(57)【要約】【課題】  低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する、位置センサレス制御の電力変換装置を提供する。【解決手段】  電力変換装置は、切替信号に従い、dc軸およびqc軸の電圧指令に、dc軸とqc軸の高調波電圧を重畳する高調波電圧発生部と、dc軸とqc軸の高調波電流と高調波電圧の振幅値と切替信号に基づいて、dc軸およびqc軸のインダクタンスを推定するインダクタンス推定部とを有する。【選択図】図１
2020088978.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
切替信号に従い、dc軸およびqc軸の電圧指令に、前記dc軸と前記qc軸の高調波電圧を重畳する高調波電圧発生部と、
前記dc軸と前記qc軸の高調波電流と前記高調波電圧の振幅値と前記切替信号に基づいて、前記dc軸および前記qc軸のインダクタンスを推定するインダクタンス推定部とを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記切替信号は、矩形波信号の整数倍の周期を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記切替信号と、前記dc軸と前記qc軸の電流検出値と、前記dc軸と前記qc軸の前記高調波電圧とに基づいて、位相誤差を推定する位相誤差推定部を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項１に記載の電力変換装置において、
高調波は、矩形波もしくは正弦波であることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記切替信号の期間は、前記dc軸と前記qc軸とで異なることを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記インダクタンス推定部は、
前記dc軸の前記高調波電圧の振幅値を表す定数と、前記dc軸の高調波電流の振幅値と、高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記dc軸のインダクタンス推定値を演算し、
前記qc軸の前記高調波電圧の振幅値を表す定数と、前記qc軸の高調波電流の振幅値と、高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記qc軸のインダクタンス推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記高調波電圧発生部は、
前記高調波電流の指令値と、前記dc軸と前記qc軸の高調波電流値とに基づいて、
前記dc軸と前記qc軸の前記高調波電圧の振幅値を演算することを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項７に記載の電力変換装置において、
前記インダクタンス推定部は、
前記高調波電圧発生部から入力された前記dc軸の前記高調波電圧の振幅値と、前記dc軸の前記高調波電流の振幅値と、高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記dc軸のインダクタンス推定値を演算し、
前記高調波電圧発生部から入力された前記qc軸の前記高調波電圧の振幅値と、前記qc軸の前記高調波電流の振幅値と、前記高調波の周波数に関係する値とに基づいて、前記qc軸のインダクタンス推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記高調波電圧発生部は、外部から、高調波の周波数、もしくは前記振幅値、もしくは前記高調波電流の指令の設定をすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力変換装置において、
前記外部は、外部機器であるパーソナル・コンピュータ、タブレットあるいはスマートフォン、もしくは、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ、コンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワークであることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記dc軸と前記qc軸の高調波電流と推定したインダクタンスに関するテーブルを作成するテーブル作成部を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
交流の電圧を出力する電力変換器を有し、
前記電力変換器は、磁石モータと接続されており、
