(57)【要約】【課題】非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する位相誤差の影響を抑制すること。【解決手段】モータ制御装置１００は、ＰＷＭ部２２と、変調制御部４１とを有し、ＰＷＭ部２２は、過変調のＰＷＭを行うことが可能であり、かつ、非同期ＰＷＭを行い、変調制御部４１は、過変調時のキャリア周波数と電圧指令値の周波数との位相誤差の影響を受けない条件を満たすか否かを判定し、その判定結果によりＰＷＭ部における過変調を許可または禁止する。【選択図】図１
2020167868.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータをベクトル制御により駆動するモータ制御装置であって、
過変調のＰＷＭ処理を行うことが可能であり、かつ、非同期ＰＷＭを行うＰＷＭ部と、
前記過変調時の前記ＰＷＭ部のキャリア信号の周波数であるキャリア周波数が、前記キャリア周波数と前記モータを目標の回転速度に制御する電圧指令値の周波数との位相誤差である非同期位相誤差  の影響を受けない条件を満たすか否かを判定し、その判定結果に基づいて前記ＰＷＭ部における前記過変調を許可または禁止する制御を行う変調制御部と、
を具備するモータ制御装置。
【請求項２】
前記変調制御部は、前記キャリア周波数を前記電圧指令値の周波数で除算することにより算出した値が（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５未満）（ｎは正の整数）であるとき、前記非同期位相誤差の影響を受けないと判定し、前記ＰＷＭ部における前記過変調を許可する、
請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記変調制御部は、前記過変調を許可する場合には前記過変調を許可するに相当する変調率上限値を前記ＰＷＭ部に出力し、前記過変調を禁止する場合には前記過変調を禁止するに相当する変調率上限値を前記ＰＷＭ部に出力する、
請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記変調制御部は、前記過変調を許可するか否かの判定での前回の判定結果と、前記判定での今回の判定結果との組み合わせにより、前記ＰＷＭ部における前記過変調の許可と禁止とを切り替える場合には、前記ＰＷＭ処理の変調率を徐々に変化させる、
請求項３に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の技術は、モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ベクトル制御でモータの駆動を制御するモータ制御装置では、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）になるようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値が生成され、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値が生成される。さらに、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値が三相の出力電圧指令値へ変換され、ＩＰＭ（Intelligent  Power  Module）でのスイッチングを制御するための信号（以下では「ＩＰＭ制御信号」と呼ぶ）が、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）によって三相の出力電圧指令値から生成されてＩＰＭへ出力される。ＩＰＭでは、入力されたＩＰＭ制御信号に応じたスイッチングが行われて三相電圧が生成され、生成された三相電圧がモータに印可されることによりモータが駆動される。
【０００３】
ＰＷＭでは、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と三相の電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との比較結果に基づいて、ＩＰＭ制御信号が生成される。ここで、ＰＷＭには「同期ＰＷＭ」と「非同期ＰＷＭ」とがある。
【０００４】
同期ＰＷＭでは、キャリア信号のゼロクロス点と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）のゼロクロス点が常に一致するように、つまり、キャリア信号の周波数（以下では「キャリア周波数」と呼ぶ）と三相の電圧指令値の周波数（以下では「電気角周波数」と呼ぶ）とが周波数同期（キャリア周波数と電気角周波数が整数倍の関係）かつ位相同期（ゼロクロス点の一致）するようにキャリア周波数が制御される。そのため、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の位相はＩＰＭ制御信号の位相と常に一致する。しかし、同期ＰＷＭでは、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の位相とＩＰＭ制御信号の位相とを常に一致させるために、モータの回転周波数（以下では「回転速度」と同義）に応じてキャリア周波数を制御することが必要になるため、制御が複雑になり高性能なマイクロコンピュータやプロセッサ（ＣＰＵ）などが必要となる。
【０００５】
これに対し、非同期ＰＷＭでは、同期ＰＷＭのようなキャリア周波数の制御が行われないため、同期ＰＷＭに比べて、ＰＷＭに係る処理を軽減することができる。しかし、非同期ＰＷＭでは、回転周波数の変化によらず常に固定のキャリア周波数が用いられるため、キャリア信号のゼロクロス点と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）のゼロクロス点が一致しないことがある。このため、非同期ＰＷＭでは、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とＩＰＭ制御信号との間の位相誤差（以下では「非同期位相誤差」と呼ぶ）が生じる。
