(57)【要約】【課題】シミュレーションに依ることなく、且つ高精度に、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値を検出する最適値検出装置及びプログラムを提供する。【解決手段】本発明の最適値検出装置３は、送信装置１から出力される変調信号に対して負荷を調整することにより、受信装置２における受信Ｃ／Ｎを可変制御するＣ／Ｎ制御器３１と、送信装置１に対しユニークワードよりなるパイロット信号のブースト比と変調方式毎のマッピングの振幅及び位相のいずれか一方、又は双方に関するパラメータの設定を可変制御し、受信装置２に対しブースト比の設定情報を通知し、受信装置２からのビット誤り率情報を基に、Ｃ／Ｎ制御器３１に対しＣ／Ｎ設定の可変設定を行いながら当該可変制御する各パラメータにおける所要Ｃ／Ｎを求め、パラメータの最適値を検出するパラメータ制御器３２と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値を検出する最適値検出装置であって、
前記送信装置から出力される変調信号に対して負荷を調整することにより、前記受信装置における受信Ｃ／Ｎを可変制御するＣ／Ｎ制御器と、
前記送信装置に対してデータシンボルの平均振幅に対するユニークワードよりなるパイロット信号の振幅の比を表わすブースト比と変調方式毎のマッピングの振幅及び位相のいずれか一方、又は双方に関するパラメータの設定を可変制御するとともに、前記受信装置に対して前記ブースト比の設定情報を通知し、前記受信装置からのビット誤り率情報を基に、前記Ｃ／Ｎ制御器に対しＣ／Ｎ設定の可変設定を行いながら当該可変制御する各パラメータにおける所要Ｃ／Ｎを求め、最小となる所要Ｃ／Ｎに対応するパラメータを最適値として検出するパラメータ制御器と、
を備えることを特徴とする最適値検出装置。
【請求項２】
前記Ｃ／Ｎ制御器は、通信ケーブルを利用して前記送信装置と前記受信装置との間、或いは前記受信装置内に有線接続され、前記送信装置から出力される変調信号を可変減衰させる可変減衰器、又は疑似乱数による白色雑音を可変付加する雑音可変付加器、或いは前記可変減衰器及び前記雑音可変付加器を併用して構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の最適値検出装置。
【請求項３】
前記パラメータ制御器は、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値として、ブースト比の最適値を検出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の最適値検出装置。
【請求項４】
前記パラメータ制御器は、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値として、変調方式毎のマッピングの振幅及び位相の最適値を検出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の最適値検出装置。
【請求項５】
前記パラメータ制御器は、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値として、ブースト比の最適値、並びに、変調方式毎のマッピングの振幅及び位相の最適値を検出することを特徴とする、請求項１又は２に記載の最適値検出装置。
【請求項６】
コンピュータを、請求項１から５のいずれか一項に記載の最適値検出装置におけるパラメータ制御器として機能させるためのプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放送又は通信等の無線伝送システムで使用可能なシングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に関し、特に、周波数領域でのチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値検出装置及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、放送や通信等の固定伝送の無線伝送システムでは、一つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域でチャネル等化（伝搬路で生じた振幅・位相の変化を元に戻す処理）を行うＳＣ−ＦＤＥ（Single Carrier-Frequency Domain Equalization）方式が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
ＳＣ−ＦＤＥ方式は、ブロック単位でチャネル推定とチャネル等化を行うことができるため、同じく周波数領域でチャネル等化を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式のように、移動伝送時の高速なチャネル変動にも追従させることができ、時間領域でチャネル等化を行うよりもチャネル変動に対する等化が容易になり耐性が強化される。また、ＳＣ−ＦＤＥ方式では、ＯＦＤＭ方式と同じようにガードインターバルを設けて、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。特に、ＳＣ−ＦＤＥ方式では、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行って、パイロット信号として用いられるチャネル推定用のユニークワード（UW: Unique Word（固定パターンの信号））及びデータを抽出し、フーリエ変換により当該ユニークワード及びデータを周波数領域に変換する。次に、周波数領域に変換されたＵＷを用いてチャネル推定を行い、得られたチャネル情報から周波数領域のデータに対してＺＦ（Zero-Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準による等化を行う。その後、逆フーリエ変換によりデータを時間領域の信号に戻して、シンボル判定等の処理を行う。
【０００４】
また、シングルキャリア方式では、ＯＦＤＭ方式と比較して一般に、送信信号のピーク電力と平均電力の比であるＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が小さい。そのため、電力増幅器を非線形領域で動作させた場合の歪に対して、ＯＦＤＭ方式よりも耐性が高く、送信信号の歪を抑えつつ送信電力を大きくできるため、より伝送距離を伸ばすことが可能である。
【０００５】
一方で、ＯＦＤＭ方式では、受信品質を向上させる方法の１つとして、スキャッタードパイロットを含めた全キャリアの平均電力が一定の条件で、パイロット信号とデータシンボルの電力配分を調整する方法がある（例えば、非特許文献１参照）。例えば、この方法を用いたＯＦＤＭ方式のスキャッタードパイロット信号の振幅レベルは、ＡＲＩＢ標準規格で規定されている（例えば、非特許文献２参照）。そして、ＳＣ−ＦＤＥ方式においても、ＵＷ（パイロット信号）の振幅レベルを調整することで、チャネル推定の精度が向上し所要Ｃ／Ｎを低減することが可能である（例えば、非特許文献３参照）。
【０００６】
データシンボルに対するＵＷの振幅比（ブースト比）には最適値が存在し、その値を調整することで所要Ｃ／Ｎを低減することが可能である。ただし、ＳＣ−ＦＤＥ方式において、ＵＷの振幅レベルの最適値は、送信装置に用いる電力増幅器の特性によって異なる。そこで、送信装置に使用する電力増幅器を異なるものに交換する場合や、使用する周波数帯で大きく特性が変わる電力増幅器を用いる場合では、最適なＵＷの振幅レベルが変わってしまうため、その都度、シミュレーションで最適値を求める必要がある。一方で、同一の電力増幅器を用いた固定伝送時及び移動伝送時においては、ＵＷの振幅レベルの最適値は、ほとんど変化しないことが分かっている（例えば、非特許文献４参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１８−６７９６号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】高田政幸、土田健一、中原俊二、黒田徹、“地上ディジタル放送におけるOFDMシンボル長とスキャッタードパイロットによる伝送特性”、映像情報メディア学会誌、Vol.52, No.11, pp.1658〜1665, 1998.
