(57)【要約】【課題】電気部品としてのコイル素子を実装しない場合においても、入力電流の歪みを十分に低減できるようにする。【解決手段】本発明による制御装置４は、系統電源２に接続されたＡＣ／ＡＣコンバータ１０と、負荷３に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０に接続された一次側コイル２０ａ、及び、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続された二次側コイル２０ｂを有するトランス２０と、を有する電力変換装置１の制御装置４であって、トランス２０の励磁インダクタンスに基づいて算出されたデューティ比が実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０のスイッチングを実施するとともに、トランス２０の励磁インダクタンスに基づいて算出された位相差が実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。【選択図】図１
2020115727.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続されたＡＣ／ＡＣコンバータと、
直流電源に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＡＣコンバータに接続された一次側コイル、及び、前記ＡＣ／ＤＣコンバータに接続された二次側コイルを有するトランスと、
を有する電力変換装置の制御装置であって、
前記トランスの励磁インダクタンスに基づいて算出されたデューティ比が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータのスイッチングを実施するとともに、前記励磁インダクタンスに基づいて算出された位相差が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＡＣ／ＤＣコンバータそれぞれのスイッチングを実施する、
制御装置。
【請求項２】
前記交流電源から前記ＡＣ／ＡＣコンバータに流れ込む入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の入力電流指令値に一致し、かつ、前記ＡＣ／ＤＣコンバータから前記直流電源に流れ込む出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の出力直流電流指令値に一致するように、前記デューティ比及び前記位相差を算出する、
請求項１に記載の制御装置。
【請求項３】
前記入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの一次側電流を用いて導出され、
前記出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの二次側電流を用いて導出される、
請求項２に記載の制御装置。
【請求項４】
前記一次側電流は、前記トランスの巻き数比ｎ、前記トランスの一次側漏れインダクタンスＬ１、前記トランスの二次側漏れインダクタンスｎ２Ｌ２、及び前記トランスの励磁インダクタンスＬｍを用いて式（１）のように表されるインダクタンスＬ'と、前記ｎ２Ｌ２、前記Ｌｍ、及び前記トランスの一次側入力電圧ｖ１を用いて式（２）のように表される一次側入力電圧ｖ１'とを用いて式（３）により表される電流ｉＬ１であり、
前記二次側電流は、前記インダクタンスＬ'と、前記Ｌ１、前記Ｌｍ、及び前記トランスの二次側入力電圧ｖ２を用いて式（４）のように表される二次側入力電圧ｖ２'とを用いて式（５）により表される電流ｉＬ２である、
【数１】
2020115727.tif 000013
請求項３に記載の制御装置。
【請求項５】
前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、一端が前記直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有し、
前記ＡＣ／ＡＣコンバータは、一端が三相交流である前記交流電源の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータである、
請求項１乃至４のいずれか一項に記載の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、電気部品としてのコイル素子を実装しない電力変換装置の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、エネルギー問題対策のため、電気自動車、家庭用蓄電池といった直流機器が普及し始めているが、こういった直流機器と系統電源を接続する際には、間に直流電力と交流電力とを相互に変換する電力変換装置を挿入する必要がある。非特許文献１には、この種の電力変換装置として、ＭＣ（マトリックスコンバータ）式ＤＡＢ（デュアルアクティブブリッジ）形双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを用いる例が開示されている。ＭＣ式ＤＡＢ形双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であるが、回路構成をＤＡＢ形とするとともに一次側にＭＣを用いることで、双方向、大容量の用途に適した構成となっている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】繁内宏治、外４名、「マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流波形改善」、電気学会研究会資料、一般社団法人電気学会、２０１６年、Ｖｏｌ．ＳＰＣ−１６−１５３、ｐ．２５−３０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータにおいては一般に、トランスの一次側と二次側のそれぞれに電気部品としてのコイル素子が意図的に実装されるが、これらのコイル素子の実装は製造コストを押し上げる要因となっており、コストの削減が求められていた。
【０００５】
