(57)【要約】【課題】電源に異常が発生した場合であっても、運転を継続させることのできるコンバータ装置を提供する。【解決手段】コンバータ装置は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する波形検出部と、前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する成分特定部と、前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する位相差算出部と、を備える。【選択図】図１
2020137300.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
供給される電源電圧の電圧波形を検出する波形検出部と、
前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する成分特定部と、
前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する位相差算出部と、
を備えるコンバータ装置。
【請求項２】
前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値に基づいて前記電源電圧を正規化する正規化処理部と、
前記正規化処理部が正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する電圧指令算出部と、
を備える請求項１に記載のコンバータ装置。
【請求項３】
前記正規化処理部は、
ローパスフィルタに前記ピーク値を通過させた場合に、前記ローパスフィルタが出力する値で前記電源電圧を正規化する、
請求項２に記載のコンバータ装置。
【請求項４】
前記電圧指令算出部は、
前記正規化処理部によって正規化された前記電源電圧に基づく昇圧比の上限の逆数によって、前記電圧指令の取り得る範囲を制限する、
請求項３に記載のコンバータ装置。
【請求項５】
前記位相差に基づいて、前記電源電圧の位相を制御する位相制御部、
を備える請求項１から請求項４の何れか一項に記載のコンバータ装置。
【請求項６】
供給される電源電圧の電圧波形を検出する波形検出部と、
前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化する正規化処理部と、
前記正規化処理部が正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する電圧指令算出部と、
備えるコンバータ装置。
【請求項７】
供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、
前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定することと、
前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出することと、
を含むコンバータ装置による処理方法。
【請求項８】
コンバータ装置のコンピュータに、
供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、
前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定することと、
前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出することと、
を実行させるプログラム。
【請求項９】
供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、
前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化することと、
正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出することと、
を含むコンバータ装置による処理方法。
【請求項１０】
コンバータ装置のコンピュータに、
供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、
前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化することと、
正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出することと、
を実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータ装置、処理方法及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
コンバータ装置は、さまざまな分野で利用されている。特許文献１には、コンバータ装置を空気調和機に適用し、装置の小型化及び簡素化を図る技術が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−１５０６２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、コンバータ装置に供給される電源に位相の急激な変化などの異常が生じた場合、過電流が流れ、コンバータ装置に不具合が発生する可能性がある。
【０００５】
そこで、コンバータ装置に供給される電源に異常が発生した場合であっても、コンバータ装置の運転を継続させることのできる技術が求められている。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決することのできるコンバータ装置、処理方法及びプログラムを提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の態様によれば、コンバータ装置は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する波形検出部と、前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する成分特定部と、前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する位相差算出部と、を備える。
【０００８】
本発明の第２の態様によれば、第１の態様におけるコンバータ装置は、前記電圧指令算出部は、前記正規化処理部によって正規化された前記電源電圧に基づく昇圧比の上限の逆数によって、前記電圧指令の取り得る範囲を制限するものであってもよい。
【０００９】
本発明の第３の態様によれば、第３の態様におけるコンバータ装置において、前記正規化処理部は、ローパスフィルタに前記ピーク値を通過させた場合に、前記ローパスフィルタが出力する値で前記電源電圧を正規化するものであってもよい。
【００１０】
