(57)【要約】【課題】力率改善動作を行うスイッチング電源において、大出力に対応可能とすると共に、回路構成を簡素化する。【解決手段】入力電流を導通又は遮断する第１のスイッチング素子と、電圧印加端及び基準電位端と、リアクトルと、平滑コンデンサと、を有するスイッチング電源において、  リアクトルが、コアと、直列接続され互いに密結合である第１及び第２のコイルとを具備しかつ第１のコイルが電圧印加端に接続されており、第２のコイルと基準電位端との間で第１のスイッチング素子と同じタイミングで制御される第２のスイッチング素子と、基準電位端から第１のコイルへ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、第１のコイルと第２のコイルの接続点から出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、第２のコイルから出力端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、第２のコイルから基準電位端へ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素と、を有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電流の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第１のスイッチング素子と、入力電圧又は前記入力電圧に起因する起電力が印加される電圧印加端及び基準電位端と、リアクトルと、出力端と前記基準電位端との間に接続された平滑コンデンサと、を有するスイッチング電源において、
前記リアクトルが、コアと、同極性で直列接続され互いに密結合である第１のコイル及び第２のコイルとを具備しかつ前記第１のコイルの始端が前記電圧印加端に接続されており、
前記第２のコイルの終端と前記基準電位端との間の電流路を導通又は遮断するべく前記第１のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される第２のスイッチング素子と、
前記基準電位端から前記第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、
前記第１のコイルの終端と前記第２のコイルの始点との接続点から前記出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、
前記第２のコイルの終端から前記出力端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、
前記第２のコイルの終端から前記基準電位端へ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素と、を有することを特徴とするスイッチング電源。
【請求項２】
前記入力電流の電流路が導通しているとき、前記入力電圧が前記電圧印加端と前記基準電位端の間に印加されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
一次コイルと二次コイルを具備するトランスを有し、
前記入力電流の電流路が導通しているとき、前記入力電圧が前記トランスの一次コイルに印加されることにより前記トランスの二次コイルに生じた起電力が前記電圧印加端と前記基準電位端の間に印加されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、力率改善動作を行うスイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流を直流に電力変換するスイッチング電源として、力率改善回路としての非絶縁型昇圧コンバータ（例えば特許文献１、２）とその後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとからなるツーコンバータ型の絶縁型スイッチング電源が知られている。後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的なタイプとして、フォワード方式とフライバック方式がある。
【０００３】
一方、特許文献３、４のように、非絶縁型昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを１つに統合したワンコンバータ型のスイッチング電源も知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００２−０１０６３２号公報
【特許文献２】特開平０７−０３１１５０号公報
【特許文献３】特開平５−２３６７４９号公報
【特許文献４】特開２００２−３００７８０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上述したツーコンバータ型のスイッチング電源における初段の非絶縁型スイッチング電源、並びに、ワンコンバータ型の絶縁型スイッチング電源では、力率改善動作が要求される。力率改善動作は、通常、昇圧コンバータ又はフライバック方式のコンバータにより行われる。これは、降圧コンバータ又はフォワード方式コンバータでは、出力端の平滑コンデンサの両端電圧を超える電圧が印加されるときにのみ出力電流が流れるので、入力電圧の小さい領域では出力電流が流れず、その結果、力率が悪くなるからである。一方、昇圧コンバータ又はフライバック方式コンバータは、大出力電流が必要な用途に適していないという問題がある。
