(57)【要約】【課題】簡易な構成でＰＷＭ制御によりモータの回転数を挙げた場合でも、より確実にロータ位置を推定し、制御が行える。【解決手段】実施形態のロータ位置推定装置は、三相交流モータをインバータにより駆動するモータ駆動回路に用いられ、前記三相交流モータのロータの回転位置を推定するロータ位置推定装置であって、三相交流モータの三相のうち少なくとも一相における、第１の検出タイミングと第２の検出タイミングとの電流の差分を検出する電流差分検出回路と、電流差分検出回路における検出対象の相において、電源電圧の印加による第１の方向に流れる電流と、電源電圧の印加による第２の方向に流れる電流を相殺可能なタイミングとなるように、第１の検出タイミング及び第２の検出タイミングを生成する検出タイミング生成回路と、電流の差分のゼロクロス点に基づいて、前記ロータの回転位置を推定する位置推定回路と、を備える。【選択図】図１０
2020048337.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
三相交流モータをインバータにより駆動するモータ駆動回路に用いられ、前記三相交流モータのロータの回転位置を推定するロータ位置推定装置であって、
前記三相交流モータの三相のうち少なくとも一相における、第１の検出タイミングと第２の検出タイミングとの電流の差分を検出する電流差分検出回路と、
前記電流差分検出回路における検出対象の相において、電源電圧の印加による第１の方向に流れる電流と、前記電源電圧の印加による第２の方向に流れる電流を相殺可能なタイミングとなるように、前記第１の検出タイミング及び前記第２の検出タイミングを生成する検出タイミング生成回路と、
前記電流の差分のゼロクロス点に基づいて、前記ロータの回転位置を推定する位置推定回路と、
を備えたロータ位置推定装置。
【請求項２】
前記検出タイミング生成回路は、前記第１の検出タイミングから前記第２の検出タイミングに到るまでの検出期間中において前記三相のうち、いずれか二相の出力が“Ｈ”レベルで、一相の出力が“Ｌ”レベルである偶数ベクトルの期間と、いずれか一相の出力が“Ｈ”レベルで、二相の出力が“Ｌ”レベルである奇数ベクトルの期間と、が等しくなるように前記第１の検出タイミング及び前記第２の検出タイミングを生成する、
請求項１記載のロータ位置推定装置。
【請求項３】
前記電流差分検出回路は、前記第１の検出タイミングにおける第１の電流値をサンプリングして保持する第１サンプル／ホールド回路と、
前記第２の検出タイミングにおける第２の電流値をサンプリングして保持する第２サンプル／ホールド回路と、
前記第１の電流値と前記第２の電流値とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力に基づいて前記電流の差分のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路と、
を備えた請求項１又は請求項２記載のロータ位置推定装置。
【請求項４】
前記電流差分検出回路は、前記第１の検出タイミングにおける電流値をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行って第１電流データとして出力するとともに、前記第２の検出タイミングにおける電流値をサンプリングしてＡ／Ｄ変換を行って第２電流データとして出力するＡ／Ｄコンバータと、
前記第１電流データ及び前記第２電流データに基づいて、前記電流の差分のゼロクロス点を検出してゼロクロス検出信号を出力するゼロクロス検出回路と、
を備えた請求項１又は請求項２記載のロータ位置推定装置。
【請求項５】
三相交流モータを駆動するインバータと、
前記三相交流モータの三相のうち少なくとも一相における、第１の検出タイミングと第２の検出タイミングとの電流の差分を検出する電流差分検出回路と、
前記電流差分検出回路における検出対象の相において、電源電圧の印加による第１の方向に流れる電流と、前記電源電圧の印加による第２の方向に流れる電流を相殺可能なタイミングとなるように、前記第１の検出タイミング及び前記第２の検出タイミングを生成する検出タイミング生成回路と、
前記電流の差分のゼロクロス点に基づいて、前記ロータの回転位置を推定する位置推定回路と、
前記ロータの回転位置の推定結果に基づいて、前記インバータを制御するための信号を生成するＰＷＭ生成回路と、
を備えたモータ制御装置。
【請求項６】
三相交流モータをインバータにより駆動するモータ駆動回路に用いられ、前記三相交流モータのロータの回転位置を推定するロータ位置推定装置をコンピュータにより制御するプログラムであって、
前記コンピュータを、
前記三相交流モータの三相のうち少なくとも一相における、第１の検出タイミングと第２の検出タイミングとの電流の差分を検出する手段と、
前記電流の差分を検出する手段における検出対象の相において、電源電圧の印加による第１の方向に流れる電流と、前記電源電圧の印加による第２の方向に流れる電流を相殺可能なタイミングとなるように、前記第１の検出タイミング及び前記第２の検出タイミングを生成する手段と、
前記電流の差分のゼロクロス点に基づいて、前記ロータの回転位置を推定する手段と、
して、機能させるプログラム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、ロータ位置推定装置、モータ制御装置及びプログラムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、インバータにより三相ブラシレスモータの回転制御を行う場合に、ロータ位置を検出するためにＵ相、Ｖ相及びＷ相のそれぞれに発生する誘起電圧の極性が変化する点（ゼロクロス点）を検出し、ＰＷＭ制御を行うようにしていた。
この場合に、各相を流れる電流の変化量がゼロとなる電流のゼロクロス点は、誘起電圧のゼロクロス点として近似できるため、三相全てで相電流が流れていない状態（ゼロベクトル）で電流のゼロクロス点を検出し、ロータの位置を推定することとなっていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−０２９０８１号公報
