(57)【要約】      （修正有）【課題】航空機、車両などの多くのプラットフォームは、レーダーと通信の両方の機能を必要とする。【解決手段】効率的なレーダーの機能と効率的な通信の機能の両方を取得するために使用され得る、共通波形族を伴う共通ハードウェアと共通信号処理の組を有するシステム１３０が提供される。該システムは、送信アンテナ１１０を有するレーダー／通信共通送信器１３１及び共通受信アンテナ１１６を有するレーダー及び通信複合受信器１３３を含む。レーダー／通信共通送信器１３１は、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信するように構成されている。各シンボルは、アップチャープ及びダウンチャープから成る。【選択図】図７
2020016639.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信アンテナ（１１０）を有するレーダー／通信共通送信器（１３１）、及び、共通受信アンテナ（１１６）を有するレーダー及び通信複合受信器（１３３）を備える、レーダー／通信複合システム（１３０）であって、前記レーダー／通信共通送信器（１３１）が、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信するように構成されており、各シンボルが、アップチャープ及びダウンチャープから成り、前記レーダー及び通信複合受信器（１３３）が、
前記受信アンテナ（１１６）からの受信信号を送信信号と混合し、第１の復調信号を出力する、第１の混合器（１２０ａ）、
前記第１の復調信号から導出されたうなり周波数に基づいて、レーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定するように構成されたベースバンドレーダー信号処理モジュール（１２６）、
前記受信アンテナ（１１６）からの受信信号を、前記共通受信アンテナ（１１６）からある距離を置いて配置された送信通信プラットフォーム（１３２）の中心周波数を有する周波数変調信号と混合し、第２の復調信号を出力する、第２の混合器（１２０ｂ）、並びに
前記第２の復調信号内の各シンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープの勾配及び初期位相を検出するように構成されたベースバンド通信信号処理モジュール（１３８）を備える、システム（１３０）。
【請求項２】
連続するシンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープが、不均一な勾配又は不均一な初期位相を有する、請求項１に記載のシステム（１３０）。
【請求項３】
前記ベースバンド通信信号処理モジュール（１３８）が、
各信号サンプルに対して前記受信信号のそれぞれの瞬間的な信号位相を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える位相推定器（２８）、及び
前記位相推定器（２８）に接続され且つ前記受信信号の各シンボルに対する勾配係数を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える勾配係数推定器（５２）を備える、請求項１又は２に記載のシステム（１３０）。
【請求項４】
前記ベースバンド通信信号処理モジュール（１３８）が、前記受信信号内の各シンボルに対する前記アップチャープと前記ダウンチャープのそれぞれの位相係数を推定するように構成された一対の位相係数推定器を（６２、６４）更に備える、請求項１から３のいずれか一項に記載のシステム（１３０）。
【請求項５】
前記ベースバンド通信信号処理モジュール（１３８）が、推定された前記勾配係数及び一対の推定された前記位相係数に基づいて各シンボルを特定する３つの指数を計算するように構成された勾配／位相対シンボルマッピングモジュール（７０）を更に備える、請求項１から４のいずれか一項に記載のシステム（１３０）。
【請求項６】
前記レーダー／通信共通送信器（１３１）が、直列に接続された以下の構成要素すなわち、
送信されるデータを記憶する通信データ源（１３４）、
前記通信データをシンボルに変換するデジタル変調シンボル生成器（１３６）、
前記デジタルシンボルをアナログシンボルに変換するデジタルアナログ変換器（１０５）、
前記デジタルアナログ変換器から受信された前記アナログシンボルを発振器制御電圧に変換する、レーダー／通信複合波形生成器（１０６’）、
電圧制御入力に基づいて、送信周波数を有する搬送信号に変調信号を印加し、レーダー／通信複合波形変調信号を出力する、電圧制御発振器（１０７）、及び
結果として生じた前記レーダー／通信複合波形変調信号を増幅する送信増幅器（１０８）を更に備え、
前記送信アンテナ（１１０）が、前記レーダー／通信複合波形変調信号をブロードキャストする、請求項１から５のいずれか一項に記載のシステム（１３０）。
【請求項７】
前記デジタル変調シンボル生成器が、送信される通信データを表すビットを、送信されるシンボルを特徴付けるデジタル値に変換するように構成されている、請求項１から６のいずれか一項に記載のシステム（１３０）。
【請求項８】
前記デジタル値が、シンボルの第１のチャープの勾配、前記シンボルの前記第１のチャープの初期位相、及び前記シンボルの第２のチャープの初期位相である、請求項１から７のいずれか一項に記載のシステム（１３０）。
【請求項９】
レーダー／通信複合システム（１３０）を操作するための方法であって、
送信アンテナ（１１０）を使用して、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信することであって、各シンボルがアップチャープ及びダウンチャープから成る、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信すること、
レーダーターゲット（１０２）から戻ってきた前記レーダー／通信複合波形変調信号の部分を、受信アンテナ（１１６）で受信すること、
前記受信アンテナ（１１６）からの受信信号を送信信号と混合して第１の復調信号を生成すること、
前記第１の復調信号からうなり周波数を導出すること、
前記うなり周波数に基づいてレーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定すること、
前記受信アンテナ（１１６）からの受信信号を、共通受信アンテナ（１１６）からある距離を置いて配置された送信通信プラットフォームの中心周波数を有する周波数変調信号と混合して、第２の復調信号を生成すること、並びに
前記第２の復調信号内の各シンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープの勾配及び初期位相を検出することを含む、方法。
【請求項１０】
連続するシンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープが、不均一な勾配又は不均一な初期位相を有する、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
勾配及び初期位相を検出することが、
各信号サンプルに対する前記受信信号のそれぞれの瞬間的な信号位相を推定すること、
前記受信信号の各シンボルに対する勾配係数を推定すること、
前記受信信号内の各シンボルに対する前記アップチャープと前記ダウンチャープのそれぞれの位相係数を推定すること、及び
推定された前記勾配係数及び一対の推定された前記位相係数に基づいて、各シンボルを特定する３つの指数を計算することを含む、請求項９又は１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書で開示される技術は、広くは、レーダー及び通信複合機能を実行するためのシステム及び方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
航空機、人工衛星、潜水艦、及び車両などの多くのプラットフォームは、レーダーと通信の両方の機能を必要とする。しかし、レーダーと通信の両方の機能のための既存の解決法は、プラットフォーム上に、それらのシステムに付随するコスト、電力、及びアンテナの全てを有する、２つの分離したシステムの追加を必要とする。プラットフォーム上では、そのようなハードウェアのための自由な場所はほとんど存在しない。
【０００３】
１つの問題は、これらの２つの恐らく分離した組のハードウェア（レーダー及び通信）を設置する空間を欠いているということである。それらが公称で同じ周波数にある場合に、それらがアンテナを共有することができるはずだが、そのような異なるシステムのきつい（stove-piped）実装のために、これは妨げられる。第２の問題は、単一のプラットフォーム上での２つのそのようなシステムの干渉（主として無線周波数（RF）干渉）に関連付けられるコストである。レーダーシステムと通信システムとが分離している場合、それらは、異なる時間又は同じ時間に動作することができる。同じ時間に動作する場合、同一チャネル干渉が、課題となり、一方又は両方のシステムの性能が制限され得る。異なる時間に動作することにより、性能が制限される。第３の問題は、２つの分離したシステムを維持する更なるコスト、並びにそれらに対して必要とされるアップグレードの更なるコストである。
【０００４】
レーダーと通信の両方の機能を実装する場合、前述の問題のうちの１以上を解決するシステムを提供することが望ましいだろう。
【発明の概要】
【０００５】
以下で詳細に開示される主題は、レーダーと通信の両方の機能を柔軟なやり方で実装するプログラム可能ハードウェア及びソフトウェアの共通組を使用することによって、上で特定された問題のうちの１以上を解決するシステム及び方法を対象とする。それによって、１つのシステムが、必要とされるレーダーの性能と通信の性能の両方を提供することができる。より具体的には、本開示は、レーダーの機能と通信の機能の両方のために使用され得る共通波形族を伴う、共通ハードウェアと共通信号処理の組を説明する。これらの２つのアプリケーションは、通常、個別のハードウェア、ソフトウェア、及び信号を使用する。本開示は、効率的なレーダーの機能と効率的な通信の機能の両方を取得するために、同じ信号処理アーキテクチャを使用して、如何にして単一の波形が同じハードウェア上で使用され得るかを説明する。この波形は、本開示において、レーダー／通信複合波形（CRCW）と称されることとなり、周波数変調連続波形（FMCW）に基づく。このCRCWは、両方の種類の機能を提供するために、航空機、人工衛星、潜水艦、又は他の輸送体の上で、共通アンテナ、共通電力、及び共通場所を使用して実装され得る、レーダー／通信複合機能の部分である。
【０００６】
そのような複合システムは、この共通性を通じて最終的に設置されたレーダー及び通信システムのコスト、サイズ、重量、及び電力を低減させることができ、更により容易な整備及びアップデートを提供することができる。プラットフォーム上で異なる場所に設置することを待ち、その後、そのような干渉を解析するよりもむしろ、レーダーシステムと通信システムを共に実装することによって、共通システム内でほとんど全ての干渉の問題が対処され得る。共通ハードウェア及び処理を使用することによって、両方のシステムのアップグレードが、同時に完了し、統合問題は既に対処済みとなるだろう。本明細書で提案される共通波形は、分離したシステムを操作することに関連付けられる問題を避け、レーダー及び通信の機能の両方が、干渉又は一方のために他方の性能を犠牲にすることなしに、同じ時間に動作することを可能にする。
