(57)【要約】【課題】出力波形を鈍りにくくすること。【解決手段】三角波出力回路１００は、第１出力回路１１と、第２出力回路１２と、を備える。第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１を出力する。第２出力回路１２は、基準電圧Ｖ１に追従して、電圧値が上昇と下降とを交互に繰り返す変動電圧Ｖ２を出力する。第２出力回路１２は、第１出力回路１１にて基準電圧Ｖ１を調整されることにより、変動電圧Ｖ２を三角波Ｖ２として出力する。【選択図】図１
2020088829.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準電圧を出力する第１出力回路と、
前記基準電圧に追従して、電圧値が上昇と下降とを交互に繰り返す変動電圧を出力する第２出力回路と、を備え、
前記第２出力回路は、前記第１出力回路にて前記基準電圧を調整されることにより、前記変動電圧を三角波として出力する、
三角波出力回路。
【請求項２】
前記第１出力回路は、前記基準電圧に基づく電圧を出力する第１コンパレータを有し、
前記第２出力回路は、前記変動電圧に基づく電圧を出力する第２コンパレータを有する、
請求項１記載の三角波出力回路。
【請求項３】
前記変動電圧は、定電流源からの電流により充電されるキャパシタの両端電圧であって、
前記第１コンパレータ及び前記第２コンパレータの非反転入力端子には、前記基準電圧が入力され、
前記第１コンパレータ及び前記第２コンパレータの反転入力端子には、前記変動電圧が入力される、
請求項２に記載の三角波出力回路。
【請求項４】
前記変動電圧は、電源から抵抗器を介して流れる電流により充電されるキャパシタの両端電圧であって、
前記第１コンパレータ及び前記第２コンパレータの非反転入力端子には、前記基準電圧が入力され、
前記第１コンパレータ及び前記第２コンパレータの反転入力端子には、前記変動電圧が入力される、
請求項２に記載の三角波出力回路。
【請求項５】
前記三角波は、のこぎり波である、
請求項１〜４のいずれか１項に記載の三角波出力回路。
【請求項６】
前記変動電圧の最小値は、零よりも大きい、
請求項１〜５のいずれか１項に記載の三角波出力回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の三角波出力回路と、
前記三角波出力回路から出力される前記三角波と閾値電圧とを比較し、比較結果に応じたＰＷＭ信号を出力する比較回路と、を備える、
ＰＷＭ信号出力回路。
【請求項８】
請求項７記載のＰＷＭ信号出力回路と、
負荷用電源と負荷との間に電気的に接続されて、前記ＰＷＭ信号出力回路から出力される前記ＰＷＭ信号により駆動するスイッチング素子と、を備える、
駆動回路。
【請求項９】
請求項８記載の駆動回路と、
磁気粘性流体と、
前記駆動回路に駆動されることで前記磁気粘性流体に磁界を印加することにより、前記磁気粘性流体の粘性を変化させる前記負荷としての磁界発生部と、を備える、
機械的負荷発生装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、一般に三角波出力回路、ＰＷＭ信号出力回路、駆動回路、及び機械的負荷発生装置に関する。より詳細には、本開示は、三角波を出力する三角波出力回路、ＰＷＭ信号出力回路、駆動回路、及び機械的負荷発生装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、充放電回路に充放電切替信号を入力して容量負荷の充電・放電を切り替えることにより、２つの異なる電位間で傾きを有する三角波を発生させる三角波生成回路が開示されている。この三角波生成回路では、２つの比較回路により三角波と高電位及び低電位をそれぞれ比較する。そして、２つの比較回路の出力をラッチするＳＲラッチの出力信号を、充放電切替信号としている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００９−２４６５９５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本開示は、出力波形が鈍りにくい三角波出力回路、ＰＷＭ信号出力回路、駆動回路、及び機械的負荷発生装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本開示の一態様に係る三角波出力回路は、第１出力回路と、第２出力回路と、を備える。前記第１出力回路は、基準電圧を出力する。前記第２出力回路は、前記基準電圧に追従して、電圧値が上昇と下降とを交互に繰り返す変動電圧を出力する。前記第２出力回路は、前記第１出力回路にて前記基準電圧を調整されることにより、前記変動電圧を三角波として出力する。
【０００６】
本開示の一態様に係るＰＷＭ信号出力回路は、上記の三角波出力回路と、比較回路と、を備える。前記比較回路は、前記三角波出力回路から出力される前記三角波と閾値電圧とを比較し、比較結果に応じたＰＷＭ信号を出力する。
【０００７】
本開示の一態様に係る駆動回路は、上記のＰＷＭ信号出力回路と、スイッチング素子と、を備える。前記スイッチング素子は、負荷用電源と負荷との間に電気的に接続されて、前記ＰＷＭ信号出力回路から出力される前記ＰＷＭ信号により駆動する。
【０００８】
本開示の一態様に係る機械的負荷発生装置は、上記の駆動回路と、磁気粘性流体と、前記負荷としての磁界発生部と、を備える。前記磁界発生部は、前記駆動回路に駆動されることで前記磁気粘性流体に磁界を印加することにより、前記磁気粘性流体の粘性を変化させる。
【発明の効果】
【０００９】
本開示は、出力波形が鈍りにくい、という利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、本開示の一実施形態に係る三角波出力回路の概略構成を示す説明図である。
【図２】図２は、同上の三角波出力回路の動作を示す説明図である。
【図３】図３は、同上の三角波出力回路を用いたＰＷＭ信号出力回路及び駆動回路の概略構成を示す説明図である。
【図４】図４は、同上のＰＷＭ信号出力回路の動作を示す説明図である。
【図５】図５Ａは、本開示の一実施形態に係る機械的負荷発生装置の概略構成を示す平面図である。図５Ｂは、同上の機械的負荷発生装置を示す図５ＡのＸ１−Ｘ１線断面図である。
【図６】図６Ａは、本開示の一実施形態の変形例に係る三角波出力回路の動作を示す説明図である。図６Ｂは、同上の三角波出力回路を用いた駆動回路の動作を示す説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（１）概要
