(57)【要約】【課題】電力変換器に構成されているフライングキャパシタを所望通りに電圧制御できるようにし、スイッチング損失の抑制に貢献する技術を提供する。【解決手段】直流電圧源ＤＣに接続されている電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２のうち一方を電圧切替対象として選択し、式（１）（２）を満たすように電圧切替対象を変化周期Ｔcycle（Ｔ1〜Ｔ4）でスイッチング制御して、電圧切替対象の出力電圧を段階的に切り替える。式（１）（２）のＬ´は出力リアクトルＬ1，Ｌ2によるものを含んだ総和インダクタンス、ＣはコンデンサＣの容量、Ｔ1＝Ｔ3、Ｔ2＝Ｔ4。Ｔ2，Ｔ4における電圧切替対象の出力電圧は直流電圧源電圧Ｖdcの半分であるＶdc／２。（変化周期）＜（Ｌ1，Ｌ2，Ｃによる共振周期）＝２π√（Ｌ´Ｃ）…（１）。（Ｔ2における電圧切替対象の出力電流の減少量）＜（Ｔ1における電圧切替対象の出力電流の増加量）…（２）。【選択図】図１
2020156162.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧源の正極と負極との間に順次直列接続されている第１〜第４半導体スイッチと、
第１，第２半導体スイッチの共通接続点と第３，第４半導体スイッチの共通接続点との間に接続されている第１フライングキャパシタと、を有した第１電力変換器と、
前記直流電圧源の正極と負極との間に順次直列接続されている第５〜第８半導体スイッチと、
第５，第６半導体スイッチの共通接続点と第７，第８半導体スイッチの共通接続点との間に接続されている第２フライングキャパシタと、を有した第２電力変換器と、
第２，第３半導体スイッチの共通接続点に一端が接続された第１出力リアクトルと、
第６，第７半導体スイッチの共通接続点に一端が接続された第２出力リアクトルと、
第１出力リアクトルの他端と第２出力リアクトルの他端との間に接続された出力コンデンサと、
第１，第２電力変換器をスイッチング制御する制御部と、
を備え、
制御部は、
第１出力リアクトルの他端と第２出力リアクトルの他端との間で出力コンデンサに対して並列接続されている直流負荷が無負荷状態の場合において、第１，第２電力変換器のうち一方を電圧切替対象として選択し、
第１〜第４切替期間が当該第１〜第４の順に切り替わる変化周期で、下記式（１），（２）を満たすように電圧切替対象をスイッチング制御して、当該電圧切替対象の出力電圧を段階的に切り替えることにより、
第１切替期間から第２切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第２切替期間から第３切替期間に切り替わるまでの中間状態では、電圧切替対象において出力電流＞０（Ａ）にし、
第３切替期間から第４切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間から第１切替期間に切り替わるまでの中間状態では、電圧切替対象において出力電流＜０（Ａ）にする、
ことを特徴とする電力変換装置。
なお、下記式（１），（２）において、Ｌ´は第１，第２出力リアクトルによるものを含んだ総和インダクタンス、Ｃは出力コンデンサの容量、とする。また、第１切替期間＝第３切替期間であり、第２切替期間＝第４切替期間であり、第２，第４切替期間における電圧切替対象の出力電圧は直流電圧源電圧Ｖdc（Ｖ）の半分であるＶdc／２（Ｖ）とする。
（変化周期）＜（第１，第２出力リアクトルと出力コンデンサとによる共振周期）＝２π√（Ｌ´Ｃ）  …（１）
（第２切替期間における電圧切替対象の出力電流の減少量）＜（第１切替期間における電圧切替対象の出力電流の増加量）  …（２）
【請求項２】
制御部は、
第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、０（Ｖ）で一定にし、
電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc（Ｖ），Ｖdc／２（Ｖ），０（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
制御部は、
第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ）で一定にし、
電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc（Ｖ），Ｖdc／２（Ｖ），０（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
制御部は、
第２切替期間から第３切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間から第１切替期間に切り替わるまでの中間状態において、第１，第２電力変換器を交互に電圧切替対象として選択し、
第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ）で一定にし、
電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc（Ｖ），Ｖdc／２（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】
制御部は、
第２切替期間から第３切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間から第１切替期間に切り替わるまでの中間状態において、第１，第２電力変換器を交互に電圧切替対象として選択し、
第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ）で一定にし、
