(57)【要約】【課題】ターンオン又はターンオフしたときにおける、複数のスイッチング素子の電流値を揃えやすい電力変換装置を提供すること。【解決手段】互いに並列に接続し、同時にオン動作または同時にオフ動作する、少なくとも２個のスイッチング素子２と、制御回路部３とを備える。制御回路部３は、駆動回路３１を備える。駆動回路３１は、速度調整抵抗Ｒgを有する。速度調整抵抗Ｒgは、スイッチング素子２の制御電極２１gに流れる電流Ｉgを制限することにより、スイッチング素子２のスイッチング速度を調整する。２個のスイッチング素子２の制御電極２１gを、互いに電気接続してある。２個の制御電極２１g間の電気抵抗は、スイッチング素子２のミラー期間ＴMにおける速度調整抵抗Ｒgの抵抗値よりも小さい。【選択図】図１
2020025449.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに並列に接続され、同時にオン動作または同時にオフ動作する、少なくとも２個のスイッチング素子（２）と、
該スイッチング素子の動作制御をする制御回路部（３）とを備え、
上記スイッチング素子は、制御電極（２１g）と、上記スイッチング素子のオン電流が流れると共に上記制御電極に対する電位の基準になる基準電極（２１e）とを備え、
上記制御回路部は、上記制御電極に制御電圧（Ｖg）を加えることにより、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路（３１）を備え、該駆動回路は、上記制御電極へ流れる電流（Ｉg）を制限することにより、上記スイッチング素子のスイッチング速度を調整する速度調整抵抗（Ｒg）を有し、
上記２個のスイッチング素子の上記制御電極を電気的に接続してあり、２個の上記制御電極間の電気抵抗は、上記スイッチング素子のミラー期間（ＴM）における上記速度調整抵抗の抵抗値よりも小さい、電力変換装置（１）。
【請求項２】
上記２個の制御電極間に、上記スイッチング素子のミラー期間における上記速度調整抵抗よりも抵抗値が小さいフィードバック抵抗（Ｒfb）を設けてある、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記フィードバック抵抗にコンデンサ（Ｃfb）を並列に接続してある、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記フィードバック抵抗にコイル（Ｌfb）を直列に接続してある、請求項２又は３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記フィードバック抵抗は上記制御回路部に搭載されている、請求項２〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記スイッチング素子を内蔵した半導体モジュール（４）を備え、上記フィードバック抵抗は上記半導体モジュールに内蔵されている、請求項２〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
１個の上記駆動回路を用いて、上記２個のスイッチング素子を両方とも駆動するよう構成されている、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
複数の上記駆動回路を備え、個々の該駆動回路によって、それぞれ別の上記スイッチング素子を駆動するよう構成されている、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記２個の制御電極間に、上記スイッチング素子のミラー期間における上記速度調整抵抗よりも抵抗値が小さいフィードバック抵抗を設けてあり、上記２個の制御電極のうち一方の該制御電極と、上記フィードバック抵抗との間に開閉器（６）を設けてある、請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記２個のスイッチング素子の上記基準電極は、上記制御回路部において、互いに絶縁されている、請求項８又は９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記制御回路部には、上記２個のスイッチング素子の上記基準電極の間を繋ぐ基準側コイル（Ｌe）が設けられている、請求項８又は９に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
上記２個のスイッチング素子は、互いに異なる素子構造の半導体素子である、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、互いに並列に接続された、少なくとも２個のスイッチング素子と、該スイッチング素子の動作制御をする制御回路部とを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、直流電力と交流電力との間で電力変換を行う電力変換装置として、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子と、該スイッチング素子に接続した制御回路部とを備えるものが知られている（下記特許文献１参照）。この電力変換装置では、上記制御回路部を用いて、スイッチング素子をオンオフ動作させている。これにより、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換している。
【０００３】
近年、より大きな電流を出力することができる電力変換装置が望まれている。そのため、複数のスイッチング素子を並列に接続し、これら複数のスイッチング素子を同時にオンオフ動作させることが検討されている。複数のスイッチング素子を並列に接続すれば、個々のスイッチング素子の電流は少なくても、全体として大きな電流を流すことが可能になる。
【０００４】
