(57)【要約】【課題】本発明によれば主回路から軽負荷および無負荷を出力するときに変圧器内の磁束を安定させ、それによって補助回路が変圧器から正常に電力を取り出し、正常に電力を外部へ供給することを保証し、同時に各ポートの電力の変換方向と変換数を容易に制御できる。【解決手段】本発明は１次側変換回路、第１の２次側変換回路、第２の２次側変換回路を備え、前記コントローラは１次側変換回路の電力スイッチのオンオフ波形と第１の２次側変換回路の電力スイッチのオンオフ波形の間に位相角差Φを持たせ、前記コントローラは第１の２次側電流コレクタと第１の２次側電圧コレクタによって第１の２次側変換回路の出力電流（Ｉｏ１）と出力電圧（Ｖｏ１）を収集し、収集した出力電流及び出力電圧と予め設定された出力電流及び出力電圧を比較・算出し、比較結果に基づいて位相角差Φの大きさ及び正負を調整する充電回路の位相シフト制御方法を開示する。【選択図】図８
2020028216.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電回路は１次側変換回路、第１の２次側変換回路、第２の２次側変換回路、及びこれらの３つの回路を接続する変圧器Ｔ１を備え、前記１次側変換回路はオンオフ動作が逆である第１組の電力スイッチＱ１、Ｑ４と第２組の電力スイッチＱ２、Ｑ３を有し、前記第１の２次側変換回路はオンオフ動作が逆である第３組の電力スイッチＱ５、Ｑ８と第４組の電力スイッチＱ６、Ｑ７を有し、第１組及び第２組の電力スイッチの間に第１の容量Ｃ１、第１のインダクタンスＬ１と前記変圧器の１次側巻線Ｗ１が直列接続される充電回路の位相シフト制御方法であって、
前記充電回路はさらに前記第１の２次側変換回路を収集するための第１の２次側電流コレクタと第１の２次側電圧コレクタ、及び各コレクタと各電力スイッチに接続されるコントローラを備え、
前記コントローラは１次側変換回路中の第１組及び第２組の電力スイッチの波形を制御し、同時に前記第１の２次側変換回路中の第３組及び第４組の電力スイッチの波形を制御し、且つ第１組の電力スイッチのオンオフ波形と第３組の電力スイッチのオンオフ波形の間に位相角差Φを持たせ、
前記コントローラは、前記第１の２次側電流コレクタと前記第１の２次側電圧コレクタが収集した前記第１の２次側変換回路の出力電流（Ｉｏ１）と出力電圧（Ｖｏ１）を受信し、出力電流Ｉｏ１及び出力電圧Ｖｏ１と予め設定された出力電流及び出力電圧を比較・算出し、比較結果に基づいて位相角差Φの大きさ及び正負を調整することを特徴とする充電回路の位相シフト制御方法。
【請求項２】
前記第１組、第２組、第３組及び第４組の電力スイッチオンのデューティ比が共に５０％であることを特徴とする請求項１に記載の充電回路の位相シフト制御方法。
【請求項３】
前記第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が所定値よりも小さい場合に、コントローラは位相角差Φを増加させ、前記第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が前記所定値とほぼ同じまたは同じにするように第３組及び第４組の電力スイッチに対する波形制御を調整し、前記第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が前記所定値よりも大きい場合に、コントローラは位相角差Φを減少させ、第１の変換回路の出力電流及び出力電圧が前記所定値とほぼ同じまたは同じにするように第３組及び第４組の電力スイッチに対する波形制御を調整することを特徴とする請求項１に記載の充電回路の位相シフト制御方法。
【請求項４】
前記コントローラは充電モードと逆変換モードを有し、充電モードでは、電力が前記１次側変換回路から前記第１の２次側変換回路へ流れ、逆変換モードでは、電力が前記第１の２次側変換回路から前記１次側変換回路へ流れることを特徴とする請求項１に記載の充電回路の位相シフト制御方法。
【請求項５】
前記第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と出力電圧Ｖｏ１を収集し、前記第１の２次側変換回路の出力電力を算出して、出力電力の大きさに基づいて、第１組〜第４組の電力スイッチの波形周期を調整することを特徴とする請求項１に記載の充電回路の位相シフト制御方法。
【請求項６】
