(57)【要約】【課題】モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合において、充電時にスイッチング素子を動作させる際に発生するノイズの影響を抑制するためのフィルタが大型化、高コスト化することを回避する。【解決手段】モータ（３）を駆動する時は、モータ（３）とインバータ（２）とを接続してインバータ（２）のスイッチング素子が所定のスイッチング周波数で動作するように制御する。そして、バッテリ（１）を充電する時は、モータ（３）とインバータ（２）との接続を遮断するとともにインバータ（２）と外部電源端子（２２）とを接続してインバータ（２）のスイッチング素子がモータを駆動する時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリと、モータと、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータとを備える車両において、外部電源端子をさらに備え、前記インバータが前記外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに供給する充電制御方法であって、
前記モータを駆動する時は、前記モータと前記インバータとを接続して前記インバータのスイッチング素子が所定のスイッチング周波数で動作するように制御し、
前記バッテリを充電する時は、前記モータと前記インバータとの接続を遮断するとともに前記インバータと前記外部電源端子とを接続して前記インバータのスイッチング素子が前記モータを駆動する時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御する、
充電制御方法。
【請求項２】
前記スイッチング素子をＩＧＢＴよりも高い周波数でスイッチング可能な半導体素子で構成する、
請求項１に記載の充電制御方法。
【請求項３】
バッテリと、モータと、前記バッテリの直流電力を交流電力に変換して前記モータに供給するインバータと、を備える車両において、外部電源端子をさらに備え、前記インバータが前記外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換して前記バッテリに供給する充電制御装置であって、
前記インバータと前記モータとの接続と前記インバータと前記外部端子との接続とを切替える接続切替部と、
前記インバータのスイッチング周波数と前記接続切替部の接続とを制御するコントローラと、を備え、
前記コントローラは、
前記モータを駆動する時は、前記モータと前記インバータとを接続して前記インバータのスイッチング素子を所定のスイッチング周波数で動作するように制御し、
前記バッテリを充電する時は、前記モータと前記インバータとの接続を遮断するとともに前記インバータと前記外部端子とを接続して前記インバータのスイッチング素子を前記モータを駆動する時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御する、
充電制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、充電制御方法および充電制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１では、車載のバッテリを外部電源から供給される交流電力により充電可能な電動車両において、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を上記交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する充電装置が開示されている。この充電装置は、充電時にスイッチング素子を動作させる際に発生するノイズの影響が外部電源に及ぶことを抑制するためのフィルタ等を備えている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特許第５８７４９９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、上記のようなノイズを抑制するフィルタ等は、一般的に抑制対象のノイズの周波数が低いほど大型化、高コスト化する。また、スイッチング素子の動作に応じて発生するノイズの周波数は、当該素子のスイッチング周波数に依存する。
【０００５】
このため、例えば充電時にモータ駆動時よりも低いスイッチング周波数でスイッチング素子を動作させる場合には、当該スイッチング周波数に依存して発生するノイズの周波数に対応して、上記フィルタ等が大型化、高コスト化してしまうという問題がある。
【０００６】
本発明は、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合において、充電時にスイッチング素子を動作させる際に発生するノイズの影響を抑制するためのフィルタが大型化、高コスト化することを回避することができる技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明による充電制御方法は、バッテリと、モータと、バッテリの直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを備える車両において、外部電源端子をさらに備え、インバータが当該外部電源端子に供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリに供給する充電制御方法である。この充電制御方法は、モータを駆動する時には、モータとインバータとを接続してインバータのスイッチング素子が所定のスイッチング周波数で動作するように制御する。