(57)【要約】【課題】保護回路の自己診断が可能な電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、負荷に電流を供給する電力用半導体装置と、前記電力用半導体装置を駆動する半導体装置と、前記半導体装置を制御する半導体集積回路装置と、を備え、通常動作モードと自己診断モードで動作する。前記自己診断モードにおいて、前記半導体集積回路装置は異常電流保護回路が異常を検出するレベル以上の高電流を前記電力用半導体装置に流すように所定のパルス幅の制御信号を前記半導体装置に出力し、フォルト信号が異常を示しているかどうかを確認する。【選択図】図２
2020005422.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
負荷に電流を供給する電力用半導体装置と、前記電力用半導体装置を駆動する半導体装置と、前記半導体装置を制御する半導体集積回路装置と、を備え、通常動作モードと自己診断モードで動作する電力変換装置であって、
前記半導体装置は、
前記半導体集積回路装置からの制御信号に基づいて前記電力用半導体装置を駆動する駆動回路と、
前記電力用半導体装置の異常電流を検知する異常電流保護回路と、
前記異常電流保護回路の検知結果に基づいて前記半導体集積回路装置に異常の有無を表すフォルト信号を通知し、異常である場合前記電力用半導体装置の駆動を停止する制御回路と、
を備え、
前記自己診断モードにおいて、前記半導体集積回路装置は前記異常電流保護回路が異常を検出するレベル以上の高電流を前記電力用半導体装置に流すように所定のパルス幅の前記制御信号を前記半導体装置に出力し、前記フォルト信号が異常を示しているかどうかを確認する電力変換装置。
【請求項２】
請求項１の電力変換装置において、
前記所定のパルス幅は、前記電力用半導体装置に供給される電圧と前記負荷のインダクタンスと前記電力用半導体装置に供給する前記高電流の値に基づいて設定される電力変換装置。
【請求項３】
請求項１の電力変換装置において、
さらに、抵抗を含み、前記電力用半導体装置の異常電流を電圧に変換する変換回路を備え、
前記異常電流保護回路は前記変換回路の電圧と所定電圧とを比較する比較器を備える電力変換装置。
【請求項４】
請求項３の電力変換装置において、
前記所定電圧は、前記自己診断モードで動作する場合は通常動作モードで動作する場合よりも低く設定される電力変換装置。
【請求項５】
請求項３の電力変換装置において、
前記変換回路の前記抵抗の抵抗値は、前記自己診断モードで動作する場合は通常動作モードで動作する場合よりも高く設定される電力変換装置。
【請求項６】
請求項１の電力変換装置において、
前記電力用半導体装置の第一端子は電源電位に接続され、第二端子は前記負荷に接続され、
さらに、
第一端子が前記電力用半導体装置の前記第二端子に接続され、第二端子が基準電位に接続される第二電力用半導体装置と、
第一端子が前記電源電位に接続され、前記負荷および第二負荷を介して第二端子が前記電力用半導体装置の前記第二端子と接続される第三電力用半導体装置と、
第一端子が前記第三電力用半導体装置の前記第二端子と接続され、第二端子が前記基準電位に接続される第四電力用半導体装置と、
第一端子が前記電源電位に接続され、前記負荷および第三負荷を介して第二端子が前記電力用半導体装置の前記第二端子と接続される第五電力用半導体装置と、
第一端子が前記第五電力用半導体装置の前記第二端子と接続され、第二端子が前記基準電位に接続される第六電力用半導体装置と、
前記第二電力用半導体装置の電流を検知する第二保護回路を有し、前記第二電力用半導体装置を駆動する第二半導体装置と、
前記第三電力用半導体装置の電流を検知する第三保護回路を有し、前記第三電力用半導体装置を駆動する第三半導体装置と、
前記第四電力用半導体装置の電流を検知する第四保護回路を有し、前記第四電力用半導体装置を駆動する第四半導体装置と、
前記第五電力用半導体装置の電流を検知する第五保護回路を有し、前記第五電力用半導体装置を駆動する第五半導体装置と、
前記第六電力用半導体装置の電流を検知する第六保護回路を有し、前記第六電力用半導体装置を駆動する第六半導体装置と、
を備え、
前記半導体集積回路装置は、前記第二半導体装置と前記第三半導体装置と前記第四半導体装置と前記第五半導体装置と前記第六半導体装置と、を制御する電力変換装置。
【請求項７】
請求項６の電力変換装置において、
前記半導体集積回路装置は、前記電力用半導体装置に前記高電流を流して前記半導体装置の保護回路を診断する第一状態の場合、前記第二電力用半導体装置と前記第三電力用半導体装置と前記第五電力用半導体装置とを非導通にし、前記電力用半導体装置と前記第四電力用半導体装置と前記第六電力用半導体装置とを導通にする電力変換装置。
【請求項８】
請求項６の電力変換装置において、
前記半導体集積回路装置は、前記第二電力用半導体装置に前記第二保護回路が異常を検出するレベル以上の第二高電流を流して前記第二半導体装置の前記第二保護回路を診断する第二状態のとき、前記電力用半導体装置と前記第四電力用半導体装置と前記第六電力用半導体装置とを非導通にし、前記第二電力用半導体装置と前記第三電力用半導体装置と前記第五電力用半導体装置とを導通にする電力変換装置。
【請求項９】
請求項７の電力変換装置において、
さらに、前記第二電力用半導体装置の前記第一端子にカソードが接続され、前記第二電力用半導体装置の前記第二端子にアノードが接続されるダイオードを備え、
前記半導体集積回路装置は、前記第一状態のとき、前記電力用半導体装置と前記第二電力用半導体装置と前記第三電力用半導体装置と前記第五電力用半導体装置とを非導通にし、前記第四電力用半導体装置と前記第六電力用半導体装置とを導通にする電力変換装置。
【請求項１０】
