(57)【要約】【課題】電源装置に備わる平滑コンデンサの劣化を抑制する。【解決手段】電源装置１は出力部１３と入力部１１と整流回路１５とスイッチング回路１７とコントローラ１９とを備える。入力部１１は交流入力Ｖinを入力する。整流回路１５は、平滑コンデンサＳＣを有し、交流入力Ｖinを整流出力Ｖoutに変換する。スイッチング回路１７は、入力インピーダンスが低いオン状態と、入力インピーダンスがオン状態よりも高いオフ状態と、を切り替える。コントローラ１９は、デューティ比ＤＲを変動させつつスイッチング回路１７をオン状態とオフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に、デューティ比ＤＲが第１デューティ比ＤＲ１より大きい第２デューティ比ＤＲ２となる期間の少なくとも一部を含むよう、デューティ比ＤＲを設定する。【選択図】図８
2020167747.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷を接続する出力部と、
電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、
前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、
前記平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期よりも短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、
前記オン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合であるデューティ比を、前記整流出力の変動に従って第１デューティ比と前記第１デューティ比よりも大きい第２デューティ比との間で変動させつつ、前記スイッチング回路を前記オン状態と前記オフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記デューティ比が前記第２デューティ比となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記デューティ比を設定するコントローラと、
を備える電源装置。
【請求項２】
前記コントローラは、前記整流出力の電圧を測定する測定部を有する、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記平滑コンデンサは電解コンデンサである、請求項１又は２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記コントローラは、前記デューティ比が前記第２デューティ比である期間の少なくとも一部が、前記整流出力の電圧の絶対値が上昇する期間内に含まれるよう、前記デューティ比を設定する、請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置。
【請求項５】
前記コントローラは、前記第１デューティ比と前記第２デューティ比との間の前記デューティ比の変動を、前記整流出力が有する周期的な変動よりも所定の時間だけずれた変動とする、請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】
前記所定の時間は、前記交流入力の周波数に基づいて決定される、請求項５に記載の電源装置。
【請求項７】
前記コントローラは、前記デューティ比を、前記所定の時間前の過去の前記整流出力の電圧の絶対値の逆数に基づいて設定する、請求項５又は６に記載の電源装置。
【請求項８】
前記コントローラは、前記デューティ比を三角波状に周期的に変動させ、三角波状の前記デューティ比が最大値となるタイミングを、前記整流出力の電圧の絶対値が最小となるタイミングよりも遅れたタイミングとする、請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】
前記コントローラは、前記整流出力の電圧の絶対値が、前記整流出力の電圧の絶対値の極小値の近傍に設定された第１電圧となってから、前記整流出力の電圧の絶対値の極大値の近傍に設定された第２電圧となるまでの間、前記デューティ比を前記第２デューティ比に設定する、請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１０】
前記コントローラは、前記整流出力の電圧の絶対値が上昇する期間において、前記デューティ比を前記第２デューティ比に設定する、請求項１〜７いずれかに記載の電源装置。
【請求項１１】
前記スイッチング回路はインバータ回路である、請求項１〜１０のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１２】
前記コントローラは、前記出力部に出力する目標電力と、前記出力部に出力している実際の電力との差分に基づいて、前記デューティ比を設定する、請求項１〜１１のいずれかに記載の電源装置。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれかに記載の電源装置と、前記出力部に接続されるモータと、を備える、駆動装置。
【請求項１４】
前記コントローラは、前記モータの目標回転速度と前記モータの実際の回転速度との差分に基づいて、前記デューティ比を設定する、請求項１３に記載の駆動装置。
【請求項１５】
負荷を接続する出力部と、
電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、
前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、
前記平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期よりも短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、
前記スイッチング周期を第１周期と前記第１周期よりも大きい第２周期との間で変動させて、前記スイッチング回路を前記オン状態と前記オフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記スイッチング周期が前記第２周期となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記スイッチング周期を設定するコントローラと、
を備える電源装置。
【請求項１６】
負荷を接続する出力部と、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、前記平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期より短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、を備える電源装置の制御方法であって、
前記オン状態を維持する期間の前記スイッチング周期に対する割合であるデューティ比を、前記整流出力の変動に従って第１デューティ比と前記第１デューティ比よりも大きい第２デューティ比との間で変動させる際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記デューティ比が前記第２デューティ比となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記デューティ比を設定するステップと、
設定された前記デューティ比に従って、前記オン状態を維持する長さと前記オフ状態を維持する長さとを調節して、前記スイッチング回路の前記オン状態と前記オフ状態との切り替えを制御するステップと、
を含む、制御方法。
【請求項１７】
負荷を接続する出力部と、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する入力部と、前記入力部から入力した前記交流入力を電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路であって、前記整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する整流回路と、前記平滑コンデンサを接続し、前記平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、前記入力インピーダンスが前記オン状態のときよりも高いオフ状態と、を前記所定の周期より短いスイッチング周期にて切り替えるスイッチング回路と、を備える電源装置の制御方法であって、
前記スイッチング周期を第１周期と前記第１周期よりも大きい第２周期との間で変動させて、前記スイッチング回路を前記オン状態と前記オフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、前記平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから前記平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に前記スイッチング周期が前記第２周期となる期間の少なくとも一部を含むよう、前記スイッチング周期を設定するステップと、
設定されたスイッチング周期にて、前記スイッチング回路の前記オン状態と前記オフ状態との切り替えを制御するステップと、
を含む、制御方法。
【請求項１８】
請求項１６又は１７に記載の制御方法をコンピュータに実行させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流入力を所定の出力に変換して負荷に出力する電源装置、当該電源装置の負荷をモータとした駆動装置、当該電源装置の制御方法、当該制御方法をコンピュータに実行させるプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、交流入力を直流出力に変換して出力する電源装置が知られている。この電源装置は、所定の周期にてオン状態とオフ状態とが切り替わるスイッチング素子を含んでおり、スイッチング素子がオン状態（又はオフ状態）である期間の上記の所定の周期に対する割合（デューティ比と呼ばれる）を調整することで、当該電源装置により駆動する負荷に供給する直流出力の電力を調整できる。また、交流入力を直流出力に変換する電源装置には、直流出力を一定の電圧に保持するためのコンデンサ（平滑コンデンサと呼ばれる）が備わっている（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１１−１７９５５９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の電源装置において、例えば、整流回路から平滑コンデンサに電流が供給されず平滑コンデンサを充電できないときには、平滑コンデンサが放電することにより、直流出力の電圧が低下する。一方、整流回路から平滑コンデンサに電流が供給されるときには、平滑コンデンサが充電される。これにより、放電により低下していた直流出力の電圧を再度上昇できる。
【０００５】
すなわち、上記の電源装置では、平滑コンデンサが放電と充電とを周期的に繰り返すことで、直流出力の電圧（の平均値）を一定とできる。
【０００６】
その一方、電源装置が作動中に平滑コンデンサが放電と充電とを繰り返すことは、平滑コンデンサには電源装置の作動中に常に電流が流れていることを意味している。この結果、平滑コンデンサは電源装置を使用する毎に劣化し、当該平滑コンデンサの劣化が電源装置の寿命を短縮させる要因となっていた。
【０００７】
本発明は、電源装置に備わる平滑コンデンサの劣化を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願の例示的な一実施形態の電源装置は、出力部と、入力部と、整流回路と、スイッチング回路と、コントローラと、を備える。出力部は、負荷を接続する。入力部は、電圧が正と負の間で所定の周期にて変動する交流入力を入力する。整流回路は、入力部から入力した交流入力を、電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力に変換する回路である。整流回路は、整流出力を平滑化する平滑コンデンサを有する。スイッチング回路は、平滑コンデンサを接続し、平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスがオン状態のときよりも高いオフ状態と、を交流入力の所定の周期よりも短いスイッチング周期にて切り替える。
【０００９】
コントローラは、オン状態を維持する期間のスイッチング周期に対する割合であるデューティ比を、整流出力の変動に従って第１デューティ比と第１デューティ比よりも大きい第２デューティ比との間で変動させつつ、スイッチング回路をオン状態とオフ状態との間で切り替える制御を実行する際に、平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内に、デューティ比が第２デューティ比となる期間の少なくとも一部を含むよう、デューティ比を設定する。
【発明の効果】
【００１０】
本願の例示的な一実施形態の電源装置では、平滑コンデンサからみた入力インピーダンスが低い状態を、平滑コンデンサへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサの電圧が極大となるまでの期間内、すなわち、平滑コンデンサが充電する期間内においてより長くすることで、平滑コンデンサに流れる電流量を抑制し、平滑コンデンサの劣化を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、実施の形態１に係る駆動装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、交流入力の電圧波形の一例を示す図である。
【図３Ａ】図３Ａは、全波整流を模式的に示す図である。
【図３Ｂ】図３Ｂは、半波整流を模式的に示す図である。
【図４】図４は、整流出力の電圧波形の一例を示す図である。
【図５】図５は、駆動装置の詳細構成を示す図である。
【図６】図６は、スイッチング回路の各スイッチング素子の動作を表すタイムチャートの一例を示す図である。