前記電力変換器が、前記磁石モータの出力電圧もしくは回転数を可変とするように前記電圧を前記磁石モータに出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記インダクタンス推定部が推定した前記dc軸および前記qc軸のインダクタンスを上位の制御装置にフィードバックすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記位相誤差推定部が推定した位相誤差に基づいて、速度推定値および位置推定値を出力する位相・速度推定部と、
前記速度推定値に基づいて、前記dc軸および前記qc軸の前記電圧指令を出力するベクトル制御演算部と、
モータの電流を検出する電流検出器と、
前記位置推定値を基準に前記電流検出器が検出した電流から前記dc軸および前記qc軸の電流検出値を出力する座標変換部とを有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１４に記載の電力変換装置において、
前記dc軸および前記qc軸の前記電流検出値と、前記電流検出値の平均値とに基づいて、前記高調波電流の振幅値を出力する電流検出演算部を有することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関し、特に、位置センサレス制御の電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
回転子に永久磁石を配置するＰＭ（Permanent Magnet）モータに関する制御技術が知られている。ＰＭモータについては、停止から基底速度の１０％程度となる低速域は位置センサレス制御に高調波重畳方式が用いられる場合がある。
【０００３】
高調波重畳方式に関する特許文献１は、運転中に電圧指令に高調波信号を重畳させ、通常のｄｃ軸およびｑｃ軸の電流制御の出力値からインダクタンスを推定する手法である。この手法はエンコーダつきのベクトル制御において高精度、高応答なトルク制御を実現する手法を開示している。さらに、特許文献１は、中高速域における拡張誘起電圧方式の位置センサレス制御に適用できることが記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００８−９２６５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１には、中高速域における拡張誘起電圧方式の位置センサレス制御に適用できることが記載されているが、停止から基底速度の１０％程度となる低速域において、運転中にインダクタンスを推定することについては、配慮されてはいない。
【０００６】
本発明の目的は、低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する、位置センサレス制御の電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の好ましい一例は、切替信号に従い、dc軸およびqc軸の電圧指令に、前記dc軸と前記qc軸の高調波電圧を重畳する高調波電圧発生部と、
前記dc軸と前記qc軸の高調波電流と前記高調波電圧の振幅値と前記切替信号に基づいて、前記dc軸および前記qc軸のインダクタンスを推定するインダクタンス推定部とを有する電力変換装置である。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する位置センサレス制御の電力変換装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。
【図２】実施例１の高調波電圧発生部の構成を示す図。
【図３】実施例１の電流検出演算部の構成を示す図。
【図４】実施例１の位相誤差推定部の構成を示す図。
【図５】実施例１のインダクタンス推定部の構成を示す図。
【図６】位相誤差とインダクタンスに関するタイムチャート。
【図７】実施例１を用いた場合の検証方法を説明する図。
【図８】実施例１用いた場合の電流波形を示す図。
【図９】実施例２の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。
【図１０】実施例２の高調波電圧発生部の構成を示す図。
【図１１】実施例２のインダクタンス推定部の構成を示す図。
【図１２】実施例３の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。
【実施例１】
【００１１】
図１は、実施例１における電力変換装置と磁石モータを含むシステムの構成図である。磁石モータ１は、永久磁石の磁束によるトルク成分と電機子巻線のインダクタンスによるトルク成分を合成したモータトルクを出力する。
【００１２】
