(57)【要約】【課題】誘電電圧の位置依存性が、誘電電圧を算出する際に生じるオフセットに対し相対的に小さくなってくると、モータ起動を失敗し起動できない位置が存在してしまう。【解決手段】多相直流モータの起動時に、前記多相直流モータのいずれか２つの相コイルにセンス電流を流し、非通電相の誘起電圧を検出し、前記多相直流モータ起動時の駆動制御を行うモータ駆動制御装置であって、前記相コイルが磁気飽和状態になる前の第１の誘起電圧と、前記相コイルが磁気飽和状態になった後の第２の誘起電圧との差分を前記誘起電圧検出値とし、当該誘起電圧検出値に応じて前記多相直流モータ起動時の駆動制御を行う。【選択図】図２Ａ
2020108254.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
多相直流モータの起動時に、前記多相直流モータのいずれか２つの相コイルにセンス電流を流し、非通電相の誘起電圧を検出し、前記多相直流モータの起動時における駆動制御を行うモータ駆動制御装置であって、
前記相コイルが磁気飽和状態になる前の第１の誘起電圧と、
前記相コイルが磁気飽和状態になった後の第２の誘起電圧と
の差分を誘起電圧検出値とし、前記誘起電圧検出値に応じて前記多相直流モータの起動時における駆動制御を行う、
モータ駆動制御装置。
【請求項２】
前記センス電流を流すセンス期間のうち、前記検出される誘起電圧の時間に関する傾きが、
センス期間前半の傾きに比べ、相対的に傾きが大きいセンス期間後半の期間が、前記相コイルが磁気飽和状態になる期間であり、
センス期間後半の傾きに比べ、相対的に傾きが小さいセンス期間前半の期間が、前記相コイルが磁気飽和状態になっていない期間であるとする、
請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項３】
前記センス電流を流し始めた直後の前記非通電相の誘起電圧を前記第１の誘起電圧とし、前記非通電相の誘起電圧検出終了直前の前記誘起電圧を前記第２の誘起電圧とする、
請求項１に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項４】
３相直流モータの起動時に、前記３相直流モータの第１相および第２相の相コイルにセンス電流を流し、非通電相である第３相の相コイルの誘起電圧を検出し、前記３相直流モータの起動時における駆動制御を行うモータ駆動制御装置であって、
前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になる前の第１の誘起電圧と、
前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になった後の第２の誘起電圧との差分を誘起電圧検出値とし、前記誘起電圧検出値に応じて前記３相直流モータの起動時における駆動制御を行う、
モータ駆動制御装置。
【請求項５】
前記センス電流を流すセンス期間のうち、前記検出される誘起電圧の時間に関する傾きが、
センス期間前半の傾きに比べ、相対的に傾きが大きいセンス期間後半の期間が、前記相コイルが磁気飽和状態になる期間であり、
センス期間後半の傾きに比べ、相対的に傾きが小さいセンス期間前半の期間が、前記相コイルが磁気飽和状態になっていない期間であるとする、
請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項６】
前記センス電流を流し始めた直後の前記第３相の誘起電圧を前記第１の誘起電圧とし、
前記第３相の誘起電圧検出終了直前の前記第３相の誘起電圧を前記第２の誘起電圧とする、
請求項４に記載のモータ駆動制御装置。
【請求項７】
３相直流モータの起動方法であって、
第１相および第２相の相コイルにセンス電流を流すステップと、
非通電相である第３相の相コイルの誘起電圧を検出するステップと、
前記３相直流モータの起動時における駆動制御を行うステップと、
を有し、
前記誘起電圧を検出するステップは、
前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になる前に第１の誘起電圧を検出するステップと、
前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になった後に第２の誘起電圧を検出するステップとを含み、
駆動制御を行うステップは、
前記第２の誘起電圧と前記第１の誘起電圧との差分を誘起電圧検出値とし、前記誘起電圧検出値に応じて前記３相直流モータの起動時における駆動制御を行う、
３相直流モータの起動方法。
【請求項８】
前記センス電流を流すセンス期間のうち、前記検出される誘起電圧の時間に関する傾きが、
センス期間前半の傾きに比べ、相対的に傾きが大きいセンス期間後半の期間が、前記相コイルが磁気飽和状態になる期間であり、
センス期間後半の傾きに比べ、相対的に傾きが小さいセンス期間前半の期間が、前記相コイルが磁気飽和状態になっていない期間であるとする、
請求項７に記載の３相直流モータの起動方法。
【請求項９】
前記センス電流を流し始めた直後の前記第３相の誘起電圧を前記第１の誘起電圧とし、
