(57)【要約】【課題】出力停止時における出力電圧の持ち上がりを適切に防止する。【解決手段】電源回路２２は、出力トランジスタＰ２１を用いて入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成する出力回路ＯＵＴ（Ｐ２１、Ａ２１、Ｒ２１、Ｒ２２）と、出力トランジスタＰ２１のリーク電流Ｉｌｅａｋに応じた第１電流Ｉ２３を生成するリーク検出回路ＤＥＴ（出力トランジスタＰ２１と同一のプロセスで形成され、出力トランジスタＰ２１と共通の駆動信号Ｇ２１で駆動されるリーク検出トランジスタＰ２３）と、第１電流Ｉ２３に応じた第２電流Ｉ２４を出力回路ＯＵＴから引き込むリーク吸収回路ＡＢＳ（Ｎ２２、Ｎ２３、Ｒ２４）を有する。電源回路２２は、出力回路ＯＵＴが動作状態（ＥＮ＝Ｈ）であるときに第１電流Ｉ２３を遮断し、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときに第１電流Ｉ２３を導通するスイッチ回路ＳＷＣ（Ｐ２４、ＬＶＳ）も有する。【選択図】図３
2020140384.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力トランジスタを用いて入力電圧から出力電圧を生成する出力回路と、
前記出力トランジスタのリーク電流に応じた第１電流を生成するリーク検出回路と、
前記第１電流に応じた第２電流を前記出力回路から引き込むリーク吸収回路と、
を有することを特徴とする電源回路。
【請求項２】
前記リーク検出回路は、前記出力トランジスタと同一のプロセスで形成されたリーク検出トランジスタを含むことを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
【請求項３】
前記リーク検出トランジスタは、常にオフされていることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【請求項４】
前記リーク検出トランジスタは、前記出力トランジスタと共通の駆動信号で駆動されることを特徴とする請求項２に記載の電源回路。
【請求項５】
前記リーク吸収回路は、カレントミラー回路、ソース接地回路、または、エミッタ接地回路を含むことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれか一項に記載の電源回路。
【請求項６】
前記出力回路が動作状態であるときに前記第１電流を遮断し、前記出力回路が非動作状態であるときに前記第１電流を導通するスイッチ回路をさらに有することを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の電源回路。
【請求項７】
前記リーク吸収回路は、前記出力回路が動作状態であるときに非動作状態となり、前記出力回路が非動作状態であるときに動作状態となることを特徴とする請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載の電源回路。
【請求項８】
前記出力トランジスタは、前記入力電圧の入力端と前記出力電圧の出力端との間に接続されており、前記出力電圧が目標値と一致するようにオン抵抗値が連続的に制御されることを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載の電源回路。
【請求項９】
前記出力トランジスタは、前記入力電圧の入力端とスイッチ電圧の印加端との間に接続されており、前記スイッチ電圧を整流及び平滑して生成される前記出力電圧が目標値と一致するようにオンデューティが制御されることを特徴とする請求項１〜請求項７のいずれか一項に記載の電源回路。
【請求項１０】
請求項１〜請求項９のいずれか一項に記載の電源回路と、
前記電源回路から電力供給を受ける負荷と、
を有することを特徴とする車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書中に開示されている発明は、電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
入力電圧から所望の出力電圧を生成することのできる電源回路は、様々なアプリケーション（車載機器、産業機器、事務機器、デジタル家電、ないし、ポータブル機器など）に搭載されている。
【０００３】
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献１を挙げることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２２６４２１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、従来の電源回路は、一般に、その出力動作を停止している間、リーク電流などに起因して出力電圧が持ち上がらないように、低インピーダンスの放電回路を用いて出力端子を低電位端（例えば接地端）にショートする機能を備えている。しかしながら、例えば、電源回路の出力端子に別途の外部電源が接続されるようなアプリケーションでは、消費電流低減の観点から、上記の放電回路に流れる電流を無視できない場合があった。