電力変換器２は、スイッチング素子としての半導体素子を備える。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値vu*、vv*、vw*を入力し、電圧指令値vu*、vv*、vw*に比例したゲート信号（オン、オフ）電圧を作成する。スイッチング素子の一例であるＩＧＢＴを使う場合には、ゲート信号に基づいて、ＩＧＢＴがスイッチング動作をする。また、電力変換器２は、直流電圧源２ａの出力である直流電圧Edcと、３相交流の電圧指令値vu*、vv*、vw*に比例した電圧を出力し、磁石モータ１の出力電圧と回転数を可変にすることができる。
【００１３】
電流検出器３は、磁石モータ１の３相の交流電流iu、iv、iwを検出する。ここで磁石モータ1の３相の内の２相、例えばu相とｗ相の相電流を検出し、交流条件（iu＋iv＋iw＝0）から、ｖ相の相電流をiv ＝−（iu＋iw）として求めてもよい。本実施例では、電流検出器３は、電力変換装置内に設けた例を示したが、電力変換装置の外部に設けてもよい。
【００１４】
次に、電力変換器を制御する制御部の各構成要素について、説明する。座標変換部４は、位置推定値θdcを基準にして、前記３相の交流電流iu、iv、iwの電流検出値iuc、ivc、iwcからｄｃ軸およびｑｃ軸の電流検出値idc、iqcを出力する。
【００１５】
電流検出演算部５は、前記ｄｃ軸およびｑｃ軸の電流検出値idc、iqcと高調波電流の振幅値Δidc_ver、Δiqc_verと平均値idc_ver、iqc_verを出力する。
【００１６】
位相誤差推定部６は、ｄｃ軸およびｑｃ軸の電流検出値idc、iqcより位相誤差の推定値Δθcを出力する。
【００１７】
位置・速度推定部７は、前記位相誤差の推定値Δθcより速度推定値ωrc^および位置推定値θdcを出力する。
【００１８】
インダクタンス推定部８は、ｄｃ軸およびｑｃ軸の高調波電圧の振幅値Δvh*と高調波電流の振幅値Δidc _ver、Δiqc_verより、インダクタンスの推定値Lｄ^、Lq^を出力する。
【００１９】
ベクトル制御演算部９は、ｄｃ軸の電流指令iｄ*と平均値idc_verとの偏差および、ｑｃ軸の電流指令iq*と平均値iqc_verとの偏差、磁石モータ１の電気定数、速度推定値ωrc^に基づいて、ｄｃ軸およびｑｃ軸の電圧指令vｄc*、vqc*を出力する。
【００２０】
高調波電圧発生部１０は、高調波電圧の振幅値vh*および高調波の周波数fccを設定し、ｄｃ軸の高調波電圧Δvdc*、およびｑｃ軸の高調波電圧Δvqc*を出力する。
【００２１】
座標変換部１１は、位置推定値θdcを基準にして、電圧指令vdc*、vqc*と高調波電圧Δvdc *、Δvqc*の加算値であるvｄc**、vqc**から、３相交流の電圧指令vu*、vv*、vw*を、電力変換器に対して出力する。
【００２２】
最初に、本実施例におけるベクトル制御による電圧制御と、位相制御の基本動作について説明する。電圧制御のベクトル制御演算部９は、ｄ軸の電流指令iｄ*と平均値iｄc_verとの偏差および、ｑ軸の電流指令iq*と平均値iqc_verとの偏差に基づいて、ｄ軸電流制御のＰＩ制御出力Δvｄc_pi、ｄ軸電流制御のＩ制御出力Δvｄc_i、ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力Δvqc_pi、ｑ軸電流制御のＩ制御出力Δvqc_iを演算する。
【００２３】
また、ベクトル制御演算部９は、ｄｃ軸およびｑｃ軸の電流制御の出力であるｄ軸電流制御のＰＩ制御出力Δvdc_pi、ｄ軸電流制御のＩ制御出力Δvdc_i、ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力Δvqc_pi、ｑ軸電流制御のＩ制御出力Δvqc_iと速度推定値ωrc^、および磁石モータ１の電気定数（R、Ld、Lq、Ke）を用いて、式（１）に従いｄｃ軸およびｑｃ軸の電圧指令vdc*、vqc*を演算する。
【００２４】
【数１】
2020088978.tif 000003
【００２５】
ここで、各パラメータは、下記の通りである。
R   ：磁石モータの全体の抵抗
Lｄ ：ｄ軸インダクタンス、  Lq  ：ｑ軸インダクタンス
Ke  ：誘起電圧係数           *  ：設定値
Δvdc_pi：ｄ軸電流制御のＰＩ制御出力、Δvdc_i：ｄ軸電流制御のＩ制御出力
Δvqc_pi：ｑ軸電流制御のＰＩ制御出力、Δvqc_i：ｑ軸電流制御のＩ制御出力
【００２６】
高調波電圧発生部１０は、高調波電圧の振幅値vh*と周波数fccの矩形波あるいは正弦波の高調波電圧Δvdc*、Δvqc*を出力し、式（２）に示すように電圧指令vdc*、vqc*と加算して、vｄc**、vqc**を演算し、電力変換器２を制御する３相の電圧指令vu*、vv*、vv*を制御する。
