(57)【要約】【課題】信号通過特性を安定化すること。【解決手段】ＳＰＤＴ１は、第１のポートＰ１と第２のポートＰ２、及び第１のポートＰ１と第３のポートＰ３のそれぞれの間に設けられ、互いに相補的に動作する同一構成のスイッチングユニットＵａ，Ｕｂを備え、スイッチングユニットＵａは、アンテナポートＰ４と、回路ポートＰ５と、それらを接続する伝送線と、伝送線とグラウンドとの間に接続されたスイッチ素子１１ａであって、キャパシタ１５、インダクタ１７、及びトランジスタ１３を含み、インダクタ１７とトランジスタ１３は並列に接続され、キャパシタ１５とトランジスタ１３とインダクタ１７との並列回路とが直列に接続されたスイッチ素子１１ａと、を備え、伝送線は、第１及び第２のポートＰ１，Ｐ２からスイッチングユニットＵａの内部を見込んだインピーダンスとは異なる特性インピーダンスを有する。【選択図】図１
2020088643.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のポートと第２のポート、及び第１のポートと第３のポートのそれぞれの間に設けられ、互いに相補的に動作するユニットを備える単極双投スイッチであって、
該ユニットのそれぞれは、
第１のポートに接続されるアンテナポートと、
前記第２のポートもしくは前記第３のポートに接続される回路ポートと、
前記アンテナポートと前記回路ポートとを接続する伝送線と、
前記伝送線と接地との間に接続されたスイッチ素子であって、キャパシタ、インダクタ、及びトランジスタを含み、前記インダクタと前記トランジスタは並列に接続され、前記キャパシタと前記トランジスタと前記インダクタとの並列回路とが直列に接続されたスイッチ素子と、
を備え、
前記伝送線は、前記第１のポート、及び前記第２のポートもしくは前記第３のポートから前記ユニットの内部を見込んだインピーダンスとは異なる特性インピーダンスを有する、
単極双投スイッチ。
【請求項２】
前記伝送線は、前記アンテナポートあるいは前記回路ポートにおける第１の特性インピーダンスを該第１の特性インピーダンスと異なる第２の特性インピーダンスに変換する特性インピーダンスを有し、前記単極双投スイッチが対象とする信号の波長をλとした時のλ／４の長さを有する、
請求項１記載の単極双投スイッチ。
【請求項３】
前記伝送線の特性インピーダンスは、前記第１の特性インピーダンスと前記第２の特性インピーダンスの積の平方根の値である、
請求項２記載の単極双投スイッチ。
【請求項４】
前記トランジスタが導通状態の時の前記スイッチ素子のインピーダンスと、前記トランジスタが非導通状態の時の前記スイッチ素子のインピーダンスとは、前記第２の特性インピーダンスを基準としたスミスチャート上で、前記単極双投スイッチが対象とする信号の周波数において対称な点を示す値である、
請求項２又は３に記載の単極双投スイッチ。
【請求項５】
前記伝送線は、前記単極双投スイッチが対象とする信号の波長をλとした時、前記アンテナポートあるいは前記回路ポートから前記伝送線と前記スイッチ素子との接続箇所までの長さがλ／４である、
請求項１〜４のいずれか１項に記載の単極双投スイッチ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、信号を選択的に入出力する単極双投スイッチに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来から、アンテナ等の高周波信号処理用の装置を２つの入出力端子に選択的に接続する単極双投スイッチ（ＳＰＤＴ：Single-Pole  Double-Throw）が用いられている。例えば、下記特許文献１に記載の高周波スイッチ回路は、２つの入出力端子を結ぶ伝送線路上の点と接地との間に半導体スイッチング素子を設け、その伝送路に１／４波長線路を挿入し、伝送路上の点と接地との間に半導体スイッチング素子との組み合わせにより共振回路を構成する誘導性リアクタンス回路を設けている。その他のスイッチ回路として、下記特許文献２，３に記載のものも知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平８−２１３８０２号公報
