(57)【要約】【課題】１２０度通電方式の実行に必要な計算リソースを低減する。【解決手段】Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上下アームを有する電力変換部と、電力変換部の出力を受けるＵ，Ｖ，Ｗ相のコイルと、それぞれのコイルからの磁束を受けて回転する回転子と、制御部と、コイルそれぞれに流れる電流値を取得可能な電流検知部と、を有し、１２０度通電方式の６つのモードそれぞれに対応して、上下アームのオンオフの組合せを切替え、制御部は、電流検知部による電流値を利用してモードの切替を実行するモータ制御装置。【選択図】図５
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上下アームを有する電力変換部と、
前記電力変換部の出力を受けるＵ，Ｖ，Ｗ相のコイルと、
それぞれの該コイルからの磁束を受けて回転する回転子と、
制御部と、
前記コイルそれぞれに流れる電流値を取得可能な電流検知部と、を有し、
１２０度通電方式の６つのモードそれぞれに対応して、前記上下アームのオンオフの組合せを切替え、
前記制御部は、前記電流検知部による電流値を利用して前記モードの切替を実行するモータ制御装置。
【請求項２】
前記電流検知部は、前記電力変換部の直流側に設けられた３つの抵抗素子を含むことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記制御部は、１２０度通電方式の６つのモード少なくとも何れかについて、モード終了時に切替えられるアームが属する相の電流値を取得して監視し、該相の電流値の絶対値が閾値を超えた場合に、モードの切替を実行することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記制御部は、制御対象であるモータの負荷トルクを取得し、該負荷トルクの増加に応じて前記閾値の絶対値を増加させることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上下アームを有する電力変換部と、
前記電力変換部の出力を受けるＵ，Ｖ，Ｗ相のコイルと、
それぞれの該コイルからの磁束を受けて回転する回転子と、
前記コイルそれぞれに流れる電流値を取得可能な電流検知部と、を有し、
１２０度通電方式の６つのモードそれぞれに対応して、前記上下アームのオンオフの組合せを切替えるモータの制御方法であって、
前記電流検知部による電流値を利用して前記モードの切替を実行することを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ制御装置、およびモータの制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
三相駆動する回転モータの駆動方式として、何れか１つの相の上下アームがともにオフである開放相が存在する１２０度通電方式と、何れの相も上下アームどちらかがオンとなる１８０度通電方式とが知られている。１２０度通電方式は位置推定が可能である一方、トルクリップルが発生しやすく比較的低効率になり易い。一方、１８０度通電方式は位置推定が困難であるところ高効率にし易い。
【０００３】
１２０度通電方式による位置推定法としては、例えば特許文献１のように、開放相の逆起電圧を利用するロータ位置検出手段が知られている（００３５）。より具体的には、例えば、各相コイルとグラウンドとの間に抵抗素子を配し、この抵抗での電圧の変化を測定するといった構成を設けて行われる。
【０００４】
そして特許文献１では、適正な通電タイミングでのパターン切替に比して遅れたタイミングだと電流の時間変化率ΔＩ’が小さくなり、進んだ場合は電流の時間変化率ΔＩ’が大きくなることを指摘した上で（００６８）、電流の時間変化率の設定値と測定値との差分に依る時間だけ通電切替タイミングを変更する制御を開示している（００６９、図１３）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−９６６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