【０００７】
本明細書で開示される通信機能は、位相内で変化するデジタル変調を使用し、デジタル情報を表すために大きさ及び周波数が使用される。デジタル変調スキームでは、各送信されたビット（又はビットの群）が、搬送波の特定の状態にマッピングされる。本明細書で使用される際に、「シンボル」と言う用語は、搬送の状態を意味し、特定の位相、大きさ、及び周波数を有するものとして定義される。搬送が１つのシンボルから次のシンボルへ変化するレートは、シンボルレートと呼ばれる。
【０００８】
レーダー及び通信複合機能を実行するためのシステム及び方法の様々な実施形態が、以下で幾らか詳細に説明されることとなるが、それらの実施形態のうちの１以上は、以下の態様のうちの１以上によって特徴付けられ得る。
【０００９】
以下で幾らか詳細に開示される主題の一態様は、送信アンテナを有するレーダー／通信共通送信器、及び、共通受信アンテナを有するレーダー及び通信複合受信器を備える、レーダー／通信複合システムであって、レーダー／通信共通送信器は、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信するように構成されており、各シンボルは、アップチャープ及びダウンチャープから成り、レーダー及び通信複合受信器は、受信アンテナからの受信信号を送信信号と混合し第１の復調信号を出力する第１の混合器、第１の復調信号から導出されたうなり周波数に基づいてレーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定するように構成されたベースバンドレーダー信号処理モジュール、受信アンテナからの受信信号を共通受信アンテナからある距離を置いて配置された送信通信プラットフォームの中心周波数を有する周波数変調信号と混合し第２の復調信号を出力する第２の混合器、並びに第２の復調信号内の各シンボルのアップチャープ及びダウンチャープの勾配及び初期位相を検出するように構成されたベースバンド通信信号処理モジュールを備える、レーダー／通信複合システムである。連続するシンボルのアップチャープ及びダウンチャープは、不均一な勾配と不均一な初期位相を有する。
【００１０】
前の段落で説明されたシステムのある実施形態によれば、ベースバンド通信信号処理モジュールは、各信号サンプルに対して受信信号のそれぞれの瞬間的な信号位相を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える位相推定器、位相推定器に接続され且つ受信信号の各シンボルに対する勾配係数を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える勾配係数推定器、受信信号内の各シンボルに対するアップチャープとダウンチャープのそれぞれの位相係数を推定するように構成された一対の位相係数推定器、並びに推定された勾配係数及び一対の推定された位相係数に基づいて各シンボルを特定する３つの指数を計算するように構成された勾配／位相対シンボルマッピングモジュールを備える。
【００１１】
以下で幾らか詳細に開示される主題の別の一態様は、受信アンテナ、受信アンテナからの受信信号を第１の送信器によって送信される送信信号と混合し第１の復調信号を出力する第１の混合器、第１の復調信号から導出されたうなり周波数に基づいてレーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定するように構成されたベースバンド信号処理モジュール、受信アンテナからの受信信号を第２の送信器の中心周波数を有する周波数変調信号と混合し第２の復調信号を出力する第２の混合器、並びに第２の復調信号内の各シンボルのアップチャープとダウンチャープの勾配及び初期位相を検出するように構成されたベースバンド通信信号処理モジュールを備える、レーダー及び通信複合受信器である。
【００１２】
以下で幾らか詳細に開示される主題の更なる一態様は、レーダー／通信複合システムを操作するための方法であって、送信アンテナを使用してシンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信することであって、各シンボルがアップチャープ及びダウンチャープから成る、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信すること、レーダーターゲットから戻ってきたレーダー／通信複合波形変調信号の部分を受信アンテナで受信すること、受信アンテナからの受信信号を送信信号と混合して第１の復調信号を生成すること、第１の復調信号からうなり周波数を導出すること、うなり周波数に基づいてレーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定すること、受信アンテナからの受信信号を共通受信アンテナからある距離を置いて配置された送信通信プラットフォームの中心周波数を有する周波数変調信号と混合して第２の復調信号を生成すること、並びに第２の復調信号内の各シンボルのアップチャープ及びダウンチャープの勾配及び初期位相を検出することを含む、方法である。
【００１３】
前の段落で説明されたシステムのある実施形態によれば、勾配及び初期位相を検出することは、各信号サンプルに対する受信信号のそれぞれの瞬間的な信号位相を推定すること、受信信号の各シンボルに対する勾配係数を推定すること、及び受信信号内の各シンボルに対するアップチャープとダウンチャープのそれぞれの位相係数を推定することを含む。その後、各シンボルを特定する３つの指数が、推定された勾配係数及び一対の推定された位相係数に基づいて計算される。
【００１４】
レーダー及び通信複合機能を実行するためのシステム及び方法の他の態様が、以下で開示される。
【００１５】
前述の特徴、機能、及び利点は、様々な実施形態において個別に実施することが可能であるか、又は更に別の実施形態において組み合わせることが可能である。先述の態様及び他の態様を示すために、図面を参照して、様々な実施形態が以下で説明される。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】上りの傾斜と下りの傾斜が等しい持続時間を有する三角形状のチャープ波形の受信及び送信された周波数を表すグラフである。実線は、送信信号を表し、破線は、反射された受信信号を表す。
【図２Ａ】各シンボル内に１つのアップチャープ及び１つのダウンチャープを含むように線形周波数変調を使用するシンボルデザインを示すグラフである。
【図２Ｂ】個別の平行チャネルで送信されたチャープ波形の周波数を表すグラフである。
【図３】Ｂ＝１MHz及びＴmin＝１０μsである一実施例に対して、信号対ノイズ比（SNR）バーサス（versus）数が３σの個別のチャープ勾配（C）を示すチャープ期間のグラフである。
【図４】Ｂ＝１MHz及びＴmin＝１０μsである一実施例に対して、SNRバーサス数が３σの個別のチャープ位相（C1）を示すチャープ期間のグラフである。
【図５】Ｂ＝１MHz及びＴmin＝１０μsである一実施例に対して、SNRバーサス位相の二乗に対する勾配の最適な比率を示すチャープ期間のグラフである。
【図６】本明細書で開示されるレーダー／通信複合波形を使用するように構成されていない、FMCWレーダーシステムの幾つかの構成要素を特定するブロック図である。
【図７】本明細書で開示されるレーダー／通信複合波形を使用するための一実施形態に従って構成されたレーダー／通信複合システムの幾つかの構成要素を特定するブロック図である。
【図８】実信号のアンラップ位相を計算するためのサブシステムの構成要素を特定するブロック図である。
【図９】一実施形態による、チャープ勾配を表す勾配係数を推定するための方程式内の３つの項の値をそれぞれデジタルで計算するための電子回路を象徴的に表す図である。
【図１０】一実施形態による、チャープ勾配を表す勾配係数を推定するための方程式内の３つの項の値をそれぞれデジタルで計算するための電子回路を象徴的に表す図である。
【図１１】一実施形態による、チャープ勾配を表す勾配係数を推定するための方程式内の３つの項の値をそれぞれデジタルで計算するための電子回路を象徴的に表す図である。
【図１２】一実施形態による、ベースバンド通信処理のための処理ステップを特定するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下で図面を参照する。種々の図面中、類似の要素には同一の参照番号が付されている。
【００１８】
位相変調信号に対するパラメータを検出し推定するためのシステムの例示的な実施形態が、以下で幾らか詳細に説明される。しかし、実際の実施態様の全ての特徴が本明細書に記載されているわけではない。当業者であれば、そのような実際の実施形態の開発においては、それぞれの実施態様によって異なるシステム関連の制約の遵守、ビジネスに関連した制約の遵守などの、開発者のそれぞれの目的を達成するためには、多数の実施態様に特化した判断を行う必要があることを理解するだろう。更に、このような開発のための労力は複雑であり、時間がかかるものであるが、本開示の利点を有する当業者にとっては、取り組むべき所定の事柄であることを理解されたい。
【００１９】
レーダー信号は、通常、２つのカテゴリーに分類される。すなわち、パルス信号と連続信号である。パルス信号は、短い期間だけオン状態になり、その後、オフ状態になり返送エコーを待つ。対照的に、周波数変調連続波（FMCW）レーダーは、通常、連続的にターゲットから跳ね返り受信器に戻る周波数変調連続信号を使用する。特に、通常、線形周波数掃引が適用され、帰還信号を送信信号と混合して、ターゲットからの戻りごとに単一の予想トーンを生成することができる。この線形周波数掃引は、線形チャープ又は線形周波数変調信号とも称される。パルスレーダーと比較してFMCWレーダーを使用することには、幾つかの利点がある。
【００２０】
FMCWレーダーの１つの利点は、低いピークの送信電力である。送信信号の非常に小さい断片だけが反射されて、レーダー受信器に戻ってくる。パルスレーダーは短時間しか送信しないので、ピーク送信電力は平均送信電力に比べて高くなる。通常、これは、大きく、重く、非効率な、高電圧のクライストロン（klystron）部品を必要とする。比較すると、FMCWレーダーの連続送信は、電力及びコストに関して、通信システムにとってより典型的な非常に小さいピーク電力を使用して、同じ平均送信電力を実現することができることを意味する。これにより、より低いコストの効率的な半導体部品を使用して、FMCWレーダー／通信複合システムを構築することが可能になる。低い電力消費は、そのようなシステムが、より小さいプラットフォーム上で容易に給電され、より広い用途を有することができることを意味する。
【００２１】
FMCWレーダーの別の１つの利点は、高い距離分解能である。レーダーの距離分解能は、２つの異なるターゲットを区別するための最小距離分離を決定する。単純なパルスレーダーでは、パルス持続時間を短くすること、したがって、パルスの帯域幅を増加させることによって、より高い距離分解能が実現される。しかし、部品をスイッチングする時間、及び送信電力を更に増加させる必要性が、実現可能な距離分解能を制限する。その代わりに、FMCWレーダーの距離分解能は、チャープの帯域幅のみによって決定され、チャープの持続時間とは無関係である。これにより、より細かい距離分解能が、所与の費用効果に優れた解決法に対して実現可能となる。
