(57)【要約】【課題】直接トルク制御において発生し得る音響ノイズを低減することが可能なモータ制御装置を提供する。【解決手段】本開示のモータ制御装置１００は、基準磁束と実磁束の差分に基づいて量子化磁束信号を生成する第１ヒステリシスコンパレータ（１４０）と、基準トルクと実トルクの差分に基づいて量子化トルク信号を生成する第２ヒステリシスコンパレータ（１３０）と、特定の周波数帯域内におけるスイッチングノイズを含むノイズレベルを累積して累積ノイズを算出し、かつ、基準ノイズと算出した累積ノイズの差分に応じて第１ヒステリシスコンパレータおよび第２ヒステリシスコンパレータの少なくとも１つのヒステリシスのバンド幅を変更するノイズ比較ユニット（１５０）と、量子化磁束信号、量子化トルク信号および磁束の位相角に基づいて出力電圧ベクトルを決定するスイッチング選択ユニット（１６０）と、を備える。【選択図】図３
2020065392.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準磁束と実磁束との差分に基づいて量子化磁束信号を生成する第１ヒステリシスコンパレータと、
基準トルクと実トルクとの差分に基づいて量子化トルク信号を生成する第２ヒステリシスコンパレータと、
特定の周波数帯域内におけるスイッチングノイズを含むノイズレベルを累積して累積ノイズを算出し、かつ、基準ノイズと算出した前記累積ノイズとの差分に応じて、前記第１ヒステリシスコンパレータおよび前記第２ヒステリシスコンパレータの少なくとも１つのヒステリシスのバンド幅を変更するノイズ比較ユニットと、
前記量子化磁束信号、前記量子化トルク信号および磁束の位相角に基づいて、インバータのスイッチングモードに関連付けられた出力電圧ベクトルを決定するスイッチング選択ユニットと、
を備えるモータ制御装置。
【請求項２】
前記ノイズ比較ユニットは、前記基準ノイズと算出した前記累積ノイズとの差分に応じて前記第１ヒステリシスコンパレータおよび前記第２ヒステリシスコンパレータのうち前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅だけを変更する、請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記ノイズ比較ユニットは、相電流が含む、前記特定の周波数帯域内における前記ノイズレベルを累積して前記累積ノイズを算出し、かつ、前記基準ノイズと前記累積ノイズとの差分によって規定されるノイズ誤差に基づいて前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を変更する、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記ノイズ比較ユニットは、相電圧が含む、前記特定の周波数帯域内における前記ノイズレベルを累積して前記累積ノイズを算出し、かつ、前記基準ノイズと前記累積ノイズとの差分によって規定されるノイズ誤差に基づいて前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を変更する、請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項５】
前記ノイズ比較ユニットは、ＩＥＣ  ６１６７２の規格で定められた周波数重み付け特性Ａを用いて重み付けすることにより、前記累積ノイズのレベルを補正して、補正後の累積ノイズレベルを取得し、前記基準ノイズと前記補正後の累積ノイズレベルとの差分によって規定されるノイズ誤差に基づいて前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を変更する、請求項３または４に記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記ノイズ比較ユニットは、前記ノイズ誤差を比例積分して前記ヒステリシスのバンド幅を算出し、算出した前記ヒステリシスのバンド幅を前記第１ヒステリシスコンパレータに設定する、請求項３から５のいずれかに記載のモータ制御装置。
【請求項７】
モータと、
外部からの電力を前記モータに供給する電力に変換するインバータと、
請求項１から６のいずれかに記載のモータ制御装置と、
を備えるモータモジュール。
【請求項８】
請求項７に記載のモータモジュールを備える電動パワーステアリング装置。
【請求項９】
モータと、
外部からの電力を前記モータに供給する電力に変換するインバータと、
請求項１から６のいずれかに記載のモータ制御装置と、
減速機と、
を備えるトラクションモータユニット。
【請求項１０】
第１ヒステリシスコンパレータを用いて、基準磁束と実磁束との差分に基づいて量子化磁束信号を生成することと、
第２ヒステリシスコンパレータを用いて、基準トルクと実トルクとの差分に基づいて量子化トルク信号を生成することと、
特定の周波数帯域内におけるスイッチングノイズを含むノイズレベルを累積して累積ノイズを算出することと、
基準ノイズと算出した前記累積ノイズとの差分に応じて、前記第１ヒステリシスコンパレータおよび前記第２ヒステリシスコンパレータの少なくとも１つのヒステリシスのバンド幅を変更することと、
前記量子化磁束信号、前記量子化トルク信号および磁束の位相角に基づいて、インバータのスイッチングモードに関連付けられた出力電圧ベクトルを決定することと、
前記出力電圧ベクトルに基づいてモータを制御することと、
を包含するモータ制御方法。
【請求項１１】
前記ヒステリシスのバンド幅を変更することは、前記基準ノイズと算出した前記累積ノイズとの差分に応じて前記第１ヒステリシスコンパレータおよび前記第２ヒステリシスコンパレータのうち前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅だけを変更することを含む、請求項１０に記載のモータ制御方法。
【請求項１２】
前記ヒステリシスのバンド幅を変更することは、
相電流が含む、前記特定の周波数帯域内における前記ノイズレベルを累積して前記累積ノイズを算出することと、
前記基準ノイズと前記累積ノイズとの差分によって規定されるノイズ誤差に基づいて前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を変更することと、
を含む、請求項１０または１１に記載のモータ制御方法。
【請求項１３】
前記ヒステリシスのバンド幅を変更することは、
相電圧が含む、前記特定の周波数帯域内における前記ノイズレベルを累積して前記累積ノイズを算出することと、
前記基準ノイズと前記累積ノイズとの差分によって規定されるノイズ誤差に基づいて前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を変更することと、
を含む、請求項１０または１１に記載のモータ制御方法。
【請求項１４】
前記ヒステリシスのバンド幅を変更することは、
ＩＥＣ  ６１６７２の規格で定められた周波数重み付け特性Ａを用いて重み付けすることにより、前記累積ノイズのレベルを補正して、補正後の累積ノイズレベルを取得することと、
前記基準ノイズと前記補正後の累積ノイズレベルとの差分によって規定されるノイズ誤差に基づいて前記第１ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を変更することと、
を含む、請求項１２または１３に記載のモータ制御方法。
【請求項１５】
前記ヒステリシスのバンド幅を変更することは、
前記ノイズ誤差を比例積分して前記ヒステリシスのバンド幅を算出することと、
