(57)【要約】【課題】負荷の変動が生じたときにおける出力電圧の変動が低減された電圧変換装置を提供する。【解決手段】電圧変換装置１は、スイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ１とを有するＤＣ−ＤＣコンバータ１６と、蓄電池Ｂ１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６との間に接続されたスイッチング素子Ｑ１１と、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに、スイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧を印加することにより、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせるスイッチング制御回路１９とを備える。スイッチング制御回路１９は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに、第１ゲート電圧からスイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧を印加する。【選択図】図１
2020120514.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子のゲートに、前記第２スイッチング素子が飽和領域となる第１ゲート電圧を印加することにより、前記第２スイッチング素子をオンさせるスイッチング制御回路と、を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、前記第２スイッチング素子の前記ゲートに、前記第２スイッチング素子が非飽和領域となる第２ゲート電圧を印加する、
ことを特徴とする電圧変換装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御回路は、
コレクタが前記第２スイッチング素子のゲートに接続されエミッタが前記第２スイッチング素子と前記電圧変換回路との間に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、
請求項１に記載の電圧変換装置。
【請求項３】
直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する検知回路と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上の場合、前記第２スイッチング素子を周期的にオンオフさせるとともに、前記検知電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させるスイッチング制御回路と、を備える、
ことを特徴とする電圧変換装置。
【請求項４】
前記電圧変換回路の入力端間に接続されたコンデンサを更に備える、
請求項３に記載の電圧変換装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御回路は、
前記第２スイッチング素子をオンさせる場合に前記基準電圧以上の電圧を出力する電圧出力回路と、
前記基準電圧以下である電圧波形を発生させる電圧発生回路と、２つの入力端の一方が前記電圧出力回路の出力端に接続され且つ他方の入力端が前記電圧発生回路の出力端に接続されるとともに、出力端が前記第２スイッチング素子のゲートに接続された比較器と、を有するゲート電圧制御回路と、を有し、
前記検知回路は、
前記電圧出力回路の出力端に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、
請求項３または４に記載の電圧変換装置。
【請求項６】
前記電圧変換回路は、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された目標電圧値となるように、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる駆動回路を更に有し、
前記目標電圧値は、前記電圧閾値よりも低い、
請求項１から５のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項７】
前記電圧変換回路は、
前記電圧変換回路の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路を更に備える、
請求項１から６のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【請求項８】
前記第２スイッチング素子は、ＦＥＴである、
請求項１から７のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
発電機に電気的に接続された第１導電路と蓄電部に接続された第２導電路との間に設けられ第１導電路に印加された入力電圧を降圧して第２導電路に出力する電圧変換部と、第２導電路の電圧の大きさを検出する電圧検出部と、電圧検出部により検出される第２導電路の電圧の大きさに応じて電圧変換部を制御する制御部と、を備える車両用電圧変換装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。ここで、電圧変換部は、第１導電路と第２導電路との間に介挿されたスイッチング素子とコイルとを有し、このスイッチング素子のオンオフ動作により第１導電路に印加された入力電圧を降圧する。また、制御部は、電圧検出部からの検出値によって把握される出力電圧値と目標電圧値とに基づき、出力電圧値を目標電圧値に近づけるようにフィードバック制御を行い、電圧変換部に与えるＰＷＭ信号のデューティ比を設定する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１７−２１２８０５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、特許文献１に記載されたような電圧変換装置は、例えばサーバへの電力供給用途のように、負荷が変動する環境で出力電圧の安定性が求められる場合がある。この場合、電圧変換装置は、サーバにおいてインピーダンスが増大し且つ消費電流が減少したとき、即ち、サーバの負荷が軽くなった場合、スイッチング素子のオン・デューティ比を低下させてコイルに流れる平均電流を小さくする。しかしながら、電力変換装置に用いる制御用ＩＣには、スイッチング素子のオン・デューティ比の下限値が設定され、この下限値を下回るオン・デューティ比の制御が困難となる。サーバの負荷の状況によっては、スイッチング素子のオン・デューティ比を十分に低下させることができず、電圧変換装置の出力電圧が上昇してしまい、サーバの動作不良に繋がる虞がある。
