(57)【要約】【課題】直流パルス電源装置において、サージ電圧の過剰電圧によるスイッチング素子の損傷を防ぐ。【解決手段】直流パルス電源装置は、直流電源部と、直流電源部に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部とを備え、クランプ電圧部は、その出力端を直流リアクトルとスイッチング素子の接続点に接続され、スイッチング素子の一端にクランプ電圧を印加する。昇圧チョッパ回路のオフ期間においてスイッチング素子の両端電圧をクランプすることにより、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源部と、前記直流電源部に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部とを備えた直流パルス電源装置であって、
前記昇圧チョッパ回路は、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路とを備え、
前記直流リアクトルに接続されたクランプ電圧部を備え、
前記クランプ電圧部の出力端は、
前記直流リアクトルと前記スイッチング素子の接続点に接続され、
前記スイッチング素子のオフ期間の両端電圧をクランプすることを特徴とする直流パルス電源装置。
【請求項２】
前記クランプ電圧部は、
前記直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を前記直流電源部に回生する回生部により構成され、
回生部は前記昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端間に接続され、
前記クランプ電圧部のクランプ電圧は、前記回生部の設定電圧であることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
【請求項３】
前記回生部は、
前記パルス部のリアクトル電圧に対して並列接続されたキャパシタと、
前記キャパシタのキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、
前記変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え
前記設定電圧を前記キャパシタの両端電圧とし、当該両端電圧を超える電圧分を前記直流電源部へ回生し、
前記変圧器の変圧比により前記クランプ電圧を可変とすることを特徴とする、請求項２に記載の直流パルス電源装置。
【請求項４】
前記直流リアクトルは、磁気結合された第２の直流リアクトルを備え、
前記クランプ電圧部の出力端は、前記直流リアクトルと前記第２の直流リアクトルとの接続点に接続されることを特徴とする、請求項１に記載の直流パルス電源装置。
【請求項５】
前記直流リアクトルの一端は前記直流電源部の出力端に接続され、
前記第２の直流リアクトルの一端は前記パルス部の出力端に接続され、
直流リアクトルと第２の直流リアクトルの接続点は、前記昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側に接続されることを特徴とする、請求項４に記載の直流パルス電源装置。
【請求項６】
前記回生部は、一端は前記パルス部の低電圧側の入力端に接続され、前記低電圧側の電圧を基準とする直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とすることを特徴とする、請求項２又は３に記載の直流パルス電源装置。
【請求項７】
前記直流リアクトル及び第２の直流リアクトルは、単巻きトランス、又は複巻きトランスで構成されることを特徴とする、請求項４又は５一つの何れか一つに記載の直流パルス電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷にパルス出力を供給する直流パルス電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流パルス電源装置が出力するパルス出力は、直流電圧のオン状態とオフ状態とを数Hz〜数百kHzで繰り返す高周波（ＲＦ）出力である。
【０００３】
直流パルス電源装置は、プラズマ発生用装置、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いられる。直流電源装置をプラズマ発生用装置に用いる場合には、パルス出力をプラズマ発生チャンバ内の電極間に供給し、電極間の放電によるプラズマを着火させ、発生したプラズマを維持する。
【０００４】
図１１（ａ）は直流パルス電源装置の一構成例を示している。直流パルス電源装置ではパルス波形を発生する回路として昇圧チョッパ回路を備える構成が知られている。直流パルス電源装置１００は直流電源１１０と昇圧チョッパ回路１２０とで構成され、直流電源１１０の直流電圧を昇圧チョッパ回路１２０により昇圧したパルス出力を負荷１３０に供給する（特許文献１，２）。
【０００５】
図１１（ｂ）は昇圧チョッパ回路の構成例を示している（特許文献３）。昇圧チョッパ回路１２０は、直流電源側と負荷側との間にインダクタ１２１を直列接続し、負荷側に対してスイッチング素子１２２を並列接続して構成され、スイッチング素子１２２のオン期間とオフ期間の時間幅のデューティー比に応じて昇圧されたパルス出力が形成される。このオン／オフ動作において、インダクタ１２１の直流リアクトルにはオン期間の時間幅に応じたエネルギーが蓄積され、蓄積エネルギーに応じて昇圧された振幅のパルス出力が形成される。パルス出力は、スイッチング素子のオン／オフ期間の時間幅のデューティー比により昇圧される振幅が定まるが、スイッチング素子１２２のオフ時に、直流リアクトルの漏れインダクタンスで発生する振動等により、設定された振幅を超えるサージ電圧が発生する。
【０００６】
図１１（ｂ）に示す昇圧チョッパ回路では、電源と同極性のダイオード１２３と抵抗１２４の直列回路をインダクタ１２１に並列接続し、インダクタ１２１に蓄積されたエネルギーによる逆電圧を抵抗１２４で消費させて、過剰な電圧上昇によるサージ電圧を抑制している。
【０００７】
サージ電圧を抵抗により抑制する他、スイッチング素子にスナバ回路を並列接続し、サージ電圧をスナバ回路のスナバコンデンサに吸収させることによりサージ電圧を抑制する手法も知られている（特許文献４）。図１１（ｃ）は、直流電源１２５に接続され、スイッチング素子１２７をオンすることにより直流リアクトル１２６にエネルギーを蓄積させ、スイッチング素子１２７のオフ期間に蓄積エネルギーを出力側コンデンサ１２８に充電することにより負荷に直流電源１２５より高い電圧を供給し、スイッチング素子１２７のオフ時に発生するサージ電圧をスナバコンデンサにより吸収してスイッチング素子１２７の過剰電圧による破壊を防止するスイッチング素子１２７を備えた昇圧チョッパ装置の構成例を示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平８−２２２２５８号公報（図１、段落００１２）
【特許文献２】特開２００６−６０５３号公報（図１）
【特許文献３】特開平１−２５２１６５号公報（図１）
【特許文献４】特開２００４−２５４４０１号公報（段落０００５、段落００１０、図５）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
サージ電圧が発生すると、スイッチング素子のドレイン・ソース間の電圧がサージ電圧により過剰電圧となり、スイッチング素子が損傷するおそれがある。サージ電圧を抑制する方法として（ｉ）サージ電圧を抵抗により抑制する方法や、（ii）スナバ回路を用いる方法が知られているが、出力電圧の変動や電力損失の課題がある。
【００１０】
（ｉ）インダクタンスの蓄積エネルギーの放出を抵抗で消費させることによりサージ電圧を抑制する手法では、インダクタンスＬの蓄積エネルギーによってリアクトル電圧ＶDCLが発生するため、インダクタンスに並列接続された抵抗Ｒにはリアクトル電圧ＶDCLとほぼ同電圧の抵抗電圧ＶRが発生する。この抵抗Ｒは、インダクタンスの蓄積エネルギーの放出により急激に電圧上昇するサージ電圧およびスイッチング素子のオン／オフにより発生するサージ電圧を抑制する。
【００１１】
図１１（ｄ）はパルス周期における出力電圧Ｖoを示している。スイッチング素子がオン状態のオン期間Ｔonでは、出力電圧Ｖoはスイッチング素子の導通電圧となり、スイッチング素子がオフ状態のオフ期間Ｔoffでは、出力電圧Ｖoは直流電源の直流電圧ＶABに抵抗電圧ＶRが加算されたＶo＝ＶAB＋ＶRとなる。なお、図１１（ｂ）に示す回路では、スイッチング素子１２２のソース端Ｓの電圧Ｖsは出力電圧Ｖoと同電圧となる。抵抗Ｒは、低抵抗にすることでサージ電圧を抑制することができるが、リアクトル電圧VDCLと同様の電圧が印加されるため、抵抗Ｒが小さくなるほど抵抗での損失が大きくなる。したがって、抵抗損失とサージ電圧との間には、抵抗Ｒに対して互いに相反する関係があり、抵抗Ｒが大きいほど、抵抗による損失は小さくなるがサージ電圧は大きくなり、他方、抵抗Ｒが小さいほど、サージ電圧は小さくなるが抵抗損失は大きくなる。