算出した前記ヒステリシスのバンド幅を前記第１ヒステリシスコンパレータに設定することと、
を含む、請求項１２から１４のいずれかに記載のモータ制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、モータ制御装置、モータ制御方法、モータモジュール、電動パワーステアリング装置およびトラクションモータユニットに関し、特に、直接トルク制御を行うモータ制御装置およびモータ制御方法に関している。
【背景技術】
【０００２】
モータ制御の手法の１つとして、直接トルク制御（ＤＴＣ）が知られている。直接トルク制御は、鎖交磁束および瞬時トルクを制御して、インバータの出力電圧ベクトルを選択する手法である。国際公開第２０１１／０６５４０６号は、基準トルクと推定トルクとのトルク誤差、基準磁束と推定磁束との磁束誤差、磁束の位相角などに基づいてインバータの出力電圧ベクトルを選択するモータ制御装置を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】国際公開第２０１１／０６５４０６号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
直接トルク制御では、インバータのスイッチ素子のスイッチングパターンに起因したノイズ（「スイッチングノイズ」と称される。）が発生し得る。そのノイズは、音響ノイズであり、騒音の原因となることがある。
【０００５】
本開示の実施形態は、直接トルク制御において発生し得る音響ノイズを低減することが可能な、新規なモータ制御装置、モータ制御方法、当該モータ制御装置を備える、モータモジュールおよびトラクションモータユニット、ならびに、当該モータモジュールを備える電動パワーステアリング装置を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本開示のモータ制御装置は、例示的な実施形態において、基準磁束と実磁束との差分に基づいて量子化磁束信号を生成する第１ヒステリシスコンパレータと、基準トルクと実トルクとの差分に基づいて量子化トルク信号を生成する第２ヒステリシスコンパレータと、特定の周波数帯域内におけるスイッチングノイズを含むノイズレベルを累積して累積ノイズを算出し、かつ、基準ノイズと算出した前記累積ノイズとの差分に応じて前記第１ヒステリシスコンパレータおよび前記第２ヒステリシスコンパレータの少なくとも１つのヒステリシスのバンド幅を変更するノイズ比較ユニットと、前記量子化磁束信号、前記量子化トルク信号および磁束の位相角に基づいて、インバータのスイッチングモードに関連付けられた出力電圧ベクトルを決定するスイッチング選択ユニットと、を備える。
【０００７】
本開示のモータ制御方法は、例示的な実施形態において、第１ヒステリシスコンパレータを用いて、基準磁束と実磁束との差分に基づいて量子化磁束信号を生成することと、第２ヒステリシスコンパレータを用いて、基準トルクと実トルクとの差分に基づいて量子化トルク信号を生成することと、特定の周波数帯域内におけるスイッチングノイズを含むノイズレベルを累積して累積ノイズを算出することと、基準ノイズと算出した前記累積ノイズとの差分に応じて前記第１ヒステリシスコンパレータおよび前記第２ヒステリシスコンパレータの少なくとも１つのヒステリシスのバンド幅を変更することと、前記量子化磁束信号、前記量子化トルク信号および磁束の位相角に基づいて、インバータのスイッチングモードに関連付けられた出力電圧ベクトルを決定することと、前記出力電圧ベクトルに基づいてモータを制御することと、を包含する。
【発明の効果】
【０００８】
本開示の例示的な実施形態によると、直接トルク制御において発生し得る音響ノイズを低減することが可能な、新規なモータ制御装置、モータ制御方法、当該モータ制御装置を備える、モータモジュールおよびトラクションモータユニット、ならびに、当該モータモジュールを備える電動パワーステアリング装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、例示的な実施形態１によるモータモジュール１０００のハードウェアブロックを模式的に示すブロック図である。
【図２】図２は、例示的な実施形態１によるモータモジュール１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を示すブロック図である。
【図３】図３は、例示的な実施形態１によるモータ制御装置１００の機能ブロックを示す機能ブロック図である。
【図４】図４は、αβ固定座標系における鎖交磁束Ψαβおよびその位相角ρを示す図である。
【図５】図５は、ノイズ比較ユニット１５０の主要な機能ブロックをより詳細に示す機能ブロック図である。
【図６】図６は、時間的に移動または停止する鎖交磁束ベクトルΨαβの軌跡を表す磁束軌跡を示す図である。
【図７】図７は、αβ固定座標系の座標平面を磁束の位相角ρに基づいて６等分した領域Ｒ（１）からＲ（６）を示す図である。
【図８】図８は、Ｙ結線された三相の巻線Ｌａ、ＬｂおよびＬｃを示す模式図である。
【図９】図９は、出力電圧ベクトルＶ０からＶ７を示す模式図である。
【図１０】図１０は、例示的な実施形態２によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を示す模式図である。
【図１１】図１１は、例示的な実施形態３によるトラクションモータユニット３０００の構成を示す模式図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、添付の図面を参照しながら、本開示のモータ制御装置、モータ制御方法、モータモジュール、電動パワーステアリング装置およびトラクションモータユニットの実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。
【００１１】
（実施形態１）
〔モータモジュール１０００の構成〕
図１は、本実施形態によるモータモジュール１０００のハードウェアブロックを模式的に示すブロック図である。
【００１２】
モータモジュール１０００は、典型的に、モータＭと、モータ制御装置１００と、駆動回路２００と、インバータ（「インバータ回路」とも称される。）３００と、複数の電流センサ４００と、アナログデジタル変換回路（以下、「ＡＤコンバータ」と表記する。）５００と、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）６００と、角度センサ７００と、を備える。ただし、後述するように、角度センサ７００は、モータモジュール１０００の必須の構成要素ではない。モータモジュール１０００は、モジュール化され得て、例えば、モータ、センサ、ドライバおよびモータ制御装置を有するモータモジュール、例えば機電一体型モータとして製造および販売され得る。
【００１３】
モータＭは、例えば、表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ）またはスイッチトリラクタンスモータ（ＳＲＭ）である。モータＭは、例えば三相（Ａ相、Ｂ相およびＣ相）の巻線（不図示）を有する。三相の巻線は、インバータ３００に電気的に接続される。三相モータに限らず、五相、七相などの多相モータも本開示の範疇である。モータの結線は、Ｙ結線およびΔ結線のいずれであってもよい。本明細書では、三相モータを制御するモータ制御装置を例に、本開示の実施形態を説明する。
【００１４】