【非特許文献２】“テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ミリ波帯デジタル無線伝送システム”, 標準規格, ARIB STD-B43 2.1版, 2018年1月22日改定
【非特許文献３】山岸 史弥、松崎 敬文、山里 亜希子、岡部 聡、居相 直彦、“ミリ波SHVワイヤレスカメラの実現に向けたSC-FDE方式におけるパイロット信号のブースト比の検討”、映像情報メディア学会、冬季大会、11C-2，2018年12月発表．
【非特許文献４】山岸 史弥、松崎 敬文、山里 亜希子、岡部 聡、居相 直彦、“移動環境を考慮したSC-FDE方式ミリ波SHVワイヤレスカメラのブースト比の検討”、映像情報メディア学会、ＢＣＴ研究会、技術報告、ITE Technical Report, Vol.43, No.10, BCT2019-42, 2019年3月発表．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
上述したように、データシンボルの平均振幅に対するＵＷの振幅の比を表わすブースト比には最適値が存在し、その値を調整することで所要Ｃ／Ｎを低減することが可能である。しかし、この最適値は、送信装置に用いる電力増幅器の特性（歪特性、周波数特性）に依存しているため、送信装置に使用する電力増幅器を異なるものに交換する場合や、使用する周波数帯で大きく特性が変わる電力増幅器を用いる場合では、最適なＵＷの振幅レベルが変わってしまうため、その都度、シミュレーションで最適値を求める必要がある。
【００１０】
また、ブースト比の最適値は、受信装置におけるチャネルの推定方法の違いによっても変わる場合がある。更には、マッピングパラメータ自体の最適値も電力増幅器の特性（歪特性、周波数特性）に依存して変わる場合がある。そのため、ＵＷのブースト比パラメータの最適値、更にはマッピングパラメータの最適値を得るためには、送信装置に用いる電力増幅器を変更したり、個体差の大きな電力増幅器を用いたりする場合だけでなく、受信機側のチャネル推定方法を変更する場合や、マッピングパラメータの違いによっても事前に膨大なシミュレーションを行う必要があり、開発コストの増加と生産効率の低下につながる。
【００１１】
従って、シミュレーションに依ることなく、且つ高精度に、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置におけるパラメータ（ブースト比パラメータ及びマッピングパラメータ）の最適値を検出する技法が望まれる。
【００１２】
そこで、本発明の目的は、上述の問題に鑑みて、シミュレーションに依ることなく、且つ高精度に、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータ（ブースト比パラメータ又はマッピングパラメータ）の最適値を検出する最適値検出装置及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の最適値検出装置は、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値を検出する最適値検出装置であって、前記送信装置から出力される変調信号に対して負荷を調整することにより、前記受信装置における受信Ｃ／Ｎを可変制御するＣ／Ｎ制御器と、前記送信装置に対してデータシンボルの平均振幅に対するユニークワードよりなるパイロット信号の振幅の比を表わすブースト比と変調方式毎のマッピングの振幅及び位相のいずれか一方、又は双方に関するパラメータの設定を可変制御するとともに、前記受信装置に対して前記ブースト比の設定情報を通知し、前記受信装置からのビット誤り率情報を基に、前記Ｃ／Ｎ制御器に対しＣ／Ｎ設定の可変設定を行いながら当該可変制御する各パラメータにおける所要Ｃ／Ｎを求め、最小となる所要Ｃ／Ｎに対応するパラメータを最適値として検出するパラメータ制御器と、を備えることを特徴とする。
【００１４】
また、本発明の最適値検出装置において、前記Ｃ／Ｎ制御器は、通信ケーブルを利用して前記送信装置と前記受信装置との間、或いは前記受信装置内に有線接続され、前記送信装置から出力される変調信号を可変減衰させる可変減衰器、又は疑似乱数による白色雑音を可変付加する雑音可変付加器、或いは前記可変減衰器及び前記雑音可変付加器を併用して構成されていることを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の最適値検出装置において、前記パラメータ制御器は、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値として、ブースト比の最適値を検出することを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の最適値検出装置において、前記パラメータ制御器は、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値として、変調方式毎のマッピングの振幅及び位相の最適値を検出することを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の最適値検出装置において、前記パラメータ制御器は、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータの最適値として、ブースト比の最適値、並びに、変調方式毎のマッピングの振幅及び位相の最適値を検出することを特徴とする。