【００２２】
更なる利点は、FMCWレーダーが、短距離の測定を可能にすることである。パルスレーダーは、同時に送受信しないので、最小測定距離を有する。それとは対照的に、FMCWレーダーは、同時に送受信し、非常に短い極小測定距離が可能である。FMCWレーダーの１つの制限は、増幅器飽和を防止するためにフィルタされるべき復調FMCW中間周波数（IF）内に大きな直流成分が存在することである。しかし、FMCWレーダーは、パルスレーダーよりもかなり短い距離測定を実現することができる。
【００２３】
FMCWレーダーの更に別の１つの利点は、高周波数動作である。FMCWは、動作周波数に対して要件を課さず、実際、等しいビーム幅を物理的により小さいアンテナで実現することができるので、高周波数動作が望ましい。更に、距離分解能がチャープ帯域幅にのみ依存するので、搬送周波数のパーセンテージとしての帯域幅がより小さく、それによって、部品がより容易に手に入る。
【００２４】
FMCWレーダーの別の１つの利点は、チャープ持続時間が任意であり得ることである。単純なパルスレーダーでは、パルス持続時間とパルス帯域幅が反比例する。FMCWレーダーの場合では、チャープ持続時間とチャープ帯域幅が完全に無関係である。したがって、電力消費を制限して干渉を低減し又は傍受の可能性を低減させるために、所望の受信信号対ノイズ比（SNR）を実現するよう、一定の距離分解能を維持しながら、チャープ持続時間を増加させることができる。したがって、この取引は、全く同じ目標を実現するために、通信上の理由からも行うことができる。
【００２５】
FMCWレーダーは、パルスレーダーと比べて幾つかの欠点がある。これらは、適正な設計を用いて緩和させることができる。
【００２６】
FMCWレーダーの１つの欠点は、距離と速度の曖昧さである。ターゲットに対する距離は周波数で符号化されるので、ターゲットの動きからの任意のドップラーシフトが、見かけ上のターゲットレンジを変化させる。この曖昧さは、一連の連続的なチャープにわたりターゲットの位相進行を比較することによって、又はターゲットレンジ及びレンジレートを同時に測定するために一連のアップチャープ及びダウンチャープを使用することによって取り除くことができる。
【００２７】
FMCWレーダーの別の１つの欠点は、チャープの非線形性である。距離分解能がチャープ帯域幅によって決定される一方で、完璧に線形な周波数の傾斜からの任意の偏差が、ターゲットによって引き起こされたIF周波数を、チャープの持続時間にわたり変動させることとなり、レーダーの距離分解能を劣化させる。したがって、電圧制御発振器が、何らかのより標準的な無線アプリケーションの場合より高い線形性を有することを必要とするか、又はこれらの非線形性を補正するために補償が適用され得るうちの何れかである。
【００２８】
FMCWレーダーの更なる１つの欠点は、送信器漏れ（transmitter leakage）である。通常のターゲットからの戻り電力は、送信電力よりも遥かに小さい。FMCWレーダーは同時に送受信するので、例え非常に小さい量の送信器漏れでも、ターゲットからの戻りを圧倒し、敏感な無線周波数（RF）受信器の部品を損傷させる可能性がある。更に、（２つのアンテナ設計よりコンパクトである一方で）単一のアンテナ設計は、更なる孤立、及びRFサーキュレーターの使用を必要とする。単一のアンテナレーダーで優れた性能を実現するために、この漏れを抑えるために利用可能な幾つかのRF技術が存在するが、そのような方法は全て同時通信も同様に可能にする。
【００２９】
FMCWレーダーの更なる別の１つの欠点は、位相干渉性である。FMCWレーダーは、混合及びローパスフィルタリングによって、受信されたレーダー帰還信号を、元々の送信信号に対して低い周波数に変換するので、受信器は、送信と受信との間の期間に位相干渉性を維持することが必要である。これはパルスレーダーに対しても同様に当てはまり、したがって、これは実現され得る。しかし、通信システムは、より緩い要件を有し得る。これは、単一のシステムを用いてレーダーと通信の両方を実現するために、レーダーの処理に対してより大きい要求が満たされなければならない別の１つの領域である。
【００３０】
レーダー及び通信システムの要件は、信号電力の量に関する設計の選択を強要する。それぞれの最適な信号強度が、それらの違いを強調しながら、以下で短く説明される。複合システムでは、両方の信号強度の基準が満たされるべきである。
【００３１】
レーダーの動作原理は、電磁波の特性、及び異なる材料によるそれらの特徴的な反射に基づく。先ず、周波数がｆで波長がλ＝ｃ／ｆの無線信号が送信される。反射された受信信号の反応に基づいて、反射ターゲットの方向、距離、及び相対速度に関する測定を行うことができる。ターゲットの受信信号強度は、レーダー方程式から計算することができる。
2020016639.tif 000003
上の式で、Ｐｒは受信信号強度を示し、一方、Ｐｔは送信信号電力を表す。アンテナは、それぞれ、その送信及び受信アンテナ利得Ｇｔ及びＧｒによって、更には受信しているアンテナの対応する効果的な開口Ａｒによって特徴付けられる。σＳは、距離Ｒのところに位置付けられた反射しているターゲットの散乱断面積である。受信信号強度は、距離の４乗で低下する。これは、距離の２乗で低下するだけの一般的な通信システムと対照的である。したがって、通信の場合では、（同一の場所に配置されている代わりに、送信器から距離Ｒのところにある）通信受信器によって受信される電力Ｐｃは、反射がなくＲ２のみの損失を有し、以下のように表現される。すなわち、
2020016639.tif 000004
ここで、Ａｃは、その関連付けられた利得Ｇｃを有する、受信している通信アンテナの開口である。したがって、レーダー受信器は、広い範囲のターゲット距離をカバーするために、より高い感度及びダイナミックレンジを提供しなければならない。これが意味するのは、レーダー／通信共通信号、したがって、共通のアンテナ及び送信電力では、レーダー信号の最大距離Ｒｍａｘは、通常、通信信号の距離Ｒｃｏｍｍよりもかなり小さく、すなわち、Ｒｍａｘ＜Ｒｃｏｍｍである。
【００３２】
これらの考慮事項は、送信されるレーダー／通信共通信号の設計される振幅、及びフロントエンドのRFハードウェアに影響を与えるが、純粋に用途に特定したものであり、波形の設計及び処理に影響を与えないので、本明細書では更に説明を行わない。これ以降、信号は、振幅が１に正規化されていると想定される。
【００３３】
FMCWレーダーシステムの送信線形周波数変調信号は、線形チャープとしてモデル化され得る。すなわち、
2020016639.tif 000005
ここで、ｆＴ（τ）＝（Ｂ／Ｔ）τは、時間τの線形関数としての送信周波数であり（上りの傾斜に対してそうなっており、下りの傾斜は負であろう）、ｆｃは搬送周波数であり、Ｂは帯域幅であり、振幅は１に正規化されており、Ｔは持続時間である。時間遅延ｔｄ＝２（（Ｒ０＋ｖｔ）／ｖｃ）／（）及びドップラーシフトｆＤ＝−２・（ｆｃｖ／ｖｃ）／（）の反射された受信信号を考えると（ここで、ｖｃは、（RF信号に対する）光の速度である）、送信信号を受信信号と混合した後の受信周波数は、以下のように表現される。すなわち、
2020016639.tif 000006
ここで、Ｒ０は時間ｔ＝０における距離であり、ｖはターゲットの速度（又はレンジレート）である。したがって、受信された上りの傾斜の信号は、以下のように表され得る。すなわち、
2020016639.tif 000007
ここで、受信信号の振幅は、１に正規化されている。実際、受信信号の振幅は、アンテナの利得、送信電力、ターゲットの距離、及びレーダー反射断面積（RCS）で変化する。ドップラー周波数及びうなり周波数についての情報を得るために、送信信号ｓＴ（ｔ）と受信信号ｓＲ（ｔ）が、時間ドメイン内で乗算により混合され、帯域幅Ｂを有するローパスフィルタ（LPF）にパスされる。その後、LPF出力の中間周波数（IF）信号ｓIF（ｔ）が、上りの傾斜に対して以下のように得られる。すなわち、
2020016639.tif 000008
同様に、LPF出力のIF信号ｓIF（ｔ）が、下りの傾斜に対して以下のように得られる（上りの傾斜と同じ勾配であるが、符号が反対である）。すなわち、
2020016639.tif 000009
したがって、上りの傾斜と下りの傾斜のうなり周波数と呼ばれる２つの時間依存周波数項が、ベースバンド信号のスペクトル内に現れる。すなわち、
2020016639.tif 000010
これらの周波数は、ターゲット速度ｖ及び距離Ｒ０を解くために使用され得る。（参考文献、Rohling及びMeineckeの「Waveform design principles for automotive radar systems」2001年 CIE International Conference on Radar (2001)、並びにRohling及びMollerの「Radar waveform for automotive radar systems and applications」2008年 IEEE Radar Conference, 26-30 May (2008)は、この情報、及び周波数が導出された論文に対する参照を含む。）図１は、三角形の波形を有する送信信号（実線）及び受信信号（破線）に対する周波数を示している。ここで、ｆｂｕとｆｂｄは、それぞれ、上りの傾斜のうなり周波数と下りの傾斜のうなり周波数を示している。
【００３４】
本開示は、上述のアップチャープ及びダウンチャープに基づく設計を有する複合波形を使用することを提案する。それによって、レーダー機能は本質的に影響を受けないが、通信が生じることを可能にするために２つのやり方でパラメータ化される。
（１）各シンボルは、２Ｔの長さを有することとなり、２つのチャープを有することとなり、一方は上り他方は下りである。ダウンチャープの後にアップチャープがくる場合も使用することができることに留意されたい。以下の説明は、アップチャートの後にダウンチャープがくる場合を標準とする。シンボルｉに対して、アップチャープは、時間０において周波数ｆｃ−Ｂ／２で開始し、その後、時間Ｔｉにおいて周波数ｆｃ＋Ｂ／２に至り、その後、補完的なダウンチャープが、時間Ｔｉにおいて周波数ｆｃ＋Ｂ／２で開始し、時間２Ｔにおいて周波数ｆｃ−Ｂ／２で終了する。２つの異なるチャープの勾配は、ａｉとαｉの符号が付けられ、２つの異なる周波数は、ｂｉとβｉの符号が付けられる。それらの値は、ａｉ＝Ｂ／Ｔｉ２、ｂｉ＝ｆｃ−Ｂ／２、αｉ＝−Ｂ（／２Ｔ−Ｔｉ）、及びβｉ＝ｆｃ＋Ｂ／２によって、チャープパラメータに関連付けられ得る。
（２）各シンボルは、各チャープに対する個別の初期位相を有することとなる。すなわち、第１のチャープに対する位相ｃｉ及び第２のチャープに対する位相γｉである。ここで、−π＜ｃｉ、γｉ≦πである。
【００３５】
これらの変化は、波形のレーダー性能に全く影響しないだろう。レンジ及びレンジレートを導出するための唯一の変更は、２つの間隔[０、Ｔ)と(Ｔ、２Ｔ]の代わりに、２つの間隔[０、Ｔｉ)と(Ｔｉ、Ｔ]の間のうなり周波数を測定することと関係する。２つの間隔に対する方程式は、以下の式で表され得る。すなわち、
2020016639.tif 000011
【００３６】
