(57)【要約】      （修正有）【課題】広範囲な運転領域に対応すべく特に高負荷運転領域で通流電流を抑制しシステムを高効率化する。【解決手段】電力変換装置１０１は、半導体スイッチまたはダイオードで構成される上アーム及び下アームからなるレグを複数備え、交流電源１の交流電力を直流電力に整流するブリッジ回路と、直流電力を平滑するコンデンサ６と一端が交流電源１の一端に接続され、他端が上アームと下アームの接続点に接続される統合磁気部品３と、交流電源１の電流または交流電源１の電流と相関のある電流を検出する電流検出部４１と、直流電力の電圧または直流電力の電圧と相関のある電圧を検出する電圧検出部３１と、半導体スイッチの開閉を制御する制御部と、を備える。制御部は、電流検出部４１の検出値、電圧検出部３１の検出値、のうちのいずれか一つまたは二つに基づいて半導体スイッチの導通モードを切替え統合磁気部品３に流れる電流パターンを変更する。【選択図】図１
2020150586.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチまたはダイオードで構成される上アーム及び下アームからなるレグを複数備え、交流電源の交流電力を直流電力に整流するブリッジ回路と、
前記直流電力を平滑するコンデンサと
一端が交流電源の一端に接続され、他端が前記上アームと下アームの接続点に接続される統合磁気部品と、
前記交流電源の電流または前記交流電源の電流と相関のある電流を検出する電流検出部と、
前記直流電力の電圧または前記直流電力の電圧と相関のある電圧を検出する電圧検出部と、
前記半導体スイッチの開閉を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記電流検出部の検出値、前記電圧検出部の検出値、のうちのいずれか一つまたは二つに基づいて前記半導体スイッチの導通モードを切り替え、前記統合磁気部品に流れる電流パターンを変更することを特徴とする
電力変換装置。
【請求項２】
前記統合磁気部品の巻線が直流巻線と結合巻線に分かれ、前記交流電源と接続される一端が直流巻線側であり、前記上アームと下アームの接続点に接続される側が結合巻線側であり、前記結合巻線側は少なくとも二端子より構成されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は前記複数の半導体スイッチを切替えることにより複数種類の電力変換モードの制御を行い、
前記電力変換モードとして、直流に変換した後の電流を負荷に供給させる負荷供給モードと、前記ブリッジ回路内で前記交流電源を短絡させ前記統合磁気部品に電力を蓄積する電源短絡モードと、直流に変換した後の電流を負荷に供給させる動作と、前記ブリッジ回路内で前記交流電源を短絡させ前記統合磁気部品に電力を蓄積する動作を並行して行うブレンドモードのうち、いずれか一つ、またはいずれか二つ、またはすべてを行うことを特徴とする、請求項１から２のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は前記電流検出部の検出値、または前記電圧検出部の検出値のうちのいずれか１つまたは２つに基づいて前記電力変換モードを切り替えることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記半導体スイッチに逆並列にダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１〜４のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記導通モードが、半導体スイッチの順方向に電流が流れる順方向モードと、逆方向に電流が流れる逆方向モードであることを特徴とする請求項１〜５のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記半導体スイッチごとに個別に前記導通モードを切り替えることを特徴とする請求項１〜７うちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記導通モードの切り替えを電流で行うことを特徴とする請求項１〜７のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記電流は、電源電流または直流巻線に流れる電流または結合巻線の少なくとも１方に流れる電流またはそれと等価である電流であることを特徴とする請求項１〜８のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記電流が所定値以上の場合に、前記導通モードが逆方向モードとすることを特徴とする請求項１〜９のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記半導体スイッチを直列に構成したものを含むレグを少なくとも１つ含むことを特徴とする請求項１〜１０のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記半導体スイッチとダイオードを直列に接続して構成したレグを少なくとも１つ含むことを特徴とする請求項１〜１１のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記半導体スイッチまたはダイオードにワイドバンドギャップ半導体を用いることを特徴とする請求項１〜１２のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１４】
