(57)【要約】【課題】高効率な高電圧装置を提供する。【解決手段】複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を有し、直流電源１に接続されるスイッチング回路２と、整流回路４と、スイッチング回路２に接続された一次巻線Ｎ１と、整流回路に接続された二次巻線Ｎ２と、を備えたトランス３と、スイッチング回路２を制御する制御装置５と、を備え、制御装置５は、複数のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうち少なくとも一のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をオン状態にして、二次巻線Ｎ２における電圧ＶＣｐ２の極性を反転させるように、スイッチング回路２とトランス３との間で電流を環流させる環流機能を有する。【選択図】図１
2020068643.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子を有し、直流電源に接続されるスイッチング回路と、
整流回路と、
前記スイッチング回路に接続された一次巻線と、前記整流回路に接続された二次巻線と、を備えたトランスと、
前記スイッチング回路を制御する制御装置と、
を備え、前記制御装置は、複数の前記スイッチング素子のうち少なくとも一の前記スイッチング素子をオン状態にして、前記二次巻線における電圧の極性を反転させるように、前記スイッチング回路と前記トランスとの間で電流を環流させる環流機能を有する
ことを特徴とする高電圧装置。
【請求項２】
前記スイッチング回路は、前記直流電源に対して直列接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記直流電源に対して直列接続された第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子と、を備え、
前記制御装置は、
前記第１のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを共にオン状態にし、または、前記第２のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子とを共にオン状態にして前記直流電源から前記トランスに電力を供給する電力供給機能を有し、
前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にし、または、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にすることによって前記環流機能を実行する
ことを特徴とする請求項１に記載の高電圧装置。
【請求項３】
前記制御装置は、
前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にし、または、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にすることによって前記電流を環流させる第１の環流機能と、
前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子のオン／オフ状態、または前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子のオン／オフ状態を、前記第１の環流機能とは逆にして前記電流を環流させる第２の環流機能と、
を有し、前記第１の環流機能と、前記第２の環流機能とを交互に実行する
ことを特徴とする請求項２に記載の高電圧装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子とを共にオン状態にし、または前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子とを共にオン状態にすることによって前記環流機能を実行する
ことを特徴とする請求項２に記載の高電圧装置。
【請求項５】
前記制御装置は、前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子のうち少なくとも一方がオフ状態、または、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子のうち少なくとも一方がオフ状態であり、前記トランスの一次巻線に流れる電流がゼロである状態から、前記環流機能を実行し、その後に前記電力供給機能を実行する
ことを特徴とする請求項２に記載の高電圧装置。
【請求項６】
前記一次巻線に流れる電流を検出する電流検出回路をさらに備え、前記電流検出回路の検出結果に基づいて、前記環流機能または前記電力供給機能の実行タイミングを決定すること
を特徴とする請求項２ないし５の何れか一項に記載の高電圧装置。
【請求項７】
前記制御装置は、前記環流機能を実行する毎に、前記第１のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にする状態と、前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にする状態と、を周期的に繰り返す
ことを特徴とする請求項２に記載の高電圧装置。
【請求項８】
前記二次巻線の端子間の浮遊容量を共振コンデンサとし、前記二次巻線における電圧によって前記共振コンデンサを充電する
ことを特徴とする請求項１ないし７の何れか一項に記載の高電圧装置。
【請求項９】
Ｘ線を放射するＸ線管と、
請求項１ないし８の何れか一項に記載の高電圧装置と、
を備え、前記高電圧装置の出力電圧を前記Ｘ線管に印加する
ことを特徴とするＸ線画像診断装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高電圧装置およびＸ線画像診断装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、Ｘ線ＣＴ装置や一般Ｘ線撮影装置等のＸ線画像診断装置では、商用の交流電源を入力として、負荷であるＸ線管に数十ｋＶ〜１００ｋＶ程度の任意の直流電圧を印加する。この種の高電圧装置の一例として、下記特許文献１の請求項１には、「直流電圧を入力しこの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、このインバータの出力電圧を昇圧する高圧変圧器と、この高圧変圧器の出力電圧を整流する整流器と、この整流器の出力電圧が印加されるＸ線管とを備えたインバータ式Ｘ線装置において、前記高圧変圧器の鉄心の脚部に間隙を設けたことを特徴とするインバータ式Ｘ線装置。」と記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平２−２４２５９７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、特許文献１に記載されているようなＸ線画像診断装置では、撮影時に被検者の体格や撮影部位に応じて、Ｘ線管の電圧（以下、管電圧と記す）やＸ線管の電流（以下、管電流と記す）を可変するため、広い負荷条件に対応する高電圧装置が要求される。また、Ｘ線画像診断装置では、管電流の大きな重負荷条件では撮影時間が短時間であるのに対し、管電流が小さい軽負荷条件では長時間連続した撮影に対応することが要求される。このため、高電圧装置には広い負荷条件において電力変換効率の高効率化が要求される。広い負荷条件に対応する高周波インバータの制御方式としては、ＰＷＭ制御が広く知られている。ＰＷＭ制御では、フルブリッジ回路の対角位置にあるスイッチング素子を組とし、同時にオン・オフさせ、スイッチング周期中における各スイッチング素子のオン期間の比率であるデューティ比を可変することで広い負荷条件における出力制御が可能となる。
【０００５】
Ｘ線画像診断装置に使用される高電圧装置では、一般的な電源装置と比較してトランスの巻数比が大きいため、トランス２次側に存在する浮遊容量が回路動作に対して無視できないほど大きい。このため、高電圧装置では、浮遊容量を積極的に共振素子として利用することでトランスの巻数比以上の昇圧比（出力電圧／直流電源の電圧）を稼ぐことでトランスの小型化を図ることが考えられる。しかし、管電圧が低い条件では、浮遊容量に起因した昇圧効果によって、高周波インバータの電流ピークが大きくなるため、スイッチング素子の遮断電流の増加によってスイッチング損失が大きくなるため、高電圧装置の高効率化が難しくなるという問題が生じる。また、浮遊容量が大きい場合では、フルブリッジ回路のスイッチング素子を全てオフ状態としても、トランスには浮遊容量の電圧が印加されるため、スイッチング素子を全てオフ状態とする停止期間を可変することで出力電力を制御する間欠制御を適用することも考えられる。しかし、この場合には、トランスの磁気飽和が問題となる。トランスの磁気飽和は、電源からトランスに流れる短絡電流を誘発するため、短絡電流に起因した回路の損失増加により高電圧装置の高効率化が難しくなるという問題が生じる。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、高効率な高電圧装置およびＸ線画像診断装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するため本発明の高電圧装置は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源に接続されるスイッチング回路と、整流回路と、前記スイッチング回路に接続された一次巻線と、前記整流回路に接続された二次巻線と、を備えたトランスと、前記スイッチング回路を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置は、複数の前記スイッチング素子のうち少なくとも一の前記スイッチング素子をオン状態にして、前記二次巻線における電圧の極性を反転させるように、前記スイッチング回路と前記トランスとの間で電流を環流させる環流機能を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、高効率な高電圧装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１実施形態による高電圧装置の回路構成図である。
