(57)【要約】【課題】非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する位相誤差の影響を抑制すること。【解決手段】モータ制御装置１００は、ＰＷＭ部２２と、キャリア周波数制御部４２とを有し、ＰＷＭ部２２は、過変調のＰＷＭを行うことが可能であり、かつ、キャリア信号に基づいて非同期ＰＷＭを行い、キャリア周波数制御部４２は、過変調時のキャリア周波数と電圧指令値の周波数との位相ずれの影響を受けない条件を満たしているか否かを判定し、条件を満たしている場合は、キャリア周波数を初期値である基本周波数ｆｃ０で維持する一方で、条件を満たない場合は、キャリア周波数を基本周波数ｆｃ０から条件を満たす所定の周波数（第一切替周波数ｆｃ１，第二切替周波数ｆｃ２）に変更する。【選択図】図１
2020167867.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータをベクトル制御により駆動するモータ制御装置であって、
過変調のＰＷＭを行うことが可能であり、かつ、非同期ＰＷＭを行うＰＷＭ部と、
前記過変調時の前記ＰＷＭ部のキャリア信号の周波数であるキャリア周波数が、前記キャリア周波数と前記モータを目標の回転速度に制御する電圧指令値の周波数との位相誤差である非同期位相誤差の影響を受けない条件を満たしているか否かを判定し、前記条件が満たされている場合は、前記キャリア周波数を初期値である基本周波数で維持する一方で、前記条件が満たされていない場合は、前記キャリア周波数を前記基本周波数から前記条件を満たす所定の周波数に変更するキャリア周波数制御部と、
を具備するモータ制御装置。
【請求項２】
前記キャリア周波数制御部は、前記基本周波数を前記電圧指令値の周波数で除算する演算により算出した値が（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５未満）（ｎは正の整数）であるときに前記条件が満たされていると判定する、
請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記所定の周波数は、複数の所定の周波数を含み、
前記キャリア周波数制御部は、前記条件が満たされていない場合は、前記複数の所定の周波数をランダムに切り替える、
請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記キャリア周波数制御部は、前記非同期位相誤差に基づいて生成される数値に従って前記複数の所定の周波数を切り替える、
請求項３に記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の技術は、モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ベクトル制御でモータの駆動を制御するモータ制御装置では、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）になるようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値が生成され、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値が生成される。さらに、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値が三相の電圧指令値へ変換され、ＩＰＭ（Intelligent  Power  Module）でのスイッチングを制御するための信号（以下では「ＩＰＭ制御信号」と呼ぶ）が、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）によって三相の電圧指令値から生成されてＩＰＭへ出力される。ＩＰＭでは、入力されたＩＰＭ制御信号に応じたスイッチングが行われて三相電圧が生成され、生成された三相電圧がモータに印可されることによりモータが駆動される。
【０００３】
ＰＷＭでは、ＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と三相の電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との比較結果に基づいて、ＩＰＭ制御信号が生成される。ここで、ＰＷＭには「同期ＰＷＭ」と「非同期ＰＷＭ」とがある。
【０００４】
同期ＰＷＭでは、キャリア信号のゼロクロス点と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）のゼロクロス点が常に一致するように、つまり、キャリア信号の周波数（以下では「キャリア周波数」と呼ぶ）と三相の電圧指令値の周波数（以下では「電気角周波数」と呼ぶ）とが周波数同期（キャリア周波数と電気角周波数が整数倍の関係）かつ位相同期（ゼロクロス点の一致）するようにキャリア周波数が制御される。そのため、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の位相はＩＰＭ制御信号の位相と常に一致する。しかし、同期ＰＷＭでは、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の位相とＩＰＭ制御信号の位相とを常に一致させるために、モータの回転周波数（以下では「回転速度」と同義）に応じてキャリア周波数を制御することが必要になるため、制御が複雑になり高性能なマイクロコンピュータやプロセッサ（ＣＰＵ）などが必要となる。
【０００５】
これに対し、非同期ＰＷＭでは、同期ＰＷＭのようなキャリア周波数の制御が行われないため、同期ＰＷＭに比べて、ＰＷＭに係る処理を軽減することができる。しかし、非同期ＰＷＭでは、回転周波数の変化によらず常に固定のキャリア周波数が用いられるため、キャリア信号のゼロクロス点と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）のゼロクロス点とが一致しないことがある。このため、非同期ＰＷＭでは、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）とＩＰＭ制御信号との間の位相誤差（以下では「非同期位相誤差」と呼ぶ）が生じる。
【０００６】
