(57)【要約】【課題】スイッチング損失の発生を減らし、直流電圧の制御幅を広くとることができる力率改善回路を提供する。【解決手段】力率改善回路１は、整流素子を有する整流部４と、スイッチング素子を有するスイッチング部３と、スイッチング部３の入力側に設けられたリアクタ２と、整流部４の出力側に設けられたコンデンサ５と、交流電圧を検出する交流電圧検出部９と、交流電流を検出する交流電流検出部８と、直流電圧を検出する直流電圧検出部１０と、スイッチング素子のオン・オフを制御する制御部１１と、負荷での最低動作電圧を算出する動作電圧算出部とを備える。制御部１１は、最低動作電圧が、所定の値以下である場合、交流電圧のゼロクロス点から予め設定された規定時間遅らせて、スイッチングを開始させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路であって、
整流素子を有し、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流部と、
スイッチング素子を有し、前記交流電源からの交流電圧を短絡・開放するスイッチング部と、
前記スイッチング部の入力側に設けられたリアクタと、
前記整流部の出力側に設けられたコンデンサと、
前記スイッチング部に入力される交流電圧を検出する交流電圧検出部と、
前記整流部を流れる交流電流を検出する交流電流検出部と、
前記コンデンサから出力される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、
前記スイッチング素子のオン・オフを制御する制御部と、
前記直流電圧検出部で検出した直流電圧に基づいて、前記コンデンサに接続された負荷での最低動作電圧を算出する動作電圧算出部とを備え、
前記交流電圧検出部は、前記交流電圧のゼロクロス点と瞬時値とを検出し、
前記制御部は、前記動作電圧算出部で算出した最低動作電圧が、所定の値以下である場合、前記ゼロクロス点から予め設定された規定時間遅らせて、前記スイッチング部によるスイッチングを開始させること
を特徴とする力率改善回路。
【請求項２】
請求項１に記載の力率改善回路であって、
前記制御部は、前記動作電圧算出部で算出した最低動作電圧が、所定の値以上である場合、前記ゼロクロス点から前記スイッチング部によるスイッチングを開始させること
を特徴とする力率改善回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の力率改善回路であって、
前記制御部は、前記最低動作電圧の変化に応じて、前記規定時間の長さを調整すること
を特徴とする力率改善回路。
【請求項４】
請求項１から請求項３までのいずれか１つに記載の力率改善回路であって、
前記規定時間は、前記交流電圧において、前記ゼロクロス点からピークになるまでの時間より短いこと
を特徴とする力率改善回路。
【請求項５】
請求項１から請求項４までのいずれか１つに記載の力率改善回路であって、
前記規定時間遅らせてスイッチングを開始した際、スイッチングを行う期間は、前記交流電圧において、前記ゼロクロス点からピークになるまでの間に設定されていること
を特徴とする力率改善回路。
【請求項６】
請求項１から請求項５までのいずれか１つに記載の力率改善回路を備えた空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路および空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、空気調和機の室外機などの家庭用の電化製品では、交流電圧を直流電圧に変換して動作している。電圧の変換においては、スイッチング素子やリアクタを含むＰＦＣ回路（力率改善回路）を用いており、直流電圧の昇圧と力率の改善とを行っている（例えば、特許文献１および特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１−１１７６５８号公報
