(57)【要約】【課題】半導体電力素子のオン時の飽和電圧を高精度で検出する。【解決手段】インバータの主回路を構成するＩＧＢＴ５０Ｕのコレクタ−エミッタ間に直列に接続されたダイオード６１および抵抗６２，６３と、ダイオード６１近傍の温度を検出するサーミスタ６７と、ダイオード６１のアノード側電圧を検出する電圧検出部と、を設け、前記ＩＧＢＴ５０Ｕのコレクタ−エミッタ間を短絡させた第１の状態で前記各検出データをデータ変換部８０に記録・保存しておき、前記短絡を解除しＩＧＢＴ５０Ｕを主回路に接続して通常運転させた第２の状態で検出した電圧から、第１の状態でのデータに基く温度変化によるダイオードの第１の順電圧変化量と、ＩＧＢＴの飽和電圧の大きさに依存し、ダイオードの順電流変化によるダイオードの第２の順電圧変化量とを差し引くことで、高精度な飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔを求める。【選択図】  図１
2020202648.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置の主回路を構成し、オン、オフ制御がなされる半導体電力素子のオン時の飽和電圧に基いて、半導体電力素子の劣化診断を行う装置であって、
前記半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間に直列に接続されたダイオードおよび抵抗素子と、
前記ダイオード近傍の温度を検出する温度検出部と、
前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点の電圧を検出する電圧検出部と、
前記温度検出部および電圧検出部の各検出データを変換して半導体電力素子のオン時の飽和電圧を求めるデータ変換部と、を備え、
前記データ変換部は、
前記半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間を短絡させた第１の状態において、前記温度検出部の温度検出データおよび前記電圧検出部の電圧検出データを記録・保存し、
前記コレクタ−エミッタ間短絡を解除し半導体電力素子を主回路に接続して通常運転させた第２の状態において、前記電圧検出部により検出され、半導体電力素子のオン時の飽和電圧および前記ダイオードの順電圧を含んだ、前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点電圧から、前記第１の状態で記録・保存されたデータに基いて求めた温度変化による前記ダイオードの第１の順電圧変化量と、前記第２の状態における半導体電力素子のオン時の飽和電圧の大きさに依存し、前記ダイオードに流れる電流変化によるダイオードの第２の順電圧変化量とを差し引いて、半導体電力素子のオン時の飽和電圧を求めることを特徴とする半導体電力素子の劣化診断装置。
【請求項２】
前記ダイオードの第１の順電圧変化量は、温度−順電圧特性の負特性により求め、
前記ダイオードの第２の順電圧変化量は、ダイオードに流れる電流（ＩＦ）毎のダイオードの順電圧（ＶＦ）の特性から求めることを特徴とする請求項１に記載の半導体電力素子の劣化診断装置。
【請求項３】
電力変換装置の主回路を構成し、オン、オフ制御がなされる半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間に直列に接続されたダイオードおよび抵抗素子と、前記ダイオード近傍の温度を検出する温度検出部と、前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点の電圧を検出する電圧検出部と、を備えた装置における半導体電力素子の劣化診断方法であって、
前記半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間を短絡させた第１の状態において、前記温度検出部の温度検出データおよび前記電圧検出部の電圧検出データを記録・保存するステップと、
