(57)【要約】【課題】装置の大型化を招くことなくインバータのスイッチング損失を低減する。【解決手段】回転電機１０の各相に対応して高電位側スイッチング素子２４，２８，３２及び低電位側スイッチング素子２６，３０，３４を各々備え、直流電源部７０に接続された第１インバータ部２２と、回転電機１０の各相に対応して高電位側スイッチング素子３８，４２，４６及び低電位側スイッチング素子４０，４４，４８を各々備え、接続線５０，５２を介して第１インバータ部２２と接続された第２インバータ部３６と、変調率αが閾値αth以上の場合に、インバータ部２２，３６の変調率α1、α2が１よりも大きく、かつ、変調率αに応じて第１インバータ部２２の出力相電圧の位相θ1と第２インバータ部３６の出力相電圧の位相θ2との位相差Δθが変化するように、第１インバータ部２２及び第２インバータ部３６を制御する制御部６０と、を含む。【選択図】図１
2020054046.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数相の巻線（１２，１４，１６）を含む回転電機（１０）の各相に対応して、第１高電位点（Ｈ１）と対応する巻線の一端との間を開閉可能な第１高電位側スイッチング素子（２４，２８，３２）及び対応する巻線の一端と第１低電位点（Ｌ１）との間を開閉可能な第１低電位側スイッチング素子（２６，３０，３４）を各々備え、前記第１高電位点が直流電源部（７０）の正極に接続され、前記第１低電位点が前記直流電源部の負極に接続された第１インバータ部（２２）と、
前記回転電機の各相に対応して、第２高電位点（Ｈ２）と対応する巻線の他端との間を開閉可能な第２高電位側スイッチング素子（３８，４２，４６）及び対応する巻線の他端と第２低電位点（Ｌ２）との間を開閉可能な第２低電位側スイッチング素子（４０，４４，４８）を各々備え、前記第２高電位点が第１接続線（５０）を介して前記第１高電位点と接続され、前記第２低電位点が第２接続線（５２）を介して前記第１低電位点と接続された第２インバータ部（３６）と、
相巻線電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される変調率αが閾値αth以上の場合に、第１インバータ部の出力相電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される第１インバータ部の変調率α1及び第２インバータ部の出力相電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される第２インバータ部の変調率α2が１よりも大きくなり、かつ、前記変調率αに応じて前記第１インバータ部の出力相電圧の位相θ1と前記第２インバータ部の出力相電圧の位相θ2との位相差Δθ（＝θ2−θ1）が変化するように、前記第１インバータ部及び前記第２インバータ部を制御して前記回転電機を駆動させる制御部（６０）と、
を含む回転電機の駆動装置（２０）。
【請求項２】
前記第１接続線の途中で前記第１高電位点と前記第２高電位点との間を開閉する第１開閉器（５４）、及び、前記第２接続線の途中で前記第１低電位点と前記第２低電位点との間を開閉する第２開閉器（５６）の少なくとも一方を更に含み、
前記制御部は、前記変調率αがα＜α0の範囲内のスター結線駆動領域において、前記第１開閉器及び前記第２開閉器の少なくとも一方を開状態とし、前記第２インバータ部を前記回転電機の巻線の中性点とし、前記第１インバータ部で前記変調率αを変化させるスター結線制御により前記回転電機を駆動させ、前記変調率αがα≧α0の範囲内のオープン結線駆動領域において、前記回転電機の駆動装置が含む全ての前記開閉器を閉状態とし、各相毎に、前記第１インバータ部の出力相電圧と前記第２インバータ部の出力相電圧との差分の電圧を前記巻線に印加するオープン結線制御により前記回転電機を駆動させる請求項１記載の回転電機の駆動装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記変調率αがα＜αthの場合に、前記第１インバータ部及び前記第２インバータ部のうち少なくとも一方のインバータ部にＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御を適用して前記回転電機を駆動させる請求項１記載の回転電機の駆動装置。
【請求項４】
前記閾値αthは０＜αth＜√３である請求項１又は請求項３記載の回転電機の駆動装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記スター結線駆動領域において、第２インバータ部を前記回転電機の巻線の中性点とし、前記第１インバータ部にＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御を適用して前記回転電機を駆動させる請求項２記載の回転電機の駆動装置。
【請求項６】
前記α0は０＜α0＜４／πである請求項２又は請求項５記載の回転電機の駆動装置。
【請求項７】
前記閾値αthはα0＜αth＜√３である請求項２、請求項５、請求項６の何れか１項記載の回転電機の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は回転電機の駆動装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、オープン巻線のモータジェネレータに２台のインバータを接続すると共にインバータの間に開閉器を設けた構成が開示されている。この構成では、低〜中速回転域においては開閉器を開状態とし、モータジェネレータの巻線をＹ結線状態にして駆動を行い、中〜高速回転域においては開閉器を閉状態とし、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御によって相毎に電圧を印加するＨブリッジ駆動を行う。
【０００３】
特許文献２には、バッテリとインバータの間に昇圧コンバータを設け、昇圧コンバータによって電圧を調整することで、広い回転域に亘って矩形波制御で駆動する技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１７−１７５７４７号公報
【特許文献２】特開２０１０−２２０４３１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１の技術は、モータジェネレータの中〜高速回転域でＰＷＭ制御を行うが、特に印加電圧の余裕のある中速回転域において、インバータのスイッチング素子が高頻度でオンオフするため、スイッチング損失が大きい。また、特許文献２の技術は、矩形波制御を行うことでスイッチング損失は低減できるものの、昇圧コンバータを用いることで駆動装置が大型化する。