【特許文献２】特開２０１６−１０２１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１に記載のＡＣ／ＤＣ変換回路は、全波整流回路の交流入力側に交流リアクトルが接続され、直流出力側にコンデンサが接続され、さらに、全波整流回路を構成する整流素子と逆並列に、自己消弧形半導体スイッチが接続されている。
【０００５】
上述したＡＣ／ＤＣ変換回路では、交流電圧波形に追従させるため、交流電圧における１周期の全区間でスイッチングを行っているので、スイッチング損失が大きくなるという課題があった。
【０００６】
特許文献２に記載の直流電源装置は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、スイッチング素子を用い、リアクタを介して交流電源からの交流電圧を短絡・開放するスイッチング手段と、整流回路の出力側に設けた平滑コンデンサとを備えており、整流回路を構成する整流ダイオードの中、高速ダイオードと一般整流ダイオードとを含んでいる。
【０００７】
上述した直流電源装置では、スイッチング損失の増加を抑制するため、一般整流ダイオードに比べて、逆回復時間の短い高速ダイオードを用いているが、交流電圧における１周期の全区間でスイッチングを行った際には、スイッチング損失の増加を避けられない。また、スイッチング回数を減らすため、交流電圧のピーク値付近でスイッチングを停止する方法が考えられるが、出力電圧の波形が歪になり、力率が低下するという課題がある。
【０００８】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、スイッチング損失の発生を減らし、直流電圧の制御幅を広くとることができる力率改善回路および空気調和機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係る力率改善回路は、交流電圧を直流電圧に変換する力率改善回路であって、整流素子を有し、交流電源から供給された交流電圧を整流する整流部と、スイッチング素子を有し、前記交流電源からの交流電圧を短絡・開放するスイッチング部と、前記スイッチング部の入力側に設けられたリアクタと、前記整流部の出力側に設けられたコンデンサと、前記スイッチング部に入力される交流電圧を検出する交流電圧検出部と、前記整流部を流れる交流電流を検出する交流電流検出部と、前記コンデンサから出力される直流電圧を検出する直流電圧検出部と、前記スイッチング素子のオン・オフを制御する制御部と、前記直流電圧検出部で検出した直流電圧に基づいて、前記コンデンサに接続された負荷での最低動作電圧を算出する動作電圧算出部とを備え、前記交流電圧検出部は、前記交流電圧のゼロクロス点と瞬時値とを検出し、前記制御部は、前記動作電圧算出部で算出した最低動作電圧が、所定の値以下である場合、前記ゼロクロス点から予め設定された規定時間遅らせて、前記スイッチング部によるスイッチングを開始させることを特徴とする。
【００１０】
本発明に係る力率改善回路では、前記制御部は、前記動作電圧算出部で算出した最低動作電圧が、所定の値以上である場合、前記ゼロクロス点から前記スイッチング部によるスイッチングを開始させる構成としてもよい。
【００１１】
本発明に係る力率改善回路では、前記制御部は、前記最低動作電圧の変化に応じて、前記規定時間の長さを調整する構成としてもよい。
【００１２】
本発明に係る力率改善回路では、前記規定時間は、前記交流電圧において、前記ゼロクロス点からピークになるまでの時間より短い構成としてもよい。
【００１３】
本発明に係る力率改善回路では、前記規定時間遅らせてスイッチングを開始した際、スイッチングを行う期間は、前記交流電圧において、前記ゼロクロス点からピークになるまでの間に設定されている構成としてもよい。
【００１４】