【００１８】
更に、本発明のプログラムは、コンピュータを、本発明の最適値検出装置におけるパラメータ制御器として機能させるためのプログラムとして構成する。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、シミュレーションに依ることなく、且つ高精度に、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータ（ブースト比パラメータ又はマッピングパラメータ）の最適値を検出することができる。特に、電力増幅器を出力バックオフの小さい領域（非線形領域）で運用するＳＣ−ＦＤＥ方式において、特性が異なる電力増幅器に交換する場合や、歪特性や周波数特性の偏差が大きい電力増幅器を用いる場合、或いは誤り訂正符号やチャネル推定手法を変更したりした場合に、ブースト比パラメータ又はマッピングパラメータの最適値を容易に求めることが可能となり、開発コストを大幅に削減することができ、更に送信装置及び受信装置の実機を用いて自動検出するため、当該最適値を高精度に求めることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置を設置した測定システムの概略構成を示すブロック図である。
【図２】（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置により測定対象とする、従来からの典型的なＳＣ−ＦＤＥ方式の送信装置及び受信装置の概略構成を示すブロック図である。
【図３】（ａ）は送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）の一例を示す図であり、（ｂ）はデータシンボルの平均振幅に対するＵＷの振幅の比を表わすブースト比を示す複素平面図である。
【図４】本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置におけるパラメータ制御器の実施例１の制御フローを示すフローチャートである。
【図５】本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置におけるパラメータ制御器に係る所要Ｃ／Ｎの算出法を示す図である。
【図６】（ａ）は本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置におけるパラメータ制御器に係るブースト比パラメータの最適値の測定例を示す図であり、（ｂ）は従来からの典型的なＳＣ−ＦＤＥ方式のブースト比パラメータの最適値の検出に係るシミュレーション例を示す図である。
【図７】本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置におけるパラメータ制御器の実施例２の制御フローを示すフローチャートである。
【図８】（ａ）は１６ＡＰＳＫのマッピングパラメータを示す図であり、（ｂ）は３２ＡＰＳＫのマッピングパラメータを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、図面を参照して、本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータ（以下、「ＳＣパラメータ」と称する。）の最適値検出装置３を詳細に説明する。
【００２２】
〔ＳＣパラメータの最適値検出装置３を設置した測定システム〕
図１は、本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置３を設置した測定システムの概略構成を示すブロック図である。
【００２３】
ＳＣパラメータの最適値検出装置３は、Ｃ／Ｎ制御器３１、及びパラメータ制御器３２から構成される。
【００２４】
Ｃ／Ｎ制御器３１は、本発明に係るＳＣパラメータの最適値の測定のために、通信ケーブル４を利用して送信装置１と受信装置２との間に有線接続され、送信装置１から出力される変調信号のＣ／Ｎを制御した上で、受信装置２に転送するように構成されている。より具体的には、Ｃ／Ｎ制御器３１は、パラメータ制御器３２からＣ／Ｎ設定信号を基に、送信装置１から出力される変調信号に対して負荷を調整することにより、受信装置２における受信Ｃ／Ｎを可変制御する。例えば、Ｃ／Ｎ制御器３１は、送信装置１から出力される変調信号を可変減衰させる可変減衰器、又は疑似乱数による白色雑音を可変付加する雑音可変付加器、或いは可変減衰器及び雑音可変付加器を併用して構成される。尚、後述する各実施例では、Ｃ／Ｎ制御器３１を可変減衰器で構成した例を説明する。