【特許文献２】特許第６０６９０２４号公報
【特許文献２】特開２００７−２３６０６２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、従来技術においては、モータの回転数を上げるために、ＰＷＭ制御により通電デューティを大きくする場合には、三相全てで相電流が流れていない状態（ゼロベクトル）の期間が短くなり、電流量の微分値である電流変化量を小さくなり、変化を捉えることが困難でとなり、正確な制御が行えない虞があった。
【０００５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、簡易な構成でＰＷＭ制御によりモータの回転数を挙げた場合でも、より確実にロータ位置を推定し、制御が行えるロータ位置推定装置、モータ制御装置及びプログラムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
実施形態のロータ位置推定装置は、三相交流モータをインバータにより駆動するモータ駆動回路に用いられ、前記三相交流モータのロータの回転位置を推定するロータ位置推定装置であって、三相交流モータの三相のうち、少なくとも１相における第１の検出タイミング及び第２の検出タイミングにおける電流の差分を検出する電流差分検出回路と、電流の差分の検出対象の相において電源電圧の印加による第１の方向に流れる電流と、電源電圧の印加による第２の方向に流れる電流を相殺可能なタイミングとなるように、第１の検出タイミング及び第２の検出タイミングを生成する検出タイミング生成回路と、電流の差分のゼロクロス点に基づいて、ロータの回転位置を推定する位置推定回路と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】実施形態のモータ駆動回路の概要ブロック図である。
【図２】インバータ及びモータの等価回路の説明図である。
【図３】ロータ磁界と誘起電圧の位相関係を説明する図である。
【図４】図２におけるいずれかの相の一相分の等価回路の図である。
【図５】モータへの通電パターンの一例の説明図である。
【図６】線間閉ループの説明図である。
【図７】モータ抵抗の説明図である。
【図８】中性点の電圧の説明図である。
【図９】偶数ベクトルＶ３及び奇数ベクトルＶ１における一相等価回路の説明図である。
【図１０】より具体的なモータ駆動回路の第１の態様の概要ブロック図である。
【図１１】第１の動作例の説明図である。
【図１２】第２の動作例の説明図である。
【図１３】第３の動作例の説明図である。
【図１４】第４の動作例の説明図である。
【図１５】モータ駆動回路の第２の態様の概要ブロック図である。
【図１６】モータ駆動回路の第３の態様の概要ブロック図である。
【図１７】モータ駆動回路の第４の態様の概要ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
図面を参照して、好適な実施形態について詳細に説明する。
図１は、実施形態のモータ駆動回路の概要ブロック図である。
モータ駆動回路１０は、モータ１１の駆動状態を検出してモータ駆動制御を行うコントローラ１２と、コントローラ１２の制御下で電源（直流電源）１３から電力供給を受けてモータ１１を駆動するモータ駆動回路１４と、を備えている。
モータ駆動回路１４は、コントローラ１２の制御下で、ゲート制御を行うゲート制御回路１５と、ゲート制御回路１６により制御され、供給された直流電力を交流電力に変換してモータ１１に供給するインバータ１５と、を備えている。
【０００９】
図２は、インバータ及びモータの等価回路の説明図である。
モータ１１は、各相に対応する抵抗Ｒ、インダクタ（コイル）Ｌが中性点ＣＣ（電圧ｖｃ）で接続された構成となっている。
【００１０】
ここで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に発生する誘起電圧（逆起電力：bemf：back  electromotive  force）をそれぞれｅｕ、ｅｖ、ｅｗとする。
誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗの極性が変化する点をゼロクロス位置とした場合、この誘起電圧のゼロクロス位置を検出することで、モータ１１のロータ位置を推定することが可能である。
【００１１】
また、インバータ１５は、Ｕ相に対応するＮＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ４、Ｖ相に対応するＮＭＯＳトランジスタＭ２、Ｍ５、Ｗ相に対応するＮＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ６を備えている。
また電源１３の電圧はＶＭとなっている。
【００１２】
図３は、ロータ磁界と誘起電圧の位相関係を説明する図である。
誘起電圧Ｅは、磁界ＭＧの変化が電圧として現れるため、磁界ＭＧと誘起電圧Ｅの位相は９０度ずれている。そのため、誘起電圧Ｅのゼロクロス位置を検出するとロータの磁界の頂点位置を検出でき、ロータの位置が推定できる。
【００１３】
図４は、図２におけるいずれかの一相分の等価回路の図である。
図４に示す場合のモータ１１の一相分のモータの電圧は、式１で表される。
ｖｃ−ｅ＝Ｒ・ｉ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔ              …（１）
ここで、ｖｃは、中性点ＣＣの電圧、ｅは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に発生する誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗのいずれか、Ｒは、抵抗、Ｌは、インダクタンス、ｉは、電流、ｄｉ／ｄｔは、電流の微分値である。
従って、誘起電圧ｅのゼロクロス位置を検出することで、ロータの位置（位相）を推定することができる。
