(57)【要約】【課題】  広帯域に不要波が存在する環境下でも、不要波を十分に抑圧可能とする。【解決手段】  実施形態のレーダシステムは、アレイアンテナのアンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各サブアレイでレーダ波の反射信号を受信し、前記Ｍ個のサブアレイで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、前記周波数軸に変換されたＭ個のサブアレイ受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、前記周波数軸の分割単位毎に、前記Ｍ個のサブアレイの出力を用いて不要波の抑圧処理を行い、前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する。【選択図】  図１
2020027048.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
アレイアンテナのアンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各サブアレイでレーダ波の反射信号を受信するアンテナと、
前記Ｍ個のサブアレイで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換する周波数軸変換手段と、
前記周波数軸に変換されたＭ個のサブアレイ受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割する周波数分割手段と、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記Ｍ個のサブアレイの出力を用いて不要波の抑圧処理を行う不要波抑圧手段と、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成する合成手段と、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する時間軸変換手段と
を具備するレーダシステム。
【請求項２】
主チャンネルのアンテナとＭ（Ｍ≧１）個の補助チャンネルのアンテナとを備え、前記主チャンネルのアンテナ及び補助チャンネルのアンテナでレーダ波の反射信号を受信するアンテナと、
前記主チャンネル及び補助チャンネルそれぞれのアンテナで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換する周波数軸変換手段と、
前記周波数軸に変換された前記主チャンネル及び補助チャンネルの受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割する周波数分割手段と、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記主チャンネル及び補助チャンネルの出力を用いてサイドローブキャンセル処理により不要波の抑圧処理を行う不要波抑圧手段と、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成する合成手段と、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する時間軸変換手段と
を具備するレーダシステム。
【請求項３】
Ｎ（Ｎ≧１）ヒットパルスのレーダ波を送信する送信装置と、
アレイアンテナのアンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各サブアレイで前記レーダ波の反射信号を受信するアンテナと、
前記Ｍ個のサブアレイで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換する周波数軸変換手段と、
前記周波数軸に変換されたＭ個のサブアレイ受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割する周波数分割手段と、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記Ｍ個のサブアレイの出力を用いて空間−時間（slow-time）軸のＳＴＡＰ（Space Time Adaptive Processing）処理によって不要波の抑圧処理を行う不要波抑圧手段と、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成する合成手段と、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する時間軸変換手段と
を具備するレーダシステム。
【請求項４】
Ｎ（Ｎ≧１）ヒットパルスのレーダ波を送信する送信装置と、
主チャンネルのアンテナとＭ（Ｍ≧１）個の補助チャンネルのアンテナとを備え、前記主チャンネルのアンテナ及び補助チャンネルのアンテナでレーダ波の反射信号を受信するアンテナと、
