(57)【要約】【課題】パルス信号を含むアナログ信号をＡ／Ｄ変換する際に、パルス信号周波数Ｆｐをサンプリング周波数ＦｓによってＡ／Ｄ変換すると、Ｆｐの高調波の折り返し周波数がＦｐに重なることで干渉を生じ、パルス信号を精度良くＡ／Ｄ変換する妨げとなっていた。【解決手段】サンプリング周波数Ｆｓでサンプリングを行う際、パルス信号周波数Ｆｐの高調波の折り返し信号周波数がパルス信号周波数Ｆｐの整数倍とならないようにする。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス信号を含むアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換の方法であって、
パルス信号周波数Ｆｐ、サンプリング周波数Ｆｓ、１以上の整数ｎおよびｍ、の関係が、
（Ｆｓ／２  −  Ｆｐ×ｎ）≠  Ｆｐ×ｍ
を満たすことを特徴とするＡ／Ｄ変換方法。
【請求項２】
請求項１に記載のＡ／Ｄ変換方法を用いてＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄ変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、パルス信号を含むアナログ信号をＡ／Ｄ変換してディジタル信号を得るＡ／Ｄ変換の方法および当該Ａ／Ｄ変換方法を用いたＡ／Ｄ変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一定の周期を持つパルス信号は基本周波数の正弦波とその高調波が重畳されたものである。このようなパルス波形を測定に利用すると、前述の通り複数の周波数（基本波とその高調波）が含まれていることから各周波数の位相情報を容易に取得することができるため、個別に生成された複数の正弦波を合成したものを利用するより簡便である。
Ａ／Ｄ変換そのものは広く用いられている技術であり、たとえば先行技術文献のようなものが一例である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００５−１７５７５１公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、アナログ信号としてのパルス信号をＡ／Ｄ変換装置によりサンプリングする際に、Ａ／Ｄ変換装置のサンプリング周波数Ｆｓに対して、Ｆｓ／２を超える高次高調波が存在する場合、それらの高調波の折り返し周波数が基本波やＦｓ／２より低い低次高調波に重なると、基本波やの低次高調波の本来の位相が高次高調波の干渉を受けてしまう。結果として目的の測定の結果が不正確となってしまう。
【０００５】
具体例として、周期が１ＭＨｚのパルス信号をＦｓ＝１ＧＨｚでサンプリングする場合、９９９次高調波である９９９ＭＨｚは１ＭＨｚとして観測され、基本波である１ＭＨｚの信号の位相に９９９ＭＨｚ成分の位相が重畳されてしまい、基本波本来の位相が正しく測定できなくなる。同様に他の高次高調波も低次高調波に干渉してしまう。
【０００６】
なお、最初に干渉する高調波は５０１ＭＨｚであるので、高調波の干渉を完全に防ぐためには５００ＭＨｚ以上をカットする急峻なＬＰＦ（ローパスフィルター）をＡ／Ｄ変換処理の前段に挿入することが必要となる。
上述の条件の場合、高次高調波と折返し周波数の関係は以下のようになる。
高次高調波    ：  折返し周波数
５０１ＭＨｚ  ：  ４９９ＭＨｚ
５０２ＭＨｚ  ：  ４９８ＭＨｚ
５０３ＭＨｚ  ：  ４９７ＭＨｚ
…
９９７ＭＨｚ  ：      ３ＭＨｚ
９９８ＭＨｚ  ：      ２ＭＨｚ
９９９ＭＨｚ  ：      １ＭＨｚ
【０００７】
本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、解決策としてパルス周波数Ｆｐとサンプリング周波数Ｆｓの関係を一定の条件とすることが有用であることを見出し、本発明に至った。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述の問題を解決すべく本発明が成された。
本発明のＡ／Ｄ変換方法は、
「パルス信号を含むアナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換の方法であって、
パルス信号周波数Ｆｐ、サンプリング周波数Ｆｓ、１以上の整数ｎおよびｍ、の関係が、
（Ｆｓ／２  −  Ｆｐ×ｎ）≠  Ｆｐ×ｍ
を満たす」
ことを特徴としている。
【０００９】
さらに本発明のＡ／Ｄ変換装置は、本発明のＡ／Ｄ変換方法を用いてＡ／Ｄ変換を行うことを特徴としている。
【００１０】
この特徴のように、パルス周波数Ｆｐとサンプリング周波数Ｆｓの関係を特定の条件とすることにより、パルス周波数の高調波の折り返し周波数がパルス周波数の基本波や低次高調波と重なる現象を低減することができる。
【発明の効果】
【００１１】