【００１２】
リアクトル電圧ＶDCLはリアクトル電流ｉL（負荷電流Ｉo）に応じて変動する。負荷電流がＩoであるとき抵抗Ｒに発生する電圧をＶR1とすると、負荷電流がＫ倍のＫ×Ｉoに変動したときには抵抗Ｒに発生する電圧ＶR2はＶR2＝Ｋ×ＶR1となる。なお、ここでＫはスイッチング素子のデューティー比や負荷電流Ｉoの条件に依存して変化する。したがって、インダクタンスＬのサージにより抵抗電圧ＶR及び出力電圧Ｖｏはデューティー比や負荷電流Ｉoの変動の影響を受けて変動することになる。
【００１３】
したがって、直流パルス電源装置の出力電圧Ｖo、及びスイッチング素子の端子電圧は負荷電流Ｉoの変動の影響を受けて変動することになる。また、抵抗Ｒでは電力損失が発生するため、直流パルス電源装置の効率が低下する。
【００１４】
（ii）サージ電圧をスナバ回路のスナバコンデンサに吸収させることによりサージ電圧を抑制する手法では、スナバコンデンサに吸収させたエネルギーをスナバ放電抵抗に流すことで消費させるため、スナバ放電抵抗に放電電流が流れることにより電流損失が発生し、直流パルス電源装置の効率が低下する。
【００１５】
したがって、従来知られるサージ電圧によるスイッチング素子の損傷を防ぐ手法では、出力電圧が変動するという課題、抵抗に電流が流れることで生じる電力損失の課題がある。
【００１６】
本発明は前記した従来の問題点を解決し、直流パルス電源装置において、サージ電圧の過剰電圧によるスイッチング素子の損傷を防ぐことを目的とする。
更に、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動の課題、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失の課題を解決することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路のオフ期間においてリアクトルの両端電圧をクランプすることにより、リアクトルに発生するサージ電圧を抑制し、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。
【００１８】
本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部と、直流電源部に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部とを備える。パルス部の昇圧チョッパ回路は、直流リアクトルとスイッチング素子の直列回路とを備え、直流リアクトルにはクランプ電圧部が接続される。クランプ電圧部は、その出力端を直流リアクトルとスイッチング素子の接続点に接続される。これにより、スイッチング素子の一端にクランプ電圧が印加される。
【００１９】
昇圧チョッパ回路のスイッチング素子がオンからオフに切り替わる際に、スイッチング素子がオン状態にあるときに直流リアクトルに蓄積された蓄積エネルギーにより過剰電圧であるサージ電圧が発生する。スイッチング素子のオフ期間において、クランプ電圧部はスイッチング素子の素子間電圧を所定電圧にクランプする。クランプする所定電圧をスイッチング素子の許容電圧内とすることにより、サージ電圧による素子破壊を抑制する。
【００２０】
クランプ電圧部は負荷電流の変動の影響を受けないため、出力電圧は負荷電流変動に伴う変動は発生しない。また、クランプ電圧部は負荷電流や放電電流がスナバ回路の抵抗を流れることによる電力損失は発生しない。
【００２１】
（クランプ電圧部）
クランプ電圧部の一構成例は回生部により構成される。回生部は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端間に接続され、直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生する。回生部は設定電圧を越える電圧分を直流電源部に回生することから、この設定電圧はクランプ電圧部のクランプ電圧となり、スイッチング素子がオフ状態において、クランプ電圧部の出力端が接続される直流リアクトルの端部及びスイッチング素子の一端の電圧をクランプ電圧にクランプする。
【００２２】
回生部の一構成例は、パルス部のリアクトル電圧に対して並列接続されたキャパシタと、キャパシタのキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備える。回生部は設定電圧をキャパシタの両端電圧とし、両端電圧を超える電圧分を直流電源部へ回生する。クランプ電圧は変圧器の変圧比により可変とすることができる。
【００２３】
回生部の一端をパルス部の低電圧側入力端に接続する回路構成においては、低電圧側の電圧を基準とする直流リアクトルのリアクトル電圧を回生入力電圧とする。
【００２４】
（直流リアクトル）
直流リアクトルは、タップ無し単巻きトランスの形態、又は磁気結合する２つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランス又は複巻きトランスで構成することができる。
【００２５】
直流リアクトルが磁気結合された第２の直流リアクトルを備える構成では、直流リアクトルの一端は直流電源部の出力端に接続され、第２の直流リアクトルの一端はパルス部の出力端に接続され、直流リアクトルと第２の直流リアクトルの接続点は、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のソース側に接続される。直流リアクトルと第２の直流リアクトルとの接続点にはクランプ電圧部の出力端が接続される。
【００２６】
クランプ電圧部は、スイッチング素子がオフ状態において、クランプ電圧部の出力端が接続される直流リアクトルの端部と第２の直流リアクトルとの接続点、及びスイッチング素子の一端の電圧をクランプ電圧にクランプする。
【００２７】
直流リアクトルは、直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける第１の形態及びパルス部の高電圧側に設ける第２の形態とすることができる。第１の形態及び第２の形態は、何れも、直流リアクトルの高電圧側をクランプ電圧部（回生部）の高電圧側に接続し、直流リアクトルの低電圧側をクランプ電圧部（回生部）の低電圧側に接続する。直流リアクトルのリアクトル電圧は、直流電源部の低電圧側の電圧を基準とする回生入力電圧として回生部に入力される。
【発明の効果】
【００２８】
以上説明したように、本発明によれば、昇圧チョッパ回路のオフ期間においてスイッチング素子の両端電圧をクランプすることにより、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の直流パルス電源装置の概略構成を説明するための図である。
【図２】本発明の直流パルス電源装置の概略構成を説明するための図である。
【図３】本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例を説明するための図である。
【図４】本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例の電圧状態を説明するための図である。
【図５】本発明の直流パルス電源装置の出力電圧Ｖoを説明するための図である。
【図６】本発明の直流パルス電源装置の回生部の構成例を説明するための図である。
【図７】本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例を説明するための図である。
【図８】本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例を説明するための図である。
【図９】本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例を説明するための図である。
【図１０】本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例を説明するための図である。
【図１１】従来の直流パルス電源装置、昇圧チョッパ回路の構成例を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
本発明の直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路のオフ期間においてスイッチング素子の両端電圧をクランプすることにより、スイッチング素子の損傷を防ぐと共に、負荷電流変動に伴う出力電圧の変動、及び負荷電流や放電電流が抵抗を流れることによる電力損失を抑制する。
【００３１】
