(57)【要約】【課題】電源回路１０とグランドとの間に発生するコモン容量Ｃｇが変化したとしても、電源回路１０とグランドとの間の漏電の有無を的確に判定できる漏電判定装置を提供する。【解決手段】漏電判定装置７０は、組電池２０の負極に第１端が接続されたコンデンサ７１と、コンデンサ７１の第２端に接続された検出抵抗７２と、検出抵抗７２とコンデンサ７１との接続点の電圧値を検出するマイコン７４とを備えている。また、漏電判定装置７０は、小振幅電圧を駆動周期毎に検出抵抗７２に印加する駆動信号発生部８０と、小振幅電圧が検出抵抗７２に印加されるに先立ち、小振幅電圧よりも大きい大振幅電圧を検出抵抗７２に印加する第１パルス発生部８１とを備えている。マイコン７４は、小振幅電圧が印加されている場合において検出された電圧値ＶＨの変化に基づいて、検出抵抗７２に印加する大振幅電圧の時間積分値を可変とする。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電池（２０）と、前記電池と電力伝達を行う電気機器（３０，４０，５０，６０）と、を備え、前記電池及び前記電気機器を含む電源回路（１０）がグランドに対して電気的に絶縁された電源システムに適用される漏電判定装置（７０）において、
前記電池の正極及び負極のうちいずれかの電極に第１端が接続されたコンデンサ（７１）と、
前記コンデンサの第２端に接続された検出抵抗（７２）と、
前記検出抵抗と前記コンデンサとの接続点の電圧値を検出する検出部（７４ａ）と、
第１振幅（Ｖｉ１）を有する小振幅電圧（Ｓｇｓ）を駆動周期（ＴＳ）毎に前記検出抵抗に印加する小振幅電圧印加部（８０，９０，１００）と、
前記小振幅電圧が前記検出抵抗に印加されるに先立ち、前記第１振幅よりも大きい第２振幅（Ｖｉ２）を有し、かつ、前記小振幅電圧の極性と同極性の大振幅電圧（Ｓｇ１）を、前記駆動周期の１／２未満の期間に渡って前記検出抵抗に印加する大振幅電圧印加部（８１，９１，１０１）と、
前記小振幅電圧が印加されている場合において前記検出部により検出された電圧値の波高値（ΔＶＪ）に基づいて、前記電源回路と前記グランドとの間の漏電の有無を判定する判定部（７４ｂ）と、
前記小振幅電圧が印加されている場合において前記検出部により検出された電圧値の変化に基づいて、前記検出抵抗に印加する前記大振幅電圧の時間積分値を可変とする可変制御部（７４ｃ）と、備える漏電判定装置。
【請求項２】
前記大振幅電圧印加部を第１の大振幅電圧印加部（８１，９１）とし、
前記大振幅電圧を第１の大振幅電圧とし、
前記小振幅電圧の印加が停止される場合、前記小振幅電圧の振幅よりも大きい第３振幅（Ｖｉ３）を有し、かつ、前記小振幅電圧の極性とは逆極性の第２の大振幅電圧（Ｓｇ２）を、前記駆動周期の１／２未満の期間に渡って前記検出抵抗に印加する第２の大振幅電圧印加部（８２，９２）を備え、
前記可変制御部は、
前記小振幅電圧が印加されている場合において、前記検出部により検出された電圧値が増加するとき、前記第１の大振幅電圧を印加する期間を増加させ、前記検出部により検出された電圧値が減少するとき、前記第１の大振幅電圧を印加する期間を減少させ、
前記小振幅電圧の印加が停止されている場合において、前記検出部により検出された電圧値が減少するとき、前記第２の大振幅電圧を印加する期間を増加させ、前記検出部により検出された電圧値が増加するとき、前記第２の大振幅電圧を印加する期間を減少させる請求項１に記載の漏電判定装置。
【請求項３】
前記第１の大振幅電圧印加部（９１）は、前記検出抵抗の両端のうち前記コンデンサが接続された側とは反対側と、前記電池の正極とを接続する第１スイッチ（９１ａ）を有し、前記第１スイッチをオンすることにより前記第１の大振幅電圧を前記検出抵抗に印加し、
前記第２の大振幅電圧印加部（９２）は、前記検出抵抗の両端のうち前記コンデンサが接続された側とは反対側と、前記電池の負極とを接続する第２スイッチ（９２ａ）を有し、前記第２スイッチをオンすることにより前記第２の大振幅電圧を前記検出抵抗に印加し、
前記可変制御部は、
前記小振幅電圧が印加されている場合において、前記検出部により検出された電圧値が増加するとき、前記第１スイッチのオン期間を増加させ、前記検出部により検出された電圧値が減少するとき、前記第１スイッチのオン期間を減少させ、
前記小振幅電圧の印加が停止されている場合において、前記検出部により検出された電圧値が減少するとき、前記第２スイッチのオン期間を増加させ、前記検出部により検出された電圧値が増加するとき、前記第２スイッチのオン期間を減少させる請求項２に記載の漏電判定装置。
【請求項４】
前記大振幅電圧印加部を第１大振幅電圧印加部（１０１）とし、
前記大振幅電圧を第１の大振幅電圧とし、
前記小振幅電圧の印加停止後、前記小振幅電圧の振幅よりも大きい第３振幅（Ｖｉ３）を有し、かつ、前記小振幅電圧の極性とは逆極性の第２の大振幅電圧（Ｓｇ２）を、前記駆動周期の１／２未満の期間に渡って前記検出抵抗に印加する第２の大振幅電圧印加部（１０２）を備え、
前記可変制御部は、
前記小振幅電圧が印加されている場合において、前記検出部により検出された電圧値が増加するとき、前記第２振幅を増加させ、前記検出部により検出された電圧値が減少するとき、前記第２振幅を減少させ、
前記小振幅電圧の印加が停止されている場合において、前記検出部により検出された電圧値が減少するとき、前記第３振幅を増加させ、前記検出部により検出された電圧値が増加するとき、前記第３振幅を減少させる請求項１に記載の漏電判定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電池と、前記電池と電力伝達を行う電気機器と、を備え、前記電池及び前記電気機器を含む電源回路がグランドに対して電気的に絶縁された電源システムに適用される漏電判定装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の漏電判定装置としては、特許文献１に記載されているように、電池及び電気機器を含む電源回路が、グランドとしての車体に対して電気的に絶縁されている車載電源システムに適用されるものが知られている。電気機器は、電池に第１リレーを介して接続されるＤＣＤＣコンバータ、インバータ、回転電機、及び電池に第２リレーを介して接続される充電器を含む。
