(57)【要約】      （修正有）【課題】制御可能なスイッチについてのスイッチオン時間およびスイッチオフ時間を、特性マップまたは数学的な関数に基づいて計算する。【解決手段】制御可能なスイッチ、特に半導体スイッチ１１０と、半導体スイッチ１１０を制御するための制御装置１２０とを有する電子回路１００において、制御装置１２０は、半導体スイッチ１１０の負荷区間１１２に印加可能な周期的な電圧の設定可能な好ましくは負の半波の第１の時間領域で、負荷区間１１２に印加される電圧に依存して半導体スイッチ１１０を作動化させ、負荷区間に印加される電圧に依存する半導体スイッチ１１０の不作動化を、第１の時間領域に後続する第２の時間領域で初めて解除する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御可能なスイッチ（１１０）、特に半導体スイッチ（１１０）と、前記半導体スイッチ（１１０）を制御するための制御装置（１２０）とを有する電子回路（１００；１００ａ）において、前記制御装置（１２０）が、前記半導体スイッチ（１１０）の負荷区間（１１２）に印加可能な周期電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）の設定可能な好ましくは負の半波（ＨＷ）の第１の時間領域（Ｔ１）で、前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）に依存して前記半導体スイッチ（１１０）を作動化させ（２００）、前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）に依存する前記半導体スイッチ（１１０）の不作動化を、前記第１の時間領域（Ｔ１）に後続する第２の時間領域（Ｔ２）で初めて解除する（２１０）ように構成される電子回路（１００；１００ａ）。
【請求項２】
前記制御装置（１２０）が、設定可能な半波（ＨＷ）の継続時間（ＺＢ）を特徴づける第１の量を判定し、前記第１の量に依存して、前記第１の時間領域（Ｔ１）から前記第２の時間領域（Ｔ２）への移行を特徴づける第１の時点（ｔ２）を判定するように構成される、請求項１に記載の回路（１００；１００ａ）。
【請求項３】
前記制御装置（１２０）が、前記第２の時間領域（Ｔ２）で前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）に依存して前記半導体スイッチ（１１０）の動作を制御するように構成される、請求項１または２の少なくとも１項に記載の回路（１００；１００ａ）。
【請求項４】
前記制御装置（１２０）が、前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）が設定可能な第１の閾値（Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦ）を上回っているか否かを判定するように構成される、請求項１から３の少なくとも１項に記載の回路（１００；１００ａ）。
【請求項５】
前記制御装置（１２０）が、前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）が設定可能な第１の閾値（Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦ）を上回っているとき、前記半導体スイッチ（１１０）を少なくとも部分的に不作動化させるように構成される、請求項４に記載の回路（１００；１００ａ）。
【請求項６】
前記半導体スイッチ（１１０）と前記制御装置（１２０）が同一の半導体基板（３００）の上に配置される、請求項１から５の少なくとも１項に記載の回路（１００；１００ａ）。
【請求項７】
前記負荷区間（１１２）に印加される電圧が正であるとともに設定可能な第２の閾値（Ｕｏｆｆ）を上回っているときに前記半導体スイッチ（１１０）を不作動化させるように構成された安全停止装置（１３０）が設けられ、特に前記安全停止装置（１３０）が、前記制御装置（１２０）の目下の動作状態に関わりなく前記半導体スイッチ（１１０）を不作動化させるように構成される、請求項１から６の少なくとも１項に記載の回路（１００；１００ａ）。
【請求項８】
請求項１から７の少なくとも１項に記載の少なくとも１つの回路（１００；１００ａ）を有する能動的な整流器回路（５００）。
【請求項９】
制御可能なスイッチ（１１０）、特に半導体スイッチ（１１０）と、前記半導体スイッチ（１１０）を制御するための制御装置（１２０）とを有する電子回路（１００；１００ａ）を作動させる方法において、前記制御装置（１２０）が、前記半導体スイッチ（１１０）の負荷区間（１１２）に印加される周期電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）の設定可能な好ましくは負の半波（ＨＷ）の第１の時間領域（Ｔ１）で前記半導体スイッチ（１１０）を前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）に依存して作動化させる（２００）とともに、前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）に依存する前記半導体スイッチ（１１０）の不作動化を前記第１の時間領域（Ｔ１）に後続する第２の時間領域（Ｔ２）で初めて解除する（２１０）方法。
【請求項１０】
前記制御装置（１２０）が、設定可能な半波（ＨＷ）の継続時間（ＺＢ）を特徴づける第１の量を判定し、前記第１の量に依存して、前記第１の時間領域（Ｔ１）から前記第２の時間領域（Ｔ２）への移行を特徴づける第１の時点（ｔ２）を判定する、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記制御装置（１２０）が、前記第２の時間領域（Ｔ２）で前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）に依存して前記半導体スイッチ（１１０）の動作を制御する、請求項９から１０の少なくとも１項に記載の方法。
【請求項１２】
前記制御装置（１２０）が、特に前記第２の時間領域（Ｔ２）で、前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）が設定可能な第１の閾値（Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦ）を上回っているか否かを判定する、請求項９から１１の少なくとも１項に記載の方法。
【請求項１３】
前記制御装置（１２０）が、前記負荷区間（１１２）に印加される電圧（ＵＬ；Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３）が設定可能な第１の閾値（Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦ）を上回っているとき、前記半導体スイッチ（１１０）を少なくとも部分的に不作動化させる、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
