(57)【要約】【課題】直列多重インバータ装置において、電圧指令値どおりの電圧を出力し、高調波を抑制する。【解決手段】第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４は、複数の平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４の直流電圧をそれぞれ交流電圧に変換する。第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の出力側は直列接続され、一定周波数を出力する。パルス幅変調回路は、電圧指令値Ｖｒｅｆと各インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４毎に異なる値に設定されたゲート閾値Ｔｈｇ１〜Ｔｈｇ４とを比較して、第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する。ゲート閾値設定部は、ゲート閾値Ｔｈｇ１〜Ｔｈｇ４を、直流電圧Ｖｄｃまたはユニット出力電圧Ｖｏが高い順に絶対値の低い値にソートする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の平滑コンデンサと、
前記複数の平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧にそれぞれ変換し、出力側が直列接続された周波数一定出力の複数のインバータユニットと、
電圧指令値と各前記インバータユニット毎に異なる値に設定されたゲート閾値とを比較して、前記インバータユニットの半導体スイッチング素子のゲート信号を生成するパルス幅変調回路と、
前記ゲート閾値を、前記直流電圧またはユニット出力電圧が高い順に絶対値の低い値にソートするゲート閾値設定部と、
を備えたことを特徴とする直列多重インバータ装置。
【請求項２】
前記ゲート閾値設定部は、休止する前記インバータユニットがある場合、
前記直流電圧、または、前記ユニット出力電圧が高い順に休止する前記インバータユニットに設定し、
休止する前記インバータユニット以外の前記インバータユニットの中で前記直流電圧、または、前記ユニット出力電圧が高い順に絶対値の低い値に前記ゲート閾値をソートすることを特徴とする請求項１記載の直列多重インバータ装置。
【請求項３】
前記ゲート閾値設定部は、
出力周波数が入力周波数の６倍以上の場合、出力電圧の半周期毎に前記ゲート閾値をソートし、
出力周波数が入力周波数の６倍未満の場合、前記電圧指令値の半周期または一周期毎に前記ゲート閾値をソートすることを特徴とする請求項１または２記載の直列多重インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧が変動する直列多重インバータ装置に係り、特に各インバータユニットの制御に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、インバータユニットを多重化した直流多重インバータ装置の制御方法が開示されている。特許文献１では３相出力のアンバランスに起因する２次高調波を低減するため出力電圧低下率分を各相に乗算している。この方法の場合、２次高調波は解消されるが出力電圧低下率分を各相に乗算しているため、電圧指令値どおりの電圧を出力することができない。
【０００３】
図８に直列多重インバータ装置の主回路構成の一例を示す。図８では、単相インバータを示している。図８に示す直列多重インバータ装置は、入力トランス１ａ〜１ｄと、ダイオード整流器２ａ〜２ｄと、平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４と、第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４と、フィルタ回路（図示省略）と、を備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１２−２１７２３２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
図８は一例であり、入力トランス１ａ〜１ｄをＹ−Δ結線とＹ−Ｙ結線で構成している。ダイオード整流器２ａ〜２ｄの出力は入力電圧Ｖｉｎの入力周波数ｆｉｎの６倍＝６ｆｉｎのリップルが乗っており、これを除去するために平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４を使用するが、平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量が少ない場合は入力周波数ｆｉｎの６倍＝６ｆｉｎのリップルを除去しきれない。
