(57)【要約】【課題】電動機で生じる不平衡磁気吸引力を低減する。【解決手段】回転子（12）は、回転子コア（40）と、シャフト（10）と、磁極（43）を形成する複数の永久磁石（42）とを有する。シャフト（10）は、回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持される。回転子コア（40）は、各磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、永久磁石（42）を含む少なくとも１つの磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有する。磁気飽和助長手段（50）は、永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられる。磁極（43）は、自身の極中心と回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、回転方向側の半部（43a）の形状と、反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である。【選択図】図２５
2020162379.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子（12）および固定子（11）を備えた電動機（1）であって、
上記回転子（12）は、回転子コア（40）と、該回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）と、周方向に並んだ複数の磁極（43）を形成する複数の永久磁石（42）とを有し、
上記磁極（43）は、上記回転子（12）の表面における磁場の向きが径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって上記回転子（12）が周方向に分割された領域であり、
上記シャフト（10）は、上記回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持され、
上記回転子コア（40）は、各上記磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、上記永久磁石（42）を含む少なくとも１つの上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有し、
上記磁気飽和助長手段（50）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられており、
上記磁極（43）は、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である
ことを特徴とする電動機。
【請求項２】
請求項１において、
上記磁気飽和助長手段（50）は、上記回転子コア（40）の上記永久磁石（42）よりも径方向外側における、上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）に設けられた磁気抵抗部（51,52）である
ことを特徴とする電動機。
【請求項３】
請求項２において、
上記磁気抵抗部（51,52）は、上記磁極（43）の上記永久磁石（42）において上記回転方向側の端部および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L2）と、上記磁極（43）の極中心および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L1）との間に配置されている
ことを特徴とする電動機。
【請求項４】
請求項２または３において、
上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）に形成された空隙（51）である
ことを特徴とする電動機。
【請求項５】
請求項２または３において、
上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）の外周面に形成された凹部（52）である
ことを特徴とする電動機。
【請求項６】
請求項１において、
上記回転子コア（40）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側における上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）の少なくとも一部が、該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料よりも飽和磁束密度が低い磁性材料で構成された磁気飽和容易部（53）になっており、
上記磁気飽和助長手段（50）は、上記磁気飽和容易部（53）により構成されている
ことを特徴とする電動機。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項において、
上記回転子（12）は、上記回転子コア（40）の軸方向一端側および軸方向他端側の少なくとも一方に設けられた錘（13a,13c）を有し、
上記錘（13a,13c）の重心は、上記回転子（12）の軸心（O）から偏心している
ことを特徴とする電動機。
【請求項８】
ケーシング（15）と、
上記ケーシング（15）に収容された請求項１〜７のいずれか１項に記載の電動機（1）と、
上記ケーシング（15）に収容されかつ上記電動機（1）により駆動される圧縮機構（20）とを備える
ことを特徴とする圧縮機。
【請求項９】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、
上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、
上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）であって、
上記制御部（209）は、
第１の最大値（Vmax_ωMAX）よりも小さい振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ωMAX）で上記電動機（1）を回転して所定の上記負荷（20）を駆動し、
第２の最大値（Vmax_ω3）の振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω3）で上記電動機（1）を回転して上記所定の上記負荷（20）を駆動し、
上記第１の最大値（Vmax_ωMAX）は、上記第１の速度（ωMAX）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
上記第１の速度（ωMAX）は、上記電動機（1）が上記所定の上記負荷（20）を駆動するときの上記電動機の回転の速度（ωm）の最大値であり、
上記第２の最大値（Vmax_ω3）は、上記第２の速度（ω3）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
上記第２の速度（ω3）は、上記第１の速度（ωMAX）よりも小さい
ことを特徴とする電動機システム。
【請求項１０】
請求項１〜７のいずれか１項に記載の電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、
上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、
上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）であって、
上記電動機（1）が所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の回転の速度（ωm）が、上記電動機（1）が上記所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の基底速度（ωb）以上であるとき、
上記制御部（209）は、
第１の最大値（Vmax_ω1）に第１の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω1）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、
第２の最大値（Vmax_ω2）に第２の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω2）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、
上記第１の最大値（Vmax_ω1）は、上記第１の速度（ω1）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
上記第２の最大値（Vmax_ω2）は、上記第２の速度（ω2）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、
上記第２の速度（ω2）は、上記第１の速度（ω1）よりも大きく、
上記第２の比は、上記第１の比よりも小さい
ことを特徴とする電動機システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電動機およびそれを備えた電動機システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来より、複数の磁石挿入孔が形成された回転子コアを備えた電動機が知られている。例えば、特許文献１の電動機は、回転子コアにおける磁石挿入孔の径方向外側に、複数のスリットが設けられ、当該スリットは、第１部分および第２部分を有する。磁極中心線から第１部分までの距離は、径方向内側から径方向外側に向けて大きくなる。磁極中心線から第２部分までの距離は、径方向内側から径方向外側に向けて一定である。このような構成により、特許文献１の電動機は、振動を小さくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１７−１０８６２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、本願発明者は、電動機で生じる不平衡磁気吸引力が回転子のシャフトにかかる径方向の負荷を増大させることが、特にシャフトが回転子コアに対して軸方向の片側のみで支持される場合に問題となることを見出した。なお、「不平衡磁気吸引力」とは、回転子が固定子に対して相対的に径方向に変位したときに、当該変位を助長するように回転子と固定子との間で生じる磁気力のことをいう。
【０００５】
本開示の目的は、電動機で生じる不平衡磁気吸引力を低減することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示の第１の態様は、回転子（12）および固定子（11）を備えた電動機（1）を対象とする。上記回転子（12）は、回転子コア（40）と、該回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）と、周方向に並んだ複数の磁極（43）を形成する複数の永久磁石（42）とを有する。上記磁極（43）は、上記回転子（12）の表面における磁場の向きが径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって上記回転子（12）が周方向に分割された領域である。上記シャフト（10）は、上記回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持される。上記回転子コア（40）は、各上記磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、上記永久磁石（42）を含む少なくとも１つの上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有する。上記磁気飽和助長手段（50）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられている。上記磁極（43）は、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である。
【０００７】
第１の態様では、磁気飽和助長手段（50）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。これにより、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。
【０００８】
本開示の第２の態様は、上記第１の態様において、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記回転子コア（40）の上記永久磁石（42）よりも径方向外側における、上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）に設けられた磁気抵抗部（51,52）であることを特徴とする。
【０００９】
第２の態様では、磁気抵抗部（51,52）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。
【００１０】
本開示の第３の態様は、上記第２の態様において、上記磁気抵抗部（51,52）は、上記磁極（43）の上記永久磁石（42）において上記回転方向側の端部および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L2）と、上記磁極（43）の極中心および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L1）との間に配置されていることを特徴とする。
【００１１】
第３の態様では、磁気抵抗部（51,52）の配置を工夫することで、不平衡磁気吸引力をより一層低減することができる。
【００１２】
本開示の第４の態様は、上記第２または第３の態様において、上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）に形成された空隙（51）であることを特徴とする。