このようなコスト削減の要請に関して、本願の発明者は、例えば５０ｋＨｚの高い周波数で双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータを動作させる場合には、必要なコイル素子のインダクタンスが小さくなり、少なくともインダクタンスの大きさだけ見ると、漏れインダクタンスを意図的に大きくした特殊なトランスであれば、トランスの漏れインダクタンスで十分に代替できることを見出した。
【０００６】
しかしながら、本願の発明者が電気部品としてのコイル素子の実装を実際に排し、トランスの漏れインダクタンスで代替してみた結果、入力電流に大きな歪みが発生することが判明した。その原因は、トランスの漏れインダクタンスを大きくしたことにより、励磁インダクタンスが無視できないほど小さくなったことによるものである。これでは実際の製品に適用することはできないので、更なる改良が必要とされた。
【０００７】
したがって、本発明の目的の一つは、電気部品としてのコイル素子を実装しない場合においても、入力電流の歪みを十分に低減できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の第１の側面による電力変換装置の制御装置は、交流電源に接続されたＡＣ／ＡＣコンバータと、直流電源に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＡＣコンバータに接続された一次側コイル、及び、前記ＡＣ／ＤＣコンバータに接続された二次側コイルを有するトランスと、を有する電力変換装置の制御装置であって、前記トランスの励磁インダクタンスに基づいて算出されたデューティ比が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータのスイッチングを実施するとともに、前記励磁インダクタンスに基づいて算出された位相差が実現されるよう前記ＡＣ／ＡＣコンバータ及び前記ＡＣ／ＤＣコンバータそれぞれのスイッチングを実施する、制御装置である。
【０００９】
上記制御装置において、前記交流電源から前記ＡＣ／ＡＣコンバータに流れ込む入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の入力電流指令値に一致し、かつ、前記ＡＣ／ＤＣコンバータから前記直流電源に流れ込む出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値が所与の出力直流電流指令値に一致するように、前記デューティ比及び前記位相差を算出する、こととしてもよい。
【００１０】
上記制御装置においてさらに、前記入力電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの一次側電流を用いて導出され、前記出力直流電流の前記励磁インダクタンスに基づく平均値は、前記励磁インダクタンスに基づく前記トランスの二次側電流を用いて導出される、こととしてもよい。
【００１１】
上記制御装置においてさらに、前記一次側電流は、前記トランスの巻き数比ｎ、前記トランスの一次側漏れインダクタンスＬ１、前記トランスの二次側漏れインダクタンスｎ２Ｌ２、及び前記トランスの励磁インダクタンスＬｍを用いて式（１）のように表されるインダクタンスＬ'と、前記ｎ２Ｌ２、前記Ｌｍ、及び前記トランスの一次側入力電圧ｖ１を用いて式（２）のように表される一次側入力電圧ｖ１'とを用いて式（３）により表される電流ｉＬ１であり、前記二次側電流は、前記インダクタンスＬ'と、前記Ｌ１、前記Ｌｍ、及び前記トランスの二次側入力電圧ｖ２を用いて式（４）のように表される二次側入力電圧ｖ２'とを用いて式（５）により表される電流ｉＬ２である、こととしてもよい。
【００１２】
【数１】
2020115727.tif 000003
【００１３】
また、上記各制御装置においてさらに、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、一端が前記直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記二次側コイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有し、前記ＡＣ／ＡＣコンバータは、一端が三相交流である前記交流電源の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記交流電源の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記一次側コイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータである、こととしてもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、入力電流に歪みが発生する原因となっていたトランスの励磁インダクタンスをスイッチングに反映できるので、電気部品としてのコイル素子を実装しない場合においても、入力電流の歪みを十分に低減することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。
【図２】（ａ）は、図１に示したＡＣ／ＡＣコンバータ１０の具体的な構成例を示す図であり、（ｂ）は、図１に示したＡＣ／ＤＣコンバータ３０の具体的な構成例を示す図である。
【図３】（ａ）は、電力変換装置１が力行動作を行う場合の電圧ｖ１，ｖ２、一次側電流ｉＬ１、及び入力電流ｉｕ，ｉｖの各波形を示す図であり、図３（ｂ）は、電力変換装置１が回生動作を行う場合の電圧ｖ１，ｖ２、一次側電流ｉＬ１、及び入力電流ｉｕ，ｉｖの各波形を示す図である。
【図４】本実施の形態において採用されるトランス２０のＴ型等価回路を示す図である。
【図５】制御装置４が本実施の形態による制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ及び（ｂ）入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す図である
【図６】本発明の実施例（実線及び黒丸）と、本発明の比較例（破線及び黒四角）とのそれぞれについて、全高調波歪み率ＴＨＤ(Total Harmonic Distortion)を測定した結果を示す図である。
【図７】本発明の背景技術による電力変換装置１００及びその制御装置１１０の構成を示す図である。