そして、バッテリを充電する時には、モータとインバータとの接続を遮断するとともにインバータと外部電源端子とを接続してインバータのスイッチング素子がモータを駆動する時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、充電時におけるインバータのスイッチング素子がモータ駆動時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御するので、モータ駆動用のインバータが備えるスイッチング素子を交流電力の充電用スイッチング素子として兼用する場合において、充電時にスイッチング素子を動作させる際に発生するノイズの影響を抑制するためのフィルタが大型化、高コスト化することを回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、一実施形態のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。
【図２】図２は、一実施形態の充電制御方法を説明するタイミングチャートである。
【図３】図３は、一実施形態のスイッチング素子（パワー半導体素子）の静特性を示す図である。
【図４】図４は、変形例１のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。
【図５】図５は、変形例２のモータ制御システムの構成を示す概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
［一実施形態］
図１は、本発明の一実施形態に係る充電制御装置２１が適用されるモータ制御システム１００の構成例を示す制御ブロック図である。
【００１１】
モータ制御システム１００は、充電制御装置２１（以下、単に「充電装置２１」と称する）を備え、バッテリ１を電力源としてモータ３を駆動するとともに、外部の交流電源１９から供給される電力を用いてバッテリ１を充電することができるシステムである。モータ制御システム１００は、例えば、ハイブリッド車両や電気自動車などに適用される。
【００１２】
図示のように、本実施形態のモータ制御システム１００は、主として、バッテリ１と、インバータ２と、モータ３と、平滑コンデンサ６と、リレー７、１４、１６と、リアクトル１５と、ＥＭＩフィルタ１７と、フィルタコンデンサ１８と、ＤＣＤＣコンバータ２０と、駆動回路１０と、制御回路１１と、車両コントローラ１２と、を備えて構成される。
【００１３】
バッテリ１は、高電圧バッテリであって、インバータ２を介してモータ３に電力を供給する電源として機能する。換言すれば、バッテリ１は、インバータ２に直流電源を供給する直流電源として機能する。
【００１４】
インバータ２は、後述する制御回路１１で生成されるスイッチング信号（ＰＷＭ信号）に応じて、バッテリ１からの直流電力を３相交流電力に変換してモータ３に供給する。また、インバータ２は、制御回路１１で生成されるスイッチング信号に応じて、交流電源１９からの単相交流電力を直流電力に変換してバッテリ１に供給する。インバータ２は、直流電力と交流電力の間の電力変換を行うためのパワーモジュール１３により構成される。なお、インバータ２のバッテリ１側には、当該インバータ２の出力或いは入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ６が配置される。
【００１５】
各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のパワーモジュール１３は、上アームの３相のパワー半導体素子（スイッチング素子）Ｔｒ１、Ｔｒ３、Ｔｒ５と、下アームの３相のパワー半導体素子Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６と、を備える。なお、各パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、例えば、ゲートにＳｉ（シリコン）−ＭＯＳＦＥＴを組み込んだＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）により構成されるが、他にも、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、及びＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）などを用いてもよい。また、各パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６には、逆並列にダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。そして、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、駆動回路１０が後述する制御回路１１からスイッチング信号としてのＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）信号を受信すると、駆動回路１０によって当該ＰＷＭ信号に応じたディーティー比で開閉される。すなわち、パワーモジュール１３は、制御回路１１によるＰＷＭ信号に基づいたスイッチング制御に従って制御される。
【００１６】
これにより、インバータ２は、モータ３にトルク指令値Ｔ*に応じたモータ駆動力を発生させるとともに、交流電源１９からの単相交流電力を所望のスイッチング周波数で直流電力に変換して、バッテリ１に供給することができる。本実施形態にかかるインバータ２の動作に関する詳細は図２等を参照して後述する。
【００１７】
