(57)【要約】【課題】磁気飽和を生じ難く、残留磁束が残り難いタップドインダクタ方式の非絶縁型の降圧コンバータを提供する。【解決手段】基準電位端と入力端との間に入力電圧が入力され、基準電位端と出力端との間に出力電圧が出力される降圧コンバータにおいて、入力端に一端が接続された第１のスイッチング素子と、入力端に一端が接続された第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子の他端と第２のスイッチング素子の他端の間に配置されたトランスとを有し、トランスが、出力端に接続された中央タップと、中央タップにおいて接続された第１のコイルと第２のコイルとを有し、第１のコイルが第１の中間タップを具備すると共に第２のコイルが第２の中間タップを具備し、かつ、第１の中間タップと基準電位端との間に接続された第１の整流要素と、第２の中間タップと基準電位端との間に接続された第２の整流要素とを有する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電位端と入力端との間に入力電圧が入力され、前記基準電位端と出力端との間に出力電圧が出力される降圧コンバータにおいて、
前記入力端に一端が接続された第１のスイッチング素子と、
前記入力端に一端が接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の他端の間に配置されたトランスとを有し、
前記トランスが、前記出力端に接続された中央タップと、前記中央タップにて接続された第１のコイルと第２のコイルとを有し、前記第１のコイルが第１の中間タップを具備すると共に前記第２のコイルが第２の中間タップを具備し、かつ、
前記第１の中間タップと前記基準電位端との間に接続された第１の整流要素と、前記第２の中間タップと前記基準電位端との間に接続された第２の整流要素とを有することを特徴とする降圧コンバータ。
【請求項２】
前記第１のコイルと前記第２のコイルは、互いに疎結合でありかつ前記中央タップに関して対称的に構成されていることを特徴とする請求項１に記載の降圧コンバータ。
【請求項３】
前記第１のコイルは、前記第１の中間タップにて接続され互いに密結合である第１の部分コイルと第２の部分コイルとからなり、
前記第２のコイルは、前記第２の中間タップにて接続され互いに密結合である第３の部分コイルと第４の部分コイルとからなることを特徴とする請求項１又は２に記載の降圧コンバータ。
【請求項４】
前記第１の部分コイルと前記第２の部分コイルとの巻き数比は、前記第３の部分コイルと前記第４の部分コイルとの巻き数比と同じであることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の降圧コンバータ。
【請求項５】
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が、同じデューティ比で位相が１８０°異なる制御信号によりそれぞれオンオフ制御されることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の降圧コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、特に非絶縁型の降圧コンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
非絶縁型の降圧コンバータにおいて、リアクトルに中間タップを設け、転流ダイオードを中間タップに接続することにより、トランス作用を利用するタップドインダクタ方式のコンバータが知られている（特許文献１、２等）。タップドインダクタ方式を採用することにより、所望する入出力電圧比及び／又は出力電流の範囲に対してデューティ比を適切な範囲に設定することが可能となる。その効果の一つとして、スイッチング素子の急峻なスイッチングを必要とする極端に小さいデューティ比での動作を回避することができる。また、大電流が想定される降圧コンバータにおいてタップドインダクタ方式を採用することにより、スイッチング素子に流れる電流量を低減し、スイッチング素子の負担を軽減できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−２４８９７４号公報
【特許文献２】特許第６３８０６２３号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
