(57)【要約】【課題】各アームのスイッチング素子の電流監視を行わなくても、上下のアームが短絡して両アームを貫通電流が流れるのを防止する。【解決手段】上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のターンオフ期間中における、各相のモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがゼロになるタイミングにおいて、モータＭへの出力線３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを挟んで上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３に直列に接続された下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のターンオンの開始を禁止する電圧出力指令値変換部２３を備える。電圧出力指令値変換部２３は、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがゼロになるタイミングで、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１７が算出したｄ軸及びｑ軸の各電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊から電圧利用率向上処理部２１が決定した電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に代えて、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがゼロになる前に電圧利用率向上処理部２１が前回決定した電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を出力する。【選択図】図１
2020018139.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
高電位線（３Ｐ）と低電位線（３Ｎ）との間に多相交流電動機（Ｍ）への出力線（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）を挟んで直列に接続された第１スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ３）及び第２スイッチング素子（Ｑ４〜Ｑ６）と、
前記第１スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ３）及び前記第２スイッチング素子（Ｑ４〜Ｑ６）のうち一方のスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ３（Ｑ４〜Ｑ６））のターンオフ期間中における、前記出力線（３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ）を流れる電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）がゼロになるタイミングを含む所定期間に、前記第１スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ３）及び前記第２スイッチング素子（Ｑ４〜Ｑ６）のうち他方のスイッチング素子（Ｑ４〜Ｑ６（Ｑ１〜Ｑ３））のターンオンの開始を禁止するターンオン禁止部（２３）と、
を備えるスイッチングユニット（１）。
【請求項２】
前記ターンオン禁止部（２３）は、前記所定期間において、前記多相交流電動機（Ｍ）の各相の電圧指令値（ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）を、前記多相交流電動機（Ｍ）のｄ軸及びｑ軸の実電流値（ｉｄ，ｉｑ）に基づいて決定される電圧値から変更する請求項１記載のスイッチングユニット（１）。
【請求項３】
前記ターンオン禁止部（２３）は、前記所定期間において、前記多相交流電動機（Ｍ）の各相の電圧指令値（ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）を、前記多相交流電動機（Ｍ）の各相の直近の過去におけるｄ軸及びｑ軸の実電流値（ｉｄ，ｉｑ）に基づいて決定された前回の電圧値に変更する請求項２記載のスイッチングユニット（１）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、インバータやＤＣＤＣコンバータ等に用いられるスイッチングユニットに関する。
【背景技術】
【０００２】
上下のアームのスイッチング素子を駆動回路により駆動させるスイッチングユニットでは、上下のアームが短絡して両アームを貫通電流が流れるのを防止する必要がある。
【０００３】
そこで、上下のアームのスイッチング素子を流れる電流を監視し、一方のスイッチング素子に電流が流れている間は他方のスイッチング素子のオン動作をインターロックさせることが提案されている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１４７５４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかし、上述した従来の提案では、上下のアームのスイッチング素子に電流が流れていることをそれぞれ検出するために、各スイッチング素子のカレントミラー回路を設けなければならないので、回路構成の大型化が避けられない。
【０００６】
本発明は前記事情に鑑みなされたもので、本発明の目的は、各アームのスイッチング素子の電流監視を行わなくても、上下のアームが短絡して両アームを貫通電流が流れるのを防止することができるスイッチングユニットを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記目的を達成するため、本発明の１つの態様によるスイッチングユニットは、
高電位線と低電位線との間に多相交流電動機への出力線を挟んで直列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のうち一方のスイッチング素子のターンオフ期間中における、前記出力線を流れる電流がゼロになるタイミングを含む所定期間に、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子のうち他方のスイッチング素子のターンオンの開始を禁止するターンオン禁止部と、
を備える。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、各アームのスイッチング素子の電流監視を行わなくても、上下のアームが短絡して両アームを貫通電流が流れるのを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の一実施形態に係るスイッチングユニットを含む三相交流モータの駆動装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１のインバータの概略構成を示す回路図である。
