(57)【要約】      （修正有）【課題】モータと制御装置の小型化、低コスト化を図ること。【解決手段】各巻線へ片方向電流を適宜通電するモータとその駆動回路に関わり、Ａ相ステータ磁極の両隣に配置する２個の全節巻き巻線ＷａｂとＷｃａと駆動用トランジスタを直列に接続してＡ相電流成分Ｉａを通電し、Ａ相ステータ磁極を通過するＡ相磁束成分φａを励磁してトルクを発生し、他の相も同様の構成とする。その結果、各ステータ磁極を選択的に励磁でき、直列巻線の両端電圧は該当する磁束成分だけとなり、簡素化、高性能化する。そして、各巻線と各トランジスタを２つの相で共用できるので利用率が改善し、小型化、低コスト化できる。【選択図】図６
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステータＳＴＲ１の円周方向に配置する（ＳＮ１×ＭＮ１）個以上のステータ磁極があり、それらの円周方向に並ぶステータ磁極ＳＰ１１、ＳＰ１２、ＳＰ１３、ＳＰ１４と、
前記ステータ磁極ＳＰ１１とＳＰ１２の間に位置するスロットＳＬ１１と、
前記ステータ磁極ＳＰ１２とＳＰ１３の間に位置するスロットＳＬ１２と、
前記ステータ磁極ＳＰ１３とＳＰ１４の間に位置するスロットＳＬ１３と、
電気角位置が１８０°異なる２つのスロット間に巻回する全節巻き巻線ＳＷＦ、あるいは、スロットからバックヨークの外側を通してトロイダル状に巻回する環状巻線ＳＷＲであって、前記スロットＳＬ１１に配置する巻線ＳＷ１１と、
同様に、前記スロットＳＬ１２に配置する巻線ＳＷ１２と、
同様に、前記スロットＳＬ１３に配置する巻線ＳＷ１３と、
ロータの円周方向に配置する（ＲＮ１×ＭＮ１）個の軟磁性体を使用したロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ１と、
前記巻線ＳＷ１１に直列に接続した電力素子ＰＥ１１と、
前記巻線ＳＷ１１に直列に接続した電力素子ＰＥ１２と、
前記巻線ＳＷ１２に直列に接続した電力素子ＰＥ１３とを備え、
前記電力素子ＰＥ１１と前記巻線ＳＷ１１と前記巻線ＳＷ１２と前記電力素子ＰＥ１２とを直列に接続し、
前記電力素子ＰＥ１３と前記巻線ＳＷ１３と前記巻線ＳＷ１２と前記電力素子ＰＥ１２とを直列に接続し、
前記の直列に接続した各巻線と各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁する
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、前記各巻線は、電磁気的に等価な巻線とその回路上の配置を入れ替えることができる。また、ＳＮ１は４以上の整数、ＲＮ１は２以上の整数、ＭＮ１は極対数であり１以上の整数とする。
【請求項２】
ステータＳＴＲ２の円周方向に配置する（ＳＮ２×ＭＮ２）個以上のステータ磁極があり、それらの円周方向に配置するステータ磁極ＳＰ２１、ＳＰ２２と、
前記ステータ磁極ＳＰ２１に巻回する集中巻き巻線ＳＷＳ２１と、
前記ステータ磁極ＳＰ２２に巻回する集中巻き巻線ＳＷＳ２２と、
ロータの円周方向に配置する（ＲＮ２×ＭＮ２）個の軟磁性体を使用したロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ２と、
前記巻線ＳＷ２１に直列に接続した電力素子ＰＥ２１と、
前記巻線ＳＷ２２に直列に接続した電力素子ＰＥ２２と、
前記巻線ＳＷ２２に直列に接続した電力素子ＰＥ２３とを備え、
前記電力素子ＰＥ２１と前記巻線ＳＷ２１と前記電力素子ＰＥ２２とを直列に接続し、
前記電力素子ＰＥ２３と前記巻線ＳＷ２２と前記電力素子ＰＥ２２とを直列に接続し、
前記の各巻線と各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁する
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、前記各巻線は、電磁気的に等価な巻線とその回路上の配置を入れ替えることができる。また、ＳＮ２は４以上の整数、ＲＮ２は２以上の整数、ＭＮ２は極対数であり１以上の整数とする。
【請求項３】
請求項１、２において、
ステータ磁極ＳＰの数ＳＮ３は（（２×ＫＮ３１）×ＭＮ３）個であって、
ロータＲＴＲは永久磁石を使用したロータ磁極を備えるロータＲＴＲ３であって、
ロータＲＴＲ３のロータ磁極ＲＰの数ＲＮ３は（（２＋４×ＫＮ３２）×ＭＮ３）個である
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、ＫＮ３１は３以上の整数、ＫＮ３２は２以上の整数、ＭＮ３は極対数であり１以上の整数とする。
【請求項４】
ステータＳＴＲ４の円周方向に配置する４個のステータ磁極ＳＰがあり、それらの一つであるＡ相のステータ磁極ＳＰ４１と、
前記Ａ相のＳＰ４１の円周方向の隣に位置するＢ相ステータ磁極ＳＰ４２と、
前記Ｂ相のＳＰ４２の円周方向の隣に位置するＡ／相ステータ磁極ＳＰ４３と、
前記Ａ／相のＳＰ４３の円周方向の隣に位置するＢ／相ステータ磁極ＳＰ４４と、
前記ステータ磁極ＳＰ４４とＳＰ４１の間に位置するスロットＳＬ４１と、
前記ステータ磁極ＳＰ４１とＳＰ４２の間に位置するスロットＳＬ４２と、
前記ステータ磁極ＳＰ４２とＳＰ４３の間に位置するスロットＳＬ４３と、
前記ステータ磁極ＳＰ４３とＳＰ４４の間に位置するスロットＳＬ４４と、
前記スロットＳＬ４１とＳＬ４３に配置するＡＢ相全節巻き巻線ＳＷＡＢ、あるいは、環状巻き線と、
前記スロットＳＬ４４とＳＬ４２に配置するＢＡ相全節巻き巻線ＳＷＢＡ、あるいは、環状巻き線と、
ロータの円周方向に配置し、軟磁性体、あるいは、永久磁石を使用したＲＮ４個のロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ４と、
前記ＡＢ相全節巻き巻線ＳＷＡＢ、あるいは、環状巻き線に直列に接続した電力素子ＰＥ４１と、
前記ＢＡ相全節巻き巻線ＳＷＢＡ、あるいは、環状巻き線に直列に接続した電力素子ＰＥ４２と、
前記電力素子ＰＥ４１が前記ＡＢ相全節巻き巻線ＳＷＡＢへ通電する電流の向きとは逆方向の電流を与える電力素子ＰＥ４３とを備え、
ロータ磁極の円周方向周期をＲＨＢ４として、前記Ａ相のＳＰ４１から見た前記Ｂ相ステータ磁極ＳＰ４２の円周方向位置は（ＲＨＢ４／２）の奇数倍の位置であり、
前記Ａ相のＳＰ４１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ４３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φａが両ステータ磁極を通過し、
前記Ａ相のＳＰ４１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ４３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φｂが両ステータ磁極を通過し、
前記電力素子ＰＥ４１と前記巻線ＳＷ４１と前記巻線ＳＷ４２と前記電力素子ＰＥ４２とを直列に接続し、
前記の直列に接続した各巻線と各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁する
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、ＲＮ４は２以上の整数である。また、前記モータ構成の極対数は１であり、極対数を２以上とすることもできる。
【請求項５】
ステータＳＴＲ５の円周方向に配置する４個のステータ磁極ＳＰがあり、それらの一つであるＡ相のステータ磁極ＳＰ５１と、
Ｂ相のステータ磁極ＳＰ５２と、
前記Ａ相のＳＰ５１とは電磁気的に逆の位相となるＡ／相ステータ磁極ＳＰ５３と、
前記Ｂ相のＳＰ５２とは電磁気的に逆の位相となるＢ／相ステータ磁極ＳＰ５４と、
前記Ａ相のステータ磁極ＳＰ５１へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５１と、
前記Ｂ相のステータ磁極ＳＰ５２へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５２と、
前記Ａ／相のステータ磁極ＳＰ５３へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５３と、
前記Ｂ／相のステータ磁極ＳＰ５４へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５４と、
ロータの円周方向に配置し、軟磁性体、あるいは、永久磁石を使用したＲＮ５個のロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ５と、
前記巻線ＳＷ５１と巻線ＳＷ５３を直列に接続し、巻線ＳＷ５１と直列に接続した電力素子ＰＥ５１と、
前記巻線ＳＷ５３と直列に接続した電力素子ＰＥ５３と、
前記巻線ＳＷ５２と巻線ＳＷ５４を直列に接続し、巻線ＳＷ５２と直列に接続した電力素子ＰＥ５２と、
前記巻線ＳＷ５４と直列に接続した電力素子ＰＥ５４とを備え、
ロータ磁極の円周方向周期をＲＨＢ５として、前記Ａ相のＳＰ５１から見た前記Ｂ相ステータ磁極ＳＰ５２の円周方向位置は（ＲＨＢ５／２）の奇数倍の位置であり、
前記Ａ相のＳＰ５１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ５３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φａが両ステータ磁極を通過し、
前記Ａ相のＳＰ５１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ５３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φｂが両ステータ磁極を通過し、
前記電力素子ＰＥ５１と前記巻線ＳＷ５１と前記巻線ＳＷ５３と前記電力素子ＰＥ５３とを直列に接続し、励磁電流Ｉａ５を通電して両ステータ磁極を励磁し、
前記電力素子ＰＥ５２と前記巻線ＳＷ５２と前記巻線ＳＷ５４と前記電力素子ＰＥ５４とを直列に接続し、励磁電流Ｉｂ５を通電して両ステータ磁極を励磁する
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、ＲＮ５は３以上の整数である。また、前記モータ構成の極対数は１であり、極対数を２以上とすることもできる。
【請求項６】
請求項１、３において、
ステータの円周方向に配置する（ＳＮ６×ＭＮ６）個のステータ磁極ＳＰ６１、ＳＰ６２、ＳＰ６３、ＳＰ６４と、
ロータ磁極の数ＲＮ６が（ＳＮ６×ＭＮ６）個以上で、（３×ＳＮ６×ＭＮ６）個以下のロータＲＴＲ６とを備え、
ステータ磁極の円周方向幅θｓｔ６は（３６０°／ＲＮ６−７２０°／（ＳＮ６×ＲＮ６））より小さく、
ロータ磁極の円周方向幅θｒｔ６は（３６０°／ＲＮ６−７２０°／（ＳＮ６×ＲＮ６））より小さい
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、ＳＮ６は６以上の整数、前記角度は電気角、ＭＮ６は極対数であり１以上の整数とする。
【請求項７】
ステータの円周方向に配置する（ＳＮ７×ＭＮ７）個のステータ磁極ＳＰ７１、ＳＰ７２、ＳＰ７３と、
前記ステータ磁極ＳＰ７１を励磁する巻線ＳＷ７１と、
前記ステータ磁極ＳＰ７２を励磁する巻線ＳＷ７２と、
前記ステータ磁極ＳＰ７３を励磁する巻線ＳＷ７３と、
前記巻線ＳＷ７１に直列に接続する電力素子ＰＥ７１と、
前記巻線ＳＷ７２に直列に接続する電力素子ＰＥ７２と、
前記巻線ＳＷ７３に直列に接続する電力素子ＰＥ７３と、
ロータ磁極の数ＲＮ７が（ＳＮ７×ＭＮ７）個以上で、（３×ＳＮ７×ＭＮ７）個以下のロータＲＴＲ７とを備え、
ステータ磁極の円周方向幅θｓｔ７は（３６０°／ＲＮ７−７２０°／（ＳＮ７×ＲＮ７））より小さく、
ロータ磁極の円周方向幅θｒｔ７は（３６０°／ＲＮ７−７２０°／（ＳＮ７×ＲＮ７））より小さい
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、ＳＮ７は６以上の整数、前記角度は電気角、ＭＮ７は極対数であり１以上の整数とする。
【請求項８】
ステータの円周方向に配置する（ＳＮ８×ＭＮ８）個以上のステータ磁極があり、それらの円周方向に並ぶステータ磁極ＳＰ８１、ＳＰ８２、ＳＰ８３、ＳＰ８４と、
前記ステータ磁極ＳＰ８１とＳＰ８２の間に位置するスロットＳＬ８１と、
前記ステータ磁極ＳＰ８２とＳＰ８３の間に位置するスロットＳＬ８２と、
前記ステータ磁極ＳＰ８３とＳＰ８４の間に位置するスロットＳＬ８３と、
電気角位置が１８０°異なる２つのスロット間に巻回する全節巻き巻線ＳＷＦ、あるいは、スロットからバックヨークの外側を通してトロイダル状に巻回する環状巻線ＳＷＲであって、前記スロットＳＬ８１に配置する巻線ＳＷ８１と、
同様に、前記スロットＳＬ８２に配置する巻線ＳＷ８２と、
同様に、前記スロットＳＬ８３に配置する巻線ＳＷ８３と、
ロータの円周方向に配置する（ＲＮ８×ＭＮ８）個のロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ８と、
正側端子ＶｓＰ８と負側端子ＶｓＮ８を持つ直流電圧源Ｖｓ８と、
前記正側端子ＶｓＰ８と前記巻線ＳＷ８１の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８１と、
前記巻線ＳＷ８１と前記負側端子ＶｓＮ８の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８２と、
前記正側端子ＶｓＰ８と前記巻線ＳＷ８２の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８３と、
前記巻線ＳＷ８２と前記負側端子ＶｓＮ８の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８４と、
前記正側端子ＶｓＰ８と前記巻線ＳＷ８３の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８５と、
前記巻線ＳＷ８３と前記負側端子ＶｓＮ８の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８６と、
前記巻線ＳＷ８１と直列に接続したダイオードＤＤ８１と、
前記巻線ＳＷ８２と直列に接続したダイオードＤＤ８２と、
前記巻線ＳＷ８３と直列に接続したダイオードＤＤ８３
とを備え、
前記巻線ＳＷ８１とダイオードＤＤ８１と前記巻線ＳＷ８２とダイオードＤＤ８２と  前記巻線ＳＷ８３とダイオードＤＤ８３とを直列に接続し、
前記巻線ＳＷ８１、前記巻線ＳＷ８２、前記巻線ＳＷ８３へは片方向電流を通電し、
前記スロットＳＬ８１に通電する電流の方向を正方向とすると、前記スロットＳＬ８２には逆の負方向に通電し、前記スロットＳＬ８３には正方向に通電し、
前記の各巻線へ各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁する
ことを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、前記各巻線は、電磁気的に等価な巻線とその回路上の配置を入れ替えることができる。また、ＳＮ８は６以上の整数、ＲＮ８は２以上の整数、ＭＮ８は極対数であり１以上の整数とする。
【請求項９】
請求項１、２、３、４、５、６、７において、
モータの力行電力を供給する直流電圧源Ｖｓ９１と、
磁気エネルギーおよび動力の電源回生を行う直流電圧源Ｖｓ９２、あるいは、等価的に電源回生の電圧を増大する磁気的回生電圧増大手段ＭＲＧＭとを備える
ことを特徴とするモータとその制御装置。
【請求項１０】
請求項１、２、４、５、６、７、８において、
円周方向に並んで配置するＮ極のステータ磁極ＳＰＡ１とＳ極のステータ磁極ＳＰＡ２と、
前記Ｎ極のステータ磁極ＳＰＡ１の歯の先端部近傍と前記Ｓ極のステータ磁極ＳＰＡ２の歯の先端部近傍の間に配置する永久磁石ＰＭＡ１と
を備えることを特徴とするモータとその制御装置。
【請求項１１】
請求項１、２、４、５、６、７、８において、
モータ内の磁束を通過する主な軟磁性体ＭＭＢ１と、
飽和磁束密度が前記軟磁性体ＭＭＢ１より大きい特性を示す軟磁性体ＭＭＢ２とを使用し、
前記軟磁性体ＭＭＢ２をステータ磁極ＳＰでもあるステータの歯の１／２以下の部分に使用し、
前記軟磁性体ＭＭＢ２をロータ磁極ＲＰでもあるロータの歯の１／２以下の部分に使用する
ことを特徴とするモータとその制御装置。
【請求項１２】
請求項２、４，５、７、８において、
ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＮ極のステータ磁極ＳＰＣ１と、
ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＳ極のステータ磁極ＳＰＣ２と、
前記Ｎ極のステータ磁極ＳＰＣ１と前記Ｓ極のステータ磁極ＳＰＣ２との間のバックヨークへステータ磁極の磁性に合わせて配置する永久磁石ＰＭＣ１と、
を備えることを特徴とするモータとその制御装置。
【請求項１３】
請求項１、２、４、５、６、７、８において、
円周上に配置したＮ極のステータ磁極ＳＰＤ１と、
円周上に配置したＳ極のステータ磁極ＳＰＤ２と、
前記Ｎ極のステータ磁極ＳＰＤ１と磁気的に接続するバックヨークＢＹＳＤ１と、
前記Ｓ極のステータ磁極ＳＰＤ２と磁気的に接続するバックヨークＢＹＳＤ２と、
前記バックヨークＢＹＳＤ１と前記バックヨークＢＹＳＤ２との間へステータ磁極の磁性に合わせて配置した永久磁石ＰＭＤ１と
を備えることを特徴とするモータその制御装置。
【請求項１４】
請求項１、２、３、４、５、６、７、８において、
ステータ磁極の円周方向幅をθｓｔＥとし、
ロータ磁極の円周方向周期をＲＨＢＥとし、
ロータ磁極の一つの構成要素であって、ロータの円周方向の単位角度幅のロータ軸方向の全長に渡る単位面積についてそのラジアル方向のパーミアンスＰＭＡＥ１（１／磁気抵抗平均値ＭＲＥ１）が最も大きい第１の回転部と、
ロータ磁極の一つの構成要素であって、前記第１の回転部の円周方向に配置し、円周方向幅がθｒｔＥ２の第２の回転部と、
ロータ磁極の一つの構成要素であって、前記第２の回転部の円周方向に隣接して配置し、円周方向幅がθｒｔＥ３の第３の回転部とを備え、
前記第２の回転部の円周方向の単位角度幅のロータ軸方向の全長に渡る単位面積についてのラジアル方向のパーミアンスＰＭＡＥ２（１／磁気抵抗平均値ＭＲＥ２）が前記第３の回転部の円周方向の単位角度幅のロータ軸方向の全長に渡る単位面積についてのラジアル方向のパーミアンスＰＭＡＥ３（１／磁気抵抗平均値ＭＲＥ３）の１５％から８５％の値であり、
前記ステータ磁極の円周方向幅θｓｔＥは前記第２の回転部の円周方向幅θｒｔＥ２より大きく、
前記第２の回転部の円周方向幅θｒｔＥ２と前記第３の回転部の円周方向幅θｒｔＥ３との和（θｒｔＥ２＋θｒｔＥ３）は前記ロータ磁極の円周方向周期の１／２である（ＲＨＢＥ／２）より大きい
ことを特徴とするモータとその制御装置。
【請求項１５】
請求項１、２、３、４、５、６、７、８において、
各相の電流として、連続的に通電する直流電流成分Ｉｊと、ロータ回転角位置θｒに応じて変動する変動電流成分Ｉｋとを通電する
ことを特徴とするモータとその制御装置。
【請求項１６】
請求項１、２、３、４、５、６、７、８において、
各相のステータ磁極を励磁する直流励磁巻線ＳＷＭＥと、
前記界磁巻線ＳＷＭＥへ直流電流成分Ｉｊを通電する電力素子ＰＥＧ１と
を備えることを特徴とするモータとその制御装置。
【請求項１７】
請求項１、２、４、５、７、８において、
ステータの円周方向に配置する（ＳＮＨ×ＭＮＨ）個のステータ磁極ＳＢＰがあり、それらのステータ磁極ＳＢＰがロータと対向する面に円周方向に３６０°／（ＲＮＨ×ＭＮＨ）の周期で配置したＳＫＨ個の小さな突極ＳＰＫと、
ロータＲＴＲＨの円周方向に配置する（ＲＮＨ×ＭＮＨ）個のロータ磁極ＲＰＫと
を備えることを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、ＳＮＨは４以上の整数、ＳＫＨは２以上の整数、ＲＮＨは（ＳＮＨ×ＭＮＨ×ＳＫＨ）以上の整数、ＭＮＨは極対数であり１以上の整数とする。
【請求項１８】
ステータの円周方向に配置する（ＳＮＨ×ＭＮＨ）個のステータ磁極ＳＢＰと、
ステータ磁極ＳＢＰがロータと対向する面に円周方向に３６０°／（ＲＮＨ×ＭＮＨ）の周期で配置したＳＫＨ個の小さな突極ＳＰＫと、
ロータＲＴＲＨの円周方向に配置する（ＲＮＨ×ＭＮＨ）個のロータ磁極ＲＰＫと、
ロータＲＴＲＨのステータ側表面からロータのバックヨーク側に位置する空隙部、あるいは、磁気抵抗の大きい難磁性部により構成した（ＲＢＮ×ＭＮＨ）個のロータ磁極ＲＢＰ
を備えることを特徴とするモータとその制御装置。
ここで、ＳＮＨは４以上の整数、ＳＫＨは２以上の整数、ＲＮＨは（ＳＮＨ×ＭＮＨ×ＳＫＨ）以上の整数、ＲＢＮは２以上の整数、ＭＮＨは極対数であり１以上の整数とする。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電流を通電する交流モータではなく、直流電流を通電するモータ、即ち、各巻線へ片方向電流を適宜通電するモータとその駆動回路、制御装置に関わる。従って、ステータの各巻線の電流が生成する起磁力は、各ステータ磁極の片方向にだけ作用する。
なお、従来のリラクタンスモータとその制御装置に対して、それらを改良し、発展させるものでもあるが、例えば、本発明は永久磁石形ロータを片方向電流で効率良く駆動する技術も含む。
本発明の用途は、電気自動車ＥＶの主機用モータ、家電用モータ、産業用モータなど関わる。それらを高性能化、高効率化、小型化、軽量化、低コスト化する技術に関わる。
【背景技術】
【０００２】
交流モータは現在の主流のモータであり広く使用されているが、視点を変えると不都合な面もある。例えば、一つの交流電流を作り出すために４個のトランジスタが必要となる。直流電流ならば、トランジスタ１個で制御できる。電力的にも、正弦波電流より直流電流の方が優れていることも多い。また。リラクタンスモータには、交流リラクタンスモータと直流電流を制御して駆動する、いわゆる、スイッチトリラクタンスモータなどが知られている。本発明は後者に近いが、問題点もある。
【０００３】
従来のリラクタンスモータの横断面図の例を図８３に示す。ステータの磁極が６個でロータの磁極が４個のリラクタンスモータである。スイッチトリラクタンスモータとも言われている。８３９はステータ、８３Ｂはロータ軸である。８３Ａ、８３Ｆなどはロータの突極磁極で、円周方向幅は３０°で、全周の４か所に等間隔に配置している。８３１はＡ相のステータ磁極で、Ａ相の集中巻巻線８３７と８３８を破線で示すように巻回している。このモータの各巻線の電流は片方向電流で、各巻線を電流シンボルで示し、電流の流れる方向を示している。巻線８３７は紙面の表側から裏側へ流れるＡ相電流Ｉａ、巻線８３８は紙面の裏側から表側へ流れるＡ相電流Ｉａを通電する。従って、電流を通電する時は、Ａ相のステータ磁極８３１はＳ極となる。８３２はＡ相とは逆相の関係となるＡ／相のステータ磁極で、Ａ／相の集中巻巻線８３Ｃ、８３Ｄを破線で示すように巻回している。Ａ／相の巻線へもＡ相電流Ｉａを通電し、Ａ／相のステータ磁極８３２はＮ極となる。８３１と８３２を同時を励磁してロータに矢印８３Ｅで示す磁束成分φａを、紙面の下側から上側へ、ステータ磁極８３２、ロータ磁極８３Ｆ、ロータ磁極８３Ａ、ステータ磁極８３１へ通過させ、φａはステータのバックヨークを通って一巡する。図８３の状態では、ロータに反時計回転方向ＣＣＷのトルクが発生する。
【０００４】
同様に、８３３はＢ相のステータ磁極で、集中巻き巻線８３Ｈ、８３Ｊを巻回し、Ｂ相電流Ｉｂを通電する。８３４はＢ／相のステータ磁極で、集中巻き巻線８３Ｇ、８３Ｋを巻回し、Ｂ相電流Ｉｂを通電する。ステータ磁極８３４から８３３へ通過する磁束はφｂである。８３５はＣ相のステータ磁極で、集中巻き巻線８３Ｌ、８３Ｍを巻回し、Ｃ相電流Ｉｃを通電する。８３６はＣ／相のステータ磁極で、集中巻き巻線８３Ｎ、８３Ｐを巻回し、Ｃ相電流Ｉｃを通電する。ステータ磁極８３６から８３５へ通過する磁束はφｃである。各ステータ磁極の円周方向幅は３０°で、全周の６か所に等間隔に配置している。
【０００５】
次に、図８３のリラクタンスモータの動作について説明する。ロータの回転位置について、Ａ相のステータ磁極８３１の時計回転方向端の回転位置をロータの始点と定義する。ロータ回転角位置θｒは、図示するように、この始点からロータ磁極８３ＡのＣＣＷ方向端部までの回転角とする。Ａ相の巻線８３７、８３８とＡ／相の巻線８３Ｃ、８３Ｄを直列に接続し、Ａ相電流Ｉａとして連続定格に近い値の一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓoで回転する。この時の巻線電圧は、図８４の電圧Ｖａとなる。このＶａの横軸は時間ｔであり、図８４の最下段にはその時のロータ回転角位置θｒの値を示している。図８３のＣＣＷ方向は、図８４の紙面の右方向である。なお、本発明では、図８３のようなリラクタンスモータの基本構成のロータが１回転する角度を電気角３６０°と定義する。例えば、図８３を２極対に多極化して変形した時、ロータの１回転は機械角３６０°、電気角７２０°となる。なお、他の特許、文献などではロータ磁極ピッチを基準とすることもあり、混乱しないように確認する。ここで、Ｖｓｏの単位は［ラジアン／ｓｅｃ］とする。また、ステータ磁極８３１、８３２とロータ磁極８３Ａ、８３Ｆとが対向した部分に、磁束がエアギャップ部を介して通過すると仮定する単純モデルとしている。即ち、電圧の計算などにおいては、ステータ磁極とロータ磁極の周辺の空間には漏れ磁束が無いものとして単純計算する。
【０００６】
同様に、８３３、８３４のＢ相の巻線とＢ／相の巻線を直列に接続し、Ｂ相電流Ｉｂとして一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図８４の電圧Ｖｂとなる。同様に、８３５、８３６のＣ相の巻線とＣ／相の巻線を直列に接続し、Ｃ相電流Ｉｃとして一定電流Ｉｏを通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓｏで回転する。この時の巻線電圧は、図８４の電圧Ｖｃとなる。各相がトルクを発生できるロータ回転角位置θｒの関係を確認したことになる。
【０００７】
次に、図８３のリラクタンスモータをＣＣＷへ一定トルクを生成して回転する動作について説明する。図８４の電圧Ｖａの特性から、Ａ相は０°から３０°の間と９０°から１２０°の間でＣＣＷのトルクを生成可能であり、Ａ相電流は図８４のＩａに示すＡ相電流を通電する。同様に、図８４の電圧Ｖｂから、Ｂ相は３０°から６０°の間と１２０°から１５０°の間でＣＣＷのトルクを生成可能であり、この間で、図８４のＩａより３０°位相の遅れたＢ相電流Ｉｂを通電する。図８４の電圧Ｖｃから、Ｃ相は６０°から９０°の間と１５０°から１８０°の間でＣＣＷのトルクを生成可能であり、この間で、図８４のＩａより６０°位相の遅れたＣ相電流を通電する。リラクタンスモータのトルク周期は１８０°であり、ロータ回転位置θｒに応じて前記電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電することにより、ＣＣＷの一定トルクを得ることができる。
【０００８】
また、図８３のリラクタンスモータをＣＷへ一定トルクを生成して回転する動作について説明する。前記のＣＣＷトルクの生成と同様である。Ａ相の電流Ｉａは、図８４のＩａより３０°位相の遅れた電流を通電することにより負のトルクが得られる。Ｂ相の電流Ｉｂは、図８４のＩａより６０°位相の遅れた電流を通電することにより負のトルクが得られる。Ｃ相の電流Ｉｃは、図８４のＩａより９０°位相の遅れた電流、すなわち、図８４のＩａと同じ電流を通電することにより負のトルクが得られる。そして、ロータ回転位置θｒに応じて前記電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを通電することにより、ＣＷの一定トルクを得ることができる。
【０００９】
図８３の従来リラクタンスモータの優れている点として、ロータが単純構造で堅牢であるため、高速回転が容易であることが挙げられる。また、永久磁石を使用せずに駆動することができる。リラクタンス力である吸引力によりトルクを発生し、駆動アルゴリズムが比較的単純である。ステータ巻線も突極への集中巻き構成で、簡素であり製作が容易である。そして何より、低コストなモータシステム実現の可能性がある。
【００１０】
次に、図８３の従来リラクタンスモータの問題点について説明する。前記のモータ構成、前記の動作説明に関連する問題点である。従来リラクタンスモータの第１の問題点は、連続定格トルクが同一モータサイズの永久磁石型同期電動機に比較して劣ることである。また、用途によっては、低速回転で連続定格トルクの３倍以上の大きなトルクも望まれる。一般的に、大きなトルク領域では力率の低下などによりトルク定数が低下する傾向があり、大型化し、重量の問題もある。低速回転でのモータ損失は、銅損が支配的である。第２の問題点は、モータの最大トルクの近傍において力率が低く、インバータが大型化することである。特に、電気自動車の主機用モータとしては、連続定格トルクの３倍以上の大きなトルクが必要であり、力率の問題、トルクリップルの問題が増大する。
【００１１】
第３の問題点は、リラクタンスモータを構成する各部分がトルクを発生する時間的な比率、空間的な比率が、図８３の例で３３％（１／３）程度と低いことである。図８３の場合、モータの３３％の部分がトルク発生に寄与しているが、他の６７％（２／３）の部分は動作していない。利用率が３３％とも言える。この第３の問題点は他の問題点の原因ともなっている。後に示す図５の駆動回路も同様である。その他に、騒音の問題、トルクリップルの問題などがある。永久磁石ロータを使用するモータとそれらの制御装置に関しては、少し作用が異なるが類似の問題がある。
【００１２】
以上のように、図８３などの従来のリラクタンスモータは優れた点もあるが、問題点が多い。これらの問題の大半を解決することにより、リラクタンスモータを電気自動車の主機用モータとして実用化できるようになり、従来の永久磁石型同期モータに対する競争力を持ち、魅力的なモータとすることができると考えている。また、永久磁石ロータについても、本発明のリラクタンスモータとその制御装置と同じ技術を適用して、高性能化を図ることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特許第３１５７１６２号公報（図２−４）
【特許文献２】特許第５３３３４１９号公報
【特許文献３】特許第５７５１１４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１４】
本発明の目的は、交流モータである従来の永久磁石型同期モータとその駆動回路に対し、片方向電流を通電するモータ、即ち、直流モータとも言えるモータとその駆動回路の優れた点を集め、新たな技術を駆使し、モータと駆動装置の高性能化、高効率化、小型化、軽量化、低コスト化を実現することである。
【００１５】
本発明の第１の課題は、前記第１の問題点を解決することであり、連続定格トルクの改善である。また、連続定格トルクの３倍以上の大きなトルクも望まれる。本発明の第２の課題は、前記第２の問題点を解決することであり、大きなトルク出力時の力率の改善、インバータが小型化である。本発明の第３の課題は、前記第３の問題点を解決することであり、モータ及び駆動回路の各部分の利用率の改善であり、他の課題を解決することにも繋がる。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
請求項１に記載の発明は、ステータＳＴＲ１の円周方向に配置する（ＳＮ１×ＭＮ１）個以上のステータ磁極があり、それらの円周方向に並ぶステータ磁極ＳＰ１１、ＳＰ１２、ＳＰ１３、ＳＰ１４と、前記ステータ磁極ＳＰ１１とＳＰ１２の間に位置するスロットＳＬ１１と、前記ステータ磁極ＳＰ１２とＳＰ１３の間に位置するスロットＳＬ１２と、前記ステータ磁極ＳＰ１３とＳＰ１４の間に位置するスロットＳＬ１３と、電気角位置が１８０°異なる２つのスロット間に巻回する全節巻き巻線ＳＷＦ、あるいは、スロットからバックヨークの外側を通してトロイダル状に巻回する環状巻線ＳＷＲであって、前記スロットＳＬ１１に配置する巻線ＳＷ１１と、同様に、前記スロットＳＬ１２に配置する巻線ＳＷ１２と、同様に、前記スロットＳＬ１３に配置する巻線ＳＷ１３と、ロータの円周方向に配置する（ＲＮ１×ＭＮ１）個の軟磁性体を使用したロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ１と、前記巻線ＳＷ１１に直列に接続した電力素子ＰＥ１１と、前記巻線ＳＷ１１に直列に接続した電力素子ＰＥ１２と、前記巻線ＳＷ１２に直列に接続した電力素子ＰＥ１３とを備え、前記電力素子ＰＥ１１と前記巻線ＳＷ１１と前記巻線ＳＷ１２と前記電力素子ＰＥ１２とを直列に接続し、前記電力素子ＰＥ１３と前記巻線ＳＷ１３と前記巻線ＳＷ１２と前記電力素子ＰＥ１２とを直列に接続し、前記の直列に接続した各巻線と各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁することを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、前記各巻線は、電磁気的に等価な巻線とその回路上の配置を入れ替えることができる。また、ＳＮ１は４以上の整数、ＲＮ１は２以上の整数、ＭＮ１は極対数であり１以上の整数とする。
【００１７】
この構成によれば、ステータ磁極の両隣の全節巻き巻線を直列に接続してそのステータ磁極の励磁電流成分を通電することにより、そのステータ磁極を選択的に励磁してそのステータ磁極の相の磁束成分を励磁することができ、また、他のステータ磁極へ電磁気的な影響を与えない。それら両巻線は全節巻き巻線なので他の全ての相の磁束成分と鎖交して影響を受けるが、両巻線の両端電圧は他相の磁束が相殺するので影響を受けない。その結果、前記励磁電流成分を、他相の過大な電圧、複雑な電圧の影響などを受けずに、容易に正確に通電することができる。
【００１８】
また、全節巻き巻線なので、隣り合うステータ磁極の励磁に巻線を共用でき利用率が向上し、集中巻巻き線に比較して、スロット内銅損を１／２に低減できる。
【００１９】
また、全節巻き巻線の電流は両隣の２つステータ磁極の相電流成分が重畳した加算値であり、独特の回路構成と巻線配置により、各全節巻き巻線の２つの相の電流成分を相互に、自在に分離して通電することができる。そして、各トランジスタは２つの相の電流成分を重畳して通電することになり、同時に、通電経路を２倍にでき、各トランジスタの利用率を２倍にできる。その結果、駆動回路の出力を従来比で２倍に増加することができる。なお、片方向電流制御なので、比較的容易に、２つの相電流成分を重畳し、また、相互に分離できる。
【００２０】
請求項２に記載の発明は、ステータＳＴＲ２の円周方向に配置する（ＳＮ２×ＭＮ２）個以上のステータ磁極があり、それらの円周方向に配置するステータ磁極ＳＰ２１、ＳＰ２２と、前記ステータ磁極ＳＰ２１に巻回する集中巻き巻線ＳＷＳ２１と、前記ステータ磁極ＳＰ２２に巻回する集中巻き巻線ＳＷＳ２２と、ロータの円周方向に配置する（ＲＮ２×ＭＮ２）個の軟磁性体を使用したロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ２と、前記巻線ＳＷ２１に直列に接続した電力素子ＰＥ２１と、前記巻線ＳＷ２２に直列に接続した電力素子ＰＥ２２と、前記巻線ＳＷ２２に直列に接続した電力素子ＰＥ２３とを備え、前記電力素子ＰＥ２１と前記巻線ＳＷ２１と前記電力素子ＰＥ２２とを直列に接続し、前記電力素子ＰＥ２３と前記巻線ＳＷ２２と前記電力素子ＰＥ２２とを直列に接続し、前記の各巻線と各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁することを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、前記各巻線は、電磁気的に等価な巻線とその回路上の配置を入れ替えることができる。また、ＳＮ２は４以上の整数、ＲＮ２は２以上の整数、ＭＮ２は極対数であり１以上の整数とする。
この構成によれば、片方向電流制御なので、各トランジスタを共用することができ、駆動回路を小型化、低コスト化できる。
【００２１】
請求項３に記載の発明は、請求項１、２において、ステータ磁極ＳＰの数ＳＮ３は（（２×ＫＮ３１）×ＭＮ３）個であって、ロータＲＴＲは永久磁石を使用したロータ磁極を備えるロータＲＴＲ３であって、ロータＲＴＲ３のロータ磁極ＲＰの数ＲＮ３は（（２＋４×ＫＮ３２）×ＭＮ３）個であることを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、ＫＮ３１は３以上の整数、ＫＮ３２は２以上の整数、ＭＮ３は極対数であり１以上の整数とする。
この構成によれば、片方向電流制御であるが、特定の永久磁石型ロータを効率良く駆動することができ、各トランジスタの利用率を２倍とし、モータとその制御装置を高効率化、小型化、低コスト化できる。
【００２２】
請求項４に記載の発明は、ステータＳＴＲ４の円周方向に配置する４個のステータ磁極ＳＰがあり、それらの一つであるＡ相のステータ磁極ＳＰ４１と、前記Ａ相のＳＰ４１の円周方向の隣に位置するＢ相ステータ磁極ＳＰ４２と、前記Ｂ相のＳＰ４２の円周方向の隣に位置するＡ／相ステータ磁極ＳＰ４３と、前記Ａ／相のＳＰ４３の円周方向の隣に位置するＢ／相ステータ磁極ＳＰ４４と、前記ステータ磁極ＳＰ４４とＳＰ４１の間に位置するスロットＳＬ４１と、前記ステータ磁極ＳＰ４１とＳＰ４２の間に位置するスロットＳＬ４２と、前記ステータ磁極ＳＰ４２とＳＰ４３の間に位置するスロットＳＬ４３と、前記ステータ磁極ＳＰ４３とＳＰ４４の間に位置するスロットＳＬ４４と、前記スロットＳＬ４１とＳＬ４３に配置するＡＢ相全節巻き巻線ＳＷＡＢ、あるいは、環状巻き線と、前記スロットＳＬ４４とＳＬ４２に配置するＢＡ相全節巻き巻線ＳＷＢＡ、あるいは、環状巻き線と、ロータの円周方向に配置し、軟磁性体、あるいは、永久磁石を使用したＲＮ４個のロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ４と、前記ＡＢ相全節巻き巻線ＳＷＡＢ、あるいは、環状巻き線に直列に接続した電力素子ＰＥ４１と、前記ＢＡ相全節巻き巻線ＳＷＢＡ、あるいは、環状巻き線に直列に接続した電力素子ＰＥ４２と、前記電力素子ＰＥ４１が前記ＡＢ相全節巻き巻線ＳＷＡＢへ通電する電流の向きとは逆方向の電流を与える電力素子ＰＥ４３とを備え、ロータ磁極の円周方向周期をＲＨＢ４として、前記Ａ相のＳＰ４１から見た前記Ｂ相ステータ磁極ＳＰ４２の円周方向位置は（ＲＨＢ４／２）の奇数倍の位置であり、前記Ａ相のＳＰ４１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ４３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φａが両ステータ磁極を通過し、前記Ａ相のＳＰ４１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ４３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φｂが両ステータ磁極を通過し、前記電力素子ＰＥ４１と前記巻線ＳＷ４１と前記巻線ＳＷ４２と前記電力素子ＰＥ４２とを直列に接続し、前記の直列に接続した各巻線と各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁することを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、ＲＮ４は２以上の整数である。また、前記モータ構成の極対数は１であり、極対数を２以上とすることもできる。
この構成によれば、２つステータ磁極の両隣の全節巻き巻線を直列に接続して励磁電流成分を通電することにより、該当するステータ磁極を選択的に励磁してそのステータ磁極の相の磁束成分を励磁することができ、また、他のステータ磁極へ電磁気的な影響を与えない。それら両巻線は全節巻き巻線なので、相互に、他の相の磁束成分と鎖交して影響を受けるが、両巻線の両端電圧は他相の磁束が相殺するので影響を受けない。その結果、前記励磁電流成分を、他相の電圧の影響などを受けずに、容易に正確に通電することができる。このモータは、２つの相のステータ磁極と２つの全節巻き巻線で駆動するので、基本的に利用率は高く、前記電圧問題を解決できれば、高速回転においても高トルク、高力率、高出力を実現できる。
【００２３】
請求項５に記載の発明は、ステータＳＴＲ５の円周方向に配置する４個のステータ磁極ＳＰがあり、それらの一つであるＡ相のステータ磁極ＳＰ５１と、Ｂ相のステータ磁極ＳＰ５２と、前記Ａ相のＳＰ５１とは電磁気的に逆の位相となるＡ／相ステータ磁極ＳＰ５３と、前記Ｂ相のＳＰ５２とは電磁気的に逆の位相となるＢ／相ステータ磁極ＳＰ５４と、前記Ａ相のステータ磁極ＳＰ５１へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５１と、前記Ｂ相のステータ磁極ＳＰ５２へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５２と、前記Ａ／相のステータ磁極ＳＰ５３へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５３と、前記Ｂ／相のステータ磁極ＳＰ５４へ巻回した集中巻き巻線ＳＷ５４と、ロータの円周方向に配置し、軟磁性体、あるいは、永久磁石を使用したＲＮ５個のロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ５と、前記巻線ＳＷ５１と巻線ＳＷ５３を直列に接続し、巻線ＳＷ５１と直列に接続した電力素子ＰＥ５１と、前記巻線ＳＷ５３と直列に接続した電力素子ＰＥ５３と、前記巻線ＳＷ５２と巻線ＳＷ５４を直列に接続し、巻線ＳＷ５２と直列に接続した電力素子ＰＥ５２と、前記巻線ＳＷ５４と直列に接続した電力素子ＰＥ５４とを備え、ロータ磁極の円周方向周期をＲＨＢ５として、前記Ａ相のＳＰ５１から見た前記Ｂ相ステータ磁極ＳＰ５２の円周方向位置は（ＲＨＢ５／２）の奇数倍の位置であり、前記Ａ相のＳＰ５１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ５３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φａが両ステータ磁極を通過し、前記Ａ相のＳＰ５１と前記Ａ／相ステータ磁極ＳＰ５３とは相対的に電磁気的な逆相の関係であってそれらの相の磁束成分φｂが両ステータ磁極を通過し、前記電力素子ＰＥ５１と前記巻線ＳＷ５１と前記巻線ＳＷ５３と前記電力素子ＰＥ５３とを直列に接続し、励磁電流Ｉａ５を通電して両ステータ磁極を励磁し、前記電力素子ＰＥ５２と前記巻線ＳＷ５２と前記巻線ＳＷ５４と前記電力素子ＰＥ５４とを直列に接続し、励磁電流Ｉｂ５を通電して両ステータ磁極を励磁することを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、ＲＮ５は３以上の整数である。また、前記モータ構成の極対数は１であり、極対数を２以上とすることもできる。
この構成によれば、簡素なモータ構成で、スロットの断面積を広くできるので銅損の低減により高効率化ができ、駆動回路も簡素な構成とすることができる。また、片方向の連続トルク化、磁石利用による高効率化も可能である。
【００２４】
請求項６に記載の発明は、請求項１、３において、ステータの円周方向に配置する（ＳＮ６×ＭＮ６）個のステータ磁極ＳＰ６１、ＳＰ６２、ＳＰ６３、ＳＰ６４と、ロータ磁極の数ＲＮ６が（ＳＮ６×ＭＮ６）個以上で、（３×ＳＮ６×ＭＮ６）個以下のロータＲＴＲ６とを備え、ステータ磁極の円周方向幅θｓｔ６は（３６０°／ＲＮ６−７２０°／（ＳＮ６×ＲＮ６））より小さく、ロータ磁極の円周方向幅θｒｔ６は（３６０°／ＲＮ６−７２０°／（ＳＮ６×ＲＮ６））より小さいことを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、ＳＮ６は６以上の整数、前記角度は電気角、ＭＮ６は極対数であり１以上の整数とする。
この構成によれば、スロットの断面積を広くできるので銅損の低減により高効率化ができる。また、磁石利用による高効率化も可能である。
【００２５】
請求項７に記載の発明は、ステータの円周方向に配置する（ＳＮ７×ＭＮ７）個のステータ磁極ＳＰ７１、ＳＰ７２、ＳＰ７３と、前記ステータ磁極ＳＰ７１を励磁する巻線ＳＷ７１と、前記ステータ磁極ＳＰ７２を励磁する巻線ＳＷ７２と、前記ステータ磁極ＳＰ７３を励磁する巻線ＳＷ７３と、前記巻線ＳＷ７１に直列に接続する電力素子ＰＥ７１と、前記巻線ＳＷ７２に直列に接続する電力素子ＰＥ７２と、前記巻線ＳＷ７３に直列に接続する電力素子ＰＥ７３と、ロータ磁極の数ＲＮ７が（ＳＮ７×ＭＮ７）個以上で、（３×ＳＮ７×ＭＮ７）個以下のロータＲＴＲ７とを備え、ステータ磁極の円周方向幅θｓｔ７は（３６０°／ＲＮ７−７２０°／（ＳＮ７×ＲＮ７））より小さく、ロータ磁極の円周方向幅θｒｔ７は（３６０°／ＲＮ７−７２０°／（ＳＮ７×ＲＮ７））より小さいことを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、ＳＮ７は６以上の整数、前記角度は電気角、ＭＮ７は極対数であり１以上の整数とする。
この構成によれば、スロットの断面積を広くできるので銅損を低減し、モータを高効率化できる。また、磁石利用による高効率化も可能である。
【００２６】
