(57)【要約】【課題】高電圧検出のための新たな技術を提供する。【解決手段】電圧検出装置１００は、被測定側／検出側に分極された圧電トランスＰＺＴ１と、圧電トランスＰＺＴ１の検出側を入力インピーダンスが誘導性となる周波数領域で駆動する発振器１１０と、圧電トランスＰＺＴ１の被測定側に被測定電圧が印加された状態で、被測定電圧に応じた検出信号を出力する検出器１２０とを備える。【選択図】図１
2020176877.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次側及び二次側に分極された圧電トランスと、
前記圧電トランスの一方側を入力インピーダンスが誘導性となる共振周波数の近傍領域で駆動する発振器と、
前記圧電トランスの他方側に被測定電圧が印加された状態で、被測定電圧に応じた検出信号を前記圧電トランスの一方側で出力する検出器と
を備えた電圧検出装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電圧検出装置において、
前記検出器は、
他方側に印加される被測定電圧の変化に応じて前記圧電トランスの一方側に現れる共振の鋭さＱが変化することに基づいて、前記検出信号を出力することを特徴とする電圧検出装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電圧検出装置において、
前記圧電トランスは、
一次側及び二次側にそれぞれ電極対を有しており、一方側の電極対を通じて前記発振器により駆動され、他方側の電極対を通じて被測定電圧が印加されることにより、前記発振器及び前記検出器を被測定電圧から絶縁していることを特徴とする電圧検出装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の電圧検出装置において、
前記圧電トランスは、
一次側及び二次側の一方側に電極対を有し、且つ、他方側に単電極を有するものであり、一方側の電極対を通じて前記発振器により駆動されつつ、他方側の単電極と一方側の電極対の１つを通じて被測定電圧が印加されることを特徴とする電圧検出装置。
【請求項５】
請求項１又は２に記載の電圧検出装置において、
前記圧電トランスは、
一次側及び二次側にそれぞれ電極対を有し、且つ、一方側の電極対を通じて前記発振器により駆動されつつ、他方側の電極対のうち少なくとも１つと一方側の電極対の１つを通じて被測定電圧が印加されることを特徴とする電圧検出装置。
【請求項６】
請求項１から３の何れかに記載の電圧検出装置において、
外的要因による前記圧電トランスの共振特性の変動を補正して前記検出器に検出信号を出力させる補正手段をさらに備えたことを特徴とする電圧検出装置。
【請求項７】
一次側及び二次側に分極された第１の圧電トランスと、
一次側及び二次側に分極され、前記第１の圧電トランスと同じ特性を有した第２の圧電トランスと、
前記第１及び第２の圧電トランスそれぞれの一方側を入力インピーダンスが誘導性となる共振周波数の近傍領域で駆動する発振器と、
前記第２の圧電トランスの他方側に対する印加電圧を０にする抵抗器と、
前記第１の圧電トランスの他方側に被測定電圧が印加された状態で、前記第１及び第２の圧電トランスの一方側にそれぞれ現れる共振特性の差を被測定電圧に応じた検出信号として出力する検出器と
を備えた電圧検出装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば発電設備等で発生した高電圧の検出に適した電圧検出装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電圧検出装置に関して従来、被検出電圧を分圧抵抗器により分圧して検出する先行技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この先行技術は、電圧端と接地端（ＧＮＤ）との間に印加される被検出電圧を多数の分圧抵抗器によって分圧し、この分圧した低電圧を後段の制御回路に送出するものである。また、電圧検出装置の接地と制御回路の接地とを共通としつつも、分圧抵抗器で低下させた電圧が絶縁アンプを介して制御回路に送出されるため、コモンモードノイズが有効に抑制されるものと考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１２−１１７９２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
先行技術の電圧検出装置では、絶縁アンプにおいて被検出電圧の入力側と制御回路への出力側に対してそれぞれ電力の供給が必要である。このうち出力側については、制御回路の電源（Ｖｃｃ）から電力供給を受けることが可能であるものの、被検出電圧の入力側には専用の電源がないため、絶縁アンプを動作させるためには、出力側から絶縁した状態で電力を供給する必要がある。このため、被検出電圧の入力側と制御回路への出力側との間で絶縁アンプの他に、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータが必要になり、それだけ装置が大型化し、回路構成も複雑化するという問題がある。
【０００５】
また、先行技術の電圧検出装置では、分圧抵抗器で発生する電力損失の大きさも見逃すことができない。すなわち、分圧抵抗器による電力損失は、元々の被検出電圧が高電圧になればなるほど、電圧値の２乗で増大していく傾向にあるため、例えば数百Ｖ以上の高電圧であれば、損失による分圧抵抗器の過剰な温度上昇等もさらに問題となる。
【０００６】
そこで本発明は、高電圧検出のための新たな技術を提供するものである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上記の課題を解決するため、本発明は以下の解決手段を採用する。なお、以下の説明における括弧書きはあくまで参考であり、本発明はこれに限定されない。