前記コレクタ−エミッタ間短絡を解除し半導体電力素子を主回路に接続して通常運転させた第２の状態において、前記電圧検出部により検出され、半導体電力素子のオン時の飽和電圧および前記ダイオードの順電圧を含んだ、前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点電圧から、温度−順電圧特性の負特性により求めた温度変化によるダイオードの第１の順電圧変化量と、前記第２の状態における半導体電力素子のオン時の飽和電圧の大きさに依存し、前記ダイオードに流れる電流変化によるダイオードの第２の順電圧変化量とを差し引いて、半導体電力素子のオン時の飽和電圧を求めるステップと、
前記求められたオン時の飽和電圧に基いて半導体電力素子の劣化診断を行うステップと、を備えたことを特徴とする半導体電力素子の劣化診断方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、半導体電力変換装置における、半導体電力素子（主にＩＧＢＴ；Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の飽和電圧検出および劣化診断に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力変換装置の半導体電力素子の故障を検出する装置は、例えば特許文献１に記載のものが提案されていた。図６に、特許文献１の実施の形態４（段落「００９７」〜「０１２０」）に開示されている、半導体電力素子（ＩＧＢＴ）Ｑ１の飽和電圧を検出するための回路を示す。
【０００３】
図６において、Ｑ１，Ｑ２は、インバータ回路の高圧ノードＰと低圧ノードＮ間に直列接続されたＵ相の上アームと下アームのＩＧＢＴである。ＵＡは、図示省略の制御用コンピュータから入力される制御信号Ｓ１を増幅してＩＧＢＴＱ１のゲートに出力するドライブ回路である。
【０００４】
ＩＧＢＴＱ１のコレクタは、高耐圧のダイオードＤ７のカソード、アノード、抵抗素子Ｒ４および直流電源Ｖ２を介して、ＩＧＢＴＱ１およびＱ２の共通接続点であるノードＮ１の基準電位ＶＮ１に接続されている。
【０００５】
前記ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２には、電流検出電極付きＩＧＢＴが用いられ、コレクタ電流（主電流）に応じて検出電流が流れる電流検出電極（センス電極）を有している。
【０００６】
ＩＧＢＴＱ１のセンス電極とエミッタ電極の間には検出抵抗Ｒ７が設けられ、検出抵抗Ｒ７の両端電圧と、コレクタ電流の基準電流ＩＸに相当する電圧に設定された直流電源Ｖ６の電圧がコンパレータＣＡ４によって比較される。
【０００７】
ＬＡ２は、制御信号Ｓ１がハイレベルであること（ＩＧＢＴＱ１をオン制御していること）とコンパレータＣＡ４の出力がハイレベルである（コレクタ電流が基準電流ＩＸよりも大きい）ことのアンド条件成立時にハイレベル信号を出力する論理回路である。
【０００８】
２４は、論理回路ＬＡ２の出力の立上がりエッジをトリガとして、１ショットパルスをサンプル・ホールド回路２６に出力する１ショットパルス発生回路である。
【０００９】
サンプル・ホールド回路２６は、１ショットパルス発生回路２４の出力がハイレベルのときに、ダイオードＤ７のアノード電圧（ＩＧＢＴＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔ（飽和電圧）＋ダイオードＤ７の順電圧ＶＦ）を保持し、その電圧はコンパレータＣＡ３において直流電源Ｖ５の電圧と比較される。
【００１０】
コンパレータＣＡ３は、ダイオードＤ７のアノード側電圧が直流電源Ｖ５の電圧値を超えたときにハイレベル信号を出力し、これによって素子寿命アラーム２８は、ＩＧＢＴＱ１が寿命劣化したことを報知する。
【００１１】
前記ＩＧＢＴＱ１の主電流（コレクタ電流）と比較するための、前記直流電源Ｖ６の電圧に対応する基準電流ＩＸは、図７に示す、異なる温度に対するＩＧＢＴの電流−電圧（Ｉｃ−Ｖｃｅ）特性曲線のクロスポイントＣＰに設定している。
【００１２】
このクロスポイントＣＰは、オン電圧が負の温度依存性を有する領域とオン電圧が正の温度依存性を有する領域の境界であり、温度依存性が無いポイントを意味している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特許第４９３０８６６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