以下、本発明の直流パルス電源装置の２つの形態について説明する。第１の形態は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを１つの直流リアクトルとする形態であり、タップ無し単巻きトランスで構成することができる。第２の形態は、磁気結合する２つの直流リアクトルとする形態であり、タップ付き単巻きトランスによる構成、あるいは磁気結合する２つの直流リアクトル又は複巻きトランスで構成することができる。
【００３２】
図１（ａ）〜（ｅ）は本発明の直流パルス電源装置が備えるパルス部及びクランプ電圧部の概略構成、及び電圧を説明するための図であり、第１の形態を図１（ａ），（ｂ）を用いて説明し、第２の形態を図１（ｃ）〜（ｅ）を用いて説明する。なお、図１（ａ）〜（ｅ）は直流リアクトルをパルス部の低電圧側に設ける構成を示している。
【００３３】
直流パルス電源装置は、直流電源部１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生するパルス部２０と、クランプ電圧部３０を備える。なお、図１では直流電源部側の端子をＡ，Ｂで表記し、低電圧側を端子Ａとし高電圧側を端子Ｂとする例を示している。
【００３４】
（パルス部）
パルス部２０は、直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の直列接続からなる昇圧チョッパ回路を備え、直流リアクトル２１は直流電源部１０と負荷との間に直列接続され、スイッチング素子２２は負荷に対して並列接続される。図１では負荷をパルス部２０の出力端の接続されたコンデンサで表している。
【００３５】
パルス部２０において、昇圧チョッパ回路のオン動作時には直流リアクトル２１に蓄積エネルギーが蓄積され、オフ動作時においてこの蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１にリアクトル電圧が発生する。リアクトル電圧は昇圧チョッパ回路のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより昇圧する。
【００３６】
図１（ａ），（ｂ）はタップ無し単巻きトランスの負荷側の端部にスイッチング素子２２のソースＳ側を接続する構成を示し、図１（ｃ）〜（ｅ）はタップ付き単巻きトランスのタップにスイッチング素子２２のソースＳ側を接続する構成を示している。
【００３７】
（クランプ電圧部）
クランプ電圧部３０はスイッチング素子２２の素子間電圧を所定電圧にクランプする回路部であり、回生部により構成することができる。回生部は、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLを入力し、設定電圧である回生入力電圧Ｖinを超える過剰電圧分（ＶDCL−Ｖin）を直流電源部に回生する。
【００３８】
回生部は、リアクトル電圧ＶDCLが設定電圧を超えない場合には回生を行わず、設定電圧を超えた場合には設定電圧を超えた電圧分を直流電源部に回生する。これにより、昇圧チョッパ回路の昇圧は設定電圧にクランプされ、過剰電圧の発生が抑止される。
【００３９】
設定電圧は回生部の回生入力電圧Ｖinで定められ、直流リアクトル２１のリアクトル電圧ＶDCLが回生部の回生入力電圧Ｖinを超えない場合には回生部による回生は行われず、回生部の回生入力電圧Ｖinを超えた場合には、超えた電圧分（ＶDCL−Ｖin）について回生部により直流電源部側へ回生される。回生動作を規定する設定電圧である回生部の回生入力電圧Ｖinは、直流電源部の直流電圧ＶAB、及び回生部に基づいて設定することができる。
【００４０】
回生部の一構成例は、パルス部２０のリアクトル電圧に対して並列接続されるキャパシタと、キャパシタ両端のキャパシタ電圧を直交変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流電圧を変圧する変圧器と、変圧器の交流電圧を整流する整流器とを備え、整流器の出力端は直流電源部に接続される。
【００４１】
変圧器の変圧比は、キャパシタの両端電圧と直流電源部の電圧との電圧比を定める。回生部のキャパシタ電圧は直流電源部の電圧と変圧器の変圧比によって定まるため、回生部はこのキャパシタ電圧を回生入力電圧Ｖinの設定電圧として回生動作の開始及び停止の動作を行う。設定電圧は直流電源部の電圧及び変圧器の変圧比に依存するため、変圧器の変圧比を変えることにより設定電圧を変更することができる。設定電圧を変更することにより、昇圧チョッパ回路におけるクランプ電圧を変更すると共に、回生動作の動作電圧を変更することができる。
【００４２】
昇圧チョッパ回路において、直流リアクトル２１は、直流電源部と昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側との間に接続される。昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側は、直流リアクトル２１の負荷側の端部、又は直流リアクトル２１のタップに接続する。
【００４３】
（クランプ電圧部（回生部）と直流リアクトルとの接続形態）
クランプ電圧部３０とパルス部２０の直流リアクトルとの接続は複数の形態とすることができる。第１の形態は直流リアクトルとしてタップ無し単巻きトランスを備え、クランプ電圧部３０の出力端を直流リアクトル２１の負荷側に接続し、他端を直流電源部側に接続する形態である（図１（ａ）に示す構成例）。
【００４４】
第２の形態は直流リアクトルとしてタップ付き単巻きトランスを備え、クランプ電圧部３０の出力端を第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点ｓに接続し、他端を直流電源部側の端子Ａに接続する形態（図１（ｃ）に示す構成例）である。
【００４５】
（第１の形態）
第１の形態では、図１（ａ）に示すように、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を直流リアクトル２１の負荷側の端部に接続すると共に、この接続点ｓにクランプ電圧部３０の出力端を接続する。直流リアクトル２１とスイッチング素子２２のソースＳ側とのｓはクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされ、接続点ｓの電圧Ｖsは直流電源部の直流電圧ＶABにクランプ電圧ＶCが重畳された（ＶAB＋ＶC）となる。
【００４６】
図１（ｂ）は第１の形態の構成の電圧状態を示し、接続点sの電圧Ｖs及び出力電圧Ｖoを示している。なお、第１の形態の構成では、接続点ｓの電圧Ｖsと出力電圧Ｖoは同一電圧となる。直流リアクトル２１に蓄積されたエネルギーの放出によって電圧が上昇した場合であっても、接続点ｓの電圧はクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされる。これにより、電圧Ｖs及び出力電圧Ｖoの電圧は（ＶAB＋ＶC）に保持され、過剰な電圧上昇が抑制される。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図１（ｂ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。抵抗Ｒは、低抵抗にすることでサージ電圧を抑制することができるが、リアクトル電圧VDCLと同様の電圧が印加されるため、損失が大きくなる。
【００４７】
第１の形態において、クランプ電圧部３０を回生部で構成する場合には、回生部には直流リアクトル２１の全リアクトル電圧が入力され、回生部の設定電圧との比較に基づいて回生動作が行われる。回生先は例えば直流電源部とすることができる。
【００４８】
（第２の形態）
第２の形態では、図１（ｃ）に示すように、直流リアクトル２１は磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの直列回路で構成され、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側を第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップに接続すると共に、このタップを接続点ｓとしてクランプ電圧部３０の出力端を接続する。したがって、接続点ｓには、直流リアクトル２１のタップ、及びクランプ電圧源の出力端及び昇圧チョッパ回路のスイッチング素子２２のソースＳ側が接続される。
【００４９】
直流リアクトル２１のタップとスイッチング素子２２のソースＳ側との接続点ｓはクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされ、接続点ｓの電圧Ｖsは直流電源部直流電圧ＶABにクランプ電圧ＶCが重畳された（ＶAB＋ＶC）となる。
【００５０】
