(57)【要約】【課題】電力変換器の出力可能最大電圧を超えると、モータの所望の出力トルクが得られなくなる。【解決手段】モータの電圧位相を演算する電圧位相演算器と、電圧飽和に応じた０〜１の飽和度を出力する電圧飽和検知器から、補正位相を演算し、ｄ軸電流偏差とｑ軸電流偏差に積分ゲインとサンプル時間を乗じて、１サンプル前の出力を補正位相で逆回転座標変換したものを加算して、補正位相で回転座標変換したものをｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令に分けて出力する位相補正付き積分器を備えた電流制御器で、ｑ軸電流制御電圧を電圧ベクトルの接線方向成分とすることでｑ軸電流優先制御して、トルク指令通りのトルクが出力する。【選択図】図１
2020124024.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータを離散時間制御するモータ制御装置であって、
ｄ軸とｑ軸の電流指令を生成する電流指令生成器と、前記電流指令生成器で生成されたｄ軸電流指令とモータに流れるｄ軸電流との偏差を算出するｄ軸電流偏差演算器と、前記電流指令生成器で生成されたｑ軸電流指令とモータに流れるｑ軸電流との偏差を算出するｑ電流偏差演算器と、
前記ｄ軸電流偏差演算器の出力に比例ゲインを乗ずるｄ軸比例増幅器と、前記ｑ軸電流偏差演算器の出力に比例ゲインを乗ずるｑ軸比例増幅器と、
前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令もしくは前記モータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流とモータインピーダンスを用いて、ｄ軸からの電圧位相を演算する電圧位相演算器と、
ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を用いて、電圧飽和に応じた０〜１の飽和度を出力する電圧飽和検知器と、
前記電圧位相演算器と前記電圧飽和検知器の出力を乗算する補正位相演算器と、
前記ｄ軸電流偏差演算器と前記ｑ軸電流偏差演算器の出力に積分ゲインとサンプル時間を乗じて、１サンプル前の出力を前記補正位相演算器の出力で逆回転座標変換したものを加算して、前記位相補正演算器の出力で回転座標変換したものをｄ軸成分とｑ軸成分に分けて出力する位相補正付き積分器と、
前記ｄ軸比例増幅器と前記位相補正付き積分器のｄ軸成分出力を加算する加算器と、
該加算器の出力に電流フィードバックもしくは電流指令を用いて算出した電圧値を加算して、前記ｄ軸電圧指令を出力するｄ軸電圧加算器と、
前記ｑ軸比例増幅器と前記位相補正付き積分器のｑ軸成分出力を加算する加算器と、前記加算器の出力に電流フィードバックもしくは電流指令を用いて算出した電圧値を加算して、前記ｑ軸電圧指令を算出するｑ軸電圧加算器を備えたモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電圧飽和検出器は、
前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令とをベクトル成分に持つベクトル和が、電圧出力限界未満の場合には、前記電圧飽和検出器は０を、ｄ軸を基準とした電圧位相を前記回転座標変換器と前記逆回転座標変換器に出力し、
前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令とをベクトル成分に持つベクトル和が、電圧出力限界を超過した割合に応じて線形に０から１まで変化させ、前記電圧位相演算器が演算する電圧位相を前記回転座標変換器と前記逆回転座標変換器に出力することを特徴とする。
【請求項３】