【０００８】
本発明は、電圧検出装置を提供する。本発明の電圧検出装置は、圧電トランスを電圧検出の中心的な存在に据えて検出動作を行うものである。このために電圧検出装置は、一次側及び二次側に分極された圧電トランスを備える。圧電トランスの一次側と二次側とは、圧電体（圧電素子、圧電セラミックス）そのものによって絶縁されている。
【０００９】
圧電トランスには、その一方側（例えば一次側）に入力インピーダンスが誘導性となる共振周波数の近傍領域で駆動信号を印加して共振を起こさせつつ、他方側（例えば二次側）に被測定電圧を印加する。このとき圧電トランスは、他方側に印加される被測定電圧の大きさによって一方側での共振特性（例えば共振の鋭さ）が変化することが分かっている。
【００１０】
本発明の発明者等は上記のような知見に基づき、圧電トランスの他方側に印加される被測定電圧の大きさ（電圧値）と、それによって一方側に現れる共振特性との関係を予め規定しておくことで、被検出電圧に応じた検出信号を圧電トランスの一方側において出力可能であることを見出すに至った。
【００１１】
したがって、圧電トランスの一方側に発振器を接続し、入力インピーダンスが誘導性となる周波数領域で駆動しながらその共振特性を観測すれば、その結果を被測定電圧の検出信号として出力することが可能となる。
【００１２】
このように本発明の電圧検出装置は、発振器及び検出器を構成する回路部分を被検出電圧から絶縁して検出することが可能である。その際、被測定電圧の入力側（圧電トランスの他方側）に対して特段の電力供給を行う必要がなく、また、分圧抵抗等も必要としないため、装置の小型化や回路構成の簡素化を図ることができる。また、被測定電圧の入力側での消費電力が極めて少なく、電力損失を最小に抑えることができる。
【発明の効果】
【００１３】
本発明によれば、高電圧検出のための新たな技術を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】一実施形態の電圧検出装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】圧電トランスの入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。
【図３】圧電トランスの等価回路を示す図である。
【図４】図３中の検出側電極対間から見た圧電トランスの等価回路を示す図である。
【図５】圧電トランスのインピーダンスが誘導性の周波数領域で駆動した場合の等価回路を示す図である。
【図６】印加電圧Ｖｉｎに対するＱ値の変化例を示す図である。
【図７】図５の等価回路に現れるＱの検出手法を示した回路図である。
【図８】一実施形態の電圧検出装置の具体的な回路構成例を示す図である。
【図９】発振器ＯＳＣの出力波形と端子間電圧Ｖｃａ４の電圧波形との関係を条件（イ）〜（ハ）別に示した図である。
【図１０】直流電圧Ｖｄｅｔと印加電圧Ｖｉｎの関係を示した図である。
【図１１】印加電圧Ｖｉｎと処理後の出力信号Ｖｏｕｔの関係を示す図である。
【図１２】第２実施形態の電圧検出装置２００の構成を示すブロック図である。
【図１３】第２実施形態で用いる圧電トランスの各種変形例を示す図である。
【図１４】第３実施形態の電圧検出装置３００の構成を示すブロック図である。
【図１５】第３実施形態の具体的な回路構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００１６】
図１は、一実施形態の電圧検出装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。
電圧検出装置１００は、圧電トランスＰＺＴ１を備えている。圧電トランスＰＺＴ１は、例えば一次側と二次側とに分極処理された圧電体（圧電セラミックス）であり、外面には一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）及び二次側電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）が形成されている。
【００１７】
〔圧電トランス〕
圧電トランスＰＺＴ１は、例えばチタン酸ジルコン酸鉛等の圧電体を板状に成形し、分極処理して一次側と二次側とを構成したものであり、図１では長手方向の一側面視による外形を模式的に示している。圧電体の表面には、一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）及び二次側電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）が例えば銀ペースト等で厚膜形成されている。これら対向電極Ｐ３，Ｐ４及び対向電極Ｐ１，Ｐ２はそれぞれ、圧電体の厚み方向で対をなしており、一次側電極対と二次側電極対との間には、圧電体の外面において充分な絶縁距離が確保されている。なお、圧電トランスＰＺＴ１は、複数の圧電体層を積層した積層体で構成されていてもよく、内層に電極が配置されていてもよい。
【００１８】
また、電圧検出装置１００は、発振器１１０及び検出器１２０を備える。これら発振器１１０及び検出器１２０は、例えば圧電トランスＰＺＴ１の一次側に接続されている。本実施形態では、一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）に発振器１１０が接続された回路構成となっている。
【００１９】
〔発振器〕
