(57)【要約】【課題】ＥＭＣノイズの低減と、スイッチング素子の損失を低減することが可能なＰＦＣコンバータを提供する。【解決手段】整流後電圧の位相を検出する位相検出回路３と、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数の切り替えを整流後電圧波形の半周期以内で行い、半周期以内を変調周期とする変調周波数で、駆動周波数を高周波数側から低周波数側あるいは低周波数側から高周波数側へ切り替え制御を行う変調回路５と、変調回路５で決められた駆動周波数でスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路４と、を備え、変調回路５は位相検出回路３で検出した位相に基づいて、変調周期で駆動周波数を切り替えるタイミングを可変制御する。【選択図】図１
2020089050.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源から供給される交流電圧を整流回路で整流した整流後電圧に対して昇圧用コイルを経由してスイッチング素子によりスイッチング制御を行うＰＦＣコンバータであって、前記整流後電圧の位相を検出する位相検出回路と、
スイッチング素子の駆動周波数の切り替えを前記整流後電圧波形の半周期以内で行い、前記半周期以内を変調周期とする変調周波数で、前記駆動周波数を高周波数側から低周波数側あるいは低周波数側から高周波数側へ切り替え制御を行う変調回路と、
前記変調回路で決められた前記駆動周波数で前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
を備え、
前記変調回路は前記位相検出回路で検出した位相に基づいて、前記変調周期で前記駆動周波数を切り替えるタイミングを可変制御するＰＦＣコンバータ。
【請求項２】
前記変調回路は、
前記位相検出回路で検出された位相がゼロクロス付近にあるとき、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングは、低周波帯側を長くするとともに高周波帯側を短くするように制御するとともに、
前記位相検出回路で検出された位相がピーク付近にあるとき、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングは、低周波数側を短くするとともに高周波数側を長くするように制御する請求項１に記載のＰＦＣコンバータ。
【請求項３】
前記変調回路は、
前記位相検出回路で検出された位相がゼロクロス付近からピーク付近に移動するにつれて、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングを低周波数側で駆動する時間が長い状態から高周波数側で駆動する時間が長くなるように徐々に変化させ、
ピーク付近からゼロクロス付近に移動するにつれて、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングを高周波数側で駆動する時間が長い状態から低周波数側で駆動する時間が長くなるように徐々に変化させる請求項１に記載のＰＦＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源を入力として直流電源を出力する電源装置の力率を改善するＰＦＣコンバータに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
家電製品の電源ではＰＦＣコンバータと呼ばれる力率を改善する回路を内蔵しているものがあるが、日本や欧州などではＥＭＩノイズに対する規制があり、ＰＦＣコンバータ回路のスイッチング素子から発生するスイッチングノイズを抑える為に、従来、例えば特許文献１では、入力電圧の位相を検出し、位相に応じてＰＦＣコンバータ回路のスイッチング素子のスイッチング周波数を変化させるものや、特許文献２では、整流回路の整流電流に基づいてスイッチング素子のスイッチング周波数を変化させるものがあった。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開第２００９／００８１９７号
【特許文献２】特開２０１１−１５５８１３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
前記従来の構成では、いずれも交流電圧の位相がゼロクロス付近の時はスイッチング周波数を低くし、交流電圧の位相がピーク付近にかけて位相に応じて徐々にスイッチング周波数を高くすることで、周波数拡散の効果によりＥＭＩノイズを低減している。ゼロクロス付近の低いスイッチング周波数からピーク付近の高い周波数まで切り替わる周期に対する周波数を変調周波数とすると、交流電圧は整流回路で全波整流された電圧波形の半周期であるため、交流電圧の周波数が５０Ｈｚか６０Ｈｚの場合は、変調周波数は２００Ｈｚか２４０Ｈｚとなる。
【０００５】