【０００６】
本発明は上記事実を考慮して成されたもので、装置の大型化を招くことなくインバータのスイッチング損失を低減できる回転電機の駆動装置を得ることが目的である。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の第１の態様は、複数相の巻線を含む回転電機の各相に対応して、第１高電位点と対応する巻線の一端との間を開閉可能な第１高電位側スイッチング素子及び対応する巻線の一端と第１低電位点との間を開閉可能な第１低電位側スイッチング素子を各々備え、前記第１高電位点が直流電源部の正極に接続され、前記第１低電位点が前記直流電源部の負極に接続された第１インバータ部と、前記回転電機の各相に対応して、第２高電位点と対応する巻線の他端との間を開閉可能な第２高電位側スイッチング素子及び対応する巻線の他端と第２低電位点との間を開閉可能な第２低電位側スイッチング素子を各々備え、前記第２高電位点が第１接続線を介して前記第１高電位点と接続され、前記第２低電位点が第２接続線を介して前記第１低電位点と接続された第２インバータ部と、相巻線電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される変調率αが閾値αth以上の場合に、第１インバータ部の出力相電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される第１インバータ部の変調率α1及び第２インバータ部の出力相電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される第２インバータ部の変調率α2が１よりも大きくなり、かつ、前記変調率αに応じて前記第１インバータ部の出力相電圧の位相θ1と前記第２インバータ部の出力相電圧の位相θ2との位相差Δθ（＝θ2−θ1）が変化するように、前記第１インバータ部及び前記第２インバータ部を制御して前記回転電機を駆動させる制御部と、を含んでいる。
【０００８】
本発明の第１の態様では、第１インバータ部、第２インバータ部及び制御部を含んでおり、第１インバータ部は、複数相の巻線を含む回転電機の各相に対応して、第１高電位側スイッチング素子及び第１低電位側スイッチング素子を各々備えている。第１高電位側スイッチング素子は、第１高電位点と対応する巻線の一端との間を開閉可能とされ、第１低電位側スイッチング素子は、対応する巻線の一端と第１低電位点との間を開閉可能とされている。そして第１インバータ部は第１高電位点が直流電源部の正極に接続され、第１低電位点が前記直流電源部の負極に接続されている。
【０００９】
また、第２インバータ部は、前記回転電機の各相に対応して、第２高電位側スイッチング素子及び第２低電位側スイッチング素子を各々備えている。第２高電位側スイッチング素子は、第２高電位点と対応する巻線の他端との間を開閉可能とされ、第２低電位側スイッチング素子は、対応する巻線の他端と第２低電位点との間を開閉可能とされている。そして第２インバータ部は第２高電位点が第１接続線を介して前記第１高電位点と接続され、前記第２低電位点が第２接続線を介して前記第１低電位点と接続されている。
【００１０】
制御部は、相巻線電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される変調率αが閾値αth以上の場合に、第１インバータ部の出力相電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される第１インバータ部の変調率α1及び第２インバータ部の出力相電圧の基本波成分振幅と直流電源部の直流電圧とで表される第２インバータ部の変調率α2が１よりも大きくなり、かつ、変調率αに応じて第１インバータ部の出力相電圧の位相θ1と第２インバータ部の出力相電圧の位相θ2との位相差Δθ（＝θ2−θ1）が変化するように、第１インバータ部及び第２インバータ部を制御して回転電機を駆動させる。なお、本明細書では、上記のように変調率αに応じて位相差Δθを変化させる制御を「位相シフト制御」と称する。
【００１１】
このように、変調率α1、α2を１よりも大きくすることで、ＰＷＭ制御を行う場合と比較して、矩形波制御や過変調ＰＷＭ制御などによってインバータ部の各スイッチング素子のスイッチングの頻度を低下させることができ、スイッチング損失を低減することができる。また、変調率αに応じて出力相電圧の位相差Δθを変化させることで、昇圧コンバータ等を用いることなく、回転電機への印加電圧を調整することができる。従って、本発明の第１の態様によれば、装置の大型化を招くことなくインバータ部のスイッチング損失を低減することができる。
【００１２】
本発明の第２の態様は、本発明の第１の態様において、前記第１接続線の途中で前記第１高電位点と前記第２高電位点との間を開閉する第１開閉器（５４）、及び、前記第２接続線の途中で前記第１低電位点と前記第２低電位点との間を開閉する第２開閉器（５６）の少なくとも一方を更に含み、前記制御部は、前記変調率αがα＜α0の範囲内のスター結線駆動領域において、前記第１開閉器及び前記第２開閉器の少なくとも一方を開状態とし、前記第２インバータ部を前記回転電機の巻線の中性点とし、前記第１インバータ部で前記変調率αを変化させるスター結線制御により前記回転電機を駆動させ、前記変調率αがα≧α0の範囲内のオープン結線駆動領域において、前記回転電機の駆動装置が含む全ての前記開閉器を閉状態とし、各相毎に、前記第１インバータ部の出力相電圧と前記第２インバータ部の出力相電圧との差分の電圧を前記巻線に印加するオープン結線制御により前記回転電機を駆動させる。
【００１３】
本発明の第２の態様は、第１接続線の途中で第１高電位点と第２高電位点との間を開閉する第１開閉器、及び、第２接続線の途中で第１低電位点と第２低電位点との間を開閉する第２開閉器の少なくとも一方が設けられている。これにより、第１開閉器及び第２開閉器の少なくとも一方を開状態とするか、回転電機の駆動装置が含む全ての前記開閉器を閉状態とすることで、スター結線制御とオープン結線制御を切り替えることができる。そして、変調率αがα＜α0の範囲内のスター結線駆動領域において、第１開閉器及び第２開閉器の少なくとも一方を開状態とし、第２インバータ部を回転電機の巻線の中性点とし、第１インバータ部で変調率αを変化させるスター結線制御により回転電機を駆動させる。
【００１４】
これにより、変調率αがα＜α0の範囲内に対応する回転電機の低〜中速回転域において、オープン結線駆動よりもＰＷＭ制御を行う場合の回転電機の各巻線を流れる電流に含まれる高調波成分を低減することができるので、回転電機の鉄損を低減することができる。従って、例えば回転電機を電動車両の駆動源として用いた態様において、電動車両で多用される低〜中速度域における電費を向上させることができる。