その最も一般的な形態では、CRCWは、周波数帯域Ｂｉを有する複数の平行（連続又は非連続）チャネル（ｍ個の）によって表すことができる。ここで、ｉ＝１、２、…、ｍである。各周波数帯域は、現在動作している全てのレーダー及び通信システムを表す全帯域幅ＢＴを有する周波数の範囲全体内に、それ自身のシンボル時間、チャープ勾配、及び位相を有する。図２Ｂは、上述されたように各シンボルがアップチャープ及びダウンチャープを含む、それぞれの一連のシンボルが、それぞれの異なる搬送周波数の中心に置かれた帯域幅Ｂのそれぞれのチャネル内で送信される、この設計を示している。
【００３７】
本明細書で開示される方法論によれば、図２Ａで描かれている種類の波形を有するシンボルが、同時に送信され得る。同様に、反射された帰還信号が、並列処理されて、FMCWレーダーシステムによって検出されるターゲットを特徴付ける様々なパラメータを導出し得る。
【００３８】
距離分解能ΔＲは、同じ速度を有する２つのターゲットの最小識別可能距離を表し、速度分解能Δｖは、同じ距離を有する２つのターゲットの最小識別可能速度を表す。必要とされる帯域幅Ｂは、所与の距離分解能ΔＲに関連付けられ、以下のように定式化され得る。すなわち、
2020016639.tif 000012
同様に、観測時間Ｔは、速度分解能Δｖに関連付けられ、以下のように表現され得る。すなわち、
2020016639.tif 000013
それから、ナイキスト（Nyquist）のサンプリング定理は、以下のことを必要とする。すなわち、
2020016639.tif 000014
これは、最大うなり周波数が周波数ドメイン内で折り重ならないようにするためである。最大戻りが時間ドメイン内で折り重ならない（次の時間間隔Ｔの中へ折り畳まれる）ようにするための、類似の要件は以下の通りである。すなわち、
2020016639.tif 000015
又は適切な速度に対しては、
2020016639.tif 000016
これらの方程式は、レーダー性能パラメータ{Ｒｍａｘ、ｖｍａｘ、ΔＲ、Δｖ、ｆｃ}と波形パラメータ{Ｂ、Ｔ、ｆｓ}の関係を与える。２つのチャープに対する持続時間Ｔｉと２Ｔ−Ｔｉを有する所与のCRCWに対して、上の方程式内のＴは、シンボルのどの部分が言及されているかに応じて、これらの２つの量のうちの１つによって置き換えられ得ることに留意されたい。
【００３９】
CRCWを使用する通信機能に対して、各チャネルｍ内の通信に対する所望の最大データレートを採ることができ、標準的な通信解析を介してそれを支持することとなる帯域幅Ｂｍを見つけることができる。その結果は、利用可能な全帯域幅ＢＴである。そこで、明らかに、以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000017
下方変換後の通信受信器のサンプルレートｆｓ（comm）は、以下の条件を満たさなければならない。すなわち、
2020016639.tif 000018
これは、通信された信号の全帯域幅をキャプチャするために、各チャネルについて必要である。
【００４０】
簡略化のために、以下の更なる開示は、各チャネルの帯域幅が同じ値Ｂであると仮定する。それは、下方添え字ｍがとられるだろうことを意味する。{Ｔ、Ｔｉ、Ｂ、Θｊ、Φｌ}（ここで、０＜Ｔｉ＜２Ｔ、０≦ｉ≦Ｃ−１、及び−π＜Θｊ、Φｌ＜π、ｊ≧０、ｌ≦Ｃ１−１、Ｃ・Ｃ１２＝Ｓ）によって規定される集合{Ｓｋ}からのＳシンボルが存在すると推定する。ここで、Ｔｉは第１のチャープの時間の長さであり、Ｂは両方のチャープに対する対応する周波数範囲であり、並びにΘｊ及びΦｌは上りの傾斜及び下りの傾斜の対応する位相である。
【００４１】
必要とされる秒当たりのビット数であるデータレートΛをサポートするために、以下であるべきである。すなわち、
2020016639.tif 000019
ここで、｜log２(Ｓ)｜はシンボル当たりのビット数であり、１／２Ｔは秒当たりのシンボル数であり、ＢＴは（規制、ハードウェア制限などを介して）レーダー／通信複合システムに割り当てられた全帯域幅である。チャープ期間に対する制限の全てが組み合わされるならば、その結果は以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000020
及び
2020016639.tif 000021
同様に、
2020016639.tif 000022
及び
2020016639.tif 000023
【００４２】
固有のチャープ時間の数（{Ｔｉ}内の固有の値）（又は同等にシンボル集合に対する固有の正の周波数勾配の数）をＣにしてみよう。これらの条件は、以下の方程式を介して満たされ得る。
2020016639.tif 000024
これは、一実施例としてｉ＝１、…、Ｃ−１に対するものである。それから、補完的な持続時間は、以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000025
これは単に、{Ｔｉ}の逆リストであり、送受信器の設計を単純化する。
【００４３】
位相に対する他の制限がなく、シンボルが位相ペアで規定されると以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000026
各Ｃに対するＤ２位相の全てに対する両方の座標に対する各位相の固有の値であるＤ＝｜√（Ｓ／Ｃ）｜が存在し得る。したがって、シンボルの全ての数は、以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000027
これは、必要とされるようにＳより大きい。単純な仮定は、以下の位相の定義を介して、（−π、π｜にわたり均一に位相を広げることである。
2020016639.tif 000028
これは、ｊ、ｌ＝１、…、Ｄ−１に対するものである。
【００４４】
（レーダーと通信の場合を両方）一緒にすると、上の表現は、基本波形パラメータのうちのほとんど全てを規定したことになる。
2020016639.tif 000029
これは、以下の要件／設計パラメータを使用している。すなわち、
2020016639.tif 000030
【００４５】
（上の説明で１に正規化された）振幅Ａは、説明されなかったことに留意されたい。何故ならば、振幅は、回線設計（link budget）及びRFフロントエンドハードウェアを通じてより良く取り扱われるからである。それらは、上述のように、純粋に特定用途向けである。残りの値Ｃ及びＤは、SNRの関数として最良且つ最も一貫したシンボル検出性能を提供するように、シンボルの広がりを調整する方法を提供する。勾配対位相（ＣとＤ）のこのバランスについては、以下の段落で説明される。
【００４６】
次に、シンボルの勾配と位相をバランスさせるための方法が、幾らか詳細に説明されることとなる。以下の離散チャープモデルは、分散を推定するために使用されることとなる。すなわち、
2020016639.tif 000031
ここで、ｓ[ｎ]は、シンボルのサンプリングされたバージョンであり、ｚ[ｎ]は、サンプリングされた受信信号とノイズを足したものであり、ｗ[ｎ]は、標準偏差３σを有する受信ノイズのサンプリングされたバージョンである。Ｎの値は、チャープ期間の間のサンプル数である。パラメータ{α、β、γ}は、シンボルに対応する２つのチャープの組の各チャープを規定し、それぞれ、チャープレート（又はチャープの周波数勾配）、周波数、及び位相に対応する。本開示は、以下の表記法を使用して、各パラメータの分散推定量についてのクレーマーラオ（Cramer-Rao）の下限に対する修正近似を採用する。すなわち、
2020016639.tif 000032
この情報は、異なる周波数勾配の数であるＣと異なる位相の数であるＤとのバランスを選択するために使用され得る。
【００４７】
次に、他の波形パラメータの関数として如何にしてＣとＤの値をバランスさせるかを示すために、具体例が説明されることとなる。Ｂ＝１MHz、且つ、Ｔｍｉｎ＝１０μｓであると推定する。そして、シンボルに対するチャープ帯域幅が、周波数において等しく間隔を空けられていると推定する。特に、最大勾配が以下のものであると仮定する。すなわち、
2020016639.tif 000033
それから、この最大値に対して全範囲をカバーするために、周波数勾配の値を均一に分散させる。この方程式は、以下の観察から導き出される。ドップラー方程式は、相対運動のために送信周波数ｆを見かけの観察された周波数ｆ’に関連付ける。したがって、以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000034
ここで、ｖｃは、信号の速度（RF信号に対する光の速度）であり、ｖ０は、観察者の符号付き速度であり、ｖｓは、送信元（送信器）の符号付き速度である。したがって、受信チャープは、送信チャープから周波数において比率（ｖｃ＋ｖ０）／（ｖｃ＋ｖｓ）だけシフトされ得る。これは、本質的に、受信信号のβの値を以下のように変化させる。すなわち、
2020016639.tif 000035
ここで、βは、送信チャープの開始周波数であり、β’は、受信チャープの開始周波数である。受信信号が処理される方法（以下で幾らか詳細に説明される）のために、受信器の性能に影響を与えることなしにβの推定が避けられ得る。
【００４８】
図３及び図４は、３σの検出レベルにおけるＮ及びSNRの関数として、所与の状況にあるＣ及びＤに対する最大理論値を見るために、分散推定量の方程式（４）及び（６）を使用した結果を示している。この３σ検出レベルは、約９９．７％の時間で、正しいチャープ勾配／位相が検出できることを意味する。これは、０．００９のシンボルエラー率で動作している通信システムに概ね相当する。このレーダー／通信複合システムについてエラー修正符号化を使用することは、本明細書では詳細に開示されない。何故ならば、それは、そのシンボルエラーから、通常は１×１０−１０である必要とされるビットエラー率まで移動する従来のやり方で行われ得るからである。勾配対位相の検出のための性能を計算することによって、最適な性能率を実現するために、その２つをバランスさせることができる。したがって、所与のシステムに対して、固有の正のチャープ勾配の数、対、チャープ位相の数のバランスを調整することができる。図５は、３σ検出レベルにおけるＮ及びSNRの関数としての、Ｃ／Ｄ２の最適な比（固有の位相に対する固有の正の勾配のペアの比）を示している。この比は、種々の状況において広く変動し得ることに留意されたい。また、システムの考慮事項が全勾配範囲の使用を可能にしないならば、その勾配は、３σ分離した位相の数が低減され且つ最適な比が変化する場合に、（例えば、距離分解能が、帯域幅のより緊密なレンジを必要とするならば）より小さい範囲をカバーすることができる。
【００４９】
本明細書の上の部分で開示された波形を使用するように構成されていない単純化されたFMCWレーダーシステム１００の一部の構成要素が、図６で特定されている。FMCWレーダーシステム１００は、レーダーターゲット１０２の距離を測定するために、自動車、バス、トラックなどの、輸送体上に設置され得る。レーダーターゲット１０２は、別の輸送体又は人などであり、FMCWレーダーシステム１００は、測定された距離が指定された最小分離距離未満であるときに、警告信号を送信する。FMCWレーダーシステム１００は、機能的に送信部分と受信部分とに分割される。送信部分は、直列に接続された、上り／下り傾斜コントローラ１０４、デジタルアナログ（D/A）変換器１０５、周波数変調連続波形生成器１０６、電圧制御発振器（VCO）１０７、送信増幅器１０８、及び送信アンテナ１１０を含む。受信部分は、直列に接続された、受信アンテナ１１６、低ノイズ受信増幅器１１８、（これもまたVCO１０７に接続されている）周波数混合器１２０、ローパスフィルタ１２２、アナログデジタル（A/D）変換器１２４、及び（これもまた上り／下り傾斜コントローラ１０４に接続されている）ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６を含む。変調信号は、アンテナを通じて送受信され、送受信信号は、時間ドメインにおいて乗算され、フィルタされ、処理されて、ターゲットからの戻りに対応する周波数におけるピークを見つける。最終的な結果は、存在する全てのターゲットのレンジ及びレンジレート（相対速度）を含む測定値のストリームである。