ところが、ノイズ低減に対しては、必ずしも変調周波数は２００Ｈｚもしくは２４０Ｈｚが最適ではなく、それ以上の周波数で周波数の切り替えを行った方が、効果は高くなる場合がある。
【０００６】
また、位相がピークの時は電流及び電圧もほぼピークであるため、昇圧用コイルの直流重畳特性によるインダクタンス低下によりリップル電流が増大するため、スイッチング周波数を上げてリップルノイズを抑えるが、駆動周波数が高い状態では、スイッチング素子の損失が上がり、スイッチング素子の発熱を抑えるために冷却性能も上げることが必要となってくる。
【０００７】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、ＥＭＣノイズの低減と、スイッチング素子の損失を低減することが可能なＰＦＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
前記従来の課題を解決するために、本発明のＰＦＣコンバータは、
交流電源から供給される交流電圧を整流回路で整流した整流後電圧に対して昇圧用コイルを経由してスイッチング素子によりスイッチング制御を行うＰＦＣコンバータであって、前記整流後電圧の位相を検出する位相検出回路と、
スイッチング素子の駆動周波数の切り替えを前記整流後電圧波形の半周期以内で行い、前記半周期以内を変調周期とする変調周波数で、前記駆動周波数を高周波数側から低周波数
側あるいは低周波数側から高周波数側へ切り替え制御を行う変調回路と、
前記変調回路で決められた前記駆動周波数で前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
を備え、
前記変調回路は前記位相検出回路で検出した位相に基づいて、前記変調周期で前記駆動周波数を切り替えるタイミングを可変制御するよう構成されている。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のＰＦＣコンバータは、ＥＭＣノイズの低減を行い、かつスイッチング素子の発熱を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＰＦＣコンバータを示す回路図
【図２】本発明の実施の形態１におけるＰＦＣコンバータの位相検出回路の構成例を示す回路図
【図３】本発明の実施の形態１におけるＰＦＣコンバータの整流後電圧波形と変調周期例を示す波形図
【図４】本発明の実施の形態１におけるＰＦＣコンバータの変調周期内の周波数切り替え例を示す模式図と波形図
【図５】本発明の実施の形態１におけるＰＦＣコンバータの変調周期内の他の周波数切り替え例を示す模式図と波形図
【図６】本発明の実施の形態１におけるＰＦＣコンバータの変調周期内の他の周波数切り替え例を示す模式図と波形図
【図７】本発明の実施の形態１におけるＰＦＣコンバータの動作を示すフロチャート
【発明を実施するための形態】
【００１１】
第１の発明は、
交流電源から供給される交流電圧を整流回路で整流した整流後電圧に対して昇圧用コイルを経由してスイッチング素子によりスイッチング制御を行うＰＦＣコンバータであって、前記整流後電圧の位相を検出する位相検出回路と、
スイッチング素子の駆動周波数の切り替えを前記整流後電圧波形の半周期以内で行い、前記半周期以内を変調周期とする変調周波数で、前記駆動周波数を高周波数側から低周波数側あるいは低周波数側から高周波数側へ切り替え制御を行う変調回路と、
前記変調回路で決められた前記駆動周波数で前記スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
を備え、
前記変調回路は前記位相検出回路で検出した位相に基づいて、前記変調周期で前記駆動周波数を切り替えるタイミングを可変制御するものである。これにより、ＥＭＩノイズの低減をすることができる。
【００１２】
第２の発明は、特に第１の発明において、
前記変調回路は、
前記位相検出回路で検出された位相がゼロクロス付近にあるとき、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングは、低周波帯側を長くするとともに高周波帯側を短くするように制御するとともに、
前記位相検出回路で検出された位相がピーク付近にあるとき、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングは、低周波数側を短くするとともに高周波数側を長くするように制御するものである。これにより、ＥＭＣノイズの低減を行い、かつスイッチング素子の発熱を抑えることができる。
【００１３】
第３の発明は、特に、第１の発明において、
前記変調回路は、
前記位相検出回路で検出された位相がゼロクロス付近からピーク付近に移動するにつれて、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングを低周波数側で駆動する時間が長い状態から高周波数側で駆動する時間が長くなるように徐々に変化させ、
