(57)【要約】【課題】ＰＷＭ制御でありながらオンタイム制御方式のメリットを得る。【解決手段】絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、二次側制御回路は二次側電圧（ＶＳ）に基づきＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成するＰＷＭ制御部（２００）を備え、一次側制御回路は通信用トランスを介して受信したＰＷＭ信号の情報に基づき一次側のスイッチング素子をスイッチングさせる。ＰＷＭ制御部は、ＰＷＭ周波数を持つ発振信号（ＳＥＴ）を生成する発振器（２１０）と、二次側電圧に応じたフィードバック電圧（ＶＦＢ）と所定の基準電圧（ＶＲＥＦ）との比較結果、及び、スイッチング素子のデューティを示すデューティ情報信号（ＶＤＵＴＹ）に基づいて、スイッチング素子のオン時間を設定するオン時間設定部（２２０）と、上記発振信号とオン時間の設定結果とに基づいてＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部（２３０）と、を備える。【選択図】図５
2020205661.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力用トランスの一次側及び二次側を互いに絶縁しつつ、前記電力用トランスの一次側巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより、一次側における一次側電圧から二次側における二次側電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
通信用トランスと、
二次側に配置される回路であって、一定のＰＷＭ周波数のＰＷＭ信号を前記二次側電圧に基づいて生成するＰＷＭ制御部を有した二次側制御回路と、
一次側に配置される回路であって、前記通信用トランスを介し前記二次側制御回路から伝達された前記ＰＷＭ信号の情報に基づき前記スイッチング素子を前記ＰＷＭ周波数でスイッチングさせる一次側制御回路と、を備え、
前記ＰＷＭ制御部は、
前記ＰＷＭ周波数を持つ発振信号を生成する発振器と、
前記二次側電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との比較結果、及び、
前記スイッチング素子のデューティを示すデューティ情報信号、に基づいて、前記スイッチング素子のオン時間を設定するオン時間設定部と、
前記発振信号と前記オン時間設定部の設定結果とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成及び出力するＰＷＭ信号生成部と、を備える
ことを特徴とする絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記オン時間設定部は、前記フィードバック電圧と前記基準電圧との比較結果に応じたコンパレータ信号を生成するコンパレータ部と、前記デューティ情報信号を前記コンパレータ信号にて補正することで補正デューティ情報信号を生成する補正部と、を有し、前記補正デューティ情報信号に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記オン時間設定部は、更にカウンタを有し、前記補正デューティ情報信号に対応する時間を前記カウンタを用いて計測することで前記スイッチング素子のオン時間を設定する
ことを特徴とする請求項２に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記フィードバック電圧が前記基準電圧と一致することで前記二次側電圧が所定の目標電圧にて安定化し、
前記オン時間設定部は、前記二次側電圧が前記目標電圧よりも低いとき前記フィードバック電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を増大補正し、前記二次側電圧が前記目標電圧よりも高いとき前記フィードバック電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を減少補正する
ことを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記ＰＷＭ信号生成部にて生成される前記ＰＷＭ信号により、前記スイッチング素子がオン状態とされるべき第１区間と前記スイッチング素子がオフ状態とされるべき第２区間とが表され、
前記ＰＷＭ信号生成部は、前記発振信号に基づき前記第１区間の開始タイミングを設定し、前記第１区間の長さを前記オン時間設定部により設定された前記オン時間分の長さとする
ことを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記ＰＷＭ信号生成部にて生成される前記ＰＷＭ信号により前記第１区間と前記第２区間が交互に設定され、
前記二次側制御回路は、前記ＰＷＭ信号に基づき前記第２区間から前記第１区間への遷移タイミングにおいて所定のオンコマンド信号を前記通信用トランスに出力し且つ前記第１区間から前記第２区間への遷移タイミングにおいて所定のオフコマンド信号を前記通信用トランスに出力する送信部を有し、
前記一次側制御回路は、前記通信用トランスを介して前記オンコマンド信号及び前記オフコマンド信号を受信する受信部を有し、前記オンコマンド信号の受信に応答して前記スイッチング素子をオン状態とする一方、前記オフコマンド信号の受信に応答して前記スイッチング素子をオフ状態とする
ことを特徴とする請求項５に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記ＰＷＭ制御部は、前記ＰＷＭ信号生成部から出力される前記ＰＷＭ信号に基づき前記デューティ情報信号を取得するデューティ情報取得部を有する
ことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記ＰＷＭ制御部は、前記送信部の出力信号に基づき前記デューティ情報信号を取得するデューティ情報取得部を有する
ことを特徴とする請求項６に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記電力用トランスの二次側巻線における一方の端子には、前記スイッチング素子のスイッチングに応答して変動する電圧が発生し、
前記ＰＷＭ制御部は、前記一方の端子における電圧に基づき前記デューティ情報信号を取得するデューティ情報取得部を有する
ことを特徴とする請求項１〜６の何れかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
交流電圧を全波整流する整流回路と、
全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、
前記直流電圧としての一次側電圧から直流の二次側電圧を出力電圧として生成する、請求項１〜９の何れかに記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えた
ことを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
交流電圧を受けるプラグと、
請求項１０に記載のＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えた
ことを特徴とする電源アダプタ。
【請求項１２】
請求項１０に記載のＡＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えた
ことを特徴とする電気機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電圧から所望の直流電圧を得るＡＣ／ＤＣコンバータがある（下記特許文献１参照）。ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて電流制御方式が使用されることがある。電流制御方式は、ＡＣ／ＤＣコンバータに限らず多くのスイッチング電源で使用される、ＰＷＭ制御の代表的な制御方式である。ＰＷＭ制御における電流制御方式では、出力電圧に応じたフォードバック電圧を基準電圧と比較し、それらの差に応じてスイッチングトランジスタのデューティを調整する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１９７６８８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
このような電流制御方式は、スイッチング周波数が一定であることからノイズ対応が容易となるが、降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ等で使用されるオンタイム制御方式と比べると、負荷応答性や必要部品点数などで劣る部分がある。他方、オンタイム制御方式は、負荷応答性や必要部品点数に関して優位性を持つ反面、スイッチング周波数の調整を通じて出力の安定化を実現するためノイズへの対応が難しくなる場合がある。尚、オンタイム制御方式については後にも説明される。
【０００５】
ノイズ対応を考慮してスイッチング周波数を一定としつつ（ＰＷＭ制御を用いつつ）、オンタイム制御方式のメリットを享受できることができれば、有益である。
【０００６】