請求項８に記載の発明は、ステータの円周方向に配置する（ＳＮ８×ＭＮ８）個以上のステータ磁極があり、それらの円周方向に並ぶステータ磁極ＳＰ８１、ＳＰ８２、ＳＰ８３、ＳＰ８４と、前記ステータ磁極ＳＰ８１とＳＰ８２の間に位置するスロットＳＬ８１と、前記ステータ磁極ＳＰ８２とＳＰ８３の間に位置するスロットＳＬ８２と、前記ステータ磁極ＳＰ８３とＳＰ８４の間に位置するスロットＳＬ８３と、電気角位置が１８０°異なる２つのスロット間に巻回する全節巻き巻線ＳＷＦ、あるいは、スロットからバックヨークの外側を通してトロイダル状に巻回する環状巻線ＳＷＲであって、前記スロットＳＬ８１に配置する巻線ＳＷ８１と、同様に、前記スロットＳＬ８２に配置する巻線ＳＷ８２と、同様に、前記スロットＳＬ８３に配置する巻線ＳＷ８３と、ロータの円周方向に配置する（ＲＮ８×ＭＮ８）個のロータ磁極ＲＰを備えるロータＲＴＲ８と、正側端子ＶｓＰ８と負側端子ＶｓＮ８を持つ直流電圧源Ｖｓ８と、前記正側端子ＶｓＰ８と前記巻線ＳＷ８１の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８１と、前記巻線ＳＷ８１と前記負側端子ＶｓＮ８の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８２と、前記正側端子ＶｓＰ８と前記巻線ＳＷ８２の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８３と、前記巻線ＳＷ８２と前記負側端子ＶｓＮ８の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８４と、前記正側端子ＶｓＰ８と前記巻線ＳＷ８３の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８５と、前記巻線ＳＷ８３と前記負側端子ＶｓＮ８の間に直列に接続した電力素子ＰＥ８６と、前記巻線ＳＷ８１と直列に接続したダイオードＤＤ８１と、前記巻線ＳＷ８２と直列に接続したダイオードＤＤ８２と、前記巻線ＳＷ８３と直列に接続したダイオードＤＤ８３とを備え、前記巻線ＳＷ８１とダイオードＤＤ８１と前記巻線ＳＷ８２とダイオードＤＤ８２と  前記巻線ＳＷ８３とダイオードＤＤ８３とを直列に接続し、前記巻線ＳＷ８１、前記巻線ＳＷ８２、前記巻線ＳＷ８３へは片方向電流を通電し、前記スロットＳＬ８１に通電する電流の方向を正方向とすると、前記スロットＳＬ８２には逆の負方向に通電し、前記スロットＳＬ８３には正方向に通電し、前記の各巻線へ各電力素子で励磁電流を通電して各ステータ磁極を励磁することを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、前記各巻線は、電磁気的に等価な巻線とその回路上の配置を入れ替えることができる。また、ＳＮ８は６以上の整数、ＲＮ８は２以上の整数、ＭＮ８は極対数であり１以上の整数とする。
この構成によれば、各全節巻き巻線を環状結線とし、他相の過大な電圧、複雑な電圧の影響などを受けずに、容易に正確に通電することができる。
【００２７】
請求項９に記載の発明は、請求項１、２、３、４、５、６、７において、モータの力行電力を供給する直流電圧源Ｖｓ９１と、磁気エネルギーおよび動力の電源回生を行う直流電圧源Ｖｓ９２、あるいは、等価的に電源回生の電圧を増大する磁気的回生電圧増大手段ＭＲＧＭとを備えることを特徴とするモータとその制御装置である。
この構成によれば、各巻線の磁気エネルギーをより短時間で直流電圧源に回生することにより、各相の電流の制御性を改善し、トルクを増大することができる。
【００２８】
請求項１０に記載の発明は、請求項１、２、４、５、６、７、８において、 円周方向に並んで配置するＮ極のステータ磁極ＳＰＡ１とＳ極のステータ磁極ＳＰＡ２と、前記Ｎ極のステータ磁極ＳＰＡ１の歯の先端部近傍と前記Ｓ極のステータ磁極ＳＰＡ２の歯の先端部近傍の間に配置する永久磁石ＰＭＡ１とを備えることを特徴とするモータとその制御装置である。
この構成によれば、ステータ磁極である歯へ永久磁石の磁束を逆方向に通過させ、磁束の逆バイアスを行うことにより、歯の磁束密度を低減する、歯の通過可能な磁束量を増加する、歯幅を小さくしてスロット断面積を拡大する、歯の鉄損を減少するなどの効果を得る。
【００２９】
請求項１１に記載の発明は、請求項１、２、４、５、６、７、８において、モータ内の磁束を通過する主な軟磁性体ＭＭＢ１と、飽和磁束密度が前記軟磁性体ＭＭＢ１より大きい特性を示す軟磁性体ＭＭＢ２とを使用し、前記軟磁性体ＭＭＢ２をステータ磁極ＳＰでもあるステータの歯の１／２以下の部分に使用し、前記軟磁性体ＭＭＢ２をロータ磁極ＲＰでもあるロータの歯の１／２以下の部分に使用することを特徴とするモータとその制御装置である。
この構成によれば、ステータ磁極が磁気飽和し易い部分に、部分的に高い磁束密度の部材を使用し、平均トルクを増加する、トルクリップルを低減する。また、部分的な活用により、その弊害を許容範囲にとどめる。
【００３０】
請求項１２に記載の発明は、請求項２、４，５、７、８において、ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＮ極のステータ磁極ＳＰＣ１と、ステータの円周方向に隣り合わせに配置した２個以上のＳ極のステータ磁極ＳＰＣ２と、前記Ｎ極のステータ磁極ＳＰＣ１と前記Ｓ極のステータ磁極ＳＰＣ２との間のバックヨークへステータ磁極の磁性に合わせて配置する永久磁石ＰＭＣ１とを備えることを特徴とするモータとその制御装置である。
この構成によれば、モータの励磁負担を軽減できるので、特に軽負荷領域でのモータ効率向上が大きい。軽負荷領域を高頻度で使用する用途は多く、省エネ効果が大きい。
【００３１】
請求項１３に記載の発明は、請求項１、２、４、５、６、７、８において、円周上に配置したＮ極のステータ磁極ＳＰＤ１と、円周上に配置したＳ極のステータ磁極ＳＰＤ２と、前記Ｎ極のステータ磁極ＳＰＤ１と磁気的に接続するバックヨークＢＹＳＤ１と、前記Ｓ極のステータ磁極ＳＰＤ２と磁気的に接続するバックヨークＢＹＳＤ２と、前記バックヨークＢＹＳＤ１と前記バックヨークＢＹＳＤ２との間へステータ磁極の磁性に合わせて配置した永久磁石ＰＭＤ１とを備えることを特徴とするモータその制御装置である。
この構成によれば、モータの励磁負担を軽減できるので、特に軽負荷領域でのモータ効率向上が大きい。軽負荷領域を高頻度で使用する用途は多く、省エネ効果が大きい。また、ステータ磁極の円周方向配置に関する制約が少ないので、他の請求項技術と併用できる。
【００３２】
請求項１４に記載の発明は、請求項１、２、３、４、５、６、７、８において、ステータ磁極の円周方向幅をθｓｔＥとし、ロータ磁極の円周方向周期をＲＨＢＥとし、ロータ磁極の一つの構成要素であって、ロータの円周方向の単位角度幅のロータ軸方向の全長に渡る単位面積についてそのラジアル方向のパーミアンスＰＭＡＥ１（１／磁気抵抗平均値ＭＲＥ１）が最も大きい第１の回転部と、ロータ磁極の一つの構成要素であって、前記第１の回転部の円周方向に配置し、円周方向幅がθｒｔＥ２の第２の回転部と、ロータ磁極の一つの構成要素であって、前記第２の回転部の円周方向に隣接して配置し、円周方向幅がθｒｔＥ３の第３の回転部とを備え、前記第２の回転部の円周方向の単位角度幅のロータ軸方向の全長に渡る単位面積についてのラジアル方向のパーミアンスＰＭＡＥ２（１／磁気抵抗平均値ＭＲＥ２）が前記第３の回転部の円周方向の単位角度幅のロータ軸方向の全長に渡る単位面積についてのラジアル方向のパーミアンスＰＭＡＥ３（１／磁気抵抗平均値ＭＲＥ３）の１５％から８５％の値であり、前記ステータ磁極の円周方向幅θｓｔＥは前記第２の回転部の円周方向幅θｒｔＥ２より大きく、前記第２の回転部の円周方向幅θｒｔＥ２と前記第３の回転部の円周方向幅θｒｔＥ３との和（θｒｔＥ２＋θｒｔＥ３）は前記ロータ磁極の円周方向周期の１／２である（ＲＨＢＥ／２）より大きいことを特徴とするモータとその制御装置である。
この構成によれば、各ステータ磁極がトルクを発生する回転角幅を拡大することができる。また、各相のトルク波形形状を矩形波形から２段形状とするなど、より滑らかなトルク変化としてトルクリップル、振動、騒音を低減できる。
【００３３】
請求項１５に記載の発明は、請求項１、２、３、４、５、６、７、８において、各相の電流として、連続的に通電する直流電流成分Ｉｊと、ロータ回転角位置θｒに応じて変動する変動電流成分Ｉｋとを通電することを特徴とするモータとその制御装置である。
この構成によれば、各巻線に生成する磁気エネルギーを直流電圧源との間で授受する時間の無駄が少なくし、電流の増加を早めることができるので、高速回転領域のおけるトルクを増大でき、また、高速回転数の限界を上げることができる。
【００３４】
請求項１６に記載の発明は、請求項１、２、３、４、５、６、７、８において、各相のステータ磁極を励磁する直流励磁巻線ＳＷＭＥと、前記界磁巻線ＳＷＭＥへ直流電流成分Ｉｊを通電する電力素子ＰＥＧ１とを備えることを特徴とするモータとその制御装置である。
この構成によれば、請求項１６と類似した作用、効果が得られ、各ステータ磁極の励磁電流成分を電力素子ＰＥＧ１で一括して通電するので、駆動回路の電流負担を軽減でき、無効電流が減少し、力率が改善する。なお、直流電流成分Ｉｊは無効電流成分であり、各ステータ磁極の磁気エネルギーが直流励磁巻線ＳＷＭＥ内で循環する。
【００３５】
請求項１７に記載の発明は、請求項１、２、４、５、７、８において、ステータの円周方向に配置する（ＳＮＨ×ＭＮＨ）個のステータ磁極ＳＢＰがあり、それらのステータ磁極ＳＢＰがロータと対向する面に円周方向に３６０°／（ＲＮＨ×ＭＮＨ）の周期で配置したＳＫＨ個の小さな突極ＳＰＫと、ロータＲＴＲＨの円周方向に配置する（ＲＮＨ×ＭＮＨ）個のロータ磁極ＲＰＫとを備えることを特徴とするモータとその制御装置である。
ここで、ＳＮＨは４以上の整数、ＳＫＨは２以上の整数、ＲＮＨは（ＳＮＨ×ＭＮＨ×ＳＫＨ）以上の整数、ＭＮＨは極対数であり１以上の整数とする。
この構成によれば、ステータ磁極とロータ磁極を多極化するので、相対的に低い回転数領域において、トルク出力をより大きくできる。
【００３６】
請求項１８に記載の発明は、ステータの円周方向に配置する（ＳＮＨ×ＭＮＨ）個のステータ磁極ＳＢＰと、ステータ磁極ＳＢＰがロータと対向する面に円周方向に３６０°／（ＲＮＨ×ＭＮＨ）の周期で配置したＳＫＨ個の小さな突極ＳＰＫと、ロータＲＴＲＨの円周方向に配置する（ＲＮＨ×ＭＮＨ）個のロータ磁極ＲＰＫと、ロータＲＴＲＨのステータ側表面からロータのバックヨーク側に位置する空隙部、あるいは、磁気抵抗の大きい難磁性部により構成した（ＲＢＮ×ＭＮＨ）個のロータ磁極ＲＢＰを備えることを特徴とするモータとその制御装置である。ここで、ＳＮＨは４以上の整数、ＳＫＨは２以上の整数、ＲＮＨは（ＳＮＨ×ＭＮＨ×ＳＫＨ）以上の整数、ＲＢＮは２以上の整数、ＭＮＨは極対数であり１以上の整数とする。
この構成によれば、低い回転数領域において大きなトルクを出力し、一方で、高速回転も駆動できるので、基底回転数と最高回転数の比大きくとることができる。
【発明の効果】
【００３７】
本発明の新規な技術により、片方向電流を通電する全節巻き巻線を備えるモータにおいて、過大で複雑な電圧特性を単純化し、電流の通電を容易にし、高トルク化、高力率化を実現できる。また、全節巻き巻線により巻線を共用し、モータ損失を低減できることから、連続定格トルク及び最大トルクの増加することができる。また、駆動回路の電力供給経路を増加することにより、インバータ出力を増加することができる。また、モータ各部の磁気飽和を低減することにより、最大トルクの増加が可能である。また、永久磁石を付加する技術により、一層の高効率化を実現できる。また、トルクリップルの低減、低騒音化の効果も得られる。
以上のように、モータと制御装置の高性能化、小型化、軽量化、低コスト化を実現できる。そして、従来のリラクタンスモータ、従来の永久磁石型同期モータを使用した駆動システムに対して、競争力のあるモータとその制御装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】全節巻き巻線を備えるモータの横断面図の例である。
【図２】本発明モータの横断面図の例である。
【図３】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図４】全節巻き巻線と磁束との鎖交関係を示す図である。
【図５】リラクタンスモータの駆動回路の例である。
【図６】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図７】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図８】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図９】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図１０】モータの速度−トルク特性の例である。
【図１１】励磁電流と磁束鎖交数の関係の例である。
【図１２】励磁電流とトルクの関係の例である。
【図１３】ロータ回転角θrと歯の磁束の例である。
【図１４】本発明モータの各相電流、各相電圧の例である。
【図１５】２極対化した本発明モータの横断面図の例である。
【図１６】環状巻き巻線の本発明モータの横断面図の例である。
【図１７】巻線長とコイルエンド長を短縮した環状巻き巻線の例である。
【図１８】本発明モータをデュアルモータとした横断面図の例である。
【図１９】本発明モータの横断面図の例である。
【図２０】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図２１】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図２２】本発明モータの各相電圧、各相電流の例である。
【図２３】本発明モータの横断面図の例である。
【図２４】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図２５】本発明モータの横断面図の例である。
【図２６】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図２７】本発明モータの各相電圧、各相電流の例である。
【図２８】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図２９】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図３０】本発明モータの横断面図の例である。
【図３１】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図３２】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図３３】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図３４】本発明モータの各相電流、各相電圧の例である。
【図３５】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図３６】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図３７】本発明モータの横断面図の例である。
【図３８】本発明モータの各相電圧、各相電流の例である。
【図３９】本発明モータの横断面図の例である。
【図４０】本発明モータの各相電圧、各相電流の例である。
【図４１】本発明モータの横断面図の例である。
【図４２】本発明モータの各相電圧、各相電流の例である。
【図４３】本発明モータの横断面図の例である。
【図４４】本発明モータの各相電圧、各相電流の例である。
【図４５】本発明モータの横断面図の例である。
【図４６】本発明モータの横断面図の例である。
【図４７】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図４８】本発明モータの各相電流、各相磁束、各相電圧の例である。
【図４９】本発明モータの各相電流、各相磁束、各相電圧の例である。
【図５０】励磁電流と磁束鎖交数の関係の例である。
【図５１】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図５２】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図５３】本発明モータの横断面図の例である。
【図５４】本発明モータの横断面図の例である。
【図５５】本発明モータの各相電流、各相磁束、各相電圧の例である。
【図５６】本発明モータの各相電流、各相磁束、各相電圧の例である。
【図５７】本発明モータの各相電流、各相磁束、各相電圧の例である。
【図５８】本発明モータの横断面図の例である。
【図５９】本発明モータの各相電流、各相電圧の例である。
【図６０】本発明モータの横断面図の例である。
【図６１】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図６２】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図６３】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図６４】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図６５】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図６６】本発明の駆動回路と巻線の例である。
【図６７】ステータ磁極の歯間に永久磁石を配置したモータの横断面図の例である。
【図６８】モータの主とする軟磁性材料の構成に、部分的に異種材料を配置した構成の例である。
【図６９】同上の水平展開図である。
【図７０】バックヨークに永久磁石を配置した本発明モータの横断面図の例である。
【図７１】バックヨーク部をＮ極用とＳ極用にラジアル方向へ分離した本発明モータの横断面図の例である。
【図７２】バックヨーク部をＮ極用とＳ極用にロータ軸方向へ分離した本発明モータの横断面図の例である。
【図７３】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図７４】ロータ磁極形状の例である。
【図７５】電磁鋼板へ穴加工などをしたロータ横断面図の例である。
【図７６】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図７７】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図７８】本発明モータのステータ磁極とロータ磁極の水平展開図である。
【図７９】本発明モータの各相電圧、各相電流の例である。
【図８０】本発明モータの各相電流、各相電圧の例である。
【図８１】本発明の界磁巻線とその駆動回路である。
【図８２】各ステータ磁極に３個の突極を設け、ロータに粗密の磁極を設けた本発明モータの横断面図の例である。
【図８３】従来のリラクタンスモータの横断面図である。
【図８４】従来のリラクタンスモータの電圧、電流、トルクの例である。
【図８５】従来のリラクタンスモータのトルク特性の例である。
【発明を実施するための形態】
【実施例１】
【００３９】
図１に本発明のリラクタンスモータの横断面図の例を示す。図１のステータ磁極１１、１２、１３、１４、１５、１６の円周方向幅は３０°で、全周の６か所に等間隔に配置している。ロータ磁極１Ｋ、１Ｌ、１Ｍ、１Ｎの円周方向幅は３０°で、全周の４か所に等間隔に配置している。図１のステータ磁極とロータ磁極の形状は、前記図８３の磁極形状と同じである。図１の構成では、スロット内の各巻線の断面積を２倍に増加し、スロット内の銅損を低減することを目的としている。
【００４０】
図１の各巻線は、図８３に示した各ステータ磁極の集中巻き巻線を全節巻き巻線へ変換し、かつ、各スロット内の２個の集中巻き巻線を１個の巻線に統合した構成を示している。図１の巻線１７とそのコイルエンド部１Ｄと巻線１８で示す、巻線ピッチが電気角で１８０°の巻線はＡＢ相の全節巻き巻線で、ＡＢ相電流Ｉａｂを通電する。巻線１９とそのコイルエンド部１Ｅと巻線１Ａで示す、巻線ピッチが電気角で１８０°の巻線はＢＣ相全節巻き巻線で、ＢＣ相電流Ｉｂｃを通電する。巻線１Ｂとそのコイルエンド部１Ｆと巻線１Ｃで示す、巻線ピッチが電気角で１８０°の巻線はＣＡ相全節巻き巻線で、ＣＡ相電流Ｉｃａとを通電する。
【００４１】
ここで、図１の各相巻線が、図８３の各相巻線の様に集中巻き巻線である場合について考えて、各ステータ磁極の各集中巻き巻線に通電する各相の電流と生成する各相の磁束を定義する。Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２へ巻回するＡ相の集中巻き巻線へＡ相電流Ｉａを通電し、１Ｇに示すＡ相の磁束φａを生成する。Ｂ相ステータ磁極１３とＢ／相ステータ磁極１４へ巻回するＢ相の集中巻き巻線へＢ相電流Ｉｂを通電し、１Ｈに示すＢ相の磁束φｂを生成する。Ｃ相ステータ磁極１５とＣ／相ステータ磁極１６へ巻回するＣ相の集中巻き巻線へＣ相電流Ｉｃを通電し、１Ｊに示すＣ相の磁束φｃを生成する。
【００４２】
なお、本発明ではＡ相の逆の相であるＡ／相等のように、／の文字を逆相の意味で使用する。そして、Ａ／相ステータ磁極などのように固有名詞の名称に使用する。但し、電流、電圧、磁束などの変数名には／の文字を使用しないことにする。変数名は算術式で使用するので、除算式と混乱する恐れがある。
【００４３】
図１の各相の全節巻き線巻線の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａと、集中巻き巻線の構成を想定した各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは次式の関係となる。但し、図１と図８３の各巻線の巻き回数は同じとしている。
Ｉａｂ＝Ｉａ＋Ｉｂ                                                （１）
Ｉｂｃ＝Ｉｂ＋Ｉｃ                                                （２）
Ｉｃａ＝Ｉｃ＋Ｉａ                                                （３）
【００４４】
（１）式は、図１のＡＢ相巻線１７に流れるＡＢ相電流Ｉａｂが、図８３のＡ相巻線８３７に流れるＡ相電流ＩａとＢ／相巻線８３Ａに流れるＢ相電流Ｉｂの和であることを示している。（２）式は、図１のＢＣ相巻線１９に流れるＢＣ相電流Ｉｂｃが、図８３のＢ相巻線８３Ｈに流れるＢ相電流ＩｂとＣ／相巻線８３Ｎに流れるＣ相電流Ｉｃの和であることを示している。（３）式は、図１のＣＡ相巻線１Ｂに流れるＣＡ相電流Ｉｃａが、図８３のＣ相巻線８３Ｌに流れるＣ相電流ＩｃとＡ／相巻線８３Ｃに流れるＡ相電流Ｉａの和であることを示している。
【００４５】
従って、図１における各巻線の電流の計算方法は、集中巻き巻線における各相の電流値Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを求め、次に、（１）、（２）、（３）式に従ってＩａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａを求めて通電すれば、図８３の場合と同じ磁束が励磁され、トルクを生成することができる。簡単な式だが、左辺の値を直接に得ることは容易ではない。
【００４６】
各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、（１）、（２）、（３）式を変形して、各相の全節巻き線巻線の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａで表し、次式となる。
Ｉａ＝（Ｉａｂ−Ｉｂｃ＋Ｉｃａ）／２                              （４）
Ｉｂ＝（Ｉａｂ＋Ｉｂｃ−Ｉｃａ）／２                              （５）
Ｉｃ＝（−Ｉａｂ＋Ｉｂｃ＋Ｉｃａ）／２                            （６）
【００４７】
ここで、（１）、（２）、（３）、（４）、（５）、（６）式で使用した６個の変数である各電流値は、正の値と負の値との両方の値をとることのできる式である。しかし、本発明では、各電流値を正の値を基本としたモータと駆動回路である。一つの側面は、直流のモータと直流の駆動回路である。
【００４８】
従って、これらの各式には他の条件が加わる。
図１の全節巻き線巻線の場合には、実際に回路的に通電する全節巻き線巻線の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは、全て０以上の値であって、負の値ではない。他方、図８３の集中巻き巻き線の場合には、実際に回路的に通電する各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、全て０以上の値であって、負の値ではない。なお、各相の電流を負の値にすることは、勿論技術的には駆動回路の追加により可能であるが、本発明では基本的に片方向電流を通電する技術について記述する。但し、本発明技術に付加して両方向電流を通電する技術は、本発明に含むものである。
【００４９】
ここで、図１の全節巻き巻線の場合には、新たな可能性が発生する。それは、Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａが０以上の値であっても、負の相電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを作り出せることである。但し、制約条件として、（１）、（２）、（３）式の左辺であるＩａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａが０以上の値であることが、当然、必要である。例えば、Ｉａ＝１０、Ｉｂ＝６、Ｉｃ＝−５の時、Ｉａｂ＝１６、Ｉｂｃ＝１、Ｉｃａ＝５となる。このように、全節巻き巻線の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａに正の電流を通電して、負の相電流成分Ｉｃ＝−５を作り出すことができる。なお、この駆動制御技術は、請求項３の永久磁石ロータを使用する場合に活用することができる。例えば、トルク目標値がＣＣＷトルクである場合を想定する。各相電流が０の時にはいずれかのステータ磁極が永久磁石によりＣＣＷトルクＴｃｃｗを発生し、他のいずれかのステータ磁極が永久磁石によりＣＷトルクＴｃｗを発生して両トルクＴｃｃｗとＴｃｗとが相殺する状態が発生する。この時、Ｔｃｗを発生するステータ磁極の相電流を負の値とすることによりＴｃｗを減少し、結果的にＣＣＷトルクを生成することができる。また、請求項１２、１３にはステータに永久磁石を配置する構成を示していて、その場合にも同様に、相電流成分を負の値として、活用することができる。
【００５０】
次に、図１の全節巻き巻線の特性、特徴について説明する。例えば、ＡＢ相巻線１７、１Ｄ、１８へは（１）式に示すＡＢ相電流Ｉａｂを通電するので、Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２を励磁する時と、Ｂ相ステータ磁極１３とＢ／相ステータ磁極１４を励磁する時に使用する構成であり、２つの用途に共用している。図８３の各集中巻線がそれぞれ該当するステータ磁極を励磁する専用の巻線であることに対し、この点が異なる。
【００５１】
そして、図１のＡＢ相巻線１７を配置するスロットに、図８３のＡ相巻線８３７とＢ／相巻線８３Ｇとを配置しており、それぞれの巻き回数が同じであれば、ＡＢ相巻線１７の巻線断面積を２倍にできることになり、スロット内の巻線抵抗は１／２となる。従って、（１）式のＩａとＩｂが同時に通電されない場合は、図１のＡＢ相巻線１７の方が銅損を１／２へ低減できることになる。これは大きな魅力である。但し、ＩａとＩｂが同時に通電される時間が増加すると、相対的な銅損低減の比率は低下する。
【００５２】
図１の全節巻き巻線の一つの問題点は、各全節巻き巻線のコイルエンド部１Ｄ、１Ｅ、１Ｆが長くなり、巻線抵抗が増加する問題、各コイルエンド部を配置するスペースの問題、巻線製作が集中巻き巻線に対して複雑化する問題、巻線占積率が低下しがちである問題がある。しかし、これらの問題点は、モータ極数を４極対等へ多極化して使用することが多く、モータ全体としてのコイルエンド部の負担を軽減することができる。また、モータ形状として、偏平形状ではなく細長いモータ形状とすることも、コイルエンド部の負担の割合を軽減する方法の一つである。
【００５３】
なお、本発明における極対数の定義は、基本的なステータ磁極とロータ磁極等を含む構成を極対数が１であると定義する。従って本発明では、図１の構成の場合6個のステータ磁極と４個のロータ磁極を含む構成を１極対とする。1極対の円周方向角度幅が、電気角で３６０°である。本発明で示す他の形態のモータも同様である。後に説明する永久磁石を利用した図３７のロータの場合においても、磁極数が１４個のロータで１極対とし、図３７の全周で電気角３６０°と、本発明では定義する。一般的に、リラクタンスモータ、バーニアモータ等の他のモータの定義方法として、電磁気的な動作周期から規定するなど、前記とは異なった極対数、電気角が定義されることもあるので、混乱しないように確認しておく。
【００５４】
図１の全節巻き巻線の大きな問題点は、各相の巻線へ他の相の磁束も鎖交するため、各相の巻線電圧が複雑になる問題、各相の巻線に過大な電圧が発生する問題がある。
例えば、図８３のＡ相巻線にはＡ相磁束φａしか鎖交しないのに対し、図１のＡＢ相巻線１７と１８には（φａ＋φｂ−φｃ）の磁束が鎖交する。その結果、後に（２０）、（２１）式に示し説明するように、ＡＢ相電流Ｉａｂの制御が複雑になる問題、ＡＢ相巻線の電圧が過大になる問題、そして、例えば主にＡ相で駆動する時にＡＢ相電圧ＶａｂとＣＡ相電圧Ｖｃａとの電圧が偏る問題がある。これらの結果、電流制御が複雑になるだけでなく、駆動回路の電圧負担が増加しインバータが大型化する問題が発生する。
【００５５】
次に、図１のリラクタンスモータの各全節巻き巻線に鎖交する磁束の問題点、そして、その他の問題点を明らかにするため、各相の電流、磁束、電圧、トルク、出力パワーについて数式で示し、説明する。但し、定性的な相関関係を明らかにすることを目的としており、種々の簡素化した条件の元で成立する数式である。具体的には、軟磁性体は２．０テスラで磁気飽和し、２．０テスラ以下の領域では線形で比透磁率は２０００以上などと十分に大きい。電流により励磁された磁束は、ステータ磁極とロータ磁極との間の狭いエアギャップ部のみを通って生成され、周辺の空間部への漏れ磁束は十分に小さい。このエアギャップ部の磁気抵抗は十分に小さい。各巻線抵抗は無視し、電流を通電した時の電圧降下を無視する。
【００５６】
図１のリラクタンスモータが一定回転の状態について検討する。即ち、連続定格に近い値の一定電流Ｉｏ［Ａ］を通電した状態で、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する状態における、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の磁束φａ、φｂ、φｃ［Ｗｂ］と電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ［Ｖ］とリラクタンスモータの出力パワーＰａ、Ｐｂ、Ｐｃ［Ｗ］とトルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃ［Ｎｍ］の関係を検討する。
【００５７】
図３の（ａ）は、図１のリラクタンスモータの各ステータ磁極の内周面形状をエアギャップ面からみて、円周方向を直線展開した図である。横軸はロータ回転角位置θｒで、図１の反時計回転方向ＣＣＷは図３の紙面で右方向であり、−３０°から３６０°までを示している。図３の縦軸はロータ軸方向である。図１の各ステータ磁極１１、１６、１３、１２、１５、１４は、図３で同一の符号で示している。図３の各ステータ磁極の形状は、円周方向幅が３０°で、ロータ軸方向長さがＬｓである。
【００５８】
図３の（ｂ）は、図１の各ロータ磁極の外周面形状をエアギャップ面からみて、円周方向に直線展開した図である。図１の各ロータ磁極１Ｋ、１Ｌ、１Ｍ、１Ｎは、図３で同一の符号で示している。図３の各ロータ磁極１Ｋ、１Ｌ、１Ｍ、１Ｎは、図１のロータがＣＣＷへ回転するとき、図３の紙面で右側へ移動する。図３の各ロータ磁極の形状は、円周方向幅が３０°で、ロータ軸方向長さがＬｓである。
【００５９】
図１のロータの回転位置について、Ａ相のステータ磁極１１の時計回転方向端の回転位置をロータの始点と定義する。ロータ回転角位置θｒは、図示するように、この始点からロータ磁極１ＫのＣＣＷ方向端部までの回転角とする。図３の（ａ）の各ステータ磁極と図３の（ｂ）各ロータ磁極が、図３の紙面上で上下に位置する部分がお互いに対向する部分であり、ステータ磁極とロータ磁極の間で磁束が通過する部分である。
【００６０】
図１、図３のＡ相ステータ磁極とロータ磁極が対向する面積が増加する部分、区間において、通過する磁束φａの微少変化率Δφａ、ロータの微少回転角Δθｒは次式となる。ロータ半径をＲｒとする。
Δφａ＝Ｌｓ×Ｂｏ×Δθｒ×Ｒｒ                                  （７）
ｄφａ／ｄθｒ＝Ｌｓ×Ｂｏ×Ｒｒ                                  （８）
Ｂｏはステータ磁極の巻線へ一定電流Ｉｏを通電した状態で、ステータ磁極とロータ磁極が対向する部分へ生成される磁束の磁束密度Ｂｏである。
【００６１】
前記のように、図１のＡＢ相全節巻き巻線１７、１８の電圧Ｖａｂ、ＢＣ相全節巻き巻線１９、１Ａの電圧Ｖｂｃ、ＣＡ相全節巻き巻線１Ｂ、１Ｃの電圧Ｖｃａは複雑な電圧になる。それで、最初に、各相のステータ磁極に集中巻き巻線を施したと想定してその相電圧について考えることにする。即ち、図１のステータ磁極へ、図８３に示す各集中巻き巻線を施した状態を想定した仮想の相電圧である。具体的には、図１のＡ相ステータ磁極１１へ巻回する集中巻き巻線の電圧とＡ／相ステータ磁極１２へ巻回する集中巻き巻線の電圧との和がＡ相電圧Ｖａであり、これらの２つの直列巻線をＡ相巻線Ｗａと称する。Ｂ相ステータ磁極１３へ巻回する集中巻き巻線の電圧とＢ／相ステータ磁極１４へ巻回する集中巻き巻線の電圧との和がＢ相電圧Ｖｂであり、これらの２つの直列巻線をＢ相巻線Ｗｂと称する。Ｃ相ステータ磁極１５へ巻回する集中巻き巻線の電圧とＣ／相ステータ磁極１６へ巻回する集中巻き巻線の電圧との和がＣ相電圧Ｖｃであり、これらの２つの直列巻線をＣ相巻線Ｗｃと称する。
【００６２】
Ａ相巻線Ｗａに誘起するＡ相電圧Ｖａは、２個のステータ磁極に巻いた巻線を直列に接続しているので、両巻線の巻き回数の和をＮｗａとし、巻線抵抗を無視して、次式となる。巻線電圧は、磁束鎖交数（Ｎｗａ×φａ）の時間変化率である。
Ｖａ＝Ｎｗａ×ｄφａ／ｄｔ                                        （９）
＝Ｎｗａ×（ｄφａ／ｄθｒ）×（ｄθｒ／ｄｔ）
＝Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ                          （１０）
前記の一定速度Ｖｓoは次のようにも書けるので、代入している。
Ｖｓｏ＝ｄθｒ／ｄｔ                                            （１１）
【００６３】
（１０）式において、（Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ）は一定値となる。ここで、図８４において、各相電圧を簡素に表現するため、（１２）式に正規化して図示することにする。
（Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ）＝１                        （１２）
【００６４】
図１のリラクタンスモータにおいて、各相の電流を一定電流Ｉｏ［Ａ］とし、ロータをＣＣＷへ一定速度Ｖｓo［ラジアン／ｓｅｃ］で回転する状態における各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、（１０）、（１２）式と図３の関係から、図８４として示すことができる。
【００６５】
Ａ相巻線が供給する電力Ｐａは、電圧と電流の積であり、次式となる。
Ｐａ＝Ｖａ×Ｉｏ                                                （１３）
そして、Ａ相が発生するトルクＴａは、電力と機械的パワーが等しいと仮定して、次式となる。
Ｔａ＝Ｐａ／Ｖｓｏ                                              （１４）
＝Ｖａ×Ｉｏ／Ｖｓｏ                                        （１５）
（１５）式において、Ｉｏ／Ｖｓｏは一定値と仮定しているので、Ａ相トルクＴａは、Ａ相電圧Ｖａに比例した値となる。なお、パワーは［Ｗ］、トルクは［Ｎｍ］、電圧は［Ｖ］、電流は［Ａ］、速度は［ラジアン／ｓｅｃ］、ＬｓとＲｒは［ｍ］の単位としている。
【００６６】
（８）式から（１５）式の関係は、Ｂ相、Ｃ相についても同じなので、次の関係となる。
Ｖｂ＝Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ                          （１６）
Ｖｃ＝Ｌｓ×Ｎｗａ×Ｂｏ×Ｒｒ×Ｖｓｏ                          （１７）
Ｔｂ＝Ｖｂ×Ｉｏ／Ｖｓｏ                                        （１８）
Ｔｃ＝Ｖｃ×Ｉｏ／Ｖｓｏ                                        （１９）
但し、各相のステータ磁極とロータ磁極が対向する面積が増加する部分、区間において成立する式である。
【００６７】
また、（１５）、（１８）、（１９）式より、図１、図８３のリラクタンスモータに関する各相トルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃは、（Ｉｏ／Ｖｓｏ）を一定値と仮定しているので、それぞれ各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに比例する。その意味で、図８４の各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの下に各相トルクＴａ、Ｔｂ、Ｔｃを括弧付きで付記している。
【００６８】
次に、図１のリラクタンスモータで、ＣＣＷの正方向の連続トルクを生成する方法について説明する。図８４のＡ相トルクであるＴａが正トルクを生成する区間は、θｒが０°から６０°と９０°から１５０°であり、図８４のＩａに示す電流を通電する。図８４のＢ相トルクであるＴｂが正トルクを生成する区間は、θｒが３０°から９０°と１２０°から１８０°であり、図８４のＩａに対して位相が３０°遅れた電流Ｉｂを通電する。図８４のＣ相トルクであるＴｃが正トルクを生成する区間は、θｒが６０°から１２０°と１５０°から２１０°であり、図８４のＩａに対して位相が６０°遅れた電流Ｉｃを通電する。図８４に示す各相のＣＣＷの電圧、トルクは１．０の大きさで、３０°の角度幅であり、各相のトルク発生区間が３０°づつであり、合計すると一定トルクとなる。ここで、図１の全節巻き巻線へ通電すべき電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは、（１）、（２）、（３）式へ相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを代入して求めることができる。
【００６９】
以上、図１の動作、現象について説明した。これらは、後に説明する他の請求項とも係わりがあり、少し詳しく述べた。しかし、図１の全節巻き巻線の電圧が複雑である問題、図１の全節巻き巻線に過大な電圧が発生する問題についてはまだ詳しく説明していない。
以下に、これらの現象の説明と、これらの問題点に対応する本発明の対応策を説明する。
【００７０】
次に、図１の全節巻き巻線の鎖交磁束、巻線電圧について図４に示し、説明する。なお、図４のモータモデルは、図１のリラクタンスモータに限らず、ステータ磁極の数およびロータ磁極の数が異なる図１９の（ｂ）、図２５の（ｂ）のリラクタンスモータ等へも適用できるように、一般化したモータ構成として説明する。
【００７１】
図４の４１はＡＸ相ステータ磁極で、４２はＡＸ／相ステータ磁極である。巻線４３とコイルエンド４４と巻線４５の全節巻き巻線ＷＸ１と巻線４６とコイルエンド４７と巻線４８の全節巻き巻線ＷＸ２とを配置し、それぞれ巻き回数はＮｗｘ／２とする。４９と４Ａはロータ磁極である。破線で示す４Ｂは、４１と４２以外のステータの部分で、ステータ磁極の数などは限定しない。破線で示す４Ｃは、４９と４Ａ以外のロータの部分で、ロータ磁極の数などは限定しない。即ち、種々のモータに適用できる。
【００７２】
ここで、図１、図４のモータの限定条件として、ロータ軸中心点に対して点対称の構造、構成であること、巻線ＷＸ１とＷＸ２へ通電する電流は図δの集中巻き巻線の電流を図１の全節巻線の電流値変換した（１）、（２）、（３）式のような電流であることとする。
【００７３】
この条件の元では、図４に発生する磁束は、ＡＸ相ステータ磁極４１と４２はＡＸ／相ステータ磁極４２を通る磁束φ１、φ２と、図４のφ３、φ４のように横切る、他の相の磁束の２種類へ集約することができる。この時、前記全節巻線Ｗ１の電圧Ｖｗ１と前記全節巻線Ｗ２の電圧Ｖｗ２の電圧は次式となる。
Ｖｗ１＝Ｎｗｘ／２×ｄ（φ１＋φ２＋φ３＋φ４）／ｄｔ          （２０）
Ｖｗ２＝Ｎｗｘ／２×ｄ（φ１＋φ２−φ３−φ４）／ｄｔ          （２１）
Ｖｈ  ＝Ｎｗｘ／２×ｄ（φ３＋φ４）／ｄｔ                      （２２）
図４で左右に横切る磁束（φ３＋φ４）が存在しなければ、（１８）式の電圧Ｖｈは０となり、Ｖｗ１とＶｗ２は等しい値になる。しかし、（φ３＋φ４）が存在すればその電圧成分ＶｈはＶｗ１とＶｗ２へ差動的に作用し、複雑な電圧となる。その一つは、各相の電流変化に伴う磁束変化が他相の電圧へ及ぼす悪影響である。もう一つは、ロータの回転に伴う磁束変化が他相を励磁する二つ巻線へ差動的に作用して、二つの巻線の電圧が偏る現象が発生する。
【００７４】
通常、図１のような比較的簡素な構成のリラクタンスモータであっても、図１の磁束（φ３＋φ４）は磁束（φｂ−φｃ）であり、磁束φａに相当する磁束（φ１＋φ２）より２倍くらい大きい磁束変化率となり、（２２）式で示される電圧の影響は大きい。しかも、差動的に作用するため、Ｖｗ１とＶｗ２の片方の電圧は小さくなり、他方は大きくなり、大きなアンバランスを発生する。このように、図１の全節巻き巻線の構成は、巻線抵抗を小さくできるので銅損低減の大きなメリットがあるが、モータの電流制御が困難になる問題、あるいは電流制御が制限される問題、差動的な電圧成分により電圧が大きくなり、各駆動回路の電圧負担が増加し、インバータが大型化する問題が発生する。
【００７５】
例えば、図１の３相のリラクタンスモータの場合、各相の電流を増減するタイミングが他相の電流を増減するタイミングと重なるので、相互に悪影響して電流制御が難しくなる。また、図１９の（ｂ）、図２５の（ｂ）等の４相以上の多相のリラクタンスモータの場合、電流の増減時の電圧の悪影響に加え、電圧の偏りの問題が発生する。それは、二つの相が同時にトルクを生成する区間では、ロータの回転に伴う一定の磁束変化があるため相互に影響し、励磁する二つの巻線へ一定の電圧が差動的に作用し、電圧の偏りの問題が発生する。
【００７６】
これらの複雑な現象に対し、各全節巻き巻線と駆動回路の組み合わせにより、簡単な電圧式となるように変換して、電圧と電流を容易に、かつ効率良く駆動する方法を提案する。それは、前記全節巻き巻線ＷＸ１と全節巻き巻線ＷＸ２とを直列に接続する方法である。それらの両端電圧は、次式のように、（２０）式と（２１）式の和の電圧となる。図４で横切る磁束（φ３＋φ４）を排除することができ、電圧式を簡素化でき、かつ、過大な電圧が発生することもない。
Ｖｗ１＋Ｖｗ２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ２）／ｄｔ                  （２３）
図４に示すように、全節巻き巻線ＷＸ１とＷＸ２は磁束（φ１＋φ２）を励磁する巻線でもある。（２３）式の関係を応用した駆動回路を、後に、図６、図２０、図２６、図６１、図６２、図６３に示し、具体的に説明する。図４で示す横切る磁束（φ３＋φ４）の影響を受けない電流通電方法である。
【００７７】
図５は、図８３の集中巻き巻線や図１の全節巻き巻線を駆動する従来の代表的な駆動回路である。５Ａは駆動回路全体の制御回路、５Ｂは直流電圧源、５１、５２、５３、５４、５５、５６は駆動用トランジスタ、５７は図１の１７と１８のＡＢ相全節巻き巻線でＡＢ相電流Ｉａｂを通電し、５８は図１の１９と１ＡのＢＣ相全節巻き巻線でＢＣ相電流Ｉｂｃを通電し、５９は図１の１Ｂと１ＣのＣＡ相全節巻き巻線でＣＡ相電流Ｉｃａを通電する。残りの６個のダイオードは電力回生用ダイオードである。
【００７８】
今、Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相のステータ磁極１２とを励磁するために、ＩａｂとＩｃａを通電する場合、全節巻き巻線の抵抗値が小さいので銅損を低減する効果がある。しかし、図５のＡＢ相全節巻き巻線５７、ＣＡ相全節巻き巻線５９には（２０）、（２１）式で示した過大な電圧が発生する。巻線電圧が直流電圧源５Ｂの電圧以下とするために、例えば、巻線の巻き回数を１／２とすると、巻線電圧は１／２となるが巻線電流は２倍となる。そのため、図５のトランジスタ５１、５２、５３、５４、５５、５６の電流容量を２倍に増加することになり、高コスト化、大型化する問題が発生する。
【００７９】
また一方、図８３のような集中巻き巻線を図５の駆動回路で駆動する場合は、各相巻線に鎖交する磁束はその相の磁束だけなので、相電圧が複雑化する問題は無い。しかし前記のように、それぞれの相の専用巻線を巻回するので巻線抵抗が大きくなるため、銅損が大きく、モータが大型化する問題がある。また、全節巻き巻線の具体的電圧波形の例を、後に図１４に示し、電圧の複雑さ、過大電圧の発生などの例について説明する。
【００８０】