【０００５】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、負荷の変動が生じたときにおける出力電圧の変動が低減された電圧変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記第２スイッチング素子のゲートに、前記第２スイッチング素子が飽和領域となる第１ゲート電圧を印加することにより、前記第２スイッチング素子をオンさせるスイッチング制御回路と、を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、前記第２スイッチング素子の前記ゲートに、前記第２スイッチング素子が非飽和領域となる第２ゲート電圧を印加する。
【０００７】
また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記スイッチング制御回路は、
コレクタが前記第２スイッチング素子のゲートに接続されエミッタが前記第２スイッチング素子と前記電圧変換回路との間に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、ものであってもよい。
【０００８】
他の観点から見た本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
直流電源に接続された第１スイッチング素子と前記第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有し、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作により前記直流電源から供給される直流を昇圧または降圧して出力する電圧変換回路と、
前記直流電源と前記電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する検知回路と、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上の場合、前記第２スイッチング素子を周期的にオンオフさせるとともに、前記検知電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させるスイッチング制御回路と、を備える。
【０００９】
また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記電圧変換回路の入力端間に接続されたコンデンサを更に備える、ものであってもよい。
【００１０】
また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記スイッチング制御回路は、
前記第２スイッチング素子をオンさせる場合に前記基準電圧以上の電圧を出力する電圧出力回路と、
前記基準電圧以下である電圧波形を発生させる電圧発生回路と、２つの入力端の一方が前記電圧出力回路の出力端に接続され且つ他方の入力端が前記電圧発生回路の出力端に接続されるとともに、出力端が前記第２スイッチング素子のゲートに接続された比較器と、を有するゲート電圧制御回路と、を有し、
前記検知回路は、
前記電圧出力回路の出力端に接続されたフォトトランジスタと、アノードが定電圧源に接続された発光ダイオードと、を有するフォトカプラと、
前記発光ダイオードのカソードに接続された第３スイッチング素子を有し、前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前記電圧閾値以上になると、前記第３スイッチング素子がオンするシャントレギュレータと、を有する、ものであってもよい。
【００１１】
また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記電圧変換回路は、
前記電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された目標電圧値となるように、前記第１スイッチング素子のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる駆動回路を更に有し、
前記目標電圧値は、前記電圧閾値よりも低い、ものであってもよい。
【００１２】
また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記電圧変換回路が、
前記電圧変換回路の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路を更に備える、ものであってもよい。
【００１３】
また、本発明の一態様に係る電圧変換装置は、
前記第２スイッチング素子が、ＦＥＴであってもよい。
【発明の効果】
【００１４】
本発明によれば、スイッチング制御回路は、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、第２スイッチング素子のゲートに、第２スイッチング素子が非飽和領域となる第２ゲート電圧を印加する。これにより、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上のときに、電力変換回路のインダクタへ供給される電流を減少させて電圧変換回路の出力電圧の上昇を抑制することができる。従って、電圧変換装置に接続された負荷の変動が生じたときにおける電圧変換装置の出力電圧の変動が低減される。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】本発明の実施の形態１に係る電圧変換装置の回路図である。
【図２】実施の形態１に係るゲート電圧調節回路の回路図である。
【図３】実施の形態１に係る電圧変換装置の動作説明図である。
【図４】実施の形態１に係る他の電圧変換装置の回路図である。
【図５】実施の形態１に係る他の電圧変換装置の動作説明図である。
【図６】実施の形態１に係る電圧変換装置についてＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が電圧閾値以上の場合の動作説明図であり、（Ａ）は図１に示す電圧変換装置の動作説明図であり、（Ｂ）は図３に示す電圧変換装置の動作説明図である。
【図７】実施の形態１に係る電圧変換装置におけるＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧値とインダクタの平均電流値との関係を示す図である。
【図８】実施の形態２に係る電圧変換装置の回路図である。
【図９】実施の形態２に係るゲート電圧制御回路の回路図である。
【図１０】（Ａ）は実施の形態２に係る比較器の２つの入力端それぞれに印加される入力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｂ）は実施の形態２に係る比較器の出力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータの入力端間に接続されたコンデンサの両端間に生じる電圧の時間推移を示す図である。