【００１５】
本発明の第３の態様は、本発明の第１の態様において、前記制御部は、前記変調率αがα＜αthの場合に、前記第１インバータ部及び前記第２インバータ部のうち少なくとも一方のインバータ部にＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御を適用して前記回転電機を駆動させる。
【００１６】
これにより、変調率αがα＜αthの範囲内に対応する回転電機の低〜中速回転域において、高調波歪みの少ない、正弦波又は正弦波に近い波形の電流を回転電機に供給することができるので、特に、イナーシャの小さい低速回転域における回転電機のトルクの脈動を低減することができる。そして、例えば回転電機を電動車両の駆動源として用いた態様において、電動車両の低速度域でのドライバビリティを向上させることができる。また、本発明の第３の態様において、過変調ＰＷＭ制御を行う場合には、ＰＷＭ制御を行う場合と比較して、インバータ部の各スイッチング素子のスイッチングの頻度を低下させることができ、インバータ部のスイッチング損失を低減することができる。
【００１７】
本発明の第４の態様は、本発明の第１の態様又は第３の態様において、前記閾値αthは０＜αth＜√３である。
【００１８】
閾値αthを上記の数値範囲とすることで、回転電機の低〜中速回転域まで矩形波制御や過変調ＰＷＭ制御などの位相シフト制御で回転電機が駆動され、インバータ部のスイッチング損失や、ＰＷＭ制御における搬送波の高調波成分に起因した回転電機の鉄損を低減することができる。これにより、例えば回転電機を電動車両の駆動源として態様において、電動車両で多用される低〜中速度域における電費を向上させることができる。また、ＰＷＭ制御において搬送波の高調波成分によって発生する騒音も低減することができる。
【００１９】
本発明の第５の態様は、本発明の第２の態様において、前記制御部は、前記スター結線駆動領域において、第２インバータ部を前記回転電機の巻線の中性点とし、前記第１インバータ部にＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御を適用して前記回転電機を駆動させる。
【００２０】
これにより、スター結線駆動領域に対応する回転電機の低速回転域において、高調波歪みの少ない、正弦波又は正弦波に近い波形の電流を回転電機に供給することができるので、特に、イナーシャの小さい低速回転域における回転電機のトルクの脈動を低減することができる。そして、例えば回転電機を電動車両の駆動源として用いた態様において、電動車両の低速度域でのドライバビリティを向上させることができる。また、本発明の第５の態様において、過変調ＰＷＭ制御を行う場合には、ＰＷＭ制御を行う場合と比較して、インバータ部の各スイッチング素子のスイッチングの頻度を低下させることができ、インバータ部のスイッチング損失を低減することができる。
【００２１】
本発明の第６の態様は、本発明の第２の態様又は第５の態様において、前記α0は０＜α0＜４／πである。
【００２２】
本発明の第７の態様は、本発明の第２の態様、第５の態様、第６の態様の何れかにおいて、前記閾値αthはα0＜αth＜√３である。
【００２３】
閾値αthを上記の数値範囲とすることで、従来のＹ結線−Δ結線切替駆動方式やＹ結線−Ｈブリッジ切替駆動方式よりも低い回転域まで、矩形波制御や過変調ＰＷＭ制御などの位相シフト制御で回転電機が駆動され、インバータ部のスイッチング損失や、ＰＷＭ制御における搬送波の高調波成分に起因した回転電機の鉄損を低減することができる。これにより、例えば回転電機を電動車両の駆動源として用いた態様において、電動車両で多用される低〜中速度域における電費を向上させることができる。また、ＰＷＭ制御において搬送波の高調波成分によって発生する騒音も低減することができる。
【発明の効果】
【００２４】
本発明は、装置の大型化を招くことなくインバータのスイッチング損失を低減できる、という効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】第１実施形態に係る回転電機の駆動装置の概略構成図である。
【図２Ａ】Ｕ相コイルに対応する回路の動作を示す概略図である。
【図２Ｂ】Ｕ相コイルに対応する回路の動作を示す概略図である。
【図２Ｃ】Ｕ相コイルに対応する回路の動作を示す概略図である。
【図２Ｄ】Ｕ相コイルに対応する回路の動作を示す概略図である。
【図３】第１実施形態における制御部の制御を示す機能ブロック図である。
【図４】モータジェネレータの出力特性上で各動作点を示す線図である。
【図５】動作点Ａ1でのインバータ部の駆動波形及びモータジェネレータのコイルへの印加電圧波形を示す線図である。
【図６】動作点Ｂ1でのインバータ部の駆動波形及びモータジェネレータのコイルへの印加電圧波形を示す線図である。
【図７】動作点Ｃ1，Ｃ2，Ｈ2でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図８】動作点Ａ1で過変調ＰＷＭ制御を行う場合の、インバータ部の駆動波形及びモータジェネレータのコイルへの印加電圧波形を示す線図である。
【図９】動作点Ｃ1で過変調ＰＷＭ制御を行う場合の、インバータ部の駆動波形及びモータジェネレータのコイルへの印加電圧波形を示す線図である。
【図１０】モータジェネレータの出力特性上で各動作点及び制御領域を示す線図である。
【図１１】動作点Ａ2でのインバータ部の駆動波形及びモータジェネレータのコイルへの印加電圧波形を示す線図である。
【図１２】動作点Ｂ2，Ｂ1でのインバータ部の駆動波形及びモータジェネレータのコイルへの印加電圧波形を示す線図である。
【図１３】動作点Ｄ2，Ｈ1でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図１４】動作点Ｅ2，Ｈ3でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図１５】第３実施形態に係る回転電機の駆動装置の概略構成図である。
【図１６】モータジェネレータの出力特性上で各動作点及び制御領域を示す線図である。
【図１７】スター結線駆動領域における動作の一例を示す概略図である。
【図１８】動作点Ｙ1でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図１９】動作点Ｙ2でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図２０】動作点Ｙ3でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図２１】スター結線駆動領域における動作の他の例を示す概略図である。
