(57)【要約】【課題】入力電圧が変動する場合においても、安定した出力電力を得ることが可能な共振インバータ装置を提供する。【解決手段】放電負荷６に対して交流高電圧Ｖoutを供給する共振インバータ装置１は、直流電圧電源Ｂと、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を用いて直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路２と、交流電圧を昇圧して交流高電圧を発生させるトランス３と、インバータ回路２へ入力される直流電圧値Ｖinを検出する直流電圧検出部４１と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ動作させるための駆動パルスを生成する制御部５とを備える。制御部５は、駆動パルスを位相角制御する位相角制御部５１を有し、検出される直流電圧値Ｖinが基準値よりも大きいときに、直流電圧値Ｖinの大きさに応じて、基準となるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対する他のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の位相角θを設定する。【選択図】図１
2020124050.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電負荷（６）に対して交流高電圧（Ｖout）を供給する共振インバータ装置（１）であって、
直流電圧を出力する直流電圧電源（Ｂ）と、
複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のオンオフ動作により、上記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路（２）と、
上記交流電圧を昇圧して、上記交流高電圧を発生させるトランス（３）と、
上記直流電圧電源から上記インバータ回路へ入力される直流電圧値（Ｖin）を検出する直流電圧検出部（４１）と、
上記スイッチング素子をオンオフ動作させるための駆動パルスを生成する制御部（５）と、を備え、
上記制御部は、上記駆動パルスを位相角制御する位相角制御部（５１）を有しており、上記位相角制御部は、上記直流電圧検出部で検出される上記直流電圧値が基準値よりも大きいときに、上記直流電圧値の大きさに応じて、基準となる上記スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）に対する他の上記スイッチング素子（Ｑ３、Ｑ４）のスイッチング位相角（θ）を設定する、共振インバータ装置。
【請求項２】
上記インバータ回路は、それぞれが一対の上記スイッチング素子を含む第１アーム（２１）と第２アーム（２２）とを並列に接続して構成されると共に、上記トランスの一次コイル（３１）の両端に上記第１アーム及び上記第２アームの中点（２１Ａ、２２Ａ）が接続されており、
上記制御部は、１つの制御周期において、上記第１アームと上記第２アームとを交互にオンオフすると共に、各アームの一対の上記スイッチング素子の一方がオンであるときに他方がオフとなるように上記駆動パルスを生成し、
上記位相角制御部は、基準となる上記第１アーム（２１）へ出力される上記駆動パルスに対して、上記第２アーム（２２）へ出力される上記駆動パルスの遅角側へのシフト量を上記スイッチング位相角とする、請求項１に記載の共振インバータ装置。
【請求項３】
上記直流電圧電源は、車載用バッテリであり、
上記位相角制御部は、制御周期毎に設定される上記スイッチング位相角を、上記直流電圧値に基づいてフィードフォワード制御する、請求項２に記載の共振インバータ装置。
【請求項４】
上記制御部は、上記インバータ回路への入力電力の目標値である目標入力電力（Ｐref*）に基づいて、上記駆動パルスのスイッチング周波数（ｆ）を設定する周波数制御部（５２）を、さらに備える、請求項１〜３のいずれか１項に記載の共振インバータ装置。
【請求項５】
上記周波数制御部は、上記目標入力電力が、上記放電負荷に放電を発生可能な入力電力（Ｐin）の下限値である放電開始電力（Ｐfs）以上となるように、上記スイッチング周波数を設定する、請求項４に記載の共振インバータ装置。
【請求項６】
上記制御部は、
上記目標入力電力が上記放電開始電力以上であるときには、上記インバータ回路を連続駆動して、上記放電負荷に連続的に放電を発生させる連続モードと、
上記目標入力電力が上記放電開始電力未満であるときには、上記インバータ回路を駆動する放電期間と上記インバータ回路を駆動しない停止期間とを交互に行い、上記放電負荷に間欠的に放電を発生させる間欠モードと、を有する、請求項５に記載の共振インバータ装置。
【請求項７】
上記制御部は、上記間欠モードであるときに、上記放電期間と上記停止期間とを合わせた期間である間欠周期（Ｔburst）に対する上記放電期間の割合（Ｔdis／Ｔburst）である間欠率（ｂ）を設定する間欠率制御部（５３）を、さらに備える、請求項６に記載の共振インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放電負荷に放電を発生させるための共振インバータ装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、車両に搭載される放電発生装置等の放電負荷に対して、交流電圧を供給するために共振インバータ装置が用いられる。このような用途において、車両用の共振インバータ装置は、一般に、バッテリ電源からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、交流電圧を昇圧して放電負荷へ出力するトランスと、インバータ回路からトランスへの出力を制御するための制御部と、を備えている。共振インバータ装置では、放電負荷への出力電圧を安定に制御することが要求される。
【０００３】
特許文献１には、商用電源から入力する電圧を全波整流した後、昇圧、降圧又は昇降圧するコンバータを前段に備え、後段に共振回路を配置して、制御回路で出力電圧を制御する電圧共振型のインバータ装置が開示されている。共振回路は、コンバータにて生成された電圧を入力源として、トランスに励磁エネルギを印加し、容量性の出力負荷とトランスの出力インダクタンスを共振させる。制御回路は、例えば、出力電圧のピーク電圧を検出して状態信号とし、共振出力が一定になるように、コンバータの制御信号へフィードバックさせて、生成される入力源の電圧を上下に変化させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１７−０８５７９３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来のインバータ装置は、商用の交流電源を用いて、プラズマ処理装置等に供給される交流高電圧を出力する装置として構成されている。一方、このような装置を、車載機器に適用した場合には、電源となる車載用のバッテリ電圧が変動しやすいため、一定電圧の入力を前提とする従来の入力電圧制御は、正常に機能しない。すなわち、出力電圧の検出信号に基づいてコンバータをスイッチング制御しても、バッテリ電圧が変動している状態では、その影響で制御遅れ等が生じ、目的とする効果が得られない。
【０００６】
