(57)【要約】【課題】微小電流を検出する技術を提供する。【解決手段】電流検出装置１００は、被検出電流を順方向に導通させるダイオードブリッジＤ１〜Ｄ４の中央に抵抗Ｒ１が配置された回路網１３０と、被検出側及び検出側に分極された圧電トランスＰＺＴ１と、圧電トランスＰＺＴ１の検出側を入力インピーダンスが誘導性となる共振周波数の近傍領域で駆動する発振器１１０と、圧電トランスＰＺＴ１の他方側を終端する終端抵抗Ｚ１と並列に回路網１３０を接続させた状態で、被検出電流の導通状態に応じた検出信号を検出側で出力する検出器１２０とを備える。【選択図】図１
2020176878.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検出電流を順方向に導通させるダイオードブリッジの中央に抵抗が配置された回路網と、
一次側及び二次側に分極された圧電トランスと、
前記圧電トランスの一方側を入力インピーダンスが誘導性となる共振周波数の近傍領域で駆動する発振器と、
前記圧電トランスの他方側を終端する終端回路と並列に前記回路網を接続させた状態で、被検出電流の導通状態に応じた検出信号を前記圧電トランスの一方側で出力する検出器と
を備えた電流検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電流検出装置において、
前記回路網は、
被検出電流の導通状態の変化に応じて前記圧電トランスの他方側に現れる終端等価抵抗の値を変化させ、
前記検出器は、
前記圧電トランスの他方側に現れる終端等価抵抗の変化に応じて前記圧電トランスの一方側に現れる共振状態の変化に基づいて、前記検出信号を出力することを特徴とする電流検出装置。
【請求項３】
請求項２に記載の電流検出装置において、
前記回路網は、
ダイオードブリッジのカットオフ特性と被検出電流との関係から定まる値の抵抗を中央に配置しており、
前記終端回路には、前記圧電トランスの整合インピーダンス値の抵抗が配置されていることを特徴とする電流検出装置。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の電流検出装置において、
前記圧電トランスは、
一次側及び二次側にそれぞれ電極対を有しており、一方側の電極対を通じて前記発振器により駆動され、他方側の電極対を通じて前記回路網に接続されることにより、前記発振器及び前記検出器を被検出電流から絶縁していることを特徴とする電流検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば微小電流の検出に適した電流検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、バッテリやコンデンサ等の容量性素子を負荷とする充電装置には、スイッチング電源回路が用いられている（特許文献１参照。）。充電装置は、直流電源部から供給される定格ライン電流をスイッチング電源回路（スイッチング素子）でＰＷＭ制御し、充電負荷に出力する電流を制御している。充電負荷の電圧はアイソレーションアンプを介して制御回路にフィードバックされ、負荷電圧が低い場合は充電電流の値を大きくし、負荷電圧が高くなるにつれて充電電流を低減させていく制御が行われる。そして、充電負荷の電圧が満充電状態になるとスイッチング動作を停止し、それ以上の充電電流の出力は行われなくなる。充電装置が直流電源部に接続されたままであっても、スイッチング電源回路はライン電流の導通を遮断していると考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１８−１４８６６３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかしながら、スイッチング電源回路を遮断状態に制御していたとしても、例えば充電装置の回路内部に何らかの不具合（スイッチング素子の経年劣化等）があると、ごく僅かであるが回路内部に微小な電流が導通することがある。スイッチング動作停止時は、微小電流が導通していても、これを電圧検出回路では検出することができず、装置として何も対策をとることができない。もちろん、微小電流がスイッチング素子を貫通する程度では大きな問題とならないが、待機電力とは別に余計な電力損失を生じるという問題がある。また、スイッチング停止時にもライン電流が導通しているので、漏電による事故が発生する危険性も見逃すことができない。
【０００５】
上記は充電装置を一例としたものであるが、例えば工業用や商用の大電流が流れるラインをスイッチ等でＯＮ−ＯＦＦするような場合でも、ライン電流の遮断後に微小電流がどこかで導通するといった漏洩電流の問題はしばしば生じ得ることから、その対策が求められている。
【０００６】
そこで本発明は、上記対策として有用な微小電流を検出する技術を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するため、本発明は以下の解決手段を採用する。なお、以下の説明における括弧書きはあくまで参考であり、本発明はこれに限定されない。
【０００８】
本発明は、電流検出装置を提供する。本発明の電流検出装置は、圧電トランス及びこれに接続した回路網を電流検出の中心的な存在に据えて検出動作を行うものである。回路網は、被検出電流を順方向に導通させるダイオードブリッジ、及びその中央に配置した抵抗で構成することができる。また圧電トランスは、一次側及び二次側に分極された４端子のものである。圧電トランスの一次側と二次側とは、圧電体（圧電素子、圧電セラミックス）そのものによって絶縁されている。
【０００９】
圧電トランスには、その一方側（例えば一次側）に入力インピーダンスが誘導性となる共振周波数の近傍領域で駆動信号を印加して共振を起こさせつつ、他方側（例えば二次側）は終端回路により終端する。この終端回路と並列に回路網を圧電トランスの他方側に接続する。なお、終端回路を回路網の構成に含めてもよい。
【００１０】