【００１４】
図５は、モータへの通電パターンの一例の説明図である。
図５において、三角波ＴＲは、三角波比較方式でＰＷＭ制御信号を生成する場合のキャリアであり、比較電圧Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２と三角波ＴＲの電圧とを比較することによりＰＷＭ制御信号を出力する構成を採っている。
【００１５】
以下の説明において、二相の出力が“Ｈ”レベルで、他の一相の出力が“Ｌ”レベルである状態（以下：偶数ベクトルという）をＶ３とし、１層の出力が“Ｈ”レベルで、他の二相の出力が“Ｌ”レベルである状態（以下、奇数ベクトルという）をＶ１とし、３相の出力が全て“Ｌ”レベルである状態（以下、ゼロベクトルという）をＶ０とする。
【００１６】
式１に示した一相のモータ電圧方程式において、ゼロベクトルＶ０の場合には、
ｖｃ＝０                                …（２）
となる。
また、電流ｉがゼロ付近の場合、式３が成り立つとする。
Ｒ・ｉ＜＜Ｌ・ｄｉ／ｄｔ                  …（３）
【００１７】
これにより、式１より式４が成り立つ。
−ｅ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔ                    …（４）
【００１８】
上述したように、ｄｉ／ｄｔは、電流の微分値＝電流の変化であり、ｄｉ／ｄｔのゼロクロス点は、誘起電圧のゼロクロス点に近似できるため、これからロータの位置を推定することが可能となる。
【００１９】
しかしながら、モータ１１の回転を上げるためには、通電Ｄｕｔｙを大きくする必要があり、必然的にゼロベクトルＶ０の時間が短くなる。
この結果、ｄｉ／ｄｔが表す単位時間当たりの電流変化量も小さくなり、変化がとらえにくくなる。
【００２０】
一方、通電Ｄｕｔｙを大きくしていくと奇数ベクトルＶ１及び偶数ベクトルＶ３の時間は長くなる。
奇数ベクトルＶ１においては、例えば、図２トランジスタＭ１、Ｍ２、Ｍ６は、開状態（オフ状態）、トランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５は閉状態（オン状態）となる。
【００２１】
図６は、線間閉ループの説明図である。
そこで、奇数ベクトルＶ１の状態において、例えば、図６のＶ相−Ｗ相の線間の閉ループを考えると、出力が“Ｌ”レベルのＶ相−Ｗ相の２線間の電圧は式５で表すことができる。
０−（ｅｖ−ｅｗ）＝Ｒ（ｉｖ−ｉｗ）＋Ｌ・（ｄｉｖ／ｄｔ−ｄｉｗ／ｄｔ）
…（５）
【００２２】
ここで、式３と同様に電流（ｉｖ−ｉｗ）のゼロクロス付近において、式６が成り立つとする。
Ｒ（ｉｖ−ｉｗ）＜＜Ｌ（ｄｉｖ／ｄｔ−ｄｉｗ／ｄｔ）                …（６）
【００２３】
これにより、式５は、式７のように近似できる。
（ｅｖ−ｅｗ）＝Ｌ（ｄｉｖ／ｄｔ−ｄｉｗ／ｄｔ）                …（７）
すなわち、２つの線間（上記例の場合、Ｖ相−Ｗ相）の電流変化差分のゼロクロス点から線間誘起電圧のゼロクロス点を検出できる。
【００２４】
２線間の誘起電圧を線間誘起電圧と呼ぶとすると、相電圧と線間誘起電圧とは、３０度ずれていることは周知であるので、線間誘起電圧からロータの位置を推定することが理論的に可能である。
【００２５】
しかしながら、上記処理における電流変化差分を得るためには、奇数ベクトルＶ１内で複数回電流比較を行うか、連続する奇数ベクトルＶ１→ゼロベクトルＶ０→奇数ベクトルＶ１の期間で複数回の電流比較を行う必要がある。
【００２６】
すなわち、いずれの手法においても、一つの電流変化差分を得るために電流測定を開始してから複数回の電流測定が終了するまでの期間である測定期間中には、偶数ベクトルＶ３のシーケンスを含むことはできず、測定期間に制限があった。
また、線間誘起電圧は、相電圧に比べ小さく、検出精度が劣るという問題もある。
【００２７】
そこで、本実施形態においては、相電圧を用いるとともに、ゼロベクトルＶ０、奇数ベクトルＶ１及び偶数ベクトルＶ３のシーケンスが混在する場合でも、ロータの位置検出が可能で、測定期間を長くして電流変化量（＝ｄｉ／ｄｔ）を大きくでき、検出精度を向上することが可能な検出方法を提案している。
【００２８】
まず、モータ１１の中性点の電圧Ｖｃを求める。
Ｕ相について検討すると、Ｕ相の電圧Ｖｕと電圧Ｖｃとの関係は、式８により表すことが可能である。
Ｖｕ−Ｖｃ＝Ｒｕ・Ｉｕ＋ｅｕ＋Ｌｕ・ｄｉｕ／ｄｔ          …（８）
【００２９】
ここで、Ｒｕは、Ｕ相の抵抗、Ｉｕは、Ｕ相電流、ｅｕは、Ｕ相の逆起電力、Ｌｕは、Ｕ相のインダクタンス、ｄｉｕ／ｄｔは、Ｕ相電流の変化量である。
式８を変形すると、Ｕ相電流Ｉｕは、式９で表される。
Ｉｕ＝（Ｖｕ−Ｖｃ−ｅｕ−Ｌｕ・ｄｉｕ／ｄｔ）／Ｒｕ        …（９）
【００３０】
同様に、Ｖ相電流Ｉｖは、式１０で表され、Ｗ相電流Ｉｗは、式１１で表される。
Ｉｖ＝（Ｖｖ−Ｖｃ−ｅｖ−Ｌｖ・ｄｉｖ／ｄｔ）／Ｒｖ        …（１０）
Ｉｗ＝（Ｖｗ−Ｖｃ−ｅｗ−Ｌｗ・ｄｉｗ／ｄｔ）／Ｒｗ        …（１１）
なお、各相における、抵抗はＲｕ＝Ｒｖ＝Ｒｗ（＝Ｒ）であり、インダクタンスはＬｕ＝Ｌｖ＝Ｌｗ（＝Ｌ）である。
また、３相の合成電流は、式１２で表せる。
Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０                                    …（１２）
【００３１】
同様にｄｉ／ｄｔは各電流の微分量であり、３相の変化量の合計はゼロであるので、式１３が成り立つ。
ｄｉｕ／ｄｔ＋ｄｉｖ／ｄｔ＋ｄｉｗ／ｄｔ＝０        …（１３）
【００３２】
また、誘起電圧ｅｕ、ｅｖ、ｅｗは、互いに１２０度位相の異なる正弦波であり、３相の合成電圧はゼロとなるため、３相の合成電圧は式１４で表される。
ｅｕ＋ｅｖ＋ｅｗ＝０                              …（１４）
