(57)【要約】【課題】ＦＳＫ変調された信号の復調データの誤りの発生確率を低減できる受信装置を提供する。【解決手段】受信装置は、ＦＳＫ変調された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部１０２と、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号をＦＳＫ変調における周波数差の値数倍の周波数の周期に相当する時間だけ遅延させる遅延部１０３、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号および遅延部１０３の出力信号の何れか一方である同相信号と他方の信号である被乗算信号とを乗算する第１の乗算部１０５、同相信号の位相をπ／２だけ変化させた信号である直交信号を生成するπ／２シフト部１０４、および直交信号と被乗算信号とを乗算する第２の乗算部１０６を有し、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号から複素平面上の信号点を抽出する信号点抽出部１１２と、信号点から復調データを生成する復調部１１１とを備える。【選択図】図１
2020195001.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＦＳＫ変調された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号をＦＳＫ変調における周波数差の値数倍の周波数の周期に相当する時間だけ遅延させる遅延部、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号および前記遅延部の出力信号の何れか一方である同相信号と他方の信号である被乗算信号とを乗算する第１の乗算部、前記同相信号の位相をπ／２だけ変化させた信号である直交信号を生成するπ／２シフト部、および前記直交信号と前記被乗算信号とを乗算する第２の乗算部を有し、前記Ａ／Ｄ変換部の出力信号から複素平面上の信号点を抽出する信号点抽出部と、
前記信号点から復調データを生成する復調部とを備えた受信装置。
【請求項２】
前記復調部は、ＦＳＫ変調の方式により決まる各復調データに対応するシンボル点の中から前記信号点に最も近い前記シンボル点に対応する復調データを生成する、請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記復調部は、前記信号点に最も近い前記シンボル点になるような各前記シンボル点の領域の何れに前記信号点が存在するかに基づき、復調データを生成する、請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記復調部は、前記領域が複素平面の実軸または虚軸で区分されるように回転させた前記信号点である回転後信号点が前記領域の何れに存在するかに基づき、復調データを生成する、請求項３に記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）は、送信するデジタルデータに応じて、搬送波の周波数を変える変調方式である。２値のＦＳＫ変調方式では、例えば送信するデータが「０」の場合は搬送波の周波数が（ｆｃ＋Δｆ）とされ、「１」の場合は搬送波の周波数が（ｆｃ−Δｆ）とされる（非特許文献１の４２頁を参照）。ここで、ｆｃは搬送波周波数、ΔｆはＦＳＫ変調の周波数偏移量である。ＦＳＫ変調された信号の振幅は一定であるため、電力効率に優れており、多くの通信システムで採用されている(非特許文献１の４６頁を参照）。
【０００３】
ＦＳＫ変調された信号を復調する方式として、ＦＳＫ変調された信号（以降、ＲＦ信号と記す）、あるいはＦＳＫ変調された信号を中間周波数にダウンコンバートした信号（以降、ＩＦ信号と記す）に対して、所定の時間だけ遅延させた信号と遅延前の信号とを乗算した上で、高周波成分を除去するクワドラチャ検波方式が知られている（特許文献１を参照）。クワドラチャ検波方式は、上記の遅延時間をＲＦ信号、あるいはＩＦ信号の（１／４）周期の時間とすることによって、上記のＬＰＦ通過後の信号の符号から、復調データとするデジタルデータを判定する方式である。具体的には、高周波成分を除去後の信号の符号が負の場合はデジタルデータが０、符号が正の場合はデジタルデータが１と判定される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特公平３−３２２５０号公報（第１図）
【非特許文献】
【０００５】
【非特許文献１】電子情報通信レクチャーシリーズ D-5、モバイルコミュニケーション／電子情報通信学会 編、／中川正雄・大槻 知明 著／p.42,46