本発明は、ＰＷＭ制御でありながらオンタイム制御方式のメリットを享受し得る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、並びに、それを利用したＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力用トランスの一次側及び二次側を互いに絶縁しつつ、前記電力用トランスの一次側巻線に接続されたスイッチング素子をスイッチングすることにより、一次側における一次側電圧から二次側における二次側電圧を生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、通信用トランスと、二次側に配置される回路であって、一定のＰＷＭ周波数のＰＷＭ信号を前記二次側電圧に基づいて生成するＰＷＭ制御部を有した二次側制御回路と、一次側に配置される回路であって、前記通信用トランスを介し前記二次側制御回路から伝達された前記ＰＷＭ信号の情報に基づき前記スイッチング素子を前記ＰＷＭ周波数でスイッチングさせる一次側制御回路と、を備え、前記ＰＷＭ制御部は、前記ＰＷＭ周波数を持つ発振信号を生成する発振器と、前記二次側電圧に応じたフィードバック電圧と所定の基準電圧との比較結果、及び、前記スイッチング素子のデューティを示すデューティ情報信号、に基づいて、前記スイッチング素子のオン時間を設定するオン時間設定部と、前記発振信号と前記オン時間設定部の設定結果とに基づいて前記ＰＷＭ信号を生成及び出力するＰＷＭ信号生成部と、を備える構成（第１の構成）である。
【０００８】
上記第１の構成に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記オン時間設定部は、前記フィードバック電圧と前記基準電圧との比較結果に応じたコンパレータ信号を生成するコンパレータ部と、前記デューティ情報信号を前記コンパレータ信号にて補正することで補正デューティ情報信号を生成する補正部と、を有し、前記補正デューティ情報信号に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を設定する構成（第２の構成）であっても良い。
【０００９】
上記第２の構成に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記オン時間設定部は、更にカウンタを有し、前記補正デューティ情報信号に対応する時間を前記カウンタを用いて計測することで前記スイッチング素子のオン時間を設定する構成（第３の構成）であっても良い。
【００１０】
上記第１〜第３の構成の何れかに係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記フィードバック電圧が前記基準電圧と一致することで前記二次側電圧が所定の目標電圧にて安定化し、前記オン時間設定部は、前記二次側電圧が前記目標電圧よりも低いとき前記フィードバック電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を増大補正し、前記二次側電圧が前記目標電圧よりも高いとき前記フィードバック電圧に基づいて前記スイッチング素子のオン時間を減少補正する構成（第４の構成）であっても良い。
【００１１】
上記第１〜第４の構成の何れかに係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記ＰＷＭ信号生成部にて生成される前記ＰＷＭ信号により、前記スイッチング素子がオン状態とされるべき第１区間と前記スイッチング素子がオフ状態とされるべき第２区間とが表され、前記ＰＷＭ信号生成部は、前記発振信号に基づき前記第１区間の開始タイミングを設定し、前記第１区間の長さを前記オン時間設定部により設定された前記オン時間分の長さとする構成（第５の構成）であっても良い。
【００１２】
上記第５の構成に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記ＰＷＭ信号生成部にて生成される前記ＰＷＭ信号により前記第１区間と前記第２区間が交互に設定され、前記二次側制御回路は、前記ＰＷＭ信号に基づき前記第２区間から前記第１区間への遷移タイミングにおいて所定のオンコマンド信号を前記通信用トランスに出力し且つ前記第１区間から前記第２区間への遷移タイミングにおいて所定のオフコマンド信号を前記通信用トランスに出力する送信部を有し、前記一次側制御回路は、前記通信用トランスを介して前記オンコマンド信号及び前記オフコマンド信号を受信する受信部を有し、前記オンコマンド信号の受信に応答して前記スイッチング素子をオン状態とする一方、前記オフコマンド信号の受信に応答して前記スイッチング素子をオフ状態とする構成（第６の構成）であっても良い。
【００１３】
上記第１〜第６の構成の何れかに係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記ＰＷＭ制御部は、前記ＰＷＭ信号生成部から出力される前記ＰＷＭ信号に基づき前記デューティ情報信号を取得するデューティ情報取得部を有する構成（第７の構成）であっても良い。
【００１４】
上記第６の構成に係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記ＰＷＭ制御部は、前記送信部の出力信号に基づき前記デューティ情報信号を取得するデューティ情報取得部を有する構成（第８の構成）であっても良い。
【００１５】
上記第１〜第６の構成の何れかに係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記電力用トランスの二次側巻線における一方の端子には、前記スイッチング素子のスイッチングに応答して変動する電圧が発生し、前記ＰＷＭ制御部は、前記一方の端子における電圧に基づき前記デューティ情報信号を取得するデューティ情報取得部を有する構成（第９の構成）であっても良い。
【００１６】
本発明に係るＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧を全波整流する整流回路と、全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧としての一次側電圧から直流の二次側電圧を出力電圧として生成する、上記第１〜第９の構成の何れかに係る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えた構成（第１０の構成）である。
【００１７】
本発明に係る電源アダプタは、交流電圧を受けるプラグと、上記第１０の構成に係るＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを収容する筐体と、を備えた構成（第１１の構成）である。
【００１８】
本発明に係る電気機器は、上記第１０の構成に係るＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に基づき駆動される負荷と、を備えた構成（第１２の構成）である。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、ＰＷＭ制御でありながらオンタイム制御方式のメリットを享受し得る絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、並びに、それを利用したＡＣ／ＤＣコンバータ、電源アダプタ及び電気機器を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータの全体構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に係り、ＡＣ／ＤＣコンバータに含まれるＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。
【図３】本発明の第１実施形態に係り、同期整流が行われるときの各種信号の波形図である。
【図４】本発明の第１実施形態に係り、ＡＣ／ＤＣコンバータの動作の流れを示す図である。
【図５】本発明の第１実施形態に係り、二次側制御回路に設けられるＰＷＭ制御部の構成図である。
【図６】本発明の第１実施形態に係り、幾つかの信号とスイッチングトランジスタの状態との関係を示す図である。
【図７】本発明の第１実施形態に係り、二次側から一次側への信号伝送に関わる構成図である。
【図８】本発明の第１実施形態に係り、スイッチングトランジスタのオン時間を設定するためのカウンタ動作の説明図である。
【図９】本発明の第１実施形態の構成との比較に供される第１参考装置の構成図である。
【図１０】本発明の第１実施形態の構成との比較に供される第２参考装置の構成図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に係る電源アダプタの構成を示す図である。
【図１２】本発明の第３実施形態に係る電気機器の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、素子又は部位等を参照する記号又は符号を記すことによって、該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、素子又は部位等の名称を省略又は略記することがある。例えば、後述の“Ｍ１”によって参照されるスイッチングトランジスタは（図２参照）、スイッチングトランジスタＭ１と表記されることもあるし、トランジスタＭ１と略記されることもあり得るが、それらは全て同じものを指す。
【００２２】
