(57)【要約】      （修正有）【課題】起動時から所定期間と所定期間後の期間とで異なる大きさの逆電流を検出でき、スイッチング電源の起動時の電圧の振動を抑制できるスイッチング電源を提供する。【解決手段】同期整流方式に従って電圧を変換するスイッチング電源１であって、第１のトランジスタＭＰと、第１のトランジスタに直列に接続され、第１のトランジスタよりも低電圧側に配置された第２のトランジスタＭＮと、第１のトランジスタと第２のトランジスタのオンオフを制御する制御回路１０と、第２のトランジスタに流れる逆電流の大きさが閾値以上である場合、第２のトランジスタをオフに制御する検出回路３０と、を備える。検出回路は、スイッチング電源の電源投入後の第１の期間における閾値である第１の閾値が、第１の期間に後続する第２の期間における閾値である第２の閾値よりも小さくなるよう調整する。【選択図】図２
2020202677.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期整流方式に従って電圧を変換するスイッチング電源であって、
第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタに直列に接続され、前記第１のトランジスタよりも低電圧側に配置された第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタのオンオフを制御する制御回路と、
前記第２のトランジスタに流れる逆電流の大きさが閾値以上である場合、前記第２のトランジスタをオフに制御する検出回路と、
を備え、
前記検出回路は、前記スイッチング電源の電源投入後の第１の期間における前記閾値である第１の閾値が、前記第１の期間に後続する第２の期間における前記閾値である第２の閾値よりも小さくなるよう調整する、
スイッチング電源。
【請求項２】
前記検出回路は、
一端に第１の電圧が印加され、一定の電流が流れる第１の抵抗と、
一端が前記第１の抵抗に直列に接続される第２の抵抗と、
を備え、
前記第２の抵抗の他端の電圧が、前記閾値の電圧に対応し、
前記第２の期間において前記第１の抵抗が短絡される、
請求項１に記載のスイッチング電源。
【請求項３】
前記検出回路は、
ソースに前記第１の電圧が印加され、ドレインに前記第２の抵抗が接続された第３のトランジスタを備え、
前記第１の期間では、前記第３のトランジスタがオフとなり、
前記第２の期間では、前記第３のトランジスタがオンとなる、
請求項２に記載のスイッチング電源。
【請求項４】
前記検出回路は、
一端が前記第１の電圧が印加され、前記逆電流の大きさに応じた電流が流れる第３の抵抗と、
前記第２の抵抗の他端が負極入力端子に接続され、前記第３の抵抗の他端が正極入力端子に接続された比較器と、を備える
請求項３に記載のスイッチング電源。
【請求項５】
前記第２のトランジスタとカレントミラー回路を形成する第４のトランジスタと、
一端が前記第４のトランジスタに接続され、他端が接地される第４の抵抗と、を更に備え、
前記検出回路は、
前記一定の電流を発生させる第１の定電流源にドレインが接続された第５のトランジスタと、
前記第５のトランジスタとの間でカレントミラー回路を形成し、ドレインが前記第３の抵抗に接続され、ソースが前記第４の抵抗に接続された第６のトランジスタと、を備える、
請求項４に記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記第１の閾値を徐々に大きくする閾値調整回路、を更に備える、
請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
【請求項７】
前記閾値調整回路は、
第７のトランジスタと、第８のトランジスタと、コンデンサと、第２の定電流源と、を備え、
前記第７のトランジスタは、ソースに第１の電圧が印加され、
前記第８のトランジスタは、ドレインが前記第７のトランジスタのドレインと接続され、
前記コンデンサは、一端が前記第７のトランジスタのドレインと接続され、前記一端が前記第８のトランジスタのドレインと接続され、他端が接地され、
前記第２の定電流源は、一端が前記第８のトランジスタのソースに接続され、他端が接地された、
請求項６に記載のスイッチング電源。
【請求項８】
前記閾値調整回路は、前記第１の期間において前記制御回路における電圧を変換するためのデューティ比を制限する制限回路からの信号を入力する、
請求項６または７に記載のスイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、同期整流型のＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。このＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のトランジスタと、第１のトランジスタよりも低電圧側に配置された第２のトランジスタと、を有する。このＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧があまり上がっていない状態（例えば起動時）において、第１のトランジスタがオンして、第２のトランジスタがオフするタイミングでは、出力側の平滑用コイルに電流が流れて出力側の平滑用コンデンサに充電され、出力電圧が上がる。そして、第１のトランジスタがオフして、第２のトランジスタがオンするタイミングでは、平滑用コイルに電流が流れるが、電流が止まり、平滑用コンデンサから平滑用コイルを介して第２のトランジスタに電流が流れ始めることがある。つまり、平滑用コンデンサからの第２のトランジスタへの放電が発生し、逆電流が発生し得る。この場合、平滑用コイルの電圧が下がるため、充電電圧が下がり、出力電圧が下がる。これを繰り返すと、ＤＣ−ＤＣコンバータの起動時には、上下に電圧が揺れながら（振動して）上がっていくことになり、起動時の電圧変換効率が不十分となる。
【０００３】