本発明に係る空気調和機は、本発明に係る力率改善回路を備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によると、軽負荷の際には、スイッチングの開始を遅らせ、スイッチング回数を限定することで、スイッチング損失の発生を減らし、直流電圧の制御幅を広くとることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】本発明の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路図である。
【図２Ａ】交流電圧が正である場合のオン動作を示す回路図である。
【図２Ｂ】交流電圧が正である場合のオフ動作を示す回路図である。
【図２Ｃ】交流電圧が負である場合のオン動作を示す回路図である。
【図２Ｄ】交流電圧が負である場合のオフ動作を示す回路図である。
【図３】交流波形および第１電流波形を示す特性図である。
【図４】図３に示す第１電流波形の一部を抜き出して示す特性図である。
【図５】交流波形および第１比較波形を示す特性図である。
【図６】交流波形および第２比較波形を示す特性図である。
【図７】交流波形および第２電流波形を示す特性図である。
【図８】本発明の実施の形態に係る力率改善回路の動作フローを示すフロー図である。
【図９】スイッチング素子として用いられるＭＯＳＦＥＴを示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施の形態に係る力率改善回路について、図面を参照して説明する。
【００１８】
図１は、本発明の実施の形態に係る力率改善回路を示す回路図である。
【００１９】
本発明の実施の形態に係る力率改善回路１は、整流素子（第１整流素子４ａおよび第２整流素子４ｂ）を有し、交流電源から供給された交流電圧ＡＣを整流する整流部４と、スイッチング素子（第１スイッチング素子３ａおよび第２スイッチング素子３ｂ）を有し、交流電源からの交流電圧ＡＣを短絡・開放するスイッチング部３と、スイッチング部３の入力側に設けられたリアクタ２と、整流部４の出力側に設けられたコンデンサ５と、スイッチング部３に入力される交流電圧ＡＣを検出する交流電圧検出部９と、整流部４を流れる交流電流を検出する交流電流検出部８と、コンデンサ５から出力される直流電圧ＤＣを検出する直流電圧検出部１０と、スイッチング素子のオン・オフを制御する制御部１１と、直流電圧検出部１０で検出した直流電圧ＤＣに基づいて、コンデンサ５に接続された負荷（図１では、ＩＰＭ６やコンプレッサ７）での最低動作電圧を算出する動作電圧算出部とを備える。
【００２０】
具体的に、力率改善回路１では、交流電源に接続される第１電源接続端子Ｐ１および第２電源接続端子Ｐ２が設けられている。スイッチング部３に設けられた第１分岐点Ｂ１と第１電源接続端子Ｐ１との間には、リアクタ２が設けられている。整流部４に設けられた第２分岐点Ｂ２と第２電源接続端子Ｐ２との間には、交流電流検出部８が設けられている。
【００２１】
スイッチング部３では、第３分岐点Ｂ３と第４分岐点Ｂ４との間に、第１スイッチング素子３ａと第２スイッチング素子３ｂとが直列に接続されており、第１分岐点Ｂ１は、第１スイッチング素子３ａと第２スイッチング素子３ｂとの間に位置する。本実施の形態において、第１スイッチング素子３ａおよび第２スイッチング素子３ｂは、ＩＧＢＴとされ、第１スイッチング素子３ａと並列に接続された第１ダイオードＤ１と、第２スイッチング素子３ｂと並列に接続された第２ダイオードＤ２とが設けられている。
【００２２】
第１スイッチング素子３ａは、オンされた際、第３分岐点Ｂ３から第１分岐点Ｂ１に電流を流す向きに接続されており、第１ダイオードＤ１は、第１分岐点Ｂ１から第３分岐点Ｂ３に電流を流す向きに接続されている。
【００２３】
