(57)【要約】【課題】電力変換装置において、モータ電流のピークの低下を図る。【解決手段】ｆｄｃを単相の交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、ｆＬを周期的負荷変動の周波数、ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜、ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数と定義すると、ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。【選択図】図１
2020150702.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、
前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
前記制御部（40）は、
ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、
ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、
ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数
と定義すると、
ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、直接形の電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
入力される交流電源の電力を所定の周波数の交流電力に変換する電力変換装置は、エネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）の有無により、間接形の電力変換装置と直接形の電力変換装置に大別される。前者はエネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有しており、後者は有していない。前記直接形の電力変換装置の中には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサを設けたものがある。特許文献１には、前記直接形の電力変換装置において、負荷トルクが周期的に変動する場合、圧縮機の振動を抑制するトルク制御の技術が開示されている。特許文献１では、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、モータの一回転中に発生する負荷トルク変動に同期した脈動成分を前記モータの出力トルクに重畳させることで、前記モータの負荷トルク変動に応じて前記モータの出力トルクを変動させるトルク制御が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４１９２９７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前記トルク制御では、交流電源の周波数に起因する脈動成分と負荷トルク変動に同期した脈動成分とがモータトルクに現れる。そのため、前記トルク制御では、２つの脈動成分のピーク同士が重なって、モータトルクのピークが不要に高くなる場合がある。モータトルクとモータ電流は概ね比例の関係にあるので、モータトルクのピークが高くなると、モータ電流のピークも高くなる。
【０００５】
本開示の目的は、電力変換装置において、モータ電流のピークの低下を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示の第１の態様は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、
前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
前記制御部（40）は、
ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、
ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、
ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数
と定義すると、
ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【０００７】
第１の態様では、電力変換装置において、モータ電流のピークを低下できる。
【０００８】
本開示の第２の態様は、第１の態様において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【０００９】
第２の態様では、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流のピークを低下できる。
【００１０】
本開示の第３の態様は、第１の態様において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【００１１】
第３の態様では、負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、モータ電流のピークを低下できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、電力変換装置のブロック図である。
【図２】図２は、電源電圧及び直流電圧の波形の一例を示す。
【図３】図３は、圧縮機負荷トルク、圧縮機負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、平均トルクの各波形を示す。
【図４】図４は、第１テーブルによって生成される基礎データを波形で示す。
【図５】図５は、第２テーブルによって生成される基礎データを波形で示す。
【図６】図６は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図７】図７は、実施形態１における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図８】図８は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図９】図９は、実施形態２における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図１０】図１０は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図１１】図１１は、実施形態３における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
《実施形態１》
図１は、実施形態１に係る電力変換装置（10）のブロック図である。電力変換装置（10）は、入力された交流電圧（電源電圧（vin））を所定の交流電圧に変換する。より詳しくは、電力変換装置（10）は、エネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有していない「直接形の電力変換装置」である。この例では、電力変換装置（10）には、単相の交流電源（20）から交流電圧が入力されている。電力変換装置（10）は、変換した交流電圧をモータ（30）に供給する。
【００１４】
電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（40）を備えている。モータ（30）は、例えば、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）である。本実施形態では、モータ（30）は、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。この圧縮機では、流体の圧縮行程において、モータ（30）の一回転中に、負荷（圧縮機）におけるトルクの周期的変動（負荷トルクの変動）が発生する。
【００１５】
〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続されている。コンバータ回路（11）は、交流電源（20）からの電源電圧（vin）を全波整流する。コンバータ回路（11）は、４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）は、ブリッジ状に結線されている。
【００１６】
〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンデンサ（C）を有している。コンデンサ（C）は、コンバータ回路（11）の一対の出力ノードの間に接続されている。直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力（全波整流された電源電圧（vin））から直流電圧（vdc）を生成する。
【００１７】
コンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない程度の大きさである。その一方で、コンデンサ（C）の容量値は、インバータ回路（13）のスイッチング動作（後述）に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができる大きさである。具体的にコンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する。コンデンサ（C）には、例えば、フィルムコンデンサが採用される。
【００１８】
以上の通り、コンデンサ（C）では、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されない。直流電圧（vdc）には、電源電圧（vin）の周波数に応じた脈動成分が残留する。
【００１９】
図２に、電源電圧（vin）及び直流電圧（vdc）の波形の一例を示す。この例では、直流電圧（vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。直流電圧（vdc）は、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分を含んでいる。
【００２０】
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（vdc）をスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換する。インバータ回路（13）は、前記三相の交流電圧をモータ（30）に供給する。
【００２１】
インバータ回路（13）は、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ブリッジ結線されている。詳しく説明すると、インバータ回路（13）は、３つのスイッチングレグを備えている。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子が互いに直列に接続されたものである。