請求項１〜１３のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置を具備することを特徴とするモータ駆動装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載のモータ駆動装置を具備することを特徴とする冷凍サイクル、または送風機、または空調機器または冷凍機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置、当該電力変換装置を備えたモータ駆動装置、当該モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、当該送風機又は当該圧縮機を備えた空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置においては、電流が流れる回路上の損失を抑制して高効率化を図ることが課題の１つとされる。高効率化を目的とした電力変換装置として、下記の特許文献１に記載された電力変換装置においては、４つのダイオードのうちの２つをＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に置き換えた構成の整流器が開示されている。整流器は、２つのダイオードと、２つのＭＯＳＦＥＴとがブリッジ接続されてブリッジ回路を構成している。
【０００３】
特許文献１の電力変換装置では、ブリッジ回路に電流が流れ始めるタイミング及びブリッジ回路に流れる電流がゼロに変化するタイミングに同期させてＭＯＳＦＥＴを制御することにより、導通損失の低減を図っている。この技術は、同期整流と呼ばれている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−１４３１５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記のような背景に加え、近年はより広範囲な運転領域に対応するために、特に高負荷運転領域において通流電流を抑制し、システムの高効率化を行いたいという課題があった。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであって、整流回路の一部をＭＯＳＦＥＴで置き換えた構成の整流器において、よりシステムとして損失を少なく、広範囲な駆動レンジに対応することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチまたはダイオードで構成される上アーム及び下アームからなるレグを複数備え、交流電源の交流電力を直流電力に整流するブリッジ回路と、前記直流電力を平滑するコンデンサと一端が交流電源の一端に接続され、他端が前記上アームと下アームの接続点に接続される統合磁気部品と、前記交流電源の電流または前記交流電源の電流と相関のある電流を検出する電流検出部と、前記直流電力の電圧または前記直流電力の電圧と相関のある電圧を検出する電圧検出部と、前記半導体スイッチの開閉を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記電流検出部の検出値、前記電圧検出部の検出値、のうちのいずれか一つまたは二つに基づいて前記半導体スイッチの導通モードを切り替え、前記統合磁気部品に流れる電流パターンを変更することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明に係る電力変換装置によれば、スイッチング動作を切り替えて柔軟に制御することができるため、広範な運転範囲において、効率改善と昇圧性能向上を図ることができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】（１）実施の形態１に係る電力変換装置の構成例、（２）電力変換装置に用いる統合磁気部品の例
【図２】実施の形態１に係る電力変換装置の構成例（負荷側にモータ駆動部を接続する場合）
【図３】実施の形態１に係るダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性例
【図４】実施の形態１に係る電力変換器の負荷供給モードの電流経路例（比較的電流が小さい場合の運転領域）
【図５】実施の形態１に係る電力変換器の負荷供給モードの電流経路例（比較的電流が大きい場合の運転領域）
【図６】実施の形態１に係る電力変換器の電源短絡モードの電流経路例（比較的電流が小さい場合の運転領域）
【図７】実施の形態１に係る電力変換器の電源短絡モードの電流経路例（比較的電流が大きい場合の運転領域）
【図８】実施の形態１に係る電力変換器のブレンドモードの電流経路例（比較的電流が小さい場合の運転領域）
【図９】実施の形態１に係る電力変換器のブレンドモードの電流経路例１（比較的電流が大きい場合の運転領域）
【図１０】実施の形態１に係る電力変換器のブレンドモードの電流経路例２（比較的電流が大きい場合の運転領域）
【図１１】（１）実施の形態１に係る電力変換器のモード切り替え領域の設定例（３領域）（２）実施の形態１に係る電力変換器のモード切り替え領域の設定例（４領域）（３）実施の形態１に係る電力変換器のモード切り替え領域の設定例（４領域）
【図１２】実施の形態１に係る電力変換器において、コンバータ（交流直流変換部）の一部をダイオードで構成する場合の例
【図１３】実施の形態１に係る電力変換装置を空調機に適用する場合の例
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。
