(57)【要約】【課題】スペクトラム拡散したバースト信号の受信装置において、ＢＴＲ推定を従来よりも高速に収束させる。【解決手段】ＢＴＲ回路１００は、拡散符号Ｃｐｎを用いてスペクトラム拡散変調された受信信号ＲＳを受けて、受信信号ＲＳのシンボルタイミング位置を推定する。補間フィルタ３０は、ＢＴＲ回路１００によって推定されたシンボルタイミング位置にしたがった補間処理後の受信信号ＲＳ＊を出力する。逆拡散回路４０は、補間処理後の受信信号ＲＳ＊を、拡散符号Ｃｐｎを用いた逆拡散によって復調する。ＢＴＲ回路１００は、拡散前の受信信号ＲＳの各サンプル点において、マッチドフィルタを用いて拡散符号との相関演算によって相関電力値を算出するとともに、求められた相関電力の補間演算によって求められたピークタイミング位置に基づいて、シンボルタイミング位置を推定する。【選択図】図３
2020061700.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡散符号を用いてスペクトラム拡散された変調信号を受信する受信装置であって、
前記変調信号の変調帯域幅のＮ倍（Ｎ：２以上の整数）に相当する周波数で前記変調信号をサンプリングするオーバサンプル部と、
前記オーバサンプル部でサンプリングされた前記変調信号を受けて、前記変調信号のシンボルタイミング位置を推定するためのビットタイミング推定回路と、
前記ビットタイミング推定回路によって推定された前記シンボルタイミング位置にしたがって、前記変調信号に対して補間処理を実行する補間フィルタと、
前記補間フィルタによる補間処理後の前記変調信号を、前記拡散符号を用いた逆拡散によって復調する逆拡散回路とを備え、
前記ビットタイミング推定回路は、
前記拡散符号との相関演算によって、前記変調信号の各サンプル点での相関電力値を算出するマッチドフィルタと、
前記マッチドフィルタで算出された相関電力値のピーク点と、当該ピーク点の前後のサンプル点とにおける相関電力値を用いた補間演算によって求められた相関電力のピークタイミング位置に基づいて、前記変調信号の前記シンボルタイミング位置を推定する推定部とを含む、受信装置。
【請求項２】
前記推定部は、ラグランジュ補間によって二次関数近似された前記相関電力の曲線から前記シンボルタイミング位置を推定する、請求項１記載の受信装置。
【請求項３】
前記推定部は、推定した前記シンボルタイミング位置と、前記オーバサンプル部によるサンプルタイミングとの差分を示す補正値を算出し、
前記補間フィルタは、前記推定部からの前記補正値に基づいて設定された補間フィルタ係数を用いて前記補間処理を実行する、請求項１または２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記補間フィルタは、
前記推定部からの前記補正値に基づいて複数段の前記補間フィルタ係数の各段の係数値を設定する補間フィルタ係数設定部と、
前記オーバサンプル部によってサンプリングされた前記変調信号が逐次入力される、前記補間フィルタ係数の段数と同じ段数を有するシフトレジスタと、
前記シフトレジスタの各段の記憶値と、前記補間フィルタ係数の各段の係数値との乗算値を算出する乗算部と、
前記乗算部による前記各段における前記乗算値を加算して、前記補間処理後の前記変調信号を出力する加算部とを有する、請求項３記載の受信装置。
【請求項５】
前記補間フィルタの前段に配置された遅延回路をさらに備え、