【００１３】
第４の態様では、空隙（51）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。
【００１４】
本開示の第５の態様は、上記第２または第３の態様において、上記磁気抵抗部（51,52）は、上記回転子コア（40）の外周面に形成された凹部（52）であることを特徴とする。
【００１５】
第５の態様では、凹部（52）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。
【００１６】
本開示の第６の態様は、上記第１の態様において、上記回転子コア（40）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側における上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）の少なくとも一部が、該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料よりも飽和磁束密度が低い磁性材料で構成された磁気飽和容易部（53）になっており、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記磁気飽和容易部（53）により構成されていることを特徴とする。
【００１７】
第６の態様では、磁気飽和容易部（53）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。
【００１８】
本開示の第７の態様は、上記第１〜第６の態様のいずれか１つにおいて、上記回転子（12）は、上記回転子コア（40）の軸方向一端側および軸方向他端側の少なくとも一方に設けられた錘（13a,13c）を有し、上記錘（13a,13c）の重心は、上記回転子（12）の軸心（O）から偏心していることを特徴とする。
【００１９】
第７の態様では、回転子（12）の軸心（O）から偏心した重心を有する錘（13a,13c）を設ける場合であっても、不平衡磁気吸引力を低減することでシャフト（10）の軸振れを抑止することができる。
【００２０】
本開示の第８の態様は、圧縮機（100）を対象とする。圧縮機（100）は、ケーシング（15）と、上記ケーシング（15）に収容された上記第１〜第７の態様のいずれか１つの電動機（1）と、上記ケーシング（15）に収容されかつ上記電動機（1）により駆動される圧縮機構（20）とを備える。
【００２１】
第８の態様では、電動機（1）により圧縮機構（20）が高速回転駆動される場合でも、当該電動機（1）で不平衡磁気吸引力が生じにくいので、シャフト（10）の軸振れを抑えて圧縮機構（20）を適切に駆動することができる。
【００２２】
本開示の第９の態様は、上記第１〜第７の態様のいずれか１つの電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）を対象とする。上記制御部（209）は、第１の最大値（Vmax_ωMAX）よりも小さい振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ωMAX）で上記電動機（1）を回転して所定の上記負荷（20）を駆動し、第２の最大値（Vmax_ω3）の振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω3）で上記電動機（1）を回転して上記所定の上記負荷（20）を駆動する。上記第１の最大値（Vmax_ωMAX）は、上記第１の速度（ωMAX）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第１の速度（ωMAX）は、上記電動機（1）が上記所定の上記負荷（20）を駆動するときの上記電動機の回転の速度（ωm）の最大値である。上記第２の最大値（Vmax_ω3）は、上記第２の速度（ω3）で上記所定の上記負荷（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第２の速度（ω3）は、上記第１の速度（ωMAX）よりも小さい。
【００２３】
第９の態様では、制御部（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。
【００２４】
本開示の第１０の態様は、上記第１〜第７の態様のいずれか１つの電動機（1）であって、上記シャフト（10）の回転を用いて負荷（20）を駆動する電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御部（209）とを備えた電動機システム（MS）を対象とする。上記電動機（1）が所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の回転の速度（ωm）が、上記電動機（1）が上記所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の基底速度（ωb）以上であるとき、上記制御部（209）は、第１の最大値（Vmax_ω1）に第１の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω1）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、第２の最大値（Vmax_ω2）に第２の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω2）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させる。上記第１の最大値（Vmax_ω1）は、上記第１の速度（ω1）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第２の最大値（Vmax_ω2）は、上記第２の速度（ω2）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値である。上記第２の速度（ω2）は、上記第１の速度（ω1）よりも大きい。上記第２の比は、上記第１の比よりも小さい。
【００２５】
第１０の態様では、制御部（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】図１は、実施形態１の圧縮機の構造を例示する断面図である。
【図２】図２は、モータと、モータを駆動するモータ駆動装置の構成とを示すブロック図である。
【図３】図３は、実施形態において採用される制御と回転速度との関係を実線で示すグラフである。
【図４】図４は、制御器による出力回路の制御を示すフローチャートである。
【図５】図５は、回転速度を助変数とし、軸偏倚と駆動電圧との関係を示すグラフである。
【図６】図６は、回転速度を助変数として電流振幅と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図７】図７は、トルクを所定の値としたときの回転速度と電流振幅との関係を示すグラフである。
【図８】図８は、回転速度を助変数として電流ベクトルの位相と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図９】図９は、トルクを所定の値としたときの回転速度と位相との関係を示すグラフである。
【図１０】図１０は、回転速度を助変数としてｄ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図１１】図１１は、回転速度を助変数としてｑ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図１２】図１２は、トルクを所定の値としたときの回転速度とｑ軸電流との関係を示すグラフである。
【図１３】図１３は、界磁磁束ベクトル、電機子反作用による磁束ベクトル、一次磁束ベクトルの関係を示すベクトル図である。
【図１４】図１４は、回転速度を助変数としてＴ軸電流と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図１５】図１５は、トルクを所定の値としたときの回転速度とＴ軸電流との関係を示すグラフである。
【図１６】図１６は、回転速度を助変数として一次磁束と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図１７】図１７は、トルクを所定の値としたときの回転速度と一次磁束との関係を示すグラフである。
【図１８】図１８は、回転速度を助変数として負荷角と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図１９】図１９は、トルクを所定の値としたときの回転速度と負荷角との関係を示すグラフである。
【図２０】図２０は、回転速度を助変数として瞬時実電力と軸偏倚との関係を示すグラフである。
【図２１】図２１は、トルクを所定の値としたときの回転速度と瞬時実電力との関係を示すグラフである。
【図２２】図２２は、制御器の第１の変形を示すブロック図である。
【図２３】図２３は、制御器の第２の変形を示すブロック図である。
【図２４】図２４は、実施形態１の電動機の構成を示す平面図である。
【図２５】図２５は、実施形態１の回転子の平面図である。
【図２６】図２６は、回転子の磁極の定義について説明するための平面図である。
【図２７】図２７は、実施形態１の変形例の回転子の平面図である。
【図２８】図２８は、実施形態２の回転子の平面図である。
【図２９】図２９は、実施形態３の回転子の平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００２７】
《実施形態１》
図１は冷凍回路、例えばヒートポンプで採用される圧縮機（100）の構造を例示する断面図である。圧縮機（100）は圧縮機構（20）、電動機（1）、軸受（14）、ケーシング（15）を備える。圧縮機構（20）は冷媒（図示省略）を圧縮する。圧縮機構（20）には例えばスイング方式が採用され、シャフト（10）によって電動機（1）から伝達される回転によって冷媒を圧縮する。圧縮機構（20）は電動機（1）が駆動する負荷である。
【００２８】
電動機（1）は固定子（11）と回転子（12）を備える。例えば固定子（11）と回転子（12）はそれぞれ電機子、界磁子で実現される。例えば電動機（1）はインナーロータ型の埋込磁石同期モータであって、回転子（12）は界磁磁束を発生する永久磁石（図示省略）を有する。
【００２９】
回転子（12）は、回転子コア（40）と、回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）とを有する。シャフト（10）は、軸受（14）によって回転可能にケーシング（15）に取り付けられる。シャフト（10）は、回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみ（この例では、上下方向の下側のみ）で回転可能に支持される。
【００３０】
回転子（12）の、シャフト（10）に沿った方向（以下「軸方向」）の圧縮機構（20）側に、バランスウェイト（13a）が設けられる。回転子（12）の、軸方向の圧縮機構（20）とは反対側に、バランスウェイト（13c）が設けられる。各バランスウェイト（13a,13c）の重心は、回転子（12）の軸心（O）から互いに逆方向に偏心している。各バランスウェイト（13a,13c）は、錘を構成している。
【００３１】
構造の説明の便宜のため、図１において、断面図の上には、回転子（12）の上面図（軸方向に沿って圧縮機構（20）とは反対側から回転子（12）を見た図）が、回転子（12）の断面に対して四本の仮想線たる鎖線で結合して示される。なお、電動機（1）の構造については、後に詳述する。
【００３２】
回転子（12）の回転（以下、電動機（1）の回転と称すこともある）により、バランスウェイト（13a,13c）にはそれぞれ遠心力ＦＡ，ＦＣが働く。シャフト（10）には不均衡磁気吸引力ＦＢが働く。不均衡磁気吸引力ＦＢは、固定子（11）と回転子（12）との間の磁気吸引力の不均衡に起因した、径方向、即ち軸方向と直交する方向の成分である。ここで当該成分のみに着目したのは、遠心力ＦＡ，ＦＣが径方向に働き、これらと共にシャフト（10）に対して径方向にかかる応力で発生する撓み量（以下「軸偏倚」と称す）を検討するからである。ここでは便宜状、不均衡磁気吸引力ＦＢは回転子（12）の軸方向中央におけるシャフト（10）の位置Ｂに働くとして図示した。
【００３３】
電動機（1）が回転する速度（以下、「回転速度」とも称す）が大きいほど遠心力ＦＡ，ＦＣは大きい。回転速度が高いほど、軸偏倚が大きい。軸偏倚はシャフト（10）から軸受（14）に対して与える径方向の応力が特定の回転角度において強くなる、いわゆる片当たりの要因である。
【００３４】
冷凍回路の能力を高める観点からは、回転速度が大きいことが望ましい。換言すれば、軸偏倚が小さいことは冷凍回路の能力を向上する点で有利である。
【００３５】
以下の実施形態では、軸偏倚を低減するためのモータの駆動技術を紹介する。図２は電動機システム（MS）の構成を示すブロック図である。電動機システム（MS）は、電動機（1）と、電動機（1）を駆動するモータ制御装置（200）とを備える。ここでは電動機（1）が三相の埋込磁石形同期モータ（図ではＩＰＭＳＭと表記）である場合を例示する。モータ制御装置（200）は電動機（1）に流れる三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、ｄ軸成分（以下「ｄ軸電流」）ｉｄ、ｑ軸成分（以下「ｑ軸電流」）ｉｑに変換してベクトル制御を行う。ここで「ｄ軸」、「ｑ軸」は、それぞれ電動機（1）の界磁磁束と同相およびこれに対して９０度で進相する座標軸を示す。ｄ軸電流ｉｄは界磁磁束に寄与し、ｑ軸電流ｉｑは電動機（1）が出力するトルクに寄与する。
【００３６】