第一端子と第二端子と第三端子とを有する電動機を電力変換装置の制御により回転させる通常ステップと、
前記電力変換装置を自己診断する診断ステップと、
を含み、
前記診断ステップは、第一電力用半導体装置から前記第一端子に前記第一電力用半導体装置の第一保護回路が異常を検出するような第一電流を流し、前記第一電流を前記第二端子および前記第三端子に分配して出力し、前記第一保護回路が異常を検出するかどうかを確認するＡステップを含む電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１１】
請求項１０の電力変換装置の自己診断方法において、
前記Ａステップは、第二電力用半導体装置に設けられた第二回生ダイオードから前記第一端子に第一回生電流を流し、前記第一回生電流を前記第二端子および前記第三端子に分配して出力するステップを含む電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１２】
請求項１０の電力変換装置の自己診断方法において、
前記診断ステップは、前記電力変換装置に通電後、前記通常ステップの前に行う電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１３】
請求項１０の電力変換装置の自己診断方法において、
前記診断ステップは、前記通常ステップの後であって前記電力変換装置の通電遮断前に行う電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１４】
請求項１０の電力変換装置の自己診断方法において、
前記診断ステップは、さらに、
第三電力用半導体装置から前記第二端子に前記第三電力用半導体装置の第三保護回路が異常を検出するような第三電流を流し、前記第三電流を前記第一端子および前記第三端子に分配して出力し、前記第三保護回路が異常を検出するかどうかを確認するＢステップを含む電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１５】
請求項１４の電力変換装置の自己診断方法において、
前記診断ステップは、さらに、
第五電力用半導体装置から前記第三端子に前記第五電力用半導体装置の第五保護回路が異常を検出するような第五電流を流し、前記第五電流を前記第一端子および前記第二端子に分配して出力し、前記第五保護回路が異常を検出するかどうかを確認するＣステップを含む電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１６】
請求項１５の電力変換装置の自己診断方法において、
前記診断ステップは、さらに、
前記第二端子から入力される電流と前記第三端子から入力される電流とを合成して前記第一端子に出力し、前記第一端子から第二電力用半導体装置（３０ｂ）に前記第二電力用半導体装置の第二保護回路が異常を検出するような第二電流を流し、前記第二保護回路が異常を検出するかどうかを確認するＤステップを含む電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１７】
請求項１６の電力変換装置の自己診断方法において、
前記診断ステップは、さらに、
前記第一端子から入力される電流と前記第三端子から入力される電流とを合成して前記第二端子に出力し、前記第二端子から第四電力用半導体装置に前記第四電力用半導体装置の第四保護回路が異常を検出するような第四電流を流し、前記第四保護回路が異常を検出するかどうかを確認するＥステップを含む電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１８】
請求項１７の電力変換装置の自己診断方法において、
前記診断ステップは、さらに、
前記第一端子から入力される電流と前記第二端子から入力される電流とを合成して前記第三端子に出力し、前記第三端子から第六電力用半導体装置に前記第六電力用半導体装置の第六保護回路が異常を検出するような第六電流を流し、前記第六保護回路が異常を検出するかどうかを確認するＦステップを含む電力変換装置の自己診断方法。
【請求項１９】
請求項１８の電力変換装置の自己診断方法において、
前記Ａステップ、前記Ｅステップ、前記Ｃステップ、前記Ｄステップ、前記Ｂステップ、前記Ｆステップの順、または前記Ａステップ、前記Ｆステップ、前記Ｂステップ、前記Ｄステップ、前記Ｃステップ、前記Ｅステップの順、に行う電力変換装置の自己診断方法。
【請求項２０】
請求項１８の電力変換装置の自己診断方法において、
前記Ａステップ、前記Ｅステップ、前記Ｃステップ、前記Ｆステップ、前記Ｂステップ、前記Ｄステップの順、または前記Ｆステップ、前記Ｂステップ、前記Ｄステップ、前記Ａステップ、前記Ｅステップ、前記Ｃステップの順、に行う電力変換装置の自己診断方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は電力変換装置に関し、例えば短絡／過電流保護回路を内蔵するゲートドライバを備える電力変換装置に適用可能である。
【背景技術】
【０００２】
ＨＥＶ（Hybrid Electric Vehicle）／ＥＶ（Electric Vehicle）用インバータ等の電力変換装置に使用されるゲートドライバは、短絡故障発生時に、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の電力用半導体装置の短絡／過電流を検知し電力用半導体装置を保護する保護回路を備える。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１７−１９５６５４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