下記特許文献１では、複数のスイッチング素子を同時にオンオフ動作させるために、スイッチング素子のゲート間を、コンデンサを介して接続し、ゲート電流を等しく流すことで、ゲート電圧を等しくさせる技術や、ダンピング抵抗として比較的大きな抵抗をコンデンサに並列に接続し、安定に動作させる技術が提案されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】国際公開第２０１５／１１１２１５号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、複数のスイッチング素子を並列に接続すると、各スイッチング素子の電流値に差が生じやすい。すなわち、スイッチング素子には特性差があり、例えば、スイッチング素子ごとにゲート閾値電圧が異なる。従って、ゲート閾値電圧が低いスイッチング素子は、閾値に到達するための充電時間が短く、早くターンオンする。これに対して、ゲート閾値電圧が高いスイッチング素子は、閾値に到達するための充電時間が長く、オンしにくい。そのため、ターンオンしたときに、個々のスイッチング素子の電流値に差が生じやすい。つまり、ゲート閾値電圧に差がある複数のスイッチング素子にゲート電流を等しく流した場合、個々のスイッチング素子の電流値に差が生じやすい。ターンオフしたときも同様の問題が生じる。したがって、各スイッチング素子の発熱量に差が生じやすい。
【０００７】
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、ターンオン又はターンオフしたときにおける、個々のスイッチング素子の電流値を揃えやすい電力変換装置を提供しようとするものである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一態様は、互いに並列に接続され、同時にオン動作または同時にオフ動作する、少なくとも２個のスイッチング素子（２）と、
該スイッチング素子の動作制御をする制御回路部（３）とを備え、
上記スイッチング素子は、制御電極（２１g）と、上記スイッチング素子のオン電流が流れると共に上記制御電極に対する電位の基準になる基準電極（２１e）とを備え、
上記制御回路部は、上記制御電極に制御電圧（Ｖg）を加えることにより、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路（３１）を備え、該駆動回路は、上記制御電極へ流れる電流（Ｉg）を制限することにより、上記スイッチング素子のスイッチング速度を調整する速度調整抵抗（Ｒg）を有し、
上記２個のスイッチング素子の上記制御電極を電気的に接続してあり、２個の上記制御電極間の電気抵抗は、上記スイッチング素子のミラー期間（ＴM）における上記速度調整抵抗の抵抗値よりも小さい、電力変換装置（１）にある。
【発明の効果】
【０００９】
上記電力変換装置では、上記２個のスイッチング素子の制御電極を電気的に接続してある。そして、２個の制御電極間の電気抵抗を、スイッチング素子のミラー期間における速度調整抵抗の抵抗値よりも小さくしてある。
そのため、ターンオン又はターンオフしたときにおける、個々のスイッチング素子の電流値を揃えやすい。すなわち、上記構成にすると、２個の制御電極間の電気抵抗が小さいため、後述するように、２個の制御電極間にフィードバック電流が流れやすくなる。そのため、２個のスイッチング素子のオンオフのしやすさが揃いやすくなり、電流値が揃いやすくなる。したがって、個々のスイッチング素子の発熱量を均等にすることができる。
【００１０】
以上のごとく、上記態様によれば、ターンオン又はターンオフしたときにおける、個々のスイッチング素子の電流値を揃えやすい電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】実施形態１における、スイッチング素子をオンした直後の、電力変換装置の部分回路図。
【図２】図１に続く図。
【図３】図２に続く図。
【図４】実施形態１における、スイッチング素子をオフした状態での、電力変換装置の部分回路図。
【図５】実施形態１における、スイッチング素子のゲート電圧およびゲート電流と、駆動スイッチのオン抵抗との時間変化を表したグラフ。
【図６】実施形態１における、電力変換装置の全体回路図。
【図７】実施形態１における、電力変換装置の断面図であって、図８のVII-VII断面図。
【図８】図７のVIII-VIII断面図。
【図９】実施形態１における、半導体モジュールの詳細回路図。
【図１０】実施形態２における、電力変換装置の部分回路図。
【図１１】実施形態２における、フィードバック抵抗を設けた場合での、制御電流Ｉg1，Ｉg2と、オン電流Ｉ1，Ｉ2と、コレクタ-エミッタ間電圧Ｖceとの波形図。
【図１２】実施形態２における、フィードバック抵抗を設けない場合での、制御電流Ｉg1，Ｉg2と、オン電流Ｉ1，Ｉ2と、コレクタ-エミッタ間電圧Ｖceとの波形図。
【図１３】実施形態３における、電力変換装置の部分回路図。
【図１４】実施形態４における、電力変換装置の部分回路図。
【図１５】実施形態５における、電力変換装置の部分回路図。
【図１６】実施形態６における、電力変換装置の部分回路図。
【図１７】実施形態７における、電力変換装置の部分回路図。
【図１８】実施形態８における、２個のスイッチング素子を両方ともオンしたときの、電力変換装置の部分回路図。
【図１９】実施形態８における、第１スイッチング素子のみをオンしたときの、電力変換装置の部分回路図。
【図２０】実施形態９における、半導体モジュールの断面図。
【図２１】実施形態１０における、電力変換装置の部分回路図。
【図２２】実施形態１１における、電力変換装置の部分回路図。
【図２３】実施形態１２における、電力変換装置の部分回路図。
【図２４】実施形態１３における、電力変換装置の部分回路図。
【図２５】比較形態における、スイッチング素子をオンした直後での、電力変換装置の部分回路図。
