(57)【要約】【課題】ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに流れる過大な逆導通電流を抑制する。【解決手段】電力変換装置は、各々が第１及び第２スイッチング素子を有するスイッチング回路と、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とを選択的に実行する制御装置とを備える。第２スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、第１スイッチング素子を構成する第１半導体材料よりもバンドギャップの広い第２半導体材料を用いて構成されている。制御装置は、第１スイッチング制御の実行中において、ＭＯＳＦＥＴのソースに対するゲート電圧を、所定の電圧に保持するように構成されており、それによって、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに所定の許容値を超える逆導通電流が流れたときに、ＭＯＳＦＥＴのドレインに対するゲート電圧が、ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧よりも大きくなる。【選択図】図４
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
前記電源から前記負荷への電力供給経路上に設けられているとともに、各々が互いに並列に接続された第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を有する、少なくとも二つのスイッチング回路と、
前記第１スイッチング素子を駆動する第１スイッチング制御と、前記第２スイッチング素子を駆動する第２スイッチング制御とを選択的に実行する制御装置と、
を備え、
前記第１スイッチング素子は、第１半導体材料を用いて構成されており、
前記第２スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）であり、前記第１半導体材料よりもバンドギャップの広い第２半導体材料を用いて構成されているとともに、そのサイズは前記第１スイッチング素子のサイズよりも小さく、
前記制御装置は、前記第１スイッチング制御の実行中において、前記ＭＯＳＦＥＴのソースに対するゲート電圧を、所定の電圧に保持するように構成されており、それによって、前記ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに所定の許容値を超える逆導通電流が流れたときに、前記ＭＯＳＦＥＴのドレインに対するゲート電圧が、前記ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧よりも大きくなる、
電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書が開示する技術は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータといった、電源と負荷との間で電力変換を行う電力変換装置が知られている。この種の電力変換装置は、電源と負荷との間を複数のスイッチング回路を介して接続し、各々のスイッチング回路を例えばバルス幅変調（ＰＷＭ；Pulse Width Modulation）方式により制御することによって、電源と負荷との間で電力変換を行っている。
【０００３】
例えば特許文献１に、電力変換装置が開示されている。この電力変換装置では、各々のスイッチング回路が、並列に接続された２つのスイッチング素子を有している。一方のスイッチング素子はＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であり、他方のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）である。スイッチング回路を流れる電流等に応じて、ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを選択的に使用する。ＭＯＳＦＥＴについては、炭化シリコン（ＳｉＣ）などのワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されている。ワイドバンドギャップ半導体により構成されたＭＯＳＦＥＴは、耐電圧性に優れ、許容電流密度も高いという利点を有するため、高い性能を維持しつつ、小型化を図ることが可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１４−０２７８１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