前記補間フィルタには前記遅延回路を通過した前記変調信号が入力される一方で、前記ビットタイミング推定回路には、前記遅延回路を通過しない前記変調信号が入力される、請求項１〜４のいずれか１項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記遅延回路によって付与される遅延時間は、前記ビットタイミング推定回路が前記シンボルタイミング位置を推定するまでの所要時間に対応して設定される、請求項５記載の受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スペクトラム拡散通信方式の受信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
拡散符号を用いて、情報レートよりも高速なチップレートで拡散変調を行った拡散信号を送信する直接拡散方式のスペクトラム拡散通信が公知である。この際に、スペクトラム拡散通信の受信装置では、特開２０００−２４４３６７号公報（特許文献１）に記載されるように、マッチドフィルタを用いて受信信号の同期を行う構成が公知である。特許文献１の構成によれば、受信拡散信号と参照符号との相関演算を行うマッチドフィルタと、マッチドフィルタの出力をオーバサンプルタイミングで補間する補間装置とを備えることで、装置の小型化および低消費電力化が可能となる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０００−２４４３６７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ＴＤＭＡ（Time  Division Multiple  Access：時分割多重アクセス）に代表される、時間的に断続して通信する方式の通信であるバースト通信では、バースト通信の開始位置（バースト先頭）を検出するための固定パターンの信号（プリアンブル信号）が付加される。シンボルタイミング位置を推定するための処理として、ＢＴＲ（Bit  Timing  Recovery）推定が知られている。
【０００５】
しかしながら、スペクトラム拡散方式のバースト通信では、受信装置側において、逆拡散による復調後の信号を用いたＢＴＲ推定が収束するまでの期間のシンボルを、データを通信するために用いることができない。
【０００６】
したがって、送信データのフレームフォーマットとしては、受信装置（復調側）のＢＴＲ処理の所要時間を考慮してバースト先頭に余分なシンボルを付加することとなり、この結果、プリアンブル信号が長くなることが懸念される。これにより、余分なシンボルの追加による通信効率の低下、および、受信装置側での処理遅延の増加が懸念される。
【０００７】
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、スペクトラム拡散方式の受信装置において、ＢＴＲ推定を従来よりも高速に収束させることである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある局面では、受信装置は、拡散符号を用いてスペクトラム拡散された変調信号を受信する。受信装置は、オーバサンプル部と、ビットタイミング推定回路と、補間フィルタと、逆拡散回路とを備える。オーバサンプル部は、変調信号の変調帯域幅のＮ倍（Ｎ：２以上の整数）に相当する周波数で変調信号をサンプリングする。ビットタイミング推定回路は、変調信号を受けて、変調信号のシンボルタイミング位置を推定する。補間フィルタは、ビットタイミング推定回路によって推定されたシンボルタイミング位置にしたがって、変調信号に対して補間処理を実行する。逆拡散回路は、補間フィルタによる補間処理後の変調信号を、拡散符号を用いた逆拡散によって復調する。ビットタイミング推定回路は、マッチドフィルタと、推定部とを含む。マッチドフィルタは、拡散符号との相関演算によって、変調信号の各サンプル点での相関電力値を算出する。推定部は、マッチドフィルタで算出された相関電力値の周期的なピーク点と、当該ピーク点の前後のサンプル点とにおける相関電力値を用いた補間演算によって求められた相関電力のピークタイミング位置に基づいて、変調信号のシンボルタイミング位置を推定する。
