(57)【要約】【課題】モータの起動時において、適切な電圧をモータへ印可する。【解決手段】モータ制御装置は、モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧をモータへ供給してモータを駆動する駆動部と、モータを流れる電流を検出する検出部とを有する。また、モータ制御装置は、検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から現在速度を推定する速度推定部と、ｄｑ座標系におけるｄ軸の駆動電圧としてｄ軸駆動電圧を生成するｄ軸電圧生成部と、ｄｑ座標系におけるｑ軸の駆動電圧としてｑ軸駆動電圧を生成するｑ軸電圧生成部と、ｄ軸駆動電圧とｑ軸駆動電圧とから駆動電圧を生成する駆動電圧生成部とを備える。そして、モータの起動の際に、ｄ軸電圧生成部は、ｄ軸駆動電圧として−ωｅ・Ｌｑ・Ｉｑを出力し、ｑ軸電圧生成部は、初期駆動電圧を出力後、少なくとも、初期駆動電圧と目標速度と現在速度とからｑ軸駆動電圧を生成する。【選択図】図９
2020036513.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
モータの目標速度と前記モータの現在速度との差をもとに生成された駆動電圧を前記モータへ供給してモータを駆動する駆動部と、
前記モータを流れる電流を検出する検出部と、
前記検出部により検出された前記電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から前記現在速度を推定する速度推定部と、
ｄｑ座標系におけるｄ軸の前記駆動電圧としてｄ軸駆動電圧を生成するｄ軸電圧生成部と、
ｄｑ座標系におけるｑ軸の前記駆動電圧としてｑ軸駆動電圧を生成するｑ軸電圧生成部と、
前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧とから前記駆動電圧を生成する駆動電圧生成部と、を備え、
前記モータの起動の際に、
前記ｄ軸電圧生成部は、前記ｄ軸駆動電圧として負の電圧を出力し、
前記ｑ軸電圧生成部は、初期駆動電圧を出力し、その後、少なくとも、前記初期駆動電圧と前記目標速度と前記現在速度とから前記ｑ軸駆動電圧を生成する、
モータ制御装置。
【請求項２】
前記ｄ軸電圧生成部は、前記ｄ軸駆動電圧として−ωｅ・Ｌｑ・Ｉｑ（ただし、“ωｅ”は前記現在速度、“Ｌｑ”は前記モータのｑ軸インダクタンス、“Ｉｑ”は前記ｑ軸電流）を出力する、
請求項１に記載のモータ制御装置。
【請求項３】
前記現在速度は、前記ｄ軸電流が０となる速度である、
請求項１または２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
前記ｑ軸電圧生成部は、下記（１）式から前記ｑ軸駆動電圧を生成する、
請求項２に記載のモータ制御装置。
【数１】
2020036513.tif 000016
ただし、上記（１）式において、“Ｖｑ＊”は前記ｑ軸駆動電圧、“ωｅ＊”は前記目標速度、“ωｅ０”は前記モータの電気角初速度、“Ｌｄ”は前記モータのｄ軸インダクタンス、“Ｉｄ”は前記ｄ軸電流、“Ｒ”は前記モータの巻線抵抗、“Ｊ”は前記モータのイナーシャ、“Ψ”は前記モータの鎖交磁束、“Ｋｃ”は積分ゲイン調整係数、“ωｅ”は前記現在速度、“Ｖ０”は前記初期駆動電圧であり、上記（１）式の右辺の積分の区間は、前記モータの同期運転開始から現在までの時間である。
【請求項５】
前記初期駆動電圧は、初期駆動の際にロータを位置決めするためにｄｑ座標系におけるｄ軸に印加する電圧と同じ電圧値である、
請求項１から４の何れか一つに記載のモータ制御装置。
【請求項６】
前記目標速度が前記モータの軸誤差演算可能な目標到達速度に到達した後、所定時間を経過してから、前記モータの軸誤差を演算する前記モータの位置フィードバック運転モードへ移行する、
請求項１から５の何れか一つに記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
開示の技術は、モータ制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、位置センサレスベクトル制御でモータを駆動制御するモータ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）になるようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、モータ制御装置は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を三相の電圧指令値へ変換し、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）生成器にて三相の電圧指令値をもとにＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ（Intelligent  Power  Module）へ出力する。ＩＰＭは、入力されたＰＷＭ信号に応じてスイッチング制御を行うことにより、モータに三相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）を印可してモータを駆動制御する。
【０００３】
また、モータ制御装置は、モータを起動する際、停止状態であるモータをゼロ速度から極低速度の領域において運転する。極低回転では誘起電圧が極小であるため、ロータ位置を正確に検出することが困難である。そのため、モータ制御装置は、誘起電圧を大きくしてロータの正確な位置検出を行うことができるように、モータの回転速度を上げる制御を行う。モータを起動する際、モータのステータ（固定子）によって発生される回転磁界とロータとを同期させながらモータの回転速度を上げる制御を「同期運転」という。モータ制御装置は、モータの同期運転を行った後、「通常運転」へとモード移行する。
【０００４】
しかし、同期運転ではモータ制御装置はロータ位置を検出しないため、モータの負荷の状態によっては制御が困難となる場合がある。そこで、モータの負荷の状態に応じた起動制御を行う種々の技術が提案されている。
【０００５】
例えば、モータの同期運転の際、負荷が小さいときには、モータの回転速度を上げることにより、モータの駆動電圧の余剰電力を回転速度の増加分で消費する技術がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１３−２０７８６８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
しかしながら、上述の技術では、駆動電圧のｑ軸電圧が予め決められた値である。このため、上述の技術では、モータの負荷が小さい場合において過剰な電圧がモータへ印加されないようにする一方で、モータの負荷が大きい場合においてモータへ印加される電圧が不十分とならないように適切な制御を行うことが難しい。
【０００８】
開示の技術は、上記に鑑みてなされたものであって、モータの起動時において、適切な電圧をモータへ印可することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
開示の態様では、モータ制御装置は、駆動部と、検出部と、速度推定部と、ｄ軸電圧生成部と、ｑ軸電圧生成部と、駆動電圧生成部とを有する。前記駆動部は、モータの目標速度と前記モータの現在速度との差をもとに生成された駆動電圧を前記モータへ供給してモータを駆動する。前記検出部は、前記モータを流れる電流を検出する。前記速度推定部は、前記検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から前記現在速度を推定する。前記ｄ軸電圧生成部は、ｄｑ座標系におけるｄ軸の前記駆動電圧としてｄ軸駆動電圧を生成する。前記ｑ軸電圧生成部は、ｄｑ座標系におけるｑ軸の前記駆動電圧としてｑ軸駆動電圧を生成する。前記駆動電圧生成部は、前記ｄ軸駆動電圧と前記ｑ軸駆動電圧とから前記駆動電圧を生成する。そして、前記モータの起動の際に、前記ｄ軸電圧生成部は、前記ｄ軸駆動電圧として負の電圧を出力し、前記ｑ軸電圧生成部は、初期駆動電圧を出力し、その後、少なくとも、前記初期駆動電圧と前記目標速度と前記現在速度とから前記ｑ軸駆動電圧を生成する。
【発明の効果】
【００１０】
開示の態様によれば、モータの起動時において、適切な電圧をモータへ印可できる。特に、モータの負荷が大きい場合でも必要なトルクを得ながらモータを起動することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は、基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。
【図２Ａ】図２Ａは、基本形態に係るロータ位置決めステップの一例を示す概要図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、基本形態に係るロータ位置決めステップの一例を示す概要図である。
【図３】図３は、基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。
【図４】図４は、定常状態におけるモータモデル式を表すベクトル図である。
【図５】図５は、基本形態に係る速度推定器（電気角）の構成の一例を示す図である。
【図６】図６は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。
【図７】図７は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。
【図８】図８は、実施形態１に係る同期運転ステップの処理の一例を示すフローチャート示す図である。
【図９】図９は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。
【図１０】図１０は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｄ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。
【図１１Ａ】図１１Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係るｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。