【特許文献２】特開平９−００８５０１号公報
【特許文献３】特開２０１６−０１００４５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記の従来の高周波スイッチ回路においては、高周波あるいはハイパワーの用途において、スイッチング素子であるトランジスタのオープン特性とショート特性に偏りが発生してしまう。その結果、トランジスタがオープンの際の端子間の通過損失が著しく増加してしまう。
【０００５】
そこで、本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、トランジスタがオープン時の端子間の通過損失を低減することが可能な単極双投スイッチを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明の一側面に係る単極双投スイッチは、第１のポートと第２のポート、及び第１のポートと第３のポートのそれぞれの間に設けられ、互いに相補的に動作するユニットを備える単極双投スイッチであって、該ユニットのそれぞれは、第１のポートに接続されるアンテナポートと、第２のポートもしくは第３のポートに接続される回路ポートと、アンテナポートと回路ポートとを接続する伝送線と、伝送線と接地との間に接続されたスイッチ素子であって、キャパシタ、インダクタ、及びトランジスタを含み、インダクタとトランジスタは並列に接続され、キャパシタとトランジスタとインダクタとの並列回路とが直列に接続されたスイッチ素子と、を備え、伝送線は、第１のポート、及び第２のポートもしくは第３のポートからユニットの内部を見込んだインピーダンスとは異なる特性インピーダンスを有する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、トランジスタがオープン時の端子間の通過損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施形態に係るＳＰＤＴ１の概略構成を示す回路図である。
【図２】図１のトランジスタ１３の等価回路図である。
【図３】一般的なＦＥＴについてドレインから見込んだインピーダンスの計算結果をスミスチャート上で示した図である。
【図４】インダクタ１７が付加されたトランジスタ１３についてドレインから見込んだインピーダンスの計算結果をスミスチャート上で示した図である。
【図５】さらにキャパシタ１５が付加されたトランジスタ１３についてドレインから見込んだインピーダンスの計算結果をスミスチャート上で示した図である。
【図６】実施形態によって反射特性が補償された場合にトランジスタ１３のドレインから見込んだインピーダンスの計算結果をスミスチャート上で示した図である。
【図７】図１のスイッチングユニットＵａから一部の伝送線を除いた回路図である。
【図８】図７に示す構成において第１のポートＰ１から第２のポートＰ２に向ける信号の強度を様々な周波数で計算した結果を示すグラフである。
【図９】図１のスイッチングユニットＵａの回路図である。
【図１０】本実施形態における第１のポートＰ１から見込んだインピーダンスの計算結果をスミスチャート上で示す図である。
【図１１】図９に示す構成において第１のポートＰ１から第２のポートＰ２に向ける信号の強度を様々な周波数で計算した結果を示すグラフである。