本実施形態の三角波出力回路１００は、図１に示すように、三角波Ｖ２を生成して出力する回路である。三角波出力回路１００が出力する三角波Ｖ２は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号出力回路２００にてＰＷＭ信号Ｓ１を出力するために用いられる（図３参照）。本実施形態では、三角波Ｖ２は、図２に示すように、のこぎり波である。つまり、本実施形態では、三角波Ｖ２は、信号値（電圧値）の下降時における傾きが、信号値の上昇時における傾きよりも大きくなっている。
【００１２】
三角波出力回路１００は、図１に示すように、第１出力回路１１と、第２出力回路１２と、を備えている。第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１を出力する。第２出力回路１２は、基準電圧Ｖ１に追従して、電圧値が上昇と下降とを交互に繰り返す変動電圧Ｖ２を出力する。つまり、変動電圧Ｖ２は、図２に示すように、基準電圧Ｖ１よりも低い場合は基準電圧Ｖ１に達するように上昇し、基準電圧Ｖ１よりも高い場合は基準電圧Ｖ１に達するように下降する。
【００１３】
そして、第２出力回路１２は、第１出力回路１１にて基準電圧Ｖ１を調整されることにより、変動電圧Ｖ２を三角波Ｖ２として出力する。つまり、本実施形態では、第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１として、第１基準電圧Ｖ１１と、第２基準電圧Ｖ１２（＞第１基準電圧Ｖ１１）とを出力し得る。そして、第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１が第１基準電圧Ｖ１１である場合に、変動電圧Ｖ２が第１基準電圧Ｖ１１に達すると、基準電圧Ｖ１として第２基準電圧Ｖ１２を出力する。また、第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１が第２基準電圧Ｖ１２である場合に、変動電圧Ｖ２が第２基準電圧Ｖ１２に達すると、基準電圧Ｖ１として第１基準電圧Ｖ１１を出力する。このように、第１出力回路１１が第１基準電圧Ｖ１１と第２基準電圧Ｖ１２とを交互に出力するように動作することで基準電圧Ｖ１が調整されることにより、第２出力回路１２が出力する変動電圧Ｖ２は、三角波Ｖ２となる。
【００１４】
上述のように、本実施形態では、三角波（変動電圧）Ｖ２を直接変化させるのではなく、基準電圧Ｖ１を調整することにより、三角波Ｖ２を間接的に変化させている。このため、本実施形態では、三角波Ｖ２を直接変化させる場合と比較して、三角波Ｖ２に与える影響が小さく、結果として三角波出力回路１００の出力波形（つまり、三角波Ｖ２の波形）が鈍りにくい、という利点がある。
【００１５】
（２）詳細
以下、本実施形態の三角波出力回路１００、三角波出力回路１００を用いたＰＷＭ信号出力回路２００、ＰＷＭ信号出力回路２００を用いた駆動回路３００、及び駆動回路３００を用いた機械的負荷発生装置４００について詳細に説明する。以下の説明において、「出力端子」等の「端子」は、電線を接続するための部品（端子）でなくてもよく、例えば、電子部品のリード、又は回路基板に含まれる導体の一部であってもよい。
【００１６】
（２．１）三角波出力回路
まず、本実施形態の三角波出力回路１００について図１を用いて詳細に説明する。三角波出力回路１００は、第１出力回路１１と、第２出力回路１２と、定電流源１３と、キャパシタＣ１と、抵抗器Ｒ１〜Ｒ４と、を備えている。定電流源１３は、例えばウィルソン型のカレントミラー回路で構成され、電源Ｐ１を動作電源として、一定の電流Ｉ１を出力する。電源Ｐ１は、例えばシリーズレギュレータであって、直流電圧を出力する。
【００１７】
第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１に基づく電圧（第１出力電圧Ｖ１０）を出力する回路である。本実施形態では、第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１に基づく電圧を出力するオープンコレクタ型の第１コンパレータ２１を有している。第１コンパレータ２１の反転入力端子には、定電流源１３を介して電源Ｐ１が電気的に接続されている。また、第１コンパレータ２１の反転入力端子は、キャパシタＣ１を介して基準電位点（グランド）に電気的に接続されている。したがって、第１コンパレータ２１の反転入力端子には、定電流源１３から供給される一定の電流Ｉ１により充電されるキャパシタＣ１の両端電圧（充電電圧）が入力される。本実施形態では、基準電位点の電位は、０［Ｖ］である。
【００１８】
さらに、第１コンパレータ２１の反転入力端子は、抵抗器Ｒ４を介して第２コンパレータ２２の出力端子に電気的に接続されている。つまり、第１コンパレータ２１の反転入力端子には、第２コンパレータ２２の出力電圧（第２出力電圧Ｖ２０）が抵抗器Ｒ４を介して入力される。言い換えれば、変動電圧Ｖ２は、抵抗器Ｒ４を介した第２コンパレータ２２の出力電圧に基づく電圧であって、かつ、定電流源１３からの電流Ｉ１により充電されるキャパシタＣ１の両端電圧（充電電圧）である。なお、抵抗器Ｒ４は、キャパシタＣ１に充電された電荷を放電する際に、第２コンパレータ２２の出力電流を、第２コンパレータ２２の許容可能な範囲に制限するための抵抗器である。
【００１９】
第１コンパレータ２１の非反転入力端子は、抵抗器Ｒ１及び抵抗器Ｒ２の接続点に電気的に接続されている。ここで、抵抗器Ｒ１及び抵抗器Ｒ２の直列回路は、電源Ｐ１と基準電位点との間に電気的に接続されている。つまり、第１コンパレータ２１の非反転入力端子には、電源Ｐ１の出力電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を含む分圧回路により分圧した電圧が入力される。また、第１コンパレータ２１の非反転入力端子は、抵抗器Ｒ３を介して第１コンパレータ２１の出力端子に電気的に接続されている。つまり、第１コンパレータ２１の非反転入力端子には、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）が抵抗器Ｒ３を介して入力される。言い換えれば、基準電圧Ｖ１は、抵抗器Ｒ３を介した第１コンパレータ２１の出力電圧に基づく電圧である。そして、基準電圧Ｖ１は、電源Ｐ１の出力電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を含む分圧回路により分圧した電圧、又は抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を含む分圧回路により分圧した電圧である。
【００２０】