【０００３】
この漏電判定装置は、電源回路に対して検出抵抗及びコンデンサを介して交流の電圧を出力した状態で、検出抵抗と、電源回路及び車体の間の絶縁抵抗成分とで分圧された交流信号の波高値を検出する。そして、漏電判定装置は、検出した波高値と判定閾値とを比較することにより、電源回路と車体との間の漏電の有無を判定する。
【０００４】
ここで、電源回路と車体との間に発生するコモン容量は、電池に電気的に接続される電気機器の数に応じて変化する。このため、漏電の有無の判定精度を高めるために、上記漏電判定装置は、第１リレー及び第２リレーそれぞれのオンオフ状態に基づいて、漏電判定に用いる判定閾値を、異なる値に設定された２つの判定閾値のいずれかに切り替える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１６−１２８７５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記漏電判定装置のように判定閾値を切り替えることができるのは、電池に電気的に接続される電気機器の数とコモン容量の大きさとの対応関係が予め把握されていることが前提となる。ここで、コモン容量は、例えば、回転電機の巻線とそれを収容するハウジングとの間の浮遊容量や、各電気機器の入出力端子に接続されるノイズ対策用のコモンコンデンサの容量等によって変化する。
【０００７】
また、コモン容量は、電池に電気的に接続される電気機器が同じ機器であったとしても、例えば、上記浮遊容量を決める巻線とハウジングとの間のクリアランスに温度変化や経年変化が発生したり、コモンコンデンサの経年変化が発生したりする等、経年変化し得る。
【０００８】
このように、コモン容量が変化する要因は種々あり得る。したがって、これらの変化要因に対するロバスト性を向上できる漏電判定装置が望まれている。
【０００９】
本発明は、電源回路とグランドとの間に発生するコモン容量が変化したとしても、電源回路とグランドとの間の漏電の有無を的確に判定できる漏電判定装置を提供することを主たる目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、電池と、前記電池と電力伝達を行う電気機器と、を備え、前記電池及び前記電気機器を含む電源回路がグランドに対して電気的に絶縁された電源システムに適用される漏電判定装置において、
前記電池の正極及び負極のうちいずれかの電極に第１端が接続されたコンデンサと、
前記コンデンサの第２端に接続された検出抵抗と、
前記検出抵抗と前記コンデンサとの接続点の電圧値を検出する検出部と、
第１振幅を有する小振幅電圧を駆動周期毎に前記検出抵抗に印加する小振幅電圧印加部と、
前記小振幅電圧が前記検出抵抗に印加されるに先立ち、前記第１振幅よりも大きい第２振幅を有し、かつ、前記小振幅電圧の極性と同極性の大振幅電圧を、前記駆動周期の１／２未満の期間に渡って前記検出抵抗に印加する大振幅電圧印加部と、
前記小振幅電圧が印加されている場合において前記検出部により検出された電圧値の波高値に基づいて、前記電源回路と前記グランドとの間の漏電の有無を判定する判定部と、
前記小振幅電圧が印加されている場合において前記検出部により検出された電圧値の変化に基づいて、前記検出抵抗に印加する前記大振幅電圧の時間積分値を可変とする可変制御部と、備える。
【００１１】
本発明の小振幅電圧印加部は、第１振幅を有する小振幅電圧を駆動周期毎に検出抵抗に印加する。そして、判定部は、小振幅電圧が印加されている場合において検出部により検出された電圧値の波高値に基づいて、電源回路とグランドとの間の漏電の有無を判定する。
【００１２】
ここで、特許文献１に記載の漏電判定装置のように漏電の有無の判定精度が低下するのは、コモン容量の電荷充電量が収束する前、すなわちコモン容量への電荷の充電が完了する前に、小電圧振幅の印加が停止されるためである。したがって、電源回路に小振幅電圧を印加するに先立ち、第１振幅よりも大きい第２振幅を有し、かつ、小振幅電圧の極性と同極性の大振幅電圧を、駆動周期の１／２未満の期間に渡って検出抵抗に印加することにより、コモン容量を急速に充電する。
【００１３】
ただし、大振幅電圧を印加した場合の電荷充電量は、最適な充電量に対して不足する又は過剰になることもあり得る。ここで、小振幅電圧が印加されている場合において検出部により検出された電圧値の変化は、コモン容量の電荷充電量が最適な充電量に対して不足しているか又は過剰になっているかを把握するための情報になる。
【００１４】
この点に鑑み、本発明の可変制御部は、小振幅電圧が印加されている場合において検出部により検出された電圧値の変化に基づいて、検出抵抗に印加する大振幅電圧の時間積分値を可変とする。この構成によれば、コモン容量が変化したとしても、電源回路とグランドとの間の漏電の有無を的確に判定することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１実施形態に係る車載電源システムの全体構成図。
【図２】駆動信号、第１，第２パルス信号及び合成電圧信号を示す図。
【図３】合成電圧信号を供給した場合の電流流通経路を示す図。
【図４】コモン容量の充電電荷量が不足している場合における電圧検出値等の推移を示す図。
【図５】パルス信号のパルス幅を増加させた場合における電圧検出値等の推移を示す図。
【図６】コモン容量の充電電荷量が過剰になっている場合における電圧検出値等の推移を示す図。
【図７】パルス信号のパルス幅を減少させた場合における電圧検出値等の推移を示す図。
【図８】漏電判定処理の手順を示すフローチャート。
【図９】第２実施形態に係る漏電判定装置を示す図。
【図１０】漏電判定装置を構成する各スイッチの駆動状態等の推移を示すタイムチャート。
【図１１】第３実施形態に係る漏電判定装置を示す図。
【図１２】合成電圧信号を示す図。
【図１３】漏電判定処理の手順を示すフローチャート。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