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、電源から入力する電圧が変動する場合においても、安定した出力電力を得ることが可能な共振インバータ装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様は、
放電負荷（６）に対して交流高電圧（Ｖout）を供給する共振インバータ装置（１）であって、
直流電圧を出力する直流電圧電源（Ｂ）と、
複数のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）のオンオフ動作により、上記直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路（２）と、
上記交流電圧を昇圧して、上記交流高電圧を発生させるトランス（３）と、
上記直流電圧電源から上記インバータ回路へ入力される直流電圧値（Ｖin）を検出する直流電圧検出部（４１）と、
上記スイッチング素子をオンオフ動作させるための駆動パルスを生成する制御部（５）と、を備え、
上記制御部は、上記駆動パルスを位相角制御する位相角制御部（５１）を有しており、上記位相角制御部は、上記直流電圧検出部で検出される上記直流電圧値が基準値よりも大きいときに、上記直流電圧値の大きさに応じて、基準となる上記スイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）に対する他の上記スイッチング素子（Ｑ３、Ｑ４）のスイッチング位相角（θ）を設定する、共振インバータ装置にある。
【発明の効果】
【０００８】
上記構成の共振インバータ装置において、直流電圧電源からインバータ回路へ入力される直流電圧は、複数のスイッチング素子のオンオフ動作により交流電圧に変換され、さらにトランスによって昇圧された交流高電圧として、放電負荷へ供給される。ここで、例えば、車載機器に適用された場合には、車両用の直流電圧電源からインバータ回路へ入力する直流電圧値が、補機動作等に伴い変動するが、制御部が複数のスイッチング素子の駆動パルスを位相角制御することで、出力変動を抑制可能となる。すなわち、基準となる電圧値からの変動の大きさに応じて、基準となる駆動パルスに対するスイッチング位相角を設定することで、放電負荷への出力電圧のピーク値を一定にし、入力電圧上昇時の出力電圧上昇を抑制することができる。
【０００９】
以上のごとく、上記態様によれば、入力電圧の変動に対して安定した出力電力を得ることが可能な共振インバータ装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施形態１における、共振インバータ装置の全体概略構成図。
【図２】実施形態１における、共振インバータ装置による制御の概要を示す回路図。
【図３】実施形態１における、共振インバータ装置による周波数制御及び位相角制御の概要を示す回路図。
【図４】実施形態１における、共振インバータ装置による位相角制御の概要を説明するための図。
【図５】実施形態１における、制御部にて実施される駆動パルス生成処理のフローチャート図。
【図６】実施形態１における、共振インバータ装置の位相角制御の有無による効果を説明するための図。
【図７】実施形態１における、共振インバータ装置による位相角制御を説明するためのタイムチャート図。
【図８】実施形態１における、共振インバータ装置による周波数制御を説明するためのタイムチャート図。
【図９】実施形態１における、共振インバータ装置に接続される放電負荷の温度特性又は経時変化へ対応した位相角の補正方法を説明するための図で、ＳＷ周波数又はＳＷ位相角と入力電力との関係を示す図。
【図１０】実施形態１における、スイッチング素子のゲート波形と電流・電圧特性を、比較形態１と比較して示す図。
【図１１】実施形態１における、共振インバータ装置の位相角制御有の場合のスイッチング動作を説明するための図。
【図１２】比較形態１における、共振インバータ装置の全体概略構成図。
【図１３】比較形態１における、共振インバータ装置の位相角制御無の場合のスイッチング動作を説明するための図。
【図１４】試験例１における、位相角制御に用いられるＳＷ位相角制御マップの一例を示す図。
【図１５】試験例１における、実施形態１の共振インバータ装置による位相角制御のスイッチング動作波形を示す図。
【図１６】試験例１における、比較形態１の共振インバータ装置による位相角制御のスイッチング動作波形を示す図。
【図１７】実施形態１における、ＳＷ位相角制御マップの他の例を示す図。
【図１８】試験例１における、共振インバータ装置のフィードフォワード制御の有無によるスイッチング動作波形の違いを示す図。
【図１９】実施形態２における、共振インバータ装置の全体概略構成図。
【図２０】実施形態２における、共振インバータ装置による制御の概要を説明するための図で、入力電力及び出力電圧と周波数との関係を示す特性図。
【図２１】実施形態２における、共振インバータ装置の間欠モードでの入力電力及び出力電圧と周波数との関係を示す特性図。
【図２２】実施形態３における、共振インバータ装置の全体概略構成図。
【図２３】実施形態３における、共振インバータ装置の制御部にて実施される駆動パルス生成処理のフローチャート図。
【図２４】実施形態３における、共振インバータ装置による間欠率制御の概要を説明するための図で、間欠モードでの出力電力とゲート電圧の波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（実施形態１）
共振インバータ装置に係る実施形態１について、図１〜図１１を参照して説明する。
図１に示すように、本形態の共振インバータ装置１は、直流電圧電源（以下、適宜、電源と略称する）Ｂと、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を有するインバータ回路２と、トランス３と、直流電圧検出部４１と、制御部５とを備えている。共振インバータ装置１は、制御部５によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動を制御し、放電負荷６に対して、所定の交流高電圧を供給する。
【００１２】
具体的には、制御部５は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ動作させるための駆動パルスを生成する。電源Ｂから出力される直流電圧は、インバータ回路２にて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ動作させることにより、交流電圧に変換される。インバータ回路２から出力される交流電圧は、トランス３において昇圧され、所定の交流高電圧（以下、適宜、出力電圧と略称する）Ｖoutとして、放電負荷６へ出力される。これにより、放電負荷６に放電が発生する。
【００１３】
その放電を制御するために、直流電圧検出部４１は、電源Ｂからインバータ回路２へ入力される直流電圧値（以下、適宜、入力電圧と略称する）Ｖinを検出する。
また、制御部５には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスを位相角制御する位相角制御部５１が設けられる。位相角制御部５１は、直流電圧検出部４１で検出される入力電圧Ｖinが基準値よりも大きいときに、入力電圧Ｖinの大きさに応じて、基準となるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対する他のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチング位相角（以下、ＳＷ位相角と略称する）θを設定する。