また、ＰＷＭでは、モータの運転効率を高めるために、ＩＰＭの母線電圧よりも大きい電圧をモータに印加することを可能にする「過変調」が行われることがある。変調率は、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の基本波をキャリア信号の振幅値で除した値をいい、変調率が「１」を超えるＰＷＭが行われることにより過変調となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−１４３３１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
非同期ＰＷＭにおいて過変調が行われる場合、非同期ＰＷＭにおいて発生する非同期位相誤差が過変調により増大してしまう。非同期位相誤差の増大は、モータが発する騒音の原因となる。
【０００９】
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する非同期位相誤差の影響を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
開示の態様のモータ制御装置は、ＰＷＭ部と、キャリア周波数制御部とを有する。ＰＷＭ部は、過変調のＰＷＭを行うことが可能であり、かつ、キャリア信号に基づいて非同期ＰＷＭを行う。キャリア周波数制御部は、キャリア周波数が、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との非同期位相誤差の影響を受けない条件を満たすか否かを判定し、条件を満たしている場合は、キャリア周波数を初期値である基本周波数ｆｃ０で維持する一方で、条件を満たしていない場合は、キャリア周波数を基本周波数から非同期位相誤差の影響を受けない条件を満たす所定の周波数に変更する。
【発明の効果】
【００１１】
開示の態様によれば、非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する非同期位相誤差の影響を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、モータ制御装置の構成例を示す図である。
【図２】図２は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図３】図３は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図４】図４は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図５】図５は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図６】図６は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図７】図７は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図８】図８は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図９】図９は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図１０】図１０は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図１１】図１１は、モータ制御装置の動作例の説明に供する図である。
【図１２】図１２は、キャリア周波数制御部の構成例を示す図である。
【図１３】図１３は、キャリア周波数制御部の処理に一例を示すフローチャートである。
【図１４】図１４は、周波数算出部の構成例を示す図である。
【図１５】図１５は、周波数算出部の動作例の説明に供する図である。
【図１６】図１６は、周波数算出部の動作例の説明に供する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下に、本願の開示するモータ制御装置の実施例を図面に基づいて説明する。なお、この実施例により本願の開示するモータ制御装置が限定されるものではない。また、実施例において同一の機能を有する構成、及び、同一の処理を行うステップには同一の符号を付す。
【００１４】
［実施例］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、モータ制御装置の構成例を示す図である。図１に示すモータ制御装置１００は、非同期ＰＷＭを行う。また、モータ制御装置１００は、過変調を行うことが可能である。
【００１５】
図１において、モータ制御装置１００は、減算器１１，１４，１５，１９と、速度制御部１２と、励磁電流制御部１３と、ｄ軸電流制御部１６と、ｑ軸電流制御部１７と、非干渉化制御部１８と、加算器２０と、ｄｑ／３φ変換部２１と、ＰＷＭ部２２と、ＩＰＭ２３と、３φ電流算出部２４と、３φ／ｄｑ変換部２５と、軸誤差算出部２６と、ＰＬＬ制御部２９と、位置推定部３０と、１／Ｐｎ処理部３１と、Ｐｎ処理部４１と、キャリア周波数制御部４２を有する。モータ制御装置１００は、モータＭに接続される。
【００１６】
減算器１１，１４，１５，１９、速度制御部１２、励磁電流制御部１３、ｄ軸電流制御部１６、ｑ軸電流制御部１７、非干渉化制御部１８、加算器２０、ｄｑ／３φ変換部２１、ＰＷＭ部２２、３φ電流算出部２４、３φ／ｄｑ変換部２５、軸誤差算出部２６、ＰＬＬ制御部２９、位置推定部３０、１／Ｐｎ処理部３１、Ｐｎ処理部４１、及び、キャリア周波数制御部４２は、ハードウェアとして、例えばマイクロコンピュータまたはプロセッサにより実現される。プロセッサの一例として、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit）、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）、ＦＰＧＡ（Field  Programmable  Gate  Array）等が挙げられる。
【００１７】
減算器１１は、機械角速度指令値ωｍ＊から機械角速度ωｍを減算することにより機械角速度偏差Δωを算出し、算出した機械角速度偏差Δωを速度制御部１２へ出力する。機械角速度指令値ωｍ＊は、モータ制御装置１００の外部から減算器１１及びＰｎ処理部４１に入力される。また、機械角速度ωｍは、１／Ｐｎ処理部３１から減算器１１に入力される。
【００１８】
速度制御部１２は、機械角速度偏差Δωが小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成し、生成したｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を励磁電流制御部１３及び減算器１５へ出力する。
【００１９】
励磁電流制御部１３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成し、生成したｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を減算器１４へ出力する。
