(57)【要約】【課題】モータの回生運転中におけるフィルタコンデンサ電圧の脈動を抑制する。【解決手段】モータ駆動システム６は、モータ６ｃと、直流電力を交流電力に変換してモータ６ｃに供給するインバータ６ａと、インバータ６ａによる電力変換を制御するインバータ制御手段６ｂと、を有する。インバータ制御手段６ｂは、インバータ６ａに接続される電気回路のコンデンサ成分、インダクタンス成分、および抵抗成分に基づいて、インバータ６ａへの入力電流を制御する。【選択図】図１
2020120431.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータと、
直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータと、
前記インバータによる電力変換を制御するインバータ制御手段と、を有し、
前記インバータ制御手段は、
前記インバータに接続される電気回路のコンデンサ成分、インダクタンス成分、および抵抗成分に基づいて、前記インバータへの入力電流を制御する
ことを特徴とするモータ駆動システム。
【請求項２】
前記電気回路は、フィルタコンデンサを含み、
前記インバータ制御手段は、
前記インバータの受電電圧を比例制御する比例制御手段と、
前記インダクタンス成分を前記抵抗成分で除算した商を時定数とする第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタの後段に設けられた、前記インバータの軽負荷回生制御の応答角周波数を前記抵抗成分で除算した商を積分ゲインとして前記インバータの受電電圧を積分制御する積分制御手段と、を含み、
前記比例制御手段の出力と前記積分制御手段の出力とに基づいて前記入力電流を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動システム。
【請求項３】
前記比例制御手段の比例ゲインは、前記応答角周波数と前記コンデンサ成分との積である
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動システム。
【請求項４】
前記比例制御手段の比例ゲインは、前記インバータの軽負荷回生制御の応答角周波数と前記コンデンサ成分との積から、前記インバータのダンピング制御のゲインを減算した差分である
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ駆動システム。
【請求項５】
前記インバータ制御手段は、
前記比例制御手段と並列に設けられた、前記インバータ制御手段のダンピング制御のカットオフ周波数の逆数を時定数とする第２のローパスフィルタをさらに含み、
前記比例制御手段の出力と、前記積分制御手段の出力と、前記第２のローパスフィルタの出力と、に基づいて前記入力電流を制御する
ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動システム。
【請求項６】
前記インバータ制御手段は、
前記インバータ制御手段のダンピング制御のカットオフ周波数の逆数を時定数とする第３のローパスフィルタをさらに含み、
前記比例制御手段の出力と、前記積分制御手段の出力と、前記インバータの受電電圧から該受電電圧の指令値および前記第３のローパスフィルタを通過した該受電電圧のローパスフィルタ値のうちの値が小さい方を減算した差分と、に基づいて前記入力電流を制御する
ことを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動システム。
【請求項７】
前記入力電流の理想値を前記モータのトルク指令値に換算するためのインバータ電流／トルク換算手段をさらに有し、
前記インバータ／トルク換算手段は、前記インバータの受電電圧、前記モータの極対数、および前記インバータの出力周波数に基づく換算ゲインを算出する
ことを特徴とする請求項１〜６の何れか１項に記載のモータ駆動システム。
【請求項８】
前記トルク指令値の位相を進ませる位相進み補償手段をさらに有する
ことを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動システム。
【請求項９】
前記トルク指令値、または前記トルク指令値の位相進み補償値を、ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令に換算するトルク／ｄ軸・ｑ軸電流換算手段と、
前記ｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令をｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令に換算する電流制御手段と、
前記ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を三相交流電圧に換算する二相・三相変換手段と、
三相交流電圧指令を前記インバータ制御手段のゲート信号に換算するためのＰＷＭ制御手段と
をさらに有することを特徴とする請求項８に記載のモータ駆動システム。
【請求項１０】