【図８】本発明の背景技術において採用される励磁インダクタンスを考慮しないトランス１０３及びコイル素子１０１，１０２を一次側に換算した等価回路を示す図である。
【図９】コイル素子１０１，１０２をトランス１０３の漏れインダクタンスで代替し、かつ、制御装置１１０が本発明の背景技術による制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ及び（ｂ）入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す図である。
【図１０】トランス１０３の励磁インダクタンスが無限大であると仮定して、図９と同じ場合をシミュレートした結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【００１７】
図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。同図に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、交流リアクトルＬｆと、ダンピング抵抗Ｒｆと、入力キャパシタＣｆと、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０と、トランス２０と、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０とを有する双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータであり、交流電源を構成する系統電源２と、直流電源を構成する負荷３との間に接続される。図１には示していないが、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０はマトリックスコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０はフルブリッジ形のコンバータであり、したがって電力変換装置１はＤＡＢ形の双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである。以下では、系統電源２は三相の交流電源であるとして説明を続ける。
【００１８】
トランス２０は、互いに磁気結合する一次側コイル２０ａ及び二次側コイル２０ｂを有して構成される。コイル２０ａ，２０ｂの巻き数はそれぞれＮＰ及びＮＳであり、コイル２０ａ，２０ｂの巻き数比ｎは、ｎ＝ＮＰ／ＮＳとなる。図１に示したインダクタンスＬ１，Ｌ２はそれぞれ、トランス２０の一次側及び二次側の漏れインダクタンスを表している。以下では、コイル２０ａの一端を第１のノードｎ１、他端を第２のノードｎ２と称し、コイル２０ｂの一端を第３のノードｎ３、他端を第４のノードｎ４と称する。また、第１のノードｎ１を通ってトランス２０に流れ込む電流を一次側電流ｉＬ１と称し、第３のノードｎ３を通ってトランス２０から流れ出す電流を二次側電流ｉＬ２と称する。
【００１９】
二次側コイル２０ｂは、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０を介して負荷３に接続される。以下では、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０のコイル２０ｂ側の出力電圧（すなわち、第４のノードｎ４に対する第３のノードｎ３の電圧）を電圧ｖ２と称する。電圧ｖ２は、トランス２０の二次側入力電圧を構成する。
【００２０】
ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、単相交流電圧（コイル２０ｂ側）と直流電圧（負荷３側）とを相互に変換する装置である。負荷３は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する（充電される）場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して直流電力を供給する場合（回生）とがある。負荷３の一端は第５のノードｎ５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、第６のノードｎ６の電圧に対する第５のノードｎ５の電圧を出力直流電圧Ｖｄｃと称し、第５のノードｎ５から負荷３に向かって流れる電流を出力直流電流Ｉｄｃと称する。
【００２１】
一次側コイル２０ａは、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０、入力キャパシタＣｆ、交流リアクトルＬｆ、及びダンピング抵抗Ｒｆを介して系統電源２に接続される。以下では、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０のコイル２０ａ側の出力電圧（すなわち、第２のノードｎ２に対する第１のノードｎ１の電圧）を電圧ｖ１と称する。電圧ｖ１は、トランス２０の一次側入力電圧を構成する。
【００２２】
ＡＣ／ＡＣコンバータ１０は、三相交流電圧（系統電源２側）と単相交流電圧（コイル２０ａ側）とを相互に変換する装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。交流電圧ｅｕは三相交流のｕ相（第１相）に対応し、交流電圧ｅｖはｖ相（第２相）に対応し、交流電圧ｅｗはｗ相（第３相）に対応する。交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗを数式で表すと、次の式（６）となる。ただし、Ｅは入力線間電圧実効値（定数）であり、ωは入力電圧の角周波数（定数）である。以下ではｅｕ＞ｅｖ＞０＞ｅｗの場合に着目して説明を続けるが、その他の場合についても同様である。
【００２３】
【数２】
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【００２４】
図１に示すように、ｕ相に対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ７で電力変換装置１に接続され、ｖ相に対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ８で電力変換装置１に接続され、ｗ相に対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ９で電力変換装置１に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ７〜ｎ９を流れる電流をそれぞれ入力電流ｉｅｕ，ｉｅｖ，ｉｅｗと称する。