図６のサンプル・ホールド回路２６には、ＩＧＢＴＱ１の飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔとダイオードＤ７の順電圧ＶＦが重畳された「Ｖｃｅ＿ｓａｔ＋ＶＦ」という信号が入力される。
【００１５】
Ｖｃｅ＿ｓａｔ＋ＶＦについて、これにはオフセットが含まれ、劣化診断のデータとして扱う際にはこのオフセットＶＦを除く必要がある。また、このオフセットＶＦは、以下の２つの特性がある。
【００１６】
特性１；温度依存性があり、温度によりＶＦの大きさが変わる。  
【００１７】
特性２；半導体電力素子（Ｑ１）の飽和電圧の大きさに応じ、ＶＦの大きさが変わる。
【００１８】
まず、特性１について説明する。図８に、１５００Ｖ／０．５Ａのダイオードを例に、温度−順電圧特性を示す。
【００１９】
ダイオード（Ｄ７）の順電圧ＶＦは、ダイオードを流れる電流（ＩＦ）を一定とすると、温度に対して負特性となる（例えば図８のＩＦ＝１ｍＡ時の特性はｙ＝−０．００３５ｘ＋１．１６２である）。ＩＦが変わっても傾き−０．００３５は変わらない。
【００２０】
したがって、温度変化に応じて順電圧ＶＦを補正し、図６のサンプル・ホールド回路２６に入力される信号から、温度特性に応じて補正した順電圧ＶＦを差し引く必要がある。
【００２１】
次に特性２について、図６の回路におけるサンプルホールド検出信号の大きさとダイオード電流の関係を示す図９とともに説明する。図６中のサンプル・ホールド回路２６の入力信号を、ＩＧＢＴＱ１の飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔとダイオードＤ７の順電圧ＶＦの和（Ｖｃｅ＿ｓａｔ＋ＶＦ）とすると、ダイオードＤ７を流れる電流ＩＦは、ＩＦ＝（Ｖ２−（Ｖｃｅ＿ｓａｔ＋ＶＦ））／Ｒ４（Ｖ２は直流電源Ｖ２の電圧、Ｒ４は抵抗素子Ｒ４の抵抗値）となる。
【００２２】
これは、サンプル・ホールド回路２６の入力信号の大きさ、すなわちＶｃｅ＿ｓａｔの大きさによりダイオードＤ７の順電圧ＶＦの大きさが変化することを意味する。
【００２３】
一般的に、ＩＧＢＴなどの半導体電力素子の飽和電圧（図７のＶｘ）は微小であるため、これらの特性を無視できず、無視すれば劣化判定を正しく行えない恐れがある。
【００２４】
本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、半導体電力素子のオン時の飽和電圧を高精度で検出することができ、これによって正しい劣化診断を行うことができる半導体電力素子の劣化診断装置、方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記課題を解決するための請求項１に記載の半導体電力素子の劣化診断装置は、
電力変換装置の主回路を構成し、オン、オフ制御がなされる半導体電力素子のオン時の飽和電圧に基いて、半導体電力素子の劣化診断を行う装置であって、
前記半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間に直列に接続されたダイオードおよび抵抗素子と、
前記ダイオード近傍の温度を検出する温度検出部と、
前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点の電圧を検出する電圧検出部と、
前記温度検出部および電圧検出部の各検出データを変換して半導体電力素子のオン時の飽和電圧を求めるデータ変換部と、を備え、
前記データ変換部は、
前記半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間を短絡させた第１の状態において、前記温度検出部の温度検出データおよび前記電圧検出部の電圧検出データを記録・保存し、
前記コレクタ−エミッタ間短絡を解除し半導体電力素子を主回路に接続して通常運転させた第２の状態において、前記電圧検出部により検出され、半導体電力素子のオン時の飽和電圧および前記ダイオードの順電圧を含んだ、前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点電圧から、前記第１の状態で記録・保存されたデータに基いて求めた温度変化による前記ダイオードの第１の順電圧変化量と、前記第２の状態における半導体電力素子のオン時の飽和電圧の大きさに依存し、前記ダイオードに流れる電流変化によるダイオードの第２の順電圧変化量とを差し引いて、半導体電力素子のオン時の飽和電圧を求めることを特徴とする。