モータ制御装置（200）は、出力回路（210）と、出力回路（210）の動作を制御する制御器（209）とを備える。出力回路（210）は、電動機（1）に印加される印加電圧Ｖｓを電動機（1）に出力する。電動機（1）は印加電圧Ｖｓによって、例えば回転速度が制御されて駆動される。例えば出力回路（210）は直流電圧ＶdcをＤＣ／ＡＣ変換して三相の印加電圧Ｖｓを電動機（1）に出力する。出力回路（210）は電動機（1）に三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給する。制御器（209）は、制御部を構成している。
【００３７】
出力回路（210）はパルス幅変調回路（図中「ＰＷＭ回路」と表示）２１０ａと電圧制御型のＰＷＭインバータ（210b）とを含む。パルス幅変調回路（210a）は三相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を入力し、ＰＷＭインバータ（210b）の動作を制御するゲート信号Ｇを生成する。ただし、ＰＷＭインバータ（210b）に替えて、他の変調方式のインバータを採用することもできる。ＰＷＭインバータ（210b）は、インバータを構成している。
【００３８】
ＰＷＭインバータ（210b）には直流電源から直流電圧Ｖdcが供給される。ＰＷＭインバータ（210b）はゲート信号Ｇによって制御される動作を行い、直流電圧Ｖdcを印加電圧Ｖｓに変換し、電動機（1）に印加する。三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗはＰＷＭインバータ（210b）から電動機（1）に供給される。電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は印加電圧Ｖｓの指令値である。
【００３９】
図２では直流電圧Ｖdcを供給する電源はモータ制御装置（200）の外部に設けているが、モータ制御装置（200）に含めてもよい。当該電源は例えばＡＣ／ＤＣコンバータで実現することができる。
【００４０】
制御器（209）は例えば、電流指令生成部（211）、電流制御器（212），座標変換器（213,214）、位置検出器（215）、乗算器（216）、速度演算器（217）を備える。
【００４１】
電流検出器（218u,218v）は、それぞれ交流電流Ｉｕ，Ｉｖを検出する。制御器（209）が電流検出器（218u,218v）を備えてもよい。位置検出器（215）は電動機（1）の回転位置をその機械角での回転角度θｍとして検出する。乗算器（216）は回転角度θｍに極対数Ｐｎを乗算し、電気角としての回転角度θを求める。座標変換器（214）は交流電流Ｉｕ，Ｉｖの値および回転角度θを入力し、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑを求める。
【００４２】
速度演算器（217）は回転角度θｍから機械角での回転速度ωｍを求める。電流指令生成部（211）は、トルク指令τ＊、あるいは回転速度ωｍおよびその指令値ωｍ＊とを入力し、これらからｄ軸電流ｉｄの指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流ｉｑの指令値ｉｑ＊を求める。トルク指令τ＊は電動機（1）が出力するトルクτの指令値である。
【００４３】
電流制御器（212）は、ｄ軸電流ｉｄおよびその指令値ｉｄ＊、ｑ軸電流ｉｑおよびその指令値ｉｑ＊から、ｄ軸電圧ｖｄの指令値ｖｄ＊およびｑ軸電圧ｖｑの指令値ｖｑ＊を求める。例えばｄ軸電流ｉｄとその指令値ｉｄ＊との偏差、ｑ軸電流ｉｑとその指令値ｉｑ＊との偏差を零に近づけるフィードバック制御によって指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊が求められる。
【００４４】
座標変換器（213）は、ｄ軸電圧ｖｄの指令値ｖｄ＊およびｑ軸電圧ｖｑの指令値ｖｑ＊と回転角度θとから、三相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を生成する。
【００４５】
本実施形態において、必ずしも位置検出器（215）は要しない。交流電流Ｉｕ，Ｉｖと印加電圧Ｖｓから回転角度θｍを求める、いわゆるセンサレス方式を採用してもよい。
【００４６】
図３は本実施形態において採用される制御と回転速度ωｍとの関係を実線で示すグラフである。図３（ａ），（ｂ），（ｃ）のいずれにおいても横軸に回転速度ωｍを採り、トルク指令τ＊をある一定値に揃えている。
【００４７】
図３（ａ），（ｂ），（ｃ）はそれぞれ縦軸に印加電圧Ｖｓの振幅｜Ｖｓ｜、軸偏倚δＣ、ｄ軸電流ｉｄを採用している。ここでは、軸偏倚δＣはシャフト（10）の、軸方向におけるバランスウェイト（13c）側の端部の位置Ｃ（図１）での軸偏倚とする。
【００４８】
回転速度ωｍが回転速度ｖ１（単に「速度ｖ１」とも称す：他の回転速度についても同様）以下では、回転速度ωｍが大きいほど、振幅｜Ｖｓ｜は大きい。例えばこのような制御としては最大トルク／電流制御や最大効率制御を採用することができる。図３では回転速度ωｍが速度ｖ１以下では最大トルク／電流制御が行われる場合を例示した。そして回転速度ωｍが速度ｖ１であるときの振幅｜Ｖｓ｜を電圧値Ｖmaxとして示した。
【００４９】
回転速度ωｍが速度ｖ２以上では、振幅｜Ｖｓ｜を電圧値Ｖmax未満とする。速度ｖ２は速度ｖ１以上である。このような制御を本実施形態では便宜的に「電圧低下制御」と仮称する。図３（ａ）ではその例として、ｖ２＞ｖ１であって、回転速度ωｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜が小さい場合が示されている。
【００５０】
回転速度ωｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下であるとき、振幅｜Ｖｓ｜は回転速度ωｍに依らずに速度ｖ１における振幅｜Ｖｓ｜（＝Ｖmax）と等しい。このとき、電動機（1）に対してはいわゆる弱め磁束制御が行われる。ｖ１＝ｖ２であれば回転速度ωｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下である事象は発生せず、弱め磁束制御が行われない。
【００５１】
制御器（209）は、このような印加電圧Ｖｓの回転速度ωｍに対する依存性で、出力回路（210）に印加電圧Ｖｓを出力させる。具体的には回転速度ωｍに応じた印加電圧Ｖｓを出力回路（210）が出力するような電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を、制御器（209）が生成し、これを出力回路（210）に出力する。
【００５２】
図４は制御器（209）による出力回路（210）の制御を示すフローチャートである。当該フローチャートは印加電圧Ｖｓを制御するルーチンであり、当該ルーチンは例えば不図示のメインルーチンに対する割り込み処理であり、割り込み処理によって開始し、当該ルーチンの終了により処理は当該メインルーチンに復帰する。当該ルーチンは、例えば当該メインルーチンと共に、制御器（209）で行われる。
【００５３】
ステップＳ４０１において回転速度ωｍと速度ｖ１，ｖ２との比較が行われる。ステップＳ４０１においてωｍ≦ｖ１と判断されれば処理はステップＳ４０２に進む。ステップＳ４０１においてｖ１＜ωｍ≦ｖ２と判断されれば処理はステップＳ４０３に進む。ステップＳ４０１においてｖ２＜ωｍと判断されれば処理はステップＳ４０４に進む。
【００５４】
ステップＳ４０２では最大トルク／電流制御が行われる。あるいは最大トルク／電流制御に代えてステップＳ４０２で最大効率制御が行われてもよい。あるいはステップＳ４０２において最大トルク／電流制御と最大効率制御とが切り替えて行われてもよい。
【００５５】
ステップＳ４０３では振幅｜Ｖｓ｜として電圧値Ｖmaxが採用され、例えば弱め磁束制御が行われる。ステップＳ４０４では電圧低下制御が行われ、振幅｜Ｖｓ｜として電圧値Ｖmax未満の値が採用される。
【００５６】
図３において破線は本実施形態との比較のため、「電圧低下制御」を採用せずに回転速度ωｍが速度ｖ２よりも大きい場合でも弱め磁束制御を維持した場合を示す。最大トルク／電流制御、最大効率制御、弱め磁束制御のいずれを採用しても回転速度ωｍが大きいほど軸偏倚δＣは大きい。
【００５７】
図３では軸偏倚δＣの上限値δＣｏを示した。最大トルク／電流制御、最大効率制御、あるいは弱め磁束制御によって軸偏倚δＣが上限δＣｏを採る速度ｖ２を予め実測若しくは計算して求めておく。ここでは回転速度ωｍが上昇し、速度ｖ１を超えて最大トルク／電流制御から弱め磁束制御に制御が移っても、速度ｖ２以下では軸偏倚δＣが上限値δＣｏ未満である場合が例示されている。つまり速度ｖ２以下では振幅｜Ｖｓ｜がその電圧値Ｖmaxを維持しても軸偏倚δＣが上限値δＣｏ未満である場合が例示されている。
【００５８】
回転速度ωｍが速度ｖ２を超えると、振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmax未満の値を採る。これにより回転速度ωｍが大きくても、軸偏倚δＣを上限値δＣｏ以下に抑えることができる。
【００５９】
例えば電圧値ＶmaxはＰＷＭインバータ（210b）が直流電圧Ｖdcから変換できる交流電圧の最大値である。ここでは最大トルク／電流制御が採用されるので、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxとなる速度ｖ１は基底速度と一致する。ここで基底速度とは、最大トルク／電流制御で電動機（1）にトルクτを発生させることができる、電動機（1）の回転速度の最大値である。最大効率制御が採用される場合、速度ｖ１は基底速度よりも大きい。
【００６０】
図５は、回転速度ωｍを助変数とし、軸偏倚δＣと振幅｜Ｖｓ｜との関係を示すグラフである。図３と図５とは同じトルク指令値τ＊を用いた場合を示した。以下、図５を用いて、電圧低下制御によって軸偏倚δＣが上限値δＣｏ以下に抑えられる理由を説明する。
【００６１】
図５では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７（但しｖ１＜ｖ２＜ｖ５＜ｖ６＜ｖ７）を採るときの軸偏倚δＣと振幅｜Ｖｓ｜との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するための振幅｜Ｖｓ｜が大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【００６２】
図５では回転速度ωｍが速度ｖ３，ｖ４，ｖ２（但しｖ３＜ｖ４＜ｖ１＜ｖ２）を採るときに最大トルク／電流制御と弱め磁束制御で採用される振幅｜Ｖｓ｜での軸偏倚δＣの値も追加してプロットした。図５における太線は、それに付記された矢頭の向きに沿って、回転速度ωｍの上昇に伴って本実施形態で採用される振幅｜Ｖｓ｜が変化することを示す。
【００６３】
回転速度ωｍが速度ｖ３，ｖ４，ｖ１と上昇するにしたがって振幅｜Ｖｓ｜および軸偏倚δＣが上昇する。そして回転速度ωｍが速度ｖ１まで到達したときには振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxに到達する。よってこれ以上に回転速度ωｍを上昇させるときでも振幅｜Ｖｓ｜はこれ以上には増大しない。
【００６４】
そして回転速度ωｍが速度ｖ２に到達するまで振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを維持する（太線矢印は図５において縦軸に平行に下から上へ向かう）。このとき弱め磁束制御が行われ、軸偏倚δＣは上昇する。
【００６５】
そして回転速度ωｍが速度ｖ２に到達すると軸偏倚δＣは上限値δＣｏに到達し、回転速度ωｍが速度ｖ２を超えると電圧低下制御が行われる。これにより回転速度ωｍが大きくても軸偏倚δＣは上限値δＣｏに維持される。
【００６６】
もちろん、振幅｜Ｖｓ｜が低下しても、必ずしも軸偏倚δＣは上限値δＣｏに維持されるものでもない。しかし電圧値Ｖmaxよりも振幅｜Ｖｓ｜が低下すれば、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxに維持される場合よりも軸偏倚δＣは軽減される。図３（ｂ）に即して言えば、電圧低下制御が採用されるとき、実線で示された曲線は破線で示された曲線よりも必ず下方にある。換言すれば電動機（1）が回転しているときの、特定の回転角度における径方向の応力が軽減される。これは軸受（14）に対するシャフト（10）による片当たりの軽減に資する。
【００６７】
上述のように振幅｜Ｖｓ｜が低下して、軸偏倚δＣが上限値δＣｏよりも小さくなってもよい。例えば電圧低下制御における振幅｜Ｖｓ｜は図３（ａ）の実線で示された電圧値よりも低い一定値を採ることもできる。
【００６８】
図３（ｃ）では、電圧低下制御においても弱め磁束制御と同様に、ｄ軸電流ｉｄが低下（ｄ軸電流ｉｄは負値であるので、その絶対値は増加）する。ただし、回転速度ωｍの上昇に対してｄ軸電流ｉｄが低下する傾きは、弱め磁束制御よりも電圧低下制御でより顕著となる。
【００６９】
ただし電圧低下制御では、単なる弱め磁束制御とは異なり、振幅｜Ｖｓ｜がその最大値よりも低い値を採る。
【００７０】
以下、数式を用いて、軸偏倚δＣを上限値δＣｏ以下にするためのｄ軸電流ｉｄについて説明する。
【００７１】
【表１】
2020162379.tif 000003
【００７２】
軸偏倚δＣは、梁の撓みの弾性方程式から式（１）で表現できる。
【００７３】
【数１】
2020162379.tif 000004
【００７４】
電動機（1）の電機子が備える電機子巻線は、各相毎に複数のコイルが直列に接続されている場合を例に採る。この場合、不均衡磁気吸引力ＦＢは式（２）で表される。
【００７５】
【数２】
2020162379.tif 000005
【００７６】
そして遠心力ＦＡ，ＦＣは式（３）で表され、式（１），（２），（３）から式（４）が導出される。
