(57)【要約】  【課題】  ＬＣ並列共振回路を付加すること無く交流入力電流波形に含まれる高調波成分を抑制すると同時に、広範囲な直流出力電圧の制御が可能な電力変換装置を提供する。  【解決手段】  位相が異なる２組の交流を出力する変換用変圧器と、前記２組の交流を各々直流に変換する２組の整流回路と、前記２組の整流回路の出力を並列結合する結合回路と、を備え、前記結合回路は、並列に接続された２つのスイッチング素子と、前記２つのスイッチング素子と直列に接続された直流リアクトルと、前記２つのスイッチング素子と前記直流リアクトルの間に一端が接続されたダイオードと、を有し、前記２組の整流回路の第１の極性側の出力端は、前記２つのスイッチング素子に各々接続され、前記２組の整流回路の前記第１の極性側と異なる第２の極性側の出力端は、前記ダイオードの他端に接続されることを特徴とする。【選択図】  図１
2020127333.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相が異なる２組の交流を出力する変換用変圧器と、
前記２組の交流を各々直流に変換する２組の整流回路と、
前記２組の整流回路の出力を並列結合する結合回路と、を備え、
前記結合回路は、並列に接続された２つのスイッチング素子と、
前記２つのスイッチング素子と直列に接続された直流リアクトルと、
前記２つのスイッチング素子と前記直流リアクトルの間に一端が接続されたダイオードと、を有し、
前記２組の整流回路の第１の極性側の出力端は、前記２つのスイッチング素子に各々接続され、
前記２組の整流回路の前記第１の極性側と異なる第２の極性側の出力端は、前記ダイオードの他端に接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記変換用変圧器と前記２組の整流回路の間に、前記２つのスイッチング素子の動作により生じるスイッチング周波数以上の高周波電流成分をバイパスするコンデンサが配置されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記２つのスイッチング素子および前記ダイオードは、スイッチング素子とダイオードが一体となったパワーモジュールが複数並列に接続されて構成されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記変換用変圧器は、外部から三相交流電圧が入力される１次側巻線と、互いに位相が３０°異なる２組の三相交流電圧を出力する２次側巻線と、を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記変換用変圧器は、外部から三相交流電圧が入力される１次側巻線と、
互いに位相が９０°異なる２組の単相交流電圧を出力する２次側巻線と、を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記２つのスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子で構成され、
前記２組の整流回路は、前記第１のスイッチング素子に接続される第１の整流回路と前記第２のスイッチング素子に接続される第２の整流回路で構成され、
前記第１のスイッチング素子は前記第１の整流回路の出力する脈流の周期よりも短い周期でスイッチングし、前記第２のスイッチング素子は前記第２の整流回路の出力する脈流の周期よりも短い周期でスイッチングすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記２組の交流は、互いに位相が３０°異なる三相交流であり、
前記２つのスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子で構成され、
前記第１のスイッチング素子を流れる電流Ｉａと、前記第２のスイッチング素子を流れる電流Ｉｂと、前記直流リアクトルを流れる電流Ｉｃとの関係が、入力される商用周波数の位相角θに対し、
Ｉａ/Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+150°), 0°≦θ mod 60≦30°
Ｉａ/Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+330°), 30°≦θ mod 60≦60°
Ｉｂ/Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+330°), 0°≦θ mod 60≦30°
Ｉｂ/Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+150°), 30°≦θ mod 60≦60°
（但し、０≦Ｄ≦１）を満たすようにスイッチング制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記２組の交流は、互いに位相が９０°異なる単相交流であって、
前記２つのスイッチング素子は、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子で構成され、