【図２６】図２５に続く図。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（実施形態１）
上記電力変換装置に係る実施形態について、図１〜図９を参照して説明する。図１に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、２個のスイッチング素子２（２A，２B）と、制御回路部３とを備える。個々のスイッチング素子２は、互いに並列に接続され、同時にオン動作または同時にオフ動作する。制御回路部３は、スイッチング素子２の動作制御を行う。
【００１３】
スイッチング素子２は、制御電極２１gと、基準電極２１eとを備える。基準電極２１eは、スイッチング素子２のオン電流Ｉ1，Ｉ2が流れると共に、制御電極２１gに対する電位の基準になる電極である。制御電極２１gに制御電圧Ｖgを加えると、スイッチング素子２がオンする。
【００１４】
制御回路部３は、駆動回路３１を備える。駆動回路３１は、制御電極２１gに制御電圧Ｖgを加える。これにより、スイッチング素子２を駆動するよう構成されている。駆動回路３１は、速度調整抵抗Ｒgを有する。本形態では、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒonを速度調整抵抗Ｒgとしてある。速度調整抵抗Ｒgによって、制御電極２１gへ流れる電流Ｉgを制限している。これにより、スイッチング素子２のスイッチング速度を調整している。
【００１５】
２個のスイッチング素子２の制御電極２１gは、電気的に接続されている。２個の制御電極２１g間の電気抵抗は、スイッチング素子２のミラー期間ＴM（図５参照）における速度調整抵抗Ｒg（すなわち、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒon）の抵抗値よりも小さい。
【００１６】
本形態の電力変換装置１は、電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載するための、車載用電力変換装置である。図６に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、複数のスイッチング素子２を備える。これら複数のスイッチング素子２によって、インバータ回路１００を構成してある。個々のスイッチング素子２をオンオフ動作させることにより、直流電源８から供給される直流電力を交流電力に変換している。そして、得られた交流電力を用いて三相交流モータ８１を駆動し、上記車両を走行させている。
【００１７】
本形態では、上述したように、２個のスイッチング素子２を互いに並列に接続し、同時にオンオフ動作させている。これにより、個々のスイッチング素子２の電流は少なくても、電力変換装置１全体として高い電流を出力できるようにしてある。
【００１８】
図１に示すごとく、本形態では、スイッチング素子２としてＩＧＢＴを用いている。スイッチング素子２の基準電極２１e（すなわちエミッタ電極）は、バスバー５を介して互いに電気接続されている。また、２個のスイッチング素子２の基準電極２１eは、制御回路部３に形成した配線３４を介して、互いに電気接続されている。また、上述したように、制御回路部３は駆動回路３１を備える。この駆動回路３１を、各スイッチング素子２の制御電極２１g（すなわちゲート電極）に接続してある。駆動回路３１は、スイッチング素子２の基準電極２１eの電位を基準にして、制御電極２１gに制御電圧Ｖgを加える。これにより、スイッチング素子２をオンする。
【００１９】
２個の制御電極２１gの間には、フィードバック抵抗Ｒfbが介在している。上述したように、フィードバック抵抗Ｒfbは、ミラー期間ＴM（図５参照）における速度調整抵抗Ｒg（すなわち、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒon）の抵抗値よりも小さい。フィードバック抵抗Ｒfbは、制御回路部３に設けられている。フィードバック抵抗Ｒfbは、フィードバック配線８９を介して、個々の制御電極２１gに接続している。
【００２０】
また、制御電極２１gとフィードバック配線８９との間には、電極配線間抵抗ｒpが存在している。電極配線間抵抗ｒpは、後述する制御端子４２（図８参照）等に寄生した内部抵抗である。なお、電極配線間抵抗ｒpは、部品を設けることにより構成してもよい。
【００２１】
また、制御回路部３には、バランス抵抗Ｒbが設けられている。バランス抵抗Ｒbは、電極配線間抵抗ｒpのばらつきによる、制御電流Ｉgのばらつきを抑制するために設けられている。
【００２２】
駆動回路３１は、スイッチング素子２のオンとオフとを切り替える。スイッチング素子２をオフする場合は、図４に示すごとく、駆動回路３１の切替スイッチ３３をオフ側に接続する。また、スイッチング素子２をオンする場合は、図１に示すごとく、切替スイッチ３３をオン側に接続する。
【００２３】
切替スイッチ３３をオフ（図４参照）からオン（図１参照）に切り替えると、駆動回路３１から各スイッチング素子２の制御電極２１gへ、制御電流Ｉgが流れる。また、上述したように、スイッチング素子２のゲート閾値電圧Ｖthにはばらつきがある。本形態では、第１スイッチング素子２Aのゲート閾値電圧Ｖth1は、第２スイッチング素子２Bのゲート閾値電圧Ｖth2よりも低い。そのため、各スイッチング素子２をターンオンすると、第１スイッチング素子２Aはゲート閾値電圧Ｖth1に早く到達し、先にオン電流Ｉ1が流れ出す。また、第２スイッチング素子２Bはゲート閾値電圧Ｖth2に遅れて到達し、オン電流Ｉ2が遅れて流れ出す。
【００２４】
