(57)【要約】【課題】トランスの１次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにＰＷＭ信号を生成し、スイッチング電源の力率を改善する。【解決手段】入力電流変換部１１は、スイッチング電源２０の入力電流Ｉｉｎに所定の第１の変換を施し、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときには所定のレベルから線形に変化し、スイッチング素子Ｑ１がオフであるときにはその所定のレベルとなる入力電流変換電圧ＶＩｉｎを求める。入力電圧変換部１２は、スイッチング電源２０の入力電圧Ｖｉｎに所定の第２の変換を施して変換入力電圧を求める。ＰＷＭ信号生成部１３は、オンレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力してスイッチング素子Ｑ１をオンにし、入力電流変換電圧ＶＩｉｎと変換入力電圧とが所定の条件を満たしたときにスイッチング素子Ｑ２をオフにするオフレベルにＰＷＭ信号Ｖｇを変化させる。【選択図】図１
2020137322.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するＰＷＭ信号を出力するスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置であって、
前記スイッチング電源の入力電流に所定の第１の変換を施し、前記スイッチング素子がオンであるときには所定のレベルから線形に変化し、前記スイッチング素子がオフであるときには当該所定のレベルとなる入力電流変換電圧を求める入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧に所定の第２の変換を施して変換入力電圧を求める入力電圧変換部と、
オンレベルのＰＷＭ信号を出力して前記スイッチング素子をオンにし、前記入力電流変換電圧と前記変換入力電圧とが所定の条件を満たしたときに前記スイッチング素子をオフにするオフレベルに前記ＰＷＭ信号を変化させるＰＷＭ信号生成部と、
を備えるスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置。
【請求項２】
前記所定の条件が、前記入力電流変換電圧と前記変換入力電圧との電圧差が所定の大きさを超えたこと、または当該電圧差が所定の大きさを超える前に所定の時間が経過したことである請求項１に記載のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置。
【請求項３】
前記ＰＷＭ信号生成部が、前記スイッチング素子がオンであるオン時間を、一定の時間である周期から減算して前記スイッチング素子がオフであるオフ時間を求める請求項２に記載のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置。
【請求項４】
前記ＰＷＭ信号生成部が、前記スイッチング素子がオフであるオフ時間を一定とする請求項２に記載のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成部が、前記スイッチング素子がオフであるとき、前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧以下である場合には前記オフ時間が経過するまで前記オフレベルのＰＷＭ信号を出力し、前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧を超えている場合には前記オフ時間を延長して前記オフレベルのＰＷＭ信号を出力する請求項３または４に記載のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置。
【請求項６】
スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するＰＷＭ信号を出力するスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置であって、
シャント抵抗により前記スイッチング電源の入力電流を電圧に変換し、当該電圧を増幅して入力電流変換電圧を出力する入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧を抵抗分圧して変換入力電圧を求め、前記入力電流変換電圧と当該変換入力電圧との電圧差を増幅する入力電圧変換部と、
前記スイッチング素子をオンにするオンレベルまたは前記スイッチング素子をオフにするオフレベルのＰＷＭ信号を出力する出力端子と、入力される電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧以下になるときに前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オフレベルから前記オンレベルに変化するトリガー端子と、入力される電圧がローレベルから増加して所定のハイレベル閾電圧以上になるときに前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オンレベルから前記オフレベルに変化するスレッショルド端子と、前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オンレベルであるときにはハインピーダンスとなり、前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オフレベルであるときには前記ローレベル電圧以下の電圧となるディスチャージ端子と、電源端に接続された電源端子と、接地端に接続された接地端子とを有するタイマＩＣと、
一端が前記接地端に接続されており、他端の電位が前記タイマＩＣのトリガー端子の電位およびスレッショルド端子の電位と同一であるコンデンサと、
一端が前記電源端に接続された第１の抵抗と、
アノードが前記第１の抵抗の他端に接続され、カソードが前記コンデンサの他端に接続された第１のダイオードと、
アノードが、前記コンデンサの他端に接続された第２のダイオードと、
前記第２のダイオードのカソードから出力される電流が一端に入力され、他端が前記タイマＩＣのディスチャージ端子に接続された第２の抵抗と、