また、本実施例では送信装置１と受信装置２の間にＣ／Ｎ制御部３１を有線接続する例を説明するが、図２（ｂ）を参照して後術する受信装置２内（例えば、周波数変換部２１とＡＤ変換部２２の間）に有線接続することも可能である。
【００２５】
パラメータ制御器３２は、後述する各実施例で詳細に説明するが、測定条件の設定を外部から行い、送信装置１に対してＳＣパラメータ設定信号によりブースト比と変調方式毎のマッピングの振幅及び位相のいずれか一方、又は双方に関するＳＣパラメータの設定を可変制御するとともに、受信装置２に対してブースト比の設定情報を通知し、受信装置２からのビット誤り率情報を基に、Ｃ／Ｎ設定信号によりＣ／Ｎ制御器３１に対しＣ／Ｎ設定の可変設定を行いながら当該可変制御する各ＳＣパラメータ（ブースト比パラメータ又はマッピングパラメータ）における所要Ｃ／Ｎを求め、最小となる所要Ｃ／Ｎに対応するＳＣパラメータを最適値として検出する。
【００２６】
送信装置１は、図２（ａ）を参照して後述するように、パラメータ制御器３２からの制御によりブースト比、変調方式毎のマッピングの振幅及び位相に関するＳＣパラメータを可変設定する機能を備える。
【００２７】
受信装置２は、図２（ｂ）を参照して後述するように、パラメータ制御器３２からのブースト比の設定情報を基に送信装置１から受信した変調信号を処理し、伝送されるデータのビット誤り率を算出し、ビット誤り率情報としてパラメータ制御器３２に送信する機能を備える。
【００２８】
〔測定対象とする従来からの典型的なＳＣ−ＦＤＥ方式の送信装置及び受信装置〕
図２（ａ），（ｂ）は、それぞれ本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置３により測定対象とする、従来からの典型的なＳＣ−ＦＤＥ方式の送信装置１及び受信装置２の概略構成を示すブロック図である。以下、送信装置１及び受信装置２について順に、簡潔に説明する。
【００２９】
（送信装置）
図２（ａ）に示す送信装置１は、周波数領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式（ＳＣ−ＦＤＥ方式）の送信装置として構成され、送信前処理部１０、マッピング部１１、送信ブロック生成部１２、直交変調部１３、ＤＡ変換部１４、周波数変換部１５、及び電力増幅部１６を備える。
【００３０】
送信前処理部１０は、伝送すべき情報ビット系列（以下、包括的に「データ」と称する）に対して、エネルギー拡散処理、誤り訂正のための誤り訂正符号化処理、及びインターリーブ処理等の前処理を行うことで符号化ビット系列を構成し、マッピング部１１に出力する。この前処理は、任意のエネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理、及びインターリーブ処理等を適用することができる。
【００３１】
マッピング部１１は、送信前処理部１０によって前処理が行われた符号化ビット系列に対して、１６ＡＰＳＫ、３２ＡＰＳＫ及び６４ＡＰＳＫ等の、外部からのマッピングパラメータ設定で信号点配置が定められた振幅位相変調のシンボルにマッピングを行う。尚、従来から、振幅位相変調の振幅及び位相の設定値を示すマッピングパラメータは外部設定可能であり、マッピングパラメータの例は、図８を参照する実施例２で詳細に説明する。
【００３２】
送信ブロック生成部１２は、所定シンボル数のブロック単位となるよう、ＳＣ−ＦＤＥ方式のシンボルブロック（以下、「ＳＣ−ＦＤＥブロック」とも称する）を構成し、このＳＣ−ＦＤＥブロック内に、伝送するデータを格納するよう構成される。
【００３３】
尚、送信ブロック生成部１２は、ＳＣ−ＦＤＥブロック内にユニークワード（ＵＷ）を挿入する機能を有し、ＵＷは送受間で既知の固定パターンにより任意に構成される。ここで、ＵＷの当該符号は、Ｆｒａｎｋ−Ｚａｄｏｆｆ符号やＣｈｕ符号等の時間領域及び周波数領域における振幅が一定のＣＡＺＡＣ系列を用いることができる。このようなＣＡＺＡＣ系列の符号は、時間領域及び周波数領域における振幅が一定であるとともに、周期的自己相関特性が優れている。
【００３４】
また、送信ブロック生成部１２は、ＳＣ−ＦＤＥブロック内にユニークワード（ＵＷ）を挿入する際に、データシンボルの平均振幅に対するＵＷの振幅の比を表わすブースト比が設定される。尚、従来から、ブースト比パラメータは外部設定可能である。
【００３５】