【００２２】
３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がひとつずつ逆並列に接続されている。
【００２３】
〈制御部〉
制御部（40）は、モータ（30）の回転数（ω）が、与えられた指令値（以下、回転数指令値（ω*）という）となるように、インバータ回路（13）が出力する交流電圧を制御する。制御部（40）は、回転数（ω）の制御の際に、スイッチング動作を制御することによって、モータ（30）の出力トルクを変動させる。
【００２４】
制御部（40）は、マイクロコンピュータとメモリディバイスを備えている。メモリディバイスには、マイクロコンピュータを動作させるソフトウエアが格納されている。制御部（40）は、ソフトウエアを実行することによって、速度制御部（41）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、ＰＷＭ演算部（45）、トルク制御部（48）、及び高調波成分重畳部（50）として機能する（図１を参照）。
【００２５】
速度制御部（41）は、モータ（30）におけるトルクの平均値（以下、平均モータトルク（Tave））の指令値（以下、平均トルク指令値（Tave*））を生成する。具体的に速度制御部（41）は、モータ（30）の回転数（ω）と回転数指令値（ω*）との偏差に基づいて、例えばＰＩＤ演算（比例、積分、微分）を行うことによって、平均トルク指令値（Tave*）を生成する。速度制御部（41）は、平均トルク指令値（Tave*）をトルク制御部（48）に出力する。
【００２６】
トルク制御部（48）は、平均トルク指令値（Tave*）に振動抑制成分を重畳して、モータ（30）のトルクの指令値（以下、第１トルク指令（Tm*））を生成する。第１トルク指令（Tm*）は、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期して脈動する。このような重畳を行うことで、モータ(30)の出力トルクには、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期した脈動成分が現れる。振動抑制成分は、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期した脈動波形である。振動抑制成分は、モータ（30）の機械角（θm）に基づいて演算される。なお、モータ（30）の機械角（θm）は、例えば、センサを設けて検出してもよいし、モータ電流（iu,iv,iw）及びモータ電圧（Vu,Vv,Vw）に基づいて算出してもよい。
【００２７】
図３に、圧縮機負荷トルク、圧縮機負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、平均トルクのそれぞれの波形を示す。図３に示すように、圧縮機負荷トルクの波形に含まれる周波数成分の中で、振幅が最も大きい周波数成分は、基本波周波数成分である。また、圧縮機負荷トルクとモータトルクの偏差は、加振トルクとなる。この加振トルクによって圧縮機は振動する。
【００２８】
トルク制御部（48）は、圧縮機負荷トルクの波形に含まれる周波数成分の中で最も振幅が大きい周波数成分である基本波周波数成分による圧縮機振動を抑制するため、圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動する第１トルク指令値（Tm*）を生成する。第１トルク指令値（Tm*）が圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動すると、モータ（30）の出力トルクは圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動する。その結果、圧縮機振動の原因となる加振トルクが低減する。
【００２９】
高調波成分重畳部（50）は、第１トルク指令（Tm*）に高調波成分を重畳して、トルク指令（以下、第２トルク指令（T*）という）を生成する。第２トルク指令（T*）は、圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動しつつ、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期して脈動する。このような重畳を行うと、モータの出力トルクには、交流電源の周波数に起因する脈動成分が現れる。高調波成分は、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期した脈動波形である。高調波成分は、電源位相（θin）に基づいて生成される。高調波成分重畳部（50）による高調波成分の重畳には、２つのモードがある。
【００３０】
一つめのモード（以下、第１モード（M1）という）では、所定の電源半周期（後述）において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が２つ以上出現するように、第１トルク指令（Tm*）を変調する。「電源半周期」とは、図２に示すように、交流電源（20）の電圧における所定のゼロクロスから次のゼロクロスまでの期間である（以下、同様）。「モータ電流ベクトル」とは、モータ（30）を制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルである。
【００３１】
二つめのモード（以下、第２モード（M2）という）では、所定の電源半周期（後述）において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が１つになるように、第１トルク指令（Tm*）を変調する。
【００３２】
これらのモードを実現するため、制御部（40）は、セレクタ（46）、乗算器（47）、データ生成部（49）を備えている。更に、制御部（40）は、変調に使用するデータ（以下、基礎データ（D）という）の生成に用いるテーブルを２つ備えている。基礎データ（D）は、高調波成分を含むデータ（信号）である。
【００３３】
２つのテーブルの一方は、第１モード（M1）用の基礎データ（D）を生成するテーブル（以下、第１テーブル（Tb1）という）である。もう一方のテーブルは、第２モード（M2）用の基礎データ（D）を生成するテーブル（以下、第２テーブル（Tb2）という）である。それぞれのテーブルは、電源位相（θin）の値と、その電源位相（θin）における基礎データ（D）の値とがペアで格納されている。それぞれのテーブルは、電源位相（θin）を引数として、その電源位相（θin）に対応する基礎データ（D）を出力するように構成されている。
【００３４】
図４に、第１テーブル（Tb1）によって生成される基礎データ（D）を波形で示す。図４において、横軸は電源位相（θin）である。縦軸は、変調量を示す値である。図４に示すように、第１テーブル（Tb1）による基礎データ（D）は、電源半周期の前半と後半のそれぞれに、極大点が１つずつ現れている。この波形（テーブルの値）は、電源半周期の前半と後半のそれぞれに、極大点が１つ以上現れるように、電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波に相当する波形を合成して作ったものである。
【００３５】
図５に、第２テーブル（Tb2）によって生成される基礎データ（D）を波形で示す。第２テーブル（Tb2）による基礎データ（D）は、図５に示すように、電源半周期において、極大点が１つのみ現れている。この波形（テーブルの値）は、電源半周期において極大点が１つのみ現れるように、電源周波数の２次調波を用いて作ったものである。
【００３６】
データ生成部（49）は、２つのテーブル（Tb1,Tb2）の何れかを選択する信号（以下、選択信号）を生成する。データ生成部（49）による選択信号の生成については後に詳述する。データ生成部（49）は、選択信号をセレクタ（46）に出力する。
【００３７】
セレクタ（46）は、選択信号に応じて、２つのテーブル（Tb1,Tb2）の出力の一方を乗算器（47）に出力する。乗算器（47）は、セレクタ（46）が出力した値と、第１トルク指令（Tm*）とを乗算する。乗算器（47）は、乗算結果を第２トルク指令（T*）としてｄｑ軸電流制御部（44）に出力する。
【００３８】
座標変換部（43）は、ｕ相電流（iu）、ｗ相電流（iw）、及びモータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（機械角（θm））に基づいて、モータ（30）のｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）を導出する。座標変換部（43）は、ｄ軸電流（id）とｑ軸電流（iq）の導出には、ｄｑ変換を行う。なお、ｕ相電流（iu）及びｗ相電流（iｗ）の値は、例えば、電流センサを設けて検出することができる。
【００３９】
ｄｑ軸電流制御部（44）は、第２トルク指令（T*）、ｄ軸電流（id）、ｑ軸電流（iq）、及びモータ電流ベクトルの位相（β）の指令値（β＊）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）を導出する。具体的に、ｄｑ軸電流制御部（44）は、第２トルク指令（T*）に基づいて、そのトルクを得るために必要なｄ軸電流の目標値（ｄ軸電流指令値（id*）とよぶ）とｑ軸電流の目標値（ｑ軸電流指令値（iq*）とよぶ）とを求める。ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（id*）とｄ軸電流（id）との偏差、及びｑ軸電流指令値とｑ軸電流（iq）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）を導出する。
【００４０】
ＰＷＭ演算部（45）は、ｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）によって指示された出力電圧となるように、いわゆるＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御によってスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフを制御する。ＰＷＭ演算部（45）は、このオンオフを制御するための信号（以下、制御信号（G））を生成する。
【００４１】
スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がオンになる時間及びオフになる時間は、制御信号（G）におけるデューティー比によって定まる。ＰＷＭ演算部（45）は、機械角（θm）、直流電圧（vdc）、ｄ軸電圧指令値（vd*）、ｑ軸電圧指令値（vq*）、ｄ軸電圧（vd）、及びｑ軸電圧（vq）に基づいて、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給する制御信号（G）のデューティー比を設定する。
