(57)【要約】【課題】内蔵した逆導通ダイオードが順方向に導通する際の導通損失を抑制したスイッチング素子の制御装置を提供する。【解決手段】逆導通ダイオードを内蔵したスイッチング素子を制御するスイッチング素子の制御装置であって、スイッチング素子の第１および第２の主電極間の電圧を検出する電圧検出回路と、電圧検出回路による検出電圧としきい値電圧とを比較するコンパレータ回路と、スイッチング素子の駆動を制御する駆動回路、とを備え、コンパレータ回路は、検出電圧が前記しきい値電圧を超える場合は、スイッチング素子にオン信号が与えられないように駆動回路を制御する。【選択図】図１０
2020088878.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
逆導通ダイオードを内蔵したスイッチング素子を制御するスイッチング素子の制御装置であって、
前記スイッチング素子の第１および第２の主電極間の電圧を検出する電圧検出回路と、
前記電圧検出回路による検出電圧としきい値電圧とを比較するコンパレータ回路と、
前記スイッチング素子の駆動を制御する駆動回路と、を備え、
前記コンパレータ回路は、
前記検出電圧が前記しきい値電圧を超える場合は、前記スイッチング素子にオン信号が与えられないように前記駆動回路を制御する、スイッチング素子の制御装置。
【請求項２】
前記電圧検出回路は、
前記第１および第２の主電極に前記逆導通ダイオードにとっての正バイアスが印加された場合は、前記検出電圧を前記コンパレータ回路に入力し、
前記第１および第２の主電極間に前記スイッチング素子にとっての正バイアスが印加された場合は、前記検出電圧を前記コンパレータ回路に入力しないように構成される、請求項１記載のスイッチング素子の制御装置。
【請求項３】
前記電圧検出回路は、
巻き線比１対１のパルストランスを有し、
前記パルストランスの一次巻線を前記第１および第２の主電極に接続し、二次巻線の出力が、前記スイッチング素子にとっての前記正バイアスが印加された場合には前記検出電圧を遮断するように接続されたダイオードを介して前記コンパレータ回路に与えられる、請求項２記載のスイッチング素子の制御装置。
【請求項４】
前記コンパレータ回路は、
前記検出電圧が前記しきい値電圧を超える場合は、出力信号を低電位信号として前記駆動回路の前段に設けた論理ＡＮＤ回路に入力し、
前記駆動回路は、
論理ＡＮＤ回路の出力信号が低電位信号である場合は作動しないように構成される、請求項１記載のスイッチング素子の制御装置。
【請求項５】
前記コンパレータ回路は、
前記しきい値電圧をＰＮ接合のビルトインポテンシャル電圧とする、請求項１記載のスイッチング素子の制御装置。
【請求項６】
前記スイッチング素子は、
前記逆導通ダイオードの形成領域と、前記スイッチング素子の形成領域とが、平面視でストライプ状に交互に配列され、
前記逆導通ダイオードの形成領域のストライプ幅および前記スイッチング素子の形成領域のストライプ幅が、前記スイッチング素子に前記オン信号が与えられた状態で前記第１および第２の主電極間に前記逆導通ダイオードにとっての正バイアスが印加されるとスナップバックが発生する大きさに設定される、請求項１記載のスイッチング素子の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はスイッチング素子の制御装置に関し、特に、逆導通ダイオードを内蔵したスイッチング素子の制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、省エネルギーの観点から、家電製品および産業用電力装置の制御などにインバータ回路が広く用いられるようになってきている。インバータ回路は、パワー半導体装置により、電圧または電流のオンとオフを繰り返すことにより電力の制御を行っているが、定格電圧が３００Ｖ以上では、その特性から絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：ＩＧＢＴ）が主に用いられている。
【０００３】
インバータ回路は、主に誘導モーター等の誘導性負荷の駆動に用いられる場合が多いが、その場合、誘導負荷から逆起電力が発生するため、その逆起電力から生じる電流を還流させるために、ＩＧＢＴと逆並列に設けられた逆導通ダイオードが必要となる。