上述したように、基準電極２１eには、バスバー５が接続している。オン電流Ｉ1，Ｉ2は、このバスバー５を流れる。バスバー５にはインダクタンスＬが寄生しており、このインダクタンスＬが原因となって、電圧Ｖ（＝ＬｄＩ／ｄｔ）が発生する。第１スイッチング素子２AはｄＩ1／ｄｔが大きいため、高い電圧Ｖ1が発生する。また、第２スイッチング素子２BはｄＩ2／ｄｔが小さいため、低い電圧Ｖ2しか発生しない。
【００２５】
このように電圧Ｖ1，Ｖ2が発生すると、スイッチング素子２の基準電極２１eの電位が変動する。第１スイッチング素子２Aは高い電圧Ｖ1が発生したため、基準電極２１eの電位は相対的に高くなる。また、第２スイッチング素子２Bは、低い電圧Ｖ2が発生したため、基準電極２１eの電位は相対的に低くなる。
【００２６】
このように各スイッチング素子２A，２Bの基準電極２１eの電位に差が生じると、図２に示すごとく、電位が高い第１スイッチング素子２Aの基準電極２１eから、電位が低い第２スイッチング素子２Bの基準電極２１eへ、フィードバック電流Ｉfbが流れる。フィードバック電流Ｉfbは、第１スイッチング素子２Aのゲート容量Ｃge1、フィードバック抵抗Ｒfb、第２スイッチング素子２Bのゲート容量Ｃge2を介して流れる。そのため、第１スイッチング素子２Aの制御電極２１gに流れ込む電流（制御電流Ｉg1）が少なくなり、オン電流Ｉ1の上昇が抑制される。また、第２スイッチング素子２Bの制御電極２１gに流れ込む電流（制御電流Ｉg2）が多くなり、オン電流Ｉ2が上昇しやすくなる。そのため、図３に示すごとく、２個のスイッチング素子２A，２Bのオン電流Ｉ1，Ｉ2の差が小さくなる。
【００２７】
このように、各スイッチング素子２A，２Bの、電圧Ｖ（＝ＬｄＩ／ｄｔ）の差により生じる基準電極２１eの電位差をフィードバックすることで、２個のスイッチング素子２A，２Bのオン電流Ｉ1，Ｉ2の差を小さくすることができる。なお、ｄＩ／ｄｔは、ゲートのスイッチング速度に比べて低周波であり、且つ、流れる電流やスイッチング素子の温度などにより、大きさ（周波数）が変動するため、本形態では、２個のスイッチング素子２A，２Bの間を、周波数特性を有するコンデンサではなく、抵抗を介して電気接続している。
【００２８】
次に、駆動回路３１の動作について説明する。図１に示すごとく、本形態では、駆動回路３１として、定電流回路を用いている。切替スイッチ３３のオン側には、駆動電源３２と、シャント抵抗３７と、駆動スイッチ３５と、オペアンプ３６とが設けられている。オペアンプ３６は、シャント抵抗３７と駆動スイッチ３５との接続点３８の電位を一定の値Ｖsにするよう動作する。そのため、シャント抵抗３７に加わる電圧は一定になり、一定の制御電流Ｉgが流れる。
【００２９】
図５に示すごとく、時刻ｔ0において駆動スイッチ３５をオンすると、一定の制御電流Ｉgが流れ始める。また、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒon（すなわち速度調整抵抗Ｒg）は、次第に低下する。本形態ではこのように、速度調整抵抗Ｒgを変化させることにより、制御電流Ｉgを一定にしている。制御電流Ｉgが流れてスイッチング素子２のゲート容量Ｃgeが充電されると、ゲート電圧Ｖgeが徐々に増加する。また、スイッチング素子２がオンになる。ゲート電圧Ｖgeは最終的に、駆動電源３２の電圧Ｖinと等しくなる。
【００３０】
また、図４に示すごとく、切替スイッチ３３のオフ側には、オン側と同様に、駆動スイッチ３５’、オペアンプ３６’等が設けられている。切替スイッチ３３をオフ側に切り替えると、ゲート容量Ｃgeから電荷が定電流で放電し、スイッチング素子２がオフになる。
【００３１】
次に、電力変換装置１の構造について説明する。図７に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、スイッチング素子２を内蔵した、複数の半導体モジュール４を備える。この半導体モジュール４と冷却管１１とを積層して、積層体１０を構成してある。
【００３２】
図８に示すごとく、半導体モジュール４は、スイッチング素子２を内蔵した本体部４０と、該本体部４０から突出したパワー端子４１と、制御端子４２とを備える。パワー端子４１には、直流電圧が加わる直流端子４１P，４１Nと、交流電力を出力するための交流端子４１Aとがある。直流端子４１P，４１Nには、直流バスバー５P，５Nが接続している。これらの直流バスバー５P，５Nは、平滑コンデンサ７に接続している。また、交流端子４１Aには、交流バスバー５Aが接続している。この交流バスバー５Aを介して、交流電力を、三相交流モータ８１（図６参照）へ供給している。
【００３３】
また、制御端子４２は、制御回路部３に接続している。この制御端子４２を介して、スイッチング素子２の各電極２１（図９参照）を制御回路部３に電気接続してある。
【００３４】
図７に示すごとく、積層体１０は、ケース１６に収容されている。このケース１６の壁部１６１と積層体１０との間に、加圧部材１５が介在している。この加圧部材１５を用いて、積層体１０を積層方向（Ｘ方向）に加圧している。これにより、半導体モジュール４と冷却管１１との接触圧を確保すると共に、積層体１０をケース１６内に固定してある。
【００３５】
また、冷却管１１の、長手方向（Ｙ方向）における両端部には、連結管１２が設けられている。この連結管１２によって、Ｘ方向に隣り合う２つの冷却管１１を連結している。また、複数の冷却管１１のうち、Ｘ方向における一方の端部に位置する端部冷却管１１aには、冷媒１７を導入するための導入管１３と、冷媒１７を導出するための導出管１４とが接続している。導入管１３から冷媒１７を導入すると、冷媒１７は連結管１２を介して全ての冷却管１１へ流れ、導出管１４から導出される。これにより、個々の半導体モジュール４を冷却している。
【００３６】
次に、半導体モジュール４の構造について、より詳細に説明する。図９に示すごとく、本形態の半導体モジュール４は、上アームスイッチング素子２Uと下アームスイッチング素子２Lとの２個のスイッチング素子２U，２Lを内蔵している。そして、２個の上アームスイッチング素子２Uを互いに並列に接続すると共に、２個の下アームスイッチング素子２Lを互いに並列に接続してある。