通常、各々のスイッチング回路には、還流ダイオードが設けられている。還流ダイオードは、二つのスイッチング素子と別体で用意されてもよいし、例えばＩＧＢＴと一体に設けることもできる。これにより、逆導通時の逆導通電流は、スイッチング素子を迂回し、還流ダイオードを通って流れる。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴには、ボディダイオードが内在している。従って、還流ダイオードだけでなく、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードにも、逆導通電流が流れるおそれがある。特に、一方のスイッチング素子に大型のＩＧＢＴが採用され、他方のスイッチング素子に小型のＭＯＳＦＥＴが採用された構成であると、ＩＧＢＴを駆動しているときの逆導通時において、過大な電流がＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに流れるおそれがある。これを鑑み、本明細書は、ＩＧＢＴ、又は、その他の第１スイッチング素子の駆動中において、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに過大な逆導通電流が流れることを未然に防止、又は、抑制し得る技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本明細書が開示する電力変換装置は、少なくとも二つのスイッチング回路と、制御装置とを備える。それらのスイッチング回路は、電源から負荷への電力供給経路上に設けられているとともに、各々のスイッチング回路は、互いに並列に接続された第１スイッチング素子、及び、第２スイッチング素子を有する。制御装置は、スイッチング回路を流れる電流等に基づいて、第１スイッチング素子を駆動する第１スイッチング制御と、第２スイッチング素子を駆動する第２スイッチング制御とを、選択的に実行する。第１スイッチング素子は、第１半導体材料を用いて構成されている。第２スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴは、第１スイッチング素子よりバンドギャップの広い第２半導体材料を用いて構成されている。ＭＯＳＦＥＴのサイズは、第１スイッチング素子のサイズよりも小さく構成されている。制御装置は、第１スイッチング制御の実行中において、ＭＯＳＦＥＴのソースに対するゲート電圧を、所定の電圧に保持する。それによって、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに所定の許容値を超える逆導通電流が流れたときに、ＭＯＳＦＥＴのドレインに対するゲート電圧が、ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧よりも大きくなるように構成されている。
【０００７】
上記した電力変換装置では、第１スイッチング制御の実行中に、ＭＯＳＦＥＴのソースに対するゲート電圧が、所定の電圧に保持される。それによって、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに、所定の許容値を超える逆導通電流が流れたときは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに対するゲート電圧が、ＭＯＳＦＥＴの閾値電圧よりも大きくなる。その結果、ＭＯＳＦＥＴが導通状態になり、ソース−ドレイン間に電流が流れることによって、ボディダイオードを流れる電流が制限される。これにより、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに、過大な電流が流れることが未然に防止されるか、あるいは、そのような事態の発生が抑制される。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】電力変換装置１０の構成を示すブロック図である。
【図２】スイッチング回路に流れる電流に応じて決定される、各スイッチング素子のゲート駆動電圧を示すグラフである。
【図３】逆導通時における、逆導通電流（ＩＦ１、ＩＦ２）の流れを模式的に示す。
【図４】図２のＡ点において、ＭＯＳＦＥＴ３６がターンオンされる様子を模式的に示す。
【図５】大電流域での逆導通時において、ＭＯＳＦＥＴ３６のゲート電圧Ｖｇｅｓ２を０Ｖに保持した際の、逆導通電流（ＩＦ１、Ｉｄｓ、ＩＦ２−Ｉｄｓ）の流れを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図面を参照して実施例の電力変換装置１０を説明する。本実施例の電力変換装置１０は、電源４と負荷６との間で電力変換を行う、ＤＣ−ＤＣコンバータやインバータといった電力変換器の一部を構成することができる。本実施例の電力変換装置１０は、一例ではあるが、ハイブリッド車、燃料電池車、又は、電気自動車といった自動車に搭載される。但し、本実施例で開示される技術は、自動車に搭載される電力変換装置１０だけでなく、様々な用途の電力変換装置にも採用することができる。
【００１０】
図１は、本実施例の電力変換装置１０のブロック図を示す。電力変換装置１０は、上側スイッチング回路２０と、下側スイッチング回路３０と、制御装置１２と、複数の駆動回路４２、４４、４６、４８とを備える。上側スイッチング回路２０と、下側スイッチング回路３０は、電源４と負荷６との間の電力供給経路上で、直列に接続されている。上側スイッチング回路２０は、電源４の正極と負荷６との間を接続する電力供給経路に設けられている。下側スイッチング回路３０は、電源４の負極と負荷６との間を接続する電力供給経路上に設けられている。即ち、上側スイッチング回路２０は、いわゆる上アームに位置しており、下側スイッチング回路３０は、いわゆる下アームに位置している。負荷６は、上側スイッチング回路２０と、下側スイッチング回路３０の中点で接続されている。制御装置１２は、駆動回路４２、４４、４６、４８を介して、各々のスイッチング回路２０、３０に接続されている。