モータを制御するモータ制御装置であって、電圧制限によるｑ軸電流制限値を出力する電圧依存制限演算器と、電流制限によるｑ軸電流制限値を出力する電流依存制限演算器と、前記電圧依存制限演算器の出力と前記電流依存制限演算器の出力との小さい方を選択しｑ軸電流制限値を算出する制限選択器と、前記電流指令生成器で生成されるｑ軸電流指令を入力して前記制限選択器の出力以下となるように制限して前記ｑ電流偏差演算器に出力する制限器を備えた請求項１記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータを駆動するためのモータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の交流モータの電流制御技術について、図４に基づいて以下に説明する。電流検出器２は、モータ１の固定子電流を回転する直交座標であるｄｑ軸上の各成分のｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑに変換して出力する。前記ｄ軸は、モータ１が誘導電動機の場合に一般的に該モータの２次鎖交磁束ベクトルの方向に定義され、モータ１が永久磁石同期電動機の場合に一般的に該電動機の回転子の永久磁石のＮ極方向に定義される。
【０００３】
電流指令生成器４は、前記ｄｑ座標上のｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを生成して出力する。ｄ軸偏差演算器６は、電流指令生成器４で得られたｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆと電流検出器２で得られたｄ軸電流ｉｄとのｄ軸偏差ｉｄｅを算出する。ｄ軸比例増幅器８はｄ軸偏差演算器６で得られたｄ軸偏差ｉｄｅを所定倍に増幅しｄ軸比例成分ｖｄｐを算出する。また、ｄ軸偏差ｉｄｅは、ｄ軸積分ゲイン増幅器３２で増幅された後にｄ軸積分器３４で時間積分されてｄ軸積分成分ｖｄｉとなる。
【０００４】
ｑ軸偏差演算器５は、電流指令生成器４で得られたｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆと電流検出器２で得られたｑ軸電流ｉｑとのｑ軸偏差ｉｑｅを算出する。ｑ軸比例増幅器７はｑ軸偏差演算器５で得られたｑ軸偏差ｉｑｅを所定倍に増幅しｑ軸比例成分ｖｑｐを算出する。また、ｑ軸偏差ｉｑｅは、ｑ軸積分ゲイン増幅器３１で増幅された後にｑ軸積分器３３で時間積分されてｑ軸積分成分ｖｑｉとなる。
【０００５】
加算器３５は、ｑ軸比例増幅器７の出力ｖｑｐとｑ軸積分器３３の出力ｖｑｉとを加算し、ｑ軸電圧指令ｖｑｒを算出し電力変換器３へ出力する。加算器３６は、ｄ軸比例増幅器８の出力ｖｄｐとｄ軸積分器３４の出力とを加算し、ｄ軸電圧指令ｖｄｒを算出し電力変換器３へ出力する。
【０００６】
電力変換器３は、入力した電圧指令通りの電圧をモータ１に印加するが、該電圧指令の大きさが電力変換器３の出力可能な最大電圧よりも大きければ大きさが該最大電圧で位相が指令通りの電圧をモータ１に印加する。
【０００７】
図４に示された電流制御では、ｄ軸成分ｖｄｒとｑ軸成分ｖｑｒをもつ電圧指令ベクトルの大きさが電力変換器３の出力可能最大電圧を超えると、指令通りの電圧をモータ１に印加できないことになるので、ｄｑ軸の片方または両方の電流制御ができなくなる。この問題を解決するために提案されたのが図５に示された特許文献１記載の電流制御である。以下は図５について説明するが、図４と同一部分の説明は省略し、異なる部分のみ説明する。
【０００８】
モータ１が誘導電動機の場合の1次側の電圧方程式は、（１）式と（２）式で表される。ここで、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、Ｒ１は巻線抵抗値、Ｌσ＝Ｌ１−Ｍ・Ｍ／Ｌ２、ωは出力角周波数、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ１とＬ２はそれぞれ１次と２次の自己インダクタンス、φ２は２次鎖交磁束の大きさ、ｐは時間微分を表す。モータ１が永久磁石同期電動機の場合の電圧方程式は、（３）式と（４）式で表される。ここで、ＬｄとＬｑはそれぞれｄ軸とｑ軸のインダクタンス、φは永久磁石磁束の大きさである。
【０００９】
【数１】
2020124024.tif 000003
【数２】
2020124024.tif 000004
【数３】
2020124024.tif 000005
【数４】
2020124024.tif 000006
【００１０】