これにより、入力電圧Ｖinの変動に対して、安定した出力電圧Ｖoutを得ることが可能になる。
【００１４】
インバータ回路２は、第１アーム２１と第２アーム２２とを並列に接続して構成されている。第１アーム２１は、一対のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ２を、第２アーム２２は、一対のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ４を、それぞれ含む。また、第１アーム２１の中点２１Ａと第２アーム２２の中点２２Ａとは、それぞれ、トランス３の一次コイル３１の両端に接続されている（例えば、図２参照）。
【００１５】
このとき、制御部５は、１つの制御周期において、第１アーム２１と第２アーム２２とを交互にオンオフすると共に、各アーム２１、２２の一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２又は一対のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４について、それぞれ、その一方がオンであるときに他方がオフとなるように駆動パルスを生成する。位相角制御部５１は、基準となる第１アーム２１へ出力される駆動パルスに対して、第２アーム２２へ出力される駆動パルスの遅角側へのシフト量を、スイッチング位相角θとする。
【００１６】
好適には、電源Ｂは、車載用バッテリであり、位相角制御部５１は、制御周期毎に設定されるＳＷ位相角θを、入力電圧Ｖinに基づいてフィードフォワード制御することが望ましい。
【００１７】
また、制御部５は、インバータ回路２への入力電力Ｐinの目標値である目標入力電力Ｐref*に基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に供給される駆動パルスのスイッチング周波数（以下、ＳＷ周波数と略称する）ｆを設定する周波数制御部５２を、さらに備えることが望ましい。
【００１８】
以下、本形態の共振インバータ装置１について、詳述する。
図１において、共振インバータ装置１は、例えば、車両に搭載されて、放電負荷６である放電リアクタを主要部とするオゾナイザ等に適用される、車載用共振インバータ装置として用いられる。共振インバータ装置１は、放電リアクタに対して、交流高電圧を供給すし、オゾナイザは、放電リアクタにて発生させたオゾンを用いて、図示しない車両のエンジンから排出される排ガスを改質するよう構成される。
【００１９】
共振インバータ装置１は、例えば、車載用バッテリである電源Ｂの直流電圧を、インバータ回路２に入力して、所定の交流電圧に変換し、トランス３へ供給する。電源Ｂとインバータ回路２との間には、直流電圧検出部４１と直流電流検出部４２とを含む電力測定部４が配置される。制御部５は、これら検出部４１、４２からの検出信号と、図示しない外部の制御装置からの指令電力信号に基づいて、インバータ回路２の駆動を制御し、トランス３に交流高電圧を発生させて、放電負荷６へ供給する。
【００２０】
インバータ回路２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、電源Ｂの正極線１１と負極線１２の間に配置され、互いに並列に接続される第１アーム２１と第２アーム２２を形成する。第１アーム２１は、直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２からなり、第２アーム２２は、直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４からなる。
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、例えば、図示する金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のパワー素子とダイオードとを組み合わせて構成される。ダイオードは、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して逆並列に接続される。
【００２１】
トランス３は、例えば、図２に示すように、一次コイル３１と二次コイル３２とを磁気結合させた公知の構成を有し、インバータ回路２からの交流電圧を昇圧して、所定の交流高電圧を発生させる。このとき、一次コイル３１の巻線数ｎ１と二次コイル３２の巻線数ｎ２は、ｎ１＜ｎ２に設定され、これらの巻数比に応じた昇圧効果が得られる。また、二次コイル３２を流れる二次電流Ｉ2は、放電負荷６の静電容量Ｃと、漏れインダクタンスＬとによって決定される共振周波数ｆr（＝１／２π√ＬＣ）で共振する。そのため、トランス３の巻数比による昇圧効果と、共振による昇圧効果とが重畳し、高い二次電圧Ｖ2が発生する。
【００２２】
なお、一次コイル３１の正極端子には、第２アーム２２の中点２２Ａが接続され、負極端子には、第１アーム２１の中点２１Ａが接続される。これにより、第１アーム２１と第２アーム２２を交互にスイッチング動作させることで、一次コイル３１に逆方向の電流が流れる。また、電力測定部４とインバータ回路２の間に、平滑化のためのフィルタコンデンサ１３を配置することもできる。
【００２３】
電力測定部４は、インバータ回路２の入力側において、電源Ｂの正極線１１と負極線１２との間に配置される直流電圧検出部４１と、負極線１２の途中に配置される直流電流検出部４２とを有する。電力測定部４は、直流電圧検出部４１により、インバータ回路２への入力電圧Ｖinを検出すると共に、直流電流検出部４２にて入力電流Ｉinを検出する。これら検出結果は、制御部５へ送信され、掛算部４０において、入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinを乗算して入力電力Ｐinが算出される。
なお、ここでは、直流電流検出部４２を負極線１２側に配置したが、正極線１１側に配置されてもよい。
【００２４】
また、制御部５には、変換演算部１０から目標入力電力Ｐref*が入力される。変換演算部１０には、図示しない外部制御装置から目標出力電力（すなわち、指令電力）Ｐo*が入力されており、例えば、変換演算部１０において、インバータ回路２の回路効率を算出し、目標出力電力Ｐo*を回路効率で除算した値を、目標入力電力Ｐref*とすることができる。
【００２５】
制御部５は、インバータ回路２を構成する複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動パルスを生成し、所定のタイミングで、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ動作させる。制御部５は、ＳＷ位相角θを制御するための位相角制御部５１と、ＳＷ周波数ｆを制御するための周波数制御部５２とを有する。位相角制御部５１には、直流電圧検出部４１から入力電圧Ｖinが随時入力され、また、周波数制御部５２には、掛算部４０から入力電力Ｐinが随時入力される。
【００２６】
具体的には、図２に示すように、入力電圧Ｖinは、電源Ｂのバッテリ電圧と同等であり、電源Ｂに接続される図示しない補機等の影響で変動する（例えば、１０Ｖ〜１６Ｖ）。このとき、位相角制御部５１は、予め知られる入力電圧ＶinとＳＷ位相角θとの関係に基づいて、入力電圧Ｖinが基準値よりも大きいときに、検出される入力電圧Ｖinを用いてＳＷ位相角θを設定する。基準値は、例えば、想定されるバッテリ電圧範囲の下限値（例えば、１０Ｖ）であり、ＳＷ位相角θは、例えば、入力電圧Ｖinが大きくなるほど、ＳＷ位相角θが大きくなるように設定される。