＜第１実施形態＞
以下、本発明に係る漏電判定装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態の漏電判定装置は、電池の電力を走行動力源に用いて走行可能であって、かつ電池への充電を外部電力により実施可能とするハイブリッド自動車や電気自動車等の車両に適用される。
【００１７】
図１に示すように、車載電源システムは、電源回路１０と、漏電判定装置７０とを備えている。電源回路１０は、組電池２０、ＤＣＤＣコンバータ３０、インバータ４０、回転電機５０及び充電器６０を備えている。
【００１８】
組電池２０は、複数の電池セル（単電池）の直列接続体を備えている。各電池セルは、例えばリチウムイオン電池である。組電池２０の端子電圧は、例えば数百Ｖである。組電池２０には、第１メインリレー１１を介してＤＣＤＣコンバータ３０が接続されている。また、組電池２０には、第２メインリレー１２を介して充電器６０が接続されている。
【００１９】
第１メインリレー１１は、オンされることにより組電池２０とＤＣＤＣコンバータ３０との間を電気的に接続し、オフされることにより組電池２０とＤＣＤＣコンバータ３０との間を電気的に遮断する。第２メインリレー１２は、オンされることにより組電池２０と充電器６０との間を電気的に接続し、オフされることにより組電池２０と充電器６０との間を電気的に遮断する。
【００２０】
第１メインリレー１１がオンされている場合、ＤＣＤＣコンバータ３０は、組電池２０の出力電圧を昇圧してインバータ４０に供給し、インバータ４０は、ＤＣＤＣコンバータ３０で昇圧された直流電力を交流電力に変換して回転電機５０の各相巻線に供給する。
【００２１】
一方、第１メインリレー１１がオンされている場合、インバータ４０は、回転電機５０で発電された交流電力を直流電力に変換してＤＣＤＣコンバータ３０に供給し、ＤＣＤＣコンバータ３０は、インバータ４０の出力電圧を降圧して組電池２０に供給する。
【００２２】
第２メインリレー１２がオンされている場合、充電器６０は、外部電源を電力供給源として組電池２０を充電する。なお、第２メインリレー１２は、例えば、車両の運転停止時に、図示しない充電プラグを介して外部電源と接続された場合にオンされる。
【００２３】
漏電判定装置７０は、コンデンサ７１（カップリングコンデンサ）、検出抵抗７２、フィルタ７３、マイコン７４、駆動信号発生部８０（「小振幅電圧印加部」に相当）、第１パルス発生部８１（「第１の大振幅電圧印加部」に相当）、及び第２パルス発生部８２（「第２の大振幅電圧印加部」に相当）を備えている。
【００２４】
コンデンサ７１は、電源回路１０と漏電判定装置７０とを直流的に絶縁するものであり、第１端が組電池２０の負極端子に接続され、第２端が検出抵抗７２の第１端に接続されている。検出抵抗７２の第２端には、駆動信号発生部８０、第１パルス発生部８１及び第２パルス発生部８２が接続されている。
【００２５】
フィルタ７３には、検出抵抗７２とコンデンサ７１との接続点の電圧値が入力される。フィルタ７３は、この電圧値からノイズを除去して出力する。以下、フィルタ７３の出力電圧値を電圧検出値ＶＨと称すこととする。
【００２６】
マイコン７４は、電圧検出部７４ａ、漏電判定部７４ｂ、印加電圧制御部７４ｃ及びリレー制御部７４ｄを備えている。電圧検出部７４ａには、フィルタ７３からの電圧検出値ＶＨが入力される。電圧検出部７４ａ、漏電判定部７４ｂ及び印加電圧制御部７４ｃについては、後に詳述する。
【００２７】
リレー制御部７４ｄは、電源システムが備えるリレー駆動回路１３に接続されている。リレー駆動回路１３は、リレー制御部７４ｄの指令信号を受けて、第１メインリレー１１及び第２メインリレー１２をオン又はオフに切り替える。詳しくは、リレー制御部７４ｄは、インバータ４０の駆動状態で組電池２０の充電を行う場合、リレー駆動回路１３を介して第１メインリレー１１をオンにする。一方、リレー制御部７４ｄは、インバータ４０の停止状態で充電器６０による充電を行う場合、リレー駆動回路１３を介して第２メインリレー１２をオンにする。
【００２８】
電源回路１０は、グランドとしての車体から電気的に絶縁されており、電源回路１０と車体との間には、対地絶縁抵抗（以下、絶縁抵抗Ｒｇ）が発生する。例えば、ＤＣＤＣコンバータ３０と車体との間や、インバータ４０と車体との間、充電器６０と車体との間に絶縁抵抗Ｒｇが発生する。
【００２９】
また、電源回路１０と車体とが電気的に絶縁されていることにより、電源回路１０と車体との間にコモン容量Ｃｇが発生する。例えば、ＤＣＤＣコンバータ３０と車体との間や、インバータ４０と車体との間、充電器６０と車体との間にコモン容量Ｃｇが発生する。なお、コモン容量Ｃｇには、寄生容量や各部材のコンデンサ成分等が含まれている。図１では、説明の便宜上、絶縁抵抗Ｒｇ及びコモン容量Ｃｇの等価回路を図示している。
【００３０】
続いて、図２を用いて、駆動信号発生部８０、第１パルス発生部８１及び第２パルス発生部８２について説明する。検出抵抗７２及びコンデンサ７１を介して電源回路１０には、図２（ｄ）に示す電圧信号が供給される。図２（ｄ）に示す電圧信号は、図２（ａ）〜図２（ｃ）の電圧信号が合成された合成電圧信号Ｓｇｃを示す。図２（ａ）は、駆動信号発生部８０から出力される駆動信号Ｓｇｓ（「小振幅電圧」に相当）を示し、図２（ｂ）は、第１パルス発生部８１から出力される第１パルス信号Ｓｇ１（「第１の大振幅電圧」に相当）を示し、図２（ｃ）は、第２パルス発生部８２から出力される第２パルス信号Ｓｇ２（「第２の大振幅電圧」に相当）を示す。
【００３１】
図２（ａ）に示すように、駆動信号発生部８０は、駆動周期ＴＳ（例えば０．５秒）毎に、駆動周期ＴＳの１／２よりも短い期間に渡って第１振幅Ｖｉ１を有する正極性の駆動信号Ｓｇｓを出力する。
【００３２】