【００４２】
制御信号（G）が出力されると、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、制御信号（G）に応じたデューティー比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。ＰＷＭ演算部（45）は、制御信号（G）を周期的に更新する。この更新に応じて、インバータ回路（13）では、スイッチング動作が継続的に行われる。
【００４３】
〈モードの選択〉
データ生成部（49）が選択信号を出力することによって、２つのテーブルの何れかが選択される。この選択により、制御部（40）において、第１モード（M1）と第２モード（M2）の選択が実現される。以下では、説明の便宜のため、第１モード（M1）が実行される電源半周期を第１電源半周期、第２モード（M2）が実行される電源半周期を第２電源半周期とする。具体的には、データ生成部（49）が、以下のステップを実行することによって、第１テーブル（Tb1）および第２テーブル（Tb2）の何れかが選択される。
【００４４】
ステップ１：
データ生成部（49）は、交流電源（20）の周波数の２倍の周波数（以下、ｆｄｃとする）を電源位相（θin）から求める。また、データ生成部（49）は、周期的負荷変動（ここでは圧縮機の負荷変動）の周波数（以下、ｆＬとする）を機械角（θm）から計算する。
【００４５】
ステップ２：
図６に、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を示す。モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分との積であるため、モータ（30）の出力トルクには、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、負荷トルク変動に同期した脈動成分が現れる。
【００４６】
図６の波形は、従来の電力変換装置における波形であり、データ生成部（49）において、常に第２テーブル（Tb2）を用いて基礎データ（D）を生成して、電力変換装置（10）を運転させた波形を例示している。以下では、説明の便宜のため、常に第２テーブル（Tb2）を用いて電力変換装置（10）を運転させた例を従来例と呼ぶ。
【００４７】
直接形の電力変換装置にてトルク制御を行うと、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、モータの一回転中に発生する負荷トルク変動に同期した脈動成分とが重畳する。その結果、モータの出力トルクの波形やモータ電流の波形は、図６に示すように、ビート（うなり）を含んだ波形になる。このビート（うなり）の周期（以下、ビート周期（tb）とする）では、２つの脈動成分のピーク同士が重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる（丸で囲んだピークを参照）。
【００４８】
具体的には、モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分 との積であるため、図６に示すように、振動抑制成分と高調波成分のピーク同士が重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる。振動抑制成分は、圧縮機負荷トルクの基本波に同期した脈動波形である。振動抑制成分は、圧縮機負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングでピークとなる（図６参照）。
【００４９】
また、高調波成分は、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期した脈動波形である。高調波成分は、電源電圧の絶対値がピークとなるタイミングでピークとなる（図６参照）。換言すると、直接形の電力変換装置にてトルク制御を行うと、圧縮機負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる（丸で囲んだピークを参照）。データ生成部（49）は、以下の式で表されたビート周期（tb）を求める。
【００５０】
ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数である。なお、この式においてｔｂ＞１となった場合には、ｔｂ＝１とする。
【００５１】
ステップ３：
データ生成部（49）は、ビート周期（tb）において負荷トルクの基本波がピーク（θｍ＝１８０°）となるタイミングを機械角（θm）に基づいて、全て求める。
【００５２】
ステップ４：
データ生成部（49）は、ステップ３で求めた各タイミングにおける電源位相（θin）を求める。
【００５３】
ステップ５：
データ生成部（49）は、ステップ４で求めた電源位相（θin）の内で、電源電圧（vin）の絶対値のピーク（電源位相（θin）の値では９０°または２７０°が対応）に最も近い電源位相（θin）を含む電源半周期を求める。データ生成部（49）が求めた電源半周期は、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期である。この実施形態では、前記負荷トルクの基本波のピークと、電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期が第１電源半周期である。第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。
【００５４】
ステップ６：
データ生成部（49）は、第１電源半周期には、第１テーブル（Tb1）を選択する選択信号をセレクタ（46）に出力し、第２電源半周期には、第２テーブル（Tb2）を選択する選択信号をセレクタ（46）に出力する。
【００５５】
この選択信号に応じて、セレクタ（46）からは、第１電源半周期には、第１テーブル（Tb1）からの基礎データ（D）が出力され、第２電源半周期には、第２テーブル（Tb2）からの基礎データ（D）が出力される。換言すると、第１電源半周期には、第１モード（M1）が実行され、第２電源半周期には、第２モード（M2）が実行される。
【００５６】
〈電力変換装置の動作例〉
電力変換装置（10）が起動されると、コンバータ回路（11）が、電源電圧（vin）を全波整流する。直流リンク部（12）には、コンバータ回路（11）の出力が与えられる。直流リンク部（12）は、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧（vdc）を生成する。
【００５７】
更に、電力変換装置（10）では、速度制御部（41）、トルク制御部（48）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、および高調波成分重畳部（50）が動作する。その結果、制御部（40）では、ｄ軸電圧指令値（vd*）とｑ軸電圧指令値（vq*）が生成される。ｄ軸電圧指令値（vd*）とｑ軸電圧指令値（vq*）が生成されると、ＰＷＭ演算部（45）が制御信号（G）を生成する。その結果、インバータ回路（13）は、制御信号（G）に応じたスイッチング動作を行う。スイッチング動作に応じて、インバータ回路（13）からは、モータ（30）に所定の交流電力が供給される。
【００５８】
図７に、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を示す。本実施形態における電力変換装置（10）では、第１電源半周期において、第１モード（M1）が実行される。第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。一方、従来例における電力変換装置（10）では、常に第２テーブル（Tb2）に基づく基礎データ（D）（図５参照）が制御に用いられる（図６参照）。
【００５９】
図６では、ビート周期（tb）において、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含んでいる。換言すると、丸で囲んだピークを含む電源半周期は、第１電源半周期である。一方、図７では、第１電源半周期において、出力トルクに大きなピークが出現していない。換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルクのピーク値が低減される。
【００６０】
図４，５に示すように、第１テーブル（Tb1）によって生成される基礎データ（D）の波形は、第２テーブル（Tb2）によって生成される基礎データ（D）の波形に比べ、ピーク値が抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）である。モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分との積であるため、高調波成分の波形をピーク値が抑制された波形にすることで、モータ（30）の出力トルクのピーク値を低減することができる。換言すると、モータ（30）の出力トルクのピーク値を低減するためには、基礎データ（D）の波形をピーク値が抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）にするために、電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波に相当する波形の振幅及び位相を適切に合成して、基礎データ（D）の波形を生成する必要がある。
【００６１】
出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図７参照）。換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。
【００６２】
なお、第２モード（M2）が実行される第２電源半周期は、モータ（30）の出力トルク及びモータ電流のピークは抑制されない。この場合、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が１つである。第１モード（M1）で制御が行われている場合に比べ、コンバータ回路（11）への入力電流（電源電流（iin））に現れる高調波のレベルが小さくなる。
【００６３】
以上をまとめると、本実施形態は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、前記制御部（40）は、ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜、ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数と定義すると、ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【００６４】
〈本実施形態における効果〉
電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