【００５０】
FMCWレーダーシステム１００の検知動作が、以下で短く説明され得る。上り／下り傾斜コントローラ１０４は、デジタルアナログ変換器１０５に、デジタル制御信号を出力する。デジタルアナログ変換器１０５は、デジタル信号を、周波数変調連続波形生成器１０６を制御して周波数変調連続波形を生成するアナログ信号に変換する。周波数変調連続波形は、VCO１０７が、搬送周波数ｆｃ（Ｔｘ）を有するFMCW信号に変換する。FMCW信号は、送信増幅器１０８によって増幅され、送信アンテナ１１０によって、レーダーターゲット１０２に向けて、RF電磁波１１２として放出される。それに対応して、受信アンテナ１１６は、レーダーターゲット１０２から反射された電磁波１１４を受信する。受信アンテナ１１６は、反射されたRF電磁波を、低ノイズ受信増幅器１１８によって増幅される電気信号に変換するトランスデューサーとして作用する。その後、周波数混合器１２０は、低ノイズ受信増幅器１１８によって出力された受信信号を、VCO１０７によって生成された搬送周波数ｆｃ（Ｔｘ）を有する送信信号と周波数混合して、位相情報を含む第１の復調信号を生成する。ローパスフィルタ１２２は、ローパスフィルタリングを実行して、送信信号と受信信号との間のうなり周波数信号を得る。アナログデジタル変換器１２４は、うなり周波数信号をサンプリングして、うなり周波数信号をデジタル信号に変換する。レンジ及びレンジレートなどのターゲットの情報を計算するために、ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６が、デジタルうなり周波数信号を、時間ドメインから周波数ドメインに変換するように構成されている。一般的な方法は、高速フーリエ変換を使用する。アップチャープ及びダウンチャープは、２つの高速フーリエ変換において個別に処理される。高速フーリエ変換の後で、ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６は、閾値を使用して周波数内のピークを見つける。そのピークは、ターゲットからの戻りに対応する。その後、以前に説明されたように、うなり周波数は、ターゲット速度ｖ及び距離Ｒ０を解くために使用される。最終的な結果は、存在する全てのターゲットに対するレンジ及びターゲット速度（又はレンジレート）の測定値のストリームである。図６で描かれている実施例では、ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６が、レンジ及びレンジレートなどのターゲット１０２についての情報を計算して導出し、その後、これらのレーダー測定値を、非一過性の有形なコンピュータ可読記憶媒体１２８内に記憶する。
【００５１】
対照的に、図６で部分的に描かれているFMCWレーダーシステムに対する修正によって、レーダー／通信複合システムは、以前に説明したCRCWを使用するように構成され得る。図７は、本明細書で開示されるCRCWを使用するように構成されたレーダー／通信複合システム１３０の一部の構成要素を特定するブロック図である。図７で部分的に描かれている実施例では、データが、レーダー／通信複合システム１３０から、通信プラットフォーム１３２に送信され得る。逆に、データは、通信プラットフォーム１３２から、レーダー／通信複合システム１３０に送信され得る。したがって、レーダー／通信複合システム１３０は、レーダー及び通信データ出力部と、レーダー及び通信データ入力部と、の両方を有する。レーダー部分は、図６で描かれたものから本質的に変わっていないが、単に、より単純なFMCWレーダーシステムを超える不均一なシンボルタイミングを必要とする。FMCWレーダーシステムは、レンジ及びレンジレートを計算するために、アップチャープ又はダウンチャープの均一なタイミングのみを必要とした。
【００５２】
レーダー／通信複合システム１３０は、レーダー及び通信信号の両方を組み合わせた局所的な送受信器を含む。レーダー／通信複合システム１３０と通信する遠隔通信プラットフォーム１３２は、通常、その通信に対して異なる周波数帯域又は複数の帯域を使用し得る。したがって、図７は、レーダー／通信複合システム１３０の送信器（及びレーダー受信器）の中心周波数に対するｆｃ_Ｔｘ（ｆｃ（Ｔｘ）に等しい）、並びに、レーダー／通信複合システム１３０の通信受信器の中心周波数に対するｆｃ_Ｒｘ（ｆｃ（Ｒｘ）に等しい）の、２つの異なる周波数を示している。その通信受信器の中心周波数は、遠隔通信プラットフォーム１３２の観点から、その送信器に対する中心周波数である。
【００５３】
本明細書で使用される用語を明瞭にすると、変調は、それによって搬送信号がメッセージ信号内の情報に従って変更されるところのプロセスである。送信周波数ｆｃ（Ｔｘ）は、送信器によって送信される搬送信号の周波数である。受信器によって受信された信号は、同じ周波数を使用して復調される。その後、復調信号は、受信器によってサンプリングされる。サンプリング率は、メッセージ信号がサンプリングされる比率である。搬送信号の周波数は、通常、入力メッセージ信号の最も高い周波数よりかなり高い。ナイキストのサンプリング定理は、復調器がメッセージを正しく回復するために、サンプリング率ｆｓが、搬送周波数と変調信号の最も高い周波数との合計の２倍より大きいことを必要とする。Ｍシンボルを有するアルファベットでデジタル変調を使用して信号を変調するために、その値が整数０からＭ−１である実数のメッセージ信号を用いて開始することができる。
【００５４】
図７で描かれている実施例では、レーダー／通信複合システム１３０の送信アンテナ１１０が、レーダーターゲット１０２に向けて、且つ、通信プラットフォーム１３２に向けて、送信中心周波数ｆｃ（Ｔｘ）を有するRF電磁波を送信している。今度は、レーダー／通信複合システム１３０の受信アンテナ１１６が、レーダー／通信複合システム１３０に対するレーダーターゲット１０２の移動のために、中心周波数ｆｃ（Ｔｘ）とドップラー周波数を足したものに等しい周波数を有する、レーダーターゲット１０２からのRF電磁波を受信する。受信アンテナ１１６は、レーダー／通信複合システム１３０に対する通信プラットフォーム１３２の移動のために、通信プラットフォーム１３２の（図７で示されていない）送信アンテナによって送信された中心周波数ｆｃ（Ｔｘ）とドップラー周波数を足したものに等しい周波数を有する、通信プラットフォーム１３２からのRF電磁波も受信する。前述したように、通信プラットフォーム１３２からの通信のための個別の受信周波数チャネルは、中心周波数ｆｃ（Ｔｘ）とは異なる中心周波数ｆｃ（Ｒｘ）を使用する。それによって、２つのレーダー／通信送信器は、同じ周波数帯域内で送信しない。
【００５５】
図７を参照すると、レーダー／通信複合システム１３０の送信部分（本明細書で以降、「レーダー／通信共通送信器１３１」）は、直列に接続された以下の構成要素を含む。すなわち、通信プラットフォーム１３２に送信されるデータを記憶する通信データ源１３４、通信データをシンボルに変換するデジタル変調シンボル生成器１３６、デジタルシンボルをアナログシンボルに変換するデジタルアナログ変換器１０５、デジタルアナログ変換器１０５から受信したアナログシンボルを発振器制御電圧に変換するレーダー／通信複合波形生成器１０６’、電圧制御入力に基づいて送信周波数ｆｃ（Ｔｘ）を有する搬送信号に変調信号を印加してCRCW変調信号を出力するVCO１０７、（結果として生じた）VCO１０７から受信したCRCW変調信号を増幅する送信増幅器１０８、及び送信増幅器１０８から受信したCRCW変調信号をブロードキャストする送信アンテナ１１０である。
【００５６】
未だ図７を参照すると、レーダー／通信複合システム１３０のレーダー受信器及び通信受信器（本明細書で以降、集合的に「レーダー／通信複合受信器１３３」と称される）は、受信アンテナ１１６と低ノイズ受信増幅器１１８とを介した信号の両方を受信する。次の段落では、レーダー／通信複合受信器１３３のレーダー受信器の更なる構成要素が、説明されることとなる。その後、レーダー／通信複合受信器１３３の通信受信器の更なる構成要素が、説明されることとなる。
【００５７】
レーダー／通信複合システム１３０のレーダー受信器は、直列に接続された、受信アンテナ１１６、低ノイズ受信増幅器１１８、（これもまたVCO１０７に接続されている）周波数混合器１２０ａ、帯域幅Ｂを有するローパスフィルタ１２２ａ、アナログデジタル変換器１２４ａ、及び（これもまたデジタル変調シンボル生成器１３６に接続されている）ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６を含む。受信アンテナ１１６は、レーダーターゲット１０２から反射されたRF電磁波を受信する。受信アンテナ１１６は、反射されたRF電磁波を、低ノイズ受信増幅器１１８によって増幅される電気信号に変換する。その後、周波数混合器１２０ａは、低ノイズ受信増幅器１１８によって出力された増幅信号を、VCO１０７によって生成された搬送周波数ｆｃ（Ｔｘ）を有する信号と混合して、位相情報を含む第１の復調信号を生成する。ローパスフィルタ１２２ａは、ローパスフィルタリングを実行して、送信信号と受信信号との間のうなり周波数信号を得る。アナログデジタル変換器１２４ａは、うなり周波数信号をサンプリングして、うなり周波数信号をデジタル信号に変換する。ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６が、アップチャープ及びダウンチャープ信号に対して個別の高速フーリエ変換を使用して、デジタルうなり周波数信号を、時間ドメインから周波数ドメインに変換するように構成されている。高速フーリエ変換の後で、ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６は、閾値を使用して周波数内のピークを見つける。そのピークは、ターゲットからの戻りに対応する。その後、以前に説明されたように、うなり周波数は、ターゲット速度ｖ及び距離Ｒ０を解くために使用される。最終的な結果は、存在する全てのターゲットに対するレンジ及びターゲット速度（又はレンジレート）の測定値のストリームである。図７で描かれている実施例では、ベースバンドレーダー信号処理モジュール１２６が、レンジ及びレンジレートなどのターゲット１０２についての情報を計算して導出し、その後、これらのレーダー測定値を、非一過性の有形なコンピュータ可読記憶媒体１２８内に記憶する。
【００５８】