能動的な整流器回路（５００）を作動させる請求項９から１３の少なくとも１項に記載の方法の利用法において、前記能動的な整流器回路（５００）が特に請求項１から７の少なくとも１項に記載の少なくとも１つの回路（１００；１００ａ）を有し、および／または請求項８に基づいて構成される利用法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、制御可能なスイッチ、特に半導体スイッチと、制御可能なスイッチを制御するための制御装置とを有する電子回路に関する。
【０００２】
さらに本開示は、このような種類の電子回路を作動させる方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
冒頭に述べた種類の回路は特許文献１から公知である。公知の回路では、制御可能なスイッチについてのスイッチオン時間および／またはスイッチオフ時間が、特性マップまたは数学的な関数に基づいて計算される。このことは、スイッチを制御するための比較的高いコストと、それに応じた電気エネルギー消費量とを必要とする。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】独国特許出願公開第１０２００８０４２３５２号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の課題は、いっそう大きい使用の利益が与えられ、上に挙げた従来技術の欠点が緩和もしくは回避されるように、冒頭に述べた種類の回路を改良することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
好ましい実施形態は、制御可能なスイッチ、特に半導体スイッチと、半導体スイッチを制御するための制御装置とを有する電子回路に関し、制御装置は、半導体スイッチの負荷区間に印加可能な周期電圧の設定可能な好ましくは負の半波の第１の時間領域で、負荷区間に印加される電圧に依存して半導体スイッチを作動化させ、負荷区間に印加される電圧に依存する半導体スイッチの不作動化を、第１の時間領域に後続する第２の時間領域で初めて解除するように構成される。それにより、第１の時間領域での高い信頼度の半導体スイッチの作動化が与えられ（たとえば第１の時間領域で負荷区間における設定可能な電圧値を下回っているとき）、それと同時に、第１の時間領域に後続する第２の時間領域で初めて電圧依存的な不作動化が解除されることで、たとえば負荷区間における電圧の変動に基づいて（たとえば半導体スイッチの作動化に起因する）発生し得る、すでに第１の時間領域のときの半導体スイッチの望ましくない（特に着目される半波に関して早すぎる）不作動化が行われることが回避される。
【０００７】
別の好ましい実施形態では、制御可能なスイッチが電界効果トランジスタとして構成される。このケースでは、負荷区間はたとえば電界効果トランジスタのドレイン・ソース区間に相当する。別の好ましい実施形態では、制御可能なスイッチはバイポーラトランジスタまたはＩＧＢＴ（絶縁ゲート電極を有するバイポーラトランジスタ）として構成される。このケースでは、負荷区間はたとえばバイポーラトランジスタまたはＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ区間に相当する。
【０００８】
別の好ましい実施形態では、制御装置は、設定可能な半波の継続時間を特徴づける第１の量を判定し、第１の量に依存して、第１の時間領域から第２の時間領域への移行を特徴づける第１の時点を判定するように構成されることが意図される。このとき第１の量は、たとえば周期電圧の周期継続時間の半分に相当し得る。
【０００９】
別の好ましい実施形態では、制御装置は、第２の時間領域で負荷区間に印加される電圧に依存して半導体スイッチの動作を制御するように構成されることが意図される。
【００１０】
別の好ましい実施形態では、制御装置は、負荷区間に印加される電圧が設定可能な第１の閾値を上回っているか否かを判定するように構成されることが意図される。
【００１１】
別の好ましい実施形態では、制御装置は、負荷区間に印加される電圧が設定可能な第１の閾値を上回っているとき、半導体スイッチを少なくとも部分的に不作動化させる（すなわち高抵抗に切り換える）ように構成されることが意図される。
【００１２】
別の好ましい実施形態では、半導体スイッチないし少なくとも１つの半導体スイッチと制御装置は同一の半導体基板の上に配置されることが意図される。
【００１３】
別の好ましい実施形態では、負荷区間に印加される電圧が正であるとともに設定可能な第２の閾値を上回っているとき、半導体スイッチを不作動化させるように構成された安全停止装置が設けられることが意図され、特に安全停止装置は、制御装置の目下の動作状態に関わりなく半導体スイッチを不作動化させるように構成される。安全停止装置による半導体スイッチの制御は、制御装置による半導体スイッチの制御よりも高い優先順位を有するのが特別に好ましい。それにより、制御装置の最新の動作状態ないしエラー状態に関わりなく、望ましくない動作状態（たとえば負荷区間の正の電圧が第２の閾値よりも大きい）での半導体スイッチの確実な不作動化を行えることが保証される。
【００１４】
別の好ましい実施形態は、各実施形態に基づく少なくとも１つの回路を有する能動的な整流器回路に関する。たとえば好ましい実施形態では、多相交流電圧を整流するためにそれぞれ１つの相ごとに２つの整流器部材が直列につながれることが意図されていてよく、整流器部材として、各実施形態に基づく半導体スイッチないし回路をそれぞれ利用可能であるのが好ましい。別の好ましい実施形態では、整流をする半導体スイッチは、負荷区間の電圧が負のとき（たとえばＭＯＳＦＥＴの場合には負のドレイン・ソース電圧）にたとえば導通状態になり、負荷区間の電圧が正のとき（たとえば正のドレイン・ソース電圧）に阻止状態になる。このことは、各実施形態に基づく制御装置によって効率的に実現可能である。これに加えて、上に説明した安全停止装置によって望ましくないエラー状態を防止することができるという利点がある。
【００１５】
別の好ましい実施形態は、制御可能なスイッチ、特に半導体スイッチと、半導体スイッチを制御するための制御装置とを有する電子回路を作動させる方法に関し、制御装置は、半導体スイッチの負荷区間に印加される周期電圧の設定可能な好ましくは負の半波の第１の時間領域で半導体スイッチを負荷区間に印加される電圧に依存して作動化させるとともに、負荷区間に印加される電圧に依存する半導体スイッチの不作動化を第１の時間領域に後続する第２の時間領域で初めて解除する。
【００１６】
別の好ましい実施形態では、制御装置は、設定可能な半波の継続時間を特徴づける第１の量を判定し、第１の量に依存して、第１の時間領域から第２の時間領域への移行を特徴づける第１の時点を判定することが意図される。
【００１７】
別の好ましい実施形態では、制御装置は第２の時間領域で、負荷区間に印加される電圧に依存して半導体スイッチの動作を制御することが意図される。
【００１８】