【図２２】図２０において、動作点Ｙ1でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図２３】スター結線駆動領域における動作の一例を示す概略図である。
【図２４】図２３において、動作点Ｙ1でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図２５】図１６において、動作点Ｙ1でのインバータ部の駆動波形、モータジェネレータのコイルへの印加電圧波形及びスイッチング部の駆動波形を示す線図である。
【図２６】ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御及び矩形波制御の概略を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、図面を参照して本発明の実施形態の一例を詳細に説明する。
【００２７】
〔第１実施形態〕
図１には、回転電機の一例としてのモータジェネレータ１０、モータジェネレータ１０を駆動する駆動装置２０、及び、駆動装置２０に直流電力を供給する直流電源部７０が示されている。なお、駆動装置２０は回転電機の駆動装置の一例である。
【００２８】
モータジェネレータ１０は、例えば電気自動車やハイブリッド自動車等の電動車両に搭載され、電動車両の図示しない駆動輪を駆動するためのトルクを発生する、所謂「主機モータ」である。モータジェネレータ１０は、駆動装置２０によって駆動されて電動機として機能する場合と、電動車両の駆動輪や図示しないエンジンから伝達された駆動力によって駆動されて発電する発電機として機能する場合と、がある。本実施形態では、モータジェネレータ１０が電動機として機能する場合を中心に説明する。
【００２９】
モータジェネレータ１０は、オープン巻線の三相の回転機であって、Ｕ相コイル１２、Ｖ相コイル１４及びＷ相コイル１６を有している。以下、Ｕ相コイル１２、Ｖ相コイル１４及びＷ相コイル１６を適宜「コイル１２〜１６」という。また、Ｕ相コイル１２に流れる電流をＵ相電流ｉｕ、Ｖ相コイル１４に流れる電流をＶ相電流ｉｖ、Ｗ相コイル１６に流れる電流をＷ相電流ｉｗという。コイル１２〜１６に流れる電流について、第１インバータ部２２側から第２インバータ部３６側に流れる電流を正、第２インバータ部３６側から第１インバータ部２２側に流れる電流を負とする。
【００３０】
モータジェネレータ１０の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ホール素子等の電流検出素子を各相毎に備えた電流検出部５８によって検出される。また、モータジェネレータ１０の出力軸の回転電気角θは、図示しない回転角センサによって検出される。
【００３１】
駆動装置２０は、第１インバータ部２２、第２インバータ部３６、高電位側接続線５０、低電位側接続線５２、及び、制御部６０を含んでいる。
【００３２】
第１インバータ部２２は、コイル１２〜１６の通電を切り替える３相インバータである。第１インバータ部２２は、コイル１２に対応して、第１インバータ部２２の第１高電位点Ｈ１と接続点Ｕ１との間に設けられたスイッチング素子２４と、接続点Ｕ１と第１インバータ部２２の第１低電位点Ｌ１との間に設けられたスイッチング素子２６と、を備えている。また、第１インバータ部２２は、コイル１４に対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｖ１との間に設けられたスイッチング素子２８と、コイル１４の一端と接続点Ｖ１との間に設けられたスイッチング素子３０と、を備えている。更に、第１インバータ部２２は、コイル１６に対応して、第１高電位点Ｈ１と接続点Ｗ１との間に設けられたスイッチング素子３２と、接続点Ｗ１と第１低電位点Ｌ１との間に設けられたスイッチング素子３４と、を備えている。
【００３３】
なお、第１インバータ部２２のうち、スイッチング素子２４，２８，３２は第１高電位側スイッチング素子の一例であり、適宜「第１高電位側スイッチング素子」と称する。また、スイッチング素子２６，３０，３４は第１低電位側スイッチング素子の一例であり、適宜「第１低電位側スイッチング素子」と称する。
【００３４】
また、第２インバータ部３６も、コイル１２〜１６の通電を切り替える３相インバータである。第２インバータ部３６は、コイル１２に対応して、第２インバータ部３６の第２高電位点Ｈ２と接続点Ｕ２との間に設けられたスイッチング素子３８と、接続点Ｕ２と第２インバータ部３６の第２低電位点Ｌ２との間に設けられたスイッチング素子４０と、を備えている。また第２インバータ部３６は、コイル１４に対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｖ２との間に設けられたスイッチング素子４２と、接続点Ｖ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられたスイッチング素子４４と、を備えている。更に第２インバータ部３６は、コイル１６に対応して、第２高電位点Ｈ２と接続点Ｗ２との間に設けられたスイッチング素子４６と、接続点Ｗ２と第２低電位点Ｌ２との間に設けられたスイッチング素子４８と、を備えている。
【００３５】
なお、第２インバータ部３６のうち、スイッチング素子３８，４２，４６は第２高電位側スイッチング素子の一例であり、適宜「第２高電位側スイッチング素子」と称する。また、スイッチング素子４０，４４，４８は第２低電位側スイッチング素子の一例であり、適宜「第２低電位側スイッチング素子」と称する。
【００３６】
スイッチング素子２４は、トランジスタ２４Ａ及びダイオード２４Ｂを有している。スイッチング素子２６〜３４，３８〜４８についても同様に、それぞれ、トランジスタ２６Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａ及びダイオード２８Ｂ〜３４Ｂ，３８Ｂ〜４８Ｂを有している。
【００３７】
トランジスタ２４Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であって、制御部６０によってオンオフが制御される。トランジスタ２４Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａは、オンされたときに高電位側から低電位側への通電が許容され、オフされたときに通電が遮断される。トランジスタ２４Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａは、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ等であってもよい。