【００２７】
後述するように、位相角制御に際しては、入力電圧Ｖinの変動の影響が抑制されるように、フィードフォワード制御を行うことが望ましい。また、基準値は、想定されるバッテリ電圧範囲の下限値に限らず、下限値よりも大きい所定の値（例えば、バッテリ電圧の標準値：１２Ｖ）等、任意に設定することができる。
【００２８】
また、周波数制御部５２は、例えば、入力電力Ｐinと目標入力電力Ｐref*との比較結果に基づいて、電力測定部４からの入力電力Ｐinが目標入力電力Ｐref*に近づくように、ＳＷ周波数ｆのフィードバック制御を行うことができる。
制御部５は、このようにして得られたＳＷ位相角θとＳＷ周波数ｆとに基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動を制御する。制御部５には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するための駆動パルスを生成するパルス生成部５３が設けられる。
【００２９】
次に、制御部５によるスイッチング制御について、より詳細に説明する。
図３下図に示すように、インバータ回路２の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートには、所定の駆動パルスが入力されて、そのオンオフが制御される。駆動パルスは、所定のＳＷ周波数ｆを有しており、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートに供給される駆動パルスと、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のゲートに供給される駆動パルスとは、所定のＳＷ位相角θを有する。制御部５は、周波数制御部５２において、入力電力Ｐinが目標入力電力Ｐref*となるように、ＳＷ周波数ｆを設定する。また、位相角制御部５１において、第１アーム２１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動パルスを基準として、第２アーム２２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の駆動パルスを遅角させるように、入力電圧Ｖinに応じてＳＷ位相角θを設定する。
【００３０】
図３上図に示すように、入力電力ＰinとＳＷ周波数ｆとの関係は、入力電圧Ｖinに応じて変化する。例えば、入力電圧Ｖinが１６Ｖから（すなわち、図中に点線で示す）、１０Ｖに低減すると（すなわち、図中に実線で示す）、入力電圧Ｖinのピーク値が低下し、目標入力電力Ｐref*に対応するＳＷ周波数ｆが変化する。
したがって、周波数制御部５２において、入力電力Ｐinと目標入力電力Ｐref*とを比較し、その比較結果に基づいてＳＷ周波数ｆのフィードバック制御を行うことで、目標入力電力Ｐref*に近づけることができる。
【００３１】
また、図４に示すように、入力電圧Ｖinに応じて出力電圧Ｖoutのピーク値が変動する。例えば、第１アーム２１と第２アーム２２の駆動パルスが位相差を有しない場合（すなわち、θ＝０deg）に、入力電圧Ｖinが１０Ｖから１６Ｖの間で変化するとき、入力電圧Ｖinが大きいほど出力電圧Ｖoutのピーク値が大きくなる。
したがって、位相角制御部５１において、入力電圧Ｖinに基づいてＳＷ位相角θを設定し、第１アーム２１と第２アーム２２の駆動パルスに位相差を設けることで、出力電圧Ｖoutのピーク値を調整可能となる。具体的には、第１アーム２１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動パルスに対して、第２アーム２２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の駆動パルスが遅角側へシフトし、入力電圧Ｖinが大きいほどＳＷ位相角θが大きくなるように、ＳＷ位相角θが設定される。
【００３２】
このとき、図３下図に示すスイッチングモードで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンオフ駆動され、ＳＷ位相角θの大きさに応じて、スイッチングモードＭ１〜４に対応する期間Ｔ１〜Ｔ４が変化することで、出力電圧Ｖoutのピーク値が変化する。これにより、入力電圧Ｖinの変動が打ち消され、出力電圧Ｖoutが一定となるように制御される。
スイッチングモードは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとなるモードＭ１、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４がオンとなるモードＭ２、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとなるモードＭ３、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとなるモードＭ４であり、この順に繰り返される。
【００３３】
第１アーム２１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と第２アーム２２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とは、同じスイッチング周波数、同じデューティで駆動される。デューティは、１つの制御周期におけるオン期間の比率（すなわち、オン期間／オン期間＋オフ期間）であり、一定値（例えば、デューティ＝０．５）とする。第１アーム２１の２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、第２アーム２２の２つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、それぞれ一方がオンのとき他方がオフとなるようになっている。
【００３４】
このように、周波数制御部５２によるフィードバック制御に加え、位相角制御部５１によるフィードフォワード制御を行うことによって、インバータ２への入力電圧Ｖinの変動を速やかに反映させた制御を行い、その影響を抑制することが可能になる。
次に、図５に示すフローチャートを用いて、制御部５にて実施される駆動パルス生成処理のより具体的な手順を説明する。ステップＳ２、Ｓ５は、位相角制御部５１に相当し、ステップＳ１、Ｓ６〜Ｓ１３は、周波数制御部５２に相当する。
【００３５】
図５のステップＳ１において、変換演算部１０から送信される目標入力電力Ｐref*を受信し、続くステップＳ２において、直流電圧検出部４１にて入力電圧Ｖinを検出すると共に、直流電流検出部４２にて入力電流Ｉinを検出する。さらに、ステップＳ３において、検出された入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinとを用いて、掛算部４０にて入力電力Ｐinを算出する。そして、ステップＳ４において、算出された入力電力Ｐinと目標入力電力Ｐref*とがほぼ等しいか否か（すなわち、Ｐin≒Ｐref*？）を判定する。その場合には、例えば、検出誤差等を考慮して予め設定された値±α（例えば、±１０％）を用いて、入力電力Ｐinが、目標入力電力Ｐref*を中心とする所定の範囲（すなわち、Ｐref*±α）内にあるか否かによって判定することができる。
【００３６】