例えば、保護回路が故障した場合、その状態で例えば短絡故障が発生すると短絡保護回路または過電流保護回路、若しくは短絡保護回路および過電流保護回路が動作せず、電力用半導体装置に過大な電力が印加され、電力用半導体装置の破壊・発火に陥る可能性がある。
その他の課題と新規な特徴は、本開示の記述および添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本開示のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、電力変換装置は、負荷に電流を供給する電力用半導体装置と、前記電力用半導体装置を駆動する半導体装置と、前記半導体装置を制御する半導体集積回路装置と、を備え、通常動作モードと自己診断モードで動作する。前記半導体装置は、前記半導体集積回路装置からの制御信号に基づいて前記電力用半導体装置を駆動する駆動回路と、前記電力用半導体装置の異常電流を検知する異常電流保護回路と、前記異常電流保護回路の検知結果に基づいて前記半導体集積回路装置に異常の有無を表すフォルト信号を通知し、異常である場合前記電力用半導体装置の駆動を停止する制御回路と、を備える。前記自己診断モードにおいて、前記半導体集積回路装置は前記異常電流保護回路が異常を検出するレベル以上の高電流を前記電力用半導体装置に流すように所定のパルス幅の前記制御信号を前記半導体装置に出力し、前記フォルト信号が異常を示しているかどうかを確認する。
【発明の効果】
【０００６】
上記電力変換装置によれば、電力用半導体装置を保護することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】ＩＧＢＴを駆動するゲートドライバに内蔵されるセンスエミッタ方式の短絡・過電流保護回路を説明する図である。
【図２】実施形態のシステムの保護回路の自己診断を説明する図である。
【図３】電動機システムの構成を示す図である。
【図４】図３のＭＣＵとゲートドライバ間の信号を示す図である。
【図５】図３のゲートドライバの構成を示すブロック図である。
【図６】図５の電流保護回路の構成を示す回路図である。
【図７】図５のソフトターンオフ回路の構成を示す回路図である。
【図８】通常動作モード時の制御信号を示す概念図である。
【図９】自己診断モード時の制御信号を示す概念図である。
【図１０】車両の１ドライビングサイクルにおける通常動作モードと自己診断モードを説明するフローチャートである。
【図１１】Ｕ相のハイサイドの保護回路を自己診断する場合を説明する図である。
【図１２】Ｕ相のローサイドの保護回路を自己診断する場合を説明する図である。
【図１３】ＩＧＢＴの電流とフォルト信号を示すタイミング図である。
【図１４】過電流自己診断時のコイルの電流ベクトルの向きを示す図である。
【図１５】電流の印加時間を短くする自己診断順序を示す図である。
【図１６】図１５の順序に自己診断を行う信号入力を示すタイミング図である。
【図１７】Ｕ相のハイサイドのＩＧＢＴに電流を流す場合を説明する図である。
【図１８】Ｕ相のローサイドの回生ダイオードに電流を流す場合を説明する図である。
【図１９】ＩＧＢＴに流す電流を示すタイミング図である。
【図２０】図１５の順序に自己診断を行う信号入力を示すタイミング図である。
【図２１】回転磁界・トルクの発生を抑える自己診断順序を説明する図である。
【図２２】第二変形例の自己診断順序を示す図である。
【図２３】図２２の順序に自己診断を行う信号入力を示すタイミング図である。
【図２４】第三変形例の電流検知回路の構成を示す図である。
【図２５】第四変形例の電力変換装置の構成を示す図である。
【図２６】ＩＧＢＴを駆動するゲートドライバに内蔵されるＤＥＳＡＴ方式の短絡・過電流保護回路を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、実施形態、実施例および変形例について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。
【０００９】
図１はＩＧＢＴを駆動するゲートドライバに内蔵されるセンスエミッタ方式の短絡・過電流保護回路を説明する図である。図２６はＩＧＢＴを駆動するゲートドライバに内蔵されるＤＥＳＡＴ方式の短絡・過電流保護回路を説明する図である。図２は実施形態のシステムの保護回路の自己診断を説明する図である。
【００１０】
図１に示すように、ゲートドライバ２０による短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣ（異常電流保護回路）は、ＩＧＢＴ３０のセンスエミッタ端子ＳＥとシャント抵抗ＲＣＳを使用し検出している（センスエミッタ方式）。短絡故障が発生し、ＩＧＢＴ３０に短絡電流が流れると、シャント抵抗ＲＣＳの端子電圧が上昇し、コンパレータ２３ａ，２３ｂの閾値（ＶＳＣ、ＶＯＣ、ここで、ＶＳＣ＞ＶＯＣ）以上になることにより、短絡電流または過電流を検出する。ＩＧＢＴ３０に流れる短絡電流または過電流を検知し、ゲートドライバ２０の出力をオフ状態にする。
過電流および短絡電流の検知方法はセンスエミッタ方式だけでなく、ＤＥＳＡＴ（Desaturation）方式もある。
図２６に示すように、端子Ｔｄは抵抗８ｄ（抵抗値はＲｄ）およびダイオードＤｄを介してＩＧＢＴ３０のコレクタ端子側に接続され、端子ＴｇはＩＧＢＴ３０のエミッタ端子側に接続され、端子Ｔｄと端子Ｔｇとの間に容量Ｃｄを接続される。ＩＧＢＴ３０がオンのとき、電流源２３ｄから端子Ｔｄを介して電流（Ｉｄ）が供給される。ＩＧＢＴ３０が飽和しているとき、ＩＧＢＴ３０側に電流（Ｉｄ）が流れ、不飽和のときは容量Ｃｄを充電する。端子Ｔｄの電圧をＶｄ、ＩＧＢＴ３０のコレクタ−エミッタ間電圧をＶｃｅとすると、Ｖｄ＝Ｖｃｅ＋Ｉｄ×Ｒｄである。電流源２３ｅ、抵抗８ｄ、ダイオードＤｄおよび容量ＣｄはＩＧＢＴ３０の異常電流を電圧に変換する変換回路を構成する。ＩＧＢＴ３０に過電流・短絡電流が流れるとＶｃｅに通常の電流が流れている場合より大きな電圧が現れる。異常電流保護回路である過電流・短絡電流保護回路２３Ｄはこの電圧（Ｖｄ）がある一定の値（Ｖｒ）を超えると、過電流・短絡電流と判定する。