別の好ましい実施形態では、制御装置は、負荷区間に印加される電圧が設定可能な第１の閾値を上回っているか否かを判定することが意図される。
【００１９】
別の好ましい実施形態では、制御装置は、負荷区間に印加される電圧が設定可能な第１の閾値を上回っているときに、半導体スイッチを少なくとも部分的に不作動化させることが意図される。
【００２０】
別の好ましい実施形態は、能動的な整流器回路を作動させるための各実施形態に基づく方法の利用法に関し、能動的な整流器回路は特に各実施形態に基づく少なくとも１つの回路を有する。
【００２１】
本発明のその他の構成要件、適用可能性、および利点は、図面の各図に示されている本発明の実施例についての以下の説明から明らかとなる。記載または図示されているすべての構成要件は、特許請求の範囲における関連性やその引用に関わりなく、ならびに発明の詳細な説明ないし図面におけるその表現ないし表示に関わりなく、それ自体として、または任意の組み合わせとして本発明の対象物を形成する。
【図面の簡単な説明】
【００２２】
【図１】一実施形態に基づく電子回路の簡略化されたブロック図を模式的に示す図である。
【図２】一実施形態に基づく方法の簡略化されたフローチャートを模式的に示す図である。
【図３】別の実施形態に基づく電子回路の簡略化された回路図を模式的に示す図である。
【図４Ａ】一実施形態に基づく動作量の時間的推移を模式的に示す図である。
【図４Ｂ】図４Ａの時間的推移を示す詳細図である。
【図５】別の実施形態に基づく電子回路の簡略化された回路図を模式的に示す図である。
【図６】別の実施形態に基づく電子回路の簡略化された回路図を示す図である。
【図７】別の実施形態に基づく簡略化されたブロック図を模式的に示す図である。
【図８】別の実施形態に基づく動作量の時間的推移を模式的に示す図である。
【図９】別の実施形態に基づく簡略化されたブロック図を模式的に示す図である。
【図１０】別の実施形態に基づく動作量の時間的推移を模式的に示す図である。
【図１１】別の実施形態に基づく動作量の時間的推移を模式的に示す図である。
【図１２】別の実施形態に基づく動作量の時間的推移を模式的に示す図である。
【図１３】別の実施形態に基づく電子回路の簡略化された回路図を模式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２３】
図１は、一実施形態に基づく電子回路１００の簡略化されたブロック図を模式的に示している。回路１００は、本例では半導体スイッチとして、たとえばｎ型のＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）として構成される制御可能なスイッチ１１０を有している。別の実施形態では、制御可能なスイッチ１１０がこれ以外の種類のＭＯＳＦＥＴ（たとえばｐ型）として、あるいはバイポーラトランジスタやＩＧＢＴ等として構成されていてもよい。半導体スイッチ１１０は、第１の電気的な基準電位ＢＰ１と、たとえばアース電位と接続されたソース接続部（「ソース電極」）Ｓを有している。さらに半導体スイッチ１１０は、第２の電気的な基準電位ＢＰ２と接続されたドレイン端子（「ドレイン電極」）Ｄを有している。第２の基準電位ＢＰ２は、たとえば、特に発電機４００（下記の図９参照）の相電圧Ｋ１（下記の図４Ａ参照）などの周期電圧に相当する。さらに半導体スイッチ１１０はゲート端子（「ゲート電極」）Ｇを有しており、これに対して、半導体スイッチ１１０に付属する制御装置１２０が半導体スイッチ１１０の動作を制御するために作用することができる。たとえば制御装置１２０はゲート端子Ｇに設定可能な電位を供給することができ、それにより、本例ではドレイン・ソース区間として構成される半導体スイッチ１１０の負荷区間１１２を電気的に導通状態（「低抵抗」）へ、ないしは阻止状態（「高抵抗」）へ、または場合により導通状態と阻止状態の間にある中間状態へと移す。導通状態にあるとき、半導体スイッチ１１０ないしその負荷区間１１２はたとえば０．１オーム以下の比較的低い電気抵抗（「ＲＤＳ，ｏｎ」）を有し、その結果、負荷電流が負荷区間１１２を介して流れることができ、阻止状態にあるとき、負荷区間１１２は比較的高い電気抵抗を有する。
【００２４】
好ましい実施形態では、制御装置１２０は、半導体スイッチ１１０の負荷区間１１２に印加可能な周期電圧ＵＬの設定可能な好ましくは負の半波の第１の時間領域で、負荷区間１１２に印加される電圧ＵＬに依存して半導体スイッチ１１０を作動化させ、負荷区間１１２に印加される電圧ＵＬに依存する半導体スイッチ１１０の不作動化を、第１の時間領域に後続する第２の時間領域で初めて解除するように構成される。それにより、半導体スイッチ１１０の高い信頼度の不作動化が第１の時間領域で与えられ（たとえば一例として着目される負の半波の開始時に負荷区間１１２で設定可能な電圧値を下回ったとき）、それと同時に、第１の時間領域に後続する第２の領域で初めて電圧依存的な不作動化が解除されることで、すでに第１の時間領域で望ましくない（特に一例として着目される負の半波に関して早すぎる）半導体スイッチ１１０の不作動化が行われることが回避され、それは、普通であればたとえば（たとえば半導体スイッチの作動化に起因する）電圧の変動に基づいて負荷区間に発生することがあり得る。
【００２５】
図２は、一実施形態に基づく方法の簡略化されたフローチャートを模式的に示している。第１のステップ２００で、半導体スイッチ１１０の負荷区間１１２に印加可能な周期電圧ＵＬの設定可能な半波の第１の時間領域で、負荷区間１１２に印加されるこの電圧ＵＬに依存して制御装置１２０（図１）が半導体スイッチ１１０を作動化する。第２のステップ２１０（図２）で制御装置１２０が、第１の時間領域に後続する第２の時間領域で初めて、負荷区間に印加される電圧ＵＬに依存する半導体スイッチ１１０の不作動化を解除する。換言すると、半導体スイッチ１１０の作動化２００すなわちスイッチオン（低抵抗への切換）は、第１の時間領域でステップ２００により電圧依存的に行われ、たとえば、負荷区間１１２に印加される電圧ＵＬが設定可能な閾値を下回ったときに行われる。
【００２６】
図４Ａは、この点について一例として第１の曲線Ｋ１の形態で、すでに上で図１に関して説明した第２の基準電位ＢＰ２の意味で半導体スイッチ１１０のドレイン端子Ｄに印加可能である、たとえば自動車発電機などの発電機の周期的な相電圧の時間的推移を示している。図４Ａから明らかなように、相電圧の正の半波ＨＷ０は一例として０ボルト（Ｖ）から約１０ボルト（Ｖ）の間の電圧値をとる。負の半波ＨＷは、これに比肩する振幅の値をもって構成することができない。なぜならば、半導体スイッチ１１０がこれに対応する時間帯ＨＷで制御装置１２０によりスイッチオンされ（すなわち低抵抗にされ）るからであり、それにより、発電機の相電圧に関して能動的な整流器ダイオードとして半導体スイッチを利用可能であるという利点がある。それに応じて第１の曲線Ｋ１は、それぞれ負の半波ＨＷに相当する時間帯に、０Ｖから約−４００ｍＶ（ミリボルト）の電圧値を有している。時間軸ｔには第１の曲線Ｋ１と同一のスケーリングが割り当てられているが、相電圧に相当する図４Ａの垂直軸のスケーリングが異なる第２の曲線Ｋ２も参照のこと。
