(57)【要約】【課題】同期電動機が負荷装置に接続されていても、オートチューニング可能なこと。【解決手段】電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、前記同期電動機のｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記同期電動機のｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータを演算し、前記第１及び第２のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成する。【選択図】図１
2020010475.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ及び前記第２のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項２】
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記同期電動機のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項３】
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、及び、前記ｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値を示す第４のパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示す第５のパラメータ、及び、前記ｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示す第６のパラメータを演算し、
前記第４のパラメータ、前記第５のパラメータ及び前記第６のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項４】
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流、前記同期電動機のｑ軸電流、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項５】
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のｄ軸電流、前記同期電動機のｑ軸電流、及び、前記ｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値を示す第４のパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示す第５のパラメータ、及び、前記ｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示す第６のパラメータを演算し、
前記第４のパラメータ、前記第５のパラメータ及び前記第６のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期電動機の制御装置が行うオートチューニングに関する。
【背景技術】
【０００２】
埋め込み永久磁石型同期電動機（以下、ＩＰＭＳＭ）において、ｄ，ｑ軸間の干渉を含む磁気飽和を考慮した磁束モデルを、オートチューニングにより最適化する方法が知られている。その一例として、ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値に相当するパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示すパラメータ、及び、ｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示すパラメータをオートチューニングする方法がある（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
なお、磁気飽和特性とは、電流の増加に伴う電動機鉄心の磁気飽和により、ｄ，ｑ軸磁束とこれらに対応する各軸電流との線形性が崩れる特性をいい、ｄ，ｑ軸間の干渉とは、他軸電流の影響により自軸磁束が変化する特性をいう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５‐１４４５０２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＩＰＭＳＭやシンクロナスリラクタンスモータ（以下、ＳｙｎＲＭ）などの同期電動機のトルクを高精度に制御するためには、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルを求め、この磁束モデルに基づいて電流制御を行うことが望ましい。磁束モデルに基づいて電流制御を行うためには、その磁束モデルの各パラメータを算出する必要がある。
【０００６】
しかしながら、磁束モデルの各パラメータを算出するために同期電動機を無負荷運転にすることが必要なオートチューニング方法では、同期電動機が負荷装置に接続されている場合、オートチューニングを行うことができない。
【０００７】
そこで、本開示は、同期電動機が負荷装置に接続されていても、オートチューニングを行うことが可能な、同期電動機の制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ及び前記第２のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。
【０００９】
また、本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記同期電動機のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。
【００１０】
また、本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のｑ軸電流の基本波成分のフーリエ係数、前記ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ係数、前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数、及び、前記ｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値を示す第４のパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示す第５のパラメータ、及び、前記ｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示す第６のパラメータを演算し、