【図３】（ａ），（ｂ）は図２のインバータのＩＧＢＴのオンオフを切り換える前と切り換えた後の導通状態を示す回路図、（ｃ）はＵ相において上アームと下アームのＩＧＢＴが同時にオンされた状態を示す回路図である。
【図４】上アームのＩＧＢＴをターンオフさせる場合のゲート電圧の推移を両ゲートのＩＧＢＴについて示し、（ａ）はターンオフするＩＧＢＴのゲート電圧をターンオフ開始からの経過時間で管理する場合のグラフ、（ｂ）はターンオフするＩＧＢＴのゲート電圧を電圧値の変動で管理する場合のグラフ、（ｃ）は（ｂ）の場合で特に上アームのＩＧＢＴのターンオフの完了が下アームのＩＧＢＴのターンオン開始時間に合わなかった場合のグラフである。
【図５】Ｕ相の上アームのＩＧＢＴがオンで下アームのＩＧＢＴがオフである状態のインバータの状態を示す回路図である。
【図６】図５の状態における上下の両アームのＩＧＢＴのゲート電圧、Ｕ相の出力線を流れるモータ電流及びＵ相の出力線と低電位線とによりモータの中性点に印加されるモータ電圧をそれぞれ示すグラフである。
【図７】ターンオフの開始でＵ相の上アームのＩＧＢＴがターンオフの過渡中の初期にあり下アームのＩＧＢＴがオフである状態におけるインバータの状態を示す回路図である。
【図８】図７の状態における上下の両アームのＩＧＢＴのゲート電圧、Ｕ相の出力線を流れるモータ電流及びＵ相の出力線と低電位線とによりモータの中性点に印加されるモータ電圧をそれぞれ示すグラフである。
【図９】ターンオフを開始したＵ相の上アームのＩＧＢＴがターンオフの進行中にあり下アームのＩＧＢＴがオフである状態におけるインバータの状態を示す回路図である。
【図１０】図９の状態における上下の両アームのＩＧＢＴのゲート電圧、Ｕ相の出力線を流れるモータ電流及びＵ相の出力線と低電位線とによりモータの中性点に印加されるモータ電圧をそれぞれ示すグラフである。
【図１１】図９の上アームのＩＧＢＴのコレクタからゲートに寄生電流が流れる状態におけるインバータの状態を示す回路図である。
【図１２】ターンオフ回路にＰＮＰ型トランジスタを用いた図２のインバータのＩＧＢＴのゲート駆動回路を示す回路図である。
【図１３】ＩＧＢＴをターンオフさせるときの図１２のゲート駆動回路の状態を示す回路図である。
【図１４】ターンオフ中にＩＧＢＴのゲート電圧の減少ペースが鈍った場合に図１２のゲート駆動回路に生じる状態を示す回路図である。
【図１５】Ｕ相の出力線を流れるモータ電流が大きいときに上アームのＩＧＢＴを寄生電流が流れた場合のＵ相の出力線と低電位線とによりモータの中性点に印加されるモータ電圧と上下の両アームのＩＧＢＴのゲート電圧とをそれぞれ示すグラフである。
【図１６】Ｕ相の出力線を流れるモータ電流が小さいときに上アームのＩＧＢＴを寄生電流が流れた場合のＵ相の出力線と低電位線とによりモータの中性点に印加されるモータ電圧と上下の両アームのＩＧＢＴのゲート電圧とをそれぞれ示すグラフである。
【図１７】ターンオフを開始したＵ相の上アームのＩＧＢＴのターンオフが遅延し下アームのＩＧＢＴがターンオンした場合に図１２のゲート駆動回路に生じる状態を示す回路図である。
【図１８】図１７の状態における上下の両アームのＩＧＢＴのゲート電圧、Ｕ相の出力線を流れるモータ電流及びＵ相の出力線と低電位線とによりモータの中性点に印加されるモータ電圧をそれぞれ示すグラフである。
【図１９】各相の上下の両アームのＩＧＢＴに貫通電流が流れる可能性があるタイミングと図１の駆動装置における制御上のモータ電流値との関係を示すグラフである。
【図２０】図１の電圧出力指令値変換部のＵ相に関する構成を示す説明図である。
【図２１】ターンオフを開始したＵ相の上アームのＩＧＢＴのターンオフが遅延し下アームのＩＧＢＴがターンオンした場合に、ターンオフ回路にＮＰＮ型トランジスタを用いた図２のインバータのＩＧＢＴのゲート駆動回路に生じる状態を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。図１は本発明の一実施形態に係る三相交流モータの駆動装置の概略構成を示すブロック図である。本実施形態に係る三相交流モータの駆動装置（請求項中のスイッチングユニットに相当。以下、「駆動装置」と略記する。）１は、不図示の直流電源の電圧を交流に変換して三相交流モータ（請求項中の多相交流電動機に相当。以下、「モータ」と略記する。）Ｍに出力するインバータ３と、インバータ３の動作を制御する制御系とを有している。
【００１１】
インバータ３は、図２の回路図に示すように、モータＭの各相のコイル（図示せず）に対応する上アーム及び下アームの電力用スイッチング素子を有している。本実施形態のインバータ３は、電力用スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor 、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）Ｑ１〜Ｑ６を用いている。
【００１２】
各相の上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３（請求項中の第１スイッチング素子に相当）と下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６（請求項中の第２スイッチング素子に相当）とは、高電位線３Ｐと低電位線３Ｎとの間にモータＭへの出力線３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを挟んで直列に接続されている。
【００１３】
そして、図１に示す本実施形態の駆動装置１は、上述したインバータ３の他、エンコーダパルスセンサ５、ＲＤ（レゾルバ−デジタル）コンバータ７、位相係数カウンタ部９、位相速度演算部１１、ＡＤ変換部１３、三相−ｄｑ変換部１５を有している。また、駆動装置１は、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１７、ｄｑ−三相電圧変換部１９、電圧利用率向上処理部２１、電圧出力指令値変換部２３、変調率変換部２５及びＰＷＭ変換処理部２７を有している。
【００１４】
駆動装置１のインバータ３、エンコーダパルスセンサ５、ＲＤコンバータ７及びＡＤ変換部１３以外の各要素は、個別に、あるいは、一部又は全体を、ディスクリート回路やＩＣチップ（メモリ内蔵のものを含む）等により構成することができる。
【００１５】
エンコーダパルスセンサ５は、Ａ相、Ｂ相及びＺ相のアナログ信号を出力する。このうち、Ａ相及びＢ相のアナログ信号は、モータＭの回転軸に接続されたレゾルバ回転子の回転角度に対応する正弦波及び余弦波で搬送波を変調した信号である。また、Ｚ相のアナログ信号は、レゾルバ回転子が回転角度０°であるときに出力される。
【００１６】