前記入力電圧変換部から出力される増幅された電圧差がアノードに入力され、カソードが前記タイマＩＣのスレッショルド端子に接続された第３のダイオードと、
を備えるスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置。
【請求項７】
前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧以下であるときに光を放射する発光素子を有する出力電圧検出部と、
一端が前記第２のダイオードのカソードに接続され、他端が前記第２の抵抗の一端に接続された第３の抵抗と、
電流路の一端と他端とがそれぞれ前記第３の抵抗の一端と他端とに接続されており、前記出力電圧検出部から放射される光を受けるとき、当該電流路が導通する受光素子と、
を備える請求項６に記載のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を生成するスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＡＣ／ＤＣ（Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−Ｄｉｇｉｔａｌ）コンバータでは、交流入力電圧と交流入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致しているほど、力率が改善される。
しかし、特許文献１に記載されているように、フォワード方式ＡＣ／ＤＣコンバータでは、トランスの２次側の電圧が出力部に設けられた平滑コンデンサの電圧を超えるまでフォワード電流（負荷電流）が流れない。このため、トランスの１次側の入力電圧が低いときにはトランスの１次側には入力電流として励磁電流のみが流れる。そして、入力電圧が増加してトランスの２次側の電圧が出力部の平滑コンデンサの電圧を超えるとき、トランスの１次側には入力電流として励磁電流に加えて負荷電流が流れる。このとき、入力電流は急激に増加する。これは、フォワード方式ＡＣ／ＤＣコンバータの力率を悪化させる。
【０００３】
上述した問題を解決するために、特許文献１に記載のフォワード方式ＡＣ／ＤＣコンバータでは、ＰＷＭ制御装置はトランスの１次側の入力電圧が小さいときには周波数の高い（周期の短い）ＰＷＭ信号を出力し、入力電圧が大きくなるほど周波数の低い（周期の長い）ＰＷＭ信号を出力する。特許文献１には、このＰＷＭ信号でスイッチング素子を駆動することにより、フォワード方式ＡＣ／ＤＣコンバータの力率が改善されると記載されている。
また、特許文献１には、上記ＰＷＭ制御装置をフライバック方式ＡＣ／ＤＣコンバータに適用した例が記載されている。
【０００４】
また、スイッチング電源において、スイッチング素子がオンであるときにフォワード電流を出力するとともに、スイッチング素子がオフであるときにフライバック電流を出力することができれば、効率よく電力を伝送することができ、スイッチング電源を小型化することができる。
これを可能とするフォワード／フライバック複合方式の非絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータがそれぞれ特許文献２と特許文献３に記載されている。
【０００５】
なお、通常フォワード電流およびフライバック電流の用語は絶縁型のスイッチング電源に用いるが、本明細書では非絶縁型スイッチング電源についても、スイッチング素子がオンであるときとオフであるときの出力電流について、便宜上フォワード電流およびフライバック電流と称することとする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平５−２３６７４９号公報
【特許文献２】特開２０１７−２２１０７３号公報
【特許文献３】特開２０１８−１２１３９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１のＰＷＭ制御装置は、ＰＷＭ信号の周波数を制御するものであり、トランスの１次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにＰＷＭ信号を生成するものではない。このため、特許文献１のＰＷＭ制御装置は、力率の改善に限界がある。
【０００８】
本発明の目的は、トランスの１次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにＰＷＭ信号を生成することができ、スイッチング電源の力率を改善することができるスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置は、
スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するＰＷＭ信号を出力するスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置であって、
前記スイッチング電源の入力電流に所定の第１の変換を施し、前記スイッチング素子がオンであるときには所定のレベルから線形に変化し、前記スイッチング素子がオフであるときには当該所定のレベルとなる入力電流変換電圧を求める入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧に所定の第２の変換を施して変換入力電圧を求める入力電圧変換部と、
オンレベルのＰＷＭ信号を出力して前記スイッチング素子をオンにし、前記入力電流変換電圧と前記変換入力電圧とが所定の条件を満たしたときに前記スイッチング素子をオフにするオフレベルに前記ＰＷＭ信号を変化させるＰＷＭ信号生成部と、
を備える。
【００１０】
好ましくは、本発明のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置において、
前記所定の条件は、前記入力電流変換電圧と前記変換入力電圧との電圧差が所定の大きさを超えたこと、または当該電圧差が所定の大きさを超える前に所定の時間が経過したことである。
【００１１】
好ましくは、本発明のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置は、
前記ＰＷＭ信号生成部が、前記スイッチング素子がオンであるオン時間を、一定の時間である周期から減算して前記スイッチング素子がオフであるオフ時間を求める。