次に、（２０）、（２１）、（２２）式に示した全節巻き巻線の電圧が複雑になる問題、全節巻き巻線に過大な電圧が発生する問題などに関し、問題点を軽減する方法を示す。それは、図１のリラクタンスモータの全節巻き巻線と図６の駆動回路とを組み合わせた構成である。その特徴の一つは、各全節巻き巻線の電圧式から単純な電圧となる接続方法であり、電流駆動方法である。他の特徴の一つは、図６の駆動回路の中で複数の電流を、相互の影響が少ない方法で、並列に通電する方法である。この駆動方法では、前記問題点を解決するだけでなく、図５の従来の駆動回路の２倍の電気的なパワー出力が可能となる。
【００８１】
図１のＡＢ相全節巻き巻線１ＤのＡＢ相電流Ｉａｂ、ＢＣ相全節巻き巻線１ＥのＢＣ相電流Ｉｂｃ、ＣＡ相全節巻き巻線１ＦのＣＡ相電流Ｉｃａは、（１）、（２）、（３）式により、各ステータ磁極に巻回する集中巻き巻線のＡ相電流Ｉａ、Ｂ相電流Ｉｂ、Ｃ相電流Ｉｃで示すことができる。
【００８２】
図１の各ステータ磁極への集中巻き巻線を巻回した場合のＡ相電圧Ｖａ、Ｂ相電圧Ｖｂ、Ｃ相電圧Ｖｃは、前記の（９）式と同様に、鎖交磁束φａ、φｂ、φｃとの関係より次式で表される。なおここで、巻き回数Ｎｗａは、図１で１８０°反対側に配置している２つのステータ磁極に巻回する２つの集中巻き巻線巻き回数の和である。
Ｖａ＝Ｎｗａ×ｄφａ／ｄｔ                                          （９）
Ｖｂ＝Ｎｗａ×ｄφｂ／ｄｔ                                        （２４）
Ｖｃ＝Ｎｗａ×ｄφｃ／ｄｔ                                        （２５）
【００８３】
次に、ＡＢ相全節巻き巻線１ＤのＡＢ相電圧Ｖａｂ、ＢＣ相全節巻き巻線１ＥのＢＣ相電圧Ｖｂｃ、ＣＡ相全節巻き巻線１ＦのＣＡ相電圧Ｖｃａは、図４と（２０）、（２１）式と同様に、また、図１の各相の全節巻き巻線の鎖交磁束の関係から、次式で表される。ここで、各相の全節巻き巻線の巻き回数は、Ｎｗａ／２となる。なお言うまでもなく、これらの電圧式はファラデーの電磁誘導の法則である。また、各巻線の方向は、その巻線の直流電流の流入側を正、流出側を負とする。
Ｖａｂ＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ＋φｂ−φｃ）／ｄｔ                  （２６）
＝（Ｖａ＋Ｖｂ−Ｖｃ）／２                                  （２７）
Ｖｂｃ＝Ｎｗａ／２×ｄ（−φａ＋φｂ＋φｃ）／ｄｔ                （２８）
＝（−Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）／２                                （２９）
Ｖｃａ＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ−φｂ＋φｃ）／ｄｔ                  （３０）
＝（Ｖａ−Ｖｂ＋Ｖｃ）／２                                  （３１）
【００８４】
ここで、（２７）、（２９）、（３１）式は、（２２）式の電圧成分に相当する差動的な電圧が加わっており、複雑であるだけでなく、大きなピーク電圧を持つことになる。そこで、図４と（２３）式で示したように、２個の巻線を直列に接続にして、（２２）式の差動電圧の成分を相殺し、簡素化して通電する。即ち、（２７）、（２９）、（３１）式の電圧の２個を直列に接続にして、（２２）式の差動電圧の成分を相殺することにより、次式のように簡素化した各相の相電圧とすることができる。そして、２個の巻線を直列に接続した両端に過大な電圧が発生することは無くなり、電圧の偏りの問題が無くなり、駆動回路への電圧負担を解消することができる。
Ｖａｂ＋Ｖｂｃ＝Ｖｂ                                              （３２）
Ｖｂｃ＋Ｖｃａ＝Ｖｃ                                              （３３）
Ｖｃａ＋Ｖａｂ＝Ｖａ                                              （３４）
後に述べる図６などの駆動回路で具体的に説明する。
【００８５】
なお、（２６）から（３４）式に示したように、ここまで、駆動回路の問題となる電圧、特に過電圧に着目して説明した。しかし、他方で、各相の全節巻き巻線の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは、それぞれ、（２６）から（３１）式が示すように、全ての相のステータ磁極へ電磁気的な影響を与える。例えば、Ｂ相ステータ磁極１３とＢ／相ステータ磁極１４だけを励磁する場合には、（２６）、（２８）、および、（３２）式から解るように、ＡＢ相巻線１７とＢＣ相巻線１９との両巻線へＢ相電流成分Ｉｂを正確に通電する必要がる。このように、2つの巻線を直列に接続したときに相殺される電圧成分と、2つの巻線に電流を通電したときに相殺される起磁力成分とは表裏の関係となっている。また、前記の例で、2つの巻線へ通電するＢ相電流成分Ｉｂは、図１の仮想のＢ相集中巻き巻線へＢ相電流Ｉｂを通電した場合と、各スロットに通電される電流の値は同じである。
【００８６】
なお、前記の全節巻き巻線の電流、鎖交磁束、電圧、トルク、パワーの関係は複雑になるので、各ステータ磁極に巻回した集中巻き巻線の電流、鎖交磁束、電圧、トルク、パワーを前記の各式で換算することにより、励磁の方法、制御の方法が解り易くなる。なお、巻線抵抗などを無視して単純モデル化すれば、集中巻き巻線の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃとの積和がパワー［Ｗ］になり、パワーを回転速度［ｒａｄ／ｓｅｃ］で割ればトルク［Ｎｍ］になる。
【００８７】
次に、図１のリラクタンスモータの各相の全節巻き巻線を図６の駆動回路で駆動する例を説明する。前記の（３２）、（３３）、（３４）式に従う構成として、不要で駆動上有害な電圧成分を排除するためには、各相巻線の電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａが2個ずつ、合計６個の巻線が必要になる。そのため、図１のＡＢ相全節巻き巻線とＢＣ相全節巻き巻線とＣＡ相全節巻き巻線とを、それぞれ、2個の並列した巻線へ変換した構成を図２に示す。図１と図２は、これらの巻線以外の構成は同じである。
【００８８】
図２の２１と２４は、図１のＡＢ相全節巻き巻線１７、１Ｄ、１８を変換した２個の並列した巻線である。図２のＡＢ相全節巻き巻線２１の近傍に、図６の駆動回路および他のモータ断面図で共通に示している巻線番号ｗ１と通電するＡＢ相電流Ｉａｂ１を括弧付きで付記している。ＡＢ相全節巻き巻線２４の近傍に、同様に、巻線番号ｗ４と通電するＡＢ相電流Ｉａｂ２を括弧付きで付記している。巻線２１と２４の巻き回数は（Ｎｗａ／２）で、Ｉａｂ１とＩａｂ２の値は（Ｉａｂ／２）であり、同一の値の電流である。電気的には絶縁していて、図６の駆動回路の異なる場所へ配置して通電する。
【００８９】
同様に、図２の２３と２６は、図１のＢＣ相全節巻き巻線１９、１Ｅ、１Ａを変換した２個の並列した巻線である。ＢＣ相全節巻き巻線２３の近傍に、図６の駆動回路および他のモータ断面図で共通に示している巻線番号ｗ３と通電するＢＣ相電流Ｉｂｃ１を括弧付きで付記している。ＢＣ相全節巻き巻線２６の近傍に、巻線番号ｗ６と通電するＢＣ相電流Ｉｂｃ２を括弧付きで付記している。
【００９０】
同様に、図２の２５と２２は、図１のＣＡ相全節巻き巻線１Ｂ、１Ｆ、１Ｃを変換した２個の並列した巻線である。ＣＡ相全節巻き巻線２２の近傍に、図６の駆動回路および他のモータ断面図で共通に示している巻線番号ｗ２と通電するＣＡ相電流Ｉｃａ１を括弧付きで付記している。ＣＡ相全節巻き巻線２５の近傍に、巻線番号ｗ５と通電するＣＡ相電流Ｉｃａ２を括弧付きで付記している。
【００９１】
なお、後で説明する図１を２極対化した図１５のモータ、あるいは、図１のモータへトロイダル状の環状巻き巻線を巻回した図１６のモータ例では、同一相の巻線が２組ずつ、合計６個の巻線が構成されるので、同一のスロット間に２組の巻線を分割して並列に設けなくても、図６の駆動回路で駆動することができる。
【００９２】
しかし、図６の駆動回路上の2つの同相の巻線の電圧をより正確に同一の値とするためには、これらのモータにおいても、全てのスロットの巻線を２つの並列する巻線に分割し、それぞれを直列接続し、２つの並列する同相の巻線群を製作して図６の2つの同相巻線として接続する方法が、より厳密である。その場合には、前記の２つの巻線群の鎖交磁束は同じであり、電圧のアンバランスを発生しない。即ち、例えば、モータのエアギャップが不均一であるなど磁気的非対称性があっても、また、図６の駆動回路の電流制御誤差が発生しても、図６上の２つの同一相の巻線群の電圧はアンバランスを発生しない。但し、全スロットの巻線を２つの並列する巻線に分割するため、巻線が複雑になる。
【００９３】
図６の６Ｓは駆動装置全体の制御回路、６Ｒは直流電圧源、６１、６２、６３、６４、６５、６６は駆動用トランジスタである。図６の６７は、図２で並列な巻線とした２つのＡＢ相全節巻き巻線の片方の２１である。他のモータ断面図で共通に示している巻線番号ではｗ１であり、ＡＢ相電流Ｉａｂ１をトランジスタ６１により通電する。６７の近傍に括弧付きの（ｗ１）を付記している。６Ａは他方の並列巻線で、図２の２４であり、ＡＢ相電流Ｉａｂ２をトランジスタ６４により通電する。６Ａの近傍に括弧付きの巻線番号（ｗ４）を付記している。
【００９４】
同様に、図６の６８は、図２の２２であり、ＣＡ相全節巻き巻線の一つで、巻線番号（ｗ２）を付記している。ＣＡ相電流Ｉｃａ１をトランジスタ６２により通電する。６Ｂは他方の並列巻線で、図２の２５であり、ＣＡ相電流Ｉｃａ２をトランジスタ６５により通電する。６Ｂの近傍に括弧付きの巻線番号（ｗ５）を付記している。同様に、図６の６９は、図２の２３であり、ＢＣ相全節巻き巻線の一つで、巻線番号（ｗ３）を付記している。ＢＣ相電流Ｉｂｃ１をトランジスタ６３により通電する。６Ｃは他方の並列巻線で、図２の２６であり、ＢＣ相電流Ｉｂｃ２をトランジスタ６６により通電する。６Ｃの近傍に括弧付きの巻線番号（ｗ６）を付記している。なお、巻線の向きは、通電電流が直流電流であり、電流の向きに合わせて配置する。また、これらの各トランジスタの負電圧保護のため、逆並列のダイオードを付加しても良い。
【００９５】
図６のＡＢ相全節巻き巻線６７とＣＡ相全節巻き巻線６Ｃの間に電流方向の向きのダイオード６Ｑを配置し、ＡＢ相全節巻き巻線６７とＢＣ相全節巻き巻線６８の間に電流方向の向きのダイオード６Ｋを配置する。ＢＣ相全節巻き巻線６８とＣＡ相全節巻き巻線６９の間に電流方向の向きのダイオード６Ｌを配置し、ＣＡ相全節巻き巻線６９とＡＢ相全節巻き巻線６Ａの間に電流方向の向きのダイオード６Ｍを配置する。ＡＢ相全節巻き巻線６ＡとＢＣ相全節巻き巻線６Ｂの間に電流方向の向きのダイオード６Ｎを配置し、ＢＣ相全節巻き巻線６ＢとＣＡ相全節巻き巻線６Ｃの間に電流方向の向きのダイオード６Ｐを配置する。
【００９６】
各巻線と各ダイオードに流れる電流は、（１）、（２）、（３）式の関係となっている。ダイオード６ＱにはＡ相電流成分Ｉａ／２が流れ、６ＫにはＢ相電流成分Ｉｂ／２が流れ、６ＬにはＣ相電流成分Ｉｃ／２が流れ、６ＭにはＡ相電流成分Ｉａ／２が流れ、６ＮにはＢ相電流成分Ｉｂ／２が流れ、、６ＰにはＣ相電流成分Ｉｃ／２が流れることになる。これらのダイオードは、各巻線が過電圧を発生しても、相互に電流が流れない他の巻線への過電圧の影響を低減する作用も行う。但し、各巻線は直列に各トランジスタが接続されており、各巻線のＰＷＭ平均電圧、電流を制御する機能があるので、リラクタンスモータの駆動条件、状態によっては、これらの６個のダイオードの一部、あるいは、全てを取り除くことも可能である。
【００９７】
残りの６個のダイオード６Ｄ、６Ｅ、６Ｆ、６Ｇ、６Ｈ、６Ｊは直流電圧源６Ｒへの電力回生用ダイオードである。各相のフライホイール電流を通電するためにも使用する。
【００９８】
次に、図６の各巻線の電圧を説明する。ＡＢ相全節巻き巻線６７とダイオード６ＫとＣＡ相全節巻き巻線６８の間の電圧は（３４）式の関係となり、これらの両端の電圧はＡ相電圧Ｖａである。（２７）式のＡＢ相電圧Ｖａｂ、および、（３１）式のＣＡ相電圧Ｖｃａの複雑な電圧、過大電圧は、ＡＢ相全節巻き巻線６７とＢＣ相全節巻き巻線６８を直列に接続することにより相殺している。
【００９９】
そして、巻線６７に流れるＡＢ相電流Ｉａｂ１は（１）式の電流の１／２であり、巻線６８に流れるＣＡ相電流Ｉｃａ１は（３）式の電流の１／２である。その内、巻線６７から６８へ流れる電流成分はＡ相電流成分Ｉａの１／２である。
【０１００】
巻線６７と６Ａは同じ電圧、電流であり、巻線６８と６Ｂは同じ電圧、電流である。従って、６Ａと６Ｂの両端電圧も同じであり、同じ作用、効果がある。そして、巻線６７から６８へ流れる電流成分と巻線６Ｂから６Ａへ流れる電流成分との和はＡ相電流成分Ｉａとなり、図２のＡ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２を励磁する。
【０１０１】
図６のＢＣ相全節巻き巻線６９とダイオード６ＭとＡＢ相全節巻き巻線６Ａの間の電圧は（３２）式の関係となり、これらの両端の電圧はＡ相電圧Ｖｂである。（２９）式のＢＣ相電圧Ｖｂｃ、および、（２７）式のＡＢ相電圧Ｖａｂの複雑な電圧、過大電圧は、ＢＣ相全節巻き巻線６９とＡＢ相全節巻き巻線６Ａとを直列に接続することにより相殺している。
【０１０２】
そして、巻線６９に流れるＢＣ相電流Ｉｂｃ１は（２）式の電流の１／２であり、巻線６Ａに流れるＡＢ相電流Ｉａｂ２は（１）式の電流の１／２である。その内、巻線６９から６Ａへ流れる電流成分はＢ相電流成分Ｉｂの１／２である。
【０１０３】
巻線６９と６Ｃは同じ電圧、電流であり、巻線６Ａと６７は同じ電圧、電流である。従って、６７と６Ｃの両端電圧も同じであり、同じ作用、効果がある。そして、巻線６９から６Ａへ流れる電流成分と巻線６７から６Ｃへ流れる電流成分との和はＢ相電流成分Ｉｂとなり、図２のＢ相ステータ磁極１３とＢ／相ステータ磁極１４を励磁する。
【０１０４】
図６のＢＣ相全節巻き巻線６９とダイオード６ＬとＣＡ相全節巻き巻線６８の間の電圧は（３３）式の関係となり、これらの両端の電圧はＡ相電圧Ｖｃである。（２９）式のＢＣ相電圧Ｖｂｃ、および、（３１）式のＣＡ相電圧Ｖｃａの複雑な電圧、過大電圧は、ＢＣ相全節巻き巻線６９とＡＢ相全節巻き巻線６８とを直列に接続することにより相殺している。
【０１０５】
そして、巻線６９に流れるＢＣ相電流Ｉｂｃ１は（２）式の電流の１／２であり、巻線６８に流れるＣＡ相電流Ｉｃａ１は（３）式の電流の１／２である。その内、巻線６９から６Ａへ流れる電流成分はＣ相電流成分Ｉｃの１／２である。
【０１０６】
巻線６９と６Ｃは同じ電圧、電流であり、巻線６８と６Ｂは同じ電圧、電流である。従って、６Ｂと６Ｃの両端電圧も同じであり、同じ作用、効果がある。そして、巻線６９から６８へ流れる電流成分と巻線６Ｂから６Ｃへ流れる電流成分との和はＣ相電流成分Ｉｃとなり、図２のＣ相ステータ磁極１５とＢ／相ステータ磁極１６を励磁する。
【０１０７】
次に、図２において、ロータがＣＣＷへ回転するときの図６の動作順について、その概略を説明する。ロータ回転角位置θｒが０°の位置でロータ磁極がＡ相ステータ磁極１１へさしかかり、対向し始める。そして、θｒが０°から３０°までの間は、これらの両磁極が相互に対向する面積が増加して行き、Ａ相ステータ磁極１１を（１）、（３）式のＡ相電流成分Ｉａで励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。この時、Ａ／相ステータ磁極１２も同様に作用する。
【０１０８】
同様に、ロータ回転角位置θｒが３０°の位置でロータ磁極がＢ相ステータ磁極１３へさしかかり、対向し始める。そして、θｒが３０°から６０°までの間は、これらの両磁極が相互に対向する面積が増加して行き、Ｂ相ステータ磁極１３を（１）、（２）式のＢ相電流成分Ｉｂで励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。この時、Ｂ／相ステータ磁極１４も同様に作用する。
【０１０９】
同様に、ロータ回転角位置θｒが６０°の位置でロータ磁極がＣ相ステータ磁極１５へさしかかり、対向し始める。
そして、θｒが６０°から９０°までの間は、これらの両磁極が相互に対向する面積が増加して行き、Ｂ相ステータ磁極１５を（２）、（３）式のＣ相電流成分Ｉｃで励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。この時、Ｃ／相ステータ磁極１６も同様に作用する。
【０１１０】
この様に、ＣＣＷへロータが回転するとき、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相が交互に、順番に動作して連続的にＣＣＷトルクを生成し、回転することができる。なお、図２のリラクタンスモータは、同期モータのようにロータ回転に同期してステータの通電動作が進む構造ではなく、動作するステータ磁極の相が変わる時には通電する巻線が円周方向に１２０°変わるので、紛らわしい面がある。また、前記説明では、電流Ｉａｂ１とＩａｂ２が同じ電流値で、Ｉｂｃ１とＩｂｃ２が同じ電流値で、Ｉｃａ１とＩｃａ２が同じ電流値である場合について説明したが、トルクリップルの低減、モータ振動、騒音の低減などの目的で相互に異なる位相、異なる大きさの電流に変形することもできる。それらも本発明に含むものである。
【０１１１】
また、図６、図２６などの駆動回路の電流の種類、数は、図５の駆動回路の電流の数が３個であるのに対し、２倍に増加するので、電流を制御するために各電流値を検出する負担が増加する。図６の場合、（１）、（２）、（３）式の２倍の種類の電流が存在する。これらの式の左辺の値Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａが２個ずつあるので６種類の電流検出を行う必要がある。右辺の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃも２個ずつ有り、６種類の電流であるが、相互に計算で求められる。電流検出器には種々構成のものがあり、いづれも使用できる。一つの電流検出方法は、２種類の電流が合流する場所で２種類の電流をまとめて検出する方法があり、電流検出器の製作、回路上の配置の都合など、より簡素化できる。例えば、図６のダイオード６Ｋのカソードと６Ｌのカソードの接続点で、Ａ相電流成分Ｉａ／２とＣ相電流成分Ｉｃ／２をシャント抵抗を用いてその電圧降下から電流値を検出する場合、２個のシャント抵抗を組み合わせて作ることができ、コモン電位を共通化することも可能であり、電流検出器を簡素化できる。（３）式の検出であり、Ｉａ／２、Ｉｃ／２を検出し、Ｉｃａ１も検出できる。他の２組、４個の電流検出も同様である。また、電流検出回路から電位の異なるモータ全体の制御回路への電流値の伝達は、アナログ方式、高速デジタル方式等の種々方式が使える。
【０１１２】
次に、図１および図２のリラクタンスモータの具体的な電流、電圧、トルク、パワーの特性を説明するために、図１０のモータ出力特性と、リラクタンスモータ特性に大きく関わる軟磁性体の非線形な電磁気特性の例として、図１１、図１２、図１３について説明する。図１０は、電気自動車ＥＶなどの回転数とトルクの特性例である。横軸は回転数で、最高回転数は１０，０００ｒｐｍである。縦軸はトルクＴで、最大トルクは１００Ｎｍである。図１０のＡで示す領域は、自動車の主機用途で急坂道の登坂運転などで必要となり、低速回転の大トルク領域は重要な特性である。大きな電流により軟磁性体が磁気飽和して力率が低下することが多い。また、大きな電流により銅損が大きくなり、モータが大型化する主な要因となる。モータの大型化は、実装、重量、コストの面で問題となる。図１０のＢで示す領域は高速回転領域で、自動車の高速走行で必要となる。巻線電圧を電源電圧により制限されるため、磁束を小さくする必要がある。領域Ａと領域Ｂでは、界磁磁束の大きさに関しては、逆の特性が求められる。なお、領域Ｂではトルク脈動の問題、騒音、振動の問題、鉄損増加の問題がある。
【０１１３】
なお、従来の磁石式同期モータでも、領域Ａの低速回転での大トルクでは大きな磁束を必要とし、領域Ｂの高速回転での定出力特性の領域では磁束の量を低減する必要があり、界磁特性が相反する。領域Ａでは磁気飽和により力率が低下し、モータ銅損が増加してモータが大型化する問題がある。領域Ｂでは界磁弱めのために力率が低下して電圧が過大になりインバータが大型化する問題がある。
【０１１４】
図１０のＣで示す領域は定出力領域で、基底回転数は２，５００ｒｐｍなので出力は２６．１８ｋＷとなる。図１０のＤで示す領域は自動車の運転で使用頻度の高い領域であるが、モータ、インバータの大きさ、重量、コストには影響が少ない領域である。しかし、使用頻度が高いので、効率、燃費の点では重要である。また、静粛性が求められ、特に騒音の低減が必要な領域である。以上、図１０に示した代表的動作領域Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄに示すように、ＥＶの主機用モータには様々な特性が求められる。これらの要求特性に応える本発明技術について説明する。
【０１１５】
次に、リラクタンスモータの特性、出力の基礎となる電磁気特性を図１１に示す。図１１の実線１１１は、例えば、図１のＡ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２とロータ磁極１Ｋと１Ｍ、および、ステータのバックヨークの軟磁性体の磁気特性、即ち、Ａ相磁束φａの磁気特性の例である。横軸Ｉｅｘは励磁電流で、図１のリラクタンスモータへ集中巻き巻線を巻回したと仮定した場合のＡ相巻線ＷａのＡ相電流Ｉａに相当する。Ｉｒａは連続定格電流で、Ｉｍａｘは最大電流で、Ｉｏｐは図１１で説明する状態の電流値である。縦軸は巻き回数Ｎｗａと鎖交磁束φの積の磁束鎖交数Ψでその単位は［Ｗｂ・ｔｕｒｎ］である。
【０１１６】
図１のＡ相に関する特性が１１１となる。Ａ相電流Ｉａが図１１の動作電流Ｉｏｐとして作用するとき、Ｉｏｐが小さな領域では勾配が大きく、直線状であるが、電流値が大きくなるに連れ磁気飽和する特性となる。励磁電流Ｉｅｘが図１１のＩｏｐで動作点１１２の時、１１３の凹状の略三角形の面積は磁気エネルギーＥｍでその単位は［Ｗｂ・ｔｕｒｎ・Ａ］であり、また、［ｊｏｕｌｅ］である。１１４の凸状の略三角形の面積は磁気随伴エネルギーＥｃｏでその単位は［Ｗｂ・ｔｕｒｎ・Ａ］であり、また、［Ｊｏｕｌｅ］である。
【０１１７】
図１１の特性の条件として、まず、Ａ相ステータ磁極１１とロータ磁極１Ｋとの全面が対向している状態、即ち、ロータ回転角位置θｒ＝３０°での静止状態を考える。この状態でのＡ相巻線ＷａのインダクタンスをＬａとすると、Ａ相巻線Ｗａに誘起するＡ相電圧Ｖａは、（９）式から（３５）式のように書ける。
Ｖａ＝Ｎｗａ×ｄφａ／ｄｔ＝Ｌａ×ｄＩａ／ｄｔ                    （３５）
そして両辺の式を時間積分すると磁束鎖交数Ψとなる。
Ψ  ＝Ｎｗａ×φａ＝Ｌａ×Ｉａ                                    （３６）
【０１１８】
但しここで、比例常数であるインダクタンスＬａが電流Ｉａの増加に伴い非線形に変化する場合は、右辺の（Ｌａ×Ｉａ）には大きな誤差が発生する。インダクタンスＬａは電流Ｉａの値により大きく変化し、ロータ回転角位置θｒによっても大きく変化する。インダクタンスＬａを使用してエネルギー、パワー出力、トルク出力を式で示し、論ずるのは難しい面がある。
【０１１９】
θｒ＝３０°で静止した状態でＡ相電流Ｉａを０からＩｏｐまで増加する場合の、Ａ相巻線Ｗａの電圧と電流の積（Ｖａ×Ｉａ）の時間積分は、図１１の１１３の面積に等しくなり、磁気エネルギーＥｍであってその単位は［ｊｏｕｌｅ］である。この時、電源側からモータ側へ供給するエネルギーは、１１３の磁気エネルギーＥｍだけであって、１１４の磁気随伴エネルギーＥｃｏは与えられない。
【０１２０】
次に、Ａ相電流ＩａをＩｏｐとした状態で、θｒ＝０°、あるいは、少し負の値から３０°まで一定速度Ｖｓｏで回転すると、Ａ相電圧Ｖａは（９）、（１０）式となり一定値Ｖｏｐとなる。この回転する間のＡ相巻線Ｗａの電圧と電流の積（Ｖａ×Ｉａ）の時間積分は、図１１の１１３の面積と１１４の面積の和となる。この時、電源側からモータ側へ供給するエネルギーは、１１３の磁気エネルギーＥｍと１１４の磁気随伴エネルギーＥｃｏであり、磁気随伴エネルギーＥｃｏはモータのトルクに変換され、出力される。一方、磁気エネルギーＥｍは、Ａ相電流ＩａをＩｏｐから０とすることにより、モータ側から電源側へ回生される。これらのサイクルが繰り返され、トルク、パワーを出力する。なお、この磁気エネルギーＥｍをどのように電源へ回生するかが、リラクタンスモータの課題の一つである。その動作の例は、後に図１４で説明する。
【０１２１】
なお、図１のモータは、図１１のような磁気特性なので、軽負荷で電流が小さい領域では磁気エネルギーＥｍに相当する無効電力と磁気随伴エネルギーＥｃｏに相当する有効電力とがほぼ等しくなり、力率は５０［％］程度となる。負荷が大きくなると、磁気随伴エネルギーＥｃｏの比率が増加し、力率が８０［％］以上にもなる。この様な特性から、図１のリラクタンスモータは磁気飽和特性を利用して力率を向上していると見ることもできる。
【０１２２】
なお、（７）、（８）式、および、（１４）から（１９）式では、モータ出力が連続定格出力より大きな領域におけるモータ出力の概略を論ずるため、図１１の１１２の磁気エネルギーＥｍが０であると仮定して電磁気的に簡素化した条件で説明した。ある程度大きな電流Ｉｏを通電し、一定速度Ｖｓoで回転する状態における電流、電圧、磁束、トルクを概略として示している。これに対し、図１１から図１３では、リラクタンスモータの過渡的な電流、電圧、トルク、パワーについて説明するため、軟磁性体の磁気飽和特性、磁気エネルギーＥｍ、磁気随伴エネルギーＥｃｏなどの定性的な電磁気特性を示している。これらの両条件はやや矛盾しているが、支障が無い程度に使い分けている。リラクタンスモータは磁気的に非線形な領域で動作して大きなトルクを発生するので、表現、説明が難しい。
【０１２３】
次に、図１２の１２１は、図１のリラクタンスモータのトルク特性の例である。横軸Ｉｅｘは励磁電流で、図１１と同じである。縦軸はトルクである。ロータ回転角位置θｒは２０°で、図１のＡ相ステータ磁極１１へロータ磁極１Ｋの２／３がさしかかった位置を想定する。図１２の１２２の領域は、励磁電流Ｉｅｘ、即ち、Ａ相電流Ｉａが小さな領域で、Ａ相ステータ磁極１１の先端およびロータ磁極１Ｋの先端の磁束密度が１．５［Ｔ］以下の値であるなど、磁気的に比較的線形な領域である。二乗式形状のトルク特性となる。図１２の１２３の領域は、Ａ相ステータ磁極１１の先端の磁束密度が、通常、１．７から２．０［Ｔ］の値で、磁気的に飽和する領域である。略直線状のトルク特性となる。図１２の１２４の領域は、ステータ磁極の先端およびロータ磁極の先端だけでなく、歯全体あるいはバックヨークなどの磁束密度も高くなるなど、磁気抵抗が大きくなる領域である。
【０１２４】
次に、図１３の１３１は、ロータ回転角位置θｒとステータの歯を通過する磁束の大きさφ［Ｗｂ］の関係である。ロータ回転角θｒが１５°の近辺までは、ステータの突極磁極の角部とロータの突極磁極の角部の磁気飽和が関わっている。ロータ回転角θｒが３０°の近辺ではステータとロータの歯およびバックヨークの磁路全体の磁気抵抗が関わってくることが多い。単純モデル的なトルクは、図１３の１３２のようになる。図８５は、図８３の従来のリラクタンスモータのステータ磁極が発生するトルクの例であり、図１３の磁束の特性の結果として、ロータ回転角θｒの３０°近傍ではトルクが低下している。
【０１２５】
以上、図１１、図１２、図１３に示したように、図１のリラクタンスモータは磁気的に磁束密度が飽和する領域で動作するモータである。飽和の程度は、励磁電流Ｉｅｘの電流値とロータ回転角位置θｒに依存する特性であり、単純ではない。従って、図１４に電流、電圧の波形の例を示すが、駆動条件により変化する。
【０１２６】
これらの磁気的な非線形性により各数式が不明瞭になることを避けるため、本発明では各巻線のインダクタンスＬをなるべく使用せずに説明する。図１１、図１２に示したように、本発明のリラクタンスモータは、磁気的な非線形性を利用して、力率、効率の良いトルク出力、パワー出力を実現している。従って、本発明のリラクタンスモータの主要な動作点における各巻線のインダクタンスは大きく変化していて、そもそも比例定数であるべきインダクタンスの表現上の利点が損なわれている。そこで、（３６）式に示すように、巻き回数Ｎｗａ、鎖交磁束φａ、及び、磁束鎖交数Ψ、電圧Ｖ、電流Ｉ等で数式等を表現すれば、これらは物理量であり、磁気的な非線形性を含めて表現することができる。
【０１２７】
次に図１４に、図１のリラクタンスモータを図６の駆動回路を用いてＣＣＷの一定トルクを発生してＣＣＷへ一定回転数Ｖｓｏで回転駆動する場合の、各相の電流、電圧の波形の例を示す。図１４のＩａは、図１のＡ相とＡ／相のステータ磁極１１、１２へ集中巻き巻線を巻回し、直列に接続したと仮定したＡ相巻線ＷａのＡ相電流Ｉａである。ＶａはＡ相巻線ＷａのＡ相電圧Ｖａである。同様に、Ｂ相巻線ＷｂのＢ相電流Ｉｂ、Ｂ相電圧Ｖｂ、および、Ｃ相巻線ＷｃのＣ相電流Ｉｃ、Ｃ相電圧Ｖｃを示している。なお、図１４では、電流値、電圧値の基準値を１．０とし、相対的な値を示している。電圧値は（１２）式を指す。電流値の１．０は、（１３）式などの一定電流Ｉｏ［Ａ］を指す。
【０１２８】
図１４のＡ相電流Ｉａの値は、ロータ回転角位置θｒが−７．５°から０°にかけて電流を増加し、θｒが０°から２５°の間は一定電流値１．０とし、θｒが２５°から３５°にかけて電流を減少して０としている。電流の周期はロータ磁極のピッチの９０°である。Ｂ相電流ＩｂはＩａより位相が３０°遅れていて、Ｃ相電流ＩｃはＩａより位相が６０°遅れている電流波形となる。図１４では、Ａ相電流Ｉａが増加する時間と減少する時間とが、ロータ回転角位置の換算値で２．５°異なる場合の例を示している。
【０１２９】
図１４のＡ相電圧Ｖａは、θｒが−７．５°の位置でＡ相電流Ｉａが増加し始めると、図１のＡ相ステータ磁極１１とロータ磁極１Ｋはまだエアギャップを介して対向していないが近接しているので漏れ磁束が発生して、（９）式のＡ相電圧Ｖａが増加し始める。この間では、図６の駆動回路によりモータの磁気エネルギーＥｍとモータのパワー出力となる磁気随伴エネルギーＥｃｏがモータ側へ供給され始め、トルクが発生している。
【０１３０】
θｒが０°から２２．５°までのＡ相電圧Ｖａは、（１０）式で一定電圧となり、図６の駆動回路によりモータの磁気エネルギーＥｍとモータのパワー出力となる磁気随伴エネルギーＥｃｏがモータ側へ供給される。そして、磁気随伴エネルギーＥｃｏはトルク出力に変換される。もちろん、図１のＡ相ステータ磁極に関わる入力電力は、図１４のＡ相電流ＩａとＡ相電圧Ｖａの積（Ｉａ×Ｖａ）である。
【０１３１】
θｒが２２．５°から３０°までの間はＡ相電流Ｉａが減少して、θｒが−７．５°から２２．５°までの間に蓄積された磁気エネルギーＥｍが図６の直流電圧源６Ｒへ回生されるため、Ａ相電圧Ｖａは大きな負の電圧となる。回生電力は、その時の（Ｉａ×Ｖａ）である。なお、この回生動作の間も、Ａ相電流Ｉａに比例した起磁力がモータの磁気回路に作用し、Ａ相電流Ｉａに応じたＣＣＷのトルクが出力される。
【０１３２】
θｒが３０°から３５°までの間は、Ａ相電流Ｉａがさらに減少し０になるまで、磁気エネルギーＥｍの回生動作が継続される。この間は、ロータ磁極１ＫがＡ相ステータ磁極１１から離れていく区間であり、ＣＣＷへ回転している状態でＣＷトルクを発生する。即ち、負のトルクであり、発電をすることになり、この発電電力も図６の直流電圧源６Ｒへ回生される。
【０１３３】
前記の、θｒが２２．５°から３５°までの間の回生電力は、図１１の磁気エネルギーＥｍに関わっていて大きな値であり、回生方法が本発明の課題の一つである。この時の回生電力（Ｉａ×Ｖａ）と回生電圧は、図１４のＡＢ相電圧Ｖａｂ、ＢＣ相電圧Ｖｂｃ、ＣＡ相電圧Ｖｃａの電圧波形に大きく影響する。
【０１３４】
Ｂ相電圧ＶｂはＶａより位相が３０°遅れていて、Ｃ相電圧ＶｃはＶａより位相が６０°遅れている電圧波形となる。
【０１３５】
次に、図１のリラクタンスモータへ実際に巻回しているＡＢ相全節巻き巻線１ＤのＡＢ相電流Ｉａｂは（１）式の関係であり、図１４のＡＢ相電流Ｉａｂとなる。ＢＣ相全節巻き巻線１ＥのＢＣ相電流Ｉｂｃは（２）式の関係であり、図１４のＢＣ相電流Ｉｂｃとなる。ＣＡ相全節巻き巻線１ＦのＣＡ相電流Ｉｃａは（３）式の関係であり、図１４のＣＡ相電流Ｉｃａとなる。
【０１３６】
各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの通電時間の比率が約１／３であるのに対し、ＡＢ相電流Ｉａｂ、ＢＣ相電流Ｉｂｃ、ＣＡ相電流Ｉｃａの通電時間の比率が約２／３と、約2倍になっている。また、集中巻き巻線の場合の相電流の電流波形と、全節巻き巻線の場合の電流波形は異なる形状であるが、各スロットに流れる電流の合計は両方式で、常時同じである。その意味でも、両方式で生成される各ステータ磁極の磁束、発生するトルクは同じである。
【０１３７】
図１のＡＢ相全節巻き巻線１ＤのＡＢ相電圧Ｖａｂは、その鎖交磁束から（２７）式の値となる。各相の相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに関わる複雑な電圧となり、図１４のＶａｂの電圧波形となる。ここで、全節巻き巻線であるＡＢ相巻線ＷａｂのＡＢ相電圧ＶａｂとＡＢ相電流Ｉａｂについて考察する。図１４において、θｒが−７．５°から０°の間は、ＡＢ相電流Ｉａｂを０から１．０へ増加する区間であるが、ＡＢ相電圧Ｖａｂは１．０を超える大きな電圧となっており、Ｖａｂの全区間の中でも特にＡＢ相電流Ｉａｂの増加が困難な区間となっている。中でもＣ相電圧Ｖｃの回生電圧が不利に働いている。
【０１３８】
この現象は、図５の従来の駆動回路で図１の全節巻き巻線のリラクタンスモータを駆動する上で大きな問題である。ＡＢ相全節巻き巻線１ＤへＡＢ相電流Ｉａｂの通電を開始し、増加させるタイミングで、Ｃ相の影響によりＡＢ相全節巻き巻線１Ｄに大きな逆電圧が発生し、電流制御が妨げられる現象となる。各相の電流制御が、相互に逆電圧を発生して、電流制御が妨げられる。
【０１３９】
θｒが５２．５°から６５°の間は、ＡＢ相電流Ｉａｂを１．０から０へ減少する区間であるが、ＡＢ相電圧Ｖａｂは−１．０を超える負の電圧となっており、Ｖａｂの全区間の中でも特にＡＢ相電流Ｉａｂの減少が困難な区間となっている。中でもＢ相電圧Ｖｂの回生電圧が不利に働いている。
【０１４０】
この様に、ＡＢ相巻線Ｗａｂの電流制御は、そのＡＢ相電圧Ｖａｂが（２７）式に示すように、各相の磁束が鎖交するため、大きな問題となる。部分的に大きな電圧が発生する問題と、電流の増減を妨げる電圧が発生する問題とがある。図５の従来の駆動回路である場合、直流電圧源５Ｂへの電圧負担、駆動用各トランジスタの電圧負担が大きくなる。しかも、直流電圧源５Ｂの電圧を大きくすると、問題となっている前記のＣ相電圧Ｖｃの回生電圧およびＢ相電圧Ｖｂの回生電圧も同じだけ大きくなるので、単純には解決できない。また、ＡＢ相電圧Ｖａｂが複雑になり、電圧、電流の制御が難しくなる問題もある。
【０１４１】
ＢＣ相全節巻き巻線１ＥのＢＣ相電圧Ｖｂｃは（２９）式の関係であり、ＡＢ相電圧Ｖａｂに比較して位相が３０°遅れている。ＣＡ相全節巻き巻線１ＦのＣＡ相電圧Ｖｃａは（３１）式の関係であり、ＡＢ相電圧Ｖａｂに比較して位相が６０°遅れている。
【０１４２】
また、実際の電流制御は、通常、各トランジスタでＰＷＭ制御を行って、任意の等価平均電圧、電流を得ているので、厳密には少し異なる点がある。また、精密な電流制御をＰＷＭ制御で行うためには、図６では記載を省略しているが、各相の電流値を検出する電流検出手段とその電流検出信号を用いたフィードバック制御が必要である。エンコーダによるロータ回転角位置θｒの検出も必要である。
【０１４３】
また、ステータ磁極およびロータ磁極の円周方向幅を図１の３０°から３５°、あるいは、４０°などへ広げることもできる。円周方向幅を広げた角度だけ、磁気エネルギーＥｍの回生動作の時間の自由度が増す。但しその場合、スロット断面積が減少するので、その分だけ巻線抵抗が増加し、銅損が増加する。
【０１４４】
次に、この図６の駆動回路の利用効率について説明する。図１の各全節巻き巻線をそれぞれ並列する２つの全節巻き巻線へ変更した図２のリラクタンスモータを示した。電磁気的には等価に動作できる。この図２のリラクタンスモータを図６の駆動回路で駆動する利点の一つは、駆動回路の小型化である。
【０１４５】
図１の３個の全節巻き巻線を図５の従来の駆動回路で駆動する場合、Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相のステータ磁極１２を、巻線１７、１８のＡＢ相全節巻き巻線と巻線１Ｂ、１ＣのＣＡ相全節巻き巻線へ通電して駆動する。このように、二つの経路から電力供給が可能であって、もし電圧過大などの問題が無ければ、図５の従来の駆動回路の最大出力Ｐｆｍａｘは次式とできる可能性が有る。
Ｐｆｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ×２                                  （３７）
ここで、Ｖｄｃは電源電圧、Ｉｒａｔはトランジスタの電流容量である。
【０１４６】
一方、図８３の８３１はＡ相のステータ磁極で、集中巻巻線８３７、８３８と８３Ｃ、８３ＤへＡ相電流Ｉａを通電して駆動する。この条件での図５の従来の駆動回路の最大出力Ｐｃｍａｘは、３相中の一つの経路から電力供給するので、次式となる。
Ｐｃｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ                                      （３８）
【０１４７】
（３７）式の最大出力Ｐｆｍａｘは、（３８）式の最大出力Ｐｃｍａｘの２倍となる。しかし、図５の従来の駆動回路では、巻線電圧が（２７）、（２９）、（３１）式のような特性となり、電圧が複雑となり、かつ、高速回転の重負荷時には過大電圧が発生する問題があった。そのため、（３７）式の最大出力Ｐｆｍａｘを得ることができない。
【０１４８】
次に、図６の本発明の駆動回路と図１の全節巻き巻線のリラクタンスモータで駆動する場合の、駆動回路の利用効率について説明する。前記のように、図６の駆動回路で駆動するために、図１の各相の全節巻き巻線を並列した２組の巻線としている。コイルエンド部が１ＤのＡＢ相全節巻き巻線をｗ１とｗ４とし、１ＦのＣＡ相全節巻き巻線をｗ２とｗ５とし、１ＥのＢＣ相全節巻き巻線をｗ３とｗ６としている。図６の巻線６７はｗ１、６８はｗ２、６９はｗ３、６Ａはｗ４、６Ｂはｗ５、６Ｃはｗ６の構成である。
【０１４９】
今、図１のθｒ＝１０°の状態でＣＣＷトルクを生成する場合、Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２を励磁するために、ＡＢ相全節巻き巻線ｗ１、ｗ４のＡＢ相電流Ｉａｂ１、Ｉａｂ２へＡ相の集中巻き巻線に換算した電流（Ｉａ／２）をそれぞれ通電する。同時に、ＣＡ相全節巻き巻線ｗ２、ｗ６のＣＡ相電流Ｉｃａ１とＩｃａ２へもＡ相の集中巻き巻線に換算した電流（Ｉａ／２）をそれぞれ通電する。
【０１５０】
図６においてこれらの電流は、トランジスタ６１から巻線６７（ｗ１）を通り、ダイオード６Ｑを通り、巻線６Ｃ（ｗ６）を通り、トランジスタ６６を通って電流（Ｉａ／２）を通電する。同時に、トランジスタ６３から巻線６９（ｗ３）を通り、ダイオード６Ｍを通り、巻線６Ａ（ｗ４）を通り、トランジスタ６４を通って電流（Ｉａ／２）を通電する。その後、ロータの回転に伴って、Ｂ相ステータ磁極１３とＢ／相ステータ磁極１４、そして、Ｃ相ステータ磁極１５とＣ／相ステータ磁極１６の励磁へ移行し、通電する電流を、順次、切り替えていく。
【０１５１】
前記の通電状態における、図６の本発明の駆動回路の電力供給の最大出力Ｐｎｍａｘは、二つの経路で供給しているので次式となる。
Ｐｎｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ×２                                  （３９）
（３９）式の最大出力Ｐｎｍａｘは、従来の集中巻き巻線のリラクタンスモータを図５の従来の駆動回路で駆動した（３８）式の最大出力Ｐｃｍａｘの２倍の値となる。図６のトランジスタの数は、図５のトランジスタの数と同じ６個であり、駆動回路の小型化が可能となる。
【０１５２】
なお、先に説明したように、図６では、直列接続する２つの巻線の電圧和が（３２）、（３３）、（３４）式のように、（２２）の電圧成分が相殺する構成なので、高速回転の重負荷時における過大電圧を低減し、ロータの回転に伴う電圧の偏りの問題も解消している。
【０１５３】
以上、図２に示すリラクタンスモータの全節巻き巻線を、図６の駆動回路で効率良く駆動する例を説明した。集中巻き巻線に比較して、全節巻き巻線の抵抗値を１／２に低減することができるので、銅損を低減することができる。それは、Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２をＡ相電流成分を通電して励磁する時に、図２に示す全巻線の２／３を使用していることからも、相対的に推定できる。集中巻き巻線の場合は１／３の巻線しか利用できない。
【０１５４】
また、図６の駆動回路における巻線配置により、（２０）、（２１）、（２２）式、および、（２７）、（２９）、（３１）式で示した、電圧複雑化の問題、過大電圧の問題、ロータの回転に伴う電圧の偏りの問題を、（３２）、（３３）、（３４）式の電圧関係の巻線配置を実現することにより解消した。また、図６の駆動回路では、常時、二つの経路で電力を供給できるため、同じトランジスタ数で２倍の電力を供給できるので、駆動回路の小型化が可能であることを示した。
【０１５５】
なお、主流のモータとして多く使用されている３相交流、正弦波電圧、正弦波電流の永久磁石応用同期モータの駆動回路は、６個のトランジスタでＰＷＭ制御して電圧、電流を制御している。通常、星形結線の３端子の巻線で、一つの経路分の電力しか供給できないので、その最大出力Ｐｓｍａｘは、（３８）式と同じで、次式となる。
Ｐｓｍａｘ＝Ｖｄｃ×Ｉｒａｔ                                      （４０）
従って、図６の本発明の駆動回路と全節巻きリラクタンスモータの各巻線の接続方法は、現行の永久磁石応用同期モータの駆動回路に比較し、１／２に小型化、低コスト化できる可能性が有る。
【０１５６】
また、ブラシ付き直流モータの駆動回路は、４個のトランジスタを使用して一つの経路で電力を供給する。従って、図６の本発明の駆動回路は、ブラシ付き直流モータの駆動回路よりも小型化できる可能性が有る。
【０１５７】
図６の駆動回路で駆動可能なリラクタンスモータモータの第１の条件は、各図で示しているように、各ステータ磁極を直流電流で励磁することによりロータ磁極を吸引して回転トルクを順次生成するモータ構成である。なお、各磁極の形状は図２のような矩形状の突極に限定せず、円周方向幅も必要なモータ特性に応じてある程度可変できる。第２の条件は、スロットに配置している巻線により、その巻線の円周方向の両隣のステータ磁極を励磁することが可能なことである。即ち、巻線を共用できることである。（１）、（２）、（３）式の関係である。例えば、図２、図４で示した全節巻きのモータである。逆に、図８３などのリラクタンスモータは各ステータ磁極へ専用の集中巻線を巻回しており、共用できないので、図６の駆動回路で駆動できない。第３の条件は、（２２）式の電圧成分が相殺できるような２つの巻線の直列接続が可能なことである。
【０１５８】
一方、図６の駆動回路の構成の第１の条件は、前記のように、（２２）式の電圧成分が相殺されるように、（３２）、（３３）、（３４）式の関係で該当する２つの巻線を直列に、かつ、相互に接続することである。第２の条件は、（１）、（２）、（３）式の関係の電流の２つの経路の電流を同時に通電できることである。さらに言えば、（１）、（２）、（３）式の関係の全ての電流を同時に通電することもできる。なお、図６の駆動回路例での巻線配置順は、（１）、（２）、（３）式の配置順としている。また、図６の駆動回路での巻線配置順は、同相の巻線は逆に配置しても等価なので、巻線配置順として紙面上の配置を書き換え、変換することもできる。
【０１５９】
また、図６の駆動回路では、巻線６Ｃの一端がダイオード６Ｑのカソードに繋がっていて、駆動回路全体が循環するような例を示していて、各巻線の駆動を効率良くできている。しかし、種々の変形も可能である。例えば、巻線６Ｃの一端へ電流を供給するトランジスタと、ダイオード６Ｑの電流を通電するトランジスタを追加すれば、駆動回路全体が循環しないような形態へ変更することもできる。また、各トランジスタの位置、各巻線の位置を変えることも可能である。そのような、本発明の趣旨の範囲内である駆動回路は本発明に含まれるものである。
【実施例２】
【０１６０】
次に、請求項１の駆動回路の他の実施例を図７に示し、説明する。図１のモータは、全節巻き巻き線の数が３個と少なく、奇数でもあり、２個の巻き線を直列にして相互に通電する方法の場合、非対称な部分が必要となるため回路的な負担が発生する。この回路的な負担を解消するため、図２に示したように、各相巻き線を並列の巻き線の構成として、６個の巻き線として図６の駆動回路で駆動する例を示した。図６では、各相の電圧、電流を２組に分けて駆動しているので、トランジスタの数が６個と多くなっているが、前記の回路的な負担は発生しておらず、各トランジスタの電流値は１／２なので、全トランジスタの電流の総容量は小さな値となっていて、単純に論理的に考えるとインバータを小型化できることになる。
【０１６１】
図７は、図１の３個の全節巻き巻線を直接駆動する方法である。図１に比較すると、紙面で右半分を削除している。トランジスタ６１、６２、６３、巻線６７、６８、６９、および、それらの周辺のダイオード６Ｄ、６Ｅ、６Ｆ、６Ｋ、６Ｌは、図６と同じ配置、構成である。新たに、トランジスタ７１とダイオード７２、７３を追加している。これらは、前記の非対称性を補うための回路的な負担に相当する。また、図７では、図１の各巻線が図２の巻線のように並列巻線とはしていないので、各部の電流値が図６に比較して２倍の電流値となる。