図１（ｄ），（ｅ）は第２の形態の構成の電圧状態を示し、図１（ｄ）は接続点ｓの電圧Ｖsを示し、図１（ｅ）は出力電圧Ｖoを示している。直流リアクトル２１に蓄積されたエネルギーの放出によって電圧が上昇した場合であっても、接続点ｓの電圧はクランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCによりクランプされる。これにより、電圧Ｖsは（ＶAB＋ＶC）に保持され、出力電圧Ｖoの電圧は（ＶAB＋ＶC＋ＶDCL2）に保持され、過剰な電圧上昇が抑制される。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図１（ｄ），（ｅ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。抵抗Ｒは、低抵抗にすることでサージ電圧を抑制することができるが、リアクトル電圧VDCLと同様の電圧が印加されるため、損失が大きくなる。
【００５１】
第２の形態において、クランプ電圧部３０を回生部で構成する場合には、回生部には直流リアクトル２１の第１の直流リアクトル２１ａの両端電圧がリアクトル電圧として入力され、回生部の設定電圧との比較に基づいて回生動作が行われる。回生先は例えば直流電源部とすることができる。
【００５２】
第２の形態において、スイッチング素子へのサージ電圧を抑制するには、クランプ電圧部３０を直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の接続点である中点に接続する構成が望ましい。
【００５３】
直流リアクトル２１とスイッチング素子２２の接続点にクランプ電圧部３０の出力端を接続する構成において、直流リアクトル２１が第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂより構成される場合において、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの接続点にクランプ電圧部３０の出力端を接続する。
【００５４】
磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂにおいて、理想的な場合の結合係数は１であるが、実際の結合係数は１よりも小さくなる。これは漏れ磁束の影響によるものであり、この漏れ磁束が第１の直流リアクトル２１ａ及び第２の直流リアクトル２１ｂに直列接続された漏れインダクタンス２１ｃとなる。この構成において、クランプ電圧部３０を接続することにより漏れインダクタンス２１ｃによるサージ電圧の発生は、抑制される。
【００５５】
図２を用いて、クランプ電圧部３０の出力端と直流リアクトル２１との接続位置とサージ電圧との関係を説明する。
【００５６】
図２（ａ）〜（ｃ）は、クランプ電圧部３０の出力端の一方を直流電源部側に接続し、他方を第２の直流リアクトル２１ｂの負荷側に接続した場合を示している。
【００５７】
この構成例でおいて、スイッチング素子２２のソース端Ｓにおける電圧Ｖs、クランプ電圧部３０のクランプ電圧ＶCにクランプされなくなる。第１の直流リアクトル２１ａに発生する電圧はＶDCL1となる。また、漏れインダクタンス２１ｃによるサージ電圧は、ＶLとなる。つまり、電圧ＶｓにはＶDCL1＋ＶLの電圧が発生する。図２（ｂ）に示すように、電圧ＶｓはＶｓ＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶLとなり、サージ電圧ＶLが含まれるため、電圧Ｖｓはサージ電圧の影響を受ける。
【００５８】
また、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2＋ＶLとなる。出力電圧Ｖoに含まれる電圧分（ＶDCL1＋ＶDCL2＋ＶL）は、第１の直流リアクトル２１ａのインダクタンスによる電圧分（ＶDCL1）と第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンスによる電圧分（ＶDCL2）と漏れインダクタンス２１ｃの漏れインダクタンスによるサージ電圧分（ＶL）とが加算されたものであるため、出力電圧Ｖoはサージ電圧の影響を受ける。
【００５９】
上記の説明からサージ電圧ＶLの発生を抑制するために、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの接続点にクランプ電圧部３０の出力端を接続する。
【００６０】
本発明の直流パルス電源装置について、第１の構成例〜第５の構成例を図３〜図１０を用いて説明する。第１の構成例〜第５の構成例の各構成例では、クランプ電圧部３０を回生部３０Ａにより構成する例を示している。
【００６１】
第１の構成例は昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの両端のリアクトル電圧を回生する構成であり、第２〜第５の構成例は昇圧チョッパ回路の磁気結合する二つの直流リアクトルの一方の直流リアクトルのリアクトル電圧を回生する構成であり、第２，５の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルをタップ付き単巻きトランスとする構成であり、第３，４の構成例は磁気結合する二つの直流リアクトルを複巻きトランスとする構成である。また、回生するリアクトル電圧について、第１〜第５の構成例は直流電源部の低電圧側の電圧を基準電圧としている。
【００６２】
［直流パルス電源装置の第１の構成例］
本発明の直流パルス電源装置の第１の構成例、及び電圧状態を図３、及び図４，５を用いて説明する。
【００６３】
本発明の直流パルス電源装置は、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ａと、パルス部２０Ａで発生する過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生して、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をクランプ電圧にクランプするクランプ電圧部として回生部３０Ａを備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。制御回路部４０は直流電源部１０、パルス部２０Ａ、及び回生部３０Ａを制御する。図３では、負荷４としてプラズマ発生装置の例を示しているが、負荷４はプラズマ発生装置に限らず、パルスレーザ励起、放電加工機等に適用してもよい。
【００６４】
（直流電源部）
直流電源部（ＤＣ部）１０は、交流電源２の交流電圧を直流電圧に整流する整流器１１と、整流時に発生する過渡的に発生するスパイク状の高電圧を吸収して抑制するスナバ回路１２と、直流電圧を交流電圧に変換する単相インバータ回路１３と、単相インバータ回路１３の交流電圧を所定の電圧値に電圧変換する単相変圧器１４と、単相変圧器１４で電圧変換された交流電圧を直流電圧に整流する整流器１５と、両端電圧を直流電源部の直流電圧とするキャパシタ１６（ＣF）を備える。キャパシタ１６の一端は接地され、他端に負電圧の低電圧が形成される。なお、図３に示す構成では、負荷４としてプラズマ発生装置の容量負荷の例を示している。ここでは、プラズマ発生装置の一端を接地して負電圧を供給しているため、直流電源部１０は負電圧のパルス出力を発生する構成を示している。
【００６５】
単相インバータ回路１３は、制御回路部４０からの制御信号によりスイッチング動作を行って、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換する。直流電源部１０を構成する、整流器１１，１５、スナバ回路１２、単相インバータ回路１３、単相変圧器１４の各回路要素は通常に知られる任意の回路構成とすることができる。
【００６６】
（パルス部）
パルス部２０Ａは昇圧チョッパ回路により直流電圧からパルス波形を生成する。昇圧チョッパ回路は、直流電源部側と負荷側との間に直列接続された直流リアクトル２１Ａと、負荷側に対して並列接続されたスイッチング素子（Ｑ1）２２と、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を駆動する駆動回路２３を備える。パルス部２０Ａの直流電源部側は、接地された端子Ｂと低電圧側として負電圧の端子Ａを備える。図示するスイッチング素子２２はＦＥＴの例を示し、ソースＳ側を低電圧側にドレインＤ側を接地電圧側に接続し、ゲートＧ側には駆動回路２３からの駆動信号が入力される。
【００６７】
制御回路部４０は、昇圧チョッパ回路を動作させるのに、目標のパルス出力に対応してスイッチング素子２２のオン期間とオフ期間の時間幅ないしデューティー比を定める信号を生成すると共に、直流電源部１０の出力端の電圧、及び電流に基づいて制御信号を生成する。
【００６８】
駆動回路２３は、制御回路部４０の制御信号に基づいてスイッチング素子２２のゲートＧに駆動信号を出力し、スイッチング素子２２のオン／オフ動作を行わせる。
【００６９】