ステップＳ４が肯定判定された場合には、ステップＳ５へ進み、ＳＷ位相角制御のための設定を行う。ステップＳ４が否定判定された場合には、ＳＷ周波数制御の設定を更新するために、ステップＳ６へ進む。ステップＳ６では、目標入力電力Ｐref*と入力電力Ｐinとを比較し、目標入力電力Ｐref*が入力電力Ｐinよりも大きいときには（すなわち、Ｐref*＞Ｐin）、ステップＳ７へ進み、目標入力電力Ｐref*が入力電力Ｐinよりも小さいときには（すなわち、Ｐref*＜Ｐin）、ステップＳ８へ進む。
【００３７】
ステップＳ７では、さらに、前回の制御周期において算出された入力電力Ｐin_0と、今回算出された入力電力Ｐinとを比較する。そして、前回の入力電力Ｐinが今回の入力電力Ｐinよりも小さいときには（すなわち、Ｐin_0＜Ｐin）、ステップＳ９へ進み、ＳＷ周波数ｆの更新に用いる変化幅Δｆの極性を維持する。前回の入力電力Ｐinが今回の入力電力Ｐinよりも大きいときには（すなわち、Ｐin_0＞Ｐin）、ステップＳ１０へ進み、ＳＷ周波数ｆの更新に用いる変化幅Δｆの極性を反転する。このとき、変化幅Δｆの大きさは任意に設定することができる。
【００３８】
ステップＳ８に進んだ場合も、同様に、前回の制御周期において算出された入力電力Ｐin_0と、今回算出された入力電力Ｐinとを比較する。そして、前回の入力電力Ｐinが今回の入力電力Ｐinよりも小さいときには（すなわち、Ｐin_0＜Ｐin）、ステップＳ１１へ進み、ＳＷ周波数ｆの更新に用いる変化幅Δｆの極性を反転する。前回の入力電力Ｐinが今回の入力電力Ｐinよりも大きいときには（すなわち、Ｐin_0＞Ｐin）、ステップＳ１２へ進み、ＳＷ周波数ｆの更新に用いる変化幅Δｆの極性を維持する。
【００３９】
ステップＳ９〜Ｓ１２において、変化幅Δｆの極性を維持又は反転する設定をした後、ステップＳ１３へ進み、変化幅Δｆを用いてＳＷ周波数ｆを更新する（すなわち、ｆ＝ｆ＋Δｆ）。つまり、Ｐref*＞ＰinかつＰin_0＜Ｐinである場合、あるいは、Ｐref*＜ＰinかつＰin_0＞Ｐinである場合には、変化幅Δｆの極性が維持され、また、ref*＞ＰinかつＰin_0＞Ｐinである場合、あるいは、Ｐref*＜ＰinかつＰin_0＜Ｐinである場合には、変化幅Δｆの極性が反転されて、目標入力電力Ｐref*へ近づくように、ＳＷ周波数ｆが調整される。
【００４０】
このようにして、制御状態変数としてのＳＷ周波数ｆが決定される。具体的には、ＳＷ周波数ｆの初期値を予め設定し（例えば、８０ｋＨｚ）、その変化幅Δｆを固定値（例えば、１ｋＨｚ）として、１制御周期毎にＳＷ周波数ｆの設定値を更新する。
これにより、入力電力Ｐinが目標入力電力Ｐref*とほぼ等しくなるまで、ＳＷ周波数ｆが調整される。
【００４１】
ステップＳ５では、制御状態変数としてのＳＷ位相角θを決定する。具体的には、上記図４に示した関係を、予め入力電圧ＶinとＳＷ位相角θの演算式（例えば、θ＝Ｆ（Ｖin））又はマップとして、制御部５の記憶領域に記憶しておき、検出される入力電圧Ｖinを用いて、ＳＷ位相角θを算出することができる。
【００４２】
図６上図に示すように、ＳＷ位相角θの初期値は、例えば、０degであり、想定される入力電圧Ｖinの最小値（すなわち、基準値）に対応している。ＳＷ位相角θは、入力電圧Ｖinの大きさに応じて、例えば、基準値よりも大きくなるほど、ＳＷ位相角θが大きくなるように、設定値を変更する。
これにより、図６下図に示すように、電源Ｂからの入力電圧Ｖinが、想定される所定の最小値から最大値へ急増するような場合においても、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がＳＷ位相角θで遅角制御されることで、出力電圧Ｖoutの変動を抑制できる。
【００４３】
ステップＳ１４では、これら制御状態変数としてのＳＷ周波数ｆ及びＳＷ位相角θを用いて、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動する。具体的には、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をＳＷ周波数ｆで駆動し、さらに、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をＳＷ位相角θで駆動する。
【００４４】
図７にＳＷ周波数制御のタイムチャートを示すように、入力電圧Ｖinが一定値（例えば、Ｖin＝１２Ｖ）にあるとき、例えば、時刻ｔ１１において、目標入力電力Ｐref*の変更信号が入力されると、周波数制御部５２において、ＳＷ周波数ｆが変更される。例えば、目標入力電力Ｐref*が増加した場合には、入力電圧Ｖinの前回値と今回値に基づいて、変化幅Δｆを用いて、ＳＷ周波数ｆが変更され、低周波側へシフトするように更新される。その後の制御周期において、入力電力Ｐinが目標入力電力Ｐref*となるまで、周波数制御部５２において、ＳＷ周波数ｆがフィードバック制御により更新される。
【００４５】
また、図８にＳＷ位相角制御のタイムチャートを示すように、入力電圧Ｖinが所定の最小値（例えば、Ｖin＝１０Ｖ）にある場合には、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のＳＷ位相角θは初期値（すなわち、θ＝０deg）となっている。この状態から、入力電圧Ｖinが変動し、例えば、時刻ｔ１において、所定の最大値（例えば、Ｖin＝１６Ｖ）へ急増すると、位相角制御部５１において、速やかに入力電圧Ｖinに応じたＳＷ位相角θが設定される。そして、次回のオンタイミングとなる時刻ｔ２、時刻ｔ３において、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４が、それぞれ変更されたＳＷ位相角θで遅角制御されることになる。
【００４６】
したがって、入力電圧Ｖinの変動に瞬時に対応して、その影響が小さくなるように、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のＳＷ位相角θがフィードフォワード制御されることにより、変動後も出力電圧Ｖoutを一定に保持することが可能になる。
【００４７】
このように、本形態の共振インバータ装置１によれば、制御部５が位相角制御部５１を備えることで、ＳＷ周波数ｆのフィードバック制御に加えてＳＷ位相角θのフィードフォワード制御が実施される。これにより、入力電圧Ｖinの変動に対して、安定した出力電圧Ｖoutを応答性よく得ることが可能になる。また、放電リアクタやスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４等の回路部品の個体特性バラツキ（すなわち、初期変化）に対しても、上述した位相角制御を変更することなく対応可能である。
【００４８】
なお、図９左図に示すように、入力電力ＰinとＳＷ周波数ｆの関係は、図中に実線で示す初期特性に対して、例えば、経時変化等により図中に点線で示すように遷移する。これは、オゾナイザの温度特性や長期使用に伴う放電リアクタの電気特性変化等によるもので（以下、温特・劣化特性と称する）、図中に丸印で示すように、ある特定のＳＷ周波数ｆ（例えば、４０ｋＨｚ）に対応する入力電力Ｐinに大きなずれが生じる。その場合には、図９右図に示すように、ＳＷ位相角θの設定に際して、温特・劣化特性を考慮した補正を行うこともできる。
【００４９】