【００１２】
好ましくは、本発明のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置は、
前記ＰＷＭ信号生成部が、前記スイッチング素子がオフであるオフ時間を一定とする。
【００１３】
好ましくは、本発明のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置は、
前記ＰＷＭ信号生成部が、前記スイッチング素子がオフであるとき、前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧以下である場合には前記オフ時間が経過するまで前記オフレベルのＰＷＭ信号を出力し、前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧を超えている場合には前記オフ時間を延長して前記オフレベルのＰＷＭ信号を出力する。
【００１４】
また、本発明のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置は、
スイッチング電源に含まれるスイッチング素子のオンとオフを制御するＰＷＭ信号を出力するスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置であって、
シャント抵抗により前記スイッチング電源の入力電流を電圧に変換し、当該電圧を増幅して入力電流変換電圧を出力する入力電流変換部と、
前記スイッチング電源の入力電圧を抵抗分圧して変換入力電圧を求め、前記入力電流変換電圧と当該変換入力電圧との電圧差を増幅する入力電圧変換部と、
前記スイッチング素子をオンにするオンレベルまたは前記スイッチング素子をオフにするオフレベルのＰＷＭ信号を出力する出力端子と、入力される電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧以下になるときに前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オフレベルから前記オンレベルに変化するトリガー端子と、入力される電圧がローレベルから増加して所定のハイレベル閾電圧以上になるときに前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オンレベルから前記オフレベルに変化するスレッショルド端子と、前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オンレベルであるときにはハインピーダンスとなり、前記出力端子のＰＷＭ信号が前記オフレベルであるときには前記ローレベル電圧以下の電圧となるディスチャージ端子と、電源端に接続された電源端子と、接地端に接続された接地端子とを有するタイマＩＣと、
一端が前記接地端に接続されており、他端の電位が前記タイマＩＣのトリガー端子の電位およびスレッショルド端子の電位と同一であるコンデンサと、
一端が前記電源端に接続された第１の抵抗と、
アノードが前記第１の抵抗の他端に接続され、カソードが前記コンデンサの他端に接続された第１のダイオードと、
アノードが、前記コンデンサの他端に接続された第２のダイオードと、
前記第２のダイオードのカソードから出力される電流が一端に入力され、他端が前記タイマＩＣのディスチャージ端子に接続された第２の抵抗と、
前記入力電圧変換部から出力される増幅された電圧差がアノードに入力され、カソードが前記タイマＩＣのスレッショルド端子に接続された第３のダイオードと、
を備える。
【００１５】
好ましくは、本発明のスイッチング電源用ＰＷＭ制御装置は、
前記スイッチング電源の出力電圧が所定の電圧以下であるときに光を放射する発光素子を有する出力電圧検出部と、
一端が前記第２のダイオードのカソードに接続され、他端が前記第２の抵抗の一端に接続された第３の抵抗と、
電流路の一端と他端とがそれぞれ前記第３の抵抗の一端と他端とに接続されており、前記出力電圧検出部から放射される光を受けるとき、当該電流路が導通する受光素子と、
を備える。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、トランスの１次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにＰＷＭ信号を生成することができ、スイッチング電源の力率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】本発明の実施形態に係るＰＷＭ制御装置を、フォワード／フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源に適用した一例を示す図である。
【図２】図１の絶縁型スイッチング電源の動作の一例を示す図である。図２（Ａ）はスイッチング素子がオンであるときに流れる電流の一例を示す。図２（Ｂ）はスイッチング素子がオフであるときに流れる電流の一例を示す。
【図３】ＰＷＭ信号生成部の動作の一例を示す図である。
【図４】ＰＷＭ信号生成部から出力されるＰＷＭ信号の一例を示す図である。
【図５】ＰＷＭ信号生成部がスイッチング電源の出力電圧に応じてオフ時間を変化させる一例を示す図である。
【図６】アナログ回路で実現された入力電圧変換部とＰＷＭ信号生成部の構成の一例を示す図である。
【図７】出力電圧検出部の変形例の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
以下、本発明の実施形態に係るＰＷＭ制御装置について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、実施形態を説明する全図において、共通の構成要素には同一の符号を付し、繰り返しの説明を省略する。
【００１９】
図１は、本発明の実施形態に係るＰＷＭ制御装置を、フォワード／フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源２０に適用した一例を示す。
ＰＷＭ制御装置は、ＰＷＭ制御部１０と出力電圧検出部３０Ａとで構成される。
