(57)【要約】【課題】  本発明の一実施形態は、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界を抑える装置を提供する。【解決手段】本発明の一態様は、磁界により電力を伝送する送電装置であって、直流電流から高周波電流を生成するインバータと、前記インバータを駆動させる駆動信号を出力する駆動信号出力部と、前記高周波電流が流れることにより磁界を発生する送電コイルと、を備える。前記インバータは、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数を複数の所定値のいずれかに周期的に変更する。また、前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、前記インバータの導通角を維持するように、前記高周波電流の波形を変更する。【選択図】図１
2020010415.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁界により電力を伝送する送電装置であって、
直流電流から高周波電流を生成するインバータと、
前記インバータを駆動させる駆動信号を出力する駆動信号出力部と、
前記高周波電流が流れることにより、前記磁界を発生させる送電コイルと、
を備え、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数を周期的に変更し、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、前記インバータの導通角を維持するように、前記高周波電流の波形を変更する
送電装置。
【請求項２】
前記駆動信号出力部が前記駆動信号の周波数を周期的に変更することにより、前記高周波電流の周波数が周期的に変更され、
前記駆動信号出力部が、前記駆動信号のデューティー比を変更することにより、前記高周波電流の波形が変更される
請求項１に記載の送電装置。
【請求項３】
前記駆動信号出力部が前記駆動信号の周波数を周期的に変更することにより、前記高周波電流の周波数が周期的に変更され、
前記駆動信号出力部が、前記駆動信号の位相差を変更することにより、前記高周波電流の波形が変更される
請求項１に記載の送電装置。
【請求項４】
Ｎは奇数と定義された場合において、
前記インバータの導通角が、前記高周波電流の周波数が変更される前後において、１８０×（Ｎ−１）／Ｎの角度に維持されることにより、Ｎ次高調波の漏洩磁界を低減する
請求項１ないし３のいずれか一項に記載の送電装置。
【請求項５】
前記インバータの導通角が、前記高周波電流の周波数が変更される前後において、1２０度付近に維持されることにより、前記磁界の３次高調波が低減される
請求項１ないし３のいずれか一項に記載の送電装置。
【請求項６】
前記インバータが、第１から第４のスイッチング素子から構成される単相フルブリッジインバータであり、
前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、直列に接続されて、第１レグを構成し、
前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子は、直列に接続されて、第２レグを構成し、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続ノードが前記送電コイルユニットの一端に接続され、
前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続ノードが前記送電コイルユニットの他端に接続され、
前記第１スイッチング素子の前記第２スイッチング素子と接続されていないほうの一端と、前記第３スイッチング素子の前記第４スイッチング素子と接続されていない一端と、に前記直流電流が入力され、
前記第１から第４のスイッチング素子が、それぞれに対応する駆動信号に基づきスイッチングを行うことにより、前記直流電流から前記高周波電流が生成される
請求項１ないし５のいずれか一項に記載の送電装置。
【請求項７】
前記第１スイッチング素子に対する第１駆動信号は、前記第２スイッチング素子に対する第２駆動信号を反転した信号であり、
前記第３スイッチング素子に対する第３駆動信号は、前記第４スイッチング素子に対する第４駆動信号を反転した信号であり、
前記駆動信号出力部が前記第１駆動信号と前記第３駆動信号のデューティー比の差を変更することにより、前記インバータの導通角を調整する
請求項６に記載の送電装置。
【請求項８】
前記第１スイッチング素子に対する第１駆動信号は、前記第２スイッチング素子に対する第２駆動信号を反転した信号であり、
前記第３スイッチング素子に対する第３駆動信号は、前記第４スイッチング素子に対する第４駆動信号を反転した信号であり、
前記駆動信号出力部が前記第１駆動信号と前記第３駆動信号の位相差を変更することにより、前記インバータの導通角を調整する
請求項６に記載の送電装置。
【請求項９】
前記高周波電流に基づき、前記高周波電流の周波数の周期的な変更、および、前記高周波電流の波形の変更の少なくともいずれかの開始または停止を、前記駆動信号出力部に指示する送電制御部をさらに備え、
前記駆動信号出力部が、前記指示の内容に応じた周波数または波形の駆動信号を出力することにより、前記インバータによる、前記高周波電流の周波数の周期的な変更、および、前記高周波電流の波形の変更、の少なくともいずれかが開始または停止される
請求項１ないし８のいずれか一項に記載の送電装置。
【請求項１０】
前記送電制御部が、前記高周波電流の値が第１閾値に到達したことを検知したときに、前記駆動信号出力部に対し、前記高周波電流の周波数の周期的な変更の開始指示を行い、
前記駆動信号出力部が、前記開始指示を受けてから、所定のタイミングにおいて、前記駆動信号の周期の変更を開始する
請求項９に記載の送電装置。
【請求項１１】
前記送電制御部が、前記高周波電流の値が第２閾値に到達したことを検知したときに、前記駆動信号出力部に対し、前記高周波電流の波形の変更の停止指示を行い、
前記駆動信号出力部が、前記停止指示を受けるまでは、前記インバータの導通角を増加し続けるように、前記駆動信号の波形を変更する
請求項９または１０に記載の送電装置。
【請求項１２】
Ｎは奇数と、ＭはＮ未満の奇数と定義された場合において
前記駆動信号出力部が、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲内に前記インバータの導通角が収まるように、前記駆動信号の波形を変更する
請求項９ないし１１のいずれか一項に記載の送電装置。
【請求項１３】
Ｎは奇数と、ＭはＮ未満の奇数と定義された場合において
前記送電制御部が、前記高周波電流の値と目標値との差分に基づき、前記駆動信号出力部に対し、前記インバータの導通角の増減指示を行い、
前記駆動信号出力部が、前記増減指示を受けたときに、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲内で、前記インバータの導通角を、前記差分がなくなる方向に増加または減少するように、前記駆動信号の波形を変更する
請求項９ないし１１のいずれか一項に記載の送電装置。
【請求項１４】
前記直流電流を生成する直流電源生成部をさらに備え、
前記送電制御部が、前記直流電源生成部に対し、前記直流電流の電圧の増減を指示する
請求項９ないし１３のいずれか一項に記載の送電装置。
【請求項１５】
送電装置と、受電装置と、を備え、非接触にて電力を伝送する電力伝送システムであって、
前記送電装置は、
直流電流から高周波電流を生成するインバータと、