前記第３相の誘起電圧検出終了直前の前記第３相の誘起電圧を前記第２の誘起電圧とする、請求項７に記載の３相直流モータの起動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ブラシレスモータの駆動制御技術、特に、３相直流モータの起動制御に適用して有効な技術に関するものである。例えば、ハードディスク装置（例えば、ハード・ディスク・ドライブ）を含む、広くディスク型記憶装置全般において記憶媒体を回転駆動するスピンドルモータの駆動制御装置に利用して有効な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ハードディスク装置における記憶媒体としての磁気ディスクの回転には、一般的にスピンドルモータと呼ばれるブラシレスの３相直流モータが用いられている。そして、このスピンドルモータで磁気ディスクを高速で回転させ、この回転している磁気ディスクの表面にリード／ライト用の磁気ヘッドを近接させて径方向へ移動させながら情報の書き込み、または読み取りを行なっている。
【０００３】
図１０に、ブラシレスの３相直流モータの一般的な構造図を示す。ステータに１２０度ずつ離れた３つのコイル（ＬＵ、ＬＶ、ＬＷ）が置かれ、これらコイルを囲むように外周に、ロータ（永久磁石）が置かれる。これはロータがステータの外周にあるためアウターロータ型と呼ばれる。従来、ブラシレスモータの駆動制御においては、ホール素子を用いてロータとステータとの位置関係を検出し、検出された位置関係から通電を開始するコイル相を決定することでモータの逆転を防止するようにした方式がある。しかしながら、ホール素子を用いたロータ位置検出器をモータに設けると装置の小型化が困難になるため、ハードディスク装置ではセンサレスのモータが多用されるようになって来た。このようなセンサレスモータは、回転を開始する際にロータとステータとの位置関係が分からないとロータが逆転するおそれがある。
【０００４】
そこで、いずれか２相のコイルにロータが動かない程度の短いパルス電流を順方向と逆方向とに順次供給し、非通電相に現れる順方向供給時の誘起電圧と、逆方向供給時の誘起電圧とを合成して、合成誘起電圧の極性の判定結果に基づいて通電開始相を決定する。本出願人は、誘起電圧の極性が電気角で１８０ｄｅｇ毎に切り替わる特性を利用して通電を開始する相を決定することにより、センサレスモータの起動時の逆転を回避するようにした制御方式を提案した（特許文献１参照）。尚、誘起電圧は、ロータの磁石とステータのコイルとの位置関係によって、ロータの磁石の磁力線によってステータのコイルに誘起される電圧を示すものである。３相のうちの２相のコイルに流す電流を順方向と逆方向とに変化させて、それぞれの誘起電圧を比較することで、通電した２相のコイルのいずれかに対してロータの磁石の極が近いか、またその極がＳ極かＮ極かを判定することができる。
【０００５】
その後、ブラシレス多相直流モータには、誘起電圧の極性が電気角１８０ｄｅｇ毎に切り替わらないようなタイプ、あるいは正負の極性が正確に現われないようなタイプのものがあることが判明した。本発明者らは、それらモータに対しても逆転を起こすことなくモータを起動させることができる起動方法に関する発明をなし、出願した（特許文献２）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００１−２７５３８７号公報
【特許文献２】特開２００６−１１５５９９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
センサレスモータにおけるモータ停止時の位置検出ではモータが回転しておらず、モータが回転することで発生する逆起電圧を検出することによる位置検出はできない。そのため、位置依存性のある誘起電圧を利用することで、モータが停止状態であっても位置を検出することを可能にしている。ここで、逆起電圧とは、モータの逆起電圧を示し、ステータのコイルの磁界中でロータの磁石の回転により回転数に比例してステータのコイルに発生する電圧であり、モータの誘起電圧とモータの逆起電圧とは本質的に異なったものである。
【０００８】
図２Ｂに示すように、従来の誘起電圧の検出方式では、通電期間（センス期間）における無通電相（ここではＵ相）に生じる誘起電圧から、（図示されていないが）検出系のオフセットの値を差し引いた後、誘起電圧として検出し、処理をしていた。Ｕ相の誘起電圧とは、ロータである磁石の位置の変化に応じて、通電相である、Ｖ相コイル、Ｗ相コイル、それぞれの磁束の飽和特性が変わることで、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルそれぞれからＵ相コイルへの磁束影響が変わり、それが無通電相である、Ｕ相の誘起電圧として観測されるものである。磁気飽和特性の無い、理想的なモータの場合には、Ｖ相コイルに流れるセンス電流とＷ相コイルに流れるセンス電流とは、大きさが同じで向きが反対となるため、それらによるＵ相コイルへの磁束影響は打ち消し合う。その結果、Ｕ相の誘起電圧は発生しない。つまり、起動時の無通電相コイルでの誘起電圧の検出のためには、通電相コイルが磁気飽和する必要がある。本明細書中では、あるコイルの「磁気飽和」を、モータのそのコイルが受ける磁石磁束とそのコイルに電流を流した際の電流磁束とにより、そのコイルに発生する磁束密度が飽和状態に近づき、そのコイルの自己インダクタンスが減少し始めている状態である、と定義する。