ｑ軸積分器３３の入力に加算器４４によってｄ軸電流偏差ｉｄｅをｄ軸速度比例増幅器４２で増幅したものを加算している。ｄ軸速度比例増幅器４２は、モータ１が誘導電動機ならば（２）式、永久磁石同期電動機ならば（４）式の右辺第３項に基づくもので、その増幅ゲインは角周波数ωに比例したものとなる。同様に、加算器４５によってｑ軸電流偏差ｉｑｅをｑ軸速度比例増幅器４３で増幅したものを加算している。ｑ軸速度比例増幅器４３は、モータ１が誘導電動機ならば（１）式、永久磁石同期電動機ならば（３）式の右辺第３項に基づくもので、その増幅ゲインは角周波数ωに比例したものとなる。加算器４５の出力は、ｄ軸積分器３４に入力される。ｄ軸積分ゲイン増幅器３２の入力にはスイッチ４１が挿入されており、スイッチ４１は、電力変換器３の入力電圧指令の大きさが電力変換器３の出力可能最大電圧より小さい場合にｄ軸電流偏差ｉｄｅ、そうで無い場合に０を出力する。
【００１１】
スイッチ４１がオフ状態でも、ｄ軸電流偏差ｉｄｅはｄ軸速度比例増幅器４２と加算器４４を介してｑ軸積分器３３でｑ軸電圧指令ｖｑｒを補正することでｄ軸電流偏差を０にすることができ、ｄ軸電流制御は実現できる。しかし、電力変換器３の入力電圧指令の大きさが電力変換器３の出力可能最大電圧を超えた電圧飽和状態となると、ｑ軸積分器３３の出力は制限値に制限された固定値となるのでｄ軸電流制御はできなくなる。
【００１２】
一方、ｑ軸偏差演算器５の出力のｑ軸電流偏差ｉｑｅはｑ軸速度比例増幅器４３と加算器４５とｄ軸積分器３４を介してｄ軸電圧指令ｖｄｒを補正することでｑ軸電流制御は保たれたままとなる。つまり、電圧飽和状態ではｄ軸電流制御を放棄しｑ軸電流制御を優先した制御とすることができる。そして、ｑ軸は磁束軸に直交した軸であることから、ｑ軸電流を制御することでモータ１のトルクが制御できるので、電圧が飽和してもトルク制御は維持できることとなる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００３−８８１９３号公報
【特許文献２】特開２００３−２０９９９７号公報
【特許文献３】特開２０１２−１５１９３１号公報
【特許文献４】特開２０１６−１６７９４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
解決しようとする問題点は、図４の従来技術においては、電圧が飽和すると両軸または片方軸の制御ができなくなり、モータの所望の出力トルクが得られなくなることである。図５の従来技術では、電圧飽和時となっても、ｑ軸優先制御とすることができて所望の出力トルクが得られるので前記問題点を解決できるが以下の問題がある。
【００１５】
図６は、図５の従来技術において、電圧飽和時の電圧指令ベクトルｖｒやｖｒ１とモータ１に印加される電圧ベクトルｖやｖ１を図示している。電圧ベクトルｖやｖ１は、電力変換器３の出力可能最大電圧である電圧出力限界円内に制限されていて、電圧指令ベクトルｖｒやｖｒ１のｑ軸成分は電圧飽和によりｑ軸積分器３３の制限値ｖｑｒｌｍｔに制限されている。このｖｑｒｌｍｔは電力変換器３の出力可能最大電圧以上にする必要がある。図６に示されているように電圧飽和状態ではｑ軸電圧指令は制限値ｖｑｒｌｍｔに制限されているのでｄ軸電圧指令を調整して電圧ベクトルの位相を変化させてｑ軸電流を制御していることになる。例えば、電圧ベクトル位相をΔθ変化させるにはΔｖｄｒのｄ軸電圧指令の変化が必要になる。誘導電動機の場合は図６に示されているように、電圧ベクトルがｑ軸に近い方向を向いているので、電圧ベクトル位相を変化させるのに必要なｄ軸電圧指令の変化分は小さくて済む。しかし、永久磁石同期電動機の場合は電圧ベクトルの向きがｑ軸から大きく離れている場合があるため、電圧ベクトル位相を変化させるのに必要なｄ軸電圧指令の変化分Δｖｄｒを大きくしなければならない。従って、ｄ軸積分器３４の出力範囲を非常に大きくしておく必要があり、その積分ゲインとなるｑ軸速度比例増幅器４３やｄ軸積分ゲイン増幅器３２のゲイン調整が困難となる。
【００１６】
また、電圧ベクトルの向きがｄ軸に近くなるとｄ軸電圧指令制御では電圧ベクトル位相を制御できなくなり制御不能になってしまう。このことは、回生運転で電圧ベクトルが図６の第１象限にある場合も同様である。
【００１７】