【００１１】
短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣまたは過電流・短絡電流保護回路２３Ｄは、インバータの基本動作（力行／回生）とは異なり、ＩＧＢＴの短絡故障発生時のみ動作するため、製品出荷試験後も継続して保護回路が動作することを確認できない。仮に、シャント抵抗ＲＣＳのショート故障や、ＩＧＢＴ３０のセンスエミッタ端子ＳＥのオープン故障、抵抗Ｒｄ、ダイオードＤｄ、容量Ｃｄの故障、ゲートドライバ２０のコンパレータ２３ａ，２３ｂ、２３ｄ、電流源２３ｅの故障があると、短絡故障の検知が不可能であり、その状態で、短絡故障が発生すると短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣまたは過電流・短絡電流保護回路２３Ｄが動作せず、ＩＧＢＴ３０に過大な電力が印加され、ＩＧＢＴ３０の破壊・発火に陥る可能性がある。例えば、インバータとして機能安全に対応する場合、保護回路が故障していることをシステムとして検知できず、その後の１フェール故障でセーフティゴールを阻害するため、機能安全上、不適合となる。
【００１２】
そこで、実施形態では、制御回路であるＭＣＵ１０はゲートドライバ２０により電力用半導体装置であるＩＧＢＴ３０を駆動して負荷（例えばモータのコイル３ａ，３ｂ，３ｃ）にゲートドライバの短絡保護回路または過電流保護回路が短絡電流または過電流を検出するレベルの電流を流す。例えば、ゲートドライバ２０ＵＨの短絡電流保護回路または過電流保護回路を自己診断する場合、ＩＧＢＴ３０ａに短絡保護回路または過電流保護回路が短絡電流または過電流を検出するレベルの電流を流す。これにより、ゲートドライバ２０ＵＨの短絡保護回路または過電流保護回路が正常に動作するかどうかを自己診断する。なお、ＩＧＢＴ３０ａの電流はＩＧＢＴ３０ｄおよびＩＧＢＴ３０ｆに分配されるので、ＩＧＢＴ３０ｄ，３０ｆに短絡電流または過電流は流れない。他のゲートドライバの短絡保護回路または過電流保護回路についても同様に自己診断する。ＤＥＳＡＴ方式の短絡保護回路または過電流保護回路について同様に自己診断することができる。
【００１３】
以下、実施形態の一例である電動機システムについて説明する。
【実施例】
【００１４】
まず、電動機システムについて図３、４を用いて説明する。図３は電動機システムの構成を示す図である。図４は図３のＭＣＵとゲートドライバ間の信号を示す図である。
【００１５】
電動機システム１は電力変換装置であるインバータ２と電動機であるモータ３と電流センサであるホールセンサ４と、位置センサであるレゾルバ５と、電圧センサ６と、直流電源７とを備える。直流電源７は高電圧バッテリ７ａと平滑用コンデンサ７ｂとを有する。
【００１６】
インバータ２は制御回路であるマイクロコントローラ（ＭＣＵ）１０と、ゲートドライバ２０と、電力用半導体装置であるＩＧＢＴ３０と、回生ダイオードＤと、を備える。
【００１７】
ＭＣＵ１０は、ゲートドライバ２０を制御するソフトウェアプログラムを格納するメモリ１１と、メモリ１２に格納されているソフトウェアプログラムを実行するＣＰＵ１２と、ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成回路１３と、Ａ／Ｄ変換器１４と、を一つの半導体チップに備える。
【００１８】
ゲートドライバ２０は、図２に示すように、Ｕ相用ハイサイド側のゲートドライバ２０ＵＨと、Ｖ相用ハイサイド側のゲートドライバ２０ＶＨと、Ｗ相用ハイサイド側のゲートドライバ２０ＷＨと、Ｕ相用ローサイド側のゲートドライバ２０ＵＬと、Ｖ相用ローサイド側のゲートドライバ２０ＶＬと、Ｗ相用ローサイド側のゲートドライバ２０ＷＬと、の６個の半導体装置を含む。
【００１９】
ＩＧＢＴ３０はＵ相用ハイサイド側のＩＧＢＴ３０ａ、Ｕ相用ローサイド側のＩＧＢＴ３０ｂ、Ｖ相用ハイサイド側のＩＧＢＴ３０ｃ、Ｖ相用ローサイド側のＩＧＢＴ３０ｄ、Ｗ相用ハイサイド側のＩＧＢＴ３０ｅ、Ｗ相用ローサイド側のＩＧＢＴ３０ｆを備える。ＩＧＢＴ３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ，３０ｅ，３０ｆのそれぞれはコレクタ端子Ｃとエミッタ端子Ｅとゲート端子Ｇとセンスエミッタ端子ＳＥとを有する。回生ダイオードＤはＩＧＢＴ３０ａと逆並列接続されるダイオードＤａと、ＩＧＢＴ３０ｂと逆並列接続されるダイオードＤｂと、ＩＧＢＴ３０ｃと逆並列接続されるダイオードＤｃと、ＩＧＢＴ３０ｄと逆並列接続されるダイオードＤｄと、ＩＧＢＴ３０ｄと逆並列接続されるダイオードＤｅと、ＩＧＢＴ３０ｆと逆並列接続されるダイオードＤｆと、を有する。ここで、逆並列接続とは、ＩＧＢＴ３０ａのエミッタ端子ＥにダイオードＤａのアノードが接続され、ＩＧＢＴ３０ａのコレクタ端子ＣにダイオードＤａのカソードが接続されることをいう。
【００２０】
モータ３はコイル３ａ，３ｂ，３ｃをスター結線して構成されている。端子ＴＵと端子ＴＣの間にコイル３ａが設けられ、端子ＴＶと端子ＴＣの間にコイル３ｂが設けられ、端子ＴＷと端子ＴＣの間にコイル３ｃが設けられる。なお、モータ３はコイル３ａ，３ｂ，３ｃをデルタ結線して構成してもよい。
【００２１】
ホールセンサ４はＵ相用ホールセンサ４ａと、Ｖ相用ホールセンサ４ｂと、Ｗ相用ホールセンサ４ｃと、を有する。電圧センサ６は抵抗６ａ，６ｂで構成される。
【００２２】