【０１６２】
次に、図７と図１との動作について説明する。
ＡＢ相の全節巻き巻線６７へはＡＢ相電流Ｉａｂを通電する。ＢＣ相の全節巻き巻線６９へはＢＣ相電流Ｉｂｃを通電する。ＣＡ相の全節巻き巻線６８へはＣＡ相電流Ｉｃａを通電する。各電流は、（１）、（２）、（３）式の関係になっている。Ａ相電流成分Ｉａは、トランジスタ６１からＡＢ相の全節巻き巻線６７を通り、ダイオード６Ｋを通り、ＣＡ相の全節巻き巻線６８を通り、トランジスタ６２を通って制御する。Ｃ相電流成分Ｉｃは、トランジスタ６３からＢＣ相の全節巻き巻線６９を通り、ダイオード６Ｌを通り、ＣＡ相の全節巻き巻線６８を通り、トランジスタ６２を通って制御する。Ｂ相電流成分Ｉｂは、トランジスタ６３からＢＣ相の全節巻き巻線６９を通り、ダイオード７３を通り、ＡＢ相の全節巻き巻線６７を通り、トランジスタ７１を通って制御する。
【０１６３】
前記のＢ相電流成分Ｉｂの制御において、Ｉｂの通電がＩａ及びＩｃの通電と重なる場合に、図６とは異なる電圧の干渉が発生し、制御的な工夫が必要である。（２６）から（３４）式の関係で、電圧波形的には図１４の関係である。これら３個の巻線のうち２個の巻線を直列にして制御するので、（３２）、（２９）、（３４）式に示したように、他の相の磁束変化に起因するような過大電圧の悪影響を受けずに電流制御を行うことができる。
【０１６４】
図８３の従来モータを図５の回路で駆動する場合と比較すると、図１のモータの巻線は全節巻きなのでスロット内銅損を１／２の低減でき、図７のトランジスタの数は４個なので全トランジスタの総電流容量を４／６＝２／３に低減できる。但し、各電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの内、複数の電流を同時に通電する場合は、電圧、電流関係が少し複雑になるので、制御的な配慮が必要となる。
【実施例３】
【０１６５】
次に、請求項１の駆動回路の他の実施例を図８に示し、説明する。前記の図７、図６に比較し、トランジスタ８１、ダイオード８２、８３、８４を追加している。図８の駆動回路では、Ｂ相電流成分Ｉｂは、トランジスタ６１からＡＢ相の全節巻き巻線６７を通り、ダイオード８４を通り、トランジスタ８１で通電する。もう一方のＢ相電流成分Ｉｂは、トランジスタ６３からＢＣ相の全節巻き巻線６９を通り、ダイオード８３を通り、トランジスタ８１で通電する。巻線６７と６９のＢ相電流成分Ｉｂを、トランジスタ８１で並行して通電する。この場合には、図１４にその電圧例を示すように、他の相の磁束変化に起因する過大電圧の悪影響を受けることになるが、トランジスタ８１は両巻線に２倍の電圧を印加できる構成なので電圧問題は解消できる。電圧的な干渉問題は少ない。但し、トランジスタ８１はＢ相電流成分Ｉｂを並行して通電するため、他のトランジスタの２倍の電流容量が必要となる。
【０１６６】
また、前記のように、トランジスタ８１は巻線６７と６９のＢ相電流成分Ｉｂを通電するが、巻線６７と６９の動作状態は同じではないので両巻線の電圧が異なる。この問題を解消するため、トランジスタ８１を２個のトランジスタ８１１と８１２に分けることもできる。トランジスタ８１１で巻線６７のＢ相電流成分を通電し、トランジスタ８１２で巻線６９のＢ相電流成分を通電する方法である。トランジスタを１個追加することになるが、巻線６７と６９のＢ相電流成分を、別々に駆動するので、電圧、電位の問題をより軽減し、解消することができる。
【０１６７】
なおここで、ＡＢ相の全節巻き巻線６７の電圧は（２６）、（２７）式となり、Ａ、Ｂ、Ｃ相の磁束の影響を受け、同時に、逆に、巻線６７へ流れる電流はＡ、Ｂ、Ｃ相の各相の磁極へ電磁気的な影響を与える関係となっている。そして、巻線６７と６９の両巻線へＢ相電流成分Ｉｂを正確に通電することにより、Ａ相磁極とＣ相磁極に与えるＢ相電流成分Ｉｂの電磁気的な影響が相殺される関係となっている。即ち、この時、両巻線のＢ相電流成分ＩｂはＢ相ステータ磁極とＢ／相ステータ磁極にのみＢ相電流成分Ｉｂの起磁力を印可することになる。
【０１６８】
他の例として、図８において、トランジスタ６９と８１はオフの状態で、トランジスタ６１と６２により巻線６７と６９にある電流Ｉｘｘを通電する時、（４）、（５）、（６）式より、自動的に、ＩｘｘはＡ相電流成分となり、Ｂ相磁極とＣ相磁極に与える電磁気的な影響は相殺される関係となっている。
【実施例４】
【０１６９】
次に、請求項１の駆動回路の他の実施例を図９に示し、説明する。前記の図８５、図６に比較し、巻線間のダイオード６Ｋ、６Ｌを取り除き、トランジスタ９１、ダイオード９２を追加している。図９の回路の動作は図８５の回路動作と類似しているが、前記ダイオードが無いので、各巻線間の電圧の相互影響が発生する。図９の場合、巻線６７と６９にとって巻線６８が共通の直列巻線であるため、（３３）、（３４）式の関係を保って、巻線間の電圧の相互影響が少なく制御することが可能である。
【０１７０】
しかし、巻線の数が巻線の数が４個以上になると、巻線間のダイオードが無い場合には、相互の電圧干渉の問題が増加するので、（３２）、（３３）、（３４）式のような関係が保てなくなり、ステータ磁極の両隣の巻線を直列に接続して、他の相の磁束成分に起因する電圧の影響を相殺し、排除するという効果が薄れる。図６の駆動回路は巻線数が６個であり、各巻線間のダイオードで相互の電圧干渉を軽減している。各巻線間のダイオードを取り除いても通電可能ではあるが、２つ以上の電流を同時に通電すると、（２６）から（３４）式の関係を保てなくなる。そして、駆動回路の電圧負担が増加するので、各巻線の巻回数を少なくして低電圧化し、大電流化せざるを得なくなる。その結果、各巻線間のダイオードを取り除いたインバータでは、各トランジスタの総電流容量が増加するので、大型化、高コスト化することになる。
【実施例５】
【０１７１】
次に、請求項１の他の実施例を図１５に示し、説明する。図１５のリラクタンスモータは、図１を２極対化したモータで、ステータには１２個の突極状のステータ磁極と各巻線とを備えている。各巻線は電気角１８０°ピッチの全節巻きで、各スロットに１相の巻線を集中して巻回した集中巻きの構成であり、全部で６個の全節巻き巻線である。ロータには８個の突極状のロータ磁極を備えている。ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅は、電気角で３０°、機械角で１５°の例である。図２において各スロットの全節巻き巻線を並列配置した２個の全節巻き巻線に分割した巻線条件と類似条件とする。即ち、それぞれの巻き回数は（Ｎｗａ／２）とする。例えば、２つのＡＢ相巻線の通電電流は（Ｉａｂ／２）とする。他の２つのＢＣ相巻線、２つのＣＡ相巻線も同様である。この時、図１５の各巻線の電圧、電流は、図２の場合と駆動周波数は異なるが、おおよそ類似した特性となる。
【０１７２】
図１５の１５Ａと１５ＤはＡ２相ステータ磁極で、１５Ａ／と１５Ｄ／はＡ２／相ステータ磁極である。１５Ｂと１５ＥはＢ２相ステータ磁極で、１５Ｂ／と１５Ｅ／はＢ２／相ステータ磁極である。１５Ｃと１５ＦはＣ２相ステータ磁極で、１５Ｃ／と１５Ｆ／はＣ２／相ステータ磁極である。
【０１７３】
１５１はＡＢ２相巻線で、駆動回路図６の６７であり、Ｉａｂ１の電流を通電する。１５４もＡＢ２相巻線で、駆動回路図６の６Ａであり、Ｉａｂ２の電流を通電する。
【０１７４】
１５２はＢＣ２相巻線で、駆動回路図６の６Ｃであり、Ｉｂｃ２の電流を通電する。１５５もＢＣ２相巻線で、駆動回路図６の６９であり、Ｉｂｃ１の電流を通電する。１５３はＣＡ２相巻線で、駆動回路図６の６Ｂであり、Ｉｃａ２の電流を通電する。１５６もＣＡ２相巻線で、駆動回路図６の６８であり、Ｉｃａ１の電流を通電する。
【０１７５】
なお、電流Ｉａｂ１とＩａｂ２、は異なる回路部へ流れる電流だが、同じ位相、振幅の電流である。従って、図６の回路図上で、図１５の巻線１５１と１５４の巻線位置を相互に入れ替えることもできる。
同様に、図６の回路図上で、図１５の巻線１５２と１５５、１５３と１５６とをそれぞれ入れ替えることもできる。特に、図１５は、各巻線のコイルエンド部の偏りとコイルエンド相互の重なり具合がバランスして、巻線の製作性に優れる巻線配置の例である。例えば最初に、巻線１５２と１５４と１５６を巻回し、次に、巻線１５１と１５３と１５５を最短で巻回することができる。
【０１７６】
なお、２極対の全節巻き巻線で構成する図１５のリラクタンスモータは１２個のスロットと巻線を備えていて、その巻線の中に同一の位相の巻線が２個ずつあり、全く逆方向の電流を通電する巻線も２個ずつある。従って、コイルエンド部の巻線接続先には２個スロットを選択するの自由度がある。即ち、ある電磁気的作用をするモータについて巻線の接続関係まで一概に限定できない。従って、図１５に示した各巻線と図６に示した各巻線の対応関係は種々の変形が可能である。さらには、波巻きへの変形も可能であり、種々組み合わせも可能である。
【０１７７】
また、図１５のリラクタンスモータは、モータを合理的に製作するために、全節巻き巻線としているが、それはある意味で巻線接続の制約である。即ち、各巻線は、電気角で１８０°の位相差を持つ２個のスロットの巻線のどちらかへ接続しなければならない。その観点では、図１５に示した各巻線と図６に示した各巻線の紙面上の配置順、および、ＣＣＷ方向回転時の時間的な通電順は、図２の場合と異なる点が出てくる。なお、次に示す図１６の実施例では、トロイダル状の環状巻線の例であり、コイルエンド部でのスロット間の巻線接続が無い例であり、前記の巻線接続の制約がない。
【０１７８】
以上説明したように配置し、ロータの回転と共に各相電流を通電してトルクを発生し、ロータを回転駆動することができる。図１５のリラクタンスモータを駆動回路図６で駆動する方法、特徴などの得られる効果などは、図２のリラクタンスモータを駆動回路図６で駆動する場合と同じである。即ち、図８３の集中巻き巻線に比較して、全節巻き巻線の抵抗値を１／２に低減することができ、また、常時、二つの経路で電力を供給できるので、同じトランジスタ数で２倍の電力を供給でき、駆動回路の小型化が可能である。この時、電圧複雑化の問題、過大電圧の問題、ロータの回転に伴う電圧の偏りの問題を、（３２）、（３３）、（３４）式の関係とすることにより解消できる。
【０１７９】
また、図１５のリラクタンスモータは、図１を２極対化したモータなので、各相の全節巻き巻線が各相２個づつ、合計６個あり、駆動回路図６での駆動に都合が良い。従って、図２の場合、各スロットの全節巻き巻線を２つに分けて並列配置した例を示したが、図１５の場合はその必要が無く、全節巻き巻線を比較的簡素にすることができる。
【０１８０】
しかし、各巻線の鎖交磁束はモータ各部形状誤差などもあるため、各相の鎖交磁束、発生電圧に誤差が発生する。鎖交磁束及び電圧をより厳密に扱いたい場合は、図２のモータの様に並列巻線とすることもできる。即ち、図１５のモータの場合、例えば、ＡＢ３相巻線は、１５１、１５４の２つの巻線があるので、これらをそれぞれ並列巻線とし、２つの巻線を直列接続した２組のＡＢ３相巻線を作り、それらを図６のＡＢ相巻線６７（ｗ１）と巻線６Ａ（ｗ４）として配置する方法である。２組のＡＢ３相巻線の鎖交磁束が等しくなる。ＢＣ３相巻線、ＣＡ３相巻線も同様である。また、図１を４極対化したモータの場合、２個の同相の全節巻き巻線を直列に接続し、図６の駆動回路で駆動できる。あるいは、図６の駆動回路を２倍に拡張し、１２個の全節巻き巻線を１２個のトランジスタで駆動することもできる。この様な変形も本発明に含むものである。
【実施例６】
【０１８１】
次に、請求項１の他の実施例を図１６に示し、説明する。巻線を除いて、各ステータ磁極、各ロータ磁極は前記の図１と同じである。各スロットごとの巻線を個別に巻回する方法である。１６ＪはＡ３相ステータ磁極、１６ＫはＡ３／相ステータ磁極、１６ＬはＢ３相ステータ磁極、１６ＭはＢ３／相ステータ磁極、１６ＮはＣ３相ステータ磁極、１６ＰはＣ３／相ステータ磁極である。
【０１８２】
図１６のスロット内の巻線１６７は、図１のＡＢ相巻線のスロット内の巻線１７と同じで、ＡＢ３相巻線ある。しかし、全節巻きではなく、スロットからコイルエンド部１６４を通ってバックヨークの外側の巻線１６２へ巻回している。１６１は巻線１６７の断面形状を示し、１６３は巻線１６２の断面形状の例を示している。この巻線の形態は環状巻線、あるいは、トロイダル巻線とも言われる。図１６の１６８もＡＢ３相巻線で、同様に、コイルエンド部１６Ｈを通ってバックヨークの外側の巻線１６Ｆへ巻回するトロイダル状の環状巻き巻線である。巻線１６８の巻線の向きが巻線１６７の逆方向である。１６Ｅは巻線１６８の断面形状を示し、１６Ｇは巻線１６Ｆの断面形状の例を示している。同様に、１６９、１６ＡはＢＣ３相巻線で、１６Ｎ、１６ＰはＣＡ３相巻線である。
【０１８３】
巻線１６７、１６８の環状巻き巻線の鎖交磁束は前記の全節巻き巻線の鎖交磁束の半分になるので、両モータにおける巻線の電圧を揃えるために、環状巻き巻線の巻き回数を図１の２倍のＮｗａとする。これは、磁束と巻き回数の積である磁束鎖交数Ψを、図１の値と揃えることでもある。また、図１６と図１の両モータが発生するトルクを同じ値に揃えるためには、各スロットに通電する電流と巻き回数の積［Ａ×ｔｕｒｎ数］を同じ値に揃える必要がある。従って、図１６のＡＢ３相巻線１６７、１６８へは、それぞれ、ＡＢ３相電流として、Ｉａｂ／２＝（Ｉａ＋Ｉｂ）／２を通電する。
【０１８４】
同様に、図１６の１６９、１６ＡはＢＣ３相巻線で、図１６のＡＢ３相巻線１６７、１６８と同様に、バックヨークの外側へ巻回する。これらのＢＣ３相巻線１６９、１６Ａへは、それぞれ、ＢＣ３相電流として、Ｉｂｃ／２＝（Ｉｂ＋Ｉｃ）／２を通電する。図１６の１６Ｂ、１６ＣはＣＡ３相巻線で、それぞれ、ＣＡ３相電流としてＩｃａ／２＝（Ｉｃ＋Ｉａ）／２を通電する。このような各相電流を通電する時、図１６の各相電流がモータ内部で発生し、作用する起磁力は、図１、図２の各相電流の起磁力と同じになる。
【０１８５】
次に、図１６のＡＢ３相巻線１６７、１６８とＣＡ３相巻線１６Ｂ、１６Ｃの電圧を、図４の巻線４３、４５、４６，４８、および、各磁束φ１、φ２、φ３、φ４を使って説明する。図１６の巻線１６７の電圧をＶｗ１１、１６８の電圧をＶｗ１２、１６Ｂの電圧をＶｗ２１、１６Ｃの電圧をＶｗ２２とする。図４における各磁束との位置と方向の関係から次式のように書ける。
Ｖｗ１１＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ３）／ｄｔ                        （４１）
Ｖｗ１２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ２＋φ４）／ｄｔ                        （４２）
Ｖｗ２１＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１−φ４）／ｄｔ                        （４３）
Ｖｗ２２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ２−φ３）／ｄｔ                        （４４）
これらの各電圧は、（２０）、（２１）、（２２）式とは異なる電圧となる。そして、図４を横切る他の相の磁束φ３、あるいは、φ４を含んでおり、（２０）、（２１）式と同様に、複雑な電圧となり、過大な電圧を発生する。
【０１８６】
巻線１６７と１６Ｃとを直列に接続した場合の電圧は次式となる。
Ｖｗ１１＋Ｖｗ２２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ２）／ｄｔ              （４５）
巻線１６Ｂと１６８とを直列に接続した場合の電圧は次式となる。
Ｖｗ２１＋Ｖｗ１２＝Ｎｗｘ×ｄ（φ１＋φ２）／ｄｔ              （４６）
（４５）、（４６）式では、図４のＡＸ相とＡＸ／相ステータ磁極を通る磁束φ１とφ２だけとすることができ、他の相の磁束φ３、及び、φ４を排除できたので、簡素な電圧となり、過大な電圧は発生しない。磁束（φ１＋φ２）は図１６のＡ３相ステータ磁極１６Ｊを通過するＡ３相磁束φａ３に相当する。
【０１８７】
これらの巻線と鎖交磁束と電圧の関係を図１６の各巻線へ適用し、次式の関係となる。
Ｖａｂｔ１＋Ｖｃａｔ２＝Ｎｗａ×ｄ（φａ３）／ｄｔ＝Ｖａ３      （４７）
Ｖａｂｔ２＋Ｖｃａｔ１＝Ｎｗａ×ｄ（φａ３）／ｄｔ＝Ｖａ３      （４８）
Ｖｂｃｔ１＋Ｖａｂｔ２＝Ｎｗａ×ｄ（φｂ３）／ｄｔ＝Ｖｂ３      （４９）
Ｖｂｃｔ２＋Ｖａｂｔ１＝Ｎｗａ×ｄ（φｂ３）／ｄｔ＝Ｖｂ３      （５０）
Ｖｃａｔ１＋Ｖｂｃｔ２＝Ｎｗａ×ｄ（φｃ３）／ｄｔ＝Ｖｃ３      （５１）
Ｖｃａｔ２＋Ｖｂｃｔ１＝Ｎｗａ×ｄ（φｃ３）／ｄｔ＝Ｖｃ３      （５２）
ここで、巻線１６７の電圧をＶａｂｔ１、巻線１６８の電圧をＶａｂｔ２、巻線１６９の電圧をＶｂｃｔ１、巻線１６Ａの電圧をＶｂｃｔ２、巻線１６Ｂの電圧をＶｃａｔ１、巻線１６Ｃの電圧をＶｃａｔ２とする。Ａ３相ステータ磁極１６Ｊへ巻き回数Ｎｗａの集中巻き巻線を巻回したと仮定した電圧をＡ３相電圧Ｖａ３とする。同様に、Ｂ３相ステータ磁極１６ＬのＢ３相電圧をＶｂ３、Ｃ３相ステータ磁極１６ＮのＣ３相電圧をＶｃ３とする。
【０１８８】
なお、巻線１６７と１６Ｃとを直列に接続したときの両巻線の鎖交磁束の合計は、図８３の巻線８３７の集中巻き巻線の鎖交磁束であるＡ相磁束φａに相当する。同様に、巻線１６Ｂと１６８とを直列に接続したときの両巻線の鎖交磁束の合計も、図８３の集中巻き巻線８３ＣのＡ相磁束φａに相当する。
【０１８９】
図１６と図８３の巻線で機能的に異なる点は、図１６の各環状巻き巻線は円周方向の両隣のステータ磁極を励磁することが可能であって共用することが可能な共用の巻線であり、図８３の巻線８３７、８３８はＡ相ステータ磁極８３１を励磁する専用の巻線である点である。そして、図１６の各環状巻き巻線のスロット内の巻線抵抗は、図８３の各巻線のスロット内の巻線抵抗の１／２に低減することが可能である。
【０１９０】
次に、図１６の各巻線と図６の駆動回路の各巻線との対応関係、及び、通電する各電流について説明する。図１６のＡＢ３相巻線１６７は、図６の６７として接続し、ＡＢ３相電流であるＩａｂ１＝Ｉａｂ／２を通電する。１６７の近傍には、他のモータとの共通記号である巻線番号ｗ１と電流名称Ｉａｂ１を括弧付きで付記している。同様に、ＡＢ３相巻線１６８は、図６の６Aとして接続し、ＡＢ３相電流であるＩａｂ２＝Ｉａｂ／２を通電する。１６８にの近傍には、巻線番号ｗ４と電流名称Ｉａｂ２を括弧付きで付記している。ＢＣ３相巻線１６９は、図６の６９として接続し、ＢＣ３相電流であるＩｂｃ１＝Ｉｂｃ／２を通電する。１６９にの近傍には、巻線番号ｗ３と電流名称Ｉｂｃ１を括弧付きで付記している。ＢＣ３相巻線１６Ａは、図６の６Ｃとして接続し、ＢＣ３相電流であるＩｂｃ２＝Ｉｂｃ／２を通電する。１６Ａにの近傍には、巻線番号ｗ６と電流名称Ｉｂｃ２を括弧付きで付記している。ＣＡ３相巻線１６Ｂは、図６の６Ｂとして接続し、ＣＡ３相電流であるＩｃａ２＝Ｉｃａ／２を通電する。１６Ｂにの近傍には、巻線番号ｗ５と電流名称Ｉｃａ２を括弧付きで付記している。ＣＡ３相巻線１６Ｃは、図６の６８として接続し、ＣＡ３相電流であるＩｃａ１＝Ｉｃａ／２を通電する。１６Ｃにの近傍には、巻線番号ｗ２と電流名称Ｉｃａ１を括弧付きで付記している。各電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは（１）、（２）、（３）式の関係である。
【０１９１】
次に、図１６の各巻線を図６の駆動回路に発生する各巻線の電圧について説明する。図６の巻線６７とダイオード６Ｋと巻線６８の間の電圧は、図１６の巻線１６７と巻線１６Ｃとを直列接続した電圧であり、（４７）式で示され、両巻線がそれぞれ鎖交する他の相の磁束に起因する電圧成分が相殺され、Ａ３相電圧Ｖａ３の電圧となる。即ち、（４１）、（４４）式の磁束φ３に起因する電圧成分は相殺されている。なおここで、ダイオード６Ｋの電圧降下は小さいので無視している。
【０１９２】
同様に、図６の巻線６９とダイオード６Ｌと巻線６８の間の電圧は、図１６の巻線１６９と巻線１６Ｃとを直列接続した電圧であり、（５２）式で示され、他の相の磁束に起因する電圧成分が相殺され、Ｃ３相電圧Ｖｃ３の電圧となる。
【０１９３】
同様に、図６の巻線６９とダイオード６Ｍと巻線６Ａの間の電圧は、図１６の巻線１６９と巻線１６８とを直列接続した電圧であり、（４９）式で示され、他の相の磁束に起因する電圧成分が相殺され、Ｂ３相電圧Ｖｂ３の電圧となる。
【０１９４】
同様に、図６の巻線６Ｂとダイオード６Ｎと巻線６Ａの間の電圧は、図１６の巻線１６Ｂと巻線１６８とを直列接続した電圧であり、（４８）式で示され、他の相の磁束に起因する電圧成分が相殺され、Ａ３相電圧Ｖａ３の電圧となる。
【０１９５】
同様に、図６の巻線６Ｂとダイオード６Ｐと巻線６Ｃの間の電圧は、図１６の巻線１６Ｂと巻線１６Ａとを直列接続した電圧であり、（５１）式で示され、他の相の磁束に起因する電圧成分が相殺され、Ｃ３相電圧Ｖｃ３の電圧となる。
【０１９６】
同様に、図６の巻線６７とダイオード６Ｑと巻線６Ｃの間の電圧は、図１６の巻線１６７と巻線１６Ａとを直列接続した電圧であり、（５０）式で示され、他の相の磁束に起因する電圧成分が相殺され、Ｂ３相電圧Ｖｂ３の電圧となる。
【０１９７】
以上示したように、図６の駆動回路の各トランジスタ間の電圧は、それぞれの２つの巻線が直列に接続されていて、両巻線に鎖交する他の相の磁束に起因する電圧成分が相殺されるような回路構成、巻線配置としている。その結果、図６の駆動回路は、（４７）から（５２）式のような比較的簡素な電圧を駆動するので、過大な電圧も発生せず、電流の制御性も良く、効率良く駆動できる。
【０１９８】
次に、図１６のリラクタンスモータを図６の駆動回路でＣＣＷへ連続的に回転する場合の動作について説明する。ロータ回転角位置θｒが０°の位置でロータ磁極がＡ３相ステータ磁極１６Ｊへさしかかり、対向し始める。なおこの時、図６に示す巻線に通電する電流は、前記のように、ＡＢ３相電流はＩａｂ１＝Ｉａｂ２＝Ｉａｂ／２、ＢＣ３相電流はＩｂｃ１＝Ｉｂｃ２＝Ｉｂｃ／２、ＣＡ３相電流はＩｃａ１＝Ｉｃａ２＝Ｉｃａ／２である。また、各電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは（１）、（２）、（３）式の関係である。
【０１９９】
θｒが０°から３０°までの間は、Ａ３相ステータ磁極１６Ｊとロータ磁極が相互に対向する面積が増加して行き、図６の巻線６７へＩａｂ１を通電し、巻線６８へＩｃａ１を通電する。その具体的な電流波形の例は図８４のＡ相電流Ｉａであり、（１）、（３）式のＡ３相電流成分Ｉａ／２で励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。この時並行して、Ａ３／相ステータ磁極１６Ｋも同様に作用する。図６の巻線６ＢへＩａｂ２を通電し、巻線６ＡへＩｃａ２を通電する。その値は、（１）、（３）式のＡ３相電流成分Ｉａ／２であり、Ａ３／相ステータ磁極１６Ｋを励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。
【０２００】
θｒが３０°から６０°までの間は、Ｂ３相ステータ磁極１６Ｌとロータ磁極が相互に対向する面積が増加して行き、図６の巻線６９へＩｂｃ１を通電し、巻線６ＡへＩａｂ２を通電する。その具体的な電流波形の例は図８４のＡ相電流Ｉａより位相が３０°遅れた電流波形であり、（１）、（２）式のＢ３相電流成分Ｉｂ／２で励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。この時並行して、Ｂ３／相ステータ磁極１６Ｍも同様に作用する。図６の巻線６７へＩａｂ１を通電し、巻線６ＣへＩｂｃ２を通電する。その値は、（１）、（２）式のＢ３相電流成分Ｉｂ／２であり、Ｂ３／相ステータ磁極１６Ｍを励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。
【０２０１】
θｒが６０°から９０°までの間は、Ｃ３相ステータ磁極１６Ｎとロータ磁極が相互に対向する面積が増加して行き、図６の巻線６ＢへＩｃａ２を通電し、巻線６ＣへＩｂｃ２を通電する。その具体的な電流波形の例は図８４のＡ相電流Ｉａより位相が６０°遅れた電流波形であり、（２）、（３）式のＣ３相電流成分Ｉｃ／２で励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。この時並行して、Ｃ３／相ステータ磁極１６Ｐも同様に作用する。図６の巻線６９へＩｂｃ１を通電し、巻線６８へＩｃａ１を通電する。その値は、（２）、（３）式のＣ３相電流成分Ｉｃ／２であり、Ｃ３／相ステータ磁極１６Ｐを励磁してＣＣＷ方向のトルクを生成する。この様に、ＣＣＷへロータが回転するとき、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相が交互に、順番に動作して連続的にＣＣＷトルクを生成し、回転することができる。
【０２０２】
なお、前記電流値はモデル的な例であり、実際には、通電電圧・電流の駆動上の都合、あるいは、磁気的非線形性の考慮、あるいは、振動騒音の低減、あるいは、トルクリップルの低減などの目的で、前記電流値を補正した電流値となる。また、図６において通電電流の自由度があり、一部の電流値を（１）、（２）、（３）式からはずれた電流値にすることも可能である。さらには、後に説明するが、図６の全ての経路に電流を通電すること可能である。
【０２０３】
以上、図１６に示すリラクタンスモータの環状巻き巻線を、図６の駆動回路で効率良く駆動する例を示した。集中巻き巻線に比較して、図１６の環状巻き巻線のスロット内の抵抗値を１／２に低減することができるので、銅損を低減することができる。但し、図１６の巻線１６２の様にバックヨークの外側に巻線が必要であるため銅損が増加する問題があり、原理的には前記利点が相殺される。しかし、後に図１７に示すモータ全体の工夫、あるいは、図１８に示すようなモータの複合化により前記の外側巻線を有効に活用する工夫などが可能である。従って、モータの小型化、軽量化、低コスト化の可能性がある。
【０２０４】
また、図６の駆動回路における巻線配置により、（４１）、（４２）、（４３）、（４４）式で示した、電圧複雑化の問題、過大電圧の問題、ロータの回転に伴う電圧の偏りの問題を、（４７）から（５２）式の電圧関係の巻線配置を実現することにより解消した。そして、図６の駆動回路と前記巻線配置の構成により、電圧的には無駄なく効率良く、そして、電流的には二つの経路で電力を供給できるため、同じトランジスタ数で従来の２倍の電力を供給を可能にした。従って、駆動回路の小型化、軽量化、低コスト化が可能である。
【実施例７】
【０２０５】
次に、図１６の環状巻き巻線を並列する2つの巻線へ分割し、電気角で１８０°離れた２つの巻線を直列に接続して、図２と類似した電圧関係、電流関係とする方法について説明する。なお、図１６の環状巻き巻線は、各スロットの巻線がそれぞれ独立しているので、各巻線間の接続の自由度が高い。全節巻きのような、各スロット間の巻線接続の制約が無い。
【０２０６】
図１６のＡＢ３相巻線の１６７を2組の巻線に分割し、Ｗａｂｔ１とＷａｂｔ２とする。ＡＢ３相巻線１６８を2組の巻線に分割し、Ｗａｂｔ３とＷａｂｔ４とする。同様に、ＢＣ３相巻線の１６９を2組の巻線に分割し、Ｗｂｃｔ１とＷｂｃｔ２とする。ＢＣ３相巻線１６Ａを2組の巻線に分割し、Ｗｂｃｔ３とＷｂｃｔ４とする。同様に、ＣＡ３相巻線の１６Ｂを2組の巻線に分割し、Ｗｃａｔ１とＷｃａｔ２とする。ＣＡ３相巻線１６Ｃを2組の巻線に分割し、Ｗｃａｔ３とＷｃａｔ４とする。
【０２０７】
そして、ＡＢ３相巻線の前記巻線Ｗａｂｔ１とＷａｂｔ３とを直列に接続してＷａｂ３１とする。前記巻線Ｗａｂｔ２とＷａｂｔ４とを直列に接続してＷａｂ３２とする。これらの巻線Ｗａｂ３１とＷａｂ３２は、後に（５３）、（５４）式に示すように、図２の巻線２１と２２に相当し、電磁気的特性としては等価である。話が前後するが等価とするために、図１６の各環状巻き巻線の巻き回数を前記実施例３ではＮｗａとしたが、この実施例４では２つの巻線を直列に接続する構成について検討するので、Ｗａｂｔ２とＷａｂｔ４の巻き回数をＮｗａ／２とする。巻線Ｗａｂ３１とＷａｂ３２に通電する電流は、図２の巻線２１と２２と同じ、Ｉａｂ／２とする。
【０２０８】
ＢＣ３相巻線についても同様で、Ｗｂｃｔ１とＷｂｃｔ３とを直列に接続してＷｂｃ３１とし、Ｗｂｃｔ２とＷｂｃｔ４とを直列に接続してＷｂｃ３２とする。ＣＡ３相巻線についても同様で、Ｗｃａｔ１とＷｃａｔ３とを直列に接続してＷｃａ３１とし、Ｗｃａｔ２とＷｃａｔ４とを直列に接続してＷｃａ３２とする。
【０２０９】
図１６の各巻線を変形したＷａｂ３１、Ｗａｂ３２、Ｗｂｃ３１、Ｗｂｃ３２、Ｗｃａ３１、Ｗｃａ３２について、それらの電圧特性を評価、確認するため、図４のモータモデルを用いて、巻線の鎖交磁束と電圧を考察する。今、図４の巻線４３、４５、４６，４８の巻線が、図１６の１６７、１６８、１６Ｂ、１６Ｃの環状巻線であると仮定する。前記巻線Ｗａｂ３１の電圧をＶａｂ３１とし、前記巻線Ｗｃａ３１の電圧をＶｃａ３１とすると、各磁束φ１、φ２、φ３、φ４、及び、（２０）、（２１）、（２２）式、及び（Ａ３７から（４４）式を使って、次式となる。
Ｖａｂ３１＝Ｖｗ１１／２＋Ｖｗ１２／２
＝Ｎｗｘ／２×ｄ（φ１＋φ２＋φ３＋φ４）／ｄｔ           （５３）
＝Ｖｗ１
Ｖｃａ３１＝Ｖｗ２１／２＋Ｖｗ２２／２
＝Ｎｗｘ／２×ｄ（φ１＋φ２−φ３−φ４）／ｄｔ           （５４）
＝Ｖｗ２
Ｖｈｓ  ＝Ｎｗｘ／２×ｄ（φ３＋φ４）／ｄｔ                       （５５）
【０２１０】
（５３）、（５４）、（５５）式は、図１のリラクタンスモータを想定した（２０）、（２１）、（２２）式と同じ値になる。図２では図１の巻線を並列する２つの巻線に分割しているが、それぞれの巻線の巻き回数を同じなので、図２と図１の各巻線の鎖交磁束および電圧は同じである。従って、図１６の各巻線を変形したＷａｂ３１、Ｗａｂ３２、Ｗｂｃ３１、Ｗｂｃ３２、Ｗｃａ３１、Ｗｃａ３２は、図２の巻線２１，２４、２３、２６、２５、２２と等価であることを確認できた。そして、これらの巻線が図２の全節巻き線であるかのように、図６の駆動回路で電圧、電流を制御できる。例えば、（５３）、（５４）式のφ３とφ４は他の相の磁束であり、過大な電圧を発生するが、図６の駆動回路で巻線Ｗａｂ３１と前記巻線Ｗｃａ３１とを直列に接続、配置することにより、φ３とφ４を相殺し、その影響を排除することができる。
【０２１１】
なお、例えば、巻線Ｗａｂ３１は、図１６の１６７の鎖交磁束と１６８の鎖交磁束とが同じであることを前提としておらず、両方の磁束が鎖交している。従って、実施例４の方法は、実施例３の方法に比べて、各磁極の製作上の形状誤差、エアギャップの形状誤差などに起因する電圧誤差などが相殺される効果があり、特性が安定している。
【０２１２】
この実施例４では、図１６の各巻線を変形する例を示した。電磁気的に等価な種々変形が可能である。図６の回路上で同一相の巻線を入れ替えることができる。また、前記実施例３の構成と実施例４の構成を混在させることも可能である。これらの変形した構成についても本発明に含むものである。
【０２１３】
また、環状巻き巻線は、全節巻き巻線に比較して、巻線を簡素化できる。スロットからバックヨークを囲うようにトロイダル状の整列した巻線とすることができ、巻線製作の容易化と巻線占積率の向上を実現できる。特に、図１９、図２５などのように相数が増加する場合は、巻線を全節巻きとした場合、コイルエンド部の巻線が複雑化する問題があるが、図１６のようなトロイダル巻線であれば他相の巻線との交差が無く簡素化、高占積化が可能である。
【０２１４】
その反面、図１６のバックヨークの外径側の巻線は、図１のコイルエンド部の巻線と同様に、モータ内部の起磁力生成には役立っていない。従って、外径側巻線の負担を軽減する一つの方法は、偏平なモータへ適用することである。この時、環状巻き巻線が簡潔である利点は得られる。
【０２１５】
また、環状巻き巻線の一部がロータ外周部へ露出するので冷却効果を大きくできる。銅線の熱伝導率は大きく、スロット内で発生する銅損の熱を外周部へ効果的に放熱することができる。放熱の方法は、自然風冷だけでなく、モータ外周部を強制風冷、液冷などが可能である。
【実施例８】
【０２１６】
次に、図１６のリラクタンスモータをより偏平な構造として、特徴有る構成とする例を図１７に示す。図１７は図１６の外側から見た円周方向形状を直線展開した図である。図１７の紙面の上下方向はロータ軸方向で、紙面の左右方向は円周方向形状を直線展開した方向である。図１７の巻線１７１は、図１６の巻線１６３および１６７である。巻線１７２は、図１６の巻線１６Ｃである。巻線１７３は、図１６の巻線１６９である。ステータ磁極１７４は、図１６のステータ磁極１１である。ステータ磁極１７５は、図１６のステータ磁極１６である。各ステータ磁極の円周方向角度幅は６０°である。紙面上で、図１７の左右は波線として、図を省略している。図１７では、ステータのバックヨークの一部をロータ軸方向に凹ませて、そのスペースに巻線を巻回している。Ｌｓｓはステータのロータ軸方向長さで、図１、図１６などのロータ軸方向長さＬｓと同じ長さである。従って、図１７の構成ではコイルエンド部のロータ軸方向長さの２倍の寸法を短縮できるので、より偏平なリラクタンスモータを実現できる。各コイルの長さも短縮できるので、銅損の低減、銅線コストの低減ができる。前記のように外部冷却が容易である。電気自動車など各種機器へモータを組み込む場合、偏平なモータの用途は多い。但し、ステータのバックヨーク部の磁束が通過する断面積を確保するため、ステータ直径をやや大きくする必要がある。また、ステータの軟磁性体の形状が複雑になるので、その一部に3次元構造が容易な圧粉磁心を使用するなど、工夫が必要である。
【実施例９】
【０２１７】
次に、請求項１の他の実施例を図１８に示す。内径側モータと外径側モータの２組のモータを一体化して配置した複合モータの構成である。図１８のモータ構成は、前記の図１６のモータ構成を内径側モータとし、内径側と外径側とが対象構造の外径側モータを追加し、さらに、２極対化した構成のリラクタンスモータである。
【０２１８】
図１８の１８Ｇは内径側モータのロータで、１８Ｈは外径側モータのロータであり、それぞれ８個のロータ磁極を備えている。内径側モータのステータと外径側モータのステータは背中合わせの配置となっていて、バックヨーク部１８Ｆは一体化されている。、背中合わせのステータ磁極は同相のステータ磁極であり、内径側モータと外径側にそれぞれ１２個のステータ磁極を備えている。各巻線はトロイダル状の環状巻き巻線の形態で、内径側ステータの巻線と外径側ステータの巻線が一体化され、共通に使用している。
【０２１９】
図１８のモータ構成の特徴の一つは、例えば、前記の図１６のリラクタンスモータではＡＢ３相の環状巻き巻線のスロット部１６７と側面部１６４と外径部１６２の内、外径部１６２の起磁力が活用できていないが、図１８のリラクタンスモータでは外径側スロットに配置したＡＢ４相巻線１８１が発生する起磁力を外径側ステータと外径側ロータの間の電磁気的作用に有効活用することができることである。図１８のモータ構成の特徴のもう一つは、モータの外径部から内径部までモータとして効果的に活用できるので、モータの出力密度を大きくできる点である。
【０２２０】
図１８の１８４はＡ４相ステータ磁極であり、その内径側のステータ磁極は内径側モータのＡ４相ステータ磁極である。同様に、１８ＱはＡ４／相ステータ磁極、１８ＥはＢ４相ステータ磁極、１８ＳはＢ４／相ステータ磁極、１８ＲはＣ４相ステータ磁極、１８８はＣ４／相ステータ磁極である。残りの電気角で３６０°の間の６個のステータ磁極は、同様の繰り返しの配置である。
【０２２１】
巻線１８７はＡＢ４相巻線でコイルエンド部１８２を通って巻線１８１へ巻回し、ステータコアのバックヨーク部１８Ｆを囲う様に巻回している。図１６の巻線１６７、１６４、１６２に相当する。巻線１８３もＡＢ４相巻線であるが巻線の向きは巻線１８７、１８とは巻線の向きが逆向きある。
【０２２２】
ＡＢ４相巻線は、１８１、１８３、１８Ｊ、１８Ｋである。ＢＣ４相巻線は、１８９、１８Ａ、１８Ｌ、１８Ｍである。ＣＡ４相巻線は、１８Ｂ、１８Ｃ、１８Ｎ、１８Ｐである。
【０２２３】
次に、図１８のリラクタンスモータを図６の駆動回路で駆動する方法について説明する。図６の巻線６７（ｗ１）へ前記ＡＢ４相巻線１８１、１８３を直列接続して配置する。巻線６Ａ（ｗ４）へＡＢ４相巻線１８Ｊ、１８Ｋを直列接続して配置する。巻線の向きは電流方向を合わせる。
【０２２４】
同様に、巻線６９（ｗ３）へＢＣ４相巻線１８９、１８Ａを直列接続して配置する。巻線６Ｃ（ｗ６）へＢＣ４相巻線１８Ｌ、１８Ｍを直列接続して配置する。巻線６８（ｗ２）へＣＡ４相巻線１８Ｐ、１８Ｂを直列接続して配置する。巻線６Ｂ（ｗ５）へＣＡ４相巻線１８Ｃ、１８Ｎを直列接続して配置する。
【０２２５】
このような巻線配置、接続として、図１８のリラクタンスモータを、前記の図１６の駆動方法と同様に、図６の駆動回路により、ロータの回転位置に応じて電圧、電流を供給して駆動することができる。なお、前記の各巻線の配置は、同相の巻線を入れ替えることもできる。また、直列、並列などの巻線の変形も可能である。しかし、また、各巻線の鎖交磁束はモータ各部形状誤差などもあるため、各相の鎖交磁束、発生電圧に誤差が発生する。鎖交磁束及び電圧をより厳密に扱いたい場合は、図２のモータの様に並列巻線とすることもできる。即ち、図１８のモータの場合、例えば、ＡＢ４相巻線は、１８１、１８３、１８Ｊ、１８Ｋの４つの巻線があるので、これらをそれぞれ並列巻線とし、4つの巻線を直列接続した２組のＡＢ４相巻線を作り、それらを図６のＡＢ相巻線６７（ｗ１）と巻線６Ａ（ｗ４）として配置する方法である。２組のＡＢ４相巻線の鎖交磁束が等しくなる。ＢＣ４相巻線、ＣＡ４相巻線も同様である。
【０２２６】
図１８のようなモータ構成とすることにより、環状巻き巻線を効果的に活用することができる。また、モータスペースの内、内径側も有効活用するので、出力密度の高いモータとすることができる。また、図１７の様なステータ構成とすることも可能であり、モータの扁平化も可能である。特に、図１９の（ｂ）、図２５の（ｂ）のように相数が多いリラクタンスモータでは、全節巻きとするとコイルエンド部が複雑になるので、図１８のようなモータ構成としてコイルエンド部の簡素化ができる。その結果、コイルエンド部の銅損を低減できること、コイルエンド部の銅損部材を削減できること、モータを小型化できること等の特長が有る。また、図１８は内径側と、外径側の複合モータであるが、ロータ軸方向に２つのモータを構成して複合モータとすることもできる。
【実施例１０】
【０２２７】
次に、請求項１の他の実施例を図１９の断面図、図２０の駆動回路に示す。図１９は、ステータ磁極が８個でロータ磁極が６個のリラクタンスモータの例である。図１９の（ａ）は、従来のリラクタンスモータで、集中巻き巻線を巻回している。図１９の（ｂ）は、各スロットに並列する全節巻き巻線を巻回したリラクタンスモータの例である。巻線を並列とするのは図２の場合と同じ理由であり、図２０の回路で駆動する時、あるステータ磁極を励磁する両隣の巻線を直列接続して電流を通電し、他の相の鎖交磁束を相殺してその影響を受けないような構成とするためである。
【０２２８】
図１９の（ａ）の９０１はＡ５相ステータ磁極で、９０２はＡ５／相ステータ磁極である。９０４はＢ５相ステータ磁極で、９０３はＢ５／相ステータ磁極である。９０５はＣ５相ステータ磁極で、９０６はＣ５／相ステータ磁極である。９０８はＤ５相ステータ磁極で、９０７はＤ５／相ステータ磁極である。９０１と９０８がＳ極であり、円周方向にＳ極の同一極性が円周方向に並んでいて、９０２と９０７がＮ極であり、円周方向にＮ極の同一極性が円周方向に並んでいる。その他のステータ磁極は、円周方向にＮ極とＳ極が交互に並んでいる。
【０２２９】
なお、図１９の（ａ）の各ステータ磁極へ、集中巻き巻線を巻回していて、
Ａ５相とＡ５／相ステータ磁極９０１、９０２へ巻回する１９１、１９２をＡ５相集中巻き巻線Ｗａ５、通電するＡ５相電流をＩａ５とする。両ステータ磁極への合計巻き回数をＮｗａとする。同様に、Ｂ５相とＢ５／相ステータ磁極９０４、９０３へ巻回する１９３、１９４をＢ５相集中巻き巻線Ｗｂ５、通電するＢ５相電流をＩｂ５とする。Ｃ５相とＣ５／相ステータ磁極９０５、９０６へ巻回する１９５、１９６をＣ５相集中巻き巻線をＷｃ５、通電するＣ５相電流をＩｃ５とする。Ｄ５相とＤ５／相ステータ磁極９０８、９０７へ巻回する１９７、１９８をＤ５相集中巻き巻線をＷｄ５、通電するＤ５相電流をＩｄ５とする。
【０２３０】
図１９のリラクタンスモータの構成は、ロータの中心点に対して点対称の構成として、ステータ磁極に発生する磁束を電気角で１８０°反対側へ通過させる構成としている。その場合、ステータ磁極の数が４の倍数であると、図１９に示すように、円周方向にステータ磁極のＮ極とＳ極とを交互に並べられない部分が出てくる。ステータ磁極の極性の並び方が一部不規則になる。ステータ磁極の数が、図δの６個、１０個、１４個、あるいは、１８個などの場合は、円周方向にステータ磁極のＮ極とＳ極とを交互に配置できる。図１９は、ステータ磁極の数が４の倍数であって、Ｎ極とＳ極とを交互に並べられない例である。その結果、図１９の（ａ）において、巻線１９１の電流シンボルは正で、巻線１９８の電流シンボルは負であり、同一スロットに正と負の電流を通電することになる。また、巻線１９７、１９２も同様である。後に示す図１９の（ｂ）の全節巻き巻線の場合、一部の巻線の電流を正と負に可変する必要が出てくる。図１９は、その様な不都合が発生する場合のモータ例であり、その対処例を示す。
【０２３１】
図１９の（ｂ）は、図１９の（ａ）の集中巻き巻線を全節巻き巻線へ変更している。しかも、並列する２つの全節巻き巻線に分割している。それは、前記の図２の場合と同じ理由であり、図２０の回路で駆動する時、ステータ磁極を励磁する両隣の巻線を直列接続して電流を通電し、他の相の鎖交磁束を相殺してその影響を受けないような構成とするためである。
【０２３２】
９１ａｄ１と９１ａｄ２はコイルエンドで１８０°離れたスロットへ接続し、並列に巻回したＡＤ５相の全節巻き巻線であり、ＡＤ相電流Ｉａｄ５を半分ずつ通電して、それぞれの巻線へＩａｄ５／２を通電する。９１ｂａ１と９１ｂａ２はコイルエンドで１８０°離れたスロットへ接続し、並列に巻回したＢＡ５相の全節巻き巻線であり、同様に、ＢＡ相電流の１／２であるＩｂａ５／２を通電する。９１ｃｂ１と９１ｃｂ２はコイルエンドで１８０°離れたスロットへ接続し、並列に巻回したＣＢ５相の全節巻き巻線であり、ＣＢ相電流の１／２であるＩｃｂ５／２を通電する。９１ｄｃ１と９１ｄｃ２はコイルエンドで１８０°離れたスロットへ接続し、並列に巻回したＤＣ５相の全節巻き巻線であり、ＤＣ相電流の１／２であるＩｄｃ５／２を通電する。
【０２３３】
図１９の（ｂ）の並列に巻回した各全節巻き巻線の内の片側の巻線へ通電する電流と、仮想の集中巻き巻線に通電する電流とは次式の関係である。
Ｉａｄ５＝Ｉａ５−Ｉｄ５                                          （５６）
Ｉｂａ５＝Ｉａ５＋Ｉｂ５                                          （５７）
Ｉｃｂ５＝Ｉｂ５＋Ｉｃ５                                          （５８）
Ｉｄｃ５＝Ｉｃ５＋Ｉｄ５                                          （５９）
ここで、（５６）式の電流Ｉａｄ５は、Ｉａ５とＩｄ５の差なので、Ｉａ５が大きければ正の値となり、Ｉｄ５が大きければ負の値となるような変則的な値である。従って、電流Ｉａｄ５の駆動回路だけは正の電流と負の電流を通電できるように、かつ、後で述べる他相の磁束成分を相殺するため、円周方向隣のスロットに位置する全節巻き線と直列に接続して通電する必要がある。
【０２３４】
図１９の（ｂ）に示す各相の磁束について説明する。φａ５は、Ａ５／相ステータ磁極９０２からＡ５相ステータ磁極９０１へ通過するＡ５相磁束である。φｂ５は、Ｂ５／相ステータ磁極９０３からＢ５相ステータ磁極９０４へ通過するＢ５相磁束である。φｃ５は、Ｃ５／相ステータ磁極９０６からＣ５相ステータ磁極９０５へ通過するＣ５相磁束である。φｄ５は、Ｄ５相ステータ磁極９０７からＤ５／相ステータ磁極９０８へ通過するＤ５相磁束である。
【０２３５】
電流の向きは、電流シンボルで表していて、丸印にＸ文字は紙面の表側から裏側への通電を示し、丸印に黒丸は紙面の裏側から表側への通電を示す。巻線９１ａｂ１と９１ａｂ２の電流シンボルは白丸であり、特別に、正の電流と負の電流を通電する。具体的には、Ａ５／相ステータ磁極９０２からＡ５相ステータ磁極９０１へ通過するＡ５相磁束φａ５を励磁する場合には、図１９の紙面において、Ａ５相ステータ磁極９０１とＤ５／相ステータ磁極９０８の間のスロットの巻線には紙面の表側から裏側へ向かうＡＤ相電流Ｉａｄ５を通電する。一方、Ｄ５／相ステータ磁極９０７からＤ５相ステータ磁極９０８へ通過するＤ５相磁束φｄ５を励磁する場合には、図１９の紙面において、Ａ５相ステータ磁極９０１とＤ５／相ステータ磁極９０８の間のスロットの巻線には紙面の裏側から表側へ向かうＡＤ相電流Ｉａｄ５を通電する。即ち、（５６）式の関係である。
【０２３６】
図１９の（ａ）の各集中巻き巻線Ｗａ５、Ｗｂ５、Ｗｃ５、Ｗｄ５の電圧Ｖａ５、Ｖｂ５、Ｖｃ５、Ｖｄ５は下式となる。
Ｖａ５＝Ｎｗａ×ｄ（φａ５）／ｄｔ                                （６０）
Ｖｂ５＝Ｎｗａ×ｄ（φｂ５）／ｄｔ                                （６１）
Ｖｃ５＝Ｎｗａ×ｄ（φｃ５）／ｄｔ                                （６２）
Ｖｄ５＝Ｎｗａ×ｄ（φｄ５）／ｄｔ                                （６３）
【０２３７】