モータ制御装置１００は、典型的にはプロセッサである。モータ制御装置１００は、例えば、デジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）またはマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ）などの集積回路（ＩＣ）チップであり得る。または、モータ制御装置１００は、例えば、中央演算処理装置（ＣＰＵ）のコアが組み込まれたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）によっても実現され得る。
【００１５】
モータ制御装置１００は、直接トルク制御（以下、「ＤＴＣ」と表記する。）を用いてモータＭを制御する。ＤＴＣは、鎖交磁束および瞬時トルクの制御量に基づいて、操作量であるインバータの出力電圧ベクトルを調整する制御手法である。モータ制御装置１００は、出力電圧ベクトルを表す信号（「出力電圧ベクトル信号」と表記する。）を駆動回路２００に出力する。
【００１６】
駆動回路２００は、典型的にはゲートドライバ（またはプリドライバ）である。駆動回路２００は、インバータ３００におけるスイッチ素子のオン・オフを制御する制御信号を、モータ制御装置１００から出力される出力電圧ベクトル信号に従って生成する。スイッチ素子は、例えば、後述する電界効果トランジスタ（典型的にはＭＯＳＦＥＴ）である。駆動回路２００は、各スイッチ素子のゲートにゲート制御信号を与える。駆動対象が低電圧で駆動可能なモータであるとき、駆動回路２００は必ずしも必要とされない場合がある。その場合、ゲートドライバの機能は、モータ制御装置１００に実装し得る。
【００１７】
インバータ３００は、例えば、直流電源（不図示）から供給される直流電力を交流電力に変換する。例えば、インバータ３００は、駆動回路２００から出力されるゲート制御信号に基づいて、直流電力を、Ａ相、Ｂ相およびＣ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換する。この変換された三相交流電力によってモータＭは駆動される。
【００１８】
複数の電流センサ４００は、モータＭのＡ相、Ｂ相およびＣ相の巻線に流れる少なくとも２つの相電流を検出する少なくとも２つの電流センサを有する。本実施形態では、複数の電流センサ４００は、Ａ相およびＢ相に流れる電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂ（図２を参照）を有する。当然に、複数の電流センサ４００は、Ａ相、Ｂ相およびＣ相の巻線に流れる３つの相電流を検出する３つの電流センサを有していてもよいし、例えばＢ相およびＣ相に流れる相電流またはＣ相およびＡ相に流れる相電流を検出する２つの電流センサを有していてもよい。電流センサは、例えば、シャント抵抗、およびシャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を有する。
【００１９】
ＡＤコンバータ５００は、複数の電流センサ４００から出力されるアナログ信号をサンプリングしてデジタル信号に変換し、その変換したデジタル信号をモータ制御装置１００に出力する。ただし、モータ制御装置１００がＡＤ変換を行ってもよい。その場合、複数の電流センサ４００は、アナログ信号をモータ制御装置１００に直接出力する。
【００２０】
ＲＯＭ６００は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ６００は、モータ制御装置１００にモータＭを制御させるための命令群を有する制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。ＲＯＭ６００は、モータ制御装置１００に外付けされる必要はなく、モータ制御装置１００に搭載されていてもよい。ＲＯＭ６００を搭載したモータ制御装置１００は、例えば上述したＭＣＵであり得る。
【００２１】
角度センサ７００は、例えばレゾルバまたはホールＩＣである。または、角度センサ７００は、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによっても実現される。角度センサ７００は、ロータの回転角（以下、「ロータ角」と表記する。）を検出し、ロータ角をモータ制御装置１００に出力する。
【００２２】
図１に示す、角度センサを必要とするセンサ制御では、角度センサの測定値に基づいてロータ角が算出される。一方、図２に示す、角度センサを必要としないセンサレス制御では、ロータ角は、電流センサによって測定される電流などに基づいて推定される。センサレス制御を行う場合において、角度センサ７００は必須ではない。
【００２３】
図２を参照して、インバータ３００のハードウェア構成をより詳細に説明する。
【００２４】
図２は、本実施形態によるモータモジュール１０００中のインバータ３００のハードウェア構成を示すブロック図である。
【００２５】
インバータ３００は、ハーフブリッジ回路であり、３個のローサイドスイッチ素子および３個のハイサイドスイッチ素子を有する。図示されるスイッチ素子ＳＷ＿Ｌ１、ＳＷ＿Ｌ２およびＳＷ＿Ｌ３がローサイドスイッチ素子であり、スイッチ素子ＳＷ＿Ｈ１、ＳＷ＿Ｈ２およびＳＷ＿Ｈ３が、ハイサイドスイッチ素子である。スイッチ素子として、例えば、ＭＯＳＦＥＴまたは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチ素子を用いることができる。
【００２６】
図２に、Ａ相およびＢ相に流れる相電流を検出する２つの電流センサ４００Ａ、４００Ｂのシャント抵抗Ｒｓを示す。図示されるように、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ローサイドスイッチ素子とグランドとの間に電気的に接続され得る。または、例えばシャント抵抗Ｒｓは、ハイサイドスイッチ素子と電源との間に電気的に接続され得る。
【００２７】
モータ制御装置１００は、直接トルク制御を用いる三相通電による制御（以下、「三相通電制御」と表記する。）を行うことによってモータＭを駆動することができる。例えば、モータ制御装置１００は、三相通電制御を行うための出力電圧ベクトル信号を生成し、その信号を駆動回路２００に出力する。駆動回路２００は、インバータ３００の中の各ＦＥＴのスイッチング動作を制御するゲート制御信号を出力電圧ベクトル信号に基づいて生成し、各ＦＥＴのゲートに与える。
【００２８】
モータモジュール１０００は、角度センサ７００の代わりに、例えば、速度センサまたは加速度センサを有し得る。モータ制御装置１００は、角度センサとして速度センサを用いる場合、回転速度信号または角速度信号に積分処理等を行うことにより回転角、つまり、ロータ角を算出することができる。回転速度は、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）または単位時間（例えば１秒間）にロータが回転する回転数（ｒｐｓ）で表される。角速度は、１秒間にロータが回転する角度（ｒａｄ／ｓ）で表される。また、モータ制御装置１００は、角度センサとして加速度センサを用いる場合、角加速度信号に積分処理等を行うことによりロータ角を算出することができる。
【００２９】
本開示のモータ制御装置は、非限定的で例示的な実施形態において、例えば特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）またはＦＰＧＡなどのハードウェアのみで実現される。または、モータ制御に必要な一連の処理を規定するプログラムを格納するメモリ、およびそのプログラムに従って各処理を逐次実行するプロセッサによって実現され得る。さらに、ハードウェアおよびソフトウェアを組み合わせることによっても実現することができる。