本発明の第４の態様によれば、第２の態様におけるコンバータ装置において、前記正規化処理部は、ローパスフィルタに前記ピーク値を通過させた場合に、前記ローパスフィルタが出力する値で前記電源電圧を正規化するものであってもよい。
【００１１】
本発明の第５の態様によれば、第１の態様から第４の態様の何れか１つにおけるコンバータ装置は、前記位相差に基づいて、前記電源電圧の位相を制御する位相制御部、を備えるものであってもよい。
【００１２】
本発明の第６の態様によれば、コンバータ装置は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する波形検出部と、前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化する正規化処理部と、前記正規化処理部が正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する電圧指令算出部と、備える。
【００１３】
本発明の第７の態様によれば、コンバータ装置による処理方法は、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定することと、前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出することと、を含む。
【００１４】
本発明の第８の態様によれば、プログラムは、コンバータ装置のコンピュータに、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電圧波形の同相成分と直交成分とを特定することと、前記同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出することと、を実行させる。
【００１５】
本発明の第９の態様によれば、コンバータ装置による処理方法は、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化することと、正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出することと、を含む。
【００１６】
本発明の第１０の態様によれば、プログラムは、コンバータ装置のコンピュータに、供給される電源電圧の電圧波形を検出することと、前記電源電圧の所定周期以上の期間における前記電源電圧のピーク値を用いて前記電源電圧を正規化することと、正規化した後の電圧と前記電源電圧の理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出することと、を実行させる。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の実施形態によるコンバータ装置、処理方法及びプログラムによれば、コンバータ装置に供給される電源に異常が発生した場合であっても、コンバータ装置の運転を継続させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態によるコンバータ制御部の構成を示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態によるコンバータ装置の処理フローを示す図である。
【図４】本発明の第１実施形態におけるシミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の第２実施形態によるコンバータ制御部の構成を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態における制御信号の生成を説明するための図である。
【図８】本発明の第２実施形態によるコンバータ装置の処理フローを示す図である。
【図９】本発明の第２実施形態におけるシミュレーション結果を示す第１の図である。
【図１０】本発明の第２実施形態におけるシミュレーション結果を示す第２の図である。
【図１１】少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
＜第１実施形態＞
以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置について説明する。
図１は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１の構成を示す図である。モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ２０に出力する装置である。モータ駆動装置１は、図１に示すように、コンバータ装置２と、インバータ装置３と、を備える。
【００２０】
コンバータ装置２は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換してインバータ装置３に出力する装置である。コンバータ装置２は、整流回路５と、スイッチング回路１０ａと、スイッチング回路１０ｂと、平滑コンデンサ１２と、コンバータ制御部１５と、電圧検出部１７と、を備える。
整流回路５は、入力端子と、入力側の基準端子と、出力端子と、出力側の基準端子と、を備える。入力側の基準端子の電位は、入力端子における電位の基準となる電位である。出力側の基準端子の電位は、出力端子における電位の基準となる電位である。整流回路５は、交流電源４より入力された交流電力を直流電力に変換し、スイッチング回路１０ａと、スイッチング回路１０ｂとに出力する。
【００２１】
スイッチング回路１０ａは、平滑コンデンサ１２に流れる電流を流し、インバータ装置３に入力される電圧を生成する。スイッチング回路１０ａは、リアクトル６ａと、ダイオード７ａと、スイッチング素子８ａと、を備える。
【００２２】
リアクトル６ａは、第１端子と、第２端子と、を備える。
ダイオード７ａは、アノード端子と、カソード端子と、を備える。
スイッチング素子８ａは、第１端子と、第２端子と、第３端子と、を備える。スイッチング素子８ａは、第１端子が受ける信号に応じて、オン状態となる期間とオフ状態となる期間とが切り替わることにより、第２端子から第３端子に流れる電流を制御し、スイッチング回路１０ａに流れる電流の値を変化させる。スイッチング素子８ａとしては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が挙げられる。スイッチング素子８ａが例えばｎＭＯＳトランジスタである場合、スイッチング素子８ａの第１端子はゲート端子であり、第２端子はソース端子であり、第３端子はドレイン端子である。
【００２３】
スイッチング回路１０ｂは、スイッチング回路１０ａと同様に、平滑コンデンサ１２に電流を流し、インバータ装置３に入力される電圧を生成する。スイッチング回路１０ｂは、リアクトル６ｂと、ダイオード７ｂと、スイッチング素子８ｂと、を備える。
【００２４】
リアクトル６ｂは、第１端子と、第２端子と、を備える。
ダイオード７ｂは、アノード端子と、カソード端子と、を備える。