【００２０】
なお、ｄ軸及びｑ軸は二相の回転座標系の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ及び後述するＶｄ、Ｖｑはこの座標軸上の電流及び電圧である。
【００２１】
減算器１４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差ΔＩｄをｄ軸電流制御部１６へ出力する。
【００２２】
減算器１５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差ΔＩｑをｑ軸電流制御部１７へ出力する。
【００２３】
ｄ軸電流制御部１６は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を生成し、生成したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を減算器１９へ出力する。
【００２４】
ｑ軸電流制御部１７は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を生成し、生成したｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を加算器２０へ出力する。
【００２５】
非干渉化制御部１８は、ｄ軸とｑ軸との間に発生する干渉をキャンセルしてｄ軸とｑ軸とをそれぞれ独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。例えば、非干渉化制御部１８は、３φ／ｄｑ変換部２５から入力されるｄ軸電流Ｉｄと、ＰＬＬ制御部２９から入力される電気角速度ωｅとから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成し、生成したｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算器１９へ出力する。また例えば、非干渉化制御部１８は、３φ／ｄｑ変換部２５から入力されるｑ軸電流Ｉｑと、ＰＬＬ制御部２９から入力される電気角速度ωｅとから、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成し、生成したｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算器２０へ出力する。
【００２６】
減算器１９は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊からｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化し、非干渉化後のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊をｄｑ／３φ変換部２１及び軸誤差算出部２６へ出力する。
【００２７】
加算器２０は、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊にｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算することによりｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化し、非干渉化後のｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｄｑ／３φ変換部２１及び軸誤差算出部２６へ出力する。
【００２８】
ｄｑ／３φ変換部２１は、電気角位相（ｄｑ軸位相）θｄｑを用いて、二相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、三相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊へ変換し、変換後のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊をＰＷＭ部２２へ出力する。なお、Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊、及び、後述のＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、三相の固定座標系の電圧及び電流である。
【００２９】
ＰＷＭ部２２は、非同期ＰＷＭを行う。また、ＰＷＭ部２２は、過変調を行うことが可能である。ＰＷＭ部２２は、キャリア信号と、三相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊との比較結果に基づいて、非同期ＰＷＭにより６相のＩＰＭ制御信号を生成し、生成したＩＰＭ制御信号をＩＰＭ２３へ出力する。なお、キャリア信号は、キャリア周波数制御部４２から生成されたキャリア周波数をもとにＰＷＭ部２２で生成される。
【００３０】
ＩＰＭ２３は、ＩＰＭ制御信号に基づくＩＰＭ２３でのスイッチング制御により、モータ制御装置１００の外部から印加される直流電圧Ｖｄｃから、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれへ印可する交流電圧を生成し、生成したそれぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。
【００３１】
３φ電流算出部２４は、ＩＰＭ２３の母線電流を検出し、検出した母線電流と、ＰＷＭ部２２から出力される６相ＰＷＭスイッチング情報ＳＩとから、モータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。３φ電流算出部２４は、算出したＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを３φ／ｄｑ変換部２５へ出力する。
【００３２】
３φ／ｄｑ変換部２５は、電気角位相θｄｑを用いて、三相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、二相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換し、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１４、非干渉化制御部１８及び軸誤差算出部２６へ出力し、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１５、非干渉化制御部１８及び軸誤差算出部２６へ出力する。