スイッチング電源２０は、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときにフォワード電流を、スイッチング素子Ｑ１がオフであるときにフライバック電流を出力可能なフォワード／フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源である。
【００２０】
＜スイッチング電源２０の構成＞
まず、スイッチング電源２０の構成について説明する。
スイッチング電源２０の入力端１と入力端２には、入力電圧Ｖｉｎが入力される。入力電圧Ｖｉｎは、交流電圧Ｅｉが整流回路ＲＣにより全波整流された脈流である。交流電圧Ｅｉは、例えば、系統電源の５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚまたは各種の発電装置で生成される数Ｈｚ〜数ＫＨｚ程度の周波数を有する正弦波である。
【００２１】
トランスＴは、１次コイルＮ１と２次コイルＮ２がコアに同極性に巻回されたフォワードトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの１次側には、入力電圧Ｖｉｎにより１次コイルＮ１に流れる電流を導通または遮断するべくオン／オフ制御されるスイッチング素子Ｑ１が設けられている。ここでは、スイッチング素子Ｑ１は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１は、そのゲートに印加されるＰＷＭ信号Ｖｇによりオン／オフ制御される。ＰＷＭ信号Ｖｇの周波数は、交流電圧Ｅｉの周波数よりも高い数十ＫＨｚ〜数百ＫＨｚである。
【００２２】
スイッチング電源２０の入力端１は、１次コイルＮ１の巻き始端（一端）に接続されている。スイッチング電源２０の入力端２は、入力電流Ｉｉｎの検出用のシャント抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ１のソースに接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソースは、１次側の接地端である。スイッチング素子Ｑ１のドレインは、１次コイルＮ１の巻き終端（他端）に接続されている。
【００２３】
トランスＴの２次コイルＮ２の一端とスイッチング電源２０の出力端３の間にはリアクトルＬが接続されている。２次コイルＮ２の他端とスイッチング電源２０の出力端４の間にはダイオードＤ１が設けられている。ダイオードＤ１のアノードとカソードとは、それぞれ出力端４と２次コイルＮ２の他端に接続されている。２次コイルＮ２の一端と出力端４の間にはダイオードＤ２が設けられている。ダイオードＤ２のアノードとカソードとはそれぞれ出力端４と２次コイルＮ２の一端に接続されている。２次コイルＮ２の他端と出力端３の間にはダイオードＤ３が設けられている。ダイオードＤ３のアノードとカソードとはそれぞれ２次コイルＮ２の他端と出力端３に接続されている。出力端３と出力端４の間には平滑コンデンサＣが接続されている。図示しないが、これらの出力端３と出力端４の間には負荷が接続されている。出力端４は、２次側の接地端である。
【００２４】
＜スイッチング電源２０の基本的動作＞
図２を参照して、図１に示したスイッチング電源２０の基本的動作について説明する。
・スイッチング素子Ｑ１がオンであるときの動作
図２（Ａ）はスイッチング素子Ｑ１がオンであるときに流れる電流の一例を示す。
スイッチング素子Ｑ１がオンになると、入力電圧Ｖｉｎが１次コイルＮ１に印加される。これにより、入力端１→１次コイルＮ１→スイッチング素子Ｑ１→入力端Ｎ２の経路で入力電流Ｉｉｎが流れる。
【００２５】
１次コイルに入力電流Ｉｉｎが流れると、相互誘導により起電力Ｖ２が２次コイルＮ２に生じる。起電力Ｖ２は、入力電圧Ｖｉｎの大きさおよび１次コイルと２次コイルの巻き数比で決まり、入力電圧Ｖｉｎの大きさに比例する。
起電力Ｖ２は、２次コイルＮ２の一端が正電位、他端が負電位となる。これにより、ダイオードＤ１が順バイアスとなり、２次コイルＮ２→リアクトルＬ→出力端３→負荷→出力端４→ダイオードＤ１の経路でフォワード電流（負荷電流）ｉ１が流れる。
２次側のフォワード電流ｉ１は、リアクトルＬの励磁電流であって、これによりリアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。
【００２６】
ダイオードＤ２は２次コイルＮ２の一端が正電位となって逆バイアスとなるので、ダイオードＤ２に電流は流れない。ダイオードＤ３も２次コイルＮ２の他端が負電位となって逆バイアスとなるので、ダイオードＤ３にも電流は流れない。
なお、１次コイルＮ１に流れる入力電流Ｉｉｎは、トランスＴのコアを励磁する励磁電流と、相互誘導による負荷電流とを含む。１次コイルに入力電流Ｉｉｎが流れると、トランスＴのコアの磁束が増加し、コアに磁気エネルギーが蓄積される。
【００２７】
・スイッチング素子Ｑ１がオフであるときの動作
図２（Ｂ）はスイッチング素子Ｑ１がオフであるときに流れる電流の一例を示す。
スイッチング素子Ｑ１がオフになってその電流路が遮断されると、１次コイルＮ１を流れる電流Ｉｉｎは消失する。このとき、１次コイルＮ１と２次コイルＮ２に逆起電力が生じる。このとき、スイッチング素子Ｑ１の電流路は遮断されているため、１次コイルＮ１には電流は流れない。また、逆起電力により２次コイルＮ２の他端が正電位となり、ダイオードＤ１は逆バイアスとなるので、ダイオードＤ１に電流は流れない。
【００２８】
リアクトルＬには、フォワード電流ｉ１によって蓄積された磁気エネルギーを放出するようにリアクトル電流ｉ２が流れる。リアクトル電流ｉ２の経路は、リアクトルＬ→出力端３→負荷→出力端４→ダイオードＤ２である。リアクトル電流ｉ２は、スイッチング素子Ｑ１がオフになったときのフォワード方式における出力電流に相当し、ダイオードＤ２は転流ダイオードとして機能する。
【００２９】
さらに、逆起電力により２次コイルＮ２の一端が負電位、他端が正電位となるので、ダイオードＤ２とダイオードＤ３がいずれも順バイアスとなる。これにより、２次コイルＮ２→ダイオードＤ３→出力端３→負荷→出力端４→ダイオードＤ２の経路でフライバック電流ｉｆｂが流れる。フライバック電流ｉｆｂが流れることにより、入力電流ＩｉｎによってトランスＴのコアに蓄積された磁気エネルギーが放出される。フライバック電流ｉｆｂは、フライバック方式におけるフライバック電流に相当する。
【００３０】