【図７】図７は、実施の形態１における駆動装置（電源装置）の制御方法を示すフローチャートである。
【図８】図８は、駆動装置にて設定されるデューティ比の変動の一例を示す図である。
【図９】図９は、デューティ比の遅延の有無による負荷電流の一例を示す図である。
【図１０】図１０は、リプル電圧及びリプル電流のデューティ比の遅延時間の依存性の一例を示す図である。
【図１１】図１１は、過大な遅延時間を設定したときのデューティ比の変動と負荷電流の一例を示す図である。
【図１２】図１２は、進角変調を模式的に表すタイムチャートの一例を示す図である。
【図１３】図１３は、実施の形態２における駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。
【図１４】図１４は、進角の算出方法を示すフローチャートである。
【図１５】図１５は、駆動装置にて設定される進角の変動の一例を示す図である。
【図１６】図１６は、進角変調の有無による負荷電流の一例を示す図である。
【図１７】図１７は、進角変調の遅延の有無による負荷電流の一例を示す図である。
【図１８】図１８は、リプル電流の進角の遅延時間の依存性の一例を示す図である。
【図１９】図１９は、負荷電流の最大値の進角の遅延時間の依存性の一例を示す図である。
【図２０】図２０は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その１）を示す図である。
【図２１】図２１は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その２）を示す図である。
【図２２】図２２は、デューティ比／進角の算出方法の他の実施形態（その３）を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。なお、本発明の範囲は、以下の実施形態に限定されず、本発明の技術的思想の範囲内で任意に変更可能である。
【００１３】
以下の説明において、「スイッチング素子のオン」とは、スイッチング素子の両端間を電気的に接続するか、又は、低インピーダンス状態とすることを意味する。一方、「スイッチング素子のオフ」とは、スイッチング素子の両端間を電気的に切断するか、又は、高インピーダンス状態とすることを意味する。
【００１４】
（実施の形態１）
［１−１．駆動装置の構成］
図１は、実施の形態１に係る駆動装置１００の構成を示す図である。駆動装置１００は、電源装置１と、負荷ＬＯと、を有する。電源装置１は、交流電力を所定の電気出力（高周波出力）に変換して負荷ＬＯに出力する。負荷ＬＯは、例えば、モータ、誘導加熱（ＩＨ）装置などである。モータは、例えば、同期モータ、誘導モータなどのブラシレスモータである。
負荷ＬＯをモータとして用いた駆動装置１００は、たとえは、掃除機の吸引装置、電動工具の駆動装置、車両の駆動装置、などとして使用できる。負荷ＬＯを誘導加熱装置として用いた駆動装置１００は、例えば、ＩＨ調理器の駆動装置などとして使用できる。
【００１５】
［１−２．電源装置の全体構成］
図１に示すように、電源装置１は、入力部１１と、出力部１３と、整流回路１５と、スイッチング回路１７と、コントローラ１９と、を備える。
入力部１１は、交流電源ＰＳを整流回路１５に接続する接続端子である。本実施形態において、交流電源ＰＳは、２つの極を有する単相の交流電源である。交流電源ＰＳは、図２に示すように、電圧が正と負の間で所定の周波数にて正弦波状に変動する交流入力Ｖinを出力する。交流電源ＰＳが商用の電源の場合には、上記の所定の周波数は、例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚである。
【００１６】
入力部１１に接続される交流電源ＰＳは、例えば、一般に供給される家庭用又は商用の交流電源、インバータ電源、交流発電機などである。なお、入力部１１は、変圧器（図示せず）を介して交流電源ＰＳを接続してもよい。この場合、入力部１１は、交流電源ＰＳから出力される電圧よりも低い又は高い交流入力Ｖinを入力する。
【００１７】
出力部１３は、駆動装置１００にて駆動する負荷ＬＯを、スイッチング回路１７に接続する接続端子である。
【００１８】
整流回路１５は、整流部１５１と、平滑コンデンサＳＣと、を有する。整流部１５１は、入力部１１から入力した交流入力Ｖinを、電圧が正又は負のいずれかとなる整流出力Ｖoutに変換する回路である。後述するように、整流部１５１は、主に整流素子から構成される。
【００１９】
後述するように、本実施形態の整流部１５１は、図３Ａに示すような、交流入力Ｖinの正側の電圧を通過させる一方、負側の電圧を正側の電圧に反転して通過させる全波整流回路である。これにより、整流部１５１は、交流入力Ｖinの交流周期（所定の周期）の全域に亘り、正の電圧を有する整流出力Ｖoutを出力する。
【００２０】
他の実施形態において、整流部１５１は、上記とは逆に、交流入力Ｖinの負側の電圧を通過させる一方、正側の電圧を負側に反転して通過させる全波整流回路であってもよい。この場合、整流部１５１は、交流入力Ｖinの交流周期（所定の周期）の全域に亘り、負の電圧を有する整流出力Ｖoutを出力する。
【００２１】
さらなる他の実施形態において、整流部１５１は、図３Ｂに示すように、交流入力Ｖinの正側の電圧、又は、負側の電圧の一方を通過させる一方、他方を通過させない半波整流回路であってもよい。これにより、整流部１５１は、交流入力Ｖinの交流周期のうちの半周期のみに正又は負の電圧を有する整流出力Ｖoutを出力する。
【００２２】
平滑コンデンサＳＣは、整流出力Ｖoutを「平滑化」するコンデンサである。具体的には、平滑コンデンサＳＣは、例えば、図３Ａに示すような交流入力Ｖinを電圧の正側に整流した電圧出力を、図４に示すような、平均電圧Ｖaveを有し、当該平均電圧Ｖaveの近傍で周期的に変動する整流出力Ｖoutとする。平均電圧Ｖaveの近傍で周期的に変動する電圧は、「リプル電圧」と呼ばれることもある。なお、平滑コンデンサＳＣの電圧は、整流出力Ｖoutに対応する。
【００２３】
上記の「リプル電圧」は、主に、平滑コンデンサＳＣの充電と放電とが繰り返されることにより生じ、その変動幅は、特に平滑コンデンサＳＣが有する時定数により決まる。従って、平滑コンデンサＳＣとしては、例えば、電解コンデンサなどの容量の大きな（時定数の大きい）コンデンサを用いる。これにより、「リプル電圧」の変動幅を減少し、平均電圧Ｖaveにて電圧がほぼ一定した整流出力Ｖoutを出力できる。
【００２４】
スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣに並列接続される。スイッチング回路１７は、主に、コントローラ１９によりオンとオフが制御されるスイッチング素子により構成される回路である。スイッチング素子のオンとオフとを制御することで、スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスがオン状態のときよりも高いオフ状態と、を切り替える。
【００２５】
上記の入力インピーダンスは、スイッチング回路１７と、スイッチング回路１７の出力を接続する出力部１３と、出力部１３に接続された負荷ＬＯと、を含めた平滑コンデンサＳＣからのインピーダンスとして定義する。
【００２６】
スイッチング回路１７は、交流入力Ｖinの交流周期よりも短いスイッチング周期にてオン状態とオフ状態を切り替える。後述するように、本実施形態のスイッチング回路１７は、オン状態とオフ状態の切り替えパターンを適宜調整されることにより、任意の周波数と任意の大きさの電力とを有する交流出力を負荷ＬＯに出力するインバータである。
【００２７】
他の実施形態において、スイッチング回路１７は、例えば、昇圧チョッパ方式のコンバータ、降圧チョッパ方式のコンバータ、ＬＬＣコンバータ、疑似共振フライバックコンバータ、などであってもよい。これらのスイッチング回路１７では、これらの回路に含まれるスイッチング素子のオンとオフのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の周波数により、スイッチング回路１７への入力電力を調整できる。
【００２８】
コントローラ１９は、電源装置１を制御するシステムである。コントローラ１９は、特に、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態の切り替えを制御する。従って、コントローラ１９は、例えば、ＰＷＭ信号発生回路と、電位測定回路及び／又は電流測定回路と、を含んだハードウェアとして構成できる。
【００２９】
または、コントローラ１９は、ＣＰＵ、ＲＡＭ、ＲＯＭなどの記憶素子、Ａ／Ｄインターフェース、Ｄ／Ａインターフェースなどを含んだコンピュータシステムであってもよい。この場合、記憶素子などに記憶された、コントローラ１９により実行可能なプログラムが、コントローラ１９にて行われる電源装置１の制御を実現してもよい。
【００３０】
その他、ＰＷＭ信号発生回路と、電位測定回路及び／又は電流測定回路と、を１つのチップ上に形成したＳｏＣ（Ｓｙｓｔｅｍ  ｏｎ  Ｃｈｉｐ）、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）などをコントローラ１９として使用できる。
【００３１】
［１−３．駆動装置の詳細構成］
以下、実施の形態１に係る駆動装置１００の詳細構成について、図５を用いて説明する。実施の形態１に係る駆動装置１００は、図５に示すように、三相ブラシレスモータＭを負荷ＬＯとする駆動装置１００である。三相ブラシレスモータＭは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相を有する。
【００３２】
従って、実施の形態１に係る駆動装置１００において、三相ブラシレスモータＭの各相を接続する３つの端子が、出力部１３を構成する。以下、整流回路１５の整流部１５１と、スイッチング回路１７の詳細構成を説明する。
【００３３】
［１−３−１．整流部の詳細構成］
上記のように、実施の形態１において、整流部１５１は全波整流回路である。具体的には、図５に示すように、整流部１５１は、４つの整流素子Ｄ１〜Ｄ４と、インダクタ素子Ｌと、を有する。
【００３４】
４つの整流素子Ｄ１〜Ｄ４は、ブリッジ回路を形成している。具体的には、整流素子Ｄ１は、アノード側を、インダクタ素子Ｌを介して、入力部１１の第１入力端子Ｉ１に接続し、カソード側を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。整流素子Ｄ２は、カソード側を、インダクタ素子Ｌを介して第１入力端子Ｉ１に接続し、アノード側を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。平滑コンデンサＳＣの他端は、整流素子Ｄ１のカソード側が接続する一端とは反対側である。
【００３５】
整流素子Ｄ３は、アノード側を第２入力端子Ｉ２に接続し、カソード側を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。整流素子Ｄ４は、カソード側を第２入力端子Ｉ２に接続し、アノード側を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。
【００３６】
４つの整流素子Ｄ１〜Ｄ４により構成される上記のブリッジ回路において、交流入力Ｖinの電圧が正で、かつその絶対値が平滑コンデンサＳＣの電圧を超えるとき、整流素子Ｄ１と整流素子Ｄ４が導通状態となり、整流素子Ｄ２とＤ３が非導通状態となる。本実施形態において、交流入力Ｖinの電圧は、第１入力端子Ｉ１の電位が第２入力端子Ｉ２の電位よりも高い場合を正とする。
【００３７】
その結果、平滑コンデンサＳＣの電圧は、正の電圧となる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの上記の一端側が正の電位、他端側が負の電位（０電位）となる。
【００３８】
一方、交流入力Ｖinの電圧が負で、かつその絶対値が平滑コンデンサＳＣの電圧を超えるとき、整流素子Ｄ２と整流素子Ｄ３が導通状態となり、整流素子Ｄ１と整流素子Ｄ４が非導通状態となる。その結果、平滑コンデンサＳＣの一端側が正の電位、他端側が負の電位（０電位）となる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧は、正の電圧となる。
【００３９】
整流素子Ｄ１〜Ｄ４としては、例えば、ＰＮダイオード、ショットキーダイオードなどのダイオードを使用できる。
【００４０】
インダクタ素子Ｌは、例えば、コイルなどのインダクタンス成分を有する素子である。インダクタ素子Ｌは、一端を第１入力端子Ｉ１に接続し、他端を整流素子Ｄ１のアノード側、または、整流素子Ｄ２のカソード側を接続する。上記のように接続されたインダクタ素子Ｌは、平滑コンデンサＳＣとともにパッシブ型の力率改善回路を形成し、交流電源ＰＳからの入力電流における高調波の発生を抑制する。
【００４１】
なお、上記の例では、インダクタ素子Ｌは、第１入力端子Ｉ１〜整流素子Ｄ１、Ｄ２間に設けられているが、これに限られない。例えば、インダクタ素子Ｌを、第２入力端子Ｉ２〜整流素子Ｄ３、Ｄ４間に設けてもよいし、その両方に設置してもよい。また、これら整流素子が、インダクタ素子Ｌに対し、入力部１１側にくるように配置してもよい。
【００４２】
［１−３−２．スイッチング回路の詳細構成］
駆動装置１００の負荷ＬＯは三相ブラシレスモータＭであるので、スイッチング回路１７（モータ制御回路の一例）はインバータ回路である。具体的には、スイッチング回路１７は、６つのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に対応して６つの整流素子Ｄ５〜Ｄ１０と、を有する。
【００４３】
スイッチング素子ＳＷ１は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＵ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ１の制御極（ゲート極）は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ１は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ端子との間を接続するか、又は、切断する。