【００３３】
これらにより、式１５が成り立つ。
Ｖｃ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３                      …（１５）
すなわち、式１６によれば、電圧Ｖｃは、ロータの位相や通電状態にかかわらず、ゼロベクトルＶ０、奇数ベクトルＶ１及び偶数ベクトルＶ３の状態ごとに固定値となる。
【００３４】
図７は、モータ抵抗の説明図である。
ここで、インバータを構成しているＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対応するトランジスタＭ１〜Ｍ６のオン抵抗Ｒｏｎが同一であるとし、図７各相における抵抗はＲｏｎ＋Ｒｍ（Ｒｍは、配線抵抗）とする。
この場合において、Ｕ相電圧Ｖｕは、トランジスタＭ１がオンしている場合には、電圧ＶＭと等しく（Ｖｕ＝ＶＭ）なり、トランジスタＭ１がオフしている場合には、Ｖｕ＝０となる。
【００３５】
同様にＶ相電圧Ｖｖは、トランジスタＭ２がオンしている場合には、Ｖｖ＝ＶＭとなり、トランジスタＭ２がオフしている場合には、Ｖｖ＝０となり、Ｗ相電圧Ｖｗは、トランジスタＭ３がオンしている場合には、Ｖｗ＝ＶＭとなり、トランジスタＭ３がオフしている場合には、Ｖｕ＝０となる。
【００３６】
図８は、中性点の電圧Ｖｃの説明図である。
図８上側のトランジスタＭ１〜Ｍ３の３つがオンとなっている場合には、式１５より、電圧Ｖｃ＝ＶＭの固定値となる。
【００３７】
また、トランジスタＭ１〜Ｍ３のうち２つがオンしている場合には、式１５より、電圧Ｖｃ＝（２／３）・ＶＭの固定値となる。
また、トランジスタＭ１〜Ｍ３のうち１つがオンしている場合には、式１５より、電圧Ｖｃ＝（１／３）・ＶＭの固定値となる。
さらにトランジスタＭ１〜Ｍ３の３つがオフしている場合には、式１５より、電圧Ｖｃ＝０の固定値となる。
【００３８】
以下、具体的に説明する。
（１）偶数ベクトルＶ３の場合
偶数ベクトルＶ３の場合、二相の出力が“Ｈ”レベルで、一相の出力が“Ｌ”レベルである。
例えば、トランジスタＭ１、Ｍ２及びＭ６がオンしており、トランジスタＭ３、Ｍ４及びＭ５がオフしているとする。すなわち、Ｕ相、Ｖ相の出力電圧がＶＭであり、Ｗ相の出力電圧がＧＮＤ（＝０）である。
【００３９】
（２）奇数ベクトルＶ１の場合
奇数ベクトルＶ１の場合、一相の出力が“Ｈ”レベルで、二相の出力が“Ｌ”レベルである。
例えば、トランジスタＭ１、Ｍ５及びＭ６がオンしており、トランジスタＭ２、Ｍ３及びＭ４がオフしているとする。すなわち、Ｕ相の出力電圧がＶＭであり、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧がＧＮＤである。
【００４０】
図９は、“Ｈレベル”または“Ｌ”レベルの出力における一相等価回路の説明図である。
偶数ベクトルＶ３または奇数ベクトルＶ１の場合、少なくとも１つの相が“Ｈ”レベルまたは“Ｌ”レベルとなる。
“Ｈ”レベルである場合には、図９（ａ）に示す様になり、中性点の電圧Ｖｃ＝（２／３）・ＶＭであるので、電源電圧ＶＭと、電圧Ｖｃとの差は、次式で表される。
ＶＭ−Ｖｃ＝ＶＭ−（２／３）・ＶＭ
＝（１／３）・ＶＭ
【００４１】
また、“Ｌ”レベルである場合には、図９（ｂ）に示す様になり、中性点の電圧Ｖｃ＝（１／３）・ＶＭであるので、グランドの電圧ＧＮＤと、電圧Ｖｃと、の差は、次式で表される。
０−Ｖｃ  ＝０−（１／３）・ＶＭ
＝−（１／３）・ＶＭ
【００４２】
（３）ゼロベクトルＶ０の場合
ゼロベクトルＶ０の場合、３相の出力が全て“Ｌ”レベルである。
すなわち、トランジスタＭ１〜Ｍ３が全てオフしており、トランジスタＭ４〜Ｍ６が全てオンしている。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電圧は全てＧＮＤである。
ゼロベクトルＶ０の場合には、中性点の電圧Ｖｃ＝０となり、グランドの電圧ＧＮＤと、電圧Ｖｃと、の差は、生じない。
【００４３】
以上の説明のように、偶数ベクトルＶ３から奇数ベクトルＶ１に遷移する場合の当該線間に印加される電圧は、＋（１／３）・ＶＭ及び−（１／３）・ＶＭとなる。
ここで、図９に示したＲＬ回路の過渡解析の一般式は、式１６となる。
ΔＩ＝ｅ／Ｒ・（１−ｅｘｐ（−Ｒ・ｔｘ／Ｌ））        …（１６）
ここで、ｔｘは、過渡解析の対象時刻である。
【００４４】
ここで、電圧＝（１／３）・ＶＭで流れる電流と誘起電圧ｅで流れる電流を合成した電流変化量ΔＩは、重ね合わせの定理で、求めることができる。
また、電圧１／３ＶＭで流れる電流の変化量ΔＩ１は、式１７で表される。
ΔＩ１＝（（１／３）・ＶＭ／Ｒ）・（１−ｅｘｐ（−Ｒ・ｔ１／Ｌ））
＋（（−１／３）・ＶＭ／Ｒ）・（１−ｅｘｐ（−Ｒ・ｔ２／Ｌ））
…（１７）
【００４５】
また、誘起電圧ｅで流れる電流の変化ΔＩ２は、式１８で表すことができる。
ΔＩ２＝−ｅ／Ｒ・（１−ｅｘｐ（−Ｒ・ｔ１／Ｌ））
＋（−ｅ／Ｒ）・（１−ｅｘｐ（−Ｒ・ｔ２／Ｌ））  …（１８）
式１８及び式１９において、ｔ１は、測定中の偶数ベクトルＶ３の期間（時間）であり、ｔ２は、測定中の奇数ベクトルＶ１の期間（時間）である。
【００４６】
また、電圧＝（１／３）・ＶＭで流れる電流と誘起電圧ｅで流れる電流の合成電流の変化量ΔＩは、式１９で表される。
ΔＩ＝ΔＩ１＋ΔＩ２                …（１９）
【００４７】
ここで、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とを等しくするように制御を行うこととする。すなわち、
ｔ１＝ｔ２＝ｔ
とする。
これによりΔＩ１＝０となり、モータ１１を流れる電流を相殺したタイミングで測定を行うことと等価となり、容易にロータ位置の推定が行える。  
また、ΔＩ２＝−２ｅ・（１−ｅｘｐ（−Ｒ・ｔ／Ｌ））となる。したがって、式１９は、式２０となる。
ΔＩ＝−２ｅ・（１−ｅｘｐ（−Ｒ・ｔ／Ｌ））      …（２０）
【００４８】