【００７７】
【数３】
2020162379.tif 000006
【００７８】
【数４】
2020162379.tif 000007
【００７９】
ｑ軸電流ｉｑを一定とする場合、値ａ，ｂのみならず値ｃも一定となる。よって式（４）においてδＣ＝δＣｏとおいて得られる式（５）に示される関係から、回転速度ωｍの２乗はｄ軸電流ｉｄの二次式に正比例することがわかる。即ち回転速度ωｍに応じてｄ軸電流ｉｄを式（５）で決定することにより、軸偏倚δＣを上限値δＣｏ以下にすることができる。
【００８０】
【数５】
2020162379.tif 000008
【００８１】
式（５）から理解されるように、ｄ軸電流ｉｄが値（−ｂ／２ａ）よりも大きいときにはｄ軸電流ｉｄが小さいほど軸偏倚δＣも小さい。そしてｄ軸電流ｉｄが値（−ｂ／２ａ）よりも小さいときにはｄ軸電流ｉｄが小さいほど軸偏倚δＣは大きい。よって軸偏倚δＣを最も低減する観点ではｄ軸電流ｉｄが値（−ｂ／２ａ）を採ることが望ましい。
【００８２】
図６は回転速度ωｍを助変数として電流振幅ｉａ（任意単位）と軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。ここでｉａ＝［ｉｄ２＋ｉｑ２］１／２であり、交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電流ベクトルＩａとして表した場合の、電流ベクトルＩａの振幅である。
【００８３】
図６では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣと電流振幅ｉａとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するための電流振幅ｉａが大きいほど、軸偏倚δＣは小さい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【００８４】
図６では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される電流振幅ｉａでの軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、電流振幅ｉａは後述のように求められる値ｉａ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときに電流振幅ｉａは値ｉａ０を採る。
【００８５】
図７はトルクτを所定の値としたときの回転速度ωｍと電流振幅ｉａ（任意単位：但し図６と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はωｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はωｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ωｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ωｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。
【００８６】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、電流振幅ｉａが弱め磁束において採用される値（これは値ｉａ＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【００８７】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、電流振幅ｉａが弱め磁束制御において採用される値（これは値ｉａ＾よりも大きい）よりも大きい電流振幅ｉａの電流ベクトルＩａが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。
【００８８】
電流振幅ｉａが弱め磁束制御において採用される値は以下のようにして求めることができる。電気角としての回転速度ω、トルクτ（これはトルク指令値τ＊で代用してもよい）、電動機（1）のｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電動機（1）が有する界磁子の永久磁石によって発生する界磁磁束Ψａ、電動機（1）の電気抵抗Ｒａ、ｄ軸電圧ｖｄおよびｑ軸電圧ｖｑ（これらはそれぞれの指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊で代用してもよい）、微分演算子ｐを導入して、式（６），（７），（８），（９）が成立する。
【００８９】
【数６】
2020162379.tif 000009
【００９０】
【数７】
2020162379.tif 000010
【００９１】
【数８】
2020162379.tif 000011
【００９２】
【数９】
2020162379.tif 000012
【００９３】
回転速度ωは回転速度ωｍと極対数Ｐｎとの積で求められるので、ω＝Ｐｎ・ωｍとおいて式（６），（７），（８），（９）を連立させて得られる電流振幅ｉａが、弱め磁束制御において採用される電流振幅ｉａの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（９）を連立させて得られる電流振幅ｉａが値ｉａ０である。
【００９４】
図８は回転速度ωｍを助変数として電流ベクトルＩａのｑ軸に対する位相βと軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。ここで式（１０）の関係がある。
【００９５】
【数１０】
2020162379.tif 000013
【００９６】
図８では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣと位相βとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するための位相βが大きいほど、軸偏倚δＣは小さい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【００９７】
図８では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される位相βでの軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、位相βは後述のように求められる値β＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときに位相βは値β０を採る。
【００９８】
図９はトルクτを所定の値としたときの回転速度ωｍと位相βとの関係を示すグラフである。実線はωｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はωｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ωｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ωｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。
【００９９】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、位相βが弱め磁束において採用される値（これは値β＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【０１００】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、位相βが弱め磁束制御において採用される値よりも大きい位相βが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。
【０１０１】
ω＝Ｐｎ・ωｍとおいて式（６），（７），（８），（１０）を連立させて得られる位相βが、弱め磁束制御において採用される位相βの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１０）を連立させて得られる位相βが値β０である。
【０１０２】
図１０は回転速度ωｍを助変数としてｄ軸電流ｉｄ（＜０；任意単位）と軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。
【０１０３】
図１０では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣとｄ軸電流ｉｄとの関係が示される。ただしトルクτを一定とした。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するためのｄ軸電流ｉｄが大きいほど（絶対値が小さいほど）、軸偏倚δＣは大きい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【０１０４】
図１０では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるｄ軸電流ｉｄでの軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、ｄ軸電流ｉｄは後述のように求められる値ｉｄ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときにｄ軸電流ｉｄは値ｉｄ０を採る（図３（ｃ）も参照）。
【０１０５】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、ｄ軸電流ｉｄが弱め磁束制御において採用される値（これは値ｉｄ＾よりも小さい）よりも小さい値（絶対値が大きい値）を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【０１０６】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、ｄ軸電流ｉｄが弱め磁束制御において採用される値よりも小さい値のｄ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。
【０１０７】
図１１は回転速度ωｍを助変数としてｑ軸電流ｉｑ（任意単位）と軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。
【０１０８】
図１１では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するためのｑ軸電流ｉｑが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【０１０９】
図１１では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるｑ軸電流ｉｑでの軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、ｑ軸電流ｉｑは後述のように求められる値ｉｑ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときにｑ軸電流ｉｑは値ｉｑ０を採る。
【０１１０】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、ｑ軸電流ｉｑが弱め磁束において採用される値（これは値ｉｑ＾よりも小さい）よりも小さい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【０１１１】
図１２はトルクτを所定の値としたときの回転速度ωｍとｑ軸電流ｉｑ（任意単位：但し図１１と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はωｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はωｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ωｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ωｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。
【０１１２】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、ｑ軸電流ｉｑが弱め磁束制御において採用される値よりも小さい値のｑ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。
【０１１３】
ω＝Ｐｎ・ωｍとおいて式（６），（７），（８）を連立させて得られるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑがそれぞれ弱め磁束制御において採用されるｄ軸電流、ｑ軸電流である。式（６）の左辺をω＝Ｐｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８）を連立させて得られるｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑがそれぞれ値ｉｄ０，ｉｑ０である。
【０１１４】
図１３は、界磁磁束ベクトルΨａ、電機子反作用による磁束ベクトルΨｂ、一次磁束ベクトルλ０の関係を示すベクトル図である。図１３ではこれらの磁束ベクトルΨａ，Ψｂ，λ０がベクトルであることを明示するために、それぞれの記号に矢印を載せている。ただし、本実施形態の説明ではこれらのベクトルの振幅についても重複した記号を用いて、界磁磁束Ψａ、磁束Ψｂ、一次磁束λ０と称する。
【０１１５】
一次磁束ベクトルλ０は磁束ベクトル（−Ψｂ）と界磁磁束ベクトルΨａとの合成である。負荷角δ０は一次磁束ベクトルλ０の界磁磁束ベクトルΨａに対する位相である。一次磁束λ０は式（１１）で表される。一次磁束λ０と負荷角δ０との間には式（１２）の関係がある。