【０００４】
これまでのインバータ装置では、ＩＧＢＴと逆導通ダイオードとは別体で設けられていたが、昨今では、インバータ装置の小型軽量化を目指して、逆導通ダイオードをＩＧＢＴと一体で構成し１チップ化した逆動通絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Reverse Conducting IGBT：ＲＣ−ＩＧＢＴ）が開発され実用化されている。
【０００５】
しかし、ＲＣ−ＩＧＢＴには、逆動通ダイオードの順方向動作時にＩＧＢＴがオン状態になると、逆動通ダイオードの導通損失が増加する現象があり、例えば、特許文献１（先行技術）には、逆導通ダイオードの順方向動作時には、ＲＣ−ＩＧＢＴにゲート電圧が印加されないような制御回路を設ける技術が開示されている。
【０００６】
しかし、特許文献１に開示の技術では、逆導通ダイオードに電流が流れてから制御が機能するため、ダイオードに電流が流れていない状態では制御が機能せず、導通損失を抑制できないと考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００９−９９６９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は上記のような問題を解決するためになされたものであり、内蔵した逆導通ダイオードが順方向に導通する際の導通損失を抑制したスイッチング素子の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明に係るスイッチング素子の制御装置は、逆導通ダイオードを内蔵したスイッチング素子を制御するスイッチング素子の制御装置であって、前記スイッチング素子の第１および第２の主電極間の電圧を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路による検出電圧としきい値電圧とを比較するコンパレータ回路と、前記スイッチング素子の駆動を制御する駆動回路、とを備え、前記コンパレータ回路は、前記検出電圧が前記しきい値電圧を超える場合は、前記スイッチング素子にオン信号が与えられないように前記駆動回路を制御する。
【発明の効果】
【００１０】
本発明に係るスイッチング素子の制御装置によれば、電圧検出回路での検出電圧がコンパレータ回路のしきい値電圧を超える場合は、スイッチング素子にオン信号が与えられないので、内蔵した逆導通ダイオードが順方向に導通する際の導通損失を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】ＲＣ−ＩＧＢＴの構成を示す部分断面図である。
【図２】ＲＣ−ＩＧＢＴの逆導通ダイオードの導通動作を説明する断面図である。
【図３】インバータ回路のハーフブリッジ回路を説明する図である。
【図４】誘導性負荷と逆導通ダイオードとで閉回路が形成されて電流が還流する状態を模式的に示す図である。
【図５】ＲＣ−ＩＧＢＴにチャネル領域が形成された状態を模式的に示す図である。
【図６】ＲＣ−ＩＧＢＴのセル領域を示す平面図である。
【図７】ＲＣ−ＩＧＢＴのセル領域を示す平面図である。
【図８】ＲＣ−ＩＧＢＴにおける逆導通ダイオードの導通特性を示す図である。
【図９】ＲＣ−ＩＧＢＴにおける逆導通ダイオードの導通特性を示す図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態１の制御装置の構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明に係る実施の形態１の制御装置におけるダイオード電圧検出回路およびコンパレータ回路の構成の一例を示す図である。
【図１２】本発明に係る実施の形態１の制御装置におけるコンパレータ回路の構成の他の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
＜実施の形態１＞
図１は逆導通ダイオードがＩＧＢＴと一体で構成された逆動通絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Reverse Conducting IGBT：ＲＣ−ＩＧＢＴ）１００のセル領域の部分断面図である。
