(57)【要約】【課題】単相モータの制御にＰＷＭ制御を用いる場合であっても、高速回転が必要とされる製品への適用に支障をきたさないモータ駆動装置を得ること。【解決手段】本発明に係るモータ駆動装置２は、複数のスイッチング素子を具備し、単相モータ１２に交流電圧を印加する単相インバータ１１を備える。モータ駆動装置２は、単相モータ１２の回転位置を検出する信号及び電圧指令に基づいて複数のスイッチング素子を制御することで単相モータ１２に流れる電流波形を正弦波に近づける。単相モータ１２が加速する際には電圧指令が増加し、単相モータ１２の負荷変動による加速時には進み角が増加する。【選択図】図１
2020074670.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相モータを駆動するモータ駆動装置であって、
複数のスイッチング素子を具備し、前記単相モータに交流電圧を印加する単相インバータを備え、
電圧指令及び前記単相モータの回転位置を検出する信号に基づいて複数の前記スイッチング素子を制御することで前記単相モータに流れる電流波形を正弦波に近づけ、
前記単相モータが加速する際に前記電圧指令が増加し、前記単相モータの負荷変動による加速時には進み角が増加する
モータ駆動装置。
【請求項２】
複数の前記スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴであり、
前記単相インバータに還流電流が流れるタイミングでは、前記還流電流がボディダイオードに流れるＭＯＳＦＥＴをオンに制御する
請求項１に記載のモータ駆動装置。
【請求項３】
前記制御はＰＷＭ制御であり、
前記ＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号は、ユニポーラ変調によって生成される請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
【請求項４】
低速回転域と高速回転域の境界を決める第１回転速度を設定し、
前記単相モータの回転速度が第１回転速度以下の場合には、前記ＰＷＭ制御の変調率を１以下に設定し、前記回転速度が前記第１回転速度を超えた場合には、前記変調率を、１を超える値に設定する
請求項３に記載のモータ駆動装置。
【請求項５】
起動時には、前記電圧指令の振幅である電圧振幅指令に予め設定した一定の第１電圧を付与し、
加速後の定常運転時には、第１電圧よりも大きな一定の第２電圧を付与する
請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項６】
複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも一つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
【請求項７】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項６に記載のモータ駆動装置。
【請求項８】
請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。
【請求項９】
請求項８に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。
【請求項１０】
複数の前記スイッチング素子が搭載されている基板が、前記電動送風機が発生する風流の通路に設置されている請求項９に記載の電気掃除機。
【請求項１１】
請求項８に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤー。
【請求項１２】
複数の前記スイッチング素子が搭載されている基板が、前記電動送風機が発生する風流の通路に設置されている請求項１１に記載のハンドドライヤー。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、並びに当該モータ駆動装置によって駆動される単相モータを搭載した電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤーに関する。
【背景技術】
【０００２】
単相モータは、相数が異なる三相モータと比較して以下の利点がある。
（１）三相モータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相モータでは単相インバータでよい。
（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相モータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）（１）及び（２）の特徴により、単相モータは、三相モータに比して、装置の小型化が可能である。
【０００３】
単相モータを単相インバータで駆動する場合、単相モータに流す電流の高調波成分を低減することが求められる。下記特許文献１には、高調波成分を低減するために単相モータに供給する供給電圧を制御することで単相モータに流す電流（以下「モータ電流」という）を正弦波にするためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御の技術が開示されている。また、下記特許文献２には、位置センサ信号の切り替わりに応じて出力電圧パルスを切り替える方法が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２５７４５７号公報
【特許文献２】特許第５５２４９２５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、電気掃除機のようにモータ回転数の駆動範囲が広い製品にＰＷＭ制御を適用する場合においては、単相モータへの供給電圧を制御することだけではモータ回転数の駆動範囲が狭まり、高速回転まで駆動できないといった課題があった。