ＭＣＵ１０からＰＷＭ信号（ＰＵＨ、ＰＵＬ、ＰＶＨ、ＰＶＬ、ＰＷＨ、ＰＷＬ）を出力し、ゲートドライバ２０でアイソレートした信号を、ＩＧＢＴ３０へ出力し、モータ３を駆動する。ＭＣＵ１０は各センサ情報（モータ回転角（θ）、Ｕ／Ｖ／Ｗ相電流（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）、ＶＢＵＳ電圧)からモータ制御用のＰＷＭ信号を生成する。ゲートドライバ２０はＩＧＢＴ３０の駆動ドライバであり、信号のアイソレーションとＩＧＢＴ温度測定、ＩＧＢＴ短絡・過電流検知等を行う。ＩＧＢＴの短絡・過電流を検知した場合はフォルト信号（ＦＵＨ、ＦＵＬ、ＦＶＨ、ＦＶＬ、ＦＷＨ、ＦＷＬ）をＭＣＵ１０に入力する。電流センサであるホールセンサ４はＵ／Ｖ／Ｗ相電流（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）を測定し、ＭＣＵ１０のＡ／Ｄ変換器に入力する。位置センサであるレゾルバ５はモータ回転角（θ）を測定し、ＭＣＵ１０のＡ／Ｄ変換器に入力する。電圧センサ６はＶＢＵＳライン電圧（ＶＳＥＮＳＥ）を測定し、ＭＣＵ１０のＡ／Ｄ変換器に入力する。
【００２３】
次に、ゲートドライバについて図５〜７を用いて説明する。図５は図３のゲートドライバの構成を示すブロック図である。図６は図５の電流保護回路の構成を示す回路図である。図７は図５のソフトターンオフ回路の構成を示す回路図である。ゲートドライバ２０ＵＨ，２０ＵＬ，２０ＶＨ，２０ＶＬ，２０ＷＨ，２０ＷＬは同じ構成であり、ゲートドライバ２０ＵＨを代表として構成を説明する。
【００２４】
ゲートドライバ２０ＵＨは、ＭＣＵ１０側とインタフェースする一次側回路２０ａと、ＩＧＢＴ３０側とインタフェースする二次側回路２０ｂと、一次側回路２０ａと二次側回路２０ｂとを絶縁する絶縁回路２０ｃと、を一つの半導体チップに備える半導体装置である。
【００２５】
一次側回路２０ａは、ＩＧＢＴ３０ａをオン（導通）／オフ（非導通）させるＰＷＭ信号（ＰＵＨ）が入力される端子Ｔ１と、フォルト信号（ＦＵＨ）が出力される端子Ｔ２と、制御回路（LOGIC）２１と、を備える。一次側回路は例えば５Ｖの電源で動作する。
【００２６】
二次側回路２０ｂは、ＩＢＧＴ３０ａのゲート端子を充放電するドライブ回路（DRIVER）２２と、ＩＧＢＴ３０ａに流れる過電流または短絡電流を検知する電流検知回路（CURRENT SENSE）２３と、ＩＧＢＴ３０ａのゲート電圧をゆっくり下げてオフするソフトターンオフ回路（SOFT TURN OFF）２４と、制御回路２５と、ゲート駆動出力端子Ｔ３と、出力端子Ｔ４と、入力端子Ｔ５と、を備える。二次側回路は例えば１５Ｖの電源で動作する。
【００２７】
絶縁回路２０ｃは配線パターンで形成された一次側インダクタと二次側インダクタと、一次側インダクタと二次側インダクタとを絶縁する絶縁層と、で形成されるコアレストランス構造のマイクロアイソレータである。また、絶縁手法は、容量結合、フォトカプラ、磁気抵抗素子、パルストランス、光ファイバでもよい。
【００２８】
二次側回路２０ｂでは、電流検知回路２３の他に、図示していないＩＧＢＴ３０ａの温度検出回路や低電圧誤動作防止回路、過熱保護回路等も内蔵しており、何れかの異常状態を検知した場合、ソフトターンオフ回路２４でＩＧＢＴ３０ａをオフする。過電流などの異常が発生した場合にＩＧＢＴ３０ａを急激にオフさせると、ＩＧＢＴ３０ａのコレクタ−エミッタ間に過大な電圧が印加されて、ＩＧＢＴ３０ａを破損させる恐れがある。これを防ぐために、電流能力の高いドライブ回路２２を用いずに、ソフトターンオフ回路２４を用いてＩＧＢＴ３０ａのゲート電荷を緩やかに放電する。ターンオフ時間は、出力端子Ｔ４とＩＧＢＴ３０ａのゲート端子の間に接続する抵抗（ＲＳＯＦＴ）によって調整する。
【００２９】
図６に示すように、電流検知回路２３は、コンパレータ２３ａを含む短絡保護回路ＳＣと、コンパレータ２３ｂとフィルタ２３ｃとを含む過電流保護回路ＯＣと、論理積回路２３ｄと、論理和回路２３ｅと、を備える。コンパレータ２３ａの非反転入力端子はエミッタ電流検出入力端子Ｔ５に接続され、反転入力端子は短絡電流検出電圧（ＶＳＣ）に接続される。コンパレータ２３ｂの非反転入力端子は入力端子Ｔ５に接続され、反転入力端子は過電流検出電圧（ＶＯＣ）に接続される。フィルタ２３ｃのフィルタ時間は例えば１マイクロ秒である。論理積回路２３ｄは過電流保護回路ＯＣの機能を無効にする場合に使用され、信号（ＳＥＬ）の状態は端子やＭＣＵ１０により設定される。
【００３０】
図５に示すように、電流電圧変換回路８は一端がＩＧＢＴ３０ａのセンスエミッタ端子ＳＥに接続され、他端が基準電位（ＧＮＤ）に接続されたシャント抵抗ＲＣＳで構成され、シャント抵抗ＲＣＳの端子電圧を入力端子Ｔ５に入力することによって、ＩＧＢＴ３０ａのエミッタ電流が過電流状態にあるか、負荷短絡状態にあるかを検知することができる。検知電流値は、コンパレータ２３ａ、２３ｂのしきい値（ＶＳＣ、ＶＯＣ）とシャント抵抗ＲＣＳの値に基づいて設定される。ＩＧＢＴ３０ａがオン状態の時に、短絡故障が発生し、ＩＧＢＴ３０ａに短絡電流が流れると、シャント抵抗ＲＣＳの端子電圧が上昇し、入力端子Ｔ５にコンパレータ２３ａ、２３ｂのしきい値（ＶＳＣ、ＶＯＣ）を超える電圧が印加されると、第一フォルト信号（ＦＬＴ１）がＨレベルになる。電流検知回路２３は過電流検出機能がなくてもよく、例えばコンパレータ２３ｂおよびフィルタ２３ｃがなかったり、論理積回路２３ｄでディスエーブルしたりしてもよい。
【００３１】
第一フォルト信号（ＦＬＴ１）がＨレベルになると、制御回路２５は第二フォルト信号（ＦＬＴ２）をＨレベルにし、図７に示すように、レベルシフト回路２４ａを介してＭＯＳトランジスタ２４ｂを導通させて、ＩＧＢＴ３０ａをソフトターンオフする。この時、一次側回路の端子Ｔ２にＬレベルを出力する。