【００２７】
図４Ｂは、図４Ａの時間的推移の詳細図を曲線Ｋ３の形態で模式的に示しており、図４Ｂに図示されている時間領域ＺＢは、実質的に、発電機の相電圧の負の半波ＨＷに相当する。時点ｔ１で、相電圧は０Ｖの値を下回っている。別の好ましい実施形態では、相電圧Ｋ３がたとえば約−２００ｍＶの作動化閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＮを下回ったときに、制御装置１２０が半導体スイッチ１１０を作動化する。このことは本例では時点ｔ１’で該当する。それに応じてこの時点で、半導体スイッチ１１０の作動化が始まる。半導体スイッチ１１０の作動化は別の時点ｔ１’’で完了する。半導体スイッチ１１０が作動化された結果、電圧差Ｋ３が生じる。時点ｔ１’，ｔ１’’の間の曲線Ｋ３の推移を参照。時点ｔ１’’以降の曲線Ｋ３のその後の時間的推移は、スイッチオン抵抗（ＲＤＳ，ｏｎ）に対する、半導体スイッチ１１０の負荷区間１１２（図１）を通る相電圧に対応する相電流の推移によって明らかとなる。
【００２８】
相電圧Ｋ３が時点ｔ２’で、不作動化閾値とも呼ぶことが可能な設定可能な第１の閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦに達するとただちに、別の好ましい実施形態では、半導体スイッチ１１０を再び全面的に、または任意選択として部分的に、不作動化することができる。本例では時点ｔ２’で半導体スイッチ１１０の部分不作動化が、制御装置１２０によるそのゲート電極Ｇの相応の制御によって行われる。部分不作動化によって半導体スイッチの負荷区間１１２の抵抗が高くなり、相電圧Ｋ３が時点ｔ２’であらためて相応に低下し、その後、その周期的な挙動に従って再び上昇していき、時点ｔ３’で設定可能な第１の閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦにあらためて達するまでそれが続き、この時点で半導体スイッチ１１０は全面的に不作動化されており、したがってその負荷区間１１２は高抵抗に切り換えられている。時点ｔ３で、相電圧Ｋ３のゼロ通過が正の電圧値に向かって行われ、すなわち次の正の半波ＨＷ０が始まる。半導体スイッチ１１０がまず部分的に不作動化される上に説明したプロセスの代替として、すでに時点ｔ２’で、すなわち設定可能な第１の閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦの初回の到達時に、半導体スイッチ１１０の全面的な不作動化を行うこともできる。しかし、図４Ｂを参照して上に説明した（当初は部分的な）不作動化シナリオでは、いっそう高い効率が与えられる。なぜならば、時間帯ｔ２’からｔ３’を相電流の案内のためになおも利用できるからである（損失出力利得の最適化）。
【００２９】
時点ｔ３の後に正の半波ＨＷ０（図４Ａ）が続き、その後、上に説明した過程を時点ｔ４から時点ｔ６まで、時間領域ｔ２からｔ３（図４Ｂ）に準じて繰り返すことができ、時点ｔ５はやはり負の半波の第１の時間領域から負の半波の第２の時間領域への移行を特徴づけるのが好ましい。
【００３０】
上ですでに示唆したとおり、制御装置１２０（図１）は好ましい実施形態では、半導体スイッチ１１０（図１）の負荷区間１１２に印加可能な周期電圧Ｋ３（図４Ｂ）の着目する（本例では負の）半波ＨＷの第１の時間領域Ｔ１（図４Ｂ）で、負荷区間１１２に印加される電圧Ｋ３、ＵＬに依存して半導体スイッチ１１０を作動化させるとともに（たとえば作動化閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＮを下回ったとき）、負荷区間１１２に印加される電圧Ｋ３、ＵＬに依存する半導体スイッチ１１０の不作動化を、第１の時間領域Ｔ１に後続する第２の時間領域Ｔ２で初めて解除するように構成される。それにより、半導体スイッチ１１０の高い信頼度の（本例では時点ｔ１’での）作動化が与えられ、それと同時に、第１の時間領域Ｔ１に後続する第２の時間領域Ｔ２で初めて電圧依存的な不作動化が解除されることで、たとえば（たとえば半導体スイッチの作動化に起因する）電圧の変動に基づいて負荷区間で発生する可能性がある、すでに第１の時間領域Ｔ１での望ましくない（特に着目する半波ＨＷに関して早すぎる）半導体スイッチ１１０の不作動化が行われることが回避される。すなわち図４Ｂから明らかなように、相電圧Ｋ３が設定可能な第１の閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦを時点ｔ１’と時点ｔ１’’の間で上回ることになり、それが望ましくない半導体スイッチ１１０の早期の不作動化につながることになる。したがって各実施形態に基づく原理に従い、半導体スイッチ１１０の電圧依存的な不作動化は第２の時間領域Ｔ２で初めて解除すなわち許可されるのが好ましい。設定可能な第１の閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦを参照。
【００３１】
それに伴い、半導体スイッチ１１０の電圧制御式の作動化が特別に好ましい実施形態では時点ｔ１’で可能となり、この時点が同時に第１の時間領域Ｔ１の開始を特徴づける（別案として、時点ｔ１へと向かう負の電圧値への相電圧Ｋ３のゼロ通過がすでに第１の時間領域Ｔ１の開始を特徴づける）。そして、第２の時間領域Ｔ２への移行を特徴づける時点ｔ２に至るまで、第１の時間領域Ｔ１の残りのあいだ時間制御式の動作が行われる。すなわち第１の時間領域Ｔ１では、時点ｔ１’（図４Ｂ）での作動化２００（図２）の例外を除いて、半導体スイッチ１１０の（それ以外の）電圧依存的な制御は許容ないし解除されない。むしろ半導体スイッチ１１０の電圧依存的な制御についての解除は、第２の時間領域Ｔ２への到達をもって、すなわち時点ｔ２をもって、ないしその後に初めて行われ、その結果、すでに上で説明した全面的な、またはさしあたり部分的な、電圧依存的な不作動化を時点ｔ２’以降に行うことができる。
【００３２】
別の好ましい実施形態では、制御装置１２０（図１）は、設定可能な半波ＨＷの継続時間ＺＢ（図４Ｂ）を特徴づける第１の量を判定し、第１の量に依存して、第１の時間領域Ｔ１から第２の時間領域Ｔ２への移行を特徴づける第１の時点ｔ２を判定するように構成されることが意図される。別の好ましい実施形態では、第１の時点ｔ２は、たとえば設定可能な半波ＨＷの継続時間のほぼ半分に相当するように選択することができる。
【００３３】
別の好ましい実施形態では、制御装置１２０（図１）は、第２の時間領域Ｔ２（図４Ｂ）で、負荷区間１１２に印加される電圧Ｋ３，ＵＬに依存して半導体スイッチ１１０の動作を制御するように構成されることが意図される。
【００３４】
別の好ましい実施形態では、制御装置１２０は、負荷区間１１２に印加される電圧が設定可能な第１の閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦを上回っているか否かを判定するように構成されることが意図され、このことは、すでに上で説明したように半導体スイッチ１１０の電圧制御式の不作動化を可能にする。