このようにスイッチング電源２０は、フォワード／フライバック複合方式の絶縁型電源であり、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときにフォワード電流ｉ１を出力可能であり、スイッチング素子Ｑ１がオフであるときにリアクトル電流ｉ２とフライバック電流ｉｆｂを出力可能である。このような方式の電源は、スイッチング電源２０に限らず多様な回路が公知となっている。
【００３１】
＜ＰＷＭ制御装置の構成および動作＞
ＰＷＭ制御装置は、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフを制御するＰＷＭ信号Ｖｇを出力する。ＰＷＭ制御装置は、ＰＷＭ制御部１０と出力電圧検出部３０Ａとで構成される。ＰＷＭ制御部１０は、入力電流変換部１１と、入力電圧変換部１２と、ＰＷＭ信号生成部１３とを有する。
入力電流変換部１１は、シャント抵抗Ｒ１と非反転増幅器１１１とを有する。シャント抵抗Ｒ１は、スイッチング素子Ｑ１のソース（１次側の接地端）とスイッチング電源２０の入力端２の間に配置されている。シャント抵抗Ｒ１は、スイッチング電源２０の入力電流Ｉｉｎに相当する負の電圧を生じる。非反転増幅器１１１は、例えば、オペアンプを使用した非反転増幅器である。非反転増幅器１１１は、シャント抵抗Ｒ１に生じた電圧を増幅して負の入力電流変換電圧ＶＩｉｎを求める。なお、シャント抵抗Ｒ１によりスイッチング電源２０の入力電流Ｉｉｎを電圧に変換し、その電圧を増幅して入力電流変換電圧ＶＩｉｎを求めることは、本発明における所定の第１の変換の例である。
入力電圧変換部１２は、１次側の入力端１と１次側の接地端の間に直列に接続された少なくとも２つの抵抗を有しており、入力電圧Ｖｉｎを抵抗分圧して変換入力電圧を求める。なお、入力電圧Ｖｉｎを抵抗分圧して変換入力電圧を求めることは、本発明における所定の第２の変換の例である。
【００３２】
ＰＷＭ信号生成部１３がハイレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力するときスイッチング素子Ｑ１はオンになる。また、ＰＷＭ信号生成部１３がローレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力するときスイッチング素子Ｑ１はオフになる。そこで、以下では、ＰＷＭ信号Ｖｇについてハイレベルとローレベルをそれぞれオンレベルとオフレベルという。
図３に示すように、入力電流Ｉｉｎは、ＰＷＭ信号Ｖｇがオンレベルであるときには０から線形に増加する。このため、入力電流変換電圧ＶＩｉｎは、スイッチング素子Ｑ１がオンであるときには０（所定のレベル）から線形に減少（変化）する。
【００３３】
図３では、便宜上、入力電流Ｉｉｎが大きくなり、入力電圧Ｖｉｎを超えたときにＰＷＭ信号生成部１３はＰＷＭ信号Ｖｇをオフレベルに変化させるとして示した。ただし、本実施形態では、電流変換電圧ＶＩｉｎが負の方向に大きくなり、電流変換電圧ＶＩｉｎと入力電圧Ｖｉｎから変換された変換入力電圧との和が０以上の所定の電圧になったとき、ＰＷＭ信号生成部１３はＰＷＭ信号Ｖｇをオフレベルに変化させる。言い換えると、入力電流変換電圧ＶＩｉｎと変換入力電圧との電圧差が所定の大きさを超えたとき、ＰＷＭ信号生成部１３はＰＷＭ信号Ｖｇをオフレベルに変化させる。
このとき、スイッチング素子Ｑ１はオフになり、入力電流Ｉｉｎは０となる。このため、入力電流変換電圧ＶＩｉｎは０（所定のレベル）となる。
また、ＰＷＭ信号生成部１３は、入力電流変換電圧ＶＩｉｎと変換入力電圧との電圧差が所定の大きさを超える前に（図３では、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎを超える前に）所定の時間が経過した場合にも、ＰＷＭ信号Ｖｇをオフレベルに変化させる。
【００３４】
次に、ＰＷＭ信号生成部１３がＰＷＭ信号Ｖｇをオフレベルからオンレベルへ変化させる手段について説明する。
第１の手段として、ＰＷＭ信号生成部１３は、ＰＷＭ信号Ｖｇの周期を一定の時間に保つことができる。ここで、周期は、スイッチング素子Ｑ１がオンであるオン時間とスイッチング素子Ｑ１がオフであるオフ時間との和である。ＰＷＭ信号生成部１３は、周期からオン時間を減算してオフ時間を求め、オフ時間が経過すると、ＰＷＭ信号Ｖｇをオフレベルからオンレベルに変化させる。
【００３５】
この場合にＰＷＭ信号生成部１３が生成するＰＷＭ信号Ｖｇを図４に示す。入力電圧Ｖｉｎが高くて、２次コイルＮ２の起電力Ｖ２が出力端３と出力端４の間の平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃを超えている間、図２（Ａ）に示すようにオン時間にフォワード電流ｉ１が流れる。このとき、スイッチング電源２０の１次側には入力電流Ｉｉｎとして励磁電流と負荷電流が流れる。オン時間における入力電流Ｉｉｎの増加率は大きくなるが、ＰＷＭ信号Ｖｇのデューティ比が小さくなるため、オン時間とオフ時間で平均された入力電流Ｉｉｎの急激な増加は抑えられる。
また、入力電圧Ｖｉｎが低いときには入力電流Ｉｉｎとして励磁電流のみが流れる。けれども、入力電圧Ｖｉｎが０に近い場合、入力電圧Ｖｉｎが非常に小さいため、オン時間における入力電流Ｉｉｎの増加率が相対的に大きくなり、ＰＷＭ信号Ｖｇのデューティ比は小さくなる。
ＰＷＭ信号Ｖｇがこのように変化するため、オン時間とオフ時間で平均された入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉｎと相似かつ同位相で変化する。
【００３６】
また、第２の手段として、ＰＷＭ信号生成部１３は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を一定に保つようにすることもできる。ＰＷＭ信号生成部１３は、一定の時間が経過すると、ＰＷＭ信号Ｖｇをオフレベルからオンレベルに変化させる。この場合も、入力電圧Ｖｉｎが高くて２次コイルＮ２の起電力Ｖ２が出力端３と出力端４の間の平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃを超えている間、および入力電圧Ｖｉｎが０に近いとき、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなるため、ＰＷＭ信号Ｖｇのデューティ比は小さくなる。
