(57)【要約】【課題】圧縮機を構成するモータ駆動する際に、振動の発生を抑制しつつ実用的なレベルで力率を改善できる圧縮機制御装置を提供する。【解決手段】実施形態の圧縮機制御装置は、単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、このバレーフィル回路を介して供給される電圧により、圧縮機を構成するモータを駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧が閾値電圧を超える期間では、前記単相交流電源に同期した制御により前記インバータ回路への通電指令を生成する通電指令生成部とを備える。【選択図】図１
2020120533.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、
このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、
このバレーフィル回路を介して供給される電圧により、圧縮機を構成するモータを駆動するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧が所定の閾値電圧を超える期間では、前記単相交流電源に同期した制御により前記インバータ回路への通電指令を生成する通電指令生成部とを備える圧縮機制御装置。
【請求項２】
前記閾値電圧と比較する電圧を、前記インバータ回路の出力電圧の平均値とし、
前記閾値電圧が、前記単相交流電源の電圧振幅の１／２に設定されている請求項１記載の圧縮機制御装置。
【請求項３】
単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、
このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、
このバレーフィル回路を介して供給される電圧により、圧縮機を構成するモータを駆動するインバータ回路と、
前記モータの回転数が閾値を超える期間では、前記単相交流電源に同期した制御により前記インバータ回路への通電指令を生成する通電指令生成部とを備える圧縮機制御装置。
【請求項４】
前記通電指令生成部は、前記インバータ回路の出力電圧が、前記閾値電圧を超えない期間においても、前記モータの回転数が閾値を超えた際には、前記単相交流電源に同期した制御を行う請求項１又は２記載の圧縮機制御装置。
【請求項５】
前記通電指令生成部は、前記モータに印加する電圧の振幅を前記単相交流電源周波数の２倍周波数に基づいて電流制御することで、前記単相交流電源に同期した制御を行う請求項１から４の何れか一項に記載の圧縮機制御装置。
【請求項６】
前記圧縮機が、シングル型ロータリ圧縮機である請求項１から５の何れか一項に記載の圧縮機制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明の実施形態は、圧縮機を構成するモータを制御する圧縮機制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば永久磁石同期モータ等の交流モータを駆動するためには、電力変換器であるインバータを用いて直流電源を３相交流電力に変換する必要がある。そして、インバータを用いるシステムには、商用交流電源から直流電力を得るための電源装置が搭載されている。
【０００３】
交流から直流を得る電源装置を構成する回路としては、例えばダイオード整流回路や力率改善回路，所謂ＰＦＣ等が一般的に知られている。ダイオード整流回路は、交流電圧を整流し直流電圧へ変換する。ダイオード整流器で整流された電圧は、交流電圧と同様に振幅が大きく変動するため、平滑コンデンサを接続して電圧を平滑する。
【０００４】
しかしながら上記の構成では、整流器は平滑コンデンサよりも交流電圧が大きい場合にのみダイオードが導通するため、交流電源から整流器に流れ込む電流の波形は、交流電圧のピーク付近だけ振幅を持つことになり力率が悪化する。そこで、ＰＦＣ回路をダイオード整流回路と平滑コンデンサの間に接続して力率を改善する。このようにして得られた直流電源をインバータに供給し、３相交流電流を制御してモータを駆動する。特許文献１は、ダイオード整流器を用いた際に力率の改善を図る、別の技術の一例を示している。
【０００５】
また、例えば非特許文献１に示すように、直流部の平滑用電解コンデンサに替えて、小容量のフィルムコンデンサを用いた電解コンデンサレスインバータと称される方式が提案されている。この方式では、直流部の電圧が系統交流電圧の２倍周波数で変動することから、モータの出力を上記２倍周波数で変動させる制御を適用してダイオードブリッジの導通角を改善し、電流波形を正弦波に近付けて力率を改善している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００２−５１５８９号公報