発振器１１０は、圧電トランスＰＺＴ１の一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）間に駆動信号を印加する。このとき駆動信号は、圧電トランスＰＺＴ１の一次側電極対（対向電極Ｐ３，Ｐ４）間のインピーダンスが誘導性となる周波数領域（共振周波数の近傍）で発振する。なお、圧電トランスＰＺＴ１のインピーダンス−周波数特性については後述する。
【００２０】
〔検出器〕
検出器１２０は、インピーダンスが誘導性となる駆動状態で、圧電トランスＰＺＴ１の内部等価回路に現れる共振特性（例えば共振の鋭さＱ）を検出し、所定の出力処理を行って検出信号を出力する。検出信号は、例えば電圧検出装置１００の出力端子Ｓ３，Ｓ４から出力される。
【００２１】
〔被測定電圧〕
圧電トランスＰＺＴ１の二次側は、電圧検出装置１００内では開放されている。すなわち、二次側電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）は入力端子Ｓ１，Ｓ２につながっており、電圧検出装置１００に対しては、入力端子Ｓ１，Ｓ２を通じて外部の直流高圧電源Ｅを接続することができる。直流高圧電源Ｅには、各種の発電設備（例えば風力・水力・太陽エネルギ等による発電機）や電源設備（例えばＥＤＬＣ）を挙げることができる。直流高圧電源Ｅからの被測定電圧は、抵抗Ｒ１を介して圧電トランスＰＺＴ１の二次側電極対（対向電極Ｐ１，Ｐ２）間に印加される。
【００２２】
ここで、本実施形態では圧電トランスＰＺＴ１に駆動信号が印加される側を「一次側」とし、その逆側を「二次側」としているが、印加電圧が相対的に大きい側を「一次側」とし、その逆側を「二次側」として考える場合もある。この場合、被検出電圧の入力側が「一次側」であり、駆動信号の入力側が「二次側」であると言える。
【００２３】
〔呼称の統一〕
このように、圧電トランスＰＺＴ１について「一次側／二次側」と言うときは、その場の使用条件や技術上の慣習等による違いがあって、一義的でないことがある。
そこで本実施形態では、「一次側／二次側」といった呼称の相対性に鑑み、以下のように呼称を統一するものとする。
【００２４】
〔被測定側／検出側〕
すなわち、圧電トランスＰＺＴ１に被検出電圧が印加される側を「被測定側」とし、発振器１１０及び検出器１２０が接続される側を「検出側」とする。なお、これら「被測定側／検出側」との呼称は説明の便宜のためのものであり、圧電トランスＰＺＴ１が本来の意味での「一次側／二次側」を備えたものであることは言うまでもない。
【００２５】
〔圧電トランスのインピーダンス周波数特性〕
ここで図２は、圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスの周波数特性を示す図である。通常、圧電トランスＰＺＴ１の入力インピーダンスは、位相が＋９０度に近くなる領域（共振周波数ｆｒ〜ｆｒｒの領域）で誘導性となり、それ以外では容量性となる。共振周波数ｆｒ〜ｆｒｒの領域内では、インピーダンスの絶対値が周波数の増加に伴って増加する。
【００２６】
〔等価回路による説明〕
図３は、圧電トランスＰＺＴ１の等価回路を示す図である。
電圧検出装置１００の入力端子Ｓ１，Ｓ２に直流高圧電源Ｅを接続すると、図３に示す等価回路において、電源電圧とほぼ同一の被測定電圧Ｖｉｎが圧電トランスＰＺＴ１の被測定側電極対（対向電極Ｐ１−Ｐ２）間に現れる。その理由は、圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ１−Ｐ２間抵抗は非常に高い値（例えば数百ＭΩ）を示すからである。
【００２７】
図３に示す等価回路では、圧電トランスＰＺＴ１の被測定側電極対（対向電極Ｐ１−Ｐ２）間が理想トランスＴ１の巻線によって直流的に短絡しているように示しているが、この等価回路はあくまで、共振周波数近傍での交流信号に関するものであり、直流信号や共振周波数より十分低い周波数領域の交流信号に対しては、対向電極Ｐ１−Ｐ２間のインピーダンスは非常に高インピーダンスとなる。したがって、直流の被測定電圧Ｖｉｎを印加したような状況では、等価回路において対向電極Ｐ１−Ｐ２間は開放とみなすことができる。
【００２８】
図４は、図３中の検出側電極対（対向電極Ｐ３−Ｐ４）間から見た圧電トランスＰＺＴ１の等価回路を示す図である。すなわち、先の図３に示す等価回路において、対向電極Ｐ１−Ｐ２間を開放とした場合に検出側電極対（対向電極Ｐ３−Ｐ４）から見た圧電トランスＰＺＴ１の等価回路が図４に示すものとなる。
【００２９】
図３の等価回路から図４の等価回路への変換は、以下の式により説明することができる。
すなわち、図４の等価回路における等価容量Ｃ１’は、図３の等価回路におけるφ２×Ｃ０２とＣ１との直列容量であり、以下の〔数１〕で表される。
【数１】
2020176877.tif 000003
【００３０】
図５は、圧電トランスＰＺＴ１のインピーダンスが誘導性の周波数領域で駆動した場合の等価回路を示す図である。すなわち、図４の対向電極Ｐ３−Ｐ４間のインピーダンスは、圧電トランスＰＺＴ１の共振周波数ｆｒの近傍では、図２に示すように容量性→誘導性→容量性へと変化することは既に述べた通りである。ここで、圧電トランスＰＺＴ１を誘導性領域で駆動すると仮定したとする。すなわち、発振器１１０から駆動信号を圧電トランスＰＺＴ１に印加するとき、その駆動周波数をインピーダンスが誘導性となる周波数領域に限定したとすると、対向電極Ｐ３−Ｐ４間は、図５に示す等価回路で表すことができる。
【００３１】
図５の等価回路は、圧電トランスの被測定側（対向電極Ｐ１−Ｐ２間）を開放とした場合の等価回路である。この等価回路の入力インピーダンスＺａのＱ値（＝共振の鋭さ）は、開放した対向電極Ｐ１−Ｐ２間に電圧を印加することで変化することが実験的に分かっている。このことは、対向電極Ｐ１−Ｐ２間に印加する電圧が変化すると、それに応じて等価回路の入力インピーダンスＺａのＱ値も変化することを意味する。
