(57)【要約】【課題】スイッチング素子のスイッチング期間を短縮して上下アーム間のデッドタイムを短縮する。【解決手段】本発明のスイッチング装置１は、電流制御スイッチＳ３と電流制御コンデンサＣ１を、スイッチング素子３の低電位端子Ｓと制御端子Ｇとの間に直列に接続し、電流制御抵抗Ｒ３を、電流制御スイッチＳ３と電流制御コンデンサＣ１の接続点と第１駆動用電源１２との間に接続し、スイッチング素子３の導通状態を切り替えたときに、制御端子Ｇの制御電圧が閾値電圧を通過したタイミングで、電流制御スイッチＳ３を導通させる。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御端子と高電位端子と低電位端子を有するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の前記制御端子に制御信号を出力する駆動回路とを備えたスイッチング装置であって、
前記駆動回路は、第１駆動用電源と、前記制御端子の電流を制御する電流制御スイッチと電流制御コンデンサと電流制御抵抗とを備え、
前記電流制御スイッチと前記電流制御コンデンサは、前記低電位端子と前記制御端子との間に直列に接続され、
前記電流制御抵抗は、前記電流制御スイッチと前記電流制御コンデンサの接続点と前記第１駆動用電源との間に接続され、
前記スイッチング素子の導通状態を切り替えたときに、前記制御端子の制御電圧が閾値電圧を通過したタイミングで、前記電流制御スイッチを導通させることを特徴とするスイッチング装置。
【請求項２】
前記駆動回路が第２駆動用電源をさらに備え、
前記第２駆動用電源の高電位側は前記低電位端子に接続され、前記第２駆動用電源の低電位側は前記制御端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング装置。
【請求項３】
前記電流制御コンデンサの容量値と前記第２駆動用電源の電圧値との積が、前記制御端子と前記低電位端子との間の寄生容量値と、前記第２駆動用電源の低電位側から前記制御端子の閾値電圧までの電位差との積より小さいことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング装置。
【請求項４】
前記電流制御抵抗の抵抗値は、前記制御端子と前記第１駆動用電源との間の抵抗値より大きいことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング装置。
【請求項５】
前記高電位端子と前記低電位端子との間の電位差が所定値を通過したときに、前記制御端子の制御電圧が閾値電圧を通過したと判定して、前記電流制御スイッチを導通させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング素子と、スイッチング素子の制御端子に制御信号を出力する駆動回路とを備えたスイッチング装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来では、インバータ等の電力変換装置において、上下アームのＩＧＢＴを交互にオンオフさせる駆動回路として、特許文献１が開示されている。特許文献１に開示された駆動回路では、直列接続された上下アームのＩＧＢＴ同士が同時にオンして直流電源を短絡させることがないように、短絡防止期間として上下アームのＩＧＢＴを共にオフさせるデッドタイムを設けていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−３２８６６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、上述した従来の駆動回路では、スイッチング素子を２つ以上直列に接続したチョッパー回路やインバータ回路において、上下アーム間のデッドタイムを短縮することができないという問題点があった。
【０００５】
そこで、本発明は上記実情に鑑みて提案されたものであり、スイッチング素子のスイッチング期間を短縮して上下アーム間のデッドタイムを短縮することのできるスイッチング装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述した課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング装置は、電流制御スイッチと電流制御コンデンサを、スイッチング素子の低電位端子と制御端子との間に直列に接続する。そして、電流制御抵抗を、電流制御スイッチと電流制御コンデンサの接続点と第１駆動用電源との間に接続し、スイッチング素子の導通状態を切り替えたときに、制御端子の制御電圧が閾値電圧を通過したタイミングで、電流制御スイッチを導通させる。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、スイッチング素子のスイッチング期間を短縮して上下アーム間のデッドタイムを短縮することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。