【００３８】
ダイオード２４Ｂ〜３４Ｂ，３８Ｂ〜４８Ｂは、トランジスタ２４Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａのそれぞれと並列に接続され、低電位側から高電位側への通電を許容する還流ダイオードである。例えば、ダイオード２４Ｂ〜３４Ｂ，３８Ｂ〜４８Ｂは、例えば、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード等のように、トランジスタ２４Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａに内蔵されていてもよいし、外付けされたものであってもよい。
【００３９】
第１インバータ部２２において、Ｕ相のスイッチング素子２４，２６の接続点Ｕ１にはＵ相コイル１２の一端が接続され、Ｖ相のスイッチング素子２８，３０の接続点Ｖ１にはＶ相コイル１４の一端が接続され、Ｗ相のスイッチング素子３２，３４の接続点Ｗ１にはＷ相コイル１６の一端が接続されている。
【００４０】
また、第２インバータ部３６において、Ｕ相のスイッチング素子３８，４０の接続点Ｕ２にはＵ相コイル１２の他端が接続され、Ｖ相のスイッチング素子４２，４４の接続点Ｖ２にはＶ相コイル１４の他端が接続され、Ｗ相のスイッチング素子４６，４８の接続点Ｗ２にはＷ相コイル１６の他端が接続されている。
【００４１】
高電位側接続線５０は、直流電源部７０のバッテリ７２の正極と、第１インバータ部２２の第１高電位点Ｈ１と、第２インバータ部３６の第２高電位点Ｈ２と、を接続している。また、低電位側接続線５２は、バッテリ７２の負極と、第１インバータ部２２の第１低電位点Ｌ１と、第２インバータ部３６の第２低電位点Ｌ２と、を接続している。高電位側接続線５０は第１接続線の一例であり、低電位側接続線５２は第２接続線の一例である。
【００４２】
また、直流電源部７０は、第１インバータ部２２とバッテリ７２との間に接続された平滑用のコンデンサ７４を含んでいる。コンデンサ７４の両端の直流電圧Ｖdcは電圧検出部７６によって検出される。
【００４３】
制御部６０は、第１インバータ部２２、第２インバータ部３６、電流検出部５８、電圧検出部７６及び図示しない回転角センサに接続されている。制御部６０はＣＰＵ(central processing unit)、メモリ及び不揮発性の記憶部を含んでおり、各種の演算処理を行う。制御部６０における演算処理は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理で実現してもよいし、専用の電子回路によるハードウェア処理で実現してもよい。
【００４４】
制御部６０は、第１インバータ部２２及び第２インバータ部３６を制御する。具体的には、モータジェネレータ１０の駆動指令値（本実施形態では角速度指令値ω*）に基づき、スイッチング素子２４〜３４，３８〜４８のトランジスタ２４Ａ〜３４Ａ、３８Ａ〜４８Ａのオンオフを制御する制御信号を生成する。そして、生成した制御信号に応じて、トランジスタ２４Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａのオンオフを制御するゲート信号を生成して出力する。トランジスタ２４Ａ〜３４Ａ，３８Ａ〜４８Ａが制御信号に応じてオンオフされることで、バッテリ７２の直流電力が交流電力に変換され、モータジェネレータ１０へ供給される。これにより、モータジェネレータ１０の駆動は、第１インバータ部２２及び第２インバータ部３６を介して、制御部６０によって制御される。
【００４５】
次に第１実施形態の作用を説明する。第１実施形態において、制御部６０は、オープン結線制御によりモータジェネレータ１０を駆動する。図２Ａ〜図２Ｄは、コイル１２に対応する回路（スイッチング素子２４，２６，３８，４０を含む回路）に対してオープン結線制御を行った場合の動作を示す。なお、オープン結線は、オープン巻線（open-end winding）等と呼称されることもある。
【００４６】
図２Ａに示すように、コイル１２を挟んで対角に位置するスイッチング素子２４，４０のトランジスタ２４Ａ，４０Ａをオンさせると、コイル１２の両端には正の向きにバッテリ７２の電圧が印加される。また、図２Ｃに示すように、コイル１２を挟んで対角に位置するスイッチング素子３８，２６のトランジスタ３８Ａ，２６Ａをオンさせると、コイル１２の両端には負の向きにバッテリ７２の電圧が印加される。一方、図２Ｂに示すように、低電位側のスイッチング素子２６，４０のトランジスタ２４Ａ，４０Ａをオンさせた場合、及び、図２Ｄに示すように、高電位側のスイッチング素子２４，３８のトランジスタ２４Ａ，３８Ａをオンさせた場合には、コイル１２の両端には電圧は印加されない。これらの状態を繰り返すことで、コイル１２には交流電圧が印加され、同様にコイル１４，１６にも交流電圧が印加される。
【００４７】
第１実施形態において、制御部６０は、機能的には、図３に示す微分演算部６０Ａ、速度制御部６０Ｂ、電流指令生成部６０Ｃ、座標変換部６０Ｄ、電流制御部６０Ｅ、変調率算出部６０Ｆ、位相算出部６０Ｈ，６０Ｉ及び位相制御部６０Ｊ，６０Ｋを含んでいる。
【００４８】
具体的には、微分演算部６０Ａは、回転角センサによって検出されたモータジェネレータ１０の出力軸の回転電気角θを時間で微分し、角速度ωを出力する。速度制御部６０Ｂは、微分演算部６０Ａから出力された角速度ωを、外部から入力されたモータジェネレータ１０の駆動指令値である角速度指令値ω*と比較し、比較結果に応じてトルク指令値ｔｒｑ*を生成して出力する。電流指令生成部６０Ｃは、速度制御部６０Ｂから出力されたトルク指令値ｔｒｑ*から、ｄ相及びｑ相の電流指令値ｉｄ*，ｉｑ*を生成して出力する。
【００４９】
また座標変換部６０Ｄは、電流検出部５８によって検出されたモータジェネレータ１０の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを、ｄ相及びｑ相の電流ｉｄ，ｉｑへ変換して出力する。電流制御部６０Ｅは、座標変換部６０Ｄから出力されたｄ相及びｑ相の電流ｉｄ，ｉｑを、電流指令生成部６０Ｃから出力されたｄ相及びｑ相の電流指令値ｉｄ*，ｉｑ*と比較し、比較結果に応じてｄ相及びｑ相の出力電圧ｖｄ，ｖｑを生成して出力する。変調率算出部６０Ｆは、電流制御部６０Ｅから出力されたｄ相及びｑ相の出力電圧ｖｄ，ｖｑと、電圧検出部７６から出力されたインバータ部の直流電圧ｖｄｃと、に基づき、次の(１)式に従って変調率αを演算して出力する。
【００５０】
【数１】
2020054046.tif 000003
【００５１】