前記第１のスイッチング素子を流れる電流Ｉａと、前記第２のスイッチング素子を流れる電流Ｉｂと、前記直流リアクトルを流れる電流Ｉｃとの関係が、入力される商用周波数の位相角θに対し、
Ｉａ/Ｉｃ＝Ｄ・|0.5/sin(45°)・sin(θ+30°)|
Ｉｂ/Ｉｃ＝Ｄ・|0.5/sin(45°)・sin(θ+120°)|
（但し、０≦Ｄ≦１）を満たすようにスイッチング制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記結合回路は、並列に複数接続されており、
前記２つのスイッチング素子は、逆阻止型のスイッチング素子であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記結合回路は、並列に複数接続されており、
前記２つのスイッチング素子は、それぞれダイオードを介して前記２組の整流回路に接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記第１の極性は正極であり、前記第２の極性は負極であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１に記載の電力変換装置であって、
前記第１の極性は負極であり、前記第２の極性は正極であることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換する電力変換装置に係り、特に、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を抑制するのに好適な電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
三相交流を直流に変換する電力変換装置として、位相が異なる２組の三相交流を出力する変換用変圧器と、前記三相交流を各々直流に変換する２組の整流回路と、前記２組の整流回路の出力を並列結合する結合回路とを有する電力変換装置が知られている。
【０００３】
この電力変換装置では、例えば、前記結合回路が第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と１つの直流リアクトルとを有している。そして、前記２組の整流回路の一方に接続される第１の入力接続点と、前記２組の整流回路の他方に接続される第２の入力接続点と、出力接続点が形成されており、前記第１の入力接続点と前記第１のスイッチング素子の一端が接続され、前記第２の入力接続点と前記第２のスイッチング素子の一端が接続され、夫々のスイッチング素子の他端がともに前記直流リアクトルの一端に接続され、前記直流リアクトルの他端が前記出力接続点に接続され、前記第１のスイッチング素子は前記第１の整流回路の出力する脈流の周期よりも短い周期でスイッチングし、前記第２のスイッチング素子は前記第２の整流回路の出力する脈流の周期よりも短い周期でスイッチングするように構成されている。
【０００４】
このように構成された電力変換装置において、交流入力電流波形に含まれる高調波成分を抑制する回路構成手法が報告されている。例えば、出力接続点と負荷の間にＬＣ並列共振回路が挿入される。ＬＣ並列共振回路を構成するリアクトルのインダクタンスとコンデンサの静電容量は、１次側三相交流の周波数の１２倍の周波数で共振する様に選定される。そして、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子とを所定動作させることで、出力接続点で直流電圧に対して１２倍周波数の正弦波状の交流電圧成分を重畳した電圧が出力される。
【０００５】
重畳した正弦波状の交流電圧成分は前記ＬＣ並列共振回路により除去されて直流電圧のみが負荷に印加される。この様に回路を構成し、スイッチング素子を動作させることで、変換用変圧器の交流入力電流波形に含まれる高調波成分を低減している。このような技術は、例えば、特許文献１に記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】国際公開第２０１５／１４５７１３号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
上記の従来技術では、交流入力電流波形に含まれる高調波成分の抑制効果を向上するために、出力接続点と負荷の間に挿入するＬＣ並列共振回路を増やしていく必要がある。例えば、特許文献１に記載された実施例においては、交流入力電流波形に含まれる高調波成分の抑制効果を更に向上するために、１２倍周波数のＬＣ並列共振回路に加え、２４倍周波数のＬＣ並列共振回路を付加している。
【０００８】