第２出力回路１２は、変動電圧Ｖ２に基づく電圧（第２出力電圧Ｖ２０）を出力する回路である。本実施形態では、第２出力回路１２は、変動電圧Ｖ２に基づく電圧を出力するオープンコレクタ型の第２コンパレータ２２を有している。第２コンパレータ２２の反転入力端子は、第１コンパレータ２１の反転入力端子に電気的に接続されている。つまり、第１コンパレータ２１及び第２コンパレータ２２の反転入力端子には、変動電圧Ｖ２が入力される。また、第２コンパレータ２２の非反転入力端子は、第１コンパレータ２１の非反転入力端子に電気的に接続されている。つまり、第１コンパレータ２１及び第２コンパレータ２２の非反転入力端子には、基準電圧Ｖ１が入力される。
【００２１】
第１コンパレータ２１は、非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖ１と、反転入力端子に入力される変動電圧Ｖ２とを比較する。そして、第１コンパレータ２１では、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２よりも下回っている間は、第１コンパレータ２１の有する出力トランジスタがオンする。このため、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２よりも下回っている間は、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）は、基準電位点の電位（ここでは、０［Ｖ］）と略等しくなる。また、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２よりも下回っている間は、電源Ｐ１から抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３に電流が流れる。そして、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２よりも下回っている間は、第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１として第１基準電圧Ｖ１１（図２参照）を出力する。第１基準電圧Ｖ１１は、基準電圧Ｖ１の最小電圧である。第１基準電圧Ｖ１１は、以下の数式（１）により表される。以下の数式（１）において、“Ｖ１１”は、第１基準電圧Ｖ１１の電圧値を表している。また、以下の数式（１）（後述する数式（２）においても同様）において、“Ｖ０”は、電源Ｐ１の出力電圧の電圧値を表しており、“Ｒ１”、“Ｒ２”、及び“Ｒ３”は、それぞれ抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を表している。
【００２２】
【数１】
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【００２３】
また、第１コンパレータ２１は、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２を上回っている間は、第１コンパレータ２１の有する出力トランジスタがオフする。また、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２を上回っている間は、抵抗器Ｒ３には電流が流れない。このため、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２を上回っている間は、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）は、電源Ｐ１の出力電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を含む分圧回路により分圧した電圧となる。そして、基準電圧Ｖ１が変動電圧Ｖ２を上回っている間は、第１出力回路１１は、基準電圧Ｖ１として第２基準電圧Ｖ１２（図２参照）を出力する。第２基準電圧Ｖ１２は、基準電圧Ｖ１の最大電圧である。第２基準電圧Ｖ１２は、以下の数式（２）により表される。以下の数式（２）において、“Ｖ１２”は、第２基準電圧Ｖ１２の電圧値を表している。
【００２４】
【数２】
2020088829.tif 000004
【００２５】
第２コンパレータ２２は、第１コンパレータ２１と同様に、非反転入力端子に入力される基準電圧Ｖ１と、反転入力端子に入力される変動電圧Ｖ２とを比較する。一方、第２コンパレータ２２は、第１コンパレータ２１とは異なり、変動電圧Ｖ２を出力する。また、第２コンパレータ２２の出力電圧である変動電圧Ｖ２は、定電流源１３からの電流により充電されるキャパシタＣ１の両端電圧であることから、第１コンパレータ２１の出力電圧である基準電圧Ｖ１の変化よりも遅れて変化する。つまり、変動電圧Ｖ２は、基準電圧Ｖ１に追従して、電圧値が上昇と下降とを交互に繰り返す。
【００２６】
第２コンパレータ２２の出力する変動電圧Ｖ２は、変動電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１（ここでは、第２基準電圧Ｖ１２）を下回っている間は、時間経過に伴って上昇する（図２参照）。この場合、変動電圧Ｖ２は、以下の数式（３）により表される。以下の数式（３）（後述する数式（４）においても同様）において、“Ｖ２”は、変動電圧Ｖ２の電圧値を表しており、“Ｃ１”は、キャパシタＣ１の容量値を表しており、“ｔ”は時間を表している。なお、ここでいう「時間」は、変動電圧Ｖ２の反転時（つまり、変動電圧Ｖ２が上昇から下降、又は下降から上昇に転じた時）を起点とした時間である。また、以下の数式（３）において、“Ｉ１”は、定電流源１３から流れる電流Ｉ１の電流値を表している。
【００２７】
【数３】
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【００２８】
第２コンパレータ２２の出力する変動電圧Ｖ２は、変動電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１（ここでは、第１基準電圧Ｖ１１）を上回っている間は、時間経過に伴って下降する（図２参照）。この場合、変動電圧Ｖ２は、以下の数式（４）により表される。以下の数式（４）において、“Ｖ２２”は、変動電圧Ｖ２の最大電圧（後述する第２変動電圧Ｖ２２）の電圧値を表しており、“Ｒ４”は、抵抗器Ｒ４の抵抗値を表している。なお、数式（４）においては、定電流源１３による影響を無視している。
【００２９】
【数４】
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【００３０】
上述のように構成された三角波出力回路１００では、第２出力回路１２（第２コンパレータ２２）は、第１出力回路１１（第１コンパレータ２１）にて基準電圧Ｖ１を調整されることにより、三角波（変動電圧）Ｖ２を出力する。三角波出力回路１００の動作については、後述する「（３．１）三角波出力回路の動作」にて詳細に説明する。
【００３１】
（２．２）ＰＷＭ信号出力回路及び駆動回路