まず、本発明の実施形態の記述にて用いられる幾つかの用語について説明を設ける。レベルとは電位のレベルを指し、任意の信号又は電圧についてハイレベルはローレベルよりも高い電位を有する。任意の信号又は電圧について、信号又は電圧がハイレベルにあるとは信号又は電圧のレベルがハイレベルにあることを意味し、信号又は電圧がローレベルにあるとは信号又は電圧のレベルがローレベルにあることを意味する。信号についてのレベルは信号レベルと表現されることがあり、電圧についてのレベルは電圧レベルと表現されることがある。任意の信号又は電圧において、ローレベルからハイレベルへの切り替わりをアップエッジと称し、ローレベルからハイレベルへの切り替わりのタイミングをアップエッジタイミングと称する。同様に、任意の信号又は電圧において、ハイレベルからローレベルへの切り替わりをダウンエッジと称し、ハイレベルからローレベルへの切り替わりのタイミングをダウンエッジタイミングと称する。
【００２３】
ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ（電界効果トランジスタ）として構成された任意のトランジスタについて、オン状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が導通状態となっていることを指し、オフ状態とは、当該トランジスタのドレイン及びソース間が非導通状態（遮断状態）となっていることを指す。ＦＥＴに分類されないトランジスタについても同様である。ＭＯＳＦＥＴは、特に記述無き限り、エンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴであると解して良い。ＭＯＳＦＥＴは“metal-oxide-semiconductor field-effect transistor”の略称である。ＰＷＭはパルス幅変調（Pulse Width Modulation）の略称である。
【００２４】
以下、任意のトランジスタについて、オン状態、オフ状態を、単に、オン、オフと表現することもある。任意のトランジスタについて、オフ状態からオン状態への切り替わりをターンオンと表現し、オン状態からオフ状態への切り替わりをターンオフと表現する。また、任意のトランジスタについて、トランジスタがオン状態となっている区間をオン区間と称することがあり、トランジスタがオフ状態となっている区間をオフ区間と称することがある。ハイレベル又はローレベルの信号レベルをとる任意の信号について、当該信号のレベルがハイレベルとなる区間をハイレベル区間と称し、当該信号のレベルがローレベルとなる区間をローレベル区間と称する。ハイレベル又はローレベルの電圧レベルをとる任意の電圧についても同様である。
【００２５】
＜＜第１実施形態＞＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、第１実施形態に係るＡＣ／ＤＣコンバータ１の全体構成図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、フィルタ２と、整流回路３と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ４であるＤＣ／ＤＣコンバータ４と、平滑コンデンサＣ１と、出力コンデンサＣ２と、を備える。出力コンデンサＣ２はＤＣ／ＤＣコンバータ４の構成要素に含まれると解しても構わない。詳細は後述の説明から明らかとなるが、ＡＣ／ＤＣコンバータ１では、一次側電圧ＶＰからトランスを用いスイッチング方式にて二次側電圧ＶＳを生成する。
【００２６】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の一次側に配置された一次側回路とＡＣ／ＤＣコンバータ１の二次側に配置された二次側回路とから成り、一次側回路と二次側回路とは互いに電気的に絶縁される。尚、ＤＣ／ＤＣコンバータ４に注目した場合、上記一次側回路はＤＣ／ＤＣコンバータ４の一次側に配置された一次側回路であって、且つ、上記二次側回路はＤＣ／ＤＣコンバータ４の二次側に配置された二次側回路であると解される。フィルタ２、整流回路３及び平滑コンデンサＣ１は一次側回路に配置され、出力コンデンサＣ２は二次側回路に配置される。ＤＣ／ＤＣコンバータ４は一次側回路と二次側回路に亘って配置される。
【００２７】
一次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ１”にて参照され、二次側回路におけるグランドは“ＧＮＤ２”にて参照される。一次側電圧ＶＰを含む、一次側回路における電圧は、グランドＧＮＤ１を基準とする電圧である。二次側電圧ＶＳを含む、二次側回路における電圧は、グランドＧＮＤ２を基準とする電圧である。一次側回路及び二次側回路の夫々において、グランドは０Ｖ（ゼロボルト）の基準電位を有する導電部（所定電位点）を指す又は基準電位そのものを指す。但し、グランドＧＮＤ１とグランドＧＮＤ２は互いに絶縁されているため、互いに異なる電位を有し得る。
【００２８】
フィルタ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１に入力された交流電圧ＶＡＣのノイズを除去する。交流電圧ＶＡＣは商用交流電圧であって良い。整流回路３は、フィルタ２を通じて供給された交流電圧ＶＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。平滑コンデンサＣ１は全波整流された電圧を平滑化することで直流電圧を生成する。平滑コンデンサＣ１にて生成された直流電圧は一次側電圧ＶＰとして機能する。一次側電圧ＶＰは一対の入力端子ＴＭ１Ｈ及びＴＭ１Ｌ間に加わる。詳細には、平滑コンデンサＣ１の低電位側の端子はグランドＧＮＤ１に接続されると共に入力端子ＴＭ１Ｌに接続され、平滑コンデンサＣ１の高電位側の端子は入力端子ＴＭ１Ｈに接続される。そして、入力端子ＴＭ１Ｌにおける電位を基準に入力端子ＴＭ１Ｈに一次側電圧ＶＰが加わる。
【００２９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、一次側電圧ＶＰをスイッチング方式にて電力変換（直流−直流変換）することで、所定の目標電圧ＶＴＧにて安定化された二次側電圧ＶＳを生成する。二次側電圧ＶＳはＡＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧に相当し、一対の出力端子ＴＭ２Ｈ及びＴＭ２Ｌ間に加わる。詳細には、出力コンデンサＣ２の低電位側の端子はグランドＧＮＤ２に接続されると共に出力端子ＴＭ２Ｌに接続され、出力コンデンサＣ２の高電位側の端子は出力端子ＴＭ２Ｈに接続される。そして、出力端子ＴＭ２Ｌにおける電位を基準に出力端子ＴＭ２Ｈに二次側電圧ＶＳが加わる。一対の入力端子ＴＭ１Ｈ及びＴＭ１ＬはＤＣ／ＤＣコンバータ４における入力端子対に相当すると考えて良く、一対の出力端子ＴＭ２Ｈ及びＴＭ２ＬはＡＣ／ＤＣコンバータ１又はＤＣ／ＤＣコンバータ４における出力端子対に相当すると考えて良い。
【００３０】
図１には負荷ＬＤも示されている。負荷ＬＤは、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の負荷であると考えることもできるし、ＤＣ／ＤＣコンバータ４に注目すればＤＣ／ＤＣコンバータ４の負荷であると考えることもできる。負荷ＬＤは、一対の出力端子ＴＭ２Ｈ及びＴＭ２Ｌに接続され、二次側電圧ＶＳに基づき駆動する任意の負荷である。例えば、負荷ＬＤは、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路又はデジタル回路である。
【００３１】
図２に、ＡＣ／ＤＣコンバータ１に設けられるＤＣ／ＤＣコンバータ４の内部構成例を示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、一次側巻線Ｗ１及び二次側巻線Ｗ２を有する電力用トランスであるトランスＴＲを備える。トランスＴＲにおいて、一次側巻線Ｗ１と二次側巻線Ｗ２とは電気的に絶縁されつつ互いに逆極性にて磁気結合されている。
【００３２】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４の一次側回路（換言すればＡＣ／ＤＣコンバータ１の一次側回路）には、一次側巻線Ｗ１に加えて、一次側制御回路１０と、一次側電源回路１１と、平滑コンデンサＣ１と、スイッチング素子の例としてのスイッチングトランジスタＭ１と、センス抵抗ＲＣＳと、が設けられる。ＤＣ／ＤＣコンバータ４に注目した場合、平滑コンデンサＣ１は入力コンデンサＣ１とも称される。上述したように、入力端子ＴＭ１Ｌ及びＴＭ１Ｈ間に入力コンデンサＣ１が設けられ、入力コンデンサＣ１の両端子間に一次側電圧ＶＰが加わる。
【００３３】
スイッチングトランジスタＭ１はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）として構成されている。一次側巻線Ｗ１の一端は入力端子ＴＭ１Ｈに接続されて直流の一次側電圧ＶＰを受ける。一次側巻線Ｗ１の他端はスイッチングトランジスタＭ１のドレインに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のソースはセンス抵抗ＲＣＳを介してグランドＧＮＤ１に接続される。一次側電源回路１１は、一次側電圧ＶＰを直流―直流変換することで所望の電圧値を有する電源電圧ＶＣＣを生成して一次側制御回路１０に供給する。一次側制御回路１０は電源電圧（駆動電圧）ＶＣＣに基づいて駆動する。
【００３４】
一次側制御回路１０はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続され、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに駆動信号ＤＲＶを供給することでスイッチングトランジスタＭ１をスイッチング駆動する。駆動信号ＤＲＶは、信号レベルがローレベル及びハイレベル間で切り替わる矩形波状の信号である。トランジスタＭ１のゲートにローレベル、ハイレベルの信号が供給されているとき、トランジスタＭ１は、夫々、オフ状態、オン状態となる。