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１に記載されたクワドラチャ検波方式では、上記の遅延時間が最適化されておらず、ＬＰＦ通過後の正と負の信号の複素平面での距離（以降、シンボル点間距離と記す）が小さくなる。したがって、受信信号の電力が低く、かつ受信信号のＳＮＲ(Signal to Noise Ratio、信号対雑音比)が低い環境では、本来は正の値と判定すべきときに雑音の影響によって負の値と判定され、あるいは、本来は負の値と判定すべきときに雑音の影響によって正の値と判定される場合がある。その結果、復調データに誤りが発生する。
【０００７】
それゆえに、本発明の目的は、ＦＳＫ変調された信号の復調データの誤りの発生確率を低減できる受信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の受信装置は、ＦＳＫ変調された信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、Ａ／Ｄ変換部の出力信号をＦＳＫ変調における周波数差の値数倍の周波数の周期に相当する時間だけ遅延させる遅延部、Ａ／Ｄ変換部の出力信号および遅延部の出力信号の何れか一方である同相信号と他方の信号である被乗算信号とを乗算する第１の乗算部、同相信号の位相をπ／２だけ変化させた信号である直交信号を生成するπ／２シフト部、および直交信号と被乗算信号とを乗算する第２の乗算部を有し、Ａ／Ｄ変換部の出力信号から複素平面上の信号点を抽出する信号点抽出部と、信号点から復調データを生成する復調部とを備える。
【発明の効果】
【０００９】
本発明の受信装置によれば、ＦＳＫ変調された信号の復調データの誤りの発生確率を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態に係るＦＳＫ変調された信号を受信する受信装置の構成を示すブロック図である。
【図２】従来のクワドラチャ検波で使用されるシンボル点ｗ２０、ｗ２１の配置を表わす図である。
【図３】実施の形態１で使用されるシンボル点ｗ０、ｗ１の配置を表わす図である。
【図４】実施の形態１におけるデマッピングを説明するための図である。
【図５】実施の形態に係るＦＳＫ変調された信号を受信する受信装置の変形例の構成を示すブロック図である。
【図６】実施の形態１の変形例で使用されるシンボル点ｗ３０、ｗ３１の配置を表わす図である。
【図７】実施の形態２におけるデマッピングを説明するための図である。
【図８】実施の形態３におけるデマッピングを説明するための図である。
【図９】実施の形態４で使用されるシンボル点ｗ００、ｗ０１、ｗ１０、ｗ１１の配置を表わす図である。
【図１０】実施の形態４におけるデマッピングを説明するための図である。
【図１１】実施の形態５におけるデマッピングを説明するための図である。
【図１２】実施の形態１〜５に係る受信装置１００の一部の機能を実行するハードウエア構成の例を表わす図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態に係るＦＳＫ変調された信号を受信する受信装置の構成を示すブロック図である。
受信装置１００は、ダウンコンバート部１０１と、Ａ／Ｄ変換部１０２と、遅延部１０３と、π／２シフト部１０４と、第１の乗算部１０５と、第２の乗算部１０６と、第１のＬＰＦ（Low Pass Filter、低域通過フィルタ）部１０７と、第２のＬＰＦ部１０８と、デマッピング部１０９と、誤り訂正復号部１１１とを備える。遅延部１０３、π／２シフト部１０４、第１の乗算部１０５、第２の乗算部１０６、第１のＬＰＦ部１０７および第２のＬＰＦ部１０８は、信号点抽出部１１２を構成する。後で説明するが、信号点抽出部１１２は、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号から複素平面上の信号点を抽出する。
【００１２】
ダウンコンバート部１０１は、図示しないアンテナが電波を受信して生成した無線周波数の受信信号（ＲＦ信号）Ｒ（ｔ）を中間信号周波数の信号（ＩＦ信号）に変換し、変換した信号（ＩＦ信号）を必要な信号レベルまで増幅する。ダウンコンバート部１０１の出力信号ｓ(ｔ)を式（１）に示す。ｆｃは中心周波数、ΔｆはＦＳＫ変調の周波数偏移量である。ここでは、２値のＦＳＫ変調の場合で説明する。２値のＦＳＫ変調で使用する２個の周波数の周波数差は、２Δｆになる。
ｓ(t)＝cos(2π(fc±Δf)t)…(1)