第２スイッチング素子３ｂは、オンされた際、第１分岐点Ｂ１から第４分岐点Ｂ４に電流を流す向きに接続されており、第２ダイオードＤ２は、第４分岐点Ｂ４から第１分岐点Ｂ１に電流を流す向きに接続されている。
【００２４】
整流部４では、第３分岐点Ｂ３と第４分岐点Ｂ４との間に、第１整流素子４ａと第２整流素子４ｂとが直列に接続されており、第２分岐点Ｂ２は、第１整流素子４ａと第２整流素子４ｂとの間に位置する。つまり、スイッチング部３と整流部４とは、第３分岐点Ｂ３と第４分岐点Ｂ４との間で並列に接続されている。第１整流素子４ａは、第２分岐点Ｂ２から第１分岐点Ｂ１に電流を流す向きに接続され、第２整流素子４ｂは、第４分岐点Ｂ４から第２分岐点Ｂ２に電流を流す向きに接続されている。
【００２５】
交流電圧検出部９は、第１電源接続端子Ｐ１、第２電源接続端子Ｐ２、および第４分岐点Ｂ４に接続された複数の抵抗で構成され、分圧するなどして検出した値を制御部１１で演算する。
【００２６】
スイッチング部３および整流部４の出力側では、第３分岐点Ｂ３および第４分岐点Ｂ４に、コンデンサ５、直流電圧検出部１０、およびＩＰＭ６（埋込磁石内蔵型同期モータ）が接続されている。ＩＰＭ６には、コンプレッサ７が接続されている。なお、以下では説明のため、ＩＰＭ６およびコンプレッサ７を併せて、負荷Ｓと呼ぶことがある。
【００２７】
直流電圧検出部１０は、例えば、抵抗などで構成され、検出した値を制御部１１で演算する。
【００２８】
制御部１１は、例えば、マイコンやドライバを含む構成とされ、動作電圧算出部と兼用してもよく、図示しないが、スイッチング部３（第１スイッチング素子３ａおよび第２スイッチング素子３ｂ）に接続されており、それぞれをオン・オフさせる信号を出力する。
【００２９】
上述したように、力率改善回路１では、第１電源接続端子Ｐ１および第２電源接続端子Ｐ２に入力された交流電圧ＡＣを変換して、ＩＰＭ６などに直流電圧ＤＣとして供給する。次に、電圧を変換する動作について、図２Ａないし図２Ｄを参照して説明する。なお、図２Ａないし図２Ｄでは、図面の見易さを考慮して、図１の力率改善回路１の一部を示しており、交流電圧検出部９、交流電流検出部８、直流電圧検出部１０、および制御部１１を省略し、ＩＰＭ６およびコンプレッサ７をまとめて負荷Ｓとしている。
【００３０】
図２Ａは、交流電圧が正である場合のオン動作を示す回路図である。
【００３１】
力率改善回路１には、交流電源から正である交流電圧ＡＣが供給されており、第１電源接続端子Ｐ１が「＋」となり、第２電源接続端子Ｐ２が「−」となっている。以下では、「＋」から「−」に、順に電流の流れを説明する。
【００３２】
正である交流電圧ＡＣが供給された際、制御部１１は、第１スイッチング素子３ａをオフにし、第２スイッチング素子３ｂをオンにする。第１電源接続端子Ｐ１からは、リアクタ２を介して、第１分岐点Ｂ１に電流が流れる。第１分岐点からは、オンになった第２スイッチング素子３ｂを介し、第４分岐点Ｂ４、第２整流素子４ｂ、および第２分岐点Ｂ２を経由して、第２電源接続端子Ｐ２に電流が流れる。
【００３３】
図２Ｂは、交流電圧が正である場合のオフ動作を示す回路図である。
【００３４】
力率改善回路１では、図２Ａに示すオン動作の後、図２Ｂに示すオフ動作に切り換える。オフ動作において、制御部１１は、第１スイッチング素子３ａおよび第２スイッチング素子３ｂの両方をオフにする。
【００３５】
力率改善回路１では、交流電圧ＡＣが直流電圧ＤＣより高いと、直流側（負荷Ｓが接続されている側）に電流が流れる。しかし、第１スイッチング素子３ａおよび第２スイッチング素子３ｂの両方がオフになっていると、直流電圧ＤＣが交流電圧ＡＣより高いため、電流は本来流れない。ここで、オン動作の際に電流が流れていたリアクタ２では、電流を流し続けようとする力が発生するため、両端に起電力が発生する。この起電力が交流電圧ＡＣに加算されて、直流電圧ＤＣより高くなり、直流側に電流が流れる。これによって、直流側には、昇圧された直流電圧ＤＣが流れる。
【００３６】