前記主チャンネル及び補助チャンネルそれぞれのアンテナで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換する周波数軸変換手段と、
前記周波数軸に変換された前記主チャンネル及び補助チャンネルの受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割する周波数分割手段と、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記主チャンネル及び補助チャンネルの出力を用いてサイドローブキャンセル及びＳＴＡＰ（Space Time Adaptive Processing）処理により不要波の抑圧処理を行う不要波抑圧手段と、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成する合成手段と、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する時間軸変換手段と
を具備するレーダシステム。
【請求項５】
アレイアンテナのアンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各サブアレイでレーダ波の反射信号を受信し、
前記Ｍ個のサブアレイで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、
前記周波数軸に変換されたＭ個のサブアレイ受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記Ｍ個のサブアレイの出力を用いて不要波の抑圧処理を行い、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力するレーダシステムのレーダ信号処理方法。
【請求項６】
主チャンネルのアンテナとＭ（Ｍ≧１）個の補助チャンネルのアンテナでレーダ波の反射信号を受信し、
前記主チャンネル及び補助チャンネルそれぞれのアンテナで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、
前記周波数軸に変換された前記主チャンネル及び補助チャンネルの受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記主チャンネル及び補助チャンネルの出力を用いてサイドローブキャンセル処理により不要波の抑圧処理を行い、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力するレーダシステムのレーダ信号処理方法。
【請求項７】
Ｎ（Ｎ≧１）ヒットパルスのレーダ波を送信し、
アレイアンテナのアンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各サブアレイで前記レーダ波の反射信号を受信し、
前記Ｍ個のサブアレイで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、
前記周波数軸に変換されたＭ個のサブアレイ受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記Ｍ個のサブアレイの出力を用いて空間−時間（slow-time）軸のＳＴＡＰ（Space Time Adaptive Processing）処理によって不要波の抑圧処理を行い、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力するレーダシステムのレーダ信号処理方法。
【請求項８】
Ｎ（Ｎ≧１）ヒットパルスのレーダ波を送信し、
主チャンネルのアンテナとＭ（Ｍ≧１）個の補助チャンネルのアンテナとでレーダ波の反射信号を受信し、
前記主チャンネル及び補助チャンネルそれぞれのアンテナで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、
前記周波数軸に変換された前記主チャンネル及び補助チャンネルの受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、
前記周波数軸の分割単位毎に、前記主チャンネル及び補助チャンネルの出力を用いてサイドローブキャンセル及びＳＴＡＰ（Space Time Adaptive Processing）処理により不要波の抑圧処理を行い、
前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、