回転モータの始動時等の低速回転領域では、脱調の抑制等の観点から位置情報を取得することが特に好ましいため１２０度通電方式が比較的利用され、高速回転領域では高効率にし易い１８０度通電方式が良く利用される。しかし、１２０度通電方式について、特許文献１のように開放相の逆起電圧情報を得るような抵抗素子を設けると、抵抗素子によるエネルギー消費が生じてしまう。一方で、多くの回転モータは、逆起電圧情報を得るような抵抗素子とは別に、各相の電流測定に用いるシャント抵抗を１〜３つ配している。
【０００７】
また、特許文献１はモータ各相への通電タイミングを電流の時間変化率を利用して実行しているため、通電パターン切替えの度に電流変化率の計算が実行されることとなる。このアルゴリズムは、マイコンの演算負荷率が高く、多くの計算リソースが必要になる。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記事情に鑑みてなされた第１の本発明は、
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上下アームを有する電力変換部と、
前記電力変換部の出力を受けるＵ，Ｖ，Ｗ相のコイルと、
それぞれの該コイルからの磁束を受けて回転する回転子と、
制御部と、
前記コイルそれぞれに流れる電流値を取得可能な電流検知部と、を有し、
１２０度通電方式の６つのモードそれぞれに対応して、前記上下アームのオンオフの組合せを切替え、
前記制御部は、前記電流検知部による電流値を利用して前記モードの切替を実行するモータ制御装置である。
【０００９】
また、上記事情に鑑みてなされた第２の本発明は、
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の上下アームを有する電力変換部と、
前記電力変換部の出力を受けるＵ，Ｖ，Ｗ相のコイルと、
それぞれの該コイルからの磁束を受けて回転する回転子と、
前記コイルそれぞれに流れる電流値を取得可能な電流検知部と、を有し、
１２０度通電方式の６つのモードそれぞれに対応して、前記上下アームのオンオフの組合せを切替えるモータの制御方法であって、
前記電流検知部による電流値を利用して前記モードの切替を実行することを特徴とする。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施例１のモータ制御装置の回路構成の一例である。
【図２】実施例１の直流電流検出の概要図である。
【図３】実施例１の１２０度通電時のスイッチング方式に関する概要図である。
【図４】実施例１の１２０度通電時のモータ運転状態の一例である。
【図５】実施例１の１２０度通電時の通電相切替方法の一例である。
【図６】実施例１の１２０度通電時の通電相切替方法の一例である。
【図７】図６の制御状態の説明の一例である。
【図８】実施例２のモータ制御装置の回路構成の一例である。
【図９】実施例３の負荷トルク値に応じた巻線電流波形の一例である。
【図１０】実施例３の負荷トルク値に応じた１２０度通電時の通電相切替方法の一例である。
【図１１】実施例３の負荷トルク判定方法の一例である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施例を添付の図面を参照しつつ説明する。
【実施例１】
【００１２】
［全体構成］
図１は実施例１のモータ制御装置の回路構成図の一例である。モータ制御装置は、直流電力源と、交流電圧を出力するインバータ１と、インバータ１に接続されたモータ２と、インバータ１に対してパルス幅変調信号を出力しインバータ１を制御する制御器３と、電流検知部の一例としてのシャント抵抗器４とを有する。モータ２としては、インバータ１からの３相交流電流それぞれが流れるコイルを有する電機子と、永久磁石を有する界磁子と、を有し、電機子と界磁子とが相対回転するものにすることができる。
【００１３】
