(57)【要約】【課題】ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、力率を良好とすると共に、回路構成を簡素化する。【解決手段】トランスと、少なくとも１つの一次側のスイッチング素子と、二次側に接続された平滑コンデンサと、を有する絶縁型スイッチング電源において、二次側に１つのチョークトランスを有し、チョークトランスが、コアと、同極性にて直列接続されかつ互いに疎結合である第１及び第２のコイルとを少なくとも具備し、第１のコイルの始端又は終端がトランスの二次コイルの始端に接続されており、かつ、二次側の接地端から第１のコイルの始端又は終端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、第１のコイルの終端又は始端から二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、第２のコイルの終端を経由して二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、を有する。【選択図】図１
2020120561.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同極性の一次コイルと二次コイルを具備するトランスと、前記一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される少なくとも１つの一次側のスイッチング素子と、二次側の出力端と接地端との間に接続された平滑コンデンサと、を有する絶縁型スイッチング電源において、
前記トランスの二次側に接続された１つのチョークトランスを有し、前記チョークトランスが、コアと、同極性にて直列接続されかつ互いに疎結合である第１及び第２のコイルとを少なくとも具備し、前記第１のコイルの始端又は終端が前記トランスの二次コイルの始端に接続されており、かつ、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端又は終端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、
前記チョークトランスの第１のコイルの終端又は始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、
前記チョークトランスの第２のコイルの終端を経由して前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、を少なくとも有することを特徴とする絶縁型スイッチング電源。
【請求項２】
前記チョークトランスが、前記第２のコイルと同極性にて疎結合となるように該第２のコイルの終端に直列接続された第３のコイルをさらに具備し、前記第３のコイルの終端又は始端が前記トランスの二次コイルの終端に接続されており、かつ、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第３のコイルの終端又は始端へ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源。
【請求項３】
前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第２のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第４の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第３のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とし、かつ、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも低い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源。
【請求項４】
前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第３のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第４の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第３のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とし、かつ、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも高い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする請求項２に記載の絶縁型スイッチング電源。
【請求項５】
前記トランスの二次コイルの終端が前記接地端に接続されており、かつ、
前記チョークトランスの第２のコイルの終端と前記接地端との間の電流路を導通又は遮断するべく、前記一次側のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される二次側のスイッチング素子をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の絶縁型スイッチング電源。
【請求項６】
前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第２のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも低い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする請求項５に記載の絶縁型スイッチング電源。
【請求項７】
前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第２のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも高い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする請求項５に記載の絶縁型スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワンコンバータ型の絶縁型スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流を直流に電力変換するスイッチング電源として、力率改善回路としての非絶縁型昇圧コンバータ（例えば特許文献１、２）とその後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとからなるツーコンバータ型の絶縁型スイッチング電源が知られている。後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的なタイプとして、フォワード方式とフライバック方式がある。大出力電源にはフォワード方式が適している。
【０００３】
一方、特許文献３、４のように、非絶縁型昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを１つに統合したワンコンバータ型のスイッチング電源も知られている。
【０００４】
また、絶縁型スイッチング電源の一次側のスイッチング素子は、原理的には１つでよいが、大出力化、スイッチング素子の耐圧特性の軽減、及び／又はトランスの効率的利用等のために、特許文献５のように複数のスイッチング素子からなるフルブリッジ回路やプッシュプル回路等が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００２−０１０６３２号公報
【特許文献２】特開平０７−０３１１５０号公報
【特許文献３】特開平５−２３６７４９号公報
【特許文献４】特開２００２−３００７８０号公報
【特許文献５】特開２０１５−７０７１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述した従来のワンコンバータ型の絶縁型スイッチング電源には、幾つかの問題点がある。スイッチング電源の大出力化を図るためにフォワード方式では、スイッチング素子のオン時にトランスの二次コイルに生じる起電力が、出力端の平滑コンデンサの電圧を超えたときにのみ出力電流が流れる。従って、二次コイルの起電力が小さい範囲では電流が出力されず、このことが力率を悪化させる。
【０００７】
さらに、スイッチングにおいてフルブリッジ方式や同期整流等を採用した場合、デッドタイム制御や一次側と二次側のスイッチングタイミングの調整等の精密かつ煩雑な制御が必要である。また、一次側においてフルブリッジ方式のスイッチングを行う場合、二次側において正極と負極にそれぞれ対応する一対のリアクトルを設ける必要があり、構成が複雑となる。
【０００８】
以上の現状から、本発明は、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、力率を良好とすると共に、回路構成を簡素化することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・本発明の態様は、同極性の一次コイルと二次コイルを具備するトランスと、前記一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される少なくとも１つの一次側のスイッチング素子と、二次側の出力端と接地端との間に接続された平滑コンデンサと、を有する絶縁型スイッチング電源において、
前記トランスの二次側に接続された１つのチョークトランスを有し、前記チョークトランスが、コアと、同極性にて直列接続されかつ互いに疎結合である第１及び第２のコイルとを少なくとも具備し、前記第１のコイルの始端又は終端が前記トランスの二次コイルの始端に接続されており、かつ、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端又は終端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素と、