具体的に、第１電源接続端子Ｐ１から第１分岐点Ｂ１に向かっては、リアクタ２に生じた起電力によって、電流が流れる。第１分岐点からは、第１ダイオードＤ１を介して、第３分岐点Ｂ３に電流が流れる。第３分岐点Ｂ３からは、負荷Ｓやコンデンサ５に電流が流れ、第４分岐点Ｂ４、第２整流素子４ｂ、および第２分岐点Ｂ２を経由して、第２電源接続端子Ｐ２に電流が流れる。
【００３７】
力率改善回路１では、リアクタ２に生じた起電力が低下して、電流が流れなくなる前に、オフ動作からオン動作に切り換えて、リアクタ２に電流を流す。つまり、制御部１１によって、スイッチング部３のオン・オフを繰り返す。なお、スイッチングによる電流値の変化については、後述する図３を参照して、詳細に説明する。
【００３８】
図２Ｃは、交流電圧が負である場合のオン動作を示す回路図である。
【００３９】
力率改善回路１には、交流電源から負である交流電圧ＡＣが供給されており、第１電源接続端子Ｐ１が「−」となり、第２電源接続端子Ｐ２が「＋」となっている。以下では、「＋」から「−」に、順に電流の流れを説明する。
【００４０】
負である交流電圧ＡＣが供給された際、制御部１１は、第１スイッチング素子３ａをオンにし、第２スイッチング素子３ｂをオフにする。第２電源接続端子Ｐ２からは、第２分岐点Ｂ２、第１整流素子４ａ、および第３分岐点Ｂ３に電流が流れる。第３分岐点Ｂ３からは、オンになった第１スイッチング素子３ａを介し、第１分岐点Ｂ１およびリアクタ２を経て、第１電源接続端子Ｐ１に電流が流れる。
【００４１】
図２Ｄは、交流電圧が負である場合のオフ動作を示す回路図である。
【００４２】
力率改善回路１では、図２Ｃに示すオン動作の後、図２Ｄに示すオフ動作に切り換えており、第１スイッチング素子３ａおよび第２スイッチング素子３ｂは、オフになっている。
【００４３】
図２Ｄでは、リアクタ２に生じた起電力によって、第１分岐点Ｂ１から第１電源接続端子Ｐ１に向かうように電流が流れる。第２電源接続端子Ｐ２からは、第２分岐点Ｂ２、第１整流素子４ａ、および第３分岐点Ｂ３に電流が流れる。第３分岐点Ｂ３からは、負荷Ｓやコンデンサ５を介して、第４分岐点Ｂ４に電流が流れる。第４分岐点Ｂ４からは、第１ダイオードＤ１、第１分岐点Ｂ１、およびリアクタ２を経て、第１電源接続端子Ｐ１に電流が流れる。交流電圧が負である場合も、図２Ａおよび図２Ｂと同様に、オン動作とオフ動作とを繰り返す。
【００４４】
図３は、交流波形および第１電流波形を示す特性図である。
【００４５】
図３において、横軸は、時間の経過を示し、縦軸は、電圧値の増減を示している。交流波形ＡＷは、力率改善回路１に供給される交流電圧ＡＣの値の推移を示しており、正弦波状になっている。図３の交流波形ＡＷでは、電圧値がゼロであるゼロクロス点ＺＴから示しており、電圧値がピーク（ピーク電圧ＰＤ）となる時間をピーク点ＰＴとしている。交流波形ＡＷは、時間の経過に伴って、ゼロクロス点ＺＴから徐々に値が上昇し、ピーク点ＰＴで正のピーク電圧ＰＤとなった後、徐々に値が低下する。そして、値が低下してゼロクロス点ＺＴを経ると、負の値となり、ピーク点ＰＴで負のピーク電圧ＰＤとなり、再度、値が増加し始めて、ゼロクロス点ＺＴを迎える。図３では、上に凸の山と、下に凸の山とを１つずつ含む１周期分の交流波形ＡＷを示している。
【００４６】
第１電流波形ＳＷ１は、図２Ａないし図２Ｂに示すオン動作とオフ動作とを適宜行って、力率改善回路１から出力される値の推移を示している。第１電流波形ＳＷ１は、折れ曲がった直線を繋ぎ合わせて、正弦波に似た形状とされている。つまり、第１電流波形ＳＷ１は、交流波形ＡＷと同じゼロクロス点ＺＴで値がゼロとなっており、値の増加と低下とを繰り返して、交流波形ＡＷと同じピーク点ＰＴで値が最大となっている。第１電流波形ＳＷ１は、交流波形ＡＷと比較して、全体的に値の変動が小さくなっており、ピーク値が小さい。
【００４７】