スイッチング素子ＳＷ１に対応する整流素子Ｄ５は、アノード側の一端をＵ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。
【００４４】
スイッチング素子ＳＷ２は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＶ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ２の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ２は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＶ端子との間を接続するか、又は、切断する。
スイッチング素子ＳＷ２に対応する整流素子Ｄ６は、アノード側の一端をＶ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。
【００４５】
スイッチング素子ＳＷ３は、一端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続し、他端を出力部１３のＷ端子に接続する。スイッチング素子ＳＷ３の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ３は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの一端とＷ端子との間を接続するか、又は、切断する。
スイッチング素子ＳＷ３に対応する整流素子Ｄ７は、アノード側の一端をＷ端子に接続し、カソード側の他端を平滑コンデンサＳＣの一端に接続する。
【００４６】
スイッチング素子ＳＷ４は、一端を出力部１３のＵ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ４の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ４は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＵ端子との間を接続するか、又は、切断する。
スイッチング素子ＳＷ４に対応する整流素子Ｄ８は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＵ端子に接続する。
【００４７】
スイッチング素子ＳＷ５は、一端を出力部１３のＶ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ５の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ５は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＶ端子との間を接続するか、又は、切断する。
スイッチング素子ＳＷ５に対応する整流素子Ｄ９は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＶ端子に接続する。
【００４８】
スイッチング素子ＳＷ６は、一端を出力部１３のＷ端子に接続し、他端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続する。スイッチング素子ＳＷ６の制御極は、コントローラ１９に接続される。これにより、スイッチング素子ＳＷ６は、コントローラ１９の制御により、平滑コンデンサＳＣの他端とＷ端子との間を接続するか、又は、切断する。
スイッチング素子ＳＷ６に対応する整流素子Ｄ１０は、アノード側の一端を平滑コンデンサＳＣの他端に接続し、カソード側の他端をＷ端子に接続する。
【００４９】
スイッチング回路１７においてはオン状態とオフ状態とが高速に切り替えられるため、スイッチング回路１７に含まれるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、高速なスイッチング動作が可能な素子であることが好ましい。
【００５０】
従って、本実施形態において、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。その他、例えば、ＭＯＳＦＥＴ以外の電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタなどのスイッチング特性を有する半導体素子を使用できる。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６として、これら半導体素子を複数組み合わせた構成を用いてもよい。
【００５１】
整流素子Ｄ５〜Ｄ１０は、例えば、ＰＮダイオード、ショットキーダイオードなどのダイオードである。その他、整流素子Ｄ５〜Ｄ１０は、対応するスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の内部に形成された整流素子であってもよい。スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の内部に形成された整流素子は、本体ダイオード、寄生ダイオードなどと呼ばれる。
【００５２】
これにより、スイッチング回路１７において整流素子Ｄ５〜Ｄ１０をスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６とは個別の部品とする必要がなくなる。その結果、スイッチング回路１７の部品点数を減少できる。
【００５３】
上記の構成を有するスイッチング回路１７に対して、コントローラ１９は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の制御極に各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオン信号とオフ信号とを印加することにより、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオンとオフを切り替える。上記のオン信号は、例えば、正電圧信号である。一方、上記のオフ信号は、例えば、ゼロ電圧信号である。
【００５４】
各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の切り替えのタイミングは、具体的には、例えば、図６に示すようになる。図６に示す例は、１２０度通電方式（後述）において、ハイサイドスイッチであるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をＰＷＭ制御する例である。
【００５５】
以下において、負荷ＬＯとしての三相ブラシレスモータＭは、例えば、Ｗ相巻線とＵ相巻線との間に配置されたＵ相のロータ検出素子と、Ｕ相巻線とＶ相巻線の間に配置されたＶ相のロータ検出素子と、Ｖ相巻線とＷ相巻線との間に配置されたＷ相のロータ検出素子と、を有する（いずれも、図示せず）。コントローラ１９は、これらのロータ検出素子の出力信号から、三相ブラシレスモータＭのロータがどの位置に存在するかを検知できる。
上記のロータ検出素子としては、例えば、ロータが有する磁界を検出するホール素子を用いることができる。
【００５６】
また、図６に示す例では、Ｕ相のロータ検出素子がロータの通過を検出（図６では「Ｕ相」がオン）したタイミングを時間０とし、ロータの回転周期をＴとする。また、整流出力Ｖoutの電圧は正であるとする。すなわち、平滑コンデンサＳＣのスイッチング素子ＳＷ１に接続された側の電位が、スイッチング素子ＳＷ４に接続された側の電位よりも高いとする。
【００５７】
時間が０からＴ／６までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ５をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ１、Ｕ相、Ｖ相、スイッチング素子ＳＷ５、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
【００５８】
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＵ相とＶ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。
【００５９】
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ１をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＵ相とＶ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ８〜Ｕ相〜Ｖ相〜スイッチング素子ＳＷ５の経路で還流電流が流れる。
【００６０】
時間がＴ／６から２Ｔ／６（＝Ｔ／３）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ６をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。これにより、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ１、Ｕ相、Ｗ相、スイッチング素子ＳＷ６、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
【００６１】
これにより、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から三相ブラシレスモータＭのＵ相とＷ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。
【００６２】
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ１をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＵ相とＷ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ８〜Ｕ相〜Ｗ相〜スイッチング素子ＳＷ６の経路で還流電流が流れる。
【００６３】
Ｖ相のロータ検出素子がオンとなったタイミングであるＴ／３から３Ｔ／６（＝Ｔ／２）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ６をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ２、Ｖ相、Ｗ相、スイッチング素子ＳＷ６、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
【００６４】
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＶ相とＷ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。
【００６５】
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ２をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＶ相とＷ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ９〜Ｖ相〜Ｗ相〜スイッチング素子ＳＷ６の経路で還流電流が流れる。
【００６６】
時間がＴ／２から４Ｔ／６（＝２Ｔ／３）までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ２及びスイッチング素子ＳＷ４をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ２、Ｖ相、Ｕ相、スイッチング素子ＳＷ４、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
【００６７】
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＶ相とＵ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。
【００６８】
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ２をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＶ相とＵ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ９〜Ｖ相〜Ｕ相〜スイッチング素子ＳＷ４の経路で還流電流が流れる。
【００６９】
Ｗ相のロータ検出素子がオンとなったタイミングである２Ｔ／３から５Ｔ／６までの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ３、Ｗ相、Ｕ相、スイッチング素子ＳＷ４、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
【００７０】
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＷ相とＵ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。
【００７１】
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ３をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＷ相とＵ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ１０〜Ｗ相〜Ｕ相〜スイッチング素子ＳＷ４の経路で還流電流が流れる。
【００７２】
時間が５Ｔ／６からＴまでの間、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ５をオンとする一方、他のスイッチング素子をオフとする。このとき、平滑コンデンサＳＣの一端から、スイッチング素子ＳＷ３、Ｗ相、Ｖ相、スイッチング素子ＳＷ５、平滑コンデンサＳＣの他端までの間のインピーダンスが低くなる。
【００７３】