式２３において、時間ｔは、測定条件を満たす範囲で任意に設定可能であり、抵抗Ｒ及びインダクタンスＬはモータ１１固有の定数である。
そのため、本実施形態によれば、電流変化量ΔＩは、誘起電圧ｅ（＝ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）にのみ依存し、モータ１１を流れる電流を相殺したタイミングで測定を行うことと等価となる。電流のゼロクロスを検出することにより、誘起電圧ｅのゼロクロス点を検出でき、容易にゼロクロス位置を推定できる。
【００４９】
図１０は、より具体的なモータ駆動回路の第１の態様の概要ブロック図である。
図１０において、図１と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
図１０のコントローラ１２は、ＰＷＭ生成回路２１と、検出タイミング生成回路２２と、電流差分検出回路２３と、位置推定回路２４と、を備えている。
【００５０】
図１１は、第１の動作例の説明図である。
ＰＷＭ生成回路２１は、ロータ位置推定信号ＳＲＰ（初期値は、所定値）に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、ゲート制御回路１５及び検出タイミング生成回路２２に出力する。
【００５１】
これにより検出タイミング生成回路２２は、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭに基づいて、適宜、検出タイミングＴ１を生成するとともに、検出タイミングＴ１以降において、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とが等しくなるように検出タイミングＴ２を生成し、電流差分検出回路２３に出力する。
【００５２】
具体的には、検出タイミング生成回路２２は、ゼロベクトルＶ０の期間中において、時刻ＴＤ１を検出タイミングＴ１として電流差分検出回路２３が電流検出を行うように制御する。
【００５３】
さらに検出タイミング生成回路２２は、測定期間中において、奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２と、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と、が等しくなるように、時刻ＴＤ２を検出タイミングＴ２として電流検出を行うように電流差分検出回路２３を制御する。図１１では、奇数ベクトルＶ１の期間はｔｔ１＋ｔｔ３であり、偶数ベクトルＶ３の期間はｔｔ２であり、ｔｔ１＋ｔｔ３＝ｔｔ２となるように検出タイミング生成回路２２は制御する。
【００５４】
これらの結果、電流差分検出回路２３は、検出タイミングＴ１、Ｔ２に基づくタイミングで電流検出センサＣＴによる電流をそれぞれ検出し、時刻Ｔ１における電流値と、時刻Ｔ２における電流値と、の電流差分を検出し、電流差分に対応する電流差分信号ＳΔＩを位置推定回路２４に出力する。
【００５５】
位置推定回路２４は、電流差分信号ＳΔＩに対応する電流差分に基づいてロータ位置を推定し、ロータ位置推定信号ＳＲＰをＰＷＭ生成回路２１に出力する。
したがって、これ以降ＰＷＭ生成回路２１は、推定されたロータ位置に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成して、ゲート制御回路１６を介して、インバータ１５を制御し、ひいては、ロータ位置に基づいてモータ１１を制御する。
本第１の動作例によれば、電流変化量ΔＩが誘起電圧ｅ（＝ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）にのみ依存するタイミングで誘起電圧ｅのゼロクロス点を検出でき、ひいては、ロータ磁界のゼロクロス点を容易に推定でき、ロータ位置をより確実に推定することができる。
【００５６】
図１２は、第２の動作例の説明図である。
図１１の第１の動作例においては、検出タイミングＴ１として、ゼロベクトルＶ０期間中の時刻ＴＤ１を設定していたが、本第２の動作例においては、奇数ベクトルＶ１期間中の時刻ＴＤ３を設定する点で異なっている。
【００５７】
ＰＷＭ生成回路２１は、ロータ位置推定信号ＳＲＰ（初期値は、所定値）に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、ゲート制御回路１５及び検出タイミング生成回路２２に出力する。
【００５８】
これにより検出タイミング生成回路２２は、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭに基づいて、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とが等しくなるように検出タイミングＴ３、Ｔ４を生成し、電流差分検出回路２３に出力する。
【００５９】
具体的には、検出タイミング生成回路２２は、奇数ベクトルＶ１の期間中において、時刻ＴＤ３を検出タイミングＴ３として電流検出を行うように電流差分検出回路２３を制御する。
【００６０】
さらに検出タイミング生成回路２２は、測定期間中において、奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２と、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と、が等しくなるように時刻ＴＤ４を検出タイミングＴ４として電流検出を行うように電流差分検出回路２３を制御する。
【００６１】
これらの結果、電流差分検出回路２３は、時刻ＴＤ３と時刻ＴＤ４との電流値の差分を検出し、電流差分信号ＳΔＩを位置推定回路２４に出力する。
【００６２】
位置推定回路２４は、電流差分信号ＳΔＩに対応する電流差分に基づいてロータ位置を推定し、ロータ位置推定信号ＳＲＰをＰＷＭ生成回路２１に出力する。
したがって、これ以降ＰＷＭ生成回路２１は、推定されたロータ位置に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成して、ゲート制御回路１６を介して、インバータ１５を制御し、ひいては、ロータ位置に基づいてモータ１１を制御する。