また、全般的に結合回路の出力接続点で制御可能な直流電圧の範囲が、第１の入力接続点の電圧と第２の入力接続点の電圧の中間範囲に制約されていること、加えて、出力接続点において正弦波状の交流電圧成分を重畳し、ＬＣ並列共振回路で除去する回路構成とした場合には、直流電圧の制御範囲が更に制約される課題があった。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、ＬＣ並列共振回路を付加すること無く交流入力電流波形に含まれる高調波成分を抑制すると同時に、広範囲な直流出力電圧の制御が可能な電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記課題を解決するために、本発明は、位相が異なる２組の交流を出力する変換用変圧器と、前記２組の交流を各々直流に変換する２組の整流回路と、前記２組の整流回路の出力を並列結合する結合回路と、を備え、前記結合回路は、並列に接続された２つのスイッチング素子と、前記２つのスイッチング素子と直列に接続された直流リアクトルと、前記２つのスイッチング素子と前記直流リアクトルの間に一端が接続されたダイオードと、を有し、前記２組の整流回路の第１の極性側の出力端は、前記２つのスイッチング素子に各々接続され、前記２組の整流回路の前記第１の極性側と異なる第２の極性側の出力端は、前記ダイオードの他端に接続されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によれば、電力変換装置において、直流出力側にＬＣ並列共振回路を付加すること無く交流入力電流波形に含まれる高調波成分を抑制すると同時に、直流出力電圧の制御可能範囲を広くすることができる。
【００１２】
これにより、低コストで信頼性及び汎用性の高い電力変換装置を提供することができる。
【００１３】
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施例１に係る主回路構成図である。
【図２】実施例１に係る各直流電流比率−位相角線図である。
【図３】実施例１に係る各直流電圧の電圧−位相角線図である。
【図４】実施例１に係る各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図である。
【図５】実施例１に係る一次側電流−位相角線図である。
【図６】実施例１に係る各直流電流比率−位相角線図である。
【図７】実施例１に係る各直流電圧の電圧−位相角線図である。
【図８】実施例１に係る各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図である。
【図９】実施例１に係る一次側電流−位相角線図である。
【図１０】実施例１に係るスイッチング素子動作−位相角線図である。
【図１１】実施例１に係るスイッチング素子動作−位相角線図である。
【図１２】実施例２に係る主回路構成図である。
【図１３】実施例３に係る主回路構成図である。
【図１４】実施例３に係る各直流電流比率−位相角線図である。
【図１５】実施例３に係る各直流電圧の電圧−位相角線図である。
【図１６】実施例３に係る一次側電流及び各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図である。
【図１７】実施例３に係る一次側電流及び各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図である。
【図１８】実施例３に係る一次側電流及び各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図である。
【図１９】実施例３に係るスイッチング素子動作−位相角線図である。
【図２０】実施例３に係るスイッチング素子動作−位相角線図である。
【図２１】実施例４に係る主回路構成図である。
【図２２】実施例４に係る要部回路構成図である。
【図２３】図２２の変形例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、図面を用いて本発明の実施例を説明する。なお、各図面において同一の構成については同一の符号を付し、重複する部分についてはその詳細な説明は省略する。
【００１６】
また、本発明の本質を明らかにするため、以下の実施例では回路における各スイッチング素子、ダイオードにおける電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等が無視できる理想的な状態であるものとして説明する。
【実施例１】
【００１７】
図１から図１１を参照して、本発明の実施例１の電力変換装置について説明する。図１は本実施例の電力変換装置の主回路構成図、図２は当該電力変換装置において最大値となる様に直流電圧を制御した場合の各直流電流比率−位相角線図、図３は各直流電圧の電圧−位相角線図、図４は変換用変圧器ｕ相の各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図、図５はｕ相の一次側電流−位相角線図である。
【００１８】
また、図６は最大値より小さい範囲で直流電圧を制御した一例を示す各直流電流比率−位相角線図、図７は各直流電圧の電圧−位相角線図、図８は変換用変圧器ｕ相の各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図、図９はｕ相の一次側電流−位相角線図である。
【００１９】