【図１２】インピーダンス変換回路５ａ，９ａの構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
本発明の一側面に係る単極双投スイッチは、第１のポートと第２のポート、及び第１のポートと第３のポートのそれぞれの間に設けられ、互いに相補的に動作するユニットを備える単極双投スイッチであって、該ユニットのそれぞれは、第１のポートに接続されるアンテナポートと、第２のポートもしくは第３のポートに接続される回路ポートと、アンテナポートと回路ポートとを接続する伝送線と、伝送線と接地との間に接続されたスイッチ素子であって、キャパシタ、インダクタ、及びトランジスタを含み、インダクタとトランジスタは並列に接続され、キャパシタとトランジスタとインダクタとの並列回路とが直列に接続されたスイッチ素子と、を備え、伝送線は、第１のポート、及び第２のポートもしくは第３のポートからユニットの内部を見込んだインピーダンスとは異なる特性インピーダンスを有する。
【００１０】
このような単極双投スイッチにおいては、トランジスタの導通時にはそのインダクタンス成分がスイッチ素子のキャパシタによってキャンセルされ、トランジスタの遮断時にはその容量成分がスイッチ素子のインダクタによってキャンセルされる。加えて、ユニットの内部を見込んだインピーダンスと異なる特性インピーダンスの伝送線の存在により、トランジスタの導通時及び遮断時において、伝送線からユニットを見込んだ反射特性を均一化することができる。その結果、第１のポートと第２のポート及び第３のポートとの間のトランジスタの遮断時のポート間の通過損失を低減することができる。
【００１１】
上述した単極双投スイッチにおいては、伝送線は、アンテナポートあるいは回路ポートにおける第１の特性インピーダンスを該第１の特性インピーダンスと異なる第２の特性インピーダンスに変換する特性インピーダンスを有し、単極双投スイッチが対象とする信号の波長をλとした時のλ／４の長さを有する、ことが好適である。このような構成によれば、トランジスタの導通時及び遮断時において、伝送線からユニットを見込んだ反射特性を均一化する。
【００１２】
また、伝送線の特性インピーダンスは、第１の特性インピーダンスと第２の特性インピーダンスの積の平方根の値である、ことも好適である。こうすれば、伝送線の両端間で特性インピーダンスを第１の特性インピーダンスから第２の特性インピーダンスに変換することができる。
【００１３】
さらに、トランジスタが導通状態の時のスイッチ素子のインピーダンスと、トランジスタが非導通状態の時のスイッチ素子のインピーダンスとは、第２の特性インピーダンスを基準としたスミスチャート上で、単極双投スイッチが対象とする信号の周波数において対称な点を示す値である、ことも好適である。かかる構成を備えれば、トランジスタの導通時及び遮断時において、伝送線からユニットを見込んだ反射特性を均一化することができる。
【００１４】
またさらに、伝送線は、単極双投スイッチが対象とする信号の波長をλとした時、アンテナポートあるいは回路ポートから伝送線とスイッチ素子との接続箇所までの長さがλ／４である、ことも好適である。このような構成によれば、スイッチ素子が導通時にアンテナポート側から見て回路ポート側との接続を遮断することができ、スイッチ素子が遮断時にアンテナポート側から見て回路ポート側との接続を導通させることができる。
【００１５】
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
［単極双投スイッチの構成］
【００１６】