その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低くなり、整流回路１５から、三相ブラシレスモータＭのＷ相とＶ相との間に整流出力Ｖoutが供給される。
【００７４】
一方、当該時間範囲において、スイッチング素子ＳＷ３をオフとすることで、平滑コンデンサＳＣの一端とＵ相、Ｖ相、Ｗ相との間のインピーダンスが高くなる。その結果、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが高くなり、整流回路１５からＷ相とＶ相との間への整流出力Ｖoutの供給が停止される。一方、整流素子Ｄ１０〜Ｗ相〜Ｖ相〜スイッチング素子ＳＷ５の経路で還流電流が流れる。
【００７５】
上記のようにスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のオンとオフとを組み合わせることにより、スイッチング回路１７は、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低い状態であるオン状態と、当該入力インピーダンスが高い状態であるオフ状態と、を切り替えることができる。
【００７６】
スイッチング回路１７がオン状態とオフ状態とを切り替えることにより、整流回路１５から三相ブラシレスモータＭへ整流出力Ｖoutを出力する状態と、三相ブラシレスモータＭへの整流出力Ｖoutの出力を停止する状態と、を切り替えて、三相ブラシレスモータＭのロータを回転させることができる。
【００７７】
上記の時間０〜Ｔ／３の間におけるスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング動作、時間Ｔ／３〜２Ｔ／３の間におけるスイッチング素子ＳＷ２のスイッチング動作、及び、時間２Ｔ／３〜Ｔの間におけるスイッチング素子ＳＷ３のスイッチング動作において、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３がオンとなってからオフに切り替わり再度オンとなるまでの時間を「スイッチング周期Ｔsw」（図６）と呼ぶことにする。
【００７８】
また、スイッチング動作において、スイッチング周期Ｔswに対するスイッチング素子ＳＷ１がオンとなる時間の長さの割合を「デューティ比ＤＲ」と定義する。さらに、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３においてスイッチング動作が実行される期間を、「電力供給期間Ｔps」と呼ぶことにする。
【００７９】
上記のように、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３がスイッチング動作を実行する期間、すなわち、電力供給期間Ｔpsは、いずれもＴ／３である。すなわち、電力供給期間Ｔpsは、ロータの回転周期の１／３の時間である。このように、電力供給期間Ｔpsがロータの回転周期の１／３の時間となる通電方式は、一般的には、「１２０度通電方式」と呼ばれる。
【００８０】
コントローラ１９は、スイッチング回路１７の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３の制御極に、電力供給期間Ｔpsにおいて交流入力Ｖinの交流周期よりも短いスイッチング周期Ｔswにて高速にオン信号とオフ信号が切り替わる信号を入力する。これにより、スイッチング回路１７は、コントローラ１９の制御により、電力供給期間Ｔpsにおいて、平滑コンデンサＳＣからみた入力インピーダンスが低いオン状態と、当該入力インピーダンスが高いオフ状態と、をスイッチング周期Ｔswにて高速に切り替えることができる。
【００８１】
また、コントローラ１９は、所定の条件に基づいてデューティ比ＤＲを決定し、当該決定したデューティ比ＤＲに基づいて、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３の制御極に入力するオン信号とオフ信号のスイッチング周期Ｔswにおける比率を調整する（ＰＷＭ制御）。
デューティ比ＤＲの具体的な調整方法については、後ほど詳しく説明する。
【００８２】
スイッチング回路１７においてデューティ比を調整することにより、スイッチング周期Ｔswにおける負荷ＬＯへの整流出力Ｖoutの出力時間を調整できる。すなわち、電力供給期間Ｔpsにおける整流出力Ｖoutの出力時間の合計を調整して、電力供給期間Ｔpsにおいて供給される電流及び電圧の平均値を調整できる。
【００８３】
本実施形態においては、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣと並列接続された測定部１９１を有している。測定部１９１は、平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖout）を測定する電圧計である。
【００８４】
測定部１９１は、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧を分圧する複数の抵抗素子を直列接続した回路として構成される。この場合、コントローラ１９は、コントローラ１９に備わるＡ／Ｄ変換器に、直列接続された複数の抵抗素子の何れかの間を接続する。これにより、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧をモニターできる。
【００８５】
［１−４．実施の形態１における駆動装置の制御方法］
以下、本実施形態に係る駆動装置１００の制御方法について、図７を用いて説明する。図７は、駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。
駆動装置１００が三相ブラシレスモータＭの制御を開始すると、コントローラ１９は、測定部１９１から現在の平滑コンデンサＳＣの電圧を測定する（ステップＳ１）。
【００８６】
後述するように、平滑コンデンサＳＣの現在の電圧測定値は、将来のデューティ比ＤＲを算出するために使用される。従って、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を、当該電圧測定値を測定した時間に関連付けて、コントローラ１９の記憶素子の記憶領域に記憶する。
【００８７】
他の実施形態において、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を、当該電圧測定値が測定を開始してから何番目に測定されたものかを示す番号と関連付けて記憶してもよい。
【００８８】
次に、コントローラ１９は、ユーザがコントローラ１９にて設定したか、又は、外部の装置にて設定した三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値と、現在の実際の三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度と、の差分を算出する（ステップＳ２）。上記の三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値を、目標回転速度と呼ぶことにする。
【００８９】
三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度は、例えば、ロータの出力回転軸に設けられたエンコーダ（図示せず）から入力した単位時間あたりのパルス数に基づいて測定できる。または、コントローラ１９は、例えば、上記のロータ検出素子におけるオン又はオフの時間長さ、または、オンとオフの１周期の長さ、に基づいてロータの回転速度を測定できる。
【００９０】
目標回転速度と実際のロータの回転速度との差分を算出後、コントローラ１９は、当該差分に基づいて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する（ステップＳ３）。
【００９１】
例えば、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも大きい場合には、コントローラ１９は、現在設定されているデューティ比ＤＲを増加させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを減少させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。
【００９２】
上記のステップＳ２において、三相ブラシレスモータＭに出力する電力指令値がユーザによって設定されもよい。三相ブラシレスモータＭに出力する電力指令値を、目標電力と呼ぶことにする。この場合、コントローラ１９は、目標電力と、実際に三相ブラシレスモータＭに入力されている電力の実測値と、の差分を算出してもよい。
【００９３】
三相ブラシレスモータＭに入力されている電力は、例えば、整流回路１５からスイッチング回路１７へと流れる電流の検出機構（図示せず）を設けることにより得られる電流値と、測定部１９１によって検知される平滑コンデンサＳＣの電圧とを、コントローラ１９が乗算することによって算出できる。
【００９４】
上記の電流の検出機構としては、例えば、スイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６から平滑コンデンサＳＣの紙面下端に至る経路に、電流検出用の抵抗を設けることにより実現できる。コントローラ１９は、当該抵抗の両端電圧の差の測定値に基づいて、スイッチング回路１７へと流れる電流を測定できる。
【００９５】
この場合、上記のステップＳ３において、コントローラ１９は、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも大きい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを増加させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを減少させて、デューティ比指令値ＤＲinstを算出する。
【００９６】
上記のようにしてデューティ比指令値ＤＲinstを算出後、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧変動に従って変動するデューティ比ＤＲを、デューティ比指令値ＤＲinstを用いて算出する（ステップＳ４）。
【００９７】
本実施形態においては、コントローラ１９は、ステップＳ１において測定した、所定の時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を記憶領域から読み出し、当該電圧測定値の絶対値の逆数に基づいて、デューティ比指令値ＤＲinstを補正することで、設定すべきデューティ比ＤＲを算出する。
【００９８】
コントローラ１９は、例えば、以下の数式により、現在の時間ｔにおいて設定すべきデューティ比ＤＲ（ｔ）を算出する。
ＤＲ（ｔ）＝｛（Ａ＊Ｖave）／Ｖ（ｔ−ｔ'）｝＊ＤＲinst（ｔ）＋（１−Ａ）＊ＤＲinst（ｔ）（Ａ：１以下の正の定数、Ｖave：平滑コンデンサＳＣの電圧の平均値、Ｖ（ｔ−ｔ'）：時間ｔ'だけ過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値、ＤＲinst（ｔ）：時間ｔにおけるデューティ比指令値。）
【００９９】
上記の時間ｔにおけるデューティ比ＤＲ（ｔ）を算出する数式に含まれる、１以下の正の定数Ａの値は、整流出力Voutに含まれるリプル電圧の大きさなどに応じて、適宜決定できる。また、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖaveは、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を平均することにより、算出できる。
【０１００】
また、上記の数式にて用いられる過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値は、当該電圧測定値が所定の時間毎に測定される場合には、例えば、記憶領域に記憶されている電圧測定値のうち、今回の電圧測定値よりも所定の個数分前の電圧測定値としてもよい。
【０１０１】
上記のようにしてデューティ比ＤＲを算出後、コントローラ１９は、当該算出したデューティ比に基づいて、スイッチング周期Ｔswにおけるスイッチング回路１７のオン状態及びオフ状態の時間を算出する（ステップＳ５）。
【０１０２】
コントローラ１９は、例えば、スイッチング回路１７をオン状態とする時間をＴsw＊ＤＲ（Ｔsw：スイッチング周期、ＤＲ：算出されたデューティ比）と算出し、オフ状態とする時間をＴsw＊（１−ＤＲ）と算出できる。
【０１０３】
その後、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３のいずれかにおいて、スイッチング周期Ｔswのうち、スイッチング回路１７をオン状態とするオン信号をＴsw＊ＤＲの時間だけ出力し、オフ状態とするオフ信号をＴsw＊（１−ＤＲ）の時間だけ出力することを、電力供給期間Ｔps中に繰り返し実行する（ステップＳ６）。
【０１０４】
いずれのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３に上記の信号を出力するかは、例えば、ロータ検出素子のオンとオフの状態を確認し、図６に示すようなタイムチャートに従って決定できる。
【０１０５】
上記のステップＳ５〜Ｓ６を実行することで、コントローラ１９は、設定されたデューティ比ＤＲに従って、オン状態を維持する長さとオフ状態を維持する長さとを調節して、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態との切り替えを制御できる。
【０１０６】
例えば、コントローラ１９が駆動装置１００の動作を停止させる指令を受信するか、又は、駆動装置１００の異常を検出して、駆動装置１００の制御を終了すると判定しない限り（ステップＳ７において「Ｎｏ」である限り）、上記のステップＳ１〜Ｓ６は繰り返し実行される。すなわち、駆動装置１００の制御を継続する。
一方、駆動装置１００の制御を終了すると判定した場合（ステップＳ７において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、必要に応じ適切な終了シーケンス制御を行った後、駆動装置１００の制御を停止する。