ピーク付近からゼロクロス付近に移動するにつれて、前記変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングを高周波数側で駆動する時間が長い状態から低周波数側で駆動する時間が長くなるように徐々に変化させるものである。これにより、ＥＭＩノイズの低減を行い、かつスイッチング素子の発熱を抑えることができる。
【００１４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定される物ではない。
【００１５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＦＣコンバータを示す回路図である。
図１において、ＰＦＣコンバータ７は、交流電源１から供給される電圧を整流回路２で全波整流された整流後電圧を入力とし、位相検出回路３、昇圧用コイルＬ１、ダイオードＤ１、駆動回路４、スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサＣ１、変調回路５を備えている。この昇圧用コイルＬ１、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサＣ１で昇圧回路を形成し、昇圧された直流電圧が負荷６に接続される。整流回路２の出力側に流れる電流は全波整流後の電圧波形と相似形になることで、力率の改善と高調波電流を抑制する。
【００１６】
ＰＦＣコンバータ７は、交流電源１から供給される交流電圧を整流回路２で整流した整流後電圧に対して昇圧用コイルＬ１を経由してスイッチング素子Ｑ１によりスイッチング制御を行うＰＦＣコンバータである。
【００１７】
整流後電圧の位相を検出する位相検出回路３と、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数の切り替えを整流後電圧波形の半周期以内で行い、半周期以内を変調周期とする変調周波数で、駆動周波数を高周波数側から低周波数側あるいは低周波数側から高周波数側へ切り替え制御を行う変調回路５と、変調回路５で決められた駆動周波数でスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路４と、を備えている。
【００１８】
変調回路５は位相検出回路３で検出した位相に基づいて、変調周期で駆動周波数を切り替えるタイミングを可変制御するものである。これにより、ＥＭＩノイズの低減をすることができる。
【００１９】
図２は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＦＣコンバータの位相検出回路の構成例を示す回路図である。
【００２０】
位相検出回路３は整流回路２で整流した整流後電圧の電圧波形のゼロクロスとピークを検出し、ゼロクロスからピークまでの時間も検出することで、現在の位相を検出する。
位相検出回路３は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２を備え、整流後電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２で分割した電圧を変調回路５に入力し、変調回路５内のＬＳＩでＡＤ変換される。
【００２１】
変調回路５内のＬＳＩはＡＤ変換された値の変化を読み取り、値が減少から増加に転じればゼロクロスと判定し、増加から減少に転じればピークと判定することができる。
【００２２】
また、ゼロクロスからの経過時間を元に現在の位相を検知することが可能である。その他、変調回路５内にゼロクロス検知用とピーク検知用となる基準電圧を閾値として設けて
おき、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２で分割された入力電圧と比較して、ゼロクロスとピークを検知する方法などがある。いずれの方法も、このような回路構成で電源位相の検出をする事が可能である。
【００２３】
以上のように構成されたＰＦＣコンバータについて、以下その動作、作用を説明する。図３は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＦＣコンバータの整流後電圧波形と変調周期例を示す波形図である。８はピーク付近の変調周期、９はゼロクロス付近の変調周期を表している。
【００２４】
駆動回路４から出力される駆動周波数は、高周波側と低周波側の間で切り替わり、切り替えは変調周期内で行われる。１つの変調周期が終われば、次の変調周期に対して、同様な駆動周波数の切り替えが繰り返し行われる。駆動周波数の切り替えにより、ＥＭＩノイズは、駆動周波数ごとのピークノイズに分散されるため、全体としてのピークノイズレベルを低減させることができるが、ＥＭＩノイズの低減に対しては、変調周期が整流後電圧波形の半周期と同期しているのが必ずしも最適ではなく、機器によっては、もっと短い周期の方がノイズレベルは低減する場合があり、変調周期は整流後電圧波形の半周期以下で設定できるようにしている。