【００３３】
軸誤差算出部２６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、ｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑとから、実際のｄｑ軸と制御上のｄｑ軸との間のずれを示す軸誤差変動Δθを算出し、算出した軸誤差変動ΔθをＰＬＬ制御部２９へ出力する。
【００３４】
ＰＬＬ制御部２９は、軸誤差変動Δθから、モータＭの現在の回転の角速度である電気角速度ωｅを算出し、算出した電気角速度ωｅを非干渉化制御部１８、位置推定部３０及び１／Ｐｎ処理部３１へ出力する。
【００３５】
１／Ｐｎ処理部３１は、電気角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することより機械角速度ωｍを算出し、算出した機械角速度ωｍを減算器１１へ出力する。
【００３６】
位置推定部３０は、電気角速度ωｅから、モータＭの現在のロータの位置を示す電気角位相θｄｑを算出し、算出した電気角位相θｄｑをｄｑ／３φ変換部２１及び３φ／ｄｑ変換部２５へ出力する。
【００３７】
Ｐｎ処理部４１は、機械角速度指令値ωｍ＊にモータＭの極対数Ｐｎを乗算することにより電気角速度指令値ωｅ＊を算出し、算出した電気角速度指令値ωｅ＊をキャリア周波数制御部４２へ出力する。
【００３８】
キャリア周波数制御部４２は、キャリア周波数ｆｃの初期値である基本周波数ｆｃ０とＰｎ処理部４１から出力される電気角速度指令値ωｅ＊が入力され、この２つの入力値から過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）、言い換えると、基本周波数ｆｃ０と電気角速度指令値ωｅ＊から非同期位相誤差の影響を受けない条件が満たされるか否か判定し、条件が満たされる場合にはキャリア周波数を基本周波数ｆｃ０のままに設定し、条件が満たされない場合には、キャリア周波数を所定の周波数（位相誤差の影響を受けない条件を満たす周波数）に変更をして、設定したキャリア周波数をＰＷＭ部２２に出力する。
【００３９】
＜モータ制御装置の動作＞
図２〜図１１は、モータ制御装置１００の動作例の説明に供する図である。
【００４０】
図２及び図３の説明の便宜上、Ｕ相の出力電圧指令値Ｖｕ＊を信号波Ｕ相、Ｖ相の出力電圧指令値Ｖｖ＊を信号波Ｖ相、Ｗ相の出力電圧指令値Ｖｗ＊を信号波Ｗ相とそれぞれ呼ぶ。
【００４１】
図２に、同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との関係を示し、図３に、非同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との関係を示す。図２及び図３に示すように、同期ＰＷＭ及び非同期ＰＷＭの何れにおいても、信号波Ｕ相と信号波Ｖ相と信号波Ｗ相との間の相互の位相差は１２０度である。信号波Ｕ相と信号波Ｖ相と信号波Ｗ相との間の相互の位相差の１２０度は、各信号波の１周期に相当する３６０度を３分の１にした角度に一致する。また、キャリア周波数が各信号波の周波数の３倍に一致するとき、すなわち、各信号波の１周期分は、キャリア信号の３周期分に相当する。
【００４２】
このため、同期ＰＷＭでは、キャリア周波数が各信号波の周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）であるときに、図２に示すように、信号波Ｕ相、信号波Ｖ相及び信号波Ｗ相のすべてのゼロクロス点が、キャリア信号のゼロクロス点と一致する。
【００４３】
一方で、非同期ＰＷＭでは、図３に示すように、信号波Ｕ相、信号波Ｖ相及び信号波Ｗ相の各ゼロクロス点が、キャリア信号のゼロクロス点と一致しないことがある。このため、非同期ＰＷＭでは、非同期位相誤差が発生する。以下、非同期位相誤差について、位相同期ループ（Phase  Locked  Loop：ＰＬＬ）の概念を用いて考える。
【００４４】
図４に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。図４には、方形波CLKsの位相が方形波CLKrefの位相と一致し、方形波CLKs’の位相が方形波CLKref，CLKsの位相に対してΔTだけ遅れている場合を示し、方形波CLKsの周波数は方形波CLKrefの周波数と整数倍の関係であり、方形波CLKs’の周波数も方形波CLKrefの周波数と整数倍の関係である。つまり、方形波CLKsと方形波CLKrefとの関係は同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との関係に相当し、方形波CLKs’と方形波CLKrefとの関係は同期ＰＷＭにおけるキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との位相がΔTだけずれた関係に相当する。
【００４５】
図４において、方形波CLKrefと方形波CLKsとの間では、周期Trefの中に周期Tsが５個含まれている。一方で、方形波CLKrefと方形波CLKs’との間では、ΔTだけ位相がずれているものの、方形波CLKrefと方形波CLKsとの間と同様に、周期Trefの中に周期Tsが５個含まれている。言い換えれば、方形波CLKrefの1周期内に方形波CLKsと方形波CLKs’の立ち下がる回数（立下りエッジ数）がいくつ含むかを数えると、どちらも５個含まれている。
【００４６】
よって、図４において、方形波CLKrefと方形波CLKs，CLKs’との関係を周波数の観点で見れば、方形波CLKs，CLKs’は方形波CLKrefに対して「周波数が整数倍」の関係にある。また、方形波CLKrefと方形波CLKs，CLKs’との関係を位相の観点で見れば、方形波CLKsは方形波CLKrefに対して位相同期の関係にある一方で、方形波CLKs’は方形波CLKrefに対して位相非同期の関係にある。
【００４７】
方形波CLKs，CLKs’が方形波CLKrefに対して周波数が整数倍の関係にあれば、たとえΔTの位相ずれである位相誤差が生じていても、次の周期Trefにおいても、方形波CLKref，CLKs，CLKs’の位相の関係（位相誤差）は一定に保たれる。つまり、次の周期Trefにおいても、方形波CLKref，CLKsと方形波CLKs’との間にはΔTの位相ずれが生じる。以上のことをキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）との関係性に置き換えてみると、キャリア周波数と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の周波数の関係が整数倍であれば、キャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に位相のずれがあったとしても、ＰＷＭ部でＩＰＭ制御信号を生成する際、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の出力電圧位相のタイミングが一定であることを意味する。
