(57)【要約】【課題】出力信号に含まれるローカル信号をより効果的に抑制できる周波数変換回路を提供する。【解決手段】周波数変換回路は、ローカル信号を、第１の信号と該第１の信号に対して９０°の位相遅れを有する第２の信号とに分配する入力９０°カプラと、データ信号と第１の信号とを重畳した信号を入力して増幅する第１のトランジスタと、データ信号に対して１８０°の位相遅れを有する信号と第２の信号とを重畳した信号を入力して増幅する第２のトランジスタと、第１のトランジスタの出力信号に含まれる周波数ｆＬＯの成分についてマッチングを行う第１のマッチング回路と、第２のトランジスタの出力信号に含まれる周波数ｆＬＯの成分についてマッチングを行う第２のマッチング回路と、第１のマッチング回路を経た信号に対して第２のマッチング回路を経た信号に９０°の位相遅れを与えたのち、これらの信号を互いに重畳させる出力９０°カプラと、を備える。【選択図】図４
2020047986.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数ｆＬＯのローカル信号と周波数ｆＩＦのデータ信号とを混合し、周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）のデータ信号を出力する周波数変換回路であって、
前記ローカル信号を、第１の信号と該第１の信号に対して９０°の位相遅れを有する第２の信号とに分配する入力９０°カプラと、
前記データ信号と前記第１の信号とを重畳した信号を入力して増幅する第１のトランジスタと、
前記データ信号に対して１８０°の位相遅れを有する信号と前記第２の信号とを重畳した信号を入力して増幅する第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタの出力信号に含まれる周波数ｆＬＯの成分についてマッチングを行う第１のマッチング回路と、
前記第２のトランジスタの出力信号に含まれる周波数ｆＬＯの成分についてマッチングを行う第２のマッチング回路と、
前記第１のマッチング回路を経た信号に対して前記第２のマッチング回路を経た信号に９０°の位相遅れを与えたのち、これらの信号を互いに重畳させる出力９０°カプラと、
を備える、周波数変換回路。
【請求項２】
前記第１及び第２のトランジスタの各出力端子と共通の電源とを相互に接続する共通の抵抗を更に備える、請求項１に記載の周波数変換回路。
【請求項３】
前記第１のマッチング回路は、互いに直列に接続された第１及び第２の伝送線路を含み、
前記第２のマッチング回路は、互いに直列に接続された第３及び第４の伝送線路を含み、
前記共通の抵抗における前記電源とは反対側の一端は、第１の伝送線路と第２の伝送線路との間の第１のノード、及び第３の伝送線路と第４の伝送線路との間の第２のノードに接続されている、請求項２に記載の周波数変換回路。
【請求項４】
前記第１のマッチング回路は、前記共通の抵抗と前記第１のノードとの間に介在する第５の伝送線路を更に含み、
前記第２のマッチング回路は、前記共通の抵抗と前記第２のノードとの間に介在する第６の伝送線路を更に含む、請求項３に記載の周波数変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、周波数変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、周波数変換器に関する技術が開示されている。図９は、特許文献１に記載された回路を示す図である。この回路１００は、２つの入力端子１０１及び１０２、並びに１つの信号出力端子１０３を備える。更に、回路１００は、入力信号の周波数帯で動作する１８０°ハイブリッド１０４と、局部発振信号の周波数帯で動作する９０°ハイブリッド１０５と、非線型素子、その整合回路および直流回路からなる単位周波数変換器１０６、１０７と、９０°ハイブリッド１０８とを備える。入力信号の周波数帯で動作する１８０°ハイブリッド１０４は他の構成要素に比較して著しく大型となるので、集積回路として製造する場合には外付けされる。
【０００３】
入力信号（周波数ｆｉ）は入力端子１０１に入力され、１８０°ハイブリッド１０４によって、１８０°の位相差をもって単位周波数変換器１０６、１０７に供給される。局部発振信号（周波数ｆｌ）は入力端子１０２に入力され、９０°ハイブリッド１０５によって、９０°の位相差をもって単位周波数変換器１０６、１０７に供給される。単位周波数変換器１０６、１０７はそれらを周波数変換し、周波数（ｆｌ±ｆｉ）の信号を出力する。これらの信号は９０°ハイブリッド１０８により合成され、信号出力端子１０３に出力される。
【０００４】
単位周波数変換器１０６の出力位相に対する単位周波数変換器１０７の出力位相は、周波数（ｆｌ＋ｆｉ）の成分においては〔局部発振信号の位相差：９０°〕＋〔入力信号の位相差：１８０°〕＝２７０°となり、これは位相差−９０°に等しい。周波数（ｆｌ−ｆｉ）の成分においては〔局部発振信号の位相差：９０°〕−〔入力信号の位相差：１８０°〕＝−９０°となり、周波数（ｆｌ＋ｆｉ）の場合と同様である。これに対し、漏洩する局部発振信号の位相差は９０°であり、９０°ハイブリッド１０８は、単位周波数変換器１０６の出力に対し単位周波数変換器１０７の出力を９０°進めて合成する。従って、単位周波数変換器１０６から出力される信号の位相に対し、単位周波数変換器１０７から出力される信号の位相が〔単位周波数変換器１０７からの入力：−９０°〕＋〔９０°ハイブリッド１０８での進相分：９０°〕＝０となり、両者は同相となって互いに強め合って出力される。一方、単位周波数変換器１０６から出力される局部発振信号の位相に対し、単位周波数変換器１０７から出力される局部発振信号の位相が〔単位周波数変換器１０７からの入力：９０°〕＋〔９０°ハイブリッド１０８での進相分：９０°〕＝１８０°となり、両者が逆相となるので、互いに打ち消し合う。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平０８−２０４４６０号公報