また、図１０及び図１１は当該電力変換装置における各スイッチング素子及びダイオードの動作を示すスイッチング素子動作−位相角線図である。
【００２０】
本実施例の電力変換装置は、図１に示すように、外部から三相交流電圧が入力される１次側巻線５（Ｙ結線、巻数Ｎ０）と、１次側三相交流電圧と同じ位相の三相交流電圧を出力する２次側巻線６（Ｙ結線、巻数Ｎ１）と、１次側三相交流電圧と位相が３０°ずれた三相交流電圧を出力する２次側巻線７（Δ（デルタ）結線、巻数Ｎ２）とを有する変換用変圧器３０を有している。
【００２１】
１次側巻線５（Ｙ結線、巻数Ｎ０）は、巻線ｕ０、ｖ０、ｗ０をＹ結線したもので、各々の巻線ｕ０、ｖ０、ｗ０に流れる電流をＩｕ０、Ｉｖ０、Ｉｗ０と定義する。また、１次側巻線５（Ｙ結線、巻数Ｎ０）は、系統入流力端子ｕ、ｖ、ｗを有し、この系統入流力端子ｕ、ｖ、ｗには、系統電圧が印加される。例えば、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの系統電圧が印加される。
【００２２】
２次側巻線６（Ｙ結線、巻数Ｎ１）は、巻線ｕ１、ｖ１、ｗ１をＹ結線したもので、各々の巻線ｕ１、ｖ１、ｗ１に流れる電流をＩｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１と定義する。２次側巻線７（Δ結線、巻数Ｎ２)は、巻線ｕ２、ｖ２、ｗ２をΔ結線したもので、各々の巻線ｕ２、ｖ２、ｗ２に流れる電流をＩｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２と定義する。１次側巻線５と２次側巻線６、２次側巻線７とは各々電気的に絶縁されている。
【００２３】
ブリッジ回路２１は、ダイオードＤＩ１１とダイオードＤＩ１２を直列に接続したものと、ダイオードＤＩ１３とダイオードＤＩ１４を直列に接続したものと、ダイオードＤＩ１５とダイオードＤＩ１６を直列に接続したものとを、並列に接続して構成されている。
【００２４】
ダイオードＤＩ１１とダイオードＤＩ１２の接続点、ダイオードＤＩ１３とダイオードＤＩ１４の接続点、ダイオードＤＩ１５とダイオードＤＩ１６の接続点は、各々、巻線ｕ１、ｖ１、ｗ１に接続される。並列接続点の正極性側は、結合回路１０の入力接続点ａに接続され、並列接続点の負極性側は、入力接続点ｋに接続される。入力接続点ａと入力接続点ｋ間の電圧はＶａと定義される。結合回路１０の入力接続点ａへの電流はＩａと定義される。
【００２５】
なお、巻線ｕ１と巻線ｖ１の接続点間にはコンデンサＣ１１が、巻線ｖ１と巻線ｗ１の接続点間にはコンデンサＣ１２が、巻線ｗ１と巻線ｕ１の接続点間にはコンデンサＣ１３が、各々接続される。これらのコンデンサは、スイッチング素子の動作により生じるスイッチング周波数以上の高周波電流成分をバイパスするためのものである。
【００２６】
つまり、変換用変圧器３０と２組の整流回路（ブリッジ回路２１，２２）の間には、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の動作により生じるスイッチング周波数以上の高周波電流成分をバイパスするコンデンサＣ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３が配置される。
【００２７】
ブリッジ回路２２は、ダイオードＤＩ２１とダイオードＤＩ２２を直列に接続したものと、ダイオードＤＩ２３とダイオードＤＩ２４を直列に接続したものと、ダイオードＤＩ２５とダイオードＤＩ２６を直列に接続したものとを、並列に接続して構成されている。
【００２８】
ダイオードＤＩ２１とダイオードＤＩ２２の接続点、ダイオードＤＩ２３とダイオードＤＩ２４の接続点、ダイオードＤＩ２５とダイオードＤＩ２６の接続点は、各々、巻線ｗ２とｕ２の接続点、巻線ｕ２とｖ２の接続点、巻線ｖ２とｗ２の接続点に接続される。並列接続点の正極性側は、結合回路１０の入力接続点ｂに接続され、並列接続点の負極性側は、入力接続点ｋに接続される。入力接続点ｂと入力接続点ｋ間の電圧はＶｂと定義される。結合回路１０の入力接続点ｂへの電流はＩｂと定義される。
【００２９】
なお、巻線ｗ２とｕ２の接続点と巻線ｕ２とｖ２の接続点間にはコンデンサＣ２１が、巻線ｕ２と巻線ｖ２の接続点と巻線ｖ２とｗ２の接続点間にはコンデンサＣ２２が、巻線ｗ２とｕ２の接続点と巻線ｖ２とｗ２の接続点間にはコンデンサＣ２３が、各々接続される。
【００３０】
各々の三相交流を直流に変換するブリッジ回路２１，２２は、結合回路１０により各々の直流出力が並列結合される。この結合回路１０は、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と１つのダイオードＤＩ３と１つの直流リアクトルＬ０とを有し、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の一端が前記ブリッジ回路２１，２２の正極性側直流出力端と入力接続点ａ，ｂで各々接続され、ダイオードＤＩ３の一端が前記ブリッジ回路２１，２２の負極性側直流出力端と入力接続点ｋで接続される。そしてスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２およびダイオードＤＩ３の他端が共に直流リアクトルＬ０の一端に接続されている。
