(57)【要約】【課題】センサごとに位相を調整する必要のないフラックスゲートセンサを提供する。【解決手段】強磁性体のコア１０と、コア１０に巻かれた検出コイル１１と、検出コイル１１の交流成分が入力されるＰＬＬ部１３と、検出コイル１１の交流成分とＰＬＬ部の出力とを乗算する乗算部１４と、を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ１。【選択図】図１
2020118523.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
強磁性体のコアと、
前記コアに巻かれた検出コイルと、
前記検出コイルの交流成分が入力されるＰＬＬ部と、
前記検出コイルの交流成分と前記ＰＬＬ部の出力とを乗算する乗算部と、
を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ。
【請求項２】
請求項１に記載のフラックスゲートセンサであって、
所定の周期の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさのバイアス電流を重畳した励磁電流を、前記コアの軸方向に流して該コアを励磁する励磁部と、
を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、フラックスゲートセンサに関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気センサの一つとしてフラックスゲートセンサが知られている。このフラックスゲートセンサでは、励磁電流を用いて磁性体のコアを励磁し、コアに巻かれた検出コイルに生じる誘起電圧からコアに印加された磁界の強度を求める（例えば、特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−２５３９２０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
引用文献１に記載のフラックスゲートセンサでは、励磁電流の２倍の周波数の成分を用いて外部磁界の強度を導出している。この際、励磁電流の生成に用いる信号を利用する構成を採用している。
【０００５】
しかし、検出コイルの信号の遅れには個体差があり、センサごとに位相を調整する必要が生じる。また、コアの駆動回路のノイズが検出コイル側の信号に影響を及ぼす場合がある。
【０００６】
本発明は、上記した問題に鑑みてなされたものであり、センサごとに位相を調整する必要のないフラックスゲートセンサを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記課題を解決するための本発明のフラックスゲートセンサの一実施形態は、
強磁性体のコアと、
前記コアに巻かれた検出コイルと、
前記検出コイルの交流成分が入力されるＰＬＬ部と、
前記検出コイルの交流成分と前記ＰＬＬ部の出力とを乗算する乗算部と、
を備えたことを特徴とする。
【０００８】
このフラックスゲートセンサによれば、乗算部の出力が検出コイルの信号の遅れの影響を受けないため、センサごとに位相を調整する必要のないフラックスゲートセンサを提供することができる。
【０００９】
また、上記フラックスゲートセンサは、
所定の周期の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさのバイアス電流を重畳した励磁電流を、前記コアの軸方向に流して該コアを励磁する励磁部と、
を備えたものであってもよい。
【００１０】
このフラックスゲートセンサによれば、より安定性を高めることができる。また、コストを抑え製造を容易にすることができる。
【発明の効果】
【００１１】
本発明のフラックスゲートセンサの一実施形態によれば、センサごとに位相を調整する必要のないフラックスゲートセンサを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本実施形態のフラックスゲートセンサ１の構成を示す概略図である。
【図２】フラックスゲートセンサ１のコア１０の状態の変化の一例を示すモデル図である。
【図３】励磁電流と、これに伴うコア１０の軸方向の磁場および検出コイル１１の出力電圧の変化の一例を示す図である。
【図４】図１に示すフラックスゲートセンサ１の変形例を示す概略図である。
【図５】交流電流をバイアスした励磁電流と、これに伴うコア１０の軸方向の磁場および検出コイル１１の出力電圧の変化を示す図である。
【図６】複数のコアを用いたフラックスゲートセンサの一例を示す図である。
【図７】複数のコアを用いたフラックスゲートセンサの一例を示す図である。