【００６５】
《実施形態２》
実施形態２では、制御部（40）の他の構成例を説明する。実施形態２の制御部（40）は、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するようにスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。この制御を実現するため、本実施形態では、実施形態1の制御部（40）（より具体的にはデータ生成部（49））に変更を加えている。
【００６６】
本実施形態のデータ生成部（49）は、負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングを検出する機能を有する。具体的には、データ生成部（49）は、機械角（θm）が１８０°となるタイミングを検出する。負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングが求まると、データ生成部（49）は、求めたタイミングを含む電源半周期において、第１テーブル（Tb1）が選択されるように選択信号を生成する。
【００６７】
図８に、従来の電力変換装置における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。図８の波形図では、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングを含んでいる。図９の波形図における各波形は、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形である。
【００６８】
本実施形態では、負荷トルクの基本波のピークを含んだ電源半周期において第１モード（M1）が実行される。換言すると、本実施形態では、負荷トルクの基本波のピークを含んだ電源半周期が、第１電源半周期であり、第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図９を参照）。
【００６９】
換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。なお、本実施形態でも、第１モード（M1）が実施されていない動作期間には、第２モード（M2）が実施される。
【００７０】
〈本実施形態における効果〉
以上の通り、本実施形態では、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流のピークが低減される。
【００７１】
本実施形態でも電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
【００７２】
《実施形態３》
実施形態３では、制御部（40）の他の構成例を説明する。実施形態３の制御部（40）は、負荷トルクの基本波が所定閾値（後述のトルク閾値（Tth））を超える機械角の範囲に含まれる電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。この制御を実現するため、本実施形態では、実施形態１の制御部（40）（より具体的にはデータ生成部（49））に変更を加えている。
【００７３】
本実施形態のデータ生成部（49）は、負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角（θm）の範囲（以下、位相範囲（R））を求める機能を有する。データ生成部（49）は、求めた位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、第１テーブル（Tb1）を選択する選択信号を出力する。具体的にデータ生成部（49）は、以下のステップを実行する。
【００７４】
ステップ３１：
データ生成部（49）は、出力トルクの上限値（以下、トルク上限値（Tmax）という）を取得する。トルク上限値（Tmax）の値は、例えば、制御部（40）のメモリディバイス等に格納（設定）される。トルク上限値（Tmax）は、一例として、モータ（30）の減磁耐力に応じて設定したり、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の耐力に応じて設定したりすることが考えられる。
【００７５】
ステップ３２：
データ生成部（49）は、負荷トルクの基本波の閾値（以下、トルク閾値（Tth））を求める。モータトルク＝第１トルク指令（Tm*）×高調波成分であり、第１トルク指令（Tm*）は負荷トルクの基本波に同期して脈動する波形である。そのため、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値と、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形を比較することで、常に第２モード（M2）が実施された場合に、モータトルクがトルク上限値（Tmax）を超える機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を予測することができる。
【００７６】
換言すると、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値から平均トルクを引いた値と、負荷トルクの基本波を比較することで、従来例が実施された場合に、モータトルクがトルク上限値（Tmax）を超えてしまう機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を予測することができる。データ生成部（49）は、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値から平均トルクを引いた値をトルク閾値（Tth）として求める。
【００７７】
ステップ３３：
データ生成部（49）は、第１モード（M1）を実施すべき機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を決定する。具体的には、データ生成部（49）は、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相の範囲を範囲（R）として求める。ここでは、データ生成部（49）が求めた位相範囲（R）が[θ１,θ２]であるとする。
【００７８】
ステップ３４：
データ生成部（49）は、電源電圧（vin）の絶対値がピーク（電源位相（θin）の値では９０°または２７０°が対応）となるタイミングが位相範囲（R）に含まれる電源半周期を求める。
【００７９】
図１０に、従来の電力変換装置における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。図１０の波形図では、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期である。図１１に、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。
【００８０】
本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期において第１モード（M1）が実行される。換言すると、本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期が、第１電源半周期であり、第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。
【００８１】
第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図１１を参照）。
【００８２】
換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。なお、本実施形態でも、第１モード（M1）が実施されていない動作期間には、第２モード（M2）が実施される。
【００８３】
〈本実施形態における効果〉
以上の通り、本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える機械角（θm）の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、モータ電流のピークが低減される。
【００８４】
本実施形態でも電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
【００８５】
《その他の実施形態》
なお、基礎データ（D）の生成には、テーブルに代えて、例えば前記ソフトウエア内に実装された関数を用いてもよい。
【００８６】
出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、トルクの指令値や上限値、閾値に変えて、例えばモータ電流ベクトルを指令値や上限値、閾値に用いてもよい。
【００８７】
前記実施形態で説明した第１モード（M1）、第２モード（M2）の切り替え制御は、マトリックスコンバータにも採用できる。マトリックスコンバータもエネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有していない直接形の電力変換装置の一例である。
【００８８】
電力変換装置（10）の用途は、圧縮機用モータへの電力供給には限定されない。電力変換装置（10）は、種々の用途のモータへの電力供給に適用できる。
【００８９】
以上、実施形態および変形例を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。また、以上の実施形態および変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり、置換したりしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
以上説明したように、本開示は、電力変換装置について有用である。
【符号の説明】
【００９１】
１０      電力変換装置
２０      交流電源
３０      モータ
４０      制御部
【図１】
2020150702.tif 000003
【図２】
2020150702.tif 000004
【図３】
2020150702.tif 000005
【図４】
2020150702.tif 000006
【図５】
2020150702.tif 000007
【図６】
2020150702.tif 000008
【図７】
2020150702.tif 000009
【図８】
2020150702.tif 000010
【図９】
2020150702.tif 000011
【図１０】
2020150702.tif 000012
【図１１】
2020150702.tif 000013
【手続補正書】
【提出日】令和2年8月3日(2020.8.3)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、直接形の電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
