(57)【要約】【課題】信頼性を損なうことなく、小型且つ高効率な電力変換装置を実現する。【解決手段】電力変換装置（１００）におけるＤＣ／ＤＣコンバータ（１）は、トランス（ＴＲ）の一次側コイル（ＬＲ１）に直列に接続され、一次側コイルとともに共振回路（２）を構成する共振コンデンサ（Ｃｒ）および共振コイル（Ｌｒ）と、共振回路に供給する直流電圧（ＶＩＮ）の極性を切り替えるためのスイッチ回路（３）と、制御部（４）と、トランスの二次側コイルに発生した電圧を平滑化して出力する出力回路（５）とを有し、前記制御部は、所定周期（Ｔｓｗ）毎の一次側コイルに電圧が印加される期間が時間の経過とともに増加するように前記スイッチ回路を制御するソフトスタート制御モードと、前記一次コイルに電圧が印加される期間が時間の経過によらず一定になるように前記スイッチ回路を制御する通常制御モードとを有することを特徴とする。【選択図】図１
2020010444.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、前記トランスの一次側コイルに直列に接続され、前記一次側コイルとともに共振回路を構成する共振コンデンサおよび共振コイルと、入力された直流電圧の極性を交互に切り替えて前記共振回路に入力するためのスイッチ回路と、前記スイッチ回路のオン／オフを一定のスイッチング周波数で切り替える制御部と、前記トランスの二次側コイルに発生した電圧を平滑化して出力する出力回路とを有する、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを備え、
前記制御部は、所定周期毎の前記一次側コイルに電圧が印加される期間が時間の経過とともに増加するように前記スイッチ回路を制御するソフトスタート制御モードと、前記所定周期毎の前記一次側コイルに電圧が印加される期間が時間の経過によらず一定になるように前記スイッチ回路を制御する通常制御モードと、を有する
電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力回路から出力された電圧を交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣインバータを更に備える
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電力変換装置において、
前記直流電圧が印加される第１直流入力端子および第２直流入力端子を更に備え、
前記スイッチ回路は、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、および第４スイッチを有し、
前記第１スイッチの一端が前記第１直流入力端子に接続され、
前記第２スイッチの一端が前記第２直流入力端子に接続され、前記第２スイッチの他端が前記第１スイッチの他端に接続され、
前記第３スイッチの一端が前記第１直流入力端子に接続され、
前記第４スイッチの一端が前記第２直流入力端子に接続され、前記第４スイッチの他端が前記第３スイッチの他端に接続され、
前記共振コンデンサ、前記共振コイル、および前記一次側コイルは、前記第１スイッチと前記第２スイッチとが接続されるノードと、前記第３スイッチと前記第４スイッチとが接続されるノードとの間に直列に接続され、
前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１スイッチおよび前記第４スイッチが共にオフしているときに前記第２スイッチおよび前記第３スイッチが共にオンする第１期間と、前記第２スイッチおよび前記第３スイッチが共にオフしているときに前記第１スイッチおよび前記第４スイッチが共にオンする第２期間とが、時間の経過とともに増加するように前記スイッチ回路を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記第１スイッチのオン／オフを切り替えるための第１制御信号と、前記第２スイッチのオン／オフを切り替えるための第２制御信号と、前記第３スイッチのオン／オフを切り替えるための第３制御信号と、前記第４スイッチのオン／オフを切り替えるための第４制御信号とを生成し、
前記第１乃至第４制御信号は、デューティ比および周波数が互いに等しくなるように生成された周期信号であって、
前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて前記第１乃至第４制御信号を生成するとき、前記第２制御信号と前記第３制御信号との第１位相差および前記第１制御信号と前記第４制御信号との第２位相差が時間の経過とともに小さくなるように、前記第１乃至第４制御信号の位相を調整する
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差を離散的に変化させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差を連続的に変化させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差を一定の速度で変化させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項４に記載の電力変換装置において、
前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差が変化する速度を加速させる
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１乃至８の何れか一項に記載の電力変換装置において、
前記共振コイルは、前記共振コイルのインダクタンスをＬｒ、前記直流電圧をＶＩＮ、前記一次側コイルに電圧が印加される期間をｔｏｎ、前記スイッチの最大許容電流をΔＩｍａｘ、前記スイッチング周波数をｆｓｗ、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの定格出力時に前記共振コイルＬｒに流れる電流をＩｒａｔｅｄとしたとき、式（Ａ）で示される範囲のインダクタンスを有する
ことを特徴とする電力変換装置。
【数１】
2020010444.tif 000008
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、例えば、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを用いたインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、ハイブリッド車（ＨＶ：Ｈｙｂｒｉｄ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）や電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）等に搭載される車載用の電力変換装置としてのインバータにおいて、小型化および高効率が望まれている。
【０００３】
また、近年、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータが注目されている。ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ（以下、「ＬＬＣコンバータ」とも称する。）は、２つのインダクタンス（Ｌ）と１つのコンデンサ（Ｃ）との共振を利用してスイッチング時の電圧と電流の位相をずらすソフトスイッチングにより、スイッチング損失やＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）ノイズ等を低減したＤＣ／ＤＣコンバータである（特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平０７−２２２４４４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一般に、車載用のインバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータによって高圧バッテリの直流電圧（例えば２００Ｖ〜３００Ｖ）を所望の大きさの直流電圧（例えば１００Ｖ）に変換し、変換した直流電圧を、ＤＣ／ＡＣインバータによって交流電圧（例えば家庭用の交流電圧：ＡＣ１００Ｖ）に変換する。
【０００６】
本願発明者らは、車載用のインバータの小型化および高効率化のために、インバータの構成要素の一つであるＤＣ／ＤＣコンバータに、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを採用することを検討した。
【０００７】
図８は、本願発明者らが本願に先立って検討したＬＬＣコンバータの回路構成を示す図である。なお、図８では、説明の便宜上、トランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍを図示している。
【０００８】