前記１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎとスイッチイング周期Ｔｓの比較表、全負荷出力電力Ｐｏｕｔ、１次側巻線Ｗ１と前記第１の２次側巻線Ｗ２を予め用意し、前記第１の２次側変換回路の出力電圧Ｖｏ１を検出し、式（１）から前記第１の２次側変換回路のインピーダンスＺｏ１を算出し、
【数１】
2020028216.tif 000010
………………（１）
式（２）から前記１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎを算出し、
【数２】
2020028216.tif 000011
………………（２）
前記１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎを使用し比較表からスイッチに対応する周期Ｔｓを探し、コントローラはスイッチイング周期Ｔｓに基づいて第１組〜第４組の電力スイッチの波形周期を制御することを特徴とする請求項１に記載の充電回路の位相シフト制御方法。
【請求項７】
前記コントローラは収集した前記第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と出力電圧Ｖｏ１を比較・補償し、得られた補償値から位相角差Φを取得し、第１組の電力スイッチＱ１、Ｑ４の波形タイミングに位相角差Φを加算して第３組の電力スイッチ（Ｑ５、Ｑ８）の波形タイミングにすることを特徴とする請求項１に記載の充電回路の位相シフト制御方法。
【請求項８】
前記比較・補償には第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と第１の基準電流値Ｉｒｅｆ１を差分演算し、両者の差分をループ補償して、得られた補償値と予め設定された電圧ループ所定値Ｖｓｅｔ１に対して最小値演算をして、小さい方の値を電圧ループ基準値Ｖｒｅｆ１とし、第１の２次側変換回路の出力電圧Ｖｏ１と前記電圧ループ基準値を差分演算し、両者の差分をループ補償し、得られた補償値から位相角差Φを取得することを含むことを特徴とする請求項７に記載の充電回路の位相シフト制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電気自動車の充電技術の分野に関し、特に３ポート充電回路の位相シフト制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
省エネルギーと排出削減、ならびに大気汚染の管理の必要性に伴い、新エネルギー車が徐々に市場で普及し、電気自動車が新エネルギー車の主力となっている。電気自動車の車載充電器は電気自動車の重要な部分であり、一般に、車載充電器はＡＣ入力端子と２つのＤＣ出力端子とを有し、ＡＣ入力端子は都市電力ネットワークに接続され、第１のＤＣ出力端子は高電圧バッテリを充電し、主出力に相当し、第２の直流出力端子は車載電装品および低電圧小型電池に電力を供給し、補助出力に相当する。このような従来の変圧器に集積されたマルチポート電力出力では、自動電力分配、すなわち出力電力のクロスレギュレーションという問題が生じる。この問題により、主経路の出力電力の大きさが同時に補助回路の出力電力に影響を与えることを招く。たとえば、主回路の出力電力が小さいか、または無負荷（第１のＤＣ出力端子の高電圧バッテリがほぼフル、またはすでにフルになっていることに相当）の場合に、マスタコントローラが小さなデューティ比を生成し、ひいては間欠動作モードに移行するが、この時変圧器の磁束が小さいかほぼゼロになり、補助回路の巻線に誘起される電圧もゼロになり、補助回路が大きな出力電力を必要とする場合（車内で車載電装品を使用することに相当）出力電力が使用ニーズを満たさないことがある。
【０００３】
したがって、主回路から軽負荷および無負荷を出力するときに変圧器内の磁束を安定させることができ、それによって補助回路が変圧器から正常に電力を取り出すことを確保でき、同時に各ポートの電力の変換方向及び変換数を容易に制御できる制御方法を設計することが緊急に必要である。
【発明の概要】
【０００４】
本発明の目的は、従来技術における上記問題を解決し、充電回路の位相シフト制御方法を提供することにある。
【０００５】