通常のタップドインダクタ方式のコンバータでは、トランスのインダクタンスを大きくし、中間タップにおいて大電流を出力できるように構成されている。しかしながら、磁気飽和を生じ易くなったり、残留磁束による逆起電圧も大きくなったりするなどの問題があった。
【０００５】
本発明の目的は、磁気飽和を生じ難くかつ残留磁束が残り難い、タップドインダクタ方式の非絶縁型の降圧コンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・  本発明の態様は、基準電位端と入力端との間に入力電圧が入力され、前記基準電位端と出力端との間に出力電圧が出力される降圧コンバータにおいて、
前記入力端に一端が接続された第１のスイッチング素子と、
前記入力端に一端が接続された第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の他端の間に配置されたトランスとを有し、
前記トランスが、前記出力端に接続された中央タップと、前記中央タップにて接続された第１のコイルと第２のコイルとを有し、前記第１のコイルが第１の中間タップを具備すると共に前記第２のコイルが第２の中間タップを具備し、かつ、
前記第１の中間タップと前記基準電位端との間に接続された第１の整流要素と、前記第２の中間タップと前記基準電位端との間に接続された第２の整流要素とを有することを特徴とする。
・  上記態様において、前記第１のコイルと前記第２のコイルは、互いに疎結合でありかつ前記中央タップに関して対称的に構成されていることが、好適である。
・  上記態様において、前記第１のコイルは、前記第１の中間タップにて接続され互いに密結合である第１の部分コイルと第２の部分コイルとからなり、
前記第２のコイルは、前記第２の中間タップにて接続され互いに密結合である第３の部分コイルと第４の部分コイルとからなることが、好適である。
・  上記態様において、前記第１の部分コイルと前記第２の部分コイルとの巻き数比は、前記第３の部分コイルと前記第４の部分コイルとの巻き数比と同じであることが、好適である。
・  上記態様において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が、同じデューティ比で位相が１８０°異なる制御信号によりそれぞれオンオフ制御されることが、好適である。
【発明の効果】
【０００７】
本発明により、磁気飽和を生じ難く、残留磁束が残り難いタップドインダクタ方式の非絶縁型の降圧コンバータが実現される。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、本発明のタップドインダクタ方式の降圧コンバータの回路例を概略的に示した図である。
【図２】図２（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるモードＩ及びモードII の電流の流れを概略的に示す図である。
【図３】図２（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるモードIII及びモードIV の電流の流れを概略的に示す図である。
【図４】図４は、図２及び図３に示した電流の波形例を概略的に示したタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照して本発明によるタップドインダクタ方式の非絶縁型の降圧コンバータの実施形態を説明する。以下では、例えば直流３００Ｖを直流１２Ｖに降圧するような入出力電圧比の比較的大きい降圧コンバータを想定して説明する。しかしながら、本発明の適用対象はこのような場合に限定されない。
【００１０】
（１）回路構成
図１は、本発明のタップドインダクタ方式の降圧コンバータの回路例を概略的に示した図である。
【００１１】
図１の降圧コンバータは、直流電力を変換する電力変換回路である。入力端１と基準電位端３の間に直流の入力電圧が入力され、出力端２と基準電位端３の間に直流の出力電圧が出力される。基準電位端３は入力側と出力側で共通する。
【００１２】
この例では、基準電位端３が、入力端１及び出力端２に対して高電位である。基準電位端３を接地電位とすると、入力端１及び出力端２はいずれも負の電位となる。入力電圧が高電圧、出力電圧が低電圧である。
【００１３】
別の例として、入力端１及び出力端２を正の電位とする回路構成とすることもできる。