【００３２】
図８は通常動作モード時の制御信号を示す概念図である。図９は自己診断モード時の制御信号を示す概念図である。
【００３３】
電動機システム１（インバータ２）は、図８に示すように、ＭＣＵ１０からＰＷＭ信号をゲートドライバ２０に入力しモータの電源周波数を変えることでモータの回転数を制御する通常動作モードと、図９に示すように、ＭＣＵ１０から通常動作モード時のＰＷＭ信号よりも幅広いパルス信号をゲートドライバ２０に入力し電流検知回路２３を診断する自己診断モードとで動作する。
【００３４】
電動機システム１は車両等に搭載される。電動機システム１の通常動作モードと自己診断モードの切り替えについて図１０を用いて説明する。図１０は車両の１ドライビングサイクルにおける通常動作モードと自己診断モードを説明するフローチャートである。
【００３５】
１ドライビングサイクル（１ＤＣ）とは車両のイグニッションのＯＮ（オン）から走行、イグニッションのＯＦＦまでの期間をいう。車両のイグニッションをＯＮし、電動機システム１に電源を投入する（ステップＳ１）。ＭＣＵ１０は自己診断モードで動作し、ゲートドライバ２０を駆動して負荷（モータ）に電流を流し、故意に過電流を発生させることでゲートドライバの短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣが正常に動作するか自己診断する（ステップＳ２）。ここで、過電流は車両が動かない短時間であるのが好ましい。診断結果が問題なければ、電動機システム１は通常動作モードで動作する（ステップＳ３）。車両の走行が終了したらイグニッションをＯＦＦ（オフ）する（ステップＳ４）。
【００３６】
イグニッションのＯＮ時に自己診断モードにはしないで、イグニッションのＯＦＦ時のインバータ２の通電遮断前に通常動作モードから自己診断モードに切り替えてもよいし、イグニッションのＯＮ時およびイグニッションのＯＦＦ時に自己診断を行ってもよい。
【００３７】
１ＤＣ毎に、すなわち車両が動き出す前または車両停止後に、短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣの故障を検知し異常があれば、エラーを通知することでセーフティゴールを確立することが可能になる。
【００３８】
図１１はＵ相のハイサイドの保護回路を自己診断する場合を説明する図である。図１２はＵ相のローサイドの保護回路を自己診断する場合を説明する図である。なお、図１１、１２では回生ダイオードは省略して記載されている。図１３はＩＧＢＴの電流とフォルト信号を示すタイミング図である。
【００３９】
１ＤＣでゲートドライバ２０の短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣの自己診断として、モータ３が動かない、かつＩＧＢＴ３０にストレスがかからない程度の短時間で過電流を流し、ゲートドライバ２０の短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣを機能させて保護回路が正常に検出していることをフォルト信号（ＦＵＨ等）の状態によりＭＣＵ１０で確認する。
【００４０】
過電流を発生させるまでに必要なＰＷＭ信号（ＰＵＨ等）のオン期間のパルス幅は、電流をｉ、時間をｔ、電圧をＶＢＵＳ、負荷のインダクタンスをＬとすると、ｄｉ／ｄｔ＝ＶＢＵＳ／Ｌおよび過電流閾値（ＩＯＴ）で決まる。ばらつき等も加味して、これに少し余裕を持ったパルス幅を与える。また、モータの定格電流を超える場合、モータの磁気飽和によるインダクタンス低下を考慮し、パルス印加時間を設定する。例えば、過電流閾値（ＩＯＴ）を２０００Ａ、Ｌ＝０．０００５Ｈ、ＶＢＵＳ＝３５０Ｖとすると、パルス幅＝２０００／（３５０／０．０００５）＝２．８５７ｍｓとなる。ＭＣＵ１０はこれを多少上回る幅のパルスを発生させ、ゲートドライバ２０によりＩＧＢＴを駆動して過電流を発生させる。
【００４１】
また、特定の１アーム（ＩＧＢＴ）を狙って過電流にするため、負荷の先は二相のＩＧＢＴをオンにしつつ、適切なパルス幅を与える。例えば、図１１に示すように、Ｕ相のハイサイドのゲートドライバ２０ＵＨの過電流保護回路ＯＣの自己診断をする場合、Ｕ相のハイサイドのＩＧＢＴ３０ａと、Ｖ相のローサイドのＩＧＢＴ３０ｄとＷ相のローサイドのＩＧＢＴ３０ｆをオンにする。図１３の波形Ａに示すように、Ｕ相のハイサイドのＩＧＢＴ３０ａに２０００Ａが流れ、図１３の波形Ｂに示すように、Ｖ相のローサイドのＩＧＢＴ３０ｄとＷ相のローサイドのＩＧＢＴ３０ｆに１０００Ａが流れ、過電流閾値（ＩＯＴ）の２０００Ａを超えることにより、フォルト信号がＬになり、ＭＣＵ１０で過電流保護回路ＯＣが機能することを確認する。また、ＩＧＢＴ３０ａからの電流をコイル３ａ，３ｂを介してＩＧＢＴ３０ｄと、コイル３ａ，３ｃを介してＩＧＢＴ３０ｆと、に分配することでＩＧＢＴの発熱を抑えることが可能となる。Ｖ相のハイサイドのゲートドライバ２０ＶＨおよびＷ相のハイサイドのゲートドライバ２０ＷＨの過電流保護回路ＯＣの自己診断をする場も同様に行う。
【００４２】
図１２に示すように、Ｕ相のローサイドのゲートドライバ２０ＵＬの過電流保護回路ＯＣの自己診断をする場合、Ｕ相のローサイドのＩＧＢＴ３０ｂと、Ｖ相のハイサイドのＩＧＢＴ３０ｃとＷ相のハイサイドのＩＧＢＴ３０ｅをオンにする。Ｕ相のローサイドのＩＧＢＴ３０ｂに２０００Ａが流れ、Ｖ相のハイサイドのＩＧＢＴ３０ｃとＷ相のハイサイドのＩＧＢＴ３０ｅに１０００Ａが流れる。Ｖ相のローサイドのゲートドライバ２０ＶＬおよびＷ相のローサイドのゲートドライバ２０ＷＬの過電流保護回路ＯＣの自己診断をする場も同様に行う。
【００４３】