スイッチング素子８ｂは、スイッチング素子８ａと同様に、第１端子と、第２端子と、第３端子と、を備える。スイッチング素子８ｂは、第１端子が受ける信号に応じて、オン状態となる期間とオフ状態となる期間とが切り替わることにより、第２端子から第３端子に流れる電流を制御し、スイッチング回路１０ｂに流れる電流の値を変化させる。スイッチング素子８ｂとしては、電界効果トランジスタ、ＩＧＢＴ等が挙げられる。スイッチング素子８ｂが例えばｎＭＯＳトランジスタである場合、スイッチング素子８ｂの第１端子はゲート端子であり、第２端子はソース端子であり、第３端子はドレイン端子である。
【００２５】
平滑コンデンサ１２は、第１端子と、第２端子と、を備える。平滑コンデンサ１２は、スイッチング回路１０ａとスイッチング回路１０ｂの両方から電流を受ける。つまり、インバータ装置３に入力される電圧は、スイッチング回路１０ａとスイッチング回路１０ｂの両方から平滑コンデンサ１２に流れる電流値の総和によって決定される。
【００２６】
電圧検出部１７は、第１入力端子と、第２入力端子と、出力端子と、を備える。電圧検出部１７は、交流電源４が整流回路５へ入力する入力電圧を検出する。電圧検出部１７は、検出した入力電圧の情報をコンバータ制御部１５に与える。
【００２７】
コンバータ制御部１５は、第１入力端子と、第１出力端子と、第２出力端子と、を備える。コンバータ制御部１５は、第１入力端子を介して、電圧検出部１７から入力電圧の情報を受け、入力電圧波形を観測する。コンバータ制御部１５は、第１出力端子を介してスイッチング回路１０ａを制御する。また、コンバータ制御部１５は、第２出力端子を介して１０ｂを制御する。
【００２８】
交流電源４は、出力端子と、基準端子と、を備える。交流電源４は、コンバータ装置２に交流電力を供給する。
【００２９】
インバータ装置３は、コンバータ装置２から出力された直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ２０に出力する装置である。インバータ装置３は、ブリッジ回路１８と、インバータ制御部１９と、を備える。
【００３０】
ブリッジ回路１８は、図１に示すように、入力端子と、第１出力端子と、第２出力端子と、第３出力端子と、基準端子と、を備える。基準端子の電位は、入力端子、第１出力端子、第２出力端子及び第３出力端子のそれぞれにおける電位の基準となる電位である。ブリッジ回路１８は、スイッチング素子１８１、１８２、１８３、１８４、１８５、１８６を備える。ブリッジ回路１８は、スイッチング素子１８１と１８２、スイッチング素子１８３と１８４、スイッチング素子１８５と１８６のそれぞれが対を成して構成される。スイッチング素子１８１〜１８６のそれぞれは、第１端子と、第２端子と、第３端子と、を備える。スイッチング素子１８１〜１８６のそれぞれは、第１端子が受ける信号に応じて、オン状態となる期間とオフ状態となる期間とが切り替わることにより、第２端子から第３端子に流れる電流を制御し、圧縮機モータ２０を駆動する三相交流電力を生成し、生成した三相交流電力を圧縮機モータ２０に出力する。スイッチング素子１８１、１８２、１８３、１８４、１８５、１８６としては、パワー電界効果トランジスタ、ＩＧＢＴ等が挙げられる。
【００３１】
インバータ制御部１９は、第１出力端子と、第２出力端子と、第３出力端子と、第４出力端子と、第５出力端子と、第６出力端子と、を備える。インバータ制御部１９の第１出力端子は、スイッチング素子１８１のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８１の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第２出力端子は、スイッチング素子１８２のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８２の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第３出力端子は、スイッチング素子１８３のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８３の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第４出力端子は、スイッチング素子１８４のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８４の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第５出力端子は、スイッチング素子１８５のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８５の第１端子に出力するための端子である。インバータ制御部１９の第６出力端子は、スイッチング素子１８６のオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えるゲート駆動信号をスイッチング素子１８６の第１端子に出力するための端子である。なお、図１では、インバータ制御部１９の第１〜第６出力端子を省略して示している。また、図１では、インバータ制御部１９の第１〜第６出力端子からブリッジ回路１８に出力されるゲート駆動信号をまとめてゲート駆動信号Ｓｐｗｍと示している。インバータ制御部１９は、ブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御する。インバータ制御部１９は、例えば、図示していない上位装置から入力される要求回転数指令に基づいて、スイッチング素子１８１〜１８６のゲート駆動信号Ｓｐｗｍを生成する。インバータ制御部１９は、第１〜第６出力端子を介して、ゲート駆動信号Ｓｐｗｍをブリッジ回路１８に与える。なお、インバータ制御の具体的な手法の例としては、ベクトル制御、センサレスベクトル制御、Ｖ／Ｆ（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）制御、過変調制御、１パルス制御などが挙げられる。
【００３２】
整流回路５の入力端子は、交流電源４の出力端子と、電圧検出部１７の第１入力端子とに接続される。整流回路５の入力側の基準端子は、交流電源４の基準端子と、電圧検出部１７の第２入力端子とに接続される。整流回路５の出力端子は、リアクトル６ａの第１端子と、リアクトル６ｂの第１端子とに接続される。整流回路５の出力側の基準端子は、スイッチング素子８ａの第３端子と、スイッチング素子８ｂの第３端子と、平滑コンデンサ１２の第２端子と、インバータ装置３の基準端子（スイッチング素子１８２、１８４、１８６それぞれの第３端子）とに接続される。
【００３３】
リアクトル６ａの第２端子は、ダイオード７ａのアノード端子と、スイッチング素子８ａの第２端子とに接続される。リアクトル６ｂの第２端子は、ダイオード７ｂのアノード端子と、スイッチング素子８ｂの第２端子とに接続される。