【００４８】
よって、非同期ＰＷＭにおいても、キャリア周波数と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の周波数との間に「周波数が整数倍」の関係にあれば、非同期位相誤差は一定に保たれると言える。このため、非同期位相誤差は変動要素を持たない位相誤差、つまり、オフセットとして捉えることができる。
【００４９】
次いで、図５に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９倍としている。図５には、方形波CLKsの位相が方形波CLKrefの位相と一致し、方形波CLKs’の位相が方形波CLKref，CLKsの位相に対してΔTだけ遅れている場合を示す。図５において、方形波CLKrefの周期Trefの３分の１の周期Tref/3（以下では「３分の１周期Tref/3」と呼ぶ）に含まれる方形波CLKs,  CLKs’の立ち上がりエッジの個数は、共に、何れの３分の１周期Tref/3においても、３個である。
【００５０】
図５では発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９倍となっている。つまり、「発振子周波数／基準信号周波数＝３×ｎ倍（ｎは正の整数）」となっている。ここで、「発信子周波数／基準信号周波数＝３×ｎ（ｎは正の整数）」となる理由は、３相の信号波（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）それぞれの位相が１２０度ずれているため、任意の１相の信号波のゼロクロスを起点として１周期３６０°を見たとき、その１周期中には３相の信号波のいずれかのゼロクロスが６０°間隔で周期的に現れ、現れた全てのゼロクロスにキャリア信号を同期させるには、キャリア信号周波数のもととなる発信子周波数が、各相の信号波の周波数である基準信号周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）となるためである。この周波数比が３×ｎ倍であることは、同期ＰＷＭである要素の１つである。また、図５から、方形波CLKs，CLKs’が方形波CLKrefに対して周波数の整数倍の関係にあれば、たとえΔTの位相ずれが生じていても、３分の１周期Tref/3の中に含まれる周期Tsの個数、すなわち、３分の１周期Tref/3に含まれる方形波CLKs，CLKs’の立ち上がりエッジの個数が一定であることが分かる。言い換えれば、同期ＰＷＭにおいて位相を同期させていない状態、すなわち、非同期ＰＷＭにおいて周波数の関係だけ同期がとれた状態と等しい。
【００５１】
次いで、図６に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９.４倍としている。周波数が３×ｎ倍（ｎは正の整数）の関係ではない場合、倍数を３で除算すると商に小数部、または、剰余を含まなければならない。例えば、９.３倍を３で除算すると商が３.１となり小数部を含む。このような小数部が生じると、キャリア周波数が三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の周波数の関係が３×ｎ倍とは異なり、商の小数部分や剰余により非同期位相誤差が一定でなくなる。このため、図６に示す周期Trefの次の周期Trefでは、３分の１周期Tref/3に含まれる方形波CLKsの立ち上がりエッジが３個にならない場合、例えば、余りの分で４個になる場合が生じる。
【００５２】
次いで、図７に、ＰＬＬの入出力の一例を示す。基準信号（ＰＬＬ入力信号）を周期Trefの方形波CLKrefとし、発振子信号（ＰＬＬ出力信号）を周期Tsの方形波CLKsとする。発振子信号と基準信号の位相がずれた状態の発振子信号の方形波を方形波CLKs’とする。図４では、方形波CLKrefと方形波CLKsと方形波CLKs’との関係を示す。発振子信号の周波数は基準信号の周波数の９.７倍としている。周波数が３×ｎ倍（ｎは正の整数）の関係ではない場合、倍数を３で除算すると、９.４倍と同様に商に小数部、または、剰余を含まなければならない。ここで９.４倍の場合における小数部を含めない商は３、剰余は０.４となり、９.７倍の場合における小数部を含めない商は３、剰余は０.７となる。次の周期Trefには剰余分が含まれる為、位相が剰余分だけずれ込む。このため、３分の１周期Tref/3に含まれる方形波CLKsの立ち上がりエッジが４個になる確率が高いことが分かる。
【００５３】
以上の図４〜図７を用いた説明により、非同期ＰＷＭにおいて検証した結果、「キャリア周波数／電気角周波数」、つまり、キャリア周波数が電気角周波数の「（３×ｎ倍−０.５）（ｎは正の整数）」以上、かつ、「（３×ｎ倍＋０.５）（ｎは正の整数）」未満であれば、非同期位相誤差の影響を抑制できることが分かる。
【００５４】
図８及び図９に、非同期ＰＷＭにおいて、キャリア周波数が電気角周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）以外の整数倍のときのキャリア信号による三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）のサンプル点を示す。図８及び図９には、一例として、キャリア周波数が電気角周波数の１９倍であるときのサンプル点を示す。図８は図９を拡大した波形を示しており、正弦波状にサンプル点をとった波形であることがわかる。図９には正弦波状にサンプル点をとった波形を８０周期分示す。図９では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のサンプリング点がバラバラ（各相に相関性がない）であることがわかる。すなわち、３×ｎ倍（ｎは正の整数）以外の整数倍のとき、倍数を３で除算した際の商の小数部分や剰余により、位相がずれる。これにより非同期位相誤差が一定でなくなる。
【００５５】