【０００６】
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、出力停止時における出力電圧の持ち上がりを適切に防止することのできる電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本明細書中に開示されている電源回路は、出力トランジスタを用いて入力電圧から出力電圧を生成する出力回路と、前記出力トランジスタのリーク電流に応じた第１電流を生成するリーク検出回路と、前記第１電流に応じた第２電流を前記出力回路から引き込むリーク吸収回路と、を有する構成（第１の構成）とされている。
【０００８】
なお、上記第１の構成から成る電源回路において、前記リーク検出回路は、前記出力トランジスタと同一のプロセスで形成されたリーク検出トランジスタを含む構成（第２の構成）にするとよい。
【０００９】
また、上記第２の構成から成る電源回路において、前記リーク検出トランジスタは、常にオフされている構成（第３の構成）にするとよい。
【００１０】
また、上記第２の構成から成る電源回路において、前記リーク検出トランジスタは、前記出力トランジスタと共通の駆動信号で駆動される構成（第４の構成）にしてもよい。
【００１１】
また、上記第１〜第４いずれかの構成から成る電源回路において、前記リーク吸収回路は、カレントミラー回路、ソース接地回路、または、エミッタ接地回路を含む構成（第５の構成）にするとよい。
【００１２】
また、上記第１〜第５いずれかの構成から成る電源回路は、前記出力回路が動作状態であるときに前記第１電流を遮断し、前記出力回路が非動作状態であるときに前記第１電流を導通するスイッチ回路をさらに有する構成（第６の構成）にするとよい。
【００１３】
また、上記第１〜第６いずれかの構成から成る電源回路において、前記リーク吸収回路は、前記出力回路が動作状態であるときに非動作状態となり、前記出力回路が非動作状態であるときに動作状態となる構成（第７の構成）にするとよい。
【００１４】
また、上記第１〜第７いずれかの構成から成る電源回路において、前記出力トランジスタは、前記入力電圧の入力端と前記出力電圧の出力端との間に接続されており、前記出力電圧が目標値と一致するようにオン抵抗値が連続的に制御される構成（第８の構成）にするとよい。
【００１５】
また、上記第１〜第７いずれかの構成から成る電源回路において、前記出力トランジスタは、前記入力電圧の入力端とスイッチ電圧の印加端との間に接続されており、前記スイッチ電圧を整流及び平滑して生成される前記出力電圧が目標値と一致するようにオンデューティが制御される構成（第９の構成）にしてもよい。
【００１６】
また、本明細書中に開示されている車両は、上記第１〜第９いずれかの構成から成る電源回路と、前記電源回路から電力供給を受ける負荷と、を有する構成（第１０の構成）とされている。
【発明の効果】
【００１７】
本明細書中に開示されている発明によれば、出力停止時における出力電圧の持ち上がりを適切に防止することのできる電源回路を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】電源回路の比較例を示す図
【図２】電源回路の第１実施形態を示す図
【図３】電源回路の第２実施形態を示す図
【図４】電源回路の第３実施形態を示す図
【図５】電源回路の第４実施形態を示す図
【図６】電源回路の第５実施形態を示す図
【図７】電源回路の第６実施形態を示す図
【図８】車両の外観を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１９】
＜電源回路（比較例）＞
まず、電源回路の新規な実施形態を説明する前に、これと対比される比較例について、簡単に説明しておく。
【００２０】
図１は、電源回路の比較例を示す図である。本比較例の電源回路２０は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した出力電圧Ｖｏｕｔを生成して負荷Ｚに供給するリニア電源であり、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ２１（＝出力トランジスタ）と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ２１（＝放電トランジスタ）と、オペアンプＡ２１と、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２３と、インバータＩＮＶと、を有する。