【００３５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４の二次側回路（換言すればＡＣ／ＤＣコンバータ１の二次側回路）には、二次側巻線Ｗ２に加えて、二次側制御回路２０と、同期整流トランジスタＭ２と、ダイオードＤ２と、分圧抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、出力コンデンサＣ２と、が設けられる。同期整流トランジスタＭ２（以下、ＳＲトランジスタＭ２と称され得る）はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されている。ダイオードＤ２はＳＲトランジスタＭ２の寄生ダイオードである。故に、ＳＲトランジスタＭ２のソースからドレインに向かう方向を順方向としてダイオードＤ２がＳＲトランジスタＭ２に並列接続されることになる。ダイオードＤ２は寄生ダイオードとは別に設けられたダイオードであっても良い。
【００３６】
二次側巻線Ｗ２の一端は出力端子ＴＭ２Ｈに接続され、故に二次側巻線Ｗ２の一端には二次側電圧ＶＳが加わる。二次側巻線Ｗ２の他端はＳＲトランジスタＭ２のドレインに接続される。二次側巻線Ｗ２の他端での電圧（換言すればＳＲトランジスタＭ２のドレイン電圧）を“ＶＤＲ”にて表す。二次側巻線Ｗ２の他端及びＳＲトランジスタＭ２のドレイン間の接続ノードは分圧抵抗Ｒ１の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ１の他端は分圧抵抗Ｒ２を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２間の接続ノードには電圧ＶＤＲの分圧である電圧ＶＡが加わる。一方、二次側電圧ＶＳが加わる出力端子ＴＭ２Ｈは分圧抵抗Ｒ３の一端に接続され、分圧抵抗Ｒ３の他端は分圧抵抗Ｒ４を介してグランドＧＮＤ２に接続される。このため、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４間の接続ノードには二次側電圧ＶＳの分圧である電圧ＶＢが加わる。当然であるが、電圧ＶＤＲ、ＶＡ及びＶＢは、二次側電圧ＶＳと同様にグランドＧＮＤ２を基準とする電圧である。
【００３７】
ＳＲトランジスタＭ２のソースはグランドＧＮＤ２に接続される。上述したように、出力端子ＴＭ２Ｈ及びＴＭ２Ｌ間に出力コンデンサＣ２が設けられ、故に出力コンデンサＣ２の両端子間に二次側電圧ＶＳが加わる。
【００３８】
二次側制御回路２０は二次側電圧ＶＳを電源電圧（駆動電圧）として用いて駆動する。二次側制御回路２０は、ＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することでＳＲトランジスタＭ２のオン、オフを制御する。二次側制御回路２０は、当該制御を、電圧ＶＡに基づき又は電圧ＶＡ及びＶＢに基づき行っても良く、この際、トランジスタＭ１及びＭ２が同時にオンとならないようにＳＲトランジスタＭ２のゲート電圧を制御することができる。
【００３９】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４において、一次側回路と二次側回路とに亘ってパルストランス部３０が設けられている。パルストランス部３０は、一次側制御回路１０及び二次側制御回路２０間の通信を実現するための通信用トランスであり、１以上のパルストランスを備えて構成される。パルストランス部３０を介した通信は絶縁形式の通信である（即ち一次側回路と二次側回路とを絶縁した状態での通信である）。制御回路１０及び２０間の通信は、制御回路１０及び２０の内の一方から他方への信号伝達のみが可能な一方向通信、又は、制御回路１０及び２０間の双方向通信である。本実施形態において、以下では、パルストランス部３０を介した二次側制御回路２０から一次側制御回路１０への信号伝達が可能であることを想定する。
【００４０】
一次側制御回路１０は、センス抵抗ＲＣＳでの電圧降下に相当する電流センス電圧ＶＣＳに基づいて駆動信号ＤＲＶを生成することができる他、パルストランス部３０を介した二次側制御回路２０の制御の下で、駆動信号ＤＲＶを生成することもできる。
【００４１】
一次側制御回路１０には複数の端子が設けられており、一次側制御回路１０に設けられた複数の端子には、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される端子ＴＭ１１と、電源電圧ＶＣＣを受ける端子ＴＭ１２と、グランドＧＮＤ１に接続される端子ＴＭ１３と、電流センス電圧ＶＣＳを受ける端子ＴＭ１４と、一次側にてパルストランス部３０に接続される端子ＴＭ１５と、が含まれる。端子ＴＭ１５は２以上の端子にて構成されることもある。
【００４２】
二次側制御回路２０には複数の端子が設けられており、二次側制御回路２０に設けられた複数の端子には、ＳＲトランジスタＭ２のゲートに接続される端子ＴＭ２１と、二次側電圧ＶＳを受ける端子ＴＭ２２と、グランドＧＮＤ２に接続される端子ＴＭ２３と、電圧ＶＡを受ける端子ＴＭ２４と、電圧ＶＢを受ける端子ＴＭ２５と、二次側にてパルストランス部３０に接続される端子ＴＭ２６と、が含まれる。端子ＴＭ２６は２以上の端子にて構成されることもある。
【００４３】
このように構成されたＤＣ／ＤＣコンバータ４では、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングすることにより（換言すればスイッチングトランジスタＭ１をスイッチング制御することにより）一次側電圧ＶＰから二次側電圧ＶＳを得ることができる。即ち、スイッチングトランジスタＭ１のオン区間において一次側巻線Ｗ１にエネルギが蓄積され、蓄積されたエネルギがスイッチングトランジスタＭ１のオフ区間にて二次側巻線Ｗ２から放出されることにより出力コンデンサＣ２が充電されて二次側電圧ＶＳが得られる。エネルギが二次側巻線Ｗ２から放出される際にＳＲトランジスタＭ２をオンにしておくことで損失の低減が図られる。
【００４４】
尚、一次側電源回路１１を設ける代わりに、トランスＴＲに補助巻線を設けておき、補助巻線を含んで構成される自己電源回路にて一次側制御回路１０の電源電圧ＶＣＣが生成されるようにしても良い。
【００４５】
また、センス抵抗ＲＣＳを介して流れる電流を一次側電流と称し、記号“ＩＰ”にて参照する。一次側電流ＩＰは、入力端子ＴＭ１Ｈから一次側巻線Ｗ１及びスイッチングトランジスタＭ１を通じてグランドＧＮＤ１へと流れる電流である。二次側回路において、グランドＧＮＤ２から二次側巻線Ｗ２を通じて出力端子ＴＭ２Ｈへと流れる電流を二次側電流と称し、記号“ＩＳ”にて表す。
【００４６】
［同期整流時の信号波形例］
図３に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４において行われ得る同期整流の際の各信号波形例を示す。図３の例では、タイミングｔＡ１及びｔＡ２間の区間においてスイッチングトランジスタＭ１がオン状態とされ、その後、タイミングｔＡ５までの区間においてスイッチングトランジスタＭ１がオフ状態とされる。
【００４７】
スイッチングトランジスタＭ１のオン区間において、一次側巻線Ｗ１に電流ＩＰが流れ、電圧ＶＤＲが二次側電圧ＶＳよりも電圧ＶＯＲ２だけ高くなる。電圧ＶＯＲ２はスイッチングトランジスタＭ１のオン区間において二次側巻線Ｗ２に生じる誘起電圧である。タイミングｔＡ２にてスイッチングトランジスタＭ１がターンオフすると、電圧ＶＤＲ及びＶＡがグランドＧＮＤ２より低い電圧まで急峻に低下し、ダイオードＤ２を通じて二次側電流ＩＳが流れる。二次側制御回路２０は、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフすると速やかにＳＲトランジスタＭ２をターンオンすることができる。例えば、電圧ＶＡが所定の負のターンオン判定電圧（例えば−１００ｍＶ）を下回ったことが二次側制御回路２０にて検知されたとき、二次側制御回路２０はＳＲトランジスタＭ２をターンオンすることができる。タイミングｔＡ３はＳＲトランジスタＭ２のターンオンタイミングを表す。
【００４８】
ＳＲトランジスタＭ２がターンオンした後、二次側電流ＩＳはＳＲトランジスタＭ２のチャネルを通じて流れ、二次側電流ＩＳの大きさはトランスＴＲの蓄積エネルギの低下と共に低下してゆく。タイミングｔＡ３の後のタイミングｔＡ４において、二次側制御回路２０は、ＳＲトランジスタＭ２をターンオフする。例えば、二次側制御回路２０は、電圧ＶＡが所定の負のターンオフ判定電圧（例えば−１０ｍＶ）以上となったことを受けてＳＲトランジスタＭ２をターンオフすることができる。ターンオフ判定電圧の電位はターンオン判定電圧の電位よりも高い。その後、タイミングｔＡ５にてスイッチングトランジスタＭ１がターンオンされる。以後、同様の動作が繰り返される。
【００４９】
このようなＳＲトランジスタＭ２の制御方式はコンパレータ方式と称される。後述されるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４では、二次側制御回路２０が主体となってスイッチングトランジスタＭ１のオン／オフを制御することができ、この場合にはコンパレータ方式は使用されない（但し、使用されても良い）。何れにせよ、トランジスタＭ１及びＭ２が同時にオンとならないように、トランジスタＭ１及びＭ２が制御される。
【００５０】
［動作フローチャート］