【００２５】
図４は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＦＣコンバータの変調周期内の周波数切り替え例を示す模式図と波形図である。
【００２６】
図４において、変調周期内で、スイッチング素子の駆動周波数を高周波側と低周波側の間で切り替える例を示している。駆動周波数の切り替えステップ数、変調周期に対する変調周波数、駆動周波数の最高周波数及び最低周波数は、図１の変調回路５内のＬＳＩにプログラムすることで設定が可能である。
【００２７】
ゼロクロス付近での変調周期に対しては、電流と電圧が小さい為にリップル電流は小さくなり、駆動周波数は必要以上に上げなくてもよいので、スイッチング損失の増加を抑えるために、最低周波数からの低い周波数側の出力が長くなるように駆動周波数の切り替え制御を行う。ゼロクロス付近での高い駆動周波数に対しては、ゼロクロス付近は電流と電圧が低い為に、スイッチング損失増加の影響は少ない。
【００２８】
ピーク付近での変調周期に対しては、電流と電圧が大きい為にリップル電流も大きくなり、駆動周波数を上げてリップル電流を抑える為、最高周波数からの高い周波数側の出力が長くなるように駆動周波数の切り替え制御を行う。ピーク付近では電流と電圧が大きいため、常時駆動周波数を上げるとスイッチング損失も増加するため、低い周波数での駆動も合わせることで、スイッチング損失を抑えることができる。
【００２９】
このように変調周波数や駆動周波数の切り替えを設定することで、ＥＭＩノイズレベル低減とスイッチング素子Ｑ１の損失低減を最適に設定することが可能となる。
【００３０】
変調回路５は、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数を切り替えるタイミングを設定するが、設定についてはいくつか方法があり、図４は、切り替えステップ数が２で、変調を開始する周波数が最低周波数からの場合を示したものである。図５及び図６は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＦＣコンバータの変調周期内の他の周波数切り替え例を示す模式図と波形図である。図５及び図６は、切り替えステップ数が３で、変調を開始する周波数が最低周波数からの場合を示したものである。
【００３１】
図４のように、駆動周波数の切り替えステップ数が２つで、変調周期ｔｆ、駆動周波数ｆａから駆動周波数ｆｂに変化する場合を例にとって説明する。
【００３２】
位相がゼロクロス時は、変調周期開始からｔａの時間経過までを駆動周波数ｆａで駆動し、位相がピーク時は変調開始からｔａ’の時間経過までを駆動周波数ｆｂで駆動するように、変調回路５内のＬＳＩに、駆動周波数ｆａ、駆動周波数ｆｂ、時間ｔａ、時間ｔａ’の値をプログラムで設定する。変調回路５内のＬＳＩに設定されたプログラム値により、位相がゼロクロスからピークの間の場合は、位相がゼロクロス時の時間ｔａと位相がピーク時の時間ｔａ’を直線で結ぶ線上までを駆動周波数ｆａで駆動するとしておけば、ゼロクロスからピークまでの位相ｘに対しては、駆動周波数ｆａから駆動周波数ｆｂへ切り替わるタイミングは、駆動周波数ｆａから駆動周波数ｆｂに切り替わる時間をｙとすると、
ｙ＝（ｔａ’−ｔａ）／９０×ｘ＋ｔａの計算式で設定することができ、ゼロクロスからピークまでの位相に対する駆動周波数の切り替えタイミングの制御が可能となる。
【００３３】
図５のように、駆動周波数の切り替えステップ数が３つで、駆動周波数ｆａから駆動周波数ｆｂ、駆動周波数ｆｂから駆動周波数ｆｃに変化する場合を以下に説明する。
【００３４】
位相がゼロクロス時は、変調周期開始からｔａの時間経過までを駆動周波数ｆａで駆動し、ｔｂの時間経過までを駆動周波数ｆｂで駆動し、ｔｂから変調周期の終了までを駆動周波数ｆｃで駆動する。位相がピーク時は、変調開始からｔａ’の時間経過までを駆動周波数ｆａで駆動し、ｔｂ’の時間経過までを駆動周波数ｆｂで駆動し、ｔｂ’から変調周期の終了までを駆動周波数ｆｃで駆動する。以上の駆動となるように変調回路５内のＬＳＩに、駆動周波数ｆａ、駆動周波数ｆｂ、駆動周波数ｆｃ、時間ｔａ、時間ｔｂ、時間ｔａ’、時間ｔｂ’の値をプログラムで設定する。変調回路５内のＬＳＩに設定されたプログラム値により、位相がゼロクロスからピークの間の場合は、時間ｔａから時間ｔａ’間の直線と時間ｔｂから時間ｔｂ’間のそれぞれの直線に対する計算式から切り替えタイミングを設定することが可能である。
【００３５】