【００１１】
実施の形態１．
図１（１）は、実施の形態１に係る電力変換装置１０１の構成を示す回路図である。実施の形態１に係る電力変換装置１０１は、単相の交流電源１から供給される交流電圧を直流電圧に変換して負荷７に供給する装置である。実施の形態１に係る電力変換装置１０１は、図１（１）に示すように、統合磁気部品３と、コンバータ４０（複数のスイッチング素子４ａ〜４ｆと、これらスイッチング素子に逆並列接続されたダイオード５ａ〜５ｆで構成される）、平滑用のコンデンサ６、電流センサ２、電流検出部４１、直流電圧検出部３１、制御装置１１、を備える。また統合磁気部品３は、直流巻線３ｃと複数の結合巻線３ａ〜３ｂとが１つの磁性体に巻回されて構成される。
【００１２】
図１（１）において、負荷７の例は、送風機、又は圧縮機、又は空気調和機に内蔵されるモータ（これらをアクチュエータと称す）とこれらのアクチュエータを駆動するインバータ等で構成される。
【００１３】
図１（２）に統合結合部品３の構成例を示す。
統合磁気部品３は、主にコアと巻線で構成されるが、特に巻線については直流巻線３ｃと、複数の結合巻線３ａ・３ｂとの直列接続で構成される。統合磁気部品３のコア形状としては、例えば、ＥＥ型もしくはＥＩ型等の３脚を有する形状が用いられる。図１（２）ではＥＥ型の例を示すが、これに限るものではない。ここで巻線３ａ・３ｂについては、各巻線の側脚に互いに直流磁束を打ち消すように巻回すことで結合リアクトルを形成することができる。また巻線３ｃはコアの中央脚に巻線３ａ・３ｂの磁束を強め合う方向に巻回すことで、直流リアクトルを構成することができる。その結果として統合磁気部品３は、インダクタンスが自己インダクタンスと相互インダクタンスと漏れインダクタンスを有することとなり、巻線への通電方法の工夫により小型・高効率・高昇圧なシステムを構成することが可能となる。
直流巻線３ｃの一端は、交流電源１に接続され、もう一端は結合巻線側に接続される。結合巻線側のもう片側の各一端は、スイッチング素子４ｃ・４ｄ（ダイオード５ｃ・５ｄ）と、スイッチング素子４ｅ・４ｆ（ダイオード５ｅ・５ｆ）との各中間接続点に接続される。すなわち、直流巻線と結合巻線に流れる電流により発生する磁束が互いに同方向で合流する構成としている。
【００１４】
次に図１において、コンバータ４０について説明する。まず、コンバータ４０を構成するスイッチング素子について形式的に以下の表記とする。すなわち、スイッチング素子４ａと、スイッチング素子４ａに逆並列に接続されるダイオード５ａを第１の上アーム素子とする。スイッチング素子４ｂと、スイッチング素子４ｂに逆並列に接続されるダイオード５ｂを第１の下アーム素子とする。
スイッチング素子４ｃと、スイッチング素子４ｃに逆並列に接続されるダイオード５ｃを第２の上アーム素子とする。スイッチング素子４ｄと、スイッチング素子４ｄに逆並列に接続されるダイオード５ｄを第２の下アーム素子とする。
スイッチング素子４ｅと、スイッチング素子４ｅに逆並列に接続されるダイオード５ｅを第３の上アーム素子とする。スイッチング素子４ｆと、スイッチング素子４ｆに逆並列に接続されるダイオード５ｆを第３の下アーム素子とする。
【００１５】
図１（１）では、第１〜第３の上下アームに用いるスイッチング素子のそれぞれに金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）の使用を例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向スイッチング素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。
【００１６】
また、逆並列とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。
【００１７】
また、第１〜第３の上下アームに用いるスイッチング素子のうちの少なくとも１つは、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。
【００１８】
一般的にワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、第１〜第３の上下アームに用いるスイッチング素子のうちの少なくとも一つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。
【００１９】
第１のレグにおける第１の上アーム素子４ａと、第２のレグにおける第２の上アーム素子４ｃと第３のレグにおける第３の上アーム素子４ｅ側は高電位側の直流母線に接続されている。そして、平滑用のコンデンサ６の一端は前記高電位側の直流母線に接続されている。第１のレグにおける第１の下アーム素子４ｂと、第２のレグにおける第２の下アーム素子４ｄと、第３のレグにおける第３の下アーム素子４ｆ側は低電位側の直流母線に接続されている。そして平滑用のコンデンサ６の他端は、低電位側の直流母線に接続されている。
【００２０】
上記の３つのレグより構成されるブリッジ回路の出力は、平滑用のコンデンサ６の両端に印加される。平滑用のコンデンサ６は、ブリッジ回路の出力電圧を平滑する。平滑用のコンデンサ６は、高電位側と低電位側の直流母線に接続されている。平滑用のコンデンサ６で平滑された電圧を「母線電圧」と呼ぶ。なお、母線電圧を「第２電圧」あるいは「直流電圧」と呼ぶ場合がある。母線電圧は、負荷７への印加電圧でもある。
【００２１】