【０１０７】
上記のステップＳ１〜Ｓ６を繰り返し実行することにより、コントローラ１９にて設定されるデューティ比は、図８に示すように変動する。図８は、駆動装置にて設定されるデューティ比の変動の一例を示す図である。
【０１０８】
図８において、整流出力Ｖoutは点線にて示す。一方、各時間において設定されるデューティ比ＤＲは、白三角と実線にて示す。図８においては、整流出力Ｖoutの変動のほぼ１周期分のデューティ比の設定値を示しており、図８に示したデューティ比の設定値の変動は、駆動装置１００の動作中に継続する。
【０１０９】
図８に示すように、上記のようにして算出したデューティ比ＤＲは、整流出力Ｖoutの周期的な電圧変動に対応するように、第１デューティ比ＤＲ１と、第１デューティ比ＤＲ１よりも大きい第２デューティ比ＤＲ２との間で周期的に変動している。第１デューティ比ＤＲ１と第２デューティ比ＤＲ２の大きさは、例えば、デューティ比を算出する上記の数式における定数Ａにより決定できる。また、第２デューティ比ＤＲ２を、電源装置１にて設定できる最大のデューティ比としてもよい。
【０１１０】
ただし、上記のデューティ比ＤＲの変動は、整流出力Ｖoutの電圧変動とは逆方向となっている。なぜなら、本実施形態において、デューティ比ＤＲは、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて算出されているからである。
【０１１１】
また、デューティ比ＤＲの周期的な変動は、整流出力Ｖoutの周期的な変動よりも所定の時間だけずれている。具体的には、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２は、図８において整流出力Ｖoutが極小値Ｖrminとなるタイミングｔ１から時間ｔ'だけ遅延している。
【０１１２】
また、デューティ比ＤＲが第１デューティ比ＤＲ１となるタイミングｔ４も、整流出力Ｖoutが極大値Ｖrmaxとなるタイミングｔ３から時間ｔ'だけ遅延している。
【０１１３】
上記のデューティ比ＤＲの変動の整流出力Ｖoutの変動に対する遅延幅（時間ｔ'）は、例えば、デューティ比ＤＲを算出する上記の数式におけるＶ（ｔ−ｔ'）により決定できる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値のうち、どれだけ過去の電圧測定値を使用してデューティ比ＤＲを算出するかにより決定できる。
【０１１４】
また、整流出力Ｖoutは交流入力Ｖinの周波数に対応して変動する。具体的には、例えば、交流入力Ｖinの周波数が大きくなれば、整流出力Ｖoutの変動の周期も短くなる。従って、コントローラ１９は、デューティ比ＤＲの変動と整流出力Ｖoutの変動との具体的なずれ幅である時間ｔ'を、交流入力Ｖinの交流周期に基づいて決定してもよい。
【０１１５】
例えば、交流入力Ｖinの交流周期が短くなった場合には、コントローラ１９は、交流周期が小さくなる前において選択していた平滑コンデンサＳＣの過去の電圧測定値よりも現在により近い時間に測定した電圧測定値を選択して、デューティ比ＤＲを算出する。すなわち、上記の数式における時間ｔ'を小さくする。
【０１１６】
これにより、交流入力Ｖinの交流周期が変化しても、整流出力Ｖoutの変動に対するデューティ比ＤＲの変動のずれを最適値に維持できる。具体的には、例えば、整流出力Ｖoutの変動の位相と、デューティ比ＤＲの変動の位相とのずれを一定に維持できる。
【０１１７】
デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminとなるタイミングから所定の時間ｔ'だけずれることにより、図８に示すように、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に含まれることとなる。
【０１１８】
整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングを含めることにより、当該期間内において、デューティ比ＤＲが大きい状態を維持できる。
【０１１９】
整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内においては、平滑コンデンサＳＣには、平滑コンデンサＳＣを充電するための入力電流が流れる。
【０１２０】
従って、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内、すなわち、入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に含まれることにより、平滑コンデンサＳＣの充電期間中において、デューティ比を大きくすることにより、整流回路１５からより多くの電力を負荷ＬＯに供給できる。
【０１２１】
その一方、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間以外の期間、特に、整流出力Ｖoutの電圧が極大値Ｖrmaxから減少する期間において、デューティ比ＤＲは比較的小さい設定値とされている。
【０１２２】
上記の期間における整流出力Ｖoutの電圧の減少は、平滑コンデンサＳＣの放電により負荷ＬＯへ電力が供給されていることを意味している。従って、整流出力Ｖoutの電圧が減少する期間においてデューティ比ＤＲを小さい設定値とすることにより、当該期間における負荷ＬＯへの電力供給量を抑制し、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制できる。
【０１２３】
また、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制することにより、平滑コンデンサＳＣの電圧を極大値Ｖrmaxにするための充電量も抑制できる。
【０１２４】
このようにして平滑コンデンサＳＣの放電量と充電量とを抑制することにより、平滑コンデンサＳＣの電流の流出と流入を抑制して、平滑コンデンサＳＣの経時劣化を抑制できる。平滑コンデンサＳＣとして電解コンデンサを用いる場合、電解コンデンサの寿命は温度の影響を大きく受けるが、電解コンデンサは比較的大きな内部抵抗を有する。そのため、平滑コンデンサＳＣに出入りする電流、いわゆるリプル電流が大きいと、平滑コンデンサＳＣ内部の発熱を招き、寿命を縮めることになる。
【０１２５】
本実施形態においては、このリプル電流を抑制することができるため、発熱による平滑コンデンサＳＣの劣化を抑え、回路の信頼性を向上することができる。またリプル電流が少ない分、より容量の小さい電解コンデンサを用いることもできるので、回路の製造コストを抑えることができる。
【０１２６】
なお、上記のように、負荷ＬＯの駆動中に負荷ＬＯに時間的に変化する電力量を供給しても、特に、当該負荷ＬＯが三相ブラシレスモータＭのロータのように大きな慣性モーメントを有する場合、又は、負荷ＬＯの供給電力に対する応答性が悪い場合には、負荷ＬＯの駆動に脈動が生じることはほとんどなく、与えた電力量の平均値に応じて負荷ＬＯを安定して駆動できる。
【０１２７】
［１−５．実験結果］
以下、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して、デューティ比ＤＲの変動を所定の時間だけ遅延させる効果について検証するための実験結果を説明する。
【０１２８】
上記の効果を検証するため、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminとなるタイミングに対する、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングの遅延幅（時間ｔ'）を種々設定して駆動装置１００を動作させたときの、三相ブラシレスモータのＵ相に流れる負荷電流を測定した。
【０１２９】
まず、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させるか否かにより、負荷電流がどのように変化するかについて、図９を用いて説明する。
【０１３０】
図９の下図において、実線のプロットが遅延あり（時間ｔ'＝ｔ２'）の場合における負荷電流の絶対値を示す。一方、点線のプロットが遅延なし（時間ｔ'＝０）の場合における負荷電流の絶対値を示す。
【０１３１】
図９に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxまで増加する期間内において、デューティ比ＤＲの変動を遅延させない場合と比較して、三相ブラシレスモータのＵ相により大きな電流が流れている。すなわち、デューティ比の変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣが充電中に、電流をより積極的に三相ブラシレスモータのＵ相に流すことができている。
【０１３２】
一方、平滑コンデンサＳＣの電圧が減少する期間において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、遅延させない場合と比較して、三相ブラシレスモータのＵ相により小さな電流が流れている。すなわち、デューティ比の変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣが放電中に、三相ブラシレスモータのＵ相に流れる電流を抑制できている。
【０１３３】
次に、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'を種々変化させたときの平滑コンデンサＳＣの電圧の変動幅（リプル電圧）と、平滑コンデンサＳＣに出入りする電流（充電電流及び放電電流、いわゆるリプル電流）がどのように変化するかについて、図１０を用いて説明する。
【０１３４】
図１０に示す検証結果において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'は、０（遅延なし）、ｔ１'、ｔ２'、ｔ３'、ｔ４'（ｔ１'＜ｔ２'＜ｔ３'＜ｔ４'）とした。また、リプル電圧は、整流出力Ｖoutの極大値Ｖrmaxと極小値Ｖrminとの差分とした。さらに、リプル電流は、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流のＲＭＳ（Ｒｏｏｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ、二乗平均平方根）値とした。
【０１３５】
図１０に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、リプル電圧とリプル電流のいずれもが、遅延をさせない場合と比較して大きく減少している。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を大きく抑制できている。
【０１３６】
また、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させることにより、リプル電圧を減少して、電圧がより安定したリプル率がより小さい整流出力Ｖoutを出力できている。
【０１３７】
さらに、図１０に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'の長さを大きくするほど、リプル電圧、及び、リプル電流が減少している。リプル電流を減少させることにより、平滑コンデンサＳＣの劣化を抑制し回路の信頼性を高められる効果、あるいは平滑コンデンサＳＣとしてより容量の小さいコンデンサを使用することによりコストを抑制する効果を得ることができる。
【０１３８】
ただし、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'は、過剰に大きくしないことが好ましい。当該遅延させる時間ｔ'を過大に設定した結果、例えば、図１１に示すように、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２が、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるタイミングｔ３の近傍の時間になったとする。図１１に示す例では、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'をｔ５’としている。
【０１３９】
上記の場合には、図１１に示すように、特に、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmax近傍となる時間範囲において、図１１の下図において実線にて示す負荷ＬＯへの負荷電流が過剰となる。なお、図１１の下図において、点線にて示すプロットは、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対してデューティ比ＤＲの変動を遅延させる時間ｔ'をｔ２'に設定したときの負荷電流の絶対値である。
【０１４０】
なぜなら、デューティ比ＤＲが第２デューティ比ＤＲ２となるタイミングｔ２が平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるタイミングｔ３の近傍となる場合には、平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxの近傍であるときに、デューティ比ＤＲが大きくなるからである。すなわち、整流出力Ｖoutの電圧が大きいときに、負荷ＬＯに積極的に電力を供給しようとするからである。
【０１４１】
負荷ＬＯに過剰な電流が流れると、整流回路１５及びスイッチング回路１７を構成する各素子などにおける導通損失が大きくなる。その結果、エネルギー効率が悪くなるか、及び／又は、電源装置１が大きな導電損失により過熱される。その結果、電源装置１が異常動作するか、又は、故障する。
【０１４２】
また、負荷ＬＯに過剰な電流が流れる場合には、スイッチング回路１７のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６として、電流容量の大きくかつ高速なスイッチング素子を使用する必要があるなど、駆動装置１００の高コスト化を招く。
【０１４３】
（実施の形態２）
［２−１．実施の形態２の概要］