図４は、図３に示す第１電流波形の一部を抜き出して示す特性図である。
【００４８】
図４では、図３のうち、値がゼロから徐々に増加している部分の第１電流波形ＳＷ１を拡大して示しており、ゼロクロス点ＺＴから、第１スイッチング期間ＳＴ１、第２スイッチング期間ＳＴ２、第３スイッチング期間ＳＴ３、および第４スイッチング期間ＳＴ４が順に設けられている。第１スイッチング期間ＳＴ１は、図２Ａのオン動作を行っている期間であって、値が徐々に増加している。第２スイッチング期間ＳＴ２は、図２Ｂのオフ動作を行っている期間であって、値が徐々に低下している。値が下がりきる前に、第３スイッチング期間ＳＴ３に移行しており、オン動作を行って、値が再度増加し始める。第４スイッチング期間ＳＴ４では、オフ動作を行って、値が徐々に低下する。このように、力率改善回路１では、オン動作とオフ動作とを行う時間とタイミングとを調整することで、交流波形ＡＷに追従するように、値を増加させたり、低下させたりでき、交流波形ＡＷと似た形状の第１電流波形ＳＷ１とすることができる。なお、以下では説明のため、図３のように、交流電圧ＡＣの１周期の全区間で行うスイッチングを、全区間スイッチングと呼ぶことがある。
【００４９】
次に、力率改善回路１から出力される波形が歪になった場合について、図５および図６を参照して説明する。
【００５０】
図５は、交流波形および第１比較波形を示す特性図である。
【００５１】
図５では、スイッチングを行わない場合に流れる電流値の推移として、第１比較波形ＨＷ１を示している。なお、図５では、図面の見易さを考慮して、半周期（上に凸の山）の交流波形ＡＷおよび第１比較波形ＨＷ１を示しており、図示していない半周期（下に凸の山）についても、同様の推移となっている。
【００５２】
スイッチングを行わない場合では、交流電圧ＡＣがピーク近傍で直流電圧ＤＣより高くなり、力率改善回路１に電流が流れる。また、リアクタ２を設けているので、電流が少し遅れて流れ、ピーク点ＰＴから少し遅れた短い期間に、第１比較波形ＨＷ１の山が存在しており、半周期のうち、電流が流れる期間はわずかである。そのため、第１比較波形ＨＷ１は、交流波形ＡＷに対して、形状に大きな隔たりがある。
【００５３】
図６は、交流波形および第２比較波形を示す特性図である。
【００５４】
図６では、スイッチングを行わない期間を一部に設けた場合に流れる電流値の推移として、第２比較波形ＨＷ２を示している。図６に示す場合では、ゼロクロス点ＺＴからスイッチングを行っているが、ピーク点ＰＴよりも前の停止点Ｔａでスイッチングを止め、ピーク点ＰＴよりも後の再開点Ｔｂからスイッチングを再開している。第２比較波形ＨＷ２では、ゼロクロス点ＺＴから停止点Ｔａまでの期間と、再開点Ｔｂからゼロクロス点ＺＴまでの期間とで第１電流波形ＳＷ１に似た推移を示している。しかし、第２比較波形ＨＷ２では、停止点Ｔａから再開点Ｔｂまでの期間において、他の期間より値が突出した山が存在しているため、交流波形ＡＷに対して、形状に大きな隔たりがある。
【００５５】
力率改善回路１では、図３に示すように、１周期の全区間でスイッチングを行っているが、スイッチング回数が多くなり、スイッチング損失が発生し、直流電圧ＤＣの制御範囲も限定されていた。ところで、力率改善回路１が軽負荷である場合には、スイッチング回数を限定しても、交流波形ＡＷに似た波形を出力し、力率を改善することができ、スイッチング損失を抑制することができる。次に、回数を限定したスイッチングについて、図７を参照して説明する。
【００５６】
図７は、交流波形および第２電流波形を示す特性図である。
【００５７】