【図１１Ｂ】図１１Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係るｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。
【図１２Ａ】図１２Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係るｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。
【図１２Ｂ】図１２Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係るｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。
【図１３Ａ】図１３Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係る軸誤差の推移の一例を示す図である。
【図１３Ｂ】図１３Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係る軸誤差の推移の一例を示す図である。
【図１４Ａ】図１４Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係る電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。
【図１４Ｂ】図１４Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係る電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。
【図１５】図１５は、ｄｑ軸の電流ベクトルとγδ軸の電流ベクトルとの理想的な関係の一例を示す図である。
【図１６】図１６は、実施形態１に係るｄｑ軸の電流ベクトルとγδ軸の電流ベクトルとの関係の一例を示す図である。
【図１７】図１７は、実施形態２に係るｄｑ軸の電流ベクトルとγδ軸の電流ベクトルとの関係の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下に、本願の開示技術に係るモータ制御装置の基本形態、実施形態及び変形例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の基本形態、実施形態及び変形例により開示技術が限定されるものではない。以下の基本形態、実施形態及び変形例で示すモータ制御装置は、空気調和機等に用いられるプロペラファンや冷媒等を負荷とするモータの制御装置として説明するが、これに限られず、広くモータ一般の制御に適用できる。以下の基本形態、実施形態及び変形例は、矛盾しない範囲で適宜組合せて実施できる。
【００１３】
また、以下の基本形態、実施形態及び変形例は、開示技術に係る構成及び処理について主に説明し、その他の構成及び処理の説明を、適宜、簡略又は省略する。また、以下の基本形態、実施形態及び変形例において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明を省略する。
【００１４】
［基本形態］
（基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置）
実施形態の説明に先立ち、前提となる基本形態について説明する。図１は、基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。図１は、通常運転時のモータ制御装置によるモータの位置センサレスベクトル制御の一般的な基本構成を示す。
【００１５】
通常運転とは、位置センサレスベクトル制御によりフィードバックされるロータ位置に基づいてモータの回転速度が適切となるように電流及び電圧が制御されることでモータが駆動制御されるモードをいう。なお、図１では、基本形態に係るモータ制御装置が有するマイクロコンピュータの構成要素について、モータの通常運転時における構成のみを示す。
【００１６】
基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置１００Ｘは、マイクロコンピュータ１０Ｘ、ＩＰＭ（Intelligent  Power  Module）２３、スイッチＳＷ１、３φ電流算出器２４を有する。モータ制御装置１００Ｘには、モータ１が接続されている。
【００１７】
また、マイクロコンピュータ１０Ｘは、制御器２Ｘ、減算器１１、速度制御器１２、励磁電流制御器１３、減算器１４、減算器１５、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化制御器１８、減算器１９、加算器２０、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）生成器２２、３φ／ｄｑ変換器２５、軸誤差演算処理器２６、ＰＬＬ制御器２９、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１を有する。
【００１８】
減算器１１は、モータ制御装置１００Ｘへ入力された速度指令値（機械角目標速度）ω＊から、１／Ｐｎ処理器３１により出力された推定値としての現在のモータ１の回転速度（機械角推定速度）ωを減算した速度偏差（機械角速度偏差）Δωを速度制御器１２へ出力する。
【００１９】
速度制御器１２は、減算器１１により出力された速度偏差Δωがより小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を生成し、励磁電流制御器１３及び減算器１５へ出力する。励磁電流制御器１３は、速度制御器１２により出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を生成し、減算器１４へ出力する。また、ｄ軸及びｑ軸は、２相の回転座標系（電流ベクトル座標）の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ、後述のＶｄ、Ｖｑは、この座標軸上の電流及び電圧を示す。２相の回転座標系は、ｄｑ座標系ともいう。
【００２０】
減算器１４は、励磁電流制御器１３により出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ＊から３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを生成し、ｄ軸電流制御器１６へ出力する。減算器１５は、速度制御器１２により出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ＊から３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを生成し、ｑ軸電流制御器１７へ出力する。
【００２１】
ｄ軸電流制御器１６は、減算器１４により出力されたｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を生成する。ｑ軸電流制御器１７は、減算器１５により出力されたｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を生成する。
【００２２】
非干渉化制御器１８は、ｄ軸とｑ軸の干渉をキャンセルし、それぞれを独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。具体的には、非干渉化制御器１８は、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流ＩｄとＰＬＬ制御器２９により出力された電気角推定速度ωｅから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成し、減算器１９へ出力する。また、非干渉化制御器１８は、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｑ軸電流ＩｑとＰＬＬ制御器２９により出力された電気角推定速度ωｅから、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成し、加算器２０へ出力する。
【００２３】
減算器１９は、ｄ軸電流制御器１６により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊から、非干渉化制御器１８により出力されたｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊＊を非干渉化したｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。加算器２０は、ｑ軸電流制御器１７により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊に、非干渉化制御器１８により出力されたｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊＊を非干渉化したｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。
【００２４】
ｄｑ／３φ変換器２１は、位置推定器３０により出力された現在のロータの位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを用いて、非干渉化された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、３相の電圧指令値であるＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊へ変換する。そして、ｄｑ／３φ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊をＰＷＭ生成器２２へ出力する。なお、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊及び後述のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは３相の固定座標系の電圧及び電流である。
