧Ｖｔｈ以下である場合には（ステップＳ２でＹｅｓ）、制御回路３３は、プリバイアス状態ではないとものとして起動フローを終了し（リターン）、インバータ回路１０の駆動と同期整流回路２０に対する同期整流制御とを開始する通常の起動シーケンスにより電力変換を再開する。
【００５２】
一方、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の閾値電圧Ｖｔｈよりも高い場合には（ステップＳ２でＮｏ）、制御回路３３は、インバータ回路１０を駆動する前に、次に説明するルーチンで第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４を同時にＯＮする制御を繰り返し、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ以下になるまで出力側の電荷引き抜き制御を行う。
【００５３】
より具体的には、制御回路３３は、パルス幅Ｗｏｎとして設定された僅かな期間だけ第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４を同時にＯＮする（ステップＳ３）。このとき、プリバイアス状態の要因である電荷の一部は、コイルＬ２を介して、直列接続された第１スイッチＱ２１及び第３スイッチＱ２３と、直列接続された第２スイッチＱ２２及び第４スイッチＱ２４とに分岐して二次側グランドＧＮＤ２へ開放される。このとき、電力変換装置１の出力側の電荷が第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４を介して引き抜かれ、その電荷量に応じた分だけ出力電圧Ｖｏｕｔが低下することになる。
【００５４】
また、制御回路３３は、次に電荷を引き抜くための期間を変更する場合にはパルス幅Ｗｏｎを更新し（ステップＳ４）、ステップＳ１に戻ることにより再び出力電圧Ｖｏｕｔを取得して閾値電圧Ｖｔｈとの比較を行う（ステップＳ１、ステップＳ２）。すなわち、制御回路３３は、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ以下になるまで、第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４を同時にＯＮする制御を繰り返す電荷引き抜き制御を実行する（電荷引き抜き工程）。
【００５５】
そして、制御回路３３は、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ以下に低下したことを条件として（ステップＳ２でＹｅｓ）、インバータ回路１０の駆動と同期整流回路２０に対する同期整流制御とを開始する（電力変換開始工程）。
【００５６】
ここで、上記の電荷引き抜き制御においては、第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４を同時にＯＮするパルス幅Ｗｏｎは、繰り返しごとに徐々に増加させるのが好適である。すなわち、パルス幅Ｗｏｎを徐々に増加させて開放する電荷量を増加させたとしても、それまでのパルス幅Ｗｏｎで引き抜かれた電荷の積算量に応じて出力電圧Ｖｏｕｔが低下しているため、各スイッチが耐圧超過となる虞を低減することができる。そして、パルス幅Ｗｏｎを増加させることにより出力電圧Ｖｏｕｔの低下を加速させることができ、閾値電圧Ｖｔｈ以下に低下するまでに要する時間を短縮することができる。
【００５７】
このとき、電力変換装置１は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力先の負荷装置に蓄積される電荷量が最大で、且つ電荷引き抜き制御の最初のＯＮ時間において、各スイッチに対する耐圧超過のリスクが最大となることが多い。そのため、電荷引き抜き制御における最初のＯＮ時間は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力先に想定される最大電荷容量と各スイッチの耐圧性能とに基づいて設定されることが好ましい。これにより、各スイッチが耐圧超過となる虞を更に低減することができる。
【００５８】
尚、電荷引き抜き制御の上記のパルス幅Ｗｏｎについては、最初のＯＮ時間、及び繰り返しごとの増加幅等の設定値を予め実験により決定し、制御回路３３に記憶させておくことができる。
【００５９】