レーダー／通信複合システム１３０の通信受信器は、直列に接続された、受信アンテナ１１６、低ノイズ受信増幅器１１８、（周波数ｆｃ（Ｒｘ）の変調信号を波形生成器１４４からの電圧制御入力に印加するVCO１４２に接続された）周波数混合器１２０ｂ、帯域幅Ｂを有するローパスフィルタ１２２ｂ、アナログデジタル変換器１２４ｂ、及びベースバンド通信信号処理モジュール１３８を含む。受信アンテナ１１６は、遠隔通信プラットフォーム１３２の送信器によって送信されたRF電磁波を受信する。周波数混合器１２０ｂは、低ノイズ受信増幅器１１８によって出力された受信信号を、VCO１４２によって生成された搬送周波数ｆｃ（Ｔｘ）を有する信号と周波数混合して、位相情報を含む第２の復調信号を生成する。ローパスフィルタ１２２ｂは、ローパスフィルタリングを実行する。アナログデジタル変換器１２４ａは、フィルタされた信号をサンプリングして、それらのアナログ信号をデジタル信号に変換する。ベースバンド通信信号処理モジュール１３８は、デジタル信号を復号して、受信された通信データを抽出するように構成されている。その後、その受信された通信データは、非一過性の有形なコンピュータ可読媒体１４０内に記憶される。
【００５９】
図７で示されているように、ベースバンドレーダー信号処理は、通信データを含むアップチャープ及びダウンチャープ信号を使用するために、マイナーなやり方でのみ変更される。基本的に、同一の持続時間を有するアップチャープ及びダウンチャープを処理する代わりに、レーダー処理は、不均一なアップチャープ及びダウンチャープと混合すること、及び、従来のFMCW処理におけるのと同じ計算を行うことによって、受信データを処理し得る。方程式（１）及び（２）と共にフーリエ変換は、通常のFMCWレーダーにおけるのと同じやり方で処理され得る。方程式（１）及び（２）は、うなり周波数をレンジ及びレンジレート（又は相対速度）に関連付ける。制御する方程式は、以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000036
ここで、Ｔｉによって指定された勾配を持つシンボルが送信される。これらの方程式から、レンジＲ０及びレンジレートｖが、効果的に推定され得る。
【００６０】
上述されたように、基本的なFMCWシステムは、送信器、受信器、及び混合器から成る。変調信号が送受信され、送受信信号は、時間ドメインにおいて乗算され、処理される。より具体的には、通常、プロセスは、少なくとも１つの以下のステップを含む。すなわち、（１）送信信号を計算する、（２）受信信号を計算する、（３）時間ドメインにおいて乗算することによって信号を混合する、（４）２つの導出された正弦波の項のうちの一方を除去する。及び（５）フィルタされた信号についてFFTを実行する。FMCW処理は、多くの論文及び書籍内で詳細に説明されており（例えば、Wu及びLinnartzの「Detection Performance Improvement of FMCW Radar Using Frequency Shift」Symposium on Information Theory and Signal Processing in the Benelux、Brussels、Belgium、5月10-11日、2011 年、並びにParrishの「An Overview of FMCW Systems in MATLAB」を参照せよ）、本明細書では更に説明を行わない。
【００６１】
通信受信器（図７内の最も上の処理経路）による波形の処理は、受信された各シンボルを検出することを必要とする。その検出することは、本事例では、第１及び第２のシンボルチャープの両方に対してシンボル周波数の勾配及び位相を検出することを意味する。このプロセスは、図１２で示されている。該プロセスは、チャープレート（ａ）及び初期位相（ｃ）の推定値を計算するために任意の方法を使用し得るが（ドップラー周波数の推定が望まれないならば、パラメータｂは推定される必要がないことを思い起こすこと）、処理の待ち時間及び記憶を低減させるためには、ストリーミング方式が好ましい。１つのそのような方法は、米国特許出願第15/652,027号において説明されている。該方法は、その単純な形式において、入力として受信信号のサンプリングされた形態を採り、２つの事を行うアルゴリズムを提供する。すなわち、（１）該方法は、計算されたメトリック値を使用して線形位相変調信号が存在する時を検出する（メトリックは、米国特許出願第15/652,027号内のｄによって示されている）。更に（２）該方法は、線形位相変調信号において３つの固定されたパラメータ（以下の方程式（９）内のパラメータa、ｂ、ｃを参照せよ）を推定する。線形位相変調信号は、以下の方程式によって表される。すなわち、
2020016639.tif 000037
ここで、ｔは経時的に変化し、ａ、ｂ、ｃは、チャープ信号の、チャープ勾配（チャープレートとしても知られる）、初期周波数、及び初期位相を制御する、多項式関数のパラメータ（本明細書では以降、「係数」）である。米国特許出願第15/652,027号において開示されている方法論の部分を使用して、勾配係数ａ及び位相係数ｃを推定することができ、今度は、送信されているCRCWシンボルを確実に検出することができる。CRCWに対するシンボル検出の方法は、以下で幾らか詳細に説明されることとなる。しかし、詳細には説明されない（何故ならば、そのような詳細は、当業者によく知られているからである）こととなる通信受信器の設計のための他の更なる態様が存在する。本開示は、CRCW受信器において受信されているシンボルの受信及び検出に重点を置くこととする。ａ及びｃを推定するための処理ステップは、以下の通りである。
【００６２】
先ず、混合され下方変換されたサンプリングされたデータ信号{ｓｎ}は、図７で特定されている、ベースバンド通信信号処理モジュール１３８の中に入る。その後、位相の推定が行われる。着信デジタル信号が複素数であるならば、位相は、atan2（im、re）として計算することができる。ここで、複素信号のサンプルは、（re＋i（im））の形態を採る。関数atan2（）は、２つの引数を持つアークタンジェント関数である。任意の実数（例えば、浮動点）の引数ｘ及びｙは、両方ともゼロに等しくないので、atan2（ｙ、ｘ）は、一平面の正のｘ軸とその上の座標（x、y）によって与えられたポイントとの間のラジアンにおける角度である。atan2（）関数の完全な計算より実際に実施することが容易な位相を計算する単純化が存在する。代替的な方法は、CORDIC（すなわち、座標回転デジタルコンピュータは、双曲線関数及び三角関数を計算する単純で効率的なアルゴリズムであり、通常は反復ごとに1桁（又はビット）で収束する）、参照表及び補間、並びにチェビシェフ（chebyshev）近似を含む。これらは、本明細書で更に説明されない。何故ならば、それらは、よく知られており標準的なものだからである。しかし、着信信号が実数ならば、位相を推定するための通常の方法は、位相を計算する前に直交復調器又はヒルベルトフィルタ（Hilbert filter）を使用する。直交復調器の構造及び機能は、よく知られている。例えば、米国特許第5,426,669号、6,191,649号、及び6,310,513号を参照せよ。これらも、ヒルベルトフィルタを使用して解析（複素）信号を形成するためのよく知られた別の方法である。図８は、位相推定の前に並列遅延とヒルベルトフィルタを使用する１つの特定の方法２を示している。（位相推定後の）最終的なステップは、生の位相値をアンラップすることである。
【００６３】
図８を参照すると、着信信号は実数である。解析信号は、ヒルベルトフィルタ２４と並列に配置された整合遅延２６とを使用して形成される。整合遅延２６は、ヒルベルトフィルタ２４によって生成された遅延と整合する遅延を提供する。遅延した（実数の）及びフィルタされた（虚数の）信号は、並列して位相推定器２８に出力される。位相推定器２８は、ストリーミング信号の位相を推定する。（−πとπとではなく、−１と１との間で正規化された位相が、以下で使用されることに留意されたい。）その後、位相推定器２８によって出力された信号位相は、位相展開器３０によってアンラップされる。（本明細書で使用される際に、「アンラップする」という動詞は、正弦波信号の完全なサイクルごとに２πを追加することを意味する。）位相のアンラッピングは、幾つかの異なる標準的なやり方で行われ得る。一般的で単純なアプローチは、以下のように行うことである。すなわち、位相推定値θ及び以前の位相サンプルθ0が与えられた場合、±2π（又は正規化されているならば、±1）の倍数を加えることによって、位相推定値θを修正する。これは、（θ−θ０）が、−π（正規化された−１）未満である場合（又はπ（正規化された＋１）より大きい場合）である。
【００６４】
次に、ｉ=０、...、Ｃ−１に対して、ｍ=Ｔｉの各勾配長について、以下の反復により各タイムステップｎでａとｃの推定値が計算される。Ｓｙ−１=0及びＳｘｙ−１=０とする。その後、以下の方程式を使用してレンジｎ＝０、…、Ｃ−１で反復すると、方程式（９）のパラメータａ及びｃの最終的な推定値ａ＾Ｃ−１及びｃ＾Ｃ−１が得られる。
2020016639.tif 000038
ここで、６つの値、Ａ１（ｍ）からＡ３（ｍ）及びＣ１（ｍ）からＣ３（ｍ）は、３×３行列Ｍの部分である。その行列Ｍは、推定窓長ｍ＝Ｔｉにのみ依存し、各チャープ勾配に対して予め計算することができる。３×３行列Ｍは、以下のように定義される。すなわち、
2020016639.tif 000039
ここで、合計は位相のM個の連続したサンプルにわたっており、ｔｉはM個のサンプルの相対時間を示し、ｔｉ=ｉ＊ｆｓとして定義することができる。このアプローチは、通常の最小二乗法又は線形回帰を直接的に適用することから生じる。
【００６５】
図９から図１１は、受信信号のチャープ勾配を推定するための３つの項の値をそれぞれ計算するための電子回路を象徴的に表す図である（つまり、項Ａ１（m）（−２Ｓｘｙｎ−１＋Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）、図１０内のＡ２（ｍ）（−Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）及びＡ３（ｍ）（θｎ−θｎ−ｍ））。その電子回路は、フィールドプログラマブルゲートアレイ（FPGA）又は特定用途向け集積回路（ASIC）でインスタンス化され得るデジタル形式で実装される。
【００６６】
図９は、方程式（１０）内の第１の項Ａ１（ｍ）（−２Ｓｘｙｎ−１＋Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）を推定するための方法の実施態様４を示している。図９（並びに図１０及び図１１）で使用されている表記法は、以下の通りである。すなわち、Ｚ−１は、値を１クロック周期だけ遅延させる働きをするレジスタ又はメモリ要素を示す。丸で囲まれた「+」記号は加算器を示す。そして、丸で囲まれた「x」記号は乗算器を示す。位相推定値θｎは、パラメータＳｙｎ−１の値を推定するモジュール１０に入力される。モジュール１０は、異なる遅延値（幾つかの処理系依存の最大値まで）にプログラムできる遅延バッファ１２を含む。ここで、遅延は、勾配長ｍと等しく設定される。位相推定値θｎは、乗算器１６にも入力される。乗算器１６は、パラメータ−２Ｓｘｙｎ−１の値を推定するモジュール１４に、項ｍθｎを出力する。加算器１８は、モジュール１２と乗算器１６によって出力された推定値を加えて、合計（Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）を形成する。その後、加算器２０は、加算器１８によって出力された合計に、モジュール１４によって出力された推定値を加えて、合計（−Ｓｘｙｎ−１＋Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）を形成する。その後、乗算器２２は、加算器２０によって出力された合計と値Ａ１（ｍ）とを乗じて、方程式（１０）内の第１の項Ａ１（ｍ）（−Ｓｘｙｎ−１＋Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）に対する値を生成する。