電流検出器２は、交流電源１とコンバータ４０（ブリッジ回路）との間に流れる交流電流を検出し、電流検出部４１に出力する。そして電流検出部４１から交流電流の検出値Ｉｓを制御部１１に出力する。電流検出器６の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。なお、交流電源１とブリッジ回路との間に流れる交流電流を、適宜「電源電流」と呼ぶ。尚、電流検出部４１は、交流電源の電流または交流電源の電流と相関のある電流を検出する
【００２２】
電圧検出部３１は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Ｖｄｃを制御部１１に出力する。尚、電圧検出部３１は、直流電力の電圧または前記直流電力の電圧と相関のある電圧を検出する
【００２３】
制御部１１は、電流検出部４１の検出値Ｉｓ、及び電圧検出器３１の検出値Ｖｄｃ等に基づいて、コンバータ４０（ブリッジ回路）を構成する各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。ここでは明記しないが、コンバータ制御（交流直流変換に関する制御）の種類によっては、電源電圧を検出する手段を設けても良い。
制御信号Ｓ１は、スイッチング素子４ａを制御するための制御信号である。以下同様に、制御信号Ｓ２は、スイッチング素子４ｂを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３は、スイッチング素子４ｃを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ４は、スイッチング素子４ｄを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ５は、スイッチング素子４ｅを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ６は、スイッチング素子４ｆを制御するための制御信号である。制御部１１によって生成された制御信号Ｓ１〜Ｓ６は、ゲート駆動部５１を介して各スイッチング素子の駆動信号Ｓ１１〜Ｓ１６として出力される
【００２４】
負荷７には、例えばインバータ・モータ等を接続することが考えられる。
図２に一例を示す。図２では、図１（１）の電力変換装置１０１をベースにして、インバータ５００ａ（スイッチング素子８ａ〜８ｆと各スイッチング素子に逆並列に接続されるダイオード９ａ〜９ｆで構成される）とモータ５００ｂを接続し、電力変換装置１０１から出力される直流電力を交流電力に変換しモータを駆動するモータ駆動装置である。
ここで、制御部１１によって生成されたインバータ５００ａ（交流直流変換部）の制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６は、ゲート駆動部５２を介して各スイッチング素子の駆動信号Ｓ３１〜Ｓ３６として出力されることとなる。
制御信号Ｓ２１は、スイッチング素子８ａを制御するための制御信号である。以下同様に、制御信号Ｓ２２は、スイッチング素子８ｂを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ２３は、スイッチング素子８ｃを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ２４は、スイッチング素子８ｄを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ２５は、スイッチング素子８ｅを制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ２６は、スイッチング素子８ｆを制御するための制御信号である。制御部１１によって生成された制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６は、ゲート駆動部５１を介して各スイッチング素子の駆動信号Ｓ３１〜Ｓ３６として出力される
【００２５】
インバータ５００ａの出力側には、モータ５００ｂが接続されている。インバータ５００ａは、電力変換装置１０１から出力される直流電力を入力し、交流電力に変換したてモータ５００ｂに供給することでモータ５００ｂを駆動する。
【００２６】
また、モータ５００ｂのアプリケーションとしては、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。
【００２７】
次に、実施の形態１に係る電力変換装置１０１における要部の動作について、図面を参照して説明する。
【００２８】
電力変換装置１０１の駆動にあたっては、スイッチング素子の特性を考慮することで、より高効率運転でき、損失が少ないことにより、負荷側で負荷が高い場合でも運転領域を広げることが可能である。
【００２９】
図３には、ダイオードの損失特性と、スイッチング素子のオン時の損失特性の例を示す。図３に示すような特性を有する素子を用いる場合、電流値Ｉ０よりも電流が小さい領域Ａでは、スイッチング素子の損失よりも、ダイオードの損失の方が大きい。この特性を利用し、電流がダイオードに流れるタイミングに合わせ、ダイオードに逆並列に接続されるスイッチング素子をＯＮ動作させ逆導通する同期整流制御を利用すれば、装置を高効率に動作させることができる。
【００３０】
電力変換装置１０１の運転モードは、電源電流を負荷へ供給する負荷供給モード、電源を短絡させることでリアクトルにエネルギーを蓄積する電源短絡モード、統合磁気部品３が３端子であることを利用して上記モードを組み合わせるブレンドモードに分けられる。これらモードを組み合わせて、負荷条件に応じて運転モードを選択して運転することで小型・高効率・高昇圧なシステムを構成することが可能となる。