【００３０】
本開示のモータ制御方法は、例えば、図１または図２に示すモータモジュールが備える装置を用いて実行可能である。本開示のモータ制御方法は、ＳＰＭＳＭまたはＳＲＭなどの様々のタイプのモータの制御に広く利用され得る。
【００３１】
図３から図６を参照する。以下、ＤＴＣを行うモータ制御装置１００の機能・動作をより詳しく説明する。
【００３２】
〔モータ制御装置１００の機能ブロック〕
図３は、本実施形態によるモータ制御装置１００の機能ブロックを示す機能ブロック図である。
【００３３】
本明細書において、機能ブロック図における各ブロックは、ハードウェア単位ではなく機能ブロック単位で示される。モータ制御を行うためのソフトウェアは、例えば、各機能ブロックに対応した特定の処理を実行させるためのコンピュータプログラムを構成するモジュールであり得る。そのようなコンピュータプログラムは、例えばＲＯＭ６００に格納される。
【００３４】
モータ制御装置１００は、推定器１１０、差分器１２０Ａ、１２０Ｂ、トルクヒステリシスコンパレータ１３０、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０、ノイズ比較ユニット１５０、およびスイッチング選択ユニット１６０を有する。モータ制御装置１００は、磁束誤差、トルク誤差および磁束の位相角に基づいて、インバータ３００のスイッチングモードに関連付けられた出力電圧ベクトルを決定する。本明細書において、説明の便宜上、機能ブロックをユニットと表記する場合がある。ただし、このような表記は、各機能ブロックを、ハードウェアまたはソフトウェアに限定する意図で解釈してはならない。
【００３５】
各機能ブロックをソフトウェアとしてモータ制御装置１００に実装する場合、そのソフトウェアの実行主体は、例えばプロセッサであり得る。本開示のモータ制御装置は、非限定的で例示的な実施形態において、プロセッサと、プロセッサの動作を制御するプログラムを記憶するメモリとを備える。プロセッサは、プログラムに従って、以下の処理を実行する。
（１）磁束ヒステリシスコンパレータを用いて、基準磁束と実磁束との差分に基づいて量子化磁束信号を生成する。
（２）トルクヒステリシスコンパレータを用いて、基準トルクと実トルクとの差分に基づいて量子化トルク信号を生成する。
（３）特定の周波数帯域内におけるスイッチングノイズを含むノイズレベルを累積して累積ノイズを算出する。
（４）基準ノイズと算出した累積ノイズとの差分に応じて磁束ヒステリシスコンパレータおよびトルクヒステリシスコンパレータの少なくとも１つのヒステリシスのバンド幅を変更する。
（５）量子化磁束信号、量子化トルク信号および磁束の位相角に基づいて、インバータのスイッチングモードに関連付けられた出力電圧ベクトルを決定する。
（６）出力電圧ベクトルに基づいてモータを制御する。
【００３６】
モータ制御装置１００は、ＦＰＧＡによっても実現され得る。その場合、全てまたは一部の機能ブロックは、ハードウェアによって実現され得る。複数のＦＰＧＡを用いて処理を分散させることにより、特定のコンピュータの演算負荷を分散させることができる。その場合、図３に示す機能ブロックの全てまたは一部は、その複数のＦＰＧＡに分散して実装され得る。複数のＦＰＧＡは、例えば車載のコントロールエリアネットワーク（ＣＡＮ）によって互いに通信可能に接続され、それらの間でデータの送受信がなされる。
【００３７】
推定器１１０は、電流センサ４００によって測定された相電流Ｉａ、Ｉｂを取得する。推定器１１０は、相電流Ｉａ、Ｉｂから相電流Ｉｃを算出する。推定器１１０は、相電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃに基づいて、鎖交磁束Ψαβ、トルクＴｅおよび鎖交磁束の位相角ρを推定する。
【００３８】
図４は、αβ固定座標系における鎖交磁束Ψαβおよびその位相角ρを示す図である。
【００３９】
推定鎖交磁束Ψαβは、αβ固定座標系においてフェーザ表示で表現され、式（１）に基づいて算出される。ここで、ｖαβは、αβ固定座標系におけるステータ電圧ベクトルである。Ｒｓは、電機子抵抗である。ｉαβは、αβ固定座標系におけるステータ電流ベクトルである。これらの変数はすべてフェーザ表示で表される。∫は積分演算子である。
Ψαβ＝∫（ｖαβ―Ｒｓ・ｉαβ）ｄｔ      式（１）
【００４０】
推定トルクＴｅは、式（２）に基づいて算出される。鎖交磁束の推定位相角ρは、式（３）に基づいて算出される。本明細書において、推定器１１０が推定した、推定鎖交磁束Ψαβを「実磁束Ψαβ」と呼び、推定トルクＴｅを「実トルクＴｅ」と呼ぶこととする。実磁束Ψαβおよび実トルクＴｅは、電流センサ４００によって測定された相電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃに基づいて算出される推定値である。
Ｔｅ＝Ψαβ×ｉαβ                      式（２）
ρ＝ａｒｃｔａｎ（Ψβ／Ψα）          式（３）
【００４１】
図１に示す角度センサ７００を備えるモータモジュール１０００において、推定器１１０は、さらに、角度センサ７００からロータ角θｒを取得してもよい。推定器１１０は、相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃおよびロータ角θｒに基づいて、鎖交磁束Ψαβ、トルクＴｅおよび鎖交磁束の位相角ρを推定することができる。例えば、推定器１１０は、相電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃに基づいて推定した、図４に示す推定トルク角δにロータ角θｅを加算することにより推定位相角ρを取得する。
【００４２】
差分器１２０Ａは、基準トルクＴ＊と実トルクＴｅとの符号付き差分ΔＴを算出してトルクヒステリシスコンパレータ１３０に出力する。基準トルクＴ＊と実トルクＴｅの間のトルク誤差は、差分ΔＴによって規定される。差分器１２０Ｂは、基準磁束Ψ＊と実磁束Ψαβとの符号付き差分ΔΨを算出して磁束ヒステリシスコンパレータ１４０に出力する。基準磁束Ψ＊と実磁束Ψαβの間の磁束誤差は、差分ΔΨによって規定される。
【００４３】
基準トルクＴ＊および基準磁束Ψ＊は、例えば上流のコントローラ（不図示）によって演算されて差分器１２０Ａ、１２０Ｂにそれぞれ与えられる。基準トルクＴ＊は、例えば、ロータの回転速度を目標（ターゲット）速度にするために必要なトルクを表す。
【００４４】
トルクヒステリシスコンパレータ１３０は、トルク誤差ΔＴに基づいて量子化トルク信号τを生成するヒステリシスコンパレータである。トルクヒステリシスコンパレータ１３０は、例えば３値の量子化トルク信号τを生成する。基準トルクＴ＊が実トルクＴｅよりも大きい場合、トルク誤差ΔＴは正の値となり、基準トルクＴ＊が実トルクＴｅよりも小さい場合、トルク誤差ΔＴは負の値となる。例えば、トルク誤差ΔＴが所定の正の閾値よりも大きい場合、トルクヒステリシスコンパレータ１３０は、「１」を出力し、トルク誤差が所定の負の閾値よりも小さい場合、トルクヒステリシスコンパレータ１３０は、「−１」を出力する。トルク誤差ΔＴが、負の閾値以上正の閾値以下である場合、トルクヒステリシスコンパレータ１３０は、「０」を出力する。
【００４５】
所定の正の閾値は、トルクヒステリシスコンパレータ１３０のヒステリシスのバンド幅の上限値に相当し、所定の負の閾値は、そのヒステリシスのバンド幅の下限値に相当する。換言すると、トルクヒステリシスコンパレータ１３０のヒステリシスのバンド幅は、その上限である正の閾値およびその下限である負の閾値の差分を表す。