【図２】図２は、本発明の第１実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図３】図３は、本発明の第２実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。
【図４】図４は、本発明の第３実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。
【図５】図５は、本発明の第３実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図６】図６は、本発明の第４実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。
【図７】図７は、本発明の第４実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図８】図８は、本発明の第５実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。
【図９】図９は、本発明の第５実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
［第１実施形態］
以下、本発明を適用した第１実施形態について図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００１０】
［スイッチング装置の構成］
図１は、本実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態に係るスイッチング装置１は、スイッチング素子３と、駆動回路５とを備えている。スイッチング装置１は、インバータ等の電力変換装置を構成する上下アームのうちの１つのスイッチング素子に適用されるものである。
【００１１】
スイッチング素子３は、制御端子であるゲートＧと、高電位端子であるドレインＤと、低電位端子であるソースＳとを有している。また、スイッチング素子３のゲートＧとソースＳの間には寄生容量Ｃｇが存在している。図１では、一例としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、ユニポーラ型やバイポーラ型、あるいは素子材料のバンドギャップ等に限定されることなく使用可能である。
【００１２】
駆動回路５は、スイッチング素子３のゲートＧに制御信号を出力して、スイッチング素子３の導通状態を切り替えている。駆動回路５は、信号発生器１０と、第１駆動用電源１２と、スイッチＳ１と、スイッチＳ２と、抵抗Ｒ１と、抵抗Ｒ２と、電流制御スイッチＳ３と、電流制御コンデンサＣ１と、電流制御抵抗Ｒ３とを備えている。特に、駆動回路５は、スイッチング素子３の導通状態を切り替えたときに、ゲートＧの制御電圧が閾値電圧を通過したタイミングで、電流制御スイッチＳ３を導通させている。
【００１３】
信号発生器１０は、スイッチＳ１、Ｓ２をオンオフするための信号を出力することによって、スイッチング素子３の動作を制御する制御信号を生成する。具体的に、信号発生器１０は、スイッチング素子３をターンオンするタイミングで、スイッチＳ１、Ｓ２にベース電圧を印加し、スイッチング素子３をターンオフするタイミングで、スイッチＳ１、Ｓ２に印加されていたベース電圧をオフする。
【００１４】
また、信号発生器１０は、電流制御スイッチＳ３をオンオフするための信号も出力する。具体的に、信号発生器１０は、スイッチング素子３をターンオンするタイミングで、電流制御スイッチＳ３にベース電圧を印加する。そして、スイッチング素子３をターンオフするときにゲート電圧が閾値電圧を通過したタイミング、すなわちゲート電圧が閾値電圧より大きい電圧値から閾値電圧以下に低下したタイミングで、電流制御スイッチＳ３に印加されていたベース電圧をオフする。
【００１５】
尚、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングは、スイッチＳ１、Ｓ２にベース電圧を印加するタイミングを基準として遅延動作を行うことによって検出することができる。また、ゲート電圧に基づいてフィードバックを行うことによって、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングを検出してもよい。
【００１６】
さらに、スイッチング素子３のドレインＤとソースＳとの間の電位差Ｖｄｓが所定値を通過したときに、ゲート電圧が閾値電圧を通過したと判定してもよい。電位差Ｖｄｓは、ゲート電圧が閾値電圧を通過して低下したときに、上昇することが分かっている。そこで、ゲート電圧が閾値電圧を通過したときの電位差Ｖｄｓの値を予め求めておき、電位差Ｖｄｓがその値を通過して上昇したときに、ゲート電圧が閾値電圧を通過して低下したと判定することができる。これにより、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングを正確に検出することができる。