特許文献２では、上記問題点を解決するために、交流電動機の一次鎖交磁束ベクトルと一致するＭ軸とそれに直交するＴ軸を導入し、ｄｑ軸の代わりにＭＴ軸で図５と同様な構成としているが、以下の問題がある。Ｔ軸電流優先制御とすることができるが、ｄｑ軸電流指令から回転座標変換によってＭＴ軸電流指令を得た場合は、電圧飽和によってｑ軸電流が指令と一致しなくなり、所望のトルクが得られなくなる。また電流の急変によりｄ軸から見たＭ軸の位相が急変することがある。その際に各軸の電圧指令はその位相に見合った値に急変させる必要がある。しかし積分器の出力は急変できないので、ＭＴ軸の位相が急変した場合は電流制御が不安定となることがある。
【００１８】
上記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、
電圧飽和時に、ｑ軸電流制御出力を電圧ベクトルの接線方向成分とすることでｑ軸電流優先制御が実現でき、電圧飽和となってもトルク指令通りのトルクを出力することである。
また、電源電圧に応じた制限値でｑ軸電流指令を制限することでトルク指令通りの出力は得られなくなるが、制御不能状態に至ることを防ぐことができる。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
上記課題を解決するため、本発明に係るモータ制御装置は、離散時間制御するモータ制御装置であって、
ｄ軸とｑ軸の電流指令を生成する電流指令生成器と、前記電流指令生成器で生成されたｄ軸電流指令とモータに流れるｄ軸電流との偏差を算出するｄ軸電流偏差演算器と、前記電流指令生成器で生成されたｑ軸電流指令とモータに流れるｑ軸電流との偏差を算出するｑ電流偏差演算器と、
前記ｄ軸電流偏差演算器の出力に比例ゲインを乗ずるｄ軸比例増幅器と、前記ｑ軸電流偏差演算器の出力に比例ゲインを乗ずるｑ軸比例増幅器と、
前記ｄ軸電流指令と前記ｑ軸電流指令もしくは前記モータに流れるｄ軸電流とｑ軸電流とモータインピーダンスを用いて、ｄ軸からの電圧位相を演算する電圧位相演算器と、
ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令を用いて、電圧飽和に応じた０〜１の飽和度を出力する電圧飽和検知器と、
前記電圧位相演算器と前記電圧飽和検知器の出力を乗算する補正位相演算器と、
前記ｄ軸電流偏差演算器と前記ｑ軸電流偏差演算器の出力に積分ゲインとサンプル時間を乗じて、１サンプル前の出力を前記補正位相演算器の出力で逆回転座標変換したものを加算して、前記位相補正演算器の出力で回転座標変換したものをｄ軸成分とｑ軸成分に分けて出力する位相補正付き積分器と、
前記ｄ軸比例増幅器と前記位相補正付き積分器のｄ軸成分出力を加算する加算器と、前記加算器の出力に電流フィードバックもしくは電流指令を用いて算出した電圧値を加算して、前記ｄ軸電圧指令を出力するｄ軸電圧加算器と、
前記ｑ軸比例増幅器と前記位相補正付き積分器のｑ軸成分出力を加算する加算器と、前記加算器の出力に電流フィードバックもしくは電流指令を用いて算出した電圧値を加算して、前記ｑ軸電圧指令を算出するｑ軸電圧加算器を備える。
【００２０】
また、前記電圧飽和検出器は、前記ｄ軸電圧指令と前記ｑ軸電圧指令とをベクトル成分に持つベクトル和が、電圧出力限界未満の場合には、前記電圧飽和検出器は０を出力し、ｄ軸を基準とした電圧位相を前記回転座標変換器と前記逆回転座標変換器に出力し、電圧出力限界を超過した割合に応じて線形に０から１まで変化させ、前記電圧位相演算器が演算する電圧位相を前記回転座標変換器と前記逆回転座標変換器に出力することを特徴とする。
【００２１】
また、電圧制限によるｑ軸電流制限値を出力する電圧依存制限演算器と、電流制限によるｑ軸電流制限値を出力する電流依存制限演算器と、前記電圧依存制限演算器の出力と前記電流依存制限演算器の出力との小さい方を選択しｑ軸電流制限値を算出する制限選択器と、前記電流指令生成器で生成されるｑ軸電流指令を入力して前記制限選択器の出力以下となるように制限して前記ｑ電流偏差演算器に出力する制限器を備える。
【発明の効果】
【００２２】
本発明に係るモータ制御装置によれば、電圧飽和が発生した場合でも、ｑ軸電流制御電圧を電圧ベクトルの接線方向成分とし、ｑ軸電流優先制御とすることで、トルク指令通りのトルクを出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明に係るモータ制御装置の電流制御部の構成例を示す図である。