【００１１】
上側スイッチング回路２０は、ＩＧＢＴ２２とＭＯＳＦＥＴ２６とを備える。ＩＧＢＴ２２とＭＯＳＦＥＴ２６は、互いに並列に接続されている。ＩＧＢＴ２２は、シリコン（Ｓｉ）を用いて構成された半導体素子であり、ＭＯＳＦＥＴ２６は、炭化シリコン（ＳｉＣ）を用いて構成された半導体素子である。本実施例におけるＩＧＢＴ２２は、ＲＣ（Reverse-Conducting）−ＩＧＢＴであり、還流ダイオード２４が一体に設けられている。また、ＭＯＳＦＥＴ２６には、ボディダイオード２８が内在している。なお、還流ダイオード２４は、ＩＧＢＴ２２とは別に、独立した半導体素子として設けられてもよい。
【００１２】
下側スイッチング回路３０も同様に、ＩＧＢＴ３２とＭＯＳＦＥＴ３６とを備える。ＩＧＢＴ３２とＭＯＳＦＥＴ３６は、互いに並列に接続されている。ＩＧＢＴ３２は、シリコンを用いて構成された半導体素子であり、ＭＯＳＦＥＴ３６は、炭化シリコンを用いて構成された半導体素子である。下側スイッチング回路３０においても、ＩＧＢＴ３２は、ＲＣ（Reverse-Conducting）−ＩＧＢＴであり、還流ダイオード３４が一体に設けられている。また、ＭＯＳＦＥＴ３６には、ボディダイオード３８が内在している。なお、還流ダイオード３４は、ＩＧＢＴ３２とは別に、独立した半導体素子として設けられてもよい。
【００１３】
ＭＯＳＦＥＴ２６、３６を構成する炭化シリコンは、シリコンよりも広いバンドギャップを有しており、ワイドバンドギャップ半導体と称されるものの１つである。炭化シリコンは、本技術における第２半導体材料の一例である。ＭＯＳＦＥＴ２６、３６を構成する第２半導体材料は、炭化シリコンに限定されず、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、又は、ダイヤモンドといった他のワイドバンドギャップ半導体であってもよい。また、ＩＧＢＴ２２、３２を構成する半導体材料は、シリコンに限定されない。ＭＯＳＦＥＴ２６、３６を構成する半導体材料が、ＩＧＢＴ２２、３２を構成する半導体材料よりも広いバンドギャップを有すればよい。また、ＩＧＢＴ２２、３２は、必ずしもＩＧＢＴに限定されず、他の構造を有するスイッチング素子であってもよい。
【００１４】
制御装置１２は、上側スイッチング回路２０と、下側スイッチング回路３０を、例えばＰＷＭ方式により制御することによって、電源４と負荷６との間で電力変換を行う。上側スイッチング回路２０のＩＧＢＴ２２は、第１駆動回路４２を介して、制御装置１２と接続されている。同様に、上側スイッチング回路２０のＭＯＳＦＥＴ２６は、第２駆動回路４４を介して制御装置１２と接続され、下側スイッチング回路３０のＩＧＢＴ３２は、第３駆動回路４６を介して制御装置１２と接続され、下側スイッチング回路３０のＭＯＳＦＥＴ３６は、第４駆動回路４８を介して制御装置１２と接続されている。制御装置１２は、複数の駆動回路４２、４４、４６、４８を介して、上側スイッチング回路２０及び下側スイッチング回路３０の動作を制御する。
【００１５】
特に、本実施例における制御装置１２は、スイッチング回路２０、３０に流れる電流に応じて、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御とを選択的に実行する。第１スイッチング制御では、ＩＧＢＴ２２、３２のみが駆動され、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６は使用されない。一方、第２スイッチング制御では、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６のみが駆動され、ＩＧＢＴ２２、３２は使用されない。即ち、制御装置１２は、第１スイッチング制御を実行する場合、駆動回路４２、４６を介して、ＩＧＢＴ２２、３２のゲート電圧Ｖｇｅ１、Ｖｇｅ２を制御する。一方、制御装置１２は、第２スイッチング制御を実行する場合、駆動回路４４、４８を介して、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６のゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２を制御する。
【００１６】
前述したように、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６は、炭化シリコンを用いて構成されている。炭化シリコンは、ワイドバンドギャップ半導体の一種であり、それを用いて構成されたＭＯＳＦＥＴ２６、３６は、耐電圧性に優れ、許容電流密度も高いという利点を有する。従って、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６については、高い性能を維持しつつ、小型化を図ることが可能である。この点に関して、一般に、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴといったスイッチング素子２２、２６、３２、３６の製造コストは、そのサイズに比例して増大するとともに、その傾向は、ワイドバンドギャップ半導体を採用したＭＯＳＦＥＴ２６、３６において顕著となる。そのことから、本実施例では、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６のサイズが、ＩＧＢＴ２２、３２のサイズよりも小さくされており、それによって、高い性能を維持しつつも、製造コストの低減が図られている。なお、本明細書におけるスイッチング素子２２、２６、３２、３６のサイズとは、平面視したときのサイズを意図しており、例えばチップサイズとも称される。