【０００９】
近年、ハード・ディスク・ドライブの高記録密度化に伴い、磁気飽和があまり発生しないコイルにより構成されるモータが使われるようになってきている。そして、上述のとおり、例えば、通電相であるＶ相コイル、Ｗ相コイルそれぞれから、無通電相コイルであるＵ相コイルへの磁束影響の差が小さくなることから、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルそれぞれからＵ相コイルへの磁束影響の大きさに対し、Ｕ相で検出される誘起電圧が相対的に小さくなっている。その結果、誘起電圧検出において、本来検出したい誘起電圧値を検出することが難しくなってきている。
【００１０】
具体的には、モータを構成する複数コイル間での相互インダクタンスにずれが生じたり、複数コイルでの着磁にずれがあることから、本来の誘起電圧の値に対し、これらのずれによる誤差分が含まれることになる。そして、これら誤差分が、本来の誘起電圧の値に対し相対的に大きくなるため、位置検出が困難になる。なお、これら誤差分はセンス電流を流すことで発生する誤差であるため、過渡的なオフセットと呼ぶ。この過渡的なオフセットは従来方式では除去出来ない。その結果、多相直流モータの起動時に、安定な位置検出を行うことが難しく、安定なモータの起動を行うことが出来ない恐れが大きくなっている。
【００１１】
その他の課題および新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
一実施の形態に係る多相直流モータの駆動制御装置は、多相直流モータの起動時に、前記多相直流モータのいずれか２つの相コイルにセンス電流を流し、非通電相の誘起電圧を検出し、前記多相直流モータの起動時における駆動制御を行うモータ駆動制御装置であって、前記相コイルが磁気飽和状態になる前の第１の誘起電圧と、前記相コイルが磁気飽和状態になった後の第２の誘起電圧との差分を誘起電圧検出値とし、前記誘起電圧検出値に応じて前記多相直流モータの起動時における駆動制御を行う。
【００１３】
他の実施の形態に係る３相直流モータの駆動制御装置は、３相直流モータの起動時に、前記３相直流モータの第１相および第２相の相コイルにセンス電流を流し、非通電相である第３相の相コイルの誘起電圧を検出し、前記３相直流モータ起動時の駆動制御を行うモータ駆動制御装置であって、前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になる前の第１の誘起電圧と、前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になった後の第２の誘起電圧との差分を誘起電圧検出値とし、前記誘起電圧検出値に応じて前記３相直流モータの起動時における駆動制御を行う。
【００１４】
他の実施の形態に係るモータの起動方法は、３相直流モータの起動方法であって、第１相および第２相の相コイルにセンス電流を流すステップと、非通電相である第３相の相コイルの誘起電圧を検出するステップと、前記３相直流モータの起動時における駆動制御を行うステップと、を有し、前記誘起電圧を検出するステップは、前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になる前に第１の誘起電圧を検出するステップと、前記第１相の前記相コイルと前記第２相の前記相コイルとが磁気飽和状態になった後に第２の誘起電圧を検出するステップとを含み、駆動制御を行うステップは、前記第２の誘起電圧と前記第１の誘起電圧との差分を誘起電圧検出値とし、前記誘起電圧検出値に応じて前記３相直流モータの起動時における駆動制御を行う。
【発明の効果】
【００１５】
一実施の形態に係るモータの駆動制御装置によれば、多相直流モータの起動時に過渡的なオフセットを除去し、安定な位置検出を行うことができ、安定なモータの起動を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】図１は、一実施の形態に係る３相直流モータにおける駆動制御回路の概略構成を示す回路構成図である。
【図２Ａ】図２Ａは、一実施の形態に係る駆動制御回路における誘起電圧の検出方法を示す説明図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、従来の誘起電圧の検出方法を示す説明図である。
【図３】図３は、一実施の形態に係るモータ駆動制御回路の極性検出部の構成例を示すブロック図である。
【図４】図４は、一実施の形態に係る起動制御時の動作タイミングを示すタイムチャートである。
【図５】図５は、一実施の形態に係るシーケンサによる起動制御手順の一例を示すフローチャートである。
【図６】図６は、一実施の形態に係るシーケンサによる起動制御手順の一例を示すフローチャートである。
【図７】図７は、一実施の形態の変形例に係る３相直流モータにおける駆動制御回路の概略構成を示す回路構成図である。
【図８】図８は、一実施の形態の変形例に係るモータ駆動制御回路の極性検出部の構成例を示すブロック図である。
【図９】図９は、一実施の形態の変形例に係る起動制御時の動作タイミングを示すタイムチャートである。