前記モータは、前記インバータを搭載する車両の駆動源である
ことを特徴とする請求項１〜９の何れか１項に記載のモータ駆動システム。
【請求項１１】
モータと、
直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータと、
前記インバータによる電力変換を制御するインバータ制御手段と、を有するモータ駆動システムにおけるモータ駆動方法であって、
前記インバータ制御手段が、
前記インバータに接続される電気回路のコンデンサ成分、インダクタンス成分、および抵抗成分に基づいて、前記インバータへの入力電流を制御する
ことを特徴とするモータ駆動方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動システムおよびモータ駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
モータを駆動源とする車両システムでは、モータを回生運転させることで運動エネルギを電気エネルギに変換することができる。代表例は回生ブレーキであり、機械ブレーキに比べて、システム効率を上げることができる。一方、回生エネルギによってフィルタコンデンサ電圧が増加し、これを放置するとフィルタコンデンサが過電圧で破壊されるため、これを防止するための制御技術が必要となる。
【０００３】
例えば特許文献１では、フィルタコンデンサ電圧とその目標値との偏差を入力とする比例制御手段を用いて、トルク指令を調整する。これによって、フィルタコンデンサ電圧がその目標値を超えると、トルク指令は減少し、回生電力およびフィルタコンデンサ電圧も減少する。また、フィルタリアクトル電流、架線電圧、モータ回転速度に基づいて、トルク指令を制御することで、フィルタコンデンサ電圧がその最終値に収束するまでの時間を短縮している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開３４３８７９６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、上述の特許文献１に開示の技術では、フィルタリアクトルあるいはフィルタコンデンサなどの電気的特性が制御に反映されておらず、フィルタコンデンサ電圧が脈動するという問題がある。
【０００６】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、モータの回生運転中におけるフィルタコンデンサ電圧の脈動を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
かかる課題を解決するため本発明においては、例えば、モータ駆動システムは、モータと、直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータと、前記インバータによる電力変換を制御するインバータ制御手段と、を有する。前記インバータ制御手段は、前記インバータに接続される電気回路のコンデンサ成分、インダクタンス成分、および抵抗成分に基づいて、前記インバータへの入力電流を制御する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、モータの回生運転中におけるフィルタコンデンサ電圧の脈動を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施例１におけるモータ駆動システムの構成図。
【図２】モータ駆動システムの模式図。
【図３】ダンピング制御のブロック図。
【図４】軽負荷回生制御のブロック図。
【図５】ダンピング制御を併用する場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図。
【図６】ダンピング制御を併用しない場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図。
【図７】フィルタコンデンサ電圧に関するブロック図。
【図８】実施例１においてダンピング制御を併用する場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図。
【図９】実施例１においてダンピング制御を併用しない場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図。
【図１０】プラントモデルの等価変換図。
【図１１】フィードバックモデルの等価変換図。
【図１２】実施例２におけるモータ駆動システムの構成図。
【図１３】実施例２におけるシミュレーション結果を示す図。
【図１４】実施例２の基本構成におけるシミュレーション結果を示す図。
【図１５】実施例３におけるモータ駆動システムの構成図。
【図１６】軽負荷回生制御・ダンピング制御の切り替えスイッチを備えた変形例のモータ駆動システムの構成図。
【図１７】実施例４におけるモータ駆動システムの構成図。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図面に基づき、本発明の実施例を詳述する。以下の各図面において、同一参照番号で同一あるいは類似の機能を備えた構成または処理を示し、後出の説明を省略する。また、以下に示す各実施例および各変形例は、本発明の技術思想の範囲内かつ整合する範囲内でその一部または全部を組合せることができる。