図１９の（ｂ）の各全節巻き線の巻き回数は、図２の場合と同様に、Ｎｗａ／２とする。
これらの全節巻き巻線９１ａｄ１、９１ｂａ１、９１ｃｂ１、９１ｄｃ１の各電圧Ｖａｄ５、Ｖｂａ５、Ｖｃｂ５、Ｖｄｃ５は、図１９に示す各磁束の方向などから、次式となる。
なお、各スロットには２組の全節巻き巻線があるが、それらは同じ電圧である。
Ｖａｄ５＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ５−φｂ５＋φｃ５−φｄ５）／ｄｔ    （６４）
Ｖｂａ５＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ５＋φｂ５−φｃ５＋φｄ５）／ｄｔ    （６５）
Ｖｃｂ５＝Ｎｗａ／２×ｄ（−φａ５＋φｂ５＋φｃ５−φｄ５）／ｄｔ  （６６）
Ｖｄｃ５＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ５−φｂ５＋φｃ５＋φｄ５）／ｄｔ    （６７）
【０２３８】
このように、各全節巻き巻線の全ての相の磁束と鎖交するため、大変複雑な電圧波形となる。そして、他の相の励磁電流の急激な増減により大きな電圧が発生する。各相の電流が一定の区間においても、ロータの回転に伴って磁束が増加するので、ある巻線にとっては電圧が増加し、その反対向きの巻線では負の電圧が誘起する。即ち、電圧の偏りが発生する。
【０２３９】
この様に複雑な電圧であるが、（３２）、（３３）、（３４）で示したように、特定の２つの巻線を直列に接続することにより、特定の相の磁束成分だけの電圧とし、他の相の磁束成分を相殺することが可能である。具体的には、１つ相のステータ磁極の円周方向両隣に配置する２つの全節巻き巻線を直列に接続する方法である。これらの２つの全節巻き巻線は逆方向の向きなので、２つの巻線を直列に接続すれば、他の相の磁束成分に起因する電圧成分は必ず相殺される。（６４）から（６４）式より、次式の関係を導ける。
Ｖａｄ５＋Ｖｂａ５＝Ｎｗａ×ｄ（φａ５）／ｄｔ＝Ｖａ５            （６８）
Ｖｂａ５＋Ｖｃｂ５＝Ｎｗａ×ｄ（φｂ５）／ｄｔ＝Ｖｂ５            （６９）
Ｖｃｂ５＋Ｖｄｃ５＝Ｎｗａ×ｄ（φｃ５）／ｄｔ＝Ｖｃ５            （７０）
Ｖｄｃ５−Ｖａｄ５＝Ｎｗａ×ｄ（φｄ５）／ｄｔ＝Ｖｄ５            （７１）
但し、（５６）式に示したように、Ｄ５相とＤ５／相ステータ磁極９０８、９０７を励磁するときのＡＤ５相電流Ｉａｄ５は逆向きの電流となるため、（７１）式のＡＤ５相電圧Ｖａｄ５の符号を負としている。
【０２４０】
（６８）から（７１）式のように、（６４）から（６７）式のような複雑な電圧を相殺し、簡素な電圧関係を実現した。図２０に示す駆動回路は、（６８）から（７０）式の電圧関係を実現し、かつ、各ステータ磁極を励磁する任意の励磁電流成分を、同時に並列に、通電することができる。
【０２４１】
図２０は、図１９の（ｂ）のリラクタンスモータを駆動する駆動回路の例である。図２０に示す巻線は、図１９の巻線と同一の符号で示している。図２のリラクタンスモータと図６に駆動回路の関係に比較し、３相から４相になり、かつ、巻線９１ａｄ１と９１ａｄ２へ正と負の電流を通電できるような構成としている。図２０の２０Ｓは駆動回路全体の制御回路、２０Ｒは直流電圧源である。各トランジスタをＰＷＭ制御などで制御することにより、各巻線へ電圧と電流を供給する。
【０２４２】
２０１はＡＤ５相の全節巻き巻線９１ａｄ１へ（５６）、（５７）式のＡ５相電流成分（Ｉａ５／２）を通電するトランジスタである。（Ｉａ５／２）はダイオード２２Ｃを通り、ＢＡ５相の全節巻き巻線９１ｂａ１を通り、トランジスタ２０３により駆動する。解り易くするため、図２０の各部を通過する電流成分を括弧付きで、例えば（Ｉａ５／２）のように、付記している。
【０２４３】
前記ＢＡ５相の全節巻き巻線９１ｂａ１は、（５７）式のＢＡ５相電流Ｉｂａ５をトランジスタ２０３により通電する。ＣＢ５相の全節巻き巻線９１ｃｂ１は、（５８）式のＣＢ５相電流Ｉｃｂ５をトランジスタ２０４により通電する。ＤＣ５相の全節巻き巻線９１ｄｃ１は、（５９）式のＤＣ５相電流Ｉｄｃ５をトランジスタ２０５により通電する。従って、ダイオード２２ＤにはＢ５相電流成分（Ｉｂ５／２）が通過し、ダイオード２２ＥにはＣ５相電流成分（Ｉｃ５／２）が通過し、ダイオード２２ＦにはＤ５相電流成分（Ｉｄ５／２）が通過する。
【０２４４】
そして、図２０の紙面で右側において、ＢＡ５相の全節巻き巻線９１ｂａ２は、（５７）式のＢＡ５相電流Ｉｂａ５をトランジスタ２０８により通電する。ＣＢ５相の全節巻き巻線９１ｃｂ２は、（５８）式のＣＢ５相電流Ｉｃｂ５をトランジスタ２０９により通電する。ＤＣ５相の全節巻き巻線９１ｄｃ２は、（５９）式のＤＣ５相電流Ｉｄｃ５をトランジスタ２０Ａにより通電する。従って、ダイオード２２ＧにはＡ５相電流成分（Ｉａ５／２）が通過し、ダイオード２２ＨにはＢ５相電流成分（Ｉｂ５／２）が通過し、ダイオード２２ＪにはＣ５相電流成分（Ｉｃ５／２）が通過し、ダイオード２２ＢにはＤ５相電流成分（Ｉｄ５／２）が通過する。
【０２４５】
ＡＤ５相の全節巻き巻線９１ａｄ２へは（５６）式のＡＤ５相電流Ｉａｄ５を通電するが、Ａ相電流成分（Ｉａ５／２）とＤ相電流成分（Ｉｄ５／２）の差の値であり、正と負との両方の値になるため、負の電流も通電できるような駆動回路にする必要がある。全節巻き巻線９１ａｄ２にとって負の電流となる（−Ｉｄ５／２）の電流をトランジスタ２０６を追加して、一点鎖線２０Ｍに示す方向の電流で通電する。また、もう一つのＡＤ５相の全節巻き巻線９１ａｄ１についても同様であり、トランジスタ２０２を追加して、全節巻き巻線９１ａｄ１にとって負の電流となる（−Ｉｄ５／２）を破線２０Ｐで示す方向の電流で通電する。
【０２４６】
ダイオード２２１、２２２、２２３、２２４、２２５、２２６、２２７、２２８、２２９、２２Ａは電力回生用、あるいは、電流を駆動回路内で循環させて、いわゆるフライホイール通電とするダイオードである。また、ダイオード２２Ｂ、２２Ｃ、２２Ｄ、２２Ｅ、２２Ｆ、２２Ｇ、２２Ｈ、２２Ｊは、各巻線とトランジスタの電圧が他の相へ与える電圧の影響を低減する効果がある。ただし、各トランジスタをＰＷＭ的に制御することにより各巻線へ与える電圧を可変する能力があり、同様に、他の相から受ける電圧影響をある程度吸収する能力もある。したがって、これらのダイオードの全てが必ずしも必要なわけではない。
【０２４７】
次に、図１９のリラクタンスモータの電圧特性の例を図２２に示し、説明する。ロータの回転角位置θｒは、図１、図２と同様に、Ａ５相ステータ磁極９０１のＣＷ方向端からロータ磁極９０ＪのＣＣＷ方向端までの回転角である。ロータがＣＣＷへ一定回転速度で回転する時の電圧、電流、トルクの例について説明する。図２２の横軸は時間ｔであり、最下段には、その時々のロータの回転角位置θｒを示している。
【０２４８】
図２２のＶａ５は、図１９の（ａ）のＡ５相とＡ５／相ステータ磁極９０１、９０２の集中巻き巻線１９１、１９２、即ち、Ａ５相巻き線Ｗａ５へ連続定格電流程度の大きさのＡ５電流Ｉａ５を通電したと仮定した場合の、集中巻き巻線Ｗａ５へ誘起する電圧である。この時、ステータ磁極９０１、９０２とロータ磁極とが対向する部分の磁束密度は、軟磁性体の飽和磁束密度である２．０［Ｔ］に近い値である。同様に、Ｖｂ５は、Ｂ５相とＢ５／相ステータ磁極９０４、９０３の集中巻き巻線Ｗｂ５へ定格電流程度の大きさの電流Ｉｂ５を通電したと仮定し、誘起する電圧である。Ｖｃ５は、Ｃ５相とＣ５／相ステータ磁極９０５、９０６の集中巻き巻線Ｗｃ５へ定格電流程度の大きさの電流Ｉｃ５を通電したと仮定し、誘起する電圧である。Ｖｄ５は、Ｄ５相とＤ５／相ステータ磁極９０８、９０７の仮想の集中巻き巻線Ｗｄ５へ定格電流程度の大きさの電流Ｉｄ５を通電したと仮定し、誘起する電圧である。なお、図２２の各電圧値は正規化して、振幅１．０で示している。
【０２４９】
例えば、前記電圧Ｖａ５が正の値となっている区間、即ち、ロータの回転角位置θｒが０°から２２．５°の区間では、Ａ５相とＡ５／相ステータ磁極９０１、９０２はロータに対して、ＣＣＷのトルクを発生する。そして、θｒが２２．５°から４５°の区間ではＣＷのトルクが発生する。θｒが４５°から６０°の区間では、トルクが発生しない。また、トルクの周期は、ロータ磁極の数が６なので、６０°である。なお、トルクの値は、励磁電流とトルクの関係が図１２のような非線形な特性である。
【０２５０】
同様に、Ｂ５相の電圧Ｖｂ５とトルクは図２２に示すように、Ａ５相に比較して、位相が１５°進んだ関係である。Ｃ５相の電圧Ｖｃ５とトルクは、Ａ５相に比較して、位相が３０°進んだ関係である。Ｂ５相の電圧Ｖｂ５とトルクは、Ａ５相に比較して、位相が４５°進んだ関係である。
【０２５１】
次に、図１９のリラクタンスモータをＣＣＷへ回転する場合の各相の電流の例を図２２に示し、説明する。但し、この図２２は、各相の電流の増加、減少の時間を無視して０とし、磁気エネルギーの回生動作を単純化したモデルの例である。
【０２５２】
図１９のリラクタンスモータでＣＣＷトルクを発生する例であり、仮想の集中巻き巻線Ｗａ５へ図示する電流Ｉａ５をθｒが０°から２２．５°の間に通電する。同様に、仮想の集中巻き巻線Ｗｄ５へ図示する電流Ｉｄ５をθｒが１５°から３７．５°の間に通電する。同様に、仮想の集中巻き巻線Ｗｃ５へ図示する電流Ｉｃ５をθｒが３０°から５２．５°の間に通電する。同様に、仮想の集中巻き巻線Ｗｂ５へ図示する電流Ｉｂ５をθｒが４５°から６７．５°の間に通電する。なお、ＣＣＷ回転時に作用するステータ磁極の順は、Ａ５相、Ｄ５相、Ｃ５相、Ｂ５相、そして、最初のＡ５相の順となる。なお、図２２の各電圧値、各電流値は正規化して示している。
【０２５３】
次に、各全節巻き巻線へ実際に通電する電流は、（５６）から（５９）式の値であり、図２２に図示するＩａｄ５、Ｉｂａ５、Ｉｃｂ５、Ｉｄｃ５となる。これらの各電流は、図２０の駆動回路で、同時に２カ所で通電され、図１９の（ｂ）の並列した各相の全節巻き巻線へ通電する。
【０２５４】
また、各相の全節巻き巻線の電圧は（６４）から（６７）式の値であり、複雑である。この図２２は、各相の電流の増加、減少の時間を０として省略した、単純化したモデルの例であり、全節巻き巻線の電圧は省略し記載しない。また、これらの電圧が複雑で、大きな電圧を発生するが、低速回転での駆動時は、各電圧は電源電圧より十分に小さいので問題とならない。そして、低速回転では、電流の増加、減少の時間も十分に取れるので、電流増減時の電流波形の不正確さも少なくなる。
【０２５５】
次に、図１９のリラクタンスモータをＣＣＷへ回転する場合の、図２０の駆動回路の動作例について説明する。図１９の（ｂ）及び図２０に図示する８個の各相の全節巻き巻線へ、図２２のタイムチャートに図示するＩａｄ５、Ｉｂａ５、Ｉｃｂ５、Ｉｄｃ５の電流を２つづつ合計８個の電流を、ロータの回転角位置θｒに応じて、並列に通電する。図２２から解るように、常時、４個もしくは６個の巻線へ電流を通電する。各電流の通電周期は６０°である。また、巻線９１ａｄ１と９１ａｄ２へは、正と負の電流Ｉａｄ５を通電する。
【０２５６】
ロータの回転角位置θｒが０°から７．５°の区間は、図１９の（ｂ）及び図２２に示すように、Ａ５相とＡ５／相ステータ磁極９０１、９０２を励磁し、かつ、Ｂ５相とＢ５／相ステータ磁極９０４、９０３を励磁する区間である。そして、ＡＤ５相電流Ｉａｄ５は１．０で、ＢＡ５相電流Ｉｂａ５は２．０で、ＣＢ５相電流Ｉｃｂ５は１．０である。
【０２５７】
図２０のトランジスタ２０１によりＡＤ５相巻線の片側の巻線９１ａｄ１へＡＤ５相電流Ｉａｄの１／２である０．５を通電し、トランジスタ２０３によりＢＡ５相巻線の片側の巻線９１ｂａ１へＩｂａ５の１／２の電流１．０を通電し、トランジスタ２０４によりＣＢ５相巻線の片側の巻線９１ｃｂ１へＩｃｂ５の１／２の電流０．５を通電する。その結果、ダイオード２２Ｃには（５６）式と（５７）式の（Ｉａ５／２）の電流成分０．５が通過し、ダイオード２２Ｄには（５７）式と（５８）式の（Ｉｂ５／２）の電流成分０．５が通過する。
【０２５８】
もう一方、図２０の紙面の右側が対象の構成となっていて、トランジスタ２０７によりＡＤ５相巻線の他方の巻線９１ａｄ２へＩａｄ５の１／２の電流０．５を通電し、トランジスタ２０８によりＢＡ相巻線の他方の巻線９１ｂａ２へＩｂａ５の１／２の電流１．０を通電し、トランジスタ２０９により巻線９１ｃｂ２へＩｃｂ５の１／２の電流０．５を通電する。その結果、ダイオード２２Ｇには（５６）式と（５７）式の（Ｉａ５／２）の電流成分０．５が通過し、ダイオード２２Ｈには（５７）式と（５８）式の（Ｉｂ５／２）の電流成分０．５が通過する。このように、θｒが０°から７．５°の区間では、６個の巻線へ並行して電流を通電する。
【０２５９】
図１９の（ｂ）及び図２２から分かるように、ロータの回転角位置θｒが７．５°から１５°の区間は、Ａ５相とＡ５／相ステータ磁極９０１、９０２を励磁する区間である。そして、電流Ｉａｄ５の１／２は０．５で、電流Ｉｂａ５の１／２は０．５である。トランジスタ２０１により巻線９１ａｄ１へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｃを通して巻線９１ｂａ１へトランジスタ２０３により電流０．５を通電する。もう一方、トランジスタ２０８により巻線９１ｂａ２へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｇを通して、巻線９１ａｄ２へトランジスタ２０７により（Ｉａ５／２）の電流０．５を通電する。
【０２６０】
ロータの回転角位置θｒが１５°から２２．５°の区間は、Ａ５相とＡ５／相ステータ磁極９０１、９０２、及び、Ｄ５相とＤ５／相ステータ磁極９０８、９０７を励磁する区間である。そして、電流Ｉｂａ５の１／２は０．５で、電流Ｉｄｃ５の１／２は０．５である。トランジスタ２０Ａにより巻線９１ｄｃ２へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｂと２２Ｃを通して巻線９１ｂａ１へトランジスタ２０３により電流０．５を通電する。この時、巻線９１ａｄ１へ通電すべき電流Ｉａｄ５は（５６）式であり、（Ｉａ５−Ｉｄ５）／２の値が丁度０なので、トランジスタ２０１、２０２は電流を駆動しない。
【０２６１】
もう一方、トランジスタ２０８により巻線９１ｂａ２へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｇと２２Ｆを通して、巻線９１ｄｃ１へトランジスタ２０５により電流０．５を通電する。こちらについても、（５６）式の（Ｉａ５−Ｉｄ５）の値が丁度０なので、トランジスタ２０６、２０７は電流を駆動しない。
【０２６２】
ここで、（５６）式に関わる図２０の回路動作が分かり難いので、他の具体例について、補足して説明する。図２２に示す各電流値とは無関係である。今例えば、Ａ５相電流Ｉａ５が４．０で、Ｄ５相電流Ｉｄ５が４．６の場合について、図２０の各部の電流について説明する。Ｉｂ５とＩｃ５は０である。（５６）から（５９）式より、Ｉａｄ５＝−０．６、Ｉｂａ５＝４．０、Ｉｃｂ５＝０、Ｉｄｃ５＝４．６である。
【０２６３】
トランジスタ２０Ａにより巻線９１ｄｃ２へＩｄｃ５の１／２の電流２．３を通電し、ダイオード２２Ｂを通る。トランジスタ２０３により巻線９１ｂａ１へＩｂａ５の１／２の電流２．０を通電し、その電流はダイオード２２Ｃも通る。トランジスタ２０２は、これらの差の電流０．３を巻線９１ａｄ１へ逆向きに、破線２０Ｐで示すように通電する。これは、巻線９１ａｄ１へ、（５６）式のＩａｄ５の１／２の電流（−０．３）を通電したことになる。ここで、トランジスタ２０２は、（５６）式のＩａｄ５が負の値である場合だけ動作し、その時、トランジスタ２０１は通電しない。
【０２６４】
逆に、Ａ５相電流Ｉａ５が４．６で、Ｄ５相電流Ｉｄ５が４．０の場合は、トランジスタ２０１は（５６）式の１／２の電流０．３を通電し、その時、トランジスタ２０２は通電しない。トランジスタ２０１と２０２が（５６）式のＡＤ５相電流Ｉａｄ５の正の値と負の値とを補間して作用していて、トランジスタ２０２は、巻線９１ａｄ１へ負の電流を通電するために追加したトランジスタである。他方のトランジスタ２０６と２０７についても同様の補間関係であり、トランジスタ２０６は、ＡＤ５相の全節巻き巻線９１ａｄ２へ（５６）式が負の電流である場合に、一点鎖線２０Ｍで示す経路で通電する。
【０２６５】
ロータの回転角位置θｒが２２．５°から３０°の区間は、Ｄ５相とＤ５／相ステータ磁極９０８、９０７を励磁する区間である。そして、Ｉａｄ５の１／２の電流は（−０．５）で、Ｉｄｃ５の１／２の電流は０．５である。トランジスタ２０Ａにより巻線９１ｄｃ２へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｂを通して、破線２０Ｐに添って通電し、巻線９１ａｄ１へトランジスタ２０２により電流０．５を通電する。もう一方、トランジスタ２０６により巻線９１ａｄ２へ電流０．５を通電し、一点鎖線２０Ｍに添って通電し、ダイオード２２Ｆを通して、巻線９１ｄＣ１へトランジスタ２０５により電流０．５を通電する。なお、この時、巻線９１ａｄ１と巻線９１ａｄ２へ通電する電流の向きは逆向きで、負の電流（−Ｉｄ５）／２としている。
【０２６６】
ロータの回転角位置θｒが３０°から３７．５°の区間は、Ｃ５相とＣ５／相ステータ磁極９０５、９０６を励磁し、かつ、Ｄ５相とＤ５／相ステータ磁極９０８、９０７を励磁する区間である。そして、Ｉａｄ５の１／２の電流は（−０．５）で、Ｉｃｂ５の１／２の電流は０．５で、Ｉｄｃ５の１／２の電流は１．０である。トランジスタ２０Ａにより巻線９１ｄｃ２へ（５９）式のＩｄｃ５の１／２電流１．０を通電する。前記Ｉｄｃ５の電流の内（Ｉｄ５／２）は、ダイオード２２Ｂを通り、破線２０Ｐに添って、（５６）式の（−Ｉｄ５）成分として、トランジスタ２０２により巻線９１ａｄ１へ１／２の電流０．５を通電する。前記Ｉｄｃ５の電流の内（Ｉｃ５／２）は、ダイオード２２Ｊを通り、（５８）式のＩｃ５成分として、トランジスタ２０９により巻線９１ｃｂ２へ１／２の電流０．５を通電する。
【０２６７】
もう一方、
トランジスタ２０６により巻線９１ａｄ２へ、（５６）式の（−Ｉｄ５）成分として、１／２の電流０．５を一点鎖線２０Ｍに添って通電する。トランジスタ２０４により巻線９１ｃｂ１へ、（５８）式のＩｃ５成分として、１／２の電流０．５を通電する。トランジスタ２０５は巻線９１ｄｃ１へ、（５９）式のＩｄ５成分としてダイオード２２Ｆを通して、Ｉｃ５成分としてダイオード２２Ｅを通して、合計（Ｉｃ５＋Ｉｄ５）／２の電流１．０を通電する。
【０２６８】
ロータの回転角位置θｒが３７．５°から４５°の区間は、Ｃ５相とＣ５／相ステータ磁極９０５、９０６を励磁する区間である。そして、Ｉｃｂ５の１／２の電流は０．５で、Ｉｄｃ５の１／２の電流は０．５である。トランジスタ２０Ａにより巻線９１ｄｃ２へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｊを通して、トランジスタ２０９により巻線９１ｃｂ２へその電流０．５を通電する。もう一方、トランジスタ２０４により巻線９１ｃｂ１へ電流０．５を、ダイオード２２Ｅを通して、トランジスタ２０９により巻線９１ｃｂ２へその電流０．５を通電する。
【０２６９】
ロータの回転角位置θｒが４５°から５２．５°の区間は、Ｂ５相とＢ５／相ステータ磁極９０４、９０３、及び、Ｃ５相とＣ５／相ステータ磁極９０５、９０６を励磁する区間である。そして、Ｉｂａ５の１／２の電流は０．５で、Ｉｃｂ５の１／２の電流は１．０で、Ｉｄｃ５の１／２の電流は０．５である。トランジスタ２０Ａにより巻線９１ｄｃ２へ電流０．５を通電する。トランジスタ２０８により巻線９１ｂａ２へ電流０．５を通電する。トランジスタ２０９は巻線９１ｃｂ２へ、（５８）式のＩｃ５成分としてダイオード２２Ｊを通して、Ｉｂ５成分としてダイオード２２Ｈを通して、合計（Ｉｂ５＋Ｉｃ５）／２の電流１．０を通電する。
【０２７０】
もう一方、トランジスタ２０４は巻線９１ｃｂ１へ、（５８）式の（Ｉｂ５＋Ｉｃ５）／２の電流１．０を通電する。トランジスタ２０５は、ダイオード２２Ｅを通して、巻線９１ｄｃ１へＩｃ５成分の１／２の電流０．５を通電する。トランジスタ２０３は、ダイオード２２Ｄを通して、巻線９１ｂａ１へＩｂ５成分の１／２の電流０．５を通電する。
【０２７１】
ロータの回転角位置θｒが５２．５°から６０°の区間は、Ｂ５相とＢ５／相ステータ磁極９０４、９０３を励磁する区間である。そして、Ｉｂａ５の１／２の電流は０．５で、Ｉｃｂ５の１／２の電流は０．５である。トランジスタ２０８により巻線９１ｂａ２へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｇを通して、トランジスタ２０９により巻線９１ｃｂ２へ電流０．５を通電する。もう一方、トランジスタ２０４により巻線９１ｃｂ１へ電流０．５を通電し、ダイオード２２Ｄを通して、トランジスタ２０３により巻線９１ｂａ１へ電流０．５を通電する。
【０２７２】
以上、図１９のリラクタンスモータを、図２２のタイムチャートに従って、図２０の駆動回路と各巻線へ電流を通電する駆動方法とそれらの順序を説明した。これらの動作は６０°の周期なので、前記の０°から６０°の動作を繰り返して、ＣＣＷへ連続的に回転する。なお、図２７のタイムチャートは、ＣＣＷ方向へ一定回転速度で、ＣＣＷ方向のトルクを出力して回転する状態である。また、仮想の集中巻き巻線の電圧、電流、および、各全節巻き巻線の電流の波形は、各電流の増加、減少の時間を０として省略した矩形状の波形で表していて、単純化したモデルの例である。
【０２７３】
図２２の各相電圧、各相電流の積和である入力電力から推測できるように、モータトルクは１５°周期で凹凸状に脈動する。例えば、ＤＣ５相全節巻き巻線の電流Ｉｄｃ５のθｒが３０°から３７．５°の間の電流は１．０で、他の部分の２倍の電流、２倍のトルクである。この区間では、Ｉａｄ５は電流を減少させる区間で、Ｉｃｄ５が電流を増加させる区間でもある。これらの電流の総和が１／２になるように修正して、電流Ｉａｄ５を一定割合で減少させ、電流Ｉｃｄ５一定割合で増加させることにより、無理なく電流を制御できる。同時に、前記の凹凸状のトルク脈動を無くすこともできる。また、単純に、トルクの大きい区間、電流の大きい区間で電流の振幅を小さくし、電流の最大値を減少する、あるいは、トルクリップルを低減するということもできる。
【０２７４】
前記の図１、図２のリラクタンスモータの場合は、図８４、図１４に示したように、各相の電流の増減、切換時間が不足気味でトルクリップルが発生しやすい問題がある。さらに、磁気飽和に起因するトルクリップルの問題もある。これに対し、図１９のリラクタンスモータと図２０の駆動回路では、これらの問題を低減できる。
【０２７５】
図１９のリラクタンスモータは、図２のモータと同様に、全節巻き線としているので、各歯ごとに設ける集中巻線のリラクタンスモータに比較して、スロット内の銅損を大幅に低減することができる。また、図２０の駆動回路における各部の電圧については、（６４）から（６７）式に示すような複雑で過大な電圧を、それぞれが対をなす２つの巻線を直列接続することにより、（６８）から（７１）式の電圧に簡素化し、過大電圧も低減できる。
【０２７６】
従来の駆動回路が図５の様に各相電流を２個のトランジスタで制御する場合は、８個のトランジスタが必要なことになる。図２０の駆動回路は１０個のトランジスタを使用している。しかし、２倍の経路で電力供給が可能であり、前記のトルクの凹凸を軽減するような制御モードでは駆動回路の小型化が可能である。図２０の駆動回路と従来駆動回路との相対的な比率は、（１０個／８個）／（２倍の経路）＝０．６２５となる。従って、図２０の駆動回路は、従来の駆動回路に比較して、トランジスタの総電流容量を６２．５％に低減できる。図２０の駆動回路の各トランジスタの利用率を大きくできるので、トランジスタの数を減らせる。
【０２７７】
なお、図２０の駆動回路では、ＡＤ５相の全節巻き巻線９１ａｄ１と９１ａｄ２の電流を正と負の値で制御する必要があるため、８個のステータ磁極と４個の相の電流制御に１０個のトランジスタが必要となっている。これは、図６の駆動回路で３個の相で６個のトランジスタであったことに比較すると、図２０の駆動回路ではトランジスタが２個多くなり、図６の駆動効率に対して８／１０へやや低下する。
【０２７８】
図１９の（ｂ）のリラクタンスモータの形態は、種々の変形が可能である。２極対化した場合には、図１５のように、各相の全節巻き巻線が２個ずつ構成できるので、図１９の（ｂ）のように各スロットに全節巻き巻線を２個ずつ並列に配置する必要がなくなる。図１９の（ｂ）を、図１６のように、トロイダル状の環状巻線とする場合にも電気角３６０°の間に各相の巻線を２個ずつ構成できるので、図１９の（ｂ）のように各スロットに全節巻き巻線を２個ずつ並列に配置する必要がなくなる。図１９の（ｂ）を、図１８のように、複合化したモータとすることもでき、コイルエンド長の短縮、モータの内径側スペースのより効果的な活用が可能である。図１８は内径側と外径側に２個のモータを構成しているが、ロータ軸方向に２個のモータを構成すること、径方向と軸方向の両方に複数のロータを配置することも可能である。ステータ磁極とロータ磁極の円周方向幅を拡大、あるいは、縮小することも可能であり、相互に対向する磁極形状の３次元的な変形も可能である。平均トルク、トルクリップル、振動、騒音、高速回転時特性などが変わる。
【実施例１１】
【０２７９】
次に、請求項１の駆動回路の他の実施例を図２１に示し、説明する。図２０の駆動回路では、各相の電流を2組通電できる構成として、回路の対称性を保ち、各トランジスタを効率よく駆動する例を示した。トランジスタの総電流容量は小さい。しかし、各相の電流を2組通電するために、トランジスタの数が１０個と多くなる問題がある。図２１の駆動回路は、非対称性をを補うためにトランジスタを１個追加し、図１９の（ｂ）に示す各相の全節巻き線を１組とできる駆動回路の構成である。即ち、図１９の（ｂ）の全節巻き巻線を４個とすることができる。トランジスタの数は、（１０個）／２＋（１個）＝６個としている。
【０２８０】
図２１の駆動回路の構成は、図２０の紙面での右半分、即ち、トランジスタ２０６、２０７、２０８、２０９、２０Ａとその周辺を除去し、トランジスタ２１１とダイオード２１２を追加している。図２０に対し、各相の電流は１組となるので、図２１の各部に通電する電流は、図２０に比べて２倍となる。図１９の（ｂ）のモータの全節巻き巻線は、各スロットに１個とすることができる。
【０２８１】
図２１の駆動回路の動作は、ＡＤ５相巻線９１ａｄ、トランジスタ２１１に関わる部分が図２０の駆動回路の動作と異なる。（５６）式に関わる部分でもある。Ａ５相電流成分Ｉａ５とＤ５相電流成分Ｉｄ５のどちらが大きいかによって、ＡＤ５相電流Ｉａｄ５の正負が変わるので、その両方の電流の具体的駆動例について説明する。
【０２８２】
まず、Ｉａ５＝５、Ｉｄ５＝３の例について説明する。Ｉａｄ５は、（５６）式より２となる。トランジスタ２０１はＡＤ５相巻線９１ａｄへ２の電流を出力する。その時、トランジスタ２０２はオフ状態とする。トランジスタ２１１は電流６を出力する。それらの電流８のうち電流５は、Ａ５相電流成分Ｉａ５としてダイオード２２Ｃを通過し、ＢＡ５相巻線９１ｂａへ通電する。残りの電流３は、１点鎖線の方向へ通電し、ダイオード２２Ｆを通過し、Ｄ５相電流成分Ｉｄ５としてＤＣ５相巻線９１ｄｃへ供給する。
【０２８３】
次に、Ｉａ５＝３、Ｉｄ５＝５の例について説明する。Ｉａｄ５は、（５６）式より−２となる。Ｉａｄ５が負なので、トランジスタ２０１はオフ状態とする。トランジスタ２１１は電流１０を出力する。トランジスタ２０２は、破線で示す方向へＡＤ５相巻線９１ａｄへ電流−２を通電する。Ａ５相電流成分Ｉａ５として電流３をダイオード２２Ｃを通過し、ＢＡ５相巻線９１ｂａへ通電する。残りの電流５は、１点鎖線の方向へ通電し、ダイオード２２Ｆを通過し、Ｄ５相電流成分としてＤＣ５相巻線９１ｄｃへ供給する。
【０２８４】
トランジスタ２１１が通電する場合は、特定のステータ磁極の両隣に位置する２つの巻線を直列に接続して前記特定ステータ磁極の励磁電流成分を通電するという関係では無い。従って、通電する巻線には過大電圧などが発生するが、トランジスタ２１１は該当する巻線へ他の巻線の２倍の電圧を印加できるので、電圧問題を解決できる。但し、トランジスタ２１１は、３方向へ電流を供給することになる。従って、トランジスタ２１１の電流容量は、他のトランジスタの２倍の値が必要となる。図２１の駆動回路は、単純論理的には、図２０の駆動回路よりトランジスタ２１１が余分に必要となるが、トランジスタの数が６個と少ない点が優れている。なお、図２０、図２１の駆動回路は、種々の変形が可能であるが、本発明の趣旨の駆動回路は本発明に含むものである。
【実施例１２】
【０２８５】
次に、請求項１の駆動回路の他の実施例を図２３、図２４に示し、説明する。図１９、図２０、図２１、図２２では、ステータ磁極の数が８個のモータに関して、全節巻き巻線とし、その時、スロット内の銅損を小さくすることを優先した構成を示した。この実施例では、それに比べて、スロット内の銅損が少し増加するが、駆動回路が５個のトランジスタでより簡素に構成し、駆動する例を示す。
【０２８６】
図２３のモータは、図１９の（ｂ）を一部変更した構成である。各ステータ磁極と各相を通過する磁束は同じである。図１９の（ｂ）のＢＡ５相巻線９１ｂａ１と９１ｂａ２は、図２３のＢＡ５相巻線９１ｂａに統合し、１組の全節巻き巻線としている。同様に、ＣＢ５相巻線９１ｃｂ１と９１ｃｂ２は、図２３のＣＢ５相巻線９１ｃｂとしている。ＤＣ５相巻線９１ｄｃ１と９１ｄｃ２は、図２３のＤＣ５相巻線９１ｄｃとしている。
【０２８７】
図１９の（ｂ）のＡＤ５相巻線９１ａｄ１と９１ａｄ２は、Ａ５相ステータ磁極９０１とＡ／５相ステータ磁極９０２を励磁するのか、Ｄ５相ステータ磁極９０７とＤ／５相ステータ磁極９０８を励磁するのかにより、電流の方向を変える必要が発生し、図２０及び図２１の回路負担が増加している。これは、前記両ステータ磁極が円周方向に隣り合い、同一方向の極性となっていることに起因している。ステータ磁極の磁性方向は一定であるが、その間に位置する巻線の電流方向を変える必要がある。
【０２８８】
図２３の構成は、巻線の電流方向を変えずに励磁する構成である。図１９の（ｂ）のＡＤ５相巻線９１ａｄ１と９１ａｄ２の替わりにＡＤ５相巻線２３ａｄａと２３ａｄｄとを配置している。物理的には同じ全節巻き巻線であるが、２３ａｄａと２３ａｄｄは、それぞれ、その電流方向を変えずに、図２３の巻線の電流シンボルの方向へ通電して使用する。
【０２８９】
例えば、Ａ５相ステータ磁極９０１とＡ／５相ステータ磁極９０２を励磁する場合は、即ち、図２２のロータ回転角位置θｒが０°から２２．５°の間は、Ａ５相電流成分Ｉａ５を図２３の２３ａｄａと９１ｂａへ図２３の巻線シンボルの方向へ通電する。そして、Ｄ５相ステータ磁極９０７とＤ／５相ステータ磁極９０８を励磁する場合は、即ち、θｒが１５°から３７．５°の間は、Ｄ５相電流成分Ｉｄ５を図２３の９１ｄｃと２３ａｄｄへ図２３の巻線シンボルの方向へ通電する。それは、電流の方向によりＡＤ５相巻線２３ａｄａと２３ａｄｄとを使い分けていると言うことでもある。但し、ＡＤ５相巻線２３ａｄａと２３ａｄｄへ、Ａ５相電流成分Ｉａ５とＤ５相電流成分Ｉｄ５とを、それぞれ同時に通電してもかまわない。両巻線の両電流は、同一スロット内の電流なので、電磁気的には起磁力が相殺することになる。なお、図１９の（ｂ）では並列の巻線に通電するが、図２３では片側に電流が流れるので、実効的な抵抗値は２倍になり銅損は増加する。この対策として、これら２つのスロット断面積を他のスロットより大きくなるように、設計的工夫を行える。
【０２９０】
次に、図２３のモータの駆動回路を図２４に示す。各巻線は同一の符号をつけている。トランジスタ２４１はＡＤ５相巻線２３ａｄａへＡ５相電流成分Ｉａ５を通電する。図２２の例では、そのＩａ５の電流波形に相当する。トランジスタ２４２はＢＡ５相巻線９１ｂａへ、（５７）式のＢＡ５相電流Ｉｂａ５を通電する。図２２の例では、そのＩｂａ５の電流波形に相当する。トランジスタ２４３はＣＢ５相巻線９１ｃｂへ、（５８）式のＣＢ５相電流Ｉｃｂ５を通電する。図２２の例では、そのＩｃｂ５の電流波形に相当する。トランジスタ２４４はＤＣ５相巻線９１ｄｃへ、（５９）式のＤＣ５相電流Ｉｄｃ５を通電する。図２２の例では、そのＩｄｃ５の電流波形に相当する。トランジスタ２４５はＡＤ５相巻線２３ａｄｄへＤ５相電流成分Ｉｄ５を通電する。図２２の例では、そのＩｄ５の電流波形に相当する。
【０２９１】
ここで、図２４の２３ａｄａへ通電するＩａ５と、２３ａｄｄへ通電するＩｄ５は、図２３の巻線シンボルで示すように、電流の向きが逆方向である。そして、（５６）式で示すＡＤ５相電流のＩａ５と（−Ｉｄ５）とを、同一スロット内の電流ではあるが、別々に通電した。
【０２９２】
図２４の２４６、２４７、２４８、２４９、２４Ｅは、電源への回生用ダイオードである。２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｃ、２４Ｄは逆方向導通を阻止するダイオードである。なお、図２４に、参考のため、括弧付きでＩａ５、Ｉｂ５、Ｉｃ５、Ｉｄ５の通電電流を付記している。
【０２９３】
（５６）から（５９）式の各電流は、図２４の紙面で上側から下側へ２つの巻線が直列に繋がった巻線配置で駆動することにより、２つの巻線の両端電圧を（６８）から（７１）式に示す簡素な電圧とすることができる。従って、（６４）から（６７）式に示す複雑で過大な電圧の問題を解消することができる。
【０２９４】
図２３のモータのスロット内銅損は、８スロット中の６スロットについて集中巻き巻線に比較して抵抗を１／２に減少でき、残り２スロットについては集中巻き巻線の抵抗値と同等である。合計の銅損は、集中巻巻線に比較して単純には、５／８の銅損に低減できる。さらに、前記のように、設計的なスロット断面積の配分変更により、少し低減できる。
【０２９５】
モータ構成については、図１９の（ｂ）に示すスロット内巻線の断面とコイルエンドは複雑に見えるが、極対数を２とすれば、各スロットには1組の巻線配置となり、コイルエンドの数も巻線数に比例し、コイルエンドの長さも短くなる。図２３の方が、ＡＤ５相の巻線を２３ａｄａと２３ａｄｄに分割しているので、少し複雑である。それぞれが両隣のステータ磁極を励磁する機能であり、極対数を２としてもスロット内巻線を１組にはできない。
【０２９６】
駆動装置の構成については、図２１の６個のトランジスタが必要である。そして、トランジスタ２１１は他のトランジスタの１．５倍の電流容量が必要で、トランジスタ２１２は１／２の電流容量である。これに対して、図２４の５個のトランジスタであり簡素化できている。トランジスタ２４１はＩａ５の通電専用で、トランジスタ２４５はＩｄ５の通電専用なので、他のトランジスタの１／２の電流容量で良い。従って、図２４の総電流容量は２４７等のトランジスタの４個分の電流容量となる。図２４の電流容量は、図２１に比較して、４／６＝２／３の電流容量となり、小型化、低コスト化が可能である。
【０２９７】
図１９の（ｂ）と図２１の組み合わせと、  図２３のモータと図２４の駆動回路組み合わせを比較すると、モータ銅損の低減を重視する場合は前者、駆動回路の小型化重視の場合は後者が有利となる。また、他の一つの変形として、Ｄ５相ステータ磁極９０８とＤ／５相ステータ磁極９０７を励磁する巻線を集中巻き巻線とし、他の相の励磁を全節巻き巻線とする方法もある。その場合には、Ｄ５相の巻線だけは、図５のようなハーフブリッジで駆動することができる。
【０２９８】
図２３のモータも、前記のような種々の変形が可能である。また、ステータ磁極が８個でロータ磁極数が６個のモータは、電流制御により電流増加、減少の時間に余裕を持たせることが比較的容易である。また、ステータ磁極幅の幅広化で平均トルクアップも可能であり、巻線とトランジスタのの利用率を向上することも可能である。高品質、高効率、簡素、低コストの点で、バランスの良いモータシステムを実現できる。
【０２９９】
なお、図１９、図２０ではステータ磁極の数が８個の場合について説明したが、１２、１６、２０個などの場合においても、１つの全節巻き巻線の電流は、正と負の値をとることになる。そして、それらの駆動回路は、図２０、図２１の駆動回路を相数だけ追加して、延長技術として実現することができる。
【０３００】
また逆に、図１９のリラクタンスモータのステータ磁極の数を少なくし、４個とするリラクタンスモータも存在する。具体的には図４５、図５３などである。それらの全節巻き巻線の１つは、図１９、図２０の場合と同様に、電流方向を正と負の値に変えて制御する必要があり、図２０と制御機能の点では類似点がある。しかし、図４５、図５３などのモータ構成では全節巻き巻線の数が２個になり、特殊解のような構成となる。そのため、図４５、図５３などのモータは、別の構成として、改めて後に説明する。
【実施例１３】
【０３０１】
次に、請求項１の他の実施例を図２５の断面図、図２６の駆動回路に示す。ステータ磁極の数が１０個で、ロータ磁極が６個のモータ構成で、各磁極の円周方向幅は約１８°である。後述する具体例では磁極幅が２４°の例について説明する。図２５の（ａ）のモータの巻線は、集中巻き巻線の構成である。図２５の（ｂ）のモータの巻線は、全節巻き巻線の構成であり、効率よく駆動するため、２つのスロット間の全節巻き巻線を並行した2つの全節巻き巻線に分離している。
【０３０２】
前記の図２のモータ、図６の駆動回路では、６個のステータ磁極の例を示した。ステータ磁極の数が６、１０、１４、１８、２２等の場合、図６の駆動回路を相数だけ増加した延長技術で駆動することができる。ここでは、図２５の（ｂ）のモータを図２６の回路で駆動する例を示すが、前記の図６の駆動方法と類似している。ただ、ここでは、巻線の利用率が大きく、トランジスタの利用率が大きく、トルクリップルが小さい例を示す。即ち、モータとインバータの小型化、低コストが可能で、出力トルク特性が高品質な例である。
【０３０３】
図２５の（ａ）の９２１はＡ６相ステータ磁極、９２２はＡ６／相ステータ磁極である。２５１はＡ６相巻線、２５２はＡ６／相巻線であり、両巻線Ｗａ６の合計巻き回数はＮｗａであり、Ａ６相電流Ｉａ６を通電する。両ステータ磁極を通過する磁束をφａ６とする。９２３はＢ６相ステータ磁極、９２４はＢ６／相ステータ磁極である。２５３はＢ６相巻線、２５４はＢ６／相巻線であり、両巻線Ｗｂ６の合計巻き回数はＮｗａであり、Ｂ６相電流Ｉｂ６を通電する。両ステータ磁極を通過する磁束をφｂ６とする。９２５はＣ６相ステータ磁極、９２６はＣ６／相ステータ磁極である。２５５はＣ６相巻線、２５６はＣ６／相巻線であり、両巻線Ｗｃ６の合計巻き回数はＮｗａであり、Ｃ６相電流Ｉｃ６を通電する。両ステータ磁極を通過する磁束をφｃ６とする。９２７はＤ６相ステータ磁極、９２８はＤ６／相ステータ磁極である。２５７はＤ６相巻線、２５８はＤ６／相巻線であり、両巻線Ｗｄ６の合計巻き回数はＮｗａであり、Ｄ６相電流Ｉｄ６を通電する。両ステータ磁極を通過する磁束をφｄ６とする。９２９はＥ６相ステータ磁極、９２ＡはＥ６／相ステータ磁極である。２５９はＥ６相巻線、２５ＡはＥ６／相巻線であり、両巻線Ｗｅ６の合計巻き回数はＮｗａであり、Ｅ６相電流Ｉｅ６を通電する。両ステータ磁極を通過する磁束をφｅ６とする。各巻線の電流方向は、各巻線の電流シンボルで示している。
【０３０４】
図２５の（ｃ）は、図２５の（ａ）の集中巻き巻線の構成を全節巻き巻線へ変更した構成である。図２６の駆動回路は、同一の相の巻線を２個駆動する構成なので、先に図２５の（ｂ）の構成で説明する。
【０３０５】
図２５の（ｂ）では、図２の並行した２つの全節巻き巻線のように、２つのスロット間に巻回する全節巻き巻線を並行する２つの全節巻き巻線に分割している。２５Ｂから２５Ｍへ巻回する、２つに分割した全節巻き巻線はＡＣ６相巻線であり、それらのコイルエンド部２７ａｃ１と２７ａｃ２で示す。なお、コイルエンド部の表示は、図の煩雑さを避けるため、２つの巻線を２重線の破線で表している。両巻線の巻回数はＮｗａ／２で、それぞれにＩａｃ１とＩａｃ２を通電する。両電流の値は同じ値であり、両電流の和はＡＣ６相電流Ｉａｃ６である。また、ステータ磁極、通過する磁束は、図２５の（ａ）と同じである。
【０３０６】
同様に、２７ｂｄ１と２７ｂｄ２はＢＤ６相巻線であり、それぞれにＩｂｄ１とＩｂｄ２を通電する。両電流の値は同じ値であり、その和はＢＤ６相電流Ｉｂｄ６である。２７ｃｅ１と２７ｃｅ２はＣＥ６相巻線であり、それぞれにＩｃｅ１とＩｃｅ２を通電する。両電流の値は同じ値であり、その和はＣＥ６相電流Ｉｃｅ６である。２７ｄａ１と２７ｄａ２はＤＡ６相巻線であり、それぞれにＩｄａ１とＩｄａ２を通電する。両電流の値は同じ値であり、その和はＤＡ６相電流Ｉｄａ６である。２７ｅｂ１と２７ｅｂ２はＥＢ６相巻線であり、それぞれにＩｅｂ１とＩｅｂ２を通電する。両電流の値は同じ値であり、その和はＥＢ６相電流Ｉｅｂ６である。これらの巻線の巻回数はＮｗａ／２である。
【０３０７】
図２５の（ｂ）の並列に巻回した各全節巻き巻線の内の片側の巻線へ通電する電流と、仮想の集中巻き巻線に通電する電流とは次式の関係である。
Ｉａｃ６＝Ｉａ６＋Ｉｃ６                                          （７２）
Ｉｂｄ６＝Ｉｂ６＋Ｉｄ６                                          （７３）
Ｉｃｅ６＝Ｉｃ６＋Ｉｅ６                                          （７４）
Ｉｄａ６＝Ｉｄ６＋Ｉａ６                                          （７５）
Ｉｅｂ６＝Ｉｅ６＋Ｉｂ６                                          （７６）
【０３０８】
図２５の（ａ）の各集中巻き巻線Ｗａ６、Ｗｂ６、Ｗｃ６、Ｗｄ６、Ｗｅ６の電圧Ｖａ６、Ｖｂ６、Ｖｃ６、Ｖｄ６、Ｖｅ６」は下式となる。
Ｖａ６＝Ｎｗａ×ｄ（φａ６）／ｄｔ                                （７７）
Ｖｂ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｂ６）／ｄｔ                                （７８）
Ｖｃ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｃ６）／ｄｔ                                （７９）
Ｖｄ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｄ６）／ｄｔ                                （８０）
Ｖｅ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｅ６）／ｄｔ                                （８１）
【０３０９】
図２５の（ｂ）の全節巻き巻線２７ａｃ１、２７ｂｄ１、２７ｃｅ１、２７ｄａ１、２７ｅｂ６の各電圧Ｖａｃ６、Ｖｂｄ６、Ｖｃｅ６、Ｖｄａ６、Ｖｅｂ６は、各磁束の方向などから、次式となる。なお、各スロットには２組の全節巻き巻線があるが、それらは同じ電圧である。
Ｖａｃ６＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ６＋φｂ６＋φｃ６−φｄ６
−φｅ６）／ｄｔ        （８２）
Ｖｂｄ６＝Ｎｗａ／２×ｄ（−φａ６＋φｂ６＋φｃ６＋φｄ６
−φｅ６）／ｄｔ        （８３）
Ｖｃｅ６＝Ｎｗａ／２×ｄ（−φａ６−φｂ６＋φｃ６＋φｄ６
＋φｅ６）／ｄｔ        （８４）
Ｖｄａ６＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ６−φｂ６−φｃ６＋φｄ６
＋φｅ６）／ｄｔ        （８５）
Ｖｅｂ６＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａ６＋φｂ６−φｃ６−φｄ６
＋φｅ６）／ｄｔ        （８６）
【０３１０】
１つ相のステータ磁極の円周方向両隣に配置する２つの全節巻き巻線を直列に接続する方法である。これらの２つの全節巻き巻線は逆方向の向きなので、２つの巻線を直列に接続すれば、他の相の磁束成分に起因する電圧成分は必ず相殺され、次式の関係となる。
Ｖａｃ６＋Ｖｄａ６＝Ｎｗａ×ｄ（φａ６）／ｄｔ＝Ｖａ６            （８７）
Ｖｂｄ６＋Ｖｅｂ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｂ６）／ｄｔ＝Ｖｂ６            （８８）
Ｖｃｅ６＋Ｖａｃ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｃ６）／ｄｔ＝Ｖｃ６            （８９）
Ｖｄａ６＋Ｖｂｄ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｄ６）／ｄｔ＝Ｖｄ６            （９０）
Ｖｅｂ６＋Ｖｃｅ６＝Ｎｗａ×ｄ（φｅ６）／ｄｔ＝Ｖｅ６            （９１）
【０３１１】
逆に、例えば、（７２）式のＡＣ６相電流Ｉａｃ６は、ＡＣ６相巻線Ｗａｃ６の電圧Ｖａｃ６が（８２）式で示されるので、全てのステータ磁極へ電磁気的な影響を与えることになる。しかし、ここで、（７２）式のＡ６相電流成分Ｉａ６と（７５）式のＡ６相電流成分Ｉａ６とを通電すれば、Ａ６相のステータ磁極を選択的に励磁できると共に、前記の両Ａ６相電流成分Ｉａ６が他のステータ磁極への電磁気的な影響を相殺できる。（７２）から（７６）式の電流関係と（８７）から（９１）式の電圧関係とは類似の相間関係となっている。
【０３１２】
次に、図２６の駆動回路で、図２５の（ｂ）のモータの２組の各全節巻き巻線に通電する構成について説明する。これらの構成、動作は、前記の図２のモータを図６の回路で駆動する方法と、相数の違いを除けば、同じである。図２６の２７Ｓは駆動回路全体の制御回路、２７Ｒは直流電圧源である。
【０３１３】