【００３７】
スイッチング素子２は、上記制御電極２１gと基準電極２１eの他に、センス電極２１sを備える。センス電極２１sは、オン電流Ｉの一部を取り出し、制御回路部３によって測定するための電極である。制御回路部３は、測定した電流値が所定の値より高い場合は、オン電流Ｉが流れ過ぎていると判断し、スイッチング素子２をオフする。これにより、スイッチング素子２を保護している。また、半導体モジュール４には、感温ダイオード４３が設けられている。制御回路部３は、この感温ダイオード４３を用いて、スイッチング素子２の温度を測定している。感温ダイオード４３のアノード電極２１a及びカソード電極２１k、スイッチング素子２の制御電極２１g、センス電極２１s、基準電極２１eは、上記制御端子４２を介して制御回路部３に電気接続している。
【００３８】
次に、本形態の作用効果について説明する。本形態では、図１、図２に示すごとく、２個の制御電極２１gを電気的に接続してある。そして、２個の制御電極２１g間の電気抵抗を、スイッチング素子２のミラー期間ＴM（図５参照）における速度調整抵抗Ｒg（すなわち、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒon）の抵抗値よりも小さくしてある。
そのため、ターンオン又はターンオフしたときにおける、個々のスイッチング素子２の電流値を揃えやすい。すなわち、上記構成にすると、２個の制御電極２１g間の電気抵抗が小さいため、２個の制御電極２１g間にフィードバック電流Ｉfbが流れやすくなる。そのため、個々のスイッチング素子２のオンオフのしやすさが揃いやすくなり、電流値が揃いやすくなる。したがって、スイッチング素子２の発熱量を均等にすることができる。
また、ターンオン及びターンオフ以外の要因により個々のスイッチング素子２の発熱量が異なる場合は、以下のようなオンオフのタイミングとすることが考えられる。すなわち、例えば、発熱量の小さいスイッチング素子２を先にターンオンした後に、他方のスイッチング素子２をターンオンし、同一タイミングで双方のスイッチング素子２をターンオフする。これにより、双方のスイッチング素子２の発熱量を均等に揃えることもできる。或いは、同一タイミングで双方のスイッチング素子２をターンオンし、発熱量の大きいスイッチング素子２を先にターンオフした後に、発熱量の小さいスイッチング素子２をターンオフすることも考えられる。これによっても、発熱量を均等にすることができる。
【００３９】
また、本形態の効果は、以下のように説明することもできる。すなわち、仮に、図２５、図２６に示すごとく、２個の制御電極２１g間をフィードバック抵抗Ｒfbで電気接続せず、これら２個の制御電極２１g間の電気抵抗を高くしたとすると、ターンオン又はターンオフしたときに、個々のスイッチング素子２の電流値が不均等になりやすい。つまり、この場合、各スイッチング素子２に流れる制御電流Ｉg1，Ｉg2の差は、例えば以下の式によって表すことができる。
【００４０】
【数１】
2020025449.tif 000003
【００４１】
上記式の、右辺の分母には速度調整抵抗Ｒgが存在する。そのため、速度調整抵抗Ｒgを小さくすれば、２つの制御電流Ｉg1，Ｉg2の差を大きくすることができることが分かる。すなわち、２つのスイッチング素子２のオンオフのしやすさを揃えることができる。しかし、速度調整抵抗Ｒgを小さくしすぎると、スイッチング素子２のスイッチング速度が高くなってしまい、サージが発生しやすくなる。そのため、速度調整抵抗Ｒgは小さくしにくい。
【００４２】
これに対して、図１、図２に示すごとく、本形態のように、２個の制御電極２１g間の電気抵抗を小さくした場合は、２つの制御電流Ｉg1，Ｉg2の差は、例えば以下の式によって表すことができる。
【００４３】
【数２】
2020025449.tif 000004
【００４４】
上記式の右辺の分母には、制御電極２１g間の抵抗（本形態ではフィードバック抵抗Ｒfb）が存在する。そのため、この抵抗（フィードバック抵抗Ｒfb）を小さくすることにより、２つの制御電流Ｉg1，Ｉg2の差を大きくすることができることが分かる。すなわち、２つのスイッチング素子２のオンオフのしやすさを揃えることができることが分かる。また、制御電極２１g間の抵抗（フィードバック抵抗Ｒfb）は、速度調整抵抗Ｒgと異なり、スイッチング素子２のスイッチング速度には影響が無いため、十分に小さくすることができる。
【００４５】
また、図１、図２に示すごとく、本形態では、２個の制御電極２１g間にフィードバック抵抗Ｒfbを設けている。
後述するように、２個の制御電極２１g間にフィードバック抵抗Ｒfbを設けない（図２１参照）ことも考えられるが、この場合、スイッチング素子２が若干発振しやすくなる可能性が考えられる。しかしながら、フィードバック抵抗Ｒfbを設ければ、スイッチング素子２の発振を十分に抑制できる。
【００４６】
また、本形態では図１に示すごとく、１個の駆動回路３１を用いて、２個のスイッチング素子２A，２Bを両方とも駆動している。
後述するように、複数の駆動回路３１を設け（図１０参照）、個々の駆動回路３１を用いて、それぞれ別のスイッチング素子２A，２Bを駆動することも可能であるが、この場合、駆動回路３１の数が増加するため、制御回路部３の製造コストが上昇する可能性がある。しかしながら、本形態のように、１個の駆動回路３１を用いて２個のスイッチング素子２A，２Bを両方とも駆動すれば、駆動回路３１の数を低減でき、制御回路部３の製造コストを低減することができる。
【００４７】
また、本形態では、フィードバック抵抗Ｒfbを、制御回路部３に搭載してある。