【００６３】
本第２の動作例においても、電流変化量ΔＩが誘起電圧ｅ（＝ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）にのみ依存するタイミングで誘起電圧ｅのゼロクロス点を検出でき、ひいては、ロータ磁界のゼロクロス点を容易に推定でき、ロータ位置をより確実に推定することができる。
【００６４】
図１３は、第３の動作例の説明図である。
図１１第１及び図１２第２の動作例においては、検出タイミングＴ１及びＴ２あるいは検出タイミングＴ３及びＴ４を同一のシーケンス内（連続する奇数ベクトルＶ１及び偶数ベクトルＶ３内）において設定していたが、本第３の動作例においては、検出タイミングＴ５と検出タイミングＴ６とを異なるシーケンスで設定している点で異なっている。
【００６５】
この場合において、ＰＭＷ制御信号ＣＰＷＭは、検出タイミングＴ５と検出タイミングＴ６とで規定される期間内で、同一あるいはモータ１１の制御上同一であると見做せる範囲内の変動に収まっていることが必要である。
【００６６】
ＰＷＭ生成回路２１は、ロータ位置推定信号ＳＲＰ（初期値は、所定値）に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、ゲート制御回路１５及び検出タイミング生成回路２２に出力する。
【００６７】
これにより検出タイミング生成回路２２は、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭに基づいて、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とが等しくなるように検出タイミングＴ５、Ｔ６を生成し、電流差分検出回路２３に出力する。
【００６８】
具体的には、検出タイミング生成回路２２は、奇数ベクトルＶ１の期間中において、時刻ＴＤ５を検出タイミングＴ５として電流検出を行うように電流差分検出回路２３を制御する。
【００６９】
さらに検出タイミング生成回路２２は、測定期間中において、奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２と、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と、が等しくなるように、時刻ＴＤ６を検出タイミングＴ６として電流検出を行うように電流差分検出回路２３を制御する。図１３では、奇数ベクトルＶ１の期間はｔｔ１３であり、偶数ベクトルＶ３の期間はｔｔ１１＋ｔｔ１２＋ｔｔ１４であり、ｔｔ１３＝ｔｔ１１＋ｔｔ１２＋ｔｔ１４となるように検出タイミング生成回路２２は制御する。
【００７０】
これらの結果、電流差分検出回路２３は、時刻ＴＤ５と時刻ＴＤ６との電流値の差分を検出し、電流差分信号ＳΔＩを位置推定回路２４に出力する。
【００７１】
位置推定回路２４は、電流差分信号ＳΔＩに対応する電流差分に基づいてロータ位置を推定し、ロータ位置推定信号ＳＲＰをＰＷＭ生成回路２１に出力する。
したがって、これ以降ＰＷＭ生成回路２１は、推定されたロータ位置に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成して、ゲート制御回路１６を介して、インバータ１５を制御し、ひいては、ロータ位置に基づいてモータ１１を制御する。
【００７２】
本第３の動作例においても、電流変化量ΔＩが誘起電圧ｅ（＝ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）にのみ依存するタイミングで誘起電圧ｅのゼロクロス点を検出でき、ひいては、ロータ磁界のゼロクロス点を容易に推定でき、ロータ位置をより確実に推定することができる。
【００７３】
図１４は、第４の動作例の説明図である。
図１３第３の動作例においては、２つの連続するシーケンス内で検出タイミングＴ５及び検出タイミングＴ６を設定していたが、本第４の動作例においては、３つ以上の連続するシーケンス内で検出タイミングＴ７と検出タイミングＴ８を設定している点で異なっている。
【００７４】
この場合において、ＰＭＷ制御信号ＣＰＷＭは、検出タイミングＴ７と検出タイミングＴ８とで規定される期間内で、同一あるいはモータ１１の制御上同一であると見做せる範囲内の変動に収まっていることが必要である。
【００７５】
ＰＷＭ生成回路２１は、ロータ位置推定信号ＳＲＰ（初期値は、所定値）に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、ゲート制御回路１５及び検出タイミング生成回路２２に出力する。
【００７６】
これにより検出タイミング生成回路２２は、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭに基づいて、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とが等しくなるように検出タイミングＴ７、Ｔ８を生成し、電流差分検出回路２３に出力する。
【００７７】
具体的には、検出タイミング生成回路２２は、奇数ベクトルＶ１の期間中において、時刻ＴＤ７を検出タイミングＴ７として電流検出を行うように電流差分検出回路２３を制御する。
【００７８】
さらに検出タイミング生成回路２２は、測定期間中において、奇数ベクトルＶ１の期間と、全ての偶数ベクトルＶ３の期間と、が等しくなるように、時刻ＴＤ８を検出タイミングＴ８として電流検出を行うように電流差分検出回路２３を制御する。図１４では、奇数ベクトルＶ１の期間はｔｔ１１＋ｔｔ１２＋…＋ｔｔ１ｎであり、偶数ベクトルＶ３の期間はｔｔｍであり、ｔｔ１１＋ｔｔ１２＋…＋ｔｔ１ｎ＝ｔｔｍとなるように検出タイミング生成回路２２は制御する。
【００７９】
これらの結果、電流差分検出回路２３は、時刻ＴＤ７と時刻ＴＤ８電流値との電流値の差分を検出し、電流差分信号ＳΔＩを位置推定回路２４に出力する。
【００８０】