【０１１６】
【数１１】
2020162379.tif 000014
【０１１７】
【数１２】
2020162379.tif 000015
【０１１８】
α軸、β軸は電動機（1）における固定座標系の座標軸である。ｄ軸、ｑ軸は回転座標系の座標軸であり、それぞれの意味は上述した。界磁磁束ベクトルΨａとｄ軸とは同相であってベクトル図において方向が互いに一致する。Ｍ軸、Ｔ軸はそれぞれ一次磁束ベクトルλ０と同相およびこれに対して９０度で進相する座標軸を示す。一次磁束ベクトルλ０とＭ軸とはベクトル図において方向が互いに一致する。以下、電動機（1）に流れる三相の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＭ軸成分をＭ軸電流ｉＭ、Ｔ軸成分をＴ軸電流ｉＴとも称す。Ｔ軸電流ｉＴは式（１３）で表される。
【０１１９】
【数１３】
2020162379.tif 000016
【０１２０】
図１４は回転速度ωｍを助変数としてＴ軸電流ｉＴ（任意単位）と軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。
【０１２１】
図１４では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣとＴ軸電流ｉＴとの関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するためのＴ軸電流ｉＴが大きいほど、軸偏倚δＣは小さい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【０１２２】
図１４では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用されるＴ軸電流ｉＴでの軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、Ｔ軸電流ｉＴは後述のように求められる値ｉＴ＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときにＴ軸電流ｉＴは値ｉＴ０を採る。
【０１２３】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、Ｔ軸電流ｉＴが弱め磁束において採用される値（これは値ｉＴ＾よりも大きい）よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【０１２４】
図１５はトルクτを所定の値としたときの回転速度ωｍとＴ軸電流ｉＴ（任意単位：但し図１４と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はωｍ＞ｖ２で電圧低下制御を用いた場合を、破線はωｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を示す。ωｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御が、ｖ１＜ωｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を採用した場合が示される。
【０１２５】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、その速度で弱め磁束制御を実施した場合において電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉＴ）の値よりも大きい値のＴ軸成分を有する交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる。
【０１２６】
ω＝Ｐｎ・ωｍとおいて式（６），（７），（８），（１２），（１３）を連立させて得られるＴ軸電流ｉＴが、弱め磁束制御を実施した場合のＴ軸電流ｉＴの値である。式（６）の左辺をω＝Ｐｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１２），（１３）を連立させて得られるＴ軸電流ｉＴが値ｉＴ０である。
【０１２７】
図１６は回転速度ωｍを助変数として一次磁束λ０（任意単位）と軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。ただしトルクτを一定とした。
【０１２８】
図１６では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣと一次磁束λ０との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するための一次磁束λ０が大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【０１２９】
図１６では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される一次磁束λ０での軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、一次磁束λ０は後述のように求められる値λ０＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときに一次磁束λ０は値λ００を採る。
【０１３０】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束の値よりも小さい値を採る一次磁束λ０を発生させることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【０１３１】
図１７はトルクτを所定の値としたときの回転速度ωｍと一次磁束λ０（任意単位：但し図１６と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はωｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はωｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ωｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ωｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。
【０１３２】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束の値よりも小さい一次磁束λ０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）に流させる。
【０１３３】
ω＝Ｐｎ・ωｍとおいて式（６），（７），（８），（１１）を連立させて得られる一次磁束λ０が、弱め磁束制御を実施した場合の一次磁束λ０の値である。式（６）の左辺をω＝Ｐｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１１）を連立させて得られる一次磁束λ０が値λ００である。
【０１３４】
図１８は回転速度ωｍを助変数として負荷角δ０と軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。ただしトルクを一定とした。
【０１３５】
図１８では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣと負荷角δ０との関係が示される。トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するための負荷角δ０が大きいほど、軸偏倚δＣは小さい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【０１３６】
図１８では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される負荷角δ０での軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、負荷角δ０は後述のように求められる値δ０＾を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときに負荷角δ０は値δ００を採る。
【０１３７】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、負荷角δ０は弱め磁束制御を実施した場合の負荷角の値よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【０１３８】
図１９はトルクτを所定の値としたときの回転速度ωｍと負荷角δ０との関係を示すグラフである。実線はωｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はωｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ωｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ωｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。
【０１３９】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、弱め磁束制御を実施した場合の負荷角の値よりも大きい負荷角δ０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流させる。
【０１４０】
ω＝Ｐｎ・ωｍとおいて式（６），（７），（８），（１２）を連立させて得られる負荷角δ０が、弱め磁束制御を実施した場合の負荷角δ０の値である。式（６）の左辺をω＝Ｐｎ・ｖ１とおいて式（６），（７），（８），（１２）を連立させて得られる負荷角δ０が値δ００である。
【０１４１】
図２０は回転速度ωｍを助変数として瞬時実電力Ｐｏ（任意単位）と軸偏倚δＣとの関係を示すグラフである。ただしトルクを一定とした。
【０１４２】
図２０では回転速度ωｍが速度ｖ１，ｖ５，ｖ６，ｖ７を採るときの軸偏倚δＣと瞬時実電力Ｐｏとの関係が示される。瞬時実電力Ｐｏは出力回路（210）が電動機（1）へ供給する瞬時実電力である。瞬時実電力Ｐｏは電動機（1）が発生する瞬時実電力であるとも言える。Ｐｏ＝ｖｄ・ｉｄ＋ｖｑ・ｉｑであり、例えば指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を用いてｖｄ＊・ｉｄ＋ｖｑ＊・ｉｑで計算できる。
【０１４３】
トルクτが維持されるとき、回転速度ωｍを実現するための瞬時実電力Ｐｏが大きいほど、軸偏倚δＣは小さい。回転速度ωｍが大きいほど、軸偏倚δＣは大きい。
【０１４４】
図２０では回転速度ωｍが速度ｖ２を採るときに弱め磁束制御で採用される瞬時実電力Ｐｏでの軸偏倚δＣの値（これは上限値δＣｏに相当する）も追加してプロットした。このときに振幅｜Ｖｓ｜は電圧値Ｖmaxを採り、瞬時実電力Ｐｏは値Ｐｏ＾（＝ｖｄ＊・ｉｄ＾＋ｖｑ＊・ｉｑ＾）を採る。最大トルク／電流制御で回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるときに瞬時実電力Ｐｏは値Ｐｏ０（＝ｖｄ＊・ｉｄ０＋ｖｑ＊・ｉｑ０）以下となる。
【０１４５】
よって回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、瞬時実電力Ｐｏは弱め磁束制御を実施した場合の瞬時実電力の値よりも大きい値を採ることにより、上述の電圧低下制御を行うことができる。
【０１４６】
図２１はトルクτを所定の値としたときの回転速度ωｍと瞬時実電力Ｐｏ（任意単位：但し図２０と単位は揃えている）との関係を示すグラフである。実線はωｍ＞ｖ２で電圧低下制御を採用した場合を、破線はωｍ＞ｖ２で弱め磁束制御を採用した場合を、それぞれ示す。ωｍ≦ｖ１では最大トルク／電流制御を、ｖ１＜ωｍ≦ｖ２では弱め磁束制御を、それぞれ採用した場合が示される。
【０１４７】
つまり回転速度ωｍが速度ｖ２を超えるとき、制御器（209）は出力回路（210）に、弱め磁束制御を実施した場合の瞬時実電力の値よりも大きい瞬時実電力Ｐｏを電動機（1）へ出力させる。
【０１４８】
図２２は制御器（209）の第１の変形を示すブロック図である。第１の変形では図２に示された電流指令生成部（211）と電流制御器（212）の近傍のみを抽出して示している。第１の変形では制御器（209）において電流指令生成部（211）と電流制御器（212）との間にリミッタ（219）が設けられ、ｄ軸電流ｉｄの指令値ｉｄ＊を上限値ｉｄｌｉｍ以下に制限する。具体的には電流指令生成部（211）から得られた指令値ｉｄ＊が上限値ｉｄｌｉｍを超えていれば、リミッタ（219）は指令値ｉｄ＊として上限値ｉｄｌｉｍを電流制御器（212）へ入力する。
【０１４９】
第１の変形では制御器（209）において、更に上限値算出部（220）が設けられる。上限値算出部（220）はｑ軸電流ｉｑの指令値ｉｑ＊と、回転速度ωｍの指令値ωｍ＊と、軸偏倚δＣの上限値δＣｏとを用いて上限値ｉｄｌｉｍを算出する。式（５）を変形して式（１４）が得られる。
【０１５０】
【数１４】
2020162379.tif 000017
【０１５１】
式（１４）において回転速度ωｍとして指令値ωｍ＊を採用して得られるｄ軸電流ｉｄの値として上限値ｉｄｌｉｍが算出できる。
【０１５２】
上述のように、軸偏倚δＣを最も低減する観点ではｄ軸電流ｉｄが値（−ｂ／２ａ）を採ることが望ましい。よってｉｄｌｉｍ＜（−ｂ／２ａ）とならないようにすることが望ましい。ｉｄｌｉｍ＜（−ｂ／２ａ）となる場合には例えば指令値ωｍ＊を低下させる制御（垂下制御）を採用することが望ましい。
【０１５３】
図２３は制御器（209）の第２の変形を示すブロック図である。第２の変形は一次磁束λ０を制御する、いわゆる一次磁束制御に採用することができる。