【００２７】
【数２】
2020088978.tif 000004
【００２８】
一方、位相制御の位相誤差演算部６は、例えば、参考文献として電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門誌）、123 巻 (2003) 2 号 140-148の「IPMモータの停止時・初期位置推定方式」がある。この方式を用いると、高調波電圧発生部１０では、矩形波あるいは正弦波の高調波電圧をΔvdc*、Δvqc*をｄｃ軸およびｑｃ軸に重畳し、位相誤差推定部６において式（３）に従い位相誤差の推定値Δθcを演算する。
【００２９】
【数３】
2020088978.tif 000005
【００３０】
ここで、式（３）の各記号の定義は、次の通りである。
Lｄ  ：ｄ軸インダクタンス値、  Lq  ：q軸インダクタンス値、
Ｖvｄc*  ：dc軸に重畳した高調波電圧指令、Ｖvqc*  ：qc軸に重畳した高調波電圧指令、Ｖiｄc  ：dc軸の高調波電流、Ｖiqc  ：qc軸の高調波電流。
【００３１】
また位置・速度推定部７では、位相誤差の推定値Δθcを「零」とするように、
式（４）に示す演算により、速度推定値ωrc^と位置推定値θdcを制御する。
【００３２】
【数４】
2020088978.tif 000006
【００３３】
ここで、各パラメータは、次の通りである。
Kp：比例ゲイン、Ki：積分ゲイン、ｓ：ラプラス演算子
しかし、式（３）は非常に複雑な式となり、モータ定数の変動による影響が大きいものと記述がある。そこで、同考文献では高調波電圧を一方の軸のみに重畳することで、簡単な式（５）に示す演算により位相誤差Δθcを算出している。
例えば、Δvqc*＝0とすると、
【００３４】
【数５】
2020088978.tif 000007
【００３５】
式（５）によれば、高調波電圧を重畳した軸方向においては、高調波の電圧と電流の関係よりインダクタンスを推定できるが、重畳しない軸方向のインダクタンスは推定できないことになる。
【００３６】
そこで、本実施例の特徴である高調波電圧発生部１０、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、インダクタンス推定部８を用いて、この問題を改善する。
以下、これらを用いた場合の制御特性について述べる。
【００３７】
図２は、実施例１の高調波電圧発生部１０の構成を示す。この構成について説明する。
【００３８】
１０ａは、高調波電圧に関係する矩形波信号である。大きさは±１で、高調波の周波数は、数百Hzから数千Ｈｚ程度となり、外部よりそれらの値を１０ｈのfccに設定することができる。
【００３９】
１０ｂは、高調波電圧を重畳する方向を決定する切替信号Signalである。大きさは±１で、周波数は１０ａから出力される矩形波信号の数分の１から数１０分の１程度である。
【００４０】
１０ｃは、ｄｃ軸方向の高調波電圧発生部である。Signal＝1のとき、１０ｃの出力信号は１０ａとなる。その後に、乗算部１０ｄにおいて高調波電圧の振幅値vh*である定数１０ｇを乗じて、ｄｃ軸の高調波電圧Δvdc*を演算する。外部より振幅値vh*を、１０ｇに設定することができる。
【００４１】
１０ｅは、ｑｃ軸方向の高調波電圧発生部である。Signal＝−1のとき、１０ｅの出力信号は１０ａとなる。その後に乗算部１０ｆにおいて高調波電圧の振幅値vh*である定数１０ｇを乗じて、ｑｃ軸の高調波電圧Δvdc*を演算する。
【００４２】
図３は、実施例１の電流検出演算部５の構成を示す。この構成について説明する。５ａ、５ｂはＬ.Ｐ.Ｆ（Low Pass Filter）であり電流検出値idc、iqcに含まる高調波電流を除去した電流検出値の平均値idc_ver、iqc_verを出力する。
【００４３】
ここで、Ｌ.Ｐ.Ｆ５ａ、Ｌ.Ｐ.Ｆ５ｂは、移動平均フィルタなどであってもよい。また、電流検出値idc、iqcと電流検出値の平均値idc_ver、iqc_verを用いて、式（６）に従い高調波電流Δidc、Δiqcを演算する。
【００４４】
【数６】
2020088978.tif 000008
【００４５】
５ｃは、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算部であり、高調波電流Δidc、Δiqcの振幅値であるΔidc_ver、Δiqc_verを出力する。
【００４６】
図４は、実施例１の位相誤差推定部６の構成を示す。この構成について説明する。６ａ、６ｄは微分演算部、６ｂ、６eは除算演算部、６ｃ、６ｆはｄ軸およびｑ軸のインダクタンス値から計算される比例係数である。電流検出値idc、iqcと高調波電圧Δvdc*、Δvqc*とｄ軸インダクタンス値Lｄ、q軸インダクタンス値Lqを用いて、式（７）および式（８）に従い位相誤差推定値Δθc_d、Δθc_qを演算する。