図２（ｂ）に示すように、第１パルス発生部８１は、駆動周期ＴＳ毎に、第１振幅Ｖｉ１よりも大きい第２振幅Ｖｉ２を有し、かつ、正極性の第１パルス信号Ｓｇ１を出力する。第１パルス信号Ｓｇ１のパルス幅（以下、第１パルス幅ＴＰ１）は、駆動信号Ｓｇｓのパルス幅よりも短い。本実施形態において、第１パルス信号Ｓｇ１の出力開始タイミングは、駆動信号Ｓｇｓの出力開始タイミングよりも前のタイミングであり、第１パルス信号Ｓｇ１の出力停止タイミングは、駆動信号Ｓｇｓの出力開始タイミングと同じタイミングである。
【００３３】
図２（ｃ）に示すように、第２パルス発生部８２は、駆動周期ＴＳ毎に、第１振幅Ｖｉ１よりも大きい第３振幅Ｖｉ３を有し、かつ、負極性の第２パルス信号Ｓｇ２を出力する。第２パルス信号Ｓｇ２のパルス幅（以下、第２パルス幅ＴＰ２）は、駆動信号Ｓｇｓのパルス幅よりも短い。本実施形態において、第２パルス信号Ｓｇ２の出力開始タイミングは、駆動信号Ｓｇｓの出力停止タイミングと同じタイミングである。
【００３４】
駆動信号発生部８０からの駆動信号Ｓｇｓの出力制御、第１パルス発生部８１からの第１パルス信号Ｓｇ１の出力制御、及び第２パルス発生部８２からの第２パルス信号Ｓｇ２の出力制御は、印加電圧制御部７４ｃにより実施される。
【００３５】
図２（ｂ）に示す第１パルス信号Ｓｇ１が組電池２０の負極端子側に供給されると、図３に破線にて示すように電流が流れる。なお、図３では、第１メインリレー１１及び第２メインリレー１２等の図示を省略している。また、図３の符号１５は、電源回路１０を構成する電気機器のうち、オンされているリレーに接続された電気機器を示す。例えば、第１メインリレー１１及び第２メインリレー１２のうち、第２メインリレー１２のみがオンされている場合、電気機器１５は充電器６０である。
【００３６】
第１パルス信号Ｓｇ１の出力直後の過渡状態においては、図３に破線にて示すように、コモン容量Ｃｇに電流が流れるが、コモン容量Ｃｇに対する充電が完了すると、コモン容量Ｃｇに電流が流れなくなる。この場合、検出抵抗７２と絶縁抵抗Ｒｇとに電流が流れ、電圧検出部７４ａにより検出された電圧検出値ＶＨの波高値は、絶縁抵抗Ｒｇを反映した正確な値となる。
【００３７】
ここで、コモン容量Ｃｇは、種々の要因により変化するため、コモン容量Ｃｇに対する充電が完了するまでに必要な充電電荷量も変化する。したがって、電圧検出値ＶＨの波高値が、絶縁抵抗Ｒｇを反映した正確な値になるためには、第１パルス信号Ｓｇ１の第１パルス幅ＴＰ１及び第２パルス信号Ｓｇ２の第２パルス幅ＴＰ２を適正な長さにする必要がある。本実施形態では、第１パルス幅ＴＰ１及び第２パルス幅ＴＰ２を適正な長さにするための構成を備えている。以下、この構成について、図４〜図７を用いて説明する。
【００３８】
まず、図４を用いて、コモン容量Ｃｇの充電電荷量が不足している場合について説明する。図４（ａ）は、合成電圧信号Ｓｇｃの推移を示し、図４（ｂ）は、コモン容量Ｃｇに流れる電流ＩＣの推移を示し、図４（ｃ）は、電圧検出値ＶＨの推移を示す。
【００３９】
コモン容量Ｃｇの充電電荷量が不足する要因は、主に、絶縁抵抗Ｒｇやコモン容量Ｃｇの増加である。絶縁抵抗Ｒｇやコモン容量Ｃｇの増加により、電圧検出値ＶＨが変化する場合における時定数が増加する。その結果、図４（ａ）に示した第１パルス幅ＴＰ１では、コモン容量Ｃｇの充電電荷量が不足する。
【００４０】
詳しくは、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの第１パルス幅ＴＰ１に渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが大振幅の第２振幅Ｖｉ２とされる。これにより、電圧検出値ＶＨは、０から、時刻ｔ１における電圧検出値ＶＨである第１電圧値Ｖｈ１まで増加する。なお、図４（ｂ）のＩｐは、コモン容量Ｃｇに流れ込む電流ＩＣのピーク値を示す。
【００４１】
時刻ｔ１から時刻ｔ２までに渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが小振幅の第１振幅Ｖｉ１とされる。時刻ｔ２は、時刻ｔ０から駆動周期ＴＳの１／２の期間が経過したタイミングである。コモン容量Ｃｇの充電電荷量が不足しているため、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間において、コモン容量Ｃｇに電流ＩＣが流れ込み、電圧検出値ＶＨが漸増する。時刻ｔ２における電圧検出値ＶＨである第２電圧値Ｖｈ２は、電圧検出値ＶＨの波高値を示し、その波高値は、図４（ｃ）に一点鎖線にて示す真の波高値ＶＴよりも小さい。真の波高値ＶＴは、コモン容量Ｃｇの充電電荷量が適切な値（例えば満充電電荷量）になっている場合における第２電圧値Ｖｈ２である。
【００４２】
時刻ｔ２から時刻ｔ３までの第２パルス幅ＴＰ２に渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが大振幅の第３振幅Ｖｉ３とされる。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間において、コモン容量Ｃｇから電流ＩＣが流れ出て、電圧検出値ＶＨは、第２電圧値Ｖｈ２から、時刻ｔ３における電圧検出値ＶＨである第３電圧値Ｖｈ３まで減少する。図４に示す例では、第２パルス幅ＴＰ２が適正なパルス幅よりも短いため、コモン容量Ｃｇに蓄積された電荷の放電を完了することができない。
【００４３】
時刻ｔ３から時刻ｔ４までに渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが０とされる。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間において、コモン容量Ｃｇから電流ＩＣが流れ出て、電圧検出値ＶＨは、第３電圧値Ｖｈ３から、時刻ｔ４における電圧検出値ＶＨである第４電圧値Ｖｈ４まで減少する。
【００４４】
図４（ｃ）において、第２電圧値Ｖｈ２から第４電圧値Ｖｈ４を減算した値を判定電圧ΔＶＪと称し、第２電圧値Ｖｈ２から第１電圧値Ｖｈ１を減算した値を第１電圧偏差ΔＶ１と称し、第３電圧値Ｖｈ３から第４電圧値Ｖｈ４を減算した値を第２電圧偏差ΔＶ２と称すこととする。
【００４５】