【図８】複数のコアを用いたフラックスゲートセンサの一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、図面を用いて本実施形態のフラックスゲートセンサの一例について説明する。
【００１４】
図１は、本実施形態のフラックスゲートセンサ１の構成を示すブロック図である。
【００１５】
本実施形態のフラックスゲートセンサ１はいわゆる直交型のものであり、強磁性体（例えば、スーパーマロイ、アモルファス、等）のコア１０と、このコア１０に巻かれた検出コイル１１と、コア１０に直列に接続された交流電源１２とを有するものである。コア１０は、交流電源１２からの周波数ｆＨｚ（例えば、数ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）の交流電流（以下、励磁電流）によって励磁される。なお、以下の説明では、コアを励磁させる回路を励磁回路と称する。
【００１６】
図２は、フラックスゲートセンサ１のコア１０の状態の変化の一例を示すモデル図である。また図３は、励磁電流と、これに伴うコア１０の軸方向の磁場および検出コイル１１の出力電圧の変化の一例を示す図である。なお、以下の説明では、コア１０の軸方向に沿って（図２では下から上に向かう方向）外部磁界が印加されているものとする。
【００１７】
コア１０への励磁電流Ｉｄが０の場合、コア１０は外部磁界によってのみ磁化された状態となる。ここでは、この状態でコア１０内部の軸方向の磁束が最大（外部磁界の磁束がコア１０に最も引き寄せられた状態）になるものとして説明する。図２（Ａ）は、コア１０への励磁電流Ｉｄが０の場合に、外部磁界の磁束がコア１０に引き寄せられてコア１０の内部を通っていることが示されている。
【００１８】
ここから、励磁電流Ｉｄが増加すると、これに伴ってコア１０は外部磁界と励磁電流Ｉｄによる磁界によって磁化される。この状態では、励磁電流Ｉｄが増加するほどコア２の磁化の方向は励磁方向である周方向に引っ張られ、コア１０内部の軸方向の磁束が減少する（コア１０に引き寄せられる磁束が減少する）。図２に示す矢印（１）は、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して増加することでコア１０内部の軸方向の磁束が減少する期間を示している。さらに励磁電流Ｉｄが増加してコア１０の磁化の方向が最も周方向に引っ張られた状態になると、コア１０内部の軸方向の磁束が最小になる（外部磁界の磁束がコア１０に最も引き寄せられない状態）。図２（Ｂ）には、図２（Ａ）と比較してコア１０の軸方向の磁束が少なくなっていることが示されている。
【００１９】
続いて励磁電流Ｉｄが減少に転じると、これに伴ってコア１０の磁化の方向を周方向に引っ張る力が弱まり、コア１０内部の軸方向の磁束が増加する（コア１０に引き寄せられる磁束が増加する）。図２に示す矢印（２）は、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して減少することでコア１０内部の軸方向の磁束が増加する期間を示している。そして励磁電流Ｉｄが０になると、再びコア１０が外部磁界によってのみ磁化された状態になり（図２（Ａ））、コア１０内部の軸方向の磁束が最大になる（外部磁界の磁束がコア１０に最も引き寄せられた状態）。
【００２０】
さらに、励磁電流Ｉｄが減少してマイナスになると、これに伴ってコア１０は外部磁界と励磁電流Ｉｄによる磁界によって磁化される。この状態では、励磁電流Ｉｄの絶対値が増加するほどコア２の磁化の方向は励磁方向である周方向（励磁電流Ｉｄがプラスの場合とは逆方向）に引っ張られていき、コア１０内部の軸方向の磁束が減少する（コア１０に引き寄せられる磁束が減少する）。図２に示す矢印（３）は、励磁電流Ｉｄがマイナス方向に増加することでコア１０内部の軸方向の磁束が減少する期間を示している。さらに励磁電流Ｉｄが減少（マイナス側に増加）してコア１０の磁化の方向が最も周方向に引っ張られた状態になると、コア１０内部の軸方向の磁束が最小になる（外部磁界の磁束がコア１０に最も引き寄せられない状態）。図２（Ｃ）には、図２（Ａ）と比較してコア１０の軸方向の磁束が少なくなっていることが示されている。
【００２１】
続いて励磁電流Ｉｄが増加に転じると、これに伴ってコア１０の磁化の方向を周方向に引っ張る力が弱まり、コア１０内部の軸方向の磁束が増加する（コア１０に引き寄せられる磁束が増加する）。図２に示す矢印（４）は、励磁電流Ｉｄがマイナス方向に減少することでコア１０内部の軸方向の磁束が増加する期間を示している。そして、励磁電流Ｉｄが０になると、再びコア１０が外部磁界によってのみ磁化された状態になり（図２（Ａ））、上記説明した変化が繰り返される。
【００２２】