【０００６】
平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量が少ない場合のシミュレーション結果を図９に示す。直流電圧Ｖｄｃ１と直流電圧Ｖｄｃ２または直流電圧Ｖｄｃ３と直流電圧Ｖｄｃ４には入力トランス１ａ〜１ｄの二次側巻線の結線の違いにより入力周波数ｆｉｎの６倍＝６ｆｉｎのリップルが１８０°の位相差で重畳しており、瞬間的に直流電圧差が５０Ｖに達する。
【０００７】
図１０に一般的な直列多重インバータ装置の制御方式を示す。電圧指令値Ｖｒｅｆとそれぞれ値の異なるゲート閾値Ｔｈｇ１，Ｔｈｇ２，Ｔｈｇ３，Ｔｈｇ４とを比較し、各インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の制御を行う方式である。ユニット出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ４は電圧指令値Ｖｒｅｆとゲート閾値Ｔｈｇ１〜Ｔｈｇ４との比較結果に基づく第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４のユニット出力電圧である。ユニット出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ４を足し合わせると出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【０００８】
この方式を用いた時、平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量が少なく入力トランス１ａ〜１ｄの二次側巻線の結線の違いにより直流電圧差がある場合、理想出力である電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差分が大きくなり高調波が悪化する区間が発生する。
【０００９】
高調波が最も多くなるケースを図１１に示す。電圧指令値Ｖｒｅｆの傾きが急な箇所（＝絶対値が低い箇所）のゲート閾値を直流電圧Ｖｄｃが低いインバータユニットに割り当てる。また、電圧指令値Ｖｒｅｆの傾きが緩やかな箇所（＝絶対値が高い箇所）のゲート閾値を直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットに割り当てる。その結果、電圧指令値（理想出力）Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分が大きくなり、高調波が悪化する。
【００１０】
以上示したようなことから、直列多重インバータ装置において、電圧指令値どおりの電圧を出力し、高調波を抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、複数の平滑コンデンサと、前記複数の平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧にそれぞれ変換し、出力側が直列接続された周波数一定出力の複数のインバータユニットと、電圧指令値と各前記インバータユニット毎に異なる値に設定されたゲート閾値とを比較して、前記インバータユニットの半導体スイッチング素子のゲート信号を生成するパルス幅変調回路と、前記ゲート閾値を、前記直流電圧またはユニット出力電圧が高い順に絶対値の低い値にソートするゲート閾値設定部と、を備えたことを特徴とする。
【００１２】
また、その一態様として、前記ゲート閾値設定部は、休止する前記インバータユニットがある場合、前記直流電圧、または、前記ユニット出力電圧が高い順に休止する前記インバータユニットに設定し、休止する前記インバータユニット以外の前記インバータユニットの中で前記直流電圧、または、前記ユニット出力電圧が高い順に絶対値の低い値に前記ゲート閾値をソートすることを特徴とする。
【００１３】
また、その一態様として、前記ゲート閾値設定部は、出力周波数が入力周波数の６倍以上の場合、出力電圧の半周期毎に前記ゲート閾値をソートし、出力周波数が入力周波数の６倍未満の場合、前記電圧指令値の半周期または一周期毎に前記ゲート閾値をソートすることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、直列多重インバータ装置において、電圧指令値どおりの電圧を出力し、高調波を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】実施形態１における電圧指令値と出力電圧を示す概略図。
【図２】実施形態１におけるゲート閾値の遷移を示す図。