スイッチング素子２２のソースＳ側は直流リアクトル２１Ａの負荷側に接続され、スイッチング素子２２のドレインＤ側は接地される。スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ａの負荷側は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、直流リアクトル２１Ａには電磁エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ａに蓄積された蓄積エネルギーにより直流リアクトル２１Ａにはリアクトル電圧ＶDCLが発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことによりオン／オフ時間のデューティー比に応じて出力電圧Ｖoを上昇させる。
【００７０】
（クランプ電圧部：回生部）
回生部３０Ａは昇圧チョッパ回路の直流リアクトルのリアクトル電圧の内、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生する。回生部３０Ａは、ダイオード３１、キャパシタ３２（Ｃ1）、インバータ回路３３，変圧器３４，整流器３５を備える。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
【００７１】
キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ａの負荷側端部に接続され、他端はダイオード３１を介して直流リアクトル２１Ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶABに基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ａから回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａはキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。なお、キャパシタ電圧ＶC1は図１の回生入力電圧Ｖinに対応する電圧である。
【００７２】
キャパシタ電圧ＶC1を定める方法としては、変圧器３４の変圧比を変更する他に、インバータ回路３３の出力を制御する方式がある。たとえば、ＰＷＭ制御や位相シフト制御などがあるが、インバータ回路の出力を制御する方式であれば、この限りではない。
【００７３】
また、図３に示す回路構成では、回生部３０Ａは、一端がパルス部２０Ａの低電圧側入力端に接続された構成であり、低電圧側の電圧（負電圧）を基準として直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCLを回生入力電圧Ｖinとして回生を行う。
【００７４】
インバータ回路３３はキャパシタ３２側の直流電圧と変圧器３４側の交流電圧との間で直交変換を行い、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を直流電源部の直流電圧ＶABに基づいて一定電圧に保持すると共に、リアクトル電圧ＶDCLがキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合にはその越えた電圧分を交流に変換して直流電源部側に回生する。キャパシタ電圧ＶC1は一定電圧に保持されることから、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされる。インバータ回路３３は、例えば、スイッチング素子のブリッジ回路で構成することができる。スイッチング素子の開閉動作は制御回路部４０からの制御信号αにより制御される。
【００７５】
変圧器３４は、直流電源部１０の直流電圧ＶABとキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1との電圧比率を変圧比に基づいて変調する。変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合には、直流電圧ＶABとキャパシタ電圧ＶC1との間の電圧関係は、ＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABで表される。
【００７６】
整流器３５は変圧器３４側の交流電圧を直流電源部１０側の直流電圧に整流する。整流器３５の直流側端子は直流電源部１０の端子Ａ、Ｂに接続され、キャパシタ電圧ＶC1が直流電圧ＶABに基づいた電圧を超える場合のみに、直流電源部１０に電力を回生する。
【００７７】
なお、回生部３０Ａの構成は直流リアクトル２１Ａの両端電圧を所定電圧のクランプする機能、及び所定電圧を越える電力分を直流電源部側に回生する機能を備える構成であれば、上記した構成に限られるものではない。
【００７８】
（直流パルス電源装置の電圧状態）
直流パルス電源装置の電圧状態について図４及び図５を用いて説明する。図４において、図４（ａ）はスイッチング素子２２（Ｑ1）のオン状態（ｏｎ）とオフ状態（ｏｆｆ）を示し、図４（ｂ）は直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLを示し、図４（ｃ）はスイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSを示し、図４（ｄ）は出力電圧Ｖoを示している。
【００７９】
以下、図中のＳ１〜Ｓ１４は、各段階のオン状態及びオフ状態を示している。Ｓ１、Ｓ３、・・・Ｓ１３の奇数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオン状態（ｏｎ）を示し、Ｓ２、Ｓ４、・・・Ｓ１４の偶数番号を付した状態はスイッチング素子２２がオフ状態（ｏｆｆ）を示している。
【００８０】
（ｉ）オン状態（Ｓ１、Ｓ３、・・・、Ｓ１３）：  
スイッチング素子２２はオン状態にあり（図４（ａ））、直流リアクトル２１Ａの負側の端子は接地されるため、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は０となり（図４（ｃ））、直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLは直流電源部の直流電圧ＶABとなる（図４（ｂ））。出力電圧Ｖoは０Ｖとなる（図４（ｄ））。
【００８１】
（ii）オフ状態（Ｓ２、Ｓ４、・・・、Ｓ１４）：
オフ状態については、リアクトル電圧ＶDCLが回生動作のしきい値であるキャパシタ電圧ＶC1に達する前の状態（Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６）と、キャパシタ電圧ＶC1に達した後の状態（Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４）について説明する。
【００８２】
（ii-1）Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態：
スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図４（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。リアクトル電圧ＶDCLの電圧値は、オン状態からオフ状態に切り替わる度に上昇する。この電圧上昇において、リアクトル電圧ＶDCLは回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していないため、回生は行われない。なお、図４では負側の電圧値が増加する状態を示している（図４（ｂ））。
【００８３】
スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧は、リアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり徐々に増加するが、回生部のキャパシタ電圧ＶC1に達していない。なお、図４では負側の電圧値が増加する状態を示している（図４（ｃ））。出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが加わった電圧分が出力される（図４（ｄ））。
【００８４】
（ii-2）  Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態：