２６１は、ＡＣ６相巻線２７ａｃ１へＡＣ６相電流Ｉａｃ１を通電するトランジスタである。２６６は、ＡＣ６相巻線２７ａｃ２へＡＣ６相電流Ｉａｃ２を通電するトランジスタである。２６２は、ＣＥ６相巻線２７ｃｅ１へＣＥ６相電流Ｉｃｅ１を通電するトランジスタである。２６７は、ＣＥ６相巻線２７ｃｅ２へＣＥ６相電流Ｉｃｅ２を通電するトランジスタである。２６３は、ＥＢ６相巻線２７ｅｂ１へＥＢ６相電流Ｉｃｅ１を通電するトランジスタである。２６８は、ＥＢ６相巻線２７ｅｂ２へＥＢ６相電流Ｉｃｅ２を通電するトランジスタである。２６４は、ＢＤ６相巻線２７ｂｄ１へＢＤ６相電流Ｉｂｄ１を通電するトランジスタである。２６９は、ＢＤ６相巻線２７ｂｄ２へＢＤ６相電流Ｉｂｄ２を通電するトランジスタである。２６５は、ＤＡ６相巻線２７ｄａ１へＤＡ６相電流Ｉｄａ１を通電するトランジスタである。２６Ａは、ＤＡ６相巻線２７ｄａ２へＤＡ６相電流Ｉｄａ２を通電するトランジスタである。
【０３１４】
各巻線間のダイオード２６Ｍ、２６Ｎ、２６Ｐ、２６Ｑ、２６Ｒ、２６Ｓ、２６Ｔ、２６Ｕ、２６Ｖ、２６Ｗは、各巻線間の電圧の干渉を低減するダイオードである。２６Ｂ、２６Ｃ、２６Ｄ、２６Ｅ、２６Ｆ、２６Ｇ、２６Ｈ、２６Ｊ、２６Ｋ、２６Ｌは、直流電圧源２７Ｒへ回生するダイオードである。
【０３１５】
次に、図２７に、図２５の（ｂ）のモータを駆動する時の電圧波形と電流波形のタイムチャートの例を示す。図２７のタイムチャートの例では、図２５の（ｂ）のモータをより効率良く駆動するために、ステータ磁極幅とロータ磁極幅が電気角で２４°の例について示す。なお、本発明では、各モータのステータ磁極の数、ステータ磁極の円周方向幅と形状、ロータ磁極の数、ロータ磁極の円周方向幅と形状を、駆動条件により適正に選択することができる。
【０３１６】
図２７の横軸は時間ｔであるが、一定回転速度でＣＣＷへ回転する状態を示していて、最下段にはロータ回転角位置θｒを示している。ロータ回転角位置θｒは、図２５の（ａ）に示す位置である。図２７のＶａ６は、図２５の（ａ）のＡ６相とＡ６／相ステータ磁極９０１、９０２の集中巻き巻線９２１、９２２、即ち、Ａ６相巻き線Ｗａ６へ連続定格電流程度の大きさのＡ５電流Ｉａ５を通電したと仮定した場合の、集中巻き巻線Ｗａ６へ誘起する電圧である。Ａ６相とＡ６／相ステータ磁極９０１、９０２とロータ磁極との相対的な位置関係を確認できる。なおこの時、ステータ磁極９２１、９２２とロータ磁極とが対向する部分の磁束密度は、軟磁性体の飽和磁束密度である２．０［Ｔ］に近い値である。
また、Ｖｂ６、Ｖｃ６、Ｖｄ６、Ｖｅ６も、同様の方法で各相のステータ磁極とロータ磁極との相対的な位置関係を確認するための電圧波形である。
【０３１７】
次に、図２５の（ａ）のモータがＣＣＷトルクを生成する、各相の電流波形を示す。集中巻き巻線のＡ６相電流Ｉａ６は、Ｖａ６の電圧波形から、θｒが０°から２４°の間に電流を通電してＣＣＷトルクを生成することができる。Ｉａ６の電流周期は、ロータ磁極の数が６なので、６０°である。
【０３１８】
同様に、Ｂ６相電流Ｉｂ６は、前記Ｉａ６より１２°位相が遅れた電流波形となる。Ｃ６相電流Ｉｃ６は、前記Ｉａ６より２４°位相が遅れた電流波形となる。Ｄ６相電流Ｉｄ６は、前記Ｉａ６より３６°位相が遅れた電流波形となる。Ｅ６相電流Ｉｅ６は、前記Ｉａ６より４８°位相が遅れた電流波形となる。
【０３１９】
次に、前記電流波形から、図２５の（ｂ）の全節巻き巻線の電流波形を作成する。ＡＣ６相電流Ｉａｃ６は（７２）式の関係なので、Ｉａ６とＩｃ６の電流波形を加算して、図２７のＩａｃ６の電流波形となる。他の相も（７３）から（７６）式の関係なので、図２７のＩｂｄ６、Ｉｃｅ６、Ｉｄａ６、Ｉｅｂ６となる。
【０３２０】
次に、前記の図２６の駆動回路でこれらの電流を各全節巻き巻線へ通電する動作を説明する。なおここで、例えば、ＡＣ６相巻線２７ａｃ１と２７ａｃ２とは並列に巻回した巻線なので、それぞれに通電するＡＣ６相電流Ｉａｃ１とＩａｃ２は、（７２）式および図２７のＩａｃ６の１／２づつである。他の相の電流も同様である。参考のため、図２６の各巻線の隣に、各巻線へ通電する電流名を付記している。
【０３２１】
図２７の電流波形から、ロータ回転角位置θｒが０°から１２°の間は、ＡＣ６相電流Ｉａｃ６とＣＥ６相電流Ｉｃｅ６とＤＡ６相電流Ｉｄａ６とＥＢ６相電流Ｉｅｂ６の値が１．０である。そして、ＢＤ６相電流Ｉｂｄ６は０である。
【０３２２】
図２６では、ＢＤ６相巻線２７ｂｄ１と２７ｂｄ２へは電流を通電しない。図２６のトランジスタ２６１からＡＣ６相巻線２７ａｃ１へＡＣ６相電流Ｉａｃ１を通電し、ダイオード２６Ｍを通過して、ＤＡ６相巻線２７ｄａ２へＤＡ６相電流Ｉｄａ２を通電し、トランジスタ２６Ａへと前記の電流０．５を直列に通電する。同様に並行して、トランジスタ２６５からＤＡ６相巻線２７ｄａ１へＤＡ６相電流Ｉｄａ１を通電し、ダイオード２６Ｓを通過して、ＡＣ６相巻線２７ａｃ２へＡＣ６相電流Ｉａｃ２を通電し、そして、トランジスタ２６６へと前記の電流０．５を直列に通電する。この場合、これらの電流は、図２６のＡ６相電流Ｉａ６の成分でもある。
【０３２３】
同様に並行して、図２６のトランジスタ２６３からＥＢ６相巻線２７ｅｂ１へＥＢ６相電流Ｉｅｂ１を通電し、ダイオード２６Ｐを通過して、ＣＥ６相巻線２７ｃｅ１へＣＥ６相電流Ｉｃｅ１を通電し、トランジスタ２６２へと前記の電流０．５を直列に通電する。同様に並行して、トランジスタ２６７からＣＥ６相巻線２７ｃｅ２へＣＥ６相電流Ｉｃｅ２を通電し、ダイオード２６Ｕを通過して、ＥＢ６相巻線２７ｅｂ２へＥＢ６相電流Ｉｅｂ２を通電し、そして、トランジスタ２６８へと前記の電流０．５を直列に通電する。この場合、これらの電流は、図２６のＥ６相電流Ｉｅ６の成分でもある。
【０３２４】
次に、図２７において、ロータ回転角位置θｒが１２°から２４°の間は、ＡＣ６相電流Ｉａｃ６とＢＤ６相電流Ｉｂｄ６とＤＡ６相電流Ｉｄａ６とＥＢ６相電流Ｉｅｂ６の値が１．０である。そして、ＣＥ６相電流Ｉｃｅ６は０である。
【０３２５】
図２６では、ＣＥ６相巻線２７ｃｅ１と２７ｃｅ２へは電流を通電しない。トランジスタ２６２と２６７はオフである。この場合、前記検討の結果から、その他のトランジスタ、その他の巻線の通電電流は、全て、電流の値が０．５である。なおここで、トランジスタの通電電流には、電流駆動に該当する巻線のフライホイール電流も含めて表現している。
【０３２６】
図２７において、ロータ回転角位置θｒが２４°以降の動作は、各相の電流値に応じて前記のような回路動作を行って、順次通電することができる。そして、ＣＣＷへ回転してＣＣＷ方向のトルクを連続して出力することができる。なお、この図２７の電流波形、電圧波形、図２６の回路動作説明では、各相の電流の増加、減少の時間を無視して０とし、磁気エネルギーの回生動作を単純化したモデルの例である。
【０３２７】
以上、図２５のステータ磁極数１０個、ロータ磁極数６個で全節巻き巻線のリラクタンスモータ、図２７の駆動電流例、図２６の駆動回路とその動作例について説明した。利用率という観点で、従来の表面永久磁石形の３相交流同期モータＳＰＭＳＭをいわゆる１２０°通電で駆動する場合と比較すると、各巻線に電流を通電する巻線利用率は６７％である。図２５の本発明モータの巻線利用率は８０％であり、ＳＰＭＳＭの１２０°通電より２０％優れている。換算すると、モータ銅損を２０％低減でき、モータ効率を向上できる。
【０３２８】
このＳＰＭＳＭの駆動回路は、通常、６個のトランジスタを使用し、電源から１つの経路でしかモータへ電力を供給できないので、トランジスタ利用率は２／６の３３％である。図２６の駆動回路のトランジスタ１０個の内、常時８個が通電して、電源から４つの経路でモータへ電力を供給している。従って、本発明の駆動回路のトランジスタ利用率は８０％である。比較すると、８０／３３＝２．４であり、トランジスタの総電流容量を１／２．４＝０．４１７に低減でき、インバータサイズを半分以下に小型化できることになる。
【０３２９】
騒音、振動の観点でも、図２７の駆動電流例から解るように、常に８０％の巻線で連続的にトルク発生が可能であり、トルクリップルの小さい高品質なトルク発生が可能である。
【０３３０】
コイルエンド長が大きくなる問題があるが、極対数を２以上にした構成とし、コイルエンド長の短縮が可能である。２極対の構成の場合は、図２５の（ｂ）において各スロットに全節巻き巻線２組配置して複雑化する問題も解消することができる。また、後に説明する環状巻線の採用、モータの複合化によっても、コイルエンド長の問題、複雑化の問題を低減することができる。図２６の駆動回路のトランジスタ数が１０個と多くなるが、特に大きな問題ではない。なお、後にこの簡略化の回路例を説明する。
【０３３１】
次に、図２５の（ｂ）のモータは、２極対などへ極対数を増加できることを説明する。先に、図２のモータを２極対に変形して、図１５の構成に変形した例を示した。同様に、図２５の（ｂ）のモータを２極対に変形することもできる。２極対、３極対、４極対などへ変形することはごく普通のモータ技術であって、一般的に、全節巻き巻線のコイルエンド長を短くし、そのボリュームを減少する効果、および、ステータのバックヨーク厚みを低減してモータを小型化する効果がある。さらに、図２５の（ｂ）のモータの場合は、図２６の駆動回路に適応するために各全節巻き巻線を２つに分割したが、図１５の場合のように、図２５の（ｂ）を２極対化したモータでは各相の全節巻き巻線が２個づつ、合計１０個となる。その結果、各スロットの全節巻き巻線を２つに分割する必要がなくなり、巻線を簡素化することができる。なお、本発明の説明では、説明のし易さを優先して１極対のモデルを説明しているが、実用的には２極対以上のモータ構成であることの方が多い。極対数が多い方が、ステータのバックヨーク厚みを減少できるので、結果的のモータの高トルク化、高出力化が可能となる。
【０３３２】
なお、前記のように、本発明の説明では、説明のし易さを優先して１極対のモデルを説明し、図２、図８、図２５、図３０では、全節巻き線を並列に配置した構成で示した。しかし、これらの並列の巻線は相互インダクタンスが大きいので、両巻線の漏れインダクタンスが小さい場合には、両巻線の電流がアンバランスになる恐れがあり、注意を要する。各電流を正確に制御するだけでなく、必要に応じてアンバランス電流成分の検出、磁束のアンバランス成分の検出を行って、それらのアンバランス成分を低減することは有効である。
【０３３３】
次に、図２５の（ｂ）のモータを、いわゆるトロイダル巻線の形状をなす環状巻線へ置き換える方法を説明する。先に、図２のモータを環状巻線に変形して、図１６の構成に変形した例を示した。同様に、図２５の（ｂ）のモータを環状巻線へ変形することもできる。バックヨークの外形側の巻線スペースが必要となり、導線の材料的な問題もある。しかし、スロット間のコイルエンドは不要となるので、モータ直径が大きく、薄型のモータ形状の場合は有利である。
【０３３４】
次に、図２５の（ｂ）のモータは、２つのモータを一体に組み込む複合モータとすることもできる。先に、図２のモータを複合化して、図１８の構成に変形した例を示した。同様に、図２５の（ｂ）のモータを２つのモータへ複合化することもできる。図１８の構成は、内径側と外径側に２つのモータを配置し、巻線を環状巻線として内径側巻線と外径側巻線の両方を有効に、効果的に活用でき、かつ、モータのロータ軸方向端のコイルエンド長を大幅に短縮できる。また、モータの内径側を有効できる側面もあるが、設計上、モータ直径が大きくなりがちである。その点、図示していないが、モータの複合化をロータ軸方向に実現することもできる。その場合、各巻線の有効活用、コイルエンド長の短縮という効果が得られ、モータ直径の適正化も比較的容易であり、原理的には優れている。但し、磁束の方向がロータ軸方向へ向かう部分が発生するため、電磁鋼板の軸方向への積層構造だけでは鉄損の点などで不都合が発生する。圧粉磁心を部分的に使用するなど、3次元方向の磁束を可能とする必要がある。また、さらには、モータの径方向とロータ軸方向の両方へモータの複合化を行うことも技術的には可能である。
【実施例１４】
【０３３５】
次に、請求項１の他の実施例を図２８に示す。図２６の駆動回路を簡略化した例である。
前記の図６の駆動回路を図７の駆動回路に簡略化した構成と、巻線の数が３個から５個に増えることを除いて、同じ方法である。図２６は、図２８の紙面で右側の５個のトランジスタと巻線とを取り除いた構成で、各相の全節巻き線を２つの並列巻線から１つに統合している。そして、トランジスタ２８１とダイオード２８２、２８３を追加している。図２６のＡＣ６相巻線２７ａｃ１と２７ａｃ２を２７ａｃへ統合している。ＣＥ６相巻線２７ｃｅ１と２７ｃｅ２を２７ｃｅへ統合している。ＥＢ６相巻線２７ｅｂ１と２７ｅｂ２を２７ｅｂへ統合している。ＢＤ６相巻線２７ｂｄ１と２７ｂｄ２を２７ｂｄへ統合している。ＤＡ６相巻線２７ｄａ１と２７ｄａ２を２７ｄａへ統合している。図２５の（ｂ）のモータの巻線も同様に統合しており、図２５の（ｃ）の全節巻き巻線の構成となる。
【０３３６】
図２８の駆動回路では、ＤＡ６相巻線２７ｄａを通る（７５）式のＤＡ６相電流Ｉｄａ６のうち、Ａ６相電流成分Ｉａ６をトランジスタ２６５から２７ｄａへ通電し、ダイオード２８３を通過して、ＡＣ６相巻線２７ａｃへ通電し、トランジスタ２８１で駆動する。その他の回路動作は、おおよそ、図２６の回路動作と同じである。図２８の駆動回路では、その回路的な非対称性を補うためにトランジスタ２８１とダイオード２８２、２８３を追加しているので、単純論理的なトランジスタの総電流容量は、図２６より増加することになる。しかし、駆動回路全体の素子数は大幅に減少して、簡素化することができる。
【実施例１５】
【０３３７】
次に、請求項１の他の実施例を図２９に示す。図２６の駆動回路を簡略化した例である。前記図２８にダイオード２９４を追加し、ダイオード２８３の接続先をトランジスタ２６１のエミッターからトランジスタ２８１のコレクターに変更している。また、前記の図６の駆動回路を図８５の駆動回路に簡略化した構成と、巻線の数が３個から５個に増えることを除いて、同じ方法である。
【０３３８】
図２９の駆動回路では、ＤＡ６相巻線２７ｄａを通る（７５）式のＤＡ６相電流Ｉｄａ６のうち、Ａ６相電流成分Ｉａ６をトランジスタ２６５から巻線２７ｄａへ通電し、ダイオード２８３を通過して、トランジスタ２８１で駆動する。また、ＡＣ６相巻線２７ａｃ通る（７２）式のＡＣ６相電流Ｉａｃ６のうち、Ａ６相電流成分Ｉａ６も、ダイオード２９４を通過して、トランジスタ２８１で駆動する。その他の回路動作は、おおよそ、図８の回路動作と同じである。図２９の駆動回路では、その回路的な非対称性を補うためにトランジスタ２８１とダイオード２８２、２９４を追加している。また、図２９では、トランジスタ２８１が２倍のＡ６相電流成分Ｉａ６を通電するので、電流容量が大きくなる。その結果、単純論理的なトランジスタの総電流容量は、図２６より増加することになる。しかし、駆動回路全体の素子数は大幅に減少して、簡素化することができる。
【０３３９】
以上、請求項１に関わり、その実施例を説明した。モータと駆動回路を高効率化、高品質化、小型化、軽量化、低コスト化するために、いくつかの技術を組み合わせて使用し、効果を得ている。それらの機能、作用、及び、効果についてまとめて説明する。技術の一つは巻線の共用技術であり、スロットの巻線に通電する電流をそのスロットの円周方向両隣のステータ磁極を別々の機会に励磁することができる構成としている。全節巻き巻線、あるいは、環状巻線により巻線の共用を可能とし、巻線の利用率、その駆動用のトランジスタの利用率を2倍に向上できる。
【０３４０】
他の技術の一つは、他の相の鎖交磁束による過大電圧などの影響を受けないことであり、ステータ磁極ＳＴＸＹの両隣の巻線ＷＸＹを直列接続している。また、これらの２つの直列巻線に通電する電流成分Ｉｘｙは、該当するステータ磁極ＳＴＸＹだけを選択的に励磁することができる。そしてこの電流成分Ｉｘｙは、前記のステータ磁極ＳＴＸＹ以外のステータ磁極へ電磁気的な影響を与えない。（８２）から（９１）式の関係である。
【０３４１】
他の技術の一つは、前記の巻線の共用と該当する２つ巻線を直列接続するという２つの条件を、図２６のように連続的に満たすことである。各巻線には（７２）から（７６）式のように２つの相電流成分を通電することになる。全節巻き巻線なので、２つの相電流成分を重畳できる。
【０３４２】
他の技術の一つは、各巻線の電流を片方向に限定し、駆動回路の簡素化を図ることである。直流電流制御の場合は、トランジスタ１個で１つの電流の制御が可能である。電圧の分離、絶縁がダイオードで簡単に行える点も優れている。また、前記の巻線共用技術で、負の電流を流せないという制約を補っている。なお、各ステータ磁極を通る磁束も片方向の磁束に限定しているが、この点についても後に述べるように、永久磁石を効果的に使えるという利点に変えることができる。
【０３４３】
他の技術の一つは、矩形波電圧、矩形波電流を基本とする駆動技術なので、電源電圧を有効に活用することができる。また、ステータ磁極数、ロータ磁極数、磁極幅、磁極形状などを用途、仕様によって選択することができる。
【０３４４】
他の技術の一つは、永久磁石を使用しなくとも駆動できる。特に低コストであることがが必要な用途では、魅力がある。また、後で示すように、永久磁石を有効に活用することもでき、表面磁石形ロータも実現できる。
【実施例１６】
【０３４５】
次に、請求項２の実施例を図３０、図３１などに示す。図８３、図３０などの集中巻き巻線をトランジスタを共用して駆動することにより、駆動回路を簡素化し、小型化する方法である。図３０の３０１はＡ７相ステータ磁極、３０２はＡ７／相ステータ磁極である。
Ａ７相ステータ磁極３０１には２つに分割されたＡ７相集中巻き巻線３０Ａ３と３０Ａ５とを巻回している。Ａ７／相ステータ磁極３０１には２つに分割されたＡ７／相集中巻き巻線３０Ａ４と３０Ａ６とを巻回している。Ａ７相集中巻き巻線３０Ａ３は、接続線３０Ａ１を介してＡ７／相集中巻き巻線３０Ａ４と直列に接続し、Ａ７相電流Ｉａ７の１／２を通電する。Ａ７相集中巻き巻線３０Ａ５は、接続線３０Ａ２を介してＡ７／相集中巻き巻線３０Ａ６と直列に接続し、Ａ７相電流Ｉａ７の残りの１／２を通電する。
【０３４６】
同様に、Ｂ７相ステータ磁極３０３に巻回したＢ７相集中巻き巻線３０Ｂ３は、接続線３０Ｂ１を介して、Ｂ７／相ステータ磁極３０４に巻回したＢ７／相集中巻き巻線３０Ｂ４と直列に接続し、Ｂ７相電流Ｉｂ７の１／２を通電する。Ｂ７相集中巻き巻線３０Ｂ３は、接続線３０Ｂ２を介して、Ｂ７／相集中巻き巻線３０Ｂ６と直列に接続し、Ｂ７相電流Ｉｂ７の残りの１／２を通電する。
【０３４７】
同様に、Ｃ７相ステータ磁極３０５に巻回したＣ７相集中巻き巻線３０Ｃ３は、接続線３０Ｃ１を介して、Ｃ７／相ステータ磁極３０６に巻回したＣ７／相集中巻き巻線３０Ｃ４と直列に接続し、Ｃ７相電流Ｉｃ７の１／２を通電する。Ｃ７相集中巻き巻線３０Ｃ５は、接続線３０Ｃ２を介して、Ｃ７／相集中巻き巻線３０Ｃ６と直列に接続し、Ｃ７相電流Ｉｃ７の残りの１／２を通電する。なお、図３０の３０７はロータ磁極の一つであり、図３０の各ステータ磁極と各ロータ磁極の磁気回路の構成は、図８３、図１等のそれらと同じ構成である。
【０３４８】
図３１は、図３０の各巻線へ通電する駆動回路の例である。前記の図２の全節巻き巻線のモータを図６の回路で駆動する場合、ステータ磁極の位置する巻線を直列に接続して駆動した。そして、各巻線へ隣接する２つステータ磁極の相の相電流成分を、（１）、（２）、（３）式のように重畳して通電した。その構成の目的は、それら巻線が鎖交する他の相の磁束の影響を軽減するためであり、他の相へ起磁力の影響を与えず選択的に特定のステータ磁極を励磁するためであり、かつ、各トランジスタと各巻線は２つの相の電流成分を共用して通電していると言える。２倍に共用することにより利用率を向上し、巻線の銅損を大幅に低減し、駆動回路を大幅に小型化できることを示した。
【０３４９】
これに対し、図３０の集中巻き巻線は、構造的に巻回したステータ磁極専用の励磁巻線であり、他の相の磁束の影響を受けることもない。そして、直流励磁のモータなので、前記の図６の様に、図３１の各トランジスタは２つの相の電流を共用して通電することができる。そして、図３１の駆動回路は各巻線を並列に配置、接続することにより、前記の図６の様に、各トランジスタを共用して利用率を向上し、駆動回路の大幅な小型化を実現できる。図３０、図３１の各巻線については共用することはできないが、後に説明するスロット断面積の拡大技術により、大幅な銅損低減が可能である。加えて、集中巻き巻線は製作性が良く、巻線占積率が高く、コイルエンド長も小さい。従って、図２のモータと図６の駆動回路と、図３０のモータと図３１の駆動回路は、それぞれに特徴を持っている。
【０３５０】
図３１の３２Ｓは駆動回路全体の制御回路、３２Ｒは直流電圧源である。図３１の巻線３１Ａ１は、図３０のＡ７相集中巻き巻線３０Ａ３と接続線３０Ａ１とＡ７／相集中巻き巻線３０Ａ４とを示していて、Ａ７相電流の１／２であるＩａ７／２を通電する。図３１の巻線３１Ｂ１は、図３０のＢ７相集中巻き巻線３０B３と接続線３０Ｂ１とＢ７／相集中巻き巻線３０Ｂ４とを示していて、Ｂ７相電流の１／２であるＩｂ７／２を通電する。３１Ｎと３１Ｐは逆方向の導通を防ぐダイオードである。３１７、３１８、３１９、３１Ｄは回生用ダイオードである。トランジスタ３１１は、前記巻線３１Ａ１と３１Ｂ１へ電流Ｉａ７／２、Ｉｂ７／２に関わる電力を供給する。なお、ＰＷＭ制御などを行っている場合で、各巻線の電流が回生時、あるいは、フライホイール通電時には、当然、巻線には通電しているが、トランジスタ３１１には通電しない時間帯もある。また、トランジスタ３１１は、前記図６のトランジスタ６１が、Ｉａｂ１＝Ｉａｂ／２＝（Ｉａ＋Ｉｂ）／２の電力を供給し、電流を通電したことと類似している。
【０３５１】
同様に、図３１の巻線３１Ｃ１は、図３０のＣ７相集中巻き巻線３０Ｃ３と接続線３０Ｃ１とＣ７／相集中巻き巻線３０Ｃ４とを示していて、Ｃ７相電流の１／２であるＩｃ７／２を通電する。トランジスタ３１２は、前記巻線３１Ｂ１と３１Ｃ１へ電流Ｉｂ７／２、Ｉｃ７／２に関わる電力を供給する。また、トランジスタ３１２は、前記図６のトランジスタ６３が、Ｉｂｃ１＝Ｉｂｃ／２＝（Ｉｂ＋Ｉｃ）／２の電力を供給し、電流を通電したことと類似している。３１Ｑ、３１Ｒ、３１Ｓ、３１Ｔ、３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗ、３１Ｘ、３１Ｙ、３１Ｚは逆方向の導通を防ぐダイオードである。３１Ｅ、３１Ｆ、３１Ｇ、３１Ｈ、３１Ｊ、３１Ｋ、３１Ｌ、３１Ｍは回生用ダイオードである。
【０３５２】
同様に、図３１の巻線３１Ａ２は、図３０のＡ７相集中巻き巻線３０Ａ５と接続線３０Ａ２とＡ７／相集中巻き巻線３０Ａ６とを示していて、Ａ７相電流の残りの１／２であるＩａ７／２を通電する。トランジスタ３１３は、前記巻線３１Ｃ１と３１Ａ２へ電流Ｉｃ７／２、Ｉａ７／２に関わる電力を供給する。
【０３５３】
同様に、図３１の巻線３１Ｂ２は、図３０のＢ７相集中巻き巻線３０Ｂ５と接続線３０Ｂ２とＢ７／相集中巻き巻線３０Ｂ６とを示していて、Ｂ７相電流の残りの１／２であるＩｂ７／２を通電する。トランジスタ３１４は、前記巻線３１Ａ２と３１Ｂ２へ電流Ｉａ７／２、Ｉｂ７／２に関わる電力を供給する。
【０３５４】
同様に、図３１の巻線３１Ｃ２は、図３０のＣ７相集中巻き巻線３０Ｃ５と接続線３０Ｃ２とＣ７／相集中巻き巻線３０Ｃ６とを示していて、Ｃ７相電流の残りの１／２であるＩｃ７／２を通電する。トランジスタ３１５は、前記巻線３１Ｂ２と３１Ｃ２へ電流Ｉｂ７／２、Ｉｃ７／２に関わる電力を供給する。残りのトランジスタ４６は、前記巻線３１Ｃ２と３１Ａ１へ電流Ｉｃ７／２、Ｉａ７／２に関わる電力を供給する。
【０３５５】
次に、図３０、図３１の具体的な通電例を図３４に示す。  図３４の横軸は時間ｔであるが、一定回転速度でＣＣＷへ回転する状態を示していて、最下段にはロータ回転角位置θｒを示している。各相の電流Ｉａ７、Ｉｂ７、Ｉｃ７の実線波形は、各電流が回転に応じて、順次、切り替わっていく様子を示している。
【０３５６】
２つの相の電流の和を下式とし、図３４に示している。
Ｉａｂ７＝Ｉａ７＋Ｉｂ７                                        （９２）
Ｉｂｃ７＝Ｉｂ７＋Ｉｃ７                                        （９３）
Ｉｃａ７＝Ｉｃ７＋Ｉａ７                                        （９４）
図３４の例では、Ｉａｂ７、Ｉｂｃ７、Ｉｃａ７の値が一定値以上にならないような、各相の電流Ｉａ７、Ｉｂ７、Ｉｃ７の実線波形の例としている。
【０３５７】
Ａ７相巻線３１Ａ１、３１Ａ２の電圧は同じ値で、Ｖａ７としている。Ｂ７相巻線３１Ｂ１、３１Ｂ２の電圧は同じ値で、Ｖｂ７としている。Ｃ７相巻線３１Ｃ１、３１Ｃ２の電圧は同じ値で、Ｖｃ７としている。各相のステータ磁極へロータ磁極が対向する区間でその相の磁束が増加していくが、磁束の減少は電流が減少する区間に集中する。そのため、図３４のＶａ７、Ｖｂ７、Ｖｃ７の実線で示す電圧波形の内、負の部分の電圧波形は時間幅が小さく、負の電圧値が大きくなる。
【０３５８】
回転数が高くなると、この負の電圧値が大きい値なので、電源電圧超えることになり、問題となる。この負の電圧値を減少する例を図３４の破線で各波形を示している。各相の電流の減少は、その時点でインダクタンスが大きい領域なので電流の変化率が小さいため、タイミングを実線波形より早めた破線の波形としている。そして、各相の電流の増加は、その時点でステータ磁極とロータ磁極はまだ対向しておらず、インダクタンスが小さい領域なので電流の急速増加が可能なので、タイミングを実線波形より遅らせた破線の波形としている。モータの平均トルクは少し減少するが、電圧の問題を低減できる。
【０３５９】
また、図３１の駆動回路では、図３０のモータ回転数が高くて、かつ、負荷電流も大きい運転領域では、各相電流の切り替えには注意を要する。前記の負の電圧の問題にも関わる。例えば、図３４のロータ回転角位置θｒが３０°の前後において、巻線３１Ａ１と３１Ａ２に通電するＡ７相電流Ｉａ７を減少し、同時に、巻線３１Ｂ１と３１Ｂ２に通電するＢ７相電流Ｉｂ７が増加することになる。まず、Ｃ７相電流は０なので、トランジスタ３１６と３１３はオフの状態であると仮定する。そして、Ｂ７相電流Ｉｂ７を増加したいので、トランジスタ３１２と３１５はオンの状態だと仮定する。トランジスタ３１１と３１４がオフの瞬間には、巻線３１Ａ１と３１Ａ２の磁気エネルギーは電源へ回生され、Ａ７相電流Ｉａ７は減少する。しかし、この時、Ｂ７相電流Ｉｂ７は、トランジスタ３１２と３１５がオンなので、フライホイール状態にはなるが、電流を増加できない。
【０３６０】
次に、トランジスタ３１１と３１４がオンの瞬間には、巻線３１Ａ１と３１Ａ２の電流はフライホイールの状態となり、磁気エネルギーは電源へ回生できなくなる。巻線３１Ａ１と３１Ａ２の磁気エネルギーは、θｒが３０°より小さい領域では、ＣＣＷトルクに変換され、θｒが３０°より大きい領域では、ＣＷトルクになり発電する。逆に、Ｂ７相電流Ｉｂ７は、トランジスタ３１１と３１４もオンとなるなので、電圧が印加され、電流が増加する。
【０３６１】
このような状態となり、トランジスタ３１１と３１４は、同時に、Ａ７相電流Ｉａ７を減少し、Ｂ７相電流Ｉｂ７を増加することができなくなる。例えば、トランジスタ３１１と３１４が、５０％づつ、オンとオフを繰り返せば、１／２の電圧でＡ７相電流Ｉａ７が減少し、１／２の電圧でＢ７相電流Ｉｂ７が増加する。この様な状態では電流の応答が遅れる。
【０３６２】
電流応答速度を改善する一つの改善策として、図３４の破線で示したように、Ａ７相電流Ｉａ７の減少を早めに行い、Ｂ７相電流Ｉｂ７の増加を少し遅らせて行う方法がある。少なくとも、全トランジスタがオフの状態では、全電流の磁気エネルギーは電源へ回生される。また、後に述べるが、全部の相の電流を途切れなく通電する電流連続モードでは、少し異なる電流制御となる。
【０３６３】
以上、図３０の集中巻き巻線のモータと図３１の駆動回路の構成と作用について説明した。図３１の各トランジスタは２つの相電流を、共用して通電することができる。そして、図３１は６個のトランジスタでありながら、ほとんどのロータ回転位置において２つの経路で電力を供給することができ、図５などの従来の駆動回路より小型化することができる。
前記の図２の全節巻き巻線のモータと図６の駆動回路は、類似した作用である。
【０３６４】
次に、図３２は、図３１の一部のダイオードを取り除いて、駆動回路を簡略化している。ダイオード３１Ｑ、３１Ｒ、３１Ｅ、３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｊ、３１Ｙ、３１Ｚ、３１７を取り除いている。３１８、３１９は、ダイオード３２１へ置き換えている。３１Ｆ、３１Ｇは、ダイオード３２２へ置き換えている。３１Ｋ、３１Ｌは、ダイオード３２３へ置き換えている。図３２の駆動回路の作用は、図３１の作用とほぼ同じである。
【実施例１７】
【０３６５】
次に、図３３は、図３０の２組に分けた集中巻き巻線を、図８３のように、１組の集中巻線に戻している。３３ＡはＡ７相巻線、３３ＢはＢ７相巻線、３３ＣはＣ７相巻線である。３３４は、Ａ７相巻線３３Ａを駆動するトランジスタである。３３１は、Ａ７相巻線３３ＡとＢ７相巻線３３Ｂとを駆動するトランジスタである。３３２は、Ｂ７相巻線３３ＢとＣ７相巻線３３Ｃとを駆動するトランジスタである。３３３は、Ｃ７相巻線３３Ｃを駆動するトランジスタである。３３６と３３７は逆方向導通を阻止するダイオードである。
３３５、３３８、３３９、３３Ｄは、電源への回生を行うダイオードである。
【０３６６】
図３３の駆動回路の作用は、図３１、図３２と同様であるが、トランジスタ３３４と３３３は、それぞれ、Ａ７相巻線３３ＡとＣ７相巻線３３Ｃを駆動する専用の巻線である。図３１、図３２の場合、６個のトランジスタで、２つの経路へ電力を供給することができたが、図３３の場合、４個のトランジスタで１つの経路へ電力を供給することになる。割合としては、図３３の駆動回路は、トランジスタが１個増加することになる。トランジスタの利用率という観点では、図３３は、５０％となり、図３１、図３２の６７％より劣る。しかし、モータの巻線が簡単で、駆動回路の素子数も少ないことから、魅力あるモータと駆動回路となる。
【０３６７】
また、図３０の１極対のモータは、2極対以上の極対数を大きくすることもできる。2極対の場合には、図３０の２組に並列に分けた集中巻き巻線を、各ステータ磁極に1個づつの集中巻き巻線として、図３１、図３２、図３３の回路で駆動することができる。
【実施例１８】
【０３６８】
次に、前記図１９の（ａ）の集中巻き巻線のモータを図３５の回路で駆動する例を説明する。巻線３５Ａは、図１９の（ａ）のＡ５相とＡ５／相ステータ磁極９０１、９０２へ巻回する１９１、１９２を直列に接続したＡ５相集中巻き巻線Ｗａ５であり、Ａ５相電流Ｉａ５を通電する。Ｉａ５はトランジスタ３５１と３５４で駆動する。同様に、巻線３５ＢはＢ５相集中巻き巻線Ｗｂ５であり、Ｂ５相電流Ｉｂ５はトランジスタ３５１と３５２で駆動する。巻線３５ＣはＣ５相集中巻き巻線Ｗｃ５であり、Ｃ５相電流Ｉｃ５はトランジスタ３５３と３５２で駆動する。巻線３５ＤはＤ５相集中巻き巻線Ｗｃ５であり、Ｄ５相電流Ｉｄ５はトランジスタ３５３と３５４で駆動する。
【０３６９】
図１９の（ａ）の従来の駆動方法は、図５のような回路構成で、８個のトランジスタで駆動することが多い。これに対し、図３５は４個のトランジスタなので簡素な構成である。駆動回路の簡素化、小型化が可能である。
【０３７０】
しかし、図２２のＩａ５、Ｉｂ５、Ｉｃ５、Ｉｄ５に示すように、各相の電流が重複する区間があり、共用する各トランジスタの電流容量が増加する。図３５の構成の場合は、この対応として、トランジスタの電流容量を低減するために、図３５の回路図上で隣り合う巻線の合計電流を一定電流以上にならないように制御することもできる。その場合には、各トランジスタの電流容量を１／２に低減できる。
【実施例１９】
【０３７１】
次に、前記図１９の（ａ）の集中巻き巻線のモータを図３６の回路で駆動する例を説明する。図３５の特性を改良し、電流の制約、電圧の制約を低減した駆動回路である。Ａ５相巻線３５ＡのＡ５相電流Ｉａ５を、トランジスタ３６２と３６３で駆動する。Ｃ５相巻線３５ＣのＣ５相電流Ｉｃ５を、トランジスタ３６２と３６１で駆動する。Ｂ５相巻線３５ＢのＢ５相電流Ｉｂ５を、トランジスタ３６５と３６４で駆動する。Ｄ５相巻線３５ＤのＤ５相電流Ｉｄ５を、トランジスタ３６５と３６６で駆動する。３６８、３６９、３６Ｃ、３６Ｄは、逆方向の導通を阻止するダイオードである。３６７、３６Ｆ、３６Ａ、３６Ｂ、３６Ｇ、３６Ｅは、電源への回生電流を通電するダイオードである。
【０３７２】
図２２に示すように、Ｉａ５とＩｃ５との通電は時間的に重複していない。従って、通電を共用するトランジスタ３６２の電流負担を軽減することができる。また、Ｉｂ５とＩｄ５との通電は時間的に重複していない。従って、通電を共用するトランジスタ３６５の電流負担を軽減することができる。そして、通電を共用するトランジスタ３６２と３６５の電圧負担も軽減することができる。
【０３７３】
前記図１９の（ａ）のロータ磁極数は６個であるが、磁極数を変えることもできる。極対数も２以上とすることもできる。また、ステータ磁極数とロータ磁極数を変えたモータへも、図３１、図３２、図３３、図３５、図３６等の技術を拡張して適用することができる。
【実施例２０】
【０３７４】
次に、請求項３の実施例を図３７、図３９などに示す。ロータに永久磁石を応用するモータ構成であり、前記の図１、図１９、図２５、図３０等に示したリラクタンス型ロータとは、特に、ロータ構成が異なる。通常、表面磁石型同期モータＳＰＭＳＭは、ステータの各巻線へ交流電流を通電して制御する。前記図１、図１９、図２５、図３０等のステータ磁極を励磁する極性はＮかＳの片極性であり、ステータの各巻線へは片方向電流を通電する。従来のＳＰＭＳＭとは駆動電流の条件が異なり、これらの特性の違いから、特定のステータ磁極数とロータ磁極数の関係の場合に、良好なモータ特性、トルク特性が得られる。
【０３７５】
図３７のモータ構成は、ステータ磁極が６個、ロータ磁極数が１４個の例である。ロータ表面は永久磁石のＮ極とＳ極を配置した例で、ロータ磁極の極性Ｎ、Ｓを記載している。ステータの構成は、図２のステータと類似しているが、図３７のステータ磁極の円周方向幅は、発生トルクを大きくするため、ロータ磁極の円周方向幅２５．７°に合わせている。３７１はＡ８相ステータ磁極、３７２はＡ８／相ステータ磁極である。３７３はＢ８相ステータ磁極、３７４はＢ８／相ステータ磁極である。３７５はＣ８相ステータ磁極、３７６はＣ８／相ステータ磁極である。３７７と３７８は、スロット内巻線とコイルエンド部と１８０°反対側のスロット内巻線で構成され、並列に配置した２組の全節巻き線巻線で、ＡＢ８相巻線である。それぞれにＡＢ８相電流の１／２であるＩａｂ８／２を通電する。同様に、３７９と３７ＡはＢＣ８相巻線であり、それぞれに、Ｉｂｃ８／２を通電する。３７Ｂと３７ＣはＣＡ８相巻線であり、それぞれに、Ｉｃａ８／２を通電する。各全節巻き巻線の巻回数はＮｗａ／２である。３７ＤはロータのＮ極磁極の一つである。３７ＥはロータのＳ極磁極の一つである。
【０３７６】
図３７のＡ８相ステータ磁極３７１、３７２を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷａ８とし、Ａ８相電流をＩａ８とする。同様に、３７３、３７４を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｂ８とし、Ｂ８相電流をＩｂ８とする。３７５、３７６を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｃ８とし、Ｃ８相電流をＩｃ８とする。前記の（１）、（２）、（３）式と同様に次式の関係となる。
Ｉａｂ８＝Ｉａ８＋Ｉｂ８                                        （９５）
Ｉｂｃ８＝Ｉｂ８＋Ｉｃ８                                        （９６）
Ｉｃａ８＝Ｉｃ８＋Ｉａ８                                        （９７）
【０３７７】
Ａ８相の集中巻き巻線Ｗａ８の電圧をＶａ８、Ｂ８相の集中巻き巻線Ｗｂ８の電圧をＶｂ８、Ｃ８相の集中巻き巻線Ｗｃ８の電圧をＶｃ８とする。ＡＢ８相の全節巻き巻線Ｗａｂ８の電圧をＶａｂ８、ＢＣ８相の全節巻き巻線Ｗｂｃ８の電圧をＶｂｃ８、ＣＡ８相の全節巻き巻線Ｗｃａ８の電圧をＶｃａ８とする。これらの電圧間の関係は、前記の（２６）、（２８）、（３０）、および、（３２）、（３３）、（３４）式と同様に、次式となる。
Ｖａｂ８＝（Ｖａ８＋Ｖｂ８−Ｖｃ８）／２                          （９８）
Ｖｂｃ８＝（−Ｖａ８＋Ｖｂ８＋Ｖｃ８）／２                        （９９）
Ｖｃａ８＝（Ｖａ８−Ｖｂ８＋Ｖｃ８）／２                        （１００）
Ｖａｂ８＋Ｖｂｃ８＝Ｖｂ８                                      （１０１）
Ｖｂｃ８＋Ｖｃａ８＝Ｖｃ８                                      （１０２）
Ｖｃａ８＋Ｖａｂ８＝Ｖａ８                                      （１０３）
【０３７８】
図３７のモータをＣＣＷへ一定回転で回転する時の各相の電圧Ｖａ８、Ｖｂ８、Ｖｃ８は図３８となる。図３８の横軸は時間ｔで、最下段にはロータの回転角位置θｒを示している。ＣＣＷ方向へのトルクを発生できる区間で各相の電流を通電すると、図３８のＩａ８、Ｉｂ８、Ｉｃ８となる。そして、ＡＢ８相電流Ｉａｂ８、ＢＣ８相電流Ｉｂｃ８、ＣＡ８相電流Ｉｃａ８は図３８となる。ここで、図３７、図３８の各巻線の電流は片方向電流であり、通常の交流電動機のように正と負の電流を通電するわけではない。
【０３７９】
図３８の特性からわかるように、各相のステータ磁極が順次ＣＣＷトルクを発生し、ＣＣＷの連続トルクを生成できることがわかる。各相のトルクが、相互に、８．６°づつ重複している。図３８のＡＢ８相電流Ｉａｂ８、ＢＣ８相電流Ｉｂｃ８、ＣＡ８相電流Ｉｃａ８は、それぞれが、５１．４°の区間中５／６の４２．９°の区間でＣＷＷのトルク発生が可能であることを示しており、巻線の利用率が高い。図８３の従来モータと単純に比較して、図３８の電流の集中具合は、（（６０／７２）／０．３３３）＝２．５となる。その結果、銅損は４０％となり、銅損を６０％低減できることになる。
【０３８０】
図３８のＩａｂ８、Ｉｂｃ８、Ｉｃａ８の電流波形は、可能性を示す一つの例であり、実際には、銅損を低減する通電方法、トルクリップルを小さくする通電方法、振動、騒音を低減する通電方法、大トルク時に駆動装置の各トランジスタの電流容量を減少させるような通電方法などがあり、適宜選択することができる。
【０３８１】
例えば、図３８の電流波形Ｉａｂ８、Ｉｂｃ８、Ｉｃａ８の１区間だけ２倍の電流値となっているが、各相電流成分Ｉａ８、Ｉｂ８、Ｉｃ８電流増加と電流減少を１区間の等増加、等減少とすれば、前記の２倍の電流を解消できる。図３８のＩａ８、Ｉａｂ８に破線で示すような電流波形である。その場合の巻線利用率は、６７％となる。
【０３８２】
また、前記の２倍の電流値となっている区間では電流振幅値を減少し、その隣の区間では電流振幅値を増加することにより、電流値の最大値を低減すると同時に、トルクリップルを原理的には０とすることもできる。通電区間も５／６の区間となり、利用率も良い。
【０３８３】
図３７のモータの駆動回路は図６である。図２のモータを駆動した場合と同様に通電し、駆動することができる。各トランジスタの利用率は、前記の巻線利用率６７％の場合、６７％となる。従来の永久磁石型の３相交流モータをいわゆる１２０°通電で駆動する場合に比較して２倍である。駆動回路の総電流容量を１／２に低減でき、小型化が可能である。前記のように、さらに改善することも可能である。
【０３８４】
また、図３７では、全節巻き巻線を２つの並行する全節巻き巻線に分割しているが、もちろん、各スロットに１個の巻線とすることもできる。その場合には、図７、図８、図９等の駆動回路も使用できる。また、図３７のモータの種々変形も可能であり、トロイダル状の環状巻線の適用、極対数の増加、あるいは、径方向あるいは軸方向へ２つのモータを複合化して巻線を環状巻線に簡素化することもできる。
【実施例２１】
【０３８５】
次に、請求項３の他の実施例を図３９に示す。ステータ磁極数は１４個で、ロータ磁極数２６個の例で、両磁極数が大きい例である。ロータ磁極の円周方向幅は１３．８５°である。ステータ磁極の円周方向幅は、ロータ磁極の円周方向幅１３．８５°に合わせている。スロットの開口部の円周方向幅は、１１．８７°の例である。ロータ表面には、２６極の永久磁石を円周方向にＮ極とＳ極を交互に配置している。
【０３８６】
３９１はＡ９相ステータ磁極で、３９２はＡ９／相ステータ磁極である。３９３はＢ９相ステータ磁極で、３９４はＢ９／相ステータ磁極である。３９５はＣ９相ステータ磁極で、３９６はＣ９／相ステータ磁極である。３９７はＤ９相ステータ磁極で、３９８はＤ９／相ステータ磁極である。３９９はＥ９相ステータ磁極で、３９ＨはＥ９／相ステータ磁極である。３９ＪはＦ９相ステータ磁極で、３９ＫはＦ９／相ステータ磁極である。３９ＬはＧ９相ステータ磁極で、３９ＭはＧ９／相ステータ磁極である。
【０３８７】
３９Ａはスロット内巻線とコイルエンド部と１８０°反対側のスロット内巻線で構成された全節巻き巻線であり、ＡＤ９相巻線である。このＡＤ９相巻線３９Ａを、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して３９Ａ１と３９Ａ２とし、それぞれにＡＤ９相電流の１／２であるＩａｄ９／２を通電する。各全節巻き巻線の巻回数はＮｗａ／２である。
【０３８８】
同様に、３９ＢはＢＥ９相巻線であり、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して３９Ｂ１と３９Ｂ２とし、それぞれにＢＥ９相電流の１／２であるＩｂｅ９／２を通電する。３９ＣはＣＦ９相巻線であり、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して３９Ｃ１と３９Ｃ２とし、それぞれにＣＦ９相電流の１／２であるＩｃｆ９／２を通電する。３９ＤはＤＧ９相巻線であり、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して３９Ｄ１と３９Ｄ２とし、それぞれにＤＧ９相電流の１／２であるＩｄｇ９／２を通電する。３９ＥはＥＡ９相巻線であり、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して３９Ｅ１と３９Ｅ２とし、それぞれにＥＡ９相電流の１／２であるＩｅａ９／２を通電する。３９ＦはＦＢ９相巻線であり、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して３９Ｆ１と３９Ｆ２とし、それぞれにＦＢ９相電流の１／２であるＩｆｂ９／２を通電する。３９ＧはＧＣ９相巻線であり、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して３９Ｇ１と３９Ｇ２とし、それぞれにＧＣ９相電流の１／２であるＩｇｃ９／２を通電する。
【０３８９】
図３９のＡ９相ステータ磁極３９１と３９２を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷａ９とし、Ａ９相電流をＩａ９とする。同様に、Ｂ９相ステータ磁極３９３と３９４を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｂ９とし、Ｂ９相電流をＩｂ９とする。Ｃ９相ステータ磁極３９５と３９６を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｃ９とし、Ｃ９相電流をＩｃ９とする。Ｄ９相ステータ磁極３９７と３９８を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｄ９とし、Ｄ９相電流をＩｄ９とする。Ｅ９相ステータ磁極３９９と３９Ｈを励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｅ９とし、Ｅ９相電流をＩｅ９とする。Ｆ９相ステータ磁極３９Ｊと３９Ｋを励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｆ９とし、Ｆ９相電流をＩｆ９とする。Ｇ９相ステータ磁極３９Ｌと３９Ｍを励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｇ９とし、Ｇ９相電流をＩｇ９とする。
【０３９０】
前記の（１）、（２）、（３）式と同様に次式の関係となる。
Ｉａｄ９＝Ｉａ９＋Ｉｄ９                                      （１０４）
Ｉｂｅ９＝Ｉｂ９＋Ｉｅ９                                      （１０５）
Ｉｃｆ９＝Ｉｃ９＋Ｉｆ９                                      （１０６）
Ｉｄｇ９＝Ｉｄ９＋Ｉｇ９                                      （１０７）
Ｉｅａ９＝Ｉｅ９＋Ｉａ９                                      （１０８）
Ｉｆｂ９＝Ｉｆ９＋Ｉｂ９                                      （１０９）
Ｉｇｃ９＝Ｉｇ９＋Ｉｃ９                                      （１１０）
【０３９１】
前記の集中巻き巻線Ｗａ９の電圧をＶａ９、集中巻き巻線Ｗｂ９の電圧をＶｂ９、集中巻き巻線Ｗｃ９の電圧をＶｃ９、集中巻き巻線Ｗｄ９の電圧をＶｄ９、集中巻き巻線Ｗｅ９の電圧をＶｅ９、集中巻き巻線Ｗｆ９の電圧をＶｆ９、集中巻き巻線Ｗｇ９の電圧をＶｇ９とする。前記の全節巻き巻線Ｗａｄ９の電圧をＶａｄ９、全節巻き巻線Ｗｂｅ９の電圧をＶｂｅ９、全節巻き巻線Ｗｃｆ９の電圧をＶｃｆ９、全節巻き巻線Ｗｄｇ９の電圧をＶｄｇ９、全節巻き巻線Ｗｅａ９の電圧をＶｅａ９、全節巻き巻線Ｗｆｂ９の電圧をＶｆｂ９、全節巻き巻線Ｗｇｃ９の電圧をＶｇｃ９とする。