【０００６】
また、ＰＷＭでは、モータの運転効率を高めるために、ＩＰＭの母線電圧よりも大きい電圧をモータに印加することを可能にする「過変調」が行われることがある。変調率は、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の基本波をキャリア信号の振幅値で除した値をいい、変調率が「１」を超えるＰＷＭが行われることにより過変調となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−１４３３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
非同期ＰＷＭにおいて過変調が行われる場合、非同期ＰＷＭにおいて発生する非同期位相誤差が過変調により増大してしまう。この非同期位相誤差の増大は、モータが運転時に発する騒音の増加要因となる。
【０００９】
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する非同期位相誤差の影響を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
開示の態様のモータ制御装置は、ＰＷＭ部と、変調制御部とを有する。ＰＷＭ部は、過変調のＰＷＭを行うことが可能であり、かつ、非同期ＰＷＭを行う。変調制御部は、キャリア周波数が、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との位相誤差（非同期位相誤差）の影響を受けない条件を満たすか否かを判定し、その判定結果に基づいてＰＷＭ部における過変調を許可または禁止する。
【発明の効果】
【００１１】
開示の態様によれば、非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する非同期位相誤差の影響を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図３】図３は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図４】図４は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図５】図５は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図６】図６は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図７】図７は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図８】図８は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図９】図９は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図１０】図１０は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図１１】図１１は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図１２】図１２は、実施例１のモータ制御装置の処理に一例を示すフローチャートである。
【図１３】図１３は、実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本願の開示するモータ制御装置の実施例を図面に基づいて説明する。なお、この実施例により本願の開示するモータ制御装置が限定されるものではない。また、実施例において同一の機能を有する構成、及び、同一の処理を行うステップには同一の符号を付す。
【００１４】
［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１に示すモータ制御装置１００は、非同期ＰＷＭを行う。また、モータ制御装置１００は、過変調を行うことが可能である。
【００１５】
図１において、モータ制御装置１００は、減算部１１，１４，１５，１９と、速度制御部１２と、励磁電流制御部１３と、ｄ軸電流制御部１６と、ｑ軸電流制御部１７と、非干渉化制御部１８と、加算部２０と、ｄｑ／３φ変換部２１と、ＰＷＭ部２２と、ＩＰＭ２３と、３φ電流算出部２４と、３φ／ｄｑ変換部２５と、軸誤差算出部２６と、ＰＬＬ制御部２９と、位置推定部３０と、１／Ｐｎ処理部３１と、変調制御部４１とを有する。モータ制御装置１００は、モータＭに接続される。
【００１６】
減算部１１，１４，１５，１９、速度制御部１２、励磁電流制御部１３、ｄ軸電流制御部１６、ｑ軸電流制御部１７、非干渉化制御部１８、加算部２０、ｄｑ／３φ変換部２１、ＰＷＭ部２２、３φ電流算出部２４、３φ／ｄｑ変換部２５、軸誤差算出部２６、ＰＬＬ制御部２９、位置推定部３０、１／Ｐｎ処理部３１、及び、変調制御部４１は、ハードウェアとして、例えばマイクロコンピュータまたはプロセッサにより実現される。プロセッサの一例として、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit）、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）、ＦＰＧＡ（Field  Programmable  Gate  Array）等が挙げられる。
【００１７】