【００３２】
〔印加電圧に対するＱ値の変化〕
図６は、印加電圧Ｖｉｎに対するＱ値の変化例を示す図である。観測に用いた試料は、例えば長さ約１０ｍｍ、幅３ｍｍ、厚み１ｍｍの４端子を有する圧電トランスである。また、線種（上から実線、破線、一点鎖線）の違いは、等価インダクタンスＬａの値を異なる３通りの値（例えば２ｍＨ、１ｍＨ、０．５ｍＨ）に選定していること表す。
【００３３】
図６の変化例から明らかなように、印加電圧ＶｉｎとＱ値との間には一意な相関があり、印加電圧Ｖｉｎが増加すると、比例してＱの値は減少する関係にあることが実験により確認された。このような関係性は、等価インダクタンスＬａの違いによっては影響されない。ただし、ここではＱ＝ωｒ×Ｌａ／Ｒａとする。左式中のωｒは、圧電トランスの共振角周波数である。なお、横軸上の値Ｖｔｈは、本実験に用いた圧電トランスにおいて印加電圧の増加に伴うＱ値の減少傾向に変化が現れた印加電圧である。
【００３４】
〔Ｑの検出手法〕
図７は、図５の等価回路に現れるＱの検出手法を示した回路図である。すなわち、発振器ＯＳＣと容量Ｃａを直列にした回路によって対向電極Ｐ３−Ｐ４間を駆動する。このとき、発振器ＯＳＣの発振周波数ｆは、以下の〔数２〕の式を満足するものとする。
【数２】
2020176877.tif 000004
【００３５】
このような図７の回路における容量Ｃａの端子間電圧の絶対値Ｖｃａは、発振器ＯＳＣの出力電圧を１Ｖとすると、次式〔数３〕で表される。
【数３】
2020176877.tif 000005
【００３６】
このように、容量Ｃａの端子間電圧Ｖｃａを測定すれば、インピーダンスＺａのＱを測定することになる。
【００３７】
〔端子間電圧の測定による被測定電圧の検出〕
一方、図６で示したように、Ｑの値は印加電圧Ｖｉｎの値に関係することから、容量Ｃａの端子間電圧Ｖｃａは、印加電圧Ｖｉｎの値にも関係することになる。そして、これらの関係から、圧電トランスＰＺＴ１の被測定側に印加された被測定電圧の値は、図７の回路において発振器ＯＳＣと直列にした容量Ｃａの端子間電圧Ｖｃａを測定し、これを適当に処理することで検出可能になることが分かる。
【００３８】
〔検出手法〕
被測定電圧の検出手法について、図１の回路構成を用いて説明する。
電圧検出装置１００の発振器１１０は、圧電トランスＰＺＴ１の共振周波数近傍で、かつ、図２に示すインピーダンスの誘導性領域の発振周波数で検出器１２０を経由して圧電トランスＰＺＴ１を駆動する。このとき検出器１２０は、発振器１１０に対して図７に示す容量Ｃａを直列にした回路構成を有するものとし、回路内において容量Ｃａの端子間電圧Ｖｃａを測定し、その測定電圧に対して加減算（Ｙ切片）、極性及び増幅率を適正に選定して出力する。このようにして得られた出力は、被測定電圧の大きさに応じた検出信号としてそのまま利用可能となる。
【００３９】
このように、本実施形態の電圧検出装置１００は、被測定電圧側から流入する測定電流が極めて少なく、分圧器等を全く必要としない。また、絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ等も使用することなく、かつ分圧器も必要としないので、被測定側の消費電力が極めて少ないという格別の優位性がある。
【００４０】
〔回路構成例〕
図８は、一実施形態の電圧検出装置１００の具体的な回路構成例を示す図である。
【００４１】
図８の回路において、差動増幅器ＩＣ１の周辺回路（抵抗Ｒ１〜Ｒ７，コンデンサＣ１，Ｃ２等）からトランジスタＱ２，Ｑ３の周辺回路（抵抗Ｒ８〜Ｒ１４）までは、図１における発振器１１０を構成する。すなわち、発振器１１０は、差動増幅器ＩＣ１及びその周辺回路からなるマルチバイブレータと出力回路のトランジスタＱ１，Ｑ２から構成されている。
【００４２】
また、図８の回路において、コンデンサＣ３，Ｃ４、及び差動増幅器ＩＣ２の周辺回路（抵抗Ｒ２４〜Ｒ２９、ダイオードＤ１等）から差動増幅器ＩＣ３の周辺回路（抵抗Ｒ１７〜Ｒ２３，コンデンサＣ５）までは、図１の検出器１２０を構成する。ここでは図７の容量Ｃａに相当するものとして、コンデンサＣ３，Ｃ４が配置されている。コンデンサＣ３，Ｃ４は、トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタが電流源として動作する場合、以下の〔数４〕に示す関係により容量Ｃａとして作用する。
【数４】
2020176877.tif 000006
【００４３】
一方、トランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタが電圧源として動作する場合、コンデンサＣ４が容量Ｃａに等しくなり、〔Ｃａ＝Ｃ４〕の関係となる。
【００４４】
また、圧電トランスＰＺＴ１の被測定側電極対Ｐ１−Ｐ２に接続した抵抗Ｒ１５，Ｒ１６は、図１の抵抗Ｒ１に対応している。これらの関係は、〔Ｒ１＝Ｒ１５＋Ｒ１６〕である。このような〔Ｒ１〕又は〔Ｒ１５＋Ｒ１６〕で表す抵抗は、被検出電圧Ｖｉｎ側のインピーダンスによって圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ１−Ｐ２間に特定のインピーダンスが接続されることを回避する目的で配置したものである。その理由としては、これまでに述べた圧電トランスＰＺＴ１の特性についての検討は、全て圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ１−Ｐ２間を「開放」とした場合の条件で進めてきたことが挙げられる。
【００４５】