力率改善回路１では、交流電圧検出部９で検出した交流電圧ＡＣの瞬時値と、交流電流検出部８で検出した交流電圧ＡＣの値とに基づいて、制御部１１が交流電力を算出しており、算出した値が１ｋＷ以下である場合、軽負荷であると判断する。図７に示す第２電流波形ＳＷ２は、軽負荷である場合にスイッチング回数を限定して、力率改善回路１から出力される値の推移を示している。第２電流波形ＳＷ２は、第１電流波形ＳＷ１に対して、スイッチングを開始するタイミングと、スイッチングを行う期間とが異なっている。具体的に、第２電流波形ＳＷ２では、ゼロクロス点ＺＴからピーク点ＰＴまでの間の時間「Ｔ１」からスイッチングを開始している。つまり、第２電流波形ＳＷ２でのスイッチングは、交流波形ＡＷのゼロクロス点ＺＴから予め設定された規定時間ＤＴ遅らせて開始する。その後、スイッチングを複数回行って時間「Ｔ２」でスイッチングを停止しており、スイッチングを行っている間、値が変動しながら増加している。第２電流波形ＳＷ２は、時間「Ｔ２」から徐々に値が増加し、ピーク点ＰＴで最大となった後、交流波形ＡＷのゼロクロス点ＺＴより前の時間「Ｔ３」で値がゼロとなる。
【００５８】
上述したように、第２電流波形ＳＷ２は、時間「Ｔ１」から時間「Ｔ３」の間で、上に凸の山が存在しており、交流波形ＡＷに似た波形となっている。力率改善回路１では、交流電圧ＡＣや直流電圧ＤＣの値などに応じて、規定時間ＤＴやスイッチングを行う回数を適宜調整すればよく、出力する波形が交流波形ＡＷに似た波形となるように制御すればよい。なお、以下では説明のため、図７のように、交流電圧ＡＣのゼロクロス点ＺＴから遅らせて開始するスイッチングを、遅延スイッチングと呼ぶことがある。遅延スイッチングでは、全区間スイッチングよりもスイッチングを行う時間が短く、スイッチングの回数が少ないので、スイッチング損失の発生を減らすことができる。
【００５９】
次に、本発明の実施の形態に係る力率改善回路１の動作フローについて、図８を参照して説明する。
【００６０】
図８は、本発明の実施の形態に係る力率改善回路の動作フローを示すフロー図である。
【００６１】
力率改善回路１の動作フローでは、処理の開始時において、交流電源から交流電圧ＡＣが供給されている。
【００６２】
ステップＳ０１では、直流電圧検出部１０によって、直流電圧を検出する。また、これと併せて、交流電圧検出部９および交流電流検出部８でも、それぞれ対応する値を検出している。
【００６３】
ステップＳ０２では、動作電圧算出部によって、負荷（特に、コンプレッサ７）での最低動作電圧を算出する。最低動作電圧は、コンプレッサ７などでの極数、相間誘起電圧、モータ抵抗、インダクタンス、回転数、および負荷トルクから算出された直流電圧の値とされ、コンプレッサ７を動作させるのに必要な電圧の最低値とされている。
【００６４】
ステップＳ０３では、制御部１１によって、回路の負荷が軽負荷かどうかを判断される。ここでは、上述したように、交流電力が１ｋＷ以下である場合、軽負荷であると判断される。その結果、負荷が軽負荷である場合には（ステップＳ０３：Ｙｅｓ）、ステップＳ０４へ進む。一方、負荷が軽負荷でない場合には（ステップＳ０３：Ｎｏ）、ステップＳ０６へ進む。
【００６５】
ステップＳ０４では、制御部１１によって、動作電圧算出部によって算出した最低動作電圧が規定値以下かどうかを判断される。本実施の形態では、規定値として３００Ｖが設定されている。その結果、最低動作電圧が規定値以下である場合には（ステップＳ０４：Ｙｅｓ）、ステップＳ０５へ進む。一方、最低動作電圧が規定値以下でない場合には（ステップＳ０４：Ｎｏ）、ステップＳ０６へ進む。
【００６６】
ステップＳ０５では、制御部１１によって、スイッチング部３に遅延スイッチングを開始させる。
【００６７】
ステップＳ０６では、制御部１１によって、スイッチング部３にゼロクロス点ＺＴからスイッチング（全区間スイッチング）を開始させる。
【００６８】
ステップＳ０５およびステップＳ０６の後は、ステップＳ０１に戻り、直流電圧等を検出しており、ステップＳ０１ないしステップＳ０６の処理を繰り返している。なお、一連の処理を繰り返す際には、所定の時間を空けて、周期的に繰り返すようにしてもよい。
【００６９】