【００１７】
制御装置１２は、上側スイッチング回路２０に所定の電流を超える大電流が流れる期間においては、サイズの大きいＩＧＢＴ２２を駆動する第１スイッチング制御を行う。本明細書では、所定の電流よりも大きい大電流が流れる期間を、「大電流域」と称する。制御装置１２は、上側スイッチング回路２０に所定の電流よりも小さい小電流が流れる期間においては、サイズの小さいＭＯＳＦＥＴ２６を駆動する第２スイッチング制御を行う。本明細書では、所定の電流よりも小さい小電流が流れる期間を、「小電流域」と称する。同様に、下側スイッチング回路３０に、大電流域の電流が流れる期間においては、制御装置１２は、サイズの大きいＩＧＢＴ３２を駆動する第１スイッチング制御を行う。下側スイッチング回路３０に、小電流域の電流が流れる期間においては、サイズの小さいＭＯＳＦＥＴ３６を駆動する第２スイッチング制御を行う。
【００１８】
図２は、制御装置１２によるゲート電圧Ｖｇｅ１、Ｖｇｅ２、Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２の制御例を示す。図２に示すように、大電流域では第１スイッチング制御が実行され、ＩＧＢＴ２２、３２を駆動するために、ＩＧＢＴ２２、３２のゲート電圧Ｖｇｅ１、Ｖｇｅ２が経時的に制御される。一例ではあるが、第１スイッチング制御では、ＩＧＢＴ２２、３２のゲート電圧Ｖｇｅ１、Ｖｇｅ２が、０ボルトと１５ボルトとの間で制御される。一方、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６のゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２は、０ボルトに維持される。小電流域では第２スイッチング制御が実行され、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６を駆動するために、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６のゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２が経時的に制御される。一例ではあるが、第２スイッチング制御では、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６のゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２が、−５ボルトと２０ボルトとの間で制御される。一方、ＩＧＢＴ２２、３２のゲート電圧Ｖｇｅ１、Ｖｇｅ２は、ゼロボルトに維持される。
【００１９】
ここで、図２に示すゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２のグラフから理解されるように、第１スイッチング制御と第２スイッチング制御との間において、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６をターンオフさせるときのゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２は互いに相違する。即ち、第１スイッチング制御では、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６をターンオフするときのゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２がゼロボルトである一方で、第２スイッチング制御では、ＭＯＳＦＥＴ２６、３６をターンオフするときのゲート電圧Ｖｇｓ１、Ｖｇｓ２は−５ボルトとなっている。
【００２０】
制御装置１２は、上側スイッチング回路２０を導通させる状態から、下側スイッチング回路３０を導通させる状態へ切り替えるタイミング（図２中のＡ）で、全てのスイッチング素子２２、２６、３２、３６が、電源４の正極側から負極側に向かう方向に対して、非導通状態になる時間を設けている。この時間はデッドタイムと称される。上側スイッチング回路２０が非導通状態になった直後には、電流が完全に切れていないため、そのタイミングで下側スイッチング回路３０を、電源４の正極側から負極側に向かう方向に対して導通状態にしてしまうと、ショートを起こすおそれがある。これを未然に防ぐために、デッドタイムが設けられている。このデッドタイムにおいて、下側スイッチング回路３０では逆導通電流が生じ得る。本実施例では、上側スイッチング回路２０から、下側スイッチング回路３０に切り替えるタイミングでの逆導通電流をメインとして説明するが、下側スイッチング回路３０から、上側スイッチング回路２０に切り替えるタイミングでも同様である。
【００２１】