特許文献１の図１，図１０，図１３では、同期整流のローサイド側のトランジスタＴ２（転流用ＭＯＳトランジスタ、上記の第２のトランジスタに相当）の逆電流を検出する方法が記載されている。トランジスタＴ２のドレイン−ソース間にコンパレータを接続して、トランジスタＴ２に逆電流が流れると、トランジスタＴ２のソース電圧よりドレイン電圧が高くなるので、コンパレータの出力が反転して逆電流が検出される。逆電流が検出されると、トランジスタＴ２がオフされる。
【０００４】
特許文献２では、起動時に、ローサイド側の同期整流用トランジスタをオフさせている。そのため、同期整流用トランジスタをオフにし、メイントランジスタがオフした場合に対応して、平滑用コイルの経路を作るために、転流用のダイオード（フライホイールダイオード）が挿入されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００８−１２５２２３号公報
【特許文献２】特開平１１−２２０８７４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１では、逆電流検出に比較器を用いるので回路規模が大きくなる。また、比較器の反転閾値電圧を設定できず、逆電流の大きさが検出不可能となり、起動後の各タイミングにおいて逆電流を判断するための基準が同じとなり、いずれかのタイミングの閾値としては適切ではない可能性がある。
【０００７】
特許文献２では、転流用のダイオードとしてのパワートランジスタの耐電圧性、耐電流性が不十分である場合、大電流が流れると、転流用のダイオードが破壊される可能性がある。また、転流用のダイオードは起動時に専用に用いられるため、部品点数が増大する。
【０００８】
本開示は、部品点数の増大を抑制でき、起動時から所定期間と所定期間後の期間とで異なる大きさの逆電流を検出でき、スイッチング電源の起動時の電圧の振動を抑制できるスイッチング電源を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本開示の一態様は、同期整流方式に従って電圧を変換するスイッチング電源であって、第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタに直列に接続され、前記第１のトランジスタよりも低電圧側に配置された第２のトランジスタと、前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタのオンオフを制御する制御回路と、前記第２のトランジスタに流れる逆電流の大きさが閾値以上である場合、前記第２のトランジスタをオフに制御する検出回路と、を備え、前記検出回路は、前記スイッチング電源の電源投入後の第１の期間における前記閾値である第１の閾値が、前記第１の期間に後続する第２の期間における前記閾値である第２の閾値よりも小さくなるよう調整する、スイッチング電源である。
【発明の効果】
【００１０】
本開示によれば、起動時から所定期間と所定期間後の期間とで異なる大きさの逆電流に対応でき、スイッチング電源の起動時の電圧の振動を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態におけるスイッチング電源の一例を示す構成図
【図２】スイッチング電源の逆電流検出回路の第１構成例を示す回路図
【図３】スイッチング電源のソフトスタート回路の構成例を示す回路図
【図４】スイッチング電源の逆電流検出回路の第２構成例を示す回路図
【図５Ａ】過電流検出回路が閾値調整回路を備えない場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際のスイッチング電源の出力電圧の変化例を示す図
【図５Ｂ】過電流検出回路が閾値調整回路を備えない場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際の比較器の反転入力電圧の変化例を示す図
【図６Ａ】過電流検出回路が閾値調整回路を備える場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際の出力電圧の変化例を示す図
【図６Ｂ】過電流検出回路が閾値調整回路を備える場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際の比較器の反転入力電圧の変化例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１２】
以下、適宜図面を参照しながら、本開示に係るスイッチング電源を具体的に開示した実施形態（以下、「本実施形態」という）を詳細に説明する。但し、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。なお、添付図面および以下の説明は、当業者が本開示を十分に理解するために提供されるのであって、これらにより特許請求の範囲に記載の主題を限定することは意図されていない。
【００１３】
図１は、本開示の実施形態におけるスイッチング電源の一例を示す構成図である。図２は、スイッチング電源の逆電流検出回路の第１構成例を示す回路図である。
【００１４】
スイッチング電源１は、電源ＩＣ５に、コイルＬ１及びコンデンサＣＯＵＴが外付けで接続された降圧型のスイッチング電源である。降圧型のスイッチング電源１では、コイルＬ１及びコンデンサＣＯＵＴが端子ＬＸに直列に接続される。コイルＬ１及びコンデンサＣＯＵＴの間には、抵抗ＲＥＳＲが接続される。コイルＬ１には、負荷３が接続される。コイルＬ１には、負荷３と並列に、抵抗ＲＢ１，ＲＢ２が直列接続される。抵抗ＲＢ１と抵抗ＲＢ２との接続点は、電源ＩＣ５のフィードバック端子ＦＢを介して、ＰＷＭ回路１０に接続される。
【００１５】
スイッチング電源１では、直流電源２から入力電圧ＶＩＮが電力ラインＬＮを介して電源ＩＣ５の電源端子ＶＰ，ＶＰＷに供給される。電力ラインＬＮには、バイパスコンデンサＣＩＮが電源ＩＣ５と並列に接続される。電源端子Ｖｐは、レギュレータに接続され、レギュレータにより電源電圧Ｖｒｅｇが生成される。
【００１６】