【００１３】
図１に示すようにＲＣ−ＩＧＢＴ１００は、Ｎ型不純物を比較的低濃度（Ｎ−）に含む半導体層１の上層部には、Ｐ型不純物を拡散することで形成されたベース層２が設けられている。そして、ＩＧＢＴ領域１３（スイッチング素子の形成領域）におけるベース層２の上層部には、Ｎ型の不純物を比較的高濃度（Ｎ＋）に含むエミッタ層３が選択的に複数設けられている。
【００１４】
そして、ＩＧＢＴの形成領域であるＩＧＢＴ領域１３ではエミッタ層３およびベース層２を厚さ方向に貫通し、エミッタ層３の最表面から半導体層１内に達する深さのトレンチ４が複数設けられている。逆導通ダイオードの形成領域であるダイオード領域１４においてもトレンチ４が複数設けられているが、トレンチ４はベース層２を貫通するだけである。なお、図１ではＩＧＢＴ領域１３とダイオード領域１４を１つずつ示しているが、これは部分図であり、後に説明するようにセル領域では、ＩＧＢＴ領域１３とダイオード領域１４は、それぞれ交互に複数設けられる。
【００１５】
各トレンチ４の内部には、ＩＧＢＴのトレンチゲート電極５が絶縁性のゲート酸化膜６を介して埋め込まれており、ＩＧＢＴのオン動作時には、トレンチ４の側面のゲート酸化膜６に接するベース層２の表面内、すなわちゲート酸化膜６の側面のエミッタ層３と半導体層１との間に介在するベース層２の表面内にチャネル領域が形成される。
【００１６】
ＩＧＢＴ領域１３においてはトレンチゲート電極５の上面とその周囲は絶縁膜７で覆われ、絶縁膜７を含むベース層２の上面にはエミッタ電極８（第１の主電極）が設けられ、エミッタ層３にも接している。また、エミッタ電極８は、ダイオード領域１４のトレンチゲート電極５の上面を含むベース層２の上面にも設けられており、ダイオード領域１４では、逆導通ダイオードのアノード電極として機能する。
【００１７】
半導体層１のベース層２が設けられた側とは反対側の主面（裏面）の表面内には、ＩＧＢＴ領域１３においては、Ｐ型不純物を含むコレクタ層９が設けられ、ダイオード領域１４においては、Ｎ型不純物を含むカソード層１０が設けられている。そして、コレクタ層９およびカソード層１０の上にはＮ型不純物を含むバッファ層１２が設けられている。
【００１８】
また、半導体層１のエミッタ電極８が設けられた側とは反対側の主面（裏面）上には、コレクタ層９およびカソード層１０を覆うようにコレクタ電極１１（第２の主電極）が設けられている。コレクタ電極１１は、ダイオード領域１４では、逆導通ダイオードのカソード電極として機能する。
【００１９】
次に、図２を用いてＲＣ−ＩＧＢＴ１００の逆導通ダイオードの導通動作について説明する。エミッタ電極８とコレクタ電極１１との間に、逆導通ダイオードのしきい値を超える順バイアス電圧、すなわちアノード電圧（ＶＡＫ）を印加すると、カソード層１０から半導体層１に電子１５が注入され、さらにベース層２から半導体層１に正孔（ホール）１６が注入される。これにより順方向電圧（ＶＦ）が大幅に低下し、アノードからカソードに電流が流れる。
【００２０】
ＲＣ−ＩＧＢＴ１００をブリッジ回路に組み込んでインバータ回路を構成した場合、逆導通ダイオードが順方向に導通している状態でエミッタ電極８とトレンチゲート電極５間に電圧（オン信号）が印加される場合がある。以下、このような場合について説明する。
【００２１】
図３には、インバータ回路の１アーム分のハーフブリッジ回路を簡略化して示す。図３に示すように、電源ＰＷの正極に接続された高電位側（Ｐ側）の主電源線ＰＬと、電源ＰＷの負極に接続された低電位側（Ｎ側）の主電源線ＮＬとの間に、ＲＣ−ＩＧＢＴ１ＰおよびＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎが直列に接続されてハーフブリッジ回路が構成されている。
【００２２】
ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｐのコレクタは主電源線ＰＬに接続され、エミッタはＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎのコレクタに接続され、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎのエミッタは、主電源線ＮＬに接続され、ＲＣ−ＩＧＢＴ１ＰとＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎの接続ノードＮＤがハーフブリッジ回路の出力ノードとなる。そして、接続ノードＮＤと主電源線ＰＬとの間に誘導性負荷ＬＤが接続されている。
【００２３】
通常、インバータ回路のＰ側のトランジスタへのゲート信号と、Ｎ側のトランジスタへのゲート信号とは相補的に与えられるため、論理ＮＯＴ回路を用いて作られる。すなわち、Ｐ側のトランジスタのゲート信号としてオン信号が入力された場合、Ｎ側のトランジスタのゲート信号は、Ｐ側のトランジスタのゲート信号を論理ＮＯＴ回路を通して反転させたオフ信号が入力される。
【００２４】
ＲＣ−ＩＧＢＴ１ＰおよびＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎとして図１に示したＲＣ−ＩＧＢＴ１００を用いる場合に、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｐの逆導通ダイオードに順方向の導通電流が流れる場合、図４の矢印で示すように誘導性負荷ＬＤと逆導通ダイオードとで閉回路が形成され、電流が還流する。このとき、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎがオンしてしまうと、電流がＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎを流れてしまい、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｐの逆導通ダイオードには電流が流れなくなる。すなわち、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｐの逆導通ダイオードに電流を流すには、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎがオフでなければならず、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｎのゲート信号が論理ＮＯＴ回路を介してオフ信号となっている場合には、ＲＣ−ＩＧＢＴ１Ｐのゲート信号はオン信号となる。このように、逆導通ダイオードが順方向に導通している期間に、並列するＩＧＢＴにはオン信号が入力される場合がある。
【００２５】
ＩＧＢＴにオン信号が入力されると、図１を用いて説明したように、トレンチ４の側面のゲート酸化膜６に接するベース層２の表面内にチャネル領域が形成される。この状態を図５に模式的に示す。
【００２６】
図５に示すように、カソード層１０から半導体層１に注入される電子１５は、ベース層２ではなく、トレンチ４の側面のゲート酸化膜６に接するベース層２の表面内に形成されたチャネル領域１７に流れるためスナップバックが発生し、逆導通ダイオードのしきい値を超える順バイアス電圧、すなわちアノード電圧（ＶＡＫ）が大幅に上昇し、逆導通ダイオードの導通損失が増大する。
【００２７】
この順バイアス電圧の上昇は、ＩＧＢＴ領域１３とダイオード領域１４の配置状態によっても影響を受ける。この影響について以下に説明する。
【００２８】
図６および図７は、ＩＧＢＴ領域１３およびダイオード領域１４の平面視での幅を変化させて配置した場合のＲＣ−ＩＧＢＴのセル領域を示す平面図である。
【００２９】
図６および図７は、図１に示したＩＧＢＴ領域１３およびダイオード領域１４を縮小してストライプ状の領域として示した図であり、トレンチゲート電極５を含む各種電極などは図示を省略している。
【００３０】
図６は、ＩＧＢＴ領域１３の幅Ｗ１がダイオード領域１４の幅Ｗ２より数倍大きく、かつ、図７に示すＩＧＢＴ領域１３の幅Ｗ１１よりも数倍以上大きく形成されている。また、ダイオード領域１４の幅Ｗ２は、図７に示すダイオード領域１４の幅Ｗ１２よりも数倍以上大きく形成されている。
【００３１】