次に、本実施形態のＰＷＭ信号出力回路２００及び駆動回路３００について図３を用いて詳細に説明する。ＰＷＭ信号出力回路２００は、三角波出力回路１００と、比較回路３と、を備えている。駆動回路３００は、ＰＷＭ信号出力回路２００と、スイッチング素子４と、を備えている。
【００３２】
比較回路３は、オープンコレクタ型のコンパレータである。比較回路３の非反転入力端子には、三角波出力回路１００から出力される三角波Ｖ２が入力される。比較回路３の反転入力端子には、制御回路ＣＣ１から出力される入力信号（電圧信号）Ｖｉｎが入力される。制御回路ＣＣ１については、後述する「（２．３）機械的負荷発生装置」にて説明する。また、本実施形態では、制御回路ＣＣ１から出力される信号が、比較回路３に入力される入力信号Ｖｉｎとなっているが、制御回路ＣＣ１から出力される信号を減衰器（Attenuator）により減衰させた信号を、比較回路３に入力される入力信号Ｖｉｎとしてもよい。
【００３３】
比較回路３は、非反転入力端子に入力される三角波Ｖ２と、反転入力端子に入力される入力信号Ｖｉｎとを比較する。そして、比較回路３は、図４に示すように、三角波Ｖ２が入力信号Ｖｉｎを上回っている間はハイレベル、三角波Ｖ２が入力信号Ｖｉｎを下回っている間はローレベルとなる２値信号（ＰＷＭ信号）Ｓ１を出力する。つまり、比較回路３は、三角波出力回路１００から出力される三角波Ｖ２と閾値電圧（入力信号Ｖｉｎ）とを比較し、比較結果に応じたＰＷＭ信号Ｓ１を出力する。
【００３４】
スイッチング素子４は、例えば半導体スイッチである。本実施形態では、スイッチング素子４は、Ｐチャネルのエンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。スイッチング素子４のゲートは、抵抗器Ｒ５を介して比較回路３の出力端子に電気的に接続されている。また、スイッチング素子４のゲートは、抵抗器Ｒ６を介して負荷用電源Ｐ２に電気的に接続されている。負荷用電源Ｐ２は、直流電源であって、直流電圧を出力する。本実施形態では、負荷用電源Ｐ２は、電源Ｐ１と異なっているが、同じであってもよい。スイッチング素子４のソースは、負荷用電源Ｐ２に電気的に接続されている。スイッチング素子４のドレインは、負荷Ｌ１を介して基準電位点（グランド）に電気的に接続されている。本実施形態では、負荷Ｌ１は、後述する磁界発生部６のコイル６１と、ダイオードと、を含んでいる。ダイオードは、スイッチング素子４のオフ時にコイル６１で発生し得るサージ電流を還流させるための還流ダイオードであって、コイル６１に並列に接続されている。
【００３５】
スイッチング素子４は、ＰＷＭ信号Ｓ１がハイレベルの場合、ゲート−ソース間電圧が約０［Ｖ］となり、オフする。一方、スイッチング素子４は、ＰＷＭ信号Ｓ１がローレベルの場合、ゲート−ソース間電圧が十分に大きくなるため、オンする。つまり、スイッチング素子４は、負荷用電源Ｐ２と負荷Ｌ１との間に電気的に接続されて、ＰＷＭ信号出力回路２００から出力されるＰＷＭ信号Ｓ１により駆動する。したがって、負荷Ｌ１には、スイッチング素子４がオン／オフすることにより、電流Ｉ２が流れる。そして、電流Ｉ２の大きさは、ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティ比に依存する。つまり、電流Ｉ２は、ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティ比が小さくなるにつれて大きくなり、ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティ比が大きくなるにつれて小さくなる。
【００３６】
（２．３）機械的負荷発生装置
次に、本実施形態の機械的負荷発生装置４００について図５Ａ及び図５Ｂを用いて詳細に説明する。以下で参照する図面は、いずれも模式的な図であり、図中の各構成要素の大きさ及び厚さそれぞれの比が、必ずしも実際の寸法比を反映しているとは限らない。また、以下では、操作体７の回転軸７０に沿った方向を上下方向とし、特に操作体７がカバー９から突出する向き（図５Ｂの上方）を「上方」として説明する。ただし、これらの方向は、機械的負荷発生装置４００の使用方向を限定する趣旨ではない。
【００３７】
機械的負荷発生装置４００は、操作体７と、ロータ５１と、磁気粘性流体５と、磁界発生部６と、コイルボビン８と、カバー９と、ボディ９２と、ケース９３と、を備えている。本開示でいう「磁気粘性流体５」は、印加される磁界の強さに応じて粘性が可逆的に変化する性質を有する機能性流体、より詳細には、ＭＲＦ（Magnetorheological Fluid）であって、印加される磁界が強くなるにつれて粘性が高くなる。
【００３８】
本実施形態では、機械的負荷発生装置４００は、操作体７に対するユーザの操作を受け付ける入力装置である。以下では、特に断りの無い限り、「機械的負荷発生装置４００」を「入力装置４００」という。本開示でいう「操作」は、ユーザが操作体７に対して外力を加えること全般を含み、例えば、回転操作、スライド操作、押し操作及び引き操作等が操作体７の操作に含まれる。本実施形態では一例として、操作体７は回転可能に構成されており、ユーザは操作体７を回転操作する。つまり、入力装置４００は、ユーザによる操作体７の回転操作を受け付ける回転操作型デバイスである。より詳細には、入力装置４００は、ロータリエンコーダである。
【００３９】
操作体７は、円柱状に形成されている。操作体７は、その中心軸を通る回転軸７０を中心として回転可能に、カバー９及びボディ９２にて支持されている。操作体７は、ロータ５１に結合される結合部７１と、後述する軸受部９４にて支持される支持部７２と、を有している。結合部７１は、上下方向における操作体７の中央部に設けられており、支持部７２は、操作体７の下端部に設けられている。
【００４０】
ロータ５１は、操作体７の回転軸７０を中心とする円盤状に形成されている。ロータ５１は、操作体７の回転軸７０を中心として、操作体７の操作に伴って回転する。本実施形態では、ロータ５１は結合部７１にて操作体７に直接的に結合されている。そのため、操作体７が回転軸７０を中心として回転すると、ロータ５１は、操作体７と一緒に回転軸７０を中心として回転する。ロータ５１は、一例として、磁性材料（強磁性体）にて形成されている。
【００４１】
コイルボビン８は、操作体７の回転軸７０を中心とする円筒状に形成されている。つまり、コイルボビン８は、中空であって、コイルボビン８内には、カバー９及びボディ９２が収容される。コイルボビン８には、磁界発生部６のコイル６１が装着されている。コイルボビン８は、一例として、合成樹脂製である。
【００４２】
カバー９は、操作体７の回転軸７０を中心とする円盤状に形成されている。平面視におけるカバー９の中央部には、円形状に開口する貫通孔９１が形成されている。操作体７は、上下方向において、貫通孔９１を通してカバー９を貫通する。カバー９は、一例として、磁性材料（強磁性体）にて形成されている。