図３には、上記図２で説明した励磁電流Ｉｄの一周期の変化に対して、コア１０の軸方向の磁束の変化が二周期分になっている（周波数が倍になっている）ことが示されている。また、図３にはコア１０の軸方向の磁束の変化による検出コイル１１の出力が示されているが、この出力の周波数は、コア１０の軸方向の磁束の周波数と同じである。すなわち、コア１０の軸方向に沿って外部磁界が印加されている場合、検出コイル１１から励磁電流Ｉｄの周波数の２倍の周波数（２ｆＨｚ）の誘起電圧が出力されることになる。検出コイル１１には、この２ｆＨｚの成分を抽出するための回路が接続されている。なお、以下の説明では、検出コイル側の回路を検波回路と称する。以下、この検波回路の動作について順に説明する。
【００２３】
まず、検出コイル１１の出力は、コンデンサ２０によって直流成分がカットされ、交流成分が増幅器２１によって増幅される。この増幅器２１の出力は、ＰＬＬ部１３および乗算器１４に入力される。
【００２４】
ＰＬＬ部１３は、位相比較器１３１、ループフィルタ１３２、ＶＣＯ１３３によって構成されている。位相比較器１３１では、増幅器２１の出力信号とＶＣＯ１３３からフィードバックされた信号との位相差が検出される。ループフィルタ１３２では、位相比較器１３１からの信号が平均化される。ＶＣＯ１３３の出力信号の周波数は、ループフィルタ１３２からの出力電圧に応じて変化する。なお、ＶＣＯ１３３の中心周波数は２ｆＨｚに設定されているとする。上記説明した構成により、ＶＣＯ１３３からの出力が増幅器２１からの出力と位相が同期するように制御される。
【００２５】
コア１０の軸方向に外部磁界が印加されている場合の増幅器２１からの出力は、検出コイル１１からの誘起電圧に基づくものであるが、この誘起電圧は交流電源１２の周波数の２倍の周波数である２ｆＨｚの成分が最も大きくなる。このため、コア１０の軸方向に外部磁界が印加されている場合のＰＬＬ部１３の出力周波数は２ｆＨｚになる。乗算器１４では、このＰＬＬ部１３からの出力信号と増幅器２１の出力信号とが掛け合わせられる。これによって増幅器２１からの出力信号のうち、周波数２ｆＨｚの成分の大きさに比例した直流成分が乗算器１４から出力される。なお、この成分以外に周波数ｆの偶数倍の成分が得られるが、ローパスフィルタ２２を通すことでこれらの成分は除去される。
【００２６】
ローパスフィルタ２２の出力は積分器２３に入力され、この積分器２３から外部磁場の強さに応じた出力が得られる。この積分器２３の出力は検出コイル１１にフィードバックされ、コア１０の軸方向に磁界が発生して印加されている外部磁界と相殺された状態が維持される。これによりコア１０の磁気飽和が抑制され、フラックスゲートセンサ１のダイナミックレンジを拡大することができる。
【００２７】
なお、上記説明した動作は、コア１０の軸方向に沿って外部磁界が印加されている状態についてのものであり、外部磁界がない状態では検出コイル１１から何の出力もされないことになる。しかし、コア１０の磁気異方性により、外部磁界がない状態であってもコア１０がわずかに磁化された状態となるため、結果として弱い外部磁界が印加されている状態と同様に、検出コイル１１から励磁電流Ｉｄの周波数の２倍の周波数（２ｆＨｚ）の誘起電圧が出力されることになる。
【００２８】
［フラックスゲートセンサ１による効果］
フラックスゲートセンサでは、コアと検出コイルの特性（コアと検出コイルの結合の状態）に個体差があり、同じ励磁電流でコアを励磁しても、検出コイルから出力される信号の遅れが個体によって異なる場合がある。検出コイルからの信号に所定の周波数の信号を乗じて成分の大きさに比例した直流成分を得る場合には、位相のずれによって得られる値が異なる（小さくなってしまう）ため、この位相のずれを調整する必要がある。
【００２９】
上記説明したフラックスゲートセンサ１では、ＰＬＬ部１３に上記の遅れを含む信号が入力され、この遅れを含む信号に同期するようにＰＬＬ部１３の出力が制御される。これにより、上記の個体差に関わらず、増幅器２１の出力信号に対して、一定の位相ずれ（ＰＬＬ部１３による遅延分等）のある信号をＰＬＬ部１３から得ることができ、個体ごとに異なる位相を調整する作業が不要になる。なお、本実施形態のフラックスゲートセンサ１において、ＰＬＬ部１３による信号の遅延の影響を抑えるため、増幅器２１から乗算器１４に入力される信号に対する遅延回路を設けておいてもよい。
【００３０】
［励磁電流が異なる変形例］
本実施形態のフラックスゲートセンサ１では、コア１０に印加された外部磁界によって励磁電流の２倍の周波数の成分が検出コイル１１に生じるが、励磁電流の極性をプラスあるいはマイナスのいずれか一方に偏らせることで、励磁電流と同じ周波数の成分を生じる構成にすることができる。以下、この変形例について図４を用いて説明する。同図は、図１に示すフラックスゲートセンサ１の変形例を示す概略図である。