【０００９】
本発明によれば、ＢＴＲ推定を従来よりも高速に収束させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本実施の形態に係る受信装置の概略構成を説明するブロック図である。
【図２】比較例であるフィードバック型によるシンボルタイミング位置の推定のための構成を説明するブロック図である。
【図３】本実施の形態に係る受信装置におけるシンボルタイミング位置の推定のための構成を説明するブロック図である。
【図４】図３に示されたＢＴＲ回路の構成例を説明するブロック図が示される。
【図５】図４に示されたラグランジュ補間器の動作を説明するための概念図である。
【図６】図３に示された補間フィルタの構成例を説明するブロック図が示される。
【図７】図６に示された補間フィルタ係数メモリの構成例を説明する図表である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１２】
図１は、本実施の形態に係る受信装置の概略構成を説明するブロック図である。
図１に示すように、本実施の形態に係る受信装置２０は、送信装置１０とともに無線通信システムを構成する。送信装置１０は、変調回路１２と、ミキサ１４と、局部発振器（ＬＯ：Local  Oscillator）１６と、アンテナ１８とを含む。
【００１３】
変調回路１２は、拡散符号Ｃｐｎを用いて、スペクトラム拡散された変調信号を生成する。ミキサ１４は、局部発振器１６による発振信号との乗算によって、変調回路１２からの変調信号をアップコンバートする。アップコンバートされた変調信号は、アンテナ１８によって、空間（無線区間）に送信される。送信装置１０は、時間的に断続して（バースト的に）信号を送信（バースト送信）する。
【００１４】
受信装置２０は、アンテナ２２と、ミキサ２４と、局部発振器（ＬＯ）２６と、復調回路２８とを含む。アンテナ２２は、送信装置１０から出力された変調信号を、無線区間から受信する。受信された変調信号は、ミキサ２４によって、局部発振器２６による発振信号を用いてダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた変調信号は、復調回路２８に入力される。
【００１５】
復調回路２８は、送信装置１０と共通の拡散符号Ｃｐｎを用いて変調信号を復調することによって、復調信号を取得する。復調回路２８は、復調処理の一環として変調信号のシンボルタイミング位置を推定するための、ＢＴＲ回路１００を有する。
【００１６】
図１のような、変調信号をバースト送信する無線通信システムにおいては、受信装置は多数のバースト信号を受信することになるが、バースト信号の受信成功率を向上させるために、変調信号から高速にシンボルタイミング位置を推定して、復調信号によって示される情報を抽出する必要がある。後述するように、本実施の形態では、ＢＴＲ回路１００によって、変調信号がスペクトラム拡散されている変調信号から、高速かつ高精度にシンボルタイミング位置が推定される。
【００１７】
次に図２を用いて、一般的なフィードバック型によるシンボルタイミング位置の推定のための構成を比較例として説明する。
【００１８】
図２に示すように、復調回路２８は、補間フィルタ３０と、逆拡散回路４０と、ＢＴＲ推定回路１００♯とを有する。