【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相モータの制御にＰＷＭ制御を用いる場合であっても、高速回転が必要とされる製品への適用に支障をきたさないモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤーを得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、複数のスイッチング素子を具備し、単相モータに交流電圧を印加する単相インバータを備える。モータ駆動装置は、単相モータの回転位置を検出する信号及び電圧指令に基づいて複数のスイッチング素子を制御することで単相モータに流れる電流波形を正弦波に近づける。単相モータが加速する際には電圧指令が増加し、単相モータの負荷変動による加速時には進み角が増加する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、単相モータの制御にＰＷＭ制御を用いる場合であっても、高速回転が必要とされる製品への適用に支障をきたさない、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本実施の形態におけるモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図
【図２】図１に示す単相インバータの回路構成図
【図３】ＰＷＭ信号を生成するための機能構成を示すブロック図
【図４】図３に示す構成を詳細に示したブロック図
【図５】電圧指令、ＰＷＭ信号及びモータ印加電圧の波形例を示すタイムチャート
【図６】変調率に応じたインバータ出力電圧の変化を示す波形図
【図７】図３及び図４に示したキャリア生成部及びキャリア比較部への入力信号である進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図
【図８】進角位相の算出方法の一例を示す図
【図９】ロータの磁極位置、位置センサ信号及び電圧指令の関係を示すタイムチャート
【図１０】電圧振幅指令の時間変化を示すタイムチャート
【図１１】インバータ出力電圧の極性が正及び負の場合によるモータ電流の経路を示す図
【図１２】ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに還流電流が流れる場合のモータ電流の経路を示す図
【図１３】ＭＯＳＦＥＴのチャネルに還流電流を流す場合のモータ電流の経路を示す図
【図１４】本実施の形態におけるモータ駆動装置の適用例として電気掃除機の構成の一例を示す図
【図１５】本実施の形態におけるモータ駆動装置の他の適用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図
【図１６】本実施の形態におけるモータ駆動装置に好適な変調制御の説明に供する図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤーを図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下の説明では、電気掃除機及びハンドドライヤーへの適用例を中心に説明するが、他の用途への適用を除外する趣旨ではない。
【００１１】
実施の形態．
図１は、本実施の形態におけるモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。図１に示すように、モータ駆動システム１は、単相モータ１２と、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動するモータ駆動装置２と、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である電源１０と、電源１０がモータ駆動装置２に印加する直流印加電圧を検出する電圧センサ２０と、単相モータ１２におけるロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出する位置センサ２１と、を備える。単相モータ１２を具備する負荷としては、電動送風機を備えた電気掃除機及びハンドドライヤーが例示される。なお、上記の説明において、電圧センサ２０は、直流印加電圧を検出するとしているが、電源１０の出力電圧である電源電圧を検出してもよい。
【００１２】
また、モータ駆動装置２は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を印加する単相インバータ１１と、電圧センサ２０により検出された直流印加電圧の検出値であるアナログデータをディジタルデータに変換するアナログディジタル変換器３０と、アナログディジタル変換器３０から読みとられた直流印加電圧、位置センサ２１からの位置センサ信号、及び図示しない指令値である回転数指令すなわち回転速度の指令値に基づいてＰＷＭ信号を生成する制御部２５と、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号に基づいて単相インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号生成部３２と、を備える。
【００１３】
制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御により後述するＰＷＭ信号を生成する。駆動信号生成部３２は、プロセッサ３１からのＰＷＭ信号に基づいて、単相インバータ１１を駆動するための駆動信号を生成して単相インバータ１１に出力する。
【００１４】