【０００６】
フライバック動作とフォワード動作の双方を行うことができるスイッチング電源は、良好な力率と大出力を可能とするが、複数のリアクトルが必要となり回路構成が大規模となったり、複数のスイッチング素子の各々に対する精密なスイッチング制御が必要となったりするなどの問題がある。
【０００７】
以上の現状から、本発明は、力率改善動作を行うスイッチング電源において、大出力電流に適応可能とすると共に、回路構成を簡素化することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・本発明の態様は、入力電流の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される第１のスイッチング素子と、入力電圧又は前記入力電圧に起因する起電力が印加される電圧印加端及び基準電位端と、リアクトルと、出力端と前記基準電位端との間に接続された平滑コンデンサと、を有するスイッチング電源において、
前記リアクトルが、コアと、同極性で直列接続され互いに密結合である第１のコイル及び第２のコイルとを具備しかつ前記第１のコイルの始端が前記電圧印加端に接続されており、
前記第２のコイルの終端と前記基準電位端との間の電流路を導通又は遮断するべく前記第１のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される第２のスイッチング素子と、
前記基準電位端から前記第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、
前記第１のコイルの終端と前記第２のコイルの始点との接続点から前記出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、
前記第２のコイルの終端から前記出力端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、
前記第２のコイルの終端から前記基準電位端へ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素と、を有することを特徴とする。
・  上記態様において、前記入力電流の電流路が導通しているとき、前記入力電圧が前記電圧印加端と前記基準電位端の間に印加されることを特徴とする。
・  上記態様において、一次コイルと二次コイルを具備するトランスを有し、
前記入力電流の電流路が導通しているとき、前記入力電圧が前記トランスの一次コイルに印加されることにより前記トランスの二次コイルに生じた起電力が前記電圧印加端と前記基準電位端の間に印加されることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明により、力率改善動作を行うスイッチング電源において、大出力に対応可能となると共に、回路構成を簡素化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、本発明のスイッチング電源の第１の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。
【図２】図２は、図１の回路におけるモードＩ及びIIの電流の流れを示している。
【図３】図３は、図１の回路におけるモードIII及びIVの電流の流れを示している。
【図４】図４は、図１の回路におけるタイミング図である。
【図５】図５は、本発明のスイッチング電源の第２の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。
【図６】図６は、図５の回路におけるモードＩ及びIIの電流の流れを示している。
【図７】図７は、図５の回路におけるモードIII及びIVの電流の流れを示している。
【図８】図８は、図５の回路におけるタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、例示である図面を参照して本発明の実施形態を説明する。図面中、各実施形態における同一又は類似の構成要素については、同一又は類似の符号を付している。本発明のスイッチング電源は、例えば、ツーコンバータ型のスイッチング電源において力率改善動作を行う初段の非絶縁型スイッチング電源、又は、１つのコンバータで力率改善と絶縁の双方の機能を有するワンコンバータ型の絶縁型スイッチング電源に適用可能である。従って、好適例はＡＣ／ＤＣコンバータである。典型的な入力電圧は、正弦波の交流電圧を整流したものである。しかしながら、本発明のスイッチング電源は、入力電圧が、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、又は一定電圧のときも、同様に機能することができる。
【００１２】
（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の回路構成