したがって、〔Ｒ１〕又は〔Ｒ１５＋Ｒ１６〕で表す抵抗値は、圧電トランスＰＺＴ１から見て、対向電極Ｐ１−Ｐ２間にほぼ「開放」の条件を与える程度に高抵抗値（例えば数百ｋΩ）であることが必要である。また、被測定電圧Ｖｉｎを圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ１−Ｐ２間にそのまま印加する必要があるので、〔Ｒ１〕又は〔Ｒ１５＋Ｒ１６〕の値は、圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ１−Ｐ２間インピーダンスに対して十分小さい抵抗値であることが要求される。
【００４６】
〔発振器の動作〕
発振器１１０の動作は、マルチバイブレータの基本動作に対して充放電時定数を目的周波数に位相制御したものである。位相制御とは、マルチバイブレータの基本動作による周波数と目的周波数との誤差を位相差として検出し、その位相差を電圧変換して帰還をかける制御である。ここでの目的周波数とは、図７における共振周波数（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））である。
【００４７】
図８の回路において、差動増幅器ＩＣ１、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、及びコンデンサＣ２は上記マルチバイブレータの基本回路を構成するものである。圧電トランスＰＺ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスと、コンデンサＣ３，Ｃ４、及び抵抗Ｒ７は、充放電時定数を目的周波数に位相制御するための回路である。図８の回路の場合、目的周波数はコンデンサＣ３，Ｃ４、及び圧電トランスＰＺ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスとで構成する共振回路の共振周波数になる。ただし、目的周波数は、圧電トランスＰＺ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスが図２に示す誘導性領域の範囲内に限定しておく必要がある。このように目的周波数の範囲を限定することで、図５に示す圧電トランスＰＺ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間の等価回路として考えることができる。
【００４８】
発振器１１０が構成するマルチバイブレータの発振周波数は、コンデンサＣ２の充放電時間で定まる。コンデンサＣ２の充放電特性は、差動増幅器ＩＣ１の出力電圧から抵抗Ｒ３を経由して入り込む電流と、コンデンサＣ４の端子間電圧から抵抗Ｒ７を経由して帰還入力してくる電流の合計値と、コンデンサＣ２に蓄積される電荷量とによって定まる。ここで、コンデンサＣ２に蓄積−放出される電荷量をｑとし、コンデンサＣ２の充電時間をｔｃ、放電時間をｔｄとする。このとき充放電時間ｔｃ，ｔｄは下式で表される。
ｔｃ＝ｑ／Ｉｃ
ｔｄ＝ｑ／Ｉｄ
【００４９】
上式におけるＩｃは、差動増幅器ＩＣ１の出力電圧から抵抗Ｒ３を経由して入り込む電流と、コンデンサＣ４の端子間電圧から抵抗Ｒ７を経由して入り込む電流との合計電流の充電時間内における平均値とする。
【００５０】
同様に上記におけるＩｄは、差動増幅器ＩＣ１の出力電圧へ抵抗Ｒ３を経由して流れ出る電流と、コンデンサＣ４の端子間電圧へ抵抗Ｒ７を経由して流れ出る電流との合計電流の放電時間内における平均値とする。
【００５１】
通常は、発振器１１０による発振波形をデューティーが１：１となる波形にして発振させるので、以下の説明においては、ｔｃ＝ｔｄ＝ｔａの条件が成り立つものとする。そうすると、抵抗Ｒ３を経由して入り込む電流と流れ出る電流は等しくなり、ともに電流Ｉｒ３とすることができる。また、抵抗Ｒ７を経由して入り込む電流と流れ出る電流は等しくなり、ともに電流Ｉｒ７とすることができる。このように定義すると充放電の時間ｔａは下式となり、発振器１１０の発振周波数ｆは下式となる。
ｔａ＝ｑ／Ｉｃ＝ｑ／（Ｉｒ３＋Ｉｒ７）
ｆ＝（Ｉｒ３＋Ｉｒ７）／（２ｑ）
【００５２】
発振器１１０の発振周波数ｆが圧電トランスＰＺ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスが誘導性となる範囲内であるとした場合、その動作は図７に示す等価回路で表すことができる。このとき、図７の等価回路における発振器ＯＳＣの出力は、図８の回路にあるトランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタに相当する。また、図７の等価回路における抵抗Ｒａ及びインダクタンスＬａは、圧電トランスＰＺ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスを示している。そして、図７の等価回路における容量Ｃａは、図８の回路にあるコンデンサＣ３とコンデンサＣ４の直列容量に相当する。ただし、図８の回路におけるコンデンサＣ４の端子間電圧は、図７の等価回路に現れる端子間電圧Ｖｃａを実際にはコンデンサＣ３とコンデンサＣ４とにより分圧した電圧になる。したがって、図７の等価回路で発振器ＯＳＣの出力を１とすると、容量Ｃａ及びその端子間電圧Ｖｃａはそれぞれ下式〔数５〕で表される。なお、下式〔数５〕では、図７の等価回路に示したＶｃａと図８の回路におけるコンデンサＣ４の端子間電圧とを区別するため、図８でみたコンデンサＣ４の端子間電圧をＶｃａ４と記述するものとする。
【数５】
2020176877.tif 000007
【００５３】
上式から、コンデンサＣ４の端子間電圧Ｖｃａ４の電圧波形は、図８のトランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタの出力電圧との位相差φが発振周波数の影響を受けることが分かる。このとき位相差φは、発振周波数ｆの値（下記の条件（イ）、（ロ）、（ハ））に応じて大略下式〔数６〕のように影響を受ける。ただし、発振周波数ｆは、圧電トランスＰＺ１の対向電極Ｐ４−Ｐ３間インピーダンスが誘導性となる周波数の範囲内にあるものとする。