前記第４のパラメータ、前記第５のパラメータ及び前記第６のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。
【００１１】
また、本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｄ軸電流の直流成分を指令値に制御し、
前記ｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数、及び、前記ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ係数に基づき、前記同期電動機のｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｄ軸電流、前記同期電動機のｑ軸電流、前記ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数、前記ｄ軸電流に対するｄ軸磁束の傾きの最大値を示す第１のパラメータ、及び、ｄ軸上の磁気飽和の度合いを示す第２のパラメータに基づき、前記ｄ軸磁束に対するｑ軸電流の干渉の度合いを示す第３のパラメータを演算し、
前記第１のパラメータ、前記第２のパラメータ及び前記第３のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。
【００１２】
また、本開示の技術の一態様として、
電力変換器により同期電動機に供給する電流及び電圧を、前記同期電動機の回転子磁極方向に平行なｄ軸と、このｄ軸に直交するｑ軸とからなるｄ，ｑ直交回転座標上で制御する制御装置であって、
電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備え、
前記演算装置は、
前記同期電動機のｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ係数、及び、交番電圧の角周波数に基づき、前記同期電動機のｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数を演算し、
前記同期電動機のｄ軸電流、前記同期電動機のｑ軸電流、及び、前記ｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ係数に基づき、前記ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値を示す第４のパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示す第５のパラメータ、及び、前記ｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示す第６のパラメータを演算し、
前記第４のパラメータ、前記第５のパラメータ及び前記第６のパラメータを用いて前記磁束モデルを構成することを特徴とする同期電動機の制御装置が提供される。
【発明の効果】
【００１３】
本開示の技術によれば、同期電動機が負荷装置に接続されていても、オートチューニングを行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】第１の実施形態の全体構成例を示すブロック図である。
【図２】第１の実施形態で通流するｄ軸電流の第１の概形例である。
【図３】第１の実施形態で通流するｄ軸電流の第２の概形例である。
【図４】第１の実施形態で通流するｄ軸電流の第３の概形例である。
【図５】第２〜第５の実施形態の全体構成例を示すブロック図である。
【図６】第２〜第５の実施形態で通流するｄ軸電流及びｑ軸電流の概形例である。
【図７】第４及び第５の実施形態で使用する瞬時値のサンプル点を例示する図である。
【図８】制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図面を参照しながら本開示に係る同期電動機の制御装置の実施形態を説明する。同一の構成要素については同一の符号を付け、重複する説明は省略する。なお、本発明は下記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で適宜変形して実施することができるものである。
【００１６】
本実施形態の同期電動機の制御装置は、同期電動機の回転子が静止した状態で交番電圧を印加し、その印加時に流れる電流の応答から磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。また、本実施形態の制御装置は、同期電動機のｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値に相当するパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示すパラメータ及びｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示すパラメータをオートチューニングする。本実施形態の制御装置は、このオートチューニングの際に、各パラメータの偏微分式による勾配ベクトルを利用したシステム同定法を適用することで、同期電動機の磁束モデルをオートチューニングする。
【００１７】
本実施形態の制御装置によれば、同期電動機の磁束モデルの各パラメータを演算する際に無負荷運転が不要となるため、同期電動機が負荷装置に接続されている場合でも、回転子を静止したままの状態で磁束モデルのオートチューニングを行うことが可能となる。また、磁束モデルの複数のパラメータのうち、ｑ軸電流に対するｑ軸磁束の傾きの最大値を示すパラメータ、ｑ軸上の磁気飽和の度合いを示すパラメータ及びｑ軸磁束に対するｄ軸電流の干渉の度合いを示すパラメータを演算する際にシステム同定法が適用される。システム同定法の適用により、磁束モデル式の形式を問わず、オートチューニングを行うことが可能となる。
【００１８】
本実施形態の制御装置は、各パラメータのオートチューニングが完了した磁束モデルを同期電動機の電流制御に利用することで、同期電動機の回転を高精度に制御できる。例えば、制御装置は、オートチューニング後の各パラメータが反映された磁束モデルに基づいて算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値ｉｄ＊を用いて、周知のベクトル制御により同期電動機に供給する電流及び電圧を制御する。これにより、同期電動機の回転を高精度に制御することが可能となる。
【００１９】
次に、本実施形態の制御装置の詳細について説明する。最初に、本実施形態の制御装置が使用する磁束モデルについて説明する。
【００２０】
＜１．磁束モデル＞