減算部１１は、機械角速度指令値ωｍ＊から機械角速度ωｍを減算することにより機械角速度偏差Δωを算出し、算出した機械角速度偏差Δωを速度制御部１２へ出力する。機械角速度指令値ωｍ＊は、モータ制御装置１００の外部から減算部１１に入力される。また、機械角速度ωｍは、１／Ｐｎ処理部３１から減算部１１に入力される。
【００１８】
速度制御部１２は、機械角速度偏差Δωが小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成し、生成したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を励磁電流制御部１３及び減算部１５へ出力する。
【００１９】
励磁電流制御部１３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成し、生成したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を減算部１４へ出力する。
【００２０】
なお、ｄ軸及びｑ軸は二相の回転座標系の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ及び後述するＶｄ、Ｖｑはこの座標軸上の電流及び電圧である。
【００２１】
減算部１４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差ΔＩｄをｄ軸電流制御部１６へ出力する。
【００２２】
減算部１５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差ΔＩｑをｑ軸電流制御部１７へ出力する。
【００２３】
ｄ軸電流制御部１６は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を生成し、生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を減算部１９へ出力する。
【００２４】
ｑ軸電流制御部１７は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を生成し、生成したｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を加算部２０へ出力する。
【００２５】
非干渉化制御部１８は、ｄ軸とｑ軸との間に発生する干渉をキャンセルしてｄ軸とｑ軸とをそれぞれ独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。例えば、非干渉化制御部１８は、３φ／ｄｑ変換部２５から入力されるｄ軸電流Ｉｄと、ＰＬＬ制御部２９から入力される電気角速度ωｅとから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成し、生成したｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算部１９へ出力する。また例えば、非干渉化制御部１８は、３φ／ｄｑ変換部２５から入力されるｑ軸電流Ｉｑと、ＰＬＬ制御部２９から入力される電気角速度ωｅとから、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成し、生成したｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算部２０へ出力する。
【００２６】
減算部１９は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊からｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化し、非干渉化後のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊をｄｑ／３φ変換部２１及び軸誤差算出部２６へ出力する。
【００２７】
加算部２０は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊にｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化し、非干渉化後のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｄｑ／３φ変換部２１及び軸誤差算出部２６へ出力する。
【００２８】
ｄｑ／３φ変換部２１は、電気角位相（ｄｑ軸位相）θｄｑを用いて、二相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、三相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊へ変換し、変換後のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊をＰＷＭ部２２へ出力する。なお、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、及び、後述のＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、三相の固定座標系の電圧及び電流である。
【００２９】
ＰＷＭ部２２は、変調制御部４１からの制御の下で、キャリア信号と、三相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊との比較結果に基づいて、非同期ＰＷＭにより６相のＩＰＭ制御信号を生成し、生成したＩＰＭ制御信号をＩＰＭ２３へ出力する。なお、キャリア信号は、入力されたキャリア周波数ｆｃをもとにＰＷＭ部２２で生成される。
【００３０】
