(57)【要約】【課題】絶縁型コンバータの突入電流による影響の抑制に貢献可能な技術を提供する。【解決手段】ＤＡＢ回路１００二次側の第２コンバータ部１０の直流側から検出された電圧検出値と、当該第２コンバータ部１０の直流側において設定されている電圧指令値以下であって、当該電圧検出値において設定されている閾値電圧と、を比較する。この比較により電圧検出値が閾値電圧よりも小さいと判定した場合において、第１コンバータ部４とトランス８の一次側との間、または第２コンバータ部１０とトランス８二次側との間から検出された電流検出値等を適用して、第１，第２コンバータ部４，１０の各スイッチ５ｕ〜５ｙ，１２ｕ〜１２ｙのゲート信号Ｇ−５，Ｇ−１２をそれぞれ生成する。電流検出値は、三角波キャリア信号におけるゼロクロス点側の立ち下り時および立ち上り時のうち何れか一方のタイミングでサンプリングする。【選択図】図１
2020202708.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスを介して結合された第１，第２コンバータ部と、
直流電源と第１コンバータ部の直流側とに並列接続された第１コンデンサと、
負荷と第２コンバータ部の直流側とに並列接続された第２コンデンサと、
第１，第２コンバータ部による電力伝送の出力電力を制御する制御回路と、
を備え、
第１コンバータ部は、直流電源とトランスの一次側とに接続され、第１，第２半導体スイッチング素子が直列接続された第１スイッチングアームと、第３，第４半導体スイッチング素子が直列接続された第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
第２コンバータ部は、負荷とトランスの二次側とに接続され、第５，第６半導体スイッチング素子が直列接続された第３スイッチングアームと、第７，第８半導体スイッチング素子が直列接続された第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
制御回路は、
第２コンバータ部の直流側から検出された電圧検出値と、
当該第２コンバータ部の直流側において設定されている電圧指令値以下であって、当該電圧検出値において設定されている閾値電圧と、を比較し、
前記比較により電圧検出値が閾値電圧よりも小さいと判定した場合において、
第１コンバータ部とトランスの一次側との間、または第２コンバータ部とトランス二次側との間から検出された電流検出値を適用して、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する、ことを特徴とする絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
制御回路は、前記比較により電圧検出値が閾値電圧よりも小さいと判定した場合において、
電流検出値の他に三角波キャリア信号を適用して、ゲート信号を生成することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
電流検出値，三角波キャリア信号の他に位相差指令値を適用して、ゲート信号を生成し、
電流検出値は、三角波キャリア信号におけるゼロクロス点側の立ち下り時および立ち上り時のうち何れか一方のタイミングでサンプリングしたものであり、
位相差指令値は、
前記サンプリングした電流検出値と、
電圧検出値と、
第２コンバータ部の直流側において設定された電圧指令値と、を適用して生成したものとする、
ことを特徴とする請求項２記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記サンプリングした電流検出値は、実効値に変換して、ゲート信号の生成に適用することを特徴とする請求項３記載の絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに係るものであって、例えば絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータの突入電流による影響の抑制に貢献可能な技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
種々の分野で適用（例えばバッテリシミュレータ等の産業用機器に適用）されている直流電源装置の一例として、直流電源と負荷との間（後述の図１では一次側の直流電源１と二次側の負荷２との間）を絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、単に絶縁型コンバータと適宜称する）により電力伝送する構成がある。
【０００３】
電力伝送においては、例えば絶縁型コンバータの一次側直流電力をスイッチング素子等により交流電力に変換してトランス一次側に流し、当該トランス二次側に伝送された交流電力をスイッチング素子により整流して直流電力に変換することが挙げられる。
【０００４】
トランスは、体積が印加電圧の周波数に依存することから、当該周波数が高い構成とした場合には、小型化することが可能となる。しかしながら、前述のようにスイッチング素子により電力を変換する場合に発生し得るスイッチング損失は、周波数にほぼ比例するものである。このため、絶縁型コンバータにおいて単に周波数が高くなるような構成にした場合には、当該絶縁型コンバータの損失が増大してしまうおそれがある。