【００３１】
ここでダイオードＤＩ３に流れる電流はＩｄ３と定義される。直流リアクトルＬ０の他端は出力接続点ｃに接続される。また、入力接続点ｋと出力接続点ｄが接続されている。そして出力接続点ｃと出力接続点ｄ間に負荷６０が接続されている。出力接続点ｃと出力接続点ｄ間の電圧はＶｃと定義される。出力接続点ｃへの電流はＩｃと定義される。
【００３２】
以上説明したように、本実施例の電力変換装置は、位相が異なる２組の交流を出力する変換用変圧器３０と、２組の交流を各々直流に変換する２組の整流回路（ブリッジ回路２１，２２）と、２組の整流回路（ブリッジ回路２１，２２）の出力を並列結合する結合回路１０を備えており、結合回路１０は、並列に接続された２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と直列に接続された直流リアクトルＬ０と、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と直流リアクトルＬ０の間に一端が接続されたダイオードＤＩ３を有し、２組の整流回路（ブリッジ回路２１，２２）の第１の極性側（図１では正極性側）の出力端は、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２に各々接続され、２組の整流回路（ブリッジ回路２１，２２）の第１の極性側と異なる第２の極性側（図１では負極性側）の出力端は、ダイオードＤＩ３の他端に接続される。
【００３３】
次に、本実施例の電力変換装置の動作（作用）を説明する。一連の説明において、外部から入力される三相交流電圧波形として正弦波を考える。図１に示す系統入流力端子ｕ、ｖ、ｗに系統電圧（例えば、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの系統電圧）が印加される。ｕ相電圧を基準とし、これに対してｖ相電圧は１２０°、ｗ相電圧は２４０°、夫々位相がずれているものとする。変換用変圧器３０の巻数比を、Ｎ１／Ｎ０＝１、Ｎ２／Ｎ０＝√３として構成すれば、ブリッジ回路２１，２２からの出力電圧Ｖａ、Ｖｂは夫々図３に示したものとなる。
【００３４】
ここで、図３において図の横軸（位相角）は、系統入流力端子ｕに与えられる系統電圧の位相角として示される。すなわち、例えば、５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚで与えられる系統電圧の１周期を３６０°（ｄｅｇ）として示される。この位相角の基準は後述する説明・図面でも同様である。出力電圧Ｖａ、Ｖｂは基本周波数が入力交流周波数の６倍となる交流変動分を含んだ同一の波形形状を有し、互いに位相が３０°ずれた電圧波形となる（系統電圧の６０°相当が１周期となる）。そして、出力電圧Ｖａ、Ｖｂは互いに３０°毎に電圧の大小が入れ替わるものとなっている。
【００３５】
ここで、図１０及び図１１に示すように、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦ制御する。系統電圧の１°相当をＯＮ／ＯＦＦ周期としてその中の所定の期間をオンとして残りの期間をオフとする。これにより接続点ａを通過して接続点ｃに流れる電流Ｉａと、接続点ｂを通過して接続点ｃに流れる電流Ｉｂと、接続点ｋを通過して接続点ｃに流れる電流Ｉｄ３との比を変えることができる。
【００３６】
電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｄ３は一回のＯＮ／ＯＦＦ動作における平均電流の意味で使用しており、接続点ｃを流れる電流Ｉｃとの関係式は以下の式（１）または式（２）となる。
【００３７】
Ｉａ＋Ｉｂ＋Ｉｄ３＝Ｉｃ      …（１）
Ｉａ／Ｉｃ＋Ｉｂ／Ｉｃ＋Ｉｄ３／Ｉｃ＝１      …（２）
直流リアクトルＬ０のインダクタンスが十分大きく、これを通過する電流Ｉｃが一定とみなせる場合、上式におけるＩａ／Ｉｃ、Ｉｂ／Ｉｃ、Ｉｄ３／Ｉｃは各々、図１０、図１１に示したスイッチング周期Ｔ、ＳＷ１がＯＮであり、ＳＷ２がスイッチＯＮの場合でも、出力電圧Ｖａ≧Ｖｂであることにより、ＳＷ１のみに電流が流れる時間ｔ１、ＳＷ２がＯＮであり、出力電圧Ｖａ≧Ｖｂであることにより、ＳＷ１がＯＦＦの時にＳＷ２のみに電流が流れる時間ｔ２、また、ＳＷ１とＳＷ２がＯＦＦであり、ＤＩ３にのみに電流が流れる時間ｔ３を用いて次の式（３）から式（５）で表される。
【００３８】
Ｉａ／Ｉｃ＝ｔ１／Ｔ      …（３）
Ｉｂ／Ｉｃ＝ｔ２／Ｔ      …（４）
Ｉｄ３／Ｉｃ＝ｔ３／Ｔ      …（５）
結合回路１０はスイッチング素子、ダイオード、リアクトルのみで構成されており、理想的にはエネルギー損失が生じないことから、一回のＯＮ／ＯＦＦ周期が十分短く、当該時間における電圧の変化が無視できる場合、電圧と電流の関係式として次の式（６）または式（７）が成り立つ。