回路網は、被検出電流の導通状態によって以下のように電気的特性が変化する。
（１）被検出電流が比較的大きい電流値（例えば数十〜数百Ａ程度）である場合、被検出電流はダイオードブリッジを流れるため個々のダイオードが導通状態となり、圧電トランスの他方側（対向電極間）からみた回路網全体としてのインピーダンスは比較的低いインピーダンスの状態を維持する。
（２）被検出電流が微小な電流値（例えば数ｍＡ程度）である場合、ダイオードブリッジは個々のダイオードがカットオフ状態（微小電流Ｉｃｕｔはカットオフを解消しない程度の電圧をＶｃｕｔと想定すると、Ｉｃｕｔ≦Ｖｃｕｔ／Ｒ１、但しダイオードブリッジ中央の抵抗Ｒ１）となり、被検出電流は中央の抵抗のみを流れるため、圧電トランスの他方側（対向電極間）からみた回路網全体としてのインピーダンスは大電流の導通時と比較して高いインピーダンスとなる。
【００１１】
その結果、上記（１）の被検出電流が比較的大電流である場合、圧電トランスの他方側（対向電極間）に終端されるインピーダンスは総じて低インピーダンスとなる。なお、終端回路のインピーダンスは、導通状態でダイオードブリッジが現出させる低インピーダンス値よりも十分に高いインピーダンスとする。
一方、上記（２）の被検出電流が微小な電流値である場合、圧電トランスの他方側（対向電極間）に終端されるインピーダンスは、ほぼ終端回路のインピーダンスに等しくなる。
【００１２】
このようにして、被検出電流の導通状態（比較的大電流又は微小電流）に応じて圧電トランスの他方側（対向電極間）に現れる終端インピーダンスが変化することから、この変化を捕まえて検出信号を出力することができる。
【００１３】
このため本発明の電流検出器は、検出器を備える。検出器は、圧電トランスの他方側を終端する終端回路と並列に前記回路網を接続させた状態で、被検出電流の導通状態に応じた検出信号を圧電トランスの一方側で出力する。検出信号は、例えば被検出電流の導通状態が比較的大電流の状態１と微小電流の状態２に変化したとすると、状態１と状態２とでそれぞれ固有の信号となる。
【００１４】
これにより、例えば被検出電流を電源設備や発電設備のライン電流（大電流）とすると、検出信号が状態１を表す場合は正常にライン電流が流れていることを知ることができ、逆に検出信号が状態２を表す場合、ライン電流とは異なる微小電流が流れていることを知ることができる。このとき、微小電流として検出する電流Ｉｃｕｔの閾値は上記の関係式〔Ｖｃｕｔ／Ｒ１〕に基づいて任意に設定することができる。すなわち、ライン電流として許容できる極めて微小電流（漏電とはいえない微弱な値）を閾値とし、これ以上の電流値は許容できない微小電流（漏電状態の値）として検出する場合、ダイオードブリッジ及び抵抗を適宜に選定して閾値を設定することにより、許容値範囲内の微小電流（状態２）であるか、許容値以上の微小電流（状態１）であるかを検出することもできる。
【発明の効果】
【００１５】
本発明によれば、微小電流を検出する技術を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１６】
【図１】一実施形態の電流検出装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】圧電トランスを単体で示す図である。
【図３】圧電トランスの入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。
【図４】圧電トランスの等価回路を示す図である。
【図５】図４中の被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に抵抗Ｒｂを終端した場合に検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間からみた圧電トランスの等価回路である。
【図６】圧電トランスの検出側インピーダンスが誘導性となる周波数領域で駆動した場合の等価回路を示す図である。
【図７】図６の等価回路で示した圧電トランスを駆動する場合の等価回路図である。
【図８】電流検出装置の具体的な回路構成例を示す図である。
【図９】発振器の出力波形と端子間電圧の電圧波形との関係を条件（イ）〜（ハ）別に示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００１８】
図１は、一実施形態の電流検出装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。
電流検出装置１００は、例えば直流の被検出電流（ライン電流ＩＬ）を端子ＩＮ＋から端子ＩＮ−に導通させて検出動作を行い、その結果を出力端子ＯＵＴに出力する。以下、電流検出装置１００の構成について説明する。
【００１９】
〔圧電トランス〕
電流検出装置１００は、圧電トランスＰＺＴ１を備えている。圧電トランスＰＺＴ１は、例えば一次側と二次側とに分極処理された圧電体（圧電セラミックス）であり、外面には一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）及び二次側電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）が形成されている。このような圧電トランスＰＺＴ１は、例えばチタン酸ジルコン酸鉛等の圧電体を板状に成形し、分極処理して一次側と二次側とを構成したものであり、図１では長手方向の一側面視による外形を模式的に示している。圧電体の表面には、一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）及び二次側電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）が例えば銀ペースト等で厚膜形成されている。これら対向電極Ｐ３，Ｐ４及び対向電極Ｐ１，Ｐ２はそれぞれ、圧電体の厚み方向で対をなしており、一次側電極対と二次側電極対との間には、圧電体の外面において充分な絶縁距離が確保されている。なお、圧電トランスＰＺＴ１は、複数の圧電体層を積層した積層体で構成されていてもよく、内層に電極が配置されていてもよい。