受信装置１００の構成要素として、ダウンコンバート部１０１は必ずしも必須ではなく、ＲＦ信号をＡ／Ｄ変換部１０２へ直接入力しても良い。
【００１３】
送信装置から送信されたデジタルデータが「０」の場合には、信号ｓ（ｔ）は、式（１Ａ）で表され、送信装置から送信されたデジタルデータが「１」の場合には、信号ｓ（ｔ）は、式（１Ｂ）で表される。送信装置から送信されたデジタルデータは、ベースバンド(Base Band, ＢＢ)の周波数で変化する。ＢＢの周波数の信号をＢＢ信号と呼ぶ。
ｓ(t)＝cos(2π(fc+Δf)t)…(1A)
ｓ(t)＝cos(2π(fc-Δf)t)…(1B)
【００１４】
Ａ／Ｄ変換部１０２は、ダウンコンバート部１０１から出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号ｓ(ｎ)を式（２）に示す。ここでＴはＡ／Ｄ変換部１０２のサンプリング間隔である。ｎは、時間ｔに対応するサンプリング点の番号を表わす整数である。
s(n)＝cos(2π(fc±Δf)n*T)…(2)
【００１５】
遅延部１０３は、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号ｓ（ｎ）を遅延時間ＤＴ＝1/(4Δf)だけ遅延させる。遅延時間ＤＴは、ＦＳＫ変調の周波数差２Δｆの２倍の周波数の周期に相当する時間である。なお、２値のＦＳＫ変調なので、周波数差を２倍している。Ａ／Ｄ変換部１０２のサンプリング間隔がＴであるため、遅延時間ＤＴに対応する遅延サンプリング数ｄは、式（３）で表される。遅延部１０３の出力信号ｓ（ｎ−ｄ）を式（４）に示す。
ｄ＝1/(4Δf*T)…(3)
ｓ(n-d)＝cos(2π(fc±Δf)(n-d)*T)…(4)
【００１６】
π／２シフト部１０４は、遅延部１０３の出力信号ｓ（ｎ−ｄ）の位相をπ／２[ラジアン]だけ進める。π／２シフト部１０４の出力信号ｓ２（ｎ−ｄ）を式（５）に示す。π／２シフト部１０４は、位相をπ／２だけ遅らせるものでもよい。
ｓ２(n-d)＝−sin(2π(fc±Δf)(n-d)*T)…(5)
【００１７】
第１の乗算部１０５は、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号ｓ(ｎ)と遅延部１０３の出力信号ｓ(ｎ−ｄ)とを乗算する。第１の乗算部１０５の出力信号ｕ(ｎ)を式（６）に示す。
ｕ(n)＝ｓ(n)ｓ(n-d)
＝cos(2π(fc±Δf)n*T)*cos(2π(fc±Δf)(n-d)*T)
＝(cos(2π(fc±Δf)d*T)+cos(2π(fc±Δf)(2n-d)*T))/2…(6)
【００１８】
第２の乗算部１０６は、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号ｓ（ｎ）とπ／２シフト部１０４の出力信号ｓ２（ｎ−ｄ）とを乗算する。第２の乗算部１０６の出力信号ｖ（ｎ）を式（７）に示す。
ｖ(n)＝ｓ(n)ｓ２(n-d)
＝cos(2π(fc±Δf)n*T)*(-sin(2π(fc±Δf)(n-d)*T))
＝(sin(2π(fc±Δf)d*T)-sin(2π(fc±Δf)(2n-d)*T))/2…(7)
式（６）と式（７）において、第１項はＢＢ信号成分、第２項は２ｆｃ±２Δｆの高周波成分である。
【００１９】
第１のＬＰＦ部１０７と第２のＬＰＦ部１０８は、それぞれ第１の乗算部１０５の出力信号ｕ(ｎ)と第２の乗算部１０６の出力信号ｖ(ｎ)に対して、ＢＢ信号成分を通過させ、高周波成分を抑圧するＬＰＦによって、ＢＢ信号成分のみを取り出す。第１のＬＰＦ部１０７の出力信号ｕ２(ｎ)と第２のＬＰＦ部１０８の出力信号ｖ２(ｎ)とを式（８）、（９）に示す。式（８）、（９）は、サンプリング時点ｎにおいてデジタルデータ＝０の場合はfc＋Δfであり、デジタルデータ＝１の場合はfc−Δfであることを意味する。
ｕ２(n)＝cos(2π(fc±Δf)d*T)…(8)
ｖ２(n)＝sin(2π(fc±Δf)d*T)…(9)
【００２０】
式（８）と式（９）は、２次元の複素平面上において、以下の式（１０）で表わされるｗ(ｎ)の実部と虚部である。つまり、第１のＬＰＦ部１０７および第２のＬＰＦ部１０８の出力信号は、複素平面で２個のシンボル点で表される。
ｗ(ｎ)＝ｕ２(n)＋ｊｖ２(n)＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｆｃ±Δｆ）ｄ*Ｔ）…(１０)
なお、ｗ(ｎ)＝ｖ２(n)＋ｊｕ２(n)など、他の方法で複素数を表してもよい。
【００２１】