Ｓ２、Ｓ４、Ｓ６の状態と同様に、スイッチング素子２２はオフ状態にあり（図４（ａ））、直流リアクトル２１Ａには蓄積された蓄積エネルギーの放出によるリアクトル電圧ＶDCLが発生する。Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２、Ｓ１４の状態では、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値がキャパシタ電圧ＶC1に達するため、リアクトル電圧ＶDCLの電圧値はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされ、これ以上の電圧上昇は抑えられる。図４（ｂ）において、実線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すリアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。
【００８５】
スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSの電圧はリアクトル電圧ＶDCLに応じた電圧となり、回生部のキャパシタ電圧ＶC1の電圧に保持される。図４（ｃ）において、実線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされた状態を示し、破線で示すドレイン・ソース電圧ＶDSはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされていない場合を比較例として示している。なお、図４では負側の電圧値が増加する状態を示している（図４（ｃ））。
【００８６】
出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが加わった電圧分が出力される。リアクトル電圧ＶDCLがクランプされるため、出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される（図４（ｄ））。
【００８７】
図５（ａ）は、第１の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはドレイン・ソース電圧ＶDSに対応する電圧値である。
【００８８】
一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源部の直流電圧ＶABにリアクトル電圧ＶDCLが重畳された（ＶAB＋ＶDCL）となるが、リアクトル電圧ＶDCLはキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため（ＶAB＋ＶC1）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoは一定電圧に保持される。図５（ａ）中の破線部分はリアクトル電圧ＶDCLからクランプされたキャパシタ電圧ＶC1を差し引いた抑制電圧分（ＶDCL−ＶC1）を表している。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図５（ａ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。
【００８９】
（回生部の構成例）
図６を用いて本発明の直流パルス電源装置の回生部が備えるインバータ回路の回路構成例を説明する。
【００９０】
回生部３０Ａは、キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1の直流電圧を直交変換して得られた交流電圧を変圧器３４に出力するインバータ回路３３を含んでいる。インバータ回路３３は、スイッチング素子ＱR1〜ＱR4からなるブリッジ回路３３ａと、制御信号αに基づいてスイッチング素子ＱR1〜ＱR4を駆動する駆動信号を生成する駆動回路３３ｂとを備える。なお、ここでは、ブリッジ回路３３ａとしてフルブリッジ回路の例を示しているが、ハーフブリッジ回路や多相インバータ回路を用いても良い。
【００９１】
［直流パルス電源装置の第２の構成］
本発明の直流パルス電源装置の第２の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｂと、パルス部２０Ｂの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０ｂ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
【００９２】
図７を用いて本発明の直流パルス電源装置の第２の構成例について説明する。第２の構成例は、パルス部２０の昇圧チョッパ回路の構成において第１の構成例と相違し、その他の構成は第１の構成例と同様である。以下、第１の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
【００９３】
第１の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ａは単一のコイルで構成される。これに対して、第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂは、第１の構成例の昇圧チョッパ回路の単一コイルに代えてタップ付き単巻きトランスで構成される。タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｂは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直列接続して構成することができ、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。
【００９４】
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｂの接続点のタップ点は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
【００９５】
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
【００９６】
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
【００９７】
第２の構成例の回生部３０Ａは、第１の構成例の直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
【００９８】
回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）の電圧キャパシタＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶAB及び変圧器３４の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｂから回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
【００９９】
出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトルＢのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
【０１００】
図５（ｂ）は、第２の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
【０１０１】
一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となるが、リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧Ｖoは（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoはほぼ一定電圧に保持される。
【０１０２】
図５（ｂ）中の破線部分は、抑制電圧分を表している。回生によるキャパシタ電圧ＶC1のクランプにより、スイッチング素子のソース端に印加される電圧はＶDCL1からＶC1となり、これにより（ＶDCL1−ＶC1）の電圧が抑制される。また、リアクトル電圧ＶDCL1が抑制されたことで第２の直流リアクトル２１ｂ発生するリアクトル電圧ＶDCL2も同様に巻線比に応じて(ＶDCL1−ＶC1)×(ｎ2p／ｎ1p)に抑制される。そのため、出力電圧のクランプ分は(ＶDCL１−ＶC1)×(１＋ｎ2p／ｎ1p)になる。これに対して、図１１（ｂ）に示したインダクタンスに抵抗Ｒを並列接続した構成では、図５（ｂ）の一点鎖線の電圧変化で示すように、スイッチング素子のオフ時に急激に増加してサージ電圧が発生する。
【０１０３】
［直流パルス電源装置の第３の構成］
本発明の直流パルス電源装置の第３の構成は、第１，２の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｃと、パルス部２０Ｃの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０Ｃ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
【０１０４】