さらに、上述した手段に限らず、ＰＷＭ信号生成部１３は、入力電圧Ｖｉｎの大きさとスイッチング素子Ｑ１のオン時間の長さとに基づいて、力率が向上するようにオフ期間の長さを求めるようにすることができる。
【００３７】
出力電圧検出部３０Ａは、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）以下であるときにフォトカプラＰＣに含まれる発光素子からＰＷＭ信号生成部１３に向けて光を放射する。
出力電圧検出部３０Ａにおいて、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４は、スイッチング電源２０の出力端３と２次側の接地端との間に直列に接続されている。抵抗Ｒ２は、一端がスイッチング電源２０の出力端３に接続されている。抵抗Ｒ２の他端には、フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオード（発光素子）のアノードが接続されている。その発光ダイオードのカソードはスイッチング電源２０の２次側の接地端に接続されている。また、その発光ダイオードのアノードとカソードとには、それぞれＮＰＮバイポーラトランジスタＱ２のコレクタとエミッタとが接続されている。トランジスタＱ２のベースは、チェナーダイオードＺＤのアノードに接続されている。チェナーダイオードＺＤのカソードは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続部分に接続されている。
【００３８】
抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値は、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）より大きいとき、チェナーダイオードＺＤに電流が流れるように設定されている。このため、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧より大きいときには、トランジスタＱ２の電流路（コレクタ・エミッタ間）が導通する。トランジスタＱ２の電流路が導通している間、フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオードには電流が流れず、発光ダイオードは光を放射しない。
一方、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧以下であるとき、トランジスタＱ２の電流路は遮断されて、フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオードに電流が流れ、発光ダイオードは光を放射する。
【００３９】
ＰＷＭ信号生成部１３は、スイッチング素子Ｑ１がオフであるとき、出力電圧検出部３０Ａから放射される光を受けている場合、オフ時間が経過するまでオフレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力する。また、ＰＷＭ信号生成部１３は、スイッチング素子Ｑ１がオフであるとき、出力電圧検出部３０Ａから放射される光を受けていない場合、オフ時間を延長してオフレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力する。
すなわち、図５に示すように、ＰＷＭ信号生成部１３は、スイッチング素子Ｑ１がオフであるとき、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）以下である場合にはオフ時間が経過するまでオフレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力し、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）を超えている場合にはオフ時間を延長してオフレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力する。
このため、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）を超えている場合、ＰＷＭ信号Ｖｇのデューティ比が小さくなり、スイッチング電源２０の出力電圧が低下する。
【００４０】
入力電流変換部１１と入力電圧変換部１２とＰＷＭ信号生成部１３とは、アナログ回路でもデジタル回路でも実現することができる。また、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）とメモリとを有するコンピュータに所定のＰＷＭ制御プログラムを実行させることにより、入力電流変換部１１と入力電圧変換部１２とＰＷＭ信号生成部１３との各部の機能を実現することもできる。
【００４１】
図６は、アナログ回路で実現された入力電圧変換部１２とＰＷＭ信号生成部１３の構成の一例を示す。図６の回路では、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）以下である場合に、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は一定に保たれる。
入力電圧変換部１２は、抵抗Ｒ２１と、抵抗Ｒ２２と、抵抗Ｒ２３と、反転増幅器１２１とを有する。抵抗Ｒ２１の一端には、スイッチング電源２０の入力電圧Ｖｉｎが入力される。抵抗Ｒ２２の一端には、入力電流変換部１１から出力された入力電流変換電圧ＶＩｉｎが入力される。抵抗Ｒ２２の一端は、さらに、抵抗Ｒ２３の一端に接続されている。抵抗Ｒ２３の他端は、スイッチング電源２０の１次側の接地端に接続されている。抵抗Ｒ２１の他端と抵抗Ｒ２２の他端は接続されている。抵抗Ｒ２１の他端と抵抗Ｒ２２の他端の接続部分に生じる電圧は、反転増幅器１２１に入力される。反転増幅器１２１の出力電圧は、ＰＷＭ信号生成部１３に入力される。
【００４２】
抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３は直列に接続されており、抵抗Ｒ２１の他端と抵抗Ｒ２２の他端の接続部分に変換入力電圧が生じる。従って、変換入力電圧はスイッチング電源２０の入力電圧Ｖｉｎが抵抗分圧された電圧である。そして、この接続部分で変換入力電圧と負の入力電流変換電圧ＶＩｉｎが加算され、入力電流変換電圧ＶＩｉｎと変換入力電圧との電圧差が求まる。反転増幅器１２１は、例えば、オペアンプを使用した反転増幅器である。ここで、入力電流変換電圧ＶＩｉｎが変換入力電圧より多くなるように、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３の各抵抗値等は設定されている。このため、反転増幅器１２１の入力において、入力電流変換電圧ＶＩｉｎと変換入力電圧との電圧差は負である。反転増幅器１２１は、負の電圧差を増幅すると同時に正の電圧差に変換する。
【００４３】
ＰＷＭ信号生成部１３は、タイマＩＣ１３１を有する。タイマＩＣ１３１は、タイマやパルス生成、発振回路等に広く使用される５５５タイマＩＣである。図６のＰＷＭ信号生成部では、５５５タイマＩＣは発振回路として使用される。
タイマＩＣ１３１において、出力端子ＯＵＴは、スイッチング電源２０のスイッチング素子Ｑ１をオンにするオンレベルまたはスイッチング素子Ｑ１をオフにするオフレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力する。トリガー端子ＴＲＧに入力される電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧ＶＬｔｈ以下になるときに出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇはオフレベルからオンレベルに変化する。スレッショルド端子ＴＨＲに入力される電圧がローレベルから増加して所定のハイレベル閾電圧ＶＨｔｈ以上になるときに出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇはオンレベルからオフレベルに変化する。ディスチャージ端子ＤＩＳは、出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇがオンレベルであるときにはハインピーダンスとなり、出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇがオフレベルであるときにはローレベル電圧以下の電圧となる。
図６のタイマＩＣ１３１では、電源端子Ｖｃｃは、スイッチング電源２０における１次側の電源端Ｖｃｃに接続されている。接地端子ＧＮＤは、スイッチング電源２０における１次側の接地端に接続されている。制御端子ＣＴＲＬと１次側の接地端との間にはコンデンサＣ２が配置されている。
【００４４】
そして、ＰＷＭ信号生成部１３において、コンデンサＣ１は、一端が１次側の接地端に接続されており、他端の電位がタイマＩＣ１３１のトリガー端子ＴＲＧの電位およびスレッショルド端子ＴＨＲの電位と同一である。抵抗Ｒ１１は、一端が１次側の電源端に接続されている。ダイオードＤ１１は、アノードが抵抗Ｒ１１の他端に接続され、カソードがコンデンサＣ１の他端に接続されている。
ダイオードＤ１２は、アノードがコンデンサＣ１の他端に接続されている。抵抗Ｒ１２は、ダイオードＤ１２のカソードから出力される電流が一端に入力され、他端がタイマＩＣ１３１のディスチャージ端子ＤＩＳと抵抗Ｒ１１の他端とダイオードＤ１１のアノードとに接続されている。
抵抗Ｒ１３は、一端がダイオード１２のカソードに接続され、他端が抵抗Ｒ１２の一端に接続されている。フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオードは、電流路の一端（コレクタ）と他端（エミッタ）とがそれぞれ抵抗Ｒ１３の一端と他端とに接続されており、出力電圧検出部３０Ａから放射される光を受けるとき、電流路が導通する。
【００４５】
ダイオードＤ１３は、アノードがコンデンサＣ１の他端に接続され、カソードがタイマＩＣ１３１のスレッショルド端子ＴＨＲに接続されている。抵抗Ｒ１４も、同様に、一端がコンデンサＣ１の他端に接続され、他端がタイマＩＣ１３１のスレッショルド端子ＴＨＲに接続されている。ダイオードＤ１３と抵抗Ｒ１４により、コンデンサＣ１の他端およびタイマＩＣ１３１のトリガー端子ＴＲＧとスレッショルド端子ＴＨＲの電位は同一となる。なお、ダイオードＤ１３と抵抗Ｒ１４はＰＷＭ信号生成部１３の安定動作のために設けられており、無くてもよい。
ダイオードＤ１４は、入力電圧変換部１２から出力される増幅された電圧差がアノードに入力され、カソードがタイマＩＣ１３１のスレッショルド端子ＴＨＲに接続されている。
【００４６】
次に、図６のＰＷＭ信号生成部１３の動作について説明する。
スイッチング素子Ｑ１がオンであるとき、タイマＩＣ１３１は出力端子ＯＵＴからオンレベルのＰＷＭ信号Ｖｇを出力している。このとき、１次側の電源端Ｖｃｃから、抵抗Ｒ１１とダイオードＤ１１とを通って、コンデンサＣ１の他端に充電電流ｉ３が流れている。コンデンサＣ１とスレッショルド端子ＴＨＲの電圧がハイレベル閾電圧ＶＨｔｈまで増加すると、出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇはオンレベルからオフレベルに変化する。
すると、コンデンサＣ１から、ダイオードＤ１２とフォトカプラＰＣの受光素子の電流路（コレクタ・エミッタ間）と抵抗Ｒ１２とを通って、ディスチャージ端子ＤＩＳに放電電流ｉ４が流れ始める。コンデンサＣ１とトリガー端子ＴＲＧの電圧がハイレベルから減少して所定のローレベル閾電圧ＶＬｔｈ以下になると、出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇはオフレベルからオンレベルに変化する。
通常は上記動作を繰り返して、ＰＷＭ信号生成部１３は一定の周期のＰＷＭ信号Ｖｇを生成する。
【００４７】
しかし、入力電圧Ｖｉｎに対する入力電流Ｉｉｎの増加率が大きくて、入力電流変換電圧ＶＩｉｎと変換入力電圧との電圧差が大きくなった場合、入力電圧変換部１２からダイオードＤ１４を通ってスレッショルド端子ＴＨＲに強制充電電流ｉ５が流れる。強制充電電流ｉ５により、コンデンサＣ１とスレッショルド端子ＴＨＲの電圧がハイレベル閾電圧ＶＨｔｈまで増加すると、出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇはオンレベルからオフレベルに変化する。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなり、ＰＷＭ信号Ｖｇのデューティ比は減少する。