【００２１】
トランジスタＰ２１のソース及びバックゲートは、入力電圧Ｖｉｎの入力端に接続されている。トランジスタＰ２１及びＮ２１それぞれのドレインと抵抗Ｒ２２の第１端は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されている。トランジスタＮ２１のソース及びバックゲートは、接地端に接続されている。トランジスタＮ２１のゲートには、インバータＩＮＶを介してイネーブル信号ＥＮの論理レベルを反転させた反転イネーブル信号ＥＮＢが入力されている。抵抗Ｒ２２の第２端は、抵抗Ｒ２１の第１端に接続されている。抵抗Ｒ２１の第２端は、接地端に接続されている。オペアンプＡ２１の非反転入力端（＋）は、抵抗Ｒ２１及びＲ２２相互間の接続ノード（＝帰還電圧Ｖｆｂの印加端）に接続されている。オペアンプＡ２１の反転入力端（−）は、参照電圧Ｖｒｅｆの印加端に接続されている。オペアンプＡ２１の出力端は、トランジスタＰ２１のゲートに接続されている。抵抗Ｒ２３は、トランジスタＰ２１のゲート・ソース間に接続されている。オペアンプＡ２１には、イネーブル信号ＥＮが入力されている。なお、抵抗Ｒ２１及びＲ２２を割愛し、帰還電圧Ｖｆｂとして出力電圧ＶｏｕｔをそのままオペアンプＡ２１に帰還入力してもよい。
【００２２】
上記のオペアンプＡ２１は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂ（＝Ｖｏｕｔ×｛Ｒ２１／（Ｒ２１＋Ｒ２２）｝）が所定の参照電圧Ｖｒｅｆと一致するように、トランジスタＰ２１のゲート信号Ｇ２１をリニア制御する。すなわち、トランジスタＰ２１は、出力電圧Ｖｏｕｔがその目標値（＝Ｖｒｅｆ×｛（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２１｝）と一致するように、オン抵抗値が連続的に制御される。
【００２３】
このように、トランジスタＰ２１、オペアンプＡ２１、並びに、抵抗Ｒ２１及びＲ２２は、出力トランジスタ（＝トランジスタＰ２１）を用いて入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏｕｔを生成する出力回路ＯＵＴとして機能する。
【００２４】
なお、出力回路ＯＵＴは、イネーブル信号ＥＮに応じて、その動作状態／非動作状態を切り替えることができる。例えば、ＥＮ＝Ｈであるときには、オペアンプＡ２１がゲート信号Ｇ２１をリニア制御してトランジスタＰ２１のオン抵抗値を連続的に制御する状態となる。すなわち、ＥＮ＝Ｈであるときには、出力回路ＯＵＴが動作状態となる。一方、ＥＮ＝Ｌであるときには、オペアンプＡ２１が出力ハイインピーダンス状態となり、ゲート信号Ｇ２１が入力電圧Ｖｉｎにプルアップされた状態となる。すなわち、ＥＮ＝Ｌであるときには、出力回路ＯＵＴが非動作状態となる。出力回路ＯＵＴの動作状態／非動作状態を切り替えるための制御信号としては、イネーブル信号ＥＮに代えて、ＵＶＬＯ［under voltage locked out］信号などを用いてもよい。
【００２５】
ところで、出力電圧Ｖｏｕｔの目標値を決定するための抵抗Ｒ２１及びＲ２２には、低消費電力の観点から、一般に高抵抗（例えば数ＭΩ程度）が使用される。そのため、出力回路ＯＵＴの非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）において、トランジスタＰ２１のリーク電流Ｉｌｅａｋが抵抗Ｒ２１及びＲ２２に流れると、出力電圧Ｖｏｕｔに意図しない持ち上がり（＝Ｉｌｅａｋ×（Ｒ２１＋Ｒ２２））が生じる。
【００２６】
特に、リーク電流Ｉｌｅａｋは、トランジスタＰ２１のサイズが大きいほど、また、電源回路２０を集積化したＩＣのジャンクション温度Ｔｊまたは周囲温度Ｔａが高温（例えば１５０℃以上）になるほど増大する。
【００２７】
そのため、トランジスタＰ２１のサイズが大きく、かつ、ジャンクション温度Ｔｊまたは周囲温度Ｔａが高い場合において、許容値を超えるリーク電流Ｉｌｅａｋが抵抗Ｒ２１及びＲ２２に流れ込むと、最悪の場合には、出力電圧Ｖｏｕｔが入力電圧Ｖｉｎまで上昇してしまい、負荷Ｚの破壊やシステムの誤動作を招くおそれがある。
【００２８】
このような不具合を解消するために、電源回路２０には、出力放電用のトランジスタＮ２１が設けられている。トランジスタＮ２１は、ＥＮ＝Ｌ（すなわちＥＮＢ＝Ｈ）であるときにオンして、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端を接地端にショートする。従って、リーク電流Ｉｌｅａｋに起因する出力電圧Ｖｏｕｔの持ち上がりを解消することができる。
【００２９】