ダイオード７ａのカソード端子は、ダイオード７ｂのカソード端子と、平滑コンデンサ１２の第１端子と、インバータ装置３の入力端子（スイッチング素子１８１、１８３、１８５それぞれの第２端子）とに接続される。
スイッチング素子８ａの第１端子は、コンバータ制御部１５の第１出力端子に接続される。スイッチング素子８ｂの第１端子は、コンバータ制御部１５の第２出力端子に接続される。
【００３４】
コンバータ制御部１５の第１端子は、電圧検出部１７の出力端子に接続される。
スイッチング素子１８１の第１端子は、インバータ制御部１９の第１出力端子に接続される。スイッチング素子１８２の第１端子は、インバータ制御部１９の第２出力端子に接続される。スイッチング素子１８３の第１端子は、インバータ制御部１９の第３出力端子に接続される。スイッチング素子１８４の第１端子は、インバータ制御部１９の第４出力端子に接続される。スイッチング素子１８５の第１端子は、インバータ制御部１９の第５出力端子に接続される。スイッチング素子１８６の第１端子は、インバータ制御部１９の第６出力端子に接続される。
【００３５】
スイッチング素子１８１の第３端子は、スイッチング素子１８２の第２端子と、圧縮機モータ２０の第１端子とに接続される。スイッチング素子１８３の第３端子は、スイッチング素子１８４の第２端子と、圧縮機モータ２０の第２端子とに接続される。スイッチング素子１８５の第３端子は、スイッチング素子１８６の第２端子と、圧縮機モータ２０の第１端子とに接続される。
【００３６】
なお、インバータ制御部１９が、上記のようなブリッジ回路１８におけるスイッチング素子の開閉を制御する際に、特許文献１に記載されているように、直流電圧検出部、及び、モータ電流検出部が設けられてもよい。
直流電圧検出部は、ブリッジ回路１８の入力直流電圧Ｖｄｃを検出する検出部である。
モータ電流検出部は、圧縮機モータ２０に流れる各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを検出する検出部である。モータ電流検出部は、これらの検出値Ｖｄｃ、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをインバータ制御部１９に入力する。なお、モータ電流検出部は、ブリッジ回路１８と平滑コンデンサ１２の間の負極側電力線に流れる電流を検出し、この検出信号から各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを取得するものであってもよい。
【００３７】
図２は、コンバータ制御部１５の機能ブロック図である。
コンバータ制御部１５は、図２に示すように、波形検出部２１、成分特定部２２、位相差算出部２３、制御信号生成部２４（位相制御部の一例）、記憶部２５を備える。
【００３８】
波形検出部２１は、交流電源４（電源電圧の一例）の電圧波形を検出する。波形検出部２１は、検出した電圧波形を成分特定部２２に出力する。
【００３９】
成分特定部２２は、交流電源４の電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する。
例えば、交流電源４の実際の電圧波形をｖｉｎとし、式（１）のように表すこととする。
【００４０】
【数１】
2020137300.tif 000003
【００４１】
ここで、式（１）において、Ｖａは電源電圧の振幅である。また、θｒｅａｌは、電源電圧の位相である。
成分特定部２２は、例えば、電圧波形ｖｉｎについて一次のフーリエ変換を行うことで、交流電源４の電圧波形における基本波成分について同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを特定する。具体的には、成分特定部２２は、交流電源４の電圧波形の同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを所定のタイミングごと（例えば、位相πごと、位相２πごと、常時など）に式（２）を用いて特定する。
【００４２】
【数２】
2020137300.tif 000004
【００４３】
ここで、θは推定している現在の位相である。なお、ここで示した式（２）は、過去２πの範囲で同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを算出する式である。式（２）を用いて算出した直交成分ｖｄがゼロであれば、直交成分ｖｄが存在しない。すなわち、式（２）を用いて算出した直交成分ｖｄがゼロであれば、式（２）を用いて算出した交流電源４の電圧波形は同相成分ｖｑのみであり、その同相成分ｖｑは、交流電源４の実際の電圧波形と位相が一致している。
成分特定部２２は、同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを位相差算出部２３に出力する。
【００４４】
位相差算出部２３は、特定した同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとに基づいて、例えば、式（３）を用いて、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒを算出する。
【００４５】
【数３】
2020137300.tif 000005
【００４６】
位相差算出部２３は、算出した位相差Δθｂａｒを制御信号生成部２４に出力する。
【００４７】
制御信号生成部２４は、例えば、位相差Δθｂａｒを含む式（４）を用いて位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御）を行うことにより、位相θを調整することができる。
【００４８】
【数４】
2020137300.tif 000006
【００４９】
式（４）において、Ｋθｐは比例ゲインである。また、Ｋθｉは積分ゲインである。
その結果、ノイズによる誤検知を避けるために所定の観測期間を必要とするゼロクロス信号を用いて位相調整する場合に比べて、交流電源４の周波数が急変した場合であっても、速やかに位相差Δθｂａｒをゼロにすることができる。つまり、コンバータ装置２における位相の補正の応答性を高めることができる。
【００５０】
記憶部２５は、コンバータ制御部１５が行う処理に必要な種々の情報を記憶する。
例えば、記憶部２５は、上述の式（１）〜式（４）を記憶する。
【００５１】
次に、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１の処理について説明する。
ここでは、図３に示すコンバータ装置２の処理フローについて説明する。
なお、図３に示すコンバータ装置２の処理は、入力電流が流れているときに行う処理である。
【００５２】
波形検出部２１は、交流電源４の電圧波形を検出する（ステップＳ１）。波形検出部２１は、検出した電圧波形を成分特定部２２に出力する。
【００５３】