図１は、本発明を非絶縁型スイッチング電源に適用した回路構成の一例を概略的に示している。図１の回路は、入力側の端子１、２と、出力側の端子３、２の間に構成されている。ここでは一例として、入力側の端子である入力端１と基準電位端２の間に正の入力電圧が印加され、出力側の端子である出力端３と基準電位端２の間に正の出力電圧が出力される。基準電位端２は、入力側と出力側に共通の基準電位を有する。入力電圧は、例えば、系統電源又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ〜数十Ｈｚ程度の周波数を有する正弦波の交流電圧を全波整流した電圧である。別の例として、正弦波の交流電圧を半波整流した電圧でもよい。
【００１３】
入力側の端子１、２と出力側の端子３、２との間には、第１のスイッチング素子Ｓ１、第２のスイッチング素子Ｓ２、リアクトルＬ、第１〜第４のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、及び、平滑コンデンサＣが設けられている。
【００１４】
第１のスイッチング素子Ｓ１は、入力端１とリアクトルＬとの間の電流路に挿入されている。スイッチング素子Ｓ１は、この電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される。ここでは一例として、スイッチング素子Ｓ１がＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。ドレインが入力端１に接続され、ソースがリアクトルＬの一端に接続されている。
【００１５】
スイッチング素子Ｓ１は、制御端（ここではゲート）に印加される所定の制御信号（ここでは制御電圧）によりオンオフ制御される。制御電圧ｖｇは、好適にはＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号の周波数は、交流入力電圧の周波数よりも高い数十ｋＨ〜数百ｋＨである。図示しないが、所定の制御電圧ｖｇを生成し、出力する制御部が別途設けられている。
【００１６】
スイッチング素子Ｓ１がオンのとき、すなわち電流路が導通しているとき、スイッチング素子Ｓ１のソースと基準電位端２の間に入力電圧が印加される。第１の実施形態では、スイッチング素子Ｓ１のソース端を「電圧印加端１Ａ」と称する。
【００１７】
リアクトルＬは、１つのコアと、コアに同極性で巻かれ直列接続された２つのコイルＬ１、Ｌ２とを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。コイルＬ１とコイルＬ２とは密結合とする。２つのコイルを互いに密結合とするためには、例えば２つのコイルをできる限り近接させてコアに巻く。これにより、一方のコイルを通る磁束の全てが他方のコイルを通過する密結合を実現できる。
【００１８】
コイルＬ１の始端は、電圧印加端１Ａすなわちスイッチング素子Ｓ１のソースに接続されている。
【００１９】
第２のスイッチング素子Ｓ２は、コイルＬ２の終端と基準電位端２との間の電流路に挿入されている。スイッチング素子Ｓ２は、この電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される。スイッチング素子Ｓ２は、スイッチング素子Ｓ１と同じタイミングでオンオフ制御される。
【００２０】
さらに、スイッチング素子Ｓ２により導通又は遮断される電流路には、ダイオードＤ４が挿入されている。ダイオードＤ４は、コイルＬ２の終端から基準電位端２へ流れる電流を導通可能とし、逆方向の電流を遮断する。
【００２１】
ここでは一例として、スイッチング素子Ｓ２がＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。ドレインがダイオードＤ４のカソードに接続され、ソースが基準電位端２に接続されている。スイッチング素子Ｓ２のボディダイオードとダイオードＤ４とは、互いに逆向きである。
【００２２】
さらに、ダイオードＤ１が、基準電位端２からコイルＬ１の始端へ流れる電流を導通可能とするように接続されている。すなわち、ダイオードＤ１のアノードが基準電位端２に、カソードがコイルＬ１の始端に接続されている。
【００２３】
さらに、ダイオードＤ２が、コイルＬ１の終端とコイルＬ２の始点との接続点（中間タップ）から出力端３へ流れる電流を導通可能とし、逆方向の電流を遮断するように接続されている。すなわち、ダイオードＤ２のアノードがコイルＬ１とコイルＬ２の接続点に、カソードが出力端３に接続されている。
【００２４】
さらに、ダイオードＤ３が、コイルＬ２の終端から出力端３へ流れる電流を導通可能とし、逆方向の電流を遮断するように接続されている。すなわち、ダイオードＤ３のアノードがコイルＬ２の終端に、カソードが出力端３に接続されている。
【００２５】
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、同じタイミングでオンオフ制御される。従って、同じ制御電圧ｖｇを用いて制御することができる。これにより、２つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の各々のスイッチングのタイミングを精密に調整する必要がない。