しかしながら、例えば、電源回路２０の出力端子（＝出力電圧Ｖｏｕｔの出力端）に別途の外部電源Ｅが接続されるようなアプリケーションでは、ＥＮ＝Ｌである間、図中の経路α（＝外部電源ＥからトランジスタＮ２１を介して接地端に至る電流経路）を介して電流が浪費されてしまう。
【００３０】
以下では、上記の課題を解消することのできる新規な実施形態について提案する。
【００３１】
＜電源回路（第１実施形態）＞
図２は、電源回路の第１実施形態を示す図である。第１実施形態の電源回路２１では、先出の比較例（図１）をベースとしつつ、トランジスタＮ２１及びインバータＩＮＶに代えて、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ２２と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ２２及びＮ２３と、抵抗Ｒ２４と、を有する。
【００３２】
トランジスタＰ２２のゲートとソースは、入力電圧Ｖｉｎの入力端に接続されている。トランジスタＰ２２のドレインは、トランジスタＮ２２のドレインに接続されている。トランジスタＮ２２及びＮ２３それぞれのゲートは、トランジスタＮ２２のドレインに接続されている。トランジスタＮ２２のソースは、抵抗Ｒ２４の第１端に接続されている。抵抗Ｒ２４の第２端とトランジスタＮ２３のソースは、接地端に接続されている。トランジスタＮ２３のドレインは、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されている。
【００３３】
トランジスタＰ２２は、トランジスタＰ２１と同一のプロセスで形成されたリーク検出トランジスタであり、リーク検出回路ＤＥＴの一構成要素として、トランジスタＰ２１のリーク電流Ｉｌｅａｋに応じた第１電流Ｉ２１を生成する。例えば、トランジスタＰ２１及びＰ２２のサイズ比がｍ：１である場合、Ｉ２１＝Ｉｌｅａｋ×（１／ｍ）となる。なお、トランジスタＰ２２は、常にオフされている。
【００３４】
トランジスタＮ２２及びＮ２３と抵抗Ｒ２４は、第１電流Ｉ２１に応じた第２電流Ｉ２２を生成するカレントミラー回路を形成しており、リーク吸収回路ＡＢＳの一構成要素として、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端から第２電流Ｉ２２を引き込む。
【００３５】
例えば、出力回路ＯＵＴの非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）において、ＩＣのジャンクション温度Ｔｊまたは周囲温度Ｔａが低く、リーク電流Ｉｌｅａｋが殆ど流れないときには、トランジスタＮ２３が第２電流Ｉ２２を殆ど引き込まなくなり、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端がほぼハイインピーダンス状態となる。一方、ＩＣのジャンクション温度Ｔｊまたは周囲温度Ｔａが高くなり、リーク電流Ｉｌｅａｋが増大すると、トランジスタＮ２３のインピーダンスが低下するので、より大きな第２電流Ｉ２２を引き込むようになる。
【００３６】
このように、トランジスタＰ２１に流れるリーク電流Ｉｌｅａｋを検出し、その検出結果に応じてリーク吸収回路ＡＢＳのインピーダンス（本図ではトランジスタＮ２３のオン抵抗値）を制御する構成であれば、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に外部電源Ｅが接続されていた場合でも、不必要に第２電流Ｉ２２を引き込むことがない。従って、出力停止時における出力電圧Ｖｏｕｔの持ち上がりをより適切に防止することが可能となり、延いては、負荷Ｚの破壊やシステムの誤動作を招くおそれがなくなる。
【００３７】
なお、カレントミラー回路のゲインをｍ倍以上（理想的にはｍ倍）に設定することにより、Ｉ２２≧Ｉｌｅａｋとなるので、トランジスタＰ２１のリーク電流Ｉｌｅａｋを確実に吸収することができる。
【００３８】
＜電源回路（第２実施形態）＞
図３は、電源回路の第２実施形態を示す図である。第２実施形態の電源回路２２では、先出の第１実施形態（図２）をベースとしつつ、トランジスタＰ２２に代えてＰチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ２３が用いられているほか、さらに、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ２４と、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ２４と、レベルシフタＬＶＳが追加されている。
【００３９】