【特許文献２】特開平１０−３２２１３６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１に記載された回路では、理論上は、単位周波数変換器１０６から出力される局部発振信号と単位周波数変換器１０７から出力される局部発振信号とが逆相となり互いに打ち消し合うので、信号出力端子１０３に局部発振信号は現れない。しかしながら、単位周波数変換器１０６，１０７に増幅機能を持たせて出力信号のパワーを増大させようとする場合には、局部発振信号が信号出力端子１０３に少なからず現れ、出力信号のノイズ信号比（Ｓ／Ｎ）を十分に低減できないことがある。
【０００７】
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、出力信号に含まれるローカル信号（局部発振信号）をより効果的に抑制できる周波数変換回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決するために、一実施形態に係る周波数変換回路は、周波数ｆＬＯのローカル信号と周波数ｆＩＦのデータ信号とを混合し、周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）のデータ信号を出力する周波数変換回路であって、ローカル信号を、第１の信号と該第１の信号に対して９０°の位相遅れを有する第２の信号とに分配する入力９０°カプラと、データ信号と第１の信号とを重畳した信号を入力して増幅する第１のトランジスタと、データ信号に対して１８０°の位相遅れを有する信号と第２の信号とを重畳した信号を入力して増幅する第２のトランジスタと、第１のトランジスタの出力信号に含まれる周波数ｆＬＯの成分についてマッチングを行う第１のマッチング回路と、第２のトランジスタの出力信号に含まれる周波数ｆＬＯの成分についてマッチングを行う第２のマッチング回路と、第１のマッチング回路を経た信号に対して第２のマッチング回路を経た信号に９０°の位相遅れを与えたのち、これらの信号を互いに重畳させる出力９０°カプラと、を備える。
【発明の効果】
【０００９】
本発明による周波数変換回路によれば、出力信号に含まれるローカル信号をより効果的に抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、一実施形態に係る周波数変換回路１Ａの構成を概略的に示す図である。
【図２】図２は、アクティブミキサ２の内部構成を詳細に示す回路図である。
【図３】図３は、アクティブミキサ３の内部構成を詳細に示す回路図である。
【図４】図４は、周波数変換回路１Ａの具体的な配線パターンの例を示す平面図である。
【図５】図５は、図４の一部（マッチング回路２５，３５）を拡大して示す平面図である。
【図６】図６は、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワーと、ＲＦ信号ＳＲＦの出力パワーとの関係を示すグラフである。
【図７】図７は、単一のトランジスタを備える周波数変換回路において、該トランジスタのドレインにおけるローカル信号成分及びＩＦ信号成分のパワーと、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワーとの関係を示すグラフである。
【図８】図８は、一実施形態の周波数変換回路１Ａにおいて、トランジスタ２１，３１のドレインにおけるローカル信号成分及びＩＦ信号成分のパワーと、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワーとの関係を示すグラフである。
【図９】図９は、特許文献１に記載された回路を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の実施形態に係る周波数変換回路の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。以下の説明では、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
【００１２】
図１は、本発明の一実施形態に係る周波数変換回路１Ａの構成を概略的に示す図である。この周波数変換回路１Ａは、周波数ｆＬＯのローカル信号ＳＬＯと周波数ｆＩＦ（中間周波数）のデータ信号であるＩＦ信号ＳＩＦとを混合することにより、周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）のＲＦ信号ＳＲＦを出力する。周波数ｆＬＯは、例えば７０〜８６ＧＨｚの範囲に含まれる。周波数ｆＩＦは、周波数ｆＬＯよりも十分に小さく、例えば０．１〜４０００ＭＨｚの範囲に含まれる。図１に示されるように、本実施形態の周波数変換回路１Ａは、２つのアクティブミキサ２，３と、入力９０°カプラ４と、出力９０°カプラ５とを備える。周波数変換回路１Ａは、更に、ローカル信号入力端６と、ＲＦ信号出力端７と、ＩＦ信号入力端８と、ドレインバイアス入力端９と、ＩＦ信号入力端１０と、ゲートバイアス入力端１１とを備える。
【００１３】
ローカル信号入力端６には、周波数変換回路１Ａの外部からローカル信号ＳＬＯが入力される。ＩＦ信号入力端８には、周波数変換回路１Ａの外部からＩＦ信号ＳＩＦが入力される。他方のＩＦ信号入力端１０には、ＩＦ信号ＳＩＦの位相を１８０°異ならせたＩＦ信号ＳＩＦＢが周波数変換回路１Ａの外部から入力される。なお、ＩＦ信号入力端８から入力されたＩＦ信号ＳＩＦを、ＩＦ信号ＳＩＦと、ＩＦ信号ＳＩＦに対して１８０°位相が異なるＩＦ信号ＳＩＦＢとに分配する１８０°カプラを周波数変換回路１Ａが更に備えてもよい。その場合、ＩＦ信号入力端１０は不要となる。ドレインバイアス入力端９には、アクティブミキサ２，３を構成するトランジスタ（後述）のドレインに印加されるバイアス電圧が、周波数変換回路１Ａの外部から入力される。ゲートバイアス入力端１１には、アクティブミキサ２，３を構成するトランジスタのゲートに印加されるゲート電圧が、周波数変換回路１Ａの外部から入力される。