【００１７】
第１駆動用電源１２は、スイッチング素子３を駆動するための電力を供給する電源である。第１駆動用電源１２の高電位側であるプラス極にはスイッチＳ１が接続され、低電位側であるマイナス極にはスイッチＳ２が接続されている。また、第１駆動用電源１２の低電位側には、電流制御抵抗Ｒ３、電流制御コンデンサＣ１、スイッチング素子３のソースＳが接続されている。
【００１８】
スイッチＳ１は、ＮＰＮ型のトランジスタであり、ベースは信号発生器１０に接続され、コレクタは第１駆動用電源１２の高電位側に接続され、エミッタは抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子３のゲートＧに接続されている。スイッチＳ１は、スイッチング素子３がターンオンするときに導通し、ターンオフするときに非導通となる。
【００１９】
スイッチＳ２は、ＰＮＰ型のトランジスタであり、ベースは信号発生器１０に接続され、コレクタは第１駆動用電源１２の低電位側に接続され、エミッタは抵抗Ｒ２を介してスイッチング素子３のゲートＧに接続されている。スイッチＳ２は、スイッチング素子３がターンオンするときに非導通となり、ターンオフするときに導通する。
【００２０】
スイッチＳ１とスイッチＳ２によってプッシュプル回路が構成されており、抵抗Ｒ１、Ｒ２は、それぞれプッシュプル回路の出力端子に接続された抵抗である。抵抗Ｒ１、Ｒ２は、プッシュプル回路の出力とスイッチング素子３のゲートＧとの間に接続されているので、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値によってゲート電流の電流値を設定することができる。
【００２１】
電流制御スイッチＳ３は、スイッチング素子３のゲートＧの電流を制御するためのスイッチである。電流制御スイッチＳ３は、ＰＮＰ型のトランジスタであり、ベースは信号発生器１０に接続され、コレクタは電流制御コンデンサＣ１と電流制御抵抗Ｒ３に接続され、エミッタはスイッチング素子３のゲートＧに接続されている。
【００２２】
電流制御スイッチＳ３は、スイッチング素子３がターンオンするときに、信号発生器１０によってベース電圧が印加されて非導通となる。そして、スイッチング素子３をターンオフするときには、ゲート電圧が閾値電圧を通過したタイミングで、印加されていたベース電圧がオフされて導通する。これにより、スイッチング素子３のゲートＧから流出する電流を電流制御コンデンサＣ１に供給して増加させることができる。したがって、スイッチング素子３のスイッチング動作は加速し、スイッチング期間を短縮することができる。
【００２３】
電流制御コンデンサＣ１は、スイッチング素子３をターンオフするときにゲートＧから流出する電荷を蓄えるためのコンデンサである。電流制御コンデンサＣ１は、電流制御スイッチＳ３とスイッチング素子３のソースＳとの間に接続されている。したがって、電流制御スイッチＳ３と電流制御コンデンサＣ１は、スイッチング素子３のゲートＧとソースＳとの間に直列に接続されている。
【００２４】
電流制御抵抗Ｒ３は、電流制御コンデンサＣ１に蓄えられた電荷を放電するための抵抗であり、電流制御スイッチＳ３と電流制御コンデンサＣ１の接続点と第１駆動用電源１２の低電位側との間に接続されている。これにより、スイッチング素子３を連続してオンオフ動作させるときに、安定してスイッチング動作を加速させることができる。また、電流制御抵抗Ｒ３の抵抗値は、ゲートＧと第１駆動用電源１２との間の抵抗値、すなわち抵抗Ｒ２の抵抗値よりも大きく設定されている。これにより、スイッチング素子３のスイッチング動作を完了するときに、リンギングを抑制する効果を向上させることができる。
【００２５】
［スイッチング装置の動作］
図２は、本実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２に示すように、スイッチング素子３をターンオンする場合には、時刻ｔ１０において、信号発生器１０が、スイッチＳ１、Ｓ２、電流制御スイッチＳ３にベース電圧を印加する。これにより、ＮＰＮ型トランジスタであるスイッチＳ１が導通し、ＰＮＰ型トランジスタであるスイッチＳ２、電流制御スイッチＳ３が非導通となる。その結果、第１駆動用電源１２から抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子３のゲートＧに電流が流入し、時刻ｔ２０にスイッチング素子３のターンオンが完了する。このときのゲート電流は、抵抗Ｒ１の抵抗値によって設定される。
【００２６】
また、スイッチング素子３をターンオフする場合には、時刻ｔ３０において、信号発生器１０が、スイッチＳ１、Ｓ２に印加されていたベース電圧をオフし、電流制御スイッチＳ３のベース電圧はそのまま印加する。これにより、ＮＰＮ型トランジスタであるスイッチＳ１が導通から非導通に切り替わり、ＰＮＰ型トランジスタであるスイッチＳ２は非導通から導通に切り替わる。また、電流制御スイッチＳ３は引き続き非導通となる。その結果、スイッチング素子３のゲートＧから抵抗Ｒ２を介して電流が流出する。このときのゲート電流は、抵抗Ｒ２の抵抗値によって設定される。