ＲＤコンバータ７は、エンコーダパルスセンサ５からのＡ相、Ｂ相及びＺ相のアナログ信号をパルス信号にそれぞれデジタル変換したＡＢＺ信号を出力する。
【００１７】
位相係数カウンタ部９は、ＲＤコンバータ７からのＡＢＺ信号におけるＡ相信号及びＢ相信号のパルス数をカウントする。
【００１８】
位相速度演算部１１は、位相係数カウンタ部９によるパルスのカウント数から、ＡＢＺ信号におけるＺ相信号のパルスが示す０°の回転角度を基準にして、モータＭの電気角度θを演算する。また、位相速度演算部１１は、Ａ相信号及びＢ相信号のパルスの位相差からモータＭの回転方向を検出する。
【００１９】
ＡＤ変換部１３は、不図示の電流センサが検出したモータＭのＵＶＷの３相のうち２相以上の電流（図１中では例えばＵＶ相の電流ｉｕ，ｉｖ）を、アナログ−デジタル変換する。
【００２０】
三相−ｄｑ変換部１５は、ＡＤ変換部１３からのＵＶ相の電流ｉｕ，ｉｖのデジタル値と、位相速度演算部１１が演算したモータＭの電気角度θとから、モータＭのｄ軸及びｑ軸の各実電流値ｉｄ，ｉｑを算出する。
【００２１】
ＰＩ−ｄｑ電流制御器１７は、駆動装置１の上位の車両統合コントローラ（図示せず）がモータＭのトルク指令値に対応して出力するｄ軸及びｑ軸の各電流目標値ｉｄ＊，ｉｑ＊に基づいて、モータＭのｄ軸及びｑ軸の各電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出する。
【００２２】
具体的には、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１７は、モータＭのｄ軸及びｑ軸の各電流目標値ｉｄ＊，ｉｑ＊を各実電流値ｉｄ，ｉｑに一致させるための、ｄ軸及びｑ軸の各電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を算出する。
【００２３】
なお、ここでいう「一致させるため」とは、各電流目標値ｉｄ＊，ｉｑ＊とｄ軸及びｑ軸の各実電流値ｉｄ，ｉｑとの差分を許容範囲内に収まるように小さくする意味であり、必ずしも差分をゼロにすることに限定されない。
【００２４】
ｄｑ−三相電圧変換部１９は、ＰＩ−ｄｑ電流制御器１７が算出したｄ軸及びｑ軸の各電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊、ＵＶＷの３相の電圧指令値ｖｕ０，ｖｖ０，ｖｗ０に変換する。
【００２５】
電圧利用率向上処理部２１は、ｄｑ−三相電圧変換部１９が変換したＵＶＷの３相の電圧指令値ｖｕ０，ｖｖ０，ｖｗ０を、インバータ３の図２に示すＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６におけるスイッチング損失を減らすために、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の温度に応じて補正する。
【００２６】
図１に示す電圧出力指令値変換部２３（請求項中のターンオン禁止部に相当）は、電圧利用率向上処理部２１が補正したＵＶＷの３相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を、必要に応じて変更する。電圧出力指令値変換部２３が行うＵＶＷの３相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の変更処理については、後述する。
【００２７】
変調率変換部２５は、インバータ３が不図示の直流電源の電圧を変調してモータＭに対する指令電圧とするときの、ＵＶＷの各相の変調率ｍｕ，ｍｖ，ｍｗを算出する。各相の変調率ｍｕ，ｍｖ，ｍｗは、電圧出力指令値変換部２３からの電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と三角波状のキャリア信号の大小関係から算出される。
【００２８】
ＰＷＭ変換処理部２７は、変調率変換部２５が算出した変調率ｍｕ，ｍｖ，ｍｗに対応するデューティー比でＵＶＷの各相のＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。生成されたＰＷＭ信号は、インバータ３の図２に示すＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のオンオフ制御に用いられる。
【００２９】
ところで、インバータ３では、上アームにおけるオンさせるＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３の相が順次切り換えられる。また、これに合わせて、同じ相の下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のオンさせる相が、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３と同時にオンしないように順次切り換えられる。
【００３０】
例えば、図３（ａ）の回路図に示すように、上アームにおいて、Ｕ相のＩＧＢＴＱ１がオンされているときには、ＶＷ相のＩＧＢＴＱ２，Ｑ３がオフされる。これに合わせて、下アームにおいては、Ｕ相のＩＧＢＴＱ４がオフされ、ＶＷ相のＩＧＢＴＱ５，Ｑ６がオンされる。
【００３１】
なお、図３（ａ）中の符号Ｕ，Ｖ，Ｗは、モータＭの各相のコイル、ＮはモータＭの中性点をそれぞれ示す。また、Ｄ１〜Ｄ６は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のコレクタ−エミッタ間に存在する還流ダイオードをそれぞれ示す。
【００３２】
そして、切り替え周期が到来すると、例えば、図３（ｂ）の回路図に示すように、上アームにおいて、Ｕ相のＩＧＢＴＱ１がターンオフされてＷ相のＩＧＢＴＱ３がターンオンされる。これに合わせて、下アームにおいて、Ｕ相のＩＧＢＴＱ４がターンオンされてＷ相のＩＧＢＴＱ６がターンオフされる。
【００３３】
なお、Ｖ相の上アームのＩＧＢＴＱ２及び下アームのＩＧＢＴＱ５は、図３（ａ），（ｂ）に示すように、切り替えの前後を通してオフのままに保持される。
【００３４】
ここで、Ｕ相において、上アームのＩＧＢＴＱ１のターンオフに遅れが生じて、ＩＧＢＴＱ１のターンオフが完了する前に下アームのＩＧＢＴＱ４がオンされると、図３（ｃ）の回路図に示すように、Ｕ相のＩＧＢＴＱ１，Ｑ４が同時にオン状態となる。すると、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４を介して高電位線３Ｐと低電位線３Ｎとが短絡し、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４を大電流が流れる貫通電流の状態が発生してしまう。
【００３５】
このため、インバータ３を動作させる際には、同じ相の上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３と下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６とが同時にオンされないように、各ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をオンオフさせるタイミングが制御される。この制御は、例えば、不図示の車両統合コントローラが出力するｄ軸及びｑ軸の各電流目標値ｉｄ＊，ｉｑ＊を通じて行われる。