一般的に、ＬＬＣコンバータは、定電圧電源として用いられることが多い。すなわち、定電圧制御のＬＬＣコンバータでは、トランスＴＲの１次側に接続されたスイッチ（トランジスタ）Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを切り替える制御信号のスイッチング周波数ｆｓｗを変化させてトランスＴＲの１次側に印加する電圧を調整することにより、トランスＴＲの２次側に接続された出力コンデンサ（平滑化コンデンサ）ＣＯＵＴの両端の電圧（出力電圧ＶＯＵＴ）が一定の電圧になるように制御している。このようなＬＬＣコンバータでは、出力電圧ＶＯＵＴを一定にするために、共振コイルＬｒのインダクタンスを、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１のインダクタンス、すなわちトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍと同等の大きさにする必要がある。
【０００９】
このような、トランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍと共振コイルＬｒのインダクタンスとが同等の大きさに設定された定電圧制御のＬＬＣコンバータを、高入力・高出力（例えば１．５ｋＷ出力）の車載用のインバータにそのまま適用した場合、共振コイルＬｒの発熱量が大きくなり、共振コイルＬｒでの損失が無視できない。その結果、インバータの高効率化のためにＬＬＣコンバータを採用したにも関わらず、インバータの効率が低下するという問題が生じることが明らかとなった。
【００１０】
一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータは、数百Ｖの入力電圧ＶＩＮから数十Ｖの出力電圧ＶＯＵＴを降圧して出力するものが多く、入力側と出力側の電圧比が１０：１のように設定されている。そのため、例えば、出力側（トランスの二次側）で１０Ａ程度の負荷電流ＩＯＵＴが流れる場合であっても、入力側（トランスの一次側）には、１Ａ（＝１０Ａ×１／１０）程度の入力電流ＩＩＮしか流れず、共振コイルＬｒでの発熱量がＬＬＣコンバータの効率に与える影響は限定的である。
【００１１】
これに対し、車載用のインバータにおけるＬＬＣコンバータでは、入力電圧ＶＩＮ（２００Ｖ〜３００Ｖ）と出力電圧ＶＯＵＴとが同程度であるため、一次側と二次側との電圧比率の差が小さい。そのため、例えば、二次側で１０Ａの負荷電流ＩＯＵＴが流れる場合、一次側にも１０Ａ程度の入力電流ＩＩＮが流れることになり、共振コイルＬｒの発熱量が大きくなる。その結果、インバータの高効率化のためにＬＬＣコンバータを採用したにも関わらず、インバータの効率が低下してしまう。
【００１２】
そこで、本願発明者らは、車載用のインバータにＬＬＣコンバータを採用するために、ＬＬＣコンバータの出力電圧ＶＯＵＴを一定値に制御する定電圧制御を行わないことを検討した。これによれば、共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍよりも小さくすることが可能となり、車載用のインバータにＬＬＣコンバータを適用した場合であっても、共振コイルＬｒでの発熱を抑えることが可能となる。
【００１３】
しかしながら、共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍよりも小さい値に設定した場合、例えば、共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍの十分の一以下に設定した場合、ＬＬＣコンバータを起動するときのソフトスタート制御時に、以下に示す新たな問題が生じることが本願発明者らの検討により明らかとなった。
【００１４】
図９は、一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータのスイッチング周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。図９において、参照符号５００は、一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータにおけるスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧ＶＯＵＴの変化を表している。
【００１５】
図９に示すように、一般的なＬＬＣコンバータは、スイッチング周波数ｆｓｗの上昇に伴って出力電圧ＶＯＵＴが増加し、スイッチング周波数ｆｓｗが所定の値を超えた後、スイッチング周波数ｆｓｗが上昇すると出力電圧ＶＯＵＴが低下する特性を有している。
【００１６】
一般的なＬＬＣコンバータでは、図９に示すようなスイッチング周波数ｆｓｗと出力電圧ＶＯＵＴとの関係を利用して、起動時における出力コンデンサＣＯＵＴ等への突入電流や出力電圧ＶＯＵＴのオーバーシュート等を防止するためのソフトスタート制御を行っている。具体的には、図９に示すように、ＬＬＣコンバータの起動時のスイッチング周波数ｆｓｗを定常時のスイッチング周波数ｆｓｗよりも高く設定しておき、起動後、スイッチング周波数ｆｓｗを徐々に低下させることで、起動時における出力コンデンサＣＯＵＴ等への突入電流を抑えつつ、出力電圧が緩やかに上昇するように制御している。
【００１７】
しかしながら、定電圧制御を行わず、且つ共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍよりも小さくしたＬＬＣコンバータ（以下、「インバータ用ＬＬＣコンバータ」とも称する。）では、ソフトスタート制御による起動時において、共振コイルＬｒに大電流が発生し、スイッチＱ１〜Ｑ４および共振コイルＬｒ等の一次側の回路素子が破壊される虞がある。
【００１８】
図１０は、インバータ用ＬＬＣコンバータのスイッチング周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。図１０において、参照符号５００は、図９と同様に、一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータにおけるスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧ＶＯＵＴの変化を表し、参照符号５０１は、インバータ用ＬＬＣコンバータにおけるスイッチング周波数ｆｓｗに対する出力電圧ＶＯＵＴの変化を表している。
【００１９】
図１０から理解されるように、インバータ用ＬＬＣコンバータは、一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータに比べて、スイッチング周波数ｆｓｗの増加に対して出力電圧ＶＯＵＴの変化が緩やかになる傾向がある。これは、共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍよりも小さい値に設定していることに起因すると考えられる。
【００２０】
そのため、インバータ用ＬＬＣコンバータにおいて上述した従来のソフトスタート制御を行った場合、起動時のスイッチング周波数を定常時のスイッチング周波数よりも十分に高く設定したとしても、出力電圧ＶＯＵＴは定常時に比べて十分に下がらない。そのため、インバータ用ＬＬＣコンバータの起動時の出力コンデンサＣＯＵＴ等への突入電流が大きくなり、一次側の共振コイルＬｒに流れる電流も大きくなる傾向がある。
【００２１】
ここで、インバータ用ＬＬＣコンバータにおいて従来のソフトスタート制御を行ったときに共振コイルＬｒに流れる電流について説明する。
【００２２】
図１１は、本願発明者らの本願に先立って検討したインバータ用ＬＬＣコンバータの起動時の動作を説明するための図である。
図１２は、本願発明者らの本願に先立って検討したインバータ用ＬＬＣコンバータの起動時における共振コンデンサの電圧と共振コイルの電流のシミュレーション結果を示す図である。図１２において、横軸は時間を表し、縦軸は電流および電圧を表し、参照符号６００は、共振コイルの電流の時間的な変化を表し、参照符号６０１は、共振コンデンサの電圧の時間的な変化を表している。
【００２３】
図１１に示すように、ＬＬＣコンバータの起動時において、例えばスイッチＱ２およびスイッチＱ３がオンしたとき、スイッチＱ２およびスイッチＱ３を介して、一次側の共振コイルＬｒ、トランスＴＲ（一次側）、および共振コンデンサＣｒに入力電圧ＶＩＮが加わる。このとき、ＬＬＣコンバータの二次側の出力コンデンサＣＯＵＴには電荷が溜まっておらず、出力コンデンサＣＯＵＴのインピーダンスがゼロに近い値となり、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１のインピーダンスもゼロに近い値となる。また、一次側の共振コンデンサＣｒには電荷が溜まっていないため、共振コンデンサＣｒのインピーダンスもゼロに近い値となる。そのため、スイッチＱ２，Ｑ３がオンしたとき、図１１に示す経路で過電流が流れ、インバータ用ＬＬＣコンバータの入力電圧ＶＩＮの略全てが共振コイルＬｒに加わることになる。
【００２４】