数式１，２にＩＰＭＳＭの磁束モデルを示す。また、数式３，４にＳｙｎＲＭの磁束モデルを示す。これらの磁束モデルは、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮したものである。数式３，４に示されるＳｙｎＲＭの磁束モデルは、数式１，２において、永久磁石に起因するパラメータである等価磁化電流Ｉ０及び磁束オフセットφ０を零としたものに等しい。以降の実施形態では、これらのモデルを例として、磁束モデルのパラメータ（ＫＬｄ、Ｋｓｄ、Ｋｓｄｑ、ＫＬｑ、Ｋｓｑ、Ｋｓｑｄ）の演算方法ついて説明する。
【００２１】
【数１】
2020010475.tif 000003
【００２２】
【数２】
2020010475.tif 000004
【００２３】
【数３】
2020010475.tif 000005
【００２４】
【数４】
2020010475.tif 000006
【００２５】
＜２．第１の実施形態＞
（２．１）第１の実施形態の全体構成
図１は、第１の実施形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図であり、以下では、永久磁石型同期電動機（以下、単に電動機又はＳＭともいう）の電圧及び電流の制御方法を制御装置の構成と共に説明する。なお、電力変換器により同期電動機に供給する電圧及び電流の制御演算は、ｄ，ｑ軸直交回転座標上で行うこととし、電動機の回転子の磁極（Ｎ極）方向をｄ軸、回転子磁極方向に平行なｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。
【００２６】
本実施形態の制御装置１００ａは、ｄ軸電流の直流成分を指令値に制御してｄ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。
【００２７】
図１において、積分器５ａは、交番電圧の角周波数ωｈを積分してｄ軸交番電流指令値の角度θｈを演算する。ｄ軸交番電流指令演算器６ａは、ｄ軸交番電流指令値の交流成分ｉｄｈ＊を数式５のように演算する。
【００２８】
【数５】
2020010475.tif 000007
【００２９】
加算器７ａは、ｄ軸電流直流成分指令値Ｉｄｃ（０）＊とｉｄｈ＊を加算し、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊を演算する。なお，ｄ軸電流直流成分指令値Ｉｄｃ（０）＊は、零と設定してもよい。
【００３０】
電流座標変換器８ａは、ｕ相電流検出器９ｕａ及びｗ相電流検出器９ｗａによりそれぞれ検出したｕ，ｗ相電流検出値ｉｕ，ｉｗを、同期電動機１ａの磁極位置検出値θ１に基づいてｄ，ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑに座標変換する。
【００３１】
ローパスフィルタ１０ａは、ｄ軸電流検出値ｉｄの高周波成分を除去してｄ軸電流検出値ｉｄｆを演算する。
【００３２】
ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄｆとの偏差を減算器１１ａにて演算し、この偏差をｄ軸電流調節器１２ａにより増幅してｄ軸電圧指令値ｖｄＡＣＲ（ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲ）を演算する。ｄ軸電流調節器１２ａは、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊とｄ軸電流検出値ｉｄｆとの偏差が零になるように動作してｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲを演算する。
【００３３】
後述するように、磁束モデルのパラメータは、電動機鉄心の磁気飽和に起因して流れる高調波電流を利用して推定される。このため、ｄ軸電流調節器１２ａが高調波電流に作用しないようにするため、ｄ軸電流調節器１２ａの応答周波数、及び、ローパスフィルタ１０ａのカットオフ周波数は、交番電圧の角周波数ωｈの２倍よりも小さく設定される。
【００３４】
直流電機子抵抗補償器１３ａは、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖｄｒａを数式６により演算する。
【００３５】
【数６】
2020010475.tif 000008
【００３６】
電圧補償値演算器１４ａは、インピーダンス推定部１５ａで演算したｄ軸リアクタンス推定値Ｘｄｈｅｓｔ及びｄ軸電機子抵抗推定値Ｒｄｈｅｓｔを使用し、ｄ軸電圧フィードフォワード補償値ｖｄｈＦＦを数式７により演算する。なお、ｄ軸リアクタンス推定値Ｘｄｈｅｓｔ及びｄ軸電機子抵抗推定値Ｒｄｈｅｓｔなどのインピーダンスの推定は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いてインピーダンス推定部１５ａにより行われることが可能である。
【００３７】
【数７】
2020010475.tif 000009
【００３８】
フーリエ係数演算器１６ａは、θｈ，ｖｄ＊，ｉｄに基づき、ｄ軸電圧及びｄ軸電流のそれぞれのフーリエ係数を演算する。フーリエ係数演算器１６ａは、ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖｄ（ａ１）、ｄ軸電圧の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｖｄ（ｂ１）、ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数Ｉｄ（０）、ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ１）、ｄ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ１）、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ２）、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ２）、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ３）、及び、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ３）を演算する。フーリエ係数の演算は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いて行われることが可能である。
【００３９】