【００３５】
別の好ましい実施形態では、制御装置１２０は、負荷区間１１２に印加される電圧Ｋ３，ＵＬが設定可能な第１の閾値を上回ったときに、半導体スイッチ１１０を少なくとも部分的に不作動化させるように構成されることが意図される。このことは、図４Ｂを参照して上に説明した動作シナリオに相当する。図３は、別の実施形態に基づく電子回路１００ａの簡略化された回路図を模式的に示している。たとえば半導体スイッチ１１０のための制御装置１２０ａの一部である制御ロジック１２２が制御信号Ｓ０１’，Ｓ０２’を提供し、これらがスイッチＳ０１，Ｓ０２に対して作用し、これらのスイッチにより半導体スイッチ１１０のゲート電極Ｇを相応の基準電位まで充電可能であり、それによって半導体スイッチ１１０を作動化ないし不作動化し、ないしは部分的に不作動化することができる。制御装置１２０ａの機能性は、たとえば図１を参照して上に説明した制御装置１２０の機能性に比肩するものであってよい。
【００３６】
任意選択として制御装置１２０ａは、別の好ましい実施形態では、ドレイン端子Ｄと第１の基準電位ＢＰ１に関して図３から明らかなように直列につながれたダイオードＤ０１とコンデンサＣ０１を有することができる。それにより、ドレイン端子Ｄに第１の基準電位ＢＰ１との比較で正の電位が印加されたときに（たとえばドレイン端子Ｄに印加される相電圧Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３の正の半波ＨＷ０（図４Ａ）の間に）、コンデンサＣ０１を充電することができる。換言すると、相電圧の正の半波ＨＷ０の間にコンデンサＣ０１を充電することができる。そして、コンデンサＣ０１に蓄えられた作業能力のある電荷を、ドレイン端子Ｄに印加される相電圧の正の半波ＨＷ０に後続する負の半波ＨＷの間に、スイッチＳ０１の相応の制御のもとで、半導体スイッチ１１０のゲート電極Ｇへ再充電して、これを作動化することができるという利点がある（たとえば電圧制御式に、図４Ｂの時点ｔ１’を参照）。それにより、ゲート電極Ｇを制御するための外部の電気エネルギー供給を省略できるという利点がある。
【００３７】
さらに任意選択として制御装置１２０ａは、別の好ましい実施形態では、コンデンサＣ０１の充電電圧を安定化する電圧安定化回路１２４（たとえばツェナーダイオード）を有することができる。
【００３８】
図５は、別の実施形態に基づく電子回路の簡略化された回路図を模式的に示している。図５に掲げる回路は、第１のタイミング回路（タイマ）１２００ａと、第２のタイミング回路１２００ｂと、図３の半導体スイッチ１１０の制御のための制御信号Ｓ０１’，Ｓ０２’を特別にエネルギー効率的な仕方で提供する組み合わせロジック１２００ｃとを含んでいる。図５を参照して上に説明したコンポーネント１２００ａ，１２００ｂ，１２００ｃないしこれらの機能性は、別の好ましい実施形態では、図３の制御ロジック１２２に好ましく設けられていてよい。このとき制御ロジック１２２への電力供給を同じくコンデンサＣ０１から行うことができるという利点があり、それにより、制御ロジックの動作のための別個の電気エネルギー供給装置を省略することができる。このことは別の実施形態において、さらにあとで図６を参照して説明する回路コンポーネントについても当てはまる。
【００３９】
図５の第１のタイミング回路１２００ａは第１の電流源Ｉ１を有していて、これを介してスイッチＳ１による制御のもとでコンデンサＣ１を充電可能であり、および第２の電流源Ｉ２を有していて、これを介して第２のスイッチＳ２による制御のもとでコンデンサＣ１を放電可能である。両方の電流源Ｉ１，Ｉ２はそれぞれ定電流源として構成されるのが好ましく、第２の電流源Ｉ２によって提供される電流の値は、第１の電流源Ｅ１によって提供される電流の値の２倍である（電流方向は、上に説明したコンデンサＣ１の充電ないし放電を可能にするために、互いに反対向きである）。コンデンサＣ１の電圧については、一例として図８に曲線Ｋ４によって示唆する時間的推移が生じる。コンデンサＣ１の放電プロセスの終了が、第１の時間領域Ｔ１（図４Ｂ）から第２の時間領域Ｔ２への移行を特徴づける設定可能な時点ｔ２に相当することが明らかであり、それに対して充電プロセスは負の半波ＨＷの継続時間ＺＢ全体を通じて延びている。図８の時間帯ｔ４からｔ６を参照。このように好ましい実施形態では、コンデンサＣ１（図５）の充電は、相電圧を提供する発電機の可変の回転数に基づいて相応に変動することがある継続時間ＺＢの「学習」と対応する。図８の時間帯ｔ４からｔ６を参照。このように、充電に対して２倍の速度を有するコンデンサＣ１の放電は（数値的に２倍の充電電流による。電流源Ｉ２を参照）、半波ＨＷ（図４Ｂ）の継続時間ＺＢの中央部での設定可能な時点ｔ２ないしｔ５（図８）の規定をもたらす。
【００４０】
シュミットトリガＡ６（図５）およびこれに後置されたＡＮＤゲートＡ８により、コンデンサＣ１の電圧および信号Ａ＿ｅｎｔｌａｄｅｎに依存して、組み合わせロジック１２００ｃに供給可能なロジック信号Ａ８’が生成される。第１のタイミング回路１２００ａのスイッチＳ１，Ｓ２は、本例では一例として信号Ａ＿ｌａｄｅｎ，Ａ＿ｅｎｔｌａｄｅｎに依存して制御され、これらの信号は以下において説明するように一例として、かつ同じく非常にエネルギー効率的に、図６に示す回路によって判定することができる。
【００４１】
図６はシュミットトリガＡ１を示しており、相電圧（たとえば図４Ｂに示す符号Ｋ３を参照）を表す信号Ｐｈａｓｅがこれに入力側で供給され、そこから、負の半波ＨＷ（図４Ｂ）がいつ存在するかを表す二値信号Ｐｈ＿ｎｅｇを生成する。換言すると信号Ｐｈ＿ｎｅｇは、たとえば相電圧の負の半波ＨＷが存在するときに論理的な１の値を有す。信号Ｐｈａｓｅは、Ｌｏｗ−Ｓｉｄｅ（ＬＳ−）経路のケースでは、たとえば半導体スイッチ１１０のドレイン端子Ｄ（図３）から導き出すことができ、Ｈｉｇｈ−Ｓｉｄｅ（ＨＳ−）経路のケースではソース接続部Ｓ（図３）から導き出すことができる。
【００４２】
図６は、たとえばフリップフロップによって具体化可能であるカウンタデバイスＡ２、特に変換カウンタをさらに示している。クロック信号ＣＬＫとして信号Ｐｈ＿ｎｅｇが単相メータＡ２に供給され、これに依存して変換カウンタ２つの出力信号ｃｏｕｎｔ＿２，ｃｏｕｎｔ＿２’を形成する。信号Ｐｈ＿ｎｅｇ，ｃｏｕｎｔ＿２，ｃｏｕｎｔ＿２’に依存して、２つのＡＮＤゲートＡ３，Ａ４によって信号Ａ＿ｌａｄｅｎ，Ａ＿ｅｎｔｌａｄｅｎ，Ｂ＿ｌａｄｅｎ，Ｂ＿ｅｎｔｌａｄｅｎが形成され、両方の信号Ａ＿ｌａｄｅｎ，Ａ＿ｅｎｔｌａｄｅｎは、上で説明したように、第１のタイミング回路１２００ａの動作のために利用される。
【００４３】
第２のタイミング回路１２００ｂは第１のタイミング回路１２００ａに比肩する構造を有しており、ロジック信号Ａ９’を生成する役目を果たすものであり、これが別の信号Ａ８’，Ｐｈ＿ｎｅｇとともに、半導体スイッチ１１０のゲート電極Ｇの制御のために、論理ゲートＡ１０，Ａ５により互いに相補的な制御信号Ｓ０１’，Ｓ０２’へと変換される。