前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力するレーダシステムのレーダ信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本実施形態は、レーダシステム及びそのレーダ信号処理方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のレーダシステムにあっては、複数のサブアレイを備えるアレイアンテナ、主ｃｈ（チャンネル）と補助ｃｈのアンテナを備える複合アンテナが用いられる。しかしながら、広帯域にクラッタや干渉波の不要波が存在する環境下では、サブアレイ間や主ｃｈと補助ｃｈとの間で周波数特性に差があると、クラッタや干渉波の不要波を十分に抑圧できない場合があった。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００３】
【非特許文献１】ＭＳＮ方式、ＳＭＩ方式、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.67-86（2004）
【非特許文献２】サイドローブキャンセラ、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.17-21（2004）
【非特許文献３】ＳＴＡＰ、Richard Klemm,‘Applications of Space-Time Adaptive Processing’, IEE Radar, Sonar and Navigation series 14, p.375-395（2004）
【非特許文献４】ＣＦＡＲ（Constant False  Alarm Rate）、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89（1996）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
以上述べたように、従来のレーダシステムでは、広帯域にクラッタや干渉波の不要波が存在する環境下において、サブアレイ間や主ｃｈと補助ｃｈの周波数特性に差があると、不要波を十分に抑圧できない場合があった。
本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、広帯域に不要波が存在する環境下でも、不要波を十分に抑圧することのできるレーダシステム及びそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダシステムは、アレイアンテナのアンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各サブアレイでレーダ波の反射信号を受信し、前記Ｍ個のサブアレイで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、前記周波数軸に変換されたＭ個のサブアレイ受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、前記周波数軸の分割単位毎に、前記Ｍ個のサブアレイの出力を用いて不要波の抑圧処理を行い、前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する。
【０００６】
また、本実施形態に係るレーダシステムは、主チャンネルのアンテナとＭ（Ｍ≧１）個の補助チャンネルのアンテナでレーダ波の反射信号を受信し、前記主チャンネル及び補助チャンネルそれぞれのアンテナで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、前記周波数軸に変換された前記主チャンネル及び補助チャンネルの受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、前記周波数軸の分割単位毎に、前記主チャンネル及び補助チャンネルの出力を用いてサイドローブキャンセル処理により不要波の抑圧処理を行い、前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する。
【０００７】
また、本実施形態に係るレーダシステムは、Ｎ（Ｎ≧１）ヒットパルスのレーダ波を送信し、アレイアンテナのアンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各サブアレイで前記レーダ波の反射信号を受信し、前記Ｍ個のサブアレイで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、前記周波数軸に変換されたＭ個のサブアレイ受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、前記周波数軸の分割単位毎に、前記Ｍ個のサブアレイの出力を用いて空間−時間（slow-time）軸のＳＴＡＰ（Space Time Adaptive Processing）処理によって不要波の抑圧処理を行い、前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する。
【０００８】