【００３１】
以下、各モードの動作について図４〜図１０を用いながら説明する。
図４〜図１０に、図１（１）で示された実施の形態１の電力変換装置１０１のスイッチング素子の電流の流れを示す。
【００３２】
上記図面においては、代表として交流入力電圧が負極性の場合について説明するが、正極性の場合も同様の考え方で制御することができる。
また図中点線を用い、交流入力電圧が負極時の場合の電流経路を示す。
【００３３】
はじめに、負荷供給モードについて説明する。
図４に、図１（１）で示された実施の形態１の電力変換装置１０１の回路の交流入力電圧が負極時の電流経路を示す（図中点線矢印）。
【００３４】
交流電圧源１からの電流は、統合磁気部品３に入り、直流巻線３ｃを経て結合巻線３ａ、３ｂより出力される。
【００３５】
ここでスイッチング素子４ｃ、４ｅをオン状態とすることで、スイッチング素子４ｃ、４ｅに分流され、平滑用のコンデンサ６に入り、負荷７に供給される。
また電源に戻る側のスイッチング素子４ｂに関してもオン状態とすることで、交流電圧源１に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
【００３６】
ここで巻線３ｃと巻線３ａとの間の電圧をＶ１ｅ（図１（１）のＡ−Ｃ間）、巻線３ｃと巻線３ｂとの間の電圧をＶ２ｅ（図１（１）のＡ−Ｄ間）、スイッチング素子４ｂ、４ｃ、４ｅのオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）を各々Ｖｓｄとすると、Ｖ１ｅ及びＶ２ｅには（式１）、（式２）の電圧が印加されることとなる。
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−２×Ｖｓｄ（式１）
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−２×Ｖｓｄ（式２）
【００３７】
上記スイッチング素子の３素子は逆導通モードとなり、特に図３のＡ領域（低電流領域）では各スイッチング素子の通流はダイオード５ｂ、５ｃ、５ｅに比べて電圧ドロップ少なく行われるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。
言い換えればダイオード５ｂ、５ｃ、５ｅのオン電圧（順方向電圧）を各々Ｖｆとすると、ＶｆよりもＶｓｄの方が小さくなるため、通流電流と電圧の積で定まる各素子の電力損失は各スイッチング素子を通流する方が小さくすることができる。
【００３８】
一方で、図３のＢ領域（中高電流領域）においては、図５のようなモード（スイッチング素子４ｃ、４ｅ、４ｂをオフする）とすることで、高効率運転が可能である。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
【００３９】
この場合、電流は結合巻線３ａ、３ｂより出力された後、各々ダイオード５ｃ、５ｅを介して平滑用のコンデンサ６に入り、負荷７に供給される。その後、電源に戻る側のダイオード５ｂを介して交流電圧源１に戻る。
【００４０】
ここでダイオード５ｂ、５ｃ、５ｅのオン電圧（順方向電圧）を各々Ｖｆとすると、Ｖ１ｅ及びＶ２ｅには（式３）、（式４）の電圧が印加されることとなる。
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−２×Ｖｆ（式３）
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−２×Ｖｆ（式４）
【００４１】
図３のＢ領域（中高電流領域）では、ダイオード５ｂ、５ｃ、５ｅのオン電圧はスイッチング素子４ｂ、４ｃ、４ｅのオン電圧よりも低くすることができ、各ダイオードの通流はスイッチング素子に比べて電圧ドロップ少なく動作させることができるため、結果として導通経路内における損失を少なくでき高効率運転が可能となる。
言い換えればスイッチング素子４ｂ、４ｃ、４ｅのオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）ＶｓｄとＶｆを比較すると、ＶｓｄよりもＶｆの方が小さくなるため、通流電流と電圧の積で定まる各素子の電力損失は各ダイオードを通流する方が小さくすることができる。
【００４２】
次に、電源短絡モードについて説明する。
また図６〜７に、電源を短絡させてリアクトルにエネルギーを蓄積する電源短絡モードを示す。
図６の場合、結合巻線３ａ、３ｂより出力された後、スイッチング素子４ｄ、４ｆ、４ｂをオンすることで、スイッチング素子４ｄ、４ｆを通った後、直流母線の低圧側からスイッチング素子４ｂを介して交流電圧源１に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
【００４３】
ここで巻線３ｃと巻線３ａとの間の電圧をＶ１ｅ（図１（１）のＡ−Ｃ間）、巻線３ｃと巻線３ｂとの間の電圧をＶ２ｅ（図１（１）のＡ−Ｄ間）、スイッチング素子４ｂオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）をＶｓｄ、４ｃ、４ｅのオン電圧（ドレイン−ソース間電圧）を各々Ｖｄｓとすると、Ｖ１ｅ及びＶ２ｅには（式５）、（式６）の電圧が印加されることとなる。
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｄｓ−Ｖｓｄ（式５）