前記インバータを駆動させる駆動信号を出力する駆動信号出力部と、
前記高周波電流が流れることにより、磁界を発生する送電コイルと、
を備え、
前記受電装置は、
前記磁界により高周波電流を生成する受電コイルユニット
を備え、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記インバータの高周波電流の周波数を周期的に変更し、
前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記インバータの高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、前記インバータの導通角を維持するように、前記インバータの高周波電流の波形を変更する
電力伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、送電装置および電力伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
送電装置から受電装置への非接触での電力伝送（非接触給電）が普及しつつある。非接触給電では、送電回路が所定の周波数の高周波電流を発生し、当該高周波電流により送電コイルが励振し、当該励振により発生した磁界により電力が伝送される。しかし、非接触給電では、外部に漏れた磁界（漏洩磁界）が、放送、無線通信などを妨害する懸念がある。そのため、非接触給電においては、国際規格等により定められた、漏洩磁界の上限に関する制限を満たすように、漏洩磁界を抑える必要がある。
【０００３】
既存技術では、基本波または特定の高調波の一つを低減することは可能である。しかし、電気自動車などの大容量のバッテリーを短時間で充電するために、大電力の非接触給電が必要な場合などでは、基本波と高調波の両方ともが影響を強く及ぼす。そのため、基本波および高調波の両方に対して漏洩磁界を低減させる必要が生じている。フィルタを用いて、基本波および高調波の両方の漏洩磁界を低減させることも考えられるが、高い抑圧性能が要求されるため、フィルタの大型化や装置の製造コストの増加といった問題が生じてしまう。したがって、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界を抑える新たな技術が必要とされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１０−１９３５９８号
【特許文献２】特許第４６７１５１５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の一実施形態は、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界を抑える装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一態様は、磁界により電力を伝送する送電装置であって、直流電流から高周波電流を生成するインバータと、前記インバータを駆動させる駆動信号を出力する駆動信号出力部と、前記高周波電流が流れることにより磁界を発生する送電コイルと、を備える。前記インバータは、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数を複数の所定値のいずれかに周期的に変更する。また、前記インバータが、前記駆動信号に基づき、前記高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、前記インバータの導通角を維持するように、前記高周波電流の波形を変更する。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第１の実施形態に係る電力伝送システムの一例を示すブロック図。
【図２】周波数ホッピングを説明する図。
【図３】時系列の周波数の遷移の一例を示す図。
【図４】駆動信号およびインバータの出力信号の波形の一例を示す図。
【図５】駆動信号およびインバータの出力信号の波形の他の一例を示す図。
【図６】周波数の遷移に伴う駆動信号の変更を説明する図。
【図７】導通角に対する基本波および高調波の振幅特性を示す図。
【図８】第２の実施形態に係る電力伝送システムの一例を示すブロック図。
【図９】周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御する場合の処理の概略フローチャートを示す図。
【図１０】周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御した場合におけるコイルユニットの電流の推移を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【０００９】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力伝送システムの一例を示すブロック図である。第１の実施形態に係る電力伝送システムは、磁界により電力を伝送する送電装置１と、当該電力を受け取る受電装置２と、を備える。
【００１０】
送電装置１は、ＡＣ電源１１と、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２と、インバータ１３と、駆動信号出力部１４と、送電コイルユニット（共振子）１５と、を備える。受電装置２は、受電コイルユニット（共振子）２１と、整流部２２と、を備える。
【００１１】
本実施形態の電力伝送システムでは、電磁誘導により、高周波電流から発生した磁界を利用して、送電装置１で発生させた磁界から電磁結合により受電装置２で電力得ることで、送電装置１から受電装置２に対し電力が伝送される。つまり、本実施形態の電力伝送システムでは、非接触にて受電装置２が給電される。
【００１２】
しかし、非接触給電システムの送電装置１で発生した磁界は、受電装置２への電力伝送に用いられるだけではなく、その一部が漏洩磁界として周りの機器に干渉する。ゆえに、本実施形態の電力伝送システムでは、周波数ホッピングによる、周波数軸上の所定の帯域幅（拡散帯域幅）への電力エネルギーの拡散を行う。
【００１３】
例えば、磁界を生成する高周波電流を生成する際のスイッチング周波数を遷移することにより、高周波電流の周波数を遷移させる。こうすると、磁界の周波数帯域が拡張され、その強度が、高周波電流の周波数を遷移させなかった場合よりも減少することが知られている。つまり、周波数ホッピングとは、磁界の周波数、すなわち高周波電流の周波数を遷移させることである。これにより、漏洩磁界の強度を抑えることができる。
【００１４】
図２は、周波数ホッピングを説明する図である。図２（Ａ）は、周波数ホッピングを行わない場合、つまり一つの周波数のみにて電力伝送を行う場合での、周波数と磁界強度との関係を示す図である。図２（Ａ）の例では、８５ｋＨｚだけで電力伝送が行われているとする。ゆえに、８５ｋＨｚの地点にて、一つのピーク（極大点）を有するグラフが示されている。
【００１５】
図２（Ｂ）は、周波数ホッピングを行う場合、つまり、複数の周波数にて電力伝送を行う場合での、周波数と磁界強度との関係を示す図である。図２（Ｂ）の例では、８５ｋＨｚを中心とした２０個の周波数にて電力伝送が行われており、２０個のピークを有するグラフが示されている。具体的には、一番小さい周波数Ｆｓｓ＿ＳＴＡＲＴ（ｆ１）は８１．２ｋＨｚと設定されており、使用される周波数の間隔は４００Ｈｚと設定されており、周波数本数が２０本であるため、一番高い周波数Ｆｓｓ＿ＥＮＤ（ｆ２０）は８８．８ｋＨｚと設定されている。
【００１６】