【００２６】
請求項２に記載の半導体電力素子の劣化診断装置は、請求項１において、
前記ダイオードの第１の順電圧変化量は、温度−順電圧特性の負特性により求め、
前記ダイオードの第２の順電圧変化量は、ダイオードに流れる電流（ＩＦ）毎のダイオードの順電圧（ＶＦ）の特性から求めることを特徴とする。
【００２７】
請求項３に記載の半導体電力素子の劣化診断方法は、
電力変換装置の主回路を構成し、オン、オフ制御がなされる半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間に直列に接続されたダイオードおよび抵抗素子と、前記ダイオード近傍の温度を検出する温度検出部と、前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点の電圧を検出する電圧検出部と、を備えた装置における半導体電力素子の劣化診断方法であって、
前記半導体電力素子のコレクタ−エミッタ間を短絡させた第１の状態において、前記温度検出部の温度検出データおよび前記電圧検出部の電圧検出データを記録・保存するステップと、
前記コレクタ−エミッタ間短絡を解除し半導体電力素子を主回路に接続して通常運転させた第２の状態において、前記電圧検出部により検出され、半導体電力素子のオン時の飽和電圧および前記ダイオードの順電圧を含んだ、前記ダイオードおよび抵抗素子の共通接続点電圧から、温度−順電圧特性の負特性により求めた温度変化によるダイオードの第１の順電圧変化量と、前記第２の状態における半導体電力素子のオン時の飽和電圧の大きさに依存し、前記ダイオードに流れる電流変化によるダイオードの第２の順電圧変化量とを差し引いて、半導体電力素子のオン時の飽和電圧を求めるステップと、
前記求められたオン時の飽和電圧に基いて半導体電力素子の劣化診断を行うステップと、を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
（１）請求項１〜３に記載の発明によれば、半導体電力素子のオン時の飽和電圧を高精度で検出することができ、これによって正しい劣化診断を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【００２９】
【図１】本発明の実施形態例による半導体電力素子の劣化診断装置の全体構成図。
【図２】本発明の実施形態例における、ダイオードの２つの順電圧変化量を除去する補正の様子を示す説明図。
【図３】本発明の実施形態例における初期ＶＦ計測時の要部構成図。
【図４】本発明の実施形態例におけるＩＧＢＴ飽和電圧計測時の要部構成図。
【図５】本発明の実施形態例で使用する累乗近似式を説明する、ダイオードの順電流−順電圧特性図。
【図６】先行特許文献の回路図。
【図７】異なる温度に対するＩＧＢＴの電流−電圧特性曲線のグラフ。
【図８】ダイオードの順電流毎の順電圧−温度特性を示すグラフ。
【図９】先行特許文献における、サンプルホールド検出信号の大きさとダイオード電流の関係を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【００３０】
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。
【００３１】
図１は、三相インバータのＵ相側の構成を表しているが、他の相についても同様に構成されるものである。図１において、５０Ｕ，５０Ｘは、半導体電力素子、例えばＩＧＢＴであり、５０ＵはＵ相の上アームのＩＧＢＴ、５０ＸはＵ相の下アーム（Ｘ相）のＩＧＢＴを示している。
【００３２】
ＩＧＢＴ５０Ｕ，５０Ｘには、還流ダイオード５１Ｕ，５１Ｘが各々逆並列接続されている。ＩＧＢＴ５０Ｕのコレクタ−エミッタ間には、高耐圧（例えば１２００Ｖ耐圧）のダイオード６１のカソード、アノード、抵抗６２（抵抗値Ｒ１）および抵抗６３（抵抗値Ｒ２）が順次直列に接続されている。
【００３３】