【図３】実施形態２における電圧指令値と出力電圧を示す概略図。
【図４】実施形態２におけるゲート閾値の遷移を示す図。
【図５】実施形態３におけるゲート閾値の切替方法を示す概略図（６ｆｉｎ＝ｆｏｕｔ）。
【図６】実施形態３におけるゲート閾値の切替方法を示す概略図（６ｆｉｎ＞＞ｆｏｕｔ）。
【図７】実施形態３におけるゲート閾値の切替方法を示す概略図（６ｆｉｎ＜＜ｆｏｕｔ）。
【図８】直列多重インバータ装置の主回路の一例を示す回路図。
【図９】入力トランスの二次側巻線の結線の違いによる直流電圧差を示すグラフ。
【図１０】一般的な直列多重インバータ装置の制御方式を示すグラフ。
【図１１】高調波が大きく成る場合の電圧指令値と出力電圧を示す概略図。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
本願発明は、出願電圧低下率分を各相に乗算せずに、高調波を抑制するものである。以下、本願発明における直列多重インバータ装置の実施形態１〜３を図１〜図８に基づいて詳述する。
【００１７】
［実施形態１］
まず、図８に基づいて、単相の直列多重インバータ装置の主回路構成の一例を説明する。
【００１８】
入力トランス１ａ〜１ｄは、入力電圧Ｖｉｎを所定の電圧に変換する。入力トランス１ａ〜１ｄの一次側巻線は全てＹ結線であるが、二次側巻線は入力トランス１ａ，１ｃがＹ結線、入力トランス１ｂ，１ｄがΔ結線としている。
【００１９】
ダイオード整流器２ａ〜２ｄは交流を直流に変換する。平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４はダイオード整流器２ａ〜２ｄの出力を平滑化する。第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４は所定の一定周波数に変換し、平滑コンデンサＣ１〜Ｃ４の直流電圧をそれぞれ交流電圧に変換する。
【００２０】
また、第１インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の出力側は直列接続される。具体的には、第１インバータユニットＩＮＶ１の他方の出力端子と第２インバータユニットＩＮＶ２の一方の出力端子が接続される。第２インバータユニットＩＮＶ２の他方の出力端子と第３インバータユニットＩＮＶ３の一方の出力端子が接続される。第３インバータユニットＩＮＶ３の他方の出力端子と第４インバータユニットＩＮＶ４の一方の出力端子が接続される。
【００２１】
第１インバータユニットＩＮＶ１の一方の出力端子と他方の出力端子との間の電圧をユニット出力電圧Ｖｏ１とする。第２〜第４インバータユニットＩＮＶ２〜ＩＮＶ４のユニット出力電圧Ｖｏ２〜Ｖｏ４も同様である。また、第１インバータユニットＩＮＶ１の一方の出力端子と第４インバータユニットＩＮＶ４の他方の出力端子との間の電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとする。
【００２２】
なお、図示省略しているがフィルタ回路が備えられている。また、パルス幅変調回路（図示省略）は、電圧指令値Ｖｒｅｆと各インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４毎に異なる値に設定されたゲート閾値Ｔｈｇ１〜Ｔｈｇ４とを比較して、第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の半導体スイッチング素子のゲート信号を生成する。
【００２３】
また、ゲート閾値設定部（図示省略）は、直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４、または、ユニット出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ４が高い順に絶対値の低い値にゲート閾値Ｔｈｇ１〜Ｔｈｇ４をソートする。
【００２４】
本実施形態１では、休止するインバータユニット（以下、休止ユニットと称する）がない場合の制御方法について説明する。
【００２５】
図１に示すように、電圧指令値Ｖｒｅｆは絶対値が低い方が傾きが急であり、絶対値が高くなるにつれて傾きが緩やかになる。また、各第１〜第４インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４のゲート閾値Ｔｈｇ１〜Ｔｈｇ４は、図１０に示すように、それぞれ異なる値に設定されている。そして、直流電圧Ｖｄｃが高い順にインバータユニットのゲート閾値Ｔｈｇの絶対値を低く設定し、直流電圧Ｖｄｃが低いインバータユニットのゲート閾値Ｔｈｇの絶対値を高く設定する。