具体的な手順としては、まず、個々のオゾナイザについて、製品出荷段階でＳＷ位相角θ（∝入力電圧Ｖin）をスイープし（例えば、０deg→６０deg）、入力電力Ｐinを測定して初期特性として記憶しておく。次に、オゾナイザの稼働時に、特定のＳＷ周波数ｆ（例えば、４０ｋＨｚ）になったときに、所定のＳＷ位相角θでの現在の入力電力Ｐinを検出する。ここで、初期特性との差異があった場合には、予め知られる温度特性と現在の温度情報に基づいて温度補正を行い、所定のＳＷ位相角θに対応する入力電力Ｐinをマップや変換式等を用いた参照値として、検出値と比較する。参照値と検出値と一致した場合には、以降の制御において温特補正を適用することができる。
【００５０】
現在の入力電力Ｐinの検出値と、温度情報に基づく入力電力Ｐinの参照値が一致しない場合には、劣化モードと判定する。その場合には、例えば、下記式１で表される補正係数ｋを用いて、下記式２で表される算出式から、補正係数ｋと現在の入力電圧Ｖinに基づいて、ＳＷ位相角θを算出することができる。
式１：ｋ＝現在の入力電力Ｐin／温度情報に基づく入力電力Ｐin
式２：θ＝ｋ＊Ｆ（Ｖin）
【００５１】
次に、図１０〜図１３を参照して、本形態の共振インバータ装置１による効果を、比較形態１の共振インバータ装置１００と対比させて説明する。
図１２に示すように、比較形態１の共振インバータ装置１００は、制御部５に位相角制御部５１を設けずに、デューティ制御部５０を設けた構成となっている。このようなデューティ制御部５０を用いることによっても、入力電圧Ｖinに基づくフィードフォワード制御を行うことが可能である。ただし、図１０にゲート波形を比較して示すように、比較形態１の制御ではハードスイッチングとなるために、スイッチング損失の増大による回路効率の低下が課題となっており、本形態のようにＳＷ位相角制御を行うことで、回路効率の改善が可能となる。これについて、以下に示す。
【００５２】
図１２において、デューティ制御部５０は、図中に示すようなデューティ制御マップを備えており、入力電圧Ｖinの変化に応じて駆動パルスのデューティを変化させる。例えば、入力電圧Ｖinが大きくなるほどデューティが小さくなるように、デューティを設定し、フィードフォワード制御を行う。これによって、図中に示すように、入力電圧Ｖinが１０Ｖから１６Ｖに変動した場合には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン期間が短縮されることで、ゲートに供給される電力を調整することができる。
【００５３】
パルス生成部５３は、デューティ制御部５０によって設定されるデューティと、周波数制御部５２によって設定されるＳＷ周波数ｆに基づいて、ＰＷＭ（すなわち、Pulse Width Modulation；パルス幅変調）信号を生成する。インバータ回路２は、パルス生成部５３からのＰＷＭ信号に応じて、第１アーム２１及び第２アーム２２が交互にオンオフするように、スイッチング動作を行う。すなわち、図１０、図１３中に示すように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が同時にオンとなるモードＭ１０の状態と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が同時にオンとなるモードＭ２０の状態とが交互に切り替えられる。
【００５４】
その際、トランス３の漏れインダクタンスＬが存在するために、スイッチング動作の過渡状態において、その影響が無視できないものとなる。例えば、モードＭ１０又はモードＭ２０の状態においては、漏れインダクタンスＬに電流が流れることでエネルギが蓄積されるため、モードＭ２０又はモードＭ１０の状態へ切り替わる際に、そのエネルギが放出される。
【００５５】
ここで、モードＭ２０からモードＭ１０への過渡状態を、図１３中にモードＭ２１として示すように、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオフとなった瞬間に、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフとなる。その場合には、漏れインダクタンスＬとスイッチング素子Ｑ１、４のダイオードを通って、電源Ｂの正極側へ向かう電流が流れることになり、損失要因となる。モードＭ１０からモードＭ２０への過渡状態を示すモードＭ１１においても同様である。
このとき、図１０中に示すように、スイッチング素子Ｑ２のターンオフがハードスイッチングとなり、スイッチング素子Ｑ２の電流Ｉswと電圧Ｖswの重なりによるスイッチング損失が大となる。
【００５６】
これに対して、図１１に示すように、実施形態１の構成では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンとなるモードＭ１の状態から、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４がオンとなるモードＭ２を経て、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンとなるモードＭ３に切り替わる。また、モードＭ３の状態から、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとなるモードＭ４を経て、モードＭ１に切り替わる。
【００５７】
ここで、モードＭ１で漏れインダクタンスＬに蓄積されるエネルギは、モードＭ２において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４を通る還流電流となり、スイッチング素子Ｑ２から漏れインダクタンスＬに向かう電流が流れる。モードＭ３への切り替え時には（例えば、図１１のモードＭ２−３参照）、スイッチング素子Ｑ４がオフとなり、スイッチング素子Ｑ３がオンすると、スイッチング素子Ｑ４へ向かっていた電流がスイッチング素子Ｑ３へ流れる。このとき、スイッチング素子Ｑ２の電流の向きは変わらず、電源Ｂへ向かう電流となる。その後、漏れインダクタンスＬに蓄積されるエネルギが放出されると、電流の向きが逆になり、インダクタンスＬからスイッチング素子Ｑ２へ向けて電流が流れる。
【００５８】
また、モードＭ３の状態から、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３がオンとなるモードＭ４を経て、モードＭ１に切り替わる場合も同様である（例えば、図１１のモードＭ４−１参照）。
このとき、図１０中に示すように、スイッチング素子Ｑ２のターンオン・ターンオフはソフトスイッチングとなり、スイッチング損失が低減する。このように、位相角制御を行うことで、より効率よい制御が可能になる。
【００５９】
（試験例１）
実施形態１の共振インバータ装置１を放電リアクタに適用したオゾナイザを試作し、図１４に示すＳＷ位相角制御マップを用いて、制御部５による位相角制御動作を実機検証した。ＳＷ位相角制御マップは、実測に基づく入力電圧ＶinとＳＷ位相角θの関係から、予め作成されたものであり、入力電圧Ｖin＝１０ＶのときをＳＷ位相角θ＝０として、入力電圧Ｖinが１０Ｖ〜１６Ｖの範囲で大きくなるほど、ＳＷ位相角θが大きくなる。図中に示すように、入力電圧ＶinからＳＷ位相角θを算出するための演算式として、制御部５の記憶領域に記憶しておくこともできる。
【００６０】
図１５にスイッチング動作波形を示すように、実施形態１の共振インバータ装置１について、以下の条件でＳＷ位相角制御マップに基づくインバータ回路２の制御を行い、スイッチング素子Ｑ２に対するスイッチング素子Ｑ４の位相角制御動作を確認した。