位相算出部６０Ｈは、変調率演算部６０Ｆから出力された変調率αに基づき、第１インバータ部２２の出力相電圧の位相θ１を演算する。また、位相算出部６０Ｉは、変調率演算部６０Ｆから出力された変調率αに基づき、第２インバータ部３６の出力相電圧の位相θ２を演算する。
なお、変調率αが閾値αth以上の場合、次の(２)式で表される第１インバータ部２２の変調率α１及び第２インバータ部３６の変調率α２は、１よりも大きな値とされ、１パルスの矩形波制御を適用する場合は４／πとされる。ここで、閾値αthは、例えば０＜αth＜√３である。
第１インバータ部の変調率α1、第２インバータ部の変調率α2＝
(各インバータ部の出力相電圧の基本波成分振幅)÷(直流電源部の直流電圧／２)  …(２)
【００５２】
また、位相算出部６０Ｈは、変調率αが閾値αth以上の場合に、第１インバータ部２２の出力相電圧の位相θ１を、変調率αに基づき次の(３)式に従って演算する。
θ１＝ｃｏｓ−１(α／２α1)  …(３)
位相制御部６０Ｊは、位相算出部６０Ｈから出力された位相θ１に基づいて、第１インバータ部２２の出力相電圧が、例えば変調率α１＞１で変調された波形となり、かつその位相が位相θ１となるように、第１インバータ部２２のトランジスタ２４〜３４のオンオフを制御する。なお、変調率α１＞１での変調は、例えば１パルスの矩形波制御を適用することができるが、これに代えて過変調ＰＷＭ制御を適用してもよい。
【００５３】
また、位相算出部６０Ｉは、変調率αが閾値αth以上の場合に、第２インバータ部３６の出力相電圧の位相θ２を、変調率αに基づき次の(４)式に従って演算する。
θ２＝π−ｃｏｓ−１(α／２α２)  …(４)
位相制御部６０Ｋは、位相算出部６０Ｉから出力された位相θ２に基づいて、第２インバータ部３６の出力相電圧が、例えば変調率α２＞１で変調された波形となり、かつその位相が位相θ２となるように、第２インバータ部３６のトランジスタ３８〜４８のオンオフを制御する。なお、変調率α２＞１での変調は、例えば１パルスの矩形波制御を適用することができるが、これに代えて過変調ＰＷＭ制御を適用してもよい。
【００５４】
これにより、第１インバータ部２２及び第２インバータ部３６によって、第１インバータ部２２の出力相電圧の位相θ1と第２インバータ部３６の出力相電圧の位相θ2との位相差Δθ（＝θ２−θ１）を変調率αに応じて変化させる位相シフト制御が実現される。そして、位相差Δθをパルス幅とする矩形電圧が各相のコイル１２〜１６に印加されることで、モータジェネレータ１０が駆動される。
【００５５】
図４に示す各動作点（Ａ1，Ｂ1，Ｃ1）において、１パルスの矩形波制御を適用した場合のインバータ部２２，３６の駆動波形及びモータジェネレータ１０のコイル（ここではＵ相コイル１２）への印加電圧波形を図５〜図７に示す。なお、図５〜図７を含む、駆動波形を示す各図においては、デッドタイムは考慮していない。図５〜図７の比較から明らかなように、動作点が高速回転側へ移動するに従って位相差Δθが大きくなり、これに伴い、モータジェネレータ１０のコイル１２〜１６への印加電圧の時間幅が長くなっている。
【００５６】
また、図４に示す各動作点（Ａ1，Ｃ1）において、過変調ＰＷＭ制御を適用した際のインバータ部２２，３６の駆動波形及びモータジェネレータ１０のコイルへの印加電圧波形を図８、図９に示す。
【００５７】
このように、インバータ部２２，３６の変調率α１，α２を１よりも大きくすることで、ＰＷＭ制御を行う場合と比較して、１パルスの矩形波制御及び過変調ＰＷＭ制御などによってインバータ部２２，３６のトランジスタ２４Ａ〜３４Ａ、３８Ａ〜４８Ａのスイッチングの頻度を低下させることができ、スイッチング損失を低減することができる。また、変調率αに応じてインバータ部２２，３６の出力相電圧の位相差Δθを変化させる位相シフト制御を行うことで、昇圧コンバータ等を用いることなく、モータジェネレータ１０のコイル１２〜１６への印加電圧を調整することができる。従って、駆動装置２０の大型化を招くことなくインバータ部２２，３６のスイッチング損失を低減することができる。
【００５８】
また、閾値αthを０＜αth＜√３の範囲内とすることで、モータジェネレータ１０の低〜中速回転域まで、１パルスの矩形波制御や過変調ＰＷＭ制御などの位相シフト制御によってモータジェネレータ１０が駆動される。これにより、インバータ部のスイッチング損失や、ＰＷＭ制御における搬送波の高調波成分に起因したモータジェネレータ１０の鉄損を低減することができる。また、モータジェネレータ１０を電動車両の駆動源として用いた態様において、電動車両で多用される低〜中速度域における電費を向上させることができる。また、ＰＷＭ制御において搬送波の高調波成分によって発生する騒音も低減することができる。
【００５９】
〔第２実施形態〕
次に本発明の第２実施形態について説明する。なお、第２実施形態は第１実施形態と同一の構成であるので、各部分に同一の符号を付して構成の説明及び図示を省略する。
【００６０】
第２実施形態では、変調率αがα＜αthの場合に、第１インバータ部２２及び第２インバータ部３６のうち少なくとも一方のインバータ部にＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御を適用する態様を説明する。
【００６１】
第２実施形態では、制御部６０は、図１０に示すように、例えば、変調率αが０≦α≦(π／４)αthの低〜中速回転域において、ＰＷＭ制御を行う。インバータ部２２，３６の変調率α１，α２は１以下とする。動作点Ａ2におけるインバータ部２２，３６の駆動波形及びモータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形を図１１に示す。
【００６２】
これにより、変調率αが０≦α≦(π／４)αthの範囲内に対応するモータジェネレータ１０の低速回転域において、高調波歪みの少ない、正弦波又は正弦波に近い波形の電流をモータジェネレータ１０に供給することができる。従って、イナーシャの小さい低速回転域におけるモータジェネレータ１０のトルクの脈動を低減することができる。そして、モータジェネレータ１０を電動車両の駆動源として用いた態様において、電動車両の低速度域でのドライバビリティを向上させることができる。
【００６３】
また、第２実施形態では、制御部６０は、図１０に示すように、例えば、変調率αが(π／４)αth＜α＜αthの範囲内に対応するモータジェネレータ１０の中速回転域において、過変調ＰＷＭ制御を行う。各インバータ部の変調率α１，α２はそれぞれ１＜(α１,α２)＜４／πの範囲とする。動作点Ｂ2におけるインバータ部２２，３６の駆動波形及びモータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形を図１２に示す。
【００６４】