図８を用いて本発明の直流パルス電源装置の第３の構成例について説明する。第３の構成例は、パルス部２０Ｃの昇圧チョッパ回路の構成において第１，２の構成例と相違し、その他の構成は第１，２の構成例と同様である。以下、第１，２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
【０１０５】
第２の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｂはタップ付き単巻きトランスで構成される。これに対して、第３の構成例の直流リアクトル２１Ｃは、第２の構成例の昇圧チョッパ回路のタップ付き単巻きトランスに代えて複巻きトランスで構成される。直流リアクトル２１Ｃの複巻きトランスは加極性の変圧器の例を示している。
【０１０６】
複巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｃは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとが並列接続された構成である。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｂの一端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続され、他端は負荷側に接続される。
【０１０７】
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
【０１０８】
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂには第１の直流リアクトル２１ａとの磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
【０１０９】
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
【０１１０】
第３の構成例の回生部３０Ａは、第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
【０１１１】
回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１，２の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
【０１１２】
出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。なお、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。
【０１１３】
[直流パルス電源装置の第４の構成]
本発明の直流パルス電源装置の第４の構成は、第１，２，３の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路によりパルス出力を発生し、負荷４に供給するパルス部２０Ｄと、パルス部２０Ｄの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０Ｄ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
【０１１４】
図９を用いて本発明の直流パルス電源装置の第４の構成例について説明する。第４の構成例は、パルス部２０Ｄの昇圧チョッパ回路の直流リアクトルを構成するトランスの構成において第３の構成例と相違し、その他の構成は第３の構成例と同様である。
【０１１５】
第３の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｃは加極性の複巻きトランスで構成される。これに対して、第４の構成例の直流リアクトル２１Ｄは、第３の構成例の昇圧チョッパ回路の加極性の複巻きトランスに代えて減極性の複巻きトランスで構成される。
【０１１６】
複巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｄは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを並列接続する構成である。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、他端はスイッチング素子２２のソースＳ端に接続される。第２の直流リアクトル２１ｂ一端は直流電源部の低電圧側の端子Ａに接続され、他端は負荷側に接続される。
【０１１７】
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子２２側の端部は接地され、端子Ｂからオン状態にあるスイッチング素子２２、及び第１の直流リアクトル２１ａを介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
【０１１８】
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂには第１の直流リアクトル２１ａとの磁気結合によりリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１，２，３の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
【０１１９】
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの複巻きコイルの巻き数比が（ｎ1p：ｎ2p）とした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
【０１２０】
第４の構成例の回生部の直流リアクトル２１Ｄは、第３の構成例の直流リアクトル２１Ｃの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
【０１２１】
回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｄの第１の直流リアクトル２１ａのスイッチング素子側の端部に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の直流電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部から回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を順方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１，２，３の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
【０１２２】
出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖo＝ＶAB＋ＶDCL2）が出力される。なお、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとの巻き数比が（ｎ1p／ｎ2p）であるときには、リアクトル電圧ＶDCL1及びリアクトル電圧ＶDCL2は（ＶDCL1／ＶDCL2＝ｎ1p／ｎ2p）で表される。そのため、リアクトル電圧ＶDCL1がＶC1によってクランプされる場合、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB+ＶC1×(ｎ1p／ｎ2p)で表される。
【０１２３】
［直流パルス電源装置の第５の構成］
本発明の直流パルス電源装置の第５の構成は、第１の構成と同様に、直流電源部（ＤＣ部）１０と、直流電源部１０に接続された昇圧チョッパ回路により発生したパルス出力を負荷４に供給するパルス部２０Ｅと、パルス部２０Ｅの過剰な電圧上昇分を直流電源部１０側に回生する回生部３０Ａと、直流電源部１０、パルス部２０Ｅ、及び回生部３０Ａを制御する制御回路部４０を備え、出力ケーブル３を介して負荷４にパルス出力を供給する。
【０１２４】
図１０を用いて本発明の直流パルス電源装置の第５の構成例について説明する。第５の構成例は、昇圧チョッパ回路の直流リアクトルの設置態様において第２の構成例と相違し、その他の構成は第２の構成例と同様である。以下、第２の構成例と相違する構成について説明し、その他の共通する構成の説明は省略する。
【０１２５】
第５の構成例の昇圧チョッパ回路が備える直流リアクトル２１Ｅは第２の構成例の昇圧チョッパ回路の直流リアクトル２１Ｂと同様にトラップ付き単巻きトランスで構成されるが、電源ラインに対する設置態様において相違する。第２の構成例の直流リアクトル２１Ｂは直流電源部の低電圧側の電源ラインに接続されるのに対して、第５の構成例の直流リアクトル２１Ｅは直流電源部の高電圧側の電源ラインに接続される。
【０１２６】