【００２５】
第７乃至第９のノードｎ７〜ｎ９はそれぞれ、入力キャパシタＣｆ、交流リアクトルＬｆ、及びダンピング抵抗Ｒｆを介して、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０の出力端である第１０乃至第１２のノードｎ１０〜ｎ１２に接続される。交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ７と第１０のノードｎ１０の間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ８と第１１のノードｎ１１の間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ９と第１２のノードｎ１２の間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Ｒｆは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された３つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ１０〜ｎ１２に接続される。以下では、第１０乃至第１２のノードｎ１０〜ｎ１２を流れる電流をそれぞれ入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと称する。
【００２６】
図２（ａ）は、図１に示したＡＣ／ＡＣコンバータ１０の具体的な構成例を示す図である。同図に示すように、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０は例えば、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｕｐ、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｖｐ、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第１のノードｎ１に接続されたスイッチ素子Ｓｗｐ、一端が第７のノードｎ７に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｕｎ、一端が第８のノードｎ８に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｖｎ、及び、一端が第９のノードｎ９に接続され、他端が第２のノードｎ２に接続されたスイッチ素子Ｓｗｎを有するマトリックスコンバータによって構成され得る。
【００２７】
スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つのスイッチ素子を含んで構成される双方向スイッチ（第１〜第６の双方向スイッチ素子）である。具体的に説明すると、スイッチ素子Ｓｕｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。同様に、スイッチ素子Ｓｖｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓｗｐは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓｕｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｎｕ，Ｇｕｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓｖｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｎｖ，Ｇｖｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子Ｓｗｎは、直列に接続されたスイッチ素子Ｇｎｗ，Ｇｗｎと、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。なお、各スナバキャパシタは、半導体素子の寄生容量であってもよいし、独立した容量素子であってもよい。この点は、後述する他のスナバキャパシタについても同様である。
【００２８】
スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎはそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐは、第１のノードｎ１と第１０のノードｎ１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｐｖ，Ｇｖｐは、第１のノードｎ１と第１１のノードｎ１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｐｗ，Ｇｗｐは、第１のノードｎ１と第１２のノードｎ１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｕ，Ｇｕｎは、第２のノードｎ２と第１０のノードｎ１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｖ，Ｇｖｎは、第２のノードｎ２と第１１のノードｎ１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇｎｗ，Ｇｗｎは、第２のノードｎ２と第１２のノードｎ１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する２つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。
【００２９】
図２には示していないが、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０には、転流失敗時の一次側電流ｉＬ１を吸収するための保護回路を設けることとしてもよい。この保護回路は、フルブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成され得る。整流回路の２つの入力端はそれぞれ、第１のノードｎ１及び第２のノードｎ２に接続される。