【００２５】
ＰＷＭ生成器２２は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ２３へ出力する。ＰＷＭ生成器２２は、信号生成器の一例である。なお、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を電圧指令値とし、ｄｑ／３φ変換器２１が信号生成器に含まれるとしてもよい。
【００２６】
ＩＰＭ２３は、ＰＷＭ生成器２２から出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃから生成し、それぞれの交流電圧をモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。ＩＰＭ２３は、モータの目標速度と現在速度との差をもとに生成された駆動電圧をモータへ供給してモータを駆動する駆動部の一例である。ＩＰＭ２３は、例えばトランジスタやダイオードを集積したＩＣ（Integral  Circuit）でもよいが、例えばそれぞれの部品を回路基板上に配置した構成でもよい。
【００２７】
スイッチＳＷ１は、接点ＣＯ０、接点ＣＯ１、接点ＣＯ２を有する。スイッチＳＷ１は、制御器２Ｘの制御により、接点ＣＯ０と接点ＣＯ１の接続、及び、接点ＣＯ０と接点ＣＯ２の接続を切り替える。
【００２８】
３φ電流算出器２４は、スイッチＳＷ１の接点ＣＯ０が接点ＣＯ１と接続された状態のとき、１シャント電流検出方式により、ＰＷＭ生成器２２により出力された６相のＰＷＭスイッチング情報と、シャント抵抗（図示せず）を用いて母線電流を検出し、母線電流からモータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。そして、３φ電流算出器２４は、算出したモータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、３φ／ｄｑ変換器２５へ出力する。
【００２９】
または、３φ電流算出器２４は、スイッチＳＷ１の接点ＣＯ０が接点ＣＯ２と接続された状態のとき、２ＣＴ電流検出方式により、モータ１のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのうち、２つのＣＴ（Current  Transformer）で２相の電流を検出し、残りの相の電流を、キルヒホッフ法則の関係式Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０から算出する。
【００３０】
なお、電流検出は１シャント電流検出方式、２ＣＴ電流検出方式等のうちの１つの方式のみを用いればよく、その場合は、用いる電流検出方式以外の検出回路とスイッチＳＷ１を省略できる。３φ電流算出器２４は、モータを流れる電流を検出する検出部の一例である。
【００３１】
３φ／ｄｑ変換器２５は、位置推定器３０により出力された電気角位相θｅを用いて、３φ電流算出器２４により出力された３相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、３φ／ｄｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１４、非干渉化制御器１８、軸誤差演算処理器２６へ、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１５、非干渉化制御器１８、軸誤差演算処理器２６へ、それぞれ出力する。
【００３２】
軸誤差演算処理器２６は、減算器１９により出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及び加算器２０により出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊と、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとから、軸誤差Δθを算出し、ＰＬＬ制御器２９へ出力する。ここで、軸誤差Δθとは、実際のｄｑ軸と制御上のｄｑ軸（γδ軸）とのズレのことである。
【００３３】
ＰＬＬ制御器２９は、軸誤差演算処理器２６により出力された軸誤差Δθから、推定された現在のモータ１の回転の角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、非干渉化制御器１８、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１へそれぞれ出力する。
【００３４】
位置推定器３０は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、ロータ位置を推定する電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを算出する。そして、位置推定器３０は、電気角位相θｅをｄｑ／３φ変換器２１及び３φ／ｄｑ変換器２５へそれぞれ出力する。
【００３５】
１／Ｐｎ処理器３１は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅをモータ１の極対数Ｐｎで除算し、現在のモータ１の回転速度ωを算出し、減算器１１へ出力する。
【００３６】
（基本形態に係るモータ起動制御）
モータ１の通常運転時は、モータ１において十分な誘起電圧が発生するため、モータ制御装置１００Ｘは、軸誤差の演算を行う位置フィードバック制御によりモータ１の駆動を行う。しかし、モータ１の起動時では、極低回転の状況下であり、十分な誘起電圧が発生しないため、軸誤差の演算が行えない（軸誤差の検出を行うことができない）ことから、モータ制御装置１００Ｘは、通常運転の制御方式を用いてモータ１を起動することができない。
【００３７】
そこで、モータ制御装置１００Ｘは、通常運転とは異なる起動制御によりモータ１を起動させる。モータ制御装置１００Ｘは、モータ１の起動制御において、第１に、初期のロータ（回転子）位置を合わせるロータ位置決めステップを実行し、第２に、位置検出ができるまでモータ１を加速させる同期運転ステップを実行し、その後、位置センサレスベクトル制御でモータ１を駆動する通常運転へモード移行する。
【００３８】
（基本形態に係るロータ位置決め）
図２Ａ及び図２Ｂは、基本形態に係るロータ位置決めステップの一例を示す概要図である。図２Ａ及び図２Ｂに示すように、ロータ位置決めは、ｄｑ軸座標系のｄ軸方向へ電圧（電流）をかけることで、制御側のロータ位置（γδ座標系）と実際のロータ位置（ｄｑ座標系）を合わせる。このとき、図２Ａ及び図２Ｂに示すように、ロータが所定位置（制御側の位置）へ動くため、動作環境下の負荷トルクよりも大きいトルクが発生している。このときの電圧を同期運転ステップの初期ｑ電圧Ｖ０（ｑ軸電圧）とすることで、駆動トルクを発生させることが可能となる。
【００３９】
（基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成）
図３は、基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。同期運転ステップは、通常運転とは異なり、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を用いずにｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が生成されることでモータが駆動制御されるモードをいう。
【００４０】
基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｘは、マイクロコンピュータ１０Ｘ、ＩＰＭ２３、スイッチＳＷ１、３φ電流算出器２４を有する。
【００４１】
また、マイクロコンピュータ１０Ｘは、ｄ軸電圧生成器１６Ｘ、ｑ軸電圧生成器１７Ｘ、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１、３φ電流算出器２４、３φ／ｄｑ変換器２５、速度推定器２９Ｘ、位置推定器３０Ｘを有する。また、マイクロコンピュータ１０Ｘは、ｄ軸電圧生成器１６Ｘ、ｑ軸電圧生成器１７Ｘ、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３、制御器２Ｘを有する。
【００４２】
制御器２Ｘは、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１及びマイクロコンピュータ１０Ｘ全体の制御を行うと共に、例えば、モータ１の同期運転ステップから通常運転へのモード移行を制御する。
【００４３】
なお、図３では、基本形態に係るモータ制御装置が有するマイクロコンピュータの構成要素について、モータの同期運転ステップにおける構成のみを示す。
【００４４】
ｄ軸電圧生成器１６Ｘは、同期運転ステップにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。ｑ軸電圧生成器１７Ｘは、同期運転ステップにおけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。
【００４５】
ｄｑ／３φ変換器２１は、位置推定器３０Ｘにより出力されたロータの位置である電気角位相θｅを用いて、ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧生成器１７Ｘにより出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をＵ相出力電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ＊へ変換し、ＰＷＭ生成器２２へ出力する。
【００４６】
ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３、３φ電流算出器２４は、基本形態に係る通常運転時におけるモータ制御装置１００Ｘと同様である。
【００４７】
３φ／ｄｑ変換器２５は、位置推定器３０Ｘにより出力された電気角位相θｅを用いて、３φ電流算出器２４により出力された３相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、３φ／ｄｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを速度推定器２９Ｘへ出力する。