【００４４】
このように好ましい実施形態では、第２のタイミング回路１２００ｂ（図５）のコンデンサＣ２の充電は、図８の時間帯ｔ１からｔ３での継続時間ＺＢの「学習」と対応し、コンデンサＣ２の放電は充電（電流源Ｉ３）に対して２倍の速度で惹起され（数値的に２倍の大きさの充電電流による。電流源Ｉ４を参照）、それに伴って半波ＨＷの継続時間ＺＢの中央部での設定可能な時点ｔ５ないしｔ２（図８）の規定を惹起する。
【００４５】
上に説明したタイミング回路１２００ａ，１２００ｂは、周期的継続時間・時間発生器ないしＰＤタイマとも呼ぶことができる。なぜなら、第１のＰＤタイマが相電圧Ｋ３の着目される第１の（負の）半波ＨＷの間に半波ＨＷの継続時間ＺＢを学習し、それに対して、第２のＰＤタイマは着目される同じ半波ＨＷの間に半導体スイッチ１１０の制御のために利用され、その逆も成り立つからである。別の好ましい実施形態では、学習時間（たとえば時点ｔ１からｔ３ないしｔ４からｔ６）と制御時間（たとえば時点ｔ１からｔ２ないしｔ４からｔ５）は同じではなく、制御時間は一般に学習時間よりも短い。このことは、相電圧の周期から周期へと周期時間の短縮（およびこれに伴って一例として着目される負の半波ＨＷの継続時間ＺＢの短縮）を生じさせることができ（たとえば発電機の回転数変更や電流変更によって）、受動的な整流スロットにわたって留保することができるという理由で好ましい。別の好ましい実施形態では、学習時間と制御時間の間の時間的な比率は典型的には約５０％から約９９％である。別の好ましい実施形態では、学習時間は図４Ｂに示す時点ｔ３，ｔ１の間の時間差によって規定され、それに対して制御時間は時点ｔ２，ｔ１の間の時間差によって規定される。換言すると学習時間は、好ましい実施形態では、第１の時間領域Ｔ１と第２の時間領域Ｔ２の合計に相当し、それに対して時間制御式の制御時間は第１の時間領域Ｔ１に相当し、特に時点ｔ２の判定のために利用可能である。
【００４６】
本実施例に基づく原理は、第１の時点ｔ２（図４Ｂ）への到達とともに、半導体スイッチ１１０の不作動化のための電圧制御式の方法の利用を可能にするという利点がある。特に好ましい実施形態では、印加される相電圧が第１の閾値Ｕ＿ＳＷ＿ＯＦＦを下回っている限り、半導体スイッチ１１０を引き続き制御ないし作動化したまま保つことができる。
【００４７】
各実施形態に基づく原理を、時間制御（第１の時間領域Ｔ１、半導体スイッチ１１０の作動化を開始）と電圧制御（第２の時間領域Ｔ２、半導体スイッチ１１０の不作動化）との組み合わせで適用することで、相電流が低いときでも半導体スイッチ１１０の最低の制御が保証され、相電流が高いときには能動的な制御のタイムスロットＴ２がいっそう拡張されることが保証されるという利点がある（特に時間領域ｔ２’からｔ３’での半導体スイッチの作動化の維持の拡張）。
【００４８】
図５を参照して上で説明した一例としてのＰＤタイマ１２００ａ，１２００ｂの具体化が特別に好ましい理由は、定電流源Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４による該当するコンデンサＣ１，Ｃ２の充電ないし放電のとき、コンデンサ電圧と時間との間で線形の関係が生じることである。その代替または補足として別の実施形態では、抵抗（図示せず）を介してのコンデンサＣ１，Ｃ２の充電ないし放電が意図されていてよく、この場合には電圧と時間の間で非線形の関係が生じる。
【００４９】
その代替または補足として、さらに別の実施形態では、クロック発生器を通じて時間離散式の制御がなされるカウンタ（図示せず）を利用することができる。上に挙げたさまざまな実施形態は、第１の時間領域Ｔ１から第２の時間領域Ｔ２への移行を特徴づける第１の時点ｔ２の正確な判定をそれぞれ可能にするという利点がある。
【００５０】
以下において、別の好ましい実施形態について説明する。１つの別の好ましい実施形態では妥当性検査が提案される。そのために、ＰＤタイマ１２００ａ，１２００ｂ（図５）のコンデンサ電圧の時間的推移が参照される。図８の曲線Ｋ４は、第１のＰＤタイマ１２００ａのコンデンサＣ１における電圧の時間的推移を表しており、曲線Ｋ５は、第２のＰＤタイマ１２００ｂのコンデンサＣ２における電圧の時間的推移を表している。出願人の実験によれば、実際のシステム（たとえば自動車の発電機）においては典型的には特定の最小および最大の継続時間（ないし相電圧の周期時間ないしたとえば負の半波ＨＷ（図４Ｂ）のそれぞれ相応の時間ＺＢ）だけが、たとえば発電機の可能な回転数範囲や極対数に依存して発生する。
【００５１】
別の好ましい実施形態では、相関関係にある最小電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＩＮ（図８）が定義され、相関関係にある最大電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＡＸが定義される。このとき最小電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＩＮは発電機の最大回転数と相関関係にあり、最大電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＡＸは発電機の最小回転数と相関関係にある。なぜなら、制御スロットの継続時間ＺＢ（図４Ｂ）は、発電機の回転数の増加にともなって減少していくからである。最大値ＺＢはＺＢ＝３０／（ｎ＊ＰＰ）であり、ここでＰＰは極対数であり、ｎは発電機回転数１／ｍｉｎである。別の好ましい実施形態では、ＰＤタイマ１２００ａ，１２００ｂのコンデンサＣ１，Ｃ２のコンデンサ電圧が、最大電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＡＸと最小電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＡＸの間の電圧範囲の外部では妥当でないと評価される（そして任意選択としてゼロにセットされる）ことが提案され、相電圧の整流は、最大電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＡＸと最小電圧Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＡＸの間の電圧範囲を上回った後に、または下回った後に、相電圧の後続の周期でたとえば純粋に受動的に行われ、すなわち、半導体スイッチ１１０の寄生ダイオード（図示せず）によって行われる。このような妥当性検査のための相応のロジック（図示せず）が、たとえば同じく制御装置１２０に設けられていてよい。
【００５２】