【実施例１】
【００１１】
＜実施例１のモータ駆動システムの構成＞
図１は、実施例１におけるモータ駆動システムの構成図である。実施例１のモータ駆動システム６は、例えば電気車に搭載される駆動システムである。図１において、直流電圧源１ａは、電圧Ｅｓ０を出力し、ダイオード１ｂを経由して、抵抗成分ＲＬの負荷抵抗２と、インダクタンス成分Ｌｓの架線３とへ電流を流す。ここで、ダイオード１ｂと架線３の接点の電圧すなわち架線電圧をＥｓで表す。
【００１２】
架線３の先には、インダクタンス成分Ｌｆ、抵抗成分Ｒｆのフィルタリアクトル４と、容量Ｃｆのフィルタコンデンサ５とが接続されている。ここで、フィルタコンデンサ５への印加電圧（以下、フィルタコンデンサ電圧）をＥｃｆで表す。Ｅｃｆは、後述のインバータ６ａの受電電圧でもある。
【００１３】
フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆは、モータ駆動システム６への印加電圧となり、モータ駆動システム６にインバータ電流Ｉｉｎｖを流す。ここで、図１に示すインバータ電流Ｉｉｎｖの方向を力行方向、逆向きを回生方向と定義する。また、力行方向を正とし、回生方向を負とする。このため、以下の説明では、Ｉｉｎｖの数値としての増減と絶対値としての増減とは必ずしも一致しない。例えば、Ｉｉｎｖが−１０Ａから−１Ａに変化する場合を９Ａの増加として扱う。
【００１４】
モータ駆動システム６は、インバータ６ａと、インバータ制御手段６ｂと、モータ６ｃとを備える。インバータ制御手段６ｂは、ゲート信号Ｇ１〜Ｇ６を出力することでインバータ６ａのスイッチング素子を制御し、モータ６ｃに三相交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを流す。
【００１５】
ここで、モータ６ｃの回生時における課題について説明する。回生時では、インバータ電流Ｉｉｎｖが図１とは逆向きに流れ、フィルタコンデンサ５を充電し、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが増加する。さらに、インバータ電流Ｉｉｎｖが（−ｋ/ＲＬ）以下となる場合には架線電圧Ｅｓも増加し、「Ｅｓ＞Ｅｓ０」となる。これが継続すると、フィルタコンデンサ５および架線３が破壊されるため、インバータ電流Ｉｉｎｖを増加させるための軽負荷回生制御を行う必要がある。
【００１６】
図２は、モータ駆動システムの模式図である。モータ駆動システム６は、軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒを出力する軽負荷回生制御の模式電流源６ｄと、ダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄを出力するダンピング制御の模式電流源６ｅとで表される。軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒとダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄの和は、インバータ電流Ｉｉｎｖと等しい。
【００１７】
ここで、ダンピング制御とは、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの脈動を抑制するための制御技術であり、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの上昇を防止する軽負荷回生制御とは独立であるから、本発明の必須要件ではない。ただし、ダンピング制御の有無によって軽負荷回生制御の構成を変えることが望ましく、先ずはダンピング制御について説明する。
【００１８】
図３は、ダンピング制御のブロック図である。図３に示すように、ダンピング制御の模式電流源６ｅは、ハイパスフィルタ６ｅ１で構成される。図３において、“Ｋｄｍｐ”はダンピング制御ゲイン、“ωｄ”はダンピング制御の応答角周波数、“ｓ”はラプラス演算子を表す。脈動するフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆをハイパスフィルタで抽出し、ダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄとして出力する。この結果、図２のダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄおよびインバータ電流Ｉｉｎｖが脈動し、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの脈動を打ち消す。これがダンピング制御の効果である。
【００１９】