【００４８】
速度推定器２９Ｘは、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄから、推定された現在のモータの角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、位置推定器３０Ｘへ出力する。
【００４９】
位置推定器３０Ｘは、速度推定器２９Ｘにより出力された電気角推定速度ωｅから、ロータ位置を推定する電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを算出し、ｄｑ／３φ変換器２１及び３φ／ｄｑ変換器２５へそれぞれ出力する。
【００５０】
ここで、ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより生成されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧生成器１７Ｘにより生成されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊について説明する。以下では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊それぞれを、ｄ軸電圧Ｖｄ＊及びｑ軸電圧Ｖｑ＊にそれぞれ読み替える。
【００５１】
先ず、ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより生成されるｄ軸電圧Ｖｄ＊について説明する。ｄ軸電圧生成器１６Ｘにより生成されるｄ軸電圧Ｖｄ＊は、通常運転においてｄｑ軸モータモデル式から、下記（１）式で与えられる。なお、下記（１）式の右辺において、“Ｒ”はモータ１の巻線抵抗、“Ｉｄ”はモータ１のｄ軸電流、“ω”はモータ１の電気角推定速度、“Ｌｑ”はモータ１のｑ軸インダクタンス、“Ｉｑ”はモータ１のｑ軸電流、“ρ”は（ｄ／ｄｔ）の微分演算子、“Ｌｄ”はモータ１のｄ軸インダクタンスである。
【数１】
2020036513.tif 000003
【００５２】
上記（１）式の右辺第三項は、定常状態においては０と見なせるので、定常状態では、上記（１）式は、下記（２）式となる。
【数２】
2020036513.tif 000004
【００５３】
なお、上記（２）式で示されるｄ軸電圧Ｖｄは、図４のベクトル図に示す通りである。図４は、定常状態におけるモータモデル式を表すベクトル図である。上記（２）式における、右辺第一項が図４におけるｔｅｒｍ２−１であり、右辺第二項が図４におけるｔｅｒｍ２−２である。ここで、図４に示す“Ψ”は、モータ１の鎖交磁束である。
【００５４】
上記（２）式から、ｄ軸電流Ｉｄが負方向に、ｑ軸電流Ｉｑが正方向に流れている状態では、ｄ軸電圧Ｖｄは負となることが分かる。しかし、モータ１の起動直後におけるｄ軸電流Ｉｄは、正方向に流れる。これは、同期運転ステップの初期ｑ軸電圧Ｖ０が駆動トルクを発生させるためであり、モータ１の起動直後におけるｄ軸電圧Ｖｄ＊は、最適な電圧ではないことになる。最適な電圧とは、最適な状態を作り出す電圧であり、最適な状態とは余剰電力が少ない状態をいう。同期運転ステップへの移行直後においては瞬間的に電圧過多である。そのため、モータ１の起動直後におけるｄ軸電圧Ｖｄ＊は、モータ１の回転に必要な電力以外の余剰電力は無効分として、ｄ軸側の正方向に発生する。
【００５５】
マグネットトルクだけでなくリラクタンストルクも考慮してモータを高効率で運転するには、一般的には、ｄ軸電流Ｉｄが負方向に発生するようにｄ軸電圧Ｖｄ＊を調整する。しかし、モータ１の起動直後においては、電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）が電流ベクトル座標の第一象限にある方が好ましい。電流ベクトルが第一象限にあると、モータ１の負荷の増減や回転速度の増加に対して余裕度が高くなるためである。そこで、モータ１の起動直後においてｄ軸側の正方向に発生するｄ軸電流Ｉｄを利用して、ｄ軸電流Ｉｄを正方向に制御する。この場合の電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑが共に正方向、すなわち電流ベクトル座標の第一象限にある。
【００５６】
そこで、上記（２）式において、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを共に正方向とするためには、ｑ軸電流Ｉｑが正であることから、ｄ軸電圧Ｖｄを０としてｄ軸電流Ｉｄも正とする。これは、上記（２）式において、Ｖｄ＝０とおき、下記（３）式のように式変形することからも分かる。すなわち、ｑ軸電流Ｉｑは正方向に流れるため、上記（３）式からｄ軸電流Ｉｄも正方向に流れることになり、電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）を電流ベクトル座標の第一象限に留めておくことができる。
【数３】
2020036513.tif 000005
【００５７】
図３へ戻り、ｑ軸電圧生成器１７Ｘにより生成されるｑ軸電圧Ｖｑ＊について説明する。ｑ軸電圧生成器１７Ｘは、ロータ位置決めステップにおける位置決め時のｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、駆動トルクを発生させる。このとき発生する余剰電力は、モータ１の回転数が上昇することで、モータ１に接続されている負荷の回転に必要な電力として消費されるため、余剰電力は徐々に０となっていき、ｄ軸電流Ｉｄは正方向から徐々に負方向に向かう。
【００５８】
速度推定器２９Ｘは、ｄ軸電流Ｉｄを０にするという考えに基づくもので、後述する図５の構成とすることで実現できる。すなわち、ｑ軸電圧生成器１７Ｘにより出力されるｑ軸駆動電圧Ｖｑ＊は、余剰電力を発生させる。モータ１の回転数が上昇することで無効分（余剰電力）がなくなることから、ｄ軸電流Ｉｄが正方向から負方向へ向かう。すなわち、モータ１の回転速度ωが上昇することにより、ｄ軸電流Ｉｄは正方向から負方向へ向かい、ｄ軸電流Ｉｄは０になる。言い換えると、速度推定器２９Ｘにより推定されるモータ１の現在速度としての電気角推定速度ωｅは、ｄ軸電流Ｉｄが０となる速度である。
【００５９】
（基本形態に係る速度推定器（電気角）の構成）
図５は、基本形態に係る速度推定器（電気角）の構成の一例を示す図である。速度推定器２９Ｘは、ｄ軸電流Ｉｄの入力に対して並列接続された比例項計算処理器２９Ｘ−１及び積分項計算処理器２９Ｘ−２、比例項計算処理器２９Ｘ−１及び積分項計算処理器２９Ｘ−２それぞれの処理結果を加算する加算器２９Ｘ−３を有する。速度推定器２９Ｘは、モータ１の速度が上昇することにより軸誤差Δθが減少し、余剰電力がトルクに変換されてｄ軸電流Ｉｄが０になるという特性を利用して、ｄ軸電流Ｉｄを積分比例制御（ＰＩ制御）で処理することにより速度推定を行う。ｄ軸電流Ｉｄが０になるとき、与えられたｑ軸電圧Ｖｑでのモータ１の電気角推定速度ωｅが求まる。
【００６０】
具体的には、速度推定器２９Ｘは、下記（４）式に基づき、ｄ軸電流Ｉｄを比例積分制御（ＰＩ制御）を行うことにより、モータ１の電気角推定速度ωｅを算出する。下記（４）式において、“Ｋｐ”は比例ゲイン、“Ｋｉ”は積分ゲインである。なお、下記（４）式の右辺の積分の区間は、モータ１の同期運転ステップ開始から現在までの時間である。
【数４】
2020036513.tif 000006
【００６１】
しかし、図３に示す基本構成に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｘでは、電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）が電流ベクトル座標の第一象限にあるため、動作環境に応じたモータ１の負荷に対しての余裕度は確保されるものの、負荷に応じてモータ１の回転速度ωにバラツキが生じる。このため、同期運転ステップから通常運転へモード移行が正常に行われたとしても、モータ１の回転速度ωが軸誤差Δθの演算が行うことができる程度に十分な速度でない場合がある。この問題を解決するためには、動作環境下の負荷に対応しながら、モータ１の回転速度ωを軸誤差Δθの演算を行うために十分な回転速度まで高めることが好ましい。
【００６２】
［実施形態１］
（実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成）
そこで、実施形態１では、図３の基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成に代えて、図６に示す速度指令型の構成とする。図６は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。
【００６３】
実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ａは、基本形態のマイクロコンピュータ１０Ｘに代えてマイクロコンピュータ１０Ａを有する。そして、マイクロコンピュータ１０Ａは、基本形態の制御器２Ｘに代えて制御器２Ａを有し、基本形態のｑ軸電圧生成器１７Ｘに代えてｑ軸電圧生成器１７Ａを有し、基本形態の速度推定器２９Ｘに代えて速度推定器２９Ａを有する。実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ａの構成は、制御器２Ａ、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び速度推定器２９Ａ以外は、基本形態に係るモータ制御装置１００Ｘと同様である。
【００６４】
制御器２Ａは、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１及びマイクロコンピュータ１０Ａ全体の制御を行うと共に、例えば、モータ１の同期運転ステップから通常運転へのモード移行を制御する。
【００６５】