【図２】第１比較例による高電圧装置の動作説明図である。
【図３】第１比較例による高電圧装置の他の動作説明図である。
【図４】第１比較例における要部の等価回路図である。
【図５】第１比較例における各部の波形図である。
【図６】第１実施形態における制御プログラムのフローチャートである。
【図７】第１実施形態の低圧モードにおける動作説明図である。
【図８】第１実施形態の低圧モードにおける他の動作説明図である。
【図９】第１実施形態の低圧モードにおける各部の動作波形図である。
【図１０】第２実施形態によるＸ線画像診断装置の回路構成図である。
【図１１】第２実施形態における動作説明図である。
【図１２】第２実施形態における他の動作説明図である。
【図１３】第２実施形態における各部の動作波形図である。
【図１４】第２比較例における動作説明図である。
【図１５】第２比較例における他の動作説明図である。
【図１６】第２比較例における他の動作説明図である。
【図１７】第２比較例における各部の動作波形図である。
【図１８】第３実施形態における制御プログラムのフローチャートである。
【図１９】第３実施形態における動作説明図である。
【図２０】第３実施形態における他の動作説明図である。
【図２１】第３実施形態における他の動作説明図である。
【図２２】第３実施形態における各部の動作波形図である。
【図２３】第３実施形態における他の動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
図１は、本発明の第１実施形態による高電圧装置１０１の回路構成図である。
高電圧装置１０１は、平滑コンデンサＣｄｃと、高周波インバータ２と、トランス３と、共振コンデンサＣｐ２と、整流回路４と、制御装置５と、を備え、直流電源１から出力される直流電圧（以下、電源電圧Ｖｄｃという）を変圧して負荷装置６に任意の直流電圧を印加する。ここで、負荷装置６に印加される直流電圧を出力電圧Ｖｘと呼ぶ。共振コンデンサＣｐ２は、トランス３の二次巻線Ｎ２に接続されている。但し、共振コンデンサＣｐ２として、トランス３の二次巻線Ｎ２の端子間や整流回路４の素子とグランド間に存在する浮遊容量等を用いてもよい。
【００１０】
高周波インバータ２は、直流電源１から入力された直流電圧を変調し、トランス３に任意の周波数の交流電圧を出力するものであり、第１レグ２０１と、第２レグ２０２と、を備えている。第１レグ２０１は、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２と、これらに各々逆並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、を備えている。同様に、第２レグ２０２は、直列接続されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４と、これらに各々逆並列接続されたダイオードＤ３，Ｄ４と、を備えている。なお、図１に示す例では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を適用しているが、これに代えてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等、他の半導体デバイスを適用してもよい。
【００１１】
トランス３は、高周波インバータ２から供給された交流電圧を変圧して整流回路４に印加するものであり、一次巻線Ｎ１と、磁性体コアＴ１と、二次巻線Ｎ２と、を備えている。また、二次巻線Ｎ２の端子を端子ＴＡ，ＴＢと呼ぶ。ここで、トランス３は、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスである昇圧インダクタＬｅと、励磁インダクタンスＬｍとを有している。但し、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタンスのみではインダクタンスが不足する場合は、外付けのインダクタを昇圧インダクタＬｅとして適用してもよい。
【００１２】
整流回路４は、トランス３の二次巻線Ｎ２から供給された交流電圧を整流するとともに平滑し、負荷装置６に印加するものであり、各々がコッククロフト・ウォルトン回路である増倍回路４０１，４０２を備えている。ここで、増倍回路４０１は、整流コンデンサＣＨ１と、ダイオードＤＨ１１，ＤＨ１２と、平滑コンデンサＣｍ１と、を備えている。また、増倍回路４０２は、整流コンデンサＣＨ２と、ダイオードＤＨ２１，ＤＨ２２と、平滑コンデンサＣｍ２と、を備えている。
【００１３】
制御装置５は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラム、ＤＳＰによって実行されるマイクロプログラムおよび各種データ等が格納されている。ＣＰＵ等によって実行される制御プログラムの詳細は後述する。
【００１４】
制御装置５は、図示せぬ上位装置から、出力電圧Ｖｘの指令値である出力電圧指令値Ｖｘｒｅｆを受信する。そして、制御装置５は、出力電圧Ｖｘが出力電圧指令値Ｖｘｒｅｆに近づくように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフ状態を制御するゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を出力する。
【００１５】
〈第１比較例〉
ここで、本実施形態の動作を説明する前に、第１比較例の構成および動作を説明する。まず、第１比較例による高電圧装置の回路構成は、上述した第１実施形態のもの（図１参照）と同様である。
図２は、本比較例による高電圧装置の状態ＭＨ１〜ＭＨ４を示し、図３は、同状態ＭＨ５〜ＭＨ７を示している。また、図４は、状態ＭＨ２，ＭＨ３における要部の等価回路図であり、図５は、本比較例における各部の波形図である。図５において、電圧ＶＱ１〜ＶＱ４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の端子電圧であり、電流ＩＱ１〜ＩＱ４は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４とダイオードＤ１〜Ｄ４との各並列回路に流れる電流である。
【００１６】
図２および図３において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はスイッチの記号によってオン／オフ状態を表している。また、破線の矢印は、電流Ｉｉｎｖ等が流れる経路を示すものである。ここで、図２および図３は、主としてスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のオン／オフ状態と、電流Ｉｉｎｖが流れる経路とを示すものであり、一部の要素について符号が省略されている。図２および図３において省略した符号は、図１に示した符号と同一である。また、整流回路４の動作に関しては、周知の従来技術のものと同様であるため、詳細な動作説明は省略する。
【００１７】
（状態ＭＨ１：ｔ10〜ｔ11）
図２の状態ＭＨ１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は全てオフ状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。この状態ＭＨ１は、図５において時刻ｔ10〜ｔ11の期間に対応する。状態ＭＨ１において、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として、電荷が充電されている。従って状態ＭＨ１において、電圧ＶＣｐ２は負値になっている（図５参照）。状態ＭＨ１において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン状態にすると、状態はＭＨ２に遷移する。
【００１８】
（状態ＭＨ２：ｔ11〜ｔ12）
図５に示すように、ゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４がハイレベルである期間、すなわちスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン状態になる期間を、オン期間Ｔｏｎ１〜Ｔｏｎ４と呼ぶ。本比較例においては、スイッチング素子Ｓ１とＳ４、スイッチング素子Ｓ２とＳ３を組とし、組となる２つのスイッチング素子をオン状態にすることによってＰＷＭ制御を実行する。そして、本比較例においては、これらオン期間Ｔｏｎ１〜Ｔｏｎ４の長さは同一である。従って、高周波インバータ２（図１参照）におけるデューティ比ＤＦは、下式（１）によって表現できる。
ＤＴ＝（２×Ｔｏｎ１）／Ｔｆ＝（２×Ｔｏｎ３）／Ｔｆ        …式（１）
式（１）において、Ｔｆはスイッチング周期である。
【００１９】
図２に示すように、状態ＭＨ２においては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態になるため、トランス３の一次側では、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。このとき、高周波インバータ２に流れる電流Ｉｉｎｖは、概ね下式２で表される。
Ｉｉｎｖ＝（Ｖｄｃ＋ＶＣｐ）×Δｔ／（ωＬｅ）              …式（２）
【００２０】
式（２）において、ωはスイッチング角周波数であり、「２π／Ｔｆ」に等しい。また、ＶＣｐは、共振コンデンサＣｐ２の両端の電圧ＶＣｐ２を一次換算した値であり、以下、一次換算コンデンサ電圧と呼ぶ。トランス３の昇圧比をＰとすると、「ＶＣｐ＝ＶＣｐ２／Ｐ」に等しい。なお、昇圧比Ｐは、一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２の巻線比にほぼ等しい。また、Δｔは、状態がＭＨ２に遷移した時刻ｔ11以降の経過時間である。状態ＭＨ２の開始時点では、上述の状態ＭＨ１に引き続いて、共振コンデンサＣｐ２には、端子ＴＢを正方向として電荷が充電されている。