【０００５】
近年、絶縁型コンバータの１スイッチングあたりのスイッチング損失を低減したり、当該絶縁型コンバータの小型化と低損失化を両立させる構成として、Ｄｕａｌ  Ａｃｔｉｖｅ  Ｂｒｉｄｇｅ方式によるものが研究されている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００６】
このＤｕａｌ  Ａｃｔｉｖｅ  Ｂｒｉｄｇｅ方式の絶縁型コンバータは、双方向に電圧変換可能な一対のコンバータ部（後述の図１では第１，第２コンバータ部４，１０）がトランス等によって結合された結合回路（以下、単にＤＡＢ回路と適宜称する）を備えている。そして、ＤＡＢ回路の各コンバータ部のスイッチング素子において、それぞれゲート信号を出力して適宜スイッチング制御することにより、当該各コンバータ部間で所望の電力伝送ができるような構成となっている。また、スイッチング素子に対してコンデンサを並列接続したり、トランスに対してリアクトルを直列接続した構成もある。
【０００７】
また、スイッチング素子のデッドタイム中にコンデンサとリアクトルによる共振現象を利用し、スイッチング素子の印加電圧をゼロにしてゼロ電圧スイッチングを図った構成もあり、当該スイッチング素子のターンオン損失をゼロにすることも可能となっている。
【０００８】
ところで、絶縁型コンバータにおいては、ＤＡＢ回路の各コンバータ部の直流側にコンデンサを設けた構成がある。この構成により、例えばトランス一次側から二次側に伝送された交流電力は、スイッチング素子により整流された後、コンデンサ（例えば、後述図１の二次側では第２平滑コンデンサ１１）に入力されて直流電力に変換されることとなる。
【０００９】
このようにコンデンサを有した構成の場合、当該コンデンサが十分充電されていない状態（例えば絶縁型コンバータの運転開始時等）では、例えば過大な突入電流により、絶縁型コンバータの構成部品（例えばトランスやスイッチング素子等）の故障等を招く可能性がある。
【００１０】
突入電流による影響を抑制する技術としては、例えばＤＡＢ回路のトランス入力部に電流制限回路を設けて過電流を抑制する技術（特許文献１）や、入力電流の検出結果に応じてスイッチング素子のスイッチング制御することにより充電電流を設定値以下に抑える技術（特許文献２）が知られている。また、ＰＷＭ電力変換装置の電流検出方法としては、出力電流を三角波キャリア信号の最大振幅点でサンプリングして基本波成分を抽出する技術（特許文献３）等が知られている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】山岸達也, 赤木泰文：「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ／ＳＢＤモジュールを用いた７５０Ｖ，１００ｋＷ，２０ｋＨｚ双方向絶縁形ＤＣ／ＤＣコンバータ」，  電気学会論文誌Ｄ，  Ｖｏｌ．１３４，  Ｎｏ．５，  ｐｐ．５４４−５５３（２０１４）．
【特許文献】
【００１２】
【特許文献１】特開２０１７−１１８８０６号公報
【特許文献２】特開平６−２８４７０９号公報
【特許文献３】特開昭５８−１９８１６５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
周波数が比較的高い（例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度に高い）絶縁型コンバータにおいては、単に特許文献１〜３を適用することは困難であり、たとえ適用できたとしても、突入電流による影響を十分抑制できないおそれがある。
【００１４】
例えば、特許文献１の電流制限回路は、電流を検出しない構成であるため、実際に流れている電流に対応できない場合がある。具体的に、負荷が低インピーダンスの場合には、当該電流制限回路では過電流を十分抑制できないおそれがあり、当該負荷が高インピーダンスの場合には、コンデンサの充電時間が非常に長くなってしまうおそれがある。これにより、特許文献１の電流制限回路を絶縁型コンバータに適用することは困難である。
【００１５】
特許文献２は、非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータに係る技術であって、検出する入力電流はアナログ回路で容易に検出が可能な直流電流（例えばリプルの大きな直流電流）に限定されるため、絶縁型コンバータに適用することは困難である。
【００１６】
特許文献３は、数十Ｈｚ程度の出力電流を１ｋＨｚ程度の速度でサンプリングする技術であるため、トランス入力電流の周波数が比較的高い絶縁型コンバータに適用することは困難である。
【００１７】
本発明は、かかる技術的課題を鑑みてなされたものであって、絶縁型コンバータの突入電流による影響の抑制に貢献可能な技術を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
この発明の一態様は、トランスを介して結合された第１，第２コンバータ部と、直流電源と第１コンバータ部の直流側とに並列接続された第１コンデンサと、負荷と第２コンバータ部の直流側とに並列接続された第２コンデンサと、第１，第２コンバータ部による電力伝送の出力電力を制御する制御回路と、を備えたものである。
【００１９】