図１は、実施形態に係る単極双投スイッチ（以下、ＳＰＤＴという。）の構成を示すブロック図である。ＳＰＤＴは、１つのポートに対して２つのポートとの電気的な接続を切り替えることができるスイッチであり、例えば、高周波アンテナ等の装置と、送信器及び受信器との接続を切り替えるために用いられる。図１に示すように、ＳＰＤＴ１は、第１のポートＰ１、第２のポートＰ２、及び第３のポートＰ３と、第１のポートＰ１と第２のポートＰ２との間に設けられたスイッチングユニットＵａと、第１のポートＰ１と第３のポートＰ３との間に設けられたスイッチングユニットＵｂとを含んで構成されている。これらの２つのスイッチングユニットＵａ，Ｕｂは互いに相補的に動作し、同一の構成を有している。
【００１７】
スイッチングユニットＵａは、第１のポートＰ１に電気的に直接接続されるアンテナポートＰ４と、第２のポートＰ２に電気的に直接接続される回路ポートＰ５と、アンテナポートＰ４と回路ポートＰ５との間にこの順で連結された伝送線３ａ、インピーダンス変換回路５ａ、伝送線７ａ、及びインピーダンス変換回路９ａとを含む。さらに、スイッチングユニットＵａは、伝送線７ａ上の中間の接続点とグラウンド（接地）との間に電気的に接続されたスイッチ素子１１ａを含む。スイッチングユニットＵｂも、アンテナポートＰ４と第３のポートＰ３に電気的に直接接続される回路ポートＰ６との間に同様な構成を有し、伝送線３ｂ、インピーダンス変換回路５ｂ、伝送線７ｂ、インピーダンス変換回路９ｂ、及びスイッチ素子１１ｂを含む。
【００１８】
スイッチ素子１１ａは、伝送線７ａとグラウンドとの接続を導通（ショート）あるいは遮断（オープン）させることにより、第１のポートＰ１と第２のポートとの間を交流的に遮断あるいは導通させるための素子である。このスイッチ素子１１ａは、ＦＥＴであるトランジスタ１３、キャパシタ１５、及びインダクタ１７を含んでいる。トランジスタ１３は抵抗素子を介して外部からゲートバイアスが供給されることによりオン／オフが切り替え可能とされている。トランジスタ１３のソースはグラウンドに電気的に接続され、トランジスタ１３のドレインは、キャパシタ１５を介して伝送線７ａの中間点（接続箇所）に電気的に接続され、インダクタ１７を介してグラウンドにも電気的に接続されている。言い換えれば、伝送線７ａの中間点とグラウンドとの間において、インダクタ１７とトランジスタ１３は並列に接続され、トランジスタ１３とインダクタ１７との並列回路がキャパシタ１５と直列に接続されている。
【００１９】
上記スイッチ素子１１ａに含まれるキャパシタ１５、及びインダクタ１７は、トランジスタ１３の寄生インダクタ及び寄生容量を補償するために設けられている。図２には、トランジスタ１３の等価回路を示している。このように、サイズ（ゲート幅）が比較的大きなトランジスタ１３には、オフしているときにドレイン−ソース間の抵抗ＲＤＳが大きな値であっても、容量値ＣＤＳの寄生容量が存在し、特に周波数が高い信号領域では、この容量値ＣＤＳによりドレイン−ソース間のインピーダンスＺＤＳが有限値となり、トランジスタ１３がオフとみなせなくなる。逆に、トランジスタ１３がオンしているときで抵抗ＲＤＳが小さな場合であっても、ドレインワイヤのインダクタンスＬＤおよびソースビアのインダクタンスＬＳの影響によりインダクタンス成分がトランジスタ１３の出力に付加される。その結果、インダクタンスＬＤ，ＬＳの大きさ及び容量値ＣＤＳによってトランジスタ１３のオープン（遮断）特性とショート（導通）特性に偏りが生じてしまう。
【００２０】
本実施形態では、インダクタ１７の存在により、寄生容量ＣＤＳに並列にインダクタ成分ＬＤＳを介在させ、これらによってピーキング回路を構成して寄生容量ＣＤＳを見かけ上キャンセルする。加えて、キャパシタ１５の存在により、インダクタンスＬＤ，ＬＳのインダクタンス成分に直列に容量を追加することによってこれらのインダクタンス成分を見かけ上キャンセルする。
【００２１】