スイッチング電源１は、同期整流方式に従って電圧を変換する。スイッチング電源１の電源ＩＣ５は、例えば、トランジスタＭＰと、トランジスタＭＮと、トランジスタＭＳＮＳと、抵抗ＲＳＮＳと、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）回路１０と、ロジック回路１１と、Ｐｃｈドライバ１２と、Ｎｃｈドライバ１３と、ソフトスタート回路２０と、逆電流検出回路３０と、を備える。電源ＩＣ５は、集積回路の一例である。なお、トランジスタＭＳＮＳと、抵抗ＲＳＮＳとは、逆電流検出回路３０に含まれてもよい。
【００１７】
トランジスタＭＰは、例えばＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（ＰＭＯＳ）であり、高電圧側（ハイサイド側）に配置される。トランジスタＭＮは、例えばＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（ＮＭＯＳ）であり、トランジスタＭＰに直列に接続され、トランジスタＭＰよりも低電圧側（ローサイド側）に配置される。
【００１８】
ＰＷＭ回路１０は、電圧を変換するためのデューティ比を取得し、デューティ比に基づいてパルス信号を生成し、パルス信号をロジック回路１１に出力する。ＰＷＭ回路１０で生成されるパルス信号のデューティ比が大きい程、スイッチング電源１の出力電圧ＶＯＵＴが大きくなり、デューティ比が小さい程、出力電圧ＶＯＵＴが小さくなる。
【００１９】
ロジック回路１１は、レベルシフト動作、保護動作、停止動作、等を行う。ロジック回路１１は、レベルシフト動作では、ＰＷＭ回路１０から出力されるパルス信号を、トランジスタＭＰ及びトランジスタＭＮを駆動するレベルの信号に変換する。ロジック回路１１は、保護動作では、デバイス（例えばトランジスタＭＰ及びトランジスタＭＮ）への加熱等を抑制して、デバイスを保護する。ロジック回路１１は、停止動作では、ロジック回路１１に入力される電圧が低い場合に、Ｐｃｈドライバ１２及びＮｃｈドライバ１３を停止させる。
【００２０】
Ｐｃｈドライバ１２は、トランジスタＭＰのゲートに接続され、ロジック回路１１から出力されるロジック信号に従い、トランジスタＭＰを駆動する電圧を出力する。また、Ｎｃｈドライバ１３は、トランジスタＭＮのゲート及びトランジスタＭＳＮＳのゲートに接続され、ロジック回路１１から出力されるロジック信号に従い、トランジスタＭＰ及びトランジスタＭＳＮＳを駆動する電圧を出力する。
【００２１】
Ｐｃｈドライバ１２によってトランジスタＭＰがオンした場合（トランジスタＭＮがオフ）、直流電源２からの電流がトランジスタＭＰ、コイルＬ１、コンデンサＣＯＵＴに流れて、コンデンサＣＯＵＴが充電される。また、Ｎｃｈドライバ１３によってトランジスタＭＮがオンした場合（トランジスタＭＰがオフ）、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーにより、電流が、トランジスタＭＮからコイルＬ１、コンデンサＣＯＵＴに流れて、コンデンサＣＯＵＴが充電される。
【００２２】
ソフトスタート回路２０は、スイッチング電源１の電源投入後、ＰＷＭ回路１０の制御により徐々に出力電圧ＶＯＵＴを上げるよう制御する。ソフトスタート回路２０の出力に応じて、ソフトスタート期間と、ソフトスタート期間終了後に継続する通常期間と、に区分される。通常期間では、定常のＰＷＭ制御が実施される。ソフトスタート回路２０は、ソフトスタート期間において、ＰＷＭ回路１０における電圧を変換するためのデューティ比を制限する。ソフトスタート回路２０は、ＰＷＭ回路１０と一端で接続され、他端が逆電流検出回路３０と接続される。
【００２３】
逆電流検出回路３０は、トランジスタＭＮに流れる逆方向の電流（逆電流）を検出する回路である。逆方向とは、出力側（例えばコンデンサＣＯＵＴやコイルＬ１側）からトランジスタＭＮに流入する方向である。逆電流検出回路３０は、例えば、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６と、比較器３１と、トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４と、定電流源３２と、を備える。
【００２４】
抵抗Ｒ１の一端には、電源電圧Ｖｒｅｇが印加される。抵抗Ｒ１には、一定の電流Ｉｂｉａｓ１が流れる。抵抗Ｒ１の他端には、抵抗Ｒ２が接続される。抵抗Ｒ２は、一端が抵抗Ｒ１及びトランジスタＭ１のドレインに接続され、他端がトランジスタＭ３のドレイン及び比較器３１の負極入力端子（−端子）に接続される。抵抗Ｒ３は、一端に電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、他端が比較器３１の正極入力端子（＋端子）及びトランジスタＭ４のドレインに接続される。抵抗Ｒ３には、トランジスタＭＮに生じる逆電流に応じた電流が流れる。
【００２５】
定電流源３２は、負荷の大きさが変動しても一定の電流Ｉｂｉａｓ１を発生させる電源であり、一端に電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、他端がトランジスタＭ２のドレインに接続される。
【００２６】
トランジスタＭ１は、ＰＭＯＳであり、ゲートにソフトスタート回路２０の出力信号を入力し、ソースに電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、ドレインに抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点が接続される。トランジスタＭ２は、ＮＭＯＳであり、ゲートが定電流源３２に接続され、ドレインが定電流源３２に接続され、ソースが抵抗Ｒ４に接続される。トランジスタＭ３は、ＮＭＯＳであり、ゲートが定電流源３２に接続され、ドレインが抵抗Ｒ２及び比較器３１の負極入力端子に接続され、ソースが抵抗Ｒ５に接続される。トランジスタＭ４は、ＮＭＯＳであり、ゲートが定電流源３２に接続され、ドレインが抵抗Ｒ３及び比較器３１の正極入力端子に接続され、ソースに抵抗Ｒ６並びにトランジスタＭＳＮＳと抵抗ＲＳＮＳとの接続点が接続される。トランジスタＭ２,Ｍ３，Ｍ４は、カレントミラー回路を形成する。
【００２７】