入力される交流電源の電力を所定の周波数の交流電力に変換する電力変換装置は、エネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）の有無により、間接形の電力変換装置と直接形の電力変換装置に大別される。前者はエネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有しており、後者は有していない。前記直接形の電力変換装置の中には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサを設けたものがある。特許文献１には、前記直接形の電力変換装置において、負荷トルクが周期的に変動する場合、圧縮機の振動を抑制するトルク制御の技術が開示されている。特許文献１では、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、モータの一回転中に発生する負荷トルク変動に同期した脈動成分を前記モータの出力トルクに重畳させることで、前記モータの負荷トルク変動に応じて前記モータの出力トルクを変動させるトルク制御が行われる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第４１９２９７９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、前記トルク制御では、交流電源の周波数に起因する脈動成分と負荷トルク変動に同期した脈動成分とがモータトルクに現れる。そのため、前記トルク制御では、２つの脈動成分のピーク同士が重なって、モータトルクのピークが不要に高くなる場合がある。モータトルクとモータ電流は概ね比例の関係にあるので、モータトルクのピークが高くなると、モータ電流のピークも高くなる。
【０００５】
本開示の目的は、電力変換装置において、モータ電流のピークの低下を図ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示の第１の態様は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、
前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
前記制御部（40）は、
ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、
ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、
ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数
と定義すると、
ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む第１電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する第１モードと、
前記第１電源半周期を除く第２電源半周期において、前記モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が１つになるように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する第２モードを実行することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【０００７】
第１の態様では、電力変換装置において、モータ電流のピークを低下できる。
【０００８】
本開示の第２の態様は、第１の態様において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【０００９】
第２の態様では、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流のピークを低下できる。
【００１０】
本開示の第３の態様は、第１の態様において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【００１１】
第３の態様では、負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、モータ電流のピークを低下できる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、電力変換装置のブロック図である。
【図２】図２は、電源電圧及び直流電圧の波形の一例を示す。
【図３】図３は、圧縮機負荷トルク、圧縮機負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、平均トルクの各波形を示す。
【図４】図４は、第１テーブルによって生成される基礎データを波形で示す。
【図５】図５は、第２テーブルによって生成される基礎データを波形で示す。
【図６】図６は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図７】図７は、実施形態１における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図８】図８は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図９】図９は、実施形態２における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図１０】図１０は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【図１１】図１１は、実施形態３における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
《実施形態１》
図１は、実施形態１に係る電力変換装置（10）のブロック図である。電力変換装置（10）は、入力された交流電圧（電源電圧（vin））を所定の交流電圧に変換する。より詳しくは、電力変換装置（10）は、エネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有していない「直接形の電力変換装置」である。この例では、電力変換装置（10）には、単相の交流電源（20）から交流電圧が入力されている。電力変換装置（10）は、変換した交流電圧をモータ（30）に供給する。
【００１４】
電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（40）を備えている。モータ（30）は、例えば、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）である。本実施形態では、モータ（30）は、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。この圧縮機では、流体の圧縮行程において、モータ（30）の一回転中に、負荷（圧縮機）におけるトルクの周期的変動（負荷トルクの変動）が発生する。
【００１５】
〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続されている。コンバータ回路（11）は、交流電源（20）からの電源電圧（vin）を全波整流する。コンバータ回路（11）は、４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）は、ブリッジ状に結線されている。
【００１６】
〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンデンサ（C）を有している。コンデンサ（C）は、コンバータ回路（11）の一対の出力ノードの間に接続されている。直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力（全波整流された電源電圧（vin））から直流電圧（vdc）を生成する。
【００１７】
コンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない程度の大きさである。その一方で、コンデンサ（C）の容量値は、インバータ回路（13）のスイッチング動作（後述）に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができる大きさである。具体的にコンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する。コンデンサ（C）には、例えば、フィルムコンデンサが採用される。
【００１８】
以上の通り、コンデンサ（C）では、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されない。直流電圧（vdc）には、電源電圧（vin）の周波数に応じた脈動成分が残留する。
【００１９】
図２に、電源電圧（vin）及び直流電圧（vdc）の波形の一例を示す。この例では、直流電圧（vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。直流電圧（vdc）は、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分を含んでいる。
【００２０】
〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（vdc）をスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換する。インバータ回路（13）は、前記三相の交流電圧をモータ（30）に供給する。
【００２１】
インバータ回路（13）は、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ブリッジ結線されている。詳しく説明すると、インバータ回路（13）は、３つのスイッチングレグを備えている。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子が互いに直列に接続されたものである。
【００２２】
３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がひとつずつ逆並列に接続されている。
【００２３】
〈制御部〉
制御部（40）は、モータ（30）の回転数（ω）が、与えられた指令値（以下、回転数指令値（ω*）という）となるように、インバータ回路（13）が出力する交流電圧を制御する。制御部（40）は、回転数（ω）の制御の際に、スイッチング動作を制御することによって、モータ（30）の出力トルクを変動させる。
【００２４】