このとき、共振コイルＬｒに流れる電流ΔＩは、下記式（１）によって表される。式（１）において、ＶＩＮはＬＬＣコンバータの入力電圧（直流入力端子ＤＩＰと直流入力端子ＤＩＮ間の電圧）、Ｌｒは共振コイルのインダクタンス、ｔｏｎは、トランスＴＲの通電期間、すなわちトランスＴＲの一次側コイルＬＲ１（共振コイルＬｒ）に電圧（同一極性の電圧、例えば＋ＶＩＮまたは−ＶＩＮ）が印加される期間である。換言すれば、ｔｏｎは、スイッチＱ２，Ｑ３が共にオンしている時間、またはスイッチＱ１，Ｑ４が共にオンしている時間である。
【数１】
2020010444.tif 000003
【００２５】
式（１）から理解されるように、共振コイルＬｒに印加される電圧（入力電圧ＶＩＮ）が大きくなるほど、共振コイルＬｒに流れる電流が大きくなり、共振コイルＬｒのインダクタンスが小さくなるほど、共振コイルＬｒに流れる電流が大きくなる。
【００２６】
上述したように、一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータでは、共振コイルＬｒのインダクタンスがトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍと同程度の大きな値に設定されている。そのため、式（１）によれば、一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータでは、共振コイルＬｒに流れる電流ΔＩは抑えられる。
【００２７】
一方、車載用のインバータのＬＬＣコンバータでは、上述したように、一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータに比べて共振コイルＬｒのインダクタンスが小さい値に設定されているため、共振コイルＬｒに流れる電流が非常に大きくなる。例えば、図１２に示すように、インバータ用ＬＬＣコンバータでは、共振コイルＬｒに最大１２０Ａもの過電流が流れる場合がある。この起動時の過電流がＬＬＣコンバータの一次側に流れた場合、共振コイルＬｒのみならず、スイッチＱ１〜Ｑ４および共振コンデンサＣｒ等の一次側の回路部品が破壊される虞がある。
【００２８】
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを採用した場合であっても、信頼性を損なうことなく、小型且つ高効率な電力変換装置を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２９】
本発明の代表的な実施の形態に係る電力変換装置は、トランスと、前記トランスの一次側コイルに直列に接続され、前記一次側コイルとともに共振回路を構成する共振コンデンサおよび共振コイルと、入力された直流電圧の極性を交互に切り替えて前記共振回路に入力するためのスイッチ回路と、前記スイッチ回路のオン／オフを一定のスイッチング周波数で切り替える制御部と、前記トランスの二次側コイルに発生した電圧を平滑化して出力する出力回路とを有する、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを備え、前記制御部は、所定周期毎の前記一次側コイルに電圧が印加される期間が時間の経過とともに増加するように前記スイッチ回路を制御するソフトスタート制御モードと、前記所定周期毎の前記一次側コイルに電圧が印加される期間が時間の経過によらず一定になるように前記スイッチ回路を制御する通常制御モードとを有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
本発明に係る電力変換装置によれば、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを採用した場合であっても信頼性を損なうことなく、小型且つ高効率な電力変換装置を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の一実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えたインバータの回路構成を示す図である。
【図２】ＤＣ／ＤＣコンバータ１における通常制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御方法を説明するための図である。
【図３Ａ】スイッチＱ２，Ｑ３がオンし、且つスイッチＱ１，Ｑ４がオフした時のＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側の電流経路を示す図である。
【図３Ｂ】スイッチＱ１，Ｑ４がオンし、且つスイッチＱ２，Ｑ３がオフした時のＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側の電流経路を示す図である。
【図４】ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるソフトスタート制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御信号を示すタイミングチャートである。
【図５】ＤＣ／ＤＣコンバータ１における制御部４の制御モードの切り替え方法を説明するための図である。
【図６Ａ】ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるソフトスタート制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御方法を説明するための図である。
【図６Ｂ】ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるソフトスタート制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御方法を説明するための図である。
【図６Ｃ】ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるソフトスタート制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御方法を説明するための図である。
【図７】ＤＣ／ＤＣコンバータ１のシミュレーション結果を示す図である。
【図８】本願発明者らが本願に先立って検討したＬＬＣコンバータの回路構成を示す図である。
【図９】一般的な定電圧制御のＬＬＣコンバータのスイッチング周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。
【図１０】インバータ用ＬＬＣコンバータのスイッチング周波数に対する出力電圧の特性を示す図である。
【図１１】本願発明者らの本願に先立って検討したインバータ用ＬＬＣコンバータの起動時の動作を説明するための図である。
【図１２】本願発明者らの本願に先立って検討したインバータ用ＬＬＣコンバータの起動時における共振コンデンサの電圧と共振コイルの電流のシミュレーション結果を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
１．実施の形態の概要
先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。なお、以下の説明では、一例として、発明の構成要素に対応する図面上の参照符号を、括弧を付して記載している。
【００３３】
〔１〕本発明の代表的な実施の形態に係る電力変換装置（１００）は、トランス（ＴＲ）と、前記トランスの一次側コイル（ＬＲ１）に直列に接続され、前記一次側コイルとともに共振回路（２）を構成する共振コンデンサ（Ｃｒ）および共振コイル（Ｌｒ）と、入力された直流電圧（ＶＩＮ）の極性を交互に切り替えて前記共振回路に入力するためのスイッチ回路（３）と、前記スイッチ回路のオン／オフを一定のスイッチング周波数で切り替える制御部（４）と、前記トランスの二次側コイルに発生した電圧を平滑化して出力する出力回路（５）とを有するＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ（１）を備え、前記制御部は、所定周期（Ｔｓｗ）毎の前記一次側コイルに電圧が印加される期間が時間の経過とともに増加するように前記スイッチ回路を制御するソフトスタート制御モードと、前記所定周期毎の前記一次側コイルに電圧が印加される期間が時間の経過によらず一定になるように前記スイッチ回路を制御する通常制御モードとを有することを特徴とする。
【００３４】
〔２〕上記電力変換装置において、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力回路から出力された電圧（ＶＯＵＴ）を交流電圧に変換するＤＣ／ＡＣインバータ（６）を更に備えてもよい。
【００３５】