前記チョークトランスの第１のコイルの終端又は始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素と、
前記チョークトランスの第２のコイルの終端を経由して前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素と、を少なくとも有することを特徴とする。
・  上記態様において、昇圧又は降圧を行う双極性の絶縁型スイッチング電源の場合、前記チョークトランスが、前記第２のコイルと同極性にて疎結合となるように該第２のコイルの終端に直列接続された第３のコイルをさらに具備し、前記第３のコイルの終端又は始端が前記トランスの二次コイルの終端に接続されており、かつ、
前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第３のコイルの終端又は始端へ流れる電流を導通可能とする第４の整流要素をさらに有することを特徴とする。
・  上記態様において、降圧を行う双極性の絶縁型スイッチング電源の場合、前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第２のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第４の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第３のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とし、かつ、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも低い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする。
・  上記態様において、昇圧を行う双極性の絶縁型スイッチング電源の場合、前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第３のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第４の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第３のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とし、かつ、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも高い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする。
・  上記態様において、昇圧又は降圧を行う単極性の絶縁型スイッチング電源の場合、前記トランスの二次コイルの終端が前記接地端に接続されており、かつ、
前記チョークトランスの第２のコイルの終端と前記接地端との間の電流路を導通又は遮断するべく、前記一次側のスイッチング素子と同じタイミングでオンオフ制御される二次側のスイッチング素子をさらに有することを特徴とする。
・  上記態様において、降圧を行う単極性の絶縁型スイッチング電源の場合、前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの始端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第２のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも低い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする。
・  上記態様において、昇圧を行う単極性の絶縁型スイッチング電源の場合、前記第１の整流要素が、前記二次側の接地端から前記チョークトランスの第１のコイルの終端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第２の整流要素が、前記チョークトランスの第１のコイルの始端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記第３の整流要素が、前記チョークトランスの第２のコイルの終端から前記二次側の出力端へ流れる電流を導通可能とし、
前記トランスの二次コイルに生じる起電圧よりも高い電圧が前記出力端と前記接地端の間に出力されることを特徴とする。
【発明の効果】
【００１０】
本発明により、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において力率を良好とすることができ、かつ、簡易な構成とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。
【図２】図２は、図１の回路におけるモードＩ及びIIの電流の流れを示している。
【図３】図３は、図１の回路におけるモードIII及びIVの電流の流れを示している。
【図４】図４は、図１の回路におけるモードＶ及びVIの電流の流れを示している。
【図５】図５は、図１の回路におけるモードVII及びVIIIの電流の流れを示している。
【図６】図６は、図１の回路におけるタイミング図である。
【図７】図７は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。
【図８】図８は、図７の回路におけるモードＩ及びIIの電流の流れを示している。
【図９】図９は、図７の回路におけるモードIII及びIVの電流の流れを示している。
【図１０】図１０は、図７の回路におけるモードＶ及びVIの電流の流れを示している。
【図１１】図１１は、図７の回路におけるモードVII及びVIIIの電流の流れを示している。
【図１２】図１２は、図７の回路におけるタイミング図である。
【図１３】図１３は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。
【図１４】図１４は、図１３の回路におけるモードＩ及びIIの電流の流れを示している。
【図１５】図１５は、図１３の回路におけるモードIII及びIVの電流の流れを示している。
【図１６】図１６は、図１３の回路におけるタイミング図である。
【図１７】図１７は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第４の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。
【図１８】図１８は、図１７の回路におけるモードＩ及びIIの電流の流れを示している。
【図１９】図１９は、図１７の回路におけるモードIII及びIVの電流の流れを示している。
【図２０】図２０は、図１７の回路におけるタイミング図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、例示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。図面中、各実施形態において同一又は類似の構成要素については、基本的に同じ符号を付している。本発明の絶縁型スイッチング電源は、１つのコンバータで力率改善と絶縁の双方の機能を有するワンコンバータ方式を採用している。従って、好適例ではＡＣ／ＤＣコンバータである。典型的な入力電圧は、正弦波の交流電圧を整流したものである。しかしながら、本発明のスイッチング電源は、入力電圧が、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、又は一定電圧のときも、同様に機能することができる。
【００１３】
（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の回路構成
図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。第１の実施形態は、降圧を行う双極性の絶縁型スイッチング電源である。図１に示された回路は、入力端１、２と出力端ｐ、ｎとを有する。入力側と出力側は、トランスＴにより絶縁されている。ここでは、入力端２をトランスＴの一次側の基準電位（接地端）とし、出力端ｎをトランスＴの二次側の基準電位（接地端）とする。入力端１、２には、典型的には交流電圧を整流した正の電圧が入力される。出力端ｐ、ｎには、正の直流電圧が出力される。
【００１４】
（１−１−１）トランスＴの一次側の構成
入力される交流電圧は、例えば、系統電源又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ〜数十Ｈｚ程度の周波数を有する正弦波を全波整流した電圧である。
【００１５】
トランスＴは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれたいわゆるフォワードトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。トランスＴの一次側には、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子を含むスイッチング部が設けられている。
【００１６】
図１の回路のスイッチング部は、フルブリッジ回路を構成している。このフルブリッジ回路は、４個のスイッチング素子Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２を有し、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。フルブリッジ回路は、大出力のスイッチング電源に好適である。スイッチング素子Ａ１、Ａ２が、同時にオンオフ制御される第１のグループ（以下「グループＡ」と称する）を構成し、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２が、同時にオンオフ制御される第２のグループ（以下「グループＢ」と称する）を構成する。各スイッチング素子は、制御端（ここではゲート）に印加される所定の制御電圧によりオンオフ制御される。