制御部（40）は、マイクロコンピュータとメモリディバイスを備えている。メモリディバイスには、マイクロコンピュータを動作させるソフトウエアが格納されている。制御部（40）は、ソフトウエアを実行することによって、速度制御部（41）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、ＰＷＭ演算部（45）、トルク制御部（48）、及び高調波成分重畳部（50）として機能する（図１を参照）。
【００２５】
速度制御部（41）は、モータ（30）におけるトルクの平均値（以下、平均モータトルク（Tave））の指令値（以下、平均トルク指令値（Tave*））を生成する。具体的に速度制御部（41）は、モータ（30）の回転数（ω）と回転数指令値（ω*）との偏差に基づいて、例えばＰＩＤ演算（比例、積分、微分）を行うことによって、平均トルク指令値（Tave*）を生成する。速度制御部（41）は、平均トルク指令値（Tave*）をトルク制御部（48）に出力する。
【００２６】
トルク制御部（48）は、平均トルク指令値（Tave*）に振動抑制成分を重畳して、モータ（30）のトルクの指令値（以下、第１トルク指令（Tm*））を生成する。第１トルク指令（Tm*）は、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期して脈動する。このような重畳を行うことで、モータ(30)の出力トルクには、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期した脈動成分が現れる。振動抑制成分は、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期した脈動波形である。振動抑制成分は、モータ（30）の機械角（θm）に基づいて演算される。なお、モータ（30）の機械角（θm）は、例えば、センサを設けて検出してもよいし、モータ電流（iu,iv,iw）及びモータ電圧（Vu,Vv,Vw）に基づいて算出してもよい。
【００２７】
図３に、圧縮機負荷トルク、圧縮機負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、平均トルクのそれぞれの波形を示す。図３に示すように、圧縮機負荷トルクの波形に含まれる周波数成分の中で、振幅が最も大きい周波数成分は、基本波周波数成分である。また、圧縮機負荷トルクとモータトルクの偏差は、加振トルクとなる。この加振トルクによって圧縮機は振動する。
【００２８】
トルク制御部（48）は、圧縮機負荷トルクの波形に含まれる周波数成分の中で最も振幅が大きい周波数成分である基本波周波数成分による圧縮機振動を抑制するため、圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動する第１トルク指令値（Tm*）を生成する。第１トルク指令値（Tm*）が圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動すると、モータ（30）の出力トルクは圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動する。その結果、圧縮機振動の原因となる加振トルクが低減する。
【００２９】
高調波成分重畳部（50）は、第１トルク指令（Tm*）に高調波成分を重畳して、トルク指令（以下、第２トルク指令（T*）という）を生成する。第２トルク指令（T*）は、圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動しつつ、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期して脈動する。このような重畳を行うと、モータの出力トルクには、交流電源の周波数に起因する脈動成分が現れる。高調波成分は、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期した脈動波形である。高調波成分は、電源位相（θin）に基づいて生成される。高調波成分重畳部（50）による高調波成分の重畳には、２つのモードがある。
【００３０】
一つめのモード（以下、第１モード（M1）という）では、所定の電源半周期（後述）において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が２つ以上出現するように、第１トルク指令（Tm*）を変調する。「電源半周期」とは、図２に示すように、交流電源（20）の電圧における所定のゼロクロスから次のゼロクロスまでの期間である（以下、同様）。「モータ電流ベクトル」とは、モータ（30）を制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルである。
【００３１】
二つめのモード（以下、第２モード（M2）という）では、所定の電源半周期（後述）において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が１つになるように、第１トルク指令（Tm*）を変調する。
【００３２】
これらのモードを実現するため、制御部（40）は、セレクタ（46）、乗算器（47）、データ生成部（49）を備えている。更に、制御部（40）は、変調に使用するデータ（以下、基礎データ（D）という）の生成に用いるテーブルを２つ備えている。基礎データ（D）は、高調波成分を含むデータ（信号）である。
【００３３】
２つのテーブルの一方は、第１モード（M1）用の基礎データ（D）を生成するテーブル（以下、第１テーブル（Tb1）という）である。もう一方のテーブルは、第２モード（M2）用の基礎データ（D）を生成するテーブル（以下、第２テーブル（Tb2）という）である。それぞれのテーブルは、電源位相（θin）の値と、その電源位相（θin）における基礎データ（D）の値とがペアで格納されている。それぞれのテーブルは、電源位相（θin）を引数として、その電源位相（θin）に対応する基礎データ（D）を出力するように構成されている。
【００３４】
図４に、第１テーブル（Tb1）によって生成される基礎データ（D）を波形で示す。図４において、横軸は電源位相（θin）である。縦軸は、変調量を示す値である。図４に示すように、第１テーブル（Tb1）による基礎データ（D）は、電源半周期の前半と後半のそれぞれに、極大点が１つずつ現れている。この波形（テーブルの値）は、電源半周期の前半と後半のそれぞれに、極大点が１つ以上現れるように、電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波に相当する波形を合成して作ったものである。
【００３５】
図５に、第２テーブル（Tb2）によって生成される基礎データ（D）を波形で示す。第２テーブル（Tb2）による基礎データ（D）は、図５に示すように、電源半周期において、極大点が１つのみ現れている。この波形（テーブルの値）は、電源半周期において極大点が１つのみ現れるように、電源周波数の２次調波を用いて作ったものである。
【００３６】
データ生成部（49）は、２つのテーブル（Tb1,Tb2）の何れかを選択する信号（以下、選択信号）を生成する。データ生成部（49）による選択信号の生成については後に詳述する。データ生成部（49）は、選択信号をセレクタ（46）に出力する。
【００３７】
セレクタ（46）は、選択信号に応じて、２つのテーブル（Tb1,Tb2）の出力の一方を乗算器（47）に出力する。乗算器（47）は、セレクタ（46）が出力した値と、第１トルク指令（Tm*）とを乗算する。乗算器（47）は、乗算結果を第２トルク指令（T*）としてｄｑ軸電流制御部（44）に出力する。
【００３８】
座標変換部（43）は、ｕ相電流（iu）、ｗ相電流（iw）、及びモータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（機械角（θm））に基づいて、モータ（30）のｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）を導出する。座標変換部（43）は、ｄ軸電流（id）とｑ軸電流（iq）の導出には、ｄｑ変換を行う。なお、ｕ相電流（iu）及びｗ相電流（iｗ）の値は、例えば、電流センサを設けて検出することができる。
【００３９】
ｄｑ軸電流制御部（44）は、第２トルク指令（T*）、ｄ軸電流（id）、ｑ軸電流（iq）、及びモータ電流ベクトルの位相（β）の指令値（β＊）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）を導出する。具体的に、ｄｑ軸電流制御部（44）は、第２トルク指令（T*）に基づいて、そのトルクを得るために必要なｄ軸電流の目標値（ｄ軸電流指令値（id*）とよぶ）とｑ軸電流の目標値（ｑ軸電流指令値（iq*）とよぶ）とを求める。ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（id*）とｄ軸電流（id）との偏差、及びｑ軸電流指令値とｑ軸電流（iq）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）を導出する。
【００４０】
ＰＷＭ演算部（45）は、ｄ軸電圧指令値（vd*）及びｑ軸電圧指令値（vq*）によって指示された出力電圧となるように、いわゆるＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御によってスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフを制御する。ＰＷＭ演算部（45）は、このオンオフを制御するための信号（以下、制御信号（G））を生成する。
【００４１】
スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がオンになる時間及びオフになる時間は、制御信号（G）におけるデューティー比によって定まる。ＰＷＭ演算部（45）は、機械角（θm）、直流電圧（vdc）、ｄ軸電圧指令値（vd*）、ｑ軸電圧指令値（vq*）、ｄ軸電圧（vd）、及びｑ軸電圧（vq）に基づいて、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給する制御信号（G）のデューティー比を設定する。
【００４２】
制御信号（G）が出力されると、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、制御信号（G）に応じたデューティー比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。ＰＷＭ演算部（45）は、制御信号（G）を周期的に更新する。この更新に応じて、インバータ回路（13）では、スイッチング動作が継続的に行われる。
【００４３】
〈モードの選択〉
データ生成部（49）が選択信号を出力することによって、２つのテーブルの何れかが選択される。この選択により、制御部（40）において、第１モード（M1）と第２モード（M2）の選択が実現される。以下では、説明の便宜のため、第１モード（M1）が実行される電源半周期を第１電源半周期、第２モード（M2）が実行される電源半周期を第２電源半周期とする。具体的には、データ生成部（49）が、以下のステップを実行することによって、第１テーブル（Tb1）および第２テーブル（Tb2）の何れかが選択される。