また、本実施形態に係るレーダシステムは、Ｎ（Ｎ≧１）ヒットパルスのレーダ波を送信し、主チャンネルのアンテナとＭ（Ｍ≧１）個の補助チャンネルのアンテナとでレーダ波の反射信号を受信し、前記主チャンネル及び補助チャンネルそれぞれのアンテナで受信された信号をそれぞれ周波数軸に変換し、前記周波数軸に変換された前記主チャンネル及び補助チャンネルの受信信号をそれぞれＬ（Ｌ≧１）個の周波数に分割し、前記周波数軸の分割単位毎に、前記主チャンネル及び補助チャンネルの出力を用いてサイドローブキャンセル及びＳＴＡＰ（Space Time Adaptive Processing）処理により不要波の抑圧処理を行い、前記抑圧処理がなされたＬ個の周波数の信号を合成し、前記合成された周波数の信号を時間軸に変換して出力する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】第１の実施形態に係るレーダシステムの受信装置の構成を示すブロック図。
【図２】第１の実施形態において、受信アンテナに用いられるサブアレイ構成を示す概念図。
【図３】第１の実施形態において、不要波抑圧処理の各ステップの様子を示すタイミング図。
【図４】第１の実施形態において、サブアレイを用いた不要波抑圧器の構成を示すブロック図。
【図５】第２の実施形態に係るレーダシステムの受信装置の構成を示すブロック図。
【図６】第２の実施形態において、ＳＬＣの場合の不要波抑圧器の構成を示すブロック図。
【図７】第３の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。
【図８】第３の実施形態において、送受信サブアレイを用いた不要波抑圧器の構成を示すブロック図。
【図９】第３の実施形態において、送信装置が出力するＮヒットパルスを示すタイミング図。
【図１０】第４の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図。
【図１１】第４の実施形態において、送受信ＳＬＣの場合の不要波抑圧器の構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、レーダシステムは、通常、送信装置、受信装置を備え、アンテナ送受共用で構成されるが、ここでは、送信装置が受信装置とは別に配置される場合を想定する。また、以下の説明において、レーダシステムを構成する送信装置については、特に実施形態に係る特徴部分がない場合には、その説明を省略する。また、各実施形態において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。
【００１１】
（第１の実施形態）
図１乃至図４を参照して、第１の実施形態に係るレーダシステムを説明する。  
図１は本実施形態に係るレーダシステムの受信装置の構成を示すブロック図である。図１において、１１〜１Ｍはアレイアンテナによる受信アンテナの受信開口を図２に示すようにＭ系統に分割したサブアレイで、それぞれ送信装置（図示せず）側から送信されるレーダ波の対象目標反射波を受信する。サブアレイ１１〜１Ｍにおいて受信した信号は、それぞれ周波数変換器２１〜２Ｍによってベースバンドに周波数変換され、ＡＤ変換器３１〜３Ｍによってディジタル信号に変換され、fast-time軸のＦＦＴ（高速フーリエ変換）４１〜４Ｍによって周波数軸に変換され、周波数分割器５１〜５ＭによってＬ周波数帯に分割された後、共に不要波抑圧器６に送られる。
【００１２】
上記不要波抑圧器６は、周波数分割単位毎にアダプティブウェイトを算出し、それぞれの分割系統でアダプテーションを行う。アダプテーション後の結果は周波数合成器７によって合成され、fast-time軸のＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）８によって時間軸の信号に変換され、目標検出器９でＣＦＡＲ（非特許文献４）等の検出処理を行って目標が検出され、出力処理器１０で所定の形式に変換されて出力される。
【００１３】
上記構成において、図３及び図４を参照して、本実施形態の不要波抑圧処理について説明する。
まず、各サブアレイ１１〜１Ｍの受信信号は、それぞれベースバンドに周波数変換され、ディジタル信号に変換される。ここで、受信信号が、図３（ａ）に示すように、fast-time軸（高レート）−振幅軸において、目標成分よりレベルの高い不要波が到来している場合を想定する。
【００１４】
Ｍ系統の受信ディジタル信号は、それぞれfast-time軸のＦＦＴ（高速フーリエ変換）により、次式のように周波数軸に変換され、図３（ｂ）に示すように、周波数f1〜fLの信号群を得る。
【００１５】
【数１】
2020027048.tif 000003
次に、図３（ｃ）に示すように周波数帯域をＬ分割する。  
【００１６】
【数２】
2020027048.tif 000004