【００３１】
図４に示すフラックスゲートセンサ２は、図１に示すフラックスゲートセンサ１の励磁側の回路に直流電源１５を加えたものであり、これ以外の構成については特に言及のない限り図１に示すフラックスゲートセンサ１と同様である。すなわち、図１に示すフラックスゲートセンサ１では、交流電源１２からの交流電流がコア１０を励磁する励磁電流となっているのに対し、図４に示すフラックスゲートセンサでは、交流電源１２からの交流電流に直流電源１５からのバイアス電流を重畳した電流がコア１０を励磁する励磁電流となっている点が異なる。なお、直流電源１５からのバイアス電流の大きさは、交流電源１２からの交流電流の振幅よりも大きく設定されている。また、フラックスゲートセンサ２では、ＶＣＯ１３３の中心周波数が励磁電流と同じ周波数に設定されている。
【００３２】
図５は、交流電流をバイアスした励磁電流と、これに伴うコア１０の軸方向の磁場および検出コイル１１の出力電圧の変化を示す図である。
【００３３】
図４に示すフラックスゲートセンサ２では、直流電源１５からのバイアス電流の大きさが、交流電源１２からの交流電流の振幅よりも大きく設定されている。このため図５に示すように、励磁電流の極性が反転せず（図５ではプラスのまま）、コア１０の励磁についても一方向のみに磁化される。図５では、励磁電流がマイナスにならず、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して増加することでコア１０内部の軸方向の磁束が減少する期間（矢印（１）で示す期間）と、励磁電流Ｉｄがプラス方向に対して減少することでコア１０内部の軸方向の磁束が増加する期間（矢印（２）で示す期間）が繰り返されることが示されている。なお、図５に示すように励磁電流の最小値が０にならない構成を採用しているが、励磁電流の最小値が０になる構成であってもよい。
【００３４】
図１に示すフラックスゲートセンサ１では、図３の例のように励磁電流の一周期の間にコア１０の軸方向の磁束が二回最小になる（図３では、期間（１）（２）の間と、期間（３）（４）の間の二回）。しかし、図４に示すフラックスゲートセンサ２では、励磁電流の一周期の間にコア１０の軸方向の磁束が一回だけ最小になる（図５に示す期間（１）（２）の間のみ）。これに伴い、励磁電流と検出コイル１１の出力の周波数が同じになる。
【００３５】
図５には、図４に示すフラックスゲートセンサ２で用いる励磁電流Ｉｄの一周期の変化が示されており、またこの励磁電流に対して、コア１０の軸方向の磁束の変化が一周期分になっていることが示されている。また、図５には検出コイル１１の出力も示されているが、この出力の周波数は、コア１０の軸方向の磁束の周波数と同じである。すなわち図４に示すフラックスゲートセンサ２では、コア１０の軸方向に沿って外部磁界が印加されている場合、検出コイル１１から励磁電流Ｉｄの周波数と同じ周波数（ｆＨｚ）の誘起電圧が出力されることになる。
【００３６】
この図４に示すフラックスゲートセンサ２においても図１に示すフラックスゲートセンサ１と同様の流れでコア１０に印加された外部磁界によって生じる成分の大きさに比例した直流成分を導出することができる。具体的には、検出コイル１１（増幅器２１）から周波数ｆＨｚの出力があると、ＰＬＬ部１３からこれと同じ周波数ｆＨｚの信号が出力され、これら検出コイル１１（増幅器２１）の出力とＰＬＬ部１３の出力とを乗算することで、コア１０に印加された外部磁界によって生じる成分（周波数ｆＨｚの成分）の大きさに比例した直流成分を導出することができる。
【００３７】
図３の例では、励磁電流の一周期（０から最大、最小を経て０に戻るまで）に対し、検出コイル１１から二周期分の出力が得られるが、このうち前半分は励磁電流がプラスの時のもの（図２の矢印（１）（２）に示す期間）であり、後半分は励磁電流がマイナスの時のもの（図２の矢印（３）（４）に示す期間）である。図３では、これら前半分と後半分の波形に違いはないが、実際にはコア１０における異方性等の影響により、これら前半分と後半分の波形が完全に一致せず、位相にずれが生じる場合がある。この場合、図１に示すフラックスゲートセンサ１のＰＬＬ部１３において出力が励磁電流の周波数に収束しにくくなったり、出力される信号が不安定になってしまうといった問題が生じる。
【００３８】