図２は直流電流の検出タイミング概要図である。モータ２の各相の電圧は、３相交流波形としており、常に最大相、中間相、最小相に分けられる。モータ各相の電圧レベルが、図２（ａ）のような状態であるとき、シャント抵抗器４に現れる直流電流は、ＰＷＭ１周期間に図に示すような変化をする。この直流電流により、最大相と最小相の電流を検出することが出来る。直流電流をＩｄｃ１、Ｉｄｃ２とし、ＰＷＭキャリア波の上り坂と下り坂で演算器３によって検出する。ＰＷＭキャリア波の上り坂では、Ｉｄｃ１を電圧最小相、Ｉｄｃ２を電圧最大相として検出し、モータ再現電流として扱うことで、各相に流れる電流を知ることが出来る。ＰＷＭキャリア波の下り坂では、Ｉｄｃ１を電圧最大相、Ｉｄｃ２を電圧最小相として検出する。検出したＩｄｃ１とＩｄｃ２は、図２（ｂ）に示すようなパターンで各相の電流に振り分ける。例えば、区間Ａ０の場合、ＰＷＭキャリア波の上り坂で、Ｉｄｃ２をＵ相電流、Ｉｄｃ１をＶ相電流に振分け、ＰＷＭキャリア波の下り坂で、Ｉｄｃ１をＵ相電流、Ｉｄｃ２を最小相電流に振り分ける。中間相電圧であるＷ相電流は、キルヒホッフの法則により、Ｉｄｃ１−Ｉｄｃ２で求める。この電流検出方法および電流再現方法は、１２０度通電、１８０度通電の双方で有効である。
【００１４】
制御器３は、シャント抵抗器４を用いて検出されるインバータ直流電流Ｉｄｃを入力とし、これらの入力に応じて１２０度通電方式または１８０度通電方式を行うことで、インバータ１の各スイッチング素子を駆動する。
【００１５】
［１２０度通電］
図３は実施例１の１２０度通電時のスイッチング方式に関する概要図である。１２０度通電制御方式は、インバータ１の３相の上下アームの内、２相に対してスイッチング動作をさせる。電気角で１８０度の位相中１２０度の期間スイッチングをするため、１２０度通電制御方式と呼ばれている。
【００１６】
スイッチングさせる方法にはいくつか方式があり、例えば、図３に示した方式の内、いずれかを用いればよい。図４は電気角１周期における上下アームのゲート信号を概念的に示している。図中のＧｐは上アームのゲート信号、Ｇｎは下アームのゲート信号を意味している。これら上下アームのドライブ信号は、制御器３からインバータ１に対して出力される。
【００１７】
モータ２を１２０度通電方式で駆動する際は、モータ２の３相巻線の内、通電する２相を選択してパルス電圧を印加してトルクを発生させる。通電する２つの相の組み合わせは６通り考えられ、それぞれを通電モード１〜通電モード６と定義する。
【００１８】
［ロータ位置と電流の関係］
図４は実施例１の１２０度通電時のモータ運転状態の一例である。回転子の回転角度位置を電気角１周期分変化させた場合のモータのＵ相巻線に流れる電流Ｉｕは、通電モード１での大きさは、Ｕ相モータ端子電圧をＶｕ、Ｕ相誘起電圧をＥｕ、Ｕ相およびＶ相巻線の抵抗とインダクタンスをそれぞれＲｕ、Ｒｖ、Ｌｕ、Ｌｖ、モータ回転角速度をωとすると式１で表すことができる。
Ｉｕ ＝ (Ｖｕ − Ｅｕ) ／ (Ｒｕ ＋ Ｒｖ ＋ ω(Ｌｕ ＋ Ｌｖ) )  ・・・・・（１）
式１より、Ｕ相端子電圧Ｖｕに対してモータ誘起電圧Ｅｕは回転角度によって正弦波上に変化するため、Ｕ相巻線電流Ｉｕが変化する。
【００１９】
図５は実施例１の１２０度通電時の通電相切替方法の一例である。図５中、実線にＵ相のコイル電流を、点線にＵ相の誘起電圧をそれぞれ示したがＶ，Ｗ相についても同様のことが言える。モータ２各相に流れる電流は、インバータ１の出力電圧と、モータ２が回転することによりモータ２中のコイルに生じる誘起電圧の電位差に起因して増減する。そのため、モータ誘起電圧が最大点に近づくにつれ、インバータ出力電圧−誘起電圧間の電位差が減少し、モータ電流が減少する。モータ誘起電圧が最大点を通過すると、モータ誘起電圧が最小点に向かうため、インバータ出力電圧−誘起電圧間の電位差が増加し、モータ電流が増加する。例えば、回転角度２１０度から開始される通電モード１で通電開始した状態から回転角度２７０度の点でＵ相誘起電圧が最大になり、Ｕ相巻線電流は極小になる。その後Ｕ相誘起電圧は減少し、Ｕ相巻線電流は増加傾向となる。このように、回転角度位置によって、Ｕ相巻線の電流値が変化することがわかる。
【００２０】
［通電相の切替方法］