以降、周波数ホッピングを行う場合に、周波数が遷移する値を、単に遷移値と記載する。また、遷移値の小さいほうから順に番号を付与し、ｉ（ｉは１以上の整数）番目の遷移値をｆｉと表すものとする。つまり、１番目の遷移値ｆ１が最小の遷移値であり、遷移値ｆｉはｉ番目に大きい遷移値であり、ｆｉ＋１＞ｆｉが成り立つ。また、遷移値の数を遷移数と記載する。図２（Ｂ）の例では、遷移数は２０である。
【００１７】
周波数ホッピングでは、あるタイミングにおいて、遷移値のいずれかから、それとは別の遷移値のいずれかに周波数が遷移する。当該遷移が何度も行われることにより、周波数が拡散し、漏洩磁界の強度が低下する。また、周波数の変更１回あたりの周波数の差分、つまり、変更後の周波数と、変更前の周波数との差分（ｆｉ＋１−ｆｉ）を、遷移幅と記載する。
【００１８】
このような周波数ホッピングを行った場合の電力は、周波数ホッピングを行わない場合の電力と、長期的には同一である。ゆえに、周波数あたりの電力（電力密度）は、周波数ホッピングを行った場合のほうが、周波数ホッピングを行わない場合よりも小さくなる。拡散帯域幅をＢｓｓと記載すると、長時間における平均電力量は１／Ｂｓｓの関数で低下することとなる。こうして、周波数ホッピングを行うことにより、電力エネルギーを複数の周波数にて拡散し、漏洩磁界として測定される電力密度を低減させる。周波数ホッピングにより、漏洩磁界が低減するという効果を、周波数拡散効果と記載する。
【００１９】
なお、拡散帯域幅は、最小周波数と最大周波数の間隔よりも大きくてもよい。言い換えると、拡散帯域幅が予め定められている場合において、最大周波数と最小周波数との間隔が拡散帯域幅よりも小さくなるように、最大周波数と最小周波数を決定してもよい。最大周波数と最小周波数の間隔を拡散帯域幅と同じにすると、周波数ホッピングを行う際の周波数の広がりにより、拡散帯域幅を超えてしまうこともあり得るからである。図２（Ｂ）の例では、拡散帯域幅を周波数本数×遷移幅と定義し、拡散帯域幅を８ｋＨｚ（２０本×４００Ｈｚ）とすることにより、最大周波数と最小周波数の間隔（Ｆｓｓ＿ＥＮＤ−Ｆｓｓ＿ＳＴＡＲＴ＝７．６ｋＨｚ）よりも大きくしている。つまり、遷移幅の半分の帯域幅が、バッファとして、最大周波数と最小周波数との間の帯域の両端に与えられている。
【００２０】
本実施形態では、このような周波数ホッピングにより、つまり、高周波電流の周波数が、一定の時間間隔にて、順次遷移することにより、周波数拡散効果を得る。しかし、周波数拡散効果は、基本波に対して有効ではあるが、高調波に対しては限定的である。これは、漏洩磁界の測定に際して、スペクトラムアナライザ等の測定器で設定されるフィルタの通過帯域幅（ＲＢＷ）に起因する。
【００２１】
フィルタのＲＢＷは、ＣＩＳＰＲなどの国際規格等、それら規格に準拠した法規制で規定されている。例えば、電気自動車の分野で国際規格化が検討されている送電周波数（基本波の周波数）は８５ｋＨｚ帯である。基本波８５ｋＨｚ帯の信号で発生する低域高調波の周波数帯域は、３次高調波は２５５ｋＨｚ帯であり、５次高調波は４２５ｋＨｚ帯である。ＣＩＳＰＲ規格では、基本波８５ｋＨｚ帯を含む周波数帯区分は９ｋＨｚから１５０ｋＨｚ（帯域Ａ）と規定されており、測定器の通過帯域幅ＲＢＷは１００から３００Ｈｚ（参照帯域幅は２００Ｈｚ）と定められている。一方、３次高調波の２５５ｋＨｚ帯、５次高調波の４２５ｋＨｚ帯を含む区分は１５０ｋＨｚから３０ＭＨｚ（帯域Ｂ）と定められており、通過帯域幅ＲＢＷは８ｋＨｚから１０ｋＨｚ（参照帯域幅９ｋＨｚ）である。このように、高調波の通過帯域幅ＲＢＷが基本波の通過帯域幅ＲＢＷよりもはるかに大きいため、高調波に対する周波数拡散効果は、基本波に比べて、著しく小さなものとなる。
【００２２】
例えば、８５ｋＨｚ帯の基本波を対象として、拡散帯域幅８ｋＨｚにて、周波数ホッピングを行う場合を想定する。この場合、３次高調波の拡散帯域幅は３倍の２４ｋＨｚ、５次高調波の拡散帯域幅は５倍の４０ｋＨｚとなる。つまり、Ｎ（Ｎは１以上の奇数）次高調波の拡散帯域幅は、基本波の拡散帯域幅×Ｎとなる。そして、拡散時の漏洩磁界の低減量は、最適な条件下においては、以下の式で表される。
【数１】
2020010415.tif 000003
なお、上式において、記号Ｂｓｓは基本波の拡散帯域幅［ｋＨｚ］を、記号Ｎは高調波の次数を、記号ＲＢＷは測定器の６ｄＢ通過帯域幅［ｄＢ］を表す。基本波の拡散帯域幅が８．０ｋＨｚの場合、基本波、３次高調波、５次高調波、および７次高調波に対する周波数ホッピングによる漏洩磁界の低減量は、それぞれ、１３．０ｄＢ、１．３ｄＢ、３．５ｄＢ、４．９ｄＢとなる。また、基本波の拡散帯域幅が５．０ｋＨｚの場合、基本波、３次高調波、５次高調波、および７次高調波に対する周波数ホッピングによる漏洩磁界の低減量は、それぞれ、１１．０ｄＢ、０ｄＢ、１．４ｄＢ、２．９ｄＢとなる。このことから分かるように、高調波に対する周波数拡散効果は小さく、特に、３次高調波の周波数拡散効果はほとんど得られないことが分かる。そのため、給電の電力が非常に大きい場合では、高調波の漏洩磁界により、漏洩磁界の上限に関する制限を満たすことができなくなる恐れがある。
【００２３】
高調波を抑圧するために、インバータ１３と送電コイルユニット１５の間にフィルタを挿入することも考えられる。しかし、一般的なフィルタは、高調波が高次なほど、抑圧量が大きくなるため、３次高調波に対する効果は小さい。また、３次高調波は基本波と周波数が近いため、フィルタが基本波に影響を及ぼす恐れもある。ゆえに、フィルタによる３次高調波の抑圧は技術的にも困難である。
【００２４】
そこで、本実施形態の電力伝送システムでは、インバータ１３の導通角を調整することにより、特定の高調波に対する漏洩磁界を低減させる。導通角、導通角の調整方法、およびその効果の詳細は、構成要素とともに説明する。
【００２５】
送電装置１の内部構成について説明する。
【００２６】
ＡＣ電源１１は、交流電流をＡＣ／ＤＣコンバータ１２に供給する。ＡＣ電源１１は、三相電源でも単相電源でもよい。また、ＡＣ電源１１には、力率改善回路、整流器などが接続されていてもよい。
【００２７】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１２は、供給された交流電流を直流電流に変換する。そして、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２から直流電流がインバータ１３に送られる。
【００２８】
インバータ１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２からの直流電流から高周波電流を生成する。具体的には、インバータ１３は、複数のスイッチング素子（以降スイッチ）を構成要素として含み、各スイッチがスイッチングを行うことにより、入力される直流電流を所望周波数の交流電流（高周波電流）に、指定されたタイミングで変換する。変換のタイミングは駆動信号出力部１４からの駆動信号（スイッチング信号）に基づく。つまり、駆動信号に基づき、高周波電流の生成および周波数ホッピングが行われる。
【００２９】
図１の例では、スイッチＡ１とスイッチＡ２とが直列に接続されており、スイッチＡ１を上アームとし、スイッチＡ２を下アームとするレグＡが構成されている。また、スイッチＢ１とスイッチＢ２とが直列に接続されており、スイッチＢ１を上アームとし、スイッチＢ２を下アームとするレグＢが構成されている。そして、レグＡとレグＢとが並列接続されている。スイッチＡ１とスイッチＡ２との接続ノードは送電コイルユニット１５の一端に接続されている。スイッチＢ１とスイッチＢ２との接続ノードは送電コイルユニット１５の他端に接続されている。また、スイッチＡ１のスイッチＡ２と接続されていないほうの一端と、スイッチＢ１とスイッチＢ２との接続されていない一端と、に直流電流が入力される。これにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の直流電流から高周波電流が生成されて、送電コイルユニット１５に流れ込む。