【００１４】
入力９０°カプラ４は、２つの入力端４ａ，４ｄと、２つの出力端４ｂ，４ｃとを有する。入力端４ａはローカル信号入力端６と電気的に接続されており、ローカル信号ＳＬＯがローカル信号入力端６を介して入力端４ａに入力される。入力９０°カプラ４は、ローカル信号ＳＬＯを、第１の信号ＳＬＯ１と、第１の信号ＳＬＯ１に対して９０°の位相遅れを有する第２の信号ＳＬＯ２とに分配する。第１の信号ＳＬＯ１は、一方の出力端４ｂから出力される。第２の信号ＳＬＯ２は、他方の出力端４ｃから出力される。なお、入力端４ｄは５０Ωの抵抗５１により終端されている。
【００１５】
アクティブミキサ２は、入力９０°カプラ４の出力端４ｂと電気的に接続されており、出力端４ｂから第１の信号ＳＬＯ１を受ける。また、アクティブミキサ２は、ＩＦ信号入力端８と電気的に接続されており、ＩＦ信号入力端８からＩＦ信号ＳＩＦを受ける。アクティブミキサ２は、第１の信号ＳＬＯ１とＩＦ信号ＳＩＦとを混合（重畳）することにより、第１の混合信号Ｓ１を生成する。
【００１６】
アクティブミキサ３は、入力９０°カプラ４の出力端４ｃと電気的に接続されており、出力端４ｃから第２の信号ＳＬＯ２を受ける。また、アクティブミキサ３は、ＩＦ信号入力端１０と電気的に接続されており、ＩＦ信号入力端１０からＩＦ信号ＳＩＦＢを受ける。アクティブミキサ３は、第２の信号ＳＬＯ２とＩＦ信号ＳＩＦＢとを混合（重畳）することにより、第２の混合信号Ｓ２を生成する。
【００１７】
出力９０°カプラ５は、２つの入力端５ａ，５ｂと、２つの出力端５ｃ，５ｄとを有する。入力端５ａはアクティブミキサ２と電気的に接続されており、アクティブミキサ２から第１の混合信号Ｓ１が入力端５ａに入力される。入力端５ｂはアクティブミキサ３と電気的に接続されており、アクティブミキサ３から第２の混合信号Ｓ２が入力端５ｂに入力される。出力９０°カプラ５は、第１の混合信号Ｓ１に対して第２の混合信号Ｓ２に９０°の位相遅れを与えたのち、これらの混合信号Ｓ１，Ｓ２を互いに重畳させる。出力端５ｃはＲＦ信号出力端７と電気的に接続されており、重畳後の信号すなわちＲＦ信号ＳＲＦは、出力端５ｃからＲＦ信号出力端７を介して周波数変換回路１Ａの外部へ出力される。なお、出力端５ｄは５０Ωの抵抗５２により終端されている。
【００１８】
図２は、アクティブミキサ２の内部構成を詳細に示す回路図である。図２に示されるように、アクティブミキサ２は、第１のトランジスタ２１と、複数のキャパシタ２２ａ〜２２ｇと、複数の伝送線路２３ａ〜２３ｅと、後述するアクティブミキサ３と共通の抵抗２４とを有する。伝送線路２３ａ〜２３ｅは、例えばマイクロストリップ線路によって構成される。
【００１９】
伝送線路２３ａは、第１の信号ＳＬＯ１を伝送するための線路であって、キャパシタ２２ａを介して入力９０°カプラ４の出力端４ｂと接続されている。トランジスタ２１の制御端子であるゲートは、キャパシタ２２ａ及び伝送線路２３ａを含む直列回路を介して、入力９０°カプラ４の出力端４ｂと接続されている。出力端４ｂから出力された第１の信号ＳＬＯ１は、キャパシタ２２ａ及び伝送線路２３ａを通過して、トランジスタ２１のゲートに入力される。伝送線路２３ｂは、ＩＦ信号ＳＩＦを伝送するための線路である。伝送線路２３ｂの一端は、ＩＦ信号入力端８と接続されている。伝送線路２３ｂの他端は、キャパシタ２２ａ及び伝送線路２３ａを含む直列回路とトランジスタ２１との間のノードＮ１と接続されている。すなわち、ノードＮ１は、伝送線路２３ｂを介してＩＦ信号入力端８と接続されている。ＩＦ信号入力端８から入力されたＩＦ信号ＳＩＦは、伝送線路２３ｂを通過して、トランジスタ２１のゲートに入力される。このとき、ＩＦ信号ＳＩＦと第１の信号ＳＬＯ１とがノードＮ１において互いに混合（重畳）され、混合信号Ｓ１が生成される。混合信号Ｓ１は、周波数ｆＩＦのデータ信号成分と、周波数ｆＬＯのローカル信号成分と、周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）のＲＦ信号成分とを含む。
【００２０】
トランジスタ２１は、混合信号Ｓ１をノードＮ１から入力し、混合信号Ｓ１を増幅する。トランジスタ２１は、増幅後の混合信号Ｓ１を、出力端子であるドレインから出力する。すなわち、トランジスタ２１は、混合信号Ｓ１に含まれる周波数ｆＩＦの成分、周波数ｆＬＯの成分、及び周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）の成分を、それぞれ増幅してドレインから出力する。なお、トランジスタ２１のソースは基準電位（接地電位）線に接続されている。
【００２１】
ＩＦ信号入力端８からノードＮ１までの伝送線路２３ｂの経路上には、互いに間隔をあけて複数のキャパシタ２２ｂ〜２２ｅが設けられている。キャパシタ２２ｂ〜２２ｅの伝送線路２３ｂとは反対側の電極は、基準電位線に接続されている。換言すると、伝送線路２３ｂと基準電位線との間には、互いに並列に接続されたキャパシタ２２ｂ〜２２ｅが設けられている。キャパシタ２２ｂ〜２２ｅは、第１の信号ＳＬＯ１の周波数ｆＬＯに対してカットフィルタ（遮断周波数がｆＬＯよりも小さいハイカットフィルタ）を構成する。キャパシタ２２ｂ〜２２ｅが設けられることにより、第１の信号ＳＬＯ１がＩＦ信号入力端８を介して周波数変換回路１Ａの外部に漏洩することを抑制できる。
【００２２】