【００４４】
ステップ１：
データ生成部（49）は、交流電源（20）の周波数の２倍の周波数（以下、ｆｄｃとする）を電源位相（θin）から求める。また、データ生成部（49）は、周期的負荷変動（ここでは圧縮機の負荷変動）の周波数（以下、ｆＬとする）を機械角（θm）から計算する。
【００４５】
ステップ２：
図６に、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を示す。モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分との積であるため、モータ（30）の出力トルクには、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、負荷トルク変動に同期した脈動成分が現れる。
【００４６】
図６の波形は、従来の電力変換装置における波形であり、データ生成部（49）において、常に第２テーブル（Tb2）を用いて基礎データ（D）を生成して、電力変換装置（10）を運転させた波形を例示している。以下では、説明の便宜のため、常に第２テーブル（Tb2）を用いて電力変換装置（10）を運転させた例を従来例と呼ぶ。
【００４７】
直接形の電力変換装置にてトルク制御を行うと、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、モータの一回転中に発生する負荷トルク変動に同期した脈動成分とが重畳する。その結果、モータの出力トルクの波形やモータ電流の波形は、図６に示すように、ビート（うなり）を含んだ波形になる。このビート（うなり）の周期（以下、ビート周期（tb）とする）では、２つの脈動成分のピーク同士が重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる（丸で囲んだピークを参照）。
【００４８】
具体的には、モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分 との積であるため、図６に示すように、振動抑制成分と高調波成分のピーク同士が重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる。振動抑制成分は、圧縮機負荷トルクの基本波に同期した脈動波形である。振動抑制成分は、圧縮機負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングでピークとなる（図６参照）。
【００４９】
また、高調波成分は、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期した脈動波形である。高調波成分は、電源電圧の絶対値がピークとなるタイミングでピークとなる（図６参照）。換言すると、直接形の電力変換装置にてトルク制御を行うと、圧縮機負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる（丸で囲んだピークを参照）。データ生成部（49）は、以下の式で表されたビート周期（tb）を求める。
【００５０】
ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数である。なお、この式においてｔｂ＞１となった場合には、ｔｂ＝１とする。
【００５１】
ステップ３：
データ生成部（49）は、ビート周期（tb）において負荷トルクの基本波がピーク（θｍ＝１８０°）となるタイミングを機械角（θm）に基づいて、全て求める。
【００５２】
ステップ４：
データ生成部（49）は、ステップ３で求めた各タイミングにおける電源位相（θin）を求める。
【００５３】
ステップ５：
データ生成部（49）は、ステップ４で求めた電源位相（θin）の内で、電源電圧（vin）の絶対値のピーク（電源位相（θin）の値では９０°または２７０°が対応）に最も近い電源位相（θin）を含む電源半周期を求める。データ生成部（49）が求めた電源半周期は、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期である。この実施形態では、前記負荷トルクの基本波のピークと、電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期が第１電源半周期である。第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。
【００５４】
ステップ６：
データ生成部（49）は、第１電源半周期には、第１テーブル（Tb1）を選択する選択信号をセレクタ（46）に出力し、第２電源半周期には、第２テーブル（Tb2）を選択する選択信号をセレクタ（46）に出力する。
【００５５】
この選択信号に応じて、セレクタ（46）からは、第１電源半周期には、第１テーブル（Tb1）からの基礎データ（D）が出力され、第２電源半周期には、第２テーブル（Tb2）からの基礎データ（D）が出力される。換言すると、第１電源半周期には、第１モード（M1）が実行され、第２電源半周期には、第２モード（M2）が実行される。
【００５６】
〈電力変換装置の動作例〉
電力変換装置（10）が起動されると、コンバータ回路（11）が、電源電圧（vin）を全波整流する。直流リンク部（12）には、コンバータ回路（11）の出力が与えられる。直流リンク部（12）は、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧（vdc）を生成する。
【００５７】
更に、電力変換装置（10）では、速度制御部（41）、トルク制御部（48）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、および高調波成分重畳部（50）が動作する。その結果、制御部（40）では、ｄ軸電圧指令値（vd*）とｑ軸電圧指令値（vq*）が生成される。ｄ軸電圧指令値（vd*）とｑ軸電圧指令値（vq*）が生成されると、ＰＷＭ演算部（45）が制御信号（G）を生成する。その結果、インバータ回路（13）は、制御信号（G）に応じたスイッチング動作を行う。スイッチング動作に応じて、インバータ回路（13）からは、モータ（30）に所定の交流電力が供給される。
【００５８】
図７に、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を示す。本実施形態における電力変換装置（10）では、第１電源半周期において、第１モード（M1）が実行される。第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。一方、従来例における電力変換装置（10）では、常に第２テーブル（Tb2）に基づく基礎データ（D）（図５参照）が制御に用いられる（図６参照）。
【００５９】
図６では、ビート周期（tb）において、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含んでいる。換言すると、丸で囲んだピークを含む電源半周期は、第１電源半周期である。一方、図７では、第１電源半周期において、出力トルクに大きなピークが出現していない。換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルクのピーク値が低減される。
【００６０】
図４，５に示すように、第１テーブル（Tb1）によって生成される基礎データ（D）の波形は、第２テーブル（Tb2）によって生成される基礎データ（D）の波形に比べ、ピーク値が抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）である。モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分との積であるため、高調波成分の波形をピーク値が抑制された波形にすることで、モータ（30）の出力トルクのピーク値を低減することができる。換言すると、モータ（30）の出力トルクのピーク値を低減するためには、基礎データ（D）の波形をピーク値が抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）にするために、電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波に相当する波形の振幅及び位相を適切に合成して、基礎データ（D）の波形を生成する必要がある。
【００６１】
出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図７参照）。換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。
【００６２】
なお、第２モード（M2）が実行される第２電源半周期は、モータ（30）の出力トルク及びモータ電流のピークは抑制されない。この場合、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が１つである。第１モード（M1）で制御が行われている場合に比べ、コンバータ回路（11）への入力電流（電源電流（iin））に現れる高調波のレベルが小さくなる。
【００６３】
以上をまとめると、本実施形態は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、前記制御部（40）は、ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜、ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数と定義すると、ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
【００６４】
〈本実施形態における効果〉
電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
【００６５】
《実施形態２》
実施形態２では、制御部（40）の他の構成例を説明する。実施形態２の制御部（40）は、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するようにスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。この制御を実現するため、本実施形態では、実施形態1の制御部（40）（より具体的にはデータ生成部（49））に変更を加えている。
【００６６】
本実施形態のデータ生成部（49）は、負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングを検出する機能を有する。具体的には、データ生成部（49）は、機械角（θm）が１８０°となるタイミングを検出する。負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングが求まると、データ生成部（49）は、求めたタイミングを含む電源半周期において、第１テーブル（Tb1）が選択されるように選択信号を生成する。