【００２７】
そして、時刻ｔ３５になると、スイッチング素子３のゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈを通過する、すなわちゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈより高い電圧値から閾値電圧Ｖｔｈ以下に低下する。ここで、信号発生器１０は、電流制御スイッチＳ３に印加されていたベース電圧をオフする。その結果、ＰＮＰ型トランジスタである電流制御スイッチＳ３は非導通から導通に切り替わるので、スイッチング素子３のゲートＧから流出していた電流は電流制御コンデンサＣ１に流入して電荷が蓄えられる。これにより、スイッチング素子３のゲート電流は増加し、スイッチング速度を加速することができる。
【００２８】
その後、時刻ｔ３７になると、電流制御コンデンサＣ１の容量まで電荷が蓄えられ、スイッチング素子３のゲートＧから流出していた電流は電流制御抵抗Ｒ３を介して第１駆動用電源１２の低電位側に流れるようになる。その後、時刻ｔ４０になると、スイッチング素子３のターンオフが完了する。
【００２９】
［第１実施形態の効果］
以上、詳細に説明したように、本実施形態に係るスイッチング装置１では、スイッチング素子３の導通状態を切り替えたとき、すなわちターンオフしたときに、ゲートＧの制御電圧が閾値電圧Ｖｔｈを通過したタイミングで、電流制御スイッチＳ３を導通させる。これにより、スイッチング素子３のゲート電流を増加させてスイッチング速度を加速させることができるので、スイッチング期間を短縮することができ、その結果、上下アーム間のデッドタイムを短縮することができる。
【００３０】
例えば、図２に示すように、電流制御スイッチＳ３を備えていない従来の駆動回路では、ターンオフが完了するのは時刻ｔ５０である。これに対して、本実施形態の駆動回路５では、時刻ｔ４０にターンオフが完了している。したがって、本実施形態に係るスイッチング装置１では、時刻ｔ４０と時刻ｔ５０との間の時間だけスイッチング期間を短縮することができる。
【００３１】
また、本実施形態に係るスイッチング装置１では、電流制御抵抗Ｒ３の抵抗値を、ゲートＧと第１駆動用電源１２との間の抵抗値よりも大きくしている。すなわち、電流制御抵抗Ｒ３の抵抗値を抵抗Ｒ２の抵抗値よりも大きくしている。これにより、スイッチング素子３のターンオフを完了するときにリンギングを抑制する効果を向上させることができる。
【００３２】
さらに、本実施形態に係るスイッチング装置１では、スイッチング素子３のドレインＤとソースＳとの間の電位差Ｖｄｓが所定値を通過したときに、ゲートＧの制御電圧が閾値電圧Ｖｔｈを通過したと判定して、電流制御スイッチＳ３を導通させる。これにより、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングを正確に検出して、電流制御スイッチＳ３を導通させることができる。
【００３３】
［第２実施形態］
以下、本発明を適用した第２実施形態について図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００３４】
［スイッチング装置の構成］
図３は、本実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。図３に示すように、本実施形態に係るスイッチング装置１は、第２駆動用電源１４をさらに備えたことが第１実施形態と相違している。
【００３５】
第２駆動用電源１４は、スイッチング素子３のゲートＧにマイナスバイアスを印加するための電源である。そのため、第２駆動用電源１４の高電位側であるプラス極はスイッチング素子３のソースＳに接続され、第２駆動用電源１４の低電位側であるマイナス極は抵抗Ｒ２または電流制御抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子３のゲートＧに接続されている。
【００３６】
また、電流制御コンデンサＣ１の容量値と第２駆動用電源１４の電圧値Ｖとの積は、ゲートＧとソースＳとの間の寄生容量値Ｃｇと、第２駆動用電源１４の低電位側からゲートＧの閾値電圧Ｖｔｈまでの電位差との積より小さくなるように設定されている。
【００３７】
すなわち、以下の式（１）で表すことができる。
Ｃ１×Ｖ＜Ｃｇ×（Ｖｔｈ−Ｖ）  ・・・（１）
例えば、スイッチング素子３のソースＳを基準として、閾値電圧Ｖｔｈが＋５Ｖ、第２駆動用電源１４の低電位側の電位が−２０Ｖになる場合、電位差は５−（−２０）＝２５Ｖになる。
【００３８】
［第２実施形態の効果］