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｄｓ−Ｖｓｄ（式６）
【００４４】
上記スイッチング素子の１素子（スイッチング素子４ｂ）は逆導通モードとなり、特に図３のＡ領域（低電流領域）においてはダイオードのオン電圧よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。これも上述したように各素子の電力損失の比較によるものである。
【００４５】
一方、図３のＢ領域（中高電流領域）においては、図７のようなモード（スイッチング素子４ｄ、４ｆはオンし、４ｂはオフする）とすることで、高効率運転が可能である。
【００４６】
この場合、電流は結合巻線３ａ、３ｂより出力された後、スイッチング素子４ｄ、４ｆをオンすることで、スイッチング素子４ｄ、４ｆを通った後、直流母線の低圧側からダイオード５ｂを介して交流電圧源１に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
【００４７】
ここで巻線３ｃと巻線３ａとの間の電圧をＶ１ｅ（図１（１）のＡ−Ｃ間）、巻線３ｃと巻線３ｂとの間の電圧をＶ２ｅ（図１（１）のＡ−Ｄ間）、ダイオード５ｂのオン電圧（順方向電圧）をＶｆとすると、Ｖ１ｅ及びＶ２ｅには（式７）、（式８）の電圧が印加されることとなる。
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−Ｖｄｓ−Ｖｆ（式７）
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−Ｖｄｓ−Ｖｆ（式８）
【００４８】
図３のＢ領域（中高電流領域）において、ダイオード５ｂはスイッチング素子４ｂのオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。これも上述した各素子の電力損失の比較の理由によるものである。
【００４９】
最後に、ブレンドモードについて説明する。
ブレンドモードは、統合磁気部品が３端子であることを利用し、各スイッチ素子のオン・オフの組合わせにより結合巻線の片側にて短絡モードを形成し、もう片側にて負荷供給モードを形成する動作モードである。
【００５０】
図８に、本モード実施時の電流経路例を示す。
結合巻線３ａより出力される電流経路にて短絡モードを形成し、結合巻線３ｂより出力される電流経路にて負荷供給モードを形成する。本例にて一例を示すが、結合巻線３ａより出力される電流経路にて負荷供給モードを形成し、結合巻線３ｂより出力される電流経路にて短絡モードを形成しても良い。
【００５１】
図８の場合、電流が結合巻線３ａより出力された後、スイッチング素子４ｄ、４ｂをオンすることで、スイッチング素子４ｄを通った後、直流母線の低圧側からスイッチング素子４ｂを介して交流電圧源１に戻る。
【００５２】
一方、電流が結合巻線３ｂより出力された後、スイッチング素子４ｅをオン状態とすることで平滑用のコンデンサ６に流入し、負荷７に供給される。
また電源に戻る側のスイッチング素子４ｂに関してもオン状態とすることで、交流電圧源１に戻る。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
【００５３】
ここで巻線３ｃと巻線３ａとの間の電圧をＶ１ｅ（図１（１）のＡ−Ｃ間）、巻線３ｃと巻線３ｂとの間の電圧をＶ２ｅ（図１（１）のＡ−Ｄ間）、スイッチング素子４ｂのオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）をＶｓｄ、４ｄのオン電圧（ドレイン−ソース間電圧）をＶｄｓ、４ｅのオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）をＶｓｄとすると、Ｖ１ｅ及びＶ２ｅには（式８）、（式９）の電圧が印加されることとなる。
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｄｓ−Ｖｓｄ（式９）
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−２×Ｖｓｄ（式１０）
【００５４】
ここで上記スイッチング素子の２素子（スイッチング素子４ｂ、４ｅ）は逆導通モードとなり、特に図３のＡ領域（低電流領域）においてはダイオードのオン電圧よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。
すなわちダイオード５ｅのオン電圧（順方向電圧）をＶｆとすると、Ｖｆよりもスイッチング素子４ｂ、４ｅのオン電圧Ｖｓｄの方が小さくなるため、通流電流と電圧の積で定まる各素子の電力損失は各スイッチング素子を通流する方が小さくすることができる。
【００５５】
一方、図３のＢ領域（中高電流領域）においては、図９のようなモード（スイッチング素子４ｄ、４ｅはオンし、４ｂはオフする）とすることで、高効率運転が可能である。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
【００５６】
この場合、電流が結合巻線３ａより出力された後、スイッチング素子４ｄをオンすることで、スイッチング素子４ｄを通った後、直流母線の低圧側からダイオード５ｂを介して交流電圧源１に戻る。
また結合巻線３ｂより出力された後、スイッチング素子４ｅをオンすることで、スイッチング素子４ｅを通った後、直流母線の低圧側からダイオード５ｂを介して交流電圧源１に戻る。