〔３〕上記電力変換装置において、前記直流電圧が印加される第１直流入力端子（ＤＩＮ）および第２直流入力端子（ＤＩＰ）を更に備え、前記スイッチ回路は、第１スイッチ（Ｑ１）、第２スイッチ（Ｑ２）、第３スイッチ（Ｑ３）、および第４スイッチ（Ｑ４）を有し、前記第１スイッチの一端が前記第１直流入力端子に接続され、前記第２スイッチの一端が前記第２直流入力端子に接続され、前記第２スイッチの他端が前記第１スイッチの他端に接続され、前記第３スイッチの一端が前記第１直流入力端子に接続され、前記第４スイッチの一端が前記第２直流入力端子に接続され、前記第４スイッチの他端が前記第３スイッチの他端に接続され、前記共振コンデンサ、前記共振コイル、および前記一次側コイルは、前記第１スイッチと前記第２スイッチとが接続されるノード（ＲＮ２）と、前記第３スイッチと前記第４スイッチとが接続されるノード（ＲＮ１）との間に直列に接続され、前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１スイッチおよび前記第４スイッチが共にオフしているときに前記第２スイッチおよび前記第３スイッチが共にオンする第１期間（ΔＴｆ１）と、前記第２スイッチおよび前記第３スイッチが共にオフしているときに前記第１スイッチおよび前記第４スイッチが共にオンする第２期間（ΔＴｆ２）とが、時間の経過とともに増加するように前記スイッチ回路を制御してもよい。
【００３６】
〔４〕上記電力変換装置において、前記制御部は、前記第１スイッチのオン／オフを切り替えるための第１制御信号（Ｓ１）と、前記第２スイッチのオン／オフを切り替えるための第２制御信号（Ｓ２）と、前記第３スイッチのオン／オフを切り替えるための第３制御信号（Ｓ３）と、前記第４スイッチのオン／オフを切り替えるための第４制御信号（Ｓ４）とを生成し、前記第１乃至第４制御信号は、デューティ比および周波数が互いに等しくなるように生成された周期信号であって、前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて前記第１乃至第４制御信号を生成するとき、前記第２制御信号と前記第３制御信号との第１位相差および前記第１制御信号と前記第４制御信号との第２位相差が時間の経過とともに小さくなるように、前記第１乃至第４制御信号の位相を調整してもよい。
【００３７】
〔５〕上記電力変換装置において、前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差を離散的に変化させてもよい。
【００３８】
〔６〕上記電力変換装置において、前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差を連続的に変化させてもよい。
【００３９】
〔７〕上記電力変換装置において、前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差を一定の速度で変化させてもよい。
【００４０】
〔８〕上記電力変換装置において、前記制御部は、前記ソフトスタート制御モードにおいて、前記第１位相差および前記第２位相差が変化する速度を変化させてもよい。
【００４１】
２．実施の形態の具体例
以下、本発明の実施の形態の具体例について図を参照して説明する。なお、以下の説明において、各実施の形態において共通する構成要素には同一の参照符号を付し、繰り返しの説明を省略する。また、図面は模式的なものであり、各要素の寸法の関係、各要素の比率などは、現実と異なる場合があることに留意する必要がある。図面の相互間においても、互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれている場合がある。
【００４２】
＜インバータ＞
図１は、本発明の一実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを備えた電力変換装置の回路構成を示す図である。
同図に示される電力変換装置１００は、入力された電力を変換して出力する装置である。本実施の形態では、電力変換装置１００が直流電圧を交流電圧に変換するインバータである場合を例にとり、説明する。以下の説明では、電力変換装置１００を「インバータ１００」と表記する場合がある。
【００４３】
インバータ１００は、例えば車載用のインバータであって、高圧バッテリから出力される２００Ｖ〜３００Ｖの直流電圧を商用の１００Ｖの交流電圧（６０Ｈｚ／５０Ｈｚ）に変換する。
【００４４】
図１に示されるように、インバータ１００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１、ＤＣ／ＡＣインバータ６、直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮ、直流出力端子ＤＯＰ，ＤＯＮ、および交流出力端子ＡＣＰ，ＡＣＮを有している。
【００４５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、直流入力端子ＤＩＰと直流入力端子ＤＩＮとの間に入力された直流の入力電圧ＶＩＮを、大きさの異なる直流の出力電圧ＶＯＵＴに変換して、直流出力端子ＤＯＰと直流出力端子ＤＯＮとの間から出力する回路である。
【００４６】
ＤＣ／ＡＣインバータ６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１から出力された出力電圧ＶＯＵＴを交流電圧（例えば、商用のＡＣ１００Ｖ）に変換し、交流出力端子ＡＣＰと交流出力端子ＡＣＮ回路との間から出力する回路である。
【００４７】
＜ＤＣ／ＡＣインバータ＞
ＤＣ／ＡＣインバータ６は、スイッチＱ５〜Ｑ８、コンデンサＣ４、コイルＬ２、Ｌ３、および制御部７を有する。
【００４８】
スイッチＱ５〜Ｑ８は、例えば、トランジスタである。スイッチＱ５〜Ｑ８を構成するトランジスタとしては、例えば、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、およびＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の種々のトランジスタを用いることができる。本実施の形態では、スイッチＱ５〜Ｑ８がＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合を例にとり、説明する。
【００４９】
スイッチＱ５とスイッチＱ６とは、直流出力端子ＤＯＰと直流出力端子ＤＯＮとの間に直列に接続されている。同様に、スイッチＱ８とスイッチＱ７とは、直流出力端子ＤＯＰと直流出力端子ＤＯＮとの間に直列に接続されている。
【００５０】
コイルＬ２は、スイッチＱ８とスイッチＱ７とが接続されるノードと交流出力端子ＡＣＰとの間に接続されている。コイルＬ３は、スイッチＱ５とスイッチＱ６とが接続されるノードと交流出力端子ＡＣＮとの間に接続されている。コンデンサＣ４は、交流出力端子ＡＣＰと交流出力端子ＡＣＮとの間に接続されている。
【００５１】
制御部７は、交流出力端子ＡＣＰと交流出力端子ＡＣＮとの間の交流電圧が所定の大きさになるように、スイッチＱ５〜Ｑ８のオン／オフを制御する。制御部７は、例えば、ＤＣ／ＡＣインバータ制御用のアナログＩＣ、またはマイクロコントローラ等のプログラム処理装置やスイッチ駆動回路等を組み合わせた回路によって実現されている。
【００５２】
制御部７は、交流出力端子ＡＣＰと交流出力端子ＡＣＮとの間の電圧の監視結果に基づいて、スイッチＱ５〜Ｑ８を一定のスイッチング周期で切り替えることにより、直流出力端子ＤＯＰと直流出力端子ＤＯＮとの間から出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性を切り替えて、コンデンサＣ４およびコイルＬ２，Ｌ３から成る共振回路に印加する。これにより、交流出力端子ＡＣＰと交流出力端子ＡＣＮとの間から、所定の大きさの交流電圧（例えば、商用のＡＣ１００Ｖ）が発生する。
【００５３】
＜ＤＣ／ＤＣコンバータ＞
次に、本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１について詳細に説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ＬＬＣ方式の回路構成を有している。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、フルブリッジ形のＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。
【００５４】
図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、共振コンデンサＣｒ、共振コイルＬｒ、トランスＴＲ、スイッチ回路３、制御部４、および出力回路５を少なくとも有している。
【００５５】
共振コンデンサＣｒと、共振コイルＬｒと、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１とは、ノードＲＮ１とノードＲＮ２との間に直列に接続されている。これにより、共振コンデンサＣｒと、共振コイルＬｒと、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１とは、一つの共振回路２を構成している。共振回路２は、共振コンデンサＣｒのキャパシタンスと、共振コイルＬｒのインダクタンスと、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１の励磁インダクタンスＬｍとに基づく共振周波数を有している。