【０１５４】
制御器（209）は例えば、電圧指令生成部（221）、座標変換器（223,224）、角度演算部（227）を備える。
【０１５５】
角度演算部（227）は、電気角としての回転速度ωの指令値ω＊と、Ｔ軸電流ｉＴとから、公知の手法を用いてＭ軸の回転速度ωＯＣを求め、更にＭ軸の位置θＯＣを得る。座標変換器（224）は交流電流Ｉｕ，Ｉｖの値と位置θＯＣとから、Ｍ軸電流ｉＭ、Ｔ軸電流ｉＴを求める。
【０１５６】
電圧指令生成部（221）は、Ｍ軸電流ｉＭ、Ｔ軸電流ｉＴおよび一次磁束λ０の指令値λ０＊、回転速度ωＯＣからＴ軸電圧ｖＴの指令値ｖＴ＊、Ｍ軸電圧ｖＭの指令値ｖＭ＊を求める。
【０１５７】
座標変換器（223）では、指令値ｖＴ＊，ｖＭ＊と位置θＯＣとから三相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を生成する。
【０１５８】
制御器（209）は更に、リミッタ（229）、上限値算出部（220,225）を備える。リミッタ（229）は一次磁束λ０の指令値λ０＊を上限値λ０ｌｉｍ以下に制限する。具体的には指令値λ０＊が上限値λ０ｌｉｍを超えていれば、リミッタ（229）は指令値λ０＊として上限値λ０ｌｉｍを電圧指令生成部（221）へ入力する。
【０１５９】
上限値算出部（220）においては、式（１４）において回転速度ωｍとして指令値ωｍ＊を、ｑ軸電流ｉｑとしてその推定値ｉｑｅを、それぞれ採用して得られるｄ軸電流ｉｄの値として上限値ｉｄｌｉｍが算出できる。
【０１６０】
上限値算出部（225）は、式（１１）においてｉｄ＝ｉｄｌｉｍ，ｉｑ＝ｉｑｅを採用して得られる一次磁束λ０の値として上限値λ０ｌｉｍが算出できる。
【０１６１】
式（１２）を変形して式（１５）が得られる。式（４），（１５）から式（１６）が得られる。式（１６）から、負荷角δ０および軸偏倚δＣが一定値であれば、回転速度ωｍの２乗は一次磁束λ０の二次式に正比例することがわかる。
【０１６２】
【数１５】
2020162379.tif 000018
【０１６３】
【数１６】
2020162379.tif 000019
【０１６４】
上限値λ０ｌｉｍは、式（１６）を用いて、δＣ＝δＣｏ、ωｍ＝ωｍ＊として求めてもよい。
【０１６５】
上記に説明したように、モータ制御装置（200）は、ＰＷＭインバータ（210b）と制御器（209）とを備える。ＰＷＭインバータ（210b）は、電動機（1）に印加される印加電圧Ｖｓを電動機（1）に出力する。制御器（209）はＰＷＭインバータ（210b）の動作を制御する。電動機（1）は、その負荷たる圧縮機構（20）を、シャフト（10）の回転を用いて駆動する。ＰＷＭインバータ（210b）は出力回路（210）に含まれる。
【０１６６】
上述した実施形態では例えば、所定のトルクτを電動機（1）から出力させるとき、
(i)回転速度ωｍが速度ｖ１以下であるとき、回転速度ωｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜が大きく（例えば最大トルク／電流制御、最大効率制御）；
(ii)回転速度ωｍが速度ｖ２（≧ｖ１）よりも大きいときの振幅｜Ｖｓ｜が、速度ｖ１における振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖmax未満であり（電圧低下制御）；
(iii)回転速度ωｍが速度ｖ１よりも大きく速度ｖ２以下であるときの振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖmaxである（例えば弱め磁束制御）。
【０１６７】
例えば電圧低下制御において、回転速度ωｍが速度ｖ２よりも大きいとき、回転速度ωｍが大きいほど振幅｜Ｖｓ｜は小さい。
【０１６８】
電動機（1）に所定のトルクτを発生させる場合に、回転速度ωｍが速度ｖ２を越えるとき、制御器（209）はＰＷＭインバータ（210b）に、例えば：
(iia)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相βよりも大きい位相βの交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
(iib)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの電流ベクトルＩａの電流振幅ｉａよりも大きい電流振幅ｉａの電流ベクトルＩａが得られる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
(iic)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのｄ軸成分（ｄ軸電流ｉｄの値ｉｄ）よりも小さいｄ軸成分（ｄ軸電流ｉｄ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
(iid)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのｑ軸成分（ｑ軸電流ｉｑの値ｉｑ）よりも小さいｑ軸成分（ｑ軸電流ｉｑ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
(iie)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に流れる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，ＩｗのＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉＴの値ｉＴ）よりも大きいＴ軸成分（Ｔ軸電流ｉＴ）の交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
(iif)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に発生する一次磁束（より正確にはその振幅の値λ０）よりも小さい振幅の一次磁束λ０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）へ流させる；
(iig)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に発生する一次磁束λ０の負荷角δ０よりも大きい負荷角δ０の一次磁束λ０を電動機（1）に発生させる交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機（1）に流させる；あるいは
(iih)その速度において弱め磁束制御を適用した際に電動機（1）に発生する瞬時実電力Ｐｏよりも大きい瞬時実電力Ｐｏを電動機（1）へ出力させる。
【０１６９】
必ずしも最大トルク／電流制御、最大効率制御、弱め磁束制御が採用される必要はない。一般的に、製品システムに採用されるモータの回転速度の最大値は、その製品システムに依存して決まる。ここで製品システムとは、実施形態に即して言えば、電動機（1）、モータ制御装置（200）、および電動機（1）が駆動する圧縮機構（20）を含む。振幅｜Ｖｓ｜の最大値は回転速度ωｍに依存する。
【０１７０】
以下、説明の便宜状、諸量を定義する。製品システムに依存して決まる電動機（1）の回転速度ωｍの最大値を速度ωＭＡＸとする。電動機（1）が速度ωＭＡＸで回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖｍａｘ_ωＭＡＸとする。電動機（1）が速度ωＭＡＸよりも小さい速度ω３で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖｍａｘ_ω３とする。
【０１７１】
上述のように、回転速度が高いほど軸偏倚δＣが大きく、振幅｜Ｖｓ｜を小さくして軸偏倚δＣを小さくできる。よって電動機（1）が速度ωＭＡＸで回転するとき、電圧値Ｖｍａｘ_ωＭＡＸよりも小さい印加電圧Ｖｓが、ＰＷＭインバータ（210b）から出力されることが望ましい。
【０１７２】
他方、消費する電流を低減する観点では、振幅｜Ｖｓ｜は、電動機（1）が回転するときに採り得る最大値を採ることが望ましい。よって少なくともある一つの速度ω３において、振幅｜Ｖｓ｜が電圧値Ｖｍａｘ_ω３である印加電圧Ｖｓが、ＰＷＭインバータ（210b）から出力されることが望ましい。
【０１７３】
これらを纏めると、以下のように表現できる：
(a)電圧値Ｖｍａｘ_ωＭＡＸよりも小さい振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ωＭＡＸで電動機（1）を回転して負荷（例えば圧縮機構（20））を駆動し；
(b)電圧値Ｖｍａｘ_ω３の振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ω３（＜ωＭＡＸ）で電動機（1）を回転して負荷を駆動する：ここで、
(c)電圧値Ｖｍａｘ_ωＭＡＸは、速度ωＭＡＸで負荷を電動機（1）が駆動するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(d)速度ωＭＡＸは、電動機（1）が負荷を駆動するときの回転速度ωｍの最大値であり；
(e)電圧値Ｖｍａｘ_ω３は、速度ω３で負荷を電動機（1）が駆動するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(f)速度ω３は速度ωＭＡＸよりも小さい（速度ωＭＡＸよりも小さい全ての回転速度ωｍにおいて上記条件が成立する必要はない）。
【０１７４】
換言すれば：
(g)速度ωＭＡＸにおいて、振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖｍａｘ_ωＭＡＸに対する比は１より小さく；
(h)速度ωＭＡＸよりも小さいある速度ω３において、振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖｍａｘ_ω３に対する比は１に等しい。
【０１７５】
電動機（1）が速度ωＭＡＸで回転するときに限らず、回転速度ωｍが高いほど軸偏倚δＣが大きい。そして、電圧低下制御は基底速度（最大トルク／電流制御、あるいは最大効率制御で電動機（1）にトルクτを発生させることができる、電動機（1）の回転速度の最大速度と定義する）以上の回転速度ωｍで行われる。よって所定のトルクτを電動機（1）が出力するときの基底速度ωｂ、速度ω１（≧ωｂ），ω２（＞ω１）と、速度ω１で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖｍａｘ_ω１と、速度ω２で回転するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る最大値を電圧値Ｖｍａｘ_ω２とを導入して、次の関係があってもよい。
【０１７６】
電動機（1）が所定のトルクτを出力するとき、
(i)当該トルクτを出力するときの基底速度ωｂ以上の、ある速度ω１において振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖｍａｘ_ω１に対する比が第１の比であり；
(j)速度ω１よりも大きいある速度ω２において振幅｜Ｖｓ｜の電圧値Ｖｍａｘ_ω２に対する比が第２の比であり；
(k)第２の比が第１の比よりも小さい（基底速度ωｂ以上の全ての二つの回転速度ωｍにおいて上記条件が成立する必要はない）。
【０１７７】
換言すれば、電動機（1）が所定のトルクτを出力するときの回転速度ωｍが、当該トルクτを出力するときの基底速度ωｂ以上であるとき：
(l)電圧値Ｖｍａｘ_ω１に第１の比を乗じた振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ω１で電動機（1）を回転させ、かつ電動機（1）に当該トルクτを出力させ；
(m)電圧値Ｖｍａｘ_ω２に第２の比を乗じた振幅｜Ｖｓ｜を有する印加電圧ＶｓをＰＷＭインバータ（210b）に出力させて、速度ω２で電動機（1）を回転させ、かつ電動機（1）に当該トルクτを出力させ；
(n)電圧値Ｖｍａｘ_ω１は、速度ω１で当該トルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(o)電圧値Ｖｍａｘ_ω２は、速度ω２で当該トルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値であり；
(p)速度ω２は速度ω１よりも大きく；
(q)第２の比は第１の比よりも小さい。
【０１７８】
ω２＞ω１≧ωｂの関係にあるので、速度ω２は電動機（1）が当該トルクτを出力するときに回転速度ωｍが採り得る最大値ωｍａｘであってもよい。ω１＝ｖ１であればＶmax＝Ｖｍａｘ_ω１である。
【０１７９】
ｖ２＞ωｂであり、トルクτを維持した場合について図３を例にとって説明する。上述のようにｖ６＞ｖ５＞ｖ２である。
【０１８０】
(l')速度ｖ５で電動機（1）を回転させる。このときの振幅｜Ｖｓ｜は第１の電圧値に第１の比を乗じた値を有する；
(m')速度ｖ６で電動機（1）を回転させる。このときの振幅｜Ｖｓ｜は第２の電圧値に第２の比を乗じた値を有する；
(n')第１の電圧値は、速度ｖ５でトルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である；
(o')第２の電圧値は、速度ｖ６でトルクτを電動機（1）が出力するときに振幅｜Ｖｓ｜が採り得る値の最大値である；
(p')速度ｖ６は速度ｖ５よりも大きく；
(q')第２の比は第１の比よりも小さい。
【０１８１】
上述の制御によって電動機（1）が回転しているときの、特定の回転角度における径方向の応力が軽減される。これは軸受（14）に対するシャフト（10）による片当たりを軽減することに資する。
【０１８２】
直流電圧Ｖdcを供給する電源はモータ制御装置（200）の外部に設けているが、モータ制御装置（200）に含めてもよい。当該電源は例えばＡＣ／ＤＣコンバータで実現することができる。以下、このような場合のＰＷＭインバータ（210b）が出力する印加電圧Ｖｓの振幅｜Ｖｓ｜について説明する。