別の好ましい実施形態では、半導体スイッチ１１０を有する半導体基板（「チップ」）の温度（「チップ温度」）の測定にも、このような機能を利用できるという利点がある。なぜなら、半導体スイッチ１１０の寄生ダイオード（図示せず）での電圧降下は、チップ温度と相関関係にあるからである。このような種類の測定は、別の好ましい実施形態では、たとえば生産サイクルでの熱結合（”Ｒ＿ｔｈ”）を決定するために利用することができる。このような種類の温度測定のために、半導体スイッチ１１０の能動的な制御がスイッチオフされることが保証されるのが好ましい。このことは、別の好ましい実施形態では、たとえば上記の妥当性領域Ｕ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＩＮからＵ＿ＰＤ−Ｔ＿ＭＡＸの範囲外での制御スロットの設定を通じて実現することができる。
【００５３】
図７は、別の実施形態に基づく簡略化されたブロック図を模式的に示している。符号３００は、半導体スイッチ１１０だけでなく回路１００の制御装置１２０も上に配置された半導体基板を表す。それにより、特別に小型に構成されたコンフィグレーションがもたらされる。たとえばコンポーネント１１０，１２０を有する半導体基板３００は、相応の目標システム（たとえば能動的な整流器）の従来型の受動的な整流ダイオードを、各実施形態に基づく電子回路１００を有する半導体基板３００で置き換えることができる程度にわずかな設計容積を有することができる。それにより、半導体スイッチ１１０の負荷区間１１２の少ないオン抵抗に基づき、作動化された、すなわちスイッチオンされた状態のときに従来式の整流ダイオードの動作よりも大幅に少ない抵抗損失を惹起する、能動的な整流の可能性が与えられるという利点がある。さらに、半導体基板３００の上に配置された回路１００は、簡素な設計、簡素な組立、上述した小型の設計サイズ、高い機械的なロバスト性、および比較的少ない製造コストを可能にする。
【００５４】
各実施形態に基づく回路１００，１００ａは電気的な二端子網の形態で提供できるという利点があり、その第１の端子はたとえばドレイン電極Ｄ（図１）であり、第２の端子はたとえば第１の基準電位ＢＰ１に接続するためのアース端子（ソース電極Ｓ）である。図３に示すコンデンサＣ０１が任意選択で設けられる場合、負荷区間１１２に印加される半導体スイッチ１１０の相電圧の負の半波ＨＷの間にも、回路１００ａの確実で自律的な動作が保証される。別の実施形態では、コンデンサＣ０１のキャパシタンスを比較的低く、たとえば半導体スイッチ１１０のゲート電極Ｇのキャパシタンスの範囲内に、またはたとえば半導体スイッチ１１０のゲート電極Ｇのキャパシタンスのおよそ４０％からおよそ１５０％の範囲内に、選択することができるのが特別に好ましい。出願人の実験によると、このようなキャパシタンスは、相電圧の（たとえば負の）半波ＨＷの間の半導体スイッチ１１０の確実で完全な制御にとって十分である（たとえば図５，６に示す回路コンポーネントの動作も含む）。相電圧の後続する別の（たとえば負の）半波の枠内におけるあらためての制御のために、第１の半波ＨＷに続く相応の正の半波ＨＷ０（図４Ａ）によってコンデンサＣ０１を充電することができ、以下同様である（ブートストラップ原理）。
【００５５】
別の好ましい実施形態では、複数の半導体スイッチ１１０とこれらに付属する制御装置１２０を同一の半導体基板３００の上に集積することも考えられる。図７参照。たとえば２つの同種または異種の半導体スイッチ１１０を、それぞれ付属の制御装置１２０とともに１つの（同一の）半導体基板３００の上に集積することができ、第１の集積された半導体スイッチ１１０はいわゆるハイサイドスイッチを形成することができ、第２の集積された半導体スイッチ１１０はいわゆるローサイドスイッチを形成することができる。
【００５６】
別の好ましい実施形態は、各実施形態に基づく少なくとも１つのスイッチ１００，１００ａを有する能動的な整流器回路５００に関する。図９は、これに関して簡略化されたブロック図を模式的に示している。
【００５７】
図示されているのは、三角形トポロジーで配線された、相形成をする３つの巻線４０２，４０４，４０６を有する発電機４００、たとえば自動車用の発電機である。すべての巻線支持体４０２，４０４，４０６の総体が、たとえば発電機４００のステータ巻線を形成する。それ自体公知の仕方で励起電流ＩＥｒｒにより負荷可能な励起巻線４０８が、発電機４００のロータ（図示せず）に付属している。ロータおよびこれに伴って励起巻線４０８が発電機４００のステータ巻線に対して相対的に回転すると、相形成をする巻線支持体４０２，４０４，４０６でそれぞれ相応の相電圧が誘導され、これを回路結節点４１０，４１１，４１２を介して能動的な整流器回路５００に供給可能である。符号４１３も参照。
【００５８】
能動的な整流器回路５００は、それぞれたとえば図１から図８に示すコンフィグレーション１００ないし１００ａを有し、それぞれ図１から８を参照して上で説明したように能動的な整流器として作動する２つの電子回路１００ｂ＿１，１００ｂ＿２からなる第１の直列回路４２１を有している。第１の直列回路４２１は発電機４００の第１の相に割り当てられている。回路結節点４１０も参照。同等の二端子網１００ｂ＿３，１００ｂ＿４（それぞれコンフィグレーション１００ないし１００ａに類似ないし同一）からなる第２の直列回路４２２が、発電機４００の第２の相に比肩する仕方で付属している。回路結節点４１１も参照。同等の二端子網１００ｂ＿５，１００ｂ＿６（それぞれコンフィグレーション１００ないし１００ａに類似ないし同一）からなる第３の直列回路４２３が、発電機４００の第３の相に比肩する仕方で付属している。それに応じて端子５０２，５０４には、整流器回路５００によって能動的に整流される出力電圧ＵＡが印加される。
【００５９】
別の特別に好ましい実施形態では、各実施形態に基づく回路１００，１００ａ，１００ｂ＿１，．．，１００ｂ＿６を、たとえば圧入ダイオードなどの従来式の受動的なダイオードに代えて、能動的な整流器回路５００を提供するために利用できるという利点がある。図１から８を参照して上に説明した各実施形態に基づき、別個の制御ロジックが必要ないという特別な利点がある。なぜなら、各実施形態に基づく各々の回路１００，１００ａに独自の制御装置１２０が付属しているからであり、これを回路１００，１００ａの付属の半導体スイッチ１１０と同じ基板に配置できるという特別な利点がある。
【００６０】
図１０は、たとえば図９に示す直列回路１００ｂ＿１，１００ｂ＿２に比肩する、交流電圧の１つの相の整流のために各実施形態に基づく２つの半導体スイッチ１１０が相前後してつながれた別の実施形態に基づく動作量の時間的推移を模式的に示している。図８の符号Ｋ４，Ｋ５に類似して、図１０は、図５のＰＤタイマ１２００ａ，１２００ｂのコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧Ｋ４’，Ｋ５’の時間的推移を示している。曲線Ｋ６は、着目される半導体スイッチ１１０の負荷区間１１２（図１）における電圧（すなわち、たとえばＭＯＳＦＥＴ１１０のケースではドレイン・ソース電圧ＵＤＳ）の時間的推移を表し、曲線Ｋ６’は、垂直軸の別のスケーリングで表された曲線Ｋ６に相当する。曲線Ｋ７ａ，Ｋ７ｂは、基本的に、着目される半導体スイッチの負荷区間を通るパルス状の「ダイオード電流」を表す。図１０に示す時間的推移は、基本的に適正な動作に相当する。