また、トランジスタＭＳＮＳは、ＮＭＯＳであり、ゲートがＮｃｈドライバ１３に接続され、ドレインが電源ＩＣ５の端子ＬＸに接続され、ソースが抵抗ＲＳＮＳ並びにトランジスタＭ４及び抵抗Ｒ６の接続点に接続される。トランジスタＭＳＮＳは、トランジスタＭＮとカレントミラー回路を形成する。よって、トランジスタＭＮのドレイン−ソース間とトランジスタＭＳＮＳのドレイン−ソース間とには、トランジスタサイズに比例した電流が流れる。よって、抵抗ＲＳＮＳの電圧を検出することで、トランジスタＭＳＮＳの電流を検出できるので、その結果トランジスタＭＮの電流を検出できる。
【００２８】
比較器３１は、正極入力端子が抵抗Ｒ３の他端及びトランジスタＭ４のドレインに接続され、負極入力端子が抵抗Ｒ２の他端及びトランジスタＭ３のドレインに接続され、出力端子がＮｃｈドライバ１３に接続される。比較器３１の負極入力端子の電圧は、比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆとなる。基準電圧Ｖｒｅｆは、トランジスタＭＮの逆電流を検出するための閾値ｔｈ１に対応する値となる。
【００２９】
逆電流検出回路３０は、第１の系列、第２の系列、及び第３の系列を含む。第１の系列は、定電流源３２、トランジスタＭ２、及び抵抗Ｒ４を含む。第２の系列は、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、トランジスタＭ３、及び抵抗Ｒ５を含む。第３の系列は、抵抗Ｒ３、トランジスタＭ４、及び抵抗Ｒ６を含む。トランジスタＭ２、Ｍ３、Ｍ４がカレントミラー回路を形成するので、第１の系列、第２の系列、及び第３の系列では、それぞれの素子に流れる電流値が等しくなる（電流値＝Ｉｂｉａｓ１）か、または比例関係になるように調整される。
【００３０】
図３は、ソフトスタート回路２０の構成例を示す回路図である。ソフトスタート回路２０は、比較器２１、コンデンサＣｓｓ、及び定電流源２２を含む構成である。定電流源２２は、一端に電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、他端がコンデンサＣｓｓ、ＰＷＭ回路１０、及び比較器２１の負極入力端子に接続される。コンデンサＣｓｓは、一端が定電流源２２、ＰＷＭ回路１０、及び比較器２１の負極入力端子に接続され、他端が接地される。比較器２１は、負極入力端子が定電流源２２、コンデンサＣｓｓ、及びＰＷＭ回路１０に接続され、正極入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加され、出力端子が逆電流検出回路３０に接続される。
【００３１】
ソフトスタート期間が開始すると、定電流源２２からの一定の電流ＩｂｓｓによってコンデンサＣｓｓが充電され、電荷が蓄積され、コンデンサＣｓｓの電圧が上昇していく。基準電圧Ｖｒｅｆ１にコンデンサＣｓｓの電圧が達しない場合、比較器２１の出力がＨｉｇｈであり、基準電圧Ｖｒｅｆ１にコンデンサＣｓｓの電圧が達した場合、比較器２１の出力がＬｏｗとなり、Ｌｏｗとなるとソフトスタート期間が終了する。比較器２１の出力信号が、ソフトスタート回路２０の出力信号となる。
【００３２】
また、ソフトスタート回路２０の出力信号は、逆電流検出回路３０のトランジスタＭ１のゲートに入力される。トランジスタＭ１は、ソフトスタート期間の開始時には比較器２１からのＨｉｇｈ信号が入力され、トランジスタＭ１がオフとなる。一方、ソフトスタート期間の開始から所定時間経過し、通常期間となると、比較器２１からのＬｏｗ信号が入力され、トランジスタＭ１がオンとなる。なお、ソフトスタート回路２０の出力としてのＨｉｇｈ信号は、トランジスタＭ１のゲートの閾値電圧以上の電圧となり、Ｌｏｗ信号はトランジスタＭ１のゲートの閾値電圧未満の電圧となる。
【００３３】
逆電流検出回路３０の動作について説明する。
【００３４】
まず、逆電流検出回路３０による逆電流検出は、例えば以下のように行われる。
【００３５】
トランジスタＭＰがオフしてトランジスタＭＮがオンしてトランジスタＭＮのソースからドレインに電流が流れ、さらにコイルＬ１へ電流が流れる。そして、トランジスタＭＮのソースからドレインの電流が減ってゆき、逆電流が発生すると、トランジスタＭＮのドレインからソースへ電流が流れて、トランジスタＭＳＮＳでは、トランジスタＭＮに対してトランジスタサイズに比例した電流が流れる。そして、抵抗ＲＳＮＳには、トランジスタＭＳＮＳからの電流とトランジスタＭ４のソースからの電流が流れる。そのため、逆電流検出時の抵抗ＲＳＮＳに印加される電圧は、逆電流非検出時の抵抗ＲＳＮＳに印加される電圧よりも大きくなる。当該電圧は、トランジスタＭ４のソース電圧と等しいので、トランジスタＭ４のソース電圧も大きくなる。この結果、トランジスタＭ４と直列に接続された抵抗Ｒ３に印加される電圧が小さくなり、抵抗Ｒ３での電圧降下が小さくなり、比較器３１の正極入力端子の電圧は大きくなる。
【００３６】
比較器３１は、比較器３１の正極入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上となると、トランジスタＭＮを流れる逆電流を検出し、Ｈｉｇｈ信号（所定電圧以上の電圧の信号）を出力する。一方、比較器３１は、比較器３１の正極入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ未満の場合、トランジスタＭＮを流れる逆電流を検出し、Ｌｏｗ信号（所定電圧未満の電圧の信号）を出力する。
【００３７】
Ｎｃｈドライバ１３は、比較器３１からＨｉｇｈ信号を入力すると、トランジスタＭＮ，ＭＳＮＳのゲートに所定電圧を出力する。この所定電圧は、トランジスタＭＮ，ＭＳＮＳのゲートの閾値電圧未満の電圧であり、トランジスタＭＮ，ＭＳＮＳをオフにする。一方、Ｎｃｈドライバ１３は、比較器３１からＬｏｗ信号を入力すると、トランジスタＭＮ，ＭＳＮＳのゲートに所定電圧を出力しない。よって、トランジスタＭＮ，ＭＳＮＳは、オフにされない。
【００３８】
また、閾値ｔｈ１の調整、つまり基準電圧Ｖｒｅｆの調整は、例えば以下のように行われてよい。
【００３９】
逆電流検出回路３０は、トランジスタＭＮに流れる逆電流の大きさが閾値ｔｈ１以上である場合、比較器３１の正極入力端子の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上となるので、トランジスタＭＮをオフに制御する。