【００１７】
グループＡの各スイッチング素子は制御電圧ＶＡによりオンオフ制御され、グループＢの各スイッチング素子は制御電圧ＶＢによりオンオフ制御される。制御電圧ＶＡ、ＶＢは、好適にはＰＷＭ信号である。ＰＷＭ信号の周波数は、入力交流の周波数よりも高い数十ｋＨ〜数百ｋＨである。図示しないが、所定の制御電圧ＶＡ、ＶＢを生成し、出力する制御部が別途設けられている。
【００１８】
好適例では、一次コイルＮ１を含む電流路に逆流防止ダイオードＤＡ、ＤＢがそれぞれ直列接続されている。逆流防止ダイオードＤＡの極性は、グループＡのスイッチング素子Ａ１、Ａ２のボディダイオードとは逆方向であり、逆流防止ダイオードＤＢの極性は、グループＢのスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２のボディダイオードとは逆方向である。
【００１９】
逆流防止ダイオードＤＡ、ＤＢは、図１に示した位置以外に入力端子１と入力端子２の間の電流路上のいずれかの位置に直列に挿入することができる。
【００２０】
（１−１−２）トランスＴの二次側の構成
トランスＴの二次側には、１つのチョークトランスＴｒが設けられている。本回路は、一次側のフルブリッジ回路により双方向駆動されるにも関わらず、二次側の外付けトランスは１つのチョークコイルトランスＴｒのみでよいので、構成を簡素化できる。チョークトランスＴｒは、１つのコアと、コアに同極性で巻かれ直列に接続された３つのコイルＬ１ａ、Ｌ２、Ｌ１ｂとを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。中央のコイルＬ２と各端のコイルＬ１ａ、コイルＬ１ｂとはそれぞれ疎結合（コアを点線で示す）とする。２つのコイルを互いに疎結合とするためには、例えば２つのコイルの間の距離を離してコアに巻く。これにより、一方のコイルを通る磁束の全てが他方のコイルを通過せず、その一部が漏れ磁束となる疎結合を実現できる。疎結合とすることにより２つのコイルの相互作用を緩慢とすることができる。
【００２１】
トランスＴの二次コイルＮ２の始端が、チョークトランスＴｒのコイルＬ１ａの始端に接続されている。また、トランスＴの二次コイルＮ２の終端が、チョークトランスＴｒのコイルＬ１ｂの終端に接続されている。従って、トランスＴの二次コイルＮ２と、チョークトランスＴｒのコイルＬ１ａ、Ｌ２、Ｌ１ｂとは、並列接続されている。
【００２２】
さらに、二次コイルＮ２の始端とコイルＬ１ａの始端との接続点にダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードが接地端ｎに接続されている。また、二次コイルＮ２の終端とコイルＬ１ｂの終端との接続点にダイオードＤ４のカソードが接続され、ダイオードＤ４のアノードが接地端ｎに接続されている。
【００２３】
さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ１ａとコイルＬ２との接続点にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードが出力端ｐに接続されている。また、チョークトランスＴｒのコイルＬ２とコイルＬ１ｂとの接続点にダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ３のカソードも出力端ｐに接続されている。出力端ｐと接地端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。接地端ｎは、二次側の基準電位端である。
【００２４】
図１の回路は、降圧コンバータである。出力電圧は、主としてトランスＴの一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比、チョークトランスＴｒの一次コイルＬ１ａ、Ｌ１ｂと二次コイルＬ２の巻数比により設定可能である。対称的動作を確保するために、チョークトランスＴｒにおける一次コイルＬ１ａとＬ１ｂの巻数は同じとする。チョークトランスＴｒにおける二次コイルＬ２の巻数は、一次コイルＬ１ａとＬ１ｂとは異なっていてもよい。
【００２５】
（１−２）第１の実施形態の回路動作
図２〜図６を参照して、図１の回路の動作を説明する。図２〜図５は、各動作モードにおいて回路に流れる電流を概略的に示している。
【００２６】
図６は、８つの動作モードＩ〜VIIIにおける各構成要素の波形を概略的に示したタイミング図である。図６（ａ）は、グループＡのスイッチング素子の制御電圧ＶＡを、図６（ｂ）は、グループＢのスイッチング素子の制御電圧ＶＢをそれぞれ示している。制御電圧ＶＡとＶＢは、同じ長さのオン期間とオフ期間を有しかつ位相が互いに１８０°異なるＰＷＭ信号である。オン期間とオフ期間の長さは、所定のデューティ比となるように制御部により決定される。なお、グループＡとグループＢのスイッチング素子が同時にオンとならないようにデッドタイム（双方のグループがオフとなる期間）が設けられている。
【００２７】
図１の回路における平滑コンデンサＣは、定常状態においてリップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。一般的なフォワード方式の電源では、二次コイルＮ２の起電力が平滑コンデンサＣの電圧を超えたときにのみ、フォワード電流が出力端ｐに流れる。入力端１、２に、例えば正弦波の入力電圧が印加される場合、入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電力も小さいため、フォワード電流が流れることができない。図６に示したモードＩ〜IVはフォワード電流が流れるときに対応し、モードＶ〜VIIIはフォワード電流が流れないときに対応する。なお、本回路では、フォワード電流が流れるか否かは、入力電圧の大きさによって自動的に決まるので、入力電圧に応じて動作モードを切り替える制御を行う必要はない。
【００２８】
図６（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）では、一例として、各構成要素に流れる電流を不連続モードで示しているが、負荷の軽重に応じて電流が臨界モード又は連続モードとなることも有り得る。
【００２９】
（１−２−１）モードＩの動作
図２の上側の図は、モードＩの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフのときにスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図６（ｃ）参照）。
【００３０】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒの両端に印加される。モードＩでは、コイルＬ１ａとコイルＬ２との接続点Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超える（ダイオードＤ２の電圧降下は無視する）ため、フォワード電流２ａが流れることができる。また、ダイオードＤ１は逆バイアス、ダイオードＤ４は順バイアスとなる。フォワード電流２ａは、ダイオードＤ４→二次コイルＮ２→コイルＬ１ａ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図６（ｄ）（ｅ）参照）。
【００３１】
さらに、コイルＬ１ａにフォワード電流２ａが流れることにより、相互誘導によってコイルＬ２及びコイルＬ１ｂに誘導電流３ａが流れる。コイルＬ１ａとコイルＬ２は疎結合であるので、誘導電流３ａが突入電流のように流れることが回避される。誘導電流３ａは、ダイオードＤ４→コイルＬ１ｂ→コイルＬ２→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図６（ｆ）（ｇ）参照）。従って、モードＩでは、フォワード電流２ａと誘導電流３ａを合わせた電流が出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。
【００３２】
チョークトランスＴｒにおいては、フォワード電流２ａに対して誘導電流３ａが逆方向に流れてコアの磁束の増加を抑制できるのでコアが磁気飽和し難くなり、大電流を流しやすくなる。
【００３３】
図示しないが、二次コイルＮ２に生じた起電力により、チョークトランスＴｒの３つのコイルＬ１ａ、Ｌ２、Ｌ１ｂには励磁電流も流れる。これによりチョークトランスＴｒのコアに磁気エネルギーが蓄積される。
【００３４】
（１−２−２）モードIIの動作
図２の下側の図は、モードIIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＢにより阻止される。これによりモードＩにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。
【００３５】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスに、ダイオードＤ４が逆バイアスとなる。これによりモードIIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１ａ→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流４ａが流れる（図６（ｅ）（ｆ）参照）。従って、モードIIでは、フライバック電流４ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００３６】
なお、モードIIのフライバック電流４ａは、モードＩのフォワード電流２ａを持続させようとする転流と称することもできるが、本発明の説明においては、一次側のスイッチング素子がオンからオフになったときに二次側のチョークトランスＴｒに流れる電流を「フライバック電流」と称することとする（以下の同様の場合についても同じ）。本回路では、フォワード電流とフライバック電流の双方を流すために、１つのチョークトランスＴｒに巻かれた（コイルＬ１ａ、Ｌ２、Ｌ１ｂからなる）１つのコイルのみでよい。