本実施の形態では、遅延サンプリング数ｄは式（３）で表されるので、式（３）のｄを式（８）および（９）に代入すると、式（８）および（９）は、式（１１）〜（１２Ｂ）に変形される。ここで、ｗ０、ｗ１はＢＢの周波数で変化する２個のシンボル点の複素平面上での座標を表わす。ｗ０は、デジタルデータ＝０を表わすシンボル点である。ｗ１は、デジタルデータ＝１を表わすシンボル点である。θaは、２個のシンボル点を結ぶ線分の垂直２等分線が複素平面における実軸となす角度を表わす。式（１１）〜（１２Ｂ）で表されるシンボル点は、デマッピング部１０９が復調に使用する。
θa＝πfc/(2Δf）…(11)
ｗ０＝exp(θa＋π/2)…(12A)
ｗ１＝exp(θa−π/2)…(12B)
【００２２】
一方、特許文献１では、遅延サンプリング数ｄは、式（１３）で表される。
ｄ＝1/(4fc*T)…(13)
特許文献１では、式（１３）のｄを式（８）および式（９）に代入すると、式（８）および（９）は、式（１４）〜（１５Ｂ）に変形される。
θb＝πΔf/(2fc)…(14)
ｗ２０＝exp(j(π/2＋θb)）…(15A)
ｗ２１＝exp(j(π/2−θb)）…(15B)
【００２３】
デマッピング部１０９は、第１のＬＰＦ部１０７および第２のＬＰＦ部１０８の出力信号を表わす複素平面での信号点に対して、理論的に決まるシンボル点と信号点とを比較して、信号点に最も近いシンボル点に対応するデジタルデータを復調データとして生成する。
【００２４】
図２は、従来のクワドラチャ検波で使用されるシンボル点ｗ２０、ｗ２１の配置を表わす図である。デジタルデータ＝０を表すｗ２０は、シンボル点Ｐ１に配置され、デジタルデータ＝１を表すｗ２１は、シンボル点Ｐ２に配置される。図３は、実施の形態１で使用されるシンボル点ｗ０、ｗ１の配置を表わす図である。デジタルデータ＝０を表すｗ０は、シンボル点Ｐ３に配置され、デジタルデータ＝１を表すｗ１は、シンボル点Ｐ４に配置される。
図２におけるシンボル点Ｐ１とシンボル点Ｐ２とのシンボル点間距離ＤＳ１よりも、図３におけるシンボル点Ｐ３とシンボル点Ｐ４とのシンボル点間距離ＤＳ２が長い。ＤＳ２をＤＳ１で割った値を変数βで表わすと、以下となる。
β＝ＤＳ２／ＤＳ１＝１／sinθb＝１／sin(πΔf/(2fc))…(16)
例えば、fc/Δf＝２０とすると、β≒６．４となる。本実施の形態では、従来よりもシンボル間距離を格段に大きくできることが分かる。
これは、特許文献１では、式（１３）に示すように、遅延サンプリング数ｄを１／（４ｆｃ＊Ｔ）としたのに対して、本実施の形態では、式（３）に示すように、遅延サンプリング数ｄを１／（４Δｆ＊Ｔ）としたためである。
【００２５】
図４は、実施の形態１におけるデマッピングを説明するための図である。
デマッピング部１０９には、第１のＬＰＦ部１０７の出力信号ｕ２（ｎ）の大きさおよび第２のＬＰＦ部１０８の出力信号ｖ２（ｎ）の大きさが入力される。つまり、ｕ２（ｎ）を複素の実部とし、ｖ２（ｎ）を虚部とする複素数である信号点が、デマッピング部１０９に入力される。ｕ２（ｎ）およびｖ２（ｎ）で表される信号点がノイズを含まない理想的な信号から得られる場合には、デジタルデータ＝０が変調された信号点は、シンボル点Ｐ３に配置され、デジタルデータ＝１が変調された信号点は、シンボル点Ｐ４に配置される。実際には、ｕ２（ｎ）およびｖ２（ｎ）には、雑音成分が加わるので、入力される信号点は、シンボル点Ｐ３、Ｐ４からずれる。
【００２６】
デマッピング部１０９は、複素平面のＡｅｘｐ（ｊθａ）（Ａ＝−∞〜＋∞）を境界ＢＲとして、信号点の位置が境界ＢＲに対していずれの側に配置されているかに基づいて、復調データを生成する。具体的には、デマッピング部１０９は、信号点が境界ＢＲによって分割された一方の領域Ｒ０に存在するときは、復調データＤ（ｎ）＝０を生成する。デマッピング部１０９は、配置した信号点が、境界ＢＲによって分割された他方の領域Ｒ１に存在するときは、復調データＤ（ｎ）＝１を生成する。領域Ｒ０は、シンボル点ｗ０である点Ｐ３が信号点ｗ(n)に対して最も近いシンボル点になる領域である。領域Ｒ１は、シンボル点ｗ１である点Ｐ４が信号点ｗ(n)に対して最も近いシンボル点になる領域である。デマッピング部１０９は、ＦＳＫ変調の方式により決まる各復調データに対応するシンボル点の中から信号点に最も近いシンボル点に対応する復調データを生成する。
【００２７】
再び、図１を参照して説明する。誤り訂正復号部１１１は、デマッピング部１０９から出力される復調データＤ（ｎ）の誤り訂正復号を実施して、復号データＣ（ｎ）を出力する。誤り訂正復号部１１１は、送信装置によって実行された誤り訂正符号方式を用いて、誤り訂正復号を実施する。なお、送信装置側で誤り訂正符号を実行しない場合は、受信装置１００は、誤り訂正復号部１１１を備えなくてもよい。