【００２６】
（１−２）第１の実施形態の回路動作
図２〜図４を参照して、図１の回路の動作を説明する。図２及び図３は、各動作モードにおいて回路に流れる電流を概略的に示している。
【００２７】
図４は、４つの動作モードＩ〜IVにおける各構成要素の波形を、概略的に示したタイミング図である。図４（ａ）は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧ｖｇを示している。制御電圧ｖｇはＰＷＭ信号であり、オン期間とオフ期間の長さは、所定のデューティ比となるように制御部により決定される。
【００２８】
図１の回路における平滑コンデンサＣは、定常状態においてリップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。一般的な降圧コンバータでは、平滑コンデンサＣの電圧を超えることができる大きさの入力電圧が入力されたときにのみ出力端３に電流が出力される。入力端１と基準電位端２の間に、例えば正弦波の入力電圧が印加される場合、一般的な降圧コンバータでは、入力電圧の小さい範囲では出力端３に電流が出力されない。それに対して図１の回路では、後述するように入力電圧の小さい範囲でも出力端３に電流を出力することができる。これにより力率が改善される。
【００２９】
図４に示したモードＩ及びIIは、入力電圧が比較的大きいときの動作に対応し、モードIII及びIVは入力電圧が比較的小さいときの動作に対応する。なお、モードＩ及びIIの動作と、モードIII及びIVの動作との間の切替は、入力電圧の大きさに応じて自動的に行われるので、所定の制御により切り替える必要はない。
【００３０】
図４（ｂ）（ｃ）では、一例として、コイルＬ１、Ｌ２に流れる電流を不連続モードで示しているが、負荷の軽重などに応じて電流が臨界モード又は連続モードとなることも有り得る。
【００３１】
（１−２−１）モードＩの動作
図２の上側の図は、モードＩの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになると、入力電圧が、電圧印加端１Ａと基準電位端２の間に印加される。スイッチング素子Ｓ２も、スイッチング素子Ｓ１と同時にオフからオンになる。
【００３２】
リアクトルＬ（コイルＬ１とコイルＬ２）とダイオードＤ４とスイッチング素子Ｓ２の電流路は導通状態となり、入力電圧が印加される。ダイオードＤ１は逆バイアスとなる。モードＩでは、コイルＬ１とコイルＬ２の接続点（中間タップ）Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超える。よって、ダイオードＤ２は順バイアスとなる。
【００３３】
この場合、入力電圧により、入力端１→スイッチング素子Ｓ１→コイルＬ１→ダイオードルＤ２→出力端３の経路でフォワード電流ｉ１が流れる（図４（ｂ）参照）。フォワード電流ｉ１は、負荷（図示せず）に供給され、基準電位端２へと流れる。フォワード電流ｉ１が流れることによりリアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。ダイオードＤ３は逆バイアスとなる。
【００３４】
スイッチング素子Ｓ２はオン状態であるが、フォワード電流ｉ１は中間タップＸからダイオードＤ２へ流れるため、スイッチング素子Ｓ２のドレインからソースへ流れる電流はない。また、スイッチング素子Ｓ２のソースからドレインへの電流は、ダイオードＤ４により阻止されるため流れない。従って、コイルＬ２の終端と基準電位端４の間の電流路には、電流が流れない。
【００３５】
フォワード電流ｉ１は、リアクトルＬの２つのコイルのうちコイルＬ１にのみ流れるので、コアが磁気飽和し難くなり、大電流を流しやすくなる。
【００３６】
（１−２−２）モードIIの動作
図２の下側の図は、モードIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がオンからオフになると、入力電圧による入力電流が遮断される。これにより、リアクトルＬのコイルＬ１及びコイルＬ２に逆起電力が生じる。よって、ダイオードＤ１、Ｄ３が順バイアスとなる。一方、ダイオードＤ２は逆バイアスとなる。ダイオードＤ４は順バイアスとなるが、スイッチング素子Ｓ２がオフであるので電流は流れない。
【００３７】
これによりモードIIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端３の経路でフライバック電流ｉ２が流れる（図４（ｂ）（ｃ）参照）。従って、モードIIではフライバック電流ｉ２が出力され、負荷（図示せず）に供給され、基準電位端２へと流れる。これによりリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００３８】
フライバック電流ｉ２は、リアクトルＬの２つのコイルＬ１、Ｌ２の全体を流れるので、磁気エネルギーを効果的に放出することができる。
【００３９】
（１−２−３）モードIIIの動作
図３の上側の図は、モードIIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになると、入力電圧が、電圧印加端１Ａと基準電位端２の間に印加される。スイッチング素子Ｓ２も、スイッチング素子Ｓ１と同時にオフからオンになる。