実機試験の条件と結果を以下に示す。
入力電圧Ｖin：１０．５Ｖ
ＳＷ周波数ｆ：５０ｋＨｚ
ＳＷ位相角制御：＋１５deg遅角（デューティ：０．４５）
回路効率：８９．８％（入力電力２６２Ｗ）
【００６１】
また、比較形態１の共振インバータ装置１００についても、同様の実機試験を行って、結果を比較した。図１６にスイッチング動作波形を示すように、比較形態１では、入力電圧Ｖinに基づくデューティ制御マップを用いて、インバータ回路２のデューティ調整を行っており、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４の動作波形は、位相差を有していない。
実機試験の条件と結果を以下に示す。
入力電圧Ｖin：１０．５Ｖ
ＳＷ周波数ｆ：５０ｋＨｚ
デューティ制御（デューティ：０．４２）
回路効率：８７．４％（入力電力Ｖin：２６９Ｗ）
【００６２】
以上のように、実施形態１の共振インバータ装置１では、比較形態１の共振インバータ装置１００に比べて、回路効率が２．４％向上しており、ＳＷ位相角制御によるエネルギ還流によって、損失を低減して効率よい制御が可能であることが確認された。
【００６３】
なお、図１７に示すように、ＳＷ位相角制御マップは、想定されるバッテリ電圧範囲のうち、最も使用頻度の高い入力電圧Ｖinとなる高頻度領域（例えば、入力電圧Ｖin：１２Ｖ〜１３Ｖ）を中心に設定することもできる。その場合には、入力電圧Ｖin＝１２Ｖを基準値として、ＳＷ位相角制御の起点（すなわち、ＳＷ位相角θ＝０）とし、入力電圧Ｖinが大きくのに応じて、ＳＷ位相角θが徐々に大きくなるように設定する。
これにより、高頻度領域におけるＳＷ位相角θの変化率が大きくなり、入力電圧Ｖinに応じたＳＷ位相角θの制御性を高めることができるので、回路効率が高く維持される期間を長く確保できる。高頻度領域より入力電圧Ｖinが低い領域では、ＳＷ位相角θ＝０とし、入力電圧Ｖinの変動に対する補償制御は実施しない。
【００６４】
また、図１８に示す入力電圧Ｖinの変動試験を行って、フィードフォワード制御の効果を確認した。図中に変動試験波形を示すように、入力電圧Ｖinを１６Ｖ〜１８Ｖの範囲で変化させたときの、フィードフォワード制御の有無による出力電力Ｐoutへの影響を調べた。
なお、入力電圧Ｖinに基づくフィードフォワード制御の効果は、実施形態１、比較形態の構成において同等であるので、本試験は、比較形態１の構成を用いて行った。
【００６５】
図中に比較して示すように、フィードフォワード制御を実施しない場合には、入力電圧Ｖinが１６Ｖから１８Ｖに上昇したときに、出力電力Ｐoutが上昇し、安定するまでに２００ｍｓ程度を要した。これに対して、フィードフォワード制御を実施した場合には、入力電圧Ｖinの上昇時に、出力電力Ｐoutが安定するまでの時間が５ｍｓ程度まで短縮されており、制御応答性が大きく改善した。
【００６６】
（実施形態２）
共振インバータ装置に係る実施形態２について、図１９〜図２１を参照して説明する。
上記実施形態１では、制御部５に、位相角制御部５１及び周波数制御部５２を設けて、制御状態変数として、ＳＷ位相角θ及びＳＷ周波数ｆを設定する構成としたが、本形態では、さらに、間欠率制御部５４を設けて、制御状態変数としての間欠率ｂを設定する。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。
【００６７】
図１９において、共振インバータ装置１の基本構成は、上記実施形態１と同様であり、以下、相違点を中心に説明する。
本形態においても、制御部５は、位相角制御部５１において、入力電圧Ｖinに応じてＳＷ位相角θを設定すると共に、周波数制御部５２において、目標出力電力Ｐo*から導かれる目標入力電力Ｐref*に基づいて、ＳＷ周波数ｆを設定する。また、その際に、目標入力電力Ｐref*が、放電負荷６に放電を発生可能な入力電力Ｐinの下限値である放電開始電力Ｐfs以上となるように、ＳＷ周波数ｆを設定することができる。
【００６８】
図２０に示すように、放電リアクタ等の放電負荷６に放電を発生させるには、共振インバータ装置１からの出力電圧Ｖoutを、放電開始のための最低限の電圧である放電開始電圧Ｖs以上に制御する必要がある。つまり、放電は、出力電圧Ｖoutが放電開始電圧Ｖsに達したときに始めて開始する。そこで、放電開始電圧Ｖsに対応する入力電力Ｐinを、放電開始のための最低限の電力である放電開始電力Ｐfsと定義し、放電開始時の入力電力Ｐinが放電開始電力Ｐfs以上となるように制御する。
【００６９】
好適には、周波数制御部５２に、目標入力電力Ｐref*と共に放電開始電力Ｐfsの情報を入力し、まず、予め設定された制御開始電力Ｐ0から、徐々に周波数ｆを下げて、放電開始電力Ｐfs（例えば、Ｐfs＝３８０Ｗ）に対応するＳＷ周波数ｆとする。さらに、放電開始電力Ｐfsよりも目標入力電力Ｐref*（例えば、Ｐref*＝６５０Ｗ）が高い場合には、インバータ回路２を連続駆動させる連続モードにより、引き続きＳＷ周波数ｆのフィードバック制御を行って、目標入力電力Ｐref*に近づける。制御開始電力Ｐ0は、例えば、予め定められた最高周波数ｆmax（例えば、５０ｋＨｚ程度）に対応する。
【００７０】
一方、図２１に示すように、放電開始電力Ｐfsよりも目標入力電力Ｐref*（例えば、Ｐref*＝１００Ｗ）が低い場合には、間欠率制御部５４において間欠率ｂが設定される間欠モードにより、インバータ回路２を間欠駆動させる。間欠モードでは、インバータ回路２を駆動して放電負荷６に放電を発生させる放電期間Ｔdisと、インバータ回路２を駆動せず放電負荷６に放電を発生させない停止期間Ｔstopとを交互に行う。
【００７１】
間欠率ｂは、放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとを合わせた期間である間欠周期Ｔburstに対する放電期間Ｔdisの割合（Ｔdis／Ｔburst）で表される。制御部５は、間欠モードにおいて、間欠率ｂが、下記式３を用いて算出される値（すなわち、放電開始電力Ｐfsに対する目標入力電力Ｐref*の比率）になり、かつ放電期間Ｔdisにおいてインバータ回路２から放電開始電力Ｐfsが出力されるように、スイッチング動作の制御を行うよう構成されている。
式３：ｂ＝Ｐref*／Ｐfs
【００７２】
このように、本形態では、制御部５が間欠率制御部５４を有するので、目標入力電力Ｐref*に応じて、連続モードと間欠モードを切り替えることにより、放電開始電力Ｐfsを維持しながら、出力電力Ｐoutを目標入力電力Ｐref*に近づけるように、効率よく制御することができる。
なお、上記実施形態１の制御部５についても、周波数制御部５２に、目標入力電力Ｐref*と放電開始電力Ｐfsとが入力される構成とし、放電開始時の出力電力Ｐoutが放電開始電力Ｐfs以上となるように、ＳＷ周波数ｆを制御することができる。
【００７３】
（実施形態３）
共振インバータ装置に係る実施形態３について、図２２〜図２４を参照して説明する。
本形態の共振インバータ装置の基本構成は、上記実施形態２と同様であり、インバータ回路２とトランス３の構成を一部変更している。さらに、制御部５に、回路効率ηの導出部５５を設けている。以下、相違点を中心に説明する。
【００７４】
図２２に示すように、本形態においても、制御部５は、位相角制御部５１において、入力電圧Ｖinに応じてＳＷ位相角θを設定し、周波数制御部５２において、目標出力電力Ｐo*から導かれる目標入力電力Ｐref*に基づいて、放電開始電力Ｐfs以上となるようにＳＷ周波数ｆを設定する。さらに、間欠率制御部５４において、放電開始電力Ｐfsと目標入力電力Ｐref*に基づいて、間欠率ｂを設定する。