【００３９】
Ｖｃ・Ｉｃ＝Ｖａ・Ｉａ＋Ｖｂ・Ｉｂ＋０・Ｉｄ３      …（６）
Ｖｃ＝Ｖａ・Ｉａ／Ｉｃ＋Ｖｂ・Ｉｂ／Ｉｃ＋０・Ｉｄ３／Ｉｃ      …（７）
前述の電流比率Ｉａ／Ｉｃ、Ｉｂ／Ｉｃ、Ｉｄ３／Ｉｃとスイッチング周期Ｔ、各素子を電流が流れる時間ｔ１、ｔ２、ｔ３の関係式を上記の式（７）に代入して次の式（８）が得られる。
【００４０】
Ｖｃ＝Ｖａ・ｔ１／Ｔ＋Ｖｂ・ｔ２／Ｔ      …（８）
従って、スイッチング素子ＳＷ１あるいはＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより電流ＩａとＩｂとＩｄ３の比率を変え、Ｖｃの値を所定の最大値から０Ｖまでの範囲で任意に制御することができる。ここで、図２に示すように、電流比率が位相角θに対して各々次式となる様にスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００４１】
Ｉａ／Ｉｃ＝0.5/sin(15°)・sin(θ+150°), 0°≦θ mod 60≦30°      …（９）
Ｉａ／Ｉｃ＝0.5/sin(15°)・sin(θ+330°), 30°≦θ mod 60≦60°      …（１０）
Ｉｂ／Ｉｃ＝0.5/sin(15°)・sin(θ+330°), 0°≦θ mod 60≦30°      …（１１）
Ｉｂ／Ｉｃ＝0.5/sin(15°)・sin(θ+150°), 30°≦θ mod 60≦60°      …（１２）
上記のようにスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を制御することにより、図３に示すようにＶｃを一定値とすることができる。本実施例ではＶｃはθ＝15°でＶａ、Ｖｂと一致する値である。
【００４２】
図４は上記の制御を実施したときの変換用変圧器３０のｕ相の各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図を示したものである。ｕ相の一次側電流は、これら各二次側電流の一次側電流換算値の和となる。これを図５に示す。図５に示すように、変換用変圧器３０の一次側電流を正弦波にすることができる。
【００４３】
本実施例におけるスイッチング動作の他の例として、電流比率が位相角θに対して各々次式となる様にスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２をＯＮ／ＯＦＦ制御する。
【００４４】
Ｉａ／Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+150°), 0°≦θ mod 60≦30°      …（１３）
Ｉａ／Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+330°), 30°≦θ mod 60≦60°      …（１４）
Ｉｂ／Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+330°), 0°≦θ mod 60≦30°      …（１５）
Ｉｂ／Ｉｃ＝Ｄ・0.5/sin(15°)・sin(θ+150°), 30°≦θ mod 60≦60°      …（１６）
上記においてＤは０≦Ｄ≦１の値で設定する。Ｄを１未満に設定した場合の例を図６から図９に示す。電流比率は図６に示したものとなる。そして図７に示すようにＶｃを、図３に示したＶｃの値のＤ倍の一定値とすることができる。
【００４５】
図８は上記の制御を実施したときの変換用変圧器３０のｕ相の各二次側電流の一次側電流換算値−位相角線図を示したものである。ｕ相の一次側電流はこれら各二次側電流の一次側電流換算値の和となる。これを図９に示す。図９に示すように、変換用変圧器３０の一次側電流を正弦波にすることができる。
【００４６】
つまり、本実施例では、スイッチング素子ＳＷ１はブリッジ回路２１の出力する脈流の周期よりも短い周期でスイッチングし、スイッチング素子ＳＷ２はブリッジ回路２２の出力する脈流の周期よりも短い周期でスイッチングする。
【００４７】
以上説明したように、本実施例によれば、電力変換装置において、直流出力側にＬＣ並列共振回路を付加すること無く交流入力電流波形に含まれる高調波成分を抑制すると同時に、直流出力電圧の制御可能範囲を広くすることができる。これにより、低コストで信頼性及び汎用性の高い電力変換装置を実現することができる。
【００４８】
なお、本実施例では、変換用変圧器３０を、１次側巻線５をＹ結線、２次側巻線６をＹ結線、２次側巻線７をデルタ結線として構成しているが、変換用変圧器としては、１次側巻線と２組の２次側巻線が互いに電気的に絶縁され、２次側巻線が互いに位相が３０°異なる２組の三相交流を出力するものであれば良い。例えば、一方の２次側巻線をＹ結線、他方の２次側巻線を千鳥結線として、互いに位相が３０°異なる２組の三相交流を出力する構成としても本実施例の効果が得られる。
【実施例２】
【００４９】