以上、詳細に説明したように、本実施形態に係るスイッチング装置１では、第２駆動用電源１４をさらに備え、第２駆動用電源１４の高電位側をスイッチング素子３のソースＳに接続し、第２駆動用電源１４の低電位側をゲートＧに接続している。これにより、スイッチング素子３のゲートＧにマイナスバイアスを印加し、スイッチング素子３をターンオフするときに、誤ってターンオンされてしまう動作を抑制することができる。
【００３９】
また、本実施形態に係るスイッチング装置１では、電流制御コンデンサＣ１の容量値と第２駆動用電源１４の電圧値との積が、寄生容量値Ｃｇと、第２駆動用電源１４の低電位側からゲートＧの閾値電圧Ｖｔｈまでの電位差との積より小さくなっている。これにより、スイッチング素子３のスイッチング動作を完了するときにリンギングを抑制する効果を向上させることができる。
【００４０】
［第３実施形態］
以下、本発明を適用した第３実施形態について図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００４１】
［スイッチング装置の構成］
図４は、本実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。図４に示すように、本実施形態に係るスイッチング装置１は、抵抗Ｒ２と並列にコンデンサＣ２をさらに備えたことが第２実施形態と相違している。
【００４２】
コンデンサＣ２は、スイッチング素子３をターンオフしたときに、スイッチング素子３のゲートＧから流出する電流を増加させ、スイッチング速度を加速するためのコンデンサである。
【００４３】
［スイッチング装置の動作］
図５は、本実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。スイッチング素子３をターンオフする場合に、時刻ｔ３０において、スイッチＳ１が導通から非導通に切り替わり、スイッチＳ２が非導通から導通に切り替わる。また、電流制御スイッチＳ３は引き続き非導通となる。その結果、スイッチング素子３のゲートＧから電流が流出し、流出した電流はコンデンサＣ２を経由して第２駆動用電源１４の低電位側へ流れる。このとき流れるゲート電流は大きな電流が流れるので、図５に示すように、時刻ｔ３０と時刻ｔ３２の間では、スイッチング速度を加速することができる。
【００４４】
そして、時刻ｔ３２になると、コンデンサＣ２の充電が完了し、ゲートＧから流出していた電流は、抵抗Ｒ２を介して第２駆動用電源１４の低電位側へ流れる。その後、時刻ｔ３５以降は、第１及び第２実施形態と同様にスイッチング動作が行われる。
【００４５】
［第３実施形態の効果］
以上、詳細に説明したように、本実施形態に係るスイッチング装置１では、スイッチング素子３のゲートＧに接続された抵抗Ｒ２と並列にコンデンサＣ２を接続している。これにより、スイッチング素子３をターンオフするときのゲート電流を増加させることができるので、ターンオフの初期動作を加速させ、スイッチング損失を低減することができる。
【００４６】
［第４実施形態］
以下、本発明を適用した第４実施形態について図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００４７】
［スイッチング装置の構成］
図６は、本実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。図６に示すように、本実施形態に係るスイッチング装置１は、電流制御スイッチＳ４と、電流制御コンデンサＣ３と、電流制御抵抗Ｒ４をさらに備えたことが第３実施形態と相違している。第１実施形態では、スイッチング素子３をターンオフするときにゲート電流を増加させてスイッチング速度を加速させていたが、本実施形態では、スイッチング素子３をターンオンするときにゲート電流を増加させてスイッチング速度を加速させている。
【００４８】
電流制御スイッチＳ４は、スイッチング素子３のゲートＧの電流を制御するためのスイッチである。電流制御スイッチＳ４は、ＮＰＮ型のトランジスタであり、ベースは信号発生器１０に接続され、コレクタは電流制御コンデンサＣ３と電流制御抵抗Ｒ４に接続され、エミッタはスイッチング素子３のゲートＧに接続されている。
【００４９】
電流制御スイッチＳ４は、スイッチング素子３がターンオンするときに、ゲート電圧が閾値電圧を通過したタイミングで、信号発生器１０によってベース電圧が印加されて導通する。これにより、電流制御コンデンサＣ３に蓄えられていた電荷をゲートＧへ放電するので、スイッチング素子３のゲートＧへ流入する電流を増加させることができる。したがって、スイッチング素子３のスイッチング動作は加速し、スイッチング期間を短縮することができる。そして、電流制御スイッチＳ４は、スイッチング素子３をターンオフするときには、印加されていたベース電圧がオフされて非導通となる。
【００５０】
電流制御コンデンサＣ３は、スイッチング素子３をターンオンするときに、蓄えていた電荷をゲートＧへ放電するためのコンデンサである。電流制御コンデンサＣ３は、電流制御スイッチＳ４とスイッチング素子３のソースＳとの間に接続されている。したがって、電流制御スイッチＳ４と電流制御コンデンサＣ３は、スイッチング素子３のゲートＧとソースＳとの間に直列に接続されている。