【００３０】
図２（ｂ）は、図１に示したＡＣ／ＤＣコンバータ３０の具体的な構成例を示す図である。同図に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は例えば、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｇ１、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第３のノードｎ３に接続されたスイッチ素子Ｇ２、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｇ３、及び、一端が第６のノードｎ６に接続され、他端が第４のノードｎ４に接続されたスイッチ素子Ｇ４と、一端が第５のノードｎ５に接続され、他端が第６のノードｎ６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成され得る。
【００３１】
スイッチ素子Ｇ１〜Ｇ４はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオード及びスナバキャパシタとを含んで構成される片方向スイッチ（第１〜第４の片方向スイッチ素子）である。スイッチ素子Ｇ１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ２は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ３は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ４は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ４に接続されるように回路に組み込まれる。
【００３２】
図１に戻る。制御装置４は、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施する装置である。具体的には、図示しない外部装置から出力直流電流Ｉｄｃの指令値Ｉｄｃ＊及び入力電流ｉｅｖの指令値ｉｅｖ＊の入力を受け付けるとともに、交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ及び出力直流電圧Ｖｄｃのフィードバック入力を受け付け、これらに基づいてＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。制御装置４がこのような制御動作を行うことにより、系統電源２から負荷３に対し（力行の場合）、又は、負荷３から系統電源２に対し（回生の場合）、指令値Ｉｄｃ＊，ｉｅｖ＊に応じた電力を伝送することが実現される。
【００３３】
ＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０がそれぞれ図２（ａ）（ｂ）に示した構成を有する場合について言えば、制御装置４は、スイッチ素子Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ，Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ，Ｇ１〜Ｇ４のそれぞれを構成する各半導体素子の制御電極に対して個別に制御信号（ハイ又はローいずれかの値を取る信号）を供給することによってこれらのスイッチ素子のオンオフ状態を個別に制御し、それによってＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。
【００３４】
図３（ａ）は、電力変換装置１が力行動作を行う場合の電圧ｖ１，ｖ２、一次側電流ｉＬ１、及び入力電流ｉｕ，ｉｖの各波形を示す図であり、図３（ｂ）は、電力変換装置１が回生動作を行う場合の電圧ｖ１，ｖ２、一次側電流ｉＬ１、及び入力電流ｉｕ，ｉｖの各波形を示す図である。ｅｕ＞ｅｖ＞０＞ｅｗである場合、図３（ａ）（ｂ）に示した電圧ｅＨ，ｅｈはそれぞれ、次の式（７）（８）で表される電圧となる。
【００３５】
【数３】
2020115727.tif 000005
【００３６】
制御装置４は、力行時及び回生時のいずれにおいても、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを所定のスイッチング周波数ｆで実施するよう構成される。したがって、図３にも示すように、電圧ｖ１，ｖ２の波形は、周期１／ｆで同じ波形の繰り返しとなる。ただし、制御装置４は、力行時には、所定時間δ／２πｆだけＡＣ／ＡＣコンバータ１０に遅れてＡＣ／ＤＣコンバータ３０の制御を行うよう構成され、回生時には、所定時間δ／２πｆだけＡＣ／ＤＣコンバータ３０に遅れてＡＣ／ＡＣコンバータ１０の制御を行うよう構成されている。その結果、図３にも示すように、力行時には電圧ｖ１の位相が電圧ｖ２の位相に対してδだけ進んでおり、回生時には電圧ｖ１の位相が電圧ｖ２の位相に対してδだけ遅れている。したがってδは、電圧ｖ１と電圧ｖ２の間の位相差を表している。
【００３７】
力行時及び回生時それぞれの各周期における制御装置４の制御内容は次のとおりである。すなわち、まず力行時のＡＣ／ＡＣコンバータ１０に関して、制御装置４は、初めに時間（１−ｄｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧ｅＨに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎのそれぞれをオフとする制御である。ｄｈは０＜ｄｈ＜１／２ｆを満たす値であり、ＡＣ／ＡＣコンバータ１０の制御のデューティ比を表している。
【００３８】
次に制御装置４は、時間ｄｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧ｅｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎのそれぞれをオフとする制御である。続いて制御装置４は、時間（１−ｄｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧−ｅＨに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのそれぞれをオフとする制御である。最後に制御装置４は、時間ｄｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧−ｅｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｖｎ，Ｓｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｕｎ，Ｓｗｎのそれぞれをオフとする制御である。