コモン容量Ｃｇと絶縁抵抗Ｒｇとは等価回路上では並列接続されているため、コモン容量Ｃｇの充電電荷量が不足していると、電圧検出値ＶＨの波高値が真の波高値ＶＴよりも小さくなる。このため、このような場合において、本実施形態では、第１パルス幅ＴＰ１を増加させることにより、コモン容量Ｃｇの充電電荷量を増加させる。また、増加させた第１パルス幅ＴＰ１に応じた第２パルス幅ＴＰ２とすることにより、コモン容量Ｃｇに蓄積された電荷の放電を適正化する。
【００４６】
図５は、第１，第２パルス幅ＴＰ１，ＴＰ２を図４に示したパルス幅よりも増加させた場合を示す。図５（ａ）〜図５（ｃ）は、先の図４（ａ）〜図４（ｃ）に対応している。このため、図５の時刻ｔ０〜ｔ４及び各電圧値Ｖｈ１〜Ｖｈ４等も、図４の時刻ｔ０〜ｔ４及び各電圧値Ｖｈ１〜Ｖｈ４等に対応している。
【００４７】
図５（ａ）に示すように、第１パルス幅ＴＰ１の増加により、駆動信号Ｓｇｓの出力期間が図４（ａ）に示した出力期間よりも減少し、合成電圧信号Ｓｇｃが第１振幅Ｖｉ１とされる期間が減少する。第１パルス幅ＴＰ１を増加させることにより、コモン容量Ｃｇの充電が完了すると、図５（ｃ）に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において、コモン容量Ｃｇに流れる電流ＩＣが０となり、電圧検出値ＶＨが真の波高値ＶＴから変化しなくなる。したがって、この場合における判定電圧ΔＶＪ（＝Ｖｈ２−Ｖｈ４）を算出すれば、真の波高値ＶＴを精度よく検出することができる。なお、判定電圧ΔＶＪは、「Ｖｈ１−Ｖｈ３」により算出することもできる。
【００４８】
続いて、図６を用いて、コモン容量Ｃｇの充電電荷量が過剰になっている場合について説明する。図６（ａ）〜図６（ｃ）は、先の図４（ａ）〜図４（ｃ）に対応している。
【００４９】
コモン容量Ｃｇの充電電荷量が過剰になる要因は、主に、絶縁抵抗Ｒｇやコモン容量Ｃｇの減少である。絶縁抵抗Ｒｇやコモン容量Ｃｇの減少により、電圧検出値ＶＨが変化する場合における時定数が減少する。その結果、図６（ａ）に示した第１パルス幅ＴＰ１では、コモン容量Ｃｇの充電電荷量が過剰になる。
【００５０】
詳しくは、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの第１パルス幅ＴＰ１に渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが大振幅の第２振幅Ｖｉ２とされる。これにより、電圧検出値ＶＨは、０から第１電圧値Ｖｈ１まで増加する。
【００５１】
時刻ｔ１から時刻ｔ２までに渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが小振幅の第１振幅Ｖｉ１とされる。コモン容量Ｃｇの充電電荷量が過剰になっているため、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間において、コモン容量Ｃｇから電流ＩＣが流れ出て、電圧検出値ＶＨが漸減する。時刻ｔ２における電圧検出値ＶＨの波高値は、一点鎖線にて示す真の波高値ＶＴよりも大きい。
【００５２】
時刻ｔ２から時刻ｔ３までの第２パルス幅ＴＰ２に渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが大振幅の第３振幅Ｖｉ３とされる。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間において、コモン容量Ｃｇから電流ＩＣが流れ出て、電圧検出値ＶＨは、第２電圧値Ｖｈ２から第３電圧値Ｖｈ３まで減少する。図６に示す例では、第２パルス幅ＴＰ２が適正なパルス幅よりも長い。
【００５３】
時刻ｔ３から時刻ｔ４までに渡って、合成電圧信号Ｓｇｃが０とされる。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間において、コモン容量Ｃｇに電流ＩＣが流れ込み、電圧検出値ＶＨは、第３電圧値Ｖｈ３から第４電圧値Ｖｈ４まで増加する。
【００５４】
コモン容量Ｃｇの充電電荷量が過剰になっていると、電圧検出値ＶＨの波高値が真の波高値ＶＴよりも大きくなる。このため、このような場合において、本実施形態では、第１パルス幅ＴＰ１を減少させることにより、コモン容量Ｃｇの充電電荷量を減少させる。また、減少させた第１パルス幅ＴＰ１に応じた第２パルス幅ＴＰ２とすることにより、コモン容量Ｃｇに蓄積された電荷の放電を適正化する。
【００５５】
図７は、第１，第２パルス幅ＴＰ１，ＴＰ２を図６に示したパルス幅よりも減少させた場合を示す。図７（ａ）〜図７（ｃ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｃ）に対応している。
【００５６】
図７（ａ）に示すように、第１パルス幅ＴＰ１の減少により、駆動信号Ｓｇｓの出力期間が図６（ａ）に示した出力期間よりも増加し、合成電圧信号Ｓｇｃが第１振幅Ｖｉ１とされる期間が増加する。第１パルス幅ＴＰ１を減少させることにより、コモン容量Ｃｇの充電が完了すると、図７（ｃ）に示すように、時刻ｔ１〜ｔ２において、コモン容量Ｃｇに流れる電流ＩＣが０となり、電圧検出値ＶＨが真の波高値ＶＴから変化しなくなる。したがって、この場合における判定電圧ΔＶＪ（＝Ｖｈ２−Ｖｈ４）を算出すれば、真の波高値ＶＴを精度よく検出することができる。
【００５７】
図８に、マイコン７４により実行される漏電判定処理の手順を示す。
【００５８】
ステップＳ１０では、第１パルス幅ＴＰ１及び第２パルス幅ＴＰ２を初期値にする。なお、初期値は、０に設定されてもよいし、コモン容量Ｃｇに予め電荷が充電されていることを見込んで０よりも大きい値に設定されてもよい。
【００５９】
ステップＳ１１では、各発生部８０〜８２により生成した合成電圧信号Ｓｇｃを検出抵抗７２に印加する。
【００６０】
ステップＳ１２では、第１〜第４電圧値Ｖｈ１〜Ｖｈ４を検出する。上述したように、第１電圧値Ｖｈ１は、駆動信号Ｓｇｓの出力開始タイミングにおける電圧検出値ＶＨであり、第２電圧値Ｖｈ２は、駆動信号Ｓｇｓの出力停止タイミングにおける電圧検出値ＶＨである。また、第３電圧値Ｖｈ３は、第２パルス信号Ｓｇ２の出力停止タイミングにおける電圧検出値ＶＨであり、第４電圧値Ｖｈ４は、第１パルス信号Ｓｇ１の出力開始タイミングから駆動周期ＴＳ経過したタイミングにおける電圧検出値ＶＨである。