そのため、制御回路部３の、電子部品を搭載する面（部品搭載面３９：図８参照）を有効活用できる。また、後述するように、フィードバック抵抗Ｒfbに、コイルＬfb（図１４参照）等の他の電子部品を接続することが考えられるが、フィードバック抵抗Ｒfbを部品搭載面３９に搭載しておけば、他の電子部品を接続しやすい。
【００４８】
また、図１に示すごとく、フィードバック抵抗Ｒfbは、フィードバック配線８９を介して、個々の制御電極２１gに電気接続されている。個々の制御電極２１gとフィードバック配線８９との間には電極配線間抵抗ｒpが存在している。制御回路部３には、電極配線間抵抗ｒpのばらつきによる、駆動回路３１から制御電極２１gへ流れる電流（すなわち制御電流Ｉg）のばらつきを抑制するバランス抵抗Ｒbが設けられている。電極配線間抵抗ｒpは、バランス抵抗Ｒbよりも抵抗値が小さい。
このようにすると、電極配線間抵抗ｒpのばらつきによる、制御電流Ｉgのばらつきを、バランス抵抗Ｒbによって低減しやすい。また、制御電流Ｉg1，Ｉg2の差を大きくしやすい。したがって、２つのスイッチング素子２の電流値を揃えやすい。
【００４９】
以上のごとく、本形態によれば、ターンオン又はターンオフしたときにおける、個々のスイッチング素子の電流値を揃えやすい電力変換装置を提供することができる。
【００５０】
また、本形態では、スイッチング素子２としてＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタの略）を用いているが、本発明はこれに限るものではなく、ＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタの略）を用いても良い。
また、２個のスイッチング素子２（２A、２B）は、互いに異なる素子構造の半導体素子とすることもできる。例えば、一方のスイッチング素子２（例えば２A）をＩＧＢＴとし、一方のスイッチング素子２（例えば２B）をＭＯＳＦＥＴとすることもできる。この場合においても、２個のスイッチング素子２の電流値を揃えやすいという効果は得られる。
【００５１】
また、本形態では、２個のスイッチング素子２を互いに並列に接続したが、本発明はこれに限るものではなく、３個以上のスイッチング素子２を互いに並列に接続してもよい。
なお、「同時にオン動作または同時にオフ動作する」とは、並列接続された２個以上のスイッチング素子２について、オン動作とオフ動作との少なくとも一方を同時に行うことを意味する。例えば、オン動作とオフ動作との双方を同時に行う場合も、オン動作のみを同時に行う場合も、オフ動作のみを同時に行う場合も、本開示に含まれる。
【００５２】
以下の実施形態においては、図面に用いた符号のうち、実施形態１において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、実施形態１と同様の構成要素等を表す。
【００５３】
（実施形態２）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図１０に示すごとく、本形態の制御回路部３は、複数の駆動回路３１（３１A，３１B）を備える。そして、個々の駆動回路３１A，３１Bを用いて、それぞれ別のスイッチング素子２を駆動するよう構成してある。
【００５４】
また、各スイッチング素子２の基準電極２１eは、制御回路部３において、互いに絶縁されている。すなわち、本形態では、２個の基準電極２１eを、制御回路部３の配線３４によって電気接続していない。
【００５５】
本形態の作用効果について説明する。図１０に示すごとく、本形態の電力変換装置１は、２個の駆動回路３１を備える。そのため、２個のスイッチング素子２A，２Bを、それぞれ個別に駆動することができる。したがって、例えば出力電流が少なくても良い場合には、２個のスイッチング素子２A，２Bのうち一方のスイッチング素子２のみをオンし、他方のスイッチング素子２をオフにすることが可能になる。
【００５６】
また、本形態では、２個の基準電極２１eは、制御回路部３において、互いに絶縁されている。
そのため、スイッチング素子２にオン電流Ｉが流れ、上記電圧Ｖ（＝ＬｄＩ／ｄｔ）が発生して、個々の基準電極２１eの電位に差ΔＶが生じた場合でも、電流ｉが制御回路部３の配線３４を流れなくなる。そのため、配線３４のインダクタンスＬ1，Ｌ2に起因する電圧Ｖ（＝Ｌｄｉ／ｄｔ：図２６参照）が発生しなくなる。配線３４のインダクタンスＬ1，Ｌ2はばらつきが大きいため、配線３４に電流ｉが流れてインダクタンスＬ1，Ｌ2に電圧Ｖが発生した場合、これらのインダクタンスＬ1，Ｌ2の大きさの関係によっては、ゲート閾値電圧Ｖthが低いスイッチング素子２（第１スイッチング素子２A）に、多くの制御電流Ｉgが流れる可能性が考えられる。しかしながら、本形態では、配線３４に電流ｉが流れないようにしてあるため、このような不具合を抑制できる。
【００５７】
本形態の作用効果を確認するための実験を行った。まず、図１０に示す回路を作成した。この回路では、スイッチング素子２のミラー期間ＴMにおける速度調整抵抗Ｒg（すなわち、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒon）は３．６Ωであった。また、２個の制御電極２１g間の抵抗は１Ωであった。そして、２個のスイッチング素子２A，２Bを同時にターンオンし、オン電流Ｉ1，Ｉ2と、ゲート−エミッタ間電圧Ｖg1，Ｖg2とを測定した。その結果を図１１に示す。また、比較例として、図２５に示す電力変換装置１を作成した。この回路では、スイッチング素子２のミラー期間ＴMにおける速度調整抵抗Ｒg（すなわち、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒon）は７．２Ωであった。２個の制御電極２１g間は未接続であった。そして、２個のスイッチング素子２A，２Bを同時にターンオンし、オン電流Ｉ1，Ｉ2及びゲート−エミッタ間電圧Ｖg1，Ｖg2を測定した。その結果を図１２に示す。これらの図から分かるように、２個の制御電極２１g間の電気抵抗を小さくした場合（図１１参照）は、電気抵抗が大きい場合（図１２参照）よりも、ターンオンした時のオン電流Ｉ1，Ｉ2の差ΔＩが小さい。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００５８】