【００２８】
（変形例）
π／２シフト部１０４は、遅延部１０３が遅延した信号の位相をπ／２だけ変更する。遅延させない信号の位相をπ／２だけ変更するようにしてもよい。図５を参照して、変形例の受信装置の構成を説明する。図５は、実施の形態に係るＦＳＫ変調された信号を受信する受信装置の変形例の構成を示すブロック図である。
【００２９】
受信装置１００Ａは、ダウンコンバート部１０１と、Ａ／Ｄ変換部１０２と、遅延部１０３と、π／２シフト部１０４Ａと、第１の乗算部１０５と、第２の乗算部１０６Ａと、第１のＢＰＦ（Band Pass Filter、帯域通過フィルタ）部１１３と、第２のＢＰＦ部１４と、デマッピング部１０９Ａと、誤り訂正復号部１１１とを備える。遅延部１０３、π／２シフト部１０４Ａ、第１の乗算部１０５、第２の乗算部１０６Ａ、第１のＢＰＦ部１１１３および第２のＢＰＦ部１１４は、信号点抽出部１１２Ａを構成する。
【００３０】
π／２シフト部１０４Ａは、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号ｓ(ｎ)の位相をπ／２だけ進める。π／２シフト部１０４Ａの出力信号ｓ２（ｎ）を式（１７）に示す
ｓ２(n)＝−sin(2π(fc±Δf)n*T)…(17)
【００３１】
第１の乗算部１０５は、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号ｓ(ｎ)と遅延部１０３の出力信号ｓ(ｎ−ｄ)とを乗算する。第１の乗算部１０５の出力信号ｕ(ｎ)は、前に示す式（６）となる。
ｕ(n)＝ｓ(n)ｓ(n-d)
＝cos(2π(fc±Δf)n*T)*cos(2π(fc±Δf)(n-d)*T)
＝(cos(2π(fc±Δf)d*T)+cos(2π(fc±Δf)(2n-d)*T))/2…(6)
【００３２】
第２の乗算部１０６Ａは、π／２シフト部１０４の出力信号ｓ２（ｎ）と遅延部１０３の出力信号ｓ(ｎ−ｄ)とを乗算する。第２の乗算部１０６の出力信号ｒ（ｎ）を式（１８）に示す。
ｒ(n)＝ｓ２(n)ｓ(n-d)
＝(-sin(2π(fc±Δf)n*T))*cos(2π(fc±Δf)(n-d)*T)
＝−(sin(2π(fc±Δf)d*T)+sin(2π(fc±Δf)(2n-d)*T))/2…(18)
式（６）と式（１８）において、第１項はＢＢ信号成分、第２項は２ｆｃ±２Δｆの高周波成分である。
【００３３】
第１のＢＰＦ部１１３と第２のＢＰＦ部１１４は、それぞれ第１の乗算部１０５の出力信号ｕ(ｎ)と第２の乗算部１０６Ａの出力信号ｒ(ｎ)に対して、ＢＢ信号成分を通過させ、直流成分および高周波成分を通過させないＢＰＦによって、ＢＢ信号成分のみを取り出す。第１のＢＰＦ部１１３の出力信号ｕ２(ｎ)と第２のＢＰＦ部１１４の出力信号ｒ２(ｎ)とを式（８）、（１９）に示す。
ｕ２(n)＝cos(2π(fc±Δf)d*T)…(8)
ｒ２(n)＝−sin(2π(fc±Δf)d*T)…(19)
【００３４】
式（８）と式（１９）は、以下に示すＷ３(n)の実部と虚部である。
Ｗ３(n)＝ｕ２(n)＋ｊｒ２(n)
＝ｅｘｐ（−ｊ２π（ｆｃ±Δｆ）ｄ*Ｔ）…(20)
【００３５】
デマッピング部１０９Ａが使用するシンボル点は、以下となる。ここで、ｗ３０、ｗ３１はＢＢの周波数で変化する２個のシンボル点の複素平面上での座標を表わす。ｗ３０は、デジタルデータ＝０を表わすシンボル点である。ｗ３１は、デジタルデータ＝１を表わすシンボル点である。
θa＝2πfc/(4Δf）…(11)
ｗ３０＝exp(−θa＋π/2)）…(21A)
ｗ３１＝exp(−θa−π/2)）…(21B)
【００３６】
図６は、２次元の複素平面における式（２１Ａ）、（２１Ｂ）で表されるシンボル点ｗ３０、ｗ３１を表わす図である。デジタルデータ＝０を表すｗ３０は、シンボル点Ｐ５に配置され、デジタルデータ＝１を表すｗ３０は、シンボル点Ｐ６に配置される。シンボル点Ｐ５とシンボル点Ｐ６とのシンボル点間距離は、図３の場合と同じＤＳ２である。
【００３７】
信号点抽出部１１２Ａは、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号および遅延部１０３の出力信号の何れか一方である同相信号と、他方の信号である被乗算信号とを乗算する第１の乗算部１０５、同相信号の位相をπ／２だけ変化させた信号である直交信号を生成するπ／２シフト部１０４Ａ、直交信号と被乗算信号とを乗算する第２の乗算部１０６Ａを有し、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号から複素平面上の信号点を抽出する。第１の乗算部１０５および第２の乗算部１０６Ａの出力から高周波信号を除去し、ＢＢ信号だけを残す手段としては、ＬＰＢ、ＢＰＦのどちらでもよい。さらには、至近の決められた個数のサンプリング点での信号の移動平均を取るものでもよい。高周波成分を除去でき、ＢＢ信号が残るようなものであればどのようなものでもよい。