【０１８３】
当該コンバータは交流電圧Ｖinを直流電圧Ｖdcに変換する。この変換においてコンバータには交流電流Ｉinが流れ込み、直流電流Ｉdcを出力する。コンバータの入力側の力率cosΦin、コンバータの変換時の損失Ploss1を導入する。
【０１８４】
以下の説明ではＰＷＭインバータ（210b）は交流電圧Ｖout、交流電流Ｉoutを出力する。ＰＷＭインバータ（210b）の出力側の力率cosΦout、ＰＷＭインバータ（210b）の変換時の損失Ploss2を導入する。
【０１８５】
コンバータに関して、エネルギー保存則から次式（１７）が成立する。第１式の右辺第２項は変換器ロスによる電圧降下を示す。コンバータの変圧比ａを導入した。
【０１８６】
【数１７】
2020162379.tif 000020
【０１８７】
ＰＷＭインバータ（210b）に関して、エネルギー保存則から次式（１８）が成立する。第１式の右辺第２項は変換器ロスによる電圧降下を示す。ＰＷＭインバータ（210b）の変調率ｂを導入した。
【０１８８】
【数１８】
2020162379.tif 000021
【０１８９】
式（１７），（１８）から次式が成立する。
【０１９０】
【数１９】
2020162379.tif 000022
【０１９１】
式（１９）から、ＰＷＭインバータ（210b）から出力される交流電圧Ｖoutは、コンバータが変換する交流電圧Ｖin、変圧比ａ、変調率ｂ、コンバータの損失Ploss1、ＰＷＭインバータ（210b）の損失Ploss2、ＰＷＭインバータ（210b）に入力する直流電流Ｉdc、ＰＷＭインバータ（210b）が出力する交流電流Ｉout、ＰＷＭインバータ（210b）の力率cosΦoutによって一意に定まる。なお変圧比ａ、変調率ｂ、損失Ploss1，Ploss2、直流電流Ｉdc、交流電流Ｉout、力率cosΦoutは、ＰＷＭインバータ（210b）から電圧が印加されるモータが採用される製品システム、当該モータのトルク、回転速度が決まれば一意に決まる。
【０１９２】
よって上記実施形態の振幅｜Ｖｓ｜は電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ωｍが決まれば一意に決まる。ただし、直流電圧Ｖdcを供給する電源としてＡＣ／ＤＣコンバータで実現する場合、振幅｜Ｖｓ｜は当該コンバータに入力する交流電圧Ｖinにも依存する。
【０１９３】
更に振幅｜Ｖｓ｜の最大値について説明する。式（１９）から、交流電圧Ｖoutは変圧比ａ、変調率ｂが最大となるときに最大値を採る。変圧比ａ、変調率ｂのそれぞれの最大値ａMAX，ｂMAXを導入すると交流電圧Ｖoutの最大値ＶoutMAXは、次式（２０）で決定される。
【０１９４】
【数２０】
2020162379.tif 000023
【０１９５】
最大値ａMAX，ｂMAXは、いずれも製品システムごとに一意に決まる。上述のように振幅｜Ｖｓ｜は電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ωｍが決まれば一意に決まる。よって振幅｜Ｖｓ｜の最大値も電源電圧、製品システム、トルクτ、回転速度ωｍが決まれば一意に決まる。例えばある製品システム、ある電源電圧において同じトルクτを維持するとき、電圧値Ｖｍａｘ_ω１，Ｖｍａｘ_ω２，Ｖｍａｘ_ω３，Ｖｍａｘ_ωＭＡＸはそれぞれ速度ω１，ω２，ω３，ωＭＡＸによって一意に決定する。
【０１９６】
ただし、直流電圧Ｖdcを供給する電源としてＡＣ／ＤＣコンバータで実現する場合、これらの電圧値も当該コンバータに入力する交流電圧Ｖinにも依存する。
【０１９７】
《電動機の構成》
次に、図２４〜図２６を参照して、本実施形態の電動機（1）の構成について説明する。
【０１９８】
図２４に示すように、電動機（1）の固定子（11）は、固定子コア（30）と、コイル（33）とを備える。
【０１９９】
固定子コア（30）は、バックヨーク部（31）および複数のティース部（32）を有する。バックヨーク部（31）は、実質的に円筒状に形成された部分である。バックヨーク部（31）は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。
【０２００】
複数のティース部（32）は、バックヨーク部（31）の内周から内径方向に突出する部分である。各ティース部（32）は、バックヨーク部（31）と一体に構成される。各ティース部（32）は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。
【０２０１】
コイル（33）は、複数のティース部（32）に巻回される。コイル（33）は、絶縁被覆された導体（例えば、銅）で構成される。コイル（33）は、各ティース部（32）に集中巻方式で巻回される。なお、コイル（33）は、複数のティース部（32）に分布巻方式で巻回されてもよい。
【０２０２】
図２４および図２５に示すように、電動機（1）の回転子（12）は、回転子コア（40）と、複数の永久磁石（42）とを備える。
【０２０３】
回転子コア（40）は、実質的に円筒状に形成される。回転子コア（40）は、磁性材料（例えば、電磁鋼板）で構成される。回転子コア（40）は、周方向に並んで複数の磁石挿入孔（41）が形成される。
【０２０４】
各磁石挿入孔（41）は、径方向内側に向かって凸になるＶ字状になっている。各磁石挿入孔（41）は、２つの磁石挿入部（41a）と、２つのフラックスバリア部（41b）とを有する。磁石挿入部（41a）は、径方向内側から径方向外側へ斜めに延びる部分である。フラックスバリア部（41b）は、磁石挿入部（41a）の径方向外側端に連続して形成された空隙部分である。フラックスバリア部（41b）は、回転子コア（40）の外周面に沿って直線状に延びている。
【０２０５】
各永久磁石（42）は、扁平な直方体状に形成される。各永久磁石（42）は、各磁石挿入孔（41）の各磁石挿入部（41a）に挿入される。各永久磁石（42）は、例えば希土類を含む焼結磁石で構成されるが、これに限られない。
【０２０６】
同じ磁石挿入孔（41）に挿入される一対の永久磁石（42）は、１つの磁極（43）を形成するように着磁される。隣り合う磁石挿入孔（41）の永久磁石（42）は、互いに極性の異なる磁極（43）を形成する。ここで、「磁極（43）」とは、図２６に示すように、回転子（12）の表面（具体的には、外周面）における磁場の向き（同図に矢印で示す）が径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって当該回転子（12）が周方向に分割された領域のことである。
【０２０７】
本実施形態では、互いに周方向長さが実質的に等しい６つの磁極（43）が形成される。ここで、磁極（43）の「周方向長さ」とは、回転子（12）の外周面のうち各磁極（43）に対応する領域の周方向長さのことをいう。各磁極（43）は、その極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割される場合に、回転方向側の半部（43a）の形状と、反回転方向側の半部（43b）の形状とが極中心に関して非対称である。
【０２０８】
図２５に示すように、回転子コア（40）は、各磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、全ての磁極（43）の回転方向側の半部（43a）に、磁気抵抗部（51,52）としての空隙（51）が形成される。空隙（51）は、回転子コア（40）における永久磁石（42）よりも径方向外側に配置される。空隙（51）は、磁極（43）の永久磁石（42）において回転方向側の端部（より具体的には、永久磁石（42）の回転方向側かつ径方向外側の角部）および回転子（12）の軸心（O）を通る直線と、磁極（43）の極中心および回転子（12）の軸心（O）を通る直線との間に配置される。
【０２０９】
空隙（51）の周方向長さは、その近くのフラックスバリア部（41b）の周方向長さよりも短い。空隙（51）の径方向長さは、その近くのフラックスバリア部（41b）の径方向長さと実質的に等しい。空隙（51）と回転子（12）の外周面との間の距離は、その近くのフラックスバリア部（41b）と回転子（12）の外周面との間の距離と実質的に等しい。空隙（51）は、回転子コア（40）を軸方向に貫通している。空隙（51）は、磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段を構成している。
【０２１０】
−実施形態１の効果−
本実施形態の電動機（1）は、回転子（12）および固定子（11）を備え、上記回転子（12）は、回転子コア（40）と、該回転子コア（40）に挿通および固定されるシャフト（10）と、周方向に並んだ複数の磁極（43）を形成する複数の永久磁石（42）とを有し、上記磁極（43）は、上記回転子（12）の表面における磁場の向きが径方向外向きであるか、径方向内向きであるかによって上記回転子（12）が周方向に分割された領域であり、上記シャフト（10）は、上記回転子コア（40）に対して軸方向の片側のみで回転可能に支持され、上記回転子コア（40）は、各上記磁極（43）をその極中心に対して回転方向側と反回転方向側とに二分割した場合に、上記永久磁石（42）を含む少なくとも１つの上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする磁気飽和助長手段（50）を有し、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記永久磁石（42）よりも径方向外側に設けられており、上記磁極（43）は、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称である。したがって、磁気飽和助長手段（50）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。これにより、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。
【０２１１】
ここで、不平衡磁気吸引力の発生メカニズムと、磁気飽和によって不平衡磁気吸引力が低減される理由とについて説明する。
【０２１２】
まず、不平衡磁気吸引力の発生メカニズムについて説明する。回転子（12）が偏心すると、回転子（12）と固定子（11）とが互いに近づく領域では磁束量が増加して両者の間における径方向の磁気吸引力が増大する一方、回転子（12）と固定子（11）とが互いに離れる領域では磁束量が減少して両者の間における径方向の磁気吸引力が低下する。これにより、回転子（12）に作用する径方向の力がアンバランスになり、不平衡磁気吸引力が発生する。
【０２１３】
次に、磁気飽和によって不平衡磁気吸引力が低減される理由について説明する。回転子（12）の外周面近傍が磁気飽和していると、回転子（12）と固定子（11）とが互いに近づく領域では、磁気飽和のために磁束量が増加しにくく、よって両者の間における径方向の磁気吸引力も増大しにくい。さらに、回転子（12）の外周面近傍が磁気飽和していると、回転子（12）と固定子（11）とが互いに離れる領域では、磁気飽和のために磁束量が減少しにくく、よって両者の間における径方向の磁気吸引力も低下しにくい。したがって、回転子（12）に作用する径方向の力がアンバランスになりにくく、回転子（12）における磁気飽和によって不平衡磁気吸引力が低減される。
【０２１４】
さらに、磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくする理由についても説明する。本願発明者は、不平衡磁気吸引力の原因となる径方向の力は、ほとんどが磁極（43）の回転方向側の半部（43a）で発生することを見出した。そこで、磁極（43）の回転方向側の半部（43a）を磁気飽和しやすくすることで、効率的に不平衡磁気吸引力を低減できるようにしたのである。
【０２１５】
また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁極（43）が、自身の極中心と上記回転子（12）の軸心（O）とを通る直線（L1）に関して、上記回転方向側の半部（43a）の形状と、上記反回転方向側の半部（43b）の形状とが非対称であり、かつ上記回転方向側の半部（43a）の方が上記反回転方向側の半部（43b）よりも磁気飽和しやすい形状になっている。したがって、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができることに加え、電動機（1）において大きなリラクタンストルクを発生させることができる。なぜなら、相対的に磁気飽和しにくい磁極（43）の反回転方向側の半部（43b）を、リラクタンストルクを発生させるための磁束の経路として有効活用できるためである。
【０２１６】
また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁気飽和助長手段（50）が、上記回転子コア（40）の上記永久磁石（42）よりも径方向外側における、上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）に設けられた磁気抵抗部（51,52）である。したがって、磁気抵抗部（51,52）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。
【０２１７】
また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁気抵抗部（51,52）が、上記磁極（43）の上記永久磁石（42）において上記回転方向側の端部および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L2）と、上記磁極（43）の極中心および上記回転子（12）の軸心（O）を通る直線（L1）との間に配置されている。したがって、磁気抵抗部（51,52）の配置を工夫することで、不平衡磁気吸引力をより一層低減することができる。