【００２６】
すなわち、直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットのゲート閾値を絶対値の小さな値に設定することにより、電圧指令値Ｖｒｅｆの傾きが大きい箇所で出力電圧Ｖｏｕｔの段差が大きくなる。また、直流電圧Ｖｄｃが低いインバータユニットのゲート閾値を絶対値の大きな値に設定することにより、電圧指令値Ｖｒｅｆの傾きが小さな箇所で出力電圧Ｖｏｕｔの段差が小さくなる。これにより、電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差分を少なくし、高調波を低減する。
【００２７】
（ア）直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４を用いる場合
出力電圧Ｖｏｕｔの位相０°（もしくは１８０°）の１周期間隔で、直流電圧Ｖｄｃの瞬時値が高い順にインバータユニットをソートする。ソートした直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットから順にゲート閾値Ｔｈｇ１、Ｔｈｇ２…と割り振る。以下にソートの手順を示す。
【００２８】
例）Ｖｄｃ１→Ｖｄｃ３→Ｖｄｃ２→Ｖｄｃ４の順に直流電圧Ｖｄｃが低くなる場合。
【００２９】
（１）ゲート閾値Ｔｈｇ１のインバータユニット：直流電圧Ｖｄｃ１、Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４を比較し、最も直流電圧Ｖｄｃが大きいインバータユニットを選択する。ここでは、直流電圧Ｖｄｃ１が最も大きいため、第１インバータユニットＩＮＶ１が選択される。
【００３０】
（２）ゲート閾値Ｔｈｇ２のインバータユニット：直流電圧Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ３、Ｖｄｃ４を比較し、最も直流電圧Ｖｄｃが大きいインバータユニットを選択する。ここでは、直流電圧Ｖｄｃ３が最も大きいため、第３インバータユニットＩＮＶ３が選択される。
【００３１】
（３）ゲート閾値Ｔｈｇ３のインバータユニット：直流電圧Ｖｄｃ２、Ｖｄｃ４を比較し、最も直流電圧Ｖｄｃが大きいインバータユニットを選択する。ここでは、直流電圧Ｖｄｃ２が最も大きいため、第２インバータユニットＩＮＶ２が選択される。
【００３２】
（４）ゲート閾値Ｔｈｇ４のインバータユニット：最後に残った直流電圧Ｖｄｃ４の第４インバータユニットＩＮＶ４が選択される。
【００３３】
上記を実施した場合の閾値Ｔｈｇの遷移図を図２に示す。区間１〜区間３まで直流電圧の大きさはＶｄｃ１→Ｖｄｃ３→Ｖｄｃ４→Ｖｄｃ２である。そのため、区間１〜区間４まで第１インバータユニットＩＮＶ１はゲート閾値Ｔｈｇ１，第２インバータユニットＩＮＶ２はゲート閾値Ｔｈｇ４，第３インバータユニットＩＮＶ３はゲート閾値Ｔｈｇ２，第４インバータユニットＩＮＶ４はゲート閾値Ｔｈｇ３となる。
【００３４】
区間４の途中で、直流電圧の大きさはＶｄｃ４→Ｖｄｃ２→Ｖｄｃ１→Ｖｄｃ３に変わる。そのため、区間５，区間６では、第１インバータユニットＩＮＶ１はゲート閾値Ｔｈｇ３，第２インバータユニットＩＮＶ２はゲート閾値Ｔｈｇ２，第３インバータユニットＩＮＶ３はゲート閾値Ｔｈｇ４，第４インバータユニットＩＮＶ４はゲート閾値Ｔｈｇ１となる。
【００３５】
（イ）ユニット出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ４を用いる場合
半導体スイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）がＯＮしている期間は直流電圧Ｖｄｃ≒｜Ｖｏ｜となるので、ユニット出力電圧Ｖｏを用いることで模擬的に直流電圧の情報を得ることができ、（ア）と同様の処理が可能である。ユニット出力電圧Ｖｏで電圧の高い順にソートする方法として以下２つがある。
【００３６】
（１）全インバータユニットＩＮＶ１〜ＩＮＶ４の半導体スイッチング素子がＯＮしている出力電圧Ｖｏｕｔの位相９０°と２７０°でユニット出力電圧Ｖｏ１〜Ｖｏ４を取得し、（ア）と同様の処理を行う。
【００３７】
（２）半導体スイッチング素子がＯＮしている区間のユニット出力電圧Ｖｏの平均値を各インバータユニットで算出し、（ア）と同様の処理を行う。Ｖｏ＜０の区間があるので平均化前のユニット出力電圧Ｖｏは絶対値処理を行う。
【００３８】
（２）については図１０に示すように各インバータユニットでパルス幅が違うため、半導体スイッチング素子のＯＦＦ区間を含めた平均（例：Ｖｏｕｔの位相０〜１８０°までの平均）を実施すると正確なユニット出力電圧Ｖｏ（≒Ｖｄｃ）の電圧変動を把握することができない。そのため、半導体スイッチング素子のＯＮ区間の平均値を算出する。