図３（ａ）は送信ブロック（ＳＣ−ＦＤＥブロック）の一例を示す図であり、図３（ｂ）はデータシンボルの平均振幅に対するＵＷの振幅の比を表わすブースト比を示す複素平面図（振幅及び位相の信号点座標が含まれる直交する同相成分軸（Ｉ軸）及び直交位相成分軸（Ｑ軸）のＩＱ座標図）である。図３（ａ）に示すように、送信ブロック生成部１２は、一対のＵＷをガードインターバル（ＧＩ）として機能させ、ブロック単位でデータシンボル（図示する“ＤＡＴＡ”）を送信するように構成される。これにより、ＯＦＤＭ方式と同じようにマルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。そして、図３（ｂ）に示すように、送信ブロック生成部１２は、データシンボルの平均振幅に対するＵＷの振幅の比を表わすブースト比が設定する。通常、ブースト比は１．０以上２．０以下で設定される。尚、当該ブロック内に、受信装置２側における等化対象シンボルとなる領域内で伝送制御信号（ＴＭＣＣシンボル）が配置される。また、ＴＭＣＣシンボルの前段、又はデータシンボルの後段にスタッフィング領域を設けることもある。通常、ＴＭＣＣ信号には使用する変調方式等の伝送パラメータが格納されるが、ＴＭＣＣ信号の空き領域内に、本発明に係るＳＣパラメータの最適値の測定の便宜上、必要であれば、マッピングパラメータやブースト比パラメータを格納させてもよい。
【００３６】
図２（ａ）を参照するに、送信ブロック生成部１２により構成されたＳＣ−ＦＤＥブロックは、通常、ＳＣ−ＦＤＥブロックのシンボルについて２倍アップサンプリングを行われ、２倍アップサンプリングされたＳＣ−ＦＤＥブロックのシンボルに対し帯域制限フィルタ（ルートロールオフフィルタ）処理を施し波形整形を行った後、直交変調部１３に出力される。
【００３７】
直交変調部１３は、波形整形された２倍アップサンプリング後のＳＣ−ＦＤＥブロックのシンボルに対しデジタル直交変調処理を施し、後段のＤＡ変換部１４におけるデジタル／アナログ変換によるアパーチャ効果を予め補正するアパーチャ補正を行って、そのアパーチャ補正後のデジタル信号（デジタル変調信号）をＤＡ変換部１４に出力する。
【００３８】
ＤＡ変換部１４は、当該アパーチャ補正後のデジタル信号（デジタル変調信号）をアナログ信号（アナログ変調信号）に変換し、周波数変換部１５へ出力する。
【００３９】
周波数変換部１５は、入力されたアナログ信号（アナログ変調信号）の周波数を無線周波数帯に周波数変換して変調信号を生成し、電力増幅部１６へ出力する。
【００４０】
電力増幅部１６は、入力された変調信号を規定の電力になるよう増幅して外部出力する。ここで、電力増幅部１６は、非線形歪を持つ入出力特性を有する電力増幅器で構成するのが一般的であり、振幅位相変調の最外周の信号点の振幅を当該電力増幅器の非線形域（高出力域）で動作させるように運用される。このため、マッピングパラメータやブースト比パラメータの最適値は、電力増幅部１６を構成する電力増幅器の特性に依存したものとなる。尚、電力増幅部１６の出力である変調信号は、通常、アンテナを介して受信装置２へと伝送されるが、上述したように、本発明に係るＳＣパラメータの最適値の測定では、Ｃ／Ｎ制御器３１を介して有線接続された受信装置２へと伝送される。
【００４１】
（受信装置）
図２（ｂ）に示す受信装置２は、送信装置１から伝送された変調信号を受信し、周波数領域でチャネル等化を行うシングルキャリア方式（ＳＣ−ＦＤＥ方式）の受信装置として構成され、周波数変換部２１、ＡＤ変換部２２、直交復調部２３、ブロック同期部２４、チャネル推定・等化部２５、シンボル判定部２６、及び復号部２７を備える。
【００４２】
周波数変換部２１は、送信装置１から変調信号を受信すると中間周波数に周波数変換し、この中間周波信号をＡＤ変換部２２に出力する。
【００４３】
ＡＤ変換部２２は、周波数変換部２１から入力されたアナログ中間周波信号をデジタル中間周波信号へ変換し、直交復調部２３へ出力する。
【００４４】
直交復調部２３は、ＡＤ変換部２２から得られるデジタル中間周波信号から複素ベースバンド信号を生成し、帯域制限フィルタ（ルートロールオフフィルタ）処理を施してブロック同期部２４に出力する。
【００４５】
ブロック同期部２４は、入力された複素ベースバンド信号のＩＱ信号を基にＳＣ−ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出して同期確保し、図３（ａ）に示す先頭のＵＷの部分に関する時間領域の信号と、その後の等化対象シンボルに関する時間領域の信号をそれぞれ２倍速にて抽出し、チャネル推定・等化部２５に出力する。尚、ブロック同期部２４は、その同期タイミングの位相差情報から周波数ずれを補正するよう前述した直交復調部２３を制御する。
【００４６】
チャネル推定・等化部２５は、ブロック同期部２４から得られる２倍速分の時間領域の信号に対してフーリエ変換を行うことにより当該時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、この変換後に得られる周波数領域のＵＷに対して予め既知の周波数領域のＵＷを参照信号として用いてチャネル推定を行う。そして、チャネル推定・等化部２５は、このチャネル推定によって得られた伝搬路情報を基に周波数領域でのチャネル等化処理を行った後、その等化処理後の周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより時間領域の信号を生成し、シンボル判定部２６に出力する。