位置推定回路２４は、電流差分信号ＳΔＩに対応する電流差分に基づいてロータ位置を推定し、ロータ位置推定信号ＳＲＰをＰＷＭ生成回路２１に出力する。
したがって、これ以降ＰＷＭ生成回路２１は、推定されたロータ位置に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成して、ゲート制御回路１６を介して、インバータ１５を制御し、ひいては、ロータ位置に基づいてモータ１１を制御する。
【００８１】
本第４の動作例においても、電流変化量ΔＩが誘起電圧ｅ（＝ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）にのみ依存するタイミングで誘起電圧ｅのゼロクロス点を検出でき、ひいては、ロータ磁界のゼロクロス点を容易に推定でき、ロータ位置をより確実に推定することができる。
【００８２】
図１５は、より具体的なモータ駆動回路の第２の態様の概要ブロック図である。
図１５において、図１と同様の部分には、同一の符号を付すものとし、図１１を参照して説明する。
図１５のコントローラ１２は、ＰＷＭ生成回路３１と、計測カウンタ３２と、第１サンプル／ホールド回路３３と、第２サンプル／ホールド回路３４と、ゼロクロスコンパレータ３５と、ゼロクロス検出回路３６と、位相制御回路３７と、を備えている。
【００８３】
ＰＷＭ生成回路３１は、位相制御信号ＳＰＨ（初期値は、所定値）に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、ゲート制御回路１５及び計測カウンタ３２に出力する。
【００８４】
これにより計測カウンタ３２は、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭに基づいて、適宜、検出タイミングＴ１を生成するとともに、検出タイミングＴ１から検出タイミングＴ２に到る期間内において、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とが等しくなるように検出タイミングＴ２を生成し、第１サンプル／ホールド回路３３及び第２サンプルホールド回路３４に出力する。
より具体的には、計測カウンタ３２は、生成した検出タイミングＴ１から自己が生成したあるいは入力されたクロック信号により、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭに基づいて判別した偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とをそれぞれ別個にカウントし、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とが等しくなった（あるいは等しくなったと見做せるタイミング）において、検出タイミングＴ２を生成して、第１サンプル／ホールド回路３３及び第２サンプルホールド回路３４に出力する。
【００８５】
具体的には、計測カウンタ３２は、ゼロベクトルＶ０の期間中において、時刻ＴＤ１を検出タイミングＴ１として第１サンプルホールド回路３３に出力する。
【００８６】
さらに計測カウンタ３２は、測定期間中において、奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２と、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と、が等しくなるように、時刻ＴＤ２を検出タイミングＴ２として第２サンプルホールド回路３４に出力する。
【００８７】
これらの結果、第１サンプル／ホールド回路３３は、検出タイミングＴ１に基づいて、電流検出センサＣＴによる電流をサンプリングして検出し、保持し、第２ンプル／ホールド回路３４は、検出タイミングＴ１に基づいて、電流検出センサＣＴによる電流をサンプリングして検出し、保持する。
【００８８】
そして、ゼロクロスコンパレータ３５は、反転入力端子に入力された第１サンプル／ホールド回路３２の出力及び非反転入力端子に入力された第２サンプル／ホールド回路３４の出力の両者を比較して、ゼロクロス検出データＤＺＸをゼロクロス検出回路３６に出力する。
ゼロクロス検出回路３６は、ゼロクロス検出データに基づいてゼロクロス検出信号ＳＺＸを位相制御回路３７に出力する。
【００８９】
位相制御回路３７は、ゼロクロス検出信号ＳＺＸに基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭの位相を制御する位相制御信号ＳＰＨをＰＷＭ生成回路３１に出力する。
したがって、これ以降、ＰＷＭ生成回路３１は、位相制御信号ＳＰＨに基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成して、ゲート制御回路１６を介して、インバータ１５を制御し、ひいては、ロータ位置に基づいてモータ１１を制御する。
【００９０】
本動作例によれば、電流変化量ΔＩが誘起電圧ｅ（＝ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）にのみ依存するタイミングで誘起電圧ｅのゼロクロス点を検出でき、ひいては、ロータ磁界のゼロクロス点を容易に推定でき、ロータ位置をより確実に推定することができる。
【００９１】
図１６は、より具体的なモータ駆動回路の第３の態様の概要ブロック図である。
図１６において、図１と同様の部分には、同一の符号を付すものとし、図１１を参照して説明する。
図１６のコントローラ１２は、ＰＷＭ生成回路４１と、計測カウンタ４２と、Ａ／Ｄコンバータ４３と、ゼロクロス検出回路４４と、位相制御回路４５と、を備えている。
【００９２】
ＰＷＭ生成回路４１は、位相制御信号ＳＰＨ（初期値は、所定値）に基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成し、ゲート制御回路１５及び計測カウンタ３２に出力する。
【００９３】