電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ），０（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、  電力変換装置に係り、特に３レベル電力変換器を有した構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
種々の分野で適用されている電力変換装置においては、例えば特許文献１のＤＣ／ＤＣコンバータのように、チョッパ型の電力変換器を有した構成がある（例えば特許文献１の図４等参照）。
【０００３】
この特許文献１では、２レベル電力変換器が適用されており、適宜スイッチング制御できることが開示されているが、出力電流リプルを低減することについては特に開示されていない。
【０００４】
このような電力変換装置において出力電流リプルを低減するには、例えば２レベル電力変換器の替わりに３レベル電力変換器を適用することが考えられる。
【０００５】
３レベル電力変換器の一例としては、直流電圧源の正極と負極との間で順次直列接続された第１〜第４半導体スイッチと、その第１，第２半導体スイッチの共通接続点と第３，第４半導体スイッチの共通接続点との間に接続されているフライングキャパシタと、を備えたものが挙げられる。
【０００６】
このような３レベル電力変換器の場合、フライングキャパシタ電圧（後述図１（ｂ）ではＶFC1）において、直流電圧源電圧（後述図１（ａ）ではＶdc）の半分（後述図１（ａ）ではＶdc／２）となるように適宜制御することにより、３レベルの出力電圧（後述図１では０，Ｖdc／２，Ｖdc）が得られることとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１３−５９２００号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
前述のような３レベル電力変換器を適用した構成において、例えば当該３レベル電力変換器に接続されている直流負荷が、無負荷状態（例えば直流負荷側に接続された装置が待機運転状態）となる場合がある。この場合、フライングキャパシタの電圧を所望通りに制御することが困難な事態になるおそれがある。
【０００９】
このような事態を解消する構成としては、一対の３レベル電力変換器を直流電圧源に接続し、各電力変換器の両者をそれぞれスイッチング制御して当該両者間で循環電流を流せるようにした構成が考えられる。
【００１０】
しかしながら、前述のように循環電流を流す場合のスイッチング制御（ＰＷＭ制御等）では、スイッチング損失が大きくなってしまうおそれがある。
【００１１】
本発明は、かかる技術的課題を鑑みてなされたものであって、電力変換器に構成されているフライングキャパシタを所望通りに電圧制御できるようにし、スイッチング損失の抑制に貢献する技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直流電圧源の正極と負極との間に順次直列接続されている第１〜第４半導体スイッチと、第１，第２半導体スイッチの共通接続点と第３，第４半導体スイッチの共通接続点との間に接続されている第１フライングキャパシタと、を有した第１電力変換器と、前記直流電圧源の正極と負極との間に順次直列接続されている第５〜第８半導体スイッチと、第５，第６半導体スイッチの共通接続点と第７，第８半導体スイッチの共通接続点との間に接続されている第２フライングキャパシタと、を有した第２電力変換器と、第２，第３半導体スイッチの共通接続点に一端が接続された第１出力リアクトルと、第６，第７半導体スイッチの共通接続点に一端が接続された第２出力リアクトルと、第１出力リアクトルの他端と第２出力リアクトルの他端との間に接続された出力コンデンサと、第１，第２電力変換器をスイッチング制御する制御部と、を備えた電力変換装置である。
【００１３】
制御部は、第１出力リアクトルの他端と第２出力リアクトルの他端との間で出力コンデンサに対して並列接続されている直流負荷が無負荷状態の場合において、第１，第２電力変換器のうち一方を電圧切替対象として選択し、第１〜第４切替期間が当該第１〜第４の順に切り替わる変化周期で、下記式（１），（２）を満たすように電圧切替対象をスイッチング制御して、当該電圧切替対象の出力電圧を段階的に切り替えることにより、第１切替期間から第２切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第２切替期間から第３切替期間に切り替わるまでの中間状態では、電圧切替対象において出力電流＞０（Ａ）にし、第３切替期間から第４切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間から第１切替期間に切り替わるまでの中間状態では、電圧切替対象において出力電流＜０（Ａ）にする、ことを特徴とするものである。
【００１４】
なお、下記式（１），（２）において、Ｌ´は第１，第２出力リアクトルによるものを含んだ総和インダクタンス、Ｃは出力コンデンサの容量、とする。また、第１切替期間＝第３切替期間であり、第２切替期間＝第４切替期間であり、第２，第４切替期間における電圧切替対象の出力電圧は直流電圧源電圧Ｖdc（Ｖ）の半分であるＶdc／２（Ｖ）とする。
【００１５】
（変化周期）＜（第１，第２出力リアクトルと出力コンデンサとによる共振周期）＝２π√（Ｌ´Ｃ）  …（１）
（第２切替期間における電圧切替対象の出力電流の減少量）＜（第１切替期間における電圧切替対象の出力電流の増加量）  …（２）。
【００１６】
また、制御部は、第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、０（Ｖ）で一定にし、電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc（Ｖ），Ｖdc／２（Ｖ），０（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、ことを特徴としても良い。