第１コンバータ部は、直流電源とトランスの一次側とに接続され、第１，第２半導体スイッチング素子が直列接続された第１スイッチングアームと、第３，第４半導体スイッチング素子が直列接続された第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、第２コンバータ部は、負荷とトランスの二次側とに接続され、第５，第６半導体スイッチング素子が直列接続された第３スイッチングアームと、第７，第８半導体スイッチング素子が直列接続された第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有している。
【００２０】
制御回路は、第２コンバータ部の直流側から検出された電圧検出値と、当該第２コンバータ部の直流側において設定されている電圧指令値以下であって、当該電圧検出値において設定されている閾値電圧と、を比較し、前記比較により電圧検出値が閾値電圧よりも小さいと判定した場合において、第１コンバータ部とトランスの一次側との間、または第２コンバータ部とトランス二次側との間から検出された電流検出値を適用して、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する、ことを特徴とするものである。
【００２１】
制御回路は、前記比較により電圧検出値が閾値電圧よりも小さいと判定した場合において、電流検出値の他に三角波キャリア信号を適用して、ゲート信号を生成することを特徴とするものでも良い。
【００２２】
また、電流検出値，三角波キャリア信号の他に位相差指令値を適用して、ゲート信号を生成し、電流検出値は、三角波キャリア信号におけるゼロクロス点側の立ち下り時および立ち上り時のうち何れか一方のタイミングでサンプリングしたものであり、位相差指令値は、前記サンプリングした電流検出値と、電圧検出値と、第２コンバータ部の直流側において設定された電圧指令値と、を適用して生成したものとする、ことを特徴としても良い。
【００２３】
前記サンプリングした電流検出値は、実効値に変換して、ゲート信号の生成に適用することを特徴とするものでも良い。
【発明の効果】
【００２４】
以上示したように本発明によれば、絶縁型コンバータの突入電流による影響の抑制に貢献することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本実施形態の一例である絶縁型コンバータＡを説明するための直流電源装置の概略構成図（絶縁型コンバータＡの主回路構成を説明する図）。
【図２】実施例による制御回路２００の制御構成図。
【図３】制御回路２００におけるゲート生成部３２０の内部構成例を示す構成図。
【図４】ゲート生成部３２０の制御動作例を説明する波形図（三角波キャリア信号、Ｕ相Ｘ相被比較波、Ｖ相Ｙ相被比較波、一次側スイッチング信号、二次側スイッチング信号、交流電圧Ｖ１、交流電流Ｉ）。
【図５】ゲート生成部３６０の制御動作例を説明する波形図（一次側スイッチング信号、二次側スイッチング信号、交流電圧Ｖ１，Ｖ２、交流電流Ｉ）。
【図６】絶縁型コンバータＡの運転開始時の動作例を説明する波形図（電圧検出値、電流Ｉ実効値）。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の実施形態における絶縁型コンバータは、単に特許文献１〜３を適用したような構成とは、全く異なるものである。
【００２７】
すなわち、本実施形態による絶縁型コンバータは、トランスを介して結合された第１，第２コンバータ部による電力伝送の出力電力を制御する制御回路において、第２コンバータ部の直流側から検出された電圧検出値（後述の図２では電圧検出値のノイズ成分を除去した値）と、当該電圧検出値において設定されている閾値電圧（例えば第２コンバータ部の直流側において設定されている電圧指令値以下の閾値電圧）と、を比較（後述の図２では両値の差分を評価）するものである。
【００２８】
そして、前記比較結果において、電圧検出値が閾値電圧よりも小さい状態であると判定した場合に、第１コンバータ部とトランスの一次側との間、または第２コンバータ部とトランス二次側との間から検出された電流検出値を適用して、第１，第２コンバータ部の各半導体スイッチング素子のゲート信号をそれぞれ生成する、ことを特徴とするものである。
【００２９】
このような本実施形態の絶縁型コンバータによれば、ＤＡＢ回路の各コンバータ部の直流側に設けられている平滑コンデンサの充電状態を電圧検出値により把握できる。これにより、平滑コンデンサを充電するための予備充電動作の要否（例えば絶縁型コンバータの運転開始時等で平滑コンデンサの充電が不十分で、予備充電動作が必要な状態であるかどうか）を適宜判定することができる。
【００３０】
また、電流検出値を適用して生成されたゲート信号によってＤＡＢ回路の各コンバータ部を適宜スイッチング制御することにより、平滑コンデンサを十分充電した状態（例えば所望の電力伝送を行う場合の通常動作が可能な状態）にすることが可能となる。
【００３１】
そして、絶縁型コンバータの突入電流による影響を抑制しながら、所望の電力伝送が可能となる。
【００３２】
本実施形態の絶縁型コンバータは、前述のように予備充電動作の要否を適宜判定でき、電流検出値を適用して生成されたゲート信号によってＤＡＢ回路の各コンバータ部を適宜スイッチング制御できる構成であれば、種々の分野（例えば電力変換技術等の分野）の技術常識を適宜適用して設計することが可能であり、その一例として以下に示すものが挙げられる。