【００２１】
図４の等価回路において、Ｃｐは、共振コンデンサＣｐ２を一次換算したものであり、以下、一次換算共振コンデンサＣｐと呼ぶ。一次換算共振コンデンサＣｐの容量は、共振コンデンサＣｐ２の容量に対して、昇圧比Ｐの二乗を乗算した値に等しい。図４の状態ＭＨ２において、一次換算コンデンサ電圧ＶＣｐは負値であるため、昇圧インダクタＬｅには、｜Ｖｄｃ｜＋｜ＶＣｐ｜に等しい電圧が印加される。このため、電流Ｉｉｎｖは、共振コンデンサＣｐ２が無い場合と比較して、急峻に立ち上がる。状態ＭＨ２の期間中において、共振コンデンサＣｐ２は一旦放電し、昇圧インダクタＬｅにエネルギーを充電する。その後、共振コンデンサＣｐ２は、端子ＴＡの方向を正として再度充電される。このコンデンサ電圧ＶＣｐが出力電圧Ｖｘに到達すると、状態はＭＨ３に遷移する。
【００２２】
（状態はＭＨ３：ｔ12〜ｔ13）
図２に示すように、状態ＭＨ３では、状態ＭＨ２に引き続いて、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態のままである。従って、トランス３（図１参照）の一次側には、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。このとき、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖは、概ね上述した式（２）で表される。但し、図４に示すように、状態ＭＨ３では、一次換算共振コンデンサＣｐは、端子ＴＡを正方向として電荷が充電されている。
【００２３】
従って、昇圧インダクタＬｅには｜Ｖｄｃ｜−｜ＶＣｐ｜に等しい電圧が印加される。このため、図５に示すように、状態ＭＨ３におけるインバータ電流Ｉｉｎｖの傾きは状態ＭＨ２と比較すると、緩やかになる。そして、状態ＭＨ３において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を同時にオフ状態にすると、状態はＭＨ４に遷移する。
【００２４】
（状態ＭＨ４：ｔ13〜ｔ14）
図２に示すように、状態ＭＨ４では、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。これにより、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーが共振コンデンサＣｐ２に供給され、さらに、電源側の平滑コンデンサＣｄｃに回生される。この状態ＭＨ４において、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになると、状態はＭＨ５に遷移する。
【００２５】
（状態ＭＨ５：ｔ14〜ｔ15）
図３に示すように、状態ＭＨ５では、状態ＭＨ４に引き続いて、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態であり、昇圧インダクタＬｅには電流が流れていない。このとき、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡ（図１参照）を正方向として電荷が充電されている。状態ＭＨ５において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を同時にオン状態にすると、状態はＭＨ６に遷移する。
【００２６】
（状態ＭＨ６，ＭＨ７：ｔ15〜ｔ17）
状態ＭＨ６，ＭＨ７では、上述した状態ＭＨ２，ＭＨ３に対する対称動作が行われる。従って、図３に示すように、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。そして、制御装置５が、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を同時にオフ状態にすると、状態ＭＨ４，ＭＨ５の対称動作が実行される。
【００２７】
比較例の定常状態においては、基本的には上述した状態ＭＨ１〜ＭＨ７またはこれらの対称動作が繰り返し実行される。このように、比較例の状態ＭＨ２（図２、図４参照）においては、共振コンデンサの昇圧効果を利用しているため、電流Ｉｉｎｖ電流が急峻に立ち上がる期間が存在する。ここで、出力電圧Ｖｘが高い条件では、状態ＭＨ３において、一次換算コンデンサ電圧ＶＣｐは、電源電圧Ｖｄｃよりも大きくなり、「電源電圧Ｖｄｃ＜一次換算コンデンサ電圧ＶＣｐ」が成立するため、インバータ電流Ｉｉｎｖの傾きは負となる。このため、スイッチング素子Ｓ１およびＳ４のターンオフ時の遮断電流を低減することが可能となる。
【００２８】
しかし、出力電圧Ｖｘが低い条件では、状態ＭＨ３において、「電源電圧Ｖｄｃ＞一次換算コンデンサ電圧ＶＣｐ」になる。すると、図５の時刻ｔ12〜ｔ13における電流Ｉｉｎｖの波形のように、インバータ電流Ｉｉｎｖの傾きは正となり、電流Ｉｉｎｖが大きくなってゆく。このため、時刻ｔ13において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のターンオフ時の遮断電流が大きくなる。
このように、比較例の高電圧装置では、共振コンデンサＣｐ２の昇圧効果の影響により、出力電圧Ｖｘが低い条件下では、電流Ｉｉｎｖの電流ピークが大きくなり、出力電圧Ｖｘが高い場合と比較して、スイッチング損失が大きくなるという問題がある。
【００２９】
〈第１実施形態の全体動作〉
次に、第１実施形態の全体動作を説明する。図６は、本実施形態の制御装置５において実行される制御プログラムのフローチャートである。
図６において処理が開始されると、ステップＳ１０１において、制御装置５は、図示せぬ上位装置から、出力電圧Ｖｘの指令値である出力電圧指令値Ｖｘｒｅｆを受信する。次に、処理がステップＳ１０２に進むと、制御装置５は、出力電圧指令値Ｖｘｒｅｆが、所定の閾値Ｖｃｍｐを超えているか否かを判定する。ここで「Ｙｅｓ」と判定されると、処理はステップＳ１０５に進み、動作モードとして高電圧モードが選択される。一方、「Ｎｏ」と判定されると、処理はステップＳ１０４に進み、動作モードとして低電圧モードが選択される。そして、ステップＳ１０４またはＳ１０５の処理が終了すると、本プログラムの処理が終了する。
【００３０】
〈高圧モードの動作〉
ステップＳ１０５において高圧モードが選択された場合の動作は、上述した比較例の動作（図２〜図５参照）と同様である。
但し、本実施形態において高圧モードが選択される場合には、出力電圧Ｖｘ（または出力電圧指令値Ｖｘｒｅｆ）が高いため、状態ＭＨ３における電流Ｉｉｎｖの波形は、図５に示したものとは異なる。すなわち、状態ＭＨ３（時刻ｔ12〜ｔ13）において、電流Ｉｉｎｖの傾きが負になるため、時刻ｔ13において、電流Ｉｉｎｖのレベルは充分に低くなる。このため、時刻ｔ13において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のターンオフ時の遮断電流が小さくなり、スイッチング損失も小さくなる。
【００３１】
〈低圧モードの動作〉
図７および図８は、第１実施形態の低圧モードにおける各状態の動作説明図である。また、図９は、低圧モードにおける各部の動作波形図である。
（状態ＭＬ１：ｔ20〜ｔ21）
図７の状態ＭＬ１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は全てオフ状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。この状態ＭＬ１は、図９において時刻ｔ20〜ｔ21の期間に対応する。状態ＭＬ１において、共振コンデンサＣｐ２（図１参照）には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として、電荷が充電されている。状態ＭＬ１において、スイッチング素子Ｓ１をオン状態にすると、状態はＭＬ２に遷移する。
【００３２】
（状態ＭＬ２：ｔ21〜ｔ22）
状態ＭＬ２では、スイッチング素子Ｓ１がオン状態であるため、図７に示すように、共振コンデンサＣｐ２を電源として、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅの経路で電流Ｉｉｎｖが環流する。このように、昇圧インダクタＬｅを介して電流が環流する状態を環流モードと呼ぶ。これにより、共振コンデンサＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として充電されていた電荷を、全て放電する。
【００３３】
その後、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が再度充電される。従って、図９の時刻ｔ21〜ｔ22の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に負から正に反転する。そして、状態ＭＬ２において、高周波インバータを流れる電流Ｉｉｎｖがゼロになると、状態はＭＬ３に遷移する。
【００３４】
（状態ＭＬ３：ｔ22〜ｔ23）
状態ＭＬ３では、スイッチング素子Ｓ１はオン状態になっているが、高周波インバータを流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。そして、共振コンデンサＣｐ２は、端子ＴＡを正方向として充電された状態になっている。従って、図９に示すように、状態ＭＬ３（時刻ｔ22〜ｔ23）においては、電圧ＶＣｐ２の極性は正になっている。この状態ＭＬ３において、スイッチング素子Ｓ４をオン状態にすると、状態はＭＬ４に遷移する。
【００３５】
（状態ＭＬ４：ｔ23〜ｔ24）