【００３０】
駆動信号出力部１４は、上述の駆動信号を生成し、インバータ１３内の各スイッチに出力する。スイッチそれぞれに対応する駆動信号が入力されることにより、各スイッチがスイッチングを行い、直流電流から交流電流（高周波電流）が生成される。つまり、駆動信号出力部１４は、インバータ１３の制御を行う。図１の例では、スイッチＡ１に駆動信号Ａ１が入力され、スイッチＡ２に駆動信号Ａ２が入力され、スイッチＢ１に駆動信号Ｂ１が入力され、スイッチＢ２に駆動信号Ｂ２が入力されるものとする。
【００３１】
駆動信号は、矩形波として、各スイッチに与えられる。当該矩形波は、デューティー比、デットタイムなどに対する所定の設定値に基づき生成される。この矩形波の周波数を順次遷移させることにより、電力伝送の磁界の周波数が遷移する。
【００３２】
周波数の遷移のタイミングは、クロック信号を分周して駆動信号を生成することにより、指示することができる。遷移値、遷移値が指示される順番、遷移の時間間隔（周波数が維持される期間）などの設定は、予め駆動信号出力部１４に登録されているとする。つまり、駆動信号出力部は、予め定められた複数の遷移値から、所定の規則に基づき、一つの周遷移値を選択し、選択された遷移値を指示するように調整された駆動信号を出力する。例えば、図２（Ｂ）の例のように、駆動信号出力部１４にはｆ１からｆ２０までの２０個の遷移値が登録されているとする。その場合、駆動信号出力部１４は、所定の規則に基づき、２０個の遷移値から一つの周波数を選択し、選択された周波数となるように、駆動信号を出力する。当該規則は、例えば、ｆ１からｆ２０までの遷移値を昇順（最大の遷移値に向かう順）または降順（最小の遷移値に向かう順）にて決定していき、終端の遷移値であるｆ１またはｆ２０が決定された後は、先の順序とは逆の順序にて決定するといったものが考えられる。
【００３３】
図３は、時系列の周波数の遷移の一例を示す図である。図３において、横軸は時間を表し、縦軸は遷移値の番号を示す。図３の例は、図２（Ｂ）の例で示したｆ１からｆ２０までの２０個の遷移値を用いて、所定の規則に基づく遷移を繰り返した場合の周波数の遷移を示す。所定の規則は、遷移値を最小の遷移値ｆ１から昇順で遷移させ、最大の遷移値ｆ２０に到達した後は降順で遷移させて、最小の遷移値ｆ１に戻すといったものである。図３のように、複数の遷移値に磁界の周波数を周期的に遷移させると、周波数拡散効果を安定して得ることができる。つまり、周波数を周期的な遷移とするために、一定の周期で繰り返し同一の遷移値に遷移するように制御したほうが好ましい。
【００３４】
なお、図３のような周期的な遷移における１周期は、ｋを１より大きい整数で定義した場合、遷移値ｆｋ＋１またはｆｋ−１から周波数が遷移値ｆｋに遷移した時点から、再び同じ遷移値ｆｋ＋１またはｆｋ−１から遷移値ｆｋに遷移した時点までとなる。例えば、遷移値ｆ１１から遷移値ｆ１２に遷移した時点から、再び遷移値ｆ１１から遷移値ｆ１２に遷移した時点までが１周期である。
【００３５】
なお、本実施形態においては、周波数ホッピングの開始時の遷移値、つまり初期値はいずれの遷移値でもよく、また、遷移の順番も降順を先にしてもよいし、昇順を先にしてもよい。例えば、周波数ホッピングが線位置ｆ５から開始され、次にｆ６に遷移してもよいし、次にｆ４に遷移してもよい。
【００３６】
また、周波数の維持時間は、厳密に一定とせずに、仕様に応じて、適宜定めてよい。また、遷移値ごとに維持時間が異なっていてもよい。例えば、図３では、遷移値ｆ１およびｆ２０の維持時間が２倍となっている。これは、遷移値ｆ１およびｆ２０に遷移させる駆動信号を出力したときは、駆動信号出力部１４が次の遷移値に遷移するように駆動信号を調整するまでのタイミングを長くすることにより実現してもよい。あるいは、遷移値ｆ１およびｆ２０に遷移させる駆動信号を出力したときは、駆動信号を調整する次のタイミングにおいて、遷移値ｆ１およびｆ２０に遷移させる駆動信号を再び出力することにより、実現してもよい。
【００３７】
なお、図３に示すように、周波数がまず昇順または降順で遷移し、次にその逆で遷移すると、グラフの形状が三角形になることから、このような遷移状況を「三角波状の遷移」と定義する。
【００３８】
このようにして、駆動信号出力部１４は、周波数ホッピングを行うために、駆動信号の周波数を周期的に変更する。これにより、インバータ１３が、駆動信号に基づき、高周波電流の周波数を周期的に変更する。また、駆動信号出力部１４は、周波数の変更時に、インバータ１３の導通角を維持するように、駆動信号の波形も変更する。インバータは、駆動信号に基づき、高周波電流の周波数が変更されるのに合わせて、高周波電流の波形を変更する。これにより、特定の高調波に対する漏洩磁界を低減させたままにする。導通角は、インバータ１３の出力波形の１周期に対して、インバータ１３の導通期間が占める割合を、角度で表したものである。
【００３９】
図４および図５を用いて、導通角の調整方法について説明する。図４は、駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形の一例を示す図である。図４では、駆動信号のデューティー比を変更することにより、導通角を変更することができることを示す。
【００４０】
なお、以下の説明では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２から入力される電圧ＶＩＮは、一定であるとする。また、４つのスイッチに供給される駆動信号は、全て同じデューティー比を持つ、同じ周期ｔｉのパルス信号である。周期ｔｉは、その時点における遷移値ｆｉの逆数（＝１／ｆｉ）である。
【００４１】
図４（Ａ）では、インバータ１３の出力電圧の基本波成分が、最大、つまり、入力電圧ＶＩＮと同じになるように、各駆動信号が調整されている。具体的には、図４（Ａ）では、各駆動信号のデューティー比は１／２（Ｔ３／Ｔ２）である。また、駆動信号Ａ２は、駆動信号Ａ１に対して１８０度の位相差（Ｔ１相当分）を有している。つまり、駆動信号Ａ１は駆動信号Ａ２を反転した信号であり、スイッチＡ１およびスイッチＡ２が相補的に駆動する。なお、駆動信号Ａ２は駆動信号Ａ１を反転した信号とも言える。
【００４２】
なお、位相差は、周期信号間の波形の時間差を意味する。駆動信号の周期がｔｉである場合、Ｐ度の位相差は「Ｐ／３６０×ｔｉ」ほどの時間差があることを意味する。
【００４３】
また、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ｂ２は１８０度の位相差を有している。つまり、駆動信号Ｂ１は駆動信号Ｂ２を反転した信号であり、スイッチＢ１およびスイッチＢ２も相補的に駆動する。なお、駆動信号Ｂ２は駆動信号Ｂ１を反転した信号とも言える。また、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ａ１は、１８０度の位相差を有する。したがって、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ２は同一信号とも言えるし、駆動信号Ａ２と駆動信号Ｂ１は同一信号とも言える。
【００４４】