【００３７】
（１−２−３）モードIIIの動作
モードIIIの動作は、モードＩの動作と対称的である。
図３の上側の図は、モードIIIの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフのときにスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の終端から始端に電流１ｂが流れる（図６（ｃ）参照）。
【００３８】
一次コイルＮ１に電流１ｂが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において終端が正、始端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒの両端に印加される。モードIIIでは、コイルＬ２とコイルＬ１ｂとの接続点Ｙの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えるため、フォワード電流２ｂが流れることができる。また、ダイオードＤ１は順バイアス、ダイオードＤ４は逆バイアスとなる。フォワード電流２ｂは、ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→コイルＬ１ｂ→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路で流れる（図６（ｄ）（ｇ）参照）。
【００３９】
さらに、コイルＬ１ｂにフォワード電流２ｂが流れることにより、相互誘導によってコイルＬ２及びコイルＬ１ａに誘導電流３ｂが流れる。コイルＬ１ｂとコイルＬ２は疎結合であるので、誘導電流３ｂが突入電流のように流れることが回避される。誘導電流３ｂは、ダイオードＤ１→コイルＬ１ａ→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路で流れる（図６（ｅ）（ｆ）参照）。従って、モードIIIでは、フォワード電流２ｂと誘導電流３ｂを合わせた電流が出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。
【００４０】
（１−２−４）モードIVの動作
モードIVの動作は、モードIIの動作と対称的である。
図３の下側の図は、モードIVの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ｂが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＡにより阻止される。これによりモードIIIにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２にフォワード電流が流れるときに放出される。
【００４１】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が逆バイアスに、ダイオードＤ４が順バイアスとなる。これによりモードIVでは、ダイオードＤ４→コイルＬ１ｂ→コイルＬ２→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路でフライバック電流４ｂが流れる（図６（ｆ）（ｇ）参照）。従って、モードIVでは、フライバック電流４ｂが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００４２】
（１−２−５）モードＶの動作
図４の上側の図は、モードＶの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフのときにスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図６（ｃ）参照）。
【００４３】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒの両端に印加される。モードＶでは、コイルＬ１ａとコイルＬ２との接続点Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位より低いため、フォワード電流は流れることができない。この場合、二次コイルＮ２に生じた起電力により、チョークトランスＴｒに励磁電流５ａのみが流れる（図６（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）参照）。これによりチョークトランスＴｒに磁気エネルギーが蓄積される。モードＶでは、励磁電流５ａによりトランスＴからチョークトランスＴｒにエネルギーが伝達される。二次側に励磁電流５ａが流れることにより、一次側の電流１ａが励磁電流のみでなく誘導電流を含むことになるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【００４４】
（１−２−６）モードVIの動作
図４の下側の図は、モードVIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＢにより阻止される。これによりモードＶにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。
【００４５】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスに、ダイオードＤ４が逆バイアスとなる。これによりモードVIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１ａ→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流６ａが流れる（図６（ｅ）（ｆ）参照）。従って、モードVIでは、フライバック電流６ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００４６】
モードＶでフォワード電流が流れないときにも、励磁電流５ａによってエネルギーがトランスＴからチョークトランスＴｒに伝達され、モードVIでフライバック電流６ａが出力されるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【００４７】
（１−２−７）モードVIIの動作
モードVIIの動作は、モードＶの動作と対称的である。
図５の上側の図は、モードVIIの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフのときにスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の終端から始端に電流１ｂが流れる（図６（ｃ）参照）。
【００４８】
一次コイルＮ１に電流１ｂが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において終端が正、始端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒの両端に印加される。モードVIIでは、コイルＬ１ｂとコイルＬ２との接続点Ｙの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位より低いため、フォワード電流は流れることができない。この場合、二次コイルＮ２に生じた起電力により、チョークトランスＴｒに励磁電流５ｂのみが流れる（図６（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）参照）。これによりチョークトランスＴｒに磁気エネルギーが蓄積される。
【００４９】
（１−２−８）モードVIIIの動作
モードVIIIの動作は、モードVIの動作と対称的である。
図５の下側の図は、モードVIIIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ｂが遮断される（図６（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＡにより阻止される。これによりモードVIIにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。
【００５０】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が逆バイアスに、ダイオードＤ４が順バイアスとなる。これによりモードVIIIでは、ダイオードＤ４→コイルＬ１ｂ→コイルＬ２→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路でフライバック電流６ｂが流れる（図６（ｆ）（ｇ）参照）。従って、モードVIIIでは、フライバック電流６ｂが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００５１】
（２）第２の実施形態
（２−１）第２の実施形態の回路構成
図７は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。第２の実施形態は、昇圧を行う双極性の絶縁型スイッチング電源である。第１の実施形態と共通する構成については、説明を省略する場合がある。
【００５２】
（２−１−１）トランスＴの一次側の構成
トランスＴの一次側の構成は、第１の実施形態と同じである。
【００５３】
（２−１−２）トランスＴの二次側の構成
トランスＴの二次側には、１つのチョークトランスＴｒが設けられている。チョークトランスＴｒは、１つのコアと、コアに同極性で巻かれ直列に接続された３つのコイルＬ２ａ、Ｌ１、Ｌ２ｂとを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。中央のコイルＬ１と各端のコイルＬ２ａ、コイルＬ２ｂとはそれぞれ疎結合とする。
【００５４】
トランスＴの二次コイルＮ２の始端が、チョークトランスＴｒのコイルＬ１とコイルＬ２ａとの接続点に接続されている。また、トランスＴの二次コイルＮ２の終端が、チョークトランスＴｒのコイルＬ１とコイルＬ２ｂとの接続点に接続されている。従って、二次コイルＮ２とコイルＬ１とは、並列接続されている。