【００４７】
ところで、データシンボルの平均振幅に対するＵＷの振幅の比を表わすブースト比の設定値は、送信装置１及び受信装置２の送受間で既知とされて運用されるが、従来から、ブースト比パラメータは外部設定可能である。そこで、本発明に係るＳＣパラメータの最適値の測定では、上述したように、送信装置１及び受信装置２の双方に対して、ブースト比パラメータを外部設定により可変制御するものとしている。
【００４８】
シンボル判定部２６は、当該時間領域の信号からデータの信号を抽出するとともに、送信装置１と対応する変調方式の理想信号点を基にデマッピングして尤度計算を実行することによりシンボル判定を行い、該シンボル判定の結果に応じて、シンボルを構成する情報ビット系列（誤り訂正の符号化が施されているデータ）を形成し、復号部２７へ出力する。尚、従来から、この尤度計算の過程でビット誤り率を算出することができ、ビット誤り率情報として外部に出力させることができる。
【００４９】
復号部２７は、送信装置１に対応したデインターリーブ処理、誤り訂正復号処理、及びエネルギー逆拡散処理等を行い、シンボル判定部２６から得られる情報ビット系列（誤り訂正の符号化が施されているデータ）を復号し出力する。尚、ビット誤り率情報は、復号部２７から外部に出力させることもできる。
【００５０】
従って、図１に示す本実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置３は、従来からの典型的なＳＣ−ＦＤＥ方式の送信装置１及び受信装置２の各実機を測定対象として、ブースト比パラメータ又はマッピングパラメータの最適値を自動算出するように構成される。以下、ブースト比パラメータの最適値を自動算出する際の制御例を実施例１とし、マッピングパラメータの最適値及びブースト比パラメータの最適値を自動算出する際の制御例を実施例２として、順に説明する。
【００５１】
（実施例１）
図４は、本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置３におけるパラメータ制御器３２の実施例１の制御フローを示すフローチャートである。
【００５２】
まず、操作者は、パラメータ制御器３２に対し実施例１に係る測定条件の設定を行う（Ｓ１）。
実施例１の測定条件として、以下を外部設定する。
・ブースト比の最小値（例：1.0）、最大値（例：2.0）、及びステップ数（例：0.1）
・Ｃ／Ｎ設定の最小値（例：10dB）、最大値（例：30dB）、及びステップ数（例：1dB）
・所要ビット誤り率（例：１．０×１０−４）
・変調方式は、マッピングを固定した１６，３２，６４ＡＰＳＫ等の使用が予定されるものに設定。
【００５３】
Ｓ１にて測定条件の設定後、パラメータ制御器３２は、動作を開始して、まず、送信装置１、受信装置２、及びＣ／Ｎ制御器３に対し、初期値（ブースト比を最小値、Ｃ／Ｎ設定を最小値）を設定し、送信装置１から受信装置２にデータ伝送させる（Ｓ２）。
【００５４】
続いて、パラメータ制御器３２は、送信装置１から受信装置２に伝送されるデータについて、受信装置２からビット誤り率情報を取得する（Ｓ３）。
【００５５】
次に、パラメータ制御器３２は、受信装置２から取得したビット誤り率情報から、そのビット誤り率が、測定条件として設定した「所要ビット誤り率」以下であるか否かを判定する（Ｓ４）。
【００５６】
ビット誤り率が「所要ビット誤り率」以下でないとき（Ｓ４：ＮＯ）、パラメータ制御器３２は、Ｃ／Ｎ設定を１ステップ分だけ上げてＣ／Ｎ制御器３１に設定して、ビット誤り率の再取得する（Ｓ５）。
【００５７】
一方、ビット誤り率が「所要ビット誤り率」以下であるとき（Ｓ４：ＹＥＳ）、パラメータ制御器３２は、当該ブースト比における所要Ｃ／Ｎを算出し、所定の記憶部（図示略）に保持する（Ｓ６）。即ち、パラメータ制御器３２は、当該ブースト比において、受信装置２から得られるビット誤り率が「所要ビット誤り率」以下になるまで繰り返し、所要ビット誤り率以下になった段階で所要Ｃ／Ｎを計算する。
【００５８】
（所要Ｃ／Ｎの算出法）
図５は、本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置３におけるパラメータ制御器３２に係る所要Ｃ／Ｎの算出法を示す図である。図５に示すように、所要Ｃ／Ｎの算出には、制御フローの測定ループ中で所要ビット誤り率（ＢＥＲ）が設定値以下になったときのＣ／Ｎの数値（ｎ）及びそのビット誤り率の数値ＢＥＲ（ｎ）と、そのひとつ前のＣ／Ｎの数値（ｎ−１）及びそのビット誤り率の数値ＢＥＲ（ｎ−１）を用いて、このＢＥＲ（ｎ）及びＢＥＲ（ｎ）の２点より１次関数を求め、この１次関数に測定条件として設定した「所要ビット誤り率」を代入することで所要Ｃ／Ｎを算出する。
【００５９】
図４を参照するに、或るブースト比における所要Ｃ／Ｎの算出後、パラメータ制御器３２は、所要Ｃ／Ｎを算出したブースト比が最小値であるか否かを判定し（Ｓ７）、ブースト比が最小値である場合（Ｓ７：ＹＥＳ）、送信装置１及び受信装置２に対してはブースト比を１ステップ分だけ上げて設定し（Ｓ９）、Ｃ／Ｎ制御器３１に対してはＣ／Ｎ設定を最小値に設定し（Ｓ１０）、その１ステップ分だけ上げたブースト比で、再度、所要Ｃ／Ｎを計算する（Ｓ３〜Ｓ６）。