【００３３】
≪本実施形態による絶縁型コンバータを適用した直流電源装置の構成例≫
図１に示す直流電源装置は、本実施形態の一例である絶縁型コンバータＡを説明するためのものである。図１に示す絶縁型コンバータＡは、ＤＡＢ回路１００と制御回路２００を主として備え、直流電源１と負荷２との両者間に介在して電力伝送できるように構成されている。この構成において、負荷２が回生負荷の場合には、双方向の電力伝送が可能となる。
【００３４】
ＤＡＢ回路１００は、直流電源１に並列に接続された第１平滑コンデンサ３と、スイッチング回路を有した第１コンバータ部４と、絶縁されたトランスとしての高周波トランス８と、スイッチング回路を有した第２コンバータ部１０と、負荷２に並列に接続された第２平滑コンデンサ１１と、を主として備えている。
【００３５】
第１コンバータ部４のスイッチング回路は、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を用いて成る複数の半導体スイッチング素子５ｕ，５ｘ，５ｖ，５ｙ（以下、単にスイッチ５ｕ〜５ｙと適宜称する）を有した構成（フルブリッジ回路構成）である。
【００３６】
図１の第１コンバータ部４のスイッチング回路の場合、直列接続されたスイッチ５ｕ，５ｘから成る第１スイッチングアームと、直列接続されたスイッチ５ｖ，５ｙから成る第２スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。
【００３７】
そして、第１コンバータ部４の直流側が第１平滑コンデンサ３に接続され、当該第１コンバータ部４の交流側が高周波トランス８の第１巻線（一次側）８ａに接続されており、直流／交流間の双方向の電力変換を行うことが可能な構成となっている。
【００３８】
図１中の各スイッチ５ｕ〜５ｙの場合、それぞれダイオードが逆並列接続されている。また、各スイッチ５ｕ〜５ｙには、それぞれ並列にコンデンサ６ｕ〜６ｙが接続され、ゼロ電圧スイッチング回路構成となっている。このゼロ電圧スイッチング回路構成により、各スイッチ５ｕ〜５ｙのターンオン時において、各素子の両端電圧をほぼゼロ電圧にすることも可能となる。
【００３９】
また、各スイッチ５ｕ〜５ｙとトランス８との間の交流入出力線には、第１リアクトル７が接続され、当該第１リアクトル７と第１巻線８ａとが直列接続された構成となっている。
【００４０】
第２コンバータ部１０のスイッチング回路は、第１コンバータ部４の場合と同様に、例えばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を用いて成る複数のスイッチ１２ｕ〜１２ｙを有した構成（フルブリッジ回路構成）である。
【００４１】
図１の第２コンバータ部１０のスイッチング回路の場合、直列接続されたスイッチ１２ｕ，１２ｘから成る第３スイッチングアームと、直列接続されたスイッチ１２ｖ，１２ｙから成る第４スイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。
【００４２】
そして、第２コンバータ部１０の直流側が第２平滑コンデンサ１１に接続され、当該第２コンバータ部４の交流側がトランス８の第２巻線（二次側）８ｂに接続されており、直流／交流間の双方向の電力変換を行うことが可能な構成となっている。
【００４３】
図１中の各スイッチ１２ｕ〜１２ｙの場合も、それぞれダイオードが逆並列接続されている。また、各スイッチ１２ｕ〜１２ｙには、それぞれ並列にコンデンサ１３ｕ〜１３ｙが接続され、ゼロ電圧スイッチング回路構成となっている。このゼロ電圧スイッチング回路構成により、各スイッチ１２ｕ〜１２ｙのターンオン時において、各素子の両端電圧をほぼゼロ電圧にすることも可能となる。
【００４４】
また、各スイッチ１２ｕ〜１２ｙとトランス８との間の交流入出力線には、第２リアクトル９が接続され、当該第２リアクトル９と第２巻線８ｂとが直列接続された構成となっている。
【００４５】
ＤＡＢ回路１００においては、交流電流Ｉを検出する電流検出器２０が設置されている。この電流検出器２０は、前述のように交流電流Ｉを検出できるものであれば、種々の態様を適用することができ、その設置位置も適宜変更することが可能である。電流検出器２０の具体例としては、例えばホールＣＴ等のセンサを用いてなるものが挙げられる。また、電流検出器２０の設置位置においては、トランス８の一次側または二次側において交流電流Ｉを検出できる位置が挙げられる。
【００４６】
図１の電流検出器２０の場合、トランス８の一次側（第１コンバータ部４とトランス８の第１巻線８ａとの間）において交流電流Ｉを検出する構成となっているが、例えばスイッチ５ｕ，５ｘの共通接続点と第１リアクトル７との間や、スイッチ５ｖ，５ｙの共通接続点と第１巻線８ａとの間で検出する構成であっても良い。このように検出された電流検出値は、制御回路２００に入力されることとなる。
【００４７】