ｑ軸電圧生成器１７Ａは、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄと、速度推定器２９Ａにより出力された電気角推定速度ωｅと、モータ１の電気角初速度ωｅ０と、ｑ軸電圧生成器１７Ａの内部で生成される電気角速度指令値ωｅ＊と、初期ｑ軸電圧Ｖ０とから、同期運転ステップにおけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。
【００６６】
ｑ軸電圧生成器１７Ａは、基本形態のｑ軸電圧生成器１７Ｘと同様に、ロータ位置決めステップにおける位置決め時のｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、駆動トルクを発生させる。このとき発生する余剰電力は、モータ１の回転数が上昇することで、モータ１に接続されている実負荷の回転に必要な電力として使用されるため、無効分（余剰電力）がなくなる。
【００６７】
ここで、ｑ軸電圧生成器１７Ａが、余剰電力を最小に制御しつつ、モータ１の速度を上昇させるための適切なｑ軸電圧Ｖｑを生成することが可能であれば、軸誤差Δθの演算に必要な誘起電圧を発生させるだけの速度を確保することが可能となり、同期運転ステップから通常運転へのモード移行が可能となる。
【００６８】
速度推定器２９Ａは、基本形態に係る速度推定器２９Ｘと同様の構成であるが、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄから、推定された現在のモータの角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び位置推定器３０Ｘへそれぞれ出力する。速度推定器２９Ａは、検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から現在速度を推定する速度推定部の一例である。
【００６９】
ここで、ｑ軸電圧生成器１７Ａにより生成されるｑ軸電圧Ｖｑについて説明する。以下では、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を、ｑ軸電圧Ｖｑに読み替える。ｑ軸電圧生成器１７Ａにより生成されるｑ軸電圧Ｖｑは、通常運転においてｄｑ軸モータモデル式から、下記（５）式で与えられる。なお、下記（５）式の右辺において、“ωｅ”は電気角速度、“Ｌｑ”はモータ１のｑ軸インダクタンス、“Ｉｄ”はｄ軸電流、“Ｒ”はモータ１の巻線抵抗、“Ｉｑ”はｑ軸電流、“Ψ”はモータ１の鎖交磁束、“ρ”は（ｄ／ｄｔ）の微分演算子、“Ｌｄ”はモータ１のｄ軸インダクタンスである。
【数５】
2020036513.tif 000007
【００７０】
上記（５）式の右辺第四項は、定常状態においては０と見なせるので、定常状態では、上記（５）式は、下記（６）式となる。
【数６】
2020036513.tif 000008
【００７１】
なお、上記（６）式で示されるｑ軸電圧Ｖｑは、図４のベクトル図に示す通りである。上記（６）式における、右辺第一項が図４におけるｔｅｒｍ６−１であり、右辺第二項が図４におけるｔｅｒｍ６−２であり、右辺第三項が図４におけるｔｅｒｍ６−３である。
【００７２】
ロータ位置決めステップ完了後から、モータ１の起動直後の初期ｑ軸電圧Ｖ０と、初期ｑ軸電圧Ｖ０で生じる電気角初速度ωｅ０と、電気角速度指令値ωｅ＊とから、ｑ軸電圧Ｖｑは、下記（７）式で表される。
【数７】
2020036513.tif 000009
【００７３】
上記（７）式には、ｑ軸電流Ｉｑを含む項が存在する。基本形態と同様に、速度推定器２９Ａは、ｄ軸電流Ｉｄが０になるような電気角推定速度ωｅを算出する。また、ｑ軸電圧Ｖｑによりモータ１の速度が上昇すれば、余剰電力である無効分がなくなり、ｄ軸電流Ｉｄは０に向かう。すなわち、ｑ軸電圧Ｖｑ及びｄ軸電流Ｉｄは、同期運転ステップにおいて、モータ１の速度と密接な関係を有するといえる。ｄ軸電流Ｉｄを０としつつ、ｑ軸電圧Ｖｑを制御してロータの速度を制御するために、ロータの指令速度からモータ１に印加すべきｑ軸電圧Ｖｑを算出できるようにするために、ｑ軸電流Ｉｑを速度へ変換する。
【００７４】
ｑ軸電流Ｉｑを速度に変換するために、下記（８）式に示すように、ｑ軸電流Ｉｑを、モータ１のトルクＴ及び鎖交磁束Ψを用いて表す。
【数８】
2020036513.tif 000010
【００７５】
また、下記（９）式に示すように、モータ１のトルクＴは、モータ１のイナーシャＪ及び加速度ａを用いて表される。
【数９】
2020036513.tif 000011
【００７６】
なお、上記（９）式において、加速度ａは角加速度である。下記（１０）式に示すように、角加速度ａは、電気角速度指令値ωｅ＊及び電気角推定速度ωｅを用いて表される。
【数１０】
2020036513.tif 000012
【００７７】
すなわち、角加速度は、速度偏差で表され、この速度偏差を積分することで電気角速度指令値ωｅ＊に必要なｑ軸電圧を生成する。以上の上記（８）式〜（１０）式から、ｑ軸電流Ｉｑは、下記（１１）式のようになる。なお、下記（１１）式の右辺の積分の区間は、モータ１の同期運転ステップ開始から現在までの時間である。
【数１１】
2020036513.tif 000013
【００７８】
上記（１１）式を、上記（７）式の右辺第二項の“Ｉｑ”へ代入して整理することにより、下記（１２）式に示すように、ｑ軸電圧Ｖｑは、ｑ軸電流Ｉｑの因子を含まず表される。なお、下記（１２）式における“Ｋｃ”は、積分ゲイン調整係数であり、特定の定数である。ｑ軸電圧生成器１７Ａは、下記（１２）式によりｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊を生成して出力する。
【数１２】
2020036513.tif 000014
【００７９】
（実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器）
図７は、実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。実施形態１に係る同期運転ステップにおけるｑ軸電圧生成器１７Ａは、Ｌｄ乗算器１７Ａ−１、減算器１７Ａ−２、積分器１７Ａ−３、減算器１７Ａ−４、Ψ乗算器１７Ａ−５、加算器１７Ａ−６、加算器１７Ａ−７、電気角速度指令生成器１７Ａ−８を有する。
【００８０】
電気角速度指令生成器１７Ａ−８は、モータが起動される際の同期運転ステップにおける電気角速度指令値ωｅ＊を生成し、生成した電気角速度指令値ωｅ＊をＬｄ乗算器１７Ａ−１、減算器１７Ａ−２、減算器１７Ａ−４のそれぞれへ出力する。
【００８１】
Ｌｄ乗算器１７Ａ−１は、ｄ軸電流Ｉｄ及び電気角速度指令値ωｅ＊を入力とし、２つの入力の乗算結果と、ｄ軸インダクタンスＬｄを乗算した結果を加算器１７Ａ−６へ出力する。上記（１２）式における右辺第二項は、Ｌｄ乗算器１７Ａ−１による演算結果に対応する。
【００８２】
減算器１７Ａ−２は、電気角速度指令値ωｅ＊及び電気角推定速度ωｅを入力とし、電気角速度指令値ωｅ＊から電気角推定速度ωｅを減算した結果を積分器１７Ａ−３へ出力する。上記（１２）式における右辺第三項の被積分関数は、減算器１７Ａ−２による演算に対応する。
【００８３】
積分器１７Ａ−３は、減算器１７Ａ−２からの入力を積分した結果を加算器１７Ａ−６へ出力する。上記（１２）式における右辺第三項の積分は、積分器１７Ａ−３による演算に対応する。
【００８４】
減算器１７Ａ−４は、電気角速度指令値ωｅ＊及び電気角初速度ωｅ０を入力とし、電気角速度指令値ωｅ＊から電気角初速度ωｅ０を減算した結果をΨ乗算器１７Ａ−５へ出力する。上記（１２）式における右辺第一項の第一因子は、減算器１７Ａ−４による演算に対応する。
【００８５】
Ψ乗算器１７Ａ−５は、減算器１７Ａ−４からの入力と、モータ１の鎖交磁束Ψを乗算した結果を加算器１７Ａ−６へ出力する。上記（１２）式における右辺第一項は、Ψ乗算器１７Ａ−５による演算に対応する。
【００８６】
加算器１７Ａ−６は、Ｌｄ乗算器１７Ａ−１、積分器１７Ａ−３、Ψ乗算器１７Ａ−５による出力を加算した結果を加算器１７Ａ−７へ出力する。上記（１２）式における右辺第一項〜第三項の加算は、加算器１７Ａ−６による演算に対応する。
【００８７】
加算器１７Ａ−７は、加算器１７Ａ−６による出力と、初期ｑ軸電圧Ｖ０とを入力とし、２つの入力の加算結果をｑ軸電圧Ｖｑとして出力する。上記（１２）式における右辺第四項の加算は、加算器１７Ａ−７による演算に対応する。
【００８８】
（実施形態１に係る同期運転ステップの処理）
図８は、実施形態１に係る同期運転ステップの処理の一例を示すフローチャート示す図である。実施形態１に係る同期運転ステップの処理は、モータ１の起動開始を契機として、制御器２Ａにより実行される。
【００８９】
ｑ軸電圧生成器１７Ａは、電気角速度指令生成器１７Ａ−８で生成される電気角速度指令値ωｅ＊と電気角推定速度ωｅとの偏差を用いてｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊を生成する。このため、同期運転ステップでは、電気角推定速度ωｅが帰還路（フィードバック）制御となり、閉ループを形成する。ここで、ｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊の生成と回転速度の応答速度に差が生じる。つまり、回転速度が同期運転から通常運転に移行できる速度である目標到達速度に達してもｑ軸電圧に余剰電力が発生している場合がある。その場合には回転速度に対して適切なｑ軸電圧に収束させるための収束時間を設けることで、より切り換え時のショックが少ないシームレスな通常運転への移行が可能となる。
【００９０】
ここで、収束時間は、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び速度推定器２９Ａの入出力から求められる。すなわち、収束時間は、ｑ軸電圧生成器１７Ａ及び速度推定器２９Ａの入力であるｄ軸電流Ｉｄと、出力であるｑ軸電圧Ｖｑとの関係を示す上記（１２）式を、収束時間について解くことで求める。よって、収束時間は、上記（１２）式で与えられている各定数から、演算量が少ない計算で求めることができる。
【００９１】