【００６０】
また、ブースト比が最小値でない場合（Ｓ７：ＮＯ）、パラメータ制御器３２は、今回算出した所要Ｃ／Ｎが、１ステップ前のブースト比について算出した所要Ｃ／Ｎより値が小さいか否かを判定し（Ｓ８）、小さいと判定したときも（Ｓ８：ＹＥＳ）、送信装置１及び受信装置２に対してはブースト比を１ステップ分だけ上げて設定し（Ｓ９）、Ｃ／Ｎ制御器３１に対してはＣ／Ｎ設定を最小値に設定し（Ｓ１０）、その１ステップ分だけ上げたブースト比で、再度、所要Ｃ／Ｎを計算する（Ｓ３〜Ｓ６）。
【００６１】
そして、パラメータ制御器３２は、ブースト比が最小値でなく（Ｓ７：ＮＯ）、且つ今回算出した所要Ｃ／Ｎが、１ステップ前のブースト比について算出した所要Ｃ／Ｎ以上となるまで（Ｓ８：ＮＯ）、上記のループの測定を繰り返す。
【００６２】
今回算出した所要Ｃ／Ｎが、１ステップ前のブースト比について算出した所要Ｃ／Ｎ以上となった時点で（Ｓ８：ＮＯ）、パラメータ制御器３２は、１ステップ前のブースト比を最適値として決定し、外部出力するか、又は所定の記憶部（図示略）に保持して処理を終了する（Ｓ１１）。
【００６３】
これにより、変調方式及びそのマッピングを固定した測定条件下で、測定対象の送信装置１及び受信装置２に対するブースト比の最適値を精度よく検出することができる。
【００６４】
例えば、図６（ａ）はパラメータ制御器３２に係るブースト比パラメータの最適値の測定例を示す図である。図６（ａ）に示す例では、ブースト比１．０から順に０．１ステップずつ計測した結果、ブースト比１．４まで測定した時点でブースト比１．３が最適値であると判別できるため、ブースト比１．５以降の測定を不要とすることができる。一方、図６（ｂ）は従来からの典型的なＳＣ−ＦＤＥ方式のブースト比パラメータの最適値の検出に係るシミュレーション例を示す図である。通常、シミュレーション上では上記の測定条件に相当する計算条件内で全て計算した上で最適値を判別するため、効率が良いとは云えず、更に、実機によるものではないことから、ある程度の相関誤差を許容するものとなる。このため、本実施形態に係るシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置３では、効率的、且つ精度よくブースト比の最適値を検出できる。
【００６５】
（実施例２）
図７は、本発明による一実施形態のシングルキャリア方式パラメータの最適値検出装置３におけるパラメータ制御器３２の実施例２の制御フローを示すフローチャートである。
【００６６】
まず、操作者は、パラメータ制御器３２に対し実施例２に係る測定条件の設定を行う（Ｓ２１）。
実施例２の測定条件として、以下を外部設定する。
・ブースト比の最小値（例：1.0）、最大値（例：2.0）、及びステップ数（例：0.1）
・Ｃ／Ｎ設定の最小値（例：10dB）、最大値（例：30dB）、及びステップ数（例：1dB）
・所要ビット誤り率（例：１．０×１０−４）
・変調方式の選択（例：１６，３２，６４ＡＰＳＫ）
・選択した変調方式の振幅に関する最小値（例：正規化値に対する相対値０．１）、最大値（例：正規化値１．０）、及びステップ数（例：相対値０．１）、並びに、位相に関する最小値（例：０度）、最大値（例：９０度）、及びステップ数（０．５度）
【００６７】
上述したように、送信装置１におけるマッピング部１１は、１６ＡＰＳＫ、３２ＡＰＳＫ及び６４ＡＰＳＫ等の変調方式における信号点配置を外部から設定可能であり、変調方式の情報はＴＭＣＣ信号に埋め込まれる。受信装置２側では、当該変調方式の理想信号点で作動し、対応するビット誤り室情報をパラメータ制御器３２に出力する。
【００６８】
そこで、本実施例のパラメータ制御器３２は、マッピングパラメータを送信装置１に設定しながら、最適値の検出を行う。最適値の測定に係るマッピングパラメータは、各変調方式における内周及び最外周上の信号点数は固定とし、且つ内周上の信号点間の相対位相角、及び最外周上の信号点間の相対位相角も固定とし、内周及び最外周の各振幅と、内周及び最外周のＩ軸から左回りで最初の信号点の位相角と、を可変設定するパラメータとする。
【００６９】
例えば、図８（ａ）は１６ＡＰＳＫのマッピングパラメータを示す図であり、図８（ｂ）は３２ＡＰＳＫのマッピングパラメータを示す図である。
【００７０】
図８（ａ）に示す１６ＡＰＳＫでは、内周の振幅Ｒ１と、最外周の振幅Ｒ２と、内周のＩ軸から左回りで最初の信号点の位相角φ１と、最外周のＩ軸から左回りで最初の信号点の位相角φ２と、を最適値の測定に用いる可変設定のマッピングパラメータとする。内周の信号点数は４個で固定とし、最外周の信号点数も１２個で固定とする。また、内周上の信号点間の相対位相角は９０度で固定とし、最外周上の信号点間の相対位相角も３０度で固定とする。
【００７１】