【００４０】
このとき、リアクトルＬ（コイルＬ１とコイルＬ２）とダイオードＤ４とスイッチング素子Ｓ２の電流路は導通状態となり、入力電圧が印加される。ダイオードＤ１は逆バイアスとなる。モードIIIでは、コイルＬ１とコイルＬ２の接続点Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えない。よって、ダイオードＤ２、Ｄ３は逆バイアスとなる。
【００４１】
この場合、入力電圧により、入力端１→スイッチング素子Ｓ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ４→スイッチング素子Ｓ２→基準電位端２の経路で励磁電流ｉ３が流れる（図４（ｂ）（ｃ）参照）。励磁電流ｉ３は出力されないが、励磁電流ｉ３が流れることによりリアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。
【００４２】
（１−２−４）モードIVの動作
図３の下側の図は、モードIVの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がオンからオフになると、入力電圧による入力電流が遮断される。これにより、リアクトルＬのコイルＬ１及びコイルＬ２に逆起電力が生じる。よって、ダイオードＤ１、Ｄ３が順バイアスとなる。一方、ダイオードＤ２は逆バイアスのままである。ダイオードＤ４は順バイアスとなるが、スイッチング素子Ｓ２がオフであるので電流は流れない。
【００４３】
これによりモードIVでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端３の経路でフライバック電流ｉ２が流れる（図４（ｂ）（ｃ）参照）。従って、モードIVでは、フライバック電流ｉ２が出力され、負荷（図示せず）に供給され、基準電位端２へと流れる。これによりリアクトルに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００４４】
入力電圧が比較的小さいモードIVにおいてもフライバック電流ｉ２が流れるので力率が改善される。また、フライバック電流ｉ２は、リアクトルＬの２つのコイルＬ１、Ｌ２の全体を流れるので、磁気エネルギーを効果的に放出することができる。
【００４５】
（２）第２の実施形態
（２−１）第２の実施形態の回路構成
図５は、本発明を絶縁型スイッチング電源に適用した回路構成の一例を概略的に示している。図５の回路は、入力側の端子１、２と出力側の端子３、４の間に構成されている。ここでは一例として、入力端１と基準電位端２との間に正の入力電圧が印加され、出力端３と基準電位端４との間に正の出力電圧が出力される。基準電位端２は入力側の基準電位端であり、基準電位端４は出力側の基準電位端である。入力電圧は、第１の実施形態と同じであり、例えば、系統電源又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ〜数十Ｈｚ程度の周波数を有する正弦波を全波整流した電圧である。
【００４６】
入力側の端子１、２と出力側の端子３、４との間には、入力側と出力側を絶縁するトランスＴと、入力側の第１のスイッチング素子Ｓ１、出力側の第２のスイッチング素子Ｓ２、リアクトルＬ、第１〜第４のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、及び、平滑コンデンサＣが設けられている。
【００４７】
第１の実施形態の回路構成と異なる点は、入力側と出力側を絶縁するトランスＴが設けられている点である。トランスＴは、コアに同極性で巻かれた一次コイルＮ１と二次コイルＮ２を有する（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。
【００４８】
第２の実施形態において、第２のスイッチング素子Ｓ２、リアクトルＬ、第１〜第４のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、及び、平滑コンデンサＣの接続形態は、上述した第１の実施形態と全く同じである。
【００４９】
第１のスイッチング素子Ｓ１は、入力端１と基準電位端２の間におけるトランスＴの一次コイルＮ１を含む電流路に挿入されている。スイッチング素子Ｓ１は、この電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される。ここでは一例として、スイッチング素子Ｓ１がＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。ドレインが一次コイルＮ１の終端に接続され、ソースが基準電位端２に接続されている。
【００５０】
スイッチング素子Ｓ１のオンオフ制御は、第１の実施形態のスイッチング素子Ｓ１と同様に行われる。スイッチング素子Ｓ１がオンのとき、一次コイルＮ１に入力電圧が印加されて入力電流が流れると、トランスＴの相互誘導により二次コイルＮ２に起電力が生じる。第２の実施形態では、トランスＴの二次コイルＮ２の始端を「電圧印加端１Ｂ」と称する。
【００５１】