一方で、図１０及び図１１に、非同期ＰＷＭにおいて、キャリア周波数が電気角周波数の３×ｎ倍（ｎは正の整数）の整数倍のときのキャリア信号による三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）のサンプル点を示す。図１０及び図１１には、一例として、キャリア周波数が電気角周波数の２１倍であるときのサンプル点を示す。図１０は図１１を拡大した波形を示しており、正弦波状にサンプル点をとった波形であることがわかる。図１１には正弦波状にサンプル点をとった波形を８０周期分示す。図１１では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のサンプリング点が規則正しく一定（各相に相関性がある）であることがわかる。すなわち。３×ｎ倍（ｎは正の整数）の整数倍のとき、倍数を３で除算した際の商の小数部分や剰余がないことにより、位相のずれは一定となる。これにより非同期位相誤差が一定となる。
【００５６】
また、上記のように、非同期ＰＷＭにおいて、キャリア周波数が電気角周波数の「３×ｎ倍−０.５（ｎは正の整数）」以上、かつ、「３×ｎ倍＋０.５（ｎは正の整数）」未満であれば、キャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に位相ずれが生じても、非同期位相誤差の影響を抑制する。
【００５７】
＜キャリア周波数制御部の構成＞
図１２は、キャリア周波数制御部の構成例を示す図である。図１２において、キャリア周波数制御部４２は、周波数比算出部５１と、周波数比判定部５２と、周波数算出部５３と、キャリア周波数選択部５４とを有する。Ｐｎ処理部４１から出力される電気角速度指令値ωｅ＊は、周波数比算出部５１及び周波数算出部５３に入力される。また、基本周波数ｆｃ０は、周波数比算出部５１及びキャリア周波数選択部５４に入力される。
【００５８】
＜キャリア周波数制御部の処理＞
図１３は、キャリア周波数制御部４２の処理の一例を示すフローチャートである。図１３に示すフローチャートによる処理は、ＰＷＭ部２２に三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）が入力されて、ＩＰＭ２３にＩＰＭ制御信号が入力される前に実施する。そのため、三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）がＩＰＭ制御信号として出力される前、かつ、ＩＰＭ制御信号の生成周期内であればよい。
【００５９】
ステップＳ１０１において、周波数比算出部５１は、式（１），（２）に従って、信号波周波数ｆｓと、基本周波数ｆｃ０との周波数比ＦＲを算出し、算出した周波数比ＦＲを周波数比判定部５２へ出力する。
【００６０】
周波数比ＦＲ＝基本周波数ｆｃ０／信号波周波数ｆｓ  …（１）
信号波周波数ｆｓ＝電気角速度指令値ωｅ＊／（２×π）  …（２）
【００６１】
次いで、ステップＳ１０３において、周波数比判定部５２は、ステップＳ１０１で算出した周波数比ＦＲを小数第一位で四捨五入することにより、周波数比ＦＲを整数化する。以下では、整数化された周波数比ＦＲを「整数化周波数比ＩＦＲ」と呼ぶ。この整数化周波数比ＩＦＲを用いることで、周波数比ＦＲは『（ＩＦＲ−０.５）≦ＦＲ＜（ＩＦＲ＋０.５）』の範囲の周波数比を持つことを意味する。これにより、次のステップで実行する除算結果の剰余により、基本周波数ｆｃ０が信号波周波数ｆｓの「３×ｎ倍−０.５（ｎは正の整数）」以上、かつ、「３×ｎ倍＋０.５（ｎは正の整数）」未満か否かを判定できる。
【００６２】
次いで、ステップＳ１０５において、周波数比判定部５２は、整数化周波数比ＩＦＲを３で除算する。
【００６３】
次いで、ステップＳ１０７において、周波数比判定部５２は、ステップＳ１０５で実行した除算の結果が、割り切れて剰余Ｒが０（ゼロ）であるか否かを判定する。
【００６４】
ステップＳ１０３〜Ｓ１０７の処理により、周波数比ＦＲが「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５未満）（ｎは正の整数）」の範囲にあるか否か、つまり、基本周波数ｆｃ０が信号波周波数ｆｓの「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５未満）（ｎは正の整数）」であるか否かが判定される。上記の説明から、周波数比ＦＲが「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５）未満（ｎは正の整数）」の範囲にあるという条件を満たしている場合には、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に位相ずれが生じても、非同期位相誤差の影響を抑制される。
【００６５】
剰余Ｒが０である場合は（ステップＳ１０７：Ｙｅｓ）、ステップＳ１０９において、キャリア周波数選択部５４は、入力される基本周波数ｆｃ０をキャリア周波数として出力する。
【００６６】
一方で、剰余Ｒが０でない場合は（ステップＳ１０７：Ｎｏ）、ステップＳ１１１において、キャリア周波数選択部５４は、入力される基本周波数ｆｃ０、第一切替周波数ｆｃ１、第二切替周波数ｆｃ２から、第一切替周波数ｆｃ１、または、第二切替周波数ｆｃ２のどちらか一方の入力された周波数をキャリア周波数として出力する。周波数比判定部５２は、整数化周波数比ＩＦＲを３で割った値の整数部分Ｎｉと小数部分Ｎｆとを周波数算出部５３へ出力する。
【００６７】
周波数算出部５３は、整数部分Ｎｉと信号波周波数ｆｓとに基づいて、式（４），（５）に従って、第一切替周波数ｆｃ１及び第二切替周波数ｆｃ２を算出する。なお、周波数算出部５３は、信号波周波数ｆｓを式（２）に従って算出する。
【００６８】
第一切替周波数ｆｃ１＝３×（整数部分Ｎｉ＋０）×信号波周波数ｆｓ  …（４）
第二切替周波数ｆｃ２＝３×（整数部分Ｎｉ＋１）×信号波周波数ｆｓ  …（５）
【００６９】
剰余Ｒが０でない場合に周波数算出部５３が式（４），（５）に従って第一切替周波数ｆｃ１及び第二切替周波数ｆｃ２を算出することにより、周波数算出部５３は、基本周波数ｆｃ０に基づく周波数比ＦＲが３の倍数でない場合に、周波数比ＦＲが３の倍数となるような２つの周波数ｆｃ１，ｆｃ２にキャリア周波数を変更することができる。
【００７０】
周波数算出部５３は、算出した第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とをランダムに切り替えながら、第一切替周波数ｆｃ１、第二切替周波数ｆｃ２をキャリア周波数としてキャリア周波数選択部５４へ出力する。
【００７１】
＜周波数算出部の構成＞