ダイオード６１および抵抗６２の共通接続点とＩＧＢＴ５０Ｕのエミッタの間には図示極性のダイオード６４およびツェナーダイオード６５が接続されている。
【００３４】
６６は、一端が直流電源ＶＤＤ＿ｎに接続された抵抗であり、その他端は、前記ダイオード６１の近傍に設けられたサーミスタ６７に接続されている。このサーミスタ６７はダイオード６１近傍の温度によってその抵抗値が変化する温度検出素子である。
【００３５】
６８は、ＩＧＢＴ５０Ｕおよび５０Ｘの共通接続点に接続されるＵ相出力線に流れる電流を検出する変流器（ＨＣＴ）である。
【００３６】
前記ダイオード６１、６４、ツェナーダイオード６５、抵抗６２、６３、６６、直流電源ＶＤＤ＿ｎ、サーミスタ６７、変流器６８によって検出部６０を構成している。また、ダイオード６１、抵抗６２、６３によってＩＧＢＴの飽和電圧検出部が構成され、直流電源ＶＤＤ＿ｎ、抵抗６６およびサーミスタ６７によって温度検出部が構成され、変流器６８によって電流検出部が構成されている。
【００３７】
ダイオード６１および抵抗６２の共通接続点には抵抗７１の一端が接続されている。抵抗７１の他端は、プッシュプル回路を構成するＮＰＮ型のトランジスタ７２およびＰＮＰ型のトランジスタ７３に接続されている。
【００３８】
抵抗７１およびトランジスタ７２の共通接続点とトランジスタ７３のコレクタの間には直流電源７４（ＶＣＣ１）および直流電源７５（ＶＣＣ２）が直列に接続され、直流電源７４および７５の共通接続点はＩＧＢＴ５０Ｕのエミッタに接続されている。
【００３９】
７６は、図示省略のインバータ制御部からのゲート指令を入力とし、そのゲート指令に対応したＯＮ，ＯＦＦ制御信号（ハイレベル信号、ローレベル信号）をトランジスタ７２、７３の各ベースに出力する絶縁・ドライブＩＣである。
【００４０】
トランジスタ７２および７３のエミッタどうしの共通接続点から出力される信号を駆動抵抗７８（Ｒｇ）を介してＩＧＢＴ５０Ｕのゲートに供給することにより、ＩＧＢＴ５０ＵがＯＮ，ＯＦＦ制御される。
【００４１】
前記抵抗７１、７８、トランジスタ７２、７３、直流電源７４、７５、絶縁・ドライブＩＣ７６によって駆動部７０を構成している。
【００４２】
前記ダイオード６１、および抵抗６２、６３の分圧で決まる、ダイオード６１および抵抗６２の共通接続点の電圧を検出した電圧検出信号は、絶縁素子８１の入力側に導入される。絶縁素子８１の出力信号は高速アンプ８２で増幅された後、高速Ａ／Ｄ変換器８３によってディジタル信号に変換される。
【００４３】
前記抵抗６６およびサーミスタ６７の共通接続点電位として出力されるサーミスタ６７の温度検出信号は絶縁素子８４の入力側に導入される。絶縁素子８４の出力信号は高速アンプ８５で増幅された後、高速Ａ／Ｄ変換器８６によってディジタル信号に変換される。
【００４４】
前記変流器６８の電流検出信号は高速アンプ８７で増幅された後、高速Ａ／Ｄ変換器８８によってディジタル信号に変換される。
【００４５】
高速Ａ／Ｄ変換器８３，８６，８８の出力は、各種演算を行ってＩＧＢＴ（５０Ｕ）のオン時の飽和電圧を求める演算部９０に入力される。この演算部９０は、ＰＬＤ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｌｏｇｉｃ  Ｄｅｖｉｃｅ）やＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）によって構成されている。
【００４６】
前記絶縁素子８１，８４、高速アンプ８２，８５，８７、高速Ａ／Ｄ変換器８３，８６，８８および演算部９０によってデータ変換部８０を構成している。
【００４７】
次に、本実施形態例における、ダイオード（６１）の２つの順電圧変化量を除去する補正の様子を、ダイオードの順電圧対順電流（ＶＦ−ＩＦ）特性（非線形）を示す図２とともに説明する。
【００４８】
図２において、例えばＩＧＢＴ５０Ｕのコレクタ−エミッタ間を短絡させた第１の状態でダイオード初期状態のＩＦ、ＶＦ、温度の各データ（例えばＩＦ＝１７ｍＡ、ＶＦ＝１．３５Ｖ、２０℃）を記録・保存する。
【００４９】
次に、前記コレクタ−エミッタ間短絡を解除してＩＧＢＴ５０Ｕを主回路に接続して通常運転させた第２の状態で、前記ダイオード初期状態のデータを基に「温度変化に対する補正（線形補正）」および「検出大きさに対する補正（対数近似または非線形補間）」を行う。