図１２を参照して、本発明の実施例２の電力変換装置について説明する。図１２において、実施例１（図１）と符号の番号が同じものは基本的に同等なものである。以下では、実施例１と異なる部分を中心に説明するのであって、説明が省略された部分は実施例１と技術的に異なっていない限りにおいて同じものである。
【００５０】
図１２は本実施例の電力変換装置の主回路構成図である。本実施例では、図１に示した実施例１と異なり、２つのブリッジ回路２１，２２の負極性側出力を接続点ａ、接続点ｂに各々接続し、正極性側を双方とも接続点ｋに接続している。そして、結合回路８０において、２つのダイオードＤＩ３１，ＤＩ３２を有している。但し、ダイオードＤＩ３１，ＤＩ３２は両端を接続されていることにより、１つのダイオードとして動作するようにしている。
【００５１】
本実施例の様に構成することで、ＳＷ１とＤＩ３１、ＳＷ２とＤＩ３２として、各々、スイッチング素子とダイオードが一体となったパワーモジュールＰＭ１，ＰＭ２を使うことが可能となっている。
【００５２】
つまり、２つのスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２および２つのダイオードＤＩ３１，ＤＩ３２は、スイッチング素子とダイオードが一体となったパワーモジュールが２つ並列に接続されて構成されている。
【００５３】
当該パワーモジュールは正電圧の昇圧チョッパー用途で多数市販されており、素子の選定が容易になるという効果がある。
【実施例３】
【００５４】
図１３から図２０を参照して、本発明の実施例３の電力変換装置について説明する。図１３は本実施例の電力変換装置の主回路構成図、図１４は当該電力変換装置において最大値となる様に直流電圧を制御した場合の各直流電流比率−位相角線図、図１５は各直流電圧の電圧−位相角線図、図１６は変換用変圧器ｕ相の各二次側電流の一次側電流換算値と一次側電流の位相角線図、図１７は変換用変圧器ｖ相の各二次側電流の一次側電流換算値と一次側電流の位相角線図、図１８は変換用変圧器ｗ相の各二次側電流の一次側電流換算値と一次側電流の位相角線図である。
【００５５】
また、図１９及び図２０は当該電力変換装置における各スイッチング素子及びダイオードの動作を示すスイッチング素子動作−位相角線図である。
【００５６】
本実施例の電力変換装置は、図１３に示すように、外部から三相交流電圧が入力される１次側巻線５（Ｙ結線、巻数Ｎ０）と、２次側には位相が９０°異なる単相交流を出力するルーフデルタ巻線、具体的には、２次側巻線６をルーフ結線、２次側巻線７をデルタ（Δ）結線とを有する変換用変圧器３０を有している。
【００５７】
ブリッジ回路２１は、ダイオードＤＩ１１とダイオードＤＩ１２を直列に接続したものと、ダイオードＤＩ１３とダイオードＤＩ１４を直列に接続したものとを、並列に接続して構成されている。
【００５８】
ダイオードＤＩ１１とダイオードＤＩ１２の接続点、ダイオードＤＩ１３とダイオードＤＩ１４の接続点は、各々、２次側巻線６のルーフ巻線の出力に接続される。並列接続点の正極性側は、結合回路１０の入力接続点ａに接続され、並列接続点の負極性側は、入力接続点ｋに接続される。
【００５９】
入力接続点ａと入力接続点ｋ間の電圧はＶａ（図示せず）と定義される。結合回路１０の入力接続点ａへの電流はＩａと定義される。なお、ブリッジ回路２１の交流側にはコンデンサＣ１が接続されており、スイッチング素子ＳＷ１の動作により生じるスイッチング周波数以上の高周波電流成分をバイパスする役割を担っている。
【００６０】
ブリッジ回路２２は、ダイオードＤＩ２１とダイオードＤＩ２２を直列に接続したものと、ダイオードＤＩ２３とダイオードＤＩ２４を直列に接続したものとを、並列に接続して構成されている。
【００６１】
ダイオードＤＩ２１とダイオードＤＩ２２の接続点、ダイオードＤＩ２３とダイオードＤＩ２４の接続点は、各々、２次側巻線７のデルタ巻線の出力点、即ち、巻線ｗ２とｕ２の接続点、巻線ｖ２とｗ２の接続点に接続される。並列接続点の正極性側は、結合回路１０の入力接続点ｂに接続され、並列接続点の負極性側は、入力接続点ｋに接続される。
【００６２】
入力接続点ｂと入力接続点ｋ間の電圧はＶｂ（図示せず）と定義される。結合回路１０の入力接続点ｂへの電流はＩｂと定義される。なお、ブリッジ回路２２の交流側にはコンデンサＣ２が接続されており、スイッチング素子ＳＷ２の動作により生じるスイッチング周波数以上の高周波電流成分をバイパスする役割を担っている。
【００６３】
本実施例の電力変換装置における主要動作は実施例１と同様であるが、出力されるＶｃを一定とする電流比率の条件は以下の式（１７）及び式（１８）となる。
【００６４】
Ｉａ／Ｉｃ＝Ｄ・|0.5/sin(45°)・sin(θ+30°)|      …（１７）
Ｉｂ／Ｉｃ＝Ｄ・|0.5/sin(45°)・sin(θ+120°)|      …（１８）
上記においてＤは０≦Ｄ≦１の値で設定する。
【００６５】