成分特定部２２は、波形検出部２１から電圧波形を受ける。成分特定部２２は、受けた電圧波形における基本波成分について同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを所定のタイミングごとに特定する（ステップＳ２）。成分特定部２２は、特定した同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを位相差算出部２３に出力する。
【００５４】
位相差算出部２３は、成分特定部２２から同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとを受ける。位相差算出部２３は、受けた同相成分ｖｑと直交成分ｖｄとに基づいて、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒを算出する（ステップＳ３）。位相差算出部２３は、算出した位相差Δθｂａｒを制御信号生成部２４に出力する。
【００５５】
制御信号生成部２４は、位相差算出部２３から位相差Δθｂａｒを受ける。制御信号生成部２４は、例えば、式（４）を用いて、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことにより、位相θを調整することができる。
【００５６】
（シミュレーション結果の比較）
次に、本発明の第１実施形態によるコンバータ装置２の処理の効果を示すために、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果と、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果とを比較する。
なお、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーションでは、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させる制御を行っているのに対して、従来のモータ駆動装置のシミュレーションでは、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させる制御を行っていない。
【００５７】
図４は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果と、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果とを示す図である。
シミュレーションでは、３秒のところで電源電圧の周波数を定格周波数から１０％速く変化させている。
図４の（Ａ）の部分と（Ｂ）の部分は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果である。また、図４の（Ｃ）の部分と（Ｄ）の部分は、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果である。
また、図４の（Ａ）の部分と（Ｃ）の部分は、長時間（（Ａ）の部分は２．５秒〜５秒、（Ｃ）の部分は２．５秒〜６秒）の電圧波形及び電流波形を示す。また、図４の（Ｂ）の部分と（Ｄ）の部分は、電源電圧の周波数が変化する前後の時間の電圧波形及び電流波形を示す。
なお、電源位相以外の縦軸については定常状態の値で規格化している。電源電圧、入力電流について定常状態の波高値が１である。直流バス電圧について定常状態の直流バス電圧が１である。ｄｕｔｙについて信号が常時オフ状態にするのが１、常時オン状態にするのが０（オフ状態のデューティ比を表す）である。電源周波数推定値について定常状態の周波数が１である。電源周期推定値について定常状態の周期が１である。また、電源位相について単位は［ｄｅｇ］であり、実線が電源位相の推定値、破線が電源位相の真値である。
【００５８】
特に注目すべき電圧波形と電流波形は、図４の（Ａ）の部分と（Ｃ）の部分に示される直流バス電圧及び入力電流である。なお、直流バス電圧とは、コンバータ装置２の出力電圧のことである。
図４の（Ａ）の部分からわかるように、３秒のところで電源電圧の周波数を定格周波数から１０％速く変化させた場合、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１では、３秒から３．２秒の０．２秒程度の時間だけ直流バス電圧波形が乱れるのみである。また、入力電流波形には、大きな乱れが見られない。つまり、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１では、位相差Δθｂａｒを算出するため、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させる制御が可能となる。その結果、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１では、電源電圧の周波数が変化した場合であっても、直流バス電圧波形及び入力電流波形がその周波数の変化に直ちに応答する（追従する）ことが可能となる。
一方、図４の（Ｃ）の部分からわかるように、３秒のところで電源電圧の周波数を定格周波数から１０％速く変化させた場合、従来のモータ駆動装置では、直流バス電圧波形及び入力電流波形が振幅、位相、周期ともに不規則に乱れることになる。
【００５９】
以上、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１について説明した。
本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１のコンバータ装置２において、波形検出部２１は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する。成分特定部２２は、電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する。位相差算出部２３は、同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する。
入力電流歪みは、入力電圧波形の歪みが原因となって生じる。そのため、位相差算出部２３は、同相成分と直交成分とに基づいて、推定した位相と実際の位相との位相差を算出することにより、位相差をゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことが可能となる。その結果、例えば、ノイズによる誤検知を避けるために所定の観測期間を必要とするゼロクロス信号を用いて位相調整する場合に比べて、交流電源４の周波数が急変した場合であっても、速やかに位相差Δθｂａｒをゼロにすることができる。よって、コンバータ装置２における位相の補正の応答性を高めることができ、位相が急激に変化するなどの異常が発生した場合であっても、位相を適切に調整することができる。つまり、電源に異常が発生した場合であっても、入力電流における過電流などの異常の発生を抑制することができ、運転を継続させることができる。