リレー１４は、インバータ２とモータ３とを結線する３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のラインのそれぞれに設けられ、インバータ２とモータ３との間を導通させる状態（オン状態）、および、これらを電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。なお、本実施形態のリレー１４は、３相全てのそれぞれ設けられているがこれに限られない。リレー１４は、後述する充電モード時にモータ３にトルクを発生させないために設けられるので、インバータ２から出力される電流がモータ３を介して再びインバータ２に戻るような電流経路（電流パス）が形成されないことを前提に任意の２相に設けられる構成であってもよい。
【００１８】
リレー１６は、インバータ２と交流電源１９とを結線する３相の内の任意の２相（本実施形態ではＶ相、Ｗ相）のラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源１９との間を導通させる状態（オン状態）、および、これらを電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。
【００１９】
すなわち、リレー１４、１６のオン／オフを切り替えることにより、モータ制御システム１００の動作モードとして、インバータ２が出力する三相交流電力をモータ３に供給するモータ駆動モード（リレー１４：オン、リレー１６：オフ）と、交流電源１９が出力する単相交流電力をインバータ２に出力する充電モード（リレー１４：オフ、リレー１６：オン）とを切替えることができる。なお、本実施形態のリレー１４、１６の開閉は、車両コントローラ１２からのリレー駆動信号によって制御可能に構成される。
【００２０】
さらに、リレー７は、車両コントローラ１２からのリレー駆動信号に応じて、バッテリ１とインバータ２との間を導通させる状態（オン状態）、及びこれらの間を電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。特に、リレー７は、充電モード時に車両コントローラ１２からのオフ指令信号を受けると、バッテリ１とインバータ２との間を電気的に遮断するように開放する。
【００２１】
ＤＣＤＣコンバータ２０は、インバータ２からの直流電力を整流して、バッテリ１に供給する。より具体的には、ＤＣＤＣコンバータ２０は、リレー７がオフ状態となる充電モード時において、インバータ２からの直流電力（例えば４００Ｖ）をバッテリ１を充電するのに適した電圧（例えば３００Ｖ）に降圧して、バッテリ１に供給する。なお、本実施形態のＤＣＤＣコンバータ２０は非絶縁型であって、入力側と出力側が固定された片方向タイプを採用するものとするが、これに限られない。例えば、絶縁型であって、入力側と出力側を入れ替え可能な双方向タイプのＤＣＤＣコンバータ２０を採用してもよい。この場合は、例えば、モータ３を駆動していない状態において、換言すればモータ駆動モードが選択されていない場合において、バッテリ１の電力を、よりノイズが抑制された状態で交流電源１９に回生させることもできる。
【００２２】
リアクトル１５、フィルタコンデンサ１８、ＥＭＩフィルタ（Electro Magnetic Interference filter；電磁障害除去フィルタ）１７は、上述の充電モードにおいて、特にインバータ２が有するスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズの影響が交流電源１９に及ぶことを抑制するために設けられる。換言すれば、本実施形態の充電装置２１は、インバータ２で発生するノイズを除去するために、インバータ２と商用電源１９との間において、リアクトル１５およびフィルタコンデンサ１８で構成されるいわゆるＬ−Ｃフィルタと、ＥＭＩフィルタ１７とからなるノイズ除去回路を備える。より詳細には、本実施形態の充電装置２１は、リレー１６の後段おいて、Ｗ相のラインに設けられたリアクトル１５、Ｗ相とＶ相とのライン間に設けられたフィルタコンデンサ１８、及び、Ｗ相のラインとＶ相のラインとに挿入されたＥＭＩフィルタ１７が、リレー１６側から順に配置されて構成されたノイズ除去回路を備えている。
【００２３】
車両コントローラ１２は、モータ駆動モードでは、リレー１４、１６にオン／オフを指令するリレー駆動信号（リレー１４：オン、リレー１６：オフとするオン／オフ指令信号）を送信するとともに、ドライバによるアクセルペダルの操作量（アクセル操作量）に応じたトルク指令値Ｔ*を制御回路１１に出力する。
【００２４】
また、車両コントローラ１２は、充電モードでは、リレー１４、１６にオン／オフを指令するリレー駆動信号（リレー１４：オフ、リレー１６：オンとするオン／オフ指令信号）を送信するとともに、交流電源１９の交流電力をバッテリ１に供給するための直流電力に変換するようにインバータ２を制御するトリガとなる充電指令を制御回路１１に出力する。
【００２５】
制御回路１１は、インバータ２が備えるパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の駆動を制御する制御回路である。本実施形態の制御回路１１の構成は、ＣＰＵ等の各種演算・制御装置、ＲＯＭ及びＲＡＭ等の各種記憶装置、並びに入出力インターフェース等を備える１又は２以上のコントローラにより実現される。
【００２６】
制御回路１１は、リレー１４がオン状態（閉状態）で、且つリレー１６がオフ状態（開状態）であるモータ駆動モード時には、レゾルバ４等の回転位置検出器から取得されるモータ３の回転子位置、電流センサ５から取得されるインバータ２の出力電流、駆動回路１０から取得されるインバータ２のバッテリ１側（入力側）の直流電圧値（インバータ電圧）、および、車両コントローラ１２からのトルク指令値Ｔ*に基づいて、公知のいわゆる電流フィードバック制御（電流制御系）により、モータ３に所望のトルクを出力させるためのスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を生成する。