【００４３】
ボディ９２は、操作体７の回転軸７０を中心とする円柱状に形成されている。ボディ９２の上面の中央部には、円形状に開口する凹部からなる軸受部９４が形成されている。操作体７の支持部７２は、軸受部９４に挿入された状態で、ボディ９２にて支持される。ボディ９２は、一例として、磁性材料（強磁性体）にて形成されている。
【００４４】
ケース９３は、上面が開口した有底円筒状に形成されている。ここでは、コイル６１がケース９３内に収まるように、コイルボビン８の少なくとも一部が、ボディ９２と共にケース９３内に収容されている。
【００４５】
ここで、カバー９及びボディ９２は、上下方向において、所定の隙間を空けて互いに対向した状態で、コイルボビン８に固定されている。そして、コイルボビン８の内側において、カバー９の下面とボディ９２の上面との間には、収容空間５０が形成されることになる。
【００４６】
ロータ５１は、この収容空間５０内に収容される。ロータ５１は、回転時においてもカバー９、ボディ９２及びコイルボビン８に接触しないように、収容空間５０の内側面（カバー９の下面、ボディ９２の上面及びコイルボビン８の内周面）に対して隙間を空けた状態で、収容空間５０内に収容される。
【００４７】
さらに、ロータ５１の表面と収容空間５０の内側面との間には、磁気粘性流体５が介在する。本実施形態では、磁気粘性流体５は収容空間５０に充填されている。つまり、ロータ５１は、磁気粘性流体５中に配置されることになる。そのため、ロータ５１の表面と収容空間５０の内側面との間の隙間は、磁気粘性流体５にて満たされることになる。コイルボビン８の上面とカバー９の下面との間にはパッキン８１が装着され、コイルボビン８の下面とケース９３の内底面との間にはパッキン８２が装着されている。パッキン８１及びパッキン８２により、収容空間５０の気密性（水密性）が確保される。
【００４８】
ここで、磁気粘性流体５は、印加される磁界が強くなるにつれて粘性が高くなる機能性流体である。つまり、磁気粘性流体５の粘性は一定ではなく、磁気粘性流体５に印加される磁界に応じて変化する。そして、ロータ５１は、磁気粘性流体５に接した状態で回転するので、ロータ５１の回転に対しては、磁気粘性流体５の粘性に応じた抵抗力（機械的負荷）が発生する。したがって、磁気粘性流体５の粘性が変化すれば、ロータ５１の回転に対する抵抗力の大きさが変化し、ロータ５１に繋がる操作体７の操作（回転）に対する抵抗力の大きさも変化する。本実施形態では、磁気粘性流体５の粘性は、最高粘度と最低粘度との間で、印加される磁界に応じて変化することと仮定する。
【００４９】
すなわち、磁気粘性流体５に磁界が印加されていない状態では、磁気粘性流体５の粘性は最低粘度にあって、ロータ５１の回転に対して磁気粘性流体５で発生する抵抗力は最小値となる。このとき、操作体７を操作するユーザに対して操作体７から作用する反力（抵抗力）は最小値となり、操作体７の操作感は比較的軽くなる。一方、磁気粘性流体５に磁界が印加されている状態では、磁気粘性流体５の粘性は最高粘度にあって、ロータ５１の回転に対して磁気粘性流体５で発生する抵抗力は最大値となる。このとき、操作体７を操作するユーザに対して操作体７から作用する反力（抵抗力）は最大値となり、操作体７の操作感は重くなる。したがって、入力装置４００は、操作体７を操作するユーザに対して操作体７から作用する反力（抵抗力）の大きさを変化させることにより、ユーザに対して力覚を提示する。
【００５０】
ここで、磁界発生部６は、磁気粘性流体５に磁界を作用させるコイル６１を有する。コイル６１は、駆動回路３００（図３参照）により駆動される。つまり、駆動回路３００は、コイル６１に励磁電流（電流Ｉ２）を流すことにより、磁界発生部６から磁気粘性流体５に磁界を印加させる回路である。言い換えれば、磁界発生部６は、負荷Ｌ１であって、駆動回路３００に駆動されることで磁気粘性流体５に磁界を印加することにより、磁気粘性流体５の粘性を変化させる。本実施形態では、駆動回路３００は、制御回路ＣＣ１（図３参照）により制御される。
【００５１】
制御回路ＣＣ１は、操作体７の変位量（操作体７の回転運動に伴う変位）に応じて入力装置４００から出力される操作信号に基づいて、駆動回路３００を制御する回路である。制御回路ＣＣ１は、例えば、プロセッサ及びメモリを含むコンピュータを主構成とする。この構成では、メモリに記録されたプログラムをプロセッサが実行することによって、制御回路ＣＣ１としての機能が実現される。プログラムは、コンピュータのメモリに予め記録されていてもよいが、電気通信回線を通じて提供されてもよいし、コンピュータで読み取り可能なメモリカード、光学ディスク又はハードディスクドライブ等の非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよい。
【００５２】
制御回路ＣＣ１は、入力された操作信号に基づいて駆動回路３００を制御し、磁界発生部６から磁気粘性流体５に印加される磁界の強さを変化させる。これにより、操作体７に作用する抵抗力は、操作体７の変位量に応じて変化する。本実施形態では、一例として、制御回路ＣＣ１は、入力された操作信号に基づく入力信号ＶｉｎをＰＷＭ信号出力回路２００の比較回路３に出力する。これにより、制御回路ＣＣ１は、駆動回路３００をＰＷＭ制御することにより、磁界発生部６から磁気粘性流体５に印加される磁界の強さを変化させる。ここで、制御回路ＣＣ１は、例えば、操作信号と、磁界発生部６から磁気粘性流体５に印加される磁界の強さと、の相関関係を予め記憶しており、実際に入力された操作信号に基づいて駆動回路３００を制御する。
【００５３】
（３）動作
以下、本実施形態の三角波出力回路１００の動作について図１及び図２を用いて説明する。まず、電源Ｐ１の電源を投入すると、第１コンパレータ２１の非反転入力端子には、電源Ｐ１の電源電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２の直列回路で分圧した電圧が入力される。第１コンパレータ２１の反転入力端子には、キャパシタＣ１の両端電圧（充電電圧）が入力される。ここで、電源Ｐ１の投入時においては、キャパシタＣ１は充電されていないので、充電電圧は殆ど零である。したがって、非反転入力端子の入力電圧が反転入力端子の入力電圧を上回っているので、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）は、電源Ｐ１の出力電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を含む分圧回路により分圧した電圧となる。そして、基準電圧Ｖ１は、第２基準電圧Ｖ１２となる。
【００５４】