【００１９】
補間フィルタ３０には、復調回路２８へ入力された、スペクトラム拡散変調された信号を離散的にサンプリングした受信信号ＲＳが入力される。
【００２０】
この際に、受信信号ＲＳは離散的にサンプリングされるため、必ずしも所望のタイミング位置で信号が取得されているとは限らない。補間フィルタ３０は、ＢＴＲ推定回路１００♯によって求められた補正値ＳＴにしたがった補間処理後の受信信号ＲＳ＊を出力する。逆拡散回路４０は、補間フィルタ３０からの補間後の受信信号ＲＳ＊を、送信装置１０と共通の拡散符号Ｃｐｎを用いて復調することによって、変調信号を復調する。
【００２１】
スペクトラム拡散をバースト通信に適用した場合には、バースト先頭のプリアンブル信号についても拡散変調されて送信される。このため、ＢＴＲ推定回路１００♯は、逆拡散回路４０による復調後の信号を用いて、シンボルタイミング位置を推定する。さらに、推定したシンボルタイミング位置を示す補正値ＳＴが、ＢＴＲ推定回路１００♯から補間フィルタ３０へ出力される。
【００２２】
このように、比較例の構成では、逆拡散後の復調信号から求められたシンボルタイミング位置を補正値ＳＴとしてフィードバックする。そうすることで、時間的に変化する変調信号に対して、適切なタイミングでの受信信号に基づいて、送信装置１０での拡散前の変調信号を再生した復調信号ＰＲＳを出力することができる。
【００２３】
比較例のようなフィードバックループの構成では、シンボルタイミング位置の推定精度はループを繰り返すことによって向上する。このため、ＢＴＲ推定が収束して、適切なシンボルタイミング位置で補間可能となる補正値ＳＴが得られるまでにはある程度の長さの時間を要する。逆に言えば、ＢＴＲ推定が収束するまでの期間では、データを通信するためにバースト先頭部分に配置されたシンボルを用いることが困難である。そのため、バースト先頭にはシンボルタイミング推定用の固定パターン（プリアンブル）をある程度の長さで付加する必要が生じる。この結果、プリアンブル信号が長くなることで、通信効率の低下、および、受信装置側での処理遅延の増加が懸念される。
【００２４】
図３は、本実施の形態に係る受信装置２０におけるシンボルタイミング位置の推定のための構成を説明するブロック図である。図３には、復調回路２８のうちの、シンボルタイミング位置の推定に関連する構成が示される。
【００２５】
図３に示すように、本実施の形態に係る受信装置において、復調回路２８は、直交検波部６０と、補間フィルタ３０と、逆拡散回路４０と、遅延回路５０と、ＢＴＲ回路１００とを有する。直交検波部６０は、スペクトラム拡散された変調波である受信信号ＲＳを直交検波することで、Ｉチャネル（Ｉｃｈ）およびＱチャネル（Ｑｃｈ）の受信信号ＲＳ（Ｉ）およびＲＳ（Ｑ）に分離して出力する。本実施の形態では、ＢＴＲ回路１００は、逆拡散前の受信信号ＲＳ（Ｉ）およびＲＳ（Ｑ）を入力されて、図２のＢＴＲ推定回路１００♯と同様の補正値ＳＴを出力する。すなわち、本実施の形態では、ＢＴＲ回路１００は、逆拡散前の「変調信号」である受信信号ＲＳ（Ｉ）およびＲＳ（Ｑ）から、フィードフォワード型でシンボルタイミング位置を推定する。
【００２６】
ＢＴＲ回路１００には、遅延回路５０を通過しない受信信号ＲＳ（Ｉ）およびＲＳ（Ｑ）が入力される。一方で、補間フィルタ３０は、その前段に配置された遅延回路５０を通過した受信信号ＲＳ（Ｉ）およびＲＳ（Ｑ）を入力されて、ＢＴＲ回路１００からの補正値ＳＴにしたがった補間処理後の受信信号ＲＳ＊を出力する。逆拡散回路４０は、補間フィルタ３０による補間処理後の受信信号ＲＳ＊を、拡散符号Ｃｐｎを用いて復調する。
【００２７】