図１９及び図２０に示すように、上記のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のスイッチング動作を制御し、上記の電流比率条件を満たすことにより、図１５に示すようにＶｃを一定値とすることができる。本実施例では、位相角1.5°相当をスイッチング周期としており、Ｖｃはθ＝15°でＶａ、Ｖｂと一致する値である。
【００６６】
そして、図１６から図１８に各々示すように、変換用変圧器の入力側のｕ相、ｖ相、ｗ相の何れも一次側電流を正弦波にすることができる。
【００６７】
本実施例では実施例１と比較して、ブリッジ回路のダイオードとバイパスコンデンサの数を削減することができる。
【００６８】
なお、本実施例では、変換用変圧器３０を、１次側巻線５がＹ結線、２次側巻線６がルーフ巻線、２次側巻線７がデルタ結線として構成しているが、変換用変圧器としては、１次側巻線と２組の２次側巻線が互いに電気的に絶縁され、２次側巻線が互いに位相が９０°異なる２組の単相交流を出力するものであれば良い。例えば、変換用変圧器として、１次側巻線と２組の２次側巻線が互いに電気的に絶縁され、２次側巻線が互いに位相が９０°異なる２組の単相交流を出力するスコット結線変圧器で構成しても本実施例の効果が得られる。
【実施例４】
【００６９】
図２１から図２３を参照して、本発明の実施例４の電力変換装置について説明する。本実施例においては、変換用変圧器３０と２組のブリッジ回路２１，２２までの範囲（図１，図１３の範囲４０、図１２の範囲７０）からの出力点、即ち、接続点ａ、接続点ｂ、接続点ｋに並列に接続された複数の結合回路９１，９２，９３を介して、それぞれ独立した負荷６１，６２，６３が各々接続されている。
【００７０】
なお、これらの結合回路９１，９２，９３には、図２２に示す通り、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２として逆阻止型のスイッチング素子を各々用いることにより、相互に独立した動作ができる様になっている。
【００７１】
また、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２として逆阻止型のスイッチング素子を用いる代わりに、図２３に示すように、逆阻止型でないスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２と直列にダイオードＤＩ４１，ＤＩ４２を各々追加しても良い。つまり、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２を、それぞれダイオードＤＩ４１，ＤＩ４２を介してブリッジ回路２１，２２に接続することも可能である。
【００７２】
本実施例によれば、１組の変換用変圧器３０およびブリッジ回路２１，２２により、複数の負荷６１，６２，６３を制御（駆動）することができる。
【００７３】
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記の実施例は本発明に対する理解を助けるために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【符号の説明】
【００７４】
５…１次側巻線
６，７…２次側巻線
１０，８０，９０，９１，９２，９３…結合回路
２１，２２…ブリッジ回路
３０…変換用変圧器
４０，７０…範囲
６０，６１，６２，６３…負荷
ＳＷ１，ＳＷ２…（主）スイッチング素子
ＤＩ３，ＤＩ３１，ＤＩ３２…（主）ダイオード
ＰＭ１，ＰＭ２…パワーモジュール
Ｌ０…直流リアクトル
ＤＩ１１，ＤＩ１２，ＤＩ１３，ＤＩ１４，ＤＩ１５，ＤＩ１６，ＤＩ２１，ＤＩ２２，ＤＩ２３，ＤＩ２４，ＤＩ２５，ＤＩ２６，ＤＩ４１，ＤＩ４２…ダイオード
【図１】
2020127333.tif 000003
【図２】
2020127333.tif 000004
【図３】
2020127333.tif 000005
【図４】
2020127333.tif 000006
【図５】
2020127333.tif 000007
【図６】
2020127333.tif 000008
【図７】
2020127333.tif 000009
【図８】
2020127333.tif 000010
【図９】
2020127333.tif 000011
【図１０】
2020127333.tif 000012
【図１１】
2020127333.tif 000013
【図１２】
2020127333.tif 000014
【図１３】
2020127333.tif 000015
【図１４】
2020127333.tif 000016
【図１５】
2020127333.tif 000017
【図１６】
2020127333.tif 000018
【図１７】
2020127333.tif 000019
【図１８】
2020127333.tif 000020
【図１９】
2020127333.tif 000021
【図２０】
2020127333.tif 000022
【図２１】
2020127333.tif 000023
【図２２】
2020127333.tif 000024
【図２３】
2020127333.tif 000025