【００２０】
また、電流検出装置１００は、発振器１１０、検出器１２０及び回路網１３０を備えている。このうち、発振器１１０及び検出器１２０は、例えば圧電トランスＰＺＴ１の一次側に接続されており、回路網１３０は圧電トランスＰＺＴ１の二次側に接続されている。また、本実施形態では、一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）に発振器１１０が接続された回路構成となっている。
【００２１】
〔回路網〕
回路網１３０は、例えば４つのダイオードＤ１〜Ｄ４で構成するダイオードブリッジの中央に抵抗Ｒ１ｄを配置した回路構成である。ダイオードブリッジは、個々のダイオードＤ１〜Ｄ４が被検出電流を順方向に導通させるブリッジ構成であり、その中央に配置した抵抗Ｒ１ｄは、ダイオードＤ１〜Ｄ４が導通状態又はカットオフ状態となるときの電流閾値を決定している。
【００２２】
すなわち、上記のように被検出電流（以下、「ライン電流ＩＬ」とする。）は、端子ＩＮ＋から端子ＩＮ−に流れる。このとき、抵抗値Ｒ１ｄ、ダイオードＤ１〜Ｄ４のカットオフ電圧をＶｃｕｔとすると、ライン電流ＩＬが〔ＩＬ＞２×Ｖｃｕｔ／Ｒ１ｄ〕の関係を満たす通電状態である場合、ライン電流ＩＬの一部はダイオードブリッジを流れ、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４が導通状態となる。このような通電状態は、例えばライン電流ＩＬが通常の大電流で流れている場合を想定することができる。
【００２３】
一方、ライン電流ＩＬが〔ＩＬ≦２×Ｖｃｕｔ／Ｒ１ｄ〕の関係を満たす通電状態である場合、ライン電流ＩＬの全てが抵抗Ｒ１ｄを流れるから、各ダイオードＤ１〜Ｄ４はカットオフ状態となる。このような通電状態は、例えばライン電流ＩＬの電路を遮断した後も、ライン電流ＩＬに微小な電流（極微弱な電流）が流れている場合を想定することができる。なお、ライン電流ＩＬが非通電状態（０Ａ）である場合も本条件を満たす。したがって、本実施形態では上記の関係式を満たす微小電流までは許容範囲とするが、大電流とはいえなくとも上記の関係式を満たさないレベルの微小電流については許容範囲外として検出対象にすることが可能である。なお、このような使用形態についてはさらに後述する。
【００２４】
〔終端回路〕
また、圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間は、終端抵抗（インピーダンス）Ｚ１により終端されている。回路網１３０のダイオードブリッジ（ダイオードＤ１〜Ｄ４）及び抵抗Ｒ１ｄは、この終端抵抗Ｚ１と並列にして二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２に接続されている。なお、図１では終端抵抗Ｚ１を回路網１３０の構成として含めている。
【００２５】
〔終端インピーダンスの変化〕
このとき、圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間からみた終端インピーダンスは、上記のようなライン電流ＩＬの通電状態に応じたダイオードＤ１〜Ｄ４の導通状態−カットオフ状態の切り替わりに応じて変化する。
【００２６】
〔低インピーダンス時〕
例えば、ライン電流ＩＬが〔ＩＬ＞２×Ｖｃｕｔ／Ｒ１ｄ〕の関係を満たす通電状態である場合、ダイオードＤ１〜Ｄ４のインピーダンスは低インピーダンスの状態を維持する。この結果、圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に終端されるインピーダンスは大略低インピーダンスとなる。なお、終端抵抗Ｚ１のインピーダンスは、このときダイオードＤ１〜Ｄ４で構成するダイオードブリッジが現出させる低インピーダンスの値に対して十分高いインピーダンス値とする。また、抵抗Ｒ１ｄは、ダイオードＤ１〜Ｄ４がブリッジを構成しているので、圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に終端した終端抵抗Ｚ１のインピーダンスに影響を与えない。
【００２７】
〔高インピーダンス時〕
一方、一方、ライン電流ＩＬが〔ＩＬ＜２×Ｖｃｕｔ／Ｒ１ｄ〕の関係を満たす通電状態である場合、カットオフ状態のダイオードブリッジを圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間からみたインピーダンスは高インピーダンスである。したがって、圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に終端されるインピーダンスは、ほぼ終端抵抗Ｚ１のインピーダンスとなる。
【００２８】
以上のように本実施形態の電流検出装置１００では、検出対象であるライン電流ＩＬの値は、〔２×Ｖｃｕｔ／Ｒ１ｄ〕を閾値として、圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間の終端インピーダンスを低−高に可変することが分かる。
【００２９】
そこで本実施形態では、ライン電流ＩＬの導通状態に応じて圧電トランスＰＺＴ１の二次側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に現れるインピーダンスの変化の特性を利用して、ライン電流ＩＬの通電状態に応じた検出動作を実現している。そのための構成が上記の発振器１１０及び検出器１２０である。以下、発振器１１０及び検出器１２０について説明する。
【００３０】
〔発振器〕
発振器１１０は、圧電トランスＰＺＴ１の一次側対向電極Ｐ３−Ｐ４間に駆動信号を印加する。このとき駆動信号は、圧電トランスＰＺＴ１の一次側対向電極Ｐ３−Ｐ４間のインピーダンスが誘導性となる周波数領域（共振周波数の近傍）で発振する。なお、圧電トランスＰＺＴ１のインピーダンス−周波数特性については後述する。