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】平成１２年電気学会全国大会論文集Ｖｏｌ．４，ｐ１５９１，長岡技術科学大学  高橋  勲，「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭモータのインバータ制御法」
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
ところで、非特許文献１のような制御によれば力率を改善することはできるが、その一方で、モータの駆動制御においては振動を増加させる要因となる。特に、圧縮機を構成するモータでは、低回転領域において振動による影響が顕著に表れる。
そこで、圧縮機を構成するモータ駆動する際に、振動の発生を抑制しつつ実用的なレベルで力率を改善できる圧縮機制御装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
実施形態の圧縮機制御装置は、単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、このバレーフィル回路を介して供給される電圧により、圧縮機を構成するモータを駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧が、所定の閾値電圧を超える期間では、前記単相交流電源に同期した制御により前記インバータ回路への通電指令を生成する通電指令生成部とを備える。
また、実施形態の圧縮機制御装置は、単相交流電源より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、このダイオードブリッジ回路の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路と、このバレーフィル回路を介して供給される電圧により、圧縮機を構成するモータを駆動するインバータ回路と、前記モータの回転数が閾値を超える期間では、前記単相交流電源に同期した制御により前記インバータ回路への通電指令を生成する通電指令生成部とを備える。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】第１実施形態であり、圧縮機制御装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】弱め界磁制御部の構成を示す図
【図３】バレーフィル回路の基本動作を説明する図
【図４】バレーフィル回路の基本動作を説明する電圧波形図
【図５】交流電圧ＶAC，電解コンデンサのみを用いた場合の電源電流ＩACの波形，バレーフィル回路を設けた場合の電源電流ＩACの波形を示す図
【図６】低速，中速，高速運転時の各々の電圧ＶＤＣ，Ｖｄｑの波形を示す図
【図７】交流電源の電流を高速フーリエ変換した結果を示す図
【図８】空気調和機の構成を示すブロック図
【図９】制御部による制御内容を示すフローチャート
【図１０Ａ】速度指令値が３０ｒｐｓの場合のモータ速度変化を示す図
【図１０Ｂ】同直流電流波形及びインバータ出力電圧波形を示す図
【図１０Ｃ】同交流電源の電流波形を示す図
【図１１Ａ】速度指令値が６０ｒｐｓの場合のモータ速度変化を示す図
【図１１Ｂ】同直流電流波形及びインバータ出力電圧波形を示す図
【図１１Ｃ】同交流電源の電流波形を示す図
【図１２】第２実施形態であり、制御部による制御内容を示すフローチャート
【図１３】第３実施形態であり、制御部による制御内容を示すフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１１】
（第１実施形態）
以下、第１実施形態について、図１から図１１を参照しながら説明する。図８は、空気調和機４０の構成を示すブロック図である。ヒートポンプシステム４１を構成する圧縮機４２は、圧縮機構部４３とモータ１を同一の鉄製密閉容器４５内に収容して構成され、モータ１のロータシャフトが圧縮機構部４３に連結されている。そして、圧縮機４２、四方弁４６、室内側熱交換器４７、減圧装置４８、室外側熱交換器４９は、熱伝達媒体流路たるパイプにより閉ループを構成するように接続されている。尚、圧縮機４２は、例えば１つのシリンダのみを備えたシングル型ロータリ圧縮機であり、モータ１は、例えば３相ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型のブラシレスＤＣモータである。空気調和機４０は、上記のヒートポンプ冷凍サイクルシステム４１を有して構成されている。
【００１２】