単相モータ１２は、好ましくはブラシレスモータである。ブラシレスモータにおいて、ロータ１２ａには周方向に配列された図示しない複数個の永久磁石が配置される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。また、ステータには図示しない巻線が巻回される。モータ電流は、巻線に流れる交流電流である。なお、本実施の形態では、磁極数は４極とするが、４極以外の磁極数でもよい。
【００１５】
位置センサ２１は、ディジタル信号である位置センサ信号を制御部２５に出力する。位置センサ信号は、ロータ回転位置を検出する信号であり、ロータ１２ａからの磁束の方向に応じて高低の二値を示す。
【００１６】
図２は、図１に示す単相インバータ１１の回路構成図である。単相インバータ１１は、ブリッジ接続されたスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。高電位側に位置するスイッチング素子５１，５３は、上アームのスイッチング素子と称される。また、低電位側に位置するスイッチング素子５２，５４は、下アームのスイッチング素子と称される。スイッチング素子５１とスイッチング素子５２の接続端、及びスイッチング素子５３とスイッチング素子５４の接続端はブリッジ回路における交流端を成し、これらの交流端には単相モータ１２が接続される回路構成となる。
【００１７】
スイッチング素子５１，５２，５３，５４には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を使用する。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴの一例である。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。また、スイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれにおいて、ドレインとソースとの間に並列に接続されるダイオードは還流ダイオードと称される。ただし、本実施の形態では、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであるボディダイオードを還流ダイオードとして使用する。
【００１８】
また、スイッチング素子５１，５２，５３，５４のうちの少なくとも一つは、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成することができる。ワイドギャップ半導体は、例えばＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、又はダイヤモンドである。スイッチング素子５１，５２，５３，５４のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることで、当該スイッチング素子の耐電圧性および許容電流密度が高くなるため、当該スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の小型化及び放熱構造の簡素化が可能になる。
【００１９】
図３は、ＰＷＭ信号を生成するための機能構成を示すブロック図である。図４は、図３に示す構成を詳細に示したブロック図である。ＰＷＭ信号を生成する機能は、図３に示すように、キャリア生成部３３及びキャリア比較部３８によって実現可能である。
【００２０】
図３において、キャリア生成部３３には、後述する電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２を生成するときに用いる進角位相θｖが入力される。ここで、「進角位相」とは、電圧指令の「進み角」である「進角」を位相で表したものである。また、ここでいう「進み角」とは、単相インバータ１１がステータ巻線に印加するモータ印加電圧と図示しないステータ巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。
【００２１】
図３に戻り、キャリア比較部３８には、進角制御された進角位相θｖ、直流印加電圧Ｖｄｃ、及び電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*が入力される。キャリア生成部３３は、進角位相θｖに基づいてキャリアを生成する。キャリア比較部３８は、キャリア、直流印加電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１〜Ｑ４を生成する。
【００２２】
キャリア生成部３３は、図４に示すように、キャリア周波数設定部３３ａを有する。キャリア周波数設定部３３ａでは、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定され、進角位相θｖに同期したキャリアが生成されてキャリア比較部３８に出力される。キャリア周波数設定部３３ａの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアを示している。なお、単相インバータ１１に対するＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがあるが、非同期ＰＷＭ制御の場合には進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
【００２３】
また、キャリア比較部３８は、図４に示すように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ，３８ｈ及び出力反転部３８ｉ，３８ｊの機能ブロックを有する。
【００２４】
絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が電圧センサ２０によって検出された直流印加電圧Ｖｄｃで除算される。電源１０がバッテリである場合、バッテリ電圧が変動するが、電圧センサ２０の検出値で除算することにより、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないように変調率を増加させることができる。なお、図１では、電圧センサ２０によって直流印加電圧Ｖｄｃを検出するようにしているが、電源１０が商用電源に接続されている場合など、電源１０の出力電圧が安定している場合には、電圧センサ２０の検出値を使用せずに、内部で生成した値を使用してもよい。
【００２５】
乗算部３８ｃでは、進角位相θｖの正弦値が演算され、除算部３８ｂの出力に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力に１／２が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力結果に１／２が加算される。乗算部３８ｆでは、除算部３８ｂの出力に−１が乗算される。ここで、加算部３８ｅの出力は、スイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、スイッチング素子５１，５２の駆動に用いる電圧指令Ｖｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、スイッチング素子５３，５４の駆動に用いる電圧指令Ｖｍ２として比較部３８ｈに入力される。
【００２６】
比較部３８ｇの出力はスイッチング素子５１へのＰＷＭ信号となり、比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力はスイッチング素子５２へのＰＷＭ信号となる。同様に、比較部３８ｈの出力はスイッチング素子５３へのＰＷＭ信号となり、比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力はスイッチング素子５４へのＰＷＭ信号となる。出力反転部３８ｉの存在により、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンすることはなく、出力反転部３８ｊの存在により、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンすることはない。
【００２７】
図５は、電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２、ＰＷＭ信号及びモータ印加電圧の波形例を示すタイムチャートである。図５の上段部には、加算部３８ｅから出力される電圧指令Ｖｍ１の波形が示され、図５の中上段部には、乗算部３８ｆから出力される電圧指令Ｖｍ２の波形が示されている。電圧指令Ｖｍ１を使用することにより、図５の中下段部に示されるようなＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２を生成することができる。また、電圧指令Ｖｍ２を使用することにより、図５の中下段部に示されるようなＰＷＭ信号Ｑ３，Ｑ４を生成することができる。さらに、このようなＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を使用して単相インバータ１１内のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を制御することにより、図５の下段部に示されるようなＰＷＭ制御された電圧パルス波形を単相モータ１２に印加することができる。
【００２８】
ところで、ＰＷＭ信号を生成する際に使用する変調方式としては、正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力するバイポーラ変調、電源半周期ごとに正もしくは零の電位、又は負もしくは零の電位、すなわち正、零又は負の３つの電位で変化する電圧パルスを出力するユニポーラ変調が知られている。上記図５に示した波形はユニポーラ変調によるものである。本実施の形態におけるモータ駆動装置としては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
【００２９】
上述の通り、モータ印加電圧は、キャリアと電圧指令値とを比較することにより決定される。モータ印加電圧に含まれる電圧パルスは、高速回転中においては、電圧指令Ｖｍの周波数も増加し、電気角一周期中に出力される電圧パルスの数が減少するため、電圧パルスの数が電流波形の歪へもたらす影響も大きくなる。一般的に、偶数回の電圧パルスを印加した場合には、偶数次調波が重畳され、正側と負側の波形の対称性が無くなる。よって、モータ電流波形が高調波の含有率を抑えた正弦波に近づくようにするため、電気角一周期中の電圧パルスの数は、奇数回となるように制御することが好ましい。電気角一周期中の電圧パルスの数が奇数回となるように制御することより、モータ電流波形を正弦波に近づけることが可能となる。
【００３０】
次に、電気角一周期中の電圧パルス数を奇数回とする方法について説明する。高速回転中において、出力電圧パルス数が奇数回となるように制御するためには、三角波キャリアをモータ回転数と同期させる方法がある。また、製品仕様で回転数を指令値とする制御を実施する場合には、予め回転数指令に対してキャリア周波数を決定する方法がある。何れの方法も公知の技術であるため、ここでの詳細な説明は割愛する。なお、本実施の形態では、出力電圧が奇数回になる制御であればこれに限らない。
【００３１】
図６は、変調率に応じたインバータ出力電圧の変化を示す波形図である。上段側から、変調率＝１．０、変調率＝１．２及び変調率＝２．０の場合の３パターンを示している。なお、「インバータ出力電圧」は、図５の下段部に示した「モータ印加電圧」と同義である。