図３は、プリバイアス状態で電力変換装置１を起動させた場合の入出力電圧及び制御信号の波形図である。より具体的には図３は、横軸で時間を表した場合の入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、第１スイッチＱ２１と第４スイッチＱ２４とのゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ２１、Ｑ２４）、及び第２スイッチＱ２２と第３スイッチＱ２３とのゲート−ソース間電圧ＶＧＳ（Ｑ２２、Ｑ２３）の波形を示している。
【００６０】
図３において、タイミングｔ１までの期間では、入力電圧Ｖｉｎとして起動電圧が入力されていないため電力変換装置１が動作を停止している。そして、タイミングｔ１において起動電圧が入力されると、出力電圧Ｖｏｕｔが取得され、閾値電圧Ｖｔｈよりも高い場合にはパルス幅Ｗｏｎを徐々に増加させながら第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４のゲート電圧を同時にＯＮ制御することにより上記の電荷引き抜き制御が行われる。
【００６１】
ここで、パルス幅Ｗｏｎの増加の方法については種々の変更が可能である。例えば、最小のパルス幅ＷｏｎをＷminとした場合、電荷引き抜き制御におけるパルス系列のそれぞれのパルス幅Ｗｏｎを、Ｗmin、２×Ｗmin、３×Ｗmin、…のように連続的に増加させていく方法であってもよく、又は、Ｗmin、Ｗmin、２×Ｗmin、２×Ｗmin、３×Ｗmin、３×Ｗmin、…のように段階的に増加させていく方法であってもよい。
【００６２】
そして、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈ未満に低下するタイミングｔ２において、電荷引き抜き制御を終了し、第１スイッチＱ２１及び第４スイッチＱ２４に対して第２スイッチＱ２２及び第３スイッチＱ２３を逆位相で制御する同期整流制御により、出力電圧Ｖｏｕｔとして定格電圧が出力される。
【００６３】
続いて、第１スイッチＱ２１〜第４スイッチＱ２４の動作周波数について説明する。図４は、同期整流制御及び電荷引き抜き制御におけるＰＷＭ信号の調整を模式的に示す波形図である。尚、ここでは説明を簡単にするために、同期整流制御のデッドタイムを省略することとする。
【００６４】
同期整流回路２０に対して同期整流制御を行う期間においては、上記したように第１スイッチＱ２１及び第４スイッチＱ２４に対して第２スイッチＱ２２及び第３スイッチＱ２３を逆位相で制御される。このとき、各スイッチのＯＮ幅は、図４の破線矢印で示されるように、動作周期ＴＳＲの半分の期間において増減調整される。
【００６５】
一方、同期整流回路２０に対して電荷引き抜き制御を行う期間においては、上記したように各スイッチが同時にＯＮ制御されるため、電荷引き抜き制御の動作周期ＴＣＥは、同期整流制御の動作周期ＴＳＲの半分となり、この期間において各スイッチのＯＮ幅が増減調整される。
【００６６】
すなわち、制御回路３３は、同期整流制御の２倍の動作周波数で電荷引き抜き制御を行うことができ、例えば同期整流制御を制御ＩＣの最大動作周波数で行う場合であっても、電荷引き抜き制御を更に高速に行うことができ、電荷引き抜き制御に要する時間を短縮することができる。
【００６７】
次に、本発明の効果について図５及び図６を参照しながら説明する。図５は、電荷引き抜き制御を行うことなくプリバイアス状態の電力変換装置１を再起動した場合の入出力電圧の波形図である。また、図６は、電荷引き抜き制御を行いつつプリバイアス状態の電力変換装置１を再起動した場合の入出力電圧の波形図である。
【００６８】
より具体的には、図５は、横軸が約１２秒のタイミングにおいて入力電圧Ｖｉｎが瞬間的に起動電圧を下回り、このタイミングから出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈへ自然放電するまで同期整流制御の開始を保留する状態が示されている。そして、横軸が約３０秒のタイミングにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔが閾値電圧Ｖｔｈを下回り、同期整流制御が再開されることにより出力電圧Ｖｏｕｔが定格電圧としての約５０Ｖまで回復していることが確認できる。すなわち、電荷引き抜き制御を行わない場合には、電力変換装置１の再起動に約１８秒の時間を要していることがわかる。
【００６９】