各駆動信号がこのような位相関係にあるとき、図４（Ａ）に示すように、インバータ１３の出力電圧が矩形波となる。出力電力がＯＮである期間、つまり、インバータ１３全体が導通している期間はＴ４である。導通角は、インバータ１３の出力波形の１周期に対して、インバータ１３の導通期間が占める割合を角度で表したものであるから、この場合、３６０×Ｔ４／Ｔ２で表されて、導通角は１８０度と求まる。
【００４５】
図４（Ａ）において、この矩形波に重ねて表示されている破線の波形は、出力電圧の基本波成分を表している。なお、基本波成分は、出力電圧の信号をその時点の周波数の遷移値ｆｉにて周波数分解し、基本波成分のみを抽出することで得られる。
【００４６】
図４（Ｂ）では、各駆動信号のデューティー比は１／３（Ｔ５／Ｔ２）に変更されている。これにより、導通角は１２０度（３６０×Ｔ６／Ｔ２）に変更される。また、図４（Ｃ）では、各駆動信号のデューティー比は１／４（Ｔ７／Ｔ２）に調整されている。これによって、導通角は９０度（３６０×Ｔ８／Ｔ２）に調整されている。
【００４７】
このように、各駆動信号のデューティー比を調整することにより、高周波電流の波形が変更されて、導通角を任意に調整することができる。なお、出力電圧の基本波成分の振幅は、入力電圧ＶＩＮよりも低くなる。
【００４８】
なお、駆動信号のデューティー比が５０％の場合、駆動信号のタイミングにばらつきが生じると、スイッチＡ１とスイッチＡ２が同時にＯＮになる恐れがあり、スイッチＢ１とスイッチＢ２が同時にＯＮになる恐れもある。そのような事態が起きると、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の出力が短絡され、大電流が発生し得る。それを防ぐために、一般的には、デットタイムなどの設定により、デューティー比を５０％としないような調整が行われる。ゆえに、本実施形態でも、デューティー比が完全に５０％でなくともよい。
【００４９】
図５は、駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形の他の一例を示す図である。図５では、レグＡとレグＢの間の位相差を調整することにより、導通角を調整することができることを示す。
【００５０】
図５（Ａ）では、駆動信号およびインバータ１３の出力信号が図４（Ａ）と同じ状況である。レグＡとレグＢの間の位相差は、つまり、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ１との位相差は１８０度であり、駆動信号Ａ２と駆動信号Ｂ２との位相差も１８０度である。
【００５１】
一方、図５（Ｂ）では、駆動信号Ａ１と駆動信号Ａ２のペア、および、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ｂ２のペアの位相差は図５（Ａ）と同様であるが、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ１のペアの位相差と、駆動信号Ａ２と駆動信号Ｂ２のペアの位相差が、１８０度から調整されている。
【００５２】
駆動信号Ａ１を基準にすると、駆動信号Ｂ１は、駆動信号Ａ１よりもＰ度（Ｔ５相当分）進んでいる。駆動信号Ｂ１を基準にすると、駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりもＰ度（Ｔ５相当分）遅れている。ここでは、Ｐ度を１２０度としている。このとき、出力電圧波形には、図５（Ｂ）に示すように、出力電圧が０となる期間（Ｔ６相当分）が生じる。出力電圧が０となる期間が生じることにより、導通角が１８０度から減少する。このように、駆動信号の位相差を調整することにより、導通角を任意に調整することができる。なお、インバータ１３全体が導通している期間（Ｔ７相当分）は、駆動信号Ｂ１がＯＦＦになってから駆動信号Ａ１がＯＦＦになるまでの期間である。駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりもＰ度（Ｔ５相当分）遅れているから、図５（Ｂ）での導通角は１２０度である。
【００５３】
図５（Ｃ）では、駆動信号Ｂ１と駆動信号Ａ１の位相差Ｐ度が、図５（Ｂ）よりも大きい２４０度（Ｔ８相当分）としている。この場合でも、図５（Ｂ）と同様に、出力電圧が０となる期間（Ｔ９相当分）が生じる。出力電圧が０となる期間が生じることにより、導通角が１８０度から減少する。インバータ１３全体が導通している期間（Ｔ１０相当分）は、駆動信号Ａ１がＯＮになってから駆動信号Ｂ１がＯＮになるまでの期間である。駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりもＰ度遅れているが、駆動信号は周期性を有するから、駆動信号Ａ１は、駆動信号Ｂ１よりも３６０−Ｐ度進んでいるとも言える。ゆえに、図５（Ｃ）での導通角も、図５（Ｂ）と同じく１２０度である。
【００５４】
図５（Ｂ）および５（Ｃ）に示した通り、導通角を角度Ｐに調整したい場合、駆動信号Ａ１を、駆動信号Ｂ１よりもＰ度遅らせてもよいし、３６０−Ｐ度遅らせてもよい。あるいは、駆動信号Ａ１を、駆動信号Ｂ１よりも３６０−Ｐ度進めてもよいし、Ｐ度進めてもよい。
【００５５】
このように、各駆動信号の位相差を変更することにより、高周波電流の波形が変更されて、導通角を任意に調整することができる。なお、出力電圧の基本波成分の振幅は、入力電圧ＶＩＮよりも低くなる。
【００５６】
図６は、周波数の遷移に伴う駆動信号の変更を説明する図である。図６（Ａ）では、周波数の遷移値が８０ｋＨｚであるときの駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形を示す。図６（Ｂ）では、周波数の遷移値が８８ｋＨｚであるときの駆動信号およびインバータ１３の出力信号の波形を示す。ここでは、周波数が８０ｋＨｚから８８ｋＨｚに遷移した場合、駆動信号の位相差を用いて導通角を制御する場合を説明する。また、導通角は１２０度に保つようにする。
【００５７】
周波数が８０ｋＨｚのとき、その周期Ｔ１は１２．５μ秒である。この時、レグ間の位相差（駆動信号Ａ１およびＢ１の位相差）Ｓｔ１は、導通角を１２０度にするために、１２０度にされる。つまり、駆動信号Ａ１に対する駆動信号Ｂ１の遅延時間が、Ｔ１×１２０／３６０＝４．２μ秒になるように調整される。言い換えると、駆動信号出力部１４は、位相差が４．２μ秒である、駆動信号Ａ１および駆動信号Ｂ１を生成する。なお、導通時間Ｃｔ１も、４．２μ秒となる。
【００５８】
次に、周波数が８８ｋＨｚに変更されるタイミングにおいて、駆動信号出力部１４は、例えば、駆動信号を生成するクロック分周期の分周数等を変更することにより、高周波信号の周期がＴ２＝１１．４μ秒となるような駆動信号に変更する。また、導通角を１２０度に保つため、駆動信号出力部１４は、駆動信号Ａ１と駆動信号Ｂ１の位相差（レグ時間）を変更する。導通角が１２０度とするための遅延時間Ｓｔ２は、周期×導通角／３６０で求められるため、Ｔ２×１２０／３６０＝３．８μ秒にすればよい。したがって、駆動信号出力部１４は、周波数の遷移のタイミングで、位相差が３．８μ秒である、駆動信号Ａ１および駆動信号Ｂ１を生成する。
【００５９】
何ら制御なしで高周波信号の周波数を遷移させると、導通角は維持されない。しかし、このように、高周波信号の周波数を遷移させるタイミングにおいて、駆動信号の位相差またはデューティー比を調整することにより、導通角を一定に保つことができる。
【００６０】