【００３２】
図４及び図５で説明したように、電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２はキャリアと比較され、比較結果に応じたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が生成される。また、生成されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４によって、単相インバータ１１内のスイッチング素子５１，５２，５３，５４が制御され、図６の各段に示されるような変調率に応じたインバータ出力電圧が生成され、単相モータ１２に印加される。
【００３３】
変調率の定義は種々なものが存在するが、ここでは、電圧振幅指令Ｖ*と三角波キャリアの振幅との比率、すなわち「電圧振幅指令Ｖ*／三角波キャリア振幅」を変調率と定義する。図６の上段部には、変調率＝１．０の場合を示しているが、変調率が１．０未満の場合も同様な波形となる。変調率が１．０未満の場合、三角波キャリアの周波数に応じてインバータ出力電圧が生成されるため、インバータ出力電圧もキャリア周波数に応じた電圧パルスが出力される。
【００３４】
一方、変調率が１．０を超える場合、図６の中段部及び下段部に示すような波形となる。なお、変調率が１．０を超える場合は「過変調」と称され、変調率が１．０を超える領域は「過変調領域」と称される。過変調領域では、電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２がキャリアの振幅を超える部分が生じるため、キャリア周波数に応じてインバータ駆動信号を生成することができない区間が発生する。この区間では、インバータ出力電圧は、正の電源電圧もしくは負の電源電圧に固定されるため、インバータ出力電圧は変調率１のときに比べ、大きな出力電圧を得ることが可能となる。
【００３５】
次に、本実施の形態における進角制御について説明する。図７は、図３及び図４に示したキャリア生成部３３及びキャリア比較部３８への入力信号である進角位相θｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。進角位相θｖを算出するための機能は、図７に示すように、位置センサ信号に基づいて単相モータ１２の回転速度ω、及びロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θｍを電気角に換算した基準位相θｅを算出する回転速度算出部４２、及び回転速度算出部４２が算出した回転速度ω及び基準位相θｅの情報に基づいて進角位相θｖを算出する進角位相算出部４４によって実現可能である。
【００３６】
図８は、進角位相θｖの算出方法の一例を示す図である。進角位相θｖは、図８に示すように、回転数Ｎの増加に対して進角位相θｖが増加する関数を用いて決定することができる。なお、図８の例では、１次の線形関数により進角位相θｖを決定しているが、これに限らず、回転数の増加に応じて進角位相θｖが大きくなる関係であれば、何れの関数を用いてもよい。
【００３７】
図９は、ロータの磁極位置、位置センサ信号及び電圧指令Ｖｍの関係を示すタイムチャートである。なお、図９の最下段に示すように、ロータには４極の磁石が備えられ、ロータの外周に４つのステータを備えた場合の例である。ロータが時計方向に回転した場合、ロータ機械角θｍに応じた位置センサ信号が検出され、検出された位置センサ信号に応じて電気角に換算された基準位相θｅが算出される。
【００３８】
図９の中段部において、進角位相θｖ＝０の場合を例１として示している。進角位相θｖ＝０の場合、電圧指令Ｖｍは基準位相θｅと同相の正弦波電圧が出力される。なお、このときの電圧指令Ｖｍの振幅は、上述した電圧振幅指令Ｖ*に基づいて決定される。また、進角位相θｖ＝π／４の場合を例２として示している。進角位相θｖ＝π／４の場合、電圧指令Ｖｍは基準位相θｅから進角位相θｖの成分、すなわちπ／４進めた波形となる。
【００３９】
なお、図４に示すキャリア比較部３８の機能、並びに、図７に示す回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４の機能は、図１に示すプロセッサ３１によって実現可能である。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。なお、プロセッサ３１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称されるものであってもよい。また、メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。
【００４０】
ここで、従来技術において、単相モータの制御にＰＷＭ制御があまり用いられなかった理由について説明する。単相モータを駆動する方法としては、上述した特許文献２に示されるような、位置センサ信号の切り替わりに応じて出力電圧パルスを切り替える方法が一般的であった。ここで、単相モータを駆動する製品の一例として、電気掃除機又はハンドドライヤーを例に挙げると、これらの製品では、単相モータを１０万回転以上で高速回転させる必要があるため、モータ電流を正弦波に制御するには高速な演算処理が必要であった。従来の環境では、高速な演算処理を可能とするマイコンを安価に入手することが困難であったため、ＰＷＭ制御は行われていなかった。
【００４１】