【図１０】図１０は、一般的な３相直流モータの概略構造を示す構造図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、一実施の形態に係る半導体装置について、図面を参照して詳細に説明する。なお、明細書および図面において、同一の構成要素または対応する構成要素には、同一の符号を付し、重複する説明は省略する。また、図面では、説明の便宜上、構成を省略または簡略化している場合もある。また、実施の形態と各変形例との少なくとも一部は、互いに任意に組み合わされてもよい。
【００１８】
（一実施の形態）
図１に、一実施の形態に係る３相ブラシレス直流モータにおける駆動制御回路の概略構成を示す。一実施の形態に係る駆動制御回路は、極性検出部１４０とシーケンサ１６０に特徴がある。
【００１９】
図１において、ＬＵ，ＬＶ，ＬＷはそれぞれモータＭＴのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相のステータコイル、Ｂ-emf(U)，Ｂ-emf(V)，Ｂ-emf(W)は各相コイルＬＵ，ＬＶ，ＬＷの逆起電圧を電圧源として表わしたものである。また、１１０は、各コイルの端子に電圧を印加して駆動電流を流すための出力ドライバ回路である。Ｍ１〜Ｍ３は、各相のコイルに電流を流し込む高電位側の出力トランジスタ、Ｍ４〜Ｍ６は、各相のコイルから電流を引き込む低電位側の出力トランジスタである。１１１〜１１３は、出力トランジスタＭ１〜Ｍ６にゲート電圧を印加してコイルの駆動電流を制御するプリドライバである。低電位側の出力トランジスタＭ４〜Ｍ６のソース端子は共通接続され、電流センス抵抗Ｒｓｎｓを介して接地電位点に接続されており、電源からモータコイルを介して接地点へ流れる直流電流がセンス抵抗Ｒｓｎｓに流されるように構成されている。
【００２０】
１２０は、出力ドライバ回路１１０に対して出力電流を制御するＰＷＭ信号（ＵＰＷＭ、ＶＰＷＭ、ＷＰＷＭ）及び出力をＯＦＦにする制御信号（ＵＨＩＺ、ＶＨＩＺ、ＷＨＩＺ）を生成し供給する出力電流制御部である。当該出力電流制御部１２０には前記電流センス抵抗Ｒｓｎｓにより検出された直流電流に応じた電圧がフィードバックされ、図示しないコントローラから供給される電流指令値と一致するように出力ドライバ回路１１０に対するＰＷＭ制御のためのパルス信号（ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭ）を生成して出力する。
【００２１】
１３０は、いずれか２つの相コイル（通電相コイル）に流した電流に応じて非通電相のコイルに誘起される誘起電圧を検出する誘起電圧検出部である。この誘起電圧検出部１３０は、誘起電圧を検出しようとするコイルを選択し、選択されたコイルの一方の端子電圧と、３相コイルの他方の端子電圧である中点ＣＴ０の電圧との電位差を増幅し、Ａ／Ｄ変換回路にてディジタル信号ＡＤＣＯＵＴとして出力する。なお、以下では、ＡＤＣＯＵＴを誘起電圧や出力信号とも呼ぶ。
【００２２】
１４０は、極性検出部であり、誘起電圧検出部１３０により検出された、ある非通電相についての順方向と逆方向との２つの誘起電圧ＡＤＣＯＵＴについて、それらの加算した値を求める。その他詳細については、後述する。最終的にそれぞれの相について、極性を検出した結果を表す信号、Ｕ_pole、Ｖ_pole、Ｗ_poleを出力する。
【００２３】
１６０は、入力コマンドに応じて所定の制御手順に従って図１の駆動制御回路全体を制御するシーケンサである。このシーケンサ１６０には、前記出力電流制御部１２０から決定した通電相を知らせる信号ＳＥＬ０が供給され、これらの信号に応じて各部を制御する信号Ｄｒｉｖｅ_Ｍｏｄを生成し出力する。シーケンサ１６０は誘起電圧検出のための通電シーケンスや前記誘起電圧検出部１３０内にあるＡ／Ｄ変換回路の動作制御、検出した誘起電圧ＡＤＣＯＵＴの積分制御、誘起電圧極性に応じた一定時間のモータ駆動制御を行う。また、シリアルポートを介してパラメータ設定レジスタに設定したセンス時間、駆動時間、回数設定に応じてモータの位置検出を行いながらモータの初期加速を行う。
【００２４】
図２Ａに、一実施の形態に係る極性検出部１４０における誘起電圧の検出方法を、従来の方式（図２Ｂ）と比較しながら説明する。いずれも、ある２相のコイル（ここでは、Ｖ相とＷ相）に、ロータが反応しないような短い時間の通電（ここでは、順方向として、Ｖ相→Ｗ相）を行った時、非通電相（ここでは、Ｕ相）に誘起される電圧を検出する様子を示している。これらの誘起電圧検出方法は、誘起電圧値の位置依存性を利用し、ロータの位置判定を行うという点では同じである。図２Ａ、図２Ｂの中段の図において長い点線で示されている誘起電圧（図中の、「検出される誘起電圧」）は、オフセットを含んだ値を示しており、このオフセットの値は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の相ごとに、更には、通電する方向ごとに、その値が異なる。このような状態で、従来の方式では、図２Ｂに示すように、ロータが反応しないような電流を流し、非通電相に現れる電圧を検出する際に、通電期間（センス期間）直後から、通電期間（センス期間）終了直前までの前記誘起電圧検出部１３０内にあるＡ／Ｄ変換回路の出力信号ＡＤＣＯＵＴの積分値を誘起電圧として検出する。検出した誘起電圧（Ｖｍ＋）にはオフセットが含まれる。従来方式では、さらに同様に逆方向に通電を行った時の誘起電圧（Ｖｍ−）を検出し、これらの誘起電圧の和（Ｖｍｕ）をとり、さらに３相分の平均（ＶｍｕとＶｍｖとＶｍｗの平均）を引くことで得られる最終的な位置検出結果は、オフセットがキャンセルされるものとしている。しかし前述のように、近年モータの高性能化により検出される誘起電圧そのものが小さくなる一方で、従来方式では除去できない過渡的なオフセットが相対的に大きくなり、多相直流モータ起動時に、安定な位置検出を行うことが難しく、安定なモータの起動を行うことが出来ない恐れが大きくなっている。