一方、第２コンパレータ２２の非反転入力端子には、電源Ｐ１の電源電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２の直列回路で分圧した電圧（ここでは、第２基準電圧Ｖ１２）が入力される。第２コンパレータ２２の反転入力端子には、キャパシタＣ１の両端電圧（充電電圧）が入力されるが、上記と同様に、電源Ｐ１の投入時においては、充電電圧は殆ど零である。したがって、非反転入力端子の入力電圧（基準電圧Ｖ１）が反転入力端子の入力電圧（変動電圧Ｖ２）を上回っているので、キャパシタＣ１が定電流源１３からの電流Ｉ１により充電され始める。このため、変動電圧Ｖ２は、基準電圧Ｖ１（ここでは、第２基準電圧Ｖ１２）に達するまで、時間経過に伴って上昇する。
【００５５】
時刻ｔ１において、変動電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１（ここでは、第２基準電圧Ｖ１２）に達すると、第１コンパレータ２１では、非反転入力端子の入力電圧（基準電圧Ｖ１）が反転入力端子の入力電圧（変動電圧Ｖ２）を下回る。このため、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）は、基準電位点の電位（ここでは、０［Ｖ］）と略等しくなる。そして、基準電圧Ｖ１は、第２基準電圧Ｖ１２から第１基準電圧Ｖ１１へと反転する。すると、第２コンパレータ２２では、非反転入力端子の入力電圧（基準電圧Ｖ１）が反転入力端子の入力電圧（変動電圧Ｖ２）を下回るので、キャパシタＣ１の電荷が抵抗器Ｒ４を介して放電され始める。このため、変動電圧Ｖ２は、キャパシタＣ１の容量成分に起因する遅延により第２変動電圧Ｖ２２（＞第２基準電圧Ｖ１２）までオーバーシュートした後、基準電圧Ｖ１（ここでは、第１基準電圧Ｖ１１）に達するまで、時間経過に伴って下降する。
【００５６】
その後、時刻ｔ２（＞時刻ｔ１）において、変動電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１（ここでは、第１基準電圧Ｖ１１）に達すると、第１コンパレータ２１では、非反転入力端子の入力電圧（基準電圧Ｖ１）が反転入力端子の入力電圧（変動電圧Ｖ２）を上回る。このため、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）は、電源Ｐ１の出力電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を含む分圧回路により分圧した電圧となる。そして、基準電圧Ｖ１は、第１基準電圧Ｖ１１から第２基準電圧Ｖ１２へと反転する。すると、第２コンパレータ２２では、非反転入力端子の入力電圧（基準電圧Ｖ１）が反転入力端子の入力電圧（変動電圧Ｖ２）を上回るので、キャパシタＣ１が定電流源１３からの電流Ｉ１により充電され始める。このため、変動電圧Ｖ２は、キャパシタＣ１の容量成分に起因する遅延により第１変動電圧Ｖ２１（＞第１基準電圧Ｖ１１）までアンダーシュートした後、基準電圧Ｖ１（ここでは、第２基準電圧Ｖ１２）に達するまで、時間経過に伴って上昇する。
【００５７】
以降、時刻ｔ３（＞時刻ｔ２）において、変動電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１（ここでは、第２基準電圧Ｖ１２）に達すると、時刻ｔ１と同様に、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）は、基準電位点の電位（ここでは、０［Ｖ］）と略等しくなる。そして、基準電圧Ｖ１は、第２基準電圧Ｖ１２から第１基準電圧Ｖ１１へと反転する。そして、変動電圧Ｖ２は、時刻ｔ１と同様に、第２変動電圧Ｖ２２（＞第２基準電圧Ｖ１２）までオーバーシュートした後、基準電圧Ｖ１（ここでは、第１基準電圧Ｖ１１）に達するまで、時間経過に伴って下降する。また、時刻ｔ４（＞時刻ｔ３）において、変動電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ１（ここでは、第１基準電圧Ｖ１１）に達すると、時刻ｔ２と同様に、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）は、電源Ｐ１の出力電圧を抵抗器Ｒ１，Ｒ２を含む分圧回路により分圧した電圧となる。そして、基準電圧Ｖ１は、第１基準電圧Ｖ１１から第２基準電圧Ｖ１２へと反転する。そして、変動電圧Ｖ２は、時刻ｔ２と同様に、第１変動電圧Ｖ２１（＞第１基準電圧Ｖ１１）までアンダーシュートした後、基準電圧Ｖ１（ここでは、第２基準電圧Ｖ１２）に達するまで、時間経過に伴って上昇する。
【００５８】
以下、上記の動作を繰り返すことにより、三角波出力回路１００は、変動電圧Ｖ２を三角波Ｖ２として出力する。ここで、三角波Ｖ２の振幅、最小電圧、及び最大電圧は、基本的に電源Ｐ１の電源電圧と、抵抗器Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値と、により決定することが可能である。また、三角波Ｖ２の発振周波数は、基本的に電源Ｐ１の電源電圧と、キャパシタＣ１の容量値と、抵抗器Ｒ４の抵抗値と、定電流源１３から供給される電流Ｉ１の電流値と、により決定することが可能である。
【００５９】
上述のように、本実施形態では、三角波（変動電圧）Ｖ２を直接変化させるのではなく、基準電圧Ｖ１を調整することにより、三角波Ｖ２を間接的に変化させている。具体的には、本実施形態では、第１コンパレータ２１の出力電圧（第１出力電圧Ｖ１０）、第２コンパレータ２２の入力電圧（基準電圧Ｖ１）、及び第２コンパレータ２２の出力電圧（第２出力電圧Ｖ２０）の順に変化するため、キャパシタＣ１の充放電が間接的に行われる。このため、本実施形態では、三角波Ｖ２を直接変化させる場合と比較して、三角波Ｖ２に与える影響が小さく、結果として三角波出力回路１００の出力波形（つまり、三角波Ｖ２の波形）が鈍りにくい、という利点がある。
【００６０】
また、本実施形態では、以下のような利点を享受し得る。すなわち、本実施形態の三角波出力回路１００は、第１コンパレータ２１及び第２コンパレータ２２の出力電圧に影響を及ぼす遅延回路又はダイオード等の非線形素子を有していない。このため、本実施形態では、上記の遅延回路又はダイオードを含む回路と比較して、温度変化などの環境の影響を受けにくく、三角波Ｖ２の傾きの直線性を向上できる、という利点がある。
【００６１】
また、本実施形態の三角波出力回路１００の動作の安定性は、第１コンパレータ２１及び第２コンパレータ２２の特性に依存する。したがって、本実施形態の三角波出力回路１００は、動作の安定性が回路素子の性能のばらつきに依存する回路と比較して、動作の安定性が向上しやすい、という利点がある。
【００６２】