ＩＰＭ２３は、ＩＰＭ制御信号に基づくＩＰＭ２３でのスイッチング制御により、モータ制御装置１００の外部から印加される直流電圧Ｖｄｃから、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれへ印可する交流電圧を生成し、生成したそれぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。
【００３１】
３φ電流算出部２４は、ＩＰＭ２３の母線電流を検出し、検出した母線電流と、ＰＷＭ部２２から出力される６相ＰＷＭスイッチング情報ＳＩとから、モータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。３φ電流算出部２４は、算出したＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを３φ／ｄｑ変換部２５へ出力する。
【００３２】
３φ／ｄｑ変換部２５は、電気角位相θｄｑを用いて、三相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、二相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換し、ｄ軸電流Ｉｄを減算部１４、非干渉化制御部１８及び軸誤差算出部２６へ出力し、ｑ軸電流Ｉｑを減算部１５、非干渉化制御部１８及び軸誤差算出部２６へ出力する。
【００３３】
軸誤差算出部２６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、ｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑとから、実際のｄｑ軸と制御上のｄｑ軸との間のずれを示す軸誤差変動Δθを算出し、算出した軸誤差変動ΔθをＰＬＬ制御部２９へ出力する。
【００３４】
ＰＬＬ制御部２９は、軸誤差変動Δθから、モータＭの現在の回転の角速度である電気角速度ωｅを算出し、算出した電気角速度ωｅを非干渉化制御部１８、位置推定部３０及び１／Ｐｎ処理部３１へ出力する。
【００３５】
１／Ｐｎ処理部３１は、電気角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することより機械角速度ωｍを算出し、算出した機械角速度ωｍを減算部１１へ出力する。
【００３６】
位置推定部３０は、電気角速度ωｅから、モータＭの現在のロータの位置を示す電気角位相θｄｑを算出し、算出した電気角位相θｄｑをｄｑ／３φ変換部２１及び３φ／ｄｑ変換部２５へ出力する。
【００３７】
変調制御部４１には、モータ制御装置１００の外部からキャリア周波数ｆｃ及び電気角速度目標値ωｅｔ＊が入力される。変調制御部４１は、キャリア周波数ｆｃと電気角速度目標値ωｅｔ＊とに基づいて、非同期位相誤差による影響を受けるか否か判定するためにキャリア周波数ｆｃと電気角速度目標値ωｅｔ＊である電気角周波数の目標値との比を演算する演算部（図示なし）を備え、その演算結果により過変調を許可するか否か判定し、ＰＷＭ部２２を制御する。変調制御部４１の詳細については後述する。
【００３８】
なお、減算部１１に入力される機械角速度指令値ωｍ＊は、変調制御部４１に入力される電気角速度目標値ωｅｔ＊をモータＭの極対数Ｐｎで除算した値である機械角速度目標値に徐々に近づくようにモータ制御装置１００の外部にて算出される。
【００３９】
＜モータ制御装置の動作＞
図２〜図１１は、実施例１のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【００４０】
図２及び図３の説明の便宜上、Ｕ相の出力電圧指令値Ｖｕ＊を信号波Ｕ相、Ｖ相の出力電圧指令値Ｖｖ＊を信号波Ｖ相、Ｗ相の出力電圧指令値Ｖｗ＊を信号波Ｗ相とそれぞれ呼ぶ。
【００４１】
図２に、同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）との関係を示し、図３に、非同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）との関係を示す。図２及び図３に示すように、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの何れにおいても、信号波Ｕ相と信号波Ｖ相と信号波Ｗ相との間の相互の位相差は１２０度である。信号波Ｕ相と信号波Ｖ相と信号波Ｗ相との間の相互の位相差の１２０度は、各信号波の１周期に相当する３６０度を３分の１にした角度に一致する。また、キャリア周波数が各信号波の周波数の３倍に一致するとき、すなわち、各信号波の１周期分は、キャリア信号の３周期分に相当する。
【００４２】
このため、同期ＰＷＭでは、キャリア周波数が各信号波の周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）であるときに、図２に示すように、信号波Ｕ相、信号波Ｖ相及び信号波Ｗ相のすべてのゼロクロス点が、キャリア信号のゼロクロス点と一致する。
【００４３】
一方で、非同期ＰＷＭでは、図３に示すように、信号波Ｕ相、信号波Ｖ相及び信号波Ｗ相の各ゼロクロス点が、キャリア信号のゼロクロス点と一致しないことがある。このため、非同期ＰＷＭでは、非同期位相誤差が発生する。以下、非同期位相誤差について、位相同期ループ（Phase  Locked  Loop：ＰＬＬ）の概念を用いて考える。
【００４４】
図４に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。図４には、方形波CLKsの位相が方形波CLKrefの位相と一致し、方形波CLKs’の位相が方形波CLKref，CLKsの位相に対してΔTだけ遅れている場合を示し、方形波CLKsの周波数は方形波CLKrefの周波数と整数倍の関係であり、方形波CLKs’の周波数も方形波CLKrefの周波数と整数倍の関係である。つまり、方形波CLKsと方形波CLKrefとの関係は同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）との関係に相当し、方形波CLKs’と方形波CLKrefとの関係は同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）との位相がΔTだけずれた関係に相当する。