また、ＤＡＢ回路１００の第２コンバータ部１０直流側において、当該直流側の直流電圧を検出する電圧検出器３０が設置されている。この電圧検出器３０は、前述のように直流電圧を検出できるものであれば、種々の態様を適用することができ、その設置位置も適宜変更することが可能である。図１の電圧検出器３０の場合、第２平滑コンデンサ１１と負荷２との間に設置され、当該第２平滑コンデンサ１１の直流電圧を検出できる構成となっている。このように検出された電圧検出値も、制御回路２００に入力されることとなる。
【００４８】
制御回路２００は、電流検出器２０で検出された電流検出値と、電圧検出器３０で検出された電圧検出値が入力される。また、第２コンバータ部１０直流側における所望の電圧指令値が設定されており、所望の三角波キャリア信号を生成できるようになっている。
【００４９】
また、制御回路２００は、電流検出値，電圧検出値，電圧指令値，三角波キャリア信号等を適宜適用して、第１，第２コンバータ部４，１０の各スイッチ５ｕ〜５ｙ，１２ｕ〜１２ｙをそれぞれスイッチング制御するゲート信号Ｇ−５（具体的には、各スイッチ５ｕ〜５ｙ毎のゲート信号；オンオフ指令信号），Ｇ−１２（具体的には、各スイッチ１２ｕ〜１２ｙ毎のゲート信号；オンオフ指令信号）を生成できるようになっている。
【００５０】
そして、制御回路２００は、前記生成されたゲート信号Ｇ−５，Ｇ−１２を各スイッチ５ｕ〜５ｙ，１２ｕ〜１２ｙにそれぞれ送信し、第１，第２コンバータ部４，１０の各々のスイッチング回路を駆動制御できるような制御構成となっている。
【００５１】
以上示した絶縁型コンバータＡにおいては、目的に応じて適宜設計変更することができる。例えば、コンデンサ６ｕ〜６ｙ，１３ｕ〜１３ｙや第１，第２リアクトル７，９は、適宜省略しても良い。
【００５２】
また、制御回路２００においても、前述のように第１，第２コンバータ部４，１０の各々のスイッチング回路を駆動制御できるような制御構成であれば、種々の態様を適用することができ、具体例としては以下に示す実施例が挙げられる。なお、図１に示すものと同様のものには同一符号を適用する等により、その詳細な説明を適宜省略する。
【００５３】
≪制御回路２００の実施例≫
図２は、制御回路２００の実施例を示すものである。なお、図１と同様のものには、同一符号を付する等により、その詳細な説明を省略する。
【００５４】
図２に示す制御回路２００は、電圧検出ローパスフィルタ部（ＬＰＦ：Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）２１０、電流検出ローパスフィルタ部２２０、運転状態判定部２３０、指令切替部２４０、予備充電動作用の電圧制御部（ＡＶＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）２５０、電流制限部２６０、三角波生成部２７０、ＡＤＣ部（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ―Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）２８０、実効値演算部（ＲＭＳ：Ｒｏｏｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ  ｖａｌｕｅ）２９０、電流制御部（ＡＣＲ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｒａｔｏｒ）３００、前回値保持部３１０、予備充電動作用のゲート生成部３２０、スイッチング信号切替部３３０、デッドタイム生成部３４０、通常動作用の電圧制御部３５０、通常動作用のゲート生成部３６０を、主として備えている。
【００５５】
電圧検出ローパスフィルタ部２１０は、電圧検出器３０で検出された電圧検出値が入力され、当該電圧検出値の高周波のノイズ成分を除去できる構成となっている。
【００５６】
減算器２３ａは、電圧検出ローパスフィルタ部２１０の出力と電圧指令値との差分を導出するものであり、当該差分を、運転状態判定部２３０と指令切替部２４０とに入力できる構成となっている。
【００５７】
運転状態判定部２３０は、減算器２３ａから入力された差分を評価し、平滑コンデンサを充電するための予備充電動作の要否（例えば絶縁型コンバータの運転開始時等で平滑コンデンサの充電が不十分で、予備充電動作が必要な状態であるかどうか）を判定できる構成となっている。
【００５８】
この運転状態判定部２３０では、例えば差分が正の値の場合（電圧検出値のノイズ成分を除去した値が、閾値電圧未満の場合）に、予備充電動作が要する状態と判定し、当該差分が０以下の場合（電圧検出値のノイズ成分を除去した値が、閾値電圧以上の場合）には、通常動作で十分（予備充電動作を必要とせず、所望の電力伝送を行える状態）と判定する。
【００５９】
運転状態判定部２３０における閾値電圧は、例えば絶縁型コンバータＡの構成部品を考慮（例えば第２平滑コンデンサ１１の容量等を考慮）して適宜設定することが可能なものであり、具体例としては電圧指令値Ｖｒｅｆ以下に設定することが挙げられる。
【００６０】
運転状態判定部２３０の判定結果は、指令切替部２４０およびスイッチング信号切替部３３０に入力され、当該判定結果に応じて、指令切替部２４０およびスイッチング信号切替部３３０の動作が適宜切り替わり、例えば以下に示す制御構成により予備充電動作または通常動作が実行されることとなる。
【００６１】
＜予備充電動作の制御構成＞