上記の技術的課題を解決するために、本発明は、１次側変換回路と、第１の２次側変換回路と、第２の２次側変換回路と、これら三つの回路を接続する変圧器とを備え、１次側変換回路は、オンオフ動作が逆である第１組の電力スイッチと第２組の電力スイッチとを有し、第１の２次側変換回路は、オンオフ動作が逆である第３組の電力スイッチと第４組の電力スイッチとを有し、第１組と第２組の電力スイッチの間に第１の容量及び第１のインダクタンス並びに前記変圧器中の１次側巻線が直列接続され、第１の２次側変換回路のパラメータを収集する第１の２次側電流コレクタ及び第１の２次側電圧コレクタと、各コレクタと各電力スイッチを接続するコントローラを更に備え、前記コントローラは１次側変換回路中の第１組及び第２組の電力スイッチの波形を制御し、同時に第１の２次側変換回路中の第３組及び第４組の電力スイッチの波形を制御し、且つ第１組の電力スイッチのオンオフ波形と第３組の電力スイッチのオンオフ波形の間に位相角差Φを持たせ、前記コントローラは第１の２次側電流コレクタと第１の２次側電圧コレクタによって第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧を収集し、収集した出力電流及び出力電圧と予め設定された出力電流及び出力電圧を比較・算出し、比較結果に基づいて位相角差Φの大きさ及び正負を調整する充電回路の位相シフト制御方法を提供している。
【０００６】
１つの実施形態では、前記第１組、第２組、第３組及び第４組の電力スイッチのオンデューティ比が共に５０％である。
【０００７】
前記コントローラは第１の２次側電流コレクタと第１の２次側電圧コレクタによって第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧を収集し、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧と所定値を比較し、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が前記所定値よりも小さい場合に、コントローラは、位相角差Φを増加させ、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が前記所定値とほぼ同じまたは同じにするように第３組及び第４組の電力スイッチの波形に対する制御を調整し、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が前記所定値よりも大きい場合に、コントローラは、位相角差Φが小さくなり、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が前記所定値とほぼ同じまたは同じにするように第３組及び第４組の電力スイッチの波形に対する制御を調整する。
【０００８】
前記コントローラは充電モードと逆変換モードを有し、充電モードでは、電力が１次側変換回路から第１の２次側変換回路へ流れ、逆変換モードでは、電力が第１の２次側変換回路から１次側変換回路へ流れる。
【０００９】
第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧を収集し、第１の２次側変換回路の出力電力を算出し、出力電力の大きさに基づいて、第１組〜第４組の電力スイッチの波形周期を調整する。
【００１０】
第１の２次側変換回路の等価インピーダンスとスイッチイング周期の比較表、全負荷出力電力Ｐｏｕｔ、及び１次側巻線Ｗ１と第１の２次側巻線Ｗ２を予め用意し、１次側変換回路の入力電圧を検出し、
【数１】
2020028216.tif 000003
式により第１の２次側変換回路のインピーダンスＺｏ１を算出し、
【数２】
2020028216.tif 000004
式により１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎを算出し、
第１の２次側変換回路の等価インピーダンスを使用し比較表からスイッチイング周期を探し、コントローラは、スイッチイング周期に従い第１組〜第４組の電力スイッチの波形周期を制御する。
【００１１】
前記コントローラは収集した第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧を比較・補償し、補償値から位相角差Φを得て、第１組の電力スイッチの波形タイミングに位相角差Φを加算し第３組の電力スイッチ波形タイミングにする。
【００１２】
前記比較・補償には第１の２次側変換回路の出力電流と第１の基準値を差分演算し、両者の差分をループ補償し、得られた補償値と予め設定された電圧ループ所定値に対して最小値演算をして、小さい方の値を電圧ループ基準値とし、第１の２次側変換回路の出力電圧と前記電圧ループ基準値を差分演算し、両者の差分をループ補償し、得られた補償値から位相角差Φを取得する。
【００１３】