そして、導通角を適切な値に保つことにより、高周波信号による漏洩磁界を抑えることができる。図７は、導通角に対する基本波および高調波の振幅特性を示す図である。縦軸が振幅つまり磁界の強度を表し、横軸が導通角を表す。振幅がゼロとなる導通角が示されている。なお、図７に示すように、対象とする高調波に応じて、振幅がゼロとなる導通角の値は異なる。３次高調波では１２０度において、５次高調波では７２度と１４４度において、７次高調波では５１度、１０３度、および１５４度において、振幅がゼロとなっている。このように、原理的には、Ｎ次の高調波振幅をゼロとする導通角は、３６０／Ｎの整数倍にあることが分かる。ゆえに、例えば、３次高調波の漏洩磁界の低減が目的である場合は、導通角を１２０度に保つことにより、３次高調波の漏洩磁界を最も低減することが可能となる。
【００６１】
先の例で述べた通り、８５ｋＨｚ帯の基本波を対象として、拡散帯域幅８ｋＨｚにて、周波数ホッピングを行った場合、基本波、３次高調波、５次高調波、および７次高調波に対する周波数ホッピングによる漏洩磁界の低減量は、それぞれ、１３．０ｄＢ、１．３ｄＢ、３．５ｄＢ、４．９ｄＢとなる。この周波数ホッピングにおいて、導通角を１２０度に保つようにすると、周波数ホッピングでは微小であった３次高調波の低減量を増やすことができる。
【００６２】
なお、図７から分かるように、電力伝送は振幅の大きい基本波に主に依存している。ゆえに、高調波がゼロとなる導通角が複数ある場合、なるべく大きな電力を送電するためには、基本波の振幅が大きいほうの導通角にすることが好ましい。例えば、５次高調波の漏洩磁界を低減の対象とする場合、５次高調波の振幅は、導通角が７２度と１４４度のときに最小となるが、導通角を１４４度としたほうが、大きな電力を伝送できる。すなわち、０度から１８０度を導通角の取り得る範囲とすると、導通角の候補が複数ある場合は、電力伝送量の観点からは、大きいほうの導通角にすることが好ましい。つまり、Ｎ次の高調波を抑圧する場合、導通角を１８０×（Ｎ−１）／Ｎ度に維持することにより、目的の高調波を抑制し、より大きな電力を送電することが可能となる。
【００６３】
一方、必要な低減量を得られるならば、必ずしも、漏洩磁界を最も低減することが可能な角度に導通角を維持しなくともよい。例えば、３次高調波を低減させたい場合に、導通角を１２０度に正確に合わせる必要はなく、導通角を１３５度に合わせても必要とする低減量が得られるならば１３５度に合わせてもよい。１２０度と１３５度を比較すると、基本波の振幅は１３５度の方が高い。基本波の振幅が高いほうが大きな電力を送電することができるため、送電を行う際の電力効率の観点から、導通角を１３５度にすることも考えられる。
【００６４】
また、導通角を固定値で維持するのではなく、所定の範囲内で収めるようにしてもよい。例えば、導通角を１３５度に合わせても必要な低減量が得られるならば、１２０度から１３５度までの範囲を許容範囲として、当該許容範囲内で導通角を維持してもよい。このようにすると、導通角を許容範囲内で調整することにより、伝送する電力を増減させることができる。このように、送電電力、電力効率、漏洩磁界の低減量などの様々な要素を考慮して、導通角に対する制御内容を決定すればよい。例えば、３次高調波を最大値の１／３以下に抑圧したい場合では、図７から分かるように、導通角が１２０度の前後１０度の範囲であれば目的を達することができる。ゆえに、１１０度から１３０度の範囲を許容範囲として、当該許容範囲内で導通角を維持してもよい。このように、どの程度導通角を維持するかは、周囲の環境などに応じて調整されてよい。
【００６５】
導通角の変動の許容範囲は、漏洩磁界の許容可能な低減量に応じて、予め定めておけばよい。なお、図７に示すように、高調波は振幅のピークを複数有するため、許容範囲は、最大でも振幅のピークの一つから次の振幅のピークまでの角度となる。つまり、記号ＭをＮ未満の奇数とすると、導通角の許容範囲は、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲となる。
【００６６】
なお、周波数ホッピングによる周波数の遷移間隔は、遷移数、拡散帯域幅などにも左右されるが、概ね、５０μ秒〜５００μ秒ごとに行われることが想定される。ゆえに、遷移値、遷移タイミング、駆動信号の位相差などの設定値は、制御が煩雑となるのを避けるためにも、予め算出しておくほうが好ましい。周波数ホッピングの実行中に、これらの設定値を都度算出してもよいが、その場合、本実施形態の送電装置１を実装した汎用的なコンピュータ装置の処理能力にとって非常に短い間隔において、メインのＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）からハードウェアレジスタへの書き込みが頻繁に発生してしまう。周波数ホッピング中に、その都度レジスタを変更することは、ＣＰＵの処理能力、メモリへの書き込みの帯域の多くを、周波数ホッピングの処理に割くこととなり、好ましくない。
【００６７】
例えば、遷移値、周波数を維持する期間長、周波数を変更する際のクロック分周比、周波数を変更する際の駆動信号の位相差、などの値をメモリテーブルに記憶し、遷移値の遷移の順番はハードウェア上に実装してもよい。メインＣＰＵからメモリテーブルに設定値を書き込む場合は、送電開始前といったメインＣＰＵの負荷が軽い状態において、実施されることが望ましい。こうすることにより、メインＣＰＵからの周波数ホッピングの実行を指示する信号を合図に、ハードウェアにより、自動で周波数ホッピングおよび導通角の制御の処理を行うことができる。
【００６８】
あるいは、メインＣＰＵとは別に、周波数ホッピングおよび導通角の制御を行う専用の回路、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、を送電回路内に設置してもよい。このように、メインＣＰＵとは独立した、ハードウェア、ＤＳＰ、メモリなどから成る演算ユニットにより、周波数ホッピングおよび導通角の制御の処理を実行させることが好ましい。
【００６９】
このようにして、駆動信号出力部１４は、周波数ホッピングと、インバータ１３の導通角の維持と、を行うための駆動信号を出力することが可能になる。
【００７０】
送電コイルユニット１５は、高周波電流が流れることにより磁界を発生させる。送電コイルユニット１５から発生した磁界が、受電コイルユニット２１に到達すると、送電コイルユニット１５と受電コイルユニット２１との間で相互結合が生じる。これにより、受電コイルユニット２１は、送電コイルユニット１５から電力を受け取ることができる。このようにして、非接触で電力が伝送される。なお、送電コイルユニット１５のコイルの種類は、ソレノイド型およびスパライラル型のいずれの型でもよい。
【００７１】
送電コイルユニット１５は、コイルだけでもよいが、図１に示すように、キャパシタを備えていてもよい。コイルとインバータ１３との間に接続されたキャパシタは補償回路として動作する。つまり、キャパシタは、高周波電流が当該コイルに送られる前の力率改善、電流と電圧の位相差軽減などを目的に、高周波電流を補償する。なお、図１では、キャパシタがコイルに直列に接続されているが、並列に接続されてもよい。また、インバータ１３と送電コイルユニット１５との間に高次の漏洩磁界を低減する目的などでフィルタが挿入されていてもよい。
【００７２】
以上のようにして、送電装置１は、周波数ホッピングと、インバータ１３の導通角の維持と、の両方を行う。周波数ホッピングだけを行うと、導通角が変化し、対象とするＮ次高調波の漏洩磁界の強度が上限値を超えてしまう恐れがあるが、周波数ホッピングの前後で、導通角を固定値または許容範囲内に維持することにより、Ｎ次高調波の漏洩磁界の強度を抑えたままにすることができる。こうして、送電装置１は、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界を抑えつつ、受電装置２に対し送電を行うことができる。