【００４７】
【数７】
2020088978.tif 000009
【００４８】
【数８】
2020088978.tif 000010
【００４９】
モータの磁極軸を基準にしたのをd-q軸とし、実施例における演算部や推定部で使う推定座標軸をdc-qc軸とする。また、位相誤差推定部が推定する位相誤差推定値Δθcは、d軸とdc軸との間の位相誤差の推定値Δθc_dもしくはq軸とqc軸との間の位相誤差の推定値Δθc_qである。
【００５０】
切替部６ｇは、Signal ＝ 1のとき演算値Δθc_qを、Signal ＝−1のとき演算値Δθc_dをそれぞれ出力信号とする。この出力信号がＬ.Ｐ.Ｆ６ｈに入力され、Δθcを出力する。
【００５１】
図５は、実施例１のインダクタンス推定部８の構成を示す。この構成について説明する。インダクタンス推定部８は、切替信号Signalと高調波電流の振幅値Δidc _ver、Δiqc_verを入力する。インダクタンス推定部８は、ｄc軸の高調波電圧Δvｄc*およびｑｃ軸の高調波電圧Δvqc*の振幅値であるVh*の定数８ａと、高調波の周波数fccに関係する定数である４fcc８ｂ、４fcc８ｄと、除算部８ｃ、除算部８eと、切替部８f、切替部８ｇと、signalの信号に応じて切り替える１つ前のLｄ^、Lq^の値を保持するＺ−１で示したブロックとから構成される。そして、インダクタンス推定部８は、式（９）、式（１０）より、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの推定値Lｄ^、Lq^を演算する。
【００５２】
【数９】
2020088978.tif 000011
【００５３】
【数１０】
2020088978.tif 000012
【００５４】
演算で算出したｄ軸およびｑ軸のインダクタンス推定値Lｄ^、Lq^は、式（７）、式（８）に示す位相誤差の推定演算式に反映することもできる。
【００５５】
図６は、実施例１の位相誤差とインダクタンスに関するタイムチャートを示す。１段目は切替信号Signalの波形、２段目はｄｃ軸に重畳した高調波電圧Δvdc*、３段目はｄｃ軸の高調波電流Δidc、４段目はｑｃ軸に重畳した高調波電圧Δvqc*、５段目はｑｃ軸の高調波電流Δiqcである。
【００５６】
Signal＝１のとき、式（９）よりｄ軸インダクタンスの推定値Ld^、式（７）より位相誤差Δθc_dを演算し、Signal＝−１のとき、式（１０）よりｑ軸インダクタンスの推定値Lq^、式（８）より位相誤差Δθc_qを演算することができる。
【００５７】
このように、実施例１によれば、高調波重畳型の位置センサレス制御の運転中においても、位相誤差推定値Δθcとｄ軸およびｑ軸のインダクタンスLd、Lqを推定することができる。
【００５８】
位相誤差推定値Δθcを用いて位置センサレス制御を行い、インダクタンス推定値Ld^、Lq^を上位のＰＬＣ（Programmable Logic Controller）にフィードバックして、磁石モータ１が脱調しないように速度指令あるいはトルク指令の大きさの自動調整を行ってもよい。
【００５９】
なお、実施例１では、Signal ＝ 1とSignal ＝ −1における期間は、図６では、同一のように見えるが、どちらの期間が長くなってもかまわない。言い換えると、dc軸とqc軸それぞれのインダクタンスや位相誤差の推定をするために高調波を切替える切替信号Signalの１と−1の期間は、dc軸とqc軸とで異なるとしてもよい。
【００６０】
また、図６におけるＡ点において、高調波電圧が切替わっているが、位相誤差とインダクタンスタンスの演算タイミングに影響がなければ、高調波電圧Δvdc*とΔvqc*に重なる期間があっても問題はない。
【００６１】
さらに、本実施例では、運転中にインダクタンスを推定しているが、運転中に測定した結果を用いて、テーブル作成部が、電流値とインダクタンスに関するテーブルを作成し、次の運転タイミングから、作成したテーブルを用いてインダクタンスを算出するようにしてもよい。そのようにすることで、インダクタンスを算出する演算コストを削減できる。
【００６２】
また、図６では、高調波電圧は、矩形波の例を示しているが、正弦波であってもよい。
【００６３】
ここで、図７を用いて本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。磁石モータ1を駆動する電力変換装置１６に電流検出器３を取り付け、磁石モータ１のシャフトにエンコーダ２１を取り付ける。
【００６４】