タップ付き単巻きトランスによる直流リアクトル２１Ｅは、磁気結合された第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂとを直列接続して構成され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点をタップ点としている。第１の直流リアクトル２１ａの一端は直流電源部の高電圧側の端子Ｂに接続され、第２の直流リアクトル２１ｂの一端は負荷側に接続されて接地され、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点のタップ点はスイッチング素子２２のドレインＤ端に接続される。
【０１２７】
スイッチング素子２２がオン状態のときは、直流リアクトル２１Ｅの接続点のタップ点は第２の直流リアクトル２１ｂを介して接地され、端子Ｂから第１の直流リアクトル２１ａ、及びオン状態にあるスイッチング素子２２を介して端子Ａに電流が流れる。この際、第１の直流リアクトル２１ａに電磁エネルギーが蓄積される。
【０１２８】
次に、スイッチング素子２２がオン状態からオフ状態に切り替わると、直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａに蓄積された蓄積エネルギーにより流れるリアクトル電流ｉLによって第１の直流リアクトル２１ａにはリアクトル電圧ＶDCL1が発生し、第２の直流リアクトル２１ｂにはリアクトル電圧ＶDCL2が発生する。昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子２２のオン動作とオフ動作を繰り返すことにより、第１の構成例と同様に出力電圧Ｖoを上昇させる。
【０１２９】
第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比は、第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのインダクタンス比の比率に対応した値となる。直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂのタップ付き単巻きコイルの巻き数比をｎ1p：ｎ2pとした場合には、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2との電圧比（ＶDCL1／ＶDCL2）は巻き数比（ｎ1p／ｎ2p）となる。
【０１３０】
第５の構成例の回生部３０Ａは、第１の構成例の直流リアクトル２１Ａのリアクトル電圧ＶDCLに代えて直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1を適用することで同様に動作する。回生部３０Ａは、リアクトル電圧が設定電圧を超える際には、設定電圧を超える電圧分を直流電源部に回生することにより、リアクトル電圧をキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1にクランプするクランプ電圧部として機能する。このとき、クランプ電圧部のクランプ電圧はキャパシタ電圧ＶC1で定まる。回生部３０Ａ（クランプ電圧部３０）は、スイッチング素子２２のソース端及び直流パルス電源装置の出力端の上限電圧をキャパシタ電圧ＶC1にクランプし、スイッチング素子２２のドレイン・ソース電圧ＶDSに過剰電圧が印加されること抑制し、負荷電流変動に伴う出力電圧が変動することを抑制する。
【０１３１】
回生部３０Ａにおいて、キャパシタ３２（Ｃ1）の一端は直流リアクトル２１Ｅの第１の直流リアクトル２１ａと第２の直流リアクトル２１ｂの接続点に接続され、他端はダイオード３１を介して第１の直流リアクトル２１ａの直流電源部側の端部に接続され、第１の直流リアクトル２１ａに発生するリアクトル電圧ＶDCL1が印加される。キャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1は、直流電源部の電圧ＶAB及び変圧器の変圧比に基づいて定まり、変圧器３４の変圧比が（ｎ2：ｎ1）である場合にはＶC1＝（ｎ2／ｎ1）×ＶABの設定電圧となる。ダイオード３１はパルス部２０Ｅから回生部３０Ａのキャパシタ３２（Ｃ1）に向かう方向を逆方向として接続され、第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた場合に、リアクトル電圧ＶDCL1がキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1を越えた電圧分について回生部３０Ａによる回生が行われる。したがって、回生部３０Ａは第１の構成例と同様にキャパシタ３２（Ｃ1）のキャパシタ電圧ＶC1をしきい値として回生動作を行う。
【０１３２】
出力電圧Ｖoには、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2が重畳された電圧（Ｖｏ＝ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）が出力される。第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧ＶoはＶo＝ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2となる。
【０１３３】
図５（ｂ）は、第２の構成例と同様に、第５の構成例において回生状態での出力電圧Ｖoを示している。直流パルス電源装置は、昇圧チョッパ回路の切り替え周期をパルス周期Ｔとして出力電圧Ｖoのパルス出力を出力する。パルス出力は、パルス周期Ｔ内にスイッチング素子がオン状態となるオン期間Ｔonと、スイッチング素子がオフ状態となるオフ期間Ｔoffを有する。オン期間Ｔonの出力電圧Ｖoはリアクトル電圧ＶDCL2に対応する電圧値である。
【０１３４】
一方、オフ期間Ｔoffの出力電圧Ｖoは、直流電源部の直流電圧ＶABに第１の直流リアクトル２１ａのリアクトル電圧ＶDCL1と第２の直流リアクトル２１ｂのリアクトル電圧ＶDCL2とが重畳された（ＶAB＋ＶDCL1＋ＶDCL2）となるが、リアクトル電圧ＶDCL1はキャパシタ電圧ＶC1にクランプされるため、出力電圧Ｖoは（ＶAB＋ＶC1＋ＶDCL2）となる。直流電圧ＶAB及びキャパシタ電圧ＶC1は一定電圧であるため、パルス出力の出力電圧Ｖoはほぼ一定電圧に保持される。
【０１３５】
図５（ｂ）中の破線部分は、抑制電圧分を表している。回生によるキャパシタ電圧ＶC1のクランプにより、スイッチング素子のソース端に印加される電圧はＶDCL1からＶC1となり、これにより（ＶDCL1−ＶC1）の電圧が抑制される。また、リアクトル電圧ＶDCL1が抑制されたことで第２の直流リアクトル２１ｂ発生するリアクトル電圧ＶDCL2も同様に巻線比に応じて(ＶDCL1−ＶC1)×(ｎ2p／ｎ1p)に抑制される。そのため、出力電圧のクランプ分は(ＶDCL１−ＶC1)×（１＋ｎ2p／ｎ1p)になる。
【０１３６】
なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る直流パルス電源装置の一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。
【産業上の利用可能性】
【０１３７】
本発明の直流パルス電源装置は、プラズマ発生装置に電力を供給する電力源として適用する他、パルスレーザ励起、放電加工機等の負荷へパルス出力を供給する電源装置として用いることができる。
【符号の説明】
【０１３８】
１  直流パルス電源装置
２  交流電源
３  出力ケーブル
４  負荷
１０  直流電源部
１１  整流器
１２  スナバ回路
１３  単相インバータ回路
１４  単相変圧器
１５  整流器
１６  キャパシタ
２０，２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ，２０Ｅ  パルス部
２１，２１Ａ，２１Ｂ，２１Ｃ，２１Ｄ，２１Ｅ  直流リアクトル
２１ａ  第１の直流リアクトル
２１ｂ  第２の直流リアクトル
２１ｃ  漏れインダクタンス
２２  スイッチング素子
３０  クランプ電圧部
３０Ａ  回生部
３１  ダイオード
３２  キャパシタ
３３  インバータ回路
３３ａ  ブリッジ回路
３３ｂ  駆動回路
３４  変圧器
３５  整流器
１００  直流パルス電源装置
１１０  直流電源
１２０  昇圧チョッパ回路
１２１  インダクタ
１２２  スイッチング素子
１２３  ダイオード
１２４  抵抗
１２５  直流電源
ＱR1〜ＱR4  スイッチング素子
【図１】
2020120523.tif 000003
【図２】
2020120523.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2020120523.tif 000009
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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