【００４０】
比較器３１の負極入力端子の電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）は、逆電流検出回路３０が備える抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により調整可能である。例えば抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が大きい程、抵抗Ｒ１，Ｒ２での電圧降下が大きくなり、基準電圧Ｖｒｅｆが小さくなり、閾値ｔｈ１が小さくなり、正極入力端子に小さな値の電圧が入力された場合でも、逆電流を検出できる。つまり、逆電流の検出感度が高くなる。一方、例えば抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が小さい程、抵抗Ｒ１，Ｒ２での電圧降下が小さくなり、基準電圧Ｖｒｅｆが大きくなり、閾値ｔｈ１が大きくなり、正極入力端子にある程度大きな値の電圧が入力された場合に、逆電流を検出できる。つまり、逆電流の検出感度が低くなる。
【００４１】
抵抗Ｒ１，Ｒ２は、例えばスイッチに接続されてよい。この場合、逆電流検出回路３０の外部から当該スイッチのオンオフを調整することで、抵抗Ｒ１、Ｒ２の有効、無効を変更できる。これにより、抵抗Ｒ１，Ｒ２による電圧降下量を調整して、比較器３１の負極入力端子の電圧を調整し、閾値ｔｈ１を変更可能としてもよい。
【００４２】
また、ソフトスタート回路２０の出力信号は、前述したように、ソフトスタート期間ではＨｉｇｈ信号が出力されるので、トランジスタＭ１がオフとなる。一方、通常期間ではＬｏｗ信号が入力されるので、トランジスタＭ１がオンとなる。トランジスタＭ１がオフの場合、抵抗Ｒ１が短絡されず、電源電圧Ｖｒｅｇから抵抗Ｒ１，Ｒ２で電圧降下した電圧が、比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆとなる。トランジスタＭ１がオンの場合、抵抗Ｒ１が短絡され、電源電圧Ｖｒｅｇから抵抗Ｒ１で電圧降下せず抵抗Ｒ２で電圧降下した電圧が、比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆとなる。よって、通常期間よりもソフトスタート期間の方が、比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆが小さくなり、逆電流を検出し易くなる。ソフトスタート期間における基準電圧Ｖｒｅｆは、ソフトスタート期間における閾値ｔｈ１としての閾値ｔｈ１１に対応する。通常期間における基準電圧Ｖｒｅｆは、通常期間における閾値ｔｈ１としての閾値ｔｈ１２に対応する。
【００４３】
よって、逆電流検出回路３０は、トランジスタＭ１のオンオフにより、ソフトスタート期間における基準電圧Ｖｒｅｆに対応する閾値ｔｈ１１が、通常期間における基準電圧Ｖｒｅｆに対応する閾値ｔｈ１２よりも小さくなるよう調整できる。よって、ソフトスタート期間及び通常期間ともに、同一の逆電流検出回路３０を用いて、トランジスタＭＮに生じる逆電流を検出できる。
【００４４】
図４は、逆電流検出回路３０の第２構成例を示す回路図である。図４は、逆電流検出回路３０内に閾値調整回路４０を含む。
【００４５】
閾値調整回路４０は、ソフトスタート期間における比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆ及び閾値ｔｈ１１を徐々に大きくする回路である。閾値調整回路４０は、インバータ４１と、トランジスタＭ５と、トランジスタＭ６と、コンデンサＣ１と、定電流源４２と、を備えている。
【００４６】
インバータ４１は、入力された電圧の論理レベルを反転して出力し、入力端がソフトスタート回路２０に接続され、出力端がトランジスタＭ５のゲート及びトランジスタＭ６のゲートに接続される。トランジスタＭ５は、ＰＭＯＳであり、ゲートがインバータ４１の出力端に接続され、ソースに電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、ドレインがトランジスタＭ６のドレイン、コンデンサＣ１、及びトランジスタＭ１に接続される。トランジスタＭ６は、ＮＭＯＳであり、ゲートがインバータ４１の出力端に接続され、ソースが定電流源４２に接続され、ドレインがトランジスタＭ５のドレイン、コンデンサＣ１、及びトランジスタＭ１に接続される。コンデンサＣ１は、一端がトランジスタＭ５及びトランジスタＭ６の接続点並びにトランジスタＭ１のゲートに接続され、他端が定電流源４２に接続され、接地される。定電流源４２は、一定の電流Ｉｂｉａｓ２を供給し、一端がトランジスタＭ６のソースに接続され、他端が接地される。
【００４７】
閾値調整回路４０の動作例について説明する。
【００４８】
トランジスタＭ５はＰＭＯＳであるので、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートノードが閾値電圧未満の電圧の場合にオンになり、閾値電圧以上の電圧の場合にオフになる。トランジスタＭ６はＮＭＯＳであるので、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートノードが閾値電圧未満の電圧の場合にオフになり、閾値電圧以上の電圧の場合にオンになる。
【００４９】
ソフトスタート回路２０の出力としてのＨｉｇｈ信号は、インバータ４１によりＬｏｗ信号となり、閾値調整回路４０のトランジスタＭ５，Ｍ６のゲートノードが閾値電圧未満の電圧となる。ソフトスタート回路２０の出力としてのＬｏｗ信号は、インバータ４１によりＨｉｇｈ信号となり、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートノードが閾値電圧以上の電圧となる。
【００５０】
よって、スイッチング電源１の電源起動時としてのソフトスタート期間では、ソフトスタート回路２０の出力信号がＨｉｇｈ信号であるので、インバータ４１を介すると、トランジスタＭ５がオンになり、トランジスタＭ６がオフになる。よって、コンデンサＣ１に瞬間的にチャージされ、電源電圧Ｖｒｅｇに達する。