【００５６】
スイッチ回路３は、入力された直流電圧（入力電圧ＶＩＮ）の共振回路２への供給を制御する。スイッチ回路３は、入力電圧ＶＩＮの極性を交互に切り替えて共振回路２に入力するための回路である。図１に示すように、スイッチ回路３は、直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮと共振回路２との間に接続されている。
【００５７】
なお、図１には、一例として、直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮとスイッチ回路３との間にコイルＬ１およびコンデンサＣ１，Ｃ２から成る入力回路が設けられ、この入力回路を介して、直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮからスイッチ回路３に入力電圧ＶＩＮが印加される場合が示されているが、入力電圧ＶＩＮが上記入力回路（例えばコイルＬ１）を介さずにスイッチ回路３に入力されてもよい。
【００５８】
スイッチ回路３は、スイッチＱ１〜Ｑ４を有する。スイッチＱ１〜Ｑ４は、例えば、トランジスタである。スイッチＱ１〜Ｑ４を構成するトランジスタとしては、例えば、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、およびＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の種々のトランジスタを用いることができる。本実施の形態では、スイッチＱ１〜Ｑ４がＮチャネル型のＭＯＳトランジスタである場合を例にとり、説明する。
【００５９】
スイッチＱ１〜Ｑ４は、例えば、フルブリッジ回路を構成している。
スイッチＱ２とスイッチＱ１とは、直流入力端子ＤＩＰと直流入力端子ＤＩＮとの間に直列に接続されている。例えば、スイッチＱ２の一端が直流入力端子ＤＩＰに（コイルＬ１を介して）接続され、スイッチＱ１の一端が直流入力端子ＤＩＮに接続され、スイッチＱ２の他端がスイッチＱ１の他端に接続されている。
【００６０】
ここで、スイッチＱ１，Ｑ２と直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮとが接続されている状態とは、スイッチＱ１，Ｑ２と直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮとが互いに電気的に接続されている状態であって、例えば、スイッチＱ２の一端と直流入力端子ＤＩＰとが直接接続されている場合のみならず、図１に示すようにスイッチＱ２の一端と直流入力端子ＤＩＰとの間にコイルＬ１が接続されている状態も含む。
【００６１】
スイッチＱ３とスイッチＱ４とは、直流入力端子ＤＩＰと直流入力端子ＤＩＮとの間に直列に接続されている。例えば、スイッチＱ４の一端が直流入力端子ＤＩＰに（コイルＬ１を介して）接続され、スイッチＱ３の一端が直流入力端子ＤＩＮに接続され、スイッチＱ３の他端がスイッチＱ４の他端に接続されている。
【００６２】
ここで、スイッチＱ３，Ｑ４と直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮとが接続されている状態とは、スイッチＱ３，Ｑ４と直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮとが互いに電気的に接続されている状態であって、例えば、スイッチＱ４の一端と直流入力端子ＤＩＰとが直接接続されている場合のみならず、図１に示すようにスイッチＱ４の一端と直流入力端子ＤＩＰとの間にコイルＬ１が接続されている状態も含む。
【００６３】
共振コンデンサＣｒ、共振コイルＬｒ、およびトランスＴＲの一次側コイルＬＲ１は、スイッチＱ３とスイッチＱ４とが接続されるノードＲＮ１とスイッチＱ１とスイッチＱ２とが接続されるノードＲＮ２との間に直列に接続されている。
【００６４】
制御部４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の統括的な制御を行う機能部である。制御部４は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御用のアナログＩＣ、またはマイクロコントローラ等のプログラム処理装置やスイッチ駆動回路等を組み合わせた回路によって実現されている。
【００６５】
制御部４は、スイッチ回路３のオン／オフを一定のスイッチング周波数ｆｓｗで切り替える。具体的に、制御部４は、各スイッチＱ１〜Ｑ４を一定のスイッチング周期Ｔｓｗ（＝１／ｆｓｗ）で切り替えて、共振回路２に印加する入力電圧ＶＩＮの極性を交互に切り替える。
【００６６】
ここで、スイッチング周期Ｔｓｗとは、スイッチ回路３の各スイッチＱ１〜Ｑ４のオン／オフを切り替える周期である。各スイッチＱ１〜Ｑ４のそれぞれのスイッチング周期Ｔｓｗには、対応するスイッチＱ１〜Ｑ４がオンする期間とオフする期間が含まれる。
【００６７】
制御部４は、一定のスイッチング周期Ｔｓｗで各スイッチＱ１〜Ｑ４のオン／オフが切り替わるように、各スイッチＱ１〜Ｑ４を駆動するための制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成して、各スイッチＱ１〜Ｑ４に供給する。制御信号Ｓ１は、スイッチＱ１のオン／オフを切り替えるための信号であり、制御信号Ｓ２は、スイッチＱ２のオン／オフを切り替えるための信号であり、制御信号Ｓ３は、スイッチＱ３のオン／オフを切り替えるための信号であり、制御信号Ｓ４は、スイッチＱ４のオン／オフを切り替えるための信号である。
【００６８】
制御信号Ｓ１〜Ｓ４は、例えば、デューティ比および周波数が互いに等しくなるように生成された周期信号である。例えば、制御信号Ｓ１〜Ｓ４は、周波数ｆｓｗ（周期：Ｔｓｗ）、デューティ比５０％のパルスである。本実施の形態では、一例として、制御信号Ｓ１〜Ｓ４がハイ（Ｈｉｇｈ）レベルであるときに対応する各スイッチＱ１〜Ｑ４がオンし、制御信号Ｓ１〜Ｓ４がロー（Ｌｏｗ）レベルであるときに対応する各スイッチＱ１〜Ｑ４がオフするものとする。
【００６９】
制御部４が、制御信号Ｓ１〜Ｓ４により、各スイッチＱ１〜Ｑ４を一定のスイッチング周期Ｔｓｗで切り替えて、共振回路２に印加する入力電圧ＶＩＮの極性を交互に切り替えることにより、共振回路２を構成するトランスＴＲの一次側コイルＬＲ１に交流電圧が印加される。その結果、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２には、一次側コイルＬＲ１に印加された電圧とトランスＴＲの巻数比とに基づく交流電圧が発生する。
【００７０】
出力回路５は、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２に発生した電圧を平滑化して出力する回路である。出力回路５は、例えば、整流回路を構成する整流素子（ダイオード）Ｄ１〜Ｄ４と、出力コンデンサＣＯＵＴとを有する。
【００７１】
整流回路において、ダイオードＤ１のアノードは、直流出力端子ＤＯＮに接続され、ダイオードＤ１のカソードは、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２の一端に接続される。ダイオードＤ３のアノードは、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２の一端およびダイオードＤ１のカソードに接続され、ダイオードＤ３のカソードは、直流出力端子ＤＯＰに接続される。ダイオードＤ２のアノードは、直流出力端子ＤＯＮに接続され、ダイオードＤ２のカソードは、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２の他端に接続される。ダイオードＤ４のアノードは、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２の他端およびダイオードＤ２のカソードに接続され、ダイオードＤ４のカソードは、直流出力端子ＤＯＰに接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ４は、全波整流回路を構成し、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２に発生した交流電圧を整流する。
【００７２】
出力コンデンサ（平滑化コンデンサ）ＣＯＵＴは、直流出力端子ＤＯＰと直流出力端子ＤＯＮとの間に接続される。出力コンデンサＣＯＵＴにより、ダイオードＤ１〜Ｄ４から成る全波整流回路によって整流された電圧が平滑化され、直流出力端子ＤＯＰと直流出力端子ＤＯＮとの間から出力電圧ＶＯＵＴとして出力される。
【００７３】