【００３１】
〔検出器〕
検出器１２０は、インピーダンスが誘導性となる駆動状態で圧電トランスＰＺＴ１の共振状態に基づく一部の電圧波形（容量端子間電圧Ｖｃａ）を監視し、その結果に基づいて出力端子ＯＵＴに検出信号を出力する。なお、圧電トランスＰＺＴ１の内部等価回路及び一部の電圧波形についてはさらに後述する。
【００３２】
〔圧電トランスによる絶縁〕
このように、発振器１１０及び検出器１２０は圧電トランスＰＺＴ１の一次側に接続され、一方、ライン電流ＩＬが導通する回路網１３０は二次側に接続されることで、電流検出装置１００において、一次側の回路と二次側の回路とが圧電トランスＰＺＴ１によって絶縁されていることが分かる。図１に示す縦方向の一点鎖線がその絶縁ラインである。
【００３３】
なお、本実施形態では、圧電トランスＰＺＴ１に駆動信号が印加される側を「一次側」とし、その逆側を「二次側」としているが、印加電圧が相対的に大きい側を「一次側」とし、その逆側を「二次側」として考える場合もある。ライン電流ＩＬは圧電トランスＰＺＴ１に印加される回路構成ではないが、回路網１３０が圧電トランスＰＺＴ１に接続されているため、回路網１３０を導通するライン電流ＩＬの電圧が駆動電圧より高い場合、回路網１３０が接続されている側を「一次側」と考えることもできる。
【００３４】
〔呼称の統一〕
このように、圧電トランスＰＺＴ１について「一次側／二次側」と言うときは、その場の使用条件や技術上の慣習等による違いがあって、一義的でないことがある。
そこで本実施形態では、「一次側／二次側」といった呼称の相対性に鑑み、以下のように呼称を統一するものとする。
【００３５】
〔被検出側／検出側〕
すなわち、圧電トランスＰＺＴ１に回路網１３０が接続される側を「被検出側」とし、発振器１１０及び検出器１２０が接続される側を「検出側」とする。なお、これら「被検出側／検出側」との呼称は説明の便宜のためのものであり、圧電トランスＰＺＴ１が本来の意味での「一次側／二次側」を備えたものであることは言うまでもない。
【００３６】
〔インピーダンス変化を利用した検出手法〕
図２は、圧電トランスＰＺＴ１を単体で示す図である。本実施形態で用いる圧電トランスＰＺＴ１は、上記のように絶縁型の４端子構造を有する。
【００３７】
このような圧電トランスＰＺＴ１の検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間からみたインピーダンスＺａは、被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に接続したインピーダンスの値によって変化する。特に、インピーダンスＺａが誘導性である周波数領域において、圧電トランスＰＺＴ１の被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に終端されるインピーダンスは、検出側からみたインピーダンスＺａのＱ値に影響を与える。
【００３８】
一方、被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に終端されるインピーダンスは、回路網１３０におけるダイオードブリッジのインピーダンス変化に影響されて高−低に変化することは既に説明した通りである。そして、ダイオードブリッジのインピーダンスは、ライン電流ＩＬの通電状態によって大きく変化することから、被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に接続した回路網１３０は、微小電流の閾値（２×Ｖｃｕｔ／Ｒ１ｄ）を境にライン電流ＩＬの値をインピーダンスの変化に変換することができる。
本実施形態の電流検出装置１００ではこのような特性を利用して、微小電流を検出することができる。
【００３９】
〔圧電トランスのインピーダンス周波数特性〕
ここで図３は、圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。通常、圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスは、位相が＋９０度に近くなる領域（共振周波数ｆｒ〜反共振周波数ｆｒｒの領域）で誘導性となり、それ以外では容量性となる。共振周波数ｆｒ〜反共振周波数ｆｒｒの領域内では、インピーダンスの絶対値が周波数の増加に伴って増加する。
【００４０】
〔等価回路による説明〕
図４は、圧電トランスＰＺＴ１の等価回路を示す図である。この等価回路は、圧電トランスＰＺＴ１の共振周波数近傍の周波数領域に対するものである。そのため、被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間は、理想トランスＴ１の巻線によって直流的には短絡しているようにみえているものの、実際には直流的に開放されている。このような理由から、圧電トランスＰＺＴ１の被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間及び検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間は、直流電圧や共振周波数より十分に低周波の交流電圧に対しては、等価回路にかかわらず、高インピーダンスとなることに留意する。
【００４１】
図５は、図４中の被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間に抵抗Ｒｂを終端した場合に検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間からみた圧電トランスＰＺＴ１の等価回路である。
図４の等価回路から図５の等価回路への変換は、以下の式により説明することができる。すなわち、図５の等価回路における抵抗Ｒ１’及び容量Ｃ１’は、次式〔数１〕で表される。
【数１】
2020176878.tif 000003
【００４２】