図４はＡＣ／ＤＣコンバータ１及びＤＣ／ＤＣコンバータ４の動作フローチャートである。ＡＣ／ＤＣコンバータ１に対する交流電圧ＶＡＣの入力が開始されると（ステップＳＴＰ１）、一次側電圧ＶＰが上昇することで一次側制御回路１０が起動可能な駆動電圧ＶＣＣが生成されて一次側制御回路１０が起動する（ステップＳＴＰ２）。一次側制御回路１０が起動すると、一次側制御回路１０は、まず所定のバースト動作を行う（ステップＳＴＰ３）。バースト動作において、一次側制御回路１０は、スイッチングトランジスタＭ１をターンオンした後、電流センス電圧ＶＣＳの電圧値が所定値に達した時点でスイッチングトランジスタＭ１をターンオフするという動作を周期的に繰り返し実行する。これにより、出力コンデンサＣ２が充電されてゆき、二次側電圧ＶＳが所定の二次側起動電圧に達すると二次側制御回路２０が起動する（ステップＳＴＰ４）。二次側制御回路２０が起動すると、二次側制御回路２０に設けられたスタート回路（不図示）が主体となって、所定の起動信号をパルストランス部３０を介して一次側制御回路１０に伝達する処理を含む起動シーケンス処理を実行する（ステップＳＴＰ５）。起動シーケンス処理が正常終了すると、以後は、二次側制御回路２０の制御の下でトランジスタＭ１がスイッチング駆動される二次側制御が開始される（ステップＳＴＰ６）。
【００５１】
起動シーケンス処理の一例を挙げる。起動シーケンス処理において、二次側制御回路２０に設けられたスタート回路（不図示）は、電圧ＶＡに基づきトランジスタＭ１がオン状態であると判断される区間中に第１起動信号をパルストランス部３０を介して一次側制御回路１０に送信する。一次側制御回路１０は第１起動信号の受信に応答してバースト動作を終了させると共にトランジスタＭ１を直ちにターンオフする。スタート回路は、第１起動信号に応答してトランジスタＭ１がターンオフされたことを電圧ＶＡに基づいて確認した後、複数の第２起動信号を順次パルストランス部３０を介して一次側制御回路１０に送信する。一次側制御回路１０は第２起動信号を受信する度にトランジスタＭ１の状態をオン及びオフ間で切り替える。スタート回路は、第２起動信号の送信ごとにトランジスタＭ１の状態がオン及びオフ間で切り替えられていることを電圧ＶＡに基づき確認すると、起動シーケンス処理を正常終了させる。
【００５２】
尚、起動シーケンス処理において、起動信号に応答するトランジスタＭ１のオン及びオフ間の切り替えが確認されない場合などにあっては、所定のエラー対応処理が行われる。エラー対応処理において、スタート回路は例えば起動シーケンス処理を最初からやり直すことができる。
【００５３】
尚、起動シーケンス処理の正常終了時点のトランジスタＭ１の状態はオフ状態であるとする。以下では、起動シーケンス処理が正常終了した後の二次側制御について説明する。
【００５４】
［二次側制御によるＰＷＭ制御］
二次側制御回路２０は、二次側制御としてトランジスタＭ１を所定のＰＷＭ周波数でスイッチングさせるＰＷＭ制御を行うことができ、ＰＷＭ制御において二次側電圧ＶＳに基づきトランジスタＭ１のデューティを制御することで二次側電圧ＶＳを所定の目標電圧ＶＴＧにて安定化させることができる。
【００５５】
図５に上記ＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ制御部２００の構成を示す。図６にＰＷＭ制御に関わる信号の波形図を示す。ＰＷＭ制御部２００は、二次側制御回路２０内に設けられ、図５に示す如く、発振器２１０、オン時間設定部２２０及びＰＷＭ信号生成部２３０を備える。
【００５６】
発振器２１０は、所定のＰＷＭ周波数を有する発振信号を生成し、発振信号を信号ＳＥＴとしてＰＷＭ信号生成部２３０に供給する。軽負荷時の損失低減等を実現すべくＰＷＭ周波数が可変とされることがあっても良いが、ここでは、ＰＷＭ周波数は一定であるとする（即ち固定されているものとする）。以下、ＰＷＭ周波数を記号“ｆＯ”にて表すことがある。図６に示す如く、発振器２１０の発振信号としての信号ＳＥＴは、ハイレベル又はローレベルの信号レベルをとる二値化信号である。信号ＳＥＴのデューティは任意である。信号ＳＥＴにおいて、互いに隣接する２つのアップエッジの発生間隔はＰＷＭ周波数の逆数（１／ｆＯ）に相当するＰＷＭ周期の長さに等しい。信号ＳＥＴにおいて、或る１つのアップエッジの発生タイミングから次のアップエッジの発生タイミングまでの区間を単位制御区間と称する。各単位制御区間の長さはＰＷＭ周期の長さに等しい。ＰＷＭ制御が行われるとき、時系列上に並ぶ複数の単位制御区間が順次発生する。
【００５７】
オン時間設定部２２０は、二次側電圧ＶＳに基づき各単位制御区間におけるトランジスタＭ１のオン時間を設定する。後述の説明から明らかとなるが、オン時間設定部２２０においてトランジスタＭ１のオン時間は信号ＲＳＴにより定義される。図６に示す如く、信号ＲＳＴもハイレベル又はローレベルの信号レベルをとる二値化信号であり、ＰＷＭ信号生成部２３０に供給される。
【００５８】
ＰＷＭ信号生成部２３０は、信号ＳＥＴ及びＲＳＴに基づきＰＷＭ信号である信号ＳＰＷＭを生成する。図６に示す如く、信号ＳＰＷＭもハイレベル又はローレベルの信号レベルをとる二値化信号である。信号ＳＰＷＭは、トランジスタＭ１をスイッチングさせるためのスイッチング信号として機能する。生成部２３０は、信号ＳＥＴのアップエッジタイミングにて信号ＳＰＷＭのレベルをローレベルからハイレベルに切り替え、信号ＲＳＴのアップエッジタイミングにて信号ＳＰＷＭのレベルをハイレベルからローレベルに切り替える。
【００５９】
信号ＳＰＷＭのハイレベル区間はオン制御区間に相当し、信号ＳＰＷＭのローレベル区間はオフ制御区間に相当する。各単位制御区間は１つのオン制御区間と１つのオフ制御区間との合計に相当する。オン制御区間はトランジスタＭ１がオン状態とされるべき区間（ＰＷＭ制御によりトランジスタＭ１がオン状態に制御されるべき区間）であり、オフ制御区間はトランジスタＭ１がオフ状態とされるべき区間（ＰＷＭ制御によりトランジスタＭ１がオフ状態に制御されるべき区間）である。故に、信号ＳＥＴのアップエッジ及び信号ＳＰＷＭのアップエッジはトランジスタＭ１のターンオンを指示していると言え、信号ＲＳＴのアップエッジ及び信号ＳＰＷＭのダウンエッジはトランジスタＭ１のターンオフを指示していると言える。
【００６０】
図５に示されるオン時間設定部２２０の内部構成の説明に先立ち、図７を参照して信号ＳＰＷＭの情報を二次側から一次側に伝達する方法を説明する。図７に関し、送信部Ｔｘは二次側制御回路２０に設けられ、受信部Ｒｘ及びドライブ部１１０は一次側制御回路１０に設けられる。パルストランス３０は、信号ＳＰＷＭの情報を二次側から一次側に伝達するためのパルストランス３１を備える。パルストランス３１は一次側回路内に配置された一次側巻線３１＿１と二次側回路内に配置された二次側巻線３１＿２を備え、それらの巻線３１＿１及び３１＿２は互いに絶縁されつつ磁気結合している。送信部Ｔｘは二次側巻線３１＿２に接続され、受信部Ｒｘは一次側巻線３１＿１に接続される。
【００６１】
送信部Ｔｘに対して信号ＳＰＷＭが供給される。送信部Ｔｘは、信号ＳＰＷＭにてアップエッジ又はダウンエッジが生じるタイミングにおいてコマンド信号ＣＭＤを出力する。送信部Ｔｘからのコマンド信号ＣＭＤは、パルストランス３１の二次側巻線３１＿２に対して出力及び供給されるパルス信号である。パルス信号は、ローレベルを起点として微小なパルス幅だけ信号レベルがハイレベルとなる矩形波信号である。コマンド信号ＣＭＤとして、信号ＳＰＷＭのアップエッジタイミングにて送信部Ｔｘから出力されるコマンド信号ＣＭＤＯＮと、信号ＳＰＷＭのダウンエッジタイミングにて送信部Ｔｘから出力されるコマンド信号ＣＭＤＯＦＦと、がある。
【００６２】
つまり、送信部Ｔｘは、信号ＳＰＷＭに基づき、オフ制御区間からオン制御区間への遷移タイミングにおいてコマンド信号ＣＭＤＯＮを出力し且つオン制御区間からオフ制御区間への遷移タイミングにおいてコマンド信号ＣＭＤＯＦＦを出力する。コマンド信号ＣＭＤＯＮは、スイッチングトランジスタＭ１をオン状態とすべきことを指示するコマンド信号であり、コマンド信号ＣＭＤＯＦＦは、スイッチングトランジスタＭ１をオフ状態とすべきことを指示するコマンド信号、である。コマンド信号ＣＭＤＯＮはスイッチングトランジスタＭ１のターンオンを指示する信号として機能する一方でコマンド信号ＣＭＤＯＦＦはスイッチングトランジスタＭ１のターンオフを指示する信号として機能する、と解しても良い。
【００６３】
受信部Ｒｘは、パルストランス３１を介してコマンド信号ＣＭＤを受信する。コマンド信号ＣＭＤとしてのパルス信号が二次側巻線３１＿２に供給されたとき、一次側巻線３１＿１には当該パルス信号に対応する電圧が発生する。受信部Ｒｘは、コンパレータ等を用いて一次側巻線３１＿１にて発生した電圧からパルス信号を復元し、復元したパルス信号を、受信したコマンド信号ＣＭＤとしてドライブ部１１０に送る。コマンド信号ＣＭＤとしてコマンド信号ＣＭＤＯＮが受信部Ｒｘにて受信された場合、ドライブ部１１０に送られるコマンド信号ＣＭＤはコマンド信号ＣＭＤＯＮとして機能し、コマンド信号ＣＭＤとしてコマンド信号ＣＭＤＯＦＦが受信部Ｒｘにて受信された場合、ドライブ部１１０に送られるコマンド信号ＣＭＤもコマンド信号ＣＭＤＯＦＦとして機能する。このように、信号ＳＰＷＭの情報はコマンド信号ＣＭＤＯＮ及びＣＭＤＯＦＦとして二次側制御回路２０から一次側制御回路１０に伝達される。
【００６４】
ドライブ部１１０はスイッチングトランジスタＭ１のゲートに対して駆動信号ＤＲＶを供給することでトランジスタＭ１をオン、オフする。ドライブ部１１０は、二次側制御が実行されるとき、コマンド信号ＣＭＤＯＮの受信に応答してトランジスタＭ１をオン状態とし、コマンド信号ＣＭＤＯＦＦの受信に応答してトランジスタＭ１をオフ状態とする。