【００４５】
図４において、方形波CLKrefと方形波CLKsとの間では、周期Trefの中に周期Tsが５個含まれている。一方で、方形波CLKrefと方形波CLKs’との間では、ΔTだけ位相がずれているものの、方形波CLKrefと方形波CLKsとの間と同様に、周期Trefの中に周期Tsが５個含まれている。言い換えれば、方形波CLKrefの1周期内に方形波CLKsと方形波CLKs’の立ち下がる回数（立下りエッジ数）がいくつ含むかを数えると、どちらも５個含まれている。
【００４６】
よって、図４において、方形波CLKrefと方形波CLKs，CLKs’との関係を周波数の観点で見れば、方形波CLKs，CLKs’はどちらも方形波CLKrefに対して「周波数が整数倍」の関係にある。また、方形波CLKrefと方形波CLKs，CLKs’との関係を位相の観点で見れば、方形波CLKsは方形波CLKrefに対して位相同期の関係にある一方で、方形波CLKs’は方形波CLKrefに対して位相非同期の関係にある。
【００４７】
方形波CLKs，CLKs’が方形波CLKrefに対して周波数が整数倍の関係にあれば、たとえΔTの位相ずれである位相誤差が生じていても、次の周期Trefにおいても、方形波CLKref，CLKs，CLKs’の位相の関係（位相誤差）は一定に保たれる。つまり、次の周期Trefにおいても、方形波CLKref，CLKsと方形波CLKs’との間にはΔTの位相ずれが生じる。以上のことをキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）との関係性に置き換えてみると、キャリア周波数と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）の周波数の関係が整数倍であれば、キャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）に位相のずれがあったとしても、ＰＷＭ部でＩＰＭ制御信号を生成する際、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）の出力電圧位相のタイミングが一定であることを意味する。
【００４８】
よって、非同期ＰＷＭにおいても、キャリア周波数と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）の周波数との間に「周波数が整数倍」の関係にあれば、非同期位相誤差は一定に保たれると言える。このため、非同期位相誤差は変動要素を持たない位相誤差、つまり、オフセットとして捉えることができる。
【００４９】
次いで、図５に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９倍としている。図５には、方形波CLKsの位相が方形波CLKrefの位相と一致し、方形波CLKs’の位相が方形波CLKref，CLKsの位相に対してΔTだけ遅れている場合を示す。図５において、方形波CLKrefの周期Trefの３分の１の周期Tref/3（以下では「３分の１周期Tref/3」と呼ぶ）に含まれる方形波CLKs,  CLKs’の立ち上がりエッジの個数は、共に、何れの３分の１周期Tref/3においても、３個である。
【００５０】
図５では発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９倍となっている。つまり、「発振子周波数／基準信号周波数＝３×ｎ倍（ｎは正の整数）」となっている。ここで、「発信子周波数／基準信号周波数＝３×ｎ（ｎは正の整数）」となる理由は、３相の信号波（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）それぞれの位相が１２０度ずれているため、任意の１相の信号波のゼロクロスを起点として１周期３６０°を見たとき、その１周期中には３相の信号波のいずれかのゼロクロスが６０°間隔で周期的に現れ、現れた全てのゼロクロスにキャリア信号を同期させるには、キャリア信号周波数のもととなる発信子周波数が、各相の信号波の周波数である基準信号周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）となるためである。この周波数比が３×ｎ倍であることは、同期ＰＷＭである要素の１つとなる。また、図５から、方形波CLKs，CLKs’が方形波CLKrefに対して周波数の整数倍の関係にあれば、たとえΔTの位相ずれが生じていても、３分の１周期Tref/3の中に含まれる周期Tsの個数、すなわち、３分の１周期Tref/3に含まれる方形波CLKs，CLKs’の立ち上がりエッジの個数が一定であることが分かる。言い換えれば、同期ＰＷＭにおいて位相を同期させていない状態、すなわち、非同期ＰＷＭにおいて周波数の関係だけ同期がとれた状態と等しい。
【００５１】
次いで、図６に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９.４倍としている。周波数が３×ｎ倍（ｎは正の整数）の関係ではない場合、倍数を３で除算すると商に小数部、または、剰余を含まなければならない。例えば、９.３倍を３で除算すると商が３.１となり小数部を含む。このような小数部が生じると、キャリア周波数が三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）の周波数の関係が３×ｎ倍とは異なり、商の小数部分や剰余により非同期位相誤差が一定でなくなる。このため、図６に示す周期Trefの次の周期Trefでは、３分の１周期Tref/3に含まれる方形波CLKsの立ち上がりエッジが３個にならない場合、例えば、余りの分で４個になる場合が生じる。