次に、図３（ｄ）に示すように、周波数分割単位毎に不要波の抑圧処理を行う。この場合、（２）式で得られた周波数軸の信号を用いて相関処理によりアダプティブウェイト（複素ウェイトＷ１〜ＷＭ）を算出する。通常は、時間軸の信号を用いてアダプテーションを行うが、本実施形態では周波数軸のまま行うことに特徴がある。サブアレイを用いた不要波抑圧器６の構成を図４に示す。図４において、６１はＭ系統のサブアレイ受信信号からアダプティブウェイトを算出するウェイト演算器、６２１〜６２ＭはそれぞれＭ系統のサブアレイ受信信号に複素ウェイトＷ１〜ＷＭを乗算する乗算器、６３は乗算器６２１〜６２Ｍの出力を加算処理によって合成する加算器である。
【００１７】
受信器（図１の周波数変換器２ｉ（ｉ＝１〜Ｍ）、ＡＤ変換器３ｉ、ＦＦＴ４ｉ、周波数分割器５ｉの部分）Ｒ１〜ＲＭでディジタル信号に変換され、Ｌ周波数帯に分割された各サブアレイ信号は、ウェイト演算器６１に入力される。ウェイト演算器６１では、不要波抑圧出力とともに、相関処理によりウェイトが演算され、各サブアレイ１１〜１Ｍの信号の複素ウェイトＷ１〜ＷＭが演算される。
【００１８】
例えば、ＭＳＮ（最大ＳＮＲ法）による最急降下法を用いる場合は、アダプティブウェイトは次式となる（非特許文献１）。
【００１９】
【数３】
2020027048.tif 000005
ここで、ステアリングベクトルは、アンテナ配列が１次元の場合は、次式となる。
【００２０】
【数４】
2020027048.tif 000006
【００２１】
【数５】
2020027048.tif 000007
本実施形態の定式化では、簡単のために１次元配列アンテナの場合としているが、２次元配列のアンテナの場合にも容易に拡張することができる。
（３）式は、反復演算によりアダプティブウェイトを算出する手法であり、ウェイトが最適化されるまでに過渡応答が生じる。これを防ぐためには、ＳＭＩ（Sampled Matrix Inversion； 非特許文献１）の手法がある。また、ＳＭＩでは干渉波の短時間の時間変化に対応できない場合には、例えばＳＭＩで算出したウェイトを（３）式の初期ウェイトＷ(０,ｍ)として、（３）式によるウェイト演算する手法がある。他にも、周波数軸の一部のデータを用いて、（３）式の反復演算により算出したウェイトを初期ウェイトとし、再度、全周波数軸のウェイトを用いて（３）式の演算を行う手法等がある。これらにより、ウェイトの過渡特性による周波数軸分割単位毎の接続部の抑圧性能の劣化を防ぐことができる。
【００２２】
以上のアダプテーション後の結果を周波数合成すると、次式に示すようになる（図３（ｅ）参照）。
【００２３】
【数６】
2020027048.tif 000008
続いて、逆フーリエ変換により、時間軸に戻すと次式となる（図３（ｆ）参照）。
【００２４】
【数７】
2020027048.tif 000009
この時間軸の信号は、干渉信号を含まない。このため、ＣＦＡＲ（非特許文献４）等の検出処理（図３（ｇ）参照）を行うことにより、目標を検出することができる。
以上のように、第１の実施形態では、アレイアンテナにおいて、アンテナ開口をＭ（Ｍ≧１）個のサブアレイに分割し、各々のサブアレイ信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数軸に変換して、周波数軸をＬ（Ｌ≧１）個に分割し、各々の周波数軸分割単位毎に、Ｍ個のサブアレイを用いて不要波抑圧処理をして、周波数帯を合成した後、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により時間軸に変換して不要波を抑圧する。これにより、広帯域信号を周波数分割して、各周波数分割単位でサブアレイによる不要波の抑圧処理を実行するので、抑圧性能を向上させることができる。
【００２５】
（第２の実施形態）
第１の実施形態では、サブアレイ型のアダプティブアレイにより不要波を抑圧する手法について述べた。本実施形態では、ＳＬＣ（サイドローブキャンセラ）（非特許文献２）型の不要波を抑圧する手法について述べる。
図５は第２の実施形態に係る受信装置の構成を示すブロック図である。主アンテナ１ａと補助アンテナ１ｂで受信した信号は、それぞれ周波数変換器２ａ，２ｂで周波数変換され、ＡＤ変換器３ａ，３ｂによりディジタル信号に変換される。このディジタル信号を用いて、不要波抑圧する処理の流れは図３と同様である。ディジタル信号は、fast-time軸のＦＦＴ（高速フーリエ変換）４ａ，４ｂにより、周波数軸に変換される。次に、周波数帯域が分割器５ａ，５ｂでＬ周波数帯に分割され、周波数分割単位毎にＳＬＣによる不要波抑圧器６Ａで不要波が抑圧される。以後、第１の実施形態と同様に、周波数合成器７で不要波抑圧処理した各帯域の結果が合成され、fast-time軸のＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）８によって時間軸の信号に変換される。この信号を用いて、目標検出器９でＣＦＡＲ（非特許文献４）等の検出処理により目標が検出され、出力処理器１０で所定の形式に変換されて出力される。
【００２６】
以上の流れは、第１の実施形態と同様であるので、共通の部分の定式化は割愛し、ＳＬＣの定式化の部分について次に述べる。