暖房時には、四方弁４６は実線で示す状態にあり、圧縮機４２の圧縮機構部４３で圧縮された高温冷媒は、四方弁４６から室内側熱交換器４７に供給されて凝縮し、その後、減圧装置４８で減圧され、低温となって室外側熱交換器４９に流れ、ここで蒸発して圧縮機４２へと戻る。一方、冷房時には、四方弁４６は破線で示す状態に切り替えられる。このため、圧縮機４２の圧縮機構部４３で圧縮された高温冷媒は、四方弁４６から室外側熱交換器４９に供給されて凝縮し、その後、減圧装置４８で減圧され、低温となって室内側熱交換器４７に流れ、ここで蒸発して圧縮機４２へと戻る。そして、室内側、室外側の各熱交換器４７，４９には、それぞれファン５０，５１により送風が行われ、その送風によって各熱交換器４７，４９と室内空気、室外空気の熱交換が効率良く行われるように構成されている。
【００１３】
図１は、圧縮機用のモータ１を駆動制御する圧縮機制御装置の構成を示す。単相の交流電源２は、装置全体に交流電力を供給するもので、１００Ｖ又は２００Ｖ系であり、本実施形態では交流２００Ｖを用いて説明する。ダイオードブリッジ回路３は、一端にリアクトル９を介して交流電源２に接続されており、両極性の交流を整流して単極性の直流に変換する。
【００１４】
ダイオードブリッジ回路３の正極側端子，負極側端子にそれぞれ接続される正側電源線４ｐ，負側電源線４ｎ間には、バレーフィル回路５が接続されている。負側電源線４ｎと正側電源線４ｐとの間には、順方向の第１ダイオードＤ１及び第１コンデンサＣ１からなる第１直列回路６と、第２コンデンサＣ２及び順方向の第２ダイオードＤ２からなる第２直列回路７とが接続されている。第１直列回路６，第２直列回路７それぞれの共通接続点間には、抵抗Ｒ１及び順方向の第３ダイオードＤ３からなる第３直列回路８が接続されている。以上がバレーフィル回路５を構成している。尚、コンデンサＣ１及びＣ２は、何れも電解コンデンサである。バレーフィル回路５は、直流部の平滑コンデンサである第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２の容量を適切に選定することで、ダイオードブリッジ回路３の導通角を拡大し、力率を改善する。
【００１５】
バレーフィル回路５の後段には、インバータ回路１０が接続されている。インバータ回路１０は、スイッチング素子である例えば６個のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１１を３相ブリッジ接続して構成されている。インバータ回路１０の各相出力端子は、モータ１の各相巻線の一端に接続されている。
【００１６】
電流検出器１２は例えばシャント抵抗であり、バレーフィル回路５とインバータ回路１０との間における負側電源線４ｎに挿入されている。尚、この構成に替えて、電流検出器をインバータ回路１０の各相出力端子部に配置したり、インバータ回路１０の下アーム側にそれぞれシャント抵抗を配置しても良い。電流検出器１２は、検出した電流を電圧信号に変換して制御部２１に出力する。電圧検出器１３は、交流電源２の交流電圧を検出して制御部２１に出力する。
【００１７】
制御部２１の電流検出・座標変換部２２は、電流検出器１２により検出された電流から３相電流を抽出し、それらを更に、ベクトル制御に用いるｄ，ｑ軸座標の電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する。また、電流検出・座標変換部２２は、検出した３相電流からモータ１のロータ回転位置θを推定する。速度検出部２３は、電流検出・座標変換部２２により与えられる位置信号θからモータ速度ωを検出する。フィルタ２４は、速度検出部２３により検出されたモータ速度ωから、交流電源周波数の２倍周波数成分を除去するローパスフィルタである。尚、以下ではモータ速度ωを回転数と同一に扱うことがある。尚、ロータ回転位置θ，モータ速度ωの検出や推定は、他の方法を用いても良い。
【００１８】
速度制御部２５は、外部より入力される速度指令ωＲefと、フィルタ２４から入力される速度ωLPFとの差を例えばＰＩ演算することでｑ軸電流指令振幅ＩqＲｅｆを生成する。ｑ軸電流指令振幅ＩqＲｅｆは、ｑ軸電流制御パラメータに相当する。電源位相検出部２６は、電圧検出器１３により入力される交流電圧Ｖａｃから交流電源位相θＡＣを検出する。尚、速度指令ωＲefは空気調和機４０の制御器から指示されるもので、モータ１の回転速度範囲である１０ｒｐｓ〜１００ｒｐｓの間の値が指定される。
【００１９】
出力電圧演算部２７は、電流・電圧制御部２８より入力されるｄｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑよりインバータ出力電圧Ｖｄｑを（１）式で演算してフィルタ２９に出力する。
【００２０】
【数１】
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【００２１】
フィルタ２９は、電圧Ｖｄｑと、共に入力される例えばバレーフィル回路５の出力側で検出される直流電圧ＶＤＣとについて、交流電源周波数の２倍周波数成分を除去した電圧平均値ＶｄｑＬＰＦ，ＶＤＣＬＰＦを出力する。弱め界磁制御部３０は、電圧平均値ＶＤＣＬＰＦにインバータ出力電圧平均値ＶｄｑＬＰＦが一致するように弱め界磁制御を行い、ｄ軸電流指令値ＩqＲｅｆを生成する。