【００３９】
次に力行時のＡＣ／ＤＣコンバータ３０に関して、制御装置４は、初めに時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ２を電圧Ｖｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ１，Ｇ４のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ２，Ｇ３のそれぞれをオフとする制御である。次いで制御装置４は、時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ２を電圧−Ｖｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ２，Ｇ３のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ１，Ｇ４のそれぞれをオフとする制御である。
【００４０】
次に回生時のＡＣ／ＡＣコンバータ１０に関して、制御装置４は、初めに時間ｄｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧ｅｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎのそれぞれをオフとする制御である。次に制御装置４は、時間（１−ｄｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧ｅＨに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｗｎのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎのそれぞれをオフとする制御である。続いて制御装置４は、時間ｄｈ／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧−ｅｈに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｖｎ，Ｓｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｕｎ，Ｓｗｎのそれぞれをオフとする制御である。最後に制御装置４は、時間（１−ｄｈ）／２ｆにわたり、電圧ｖ１を電圧−ｅＨに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｗｐのそれぞれをオン、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのそれぞれをオフとする制御である。
【００４１】
最後に回生時のＡＣ／ＤＣコンバータ３０に関して、制御装置４は、初めに時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ２を電圧Ｖｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ１，Ｇ４のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ２，Ｇ３のそれぞれをオフとする制御である。次いで制御装置４は、時間１／２ｆにわたり、電圧ｖ２を電圧−Ｖｄｃに等しくする制御を実行する。この制御は、図２の例で言えば、スイッチ素子Ｇ２，Ｇ３のそれぞれをオン、スイッチ素子Ｇ１，Ｇ４のそれぞれをオフとする制御である。
【００４２】
制御装置４が以上の制御を行うことにより、図３（ａ）（ｂ）に示した波形の一次側電流ｉＬ１及び入力電流ｉｕ，ｉｖが得られる。こうして各電流が流れることにより、電力の伝送が実現される。
【００４３】
ここで、本発明の背景技術を参照しながら、本発明の課題について、再度より詳しく説明する。
【００４４】
図７は、本発明の背景技術による電力変換装置１００及びその制御装置１１０の構成を示す図である。同図と図１とを比較すると理解されるように、電力変換装置１００は、第１のノードｎ１とＡＣ／ＡＣコンバータ１０との間に電気部品であるコイル素子１０１が実装され、第３のノードｎ３とＡＣ／ＤＣコンバータ３０との間に電気部品であるコイル素子１０２が実装され、トランス２０がトランス１０３に置き換わっている点で、電力変換装置１と異なっている。図７に示したインダクタンスＬ１，Ｌ２は、それぞれコイル素子１０１，１０２のインダクタンスを表している。トランス１０３は、互いに磁気結合する一次側コイル１０３ａ及び二次側コイル１０３ｂを有して構成される。コイル１０３ａ，１０３ｂの巻き数はそれぞれ、図１に示したトランス２０の一次側コイル２０ａ及び二次側コイル２０ｂと同じＮＰ及びＮＳである。トランス２０と同様、トランス１０３にも漏れインダクタンスが存在するが、コイル素子１０１，１０２のインダクタンスＬ１，Ｌ２がこの漏れインダクタンスに比べて非常に大きな値に設定されることから、背景技術においては無視される。
【００４５】
図８は、本発明の背景技術において採用される励磁インダクタンスを考慮しないトランス１０３及びコイル素子１０１，１０２を一次側に換算した等価回路を示す図である。同図に示すように、本発明の背景技術において、トランス１０３は、励磁インダクタンス（後述する図４に示す励磁インダクタンスＬｍ）が十分に大きいとして無視した理想トランスとみなされる。これは、励磁インダクタンスが十分に大きい場合には、励磁インダクタンスに流れる電流が小さくなり無視できるためである。
【００４６】
図８の等価回路によれば、コイル素子１０１，１０２は、第１のノードｎ１と第３のノードｎ３の間に接続された１つのインダクタＬとみなされる。インダクタＬのインダクタンスは、図示するようにＬ１＋ｎＬ２となる。これに従えば、コイル素子１０１，１０２には、次の式（９）で表される電流ｉＬが共通に流れることになる。
【００４７】
【数４】
2020115727.tif 000006
【００４８】