【００５１】
また、電流制御コンデンサＣ３の容量値と第１駆動用電源１２の電圧値Ｖとの積は、ゲートＧとソースＳとの間の寄生容量値Ｃｇと、第１駆動用電源１２の高電位側からゲートＧの閾値電圧Ｖｔｈまでの電位差との積より小さくなるように設定されている。
【００５２】
すなわち、以下の式（２）で表すことができる。
Ｃ３×Ｖ＜Ｃｇ×（Ｖｔｈ−Ｖ）  ・・・（２）
例えば、スイッチング素子３のソースＳを基準として、閾値電圧Ｖｔｈが＋５Ｖ、第１駆動用電源１２の高電位側の電位が＋２０Ｖになる場合には、電位差は２０−５＝１５Ｖになる。
【００５３】
電流制御抵抗Ｒ４は、電流制御コンデンサＣ３に蓄えられた電荷を放電するための抵抗であり、電流制御スイッチＳ４と電流制御コンデンサＣ３の接続点と第１駆動用電源１２の高電位側との間に接続されている。これにより、スイッチング素子３を連続してオンオフ動作させるときに、安定してスイッチング動作を加速させることができる。また、電流制御抵抗Ｒ４の抵抗値は、ゲートＧと第１駆動用電源１２との間の抵抗値、すなわち抵抗Ｒ１の抵抗値よりも大きく設定されている。これにより、スイッチング素子３のスイッチング動作を完了するときに、リンギングを抑制する効果を向上させることができる。
【００５４】
また、信号発生器１０は、電流制御スイッチＳ４をオンオフするための信号を出力する。具体的に、信号発生器１０は、スイッチング素子３をターンオンするときにゲート電圧が閾値電圧を通過したタイミング、すなわちゲート電圧が閾値電圧未満から閾値電圧以上に上昇したタイミングで、電流制御スイッチＳ４にベース電圧を印加する。そして、スイッチング素子３をターンオフするタイミングで、電流制御スイッチＳ４に印加されていたベース電圧をオフする。
【００５５】
尚、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングは、スイッチＳ１、Ｓ２にベース電圧を印加するタイミングを基準として遅延動作を行うことによって検出することができる。また、ゲート電圧に基づいてフィードバックを行うことによって、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングを検出してもよい。
【００５６】
さらに、スイッチング素子３のドレインＤとソースＳとの間の電位差Ｖｄｓが所定値を通過したときに、ゲート電圧が閾値電圧を通過したと判定してもよい。電位差Ｖｄｓは、ゲート電圧が閾値電圧を通過して上昇したときに、低下することが分かっている。そこで、ゲート電圧が閾値電圧を通過したときの電位差Ｖｄｓの値を予め求めておき、電位差Ｖｄｓがその値を通過して低下したときに、ゲート電圧が閾値電圧を通過して上昇したと判定することができる。これにより、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングを正確に検出することができる。
【００５７】
［スイッチング装置の動作］
図７は、本実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図７に示すように、スイッチング素子３をターンオンする場合には、時刻ｔ１０において、信号発生器１０が、スイッチＳ１、Ｓ２、電流制御スイッチＳ３にベース電圧を印加する。これにより、ＮＰＮ型トランジスタであるスイッチＳ１が導通し、ＰＮＰ型トランジスタであるスイッチＳ２、電流制御スイッチＳ３が非導通となる。また、ＮＰＮ型トランジスタである電流制御スイッチＳ４はベース電圧が印加されていないので、非導通となる。その結果、第１駆動用電源１２から抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子３のゲートＧに電流が流入する。このときのゲート電流は、抵抗Ｒ１の抵抗値によって設定される。
【００５８】
そして、時刻ｔ１５になると、スイッチング素子３のゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈを通過する、すなわちゲート電圧Ｖｇが閾値電圧Ｖｔｈ未満から閾値電圧Ｖｔｈ以上に上昇する。ここで、信号発生器１０は、電流制御スイッチＳ４にベース電圧を印加する。その結果、ＮＰＮ型トランジスタである電流制御スイッチＳ４は非導通から導通に切り替わるので、電流制御コンデンサＣ３に蓄えられていた電荷が流出してスイッチング素子３のゲートＧに流入する。これにより、スイッチング素子３のゲート電流は増加し、スイッチング速度を加速することができる。
【００５９】
その後、時刻ｔ１７になると、電流制御コンデンサＣ３に蓄えられていた電荷が放電され、第１駆動用電源１２から抵抗Ｒ４を介してスイッチング素子３のゲートＧに電流が流入するようになる。その後、時刻ｔ２０になると、スイッチング素子３のターンオンが完了する。この後のスイッチング素子３がターンオフするときの動作は、第１〜第３実施形態と同様である。