【００５２】
次いで、図７に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９.７倍としている。周波数が３×ｎ倍（ｎは正の整数）の関係ではない場合、倍数を３で除算すると、９.４倍と同様に商に小数部、または、剰余を含まなければならない。ここで９.４倍の場合における小数部を含めない商は３、剰余は０.４となり、９.７倍の場合における小数部を含めない商は３、剰余は０.７となる。次の周期Trefには剰余分が含まれる為、位相が剰余分だけずれ込む。このため、３分の１周期Tref/3に含まれる方形波CLKsの立ち上がりエッジが４個になる確率が高いことが分かる。
【００５３】
以上の図４〜図７を用いた説明により、非同期ＰＷＭにおいて検証した結果、「キャリア周波数／電気角周波数」、つまり、キャリア周波数が電気角周波数の「（３×ｎ倍−０.５）（ｎは正の整数）」以上、かつ、「（３×ｎ倍＋０.５）（ｎは正の整数）」未満であれば、非同期位相誤差の影響を抑制できることが分かる。
【００５４】
図８及び図９に、非同期ＰＷＭにおいて、キャリア周波数が電気角周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）以外の整数倍のときのキャリア信号による三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）のサンプル点を示す。図８及び図９には、一例として、キャリア周波数が電気角周波数の１９倍であるときのサンプル点を示す。図８は図９を拡大した波形を示しており、正弦波状にサンプル点をとった波形であることがわかる。図９には正弦波状にサンプル点をとった波形を８０周期分示す。図９では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のサンプリング点がバラバラ（各相に相関性がない）であることがわかる。すなわち、３×ｎ倍（ｎは正の整数）以外の整数倍のとき、倍数を３で除算した際の商の小数部分や剰余により、位相がずれる。これにより非同期位相誤差が一定でなくなる。
【００５５】
一方で、図１０及び図１１に、非同期ＰＷＭにおいて、キャリア周波数が電気角周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）の整数倍のときのキャリア信号による三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）のサンプル点を示す。図１０及び図１１には、一例として、キャリア周波数が電気角周波数の２１倍であるときのサンプル点を示す。図１０は図１１を拡大した波形を示しており、正弦波状にサンプル点をとった波形であることがわかる。図１１には正弦波状にサンプル点をとった波形を８０周期分示す。図１１では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のサンプリング点が規則正しく一定（各相に相関性がある）であることがわかる。すなわち。３×ｎ倍（ｎは正の整数）の整数倍のとき、倍数を３で除算した際の商の小数部分や剰余がないことにより、位相のずれは一定となる。これにより非同期位相誤差が一定となる。
【００５６】
また、上記のように、非同期ＰＷＭにおいて、キャリア周波数が電気角周波数の「３×ｎ倍−０.５（ｎは正の整数）」以上、かつ、「３×ｎ倍＋０.５（ｎは正の整数）」未満であれば、キャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）に位相ずれが生じても、非同期位相誤差の影響を抑制する。
【００５７】
＜モータ制御装置の処理＞
図１２は、実施例１のモータ制御装置の処理の一例を示すフローチャートである。図１２に示すフローチャートによる処理は、ＰＷＭ部２２に三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）が入力されて、ＩＰＭ２３にＩＰＭ制御信号が出力される前に実施する。そのため、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）が生成される周期内であればよい。
【００５８】
ステップＳ１０１において、変調制御部４１は、式（１）に従って、キャリア周波数と電気角周波数の目標値との周波数比ＦＲを算出する。なお、電気角周波数の目標値は、電気角速度目標値ωｅｔ＊の電気角周波数である。
【００５９】
周波数比ＦＲ
＝キャリア周波数ｆｃ／電気角周波数の目標値
＝キャリア周波数ｆｃ／（電気角速度目標値ωｅｔ＊／（２×π））
…（１）
【００６０】
次いで、ステップＳ１０３において、変調制御部４１は、ステップＳ１０１で算出した周波数比ＦＲを小数第一位で四捨五入することにより、周波数比ＦＲを整数化する。以下では、整数化された周波数比ＦＲを「整数化周波数比ＩＦＲ」と呼ぶ。この整数化周波数比ＩＦＲを用いることで、周波数比ＦＲは「（ＩＦＲ−０.５）≦ＦＲ＜（ＩＦＲ＋０.５）」の範囲の周波数比を持つことを意味する。これにより、次のステップである除算した結果の剰余により、キャリア周波数が電気角周波数の「３×ｎ倍−０.５（ｎは正の整数）」以上、かつ、「３×ｎ倍＋０.５（ｎは正の整数）」未満か否かを判定できる。
【００６１】
次いで、ステップＳ１０５において、変調制御部４１は、整数化周波数比ＩＦＲを３で除算する。
【００６２】
次いで、ステップＳ１０７において、変調制御部４１は、ステップＳ１０５で除算した結果、割り切れて剰余Ｒが０（ゼロ）であるか否かを判定する。
【００６３】