伝送線路２３ｃ〜２３ｅ及びキャパシタ２２ｆは、第１のマッチング回路２５を構成する。マッチング回路２５は、トランジスタ２１の出力信号（増幅後の混合信号Ｓ１）に含まれる周波数ｆＬＯのローカル信号成分及び周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）のＲＦ信号成分について、インピーダンスマッチングを行う回路である。具体的には、伝送線路２３ｃ（第１の伝送線路）と伝送線路２３ｄ（第２の伝送線路）とが互いに直列に接続されている。該直列回路の一端はトランジスタ２１のドレインと接続されており、他端はキャパシタ２２ｇを介して出力９０°カプラ５の入力端５ａと接続されている。伝送線路２３ｅ（第５の伝送線路）は、伝送線路２３ｃと伝送線路２３ｄとの間のノードＮ２（第１のノード）と抵抗２４との間に介在する。すなわち、伝送線路２３ｅの一端はノードＮ２に接続され、伝送線路２３ｅの他端は抵抗２４の一端と接続されている。更に、伝送線路２３ｅの他端は、キャパシタ２２ｆを介して基準電位線と接続されている。抵抗２４の他端は、ドレインバイアス入力端９を介して、周波数変換回路１Ａの外部に設けられるバイアス電源に接続される。換言すると、抵抗２４におけるバイアス電源とは反対側の一端は、伝送線路２３ｅを介してノードＮ２に接続されている。一例では、伝送線路２３ｃ，２３ｄの長さは互いに等しい。また、伝送線路２３ｅの長さは、第１の信号ＳＬＯ１の波長λＬＯ（＝１／ｆＬＯ）の４分の１に設定される。伝送線路２３ｅのバイアス電源側はキャパシタ２２ｆを介して基準電位線に接続されているので、高周波域では基準電位線に短絡する。故に、伝送線路２３ｅの長さが波長λＬＯの４分の１である場合、周波数ｆＬＯ及び周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）においては、ノードＮ２から見て伝送線路２３ｅを解放（オープン）状態と見なすことができる。なお、キャパシタ２２ｇは直流を遮断するために設けられている。
【００２３】
図３は、アクティブミキサ３の内部構成を詳細に示す回路図である。アクティブミキサ３は、上述したアクティブミキサ２と同様の構成を有する。図３に示されるように、アクティブミキサ３は、第２のトランジスタ３１と、複数のキャパシタ３２ａ〜３２ｇと、複数の伝送線路３３ａ〜３３ｅと、アクティブミキサ２と共通の抵抗２４とを有する。伝送線路３３ａ〜３３ｅは、例えばマイクロストリップ線路によって構成される。
【００２４】
伝送線路３３ａは、第２の信号ＳＬＯ２を伝送するための線路であって、キャパシタ３２ａを介して入力９０°カプラ４の出力端４ｃと接続されている。トランジスタ３１の制御端子であるゲートは、キャパシタ３２ａ及び伝送線路３３ａを含む直列回路を介して、入力９０°カプラ４の出力端４ｃと接続されている。出力端４ｃから出力された第２の信号ＳＬＯ２は、キャパシタ３２ａ及び伝送線路３３ａを通過して、トランジスタ３１のゲートに入力される。伝送線路３３ｂは、ＩＦ信号ＳＩＦＢを伝送するための線路である。伝送線路３３ｂの一端は、ＩＦ信号入力端１０と接続されている。伝送線路３３ｂの他端は、キャパシタ３２ａ及び伝送線路３３ａを含む直列回路とトランジスタ３１との間のノードＮ３と接続されている。すなわち、ノードＮ３は、伝送線路３３ｂを介してＩＦ信号入力端１０と接続されている。ＩＦ信号入力端１０から入力されたＩＦ信号ＳＩＦＢは、伝送線路３３ｂを通過して、トランジスタ３１のゲートに入力される。このとき、ＩＦ信号ＳＩＦＢと第２の信号ＳＬＯ２とがノードＮ３において混合（重畳）され、混合信号Ｓ２が生成される。混合信号Ｓ２は、周波数ｆＩＦのデータ信号成分と、周波数ｆＬＯのローカル信号成分と、周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）のＲＦ信号成分とを含む。
【００２５】
トランジスタ３１は、混合信号Ｓ２をノードＮ３から入力し、混合信号Ｓ２を増幅する。トランジスタ３１は、増幅後の混合信号Ｓ２を、出力端子であるドレインから出力する。すなわち、トランジスタ３１は、混合信号Ｓ２に含まれる周波数ｆＩＦの成分、周波数ｆＬＯの成分、及び周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）の成分を、それぞれ増幅してドレインから出力する。なお、トランジスタ３１のソースは基準電位線に接続されている。
【００２６】
ＩＦ信号入力端１０からノードＮ３までの伝送線路３３ｂの経路上には、互いに間隔をあけて複数のキャパシタ３２ｂ〜３２ｅが設けられている。キャパシタ３２ｂ〜３２ｅの伝送線路３３ｂとは反対側の電極は、基準電位線に接続されている。換言すると、伝送線路３３ｂと基準電位線との間には、互いに並列に接続されたキャパシタ３２ｂ〜３２ｅが設けられている。キャパシタ３２ｂ〜３２ｅは、第２の信号ＳＬＯ２の周波数ｆＬＯに対してカットフィルタ（遮断周波数がｆＬＯよりも小さいハイカットフィルタ）を構成する。キャパシタ３２ｂ〜３２ｅが設けられることにより、第２の信号ＳＬＯ２がＩＦ信号入力端１０を介して周波数変換回路１Ａの外部に漏洩することを抑制できる。
【００２７】
伝送線路３３ｃ〜３３ｅ及びキャパシタ３２ｆは、第２のマッチング回路３５を構成する。マッチング回路３５は、トランジスタ３１の出力信号（増幅後の混合信号Ｓ２）に含まれる周波数ｆＬＯのローカル信号成分及び周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）のＲＦ信号成分について、インピーダンスマッチングを行う回路である。具体的には、伝送線路３３ｃ（第３の伝送線路）と伝送線路３３ｄ（第４の伝送線路）とが互いに直列に接続されている。該直列回路の一端はトランジスタ３１のドレインと接続されており、他端はキャパシタ３２ｇを介して出力９０°カプラ５の入力端５ｂと接続されている。伝送線路３３ｅ（第６の伝送線路）は、伝送線路３３ｃと伝送線路３３ｄとの間のノードＮ４（第２のノード）と抵抗２４との間に介在する。すなわち、伝送線路３３ｅの一端はノードＮ４に接続され、伝送線路３３ｅの他端は抵抗２４の一端と接続されている。更に、伝送線路３３ｅの他端は、キャパシタ３２ｆを介して基準電位線と接続されている。抵抗２４の他端は、ドレインバイアス入力端９を介して、周波数変換回路１Ａの外部に設けられるバイアス電源に接続される。換言すると、抵抗２４におけるバイアス電源とは反対側の一端は、伝送線路３３ｅを介してノードＮ４に接続されている。一例では、伝送線路３３ｃ，３３ｄの長さは互いに等しい。また、伝送線路３３ｅの長さは、第２の信号ＳＬＯ２の波長λＬＯ（＝１／ｆＬＯ）の４分の１に設定される。伝送線路３３ｅのバイアス電源側はキャパシタ３２ｆを介して基準電位線に接続されているので、高周波域では基準電位線に短絡する。故に、伝送線路３３ｅの長さが波長λＬＯの４分の１である場合、周波数ｆＬＯ及び周波数（ｆＬＯ±ｆＩＦ）においては、ノードＮ４から見て伝送線路３３ｅを解放（オープン）状態と見なすことができる。なお、キャパシタ３２ｇは直流を遮断するために設けられている。