【００３６】
そして、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフの制御には、時間クランプ制御と電圧クランプ制御とがある。
【００３７】
このうち、時間クランプ制御では、ターンオフさせる上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のターンオフ開始から一定時間が経過すると、図４（ａ）のグラフに示すように、ターンオフさせる上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のゲート電圧が、クランプ回路で０Ｖにクランプされる。
【００３８】
したがって、時間クランプ制御では、下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６がターンオンされる前に上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のターンオフが完了する（ゲート電圧が０Ｖとなる）。このため、上下のアームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３，Ｑ４〜Ｑ６が同時にオンされた状態は起こらない。
【００３９】
一方、電圧クランプ制御では、ターンオフさせる上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のゲート電圧が一定の電圧以下に低下すると、ターンオフさせる上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のゲート電圧が、クランプ回路で０Ｖにクランプされる。
【００４０】
このとき、下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６をターンオンさせるタイミングが到来する前に、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のゲート電圧が一定の電圧以下に低下すれば、図４（ｂ）に示すように、下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のターンオン前に上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のターンオフが完了する（ゲート電圧が０Ｖとなる）。
【００４１】
このため、上下のアームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３，Ｑ４〜Ｑ６が同時にオンされた状態は起こらない。
【００４２】
しかし、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のターンオフ開始後のゲート電圧の低下がなかなか進まないと、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のターンオフが完了してから下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のターンオンが開始するまでのデッドタイムがなくなってしまう。
【００４３】
さらに、下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６をターンオンさせるタイミングが到来する時点までに、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のゲート電圧が一定の電圧以下に低下しないと、ゲート電圧がクランプ回路によって０Ｖにクランプされないので、図４（ｃ）のグラフに示すように、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３がオンされたまま下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６がターンオンされる。
【００４４】
このため、上下のアームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３，Ｑ４〜Ｑ６が同時にオンされた状態となり、上下のアームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３，Ｑ４〜Ｑ６を貫通電流が流れて、高電位線３Ｐと低電位線３Ｎとが短絡してしまう。
【００４５】
ここで、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３を電圧クランプ制御によりターンオフさせることでターンオフ遅延が生じた場合にインバータに生じる電流の流れについて説明する。ここでは、Ｕ相の下アームのＩＧＢＴＱ４のオフ中に、Ｕ相の上アームのオン中のＩＧＢＴＱ１をターンオフさせる場合を例に取って説明する。
【００４６】
まず、図５の回路図に示すように、Ｕ相の上アームのＩＧＢＴＱ１がオンで下アームのＩＧＢＴＱ４がオフである状態では、図６の上段のグラフに示すｔの時点のように、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲートに１５Ｖのゲート電圧（ａ）が印加されている。一方、下アームのＩＧＢＴＱ４のゲートに印加されているゲート電圧（ｂ）は０Ｖである。
【００４７】
このため、図６の中段のグラフに示すｔの時点のように、Ｕ相の出力線３Ｕをモータ電流（ｃ）が流れている。
【００４８】
また、図５に示すように、上アームのＩＧＢＴＱ１がオンであることから、高電位線３ＰとＵ相の出力線３Ｕとの電位差は０Ｖとなる。よって、モータＭの中性点Ｎに印加されるモータ電圧（ｄ）は、図６の下段のグラフに示すｔの時点のように、高電位線３Ｐとの電位差がなくなり４００Ｖの電位となったＵ相の出力線３Ｕと、低電位線３Ｎとの電位差である４００Ｖとなる。
【００４９】
次に、図７の回路図に示すように、ターンオフの開始でＵ相の上アームのＩＧＢＴＱ１がターンオフの過渡状態に入った初期では、図８の上段のグラフに示すｔの時点のように、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧（ａ）は１５Ｖから減少し始める。一方、下アームのＩＧＢＴＱ４のゲート電圧（ｂ）は、ターンオンのタイミングが到来していないので０Ｖのままであり、ＩＧＢＴＱ４は、図７に示すようにオフのままである。
【００５０】
このため、上アームのＩＧＢＴＱ１のターンオフが開始された過渡状態の初期では、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧の減少に伴い、図８の中段のグラフに示すｔの時点のように、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流（ｃ）が減少しようとし始める。