従来技術と比較して、本発明はＤＳＰ（デジタル信号プロセッサ）を使用し同時に両端の出力電圧を制御するために、主回路から軽負荷および無負荷を出力するときに変圧器内の磁束を安定させ、それによって補助回路が変圧器から正常に電力を取り出し、正常に電力を外部へ供給することを保証し、同時に各ポートの電力の変換方向と変換数を容易に制御できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】トポロジ構造図である。
【図２】位相シフト制御ロジックタイミングである。
【図３】位相角差Φ遅れのシミュレーション波形図である。
【図４】位相角差Φ進みのシミュレーション波形図である。
【図５】位相シフト制御の実測波形図である。
【図６】２次側インピーダンスのモデル図である。
【図７】１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎとスイッチイング周期Ｔｓの比較図である。
【図８】制御原理のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明の目的、技術手段及び利点をより明らかにするために、以下図面および実施形態を参照して詳細に説明する。本明細書に記載の特定の実施形態は単に本発明を例示するものであり、本発明を限定することを意図するものではないことが理解される。
【００１６】
本発明では、主回路の出力電力を位相シフト制御し、主回路の出力電力がどのように変化しても変圧器には常に磁束があるため、この時補助回路の巻線上に常に巻線ペア換算の誘導電圧があるので、補助回路が大きい出力電力を必要とすることに問題なく、従来の変圧器に集積された電源の電力自動分配という問題を解決した。
【００１７】
図１は本発明の充電回路の位相シフト制御方法のトポロジ構造図である。該充電回路は１次側変換回路、第１の２次側変換回路、第２の２次側変換回路、及びこれらの３つの回路を接続するための変圧器Ｔ１を備える。そして、１次側変換回路は、オフ動作が逆である第１組の電力スイッチＱ１、Ｑ４と第２組の電力スイッチＱ２、Ｑ３を有する。第１の２次側変換回路は、オフ動作が逆である第３組の電力スイッチＱ５、Ｑ８と第４組の電力スイッチＱ６、Ｑ７を有する。１次側変換回路では、第１組及び第２組の電力スイッチの間に第１の容量Ｃ１と第１のインダクタンスＬ１、及び変圧器中の１次側巻線Ｗ１が直列接続されている。前記充電回路はさらに第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１を収集するための第１の２次側電流コレクタ（図中の小円）と第１の２次側変換回路の出力電圧Ｖｏ１を収集するための第１の電圧コレクタ（図中の原点）、及び各コレクタと各電力スイッチを接続するためのコントローラを備える。該コントローラは１次側変換回路中の第１組及び第２組の電力スイッチに対して波形制御をするとともに、第１の２次側変換回路中の第３組及び第４組の電力スイッチに対して波形制御をして、且つ第１組の電力スイッチのオンオフ波形と第３組の電力スイッチのオンオフ波形の間に位相角差Φを持たせる。コントローラは第１の２次側電流コレクタと第１の２次側電圧コレクタが収集した第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と出力電圧Ｖｏ１を受信し、収集した出力電流及び出力電圧を予め設定された出力電流及び出力電圧を比較・算出し、比較結果に基づいて位相角差Φの大きさ及び正負を調整する。
【００１８】
好ましい実施形態では、第１組、第２組、第３組及び第４組の電力スイッチオンのデューティ比が共に５０％である。
【００１９】
コントローラは第１の２次側電流コレクタと第１の２次側電圧コレクタによって第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と出力電圧Ｖｏ１を収集し、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧を所定値と比較し、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が所定値よりも小さい場合に、コントローラは位相角差Φを増加させ、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が所定値とほぼ同じまたは同じにするように第３組及び第４組の電力スイッチに対する波形制御を調整し、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が所定値よりも大きい場合に、コントローラは、位相角差Φを減少させ、第１の２次側変換回路の出力電流及び出力電圧が所定値とほぼ同じまたは同じにするように第３組及び第４組の電力スイッチに対する波形制御を調整する。