【００２７】
また、制御回路１１は、リレー１４がオフ状態（開状態）で、且つリレー１６がオン状態（閉状態）である充電モード時には、駆動回路１０から取得されるインバータ２のバッテリ１側（出力側）の直流電圧値（インバータ電圧）、電流センサ５から取得されるインバータ２への入力電流、および、交流電源１９から入力される交流電源の電圧値に基づいて、バッテリ１へ供給する電圧およびインバータ２への入力電流を所望の値に制御するためのスイッチング信号（ＰＷＭ信号）を生成する。この際、制御回路１１は、交流電力から入力される電力（皮相電力）に対するインバータ２への入力電力（有効電力）の入力力率が１、すなわちインバータ２への入力電流が正弦波となるように上記のＰＷＭ信号を制御することが好ましい。これにより、交流電源１９からの電力を効率よく取りだしてバッテリ１へ供給できるとともに、無効電力に起因する高調波成分が生成されることを抑制することができる。インバータ２がこのように制御されることで、充電モード時において、交流電源１９側へ上記高調波成分に起因するノイズが伝搬されることを抑制することができる。
【００２８】
駆動回路１０は、制御回路１１からのＰＷＭ信号に応じてインバータ２が備えるパワーモジュール１３を駆動する駆動回路である。駆動回路１０は、インバータ電圧検出部と、パワーモジュール１３が有するパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を駆動するための一般的な回路（ゲートドライブ回路）と、ゲートドライブ回路を介してパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のゲートに電圧を印加するための電源とを含んで構成される。なお、インバータ電圧検出部が検出した直流電圧（インバータ電圧）は、制御回路１１に送信される。
【００２９】
なお、本実施形態の充電装置２１は、インバータ２と、駆動回路１０と、制御回路１１と、リレー１４、１６と、リアクトル１５と、フィルタコンデンサ１８と、ＥＭＩフィルタ１７と、外部電源端子２２とを主に含んで構成される。
【００３０】
外部電源端子２２は、充電装置２１と、充電装置２１の外部に存在する交流電源１９とを電気的に接続するために構成される。
【００３１】
そして、外部電源端子２２に接続される外部電源としての交流電源１９は、上述のとおり、充電装置２１の外部に配置された単相交流電源であって、例えば一般的な商用電源である。
【００３２】
以上のとおり、本実施形態のモータ制御システム１００は、バッテリ１を電力源としてモータ３を駆動するモータ駆動モードと、外部の交流電源１９を電力源としてバッテリ１を充電する充電モードとの双方を実現可能に構成される。換言すれば、本実施形態の充電装置２１は、モータ制御システム１００において、モータ３を駆動するために構成されるインバータ２を共有して、外部の交流電源１９から得る交流電力を直流電力に変換してバッテリ１を充電可能に構成される。
【００３３】
続いて、図２を参照して、各動作モード（モータ駆動モード、充電モード）時における充電制御装置２１の動作について説明する。充電制御装置２１が備える車両コントローラ１２および制御回路１１は、以下のように動作するようにプログラムされている。
【００３４】
図２は、各動作モード時における充電制御装置２１の動作を説明するための図である。横軸は時間を表し、縦軸は上から順に、動作モード、リレー１４（モータ３−インバータ２間）の開閉状態、リレー１６（インバータ２−外部電源端子２２間）の開閉状態、および、インバータ２のスイッチング周波数を示している。
【００３５】
まず、モータ駆動モード時の動作について説明する。リレー１４が閉（オン）状態で且つリレー１６が開（オフ）状態となることによりモータ３とインバータ２との間が導通すると、モータ駆動モードが開始される（図２中の「運転開始」を参照）。モータ駆動モードでは、トルク指令値Ｔ＊に応じて、レゾルバ４が取得するモータ３の回転子位置と電流センサ５が取得するインバータ２の出力電流とをフィードバックして所望のトルクを出力するようにモータ３の駆動を制御する。この際、インバータ２が備えるパワーモジュール１３のスイッチング周波数は、モータ３に所望のトルクを発生させつつも、モータ３やインバータ２の損失増加を抑制する観点から、一般的に数ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度で動作するように制御される（本実施形態では図示する通り１０ｋＨｚで制御されるものとする）。
【００３６】
次に、充電モード時の動作について説明する。制御回路１１に充電指令が入力され、リレー１４が開（オフ）状態で且つリレー１６が閉（オン）状態となることによりインバータ２と交流電源１９との間が導通すると、充電モードが開始される（図２中の「充電開始」を参照）。
【００３７】
ここで、充電モード時においても、インバータ２をモータ駆動モード時と同様のスイッチング周波数で駆動すると次のような問題が生じる。すなわち、充電装置２１が有するノイズ除去回路を構成するフィルタ等（リアクトル１５、フィルタコンデンサ１８、及び、ＥＭＩフィルタ１７）は、除去（抑制）する対象の周波数が小さいほどサイズが大きいものになる。また、該ノイズ除去回路が抑制する対象のノイズ周波数は、原則としてインバータ２のスイッチング周波数に対応する。したがって、インバータ２をモータ駆動モード時と同様の１０ｋＨｚ程度のスイッチング周波数で駆動すると、ノイズ除去回路を構成するフィルタ等に要求されるサイズが大きくなってしまう。
【００３８】