図６は、圧電トランスＰＺＴ１の検出側インピーダンスが誘導性となる周波数領域で駆動した場合の等価回路を示す図である。すなわち、検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４からみたインピーダンスをＺａとすると、このインピーダンスＺａは、圧電トランスＰＺＴ１の共振周波数ｆｒの近傍においては、先の図３で示したように周波数の増大に伴って容量性インピーダンス領域から誘導性インピーダンス領域を経て、再度、容量性インピーダンスとなる周波数特性を有する。
【００４３】
このとき、検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４からみたインピーダンスＺａが誘導性インピーダンスになる周波数領域に限定して考えると、図５の等価回路は図６の等価回路で表すことができる。すなわち、誘導性インピーダンス領域の条件下で図５の等価回路から図６の等価回路への変換に伴う抵抗Ｒａ及びインダクタンスＬａは、次式〔数２〕で表される。
【数２】
2020176878.tif 000004
【００４４】
〔駆動モデル〕
図７は、図６の等価回路で示した圧電トランスＰＺＴ１を駆動する場合の等価回路図である。すなわち、検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間に発振器ＯＳＣを接続し、これと直列に容量Ｃａを配置した状態で、発振器ＯＳＣにより圧電トランスＰＺＴ１を検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間で駆動している。
【００４５】
発振器ＯＳＣの発振周波数ｆｏｓｃは、圧電トランスＰＺＴ１の検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間のインピーダンスＺａが誘導性を示す周波数領域で、かつ共振周波数ｆｒの近傍に設定することとする。また、発振器ＯＳＣによる駆動中は、等価回路のインダクタンスＬａの値が一定に維持される制御を行うものとする。なお、発振器ＯＳＣによる発振周波数ｆｏｓｃの制御については、具体的な回路構成例とともに後述する。
【００４６】
また、図７の駆動モデルにおいて、容量Ｃａの値は、ｆｏｓｃ≒１／（２π√（Ｌａ×Ｃａ）を満たす値として選定する。このとき、容量Ｃａの端子間電圧Ｖｃａは、次式〔数３〕で表される。
【数３】
2020176878.tif 000005
【００４７】
ここで、上式〔数２〕に示すようにインダンクタンスＬａは、終端抵抗Ｒｂの変化に伴って変動するため、上記のように発振器ＯＳＣによる駆動中はインダクタンスＬａを一定に維持する発振周波数ｆｏｓｃに制御する。しかしながら、図３に示したように、共振周波数ｆｒの近傍では位相角が急激に変化することから、制御でインダクタンスＬａを一定に維持していても発振周波数ｆｏｓｃの値は事実上ほとんど変化しない。このため、終端抵抗Ｒｂの変化に伴う端子間電圧Ｖｃａの変化は、内部等価抵抗Ｒａの変化のみに依存し、その変化は、上式〔数３〕から等価抵抗Ｒａの値に反比例することが分かる。
【００４８】
そこで、終端抵抗Ｒｂ≒０Ωとした場合の等価抵抗Ｒａの値Ｒａｓと、終端抵抗Ｒｂを圧電トランスＰＺＴ１の整合インピーダンス値〔Ｒｂ≒１／（２πｆｏｓｃ×Ｃ０２）〕とした場合の等価抵抗Ｒａの値Ｒａｒｂとの比を算出する。このとき発振周波数ｆｏｓｃは、共振周波数ｆｒの近傍であると近似すると、これらの関係は次式〔数４〕で表される。
【数４】
2020176878.tif 000006
【００４９】
したがって、終端抵抗Ｒｂが０Ω近辺の低抵抗値から圧電トランスＰＺＴ１の整合インピーダンスである値〔１／（２πｆｏｓｃ×Ｃ０２）〕に変化すると、上式〔数４〕から端子間電圧Ｖｃａの値は２Ｒ１／Ｒｂ倍に変化することになる。
【００５０】
ここまでの検討から、図１に示した回路構成において、終端抵抗Ｚ１のインピーダンス値を１／（２πｆｏｓｃ×Ｃ０２）に選定したとすると、被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２間の終端等価抵抗Ｒｂは以下の値となる。
すなわち、図１の回路構成においてダイオードブリッジのダイオードＤ１〜Ｄ４が導通している場合、終端等価抵抗Ｒｂ≒０Ωとなる。
一方、ダイオードブリッジのダイオードＤ１〜Ｄ４がカットオフである場合、終端等価抵抗Ｒｂ＝１／（２πｆｏｓｃ×Ｃ０２）となる。
【００５１】
以上のことから、本実施形態の電流検出装置１００は、以下のように微小電流の検出動作を実行することができる。
【００５２】
発振器１１０は、その発振周波数ｆｏｓｃが圧電トランスＰＺＴ１の共振周波数近傍であり、かつ検出側対向電極Ｐ３−Ｐ４間のインピーダンスＺａが誘導性となる周波数で発振する。このとき、発振器１１０は、図６に示した等価回路のインダクタンスＬａが常に一定値を維持する周波数に制御する。
【００５３】
また、検出器１２０には、その回路内に圧電トランスＰＺＴ１と一体に共振するコンデンサを実装する。このコンデンサの容量は、図７の等価回路に示した容量Ｃａに相当するものとして、インダクタンスＬａとの共振周波数が発振周波数ｆｏｓｃとなる定数に選定するものとする。
【００５４】
また、被検出側対向電極Ｐ１−Ｐ２に接続した終端抵抗Ｚ１は、圧電トランスＰＺＴ１の整合インピーダンスである１／（２πｆｏｓｃ×Ｃ０２）の値を有するものとする。
ダイオードブリッジの中央に配置した抵抗Ｒ１ｄは、微小電流の検出閾値Ｉｄｅｔに対応させて、その抵抗値Ｒ１ｄ＝２Ｖｃｕｔ／Ｉｄｅｔに選定する。ここでは、上記のようにダイオードＤ１〜Ｄ４の順方向のカットオフ電圧Ｖｃｕｔを用いる。
【００５５】