【図１１】（Ａ）は実施の形態２に係る比較器の２つの入力端それぞれに印加される入力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｂ）は実施の形態２に係る比較器の出力電圧の時間推移を示す図であり、（Ｃ）はＤＣ−ＤＣコンバータの入力端間に接続されたコンデンサの両端間に生じる電圧の時間推移を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１について図面を参照して詳細に説明する。本実施の形態に係る電圧変換装置は、例えば蓄電池と負荷との間に接続され、蓄電池から供給される直流を降圧して負荷へ供給するために使用される。この電圧変換装置は、蓄電池のような直流電源に接続された第１スイッチング素子と第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有する電圧変換回路と、直流電源と電圧変換回路との間に接続され、電力変換回路のインダクタへ供給される電流を減少させて電圧変換回路の出力電圧の上昇を抑制するために、非飽和領域で動作することが可能な第２スイッチング素子と、スイッチング制御回路と、を備える。電圧変換回路は、第１スイッチング素子のオンオフ動作により直流電源から供給される直流を降圧して出力する。スイッチング制御回路は、第２スイッチング素子のゲートに、第２スイッチング素子の飽和領域となるための電圧を印加する。ここで、第２スイッチング素子の飽和領域とは、第２スイッチング素子から電圧変換回路へ流れる直流電流がゲートに印加されるゲート電圧の上昇に対して飽和するゲート電圧の範囲に相当する。また、電圧変換装置は、スイッチング制御回路により第２スイッチング素子がオンされている状態で、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上になると、ゲートに印加される電圧を、第１ゲート電圧から、第２スイッチング素子の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定するゲート電圧設定回路を備える。ここで、第２スイッチング素子の非飽和領域とは、第２スイッチング素子から電圧変換回路へ流れる直流電流がゲート電圧の大きさによって変化するゲート電圧の範囲に相当する。
【００１７】
本実施の形態に係る電圧変換装置は、例えば蓄電池から供給される直流をデータセンタのサーバの仕様に応じた電圧に昇圧または降圧してからサーバへ供給するものである。例えば図１に示すように、この電圧変換装置１は、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧してサーバのような負荷Ｚへ供給する。蓄電池Ｂ１は、例えばリチウムイオンバッテリ、レドックスフロー電池等である。蓄電池Ｂ１は、例えば３５Ｖから５９Ｖの直流電圧を出力する直流電源である。また、負荷Ｚに印加する電圧は、例えば負荷Ｚがサーバである場合、サーバの入力定格電圧に基づいて設定され、例えば１２Ｖに設定されている。
【００１８】
電圧変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６と、コンデンサＣ１と、スイッチング制御回路１９と、定電圧源１３と、を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６は、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧して出力する電圧変換回路である。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６は、２つのスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２とインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２をオンオフ動作させる駆動回路１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路１５と、を有する。スイッチング素子Ｑ２１は、たとえばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインが高電位側の入力端ｔｅｉに接続された第１スイッチング素子である。インダクタＬ１は、一端がスイッチング素子Ｑ２１のソースに接続され他端が出力端ｔｅｏに接続されている。スイッチング素子Ｑ２２は、たとえばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインがスイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ１との間に接続され、ソースが低電位側の入力端ｔｅｉｇおよび低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続されている。
【００１９】
電圧検出回路１５は、たとえばシャントレギュレータ（図示せず）とフォトカプラ（図示せず）とを組み合わせて構成される。電圧検出回路１５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の高電位側の出力端ｔｅｏと駆動回路１２とに接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の大きさに応じた電圧検出信号を駆動回路１２へ出力する。駆動回路１２は、たとえば１つの集積回路から構成され、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２それぞれのゲートへＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力することにより、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２をオンオフさせる。ここで、駆動回路１２は、スイッチング素子Ｑ２１がオンのときスイッチング素子Ｑ２２がオフし、スイッチング素子Ｑ２１がオフのときスイッチング素子Ｑ２２がオンするようにスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２をオンオフさせる。また、駆動回路１２は、電圧検出回路１５から入力される電圧検出信号に基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が予め設定された目標電圧値となるように、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる。ここで、駆動回路１２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が例えば前述の目標電圧値の±３％の範囲内となるように、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力電圧が４８Ｖの場合において、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１のオンオフ動作におけるデューティ比を２５％にすると、出力電圧が１２Ｖになる。
【００２０】
スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２は、蓄電池Ｂ１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６との間に直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２はそれぞれ、ボディダイオードと寄生容量を有し、図１に示すように、ドレイン−ソース間と並列となるように構成される。そして、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２のボディダイオードは、カソードが互いに逆向きになるように構成され、かつ、スイッチング素子Ｑ１１のボディダイオードのカソードは蓄電池Ｂ１側を向くように構成されている。スイッチング素子Ｑ１１は、例えばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインが蓄電池Ｂ１の高電位側の出力端に接続されている。スイッチング素子Ｑ１２は、例えばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインがスイッチング素子Ｑ１１のソースに接続され、ソースがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の高電位側の入力端ｔｅｉに接続されている。コンデンサＣ１は、いわゆる平滑用のコンデンサであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の一対の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間に接続されている。
【００２１】
定電圧源１３は、例えば蓄電池Ｂ１の出力端間に直列に接続された分圧用の抵抗（図示せず）とツェナーダイオード（図示せず）とを組み合わせて構成され、予め定められた一定の電圧を出力する。なお、定電圧源１３は、本実施の形態に係る構成に限定されるものではなく、例えば蓄電池Ｂ１とは別に独立して設けてもよい。
【００２２】
スイッチング制御回路１９は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２それぞれのゲートの電圧を調節することによりスイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２をオンオフさせる。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６が、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧して負荷Ｚへ供給する場合、スイッチング制御回路１９は、スイッチング素子Ｑ１１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ１２をオフする。また、スイッチング制御回路１９は、ゲート電圧出力回路１１と、ゲート電圧設定回路１４と、を有する。ゲート電圧出力回路１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が予め設定された電圧閾値未満の場合、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに、スイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧を印加することにより、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる。ここで、「スイッチング素子Ｑ１１の飽和領域」とは、スイッチング素子Ｑ１１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる直流電流がスイッチング素子Ｑ１１のゲートに印加されるゲート電圧の上昇に対して飽和するゲート電圧の範囲に相当する。なお、電圧閾値は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６に要求される出力電圧の電圧値よりも３％だけ高い電圧値に設定される。例えばＤＣ−ＤＣコンバータ１６に要求される出力電圧が１２Ｖの場合、電圧閾値は例えば１２．３６Ｖに設定される。
【００２３】
ゲート電圧設定回路１４は、シャントレギュレータＳＬ１とフォトカプラＰＣ１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力端間に直列に接続された抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２とを有する。フォトカプラＰＣ１は、コレクタがスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されエミッタがスイッチング素子Ｑ１１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６との間に接続されたフォトトランジスタＰＱと、アノードが定電圧源１３に接続された発光ダイオードＬＤと、を有する。シャントレギュレータＳＬ１は、図２に示すように、オペアンプＡＳＬ１と、オペアンプＡＳＬ１のプラス側の入力端とＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の出力端ｔｅｏｇとの間に接続された基準電圧源Ｖｒｅｆと、オペアンプＡＳＬ１の出力端にベースが接続されたスイッチング素子ＱＳＬ１と、を有する。スイッチング素子ＱＳＬ１は、例えばＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであり、そのエミッタがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続されている第３スイッチング素子である。また、オペアンプＡＳＬ１のプラス側の入力端は、抵抗Ｒ１４１、１４２の間に接続されている。更に、スイッチング素子ＱＳＬ１のコレクタとプラス側の入力端との間には、抵抗Ｒ１４３とコンデンサＣ１４１とが直列に接続されている。また、スイッチング素子ＱＳＬ１のコレクタは、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤのカソードに抵抗Ｒ１４４を介して接続されている。
【００２４】
このシャントレギュレータＳＬ１では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値未満の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧よりも低くなる。このため、オペアンプＡＳＬ１の出力端に生じる電圧はスイッチング素子ＱＳＬ１のターンオン電圧未満のＬレベルに維持され、スイッチング素子ＱＳＬ１はオフ状態で維持される。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧以上となる。このため、オペアンプＡＳＬ１の出力端に生じる電圧はスイッチング素子ＱＳＬ１のターンオン電圧以上のＨレベルとなり、スイッチング素子ＱＳＬ１はオン状態となる。そして、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンすると、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯する。これにより、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンする。