第２の実施形態においてトランスＴの二次側すなわち出力側の回路構成のみを視た場合、電圧印加端１Ｂと基準電位端４との間に印加される電圧（二次コイルＮ２の起電力）は、第１の実施形態における電圧印加端１Ａと基準電位端２との間に印加される入力電圧に相当する。
【００５２】
第１の実施形態と同様に、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２は、同じタイミングでオンオフ制御される。従って、同じ制御電圧ｖｇを用いて制御することができる。
【００５３】
（２−２）第２の実施形態の回路動作
図６〜図８を参照して、図５の回路の動作を説明する。図６及び図７は、各動作モードにおいて回路に流れる電流を概略的に示している。
【００５４】
図８は、４つの動作モードＩ〜IVにおける各構成要素の波形を、概略的に示したタイミング図である。図８（ａ）は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧ｖｇを示している。制御電圧ｖｇはＰＷＭ信号であり、オン期間とオフ期間の長さは、所定のデューティ比となるように制御部により決定される。
【００５５】
第１の実施形態と同様に図５の回路においても、入力電圧の小さい範囲でも出力端３に電流を出力することができる。図８に示したモードＩ及びIIは、入力電圧が比較的大きいときの動作に対応し、モードIII及びIVは入力電圧が比較的小さいときの動作に対応する。
【００５６】
図８（ｂ）（ｃ）は、トランスＴの一次コイルＮ１、二次コイルＮ２に流れる電流を、（ｄ）（ｅ）は、リアクトルのコイルＬ１、Ｌ２に流れる電流をそれぞれ示している。一例として、これらの電流を不連続モードで示しているが、負荷の軽重などに応じて電流が臨界モード又は連続モードとなることも有り得る。
【００５７】
（２−２−１）モードＩの動作
図６の上側の図は、モードＩの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がオフからオンになると、一次側において入力電圧がトランスＴの一次コイルＮ１に印加される。これにより入力電流Ｉinが、入力端１→一次コイルＮ１→スイッチング素子Ｓ１→基準電位端２の経路で流れる（図８（ｂ）参照）。トランスＴの相互誘導により、二次コイルＮ２に始端が正、終端が負の起電力が生じる。この二次コイルＮ２の起電力は、電圧印加端１Ｂと基準電位端４の間に印加される。
【００５８】
ダイオードＤ１は逆バイアスとなる。モードＩでは、コイルＬ１とコイルＬ２の接続点（中間タップ）Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超える。よって、ダイオードＤ２は順バイアスとなる。
【００５９】
この場合、二次コイルＮ２の起電力により、二次コイルＮ２→コイルＬ１→ダイオードルＤ２→出力端３の経路でフォワード電流ｉ１が流れる（図８（ｃ）（ｄ）参照）。フォワード電流ｉ１は負荷（図示せず）に供給され、基準電位端４へと流れる。フォワード電流ｉ１が流れることによりリアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。ダイオードＤ３は逆バイアスとなる。
【００６０】
スイッチング素子Ｓ２はオン状態であるが、フォワード電流ｉ１は中間タップＸからダイオードＤ２へ流れるため、スイッチング素子Ｓ２のドレインからソースへ流れる電流はない。また、スイッチング素子Ｓ２のソースからドレインへの電流は、ダイオードＤ４により阻止されるため流れない。従って、コイルＬ２の終端と基準電位端４の間の電流路に電流は流れない。
【００６１】
フォワード電流ｉ１は、リアクトルＬの２つのコイルのうちコイルＬ１にのみ流れるので、コアが磁気飽和し難くなり、大電流を流しやすくなる。
【００６２】
（２−２−２）モードIIの動作
図６の下側の図は、モードIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がオンからオフになると、一次側において入力電流Ｉinが遮断される（図８（ｂ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。また、リアクトルＬのコイルＬ１及びコイルＬ２にも逆起電力が生じる。よって、ダイオードＤ１、Ｄ３が順バイアスとなる。一方、ダイオードＤ２は逆バイアスとなる。ダイオードＤ４は順バイアスとなるが、スイッチング素子Ｓ２がオフであるので電流は流れない。
【００６３】
これによりモードIIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端３の経路でフライバック電流ｉ２が流れる（図８（ｄ）（ｅ）参照）。従って、モードIIではフライバック電流ｉ２が出力され、負荷（図示せず）に供給され、基準電位端４へと流れる。これによりリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００６４】
フライバック電流ｉ２は、リアクトルＬの２つのコイルＬ１、Ｌ２の全体を流れるので、磁気エネルギーを効果的に放出することができる。
【００６５】
（２−２−３）モードIIIの動作