【００５１】
また、図７に示すように、上アームのＩＧＢＴＱ１がターンオフの過渡状態に入るので、高電位線３ＰとＵ相の出力線３Ｕとの電位差は０Ｖから４００Ｖに向けて増加しようとし始める。これに伴い、モータＭの中性点Ｎに印加されるモータ電圧（ｄ）が、図８の下段のグラフに示すｔの時点のように、低電位線３Ｎの電位である０Ｖに向けて減少しようとし始める。
【００５２】
続いて、図９の回路図に示すように、ターンオフの過渡状態の進行中における上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧（ａ）は、図１０の上段のグラフに示すｔの時点のように、５Ｖを下回る程度に減少する。一方、下アームのＩＧＢＴＱ４のゲート電圧（ｂ）は、ターンオンのタイミングが到来していないので０Ｖのままであり、ＩＧＢＴＱ４は、図９に示すようにオフのままである。
【００５３】
ところで、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧（ａ）の減少に伴って、ＩＧＢＴＱ１を通過する電流は減少する。このため、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流（ｃ）も減少しようとする。しかし、モータＭの（各相のコイルＵ，Ｖ，Ｗ）のインダクタンス（Ｌ値）が高いので、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流（ｃ）を一定値に保とうとする作用が生じる。
【００５４】
この作用で、低電位線３Ｎから下アームのＩＧＢＴＱ４の還流ダイオードＤ４を通ってＵ相の出力線３Ｕに向かう還流電流が生じる。この還流電流により、図１０の中段のグラフに示すｔの時点のように、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流（ｃ）は減少せず一定値に保たれる。
【００５５】
一方、モータＭの中性点Ｎに印加されるモータ電圧（ｄ）は、上述した還流電流がＵ相の出力線３Ｕを流れることで、図１０の下段のグラフに示すｔの時点のように、低電位線３Ｎの電位である０Ｖに向けた減少が加速される。なお、モータ電圧（ｄ）の減少速度（ｄｖ／ｄｔ）は、上述した還流電流が大きいほど大きくなる。
【００５６】
ところで、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート−コレクタ間には、図１１の回路図に示すように、寄生容量が存在する。そして、モータＭの中性点Ｎに印加されるモータ電圧（ｄ）が減少すると、ＩＧＢＴＱ１の寄生容量にかかる電位が増える。すると、寄生容量に電荷をチャージしようとする寄生電流Ｉ（＝（ｄｖ／ｄｔ）×Ｃ）が、ＩＧＢＴＱ１のコレクタからゲートに向けて流れる。
【００５７】
このとき、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流（ｃ）が大きければ、モータ電圧（ｄ）の減少速度（ｄｖ／ｄｔ）が大きくなる。よって、ＩＧＢＴＱ１の寄生電流Ｉ（＝（ｄｖ／ｄｔ）×Ｃ）も大きくなる。
【００５８】
但し、モータ電圧（ｄ）の減少速度（ｄｖ／ｄｔ）が大きい分、ＩＧＢＴＱ１を寄生電流Ｉが流れる時間は短くなる。つまり、短い時間の間に大きい寄生電流ＩがＩＧＢＴＱ１を流れる。
【００５９】
反対に、ＩＧＢＴＱ１を寄生電流Ｉが流れるときに、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流（ｃ）が小さければ、モータ電圧（ｄ）の減少速度（ｄｖ／ｄｔ）が小さくなる。よって、ＩＧＢＴＱ１の寄生電流Ｉ（＝（ｄｖ／ｄｔ）×Ｃ）も小さくなる。
【００６０】
但し、モータ電圧（ｄ）の減少速度（ｄｖ／ｄｔ）が小さい分、ＩＧＢＴＱ１を寄生電流Ｉが流れる時間は長くなる。つまり、小さい寄生電流Ｉが長い時間に亘ってＩＧＢＴＱ１を流れる。
【００６１】
ＩＧＢＴＱ１のコレクタからゲートに向けて寄生電流Ｉが流れると、寄生電流Ｉが流れる前よりもＩＧＢＴＱ１のゲート電圧が上昇する。寄生電流Ｉが流れる前のＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は、ターンオフの過渡状態の進行中であるため、上述したように減少している。このため、ＩＧＢＴＱ１に寄生電流Ｉが流れると、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧の減少ペースが鈍る。
【００６２】
ここで、図１２の回路図に示すように、インバータ３のＩＧＢＴＱ１のゲート駆動回路３Ｇのターンオフ回路にＰＮＰ型トランジスタＴｒ１を利用している場合について考える。この場合は、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のエミッタが、ＩＧＢＴＱ１のゲートに接続される。
【００６３】
そして、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１をターンオフ回路に利用したゲート駆動回路３Ｇでインバータ３のＩＧＢＴＱ１をターンオフさせる場合は、図１３の回路図に示すように、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベースに負電圧のバイアスをかける（１）。
【００６４】
すると、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のエミッタ−コレクタ間が導通し、ＩＧＢＴＱ１のゲートから導通したＰＮＰ型トランジスタＴｒ１へと電流が流れて、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧が減少する（２）。これに伴い、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧が減少する（３）。
【００６５】
なお、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のエミッタ−コレクタ間の電流増幅率は、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベース電圧が増えると増加し、ベース電圧が下がると減少する。
【００６６】
上述したように、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベースに負電圧のバイアスがかかった状態で、図１４の回路図に示すように、ＩＧＢＴＱ１に寄生電流Ｉが流れると（４）、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧の減少ペースが鈍って、ゲート電圧が一時的に上がる（５）。
【００６７】