アンテナポートＰ４と回路ポートＰ５との間に連結された伝送線３ａ、インピーダンス変換回路５ａ、伝送線７ａ、及びインピーダンス変換回路９ａは、ＳＰＤＴ１が対象とする信号の波長をλとした場合に、アンテナポートＰ４からスイッチ素子１１ａの接続箇所までの長さ、及び回路ポートＰ５からスイッチ素子１１ａの接続箇所までの長さがλ／４に設定されている。これにより、トランジスタ１３がオフされたときに、アンテナポートＰ４及び回路ポートＰ５側から見てスイッチ素子１１ａの接続箇所が交流的にショート状態に見え、アンテナポートＰ４と回路ポートＰ５間が導通される。一方、トランジスタ１３がオンされたときに、アンテナポートＰ４及び回路ポートＰ５側から見てスイッチ素子１１ａの接続箇所が交流的にオープン状態に見え、アンテナポートＰ４と回路ポートＰ５間が遮断される。
【００２２】
インピーダンス変換回路５ａ，９ａは、スイッチ素子１１ａのトランジスタ１３のオン／オフ時にトランジスタ１３のドレインから見込んだ反射特性の不均衡性を是正するために設けられる。具体的には、インピーダンス変換回路５ａは、アンテナポートＰ４における第１の特性インピーダンスと、第１の特性インピーダンスとは異なる第２の特性インピーダンスとの間でインピーダンス変換する。同様に、インピーダンス変換回路９ａは、回路ポートＰ５における第１の特性インピーダンスと、第１の特性インピーダンスとは異なる第２の特性インピーダンスとの間でインピーダンス変換する。第１のポートＰ１〜第３のポートＰ３での特性インピーダンスＺ０＝５０Ωである場合は、伝送線３ａの特性インピーダンスがＺ０に設定され、インピーダンス変換回路５ａ，９ａは、第１の特性インピーダンスＺ１＝Ｚ０と、第２の特性インピーダンスＺ２（例えば、Ｚ２＝２１Ω）との間でインピーダンス変換する。また、伝送線７ａの特性インピーダンスは、第２特性インピーダンスＺ２（例えば、Ｚ２＝２１Ω）に設定される。
【００２３】
このようなインピーダンス変換回路５ａ，９ａの構成としては、特性インピーダンスが第１の特性インピーダンスＺ１と第２の特性インピーダンスＺ２の積の平方根（Ｚ１×Ｚ２）１／２の値に設定されたマイクロストリップラインが採用される。つまり、インピーダンス変換回路５ａ，９ａは、第１のポートＰ１及び第２のポートＰ２からスイッチングユニットＵａを見込んだ第１の特性インピーダンスＺ１と異なる特性インピーダンスに設定される。なお、インピーダンス変換回路５ａ，９ａのそれぞれを構成する伝送線の長さがλ／４に設定されれば、伝送線３ａ，７ａは不要である。
【００２４】
スイッチングユニットＵｂは、スイッチングユニットＵａと同様な構成を有し、スイッチ素子１１ｂのトランジスタ１３が、スイッチ素子１１ａのトランジスタに対して排他的にオン／オフされる。これにより、第１のポートＰ１と第２のポートＰ２及び第３のポートＰ３との電気的な接続が排他的に切り替えられる。
［ＳＰＤＴの特性］
【００２５】
次に、上述したＳＰＤＴ１の回路特性について説明する。
【００２６】
まず、図３には、一般的なＦＥＴのみで構成されるトランジスタ１３について、オン／オフ時にドレインから見込んだインピーダンスＺｏｎ，Ｚｏｆｆを、周波数０．４〜４３．５ＧＨｚの範囲で計算しスミスチャート上で示した。ここでは、特性インピーダンスＺ０＝５０Ωを中心としたインピーダンスを示した（以下、特に示さない限り同様とする）。図３に示すように、オフ時のインピーダンス特性Ｚｏｆｆは、直流とみなせる０．４ＧＨｚのときには右端の無限大の状態にあり、周波数が高くなるに従って右回りに遷移し、４３．５ＧＨｚでは左端のショートに近い状態となる。これは、インダクタンスＬＤ，ＬＳの寄与に比較し、キャパシタンスＣＤＳの寄与分が大きくなるためである。一方、オン時のインピーダンス特性Ｚｏｎは、０．４ＧＨｚではインダクタンスＬＤ，ＬＳの寄与により完全なショート（左端）にはならず、偽ショート状態から出発し、周波数が高くなるに従って右回りでインダクタンスＬＤ，ＬＳの寄与により右端寄りの点となる。ＳＰＤＴ１の対象とする周波数を２８ＧＨｚと想定すると、その際のインピーダンスはそれぞれ、