式（９）と、図３に示した波形とに基づき、出力直流電流Ｉｄｃ及び入力電流ｉｖそれぞれの１周期における平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ，ｉｖ＿ａｖｅを求めると、それぞれ次の式（１０）（１１）のようになる。
【００４９】
【数５】
2020115727.tif 000007
【００５０】
こうして得られた平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ，ｉｖ＿ａｖｅがそれぞれ電流Ｉｄｃ，ｉｖの指令値Ｉｄｃ＊，ｉｅｖ＊に一致すると仮定すると、次の式（１２）が得られる。制御装置１１０は、外部から入力された出力直流電流指令値Ｉｄｃ＊及び入力電流指令値ｉｅｖ＊と、交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ及び出力直流電圧Ｖｄｃのフィードバック結果とを式（１２）に代入し、その結果として得られる２つの式をｄｈ，δの２元連立２次方程式とみなして数値的に解くことにより、デューティ比ｄｈ及び位相差δを算出するよう構成される。そして、算出したデューティ比ｄｈが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０のスイッチングを実施するとともに、位相差δが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施するよう構成される。
【００５１】
【数６】
2020115727.tif 000008
【００５２】
制御装置１１０が以上の制御を行うことにより、図３に示した波形が実現され、系統電源２から負荷３に対し（力行の場合）、又は、負荷３から系統電源２に対し（回生の場合）、電流指令値Ｉｄｃ＊，ｉｅｖ＊に応じた電力を伝送することが実現される。しかしながら、以上の制御方法によれば、もし仮に電気部品としてのコイル素子１０１，１０２の実装を排し、これらをトランス１０３の漏れインダクタンスで代替したとすると、入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに大きな歪みが発生することになる。以下、この点について詳しく説明する。
【００５３】
図９は、コイル素子１０１，１０２をトランス１０３の漏れインダクタンスで代替し、かつ、制御装置１１０が上記制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ及び（ｂ）入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す図である。同図に示すように、この場合の入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、大きな歪みを含むものとなる。
【００５４】
図１０は、トランス１０３の励磁インダクタンスが無限大であると仮定して、図９と同じ場合をシミュレートした結果を示す図である。同図と図９を比較すると理解されるように、トランス１０３の励磁インダクタンスが無限大であると仮定すると、入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの歪みは大幅に改善される。このことは、トランス１０３の励磁電流が入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの歪みに大きく影響していることを示唆している。すなわち、コイル素子１０１，１０２をトランス１０３の漏れインダクタンスで代替する場合、トランス１０３として励磁インダクタンスの小さな特殊なトランスを用いることになるため、励磁インダクタンスに流れる電流（励磁電流）が大きくなる。一方、励磁インダクタンスが無限大である理想的な場合、励磁電流は０になる。そして、前者の場合には大きな歪みが生じ、後者の場合にはその歪みが大幅に改善されるのであるから、励磁電流が入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの歪みに大きく影響していると言える。励磁インダクタンスの大きさを変えることはできないので、本願の発明者は逆転の発想で、励磁電流の無視を止め、励磁電流を考慮して制御を行えば、入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの歪みを低減できるのではないかと考えた。本実施の形態は、このような考え方に基づいて発明されたもので、制御装置４は、励磁インダクタンスに基づいてデューティ比ｄｈ及び位相差δを算出することにより、励磁電流を考慮した制御を行うよう構成される。以下、本実施の形態による制御装置４が行う制御の詳細と、その制御によって実際に入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの歪みを低減できることとについて、詳しく説明する。
【００５５】
図４は、本実施の形態において採用されるトランス２０のＴ型等価回路を示す図である。同図に示したインダクンタスＬｍは、トランス２０の励磁インダクタンスである。本実施の形態による制御装置４は、この励磁インダクタンスＬｍに基づいてデューティ比ｄｈ及び位相差δを算出し、算出したデューティ比ｄｈが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０のスイッチングを実施するとともに、算出した位相差δが実現されるようＡＣ／ＡＣコンバータ１０及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０それぞれのスイッチングを実施する。以下、本実施の形態によるデューティ比ｄｈ及び位相差δの具体的な算出方法について、説明する。
【００５６】
初めに、図４の等価回路に基づくと、上述した一次側電流ｉＬ１及び二次側電流ｉＬ２が次の式（１３）のように表される。
【００５７】
【数７】
2020115727.tif 000009
【００５８】