【００３８】
デマッピング部１０９Ａは、信号点抽出部１１２Ａが抽出した信号点から復調データを生成する復調部である。復調部は、ＦＳＫ変調の方式により決まる各復調データに対応するシンボル点の中から信号点に最も近いシンボル点に対応する復調データを生成する。そのために、複素平面をそれぞれのシンボル点が最も近いシンボル点になる信号点の領域に分割しておく。復調部は、信号点がどの領域に存在するかに基づき、存在する領域に対応する復調データを信号点に対して生成する。領域に区切っておくのではなく、各シンボル点と信号点の距離を計算して、最も近いシンボル点を復調データとしてもよい。
【００３９】
伝送路の特性が変化することに対応させて、信号点またはシンボル点を修正するようにしてもよい。シンボル点ごとに区切る領域を、変化させるようにしてもよい。シンボル点ごとに区切る領域は、実軸または虚軸で区分されるように信号点を回転させてもよい。
【００４０】
以上のように、本実施の形態では、ＦＳＫ変調の周波数偏移量に応じて遅延時間を最適化し、２次元平面上でシンボル点間距離を最大化するので、雑音に対する耐性を高くすることができる。したがって、本実施の形態の受信装置を用いることで、受信電力が低く、ＳＮＲが低い環境において、復調データの誤りの発生確率を低くすることができる。
２値ではなく、４値以上のＦＳＫ変調された信号に対しても、本発明は適用できる。
以上のことは、他の実施の形態でも当てはまる。
【００４１】
実施の形態２．
図７は、実施の形態２におけるデマッピングを説明するための図である。
デマッピング部１０９Ｂは、２次元平面である複素平面に、第１のＬＰＦ部１０７の出力信号ｕ２（ｎ）の大きさを実数成分とし、第２のＬＰＦ部１０８の出力信号ｖ２（ｎ）の大きさを虚数成分とする信号点を復調する。式（１０）で表わされる複素信号ｗ（ｎ）がノイズを含まない理想的な信号の場合には、デジタルデータ＝０は、シンボル点Ｐ３に配置され、デジタルデータ＝１は、シンボル点Ｐ４に配置される。実際には、複素信号ｗ（ｎ）には、雑音成分が加わるので、配置した信号点は、シンボル点Ｐ３、Ｐ４からずれる。
【００４２】
デマッピング部１０９Ｂは、図７に示すように、信号点の位相を（−θａ＋π／２）だけ回転する。この位相回転によって、境界ＢＲは、虚軸に移動し、シンボル点Ｐ３、Ｐ４は、実軸上のシンボル点Ｐ３１、Ｐ４１に移動する。位相回転前に領域Ｒ０に存在する信号点は、位相回転によって実数部分の符号が負となる。位相回転前に領域Ｒ１に存在する信号点は、位相回転によって実数部分の符号が正となる。
【００４３】
デマッピング部１０９Ｂは、それぞれのシンボル点が最も近いシンボル点になる信号点の領域として、複素平面の虚軸に平行な直線で区分される領域を使用する。複素平面の虚軸に平行な直線で区分される領域になるように、信号点の位相を（−θａ＋π／２）だけ回転させる。回転された信号点を回転後信号点と呼ぶ。デマッピング部１０９Ｂは、回転後信号点がどの領域に存在するかに基づき、復調データを生成する。
【００４４】
デマッピング部１０９Ｂは、位相回転後の信号点の実数部分の符号に基づいて、復調データを生成する。具体的には、デマッピング部１０９Ｂは、位相回転後の信号点の実数部分の符号が負の場合には、復調データＤ（ｎ）＝０を生成する。デマッピング部１０９Ｂは、位相回転後の信号点の実数部分の符号が正の場合には、復調データＤ（ｎ）＝１を生成する。
【００４５】
以上のように、本実施の形態では、複素平面にマッピングした信号点の位相を（−θａ＋π／２）だけ回転し、位相回転後の信号点の実数部分の符号を識別することによって、復調データが得られる。これによって、実施の形態１よりもより簡易に復調データを得ることができる。
【００４６】
実施の形態３．
図８は、実施の形態３におけるデマッピングを説明するための図である。
デマッピング部１０９Ｃは、２次元平面である複素平面に、第１のＬＰＦ部１０７の出力信号ｕ２（ｎ）の大きさを実数成分とし、第２のＬＰＦ部１０８の出力信号ｖ２（ｎ）の大きさを虚数成分とする信号点を復調する。式（１０）で表わされる複素信号ｗ（ｎ）がノイズを含まない理想的な信号の場合には、デジタルデータ＝０は、シンボル点Ｐ３に配置され、デジタルデータ＝１は、シンボル点Ｐ４に配置される。実際には、複素信号ｗ（ｎ）には、雑音成分が加わるので、配置した信号点は、シンボル点Ｐ３、Ｐ４からずれる。