図７の上側の図は、モードIIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がオフからオンになると、一次側において入力電圧がトランスＴの一次コイルＮ１に印加される。これにより入力電流Ｉinが、入力端１→一次コイルＮ１→スイッチング素子Ｓ１→基準電位端２の経路で流れる（図８（ｂ）参照）。トランスＴの相互誘導により、二次コイルＮ２に始端が正、終端が負の起電力が生じる。この二次コイルＮ２の起電力は、電圧印加端１Ｂと基準電位端４の間に印加される。
【００６６】
ダイオードＤ１は逆バイアスとなる。モードIIIでは、コイルＬ１とコイルＬ２の接続点（中間タップ）Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えない。よって、ダイオードＤ２、Ｄ３は逆バイアスとなる。
【００６７】
この場合、二次コイルＮ２の起電力により、二次コイルＮ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ４→スイッチング素子Ｓ２→基準電位端４の経路で励磁電流ｉ３が流れる（図８（ｃ）（ｄ）（ｅ）参照）。励磁電流ｉ３は出力されないが、励磁電流ｉ３が流れることによりリアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。
【００６８】
（２−２−４）モードIVの動作
図７の下側の図は、モードIVの電流の流れを示している。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２がオンからオフになると、一次側において入力電流Ｉinが遮断される（図８（ｂ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。また、リアクトルＬのコイルＬ１及びコイルＬ２にも逆起電力が生じる。よって、ダイオードＤ１、Ｄ３が順バイアスとなる。一方、ダイオードＤ２は逆バイアスのままである。ダイオードＤ４は順バイアスとなるが、スイッチング素子Ｓ２がオフであるので電流は流れない。
【００６９】
これによりモードIVでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端３の経路でフライバック電流ｉ２が流れる（図８（ｄ）（ｅ）参照）。従って、モードIVでは、フライバック電流ｉ２が出力され、負荷（図示せず）に供給され、基準電位端４へと流れる。これによりリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００７０】
フライバック電流ｉ２は、リアクトルＬの２つのコイルＬ１、Ｌ２の全体を流れるので、磁気エネルギーを効果的に放出することができる。
【００７１】
（３）まとめ
図１及び図５に示した本発明の実施形態の回路では、２つのスイッチング素子がオフからオンになったときの回路動作（モードＩ、III）が、入力電圧が大きい場合と小さい場合で異なる。入力電圧が大きい場合（モードＩ）はフォワード電流ｉ１が出力されるが、入力電圧が小さい場合（モードIII）はフォワード電流ｉ１は出力されない。入力電圧が大きい場合と小さい場合の動作の切換は、入力電圧に応じて自動的に行われるので、何らかの制御による切換は不要である。この結果、回路構成が簡素化される。
【００７２】
一方、２つのスイッチング素子がオンからオフになったときの回路動作（モードII、IV）は、入力電圧の大きさに関係なく同じであり、フライバック電流ｉ２が出力される。これにより力率が改善される。
【００７３】
本発明の回路では、１つのリアクトルＬにより、フォワード電流とフライバック電流を流すことができるので、構成が簡素化される。
【００７４】
本発明の回路では、２つのスイッチング素子が同じタイミングでオンオフするので、異なるスイッチング素子に対する精密なオンオフ制御が不要である。
【００７５】
（４）その他の実施形態
上述した各実施形態おいて、２つのスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタでもよい。
【００７６】
上述した各実施形態おいて、各ダイオードは、一方向への電流を導通可能でありかつ逆方向の電流を遮断する整流要素の一例である。従って、同様の機能を有する他の整流素子又は整流回路に置き換えることができる。
【００７７】
以上に説明した本発明の非絶縁型又は絶縁型のスイッチング電源の各々は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。
【符号の説明】
【００７８】
１  入力端
１Ａ、１Ｂ  電圧印加端
２  基準電位端
３  出力端
４  基準電位端
Ｌ  リアクトル
Ｌ１、Ｌ２コイル
Ｓ１、Ｓ２  スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４  ダイオード
Ｃ  平滑コンデンサ
Ｔ  トランス
Ｎ１  一次コイル
Ｎ２  二次コイル
ｉ１  フォワード電流
ｉ２  フライバック電流
ｉ３  励磁電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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