次に、電圧振幅指令Ｖ*の与え方について説明する。図１０は、電圧振幅指令Ｖ*の時間変化を示すタイムチャートである。本実施の形態において、電圧振幅指令Ｖ*は、図示のように、時間ｔに応じて段階的に変化する動作態様とする。具体的に説明すると、まず、起動時には予め設定した一定の第１電圧Ｖ１を与え、加速後の定常運転時には、第１電圧Ｖ１よりも大きな一定の第２電圧Ｖ２を与える。また、第１電圧Ｖ１から第２電圧Ｖ２に変化させる加速時には、予め設定した加速レートが得られるように電圧振幅指令Ｖ*を上昇させる。すなわち、本実施の形態では、起動時及び定常運転時には、電圧振幅指令Ｖ*を一定とするように制御している。なお、起動時において、第１電圧Ｖ１を与える時間τ１は制御系の安定時間を考慮した任意の時間を設定することができる。
【００４２】
次に、電圧振幅指令Ｖ*が一定であることの効果について説明する。定常運転時において、電圧振幅指令Ｖ*を一定に制御することにより、以下の効果が得られる。
【００４３】
（１）負荷が急変した場合においても位置センサ信号から検出された位相を元に一定の電圧指令を出力できる。
（２）回転数変動した場合においても電圧指令に影響が及ばないため、出力電圧を安定に保つことが可能となる。
【００４４】
上記の効果は、電気掃除機のように、電気掃除機の吸込口と床面との接触面積に応じて負荷が変動するアプリケーションの場合に有効である。
【００４５】
一般的な電動送風機で実施されている回転数一定制御を行うと、モータに過電流が流れる場合がある。過電流が流れる理由は、負荷変動の際に回転数を一定に保とうとするが故に、電流が急激に変動するからである。より詳細に説明すると、「負荷が軽い状態」すなわち「負荷トルクが小さい状態」から、「負荷が重い状態」すなわち「負荷トルクが大きい状態」に遷移した際に回転数一定制御を行うと、同一回転数を維持しようとしてモータ出力トルクを大きくしなければならず、モータ電流の変化量が大きくなるからである。
【００４６】
一方、本実施の形態の制御では、上述したように、定常運転時において、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする制御を行っている。ここで、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする場合、負荷が重くなった際には、電圧振幅指令Ｖ*は変化させないので、負荷トルクが大きくなった分、モータ回転数は低下する。この制御により、モータ電流の急峻な変化と過電流とを防止できるので、安定して回転する電動送風機及び電機掃除機を実現することができる。
【００４７】
なお、電動送風機の場合、負荷トルクは、モータの負荷である羽根の回転数の増加によって増加すると共に、風路の径が広くなることでも増加する。風路の径とは、電機掃除機を例とした場合、吸込口の広さを表している。風路の径が広いとき、吸込口に何も接触していない場合は、風を吸い込む力が必要となるため、同一回転数で羽根が回転している場合には負荷トルクが大きくなる。一方、風路の径が狭いとき、吸込口が何かと接触し、塞がれている状態では、風を吸い込む力が必要なくなるため、同一回転数で羽根が回転している場合には負荷トルクは小さくなる。
【００４８】
次に、進角制御による効果について説明する。まず、回転数の増加に応じて進角位相θｖを増加させるようにすれば、回転数範囲を広げることが可能となる。進角位相θｖを０とした場合には、モータ印加電圧とモータ誘起電圧とが釣り合う所で回転数が飽和する。回転数を更に増加させるためには、進角位相θｖを進め、電機子反作用によるステータに発生させる磁束を弱めることでモータ誘起電圧を抑制し、回転数を増加させる。よって、進角位相θｖを回転数に応じて選択することで、広い回転数領域を得ることが可能となる。
【００４９】
本実施の形態による進角制御御を電気掃除機に適用する場合には、吸込口の塞ぎ状態の変化によらず、すなわち負荷トルクに関係なく、電圧指令を一定とし、回転速度の増加に応じて電圧指令の進み角である進角位相θｖを増加させるようにすればよい。このように制御すれば、広い回転速度範囲において安定した駆動が可能となる。
【００５０】
次に、本実施の形態における損失低減手法について説明する。図１１から図１３は、インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す図である。インバータ出力電圧の極性が正の場合、図１１の太実線（ａ）で示すように、第１相の上アームであるＭＯＳＦＥＴ５１のチャネル部分を通って単相モータ１２に流れ込み、第２相の下アームであるＭＯＳＦＥＴ５４のチャネル部分を通って単相モータ１２から流れ出す。また、インバータ出力電圧の極性が負の場合、図１１の太破線（ｂ）で示すように、第２相の上アームであるＭＯＳＦＥＴ５３のチャネル部分を通って単相モータ１２に流れ込み、第１相の下アームであるＭＯＳＦＥＴ５２のチャネル部分を通って単相モータ１２から流れ出す。
【００５１】
次に、インバータ出力電圧が零、すなわち単相インバータ１１から零電圧が出力された場合の電流経路について説明する。正のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になると、図１２の太実線（ｃ）で示すように、電源側からは電流が流れず、単相インバータ１１と単相モータ１２との間で電流が行き来する還流モードとなる。このとき、単相モータ１２に直前に流れている電流の向きは変わらないため、単相モータ１２から流れ出した電流は、第２相の下アームであるＭＯＳＦＥＴ５４のチャネル部分、及び第１相の下アームであるＭＯＳＦＥＴ５２のボディダイオード部分を通って単相モータ１２に戻る。なお、負のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になる場合は、直前に流れていた電流の向きが逆であるため、図１２の太破線（ｄ）で示すように、還流電流の向きは逆となる。具体的に説明すると、単相モータ１２から流れ出した電流は、第１相の上アームであるＭＯＳＦＥＴ５１のボディダイオード部分、及び第２相の上アームであるＭＯＳＦＥＴ５３のチャネル部分を通って単相モータ１２に戻る。