【００５５】
さらに、二次コイルＮ２の始端とコイルＬ１の始端との接続点にダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードが接地端ｎに接続されている。また、二次コイルＮ２の終端とコイルＬ１の終端との接続点にダイオードＤ４のカソードが接続され、ダイオードＤ４のアノードが接地端ｎに接続されている。
【００５６】
さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ２ａの始端にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードが出力端ｐに接続されている。また、チョークトランスＴｒのコイルＬ２ｂの終端にダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ３のカソードも出力端ｐに接続されている。出力端ｐと接地端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。
【００５７】
図７の回路は、昇圧コンバータである。出力電圧は、主としてトランスＴの一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比、並びに、チョークトランスＴｒの一次コイルＬ１と二次コイルＬ２ａ、Ｌ２ｂの巻数比により設定可能である。対称的動作を確保するために、チョークトランスＴｒにおける二次コイルＬ２ａとＬ２ｂの巻数は同じとする。チョークトランスＴｒにおける一次コイルＬ１の巻数は、二次コイルＬ２ａとＬ２ｂとは異なっていてもよい。
【００５８】
（２−２）第２の実施形態の回路動作
図８〜図１２を参照して、図７の回路の動作を説明する。図８〜図１１は、各動作モードにおいて回路に流れる電流を概略的に示している。
【００５９】
図１２は、８つの動作モードＩ〜VIIIにおける各構成要素の波形を概略的に示したタイミング図である。図１２（ａ）（ｂ）は、上述した図６（ａ）（ｂ）と同じくグループＡ及びＢのスイッチング素子の制御電圧ＶＡ、ＶＢをそれぞれ示している。また図６と同じく、図１２においても、モードＩ〜IVはフォワード電流が流れるときに対応し、モードＶ〜VIIIはフォワード電流が流れないときに対応する。図１２（ｃ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）は、各構成要素に流れる電流波形を概略的に示している。
【００６０】
（２−２−１）モードＩの動作
図８の上側の図は、モードＩの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフのときにスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図１２（ｃ）参照）。
【００６１】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒのコイルＬ１の両端に印加される。これにより、コイルＬ１に励磁電流５ａが流れる（図１２（ｄ）（ｆ）参照）。励磁電流５ａが流れると、相互誘導によりコイルＬ２ａ、Ｌ２ｂにそれぞれ起電力が生じる。モードＩでは、コイルＬ２ａの始端Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えるため、フォワード電流２ａが流れることができる。また、ダイオードＤ１は逆バイアス、ダイオードＤ４は順バイアスとなる。フォワード電流２ａは、ダイオードＤ４→二次コイルＮ２→コイルＬ２ａ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図１２（ｄ）（ｅ）参照）。フォワード電流２ａは、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。
【００６２】
チョークトランスＴｒには、励磁電流５ａが流れることによりコアに磁気エネルギーが蓄積される。フォワード電流２ａと励磁電流５ａが逆方向に流れてコアの磁束の増加を抑制できるので、コアが磁気飽和し難くなり、大電流を流しやすくなる。
【００６３】
（２−２−２）モードIIの動作
図８の下側の図は、モードIIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図１２（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＢにより阻止される。これによりモードＩにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。
【００６４】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスに、ダイオードＤ４が逆バイアスとなる。これによりモードIIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２ｂ→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流４ａが流れる（図１２（ｆ）（ｇ）参照）。従って、モードIIでは、フライバック電流４ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００６５】
（２−２−３）モードIIIの動作
モードIIIの動作は、モードＩの動作と対称的である。
図９の上側の図は、モードIIIの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフのときにスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の終端から始端に電流１ｂが流れる（図１２（ｃ）参照）。
【００６６】
一次コイルＮ１に電流１ｂが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において終端が正、始端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒのコイルＬ１の両端に印加される。これにより、コイルＬ１に励磁電流５ｂが流れる（図１２（ｄ）（ｆ）参照）。励磁電流５ｂが流れると、相互誘導によりコイルＬ２ｂに起電力が生じる。モードIIIでは、コイルＬ２ｂの終端Ｙの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えるため、フォワード電流２ｂが流れることができる。また、ダイオードＤ１は順バイアス、ダイオードＤ４は逆バイアスとなる。フォワード電流２ｂは、ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→コイルＬ２ｂ→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路で流れる（図１２（ｄ）（ｇ）参照）。フォワード電流２ｂは、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。
【００６７】
（２−２−４）モードIVの動作
モードIVの動作は、モードIIの動作と対称的である。
図９の下側の図は、図１２のモードIVの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ｂが遮断される（図１２（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＡにより阻止される。これによりモードＶにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。
【００６８】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が逆バイアスに、ダイオードＤ４が順バイアスとなる。これによりモードIVでは、ダイオードＤ４→コイルＬ１→コイルＬ２ａ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路でフライバック電流４ｂが流れる（図１２（ｅ）（ｆ）参照）。従って、モードIVでは、フライバック電流４ｂが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００６９】
（２−２−５）モードＶの動作
図１０の上側の図は、モードＶの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフのときにスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図１２（ｃ）参照）。
【００７０】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒのコイルＬ１に印加される。これにより、コイルＬ１に励磁電流５ａが流れる（図１２（ｄ）（ｆ）参照）。励磁電流５ａが流れると、相互誘導によりコイルＬ２ａ、Ｌ２ｂに起電力が生じる。モードＶでは、コイルＬ２ａの始端Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位より低いため、フォワード電流は流れることができない。この場合、二次コイルＮ２に生じた起電力により、チョークトランスＴｒに励磁電流５ａのみが流れる。これによりチョークトランスＴｒに磁気エネルギーが蓄積される。二次側に励磁電流５ａが流れることにより、一次側の電流１ａが励磁電流のみでなく誘導電流を含むことになるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【００７１】
（２−２−６）モードVIの動作
図１０の下側の図は、モードVIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図１２（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＢにより阻止される。これによりモードＶにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。