図６および図７に示す配置を有するＲＣ−ＩＧＢＴにおける逆導通ダイオードの導通特性を、それぞれ図８および図９に示す。図８および図９においては、横軸にアノード電圧ＶＡＫ［Ｖ］を示し、縦軸に導通電流ＩＡＫ［Ａ］を示す。また、図８および図９においては、逆導通ダイオードの導通時にＲＣ−ＩＧＢＴのエミッタ電極とゲート電極間にゲート−エミッタ間電圧、すなわちゲート電圧ＶＧＥが印加されない場合（ＶＧＥ＝０Ｖ）の特性を実線で示し、ゲート電圧ＶＧＥとして通常の駆動電圧である１５Ｖが印加された場合（ＶＧＥ＝１５Ｖ）の特性を破線で示している。
【００３２】
図８においては、ＶＧＥ＝０Ｖの場合特性とＶＧＥ＝１５Ｖの場合の特性とでは大きな差は見られず、どちらも一般的なダイオード特性を示している。
【００３３】
一方、図９においては、ＶＧＥ＝０Ｖの場合の特性は一般的なダイオード特性であるが、ＶＧＥ＝１５Ｖの場合はスナップバックが発生した特性となっている。スナップバックはダイオードのＰＮ接合のビルトインポテンシャルを超えるまで発生し続け、ＰＮ接合のビルトインポテンシャルを超えて、初めて電流が流れ始める。図９では、図のほぼ中央までアノード電圧が上昇した後に導通電流ＩＡＫが流れ始めており、スナップバック電圧は、ＶＧＥ＝０Ｖの場合の立ち上がり電圧の４倍近い値となっている。そして、高い電圧を維持して電流が増加するので導通損失が大きくなる。
【００３４】
このようにＩＧＢＴ領域１３とダイオード領域１４のストライプ幅を小さくし過ぎると、逆導通ダイオードの導通時に、ＲＣ−ＩＧＢＴにゲート電圧ＶＧＥが印加されるとスナップバックが発生し、逆導通ダイオードの導通損失が大きくなる。
【００３５】
そのため、ＩＧＢＴ領域１３とダイオード領域１４は、ある程度以上の幅が必要となる。放熱性を考慮すれば、ストライプ幅は狭い方が有利だが、ＲＣ−ＩＧＢＴは、このスナップバック発生によるダイオード導通損失の増大があるため、ストライプ幅を狭くすることができない。
【００３６】
先に説明したように、先行技術には、逆導通ダイオードの順方向動作時には、ＲＣ−ＩＧＢＴにゲート電圧が印加されないように、ＲＣ−ＩＧＢＴにダイオード電流のセンス素子を設け、逆導通ダイオード流れる電流を検出して制御することになるので、逆導通ダイオードに電流が流れていないスナップバック中では機能しない。
【００３７】
＜装置構成＞
図１０は本発明に係る実施の形態１の制御装置１０００の構成を示すブロック図である。図１０に示すように制御装置１０００は、例えば、図１に示したＲＣ−ＩＧＢＴ１００を制御対象のスイッチング素子とし、ダイオード電圧検出回路ＤＤ、コンパレータ回路ＣＣ、論理ＡＮＤ回路Ｇ１およびゲート駆動回路ＧＣを有している。
【００３８】
ダイオード電圧検出回路ＤＤは、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００に内蔵される逆導通ダイオードのアノード−カソード間電圧（ＶＡＫ）を検出し、検出電圧をコンパレータ回路ＣＣに出力する。ここで、ＶＡＫとして負バイアス（逆バイアス）が印加される場合、すなわち、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧（ＶＣＥ）に正バイアス（順バイアス）が印加される場合は、コンパレータ回路ＣＣに電圧を出力しないように構成されている。
【００３９】
コンパレータ回路ＣＣは、入力されたＶＡＫが予め定めたしきい値電圧を超える場合は、コンパレータ回路ＣＣから出力される出力信号Ｓ１０を低電位（Ｌｏｗ）信号として論理ＡＮＤ回路Ｇ１の一方の入力に入力し、それ以外は出力信号Ｓ１０を高電位（Ｈｉｇｈ）信号として出力するように構成されている。
【００４０】
論理ＡＮＤ回路Ｇ１の他方の入力には、ゲート信号Ｓ１が入力され、論理ＡＮＤ回路Ｇ１においてゲート信号Ｓ１とコンパレータ回路ＣＣの出力信号Ｓ１０とのＡＮＤ演算を行い、演算結果に基づいた出力信号Ｓ２０をゲート駆動回路ＧＣに入力する。
【００４１】
ゲート駆動回路ＧＣは、論理ＡＮＤ回路Ｇ１から入力された出力信号Ｓ２０に基づいて、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００のオン信号またはオフ信号を出力する。
【００４２】