【００５７】
ここでスイッチング素子４ｄのオン電圧（ドレイン−ソース電圧）をＶｄｓ、スイッチング素子４ｅのオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）をＶｓｄ、ダイオード５ｂのオン電圧（順方向電圧）をＶｆとすると、Ｖ１ｅ及びＶ２ｅには（式１１）、（式１２）の電圧が印加されることとなる。
Ｖ１ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−Ｖｄｓ−Ｖｆ（式１１）
Ｖ２ｅ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ−Ｖｓｄ−Ｖｆ（式１２）
【００５８】
図３のＢ領域（中高電流領域）においてはダイオード５ｂはスイッチング素子４ｂのオン電圧（ソース−ドレイン間電圧）よりも低くすることができるため、導通経路内における損失を少なくでき、高効率運転が可能である。これも上述した理由の通りである。
【００５９】
また結合巻線３ａ、３ｂの分流比によっては、スイッチング素子４ｅについても、ダイオード５ｅ側に通流した方が、低損失な場合がある。その場合は図１０のようなモード（スイッチング素子４ｄはオン、４ｂ、４ｅはオフする）にすることで対応すれば良い。なお、他のスイッチング素子はオフ状態とする。
【００６０】
以上、３モードについての動作について示したが、３モードを組み合わせてスイッチングパターンを作成することにより、各巻線にかかる電圧が可変でき、磁束を可変できるため、リアクトルの小型化と併せて、負荷条件に応じた所望の効率・昇圧性能を得ることが可能となる。
【００６１】
また、これらの３モードを用いて、電流検出部４１の検出値Ｉｓ、直流電圧検出部器３１の検出値Ｖｄｃ等に基づいて、各種昇圧制御を構築し、各スイッチング素子を制御するための駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成すれば良い。
【００６２】
モードは、運転条件に応じて柔軟に切り替えて良い。
例えば昇圧動作不要な場合は、電源短絡モードやブレンドモードは使用する必要がないため、負荷供給モードのみ使用しても良い。あるいは、結合巻線の分流比を略同一とする使用条件の場合には、ブレンドモードを積極的に使わなくても良い。
すなわち運転モードは、使用条件に応じ、またユーザの要求仕様に応じて、適宜切り替えられる仕様を構築して行えば良い。
【００６３】
また、スイッチング素子の逆導通モードは、軽負荷運転時であっても、負荷や使用環境、要求仕様に応じて積極的に使用する必要の無い場合もある。よって、逆導通モードの選択も、運転条件や使用条件等により、柔軟に構築すれば良い。
【００６４】
図１１（１）〜（３）に切り替えの一例を示す。
電流検出部４１により検出される検出値Ｉｓやの直流電圧検出部３１により検出される検出値圧Ｖｄｃの大きさにより、モードを切り替える。
ここではＩｓに電源電流を用いているが、Ｉｓと相関がある電流であれば良い。
すなわち例えば、直流巻線に流れる電流や結合巻線の少なくとも１方に流れる電流、あるいは直流電流（直流母線側に流れる電流）やモータ巻線に流れる電流等を用いても良い。またＶｄｃについても同様に、ここでは直流電圧を用いているが、Ｖｄｃと相関のある電圧であれば良い。すなわち、直流電圧を分圧して検出した電圧や、電源電圧との相関等を用いて代替して用いても良い。
【００６５】
図１１（１）に、切り替え領域が３領域の場合の一例を示す。
例えば、ＩｓがＩ１より小さい場合は、逆導通モードの使用を許可する（図１１（１）のＡ領域）。Ａ領域では、逆導通モードを使用しても良いし、使用環境や要求仕様によっては使用しなくても良い。
【００６６】
またＩｓがＩ１より大きい場合は、逆導通モードの使用を禁止する（図１１（１）Ｂ領域）。
【００６７】
例えば、ＶｄｃがＶｄｃ１より大きい場合は、昇圧を行う動作モード（電源短絡モードやブレンドモード）の使用を許可する（図１１（１）のＣ領域）。Ｃ領域においては、電源短絡モードやブレンドモードを使用しても良いし、使用環境や要求仕様によっては使用しなくても良い。
ここではＶｄｃに直流電圧を用いているが、Ｖｄｃと相関がある電源電圧等を用いても良い。
【００６８】
また図１１（１）では領域Ｃのように昇圧を行う動作モードにおいて、逆導通モードの使用の許可および禁止を切り替えても良い。すなわち、図１１（２）のように、新たな領域Ｄを追加しても良い。
領域Ｄを追加する場合は、領域Ｃと領域Ｄで逆導通モードを切り替える。
例えば領域Ｃにおいては、電源短絡モードとブレンドモードにおいて、逆導通モードを併用する。一方領域Ｄにおいては、電源短絡モードとブレンドモードにおいて、逆導通モードを併用しない設定とする等で切り替えれば良い。
領域ＣおよびＤの相違点に関して、類似したスイッチングパターンである図８、図１０を例にして説明する。
領域Ｃでは図８のようなスイッチング素子を導通させる動作を行い、領域Ｄでは図１０に示すように、ブレンドモード時においてダイオードを導通させるようなスイッチングパターンとする。これにより、領域ＡおよびＢと同様にスイッチング素子オン電圧（ドレイン−ソース電圧）ＶｄｓやＶｓｄ、ダイオードのオン電圧（順方向電圧）Ｖｆの大小関係に応じた広範囲な高効率運転を実現することが可能である。
【００６９】