【００７２】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスに、ダイオードＤ４が逆バイアスとなる。これによりモードVIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２ｂ→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流６ａが流れる（図１２（ｆ）（ｇ）参照）。従って、モードVIでは、フライバック電流６ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００７３】
モードＶでフォワード電流が流れないときにも励磁電流５ａによってエネルギーがトランスＴからチョークトランスＴｒに伝達され、モードVIでフライバック電流６ａが出力されるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【００７４】
（２−２−７）モードVIIの動作
モードVIIの動作は、モードＶの動作と対称的である。
図１１の上側の図は、モードVIIの電流の流れを示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフのときにスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオフからオンになると、一次コイルＮ１の終端から始端に電流１ｂが流れる（図１２（ｃ）参照）。
【００７５】
一次コイルＮ１に電流１ｂが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において終端が正、始端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒのコイルＬ１に印加される。モードVIIでは、コイルＬ２ｂの終端の電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位より低いため、フォワード電流は流れることができない。この場合、二次コイルＮ２に生じた起電力により、チョークトランスＴｒに励磁電流５ｂのみが流れる（図１２（ｄ）（ｆ）参照）。これによりチョークトランスＴｒに磁気エネルギーが蓄積される。
【００７６】
（２−２−８）モードVIIIの動作
モードVIIIの動作は、モードVIの動作と対称的である。
図１１の下側の図は、モードVIIIの電流の流れを示している。一次側のスイッチング素子Ｂ１、Ｂ２がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ｂが遮断される（図１２（ｃ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。一次コイルＮ１に生じる逆起電力による入力端１への還流はダイオードＤＡにより阻止される。これによりモードVIIにおいてトランスＴに蓄積された磁気エネルギーがトランスＴに留まる。トランスＴに留まった磁気エネルギーは、次に二次コイルＮ２に電流が流れるときに放出される。
【００７７】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が逆バイアスに、ダイオードＤ４が順バイアスとなる。これによりモードVIIIでは、ダイオードＤ４→コイルＬ１→コイルＬ２ａ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路でフライバック電流６ｂが流れる（図１２（ｅ）（ｆ）参照）。従って、モードVIIIでは、フライバック電流６ｂが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００７８】
モードVIIでフォワード電流が流れないときにも励磁電流５ｂによってエネルギーがトランスＴからチョークトランスＴｒに伝達され、モードVIIIでフライバック電流６ｂが出力されるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【００７９】
（３）第３の実施形態
（３−１）第３の実施形態の回路構成
図１３は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。第３の実施形態は、降圧を行う単極性の絶縁型スイッチング電源である。図１３の絶縁型スイッチング電源は、入力端１、２と出力端ｐ、ｎとを有する。入力側と出力側は、トランスＴにより絶縁されている。ここでは、入力端２をトランスＴの一次側の基準電位（接地端）とし、出力端ｎをトランスＴの二次側の基準電位（接地端）とする。入力端１、２には、典型的には交流電圧を整流した正の電圧が入力される。出力端ｐ、ｎには、正の直流電圧が出力される。
【００８０】
（３−１−１）トランスＴの一次側の構成
入力される交流電圧は、上述した実施形態と同様である。トランスＴは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれたフォワードトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。
【００８１】
トランスＴの一次側には、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子Ａ１が設けられている。スイッチング素子Ａ１は、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ａ１は、制御端（ここではゲート）に印加される制御電圧によりオンオフ制御される。制御電圧は、上述した実施形態と同様に、所定のオン時間とオフ時間を設定されたＰＷＭ信号である。
【００８２】
（３−１−２）トランスＴの二次側の構成
トランスＴの二次側には、１つのチョークトランスＴｒが設けられている。チョークトランスＴｒは、１つのコアと、コアに同極性で巻かれ直列に接続された２つのコイルＬ１、Ｌ２とを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。コイルＬ１とコイルＬ２は、疎結合とする。
【００８３】
トランスＴの二次コイルＮ２の始端がチョークトランスＴｒのコイルＬ１の始端に接続されている。トランスＴの二次コイルＮ２の終端は、接地端ｎに接続されている。
【００８４】
二次コイルＮ２の始端とコイルＬ１の始端との接続点にダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードが接地端ｎに接続されている。
【００８５】
さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ１とコイルＬ２との接続点にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードが出力端ｐに接続されている。さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ２の終端にダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ３のカソードも出力端ｐに接続されている。出力端ｐと接地端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。
【００８６】
さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ２の終端と接地端ｎの間に流れる電流を導通又は遮断するようにオンオフ制御されるスイッチング素子Ａ３が設けられている。スイッチング素子Ａ３は、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ａ３は、制御端（ここではゲート）に印加される制御電圧によりオンオフ制御される。スイッチング素子Ａ３は、一次側のスイッチング素子Ａ１と同じタイミングの制御電圧により制御される。２つのスイッチング素子Ａ１とＡ３は、同じタイミングでオンオフするのでスイッチング制御が容易である。
【００８７】
図１の回路は、降圧コンバータである。出力電圧は、主としてトランスＴの一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比、並びに、チョークトランスＴｒの一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻数比により設定可能である。
【００８８】
（３−２）第３の実施形態の回路動作
図１４〜図１６を参照して、図１３の回路の動作を説明する。図１４及び図１５は、各動作モードにおいて回路に流れる電流を概略的に示している。
【００８９】
図１６は、４つの動作モードＩ〜IVにおける各構成要素の波形を概略的に示したタイミング図である。図１６（ａ）は、スイッチング素子Ａ１、Ａ３の制御電圧ＶＡを概略的に示している。ＰＷＭ信号である制御電圧ＶＡのオン期間とオフ期間の長さは、所定のデューティ比となるように制御部により決定される。
【００９０】
図１３の回路における平滑コンデンサＣは、定常状態においてほぼ一定の電圧で充電されている。上述した実施形態と同様に、入力電圧の大きさに依存して、出力端ｐにフォワード電流が出力されるときと出力されないときがある。図１６に示したモードＩ及びIIはフォワード電流が流れるときに対応し、モードIII及びIVはフォワード電流が流れないときに対応する。
【００９１】
図１６（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、各モードにおいて各構成要素に流れる電流を不連続モードで示しているが、負荷の軽重に応じて電流が臨界モード又は連続モードとなることも有り得る。
【００９２】
（３−２−１）モードＩの動作