トランジスタＰ２３のソースは、入力電圧Ｖｉｎの入力端に接続されている。トランジスタＰ２３のゲートは、オペアンプＡ２１の出力端（＝ゲート信号Ｇ２１の印加端）に接続されている。トランジスタＰ２３のドレインは、トランジスタＰ２４のソースに接続されている。トランジスタＰ２４及びＮ２４それぞれのドレインは、トランジスタＮ２２のドレインに接続されている。トランジスタＮ２４のソースは、接地端に接続されている。トランジスタＮ２４のゲートとレベルシフタＬＶＳの入力端は、イネーブル信号ＥＮの印加端に接続されている。レベルシフタＬＶＳの出力端は、トランジスタＰ２４のゲートに接続されている。
【００４０】
トランジスタＰ２３は、トランジスタＰ２１と同一のプロセスで形成されたリーク検出トランジスタであり、リーク検出回路ＤＥＴの一構成要素として、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときに、トランジスタＰ２１のリーク電流Ｉｌｅａｋに応じた第１電流Ｉ２３を生成する。例えば、トランジスタＰ２１及びＰ２３のサイズ比がｍ：１である場合には、Ｉ２３＝Ｉｌｅａｋ×（１／ｍ）となる。
【００４１】
なお、トランジスタＰ２３は、先出のトランジスタＰ２２（図２）と異なり、常にオフしているのではなく、トランジスタＰ２１と共通のゲート信号Ｇ２１で駆動される。例えば、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときには、ゲート信号Ｇ２１のプルアップにより、トランジスタＰ２１及びＰ２３が同様の挙動でオフされる。従って、トランジスタＰ２３に流れる第１電流Ｉ２３は、先出のトランジスタＰ２２に流れる第１電流Ｉ２１と比べて、より正確にリーク電流Ｉｌｅａｋを反映したものとなる。
【００４２】
トランジスタＮ２２及びＮ２３と抵抗Ｒ２４は、第１電流Ｉ２３に応じた第２電流Ｉ２４を生成するカレントミラー回路を形成しており、リーク吸収回路ＡＢＳの一構成要素として、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端から第２電流Ｉ２４を引き込む。この点については、先の第１実施形態（図２）と何ら変わるところはない。
【００４３】
トランジスタＰ２４とレベルシフタＬＶＳは、イネーブル信号ＥＮに応じてトランジスタＰ２３のドレインとトランジスタＮ２２のドレインとの間を導通／遮断するスイッチ回路ＳＷＣを形成する。より具体的に述べると、レベルシフタＬＶＳは、イネーブル信号ＥＮ（Ｈ＝Ｖｃｃ、Ｌ＝ＧＮＤ）の入力を受け付けて、第２イネーブル信号ＥＮ２（Ｈ＝Ｖｉｎ、Ｌ＝Ｖｉｎ−５Ｖ）を出力する。トランジスタＰ２４は、ＥＮ２＝Ｈであるときにオフして、ＥＮ２＝Ｌであるときにオンする。
【００４４】
すなわち、スイッチ回路ＳＷＣは、出力回路ＯＵＴが動作状態（ＥＮ＝Ｈ）であるときに第１電流Ｉ２３を遮断し、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときに第１電流Ｉ２３を導通する。従って、トランジスタＰ２１のリーク電流Ｉｌｅａｋを吸収する必要がないとき（ＥＮ＝Ｈ）に第１電流Ｉ２３が無駄に流れることはなく、延いては、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端から第２電流Ｉ２４が不必要に引き込まれることもない。
【００４５】
トランジスタＮ２４は、リーク吸収回路ＡＢＳの一構成要素であり、イネーブル信号ＥＮに応じてオン／オフされる。より具体的に述べると、トランジスタＮ２４は、ＥＮ＝Ｈであるときにオンして、ＥＮ＝Ｌであるときにオフする。
【００４６】
なお、トランジスタＮ２４のオン時には、トランジスタＮ２２及びＮ２３それぞれのゲートが接地端にショートされるので、カレントミラー回路が無効となる。一方、トランジスタＮ２４のオフ時には、トランジスタＮ２２及びＮ２３それぞれのゲートが接地端から切り離されるので、カレントミラーが有効となる。
【００４７】
このように、トランジスタＮ２４の導入により、リーク吸収回路ＡＢＳは、出力回路ＯＵＴが動作状態（ＥＮ＝Ｈ）であるときに非動作状態となり、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときに動作状態となる。
【００４８】
もちろん、スイッチ回路ＳＷＣが導入されていれば、トランジスタＮ２４を設けなくとも、第１電流Ｉ２３及び第２電流Ｉ２４が不必要に流れることはない。ただし、トランジスタＰ２４のオフ時にトランジスタＮ２２及びＮ２３それぞれのゲートが不定電位とならないように、リーク吸収回路ＡＢＳには、トランジスタＮ２４を導入しておく方がよい。
【００４９】
また、改めて図示はしないが、先出の第１実施形態（図２）にスイッチ回路ＳＷＣ（＝トランジスタＰ２４及びレベルシフタＬＶＳ）やトランジスタＮ２４を導入してもよい。
【００５０】
＜電源回路（第３実施形態）＞
図４は、電源回路の第３実施形態を示す図である。第３実施形態の電源回路２３では、先出の第２実施形態（図３）をベースとしつつ、トランジスタＮ２２が割愛されている。つまり、リーク吸収回路ＡＢＳは、カレントミラー回路に代えてソース接地回路を含む。