【００３９】
実施形態１のシミュレーション結果を以下の表１に示す。表１において、Ｖｄｃ低いユニットが下段［Ｖｐ］が従来技術であり、Ｖｄｃ高いユニットが下段が実施形態１である。表１に示すように、実施形態１では、特に３次の高調波が大きく抑制されている。
【００４０】
【表１】
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【００４１】
以上示したように、本実施形態１によれば、休止ユニットがない場合において、直流電圧Ｖｄｃまたはユニット出力電圧Ｖｏが高い順にゲート閾値の絶対値を低い値にソートすることで高調波を低減することができる。その結果、先行技術のように電圧低下率を乗算しないため、理想の出力電圧に近づきかつ高調波を低減することが可能となる。
【００４２】
［実施形態２］
実施形態１では、休止ユニットが無い場合の制御方法について説明した。本実施形態２では、休止ユニットがある場合の制御方法について説明する。
【００４３】
休止ユニットがある場合は、直流電圧Ｖｄｃまたはユニット出力電圧Ｖｏが高いインバータユニットから順番に休止させていくことで運転するインバータユニット（以下、運転ユニットと称する。）を増加傾向にして高調波を低減する。図３に本実施形態２の概要図を示す。
【００４４】
図３（ａ）は直流電圧Ｖｄｃが低いインバータユニットから順番に休止する場合である。図３（ｂ）は直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットから順番に休止する場合である。
【００４５】
図３（ａ）では直流電圧Ｖｄｃが低いインバータユニットを休止し、直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットで運転することで、２台のインバータユニットで電圧指令値Ｖｒｅｆの電圧を出力できる。しかし、電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差分が大きく高調波が多くなる。
【００４６】
一方、図３（ｂ）では直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットを休止し、直流電圧Ｖｄｃが低いインバータユニットを運転する。これにより、３台のインバータユニットが運転され、電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差分を小さくすることができ、図３（ａ）と比べると高調波は低減する。このように直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットから休止することで運転するインバータユニットを増加傾向にして高調波を低減する。
【００４７】
図４に本実施形態２の方式を用いた場合のゲート閾値の遷移表を示す。本実施形態２では、電圧指令値Ｖｒｅｆの振幅がゲート閾値Ｔｈｇ４の絶対値よりも小さいため、ゲート閾値Ｔｈｇ４のインバータユニットが休止ユニットとなる。直流電圧Ｖｄｃが最も大きいインバータユニットをゲート閾値Ｔｈｇ４にし、休止ユニットとする。
【００４８】
区間１〜区間３まで直流電圧の大きさはＶｄｃ１→Ｖｄｃ３→Ｖｄｃ４→Ｖｄｃ２である。そのため、区間１〜区間４まで第１インバータユニットＩＮＶ１のゲート閾値はゲート閾値Ｔｈｇ４となり、休止ユニットとなる。
【００４９】
また、第２インバータユニットＩＮＶ２はゲート閾値Ｔｈｇ３，第３インバータユニットＩＮＶ３はゲート閾値Ｔｈｇ１，第４インバータユニットＩＮＶ４はゲート閾値Ｔｈｇ２となる。
【００５０】
区間４の途中で、直流電圧Ｖｄｃの大きさはＶｄｃ４→Ｖｄｃ２→Ｖｄｃ１→Ｖｄｃ３に変わる。そのため、区間５，区間６では、第４インバータユニットＩＮＶ４のゲート閾値はＴｈｇ４となり、休止ユニットとなる。
【００５１】
また、第１インバータユニットＩＮＶ１はゲート閾値Ｔｈｇ２，第２インバータユニットＩＮＶ２はゲート閾値Ｔｈｇ１，第３インバータユニットＩＮＶ３はゲート閾値Ｔｈｇ３となる。
【００５２】
以上示したように、本実施形態２によれば、実施形態１と同様に、先行技術のように電圧低下率を乗算しないため、理想の出力電圧に近づきかつ高調波を低減することが可能となる。また、本実施形態２は、休止ユニットがある場合、直流電圧Ｖｄｃが高いインバータユニットから休止することでインバータユニットの運転台数を増加させ、高調波を低減することができる。
【００５３】
［実施形態３］