【図２】本発明に係るモータ制御装置にｑ軸電流指令の制限を追加した図である。
【図３】ｑ軸電流制限器の詳細を示す図である。
【図４】電流制御の従来技術例１の説明図である。
【図５】電流制御の従来技術例２の説明図である。
【図６】従来技術の電圧ベクトルと各電圧指令の関係を図示したものである。
【図７】本発明の電圧ベクトルと各電圧指令の関係を図示したものである。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明を永久磁石同期電動機に適応した場合について、図面を参照しながら説明する。なお、図４や図５と同一部分については、同じ符号を付し、説明を省略する。また、本発明は離散時間制御を用いることを前提として説明をする。
【００２５】
図１は本発明に係るモータ制御装置の構成例を示した図である。
【００２６】
電圧位相演算器１１は、電流検出器２からの出力であるｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑもしくは、電流指令生成器からの出力であるｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆとｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを用いてｄ軸からの電圧位相θｖを算出する。電圧位相θｖは、（５）式と（６）式から求めた電圧ベクトルのｄ軸からの電圧位相θｖである。但し、ｉｄｖはｄ軸電流ｉｄもしくはｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆであり、ｉｑｖはｑ軸電流ｉｑもしくはｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆである。また、ωは出力角周波数である。
【００２７】
【数５】
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【数６】
2020124024.tif 000008
【００２８】
電圧飽和検知器１２は、電力変換器３に入力されるｄ軸電圧指令ｖｄｒとｑ軸電圧指令ｖｑｒを用いて、電圧飽和に応じた０〜１の飽和度Ｖｓを算出する。
【００２９】
また、電圧飽和検出器１２は、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令とをベクトル成分に持つベクトル和が、電圧出力限界未満の場合には、電圧飽和検出器１２は０を出力する。そして、ベクトル和が、電圧出力限界を超過した割合に応じて、線形に０から１まで変化させ、電圧位相演算器が演算する電圧位相を回転座標変換器と逆回転座標変換器に出力する。
【００３０】
また、式（７）はＶｓを算出するための式の一例である。αはｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令から求められる変調率であり、Ｋは所定ゲインを表し、電圧出力限界を超過したときにＶｓは１となるような値である。そのため、式（７）を用いた場合には、変調率が０．９を超えた場合にＶｓが徐々に大きくなり、所定ゲインＫにより、変調率が所定値となるとＶｓは１を出力する。
【００３１】
【数７】
2020124024.tif 000009
【００３２】
補正位相演算器１３は、補正位相角θｒをθｒ＝Ｖｓ・θｖで求め、位相補正付き積分器１００へ出力する。よって、電圧未飽和時にはθｒ＝０となり、電圧が完全に飽和した場合にはθｒ＝θｖとなる。
【００３３】
位相補正付き積分器１００は、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１、ｄ軸積分ゲイン増幅器１０２、回転座標変換器１０３、逆回転座標変換器１０４、出力保存器１０５で構成される。逆回転座標変換器１０４は、出力保存器１０５に保存された位相補正付き積分器１００の１サンプル前の出力ｖｄｉ、ｖｑｉを補正位相角θｒで逆回転座標変換する。
【００３４】