【００６０】
＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置について説明する。
図５は、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１の構成を示す図である。モータ駆動装置１は、本発明の第１実施形態によるモータ駆動装置１と同様に、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して圧縮機モータ２０に出力する装置である。モータ駆動装置１は、図５に示すように、コンバータ装置２と、インバータ装置３と、を備える。
【００６１】
コンバータ装置２は、交流電源４からの交流電力を直流電力に変換してインバータ装置３に出力する装置である。コンバータ装置２は、整流回路５と、スイッチング回路１０ａと、スイッチング回路１０ｂと、平滑コンデンサ１２と、コンバータ制御部１５と、電圧検出部１７と、入力電流検出部３０と、を備える。
【００６２】
コンバータ制御部１５は、第１入力端子、第１出力端子、第２出力端子に加えて、さらに第２入力端子を備える。入力電流検出部３０は、入力端子と、出力端子と、を備える。入力電流検出部３０の入力端子は、基準端子に接続される。入力電流検出部３０の出力端子は、コンバータ制御部１５の第２入力端子に接続される。
【００６３】
入力電流検出部３０は、交流電源４へのリターン電流（以下、「入力電流」と記載）を検出する。入力電流検出部３０は、検出した入力電流の情報をコンバータ制御部１５に出力する。
【００６４】
コンバータ制御部１５の制御信号生成部２４は、図６に示すように、入力電流検出部３０から入力電流の情報を受ける。制御信号生成部２４は、受けた入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒとを利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相（電源電圧との位相差）φが導出され、導出されたコンバータ制御位相φ及び予め設定されている所定の電圧振幅値に基づいて、以下に示すように、ｄｕｔｙを導出することができる。
【００６５】
まず、制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、電源電圧ｖｉｎの所定周期以上の期間における電源電圧ｖｉｎのピーク値に基づいて電源電圧ｖｉｎを正規化する。
例えば、制御信号生成部２４は、所定の位相（例えば、位相（θ−π）〜θまで）における電圧波形ｖｉｎのピーク値ｖｐを、式（５）のように算出する。
【００６６】
【数５】
2020137300.tif 000007
【００６７】
制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、ＬＰＦ（Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ、ローパスフィルタ）にピーク値ｖｐを通過させた場合に、ＬＰＦが出力する値で電源電圧ｖｉｎを正規化する。
例えば、制御信号生成部２４は、ピーク値ｖｐをＬＰＦを通過させた値に基づいて、電圧波形ｖｉｎを正規化することで、式（６）のように、第１電圧指令ｄｕｔｙｖｉｎを算出する。
【００６８】
【数６】
2020137300.tif 000008
【００６９】
ここで、第１電圧指令ｄｕｔｙｖｉｎの正負と、αにｓｉｎθの絶対値を乗算した値と第１電圧指令ｄｕｔｙｖｉｎとの関係と、に基づいて、式（７）のように第２電圧指令ｄｕｔｙ’ｖｉｎを算出する。
【００７０】
【数７】
2020137300.tif 000009
【００７１】
ここで、αは、昇圧比の上限の逆数で０〜１の値となる。なお、式（７）のように第２電圧指令ｄｕｔｙ’ｖｉｎを算出することで、入力電流における過電流を抑制することができる。すなわち、制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、正規化された電源電圧ｖｉｎに基づく昇圧比の上限の逆数αによって、電圧指令の取り得る範囲を制限する。
そして、制御信号生成部２４は、入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒと、を利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相φを導出する。
制御信号生成部２４（電圧指令算出部の一例）は、正規化した後の電圧と電源電圧ｖｉｎの理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する。
例えば、制御信号生成部２４は、導出したコンバータ制御位相φと第２電圧指令ｄｕｔｙ’ｖｉｎ（例えば、式（７））とを用いて、式（８）のように、最終的な電圧指令ｄｕｔｙを算出する。
【００７２】
【数８】
2020137300.tif 000010
【００７３】
なお、電源電圧ｖｉｎが一定の振幅及び一定の周波数であるときに、制御信号生成部２４が、位相差Δθｂａｒがゼロとなるように位相θを制御した場合、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌが一致する。そのため、式（８）において、第２電圧指令ｄｕｔｙ’ｖｉｎとｓｉｎθとが一致する。その結果、式（８）は、ｓｉｎ（θ−φ）となる。すなわち、式（８）は、入力電流の位相を入力電圧ｖｉｎと同相にするための入力電流の位相の調整量φのみを示す式となる。
【００７４】
制御信号生成部２４は、図７の（Ａ）の部分と（Ｃ）の部分に示すように、算出した電圧指令ｄｕｔｙと、三角波によって表される基準波形とを比較する。
制御信号生成部２４は、比較結果に基づいて、スイッチング素子８ａを制御する制御信号Ｓｇ１及びスイッチング素子８ｂを制御する制御信号Ｓｇ２を生成する。
具体的には、制御信号生成部２４は、基準波形が電圧指令ｄｕｔｙよりも大きい期間にＨｉｇｈレベルの電圧を出力し、基準波形が電圧指令ｄｕｔｙ以下の期間にＬｏｗレベルの電圧を出力する。こうすることにより、制御信号生成部２４は、図７の（Ｂ）の部分と（Ｄ）の部分に示すように、スイッチング素子８ａを制御する制御信号Ｓｇ１及びスイッチング素子８ｂを制御する制御信号Ｓｇ２を生成する。
【００７５】
次に、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１の処理について説明する。
ここでは、図８に示すコンバータ装置２の処理フローについて説明する。
なお、図８に示すコンバータ装置２の処理は、入力電流が流れているときに行う処理である。
【００７６】
コンバータ装置２は、本発明の第１実施形態によるコンバータ装置２と同様に、ステップＳ１〜ステップＳ３の処理を行う。コンバータ装置２の位相差算出部２３は、算出した位相差Δθｂａｒを制御信号生成部２４に出力する。