【０２１８】
また、本実施形態の電動機（1）は、上記磁気抵抗部（51,52）が、上記回転子コア（40）に形成された空隙（51）である。したがって、空隙（51）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。
【０２１９】
また、本実施形態の電動機（1）は、上記回転子（12）が、上記回転子コア（40）の軸方向一端側および軸方向他端側の両方に設けられたバランスウェイト（13a,13c）を有し、上記バランスウェイト（13a,13c）の重心が、上記回転子（12）の軸心（O）から偏心している。したがって、回転子（12）の軸心（O）から偏心した重心を有するバランスウェイト（13a,13c）を設ける場合であっても、不平衡磁気吸引力を低減することでシャフト（10）の軸振れを抑止することができる。
【０２２０】
また、本実施形態の圧縮機（100）は、ケーシング（15）と、上記ケーシング（15）に収容された上記電動機（1）と、上記ケーシング（15）に収容されかつ上記電動機（1）により駆動される圧縮機構（20）とを備える。したがって、電動機（1）により圧縮機構（20）が高速回転駆動される場合でも、当該電動機（1）で不平衡磁気吸引力が生じにくいので、シャフト（10）の軸振れを抑えて圧縮機構（20）を適切に駆動することができる。
【０２２１】
また、本実施形態の電動機システム（MS）は、上記シャフト（10）の回転を用いて圧縮機構（20）を駆動する上記電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御器（209）とを備え、上記制御器（209）は、第１の最大値（Vmax_ωMAX）よりも小さい振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ωMAX）で上記電動機（1）を回転して上記圧縮機構（20）を駆動し、第２の最大値（Vmax_ω3）の振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω3）で上記電動機（1）を回転して上記圧縮機構（20）を駆動し、上記第１の最大値（Vmax_ωMAX）は、上記第１の速度（ωMAX）で上記圧縮機構（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第１の速度（ωMAX）は、上記電動機（1）が上記圧縮機構（20）を駆動するときの上記電動機の回転の速度（ωm）の最大値であり、上記第２の最大値（Vmax_ω3）は、上記第２の速度（ω3）で上記圧縮機構（20）を上記電動機（1）が駆動するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第２の速度（ω3）は、上記第１の速度（ωMAX）よりも小さい。したがって、制御器（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。
【０２２２】
ここで、本実施形態の所定の制御と、本実施形態の電動機（1）とは、不平衡磁気吸引力の低減効果を得る上で極めて相性が良い。具体的に、一般的な電動機に本実施形態の所定の制御を適用すると、同制御によって回転子での磁気飽和が緩和される（このことは、不平衡磁気吸引力を増大させる）ために不平衡磁気吸引力の低減効果をある程度までしか得られない。これに対し、本実施形態の電動機（1）に本実施形態の所定の制御を適用する場合、磁気飽和助長手段（具体的には、空隙（51））が存在するために同制御を適用しても回転子（12）での磁気飽和がほとんど緩和されず、不平衡磁気吸引力の低減効果を最大限に得ることができる。
【０２２３】
また、本実施形態の電動機システム（MS）は、上記シャフト（10）の回転を用いて圧縮機構（20）を駆動する上記電動機（1）と、上記電動機（1）に印加される電圧である印加電圧（Vs）を出力するインバータ（210b）と、上記インバータ（210b）を制御する制御器（209）とを備え、上記電動機（1）が所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の回転の速度（ωm）が、上記電動機（1）が上記所定のトルクを出力するときの上記電動機（1）の基底速度（ωb）以上であるとき、上記制御器（209）は、第１の最大値（Vmax_ω1）に第１の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第１の速度（ω1）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、第２の最大値（Vmax_ω2）に第２の比を乗じた振幅を有する上記印加電圧（Vs）を上記インバータ（210b）に出力させて、第２の速度（ω2）で上記電動機（1）を回転させ、かつ該電動機（1）に上記所定のトルクを出力させ、上記第１の最大値（Vmax_ω1）は、上記第１の速度（ω1）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第２の最大値（Vmax_ω2）は、上記第２の速度（ω2）で上記所定のトルクを上記電動機（1）が出力するときに上記印加電圧の振幅（|Vs|）が採り得る値の最大値であり、上記第２の速度（ω2）は、上記第１の速度（ω1）よりも大きく、上記第２の比は、上記第１の比よりも小さい。したがって、制御器（209）によるインバータ（210b）の所定の制御により、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。
【０２２４】
−実施形態１の変形例−
実施形態１の変形例について説明する。本変形例の電動機（1）は、磁気飽和助長手段の構成が上記実施形態１と異なる。以下、上記実施形態１と異なる点について主に説明する。
【０２２５】
図２７に示すように、回転子コア（40）の外周面に、各磁極（43）ごとに凹部（52）が形成されている。凹部（52）は、全ての磁極（43）の回転方向側の半部（43a）に設けられる。凹部（52）は、磁極（43）の永久磁石（42）において回転方向側の端部（より具体的には、永久磁石（42）の回転方向側かつ径方向外側の角部）および回転子（12）の軸心（O）を通る直線と、磁極（43）の極中心および回転子（12）の軸心（O）を通る直線との間に配置される。凹部（52）は、軸方向において回転子コア（40）の全長にわたって延びている。凹部（52）は、磁気抵抗部を構成し、かつ磁気飽和助長手段を構成している。
【０２２６】
−実施形態１の変形例の効果−
本変形例の電動機（1）、圧縮機（100）、および電動機システム（MS）によっても、上記実施形態１と同様の効果が得られる。
【０２２７】
また、本変形例の電動機（1）は、上記磁気抵抗部（51,52）が、上記回転子コア（40）の外周面に形成された凹部（52）である。したがって、凹部（52）によって低コストに磁気抵抗部（51,52）を構成することができる。
【０２２８】
《実施形態２》
実施形態２について説明する。本実施形態の電動機（1）は、磁気飽和助長手段の構成が上記実施形態１と異なる。以下、上記実施形態１と異なる点について主に説明する。
【０２２９】
図２８に示すように、回転子コア（40）は、永久磁石（42）よりも径方向外側における磁極（43）の回転方向側の半部（43a）の一部が、磁気飽和容易部（53）になっている。磁気飽和容易部（53）は、当該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料（例えば、電磁鋼板）よりも飽和磁束密度が低い磁性材料（例えば、パーマロイ、アモルファス金属材料、またはフェライト）で構成された部分である。その形状および配置は、上記実施形態１の空隙（51）のものと同様である。磁気飽和容易部（53）は、磁気飽和助長手段を構成している。
【０２３０】
−実施形態２の効果−
本実施形態の電動機（1）、圧縮機（100）、および電動機システム（MS）によっても、上記実施形態１と同様の効果が得られる。
【０２３１】
また、本実施形態の電動機（1）は、上記回転子コア（40）が、上記永久磁石（42）よりも径方向外側における上記磁極（43）の上記回転方向側の半部（43a）の少なくとも一部が、該半部（43a）以外の部分を構成する磁性材料よりも飽和磁束密度が低い磁性材料で構成された磁気飽和容易部（53）になっており、上記磁気飽和助長手段（50）は、上記磁気飽和容易部（53）により構成されている。したがって、磁気飽和容易部（53）によって磁極（43）の回転方向側の半部（43a）が磁気飽和しやすくなる。これにより、電動機（1）で生じる不平衡磁気吸引力を低減することができる。
【０２３２】
《実施形態３》
実施形態３について説明する。本実施形態の電動機（1）は、主に磁極（43）の数と構成が上記実施形態１と異なる。以下、上記実施形態１と異なる点について主に説明する。
【０２３３】
図２９に示すように、回転子コア（40）は、周方向に並んで４つの磁石挿入孔（41）が形成されている。各磁石挿入孔（41）は、周方向に沿って直線状に延びる磁石挿入部（41a）と、磁石挿入部（41a）の両端から径方向外側に延びるフラックスバリア部（41b）とを有する。
【０２３４】
４つの磁石挿入孔（41）は、互いに周方向長さが異なる。具体的に、図２９の右上の磁石挿入孔（41）の周方向長さが最も長く、図２９の右下および左下の磁石挿入孔（41）の周方向長さがその次に長く、図２９の左上の磁石挿入孔（41）の周方向長さが最も短い。
【０２３５】
各磁石挿入孔（41）の磁石挿入部（41a）に挿入される４つの永久磁石（42）は、互いに周方向長さが異なる。具体的に、図２９の右上の永久磁石（42）の周方向長さが最も長く、図２９の右下および左下の永久磁石（42）の周方向長さがその次に長く、図２９の左上の永久磁石（42）の周方向長さが最も短い。
【０２３６】
このような構成により、４つの磁極（43）は、互いに周方向長さが異なる。具体的に、図２９の右上の磁極（43）の周方向長さが最も長く、図２９の右下および左下の磁極（43）の周方向長さがその次に長く、図２９の左上の磁極（43）の周方向長さが最も短い。
【０２３７】
図２９において、右上の磁極（43）には、磁気抵抗部（51,52）としての３つの空隙（51）が周方向に並んで形成され、右下および左上の磁極（43）には、磁気抵抗部（51,52）としての２つの空隙（51）が周方向に並んで形成され、左下の磁極（43）には、磁気抵抗部（51,52）としての１つの空隙（51）が形成される。
【０２３８】
−実施形態３の効果−
本実施形態の電動機（1）、圧縮機（100）、および電動機システム（MS）によっても、上記実施形態１と同様の効果が得られる。
【０２３９】
《その他の実施形態》
上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。
【０２４０】
例えば、各上記実施形態では、全ての磁極（43）に磁気飽和助長手段（50）が設けられているが、磁気飽和助長手段（50）は、一部の磁極（43）のみに設けられていてもよい。
【０２４１】
また、例えば、回転子（12）の磁極（43）は、反回転方向側の半部（43b）の方が回転方向側の半部（43a）よりも磁気飽和しやすい形状になっていてもよい。
【０２４２】
また、回転子（12）の磁極（43）の数は、各上記実施形態のものに限られないし、各磁極（43）が有する永久磁石（42）の数も、各上記実施形態のものに限られない。
【０２４３】
また、各上記実施形態では、電動機（1）は、埋込磁石型同期電動機であるが、電動機（1）の種類はこれに限られない。例えば、電動機（1）は、コンシクエントポール型の電動機であってもよい。
【０２４４】
以上、実施形態および変形例を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。また、以上の実施形態および変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり、置換したりしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【０２４５】
以上説明したように、本開示は、電動機およびそれを備えた電動機システムについて有用である。
【符号の説明】
【０２４６】
1  電動機
10  シャフト
11  固定子
12  回転子
13a,13b  バランスウェイト（錘）
20  圧縮機構（負荷）
40  回転子コア
42  永久磁石
43  磁極
43a  回転方向側の半部
43b  反回転方向側の半部
50  磁気飽和助長手段
51  空隙（磁気抵抗部）
52  凹部（磁気抵抗部）
53  磁気飽和容易部
209  制御器（制御部）
210  ＰＷＭインバータ（インバータ）
L1  （極中心と軸心を通る）直線
L2  （永久磁石の端部と軸心を通る）直線
O  軸心
【図１】
2020162379.tif 000024
【図２】
2020162379.tif 000025
【図３】
2020162379.tif 000026
【図４】
2020162379.tif 000027
【図５】
2020162379.tif 000028
【図６】
2020162379.tif 000029
【図７】
2020162379.tif 000030
【図８】
2020162379.tif 000031
【図９】
2020162379.tif 000032
【図１０】
2020162379.tif 000033
【図１１】
2020162379.tif 000034
【図１２】
2020162379.tif 000035
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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