ｄ軸積分ゲイン増幅器１０２は、ｄ軸偏差演算器６からの出力であるｄ軸電流偏差ｉｄｅに、積分ゲインとサンプル時間を乗じて、逆回転座標変換器１０４からの出力に加算したＶｘを回転座標変換器１０３へ出力する。ここでＶｘは所定値範囲に制限される。また、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１は、ｑ軸偏差演算器５からの出力であるｑ軸電流偏差ｉｑｅに、積分ゲインとサンプル時間を乗じて、逆回転座標変換器１０４からの出力に加算したＶｙを回転座標変換器１０３へ出力する。
【００３５】
回転座標変換器１０３は、ＶｘとＶｙを入力して補正位相角θｒで回転座標変換を行いｖｄｉ，ｖｑｉを出力する。
【００３６】
加算器１８は、ｄ軸比例増幅器８のｄ軸比例出力ｖｄｐと位相補正付き積分器１００出力のｄ軸出力ｖｄｉとを加算する。また、ｄ軸電圧加算器１６は、電流検出器２からのｄ軸電流ｉｄもしくは電流指令生成器で生成されるｄ軸電流指令ｉｄｒｅｆを用いて（６）式でｄ軸電圧値を算出し、加算器１８の出力に加算してｄ軸電圧指令ｖｄｒを算出し、電力変換器３へ出力する。
【００３７】
また、加算器１７は、ｑ軸比例増幅器７のｑ軸比例出力ｖｑｐと位相補正付き積分器１００出力ｑ軸出力ｖｑｉとを加算する。また、ｑ軸電圧加算器１５は、電流検出器２からのｑ軸電流ｉｑもしくは電流指令生成器で生成されるｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆを用いて（５）式でｑ軸電圧値を算出し、加算器１７の出力に加算してｑ軸電圧指令ｖｑｒを算出し、電力変換器３へ出力する。
【００３８】
以上のようにして、電流指令から電圧指令を求めることが出来る。電圧未飽和時にはθｒ＝０となるため、ｖｄｉはｉｄｅを時間積分したものとなり、ｖｑｉはｉｑｅを時間積分したものとなるので、ｄ軸とｑ軸の個別の比例積分増幅器となり、従来技術の図４と同じような構成となる。
【００３９】
電圧が完全に飽和した状態ではθｒ＝θｖとなり、図７のような電圧ベクトル関係図となる。ここでＶｋは、（６）式と（５）式の電圧を成分に持つ電圧ベクトルである。ΔＶは、ｖｄｉとｖｑｉを成分とする電圧ベクトルであり、Ｖｒはｖｄｒとｖｑｒを成分とする電圧ベクトルでＶｒとΔＶの和となる。またΔＶは、Ｖｋの法線方向成分のＶｘと接線方向成分のＶｙでも表すことができる。よって、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１出力のＶｙによってＶｒの位相θを制御することができる。一方、ｄ軸積分ゲイン増幅器１０２出力のＶｘではＶｒの大きさを制御することができるが、電圧飽和状態では実際にモータに印加される電圧の大きさは電圧出力限界に制限された状態となるためＶｘは所定値に制限されてｄ軸偏差演算器６出力を定常的に０とすることはできなくなる。以下では、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１出力のＶｙによりｑ軸電流制御ができることを説明する。
【００４０】
モータが定常状態では、（３）式と（４）式より（８）式と（９）式となり、（８）式と（９）式を各軸電流について解くと、（１０）式と（１１）式となる。
【００４１】
【数８】
2020124024.tif 000010
【数９】
2020124024.tif 000011
【数１０】
2020124024.tif 000012
【数１１】
2020124024.tif 000013
【００４２】
電力変換器が飽和電圧Ｅｍで電圧飽和している状態では、ｄ軸からの電圧位相θを用いると、（１２）式と出来る。
【００４３】
【数１２】
2020124024.tif 000014
【００４４】
（１０）式、（１１）式と（１２）式より、（１３）式と（１４）式となり、（１３）式と（１４）式をθで偏微分をとると、（１５）式と（１６）式となる。
となる。
【００４５】
【数１３】
2020124024.tif 000015
【数１４】
2020124024.tif 000016
【数１５】
2020124024.tif 000017
【数１６】
2020124024.tif 000018
【００４６】
（１５）式より、ω＞０かつ０≦θ≦θｖｘの範囲、または、ω＜０かつ−θｖｘ≦θ≦０の範囲で、∂ｉｑ／∂θ≧０なので、θを正に増加させればｑ軸電流ｉｑを正に増加させることが出来ることがわかる。ここで、θｖｘは（１７）式である。