図４は、軽負荷回生制御のブロック図である。本実施例の軽負荷回生制御では、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆを、軽負荷回生制御のフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅｃｆ＊以下に抑制することを目的とする。図４に示すように、軽負荷回生制御の模式電流源６ｄは、最大値選択関数６ｄ１と、比例ゲイン“ωｃＣｆ”の比例制御手段６ｄ２と、積分ゲイン“ωｃ／ＲｆＬ”の積分制御手段６ｄ３と、スイッチ６ｄ４と、ローパスフィルタ６ｄ５と、ローパスフィルタ６ｄ６とで構成される。図４において、“ωｃ”は軽負荷回生制御の応答角周波数、“Ｌｆｓ”はフィルタリアクトル４のインダクタンス成分Ｌｆと架線３のインダクタンス成分Ｌｓとの和、“ＲｆＬ”はフィルタリアクトル４の抵抗成分Ｒｆと負荷抵抗２の抵抗成分ＲＬとの和を表す。
【００２０】
図４のブロック図の構成要素は、軽負荷回生制御のＯＮ／ＯＦＦ切替構成（最大値選択関数６ｄ１およびスイッチ６ｄ４）と、軽負荷回生制御の基本構成（比例制御手段６ｄ２および積分制御手段６ｄ３）と、本実施例による新規構成（時定数“Ｌｆｓ／ＲｆＬ”のローパスフィルタ６ｄ５および時定数“１／ωｄ”のローパスフィルタ６ｄ６）とに分類できる。
【００２１】
以下では、ローパスフィルタ６ｄ５を“１”、ローパスフィルタ６ｄ６を“０”に置き換え、軽負荷回生制御の基本構成における動作原理について説明する。
【００２２】
フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆがフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅｃｆ＊を超えると、最大値選択関数６ｄ１の出力はゼロから（Ｅｃｆ−Ｅｃｆ＊）となる。これが比例制御手段６ｄ２を経由して、軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒを増加させる。この結果、図２のインバータ電流Ｉｉｎｖが増加し、フィルタコンデンサ５が放電されるため、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの増加が抑制される。
【００２３】
また、積分制御手段６ｄ３には初期値ゼロが設定され、スイッチ６ｄ４との組み合わせによって以下のように動作する。
【００２４】
（１）積分制御手段６ｄ３の出力がゼロ以下の場合
・最大値選択関数６ｄ１の出力が積分制御手段６ｄ３に入力される。このため、「Ｅｃｆ＞Ｅｃｆ＊」が成り立つまではゼロが積分制御手段６ｄ３に入力され、積分制御手段６ｄ３も出力ゼロを保持する。
・「Ｅｃｆ＞Ｅｃｆ＊」が成り立つと、（Ｅｃｆ−Ｅｃｆ＊）が積分制御手段６ｄ３に入力され、積分制御手段６ｄ３の出力は増加する。この結果、スイッチ６ｄ４が切り替わり、下記（２）に移行する。
【００２５】
（２）積分制御手段６ｄ３の出力がゼロより大きい場合
・（Ｅｃｆ−Ｅｃｆ＊）が積分制御手段６ｄ３に入力され、「Ｅｃｆ＞Ｅｃｆ＊」である限り、積分制御手段６ｄ３の出力は増加し、比例制御手段６ｄ２との組み合わせ効果によって、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆを定常偏差なくフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅｃｆ＊に収束させる。
・負荷抵抗２の抵抗成分ＲＬが低下するなどの外的要因によってフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが低下し、「Ｅｃｆ＜Ｅｃｆ＊」となった場合には、積分制御手段６ｄ３の出力も減少する。この状態が続く場合、やがて積分制御手段６ｄ３の出力はゼロになり、上記（１）に戻る。
【００２６】
以上が軽負荷回生制御の基本構成における動作原理であり、図２においてダンピング制御を併用する場合のシミュレーション結果を図５に示す。また、ダンピング制御を併用しない場合のシミュレーション結果を図６に示す。図５は、ダンピング制御を併用する場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図である。図６は、ダンピング制御を併用しない場合の基本構成でのシミュレーション結果を示す図である。
【００２７】
図５に示す期間Ａでは、「Ｅｃｆ＊＞Ｅｃｆ」であるため、軽負荷回生制御は動作しない。図５に示すタイミングＢにおいて、フィルタコンデンサ電圧指令値Ｅｃｆ＊はステップ変化し、「Ｅｃｆ＊＜Ｅｃｆ」となるため、軽負荷回生制御が動作し、インバータ電流Ｉｉｎｖは増加する。その結果、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆは減少し、フィルタコンデンサ電圧指令値Ｅｃｆ＊に収束する様子が分かる。図６はダンピング制御がない場合のシミュレーション結果であり、ダンピング制御なしで安定動作させるために、架線３のインダクタンス成分Ｌｓの設定値を変更しているが、図５と同様にフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆはフィルタコンデンサ電圧指令値Ｅｃｆ＊に収束している。