図７において、状態ＭＬ４では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であるため、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流Ｉｉｎｖが流れる。この状態ＭＬ４は、上述した高圧モード（および比較例）における状態ＭＨ３に対応し、電流Ｉｉｎｖは、上述した式（２）で求められる。そして、図４の状態ＭＨ３と同様に、昇圧インダクタＬｅには、電源電圧Ｖｄｃとコンデンサ電圧Ｖｃｐとの差分が印加されるため、インバータ電流Ｉｉｎｖの傾きは電源電圧Ｖｄｃのみが印加される場合と比較して緩やかになる。状態ＭＬ４において、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ４をオフ状態にすると、状態はＭＬ５に遷移する。
【００３６】
（状態ＭＬ５：ｔ24〜ｔ25）
図８に示すように、状態ＭＬ５では、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態であり、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、ダイオードＤ３の経路で電流が流れる。これにより、昇圧インダクタＬｅに蓄積されていたエネルギーは、共振コンデンサＣｐ２と、平滑コンデンサＣｄｃと、に供給される。状態ＭＬ５において、昇圧インダクタＬｅのエネルギーが全て放出されると、状態はＭＬ６に遷移する。
【００３７】
（状態ＭＬ６：ｔ25〜ｔ26）
図８に示すように、状態ＭＬ６では、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態であり、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。また、状態ＭＬ６においては、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が充電されているため、図９に示すように電圧ＶＣｐ２の極性は正である。この状態ＭＬ６においてスイッチング素子Ｓ３をオン状態にすると、状態はＭＬ７に遷移する。
【００３８】
（状態ＭＬ７：ｔ26〜ｔ27）
図８に示すように、状態ＭＬ７では、スイッチング素子Ｓ３のみがオン状態である。そして、状態ＭＬ７では、共振コンデンサＣｐ２を電源として、昇圧インダクタＬｅ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ３の経路で電流Ｉｉｎｖが流れる環流モードの動作が行われる。このとき、共振コンデンサＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として充電されていた電荷を全て放電する。その後、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として電荷が再度充電される。従って、図９の時刻ｔ25〜ｔ26の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に正から負に反転する。そして、状態ＭＬ７において、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖがゼロになると、状態はＭＬ８に遷移する。
【００３９】
（状態ＭＬ８：時刻ｔ27〜ｔ28）
状態ＭＬ８では、スイッチング素子Ｓ３がオン状態であり、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。このとき、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として電荷が充電されているため、図９に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は負である。
【００４０】
（時刻ｔ28以降）
状態ＭＬ８において、スイッチング素子Ｓ２をオン状態にすると、図９における時刻ｔ28〜ｔ29の期間、上述した状態ＭＬ４の対称動作が実行される。ここで、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオフ状態にすると、図９における時刻ｔ29〜ｔ110の期間、状態ＭＬ５の対称動作が実行される。
以降、定常状態においては、基本的には、上述した状態ＭＬ１〜ＭＬ８、またはこれらの対称動作が繰り返される。
【００４１】
上述した状態ＭＬ２および状態ＭＬ７において、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖがゼロとなる前に、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオン状態にすると、ダイオードＤ３またはＤ１のリカバリ動作に起因したスイッチング損失が大きくなる。また、スイッチング損失の大きさによっては、素子破壊が生じる場合もある。このため、スイッチング素子Ｓ４およびＳ２をオン状態にするタイミングは、事前に環流モード（状態ＭＬ２および状態ＭＬ７）の期間を考慮して決定しておくことが好ましい。
【００４２】
〈第１実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態によれば、出力電圧Ｖｘが低い条件において、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２の極性を反転させる環流機能（状態ＭＬ２および状態ＭＬ７）を設けている。これにより、第１比較例において電流の傾きが急峻となる状態（例えば図２、図４、図５における状態ＭＨ２）を回避することができる。これにより、出力電圧Ｖｘが低い条件において、高周波インバータ２の電流ピークを抑制することができる。
【００４３】
電流ピークを抑制すると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオフ時の遮断電流を低減することができる。これにより、スイッチング損失を抑制することができ、高電圧を発生する際の高効率化を図ることができる。一方、出力電圧Ｖｘが高い条件下では、第１比較例と同様に、共振コンデンサの昇圧効果を活用することができ、高電圧を発生する際の高効率化を図ることができる。
【００４４】
換言すれば、本実施形態における制御装置（５）は、複数のスイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ４）のうち少なくとも一のスイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ４）をオン状態にして、二次巻線（Ｎ２）における電圧（ＶＣｐ２）の極性を反転させるように、スイッチング回路（２）とトランス（３）との間で電流を環流させる環流機能を有する。
これにより、スイッチング損失等を抑制でき、高効率な高電圧装置（１０１）を実現できる。
【００４５】
より詳細には、制御装置（５）は、第１のスイッチング素子（Ｓ１）と第４のスイッチング素子（Ｓ４）とを共にオン状態にし、または、第２のスイッチング素子（Ｓ２）と第３のスイッチング素子（Ｓ３）とを共にオン状態にして直流電源（１）からトランス（３）に電力を供給する電力供給機能（ＭＬ４，ｔ28〜ｔ29）を有し、第１のスイッチング素子（Ｓ１）および第４のスイッチング素子（Ｓ４）のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にし、または、第２のスイッチング素子（Ｓ２）および第３のスイッチング素子（Ｓ３）のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にすることによって環流機能（ＭＬ２，ＭＬ７）を実行する。
これにより、環流機能と、電力供給機能とを連続的に実行することができる。
【００４６】
また、制御装置（５）は、第１のスイッチング素子（Ｓ１）および第４のスイッチング素子（Ｓ４）のうち少なくとも一方がオフ状態、または、第２のスイッチング素子（Ｓ２）および第３のスイッチング素子（Ｓ３）のうち少なくとも一方がオフ状態であり、トランス（３）の一次巻線（Ｎ１）に流れる電流がゼロである状態（ＭＬ１）から、環流機能（ＭＬ２）を実行し、その後に電力供給機能（ＭＬ４）を実行することを特徴とする。
これにより、トランス（３）の一次巻線（Ｎ１）に流れる電流がゼロである状態（ＭＬ１）から、環流機能（ＭＬ２）および電力供給機能（ＭＬ４）の順で、連続的に機能を実行することができる。
【００４７】
また、制御装置（５）は、環流機能を実行する毎に、第１のスイッチング素子（Ｓ１）および第４のスイッチング素子（Ｓ４）のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にする状態（ＭＬ２）と、第２のスイッチング素子（Ｓ２）および第３のスイッチング素子（Ｓ３）のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にする状態（ＭＬ７）と、を周期的に繰り返す。
これにより、各スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失に起因する発熱を平均化することができる。
【００４８】
また、二次巻線（Ｎ２）の端子間の浮遊容量を共振コンデンサ（Ｃｐ２）とし、二次巻線（Ｎ２）における電圧（ＶＣｐ２）によって共振コンデンサ（Ｃｐ２）を充電する態様によれば、浮遊容量を回路素子である共振コンデンサ（Ｃｐ２）として、有効利用できる。
【００４９】
［第２実施形態］
〈第２実施形態の構成〉
図１０は、本発明の第２実施形態によるＸ線画像診断装置１２０の回路構成図である。なお、以下の説明において、上述した第１実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
Ｘ線画像診断装置１２０は、高電圧装置１０２と、その負荷装置６としてのＸ線管６０２と、を備えている。そして、本実施形態における高電圧装置１０２は、第１実施形態のもの（図１参照）と同様に、平滑コンデンサＣｄｃと、高周波インバータ２と、トランス３と、共振コンデンサＣｐ２と、整流回路４と、制御装置５と、を備えている。さらに、本実施形態の高電圧装置１０２は、高周波インバータ２とトランス３との間に、電流Ｉｉｎｖを計測する電流検出回路７を備えている。