直交検波部６０は、変調帯域幅（すなわち、拡散符号のチップレート）のＮ倍（Ｎ：２以上の整数）の周波数で受信信号ＲＳ（Ｉ），ＲＳ（Ｑ）をオーバサンプリングする。直交検波部６０を無くして、補間フィルタ３０とＢＴＲ回路１００とが、それぞれ別の直交検波部を有してもよい。
【００２８】
図４には、図３に示されたＢＴＲ回路１００の構成を説明するブロック図が示される。
図４に示すように、ＢＴＲ回路１００は、マッチドフィルタ１１０と、相関電力累積器１３０と、ラグランジュ補間器１４０とを含む。
【００２９】
マッチドフィルタ１１０は、シフトレジスタ１１４と、乗算器１１５と、加算器１１７と、相関電力計算器１１８とを含む。
【００３０】
直交検波部６０によるサンプリングごとに、サンプリングされた受信信号ＲＳ（Ｉ），ＲＳ（Ｑ）がシフトレジスタ１１４へ入力される。図示は省略しているが、シフトレジスタ１１４は、ＩｃｈおよびＱｃｈのそれぞれに対応して別個に配置される。すなわち、受信信号ＲＳ（Ｉ）およびＲＳ（Ｑ）のサンプリング値がそれぞれ入力されるシフトレジスタが別個に配置される。
【００３１】
シフトレジスタ１１４の段数Ｋは、拡散符号のチップ数Ｍ（Ｍ：２以上の整数）および、オーバサンプルの倍数Ｎを用いて、Ｋ＝Ｎ×（Ｍ−１）＋１で示すことができる。図４では、一例として、Ｎ＝２、かつ、Ｍ＝１６であるので、シフトレジスタ１１４は、レジスタ値Ｄ０〜Ｄ３０をそれぞれ保持するために３１段を有する。直交検波部６０によるサンプリングごとに、シフトレジスタ１１４の先頭段には受信信号ＲＳ（Ｉ），ＲＳ（Ｑ）のサンプリング値が入力されて記憶される（レジスタ値Ｄ０）とともに、それまでに各段の記憶されていたレジスタ値Ｄ０〜Ｄ２９は、１段ずつシフトして後段へ送られて、レジスタ値Ｄ１〜Ｄ３０として記憶される。
【００３２】
乗算器１１５は、拡散符号Ｃｐｎのチップ数に対応して、Ｍ個配置される。図４では、１６チップの拡散符号の各係数値ｓ０〜ｓ１５と、シフトレジスタ１１４の特定段からの出力とがそれぞれ乗算される。具体的には、シフトレジスタ１１４の先頭段のレジスタ値、および先頭段からＮ段ごとのレジスタ値の合計Ｍ個のレジスタ値が、乗算器１１５へ入力される。図２の例では、１６個のレジスタ値Ｄ０，Ｄ２，Ｄ４，…，Ｄ２６，Ｄ２８，Ｄ３０が、係数値ｓ０〜ｓ１５とそれぞれ乗算される。当該乗算処理についても、ＩｃｈおよびＱｃｈで別個に行われる。
【００３３】
Ｍ個の乗算器１１５の出力は、加算器１１７で合計される。この結果、Ｉｃｈの受信信号ＲＳ（Ｉ）についての加算器１１７での合計値ｘと、Ｑｃｈの受信信号ＲＳ（Ｑ）についての加算器１１７での合計値ｙとが得られる。
【００３４】
相関電力計算器１１８は、加算器１１７で得られたｘおよびｙの二乗和平方根により、相関電力Ｐｃｒを算出する（Ｐｃｒ＝√（ｘ2＋ｙ2））。この結果、図４の構成例では、マッチドフィルタ１１０による拡散符号との相関演算によって、Ｎ＝２でオーバサンプリングされたサンプル点ごと、すなわち、０．５チップごとに相関電力Ｐｃｒが算出される。
【００３５】
相関電力累積器１３０には、相関電力計算器１１８によって逐次算出されるオーバサンプリングごとの相関電力Ｐｃｒが入力される。相関電力累積器１３０は、前処理回路１３１、スイッチ１３２、および、累積部１３３〜１３５を有する。
【００３６】
前処理回路１３１は、（Ｎ×Ｍ）個のサンプル点を１周期として、カウンタなどによって同一周期内の（Ｎ×Ｍ）個のサンプル点を識別し、１周期分の（Ｎ×Ｍ）個のサンプル点から相関電力Ｐｃｍが最大となるサンプル点（以下、「ピーク点」とも称する）および、ピーク点の前後（０．５チップ差）のサンプル点の３点を抽出する。これにより、相関電力のピーク点に対応するタイミング位置Ｘ（ｐ）並びに、ピーク点の前後のサンプル点に対応するタイミング位置Ｘ（ｐ−１），Ｘ（ｐ＋１）と、そのサンプル点での相関電力Ｐｃｍを求めることができる。あるいは、ピーク点およびピーク点の前後のサンプル点は、同期捕捉によって抽出されてもよい。