Ｚｏｎ＝Ｚ０×（０．１０６＋０．１２９ｊ）
Ｚｏｆｆ＝Ｚ０×（０．０５９−０．５８３ｊ）
と計算されて（スミスチャート上の点ｍ２及びｍ１）、Ｚｏｎ〜０、Ｚｏｆｆ〜∞の値にはならない。
【００２７】
図４には、インダクタ１７が付加されたトランジスタ１３について、インピーダンスＺｏｎ，Ｚｏｆｆを周波数１〜４０ＧＨｚの範囲で計算しスミスチャート上で示した。この場合は、ｆ０＝１／｛２π×（ＣＤＳ×ＬＤＳ）１／２｝の周波数でピーキングが働くこととなる。ここでは、ピーキングの働く周波数ｆ０をＳＰＤＴ１が対象とする２８ＧＨｚに一致させるインダクタンスＬＤＳに設定した際のインピーダンスＺｏｎ，Ｚｏｆｆを示している。このように、オフ時のインピーダンスＺｏｆｆは、１ＧＨｚのときに左端でショートになり、２８ＧＨｚでＺ０×２．４３２と計算され（点ｍ１）、４０ＧＨｚで、Ｚ０×（０．２５−０．４５ｊ）と計算される（右回りの終点）。この結果から、インダクタ１７の効果により、２８ＧＨｚにおけるトランジスタ１３のオフ時の特性がインピーダンス無限大の状態に近づいていることが分かる。
【００２８】
図５には、さらにキャパシタ１５が付加されたトランジスタ１３について、インピーダンスＺｏｎ，Ｚｏｆｆを周波数１〜４０ＧＨｚの範囲で計算しスミスチャート上で示した。２つの寄生インダクタのインダクタンス成分ＬＤ，ＬＳを１つのインダクタンス成分ＬＳ’＝ＬＤ＋ＬＳとみなすと、直列に接続したキャパシタ１５の効果により、ｆＳ＝（１／２π）×（ＣＳ÷ＬＳ’）１／２の周波数でノッチングが生じることとなる。ここでは、キャパシタ１５のキャパシタンスＣＳを、ノッチングの生じる周波数ｆＳをＳＰＤＴ１が対象とする２８ＧＨｚに一致させる値に設定した際のインピーダンスＺｏｎ，Ｚｏｆｆを示している。このように、オン時のインピーダンスＺｏｎは、１ＧＨｚのときに左回りの始点で、周波数２８ＧＨｚでＺ０×０．０７１となり（点ｍ２）、周波数４０ＧＨｚで無限大となる（左回りの終点）。このとき、オフ時のインピーダンスＺｏｆｆも、キャパシタ１５の影響を受け、周波数２８ＧＨｚでの特性が、
Ｚｏｆｆ＝Ｚ０×（２．４３２−０．１２２ｊ）と計算される（点ｍ１）。この結果から、キャパシタ１５の効果により、２８ＧＨｚにおけるトランジスタ１３のオン時の特性がインピーダンスがゼロの状態に近づいていることが分かる。
【００２９】
上記のように、トランジスタ１３のオン／オフ時のドレインから見た反射特性は改善されるものの、それらの値が不均衡である。すなわち、反射特性（反射係数Ｓ１１）は図５に示すスミスチャート上での原点（Ｚ０＝５０Ω）からの距離で評価できるが、オフ時にはＺ０×２．４３２（点ｍ１）、オン時にはＺ０×０．０７１（点ｍ２）となっており、それらの点の原点から距離が不均衡となっている。
【００３０】
本実施形態では、トランジスタ１３のドレインの接続される伝送線に異なる反射特性を補償する特性インピーダンスを設定することにより、トランジスタ１３のオン／オフ時の反射特性が同様な値に設定されることを可能にする。図６には、本実施形態のＳＰＤＴ１において、トランジスタ１３のドレインから見たインピーダンスＺｏｎ，Ｚｏｆｆを周波数１〜４０ＧＨｚの範囲で計算しスミスチャート上で示した。本実施形態では、トランジスタ１３のトレインにおける特性インピーダンスが第２のインピーダンスＺ２に設定されているので、反射特性がインピーダンスＺ２を中心としたスミスチャート上で評価される。例えば、Ｚ２＝２１Ωと設定した場合、図６に示すように、トランジスタ１３のオン／オフ時の点ｍ１，ｍ２における特性を原点（Ｚ２＝２１Ω）を中心とした対称な位置に設定することができ、トランジスタ１３のオン／オフ時の反射特性の不均衡性を是正できる。