（実施形態３）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図１３に示すごとく、本形態の制御回路部３は、実施形態２と同様に、２個の駆動回路３１を備える。そして、個々の駆動回路３１によって、それぞれ別のスイッチング素子２を駆動するよう構成してある。また、本形態では、制御回路部３に基準側コイルＬeを設けてある。基準側コイルＬeは、２個の基準電極２１eの間に配されている。
【００５９】
本形態の作用効果について説明する。上記基準側コイルＬeを設けると、２個の基準電極２１e間のインピーダンスを高くすることができる。そのため、配線３４に電流ｉが流れにくくなる。上述したように、配線３４に寄生するインダクタンスＬ1，Ｌ2はばらつきが大きいため、配線３４に大きな電流ｉが流れてインダクタンスＬ1，Ｌ2に電圧Ｖが発生すると、これらのインダクタンスＬ1，Ｌ2の大きさの関係によっては、ゲート閾値電圧Ｖthが低いスイッチング素子２（第１スイッチング素子２A）に多くの制御電流Ｉgが流れる可能性が考えられる。しかしながら、本形態では上記基準側コイルＬeによってインピーダンスを高くすることができ、配線３４に大きな電流ｉが流れることを抑制できるため、このような不具合を抑制できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６０】
（実施形態４）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図１４に示すごとく、本形態では、フィードバック抵抗Ｒfbに直列に、コイルＬfbを接続してある。
このようにすると、フィードバック電流Ｉfbに含まれる高周波成分を、コイルＬfbによって除去することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６１】
（実施形態５）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図１５に示すごとく、本形態では、フィードバック抵抗Ｒfbに並列に、コンデンサＣfbを接続してある。
このようにすると、ダンパー効果によって、フィードバック電流Ｉfbに含まれる高周波成分を除去することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６２】
（実施形態６）
本形態は、コンデンサＣfbの接続方法を変更した例である。図１６に示すごとく、本形態では、コンデンサＣfbの一方の端子をフィードバック配線８９に接続し、他方の端子をグランドに接続している。
このようにすると、フィードバック電流Ｉfbに含まれる高周波成分を、グランドへ流すことができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６３】
（実施形態７）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図１７に示すごとく、本形態では、フィードバック抵抗Ｒfbに直列にコイルＬfbを接続すると共に、フィードバック抵抗Ｒfbに並列にコンデンサＣfbを接続してある。
このようにすると、コイルＬfbとコンデンサＣfbとによって、フィードバック電流Ｉfbに含まれる高周波成分を、より効果的に除去することができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６４】
（実施形態８）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図１８に示すごとく、本形態の制御回路部３は、実施形態２と同様に、２個の駆動回路３１（３１A，３１B）を備える。個々の駆動回路３１によって、それぞれ別のスイッチング素子２を駆動している。また、本形態では、２個の制御電極２１gのうち一方の制御電極２１g（図１８では第２スイッチング素子２Bの制御電極２１g）と、フィードバック抵抗Ｒfbとの間に、開閉器６を設けてある。
【００６５】
電力変換装置１の出力電流を高くする場合は、図１８に示すごとく、２個のスイッチング素子２A，２Bを両方ともオンする。この場合、２個の駆動回路３１A，３１Bの切替スイッチ３３を両方ともオンにすると共に、開閉器６をオンする。このようにすると、フィードバック抵抗Ｒfb及び開閉器６を介して、フィードバック電流Ｉfbを流すことができる。そのため、２個のスイッチング素子２A，２Bのオン電流の差を小さくすることができる。なお、本形態では、２個の開閉器６（ＭＯＳＦＥＴ）を、互いに向きを変えて並列に接続してある。これは、スイッチング素子２のゲート閾値電圧Ｖthの大小関係が、製品ばらつきによって変わった場合は、フィードバック電流Ｉfbの向きが変わるためである。
【００６６】
また、電力変換装置１の出力電流を低減する場合は、図１９に示すごとく、２個のスイッチング素子２A，２Bのうち、第１スイッチング素子２Aのみをオンし、第２スイッチング素子２Bをオフする。このとき、第１駆動回路３１Aの切替スイッチ３３をオンにすると共に、第２駆動回路３１Bの切替スイッチ３３をオフにする。また、開閉器６をオフにする。このようにすると、第１駆動回路３１Aの制御電流Ｉgを、第１スイッチング素子２Aのみに流すことができる。すなわち、仮に開閉器６を設けなかったとすると、第１スイッチング素子２Aのみオンしたときに、第１駆動回路３１Aの制御電流Ｉgが、フィードバック抵抗Ｒfb、第２駆動回路３１Bのシャント抵抗３７’を通り、グランドへ流れる。そのため、第１スイッチング素子２Aに充分な制御電流Ｉgを流せない可能性がある。しかし、本形態のように開閉器６を設け、第１スイッチング素子２Aのみオンするときに開閉器６をオフすれば、制御電流Ｉgがグランドへ流れることを抑制でき、第１スイッチング素子２Aに充分に制御電流Ｉgを流すことができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００６７】