【００２８】
図４は、周波数変換回路１Ａの具体的な配線パターンの例を示す平面図である。図５は、図４の一部（マッチング回路２５，３５）を拡大して示す平面図である。図４に示されるように、周波数変換回路１Ａは、マイクロ波集積回路（Microwave Monolithic Integrated Circuit：ＭＭＩＣ）４０を備える。ＭＭＩＣ４０は、半導体若しくは絶縁体からなる基板と、該基板上にエピタキシャル成長した（若しくは基板内にイオン注入等により作り込まれた）半導体領域と、ＭＭＩＣ４０上に形成された配線層とを含む。トランジスタ２１，３１は、半導体領域内に作り込まれる。一例では、半導体領域は、高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）のための電子走行層（チャネル層）及び電子供給層（バリア層）を含む。半導体領域は、例えばＧａＮなどの窒化物半導体からなる。また、配線層は、各層毎に所望のパターンで形成された多層の金属膜（例えばＡｕ膜）を含む。前述したトランジスタ２１，３１を除く周波数変換回路１Ａの各要素は、配線層の内部から配線層の表層にわたって作り込まれる。
【００２９】
ＭＭＩＣ４０の平面形状は長方形であり、互いに平行な一対の長辺４０ａ，４０ｂと、互いに平行な一対の短辺４０ｃ，４０ｄとを有する。一方の長辺４０ａに沿って複数の電極パッド４１が並んで設けられており、ＩＦ信号入力端８、ドレインバイアス入力端９、及びＩＦ信号入力端１０としていずれかの電極パッド４１が用いられる。また、他方の長辺４０ｂに沿って２つの電極パッド４２が並んで設けられており、それぞれローカル信号入力端６及びＲＦ信号出力端７として用いられる。これらの電極パッド４１，４２は、例えばボンディングワイヤを介して、ＭＭＩＣ４０の外部配線と接続される。トランジスタ２１，３１は、ＭＭＩＣ４０の略中央付近に配置され、ＭＭＩＣ４０の短手方向に並んでいる。
【００３０】
キャパシタ２２ａ及び３２ａは、層間絶縁膜を挟んで互いに対向する一対の金属膜によってそれぞれ構成される。キャパシタ２２ａの一方の金属膜は、伝送線路４５を介して、ローカル信号入力端６としての電極パッド４２に接続されている。キャパシタ２２ａの他方の金属膜は、伝送線路２３ａを介して、トランジスタ２１のゲートに接続されている。キャパシタ３２ａの一方の金属膜は、伝送線路４３を介して、伝送線路４５に接続されている。伝送線路４３は、入力９０°カプラ４を構成する。すなわち、ローカル信号入力端６からキャパシタ３２ａまでの線路長が、ローカル信号入力端６からキャパシタ２２ａまでの線路長よりも伝送線路４３の分だけ長くなる。図中の点Ａ１（伝送線路４３と伝送線路４５との結合点）から点Ａ２（点Ａ１と対称な点）までの長さは、ローカル信号ＳＬＯの波長λＬＯの１／４であり、９０°の位相遅れに相当する。従って、伝送線路４３を通る信号に９０°の位相遅れが与えられる。伝送線路４３を通らない信号が第１の信号ＳＬＯ１となり、この第１の信号ＳＬＯ１は、キャパシタ２２ａ及び伝送線路２３ａを通ってトランジスタ２１のゲートに入力される。伝送線路４３を通る信号が第２の信号ＳＬＯ２となり、この第２の信号ＳＬＯ２は、キャパシタ３２ａ及び伝送線路３３ａを通ってトランジスタ３１のゲートに入力される。なお、伝送線路２３ａの線路長と伝送線路３３ａの線路長とは互いに等しい。
【００３１】
伝送線路２３ａとトランジスタ２１のゲートとの間のノードＮ１から、ＩＦ信号入力端８としての電極パッド４１にわたって、伝送線路２３ｂが延在している。電極パッド４１が一方の長辺４０ａに沿って配置され、トランジスタ２１がトランジスタ３１に対して他方の長辺４０ｂ側に配置されているため、伝送線路２３ｂは、長辺４０ａ付近から長辺４０ｂ付近にわたる広い領域に延在している。そして、伝送線路２３ｂは、伝送線路４３と長辺４０ｂとの間を通ってノードＮ１に達している。伝送線路２３ｂに沿って、キャパシタ２２ｂ〜２２ｅが断続的に配置されている。キャパシタ２２ｂ〜２２ｅは、例えば、伝送線路２３ｂの両側に形成され伝送線路２３ｂに沿って延びる基準電位パターンによって実現される。
【００３２】
伝送線路３３ａとトランジスタ２１のゲートとの間のノードＮ３から、ＩＦ信号入力端１０としての電極パッド４１にわたって、伝送線路３３ｂが延在している。トランジスタ３１はトランジスタ２１に対して長辺４０ａ側に配置されているため、トランジスタ３１は、トランジスタ２１よりも電極パッド４１に近い。しかしながら、伝送線路２３ｂ，３３ｂの各線路長を互いに等しくするために、伝送線路３３ｂは短辺４０ｄに向けて延びた後、１８０°反転して伝送線路４３と長辺４０ａとの間を短辺４０ｃに向けて延び、再び１８０°反転して、伝送線路３３ａとトランジスタ３１のゲートとの間のノードＮ３に到達する。伝送線路２３ｂ，３３ｂの各線路長が互いに等しいことにより、ＩＦ信号ＳＩＦとＩＦ信号ＳＩＦＢとが１８０°の位相差を維持しつつトランジスタ２１，３１にそれぞれ入力される。伝送線路３３ｂに沿って、キャパシタ３２ｂ〜３２ｅが断続的に配置されている。キャパシタ３２ｂ〜３２ｅは、例えば、伝送線路３３ｂの両側に形成され伝送線路３３ｂに沿って延びる基準電位パターンによって実現される。
【００３３】