ＳＬＣの場合の不要波抑圧器６Ａの構成を図６に示す。図６において、主ｃｈ（アンテナ）１ａと補助ｃｈ（アンテナ）１ｂ１〜１ｂＭの各信号は、受信器（周波数変換器、ＡＤ変換器、ＦＦＴ、周波数分割器）Ｒａ，Ｒｂ１〜ＲｂＭでディジタル信号に変換されＬ周波数帯に分割された後、減算器６４を介してウェイト演算器６５に入力される。ウェイト演算器６５では、不要波抑圧出力とともに、相関処理により、ウェイトが演算され、乗算器６６１〜６６Ｍで各サブアレイの信号の複素ウェイトＷ１〜ＷＭが重み付け演算され、全ての演算結果が加算器６７で加算され、減算器６４に送られる。減算器６４は、主ｃｈの信号から加算器６７で得られたウェイト演算結果を減算することで、不要波を抑圧して出力する。
【００２７】
ここで、上記ウェイト演算において、例えば、最急降下法を用いる場合は、アダプティブウェイトは次式となる（非特許文献２）。
【００２８】
【数８】
2020027048.tif 000010
ＳＬＣの場合は、主ｃｈを形成するために、第１の実施形態と同様にステアリングベクトルを用いる。補助ｃｈについても、ビーム形成する場合には、補助ｃｈ用のステアリングベクトルを用いる。
第１の実施形態と同様に、（８）式は、反復演算によりアダプティブウェイトを算出する手法であり、ウェイトが最適化されるまでに過渡応答が生じる。これを防ぐためには、ＳＭＩ（Sampled Matrix Inversion；非特許文献１）の手法がある。また、ＳＭＩでは干渉波の短時間の時間変化に対応できない場合には、例えばＳＭＩで算出したウェイトを（８）式の初期ウェイトＷ(0，m，l)として、（８）式によるウェイト演算する手法がある。他にも、周波数軸の一部のデータを用いて、（８）式の反復演算により算出したウェイトを初期ウェイトとして、再度、全周波数軸のウェイトを用いて（８）式の演算を行う手法等がある。これらにより、ウェイトの過渡特性による周波数軸分割単位毎の接続部の抑圧性能の劣化を防ぐことができる。
【００２９】
アダプテーション後の結果の処理については、第１の実施形態の（６）、（７）式と同様であり、時間軸の信号は、干渉信号を含まないため、ＣＦＡＲ（非特許文献４）等の検出処理をすれば、目標を検出することができる。
以上のように、第２の実施形態では、主ｃｈとＭ個の補助ｃｈを持つアンテナにおいて、主ｃｈと補助ｃｈ信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数軸に変換して、周波数軸をＬ個に分割し、各々の周波数軸分割単位毎に、Ｍ（Ｍ≧１）個の補助ｃｈを用いて不要波の抑圧処理を実行して周波数帯を合成した後、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により時間軸に変換して不要波を抑圧する。すなわち、広帯域信号を周波数分割して、各周波数分割単位で主ｃｈと補助ｃｈを用いたサイドローブキャンセラ（ＳＬＣ、非特許文献１参照）により不要波の抑圧処理を実行するようにしたので、抑圧性能を向上させることができる。
【００３０】
（第３の実施形態）
第１及び第２の実施形態では、受信装置について述べた。レーダ装置の場合には、クラッタだけでなく干渉波も受信されるので、クラッタ成分と干渉波成分を抑圧する必要がある。このようなクラッタ成分及び干渉波成分の抑圧方式としてＳＴＡＰ（Space-Time Adaptive Processing、非特許文献３）がある。このＳＴＡＰ方式を採用する場合を第３の実施形態として説明する。
【００３１】
図７は第３の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図である。送信装置の系統は、送信パルス信号を生成する信号生成器１１１、送信パルス信号にパルス圧縮用の変調をかける変調器１１２、送信パルス信号をＲＦ帯に周波数変換する周波数変換器１１３、ＲＦ帯の送信パルス信号を電力増幅する増幅器１１４、電力増幅された送信パルス信号を指定方向に送出する送信アンテナ１１５で構成される。送信アンテナ１１５は、例えばアンテナ全開口として使用され、図９に示すようなＮヒットのパルスを送信する。なお、送信アンテナ１１５と受信アンテナとしてのサブアレイ１１〜１Ｍを共用して、送受信共用アンテナとしてもよい。
【００３２】
一方、受信装置の系統は図２に示した第１の実施形態と同様に受信開口をサブアレイ１１〜１Ｍに分割する。各サブアレイにおいて受信した信号は、周波数変換器２１〜２Ｍで周波数変換され、ＡＤ変換器３１〜３Ｍによりディジタル信号に変換され、fast-time軸のＦＦＴ（高速フーリエ変換）４１〜４Ｍによって周波数軸に変換され、周波数分割器５１〜５ＭによってＬ周波数帯に分割された後、共に不要波抑圧器６Ｂに送られる。
【００３３】