【００５１】
ソフトスタート期間が終了すると、ソフトスタート回路２０の出力信号がＬｏｗ信号となるので、インバータ４１を介すると、トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートノードが閾値電圧以上の電圧になり、トランジスタＭ５がオフして、トランジスタＭ６がオンとなる。そして、コンデンサＣ１にチャージされた電荷が、オンであるトランジスタＭ６を介して放電される。この場合、トランジスタＭ６のソース側の定電流源４２の存在により、トランジスタＭ６の電流が所定の電流Ｉｂｉａｓ２以上とならないので、瞬間的に放電されるのではなく、徐々に放電される。
【００５２】
逆電流検出回路３０のトランジスタＭ１は、ＰＭＯＳであるので、ゲート電圧が閾値電圧未満になると、オンとなる。トランジスタＭ１のゲートの閾値電圧付近の変化では、トランジスタＭ１には電流が徐々に流れるので、基準電圧Ｖｒｅｆ及び閾値ｔｈ１は、瞬間的にではなく、徐々に変化することになる。このように、閾値調整回路４０は、ソフトスタート期間から通常期間に切り替わるときに、トランジスタＭ１をゆっくりとオンさせることができる。
【００５３】
次に、ソフトスタート期間から通常期間へ移行する際の出力電圧ＶＯＵＴ及び比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆ（反転入力電圧）の変化について説明する。
【００５４】
図５Ａは、逆電流検出回路３０が閾値調整回路４０を備えない場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際のスイッチング電源の出力電圧の変化例を示す図である。図５Ｂは、逆電流検出回路３０が閾値調整回路４０を備えない場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際の比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆの変化例を示す図である。
【００５５】
図５Ａ及び図５Ｂに示すように、逆電流検出回路３０が閾値調整回路４０を備えない場合、ソフトスタート期間から通常期間に移行する際に、トランジスタＭ１がオンからオフに変化し、比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆが時刻ｔ１において電圧ｖ１から電圧ｖ２に急激に変化する。そのため、図５Ｂに示すように、基準電圧Ｖｒｅｆの変化分の電流がコンデンサＣＯＵＴから引き抜かれて、出力電圧ＶＯＵＴが大きく低下する。
【００５６】
図６Ａは、逆電流検出回路３０が閾値調整回路４０を備える場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際の出力電圧ＶＯＵＴの変化例を示す図である。図６Ｂは、逆電流検出回路３０が閾値調整回路４０を備える場合におけるソフトスタート期間から通常期間へ移行する際の比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆの変化例を示す図である。
【００５７】
図６Ａ及び図６Ｂに示すように、逆電流検出回路３０が閾値調整回路４０を備える場合、ソフトスタート期間から通常期間に移行する際に、トランジスタＭ１のゲート電圧を緩やかに変化させることで、トランジスタＭ１がオンからオフに徐々に変化する。そのため、比較器３１の基準電圧Ｖｒｅｆが時刻ｔ１からｔ２にかけて電圧ｖ１から電圧ｖ２に緩やかに変化する。これにより、ソフトスタート期間から通常期間に移行する際において、図６Ａに示すように、基準電圧Ｖｒｅｆの変化分の電流がコンデンサＣＯＵＴから引き抜かれる瞬間的な出力電圧の低下を小さくできる。
【００５８】
次に、数式を用いて逆電流検出処理を補足する。なお、以下では一例を示しており、他の数式を用いて逆電流検出処理が行われてもよい。
【００５９】
逆電流検出回路３０は、同期整流の低電圧側のトランジスタＭＮの電流がコイルＬ１からグランド側に流れる逆電流を検出する。逆電流が流れる時のトランジスタＭＮのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ＿ＭＮと同じ電圧が抵抗ＲＳＮＳに生じる。トランジスタＭ４のソース電圧はＶＤＳ＿ＭＮになり、トランジスタＭ４とトランジスタＭ２とはカレントミラー回路が形成されているため、以下の式（１）で示されてよい。
【００６０】
【数１】
2020202677.tif 000003
なお、ＶＧＳ２は、トランジスタＭ２のゲート−ソース間電圧である。ＶＧＳ４は、トランジスタＭ４のゲート−ソース間電圧である。Ｒ４は、抵抗Ｒ４の抵抗値である。
【００６１】
トランジスタＭＳＮＳのゲート−ソース間電圧は式（２）で示されてよく、トランジスタＭ２とトランジスタＭ４のトランジスタサイズが同じであるとすると、式（１）は、式（３）で示されてよい。
【００６２】
【数２】
2020202677.tif 000004
なお、ＩＤはドレイン電流である。μ０はチャネル表面移動度である。Ｃｏｘは単位面積当たりゲート酸化膜容量である。Ｗはチャネル幅である。Ｌはチャネル長である。ＶｔｈはトランジスタＭ２，Ｍ４のゲートの閾値電圧である。βは、トランスコンダクタンスパラメータである。
【００６３】
【数３】
2020202677.tif 000005
【００６４】
式（３）から、トランジスタＭＮのドレイン−ソース間電圧ＶＤＳ＿ＭＮに対して、トランジスタＭ４のドレイン電流ＩＤ４は、式（４）で示されてよい。
【数４】
2020202677.tif 000006
【００６５】
トランジスタＭＮのオン抵抗をＲＯＮ＿Ｎ、トランジスタＭＮのドレインからソースへの逆電流をＩＤ＿ＭＮとすると、トランジスタＭ４のドレイン電流ＩＤ４は、式（５）で示されてよい。
【数５】
2020202677.tif 000007
【００６６】