【００４６】
磁束ヒステリシスコンパレータ１４０は、磁束誤差ΔΨに基づいて量子化磁束信号ψを生成するヒステリシスコンパレータである。磁束ヒステリシスコンパレータ１４０は、例えば２値の量子化磁束信号ψを生成する。基準磁束Ψ＊が実磁束Ψαβよりも大きい場合、磁束誤差ΔΨは正の値となり、基準磁束Ψ＊が実磁束Ψαβよりも小さい場合、磁束誤差ΔΨは負の値となる。磁束誤差ΔΨが所定の正の閾値よりも大きい場合、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０は、「１」を出力し、磁束誤差ΔΨが所定の負の閾値よりも小さい場合、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０は、「−１」を出力する。磁束誤差ΔΨが、負の閾値以上正の閾値以下である場合、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０は、直前の状態の「−１」または「１」の出力を維持する。
【００４７】
トルクヒステリシスコンパレータ１３０と同様に、所定の正の閾値は、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０のヒステリシスのバンド幅の上限値に相当し、所定の負の閾値は、そのヒステリシスのバンド幅の下限値に相当する。換言すると、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０のヒステリシスのバンド幅は、その上限である正の閾値およびその下限である負の閾値の差分を表す。
【００４８】
図５は、ノイズ比較ユニット１５０の主要な機能ブロックをより詳細に示す機能ブロック図である。
【００４９】
ノイズ比較ユニット１５０は、累積ノイズ演算ユニット１５１、差分器１５２、ＰＩ制御器１５３およびリミッタ１５４を有する。ノイズ比較ユニット１５０は、特定の周波数帯域内におけるスイッチングノイズを含むノイズレベルを累積して累積ノイズを算出する。さらに、ノイズ比較ユニット１５０は、基準ノイズと算出した累積ノイズとの差分に応じてトルクヒステリシスコンパレータ１３０および磁束ヒステリシスコンパレータ１４０の少なくとも１つのヒステリシスのバンド幅を変更する。
【００５０】
本実施形態では、ノイズ比較ユニット１５０は、相電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃが含む、特定の周波数帯域内におけるノイズレベルを累積して累積ノイズを算出する。ただし、ノイズ比較ユニット１５０は、３相の相電流すべてについて累積ノイズを算出しなくてもよく、３相のうちの少なくとも１相について累積ノイズを算出してもよい。ノイズ比較ユニット１５０は、基準ノイズと累積ノイズとの差分によって規定されるノイズ誤差に基づいて磁束ヒステリシスコンパレータ１４０のヒステリシスのバンド幅のみを変更する。ノイズ比較ユニット１５０は、トルクヒステリシスコンパレータ１３０のヒステリシスのバンド幅を変更してもよい。ただし、そのバンド幅を変更すると、トルクリップルの原因となって機械的なノイズが上昇する可能性があり得る。そのため、トルクヒステリシスコンパレータ１３０のヒステリシスのバンド幅は固定したまま、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０のヒステリシスのバンド幅のみを変更することが好ましい。
【００５１】
累積ノイズ演算ユニット１５１は、相電流Ｉａ、ＩｂおよびＩｃを受け取り、それらに基づいて累積ノイズを相毎に演算する。以下、Ａ相の累積ノイズを演算する具体例を説明する。Ｂ、Ｃ相についての累積ノイズは、Ａ相と同様にして算出することができる。
【００５２】
累積ノイズ演算ユニット１５１は、式（４）に基づいて、Ａ相の瞬時相電流ｉａ（ｔ）を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）してＩａ（Ｓ）を算出する。ここで、ＦＦＴのシミュレーションのサンプル時間（時間分解能）としてＴｓを定義する。ｔは、ＦＦＴ演算の時間間隔である。ｎは、ｔ／Ｔｓによって表されるサンプリング数（時間間隔ｔに含まれる電流の瞬時値のデータ数）である。
Ｉａ（Ｓ）＝ＦＦＴ（ｉａ（ｔ））／ｎ        式（４）
【００５３】
累積ノイズ演算ユニット１５１は、式（５）に基づいてＩａ（Ｓ）のパワースペクトルを算出する。ここで、Ｚは電機子インピーダンスの仮の値である。
Ｐｏｗｅｒ０（Ｓ）＝１０ｌｏｇ（Ｚ・Ｉａ（Ｓ）２）      式（５）
【００５４】
発明者の知見によれば、ベクトル制御とは異なり、ＤＴＣを行う場合においてスイッチング周波数が一定ではないために、可聴の音響ノイズを低減することが困難となる。例えば、車載用のトラクションモータユニットは、可能な限り静かに動作することが望まれる。そのため、車載用モータの制御において、インバータのスイッチ素子のスイッチング動作に起因して生じ得る音響ノイズを如何に低減させるかが課題となる。
【００５５】
例えば、スイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上にすることができれば、それは可聴ノイズの低減に繋がる。何故なら、人間の聴覚は、５００Ｈｚから８ｋＨｚまでの周波数帯域に最も感度を有するとされている。低周波に対しては、周波数が１ｋＨｚ以下になると感度が徐々に低下し、周波数が一般に２０Ｈｚを下回ると感度はほぼなくなる。高周波に対しても同様に、周波数が高くなるにつれて感度が徐々に低下し、周波数が一般に２０ｋＨｚを上回ると感度はほぼなくなる。しかしながら、トラクションモータのような高電力を必要とする高パワー駆動システムにおいて、２０ｋＨｚのスイッチング周波数でスイッチ素子をスイッチングさせた場合、スイッチ素子において高い電力損失が生じ得る。これは避けるべきである。
【００５６】
例えば、ある特定のトラクションのアプリケーションにおいて、スイッチング周波数は、７ｋＨｚから１０ｋＨｚ程度である。ただし、これらの周波数は可聴周波数を含んでいるために、モータ駆動時においてスイッチングノイズに起因して可聴の音響ノイズが発生することがある。さらに、ＤＴＣを行う場合、スイッチング周波数が一定ではないために、そのことが可聴の音響ノイズを低減することを一層困難にしている。
【００５７】
上記の課題を鑑みて、ノイズ比較ユニット１５０は、国際電気標準会議（ＩＥＣ）の規格：ＩＥＣ  ６１６７２−２０１３で定められた、人間の聴感特性を考慮した周波数重み付け特性Ａを用いて重み付けすることにより、累積ノイズのレベルを補正して、補正後の累積ノイズレベルを取得することが好ましい。電気モータのノイズは１００ｄＢに満たないことを踏まえると、周波数重み付け特性Ｃよりも、周波数重み付け特性Ａが累積ノイズのレベルの補正により適している。
【００５８】
ノイズ比較ユニット１５０は、サンプリング数ｎを用いてＡ特性曲線Ｈ（Ｓ）にデータを内挿してパワースペクトルＰｏｗｅｒｘ（Ｓ）を算出する。ノイズ比較ユニット１５０は、式（６）に基づいて、相電流ＡのパワースペクトルＰｏｗｅｒ０（Ｓ）にパワースペクトルＰｏｗｅｒｘ（Ｓ）を加算して、ノイズパワーＮｏｉｓｅＰｏｗｅｒ（Ｓ）を算出する。
ＮｏｉｓｅＰｏｗｅｒ（Ｓ）＝Ｐｏｗｅｒ０（Ｓ）＋Ｐｏｗｅｒｘ（Ｓ）  式（６）
【００５９】