【００５０】
電流検出回路７は、電流Ｉｉｎｖの測定結果と、トリガ信号Ｔｒｇとを出力する。ここで、トリガ信号Ｔｒｇとは、環流モードにおいて電流Ｉｉｎｖが非ゼロ値であればハイレベルになり、それ以外の場合にロウレベルになる信号である。本実施形態の高電圧装置１０２では、電流検出回路７によって環流モードの開始および終了タイミングを検出することができる。従って、損失が小さくなる適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチングできる。そのため、以下に述べる動作にて詳述するように、ダイオードＤ１〜Ｄ４のリカバリによるスイッチング損失や、素子破壊のリスクを、一層低減することができる。
【００５１】
〈第２実施形態の動作〉
図１１および図１２は、第２実施形態における各状態の動作説明図である。また、図１３は、第２実施形態における各部の動作波形図である。本実施形態においても、制御装置５は、スイッチング素子Ｓ１とＳ４、スイッチング素子Ｓ２とＳ３を組とし、組となる２つのスイッチング素子をオン状態にすることによってＰＷＭ制御を実行する。但し、本実施形態においては、図１３に示すように、組となる２つのスイッチング素子のオン期間が非対称となる、非対称ＰＷＭ制御を適用する。
【００５２】
（状態ＭＫ１：ｔ30〜ｔ31）
図１１の状態ＭＫ１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は全てオフ状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。この状態ＭＫ１は、図１３において時刻ｔ20〜ｔ31の期間に対応する。状態ＭＫ１において、共振コンデンサＣｐ２（図１参照）には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として、電荷が充電されている。状態ＭＫ１において、スイッチング素子Ｓ１をオン状態にすると、状態はＭＫ２に遷移する。
【００５３】
（状態ＭＫ２：ｔ31〜ｔ32）
図１１に示すように、状態ＭＫ２では、スイッチング素子Ｓ１がオン状態であるため、共振コンデンサＣｐ２を電源として、ダイオードＤ３、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅの経路で電流Ｉｉｎｖが環流する。すなわち、環流モードの動作が実行される。電流検出回路７（図１０参照）は、時刻ｔ31において電流Ｉｉｎｖの立上りを検出すると、トリガ信号Ｔｒｇをハイレベルに立ち上げる。電流Ｉｉｎｖが環流すると、共振コンデンサＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として充電されていた電荷を、全て放電する。
【００５４】
その後、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が再度充電される。従って、図１３の時刻ｔ31〜ｔ32の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に負から正に反転する。その後、電流Ｉｉｎｖがゼロになると、電流検出回路７は、トリガ信号Ｔｒｇをロウレベルに立ち下げる。そして、制御装置５（図１０参照）がトリガ信号Ｔｒｇの立下りを検出すると、状態はＭＫ３に遷移する。
【００５５】
（状態ＭＫ３：ｔ32〜ｔ33）
図１１の状態ＭＫ３において、スイッチング素子Ｓ１はオン状態になっているが、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。そして、共振コンデンサＣｐ２は、端子ＴＡを正方向として充電された状態になっている。従って、図１３に示すように、状態ＭＫ３（時刻ｔ32〜ｔ33）においては、電圧ＶＣｐ２の極性は正になっている。状態ＭＫ３において、ゲート信号ＶＧ４を立ち上げ、スイッチング素子Ｓ４をオン状態に設定すると、状態はＭＫ４に遷移する。すなわち、状態がＭＫ３である期間（時刻ｔ32〜ｔ33）は、制御装置５がトリガ信号Ｔｒｇの立下りを検出した後、これに応じてゲート信号ＶＧ４を立ち上げるまでの、制御装置５内部の遅れ時間に相当する。
【００５６】
（状態ＭＫ４：ｔ33〜ｔ34）
図１１の状態ＭＫ４においては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であるため、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流Ｉｉｎｖが流れる。この状態ＭＫ４は、上述した第１実施形態の高圧モード（および比較例）における状態ＭＨ３に対応し、電流Ｉｉｎｖは、上述した式（２）で求められる。その際、図４の状態ＭＨ３と同様に、昇圧インダクタＬｅには、電源電圧Ｖｄｃとコンデンサ電圧Ｖｃｐとの差分が印加されるため、インバータ電流Ｉｉｎｖの傾きは、電源電圧Ｖｄｃのみが印加される場合と比較して緩やかになる。状態ＭＫ４において、スイッチング素子Ｓ４をオン状態に保ったままスイッチング素子Ｓ１をオフ状態にすると、状態はＭＫ５に遷移する。
【００５７】
（状態ＭＫ５：ｔ34〜ｔ35）
図１２の状態ＭＫ５においては、スイッチング素子Ｓ４のみがオン状態になっている。従って、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２の経路で電流Ｉｉｎｖが流れ、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーが共振コンデンサＣｐ２に供給される。そして、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が蓄積される。状態ＭＫ５において、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーがゼロになると、電流Ｉｉｎｖがゼロになり、状態はＭＫ６に遷移する。
【００５８】
（状態ＭＫ６：ｔ35〜ｔ36）
状態ＭＫ６では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうちＳ４のみがオン状態であり、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。そして、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が蓄積されている。従って、図１３に示すように、状態ＭＫ６（ｔ35〜ｔ36）においては、電圧ＶＣｐ２の極性は正になっている。この状態ＭＫ６において、スイッチング素子Ｓ４をオフ状態にすると、状態はＭＫ７に遷移する。
【００５９】
（状態ＭＫ７：ｔ36〜ｔ37）
図１２の状態ＭＫ７では、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態であり、電流Ｉｉｎｖはゼロになっている。状態ＭＫ７において、スイッチング素子Ｓ３をオン状態にすると、状態はＭＫ８に遷移する。
【００６０】
（状態ＭＫ８：ｔ37〜ｔ38）
図１２の状態ＭＫ８では、スイッチング素子Ｓ３のみがオン状態であり、共振コンデンサＣｐ２を電源として、昇圧インダクタＬｅ、ダイオードＤ１、スイッチング素子Ｓ３の経路で電流Ｉｉｎｖが環流する。すなわち、環流モードの動作が実行される。電流Ｉｉｎｖが環流すると、共振コンデンサＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として充電されていた電荷を、全て放電する。
【００６１】
その後、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として電荷が再度充電される。従って、図１３の時刻ｔ37〜ｔ38の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に正から負に反転する。その後、電流Ｉｉｎｖがゼロになると、電流検出回路７は、図１３の時刻ｔ38において、トリガ信号Ｔｒｇをロウレベルに立ち下げる。そして、制御装置５（図１０参照）が該トリガ信号Ｔｒｇの立下りを検出すると、高電圧装置１０２は、次の状態に遷移する。
【００６２】
（時刻ｔ38以降）
図１３の時刻ｔ38〜ｔ130の期間には、上述した状態ＭＫ３〜ＭＫ６の対称動作が実行される。この時刻ｔ30〜ｔ130の期間Ｔｆ１は、スイッチング周期Ｔｆに等しい。そして、これに続く時刻ｔ130〜ｔ230の期間Ｔｆ２が、次のスイッチング周期Ｔｆになる。これら期間Ｔｆ１，Ｔｆ２を比較すると、組となるスイッチング素子のオン／オフタイミングが入れ替わっている。すなわち、期間Ｔｆ２では、ゲート信号ＶＧ４は、ゲート信号ＶＧ１よりも先にハイレベルに立ち上がり、かつ、ゲート信号ＶＧ１よりも先にロウレベルに立ち下がっている。同様に、ゲート信号ＶＧ２は、ゲート信号ＶＧ３よりも先にハイレベルに立ち上がり、かつ、ゲート信号ＶＧ３よりも先にロウレベルに立ち下がっている。
【００６３】
換言すれば、本実施形態においては、スイッチング周期Ｔｆ毎に、環流モード（例えば状態ＭＫ２、ＭＫ８）にてオン状態にするスイッチング素子を入れ替えている。このように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を制御することにより、各スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失に起因する発熱を平均化することができる。従って、本実施形態によれば、環流モードにおいて特定のスイッチング素子のみを駆動する場合と比較して素子の故障率を低減することができる。
【００６４】
〈第２実施形態の効果〉