【００２２】
図２に弱め界磁制御部３０の構成を示す。減算器３０ａ及び積分器３０ｂにより、直流電圧ＶDCＬＰＦとインバータ出力電圧ＶdqＬＰＦとの差分値を積分演算する。積分器３０ｂに示す「Ｋｉ＿ＡＦＲ」は積分ゲインである。また、ｄ軸電流Ｉｄは、極性が正を示す期間は流す必要が無いので、リミッタ３０ｃにおいて最大値をゼロとするように制限している。また，速度フィードバック値に用いられる前述のフィルタ２４は、モータ出力が電源周波数の影響で変動するのに伴い速度も変動するので、この影響をｑ軸電流指令値ＩｑＲｅｆに反映させないように、電源周波数の２倍周波数を除去している。
【００２３】
電流・電圧制御部２８は、入力される電源位相θＡＣ，ｄｑ軸電流指令ＩｄＲｅｆ，ＩｑＲｅｆ，ｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑから、ｄｑ軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑを演算して出力する。その演算の詳細については後述する。変調制御部３１は，ｄｑ軸電圧指令Ｖｑ,Ｖｄを、３相のスイッチング信号Ｕ＋,Ｕ−,Ｖ＋．Ｖ−,Ｗ＋,Ｗ−に変換し，インバータ回路１０を構成する各ＦＥＴ１１へのゲート信号として出力する。
【００２４】
次に、本実施形態の作用について説明する。先ず、バレーフィル回路５の基本動作について図３及び図４を参照しながら説明する。図３に示すように、交流電圧ＶACが正又は負に大きい時には、電圧ＶACにより第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２を充電するモードとなり、図中破線矢印方向に電流が流れる。このとき，第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２はオフし、第３ダイオードＤ３がオンしている。また、同時に負荷であるモータ１側にも電力が供給されている。このとき、直流電圧は交流電圧ＶACを整流した値と同じ大きさとなる。
【００２５】
第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２は、第３ダイオードＤ３を介して直列に接続された状態で充電されるため、各コンデンサＣ１，Ｃ２の端子間電圧Ｖc1,Ｖc2は、（２）式及び図４に示すように電源電圧ＶACの実効値ＶACrmsの（√２）／２倍となる。この期間を第１の期間と称する。
【００２６】
【数２】
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【００２７】
次に、交流電圧ＶACの大きさが小さくなり、第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２の充電電圧である（１）式の電圧を下回ると、電流は図３中実線方向に流れ、ダイオードブリッジ回路３がオフし、更にバレーフィル回路５の第１及び第２ダイオードＤ１及びＤ２がオン，第３ダイオードＤ３がオフする。すると、第１及び第２コンデンサＣ１及びＣ２に充電された電圧Ｖc1,Ｖc2が負荷側に供給される。この期間を第２の期間と称する。この結果、直流電圧ＶDCは、図４に示すように、充電されたコンデンサ電圧Ｖc1,Ｖc2の両端間に等しい一定の値，電源電圧ＶACの実効値ＶACrmsの（√２）／２倍となる。これは言い換えると、電源電圧ＶACの瞬時最大値の１／２である。
【００２８】
第１の期間中は、交流電源２からダイオードブリッジ回路３を介して負荷に電力が供給されるので、仮に負荷が交流電源２と同期した交流負荷であるとすれば、交流電源２の力率が高くなる。また、この期間中に同時に発生するコンデンサＣ１及びＣ２への充電電流は、力率を低下させる要因となるが、第３ダイオードＤ３に直列に接続された第１抵抗Ｒ１により充電電流を制限することで力率の低下を抑制できる。
【００２９】
第２の期間中は、充電したコンデンサＣ１及びＣ２から負荷へ電力を供給するので、ダイオードブリッジ回路３は導通せず電源電流がゼロとなり、力率もゼロとなる。しかし、交流電源の１周期で考えると、大部分の電力はダイオードブリッジ回路３が導通している第１の期間に供給されるため、１周期に亘る力率は改善する。また、電源電圧ＶACが低下している間の負荷への電力供給も可能である。
【００３０】
図５中の破線は、商用単相交流２００Ｖ電源の電圧ＶACの波形であり、一点鎖線は従来のダイオードブリッジ回路の出力に大容量の平滑用電解コンデンサを用いた場合の電源電流ＩACの波形である。ダイオードブリッジ回路３のダイオードが導通する僅かな期間だけ電流が流れるため、電源高調波が多く含まれ力率が低くなる。一方、図５中の実線はバレーフィル回路５を設けた場合であり、前記ダイオードの導通角が増えたことで電源電流の高調波が低減し、力率が改善されている。