【００２５】
図１に戻って、前述のようにフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに印加される電圧が、スイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定される。ここで、「スイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域」とは、スイッチング素子Ｑ１１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる直流電流がスイッチング素子Ｑ１１のゲート電圧の大きさによって変化するゲート電圧の範囲に相当する。
【００２６】
次に、本実施の形態に係る電圧変換装置１の動作について図３を参照しながら説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６が、蓄電池Ｂ１から供給される直流を降圧して負荷Ｚへ供給するとする。この場合、ゲート電圧出力回路１１は、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ１２をオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓは、前述のスイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧に設定される。そして、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１がオンしスイッチング素子Ｑ２２がオフした状態とスイッチング素子Ｑ２１がオフしスイッチング素子Ｑ２２がオンした状態とが交互に繰り返されるようにスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２のオンオフ動作を制御する。このとき、図３の矢印ＡＲ１１に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１へエネルギを蓄積する状態と、図３の矢印ＡＲ１２に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが負荷Ｚへ放出される状態と、が交互に繰り返される。このとき、図３の矢印ＡＲ１１に示すように、蓄電池Ｂ１の高電位側から流出した電流は、オン状態のスイッチング素子Ｑ１１およびオフ状態のスイッチング素子Ｑ１２のボディダイオードを通じてＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる。これにより、蓄電池Ｂ１から供給される直流が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６により降圧されて負荷Ｚへ供給される。
【００２７】
また、図４に示すように、電圧変換装置３が、蓄電池Ｂ１から供給される直流を昇圧して負荷Ｚに供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３１６を備えるものであってもよい。なお、図４において電圧変換装置１と同様の構成については図１と同一の符号を付している。例えば、負荷Ｚが、入力定格電圧が４８Ｖに設定されているサーバである場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６は、蓄電池Ｂ１から供給される直流を昇圧して負荷Ｚに供給する場合も考えられる。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６は、前述の図１を用いて説明したＤＣ−ＤＣコンバータ１６について、スイッチング素子Ｑ２１の位置とインダクタＬ１の位置とを互いに入れ替えた回路構成となっている。この場合、スイッチング素子Ｑ２１のドレインがインダクタの一端に接続され、スイッチング素子Ｑ２１のソースが出力端ｔｅｏに接続されている。スイッチング素子Ｑ２２は、たとえばＮチャネル型のＦＥＴであり、ドレインがスイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ１との間に接続され、ソースが低電位側の入力端ｔｅｉｇおよび低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続されている。
【００２８】
この場合、スイッチング制御回路１９は、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１１をオンするとともにスイッチング素子Ｑ１２をオフする。このとき、ゲート電圧出力回路１１によりスイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓは、前述のスイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧に設定される。そして、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１がオンしスイッチング素子Ｑ２２がオフした状態とスイッチング素子Ｑ２１がオフしスイッチング素子Ｑ２２がオンした状態とが交互に繰り返されるようにスイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２のオンオフ動作を制御する。このとき、図５の矢印ＡＲ１３に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１へエネルギを蓄積する状態と、図５の矢印ＡＲ１４に示す経路で電流が流れてインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが負荷Ｚへ放出される状態と、が交互に繰り返される。このとき、図５の矢印ＡＲ１３、ＡＲ１４に示すように、蓄電池Ｂ１の高電位側から流出した電流は、オン状態のスイッチング素子Ｑ１１およびオフ状態のスイッチング素子Ｑ１２のボディダイオードを通じてＤＣ−ＤＣコンバータ３１６へ流れる。これにより、蓄電池Ｂ１から供給される直流が、ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６により昇圧されて負荷Ｚへ供給される。
【００２９】