【００１４】
出力端２と基準電位端３の間に負荷５が接続される。負荷５には、出力電圧が印加され、出力電流が流れる。
【００１５】
第１のスイッチング素子Ｓ１及び第２のスイッチング素子Ｓ２が設けられている。各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、電流路と制御端を有し、制御端に印加される制御信号により電流路を導通又は遮断される。各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の電流路の一端は、それぞれ入力端１に接続されている。スイッチング素子Ｓ１の電流路の他端と、スイッチング素子Ｓ２の電流路の他端との間には、トランスＴＲが配置されている。
【００１６】
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２は、ここでは一例としてｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。各ＦＥＴのソースが入力端１に接続されている。一方のＦＥＴのドレインにトランスＴＲのコイルの一端が接続され、他方のＦＥＴのドレインにトランスＴＲのコイルの他端が接続されている。ＦＥＴに替えて、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴとすることもできる。
【００１７】
各ＦＥＴのゲートには、例えばＰＷＭ信号による制御電圧ｖ１、ｖ２がそれぞれ印加される。ＰＷＭ信号は、所定のデューティ比を有する。ＰＷＭ信号は、例えばＰＷＭＩＣ等を含む制御部（図示せず）により生成される。制御部は、例えば入力電圧、出力電圧及び／又は出力電流等を検知し、それらに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を制御する。
【００１８】
トランスＴＲは、磁性体コアに巻かれたコイルを有する。コイルの途中には３つのタップが設けられている。
【００１９】
中央タップＴｃは、出力端２に接続されている。トランスＴＲのコイルは、中央タップＴｃにて接続された第１コイルＮ１と第２コイルＮ２とからなる。第１コイルＮ１と第２コイルＮ２は、中央タップＴｃに関して対称的に、より具体的には鏡像対称的に構成されている。好適には第１コイルＮ１と第２コイルＮ２は疎結合である。
【００２０】
さらに、第１コイルＮ１は中間タップＴ１を有し、中間タップＴ１にて第１の部分コイルｎ１と第２の部分コイルｎ２とが接続されている。好適には部分コイルｎ１と部分コイルｎ２は密結合である。同様に、第２のコイルＮ１は中間タップＴ２を有し、中間タップＴ２にて第３の部分コイルｎ３と第４の部分コイルｎ４とが接続されている。好適には部分コイルｎ３と部分コイルｎ４は密結合である。
【００２１】
２つのコイルを互いに疎結合とするには、例えば２つのコイルを離間して配置することで一方のコイルに生じる磁束の全てが他方のコイルを通過することなく、一部が漏れ磁束となるようにする。また、２つのコイルを互いに密結合とするには、例えば２つのコイルを密接して配置することで一方のコイルに生じる磁束の全てが他方のコイルを通過するようにする。
【００２２】
第１コイルＮ１と第２コイルＮ２は中央タップＴｃに関して対称的であるので、第１コイルＮ１と第２コイルＮ２は、巻数が同じであり、かつ、部分コイルｎ１と部分コイルｎ２の巻数比と、部分コイルｎ３と部分コイルｎ４の巻数比とが同じである。すなわち、部分コイルｎ１と部分コイルｎ３は巻数が同じであり、そして部分コイルｎ２と部分コイルｎ４は巻数が同じである。
【００２３】
さらに、第１の整流要素Ｄ１が中間タップＴ１と基準電位端３との間に接続され、第２の整流要素Ｄ２が中間タップＴ２と基準電位端３との間に接続されている。整流要素Ｄ１、Ｄ２は、ここではダイオードである。ダイオードＤ１は、アノードが中間タップＴ１に、カソードが基準電位端３に接続されている。ダイオードＤ２は、アノードが中間タップＴ２に、カソードが基準電位端３に接続されている。
【００２４】
整流要素Ｄ１、Ｄ２は、ダイオードに限らず、同じ機能を有する素子又は回路で置き換えることもできる。
【００２５】
さらに、入力端１と基準電位端３の間に平滑コンデンサ１が接続され、出力端２と基準電位端３の間に平滑コンデンサ２が接続されている。
【００２６】
（２）回路動作