フーリエ係数演算器１６ａにより演算された、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ２）、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ２）、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ３）、ｄ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ３）から、電機子抵抗補償器１７ａは、数式８によりｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｄｈｒａを演算する。
【００４０】
【数８】
2020010475.tif 000010
【００４１】
ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊は、加算器７ｂ，７ｃにより、ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲ、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖｄｒａ、ｄ軸電圧フィードフォワード補償値ｖｄｈＦＦ、ｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｄｈｒａを加算して算出される。一方、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊は、零に固定する。
【００４２】
上述のように演算したｄ，ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、電圧座標変換器１８ａによって、磁極位置検出値θ１に基づいて、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換される。
【００４３】
整流回路３ａは、三相交流電源４ａからの三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ等の電力変換器２ａに供給する。
【００４４】
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）回路１９ａは、相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づいて、電力変換器２ａの出力電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御するための複数のゲート信号を生成する。電力変換器２ａは、ＰＷＭ回路１９ａからの複数のゲート信号に基づいて、電力変換器２ａ内部の複数の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ａの端子電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御する。
【００４５】
（２．２）ＫＬｄ，Ｋｓｄの演算方法の第１例
第１の実施形態におけるＫＬｄ，Ｋｓｄの演算方法の第１例について説明する。
【００４６】
数式３，４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、数式９，１０のような磁束を発生させた場合を考える。
【００４７】
【数９】
2020010475.tif 000011
【００４８】
【数１０】
2020010475.tif 000012
【００４９】
この場合、ｄ軸には数式１１に示す直流成分と高調波を含む電流が流れる。また、ｑ軸の電流は、数式１２のように零となる。
【００５０】
【数１１】
2020010475.tif 000013
【００５１】
【数１２】
2020010475.tif 000014
【００５２】
数式１２より、ｑ軸電流が零となるため、数式３のｉｑを零にすると、数式１３が得られる。
【００５３】
【数１３】
2020010475.tif 000015
【００５４】
数式１３によれば、２組のΨｄ，ｉｄを含む連立方程式を立てて解くことにより、ＫＬｄ，Ｋｓｄを算出することが可能である。そこで、図２に示した測定番号１，２のように２パターンのｄ軸電流を発生させ、フーリエ変換により電流および磁束を測定番号１，２のそれぞれの期間で計測する。その際に、磁束は直接観測することが出来ないので誘起電圧から演算する必要があるが、回転子静止状態において、磁束直流成分による誘起電圧は発生しないため、数式９のΨｄ（０）を演算することが出来ない。そこで、以下の手順でΨｄ（０）を消去する。
【００５５】
数式３を、数式９，１１を用いて交番電流位相θｈの関数に書き換えると、数式１４〜１６が得られる。ただし、ｉｄを零以上の値とすることで、数式３における絶対値を無視する。
【００５６】
【数１４】
2020010475.tif 000016
【００５７】
【数１５】
2020010475.tif 000017
【００５８】
【数１６】
2020010475.tif 000018
【００５９】
数式１５のΨｄ（０）を消去するために、数式１４をθｈで微分すると、数式１７〜１９のように、Ψｄ（０）を用いることなく、ＫＬｄ、Ｋｓｄと磁束、電流の関係式が得られる。
【００６０】
【数１７】
2020010475.tif 000019
【００６１】
【数１８】
2020010475.tif 000020
【００６２】
【数１９】
2020010475.tif 000021
【００６３】
ただし、数式１７をそのまま解く場合、２次式のＫｓｄの扱いが難しいので、動作点がΨｄ'≧０，ｉｄ'≧０の範囲内であることを前提として、式両辺の平方根をとると、数式２０が得られる。
【００６４】
【数２０】
2020010475.tif 000022
【００６５】
ここで、明らかにΨｄ'≧０，ｉｄ'≧０が成り立つθｈ＝０°の動作点について考えると、数式２０はフーリエ係数を用いて数式２１のように表せる。
【００６６】
【数２１】
2020010475.tif 000023
【００６７】
磁束は、電流と同位相であり、磁束に起因する電圧降下は、磁束から９０°進みであることから、ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψｄ（ｂ１）は、数式２２により演算される。
【００６８】
【数２２】
2020010475.tif 000024
【００６９】
数式２１より、測定番号１，２の磁束と電流の計測結果から、数式２３，２４のように連立方程式を立てることが出来る。なお、フーリエ係数の添え字は、測定番号を表す。
【００７０】
【数２３】
2020010475.tif 000025
【００７１】
【数２４】
2020010475.tif 000026
【００７２】
数式２３，２４をＫｓｄについて解くと、Ｋｓｄは、数式２５のように演算できる。
【００７３】
【数２５】
2020010475.tif 000027
【００７４】