実施形態１に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ａにおいて、先ず、ステップＳ１１では、制御器２Ａは、電気角速度指令生成器１７Ａ−８で生成される電気角速度指令値ωｅ＊を増加していき、電気角速度指令値ωｅ＊が予め定められた目標到達速度に達したか否かを判定する。制御器２Ａは、ステップＳ１１：Ｙｅｓの場合、すなわち、電気角速度指令値ωｅ＊が予め定められた目標到達速度に達した場合、ステップＳ１２へ処理を移す。一方、制御器２Ａは、ステップＳ１１：Ｎｏの場合、すなわち、電気角速度指令値ωｅ＊が予め定められた目標到達速度に達していない場合、ステップＳ１５へ処理を移す。
【００９２】
ステップＳ１２では、制御器２Ａは、上述の収束時間が経過したか否かを判定する。制御器２Ａは、ステップＳ１２：Ｙｅｓの場合、すなわち、収束時間が経過した場合、ステップＳ１３へ処理を移す。一方、制御器２Ａは、ステップＳ１２：Ｎｏの場合、すなわち、収束時間が経過していない場合、ステップＳ１６へ処理を移す。
【００９３】
ステップＳ１３では、制御器２Ａは、電気角推定速度ωｅが、ステップＳ１１同様の目標到達速度に達したか否かを判定する。ステップＳ１３は、モータ１が軸誤差Δθを演算することができる速度に達しているか否かを判定するものである。制御器２Ａは、ステップＳ１３：Ｙｅｓの場合、すなわち、電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達した場合、ステップＳ１４へ処理を移す。一方、制御器２Ａは、ステップＳ１３：Ｎｏの場合、すなわち、電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達していない場合、ステップＳ１７へ処理を移す。
【００９４】
ステップＳ１４では、制御器２Ａは、同期運転ステップから通常運転へのモード移行処理を実行する。
【００９５】
ステップＳ１５では、制御器２Ａは、ｑ軸電圧生成器１７Ａを制御してｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊の生成処理を実行開始又は実行継続する。制御器２Ａは、ステップＳ１５の処理が終了すると、ステップＳ１１へ処理を移す。また、ステップＳ１６では、制御器２Ａは、ｑ軸電圧生成器１７Ａを制御してｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊の生成処理を実行継続する。制御器２Ａは、ステップＳ１６の処理が終了すると、ステップＳ１２へ処理を移す。
【００９６】
ステップＳ１７では、制御器２Ａは、電気角速度指令値ωｅ＊が目標到達速度に達し、かつ、収束経過時間が経過してもなお、電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達しないためにモード移行できないエラーが発生した際のエラー処理（例えば、モータ起動停止、モータ起動の再実行、エラー報知等）を実行する。ステップＳ１７が終了すると、制御器２Ａは、実施形態１に係る同期運転ステップの処理を終了する。
【００９７】
以上の実施形態１によれば、電気角速度指令値ωｅ*と電気角推定速度ωｅの差に応じてｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊が制御される。このため、モータ１の負荷の状態に応じたｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊を求めることができる。また、実施形態１によれば、モータ１の負荷の状態に応じたｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊を求めることで、電圧過多（過電流）になることを抑制できる。
【００９８】
また、実施形態１によれば、ｄ軸電圧を０に固定し、ｑ軸電圧のみを制御することで、モータ１の速度を容易に制御でき、余剰電力を抑制できる。また、電流ベクトルを電流ベクトル座標の第一象限に留めておくことができるので、モータ１の負荷変動やモータ１の加速変動に対する余裕度を高めることができる。
【００９９】
また、実施形態１によれば、電気角推定速度ωｅがモータ１のｄ軸電流Ｉｄを０とし、ｄ軸電流が正方向に過剰に生じないようにｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊を調整することで、余剰電力の発生を抑制できる。また、ｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊のみでモータ１を回転させることができる速度を確保できる。さらに、実施形態１によれば、上記（１２）式から、ｑ軸電圧（ｑ軸駆動電圧）Ｖｑ＊を容易に生成できる。
【０１００】
また、実施形態１によれば、ロータ位置決めステップで用いたｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、モータ１のロータ位置合わせステップで生じるモータ１の駆動トルクと、同期運転ステップ開始時の駆動トルクとを同一にし、ロータ位置合わせステップから同期運転ステップへとスムーズに移行することができる。
【０１０１】
また、実施形態１によれば、モータ１が、軸誤差Δθを演算することができる速度に達しているか否かを判定し、軸誤差Δθを演算することができる速度に達している場合に、同期運転ステップから通常運転へとモード移行するので、モータ１の加速不足によるモード移行失敗を防止することができる。
【０１０２】
（実施形態１の変形例）
上述の実施形態１では、推定されるモータ１の現在速度は、ｄ軸電流Ｉｄが０となる速度であるとした。しかし、これに限られず、推定されるモータ１の現在速度は、ｄ軸電流Ｉｄが所定値以下となる速度であってもよい。
【０１０３】
以上、実施形態１について説明した。
【０１０４】
［実施形態２］
実施形態１では、モータ１を起動するときにモータ１にかかる負荷として、モータ１の通常運転時の約３倍程度の大きさの負荷を想定した。このモータ１の負荷は小型の圧縮機である。これに対し、大型の圧縮機を負荷として実施形態１の起動制御を実行すると、小型の圧縮機で想定していた負荷よりも大きい負荷がかかる場合がある。実施形態２では、モータ１を起動するときにモータ１にかかる負荷が実施形態１のモータ１の通常運転時の約６倍程度の大きさの負荷である場合を想定した。
【０１０５】
実施形態１で述べた通り、モータ１の起動直後においては、電流ベクトル（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ）が電流ベクトル座標の第一象限にある方が好ましい。ｄ軸電圧Ｖｄを０とすることで電流ベクトルを電流ベクトル座標の第一象限に留めておくことができる。一方、負荷トルクが大きい場合、モータ１の回転数を上げるためには負荷トルクよりも大きい起動トルクが必要となるが、起動トルクが不十分だと回転数が上がらない。回転数が上がらないと、モータが与えられた電力を消費しきれず、余剰電力が増えてしまう。余剰電力が増えるとｄ軸電流が正方向に大きく流れてしまう。実施形態２は、実施形態１と同様に、ｄ軸電流から推定したロータの速度推定値を速度指令値に到達するように制御するが、ｄ軸電流が大きくなると上記（４）式から電気角推定速度ωｅ（以下、「速度推定値」と呼ぶことがある）が大きくなってしまう。速度推定値が速度指令値に対して大きくなると、上記（１２）式からｑ軸電圧は小さくなる方向に働く。これにより、起動トルクを大きくすることができず、回転数が上がらず余剰電力が増え、ｄ軸電流が正方向に大きく流れる、という悪循環に陥る。すなわち、起動時に負荷トルクが大きい場合に電流ベクトルを第一象限に置くと、起動トルクが下がる方向に制御される。また、十分な駆動トルクを確保できていない状態では、同期運転ステップから通常運転へのモード移行をスムーズに行うことが困難になる可能性がある。例えば、実施形態１において通常の負荷の５倍の負荷がモータ１にかかる場合には、実施形態１では、同期運転ステップから通常運転へのモード移行をスムーズに行うことが困難になる可能性がある。
【０１０６】
そこで、上述の実施形態１ではｄ軸電圧Ｖｄを０に固定するとしたのに対し、実施形態２では、負荷トルクに対して十分な起動トルクをかけられるように、ｄ軸電圧Ｖｄを負の電圧とする。本実施形態では、この電圧を可変電圧として説明するが、これに限られず、所定の固定電圧としてもよい。
【０１０７】
（実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成）
実施形態２では、図３の基本形態に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成に代えて、図９に示す大きい負荷トルクにも対応した速度指令型の構成とする。図９は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置の構成の一例を示す図である。
【０１０８】
実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｂは、基本形態のマイクロコンピュータ１０Ｘに代えてマイクロコンピュータ１０Ｂを有する。そして、マイクロコンピュータ１０Ｂは、基本形態の制御器２Ｘに代えて制御器２Ｂを有し、基本形態のｄ軸電圧生成器１６Ｘに代えてｄ軸電圧生成器１６Ｂを有し、基本形態のｑ軸電圧生成器１７Ｘに代えてｑ軸電圧生成器１７Ｂを有し、基本形態の速度推定器２９Ｘに代えて速度推定器２９Ｂを有する。実施形態２に係る同期運転ステップにおけるモータ制御装置１００Ｂの構成は、制御器２Ｂ、ｄ軸電圧生成器１６Ｂ、ｑ軸電圧生成器１７Ｂ及び速度推定器２９Ｂ以外は、基本形態に係るモータ制御装置１００Ｘと同様である。
【０１０９】
制御器２Ｂは、接点ＣＯ０〜ＣＯ１を含むスイッチＳＷ１及びマイクロコンピュータ１０Ｂ全体の制御を行うと共に、例えば、モータ１の同期運転ステップから通常運転へのモード移行を制御する。
【０１１０】
ｄ軸電圧生成器１６Ｂは、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｑ軸電流Ｉｑ、速度推定器２９Ｂにより出力された電気角推定速度ωｅから、同期運転ステップにおけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。
【０１１１】