【００７７】
制御信号生成部２４は、位相差算出部２３から位相差Δθｂａｒを受ける。また、制御信号生成部２４は、入力電流検出部３０から入力電流の情報を受ける。
【００７８】
制御信号生成部２４は、所定の位相における電圧波形ｖｉｎのピーク値ｖｐを算出する（ステップＳ４）。
制御信号生成部２４は、ピーク値ｖｐをＬＰＦを通過させた値に基づいて、電圧波形ｖｉｎを正規化することで、第１電圧指令ｄｕｔｙｖｉｎを算出する（ステップＳ５）。
【００７９】
制御信号生成部２４は、第１電圧指令ｄｕｔｙｖｉｎの正負と、αにｓｉｎθの絶対値を乗算した値と第１電圧指令ｄｕｔｙｖｉｎとの関係と、に基づいて、第２電圧指令ｄｕｔｙ’ｖｉｎを算出する（ステップＳ６）。
なお、第２電圧指令ｄｕｔｙ’ｖｉｎを算出することで、入力電流における過電流を抑制することができる。
【００８０】
制御信号生成部２４は、入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒと、を利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相φを導出する（ステップＳ７）。制御信号生成部２４は、導出したコンバータ制御位相φと第２電圧指令ｄｕｔｙ’ｖｉｎとを用いて、最終的な電圧指令ｄｕｔｙを算出する（ステップＳ８）。
【００８１】
制御信号生成部２４は、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことにより位相θを調整する（ステップＳ９）。
制御信号生成部２４は、最終的な電圧指令ｄｕｔｙと、基準波形とを比較する（ステップＳ１０）。制御信号生成部２４は、比較結果に基づいて、スイッチング素子８ａを制御する制御信号Ｓｇ１及びスイッチング素子８ｂを制御する制御信号Ｓｇ２を生成する（ステップＳ１１）。
【００８２】
（シミュレーション結果の比較）
次に、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の処理の効果を示すために、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーション結果と、従来のモータ駆動装置のシミュレーション結果とを比較する。
なお、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１のシミュレーションでは、電源電圧ｖｉｎの振幅が急激に変化した場合と、電源電圧ｖｉｎの位相が急激に変化した場合とを例示し、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の処理の効果を示す。
【００８３】
まず、電源電圧ｖｉｎの振幅が急激に変化した場合のシミュレーション結果について説明する。
図９は、電源電圧ｖｉｎの振幅が急激に変化した場合のシミュレーション結果を示す図である。図９の（Ａ）の部分は、電源電圧ｖｉｎを示す。また、図９の（Ｂ）の部分は、電圧指令ｄｕｔｙを示す。
ここで、図９の（Ａ）の部分に示すように、電源電圧ｖｉｎの振幅が位相９０度で突然小さくなりその振幅が位相４５０度まで継続して、位相４５０度で電源電圧ｖｉｎが突然元の振幅に戻ったとする。
【００８４】
従来のコンバータ装置の場合、電源電圧ｖｉｎの振幅が位相９０度で突然小さくなっても、コンバータ装置は、その変化に追従できない。そのため、図９の（Ｂ）の部分に示す破線のように、従来のコンバータ装置は、振幅が１の電圧指令ｄｕｔｙを信号の１周期に対して充分に長い期間出力し続ける。その結果、直流バス電圧Ｖｄｃは、電源電圧ｖｉｎの振幅が大きくなるにつれて低下する。
【００８５】
一方、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の場合、電源電圧ｖｉｎの振幅が位相９０度で突然小さくなると、コンバータ装置２は、その変化に追従して位相９０度から位相４５０度の間の振幅が小さくなる。そのため、直流バス電圧Ｖｄｃは、電源電圧ｖｉｎの振幅が小さくなるにつれて上昇する。その結果、復電時の突入電流を防ぐことができる。また、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の場合、昇圧比の上限の逆数αを導入することで、電圧指令ｄｕｔｙの下限を制限することができ、昇圧比が大きくなり過ぎることを防ぐことができる。その結果、昇圧による過電流を防ぐことができる。
【００８６】
次に、電源電圧ｖｉｎの位相が急激に変化した場合のシミュレーション結果について説明する。
図１０は、電源電圧ｖｉｎの位相が急激に変化した場合のシミュレーション結果を示す図である。図１０の（Ａ）の部分は、電源電圧ｖｉｎを示す。また、図１０の（Ｂ）の部分は、電圧指令ｄｕｔｙを示す。
ここで、図１０の（Ａ）の部分に示すように、位相３６０度のところで電源電圧ｖｉｎの位相が突然９０度早まったとする。
【００８７】
従来のコンバータ装置の場合、位相３６０度のところで電源電圧ｖｉｎの位相が突然９０度早まると、コンバータ装置は、その変化に追従できない。そのため、図１０の（Ｂ）の部分に示す破線のように、従来のコンバータ装置は、振幅が１の電圧指令ｄｕｔｙを信号の１周期に対して充分に長い期間出力し続ける。その結果、直流バス電圧Ｖｄｃは、電源電圧ｖｉｎの振幅が大きくなるにつれて低下する。そして、例えば、図１０の（Ｂ）の部分に示す四角形の位相のところでは、電圧指令ｄｕｔｙは、本来大きい値をとるが小さい値となってしまう。その結果、図１０の（Ｂ）の部分に示す四角形の位相のところで、本来、オン状態の短い制御信号が発生するはずのところ、オン状態の長い制御信号が発生してしまう。
【００８８】
一方、本発明の第２実施形態によるコンバータ装置２の場合、位相３６０度のところで電源電圧ｖｉｎの位相が突然９０度早まると、コンバータ装置２は、その変化に追従して位相３６０度のところで位相を９０度早め、振幅が急激に大きくなる。この場合、位相４５０度の近辺で電圧指令ｄｕｔｙが入力電圧ｖｉｎの変化に伴う本来あるべき電圧指令に追従できなくなるが、昇圧比の上限の逆数αを導入することで、電圧指令ｄｕｔｙの下限を制限することができ、昇圧比が大きくなり過ぎることを防ぐことができる。その結果、昇圧による過電流を防ぐことができる。
そして、制御信号生成部２４は、位相差Δθｂａｒをゼロに収束させるように制御（例えば、ＰＩ制御）を行うことで、短時間で位相θを補正することができる。その結果、電圧指令ｄｕｔｙは、その短時間で入力電圧ｖｉｎの変化に伴う本来あるべき電圧指令に追従するようになる。
【００８９】
以上、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１について説明した。