【００１７】
また、制御部は、第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ）で一定にし、電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc（Ｖ），Ｖdc／２（Ｖ），０（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、ことを特徴しても良い。
【００１８】
また、制御部は、第２切替期間から第３切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間から第１切替期間に切り替わるまでの中間状態において、第１，第２電力変換器を交互に電圧切替対象として選択し、第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ）で一定にし、電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc（Ｖ），Ｖdc／２（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、ことを特徴しても良い。
【００１９】
また、制御部は、第２切替期間から第３切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間から第１切替期間に切り替わるまでの中間状態において、第１，第２電力変換器を交互に電圧切替対象として選択し、第１，第２電力変換器のうち他方である非電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ）で一定にし、電圧切替対象の出力電圧を、Ｖdc／２（Ｖ），０（Ｖ）の電圧レベルで段階的に切り替える、ことを特徴しても良い。
【発明の効果】
【００２０】
本発明によれば、電力変換器に構成されているフライングキャパシタを所望通りに電圧制御できるようにし、スイッチング損失の抑制に貢献可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２１】
【図１】本実施形態の一例である電力変換装置Ａを説明するための回路構成図。
【図２】電力変換器の出力電流の流路経路の一例を説明するための回路構成図。
【図３】直流負荷ＲAが無負荷状態の場合の電力変換装置Ａを説明するための回路構成図。
【図４】実施例１，２による出力電圧Ｖchp1，出力電流Ｉchp1の波形図。
【図５】実施例３による出力電圧Ｖchp1，出力電圧Ｖchp2，出力電流Ｉchp1の波形図。
【図６】実施例４による出力電圧Ｖchp1，出力電圧Ｖchp2，出力電流Ｉchp1の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００２２】
本発明の実施形態による電力変換装置は、単に一対の電力変換器を直流電圧源に接続した構成とは、全く異なるものである。
【００２３】
すなわち、本実施形態による電力変換装置は、当該電力変換装置に接続されている直流負荷が無負荷状態の場合に、制御部において、第１，第２電力変換器のうち一方を電圧切替対象として選択するものである。
【００２４】
そして、第１〜第４切替期間が当該第１〜第４の順に切り替わる変化周期で、下記式（１），（２）を満たすように電圧切替対象をスイッチング制御して、当該電圧切替対象の出力電圧を段階的に切り替えることが可能な制御構成となっている。
【００２５】
なお、下記式（１），（２）において、Ｌ´は第１，第２出力リアクトル（後述図１では第１，第２出力リアクトルＬ1，Ｌ2）によるものを含んだ総和インダクタンス、Ｃは出力コンデンサ（後述図１では出力コンデンサＣ）の容量、とする。また、第１切替期間＝第３切替期間であり、第２切替期間＝第４切替期間であり、第２，第４切替期間における電圧切替対象の出力電圧は直流電圧源（後述図１では直流電圧源ＤＣ）電圧Ｖdc（Ｖ）の半分であるＶdc／２（Ｖ）とする。
【００２６】
（変化周期）＜（第１，第２出力リアクトルと出力コンデンサとによる共振周期）＝２π√（Ｌ´Ｃ）  …（１）
（第２切替期間における電圧切替対象の出力電流の減少量）＜（第１切替期間における電圧切替対象の出力電流の増加量）  …（２）
このような制御構成により、第１切替期間から第２切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第２切替期間から第３切替期間に切り替わるまでの中間状態では、電圧切替対象において出力電流＞０（Ａ）となる。また、第３切替期間から第４切替期間に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間から第１切替期間に切り替わるまでの中間状態では、電圧切替対象において出力電流＜０（Ａ）となる。
【００２７】
これにより、例えば各中間状態（後述の表１では第１，第２中間状態）から後段の切替期間（例えば第１切替期間から第２切替期間に切り替わるまでの中間状態の場合、後段は第２切替期間）に移行する場合に、対象となる半導体スイッチのターンオン操作において、いわゆるゼロ電圧ターンオンを実現することが可能となる。
【００２８】
ゆえに、本実施形態による電力変換装置によれば、第１，第２電力変換器に構成されているフライングキャパシタを所望通りに電圧制御できるようになり、スイッチング損失の抑制に貢献することが可能となる。
【００２９】