次に、図５を参照しつつ、マッチング回路２５，３５の構成について詳細に説明する。ここで、長辺４０ａ，４０ｂに沿っておりトランジスタ２１，３１の中間点を通る仮想軸線Ｃを規定する。この仮想軸線Ｃは、トランジスタ２１，３１の並び方向と交差（例えば直交）する方向に延びている。マッチング回路２５は、仮想軸線Ｃに沿った方向においてトランジスタ２１の出力側に並んで配置されている。マッチング回路３５は、同方向においてトランジスタ３１の出力側に並んで配置されている。前述したように、マッチング回路２５は、キャパシタ２２ｆ及び伝送線路２３ｃ〜２３ｅを含んで構成される。マッチング回路３５は、キャパシタ３２ｆ及び伝送線路３３ｃ〜３３ｅを含んで構成される。マッチング回路２５，３５は、仮想軸線Ｃに関して互いに線対称な配線パターンを有する。
【００３４】
伝送線路２３ｃは、トランジスタ２１から離れる方向に延出した後、仮想軸線Ｃに向けて直角に曲がる。その後、伝送線路２３ｃは、再び直角に曲がり、トランジスタ２１から離れる方向に延びてノードＮ２に達する。同様に、伝送線路３３ｃは、トランジスタ３１から離れる方向に延出した後、仮想軸線Ｃに向けて直角に曲がる。その後、伝送線路３３ｃは、再び直角に曲がり、トランジスタ３１から離れる方向に延びてノードＮ４に達する。伝送線路２３ｃ，３３ｃの線路長は互いに等しく、例えば５０〜１５０μｍの範囲に含まれる。また、伝送線路２３ｃ，３３ｃの線路幅は互いに等しく、例えば５〜１５μｍの範囲に含まれる。
【００３５】
伝送線路２３ｄは、ノードＮ２を起点にトランジスタ２１から離れる方向に延出した後、仮想軸線Ｃから離れる方向に延び、トランジスタ２１に向けて折り返したのち、仮想軸線Ｃから離れる方向に延びて伝送線路４４との結合点Ａ３に達する。伝送線路４４及び結合点Ａ３は、出力９０°カプラ５を構成する。図４に示されるように、結合点Ａ３は、配線を介してＲＦ信号出力端７としての電極パッド４２に接続する。キャパシタ２２ｇは、伝送線路２３ｄの途中に設けられている。キャパシタ２２ｇは、層間絶縁膜を挟んで互いに対向する一対の金属膜によって構成され、一方の金属膜はノードＮ２とキャパシタ２２ｇとの間の伝送線路２３ｄに接続され、他方の金属膜はキャパシタ２２ｇと結合点Ａ３との間の伝送線路２３ｄに接続されている。同様に、伝送線路３３ｄは、ノードＮ４を起点にトランジスタ３１から離れる方向に延出した後、仮想軸線Ｃから離れる方向に延び、トランジスタ３１に向けて折り返したのち、仮想軸線Ｃから離れる方向に延びて伝送線路４４との接続点Ａ４に達する。キャパシタ３２ｇは、伝送線路３３ｄの途中に設けられている。キャパシタ３２ｇは、層間絶縁膜を挟んで互いに対向する一対の金属膜によって構成され、一方の金属膜はノードＮ４とキャパシタ３２ｇとの間の伝送線路３３ｄに接続され、他方の金属膜はキャパシタ３２ｇと接続点Ａ４との間の伝送線路３３ｄに接続されている。伝送線路２３ｄ，３３ｄの線路長は互いに等しく、例えば１５０〜２５０μｍの範囲に含まれる。また、伝送線路２３ｄ，３３ｄの線路幅は互いに等しく、例えば５〜１５μｍの範囲に含まれる。キャパシタ２２ｇ，３２ｇの容量値は互いに等しく、例えば０．１〜０．５ｐＦの範囲に含まれる。
【００３６】
伝送線路２３ｅは、ノードＮ２を起点に伝送線路２３ｃと伝送線路２３ｄとの間隙に延在し、トランジスタ２１に近づいたのち、結合点Ａ３の外側（仮想軸線Ｃとは反対側）を通ってトランジスタ２１から離れる方向に延びる。伝送線路２３ｅの先端は、キャパシタ２２ｆを構成する配線パターンに接続している。同様に、伝送線路３３ｅは、ノードＮ２を起点に伝送線路３３ｃと伝送線路３３ｄとの間隙に延在し、トランジスタ３１に近づいたのち、接続点Ａ４の外側（仮想軸線Ｃとは反対側）を通ってトランジスタ３１から離れる方向に延びる。伝送線路３３ｅの先端は、キャパシタ３２ｆを構成する配線パターンに接続している。伝送線路２３ｅ，３３ｅの線路長は互いに等しく、例えば３００〜４００μｍの範囲に含まれる。また、伝送線路２３ｅ，３３ｅの線路幅は互いに等しく、例えば５〜１５μｍの範囲に含まれる。
【００３７】
キャパシタ２２ｆ，３２ｆは、配線パターン、及び該配線パターンとの間に層間絶縁膜を挟む基準電位パターンによって構成されている。キャパシタ２２ｆ，３２ｆの配線パターンは仮想軸線Ｃと交差（例えば直交）する方向に延びており、仮想軸線Ｃ上のノードＮ５において互いに接続している。キャパシタ２２ｆ，３２ｆの大きな容量値を確保するため、キャパシタ２２ｆ，３２ｆの配線パターンの幅は、伝送線路２３ａ〜２３ｅ及び３３ａ〜３３ｅの線路幅よりも大きい。キャパシタ２２ｆ，３２ｆの容量値は互いに等しく、例えば０．５〜１．０ｐＦの範囲に含まれる。図４に示されるように、ノードＮ５から、ドレインバイアス入力端９としての電極パッド４１まで配線２６が延びている。この配線２６は図２及び図３に示された抵抗２４であり、所望の抵抗値を実現するための幅及び長さを有する。
【００３８】
前述したように、出力９０°カプラ５は、伝送線路４４及び結合点Ａ３によって構成される。伝送線路４４は、接続点Ａ４から結合点Ａ３にわたって延びている。すなわち、トランジスタ３１のドレインから結合点Ａ３までの線路長は、トランジスタ２１のドレインから結合点Ａ３までの線路長よりも伝送線路４４の分だけ長くなる。接続点Ａ４から結合点Ａ３までの伝送線路４４の長さは、ローカル信号ＳＬＯの波長λＬＯの１／４であり、９０°の位相遅れに相当する。従って、トランジスタ３１のドレインから出力された混合信号Ｓ２に９０°の位相遅れが与えられたのち、この混合信号Ｓ２と、トランジスタ２１のドレインから出力された混合信号Ｓ１とが結合点Ａ３において混合（重畳）され、ＲＦ信号ＳＲＦとなる。
【００３９】
以上の構成を備える周波数変換回路１Ａの動作について説明する。周波数ｆＩＦのＩＦ信号ＳＩＦがＩＦ信号入力端８に入力され、ＩＦ信号ＳＩＦに対して１８０°の位相遅れを有する周波数ｆＩＦのＩＦ信号ＳＩＦＢがＩＦ信号入力端１０に入力される。また、周波数ｆＬＯのローカル信号ＳＬＯがローカル信号入力端６に入力される。ローカル信号ＳＬＯは、入力９０°カプラ４によって、第１の信号ＳＬＯ１と該第１の信号ＳＬＯ１に対して９０°の位相遅れを有する第２の信号ＳＬＯ２とに分配される。ＩＦ信号ＳＩＦと第１の信号ＳＬＯ１とは点Ａ１において混合し、第１の混合信号Ｓ１が生成される。ＩＦ信号ＳＩＦＢと第２の信号ＳＬＯ２とは点Ａ２において混合し、第２の混合信号Ｓ２が生成される。混合信号Ｓ１，Ｓ２は、周波数ｆＩＦのデータ信号成分と、周波数ｆＬＯのローカル信号成分と、周波数（ｆＩＦ±ｆＬＯ）のデータ信号成分とを含む。混合信号Ｓ１はトランジスタ２１によって増幅され、混合信号Ｓ２はトランジスタ３１によって増幅される。