なお、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００は、図７を用いて説明したＩＧＢＴ領域１３およびダイオード領域１４のストライプ幅を狭めて、放熱性を高めた構成としており、逆導通ダイオードの導通時に、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００にゲート電圧が印加された場合に、スナップバックが発生する構造としている。
【００４３】
＜動作＞
次に、図１０に示す制御装置１０００の動作について説明する。前提として、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００のコレクタ−エミッタ間電圧（ＶＣＥ）として負バイアス（逆バイアス）が印加された場合、すなわち逆導通ダイオードのアノード−カソード間電圧（ＶＡＫ）として正バイアス（順バイアス）が印加された場合は、ダイオード電圧検出回路ＤＤは、検出電圧を常にコンパレータ回路ＣＣに入力するが、ＶＣＥとして正バイアスが印加された場合は、ダイオード電圧検出回路ＤＤは、検出電圧をコンパレータ回路ＣＣに出力しないものとする。
【００４４】
これにより、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００がトランジスタとしての通常のスイッチング動作がコンパレータ回路ＣＣによって阻害されることがない。
【００４５】
図１０に内蔵された逆導通ダイオードのＶＡＫとして正バイアスが印加された場合でも、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００にゲート電圧が印加されない場合（ＶＧＥ＝０Ｖ）は、図９において実線で示したように一般的なダイオード特性となるので、制御装置１０００による制御は機能しない。
【００４６】
一方、逆導通ダイオードのＶＡＫとして正バイアスが印加され、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００にゲート電圧が印加された場合（ＶＧＥ＝１５Ｖ）は、図９において破線で示したようにスナップバックが発生し、逆導通ダイオードのＰＮ接合のビルトインポテンシャルを超えるまで発生し続ける。
【００４７】
逆導通ダイオードのＶＡＫとして正バイアスが印加されている場合は、ダイオード電圧検出回路ＤＤは、常にＶＡＫをコンパレータ回路ＣＣに入力しているので、入力されたＶＡＫが、スナップバックによりコンパレータ回路ＣＣの基準電圧を超えた場合には、コンパレータ回路ＣＣは出力信号Ｓ１０をＬｏｗ信号として論理ＡＮＤ回路Ｇ１の一方の入力に入力する。
【００４８】
論理ＡＮＤ回路Ｇ１にＬｏｗ信号が入力されている限り、論理ＡＮＤ回路Ｇ１に入力されるゲート信号Ｓ１がＨｉｇｈ信号でもＬｏｗ信号でも、論理ＡＮＤ回路Ｇ１の出力信号Ｓ２０はＬｏｗ信号となる。
【００４９】
論理ＡＮＤ回路Ｇ１の出力信号Ｓ２０がＬｏｗ信号である場合は、ゲート駆動回路ＧＣが作動しないように構成することで、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００にはゲート電圧が印加されなくなる。これにより、逆導通ダイオードの導通時に、図９において実線で示したＲＣ−ＩＧＢＴ１００にゲート電圧が印加されない場合（ＶＧＥ＝０Ｖ）のように一般的なダイオード特性となり、逆導通ダイオードの導通損失を低減させることができる。
【００５０】
このように、実施の形態１の制御装置１０００においては、スナップバックが発生している期間中、すなわち逆導通ダイオードに電流を流したいが、まだＰＮ接合のビルトインポテンシャルを超えていない期間中にアノード−カソード間電圧を検出して、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００にゲート電圧が印加されなくなるようにフィードバック制御するので、内蔵した逆導通ダイオードが順方向に導通する際の導通損失を抑制することができる。
【００５１】
また、先に説明したように、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００は、図７を用いて説明したＩＧＢＴ領域１３およびダイオード領域１４のストライプ幅を狭めて、放熱性を高めた構成としており、図６を用いて説明したＩＧＢＴ領域１３およびダイオード領域１４のストライプ幅が広い場合に比べて、逆導通ダイオードの導通損失で発生した熱を、より効率よく放熱することができる。