【００６１】
それに対して図１１は、図１０と比較可能なシナリオを、整流されるべき信号のＰＤタイマゼロ通過にわたっての長すぎる制御で示している。時点ｔ１０および曲線Ｋ４’を参照。着目される半導体スイッチのスイッチオフはＰＤタイマの経過後に初めて行われ、すなわち時点ｔ１１＞ｔ１０で行われ、該当する半導体スイッチの負荷区間を通る電流は逆方向で、最大で約−６０Ａの値Ｉｐｋに達する。このことはエラー発生に相当し、負荷区間を通る電流は求められる整流に関して「誤った方向に」流れる。このような種類の長すぎる制御は、たとえば制御装置１２０（図１）における不具合によって生じることがある。
【００６２】
したがって別の好ましい実施形態では、負荷区間１１２に印加される電圧が正であり、設定可能な第２の閾値を上回ったときに半導体スイッチ１１０（図１）を不作動化させるように構成された安全停止装置１３０（図１３）が設けられる。それにより、図１２を参照して上で説明したエラー発生を確実に回避することができる。安全停止装置１３０は、制御装置１２０（図１）の目下の動作状態（たとえば第１の時間領域Ｔ１、第２の時間領域Ｔ２。図４Ｂを参照）に関わりなく半導体スイッチ１１０を不作動化するように構成されるのが特別に好ましい。それに伴い、エラー発生時に制御装置１２０のどのような動作状態のときでも半導体スイッチ１１０を確実に不作動化することができる。安全停止装置１３０による半導体スイッチ１１０の制御は、制御装置１２０による半導体スイッチ１１０の制御よりも高い優先順位を有するのが特別に好ましい。それにより、制御装置１２０の最新の動作状態ないしエラー状態に関わりなく、望ましくない動作状態（たとえば第２の閾値よりも大きい負荷区間１１２の正の電圧）のときに半導体スイッチ１１０の確実な不作動化を行えることが保証される。
【００６３】
安全停止装置１３０は、たとえば負荷区間１１２（図１）の最新の電圧１３１を供給可能である、この電圧１３１を設定可能な第２の閾値と比較するコンパレータ１３２を有している。図１３を参照。設定可能な第２の閾値は、たとえば約１０ｍＶから約２５ｍＶの間の値、好ましくは約１８ｍＶから約２２ｍＶの間の値を有し、それにより、安全停止装置１３０がエラー発生時に早期に反応することができる。コンパレータ１３２の出力部は、半導体スイッチ１１０を不作動化させるための相応の制御信号ＯＦＦを安全停止装置１３０の端子１３４に出力することができるスイッチ１３３に対して作用する。端子１３４は、半導体スイッチ１１０の制御端子ないしゲート端子（「ゲート電極」）Ｇと直接的に接続されるのが好ましく（たとえばゲート電極Ｇへの制御装置１２０の端子に追加して）、それにより、制御信号ＯＦＦがゲート電極Ｇに対して直接的に作用して、半導体スイッチ１１０を不作動化させる（高抵抗に切り換える）ことができる。安全停止装置１３０は、制御装置１２０自体が、たとえば、ゲート電極Ｇの不具合に基づき半導体スイッチ１１０が不作動化されないように制御されている場合でも、制御信号ＯＦＦによって半導体スイッチ１１０を確実に不作動化できるように設計されるのが特別に好ましい。たとえばこのことは、たとえばスイッチＳ０１，Ｓ０２（図３）により生成可能であるような、場合により制御装置１２０の側からゲート電極Ｇについて提供される制御信号に関わりなく、制御信号ＯＦＦが半導体スイッチ１１０のゲート電極Ｇを十分に高い電流強さをもって、半導体スイッチ１１０の不作動化（高抵抗切換）に相当する電位へと再充電できることによって実現することができる。
【００６４】
図１２は、図１１に比肩されるシナリオを模式的に示すが、ここでは図１３を参照して上に説明した安全停止装置１３０を用いて、着目される半導体スイッチの安全停止がエラー発生時に行われ、それにより、該当する半導体スイッチの負荷区間を通る望ましくない逆方向への電流の上昇を制限することができる。同じく、着目する半導体スイッチが不具合のためにＰＤタイマＫ４’’を通じて長すぎる制御をうけるが、図１１とは異なり、図１２のシナリオでは時点ｔ１２で、たとえば約＋２０ｍＶの比較的低い正の電圧に相当する設定可能な第２の閾値Ｕｏｆｆに達したとき、半導体スイッチ１１０の矯正停止が行われる。それにより、本例では負荷区間１１２（図１）を通る逆方向の電流Ｋ７ａが約１３．３Ａのピーク値Ｉｐｋに制限され、すなわち数値的に図１１のシナリオよりも明らかに低く制限される。
【００６５】
安全停止装置１３０が半導体スイッチ１１０ないし少なくとも１つの半導体スイッチ１１０および制御装置１２０とともに、同一の半導体基板の上に配置されていてよいのも特別に好ましい。
【００６６】
別の好ましい実施形態は、能動的な整流器回路５００を作動させる各実施形態に基づく方法の利用法に関し、能動的な整流器回路５００は、特に各実施形態に基づく少なくとも１つの回路１００，１００ａ，１００ｂ＿１，．．，１００ｂ＿６を有する。
【００６７】
各実施形態に基づく原理は、二端子網１００，１００ａないし多相の整流器回路５００の形態の能動的な整流器回路を提供するために特別に好ましく適用することができる。それに伴い、たとえば自動車の発電機のための、特に三相発電機（単相または多相）のための能動的な整流器回路を提供できるというきわめて特別な利点がある。さらに各実施形態に基づく原理は、たとえば変圧器などの任意の交流電流源の電圧の整流のためにも適用することができる。その場合にも同等の利点が得られる。
【００６８】
さらに各実施形態に基づく原理は、たとえばＩＧＢＴ（絶縁ゲート電極を有するバイポーラトランジスタ）を装備する、たとえば、パルスインバータのためのフリーホイーリングダイオードを必要とするあらゆる回路のための、特にパワー電子回路のための能動的な二端子網１００，１００ａとして利用できるという利点がある。その場合に電子回路１００，１００ａは、それに応じて１つまたは複数のＩＧＢＴのためのフリーホイーリングダイオードの意味における能動的なダイオードとして利用することができる。
【符号の説明】
【００６９】
１００，１００ａ  電子回路
１１０  半導体スイッチ
１２０  制御装置
１１２  負荷区間
１３０  安全停止装置
３００  半導体基板
５００  整流器回路
【図１】
2020054222.tif 000003
【図２】
2020054222.tif 000004
【図３】
2020054222.tif 000005
【図４Ａ】
2020054222.tif 000006
【図４Ｂ】
2020054222.tif 000007
【図５】
2020054222.tif 000008
【図６】
2020054222.tif 000009
【図７】
2020054222.tif 000010
【図８】
2020054222.tif 000011
【図９】
2020054222.tif 000012
【図１０】
2020054222.tif 000013
【図１１】
2020054222.tif 000014
【図１２】
2020054222.tif 000015
【図１３】
2020054222.tif 000016
【外国語明細書】
2020054222000001.pdf