【００６５】
コマンド信号ＣＭＤＯＮとしてのパルス信号とコマンド信号ＣＭＤＯＦＦとしてのパルス信号は、互いに同じ波形を有する信号であって良い。この場合、両者を信号波形から区別することはできないが、二次側制御の開始時点において最初に送信部Ｔｘから出力されるコマンド信号ＣＭＤは、信号ＳＰＷＭのアップエッジに応答したコマンド信号ＣＭＤＯＮであるとする。そうすると、二次側制御の開始時点においてトランジスタＭ１はオフ状態にあるため、一次側制御回路１０（受信部Ｒｘ及びドライブ部１１０）は、二次側制御の開始後、奇数番目に受信したコマンド信号ＣＭＤはコマンド信号ＣＭＤＯＮであると判断でき、偶数番目に受信したコマンド信号ＣＭＤはコマンド信号ＣＭＤＯＦＦであると判断できる。結果、二次側制御において、一次側制御回路１０（ドライブ部１１０）は、信号ＳＰＷＭのアップエッジに対応するコマンド信号ＣＭＤ（ＣＭＤＯＮ）の受信に応答してトランジスタＭ１をターンオンし、信号ＳＰＷＭのダウンエッジに対応するコマンド信号ＣＭＤ（ＣＭＤＯＦＦ）の受信に応答してトランジスタＭ１をターンオフすることになる。
【００６６】
故に、二次側制御では、伝送遅延等の遅延を無視すれば、図６に示す如く、信号ＳＰＷＭのオン制御区間にトランジスタＭ１がオン状態となり、信号ＳＰＷＭのオフ制御区間にトランジスタＭ１がオフ状態となる。つまり、二次側制御において、トランジスタＭ１のデューティは信号ＳＰＷＭのデューティと実質的に一致し、信号ＳＰＷＭに基づき（受信されたコマンド信号ＣＭＤＯＮ、ＣＭＤＯＦＦに基づき）一次側制御回路１０によってトランジスタＭ１がＰＷＭ周波数ｆＯにてスイッチングされることになる。トランジスタＭ１のデューティとは、トランジスタＭ１のオン区間及びオフ区間の合計区間に対してトランジスタＭ１のオン区間が占める割合を指す（換言すれば各単位制御区間においてトランジスタＭ１のオン区間が占める割合を指す）。信号ＳＰＷＭのデューティとは、信号ＳＰＷＭのローレベル区間及びハイレベル区間の合計区間に対して、信号ＳＰＷＭのハイレベル区間が占める割合を指す（換言すれば各単位制御区間において信号ＳＰＷＭのハイレベル区間が占める割合を指す）。
【００６７】
尚、二次側制御回路２０には、ＳＲトランジスタＭ２のオン／オフを制御する同期整流制御部（不図示）が設けられている。二次側制御の開始前にはＳＲトランジスタＭ２はオフ状態に固定されている。二次側制御が開始されると、同期整流制御部は、信号ＳＰＷＭのハイレベル区間にてＳＲトランジスタＭ２をオフ状態とし、信号ＳＰＷＭのローレベル区間の全部又は一部にてＳＲトランジスタＭ２をオン状態とする。
【００６８】
図５を再度参照しオン時間設定部２２０の構成及び動作を説明する。オン時間設定部２２０は、フィードバック電圧生成回路２２１、コンパレータ部２２２、デューティ情報取得部２２３、加算器２２４及びオン時間カウンタ２２５を備える。コンパレータ部２２２は、電流出力のコンパレータ２２２ａとコンデンサ２２２ｂとを備える。
【００６９】
フィードバック電圧生成回路２２１は電圧ＶＢ（図２参照）に基づくフィードバック電圧ＶＦＢを生成及び出力する。回路２２１は例えば電圧ＶＢを増幅するアンプ（ボルテージフォロアを含む）にて構成される。回路２２１はフィルタを含んでいて良い。ここでは、フィードバック電圧ＶＦＢは電圧ＶＢを所定のゲイン倍（１倍であっても良い）した電圧であるとする。尚、回路２２１の設置を省略し、抵抗Ｒ３及びＲ４間の接続ノードをコンパレータ２２２ａに直接接続するようにしても良い。何れにせよ、フィードバック電圧ＶＦＢは二次側電圧ＶＳに比例する電圧となる。
【００７０】
コンパレータ２２２ａにおいて、反転入力端子にはフィードバック電圧ＶＦＢが入力され、非反転入力端子には所定の基準電圧ＶＲＥＦが入力され、出力端子はコンデンサ２２２ｂの一端に接続される。コンパレータ２２２ａの出力端子とコンデンサ２２２ｂの一端との間に、図示されない抵抗が挿入されていても良い。基準電圧ＶＲＥＦは所定の正の直流電圧値を有する。コンパレータ２２２ａは電圧ＶＦＢ及びＶＲＥＦを比較し、その比較結果に応じてコンデンサ２２２ｂを充電又は放電させることでコンパレータ信号ＶＣＭＰを生成する。コンパレータ信号ＶＣＭＰは、コンデンサ２２２ｂの両端子間電圧の値を自身の信号値として有する電圧信号であり、加算器２２４に送られる。
【００７１】
具体的には、コンパレータ２２２ａは 、“ＶＲＥＦ＞ＶＦＢ”であるときにはコンデンサ２２２ｂが充電されるようコンデンサ２２２ｂに向けて電荷を吐き出すことでコンデンサ２２２ｂの両端子間電圧を上昇させ（即ち信号ＶＣＭＰのレベルを上昇させ）、“ＶＲＥＦ＜ＶＦＢ”であるときにはコンデンサ２２２ｂが放電されるようコンデンサ２２２ｂの蓄積電荷を引き込むことでコンデンサ２２２ｂの両端子間電圧を低下させる（即ち信号ＶＣＭＰのレベルを低下させる）。尚、“ＶＲＥＦ＜ＶＦＢ”のとき、コンパレータ２２２ａそのものではなく、コンパレータ部２２２に内包される他の回路を通じてコンデンサ２２２ｂが放電されても良い。コンパレータ２２２ａは 、“ＶＲＥＦ＝ＶＦＢ”であるときには、コンデンサ２２２ｂの両端子間電圧に変化をもたらさない。基準電圧ＶＲＥＦに基づいて目標電圧ＶＴＧが定まり、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦと一致しているとき、二次側電圧ＶＳが目標電圧ＶＴＧと一致する。
【００７２】
デューティ情報取得部２２３は、トランジスタＭ１のデューティを示すデューティ情報信号ＶＤＵＴＹを取得して加算器２２４に送る。デューティ情報信号ＶＤＵＴＹは、トランジスタＭ１のデューティをアナログ電圧に変換した電圧信号であり、トランジスタＭ１のデューティに対し所定の正の係数を乗じた信号値を有する。
【００７３】
トランジスタＭ１のデューティは、“ＶＯＲ／ＶＰ＝（ＮＳ／ＮＰ）×ＶＳ／ＶＰ”で表される。ここで、ＶＯＲはトランスＴＲで発生する誘起電圧であり、ＮＰ、ＮＳは夫々トランスＴＲの一次側巻線Ｗ１、二次側巻線Ｗ２の巻き数である。このように、トランジスタＭ１のデューティには一次側電圧ＶＰ及び二次側電圧ＶＳの情報が入っており、これらの情報をフィードバックすることでスイッチングを安定させることができる。
【００７４】
加算器２２４は、デューティ情報信号ＶＤＵＴＹに対しコンパレータ信号ＶＣＭＰを加算し、その加算結果を示す電圧信号ＶＤＵＴＹ’を生成する。従って“ＶＤＵＴＹ’＝ＶＤＵＴＹ＋ＶＣＭＰ”である。上記加算は、デューティ情報信号ＶＤＵＴＹをコンパレータ信号ＶＣＭＰにて補正することに相当するため、電圧信号ＶＤＵＴＹ’は補正デューティ情報信号ＶＤＵＴＹ’ とも称され、また加算器２２４は補正部として機能すると言える。
【００７５】
オン時間カウンタ２２５は、補正デューティ情報信号ＶＤＵＴＹ’ に基づいてトランジスタＭ１のオン時間を設定する。トランジスタＭ１のオン時間の設定とは、各単位制御区間においてトランジスタＭ１がオン状態とされる時間を設定することを指し、信号ＲＳＴにより当該設定が実現される。
【００７６】
図８を参照してオン時間カウンタ２２５の動作を説明する。オン時間カウンタ２２５にはＰＷＭ周波数よりも十分に早いクロック周波数を有するクロック信号が入力されている。クロック信号ではクロック周波数でアップエッジが周期的に発生する。オン時間カウンタ２２５は、クロック信号を用いて補正デューティ情報信号ＶＤＵＴＹ’ に対応する時間を計測し、計測した時間をトランジスタＭ１のオン時間として設定する。具体的には、各単位制御区間において、カウンタ２２５は、信号ＳＥＴのアップエッジタイミングからのクロック信号のアップエッジの発生回数をカウント値としてカウントし、カウント値が補正デューティ情報信号ＶＤＵＴＹ’ の信号値に達したタイミングで信号ＲＳＴにアップエッジを発生させる。ハイレベルとされた信号ＲＳＴは、次の単位制御区間が到来する前にローレベルに戻される。
【００７７】
上述したように（図６参照）、ＰＷＭ信号生成部２３０は、信号ＳＥＴのアップエッジタイミングにて信号ＳＰＷＭのレベルをローレベルからハイレベルに切り替え、信号ＲＳＴのアップエッジタイミングにて信号ＳＰＷＭのレベルをハイレベルからローレベルに切り替える。故に、各単位制御区間において、信号ＳＥＴのアップエッジタイミングから信号ＲＳＴのアップエッジタイミングまでの区間がオン制御区間であって、その区間の長さがトランジスタＭ１のオン時間（オン時間の長さ）となる。
【００７８】
［参考構成との比較］
参考構成との比較を交えつつ図５のＰＷＭ制御部２００の動作に対し説明を加える。図９（ａ）にオンタイム制御方式が採用された第１参考装置の要部構成を示し、図９（ｂ）に第１参考装置における各種信号波形を示す。第１参考装置では、デューティ情報信号ＶＤＵＴＹに基づくオン時間の設定を通じてトランジスタＭ１に対するスイッチング信号を生成する。上述したように、トランジスタＭ１のデューティには一次側電圧ＶＰ及び二次側電圧ＶＳの情報が入っており、これらの情報をフィードバックすることでスイッチングを安定させることができる。
【００７９】
第１参考装置において、“ＶＦＢ＝ＶＲＥＦ”となる安定状態ではスイッチング周波数が一定に保たれるが、例えば負荷の増大により図９（ｂ）に示す如く“ＶＦＢ＜ＶＲＥＦ”となると、オン時間を変化させずにスイッチング周波数を増大させることで、再度、安定状態に向かわせる。オンタイム制御方式は、高い負荷応答性を有すると共に必要な部品点数の削減に寄与するといったメリットを有するが、スイッチング周波数の変化を伴う（つまりＰＦＭ制御に属する）。