ノイズ比較ユニット１５０は、特定の周波数区間または周波数帯域内において、式（６）で与えられるＮｏｉｓｅＰｏｗｅｒ（Ｓ）を、式（７）に基づいて積分することにより補正後の累積ノイズレベルＣｕｍｕｌａｔｉｖｅ  ｎｏｉｓｅを演算する。ここで、ｆｓｔａｒｔおよびｆｓｔｏｐは、特定の周波数区間の下端および上端をそれぞれ表す。Ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅ  ｎｏｉｓｅは、Ａ特性によって重み付した後の音圧レベルであり、その単位は〔ｄＢＡ〕で表される。特定の周波数区間は、モータのアプリケーション毎に設定することができる。その区間は、例えば１ｋＨｚ（ｆｓｔａｒｔ）から５ｋＨｚ（ｆｓｔｏｐ）までの範囲に設定される。例えば、ｆｓｔｏｐは、最大で２０ｋＨｚ程度の周波数であり得る。
【数１】
2020065392.tif 000003
（式７）
【００６０】
ノイズ比較ユニット１５０の差分器１５２は、基準ノイズと補正後の累積ノイズレベルとの差分によって規定されるノイズ誤差を演算する。ノイズ比較ユニット１５０は、そのノイズ誤差に基づいて磁束ヒステリシスコンパレータ１４０のヒステリシスのバンド幅ｂｗを変更する。より詳細には、ノイズ比較ユニット１５０は、ＰＩ制御器１５３を用いてノイズ誤差を比例積分し、かつ、リミッタ１５４を用いてその極限値を求めることによって磁束ヒステリシスコンパレータ１４０ヒステリシスのバンド幅ｂｗを決定する。
【００６１】
ノイズ比較ユニット１５０は、算出したヒステリシスのバンド幅ｂｗを磁束ヒステリシスコンパレータ１４０に設定する。ヒステリシスのバンド幅ｂｗの演算は、例えば、電流センサ４００によって各相電流を測定する周期、すなわちＡＤコンバータ５００のＡＤ変換の周期に同期して繰り返し実行される。従って、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０に設定されるヒステリシスのバンド幅ｂｗは、積算ノイズレベルに応じて変化し得て、かつ、ＡＤ変換の周期に同期して更新され得る。
【００６２】
このように、周波数重み付け特性Ａを用いて累積ノイズのパワースペクトルを補正することにより、スイッチングノイズを含む可聴な音響ノイズを適切に低減することが可能となる。ただし、ノイズ比較ユニット１５０の差分器１５２は、累積ノイズのパワースペクトルを補正することなく、基準ノイズと補正前の元の累積ノイズレベルとの差分によって規定されるノイズ誤差を演算してもよい。元の累積ノイズレベルは、ＮｏｉｓｅＰｏｗｅｒ（Ｓ）に代えて、式（５）で与えられるＰｏｗｅｒ０（Ｓ）を式（７）に代入することによって得られる。
【００６３】
図６から図９を参照しながら、ＤＴＣの概要を説明する。
【００６４】
図６は、スイッチングモードに応じて時間的に移動または停止する鎖交磁束ベクトルΨαβの軌跡を表す磁束軌跡を示す図である。
【００６５】
ＤＴＣは、微小な許容範囲内に磁束誤差ΔΨおよびトルク誤差ΔＴを保つようそれらを制限し、かつ、図６に示す磁束軌跡における鎖交磁束ベクトルΨαβを時計方向または反時計方向に回転させる最適な出力電圧ベクトルＶｎを、量子化磁束信号ψ、量子化トルク信号τおよび磁束の位相角ρに基づいて決定する手法である。微小な許容範囲は、上述した、トルクヒステリシスコンパレータ１３０または磁束ヒステリシスコンパレータ１４０のヒステリシスのバンド幅ｂｗによって定義される。
【００６６】
図６に示す２つの円Ｃ１、Ｃ２のうちの内側の円Ｃ１は、許容範囲を意味するヒステリシスのバンド幅ｂｗの下限値を表現し、外側の円Ｃ２は、ヒステリシスのバンド幅ｂｗの上限値を表現している。内側および外側の円Ｃ１、Ｃ２の半径の差（ギャップ）がヒステリシスのバンド幅ｂｗである。鎖交磁束ベクトルΨαβは、磁束軌跡においてそのヒステリシスのバンド幅ｂｗの領域内を移動するよう制御される。従来の手法によれば、ヒステリシスのバンド幅ｂｗは常に固定されたままである。これに対し、本開示の手法によれば、ヒステリシスのバンド幅ｂｗは、ノイズ比較ユニット１５０によって演算される累積ノイズレベルに応じて変化し得る。
【００６７】
ＤＴＣにおいて、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０のヒステリシスのバンド幅ｂｗを拡大することにより、スイッチング周波数を下げることが可能となる。一方で、ヒステリシスのバンド幅ｂｗを縮小することにより、スイッチング周波数を上げることが可能となる。
【００６８】
スイッチング選択ユニット１６０は、量子化磁束信号ψ、量子化トルク信号τおよび磁束の位相角ρに基づいて、インバータ３００のスイッチングモードに関連付けられた出力電圧ベクトルＶｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）を決定する。より詳細には、スイッチング選択ユニット１６０は、スイッチングモードを出力電圧ベクトルＶｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）に関連付けた参照テーブルＬＵＴを参照して、量子化磁束信号ψ、量子化トルク信号τおよび磁束の位相角ρに基づいて出力電圧ベクトルＶｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）を決定する。
【００６９】
表１に、スイッチングモードを選択するために用いるテーブルを示す。トルクＴの列における「↑」は、トルクヒステリシスコンパレータ１３０から出力される量子化トルク信号τが「１」であることを示す。これは、実トルクＴｅが基準トルクＴ＊に満たないことを示す。その場合、インバータのスイッチング周波数を上げて可能な限り迅速にトルクを増大させることが必要となる。つまり、「↑」は、例えばロータが反時計回りに回転している場合、図６の磁束軌跡において鎖交磁束ベクトルΨαβを反時計回りに回転させ、これにより、トルクを増大することを示す。
【００７０】
【表１】
2020065392.tif 000004
【００７１】
トルクＴの列における「↓」は、量子化トルク信号τが「−１」であることを示す。これは、実トルクＴｅが基準トルクＴ＊に達したことを示す。その場合、インバータのスイッチング周波数を下げて可能な限り穏やかトルクを減少させることが必要となる。つまり、「↓」は、例えばロータが反時計回りに回転している場合、図６の磁束軌跡において鎖交磁束ベクトルΨαβを時計回りに回転させ、これにより、トルクを低減することを示す。
【００７２】
トルクＴの列における「→」は、量子化トルク信号τが「−１」であることを示す。これは、トルク誤差はヒステリシスのバンド幅で規定される許容範囲に収まっていることを示す。その場合、トルクは維持される。ただし、実際には、磁束の緩やかな減少によってトルクは緩やかに減少する。
【００７３】
磁束Ψの列における「↑」は、磁束ヒステリシスコンパレータ１４０から出力される量子化磁束信号ψが「１」であることを示す。これは、実磁束Ψαβが基準磁束Ψ＊に満たないことを示している。「↑」は、磁束を増大させる必要があることを意味する。「↓」は、量子化磁束信号ψが「−１」であることを示す。これは、実磁束Ψαβが基準磁束Ψ＊に達したことを示している。「↓」は、磁束を減少させる必要があることを意味する。「−」は、量子化磁束信号ψを無視することを意味する。
【００７４】
図７は、αβ固定座標系の座標平面を磁束の位相角ρに基づいて６等分した領域Ｒ（１）からＲ（６）を示す図である。
【００７５】
表１において、ｎは、スイッチングモード０から７の中から選択すべきスイッチングモードを示す。磁束の位相角ρの範囲を示す値をＫに代入することによって、ｎが決定される。領域Ｒ（１）からＲ（６）のそれぞれの範囲は、π／３に相当する位相角ρの範囲を示す。例えば、領域Ｒ（１）の範囲は、磁束の位相角ρが−π／６からπ／６までの範囲を示す。Ｋは、領域の番号１から６のいずれかの値である。