図３に、上側スイッチング回路２０を導通させる状態から、下側スイッチング回路３０を導通させる状態に切り替えるタイミングにおいて、下側スイッチング回路３０で発生する逆導通電流（ＩＦ１、ＩＦ２）の流れを示す。通常、逆導通電流（ＩＦ１、ＩＦ２）は、ＩＧＢＴ３２と一体に設けられた還流ダイオード３４に流れることが想定されている。しかしながら、それらと並列に接続されたＭＯＳＦＥＴ３６にも、ボディダイオード３８が内在している。従って、図３に示すように、還流ダイオード３４だけでなく、ＭＯＳＦＥＴ３６のボディダイオード３８にも、逆導通電流ＩＦ２が流れるおそれがある。
【００２２】
ここで、ＩＧＢＴ３２は、大電流域でのスイッチングを担うことから、比較的にサイズの大きいものが採用されている。一方、ＭＯＳＦＥＴ３６は、小電流域でのスイッチングを担うことから、比較的にサイズの小さいものが採用されている。そのために、ＩＧＢＴ３２の許容電流に対して、ＭＯＳＦＥＴ３６の許容電流は比較的に小さい。従って、大電流域における逆導通電流は、ＭＯＳＦＥＴ３６のボディダイオード３８にとって過大であり、例えばＭＯＳＦＥＴ３６にダメージを与えるおそれがある。
【００２３】
上記の問題に関して、本実施例の電力変換装置１０では、第１スイッチング制御の実行中に、ＭＯＳＦＥＴ３６のソースに対するゲート電圧Ｖｇｓ２が、ゼロボルトに保持されている。それにより、図４に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３６のボディダイオード３８に、所定の許容値を超える逆導通電流が流れ、その順方向電圧Ｖｆが所定のレベルに達すると、ＭＯＳＦＥＴ３６のドレインに対するゲートの電圧（Ｖｇｓ２−Ｖｄであり、Ｖｄ＝−Ｖｆ）が、ＭＯＳＦＥＴ３６の閾値電圧よりも大きくなる。その結果、図５に示すように、ＭＯＳＦＥＴ３６が導通状態になり、ソース−ドレイン間に電流Ｉｄｓが流れることによって、ボディダイオード３８を流れる電流ＩＦ２が制限される（即ち、ＩＦ２−Ｉｄｓとなる）。
【００２４】
本実施例の電力変換装置１０では、第１スイッチング制御において、ＭＯＳＦＥＴ３６のゲート電圧Ｖｇｓ１がゼロボルトに維持される。これにより、ＭＯＳＦＥＴ３６のボディダイオード３８に、所定の許容値を超える逆導通電流が流れたときに、ＭＯＳＦＥＴ３６のドレインに対するゲートの電圧Ｖｄが、ＭＯＳＦＥＴ３６の閾値電圧よりも大きくなる。言い換えると、第１スイッチング制御において、ＭＯＳＦＥＴ３６に与える具体的なゲート電圧Ｖｇｓ１の値は、ＭＯＳＦＥＴ３６の電流に関する許容値や、ＭＯＳＦＥＴ３６の閾値電圧に応じて定めることができる。そのことから、例えばＭＯＳＦＥＴ３６の閾値電圧は、ＭＯＳＦＥＴ３６の温度に応じて変化することから、第１スイッチング制御においてＭＯＳＦＥＴ３６に与えるゲート電圧Ｖｇｓ１も、温度に応じて調節してもよい。
【００２５】
いずれにしても、ＭＯＳＦＥＴ３６のソースに対するゲートの電圧をＶａとした場合、逆導通電流ＩＦ２が流れた時のゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄは、Ｖｇｄ＝Ｖａ＋ＶＦとなる。このゲート−ドレイン間電圧Ｖｇｄが、ＭＯＳＦＥＴ３６の閾値電圧Ｖｔｈを超えていれば、すなわち、Ｖａ＋ＶＦ＞Ｖｔｈを満たせば、ＭＯＳＦＥＴ３６がターンオンされ、ソース−ドレイン間で導通状態となる。従って、第１スイッチング制御においてＭＯＳＦＥＴ３６に与えるゲート電圧Ｖｇｓ１は、ゼロボルトに限定されることなく、Ｖａ＋ＶＦ＞Ｖｔｈを満たすような任意の値であってよい。
【００２６】
また、本実施例においては、上側スイッチング回路２０から、下側スイッチング回路３０に切り替えるタイミングで、下側スイッチング回路３０に発生する逆導通電流について述べた。一方で、下側スイッチング回路３０から、上側スイッチング回路２０に切り替えるタイミングにおいては、上側スイッチング回路２０に、負荷６から電源４の正極側の方向へ向かう、逆導通電流が発生する。この場合においても、上側スイッチング回路２０と、下側スイッチング回路３０の役割を反対にすることで、同様の効果を得ることができる。すなわち、第２駆動回路４４が出力する電圧を、所定の電圧に保持し、ＭＯＳＦＥＴ２６を、ソース−ドレイン間で導通させることにより、ボディダイオード２８に過大な逆導通電流が流れることを未然に防止、又は、抑制し得る。
【００２７】
以上、本明細書が開示する技術の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例を様々に変形、変更したものが含まれる。本明細書、又は、図面に説明した技術要素は、単独で、あるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書、又は、図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００２８】
４：電源
６：負荷
１０：電力変換装置
１２：制御装置
２０、３０：スイッチング回路
２２、３２：ＩＧＢＴ
２４、３４：還流ダイオード
２６、３６：ＭＯＳＦＥＴ
２８、３８：ボディダイオード
４２、４４、４６、４８：駆動回路
【図１】
2020120435.tif 000003
【図２】
2020120435.tif 000004
【図３】
2020120435.tif 000005
【図４】
2020120435.tif 000006
【図５】
2020120435.tif 000007