【００２８】
軽負荷回生制御の基本構成における課題は、図５および図６に示される通り、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが脈動し、フィルタコンデンサ電圧指令値Ｅｃｆ＊をオーバーシュートする点である。この原因について図７に示すフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆに関するブロック図を用いて説明する。図７は、フィルタコンデンサ電圧に関するブロック図である。
【００２９】
図７（１）のブロック図に示す理想特性モデル７ａの“ωｃ／ｓ”は、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの理想的な周波数応答を表す。図７（１）のブロック図が実現されれば、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのオーバーシュートは発生しない。
【００３０】
図７（２）〜（４）のブロック図は、図７（１）のブロック図を等価変換したものである。図７（２）〜（４）において、プラントモデル７ｂの特性はＰ（ｓ）、プラント逆モデル７ｃの特性はＰ−１（ｓ）、コントローラモデル７ｄの特性はＣ（ｓ）で表している。図７（１）〜（４）のブロック図は等価であるから、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのオーバーシュートを防止するには、下記式（１）の成立が必要と言える。
【００３１】
【数１】
2020120431.tif 000003
【００３２】
一方、軽負荷回生制御の基本構成において、Ｃ（ｓ）は比例制御手段６ｄ２および積分制御手段６ｄ３の和、すなわちＰＩ制御手段であり、後述するように上記式（１）を満たさない。ゆえに、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのオーバーシュートが発生する。
【００３３】
本実施例では、上述の軽負荷回生制御の基本構成に対してローパスフィルタ６ｄ５およびローパスフィルタ６ｄ６を追加することで、上記式（１）を満たしフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのオーバーシュートを防止する。図５および図６のそれぞれと同じ条件におけるシミュレーション結果を図８および図９に示す。図８は、実施例１においてダンピング制御を併用する場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図である。図９は、実施例１においてダンピング制御を併用しない場合の新規構成でのシミュレーション結果を示す図である。どちらの条件においても、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのオーバーシュートを防止できていることが分かる。
【００３４】
本実施では、上記式（１）が満たされことを説明する。本実施例において、Ｐ（ｓ）は図１においてフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆからインバータ電流Ｉｉｎｖまでの伝達関数であり、Ｐ（ｓ）の等価変換図を図１０に示す。図１０は、プラントモデルの等価変換図である。
【００３５】
図１０（１）は、図１を直接モデル化したプラントモデルを示す。また、図１０（２）は、図１０（１）を等価変換したプラントモデルを示す。また、図１０（３）は、図１０（２）を逆モデルに変換したプラントモデルを示す。ここで、図１０（２）から図１０（３）のプラントモデルの変換においては、図１１（１）に示すフィードバックモデルから図１０（２）に示すフィードバック逆モデルへの等価変換図を参考にしている。
【００３６】
図１０（３）に示すＰ−１（ｓ）を用いて上記式（１）のＣ（ｓ）を計算すると、Ｃ（ｓ）と、図４の比例制御手段６ｄ２、積分制御手段６ｄ３、ローパスフィルタ６ｄ５、ローパスフィルタ６ｄ６で表される制御構成とが一致することが分かる。上記式（１）のＣ（ｓ）と図４の制御構成とでは、最大値選択関数６ｄ１およびスイッチ６ｄ４の有無が異なるが、これらは軽負荷回生制御のＯＮ／ＯＦＦを管理するものであり、制御特性の点ではＣ（ｓ）と図４の制御構成とは一致している。このため、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆのオーバーシュートを防止できる。以上が本発明の動作根拠原理である。
【００３７】
なお、オーバーシュートを許容する代わりに応答性の向上を求める場合には、上記式（１）の理想特性“ωｃ／ｓ”を所望の伝達関数に置き換えればよい。その場合でも、Ｐ−１（ｓ）は図１０（３）と同じであるため、Ｃ（ｓ）はフィルタコンデンサ５の容量Ｃｆ、抵抗成分ＲｆＬ、インダクタンス成分Ｌｆｓに依存し、インバータ電流Ｉｉｎｖが容量Ｃｆ、抵抗成分ＲｆＬ、およびインダクタンス成分Ｌｆｓに基づいて制御される点は同じである。
【００３８】
本実施例によれば、フィルタコンデンサ５の過電圧を防止できるため、その寿命を延ばすことができる。