すると、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベース−エミッタ間電圧が上がるので（６）、トランジスタＴｒ１の電流増幅率が上がる。したがって、ＩＧＢＴＱ１を流れる寄生電流Ｉが、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のエミッタ−コレクタ間を流れやすくなり、寄生電流ＩがＰＮＰ型トランジスタＴｒ１を短時間で通過する。
【００６８】
寄生電流ＩがＰＮＰ型トランジスタＴｒ１を通過し終えると、ＩＧＢＴＱ１のゲート電圧の減少ペースの鈍化が緩和される。
【００６９】
ところで、ＩＧＢＴＱ１を寄生電流Ｉが流れるときの、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流が大きいと、上述したように、大電流の寄生電流ＩがＩＧＢＴＱ１を短時間流れ、図１５の上段のグラフに示すように、モータ電圧が速い速度（ｄｖ／ｄｔ）で減少する。そして、寄生電流Ｉが短時間流れたＩＧＢＴＱ１のゲート電圧は、図１５の下段のグラフに示すように一旦上昇するが、寄生電流Ｉが流れ終わるとすぐに減少に転じる。
【００７０】
つまり、ＩＧＢＴＱ１を大電流の寄生電流Ｉが短時間流れることで、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧の減少の鈍化が短時間で終わり、その後すぐにゲート電圧が０Ｖ付近まで下がる。
【００７１】
このため、下アームのＩＧＢＴＱ４のターンオンのタイミングが到来してＩＧＢＴＱ４のゲート電圧が０Ｖから増え始める前に、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧が一定の電圧以下に低下し、クランプ回路により０Ｖにクランプされる。よって、下アームのＩＧＢＴＱ４がターンオンされる前に上アームのＩＧＢＴＱ１のターンオフが完了する。
【００７２】
しかし、ＩＧＢＴＱ１を寄生電流Ｉが流れるときの、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流が小さいと、上述したように、小電流の寄生電流ＩがＩＧＢＴＱ１を長時間流れて、図１６の上段のグラフに示すように、モータ電圧が遅い速度（ｄｖ／ｄｔ）で減少する。すると、図１６の下段のグラフに示すように、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧の減少の鈍化が長時間続き、ゲート電圧が０Ｖ付近まで下がるのに時間がかかる。
【００７３】
このため、下アームのＩＧＢＴＱ４のターンオンのタイミングが到来してＩＧＢＴＱ４のゲート電圧が０Ｖから増え始めるまでに、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧が一定の電圧以下に低下せず、クランプ回路による０Ｖへのクランプが行われない。よって、下アームのＩＧＢＴＱ４がターンオンされる前に上アームのＩＧＢＴＱ１のターンオフが完了しない。
【００７４】
即ち、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１をターンオフ回路に利用したゲート駆動回路３Ｇで上アームのＩＧＢＴＱ１をターンオフさせると、図１７の回路図に示すように、ＩＧＢＴＱ１のターンオフの完了が下アームのＩＧＢＴＱ４のターンオン以降に遅れる場合がある。
【００７５】
すると、図１８の上段のグラフに示すｔの時点のように、上アームのＩＧＢＴＱ１のゲート電圧（ａ）が０Ｖに下がる前に、下アームのＩＧＢＴＱ４のゲート電圧（ｂ）がターンオンの開始により０Ｖから増加し始める。
【００７６】
このため、上アームのＩＧＢＴＱ１がオンされたまま下アームのＩＧＢＴＱ４がターンオンされて、上下のアームのＩＧＢＴＱ１，Ｑ４が同時にオンされる。よって、上下のアームのＩＧＢＴＱ１，Ｑ４を貫通電流が流れ、この貫通電流により、図１８の中段のグラフに示すｔの時点のように、Ｕ相の出力線３Ｕを流れるモータ電流（ｃ）が瞬間的に高電流となる。
【００７７】
なお、上下のアームのＩＧＢＴＱ１，Ｑ４を貫通電流が流れるときの、モータＭの中性点Ｎに印加されるモータ電圧（ｄ）は、図１８の下段のグラフに示すｔの時点のように、瞬間的に０Ｖに落ちる。
【００７８】
そして、上述した貫通電流は、インバータ３の他のＩＧＢＴＱ２〜Ｑ６を、ＩＧＢＴＱ２〜Ｑ６のゲート駆動回路のターンオフ回路にＰＮＰ型トランジスタを利用する場合にも、同様の理由で発生する可能性がある。
【００７９】
また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフの完了の遅延による貫通電流は、図１９のグラフに丸印で示すように、対応する相の出力線３Ｕ，３Ｖ，３Ｗを流れるモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを図１の駆動装置１の制御上で０Ａとするタイミング（請求項中の所定期間に相当）で発生する可能性がある。
【００８０】
そこで、本実施形態の駆動装置１では、電圧出力指令値変換部２３が、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを制御上で０Ａとする期間に入力されるトリガ信号（図１参照）に呼応して、変調率変換部２５に出力する電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の変更処理を行う。
【００８１】
図２０は、電圧出力指令値変換部２３のＵ相に関する構成を示す説明図である。図２０に示すように、電圧出力指令値変換部２３は、Ｕ相に関する構成として、電圧指令値の比較部２９及び電圧指令値の前回値ラッチ部３１と、出力切替部３３とを有している。
【００８２】
電圧指令値の比較部２９には、図１の電圧利用率向上処理部２１からの補正されたＵ相の電圧指令値ｖｕ＊と、モータ電流ｉｕが０Ｖとなるときの電圧指令値ｖｕ＊とが入力される。
【００８３】
そして、比較部２９は、電圧利用率向上処理部２１からの電圧指令値ｖｕ＊が、モータ電流ｉｕが０Ｖとなるときの電圧指令値ｖｕ＊と一致した場合に、出力切替部３３に切替指令信号３５を出力する。
【００８４】
電圧指令値の前回値ラッチ部３１には、図１の電圧利用率向上処理部２１からの補正されたＵ相の電圧指令値ｖｕ＊が入力される。
【００８５】
そして、前回値ラッチ部３１は、比較部２９が切替指令信号３５を出力していない間、電圧利用率向上処理部２１から入力された電圧指令値ｖｕ＊を、前回値ラッチ部３１が現在記憶している電圧指令値ｖｕ＊に代えて、前回の電圧指令値ｖｕ＊として記憶する。
【００８６】
出力切替部３３は、比較部２９が切替指令信号３５を出力していない間、電圧利用率向上処理部２１から入力された電圧指令値ｖｕ＊を変調率変換部２５に出力する。また、出力切替部３３は、比較部２９が切替指令信号３５を出力している間、前回値ラッチ部３１に記憶された前回の電圧指令値ｖｕ＊を変調率変換部２５に出力する。
【００８７】