【００２５】
一方、図２Ａに示す一実施の形態に係る誘起電圧検出方式は、図中中段の誘起電圧の時間依存のグラフに示すように、検出される無通電相コイル、Ｕ相コイルの誘起電圧（図中、長い点線で示されている）を、本来の誘起電圧成分（図中、実線で示されている）と、過渡的なオフセットの成分（図中、短い点線で示されている）とに分離することを試みる。センス期間開始後の通電相コイルに流されるセンス電流が小さい間は、それらコイルは磁気飽和が起きておらず、そのため本来の誘起電圧が発生出来ていない点に着目する。この期間に見かけ上、検出されている誘起電圧（図中「検出されるＵ相誘起電圧」で示される）は、実際は本来の誘起電圧ではなく、過渡的なオフセットが現れていると考えられる。逆を言えば、磁気飽和が起きておらず、誘起電圧が発生していない期間は、本来の誘起電圧は発生しないため、過渡的なオフセット成分を検出することが出来る。
【００２６】
具体的には、一実施の形態に係る誘起電圧検出方式は、図２Ａの最下段に示すように、通電期間（センス期間）終了直前Ｔ２の前記誘起電圧検出部１３０内にあるＡ／Ｄ変換回路の出力信号ＡＤＣＯＵＴを所望の期間積分した値と、通電期間（センス期間）開始直後Ｔ１のＡ／Ｄ変換回路の出力信号ＡＤＣＯＵＴを所望の期間積分した値との差分を、本来の誘起電圧検出値（Ｖｍ＋）として用いるように構成している。このようにすることで、検出系で生じるＤＣオフセットだけでなく、モータを通電することによって発生する各相ごとの過渡的なオフセットも除去することが出来る。通電期間（センス期間）開始直後Ｔ１は、図２Ａ中段の図中について述べたように、前述の通電相コイルに磁気飽和が起きていない期間内の所定のタイミングの一例を示している。通電期間（センス期間）終了直前Ｔ２は、同様に図２Ａ中段の図中について述べたように、前述の通電相コイルに磁気飽和が起きている期間内の所定のタイミングの一例を示している。つまり、図２Ａに示したように、Ｔ１で積分された検出値に含まれる値は、ほぼ、ＤＣオフセットと、過渡的なオフセットであり、Ｔ２で積分された検出値に含まれる値には、ＤＣオフセットと、過渡的なオフセットとに加え、本来検出したい誘起電圧の値が含まれている。そして、それらの差分をとることにより、モータを通電することによって発生する各相それぞれの過渡的なオフセットを含め、オフセットを除去することが出来、本来の誘起電圧のみの検出が出来ると考えられる。
【００２７】
上述のとおり、一実施の形態に係る誘起電圧検出方式は、Ｔ１、Ｔ２のタイミングに注意することによって、より正確な誘起電圧の値が検出可能となる。さらに、それぞれの相で等しくオフセットがキャンセルされるためには、通電期間（センス期間）開始直後Ｔ１から始まる積分時間と、通電期間（センス期間）終了直前Ｔ２から始まる積分時間とは等しくされるのが好ましい。また、それぞれの相において、センス期間の長さを等しくすると共に、Ｔ１、Ｔ２のタイミングは、等しいタイミングになるようにされることが、正確な誘起電圧値の検出のためには好ましい。
【００２８】
図２Ａに示したように、センス期間中、通電相コイルが磁気飽和になっていない期間と、磁気飽和になっている期間との判断基準としては、例えば、検出される誘起電圧の波形がセンス期間後半の傾きに比べ相対的に傾きが小さい前半の領域を磁気飽和になっていない期間であると判断し、センス期間前半の傾きに比べ相対的に傾きが大きい後半の領域を磁気飽和になっている期間であると判断するのが有効である。
【００２９】
一実施の形態に係る駆動制御回路においては、極性検出部１４０とシーケンサ１６０によって、上記のような誘起電圧の相対極性判定および判定結果に基づく通電相の決定を行うように構成されている。以下、極性検出部１４０の構成と動作を図３および図４を用いて、またシーケンサ１６０による起動制御手順を図５、図６のフローチャートを用いて説明する。
【００３０】