【００３１】
図７には、スイッチングユニットＵａから伝送線３ａ、インピーダンス変換回路５ａ，９ａを除いた構成を示している。図８には、図７に示す構成において第１のポートＰ１から第２のポートＰ２に向けて抜ける信号の強度を様々な周波数で計算した結果を示している。ここでは、トランジスタ１３のゲート幅を４００μｍとし、キャパシタ１５のキャパシタンスＣＳ＝１ｐＦとし、インダクタ１７は幅１０μｍ、長さ４００μｍとし、トランジスタ１３のオフ時の強度を曲線ＳＴｏｆｆ、トランジスタ１３のオン時の強度を曲線ＳＴｏｎで示した。この結果から、トランジスタ１３のオフ時の周波数２７．７ＧＨｚでの損失が０．７１４ｄＢと計算され（点ｍ３）、トランジスタ１３のオン時の同周波数での損失が１１．２７５ｄＢと計算され（点ｍ４）、オン／オフ時の強度比１０ｄＢ以上の値が得られる。
【００３２】
ただし、図７に示す構成はそのままではＳＰＤＴ１の片側のスイッチとしては採用できない。その理由は、伝送経路のインピーダンスが５０Ωではないことと、トランジスタ１３のオン時（信号遮断時）に第１のポートＰ１のインピーダンスがオープンでないため、別の片側の伝送経路に伝搬させようとする信号も遮断してしまうことがある。そこで、ＳＰＤＴ１では、図９に示す構成が採用されている。本実施形態では、インピーダンス変換回路５ａ，９ａとトランジスタ１３のショート時に伝送線の長さを調整して第１のポートＰ１をオープンにするための伝送線３ａが設けられる。すなわち、トランジスタ１３のオン時に、伝送線７ａの中央の接続箇所から第１のポートＰ１までの長さがλ／４に設定されていることで、第１のポートＰ１から見込んだインピーダンスをオープンにして、別の片側のスイッチングユニットに対して影響を与えない構成とすることができる。
【００３３】
図１０には、本実施形態において、トランジスタ１３のオン時の第１のポートＰ１から見込んだインピーダンスを、周波数０．４〜４５．５ＧＨｚの範囲で計算した結果をスミスチャート上で示している。ここでは、特性インピーダンスＺ０＝５０Ωを中心にしたスミスチャート上で示している。このように、周波数０．４ＧＨｚでほぼ原点に位置し、第２のポートＰ２上の特性インピーダンス５０Ωが直接観察され、周波数が高くなるに従って右回りに遷移し、周波数２８ＧＨｚでインピーダンスＺ０×（７．１８８−０．４５４ｊ）となり（点ｍ５）、周波数４５．５ＧＨｚでインピーダンスＺ０×（０．１５＋０．１５ｊ）となる（終点）。
【００３４】
図１１には、本実施形態において第１のポートＰ１から第２のポートＰ２に向けて抜ける信号の強度を様々な周波数で計算した結果を示している。ここでは、トランジスタ１３のオフ時の強度を曲線ＳＴｏｆｆ、トランジスタ１３のオン時の強度を曲線ＳＴｏｎで示した。この結果から、トランジスタ１３のオフ時の周波数２８ＧＨｚでの損失が０．６５５ｄＢと計算され（点ｍ３）、トランジスタ１３のオン時の同周波数での損失が１１．２７５ｄＢと計算され（点ｍ４）、オン／オフ時の強度比１０ｄＢ以上の値が得られる。
［ＳＰＤＴの作用効果］
【００３５】
以上説明した本実施形態のＳＰＤＴ１によれば、トランジスタ１３のオン時にはその寄生インダクタンス成分がスイッチ素子１１ａのキャパシタ１５によってキャンセルされ、トランジスタ１３のオフ時にはその寄生容量成分がスイッチ素子１１ａのインダクタ１７によってキャンセルされる。加えて、スイッチングユニットＵａの内部を見込んだ第１のインピーダンスＺ０と異なる特性インピーダンスを有するインピーダンス変換回路５ａ，９ａの存在により、トランジスタ１３のオン／オフ時において、各ポートＰ１，Ｐ２からスイッチングユニットＵａを見込んだ反射特性を均一化することができる。その結果、第１のポートＰ１と第２のポートＰ２及び第３のポートＰ３との間のトランジスタ１３がオフ時（オープン時）のポート間の通過損失を低減することができる。