なお、電圧出力指令値変換部２３は、Ｖ，Ｗの各相についても、上述した比較部２９、前回値ラッチ部３１及び出力切替部３３を同様に有している。
【００８８】
したがって、電圧出力指令値変換部２３が変調率変換部２５に出力する各相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが０Ｖとなるときの電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と一致した場合は、前回値ラッチ部３１の前回の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊（請求項中の前回の電圧値に相当）となる。
【００８９】
一方、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが０Ｖとなるときの電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊と一致しない場合は、電圧出力指令値変換部２３が変調率変換部２５に出力する各相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、電圧利用率向上処理部２１から入力されたＵＶＷの３相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊（請求項中の多相交流電動機のｄ軸及びｑ軸の実電流値に基づいて決定される電圧値に相当）となる。
【００９０】
このため、ＵＶＷの各相において、上アームのＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３と下アームのＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６とのどちらか一方のターンオフ中に、その相のモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが０Ｖとなるタイミングが到来すると、他方のターンオンの開始が禁止される。
【００９１】
これにより、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を流れる寄生電流Ｉにより、ターンオフ回路にＰＮＰ型トランジスタＴｒ１を利用したＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート駆動回路３Ｇが出力するゲート電圧の減少の鈍化によるＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフの遅延が抑制される。
【００９２】
したがって、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフの遅延によりＵＶＷの各相の上下の両アームのＩＧＢＴＱ１，Ｑ４、Ｑ２，Ｑ５、Ｑ３，Ｑ６が同時にオンされて、貫通電流が流れる状態となるのを、抑制することができる。
【００９３】
ここで、図１９のグラフに丸印で示すモータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを駆動装置１の制御上で０Ｖとするタイミングは、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを駆動装置１の制御上で０Ｖその前又は後、あるいは前後の一定範囲の電流値とするタイミングとしてもよい。
【００９４】
その場合は、モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを駆動装置１の制御上で０Ｖその前又は後、あるいは前後の一定範囲の電流値とするタイミングが、請求項中の所定期間に相当することになる。
【００９５】
なお、図２１の回路図に示すように、インバータ３のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート駆動回路３Ｇのターンオフ回路にＮＰＮ型トランジスタＴｒ２を利用した場合は、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のコレクタがＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲートに接続される。
【００９６】
そして、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフ時に、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のベースに正電圧のバイアスをかける。すると、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のエミッタ−コレクタ間が導通し、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲートから導通したＮＰＮ型トランジスタＴｒ２へと電流が流れて、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート電圧が減少する。
【００９７】
このとき、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のエミッタはＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲートに接続されていないので、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を寄生電流Ｉが流れてモータＭのモータ電圧の減少速度（ｄｖ／ｄｔ）が鈍化しても、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のベース−エミッタ間電圧は変動しない（増加しない）。
【００９８】
よって、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のエミッタ−コレクタ間の電流増幅率は、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を寄生電流Ｉが流れてゲート電圧の減少ペースが鈍っても変わらない。したがって、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を寄生電流Ｉが流れてもＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート電圧は一定のペースで減少し、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフの遅延は生じない。
【００９９】
このため、インバータ３のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート駆動回路３Ｇのターンオフ回路にＮＰＮ型トランジスタＴｒ２を利用すれば、本実施形態の駆動装置１のように電圧出力指令値変換部２３を設けて、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のゲート電圧の減少ペースを調整する必要はない。