【００７３】
受電装置２は、相互誘導により受電コイルに生じた電力を受け取る。具体的には、受電コイルユニット２１に高周波電流が生じる。受電コイルユニット２１のコイルの種類は、送電コイルユニット１５と同様、いずれの型でもよい。
【００７４】
整流部２２は、受電コイル２１からの高周波電流を整流する。図１では、フルブリッジのダイオードにより構成された例が示されているが、構成はこの例に限られるわけではない。また、整流後の電流は、リップル成分を多く含む。ゆえに、リップルを除去するために、整流部２２は、キャパシタ、インダクタ、またはこれらの組み合わせからなるリップル除去回路を含んでいてもよい。また、整流後に電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータが整流部２２に接続されていてもよい。
【００７５】
そして、整流部２２から出力される直流電流は電力供給先に供給される。電力供給先は、バッテリー、他の電気装置などが想定される。電力供給先は受電装置２の内部でも外部でもよい。
【００７６】
以上のように、第１の実施形態によれば、周波数ホッピングが行われてもインバータ１３の導通角が一定に保たれるように、周波数の遷移と同じタイミングで、駆動信号の位相差またはデューティー比が調整される。これにより、基本波および高調波の両方に対して、漏洩磁界の低減効果を得ることができる。
（第２の実施形態）
【００７７】
図８は、第２の実施形態に係る電力伝送システムの一例を示すブロック図である。第２の実施形態の送電装置１は、送電制御部１６と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７と、をさらに備える。送電制御部１６により、第２の実施形態は、第１の実施形態よりも、低減効果の精度などが向上する。
【００７８】
また、第１の実施形態でも説明したように、導通角の制御の目的とする高調波以外の高調波の漏洩磁界を低減するために、送電装置１および受電装置２がノッチフィルタを、さらに備えていてもよい。図８では、ノッチフィルタを備えた例を示している。送電装置１のノッチフィルタ１８は、インバータ１３の出力側と送電コイルユニット１５との間に設けられている。受電装置２のノッチフィルタ２３は、受電コイルユニット２１と整流部２２との間に設けられている。なお、第１の実施形態がノッチフィルタ１８および２３を備えていてもよい。
【００７９】
ノッチフィルタ１８および２３は所定の高調波の漏洩磁界を抑圧する。ゆえに、ノッチフィルタ１８が対象としていない高調波を導通角の制御により抑圧すればよい。例えば、ノッチフィルタ１８の抑圧の対象が３次高調波である場合は、インバータ１３の導通角を１４４度に設定することにして５次の高調波を抑圧してもよい。このようにして、これにより、基本波および全ての高調波の漏洩磁界を満遍なく低減させることができる。
【００８０】
送電制御部１６は、駆動信号出力部１４に対し、周波数ホッピングおよび導通角制御の実施の可否を指示する。言い換えると、送電制御部１６は、駆動信号出力部１４に対し、高周波電流の周波数の周期的な変更、および、高周波電流の波形の変更の少なくともいずれかの実施に関する指示を行う。これにより、周波数ホッピングおよび導通角制御のいずれか一方を実施し、他方を実施しないといった場合に対応することができる。
【００８１】
例えば、送電制御部１６は、送電装置１の筐体の外側に設けられてユーザにより操作されるスイッチによる電気信号を受け付けて、当該電気信号に基づき、周波数ホッピングおよび導通角制御の実施の可否を判断してもよい。あるいは、後述する所定の電力閾値などに基づき、高周波電流の値から実施可否を判断してもよい。そして、実施可否の判断結果に基づき、処理の開始信号（開始指示）または停止信号（停止指示）を、駆動信号出力部１４に出力する。当該信号を受け付けて、駆動信号出力部は、送電制御部１６の指示内容に応じた周波数または波形の駆動信号を出力する。これにより、インバータにて、高周波電流の周波数の周期的な変更、および、高周波電流の波形の変更、の少なくともいずれかが開始または停止される。
【００８２】
また、送電制御部１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１７に対し、送電電力の増減を指示する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１７は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２と、インバータ１３との間に設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１７は、自身を流れる直流電流のデューティー比を調整することにより、当該直流電流を所望の電圧値に昇圧または降圧することができる。前述のように導通角を維持すると、インバータ１３の出力電力が減少する。しかし、送電制御部１６がＤＣ／ＤＣコンバータ１７に対して出力電力、つまりインバータ１３に対する入力電圧の値ＶＩＮを増減させる指示を与えることにより、送電電力を補償することが可能である。なお、説明の便宜上、第２の実施形態がＤＣ／ＤＣコンバータ１７を備えているが、第１の実施形態がＤＣ／ＤＣコンバータ１７を備えていてもよい。
【００８３】
送電装置１は、通常、所定のダイナミックレンジにおいて送電を行う。本実施形態では、このダイナミックレンジを、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２による電力増減と、インバータ１３による電力増減と、の２つに分割することができる。これにより、個々のダイナミックレンジを狭くすることができ、回路設計を容易にすることができる。
【００８４】
前述の通り、導通角を調整することにより、出力電力の増減を制御することができる。例えば、導通角を１５度から１８０度の間で調整してもよい場合、基本波の振幅をおおよそ０．１から１．０の範囲で制御することができるが、これはインバータ１３による出力電力を対応する範囲において制御可能であることを示す。
【００８５】
例えば、全体で０から１２０ｋＷのダイナミックレンジにおいて送電を行う場合において、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２に７０ｋＷ（マージン１０ｋＷ含む）のダイナミックレンジを割り当て、インバータ１３に７０ｋＷ（マージン１０ｋＷ含む）のダイナミックレンジを割り当てるとする。この場合、インバータ１３単体に１２０ｋＷのダイナミックレンジを確保するよりもインバータ１３素子への負担が軽くなり、回路設計が容易になる。また、漏洩磁界の低減量を最大にするため、インバータ１３により電力を調整できない場合でも、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２により電力増減を行うことができる。
【００８６】
また、一般的に非接触給電システムは、基本周波数近辺の共振特性を用いて電力伝送を行っており、周波数ごとに、異なる振幅となる振幅特性を有している。そのため、周波数ホッピングを行うと、各周波数で得られる出力電力が周波数振幅特性に依存し、受電コイルユニット２１が受け取った高周波電流が周波数の変更に伴って増減して波打ち、リップルが発生する場合がある。
【００８７】