上記の実施の形態１においては、スイッチング回路１７がオン状態である時間のスイッチング周期Ｔswに対する割合であるデューティ比ＤＲを、平滑コンデンサＳＣの充電期間内、すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に大きい設定値とし、平滑コンデンサＳＣの充電期間内に積極的に負荷ＬＯへ電力を供給することで、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を抑制していた。
【０１４４】
負荷ＬＯとして、特に三相ブラシレスモータＭのようなブラシレスモータを使用する場合には、モータの効率的な駆動のため、負荷ＬＯに電力を供給する期間である電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを調整する、いわゆる進角制御が行われる。
【０１４５】
進角制御においては、ブラシレスモータのロータの回転に対して、電磁石であるステータに流す電流の位相が調整される。ステータの電磁石に流す電流の位相は、主にステータのコイルが有するインダクタンス成分により、ステータのコイルに印加する電圧の位相に対して遅れる。当該遅れは、ロータを高速に回転させるために、ステータのコイルに流す電流を大きくし、及び／又は、当該電流の周期を短くしたときに特に顕著となる。
【０１４６】
そのため、上記の図６に示すように、ロータ検出素子にてロータを検出したタイミングにて三相ブラシレスモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に電圧を印加しても、これらの相に電流が流れ始めるタイミングは、ロータ検出素子にてロータを検出したタイミングよりも後になる。これにより、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に流れる電流により発生するステータからの回転磁界の位相が、ロータの回転に対して最適な位相とならなくなる。その結果、例えばロータの回転トルクが低下するなど、ロータを効率よく回転できなくなることがある。
【０１４７】
従って、実施の形態２においては、電力供給期間Ｔpsの開始タイミング、すなわち、整流出力Ｖoutの電圧の出力を開始するタイミングを、図１２に示すように、ロータ検出素子によりロータを検出したタイミングよりも前とする。これにより、ロータ検出素子によりロータを検出したタイミング、あるいは、その近傍のタイミングにて、ステータのコイルへの電流の供給を開始できる。
【０１４８】
以下、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを時間的に前にずらすときの大きさを「進角δ」と呼ぶことにする。また、進角δが０であることは、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングが、ロータ検出素子によりロータが検出されたタイミングと一致することを意味するものとする。
【０１４９】
実施の形態２においては、さらに、平滑コンデンサＳＣの充電期間内、すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内において、負荷ＬＯである三相ブラシレスモータＭに積極的に電力を供給するために、当該期間内において、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを、ロータを効率よく回転させるために調整したタイミングよりもさらに前のタイミングとすることを特徴とする。すなわち、当該期間内の進角δを、ロータを効率よく回転させるための進角δよりも大きくする。
【０１５０】
なお、例えばロータの回転速度が大きくなく、進角δを０としても、ステータのコイルの電流の位相が印加電圧の位相に対して大きく遅れない場合、及び／又は、ステータのコイルの電流の位相が印加電圧の位相に対してずれていてもロータの回転効率に大きな影響がない場合などには、進角δを０としてもよい。
【０１５１】
実施の形態２においては、平滑コンデンサＳＣの充電期間内に積極的に負荷ＬＯに電力（電流）を供給する方法が実施の形態１と異なるのみで、駆動装置１００の構成、各構成要素の機能等は、実施の形態１に係る駆動装置１００と同一である。
【０１５２】
従って、以下においては、実施の形態２に係る駆動装置１００の制御方法のみを説明し、駆動装置１００の構成等についての説明は省略する。
【０１５３】
［２−２．実施の形態２における駆動装置の制御方法］
以下、駆動装置１００の実施の形態２における制御方法について、図１３を用いて説明する。図１３は、実施の形態２における駆動装置の制御方法を示すフローチャートである。
駆動装置１００が三相ブラシレスモータＭの制御を開始すると、コントローラ１９は、測定部１９１から現在の平滑コンデンサＳＣの電圧を測定する（ステップＳ１'）。
【０１５４】
次に、コントローラ１９は、ユーザがコントローラ１９にて設定したか、又は、外部の装置にて設定した三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値と、現在の実際の三相ブラシレスモータＭのロータの回転速度と、の差分を算出する（ステップＳ２'）。三相ブラシレスモータＭの回転速度の指令値を、目標回転速度と呼ぶことにする。
【０１５５】
目標回転速度と実際のロータの回転速度との差分を算出後、コントローラ１９は、当該差分に基づいて、デューティ比の指令値ＤＲinstを算出する（ステップＳ３'）。
【０１５６】
例えば、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも大きい場合には、コントローラ１９は、現在設定されているデューティ比の指令値ＤＲinstを増加させて、新たなデューティ比の指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標回転速度の方が実際のロータの回転速度よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比の指令値ＤＲinstを減少させて、新たなデューティ比の指令値ＤＲinstを算出する。
【０１５７】
上記のステップＳ２'において、目標電力がユーザによって設定されもよい。この場合、コントローラ１９は、目標電力と、実際に三相ブラシレスモータＭに入力されている電力の実測値と、の差分を算出してもよい。
【０１５８】
この場合、上記のステップＳ３'において、コントローラ１９は、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも大きい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを増加させて、デューティの指令値ＤＲinstを算出する。一方、目標電力の方が実際に三相ブラシレスモータＭに入力している電力よりも小さい場合には、現在設定されているデューティ比ＤＲを減少させて、デューティの指令値ＤＲinstを算出する。
【０１５９】
デューティ比の指令値ＤＲinstを算出後、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧変動に従って変動する進角δを算出する（ステップＳ４'）。本実施形態においては、具体的には、例えば、図１４に示すフローチャートに従って進角δを算出する。
【０１６０】
まず、コントローラ１９は、三相ブラシレスモータＭのロータを効率よく回転させるための進角を算出する（ステップＳ４１'）。三相ブラシレスモータＭのロータを効率よく回転させるための進角を、基本進角δbと呼ぶことにする。
具体的には、例えば、デューティ比の指令値ＤＲinstを算出する際に測定したロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δbを算出する。
【０１６１】
より具体的には、例えば、コントローラ１９は、ロータの回転速度と、当該ロータの回転速度に対して最適な基本進角δbと、を対応付けたテーブルを参照して、当該テーブルにおいて、ロータの回転速度の実測値がどの基本進角δbに対応付けられているかを検索することにより、ロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δbを算出できる。
【０１６２】
その他、コントローラ１９は、例えば、基本進角δbをロータの回転速度の関数として表した数式に、ロータの回転速度の実測値を代入することによっても、ロータの回転速度の実測値に基づいて、基本進角δbを算出できる。
【０１６３】
次に、コントローラ１９は、今回設定すべき進角δを算出するに際して、新たに算出した基本進角δbを補正するか否かを判定する。具体的には、コントローラ１９は、所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値を記憶領域から読み出し、当該電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖaveよりも小さいか否か判定する（ステップＳ４２'）。
【０１６４】
所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖave以上である場合（ステップＳ４２'において「Ｎｏ」の場合）、コントローラ１９は、ステップＳ４１'にて算出した基本進角δbを、今回設定すべき進角δとする（ステップＳ４３'）。
【０１６５】
一方、所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値が、平滑コンデンサＳＣの電圧の平均電圧Ｖaveよりも小さい場合（ステップＳ４２'において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、ステップＳ４１'にて算出した基本進角δbを、当該所定時間前の過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて補正し、補正後の基本進角を今回設定すべき進角δとする（ステップＳ４４'）。
【０１６６】
具体的には、例えば、コントローラ１９は、以下に示す数式を用いて今回設定すべき進角δ（δ（ｔ））を算出する。
δ（ｔ）＝δb（ｔ）＊｛Ｂ＊Ｖave／Ｖ（ｔ−ｔ'）−Ｃ｝
（Ｂ、Ｃ：正の定数（ただし、Ｂ≧Ｃ＋１）、Ｖave：平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖoutの電圧）の平均値、Ｖ（ｔ−ｔ'）：時間ｔ'だけ過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値、δb（ｔ）：時間ｔにおける基本進角。）
【０１６７】
上記の正の定数Ｂ及びＣの値は、上記の条件、例えばＢ≧Ｃ＋１を満たせば、整流出力Voutに含まれるリプル電圧の大きさなどに応じて、適宜決定できる。
【０１６８】
また、上記の数式にて用いられる過去の平滑コンデンサＳＣの電圧測定値は、当該電圧測定値が所定の時間毎に測定される場合には、例えば、記憶領域に記憶されている電圧測定値のうち、今回の電圧測定値よりも所定の個数分前の電圧測定値としてもよい。
【０１６９】
上記のようにして設定すべき進角δを算出後、コントローラ１９は、当該算出した進角δに基づいて、電力供給期間Ｔpsの開始タイミング決定し、当該決定した開始タイミングに電力供給期間Ｔpsを開始する（ステップＳ５’）。
【０１７０】
電力供給期間Ｔpsを開始するにあたり、コントローラ１９は、まず、上記のステップＳ１’〜Ｓ３’にて算出したデューティ比の指令値ＤＲinstに基づいて、当該電力供給期間Ｔps内において実行されるスイッチング動作のオン状態及びオフ状態の時間を算出する。
【０１７１】
コントローラ１９は、例えば、スイッチング周期Ｔswを用いて、スイッチング回路１７をオン状態とする時間をＴsw＊ＤＲinstと算出し、オフ状態とする時間をＴsw＊（１−ＤＲinst）と算出できる。
【０１７２】
次に、コントローラ１９は、算出した進角δに基づいて、具体的にどの時間的なタイミングにて電力供給期間Ｔpsを開始するかを決定する。具体的には、例えば、以下のようにして具体的なタイミングを算出できる。以下の説明においては、コントローラ１９が、ある１つの相のロータ検出素子の出力が立ち上がるか又は立ち下がって検出結果が変わったタイミングから、他の相のロータ検出素子の出力が立ち上がるか又は立ち下がって検出結果が変わるタイミングまでの時間を計数する。
【０１７３】
また、図１２に示すように、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングまでの最短時間は、Ｔ／６にて一定である。これは、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わってから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるまでに、ロータの位相は一定のπ／３だけ変化することを意味する。ここで、上記のロータの位相がπ／３だけ変化する時間をＴaと定義する。
【０１７４】
従って、例えば、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを決定する場合には、コントローラ１９は、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなってから上記の時間の計数を開始し、当該時間が｛１−δ／（π／３）｝＊Ｔaと計数されたタイミングにて、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsを開始する。
【０１７５】
すなわち、コントローラ１９は、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなってから、ロータの位相がπ／３−δだけ変化したタイミングにて、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsを開始する。
【０１７６】
また、他の相の電力供給期間Ｔpsの開始タイミングについても、上記と同様にして算出できる。
【０１７７】