なお、三角波発生回路では、求められる直線性によっては、コンパレータの代わりにオペアンプを用いて構成してもよい。オペアンプは、負帰還をかける使い方を前提として、位相補償コンデンサを内蔵している。三角波発生回路は、位相補償コンデンサを内蔵するオペアンプを用いて構成された場合、位相補償コンデンサ影響によるハイカットフィルタの特性により、高い周波数成分を含む鋭角的な変化に追従しにくい。そのため、三角波発生回路は、波形の上昇から下降、あるいは下降から上昇の変化点の近傍では直線性を損ねやすい。このような理由により、オペアンプを用いて構成された三角波発生回路は、コンパレータを用いて構成された三角波発生回路に比べ直線性は劣るものの、従来のラッチを用いる場合に比べて、出力波形の鈍化を抑制できる。
【００６３】
また、本実施形態では、第１コンパレータ２１及び第２コンパレータ２２には、いずれも単電源の汎用のコンパレータを採用することが可能である。このため、本実施形態では、三角波出力回路１００の製造コストを低減しやすい、という利点がある。
【００６４】
（４）変形例
上述の実施形態は、本開示の様々な実施形態の一つに過ぎない。上述の実施形態は、本開示の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。以下、上述の実施形態の変形例を列挙する。以下に説明する変形例は、適宜組み合わせて適用可能である。
【００６５】
本開示における機械的負荷発生装置４００を含むシステムでは、例えば、制御回路ＣＣ１等に、コンピュータシステムを含んでいる。コンピュータシステムは、ハードウェアとしてのプロセッサ及びメモリを主構成とする。コンピュータシステムのメモリに記録されたプログラムをプロセッサが実行することによって、本開示における制御回路ＣＣ１としての機能が実現される。プログラムは、コンピュータシステムのメモリに予め記録されてもよく、電気通信回線を通じて提供されてもよく、コンピュータシステムで読み取り可能なメモリカード、光学ディスク、ハードディスクドライブ等の非一時的記録媒体に記録されて提供されてもよい。コンピュータシステムのプロセッサは、半導体集積回路（ＩＣ）又は大規模集積回路（ＬＳＩ）を含む１ないし複数の電子回路で構成される。ここでいうＩＣ又はＬＳＩ等の集積回路は、集積の度合いによって呼び方が異なっており、システムＬＳＩ、ＶＬＳＩ（Very Large Scale Integration）、又はＵＬＳＩ（Ultra Large Scale Integration）と呼ばれる集積回路を含む。さらに、ＬＳＩの製造後にプログラムされる、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、又はＬＳＩ内部の接合関係の再構成若しくはＬＳＩ内部の回路区画の再構成が可能な論理デバイスについても、プロセッサとして採用することができる。複数の電子回路は、１つのチップに集約されていてもよいし、複数のチップに分散して設けられていてもよい。複数のチップは、１つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に分散して設けられていてもよい。ここでいうコンピュータシステムは、１以上のプロセッサ及び１以上のメモリを有するマイクロコントローラを含む。したがって、マイクロコントローラについても、半導体集積回路又は大規模集積回路を含む１ないし複数の電子回路で構成される。
【００６６】
また、例えば制御回路ＣＣ１における複数の機能が、１つの筐体内に集約されていることは必須の構成ではない。つまり、制御回路ＣＣ１の構成要素は、複数の筐体に分散して設けられていてもよい。さらに、例えば制御回路ＣＣ１の少なくとも一部の機能は、例えば、サーバ装置及びクラウド（クラウドコンピューティング）等によって実現されてもよい。
【００６７】
上述の実施形態では、三角波（変動電圧）Ｖ２の最小電圧は、図２に示すように殆ど０［Ｖ］であるが、これに限定する趣旨ではない。例えば、三角波（変動電圧）Ｖ２の最小値（第１変動電圧Ｖ２１）は、図６Ａに示すように零よりも大きくてもよい。この態様は、例えば上述の実施形態と比較して第１基準電圧Ｖ１１が大きくなるように抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値を調整することで、実現可能である。
【００６８】
この態様の三角波出力回路１００を用いたＰＷＭ信号出力回路２００では、入力信号Ｖｉｎが三角波Ｖ２の最小電圧（第１変動電圧Ｖ２１）を上回るまで、比較回路３の出力電圧がハイレベルで維持される。言い換えれば、入力信号Ｖｉｎが三角波Ｖ２の最小電圧を上回るまで、ＰＷＭ信号出力回路２００がＰＷＭ信号Ｓ１を出力しない。つまり、この態様の三角波出力回路１００を用いたＰＷＭ信号出力回路２００では、入力信号Ｖｉｎの大小により、ＰＷＭ信号Ｓ１を生成するモードと生成しないモードとを切り替えることができる。
【００６９】
さらに言えば、この態様のＰＷＭ信号出力回路２００を用いた駆動回路３００では、駆動モードは、ＰＷＭ信号出力回路２００から出力されるＰＷＭ信号Ｓ１により、スイッチング素子４を駆動するモードである。スタンバイモードは、ＰＷＭ信号出力回路２００からＰＷＭ信号Ｓ１が出力されないためにスイッチング素子４を駆動しないが、負荷用電源Ｐ２が投入された状態を維持するモードである。
【００７０】
図６Ｂに示すように、入力信号Ｖｉｎが三角波Ｖ２の最小電圧（第１変動電圧Ｖ２１）を上回るまでは、スイッチング素子４がオフ状態に維持されるので、負荷Ｌ１には電流Ｉ２が流れない。つまり、この場合、駆動回路３００は、スタンバイモードで動作している。一方、入力信号Ｖｉｎが三角波Ｖ２の最小電圧（第１変動電圧Ｖ２１）を上回ると、ＰＷＭ信号Ｓ１によりスイッチング素子４がオン／オフされるので、負荷Ｌ１には電流Ｉ２が流れる。つまり、この場合、駆動回路３００は、駆動モードで動作している。
【００７１】
上述のように、この態様では、入力信号Ｖｉｎの大小により駆動モードとスタンバイモードとを切り替えることができるので、スタンバイモードを実現するための信号線を別途用意する必要がない、という利点がある。
【００７２】
上述の実施形態では、スイッチング素子４は、Ｐチャネルのエンハンスメント型のＭＯＳＦＥＴ（つまり、ＦＥＴ）であるが、これに限らず、バイポーラトランジスタ等のトランジスタであってもよい。なお、スイッチング素子４がＦＥＴである場合、トランジスタである場合と比較して、オフからオンに要する時間と、オンからオフに要する時間とが殆ど同じになるので、入力に対する応答の直線性が良い、という利点がある。
【００７３】
上述の実施形態では、磁界発生部６は、単一のコイル６１を有しているが、これに限らず、複数のコイル６１を有する構成であってもよい。この態様では、複数のコイル６１は直列に接続されていてもよいし、並列に接続されていてもよい。
【００７４】