（実施形態９）
本形態は、フィードバック抵抗Ｒfbの配置位置を変更した例である。図２０に示すごとく、本形態では、フィードバック抵抗Ｒfbを、半導体モジュール４内に設けてある。半導体モジュール４は、２個のスイッチング素子２A，２Bと、これらのスイッチング素子２A，２Bを封止する本体部４０とを備える。この本体部４０に、フィードバック抵抗Ｒfbを内蔵してある。個々のスイッチング素子２A，２Bは、制御電極２１gを備える。２個のスイッチング素子２A，２Bの制御電極２１gを、互いに電気的に接続してある。
【００６８】
制御電極２１gには、それぞれ制御端子４２が接続している。２個の制御端子４２の間を、フィードバック配線８９およびフィードバック抵抗Ｒfbを介して電気接続してある。制御端子４２のうち、制御電極２１gからフィードバック配線８９までの部位４２０に、電極配線間抵抗ｒpが寄生している。
【００６９】
本形態の作用効果について説明する。上記構成にすると、電極配線間抵抗ｒpを小さくすることができる。そのため、２個の制御電極２１g間に、より多くのフィードバック電流Ｉfbを流すことが可能になる。したがって、２個のスイッチング素子２A，２Bの電流値の差を、より効果的に小さくすることができる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００７０】
（実施形態１０）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図２１に示すごとく、本形態では、２個の制御電極２１g間をフィードバック配線８９によって電気接続してある。フィードバック配線８９にはフィードバック抵抗Ｒfbを設けていない。２個の制御電極２１g間の電気抵抗は、スイッチング素子２のミラー期間ＴM（図５参照）における速度調整抵抗Ｒg（すなわち、駆動スイッチ３５のオン抵抗Ｒon）の抵抗値よりも小さい。
【００７１】
上記構成にすると、フィードバック抵抗Ｒfbを設けていないため、部品点数を低減できる。そのため、電力変換装置１の製造コストを低減できる。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００７２】
（実施形態１１）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図２２に示すごとく、本形態では、駆動回路３１を定電圧回路としている。切替スイッチ３３のオン側には、速度調整抵抗Ｒgと、駆動電源３２とが設けられている。本形態の速度調整抵抗Ｒgは、抵抗部品によって構成されている。そのため、速度調整抵抗Ｒgの値は一定である。すなわち、スイッチング素子２がミラー期間ＴMであるときも、それ以外の期間も、速度調整抵抗Ｒgの値は一定である。また、２個の制御電極２１g間の電気抵抗は、速度調整抵抗Ｒgの抵抗値よりも小さい。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００７３】
（実施形態１２）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図２３に示すごとく、本形態の制御回路部３は、２個の駆動回路３１を備える。個々の駆動回路３１によって、それぞれ別のスイッチング素子２を駆動している。個々の駆動回路３１は、定電圧回路である。また、２個のスイッチング素子２の基準電極２１eは、制御回路部３において、互いに絶縁されている。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００７４】
（実施形態１３）
本形態は、制御回路部３の構成を変更した例である。図２４に示すごとく、本形態の制御回路部３は、２個の駆動回路３１を備える。個々の駆動回路３１によって、それぞれ別のスイッチング素子２を駆動している。個々の駆動回路３１は、定電圧回路である。また、制御回路部３には、２個のスイッチング素子２の基準電極２１eの間を繋ぐ基準側コイル（Ｌe）が設けられている。
その他、実施形態１と同様の構成および作用効果を備える。
【００７５】
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。
【符号の説明】
【００７６】
１  電力変換装置
２  スイッチング素子
２１g  制御電極
２１e  基準電極
３  制御回路部
３１  駆動回路
Ｒg  速度調整抵抗
【図１】
2020025449.tif 000005
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
2020025449.tif 000011
【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
2020025449.tif 000023
【図２０】
2020025449.tif 000024
【図２１】
2020025449.tif 000025
【図２２】
2020025449.tif 000026
【図２３】
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【図２４】
2020025449.tif 000028
【図２５】
2020025449.tif 000029
【図２６】
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