図７に示した例におけるゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４によれば、組となる二つのスイッチング素子（すなわちＳ１とＳ４、または、Ｓ２とＳ３）のターンオフタイミングは同一であり、ターンオンタイミングは異なっている。しかし、図示の例とは逆に、組となる二つのスイッチング素子のターンオンタイミングを同一にし、ターンオフタイミングを異ならせてもよい。このように、組となる２つのスイッチング素子のオン期間が非対称となる、非対称ＰＷＭ制御を適用することにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の電流ＩＱ１〜ＩＱ４がゼロ（またはゼロ付近）になった状態で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４スイッチング素子をターンオフさせることが可能になる。これにより、本実施形態によれば、第１実施形態と比較して、高電圧装置１０２を一層効率化することができる。
【００６５】
さらに本実施形態によれば、一次巻線（Ｎ１）に流れる電流を検出する電流検出回路（７）をさらに備え、電流検出回路（７）の検出結果に基づいて、環流機能または電力供給機能の実行タイミングを決定する。
これにより、適切なタイミングで環流機能または電力供給機能を実行でき、損失を一層少なくすることができる。
【００６６】
［第３実施形態］
〈第３実施形態の構成〉
次に、本発明の第３実施形態の高電圧装置について説明する。本実施形態の回路構成は、第１実施形態のもの（図１参照）と同様であり、負荷装置６に任意の直流電圧を印加するものである。なお、以下の説明において、上述した他の実施形態の各部に対応する部分には同一の符号を付し、その説明を省略する場合がある。
【００６７】
本実施形態においては、特に、負荷装置６に供給する出力電流が小さい軽負荷領域の高効率化を目的とし、高周波インバータ２を周期的に駆動・停止させる間欠制御を適用する。制御装置５は、出力電流が十分大きい場合は、高周波インバータ２の駆動周波数Ｆｓｗとして、所定の基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆを適用する。一方、制御装置５は、出力電流が小さい場合には、基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆよりも低い駆動周波数Ｆｓｗを適用し、低くすることで出力電力を制御する。
【００６８】
〈第２比較例〉
本実施形態の動作を説明する前に、間欠制御を行う第２比較例の内容について説明する。第２比較例の回路構成は、第１，第３実施形態のもの（図１参照）と同様である。
図１４〜図１６は、本比較例における各状態の動作説明図である。また、図１７は、本比較例における各部の動作波形図である。図１７において電流ＩＬｅ２は、二次巻線Ｎ２に流れる電流である。ここでは、高周波インバータ２の駆動周波数Ｆｓｗを基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆの概ね１／２にした場合の例について説明する。
【００６９】
（状態ＭＱ１：ｔ80〜ｔ81）
図１４の状態ＭＱ１において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は全てオフ状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。この状態ＭＱ１は、図１７において時刻ｔ80〜ｔ81の期間に対応する。状態ＭＱ１において、共振コンデンサＣｐ２（図１参照）には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として、電荷が充電されている。状態ＭＱ１において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン状態にすると、状態はＭＱ２に遷移する。
【００７０】
（状態ＭＱ２：ｔ81〜ｔ82）
図１４の状態ＭＱ２では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であるため、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流Ｉｉｎｖが流れる。このとき、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向とする極性を有する。状態ＭＱ２においてスイッチング素子Ｓ１をオフ状態にすると、状態はＭＱ３に遷移する。
【００７１】
（状態ＭＱ３：ｔ82〜ｔ83）
図１４に示すように、状態ＭＱ３においては、スイッチング素子Ｓ４のみがオン状態になっている。従って、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２の経路で電流Ｉｉｎｖが流れ、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーが共振コンデンサＣｐ２に供給される。そして、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が蓄積される。状態ＭＱ３において、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーがゼロになると、電流Ｉｉｎｖがゼロになり、状態はＭＱ４に遷移する。
【００７２】
（状態ＭＱ４：ｔ83〜ｔ84）
図１４に示すように、状態ＭＱ４においても、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうちＳ４のみがオン状態であり、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。そして、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が蓄積されている。従って、図１７に示すように、状態ＭＱ４（時刻ｔ83〜ｔ84）においては、電圧ＶＣｐ２の極性は正になっている。状態ＭＱ４において、トランス３（図１参照）に印加された電圧時間積が所定の値に到達すると、状態はＭＱ５に遷移する。
【００７３】
（状態ＭＱ５：ｔ84〜ｔ85）
図１５に示すように、状態ＭＱ５においても、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうちＳ４のみがオン状態であり、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。しかし、トランス３は、磁気飽和に起因して励磁インダクタンスＬｍが急激に小さくなるため、二次巻線Ｎ２には、トランス３のインダクタンスと共振コンデンサＣｐ２の容量で決まる共振電流が流れる。共振コンデンサＣｐ２は、一旦電荷を放電した後に、端子ＴＢを正方向として、再度電荷を蓄積する。従って、図１７の時刻ｔ84〜ｔ85の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に正から負に反転する。そして、端子ＴＢを正方向とする共振コンデンサＣｐ２の充電が完了すると、状態はＭＱ６に遷移する。
【００７４】
（状態ＭＱ６：ｔ85〜ｔ86）
図１５に示すように、状態ＭＱ６においても、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうちＳ４のみがオン状態であり、共振コンデンサＣｐ２を放電・充電する動作が行われる。すなわち、共振コンデンサＣｐ２を電源として、スイッチング素子Ｓ４、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅの経路で電流が流れる。状態ＭＱ６において、スイッチング素子Ｓ４をオフ状態にすると、状態はＭＱ７に遷移する。
【００７５】
（状態ＭＱ７：ｔ86〜ｔ87）
図１５に示すように、状態ＭＱ７においては、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態になっている。そして、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、ダイオードＤ３の経路で電流Ｉｉｎｖが流れる。状態ＭＱ７において、昇圧インダクタＬｅに蓄積されたエネルギーがゼロになると、電流Ｉｉｎｖがゼロになり、状態はＭＱ８に遷移する。
【００７６】
（状態ＭＱ８：ｔ87〜ｔ88）
図１５に示すように、状態ＭＱ８においては、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態になっており、高周波インバータに流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。そして、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が蓄積されている。従って、図１７に示すように、状態ＭＱ８（時刻ｔ87〜ｔ88）においては、電圧ＶＣｐ２の極性は正になっている。状態ＭＱ８においてトランス３（図１参照）が磁気飽和すると状態はＭＱ９に遷移する。
【００７７】
（状態ＭＱ９：ｔ88〜ｔ89）
図１６に示すように、状態ＭＱ９においても、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４はオフ状態であり、流れる電流Ｉｉｎｖはゼロである。しかし、トランス３は、磁気飽和に起因して励磁インダクタンスＬｍが急激に小さくなるため、二次巻線Ｎ２には、トランス３のインダクタンスと共振コンデンサＣｐ２の容量で決まる共振電流が流れる。共振コンデンサＣｐ２は、一旦電荷を放電した後に、端子ＴＢを正方向として、再度電荷を蓄積する。従って、図１７の時刻ｔ87〜ｔ88の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に正から負に反転する。そして、端子ＴＢを正方向とする共振コンデンサＣｐ２の充電が完了すると、状態はＭＱ１０に遷移する。
【００７８】
（状態ＭＱ１０：ｔ89〜ｔ90）
図１６に示すように、状態ＭＱ１０では、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。状態ＭＱ１０において、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として、電荷が充電されている。状態ＭＱ１０において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３をオン状態にすると、状態は、次の状態に遷移する。