【００２０】
図２を参照して、Ｑ１、Ｑ４とＱ５、Ｑ８の位相角差Φが増加した場合に、第１組の電力スイッチオン波形（Ｑ１とＱ４の波形）に対して、第３組の電力スイッチオン波形（Ｑ５とＱ８の波形）が右へ変位し、位相角差Φが減少した場合に、第１組の電力スイッチオン波形に対して、第３組の電力スイッチオン波形が左へ変位する。前記のスイッチオンのデューティ比が５０％であることは実質上デッドタイムを含む。デッドタイムとはＰＷＭ出力の場合に、上下ブリッジアームがスイッチ速度により同時導通しないように設けられる保護期間である。デッドタイムが小いさいほど出力波形がよくなるが、信頼性が低下し、通常はマイクロ秒の範囲である。本発明ではデッドタイムを調節しないので、説明の都合上、スイッチオンのデューティ比を５０％とするが、実際のオン時間は５０％より僅かに小さい。図２におけるＯＮは制御波形中のハイレベルであり、ＯＦＦが制御波形中のローレベルである。
【００２１】
コントローラには充電モード及び逆変換モードを有する。充電モードでは、電力が１次側変換回路から第１の２次側変換回路へ流れ、逆変換モードでは、電力が第１の２次側変換回路から１次側変換回路へ流れる。
【００２２】
図２に示す位相シフト制御ロジックタイミングを参照する。Ｑ１−Ｑ４、Ｑ５−Ｑ８は全て５０％のデューティ比で波形を発生し、そのうちＱ１とＱ４のタイミングが一致しており、Ｑ２とＱ３のタイミングが一致しており、両者の間にデッドタイムが存在する。Ｑ５とＱ８のタイミングが一致しており、Ｑ６とＱ７のタイミングが一致しており、両者の間にデッドタイムが存在する。最も重要な制御は、Ｑ１−Ｑ４、Ｑ５−Ｑ８の間の波形に位相角差Φが存在することである。Ｑ１−Ｑ４、Ｑ５−Ｑ８の間の位相角差Φを制御することによって、電力の「１次側変換回路」と「第１の２次側変換回路」の間の伝達方向及び大きさを制御することができる。Ｑ５−Ｑ８が５０％のデューティ比で波形を発生した場合に、Ｃ４の容量特性「ＤＣ遮断ＡＣ通過」を考慮すると、変圧器Ｔ１の巻線Ｗ２の両端電圧が「第１の２次側変換回路」の出力電圧の正負間に交互反転するように制御され、この時変圧器Ｔ１の巻線Ｗ３と巻線Ｗ４の電圧が変圧器の巻線Ｗ２／Ｗ３または巻線Ｗ２／Ｗ４に応じて対応の電圧値をマッピングし、この時に「第２の２次側変換回路」がＱ１１とＤ１を制御して１つのＢｕｃｋ降圧回路として形成され、且つ出力電力を完全に制御することができる。
【００２３】
図３に示す位相角差Φ遅れのシミュレーション波形図を参照する。Ｑ５−Ｑ８の位相角がＱ１−Ｑ４よりも遅れ、シミュレーションでは遅れ角度を３０％に設定する。Ｉｏｕｔが第１の２次側変換回路の出力電流を示し、このとき出力電流が２１．８Ａになり、Ｉ_Ｌ１がインダクタンスＬ１中の電流を示し、Ｖ_ＡＢが図１におけるＡＢ両点の電圧を示し、Ｖ_Ｗ２が図１におけるＷ２両端の電圧を示す。Ｑ５−Ｑ８の位相角がＱ１−Ｑ４よりも遅れ、この時電力を「１次側変換回路」から「第１の２次側変換回路」に伝達する。
【００２４】
図４に示す位相角差Φ進みのシミュレーション波形図を参照する。Ｑ５−Ｑ８の位相角がＱ１−Ｑ４よりも進み、シミュレーションでは進み角度を３０％に設定する。Ｉｏｕｔが第１の２次側変換回路の出力電流を示し、この時出力電流が−２３．３Ａになり、Ｉ_Ｌ１がインダクタンスＬ１中の電流を示し、Ｖ_ＡＢが図１におけるＡＢ両点の電圧を示し、Ｖ_Ｗ２が図１におけるＷ２両端の電圧を示す。Ｑ５−Ｑ８の位相角がＱ１−Ｑ４よりも進み、この時電力を「第１の２次側変換回路」から「１次側変換回路」に伝達する。
【００２５】
図５が位相シフト制御の実測波形図であり、シミュレーションの波形とほぼ一致する。進みと遅れの２つの位相角の制御方式では、第１の２次側変換回路が常に５０％対称波形を発生し、変圧器Ｔ１中に励磁が常に存在するので、巻線Ｗ２と巻線Ｗ３／Ｗ４の電圧が常に巻数比でマッピングされる。第２の２次側変換回路に必要な電力が、いつでも保証される。
【００２６】
位相角差Φを制御する同時に、１次側変換回路、第１の２次側変換回路のスイッチイング周期Ｔｓも制御する。それは、１次側変換回路ではインダクタンスＬ１と容量Ｃ１が存在し、両者によってスイッチイング周期の変化に従い等価リアクタンスが変化するネットワークを構成し、その数式が以下の通りである。
【数３】