すなわち、モータ制御システム１００においてモータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置２１を構成するに際して、インバータ２と平滑コンデンサ６とから構成される力率改善回路（ＰＦＣ回路）を単純に共有化するだけでは、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが大きくなってしまう。またさらに、ノイズ除去回路の構成部品のサイズが大きくなると、これら部品の温度上昇を抑制するために設けられる多数の放熱フィンが冷媒の流れを阻害するために該冷媒の圧力損失を増大させてしまうという問題も生じさせる。
【００３９】
そこで、本実施系形態の充電装置２１では、充電モード中におけるインバータ２のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高い周波数に設定する。図２では、ノイズ除去回路の構成部材のサイズとコストとを許容できる大きさに抑制できるスイッチング周波数として、スイッチング周波数が６０ｋＨｚに設定された例を示している。なお、スイッチング周波数の上限はパワー半導体の特性に応じて設定され、例えば１００ｋＨｚ等であってもよい。これにより、モータ駆動モードと充電モードの双方を実現する充電装置２１を構成する場合において、ノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。
【００４０】
なお、充電モード中にスイッチング周波数を高めることを考慮して、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を上述のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ（Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ）よりも高い周波数でスイッチングすることが可能な半導体素子で構成してもよい。具体的には、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６を、例えば、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）やＧａＮ（ガリウムナイトライド）等を用いたパワー半導体素子（例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ等）を用いて構成してもよい。
【００４１】
なお、上述のとおり、充電モード中のスイッチング周波数をモータ駆動モード時よりも高めた場合であっても、交流電源１９からの交流電力を直流電力に変換する際の損失を低く抑えることが可能である。その理由について図３を用いて説明する。
【００４２】
図３は、本実施形態のインバータ２が備えるパワー半導体素子Ｔｒ１からＴｒ６の半導体特性（静特性）の一例を示す図である。横軸は電圧（コレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ）を示し、縦軸は電流（コレクタ電流Ｉｃ）を示している。また、インバータ２で生じる損失は、流れる電流に電圧を乗じることにより算出される。すなわち、モータ駆動時に生じる損失は、モータ駆動時の最大電流に、対応する電圧（Ｖｃｅ（ｓａｔ）２）を乗じることにより算出することができる。同様に、充電時に生じる損失は、充電時の最大電流に、対応する電圧（Ｖｃｅ（ｓａｔ）１）を乗じることにより算出することができる。
【００４３】
図示するとおり、充電時の損失は、モータ駆動時の損失よりも小さいことが分かる。ここで、モータ制御システム１００の設計において、インバータ２が備えるパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６はインバータ２への入出力電流の最大値を考慮して選定される。すなわち、本実施形態のパワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、モータ駆動時に要する入出力電流を考慮して選定されるので、充電時における動作点はその能力に対して十分に余裕があることになる。したがって、充電モードにおいてスイッチング周波数を上記のように高めても、パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の能力的には十分に余裕があるため、損失を増大させることなく、交流電源１９からの交流電力を直流電力に変換することができる。
【００４４】
以上、一実施形態の充電制御装置２１が行う充電制御方法は、バッテリ１と、モータ３と、バッテリ１の直流電力を交流電力に変換してモータ３に供給するインバータ２とを備える車両において、外部電源端子２２をさらに備え、当該外部電源端子２２に接続される外部電源（交流電源１９）からの交流電力をインバータ２を用いて直流電力に変換してバッテリ１に供給する充電制御方法である。この充電制御方法は、モータ３を駆動する時には、モータ３とインバータ２とを接続してインバータ２のスイッチング素子（パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６）が所定のスイッチング周波数で動作するように制御する。そして、バッテリ１を充電する時には、モータ３とインバータ２との接続を遮断するとともにインバータ２と外部電源端子２２とを接続してインバータ２のスイッチング素子（Ｔｒ１〜Ｔｒ６）がモータ３を駆動する時よりも高いスイッチング周波数で動作するように制御する。
【００４５】
これにより、モータ３を駆動するインバータ２が備えるスイッチング素子（Ｔｒ１〜Ｔｒ６）を充電モードにおいてバッテリ１を充電する際に用いるスイッチング素子として兼用する場合において、充電モード時にスイッチング素子（Ｔｒ１〜Ｔｒ６）を動作させる際に発生するノイズの影響を抑制するためのフィルタ等が大型化、高コスト化することを回避することができる。
【００４６】