【００６７】
図８に、従来の電力変換装置における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。図８の波形図では、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングを含んでいる。図９の波形図における各波形は、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形である。
【００６８】
本実施形態では、負荷トルクの基本波のピークを含んだ電源半周期において第１モード（M1）が実行される。換言すると、本実施形態では、負荷トルクの基本波のピークを含んだ電源半周期が、第１電源半周期であり、第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図９を参照）。
【００６９】
換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。なお、本実施形態でも、第１モード（M1）が実施されていない動作期間には、第２モード（M2）が実施される。
【００７０】
〈本実施形態における効果〉
以上の通り、本実施形態では、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流のピークが低減される。
【００７１】
本実施形態でも電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
【００７２】
《実施形態３》
実施形態３では、制御部（40）の他の構成例を説明する。実施形態３の制御部（40）は、負荷トルクの基本波が所定閾値（後述のトルク閾値（Tth））を超える機械角の範囲に含まれる電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。この制御を実現するため、本実施形態では、実施形態１の制御部（40）（より具体的にはデータ生成部（49））に変更を加えている。
【００７３】
本実施形態のデータ生成部（49）は、負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角（θm）の範囲（以下、位相範囲（R））を求める機能を有する。データ生成部（49）は、求めた位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、第１テーブル（Tb1）を選択する選択信号を出力する。具体的にデータ生成部（49）は、以下のステップを実行する。
【００７４】
ステップ３１：
データ生成部（49）は、出力トルクの上限値（以下、トルク上限値（Tmax）という）を取得する。トルク上限値（Tmax）の値は、例えば、制御部（40）のメモリディバイス等に格納（設定）される。トルク上限値（Tmax）は、一例として、モータ（30）の減磁耐力に応じて設定したり、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の耐力に応じて設定したりすることが考えられる。
【００７５】
ステップ３２：
データ生成部（49）は、負荷トルクの基本波の閾値（以下、トルク閾値（Tth））を求める。モータトルク＝第１トルク指令（Tm*）×高調波成分であり、第１トルク指令（Tm*）は負荷トルクの基本波に同期して脈動する波形である。そのため、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値と、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形を比較することで、常に第２モード（M2）が実施された場合に、モータトルクがトルク上限値（Tmax）を超える機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を予測することができる。
【００７６】
換言すると、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値から平均トルクを引いた値と、負荷トルクの基本波を比較することで、従来例が実施された場合に、モータトルクがトルク上限値（Tmax）を超えてしまう機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を予測することができる。データ生成部（49）は、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値から平均トルクを引いた値をトルク閾値（Tth）として求める。
【００７７】
ステップ３３：
データ生成部（49）は、第１モード（M1）を実施すべき機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を決定する。具体的には、データ生成部（49）は、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相の範囲を範囲（R）として求める。ここでは、データ生成部（49）が求めた位相範囲（R）が[θ１,θ２]であるとする。
【００７８】
ステップ３４：
データ生成部（49）は、電源電圧（vin）の絶対値がピーク（電源位相（θin）の値では９０°または２７０°が対応）となるタイミングが位相範囲（R）に含まれる電源半周期を求める。
【００７９】
図１０に、従来の電力変換装置における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。図１０の波形図では、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期である。図１１に、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。
【００８０】
本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期において第１モード（M1）が実行される。換言すると、本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期が、第１電源半周期であり、第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。
【００８１】
第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図１１を参照）。
【００８２】
換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。なお、本実施形態でも、第１モード（M1）が実施されていない動作期間には、第２モード（M2）が実施される。
【００８３】
〈本実施形態における効果〉
以上の通り、本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える機械角（θm）の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、モータ電流のピークが低減される。
【００８４】
本実施形態でも電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
【００８５】
《その他の実施形態》
なお、基礎データ（D）の生成には、テーブルに代えて、例えば前記ソフトウエア内に実装された関数を用いてもよい。
【００８６】
出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、トルクの指令値や上限値、閾値に変えて、例えばモータ電流ベクトルを指令値や上限値、閾値に用いてもよい。
【００８７】
前記実施形態で説明した第１モード（M1）、第２モード（M2）の切り替え制御は、マトリックスコンバータにも採用できる。マトリックスコンバータもエネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有していない直接形の電力変換装置の一例である。
【００８８】
電力変換装置（10）の用途は、圧縮機用モータへの電力供給には限定されない。電力変換装置（10）は、種々の用途のモータへの電力供給に適用できる。
【００８９】
以上、実施形態および変形例を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。また、以上の実施形態および変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり、置換したりしてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００９０】
以上説明したように、本開示は、電力変換装置について有用である。
【符号の説明】
【００９１】
１０      電力変換装置
２０      交流電源
３０      モータ
４０      制御部
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、
前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
前記制御部（40）は、
ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、
ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、
ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数
と定義すると、
ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む第１電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する第１モードと、
前記第１電源半周期を除く第２電源半周期において、前記モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が１つになるように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する第２モードを実行することを特徴とする直接形の電力変換装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。
【請求項３】
請求項１において、
前記制御部（40）は、
前記負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、
モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。