図３は、極性検出部１４０の構成例を示す。一実施の形態に係る極性検出部１４０は、誘起電圧検出部１３０で検出され、内部のＡ／Ｄ変換回路でディジタル値に変換された誘起電圧ＡＤＣＯＵＴを累積加算する積算器１４１ａ、１４１ｂ、１４１ｃ、１４１ｄを有する。積算器１４１ｂは、レジスタＯｆｆ１Ｒｅｇ．を有し、いずれか２相のコイルに対し順方向で電流を流す通電期間における開始直後での検出された誘起電圧の値を保持する。一方、積算器１４１ａは、レジスタＳｅｎｓ１Ｒｅｇ．を有し、同じ通電期間における終了直前での検出された誘起電圧の値を保持する。そして、減算器１４２ａは、レジスタＳｅｎｓ１Ｒｅｇ．に保持されている値から、レジスタＯｆｆ１Ｒｅｇ．に保持されている値を減算する。同じく、積算器１４１ｄは、レジスタＯｆｆ２Ｒｅｇ．を有し、いずれか２相のコイルに対し逆方向で電流を流す通電期間における開始直後での検出された誘起電圧の値を保持する。積算器１４１ｃは、レジスタＳｅｎｓ２Ｒｅｇ．を有し、同じ通電期間における終了直前での検出された誘起電圧の値を保持する。そして、減算器１４２ｂは、レジスタＳｅｎｓ２Ｒｅｇ．に保持されている値から、レジスタＯｆｆ２Ｒｅｇ．に保持されている値を減算する。その後、加算器１４２ｃは、減算器１４２ａで算出された値と、減算器１４２ｂで算出された値との加算を行う。
【００３１】
さらに、極性検出部１４０は、前記加算器１４２ｃで算出された値を相ごとに保持するレジスタＶｍｕＲｅｇ．（Ｕ相）、レジスタＶｍｖＲｅｇ．（Ｖ相）、レジスタＶｍｗＲｅｇ．（Ｗ相）を備える。そして、極性検出部１４０は、極性判定用コンパレータ１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃにより、レジスタ１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃ各々の出力値と基準値（接地電位）とを比較し、相対極性の判定を行う。その結果である、極性判定用コンパレータそれぞれの出力は、さらに後段に備えられる、レジスタＰｏｌｅＵＲｅｇ．、レジスタＰｏｌｅＶＲｅｇ．、レジスタＰｏｌｅＷＲｅｇ．により、それぞれ保持される。
【００３２】
上記レジスタ１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃは、それぞれシーケンサ１６０から供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の検出タイミング示す信号ＵＳＥＮＳ，ＶＳＥＮＳ，ＷＳＥＮＳによって入力値を取り込んで保持する。積算器１４１ａ、１４１ｂ、１４１ｃ、１４１ｄはそれぞれ、加算器１４９ａ、１４９ｂ、１４９ｃ、１４９ｄと、レジスタ１４８ａ、１４８ｂ、１４８ｃ、１４８ｄとからなり、誘起電圧検出の最初にＸｉｎｔ＿ｃｌｒ信号でレジスタ１４８ａ、１４８ｂ、１４８ｃ、１４８ｄがクリアされた後で、レジスタ１４８ａ、１４８ｂ、１４８ｃ、１４８ｄの値が加算器１４９ａ、１４９ｂ、１４９ｃ、１４９ｄにフィードバックされてＡＤ変換毎にハイとなるＡＤＣ＿Ｓｔ信号に同期して入力値と加算されることで累積加算を行う。レジスタ１４８ａ、１４８ｂ、１４８ｃ、１４８ｄは、Ｕ相とＶ相とＷ相の各相の検出タイミング（いずれか２相のコイルに対し、順方向で電流を流す通電期間における開始直後と終了直前、そして、逆方向で電流を流す通電期間における開始直後と終了直前）を示す信号Ｉｎｔ＿Ｏｆｆ１、Ｉｎｔ＿Ｓ１、Ｉｎｔ＿Ｏｆｆ２、Ｉｎｔ＿Ｓ２に同期して、それぞれのタイミングで、誘起電圧検出部１３０から出力される値ＡＤＣＯＵＴに対し、その時のＡＤＣ＿Ｓｔがハイになった回数分、累積値を所定時間保持する。また、レジスタ１４５ａ，１４５ｂ，１４５ｃは、シーケンサ１６０から供給されるラッチタイミングを示す信号Ｊｕｄｇｅによってラッチ動作を行う。
【００３３】
図４は、極性検出部１４０の動作を示すタイミングチャートである。シーケンサ１６０に、ＳＴＡＲＴ信号が入力された後、ＳＥＮＳＥ信号に応じて、一実施の形態に係る駆動制御回路の動作モードは、「位置センス」のモードと、「通電（モータ駆動）」のモードとを、モータのイナーシャ、トルク定数といったモータ特性を加味してシリアルポートからあらかじめ設定した所定回数だけ繰り返し行われる。「位置センス」モードでは、まず「Ｕセンス１」期間において、２相のコイル（Ｖ相とＷ相）に順方向（Ｖ相→Ｗ相）に電流が流され、無通電相（Ｕ相）のコイルにおける誘起電圧が算出される。次に、「Ｕセンス２」期間において、２相のコイル（Ｖ相とＷ相）に逆方向（Ｗ相→Ｖ相）に電流が流され、無通電相（Ｕ相）のコイルにおける誘起電圧が算出される。それぞれの誘起電圧の算出においては、それぞれ上述に記したような一実施の形態に係る方法に従って誘起電圧が算出される。さらに、「Ｖセンス１」期間において、２相のコイル（Ｕ相とＷ相）に順方向（Ｕ相→Ｗ相）に電流が流され、無通電相（Ｖ相）のコイルにおける誘起電圧が算出される。次に、「Ｖセンス２」期間において、２相のコイル（Ｕ相とＷ相）に逆方向（Ｗ相→Ｕ相）に電流が流され、無通電相（Ｖ相）のコイルにおける誘起電圧が算出される。そして、「Ｗセンス１」期間において、２相のコイル（Ｕ相とＶ相）に順方向（Ｕ相→Ｖ相）に電流が流され、無通電相（Ｗ相）のコイルにおける誘起電圧が算出される。次に、「Ｗセンス２」期間において、２相のコイル（Ｕ相とＶ相）に逆方向（Ｖ相→Ｕ相）に電流が流され、無通電相（Ｗ相）のコイルにおける誘起電圧が算出される。
【００３４】
図４に示されたように、「Ｕセンス１」期間においては、シーケンサ１６０から出力されるタイミング制御信号Ｉｎｔ＿Ｏｆｆ１により、Ｖ相からＷ相の方向（順方向）に電流が流され始める通電が開始された直後に、極性検出部１４０の積算器１４１ｂにより、誘起電圧の算出が行われる。図４に示されるように、誘起電圧検出部から連続して出力されるＡＤＣＯＵＴに対し、ＡＤＣＯＵＴ信号の４番目から７番目の信号のみにハッチングを記したが、この４データ分が積算される。通電が開始された直後の値であるので、Ｕ相における検出系で生じるＤＣオフセットおよび過渡的なオフセットが大部分を占めていると考えられる。