【００４０】
増幅後の混合信号Ｓ１に含まれる周波数ｆＬＯのローカル信号成分及び周波数（ｆＩＦ±ｆＬＯ）のデータ信号成分は、マッチング回路２５を損失無く通過することができ、結合点Ａ３に達する。このとき、周波数ｆＬＯ及び周波数（ｆＩＦ±ｆＬＯ）においてはノードＮ２から見て伝送線路２３ｅを解放（オープン）状態と見なすことができるので、これらの信号成分は伝送線路２３ｅへは分岐しない。一方、増幅後の混合信号Ｓ１に含まれる周波数ｆＩＦのデータ信号成分は、マッチング回路２５においてマッチングされず、ノードＮ２から伝送線路２３ｅへ進み、ノードＮ５に達する。同様に、増幅後の混合信号Ｓ２に含まれる周波数ｆＬＯのローカル信号成分及び周波数（ｆＩＦ±ｆＬＯ）のデータ信号成分は、マッチング回路３５を損失無く通過することができ、接続点Ａ４及び伝送線路４４を経て結合点Ａ３に達する。このとき、周波数ｆＬＯ及び周波数（ｆＩＦ±ｆＬＯ）においてはノードＮ４から見て伝送線路３３ｅを解放（オープン）状態と見なすことができるので、これらの信号成分は伝送線路３３ｅへは分岐しない。一方、増幅後の混合信号Ｓ２に含まれる周波数ｆＩＦのデータ信号成分は、マッチング回路３５においてマッチングされず、ノードＮ４から伝送線路３３ｅへ進み、ノードＮ５に達する。
【００４１】
増幅後の混合信号Ｓ１に含まれる周波数（ｆＩＦ＋ｆＬＯ）のデータ信号成分と、増幅後の混合信号Ｓ２に含まれる周波数（ｆＩＦ＋ｆＬＯ）のデータ信号成分との結合点Ａ３における位相差は、（第１の信号ＳＬＯ１と第２の信号ＳＬＯ２との位相差９０°）＋（ＩＦ信号ＳＩＦとＩＦ信号ＳＩＦＢとの位相差１８０°）＝２７０°となり、これは−９０°の位相差に等しい。また、増幅後の混合信号Ｓ１に含まれる周波数（ｆＩＦ−ｆＬＯ）のデータ信号成分と、増幅後の混合信号Ｓ２に含まれる周波数（ｆＩＦ−ｆＬＯ）のデータ信号成分との結合点Ａ３における位相差は、（第１の信号ＳＬＯ１と第２の信号ＳＬＯ２との位相差９０°）−（ＩＦ信号ＳＩＦとＩＦ信号ＳＩＦＢとの位相差１８０°）＝−９０°となり、これは周波数（ｆＩＦ＋ｆＬＯ）のデータ信号成分の位相差と等しい。こうして、混合信号Ｓ１，Ｓ２に含まれる周波数（ｆＩＦ±ｆＬＯ）の各データ信号成分は、互いに打ち消し合うことなく、ＲＦ信号ＳＲＦとしてＲＦ信号出力端７から周波数変換回路１Ａの外部へ出力される。
【００４２】
また、増幅後の混合信号Ｓ１に含まれる周波数ｆＬＯのローカル信号成分と、増幅後の混合信号Ｓ２に含まれる周波数ｆＬＯのローカル信号成分との位相差は、伝送線路４４の通過前において９０°（すなわち第１の信号ＳＬＯ１と第２の信号ＳＬＯ２との位相差）であり、伝送線路４４を通過した後の結合点Ａ３において１８０°である。従って、これらの信号成分は互いに重畳することによって打ち消し合う。その結果、出力信号に含まれる周波数ｆＬＯのローカル信号成分は、単一のトランジスタを用いる場合と比較して、例えば３０ｄＢ程度抑圧される。
【００４３】
また、増幅後の混合信号Ｓ１に含まれる周波数ｆＩＦのデータ信号成分と、増幅後の混合信号Ｓ１に含まれる周波数ｆＩＦのデータ信号成分との位相差は、ＩＦ信号ＳＩＦとＩＦ信号ＳＩＦＢとの位相差に等しく、１８０°である。従って、これらの信号成分は、それぞれ伝送線路２３ｅ，３３ｅを通ってノードＮ５に達すると、互いに打ち消し合う。
【００４４】
以上に説明した本実施形態の周波数変換回路１Ａによって得られる効果について、従来の課題と共に説明する。近年、モノリシック・マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）の動作周波数をより高い周波数にまで拡張する要求が高まっている。例えばＥバンド帯（７１〜７６ＧＨｚ，８１〜８６ＧＨｚ）において採用する送信用の周波数変換デバイス等においても、ＭＭＩＣ化が望まれている。
【００４５】
周波数ｆＬＯのローカル（ＬＯ）信号と、周波数ｆＩＦの中間周波数（ＩＦ）信号とを混合して別の周波数を有する信号を生成する回路として、低周波帯域用途（例えば数ＧＨｚ程度迄）では、所謂ギルバートセル型の回路が用いられる。一方、高周波帯域用途（例えば１０ＧＨｚ以上）では、回路動作の安定性を確保するために、トランジスタやダイオード等の非線形素子を用いたミキサ回路が用いられる。非線形素子を用いたミキサ回路では、単に、ローカル信号及びＩＦ信号を配線上の結合点において混合し、その後、ローカル信号を除去することにより、周波数ｆＬＯ±ｆＩＦ、ｆＬＯ±２ｆＩＦ、ｆＬＯ±３ｆＩＦ、・・・の信号を生成する。ｆＬＯ±２ｆＩＦ、ｆＬＯ±３ｆＩＦ、・・・の信号の出力パワーは周波数ｆＬＯ±ｆＩＦの信号の出力パワーよりも格段に小さいので、実質的には周波数ｆＬＯ±ｆＩＦの信号のみが用いられる。
【００４６】
非線形素子を用いたミキサ回路の例としては、レジスティブミキサが挙げられる。レジスティブミキサは、トランジスタのゲートにローカル信号ＳＬＯを入力し、トランジスタのドレインからの信号出力線路にＩＦ信号線路を結合することにより、周波数ｆＬＯ±ｆＩＦのＲＦ信号を得るものである。しかしながら、レジスティブミキサは、変換利得が小さく、雑音特性が良くないという課題を有する。
【００４７】