指令切替部２４０およびスイッチング信号切替部３３０が予備充電動作に切り替わっている場合、当該指令切替部２４０の出力（つまり電圧検出値のノイズ成分を除去した値と閾値電圧（電圧指令値Ｖｒｅｆ等）の差分）が、予備充電動作用の電圧制御部２５０に入力される。
【００６２】
電圧制御部２５０は、指令切替部２４０の出力に基づいて、電圧検出値が電圧指令値Ｖｒｅｆとなるように制御できる構成となっている。この電圧制御部２５０の制御構成は、例えばＰＩＤ補償器等を用いてなる構成が挙げられる。そして、電圧制御部２５０の出力は、電流指令値となって適用されることとなる。
【００６３】
電流制限部２６０は、電流指令値に係る許容電流値Ｉｍａｘが設定されているものであり、電圧制御部２５０から入力された電流指令値を、当該許容電流値Ｉｍａｘ以下となるように制限できる構成となっている。
【００６４】
三角波生成部２７０は、各スイッチ５ｕ〜５ｙ，１２ｕ〜１２ｙのスイッチング、および交流電流Ｉの検出のサンプルの基準となる三角波キャリア信号を生成できる構成となっている。三角波キャリア信号においては、当該三角波キャリア信号の周波数がスイッチング周波数となり、三角波キャリア信号の平均値がゼロとなるようにした正負対称の信号である。このような三角波キャリア信号により、例えば後述の図４に示すように、当該三角波キャリア信号の正の部分が山部となり、負の部分が谷部として現れることとなる。
【００６５】
電流検出器２０で検出した電流検出値は、電流検出ローパスフィルタ部２２０に入力され、高周波のノイズ成分が除去される。そして、電流検出ローパスフィルタ部２２０の出力と、三角波生成部２７０で生成した三角波キャリア信号が、それぞれＡＤＣ部２８０に入力される。
【００６６】
ＡＤＣ部２８０は、電流検出ローパスフィルタ部２２０でノイズを除去した電流検出値を、デジタル値に変換してサンプリングできる構成となっている。この電流検出値の変換およびサンプリングのタイミングは、三角波キャリア信号のゼロクロス点側とすることが挙げられる。具体的には、三角波キャリア信号が正から負に変わる時点をサンプル点（図４では丸で囲ったサンプル点）とすることが挙げられる。
【００６７】
また、電流検出値の変換およびサンプリングのタイミングにおいて、三角波キャリア信号が負から正に変わる時点としても良いが、この場合、サンプリングする電流極性が逆向きとなるため符号反転を適宜行うことが挙げられる。
【００６８】
例えば後述の図４では、三角波キャリア信号が正から負に変わる時点でサンプリングおよび変換する場合の例であるが、負から正に変わる時点でサンプリングおよび変換する場合についても、同様に符号反転等を適宜行うことが挙げられる。
【００６９】
ＡＤＣ部２８０でサンプリングした値は、実効値演算部２９０に入力され、例えば後述の（１）式や（２）式に基づいて実効値に変換される。この変換された実効値においては、減算器３０ａに出力される。
【００７０】
減算器３０ａは、電流制限部２６０の出力と実効値演算部２９０の出力との差分を導出するものであり、当該差分を、電流制御部３００に入力できる構成となっている。
【００７１】
電流制御部３００においては、指令切替部２４０の出力に基づいて、電流検出値が電流指令値となるように制御できる構成となっている。この電流制御部３００の制御構成は、例えばＰＩＤ補償器等を用いてなる構成が挙げられる。そして、電流制御部３００の出力は、ＤＡＢ回路１００の一次側ＵＸ相と一次側ＶＹ相との間の位相差指令値となって適用されることとなる。
【００７２】
電流制御部３００の出力である位相差指令値と三角波生成部２７０で生成した三角波キャリア信号は、予備充電動作用のゲート生成部３２０に入力される。なお、図２の電流制御部３００の出力である位相差指令値においては、前回値保持部３１０にも入力され、実効値演算部２９０での実効値の変換に適用可能（例えば後述の（２）式に適用可能）となっている。
【００７３】
ゲート生成部３２０では、三角波キャリア信号と位相差指令値とを比較して、各スイッチ５ｕ〜５ｙ，１２ｕ〜１２ｙのスイッチング信号をそれぞれ生成できる構成となっている。そして、デッドタイム生成部３４０は、スイッチング信号切替部３３０を介して、ゲート生成部３２０の出力が入力され、一次側ゲート信号Ｇ−５，二次側ゲート信号Ｇ−１２を生成できる構成となっている。
【００７４】
＜通常動作の制御構成＞
指令切替部２４０およびスイッチング信号切替部３３０が通常動作に切り替わっている場合、当該指令切替部２４０の出力が、通常動作用の電圧制御部３５０に入力される。
【００７５】
電圧制御部３５０は、指令切替部２４０の出力に基づいて、電圧検出値が電圧指令値Ｖｒｅｆとなるように制御できる構成となっている。この電圧制御部３５０の制御構成は、例えばＰＩＤ補償器等を用いてなる構成が挙げられる。そして、電圧制御部３５０の出力は、ＤＡＢ回路１００の一次側ＵＸＶＹ相と二次側ＵＸＶＹ相との間の位相差指令値となって適用されることとなる。
【００７６】
電圧制御部３５０の出力である位相差指令値は、通常動作用のゲート生成部３６０に入力される。ゲート生成部３６０では、電圧制御部３５０の出力に基づいて、一次側ＵＸＶＹ相と二次側ＵＸＶＹ相のスイッチング信号を生成できる構成となっている。なお、スイッチング周波数でデューティ５０％の矩形波信号を一次側Ｕ相Ｙ相スイッチング信号とした場合、その信号と１８０度位相差の矩形波信号を一次側Ｘ相Ｖ相スイッチング信号とすることが挙げられる。