【００５１】
なお、本図中の括弧内で示したように、トランジスタＮ２３に代えてｎｐｎ型バイポーラトランジスタを用いることにより、ソース接地回路をエミッタ接地回路に置換してもよい。このように、第１電流Ｉ２３をゲイン倍して第２電流Ｉ２４を生成する手段は、何らカレントミラー回路に限定されるものではない。
【００５２】
特に、トランジスタＰ２１及びＰ２３のサイズ比（延いてはリーク電流Ｉｌｅａｋと第１電流Ｉ２３との電流比）が大きく、リーク吸収回路ＡＢＳのゲインを大きくする必要がある場合には、カレントミラー回路に代えてソース接地回路（またはエミッタ接地回路）を用いることが望ましい。
【００５３】
また、改めて図示はしないが、先出の第１実施形態（図２）をベースとしつつ、カレントミラー回路をソース接地回路（またはエミッタ接地回路）に置き換えてもよい。
【００５４】
＜電源回路（第４実施形態）＞
図５は、電源回路の第４実施形態を示す図である。第４実施形態の電源回路２４では、先出の第２実施形態（図３）をベースとしつつ、トランジスタＰ２４及びレベルシフタＬＶＳに代えて、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ２５及びＮ２６と、抵抗Ｒ２５が設けられている。
【００５５】
トランジスタＮ２５のドレインは、トランジスタＰ２３のドレインに接続されている。トランジスタＮ２５のソースは、トランジスタＮ２２のドレインに接続されている。抵抗Ｒ２５の第１端は、電源端に接続されている。抵抗Ｒ２５の第２端とトランジスタＮ２６のドレインは、トランジスタＮ２５のゲートに接続されている。トランジスタＮ２６のソースは、接地端に接続されている。トランジスタＮ２６のゲートは、イネーブル信号ＥＮの印加端に接続されている。
【００５６】
なお、トランジスタＮ２６と抵抗Ｒ２５は、イネーブル信号ＥＮの論理レベルを反転させた反転イネーブル信号ＥＮＢを生成してトランジスタＮ２５のゲートに出力するインバータとして機能する。従って、トランジスタＮ２５は、ＥＮ＝Ｈ（ＥＮＢ＝Ｌ）であるときにオフして、ＥＮ＝Ｌ（ＥＮＢ＝Ｈ）であるときにオンする。
【００５７】
このように、Ｐチャネル型のトランジスタＰ２４に代えて、Ｎチャネル型のトランジスタＮ２５を用いれば、レベルシフタＬＶＳを割愛することが可能となる。
【００５８】
また、改めて図示はしないが、先出の第３実施形態（図４）をベースとしつつ、トランジスタＰ２４及びレベルシフタＬＶＳを、トランジスタＮ２５及びＮ２６と抵抗Ｒ２５に置き換えてもよい。
【００５９】
＜電源回路（第５実施形態）＞
図６は、電源回路の第５実施形態を示す図である。第５実施形態の電源回路２５では、先出の第２実施形態（図３）をベースとしつつ、過電流保護回路ＯＣＰ（Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ２５及びＰ２６、Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＮ２７、並びに、抵抗Ｒ２６及びＲ２７）が追加されている。
【００６０】
トランジスタＰ２５及びＰ２６それぞれのソースと抵抗Ｒ２７の第１端は、入力電圧Ｖｉｎの入力端に接続されている。トランジスタＰ２６のゲートと抵抗Ｒ２７の第２端は、トランジスタＮ２７のドレインに接続されている。トランジスタＰ２５のゲートとトランジスタＰ２６のドレインは、オペアンプＡ２１の出力端（＝ゲート信号Ｇ２１の印加端）に接続されている。トランジスタＰ２５のドレインとトランジスタＮ２７のゲートは、抵抗Ｒ２６の第１端に接続されている。トランジスタＮ２７のソースと抵抗Ｒ２６の第２端は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されている。
【００６１】
トランジスタＰ２５は、トランジスタＰ２１と同一のプロセスで形成されたセンストランジスタであり、過電流保護回路ＯＣＰの一構成要素として、出力回路ＯＵＴが動作状態（ＥＮ＝Ｈ）であるときに、トランジスタＰ２１の出力電流Ｉｏｕｔに応じたセンス電流Ｉｓを生成する。例えば、トランジスタＰ２１及びＰ２５のサイズ比がｎ：１である場合には、Ｉｓ＝Ｉｏｕｔ×（１／ｎ）となる。
【００６２】
抵抗Ｒ２６は、センス電流Ｉｓをセンス電圧Ｖｓ（＝Ｉｓ×Ｒ２６＋Ｖｏｕｔ）に変換する電流／電圧変換素子として機能する。
【００６３】
出力電流Ｉｏｕｔの増大に伴ってセンス電圧Ｖｓが上昇し、トランジスタＮ２７のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ（＝Ｖｓ−Ｖｏｕｔ）がオンスレッショルド電圧Ｖｔｈを上回ると、トランジスタＮ２７がオンする。このとき、トランジスタＰ２６のゲート電圧がハイレベル（≒Ｖｉｎ）からローレベル（≒Ｖｏｕｔ）まで低下するので、トランジスタＰ２６がオンする。その結果、ゲート信号Ｇ２１がハイレベル（≒Ｖｉｎ）にプルアップされるので、トランジスタＰ２１が強制的にオフされる。