【００６７】
図１０は、方程式（１０）内の第２の項Ａ２（ｍ）（−Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）を推定するための方法の実施態様６を示している。位相推定値θｎは、パラメータＳｙｎ−１の値を推定するモジュール３２に入力される。位相推定値θｎは、乗算器３４にも入力される。乗算器３４は、合計器３６に対して項ｍθｎを出力する。加算器３６は、モジュール３２と乗算器３４によって出力された推定値を加えて、合計（−Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）を形成する。その後、乗算器３８は、加算器３６によって出力された合計と値Ａ２（ｍ）とを乗じて、方程式（１０）内の第２の項Ａ２（ｍ）（−Ｓｙｎ−１＋ｍθｎ）に対する値を生成する。
【００６８】
図１１は、方程式（１０）内の第３の項Ａ３（ｍ）（θｎ−θｎ−ｍ）を推定するための方法の実施態様８を示している。位相推定値θｎは、位相推定値を勾配長ｍだけ遅延させる遅延バッファ４０に入力される。位相推定値θｎは、加算器４２にも入力される。加算器４２は、遅延バッファ４０から出力された遅延された位相推定値の負の値に、着信位相推定値を加えて、合計（θｎ−θｎ−ｍ）を形成する。その後、乗算器４４は、加算器４２によって出力された合計と値Ａ３（ｍ）とを乗じて、方程式（１０）内の第３の項Ａ３（ｍ）（θｎ−θｎ−ｍ）に対する値を生成する。
【００６９】
図１２は、一実施形態による、ベースバンド通信処理（図７で特定されたベースバンド通信信号処理モジュール１３８によって実行される）のための方法のステップを特定するフローチャートである。図１２で部分的に描かれているプロセスは、ストリーミング（又はオンザフライ）計算を使用してパラメータ推定値を生成することができ、したがって、FPGA若しくはASIC又は他のハードウェアベースの実装に適している。以下の説明では、「ブロック」という用語が、ハードウェア内で具現化された電子回路を指す。図１２において描かれているベースバンド通信処理は、以下のように働く。
【００７０】
方程式（１０）から計算を行う勾配係数推定ブロック５２のそれぞれは、図１２でａ（Ｔｉ）という符号が付けられており、同様に、位相係数推定ブロック６２には、方程式（１１）に対してｃ（Ｔｉ）という符号が付けられている。実施態様の図面（図９から図１１）において、Ａｉ（ｍ）に対する参照のみをＣｉ（ｍ）に変更して、ｃ（Ｔｉ）を計算する必要がある。
【００７１】
その後、一組の遅延バッファ５４（長さ２Ｔ−Ｔｉのそれぞれ）が使用されて、各シンボルｉに対するアップチャープ及びダウンチャープの勾配推定値をラインアップする。最後に、シンボルメトリック計算ブロック５６が、以下の方程式を使用して、そのようなシンボル勾配ごとにシンボルメトリックｄｉを計算する。すなわち、
2020016639.tif 000040
【００７２】
その後、最も小さいシンボルメトリックｄｉがブロック５８で選ばれて、その情報は、シンボル追跡ブロック６０並びに位相係数推定ブロック６２及び６４の両方にパスされる。位相係数推定ブロック６２及び６４は、方程式（１１）を使用して補完的なチャープのそれぞれの位相係数ｃを推定する。シンボル追跡ブロック６０は、選ばれたチャープ勾配のシンボルメトリックの最小値の時間を特定し、標準的なシンボル時間フィルタを使用して、シンボルサンプル時間信号を生成する。シンボルサンプル時間信号は、位相係数推定ブロック６２及び６４から計算された位相をサンプリングするために、それぞれのシンボルサンプリングブロック６６及び６８によって使用される。最後に、マッピングブロック７０が、３つの特定された値{ａ（Ｔｉ）、ｃ（Ｔｉ）、ｃ（２Ｔ−Ｔｉ）}を取得し、これらの値から、以下のようにｉ、ｊ、及びｌを計算することによって、受信されたシンボルの３つの指数を推定する。すなわち、
2020016639.tif 000041
この３つの整数の組が、受信されたシンボルを規定する。ここで、山括弧は、最も近い整数への丸めを示す。
【００７３】
図７を再び参照すると、デジタル変調シンボル生成器１３６によって実行される処理ステップが、今や、幾らか詳細に説明されることとなる。デジタル変調シンボル生成器１３６は、通信データをシンボルに変換する。この処理ブロックは、送信されるビットの一続きの組を取得し、それらを、送信される通信データを表すシンボルを特徴付けるデジタル値に変換する。それは、変調前にシンボルが如何にして（Ｉ、Ｑ）コンスタレーションにマッピングされるかに非常に類似している。Ｃ及びＤの値が２のべき乗であるならば、主たるステップは以下のようになる。すなわち、
（１）Ｋ個の入力ビットの一続きの組を取得し、入力ビットを、log2KC、log2KD、及びlog2KDの３つの組に分割する。
（２）ビットを０からＣ−１までの数値ｉとして解釈することによって、第１の組を各シンボルの第１のチャープのチャープ勾配にマッピングして、その後、以下のように計算する。すなわち、
2020016639.tif 000042
（3）ビットを０からＤ−１までの数値ｊとして解釈することによって、第２の組をシンボルの第１のチャープの初期位相にマッピングして、その後、以下のように計算する。すなわち、
2020016639.tif 000043
（4）ビットを０からＤ−１までの数値ｌとして解釈することによって、第３の組をシンボルの第２のチャープのチャープ勾配にマッピングして、その後、以下のように計算する。すなわち、
2020016639.tif 000044
これらのデジタル値は、レーダー／通信複合波形生成器１０６’（図７参照）に送られる。その波形生成器１０６’は、VCO１０７に供給される変調信号を生成して、適切な勾配及び位相を持つ最終RFチャープ信号を生成する。Ｃ及びＤの値が２のべき乗でないならば、このマッピングは標準的な算術符号化手法で実現できる。送信されるビットはベースＣ・Ｄ2で符号化され、その後、各桁δ、0≦δ<Ｃ・Ｄ2が、以下の式を介してシンボル時間Ｔｉに関連付けられる。すなわち、
2020016639.tif 000045
ここで、｜ｘ｜は、フロア関数、すなわちｘ以下の最大整数を示す。
【００７４】
その後、位相は、δｒ＝rem（δ、Ｄ２）（δをＤ２で割ったときの余り）と設定することにより見つけることができる。その後、以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000046
【００７５】
同様に、δｓ＝rem（δ、Ｄ）とすると、以下のようになる。すなわち、
2020016639.tif 000047
【００７６】
上で詳細に開示された波形及びアーキテクチャには、幾つかの変形例がある。例えば、このアーキテクチャは、直接的にRF変換アーキテクチャ（図７参照）を使用して動作することができる。その場合、アナログデジタル変換器が、低ノイズ増幅器の直後に動作可能である。その後、アナログデジタル変換器に続く処理が、アナログの代わりにデジタルになり得る。本開示は、各送信器がそれ自身の周波数を使用する場合を説明する。これは、２以上のそのようなシステムの間の干渉を防止する。代替的な実施形態では、そのようなシステムが、そのような干渉が起こらないようにそれらの出力を多重化することもできる。これは、より高レベルのプロトコルによって制御され得る。代替的に、２つのシステムは、同じ周波数を使用し、標準的なスペクトル拡散シンボルコーディングを通じて、両方とも同じ周波数で動作できるが、相互の干渉がより大きくなり得る。図１２を参照して上述した特定の計算は、均一に間隔を空けられたチャープ時間と位相に基づいている。それとは異なる場合には、標準的な手法を介して計算が修正されなければならない。
【００７７】
共通ハードウェア及び共通信号処理の組を、共通波形族と共に使用して、レーダー及び通信の機能を組み合わせる方法を説明してきた。線形周波数変調シンボルは、（レーダーのように）複数のターゲットからの信号反射のレンジとレンジレート（又は相対速度）の測定にも使用されると同時に、通信を送信するために使用される。更に、レーダーの検出及び通信の受信は、更なる遅延を回避するように、ストリーミング形式で行うことができる。シンボル期間Ｔごとに、レンジ、レンジレートの両方、及びシンボル値が生成される。したがって、レーダー又は通信システムの何れについても、同期間隔又は非アクティブな期間は必要ない。これは、波形が、（パケットが短時間で、データ同期が非効率であることを意味する）ポイント及びシュートネットワーキング用途に最適であることも意味する。前述の機能は、該当する場合には両方のシステムのためのアンテナを共有すること、単一プラットフォーム上のこのような２つのシステムの干渉（主に無線周波数干渉）に関連付けられるコストを削減すること、及び両方のシステムのアップグレードを同時に完了することができ、設計のプロセスで統合の問題が対処されるように、コスト及び複雑さを低減させることを含む、利益を提供する。
【００７８】
幾つかのモジュールを含む、特定のシステム、装置、アプリケーション、又はプロセスが、本明細書で説明されてきた。モジュールは、本明細書で開示されたストリーミング計算を可能にするためにハードウェア又はファームウェアとして実装されることが好ましいモジュールを除き、ソフトウェア、ハードウェア、又はそれらの組み合わせ内に実装され得る個別の機能のユニットであり得る。モジュールの機能がソフトウェアを介して任意の部分で実行されるときに、モジュールは、非一過性の有形なコンピュータ可読記憶媒体を含むことができる。
【００７９】
レーダー及び通信複合機能を実行するためのシステム及び方法が、様々な実施形態を参照して説明されてきたが、当業者には、本明細書の教示から逸脱することなく様々な変形例が可能であること、及び、その要素を同等物に置換し得ることが理解されよう。加えて、それぞれの状況に対しては、本明細書で開示される実践に概念及び簡素化を適合させるために、多数の修正例が可能となり得る。そのため、特許請求の範囲の対象である主題が開示されている実施形態に限定されないことが意図されている。
【００８０】
上述された実施形態は、１以上の処理又はコンピュータデバイスを使用する。そのようなデバイスは、通常、汎用中央処理装置（CPU）、マイクロコントローラ、縮小命令セットコンピュータプロセッサ、ASIC、プログラマブル論理回路、FPGA、デジタル信号プロセッサ、及び／又は本明細書で説明された機能を実行することが可能な任意の他の回路若しくは処理デバイスなどの、プロセッサ、処理デバイス、又はコントローラを含む。本明細書に記載された方法は、限定するものではないが、記憶デバイス及び／又はメモリデバイスを含む非一過性の有形なコンピュータ可読記憶媒体で具現化される実行可能な指示命令として符号化され得る。このような指示命令は、処理デバイスで実行された場合、本明細書に記載された方法の少なくとも一部を処理デバイスに行わせることができる。上記の実施例は例示的なものに過ぎず、したがって、「プロセッサ」及び「計算デバイス」と言う用語の定義及び／又は意味を、如何なる方法においても限定することを意図していない。
【００８１】
更に、本発明は下記の条項による実施形態を含む。
条項１.