ここでｄ軸電圧生成器１６Ｂにより生成されるｄ軸電圧Ｖｄについて説明する。以下ではｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊をｄ軸電圧Ｖｄに読み替える。
【０１１２】
ｄ軸電圧生成器１６Ｂにより生成されるｄ軸電圧Ｖｄは、通常運転においてｄｑ軸モータモデル式から、上記（１）式で与えられる。
【０１１３】
上記（１）式の右辺第三項は、定常状態においては０と見なせるので、定常状態では、上記（１）式は、上記（２）式となる。
【０１１４】
大きな負荷トルクが発生している際に起動する場合、ｄ軸電流が正方向に大きくなると速度推定値が大きくなる。速度推定値が速度指令値に対して大きくなると、上記（１２）式からｑ軸電圧は小さくなる方向に働く。これにより、起動トルクを大きくすることができず、回転数が上がらず余剰電力が増えてしまい、ｄ軸電流が正方向に大きく流れる。
【０１１５】
これに対し、上記（２）式から、ｄ軸電流が０になるようにｄ軸電圧を制御すれば、大きな負荷トルクが発生している際にモータ１が起動する場合でも、ｄ軸電流が正方向に大きくなることが抑止され、速度推定値が過剰に大きくならない。速度推定値が速度指令値に対して大きくならなければ、ｑ軸電圧は小さくなる方向に働かず、正常に必要な起動トルクをかけるためのｑ軸電流を流すことができる。
【０１１６】
上記（２）式から、ｄ軸電流が０となるときのｄ軸電圧Ｖｄは下記（１３）式となる。
【数１３】
2020036513.tif 000015
【０１１７】
一方、実施形態１のＶｄ＝０と異なり、上記（１３）式のようにｄ軸電圧の制御を加えることで、ｄ軸とｑ軸との間で干渉が発生してしまう。このため、ｄ軸及びｑ軸の各電圧生成器には干渉の影響をキャンセルするための非干渉項があることが好ましい。
【０１１８】
ｄ軸電圧は上記（１３）式の右辺がそのまま非干渉項となるため、ｑ軸側の干渉の影響をキャンセルできる。一方、ｑ軸電圧は上記（１２）式の右辺で第一項と第二項がそのまま非干渉項となるため、ｄ軸側の干渉の影響をキャンセルできる。このことから、ｄ軸及びｑ軸の各電圧生成器は非干渉な電圧指令値を生成できる。
【０１１９】
ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄと、速度推定器２９Ｂにより出力された電気角推定速度ωｅと、モータ１の電気角初速度ωｅ０と、ｑ軸電圧生成器１７Ｂ内部で生成される電気角速度指令値ωｅ＊と、初期ｑ軸電圧Ｖ０とから、同期運転ステップにおけるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成し、生成したｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊をｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。つまり、ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、実施形態１のｑ軸電圧生成器１７Ａと同様の構成を採る。
【０１２０】
ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、ロータ位置決めステップにおける位置決め時のｄ軸電圧と同一の大きさのｑ軸電圧を初期ｑ軸電圧Ｖ０とすることで、起動トルクを発生させる。ｑ軸電圧生成器１７Ｂは、モータ１の速度を上昇させるための適切なｑ軸電圧Ｖｑを生成しながら、余剰電力を最小に制御することで、同期運転ステップから通常運転へのモード移行が可能となると共に、通常運転における軸誤差Δθの演算に必要な誘起電圧を発生させるだけの速度を確保する。
【０１２１】
速度推定器２９Ｂは、基本形態に係る速度推定器２９Ｘと同様の構成であるが、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄから、推定された現在のモータの角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、ｑ軸電圧生成器１７Ｂ及び位置推定器３０Ｘへそれぞれ出力する。速度推定器２９Ｂは、検出部により検出された電流のｄｑ座標系におけるｄ軸電流から現在速度を推定する速度推定部の一例である。
【０１２２】
（実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｄ軸電圧生成器）
図１０は、実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｄ軸電圧生成器の構成の一例を示す図である。実施形態２に係る同期運転ステップにおけるｄ軸電圧生成器１６Ｂは、乗算器１６Ｂ−１、減算器１６Ｂ−２を有する。
【０１２３】
乗算器１６Ｂ−１は、電気角推定速度ωｅ、ｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸インダクタンスＬｑを入力として、電気角推定速度ωｅとｑ軸電流Ｉｑとｑ軸インダクタンスＬｑとの乗算結果を減算器１６Ｂ−２へ出力する。減算器１６Ｂ−２は、乗算器１６Ｂ−１で乗算した結果を負の値にするために０と乗算器１６Ｂ−１の出力との偏差（０−ωｅ・Ｌｑ・Ｉｑ）を算出することによりｄ軸電圧Ｖｄを生成する。乗算器１６Ｂ−１の出力に−１を乗算した結果は、０から乗算器１６Ｂ−１の出力を減算した結果と同一になるため、減算器１６Ｂ−２の代わりに乗算器を用いて乗算器１６Ｂ−１の出力と−１とを乗算してもよい。また、乗算器１６Ｂ−１には電気角推定速度ωｅを入力しているが、電気角推定速度ωｅが電気角速度指令値ωｅ＊に達して速度が一定の速度では、電気角推定速度ωｅの代わりに電気角速度指令値ωｅ＊を乗算器１６Ｂ−１に入力してもよい。
【０１２４】
以上から、実施形態２においてｄ軸電圧生成器１６Ｂが出力するｄ軸電圧Ｖｄ（ｄ軸駆動電圧Ｖｄ）は、実施形態１におけるＶｄ＝０に代えて、上記（１３）式のようになる。ｄ軸電圧生成器１６Ｂは、上記（１３）式によりｄ軸電圧Ｖｄを生成して出力する。上記（１３）式において、右辺が、減算器１６Ｂ−２による演算結果に対応する。
【０１２５】
（実施形態２に係る同期運転ステップの処理）
実施形態２に係る同期運転ステップの処理は、図８に示した実施形態１に係る同期運転ステップの処理と同様になる。ここで、実施形態２において、実際の回転速度が最適回転速度に収束するための収束時間は、実施形態１と同様に、ｑ軸電圧生成器１７Ｂ、速度推定器２９Ｂの入力であるｄ軸電流Ｉｄと、出力であるｑ軸電圧Ｖｑとの関係を示す上記（１２）式を、収束時間について解くことで求められる。実施形態２における電気角速度指令値ωｅ＊及び電気角推定速度ωｅの目標到達速度は、実施形態１と同様である。
【０１２６】
（実施形態２に係る各値の推移）
以下、図１１Ａ〜図１４Ｂを参照して、実施形態２と実施形態１とについて、モータの負荷が大きな場合の、ｄ軸電流及びｑ軸電流の推移、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移、軸誤差Δθの推移、電気角推定速度及び速度指令値の推移を比較して説明する。
【０１２７】
なお、図１１Ａ〜図１４Ｂにおいて、横軸の時刻ｔを区分する（１）の区間はロータ位置決めステップの区間、（２）の区間は同期運転の区間を示し、（２）の区間をさらに区分する（２）’の区間は目標到達速度へ向けての加速領域の区間、（２）”の区間は目標到達速度到達後の定速領域の区間を示す。なお、加速領域の区間は指令速度が上昇している区間であり、定速領域の区間は指令速度が一定となる区間である。また、図１１Ａ、図１２Ａ、図１３Ａ、図１４Ａにおける（３）の区間は通常運転の区間を示す。
【０１２８】
（モータの負荷が大きな場合の実施形態２におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移と、ｄ軸電流及びｑ軸電流の推移（図１１Ａ，図１２Ａ））
図１１Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係るｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。図１２Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係るｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。
【０１２９】
図１２Ａに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、ｑ軸電圧Ｖｑを０とし、一定のｄ軸電圧Ｖｄがモータ１へ印可される。これにより、図１１Ａに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、モータ１にｄ軸電流Ｉｄが流れる。
【０１３０】
次に、実施形態２では、図１２Ａに示すように、（２）’の加速領域において、上記（１３）式に基づいて算出されたｄ軸電圧Ｖｄと、上記（１２）式に基づいて算出されたｑ軸電圧Ｖｑとがモータ１へ印可される。そして、（２）’の加速領域において、ｄ軸電圧Ｖｄが徐々に小さくなっていく一方で、ｑ軸電圧Ｖｑが、ｄ軸電圧Ｖｄの減少する大きさよりも増加する大きさが大きくなっていくことでｑ軸電流Ｉｑが正方向に増加していく。
【０１３１】
そして、図１２Ａに示すように、（２）’の加速領域に続く（２）”の定速領域において、上記（１２）式に基づいて算出されたｑ軸電圧Ｖｑにおいて、上記（１２）式の第二項と第三項の積分項が働いて、最適なｑ軸電圧に収束する。すなわち、（２）”の定速領域においては、（２）’の加速領域とは異なり、ｑ軸電圧Ｖｑが少しであるけれども低下へと転じる。また、ｄ軸電圧Ｖｄの負の電圧も低下する。ｑ軸電圧Ｖｑ、ｄ軸電圧が低下へと転じたことに伴い、図１１Ａに示すように、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸電流Ｉｄともに小さくなる。そして、図１１Ａに示すように、モータ１の速度指令値ω＊が目標到達速度に達し、かつ、回転速度に対して適切なｑ軸電圧に収束させるための収束時間が経過し、かつ、モータ１の電気角推定速度ωｅが目標到達速度に達したタイミングｔ１において、モータ１の同期運転ステップから通常運転へとモード移行が行われる。
【０１３２】