本実施形態の電力変換装置は、前述のように式（１），（２）を満たすように一方側変換器をスイッチング制御して、当該一方側変換器の出力電圧を段階的に切り替えることが可能な制御構成であれば、種々の分野（例えばマルチレベル電力変換装置技術，ゼロ電圧スイッチング技術等の分野）の技術常識を適宜適用して設計することが可能であり、その一例として以下に示すものが挙げられる。
【００３０】
≪本実施形態による電力変換装置の一例≫
図１〜図３は、本実施形態の一例である電力変換装置Ａを説明するものである。図中の電力変換装置Ａにおいては、直流電圧源ＤＣにチョッパ型の第１，第２電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２が接続されている。そして、第１，第２電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２の両者を制御部Ｕによって適宜スイッチング制御（ＰＷＭ制御等）することにより、当該両者の差動出力に応じて直流負荷ＲAに電力を供給できる構成（直流−直流電力変換が可能な構成）となっている。
【００３１】
第１電力変換器ＣＨＰ１は、例えば図１（ｂ）に示すように構成されたものであって、直流電圧源ＤＣの正極と負極との間に、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４が直列接続されている。第１，第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２の共通接続点と、第３，第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４の共通接続点と、の間には、第１フライングキャパシタＦＣ１が接続されている。第２，第３半導体スイッチＳ２，Ｓ３の共通接続点は、第１電力変換器ＣＨＰ１の出力端子として機能できることとなる。
【００３２】
第２電力変換器ＣＨＰ２は、例えば図１（ｂ）に示すものと同様に構成されたものであって、直流電圧源ＤＣの正極と負極との間に、第５〜第８半導体スイッチＳ５〜Ｓ８が直列接続されている。第５，第６半導体スイッチＳ５，Ｓ６の共通接続点と、第７，第８半導体スイッチＳ７，Ｓ８の共通接続点と、の間には、第２フライングキャパシタＦＣ２が接続されている。第６，第７半導体スイッチＳ６，Ｓ７の共通接続点は、第２電力変換器ＣＨＰ２の出力端子として機能できることとなる。
【００３３】
第１〜第８半導体スイッチＳ１〜Ｓ８においては、制御部Ｕによって適宜スイッチング制御してターンオン・ターンオフ操作できるものであれば、種々の態様を適用することが可能であり、特に限定されるものではない。例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチを適用することが挙げられる。図１〜図３に描写されている第１〜第８半導体スイッチＳ１〜Ｓ８の場合には、それぞれの半導体スイッチングデバイスに対して逆並列ダイオード（Ｄ１〜Ｄ８）が接続された構成となっている。
【００３４】
第１電力変換器ＣＨＰ１の出力端子（すなわち、第２，第３半導体スイッチＳ２，Ｓ３の共通接続点）には、第１出力リアクトルＬ1の一端が接続されている。第２電力変換器ＣＨＰ２の出力端子（すなわち、第６，第７半導体スイッチＳ６，Ｓ７の共通接続点）には、第２出力リアクトルＬ2の一端が接続されている。
【００３５】
第１出力リアクトルＬ1の他端と、第２出力リアクトルＬ2の他端と、の両者間には、出力コンデンサＣが接続されている。また、当該両者間には、出力コンデンサＣに対して並列となるように直流負荷ＲAが接続されている。
【００３６】
この直流負荷ＲAが無負荷状態（例えば直流負荷側に接続された装置が待機運転状態）の場合において、電力変換装置Ａは図３に示すような回路状態となる。なお、図３において、Ｌ´は第１，第２出力リアクトルＬ1，Ｌ2によるものを含んだ総和インダクタンス、Ｃは出力コンデンサＣの容量、ＲはＬ´の寄生抵抗や配線抵抗の合計値、とする。
【００３７】
電力変換装置Ａが図３に示すような回路状態の場合、制御部Ｕにおいては、第１，第２電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２のうち一方を電圧切替対象として選択する。
【００３８】
そして、制御部Ｕにおいては、第１〜第４切替期間Ｔ1〜Ｔ4が当該第１〜第４の順に切り替わる変化周期Ｔcycleで、式（１），（２）を満たすように電圧切替対象をスイッチング制御（第１電力変換器ＣＨＰ１が電圧切替対象の場合には、第１半導体スイッチＳ１〜Ｓ４をスイッチング制御）して、当該電圧切替対象の出力電圧を段階的に切り替える。変化周期Ｔcycleにおいては、出力電圧波形の対称性を得るために、第１切替期間＝第３切替期間、第２切替期間＝第４切替期間とする。
【００３９】
式（１）を満たす場合、第１，第２出力リアクトルＬ1，Ｌ2と出力コンデンサＣとによるＬＣ回路に印加される電圧周期（変化周期Ｔcycle）が、当該ＬＣ回路の共振周期よりも短くなる。すなわち、ＬＣ回路の共振が抑制されることとなる。
【００４０】
また、式（２）を満たす場合、第２，第４切替期間の電圧切替対象の出力電圧がＶdc／２であるとすると、当該電圧切替対象の出力電流の極性において極性反転が発生しないように保持できる。
【００４１】
式（１），（２）においては、例えば主回路定数となるＬ´，Ｃ，Ｒや第１〜第４切替期間Ｔ１〜Ｔ４を適宜設定することにより、それぞれ満たすことが可能である。また、当該設定においては、特に限定されるものではなく、種々の態様を適用することが可能である。
【００４２】
例えば、出力コンデンサＣの静電容量が大きく、電圧脈動を無視できる場合、他の主回路定数や第１，第２切替期間Ｔ1，Ｔ2等によらずに、式（２）を満たすように適宜設定することが挙げられる。これは、出力コンデンサＣの電圧が一定であれば、第１，第２出力リアクトルＬ1，Ｌ2が完全に放電し、電流が０まで減少するのに要する時間が、理論上無限大となるためである。