図２〜図４を参照して、図１に示した回路の動作を説明する。図２（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるモードＩ及びモードII の電流の流れを概略的に示す図である。図３（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるモードIII及びモードIV の電流の流れを概略的に示す図である。図４は、図２及び図３に示した電流の波形例を概略的に示したタイミング図である。
【００２７】
図４（ａ）（ｂ）は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御電圧ｖ１、ｖ２の一周期の波形を模式的に示している。制御電圧ｖ１、ｖ２は、同じデューティ比を有し、位相が互いに１８０°異なるＰＷＭ信号である。スイッチング素子Ｓ１とＳ２は、同時にオンとならないようにデッドタイムを設けられる。このため、ＰＷＭ信号のデューティ比は５０％未満である。従って、図１の回路の動作は、おおよそ、図４に示した４つのモードＩ、II、III、IVに分けられる。モードII及びモードIVが、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ１が両方ともオフとなるデッドタイムである。
【００２８】
＜モードＩの動作＞
図２（ａ）は、図１の回路において、スイッチング素子Ｓ１がオフからオンになり、スイッチング素子Ｓ２がオフのときの動作を示している。回路に流れる電流は、矢印付きの実線で示している（他の図でも同じ）。
【００２９】
スイッチング素子Ｓ１がオンになると、入力電圧が印加されることにより、電流ｉ１が以下の経路で流れる（図４（ｃ）（ｄ）参照）。ダイオードＤ１は、逆バイアスである。
・基準電位端３→負荷５→出力端２→中央タップＴｃ→第１コイルＮ１→入力端１
【００３０】
電流ｉ１が第１コイルＮ１に流れることにより、第２コイルＮ２に相互誘導による起電圧が生じ、ダイオードＤ２は順バイアスとなる。これにより、電流ｉ２が以下の経路で流れる（図４（ｆ）参照）。
・基準電位端３→負荷５→出力端２→中央タップＴｃ→第２コイルＮ２の部分コイルｎ４→ダイオードＤ２→基準電位端３
【００３１】
部分コイルｎ４に生じる起電圧は、第１コイルＮ１と部分コイルｎ４の巻数比に比例する。上述の通り、第１コイルＮ１と第２コイルＮ２は巻数が同じである。、また部分コイルｎ１とｎ２の巻数比と、部分コイルｎ３とｎ４の巻数比も同じである。各符号が巻数を表していると想定すると、Ｎ１＝Ｎ２、ｎ１／ｎ２＝ｎ３／ｎ４である。    
【００３２】
例えば、第１コイルＮ１における部分コイルｎ１とｎ２の巻数比（ｎ１／ｎ２）が９であるとき、第２コイルＮ２における部分コイルｎ３とｎ４の巻数比（ｎ３／ｎ４）も９である。このとき、第１コイルＮ１と部分コイルｎ４の巻数比（Ｎ１／ｎ４）は１０となる。第１コイルＮ１に印加される電圧が４００Ｖのとき、部分コイルｎ４に生じる起電圧は４０Ｖとなる。電流ｉ１と電流ｉ２は、巻数比に反比例して流れるので、電流ｉ１が１Ａのとき、電流ｉ２は１０Ａとなる。
【００３３】
電流ｉ１は、いわゆるフォワード方式のスイッチング電源における一次電流に相当し、電流ｉ２は、一次電流により誘導されたフォワード電流に相当する。負荷５には、電流ｉ１と電流ｉ２を合わせた出力電流が供給される。出力電流の一部である電流ｉ２が、第２コイルＮ２の部分コイルｎ４を流れることにより、スイッチング素子Ｓ１に流れる電流ｉ１を低減できる。
【００３４】
第２コイルＮ２における中間タップＴ２の位置は、回路設計により設定される。中間タップＴ２の位置を変えることにより、電流ｉ１と電流ｉ２の配分を変えることができる。この結果、スイッチング素子Ｓ１に流れる電流量を設定することができる。スイッチング素子Ｓ１の電流量を低減することにより、制御信号のオン期間を拡張でき、より安定なスイッチング動作を行わせることができる。また、最大出力電流をより大きく設定することができる。さらに、中間タップＴ２の位置を変えることにより、出力電圧の設定も変えることができる。
【００３５】
なお、第１コイルＮ１と第２コイルＮ２の構成は、中央タップＴｃについて対称的であるので、中間タップＴ１と中間タップＴ２も、同様に対称的な位置にある。よって、中間タップＴ１と中間タップＴ２の位置は同時に設定されることになる。
【００３６】