また、数式２５で演算したＫｓｄを用いて、ＫＬｄは、数式２６で演算できる。
【００７５】
【数２６】
2020010475.tif 000028
【００７６】
（２．３）ＫＬｄ，Ｋｓｄの演算方法の第２例
第１の実施形態におけるＫＬｄ，Ｋｓｄの演算方法の第２例について説明する。
【００７７】
数式３，４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、ｄ軸に正弦波の交番電圧を印加し、数式２７，２８のような磁束を発生させた場合を考える。
【００７８】
【数２７】
2020010475.tif 000029
【００７９】
【数２８】
2020010475.tif 000030
【００８０】
この場合、ｄ軸には数式２９に示す高調波を含む電流が流れる。また、ｑ軸の電流は、数式３０のように零となる。
【００８１】
【数２９】
2020010475.tif 000031
【００８２】
【数３０】
2020010475.tif 000032
【００８３】
数式３０より、ｑ軸電流が零となるため、数式３のｉｑを零にすると、数式３１が得られる。
【００８４】
【数３１】
2020010475.tif 000033
【００８５】
数式３１によれば、２組のΨｄ，ｉｄを含む連立方程式を立てて解くことにより、ＫＬｄ，Ｋｓｄを算出することが可能である。そこで、図３に示した測定番号１，２のように２パターンの振幅の異なるｄ軸電流を発生させ、フーリエ変換により電流および磁束を測定番号１，２のそれぞれの期間で計測する。
【００８６】
数式３を、数式２７，２９を用いて交番電流位相θｈの関数に書き換えると、数式３２〜３４が得られる。
【００８７】
【数３２】
2020010475.tif 000034
【００８８】
【数３３】
2020010475.tif 000035
【００８９】
【数３４】
2020010475.tif 000036
【００９０】
ここで、θｈ＝９０°の動作点について考えると、数式３２はフーリエ係数を用いて数式３５のように表せる。また、ｉｄ≧０となるため、分母の絶対値記号は無視する。
【００９１】
【数３５】
2020010475.tif 000037
【００９２】
磁束は、電流と同位相であり、磁束に起因する電圧降下は、磁束から９０°進みであることから、ｄ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψｄ（ｂ１）は、数式３６により演算される。
【００９３】
【数３６】
2020010475.tif 000038
【００９４】
数式３６より、測定番号１，２の磁束と電流の計測結果から、数式３７，３８のように連立方程式を立てることが出来る。なお、フーリエ係数の添え字は、測定番号を表す。
【００９５】
【数３７】
2020010475.tif 000039
【００９６】
【数３８】
2020010475.tif 000040
【００９７】
数式３７，３８をＫｓｄについて解くと、Ｋｓｄは、数式３９のように演算できる。
【００９８】
【数３９】
2020010475.tif 000041
【００９９】
また、数式３９で演算したＫｓｄを用いて、ＫＬｄは、数式４０で演算できる。
【０１００】
【数４０】
2020010475.tif 000042
【０１０１】
（２．４）ＫＬｄ，Ｋｓｄの演算方法の第３例
第１の実施形態におけるＫＬｄ，Ｋｓｄの演算方法の第３例について説明する。
【０１０２】
図４に示した測定番号１，２のように２パターンのｄ軸電流を発生させた場合を考えると、測定番号１でｄ軸に発生する磁束と電流は、それぞれ、数式２７、数式２９となる。また、測定番号２でｄ軸に発生する磁束と電流は、それぞれ、数式９、数式１１となる。これらの式と、測定番号１，２の磁束の計測結果から、数式４１，４２のように連立方程式を立てることが出来る。
【０１０３】
【数４１】
2020010475.tif 000043
【０１０４】
【数４２】
2020010475.tif 000044
【０１０５】
数式４１，４２をＫｓｄについて解くと、Ｋｓｄは、数式４３〜４５のように演算できる。
【０１０６】
【数４３】
2020010475.tif 000045
【０１０７】
【数４４】
2020010475.tif 000046
【０１０８】
【数４５】
2020010475.tif 000047
【０１０９】
また、数式４３〜４５で演算したＫｓｄを用いて、ＫＬｄは、数式４６で演算できる。
【０１１０】
【数４６】
2020010475.tif 000048
【０１１１】
（２．５）パラメータの推定
上述の演算方法（すなわち、ＫＬｄ，Ｋｓｄの演算方法の第１例〜第３例のいずれかの演算方法）によれば、ＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ａの無負荷運転を行うことなく、ＫＬｄ，Ｋｓｄを演算することが可能である。この演算方法による上記の演算を図１のパラメータ推定部２０ａで実行することで、第１の実施形態におけるＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ａの磁束モデルのオートチューニングが実現され、磁束モデルが構成される。
【０１１２】
＜３．第２及び第３の実施形態＞
（３．１）第２及び第３の実施形態の全体構成
図５は、第２〜第５の実施形態に係る制御装置を主回路と共に示したブロック図であり、以下では、永久磁石型同期電動機（以下、単に電動機又はＳＭともいう）の電圧及び電流の制御方法を制御装置の構成と共に説明する。なお、電力変換器により同期電動機に供給する電圧及び電流の制御演算は、ｄ，ｑ軸直交回転座標上で行うこととし、電動機の回転子の磁極（Ｎ極）方向をｄ軸、回転子磁極方向に平行なｄ軸から９０°進み方向をｑ軸と定義する。
【０１１３】
本実施形態の制御装置１００ｂは、ｄ軸電流の直流成分を指令値に制御してｑ軸に正弦波の交番電圧を印加しているときの電流及び電圧に基づき、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルの各パラメータを演算するオートチューニングを行う。
【０１１４】
図５において、積分器５ｂは、交番電圧の角周波数ωｈを積分してｑ軸交番電流指令値の角度θｈを演算する。ｄ軸交番電流指令演算器６ｂは、ｑ軸交番電流指令値の交流成分ｉｑｈ＊を数式４７のように演算する。
【０１１５】
【数４７】
2020010475.tif 000049
【０１１６】
電流座標変換器８ｂは、ｕ相電流検出器９ｕｂ及びｗ相電流検出器９ｗｂによりそれぞれ検出したｕ，ｗ相電流検出値ｉｕ，ｉｗを、同期電動機１ｂの磁極位置検出値θ１に基づいてｄ，ｑ軸電流検出値ｉｄ，ｉｑに座標変換する。
【０１１７】
ローパスフィルタ１０ｂは、ｄ軸電流検出値ｉｄの高周波成分を除去してｄ軸電流検出値ｉｄｆを演算する。また、ローパスフィルタ１０ｃは、ｑ軸電流検出値ｉｑの高周波成分を除去してｑ軸電流検出値ｉｑｆを演算する。