なお、短絡保護回路ＳＣを自己診断する場合は、論理積回路２３ｄによって過電流保護回路ＯＣの機能を無効にして、過電流保護回路ＯＣと同様に行う。
【００４４】
保護回路の自己診断として短時間とは言えモータ３に電流を流すと、モータ３にトルクが発生する。この影響を最小にするため（例えば、モータ３が車両を駆動する場合、車両が進まないようにする）、最適な電流印加順序を考える必要がある。基本的には、（１）印加時間を短くする、（２）回転磁界を作らない、ことが重要となる。
【００４５】
保護回路の自己診断順序について図１４〜１６を用いて説明する。
【００４６】
図１４は過電流自己診断時のコイルの電流ベクトルの向きを示す図である。図１５は電流の印加時間を短くする自己診断順序を示す図である。図１６は図１５の順序に自己診断を行う信号入力を示すタイミング図である。
【００４７】
図１４に示すように、Ｕ相ハイサイドの自己診断時（ＵＨ）、Ｕ相からＶ相およびＷ相に電流が流れ、Ｖ相ハイサイドの自己診断時（ＶＨ）、Ｖ相からＵ相およびＷ相に電流が流れ、Ｗ相ハイサイドの自己診断時（ＷＨ）、Ｗ相からＵ相およびＶ相に電流が流れる。Ｕ相ローサイドの自己診断時（ＵＬ）、Ｖ相およびＷ相からＵ相に電流が流れ、Ｖ相ローサイドの自己診断時（ＶＬ）、Ｕ相およびＷ相からＶ相に電流が流れ、Ｗ相ローサイドの自己診断時（ＷＬ）、Ｖ相およびＶ相からＷ相に電流が流れる。
【００４８】
電流の印加時間を短くするには、励磁にかかる時間Ｔ＝ＩＯＣ／（ＶＢＵＳ／Ｌ）を短くする必要がある。あるベクトルの電流を流した後、インダクタに残っているエネルギーを活用して別のベクトルを生成できれば、励磁にかかる時間を短縮することができる。
【００４９】
つまり、図１４の電流ベクトルで言うと、例えばＵＨ→ＶＬ→ＷＨ→ＵＬ→ＶＨ→ＷＬまたはその逆回りの順に自己診断を行う。すなわち、例えば、図１５に示すように、矢印の方向の順序で自己診断すると、次の自己診断対象に過電流を流すコイルの電流方向はひとつ前の自己診断時の電流方向と同じになり、ひとつ前の自己診断対象に過電流を流したコイルの電流方向は次の自己診断時の電流方向と同じになる。例えば、ＵＨでは、Ｕ相からＶ相に電流が流れており、ＶＬでＵ相およびＷ相からＶ相に電流を流すが、ＶＬでのコイル３ｂの電流方向とＵＨでのコイル３ｂの電流方向は同じであり、ＵＨでのコイル３ａの電流方向とＶＬでのコイル３ａの電流方向と同じになる。ＶＬとＷＨ、ＷＨとＵＬ、ＵＬとＶＨ、ＶＨとＷＬも同様である。これにより、インダクタに残っているエネルギーを活用できるため電流印加時間短縮とＩＧＢＴの発熱を抑えることが可能となる。このため、図１６に示すように、ＭＣＵ１０からゲートドライバ２０ＵＨ，２０ＵＬ，２０ＶＨ，２０ＶＬ，２０ＷＨ，２０ＷＬに信号（ＰＵＨ，ＰＵＬ，ＰＶＨ，ＰＶＬ，ＰＷＨ，ＰＷＬ）を入力する。
【００５０】
しかし、この自己診断順序では回転磁界・トルクが発生する。そこで、電動機システムが車両に搭載される場合、本自己診断は、イグニッションのＯＮ時又はＯＦＦ時のパーキング状態で行ったり、イグニッションのＯＮ時のみの自己診断に限定し、メカブレーキを踏みながらシステム起動および本自己診断を行ったりすることにより、回転磁界・トルクが発生しても、車両が進む影響を少なくすることが可能である。
【００５１】
＜変形例＞
以下、代表的な変形例について、幾つか例示する。以下の変形例の説明において、上述の実施例にて説明されているものと同様の構成および機能を有する部分に対しては、上述の実施例と同様の符号が用いられ得るものとする。そして、かかる部分の説明については、技術的に矛盾しない範囲内において、上述の実施例における説明が適宜援用され得るものとする。また、上述の実施例の一部、および、複数の変形例の全部または一部が、技術的に矛盾しない範囲内において、適宜、複合的に適用され得る。
【００５２】
（第一変形例）
実施例の図１１、１２ではＩＧＢＴに逆並列接続される回生ダイオードは省略して記載されているが、回生ダイオードが存在する。ＩＧＢＴの過熱破壊を避けるため、回生ダイオードを利用した第一変形例を図１７〜２０を用いて説明する。図１７はＵ相のハイサイドのＩＧＢＴに電流を流す場合を説明する図である。図１８はＵ相のローサイドの回生ダイオードに電流を流す場合を説明する図である。図１９はＩＧＢＴに流す電流を示すタイミング図である。図２０は図１５の順序に自己診断を行う信号入力を示すタイミング図である。
【００５３】
図１７に示すように、Ｕ相ハイサイドの自己診断時（ＵＨ）、自己診断対象のゲートドライバによって駆動されるＩＧＢＴ３０ａとＩＧＢＴ３０ｄとＩＧＢＴ３０ｆをオンし電流を発生させる（ステップＳ１１）。このとき、ＩＧＢＴ３０ｂ，３０ｃ，３０ｅはオフである。これは、実施例の図１１と同様の状態である。
【００５４】
図１９に示すように、ＩＧＢＴ３０ａの電流は時間と共に増加し、所定の電流発生後（または所定の時間経過後）、図１８に示すように、ＩＧＢＴ３０ａをオフし、ダイオードＤｂ経由でモータ３に流れる電流をキープするフリーホイーリングの状態にする（ステップＳ１２）。このとき、ＩＧＢＴ３０ｂはオンまたはオフ、ＩＧＢＴ３０ｄ，３０ｆはオン、ＩＧＢＴ３０ｃ，３０ｅはオフのままである。
【００５５】
図１９に示すように、所定の時間経過後、図１７に示すように、再度ＩＧＢＴ３０ａをオンし、電流を増加させる（ステップＳ１１）。このとき、ＩＧＢＴ３０ｂはオフ、ＩＧＢＴ３０ｄ，３０ｆはオン、ＩＧＢＴ３０ｃ，３０ｅはオフのままである。
【００５６】
ステップＳ１１とステップＳ１２を繰り返し過電流閾値（ＩＯＴ）まで電流を増加させる。
【００５７】
図２０に示すように、ＭＣＵ１０からゲートドライバ２０に入力するＰＷＭ信号（ＰＵＨ）のパルスを複数回に分け、フリーホイーリングの状態を挟み特定の過電流を発生させることにより、ＩＧＢＴの発熱を抑えることが可能となる。なお、図２０において、例えばＵ相ハイサイドの自己診断時（ＵＨ）にＩＧＢＴ３０ｂをオンする場合、ＰＷＭ信号（ＰＵＬ）は点線で示されているように出力される。