本実施の形態では、軽負荷の際にスイッチングの開始を遅らせ、スイッチング回数を限定することで、スイッチング損失の発生を減らし、直流電圧の制御幅を広くとることができる。また、負荷が大きい場合には、ゼロクロス点からスイッチングを開始させることで、交流電圧に応じた電流波形にして、力率を改善することができる。
【００７０】
上述したように、力率改善回路１では、出力側で検出した結果を、入力側に反映して修正するフィードバック制御を行っている。そして、制御部１１は、最低動作電圧の変化に応じて、規定時間ＤＴの長さを調整している。例えば、遅延スイッチングを行っている際、最低動作電圧が上昇すると、徐々に規定時間ＤＴを短くし、スイッチング開始時間をゼロクロス点ＺＴに近づけていく。そして、スイッチング開始時間がゼロクロス点ＺＴに略重なると、制御部１１は、遅延スイッチングから全区間スイッチングに移行させる。このように、スイッチング開始時間を遷移させることで、最低動作電圧に応じた電流波形とし、交流電流の瞬時値が急激に増加することを防ぎ、部品破壊を防止できる。
【００７１】
図７に示すように、規定時間ＤＴは、ゼロクロス点ＺＴからピークになるまでの時間（ピーク点ＰＴ）より短く設定されている。また、遅延スイッチングを行う期間は、ゼロクロス点ＺＴからピーク点ＰＴまでの間に設定されている。このように、規定時間を適切な長さに設定することで、確実にスイッチング損失の発生を減らすことができる。
【００７２】
図１では、第１スイッチング素子３ａおよび第２スイッチング素子３ｂとして、ＩＧＢＴを用いた構成を示したが、これに限定されず、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。
【００７３】
図９は、スイッチング素子として用いられるＭＯＳＦＥＴを示す説明図である。
【００７４】
スイッチング部３のスイッチング素子として用いられるＭＯＳＦＥＴでは、トランジスタとして機能する部分と並列に寄生ダイオードＫＤが生成される。図９に示すスイッチング素子では、オンすることで、ソース・ドレイン間に電流が流れ（図では、矢符Ｅ１の方向）、オフになっている際、寄生ダイオードＫＤを通じて、オン状態と反対の向き（図では、矢符Ｅ２の方向）に電流が流れる。
【００７５】
力率改善回路１において、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子として用いた場合には、寄生ダイオードＫＤが第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２と同じ機能を果たすので、第１ダイオードＤ１および第２ダイオードＤ２を設けなくてもよい。
【００７６】
本発明の実施の形態に係る力率改善回路１は、交流電圧を直流電圧に変換して動作させる機器に適用することができ、例えば、空気調和機などに用いることができる。
【００７７】
なお、今回開示した実施の形態は全ての点で例示であって、限定的な解釈の根拠となるものではない。従って、本発明の技術的範囲は、上記した実施の形態のみによって解釈されるものではなく、特許請求の範囲の記載に基づいて画定される。また、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内での全ての変更が含まれる。
【符号の説明】
【００７８】
１  力率改善回路
２  リアクタ
３  スイッチング部
３ａ  第１スイッチング素子
３ｂ  第２スイッチング素子
４  整流部
４ａ  第１整流素子
４ｂ  第２整流素子
５  コンデンサ
６  ＩＰＭ
７  コンプレッサ
８  交流電流検出部
９  交流電圧検出部
１０  直流電圧検出部
１１  制御部
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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