【００３６】
特に、インピーダンス変換回路５ａ，９ａの特性インピーダンスが、第１の特性インピーダンスＺ１と第２の特性インピーダンスＺ２の積の平方根の値に設定されている。このようなインピーダンス変換回路５ａ，９ａによれば、簡易な構成で特性インピーダンスを第１の特性インピーダンスと第２の特性インピーダンスとの間で変換することができる。
【００３７】
また、本実施形態によれば、トランジスタ１３がオン時のスイッチ素子１１ａのインピーダンスと、トランジスタ１３がオフ時のスイッチ素子１１ａのインピーダンスとは、第２の特性インピーダンスＺ２を基準としたスミスチャート上で、ＳＰＤＴ１が対象とする信号の周波数において対称な点を示す値となっている。このような構成により、トランジスタ１３のオン／オフ時において、各ポートＰ１，Ｐ２からスイッチングユニットＵａを見込んだ反射特性を均一化することができる。
【００３８】
さらに、スイッチングユニットＵａ内の伝送線は、ＳＰＤＴ１が対象とする信号の波長をλとした時、アンテナポートＰ４あるいは回路ポートＰ５から伝送線７ａ上の接続箇所までの長さがλ／４とされている。このような構成により、トランジスタ１３のオン時にアンテナポートＰ４側から見て回路ポートＰ５側との接続を高周波的に遮断することができ、トランジスタ１３のオフ時にアンテナポートＰ４側から見て回路ポートＰ５側との接続を高周波的に導通させることができる。
【００３９】
以上、好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。
【００４０】
上記実施形態では、インピーダンス変換回路５ａ，９ａの構成は、図１２の（ａ）部に示すようなマイクロストリップラインとして例示したが、それ以外の構成としてもよい。例えば、図１２の（ｂ）部に示すようなスタブを有する特性インピーダンスがＺ０の伝送線路をもちいたインピーダンス変換器を用いてもよいし、図１２の（ｃ）部に示すようにインダクタ２１の両端とグラウンドの間に２つのキャパシタ２３ａ，２３ｂが接続された構成のπ型インピーダンス変換器を用いてもよい。ただし、このような構成の場合、伝送線３ａの長さを、トランジスタ１３がオン時に第１のポートＰ１のインピーダンスをハイインピーダンスにする長さに設定することが必要となる。
【符号の説明】
【００４１】
１…ＳＰＤＴ，３ａ，３ｂ，７ａ，７ｂ…伝送線、５ａ，５ｂ，９ａ，９ｂ…インピーダンス変換回路、１１ａ，１１ｂ…スイッチ素子、１３…トランジスタ、１５…キャパシタ、１７…インダクタ、Ｐ１…第１のポート、Ｐ２…第２のポート、Ｐ３…第３のポート、Ｐ４…アンテナポート、Ｐ５，Ｐ６…回路ポート、Ｕａ，Ｕｂ…スイッチングユニット。
【図１】
2020088643.tif 000003
【図２】
2020088643.tif 000004
【図３】
2020088643.tif 000005
【図４】
2020088643.tif 000006
【図５】
2020088643.tif 000007
【図６】
2020088643.tif 000008
【図７】
2020088643.tif 000009
【図８】
2020088643.tif 000010
【図９】
2020088643.tif 000011
【図１０】
2020088643.tif 000012
【図１１】
2020088643.tif 000013
【図１２】
2020088643.tif 000014