【数６】
2020176877.tif 000008
【００５４】
〔条件（イ）〜（ハ）別の発振周波数〕
図９は、発振器ＯＳＣの出力波形と端子間電圧Ｖｃａ４の電圧波形との関係を条件（イ）〜（ハ）別に示した図である。なお、図９では端子間電圧Ｖｃａ４をコンデンサＣ２の充電時間における電圧波形で示している。したがって、コンデンサＣ２の放電時間における電圧波形は図９に対して極性が反対になる。以下、条件（イ）〜（ハ）別に説明する。
【００５５】
図９の中央に示す〔条件（ロ）〕に見られるように、発振周波数ｆが目的周波数に一致しているときは（ｆ＝１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））、発振器ＯＳＣの出力波形に対する端子間電圧Ｖｃａ４の位相差φが−９０°であり、充電時間の中間点で端子間電圧Ｖｃａ４が０Ｖとなる。この場合、端子間電圧Ｖｃａ４の電圧波形の充電時間内における平均値は０であり、図８の回路において抵抗Ｒ７を経由して帰還される充電電流Ｉｒ７も０Ａとなる。したがって、図８のマルチバイブレータを構成する回路の発振周波数ｆは、純粋に抵抗Ｒ３経由の電流Ｉｒ３によるコンデンサＣ２の充放電時間で定まる周波数となり、誤差がないとしたときの目的周波数で発振を継続する。
【００５６】
次に、図９の左側に示す〔条件（イ）〕に見られるように、発振周波数ｆが目的周波数より低周波（ｆ＜１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））の場合、発振器ＯＳＣの出力波形に対する端子間電圧Ｖｃａ４の位相差φが−９０°より大きいが０°より小さくなる。この場合、Ｖｃａ４の電圧波形の充電時間内における平均値はプラスとなるので、図８の回路で抵抗Ｒ７を経由して帰還する電流Ｉｒ７もプラスになり、この帰還電流Ｉｒ７がコンデンサＣ２を充電する方向に働く。これは、抵抗Ｒ３経由の電流Ｉｒ３に加えて電流Ｉｒ７がコンデンサＣ２を充電し、その充電時間を短縮することを意味する。したがって、この場合の発振周波数は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２だけで定まる周波数より高周波側に制御されることになる。その結果、低周波であった発振周波数ｆが目的周波数（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））に近づくことになる。
【００５７】
一方、図９の右側に示す〔条件（ハ）〕に示す場合は以下となる。この場合、発振周波数ｆが目的周波数より高周波（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ）＜ｆ）であり、発振器ＯＳＣの出力波形に対する端子間電圧Ｖｃａ４の位相差φが−９０°より小さい。この場合、Ｖｃａ４の電圧波形の充電時間内における平均値はマイナスとなるので、図８の回路で抵抗Ｒ７を経由して帰還する電流Ｉｒ７もマイナスになり、この帰還電流Ｉｒ７がコンデンサＣ２の電荷を放電する極性に働くため、電流Ｉｒ３によるコンデンサＣ２の充電時間を延長する作用を生じる。したがって、この場合の発振周波数は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ２だけで定まる周波数より低周波側に制御されることになる。その結果、高周波であった発振周波数ｆがやはり目的周波数（１／２π√（Ｌａ×Ｃａ））に近づくことになる。
【００５８】
このように、発振器１１０は、目的周波数（圧電トランスＰＺＴ１とコンデンサＣ３，Ｃ４で構成する容量との共振周波数）との誤差を位相差として検出し、その位相差を電圧に変換して正味の充放電電流を増減し、発振周波数ｆを目的周波数近傍に制御することができる。
【００５９】
〔検出器の動作〕
図８の電圧検出装置１００において、電源端子Ｓ５−Ｓ３（ＧＮＤ）間に一定の電圧Ｖｃｃが印加されると、発振器１１０の出力回路であるトランジスタＱ２，Ｑ３のコレクタから一定の電圧（又は電流）を有する交流波形が出力される。上述した発振器１１０の動作から、交流波形の周波数は圧電トランスＰＺＴ１の共振周波数近傍で、かつ圧電トランスＰＺＴ１の対向電極Ｐ１−Ｐ２間のインピーダンスが誘導性となる周波数となる。
【００６０】
このとき、コンデンサＣ４の端子間電圧Ｖｃａは、被測定電圧Ｖｉｎと図６に示す関係にあることから、端子間電圧Ｖｃａを測定すれば、被測定電圧Ｖｉｎを測定したことと同じになる。ただし、端子間電圧Ｖｃａそのものは、被測定電圧Ｖｉｎと単純な比例関係ではないため、本実施形態では以下のような処理を適切に行って検出信号としている。
【００６１】
すなわち、発振器１１０の動作を調整し、端子間電圧Ｖｃａの出力波形をＶｃｃ／２を中心とした正弦波となる条件を設定する。このような条件下において、差動増幅器ＩＣ２及びその周辺回路は、出力波形〔Ｖｃｃ／２−Ｖｃａ〕を増幅率Ａｉｃ２で増幅し、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ５で整流することにより、端子間電圧Ｖｃａの交流成分を直流電圧Ｖｄｅｔに変換する。
【００６２】
〔各値設定例〕
ここで仮に、圧電トランスＰＺＴ１の等価インダクタンスＬａが所定値（例えば１ｍＨ）となるコンデンサＣ３，Ｃ４を選定したとする。この場合、印加電圧Ｖｉｎに対するＱ値の変化は図６の破線に示す関係となり、印加電圧Ｖｉｎが０ＶのときのＱ≒ｑ０（例えば８．５）、印加電圧Ｖｉｎが所定値Ｖｔｈ（例えば８００Ｖ）のときのＱ≒ｑｔｈ（例えば６．５）となる。
【００６３】
〔一次出力〕
図１０は、差動増幅器ＩＣ２から出力される直流電圧Ｖｄｅｔと印加電圧Ｖｉｎの関係を示した図である。