これに対し、電荷引き抜き制御を行いつつ電力変換装置１を再起動した場合には、図６に示されるように、出力電圧Ｖｏｕｔを急速に低下させることができ、電力変換装置１の再起動に約２．５秒の時間しか要しないことがわかる。
【００７０】
そして、このとき、電力変換装置１の出力側の電荷は、上記の電荷引き抜き制御により同期整流回路２０の各スイッチのパルス幅Ｗｏｎが調整されていることに加え、第１スイッチＱ２１及び第３スイッチＱ２３からなる放電経路と、第２スイッチＱ２２及び第４スイッチＱ２４からなる放電経路とにより分散されて二次側グランドＧＮＤ２へ開放される。このため、同期整流回路２０の各スイッチのドレイン-ソース間電圧の過剰な上昇を抑制することができ、各スイッチの耐圧超過を抑制することができる。
【００７１】
従って、本発明に係る電力変換装置１及びその起動方法によれば、スイッチング素子の破損の虞及びコスト上昇を抑制しつつ、プリバイアス状態における起動時間を短縮することができる。
【００７２】
＜第２実施形態＞
続いて、本発明の第２実施形態について説明する。第２実施形態に係る電力変換装置２は、上記の第１実施形態の電力変換装置１に対して、トランスＴ及び同期整流回路２０の一部の構成が異なる。以下、第１実施形態と異なる部分について説明することとし、第１実施形態と共通する構成要素については、同じ符号を付して詳細な説明を省略する。
【００７３】
図７は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置２の部分構成を示す回路図である。電力変換装置２のトランスＴは、同期整流回路２０側において二次側コイルＬ２２及び二次側コイルＬ２３を含む。また、電力変換装置２の同期整流回路２０は、「複数のスイッチング素子」としての第５スイッチＱ２５及び第６スイッチＱ２６を含む。ここで、第５スイッチＱ２５及び第６スイッチＱ２６のそれぞれは、例えばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。
【００７４】
第５スイッチＱ２５は、ドレインが二次側コイルＬ２２の巻き始め端に接続され、ソースが二次側グランドＧＮＤ２に接続されている。また、第６スイッチＱ２６は、ドレインが二次側コイルＬ２３の巻き終り端に接続され、ソースが二次側グランドＧＮＤ２に接続されている。そして、二次側コイルＬ２２の巻き終り端と二次側コイルＬ２３の巻き始め端との接続点（センタータップ）は、コイルＬ２を介して出力電圧Ｖｏｕｔの出力端子に接続されている。ここで、第５スイッチＱ２５及び第６スイッチＱ２６のゲートは、二次側ドライバ３２により制御される。
【００７５】
電力変換装置２の同期整流回路２０は、第５スイッチＱ２５に対して第６スイッチＱ２６が逆位相となるようにＰＷＭ制御で交互にＯＮ／ＯＦＦする同期整流制御を行うことにより、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の定格電圧となるように制御する。また、電力変換装置２の同期整流回路２０は、起動時においてプリバイアス状態である場合には、第５スイッチＱ２５及び第６スイッチＱ２６を同時にＯＮする制御を繰り返す電荷引き抜き制御により、出力電圧Ｖｏｕｔを閾値電圧Ｖｔｈ以下まで低下させた後に、同期整流制御を開始する。
【００７６】
このとき、プリバイアス状態における電力変換装置２の出力側の電荷は、二次側コイルＬ２２及び第５スイッチＱ２５からなる放電経路と、二次側コイルＬ２３及び第６スイッチＱ２６からなる放電経路とにより分散されて二次側グランドＧＮＤ２へ開放される。このため、同期整流回路２０の各スイッチのドレイン-ソース間電圧の過剰な上昇を抑制することができ、各スイッチの耐圧超過を抑制することができる。すなわち、本発明に係る電力変換装置２及びその起動方法によれば、スイッチング素子の破損の虞及びコスト上昇を抑制しつつ、プリバイアス状態における起動時間を短縮することができる。
【符号の説明】
【００７７】
１  電力変換装置
１０  インバータ回路
２０  同期整流回路
３０  制御部
３１  一次側ドライバ
３２  二次側ドライバ
Ｔ  トランス
Ｑ２１〜Ｑ２４、  第１スイッチ〜第４スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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