検出器１２０は、図７で等価的に示したコンデンサＣａの端子間電圧Ｖｃａを監視し、端子間電圧Ｖｃａの値の変化からライン電流ＩＬの導通状態に応じた検出信号を出力端子ＯＵＴに出力する。例えば、ライン電流ＩＬが比較的大電流（例えば数十Ａ以上）の導通状態にある場合に観測した端子間電圧Ｖｃａの値に対し、その値が２Ｒ１／Ｒｂ倍程度に低下したことを検知すると、ライン電流ＩＬが閾値Ｉｄｅｔ以下の導通状態に変化したと判断し、その旨（微小電流の通電状態）を表す検出信号を出力端子ＯＵＴに出力する。一方、ライン電流ＩＬが比較的大電流のときも、その旨（大電流の通電状態）を表す検出信号を出力端子ＯＵＴに出力することとする。
【００５６】
〔使用形態〕
本実施形態の電流検出装置１００は、例えば以下の使用形態を適用することができる。
例えば、ライン電流ＩＬを充電装置の電源経路上で端子ＩＮ＋から端子ＩＮ−に導通させる。ライン電流ＩＬとしては比較的大電流（例えば数十Ａ程度）のものを使用し、検出目標とする微小電流（例えば数ｍＡ程度）を適宜に設定してダイオードＤ１〜Ｄ４のカットオフ電圧Ｖｃｕｔ、抵抗Ｒ１ｄ、終端抵抗Ｚ１のインピーダンスを選定する。これら選定した各値から閾値Ｉｄｅｔが定まるので、電源経路において微小電流の許容範囲を設定することができる。
【００５７】
ライン電流ＩＬが比較的大電流の導通状態である場合、上記のようにダイオードブリッジが導通して低インピーダンス状態となる。この場合、検出器１２０からは例えばＨｉｇｈ信号を出力端子ＯＵＴから出力し、大電流の導通状態である旨を表す検出信号とする。ただし、閾値Ｉｄｅｔ以上のライン電流ＩＬであれば、比較的大電流ではない電流（許容範囲を超える微小電流）についてもＨｉｇｈ信号が出力されることになる。
【００５８】
一方、ライン電流ＩＬが微小電流（閾値Ｉｄｅｔ以下）の導通状態である場合、上記のようにダイオードブリッジがカットオフとなって高インピーダンス状態となる。この場合、検出器１２０からは例えばＬｏｗ信号を出力端子ＯＵＴから出力し、許容範囲以下である微小電流の導通状態である旨を表す検出信号とする。
【００５９】
このとき、例えば充電装置に電源スイッチを備えているとすると、通常、電源スイッチをＯＦＦにするとライン電流ＩＬの経路が遮断されて大電流は通電していない状態になるはずである。この場合、電流レベルが許容範囲以下の微小電流（極微弱電流）であれば検出器１２０からＬｏｗ信号が出力されるので、「電源スイッチＯＦＦかつＬｏｗ信号」の条件を満たす場合は正常と判断することができる。
ところが、電源スイッチをＯＦＦにしてもなお、検出器１２０がＨｉｇｈ信号を出力している場合、許容範囲を超える微小電流の導通状態が検出されていることになる。したがって、「電源スイッチＯＦＦかつＨｉｇｈ信号」の条件を満たした場合、それは充電装置内部のどこかで漏洩電流が発生していることを意味するので、異常と判断することができる。
なお、電源スイッチがＯＮのとき、ライン電流ＩＬは大電流の導通状態であるため、「電源スイッチＯＮかつＨｉｇｈ信号」の条件を満たす場合は正常と判断することができる。
このようにして、本実施形態の電流検出装置１００を微小電流の検出（漏電検出）に使用することができる。
【００６０】
〔回路構成例〕
図８は、電流検出装置１００の具体的な回路構成例を示す図である。以下、図１で示した回路構成との対応関係を説明する。
【００６１】
図８の回路において、ダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ１，Ｒ２が回路網１３０を構成する。ダイオードＤ１〜Ｄ４及び抵抗Ｒ１の配置は図１の回路構成と同じである。抵抗Ｒ１は、図１で示した抵抗Ｒ１ｄに相当する。抵抗Ｒ２は、図１で示した終端抵抗Ｚ１に相当するインピーダンスを構成する。
【００６２】
オペアンプＩＣ１とその周辺回路（抵抗Ｒ１３〜Ｒ１６、コンデンサＣ３，Ｃ４）、及びトランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３とその周辺回路（抵抗Ｒ３〜Ｒ１１）は、図１に示した発振器１１０を構成する。発振器１１０の出力は、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタが該当する。
【００６３】
２つのコンデンサＣ１，Ｃ２は、図７の等価回路で示した容量Ｃａを構成するものであり、これらコンデンサＣ１，Ｃ２は圧電トランスＰＺＴ１と一体となって共振する。したがって、コンデンサＣ１，Ｃ２は図１の回路構成では検出器１２０に含まれる。トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ出力が電流源として動作している場合、等価回路でみた容量Ｃａの値はＣａ＝Ｃ１×Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２）となる。一方、トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ出力が電圧源に近い動作をしている場合、等価回路でみた容量Ｃａの値はＣａ＝Ｃ１となる。
【００６４】
また、検出器１２０の構成には以下が含まれる。
オペアンプＩＣ２、ダイオードＤ５及びコンデンサＣ５は、コンデンサＣ１の端子間電圧を整流して直流電圧にする。コンデンサＣ１の端子間電圧は、上記で説明した端子間電圧Ｖｃａに相当するものである。コンパレータＩＣ３は、駆動電圧Ｖｃｃの分圧値Ｖｃｃ×Ｒ１９／（Ｒ１９＋Ｒ２０）を閾値として、コンデンサＣ１の端子間電圧を整流した直流電圧（コンデンサＣ５端子間電圧）を監視し、ライン電流ＩＬが閾値以下になったとき、Ｌｏｗ信号を出力端子ＯＵＴから出力する。
【００６５】
〔発振器の動作〕
図８の回路に示す発振器１１０による発振動作は以下の通りである。
すなわち、発振器１１０の動作は、マルチバイブレータの基本動作に対して充放電時定数を目的周波数に位相制御したものである。位相制御とは、マルチバイブレータの基本動作による周波数と目的周波数との誤差を位相差として検出し、その位相差を電圧変換して帰還をかける制御である。ここでの目的周波数とは、図７の等価回路における共振周波数（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））である。