式（５）から、トランジスタＭＮに逆電流が大きくなるにつれて、トランジスタＭ４のドレイン電流ＩＤ４は小さくなってゆく。比較器３１は、抵抗Ｒ３による電圧降下と抵抗Ｒ１，Ｒ２による電圧降下とを比較する。電源電圧Ｖｒｅｇから抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により降下した電圧は、トランジスタＭ２とトランジスタＭ３のトランジスタのサイズが同じであり抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５の値が等しいならば、一定の電流Ｉｂｉａｓ１と抵抗Ｒ４の積で決定でき、比較器３１の基準電圧となる。比較器３１の基準電圧は、閾値ｔｈ１に対応する。
【００６７】
比較器３１の正極入力端子の電圧及び負極入力端子の電圧は、以下の式（６）及び（７）で示される。
正極電圧（Ｖ＋）＝Ｖｒｅｇ−ＩＤ４×Ｒ３                  ・・・（６）
負極電圧（Ｖ−）＝Ｖｒｅｇ−Ｉｂｉａｓ１×（Ｒ１＋Ｒ２）  ・・・（７）
なお、Ｒ１は抵抗Ｒ１の抵抗値、Ｒ２は抵抗Ｒ２の抵抗値、Ｒ３は抵抗Ｒ３の抵抗値である。
【００６８】
トランジスタＭ１がオフである場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の電圧降下は、トランジスタＭ１がオンである場合より大きくなり、より小さい逆電流を検出可能である。例えば、トランジスタＭＮのドレイン電流ＩＤ＿ＭＮを０Ａで検出するように、抵抗Ｒ１，Ｒ２の値を設定しておくことで、トランジスタＭＮが逆流し始めた時に逆電流を検出できる。よって、スイッチング電源１は、逆電流を検出した時点でトランジスタＭＮをオフにすることで、コンデンサＣＯＵＴから電流を引き抜くことを防止できる。
【００６９】
このように、スイッチング電源１は、ソフトスタート期間では、トランジスタＭＮに対して逆電流検出回路３０の機能を働かせておき、トランジスタＭＮのスイッチング毎に逆電流の有無を監視する。逆電流検出回路３０は、逆電流に対応する電圧が閾値ｔｈ１以上になると、トランジスタＭＮをオフにする。そして、ソフトスタート期間と通常期間とおいて、閾値ｔｈ１は、異なるように設定可能である。
【００７０】
スイッチング電源１は、ソフトスタート期間にトランジスタＭ１をオフすることで、出力電圧ＶＯＵＴが低い状態においてトランジスタＭＮの逆電流によるコンデンサＣＯＵＴから電流の引き抜きの発生を抑制できる。また、出力電圧ＶＯＵＴが上下する振動現象も抑制してスムーズに電圧を上昇させることができる。そして、スイッチング電源１は、ソフトスタート期間の終了後にトランジスタＭ１をオンにして逆電流を検出するための閾値ｔｈ１を閾値ｔｈ１１よりも大きい閾値ｔｈ１２とし、通常期間における出力電圧ＶＯＵＴの生成を可能にできる。
【００７１】
以上のように、本実施形態のスイッチング電源１は、同期整流方式に従って電圧を変換するスイッチング電源であって、トランジスタＭＰ（第１のトランジスタの一例）と、トランジスタＭＰに直列に接続され、トランジスタＭＰよりも低電圧側に配置されたトランジスタＭＮ（第２のトランジスタの一例）と、トランジスタＭＰとトランジスタＭＮのオンオフを制御するＰＷＭ回路１０（制御回路の一例）と、トランジスタＭＮに流れる逆電流の大きさが閾値ｔｈ１以上である場合、トランジスタＭＮをオフに制御する逆電流検出回路３０（検出回路の一例）と、を備えてよい。逆電流検出回路３０は、スイッチング電源１の電源投入後のソフトスタート期間（第１の期間の一例）における閾値ｔｈ１１（第１の閾値の一例）が、ソフトスタート期間に後続する通常期間（第２の期間の一例）における閾値ｔｈ１２（第２の閾値の一例）よりも小さくなるよう調整してよい。
【００７２】
これにより、スイッチング電源１は、ソフトスタート期間と通常期間とで同じ逆電流検出回路３０を用いて逆電流検出を実施できるので、それぞれの期間専用の逆電流用の検出回路を設ける必要がなく、部品点数の増大を抑制できる。また、逆電流検出回路３０において逆電流を検出するための閾値ｔｈ１を変更することで、ソフトスタート期間と通常期間とで異なる大きさの逆電流に対応できる。例えば、スイッチング電源１は、電圧が十分に大きくなっていないソフトスタート期間においても、逆電流を高精度に検出でき、スイッチング電源１の出力電圧の振動を抑制できる。
【００７３】
また、逆電流検出回路３０は、一端に電源電圧Ｖｒｅｇ（第１の電圧の一例）が印加され、一定の電流Ｉｂｉａｓ１が流れる抵抗Ｒ１（第１の抵抗の一例）と、一端が抵抗Ｒ１に直列に接続される抵抗Ｒ２（第２の抵抗の一例）と、を備えてよい。抵抗Ｒ２の他端の電圧が、閾値ｔｈ１の電圧に対応し、通常期間において抵抗Ｒ１が短絡されてよい。
【００７４】
これにより、ソフトスタート期間では、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２に電源電圧Ｖｒｅｇが印加されるので、電源電圧Ｖｒｅｇからの電圧降下が大きくなり、基準電圧Ｖｒｅｆが小さくなり、閾値ｔｈ１が小さくなる。通常期間では、抵抗Ｒ１が短絡され、抵抗Ｒ２に電源電圧Ｖｒｅｇが印加されるので、電源電圧Ｖｒｅｇからの電圧降下が小さくなり、基準電圧Ｖｒｅｆが大きくなり、閾値ｔｈ１が大きくなる。よって、スイッチング電源１は、通常期間よりも、ソフトスタート期間の方が閾値ｔｈ１以上の電圧が検出され易くなり、逆電流検出の検出感度を高くできる。
【００７５】
また、逆電流検出回路３０は、ソースに電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、ドレインに抵抗Ｒ２が接続されたトランジスタＭ１（第３のトランジスタの一例）を備えてよい。ソフトスタート期間では、トランジスタＭ１がオフとなり、通常期間では、トランジスタＭ１がオンとなってよい。
【００７６】
これにより、スイッチング電源１は、トランジスタＭ３のスイッチングにより、電源電圧Ｖｒｅｇを印加する抵抗を選択でき、閾値ｔｈ１を変更できる。
【００７７】
また、逆電流検出回路３０は、一端に電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、逆電流の大きさに応じた電流が流れる抵抗Ｒ３（第３の抵抗の一例）と、抵抗Ｒ２の他端が負極入力端子に接続され、抵抗Ｒ３の他端が正極入力端子に接続された比較器３１と、を備えてよい。