【００７５】
導出部５５には、これら各部で設定されるＳＷ位相角θ、ＳＷ周波数ｆ、間欠率ｂの情報が入力され、また、電力測定部４から入力電圧Ｖinが入力される。導出部５５は、これらパラメータθ、ｆ、ｂ及び入力電圧Ｖinを用いて、回路効率ηを算出する。回路効率ηに代えて、電力損失Ｗを算出するようにしてもよい。回路効率η又は電力損失Ｗは、変換演算部１０に入力される。
【００７６】
変換演算部１０では、上述したように、回路効率ηを用いて、目標出力電力Ｐo*を目標入力電力Ｐref*に変換する。また、電力損失Ｗを用いる場合には、目標出力電力Ｐo*に電力損失Ｗを加算して、入力電力Ｐref*を算出する。このように、各種パラメータから算出された回路効率η又は電力損失Ｗを用いて、随時、入力電力Ｐref*を算出し、周波数制御部５２におけるＳＷ周波数ｆの制御に反映させることで、より精度よい出力電力Ｐoutの制御が可能になる。
【００７７】
また、本形態では、インバータ回路２とトランス３にて、プッシュプル回路と共振タンク回路とが構成されるようにしている。そのため、トランス３の一次コイル３１を、センタタップ３３を有する構成として、フィルタコンデンサ１３の正極端子に接続してある。また、インバータ回路２の第１アーム２１、第２アーム２２と並列に、補助コンデンサ２３を配置した構成としてある。このとき、フィルタコンデンサ１３と、トランス３と、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４とでプッシュプル回路が構成され、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３と、補助コンデンサ２３とで共振タンク回路が構成される。
【００７８】
制御部５は、第１アーム２１のスイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間と、第２アーム２２のスイッチング素子Ｑ４がオンとなる期間とを、交互に切り替える。このとき、一次コイル３１の正極側又は負極側へ、フィルタコンデンサ１３からの放電による電流又は補助コンデンサ２３からの放電による電流が流れる。また、補助コンデンサ２３に蓄えられる電流が、フィルタコンデンサ１３を充電する向きに流れることで、フィルタコンデンサ１３の負担を軽減することが可能になる。
【００７９】
次に、図２３、図２４を参照して、制御部５により実施される駆動パルス生成処理について説明する。
図２３のフローチャートに示す処理が開始されると、まず、ステップＳ１０１において、変換演算部１０から送信される目標入力電力Ｐref*を受信し、続くステップＳ１０２において、直流電圧検出部４１にて入力電圧Ｖinを検出し、ＳＷ位相角制御のためのＳＷ位相角θを算出する。次いで、ステップＳ１０３へ進み、導出部５５に入力されるパラメータθ、ｆ、ｂ及び入力電圧Ｖinを用いて、回路効率η又は電力損失Ｗを算出する。
【００８０】
続いて、ステップＳ１０４へ進んで、電力測定部４からの入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinに基づく入力電力Ｐinを用いて、目標入力電力Ｐref*を算出する。さらに、ステップＳ１０５において、目標入力電力Ｐref*が放電開始電力Ｐfs以上か否か（すなわち、Ｐref*≧放電開始電力Ｐfs？）を判定する。ステップＳ１０５が肯定判定された場合には、連続モードを選択して、ステップＳ１０６へ進む。ステップＳ１０５が否定判定された場合には、間欠モードを選択して、ステップＳ１０７へ進む。
【００８１】
ステップＳ１０７では、上述したように、式３を用いて間欠率ｂを算出する。
式３：ｂ＝Ｐref*／Ｐfs
さらに、ステップＳ１０８において、ＳＷ周波数ｆを算出して、ステップＳ１０９へ進む。そして、ステップＳ１０９において、算出された間欠率ｂ、ＳＷ周波数ｆ、ＳＷ位相角θで、インバータ回路２が間欠駆動される。その後、ステップＳ１０３へ戻る。
【００８２】
図２４に示すように、間欠モードでは、所定の間欠率ｂで、放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとが交互に行われる。放電期間Ｔdisでは、所定のＳＷ周波数ｆとＳＷ位相角θで、インバータ回路２のスイッチング動作が制御される。
【００８３】
一方、ステップＳ１０６へ進んだ場合には、連続モードにて、算出されたＳＷ周波数ｆ、ＳＷ位相角θで、インバータ回路２が連続駆動される。その後、ステップＳ１０３へ戻る。
【００８４】
本形態では、このようにして、間欠モードと連続モードが設定され、インバータ回路２が間欠的又は連続的に駆動される。これにより、放電期間Ｔdisの開始時において、放電開始電力Ｐfs以上の電力によって放電を確実に開始し、また、目標入力電力Ｐref*に応じて、間欠モードと連続モードとを切り替えることによって、所望の出力電力Ｐoutが得られるように、共振インバータ装置１を効率よく制御することができる。
【００８５】
以上のごとく、上記各実施形態によれば、入力電圧Ｖinが変動するような環境で使用される場合においても、出力電力Ｐoutへの影響を抑制し、損失をより低減できる共振インバータ装置１を提供することができる。
【００８６】
なお、上記各実施形態では、共振インバータ装置１を車両に搭載したが、本発明はこれに限るものではなく、車両搭載用以外の用途に用いてももちろんよい。また、インバータ回路２やトランス３の構成等は、上記各形態に記載したものに限らず、他の構成を採用してもよい。
【００８７】
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。
【符号の説明】
【００８８】
Ｂ  直流電圧電源
Ｑ１〜Ｑ４  スイッチング素子
１  共振インバータ装置
２  インバータ回路
２１、２２  アーム
３  トランス
４１  直流電圧検出部
５  制御部
５１  位相角制御部
６  放電負荷
【図１】
2020124050.tif 000003
【図２】
2020124050.tif 000004
【図３】
2020124050.tif 000005
【図４】
2020124050.tif 000006
【図５】
2020124050.tif 000007
【図６】
2020124050.tif 000008
【図７】
2020124050.tif 000009
【図８】
2020124050.tif 000010
【図９】
2020124050.tif 000011
【図１０】
2020124050.tif 000012
【図１１】
2020124050.tif 000013
【図１２】
2020124050.tif 000014
【図１３】
2020124050.tif 000015
【図１４】
2020124050.tif 000016
【図１５】
2020124050.tif 000017
【図１６】
2020124050.tif 000018
【図１７】
2020124050.tif 000019
【図１８】
2020124050.tif 000020
【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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