【００６６】
図８の回路において、オペアンプＩＣ１、抵抗Ｒ１３〜Ｒ１６、及びコンデンサＣ３は上記マルチバイブレータの基本回路を構成するものである。圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスと、コンデンサＣ１，Ｃ２、及び抵抗Ｒ１２は、充放電時定数を目的周波数に位相制御するための回路である。図８の回路の場合、目的周波数はコンデンサＣ１，Ｃ２、及び圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスとで構成する共振回路の共振周波数になる。ただし、目的周波数は、圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスが図３に示す誘導性領域の範囲内に限定しておく必要がある。このように目的周波数の範囲を限定することで、圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間の等価回路を図６に示すものとして考えることができる。
【００６７】
発振器１１０が構成するマルチバイブレータの発振周波数は、コンデンサＣ３の充放電時間で定まる。コンデンサＣ３の充放電特性は、オペアンプＩＣ１の出力電圧から抵抗Ｒ１３を経由して入り込む電流と、コンデンサＣ１の端子間電圧から抵抗Ｒ１２を経由して帰還入力してくる電流の合計値と、コンデンサＣ３に蓄積される電荷量とによって定まる。ここで、コンデンサＣ３に蓄積−放出される電荷量をｑとし、コンデンサＣ３の充電時間をｔｃ、放電時間をｔｄとする。このとき充放電時間ｔｃ，ｔｄは下式で表される。
ｔｃ＝ｑ／Ｉｃ
ｔｄ＝ｑ／Ｉｄ
【００６８】
上式におけるＩｃは、オペアンプＩＣ１の出力電圧から抵抗Ｒ１３を経由して入り込む電流と、コンデンサＣ１の端子間電圧から抵抗Ｒ１２を経由して入り込む電流との合計電流の充電時間内における平均値とする。
【００６９】
同様に上記におけるＩｄは、オペアンプＩＣ１の出力電圧へ抵抗Ｒ１３を経由して流れ出る電流と、コンデンサＣ１の端子間電圧へ抵抗Ｒ１２を経由して流れ出る電流との合計電流の放電時間内における平均値とする。
【００７０】
通常は、発振器１１０による発振波形をデューティーが１：１となる波形にして発振させるので、以下の説明においては、ｔｃ＝ｔｄ＝ｔａの条件が成り立つものとする。そうすると、抵抗Ｒ１３を経由して入り込む電流と流れ出る電流は等しくなり、ともに電流Ｉｒ１３とすることができる。また、抵抗Ｒ１２を経由して入り込む電流と流れ出る電流は等しくなり、ともに電流Ｉｒ１２とすることができる。このように定義すると充放電の時間ｔａは下式となり、発振器１１０の発振周波数ｆは下式となる。
ｔａ＝ｑ／Ｉｃ＝ｑ／（Ｉｒ１３＋Ｉｒ１２）
ｆ＝（Ｉｒ１３＋Ｉｒ１２）／（２ｑ）
【００７１】
発振器１１０の発振周波数ｆが圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスが誘導性となる範囲内であるとした場合、その動作は図７に示す等価回路で表すことができる。このとき、図７の等価回路における発振器ＯＳＣの出力は、図８の回路にあるトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタに相当する。また、図７の等価回路における抵抗Ｒａ及びインダクタンスＬａは、圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスを示している。そして、図７の等価回路における容量Ｃａは、図８の回路にあるコンデンサＣ１とコンデンサＣ２の直列容量に相当する。ただし、図８の回路におけるコンデンサＣ１の端子間電圧は、図７の等価回路に現れる端子間電圧Ｖｃａを実際にはコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とにより分圧した電圧になる。したがって、図７の等価回路で発振器ＯＳＣの出力を１とすると、容量Ｃａ及びその端子間電圧Ｖｃａはそれぞれ下式〔数５〕で表される。なお、下式〔数５〕では、図７の等価回路に示したＶｃａと図８の回路におけるコンデンサＣ１の端子間電圧とを区別するため、図８でみたコンデンサＣ１の端子間電圧をＶｃａ１と記述するものとする。
【数５】
2020176878.tif 000007
【００７２】
上式から、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃａ１の電圧波形は、図８のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタの出力電圧との位相差φが発振周波数の影響を受けることが分かる。このとき位相差φは、発振周波数ｆの値（下記の条件（イ）、（ロ）、（ハ））に応じて大略下式〔数６〕のように影響を受ける。ただし、発振周波数ｆは、圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスが誘導性となる周波数の範囲内にあるものとする。
【数６】
2020176878.tif 000008
【００７３】
〔条件（イ）〜（ハ）別の発振周波数〕
図９は、発振器ＯＳＣの出力波形と端子間電圧Ｖｃａ１の電圧波形との関係を条件（イ）〜（ハ）別に示した図である。なお、図９では端子間電圧Ｖｃａ１をコンデンサＣ３の充電時間における電圧波形で示している。したがって、コンデンサＣ３の放電時間における電圧波形は図９に対して極性が反対になる。以下、条件（イ）〜（ハ）別に説明する。
【００７４】
図９の中央に示す〔条件（ロ）〕に見られるように、発振周波数ｆが目的周波数に一致しているときは（ｆ＝１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））、発振器ＯＳＣの出力波形に対する端子間電圧Ｖｃａ１の位相差φが−９０°であり、充電時間の中間点で端子間電圧Ｖｃａ１が０Ｖとなる。この場合、端子間電圧Ｖｃａ１の電圧波形の充電時間内における平均値は０であり、図８の回路において抵抗Ｒ１２を経由して帰還される充電電流Ｉｒ１２も０Ａとなる。したがって、図８のマルチバイブレータを構成する回路の発振周波数ｆは、純粋に抵抗Ｒ１３経由の電流Ｉｒ１３によるコンデンサＣ２の充放電時間で定まる周波数となり、誤差がないとしたときの目的周波数で発振を継続する。