【００５０】
この「温度変化に対する補正」時の補正量（ダイオードの第１の順電圧変化量に相当）は、前記図８の「特性１」で述べた温度−順電圧特性の直線傾きを用いて、変化量ΔＦ＝−０．００３５×Δ温度により求められる。
【００５１】
また「検出大きさに対する補正」時の補正量（ダイオードの第２の順電圧変化量に相当）は、図９で述べた「特性２」（ＩＧＢＴの飽和電圧の大きさに応じてダイオードの順電圧ＶＦの大きさが変わること）に対処するため、例えば図５に示す順電流対順電圧の特性から得た累乗近似式から求められる。
【００５２】
図５は、恒温槽により２０℃一定でダイオードの順電流ＩＦに対する順電圧ＶＦを測定したデータを表し、累乗近似式はｙ＝１．８５８５ｘ0.0786（実測データに対する決定係数Ｒ2＝０．９９９９）である。
【００５３】
上記２つの補正によって「推定する値」、すなわちＩＧＢＴ飽和電圧計測時に含まれるダイオードの第１、第２の順電圧変化量を求め、計測したＩＧＢＴ飽和電圧から差し引くものである。
【００５４】
尚、図２における「検出大きさに対する補正」は、本実施形態例では累乗近似式で行うが、これに限らずスプライン補間などの手法を用いてもよい。
【００５５】
次に、図１のように構成された回路における劣化診断時の動作を、図１の要部回路のみを図示した図３、図４とともに説明する。
【００５６】
（１）まず、図３に示すようにＩＧＢＴ５０Ｕのコレクタ−エミッタ間に相当する箇所を導体、例えばＰ板（プリント板）で短絡させて第１の状態とする。
【００５７】
この第１の状態時の、ダイオード６１の順電圧ＶＦ（ダイオード６１および抵抗６２の共通接続点電圧；初期ＶＦ）と、その時のサーミスタ６７の温度データ（初期ＶＦ計測時温度）とをデータ変換部８０に取り込み、「初期ＶＦとＩＦ」と温度条件として図示省略のメモリなどに記録・保存する。
【００５８】
例えば「サーミスタ温度２０℃のとき、初期ＶＦ0が１．０Ｖ、初期ＩＦ0が１７ｍＡ」のように、第１の状態における温度検出データ、電圧検出部の検出データおよびダイオードの初期順電流データを記録・保存する。尚、初期ＩＦ0は設計値を用いる。
【００５９】
尚、第１の状態における抵抗６３の両端電圧は初期ＶＦ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）である。
【００６０】
（２）次に、図３のコレクタ−エミッタ間短絡を解除し、図４のようにＩＧＢＴ５０Ｕを主回路に接続して通常運転させた状態を第２の状態とする。
【００６１】
この第２の状態において、ダイオード６１および抵抗６２の共通接続点の検出電圧、サーミスタ６７の検出温度および変流器６８による検出電流をデータ変換部８０に入力してデータ変換を行う。
【００６２】
この時点でのダイオード６１および抵抗６２の共通接続点の電圧検出データには、飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔと、オフセット成分であるＶＦ（ダイオード６１の順電圧）が含まれる。
【００６３】
尚、第２の状態における抵抗６３の両端電圧は、（Ｖｃｅ＿ｓａｔ＋ＶＦ）・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）である。
【００６４】
（３）次に、図４の電圧検出データ（通常検出データ）から、図３で計測したＶＦがオフセットとなっているので、この成分を差し引く。この際、図８から算出される温度変化によるＶＦ変化量（ダイオードの第１の順電圧変化量）と、検出値（飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔ）の大きさに依存する、ダイオード６１に流れる電流変化によるＶＦ変化量（ダイオードの第２の順電圧変化量）、の２種類を差し引く。
【００６５】
すなわちＩＧＢＴ５０Ｕのオン時の飽和電圧は、
（飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔ）＝（通常検出データ）−（温度変化によるＶＦ変化量）−（ＩＦ−ＶＦ変換係数×ＩＦ変化量）
を演算部９０により演算することで求められる。
【００６６】