電流ｉ１が流れることにより、トランスＴＲには磁気エネルギーが蓄積されるが、フォワード電流に相当する電流ｉ２が流れることにより、コアに磁気エネルギーが蓄積され難い。
【００３７】
また、対称的な第１コイルＮ１と第２コイルＮ２は、好適には疎結合であるので、電流ｉ２は突入的に流れることはなく、過大電流とはならない。
【００３８】
＜モードIIの動作＞
図２（ｂ）は、図１の回路においてモードＩが終わり、スイッチング素子Ｓ１がオンからオフになったときの動作を示している。スイッチング素子Ｓ２はオフのままである。
【００３９】
スイッチング素子Ｓ１がオンからオフになると、トランスＴＲに逆起電圧が生じる。スイッチング素子Ｓ２は、オフのままである。逆起電圧により、ダイオードＤ１は順バイアスとなり、ダイオードＤ２は逆バイアスとなる。これにより、電流ｉ３が以下の経路で流れる（図４（ｄ）参照）。
・基準電位端３→負荷５→中央タップＴｃ→第１コイルＮ１の部分コイルｎ２→ダイオードＤ１→基準電位端３
【００４０】
電流ｉ３は、トランスＴＲのフライバック電流に相当する。電流ｉ３により、モードＩでトランスＴＲに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００４１】
＜モードIII、モードIVの動作＞
モードIII及びモードIVでは、上述したモードＩ及びモードIIと対称的な動作がそれぞれ行われる。
【００４２】
図３（ａ）に示すように、モードIIIでは、スイッチング素子Ｓ２がオフからオンになる。スイッチング素子Ｓ１はオフのままである。この場合、入力電圧によりダイオードＤ２が順バイアスとなり、電流ｉ４が以下の経路で流れる（図４（ｅ）（ｆ）参照）。
・基準電位端３→負荷５→中央タップＴｃ→第２コイルＮ２→スイッチング素子Ｓ２→入力端１
【００４３】
電流ｉ４が流れることにより、相互誘導による起電圧が生じ、ダイオードＤ１が順バイアスとなり、電流ｉ５が以下の経路で流れる（図４（ｄ）参照）。
・基準電位端３→負荷５→中央タップＴｃ→第１コイルＮ１の部分コイルｎ２→ダイオードＤ１→基準電位端３
【００４４】
モードIIIの電流ｉ４、ｉ５はそれぞれ、モードＩの電流ｉ１、ｉ２と対称的に流れる。
【００４５】
図３（ｂ）に示すように、モードIVでは、スイッチング素子Ｓ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｓ１はオフのままである。この場合、逆起電圧が生じてダイオードＤ２が順バイアスとなり、電流ｉ６が以下の経路で流れる（図４（ｆ））。
・基準電位端３→負荷５→中央タップＴｃ→第２コイルＮ２の部分コイルｎ４→ダイオードＤ２→基準電位端３
【００４６】
モードIVの電流ｉ６は、モードIIの電流ｉ３と対称的に流れる。
【００４７】
上述したモードＩ、IIについて説明した動作の特徴は、モードIII、IVについてもそのまま該当する。モードＩ、IIとモードIII、IVとが繰り返されることにより、入力電圧がトランスＴＲに対して互いに反対向きの極性で交互に印加される。この結果、トランスＴＲは、磁気飽和し難くなる。このことによっても、大電流を流しやすい回路を実現できる。
【００４８】
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の制御信号のデューティ比を変えることにより出力電流を調整し、それによって入力側から出力側に伝達する電力量を調整することが可能である。
【００４９】
以上に説明した本発明のタップドインダクタ方式の降圧コンバータは、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。
【符号の説明】
【００５０】
１  入力端
２  出力端
３  基準電位端
５  負荷
Ｓ１、Ｓ２  スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
ＴＲ  トランス
Ｎ１  第１コイル
ｎ１  第１の部分コイル
ｎ２  第２の部分コイル
Ｎ２  第２コイル
ｎ３  第３の部分コイル
ｎ４  第４の部分コイル
Ｄ１、Ｄ２  整流要素（ダイオード）
Ｃ１、Ｃ２  平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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