【００５２】
例えば、ＩＧＢＴ領域１３とダイオード領域１４の面積比を７：３とした場合、面積比率３割の逆導通ダイオードが導通している間は、面積比率７割のＩＧＢＴ領域は、逆導通ダイオードの放熱領域として機能するので、逆導通ダイオードの面積比率を減らせば減らすほど、放熱の効果が高くなる。
【００５３】
一方、ＩＧＢＴ領域１３とダイオード領域１４の面積比率を逆転させると、ＩＧＢＴ領域１３の放熱効率が上昇する。しかし、一般にインバータ用途の場合、ダイオードに電流が流れる期間は、ＩＧＢＴに電流が流れる期間に比べて短いため、ＲＣ−ＩＧＢＴをインバータ用途で設計する場合、面積比率は、ＩＧＢＴ領域がダイオード領域よりも大きくなるようにする。
【００５４】
また、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００は、ＩＧＢＴ領域１３およびダイオード領域１４のストライプ幅を狭めて、敢えてスナップバックが発生しやすい構造にすることで、スナップバック電圧を確実に検出し、すばやくゲート電圧の制御を行うことができる。
【００５５】
なお、図６および図７に示したように、ＩＧＢＴ領域１３およびダイオード領域１４をストライプ状とした場合、スナップバックはダイオード領域のストライプ幅に依存するので、ストライプ幅が狭ければ狭いほどスナップバック電圧が上昇し、スナップバック電圧を確実に検出できるようになる。
【００５６】
＜ダイオード電圧検出回路、コンパレータ回路の構成例＞
図１０に示したダイオード電圧検出回路ＤＤおよびコンパレータ回路ＣＣの構成の一例を図１１に示す。
【００５７】
図１１に示すようにダイオード電圧検出回路ＤＤは、例えば巻き線比１:１のパルストランス１０１の一次巻線１０１１をＲＣ−ＩＧＢＴ１００のコレクタ（カソード）とエミッタ（アノード）に接続し、二次巻線１０１２の出力をコンパレータ回路ＣＣに入力する構成を採ることができる。
【００５８】
パルストランス１０１は、電気信号を磁気に変換して伝達するのでアイソレータとしても機能するので、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００が高電位側のトランジスタである場合には、高電位側のＲＣ−ＩＧＢＴ１００と、低電位側にあるコンパレータ回路ＣＣ等との絶縁を保つことができる。なお、ゲート駆動回路ＧＣは、通常、フォトカプラまたはパルストランスで絶縁されるので、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００を含むブリッジ回路である主回路と、コンパレータ回路ＣＣ論理およびＡＮＤ回路Ｇ１等の制御回路とは、電気的に絶縁された状態となる。
【００５９】
パルストランス１０１の二次巻線１０１２の一方端子は、クランプダイオード１０２のアノードに接続し、二次巻線１０１２の他方端子は接地電位に接続され、クランプダイオード１０２のカソードはコンパレータ回路ＣＣに接続される。
【００６０】
クランプダイオード１０２は、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００のアノード−カソード間電圧として負バイアスが印加された場合、すなわち、ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間電圧に正バイアスが印加された場合に、検出電圧をコンパレータ回路ＣＣに出力しないようにするために設けられている。ＲＣ−ＩＧＢＴ１００のアノード−カソード間電圧として負バイアスが印加された場合、クランプダイオード１０２には遮断する方向に電圧が印加されるため、コンパレータ回路ＣＣには検出電圧は出力されない。
【００６１】
コンパレータ回路ＣＣは、クランプダイオード１０２のカソードが反転入力端子（−端子）に接続され、非反転入力端子（＋端子）に電流源２０４が接続されたコンパレータ２０１を有し、コンパレータ２０１の出力端子ＯＴが論理ＡＮＤ回路Ｇ１（図１０）の一方の入力に接続される。