【００５２】
上記の説明の通り、単相モータ１２と単相インバータ１１との間で電流が還流する還流モードでは、第１相及び第２相のうちの何れか一方の相ではボディダイオードに電流が流れる。一般的に、ダイオードの順方向に電流を流すことに比べ、ＭＯＳＦＥＴのチャネルに電流を流した方が、導通損失が小さくなることが知られている。そこで、本実施の形態では、還流電流が流れる還流モードにおいて、ボディダイオードに流れる通流電流を小さくすべく、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴをオンに制御する。
【００５３】
還流モードにおいて、図１２の太実線（ｃ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、ＭＯＳＦＥＴ５２をオンに制御する。このように制御すれば、図１３の太実線（ｅ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいＭＯＳＦＥＴ５２のチャネル側を流れる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ５２での半導体損失が低減される。また、図１２の太破線（ｄ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、ＭＯＳＦＥＴ５１をオンに制御する。このように制御すれば、図１３の太破線（ｆ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいＭＯＳＦＥＴ５１のチャネル側を流れる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ５１での半導体損失が低減される。
【００５４】
上述のように、ボディダイオードに還流電流が流れるタイミングにおいて、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴをオンに制御することにより、スイッチング素子の損失を低減することができる。このため、ＭＯＳＦＥＴの形状を表面実装タイプにして基板にて放熱可能な構造とし、また、要すればスイッチング素子の一部又は全部をワイドバンドギャップ半導体で形成することにより、基板のみでＭＯＳＦＥＴの発熱を抑制する構造を実現する。なお、基板のみで放熱が可能であれば、ヒートシンクが不要となるため、インバータの小型化に寄与し、製品の小型化にも繋げることができる。
【００５５】
前述の放熱方法に加え、基板を風路に設置することで、更なる放熱効果をも得ることができる。ここで、風路とは、電動送風機のように空気の流れを発生させる部位又は電動送風機が発生する風流の通路である。基板を風路に設置することにより、電動送風機が発生する風によって基板上の半導体素子を放熱できるので、半導体素子の発熱を大幅に抑制することができる。
【００５６】
次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置の適用例について説明する。図１４は、本実施の形態におけるモータ駆動装置の適用例として電気掃除機の構成の一例を示す図である。図１４において、電気掃除機６１は、直流電源であるバッテリ６７、上述した単相モータ１２により駆動される電動送風機６４を備え、さらに集塵室６５、センサ６８、吸込口体６３、延長管６２及び操作部６６を備えて構成される。
【００５７】
電気掃除機６１は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動し、吸込口体６３から吸込みを行い、延長管６２を介して集塵室６５へごみを吸引する。使用の際は操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。
【００５８】
電気掃除機６１は、モータ回転数の駆動範囲が０から１０万ｒｐｍ以上に渡って変動する製品である。このようなモータが高速回転する製品を駆動する際には、上述した本実施の形態に係る制御手法が好適である。電圧振幅指令Ｖ*を一定とし、回転速度に応じて進角位相θｖを変更することで、低速から高速回転領域まで回転数駆動範囲を広げつつ、負荷急変に対応することが可能となる。また、ＰＷＭ制御によってモータ電流を正弦波に制御することで高効率な駆動ができるため、運転時間の長時間化が望める。
【００５９】
また、上述した放熱部品の削減により小型化及び軽量化に寄与することができる。さらに、電流を検出する電流センサが必要なく、高速なアナログディジタル変換器も必要ないことから、コストを抑制することが可能となる。
【００６０】
図１５は、本実施の形態におけるモータ駆動装置の他の適用例としてハンドドライヤーの構成の一例を示す図である。ハンドドライヤー９０は、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７、及び吸気口９８を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサおよび人感センサのいずれかである。ハンドドライヤー９０では、ケーシング９１内に図示しない電動送風機を有する。ハンドドライヤー９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手を挿入することで電動送風機による送風で水を吹き飛ばし、水受け部９３からドレン容器９４へと水を溜めこむ構造となっている。
【００６１】
ハンドドライヤー９０も、モータ回転数の駆動範囲が０から１０万ｒｐｍ以上に渡って変動する製品である。このため、ハンドドライヤー９０においても、上述した本実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。