【００３７】
スイッチ１３２は、抽出されたピーク点（タイミング位置Ｘｐ）における相関電力値を累積部１３３、ピーク点よりも０．５チップ前のサンプル点（タイミング位置Ｘ（ｐ−１））における相関電力値を累積部１３４へ、ピーク点よりも０．５チップ後のサンプル点（タイミング位置Ｘ（ｐ＋１））における相関電力値を累積部１３５へ出力する。
【００３８】
この結果、累積部１３３〜１３５へは、相関電力累積器１３０に対して（Ｎ×Ｍ）個のサンプル点での相関電力Ｐｃｍが入力されるごとに、１個ずつの相関電力値が入力される。累積部１３３〜１３５の各々は、スイッチ１３２を経由してそれぞれに入力された相関電力値を積算し、その平均値をそれぞれ出力する。したがって、累積部１３３からは、ピーク点のタイミング位置Ｘ（ｐ）における相関電力値Ｐａの平均値が出力される。同様に、累積部１３４および１３５からは、ピーク点前後のサンプル点でのタイミング位置Ｘ（ｐ−１）およびＸ（ｐ＋１）における相関電力値ＰｂおよびＰｃの平均値がそれぞれ出力される。累積部１３３〜１３５から出力された相関電力値Ｐａ〜Ｐｃは、ラグランジュ補間器１４０へ入力される。
【００３９】
図５は、ラグランジュ補間器１４０の動作を説明するための概念図である。図５の横軸は時間軸であり、縦軸は相関電力値である。
【００４０】
図５において、実線で示された時間経過に対する実際の相関電力Ｐｃｒの曲線（図中実線）に対して、ＢＴＲ回路１００では、図中に丸印で示した、Ｎ倍でオーバサンプリングされた各サンプル点２００における相関電力値が離散的に算出される。実際の相関電力Ｐｃｒの曲線上におけるピーク点は、実際のシンボルタイミング位置に対応する。
【００４１】
図４の相関電力累積器１３０によって、各サンプル点２００のうちの、ピーク点２０１およびその前後のサンプル点２０２，２０３の相関電力値Ｐａ〜Ｐｃが求められる。ラグランジュ補間器１４０では、図５中の座標（Ｘ（ｐ），Ｐａ）、（Ｘ（ｐ−１），Ｐｂ）、および、（Ｘ（ｐ＋１），Ｐｃ）を用いたラグランジュ補間によって、二次関数近似された相関電力Ｐｃｒ＊（図中に点線で表記）の連続的な曲線（カーブ）を得ることができる。
【００４２】
図５の時間軸上において、ラグランジュ補間された相関電力Ｐｃｒ＊のカーブ上におけるピーク点２０５のタイミング位置（ピークタイミング位置）は、実際のシンボルタイミング位置の近傍に位置することが理解される。したがって、ピーク点２０５のタイミング位置Ｘｐと、ピーク点２０１のタイミング位置Ｘ（ｐ）との差分を示す補正値ＳＴを求める。補正値ＳＴは、実際のシンボルタイミング位置と、サンプルタイミングとの差とほぼ等しく求められる。
【００４３】
２倍のオーバサンプリングによって、０．５チップごとに相関電力値が算出される図５の例では、−０．５チップ〜０．５チップの範囲内で、補正値ＳＴが算出される。ＢＴＲ回路１００は、最初の（Ｍ×Ｎ）個のサンプル点が得られると、補正値ＳＴを出力することができる。以降では、（Ｍ×Ｎ）個のサンプル点が入力されるごとに、累積部１３３〜１３５から出力される相関電力値Ｐａ〜Ｐｃが変化するのに応じて、補正値ＳＴを更新することが可能である。
【００４４】