ステップＳ１０３〜Ｓ１０７の処理により、周波数比ＦＲが「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５未満）（ｎは正の整数）」の範囲にあるか否か、つまり、キャリア周波数が電気角周波数の目標値の「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５未満）（ｎは正の整数）」であるか否かが判定される。上記の説明から、周波数比ＦＲが「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５）未満（ｎは正の整数）」の範囲にあるという条件を満たしている場合には、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）に位相ずれが生じても、非同期位相誤差の影響を抑制する。
【００６４】
剰余Ｒが０である場合は（ステップＳ１０７：Ｙｅｓ）、ステップＳ１０９において、変調制御部４１は、ＰＷＭ部２２が過変調を行うことを許可し、「１」を超える任意の値の第一変調率上限値ＭＦ１（例えば「第一変調率上限値ＭＦ１＝１.２」など）をＰＷＭ部２２に設定し、ＰＷＭ部２２は、第一変調率上限値ＭＦ１を変調率の上限として過変調のＰＷＭ処理を行う。
【００６５】
一方で、剰余Ｒが０でない場合は（ステップＳ１０７：Ｎｏ）、ステップＳ１１１において、変調制御部４１は、ＰＷＭ部２２が過変調を行うことを禁止し、「１」以下の所定の値の第二変調率上限値ＭＦ２（例えば「第二変調率上限値ＭＦ２＝１.０」）をＰＷＭ部２２に設定し、ＰＷＭ部２２は、第二変調率上限値ＭＦ２を変調率の上限としてＰＷＭ処理を行う。ここでの第二変調率上限値ＭＦ２は、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）の基本波をキャリア信号の振幅値で除した値が「１」を超えない状態となる。すなわち、過変調でない通常のモータ制御と等しくなる。
【００６６】
以上のように、実施例１では、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ部２２と、変調制御部４１とを有する。ＰＷＭ部２２は、過変調のＰＷＭ処理を行うことが可能であり、かつ、非同期ＰＷＭを行う。変調制御部４１は、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）の非同期位相誤差の影響が受ける否かを判定し、非同期位相誤差の影響が受ける場合はＰＷＭ処理における過変調を禁止する一方で、非同期位相誤差の影響を受けない場合はＰＷＭ処理における過変調を許可する。
【００６７】
例えば、変調制御部４１は、キャリア周波数を電気角周波数の目標値で除した値が「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５）未満（ｎは正の整数）」であるときに、非同期位相誤差の影響を受けない条件を満たしていると判定する。
【００６８】
こうすることで、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）の非同期位相誤差の影響を受けない場合にだけ、ＰＷＭ処理における過変調が許可されるため、非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する非同期位相誤差の影響を抑制することができる。
【００６９】
［実施例２］
＜モータ制御装置の動作＞
前回の電気角速度目標値ωｅｔ＊である第一電気角速度目標値ωｅｔ１＊に基づいて過変調が許可された状態にあるＰＷＭ部２２が、今回の電気角速度目標値ωｅｔ＊である第二電気角速度目標値ωｅｔ２＊に基づいて過変調の禁止に切り替えられた場合には、変調率の上限値が第一変調率上限値ＭＦ１から第二変調率上限値ＭＦ２に急激に減少することにより、モータＭの回転速度が急激に下がることでモータＭに騒音が発生してしまうことがある。
【００７０】
また、第一電気角速度目標値ωｅｔ１＊に基づいて過変調が禁止された状態にあるＰＷＭ部２２が、第二電気角速度目標値ωｅｔ２＊に基づいて過変調の許可に切り替えられた場合には、変調率の上限値が第二変調率上限値ＭＦ２から第一変調率上限値ＭＦ１に急激に増加することにより、モータＭの回転速度が急激に上がることでモータＭに騒音が発生してしまうことがある。
【００７１】
また、第一電気角速度目標値ωｅｔ１＊に基づいて過変調が許可された状態にあるＰＷＭ部２２が、第二電気角速度目標値ωｅｔ２＊に基づいて過変調を許可された場合でも、第一電気角速度目標値ωｅｔ１＊と第二電気角速度目標値ωｅｔ２＊との間（通過点）に、周波数比ＦＲが『（３×ｎ倍−０.５）≦ＦＲ＜（３×ｎ倍＋０.５）（ｎは正の整数）』の範囲にあるという条件を満たさなくなるような機械角速度指令値ωｍ＊が含まれることがある。第一電気角速度目標値ωｅｔ１＊と第二電気角速度目標値ωｅｔ２＊との間に、周波数比ＦＲが『（３×ｎ倍−０.５）≦ＦＲ＜（３×ｎ倍＋０.５）（ｎは正の整数）』の範囲にあるという条件を満たさない機械角速度指令値ωｍ＊が含まれると、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の非同期位相誤差の影響が大きくなるために、モータＭに騒音が発生してしまうことがある。
【００７２】
そこで、実施例２では、図１３に示すように、変調制御部４１は、前回の判定による過変調の許可または禁止の判定結果と、今回の判定による過変調の許可または禁止の判定結果との組合せに基づいて、変調率を制御する。図１３は、実施例２のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【００７３】