2020028216.tif 000005
【００２７】
式中、Ｚ（Ｔｓ）がＴｓ、Ｌ１とＣ１の変化に従い等価リアクタンスが変化する。実際に応用される場合に、効率を向上させ、無駄な電力が過多にならないように、Ｔｓを制御しＺ（Ｔｓ）を変化させ、最適なマッチング特性を得、図１を簡略化して図６に示す２次側インピーダンスモデル図を得る。
【００２８】
ある具体的な実施形態では、Ｌ１を３０ｕＨとし、Ｃ１を３００ｎＦとすると、Ｚ（Ｔｓ）のリアクタンス曲線が図７に示されるようになる。横座標が周期を示し、縦座標がインピーダンスを示す。出力負荷の大きさに応じて、インピーダンスを探し、そして適切なＴｓを選択し、好適なＺ（Ｔｓ）を得て、例えばこの時出力電力が全負荷であると６．６ｋＷになり、出力電圧が４００Ｖになり、１次側巻線Ｗ１を１４巻きとし、第１の２次側巻線Ｗ２を１５巻きとすると、第１の２次側巻線Ｗ２の等価インピーダンスが
【数４】
2020028216.tif 000006
になり、１次側巻線Ｗ１にマッピングしたインピーダンスが
【数５】
2020028216.tif 000007
になる。
【００２９】
リアクタンスマッチングの設計思想に従い、Ｚ（Ｔｓ）をインピーダンスマッピング値とほぼ一致するように制御し、図７に示すように、Ｔｓが１３．５３ｕｓになり、この時対応のスイッチ周波数が７４ｋＨｚである。
【００３０】
好ましい実施形態では、第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と出力電圧Ｖｏ１を収集し、第１の２次側変換回路の出力電力を算出して、出力電力の大きさに基づいて、第１組〜第４組の電力スイッチの波形周期を調整する。
【００３１】
好ましい実施形態では、１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎ与スイッチイング周期Ｔｓの比較表、全負荷出力電力Ｐｏｕｔを予め用意し、比較表が図７に示す比較図の表形式化である。
【００３２】
１次側巻線Ｗ１と第１の２次側巻線Ｗ２を使用し第１の２次側変換回路の出力電圧Ｖｏ１を検出し、式（１）から第１の２次側変換回路のインピーダンスＺｏ１を算出し、
【数１】
2020028216.tif 000008
………………（１）
式（２）から１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎを算出し、
【数２】
2020028216.tif 000009
………………（２）
１次側変換回路の等価インピーダンスＺｉｎを使用し比較表からスイッチに対応する周期Ｔｓを探し、コントローラはスイッチイング周期Ｔｓに基づいて第１組〜第４組の電力スイッチの波形周期を制御する。
【００３３】
図８には好ましい実施形態の制御原理ブロック図を示す。前記コントローラは収集した第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と出力電圧Ｖｏ１を比較・補償し、得られた補償値から位相角差Φを取得する。第１組の電力スイッチＱ１、Ｑ４の波形タイミングに位相角差Φを加算し第３組の電力スイッチＱ５、Ｑ８の波形タイミングにする。図２に示す位相シフト制御ロジックタイミングを参照して、第１と第２組の電力スイッチのオンオフ動作が逆であり、第３と第４組の電力スイッチのオンオフ動作も逆である。
【００３４】
前記比較・補償には第１の２次側変換回路の出力電流Ｉｏ１と第１の基準電流値Ｉｒｅｆ１を差分演算し、両者の差分をループ補償して、得られた補償値と予め設定された電圧ループ所定値Ｖｓｅｔ１に対して最小値演算し、小さい方の値を電圧ループ基準値Ｖｒｅｆ１とし、第１の２次側変換回路の出力電圧Ｖｏ１と前記電圧ループ基準値を差分演算し、両者の差分をループ補償し、得られた補償値から位相角差Φを取得する。
【００３５】
以上の実施形態はただ例を挙げて発明を説明するためのものであり、何らかの限定作用がない。本発明の精神や範囲を逸脱せずに加えた等価修正や変更もすべて本発明の特許請求の範囲に含まれる。
【図１】
2020028216.tif 000012
【図２】
2020028216.tif 000013
【図３】
2020028216.tif 000014
【図４】
2020028216.tif 000015
【図５】
2020028216.tif 000016
【図６】
2020028216.tif 000017
【図７】
2020028216.tif 000018
【図８】
2020028216.tif 000019