【００７９】
（時刻ｔ90以降）
図１７において、状態ＭＱ１０が終了した時刻ｔ90以降は、状態ＭＱ２〜ＭＱ１０の対称動作が実行される。図１７に示す駆動周期Ｔｓｗは、上述した駆動周波数Ｆｓｗの逆数である。また、デッドタイム期間Ｔｄは、高周波インバータ２からトランス３（図１参照）への電力供給を休止する期間である。このように、図１７に示した例のように間欠制御を適用した場合には、主として状態ＭＱ１〜状態ＭＱ４および状態ＭＱ１０のタイミングを制御することによってデッドタイム期間Ｔｄを変更し、出力制御を行うことができる。第２比較例の装置のように、トランスの二次巻線Ｎ２と並列に共振コンデンサＣｐ２が接続された回路構成においては、デッドタイム期間Ｔｄの期間においても、トランス３は共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２が印加された励磁状態になる。
【００８０】
しかし、第２比較例の構成によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をスイッチングするタイミングによっては、トランス３に磁気飽和に起因した過大な電流が流れる可能性がある。トランス３の磁気飽和は、トランス３の巻数やコアの特性、負荷条件等、複合的な要因で決定されるため、磁気飽和のタイミングを事前に予測することは困難である。また、トランス３の巻数を多くすることによってコアの磁束密度を低減し、トランス３の磁気飽和を防止する手法も考えられる。しかし、この手法では、トランス３が大型化するという問題が生じる。
【００８１】
〈第３実施形態の動作〉
（制御プログラム）
次に、第３実施形態の動作を説明する。図１８は、本実施形態の制御装置５において実行される制御プログラムのフローチャートである。
図１８において処理が開始されると、ステップＳ３０１において、制御装置５（図１参照）は、図示せぬ上位装置から、出力電圧指令値Ｖｘｒｅｆと出力電流指令値Ｉｘｒｅｆとを受信する。ここで、出力電流指令値Ｉｘｒｅｆは、負荷装置６に流れる出力電流Ｉｘの指令値である。
【００８２】
次に、処理がステップＳ３０２に進むと、制御装置５は、出力電圧指令値Ｖｘｒｅｆ、出力電流指令値Ｉｘｒｅｆ、出力電圧Ｖｘおよび出力電流Ｉｘに基づいて、デューティ比ＤＦを演算する。
【００８３】
次に、処理がステップＳ３０３に進むと、制御装置５は、演算したデューティ比ＤＦに基づいて、高周波インバータ２の駆動周波数Ｆｓｗを演算する。例えば、演算したデューティ比ＤＦと、所定の閾値ＤＦｔｈとを比較し、デューティ比ＤＦが閾値ＤＦｔｈ以上である場合は、駆動周波数Ｆｓｗを基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆにするとよい。一方、デューティ比ＤＦが閾値ＤＦｔｈ未満である場合は、駆動周波数Ｆｓｗを基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆよりも低い値に設定するとよい。
【００８４】
次に、処理がステップＳ３０４に進むと、制御装置５は、駆動周波数Ｆｓｗが上述した基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆ未満であるか否かを判定する。ステップＳ３０４において「Ｎｏ」（Ｆｓｗ≧Ｆｓｗ＿ｒｅｆ）と判定されると、処理はステップＳ３０５に進み、制御装置５は、環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗをゼロに設定する。ここで、環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗとは、高周波インバータ２において電流Ｉｉｎｖが環流する際の周波数である。そして、環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗがゼロの場合とは、間欠制御を行わない場合（例えば第１実施形態と同様の動作を行う場合）である。
【００８５】
一方、ステップＳ３０４において「Ｙｅｓ」（Ｆｓｗ＜Ｆｓｗ＿ｒｅｆ）と判定されると、処理はステップＳ３０６に進み、制御装置５は、下式（３）〜（５）に基づいて、環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗを演算する。
α＝Ｆｓｗ＿ｒｅｆ／Ｆｓｗ                                  …式（３）
Ｔｄ＿ｓｗ＝（１／Ｆｓｗ−１／Ｆｓｗ＿ｒｅｆ）／２          …式（４）
Ｆｄ＿ｓｗ＝１／（Ｔｄ＿ｓｗ／Ａ）                          …式（５）
【００８６】
ここで、「Ｆｓｗ＜Ｆｓｗ＿ｒｅｆ」という条件により、式（３）における値αは１以上の実数になる。従って、「Ｎ−１＜α≦Ｎ」を満たす「２」以上の自然数Ｎは一意に求まる。式（５）における交番数Ａは、「Ａ＝Ｎ−１」によって求まる、「１」以上の自然数である。
【００８７】
ステップＳ３０５またはＳ３０６の処理が終了すると、処理はステップＳ３０７に進む。ここでは、制御装置５は、駆動周波数Ｆｓｗ、デューティ比ＤＦ、および環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗに基づいて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を駆動するためのゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４のパターンを決定する。以上により、本プログラムの処理が終了する。それ以降、制御装置５は、ステップＳ３０７において決定したパターンに従って、ゲート信号ＶＧ１〜ＶＧ４を繰り返し出力する。
【００８８】
図１９〜図２１は、第３実施形態において、環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗが非ゼロ値である場合の各状態の動作説明図である。但し、環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗ＝０である場合の各部の波形は、上述したように、第１実施形態のものと同様になる。また、図２２は、第３実施形態における各部の動作波形図である。これらの図に示す例は、高周波インバータ２の駆動周波数Ｆｓｗを基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆの概ね１／２に設定した場合の例である。
【００８９】
（状態ＭＰ１：ｔ40〜ｔ41）
図１９において、状態ＭＰ１では、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。このとき、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢ（図１参照）を正方向として電荷が充電されている。状態ＭＰ１において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を同時にオン状態にすると、状態はＭＰ２に遷移する。
【００９０】
（状態ＭＰ２：ｔ41〜ｔ42）
図１９において、状態ＭＰ２ではスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態であるため、スイッチング素子Ｓ１、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が流れる。状態ＭＰ２においてスイッチング素子Ｓ１をオフ状態にすると、状態はＭＰ３に遷移する。
【００９１】
（状態ＭＰ３：ｔ42〜ｔ43）
図１９において、状態ＭＰ３ではスイッチング素子Ｓ４のみがオン状態であるため、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が環流する。その際、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡが正方向になる。この状態ＭＰ３において、昇圧インダクタＬｅのエネルギーがゼロになると、状態はＭＰ４に遷移する。
【００９２】
（状態ＭＰ４：ｔ43〜ｔ44）
図１９において、状態ＭＰ４では、引き続いてスイッチング素子Ｓ４のみがオン状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。その際においても、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡが正方向になる。状態ＭＰ４において、スイッチング素子Ｓ４をオフ状態にすると、状態はＭＰ５に遷移する。
【００９３】
（状態ＭＰ５：ｔ44〜ｔ45）
図２０において、状態ＭＰ５では、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。その際においても、共振コンデンサＣｐ２の電圧ＶＣｐ２は、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡが正方向になる。状態ＭＰ５においてスイッチング素子Ｓ２をオン状態にすると、状態はＭＰ６に遷移する。
【００９４】
（状態ＭＰ６：ｔ45〜ｔ46）
図２０において、状態ＭＰ６では、スイッチング素子Ｓ２がオン状態であり、共振コンデンサＣｐ２を電源として、ダイオードＤ４、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の順で電流が環流する。すなわち、環流モードの動作が実行される。その際、共振コンデンサＣｐ２は、一旦電荷を放電した後に、端子ＴＢを正方向として、再度電荷を蓄積する。従って、図１９の時刻ｔ45〜ｔ46の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に正から負に反転する。そして、端子ＴＢを正方向とする共振コンデンサＣｐ２の充電が完了すると、状態はＭＰ７に遷移する。