一方、図４に示すフラックスゲートセンサ２では、励磁電流の一周期（０から最大、最小を経て０に戻るまで）に対し、検出コイル１１から一周期分の出力が得られるため、上記のような問題が生じることがなく、安定性を高めることができる。また、図４に示すフラックスゲートセンサ２では、図１に示すフラックスゲートセンサ１よりも検出コイル１１から出力される信号の周波数が低くなるため、ＰＬＬ部１３を構成する部品（例えばＶＣＯ１３３）に広帯域部品を用いる必要がなくなり、コストを抑えつつ、かつ容易に検波側の回路を実現することができる。
【００３９】
［その他の構成について］
上記の説明では直交型のフラックスゲートセンサを用いているが、平行型のフラックスゲートセンサであってもＰＬＬ部を用いた構成を採用することができる。すなわち、本実施形態で説明した検波回路の構成を採用するにあたり、フラックスゲートセンサの方式が限定されるものではない。
【００４０】
また、本実施形態でのフラックスゲートセンサ１では、コア１０を励磁する回路（励磁回路）と、検出コイル１１の出力側の回路（検波回路）とが接続されていない構成となっている。このため、これらの回路を絶縁することができる。この場合、フラックスゲートセンサ１の出力に対し、コア１０を励磁する回路のノイズの影響を抑えることができる。
【００４１】
なお、本実施形態のＰＬＬ部１３を構成するにあたってはループフィルタの時定数を測定したい磁場の周波数帯域の下限よりも十分低く（例えば、測定範囲が１〜２０Ｈｚの場合には０．１Ｈｚ）設定することで、測定系に対する位相ノイズの影響を小さくすることができる。
【００４２】
［コアを複数設けた変形例］
図１で説明したフラックスゲートセンサ１では、検出コイル１１（増幅器２１）の出力をＰＬＬ部１３に入力し、検出コイル１１（増幅器２１）の出力とＰＬＬ部１３の出力とを乗算する構成について説明した。ここで、図１のフラックスゲートセンサ１では、コアを一つ用いているところを、複数のコアを使用した構成とすることもできる。具体的には、各検出コイルに対して図１の検波回路を採用することができる。この場合、コアを励磁する回路（励磁回路）と、検出コイルの出力側の回路（検波回路）とが接続されていない構成になるため、複数のコアを励磁する回路について様々な構成を採用することができる。
【００４３】
例えば、図６に示すように、複数（図では二つ）のコア３０を直列に接続して一つの交流電源３２で励磁する構成とし、これらのコア３０に設けられた検出コイル３１のそれぞれに検波回路３３を設けた構成としてもよい。また、図６の構成をさらに複数使用し、各交流電源３２を共通のクロックを用いて制御する構成としてもよい。
【００４４】
また例えば、図７に示すように、複数（図では二つ）のコア３０が直列に接続された回路を複数用意し、これらの回路が分配用トランス３４を介して一つの交流電源３２で駆動される構成としてもよい。さらに図８に示すように、交流電源３２で励磁される複数のコアのグループであるセンサ群（図ではセンサ群１）がある場合に、別のセンサ群（図ではセンサ群２）に対してカレントミラー回路を用いて同じ励磁電流が供給されるように構成してもよい。
【００４５】
［その他］
以下、上記説明した発明の構成について記載する。なお、発明の構成と対応する上記実施形態の構成については括弧書きで記載する。
【００４６】
以上の説明では、
強磁性体のコア（例えば、コア１０）と、
前記コアに巻かれた検出コイル（例えば、検出コイル１１）と、
前記検出コイルの交流成分が入力されるＰＬＬ部（例えば、ＰＬＬ部１３）と、
前記検出コイルの交流成分と前記ＰＬＬ部の出力とを乗算する乗算部（例えば、乗算器１４）と、
を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ（例えば、図１に示すフラックスゲートセンサ１）、が記載されている。
【００４７】
また、上記記載のフラックスゲートセンサであって、
所定の周期の交流電流に対して該交流電流の振幅以上の大きさのバイアス電流を重畳した励磁電流を、前記コアの軸方向に流して該コアを励磁する励磁部（例えば、交流電源１２および直流電源１５の組み合わせ）と、
を備えたことを特徴とするフラックスゲートセンサ（例えば、図４に示すフラックスゲートセンサ２）、が記載されている。
【符号の説明】
【００４８】
１、２  フラックスゲートセンサ
１０  コア
１１  検出コイル
１２  交流電源
１３  ＰＬＬ部
１４  乗算器
１５  直流電源
【図１】
2020118523.tif 000003
【図２】
2020118523.tif 000004
【図３】
2020118523.tif 000005
【図４】
2020118523.tif 000006
【図５】
2020118523.tif 000007
【図６】
2020118523.tif 000008
【図７】
2020118523.tif 000009
【図８】
2020118523.tif 000010