本実施形態の送受信サブアレイを用いた不要波抑圧器６Ｂの構成を図８に示す。この不要波抑圧器６Ｂの不要波抑圧処理の流れは基本的に図３と同様であり、第１の実施形態が空間軸のＭｃｈのみの処理であったのに対して、本実施形態ではslow-time軸（ＰＲＩ軸）の信号が送信ヒットパルス数に合わせてＮｃｈに増えている点が異なる。この場合、ウェイトの次元としては、Ｍ×Ｎｃｈとなる。すなわち、送受信器（送信装置と周波数変換器２ｉ（ｉ＝１〜Ｍ）、ＡＤ変換器３ｉ、ＦＦＴ４ｉ、周波数分割器５ｉの部分）ＴＲ１〜ＴＲＭでディジタル信号に変換され、Ｌ周波数帯に分割された各サブアレイ信号は、ウェイト演算器６１に入力されると共に、それぞれＮｃｈに分配され、乗算器６２１１〜６２ＭＮに送られる。ウェイト演算器６１では、不要波抑圧出力とともに、相関処理によりウェイトが演算されて、各サブアレイ１１〜１Ｍの信号の複素ウェイトＷ１１〜ＷＭＮが演算される。これらの複素ウェイトはそれぞれ対応する乗算器６２１１〜６２ＭＮに送られて重み付け演算される。Ｎ系統の重み付け演算出力はそれぞれ加算器６３１〜６３Ｎで加算され、さらに加算器６３で全ての結果が加算されて、不要波抑圧結果として出力される。その出力はウェイト演算部６１にも送られ、次のウェイト演算に利用される。
【００３４】
上記構成による不要波抑圧器６Ｂにおいて、各サブアレイ信号及びＣＰＩ信号（ＮヒットのＰＲＩ信号）は、送受信器ＴＲ１〜ＴＲＭでディジタル信号に変換される。
【００３５】
【数９】
2020027048.tif 000011
次に、周波数帯域をＬ分割し、fast-timeの周波数分割単位毎に不要波抑圧処理を実行する。
【００３６】
【数１０】
2020027048.tif 000012
この信号がウェイト演算器６１に入力される。ウェイト演算器６１では、不要波抑圧出力とともに、相関処理により、ウェイトが演算され、各サブアレイの信号の複素ウェイトＷ１１〜ＷＭＮが演算される。
例えば、ＭＳＮによる最急降下法を用いる場合は、アダプティブウェイトは次式となる（非特許文献１）。
【００３７】
【数１１】
2020027048.tif 000013
ステアリングベクトルは、ＳＴＡＰ（Space Time Adaptive Processing;非特許文献３）の空間軸−時間軸（slow-time）におけるメインローブ形成用であり、空間軸が一次元アレイの場合は次式で与えられる。第１の実施形態、第２の実施形態が空間軸のみであるのに対して、本実施形態では空間−時間（slow-time）軸のＳＴＡＰ処理であり、ＰＲＩ（slow-time）軸が増えている点が異なる。
【００３８】
【数１２】
2020027048.tif 000014
【００３９】
【数１３】
2020027048.tif 000015
なお、本実施形態の定式化では、簡単のために１次元配列アンテナの場合としているが、２次元配列のアンテナの場合にも容易に拡張することができる。
（１１）式は、反復演算によりアダプティブウェイトを算出する手法であり、ウェイトが最適化されるまでに過渡応答が生じる。これを防ぐためには、ＳＭＩ（Sampled Matrix Inversion；非特許文献１）の手法がある。また、ＳＭＩでは干渉波の短時間の時間変化に対応できない場合には、例えばＳＭＩで算出したウェイトを（１１）式の初期ウェイトＷ(0，m，l)として、（１１）式によるウェイト演算する手法がある。他にも、周波数軸の一部のデータを用いて、（１１）式の反復演算により算出したウェイトを初期ウェイトとして、再度、全周波数軸のウェイトを用いて（１１）式の演算を行う手法等がある。これらにより、ウェイトの過渡特性による周波数軸分割単位毎の接続部の抑圧性能の劣化を防ぐことができる。
【００４０】
アダプテーション後の結果の周波数合成の処理については、第１の実施形態の（６）、（７）式と同様であり、時間軸の信号は、干渉信号を含まないため、ＣＦＡＲ（非特許文献４）等の検出処理を行うことにより、目標を検出することができる。
以上のように、第３の実施形態では、Ｎ（Ｎ≧１）パルスを送受信するアレイアンテナにおいて、アンテナ開口をＭ個のサブアレイに分割し、各々のサブアレイ信号でfast-time軸でＦＦＴして周波数軸に変換して、周波数軸をＬ個に分割し、各々の周波数軸分割単位毎に、Ｍ（Ｍ≧１）個のサブアレイのＣＰＩ（Coherent Pulse Interval）信号を用いて不要波の抑圧処理を実行して、周波数帯を合成した後、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により時間軸に変換して不要波を抑圧する。すなわち、広帯域信号を周波数分割して、各分割単位でサブアレイによるＳＴＡＰ（非特許文献３参照）処理することで、抑圧性能を向上させることができる。
【００４１】
（第４の実施形態）
第３の実施形態では、レーダ装置の場合におけるサブアレイ型ＳＴＡＰ処理の場合について述べた。本実施形態では、ＳＬＣ型ＳＴＡＰについて述べる。
図１０は第４の実施形態に係るレーダシステムの構成を示すブロック図である。図１０において、送信装置は、図７に示した第３の実施形態と同様であり、送信アンテナ１１５は、例えばアンテナ全開口として使用され、図９に示すようなＮヒットのパルスを送信する。