図１４の上側の図は、モードＩの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオフからオンになると、一次側では一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図１６（ｂ）参照）。同時にスイッチング素子Ａ３がオフからオンになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒの各コイルが並列状態となる。
【００９３】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列状態であるチョークトランスＴｒの両端に印加される。モードＩでは、コイルＬ１とコイルＬ２との接続点Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えるため、フォワード電流２ａが流れることができる。また、ダイオードＤ１は逆バイアスとなる。フォワード電流２ａは、接地端ｎ→二次コイルＮ２→コイルＬ１→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図１６（ｃ）（ｄ）参照）。
【００９４】
さらに、コイルＬ１にフォワード電流２ａが流れることにより、相互誘導によってコイルＬ２に誘導電流３ａが流れる。コイルＬ１とコイルＬ２は疎結合であるので、誘導電流３ａが突入電流のように流れることが回避される。誘導電流３ａは、接地端ｎ→スイッチング素子Ａ３→コイルＬ２→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図１６（ｅ）参照）。従って、モードＩでは、フォワード電流２ａと誘導電流３ａを合わせた電流が出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。
【００９５】
さらにチョークトランスＴｒには、図示のように二次コイルＮ２に生じた起電力により励磁電流５ａも流れる（図１６（ｃ）（ｄ）（ｅ）の点線参照）。これによりチョークトランスＴｒのコアに磁気エネルギーが蓄積される。
【００９６】
上述した通り、チョークトランスＴｒでは、フォワード電流２ａに対して誘導電流３ａが逆方向に流れてコアの磁束の増加を抑制できるのでコアが磁気飽和し難くなり、大電流を流しやすくなる。
【００９７】
（３−２−２）モードIIの動作
図１４の下側の図は、モードIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図１６（ｂ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。同時にスイッチング素子Ａ３がオンからオフになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒの各コイルとからなる閉回路が断絶される。
【００９８】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスとなる。これによりモードIIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流４ａが流れる（図１６（ｄ）（ｅ）参照）。従って、モードIIでは、フライバック電流４ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【００９９】
（３−２−３）モードIIIの動作
図１５の上側の図は、モードIIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図６（ｃ）参照）。同時にスイッチング素子Ａ３がオフからオンになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒの各コイルが並列状態となる。
【０１００】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒの両端に印加される。モードIIIでは、コイルＬ１とコイルＬ２との接続点Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位より低いため、フォワード電流は流れることができない。この場合、二次コイルＮ２に生じた起電力により、チョークトランスＴｒに励磁電流５ａのみが流れる（図１６（ｃ）（ｄ）（ｅ）参照）。これによりチョークトランスＴｒに磁気エネルギーが蓄積される。二次側に励磁電流５ａが流れることにより、一次側の電流１ａが励磁電流のみでなく誘導電流を含むことになるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【０１０１】
（３−２−４）モードIVの動作
図１５の下側の図は、モードIVの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図１６（ｂ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。同時にスイッチング素子Ａ３がオンからオフになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒの各コイルとからなる閉回路が断絶される。
【０１０２】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスとなる。これによりモードIVでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→コイルＬ２→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流６ａが流れる（図１６（ｄ）（ｅ）参照）。従って、モードIVでは、フライバック電流６ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【０１０３】
モードIIIでフォワード電流が流れないときにも励磁電流５ａによってエネルギーがトランスＴからチョークトランスＴｒに伝達され、モードIVでフライバック電流６ａが出力されるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【０１０４】
（４）第４の実施形態
（４−１）第４の実施形態の回路構成
図１７は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第４の実施形態の回路構成の一例を概略的に示した図である。第４の実施形態は、昇圧を行う単極性の絶縁型スイッチング電源である。第３の実施形態の回路と共通する構成については、説明を省略する場合がある。
【０１０５】
（４−１−１）トランスＴの一次側の構成
トランスＴの一次側の構成は、第３の実施形態と同じである。
【０１０６】
（４−１−２）トランスＴの二次側の構成
トランスＴの二次側には、１つのチョークトランスＴｒが設けられている。チョークトランスＴｒは、１つのコアと、コアに同極性で巻かれ直列に接続された２つのコイルＬ１、Ｌ２とを有する（各コイルの巻き始端を黒丸で示す）。コイルＬ１とコイルＬ２とは疎結合とする。
【０１０７】
トランスＴの二次コイルＮ２の始端が、チョークトランスＴｒのコイルＬ１とコイル２の接続端に接続されている。トランスＴの二次コイルＮ２の終端は、接地端ｎに接続されている。
【０１０８】
二次コイルＮ２の始端とコイルＬ１の始端との接続点にダイオードＤ１のカソードが接続され、ダイオードＤ１のアノードが接地端ｎに接続されている。
【０１０９】
さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ２の始端にダイオードＤ２のアノードが接続され、ダイオードＤ２のカソードが出力端ｐに接続されている。さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ１の終端にダイオードＤ３のアノードが接続され、ダイオードＤ３のカソードも出力端ｐに接続されている。出力端ｐと接地端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。
【０１１０】
さらに、チョークトランスＴｒのコイルＬ１の終端と接地端ｎの間に流れる電流を導通又は遮断するようにオンオフ制御されるスイッチング素子Ａ３が設けられている。スイッチング素子Ａ３は、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ａ３は、制御端（ここではゲート）に印加される制御電圧によりオンオフ制御される。スイッチング素子Ａ３は、一次側のスイッチング素子Ａ１と同じタイミングの制御電圧により制御される。
【０１１１】
図１７の回路は、降圧コンバータである。出力電圧は、主としてトランスＴの一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比、並びに、チョークトランスＴｒの一次コイルＬ１と二次コイルＬ２の巻数比により設定可能である。
【０１１２】
（４−２）第４の実施形態の回路動作
図１８〜図２０を参照して、図１７の回路の動作を説明する。図１８及び図１９は、各動作モードにおいて回路に流れる電流を概略的に示している。
【０１１３】
図２０は、４つの動作モードＩ〜IVにおける各構成要素の波形を概略的に示したタイミング図である。図２０（ａ）は、スイッチング素子Ａ１、Ａ３の制御電圧ＶＡを概略的に示している。ＰＷＭ信号である制御電圧ＶＡのオン期間とオフ期間の長さは、所定のデューティ比となるように制御部により決定される。
【０１１４】
図１７の回路における平滑コンデンサＣは、定常状態においてほぼ一定の電圧で充電されている。上述した実施形態と同様に、入力電圧の大きさに依存して、出力端ｐにフォワード電流が出力されるときと出力されないときがある。図２０に示したモードＩ及びIIはフォワード電流が流れるときに対応し、モードIII及びIVはフォワード電流が流れないときに対応する。
【０１１５】