これにより計測カウンタ４２は、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭに基づいて、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２とが等しくなるように検出タイミングＴ１、Ｔ２をカウントして生成し、Ａ／Ｄコンバータ４３に出力する。
【００９４】
具体的には、計測カウンタ４２は、ゼロベクトルＶ０の期間中において、時刻ＴＤ１を検出タイミングＴ１としてＡ／Ｄコンバータ４３に出力する。
【００９５】
さらに計測カウンタ４２は、測定期間中において、奇数ベクトルＶ１の期間ｔ２と、偶数ベクトルＶ３の期間ｔ１と、が等しくなるように、時刻ＴＤ２を検出タイミングＴ２としてＡ／Ｄコンバータ４３に出力する。
【００９６】
これらの結果、Ａ／Ｄコンバータ４３は、検出タイミングＴ１及びＴ２において、電流検出センサＣＴによる電流検出信号のＡ／Ｄ変換を行って第１電流検出データＤＩ１及び第２電流検出データＤＩ２としてそれぞれゼロクロス検出回路４４に出力する。
【００９７】
ゼロクロス検出回路４４は、所定のタイミングにおいて、第１電流検出データＤＩ１及び第２電流検出データＤＩ２を比較して、ゼロクロス検出信号ＳＺＸを位置推定回路４５に出力する。
【００９８】
位置推定回路４５は、ゼロクロス検出信号ＳＺＸに基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭの位相を制御する位相制御信号ＳＰＨをＰＷＭ生成回路４１に出力する。
したがって、これ以降、ＰＷＭ生成回路４１は、位相制御信号ＳＰＨに基づいて、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭを生成して、ゲート制御回路１６を介して、インバータ１５を制御し、ひいては、ロータ位置に基づいてモータ１１を制御する。
【００９９】
本動作例によれば、電流変化量ΔＩが誘起電圧ｅ（＝ｅｕ、ｅｖ、ｅｗ）にのみ依存するタイミングで誘起電圧ｅのゼロクロス点を検出でき、ひいては、ロータ磁界のゼロクロス点を容易に推定でき、ロータ位置をより確実に推定することができる。
【０１００】
図１７は、より具体的なモータ駆動回路の第４の態様の概要ブロック図である。
図１７において、図１０と同様の部分には、同一の符号を付すものとする。
図１７において、図１０のモータ駆動回路と異なる点は、モータ１１に変えて、表面永久磁石同期モータ（SPMSM:  Surface  Permanent  Magnet  Synchronous  Motor）を用いた点と、所定のタイミングで電流検出センサＣＴによる電流値を検出して電流検出信号ＳＩを出力する電流値検出回路５１と、電流検出信号及び電流差分検出回路２３が出力した電流差分信号ＳΔＩに基づいて位相制御信号ＳＰＨ１を生成し出力する位相制御回路５２を備えた点である。
【０１０１】
上記構成によれば、ＰＷＭ生成回路２１Ａは、位置推定回路２４が出力したロータ位置推定信号ＳＲＰ及び位相制御信号ＳＰＨ１に基づいて、モータ１１Ａの各相を流れる電流のゼロクロス位置と、誘起電圧のゼロクロス位置との位相を合わせるように制御することで、よりモータ１１Ａの効率が高くなるように制御することが可能となる。
【０１０２】
また、ＰＷＭ生成回路２１Ａは、ロータ位置推定信号ＳＲＰ及び位相制御信号ＳＰＨ１に基づいて、モータ１１Ａの各相を流れる電流のゼロクロス位置を、誘起電圧のゼロクロス位置よりも早くすることで、モータ１１Ａの回転数を上げることもできる。
【０１０３】
本実施形態のモータ駆動回路１０のコントローラ１２は、ＭＰＵを備えたマイクロコンピュータとして構成されており、コントローラ１２で実行されるプログラムは、ＲＯＭ等に予め組み込まれて提供される。
【０１０４】
あるいは、コントローラ１２で実行されるプログラムは、インストール可能な形式又は実行可能な形式のファイルでＵＳＢメモリ、メモリカード等の半導体記憶装置、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｋ）等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録して提供するように構成してもよい。
【０１０５】
さらに、コントローラ１２で実行されるプログラムを、インターネット等のネットワークに接続されたコンピュータ上に格納し、ネットワーク経由でダウンロードさせることにより提供するように構成しても良い。また、本実施形態のモータ駆動回路１０のコントローラ１２で実行されるプログラムをインターネット等のネットワーク経由で提供または配布するように構成しても良い。
【０１０６】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【０１０７】
１０  モータ駆動回路
１１  モータ
１２  コントローラ
１３  電源
１４  モータ駆動回路
１５  ゲート制御回路
１６  インバータ
２１  ＰＷＭ生成回路
２２  検出タイミング生成回路
２３  電流差分検出回路
２４  位置推定回路
【図１】
2020048337.tif 000003
【図２】
2020048337.tif 000004
【図３】
2020048337.tif 000005
【図４】
2020048337.tif 000006
【図５】
2020048337.tif 000007
【図６】
2020048337.tif 000008
【図７】
2020048337.tif 000009
【図８】
2020048337.tif 000010
【図９】
2020048337.tif 000011
【図１０】
2020048337.tif 000012
【図１１】
2020048337.tif 000013
【図１２】
2020048337.tif 000014
【図１３】
2020048337.tif 000015
【図１４】
2020048337.tif 000016
【図１５】
2020048337.tif 000017
【図１６】
2020048337.tif 000018
【図１７】
2020048337.tif 000019