送信アンテナを有するレーダー／通信共通送信器、及び、共通受信アンテナを有するレーダー及び通信複合受信器を備える、レーダー／通信複合システムであって、前記レーダー／通信共通送信器が、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信するように構成されており、各シンボルが、アップチャープ及びダウンチャープから成り、前記レーダー及び通信複合受信器が、
前記受信アンテナからの受信信号を送信信号と混合し、第１の復調信号を出力する、第１の混合器、
前記第１の復調信号から導出されたうなり周波数に基づいて、レーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定するように構成されたベースバンドレーダー信号処理モジュール、
前記受信アンテナからの受信信号を、前記共通受信アンテナからある距離を置いて配置された送信通信プラットフォームの中心周波数を有する周波数変調信号と混合し、第２の復調信号を出力する、第２の混合器、並びに
前記第２の復調信号内の各シンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープの勾配及び初期位相を検出するように構成されたベースバンド通信信号処理モジュールを備える、システム。
条項２．
連続するシンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープが、不均一な勾配を有する、条項１に記載のシステム。
条項３．
連続するシンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープが、不均一な初期位相を有する、条項１に記載のシステム。
条項４．
前記ベースバンド通信信号処理モジュールが、
各信号サンプルに対して前記受信信号のそれぞれの瞬間的な信号位相を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える位相推定器、及び
前記位相推定器に接続され且つ前記受信信号の各シンボルに対する勾配係数を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える勾配係数推定器を備える、条項１に記載のシステム。
条項５．
前記勾配係数推定器が、フィールドプログラマブルゲートアレイ又は特定用途向け集積回路である、条項４に記載のシステム。
条項６．
前記ベースバンド通信信号処理モジュールが、前記受信信号内の各シンボルに対する前記アップチャープと前記ダウンチャープのそれぞれの位相係数を推定するように構成された一対の位相係数推定器を更に備える、条項４に記載のシステム。
条項７．
前記ベースバンド通信信号処理モジュールが、推定された前記勾配係数及び一対の推定された前記位相係数に基づいて各シンボルを特定する３つの指数を計算するように構成された勾配／位相対シンボルマッピングモジュールを更に備える、条項６に記載のシステム。
条項８．
前記レーダー／通信共通送信器が、直列に接続された以下の構成要素すなわち、
送信されるデータを記憶する通信データ源、
前記通信データをシンボルに変換するデジタル変調シンボル生成器、
前記デジタルシンボルをアナログシンボルに変換するデジタルアナログ変換器、
前記デジタルアナログ変換器から受信された前記アナログシンボルを発振器制御電圧に変換する、レーダー／通信複合波形生成器、
電圧制御入力に基づいて、送信周波数を有する搬送信号に変調信号を印加し、レーダー／通信複合波形変調信号を出力する、電圧制御発振器、及び
結果として生じた前記レーダー／通信複合波形変調信号を増幅する送信増幅器を更に備え、
前記送信アンテナが、前記レーダー／通信複合波形変調信号をブロードキャストする、条項１に記載のシステム。
条項９．
前記デジタル変調シンボル生成器が、送信される通信データを表すビットを、送信されるシンボルを特徴付けるデジタル値に変換するように構成されている、条項８に記載のシステム。
条項１０．
前記デジタル値が、シンボルの第１のチャープの勾配、前記シンボルの前記第１のチャープの初期位相、及び前記シンボルの第２のチャープの初期位相である、条項９に記載のシステム。
条項１１．
受信アンテナ、
前記受信アンテナからの受信信号を第１の送信器によって送信される送信信号と混合し、第１の復調信号を出力する、第１の混合器、
前記第１の復調信号から導出されたうなり周波数に基づいて、レーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定するように構成されたベースバンド信号処理モジュール、
前記受信アンテナからの受信信号を第２の送信器の中心周波数を有する周波数変調信号と混合し、第２の復調信号を出力する、第２の混合器、並びに
前記第２の復調信号内の各シンボルのアップチャープとダウンチャープの勾配及び初期位相を検出するように構成されたベースバンド通信信号処理モジュールを備える、レーダー及び通信複合受信器。
条項１２．
前記ベースバンド通信信号処理モジュールが、
各信号サンプルに対して前記受信信号のそれぞれの瞬間的な信号位相を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える位相推定器、及び
前記位相推定器に接続され且つ前記受信信号の各シンボルに対する勾配係数を推定するように構成されたハードウェア又はファームウェアを備える勾配係数推定器を備える、条項１１に記載の受信器。
条項１３．
前記勾配係数推定器が、フィールドプログラマブルゲートアレイ又は特定用途向け集積回路である。条項１２に記載の受信器。
条項１４．
前記ベースバンド通信信号処理モジュールが、前記受信信号内の各シンボルに対する前記アップチャープと前記ダウンチャープのそれぞれの位相係数を推定するように構成された一対の位相係数推定器を更に備える、条項１２に記載の受信器。
条項１５．
前記ベースバンド通信信号処理モジュールが、推定された前記勾配係数及び一対の推定された前記位相係数に基づいて各シンボルを特定する３つの指数を計算するように構成された勾配／位相対シンボルマッピングモジュールを更に備える、条項１４に記載の受信器。
条項１６．
レーダー／通信複合システムを操作するための方法であって、
送信アンテナを使用して、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信することであって、各シンボルがアップチャープ及びダウンチャープから成る、シンボルを含むレーダー／通信複合波形変調信号を送信すること、
レーダーターゲットから戻ってきた前記レーダー／通信複合波形変調信号の部分を、受信アンテナで受信すること、
前記受信アンテナからの受信信号を送信信号と混合して第１の復調信号を生成すること、
前記第１の復調信号からうなり周波数を導出すること、
前記うなり周波数に基づいてレーダー物体のレンジ及びレンジレートを推定すること、
前記受信アンテナからの受信信号を、共通受信アンテナからある距離を置いて配置された送信通信プラットフォームの中心周波数を有する周波数変調信号と混合して、第２の復調信号を生成すること、並びに
前記第２の復調信号内の各シンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープの勾配及び初期位相を検出することを含む、方法。
条項１７．
連続するシンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープが、不均一な勾配を有する、条項１６に記載の方法。
条項１８．
連続するシンボルの前記アップチャープ及び前記ダウンチャープが、不均一な初期位相を有する、条項１６に記載の方法。
条項１９．
勾配及び初期位相を検出することが、
各信号サンプルに対する前記受信信号のそれぞれの瞬間的な信号位相を推定すること、
前記受信信号の各シンボルに対する勾配係数を推定すること、及び
前記受信信号内の各シンボルに対する前記アップチャープと前記ダウンチャープのそれぞれの位相係数を推定することを含む、条項１６に記載の方法。
条項２０．
推定された前記勾配係数及び一対の推定された前記位相係数に基づいて、各シンボルを特定する３つの指数を計算することを更に含む、条項１９に記載の方法。
【００８２】
請求項の文言が、請求項に列挙されているステップのうちの幾つか或いは全てが実施される特定の順序を示す条件を明確に特定又は宣言していない限り、これらのステップが、アルファベット順（本明細書中の任意のアルファベット順はあらかじめ列挙されているステップを参照する目的でのみ使用されている）又はこれらのステップが列挙されている順で実施されることを、以下に記載されるプロセスの請求項が要求していると解釈すべきではない。また、請求項の文言が、そのような解釈を除外する条件を明確に宣言していない限り、プロセスの請求項は、同時に又は交互に実施される２つ以上のステップの任意の部分を除外すると解釈すべきでない。
【図１】
2020016639.tif 000048
【図２Ａ】
2020016639.tif 000049
【図２Ｂ】
2020016639.tif 000050
【図３】
2020016639.tif 000051
【図４】
2020016639.tif 000052
【図５】
2020016639.tif 000053
【図６】
2020016639.tif 000054
【図７】
2020016639.tif 000055
【図８】
2020016639.tif 000056
【図９】
2020016639.tif 000057
【図１０】
2020016639.tif 000058
【図１１】
2020016639.tif 000059
【図１２】
2020016639.tif 000060
【外国語明細書】
2020016639000001.pdf
2020016639000002.pdf
2020016639000003.pdf
2020016639000004.pdf