【００４３】
＜制御部Ｕによるスイッチング制御＞
例えば制御部Ｕにより第１電力変換器ＣＨＰ１をスイッチング制御する場合、第１フライングキャパシタＦＣ１の電圧ＶFC1を、直流電圧源ＤＣの電圧Ｖdcの半分となるように制御（ＶFC1＝Ｖdc／２に制御）する。これにより、第１電力変換器ＣＨＰ１において、Ｖdc，Ｖdc／２，０の電圧レベル（３レベル）の出力電圧Ｖchp1が得られる。
【００４４】
制御部Ｕのスイッチング制御により、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４においては、例えば表１に示すようなスイッチングパターンの状態となる。なお、表１中の［］内のスイッチングパターンの数字において、１の場合はオン状態を示し、０の場合はオフ状態を示すものとする。
【００４５】
【表１】
2020156162.tif 000003
【００４６】
例えば第１電力変換器ＣＨＰ１の出力電流Ｉchp1がＩchp1＞０の状態で、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチングパターンが［１，０，１，０］の場合には、図２（ａ）中の矢印経路で示すように出力電流Ｉchp1が流れ、フライングキャパシタＦＣ１が充電されることとなる。
【００４７】
一方、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４のスイッチングパターンが［０，１，０，１］の場合には、図２（ｂ）中の矢印経路で示すように出力電流Ｉchp1が流れ、第１フライングキャパシタＦＣ１が放電されることとなる。
【００４８】
この図２に示したような２つのスイッチングパターンを適宜選択することにより、第１フライングキャパシタＦＣ１においてＶFC1＝Ｖdc／２の状態を保持するように制御可能となる。
【００４９】
以上示したスイッチング制御により、出力電圧Ｖchp1をＶdc，Ｖdc／２，０の各電圧レベルで段階的に切り替える場合、以下に示すような中間状態（第１中間状態や第２中間状態）を経て切り替えることができる。
【００５０】
まず、各電圧レベルでは、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４において、表１に示すように何れか２つのスイッチ（以下、この２つのスイッチを単にターンオフ候補スイッチと適宜称する）がオン状態で、残りの２つのスイッチ（以下、この２つのスイッチを単にターンオン候補スイッチと適宜称する）をオフ状態にしておく。そして、次の電圧レベル（以下、単に次段レベルと適宜称する）に切り替える場合に、まずターンオフ候補スイッチのうち何れか１つをターンオフする。
【００５１】
これにより、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４においては、表１に示すような中間状態（第１中間状態，第２中間状態）のスイッチングパターンとなる。この中間状態の後、ターンオン候補スイッチのうち１つをターンオンすることにより、出力電圧Ｖchp1が次段レベルに切り替わることとなる。
【００５２】
例えば、出力電圧Ｖchp1がＶdcの場合、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、スイッチングパターンが［１，１，０，０］の状態であり、第１，第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２がターンオフ候補スイッチ、第３，第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４がターンオン候補スイッチとなる。
【００５３】
この状態から、出力電圧Ｖchp1を次段レベルのＶdc／２に切り替える場合には、まず第１，第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２の何れか１つをターンオフする。これにより、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、表１に示す第１中間状態のスイッチングパターン［１，０，０，０］または［０，１，０，０］となる。
【００５４】
そして、第３，第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４の何れか１つをターンオンすることにより、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４は、表１に示すＶdc／２のスイッチングパターン［１，０，１，０］または［０，１，０，１］）となる。これにより、出力電圧Ｖchp1はＶdc／２に切り替わる。
【００５５】
ここで、前述したように式（１），（２）を満たしている場合に着目すると、以上示したターンオン候補スイッチにおいては、第１，第２中間状態の何れのスイッチングパターンであっても転流現象（図１〜図３の第１半導体スイッチＳ１の場合、逆並列ダイオードＤ１に電流が転流する現象）が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルとなる。これにより、当該ターンオン候補スイッチのターンオン操作においては、ゼロ電圧ターンオンが実現されていることとなる。
【００５６】
なお、第２電力変換器ＣＨＰ２においても、第１電力変換器ＣＨＰ１と同様のスイッチングパターンでスイッチング制御でき、ゼロ電圧ターンオンが実現されることとなる。
【００５７】
以上のようなゼロ電圧ターンオンの具体例としては、例えば以下に示す実施例１〜４が挙げられる。なお、図１〜図３，表１に示したものと同様のものには同一符号を付する等により、その詳細な説明を適宜省略する。
【００５８】
＜実施例１＞