【００６４】
このような過電流保護回路ＯＣＰを設けることにより、出力電流Ｉｏｕｔが所定の過電流検出閾値Ｉｏｃｐ（≒ｎ×Ｖｔｈ／Ｒ２６）に達した時点で、トランジスタＰ２１を強制的にオフし、出力電流Ｉｏｕｔを速やかに遮断することができるので、電源回路２５の安全性を高めることが可能となる。
【００６５】
なお、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときには、トランジスタＰ２１のリーク電流Ｉｌｅａｋに応じたセンス電流Ｉｓ（＝Ｉｌｅａｋ×（１／ｎ））がトランジスタＰ２５に流れる。ただし、Ｉｌｅａｋ＜＜Ｉｏｕｔであるので、トランジスタＮ２７（延いてはトランジスタＰ２６）がオンすることはない。
【００６６】
また、改めて図示はしないが、先出の第１実施形態（図２）、第３実施形態（図４）、ないしは、第４実施形態（図５）をベースとしつつ、それぞれに過電流保護回路ＯＣＰを追加しても構わない。
【００６７】
＜電源回路（第６実施形態）＞
図７は、電源回路の第６実施形態を示す図である。第６実施形態の電源回路２６では、これまでのリニア電源ではなく、スイッチング電源（ＤＣ／ＤＣコンバータ）への応用例が示されている。より具体的に述べると、電源回路２６は、出力回路ＯＵＴの構成要素として、Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタＰ２７（＝出力トランジスタ）と、ダイオードＤ２１と、インダクタＬ２１と、キャパシタＣ２１と、コントローラＣＴＲＬと、を有するほか、これまでに説明してきたリーク検出回路ＤＥＴ、リーク吸収回路ＡＢＳ、及び、スイッチ回路ＳＷＣを有する。
【００６８】
トランジスタＰ２７のソース及びバックゲートは、入力電圧Ｖｉｎの入力端に接続されている。トランジスタＰ２７のドレインとダイオードＤ２１のカソードは、インダクタＬ２１の第１端（＝スイッチ電圧Ｖｓｗの印加端）に接続されている。ダイオードＤ２１のアノードは、接地端に接続されている。トランジスタＰ２７のゲートは、コントローラＣＴＲＬに接続されている。インダクタＬ２１の第２端とキャパシタＣ２１の第１端は、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端に接続されている。キャパシタＣ２１の第２端は、接地端に接続されている。
【００６９】
上記のダイオードＤ２１、インダクタＬ２１、及び、キャパシタＣ２１は、矩形波状のスイッチ電圧Ｖｓｗを整流及び平滑して出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑回路に相当する。なお、ダイオードＤ２１に代えて同期整流トランジスタを用いることもできる。
【００７０】
コントローラＣＴＲＬは、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値と一致するように、トランジスタＰ２７のオンデューティ（＝Ｔｏｎ／Ｔ、ただし、Ｔはスイッチング周期、ＴｏｎはトランジスタＰ２７のオン時間）を制御する。コントローラＣＴＲＬの出力帰還方式については、ＰＷＭ［pulse width modulation］方式やＰＦＭ［pulse frequency modulation］方式などの周知技術を適用すればよいので、詳細な説明は割愛する。
【００７１】
なお、出力回路ＯＵＴは、コントローラＣＴＲＬに入力されるイネーブル信号ＥＮに応じて、その動作状態／非動作状態を切り替えることができる。例えば、ＥＮ＝Ｈであるときには、コントローラＣＴＲＬがゲート信号Ｇ２２をパルス駆動してトランジスタＰ２７のオンデューティを制御する状態となる。すなわち、ＥＮ＝Ｈであるときには、出力回路ＯＵＴが動作状態となる。一方、ＥＮ＝Ｌであるときには、コントローラＣＴＲＬが出力ハイインピーダンス状態となり、ゲート信号Ｇ２２が入力電圧Ｖｉｎにプルアップされた状態となる。すなわち、ＥＮ＝Ｌであるときには、出力回路ＯＵＴが非動作状態となる。
【００７２】
リーク検出回路ＤＥＴは、トランジスタＰ２７のリーク電流Ｉｌｅａｋに応じた第１電流Ｉ２５を生成する。
【００７３】
リーク吸収回路ＡＢＳは、第１電流Ｉ２５に応じた第２電流Ｉ２６を生成して出力回路ＯＵＴ（例えば、スイッチ電圧Ｖｓｗの印加端、または、出力電圧Ｖｏｕｔの出力端）から引き込む。なお、リーク吸収回路ＡＢＳは、イネーブル信号ＥＮの入力を受け付けており、出力回路ＯＵＴが動作状態（ＥＮ＝Ｈ）であるときに非動作状態となり、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときに動作状態となる。
【００７４】