【００８０】
ＡＣ／ＤＣコンバータではノイズへの対応が重要となるが、スイッチング周波数の変化を伴う制御方式の採用はノイズ対応を難しくさせる。このため、ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて第１参考装置のような制御方式は避けられることが多い。仮に、スイッチング周波数を固定しつつオンタイム制御方式のメリットを享受しようとした場合、図１０に示すような第２参考装置が検討される。図１０の第２参考装置では、スイッチング周波数が固定された状態でオンタイム制御方式に類する動作が実現される。“ＶＦＢ＝ＶＲＥＦ”となる安定状態が一旦実現された後、一次側電圧ＶＰや負荷ＬＤの消費電力に一切の変動が無いと仮定したならば、第２参考装置でも問題なく駆動する。但し、第２参考装置では、例えば負荷の増大により“ＶＦＢ＜ＶＲＥＦ”となった場合に、それに何ら対応することができない。電圧ＶＦＢの変動（即ち二次側電圧ＶＳの変動）に対する手当てが必要である。
【００８１】
この手当てを第２参考装置に施したものが図５のＰＷＭ制御部２００に相当する。図５の構成において、コンパレータ信号ＶＣＭＰが或るレベルにあり二次側電圧ＶＳが目標電圧ＶＴＧに安定化されている第１安定状態を基準に考える。
例えば、ＰＷＭ制御部２００において、第１安定状態を起点に二次側電圧ＶＳが低下して“ＶＦＢ＜ＶＲＥＦ”となったとき（即ち“ＶＳ＜ＶＴＧ”となったとき）、コンパレータ信号ＶＣＭＰのレベルの上昇を通じてデューティ情報信号ＶＤＵＴＹに対し増大向きの補正が適用される（当該補正後の信号が信号ＶＤＵＴＹ’に相当）。デューティ情報信号ＶＤＵＴＹの増大向きの補正によりトランジスタＭ１のオン時間が増大して（即ち第１安定状態を基準にトランジスタＭ１のオン時間が増大補正され）二次側電圧ＶＳが上昇する。これにより、再び二次側電圧ＶＳが目標電圧ＶＴＧに安定化される第２安定状態に達する。
逆に、ＰＷＭ制御部２００において、第１安定状態を起点に二次側電圧ＶＳが上昇して“ＶＦＢ＞ＶＲＥＦ”となったとき（即ち“ＶＳ＞ＶＴＧ”となったとき）、コンパレータ信号ＶＣＭＰのレベルの低下を通じてデューティ情報信号ＶＤＵＴＹに対し低減向きの補正が適用される（当該補正後の信号が信号ＶＤＵＴＹ’に相当）。デューティ情報信号ＶＤＵＴＹの低減向きの補正によりトランジスタＭ１のオン時間が減少して（即ち第１安定状態を基準にトランジスタＭ１のオン時間が減少補正され）二次側電圧ＶＳが低下する。これにより、再び二次側電圧ＶＳが目標電圧ＶＴＧに安定化される第３安定状態に達する。
【００８２】
このように、ＰＷＭ制御部２００は（図５参照）、
所定のＰＷＭ周波数ｆＯを持つ発振信号（ＳＥＴ）を生成する発振器２１０と、
二次側電圧ＶＳに応じたフィードバック電圧ＶＦＢと所定の基準電圧ＶＲＥＦとの比較結果、及び、スイッチングトランジスタＭ１のデューティを示すデューティ情報信号ＶＤＵＴＹ、に基づいて、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間を設定するオン時間設定部２２０と、
発振器２１０の発振信号とオン時間設定部２２０の設定結果とに基づいてＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）を生成及び出力するＰＷＭ信号生成部２３０と、を備えている。
【００８３】
これにより、ノイズ対応が容易なＰＷＭ制御でありながら、オンタイム制御方式のメリット（高い負荷応答性、少ない必要部品点数など）を享受することが可能となる。
【００８４】
具体的には、オン時間設定部２２０は、フィードバック電圧ＶＦＢと基準電圧ＶＲＥＦとの比較結果に応じたコンパレータ信号ＶＣＭＰを生成するコンパレータ部２２２と、デューティ情報信号ＶＤＵＴＹをコンパレータ信号ＶＣＭＰにて補正することで補正デューティ情報信号ＶＤＵＴＹ’を生成する補正部（２２４）と、を有し、補正デューティ情報信号ＶＤＵＴＹ’に基づいてスイッチングトランジスタＭ１のオン時間を設定する。設定結果は信号ＲＳＴにて表現される。
【００８５】
より具体的には、オン時間設定部２２０は、カウンタ２２５を有し、各単位制御区間において、補正デューティ情報信号ＶＤＵＴＹ’に対応する時間をカウンタ２２５を用いて計測することでスイッチングトランジスタＭ１のオン時間を設定する。
【００８６】
また、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦと一致することで二次側電圧ＶＳが所定の目標電圧ＶＴＧにて安定化し、オン時間設定部２２０は、二次側電圧ＶＳが目標電圧ＶＴＧよりも低いときフィードバック電圧ＶＦＢに基づいてスイッチングトランジスタＭ１のオン時間を増大補正し、二次側電圧ＶＳが目標電圧ＶＴＧよりも高いときフィードバック電圧ＶＦＢに基づいてスイッチングトランジスタＭ１のオン時間を減少補正する。
【００８７】
また、ＰＷＭ信号生成部２３０にて生成されるＰＷＭ信号（ＳＰＷＭ）により、各単位制御区間においてスイッチングトランジスタＭ１がオン状態とされるべき第１区間（オン制御区間）とスイッチングトランジスタＭ１がオフ状態とされるべき第２区間（オフ制御区間）とが表され、ＰＷＭ信号生成部２３０は、各単位制御区間において、発振器２１０の発振信号（ＳＥＴ）に基づき第１区間の開始タイミングを設定し、第１区間の長さをオン時間設定部２２０により設定されたオン時間分の長さとする。
【００８８】
［デューティ情報信号の取得法］
デューティ情報取得部２２３は、トランジスタＭ１のデューティを特定できる任意の信号からデューティ情報信号ＶＤＵＴＹを取得して良い。
【００８９】
例えば、取得部２２３は、ＰＷＭ信号生成部２３０から出力される信号ＳＰＷＭに基づいてデューティ情報信号ＶＤＵＴＹを生成及び取得して良い。この場合、信号ＳＰＷＭのハイレベル区間（オン制御区間）をトランジスタＭ１のオン区間とみなし、且つ、信号ＳＰＷＭのローレベル区間（オフ制御区間）をトランジスタＭ１のオフ区間とみなした上で、信号ＶＤＵＴＹを生成及び取得すれば良い。
【００９０】
或いは例えば、取得部２２３は、送信部Ｔｘの出力信号に基づいてデューティ情報信号ＶＤＵＴＹを生成及び取得しても良い。この場合、取得部２２３は送信部Ｔｘの出力信号を監視し、各単位制御区間において、送信部Ｔｘよりコマンド信号ＣＭＤＯＮが出力されてからコマンド信号ＣＭＤＯＦＦが出力されるまでの区間をトランジスタＭ１のオン区間とみなし、その後、送信部Ｔｘより次のコマンド信号ＣＭＤＯＮが出力されるまでの区間をトランジスタＭ１のオフ区間とみなした上で、信号ＶＤＵＴＹを生成及び取得すれば良い。
【００９１】
或いは例えば、取得部２２３は、トランジスタＭ１のスイッチングに応答して変動する電圧ＶＤＲに基づいて（図３参照）、デューティ情報信号ＶＤＵＴＹを生成及び取得しても良い。取得部２２３は、任意の観測タイミングにおいて電圧ＶＤＲに応じた電圧ＶＡを所定電圧と比較することなどにより、当該観測タイミングにおいてトランジスタＭ１がオン状態であるのかオフ状態であるのかを判断することができ、この判断の結果を利用してトランジスタＭ１のデューティを特定できる。
【００９２】
＜＜第２実施形態＞＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態並びに後述の第３及び第４実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２〜第４実施形態において特に述べない事項に関しては、矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２〜第４実施形態にも適用される。第２実施形態の記載を解釈するにあたり、第１及び第２実施形態間で矛盾する事項については第２実施形態の記載が優先されて良い（後述の第３及び第４実施形態についても同様）。矛盾の無い限り、第１〜第４実施形態の内、任意の複数の実施形態を組み合わせても良い。
【００９３】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１に含まれるＤＣ／ＤＣコンバータ４として絶縁同期整流型ＤＣ／ＤＣコンバータの構成を上述したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、一次側巻線Ｗ１に加わる一次側電圧ＶＰからスイッチング方式によりトランスＴＲの二次側において二次側電圧ＶＳを生成する絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであれば任意である。
【００９４】
例えば、図２に示したＤＣ／ＤＣコンバータ４では、いわゆるローサイドアプリケーションが採用されているが、ハイサイドアプリケーションが採用されても良い。ハイサイドアプリケーションが採用されたＤＣ／ＤＣコンバータ４では、ＳＲトランジスタＭ２が出力端子ＴＭ２Ｈ側に設けられ、二次側電圧ＶＳが加わる出力端子ＴＭ２ＨとトランスＴＲの二次側巻線Ｗ２との間にＳＲトランジスタＭ２が直列に挿入される。この他、本発明の主旨を損なわない形態で、二次側回路におけるＳＲトランジスタＭ２の配置位置を変更することが可能である。
【００９５】
また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、ダイオード整流方式を採用したＤＣ／ＤＣコンバータ（絶縁ダイオード整流型ＤＣ／ＤＣコンバータ）であっても良い。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４において、図２のＳＲトランジスタＭ２及び寄生ダイオードＤ２の代わりに、整流ダイオードを二次側回路に設ける。整流ダイオードは二次側巻線Ｗ２とコンデンサＣ２との間に挿入され、一次側巻線Ｗ１から二次側巻線Ｗ２に伝搬された電力を整流する。