【００４７】
デマッピング部１０９Ｃは、図８に示すように、信号点の位相を（−θａ）だけ回転する。この位相回転によって、境界ＢＲは、実軸に移動し、シンボル点Ｐ３、Ｐ４は虚軸上のシンボル点Ｐ３２、Ｐ４２に移動する。位相回転前に領域Ｒ０に存在する信号点は、位相回転によって虚数部分の符号が正となる。位相回転前に領域Ｒ１に存在する信号点は、位相回転によって虚数部分の符号が正となる。
【００４８】
デマッピング部１０９Ｃは、位相回転後の信号点の虚数部分の符号に基づいて、復調データを生成する。具体的には、デマッピング部１０９Ｃは、位相回転後の信号点の虚数部分の符号が正の場合には、復調データＤ（ｎ）＝０を生成する。デマッピング部１０９Ｃは、位相回転後の信号点の虚数部分の符号が負の場合には、復調データＤ（ｎ）＝１を生成する。
【００４９】
以上のように、本実施の形態では、複素平面にマッピングした信号点の位相を（−θａ）だけ回転し、位相回転後の信号点の虚数部分の符号を識別することによって、復調データが得られる。これによって、実施の形態１よりもより簡易に復調データを得ることができる。
【００５０】
実施の形態４．
実施の形態４は、４値のＦＳＫ変調された信号を受信する場合である。受信装置１００Ｄの構成は、実施の形態１から３の場合と同様である。遅延部１０３Ｄを含む信号点抽出部１１２Ｄとデマッピング部１０９Ｄを変更している。
【００５１】
ここでは、４値のＦＳＫ変調では、以下のように変調されるとする。
ｓ(t)＝cos(2π(fc+3Δf)t)…(22A)
ｓ(t)＝cos(2π(fc+Δf)t)…(22B)
ｓ(t)＝cos(2π(fc-Δf)t)…(22C)
ｓ(t)＝cos(2π(fc-3Δf)t)…(22D)
送信装置から送信されたデジタルデータが「００」の場合は、式（２２Ａ）で表わされる。デジタルデータが「０１」の場合は、式（２２Ｂ）で表わされる。デジタルデータが「１０」の場合、は式（２２Ｃ）で表わされる。デジタルデータが「１１」の場合、は式（２２Ｄ）で表わされる。
【００５２】
遅延部１０３Ｄは、Ａ／Ｄ変換部１０２の出力信号ｓ（ｎ）を遅延時間ＤＴ２＝1/(8Δf)だけ遅延させる。遅延時間ＤＴ２は、ＦＳＫ変調の周波数差２Δｆの４倍の周波数の周期に相当する時間である。なお、４値のＦＳＫ変調なので、周波数差を４倍している。Ａ／Ｄ変換部１０２のサンプリング間隔がＴであるため、遅延時間ＤＴ２に対応する遅延サンプリング数ｄ２は、式（２３）で表される。遅延部１０３Ｄの出力信号ｓ（ｎ−ｄ２）を式（２４Ａ）〜（２４Ｄ）に示す。
ｄ２＝1/(8Δf*T)…(23)
ｓ(n-d2)＝cos(2π(fc+3Δf)(n-d2)*T)…(24A)
ｓ(n-d2)＝cos(2π(fc+Δf)(n-d2)*T)…(24B)
ｓ(n-d2)＝cos(2π(fc-Δf)(n-d2)*T)…(24C)
ｓ(n-d2)＝cos(2π(fc-3Δf)(n-d2)*T)…(24D)
【００５３】
一般にＭ値のＦＳＫ変調の場合は、以下のように遅延サンプリング数ｄｍを決める。Ｍは、ＦＳＫ変調の値数である。2Δfは、ＦＳＫ変調で使用する隣接する周波数での周波数差である。
ｄｍ＝1/(M*2Δf*T)…(25)
【００５４】
信号点抽出部１１２Ｄは、実施の形態１と同様に動作する。４値のＦＳＫ変調なので、雑音などが存在しなければ、図９に示すように、以下のシンボル点が抽出される。ここで、ｗ００、ｗ０１、ｗ１０、ｗ１１はＢＢの周波数で変化する４個のシンボル点の複素平面上での座標を表わす。ｗ００は、デジタルデータ＝「００」を表わすシンボル点Ｐ１１である。ｗ０１は、デジタルデータ＝「０１」を表わすシンボル点Ｐ１２である。ｗ１０は、デジタルデータ＝「１０」を表わすシンボル点Ｐ１３である。ｗ１１は、デジタルデータ＝「１１」を表わすシンボル点Ｐ１４である。θaは、シンボル点Ｐ１１、Ｐ１４を結ぶ線分の中点とシンボル点Ｐ１２、Ｐ１３を結ぶ線分の中点を結ぶ直線が実軸となす角度を表わす。
θa2＝πfc/(4Δf）…(26)
ｗ００＝exp(θa2＋(3/4)π)…(27A)
ｗ０１＝exp(θa2＋(1/4)π)…(27B)
ｗ１０＝exp(θa2−(1/4)π)…(27C)
ｗ１１＝exp(θa2−(3/4)π)…(27D)
【００５５】