【００５８】
Ｖ相のハイサイドのゲートドライバ２０ＶＨおよびＷ相のハイサイドのゲートドライバ２０ＷＨの過電流保護回路ＯＣの自己診断をする場合も同様に行う。この場合、図２０のＶ相ハイサイドの自己診断時（ＶＨ）に示すようなＰＷＭ信号（ＰＶＨ）およびＷ相ハイサイドの自己診断時（ＷＨ）に示すようなＰＷＭ信号（ＰＷＨ）が出力される。また、U相、V相、W相のローサイドのゲートドライバ２０ＵＬ、２０ＶＬ、２０ＷＬの過電流保護回路ＯＣの自己診断をする場合も同様に行う。
【００５９】
（第二変形例）
第二変形例の自己診断順序について図２１〜２３を用いて説明する。図２１は回転磁界・トルクの発生を抑える自己診断順序を説明する図である。図２２は第二変形例の自己診断順序を示す図である。図２３は図２２の順序に自己診断を行う信号入力を示すタイミング図である。
【００６０】
実施例の自己診断順序では、回転磁界・トルクが発生するが、最もトルクを生みにくいのは、ある電流ベクトルを印加した後、その真逆の電流ベクトルを印加する場合であり、例えば、図２１に示すように、ＵＨ→ＵＬである。よって、磁極がどの位置にあっても、平均トルクがゼロ（または最もゼロに近く）になる順序を選ぶことにより、回転磁界・トルクの発生を抑えることが可能となる。
【００６１】
しかし、負荷に電流エネルギーが溜まっているので、図２１に示すように、電流をゼロにし逆転するのに時間がかかり（ｔ２＞ｔ１）、電流印加時間が増加し、ＩＧＢＴの発熱が増加する。
【００６２】
そこで、図２２に示すように、ＵＨ→ＶＬ→ＷＨ→ＷＬ→ＶＨ→ＵＬの順序で自己診断を行う。すなわち、左回りのトルクが発生する順序で自己診断を行い、電流ベクトルを反転し、右回りのトルクが発生する順序で自己診断を行う。車両が動かない範囲で連続して同一ベクトル相の自己診断を行い、インダクタの残留エネルギーを活用し、電流印加時間を抑える。なお、右回りのトルクが発生する順序で自己診断を行い、その後左回りのトルクが発生する順序で自己診断を行ってもよい。
【００６３】
実施例ほどではないが、回転磁界・トルクが発生するので、実施例と同様に、イグニッションのＯＮ時又はＯＦＦ時のパーキング状態で行ったり、イグニッションのＯＮ時のみの自己診断に限定し、メカブレーキを踏みながらシステム起動および本自己診断を行ったりしてもよい。
【００６４】
（第三変形例）
実施例ではＩＧＢＴに過電流閾値を超える電流を流して自己診断を行う例を説明したが、ＩＧＢＴに流す電流を過電流閾値より小さい電流で自己診断を行う第三変形例について図２４を用いて説明する。図２４は第三変形例の電流検知回路の構成を示す図である。
【００６５】
第三変形例のゲートドライバのコンパレータ２３ａ，２３ｂの閾値である短絡電流検出電圧（ＶＳＣ）および過電流検出電圧（ＶＯＣ）はＭＣＵ１０の制御等により調整することが可能である。
【００６６】
ＭＣＵ１０等によりゲートドライバのコンパレータ２３ａ，２３ｂの閾値を自己診断時のみ下げる。これにより、ＩＧＢＴに流す電流を小さくすることができ、より安全な電流領域で短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣの自己診断が可能となる。
【００６７】
（第四変形例）
ＩＧＢＴに流す電流を過電流閾値より小さい電流で自己診断を行う第四変形例について図２５を用いて説明する。図２５は第四変形例の電力変換装置の構成を示す図である。
【００６８】
ＭＣＵ１０等の制御によりシャント抵抗をスイッチで切り替え自己診断時のシャント抵抗の抵抗値を大きくする。例えば、通常動作時のシャント抵抗ＲＣＳ１の抵抗値を１Ωとし、自己診断時のシャント抵抗ＲＣＳ２の抵抗値を１００Ωにする。これにより、ＩＧＢＴに流す電流を小さくすることができ、より安全な電流領域で短絡保護回路ＳＣまたは過電流保護回路ＯＣの自己診断が可能となる。
【００６９】
以上、本発明者によってなされた発明を実施形態、実施例および変形例に基づき具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態、実施例および変形例に限定されるものではなく、種々変更可能であることはいうまでもない。
【００７０】
例えば、図３に示すホールセンサ４によるＵ／Ｖ／Ｗ相電流（ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ）の測定値と自己診断の結果との比較を行い、短絡保護回路または過電流保護回路部分のドリフト故障検知に使用してもよい。また、ホールセンサ以外にもシャント抵抗、磁気抵抗素子、カレントトランスと比較し故障検知してもよい。
【００７１】
電力用半導体装置はＩＧＢＴに限定されるものではなく、ＭＯＳＦＥＴやＳｉＣＭＯＳＦＥＴであってもよい。この場合、ＤＥＳＡＴ方式ではコレクタ−エミッタ間電圧（Ｖｃｅ）に代えてドレイン−ソース間電圧（Ｖｄｓ）を用いる。
【符号の説明】
【００７２】
１・・・電動機システム
２・・・インバータ（電力変換装置）
３・・・モータ（電動機）
４・・・ホールセンサ（電流センサ）
５・・・レゾルバ（位置センサ）
６・・・電圧センサ
７・・・直流電源
１０・・・マイクロコントローラ（半導体集積回路装置）
２０・・・ゲートドライバ（半導体装置）
２３・・・電流検知回路（異常電流保護回路）
ＯＣ・・・過電流保護回路
ＳＣ・・・短絡保護回路
３０・・・ＩＧＢＴ（電力用半導体装置）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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