図８（ｂ）に示す３２ＡＰＳＫでは、第１内周の振幅Ｒ１と、第２内周の振幅Ｒ２と、最外周の振幅Ｒ３と、第１内周のＩ軸から左回りで最初の信号点の位相角φ１と、第２内周のＩ軸から左回りで最初の信号点の位相角φ２と、最外周のＩ軸から左回りで最初の信号点の位相角φ３と、を最適値の測定に用いる可変設定のマッピングパラメータとする。第１内周の信号点数は４個で固定とし、第２内周の信号点数も１２個で固定とし、最外周の信号点数も１６個で固定とする。また、第１内周上の信号点間の相対位相角は９０度で固定とし、第２内周上の信号点間の相対位相角は３０度で固定とし、最外周上の信号点間の相対位相角も２２．５度で固定とする。
【００７２】
Ｓ２１にて測定条件の設定後、パラメータ制御器３２は、動作を開始して、送信装置１、受信装置２、及びＣ／Ｎ制御器３１に対し、選択した変調方式における振幅及び位相の全ての組み合わせを設定しながら、第１実施形態と同様に、当該変調方式における振幅及び位相の組み合わせ毎に、所要Ｃ／Ｎを算出し、ブースト比の最適値を仮決定する（Ｓ２２）。
【００７３】
続いて、パラメータ制御器３２は、当該変調方式における振幅及び位相の全ての組み合わせにおける仮決定したブースト比の最適値のうち、最も所要Ｃ／Ｎが低いブースト比、並びに当該変調方式における振幅及び位相を、最適値として最終決定して所定の記憶部（図示略）に保存する（Ｓ２３）。
【００７４】
（実施例３）
実施例３として、図示を省略するが、上述した実施例２においてブースト比パラメータを固定値として設定し、マッピングパラメータの最適値のみを測定する制御とすることもできる。
【００７５】
従って、本実施形態に係るＳＣパラメータの最適値検出装置３によれば、シミュレーションに依ることなく、且つ高精度に、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータ（ブースト比パラメータ又はマッピングパラメータ）の最適値を検出することができるようになる。
【００７６】
以上の実施形態におけるＳＣパラメータの最適値検出装置３におけるパラメータ制御器３２は、コンピュータにより構成することができ、パラメータ制御器３２の各処理を機能させるためのプログラムを好適に用いることができる。具体的には、パラメータ制御器３２の各処理を制御するための制御部をコンピュータ内の中央演算処理装置（ＣＰＵ）で構成でき、且つ、各処理を動作させるのに必要となるプログラムを構成することができる。即ち、そのようなコンピュータに、ＣＰＵによって該プログラムを実行させることにより、パラメータ制御器３２の各処理の機能を実現させることができる。更に、パラメータ制御器３２の各処理の機能を実現させるためのプログラムを、コンピュータに係る記憶部（図示略）に格納させることができる。そのような記憶部は、コンピュータ内部のＲＡＭ又はＲＯＭなどで構成させることができ、或いは又、外部記憶装置（例えば、ハードディスク）で構成させることもできる。更に、そのようなコンピュータに、パラメータ制御器３２の各処理を機能させるためのプログラムは、コンピュータ読取り可能な記録媒体に記録することができる。また、パラメータ制御器３２の各処理をハードウェア又はソフトウェアの一部として構成させ、各々を組み合わせて実現させることもできる。
【００７７】
以上、特定の実施形態の例を挙げて本発明を説明したが、本発明は前述した例に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。例えば、周波数領域で等化処理を行うＳＣ−ＦＤＥ方針を例に説明したが、時間領域で等化処理を行うシングルキャリア方式にも適用である。従って、本発明に係る最適値検出装置及びプログラムは、上述した実施形態の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載によってのみ制限される。
【産業上の利用可能性】
【００７８】
本発明によれば、シミュレーションに依ることなく、且つ高精度に、シングルキャリア方式の送信装置及び受信装置に係るパラメータ（ブースト比パラメータ又はマッピングパラメータ）の最適値を検出することができるので、シングルキャリア方式に基づいた放送又は通信等の無線伝送システムに有用である。
【符号の説明】
【００７９】
１  送信装置
２  受信装置
３  ＳＣパラメータの最適値検出装置
４  通信ケーブル
１０  送信前処理部
１１  マッピング部
１２  送信ブロック生成部
１３  直交変調部
１４  ＤＡ変換部
１５  周波数変換部
１６  電力増幅部
２１  周波数変換部
２２  ＡＤ変換部
２３  直交復調部
２４  ブロック同期部
２５  チャネル推定・等化部
２６  シンボル判定部
２７  復号部
３１  Ｃ／Ｎ制御器
３２  パラメータ制御器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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