高調波電流の計算部２３には、電流検出器３の出力である三相交流の電流検出値（iuc、ivc、iwc）とエンコーダの出力である位置θが入力され、電流検出演算部５と同様な演算を行うことで高調波電流Δidc、Δiqcを出力する。電流波形の観測部２４では、Δidc、Δiqcが交互に発生していれば、本実施例を採用していることが明白である。またエンコーダを取り付けられない場合は、三相交流の電流検出値（iuc、ivc、iwc）を観測して、図８に示すような波形であれば本実施例を採用していることが明白である。
【００６５】
実施例１によれば、高調波重畳型位置センサレス制御において、制御軸と磁束軸の位相差である位相誤差と、磁石モータのｄ軸およびｑ軸インダクタンスを推定することができる。
【００６６】
また、実施例１によれば、低速域を含む速度領域で、運転中のインダクタンスを精度よく推定する、位置センサレス制御の電力変換装置が実現できる。ここで、低速域とは、モータが停止から基底速度の１０％程度となる速度範囲を低速域という。
【００６７】
運転中のｄ軸およびｑ軸のインダクタンスを精度よく推定できるため、正確な突極比を求められ、突極比に基づいて、位置センサレス制御をすることで、高トルクであっても安定した位置センサレス制御が出来る。ここで、位置センサレスというのは、エンコーダを、モータに取り付ける必要がない制御である。
【実施例２】
【００６８】
図９は、実施例２の電力変換装置と磁石モータを含むシステム構成図である。実施例１では、高調波電圧の振幅値を所定で与える方式であったが、本実施例は、高調波の電流制御を付加し、その振幅値と高調波電流の振幅値よりインダクタンス推定値Lｄ^、Lq^を演算する。図９において、磁石モータ１、電力変換器２、座標変換部４、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、位置・速度推定部７、ベクトル制御演算部９、座標変換部１１、直流電圧源2ａは、図１の構成要素と同一である。
【００６９】
図１０は、実施例２の高調波電圧発生部１０´を示す。図１０において、１０´ａから１０´ｆ、１０´ｈは、図２の矩形波信号１０ａから乗算部１０ｆ、高調波の周波数fccの設定部１０ｈと同一物である。１０´ｉと１０´ｋは、高調波電流の指令ｉｈ*であり、１０´ｊと１０´ｌはＰＩ（Proportional ＋ Integral ）制御部である。
【００７０】
ｄｃ軸において、ｄｃ軸の高調波電流の振幅値Δidc_verが、高調波電流の指令ｉｈ*に追従するように、ＰＩ制御部１０´ｊが、ｄｃ軸の高調波電圧の振幅値Δvdc*_verを演算し、乗算部１０´ｄに入力する。
【００７１】
ｑｃ軸においては、ｑｃ軸の高調波電流の振幅値Δiqc_verが、高調波電流の指令ｉｈ*に追従するようＰＩ制御部１０´ｌが、ｑｃ軸の高調波電圧の振幅値Δvqc*_verを演算し、乗算部１０´ｆに入力する。これにより乗算部１０´ｄと乗算部１０´ｆから、自動調整されたｄｃ軸およびｑｃ軸の高調波電圧Δvdc*、Δvqc*が出力される。
【００７２】
図１１は、実施例２のインダクタンス推定部８´の構成を示す。この構成について説明する。同図において、８´ｂ、８´ｄ、８´ｆ、８´ｇ、Ｚ−１は、図５の高調波の周波数fccに関係する定数4 fcc８ｂ、4 fcc８ｄ、切替部８ｆ、切替部８ｇ、Ｚ−１と同一物である。８´ｃには、高調波電圧発生部１０´から入力されるｄｃ軸の高調波電圧の振幅値Δvdc*_verが、８´ｅには、高調波電圧発生部１０´から入力されるｑｃ軸の高調波電圧の振幅値Δvqc*_verがそれぞれ入力され、式（１１）、式（１２）より、ｄ軸およびｑ軸のインダクタンスの推定値Lｄ^、Lq^を演算する。
【００７３】
【数１１】
2020088978.tif 000013
【００７４】
【数１２】
2020088978.tif 000014
【００７５】
演算で算出したｄ軸およびｑ軸のインダクタンス推定値Lｄ^、Lq^を式（７）、式（８）に示す位相誤差の推定演算式に反映することもできる。
このような構成とすることで、高調波電流の振幅値を一定に制御することができ、余分な電流の発生がなく、高効率な電力変換装置を提供することができる。
【実施例３】
【００７６】
図１２は、実施例３の電力変換器と磁石モータを含むシステム構成図である。本実施例は、磁石モータ駆動システムに本実施例を適用したものである。図１２において、磁石モータ１、座標変換部４、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、位置・速度推定部７、ベクトル制御演算部９、座標変換部１１は、図１に記載の構成要素と同一物である。
【００７７】
図１の構成要素である磁石モータ１は、電力変換装置１６により駆動される。電力変換装置１６には、図１の座標変換器４、電流検出演算部５、位相誤差推定部６、位置・速度推定部７、インダクタンス推定部８、ベクトル制御演算部９、高調波電圧発生部１０、座標変換部１１はソフトウェア１６ａ、図１の電力変換器２、直流電圧源２ａ、電流検出器３はハードウェアとして実装されている。