上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、制御部４がスイッチ回路３を適切に制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータとして要求される機能を実現している。制御部４は、ＤＣ／ＤＣコンバータとして要求される機能を実現するための制御モードとして、少なくとも２つの制御モードを有している。すなわち、制御部４は、ソフトスタート制御モードと通常制御モードとを有している。以下、２つの制御モードについて詳細に説明する。
【００７４】
<通常制御モード>
通常制御モードとは、所定周期（スイッチング周期Ｔｓｗ）毎の一次側コイルＬＲ１に電圧が印加される期間（一次側コイルＬＲ１の通電期間）が時間の経過によらず一定になるようにスイッチ回路３を制御するモードである。
【００７５】
図２は、通常制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御方法を説明するための図である。
【００７６】
制御部４は、通常制御モードにおいて、スイッチＱ１，Ｑ４とスイッチＱ２，Ｑ３を交互にオン／オフさせる。すなわち、図２に示すように、制御部４は、スイッチＱ１，Ｑ４をオンさせるときにスイッチＱ２，Ｑ３をオフさせ、スイッチＱ２，Ｑ３をオンさせるときにスイッチＱ１，Ｑ４をオフさせるように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。
【００７７】
例えば、制御部４は、制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ４とが同位相となり、制御信号Ｓ２と制御信号Ｓ３とが同位相となるように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。換言すれば、制御部４は、制御信号Ｓ１，Ｓ４と制御信号Ｓ２，Ｓ３との位相差が１８０度になるように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。
【００７８】
これにより、通常制御モードでは、スイッチＱ１，Ｑ４とスイッチＱ２，Ｑ３とが、期間Ｔｓｗ／２毎に、交互にオン／オフする。
【００７９】
図３Ａは、スイッチＱ２，Ｑ３がオンし、且つスイッチＱ１，Ｑ４がオフした時のＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側の電流経路を示す図である。図３Ｂは、スイッチＱ１，Ｑ４がオンし、且つスイッチＱ２，Ｑ３がオフした時のＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側の電流経路を示す図である。
【００８０】
図３Ａに示すように、スイッチＱ２，Ｑ３がオンし、且つスイッチＱ１，Ｑ４がオフしたとき、直流入力端子ＤＩＰから、スイッチＱ２、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１、共振コイルＬｒ、共振コンデンサＣｒ、スイッチＱ３を経由して、直流入力端子ＤＩＮに入力電流ＩＩＮが流れ込む。
【００８１】
一方、図３Ｂに示すように、スイッチＱ１，Ｑ４がオンし、スイッチＱ２，Ｑ３がオフしたとき、直流入力端子ＤＩＰから、スイッチＱ４、共振コンデンサＣｒ、共振コイルＬｒ、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１、スイッチＱ１を経由して、直流入力端子ＤＩＮに入力電流ＩＩＮが流れ込む。
【００８２】
上述したように、通常制御モードでは、スイッチＱ１，Ｑ４とスイッチＱ２，Ｑ３とが交互にオン／オフすることにより、共振回路２に入力される直流電圧（入力電圧ＶＩＮ圧）の極性が交互に切り替わり、図３Ａおよび図３Ｂに示すようにトランスＴＲの一次側コイルＬＲ１に流れる電流の向きが周期的に切り替わる。すなわち、スイッチＱ１〜Ｑ４のスイッチングにより、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１に交流電圧が印加される。これにより、一次側コイルＬＲ１に印加された交流電圧とトランスＴＲの巻数比とに基づく交流電圧がトランスＴＲの二次側コイルＬＲ２に発生する。
【００８３】
なお、直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮの間に直列に接続された２つのスイッチ（例えばスイッチＱ１とスイッチＱ２）が同時にオンしないように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成してもよい。例えば、上記２つのスイッチのオン／オフが切り替わるタイミングで、上記２つのスイッチ同士が共にオフする期間（デッドタイム）が発生するように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングをずらしてもよい。
【００８４】
<ソフトスタート制御モード>
ソフトスタート制御モードとは、所定周期（スイッチング周期Ｔｓｗ）毎の一次側コイルＬＲ１に電圧が印加される期間（一次側コイルＬＲ１の通電期間）が時間の経過とともに増加するようにスイッチ回路３を制御するモードである。
【００８５】
図４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるソフトスタート制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御信号を示すタイミングチャートである。
【００８６】
上述したように、通常制御モードでは、時間の経過に関わらず、スイッチＱ２とスイッチＱ３が共にオンする期間（スイッチＱ１，Ｑ４がオフする期間）と、スイッチＱ１とスイッチＱ４が共にオンする期間（スイッチＱ２，Ｑ３）とが一定になるようにスイッチＱ１〜スイッチＱ４が制御される。これに対し、ソフトスタート制御モードでは、スイッチＱ２とスイッチＱ３とが共にオンする期間とスイッチＱ１とスイッチＱ４とが共にオンする期間が時間の経過とともに変化するように、スイッチＱ１〜Ｑ４が制御される。
【００８７】
具体的には、図４に示すように、制御部４は、ソフトスタート制御モードにおいて、スイッチＳ１およびスイッチＳ４が共にオフしているときにスイッチＳ２およびスイッチＳ３が共にオンする期間ΔＴｆ１と、スイッチＳ２およびスイッチＳ３が共にオフしているときにスイッチＳ１およびスイッチＳ４が共にオンする期間ΔＴｆ２とが、時間の経過とともに増加するようにスイッチ回路３を制御する。
【００８８】
例えば、図４に示すように、制御部４は、ソフトスタート制御モードにおいて、制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成するとき、制御信号Ｓ２と制御信号Ｓ３との位相差Δφ１および制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ４との位相差Δφ２が時間の経過とともに小さくなるように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４の位相を調整するフェーズシフト制御を行う。
【００８９】
〈制御モードの切り替え〉
図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１における制御部４の制御モードの切り替え方法を説明するための図である。
【００９０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、例えば、直流入力端子ＤＩＰ，ＤＩＮに入力電圧ＶＩＮが投入された場合に起動する。起動後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、先ず、ソフトスタート制御モードで動作する。例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、起動後、所定の時間Ｔｓが経過するまでの間、ソフトスタート制御モードで動作する。
【００９１】
図６Ａ〜図６Ｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるソフトスタート制御モード時のスイッチＱ１〜Ｑ４の制御方法を説明するための図である。
【００９２】
上述したように、ソフトスタート制御モードでは、制御部４は、フェーズシフト制御を行う。具体的には、先ず、制御部４は、制御信号Ｓ２と制御信号Ｓ３との位相差Δφ１および制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ４との位相差Δφ２に初期値に設定する。
例えば、初期値を“１８０度”とした場合、図６Ａに示すように、制御部４は、制御信号Ｓ２と制御信号Ｓ３との位相差Δφ１＝１８０°、制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ４との位相差Δφ２＝１８０°となるように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。