【００６２】
コンパレータ２０１の非反転入力端子は、基準電圧生成用のダイオード２０２を介して接地電位に接続されるが、ダイオード電圧検出回路ＤＤにクランプダイオード１０２に設けたことで、ダイオード電圧検出回路ＤＤでの検出電圧にクランプダイオード１０２のビルトインポテンシャルも加算される。このため、コンパレータ２０１の非反転入力端子には、クランプダイオード１０２と同じ特性のダイオード２０３がダイオード２０２の前段に直列に接続されている。
【００６３】
このようにコンパレータ２０１の基準電圧の生成に、ＰＮ接合で形成されたＰＮ接合ダイオードを用いる場合、ＰＮ接合のビルトインポテンシャルは温度特性を持つため、コンパレータ２０１のしきい値電圧も、温度特性を持つことになる。
【００６４】
また、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００の逆導通ダイオードの導通時のスナップバック電圧も温度特性を持ち、特に高温になるとスナップバック電圧は低くなる。このため、コンパレータ２０１のしきい値電圧をダイオード２０２および２０３のビルトインポテンシャル電圧とすることで、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００の逆導通ダイオードと同じように高温で電圧が低下することとなり、温度が高くなっても、コンパレータ２０１が動作することができる。
【００６５】
コンパレータ２０１の基準電圧の生成に用いるダイオード２０２および２０３と、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００の逆導通ダイオードとでは、同じ半導体材料、例えばシリコンを用いて製造しているであれば、ＰＮ接合のビルトインポテンシャルは大きく変わらないので上記のような構成が可能となる。
【００６６】
＜コンパレータ回路の他の例＞
以上説明した実施の形態１の制御装置１０００のコンパレータ回路ＣＣでは、直列に接続されたダイオード２０２および２０３を用いてコンパレータ２０１の基準電圧を生成していたが、図１２に示すコンパレータ回路ＣＣ１のように、コレクタ−ベース間をショートしたバイポーラトランジスタ２０５のベース電圧を基準電圧としても良い。
【００６７】
すなわち、コレクタ−ベース間をショートしたバイポーラトランジスタ２０５のベースがコンパレータ２０１の非反転入力端子に接続され、バイポーラトランジスタ２０５のベースが電流源２０４に接続された構成となっている。
【００６８】
バイポーラトランジスタ２０５のベース−エミッタ間にもＰＮ接合があるので、ベース電圧も温度特性を持ち、コンパレータ２０１のしきい値電圧も、温度特性を持つことになる。
【００６９】
コンパレータ２０１のしきい値電圧をバイポーラトランジスタ２０５のベース−エミッタ間のＰＮ接合のビルトインポテンシャル電圧とすることで、ＲＣ−ＩＧＢＴ１００の逆導通ダイオードと同じように高温で電圧が低下することとなり、温度が高くなっても、コンパレータ２０１が動作することができる。
【００７０】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【００７１】
１３  ＩＧＢＴ領域、１４  ダイオード領域、１００  ＲＣ−ＩＧＢＴ、１０１  パルストランス、１０２  クランプダイオード、ＤＤ  ダイオード電圧検出回路、ＣＣ  コンパレータ回路、Ｇ１  論理ＡＮＤ回路、ＧＣ  ゲート駆動回路。
【図１】
2020088878.tif 000003
【図２】
2020088878.tif 000004
【図３】
2020088878.tif 000005
【図４】
2020088878.tif 000006
【図５】
2020088878.tif 000007
【図６】
2020088878.tif 000008
【図７】
2020088878.tif 000009
【図８】
2020088878.tif 000010
【図９】
2020088878.tif 000011
【図１０】
2020088878.tif 000012
【図１１】
2020088878.tif 000013
【図１２】
2020088878.tif 000014