図１４は、周波数算出部５３の構成例を示す図である。図１４において、周波数算出部５３は、ΔΣ変調器６０と、切替周波数算出部７１と、選択部７２とを有する。ΔΣ変調器６０は、一般的なΔΣ変調器であり、減算器６１と、積分器６２と、量子化器６３と、遅延器６４とを有する。
【００７２】
切替周波数算出部７１には、電気角速度指令値ωｅ＊と整数部分Ｎｉとが入力される。切替周波数算出部７１は、整数部分Ｎｉと、式（２）に従って算出する信号波周波数ｆｓとに基づいて、式（４），（５）に従って、第一切替周波数ｆｃ１及び第二切替周波数ｆｃ２を算出し、算出した第一切替周波数ｆｃ１及び第二切替周波数ｆｃ２を選択部７２へ出力する。
【００７３】
減算器６１には、ΔΣ変調器６０への入力として、小数部分Ｎｆが入力される。よって、ΔΣ変調器６０の出力ＯＰは、式（６）のように表され、ΔΣ変調器６０から選択部７２へは、ΔΣ変調器６０で行われるパルス密度変調の結果として、小数部分Ｎｆに応じて「０」の個数の密度と「１」の個数の密度とが変化する「０」または「１」の数値がランダムに順に出力される。式（６）において、「Ｚ−１」は遅延器６４での一次遅れ、およびデジタル値をアナログ値として帰還する機能を表し、「Ｑ」は量子化器６３での量子化の際に生じる量子化誤差を表す。
【００７４】
出力ＯＰ＝小数部分Ｎｆ＋（１−Ｚ−１）Ｑ  …（６）
【００７５】
選択部７２は、ΔΣ変調器６０から「１」を入力された場合は、第一切替周波数ｆｃ１及び第二切替周波数ｆｃ２のうち第一切替周波数ｆｃ１を選択し、選択した第一切替周波数ｆｃ１をキャリア周波数選択部５４へ出力する。一方で、選択部７２は、ΔΣ変調器６０から「０」を入力された場合は、第一切替周波数ｆｃ１及び第二切替周波数ｆｃ２のうち第二切替周波数ｆｃ２を選択し、選択した第二切替周波数ｆｃ２をキャリア周波数選択部５４へ出力する。
【００７６】
＜周波数算出部の動作＞
図１５及び図１６は、周波数算出部の動作例の説明に供する図である。
【００７７】
上記のように、周波数算出部５３は、周波数比ＦＲが３の倍数とならない場合に、キャリア周波数を、周波数比ＦＲが３の倍数となるような周波数（第一切替周波数ｆｃ１，第二切替周波数ｆｃ２）に変更する。こうすることで、キャリア周波数を信号波周波数の「（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５）未満（ｎは正の整数）」の範囲にすることができるため、過変調時の非同期位相誤差の影響を抑制することができる。
【００７８】
しかし、第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２との切替を一定の周期で行うと、一定の周期に相当する周波数で、モータＭに騒音が発生してしまうことがある。
【００７９】
そこで、周波数算出部５３は、キャリア周波数となる第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とをランダムに切り替える。こうすることで、キャリア周波数を第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とで切り替える周期が拡散される（周期性がなくなる）ため、モータＭに発生する騒音をホワイトノイズ化することができるので、キャリア周波数の変更に伴う騒音を防止することができる。また、第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２との２つの周波数を後述するランダムのタイミングで切り替えることにより、第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２の一定の周期によるキャリア周波数変化を防止でき、また、これらの２つの周波数だけでも、キャリア周波数の変更に伴う騒音を防止することができる。
【００８０】
例えば、ステップＳ１０３（図１３）で算出される整数化周波数比ＩＦＲが「２５」である場合、２５を３で割った値の整数部分Ｎｉは「８」となるため、式（４）に従って第一切替周波数ｆｃ１は「２４×信号波周波数ｆｓ」と算出され、式（５）に従って第二切替周波数ｆｃ２は「２７×信号波周波数ｆｓ」と算出される。よって、整数化周波数比ＩＦＲが「２５」である場合、第一切替周波数ｆｃ１についての周波数比ＦＲ１（ＦＲ１＝ｆｃ１／ｆｓ）は「２４」となり、第二切替周波数ｆｃ２についての周波数比ＦＲ２（ＦＲ２＝ｆｃ２／ｆｓ）は「２７」となり、これらの周波数比「２４」及び「２７」はともに３の倍数である。
【００８１】
また、キャリア周波数を第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とでランダムに切り替えることにより、キャリア周波数は、第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とを平均化したものになる。例えば、周波数比ＦＲ１が「２４」であり、周波数比ＦＲ２が「２７」である場合、周波数比ＦＲ１と周波数比ＦＲ２とを平均化した周波数比（以下では「平均化周波数比」と呼ぶ）は「（２４＋２７）／２＝２５.５」となり、この平均化周波数比も３の倍数となる。よって、キャリア周波数を第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とでランダムに切り替えることにより、２つの周波数ｆｃ１，ｆｃ２を切り替えることで平均化周波数比も３×ｎ倍（ｎは正の整数）となるため、キャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の非同期位相誤差を防止した上で、モータＭに発生する騒音をホワイトノイズ化することができる。
【００８２】
一方で、モータＭの実際の回転周波数は随時変化するため、式（４），（５）に従って算出した第一切替周波数ｆｃ１，第二切替周波数ｆｃ２をキャリア周波数として用いても、常に位相同期がとれるとは限らないので、キャリア信号と三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との間に位相誤差が発生する可能性がある。
【００８３】
ここで、整数化周波数比ＩＦＲを３で割った値の小数部分Ｎｆは周波数誤差と捉えることができるため、位相誤差に相当する。そこで、周波数算出部５３では、ΔΣ変調器６０への入力を小数部分Ｎｆとすることにより、小数部分Ｎｆに相当する位相誤差を抑えるような「０」と「１」とのランダムな数値が順にΔΣ変調器６０から出力されるようにし、これらの「０」と「１」とのランダムな数値に従ってキャリア周波数を第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とで切り替えるようにした。