【０３９２】
これらの電圧間の関係は、前記の（２６）、（２８）、（３０）式と同様に、各相の磁束の鎖交関係から、次式となる。
Ｖａｄ９＝（Ｖａ９＋Ｖｂ９＋Ｖｃ９＋Ｖｄ９−Ｖｅ９
−Ｖｆ９−Ｖｇ９）／２        （１１１）
Ｖｂｅ９＝（−Ｖａ９＋Ｖｂ９＋Ｖｃ９＋Ｖｄ９＋Ｖｅ９
−Ｖｆ９−Ｖｇ９）／２        （１１２）
Ｖｃｆ９＝（−Ｖａ９−Ｖｂ９＋Ｖｃ９＋Ｖｄ９＋Ｖｅ９
＋Ｖｆ９−Ｖｇ９）／２        （１１３）
Ｖｄｇ９＝（−Ｖａ９−Ｖｂ９−Ｖｃ９＋Ｖｄ９＋Ｖｅ９
＋Ｖｆ９＋Ｖｇ９）／２        （１１４）
Ｖｅａ９＝（Ｖａ９−Ｖｂ９−Ｖｃ９−Ｖｄ９＋Ｖｅ９
＋Ｖｆ９＋Ｖｇ９）／２        （１１５）
Ｖｆｂ９＝（Ｖａ９＋Ｖｂ９−Ｖｃ９−Ｖｄ９−Ｖｅ９
＋Ｖｆ９＋Ｖｇ９）／２        （１１６）
Ｖｇｃ９＝（Ｖａ９＋Ｖｂ９＋Ｖｃ９−Ｖｄ９−Ｖｅ９
−Ｖｆ９＋Ｖｇ９）／２        （１１７）
【０３９３】
前記の（３２）、（３３）、（３４）式と同様に、次式となる。
Ｖａｄ９＋Ｖｄｇ９＝Ｖｄ９                                      （１１８）
Ｖｄｇ９＋Ｖｇｃ９＝Ｖｇ９                                      （１１９）
Ｖｇｃ９＋Ｖｃｆ９＝Ｖｃ９                                      （１２０）
Ｖｃｆ９＋Ｖｆｂ９＝Ｖｆ９                                      （１２１）
Ｖｆｂ９＋Ｖｂｅ９＝Ｖｂ９                                      （１２２）
Ｖｂｅ９＋Ｖｅａ９＝Ｖｅ９                                      （１２３）
Ｖｅａ９＋Ｖａｄ９＝Ｖａ９                                      （１２４）
【０３９４】
図３９のモータをＣＣＷへ一定回転で回転する時の各相の電圧Ｖａ９、Ｖｂ９、Ｖｃ９、Ｖｄ９、Ｖｅ９、Ｖｆ９、Ｖｇ９は図４０となる。図４０の横軸は時間ｔで、最下段にはロータの回転角位置θｒを示している。ＣＣＷ方向へのトルクを発生できる正の電圧の区間で各相の電流を通電すると、図４０のＩａ９、Ｉｂ９、Ｉｃ９、Ｉｄ９、Ｉｅ９、Ｉｆ９、Ｉｇ９となる。そして、ＡＤ９相電流Ｉａｄ９、ＢＥ９相電流Ｉｂｅ９、ＣＦ９相電流Ｉｃｆ９、ＤＧ９相電流Ｉｄｇ９、ＥＡ９相電流Ｉｅａ９、ＦＢ９相電流Ｉｆｂ９、ＧＣ９相電流Ｉｇｃ９は図４０となる。ここで、図３９、図４０の各巻線の電流は片方向電流であり、通常の交流電動機のように正と負の電流を通電するわけではない。
【０３９５】
図３９のモータ、図４０の各相電流Ｉａｄ９、Ｉｂｅ９、Ｉｃｆ９、Ｉｄｇ９、Ｉｅａ９、Ｉｆｂ９、Ｉｇｃ９は７相の電流である。図６は３相の駆動回路で、図２６は５相の駆動回路である。７相の駆動回路は、図示しないが、図２６の５相の駆動回路に２相分の駆動回路を追加した構成であり、この形態の駆動回路ではトランジスタ数が１４個となる。
【０３９６】
例えば、図２６に、紙面で右側に２相分を追加した構成を、７相の駆動回路と仮定し、図３９の巻線、図４０の電流を説明する。図２６の紙面で左側から７個の巻線２７ａｃ１、２７ｃｅ１、２７ｅｂ１、２７ｂｄ１、２７ｄａ１、２７ａｃ２、２７ｃｅ２が、それぞれその順に、図３９の前記のＡＤ９相全節巻き巻線３９Ａ１、ＤＧ９相全節巻き線巻線３９Ｄ１、ＧＣ９相全節巻き線巻線３９Ｇ１、ＣＦ９相全節巻き線巻線３９Ｃ１、ＦＢ９相全節巻き線巻線３９Ｆ１、ＢＥ９相全節巻き線巻線３９Ｂ１、ＥＡ９相全節巻き線巻線３９Ｅ１となる。なお、これらの巻線は前記のように、図３９の各全節巻き線を並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割した、片方の巻線である。
【０３９７】
これらの巻線順は、（１１８）から（１２４）式の各電圧の順である。例えば、図２６の紙面で一番左端の巻線は３９Ａ１で、電流は（１０４）式のＡＤ９相電流Ｉａｄ９を通電し、左端から２番目の巻線３９Ｄ１には（１０７）式のＤＧ９相電流Ｉｄｇ９を通電する。図２６の駆動回路において、これら２つの巻線は直列に接続され、その両電圧の和、すなわち両端電圧は（１１８）式で表され、Ｄ９相電圧Ｖｄ９となる。両巻線３９Ａ１、３９Ｄ１の電圧は、（１１１）、（１１４）式で示され、全部の相の磁束が鎖交するため複雑な電圧となる。しかし、両電圧の和はＤ９相電圧Ｖｄ９となり、他の相の磁束の影響は受けない。他相の過大な電圧の影響も受けない。
【０３９８】
そして、両巻線３９Ａ１、３９Ｄ１の電流は、（１０４）、（１０７）式で示され、両巻線に通電する共通の電流成分はＤ９相電流成分Ｉｄ９となる。このＤ９相電流成分Ｉｄ９は、Ｄ９相ステータ磁極３９７とＤ９／相ステータ磁極３９８だけを選択的に励磁する電流成分でもある。他のステータ磁極が、このＤ９相電流成分Ｉｄ９により電磁気的に影響を受けることはない。各ステータ磁極を選択的に励磁する特性が、図３７、図３９などの永久磁石型ロータを駆動する上での重要な特性の一つである。
【０３９９】
その他の前記巻線３９Ｇ１、３９Ｃ１、３９Ｆ１、３９Ｂ１、３９Ｅ１についても同様の関係である。また、７相の駆動回路の右側半分に配置する３９Ａ２、３９Ｄ２、３９Ｇ２、３９Ｃ２、３９Ｆ２、３９Ｂ２、３９Ｅ２についても同様の関係である。
【０４００】
また、図２６の５相の駆動回路を図２８、図２９に簡素化したように、７相の駆動回路も簡素化することができる。同じ手法である。その場合には、図３９において、２組の並列に配置する全節巻き巻線を１組の全節巻き巻線へ集約することができる。
【０４０１】
次に、図３９のモータ、図４０の電圧、電流による駆動特性、トルク、利用率、効果について説明する。単純には、電圧Ｖと電流Ｉの積は入力パワーＰであり、出力パワーＰは出力トルクＴと回転角速度ωの積でもある。ここでは、回転角速度ωは一定回転数と仮定している。従って、図４０の電圧、電流の特性から、７相の各相電流Ｉａｄ９、Ｉｂｅ９、Ｉｃｆ９、Ｉｄｇ９、Ｉｅａ９、Ｉｆｂ９、Ｉｇｃ９は、図４０に示す１周期の１４個の区間中、それぞれが１３個の区間でトルクを発生することがわかる。その意味では、巻線の利用率は９２．９％である。なお、各相電流の１周期は、ロータのＮ極とＳ極の円周方向幅で２７．７°である。
【０４０２】
図４０の各相電流は１区間だけ２倍の電流値となっているが、種々の変形、選択が可能である。例えば、各相の電流成分Ｉａ９、Ｉｂ９、Ｉｃ９、Ｉｄ９、Ｉｅ９、Ｉｆ９、Ｉｇ９の電流増加と電流減少を１区間の等増加、等減少とすれば、前記の２倍の電流値は解消できる。１周期の１４個の区間中、１２個の区間でトルクを発生することになる。それでも、巻線の利用率は８５．７％と良好である。なお、図４０の電流波形では１３／１４なので、巻線の利用率は９２．８６％となる。
【０４０３】
図４０の電圧、電流を駆動する前記の駆動回路では、巻線の利用率と各トランジスタの利用率が同じ、８５．７％となる。従来の永久磁石型モータの３相交流巻線を、６個のトランジスタでいわゆる１２０°通電する場合の利用率が３３．３％であるから、８５．７％は２．５７倍の値である。従って、本発明駆動回路は、従来に比較して、１／２．５７＝０．３８８となり、総電流容量を３８．８％へ小型化できることになる。
【０４０４】
なお、図３７、図３９の各巻線の電流は、片方向電流の駆動となるため巻線利用率が交流モータの１／２に低下する。しかし、全節巻き巻線の場合、巻線の両隣の２つのステータ磁極を励磁するために使用することができるので、巻線を共用することにより利用率を約２倍にすることができ、片方向電流の利用率の低下を相殺することができる。同時に、その電流駆動のトランジスタの利用率も向上できる。さらに、交流電流駆動ではなく、直流電流駆動とすることにより、電流の加算、減算、ダイオードによる導通の制限など、駆動回路の簡素化が容易となる部分がある。
【０４０５】
また、図３７、図３９の巻線の形態についてはトロイダル状の環状巻線も可能であり、極対数を２以上とすることも可能である。また、モータを内径側と外径側に２個配置する、あるいは、ロータ軸方向に背中合わせに２個配置することも可能である。その場合には、巻線を環状巻線とすることができるので、コイルエンドの長さを縮小でき、構成も簡単にできるので、モータの小型化が可能である。特に、図３９のように、相数が大きい場合はその効果が大きい。
【０４０６】
以上、図３７、図３９の全節巻き巻線のステータの構成例について説明した。請求項１に従属し、永久磁石型のロータを使用する請求項３の構成例である。この目的は、永久磁石の使用による励磁負担の軽減である。リラクタンスモータにおける界磁エネルギーの供給、維持、回生の負担は小さくない。なお、請求項２に従属し、集中巻き巻線ステータと永久磁石型のロータを使用する構成については、後に説明する。
【０４０７】
図３７、図３９のような全節巻き巻線のステータと永久磁石ロータの構成は、それぞれの磁極数の組み合わせで、構成の種類は無数にある。しかし、永久磁石であること、全節巻き巻線であることから、モータ構成は限定される。ステータ磁極の数ＳＰＮは（２＋４×ＳＮＮ）で、ロータ磁極の数ＲＰＮは（２＋４×ＲＮＮ）に限定される。ＳＮＮ、ＲＮＮは整数である。
【０４０８】
さらに、良好なトルク特性を示すモータ構成は、ロータ磁極の数が（ＳＰＮ×２−２）、あるいは、（ＳＰＮ×２＋２）である。具体的には、ステータ磁極数が６個の場合、ロータ磁極数が１０個、あるいは、１４個の構成である。ステータ磁極数が１０個の場合、ロータ磁極数が１８個、あるいは、２２個の構成である。ステータ磁極数が１４個の場合、ロータ磁極数が２６個、あるいは、３０個の構成である。ステータ磁極数が１８個の場合、ロータ磁極数が３４個、あるいは、３８個の構成である。さらにステータ磁極数が大きい場合も同様の規則性がある。しかし、これは限定条件ではなく、特にステータ磁極数が大きくなった場合には、その周辺のロータ磁極数で実用的なものも出てくる。また、前記ロータ磁極数は、「ステータ磁極数の２倍の前後の値」と言い換えることができ、定性的には、「４倍の前後」、「６倍の前後」などでも原理的には良好な特性が得られる。但し、ロータ極数があまり大きくなると、構造的な制約、鉄損の増加、制御周波数の限界などの問題がある。
【０４０９】
前記のロータ磁極数の規則性の理由は、各巻線を効果的に使用できること、そのためには、円周方向に１個おきのステータ磁極がトルク発生することが好ましいこと、ステータ磁極は円周方向にＮ極とＳ極とを交互に配置していて、各巻線は片方向の直流電流駆動あることなどである。特徴的には、バーニアモータの様に、ロータがＮ極とＳ極との円周方向幅だけ回転するときに、トルクの発生する場所が１回転するような構成でもある。特にステータ磁極数が大きくなると、その傾向を視覚的に認識し易く、ステータ磁極数１４個の図３９、図４０の例を示した。また、図３９、図４０の例等において、巻線の利用率を大きくできる理由は、各巻線が全節巻き巻線であって、両隣の２つのステータ磁極を励磁する巻線として、共用できる点にある。各ロータ回転角位置θｒにおいて、トルク発生に都合の良い方のステータ磁極を励磁するように、各巻線を使用し、励磁電流を通電している。
【０４１０】
また、ステータ磁極の円周方向幅は、ロータ磁極の円周方向幅に近い値がトルク発生上有利である。また、トルクリップルを低減する観点でも同様である。但し、永久磁石の性能、ステータ磁極の先端部形状により、特性が変化する。また、スロット開口部の近傍を通過する永久磁石の漏れ磁束成分の影響を低減するため、磁気的なバイパス路を設けて漏れ磁束成分を吸収し、それらの各磁束が各巻線へ鎖交しないような形状で、前記漏れ磁束成分同士を相互に通過して相殺する、ステータのバックヨーク側へ通過する、あるいは、ロータのバックヨーク側へ通過することができる。前記漏れ磁束成分の弊害を低減することができる。特に扁平なモータ形状の場合には、モータの軸方向側面から、前記バイパス路を比較的容易に作ることができる。
【０４１１】
請求項３の全節巻き巻線のモータの特徴は、請求項１の特徴と同様に、モータの銅損を低減できること、駆動回路の電流容量を低減できること、ステータ磁極数を大きくした場合には、モータ構造と駆動回路が複雑になるが、トルク発生の場所が増加するのでトルクリップル低減、振動騒音の低減を実現できることなどがある。但し、各スロットの開口部は広く開いているので、近傍の漏れ磁束について、ステータ磁極形状、ロータ磁極形状などに関し設計的な配慮が必要である。例えば、トルクの減少が許容される範囲で、薄い軟磁性体によりスロットの開口部を閉じることも可能である。
【実施例２２】
【０４１２】
次に、請求項３の他の実施例を図４１に示す。図３７、図３９では、各スロット部の開口部が広く開いた形状のモータの具体例として説明した。図３９のステータ磁極数は１４で、ロータ磁極数は２６の例であった。図４１では、各スロット部の開口部の広さが小さくなる例であり、そのモータ特性特性が変わってくる。そのため、ステータ磁極の数は図３９と同じ１４だが、ロータ磁極の数は２６から２２へ減らし、スロットの開口部の開口幅を小さくした例である。図４１のステータ磁極ピッチは３６０°／１４＝２５．７１°で、ロータへ対向するステータ磁極の円周方向幅はロータ磁極の円周方向幅に合わせていて、１６．２６°である。そして、スロット開口部の比率は３６．３６％としている。同様に、ロータ磁極の数を１８まで少なくすると、スロット開口部の比率は２２．２％まで下がる。
【０４１３】
図４１のステータの配置関係は、図３９と同じである。図４１の各巻線の電圧と電流は、それらの値は異なるが、各式は図３９のモータの式である（１０４）から（１２４）と同様である。４１１はＡＨ相ステータ磁極で、４１２はＡＨ／相ステータ磁極である。４１３はＢＨ相ステータ磁極で、４１４はＢＨ／相ステータ磁極である。４１５はＣＨ相ステータ磁極で、４１６はＣＨ／相ステータ磁極である。４１７はＤＨ相ステータ磁極で、４１８はＤＨ／相ステータ磁極である。４１９はＥＨ相ステータ磁極で、４１ＨはＥＨ／相ステータ磁極である。４１ＪはＦＨ相ステータ磁極で、４１ＫはＦＨ／相ステータ磁極である。４１ＬはＧＨ相ステータ磁極で、４１ＭはＧＨ／相ステータ磁極である。
【０４１４】
４１Ａはスロット内巻線とコイルエンド部と１８０°反対側のスロット内巻線で構成された全節巻き巻線であり、ＡＤＨ相巻線である。このＡＤＨ相巻線４１Ａを、並列に配置した２組の全節巻き巻線に分割して４１Ａ１と４１Ａ２とし、それぞれにＡＤＨ相電流の１／２であるＩａｄＨ／２を通電する。各全節巻き巻線の巻回数はＮｗａ／２である。巻線４１Ａへ電流ＩａｄＨを通電することと等価である。
【０４１５】
同様の関係であり、４１ＢはＢＥＨ相巻線であり、ＢＥＨ相電流ＩｂｅＨを通電する。４１ＣはＣＦＨ相巻線であり、ＣＦＨ相電流ＩｃｆＨを通電する。４１ＤはＤＧＨ相巻線であり、ＤＧＨ相電流ＩｄｇＨを通電する。４１ＥはＥＡＨ相巻線であり、ＥＡＨ相電流ＩｅａＨを通電する。４１ＦはＦＢＨ相巻線であり、ＦＢＨ相電流ＩｆｂＨを通電する。４１ＧはＧＣＨ相巻線であり、ＧＣＨ相電流ＩｇｃＨを通電する。
【０４１６】
図４１のＡＨ相ステータ磁極４１１と４１２を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定して仮想の集中巻き巻線ＷａＨを考え、その電圧をＶａＨとする。同様に、ＢＨ相の集中巻き巻線ＷｂＨを考え、その電圧をＶｂＨとする。ＣＨ相の集中巻き巻線ＷｃＨを考え、その電圧をＶｃＨとする。ＤＨ相の集中巻き巻線ＷｄＨを考え、その電圧をＶｄＨとする。ＥＨ相の集中巻き巻線ＷｅＨを考え、その電圧をＶｅＨとする。ＦＨ相の集中巻き巻線ＷｆＨを考え、その電圧をＶｆＨとする。ＧＨ相の集中巻き巻線ＷｇＨを考え、その電圧をＶｇＨとする。
【０４１７】
図４１のモータをＣＣＷへ一定回転で回転する時の各相の電圧ＶａＨ、ＶｂＨ、ＶｃＨ、ＶｄＨ、ＶｅＨ、ＶｆＨ、ＶｇＨは図４２となる。図４２の横軸は時間ｔで、最下段にはロータの回転角位置θｒを示している。ＣＣＷ方向へのトルクを発生できる正の電圧の区間で各相の相電流を通電し、それらの相電流を合成すると、図４２のＡＤＨ相電流ＩａｄＨ、ＢＥＨ相電流ＩｂｅＨ、ＣＦＨ相電流ＩｃｆＨ、ＤＧＨ相電流ＩｄｇＨ、ＥＡＨ相電流ＩｅａＨ、ＦＢＨ相電流ＩｆｂＨ、ＧＣＨ相電流ＩｇｃＨとなる。
【０４１８】
図４１のモータの各巻線へ、図４２の各電流を通電する駆動回路は、前記説明の、図４０の各電流を駆動する方法と同じである。トルクは、図４２の各電圧、各電流に示しているように、１７の区間中１４の区間でトルクを効果的に発生している。
【０４１９】
図４２は原理的な特性を示す、電圧、電流の図である。実際には、銅損がより小さくなるような電流制御法、各トランジスタの最大電流を抑制するような電流制御法など種々の電流値をとることができる。例えば、図４２の各電流は、１４区間中、３つの区間で電流値が２倍となっていて、2倍の電流を通電するトランジスタの電流負担が大きくなっている。各相の電流のトルク定数はほぼ同じなので、値が大きくなる電流については低減し、他の電流でトルクを補うなどの工夫もできる。
【０４２０】
図４１、図４２で示した巻線の利用率は、１７の区間中１４の区間でトルク発生が可能であり、単純計算では、７６．５％となる。トランジスタの利用率は、電流の集中を避けるような方法で平均トルクを得ることもでき、同程度と考えることができる。この結果、図４１に示すような、スロットの開口部を小さくするようなモータ形状、構造でも、銅損を低減でき、駆動回路の電流容量の低減が可能であることを示した。
【実施例２３】
【０４２１】
次に、請求項３の他の実施例で、集中巻き巻線のステータと、永久磁石型のロータで構成する例について説明する。請求項２に従属するモータと駆動回路である。全節巻き巻線の場合、ステータ磁極数は、６、１０、１４、１８等に限定するが、集中巻き巻線の場合、円周方向に隣り合うステータ磁極との電磁気的な関わりが減少する。そのため、ステータ磁極数の制限が少なくなる。前記ステータ磁極数６、１０、１４、１８等に加え、例えば、ステータ磁極数が８でも良い。
【０４２２】
図４３のモータは、ステータ磁極数が８で、各ステータ磁極に集中巻き巻線を巻回し、永久磁石型のロータ磁極数が１４個の例である。ロータ磁極の円周方向幅は、２５．７１°である。ステータ磁極がロータに面する部分の円周方向幅は、ロータ磁極にあわせて２５．７１°とする。図４３のステータの構成は、ステータ磁極幅を除いて、図１９の（ａ）と同じである。
【０４２３】
４３１はＡＪ相ステータ磁極で、４３２はＡＪ／相ステータ磁極である。ｘ４１、４３２へは、それぞれ、ＡＪ相集中巻き巻線４３Ａ、４３Ｅを巻回し、直列に接続してＡＪ相巻線ＷａＪとし、ＡＪ相電流ＩａＪを通電する。ＡＪ相巻線ＷａＪの電圧をＶａＪとする。４３３はＢＪ相ステータ磁極で、４３４はＢＪ／相ステータ磁極である。４３３、４３４へは、それぞれ、ＢＪ相集中巻き巻線４３Ｂ、４３Ｆを巻回し、直列に接続してＢＪ相巻線ＷｂＪとし、ＢＪ相電流ＩｂＪを通電する。ＢＪ相巻線ＷｂＪの電圧をＶｂＪとする。４３５はＣＪ相ステータ磁極で、４３６はＣＪ／相ステータ磁極である。４３５、４３６へは、それぞれ、ＣＪ相集中巻き巻線４３Ｃ、４３Ｇを巻回し、直列に接続してＣＪ相巻線ＷｃＪとし、ＣＪ相電流ＩｃＪを通電する。ＣＪ相巻線ＷｃＪの電圧をＶｃＪとする。４３７はＤＪ相ステータ磁極で、４３８はＤＪ／相ステータ磁極である。４３７、４３８へは、それぞれ、ＤＪ相集中巻き巻線４３Ｄ、４３Ｈを巻回し、直列に接続してＤＪ相巻線ＷｄＪとし、ＤＪ相電流ＩｄＪを通電する。ＤＪ相巻線ＷｄＪの電圧をＶｄＪとする。ここで、図４３、図４４の各巻線の電流は片方向電流であり、通常の交流電動機のように正と負の電流を通電するわけではない。
【０４２４】
図４３のモータをＣＣＷへ一定回転で回転する時の各相の電圧ＶａＪ、ＶｂＪ、ＶｃＪ、ＶｄＪは図４４となる。図４４の横軸は時間ｔで、最下段にはロータの回転角位置θｒを示している。各相の電圧の立ち上がり位置は、０°、１３５°、２７０°、４５°であり、不規則な面がある。バランス良くトルクが得られるように、ＢＪ相ステータ磁極４３３のロータに対向する面の位置をＣＣＷへ６．４３°（電気角で４５°）移動する。この時、電圧ＶｂＪは、図４４のＶｂＰＪに変わる。同様に、ＤＪ相ステータ磁極４３７のロータに対向する面の位置をＣＣＷへ６．４３°（電気角で４５°）移動する。この時、電圧ＶｄＪは、図４４のＶｄＰＪに変わる。
【０４２５】
各相電流の通電方法、即ち、トルクの生成は種々の方法が可能である。各相電圧に同期して交流電流を通電することも可能であるが、本発明では片方向電流による駆動方法について述べている。一つの駆動方法は、図４４の各相電流ＩａＪ、ＩｂＪ、ＩｃＪ、ＩｄＪであり、各ステータ磁極が順番にトルクを発生してＣＣＷ方向へ連続的なトルクを発生する例である。
【０４２６】
この場合の駆動回路は、前記の図３５を使用できる。また、低速回転では各巻線の誘起電圧が小さいので、各巻線の逆方向誘起電圧の影響が小さく、例えば、図４４のＡＪ相電流ＩａＪはＩａ２Ｊまで通電幅を拡大し、平均出力トルクを２倍近くまで拡大することができる。他の相の電流ＩｂＪ、ＩｃＪ、ＩｄＪも同様である。
【０４２７】
なお、高速回転では、各巻線に貯まる磁気エネルギー成分を電源へ回生する時間が必要となってくる。また、各巻線の逆方向誘起電圧により、負のトルクを発生する電流が流れるため、その抑制も必要となる。そのため。図４４の各相巻線へ通電できる角度幅に制約が発生する。
【０４２８】
一方、種々のモータ用途があり、必要となるトルク特性も様々である。その中で、低速回転では大きなトルクが必要だが、高速回転では低速回転での大トルクの半分以下で良い用途は多い。自動車に求められるトルク特性もその一つである。その点で、図３５の駆動回路は、トランジスタが４個で少なく、簡素な駆動回路であり、低コスト化の点で特徴がある。また、図３６の駆動回路は、トランジスタが６個に増えるが、電流の制約条件が緩和され、図３５の場合よりトルク特性を改善することができる。この場合、図４３、図４４の各相の電流制約は、通電順により差が出てくるので、各相のアンバランスを低減するように、図４３の各ステータ磁極のロータに対向する面の円周方向幅、円周方向位置、形状などを修正し、変えることもできる。
【０４２９】
次に、請求項３の他の実施例について説明する。前記の図４３などのモータ構成では、各ステータ磁極の円周方向のスロット部は、ロータの永久磁石の磁束密度がさほど大きくない場合は、スロット断面積が広すぎて、モータスペースを十分に活用できないばあいもある。また、スロットのロータに面する開口部が広いため、ロータの永久磁石の漏れ磁束が多く発生し、トルク発生上の問題となることもある。この実施例は、これらの対応策として、図４３などの各ステータ磁極円周方向の各スロット部へ、さらに、新たなステータ磁極を追加して挿入する方法である。
【０４３０】
実施例の具体的な構成例は、まず、図４３のロータ磁極数を１４極から１８極に変え、トルク発生効率のためステータ磁極の円周方向幅を３６０°／１８＝２０°とする。巻線は集中巻巻き線である。この状態で、図４３の場合と同様に、各相の相対的位相順が変わるが、図４４に類似した電圧、電流特性となり、図３５，図３６の駆動回路で駆動することができる。
【０４３１】
ここでさらに、図４３のＡＪ相ステータ磁極４３１とＢＪ相ステータ磁極４３３の間のスロット部へ、ＡＪ相ステータ磁極４３１とほぼ同一形状で巻線方向が反対向きのステータ磁極４３Ｊを追加し、挿入し、ＡＪ相電流ＩａＪを通電する。この時、ステータ磁極４３Ｊとロータの関係は、巻線の向きが反対向きなので、ＡＪ相ステータ磁極４３１が発生するトルクと同じになる。他のスロット部についても、同様に、巻線方向が反対向きのステータ磁極を追加、挿入することができる。単純論理的には、各巻線の巻回数が同じであれば、トルクは図４３の場合の２倍になる。巻回数が１／２であれば、トルクは図４３と同一となる。
【０４３２】
この実施例の場合、ステータの円周方向にほぼ隙間無くステータ磁極が並ぶことになり、ステータの磁極間の漏れ磁束を大幅に低減することができ、漏れ磁束の弊害を無くすことができる。また、ロータの永久磁石をより有効に活用することでもある。そして、トルクを増加することができる。この実施例の特性は、相対的位相順が変わるが、図４４に類似した電圧、電流特性となり、図３５，図３６の駆動回路で、前記の図４３のモータと同様に駆動することができる。また、他の図４１のモータのステータ形状も同様に変形し、ステータ磁極を追加し、集中巻き巻線の構造とし、前記実施例と同様に駆動することができる。
【実施例２４】
【０４３３】
次に、請求項４の実施例を示す。請求項４は、ステータ磁極が４個の構成のモータとその制御装置である。請求項４の目的は、全節巻き巻線の構成として銅損を減少し、全節巻き線が全ての磁束と鎖交することによる巻線電圧の弊害を軽減する駆動回路を提案し、モータ及び駆動回路の小型化、低コスト化を実現することである。この目的は、定性的には請求項１と同じであるが、ステータ磁極の数が４個と少ないので、図１、図２のステータ磁極の数が６個のモータ、あるいは、８個以上のモータとは異なる特異な構成となるため、請求項を別に分けている。
【０４３４】
ステータ磁極の数が６個以上のモータでは、ロータの回転と共に、各相の電流の通電も円周方向に移動するが、ステータ磁極の数が４個の場合は動作が短縮され、2相の電流の増減が相互に重畳した動作となり、単純ではない。またそれは、２方向の動作が交互に繰り返す動作となる。また、図１９、図２３のステータ磁極の数が８個のモータは、ステータ磁極の数が特殊であり同一方向のステータ磁極が円周方向に並ぶため、図１９のＡＤ２相巻線９１ａｄ１、９１ａｄ２の電流方向が正と負の値を取るなど、類似する点がある。
なお、このモータの極対数が１の場合について説明するが、極対数は２、３、４、５と任意に増加することができる。
【０４３５】
図４５の（ａ）は、ステータ磁極の数が４個で、ロータ磁極の数が２個のモータ構成で、各磁極の円周方向幅は約９０°であり、モータの巻線は集中巻き巻線の構成である。また、ステータ磁極の極性を固定するモータで有り、その磁性Ｎ、Ｓを付記している。４５ＡはＡＫ相ステータ磁極で、ＡＫ相集中巻き巻線４５７を巻回し、４５Ａ／はＡＫ／相ステータ磁極でＡＫ／相集中巻き巻線４５８を巻回し、両巻線を直列に接続してＡＫ相電流ＩａＫを通電する。両巻線の合計巻回数をＮｗａとする。同様に、４５ＢはＢＫ相ステータ磁極でＢＫ相集中巻き巻線４５９を巻回し、４５Ｂ／はＢＫ／相ステータ磁極でＢＫ／相集中巻き巻線４５ｅを巻回し、両巻線を直列に接続してＢＫ相電流ＩｂＫを通電する。なお、４５７、４５８等のコイルエンド部で、各スロット内の巻線も指している。４５５は一方のロータ磁極で、紙面において、ＡＫ相ステータ磁極４５ＡのＣＷ端部からロータ磁極４５５のＣＣＷ端までの角度をロータ回転角位置θｒとする。
【０４３６】
図４５の（ｂ）は、図４５の（ａ）の各スロットに配置する２個の集中巻き巻線をまとめて、全節巻き巻線とした構成である。４５ａｂはＡＢＫ相巻線で、ＡＢＫ相電流ＩａｂＫを通電し、４５ｂａはＢＡＫ相巻線で、ＢＡＫ相電流ＩｂａＫを通電する。両巻線の巻回数はＮｗａ／２である。各電流の関係は次式となる。
ＩａｂＫ＝ＩａＫ−ＩｂＫ                                        （１２５）
ＩｂａＫ＝ＩａＫ＋ＩｂＫ                                        （１２６）
ＩａＫ＝（ＩａｂＫ＋ＩｂａＫ）／２                              （１２７）
ＩｂＫ＝（−ＩａｂＫ＋ＩｂａＫ）／２                            （１２８）
【０４３７】
次に、図４５に示す巻線と磁束の関係について説明する。図４５の（ａ）の４５７と４５８とを直列に接続したＡＫ相巻線ＷａＫは、図示するように、ＡＫ相の磁束成分φａＫと鎖交するので、ＡＫ相巻線ＷａＫの電圧ＶａＫは次式となる。４５９と４５ｅとを直列に接続したＢＫ相巻線ＷｂＫはＢＫ相の磁束成分φｂＫと鎖交するので、ＢＫ相巻線ＷｂＫの電圧ＶｂＫは次式となる。
ＶａＫ＝Ｎｗａ×ｄφａＫ／ｄｔ                                  （１２９）
ＶｂＫ＝Ｎｗａ×ｄφｂＫ／ｄｔ                                  （１３０）
【０４３８】
なお、ＡＫ相電流ＩａＫとＡＫ相磁束φａＫとの関係は、図１０に示すような非線形な領域も多用するので、線形な式では表現できない。そして、ロータ回転角位置θｒにより大きく変化する。ＢＫ相電流ＩｂＫとＢＫ相磁束φｂＫとの関係も同様である。モータの通常使用領域として、前記の図１０、図１２、図１３などの非線形な関係を前提としている。しかし、（１２９）、（１３０）式などは物理式なので、非線形な領域でも成り立つ。
但し、巻線抵抗、各巻線の漏れ磁束は、煩雑で複雑になるので、無視している。また、比例定数であるはずのインダクタンスは、モータの運転状態により大きく変化するので、本発明の説明では使用していない。
【０４３９】
図４５の（ｂ）の４５ａｂのＡＢＫ相巻線ＷａｂＫの電圧ＶａｂＫ、および、４５ｂａのＢＡＫ相巻線ＷｂａＫの電圧ＶｂａＫは次式となる。
ＶａｂＫ＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａＫ−φｂＫ）／ｄｔ
＝（ＶａＫ−ＶｂＫ）／２                                （１３１）
ＶｂａＫ＝Ｎｗａ／２×ｄ（φａＫ＋φｂＫ）／ｄｔ
＝（ＶａＫ＋ＶｂＫ）／２                                （１３２）
【０４４０】
ここで、特に（１３１）式は、ＢＫ相電流ＩｂＫを減少中に、ＡＫ相電流ＩａＫを増加させる場合は、（−ＶｂＫ）の項が正の電圧となり、ＩａＫの増加を妨げることを示している。同様に、ＡＫ相電流ＩａＫを減少中に、ＢＫ相電流ＩｂＫを増加させる場合は、（ＶａＫ）の項が負の電圧となり、ＩｂＫの増加を妨げることを示している。特に、高速回転でのトルク出力が妨げられ、制限される。このように全節巻き巻線は、銅損を低減できる可能性があるものの、他相の磁束による電圧影響を受け易い弊害がある。
【０４４１】
後に示す図４７、図５１、図５２の駆動回路では、図４５の（ｂ）の４５ａｂと４５ｂａの２つの全節巻き線を直列に接続して、該当する相の電流を通電する構成としている。その直列接続巻線の両端電圧は、他の相の磁束による電圧影響を受けない。そして、直列接続巻線に通電する電流成分は該当するステータ磁極を選択的に励磁し、他のステータ磁極を励磁する起磁力は相殺して０となり、他のステータ磁極へ電磁気的な影響を与えない。
図４５の（ｂ）の４５ａｂと４５ｂａの２つの全節巻き線を直列に接続した両端電圧は、（１３１）、（１３２）式より次式となる。
ＶａｂＫ＋ＶｂａＫ＝ＶａＫ                                    （１３３）
−ＶａｂＫ＋ＶｂａＫ＝ＶｂＫ                                    （１３４）
ＡＫ相電流ＩａＫを増加させる場合は（１３３）式の関係となるように駆動し、ＢＫ相電流ＩｂＫを増加させる場合は（１３４）式の関係となるように駆動する。
【０４４２】
次に、図４５の（ｂ）のモータを駆動する駆動回路の例を図４７に示す。図４７の４７Ｓは駆動回路全体の制御回路、４７Ｒは直流電圧源である。トランジスタ４７１と４７４は、図４５の（ｂ）と図４７のＡＢＫ相全節巻き巻線４５ａｂへ、（１２５）式のＡＢＫ相電流ＩａｂＫが正の値であるときに通電する。同様に、トランジスタ４７３と４７２は、ＩａｂＫが負の値であるときに通電する。トランジスタ４７５は、ＢＡＫ相全節巻き巻線４５ｂａへ、（１２６）式のＢＡＫ相電流ＩｂａＫを通電する。ダイオード４７６、４７７、４７８、４７９、４７Ａ、４７Ｂは、電源へのエネルギー回生、あるいは、フライホイール電流を通電する。
【０４４３】
次に、図４８に、図４５の（ｂ）のモータを駆動する電流、磁束の例を示し、説明する。図４８の駆動例の条件は、極低速回転であること、従って、モータの回転に伴う誘起電圧を無視できること、ＡＫ相とＢＫ相の電流が急速に減少して磁束も急速に減少するタイミングの巻線電圧を無視すること、ロータがＡＫ相とＢＫ相の境界の位置での動作を理想モデル的に扱うことである。また、前記のように、巻線抵抗と巻線の漏れインダクタンスも無視している。図４８の横軸は、極低速回転ではあるが、時間軸であり、他の説明用タイムチャートの表現方法に合わせている。ロータがＣＣＷへ回転する動作であり、紙面の最下段には、ロータ回転角位置θｒとの関係も示している。図４６の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）、は、図４５の（ｂ）のロータがＣＣＷへ回転する場合のθｒが６７．５°、９０°、１００°、１１２．５°の状態を示している。なお、ＡＫ相の起磁力の方向は、図４６の（ｂ）に示すように、紙面の下方から上方であり、ＢＫ相の起磁力の方向は紙面の右方から左方である。また、このモータの動作周期は１８０°である。
【０４４４】
図４８のＡＫ相電流成分ＩａＫは、ロータ回転角位置θｒが０°から９０°の間に通電し、その値は１．０である。その間のＡＫ相磁束成分φａＫは、磁気的に飽和せず線形な領域であることから、θｒが０°から９０°の間に徐々に増加し、９０°の時点でＩａＫが０となるのでφａＫも０になる。同様に、ＢＫ相電流成分ＩｂＫは、ロータ回転角位置θｒが９０°から１８０°の間に通電し、その値は１．０である。その間のＢＫ相磁束成分φｂＫは、θｒが９０°から１８０°の間に徐々に増加し、１８０°の時点でＩｂＫが０となるのでφｂＫも０になる。ＡＢＫ相電流ＩａｂＫは（１２５）式であり、正と負の矩形波の電流となる。ＢＡＫ相電流ＩｂａＫは（１２６）式であり、一定値となる。
【０４４５】
図４８のＡＫ相電圧成分ＶａＫは（１２９）式であり、図示する矩形波電圧となる。ＢＫ相電圧成分ＶｂＫは（１３０）式であり、図示する矩形波電圧となる。但し、磁束φａＫ、φｂＫが０へ急速に減少するタイミングの電圧は、前記のように、無視して０としている。ＡＢＫ相電圧ＶａｂＫは（１３１）式であり、正部０．５、負部−０．５の矩形波電圧となる。ＢＡＫ相電圧ＶｂａＫは（１３２）式であり、０．５の一定電圧となる。なお、これらの動作は、理想モデル的であり、極低速回転での動作である。この動作においては、前記の仮定の下に、通電上の問題などは発生していない。
【０４４６】
次に、図４９に、高速回転で、電流の大きさも磁気飽和する電流値の２倍くらいの大きさである場合の動作の例と、その時の問題点について示す。ロータ回転位置θｒと電流値と磁束と電圧の関係について、図４８より少し正確に扱う。まず、電流値については、例えば、図１１の磁気特性において、モータの連続通電電流Ｉｒａが磁気飽和の２倍の電流値であると見なすと、図１１のＩｒａの電流を図４５の（ｂ）の巻線へ通電することに相当する。しかし、ここでは、その特性を示す図４９の作図を簡素化し、電圧、電流関係を簡素化するため、図１１の１１１で示した磁気特性を図５０の５０１ようにさらに簡素化する。通電電流の振幅をＩｒａとし、磁気回路の中で磁路が狭い場所では、Ｉｒａ／２の電流により磁束密度が２．０［Ｔ］となり、磁気飽和すると仮定してモデル化する。即ち、それは、磁気飽和する電流値の２倍の電流を、図４５の（ｂ）の両巻線へ通電することを意味している。図４９では、電流値Ｉｒａを１．０として示す。
【０４４７】
図４９は高速回転で、電流も大きい状態なので、電流を増減する時間がより長くなり、時間が不足する。ここでは、ロータが４５°回転する間に、図４５の（ｂ）の両巻線の電流を増減する例について説明する。図４９のＡＫ相電流成分ＩａＫは、ロータ回転角位置θｒが−２２．５°から２２．５°までの４５°の間に、０から１．０まで増加する。ＡＫ相磁束成分φａＫは、θｒが０°の時、既にＩａＫは０．５に達しているので、θｒが０°から９０°の間に徐々に増加する。ＩａＫは、θｒが２２．５°から６７．５°の間は、１．０で一定値である。ＩａＫは６７．５°から９０°の間で減少するが、９０°の時点でＩａＫは０．５であり、φａＫはこの時点ではまだ減少していない。図４６の（ａ）から（ｂ）にかける区間である。９０°から１１２．５°の間にφａＫは急速に減少する。正確ではないが、９０°から１１２．５°の間にφａＫが均等に減少すると近似して、図４９のφａＫの波形と仮定する。図４６の（ｂ）から（ｃ）、（ｄ）にかける区間である。
【０４４８】
同様に、図４９のＢＫ相電流成分ＩｂＫは、６７．５°から１１２．５°の間に、０から１．０まで増加し、１１２．５°から１５７．５°の間は１．０の一定値で、１５７．５°から２０２．５°の間に１．０から０へ減少する。ＩｂＫはＩａＫより位相が９０°遅れた関係となる。ＢＫ相磁束成分φｂＫも、ＡＫ相磁束成分φａＫより位相が９０°遅れた、同じ磁束波形となる。
【０４４９】
図４９のＡＢＫ相電流ＩａｂＫは（１２５）式であり、台形状の交流波形となる。ＢＡＫ相電流ＩｂａＫは（１２６）式であり、一定値となる。
【０４５０】
図４９のＡＫ相電圧成分ＶａＫは（１２９）式であり、θｒが０°から９０°の間は、１．０で一定値である。９０°から１１２．５°の間はＶａＫが−４．０になる。ＢＫ相電圧成分ＶｂＫは（１３０）式であり、ＶａＫより位相が９０°遅れた関係となる。なお、図４９の電圧ＶａＫとＶｂＫだけ、電圧が大きくなるので、図４８の目盛りを半分にしている。
【０４５１】
図４９のＡＢＫ相電圧ＶａｂＫは（１３１）式であり、θｒが０°から２２．５°の間は最大＋２．５で、θｒが９０°から１１２．５°の間には負の最大−２．５になる。θｒが２２．５°から９０°の間は、０．５の一定値であり、θｒが１１２．５°から１８０°の間は、−０．５の一定値である。ＢＡＫ相電圧ＶｂａＫは（１３２）式であり、θｒが０°から２２．５°の間、及び、９０°から１１２．５°の間に−１．５になり、他の区間は０．５である。
【０４５２】
図４９のＶａｂＫはθｒが０°から２２．５°の間に最大＋２．５であり、他の区間のＣＣＷ方向駆動時の順電圧が０．５に比較し、５倍の大きな電圧となる。従って、θｒが０°から２２．５°の間では、ＢＡＫ相電流ＩｂａＫの増加は困難である。同様に、θｒが９０°から１１２．５°の間では、ＢＡＫ相電流ＩｂａＫを負に増加することも困難である。
【０４５３】
前記図４９に、高速回転時の電流例ＩａＫ、ＩｂＫを想定し、計算上の各電圧波形を示した。そして、図４９にはいくつもの問題があることを示した。第１の問題は、前記のように、ＡＢＫ相電圧ＶａｂＫの電圧が、θｒが０°から２２．５°の間に＋２．５となり、ＡＫ相電流成分ＩａＫを増加できないことである。また、９０°から１１２．５°の間に、ＢＡＫ相電流ＩｂａＫを負に増加できないことであり、図４６の（ｂ）から（ｃ）、（ｄ）にかける区間である。９０°から１１２．５°の間では、ＡＫ相磁束成分φａＫが減少し、ＡＫ相電圧成分ＶａＫが−４．０になり、ＢＫ相電流成分ＩｂＫの増加を妨げている。即ち、他の相の磁束変化の影響を受けている。
【０４５４】
なお、図４９のθｒが９０°から１１２．５°の間のエネルギー授受については、ＡＫ相とＢＫ相の電力成分である（ＩａＫ×ＶａＫ）と（ＩｂＫ×ＶｂＫ）を観測して理解することもできる。（ＩｂＫ×ＶｂＫ）は、この間で正であり、ＣＣＷのトルクを生成している。（ＩａＫ×ＶａＫ）は、この間で負であり、ＣＷのトルクを生成し、電源へ回生している。
【０４５５】
第２の問題は、ＡＢＫ相電流ＩａｂＫを前記想定の４５°の区間幅で正負の値を反転することは、ＣＣＷ方向駆動時の順電圧０．５に比較し、５倍の２．５の電圧が発生するので、電流の増加時間、減少時間が増大し、電圧が大幅に不足する問題である。第３の問題は、図４９のθｒが９０°から１１２．５°の間において、前記の（ＩａＫ×ＶａＫ）が負となり、ＣＷトルク成分を発生するのでＣＣＷトルクを相殺し、減少する問題である。
【０４５６】
先に、本発明駆動回路の例として、図４７の構成を示した。本発明駆動回路の目的は、全節巻き巻線、あるいは、環状巻線のモータを駆動できてモータのスロット内銅損を低減できること、高速回転時に高トルクを出力できること、簡素な構成で低コストを実現できることである。そして、その機能、動作は、（１３３）、（１３４）式の関係を用いて通電し、他相の磁束の影響を受けず、逆に、他相へ磁気的な影響を与えないこと、ＩａＫとＩｂＫとをそれぞれの適正値となるように自在に制御すること、各巻線のエネルギーを高速で電源へ回生できることである。
【０４５７】
図４７の駆動回路の場合、ＡＢＫ相巻線４５ＡＢの電流ＩａｂＫの電流方向をトランジスタ４７１、４７２、４７３、４７４により変えることができる。例えば、ＢＫ相電流成分ＩｂＫを両巻線に通電し、増加する場合は、トランジスタ４７３と４７２をオンの状態にし、ＢＡＫ相巻線４５ｂａと直列に接続して通電することにより、（１３４）式の状態になり、（１３２）式のＡＫ相磁束φａＫの影響を受けることなくＩｂＫを増加することができる。ＩｂＫを増加するロータ位置は、ロータ回転角位置θｒが９０°の前後であり、図４６の（ｂ）、（ｃ）の辺りであり、ＢＫ相の励磁の方向は、紙面で右側から左側なので、ＢＫ相磁束φｂＫの磁路はきわめて狭い。従って、ＩｂＫを通電する巻線のインダクタンスはきわめて小さく、もし前記のＡＫ相磁束φａＫの影響がなければ、容易にＩｂＫを増加することができる。
【０４５８】
同様に、ＡＫ相電流成分ＩａＫの通電についても、トランジスタ４７１と４７４をオンとし、（１３３）式の状態としてφｂＫの影響を受けることなく、θｒが０°、あるいは、１８０°の前後において、容易にＩａＫを増加することができる。
【０４５９】
次に、図４７において、ＩａＫとＩｂＫとを、独立に、自在に制御する方法はについて説明する。（１２５）、（１２６）式において、それらの絶対値を考えると、常に、ＢＡ相電流ＩｂａＫの方が大きい。従って、ＩａｂＫの通電方向を選択でき、かつ、ＩｂａＫをＩａｂＫより大きくすることができれば、ＩａＫとＩｂＫとを独立に、自在に制御できることになる。
ここで、図４７の各トランジスタをパルス幅変調のＰＷＭ制御を行っている状態を想定し、トランジスタ１９１と４７２とをオン状態とすると、ＡＢＫ相巻線４５ａｂの電流ＩａｂＫはフライホイール状態となり、ＩａｂＫの通電電流を維持し、トランジスタ４７５もオンとすればＢＡＫ相巻線４５ｂａには電源電圧が印加され、ＢＡＫ相電流ＩｂａＫだけを増加させることができる。そして、ＩａＫとＩｂＫとを、独立に、自在に増加させることができる。
【０４６０】
次に、図４７において、ＡＢＫ相巻線４５ａｂの電流ＩａｂＫと、ＢＡＫ相巻線４５ｂａのＢＡＫ相電流ＩｂａＫを急速に減少する方法について説明する。図４７の５個のトランジスタを全てオフの状態とすれば、両電流は回生用ダイオードを通して並列に電源へ回生することができる。電源側から巻線側へ、通常時の電力供給では、電源電圧の半分の電圧が両巻線へ印加される。これに対し、両巻線が並列に電源へ回生する動作は、通常時の２倍の負電圧が両巻線へ印加されたことになり、急速回生を行うことができる。また、図４７において、片方の巻線の電流はフライホイール状態とし、他方を回生したい場合は、フライホイール状態とできるトランジスタをオン状態とし、他のトランジスタをオフの状態とすれば良い。このように、急速な回生、自在な回生を行うことができる。
【０４６１】
特に、図４７において、各回生用ダイオードの存在が重要である。両巻線の電流を回生するためには、ダイオード４７Ａのアノードを電源の負側に接続し、カソードをＢＡＫ相巻線４５ｂａの上部４７Ｐの点へ接続する必要がある。なお、これらの回生用ダイオードは重要であるが、回生用トランジスタでその機能を代用することも可能である。代用するだけでなく、オン、オフの機能により、さらに高度で自在な電源回生を実現することも可能である。但し、トランジスタに印可される逆電圧の阻止が必要であり、また、複雑になるのでコスト負担が増加する。
【実施例２５】
【０４６２】
次に、請求項４の他の実施例を図５１に示す。図４５の（ｂ）のモータを駆動する図５１の駆動回路である。ＡＢＫ相全節巻き巻線４５ａｂとＢＡＫ相全節巻き巻線４５ｂａとを直列に接続し、トランジスタ５１１と５１２で通電する。両巻線間の電圧は（１３３）式に従い、ＢＫ相磁束φｂＫの影響を受けない。ＡＢＫ相電流ＩａｂＫよりＢＡＫ相電流ＩｂａＫの方が大きい場合は、トランジスタ５１３でＩｂａＫを増加することができる。ＡＢＫ相電流ＩａｂＫは（１２５）式の値なので、負の電流値になる場合には、トランジスタ５１３と５１４で通電する。この場合には、両巻線を並列に駆動することになり、両巻線へ電源電圧を印加することができる。このように、ＩａｂＫとＩｂａＫの任意の電流を通電することができる。
【実施例２６】
【０４６３】
次に、請求項４の他の実施例を図４５の（ｃ）と図５２に示す。図４５の（ｂ）のモータのＡＢＫ相全節巻き巻線４５ａｂを２つの並列する全節巻き巻線４５ａｂａと４５ａｂｂに分けたモータを図４５の（ｃ）に示す。４５ａｂａと４５ａｂｂの通電方向は図示する電流シンボルの方向で、（１２５）式の値が正の時は４５ａｂａに通電し、負の時は４５ａｂｂに通電する。４５ａｂａと４５ａｂｂのそれぞれの巻線抵抗値は、ＢＡＫ相全節巻き巻線４５ｂａの２倍になり、スロット内銅損が増加する。しかし、両巻線の電流方向を片方向とすることができるので、駆動回路を簡素化できる。なお、両巻線の巻回数はＮｗａ／２である。
【０４６４】
次に、図４５の（ｃ）のモータを駆動する回路を図５２に示す。３個のトランジスタで構成する簡素な回路であり、コスト的に有利である。後に示すトルク発生域の拡大技術を適用することによりトルクの連続化も実現できる。トランジスタ５２１は、２つのＡＢＫ相全節巻き巻線４５ａｂａ、４５ａｂｂの内の４５ａｂａへ（１２５）式の値が正の時に、そのＩａｂＫの電流を通電する。トランジスタ５２３は、２つのＡＢＫ相全節巻き巻線４５ａｂａ、４５ａｂｂの内の４５ａｂｂへ（１２５）式の値が負の時に、（−ＩａｂＫ）の電流を通電する。
【０４６５】
図５２のトランジスタ５２２は、（１２５）式のＢＡＫ相全節巻き巻線へ通電する電流ＩｂａＫを通電する。３個のトランジスタ５２１、５２２、５２３は、単独で電流を通電できないので、常に相互に連動して通電する。図５２の巻線４５ａｂａと４５ｂａとの両端電圧は（１３３）式となり、ＡＫ相電圧ＶａＫである。ＢＫ相の磁束、電圧の影響を受けない。従って、ＡＫ相電流成分ＩａＫの通電が容易である。巻線４５ａｂｂと４５ｂａとの両端電圧は（１３４）式となり、ＢＫ相電圧ＶｂＫである。ＡＫ相の磁束、電圧の影響を受けない。従って、ＢＫ相電流成分ＩａＫの通電が容易である。