上述の実施形態では、ＰＷＭ信号出力回路２００の出力するＰＷＭ信号Ｓ１は、磁気粘性流体５を用いた機械的負荷発生装置４００の制御に用いられているが、用途を限定する趣旨ではない。例えば、ＰＷＭ信号Ｓ１は、照明器具の有する光源の調光及び調色に用いることが可能である。その他、ＰＷＭ信号Ｓ１は、ＶＣＭ（Voice Coil Motor）を用いた触感提示装置の制御、又はカメラ向けのアクチュエータの制御などに用いることが可能である。
【００７５】
上述の実施形態において、三角波出力回路１００は、定電流源１３の代わりに抵抗器を用いて構成されていてもよい。この態様では、変動電圧Ｖ２は、電源Ｐ１から抵抗器を介して流れる電流Ｉ１により充電されるキャパシタＣ１の両端電圧である。三角波出力回路１００は、抵抗器を用いることにより、定電流源１３を用いる場合に比べて直線性は劣るが、より簡易かつ低コストに擬似的なのこぎり波を生成することができる。この場合、三角波（変動電圧）Ｖ２の変化は、抵抗器の抵抗値を“Ｒ１０”とすると、以下の数式（５）により表される。
【００７６】
【数５】
2020088829.tif 000007
【００７７】
（まとめ）
以上述べたように、第１の態様に係る三角波出力回路（１００）は、第１出力回路（１１）と、第２出力回路（１２）と、を備える。第１出力回路（１１）は、基準電圧（Ｖ１）を出力する。第２出力回路（１２）は、基準電圧（Ｖ１）に追従して、電圧値が上昇と下降とを交互に繰り返す変動電圧（Ｖ２）を出力する。第２出力回路（１２）は、第１出力回路（１１）にて基準電圧（Ｖ１）を調整されることにより、変動電圧（Ｖ２）を三角波（Ｖ２）として出力する。
【００７８】
この態様によれば、出力波形が鈍りにくい、という利点がある。
【００７９】
第２の態様に係る三角波出力回路（１００）では、第１の態様において、第１出力回路（１１）は、基準電圧（Ｖ１）に基づく電圧を出力する第１コンパレータ（２１）を有する。第２出力回路（１２）は、変動電圧（Ｖ２）に基づく電圧を出力する第２コンパレータ（２２）を有する。
【００８０】
この態様によれば、基準電圧（Ｖ１）を調整するための回路を設計しやすい、という利点がある。
【００８１】
第３の態様に係る三角波出力回路（１００）では、第２の態様において、変動電圧（Ｖ２）は、定電流源（１３）からの電流（Ｉ１）により充電されるキャパシタ（Ｃ１）の両端電圧である。第１コンパレータ（２１）及び第２コンパレータ（２２）の非反転入力端子には、基準電圧（Ｖ１）が入力される。第１コンパレータ（２１）及び第２コンパレータ（２２）の反転入力端子には、変動電圧（Ｖ２）が入力される。
【００８２】
この態様によれば、変動電圧（Ｖ２）を基準電圧（Ｖ１）に追従させる回路を設計しやすい、という利点がある。
【００８３】
第４の態様に係る三角波出力回路（１００）では、第２の態様において、変動電圧（Ｖ２）は、電源（Ｐ１）から抵抗器を介して流れる電流（Ｉ１）により充電されるキャパシタ（Ｃ１）の両端電圧である。第１コンパレータ（２１）及び第２コンパレータ（２２）の非反転入力端子には、基準電圧（Ｖ１）が入力される。第１コンパレータ（２１）及び第２コンパレータ（２２）の反転入力端子には、変動電圧（Ｖ２）が入力される。
【００８４】
この態様によれば、変動電圧（Ｖ２）を基準電圧（Ｖ１）に追従させる回路を設計しやすい、という利点がある。
【００８５】
第５の態様に係る三角波出力回路（１００）では、第１〜第４のいずれかの態様において、三角波（Ｖ２）は、のこぎり波である。
【００８６】
この態様によれば、三角波（Ｖ２）を用いてＰＷＭ信号（Ｓ１）を生成する際に、周期ごとにＰＷＭ信号（Ｓ１）が立ち上がる（又は立ち下がる）タイミングを一定にしやすい、という利点がある。
【００８７】
第６の態様に係る三角波出力回路（１００）では、第１〜第５のいずれかの態様において、変動電圧（Ｖ２）の最小値は、零よりも大きい。
【００８８】
この態様によれば、三角波（Ｖ２）と閾値電圧（入力信号）（Ｖｉｎ）との比較によりＰＷＭ信号（Ｓ１）を生成する場合に、入力信号（Ｖｉｎ）の大小によりＰＷＭ信号（Ｓ１）を生成するモードと生成しないモードとを切り替え可能である、という利点がある。
【００８９】
第７の態様に係るＰＷＭ信号出力回路（２００）は、第１〜第６のいずれかの態様の三角波出力回路（１００）と、比較回路（３）と、を備える。比較回路（３）は、三角波出力回路（１００）から出力される三角波（Ｖ２）と閾値電圧（Ｖｉｎ）とを比較し、比較結果に応じたＰＷＭ信号（Ｓ１）を出力する。
【００９０】
この態様によれば、鈍りにくい三角波（Ｖ２）を用いてＰＷＭ信号（Ｓ１）を生成するため、所望の特性のＰＷＭ信号（Ｓ１）を出力しやすい、という利点がある。
【００９１】
第８の態様に係る駆動回路（３００）は、第７の態様のＰＷＭ信号出力回路（２００）と、スイッチング素子（４）と、を備える。スイッチング素子（４）は、負荷用電源（Ｐ２）と負荷（Ｌ１）との間に電気的に接続されて、ＰＷＭ信号出力回路（２００）から出力されるＰＷＭ信号（Ｓ１）により駆動する。
【００９２】
この態様によれば、所望の特性で出力されやすいＰＷＭ信号（Ｓ１）を用いてスイッチング素子（４）を駆動するため、スイッチング素子（４）を駆動する精度を向上させやすい、という利点がある。
【００９３】
第９の態様に係る機械的負荷発生装置（４００）は、第８の態様の駆動回路（３００）と、磁気粘性流体（５）と、負荷（Ｌ１）としての磁界発生部（６）と、を備える。磁界発生部（６）は、駆動回路（３００）に駆動されることで磁気粘性流体（５）に磁界を印加することにより、磁気粘性流体（５）の粘性を変化させる。
【００９４】
この態様によれば、精度を向上させやすいスイッチング素子（４）を用いて磁気粘性流体（５）の粘性を変化させることができるので、所望の特性の機械的負荷を発生させやすい、という利点がある。
【００９５】
第２〜第６の態様に係る構成については、三角波出力回路（１００）に必須の構成ではなく、適宜省略可能である。
【符号の説明】
【００９６】
１１  第１出力回路
１２  第２出力回路
１３  定電流源
２１  第１コンパレータ
２２  第２コンパレータ
３  比較回路
４  スイッチング素子
５  磁気粘性流体
６  磁界発生部
１００  三角波出力回路
２００  ＰＷＭ信号出力回路
３００  駆動回路
４００  機械的負荷発生装置
Ｌ１  負荷
Ｐ１  電源
Ｐ２  負荷用電源
Ｓ１  ＰＷＭ信号
Ｖ１  基準電圧
Ｖ２  変動電圧（三角波）
Ｖｉｎ  入力信号（閾値電圧）
【図１】
2020088829.tif 000008
【図２】
2020088829.tif 000009
【図３】
2020088829.tif 000010
【図４】
2020088829.tif 000011
【図５】
2020088829.tif 000012
【図６】
2020088829.tif 000013