結果として、パルス信号を高精度にＡ／Ｄ変換することが可能となる。またパルス信号を高精度にＡ／Ｄ変換することが可能なＡ／Ｄ変換装置を実現することができる。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、図面を参照しながら本発明を説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】Ｆｐ＝１．００ＭＨｚの際の、高調波周波数と折返し周波数の関係を示すグラフである。
【図２】Ｆｐ＝１．００ＭＨｚの際の、高調波次数を１から１０００まで変化させた時の高調波周波数−折返し周波数の関係を示すグラフである。
【図３】Ｆｐ＝１．２０ＭＨｚの際の、高調波周波数と折返し周波数の関係を示すグラフである。
【図４】Ｆｐ＝１．２０ＭＨｚの際の、高調波次数を１から１０００まで変化させた時の高調波周波数−折返し周波数の関係を示すグラフである。
【図５】Ｆｐ＝１．１２ＭＨｚの際の、高調波周波数と折返し周波数の関係を示すグラフである。
【図６】Ｆｐ＝１．１２ＭＨｚの際の、高調波次数を１から１０００まで変化させた時の高調波周波数−折返し周波数の関係を示すグラフである。
【００１４】
まず、従来技術の問題点を、図１および図２を参照しながら説明する。
サンプリング周波数Ｆｓを１ＧＨｚとし、パルス周波数Ｆｐを１．００ＭＨｚとしている。高調波の次数は１から１００００までである。
図１は、パルス周波数Ｆｐの高調波と折返し周波数との関係を示している。
図２は、高調波の次数を１から１００００まで変化させた際に、高調波周波数とその折返し周波数が重複関係にある場合にプロットするよう示している。
【００１５】
折返し周波数は、ナイキスト周波数（サンプリング周波数Ｆｓ／２）からパルス周波数Ｆｐのｎ倍（ｎは１以上の整数）を引いた値である。高調波周波数はＦｐのｍ倍（ｍは１以上の整数）である。
（Ｆｓ／２  −  Ｆｐ×ｎ）≠  Ｆｐ×ｍ  が成り立たない状況であるため、パルス周波数Ｆｐの高調波は折返して再びパルス周波数Ｆｐおよびその高調波に重なるため、前述のように問題となる。
図１と図２はほぼ同じであるが、次数が１の時は高調波の折返し周波数として５００ＭＨｚ以下が存在しないため、当該区間では異なる。当該区間以外では一致するが、それは全ての次数で高調波の折返しが干渉を生じていることを意味している。
【実施例１】
【００１６】
続いて、図３および図４を参照しながら説明する。
サンプリング周波数Ｆｓを１ＧＨｚとし、パルス周波数Ｆｐを１．２０ＭＨｚとしている。高調波の次数は１から１００００までである。
図３は、図１と同様にパルス周波数Ｆｐの高調波と折返し周波数との関係を示している。パルス周波数Ｆｐが先ほどと異なる１．２０ＭＨｚであるため、１００００次高調波は１２ＧＨｚとなる。
図４は、図２と同様に高調波の次数を１から１００００まで変化させた際に、高調波周波数とその折返し周波数が重複関係にある場合にプロットするよう示している。図２と異なり、２．５ＧＨｚあたりまでは干渉を生じない。すなわち、サンプリング周波数より高い周波数で減衰する程度のローパスフィルターを用いれば良いことということを示している。
【実施例２】
【００１７】
さらには、図５および図６を参照しながら説明する。
サンプリング周波数Ｆｓを１ＧＨｚとし、パルス周波数Ｆｐを１．１２ＭＨｚとしている。高調波の次数は１から１００００までである。
図５は、図１と同様にパルス周波数Ｆｐの高調波と折返し周波数との関係を示している。パルス周波数Ｆｐが先ほどと異なる１．１２ＭＨｚであるため、１００００次高調波は１１．２ＧＨｚとなる。
図６は、図２と同様に高調波の次数を１から１００００まで変化させた際に、高調波周波数とその折返し周波数が重複関係にある場合にプロットするよう示している。図２と異なり、６．５ＧＨｚあたりまでは干渉を生じない。すなわち、サンプリング周波数よりかなり高い周波数で減衰する程度のローパスフィルターを用いれば良いことということを示している。
【００１８】
上述の通り、サンプリング周波数Ｆｓは比較的高い周波数である１ＧＨｚとしていながらも、パルス信号周波数を１．００ＭＨｚから１．２０ＭＨｚや１．１２ＭＨｚとしたことにより、干渉が生じる高調波の周波数はそれぞれＦｐ＝１．２０ＭＨｚで2,500,800,000Ｈｚへ、Ｆｐ＝１．１２ＭＨｚで6,500,480,000Ｈｚへ、と遠ざかる。このため、Ａ／Ｄ変換の前段に挿入するＬＰＦ（ローパスフィルター）は安価で簡便なものを利用可能となる。あるいは、Ａ／Ｄ変換の前段までの回路の帯域が最初に干渉する高調波の周波数よりも低ければ、ＬＰＦそのものを省略することも可能であり、回路の簡略化、そしてコストダウンを図ることができる。
実用的な事例として、パルスレーザーを用いた位相差方式のレーザー測距等に応用することができる。
【００１９】
以上までに、本発明の原理と効果を説明してきた。
発明の精神を逸脱しない範囲で自由に改良や改善を施すことができるのは言うまでもない。
【符号の説明】
【００２０】
無し
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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