【００６１】
ステップＳ１３では、第２電圧値Ｖｈ２から第１電圧値Ｖｈ１を減算することにより第１電圧偏差ΔＶ１を算出する。また、第３電圧値Ｖｈ３から第４電圧値Ｖｈ４を減算することにより第２電圧偏差ΔＶ２を算出する。
【００６２】
ステップＳ１４では、第１電圧偏差ΔＶ１に基づいて、第１パルス幅ＴＰ１を算出する。基本的には、第１電圧偏差ΔＶ１が０の場合、今回の処理周期における第１パルス幅ＴＰ１を、前回の処理周期における第１パルス幅ＴＰ１に維持する。一方、第１電圧偏差ΔＶ１が正の場合、第１パルス幅ＴＰ１を増加させ、第１電圧偏差ΔＶ１が負の場合、第１パルス幅ＴＰ１を減少させる。
【００６３】
本実施形態では、第１電圧偏差ΔＶ１を０にフィードバック制御するための操作量として、第１パルス幅ＴＰ１を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、比例積分制御を用いている。このため、ステップＳ１４では、第１電圧偏差ΔＶ１に比例ゲインＫＰを乗算した値と、第１電圧偏差ΔＶ１の時間積分値に積分ゲインＫＩを乗算した値とを加算することにより、第１パルス幅ＴＰ１を算出する。なお、比例ゲインＫＰ及び積分ゲインＫＩは、一般的な制御設計理論に基づいて、応答性及び安定性を考慮して設定されていればよい。
【００６４】
また、ステップＳ１４では、第２電圧偏差ΔＶ２に基づいて、第２パルス幅ＴＰ２を算出する。基本的には、第２電圧偏差ΔＶ２が０の場合、今回の処理周期における第２パルス幅ＴＰ２を、前回の処理周期における第２パルス幅ＴＰ２に維持する。一方、第２電圧偏差ΔＶ２が正の場合、第２パルス幅ＴＰ２を増加させ、第２電圧偏差ΔＶ２が負の場合、第２パルス幅ＴＰ２を減少させる。
【００６５】
本実施形態では、第２電圧偏差ΔＶ２を０にフィードバック制御するための操作量として、第２パルス幅ＴＰ２を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、比例積分制御を用いている。このため、第２電圧偏差ΔＶ２に比例ゲインＫＰを乗算した値と、第２電圧偏差ΔＶ２の時間積分値に積分ゲインＫＩを乗算した値とを加算することにより、第２パルス幅ＴＰ２を算出する。
【００６６】
なお、第１，第２パルス幅ＴＰ１，ＴＰ２を増加させることにより、第１，第２パルス信号Ｓｇ１，Ｓｇ２の時間積分値が増加する。
【００６７】
ステップＳ１５では、ステップＳ１３で算出した第１電圧偏差ΔＶ１の絶対値が閾値Ｖｔｈ未満になっているとの第１条件と、ステップＳ１３で算出した第２電圧偏差ΔＶ２の絶対値が閾値Ｖｔｈ未満になっているとの第２条件との双方が成立しているか否かを判定する。ステップＳ１５の処理は、各電圧偏差ΔＶ１，ΔＶ２が０に収束したか否かを判定するための処理である。なお、閾値Ｖｔｈは、例えば０近傍の値に設定されればよい。
【００６８】
ステップＳ１５において第１，第２条件のうちいずれか１つのみ成立していると判定した場合、又は第１，第２条件のいずれも成立していないと判定した場合には、ステップＳ１１に移行する。
【００６９】
なお、ステップＳ１１，Ｓ１４，Ｓ１５の処理は印加電圧制御部７４ｃ（「可変制御部」に相当）により実施され、ステップＳ１２の処理は電圧検出部７４ａにより実施されればよい。
【００７０】
一方、ステップＳ１５において第１，第２条件の双方が成立していると判定した場合には、ステップＳ１６に進み、第２電圧値Ｖｈ２から第４電圧値Ｖｈ４を減算することにより判定電圧ΔＶＪを算出する。そして、算出した判定電圧ΔＶＪが異常判定閾値Ｖｒｅｆを超えているか否かを判定する。
【００７１】
ステップＳ１７において判定電圧ΔＶＪが異常判定閾値Ｖｒｅｆを超えていると判定した場合、ステップＳ１８に進み、絶縁抵抗Ｒｇが正常値であると判定する。すなわち、漏電が発生していないと判定する。
【００７２】
一方、ステップＳ１７において判定電圧ΔＶＪが異常判定閾値Ｖｒｅｆ以下であると判定した場合、ステップＳ１９に進み、絶縁抵抗Ｒｇが低下した異常状態であると判定する。すなわち、漏電が発生していると判定する。そして、漏電が発生している旨を示す異常信号を外部に出力する。なお、ステップＳ１６〜Ｓ１９の処理は漏電判定部７４ｂにより実施されればよい。
【００７３】
以上詳述した本実施形態によれば、電源回路１０と車体との間のコモン容量Ｃｇが種々の要因により変化したとしても、電源回路１０と車体との間の漏電の有無を的確に判定することができる。
【００７４】
＜第１実施形態の変形例＞
先の図１において、コンデンサ７１の第１端が、組電池２０の負極端子に代えて、組電池２０の正極端子に接続されていてもよい。
【００７５】
＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図９に示すように、合成電圧信号Ｓｇｃの生成部の構成が変更されている。図９において、先の図１に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図９には、主に漏電判定装置の構成を示す。
【００７６】
漏電判定装置は、駆動信号発生部９０と、第１パルス発生部９１と、第２パルス発生部９２とを備えている。
【００７７】
駆動信号発生部９０は、ボルテージフォロア回路と、第１切替スイッチ９０ｅとを備えている。ボルテージフォロア回路は、定電圧電源９０ａ、抵抗９０ｂ、スイッチ９０ｃ及びオペアンプ９０ｄを備えている。本実施形態において、スイッチ９０ｃは、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。
【００７８】
定電圧電源９０ａには、抵抗９０ｂを介してスイッチ９０ｃのコレクタが接続されている。スイッチ９０ｃのエミッタには、グランドとしての車体が接続されている。抵抗９０ｂとスイッチ９０ｃとの接続点には、オペアンプ９０ｄの非反転入力端子が接続され、オペアンプ９０ｄの反転入力端子には、オペアンプ９０ｄの出力端子が接続されている。オペアンプ９０ｄの出力端子には、第１切替スイッチ９０ｅを介して検出抵抗７２の第２端が接続されている。