【００３１】
次に、通電指令生成部に相当する制御部２１について説明する。一般的なモータ制御では、速度指令値に基づいて電流指令値が決まり、検出したモータ電流に基づき電圧指令値を生成し、変調制御部３１でスイッチング信号を生成する。本実施形態の制御部２１によるモータ制御が通常の制御と異なるのは、電源電圧ＶDCが大きく変動した際に、その変動に合わせてモータ１の出力を制御することで電源の力率を改善する点である。
【００３２】
電流・電圧制御部２８では、ｑ軸電流指令値ＩqＲｅｆとｑ軸電流Ｉｑとから、ｑ軸側ＰＩ制御部３２ｑにおけるＰＩ制御演算により電圧振幅ＶａｍｐＰＩを演算する。また、ｄ軸電流指令値ＩｄＲｅｆとｄ軸電流Ｉｄとから、ｄ軸側ＰＩ制御部３２ｄにおけるＰＩ制御演算により電圧位相θＶＰＩを演算する。更に、ｄｑ軸の干渉を防止するため、非干渉項演算部３３により（３），（４）式で非干渉項ＶａｍｐＦＦ，θＶＦＦを求め、加算器３４ｄ，３４ｑにより電圧振幅ＶａｍｐｐＩ，電圧位相θＶＰＩにそれぞれ加算する。
【００３３】
【数３】
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そして、加算器３４ｄの加算結果が電圧位相指令値θＶとなる
【００３４】
加えて、電源位相検出部２６で得られた電源位相θＡＣを用いて、係数演算部３５及び乗算器３６が（５）式の演算を行い最終的な電圧振幅指令値Ｖａｍｐを生成する。
【００３５】
【数４】
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【００３６】
尚、（５）式中のＶｏｆｆｓｅｔは、変調率が最大となった場合にＶＤＣ≒Ｖｄｑとなるように調整されたオフセット値である。また、同期制御許可部３９は、インバータ回路１０の出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦと例えば交流電圧ＶＡＣの振幅の１／２，つまり電圧ＶACの実効値ＶACrmsの（√２）／２に予め設定される閾値電圧Ｖｓとを比較し、出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦが閾値電圧Ｖｓを超えている期間（場合）は、（５）式の第２項を乗算器３６に入力し、（５）式に基づく交流電源同期制御を有効化する。ｄｑ軸電圧演算部３７は、演算された電圧振幅指令Ｖａｍｐ，電圧位相指令値θＶから、ｄｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを（６）式で求める。
Ｖｄ＝−ＶａｍｐｓｉｎθＶ
Ｖｑ＝ＶａｍｐｃｏｓθＶ            …（６）
以上のようにして得られた電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを変調制御部３１に入力することで、インバータ回路５に出力する各スイッチング信号が生成される。
【００３７】
一方、インバータ回路１０の出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦが、閾値電圧Ｖｓである実効値ＶACrmsの（√２）／２）倍よりも低い期間（場合）は、乗算器３６への入力を「１」として、（５）式に基づく交流電源同期制御を無効とする。
【００３８】
本実施形態の構成では、最終的に出力される制御量が電圧振幅指令Ｖａｍｐであり，その振幅の大きさを交流電源２の位相θＡＣに応じて変化させるので、バレーフィル回路５により変動する直流電圧ＶＤＣを、インバータ回路１０の出力電圧Ｖｄｑが超過しないよう確実に制御できる。図６は、変調率が異なる場合の電圧Ｖｄｑ波形の例を示している。図中、電源電圧ＶＤＣを実線で、電圧Ｖｄｑの波形として高変調率時（高速運転時）を破線で、中変調率時（中速運転時）を一点鎖線で、低変調率時（比較的低速運転時）を二点鎖線で示している。高変調率時である高速運転時及び中変調率時である中速運転時においては、出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦが閾値電圧Ｖｓを超えている。一方、低変調率時である低速運転時では、出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦは閾値電圧Ｖｓを超えていない。
【００３９】
（５）式により電圧振幅Ｖａｍｐを交流電源位相θＡＣに応じて変化させているため、低変調率時は脈動成分が少なく、変調率が高くなるのに伴い脈動成分を増加させて行き、最大変調率時には、ＶＤＣ≒Ｖｄｑとなるように制御されている。
【００４０】