【０１１８】
ｄ軸電流指令値ｉｄ（０）＊とｄ軸電流検出値ｉｄｆとの偏差を減算器１１ｂにて演算し、この偏差をｄ軸電流調節器１２ｂにより増幅してｄ軸電圧指令値ｖｄＡＣＲ（ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲ）を演算する。ｄ軸電流調節器１２ｂは、ｄ軸電流指令値ｉｄ（０）＊とｄ軸電流検出値ｉｄｆとの偏差が零になるように動作してｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲを演算する。また、ｑ軸電流指令値ｉｑｈ＊とｑ軸電流検出値ｉｑｆとの偏差を減算器１１ｃにて演算し、この偏差をｑ軸電流調節器１２ｃにより増幅してｑ軸電圧指令値ｖｑＡＣＲ（ｑ軸電圧フィードバック制御値ｖｑＡＣＲ）を演算する。ｑ軸電流調節器１２ｃは、ｑ軸電流指令値ｉｑｈ＊とｑ軸電流検出値ｉｑｆとの偏差が零になるように動作してｑ軸電圧フィードバック制御値ｖｑＡＣＲを演算する。
【０１１９】
後述するように、磁束モデルのパラメータは、電動機鉄心の磁気飽和に起因して流れる高調波電流を利用して推定される。このため、ｄ軸電流調節器１２ｂ及びｑ軸電流調節器１２ｃが高調波電流に作用しないようにするため、調節器１２ｂ，１２ｃの応答周波数、及び、ローパスフィルタ１０ｂ，１０ｃのカットオフ周波数は、交番電圧の角周波数ωｈの２倍よりも小さく設定される。
【０１２０】
直流電機子抵抗補償器１３ｂは、第１の実施形態と同様に、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖｄｒａを数式６により演算する。
【０１２１】
電圧補償値演算器１４ｂは、インピーダンス推定部１５ｂで演算したｑ軸リアクタンス推定値Ｘｑｈｅｓｔ及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒｑｈｅｓｔを使用し、ｑ軸電圧フィードフォワード補償値ｖｑｈＦＦを数式４８により演算する。なお、ｑ軸リアクタンス推定値Ｘｑｈｅｓｔ及びｑ軸電機子抵抗推定値Ｒｑｈｅｓｔなどのインピーダンスの推定は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いてインピーダンス推定部１５ｂにより行われることが可能である。
【０１２２】
【数４８】
2020010475.tif 000050
【０１２３】
フーリエ係数演算器１６ｂは、θｈ，ｖｑ＊，ｉｄに基づき、ｑ軸電圧、ｑ軸電流及びｄ軸電流のそれぞれのフーリエ係数を演算する。フーリエ係数演算器１６ｂは、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｖｑ（ａ１）、ｑ軸電圧の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｖｑ（ｂ１）、ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ余弦係数Ｉｑ（ａ１）、ｑ軸電流の基本波成分のフーリエ正弦係数Ｉｑ（ｂ１）、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｑ（ａ３）、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｑ（ｂ３）、ｄ軸電流の直流成分のフーリエ係数Ｉｄ（０）、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ２）、及び、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ２）を演算する。フーリエ係数の演算は、例えば特許文献１等に記載されている公知技術を用いて行われることが可能である。
【０１２４】
フーリエ係数演算器１６ｂにより演算された、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｄ（ａ２）、ｄ軸電流の２倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｄ（ｂ２）、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ余弦係数Ｉｑ（ａ３）、ｑ軸電流の３倍高調波成分のフーリエ正弦係数Ｉｑ（ｂ３）から、電機子抵抗補償器１７ｂは、数式４９によりｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｄｈｒａおよびｑ軸高調波電機子抵抗補償値Ｖｑｈｒａを演算する。
【０１２５】
【数４９】
2020010475.tif 000051
【０１２６】
ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊は、加算器７ｄにより、ｄ軸電圧フィードバック制御値ｖｄＡＣＲ、ｄ軸電機子抵抗フィードフォワード補償値ｖｄｒａ、ｄ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｄｈｒａを加算して算出される。一方、ｑ軸電圧指令値ｖｑ＊は、加算器７ｅ，７ｆにより、ｑ軸電圧フィードバック制御値ｖｑＡＣＲ、ｑ軸電圧フィードフォワード補償値ｑｈＦＦ、ｑ軸高調波電機子抵抗補償値ｖｑｈｒａを加算して算出される。
【０１２７】
上述のように演算したｄ，ｑ軸電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊は、電圧座標変換器１８ｂによって、磁極位置検出値θ１に基づいて、ｕ，ｖ，ｗ相の相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換される。
【０１２８】
整流回路３ｂは、三相交流電源４ｂからの三相交流電圧を整流して直流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ等の電力変換器２ｂに供給する。
【０１２９】
ＰＷＭ回路１９ｂは、相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づいて、電力変換器２ｂの出力電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御するための複数のゲート信号を生成する。電力変換器２ｂは、ＰＷＭ回路１９ｂからの複数のゲート信号に基づいて、電力変換器２ｂ内部の複数の半導体スイッチング素子を制御することにより、ＩＰＭＳＭやＳｙｎＲＭなどの同期電動機１ｂの端子電圧を相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に制御する。
【０１３０】