【００７９】
マイコン７４が備える図示しない印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｔ１を介してスイッチ９０ｃをオン又はオフすることにより、ボルテージフォロア回路の出力電圧を第１振幅Ｖｉ１に制御する。印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｓ１を介して第１切替スイッチ９０ｅをオン又はオフする。
【００８０】
第１パルス発生部９１は、組電池２０と、組電池２０の正極側及び検出抵抗７２の第２端を接続する第２切替スイッチ９１ａ（「第１スイッチ」に相当）とを備えている。印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｓ２を介して第２切替スイッチ９１ａをオン又はオフする。
【００８１】
第２パルス発生部９２は、組電池２０と、組電池２０の負極側及び検出抵抗７２の第２端を接続する第３切替スイッチ９２ａ（「第２スイッチ」に相当）とを備えている。印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｓ３を介して第３切替スイッチ９２ａをオン又はオフする。なお、電圧検出値ＶＨは、マイコン７４の端子ＶＤを介して、マイコン７４が備える図示しない電圧検出部７４ａに入力される。
【００８２】
図１０を用いて、本実施形態に係る漏電判定処理について説明する。図１０（ａ）〜図１０（ｄ）は、スイッチ９０ｃ、第１切替スイッチ９０ｅ、第２切替スイッチ９１ａ及び第３切替スイッチ９２ａの駆動状態の推移を示し、図１０（ｅ）は、合成電圧信号Ｓｇｃの推移を示す。
【００８３】
本実施形態では、第１パルス幅ＴＰ１に渡って第２切替スイッチ９１ａがオンされることにより、検出抵抗７２に第２振幅Ｖｉ２が印加される。
【００８４】
また、スイッチ９０ｃがオフされて、かつ、「ＴＳ／２−ＴＰ１」の期間に渡って第１切替スイッチ９０ｅがオンされることにより、検出抵抗７２に第１振幅Ｖｉ１が印加される。なお、本実施形態では、第２切替スイッチ９１ａのオンへの切り替えタイミングから、第１切替スイッチ９０ｅのオフへの切り替えタイミングまでの期間に渡って、スイッチ９０ｃがオフされる。
【００８５】
また、第２パルス幅ＴＰ２に渡って第３切替スイッチ９２ａがオンされることにより、検出抵抗７２に第３振幅Ｖｉ３が印加され、「ＴＳ／２−ＴＰ２」の期間に渡って各切替スイッチ９０ｅ，９１ａ，９２ａがオフされることにより、検出抵抗７２の印加電圧が０とされる。
【００８６】
本実施形態においても、先の図８に示した処理と同様な処理を実施することができる。詳しくは、合成電圧信号Ｓｇｃが第１振幅Ｖｉ１とされている場合において、第１電圧偏差ΔＶ１が増加するとき、第２切替スイッチ９１ａのオン期間を増加させ、第１電圧偏差ΔＶ１が減少するとき、第２切替スイッチ９１ａのオン期間を減少させる。一方、合成電圧信号Ｓｇｃが０とされている場合において、第２電圧偏差ΔＶ２が増加するとき、第３切替スイッチ９２ａのオン期間を増加させ、第２電圧偏差ΔＶ２が減少するとき、第３切替スイッチ９２ａのオン期間を減少させる。
【００８７】
また、本実施形態において、大振幅の第２振幅Ｖｉ２及び第３振幅Ｖｉ３は、車体の電位により変動し得る。この場合であっても、コモン容量Ｃｇの充電電荷量を最適にできる図８に示した処理により、各パルス幅ＴＰ１，ＴＰ２を適正な長さに設定できる。これにより、第２振幅Ｖｉ２及び第３振幅Ｖｉ３が変動する場合であっても、漏電判定精度の低下を防止することができる。
【００８８】
以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の合成電圧信号Ｓｇｃを検出抵抗７２に印加することができる。
【００８９】
また、本実施形態によれば、大振幅の第２振幅Ｖｉ２及び第３振幅Ｖｉ３を、組電池２０を利用して検出抵抗７２に印加することができる。このため、第２振幅Ｖｉ２及び第３振幅Ｖｉ３を生成するための新たな電源回路を設ける必要がない。このため、漏電判定装置の部品数を削減でき、ひいては漏電判定装置のコストを削減することができる。
【００９０】
＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第１，第２パルス幅ＴＰ１，ＴＰ２に代えて、第２，第３振幅Ｖｉ２，Ｖｉ３を可変設定することにより、コモン容量Ｃｇの充電電荷量を適切な値とする。このため、図１１に示すように、合成電圧信号Ｓｇｃの生成部の構成が変更されている。図１１において、先の図１，図９に示した構成と同一の構成又は対応する構成については、便宜上、同一の符号を付している。また、図１１には、主に漏電判定装置の構成を示す。
【００９１】
漏電判定装置は、駆動信号発生部１００と、第１パルス発生部１０１と、第２パルス発生部１０２とを備えている。
【００９２】
駆動信号発生部１００は、ボルテージフォロア回路と、第１切替スイッチ１００ｅとを備えている。ボルテージフォロア回路は、第２実施形態と同様に、定電圧電源１００ａ、抵抗１００ｂ、スイッチ１００ｃ及びオペアンプ１００ｄを備えている。オペアンプ１００ｄの出力端子には、第１切替スイッチ１００ｅを介して検出抵抗７２の第２端が接続されている。マイコン７４が備える図示しない印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｔ１を介してスイッチ１００ｃをオン又はオフすることにより、ボルテージフォロア回路の出力電圧を第１振幅Ｖｉ１に制御する。印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｓ１を介して第１切替スイッチ１００ｅをオン又はオフする。
【００９３】