本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１において、波形検出部２１は、供給される電源電圧の電圧波形を検出する。成分特定部２２は、電圧波形の同相成分と直交成分とを特定する。位相差算出部２３は、同相成分と直交成分とに基づいて、位相差を算出する。また、制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、電源電圧ｖｉｎの所定周期以上の期間における電源電圧ｖｉｎのピーク値に基づいて電源電圧ｖｉｎを正規化する。制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、ＬＰＦにピーク値ｖｐを通過させた場合に、ＬＰＦが出力する値で電源電圧ｖｉｎを正規化する。制御信号生成部２４（正規化処理部の一例）は、正規化された電源電圧ｖｉｎに基づく昇圧比の上限の逆数αによって、電圧指令の取り得る範囲を制限する。制御信号生成部２４は、入力電流の情報と、推定した位相θと実際の位相θｒｅａｌとの位相差Δθｂａｒと、を利用して、データテーブルの参照や所定の演算を行うことで、コンバータ制御位相φを導出する。制御信号生成部２４（電圧指令算出部の一例）は、正規化した後の電圧と電源電圧ｖｉｎの理想的な電圧との差に基づく補正値を用いて電圧指令を算出する。
こうすることにより、本発明の第２実施形態によるモータ駆動装置１は、電源電圧ｖｉｎの振幅及び位相の急激な変化に追従でき、さらに、昇圧比の上限の逆数αによって電圧指令の範囲を抑制することによって、入力電流における過電流を抑制することができる。
【００９０】
なお、本発明の実施形態における処理は、適切な処理が行われる範囲において、処理の順番が入れ替わってもよい。
【００９１】
本発明の実施形態における記憶部２５や記憶装置（レジスタ、ラッチを含む）のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲においてどこに備えられていてもよい。また、記憶部２５や記憶装置のそれぞれは、適切な情報の送受信が行われる範囲において複数存在しデータを分散して記憶していてもよい。
【００９２】
本発明の実施形態について説明したが、上述のコンバータ制御部１５、インバータ制御部１９、その他の制御装置は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。コンピュータの具体例を以下に示す。
図１１は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
コンピュータ５０は、図１１に示すように、ＣＰＵ６０、メインメモリ７０、ストレージ８０、インターフェース９０を備える。
例えば、上述のコンバータ制御部１５、インバータ制御部１９、その他の制御装置のそれぞれは、コンピュータ５０に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式でストレージ８０に記憶されている。ＣＰＵ６０は、プログラムをストレージ８０から読み出してメインメモリ７０に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、ＣＰＵ６０は、プログラムに従って、上述した各記憶部に対応する記憶領域をメインメモリ７０に確保する。
【００９３】
ストレージ８０の例としては、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ  Ｄｉｓｋ  Ｄｒｉｖｅ）、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ  Ｓｔａｔｅ  Ｄｒｉｖｅ）、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ  Ｄｉｓｃ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ−ＲＯＭ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｃ  Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、半導体メモリ等が挙げられる。ストレージ８０は、コンピュータ５０のバスに直接接続された内部メディアであってもよいし、インターフェース９０または通信回線を介してコンピュータ５０に接続される外部メディアであってもよい。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ５０に配信される場合、配信を受けたコンピュータ５０が当該プログラムをメインメモリ７０に展開し、上記処理を実行してもよい。少なくとも１つの実施形態において、ストレージ８０は、一時的でない有形の記憶媒体である。
【００９４】
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現してもよい。さらに、上記プログラムは、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるファイル、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。
【００９５】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例であり、発明の範囲を限定しない。これらの実施形態は、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の追加、種々の省略、種々の置き換え、種々の変更を行ってよい。
【符号の説明】
【００９６】
１・・・モータ駆動装置
２・・・コンバータ装置
３・・・インバータ装置
４・・・交流電源
５・・・整流回路
６ａ、６ｂ・・・リアクトル
７ａ、７ｂ・・・ダイオード
８ａ、８ｂ・・・スイッチング素子
１０ａ、１０ｂ・・・スイッチング回路
１２・・・平滑コンデンサ
１５・・・コンバータ制御部
１７・・・電圧検出部
１９・・・インバータ制御部
２１・・・波形検出部
２２・・・成分特定部
２３・・・位相差算出部
２４・・・制御信号生成部
２５・・・記憶部
３０・・・入力電流検出部
５０・・・コンピュータ
６０・・・ＣＰＵ
７０・・・メインメモリ
８０・・・ストレージ
９０・・・インターフェース
Ｌｐ・・・正極母線
【図１】
2020137300.tif 000011
【図２】
2020137300.tif 000012
【図３】
2020137300.tif 000013
【図４】
2020137300.tif 000014
【図５】
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【図６】
2020137300.tif 000016
【図７】
2020137300.tif 000017
【図８】
2020137300.tif 000018
【図９】
2020137300.tif 000019
【図１０】
2020137300.tif 000020
【図１１】
2020137300.tif 000021