ここで、本実施の形態に係る電圧変換装置１の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合の電圧変換装置１の動作について図６を参照しながら説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧以上となる。このとき、前述のように、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンする。これにより、図６の矢印ＡＲ２１に示すように、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯する。これにより、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンし、図６の矢印ＡＲ２２に示すように、ゲート電圧出力回路１１からフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱを通じて電流が流れる。なお、このときフォトトランジスタＰＱに流れる電流は、蓄電池Ｂ１の高電位側の出力端からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ流れる電流に比べて十分に小さい。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓが、前述のスイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定される。ここで、第２ゲート電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が高くなるほど低くなり、第２ゲート電圧が低くなるほど、スイッチング素子Ｑ１１での電圧降下が大きくなる。そして、スイッチング素子Ｑ１１での電圧降下が大きくなると、その分、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間の電圧が低くなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間の電圧が低くなるほど、図７に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６のインダクタＬ１に流れる平均電流値が小さくなり、その分、インダクタＬ１に蓄積されるエネルギが低下する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６から負荷Ｚへエネルギが過度に供給されることが抑制され、その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の上昇が抑制される。言い換えると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧を目標電圧で維持する場合、それに応じたインダクタＬ１に蓄積すべきエネルギ量が決定する。その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力電圧が決定し、スイッチング素子Ｑ１１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６への入力電圧が決定された電圧となるように非飽和領域で動作する。
【００３０】
なお、図４および図５を用いて説明した電圧変換装置３の場合も同様である。ＤＣ−ＤＣコンバータ３１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧以上となり、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンする。これにより、図６（Ｂ）の矢印ＡＲ２３に示すように、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯する。これにより、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンし、図６（Ｂ）の矢印ＡＲ２４に示すように、ゲート電圧出力回路１１からフォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱを通じて電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１１のゲート−ソース間に印加される電圧Ｖｇｓが、前述のスイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定される。
【００３１】
このように、スイッチング素子Ｑ１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧が電圧閾値以下、即ち、負荷Ｚの状態が通常の負荷または重負荷の場合、飽和領域で動作し、負荷Ｚの状態が軽負荷の場合、非飽和領域で動作する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧を電圧閾値でアッパーカットする機能を発揮する。
【００３２】
以上説明したように、本実施の形態に係る電圧変換装置１、３によれば、ゲート電圧出力回路１１が、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに、スイッチング素子Ｑ１１の飽和領域に含まれる第１ゲート電圧を印加することにより、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる。そして、ゲート電圧設定回路１４が、ゲート電圧出力回路１１によりスイッチング素子Ｑ１１がオンされている状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の電圧値が電圧閾値以上になると、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに印加される電圧を、スイッチング素子Ｑ１１の非飽和領域に含まれる第２ゲート電圧に設定する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上のときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６のインダクタＬ１へ供給される電流を減少させてＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の上昇を抑制することができる。従って、電圧変換装置１、３に接続された負荷Ｚのインピーダンスに変動が生じたときにおける電圧変換装置１、３の出力電圧の変動が低減される。
【００３３】
また、本実施の形態に係るゲート電圧設定回路１４は、コレクタがスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されエミッタがスイッチング素子Ｑ１１とＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６との間に接続されたフォトトランジスタＰＱと、アノードが定電圧源１３に接続された発光ダイオードＬＤと、を有するフォトカプラＰＣ１を有する。これにより、例えばシャントレギュレータＳＬ１を、レベルシフタ回路を介してスイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続した構成に比べて、回路構成の簡素化を図ることができ、ひいては必要部品点数を削減できるという利点がある。
【００３４】