【００９３】
この場合、各スイッチＱ１〜Ｑ４は、通常制御モード時と同様に、一定のスイッチング周期Ｔｓｗでオン／オフを繰り返すが、スイッチＱ１とスイッチＱ４とが同時にオンすることはなく、また、スイッチＱ２とスイッチＱ３とが同時にオンすることもない（ΔＴｆ１＝ΔＴｆ２＝０）。そのため、上述した図３Ａ，図３Ｂに示した電流経路は形成されず、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１に交流電圧は印加されない。
【００９４】
次に、制御部４は、スイッチＱ２とスイッチＱ３とが共にオンする期間ΔＴｆ１とスイッチＱ１とスイッチＱ４とが共にオンする期間ΔＴｆ２とが徐々に大きくなるように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４の位相差Δφ１，Δφ２を初期値から漸次的に小さくする。例えば、制御部４は、位相差Δφ１，Δφ２が“１８０度”から“０”まで変化するように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４の位相を調整する。位相差Δφ１，Δφ２を変化させる方法としては、以下に示す方法を例示することができる。
【００９５】
位相差Δφ１，Δφ２を変化させる方法としては、位相差Δφ１，Δφ２を離散的（段階的）に変化させる方法や、位相差Δφ１，Δφ２を連続的（直線的）に変化させる方法を例示することができる。
【００９６】
位相差Δφ１，Δφ２を離散的に変化させる方法としては、単位ステップ（例えば１５度や３０度）毎に、位相差Δφ１，Δφ２を“１８０度”から“０”まで変化させる方法を例示することができる。この方法によれば、位相差Δφ１，Δφ２が切り替わる瞬間に急峻な電流変化が生じる虞があるが、ソフトウェアによる制御が容易となるので、制御部４を簡単なシステム構成で実現することが可能となる。
【００９７】
また、位相差Δφ１，Δφ２を連続的に変化させる方法によれば、位相差Δφ１，Δφ２を段階的（離散的）に変化させる方法に比べて、制御部４のシステム構成が複雑になる可能性はあるが、電流を緩やかに変化させることが可能となり、電流の急峻な変化を回避することが可能となる。
【００９８】
位相差Δφ１，Δφ２が変化する速度の制御方法としては、位相差Δφ１，Δφ２を一定の速度で変化させる方法や、位相差Δφ１，Δφ２が変化する速度を変化させる方法を例示することができる。
【００９９】
位相差Δφ１，Δφ２を一定の速度で変化させる方法によれば、ソフトウェアによる制御が容易となるので、制御部４を簡単なシステム構成で実現することが可能となる。
【０１００】
また、位相差Δφ１，Δφ２が変化する速度を変化させる方法としては、位相差Δφ１，Δφ２が減少する速度を加速させる（漸次的に増加させる）ように制御する方法や、位相差Δφ１，Δφ２が減少する速度を減速させる（漸次的に減少させる）ように制御する方法を例示することができる。
【０１０１】
特に、位相差Δφ１，Δφ２が減少する速度を加速させるように制御する方法によれば、電流を漸次的に増加させることが可能となり、制御中に電流のピークが発生する虞がない。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動時の安定性を更に高めることが可能となる。
【０１０２】
制御部４は、図５における期間Ｔｓにおいて、例えば上述の何れかの方法により、位相差Δφ１，Δφ２を“１８０度”から“０”まで変化させるように制御信号Ｓ１〜Ｓ４の位相を調整することにより、時間の経過に応じて、期間Ｔｆ１，Ｔｆ２を“０”から“Ｔｓｗ／２”まで漸次的に増加させることができる。
【０１０３】
図６Ｂには、一例として、図５における期間Ｔｓにおいて、フェーズシフト制御により、期間Ｔｆ１＝Ｔｆ２＝Ｔｓｗ／４となるように位相差Δφ１，Δφ２が“９０°”に調整されたときの制御信号Ｓ１〜Ｓ４が示されている。
【０１０４】
図５における期間Ｔｓでは、０°＜Δφ１，Δφ２＜１８０°となるので、スイッチＱ１とスイッチＱ４とが同時にオンするタイミングと、スイッチＱ２とスイッチＱ３とが同時にオンするタイミングが発生する（０＜Ｔｆ１，Ｔｆ２）＜Ｔｓｗ／２）。
したがって、この期間では、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１に交流電圧が印加されるので、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２に交流電圧が発生する。この期間では、上述したように、期間Ｔｆ１，Ｔｆ２が時間の変化に応じて徐々に増加するので、出力電圧ＶＯＵＴも時間の経過とともに徐々に増加することになる。
【０１０５】
次に、図５において、所定の時間Ｔｓが経過したとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ソフトスタート制御モードを終了する。すなわち、図６Ｃに示すように、制御部４は、位相差Δφ１＝Δφ２＝０となるように制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成して、ソフトスタート制御モードを終了する。これにより、スイッチＱ１とスイッチＱ４とが同時にオンする期間ΔＴｆ２、およびスイッチＱ２とスイッチＱ３とが同時にオンする期間ΔＴｆ１がそれぞれ“Ｔｓｗ／２”となり、ソフトスタート制御モードから通常制御モードに移行する。
【０１０６】
通常制御モードでは、上述したように、制御部４は、Δφ１＝Δφ２＝０（一定）となるように制御信号Ｓ１〜Ｓ４の位相を調整して、スイッチ回路３を制御する。これにより、入力電圧ＶＩＮに応じた出力電圧ＶＯＵＴが直流出力端子ＤＯＰと直流出力端子ＤＯＮとの間に発生する。
【０１０７】
〈ソフトスタート制御モード時の入力電流ＩＩＮ〉
上述したように、共振コイルＬｒに流れる電流ΔＩは、上記式（１）で表すことができる。
式（１）における“ｔｏｎ”は、スイッチＱ２，Ｑ３が共にオンする期間Ｔｆ１（スイッチＱ１，Ｑ４が共にオンする期間Ｔｆ２）に相当する。すなわち、ソフトスタート制御モード時のｔｏｎは、０＜ｔｏｎ（＝ΔＴｆ１＝ΔＴｆ２）＜Ｔｓｗ／２となる。
【０１０８】
したがって、式（１）によれば、ソフトスタート制御モード時に共振コイルＬｒに流れる電流ΔＩ、すなわちソフトスタート制御モード時に流れる入力電流ＩＩＮは、ｔｏｎ（＝ΔＴｆ１＝ΔＴｆ２）の増加とともに徐々に増加する。
【０１０９】
〈共振コイルＬｒのインダクタンス〉
次に、共振コイルＬｒのインダクタンスの設定範囲について説明する。
上述したように、インバータにＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを採用することで高効率化を図るためには、共振コイルＬｒのインダクタンスをより小さくして共振コイルＬｒでの損失を抑える必要がある。また、インバータを小型化するためにも、共振コイルＬｒのインダクタンスをより小さくする必要がある。例えば、共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍと同等以下にする必要がある。
【０１１０】
共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの励磁インダクタンスＬｍと同等以下の値にするためには、共振コイルＬｒの鉄損の原因となる共振コイルＬｒの誘起電圧をトランスＴＲに印加される電圧よりも低くすることが、少なくとも必要である。このことを考慮すると、共振コイルＬｒのインダクタンスとして設定可能な上限値は、以下のように決定することができる。
【０１１１】
共振コイルＬｒの誘起電圧ＶＬｒは、下記式（２）で表すことができる。式（２）において、ｆｓｗは、スイッチング周波数（＝１／Ｔｓｗ）であり、Ｉｒａｔｅｄは、ＤＣ／ＤＣコンバータの定格出力時（通常制御モード時）に共振コイルＬｒ（トランスＴＲの一次側コイルＬＲ）に流れる電流のピーク値を表している。例えば、通常制御モード時に共振コイルＬｒに流れる正弦波状の電流のピーク値がＩｒａｔｅｄとなる。また、Ｌｒは共振コイルＬｒのインダクタンスを表している。
【０１１２】
【数２】
2020010444.tif 000004
【０１１３】
上述したように、共振コイルＬｒの誘起電圧ＶＬｒはトランスＴＲに印加される電圧（入力電圧ＶＩＮ）よりも低い必要がある。したがって、共振コイルＬｒのインダクタンスの上限値Ｌｒ＿ｍａｘは、式（２）においてＶＬｒ＝ＶＩＮとすると、式（３）で表すことができる。
【０１１４】
【数３】
2020010444.tif 000005
【０１１５】
一方、共振コイルＬｒのインダクタンスとして設定可能な下限値Ｌｒ＿ｍｉｎは、上述した式（１）に基づいて決定される。すなわち、スイッチＱ１〜Ｑ４としてのトランジスタの最大許容電流、すなわちスイッチＱ１〜Ｑ４が破壊されない最大の入力電流ＩＩＮをΔＩｍａｘとし、式（１）においてΔＩ＝ΔＩｍａｘとすることにより、共振コイルＬｒのインダクタンスの下限値Ｌｒ＿ｍｉｎは、式（４）で表すことができる。ここで、ｔｏｎは、一次側コイルＬＲ１（共振コイルＬｒ）に電圧が印加される期間（時間）である。