実施例１では、制御部Ｕにおいて、第１電力変換器ＣＨＰ１を電圧切替対象として選択する。第２電力変換器ＣＨＰ２は非電圧切替対象とし、出力電圧Ｖchp2を０で一定にしておく。
【００５９】
そして、第１電力変換器ＣＨＰ１において、前述したように変化周期Ｔcycle（第１〜第４切替期間）で式（１），（２）を満たすようにスイッチング制御し、出力電圧Ｖchp1をＶdc，Ｖdc／２，０の電圧レベルで段階的に切り替えると、図４に示すような波形の出力電圧Ｖchp1、出力電流Ｉchp1が得られることとなる。
【００６０】
図４によると、まず第１切替期間Ｔ1では、出力電圧Ｖchp1がＶdcとなっている。次に、第１切替期間Ｔ1から第２切替期間Ｔ2に切り替わる領域では、表１に示す第１中間状態となっており、第３，第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＞０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルのＶdc／２となっている。
【００６１】
これにより、当該ターンオン候補スイッチの何れか１つがゼロ電圧ターンオンし、第２切替期間Ｔ２において出力電圧Ｖchp1がＶdc／２に切り替わっている。
【００６２】
次に、第２切替期間Ｔ2から第３切替期間Ｔ3に切り替わる領域では、表１に示す第２中間状態となっており、第３，第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４の何れかがターンオン候補スイッチ（例えばＶdc／２のスイッチングパターンが［１，０，１，０］であった場合には、第４半導体スイッチＳ４がターンオン候補スイッチ）となっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＞０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルの０となっている。
【００６３】
これにより、当該ターンオン候補スイッチがゼロ電圧ターンオンし、第３切替期間Ｔ3において出力電圧Ｖchp1が０に切り替わっている。
【００６４】
次に、第３切替期間Ｔ3から第４切替期間Ｔ4に切り替わる領域では、表１に示す第２中間状態となっており、第１，第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＜０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルのＶdc／２となっている。
【００６５】
これにより、当該ターンオン候補スイッチの何れか１つがゼロ電圧ターンオンし、第４切替期間Ｔ４において出力電圧Ｖchp1がＶdc／２に切り替わっている。
【００６６】
次に、第４切替期間Ｔ4から第１切替期間Ｔ1に切り替わる領域では、表１に示す第１中間状態となっており、第１，第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２の何れかがターンオン候補スイッチ（例えばＶdc／２のスイッチングパターンが［１，０，１，０］であった場合には、第２半導体スイッチＳ２がターンオン候補スイッチ）となっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＜０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルのＶdcとなっている。
【００６７】
これにより、当該ターンオン候補スイッチがゼロ電圧ターンオンし、第４切替期間Ｔ4において出力電圧Ｖchp1が０に切り替わっている。
【００６８】
本実施例１のようなスイッチング制御によれば、電圧切替対象である第１電力変換器ＣＨＰ１において、第１〜第４半導体スイッチＳ１〜Ｓ４の全てのターンオン操作時に、ゼロ電圧ターンオンを実現し、スイッチング損失を十分抑制することが可能となる。
【００６９】
第１フライングキャパシタＦＣ１に電流が流れる期間は、当該電圧切替対象の出力電圧がＶdc／２である期間のみであるが、この期間では、例えば図４のように電流極性の反転が発生しない。
【００７０】
したがって、出力電圧Ｖchp1がＶdc／２となる２つのスイッチングパターン（［１，０，１，０］，［０，１，０，１］）を適切に選択することで、第１フライングキャパシタＦＣ１の流出入電流の極性を選択できる。これにより、第１フライングキャパシタＦＣ１の電圧ＶFC1を適宜制御することが可能となる。
【００７１】
なお、本実施例１においては、第１電力変換器ＣＨＰ１を電圧切替対象として選択した場合について具体的に説明したが、第２電力変換器ＣＨＰ２を電圧切替対象として選択した場合においても、図４に示すような波形の出力電圧Ｖchp2、出力電流Ｉchp2が得られることとなり、同様の作用効果を奏することとなる。
【００７２】
＜実施例２＞
実施例２では、制御部Ｕにおいて、第１電力変換器ＣＨＰ１を電圧切替対象として選択する。第２電力変換器ＣＨＰ２は非電圧切替対象とし、出力電圧Ｖchp2をＶdc／２で一定にしておく。
【００７３】
そして、第１電力変換器ＣＨＰ１において、実施例１と同様に、変化周期Ｔcycle（第１〜第４切替期間）で式（１），（２）を満たすようにスイッチング制御し、出力電圧Ｖchp1をＶdc，Ｖdc／２，０の電圧レベルで段階的に切り替えると、実施例１と同様に、図４に示すような波形の出力電圧Ｖchp1、出力電流Ｉchp1が得られることとなる。
【００７４】
本実施例２においても、実施例１と同様の結果が得られる理由としては、以下に示すことが言える。すなわち、変化周期Ｔcycleにおいて、出力電圧波形の対称性を得るために第１切替期間＝第３切替期間、第２切替期間＝第４切替期間としているため、出力電流Ｉchp1の平均値が０になる。このため、第２フライングキャパシタＦＣ２に流出入する電流平均値も０となる。一方、非電圧切替対象である第２電力変換器ＣＨＰ２においては、出力電圧Ｖchp2がＶdc／２で一定であるため、第２フライングキャパシタＦＣ２に流出入する電流平均値も０となり、電圧ＶFC2の平均値は変動しないことになる。