更に、本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の大きさを検出する電圧検出回路１５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧の電圧値が前述の目標電圧値となるように、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２のオンオフ動作におけるデューティ比を変化させる駆動回路１２と、を有する。これにより、電圧検出回路１５を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧が電圧閾値未満の場合にＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６が安定して動作するように回路設計を行い、ゲート電圧設定回路１４を、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６、３１６の出力電圧が電圧閾値以上の場合にスイッチング素子Ｑ１１がその不飽和領域で正常に動作するように回路設計を行うことができる。従って、例えば電圧検出回路１５の一部とゲート電圧設定回路１４の一部とを共通化した構成に比べて回路設計が容易になる。それ故、目標電圧値を比較的簡単に前述の電圧閾値よりも低く設定することができる。
【００３５】
また、本実施の形態に係るスイッチング素子Ｑ１１は、ＦＥＴである。これにより、例えばスイッチング素子Ｑ１１としてバイポーラトランジスタを採用した場合に比べて、スイッチング素子Ｑ１１を不飽和領域で動作させる際のスイッチング素子Ｑ１１での電力損失を低減させることができる。なお、本実施の形態では、スイッチング制御回路１９が、スイッチング素子Ｑ１１がオン状態のときにスイッチング素子Ｑ１２をオフ状態にする場合について説明したが、これに限らず、例えばスイッチング制御回路１９が、スイッチング素子Ｑ１１とスイッチング素子Ｑ１２とを同時にオン状態にするように制御してもよい。
【００３６】
（実施の形態２）
本実施の形態に係る電圧変換装置は、実施の形態１と同様に、直流電源に接続された第１スイッチング素子と第１スイッチング素子に接続されたインダクタとを有する電圧変換回路と、直流電源と電圧変換回路との間に接続された第２スイッチング素子と、を備える。そして、本実施の形態に係る電圧変換装置は、検知回路と、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、第２スイッチング素子を周期的にオンオフさせるスイッチング制御回路と、を備える点が実施の形態１と相違する。ここで、検知回路は、電圧変換回路の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する。また、スイッチング制御回路は、検知回路が出力する検知電圧に応じて、第２スイッチング素子のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させる。
【００３７】
例えば図８に示すように、本実施の形態に係る電圧変換装置２は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６と、コンデンサＣ１と、スイッチング制御回路２０１１と、定電圧源１３と、検知回路２０１４と、を備える。なお、図８において、実施の形態１と同様の構成については図１と同一の符号を付している。スイッチング制御回路２０１１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、スイッチング素子Ｑ１１を周期的にオンオフさせる。スイッチング制御回路２０１１は、電圧出力回路２０１８とゲート電圧制御回路２０１７とを有する。電圧出力回路２０１８は、ゲート電圧制御回路２０１７と、スイッチング素子Ｑ１２のゲートに接続されている。電圧出力回路２０１８は、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる場合、ゲート電圧制御回路２０１７へ予め設定された基準電圧以上の電圧を出力する。一方、電圧出力回路２０１８は、スイッチング素子Ｑ１２をオンさせる場合、スイッチング素子Ｑ１２のゲートへ前述の基準電圧以上の電圧を出力する。ここで、電圧出力回路２０１８の出力電圧は、スイッチング素子Ｑ１２のターンオン電圧以上の電圧に設定されている。
【００３８】
ゲート電圧制御回路２０１７は、図９に示すように、鋸波発生回路２１７１と比較器ＣＭＰとを有する。鋸波発生回路２１７１は、蓄電池Ｂ１の出力端間に接続され、尖頭値が前述の基準電圧以下である鋸波状の電圧を発生させて比較器ＣＭＰへ出力する。比較器ＣＭＰは、例えばオペアンプを用いて構成され、プラス側の入力端が電圧出力回路２０１８の出力端に接続され、マイナス側の入力端が鋸波発生回路２１７１の出力端に接続されている。そして、比較器ＣＭＰの出力端が、スイッチング素子Ｑ１１のゲートに接続されている。なお、本実施の形態では、ゲート電圧制御回路２０１７が、鋸波状の電圧を発生させる鋸波発生回路２１７１を有する例について説明したが、これに限らず、ゲート電圧制御回路２０１７が、他の波形の電圧を発生させる電圧発生回路を有するものであってもよい。
【００３９】
検知回路２０１４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が予め設定された電圧閾値以上の場合、予め設定された基準電圧未満の検知電圧を出力する。検知回路２０１４は、実施の形態１で説明したゲート電圧設定回路１４と同様の構成を有する。検知回路２０１４のフォトカプラＰＣ１は、コレクタが電圧出力回路２０１８の出力端に接続され、エミッタがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の入力端ｔｅｉｇに接続されたフォトトランジスタＰＱを有する。そして、スイッチング制御回路２０１１は、検知回路２０１４が出力する検知電圧に応じて、スイッチング素子Ｑ１１のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させる。
【００４０】
次に、本実施の形態に係るスイッチング制御回路２０１１の動作について図１０および図１１を参照しながら説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値未満の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧未満となる。このとき、実施の形態１で説明したように、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオフで維持される。この場合、ゲート電圧制御回路２０１７の比較器ＣＭＰのプラス側の入力端には、電圧出力回路２０１８の出力電圧がそのまま印加される。このとき、図１０（Ａ）に示すように、比較器ＣＭＰのプラス側の入力端に印加される電圧ＶＩＮは、鋸波発生回路２１７１から比較器ＣＭＰのマイナス側の入力端に印加される電圧ＶＲＡよりも常に高い電圧Ｖ１０で推移する。これにより、図１０（Ｂ）に示すように、比較器ＣＭＰの出力端の電圧ＶＯＵＴは、スイッチング素子Ｑ１１のターンオン電圧Ｖｏｎよりも高い電圧Ｖ２で推移する。そして、スイッチング素子Ｑ１１は、オン状態で維持され、図１０（Ｃ）に示すように、コンデンサＣ１の両端間に生じる電圧ＶＣ１が電圧ＶＣ１０で維持される。