【０１１６】
【数４】
2020010444.tif 000006
【０１１７】
したがって、本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１を採用したインバータ１００の高効率化および小型化を図るために、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の共振コイルＬｒのインダクタンスを、下記式（５）で表される範囲の値に設定することが好ましい。
【０１１８】
【数５】
2020010444.tif 000007
【０１１９】
図７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のシミュレーション結果を示す図である。
図７において、横軸は時間を表し、（ａ）の縦軸は電圧を表し、（ｂ）の縦軸は電流を表し、（ｃ）の縦軸は電圧を表している。また、図７において、参照符号７００は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１におけるスイッチＱ１としてのＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間電圧ＶＤＳＱ１の時間的な変化を表し、参照符号７０１は、共振コイルＬｒに流れる電流（ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電流ＩＩＮ）の時間的な変化を表し、参照符号７０２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧ＶＯＵＴの時間的な変化を表している。
また、図７には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１において入力電圧を３００Ｖとしたときに、出力電圧ＶＯＵＴが２００ＶになるようにＤＣ／ＤＣコンバータ１の回路定数を定めた場合のシミュレーション結果が示されている。
【０１２０】
図７に示すように、時刻ｔ０においてＤＣ／ＤＣコンバータ１が起動したとき、時刻ｔ０から時刻ｔ１までの期間Ｔｓにおいて、制御部４はソフトスタート制御モードでスイッチ回路３を制御する。この期間Ｔｓでは、上述したフェーズシフト制御により、スイッチング周期Ｔｓｗ毎のトランスＴＲの一次側コイルＬＲ１に電圧が印加される時間（ΔＴｆ１，ΔＴｆ２）が徐々に増加する。その結果、上述したように、共振子オイルＬｒに流れる電流ΔＩも徐々に増加することになる。
【０１２１】
上述したシミュレーションによれば、フェーズシフト制御により、共振子オイルＬｒに流れる電流、すなわち入力電流ＩＩＮを、最大で４Ａまでに抑えることが可能となった。
【０１２２】
以上、実施の形態１に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１は、トランスＴＲと、トランスＴＲの一次側コイルＬＲ１に直列に接続されて共振回路２を構成する共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒと、共振回路２に供給する直流電圧（入力電圧ＶＩＮ）の極性を切り替えるためのスイッチ回路３と、スイッチ回路３のオン／オフを一定のスイッチング周波数で切り替える制御部４と、トランスＴＲの二次側コイルＬＲ２に発生した電圧を平滑化して出力する出力回路５とを有するＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、制御部４は、所定周期Ｔｓｗ毎の一次側コイルＬＲ１に電圧が印加される期間が時間の経過とともに増加するようにスイッチ回路３を制御するソフトスタート制御モードと、所定周期Ｔｓｗ毎の一次側コイルＬＲ１に電圧が印加される期間が時間の経過によらず一定になるようにスイッチ回路３を制御する通常制御モードとを有する。
【０１２３】
これによれば、上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動後の所定の期間Ｔｓにおいては、制御部４がソフトスタート制御モードでスイッチ回路３を制御し、所定期間Ｔｓの経過後は、制御部４が通常制御モードでスイッチ回路３を制御する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の起動直後に共振回路２の共振コイルＬｒに流れる電流を抑えつつ、所望の直流電圧を生成することが可能となる。
【０１２４】
このＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１を車載用のインバータに適用するために、上述のように共振コイルＬｒのインダクタンスをトランスＴＲの一次側コイルＬＲ１の励磁インダクタンスＬｍよりも小さな値に設定した場合であっても、起動時にＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側に流れる入力電流ＩＩＮを抑えることができるので、スイッチＱ１〜Ｑ４、共振コイルＬｒ、および共振コンデンサＣｒ等のＤＣ／ＤＣコンバータ１の一次側の回路部品が破壊されることを防ぐことが可能となる。
【０１２５】
また、スイッチ回路３がスイッチＱ１〜Ｑ４から成るフルブリッジ回路である場合に、制御部４は、ソフトスタート制御モードにおいて、スイッチＱ１，Ｑ４が共にオフしているときにスイッチＱ２，Ｑ３が共にオンする期間ΔＴｆ１と、スイッチＱ２およびスイッチＱ３が共にオフしているときにスイッチＱ１，Ｑ４が共にオンする期間ΔＴｆ２とが時間の経過とともに増加するようにスイッチ回路３を制御する。
【０１２６】
これによれば、ソフトスタート制御モードにおいて、所定の期間（スイッチング周期Ｔｓｗ）毎の一次側コイルＬＲ１に電圧が印加される期間が時間の経過とともに増加するように制御することが容易となる。
【０１２７】
また、制御部４は、ソフトスタート制御モードにおいて、スイッチＱ１〜Ｑ４のオン／オフを切り替えるための制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成するとき、制御信号Ｓ２と制御信号Ｓ３との位相差Δφ１および制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ４との位相差Δφ２が時間の経過とともに小さくなるように、制御信号Ｓ１〜Ｓ４の位相を調整する。
【０１２８】
これによれば、ソフトスタート制御モードにおいて、スイッチＱ２，Ｑ３が共にオンする期間Ｔｆ１とスイッチＱ１，Ｑ４が共にオンする期間Ｔｆ２とが時間の経過とともに増加するように制御することが容易となる。
【０１２９】
以上、本実施の形態１に係るＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータ１によれば、回路部品を破壊することなく確実に起動させることが可能となる。したがって、本実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１を電力変換装置（例えばインバータ）１００に採用することにより、信頼性を損なうことなく、小型且つ高効率な電力変換装置を実現することが可能となる。
【０１３０】
≪実施の形態の拡張≫
以上、本発明者らによってなされた発明を実施の形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。
【０１３１】
例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力回路５やＤＣ／ＡＣインバータ６は、その目的を達成することができれば、図１に示した回路構成以外の種々の回路構成を有していてもよい。
【符号の説明】
【０１３２】
１…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２…共振回路、３…スイッチ回路、４，７…制御部、５…出力回路、６…ＤＣ／ＡＣインバータ、１００…電力変換装置（インバータ）、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ４…コンデンサ、ＣＯＵＴ…出力コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４…整流素子（ダイオード）、Ｌ１〜Ｌ３…コイル、ＬＲ１…１次側コイル、ＬＲ２…二次側コイル、Ｑ１〜Ｑ４…スイッチ（トランジスタ）、ＲＮ１，ＲＮ２…ノード、Ｓ１〜Ｓ４…制御信号、ΔＴｆ１，ΔＴｆ２…期間、ＴＲ…トランス、Ｔｓｗ…スイッチング周期、ＶＩＮ…入力電圧、ＶＯＵＴ…出力電圧、Δφ１，Δφ２…位相差。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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