【００７５】
したがって、本実施例２においては、実施例１と同様の作用効果（例えばゼロ電圧ターンオン等による作用効果）を奏する他に、以下に示すことが言える。すなわち、実施例１では、出力コンデンサＣの電圧平均値がＶdc／２となるが、実施例２では、出力コンデンサＣの電圧平均値が０となり、電圧極性が周期的に反転する。
【００７６】
なお、本実施例２においては、第１電力変換器ＣＨＰ１を電圧切替対象として選択した場合について具体的に説明したが、第２電力変換器ＣＨＰ２を電圧切替対象として選択した場合においても、図４に示すような波形の出力電圧Ｖchp2、出力電流Ｉchp2が得られることとなり、同様の作用効果を奏することとなる。
【００７７】
＜実施例３＞
実施例３では、制御部Ｕにおいて、第２切替期間Ｔ2から第３切替期間Ｔ3に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間Ｔ4から第１切替期間Ｔ1に切り替わるまでの中間状態において、第１，第２電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２を交互に電圧切替対象として選択し、他方を非電圧切替対象とする。非電圧切替対象においては、出力電圧（電圧切替対象において、第１電力変換器ＣＨＰ１の場合は出力電圧Ｖchp1、第２電力変換器ＣＨＰ２の場合は出力電圧Ｖchp2）をＶdc／２で一定にしておく。
【００７８】
そして、選択された電圧切替対象において、実施例１と同様に、変化周期Ｔcycle（第１〜第４切替期間）で式（１），（２）を満たすようにスイッチング制御し、当該電圧切替対象の出力電圧（出力電圧Ｖchp1または出力電圧Ｖchp2）をＶdc，Ｖdc／２の電圧レベルで段階的に切り替えると、図５に示すような波形の出力電圧Ｖchp1、出力電圧Ｖchp2、出力電流Ｉchp1が得られることとなる。
【００７９】
図５によると、まず第１，第２切替期間Ｔ1，Ｔ2では、第１電力変換器ＣＨＰ１が電圧切替対象として選択され、第３，第４切替期間Ｔ3，Ｔ4では第２電力変換器ＣＨＰ２が電圧切替対象として選択されている。また、第１切替期間Ｔ1では、出力電圧Ｖchp1がＶdcであり、出力電圧Ｖchp2がＶdc／２となっている。
【００８０】
次に、第１切替期間Ｔ1から第２切替期間Ｔ2に切り替わる領域では、第１電力変換器ＣＨＰ１が表１に示す第１中間状態となっており、第３，第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＞０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルのＶdc／２となっている。
【００８１】
これにより、当該ターンオン候補スイッチの何れか１つがゼロ電圧ターンオンし、第２切替期間Ｔ2において出力電圧Ｖchp1がＶdc／２に切り替わっている。
【００８２】
次に、第２切替期間Ｔ2から第３切替期間Ｔ3に切り替わる領域では、第２電力変換器ＣＨＰ２が表１に示す第１中間状態となっており、第７，第８半導体スイッチＳ７，Ｓ８がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＞０であるため、出力電流Ｉchp2はＩchp2＜０となり、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp2が次段レベルのＶdcとなっている。
【００８３】
これにより、当該ターンオン候補スイッチがゼロ電圧ターンオンし、第３切替期間Ｔ3において出力電圧Ｖchp2がＶdcに切り替わっている。
【００８４】
次に、第３切替期間Ｔ3から第４切替期間Ｔ4に切り替わる領域では、第２電力変換器ＣＨＰ２が表１に示す第１中間状態となっており、第７，第８半導体スイッチＳ７，Ｓ８がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＜０であるため、出力電流Ｉchp2はＩchp2＞０となり、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp2が次段レベルのＶdc／２となっている。
【００８５】
これにより、当該ターンオン候補スイッチの何れか１つがゼロ電圧ターンオンし、第４切替期間Ｔ４において出力電圧Ｖchp2がＶdc／２に切り替わっている。
【００８６】
次に、第４切替期間Ｔ4から第１切替期間Ｔ1に切り替わる領域では、第１電力変換器ＣＨＰ１が表１に示す第１中間状態となっており、第１，第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２の何れかがターンオン候補スイッチ（例えばＶdc／２のスイッチングパターンが［１，０，１，０］であった場合には、第２半導体スイッチＳ２がターンオン候補スイッチ）となっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＜０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルのＶdcとなっている。
【００８７】
これにより、当該ターンオン候補スイッチがゼロ電圧ターンオンし、第４切替期間Ｔ4において出力電圧Ｖchp1がＶdcに切り替わっている。
【００８８】
本実施例３のようなスイッチング制御によれば、たとえ第１，第２電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２を交互に電圧切替対象として選択する場合であっても、実施例１と同様の作用効果（例えばゼロ電圧ターンオン等による作用効果）を奏することが可能である。