図１０を参照して、デマッピング部１０９Ｄが実行する処理を説明する。図１０は、実施の形態４におけるデマッピングを説明するための図である。デマッピング部１０９Ｄは、４本の半直線により複素平面を４個の領域に区分する。領域の範囲が分かりやすくなるように、領域Ｒ００と領域Ｒ１０にはハッチングを付ける。境界ＢＲ１は、複素平面の原点を通り実軸とθa2＋πの角度をなす半直線である。境界ＢＲ２は、原点を通り実軸とθa2＋π/2の角度をなす半直線である。境界ＢＲ３は、原点を通り実軸とθa2の角度をなす半直線である。境界ＢＲ４は、原点を通り実軸とθa2−π/2の角度をなす半直線である。領域Ｒ００は、境界ＢＲ１と境界ＢＲ２に挟まれる領域である。信号点が領域Ｒ００に存在する場合は、デマッピング部１０９Ｄは復調データＤ(n)＝「００」とする。領域Ｒ０１は、境界ＢＲ２と境界ＢＲ３に挟まれる領域である。信号点が領域Ｒ０１に存在する場合は、復調データＤ(n)＝「０１」とする。領域Ｒ１０は、境界ＢＲ３と境界ＢＲ４に挟まれる領域である。信号点が領域Ｒ１０に存在する場合は、復調データＤ(n)＝「１０」とする。領域Ｒ１０は、境界ＢＲ４と境界ＢＲ１に挟まれる領域である。信号点が領域Ｒ１１に存在する場合は、復調データＤ(n)＝「１１」とする。
【００５６】
４値のＦＳｋ変調に適用した場合には、受信信号の振幅を１とすると、隣接するシンボル点の間のシンボル点間距離ＤＳ３は√２となる。ＤＳ３を、２値のＦＳＫ変調でのクワドラチャ変調の場合のシンボル点間距離ＤＳ１で割った値を変数β３で表わす。
β３＝ＤＳ３／ＤＳ１＝１／((√２)sinθb)＝１／((√２)sin(πΔf/(2fc))…(28)
例えば、fc/Δf＝２０とすると、β３≒４．５となる。本実施の形態では、従来よりもシンボル間距離を格段に大きくできることが分かる。
【００５７】
実施の形態５．
実施の形態５は、４値のＦＳＫ変調で信号点を回転させることで、異なる復調データを出力する領域の境界が実軸および虚軸と一致させる場合である。図１１は、実施の形態５におけるデマッピングを説明するための図である。
【００５８】
デマッピング部１０９Ｅが、信号点を−θa2だけ回転させる。シンボル点Ｐ１１、Ｐ１２、Ｐ１３、Ｐ１４は、それぞれシンボル点Ｐ２１、Ｐ２２、Ｐ２３、ｐ２４に移動する。その結果、領域Ｒ００が、信号点の実部が負で虚部が正の複素平面の第２象限となる。領域Ｒ０１が、信号点の実部および虚部が正の第１象限になる。領域Ｒ１０が、信号点の実部が正で虚部が負の第４象限になる。領域Ｒ１１が、信号点の実部および虚部が負の第３象限になる。信号点の実部および虚部の正負を判断することで、復調データを決めることができる。信号点を(π/2−θa2)だけ回転させても、領域を複素平面の象限と合わせることができる。
【００５９】
（ハードウエア構成）
図１２は、実施の形態１〜５に係る受信装置１００の一部の機能を実行するハードウエア構成の例を表わす図である。図１２に示すように、受信装置１００は、プロセッサ１１００と、プロセッサ１１００とバス１３００で接続されたメモリ１２００とを備える。
受信装置１００の構成要素のうちの一部の構成要素の機能（たとえば、デマッピング部１０９および誤り訂正復号部１１１）が、ＣＰＵなどのプロセッサ１１１０がメモリ１２００に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。また、複数のプロセッサおよび複数のメモリが連携して上記構成要素の機能を実行するものとしてもよい。また、システムＬＳＩ等の処理回路により、上記構成要素の機能が実現されるものとしてもよい。また、複数の処理回路が連携して上記構成要素の機能を実行するものとしてもよい。
【００６０】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００６１】
１００、１００Ａ  受信装置、１０１  ダウンコンバート部、１０２  Ａ／Ｄ変換部、１０３、１０３Ｄ  遅延部、１０４、１０４Ａ  π／２シフト部、１０５  第１の乗算部、１０６、１０６Ａ  第２の乗算部、１０７  第１のＬＰＦ部、１０８  第２のＬＰＦ部、１０９、１０９Ａ、１０９Ｂ、１０９Ｃ、１０９Ｄ、１０９Ｅ  デマッピング部（復調部）、１１１  誤り訂正復号部、１１２、１１２Ａ、１１２Ｄ  信号点抽出部、１１３  第１のＢＰＦ部、１１４  第２のＢＰＦ部、１１００  プロセッサ、１２００  メモリ、１３００  バス。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2020195001.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
2020195001.tif 000012
【図１１】
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【図１２】
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