【００６２】
図１６は、本実施の形態におけるモータ駆動装置に好適な変調制御の説明に供する図である。同図の左側には、回転数と変調率の関係を示している。また、同図の右側には、変調率が１以下と、１を超えるときのインバータ出力電圧の波形を示している。一般的に、回転数の増加に伴い回転体の負荷トルクは大きくなる。このため、回転数の増加に伴いモータ出力トルクを増加させる必要がある。また、一般的に、モータ出力トルクはモータ電流に比例して増加し、モータ電流の増加にはインバータ出力電圧の増加が必要である。よって、変調率を上げてインバータ出力電圧を増加させることで、回転数を増加させることが可能となる。
【００６３】
次に、本実施の形態における回転数制御について説明する。なお、以下の説明では、負荷として電動送風機を想定し、電動送風機の運転域を以下の通り区分する。
（１）低速回転域（低回転数領域）：０〜７万ｒｐｍ
（２）高速回転域（高回転数領域）：１０万ｒｐｍ以上
【００６４】
なお、上記（１）と（２）に挟まれた領域はグレーゾーンであり、用途に応じて、低速回転域に含まれる場合もあれば、高速回転域に含まれる場合もある。
【００６５】
まず、低速回転域での制御について説明する。低速回転域では変調率を１以下としてＰＷＭ制御する。なお、変調率を１以下とすることで、モータ電流を正弦波に制御し、モータの高効率化を図ることができる。なお、低速回転域と高速回転域とで同じキャリア周波数で動作させた場合、キャリア周波数は高速回転域に合わせたキャリア周波数となるため、低速回転域ではＰＷＭパルスが必要以上に多くなる傾向にある。このため、低速回転域ではキャリア周波数を低下させ、スイッチング損失を低下させる手法を用いてもよい。また、回転数に同期させてキャリア周波数を可変させることで、回転数に応じてパルス数が変化しないように制御してもよい。
【００６６】
次に、高速回転域での制御について説明する。高速回転域では、変調率を１より大きな値に設定する。変調率を１より大きくすることで、インバータ出力電圧を増加させつつ、インバータ内のスイッチング素子が行うスイッチング回数を低減させることで、スイッチング損失の増加を抑えることが可能となる。ここで、変調率が１を超えることでモータ出力電圧は増加するが、スイッチング回数が低下するため、電流の歪が懸念される。しかしながら、高速回転中においては、モータのリアクタンス成分が大きくなり、モータ電流の変化成分であるｄｉ／ｄｔが小さくなるため、低速回転域に比べて電流歪は小さくなり、波形の歪に対する影響は小さくなる。よって、高速回転域では、変調率を１より大きな値に設定し、スイッチングパルス数を低減させる制御を行う。この制御により、スイッチング損失の増加を抑制し、高効率化を図ることが可能となる。
【００６７】
なお、上記の通り、低速回転域と高速回転域の境界はグレーなところがある。このため、低速回転域と高速回転域の境界を決める第１回転速度を設定し、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度以下の場合には変調率を１以下に設定し、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度を超えた場合には１を超える変調率に設定するように制御すればよい。
【００６８】
以上の説明の通り、本実施の形態では、モータ駆動装置の適用例として、電気掃除機６１およびハンドドライヤー９０について説明したが、モータが搭載された電気機器一般に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、物体輸送、吸塵用、一般送排風、又はＯＡ機器のような電動送風機を備えた機器である。
【００６９】
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【００７０】
１  モータ駆動システム、２  モータ駆動装置、１０  電源、１１  単相インバータ、１２  単相モータ、１２ａ  ロータ、２０  電圧センサ、２１  位置センサ、２５  制御部、３０  アナログディジタル変換器、３１  プロセッサ、３２  駆動信号生成部、３３  キャリア生成部、３３ａ  キャリア周波数設定部、３４  メモリ、３８  キャリア比較部、３８ａ  絶対値演算部、３８ｂ  除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ  乗算部、３８ｅ  加算部、３８ｇ，３８ｈ  比較部、３８ｉ，３８ｊ  出力反転部、４２  回転速度算出部、４４  進角位相算出部、５１，５２，５３，５４  スイッチング素子、６１  電気掃除機、６２  延長管、６３  吸込口体、６４  電動送風機、６５  集塵室、６６  操作部、６７  バッテリ、６８  センサ、９０  ハンドドライヤー、９１  ケーシング、９２  手検知センサ、９３  水受け部、９４  ドレン容器、９６  カバー、９７  センサ、９８  吸気口、９９  手挿入部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2020074670.tif 000011
【図１０】
2020074670.tif 000012
【図１１】
2020074670.tif 000013
【図１２】
2020074670.tif 000014
【図１３】
2020074670.tif 000015
【図１４】
2020074670.tif 000016
【図１５】
2020074670.tif 000017
【図１６】
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