【００８９】
＜実施例４＞
実施例４では、制御部Ｕにおいて、第２切替期間Ｔ2から第３切替期間Ｔ3に切り替わるまでの中間状態、および第４切替期間Ｔ4から第１切替期間Ｔ1に切り替わるまでの中間状態において、第１，第２電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２を交互に電圧切替対象として選択し、他方を非電圧切替対象とする。非電圧切替対象においては、出力電圧（電圧切替対象において、第１電力変換器ＣＨＰ１の場合は出力電圧Ｖchp1、第２電力変換器ＣＨＰ２の場合は出力電圧Ｖchp2）をＶdc／２で一定にしておく。
【００９０】
そして、選択された電圧切替対象において、実施例１と同様に、変化周期Ｔcycle（第１〜第４切替期間）で式（１），（２）を満たすようにスイッチング制御し、当該電圧切替対象の出力電圧（出力電圧Ｖchp1または出力電圧Ｖchp2）をＶdc／２，０の電圧レベルで段階的に切り替えると、図６に示すような波形の出力電圧Ｖchp1、出力電圧Ｖchp2、出力電流Ｉchp1が得られることとなる。
【００９１】
図６によると、まず第１，第２切替期間Ｔ1，Ｔ2では、第２電力変換器ＣＨＰ２が電圧切替対象として選択され、第３，第４切替期間Ｔ3，Ｔ4では第１電力変換器ＣＨＰ１が電圧切替対象として選択されている。また、第１切替期間Ｔ1では、出力電圧Ｖchp2が０であり、出力電圧Ｖchp1がＶdc／２となっている。
【００９２】
次に、第１切替期間Ｔ1から第２切替期間Ｔ2に切り替わる領域では、第２電力変換器ＣＨＰ１が表１に示す第２中間状態となっており、第５，第６半導体スイッチＳ５，Ｓ６がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＞０であるため、出力電流Ｉchp2はＩchp2＜０となり、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp2が次段レベルのＶdc／２となっている。
【００９３】
これにより、当該ターンオン候補スイッチの何れか１つがゼロ電圧ターンオンし、第２切替期間Ｔ2において出力電圧Ｖchp2がＶdc／２に切り替わっている。
【００９４】
次に、第２切替期間Ｔ2から第３切替期間Ｔ3に切り替わる領域では、第１電力変換器ＣＨＰ１が表１に示す第２中間状態となっており、第３，第４半導体スイッチＳ３，Ｓ４がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＞０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルの０となっている。
【００９５】
これにより、当該ターンオン候補スイッチがゼロ電圧ターンオンし、第３切替期間Ｔ3において出力電圧Ｖchp1が０に切り替わっている。
【００９６】
次に、第３切替期間Ｔ3から第４切替期間Ｔ4に切り替わる領域では、第１電力変換器ＣＨＰ１が表１に示す第２中間状態となっており、第１，第２半導体スイッチＳ１，Ｓ２がターンオン候補スイッチとなっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＜０であるため、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp1が次段レベルのＶdc／２となっている。
【００９７】
これにより、当該ターンオン候補スイッチの何れか１つがゼロ電圧ターンオンし、第４切替期間Ｔ４において出力電圧Ｖchp1がＶdc／２に切り替わっている。
【００９８】
次に、第４切替期間Ｔ4から第１切替期間Ｔ1に切り替わる領域では、第２電力変換器ＣＨＰ２が表１に示す第２中間状態となっており、第７，第８半導体スイッチＳ７，Ｓ８の何れかがターンオン候補スイッチ（例えばＶdc／２のスイッチングパターンが［１，０，１，０］であった場合には、第８半導体スイッチＳ８がターンオン候補スイッチ）となっている。また、出力電流Ｉchp1がＩchp1＜０であるため、出力電流Ｉchp2はＩchp2＞０となり、当該ターンオン候補スイッチにおいて転流現象が起こり、出力電圧Ｖchp2が次段レベルの０となっている。
【００９９】
これにより、当該ターンオン候補スイッチがゼロ電圧ターンオンし、第４切替期間Ｔ4において出力電圧Ｖchp2が０に切り替わっている。
【０１００】
本実施例４のようなスイッチング制御によれば、たとえ第１，第２電力変換器ＣＨＰ１，ＣＨＰ２を交互に電圧切替対象として選択する場合であっても、実施例１と同様の作用効果（例えばゼロ電圧ターンオン等による作用効果）を奏することが可能である。
【０１０１】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【０１０２】
Ａ…電力変換装置
ＣＨＰ１，ＣＨＰ２…第１，第２電力変換器
Ｕ…制御部
ＦＣ１，ＦＣ２…第１，第２フライングキャパシタ
Ｓ１〜Ｓ８…第１〜第８半導体スイッチ
Ｄ１〜Ｄ８…逆並列ダイオード
Ｌ１，Ｌ２…第１，第２出力リアクトル
Ｃ…出力コンデンサ
ＤＣ…直流電圧源
ＲA…直流負荷
Ｔcycle…変化周期
Ｔ1〜Ｔ4…第１〜第４切替期間
【図１】
2020156162.tif 000004
【図２】
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【図３】
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【図４】
2020156162.tif 000007
【図５】
2020156162.tif 000008
【図６】
2020156162.tif 000009