例えば、差動増幅器ＩＣ２の増幅率Ａｉｃ２を調整し、〔Ｖｉｎ＝０Ｖ〕の条件では〔Ｖｄｅｔ＝ＶＨ（例として３．００Ｖ）〕が出力される設定にしたとすると、〔Ｖｉｎ＝Ｖｔｈ（例えば８００Ｖ）〕の条件では〔Ｖｄｅｔ＝３．０×（６．５／８．５）＝ＶＬ（例えば２．２９Ｖ）〕となる。
印加電圧Ｖｉｎと図１０の関係にある直流電圧Ｖｄｅｔを処理し、最終的に印加電圧Ｖｉｎに比例した出力信号とする。
【００６４】
〔処理後出力〕
図１１は、印加電圧Ｖｉｎと処理後の出力信号Ｖｏｕｔの関係を示す図である。
検出器１２０において、差動増幅器ＩＣ３及びその周辺回路により、差動増幅器ＩＣ３の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の式で表される値となる。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｄｅｔ）×Ａｉｃ３
【００６５】
ここで、図１０中のＹ切片にＶｒｅｆの値をとり、Ｖｒｅｆ＝ＶＨ（例では３．０）、Ａｉｃ３＝４．２２５として選定すると、出力電圧Ｖｏｕｔは以下の式で表されることになる。
Ｖｏｕｔ＝（ＶＨ−Ｖｄｅｔ）×４．２２５
【００６６】
〔Ｖｉｎ＝０Ｖ時〕
すると、Ｖｉｎ＝０ＶのときＶｄｅｔ＝ＶＨ（例では３Ｖ）であるので、上式からＶｏｕｔ＝０となる。
【００６７】
〔Ｖｉｎ＝Ｖｔｈ（Ｖ）時〕
また、Ｖｉｎ＝Ｖｔｈ（例では８００Ｖ）のときＶｄｅｔ＝ＶＬ（例では２．２９Ｖ）であるので、上式からＶｏｕｔ＝３．０Ｖとなる。
【００６８】
このようにして、検出器１２０による処理後の出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子Ｓ３−Ｓ４間から取り出すことで、出力電圧Ｖｏｕｔが被測定電圧Ｖｉｎの値に応じた検出信号となり、電圧検出装置１００としての機能を実現することができる。
【００６９】
〔その他の実施形態〕
図１２は、第２実施形態の電圧検出装置２００の構成を示すブロック図である。第２実施形態の電圧検出装置２００は、３端子の圧電トランスＰＺＴ１を用いている点が先の実施形態のものと異なっている。
【００７０】
すなわち、圧電トランスＰＺＴ１には検出側に対向電極Ｐ４，Ｐ３が形成されているが、被測定側には単電極Ｐ１が形成されている。この場合、圧電トランスＰＺＴ１の検出側対向電極Ｐ３を被測定側に接続する必要があるため、被測定側／検出側が絶縁されない。ただし、先の実施形態と同様の発振器１１０及び検出器１２０を用いることで、被測定電圧Ｖｉｎの値に応じた検出信号Ｖｏｕｔを出力することができる。
【００７１】
図１３は、第２実施形態で用いる圧電トランスＰＺＴ１の各種変形例を示す図である。変形例の圧電トランスＰＺＴ１は、被測定側に対向電極Ｐ１，Ｐ２が形成された４端子構造であり、図１３中（Ａ）は、その一方の対向電極Ｐ１を入力端子Ｓ１に接続した例である。また、図１３中（Ｂ）は他方の対向電極Ｐ２を入力端子Ｓ１に接続した例であり、図１３中（Ｃ）は両方の対向電極Ｐ１，Ｐ２を入力端子Ｓ１に接続した例である。なお、検出側対向電極Ｐ３を被測定側に接続する点は図１２と同様である。このような各種変形例においても、第２実施形態と同様に被測定電圧Ｖｉｎの値に応じた検出信号Ｖｏｕｔを出力することができる。
【００７２】
〔補正機能〕
図１４は、第３実施形態の電圧検出装置３００の構成を示すブロック図である。また図１５は、第３実施形態の具体的な回路構成例を示す図である。第３実施形態の電圧検出装置３００は、第１の圧電トランスＰＺＴ１及び第２の圧電トランスＰＺＴ２を用いている点が最初の実施形態のものと異なっている。
【００７３】
一般的に圧電トランスは、その材料特性によっては、外的な要因として周囲温度の変化によりそのインピーダンスのＱが影響を受ける場合がある。このような場合、第３実施形態の構成で対応することが可能である。
【００７４】
先ず、使用する圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２は、ペア特性の個体である。つまり、これら圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２は、同一の圧電材料で製造したものである。
【００７５】
第１の圧電トランスＰＺＴ１には、被測定電圧を印加する。一方、第２の圧電トランスＰＺＴ２には０Ｖを印加するものとする（電圧印加なし）。このとき抵抗Ｒ１は、被測定電圧源（図１の直流高圧電源Ｅ）のインピーダンスが圧電トランスＰＺＴ１の特性に影響を与えない状態にするための高抵抗である。また、抵抗Ｒ２は圧電トランスＰＺＴ２に０Ｖを印加するための高抵抗である。
【００７６】
発振器１１０は、基本的に最初の実施形態で挙げたものと同じ構成であり、圧電トランスＰＺＴ１及び圧電トランスＰＺＴ２をその共振周波数の近傍かつ、図２に示すインピーダンスが誘導性となる領域の周波数で駆動する。なお、発振器１１０による駆動信号の発振周波数は、２つの圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２ともに同一の周波数で印加するか、又は個別に設定した周波数で印加することができる。
【００７７】
検出器３２０は、圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２の各対向電極Ｐ３−Ｐ４間のインピーダンスを監視し、そのＱ値を電圧変換する。このときの動作メカニズムは、図８に示す回路と同様である。
【００７８】
ここで、図１４における圧電トランスＰＺＴ１について対向電極Ｐ３−Ｐ４間のＱ値を電圧変換した値をＶｄｅｔとする。Ｖｄｅｔは、図１４におけるＶｉｎに対応するＱ値を電圧変換したものである。同様に、圧電トランスＰＺＴ２について対向電極Ｐ３−Ｐ４間のＱ値を電圧変換した値をＶｒｅｆとする。Ｖｒｅｆは、図１４におけるＶｉｎ＝０Ｖに対応するＱ値を電圧変換したものである。