【００７６】
例えば、トルクＴが「↑」を示し、かつ、磁束Ψが「↓」を示す場合において、Ｋが２である、つまり、αβ固定座標系の座標平面において、鎖交磁束ベクトルΨαβが領域Ｒ（２）に位置しているとき、スイッチング選択ユニット１６０は、ｎ値として４を選択する。換言すると、スイッチング選択ユニット１６０はスイッチングモード４を選択する。トルクＴが「↓」を示し、かつ、磁束Ψが「↑」を示す場合において、Ｋが４である、つまり、αβ固定座標系の座標平面において、磁束ベクトルが領域Ｒ（４）に位置しているとき、スイッチング選択ユニット１６０は、ｎ値として３を選択する。換言すると、スイッチング選択ユニット１６０は、スイッチングモード３を選択する。ただし、Ｋ＋２またはＫ＋１の値が６を超える場合、それらの値から６を減算した値がｎ値として選択される。また、Ｋ−２またはＫ−１の値が１未満である場合、それらの値に６を加算した値がｎ値として選択される。
【００７７】
図８は、Ｙ結線された三相の巻線Ｌａ、ＬｂおよびＬｃを示す模式図である。図９は、出力電圧ベクトルＶ０からＶ７を示す模式図である。図７に、６分割した領域Ｒ（１）からＲ（６）と、出力電圧ベクトルＶ０からＶ７との関係を示す。
【００７８】
各相のハーフブリッジのレグは２つのスイッチ素子を有しているために、８種類のインバータのスイッチングパターンが存在する。そのスイッチングパターンに対応する出力電圧ベクトルＶｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）を定義することができる。ｎは０から７の整数である。出力電圧ベクトルＶｎのＡ、ＢおよびＣのそれぞれは、ｎの値に応じて「−１」または「１」の値を取り得る。
【００７９】
図９に示すように、出力電圧ベクトルＶｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）は、例えばαβ固定座標系において、２種類の零電圧ベクトルＶ０（−１，−１，−１）、Ｖ７（１，１，１）、大きさが等しく、かつ、互いにπ／３の位相差を有する６種類の電圧ベクトルＶ１（１，−１，−１）、Ｖ２（１，１，−１）、Ｖ３（−１，１，−１）、Ｖ４（−１，１，１）、Ｖ５（−１，−１，１）およびＶ６（１，−１，１）によって表現される。
【００８０】
出力電圧ベクトルＶｎにおいて、「１」は、図８に示す各相のコイル端に正の電圧を与えることを意味し、「−１」は、各相のコイル端に負の電圧を与えることを意味する。例えば、出力電圧ベクトルＶ１（１，−１，−１）は、コイル端ａに正の電圧を与え、コイル端ｂ、ｃに負の電圧を与える。出力電圧ベクトルＶ２（１，１，−１）は、コイル端ａ、ｂに正の電圧を与え、コイル端ｃに負の電圧を与える。
【００８１】
表２に、スイッチングモードと出力電圧ベクトルＶｎを関連付ける参照テーブルＬＵＴを示す。スイッチングモード０から７は、出力電圧ベクトルＶ０からＶ７に１対１で関連付けされている。スイッチング選択ユニット１６０は、参照テーブルＬＵＴを参照して、表１に示すテーブルに基づいて選択したスイッチングモードに対応した出力電圧ベクトルＶｎを選択し、後段のインバータ３００、より詳細には駆動回路２００に出力電圧ベクトル信号を出力する。
【００８２】
【表２】
2020065392.tif 000005
【００８３】
出力電圧ベクトルＶｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）とスイッチングパターンの関係を簡単に説明する。出力値が「１」の場合、その相のレグにおけるハイサイドスイッチ素子がオンしてローサイドスイッチ素子がオフする。これとは逆に、出力値が「−１」の場合、その相のレグにおけるハイサイドスイッチ素子がオフしてローサイドスイッチ素子がオンする。
【００８４】
駆動回路２００は、モータ制御装置１００から入力した出力電圧ベクトル信号に基づいて、インバータの各スイッチ素子に与えるゲート制御信号を生成し、インバータ３００に出力する。例えば、駆動回路２００は、出力電圧ベクトルＶ３を示す出力電圧ベクトル信号を入力すると、インバータ３００のＡ、Ｃ相のハイサイドスイッチ素子をオフしてローサイドスイッチ素子をオンし、かつ、Ｂ相のハイサイドスイッチ素子をオンしてローサイドスイッチ素子をオフするゲート制御信号を生成する。
【００８５】
インダクタンスを基本要素とするコイルまたは巻線などに電流を流すと、その電流に含まれるノイズが音響ノイズの主な要因となり得る。一方、キャパシタンスを基本要素とするコンデンサなどに電圧を印加すると、その電圧に含まれるノイズが音響ノイズの主な要因となり得る。
【００８６】
本実施形態では、累積ノイズ演算ユニット１５１は、相電流が含む、特定の周波数帯域内におけるノイズレベルを累積して累積ノイズを算出する一態様を説明したが、本開示はこれに限定されない。ノイズ比較ユニット１５０は、相電圧が含む、特定の周波数帯域内におけるノイズレベルを累積して累積ノイズを算出してもよい。具体的には、ノイズ比較ユニット１５０は、式（８）および（９）に基づいて、Ａ相についてのＶａ（Ｓ）のパワースペクトルＰｏｗｅｒ０（Ｓ）を算出する。ここで、ｖａ（ｔ）は、Ａ相の相電圧の瞬時値である。ｎはサンプリング数を示す。Ｚは電機子インピーダンスの前提値である。Ｂ、Ｃ相のパワースペクトルも、Ａ相と同様に算出される。
Ｖａ（Ｓ）＝ＦＦＴ（ｖａ（ｔ））／ｎ      式（８）
Ｐｏｗｅｒ０（Ｓ）＝１０ｌｏｇ（Ｖａ（Ｓ）２／Ｚ）      式（９）
【００８７】
この変形例によれば、例えばインバータ３００の電源ラインに設けられたバイパスコンデンサのキャパシタンスに起因して生じ得る音響ノイズを抑制することが可能となる。
【００８８】
以下に、本開示によるＤＴＣのモータ制御手法の妥当性を、ＭａｔｈＷｏｒｋｓ社のＭａｔｌａｂ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋを用いて検証した結果を示す。この検証には、ＤＴＣにより制御を受ける、三相の８極１２スロットの永久磁石型同期モータのモデルを用いた。表３に、検証時の各種システムパラメータの値を示す。
【００８９】
【表３】
2020065392.tif 000006
【００９０】
最大スイッチング周波数を７ｋＨｚまたは１０ｋＨｚに設定した場合において、トルクヒステリシスコンパレータおよび磁束ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅がそれぞれ異なる条件下で、１００Ｈｚから２０ｋＨｚまでの周波数範囲における累積ノイズおよび１ｋＨｚから５ｋＨｚまでの周波数範囲における累積ノイズを測定した。累積ノイズは、相電流が含む、上記の周波数範囲におけるノイズレベルを累積して得た測定値である。
【００９１】
トルクヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を、１ｅ−０６Ｎ・ｍ、２．５％および５％に設定した。磁束ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を、１ｅ−０６Ｗｂ（またはＶ・ｓ）、２．５％および５％に設定した。ここで、トルクヒステリシスのバンド幅の％は、基準トルクＴ＊（７．５Ｎ．ｍ）に対するバンド幅の割合を示す。磁束ヒステリシスのバンド幅の％は、基準磁束Ψ＊（０．０１５０Ｖ・ｓ）に対するバンド幅の割合である。
【００９２】