非線形素子を用いたミキサ回路の別の例として、アクティブミキサが挙げられる。アクティブミキサは、トランジスタのゲートへのローカル信号線路にＩＦ信号線路を結合し、トランジスタのドレインから周波数ｆＬＯ±ｆＩＦのＲＦ信号を得るものである。トランジスタの増幅作用を利用するので、レジスティブミキサと比較して変換利得が例えば５〜７ｄＢ程度大きくなり、雑音特性が改善される。しかしながら、アクティブミキサにおいては、トランジスタの増幅作用を高めてＲＦ信号のパワーを増大させようとすると、ローカル信号を効果的に除去することができず、ＲＦ信号に加えてローカル信号が出力信号に少なからず現れてしまうという課題がある。その結果、ＲＦ信号のパワーが抑制され、出力信号のノイズ信号比（Ｓ／Ｎ）を十分に低減できない。
【００４８】
このような課題に対し、本実施形態では、トランジスタ２１，３１と出力９０°カプラ５との間にマッチング回路２５，３５を設けている。マッチング回路２５，３５は周波数ｆＬＯのローカル信号成分に対してインピーダンスマッチングを行うので、トランジスタ２１，３１の増幅作用を高めた場合であっても、ローカル信号成分を損失無く結合点Ａ３に到達させることができる。故に、結合点Ａ３においてローカル信号成分が効果的に打ち消し合い、出力信号に含まれるローカル信号成分をより効果的に抑制できる。
【００４９】
図６は、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワー（単位：ｄＢｍ）と、ＲＦ信号ＳＲＦの出力パワー（単位：ｄＢｍ）との関係を示すグラフである。図中のグラフＧ１１は本実施形態を示し、グラフＧ１２は出力９０°カプラ５の後段にマッチング回路を設けた場合を示す。なお、ＩＦ信号ＳＩＦの周波数ｆＩＦを２．１ＧＨｚとし、ローカル信号ＳＬＯの入力パワーを１１ｄＢｍとした。また、ドレインバイアスを２．５Ｖとし、ゲートバイアスを−０．２Ｖとした。
【００５０】
図６のグラフＧ１２に示されるように、出力９０°カプラ５の後段にマッチング回路を設けた場合、ローカル信号成分がＲＦ信号ＳＲＦに残留しているため、ＲＦ信号ＳＲＦの信号強度が低く抑えられる。これに対し、本実施形態では出力９０°カプラ５の前段にマッチング回路２５，３５を設けているので、ＲＦ信号ＳＲＦ中のローカル信号成分の除去率が高められ、グラフＧ１１に示されるようにＲＦ信号ＳＲＦの信号強度の損失が抑えられる。このグラフにおいては、出力９０°カプラ５の後段にマッチング回路を設けた場合と比較して、ＲＦ信号ＳＲＦの信号強度が３ｄＢ程度改善されている。
【００５１】
また、本実施形態のように、周波数変換回路１Ａは、トランジスタ２１，３１の各出力端子（ドレイン）とバイアス電源とを相互に接続する共通の抵抗２４を備えてもよい。これにより、トランジスタ２１から抵抗２４へ延びる配線と、トランジスタ３１から抵抗２４へ延びる配線との結合点（ノードＮ５）において、周波数ｆＬＯのＩＦ信号成分が打ち消し合うことができる。従来のアクティブミキサにおいては、ＲＦ信号だけでなくＩＦ信号も増幅してしまうので、増幅後のＲＦ信号のパワーがＩＦ信号の分だけ抑制されてしまうという問題がある。本実施形態のようにＩＦ信号成分が打ち消し合うことにより、出力信号におけるＩＦ信号成分を低減し、ＲＦ信号のパワーを増大することができる。
【００５２】
図７は、単一のトランジスタを備える周波数変換回路において、該トランジスタのドレインにおけるローカル信号成分及びＩＦ信号成分のパワー（単位：ｄＢｍ）と、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワー（単位：ｄＢｍ）との関係を示すグラフである。図中のグラフＧ２１はＩＦ信号成分のパワーを示し、グラフＧ２２はローカル信号成分のパワーを示す。トランジスタが単一である場合、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワーが０ｄＢｍであるときにＩＦ信号成分のパワーは９．５ｄＢｍとなる。すなわち、トランジスタのＩＦ信号に対する利得は９．５ｄＢである。
【００５３】
図８は、本実施形態の周波数変換回路１Ａにおいて、トランジスタ２１，３１のドレインにおけるローカル信号成分及びＩＦ信号成分のパワー（単位：ｄＢｍ）と、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワー（単位：ｄＢｍ）との関係を示すグラフである。図中のグラフＧ３１はＩＦ信号成分のパワーを示し、グラフＧ３２はローカル信号成分のパワーを示す。本実施形態の場合、互いに１８０°の位相差を有するＩＦ信号ＳＩＦとＩＦ信号ＳＩＦＢとを入力し、ノードＮ５においてこれらが互いに打ち消し合うので、ＩＦ信号ＳＩＦの入力パワーが０ｄＢｍであるときにＩＦ信号成分のパワーは−１６ｄＢｍとなる。すなわち、本実施形態によれば、単一のトランジスタを備える場合と比較して２６ｄＢもの改善効果を得ることができ、その分、ＲＦ信号ＳＲＦのパワーを増大することができる。
【符号の説明】
【００５４】
１Ａ…周波数変換回路、２，３…アクティブミキサ、４…入力９０°カプラ、４ａ…入力端、４ｂ，４ｃ…出力端、５…出力９０°カプラ、５ａ，５ｂ…入力端、５ｃ…出力端、６…ローカル信号入力端、７…ＲＦ信号出力端、８…ＩＦ信号入力端、９…ドレインバイアス入力端、１０…ＩＦ信号入力端、１１…ゲートバイアス入力端、２１…第１のトランジスタ、２２ａ〜２２ｇ，３２ａ〜３２ｇ…キャパシタ、２３ａ〜２３ｅ，３３ａ〜３３ｅ…伝送線路、２４…抵抗、２５…第１のマッチング回路、２６…配線、３１…第２のトランジスタ、３５…第２のマッチング回路、４０…マイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）、４０ａ，４０ｂ…長辺、４０ｃ，４０ｄ…短辺、４１，４２…電極パッド、４３〜４５…伝送線路、Ａ３…結合点、Ａ４…接続点、Ｃ…仮想軸線、Ｎ１〜Ｎ５…ノード、Ｓ１…第１の混合信号、Ｓ２…第２の混合信号、ＳＩＦ…ＩＦ信号、ＳＩＦＢ…ＩＦ信号、ＳＬＯ…ローカル信号、ＳＬＯ１…第１の信号、ＳＬＯ２…第２の信号、ＳＲＦ…ＲＦ信号。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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