【００３５】
一方、「Ｕセンス１」期間においては、シーケンサ１６０から出力されるタイミング制御信号Ｉｎｔ＿Ｓ１により、Ｖ相からＷ相の方向（順方向）に電流が流される通電が終了する直前に、極性検出部１４０の積算器１４１ａにより、誘起電圧の算出が行われる。図４に示されたように、誘起電圧検出部から連続して出力されるＡＤＣＯＵＴに対し、ＡＤＣＯＵＴ信号の２０番目から２３番目の信号のみにハッチングを記したが、この４データ分が積算される。通電が終了される直前の値であるので、Ｕ相における検出系で生じるＤＣオフセット、過渡的なオフセットのみならず本来の誘起電圧が含まれていると考えられる。
【００３６】
図３の極性検出部１４０の減算器１４２ａにより、「Ｕセンス１」期間の通電期間の終了直前において積算された値（検出系で生じるＤＣオフセット＋過渡的なオフセット値＋本来の誘起電圧値）から、「Ｕセンス１」期間の通電期間の開始直後において積算された値（検出系で生じるＤＣオフセット＋過渡的なオフセット値）を引いたことにより、本来の誘起電圧値のみが抽出されることになる。
【００３７】
図４に示されたように、同様に、「Ｕセンス２」期間においては、シーケンサ１６０から出力されるタイミング制御信号Ｉｎｔ＿Ｏｆｆ２により、Ｗ相からＶ相の方向（逆方向）に電流が流され始める通電が開始された直後に、極性検出部１４０の積算器１４１ｄにより、誘起電圧の算出が行われる。誘起電圧検出部から連続して出力されるＡＤＣＯＵＴに対し、ＡＤＣＯＵＴ信号の２８番目から３１番目の信号のみにハッチングを記したが、この４データ分が積算される。通電が開始された直後の値であるので、Ｕ相における検出系で生じるＤＣオフセットおよび過渡的なオフセットが大部分を占めていると考えられる。
【００３８】
一方、「Ｕセンス２」期間においては、シーケンサ１６０から出力されるタイミング制御信号Ｉｎｔ＿Ｓ２により、Ｗ相からＶ相の方向（逆方向）に電流が流される通電が終了する直前に、極性検出部１４０の積算器１４１ｃにより、誘起電圧の算出が行われる。図４に示されたように、誘起電圧検出部から連続して出力されるＡＤＣＯＵＴに対し、ＡＤＣＯＵＴ信号の４４番目から４７番目の信号のみにハッチングを記したが、この４データ分が積算される。通電が終了される直前の値であるので、Ｕ相における検出系で生じるＤＣオフセットおよび過渡的なオフセットのみならず本来の誘起電圧が含まれていると考えられる。
【００３９】
図３の極性検出部１４０の減算器１４２ｂにより、「Ｕセンス２」期間の通電期間の終了直前において積算された値（検出系で生じるＤＣオフセット＋過渡的なオフセット値＋本来の誘起電圧値）から、「Ｕセンス２」期間の通電期間の開始直後において積算された値（検出系で生じるＤＣオフセット＋過渡的なオフセット値）を引いたことにより、過渡的なオフセットを含む誘起電圧検出で生じる全てのオフセットがキャンセルされた、本来のＵ相の誘起電圧値のみが抽出されることになる。
【００４０】
図４において、「Ｕセンス２」期間終了後、ＵＳＥＮＳ信号がロウになるので、図３の極性検出部１４０の減算器１４２ａに保持された値と、減算器１４２ｂに保持された値とは、加算器１４２ｃにおいて加算され、さらに、Ｕ相の誘起電圧和を保持するレジスタＶｍｕＲｅｇ．１４３ａに保持される。その後、さらに後段の相対極性の判定を行う極性判定用コンパレータ１４４ａにて、極性が判定された後、さらに後段のレジスタ１４５ａにて極性が保持される。
【００４１】
同様なシーケンスを経て、図４に示した、「Ｖセンス１」、「Ｖセンス２」期間後には過渡的なオフセットを含む誘起電圧検出で生じる全てのオフセットがキャンセルされた、本来のＶ相の誘起電圧値のみが抽出され、レジスタ１４５ｂにて極性が保持される。さらに同様に、図４に示した、「Ｗセンス１」、「Ｗセンス２」期間後には過渡的なオフセットを含む誘起電圧検出で生じる全てのオフセットがキャンセルされた、本来のＷ相の誘起電圧値のみが抽出され、レジスタ１４５ｃにて極性が保持される。この結果、誘起電圧の位置依存性が比較的小さく位置検出が困難なモータであっても、過渡的なオフセットを含む誘起電圧検出で生じる全てのオフセットをキャンセルし、安定な位置検出を行うことができ、安定なモータ初期加速を行うことができる。
【００４２】