式（１３）を解くことにより、一次側電流ｉＬ１及び二次側電流ｉＬ２が次の式（１４）（１５）のように求められる。なお、これらの式中のインダクタンスＬ'は、トランス２０の巻き数比ｎ、並びにトランス２０の漏れインダクタンスＬ１，Ｌ２及び励磁インダクタンスＬｍを用いて、式（１６）のように表されるインダクタンスである。また、電圧ｖ１'は、トランス２０の巻き数比ｎ、トランス２０の漏れインダクタンスＬ２及び励磁インダクタンスＬｍ、並びに電圧ｖ１を用いて、式（１７）のように表される電圧であり、電圧ｖ２'は、トランス２０の漏れインダクタンスＬ１及び励磁インダクタンスＬｍ、並びに電圧ｖ２を用いて、式（１８）のように表される電圧である。したがって、式（１４）（１５）に示される一次側電流ｉＬ１及び二次側電流ｉＬ２はそれぞれ、トランス２０の励磁インダクタンスＬｍに基づくものとなっている。
【００５９】
【数８】
2020115727.tif 000010
【００６０】
式（１４）（１５）はそれぞれ、式（９）と同じ形を有している。したがって、式（１０）に式（５）を用い、式（１１）に式（３）を用いることにより、出力直流電流Ｉｄｃ及び入力電流ｉｖそれぞれの平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ，ｉｖ＿ａｖｅを次の式（１９）（２０）のように表すことができる。ただし、式（２０）内のｅＨ'は、式（１７）右辺のｖ１にｅＨを代入することによって得られる値である。式（１９）（２０）から明らかなように、こうして導出される平均値Ｉｄｃ＿ａｖｅ，ｉｖ＿ａｖｅはともに、トランス２０の励磁インダクタンスＬｍに基づくものとなっている。
【００６１】
【数９】
2020115727.tif 000011
【００６２】
制御装置４は、上述した式（１２）の第１式の右辺に式（１９）を、第２式の右辺に式（２０）をそれぞれ適用し、制御装置１１０と同様にｄｈ，δの２元連立２次方程式とみなして数値的に解くことにより、デューティ比ｄｈ及び位相差δを算出する。本実施の形態によるデューティ比ｄｈ及び位相差δは、以上のようにして算出される。
【００６３】
図５は、制御装置４が上記制御を行った場合における、（ａ）交流電圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗ及び（ｂ）入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す図である。同図と図９とを比較すると理解されるように、本実施の形態によれば、電気部品としてのコイル素子１０１，１０２（図７を参照）を実装しないにも関わらず、入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの歪みが大幅に改善されている。この結果は、励磁電流を考慮して制御を行えば入力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの歪みを低減できる、という当初の考え方が正しかったことを示している。
【００６４】
図６は、本発明の実施例（実線及び黒丸）と、本発明の比較例（破線及び黒四角）とのそれぞれについて、全高調波歪み率ＴＨＤ(Total Harmonic Distortion)を測定した結果を示す図である。なお、実施例は、制御装置４が式（１９）（２０）に基づいて算出されたデューティ比ｄｈ及び位相差δに基づく制御を実施した場合を示しており、比較例は、制御装置４が式（１０）（１１）に基づいて算出されたデューティ比ｄｈ及び位相差δに基づく制御を実施した場合を示している。また、図６の測定は、次の表１に示す各物理量を有する電力変換装置１、系統電源２、及び負荷３を用いて行った。
【００６５】
【表１】
2020115727.tif 000012
【００６６】
図６に示すように、出力直流電流Ｉｄｃが負である場合（Ｉｄｃ＜０。回生時）、実施例では、ＴＨＤが良好なＴＨＤの基準である５％を下回る領域が比較例に比べて大幅に増えていることが理解される。一方、出力直流電流Ｉｄｃが正である場合（Ｉｄｃ＞０。力行時）には、実施例によるＴＨＤが比較例によるＴＨＤに比べて全体的に大きくなっているが、これは、デッドタイムやオン電圧降下の影響が顕在化したことによるものであると考えられる。すなわち、比較例では、励磁電流の影響と、デッドタイムやオン電圧降下の影響とが相殺しているが、実施例では、このうち励磁電流の影響のみが低下したため、デッドタイムやオン電圧降下の影響が大きく現れることとなったと考えられる。したがって、ＴＨＤが大きくなってはいるものの、励磁電流の影響によって生ずる歪みを低減する効果は得られているものと考えられる。以上の結果から、本実施の形態によれば、力行時及び回生時のいずれについても、励磁電流の影響によって生ずる入力電流の歪みを低減できると言える。
【００６７】
以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。
【００６８】
例えば、上記実施の形態ではｅｕ＞ｅｖ＞０＞ｅｗの場合に着目して説明したが、本発明は、これらが他の大小関係を有する場合についても同様に適用可能である。
【符号の説明】
【００６９】
１              電力変換装置
２              系統電源
３              負荷
４              制御装置
１０            ＡＣ／ＡＣコンバータ
２０            トランス
２０ａ，２０ｂ  コイル
３０            ＡＣ／ＤＣコンバータ
Ｃ１            キャパシタ
Ｃｆ            入力キャパシタ
Ｇ１〜Ｇ４      片方向スイッチ素子
Ｇｐｕ，Ｇｕｐ，Ｇｐｖ，Ｇｖｐ，Ｇｐｗ，Ｇｗｐ  片方向スイッチ素子
Ｇｎｕ，Ｇｕｎ，Ｇｎｖ，Ｇｖｎ，Ｇｎｗ，Ｇｗｎ  片方向スイッチ素子
Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ  双方向スイッチ素子
Ｌｆ            交流リアクトル
Ｒｆ            ダンピング抵抗
【図１】
2020115727.tif 000014
【図２】
2020115727.tif 000015
【図３】
2020115727.tif 000016
【図４】
2020115727.tif 000017
【図５】
2020115727.tif 000018
【図６】
2020115727.tif 000019
【図７】
2020115727.tif 000020
【図８】
2020115727.tif 000021
【図９】
2020115727.tif 000022
【図１０】
2020115727.tif 000023