また、一実施形態の充電制御装置２１によれば、スイッチング素子（パワー半導体素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６）をＩＧＢＴよりも高い周波数でスイッチング可能な半導体素子（例えばＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ等）で構成してもよい。これにより、より高いスイッチング周波数で駆動可能な充電制御装置２１を設計することができる。
【００４７】
［第１変形例］
以下では、上記実施形態の変形例としての第１変形例のモータ制御システム２００について説明する。本変形例のモータ制御システム２００は、外部電源としての三相の交流電源１９から供給される電力を用いてバッテリ１を充電可能に構成される点が上記実施形態と異なっている。以下、図４を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。
【００４８】
上記の通り、本変形例ではバッテリ１を充電するための電力を外部の三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電源１９から供給する。従って、インバータ２と交流電源１９とは三相のラインで結線される。
【００４９】
このため、本実施形態のリレー１６は、インバータ２と交流電源１９とを結線する３相のラインにそれぞれ設けられ、インバータと交流電源１９との間を導通させる状態（オン状態）、および、これらを電気的に遮断する状態（オフ状態）が切り替わるように開閉する。
【００５０】
一方、リレー１４は、図面上は３相のラインそれぞれに設けられているが、上記実施形態と同様に、インバータ２から出力される電流がモータ３を介して再びインバータ２に戻るような電流経路（電流パス）が形成されないことを前提に任意の２相に設けられてもよい。
【００５１】
また、本変形例のノイズ除去回路は、外部の三相の交流電源１９に対応するように構成される。具体的には、本実施形態のリアクトル１５は、リレー１６の後段において、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのラインに設けられる。また、フィルタコンデンサ１８は、Ｕ相とＶ相とのライン間、Ｖ相とＷ相とのライン間、および、Ｕ相とＷ相とのライン間にそれぞれ設けられる。そして、ＥＭＩフィルタ１７は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の全てのラインに挿入される。
【００５２】
このような構成においても、上述の実施形態と同様に、充電モード中のスイッチング周波数を大きくすることによりノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。
【００５３】
［第２変形例］
以下では、上記実施形態の変形例としての第２変形例のモータ制御システム３００について説明する。以下、図５を参照して、上記実施形態との相違点を中心に説明する。
【００５４】
本変形例にかかるモータ制御システム３００は、上記実施形態に備わるＤＣＤＣコンバータ２０に替えて、パワーモジュール１３とリアクトル２３とで構成された双方向の非絶縁型ＤＣＤＣコンバータを備えている。このような構成とすることにより、特にバッテリ１とインバータ２との間の回路構成をよりシンプルに小型化することができ、コストを低減することができる。なお、リレー７は、例えばモータ駆動モードにおいて、バッテリ１の充電量が所定の基準値より低下した電欠状態となる等、バッテリ１が正常でないと判断された場合に、車両コントローラ１２からのリレー駆動信号によりバッテリ１とパワーモジュール１３との間を電気的に遮断することが可能なように構成される。
【００５５】
このような構成によっても、上述の実施形態と同様に、充電モード中のスイッチング周波数を大きくすることによりノイズ除去回路の構成部品のサイズとコストとが増大することを抑制することができる。なお、パワーモジュール１３を含んで構成された双方向の非絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、モータ駆動モード時には昇圧コンバータとして機能することもできる。
【００５６】
以上、本発明の実施形態、及びその変形例について説明したが、上記実施形態及び変形例は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を上記実施形態の具体的構成に限定する趣旨ではない。また、上記実施形態、及びその変形例は、適宜組み合わせ可能である。
【００５７】
例えば、第２変形例のモータ制御システム３００にかかるノイズ除去回路は外部の３相交流電源に対応した構成であるが、一実施形態のように外部の単相交流電源に対応した構成であってもよい。
【００５８】
また、モータ制御システム１００〜３００の構成は、上述した上記課題に対応する作用効果を奏する限り図１、４、および５に表されたものに限定されない。例えば、リレー１４、１６の開閉を車両コントローラ１２が制御する必要は必ずしもなく、制御回路１１が制御するように構成してもよい。また、制御回路１１と車両コントローラ１２とは必ずしも別個に構成される必要はなく、統合された一つのコントローラで実現されても良い。
【符号の説明】
【００５９】
１…バッテリ
２…インバータ
３…モータ
１１…制御回路（コントローラ）
１２…車両コントローラ（コントローラ）
１４、１６…リレー（接続切替部）
Ｔｒ１〜Ｔｒ６…パワー半導体素子（スイッチング素子）
２２…外部電源端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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