例えば、変調制御部４１に、前回の電気角速度目標値ωｅｔ＊である第一電気角速度目標値ωｅｔ１＊が入力され、今回の電気角速度目標値ωｅｔ＊である第二電気角速度目標値ωｅｔ２＊が入力された場合、変調制御部４１は、第一電気角速度目標値ωｅｔ１＊を用いてステップＳ１０１〜Ｓ１１１（図１２）の処理を行って過変調の許可または禁止を判定した結果Ｒ１（以下では「前回の判定結果」と呼ぶ）と、第二電気角速度目標値ωｅｔ２＊を用いてステップＳ１０１〜Ｓ１１１（図１２）の処理を行って過変調の許可または禁止を判定した結果Ｒ２（以下では「今回の判定結果」と呼ぶ）を持つ。
【００７４】
ここで、前回の判定結果と今回の判定結果との間での過変調の許可と禁止の判定結果の組合せ、つまり、前回の判定結果による過変調の許可または禁止と、今回の判定結果による過変調の許可または禁止との組合せ（以下では「判定結果組合せ」と呼ぶ）は、前回の判定が「許可」で、今回の判定が「許可」という組合せ（以下では「第一組合せ」と呼ぶ）と、前回の判定が「禁止」で、今回の判定が「禁止」という組合せ（以下では「第二組合せ」と呼ぶ）と、前回の判定結果が「許可」で、今回の判定結果が「禁止」という組合せ（以下では「第三組合せ」と呼ぶ）と、前回の判定結果が「禁止」で、今回の判定結果が「許可」という組合せ（以下では「第四組合せ」と呼ぶ）とがある。
【００７５】
そこで、変調制御部４１は、判定結果組合せが、第一組合せ、第二組合せ、第三組合せ、または、第四組合せの何れであるかを判定し、図１３に示すように、判定結果組合せに応じて変調率を制御する。
【００７６】
すなわち、判定結果組合せが第一組合せである場合は、変調制御部４１は、第三変調率上限値ＭＦ３（但し「第一変調率上限値ＭＦ２＝１.０＜第三変調率上限値ＭＦ３＜第一変調率上限値ＭＦ１」、例えば「第一変調率上限値ＭＦ１＝１.２」の場合は「第三変調率上限値ＭＦ３＝１.１」）をＰＷＭ部２２に設定し、ＰＷＭ部２２は、第三変調率上限値ＭＦ３を変調率の上限として過変調を行う。このようにすることで、過変調時の電気角速度目標値が変化する通過点の電気角周波数において、過変調を実施しながら変調率を実施例１よりも低く抑えることができる。そのため、変調率が急激に減少することによる、モータＭの回転速度が急激に下がることで生じる騒音の影響を軽減することができる。第三変調率上限値ＭＦ３は、例えば、騒音が所定値以下に収まる変調率を実機検証で定めて、予めデータとして持っていてもよい。
【００７７】
また、判定結果組合せが第二組合せである場合は、変調制御部４１は、第二変調率上限値ＭＦ２をＰＷＭ部２２に設定し、ＰＷＭ部２２は、第二変調率上限値ＭＦ２を変調率の上限としてＰＷＭ処理を行う。
【００７８】
また、判定結果組合せが第三組合せである場合は、変調制御部４１は、変調率を第一変調率上限値ＭＦ１から第二変調率上限値ＭＦ２へ向かって徐々に減少させながら変調率をＰＷＭ部２２に設定し、ＰＷＭ部２２は、変調制御部４１から設定された変調率でＰＷＭ処理を行う。変調率が急激に減少することにより、モータＭの回転速度が急激に下がることで、モータＭに騒音が発生する。そのため、変調率を第一変調率上限値ＭＦ１から第二変調率上限値ＭＦ２へ向かって徐々に減少させる時間は、騒音が発生しない時間とし、例えば、騒音が所定値以下に収まる変調率を実機検証で定めて、予め変更時間を決めてもよい。
【００７９】
判定結果組合せが第四組合せである場合は、変調制御部４１は、変調率を第二変調率上限値ＭＦ２から第一変調率上限値ＭＦ１へ向かって徐々に増加させながら変調率をＰＷＭ部２２に設定し、ＰＷＭ部２２は、変調制御部４１から設定された変調率で過変調を行う。変調率が急激に増加することにより、モータＭの回転速度が急激に上がることで、モータＭに騒音が発生する。そのため、変調率を第二変調率上限値ＭＦ２から第一変調率上限値ＭＦ１へ向かって徐々に増加させる時間は、騒音が発生しない時間とし、例えば、騒音が所定値以下に収まる変調率を実機検証で定めて、予め変更時間を決めてもよい。
【００８０】
以上のように、実施例２では、変調制御部４１は、前回の判定結果と、今回の判定結果とで、ＰＷＭにおける過変調の許可と禁止とを切り替える場合には、ＰＷＭの変調率を徐々に変化させる。
【００８１】
このようして、ＰＷＭの変調率を徐々に変化させることで、モータＭの回転速度の急激な変化を防止することができるため、モータＭに騒音が発生してしまうことを防止することができ、かつ、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の非同期位相誤差の影響を抑制することができる。
【符号の説明】
【００８２】
１００  モータ制御装置
１１，１４，１５，１９  減算部
１２  速度制御部
１３  励磁電流制御部
１６  ｄ軸電流制御部
１７  ｑ軸電流制御部
１８  非干渉化制御部
２０  加算部
２１  ｄｑ／３φ変換部
２２  ＰＷＭ部
２３  ＩＰＭ
２４  ３φ電流算出部
２５  ３φ／ｄｑ変換部
２６  軸誤差算出部
２９  ＰＬＬ制御部
３０  位置推定部
３１  １／Ｐｎ処理部
４１  変調制御部
【図１】
2020167868.tif 000003
【図２】
2020167868.tif 000004
【図３】
2020167868.tif 000005
【図４】
2020167868.tif 000006
【図５】
2020167868.tif 000007
【図６】
2020167868.tif 000008
【図７】
2020167868.tif 000009
【図８】
2020167868.tif 000010
【図９】
2020167868.tif 000011
【図１０】
2020167868.tif 000012
【図１１】
2020167868.tif 000013
【図１２】
2020167868.tif 000014
【図１３】
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