【実施例２】
【００３９】
＜実施例２のモータ駆動システムの構成＞
図１２は、実施例２におけるモータ駆動システムの構成図である。ただし、実施例１と同じ構成については図示を省略している。実施例１では、図２に示す通り、軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒおよびダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄを直接制御できるとして説明したが、実用上、直接制御できるのは図１に示すゲート信号Ｇ１〜Ｇ６である。そこで、実施例２では、軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒおよびダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄからゲート信号Ｇ１〜Ｇ６への換算方法を説明する。
【００４０】
図１２の構成要素について説明する。インバータ電流／トルク換算手段８は、スイッチ８ａおよび可変ゲイン８ｂを備え、軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒおよびダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄの和である電流Ｉｉｎｖ２を第一トルク操作量Δτｐ１に変換する。スイッチ８ａは、架線電圧Ｅｓおよび直流電圧源１ａの電圧Ｅｓ０について「Ｅｓ＞Ｅｓ０」である場合には出力を“２”に切り替え、それ以外の場合には“１”に切り替える。可変ゲイン８ｂは、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆ、モータ６ｃの極対数Ｐｍ、インバータ６ａのインバータ出力周波数ω１に基づく換算ゲインである。
【００４１】
以下、インバータ電流／トルク換算手段８による、軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒおよびダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄからゲート信号Ｇ１〜Ｇ６への換算について説明する。
【００４２】
図１２に示す電流Ｉｉｎｖ２から、第一トルク操作量Δτｐ１の換算について、電力と動力のつり合いから下記式（２）が成り立つ。
【００４３】
【数２】
2020120431.tif 000004
ただし、τavr：モータトルク平均値 [Nm]
ΔEcf：Ecfの微小変動量 [V]
ΔIinv2：Iinv2の微小変動量 [A]
【００４４】
回生電力が大きく、架線電圧Ｅｓおよび直流電圧源１ａの電圧Ｅｓ０について「Ｅｓ＞Ｅｓ０」が成り立つとき、ダイオード１ｂはオフになる。このとき、「ΔＥｃｆ＝ＲＬ・ΔＩｉｎｖ２」の関係が成り立つから、これを上記式（２）の右辺に代入すると、下記式（３）が成り立つ。
【００４５】
【数３】
2020120431.tif 000005
【００４６】
上記式（３）に「ＲＬ・Ｉｉｎｖ２＝Ｅｃｆ」、「ΔＩｉｎｖ２２＝０」を代入すると、下記（４）式が成り立つ。
【００４７】
【数４】
2020120431.tif 000006
【００４８】
上記式（２）および式（４）より下記式（５）が成り立つ。
【００４９】
【数５】
2020120431.tif 000007
【００５０】
上記式（５）の変動量だけを抜き出すと、下記（６）式が成り立つ。
【００５１】
【数６】
2020120431.tif 000008
【００５２】
一方、回生電力が小さく、「Ｅｓ≦Ｅｓ０」であるとき、ダイオード１ｂはオンになる。このとき、「ΔＥｃｆ＝０」であるから、これを上記式（２）の右辺に代入し、同様に計算すると、下記式（７）が成り立つ。
【００５３】
【数７】
2020120431.tif 000009
【００５４】
上記式（５）および式（７）は、スイッチ８ａで選択された係数および可変ゲイン８ｂの乗算結果と一致するため、電流Ｉｉｎｖ２とΔτｐ１との間での換算が可能となる。
【００５５】
なお、架線電圧Ｅｓおよび直流電圧源１ａの電圧Ｅｓ０は直接検出できるとは限らないため、スイッチ８ａはどちらかに固定してもよいが、固定すると軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒおよびダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄの誤差が発生する。そこで、以下の手段を用いてもよい。
【００５６】
・インバータ電流／トルク換算手段８をその第一代替箇所９ａおよび第二代替箇所９ｂに配置する。
・第一代替箇所９ａは軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒの換算箇所であり、軽負荷回生制御はフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの上昇時、すなわち架線電圧Ｅｓの上昇時に動作することから、第一代替箇所９ａではスイッチ８ａを「出力：２」に固定する。