図５、図６には、図４のシーケンスをフローチャートにしたものを示す。図４は、特に、Ｕセンス１期間（Ｕ相を無通電相とし、Ｖ相→Ｗ相（順方向）に電流を流す）の通電開始直後（図５での「Ｕセンス１＿１」）と通電終了直前（図５での「Ｕセンス１＿２」）の２回のタイミングに誘起電圧を検出しその差分が取られた。また、Ｕセンス２期間（Ｕ相を無通電相とし、Ｗ相→Ｖ相（逆方向）に電流を流す）の通電開始直後（図５での「Ｕセンス２＿１」）と通電終了直前（図５での「Ｕセンス２＿２」）の２回のタイミングに誘起電圧を検出しその差分が取られた。図４では、これら４回のタイミングにフォーカスしてタイミングが示されたが、図５、図６では、「位置センス」の内容として、Ｕセンス１（「Ｕセンス１＿１」と「Ｕセンス１＿２」）、Ｕセンス２（「Ｕセンス２＿１」と「Ｕセンス２＿２」）に加えて、Ｖセンス１（「Ｖセンス１＿１」と「Ｖセンス１＿２」）、Ｖセンス２（「Ｖセンス２＿１」と「Ｖセンス２＿２」）、さらに、Ｗセンス１（「Ｗセンス１＿１」と「Ｗセンス１＿２」）、Ｗセンス２（「Ｗセンス２＿１」と「Ｗセンス２＿２」）までのセンス内容がフローチャートで示されている。また、「位置センス」後の「通電（モータ駆動）」のフロー、さらには、モータ特性、加速させたい回転数を加味してシリアルポートからあらかじめ設定した所定回数だけ「位置センス」と「通電（モータ駆動）」が繰り返されるフローと、その後、次の駆動方式へ移行するまでのフロー、つまり、多相直流モータの初期加速起動フロー全てが描かれている。「通電（モータ駆動）」は、モータ特性、加速させたい回転数を加味してシリアルポートからあらかじめ設定した通電時間でモータを駆動するように構成される。
【００４３】
［変形例］
図７に、一実施の形態の変形例に係る３相ブラシレス直流モータにおける駆動制御回路の概略構成を示す。一実施の形態の変形例に係る駆動制御回路は、図１に示した駆動制御回路と比較して、極性検出部２４０とシーケンサ２６０に特徴がある。図７では、図１と比較し、極性検出部２４０に入力される制御信号の数が１つ少なくなっていることが分かる。
【００４４】
図８は、極性検出部２４０の構成例を示す。図３に示した一実施の形態に係る極性検出部１４０と比較して、同じ構成要素については同じ符号を用いて表してある。図３と比較すると、図８では、２つの積算器、積算器１４１ｂ、１４１ｄと、２つの減算器、減算器１４２ａ、１４２ｂと、２つのＡＮＤ回路が削減されていることが分かる。代わりに、図８では、セレクタ回路１４６と符号反転回路１４７が追加されている。
【００４５】
図３の極性検出部１４０では、例えば、「Ｕセンス１」期間における、順方向への通電の通電期間の開始直後、終了直前、そして、「Ｕセンス２」期間における、逆方向への通電の通電期間の開始直後、終了直前、と、４つの検出タイミングを制御するために、４つの制御信号を用いて制御を行っていた。一方、図８では、「Ｕセンス１」期間における、順方向への通電の通電期間の開始直後の検出された値は、オフセット値として後に差分をとるため、あらかじめ、セレクタ回路１４６により、符号反転回路１４７により負の値として取り込む。その後、順方向への通電の通電期間の終了直前の検出は、セレクタ回路１４６を切り替え、符号反転回路１４７による信号の反転を行わない様に、信号を取り込む。このように構成しているため、順方向および逆方向のそれぞれの結果を別々の積算器１４１ａ、１４１ｃに取り込んだ後、それらを減算器に通さず、直接加算することでも減算した値を加算出来ることになり、回路数の削減を可能にしている。
【００４６】
図９は、一実施の形態の変形例に係る極性検出部２４０のモータ初期加速動作シーケンス図を示す。図４に示した一実施の形態に係る極性検出部１４０のモータ初期加速動作シーケンス図と比較して、同じ制御動作が、少ない制御信号で実現出来ていることが、分かる。
【００４７】
一実施の形態の変形例に係る極性検出部２４０は、図８に示した構成とすることにより、一実施の形態にて示した構成に比べ、より少ない回路構成にて所望の効果が得られる直流モータの駆動制御装置を実現することが可能となる。
【００４８】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。例えば、一実施の形態に係るモータの駆動制御装置では、３相モータを例にとって説明したが、この発明は３相モータに限定されず、４相以上の多相モータの駆動回路にも適用することができる。
【符号の説明】
【００４９】
１１０：出力ドライバ回路
１１１〜１１３：プリドライバ
１２０：出力電流制御部
１３０：誘起電圧検出部
１４０、２４０：極性検出部
１４１ａ、１４１ｂ、１４１ｃ、１４１ｄ：積算器
１４２ａ、１４２ｂ：減算器
１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃ、１４５ａ、１４５ｂ、１４５ｃ、１４８ａ、１４８ｂ、１４８ｃ、１４８ｄ：レジスタ
１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃ：極性判定用コンパレータ
１４６：セレクタ回路
１４７：符号反転回路
１６０、２６０：シーケンサ
１４２ｃ、１４９ａ、１４９ｂ、１４９ｃ、１４９ｄ：加算器
Ｂ-emf(U)：Ｕ相コイルＬＵの逆起電圧
Ｂ-emf(V)：Ｖ相コイルＬＵの逆起電圧
Ｂ-emf(W)：Ｗ相コイルＬＷの逆起電圧
ＬＵ：Ｕ相コイル
ＬＶ：Ｖ相コイル
ＬＷ：Ｗ相コイル
Ｍ１〜Ｍ３：高電位側の出力トランジスタ
Ｍ４〜Ｍ６：低電位側の出力トランジスタ
ＭＴ：モータ
Ｒｓｎｓ：電流センス抵抗
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
2020108254.tif 000009
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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