【００９５】
（状態ＭＰ７：ｔ46〜ｔ47）
図２０において、状態ＭＰ７では、スイッチング素子Ｓ２がオン状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。このとき、共振コンデンサＣｐ２には、上述の状態ＭＰ６に引き続いて、二次巻線Ｎ２の端子ＴＢを正方向として電荷が蓄積されている。状態ＭＰ７において、スイッチング素子Ｓ２をオフ状態にすると同時にスイッチング素子Ｓ４をオン状態にすると、状態はＭＰ８に遷移する。
【００９６】
（状態ＭＰ８：ｔ47〜ｔ48）
図２０において、状態ＭＰ８では、スイッチング素子Ｓ４がオン状態であり、共振コンデンサＣｐ２を電源として、ダイオードＤ２、昇圧インダクタＬｅ、共振コンデンサＣｐ２、スイッチング素子Ｓ４の経路で電流が環流する。すなわち、環流モードの動作が実行される。その際、共振コンデンサＣｐ２は、一旦電荷を放電した後に、端子ＴＡを正方向として、再度電荷を蓄積する。従って、図１９の時刻ｔ47〜ｔ48の電圧ＶＣｐ２の波形に示すように、電圧ＶＣｐ２の極性は、同期間内に負から正に反転する。そして、端子ＴＡを正方向とする共振コンデンサＣｐ２の充電が完了すると、状態はＭＰ９に遷移する。
【００９７】
（状態ＭＰ９：ｔ48〜ｔ49）
図２１の状態ＭＰ９では、スイッチング素子Ｓ４がオン状態であり、高周波インバータには電流が流れていない。このとき、共振コンデンサＣｐ２には、二次巻線Ｎ２の端子ＴＡを正方向として電荷が蓄積されている。状態ＭＰ９において、スイッチング素子Ｓ４をオフ状態にすると、状態はＭＰ１０に遷移する。
【００９８】
（状態ＭＰ１０：ｔ49〜ｔ50）
図２１の状態ＭＰ１０では、全てのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオフ状態になっており、高周波インバータには電流が流れていない。状態ＭＰ１０において、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態になると、状態はＭＰ１１に遷移する。
【００９９】
（状態ＭＰ１１：ｔ50〜ｔ51）
図２１の状態ＭＰ１１においては、状態ＭＰ２の対称動作が実行される。すなわち、状態ＭＰ１１においてはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態であり、スイッチング素子Ｓ３、共振コンデンサＣｐ２、昇圧インダクタＬｅ、スイッチング素子Ｓ２の経路で電流が流れる。状態ＭＰ１１において、スイッチング素子Ｓ３をオフ状態にすると、次の状態に遷移する。
【０１００】
（時刻ｔ51以降）
図２２の時刻ｔ51以降の期間には、状態ＭＰ４〜状態ＭＰ９の対称動作が実行される。以降、状態ＭＰ１〜状態ＭＰ９またはこれらの対称動作が繰り返される。
このように本実施形態によれば、間欠制御を行うにあたって、デッドタイム期間中に、電圧ＶＣｐ２の極性を切り替える環流モード（状態ＭＰ６，ＭＰ８）を設けている。これにより、トランス３の磁気飽和を防止することができ、磁気飽和に起因する高周波インバータ２の過電流を防止することができ、導通損失およびスイッチング損失を低減し、高電圧装置１０１の高効率化を図ることができる。
【０１０１】
図２２において、状態ＭＰ６〜状態ＭＰ９の期間が、式（４）における環流モード期間Ｔｄ＿ｓｗになる。本実施形態によれば、式（５）に示したように、デッドタイム期間Ｔｄの時間長に応じて環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗ（および環流モード期間Ｔｄ＿ｓｗ）を設定できる。
【０１０２】
図２３は、第３実施形態における他の動作波形図である。図示の例は、高周波インバータ２の駆動周波数Ｆｓｗを基本周波数Ｆｓｗ＿ｒｅｆの概ね１／４に設定した場合の例である。この場合、式（５）における交番数Ａは、「２」になる。
図２３において、時刻ｔ140〜ｔ149の各波形は、図１９の時刻ｔ40〜ｔ49の各波形と同様である。また、時刻ｔ156〜ｔ159の波形は、時刻ｔ146〜ｔ149の各波形と同様である。また、時刻ｔ159〜ｔ161の波形は、図１９の時刻ｔ49〜ｔ51の各波形と同様である。すなわち、図示の例において、時刻ｔ145〜ｔ159の環流モード期間Ｔｄ＿ｓｗ内で、ゲート信号ＶＧ２，ＶＧ４が２回ずつ立上っている。これに伴い、環流モード周期Ｔｄ＿ｓｗ内で、電圧ＶＣｐ２の極性が４回切り替わっている。
【０１０３】
このように、本実施形態によれば、デッドタイム期間Ｔｄの時間長に応じて環流モード周期Ｔｄ＿ｓｗ、交番数Ａおよび環流モード周波数Ｆｄ＿ｓｗを設定することができる。これにより、トランス３の磁気飽和を防止しながら、高周波インバータ２を任意の周波数で駆動することができる。
【０１０４】
〈第３実施形態の効果〉
以上のように、本実施形態によれば、制御装置（５）は、第１のスイッチング素子（Ｓ１）および第４のスイッチング素子（Ｓ４）のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にし、または、第２のスイッチング素子（Ｓ２）および第３のスイッチング素子（Ｓ３）のうち一方をオン状態にし他方をオフ状態にすることによって電流を環流させる第１の環流機能（ＭＰ６）と、第１のスイッチング素子（Ｓ１）および第４のスイッチング素子（Ｓ４）のオン／オフ状態、または第２のスイッチング素子（Ｓ２）および第３のスイッチング素子（Ｓ３）のオン／オフ状態を、第１の環流機能（ＭＰ６）とは逆にして電流を環流させる第２の環流機能（ＭＰ８）と、を有し、第１の環流機能（ＭＰ６）と、第２の環流機能（ＭＰ８）とを交互に実行する。
これにより、トランス（３）の磁気飽和を防止しながら、スイッチング回路（２）を幅広い周波数で駆動することができる。
【０１０５】
［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
【０１０６】
（１）図７〜図９に示した例においては、状態ＭＬ２においてスイッチング素子Ｓ１をオン状態とし、状態ＭＬ７においてスイッチング素子Ｓ３をオン状態にしているが、状態ＭＬ２においてスイッチング素子Ｓ４をオン状態とし、状態ＭＬ７においてスイッチング素子Ｓ２をオン状態にしてもよい。
【０１０７】
（２）上記各実施形態においては、整流回路４としてコッククロフト・ウォルトン回路を適用したが、整流回路４として、他の種々の方式を適用することができる。例えば、整流回路４は、対称型コッククロフト・ウォルトン回路、全波整流回路、または倍電圧整流回路であってもよい。
【０１０８】
（３）上記各実施形態において、環流モード（例えば図７の状態ＭＬ２、図８の状態ＭＬ７）ではスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のうち１個のスイッチング素子のみをオン状態にしたが、上側アームのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３のうち何れかをオン状態にするときは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３を共にオン状態にしてもよい。同様に、下側アームのスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のうち何れかをオン状態にするときは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共にオン状態にしてもよい。
【０１０９】
（４）上記実施形態における制御装置５のハードウエアは一般的なコンピュータによって実現できるため、図６，図１８に示したフローチャートに係るプログラム等を記憶媒体に格納し、または伝送路を介して頒布してもよい。
【０１１０】
（５）図６，図１８に示した処理は、上記実施形態ではプログラムを用いたソフトウエア的な処理として説明したが、その一部または全部をＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、あるいはＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Array)等を用いたハードウエア的な処理に置き換えてもよい。
【０１１１】
（６）また、各実施形態の高電圧装置１０１，１０２は、第２実施形態のＸ線画像診断装置１２０のみならず、通信機器、工業機械等、種々の電気機器に適用することができる。これにより、これらの電気機器においては、その用途に応じて優れた性能を発揮できる。
【符号の説明】
【０１１２】
１  直流電源（直流電源）
２  高周波インバータ（スイッチング回路）
３  トランス
４  整流回路
５  制御装置
６  負荷装置
７  電流検出回路
１０１，１０２  高電圧装置（高電圧装置）
１２０  Ｘ線画像診断装置
６０２  Ｘ線管
Ｃｐ２  共振コンデンサ
ＭＬ４  状態（電力供給機能）
Ｎ１  一次巻線
Ｎ２  二次巻線
Ｓ１〜Ｓ４  スイッチング素子（第１〜第４のスイッチング素子）
Ｖｘ  出力電圧
【図１】
2020068643.tif 000003
【図２】
2020068643.tif 000004
【図３】
2020068643.tif 000005
【図４】
2020068643.tif 000006
【図５】
2020068643.tif 000007
【図６】
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【図７】
2020068643.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
2020068643.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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