なお、補正値ＳＴの更新については、通信システムごとに最適な条件を選択的に設計することができる。具体的には、サンプリングのためのクロック偏差が小さい、または、ＴＤＭＡフレームが短いシステムでは、受信初期のみにＢＴＲ推定を行うことが好ましい場合がある。この場合には、補正値ＳＴは、初回の算出値に固定することも可能である。一方で、クロック偏差が大きい、または、ＴＤＭＡフレームが長いシステムでは、逐次ＢＴＲ推定を行った方が好ましいため、補正値ＳＴを逐次更新することも可能である。
【００４５】
再び図３を参照して、説明する。ＢＴＲ回路１００において、ラグランジュ補間器１４０（図５）が算出した補正値ＳＴは、補間フィルタ３０へ入力される。
【００４６】
図６には、補間フィルタ３０の構成例を説明するブロック図が示される。
図６に示すように、補間フィルタ３０は、シフトレジスタ３３と、補間フィルタ係数メモリ３５と、乗算部３６と、加算部３８とを有する。
【００４７】
シフトレジスタ３３の段数は、補間フィルタ係数の段数Ｙと同数である。例えば、図６の例では、Ｙ＝１１に設定されており、補間フィルタ係数ｔ０〜ｔ１１が設定される。段数Ｙが多いほど、補間演算を高精度化できる一方で、回路規模が増大する。このため、必要な演算精度と回路規模とのトレードオフを考慮して、段数Ｙは予め設計される。
【００４８】
補間フィルタ係数メモリ３５は、補正値ＳＴをアドレスとして、補間フィルタ係数ｔ０〜ｔ１１の値を読み出すように構成される。例えば、補間フィルタ係数メモリ３５は、図７に例示するように、−０．５＜ＳＴ（チップ）＜０．５の範囲内で算出される補正値ＳＴに対して、０．１チップ刻みで、補間フィルタ係数ｔ０〜ｔ１１のメモリ値を格納するように構成することができる。格納されるメモリ値（係数値）は、事前に補間フィルタ（位相回転）を構成するデジタルフィルタ関数での演算および量子化にしたがって求めることができる。
【００４９】
例えば、ＢＴＲ回路１００によって算出された補正値ＳＴ＝０．１６のときには、０．１＜ＳＴ≦０．２の範囲のメモリ値が読み出されることで、補間フィルタ係数ｔ０〜ｔ１１の値が設定される。
【００５０】
乗算部３６は、シフトレジスタ３３の各段のレジスタ値Ｄ０〜Ｄ１１と、補間フィルタ係数ｔ０〜ｔ１１とを乗算する。すなわち、乗算部３６にも、補間フィルタ係数の段数Ｙに対応したＹ個の乗算器が配置される。加算部３８は、Ｙ個の乗算器の出力を加算する。
【００５１】
この結果、順次シフトレジスタ３３に入力されるオーバサンプリングされた受信信号ＲＳ（Ｉ）およびＲＳ（Ｑ）を、ＢＴＲ回路１００で算出した補正値ＳＴに基づく補間フィルタ係数ｔ０〜ｔ１１で重み付けした補間処理後の受信信号ＲＳ＊（Ｉ），ＲＳ＊（Ｑ）が、加算部３８から出力される。
【００５２】
再び図３を参照して、説明する。補間処理後の受信信号ＲＳ＊は、補間フィルタ３０から逆拡散回路４０へ入力される。なお、受信信号ＲＳ＊は、図４で説明したＩｃｈおよびＱｃｈの受信信号ＲＳ＊（Ｉ），ＲＳ＊（Ｑ）を包括的に表記するものである。逆拡散回路４０は、補間フィルタ３０による補間処理後の受信信号ＲＳ＊を、送信装置１０と同一の拡散符号Ｃｐｎを用いて復調することによって、変調信号を復調する。これにより、実際のシンボルタイミング位置およびサンプルタイミングのずれが抑制された、補間処理後の受信信号ＲＳ＊に基づいて、拡散前の変調信号を再生した復調信号ＰＲＳが出力される。
【００５３】
特に、本実施の形態では、スペクトラム拡散したバースト信号の受信において、図３に示されたフィードフォワード構成によって、ＢＴＲ回路１００は、比較例（図２）のようなフィードバックを待つことなく、シンボルタイミング位置とサンプリングタイミングとのずれを示す補正値ＳＴを高速に算出することができる。すなわち、プリアンブル先頭からのＢＴＲ推定を高速に収束させることができる。