表４に、最大スイッチング周波数を７ｋＨｚに設定した場合における累積ノイズのシミュレーション結果を示す。表５に、最大スイッチング周波数を１０ｋＨｚに設定した場合における累積ノイズのシミュレーション結果を示す。
【００９３】
【表４】
2020065392.tif 000007
【００９４】
【表５】
2020065392.tif 000008
【００９５】
シミュレーション結果から、ヒステリシスのバンド幅を調整することにより、累積ノイズが変化することが分かる。最大スイッチング周波数を７ｋＨｚ、１０ｋＨｚに設定した場合において、トルクヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を固定したとき（１ｅ−０６、２．５％または５％に設定したとき）、磁束ヒステリシスコンパレータのヒステリシスのバンド幅を縮小することにより、可聴の周波数帯域における累積ノイズを適切に低減できることが確認された。これは、ヒステリシスのバンド幅を縮小することによってスイッチング周波数が上がり、その結果、相電流のパワースペクトルは、より高周波の成分を含むためである。換言すると、パワースペクトルの成分が高周波側にシフトしたためである。このように、本開示によるＤＴＣのモータ制御手法は、可聴の音響ノイズの低減に有効であることが分かる。
【００９６】
（実施形態２）
図１０は、本実施形態によるＥＰＳシステム２０００の典型的な構成を示す模式図である。
【００９７】
自動車等の車両は一般に、ＥＰＳシステムを有する。本実施形態によるＥＰＳシステム２０００は、ステアリングシステム５２０、および補助トルクを生成する補助トルク機構５４０を有する。ＥＰＳシステム２０００は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリングシステムの操舵トルクを補助する補助トルクを生成する。補助トルクにより、運転者の操作の負担は軽減される。
【００９８】
ステアリングシステム５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、回転軸５２４、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを備える。
【００９９】
補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、自動車用電子制御ユニット（ＥＣＵ）５４２、モータ５４３および減速機構５４４を備える。操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングシステム５２０における操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１の検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータ５４３は、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成する。モータ５４３は、減速機構５４４を介してステアリングシステム５２０に、生成した補助トルクを伝達する。
【０１００】
ＥＣＵ５４２は、例えば、モータ制御装置および駆動回路などを有する。自動車ではＥＣＵを核とした電子制御システムが構築される。ＥＰＳシステム２０００では、例えば、ＥＣＵ５４２、モータ５４３およびインバータ５４５によって、モータ制御システムが構築される。そのモータ制御システムに、実施形態１によるモータモジュール１０００を好適に用いることができる。ヒステリシスのバンド幅を適切に調整することによって、例えばモータの低速駆動時に発生し得る音響ノイズを適切に低減することができる。
【０１０１】
（実施形態３）
図１１は、本実施形態によるトラクションモータユニット３０００の構成を示す模式図である。
【０１０２】
トラクションモータユニット３０００は、モータ９１０、ギアボックスＧＢ、ハウジング９４０、インバータユニット９５０およびインバータハウジング９６０を備える。トラクションモータユニット３０００は、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）、プラグインハイブリッド自動車（ＰＨＶ）または電気自動車（ＥＶ）などの、モータを動力源とする車両に搭載され、その動力源として用いられる。
【０１０３】
モータ９１０は、いわゆるトラクションモータであり、例えばＳＲＭである。
【０１０４】
ギアボックスＧＢは、減速機９２０および差動装置９３０を有し、ハウジング９４０に収容される。ギアボックスＧＢは、モータ軸Ｊ１に平行に延びるシャフト９１２に接続される。モータ９１０から出力されるトルクは、減速機９２０を介して差動装置９３０に伝達される。
【０１０５】
減速機９２０は、シャフト９１２を介してモータ９１０のロータに接続される。減速機９２０は、モータ９１０の回転速度を減じて、モータ９１０から出力されるトルクを減速比に応じて増やす。
【０１０６】
減速機９２０は、第１のギヤ（中間ドライブギヤ）９１１と、第２のギヤ（中間ギヤ）９２１と、第３のギヤ（ファイルナルドライブギヤ）９２２と、中間シャフト（不図示）と、を有する。モータ９１０から出力されるトルクは、モータ９１０のシャフト９１２、第１のギヤ９１１、第２のギヤ９２１、中間シャフトおよび第３のギヤ９２２を介して差動装置９３０のリングギヤ（ギヤ）９３１に伝達される。各ギヤのギヤ比およびギヤの個数などは、要求される減速比に応じて変更可能である。減速機９２０は、例えば、各ギヤの軸芯が互いに平行に配置される平行軸歯車タイプの減速機である。
【０１０７】
差動装置９３０は、減速機９２０を介してモータ９１０に接続される。差動装置９３０は、モータ９１０から出力されるトルクを車両の車輪に伝達する装置である。差動装置９３０は、車両の旋回時に、左右の車輪の速度差を吸収しつつ、左右両輪の車軸に同トルクを伝える。
【０１０８】
ハウジング９４０は、例えばアルミ合金などから形成された金属製部材である。ハウジング９４０は、複数の部材を組み合わせて構成され得る。
【０１０９】
インバータユニット９５０は、インバータおよびモータ制御装置を有する。そのモータ制御装置に、実施形態１によるモータ制御装置１００を好適に用いることができる。これにより、インバータのスイッチングに起因して発生し得るスイッチングノイズを含む音響ノイズを適切に低減することが可能なトラクションモータユニットが提供される。
【０１１０】
本開示のモータ制御装置およびモータ制御方法は、音響ノイズの低減が求められる、シフトバイワイヤ、ステアリングバイワイヤまたはブレーキバイワイヤなどのエックスバイワイヤなどのモータ制御システムに好適に用いられる。例えば、実施形態１によるモータ制御装置１００は、日本政府および米国運輸省道路交通安全局（ＮＨＴＳＡ）によって定められたレベル０から５（自動化の基準）に対応した自動運転車に搭載され得る。
【産業上の利用可能性】
【０１１１】
本開示のモータ制御装置、モータ制御方法、モータモジュールは、掃除機、ドライヤ、シーリングファン、洗濯機、冷蔵庫および電動パワーステアリングシステムなどの、各種モータを有する多様な機器に幅広く利用され得る。
【符号の説明】
【０１１２】
１００  モータ制御装置、２００  駆動回路、３００  インバータ、４００  電流センサ、５００  ＡＤコンバータ、６００  ＲＯＭ、７００  角度センサ、１０００  モータモジュール
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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