第１パルス発生部１０１は、ＤＣＤＣコンバータと、第２切替スイッチ１０１ａとを備えている。本実施形態のＤＣＤＣコンバータは、出力電圧である第２振幅Ｖｉ２が車体の電位に対して正となるように構成された絶縁型のフライバック方式のものである。ＤＣＤＣコンバータは、第１駆動スイッチ１０１ｂ及び第１ドライバ１０１ｃを備え、入力電圧（例えば５Ｖ）を昇圧して出力する機能を有している。ＤＣＤＣコンバータの昇圧比は、規定期間Ｔｓｗに対する第１駆動スイッチ１０１ｂのオン期間Ｔｏｎ１の比率である第１デューティ比Ｄｕｔｙ１（＝Ｔｏｎ１／Ｔｓｗ）を調整することにより調整できる。印加電圧制御部は、マイコン７４のＤ１端子及び第１ドライバ１０１ｃを介して第１デューティ比Ｄｕｔｙ１を調整する。また、印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｓ２を介して第２切替スイッチ１０１ａをオン又はオフする。なお、ＤＣＤＣコンバータの構成は周知技術であるため、その詳細な説明を省略する。
【００９４】
第２パルス発生部１０２は、ＤＣＤＣコンバータと、第３切替スイッチ１０２ａとを備えている。本実施形態のＤＣＤＣコンバータは、出力電圧である第３振幅Ｖｉ３が車体の電位に対して負となるように構成された絶縁型のフライバック方式のものである。ＤＣＤＣコンバータは、第２駆動スイッチ１０２ｂ及び第２ドライバ１０２ｃを備え、入力電圧（例えば５Ｖ）を昇圧して出力する機能を有している。ＤＣＤＣコンバータの昇圧比は、規定期間Ｔｓｗに対する第２駆動スイッチ１０２ｂのオン期間Ｔｏｎ２の比率である第２デューティ比Ｄｕｔｙ２（＝Ｔｏｎ２／Ｔｓｗ）を調整することにより調整できる。印加電圧制御部は、マイコン７４のＤ２端子及び第２ドライバ１０２ｃを介して第２デューティ比Ｄｕｔｙ２を調整する。また、印加電圧制御部は、マイコン７４の端子Ｓ３を介して第３切替スイッチ１０２ａをオン又はオフする。
【００９５】
なお、上記ＤＣＤＣコンバータとしては、出力電圧が調整可能であれば、絶縁型のフライバック方式のものに限らない。また、マイコン７４からの第１，第２デューティ比Ｄｕｔｙ１，Ｄｕｔｙ２の信号は、アナログ値であってもよいし、デジタル値であってもよい。
【００９６】
続いて、図１２を用いて、駆動信号発生部１００、第１パルス発生部１０１及び第２パルス発生部１０２により生成される合成電圧信号Ｓｇｃについて説明する。本実施形態では、第１パルス幅ＴＰ１及び第２パルス幅ＴＰ２が固定値とされ、第２振幅Ｖｉ２及び第３振幅Ｖｉ３が可変設定される。詳しくは、第２振幅Ｖｉ２は、第１デューティ比Ｄｕｔｙ１が大きいほど増加し、第３振幅Ｖｉ３は、第２デューティ比Ｄｕｔｙ２が大きいほど増加する。
【００９７】
なお、本実施形態において、スイッチ１００ｃ、第１切替スイッチ１００ｅ、第２切替スイッチ１０１ａ及び第３切替スイッチ１０２ａの駆動態様は、先の図１０のスイッチ９０ｃ、第１切替スイッチ９０ｅ、第２切替スイッチ９１ａ及び第３切替スイッチ９２ａの駆動態様と同様にすればよい。
【００９８】
続いて、図１３に、マイコン７４により実行される漏電判定処理の手順を示す。
【００９９】
ステップＳ２０では、第１デューティ比Ｄｕｔｙ１及び第２デューティ比Ｄｕｔｙ２を初期値にする。なお、初期値は、０に設定されてもよいし、コモン容量Ｃｇに予め電荷が充電されていることを見込んで０よりも大きい値に設定されてもよい。
【０１００】
ステップＳ２１では、各発生部１００〜１０２により生成した合成電圧信号Ｓｇｃを検出抵抗７２に印加する。
【０１０１】
ステップＳ２２，Ｓ２３では、先の図８のステップＳ１２，Ｓ１３と同様の処理を行う。
【０１０２】
ステップＳ２４では、第１電圧偏差ΔＶ１を０にフィードバック制御するための操作量として、第１デューティ比Ｄｕｔｙ１を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、比例積分制御を用いている。このため、ステップＳ２４では、第１電圧偏差ΔＶ１に比例ゲインＫＰを乗算した値と、第１電圧偏差ΔＶ１の時間積分値に積分ゲインＫＩを乗算した値とを加算することにより、第１デューティ比Ｄｕｔｙ１を算出する。
【０１０３】
また、ステップＳ２４では、第２電圧偏差ΔＶ２を０にフィードバック制御するための操作量として、第２デューティ比Ｄｕｔｙ２を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、比例積分制御を用いている。このため、第２電圧偏差ΔＶ２に比例ゲインＫＰを乗算した値と、第２電圧偏差ΔＶ２の時間積分値に積分ゲインＫＩを乗算した値とを加算することにより、第２デューティ比Ｄｕｔｙ２を算出する。
【０１０４】
なお、ステップＳ２５〜Ｓ２９では、先の図８のステップＳ１５〜Ｓ１９と同様の処理を行う。
【０１０５】
以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
【０１０６】
＜第３実施形態の変形例＞
先の図１１において、コンデンサ７１の第１端が、組電池２０の負極端子に代えて、組電池２０の正極端子に接続されていてもよい。
【０１０７】
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
【０１０８】
・上記各実施形態において、マイコン７４は、連続する複数の処理周期それぞれで判定電圧ΔＶＪが異常判定閾値Ｖｒｅｆ以下になったと判定した場合、漏電していると判定してもよい。
【０１０９】
・本発明が適用される電源システムは、車両に搭載されるものに限らない。また、電源システムを構成する電池は、組電池に限らない。
【０１１０】
本開示に記載のマイコン等の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
【符号の説明】
【０１１１】
１０…電源回路、２０…組電池、３０…ＤＣＤＣコンバータ、６０…充電器、７０…漏電判定装置、７１…コンデンサ、７２…検出抵抗、７４…マイコン、８０…駆動信号発生部、８１…第１パルス発生部、８２…第２パルス発生部。
【図１】
2020180850.tif 000003
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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