【００７９】
第３実施形態では、検出器３２０に独自構成を備えるものとする。すなわち、２つの直流電圧ＶｄｅｔとＶｒｅｆの差電圧を検出する差動増幅器を備えることとする。
このような差動増幅器は、例えば図１４におけるＩＣ３及びその周辺抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ１７，Ｒ１９で構成することができる。この差動増幅器の出力（ＩＣ３の端子１出力）は、被測定電圧がＶｉｎである場合と０Ｖである場合の差を表している。したがって、差動増幅器の出力は、結果的に被検出電圧の値に応じた電圧となり、そのまま電圧検出器３００の検出信号Ｖｏｕｔとなる。検出信号Ｖｏｕｔは、以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ＝（Ｖｄｅｔ−ｖｄｅｔ）×Ａｄｅｆ
ここで、Ａｄｅｆは差動増幅器の増幅率である。
【００８０】
圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２の駆動に関して上記の条件を適用すると、圧電トランスＰＺＴ２の対向電極Ｐ１−Ｐ２間は常に０Ｖであるから、被測定電圧Ｖｉｎに関係なく、圧電トランスＰＺＴ２について、Ｖｒｅｆ＝ＶＨ（例として３．０Ｖ）となる。
【００８１】
一方、圧電トランスＰＺＴ１のＶｄｅｔは、Ｖｉｎ＝０ＶのときＶｄｅｔ＝ＶＨ（例では３Ｖ）であり、Ｖｉｎ＝Ｖｔｈ（例として８００Ｖ）のときＶｄｅｔ＝ＶＬ（例として２．２９Ｖ）となる。
【００８２】
したがって、増幅率Ａｄｅｆ＝４．２２５とすると、実際の被測定電圧Ｖｉｎ＝０Ｖのとき、Ｖｏｕｔ＝０Ｖ、Ｖｉｎ＝Ｖｔｈ（例では８００Ｖ）のときＶｏｕｔ＝３．０Ｖとなる。すなわち、これは図１１と同一の特性を実現していることが分かる。
【００８３】
〔補正原理〕
さらに、周囲温度の影響等で圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２の共振特性（Ｑ値）が変化した場合は以下の補正機能が作用する。
すなわち、圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２は同一材料により成型されている。このため、周囲温度による影響でそれぞれのＶｄｅｔ（ＰＺＴ１），Ｖｒｅｆ（ＰＺＴ２）が温度変動を生じた場合であっても、各値の変化は温度変化に対して同じ方向となる。したがって、温度の影響による変動分を検出器３２０の回路内部で補償し、検出信号に与える温度変動の幅を低減することが可能となる。
【００８４】
以上の実施形態によれば、以下のような利点が得られる。
（１）全ての実施形態の電圧検出装置１００，２００，３００は、分圧抵抗器による分圧を必要とせず、簡素な回路構成で被測定電圧（いわゆる５００Ｖ以上の高電圧）の検出を可能とする。また、被測定側での電力損失をほとんど生じない点でも有利である。
（２）全ての実施形態の電圧検出装置１００，２００，３００は、被測定側に対する電源供給を必要としないため、わざわざＤＣ−ＤＣコンバータを設ける必要がない。
（３）電圧検出装置１００，３００については、被測定側と検出側とを圧電トランスによって絶縁しているため、検出器１２０でのノイズの影響を対策する必要がない。
（４）全ての実施形態の電圧検出装置１００，２００，３００は、「電圧の検出」に対して「圧電トランス」という素材を適用したことで、全体として斬新な回路構成を実現する。その上で、「圧電トランス」そのものに対する信頼性は既に確立されていることから、電圧検出装置の実用化に際して安全性や信頼性を考慮する必要がなく、産業上の利用性が高い。
【００８５】
本発明は、上述した実施形態に制約されることなく、種種に変形して実施可能である。
電圧検出装置１００，２００，３００は、各図に示す構成だけでなく、同様の機能を発揮できる構成に変形して実施することができる。
【００８６】
また、実施形態において圧電トランスＰＺＴ１，ＰＺＴ２の形状や大きさ、インピーダンス周波数特性、共振特性は一例として挙げたものであり、異なる形状や大きさ、特性のものを採用してもよい。
【００８７】
発振器や検出器の動作において示した各種の値も例に過ぎず、実施に際して様々に異なる条件に応じた回路素子等の選定、調製等が行われることは当然である。
【００８８】
各実施形態において図示とともに挙げた構造はあくまで好ましい一例であり、基本的な構造に各種の要素を付加し、あるいは一部を置換しても本発明を好適に実施可能であることはいうまでもない。
【符号の説明】
【００８９】
１００，２００，３００  電圧検出装置
１１０  発振器
１２０  検出器
ＰＺＴ１，ＰＺＴ２  圧電トランス
【図１】
2020176877.tif 000009
【図２】
2020176877.tif 000010
【図３】
2020176877.tif 000011
【図４】
2020176877.tif 000012
【図５】
2020176877.tif 000013
【図６】
2020176877.tif 000014
【図７】
2020176877.tif 000015
【図８】
2020176877.tif 000016
【図９】
2020176877.tif 000017
【図１０】
2020176877.tif 000018
【図１１】
2020176877.tif 000019
【図１２】
2020176877.tif 000020
【図１３】
2020176877.tif 000021
【図１４】
2020176877.tif 000022
【図１５】
2020176877.tif 000023