【００４２】
一方、受信装置の系統は、図５に示した第２の実施形態と同様に、主アンテナ１ａと補助アンテナ１ｂを用いる。主アンテナ１ａと補助アンテナ１ｂで受信した信号は、周波数変換器２ａ，２ｂで周波数変換され、ＡＤ変換器３ａ，３ｂによりディジタル信号に変換される。このディジタル信号を用いて、不要波を抑圧する処理の流れは図３の場合と同様である。以下、第３の実施形態と異なる部分を、以下に定式化する。
【００４３】
主ｃｈと補助ｃｈを用いた不要波抑圧器６Ｂの構成を図１１に示す。本実施形態では、第２の実施形態が空間軸のＭｃｈのみの処理であったのに対して、slow-time軸（ＰＲＩ軸）のＮｃｈの信号が増えている点が異なる。ウェイトの次元としては、Ｍ×Ｎｃｈとなる。
【００４４】
主ｃｈ信号と補助ｃｈ信号及びＣＰＩ信号（ＮヒットのＰＲＩ信号）は、送受信器ＴＲ１〜ＴＲＭでディジタル信号に変換され、ウェイト演算器６５に入力される。ウェイト演算器６５は、減算器６４１〜６４Ｎから出力される不要波抑圧信号と共に、相関処理によってウェイトが演算され、各サブアレイの信号の複素ウェイトＷ１１〜ＷＭＮが演算される。これらの複素ウェイトはそれぞれ対応する乗算器６６１１〜６６ＭＮに送られて重み付け演算される。Ｎ系統の重み付け演算出力はそれぞれ加算器６７１〜６７Ｎで加算され、さらに加算器６７で全ての結果が加算されて減算器６４１〜６４Ｎに送られ、不要波抑圧処理が行われる。
【００４５】
この場合、例えば、ＭＳＮによる最急降下法を用いる場合は、アダプティブウェイトは次式となる（非特許文献２）。
【００４６】
【数１４】
2020027048.tif 000016
ＳＬＣの場合は、主ｃｈを形成するために、第３の実施形態の（１２）式、（１３）式と同様に、空間軸と時間軸を組み合わせたステアリングベクトルを用いる。補助ｃｈについても、ビーム形成する場合には、補助ｃｈ用のステアリングベクトルを用いる。
【００４７】
第１の実施形態と同様に、（１４）式は、反復演算によりアダプティブウェイトを算出する手法であり、ウェイトが最適化されるまでに過渡応答が生じる。これを防ぐためには、ＳＭＩ（Sampled Matrix Inversion；非特許文献１）の手法がある。また、ＳＭＩでは干渉波の短時間の時間変化に対応できない場合には、例えばＳＭＩで算出したウェイトを（１４）式の初期ウェイトＷ(0，m，l)として、（１４）式によるウェイト演算する手法がある。他にも、周波数軸の一部のデータを用いて、（１４）式の反復演算により算出したウェイトを初期ウェイトとして、再度、全周波数軸のウェイトを用いて（１４）式の演算を行う手法等がある。これらにより、ウェイトの過渡特性による周波数軸分割単位毎の接続部の抑圧性能の劣化を防ぐことができる。
【００４８】
アダプテーション後の結果の周波数合成の処理については、第１の実施形態の（６）式、（７）式と同様であり、時間軸の信号は、干渉信号を含まないため、ＣＦＡＲ（非特許文献４）等の検出処理を行うことにより、目標を検出することができる。
以上のように、第４の実施形態では、Ｎ（Ｎ≧１）パルスを送受信するアレイアンテナにおいて、主ｃｈとＭ（Ｍ≧１）個の補助ｃｈを持つアンテナにおいて、主ｃｈと補助ｃｈ信号をＦＦＴして周波数軸に変換して、周波数軸をＬ（Ｌ≧１）個に分割し、各々の周波数軸分割単位毎に、Ｍ個の補助ｃｈのＣＰＩ信号を用いて不要波の抑圧処理を実行して、周波数帯を合成した後、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）により時間軸に変換して不要波を抑圧する。すなわち、広帯域信号を周波数分割して、各分割単位で主ｃｈと補助ｃｈを用いたＳＬＣによりＳＴＡＰ処理することで、抑圧性能を向上させることができる。
【００４９】
なお、本発明は上記実施形態をそのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００５０】
１１〜１Ｍ…サブアレイ、１ａ…主ｃｈアンテナ、１ｂ１〜１ｂＭ…補助ｃｈアンテナ、２１〜２Ｍ，２ａ，２ｂ…周波数変換器、３１〜３Ｍ，３ａ，３ｂ…ＡＤ変換器、４１〜４Ｍ，４ａ，４ｂ…fast-time軸ＦＦＴ、５１〜５Ｍ，５ａ，５ｂ…周波数分割器、６，６Ａ，６Ｂ…不要波抑圧器、６１…ウェイト演算器、６２１〜６２Ｍ…乗算器、６３，６３１〜６３Ｎ…加算器、６４，６４１〜６４Ｎ…減算器、６５…ウェイト演算器、６６１〜６６Ｍ，６６１１〜６６ＭＮ…乗算器、６７，６７１〜６７Ｎ…加算器、７…周波数合成器、８…fast-time軸ＩＦＦＴ、９…目標検出器、１０…出力処理器、Ｒ１〜ＲＭ…受信器、ＴＲ１〜ＴＲＭ…送受信器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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