スイッチ回路ＳＷＣは、出力回路ＯＵＴが動作状態（ＥＮ＝Ｈ）であるときに第１電流Ｉ２５を遮断し、出力回路ＯＵＴが非動作状態（ＥＮ＝Ｌ）であるときに第１電流Ｉ２５を導通する。
【００７５】
なお、リーク検出回路ＤＥＴ、リーク吸収回路ＡＢＳ、及び、スイッチ回路ＳＷＣそれぞれの構成については、先に説明した通りであるので、重複した説明は割愛する。
【００７６】
このように、リーク検出回路ＤＥＴとリーク吸収回路ＡＢＳを用いた出力上昇防止機構は、リニア電源に限らず、スイッチング電源にも適用することが可能である。
【００７７】
＜車両への適用＞
図８は、車両の外観を示す図である。本構成例の車両Ｘは、不図示のバッテリーから電力供給を受けて動作する種々の電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８を搭載している。なお、本図における電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８の搭載位置は、図示の便宜上、実際と異なる場合がある。
【００７８】
電子機器Ｘ１１は、エンジンに関連する制御（インジェクション制御、電子スロットル制御、アイドリング制御、酸素センサヒータ制御、及び、オートクルーズ制御など）を行うエンジンコントロールユニットである。
【００７９】
電子機器Ｘ１２は、ＨＩＤ［high intensity discharged lamp］やＤＲＬ［daytime running lamp］などの点消灯制御を行うランプコントロールユニットである。
【００８０】
電子機器Ｘ１３は、トランスミッションに関連する制御を行うトランスミッションコントロールユニットである。
【００８１】
電子機器Ｘ１４は、車両Ｘの運動に関連する制御（ＡＢＳ［anti-lock brake system］制御、ＥＰＳ［electric power steering］制御、電子サスペンション制御など）を行う制動ユニットである。
【００８２】
電子機器Ｘ１５は、ドアロックや防犯アラームなどの駆動制御を行うセキュリティコントロールユニットである。
【００８３】
電子機器Ｘ１６は、ワイパー、電動ドアミラー、パワーウィンドウ、ダンパー（ショックアブソーバー）、電動サンルーフ、及び、電動シートなど、標準装備品やメーカーオプション品として、工場出荷段階で車両Ｘに組み込まれている電子機器である。
【００８４】
電子機器Ｘ１７は、車載Ａ／Ｖ［audio/visual］機器、カーナビゲーションシステム、及び、ＥＴＣ［electronic toll collection system］など、ユーザオプション品として任意で車両Ｘに装着される電子機器である。
【００８５】
電子機器Ｘ１８は、車載ブロア、オイルポンプ、ウォーターポンプ、バッテリ冷却ファンなど、高耐圧系モータを備えた電子機器である。
【００８６】
先に説明した電源回路２１〜２６は、電子機器Ｘ１１〜Ｘ１８のいずれにも組み込むことが可能である。
【００８７】
＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとＭＯＳ電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
【産業上の利用可能性】
【００８８】
本明細書中に開示されている発明は、様々なアプリケーション（車載機器、産業機器、事務機器、デジタル家電、ないし、ポータブル機器など）に搭載される電源回路に利用することが可能である。
【符号の説明】
【００８９】
２０〜２６    電源回路
Ａ２１    オペアンプ
ＡＢＳ    リーク吸収回路
Ｃ２１    キャパシタ
ＣＴＲＬ    コントローラ
Ｄ２１    ダイオード
ＤＥＴ    リーク検出回路
Ｅ    外部電源
ＥＮ    イネーブル信号
Ｇ２１、Ｇ２２    ゲート信号
ＩＮＶ    インバータ
Ｌ２１    インダクタ
ＬＶＳ    レベルシフタ
Ｎ２１〜Ｎ２７    Ｎチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
ＯＣＰ    過電流保護回路
ＯＵＴ    出力回路
Ｐ２１〜Ｐ２７    Ｐチャネル型ＭＯＳ電界効果トランジスタ
Ｒ２１〜Ｒ２７    抵抗
ＳＷＣ    スイッチ回路
Ｘ    車両
Ｘ１１〜Ｘ１８    電子機器
Ｚ    負荷
【図１】
2020140384.tif 000003
【図２】
2020140384.tif 000004
【図３】
2020140384.tif 000005
【図４】
2020140384.tif 000006
【図５】
2020140384.tif 000007
【図６】
2020140384.tif 000008
【図７】
2020140384.tif 000009
【図８】
2020140384.tif 000010