１２０度通電方式を行うためには、通電相をロータの回転角度位置に応じて逐次切り替えていく必要がある。本実施例においては、図５に示すように切り替え前の通電相（例えば、モード２のとき、モード２終了時に切替えられるＵ相上アーム。モード５のとき、モード５終了時に切替えられるＵ相下アーム。）の巻線電流を観測する。モード２，５のときはＵ相電流を観測するので図５を参照しつつ説明する。図５に示すように観測電流に対して、それぞれ＋側と−側に通電相切替え閾値Ａ、閾値Ｂを設定し、観測電流がそれぞれの閾値を超えた時点で通電相を切り替える。閾値Ａ、Ｂについては、過電流とならないような値を予め試験を通じて設定しておく。
【００２１】
図６に示す通り、通電モード毎に、モード終了時に切替えられる相がモータ電流の最大相（極大相）および最小相（極小相）となる。例えば、Ｕ＋相が切り替わることとなるモード２ではＵ相電流が最大値に向かうため、Ｕ相電流正値の閾値である閾値Ａを予め設定し、比較する。また、Ｕ−相が切り替わることとなるモード５ではＵ相電流が最小値に向かうため、Ｕ相電流負値の閾値である閾値Ｂを予め設定し、比較する。このように、各通電モードで電流の絶対値が増加傾向にある相が決定されている。図６にはＶ相およびＷ相も考慮した場合の切り替え動作が示されている。Ｖ相およびＷ相電流に対する閾値をそれぞれ閾値Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆとし、図７に示すように各通電モードにあわせて三相の巻線電流と各閾値を比較し、逐次通電相を切り替えればよい。
【００２２】
このように本実施例によれば、閾値と通電相の電流値とを比較してモード切替を行えばよいため、少ない計算量でのモード切替が可能である。
【実施例２】
【００２３】
図８は電流検出するための３つのシャント抵抗器５，６，７を使用した場合の駆動回路の例である。シャント抵抗器５〜７をインバータ１のＵ、Ｖ、Ｗの下アーム側に配置する。シャント抵抗器５〜７から検出されるＩｄｃを演算器の入力とし、電流再現器６の入力として用いることで、シャント抵抗器１つの場合と同等の巻線電流を再現することが可能である。本実施例によれば、より高精度に各相の電流値を取得できるため、切替タイミングをより精確に決定できる。
【実施例３】
【００２４】
巻線電流は、モータへかかる負荷トルクの影響により、振幅が変化するため、閾値Ａ−Ｆは負荷トルクの影響を受ける。図９に負荷トルク変化時のモータ電流波形の例を示す。負荷トルクが大きくなった場合、モータを駆動させるために必要な電流が大きくなるため、巻線電流振幅が大きくなる。この負荷トルクの変化による巻線電流振幅の変化に対応するため、通電相切替え閾値ＡとＢを負荷トルクに応じて変化させる。
【００２５】
図１０に、負荷トルク変化に対応した通電相切替パターンを示す。図中、Ａ〜Ｆそれぞれの絶対値はＡ’〜Ｆ’それぞれの絶対値より小さい。負荷トルク小の場合、閾値Ａ〜Ｆを用いた判定式、負荷トルク大の場合は、閾値Ａ’〜Ｆ’を用いた判定式により、巻線電流との比較を実行し、通電相の切替を行う。Ａ〜ＦそれぞれとＡ’〜Ｆ’それぞれどちらを利用するかは、例えば次のように行うことができる。
【００２６】
図１１は負荷トルクの判定方法を示す。マイコン内部で推定した実回転周波数と指令回転周波数の差分Ａまたは差分Ｂの値が、予め設定した負荷トルク判定用閾値を超えた場合、通電相切替え用の閾値を負荷トルク大用の閾値Ａ’〜Ｆ’に切替える。また、実回転周波数と指令回転周波数の差分Ａまたは差分Ｂの値が、予め設定した負荷トルク判定用閾値を下回った場合、通電相切替え用の閾値を負荷トルク小用の閾値Ａ〜Ｆに切替える。
本実施例のモータ制御装置は、回転モータや回転モータを備えた種々の機器に適用できる。
【００２７】
［効果］
本実施例によれば、１８０度通電方式でも１２０度通電でもシャント抵抗器４を利用して制御を行うことができるため、開放相電圧を測定するために利用する分圧抵抗等の必要性を低減できる。また、閾値と電流値との比較を行えばよいため、計算量を低減できる。
【符号の説明】
【００２８】
１・・・インバータ
２・・・モータ
３・・・制御器
４・・・シャント抵抗器（１つでも３つでもよく、３相コイルそれぞれの電流値を取得可能）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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