出力電力が安定した後では、フィードバック制御を掛けるなどの方法によって、リップルを同定して補償することができる。しかし、出力電力が安定する前の上昇過程では、出力電力自体の増加と、リップルによる電力の増減変動とを区別することが困難であり、リップルの除去は、複雑な制御が必要となる。
【００８８】
そこで、本実施形態では、電力の立上げ時に、なるべくリップルが発生しないように制御する。具体的には、周波数ホッピングの開始のための電力閾値を設け、送電制御部１６は、出力電力が当該電力閾値を越えてから、周波数ホッピングの実行を駆動信号出力部１４に指示する。駆動信号出力部１４は、当該指示を受け付けると、周波数ホッピングのための駆動信号を出力する。これにより、周波数ホッピングが開始される。
【００８９】
また。導通角の制御についても同様に、導通角制御開始のための電力閾値を設け、送電制御部１６は、出力電力が当該電力閾値を越えてから、導通角を所定値にするように、駆動信号出力部１４に指示してもよい。導通角を最初から固定してしまうと、インバータ１３による電力調整はできなくなる。ゆえに、導通角を所定値に固定する場合でも、出力電力が閾値を越えるまでは電力調整が行えるようにしてもよい。
【００９０】
なお、出力電力が電力閾値を越えたか否かを判断するよりも、電流値など、電力と相関があり計測が容易なものを用いて、判断してもよい。例えば、図８に示すように、インバータ１３の電流が送電制御部１６に入力されるようにし、送電制御部１６が電流値を測定してもよい。
【００９１】
周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御する場合の処理の流れについて説明する。図９は、周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御する場合の処理の概略フローチャートを示す図である。図１０は、周波数ホッピングおよび導通角制御の開始を制御した場合におけるコイルユニットの電流の推移を示す図である。ここでは、電流値を用いて制御する。また、目標電流値を１２０Ａとし、周波数ホッピングに対する電力閾値は目標電流値の半分である６０Ａとしている。導通角に対する電力閾値は、３次高調波の抑制を最大とすることを想定して、導通角が１２０度のときの電流値８０Ａとしている。また、送電開始時における導通角の初期値は１５度としている。これらの値は、特に限られるものではなく、適宜に変えられてよい。
【００９２】
送電制御部１６が、送電を開始するように駆動信号出力部１４に指示し（Ｓ１０１）、駆動信号出力部１４が駆動信号の出力を開始する（Ｓ１０２）。これにより、インバータ１３から送電コイルユニット１５に電流が流れ始める。なお、駆動信号出力部１４は、当該電流が導通角の電力閾値に到達するまでは、導通角が初期値から増加し続けるように、駆動信号の波形を変更していく。これにより、高周波電流の電流値が上昇し続ける。なお、導通角の増加量は予め定めておけばよい。また、周波数ホッピングの開始は送電制御部１６により指示されておらず、周波数ホッピングはまだ行われない。ゆえに、リップルは発生しない。
【００９３】
高周波電流の電流値が周波数ホッピングの電力閾値である６０Ａに到達したことを検知すると、送電制御部１６が周波数ホッピングの開始（周波数ホッピングＯＮ）を駆動信号出力部１４に指示する（Ｓ１０３）。当該指示により、駆動信号出力部１４が、所定間隔において、各駆動信号の周期の変更を開始する（Ｓ１０４）。これにより、周波数ホッピングが開始される。導通角の増加は続くため、電流は上昇を続ける。
【００９４】
高周波電流の電流値が導通角制御の電力閾値である８０Ａに到達したことを検知すると、送電制御部１６が導通角の維持を駆動信号出力部１４に指示する（Ｓ１０５）。駆動信号出力部１４は、当該指示を受けて、導通角が１２０度のままになるように、駆動信号を調整する（Ｓ１０６）。こうして、導通角が維持される。
【００９５】
導通角が固定されると、インバータ１３による電流の増加がなくなるため、送電制御部１６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電力が増加するように制御する（Ｓ１０７）。これにより、高周波電流の電流値の上昇が維持される。
【００９６】
高周波電流の電流値が目標電流値である１２０Ａに到達したことを検知すると、送電制御部１６は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２の出力電力が一定値となるように制御する（Ｓ１０８）。こうして、周波数ホッピングおよび導通角の維持の両方を行いつつ、目標電流値の電流を得ることができる。
【００９７】
なお、高周波電流の電流値が目標電流値に到達した後に、送電制御部１６は、高周波電流の実際の値と目標値との差分に基づき、インバータ１３の導通角を変動（増減）させるように、駆動信号出力部１４に指示してもよい。前記駆動信号出力部は、当該指示を受けたときは、Ｍ×１８０／Ｎから（Ｍ＋２）×１８０／Ｎまでの範囲内で、インバータの導通角を、当該差分がなくなる方向に増加または減少するように、前記駆動信号の波形を変更する。これにより、高周波電流の変動が抑えられて、安定した電力伝送を行うことができる。
【００９８】
なお、目標電流値に到達した後の電力の増減は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２により行われてもよい。しかし、その場合、電力の増減を司るコンバータと、周波数ホッピングを司るインバータ１３との間において、時定数の差があると、両方の制御を同期させても、時定数の違いにより応答が異なってしまう。さらに、時定数は、装置の温度変化、コイルの状態などにも応じて変化してしまうため、安定化のために、時々刻々と変化する時定数を考慮した制御を行わなければならなくなる。ゆえに、出力電力が目標電力に到達した後では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１２はなく、導通角の制御により電力値の調整を行うのが好ましい。また、導通角を許容範囲外に設定しないと目標電流値の維持が出来ないときはＡＣ／ＤＣコンバータ１２を用い、それ以外のときは、導通角の制御により電力値の調整を行うとしてもよい。
【００９９】
以上のように、第２の実施形態によれば、送電制御部１６により、周波数ホッピングおよびを導通角の制御の実施期間を、電力などに応じて決定することができる。これにより、電力の立上げ時において、リップルの発生を防ぐことができる。
【０１００】
なお、本実施形態の各処理は専用の回路で実現されることを想定しているが、周波数を変更するタイミングの指定など、回路の制御に関する処理は、ＣＰＵがメモリに格納されたプログラムを実行することにより実現されてもよい。
【０１０１】
上記に、本発明の一実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１０２】
１  送電装置
１１  ＡＣ電源
１２  ＡＣ／ＤＣコンバータ
１３  インバータ
１４  駆動信号出力部
１５  送電コイルユニット（共振子）
１６  送電制御部
１７  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１８  送電側ノッチフィルタ
２  受電装置
２１  受電コイルユニット（共振子）
２２  整流部
２３  受電側ノッチフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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