【０１００】
その代わり、ターンオフ回路にＮＰＮ型トランジスタＴｒ２を利用したゲート駆動回路３Ｇでは、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のバイアス回路が故障すると、ＮＰＮ型トランジスタＴｒ２のベースに正電圧のバイアスをかけてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をターンオフさせることができなくなる。
【０１０１】
したがって、バイアス回路の故障時のフェールセーフを確保するために、バイアス回路のバックアップ回路やバックアップ電源等が必要となる。
【０１０２】
一方、ターンオフ回路にＰＮＰ型トランジスタＴｒ１を利用した図１２のゲート駆動回路３Ｇでは、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベースに負電圧のバイアスをかけてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をターンオフさせる。このため、バイアス回路が故障したときには、ＰＮＰ型トランジスタＴｒ１のベースにバイアスがかかってＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６がターンオフされるようにして、バイアス回路の故障時のフェールセーフを確保することができる。
【０１０３】
このように、ターンオフ回路にＰＮＰ型トランジスタＴｒ１を利用した図１２のゲート駆動回路３Ｇと、ターンオフ回路にＮＰＮ型トランジスタＴｒ２を利用した図２１のゲート駆動回路３Ｇとには、それぞれ一長一短がある。
【０１０４】
したがって、例えば、駆動装置１を運用する環境等によって、図１２のゲート駆動回路３Ｇと図２１のゲート駆動回路３Ｇとを使い分けることが考えられる。
【０１０５】
そして、ターンオフ回路にＰＮＰ型トランジスタＴｒ１を利用した図１２のゲート駆動回路３Ｇを利用する場合は、本実施形態の駆動装置１を用いることで、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフの遅延により貫通電流が流れる状態となるのを抑制することができる。
【０１０６】
また、本実施形態の駆動装置１では、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のターンオフの遅延により貫通電流が流れる状態となるのを抑制する構成を、例えばカレントミラー回路等を用いてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の通過電流を監視する構成を用いずに実現することができる。
【０１０７】
なお、上述した実施形態では、インバータ３の電力用スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合について説明した。しかし、電力用スイッチング素子の寄生容量によるターンオフ遅延は、ＩＧＢＴに限らずＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxｉｄe Semiconductor Field Effect Transistor 、電界効果トランジスタ）等においても、発生する可能性がある。
【０１０８】
このため、本発明は、ソフトスイッチングを行う素子をインバータやＤＣＤＣコンバータ等の電力変換装置における上下のアームの電力用スイッチング素子として用いる場合に、広く適用可能することができる。
【０１０９】
また、上述した実施形態では、多相交流電動機が三相交流モータＭである場合について説明した。しかし、多相交流電動機は、モータの他に発電機等であってもよく、また、３相交流以外の多相交流の電動機であってもよい。
【符号の説明】
【０１１０】
１  駆動装置（スイッチングユニット）
３  インバータ
３Ｇ  ゲート駆動回路
３Ｎ  低電位線
３Ｐ  高電位線
３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ  出力線
５  エンコーダパルスセンサ
７  ＲＤ（レゾルバ−デジタル）コンバータ
９  位相係数カウンタ部
１１  位相速度演算部
１３  ＡＤ変換部
１５  三相−ｄｑ変換部
１７  ＰＩ−ｄｑ電流制御器
１９  ｄｑ−三相電圧変換部
２１  電圧利用率向上処理部
２３  電圧出力指令値変換部（ターンオン禁止部）
２５  変調率変換部
２７  ＰＷＭ変換処理部
２９  比較部
３１  前回値ラッチ部
３３  出力切替部
３５  切替指令信号
Ｄ１〜Ｄ６  還流ダイオード
Ｉ  寄生電流
ｉｄ＊  ｄ軸の電流目標値
ｉｑ＊  ｑ軸の電流目標値
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  モータ相電流
Ｍ  モータ（多相交流電動機）
Ｎ  中性点
ｉｄ  ｄ軸の実電流値
ｉｑ  ｑ軸の実電流値
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  モータ相電流
ｍｕ，ｍｖ，ｍｗ  変調率
Ｑ１〜Ｑ３  ＩＧＢＴ（第１スイッチング素子）
Ｑ４〜Ｑ６  ＩＧＢＴ（第２スイッチング素子）
Ｔｒ１  ＰＮＰ型トランジスタ
Ｔｒ２  ＮＰＮ型トランジスタ
Ｕ，Ｖ，Ｗ  コイル
ｖｄ＊  ｄ軸の電圧指令値
ｖｑ＊  ｑ軸の電圧指令値
ｖｕ０，ｖｖ０，ｖｗ０  電圧指令値
ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊  補正後の電圧指令値
θ  電気角度
【図１】
2020018139.tif 000003
【図２】
2020018139.tif 000004
【図３】
2020018139.tif 000005
【図４】
2020018139.tif 000006
【図５】
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【図６】
2020018139.tif 000008
【図７】
2020018139.tif 000009
【図８】
2020018139.tif 000010
【図９】
2020018139.tif 000011
【図１０】
2020018139.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
2020018139.tif 000018
【図１７】
2020018139.tif 000019
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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