直流電圧Ｖｄｃには、入力電圧Ｖｉｎの入力周波数ｆｉｎの６倍の周波数６ｆｉｎのリップル（脈動）が重畳している。本実施形態３は、直流電圧Ｖｄｃの６ｆｉｎのリップル（脈動）と出力周波数ｆｏｕｔの関係からゲート閾値の切替方法を変更する。直流電圧Ｖｄｃの脈動６ｆｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの出力周波数ｆｏｕｔの関係からゲート閾値の切替方法を以下とすることで高調波を低減する。
【００５４】
（１）６ｆｉｎ＝ｆｏｕｔの場合（６ｆｉｎとｆｏｕｔが同期している場合）
図５に６ｆｉｎ＝ｆｏｕｔの場合の概略図を示す。半周期毎に直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ３と直流電圧Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ４の関係が入れ替わるため、出力電圧Ｖｏｕｔの位相０°と１８０°の半周期間隔でゲート閾値を入れ替える。出力電圧Ｖｏｕｔの０°〜１８０°の波形と１８０°〜３６０°の波形を対称とし高調波を低減する。
【００５５】
ゲート閾値切替の処理は実施形態１と同様とする。図５において前半の半周期（０°〜１８０°）では直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ３が大きく、直流電圧Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ４が小さい。そのため、ゲート閾値Ｔｈｇ１は第１インバータユニットＩＮＶ１，ゲート閾値Ｔｈｇ２は第３インバータユニットＩＮＶ３，ゲート閾値Ｔｈｇ３は第２インバータユニットＩＮＶ２，ゲート閾値Ｔｈｇ４は第４インバータユニットＩＮＶ４となる。
【００５６】
図５において後半の半周期（１８０°〜３６０°）では、直流電圧Ｖｄｃ２，Ｖｄｃ４が大きく、直流電圧Ｖｄｃ１，Ｖｄｃ３が小さい。そのため、ゲート閾値Ｔｈｇ１は第２インバータユニットＩＮＶ２，ゲート閾値Ｔｈｇ２は第４インバータユニットＩＮＶ４，ゲート閾値Ｔｈｇ３は第１インバータユニットＩＮＶ１，ゲート閾値Ｔｈｇ４は第３インバータユニットＩＮＶ３となる。
【００５７】
（２）６ｆｉｎ＞＞ｆｏｕｔの場合
図６に６ｆｉｎ＞＞ｆｏｕｔの場合の概略図を示す。電圧指令値Ｖｒｅｆの１周期間に６ｆｉｎが複数ある場合は、電圧指令値Ｖｒｅｆの半周期または１周期毎にゲート閾値を切り替える。（高調波の低減を実施できない）。なお、ゲート閾値の切替の処理は実施形態１または２と同様とする。
【００５８】
（３）６ｆｉｎ＜＜ｆｏｕｔの場合
図７に６ｆｉｎ＜＜ｆｏｕｔの場合の概略図を示す。直流電圧Ｖｄｃの電圧差が及ぼす出力電圧Ｖｏｕｔの高調波を低減するため出力電圧Ｖｏｕｔの半周期毎にゲート閾値の切替を行う。出力電圧の１周期で切り替えるのに比べて、ゲート閾値の切替の間隔が半周期短くなるため直流電圧Ｖｄｃの入力周波数ｆｉｎの６倍＝６ｆｉｎの脈動の交差付近の高調波が低減する。それ以外の箇所は実施形態１または２の処理で高調波を低減する。
【００５９】
これらの閾値切替方法は変更しても良い。
【００６０】
以上示したように、本実施形態３によれば、６ｆｉｎとｆｏｕｔの関係から閾値の切替方式を変更することで高調波を低減することができる。その結果、先行技術のように電圧低下率を乗算しないので、理想の出力電圧に近づきかつ高調波を低減することが可能となる。
【００６１】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【００６２】
例えば、実施形態１〜３では、インバータユニットを４つ直列接続した構成について説明したが、直列するインバータユニットは４つでなくても良い。
【００６３】
また、実施形態２では休止ユニットを１つとしたが、１つでなくても良い。
【符号の説明】
【００６４】
１ａ〜１ｄ…入力トランス
２ａ〜２ｄ…ダイオード整流器
Ｃ１〜Ｃ４…平滑コンデンサ
ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４…第１〜第４インバータユニット
Ｔｈｇ１〜Ｔｈｇ４…ゲート閾値
Ｖｒｅｆ…電圧指令値
Ｖｏ１〜Ｖｏ４…ユニット出力電圧
Ｖｏｕｔ…出力電圧
Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ４…直流電圧
ｆｉｎ…入力周波数
ｆｏｕｔ…出力周波数
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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