図２０（ｂ）（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、各モードにおいて各構成要素に流れる電流を不連続モードで示しているが、負荷の軽重に応じて電流が臨界モード又は連続モードとなることも有り得る。
【０１１６】
（４−２−１）モードＩの動作
図１８の上側の図は、モードＩの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオフからオンになると、一次側では一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図２０（ｂ）参照）。同時にスイッチング素子Ａ３がオフからオンになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒのコイルＬ１が並列状態となる。
【０１１７】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２の始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列状態であるチョークトランスＴｒのコイルＬ１に印加され、励磁電流５ａが流れる（図２０（ｃ）（ｄ））。これによりチョークトランスＴｒのコアに磁気エネルギーが蓄積される。
【０１１８】
さらに、励磁電流５ａが流れることにより、相互誘導によりコイルＬ２に起電力を生じる。モードＩでは、コイルＬ２の始端Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位を超えるため、フォワード電流２ａが流れることができる。また、ダイオードＤ１は逆バイアスとなる。フォワード電流２ａは、接地端ｎ→二次コイルＮ２→コイルＬ２→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図２０（ｃ）（ｅ）参照）。
【０１１９】
チョークトランスＴｒには、励磁電流５ａが流れることによりコアに磁気エネルギーが蓄積される。フォワード電流２ａと励磁電流５ａが逆方向に流れてコアの磁束の増加を抑制できるのでコアが磁気飽和し難くなり、大電流を流しやすくなる。
【０１２０】
（４−２−２）モードIIの動作
図１８の下側の図は、モードIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図２０（ｂ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。同時にスイッチング素子Ａ３がオンからオフになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒのコイルＬ１とからなる閉回路が断絶される。
【０１２１】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスとなる。これによりモードIIでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流４ａが流れる（図２０（ｄ）参照）。従って、モードIIでは、フライバック電流４ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【０１２２】
（４−２−３）モードIIIの動作
図１９の上側の図は、モードIIIの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオフからオンになると、一次コイルＮ１の始端から終端に電流１ａが流れる（図６（ｃ）参照）。同時にスイッチング素子Ａ３がオフからオンになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒのコイルＬ１が並列状態となる。
【０１２３】
一次コイルＮ１に電流１ａが流れると、相互誘導により二次コイルＮ２において始端が正、終端が負の起電力を生じる。この起電力は、二次コイルＮ２と並列接続されたチョークトランスＴｒのコイルＬ１に印加され、励磁電流５ａが流れる（図２０（ｃ）（ｄ））。これによりチョークトランスＴｒのコアに磁気エネルギーが蓄積される。
【０１２４】
さらに、励磁電流５ａが流れることにより、相互誘導によりコイルＬ２に起電力を生じる。モードIIIでは、コイルＬ２の始端Ｘの電位が、平滑コンデンサＣの正側の電位より低いため、フォワード電流は流れることができない。この場合、二次コイルＮ２に生じた起電力により、チョークトランスＴｒに励磁電流５ａのみが流れる（図２０（ｃ）（ｄ）参照）。
【０１２５】
（４−２−４）モードIVの動作
図１９の下側の図は、モードIVの電流の流れを示している。スイッチング素子Ａ１がオンからオフになると、一次コイルＮ１の電流１ａが遮断される（図２０（ｂ）参照）。これにより、トランスＴの一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２に逆起電力が生じる。同時にスイッチング素子Ａ３がオンからオフになると、トランスＴの二次コイルＮ２とチョークトランスＴｒのコイルＬ１とからなる閉回路が断絶される。
【０１２６】
さらに、チョークトランスＴｒの各コイルにも逆起電力が生じる。ダイオードＤ１が順バイアスとなる。これによりモードIVでは、ダイオードＤ１→コイルＬ１→ダイオードＤ３→出力端ｐの経路でフライバック電流６ａが流れる（図２０（ｄ）（ｅ）参照）。従って、モードIVでは、フライバック電流６ａが出力され、負荷（図示せず）に供給され、接地端ｎへと流れる。これによりチョークトランスＴｒに蓄積された磁気エネルギーが放出される。
【０１２７】
モードIIIでフォワード電流が流れないときにも励磁電流５ａによってエネルギーがトランスＴからチョークトランスＴｒに伝達され、モードIVでフライバック電流６ａが出力されるので、一般的なフォワード方式電源に比べて力率が改善される。
【０１２８】
（５）各実施形態の共通構成
以上に述べた本発明の絶縁型スイッチング電源の各実施形態に共通する構成をまとめると、次の通りとなる。
同極性の一次コイルＮ１と二次コイルＮ２を具備するトランスＴと、前記一次コイルＮ１を含む電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御される少なくとも１つの一次側のスイッチング素子と、二次側の出力端ｐと接地端ｎとの間に接続された平滑コンデンサＣと、を有する絶縁型スイッチング電源が、
前記トランスＴの二次側に接続された１つのチョークトランスＴｒを有し、前記チョークトランスＴｒが、コアと、同極性にて直列接続されかつ互いに疎結合である第１及び第２のコイルとを少なくとも具備し、前記第１のコイルの始端又は終端が前記トランスＴの二次コイルＮ２の始端に接続されており、かつ、
前記二次側の接地端ｎから前記チョークトランスＴｒの第１のコイルの始端又は終端へ流れる電流を導通可能とする第１の整流要素Ｄ１と、
前記チョークトランスＴｒの第１のコイルの終端又は始端から前記二次側の出力端ｐへ流れる電流を導通可能とする第２の整流要素Ｄ２と、
前記チョークトランスＴｒの第２のコイルの終端を経由して前記二次側の出力端ｐへ流れる電流を導通可能とする第３の整流要素Ｄ３と、を少なくとも有する。
【０１２９】
（６）その他の実施形態
図示しないが、上述した第１又は第２の実施形態の回路における一次側のスイッチング部の別の構成として、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路を適用することができる。
【０１３０】
上述した各実施形態おいて、スイッチング部におけるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタでもよい。
【０１３１】
上述した各実施形態おいて、各ダイオードは、それぞれの一方向への電流を導通可能でありかつ逆方向の電流を遮断する整流要素の一例である。従って、同様の機能を有する他の整流素子又は整流回路に置き換えることができる。
【０１３２】
以上に説明した本発明の絶縁型スイッチング電源は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。
【符号の説明】
【０１３３】
１、２  入力端
ｐ、ｎ  出力端
Ｔ  トランス
Ｎ１  一次コイル
Ｎ２  二次コイル
Ｔｒ  チョークトランス
Ｌ１ａ、Ｌ２、Ｌ１ｂ  コイル
Ｌ１、Ｌ２ａ、Ｌ２ｂ  コイル
Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ｂ１、Ｂ２  スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４  ダイオード
Ｃ  平滑コンデンサ
１ａ、１ｂ  一次コイルの電流
２ａ、２ｂ  フォワード電流
３ａ、３ｂ  誘導電流
４ａ、４ｂ、６ａ、６ｂ  フライバック電流
５ａ、５ｂ  励磁電流
【図１】
2020120561.tif 000003
【図２】
2020120561.tif 000004
【図３】
2020120561.tif 000005
【図４】
2020120561.tif 000006
【図５】
2020120561.tif 000007
【図６】
2020120561.tif 000008
【図７】
2020120561.tif 000009
【図８】
2020120561.tif 000010
【図９】
2020120561.tif 000011
【図１０】
2020120561.tif 000012
【図１１】
2020120561.tif 000013
【図１２】
2020120561.tif 000014
【図１３】
2020120561.tif 000015
【図１４】
2020120561.tif 000016
【図１５】
2020120561.tif 000017
【図１６】
2020120561.tif 000018
【図１７】
2020120561.tif 000019
【図１８】
2020120561.tif 000020
【図１９】
2020120561.tif 000021
【図２０】
2020120561.tif 000022