ロータの位相がπ／３だけ変化する時間Ｔaは、ロータの回転速度により変化する。従って、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１の電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを決定する場合には、例えば、当該開始タイミングを決定する直前において、Ｗ相のロータ検出素子の信号がオンとなってから、Ｖ相のロータ検出素子の信号がオフとなるまでの時間を、時間Ｔaとして予め計数しておく。
【０１７８】
逆にいうと、ある１つの相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングから、他の相のロータ検出素子の検出結果が変わるタイミングまでの最短時間Ｔaを計数することにより、コントローラ１９は、ロータの角速度を（π／３）／Ｔa＝π／（３Ｔa）と算出できる。
【０１７９】
その後、コントローラ１９は、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３のいずれかにおいて、上記のようにして決定した開始タイミングにて電力供給期間Ｔpsを開始し、当該電力供給期間Ｔps中に、スイッチング周期Ｔswのうち、スイッチング回路１７をオン状態とするオン信号をＴsw＊ＤＲinstだけ出力し、オフ状態とするオフ信号をＴsw＊（１−ＤＲinst）だけ出力することを繰り返し実行する。
【０１８０】
上記のステップＳ５'を実行することで、コントローラ１９は、設定された開始タイミングにおいて、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態との切り替えを開始し、当該切り替えを電力供給期間において継続させることができる。
【０１８１】
例えば、コントローラ１９が駆動装置１００の動作を停止させる指令を受信するか、又は、駆動装置１００の異常を検出して、駆動装置１００の制御を終了すると判定しない限り（ステップＳ６'において「Ｎｏ」である限り）、上記のステップＳ１'〜Ｓ５'は繰り返し実行される。すなわち、駆動装置１００の制御を継続する。
一方、駆動装置１００の制御を終了すると判定した場合（ステップＳ６'において「Ｙｅｓ」の場合）、コントローラ１９は、駆動装置１００の制御を停止する。
【０１８２】
上記のステップＳ１'〜Ｓ６'を繰り返し実行することにより、コントローラ１９にて設定される進角δは、例えば、図１５に示すように変動する。図１５において、整流出力Ｖoutは点線にて示す。一方、各時間において設定される進角δは、白三角と実線にて示す。
【０１８３】
図１５に示すように、上記のようにして算出した進角δは、整流出力Ｖoutの周期的な電圧変動に対応するように、第１進角δ１（第１タイミングの一例）と、第１進角δ１よりも大きい第２進角δ２（第２タイミングの一例）との間で周期的に変動している。ここで、第１進角δ１は、基本進角δbと等しい。
また、第２進角δ２は、駆動装置１００にて設定できる進角の最大値であってもよい。
【０１８４】
ただし、進角δの変動は、整流出力Ｖoutの電圧変動とは逆方向となっている。なぜなら、本実施形態において、進角δは、平滑コンデンサＳＣの電圧測定値の逆数に基づいて算出されているからである。
【０１８５】
また、進角δの周期的な変動は、整流出力Ｖoutの周期的な変動よりも所定の時間だけずれている。具体的には、進角δが第２進角δ２となるタイミングｔ２''は、図１５において整流出力Ｖoutが極小値Ｖrminとなるタイミングｔ１''から時間ｔ'だけ遅延している。
【０１８６】
進角δの変動の整流出力Ｖoutの変動に対する遅延幅は、例えば、進角δを算出する上記の数式におけるＶ（ｔ−ｔ'）により決定できる。すなわち、平滑コンデンサＳＣの電圧（整流出力Ｖoutの電圧）測定値のうち、どれだけ過去の電圧測定値を使用するかにより決定できる。
【０１８７】
また、実施の形態１と同様に、コントローラ１９は、進角δの変動と整流出力Ｖoutの変動との具体的なずれ幅である時間ｔ'を、交流入力Ｖinの交流周期に基づいて決定してもよい。これにより、交流入力Ｖinの交流周期が変化しても、整流出力Ｖoutの変動に対する進角δの変動のずれを最適値に維持できる。
【０１８８】
さらに、図１５に示すように、上記のようにして算出した進角δは、第２進角δ２となるタイミングが、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間内に含まれる。
【０１８９】
これにより、平滑コンデンサＳＣの充電期間中において、電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを、ロータの回転角度が所定の角度となるタイミングに対してより早めて、整流回路１５からより多くの電力及び電流を三相ブラシレスモータＭに供給できる。
【０１９０】
その一方、整流出力Ｖoutの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxに上昇する期間以外の期間においては、進角δは第１進角δ１、すなわち、基本進角δbにてほぼ一定となっている。これにより、平滑コンデンサＳＣの放電期間中において、三相ブラシレスモータＭのロータの回転効率を高く維持しつつ、平滑コンデンサＳＣの放電量を抑制できる。
【０１９１】
平滑コンデンサＳＣの電流流出及び流入を抑制することにより、コンデンサリプル電流に起因する平滑コンデンサＳＣの発熱を抑え、回路の信頼性を向上することができる。またリプル電流が少ない分、より容量の小さい電解コンデンサを用いることもできるので、回路の製造コストを抑えることができる。
【０１９２】
［２−３．実験結果］
以下、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させること、及び、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させることの効果について検証するための実験結果を説明する。
【０１９３】
まず、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させる効果について検証するため、駆動装置１００において、進角δを基本進角δbにて一定にした場合と、進角δを変動させるが当該変動を遅延させない場合とにおいて、三相ブラシレスモータＭのＵ相に流れる負荷電流を測定した結果を図１６に示す。
【０１９４】
図１６の下図において、点線にて示すプロットが、進角δを変動させなかった場合の負荷電流の絶対値を示し、実線にて示すプロットが、進角δを変動させるが当該変動を遅延させない場合の負荷電流の絶対値を示す。
【０１９５】
図１６に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δを変動させることにより、進角δを変動させない場合と比較して、特に平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなる時間ｔ３''の近傍において、負荷電流を抑制できる。
【０１９６】
次に、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させることの効果について説明する。当該効果を検証するために、以下の実験においては、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminとなるタイミングに対する、進角δが第２進角δ２となるタイミングの遅延幅である時間ｔ'を種々設定して、負荷電流を測定した。
【０１９７】
まず、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させるか否かにより、負荷電流がどのように変化するかについて、図１７を用いて説明する。
【０１９８】
図１７の下図において、点線にて示すプロットが、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させなかった場合の負荷電流の絶対値を示し、実線にて示すプロットが、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して所定の時間だけ遅延させた場合の負荷電流の絶対値を示す。
【０１９９】
図１７に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させることにより、平滑コンデンサＳＣの電圧が極小値Ｖrminから極大値Ｖrmaxまで増加する期間内において、遅延させない場合と比較して、より大きな負荷電流が流れている。すなわち、進角δを遅延させることで、平滑コンデンサＳＣの充電期間中に、電流をより積極的に負荷ＬＯに流すことができている。
【０２００】
次に、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ'を種々変化させたときの平滑コンデンサＳＣに出入りする電流（リプル電流）がどのように変化するかについて、図１８を用いて説明する。
【０２０１】
図１８において、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ'は、０、ｔ１'''、ｔ２'''、ｔ３'''（ｔ１'''＜ｔ２'''＜ｔ３'''）とした。また、リプル電流は、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流のＲＭＳ値とした。さらに、参考として、進角δを変動させなかった場合のリプル電流の大きさを一点鎖線にて示す。
【０２０２】
図１８に示すように、進角δを変動させ、かつ、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させなかった場合には、進角δを変動させなかった場合と比較して、リプル電流が若干大きくなった。その一方で、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、リプル電流を進角δの変動をしなかった場合と比較して小さくできている。また、リプル電流は、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延の時間に対してリニアに減少している。
【０２０３】
すなわち、進角δの変動を平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させることで、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を減少できている。これにより、平滑コンデンサＳＣ内部の発熱を抑え、信頼性を向上することができる。あるいは、平滑コンデンサＳＣの容量をより小さいものとできるため、コストを抑えることができる。
【０２０４】
さらに、平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して進角δの変動を遅延させる時間ｔ'を種々変化させたときの負荷電流の絶対値の最大値、すなわち、ピーク電流がどのように変化するかについて、図１９を用いて説明する。
【０２０５】
図１９に示すように、負荷電流の絶対値の最大値は、進角δを変動させることで、進角δを変動しない場合と比較して抑制できている。進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間がある所定の時間ｔ２'''以上になると、負荷電流の最大値は増加する傾向にある。逆に言うと、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間を所定の時間範囲内とすることで、負荷電流が過大となることを抑制できる。
【０２０６】
以上の結果から、進角δを変動させ、かつ、進角δの変動の平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対する遅延時間を所定の範囲内とすることで、三相ブラシレスモータＭへの電流が過大となることを抑制しつつ、平滑コンデンサＳＣに流出入する電流量を減少できていることが分かる。
【０２０７】
（その他実施形態）
以上のように、本出願において開示する技術の例示として、上記実施形態を説明した。しかしながら、本開示における技術は、これに限定されず、適宜、変更、置き換え、付加、省略などを行うことは可能である。そこで、以下、他の実施の形態を例示する。
【０２０８】
［１］
図７、図１３、及び図１４に示すフローチャートの処理の順番及び／又は処理内容は、本開示における技術の範囲内において適宜変更できる。例えば、これらのフローチャートにおける平滑コンデンサＳＣの電圧の測定と、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δの算出は、順番が逆になってもよい。すなわち、最初にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの算出を実行し、その後、平滑コンデンサＳＣの電圧の測定を実行してもよい。
【０２０９】
［２］
上記の実施の形態１と実施の形態２とは組み合わせることができる。すなわち、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内にデューティ比ＤＲが変動の最大値である第２デューティ比となる期間が少なくとも含まれるデューティ比ＤＲと、当該期間内に進角δが変動の最大値である第２進角δ２となる期間が少なくとも含まれる進角δと、を算出してもよい。
【０２１０】
この場合、コントローラ１９は、所定の条件に従って、デューティ比ＤＲのみを平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させるか、進角δのみを遅延させるか、又は、デューティ比ＤＲと進角δの両方を遅延させるかを切り替えてもよい。
【０２１１】
また、コントローラ１９は、所定の条件に従って、デューティ比ＤＲを平滑コンデンサＳＣの電圧の変動に対して遅延させる効果の度合いと、進角δを遅延させる効果の度合いと、を変更してもよい。例えば、デューティ比ＤＲ及び進角δを算出する上記にて説明した数式の定数Ａ、Ｂ、Ｃの値を所定の条件に従って変更することにより、当該効果の度合いを変更することを達成できる。
【０２１２】
［３］