【００６０】
［第４実施形態の効果］
以上、詳細に説明したように、本実施形態に係るスイッチング装置１では、スイッチング素子３の導通状態を切り替えたとき、すなわちターンオンしたときに、ゲートＧの制御電圧が閾値電圧Ｖｔｈを通過したタイミングで、電流制御スイッチＳ４を導通させる。これにより、スイッチング素子３のゲート電流を増加させてスイッチング速度を加速させることができるので、スイッチング期間を短縮することができ、その結果、上下アーム間のデッドタイムを短縮することができる。
【００６１】
例えば、図７に示すように、電流制御スイッチＳ４を備えていない従来の駆動回路では、ターンオンが完了するのは時刻ｔ２５である。これに対して、本実施形態の駆動回路５では、時刻ｔ２０にターンオンが完了している。したがって、本実施形態に係るスイッチング装置１では、時刻ｔ２０と時刻ｔ２５との間の時間だけスイッチング期間を短縮することができる。
【００６２】
また、本実施形態に係るスイッチング装置１では、電流制御抵抗Ｒ４の抵抗値を、ゲートＧと第１駆動用電源１２との間の抵抗値よりも大きくしている。すなわち、電流制御抵抗Ｒ４の抵抗値を抵抗Ｒ１の抵抗値よりも大きくしている。これにより、スイッチング素子３のターンオンを完了するときにリンギングを抑制する効果を向上させることができる。
【００６３】
さらに、本実施形態に係るスイッチング装置１では、スイッチング素子３のドレインＤとソースＳとの間の電位差Ｖｄｓが所定値を通過したときに、ゲートＧの制御電圧が閾値電圧Ｖｔｈを通過したと判定して、電流制御スイッチＳ４を導通させる。これにより、ゲート電圧が閾値電圧を通過するタイミングを正確に検出して、電流制御スイッチＳ４を導通させることができる。
【００６４】
［第５実施形態］
以下、本発明を適用した第５実施形態について図面を参照して説明する。図面の記載において同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６５】
［スイッチング装置の構成］
図８は、本実施形態に係るスイッチング装置の構成を示す回路図である。図８に示すように、本実施形態に係るスイッチング装置１は、抵抗Ｒ１と並列にコンデンサＣ４をさらに備えたことが第４実施形態と相違している。
【００６６】
コンデンサＣ４は、スイッチング素子３をターンオンしたときに、スイッチング素子３のゲートＧへ流入する電流を増加させ、スイッチング速度を加速するためのコンデンサである。
【００６７】
［スイッチング装置の動作］
図９は、本実施形態に係るスイッチング装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。スイッチング素子３をターンオンする場合に、時刻ｔ１０において、スイッチＳ１が非導通から導通に切り替わり、スイッチＳ２、電流制御スイッチＳ３、Ｓ４が非導通となる。その結果、第１駆動用電源１２からの電流は、コンデンサＣ４を経由してスイッチング素子３のゲートＧに流入する。このとき流れるゲート電流は大きな電流が流れるので、図９に示すように、時刻ｔ１０と時刻ｔ１２との間では、スイッチング速度を加速することができる。
【００６８】
そして、時刻ｔ１２になると、コンデンサＣ４の充電が完了し、第１駆動用電源１２から抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子３のゲートＧに電流が流入する。その後、時刻ｔ１５以降は、第４実施形態と同様にスイッチング動作が行われる。
【００６９】
［第５実施形態の効果］
以上、詳細に説明したように、本実施形態に係るスイッチング装置１では、スイッチング素子３のゲートＧに接続された抵抗Ｒ１と並列にコンデンサＣ４を接続している。これにより、スイッチング素子３をターンオンするときのゲート電流を増加させることができるので、ターンオンの初期動作を加速させ、スイッチング損失を低減することができる。
【００７０】
なお、上述の実施形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外の形態であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計などに応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【符号の説明】
【００７１】
１  スイッチング装置
３  スイッチング素子
５  駆動回路
１０  信号発生器
１２  第１駆動用電源
１４  第２駆動用電源
Ｓ１、Ｓ２  スイッチ
Ｓ３、Ｓ４  電流制御スイッチ
Ｃ１、Ｃ３  電流制御コンデンサ
Ｃ２、Ｃ４  コンデンサ
Ｒ１、Ｒ２  抵抗
Ｒ３、Ｒ４  電流制御抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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