【００８４】
また、位置推定部３０（図１）は、上記のように、ＰＬＬ制御部２９で算出される電気角速度ωｅから電気角位相θｄｑを算出する。位置推定部３０が算出する電気角位相θｄｑは電気角速度ωｅの積分であるため、電気角速度ωｅの積分により電気角位相θｄｑは０（ゼロ）から２πまで変化し、２πで０に戻る。これに対し、ΔΣ変調器６０の積分器６２（図１４）における積分値は、遅延器６４を介してフィードバックされる値の減算に
よりリセットされる。このように、電気角速度ωｅの積分により電気角位相θｄｑが２πで０に戻る位置推定部３０の動作は、遅延器６４を介してフィードバックされる値の減算により積分器６２での積分値がリセットされるΔΣ変調器６０の動作と一致する。
【００８５】
また、ΔΣ変調器６０ではパルス密度変調が行われるのに対し、ＰＷＭ部２２では、ΔΣ変調器６０の出力ＯＰに従ってキャリア周波数が第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とで切り替えられるキャリア信号に基づいてパルス幅変調が行われる。よって、ＰＷＭ部２２で行われるパルス幅変調には、ΔΣ変調器６０で行われるパルス密度変調の要素が擬似的に含まれることになるため、図１５に示すように、ＰＷＭ部２２をΔΣ変調器６０の量子化器６３と見做すことができる。
【００８６】
また、上記のように、位置推定部３０が算出する電気角位相θｄｑは電気角速度ωｅの積分であるため、電気角速度ωｅの積分により電気角位相θｄｑは０（ゼロ）から２πまで変化し、２πで０に戻る。また、位置推定部３０はキャリア信号に従って動作するため、キャリア周波数が第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とで切り替えられると、電気角位相θｄｑが０から２πまで変化するのにかかる時間が変化して、電気角位相θｄｑが０から２πに戻るタイミング（以下では「復帰タイミング」と呼ぶ）がずれて変化する。これに対し、図１６に示す一般的な周波数変調方式ΔΣ変調器８０は、ＶＣＯ（Voltage  Controlled  Oscillator）８１と、量子化器８２とを有し、周波数変調方式ΔΣ変調器８０の出力周波数は、周波数変調方式ΔΣ変調器８０の入力電圧に応じて変化する。つまり、周波数変調方式ΔΣ変調器８０では、入力に応じて出力の１周期の時間が変化する。よって、図１５に示すように、位置推定部３０を周波数変調方式ΔΣ変調器８０のＶＣＯ８１と見做し、ＰＷＭ部２２を周波数変調方式ΔΣ変調器８０の量子化器８２と見做すことができる。
【００８７】
よって、位置推定部３０においてキャリア周波数が第一切替周波数ｆｃ１と第二切替周波数ｆｃ２とで切り替えられることにより発生する復帰タイミングのずれを誤差と捉えると、ΔΣ変調を用いて得られる第一切替周波数ｆｃ１及び第二切替周波数ｆｃ２によりΔΣ変調の特有の効果であるノイズシェーピングが得られるため、キャリア信号と三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との間の位相誤差の影響を抑制することができる。
【００８８】
以上のように、本実施例では、モータ制御装置１００は、ＰＷＭ部２２と、キャリア周波数制御部４２とを有する。ＰＷＭ部２２は、過変調のＰＷＭを行うことが可能であり、かつ、キャリア信号に基づいて非同期ＰＷＭを行う。キャリア周波数制御部４２は、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の非同期位相誤差の影響を受けない条件を満たすか否かを判定し、条件が満たされる場合は、キャリア周波数を基本周波数ｆｃ０で維持する一方で、条件を満たしていない場合は、キャリア周波数を基本周波数ｆｃ０から、非同期位相誤差の影響を受けない条件を満たす所定の周波数（第一切替周波数ｆｃ１，第二切替周波数ｆｃ２）に変更する。
【００８９】
例えば、キャリア周波数制御部４２は、基本周波数ｆｃ０を信号波周波数ｆｓで除した値が（３×ｎ倍−０.５）以上、かつ、（３×ｎ倍＋０.５）未満（ｎは正の整数）であるときに条件が満たされると判定する。
【００９０】
こうすることで、キャリア周波数を、過変調時のキャリア信号と三相の出力電圧指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）の非同期位相誤差の影響を抑制できる条件を満たす周波数に常に設定することができるため、非同期ＰＷＭにおいて過変調時に発生する非同期位相誤差の影響を抑制することができる。
【００９１】
また、キャリア周波数制御部４２は、条件が満たされる所定の周波数（第一切替周波数ｆｃ１，第二切替周波数ｆｃ２）をランダムに切り替える。
【００９２】
こうすることで、キャリア周波数を非同期位相誤差の影響を受けない条件が満たされる所定の周波数（第一切替周波数ｆｃ１，第二切替周波数ｆｃ２）に変更する際にモータＭに発生する可能性がある騒音を抑えることができる。
【００９３】
なお、上記実施例では、所定の周波数を２つの周波数で説明しているが、所定の周波数を３つ以上にして対応してもよい。
【符号の説明】
【００９４】
１００  モータ制御装置
１１，１４，１５，１９  減算器
１２  速度制御部
１３  励磁電流制御部
１６  ｄ軸電流制御部
１７  ｑ軸電流制御部
１８  非干渉化制御部
２０  加算器
２１  ｄｑ／３φ変換部
２２  ＰＷＭ部
２３  ＩＰＭ
２４  ３φ電流算出部
２５  ３φ／ｄｑ変換部
２６  軸誤差算出部
２９  ＰＬＬ制御部
３０  位置推定部
３１  １／Ｐｎ処理部
４１  Ｐｎ処理部
４２  キャリア周波数制御部
【図１】
2020167867.tif 000003
【図２】
2020167867.tif 000004
【図３】
2020167867.tif 000005
【図４】
2020167867.tif 000006
【図５】
2020167867.tif 000007
【図６】
2020167867.tif 000008
【図７】
2020167867.tif 000009
【図８】
2020167867.tif 000010
【図９】
2020167867.tif 000011
【図１０】
2020167867.tif 000012
【図１１】
2020167867.tif 000013
【図１２】
2020167867.tif 000014
【図１３】
2020167867.tif 000015
【図１４】
2020167867.tif 000016
【図１５】
2020167867.tif 000017
【図１６】
2020167867.tif 000018