（モータの負荷が大きな場合の実施形態１におけるｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移と、ｄ軸電流及びｑ軸電流の推移（図１１Ｂ，図１２Ｂ））
図１１Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係るｄ軸電流及びｑ軸電流の推移の一例を示す図である。図１２Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係るｄ軸電圧及びｑ軸電圧の推移の一例を示す図である。
【０１３３】
図１２Ｂに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、ｑ軸電圧Ｖｑを０とし、一定のｄ軸電圧Ｖｄがモータ１へ印可される。これにより、図１１Ｂに示すように、（１）のロータ位置決めステップにおいて、モータ１にｄ軸電流Ｉｄが流れる。
【０１３４】
次に、実施形態１では、図１２Ｂに示すように、（２）’の加速領域において、ｄ軸電圧Ｖｄを０とし、上記（１２）式に基づいて算出されたｑ軸電圧Ｖｑがモータ１へ印可される。しかし、モータの負荷が大きな場合、実施形態１では、図１２Ｂに示すように、（２）’の加速領域の後半において、ｑ軸電圧Ｖｑの制御が不能となってｑ軸電圧Ｖｑが低下してしまう。これは、後述の図１４Ｂに示すように、電気角推定速度ωｅが、（２）’の加速領域の後半で、電気角目標速度ωｅ＊に対して追従することが困難になって速度が速くなり、速度を下げようとしてｑ軸電圧Ｖｑが低下するからである。これに伴い、図１１Ｂに示すように、（２）’の加速領域の後半において、ｑ軸電流Ｉｑの制御が不能になってｑ軸電流Ｉｑが低下してしまうとともに、ｄ軸電流Ｉｄの制御も不能になる。
【０１３５】
（モータの負荷が大きな場合の実施形態２及び実施形態１における軸誤差Δθの推移（図１３Ａ，図１３Ｂ））
図１３Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係る軸誤差Δθの推移の一例を示す図である。図１３Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係る軸誤差Δθの推移の一例を示す図である。
【０１３６】
図１３Ａに示すように、実施形態２では、（２）’の加速領域の前半で、軸誤差Δθが０付近に収束している。
【０１３７】
これに対し、実施形態１では、図１３Ｂに示すように、（２）’の加速領域及び（２）”の定速領域の何れにおいても、軸誤差Δθは０付近に収束することなく、大きな値となる。特に、図１３Ｂでは、ｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄの制御が不能になる（２）’の加速領域の後半で（図１１Ｂ）、軸誤差Δθが発散する。
【０１３８】
（モータの負荷が大きな場合の実施形態２及び実施形態１における電気角推定速度及び電気角目標速度の推移）
図１４Ａは、モータの負荷が大きな場合の実施形態２に係る電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。図１４Ｂは、モータの負荷が大きな場合の実施形態１に係る電気角推定速度及び電気角目標速度の推移の一例を示す図である。
【０１３９】
図１４Ａに示すように、実施形態２では、（２）’の加速領域及び（２）”の定速領域の何れにおいても、電気角推定速度ωｅが、電気角速度指令値（つまり、電気角目標速度）ωｅ＊に追従して加速している。
【０１４０】
これに対し、実施形態１では、図１４Ｂに示すように、電気角推定速度ωｅが、（２）’の加速領域の後半で、電気角速度指令値ωｅ＊（つまり、電気角目標速度）に追従することが困難になって制御不能となり、（２）”の定速領域において、０になってしまう。
【０１４１】
（ｄｑ軸の電流ベクトルとγδ軸の電流ベクトルとの関係）
図１５は、ｄｑ軸の電流ベクトルとγδ軸の電流ベクトルとの理想的な関係の一例を示す図である。図１６は、実施形態１に係るｄｑ軸の電流ベクトルとγδ軸の電流ベクトルとの関係の一例を示す図である。図１７は、実施形態２に係るｄｑ軸の電流ベクトルとγδ軸の電流ベクトルとの関係の一例を示す図である。
【０１４２】
図１５に示すように、ｄｑ軸の電流ベクトルＩｄｑ０の方向がｑ軸上にあるときに、ロータに対して最も回転力が与えられる。また、γδ軸の電流ベクトルＩγδ０の方向が電流ベクトルＩｄｑ０の方向と等しい状態が、軸誤差Δθが０となる状態であるため、理想的な状態である。
【０１４３】
これに対し、実施形態１の場合には、図１６に示すように、モータ１の負荷により軸誤差Δθ１が生じることで、電流ベクトルＩγδ０の方向が電流ベクトルＩｄｑ０の方向に対してΔθ１だけ進みすぎてしまう。これに対し、実施形態１では、ｄ軸電圧を０とした上でｑ軸電圧Ｖｑ＊を上記（１２）式に従って制御する。これにより、実施形態１では、図１６に示す電流ベクトルＩγδ１のように、方向が進みすぎた電流ベクトルＩγδ０の方向を軸誤差Δθ１の分だけ戻すことができるため、電流ベクトルＩγδ１をｄｑ座標の第一象限に留めておくことができる。但し、実施形態１では、γδ軸の電流ベクトルの方向の変化は可能だが、大きさは変化しない。また、γ軸を０度、δ軸を９０度とした場合、実施形態１では、上記（１２）式より、γδ軸の電流ベクトルの制御幅は９０度から４５度の範囲となる。
【０１４４】
一方で、実施形態２の場合には、ｄ軸電圧Ｖｄを上記（１３）式に従って算出するため、図１７に示す電流ベクトルＩγδ２Ａのように、γδ軸の電流ベクトルの大きさ電流ベクトルＩγδ０よりも増加させることができる。よって、実施形態２では、モータ１の負荷が大きい場合でも、軸誤差を実施形態１よりも小さくすることができる（Δθ２＜Δθ１）。また、実施形態２では、実施形態１と同様に、ｑ軸電圧Ｖｑ＊を上記（１２）式に従って制御する。このため、実施形態２では、図１７に示す電流ベクトルＩγδ２Ｂのように、方向が進みすぎている電流ベクトルＩγδ２Ａの方向を軸誤差Δθ２の分だけ戻すことができるため、実施形態１と同様に、電流ベクトルＩγδ２Ｂをｄｑ座標の第一象限に留めておくことができる。但し、実施形態２では、ｄ軸電圧Ｖｄを上記（１３）式に従って算出するため、γ軸を０度、δ軸を９０度とした場合、γδ軸の電流ベクトルの制御幅は、９０度から８０度の範囲となって、実施形態１よりも小さくなる。しかし、実施形態２では、ｄ軸電圧Ｖｄを上記（１３）式に従って算出することにより軸誤差が実施形態１よりも小さくなるため、γδ軸の電流ベクトルの制御幅は、実施形態１よりも小さい制御幅で足りる。
【０１４５】
以上のように、実施形態２では、ｄ軸電圧生成器１６Ｂは、ｄ軸電圧として負の電圧を出力する。ｄ軸電圧生成器１６Ｂは、例えば、上記（１３）式に従って算出したｄ軸電圧を出力する。よって、実施形態２では、実施形態１よりもモータ１の負荷が大きい場合であっても、必要なトルクを得ながら実施形態１と同等のｑ軸電圧の制御が可能になる。
【０１４６】
以上、実施形態２について説明した。
【０１４７】
上述の実施形態及び図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散又は統合されてもよい。また、上述の実施形態における各処理は、処理負荷や実装効率等から、処理順序を適宜入れ替えて実行されてもよい。
【０１４８】
上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。従って、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念又は範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
【符号の説明】
【０１４９】
２Ｘ、２Ａ、２Ｂ  制御器
１０Ｘ、１０Ａ、１０Ｂ  マイクロコンピュータ
１１  減算器
１２  速度制御器
１３  励磁電流制御器
１４  減算器
１５  減算器
１６  ｄ軸電流制御器
１６Ｘ  ｄ軸電圧生成器
１７  ｑ軸電流制御器
１７Ｘ、１７Ａ  ｑ軸電圧生成器
１７Ａ−１  Ｌｄ乗算器
１７Ａ−２  減算器
１７Ａ−３  積分器
１７Ａ−４  減算器
１７Ａ−５  Ψ乗算器
１７Ａ−６  加算器
１７Ａ−７  加算器
１７Ａ−８  電気角速度指令生成器
１８  非干渉化制御器
１９  減算器
２０  加算器
２１  ｄｑ／３φ変換器
２２  ＰＷＭ生成器
２３  ＩＰＭ
２４  ３φ電流算出器
２５  ３φ／ｄｑ変換器
２６  軸誤差演算処理器
２９  ＰＬＬ制御器
２９Ｘ、２９Ａ、２９Ｂ  速度推定器
２９Ｘ−１  比例項計算処理器
２９Ｘ−２  積分項計算処理器
２９Ｘ−３  加算器
３０、３０Ｘ  位置推定器
３１  １／Ｐｎ処理器
１００Ｘ、１００Ａ、１００Ｂ  モータ制御装置
ＣＯ０、ＣＯ１、ＣＯ２  接点
ＳＷ１  スイッチ
【図１】
2020036513.tif 000017
【図２Ａ】
2020036513.tif 000018
【図２Ｂ】
2020036513.tif 000019
【図３】
2020036513.tif 000020
【図４】
2020036513.tif 000021
【図５】
2020036513.tif 000022
【図６】
2020036513.tif 000023
【図７】
2020036513.tif 000024
【図８】
2020036513.tif 000025
【図９】
2020036513.tif 000026
【図１０】
2020036513.tif 000027
【図１１Ａ】
2020036513.tif 000028
【図１１Ｂ】
2020036513.tif 000029
【図１２Ａ】
2020036513.tif 000030
【図１２Ｂ】
2020036513.tif 000031
【図１３Ａ】
2020036513.tif 000032
【図１３Ｂ】
2020036513.tif 000033
【図１４Ａ】
2020036513.tif 000034
【図１４Ｂ】
2020036513.tif 000035
【図１５】
2020036513.tif 000036
【図１６】
2020036513.tif 000037
【図１７】
2020036513.tif 000038