前記「通常検出データ」は、図４のダイオード６１および抵抗６２の共通接続点電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔ＋ＶＦである。
【００６７】
前記「温度変化によるＶＦ変化量」（ダイオードの第１の順電圧変化量ＶＦ１）は、例えば図８に示すダイオードの温度対順電圧の特性の場合は、０．００３５Ｖ／℃になる（すなわち変化量ΔＦ＝−０．００３５×Δ温度）。
【００６８】
前記「ＩＦ−ＶＦ変換係数×ＩＦ変化量」（ダイオードの第２の順電圧変化量ＶＦ２）」は、例えば図５のように、温度２０℃でＩＦ／ＶＦ特性を実測により収集し近似式を求める。例えば、累乗近似で近似式を作成すると下式となる。
【００６９】
ＶＦ２＝１．８５８５×ＩＦ＾0.0786
温度２０℃でＩＦ−ＶＦ特性を取得した場合の「温度変化によるＶＦ変化量」（ダイオードの第１の順電圧変化量ＶＦ１）は下式となる。
【００７０】
ＶＦ１＝−０．００３５×（Ｔ−２０℃）
Ｔ：Ｖｃｅ＿ｓａｔ計測時の温度
これらから、Ｖｃｅ＿ｓａｔを求める式は下式となる。
【００７１】
Ｖｃｅ＿ｓａｔ＝（通常検出データ）−ＶＦ１−ＶＦ２
＝（通常検出データ）＋０．００３５×（Ｔ−２０℃）−１．８５８５×ＩＦ＾0.0786となる。
【００７２】
ここで、ダイオード（６１）の順電圧ＶＦ（第１の順電圧変化量、又は第１および第２の順電圧変化量を含めた順電圧）の具体的数式を以下に示す。
【００７３】
まず、図５のＩＦ−ＶＦ特性に基く累乗近似式から求められるＶＦは、
ＶＦ＝１．８５８５×ＩＦ＾0.0786…（１）である。
【００７４】
これに温度変化を考慮すると図８の温度−順電圧特性からΔＶＦ＝−０．００３５×ΔＴを追加し、
ＶＦ＝１．８５８５×ＩＦ＾0.0786−０．００３５（Ｔ−２０）…（２）となる。
【００７５】
さらに、図３の初期状態（第１の状態）で測定して記録・保存した初期値の、部品個体差による誤差（バラツキ）を考慮すると、補正係数Ｋを追加し、以下の式となる。
【００７６】
ＶＦ＝１．８５８５×ＩＦ＾0.0786−０．００３５（Ｔ−２０）＋Ｋ…（３）
前記補正係数Ｋは、前記第１の状態で測定した初期値（ＩＦ0，ＶＦ0，Ｔ0，）に対する「ずれ値」として次式で表される。
【００７７】
Ｋ＝ＶＦ0−１．８５８５×ＩＦ0＾0.0786＋０．００３５（Ｔ0−２０）…（４）
このためＩＧＢＴ飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔの推定式は、
（ＩＧＢＴ飽和電圧）＝（オフセットを含んだＩＧＢＴ飽和電圧（通常検出データ））−式（３）のＶＦ…（５）となる。
【００７８】
したがって、求める飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔは、
Ｖｃｅ＿ｓａｔ＝（通常検出データ）＋０．００３５（Ｔ0−２０）−１．８５８５×ＩＦ0＾0.0786−Ｋ
となる。
【００７９】
上記のようにして求められたＩＧＢＴ５０Ｕのオン時の飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔに基いて、演算部９０又は図示省略の劣化診断部においてＩＧＢＴの劣化診断が行われる。
【００８０】
このため、ＩＧＢＴ５０Ｕのオン時の飽和電圧Ｖｃｅ＿ｓａｔを高精度で検出することができ、これによって正しい劣化診断を行うことができる。
【００８１】
上記の動作は、インバータの他の相のＩＧＢＴについても同様となる。また、半導体電力素子はＩＧＢＴに限らず他の素子であってもよい。
【符号の説明】
【００８２】
５０Ｕ，５０Ｘ…ＩＧＢＴ
５１Ｕ，５１Ｘ…還流ダイオード
６０…検出部
６１，６４…ダイオード
６２，６３，６６，７１，７８…抵抗
６５…ツェナーダイオード
６７…サーミスタ
６８…変流器
７０…駆動部
７２，７３…トランジスタ
７４，７５…直流電源
７６…絶縁・ドライブＩＣ
８０…データ変換部
８１，８４…絶縁素子
８２，８５，８７…高速アンプ
８３，８６，８８…高速Ａ／Ｄ変換器
９０…演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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