（３．２）Ｋｓｄｑ，ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄの演算方法
数式３および数式４の磁束モデル式について、Ｋｓｄｑ，ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを無負荷運転することなく演算する方法を以下に示す。
【０１３１】
数式３，４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、ｄ軸に直流電圧を印加しｑ軸に正弦波の交番電圧を印加し、数式５０，５１のような磁束を発生させた場合を考える。
【０１３２】
【数５０】
2020010475.tif 000052
【０１３３】
【数５１】
2020010475.tif 000053
【０１３４】
また、数式５１におけるｑ軸磁束の基本波成分のフーリエ正弦係数Ψｑ（ｂ１）は、数式５２により演算される。
【０１３５】
【数５２】
2020010475.tif 000054
【０１３６】
この場合、ｄ軸には数式５３に示す直流成分と高調波成分を含む電流が流れ、ｑ軸には数式５４に示す交番周波数基本波成分と高調波成分を含む電流が流れる。
【０１３７】
【数５３】
2020010475.tif 000055
【０１３８】
【数５４】
2020010475.tif 000056
【０１３９】
（３．２．１）Ｋｓｄｑの演算
まず、上述の第１の実施形態の演算結果を利用して、Ｋｓｄｑを演算する方法について説明する。数式３をＫｓｄｑについて解くと、数式５５となる。
【０１４０】
【数５５】
2020010475.tif 000057
【０１４１】
数式５５に、上述の第１の実施形態で演算したＫＬｄ，Ｋｓｄと数式５０〜５４の磁束および電流を代入することで、Ｋｓｄｑを演算することが可能である。
【０１４２】
以下にＫｓｄｑの具体的な演算方法を示す。数式５０〜５４を用いて、数式５５を書き換えると、数式５６〜５８が得られる。
【０１４３】
【数５６】
2020010475.tif 000058
【０１４４】
【数５７】
2020010475.tif 000059
【０１４５】
【数５８】
2020010475.tif 000060
【０１４６】
また、上述の第１の実施形態でも述べたように、回転子が静止した状態では、Ψｄ（０）を直接計測することが出来ない。そこで、先に調整したＫＬｄ，Ｋｓｄにより、Ψｄ（０）を演算する。数式５０より、ｄ軸磁束は、交流成分を含まないため、動作点によらず一定である。そこで、数式５３，５４のθｈを零とすると（θｈ＝０°）、ｄ軸電流およびｑ軸電流は、それぞれ、数式５９，６０と表現される。
【０１４７】
【数５９】
2020010475.tif 000061
【０１４８】
【数６０】
2020010475.tif 000062
【０１４９】
数式３，５９，６０より、Ψｄ（０）は、数式６１で演算できる。
【０１５０】
【数６１】
2020010475.tif 000063
【０１５１】
数式５６の動作点をθｈ＝９０°とし、数式６１により演算したΨｄ（０）を用いることで、Ｋｓｄｑは、数式６２により演算することができる。
【０１５２】
【数６２】
2020010475.tif 000064
【０１５３】
（３．２．２）ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄの演算
数式４に示す磁束モデル式を持つＳｙｎＲＭについて、Ｋｓｄｑの演算の場合と同様に、数式５０，５１に示す磁束を発生させる。その際のｄ軸電流指令値は、図６の測定番号１〜６に示すように、直流成分を変化させる。この時に流れる電流には、数式５３，５４と同様に、高調波成分が発生する。この電流について、図６の測定番号ごとにフーリエ係数を計測し、また、θｈの動作点を任意に同定パラメータ点数以上選択することで、ｄ，ｑ軸電流及びｑ軸磁束の値を動作点ごとに演算しサンプルする。
【０１５４】
次に、サンプルしたデータからＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを演算する方法について、システム同定手法である最小２乗法を使用した場合を例として説明する。なお、最小２乗法とは、全サンプルデータについて、実際の計測値とモデルによる演算値の２乗誤差の和が最小となるようにパラメータを決定する手法である。
【０１５５】
ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを同定するパラメータとすると、数式４の２乗誤差を合計したＳｎｑは、数式６３で表現される。なお、式中の添え字ｎは、サンプル点の番号を意味する。
【０１５６】
【数６３】
2020010475.tif 000065
【０１５７】
数式６３のＳｎｑが最小となるように、ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを遷移させることで、ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄの同定が可能である。Ｓｎｑを減少させるパラメータ遷移方向は、ＳｎｑをＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを要素とするベクトルと考え、勾配ベクトル∇Ｓｎｑを演算することで知ることができる。ｉｄｎ，ｉｑｎを全て正とし、数式６４〜６８は、∇Ｓｎｑの式を示す。
【０１５８】
【数６４】
2020010475.tif 000066
【０１５９】
【数６５】
2020010475.tif 000067
【０１６０】
【数６６】
2020010475.tif 000068
【０１６１】
【数６７】
2020010475.tif 000069
【０１６２】
【数６８】
2020010475.tif 000070
【０１６３】
数式６４〜６８より勾配ベクトルが得られるため、例えば降下法などの局所探索法を使用することで、Ｓｎｑが最小となるパラメータを演算することが可能である。また、探索する際のパラメータ初期値は全て零としてもよいし、サンプルデータから計算した近似値を使用してもよい。
【０１６４】
なお、数式６４〜６８のｉｄｎに等価磁化電流Ｉ０を既知の値として加えることで、以上の方式をＩＰＭＳＭにも適用可能である。この時の式を数式６９〜７２に示す。
【０１６５】
【数６９】
2020010475.tif 000071
【０１６６】
【数７０】
2020010475.tif 000072
【０１６７】
【数７１】
2020010475.tif 000073
【０１６８】
【数７２】
2020010475.tif 000074
【０１６９】
（３．３）パラメータの推定