このようにして生成された電圧振幅指令Ｖａｍｐに基づきインバータ回路１０のスイッチングを制御することで、モータ１の出力を正弦波状に変動させ、交流電源２に同期した動きにして力率を改善すると共に、変動する直流電圧ＶＤＣに応じたインバータ回路１０の出力電圧の制御を可能としている。図７は、最大負荷時の交流電源電流ＩＡＣのＦＦＴ結果を示しており、発生する高調波はＩＥＣ６１０００−３−２の規格内に収まっている。
【００４１】
ここで、（５）式に基づく制御を行うと高調波成分を抑制できる一方で、モータ１の出力トルクに交流電源周波数の２倍成分による変動が発生する。もともと圧縮機４２には、圧縮機構部４３の１回転中に、吸込みと吐出行程に起因する負荷トルク変動を有している。このトルク変動の大きさは、シリンダ数の少ない圧縮機４２ほど大きく、特に１つのシリンダのみを有するシングル型ロータリ圧縮機４２において、顕著である。この負荷トルクと出力トルクとの差分が回転数の変動を引き起こし、その結果として圧縮機４２に振動を発生させる。この振動は、モータ１，圧縮機構部４３の回転数に依存する。このため、交流電源２に同期した制御を行うと、圧縮機４２の回転数によっては振動を大きく増大させる状況が生じることになる。特に、圧縮機４２の低回転数領域ではこの振動が問題となるため、低回転数領域では交流電源２に同期した制御は好ましくない。
【００４２】
そこで、本実施形態では上述したように、また図９に示すように、同期制御許可部３９が、インバータ出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦが閾値電圧Ｖｓ以下であれば（Ｓ１；ＹＥＳ）、（５）式の第２項を乗算器３６に入力せず、交流電源同期制御は行わない（Ｓ２）ことで、圧縮機４２の振動を抑制する。一方、出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦが閾値電圧Ｖｓを超えていれば（Ｓ１；ＮＯ）（５）式の第２項を乗算器３６に入力して、交流電源同期制御を有効化（許可）する（Ｓ３）ことで高調波を低減する。
【００４３】
図１０Ａ〜図１０Ｃに示すように、モータ１の速度指令が例えば３０ｒｐｓ程度の場合、出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦは閾値電圧Ｖｓ以下の状態となり、交流電源同期制御を実行しないことで電流の高調波成分が増加している。しかしながら、このような低回転数の状態ではモータ１の消費電力自体が少ないため、高調波電流の絶対値は小さく、インバータ回路１０の出力に対して交流電源同期制御を行なわないため、圧縮機４２のモータ１に対する出力トルクに交流電源に同期した変動は生じず、振動・騒音を低減できる。
【００４４】
一方、図１１Ａ〜図１１Ｃに示すように、モータ１の速度指令が例えば６０ｒｐｓ程度の場合、出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦは閾値電圧Ｖｓを超えており直流電圧ＶＤＣにほぼ一致している。この条件下で交流電源同期制御を行うことにより、電源電流Ｉacは正弦波形に近付き、高調波成分が抑制されている。圧縮機４２における負荷トルク変動に起因する振動・騒音は、低回転数領域において顕著であり、回転数がある程度大きくなると慣性重量も大きくなり、負荷トルク変動に起因する振動・騒音は低くなる。このため、モータ１の回転数が例えば６０ｒｐｓよりも高く、出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦが閾値電圧Ｖｓを超えるような領域においては、もともと振動・騒音が低いため、交流電源同期制御を行っても、この制御による振動・騒音の増加はほとんど生じない。
【００４５】
以上のように本実施形態によれば、交流電源２より供給される交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路３と、ダイオードブリッジ回路３の出力端子に入力端子が接続されるバレーフィル回路５と、バレーフィル回路５を介して供給される電圧によりモータ１を駆動するインバータ回路１０と、インバータ回路１０への通電指令を生成するため、交流電源周波数の２倍周波数に基づいてモータ１に印加する電圧の振幅を電流制御する制御部２１とを備える。これにより、ダイオードブリッジ回路３により整流された電圧に生じる電源周波数の影響を排除することができ、力率を改善し、高調波成分を低減できる。
【００４６】
そして、バレーフィル回路５に抵抗Ｒ１を備えることで、コンデンサＣ１及びＣ２への充電電流を制限して力率の低下を抑制できる。また、電源電圧ＶＡＣのゼロクロス点近傍で発生する歪みを改善して高調波を低減できる。
【００４７】
また、制御部２１は、モータ１の回転速度ωを検出する速度検出部２３と、与えられた速度指令値ωＲｅｆと回転速度ωとの差に基づいてｑ軸電流指令ＩqＲｅｆを生成する速度制御部２５とを備え、電圧振幅指令値Ｖａｍｐを、電圧振幅ＶａｍｐＰＩ及び非干渉制御項演算により得られる非干渉項ＶａｍｐＦＦと、交流電源２の周波数の２倍値との演算により生成する。これにより、モータ１に印加する電圧を、交流電源２に同期して制御できる。