【００７７】
また、一次側Ｕ相Ｙ相スイッチング信号から、電圧制御部３５０の出力である位相差指令値分進み位相の矩形波信号を、二次側Ｕ相Ｙ相スイッチング信号、その信号と１８０度位相差の矩形波信号を二次側Ｘ相Ｖ相スイッチング信号とすることも挙げられる。
【００７８】
このようなゲート生成部３６０によるスイッチング信号の生成については、例えば非特許文献１に記載されている内容（通常のＤＡＢ回路のゲート生成動作の内容等）を適宜適用することが可能である。
【００７９】
ゲート生成部３６０の出力は、スイッチング信号切替部３３０を介して、デッドタイム生成部３４０に入力され、一次側ゲート信号Ｇ−５、二次側ゲート信号Ｇ−１２が生成されることとなる。
【００８０】
＜ゲート生成部３２０の制御動作例＞
ゲート生成部３２０においては、例えば図３に示すような制御構成を適用して、ゲート生成動作させることが挙げられる。なお、図１，図２と同様のものには、同一符号を付する等により、その詳細な説明を省略する。
【００８１】
図３に示すゲート生成部３２０は、矩形波生成部４１０、Ｕ相Ｘ相乗算器４２１、Ｖ相Ｙ相乗算器４２２、Ｕ相Ｘ相三角波比較部４３１、Ｖ相Ｙ相三角波比較部４３２、を主として備えている。そして、ゲート生成部３２０には、電流制御部３００の出力である位相差指令値と、三角波生成部２７０で生成された三角波キャリア信号と、が入力される。
【００８２】
この図３に示すゲート生成部３２０により、一次側Ｕ相，Ｘ相のゲート信号の生成する場合には、まず矩形波生成部４１０において、三角波キャリア信号に同期した矩形波信号を生成する。そして、三角波キャリア信号の立ち上がり時（傾きが正の時）にＬｏｗ、立ち下がり時（傾きが負の時）にＨｉｇｈとした矩形波信号を、Ｕ相Ｘ相矩形波信号としてＵ相Ｘ相乗算器４２１に入力する。
【００８３】
Ｕ相Ｘ相乗算器４２１では、矩形波生成部４１０で生成したＵ相Ｘ相矩形波信号に位相差指令値を乗算し、図４に示すようなＵ相Ｘ相被比較波が得られる。このＵ相Ｘ相被比較波は、Ｕ相Ｘ相三角波比較部４３１に入力される。
【００８４】
Ｕ相Ｘ相三角波比較部４３１では、例えば図４に示すように、Ｕ相Ｘ相被比較波と三角波キャリア信号の比較結果に基づいた一次側Ｕ相Ｘ相スイッチング信号を生成する。図４の場合、Ｕ相Ｘ相被比較波＞三角波キャリア信号となっている領域において、スイッチ５ｕがスイッチングオン、スイッチ５ｘがスイッチングオフとなり、Ｕ相Ｘ相被比較波≦三角波キャリア信号となっている領域において、スイッチ５ｕがスイッチングオフ、スイッチ５ｘがスイッチングオンとなるような信号になっている。
【００８５】
このように生成された一次側Ｕ相Ｘ相スイッチング信号は、スイッチング信号切替部３３０を経由して、デッドタイム生成部３４０に入力される。そして、デッドタイム生成部３４０により、当該一次側Ｕ相Ｘ相スイッチング信号の立ち上がり部がデッドタイム分削除され（デッドタイム分オン信号→オフ信号に修正されて）、一次側Ｕ相Ｘ相のゲート信号が生成される。
【００８６】
次に、一次側Ｖ相、Ｙ相のゲート信号の生成する場合には、まず矩形波生成部４１０において、三角波キャリア信号に同期した矩形波信号を生成する。そして、三角波キャリア信号の立ち上がり時（傾きが正の時）にＨｉｇｈ、立ち下がり時（傾きが負の時）にＬｏｗとした矩形波信号を、Ｖ相Ｙ相矩形波信号としてＶ相Ｙ相乗算器４２２に入力する。
【００８７】
Ｖ相Ｙ相乗算器４２２では、矩形波生成部４１０で生成したＶ相Ｙ相矩形波信号に位相差指令値を乗算し、図４に示すようなＶ相Ｙ相被比較波が得られる。このＶ相Ｙ相被比較波は、Ｖ相Ｙ相三角波比較部４３２に入力される。
【００８８】
Ｖ相Ｙ相三角波比較部４３２では、例えば図４に示すように、Ｖ相Ｙ相被比較波と三角波キャリア信号の比較結果に基づいた一次側Ｖ相Ｙ相スイッチング信号を生成する。図４の場合、Ｖ相Ｙ相被比較波＞三角波キャリア信号となっている領域において、スイッチ５ｖがスイッチングオン、スイッチ５ｙがスイッチングオフとなり、Ｖ相Ｙ相被比較波≦三角波キャリア信号となっている領域においては、スイッチ５ｖがスイッチングオフ、スイッチ５ｙがスイッチングオンとなるような信号になっている。
【００８９】
このように生成された一次側Ｖ相Ｙ相スイッチング信号は、スイッチング信号切替部３３０を経由して、デッドタイム生成部３４０に入力される。そして、デッドタイム生成部３４０により、当該一次側Ｖ相Ｙ相スイッチング信号の立ち上がり部がデッドタイム分削除され（デッドタイム分オン信号→オフ信号に修正されて）、一次側Ｖ相Ｙ相のゲート信号が生成される。
【００９０】
以上のように生成された一次側Ｕ相Ｘ相のゲート信号と一次側Ｖ相Ｙ相のゲート信号とを合わせて、一次側ゲート信号Ｇ−５となる。
【００９１】
さらに、二次側Ｕ相Ｘ相Ｖ相Ｙ相のゲート信号については、常にスイッチングオフ状態であり、ゲート生成部３２０で生成したスイッチングオフ信号が、スイッチング信号切替部３３０、デッドタイム生成部３４０に入力され、二次側ゲート信号Ｇ−１２が生成される。
【００９２】
以上示したように、予備充電動作においてゲート生成部３２０を制御動作させることにより、図４に示すような波形の交流電圧Ｖ１および交流電流Ｉが発生することとなる。
【００９３】