・第二代替箇所９ｂはダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄの換算箇所であり、上記と逆の理由によって第二代替箇所９ｂでのスイッチ８ａは「出力：１」に固定する。
【００５７】
位相進み補償手段１０は、第一トルク操作量Δτｐ１の位相を進ませ、第二トルク操作量Δτｐ２を出力する。位相進み補償手段１０は、後述する電流制御手段１２の制御時定数をＴａｃｒ、調整パラメータをｎとするとき、下記式（８）で表される。
【００５８】
【数８】
2020120431.tif 000010
【００５９】
位相進み補償手段１０を用いることで、後述する電流制御手段１２の制御応答遅延を予め補償することができる。
【００６０】
トルク／ｄ軸・ｑ軸電流換算手段１１は、第二トルク操作量Δτｐ２と第一トルク指令τｐ１との和である第二トルク指令τｐ２をｄ軸電流指令ｉｄｐおよびｑ軸電流指令ｉｑｐに換算する。ここで、第一トルク指令τｐ１は軽負荷回生制御およびダンピング制御以外の制御手法に基づくトルク指令であり、例えば、速度制御に基づくトルク指令がある。
【００６１】
電流制御手段１２は、モータモデルを用いてｄ軸電流指令iｄｐおよびｑ軸電流指令iｑｐをｄ軸電圧指令ｖｄｐおよびｑ軸電圧指令ｖｑｐに換算する。また、二相・三相変換手段１３は、ｄ軸電圧指令ｖｄｐおよびｑ軸電圧指令ｖｑｐを三相交流電圧指令ｖｕｐ，ｖｖｐ，ｖｗｐに換算する。ＰＷＭ制御手段１４は、三相交流電圧指令ｖｕｐ，ｖｖｐ，ｖｗｐをゲート信号Ｇ１〜Ｇ６に換算する。
【００６２】
このゲート信号Ｇ１〜Ｇ６を図１のインバータ６ａへ入力することで、モータ駆動システム６の外部から観測すると、図２に示すように軽負荷回生制御電流Ｉｉｎｖ−Ｒおよびダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄが流れるように見える。
【００６３】
図１３は、実施例２におけるシミュレーション結果を示す図である。“ＲＬ＊”は負荷抵抗２の抵抗成分ＲＬの標準設定値、“τｍ”はモータ６ｃのトルク、“ｆｒ”はモータ６ｃの回転速度を表す。図１３に示す期間Ａでは、トルクτｍが減少し（回生方向に増加）、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが増加している。タイミングＢでは、負荷抵抗２の抵抗成分ＲＬがステップ的に増加したことで、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが急激に増加するが、軽負荷回生制御によってインバータ電流Ｉｉｎｖが増加し、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの増加が抑制されている。
【００６４】
軽負荷回生制御は、期間Ｃの間、継続的に動作する。タイミングＤで負荷抵抗２の抵抗成分ＲＬが期間Ａと同様の元の値に戻ると、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆが減少するために、軽負荷回生制御は停止し、インバータ電流Ｉｉｎｖも元の値に戻る。期間Ｅでは、トルクτｍおよびインバータ電流Ｉｉｎｖがゼロに収束し、モータ６ｃの回生運転が終了する。
【００６５】
このようにして、実施例２において、軽負荷回生制御が実現される。比較のため、ローパスフィルタ６ｄ５およびローパスフィルタ６ｄ６を用いずに実施例２を実施した場合のシミュレーション結果を図１４に示す。図１４は、実施例２の基本構成におけるシミュレーション結果を示す図である。図１４の破線丸囲みで示される“Ｐ”の付近を図１３と比べると、「Ｅｃｆ＞Ｅｃｆ＊」となる期間が長いことが分かる。
【実施例３】
【００６６】
＜実施例３のモータ駆動システムの構成＞
図１５は、実施例３におけるモータ駆動システムの構成図である。ただし、実施例１と同じ構成については図示を省略している。実施例１では、図４のローパスフィルタ６ｄ６を備えることで、ダンピング制御がある場合にもフィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの理想特性“ωｃ／ｓ”を実現した。このため、ダンピング制御がない場合に比べると、ローパスフィルタ６ｄ６に関する演算負荷が増加している。実施例３では、この問題を解決するための方法について提供する。
【００６７】
図１５に示す実施例３のモータ駆動システムの構成は、図４に示す実施例１のモータ駆動システムに比べて２点で異なる。１点目は、比例ゲイン“ωｃＣｆ−Ｋｄｍｐ”の比例制御手段６ｄ２ａを備えることである。２点目は、下記式（９−１）および式（９−２）に示すように、ローパスフィルタ６ｅ２、最小値選択関数６ｅ３、およびダンピング制御ゲイン６ｅ４を備えることである。
【００６８】
【数９】
2020120431.tif 000011
ただし、
EcfLPF：ローパスフィルタ６ｅ２の出力
Td：ωｄの逆数
【００６９】
以上の構成によって、実施例１と同等の制御特性を得られることを以下で説明する。
【００７０】