上記の実施の形態１及び実施の形態２においては、平滑コンデンサＳＣの電圧の所定時間前の過去の測定値に基づいて、デューティ比ＤＲ及び進角δを算出していた。これに限られず、他のパラメータに基づいても、デューティ比ＤＲ及び進角δを算出できる。
【０２１３】
例えば、コントローラ１９は、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを三角波状に周期的に変動させ、三角波状のデューティ比ＤＲ及び／又は進角δが最大値となるタイミングを、整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が最小となるタイミングよりも遅れたタイミングとしてもよい。
【０２１４】
具体的には、例えば、図２０に示すように、コントローラ１９は、三角波状に周期的に変動させたデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの最大値となるタイミングが、平滑コンデンサＳＣの電圧が平均電圧Ｖaveとなるタイミングｔaveとなるか、あるいは、当該タイミングｔaveよりも若干遅延したタイミングとなるようにしてもよい。
【０２１５】
三角波状のデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの変動における、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δの時間経過に対する上昇割合及び／又は下降割合は、所定の条件に従って適宜調整できる。
【０２１６】
また、三角波状のデューティ比ＤＲ及び／又は進角δの変動において、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δが第１デューティ比ＤＲ１及び／又は第１進角δ１である期間を所定の長さ継続してもよい。
【０２１７】
［４］
コントローラ１９は、整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が、整流出力の電圧の絶対値の極小値Ｖrminの近傍に設定された第１電圧Ｖ１となってから、整流出力Voutの電圧の絶対値の極大値Ｖrmaxの近傍に設定された第２電圧Ｖ２となるまでの間、デューティ比及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２に設定してもよい。
【０２１８】
具体的には、例えば、図２１に示すように、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣの電圧が減少している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第１電圧Ｖ１となるタイミングｔ１１と、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第２電圧Ｖ２となるタイミングｔ１２と、の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２とし、それ以外の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第１デューティ比ＤＲ１及び／又は第１進角δ１としてもよい。
【０２１９】
［５］
さらに、コントローラ１９は、図２２に示すように、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第１電圧Ｖ１となるタイミングｔ１３と、平滑コンデンサＳＣの電圧が増加している期間において平滑コンデンサＳＣの電圧が第２電圧Ｖ２となるタイミングｔ１２と、の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２とし、それ以外の期間中にデューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第１デューティ比ＤＲ１及び／又は第１進角δ１としてもよい。
【０２２０】
この場合には、図２２に示すように、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δは、整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が上昇する期間において第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２となる。
【０２２１】
整流出力Ｖoutの電圧の絶対値が上昇する期間において第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２となるようなデューティ比ＤＲ及び／又は進角δは、例えば、平滑コンデンサＳＣの電圧の現在の測定値が、当該現在の測定値の近傍における過去の測定値よりも大きくなっているときに、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２とすることによっても算出できる。
【０２２２】
上記の［３］〜［５］にて説明した方法によっても、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δが第２デューティ比ＤＲ２及び／又は第２進角δ２となる期間の少なくとも一部を含むような、デューティ比ＤＲ及び／又は進角δを算出できる。
【０２２３】
［６］
スイッチング回路１７が、特に、臨界モード昇圧チョッパ方式のコンバータ、臨界モード降圧チョッパ方式のコンバータ、ＬＬＣコンバータ、疑似共振フライバックコンバータ、などのコンバータである場合には、コントローラ１９は、スイッチング周期Ｔswを、第１周期Ｔ１swと、第１周期Ｔ１swよりも大きい第２周期Ｔ２swとの間で変動させてもよい。
【０２２４】
具体的には、コントローラ１９は、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間内に、スイッチング周期Ｔswが第２周期となる期間の少なくとも一部を含むよう、スイッチング周期Ｔswを設定してもよい。スイッチング周期Ｔswの当該変動は、上記にて説明したデューティ比ＤＲ及び進角δの変動方法と同様にして実現できる。
【０２２５】
その後、コントローラ１９は、上記のようにして設定されたスイッチング周期Ｔswにて、スイッチング回路１７のオン状態とオフ状態とを切り替えることで、スイッチング周期Ｔswを、第１周期Ｔ１swと、第１周期Ｔ１swよりも大きい第２周期Ｔ２swとの間で変動させて、スイッチング回路１７のスイッチング動作を実行できる。
【０２２６】
［７］
コントローラ１９は、交流入力Ｖinの電圧値及び／又は位相に基づいて、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間を検出してもよい。
【０２２７】
平滑コンデンサＳＣを充電させる入力電流は、交流入力Ｖinの電圧の絶対値が、平滑コンデンサＳＣの電圧よりも大きくなると発生する。平滑コンデンサＳＣの電圧は、回路中のインダクタ成分などの影響により、これよりも若干遅れて上昇する。
【０２２８】
交流入力Ｖinの電圧の絶対値が極大値（交流入力Ｖinの位相が（２ｎ＋１）π／２（ｎ：整数））となった後、交流入力Ｖinの電圧の絶対値が減少し平滑コンデンサＳＣの電圧よりも小さくなるタイミングの近傍で入力電流が減少を開始し、入力電流は最終的に０となる。平滑コンデンサＳＣの電圧は、入力電流が減少を開始する若干前に減少を開始する。
【０２２９】
従って、コントローラ１９は、入力電流の発生及び減少のタイミングと平滑コンデンサＳＣの電圧が上昇及び下降するタイミングとのずれを発生される要因を考慮して、交流入力Ｖinの電圧値及び／又は位相に基づいて、平滑コンデンサＳＣへ入力する入力電流が発生してから平滑コンデンサＳＣの電圧が極大値Ｖrmaxとなるまでの期間を検出できる。
【０２３０】
入力電流の発生及び減少のタイミングと平滑コンデンサＳＣの電圧が上昇及び下降するタイミングとのずれを発生される要因としては、例えば、回路中のインダクタ成分、負荷ＬＯへの電力、又は、平滑コンデンサＳＣのリプル電圧などがある。
【０２３１】
［８］
上記の実施の形態２において電力供給期間Ｔpsの開始タイミングを調整する場合に、当該開始タイミングの調整に伴って、電力供給期間Ｔpsの終了タイミングも移動していた。すなわち、開始タイミングが調整されても、電力供給期間Ｔpsの長さは一定とされていた。
【０２３２】
しかし、これに限られず、コントローラ１９は、電力供給期間Ｔpsを増減することによって、開始タイミングを調整してもよい。電力供給期間Ｔpsを増減することによって開始タイミングを調整することを、通電角変調と呼ぶこともある。
【０２３３】
例えば、電力供給期間Ｔpsの終了タイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを増加させることにより、開始タイミングを時間的に前へ移動、すなわち、進角δを増加させることができる。一方、電力供給期間Ｔpsの終了タイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを減少させることにより、開始タイミングを時間的に後へ移動、すなわち、進角δを減少させることができる。
【０２３４】
また、例えば、電力供給期間Ｔps中の所定のタイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを増加させることにより、開始タイミングを時間的に前へ移動させると同時に、終了タイミングを時間的に後に移動できる。一方、電力供給期間Ｔps中の所定のタイミングを開始タイミングの調整前後で固定し、電力供給期間Ｔpsを減少させることにより、開始タイミングを時間的に後へ移動させると同時に、終了タイミングを時間的に前に移動できる。
【０２３５】
［９］
上記の実施の形態１及び実施の形態２においては、インバータであるスイッチング回路１７のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３をＰＷＭ制御していた。その一方、スイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６は、図６及び図１２に示すように、それぞれ、オンをＴ／３だけ継続し、オフを２Ｔ／３だけ継続する低速のスイッチング動作を繰り返していた。
【０２３６】
しかし、これに限られず、スイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６をＰＷＭ制御する一方、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３を、実施の形態１及び実施の形態２におけるスイッチング素子ＳＷ４〜ＳＷ６のように、低速にスイッチング動作させてもよい。
【０２３７】
［１０］
上記の実施の形態１及び実施の形態２においては、入力電流の力率改善として、インダクタ素子Ｌと平滑コンデンサＳＣよりなる力率改善回路、いわゆるパッシブ型ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を用いていたが、チョッパ回路等のスイッチング回路より構成される力率改善回路、いわゆるアクティブ型ＰＦＣ回路を用いてもよい。この場合、さらに高い力率が得られるとともに、交流周期に伴って発生するリプル電流を抑えることができ、電解コンデンサの劣化の抑制、あるいは小容量化によるコスト削減といったメリットを得ることができる。
【符号の説明】
【０２３８】
１００ 駆動装置
１     電源装置
１１   入力部
Ｉ１   第１入力端子
Ｉ２   第２入力端子
１３   出力部
１５   整流回路
１５１ 整流部
Ｌ     インダクタ素子
ＳＣ   平滑コンデンサ
１７   スイッチング回路
ＳＷ１〜ＳＷ６              スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ１０  整流素子
１９   コントローラ
１９１ 測定部
ＬＯ   負荷
Ｍ     三相ブラシレスモータ
ＰＳ   交流電源
ＤＲ   デューティ比
ＤＲ１        第１デューティ比
ＤＲ２        第２デューティ比
Ｔsw          スイッチング周期
Ｔ１sw        第１周期
Ｔ２sw        第２周期
Ｔps          電力供給期間
Ｖ１   第１電圧
Ｖ２   第２電圧
Ｖin          交流入力
Ｖout         整流出力
Ｖave         平均電圧
Ｖrmax 極大値
Ｖrmin 極小値
δ     進角
δ１   第１進角
δ２   第２進角
【図１】
2020167747.tif 000003
【図２】
2020167747.tif 000004
【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
2020167747.tif 000006
【図４】
2020167747.tif 000007
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2020167747.tif 000011
【図９】
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【図１０】
2020167747.tif 000013
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
2020167747.tif 000016
【図１４】
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【図１５】
2020167747.tif 000018
【図１６】
2020167747.tif 000019
【図１７】
2020167747.tif 000020
【図１８】
2020167747.tif 000021
【図１９】
2020167747.tif 000022
【図２０】
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【図２１】
2020167747.tif 000024
【図２２】
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