【００４８】
更に、同期制御許可部３９は、インバータ回路１０の出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦが、単相交流電源２の電圧振幅の１／２を超える期間（場合）は、単相交流電源２に同期した制御によりインバータ回路１０への通電指令を生成する。したがって、モータ１の回転数が閾値以下となる低回転領域では、単相交流電源２に同期した制御を加えないことで圧縮機４２における振動の発生を抑制し、回転数が閾値を超える高回転領域では電源電流の高調波を抑制できる。特に、シングル型の圧縮機構部４３を収容した圧縮機４２では、発生する振動が大きいため、本実施形態による振動抑制効果が好適に作用する。
【００４９】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１２に示すように、第２実施形態では、同期制御許可部３９がインバータ回路１０の出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦに替えてモータ１の回転速度ωを参照し、閾値αと比較する（Ｓ４）。そして、回転速度ωが閾値αを超える期間（場合）（Ｓ４；ＮＯ）は、ステップＳ３で交流電源同期制御を実行し、回転速度ωが閾値α以下であれば（Ｓ４；ＹＥＳ）、交流電源同期制御は行わない（Ｓ２）。
【００５０】
すなわち、図１０Ａ，図１０Ｂに示すように、回転速度ωは出力電圧の平均値ＶｄｑＬＰＦと相関を有しているので、閾値を例えば４０ｒｐｓ程度に設定することで第１実施形態と同様の効果が得られる。もともと圧縮機４２は、３０ｒｐｓ以下の低回転時において振動が大きくなるため、回転速度を基準に制御を切り替えることでも振動抑制と高調波抑制の効果を両立できる。
【００５１】
（第３実施形態）
図１３に示すように、第３実施形態では、同期制御許可部３９がステップＳ１で「ＹＥＳ」と判断するとステップＳ４に移行する。すなわち、第１，第２実施形態の組み合わせであり、ステップＳ１，Ｓ４の判断のＯＲ条件でステップＳ３を実行する。
【００５２】
（その他の実施形態）
抵抗素子Ｒ１やリアクトル９は、必要に応じて設ければ良い。
スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴに限ることなく、その他ＩＧＢＴ，パワートランジスタ、ＳｉＣ，ＧａＮ等のワイドギャップ半導体等を使用しても良い。
空気調和機に限ることなく、圧縮機４２を備えるヒートポンプ式給湯器やチラー、その他の製品等に適用しても良い。
また、圧縮機４２の低回転数領域においては、圧縮機構部４３の１回転中の負荷トルク変動に合わせてインバータの出力トルクを制御して回転速度変動を抑制する、いわゆるトルク制御を組み込んでも良い。
尚、実施形態では、閾値電圧Ｖｓを交流電圧ＶＡＣの振幅の１／２（電圧ＶACの実効値ＶACrmsの（√２）／２）に設定したが、圧縮機４２に大きく振動が生じる回転数が低い場合には、交流電圧ＶＡＣの振幅の１／２よりも低い値に設定しても良い。
また、閾値電圧Ｖｓとの比較を行う出力電圧を、その平均値ＶｄｑＬＰＦとしたが、実効値としても良い。
【００５３】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
【符号の説明】
【００５４】
図面中、１はモータ、２は交流電源、３はダイオードブリッジ回路、５はバレーフィル回路、６〜８は第１〜第３直列回路、１０はインバータ回路、１２は電流検出器、１３は電圧検出器、１４は位置センサ、２１は制御部、２３は速度・位置検出部、２５は速度制御部、２８は電流・電圧制御部、３９は同期制御許可部、４０は空気調和機、４２は圧縮機、Ｄ１〜Ｄ３は第１〜第３ダイオード、Ｃ１及びＣ２は第１及び第２コンデンサ、Ｒ１は抵抗を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１０Ｃ】
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【図１１Ａ】
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【図１１Ｂ】
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【図１１Ｃ】
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【図１２】
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【図１３】
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