【００７８】
ソフトウェア１６aは、マイコンや、プロセッサーが処理を実行する。使用者に機能や記憶の表示や指示を可能とした電力変換装置１６のデジタル・オペレータ１６ｂ、パーソナル・コンピュータ１７、タブレット１８、スマートフォン１９などの外部装置もしくは外部の上位装置により、ソフトウェア１６ａ内の高調波電圧の振幅値１４と高調波電圧の周波数１５を設定することができる。
【００７９】
なお、実施例２の構成を採用するのであれば、高調波電圧の振幅値１４の代わりに高調波電流の振幅値としてもよい。
【００８０】
本実施例を磁石モータ駆動システムに適用すれば、位相誤差とインダクタンスの推定を実現することができる。
【００８１】
また、高調波電圧の振幅値１４、高調波電圧の周波数１５は、上位装置であるプログラマブル・ロジック・コントローラ（ＰＬＣ）やコンピュータと接続するローカル・エリア・ネットワーク（ＬＡＮ）上で設定してもよい。
【００８２】
ここまで、実施例１から実施例３においては、電流指令値iｄ*、iq*と電流検出値idc、iqcおよび磁石モータ１の電気定数を用いて、式（１）に示す演算を行った。
【００８３】
ところで、電流指令値iｄ*、iq*と電流検出値idc、iqcより、式（１３）に示す演算により電圧補正値Δvdc、Δvqcを作成し、この電圧補正値と式（１４）に示すベクトル制御の電圧基準値を加算する式（１５）に示す演算を行ってもよい。
【００８４】
【数１３】
2020088978.tif 000015
【００８５】
ここで、式（１３）の各記号の定義は、次の通りである。
Δvdc: ｄ軸の電圧補正値、Δvqc : ｑ軸の電圧補正値、Kpd：ｄ軸電流制御の比例ゲイン、Kid： ｄ軸電流制御の積分ゲイン、Kpq：ｑ軸電流制御の比例ゲイン、Kiq ：ｑ軸電流制御の積分ゲインｓ：ラプラス演算子。
【００８６】
【数１４】
2020088978.tif 000016
【００８７】
ここで、式（１４）の各記号の定義は、次の通りである。
vdc0*：ｄ軸電圧基準値、vqc0*：ｑ軸電圧基準値、Tacr：電流制御の応答周波数相当の時定数、ｓ：ラプラス演算子、Ke  ：誘起電圧係数。
【００８８】
【数１５】
2020088978.tif 000017
【００８９】
また電流指令iｄ*、iq*と電流検出値idc、iqcから、ベクトル制御演算に使用する式（１６）に示す中間的な電流指令値iｄ**、iq**を作成し、速度推定値ωrc^および磁石モータ1の電気定数を用いた式（１７）に示す演算を行ってもよい。
【００９０】
また、ｄｃ軸の電流指令iｄ*、ｑｃ軸の電流検出値iqc、速度指令ωr*および磁石モータ１の電気定数を用いた式（１８）を演算するベクトル制御方式にも適用することができる。
【００９１】
【数１６】
2020088978.tif 000018
【００９２】
ここで、式（１６）の各記号の定義は、次の通りである。
Kpd：ｄ軸電流制御の比例ゲイン、Kid：ｄ軸電流制御の積分ゲイン、Kpq：ｑ軸電流制御の比例ゲイン、Kiq ：ｑ軸電流制御の積分ゲインｓ：ラプラス演算子。
【００９３】
【数１７】
2020088978.tif 000019
【００９４】
【数１８】
2020088978.tif 000020
【００９５】
ここで、式（１８）の各記号の定義は、次の通りである。
R1：磁石モータの一次抵抗、Td：q軸の電流指令iq*の遅れ時定数。
【００９６】
なお、実施例１から実施例３において、電力変換器2を構成するスイッチング素子としては、Si（シリコン）半導体素子であっても、SiC（シリコンカーバイト）やGaN（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。
【符号の説明】
【００９７】
２…電力変換器、３…電流検出器、４…座標変換部、５…電流検出演算部、６…位相誤差推定部、７…位置・速度推定部、８、８´…インダクタンス推定部、９…ベクトル制御演算部、１０、１０´…高調波電圧発生部、１６…電力変換装置、Lｄ^…ｄ軸インダクタンスの推定値、Lq^…ｑ軸インダクタンスの推定値、Signal…切替信号
【図１】
2020088978.tif 000021
【図２】
2020088978.tif 000022
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
2020088978.tif 000028
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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