前述では図８および図１０を代表例として説明したが、例えば図８と図９の切り替えや、図６および図７の組み合わせといった電源短絡モードにおける切り替えのような他のスイッチングパターンに適用しても良い。また図１１（２）では領域Ｃおよび領域Ｄの境界を領域Ａおよび領域Ｂの境界と同一としていたが、例えば図１１（３）のように、異なる境界（図１１（３）ではＩ２）としても問題ない。
この場合も、上述したように、領域ＣとＤで逆導通モードの設定を切り替える等行えば良い。
また図１１（１）〜図１１（３）のようにＶｄｃおよびＩｓの２パラメータの大小関係に応じて領域設定を行う以外にも、３つ以上のパラメータを複合的に用いた領域設定を行っても問題ない。
【００７０】
またここまでの説明においては、結合巻線３ａ、３ｂ側から電流センサ２側へ電流が導通する極性に限定した記載としたが、交流電源の極性の切り替わり、すなわち電流センサ２側から結合巻線３ａ、３ｂ側へ電流が流れる場合には、図４〜図１１（３）に示したような電流経路およびスイッチングパターンが変わる。ただ交流電源の極性が切り替わった場合においても、図４〜図１１（３）で示したようなスイッチング動作切り替え、すなわちスイッチング素子への導通もしくはダイオードへの導通の切り替えによる高効率運転を実現可能であるスイッチングパターンであれば問題ない。
【００７１】
このようにすることで、様々なアプリケーションに対して対応することができる。
【００７２】
また、要求仕様に応じてスイッチング素子をダイオードに変更したい場合もある。その場合は、交流直流変換部の一部をダイオードに置き換えた回路で構成しても良い。
【００７３】
例えば、図１２に交流直流変換部において、３つのレグのうちの上アームをダイオードで構成し、下アームをスイッチング素子で構成した場合の例を示す。
【００７４】
この場合は、スイッチング素子は３素子となるため、交流直流変換部における駆動信号は３信号で良い。
ここで、制御部１１によって生成された制御信号Ｓ１〜Ｓ３は、ゲート駆動部５１を介して各スイッチング素子の駆動信号Ｓ１１〜Ｓ１３として出力されることとなる。
【００７５】
スイッチング素子を各部位に設けなくても、ダイオードの存在により上記３モードの導通経路は確保できる。
【００７６】
よって、レグの上アームの各スイッチング素子で実施していた逆導通モードを省略することで、すなわちこれらスイッチの駆動信号をオフ設定等にすることで、大幅な制御変更を行うことなく、比較的安価なシステムを構築することが可能である。
【００７７】
実施の形態２．
図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置１０１を搭載した空気調和機の例を示す図である。
電力変換装置１０１の出力側にはモータ５００ｂが接続されており、モータ５００ｂは、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００ｂと圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。
【００７８】
空気調和機の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１０１は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００ｂを回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００ｂが回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。
【００７９】
これにより、実施の形態２に係るモータ駆動装置を適用した、圧縮機及び空気調和機といった製品において、実施の形態１で説明した効果を享受することができる。また、このモータ駆動装置を送風機の駆動用に用いても良い。また上記冷凍サイクルを用いて冷凍機を構成してもよい。
【００８０】
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【００８１】
１  交流電源、２  電流センサ、３（３ａ〜３ｃ）  統合磁気部品、４ａ〜４ｆ  半導体スイッチ、５ａ〜５ｆ  ダイオード（内蔵ダイオード）、６  コンデンサ、７  負荷、８ａ〜８ｆ  半導体スイッチ（直流交流変換側）、９ａ〜９ｆ  ダイオード（直流交流変換側）、１１  制御装置、１２  導通モード切替手段、３１  直流電圧検出部、４０  コンバータ（交流直流変換部）、４１  電流検出部、５１  駆動部、５２  駆動部、１０１  電力変換装置、５００ａ  インバータ（直流交流変換部）、５００ｂ  モータ、５０４  圧縮要素、５０５  圧縮機、５０６  冷凍サイクル部、５０６ａ  四方弁、５０６ｂ  室内熱交換器、５０６ｃ  膨張弁、５０６ｄ  室外熱交換器
【図１】
2020150586.tif 000003
【図２】
2020150586.tif 000004
【図３】
2020150586.tif 000005
【図４】
2020150586.tif 000006
【図５】
2020150586.tif 000007
【図６】
2020150586.tif 000008
【図７】
2020150586.tif 000009
【図８】
2020150586.tif 000010
【図９】
2020150586.tif 000011
【図１０】
2020150586.tif 000012
【図１１】
2020150586.tif 000013
【図１２】
2020150586.tif 000014
【図１３】
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