【００７８】
これにより、スイッチング電源１は、比較器３１の負極入力端子に印加される電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）がソフトスタート期間と通常期間とで変更されることで、逆電流を検出するための閾値ｔｈ１の電圧を変更できる。また、スイッチング電源１は、逆電流の大きさに応じた電流に対応する電圧が比較器２１の正極入力端子に印加されることで、ソフトスタート期間と通常期間とで好適に逆電流を検出できる。
【００７９】
また、スイッチング電源１は、トランジスタＭＮとカレントミラー回路を形成するトランジスタＭＳＮＳ（第４のトランジスタの一例）と、一端がトランジスタＭＳＮＳに接続され、他端が接地される抵抗ＲＳＮＳ（第４の抵抗の一例）と、を備えてよい。逆電流検出回路３０は、一定の電流Ｉｂｉａｓ１を発生させる定電流源３２（第１の定電流源の一例）にドレインが接続されたトランジスタＭ２（第５のトランジスタの一例）と、トランジスタＭ２との間でカレントミラー回路を形成し、ドレインが抵抗Ｒ３に接続され、ソース側が抵抗ＲＳＮＳに接続されたトランジスタＭ４（第６のトランジスタの一例）と、を備えてよい。
【００８０】
トランジスタＭＮがオンしているときに逆電流が発生した場合、トランジスタＭＮのドレインからソースへ電流が流れ、トランジスタＭＳＮＳでは、トランジスタＭＮと同じ電流が流れる。抵抗ＲＳＮＳには、トランジスタＭＳＮＳとトランジスタＭ４からの電流とが流れ、抵抗ＲＳＮＳにかかる電圧は高くなる。当該電圧は、トランジスタＭ４のソース電圧と等しいので、トランジスタＭ４のソース電圧も上がる。その結果、トランジスタＭ４と直列に接続された抵抗Ｒ３に印加される電圧が小さくなり、抵抗Ｒ３での電圧降下が小さくなるため、比較器３１の正極電圧（正極入力端子の電圧）は高くなる。このようにして、逆電流検出回路３０は、比較器３１によって逆電流を検出できる。
【００８１】
また、スイッチング電源１は、閾値ｔｈ１を徐々に大きくする閾値調整回路４０、を備えてよい。
【００８２】
これにより、スイッチング電源１は、閾値ｔｈ１を徐々に変えることで、瞬間的に閾値ｔｈ１を変更した場合と比較すると、瞬間的に閾値ｔｈ１を変えたことによる急激な出力電圧の変化を抑制できる。
【００８３】
また、閾値調整回路４０は、トランジスタＭ５（第７のトランジスタの一例）と、トランジスタＭ６（第８のトランジスタの一例）と、コンデンサＣ１と、定電流源４２（第２の定電流源の一例）と、を備えてよい。トランジスタＭ５は、ソースに電源電圧Ｖｒｅｇが印加されてよい。トランジスタＭ６は、ドレインがトランジスタＭ５のドレインと接続されてよい。コンデンサＣ１は、一端がトランジスタＭ５のドレインと接続され、一端がトランジスタＭ６のドレインと接続され、他端が接地されてよい。定電流源４２は、一端がトランジスタＭ６のソースに接続され、他端が接地されてよい。
【００８４】
これにより、コンデンサＣ１にチャージされた電荷が、オンであるトランジスタＭ６を介して放電される。この場合、トランジスタＭ６のソースに接続された定電流源４２の存在により、トランジスタＭ６の電流が所定の電流Ｉｂｉａｓ２以上とならないので、コンデンサＣ１の放電は瞬間的ではなく、徐々に放電される。逆電流検出回路３０のトランジスタＭ１は、例えばゲート電圧が閾値電圧以下となったらオンし、閾値付近の値の変化ではトランジスタＭ１には電流が徐々に流れる。よって、閾値調整回路４０は、逆電流検出回路３０の逆電流を検出するための閾値ｔｈ１を、瞬間的にではなく、徐々に変化させることができる。
【００８５】
また、閾値調整回路４０は、ソフトスタート期間においてＰＷＭ回路１０における電圧を変換するためのデューティ比を制限するソフトスタート回路２０（制限回路の一例）からの信号を入力してよい。
【００８６】
これにより、閾値調整回路４０は、ソフトスタート回路２０の出力信号を基に、閾値ｔｈ１を変更可能である。
【００８７】
以上、図面を参照して本開示に係るスイッチッグ電源の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例、修正例、置換例、付加例、削除例、均等例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。
【００８８】
上記実施形態では、各トランジスタがＰＭＯＳ又はＮＭＯＳにて生成されることを例示したが、これに限られない。実施形態の機能を実現できれば、ＰＭＯＳがＮＭＯＳでもよく、ＮＭＯＳがＰＭＯＳでもよく、その他のトランジスタで構成されてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００８９】
本開示は、起動時から所定期間と所定期間後の期間とで異なる大きさの逆電流を検出でき、スイッチング電源の起動時の電圧の振動を抑制できるスイッチング電源等に有用である。
【符号の説明】
【００９０】
１  スイッチング電源
２  直流電源
３  負荷
１０  ＰＷＭ回路
２０  ソフトスタート回路
３０  逆電流検出回路
３１  比較器
３２  定電流源
４０  閾値調整回路
４１  インバータ
４２  定電流源
Ｃ１，Ｃｓｓ，ＣＯＵＴ  コンデンサ
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４，Ｍ５，Ｍ６，ＭＰ，ＭＮ，ＭＳＮＳ  トランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，ＲＳＮＳ  抵抗
【図１】
2020202677.tif 000008
【図２】
2020202677.tif 000009
【図３】
2020202677.tif 000010
【図４】
2020202677.tif 000011
【図５Ａ】
2020202677.tif 000012
【図５Ｂ】
2020202677.tif 000013
【図６Ａ】
2020202677.tif 000014
【図６Ｂ】
2020202677.tif 000015