【００５４】
さらに、遅延回路５０により付与される遅延時間を、ＢＴＲ回路１００から補正値ＳＴが出力されるまでの処理時間と対応させて設定することにより、補正値ＳＴにしたがった補間処理によって、バースト先頭から適切なシンボルタイミング位置にしたがって、受信した変調信号を復調することができる。ＢＴＲ回路１００から補正値ＳＴが出力されるまでの処理時間は、シンボルタイミング位置を推定するまでの所要時間に対応する。
【００５５】
以上のように、本実施の形態に係る受信装置では、スペクトラム拡散したバースト信号を受信する際に、データの通信に利用できないバースト先頭のシンボル数を減少することができる。この結果、バースト先頭のプリアンブル信号を短くすることができるので、通信効率の向上、および、受信装置側での処理遅延の短縮を図ることが可能となる。
【００５６】
図３および図４に示した構成例において、ＢＴＲ回路１００は「ビットタイミング推定回路」の一実施例に対応し、直交検波部６０は「オーバサンプル部」の一実施例に対応し、相関電力累積器１３０およびラグランジュ補間器１４０は「シンボルタイミング位置を推定する推定部」の一実施例に対応する。なお、本実施の形態では、ラグランジュ補間を用いた二次関数近似によってサンプル点間のピークタイミング位置ひいてはシンボルタイミング位置を推定したが、他の補間法を用いた近似によってピークタイミング位置を推定することも可能である。
【００５７】
さらに、図６の構成例において、補間フィルタ係数メモリ３５および補間フィルタ係数メモリ３５を参照して補間フィルタ係数ｔ０〜ｔ１１を設定する処理は「補間フィルタ係数の各段の係数値を設定する補間フィルタ係数設定部」の一実施例に対応する。また、補間フィルタ３０としては、図６とは異なる構成のデジタルフィルタを適用して、シンボルタイミング位置とサンプリングタイミングとのずれを示す補正値ＳＴを用いた補間処理を実行することも可能である。
【００５８】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００５９】
１０  送信装置、１２  変調回路、１４，２４  ミキサ、１６，２６  局部発振器、１８，２２  アンテナ、２０  受信装置、２８  復調回路、３０  補間フィルタ、３３，１１４  シフトレジスタ、３５  補間フィルタ係数メモリ、３６  乗算部、３８  加算部、４０  逆拡散回路、５０  遅延回路、６０  直交検波回路（オーバサンプル部）、１００  ＢＴＲ回路、１００♯  ＢＴＲ推定回路（比較例）、１１０  マッチドフィルタ、１１５  乗算器、１１７  加算器、１１８  相関電力計算器、１３０  相関電力累積器、１３１  前処理回路、１３２  スイッチ、１３３〜１３５  累積部、１４０  ラグランジュ補間器、２００  サンプル点、２０１  ピーク点（サンプル点中）、２０２  サンプル点（ピーク点の１つ前）、２０３  サンプル点（ピーク点の１つ後）、２０５  ピーク点（補間カーブ上）、Ｃｐｎ  拡散符号、Ｄ０〜Ｄ３０  レジスタ値、ＰＲＳ  復調信号、Ｐａ  相関電力値（ピーク点）、Ｐｂ  相関電力値（ピーク点の１つ前）、Ｐｃ  相関電力値（ピーク点の１つ後）、Ｐｃｒ  相関電力、ＲＳ，ＲＳ（Ｉ），ＲＳ（Ｑ）  受信信号、ＲＳ＊，ＲＳ＊（Ｉ）），ＲＳ＊（Ｑ）  受信信号（補間処理後）、ｓ０〜ｓ１５  係数値、ＳＴ  補正値、ｔ０〜ｔ１１  補間フィルタ係数。 
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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