α≧αthである各動作点（Ｄ2，Ｃ2，Ｅ2）におけるインバータ部２２，３６の駆動波形及びモータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形を図１３、図７及び図１４に示す。図１２に示す動作点Ｂ2からさらに変調率が上がると、変調率α＝αthのときには図１３に示す波形となる。
【００６５】
モータジェネレータ１０の動作点が、図１０に示すＡ2→Ｂ2→Ｄ2へ変化すると、図１１、図１２及び図１３に示すように、ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御を経由して１パルスの矩形波制御に移行する。また、モータジェネレータ１０の動作点が、図１０に示すＤ2→Ｂ2→Ａ2へ変化した場合には、図１３、図１２及び図１１に示すように、１パルスの矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御を経由してＰＷＭ制御に移行する。
【００６６】
上記のように、変調率αがαthより小さいαth近傍の中速回転域で過変調ＰＷＭ制御を行うことで、ＰＷＭ制御を行う場合と比較して、インバータ部２２，３６のトランジスタ２４Ａ〜３４Ａ、３８Ａ〜４８Ａのスイッチングの頻度を低下させることができ、スイッチング損失を低減することができる。
【００６７】
このように、第２実施形態では、変調率αがα＜αthの場合に、変調率αが０≦α≦(π／４)αthの範囲内であればＰＷＭ制御を行い、変調率αが(π／４)αth＜α＜αthの範囲内であれば過変調ＰＷＭ制御を行う態様を説明した。しかし、ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御とを切り替える変調率αの数値範囲は上記に限られるものではない。また、変調率αがα＜αthの場合にＰＷＭ制御のみを行ってもよい。
【００６８】
〔第３実施形態〕
次に本発明の第３実施形態について説明する。なお、第１実施形態及び第２実施形態と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００６９】
図１５に示すように、第３実施形態では、高電位側接続線５０の途中に高電位側接続線５０を開閉する高電位側スイッチング部５４が設けられ、低電位側接続線５２の途中に低電位側接続線５２を開閉する低電位側スイッチング部５６が設けられている。高電位側スイッチング部５４は第１開閉器の一例であり、低電位側スイッチング部５６は第２開閉器の一例である。高電位側スイッチング部５４及び低電位側スイッチング部５６は制御部６０に接続されており、制御部６０によってオンオフが制御される。
【００７０】
第３実施形態では、制御部６０は、図１６に示すように、変調率αがα＜α0の範囲内の動作領域をスター結線駆動領域とし、変調率がα≧α0の範囲内の動作領域（スター結線駆動領域よりも高回転側の動作領域）をオープン結線駆動領域とする。オープン結線駆動領域における動作は、第１実施形態で図２Ａ〜図２Ｄを用いて説明した通りである。なお、α0は、例えば０＜α0＜４／πである。
【００７１】
図１７はスター結線駆動領域における動作を示しており、制御部６０は高電位側スイッチング部５４及び低電位側スイッチング部５６を各々オフにする。また、制御部６０は第２インバータ部３６の第２高電位側スイッチング素子３８，４２，４６のトランジスタ３８Ａ，４２Ａ，４６Ａを各々オフさせ、第２低電位側スイッチング素子４０，４４，４８のトランジスタ４０Ａ，４４Ａ，４８Ａを各々オンさせることで、第２インバータ部３６をスター結線の中性点として動作させる。そして、制御部６０は第１インバータ部２２の変調率α１を変化させることでコイル１２〜１６への印加電圧を変化させる。
【００７２】
スター結線駆動での各動作点(Ｙ1，Ｙ2，Ｙ3)におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形を図１８〜図２０に示す。また、オープン結線駆動での各動作点(Ｈ1，Ｈ2，Ｈ3)におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形を図１３、図７及び図１４に示す。スター結線駆動はオープン結線駆動よりも印加電圧の振幅が小さくなる。従って、同じ動作点でＰＷＭ制御を行う場合、スター結線駆動の方がオープン結線駆動よりも各コイル１２〜１６に流れる電流のリップルは低減する。
【００７３】
これにより、変調率αがα＜α0の範囲内に対応するモータジェネレータ１０の低〜中速回転域において、モータジェネレータ１０の各巻線を流れる電流に含まれる高調波成分を低減できるので、モータジェネレータ１０の鉄損を低減することができる。従って、モータジェネレータ１０を電動車両の駆動源として用いる態様において、電動車両で多用される低〜中速度域における電費を向上させることができる。
【００７４】
また、第３実施形態では、制御部６０は、閾値αthはα0＜αth＜√３とし、モータジェネレータ１０の低〜中速回転域においても位相シフト制御を適用している。
【００７５】
閾値αthを上記の数値範囲とすることで、従来のＹ結線−Δ結線切替駆動方式やＹ結線−Ｈブリッジ切替駆動方式よりも低い回転域まで、１パルスの矩形波制御や過変調ＰＷＭ制御などの位相シフト制御でモータジェネレータ１０が駆動され、インバータ部２２，３６のスイッチング損失や、ＰＷＭ制御における搬送波の高調波成分に起因したモータジェネレータ１０の鉄損を低減することができる。これにより、モータジェネレータ１０を電動車両の駆動源として態様において、電動車両で多用される低〜中速度域における電費を向上させることができる。また、ＰＷＭ制御において搬送波の高調波成分によって発生する騒音も低減することができる。
【００７６】
〔第４実施形態〕
次に本発明の第４実施形態について説明する。なお、第４実施形態は第１実施形態〜第３実施形態と同一の構成であるので、各部分に同一の符号を付して構成の説明及び図示を省略する。
【００７７】
第４実施形態では、スター結線駆動領域において、第２インバータ部３６をスター結線の中性点とし、第１インバータ部２２にＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御を適用する態様を説明する。
【００７８】
第４実施形態では、制御部６０は、図１６に示すように、例えば、変調率αが０≦α≦１のスター結線駆動領域において、第１インバータ部２２にＰＷＭ制御を適用している。図１６において第１インバータ部２２の変調率α１は１以下である。動作点Ｙ1におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形を図１８に示す。
【００７９】