【００４７】
【数１７】
2020124024.tif 000019
【００４８】
つまり、電圧飽和の状態では、ω＞０時に必ず０≦θであり、ω＜０時に必ず０≧θであるため、θでｑ軸電流ｉｑを制御出来ることになる。つまり、ｑ軸積分ゲイン増幅器１０１出力のＶｙでｑ軸電流ｉｑを制御出来ることになる。
【００４９】
また、（１４）式より、電圧飽和時において、ｄ軸電流ｉｄはθに応じた値となる。つまり、電圧飽和時は、ｑ軸電流ｉｑを制御した結果のθに応じた値となる。
【００５０】
上記のように、θでｑ軸電流ｉｑを制御するにはω＞０の場合にθ＜θｖｘでなければならない。（８）式に（１２）式とθ＝θｖｘとした（１７）式を代入することで、ｑ軸電流制御の限界となるｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ１を（１８）式で得ることができる。つまり飽和電圧Ｅｍの元ではｉｑＬＭＴ１以上のｑ軸電流を制御することが困難となるので、ｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆはｉｑＬＭＴ１以下に制限されなければならない。
【００５１】
【数１８】
2020124024.tif 000020
【００５２】
また、電力変換器の出力可能な電流のベクトルの大きさには限界値がある。その限界値以上の電流を流さないようにするために、その限界値を電流制限値Ｉｍとすると、（１９）式に示されるｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ２でｑ軸電流指令ｉｑｒｅｆは制限されなければならない。
【００５３】
【数１９】
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【００５４】
図２は図１の電流指令生成器４とｑ軸偏差演算器５との間にｑ軸電流指令制限器２００を追加したものである。図３は図２のｑ軸電流指令制限器２００の一例を示した図あり、ｑ軸電流指令の制限方法を示した図である。電圧依存制限演算器２１は、飽和電圧Ｅｍを入力して（１８）式よりｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ１を求める。電流依存制限演算器２２は、電流制限値Ｉｍから（１９）式でｑ軸電流制限値ｉｑＬＭＴ２を算出する。制限選択器２３は、ｉｑＬＭＴ１とｉｑＬＭＴ２の小さい方を選択してｉｑＬＭＴを出力する。制限器２４は、電流指令生成器４によって生成されたｑ軸電流指令をｉｑＬＭＴ内に制限して出力する。
【００５５】
以上のようにｑ軸電流指令を制限することで、飽和電圧Ｅｍによる制御不能状態を避けることができ、また電力変換器３が許容できる電流以下にすることで電力変換器の保護を行うことができる。
【００５６】
本発明を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。
【符号の説明】
【００５７】
１    モータ
２    電流検出器
３    電力変換装置
４    電流指令生成器
５    ｑ軸偏差演算器
６    ｄ軸偏差演算器
７    ｑ軸比例増幅器
８    ｄ軸比例増幅器
１００    位相補正付き積分器
１０１    ｑ軸積分ゲイン増幅器
１０２    ｄ軸積分ゲイン増幅器
１０３    回転座標変換器
１０４    逆回転座標変換器
１０５    出力保存器
１１    電圧飽和検出器
１２    電圧位相演算器
１３    位相補正演算器
１５    ｑ軸電圧値加算器
１６    ｄ軸電圧値加算器
２００  ｑ軸電流指令制限器
２１    電圧依存制限演算器
２２    電流依存制限演算器
２３    制限選択器
２４    制限器
３１    ｑ軸積分ゲイン増幅器
３２    ｄ軸積分ゲイン増幅器
３３    ｑ軸積分器
３４    ｄ軸積分器
４１    スイッチ
４２    ｑ軸速度比例器
４３    ｄ軸速度比例器
１７、１８、３５、３６、４４、４５    加算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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