【００９６】
また例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４を、フォワード方式の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成しても良く、この場合にも、同期整流方式及びダイオード整流方式の何れが採用されて良い。
【００９７】
＜＜第３実施形態＞＞
本発明の第３実施形態を説明する。
【００９８】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１を用いて電源アダプタを構成しても良い。図１１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１を備える電源アダプタ６２０を示す図である。電源アダプタ６２０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１、プラグ６２１、筐体６２２及び出力コネクタ６２３を備え、筐体６２２内にＡＣ／ＤＣコンバータ１が収容及び配置される。プラグ６２１は図示されないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ１はプラグ６２１を通じて入力された商用交流電圧ＶＡＣから直流の二次側電圧ＶＳを生成する。二次側電圧ＶＳが、出力コネクタ６２３を通じ、図示されない任意の電気機器に供給される。電気機器としては、ノート型パーソナルコンピュータ、情報端末機、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話機（スマートフォンに分類されるものを含む）、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。
【００９９】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１を備える電気機器を構成しても良い。図１２（ａ）及び（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１を備える電気機器６４０を示す図である。図１２（ａ）及び（ｂ）に示される電気機器６４０はディスプレイ装置であるが、電気機器６４０の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、ＡＣ／ＤＣコンバータを内蔵する機器であれば任意である。電気機器６４０は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１、プラグ６４１、筐体６４２及び負荷６４３を備え、筐体６４２内にＡＣ／ＤＣコンバータ１及び負荷６４３が収容及び配置される。プラグ６４１は図示されないコンセントから商用交流電圧ＶＡＣを受け、ＡＣ／ＤＣコンバータ１はプラグ６４１を通じて入力された商用交流電圧ＶＡＣから直流の二次側電圧ＶＳを生成する。生成された二次側電圧ＶＳは負荷６４３に供給される。負荷６４３は図１の負荷ＬＤに相当する。負荷６４３は、二次側電圧ＶＳに基づいて駆動する任意の負荷であって良く、例えば、マイコンコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路又はデジタル回路である。
【０１００】
＜＜第４実施形態＞＞
本発明の第４実施形態を説明する。第４実施形態では、第１〜第３実施形態に適用可能な応用技術、変形技術などを説明する。
【０１０１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４をＡＣ／ＤＣコンバータ１の構成要素として用いることを上述したが、本発明は、これに限定されない。即ち例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、直流電圧を生成する任意の電圧源（例えばバッテリ）の出力電圧を一次側電圧ＶＰとして受けて、二次側電圧ＶＳを生成するものであっても構わない。
【０１０２】
一次側制御回路１０、二次側制御回路２０及びパルストランス部３０を１チップの半導体基板上に集積化した半導体装置ＳＭＣ１を構成するようにしても良い。一次側制御回路１０、二次側制御回路２０及びパルストランス部３０が集積化された１チップの半導体基板が樹脂にて構成されたパッケージ（筐体）に収容されて封止されることで半導体装置ＳＭＣ１が構成される。
【０１０３】
或いは、一次側制御回路１０を第１半導体基板上に集積化した第１チップと、二次側制御回路２０を第２半導体基板上に集積化した第２チップと、パルストランス部３０を第３半導体基板上に集積化した第３チップとを作成し、第１〜第３チップを共通のパッケージ（筐体）に収容して封止することで半導体装置ＳＭＣ２を構成しても良い。
【０１０４】
但し、一次側制御回路１０及び二次側制御回路２０を別々の半導体装置として構成するようにしても良い。即ち、一次側制御回路１０を第１半導体基板上に集積化した第１チップを第１パッケージに収容して封止することで半導体装置ＳＭＣ３Ａを構成し、これとは別に、二次側制御回路２０を第２半導体基板上に集積化した第２チップを第２パッケージに収容して封止することで半導体装置ＳＭＣ３Ｂを構成しても良い。この場合、パルストランス部３０は、半導体装置ＳＭＣ３Ａ及びＳＭＣ３Ｂとは別に設けられたディスクリート部品であって良いが、パルストランス部３０を第３半導体基板上に集積化した第３チップを第３パッケージに収容して封止することで半導体装置ＳＭＣ３Ｃを構成しても良い。半導体装置ＳＭ１、ＳＭＣ２及びＳＭＣ３Ｃにおいて、既存の集積回路プロセスを利用し、パルストランスを構成することが可能である。
【０１０５】
一次側制御回路１０が集積化された半導体装置（ＳＭ１、ＳＭＣ２又はＳＭＣ３Ａ）に、スイッチングトランジスタＭ１が更に集積化されて含まれていても良いし、センス抵抗ＲＣＳが更に集積化されて含まれていても良い。
【０１０６】
二次側制御回路２０が集積化された半導体装置（ＳＭ１、ＳＭＣ２又はＳＭＣ３Ｂ）に、ＳＲトランジスタＭ２が更に集積化されて含まれていても良いし、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２が更に集積化されて含まれていても良いし、分圧抵抗Ｒ３及びＲ４が更に集積化されて含まれていても良い。
【０１０７】
上述の主旨を損なわない形で、任意の信号又は電圧に関して、それらのハイレベルとローレベルの関係を逆にしても良い。また、上述の主旨を損なわない形で、ＦＥＴのチャネル型を任意に変更可能である。即ち例えば、スイッチングトランジスタＭ１がＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴとして構成されるよう、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の構成が変形されても良い。
【０１０８】
上述の任意のトランジスタは、任意の種類のトランジスタであって良い。例えば、ＭＯＳＦＥＴとして上述された任意のトランジスタ（特に例えばスイッチングトランジスタＭ１）を、接合型ＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）又はバイポーラトランジスタに置き換えることも可能である。任意のトランジスタは第１電極、第２電極及び制御電極を有する。ＦＥＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がドレインで他方がソースであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がゲートである。ＩＧＢＴに属さないバイポーラトランジスタにおいては、第１及び第２電極の内の一方がコレクタで他方がエミッタであり且つ制御電極がベースである。
【０１０９】
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。
【符号の説明】
【０１１０】
１  ＡＣ／ＤＣコンバータ
２  フィルタ
３  整流回路
４  ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０  一次側制御回路
２０  二次側制御回路
３０  パルストランス部（通信用トランス）
Ｍ１  スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）
Ｍ２  同期整流トランジスタ
ＴＲ  トランス
Ｗ１  一次側巻線
Ｗ２  二次側巻線
２１０  発振器
２２０  オン時間設定部
２３０  ＰＷＭ信号生成部
２２２  コンパレータ部
２２３  デューティ情報取得部
２２４  加算器（補正部）
２２５  オン時間カウンタ
【図１】
2020205661.tif 000003
【図２】
2020205661.tif 000004
【図３】
2020205661.tif 000005
【図４】
2020205661.tif 000006
【図５】
2020205661.tif 000007
【図６】
2020205661.tif 000008
【図７】
2020205661.tif 000009
【図８】
2020205661.tif 000010
【図９】
2020205661.tif 000011
【図１０】
2020205661.tif 000012
【図１１】
2020205661.tif 000013
【図１２】
2020205661.tif 000014