軽負荷回生制御の必要条件「Ｅｃｆ＞Ｅｃｆ＊」が継続すると、上記式（９−２）より「ＥｃｆＬＰＦ＞Ｅｃｆ*」となり、上記式（９−１）より、下記式（１０）が成り立つ。
【００７１】
【数１０】
2020120431.tif 000012
【００７２】
このとき、ダンピング制御電流Ｉｉｎｖ−Ｄと、比例制御手段６ｄ２ａの出力である電流Ｉｉｎｖ-ＲＰ２の和を計算すると、下記式（１１）に示すように、図４の比例制御手段６ｄ２の出力である電流Ｉｉｎｖ-ＲＰ１と同じになることが分かる。
【００７３】
【数１１】
2020120431.tif 000013
【００７４】
このため、実施例１と実施例３の軽負荷回生制御は、比例制御に関して同じ動作となる。
【００７５】
また、実施例３では、上記式（１１）から分かるように、ダンピング制御が軽負荷回生制御の比例項の一部として動作する。ゆえに、「Ｅｃｆ＞Ｅｃｆ＊」ではダンピング制御は実質的に停止しており、その逆モデルすなわちローパスフィルタ６ｄ６は不要となる。このため、「Ｅｃｆ＞Ｅｃｆ＊」において、実施例１と実施例３は同じ制御特性となる。また、「Ｅｃｆ≦Ｅｃｆ＊」では、上記式（９−１）より、下記式（１２）が成り立つ。
【００７６】
【数１２】
2020120431.tif 000014
【００７７】
上記式（１２）は、実施例１の図３と同じダンピング制御を示し、結局、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆによらず、実施例３は実施例１と同じ制御特性となる。
【００７８】
なお、ローパスフィルタ６ｄ６を省略する目的であれば、図１６に示すようにスイッチ１５を追加する構成も考えられる。図１６は、軽負荷回生制御・ダンピング制御の切り替えスイッチを備えた変形例のモータ駆動システムの構成図である。
【００７９】
変形例のモータ駆動システムは、軽負荷回生制御とダンピング制御の一方が動作するにようになっており、この形態であれば、ローパスフィルタ６ｄ６は不要となる。しかし、スイッチ１５の切り替えは電流Ｉｉｎｖ２の不連続変化を引き起こす場合があるため、図１５の構成の方が好適である。
【００８０】
以上、実施例３ではローパスフィルタ６ｄ６を省略し、インバータ制御手段６ｂの演算負荷を低減するための方法について説明した。
【実施例４】
【００８１】
図１７は、実施例４におけるモータ駆動システムの構成図である。実施例４では車両１６に本発明のモータ駆動システムを適用している。実施例４では、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの脈動を抑制できるため、モータ駆動システムとして、フィルタコンデンサ電圧Ｅｃｆの過電圧による機械ブレーキの緊急動作を回避して機械ブレーキの摩耗を抑制でき、フィルタコンデンサ５を小型化して車両１６を軽量化することで省エネ化でき、モータ６ｃのトルク精度を高めて車両１６の乗り心地を向上させるなどの利点がある。
【００８２】
なお、図１７では、フィルタリアクトル４、フィルタコンデンサ５、インバータ制御手段６ｂは共用とし、インバータ６ａおよびモータ６ｃを独立としているが、必ずしもこの構成に限定されない。例えば、インバータ６ａは共用することも可能であり、一方、インバータ制御手段６ｂは独立に備えてもよい。
【００８３】
上記の実施例１〜３のモータ駆動システムを自動車や建機などの車両や、エレベータ装置に適用した場合にも、同様の効果を得ることができる。
【００８４】
なお、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例を含む。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換、統合、分散をすることが可能である。また実施例で示した各処理は、処理効率または実装効率に基づいて適宜分散または統合してもよい。
【符号の説明】
【００８５】
１ａ：直流電圧源、１ｂ：ダイオード、２：負荷抵抗、３：架線、４：フィルタリアクトル、５：フィルタコンデンサ、６：モータ駆動システム、６ａ：インバータ、６ｂ：インバータ制御手段、６ｃ：モータ、６ｄ：模式電流源、６ｄ１：最大値選択関数、６ｄ１：最大値選択関数、６ｄ２：比例制御手段、６ｄ２ａ：比例制御手段、６ｄ３：積分制御手段、６ｄ４：スイッチ、６ｄ５：ローパスフィルタ、６ｄ６：ローパスフィルタ、６ｅ：模式電流源、６ｅ１：ハイパスフィルタ、６ｅ２：ローパスフィルタ、６ｅ３：最小値選択関数、６ｅ４：ダンピング制御ゲイン、７ａ：理想特性モデル、７ｂ：プラントモデル、
７ｃ：プラント逆モデル、７ｄ：コントローラモデル、８：インバータ電流／トルク換算手段、８ａ：スイッチ、８ｂ：可変ゲイン、９ａ：第一代替箇所、９ｂ：第二代替箇所、１０：位相進み補償手段、１１：トルク／ｄ軸・ｑ軸電流換算手段、１２：電流制御手段、１３：二相・三相変換手段、１４：ＰＷＭ制御手段、１５：スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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