Ｋｓｄｑ，ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄの上述の演算方法によれば、ＳｙｎＲＭやＩＰＭＳＭなどの同期電動機１ｂの無負荷運転を行うことなく、Ｋｓｄｑ，ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを演算することが可能である。この演算方法による上記の演算を図５のパラメータ推定部２０ｂで実行することで、第２及び第３の実施形態における同期電動機１ｂの磁束モデルのオートチューニングが実現され、磁束モデルが構成される。
【０１７０】
＜４．第４及び第５の実施形態＞
Ｋｓｄｑ，ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを算出する際に、第２及び第３の実施形態に示したｄ，ｑ軸電流のフーリエ係数を使用する方法ではなく、瞬時値を使用する方法について説明する。なお、交番電圧を同期電動機に印加するための制御動作は、第２及び第３の実施形態と同様なので、その説明は省略する。
【０１７１】
（４．１）Ｋｓｄｑの演算
まず、ｑ軸電流の瞬時値、ｄ軸電流の瞬時値を、例えば図７のθｈ３のタイミングで測定する。また、ｄ軸磁束は、直流成分のみで一定となる。そのため、ｄ軸電流直流成分のフーリエ係数とｄ軸電流２倍高調波のフーリエ余弦係数を用いて、ｄ軸磁束の直流成分のフーリエ係数Ψｄ（０）は、数式６１により演算される。これらの値を使用し、数式５５を演算することでＫｓｄｑを算出することができる。
【０１７２】
（４．２）ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄの演算
まず、ｑ軸電流の瞬時値、ｄ軸電流の瞬時値を、図６に示す測定番号ごとに、例えば図７のようにθｈを同定パラメータ点数以上選択して測定する。また、ｑ軸磁束の瞬時値は、数式５２で演算したｑ軸磁束基本波のフーリエ正弦係数と、図７のθｈ１〜θｈ５を使用して、数式５１で演算される。
【０１７３】
サンプルしたデータを、フーリエ係数とθｈで作成したサンプルデータの代わりに、数式６４〜６８に使用することで、最小２乗法によるパラメータを演算することができる。
【０１７４】
（４．３）パラメータの推定
Ｋｓｄｑ，ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄの上述の演算方法によれば、ＳｙｎＲＭやＩＰＭＳＭなどの同期電動機１ｂの無負荷運転を行うことなく、Ｋｓｄｑ，ＫＬｑ，Ｋｓｑ，Ｋｓｑｄを演算することが可能である。この演算方法による上記の演算を図５のパラメータ推定部２０ｂで実行することで、第４及び第５の実施形態における同期電動機１ｂの磁束モデルのオートチューニングが実現され、磁束モデルが構成される。
【０１７５】
図８は、制御装置が備える演算装置のハードウェア構成を例示する図である。制御装置は、電動機鉄心の磁気飽和特性を少なくとも考慮した磁束モデルに基づいて演算する演算装置を備える。図８は、演算装置の一例であるマイクロコンピュータ１１０を示している。マイクロコンピュータ１１０は、メモリ１２１、ＣＰＵ（Central Processing Unit）１２２、ＡＤ（Analog to Digital）変換部１２３、ＰＷＭモジュール１２４、通信部１２５及びタイマ１２６を備える。ＣＰＵ１２２は、制御装置の制御を行うプロセッサである。通信部１２５は、マイクロコンピュータ１１０外部の上位コントローラと通信を行う。タイマ１２６は、タイマ値のカウントを行う。メモリ１２１は、プログラム等を記憶する。メモリ１２１内のプログラムによって、ＣＰＵ１２２が動作する。図１，５の各制御ブロックの機能は、メモリ１２１に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ１２２が動作することにより実現される。
【０１７６】
図１の各制御ブロックとは、例えば、加算器７ａ，７ｂ，７ｃ、減算器１１ａ、ｄ軸交番電流指令演算器６ａ、ｄ軸電流調節器１２ａ、電圧座標変換器１８ａ、電流座標変換器８ａ、直流電機子抵抗補償器１３ａ、ローパスフィルタ１０ａ、電圧補償値演算器１４ａ、電機子抵抗補償器１７ａ、積分器５ａ、フーリエ係数演算器１６ａ、インピーダンス推定部１５ａ及びパラメータ推定部２０ａである。
【０１７７】
図５の各制御ブロックとは、例えば、加算器７ｄ，７ｅ，７ｆ、減算器１１ｂ，１１ｃ、ｑ軸交番電流指令演算器６ｂ、電流調節器１２ｂ，１２ｃ、電圧座標変換器１８ｂ、電流座標変換器８ｂ、直流電機子抵抗補償器１３ｂ、ローパスフィルタ１０ｂ，１０ｃ、電圧補償値演算器１４ｂ、電機子抵抗補償器１７ｂ、積分器５ｂ、フーリエ係数演算器１６ｂ、インピーダンス推定部１５ｂ及びパラメータ推定部２０ｂである。
【０１７８】
図１，５の各制御ブロックの機能は、コンピュータに各機能を実現させるプログラムによって提供可能である。また、各制御ブロックの機能は、上記のプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体、又は、上記のプログラム等のコンピュータプログラムプロダクトによって提供可能である。記録媒体としては、例えばフレキシブルディスク、ハードディスク、光ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、不揮発性のメモリカード、ＲＯＭ等を用いることができる。
【０１７９】
以上、同期電動機の制御装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。
【符号の説明】
【０１８０】
１ａ，１ｂ  同期電動機
２ａ，２ｂ  電力変換器
３ａ，３ｂ  整流回路
４ａ，４ｂ  三相交流電源
５ａ，５ｂ  積分器
６ａ，６ｂ  交番電流指令演算器
７ａ〜７ｆ  加算器
８ａ，８ｂ  電流座標変換器
９ｕａ，９ｗａ，９ｕｂ，９ｗｂ  電流検出器
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ  ローパスフィルタ
１１ａ，１１ｂ，１１ｃ  減算器
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ  電流調節器
１３ａ，１３ｂ  直流電機子抵抗補償器
１４ａ，１４ｂ  電圧補償値演算器
１５ａ，１５ｂ  インピーダンス推定部
１６ａ，１６ｂ  フーリエ係数演算器
１７ａ，１７ｂ  電機子抵抗補償器
１８ａ，１８ｂ  電圧座標変換器
１９ａ，１９ｂ  ＰＷＭ回路
２０ａ，２０ｂ  パラメータ推定部
１００ａ，１００ｂ  制御装置
１１０  マイクロコンピュータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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