【００４８】
また、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）を超えているとき、出力電圧検出部３０Ａは光を放射しない。このとき、フォトカプラＰＣの受光素子の電流路（コレクタ・エミッタ間）は遮断される。このため、放電電流ｉ４は、ダイオードＤ１２と抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１２とを通って流れる。抵抗Ｒ１３の抵抗値に応じて、コンデンサＣ１とトリガー端子ＴＲＧの電圧がローレベル閾電圧ＶＬｔｈまで減少する時間が長くなる。その結果、出力端子ＯＵＴのＰＷＭ信号Ｖｇがオフレベルからオンレベルに変化するまでの時間が長くなる。従って、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間が長くなり、ＰＷＭ信号Ｖｇのデューティ比は減少する。
【００４９】
図７は、出力電圧検出部３０Ａの変形例である出力電圧検出部３０Ｂの構成を示す。
出力電圧検出部３０Ｂは、図１の出力電圧検出部３０と異なり、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）以上であるときにフォトカプラＰＣに含まれる発光素子からＰＷＭ信号生成部１３に向けて光を放射する。
出力電圧検出部３０Ｂにおいて、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４は、スイッチング電源２０の出力端３と２次側の接地端との間に直列に接続されている。フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオード（発光素子）のカソードは、スイッチング電源２０の２次側の接地端に接続されている。その発光ダイオードのアノードは、チェナーダイオードＺＤのアノードに接続されている。チェナーダイオードＺＤのカソードは、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との接続部分に接続されている。
【００５０】
抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の抵抗値は、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）以上であるとき、チェナーダイオードＺＤに電流が流れるように設定されている。このため、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧以上であるとき、フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオードに電流が流れ、発光ダイオードが光を放射する。
一方、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧より小さいとき、フォトカプラＰＣに含まれる発光ダイオードには電流が流れず、発光ダイオードは光を放射しない。
【００５１】
従って、出力電圧検出部３０Ｂを使用する場合、スイッチング素子Ｑ１がオフであるとき、出力電圧検出部３０Ａから放射される光を受けていない場合にはオフ時間が経過するまでオフレベルのＰＷＭ信号を出力し、出力電圧検出部３０Ａから放射される光を受けている場合にはオフ時間を延長してオフレベルのＰＷＭ信号を出力するようにＰＷＭ信号生成部を構成すればよい。
このように構成することにより、図５に示すように、ＰＷＭ信号生成部は、スイッチング素子Ｑ１がオフであるとき、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）より小さい場合にはオフ時間が経過するまでオフレベルのＰＷＭ信号を出力し、スイッチング電源２０の出力電圧が所定の電圧（例えば、３００Ｖ）以上である場合には出力電圧に応じてオフ時間を延長してオフレベルのＰＷＭ信号を出力する。
【００５２】
なお、上述した実施形態では、フォワード方式とフライバック方式を複合したフォワード／フライバック複合方式の絶縁型スイッチング電源を例として説明したが、本発明のＰＷＭ制御装置はフォワード方式の絶縁型スイッチング電源、フォワード方式の非絶縁型スイッチング電源、フライバック方式の絶縁型スイッチング電源、フライバック方式の非絶縁型スイッチング電源、およびフォワード／フライバック複合方式の非絶縁型スイッチング電源にも適用することができる。
【００５３】
以上説明したように、本発明によれば、トランスの１次側の入力電圧と入力電流の波形が相似形に近く、それらの位相が一致するようにＰＷＭ信号を生成することができ、スイッチング電源の力率を改善することができる。
【００５４】
以上、本発明の実施形態について説明したが、設計または製造上の都合やその他の要因によって必要となる様々な修正や組み合わせは、請求項に記載されている発明や発明の実施形態に記載されている具体例に対応する発明の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００５５】
１，２…入力端、３，４…出力端、１０…ＰＷＭ制御部、１１…入力電流変換部、１１１…非反転増幅器、１２…入力電圧変換部、１２１…反転増幅器、１３…ＰＷＭ信号生成部、１３１…タイマＩＣ、２０…スイッチング電源、３０Ａ，３０Ｂ…出力電圧検出部、Ｅｉ…交流電圧、ＲＣ…整流回路、Ｔ…トランス、Ｎ１…１次コイル、Ｎ２…２次コイル、Ｑ１…スイッチング素子（ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ）、Ｌ…リアクトル、ＰＣ…フォトカプラ、Ｑ２…ＮＰＮバイポーラトランジスタ、ＺＤ…チェナーダイオード、Ｒ１…シャント抵抗、Ｒ２〜Ｒ４，Ｒ１１〜Ｒ１４，Ｒ２１〜Ｒ２３…抵抗、Ｄ１〜Ｄ３，Ｄ１１〜Ｄ１４…ダイオード、Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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