これにより、変調率αが０≦α≦１の範囲内に対応するモータジェネレータ１０の低速回転域において、高調波歪みの少ない、正弦波又は正弦波に近い波形の電流をモータジェネレータ１０に供給することができるので、イナーシャの小さい低速回転域におけるモータジェネレータ１０のトルクの脈動を低減することができる。そして、モータジェネレータ１０を電動車両の駆動源として用いた態様において、電動車両の低速度域でのドライバビリティを向上させることができる。
【００８０】
また、第４実施形態では、制御部６０は、図１６に示すように、例えば、変調率αが１＜α＜４／πのスター結線駆動領域において、第１インバータ部２２に過変調ＰＷＭ制御を適用している。図１６において第１インバータ部２２の変調率α1は１＜α1＜４／πである。動作点Ｙ2におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形を図１９に示す。動作点Ｙ1と比べてスイッチング回数は低減する。
【００８１】
α≧４／πの場合に各動作点(Ｈ1，Ｈ2，Ｈ3)におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形は図１３、図７及び図１４に示す通りである。なお、図１６はα0＝αthの場合であり、α0＜αthの場合は、α0＜α＜αthのオープン結線駆動領域においてＰＷＭ制御を適用してもよい。図１９からさらに変調率が上がると、動作点Ｙ3において図２０に示す波形となる。モータジェネレータ１０の動作点が、図１６に示すＹ1→Ｙ2→Ｙ3→Ｈ1→Ｈ2→Ｈ3へ変化すると、図１８〜図２０、図１３、図７及び図１４より、ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御を経由して１パルスの矩形波制御に移行する動作となる。また、モータジェネレータ１０の動作点が、図１６に示すＨ3→Ｈ2→Ｈ1→Ｙ3→Ｙ2→Ｙ1へ変化した場合には、図１４、図９、図１３、図２０、図１９及び図１８に示すように、１パルスの矩形波制御から過変調ＰＷＭ制御を経由してＰＷＭ制御に移行する。
【００８２】
このように、変調率αが１＜α＜４／πのスター結線駆動領域で過変調ＰＷＭ制御を行うことで、ＰＷＭ制御を行う場合と比較して、インバータ部のトランジスタのスイッチングの頻度を低下させることができ、インバータ部のスイッチング損失を低減することができる。
【００８３】
このように、第４実施形態では、スター結線駆動領域において、変調率αが０≦α≦１の範囲内であればＰＷＭ制御を行い、変調率αが１＜α＜４／πの範囲内であれば過変調ＰＷＭ制御を行う態様を説明した。しかし、ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御とを切り替える変調率αの数値範囲は上記に限られるものではない。また、スター結線駆動領域においてＰＷＭ制御のみを行ってもよい。
【００８４】
なお、図２１に示すように、第２インバータ部３６は、第２高電位側スイッチング素子３８，４２，４６のトランジスタ３８Ａ，４２Ａ，４６Ａをオンさせると共に、第２低電位側スイッチング素子４０，４４，４８のトランジスタ４０Ａ，４４Ａ，４８Ａをオフさせることで、スター結線の中性点として動作させるようにしてもよい。この態様において、図１６に示す動作点Ｙ1におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形を図２２に示す。
【００８５】
また、図１７に示す動作と図２１に示す動作とを、電気基本周期よりも十分に長い周期で切り替えてもよい。これにより、第２インバータ部３６がスター結線の中性点として動作する際に発熱するスイッチング素子を選択することができ、図１７に示す動作と図２１に示す動作とを切り替えるスイッチング制御により、スイッチング素子の熱的ストレスを分散することができる。
【００８６】
また、図２３に示すように、第２インバータ部３６は、第２高電位側スイッチング素子３８，４２，４６のトランジスタ３８Ａ，４２Ａ，４６Ａ及び第２低電位側スイッチング素子４０，４４，４８のトランジスタ４０Ａ，４４Ａ，４８Ａを全てオンさせることで、スター結線の中性点として動作させるようにしてもよい。この態様において、図１６に示す動作点Ｙ1におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形を図２４に示す。この態様は、図１７や図２１に示す態様と比較して、第２インバータ部３６における導通損失を低減することができる。
【００８７】
更に、図１に示すように、高電位側スイッチング部５４及び低電位側スイッチング部５６は省略することも可能である。高電位側スイッチング部５４及び低電位側スイッチング部５６を省略した場合にも、図１６に示す動作点Ｙ1において、第２インバータ部３６の変調率α2を０とすれば、第２インバータ部３６をスター結線の中性点として動作させることができ、スイッチング素子の数を減らすことができる。この態様において、図１６に示す動作点Ｙ1におけるインバータ部２２，３６の駆動波形、モータジェネレータ１０のコイル１２への印加電圧波形及びスイッチング部５４，５６の駆動波形を図２５に示す。なお、第１インバータ部２２と第２インバータ部３６の動作は入れ替えてもよい。
【００８８】
また、上記ではインバータ部２２，３６の変調率が１より大きい制御方式として、１パルスの矩形波制御及び過変調ＰＷＭ制御（図２６参照）を説明したが、これに限定されるものではなく、例えば３パルス制御や５パルス制御などを用いてもよい。
【００８９】
また、回転電機の相数は、三相以外の相数でもよい。また、回転電機の種類は同期機であっても誘導機であってもよい。
【符号の説明】
【００９０】
１０  回転電機、１２，１４，１６  巻線、２０  駆動装置、２２  第１インバータ部、２４，２８，３２  第１高電位側スイッチング素子、２６，３０，３４  第１低電位側スイッチング素子、  第２インバータ部、３８，４２，４６  第２高電位側スイッチング素子、４０，４４，４８  第２低電位側スイッチング素子、５０  第１接続線、５２  第２接続線、５４  高電位側スイッチング部、５６  低電位側スイッチング部、６０  制御部、７０  直流電源部
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図２Ｃ】
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【図２Ｄ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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