【００７５】
次に、図９の左側に示す〔条件（イ）〕に見られるように、発振周波数ｆが目的周波数より低周波（ｆ＜１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））の場合、発振器ＯＳＣの出力波形に対する端子間電圧Ｖｃａ１の位相差φが−９０°より大きいが０°より小さくなる。この場合、Ｖｃａ１の電圧波形の充電時間内における平均値はプラスとなるので、図８の回路で抵抗Ｒ１２を経由して帰還する電流Ｉｒ１２もプラスになり、この帰還電流Ｉｒ１２がコンデンサＣ３を充電する方向に働く。これは、抵抗Ｒ１３経由の電流Ｉｒ１３に加えて電流Ｉｒ１２がコンデンサＣ３を充電し、その充電時間を短縮することを意味する。したがって、この場合の発振周波数は、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ３だけで定まる周波数より高周波側に制御されることになる。その結果、低周波であった発振周波数ｆが目的周波数（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））に近づくことになる。
【００７６】
一方、図９の右側に示す〔条件（ハ）〕に示す場合は以下となる。この場合、発振周波数ｆが目的周波数より高周波（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ）＜ｆ）であり、発振器ＯＳＣの出力波形に対する端子間電圧Ｖｃａ１の位相差φが−９０°より小さい。この場合、Ｖｃａ１の電圧波形の充電時間内における平均値はマイナスとなるので、図８の回路で抵抗Ｒ１２を経由して帰還する電流Ｉｒ１２もマイナスになり、この帰還電流Ｉｒ１２がコンデンサＣ３の電荷を放電する極性に働くため、電流Ｉｒ１３によるコンデンサＣ３の充電時間を延長する作用を生じる。したがって、この場合の発振周波数は、抵抗Ｒ１３とコンデンサＣ３だけで定まる周波数より低周波側に制御されることになる。その結果、高周波であった発振周波数ｆがやはり目的周波数（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））に近づくことになる。
【００７７】
このように、発振器１１０は、目的周波数（圧電トランスＰＺＴ１とコンデンサＣ１，Ｃ２で構成する容量との共振周波数）との誤差を位相差として検出し、その位相差を電圧に変換して正味の充放電電流を増減し、発振周波数ｆを目的周波数近傍に制御することができる。
【００７８】
以上の実施形態によれば、以下のような利点が得られる。
（１）ライン電流ＩＬとして比較的大電流が想定される対象についても、簡素な回路構成で微小電流の検出を行うことができる。すなわち、通常なら大電流が流れるライン上で微小電流を検出しようとすると、そのライン上に電流検出抵抗を配置し、その端子間電圧を検出側に絶縁した状態で送信するための絶縁アンプが必要になるが、本実施形態の電流検出装置１００は、絶縁アンプを必要とせず、簡素な回路構成で微小電流を検出することができる。
（２）また、被検出側と検出側が圧電トランスＰＺＴ１の一次側と二次側の絶縁距離で充分に絶縁されているにも関わらず、被検出側の回路構成である回路網１３０への電力供給は必要でない。この点、上記のように絶縁アンプを用いる回路構成とした場合、絶縁アンプに対して駆動電源を供給するための回路（例えばＤＣ−ＤＣコンバータ）が別途必要であり、装置の構成が複雑になるという問題がある。
（３）同じく被検出側と検出側とを圧電トランスＰＺＴ１によって絶縁しているため、検出器１２０でのノイズの影響を対策する必要がない。
（４）電流検出装置１００は、「微小電流の検出」に対して「圧電トランス」という素材を適用したことで、全体として斬新な回路構成を実現する。その上で、「圧電トランス」そのものに対する信頼性は既に確立されていることから、電流検出装置の実用化に際して安全性や信頼性を考慮する必要がなく、産業上の利用性が高い。
【００７９】
本発明は、上述した実施形態に制約されることなく、種種に変形して実施可能である。
電流検出装置１００は、各図に示す構成だけでなく、同様の機能を発揮できる構成に変形して実施することができる。
【００８０】
また、実施形態において圧電トランスＰＺＴ１の形状や大きさ、インピーダンス周波数特性、共振特性は一例として挙げたものであり、異なる形状や大きさ、特性のものを採用してもよい。
【００８１】
発振器や検出器の動作において示した各種の値も例に過ぎず、実施に際して様々に異なる条件に応じた回路素子等の選定、調整等が行われることは当然である。実施形態では、閾値以下の微小電流を許容し、閾値を超える微小電流を許容しないこととしているが、閾値未満の微小電流を許容し、閾値以上の微小電流を許容しないこととしてもよく、閾値を許容範囲の上限とするか下限とするかは任意である。
【００８２】
各実施形態において図示とともに挙げた構造はあくまで好ましい一例であり、基本的な構造に各種の要素を付加し、あるいは一部を置換しても本発明を好適に実施可能であることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００８３】
１００  電流検出装置
１１０  発振器
１２０  検出器
ＰＺＴ１  圧電トランス
【図１】
2020176878.tif 000009
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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