図４によると、電圧Ｖ１は、位相差指令分（スイッチング周波数半周期に対して期間Ｔ１）のみ、電圧出力されていることが読み取れる。そして、図４の期間Ｔ１の間、電圧Ｖ１と二次側の第２平滑コンデンサ１１の差分電圧が第１リアクトル７および第２リアクトル９に印加され、電流Ｉが直線的に増加することとなる。これにより、電流Ｉの電流波形は、図４に示すような三角波となる。
【００９４】
したがって、電流制御部３００において、一次側ＵＸ相と一次側ＶＹ相との間の位相差を制御することにより、電流Ｉを適宜制御できることが判る。
【００９５】
図４の電流Ｉのサンプル点は、期間Ｔ１の中央位置（例えば期間Ｔの中央に位置する丸で囲ったサンプル点）であるため、三角波のピーク値の半分の電流値をサンプリングできる。ここで、図４に示すような三角波の実効値は、下記（１）式で算出することができる。下記（１）式のＩrmsは電流実効値（Ａ）、Ｉpeakは電流ピーク値（Ａ）、Ｄｕｔｙはデューティとする。
【００９６】
【数１】
2020202708.tif 000003
【００９７】
電流Ｉは、デューティが「期間Ｔ１／スイッチング周波数半周期」の三角波であると、略みなすことが可能である。このため、実効値演算部２９０では、ＡＤＣ部２８０出力の電流サンプリング値と、電流制御部３００の出力である位相差指令値と、を用いて、下記（２）式で電流実効値を演算することが可能である。なお、図２の制御構成の場合、位相差指令値は、実効値演算部２９０の演算後に求められるため、下記（２）式のように、前回値保持部３１０に保持されている前回値を利用することが可能である。（２）式のＩrmsは電流Ｉ実効値（Ａ）、Ｉsampleは電流Ｉのサンプリング値（Ａ）、δcmdは位相差指令値の前回値（ｄｅｇ）とする。
【００９８】
【数２】
2020202708.tif 000004
【００９９】
なお、以上の電流制御部３００においては、実効値演算部２９０において電流実効値を演算して制御する場合を説明したが、例えば電流実効値の厳密な制御が不要な場合には、ＡＤＣ部２８０の値を直接適用して制御することも可能である。このような制御の場合、電流Ｉのピーク値を制御することが可能となる。
【０１００】
＜ゲート生成部３６０の制御動作例＞
ゲート生成部３６０においては、例えば非特許文献１に記載されている内容（通常のＤＡＢ回路のゲート生成動作の内容等）を適宜適用して、図５に示すような一次側ゲート信号Ｇ−５、二次側ゲート信号Ｇ−１２を生成するようにゲート生成動作させることが挙げられる。
【０１０１】
この場合、ＤＡＢ回路１００の出力電力は、非特許文献１の記載内容のとおり、下記の（３）式で示すことができる。（３）式のＰはＤＡＢ回路１００の出力電力、Ｅ1はＤＡＢ回路１００の一次側直流電圧、Ｅ2はＤＡＢ回路１００の二次側直流電圧、Ｎはトランス８の巻線比、ωはスイッチング角周波数、ＬはＤＡＢ回路１００の一次側に等価換算したリアクトルのインダクタンス、δは図５中の交流電圧Ｖ１と交流電圧Ｖ２の位相差とする。
【０１０２】
【数３】
2020202708.tif 000005
【０１０３】
（３）式によると、一次側と二次側との間の位相差（図５における期間Ｔ２）を制御することにより伝送電力が制御されることがわかる。よって図２の制御構成によれば、出力電圧の制御が可能であることが判る。
【０１０４】
以上示したような制御構成・制御動作によれば、絶縁型コンバータＡの運転開始時等において、例えば図６のように電圧検出値が電圧指令値Ｖｒｅｆ未満の場合には、予備充電動作の状態となり、電流Ｉ実効値が許容電流値Ｉｍａｘ以下となるよう制御される。そして、電圧検出値が電圧指令値Ｖｒｅｆに到達すると、通常動作の状態となり、電圧制御が可能となる。
【０１０５】
なお、運転状態判定部２３０の判定電圧を変化させることにより、電圧検出値が電圧指令値Ｖｒｅｆ以下の場合（すなわち、閾値電圧が電圧指令値Ｖｒｅｆ以下に設定されている場合）でも、通常動作状態として動作可能であることは自明である。
【０１０６】
以上示した絶縁型コンバータＡのような構成によれば、ＤＡＢ回路のトランスの入力電流を直接検出および制御し、平滑コンデンサを充電するための予備充電動作の要否を適宜判定することができる。そして、絶縁型コンバータＡの起動時（運転開始時等）の突入電流を抑制し、結果として構成部品の保護を行いながら短い時間での起動が可能であることが判る。
【０１０７】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変更等が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変更等が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【０１０８】
Ａ…絶縁型コンバータ
１００…ＤＡＢ回路
２００…制御回路
１…直流電源
２…負荷
４，１０…第１，第２コンバータ部
５ｘ〜５ｙ…スイッチ（第１〜第４半導体スイッチング素子）
１２ｘ〜１２ｙ…スイッチ（第５〜第８半導体スイッチング素子）
８…トランス
【図１】
2020202708.tif 000006
【図２】
2020202708.tif 000007
【図３】
2020202708.tif 000008
【図４】
2020202708.tif 000009
【図５】
2020202708.tif 000010
【図６】
2020202708.tif 000011