【００４１】
一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧が前述の電圧閾値以上の場合、抵抗Ｒ１４１、Ｒ１４２の間に生じる電圧が基準電圧源Ｖｒｅｆの出力電圧未満となる。このとき、実施の形態１で説明したように、シャントレギュレータＳＬ１のスイッチング素子ＱＳＬ１がオンする。これにより、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオードＬＤに電流が流れ、発光ダイオードＬＤが点灯し、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＰＱがオンする。そうすると、ゲート電圧制御回路２０１７の比較器ＣＭＰのプラス側の入力端には、フォトトランジスタでの電圧降下分に相当する検知電圧が印加される。このとき、図１１（Ａ）に示すように、比較器ＣＭＰのプラス側の入力端に印加される電圧ＶＩＮは、鋸波発生回路２１７１から比較器ＣＭＰのマイナス側の入力端に印加される電圧ＶＲＡの尖頭値よりも低い検知電圧Ｖ１１で推移する。これにより、図１１（Ｂ）に示すように、比較器ＣＭＰの出力端の電圧ＶＯＵＴは、電圧ＶＲＡが検知電圧Ｖ１１以下の期間では前述の電圧Ｖ２で推移し、電圧ＶＲＡが検知電圧Ｖ１１よりも高い期間ではスイッチング素子Ｑ１１のターンオン電圧Ｖｏｎよりも低い電圧Ｖ０で推移する。そして、スイッチング素子Ｑ１１は、検知電圧Ｖ１１の大きさに応じたデューティ比でオンオフ動作を繰り返す。そして、図１１（Ｃ）に示すように、コンデンサＣ１の両端間に生じる電圧ＶＣ１が、前述の電圧ＶＣ１０よりも低い電圧ＶＣ１１で推移する。
【００４２】
以上説明したように、本実施の形態に係る電圧変換装置２によれば、検知回路２０１４が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上の場合、前述の基準電圧未満の検知電圧を出力する。そして、スイッチング制御回路２０１１が、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上の場合、スイッチング素子Ｑ１１を周期的にオンオフさせるとともに、検知回路２０１４から出力される検知電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１１のオンオフ動作におけるオン・デューティ比を変化させる。これにより、実施の形態１と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上のときに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６のインダクタＬ１へ供給される電流を減少させてＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の上昇を抑制することができる。
【００４３】
また、本実施の形態に係る電圧変換装置２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の入力端ｔｅｉ、ｔｅｉｇ間に接続されたコンデンサＣ１を備える。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の出力電圧の電圧値が前述の電圧閾値以上の場合において、蓄電池Ｂ１からＤＣ−ＤＣコンバータ１６へ供給される電流に含まれるリップル成分を低減することができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１６の動作を安定させることができる。
【００４４】
更に、本実施の形態に係るスイッチング制御回路２０１１は、スイッチング素子Ｑ１１をオンさせる場合に前述の基準電圧以上の電圧を出力する電圧出力回路２０１８と、前述の鋸波発生回路２１７１および比較器ＣＭＰを有するゲート電圧制御回路２０１７と、を有する。これにより、スイッチング制御回路２０１１の回路構成を比較的簡素化することができる。
【００４５】
以上、本発明の各実施の形態について説明したが、本発明は前述の各実施の形態の構成に限定されるものではない。例えば、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２がＩＧＢＴであってもよい。この場合、前述のＦＥＴの場合に比べて大電流仕様とすることができる。但し、ＩＧＢＴはＦＥＴに比べてスイッチング速度が低いため、高速な応答特性が要求されない場合に採用することができる。
【００４６】
各実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータ１６において、スイッチング素子Ｑ２２の代わりにアノードがＤＣ−ＤＣコンバータ１６の低電位側の入力端ｔｅｉｇおよび低電位側の出力端ｔｅｏｇに接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ２１とインダクタＬ１との間に接続されたダイオード（図示せず）を備えるものであってもよい。本構成によれば、駆動回路１２が、スイッチング素子Ｑ２１のみをオンオフ動作させるたけで良いので、駆動回路１２の簡素化を図ることができる。
【００４７】
実施の形態１に係る電圧変換装置１において、コンデンサＣ１が省略された構成であってもよい。
【００４８】
以上、本発明の実施の形態および変形例（なお書きに記載したものを含む。以下、同様。）について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではない。本発明は、実施の形態および変形例が適宜組み合わされたもの、それに適宜変更が加えられたものを含む。
【産業上の利用可能性】
【００４９】
本発明は、サーバ用途の電圧変換装置に好適である。
【符号の説明】
【００５０】
１，２，３：電圧変換装置、１１：ゲート電圧出力回路、１２：駆動回路、１３：定電圧源、１４：ゲート電圧設定回路、１５：電圧検出回路、１６，３１６：ＤＣ−ＤＣコンバータ、１９，２０１１：スイッチング制御回路、２０１４：検知回路、２０１７：ゲート電圧制御回路、２１７１：鋸波発生回路、２０１８：電圧出力回路、ＡＳＬ１：オペアンプ、Ｂ１：蓄電池、Ｃ１，Ｃ１４１：コンデンサ、ＣＭＰ：比較器、Ｌ１：インダクタ、ＬＤ：発光ダイオード、ＰＣ１：フォトカプラ、ＰＱ：フォトトランジスタ、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，ＱＳＬ１：スイッチング素子、Ｒ１４１，Ｒ１４２，Ｒ１４３，Ｒ１４４：抵抗、ＳＬ１：シャントレギュレータ、ｔｅｉ，ｔｅｉｇ：入力端、ｔｅｏ，ｔｅｏｇ：出力端、Ｖｒｅｆ：基準電圧源、Ｚ：負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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