図４と図５に基づいて説明した構成以外に図６のように、位相を何種類かの位相区間に分け、それぞれの位相区間で、駆動周波数の切り替えタイミングを固定とするものなどが考えられる。図６の場合は、位相区間ａ、位相区間ｂ、位相区間ｃ、駆動周波数を切り替える時間ｔａ１、時間ｔａ２、時間ｔａ３、時間ｔｂ１、時間ｔｂ２、時間ｔｂ３、駆動周波数ｆａ、駆動周波数ｆｂ、駆動周波数ｆｃを変調回路５内のＬＳＩにプログラム設定しておくことで、駆動周波数の切り替えタイミングを設定することが可能である。
【００３６】
なお、駆動周波数の切り替えステップ数が３つ以上場合も、これらと同様の手法で制御することができる。
【００３７】
図７は、本発明の第１の実施の形態におけるＰＦＣコンバータの動作を示すフロチャートである。
【００３８】
図７において、機器の電源入力後に、位相検出回路３は、現在の位相を検知する（Ｓ１）。位相検知後、変調回路５は現在の位相に基づく周波数切り替えタイミングを決定し（Ｓ２）、変調を開始する周波数でスイッチング素子Ｑ１を駆動する（Ｓ３）。変調周期内で、駆動周波数の切り替えタイミングに到達したか否かを判定する（Ｓ４）。変調周期内で、駆動周波数の切り替えタイミングに到達したら、変調回路５は駆動周波数を次の周波数に切り替え、スイッチング素子Ｑ１を駆動する（Ｓ５）。周波数の切り替えが終わり、変調周期が終わったか否かを判定する（Ｓ６）。周波数の切り替えが終わり、変調周期が終わると、機器の動作停止か否かを判定（Ｓ７）し、機器の動作停止指令に基づき停止する。機器の動作停止か否かを判定（Ｓ７）し、機器の動作が継続するときには、変調回路５は再度位相を検知し、位相に基づく周波数切り替えタイミングを再設定する。
【００３９】
以上のように構成されたＰＦＣコンバータにおいて、リップル電流が小さい位相がゼロクロス付近の時は、駆動周波数が低い時間の比率を上げ、リップル電流が大きい位相がピーク付近の時は、駆動周波数が高い時間の比率を上げるような、変調周期内の駆動周波数切り替えタイミングを、位相に基づく可変制御とすることでＥＭＩノイズの低減とスイッチング素子Ｑ１の損失を低減することができる。
【００４０】
以上のように、本実施の形態においては、交流電源１から供給される交流電圧を整流回路２で整流した整流後電圧に対して昇圧用コイルＬ１を経由してスイッチング素子Ｑ１によりスイッチング制御を行うＰＦＣコンバータ７であって、整流後電圧の位相を検出する位相検出回路３と、スイッチング素子Ｑ１の駆動周波数の切り替えを整流後電圧波形の半周期以内で行い、半周期以内を変調周期とする変調周波数で、駆動周波数を高周波数側から低周波数側あるいは低周波数側から高周波数側へ切り替え制御を行う変調回路５と、変調回路５で決められた駆動周波数でスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路４と、を備え、変調回路５は位相検出回路３で検出した位相に基づいて、変調周期で駆動周波数を切り替えるタイミングを可変制御するものである。これにより、ＥＭＩノイズの低減をすることができる。
【００４１】
また、本実施の形態においては、変調回路５は、位相検出回路３で検出された位相がゼロクロス付近にあるとき、変調周期内の前記駆動周波数の切り替えタイミングは、低周波帯側を長くするとともに高周波帯側を短くするように制御するとともに、位相検出回路３で検出された位相がピーク付近にあるとき、変調周期内の駆動周波数の切り替えタイミングは、低周波数側を短くするとともに高周波数側を長くするように制御するものである。これにより、ＥＭＣノイズの低減を行い、かつスイッチング素子Ｑ１の発熱を抑えることができる。
【００４２】
また、本実施の形態においては、変調回路５は、位相検出回路３で検出された位相がゼロクロス付近からピーク付近に移動するにつれて、変調周期内の駆動周波数の切り替えタイミングを低周波数側で駆動する時間が長い状態から高周波数側で駆動する時間が長くなるように徐々に変化させ、ピーク付近からゼロクロス付近に移動するにつれて、変調周期内の駆動周波数の切り替えタイミングを高周波数側で駆動する時間が長い状態から低周波数側で駆動する時間が長くなるように徐々に変化させるものである。これにより、ＥＭＩノイズの低減を行い、かつスイッチング素子Ｑ１の発熱を抑えることができる。
【産業上の利用可能性】
【００４３】
以上のように、本開示に係わるＰＦＣコンバータは、ＥＭＣノイズの低減とスイッチング素子のスイッチング損失を低減できることで、誘導加熱調理器などの応用に適用できる。
【符号の説明】
【００４４】
１  交流電源
２  整流回路
３  位相検出回路
４  駆動回路
Ｑ１  スイッチング素子
Ｃ１  平滑コンデンサ
５  変調回路
６  負荷
７  ＰＦＣコンバータ
８  ピーク付近の変調周期
９  ゼロクロス付近の変調周期
Ｌ１  昇圧用コイル
Ｄ１  ダイオード
Ｖｉｎ  整流後電圧
Ｒ１、Ｒ２  抵抗
【図１】
2020089050.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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