【０４６６】
しかし、前記電流の説明で不足していることがある。（１２５）、（１２６）式から、ＩｂａＫの方がＩａｂＫの絶対値より大きいか等しい値である。従って、前記説明では、ＩａＫとＩｂＫが同時に通電される場合に、図５２のＢＡ相巻線４５ｂａに流れる電流が不足する問題が発生する。この問題を解決する方法は、ＩａＫとＩｂＫの和から差分の絶対値を差し引いてＩａｂｓを求め、Ｉａｂｓの半分であるＩａｂｓ／２を巻線４５ａｂａと４５ａｂｂとの両方へ重畳して通電すれば良い。
Ｉａｂｓ＝（ＩａＫ＋ＩｂＫ）−|（ＩａＫ−ＩｂＫ）|              （１３５）
ＩｂａＫ＝Ｉａｂａ＋Ｉａｂｂ                                    （１３６）
なおこの時、巻線４５ａｂａの電流と４５ａｂｂの電流との両方に流れる電流成分は、両巻線が同一のスロットに配置され、通電方向は逆方向なので、これらのスロットの外部へ与える電磁気的な起磁力は相殺され、影響を与えない。
【０４６７】
例えば、（１２５）、（１２６）式において、ＩａＫが３で、ＩｂＫが４である場合について説明する。ＩａｂＫは−１でＩｂａＫは７となる。Ｉａｂｓ＝（３＋４）−１＝６である。図５２の巻線４５ａｂａに通電すべき電流Ｉａｂａは、（１２５）式の値ＩａｂＫが負なので、Ｉａｂａ＝０＋６／２＝３となる。巻線４５ａｂｂに通電すべき電流Ｉａｂｂは、（１２５）式の値ＩａｂＫが負の−１なので、Ｉａｂｂ＝１＋６／２＝４となる。
そして、図５２のＢＡ相巻線４５ｂａに流れる電流ＩｂａＫ＝Ｉａｂａ＋Ｉａｂｂ＝３＋４＝７となり、（１２６）式の値と一致する。なお、前記の通電方法、（１３５）、（１３６）式の通電方法は、（１２５）、（１２６）式の電流成分であるＩａＫとＩｂＫとを独立に、自在に制御することでもある。
【０４６８】
停止時、あるいは、低速回転時では、（１２５）、（１２６）式のＩａＫとＩｂＫの成分をそれぞれ単独で通電することが多い。しかし、高速回転では電流の減少、増加に要する時間の比率が増加するので、前記ＩａＫとＩｂＫとを同時に通電する時間的な比率が増加する。そして、（１３３）、（１３４）式のような相互干渉の少ない、ＩａＫとＩｂＫとの独立で、自在な制御が、高速回転時の高トルク出力に必要となる。
【０４６９】
図５２の５２４、５２５、５２７、５２Ａは電源への回生用ダイオードである。５２Ｂ、５２Ｃ、５２６はトランジスタの逆電圧保護用ダイオードである。５２８、５２９は逆方向導通阻止用ダイオードである。ＡＢＫ相巻線４５ａｂａと４５ａｂｂの相互インダクタンスが大きい。
【０４７０】
次に、図４５の（ｃ）のモータと図５２の駆動回路において、ＣＣＷ方向への回転時に通電している電流を回生し、次の相の電流成分を増加する動作について説明する。最初に、ロータ回転角位置θｒが図４６の（ａ）の６７．５°であって、（１２５）、（１２６）式のＩａＫ成分を、図４９のタイムチャートの波形の様に通電している状態と想定する。この時点でＩｂＫ成分は０であり、図４６の（ａ）の矢印で示すように、ＡＫ／相ステータ磁極４５Ａ／からＡＫ相ステータ磁極４５Ａへ磁束が通過し、ＣＣＷのトルクを発生している。図５２のトランジスタ５２１と５２２でＩａＫ成分を巻線４５ａｂａと４５ａｂｂへ通電している。但し、ここで、図４６の巻線４５ａｂは、図４５の（ｃ）に示す４５ａｂａと４５ａｂｂへ置き換えて考える必要がある。
【０４７１】
図４６の（ａ）のθｒ＝６７．５°の時点で、巻線４５ｂａと４５ａｂａに通電するＩａＫによる磁気エネルギーＥａ＝（Ｎｗａ×φａＫ×ＩａＫ／２）があり、図示するように矢印で示すφａＫは大きい。
Ｅａ＝Ｎｗａ×φａＫ×ＩａＫ／２                                （１３７）
図４６の（ａ）のθｒ＝６７．５°から（ｂ）のθｒ＝９０°にかけて、両巻線の前記ＡＫ相電流成分ＩａＫを減少して前記磁気エネルギーを電源へ回生する。図４６の（ａ）から（ｃ）にかける、紙面で下方から上方へ向かうＡＫ相磁束φａＫは大きいので、前記磁気エネルギーは大きく、ＩａＫの減少による電源回生には比例した時間が必要となる。磁気的に線形な領域では、ＩａＫを通電する巻線のインダクタンスが大きいともいえる。なお、前記磁気エネルギーの一部は、この間でかつＩａＫ成分が正の値の間は、ＣＣＷトルクへ変換される。
【０４７２】
前記の図４６の（ａ）のθｒ＝６７．５°で電流成分ＩａＫを減少する動作は、図５２のトランジスタ５２１と５２２をオフすることにより、ダイオード５２４と５２５通してＩａＫを通電して電源回生する。電源電圧をＶｄｃとして、Ｖｓ×ＩａＫの電力Ｐｒｇａが電源へ回生される。
Ｐｒｇａ＝Ｖｄｃ×ＩａＫ                                        （１３８）
【０４７３】
一方で、θｒ＝９０°から１８０°にかけては、ＢＫ相ステータ磁極４５Ｂと４５Ｂ／でトルクを発生するので、ＢＫ相電流ＩｂＫを通電する必要がある。図４６の（ｂ）の直前、即ち、例えばθｒ＝８０°からＩｂＫの通電を開始し、増加する。そのためには、図５２のトランジスタ５２３と５２２をオンにし、巻線４５ａｂｂと巻線４５ｂａへＩｂＫへ通電する。同時に、前記ＡＫ相電流成分ＩａＫは回生中であり、トランジスタ５２１はオフ状態で、トランジスタ５２２はＢＡＫ相電流ＩｂａＫの大きさに応じてオン、オフを繰り返す。この間は、トランジスタ５２２のオン、オフに関わらず、ＡＫ相電流成分ＩａＫの（１３７）式の磁気エネルギーは、電源あるいはＢＫ相方向の磁気エネルギーへ変換し、ＡＫ相側からは放出する。
【０４７４】
なお、この時、このＢＫ相電流成分ＩｂＫは、図４５の（ｃ）の巻線配置から解るように、ＡＫ相磁束φａＫの影響を受けない。また、このＢＫ相電流成分ＩｂＫがＡＫ相磁束φａＫへ影響を与えることはない。巻線４５ａｂｂと巻線４５ｂａとでＡＫ相方向の電磁気的作用を相殺している。（１３４）式の関係である。また、図４６の（ｂ）あるいは（ｃ）の状態では、紙面で右側から左側に向かう磁路は狭い。磁気的に線形な領域では、インダクタンスは小さいとも言える。従って、θｒ＝８０°から１００°の辺りでは、ＢＫ相電流成分ＩｂＫの増加は、AK相電流ＩａＫの減少より速い。このことを利用して、AK相電流ＩａＫの減少を開始した後にＢＫ相電流成分ＩｂＫの増加を開始することができる。図４９のＩａＫ、ＩｂＫの、θｒ＝６７．５°から１１２．５°の領域にその例を破線で示す。
【０４７５】
前記の電流の切り替えの動作において、AK相電流ＩａＫの減少が遅れて、θｒ＝９０°以降にずれ込んだ電流は、ＣＣＷに対して負のトルクとなる。同様に、θｒ＝９０°より前に通電したＢＫ相電流成分ＩｂＫも、ＣＣＷに対して負のトルクとなる。従って、ＣＣＷの正のトルク成分を増大するだけでなく、負のトルク成分をできるだけ小さくなるようにし、総合トルクの増加を図る必要がある。そのためには、前記のように、両電流の素早い増減が、トルク発生上好ましい。なお、図４９の破線で示したような電流の通電方法は、図５２に限らず、図４７などでも同様である。また、図１１に示したように、当然のことながら、電流が大きくなると磁気的に非線形な領域となる。従って、トルクが大きく、電流が大きい領域では非線形であり、励磁電流の増加に伴う磁束の増加率が小さくなる。そして、この非線形な領域では、その動作領域における小振幅インダクタンスが小さくなり、電流の増減が速くなる。
【実施例２７】
【０４７６】
次に、請求項４の他の実施例を図５３の（ｂ）に示す。図５３の（ｂ）は、ステータ磁極が４個で、各ステータ磁極には全節巻き巻線を巻回し、軟磁性体の突極状のロータ磁極が６個のモータである。５３５はロータで、各ロータ磁極の円周方向幅は、６磁極と磁極間の空間部を均等にして、３０°である。ステータ磁極の円周方向幅も、同じ３０°である。図５３の（ｂ）の構成は、図４５の（ｂ）のステータ磁極に比較して円周方向幅が１／３に小さくなっている。ロータ磁極の数は３倍の6個となり、円周方向幅が１／３に小さくなっている。その結果、図５３の（ｂ）のモータの駆動周波数は、図４５の（ｂ）に比較して３倍になる。しかし、機能的に類似しており、各ステータ磁極名称、各巻線名称は同一としている。また、各相の電流名称、電圧名称、磁束名称も同一としている。
【０４７７】
図５３の（ｂ）のモータの巻線の電圧、電流、磁束の関係は、図４５の（ｂ）のモータの状態を示す（１２５）から（１３４）式と同様である。モータの駆動動作も同様である。
図４７、図５１の駆動回路で同様に駆動できる。
【０４７８】
図４５の（ｂ）のモータ構成のスロット断面積が小さく、巻線スペースが不足するので、巻線が細くなり、銅損が大きくなりがちであるという問題がある。図５３の（ｂ）のモータのスロット断面積は、図４５の（ｂ）に比較し３倍くらいの大きさに拡大しているので、銅損を大幅に低減できる。但し、回転駆動時の駆動周波数は３倍に増加し、鉄損は増加する。なお、歯の歯先から根元にかけてその太さは十分に大きくできるスペースの余裕があり、平均の磁束密度は低減できる。
【０４７９】
また、図４５の（ｄ）は、ロータ磁極の数が３個の例である。４５５３はロータである。ステータ磁極の配置が偏っているが、図４５の（ｂ）のモータと同様に回転することができる。４５Ａ３はＡＫ相ステータ磁極で、４５Ａ／３はＡＫ／相ステータ磁極で４５Ｂ３はＢＫ相ステータ磁極で、４５Ｂ／３はＢＫ／相ステータ磁極で４５ａｂ３はＡＢＫ相巻線で、ＡＢＫ相電流ＩａｂＫを通電し、４５ｂａ３はＢＡＫ相巻線で、ＢＡＫ相電流ＩｂａＫを通電する。ロータ磁極の円周方向幅は６０°で、ステータ磁極の円周方向幅も６０°である。図４５の（ｄ）はの動作は、図４５の（ｂ）の動作に対し、ロータ磁極の数が３個であるが、ロータ磁極の数が２個の場合と同様に動作する。駆動周波数は３／２倍に増加する。
【０４８０】
図４５の（ｄ）は、各歯の幅を縮小できるので、スロット断面積を大きくすることができ、銅損を低減できる。モータを２極対、４極対とすれば、スロット形状の変形が比較的容易になる。また、巻線スペースを確保するために、歯の形状を変形するのは普通のことである。その他種々変形も可能であり、例えば、ＢＫ／相ステータ磁極４５Ｂ／３の実線部を、破線で示す４５Ｂ／３１と４５Ｂ／３２とに分割して配置することもできる。巻線４５ａｂ３を挿入する片側のスロットの断面積を拡大できる。全節巻き巻線なので、モデル的な解釈では電磁気的に等価である。
【０４８１】
また、図５３の（ｃ）に、図５３の（ｂ）のＡＢＫ相巻線４５ａｂを、４５ａｂａと４５ａｂｂの２つの全節巻き巻線に分割した例を示す。これは、図４５の（ｂ）のＡＢＫ相巻線４５ａｂを、４５ａｂａと４５ａｂｂに分け、図４５の（ｃ）のモータに変形したことと同じである。図５３の（ｃ）のモータは、図４５の（ｃ）のモータと同様に、図５２の回路で駆動することができる。モータ銅損が小さく、３個のトランジスタの簡素な構成で駆動することができる。以上示したように、図４５の（ｂ）のモータは、図４５の他のモータ、図５３の各モータなど、種々の変形が可能である。また、後述する他の技術とも組み合わせ、高機能化、高性能化もできる。
【実施例２８】
【０４８２】
次に、請求項４の他の実施例を図５４の（ｂ）に示す。図５４の（ｂ）では、図５３に示した軟磁性体のロータを、５４６の永久磁石を使用したロータに替えている。このロータ５４６の磁極は１０極で、磁極の円周方向幅は３６°である。ステータ磁極の円周方向幅も３０°に合わせている。ロータ磁極の円周方向周期ＲＨＢ４は７２°である。また、軟磁性体のロータの場合磁束の方向に無関係であるが、図５４の（ｂ）のロータ５４６は永久磁石のロータ磁極なのでＮ極、Ｓ極の磁束の方向が決まっている。そのため、図５４の（ｂ）のＢＫ相ステータ磁極４５ＢとＢＫ／相ステータ磁極４５Ｂ／の円周方向位置を、ＡＫ相ステータ磁極４５Ａに対して特定関係の位置に配置する必要がある。ＡＫ相ステータ磁極４５Ａに対するＢＫ相ステータ磁極４５Ｂの円周方向位置は、ロータ磁極幅（ＲＨＢ４／２）の奇数倍の位置であり、図５４の（ｂ）ではＣＣＷへ３６°×３＝１０８°の位置へ４５Ｂを配置している。
【０４８３】
また、４５Ａと４５Ｂの円周方向の隙間はロータ磁極幅の２倍であり、Ｎ極とＳ極の２極が入る幅である。従って、それらのスロットの開口部へ、５４７、５４８の漏れ磁束吸収手段を配置し、ロータが発生する漏れ磁束を吸収してその内部で短絡させることができる。ロータの漏れ磁束が有害である場合には、効果的に活用することができる。また、この磁性体の漏れ磁束吸収手段の特性にもよるが、図５４の（ａ）のように、ステータのバックヨーク部へ磁気的に接続することも可能である。機械的な保持、製作性の点でも有用である。
【０４８４】
図５４の（ｂ）のモータは、図４５の（ｃ）のモータと同様に、図５２の回路で駆動できる。永久磁石を使用しているので励磁電流の負担が小さく、スロット断面積が広いので巻線抵抗の低減が可能であり、モータ効率を改善できる。また、駆動回路も３個のトランジスタで駆動できるので簡素である。小型で、低コストなモータシステムを実現できる。
また、図５４の（ｂ）のモータは、ステータを図４５の（ｂ）の巻線構成とすれば、図４７、あるいは、図５１の回路で駆動することもできる。
【０４８５】
次に、請求項４の他の実施例を図５４の（ｄ）に示す。５４７の永久磁石を使用した６極のロータで、ロータ磁極の円周方向幅は６０°である。ステータ磁極の円周方向幅も６０°に合わせている。ロータ磁極の円周方向周期は１２０°である。その点で、図４５の（ｄ）は、軟磁性体磁極で、円周方向周期１２０°と同じである。そして、ロータ５４７は永久磁石のＮ極とＳ極の極性があるため、各相のステータ磁極の配置が図５４の（ｄ）の様になる。即ち、図５４の（ｄ）の配置制約と同じで、ＢＫ相ステータ磁極４５Ｂの円周方向位置は、ＡＫ相ステータ磁極４５Ａに対してロータ磁極幅（ＲＨＢ４／２）の奇数倍の位置である。ＡＫ／相ステータ磁極４５Ａ／の円周方向位置は、４５Ａに対して（ＲＨＢ４／２）の奇数倍の位置である。ＢＫ／相ステータ磁極４５Ｂ／の円周方向位置は、４５Ｂに対して（ＲＨＢ４／２）の奇数倍の位置である。
【０４８６】
図５４の（ｄ）のモータは、図４７、あるいは、図５１の回路で、前記のように、駆動できる。なお、図４７の駆動回路において、ＡＢ相巻線４５ａｂの方に大きな電流を通電する場合には、破線で示すトランジスタ４７Ｋを追加することもできる。他の駆動回路においても同様である。また、図５４の（ｄ）の巻線を図５４の（ｂ）のように変更すれば、図４５の（ｃ）のモータと同様に、図５２の回路で駆動できる。そして、ＡＫ相とＢＫ相とを独立に駆動制御することが可能なので、後に示す、ＣＣＷトルクの連続出力も可能とできる。また、ロータの磁極数も選択できる。
【０４８７】
以上、請求項４の実施例について説明した。モータ、駆動回路は共に簡素な構成であり、低コスト化が可能である。モータの巻線の利用率が大きく、高効率化が可能である。Ａ相とＢ相の磁束が相互に干渉する問題、電圧が過大になる問題については、2つの全節巻き巻線を直列に接続して、過大電圧を低減する方法について示した。なお、Ａ相とＢ相の磁極境界でトルク発生が困難となる問題がある。しかし、Ａ相とＢ相との独立制御により、後に示すトルク発生域の拡大技術を適用して、片方向トルクであるがトルクの連続化も実現できる。また、後に述べるが、永久磁石を使用して歯の磁気特性を逆バイアスする技術、モータの励磁負担を軽減するためステータ内へ永久磁石を配置する技術なども合わせて使用できる。また、図４５、図５３に示したモータは各種の変形が可能である。例えば、全節巻き巻線は環状巻き巻線へ置き換えることが可能である。ロータの磁極数を選択できる。モータの極対数も２以上にすることもできる。図１８のように、モータの内外径に２つのモータへ複合化することもでき、巻線の簡素化を図ることもできる。ロータ軸の方向へモータへ複合化することもできる。
【実施例２９】
【０４８８】
次に、請求項５の実施例を図５３の（ａ）示す。４５７はＡＫ相ステータ磁極４５Ａに巻回する集中巻き巻線で、４５８はＡＫ／相ステータ磁極４５Ａ／に巻回する集中巻き巻線で、両巻線を直列に接続したＡＫ相巻線ＷａＫへＡＫ相電流ＩａＫを通電する。両巻線の巻回数はＮｗａである。同様に、４５９はＢＫ相ステータ磁極４５Ｂに巻回する集中巻き巻線で、４５ｅはＢＫ／相ステータ磁極４５Ｂ／に巻回する集中巻き巻線で、両巻線を直列に接続したＢＫ相巻線ＷｂＫへＢＫ相電流ＩｂＫを通電する。両巻線の巻回数はＮｗａである。図５３の（ａ）のモータの巻線以外の構成は、先に説明した図５３の（ｂ）のモータと同じである。ロータ５３５には６個のロータ磁極があり、ロータ磁極とステータ磁極の円周方向幅は３０°、ロータ磁極周期は６０°である。
【０４８９】
なお、請求項４、５に関わり、ロータ磁極の円周方向周期について説明する。軟磁性体のロータ磁極の数をＲＮ５個とする場合、ロータ磁極の円周方向周期ＲＨＢ５は（３６０°／ＲＮ５）である。そして、永久磁石を利用したＮ極とＳ極のロータ磁極の数をＲＮ５個とする場合、ロータ磁極の円周方向周期ＲＨＢ５は（３６０°／（ＲＮ５／２））＝（１８０°／ＲＮ５）である。即ち、例えば、図５３の（ｃ）の6個のロータ磁極でロータ磁極の円周方向周期は６０°であり、図５４の（ａ）はロータ磁極の数が１２個であるがＮ、Ｓ極が対なのでロータ磁極の円周方向周期は６０°としている。
【０４９０】
そして、ロータ磁極が軟磁性体の場合、Ａ相ステータ磁極が主にロータの軟磁性体に対向する時、Ｂ相ステータ磁極は主にロータの空隙部に対向する。ロータ磁極が永久磁石の場合、Ａ相ステータ磁極が主にＮ極ロータ磁極に対向する時、Ｂ相ステータ磁極が主にＳ極ロータ磁極に対向する。Ａ相磁束成分φａはＡ相ステータ磁極とＡ／相ステータ磁極を通過し、Ｂ相磁束成分φｂはＢ相ステータ磁極とＢ／相ステータ磁極を通過する。
【０４９１】
なお、図４５、図５３、図５４などのモータの場合、単純モデル的な観点では、ステータ磁極の円周方向幅とロータ磁極の円周方向幅が（ＲＨＢ５／２）の時に平均トルクが大きくなる。しかし、ロータ磁極幅とステータ磁極幅はこの値に限定するわけではなく、種々の工夫を加えることができる。例えば、、請求項４、５のモータは、停止状態からの起動と回転を連続化して運転することが必要であり、後に示すように、ステータ磁極、ロータ磁極の円周方向幅の工夫、形状の工夫、あるいは、ロータ内部の磁気抵抗の工夫などが必要となる。
【０４９２】
次に、図５３の（ａ）のモータの特性は、定性的には、図４５の（ａ）の特性と同じである。但し、ロータ磁極の数が２個から６個になるので、ロータ回転角に対する電流通電の動作が３倍に速くなり、周波数は３倍になる。前記ＡＫ相巻線ＷａＫを通過するＡＫ相磁束をφａＫとし、ＡＫ相電圧ＶａＫは（１２９）式が適用できる。前記ＢＫ相巻線ＷｂＫを通過するＢＫ相磁束をφｂＫとすると、ＢＫ相電圧ＶｂＫは（１３０）式が適用できる。
【０４９３】
図５３の（ａ）のモータの駆動は、前記ＡＫ相巻線ＷａＫと前記ＢＫ相巻線ＷｂＫが集中巻き巻線なので、図５の３組の駆動回路のうち２組の駆動回路を使用して駆動することができる。極低速回転でのＡＫ相電流ＩａＫ、ＡＫ相電圧ＶａＫは、図４８のＩａＫ、ＶａＫに相当する。ＢＫ相電流ＩｂＫ、ＢＫ相電圧ＶｂＫは、図４８のＩｂＫ、ＶｂＫに相当する。但し、ロータ回転角θｒの目盛りは３６０°を１２０°とし、他の角度も１／３に縮小する必要がある。
【０４９４】
図５３の（ａ）のモータをある程度高速でＣＣＷへトルクを発生して回転する場合は、例えば、図５５となる。図５５の例での駆動条件は、前記の図４９と図５０の例と同様に、磁気飽和する電流値の２倍くらいの大きさの電流Ｉｒａで駆動する。図５０の様に磁気特性を単純化したモデルとしていて、図５５では、電流ＩａＫ、ＩｂＫが０から０．５の間は電流値の大きさにより磁束密度が変化し、０．５から１の間は電流値が変化しても磁束密度は変化しないと仮定している。磁気的に非線形な領域を使用して駆動する。トルクの値は、モータの大きさにもよるが、例えば、図１２のＩｒａなどであり、最大電流Ｉｍａｘ比較して１／３程度の領域である。
【０４９５】
図５５に示すように、ＡＫ相電流ＩａＫは、ロータ回転角位置θｒが−3.7５°から３．７５°までの７．５°の間に、０から１．０まで増加する。図５３の（ａ）から分かるように、θｒが０°の近傍では、ＡＫ相ステータ磁極４５Ａとロータ磁極は対向する面積が小さく、巻線インダクタンスが小さいので、電流増加の割合を大きくしている。３．７５°から１８．７５°までの１５°間はＩａＫ＝１で一定値として、１８．７５°から電流を減少する。ＩａＫが０．５以上の値では磁気飽和と仮定しているので、その間の電流減少は容易である。この領域の小振幅インダクタンスが小さいとも言える。それで、θｒが１８．７５°から２２．５°の間において、ＩａＫを１．０から０．５へ電流減少する割合を大きく、電流増加の割合と同じにしている。θｒが２２．５°から３３．７５°の間は、ＩａＫの減少により磁束φａＫが大きく変化するので、電流減少する割合を１／３に小さくしている。θｒが３３．７５°から５６．２５°の間は、ＩａＫは０である。以下、同様の動作を繰り返す。図５５のＢＫ相電流ＩｂＫは、ＩａＫより位相が３０°遅れていて、波形の形状は同じである。
【０４９６】
図５５の、この時のＡＫ相磁束をφａＫは、θｒが−3.7５°から０°までの間に少し発生するが、θｒが０°の位置ではＡＫ相ステータ磁極４５Ａがロータ磁極と対向しないのでφａＫは０となる。θｒが０°の位置では、ＡＫ相電流ＩａＫが既に０．５なので、θｒが０°から２２．５°までは、両磁極の対向面積の増加に比例して、φａＫが増加する。θｒが２２．５°から３３．７５°までは、ＩａＫが０．５以下に減少していくので、φａＫも減少して０となる。但し、その磁束φａＫの減少は独特の曲線を描くが、ここでは直線的な減少として簡略化している。図５５のＢＫ相磁束φｂＫは、φａＫより位相が３０°遅れていて、波形の形状は同じである。
【０４９７】
図５５のＡＫ相電圧ＶａＫは、磁気的に非線形であっても、（１３９）式で表されるので、概略、図示するようなＶａＫの波形となる。但し、巻線抵抗、漏れ磁束を無視している。特に、θｒが２２．５°から３３．７５°までの間は、磁束が増加する０°から２２．５°に比較し、磁束変化率が２倍なので、正の電圧部分に比較して、負の電圧部分の振幅は２倍になっている。ＢＫ相電圧ＶｂＫは、（１４０）式で表されＶａＫより位相が３０°遅れていて、波形の形状は同じである。このことより、図５３の（ａ）のモータの磁気エネルギーの回生時間、回生電圧の負担が大きいという問題がある。例えば、この場合、回生電圧が電源電圧１．０に等しいとすれば、θｒが０°から２２．５°までの間の力行時の電圧は０．５となり、力行時に電源電圧の半分しか利用出来ないことになる。それは、力行時の電圧が１．０の場合に比較し、2倍の電流を通電しなければならない。そして、駆動回路のトランジスタの電流容量が大きくなる問題となる。
【０４９８】
即ち、（１３９）、（１４０）式の関係から、回生時間を短縮すれば回生電圧が大きくなり、トルク発生に電源電圧を効果的に利用出来なくなる。他方、回生電圧を小さくすれば回生時間が長くなり、ＡＫ相、ＢＫ相がそれぞれトルク発生する区間の電流値が制限され、トルクが制限されることになる。このように、回生時間と巻線電圧がトレードオフの関係となっている。
【０４９９】
次に、回生時間と回生電圧の負担の問題を軽減する通電方法の一つの例を図５６に示す。ＡＫ相電流ＩａＫは、ロータ回転角位置θｒが−3.7５°から３．７５°までの７．５°の間に、０．５から１．５まで増加する。３．７５°から２６．２５°までの２２．５°間は、ＩａＫ＝１．５で一定値とする。２６．２５°から３３．７５°の間に、ＩａＫを１．５から０．５へ減少する。この間も電流値は０．５以上で有り、図５０の磁気飽和領域とする前提条件なので、電流減少に起因する磁束変化、磁束変化は無いので、ＩａＫを高速で減少することができる。θｒが３３．７５°から５６．２５°までの間は、ＩａＫ＝０．５で一定値とする。以下、同様動作の繰り返しである。図５６のＢＫ相電流ＩｂＫは、ＩａＫより位相が３０°遅れていて、波形の形状は同じである。
【０５００】
図５６では、常時、ＡＫ相電流ＩａＫとＢＫ相電流ＩｂＫへ電流成分０．５を通電し、電流の増減に起因する磁束の変化を無くしている。その結果、ＡＫ相磁束φａＫは、図５３の（ａ）のＡＫ相ステータ磁極４５Ａとロータ磁極が対向する面積に比例することになるので、図５６のφａＫに示す、三角波状の波形となる。ＢＫ相磁束φｂＫは、φａＫより位相が３０°遅れていて、波形の形状は同じである。
【０５０１】
そして、図５６のＡＫ相電圧ＶａＫは、（１３９）式より、矩形状の波形となる。ＢＫ相電圧ＶｂＫは、（１４０）式より、ＶａＫより位相が３０°遅れていて、波形の形状は同じである。以上の結果より、図５５のＡＫ相電圧ＶａＫ、ＢＫ相電圧ＶｂＫで問題となった磁気エネルギーの回生時の電圧が１．０と大きくなる問題、磁気エネルギーを回生するための時間が１５°の角度幅相当となり、時間を長く要する問題を、図５６では低減することができる。図５６の方法では、さらに、ＡＫ相電流ＩａＫとＢＫ相電流ＩｂＫの最大電流値を増加しても、図５０の磁気飽和の前提条件では、ＡＫ相電圧ＶａＫ、ＢＫ相電圧ＶｂＫが増加することはなく、図５５の問題を低減することができる。
【０５０２】
図５６の方法では、電流０．５に相当するＡＫ相とＢＫ相のトルクが逆方向に作用し、相殺している。それは、従来の永久磁石式同期モータにおいて、永久磁石ロータのＮ極とＳ極とが各ステータ磁極へ局部的な吸引力を発生していて、トータルではそれらの吸引力の円周方向成分、即ち、トルクが相殺している状態と同じである。ここで、図５６の例では、電源電圧を０．５までしか使用しておらず、電源電圧を１．０まで使用するように修正して、図５５の場合より直流電源を有効に活用する、トランジスタを有効に活用することができる。但し、図５６の状態では、ＡＫ相電流ＩａＫとＢＫ相電流ＩｂＫの電流成分０．５を余計に通電することになるので、トランジスタの電流が増加し、巻線の銅損も増加することになる。また、図５５と図５６との中間の方法で制御する、あるいは、モータの駆動状態に応じて長所と短所を使い分けることもできる。また、前記の磁気エネルギーを直流電源へ回生する時間を短縮する他の方法について後に示す。
【実施例３０】
【０５０３】
次に、請求項５の他の実施例について説明する。図５４の（ａ）に示すモータで、永久磁石を使用したロータ５４５の構成である。Ｎ極とＳ極を円周方向に交互に配置して、１２極の構成で、ロータ磁極幅は３０°、ロータ磁極周期６０°である。ロータ磁極周期の点では、図５４の（ａ）と図５３の（ａ）は等しく、図５４の（ａ）は図５３の（ａ）の軟磁性体ロータを永久磁石ロータへ変更したものでもある。永久磁石ロータの場合は、ステータ磁極とロータ磁極の間で、前記の図５４の（ｄ）の場合と同じ制約がある。図５４の（ａ）において、ＡＫ相ステータ磁極４５Ａに対し、ＢＫ相ステータ磁極４５ＢはＣＣＷへ９０°の位置、ＡＫ／相ステータ磁極４５Ａ／はＣＣＷへ１５０°の位置、ＢＫ／相ステータ磁極４５Ｂ／はＣＣＷへ２４０°の位置に配置している。
【０５０４】
また、図５４の（ａ）のモータは各ステータ磁極へ集中巻線を巻回する構成なので、５４１、５４２、５４３、５４４に示すような、永久磁石の漏れ磁束吸収し、ステータのバックヨークへ通過する手段を付加することもできる。
【０５０５】
また、図５４の（ｃ）のモータは、５４９のロータの永久磁石磁極を１０極とした構成である。ロータ磁極幅、ステータ磁極幅は３６°としている。図５４の（ａ）の場合と同様の制約で、ＡＫ相ステータ磁極４５Ａに対し、ＢＫ相ステータ磁極４５ＢはＣＣＷへ１０８°の位置、ＡＫ／相ステータ磁極４５Ａ／はＣＣＷへ１８０°の位置、ＢＫ／相ステータ磁極４５Ｂ／はＣＣＷへ２８８°の位置に配置している。なお、図５４の（ｂ）は図５４の（ｃ）とステータ磁極配置が同じである。
【０５０６】
図５４の（ｃ）をＣＣＷへ一定回転で回転し、一定トルクを出力する例を図５７に示す。また、図５４の（ｂ）、（ｄ）の全節巻き巻線の電流、電圧も併記している。図５７では、モータ特性を単純なモデルとして扱い、基本的な特性を示している。ここでは、巻線インダクタンスを０とし、また、電流値によって磁束分布が変化しない。ＡＫ相電流ＩａＫ、ＢＫ相電流ＩｂＫは矩形波状の電流の例である。ＡＫ相巻線ＷａＫの鎖交磁束であるＡＫ相磁束φａＫ、ＢＫ相巻線ＷｂＫの鎖交磁束であるＢＫ相磁束φｂＫは、ステータ磁極と磁石磁極との対向する面積に比例するので、三角形状の波形となる。そして、ＡＫ相電圧ＶａＫ、ＢＫ相電圧ＶｂＫは矩形波状の電圧となる。この図５７の特性からは、ＣＣＷの均一なトルクが発生することになる。この図５７の特性は、図５４の（ａ）、（ｂ）、（ｄ）にも共通する特性である。但し、図５７の最下段に示すロータ回転角位置への換算値は、ロータの磁極数により換算して変える必要がある。
【０５０７】
図５４の（ａ）、（ｃ）のモータ駆動も、図５３の（ａ）のモータと同様に、図５の３組の駆動回路のうち２組の駆動回路を使用して駆動することができる。なお、永久磁石の比透磁率が１に近い場合は、両巻線のインダクタンスが小さいので、回転時にモータ側から電源側へ回生する磁気エネルギーは小さいので駆動回路を簡素化することができる。また、ＡＫ相とＢＫ相とを独立に駆動制御することが可能なので、後に示す、ＣＣＷトルクの連続出力も可能とできる。
【０５０８】
以上、請求項５の実施例について説明した。
図４５の（ａ）などのモータに比べてスロット断面積が大きく、巻線抵抗の低減、銅損の低減が見込める。モータ、駆動回路は共に簡素な構成であり、低コスト化が可能である。また、磁極境界部分でトルク発生が困難となる場所が発生する問題があるが、後に示すトルク発生域の拡大技術を適用することにより、ＣＣＷ片方向トルクを連続的に出力することが実現できる。また、図５３の（ａ）の軟磁性体ロータ磁極の場合、後に述べるが、永久磁石を使用して歯の磁気特性を逆バイアスする技術、モータの励磁負担を軽減するためステータ内へ永久磁石を配置する技術なども合わせて使用できる。また、直流電源への磁気エネルギーの回生による電圧負担を軽減するために、各相の励磁電流成分を常時通電しておくことにより電圧負担を低減することも可能であり、後に説明する。また、直流電源への磁気エネルギーの回生時間の短縮により、トルクを増大することもできる。
【０５０９】
また、図４５、図５３、図５４に示したように、モータは各種の変形が可能である。ロータ磁極の数を変えることができる。モータの極対数も２以上にすることができる。図５４の（ａ）に示した漏れ磁束吸収手段を付加し、漏れ磁束を磁気的バイパス路によりステータバックヨークへ通過させることも可能である。漏れ磁束によるトルクリップルの発生の問題、漏れ磁束による渦電流損の増大の問題などを低減できる。
【実施例３１】
【０５１０】
次に、請求項６の実施例を図５８のモータの横断面図に示す。前記説明と重複するが、図８３に示した従来のモータは、巻線を配置するスペースが不十分でその利用率も低いことから、大きなトルクを出力する時には銅損が大きくなる問題がある。本発明の図２のモータと図６の駆動回路では、全節巻き巻線によるスロット内の銅損の低減、駆動回路の小型化ができる。しかし、さらに銅損の低減が望まれる。また、図８３、図１、図２のモータは、大きな電流を通電して大きなトルクを発生する時に、図１３の特性に示す様に、歯の磁気飽和の問題があり、トルクが低下する傾向がある。ステータ磁極に対向してロータ磁極がさしかかる時、即ち例えば、図１３のロータ回転角θｒが０°から１５°程度までは、両磁極の対向部分の磁束密度は高くなるが、歯の中央部などの磁束密度はまだ低く、大きなトルクを発生できる。しかし、θｒが３０°に近づくと、両磁極の歯が次第に磁気飽和に向かい、発生トルクが低下する。また、トルクはロータ半径とロータ磁極先端部へ作用する円周方向の力との積であり、単純には、ロータ半径は大きい方が有利である。しかし、図８３、図１、図２などのモータはステータ磁極近傍の巻線などを配置するスペースが不足するため、ステータ磁極の歯の径方向長さが大きくなりがちで、トルクが低下する問題がある。請求項６では、これらの問題を低減して、モータの高トルク化、損失の低減を行う。
【０５１１】
図５８のモータは、ステータ磁極の数が６個で、３個の全節巻き巻線を巻回している。この点では、図１のモータと同じである。図５８のステータ磁極の円周方向幅は、ステータとロータ間のエアギャップ部の角度幅で表して、図５８の（ｃ）に示すθｓｔであり、１５°である。ステータ磁極の円周方向周期は６０°で、ステータ磁極間のスロットの開口部は４５°であり、図１に比較してスロット断面積が約１．５倍に拡大し、銅損を低減できる。一方、図５８のロータ磁極の数が８個で、ロータ磁極の円周方向幅は、図５８の（ｃ）に示すθｒｔであり、２２．５°である。ロータ磁極の円周方向周期は４５°で、ロータ磁極間の空間の開口部は２２．５°の例である。
【０５１２】
そして、ステータ磁極がロータに対向する面の円周方向幅は１５°であるが、歯の中間部の太さ、ステータバックヨークに近い歯の根元の太さを広げて、磁気飽和により磁気抵抗が増大しない構成としている。これは、図５８のモータでは、図示するように、巻線を配置するスロット断面積が広くなるので、ステータ磁極を配置するスペースにも余裕が有り、可能となる。なお、歯の磁気的な特性では、歯先に対して根元の歯幅を１０％以上広げることにより、磁気抵抗の低下を期待できる。例えば、ステータ磁極の先端の磁束密度が２．０［Ｔ］の時に根元が２０％広ければ１．６［Ｔ］となり、電磁鋼板の比透磁率が大きい線形領域に近づく。平均トルクを向上する効果がある。この点では、図８３の従来のモータ、図１のモータで示した歯形状は方形状である。また、図５８のロータ磁極の歯の形状は、ロータの歯がステータの歯に比べて太く、磁気飽和しにくいので、方形状としている。
【０５１３】
図５８のステータ磁極を通過する磁束の大きさが、モデル的には、図１のモータに比較して１／２である。従って、ステータのバックヨークの径方向厚みを１／２に小さくすることができる。その分、ロータ直径を大きくすることができ、発生トルクを増加できる。また、図５８に図示する様に、ステータのスロット断面積が広く、巻線スペースが広くなっているので、ステータ磁極の径方向の歯の長さを短縮し、ロータ直径を大きくすることができる。スロット断面積が縮小し銅損が増加するが、ある程度は、ロータ直径の増加により銅損の増加を相殺できる。これらの結果、図５８のモータのトルクは、図１のモータトルクに比較して、増加することができる。なお、導電材料として銅は高価であり、銅量の増加を抑えながらトルクを増加するのも一つの考えである。逆に、巻線スペースを拡大することができるので、導電材料をしてアルミニュームの導線を使用することも可能であり、モータの軽量化が可能となる。
【０５１４】
図５８の様にスロット断面積を相対的に大きくし、ある程度の大きなトルク出力を行い、かつ、回転の連続トルクを得るためには、次の様なモータ構成とする必要がある。ロータ磁極の数ＲＮはステータ磁極の数ＳＮより大きくし、スロット断面積を相対的に大きくできる構成とする必要がある。その反面、大きなトルクを発生するためには、漏れ磁束の影響と各歯の磁気飽和を低減するため、ＲＮはＳＮの３倍以下にする必要がある。
【０５１５】
図５８の（ｃ）に示すようなロータ磁極の円周方向幅θｒｔは、ステータ磁極数ＳＮ、ロータ磁極数ＲＮ、電磁気的な吸引力、即ち、トルク特性により許容範囲がある。ロータの全周でトルクを発生可能なθｒｔの最小値は、７２０°／（ＳＮ×ＲＮ）となる。θｒｔの最大値は、（３６０°／ＲＮ−７２０°／（ＳＮ×ＲＮ））となる。図５８の（ｃ）に示すようなステータ磁極の円周方向幅θｓｔも、同様に、許容範囲がある。ロータの全周でトルクを発生可能なθｓｔの最小値は、７２０°／（ＳＮ×ＲＮ）となる。θｓｔの最大値は、（３６０°／ＲＮ−７２０°／（ＳＮ×ＲＮ））となる。
【０５１６】
ロータ磁極の円周方向幅θｒｔとステータ磁極の円周方向幅θｓｔを（１８０°／ＲＮ）とすると、モータを簡素にモデル化した単純計算では、トルク平均値が最大となる。
各ステータ磁極のトルク発生サイクル、ステータ磁極とロータ磁極周辺での漏れ磁束を考えると、θｒｔとθｓｔは（１８０°／ＲＮ）以下であることが好ましい。また、スロット断面積を拡大して銅損を低減する目的では、θｓｔをθｒｔより小さくすることが好ましい。また、前記の様に、モータの出力特性に関わるモータ形状、モータ制御方法は、ジュール熱、即ち、銅損を低減するためスロット断面積を大きくすること、特にステータ磁極の歯の磁気飽和を低減すること、バックヨークの径方向厚みを低減するなどによりロータ直径を拡大してトルクを増大すること等に関わる。
【０５１７】
そして、後に述べる様に、モータ内の磁気エネルギーを電源へ回生する時間をモータ構造とモータ制御方法で作り出すことにより回生電圧を低減すること、及び、トルクの減少作用を低減することに関わる。銅損の低減と両立する必要がある。さらに、前記の回生時間の確保と回生電圧の低減は、ステータ磁極とロータ磁極に作用する電磁気的吸引力の時間変化に関わり、モータ各部の変形、振動を低減することになり、モータの電磁気騒音を低減することができる。
【０５１８】
次に、前記磁気エネルギーの回生時間の確保、回生時の巻線電圧の低減の方法を、図５８のモータと図５９のタイムチャートに示し、説明する。その方法において、力行時と動力回生時の両方で、回生時間の確保と銅損の低減を両立させる必要がある。請求項６の構成ではこの両立がより容易である。そして、回生時の巻線電圧の低減は、図６などの駆動回路のトランジスタの耐電圧と関わるので、駆動回路の小型化と大いに関係する。なお、図８３、図１、図２、図１４のモータなどでは、力行時に回転数が大きくなると、トルク発生に必要な励磁電流に伴う磁気エネルギーの回生時間が不足していて、その回生時間の確保が望まれる。この磁気エネルギーの回生時間が短くなると、回生時間に反比例して回生時の負の電圧が大きくなる。また、磁気エネルギーの回生に関わり、力行トルクが減少し、かつ、脈動トルクが増加する。
【０５１９】
図５８の５８１はＡＬ相ステータ磁極、５８２はＡＬ／相ステータ磁極である。５８３はＢＬ相ステータ磁極、５８４はＢＬ／相ステータ磁極である。５８５はＣＬ相ステータ磁極、５８６はＣＬ／相ステータ磁極である。５８ＡはＡＢＬ相の全節巻き巻線で、ＡＢＬ相電流ＩａｂＬを通電し、ＡＢＬ相電圧はＶａｂＬである。５８ＢはＢＣＬ相の全節巻き巻線で、ＢＣＬ相電流ＩｂｃＬを通電し、ＢＣＬ相電圧はＶｂｃＬである。５８ＣはＣＡＬ相の全節巻き巻線で、ＣＡＬ相電流ＩｃａＬを通電し、ＣＡＬ相電圧はＶｃａＬである。これらの各巻回数は、図１のモータと同じで、Ｎｗａ／２である。ＡＬ／相ステータ磁極５８２からＡＬ相ステータ磁極５８１へ通過する磁束は、ＡＬ相磁束φａＬである。ＢＬ／相ステータ磁極５８４からＢＬ相ステータ磁極５８３へ通過する磁束は、ＢＬ相磁束φｂＬである。ＣＬ／相ステータ磁極５８６からＣＬ相ステータ磁極５８５へ通過する磁束は、ＣＬ相磁束φｃＬである。
【０５２０】
図５８のステータ磁極の配置、全節巻き巻線の配置については、図１のモータと同じである。図５８のこれらの各相電流、各相電圧、各相磁束などの各変数の関係式は、各変数の末尾のＬを除いて、（１）式から（３６）式まで同じ関係である。但し、モータ構造が異なるので、当然、制御時の電流値などの数値は異なる。なお、モータの各名称、各変数の末尾のＬはモータモデルを示している。
【０５２１】
図１のロータの回転位置について、図５８の（ｂ）に示すように、ＡＬ相のステータ磁極５８１の時計回転方向端の回転位置をロータの始点と定義する。ロータ回転角位置θｒは、図示するように、この始点からロータ磁極５８７のＣＣＷ方向端部までの回転角とする。図５８の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は同じモータで、ロータ回転角位置θｒが、それぞれ、−５°、５°、１５°、２２．５°とＣＣＷへ回転した状態を示している。なお、これらの各図で、同一の部分は記号表示を省略している。
【０５２２】
次に、図５８の動作の例、電流、電圧の例について、図５８の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）と図５９のタイムチャートに示し、説明する。但し、リラクタンスモータは磁気的に非線形な領域を活用するので、図１１に示したように、電流と磁束の関係は非線形で、複雑である。磁束と電圧の関係は（９）式などの物理式に正確であるが、電流と電圧の関係は非線形となる。その意味で、図５９のタイムチャートに示す電流と電圧の作図は、軟磁性体の電磁気特性を簡素化した特性の例であり、正確ではない。また、ステータ磁極とロータ磁極が対向する部分以外の漏れ磁束を無視して単純化している。それでも、図５９の各波形は、図５８のモータの定性的な特性の一端を示している。
【０５２３】
今、図５８のモータをＣＣＷのトルクを発生しながらＣＣＷへ、ある程度高速の一定回転数で回転する動作の例について説明する。特に、ＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７、および、ＡＬ／相ステータ磁極５８２とロータ磁極５８８に作用する電流、電圧、磁束について考え、その結果を他の相についても展開する。また、図１のモータの動作について図１４のタイムチャートに示したように、ＡＬ相ステータ磁極５８１に巻回する集中巻き巻線とＡＬ／相ステータ磁極５８２に巻回する集中巻き巻線とを直列に接続した仮想のＡＬ相集中巻き巻線ＷａＬ、ＡＬ相電流ＩａＬ、ＡＬ相電圧ＶａＬを最初に考える。同様に、ＢＬ相のＷｂＬ、ＩｂＬ、ＶｂＬ、及び、ＣＬ相のＷｃＬ、ＩｃＬ、ＶｃＬを考える。その後に、仮想の集中巻き巻線の電流、電圧から全節巻き巻線の電流、電圧を求める。集中巻き巻線ＷａＬ、ＷｂＬ、ＷｃＬの巻回数はＮｗａである。
【０５２４】
図５８の（ａ）はロータ回転角位置θｒ＝−５°であり、ＡＬ相ステータ磁極５８１にロータ磁極５８７が接近する位置であり、図５９のタイムチャートに示す様に、ＡＬ相電流ＩａＬの通電を開始する。図５９のタイムチャートは、横軸が時間ｔであり、最下段にロータ回転角位置θｒとの関係を示している。モータモデル的には、θｒ＝０°でＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７との間でＣＣＷトルクを発生させたいので、θｒが−５°から０°の間にＡＬ相電流ＩａＬを０から所定電流値１．０へ増加させる。
【０５２５】
図５８の（ｂ）はθｒ＝５°であり、ＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７との間でＣＣＷトルクが発生している。θｒが０°から図５８の（ｃ）のθｒ＝１５°の間、図示する様に、ＣＣＷ回転によりステータ磁極５８１とロータ磁極５８７とが対向する面積が増加するので、吸引力によりＡＬ相のトルクが発生する。
【０５２６】
図５８の（ｃ）のθｒ＝１５°から図５８の（ｃ）のθｒ＝２２．５°の間は、図示する様に、ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７とが対向する面積が一定値なので、ＡＬ相ステータ磁極５８１はトルクを発生しない。図５９の実線に示す様に、この間にＡＬ相電流ＩａＬを１．０から０に減少する。この様に、ＡＬ相電流ＩａＬは、図５９に示す様に、４５°周期で通電する。そして、ＢＬ相電流ＩｂＬは、ＡＬ相電流ＩａＬに対して、位相が３０°遅れた電流となる。ＣＬ相電流ＩｃＬは、ＡＬ相電流ＩａＬに対して、位相が１５°遅れた電流となる。それらの波形を図５９に示す。なお、図５９のＡＬ相を基準としてＢＬ相とＣＬ相との位相関係は、図１のモータの特性を示す図１４と比較すると、逆の関係となる。この理由は、図５８のロータ磁極の数が８個に増加していることによるモータ構成の幾何学的な理由である。
【０５２７】
ＡＬ相電圧ＶａＬは、（９）式の関係であり、図５９のＶａＬの実線に示す様な波形形状になる。図５８の（ａ）のθｒが−５°から０°までの間は、ＡＬ相電流ＩａＬは増加するが、ＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７とはまだ対向しておらず、周辺の漏れ磁束を無視するとＡＬ相磁束φａＬは０で一定であり、ＶａＬは０である。θｒが０°から１５°までの間は、ＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７が対向してＣＣＷ回転と共に対向面積が増加するので、図５９のＶａＬは１．０となる。θｒが１５°から２２．５°までの間は、図５８の（ｃ）から（ｄ）までの間であり、ＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７が対向するが対向面積が一定なので、ＡＬ相磁束φａＬはＡＬ相電流ＩａＬと共に減少し０となり、図５９のＶａＬは（９）式の関係で、ほぼ−２．０となる。なお、ＶａＬの正の部分の面積と負の部分の面積は同じになる。そして、ＢＬ相電圧ＶｂＬは、ＡＬ相電圧ＶａＬに対して、位相が３０°遅れた電圧となり、ＣＬ相電圧ＶｃＬは、位相が１５°遅れた電圧となる。（２４）、（２５）式の磁束と電圧の関係である。
【０５２８】
以上、図５８の仮想の集中巻き巻線の電流、電圧の例について求め、説明した。図５８のＡＢＬ相全節巻き巻線５８ＡのＡＢＬ相電流ＩａｂＬとＡＢＬ相電圧ＶａｂＬは、（１）、（２７）式の関係であり、図５９のＩａｂＬとＶａｂＬの波形となる。同様に、ＢＣＬ相については、（２）、（２９）式の関係であり、図５９のＩｂｃＬとＶｂｃＬの波形となる。
ＣＡＬ相については、（３）、（３１）式の関係であり、図５９のＩｃａＬとＶｃａＬの波形となる。
【０５２９】
図５８の各巻線の各電流は、図７、図８、図９等の駆動回路で駆動できる。また、図１の各巻線を図２の巻線へ変形した様に並列巻線とするか、あるいは、図１５のように２極対のモータへ変形し、図６の回路で駆動することができる。
【０５３０】
図５８の構成では、前記のように、電流を増加する時間Ｔｉｎｃ、トルクを発生する時間Ｔｔ、電流を減少する時間Ｔｄｅｃを確保している。その結果、トルクを発生可能な、θｒが０°から１５°の回転範囲では電流を減少せずにモータを制御できている。そして、θｒが１５°から２２．５°の電流を減少する回転範囲では、ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７とが対向する面積の変化がないので、電流が減少し、ＡＬ相磁束φａＬが減少する間に負のトルクが発生しない。従って、ＣＣＷの平均トルクを効率よく生成することができる。
【０５３１】
電圧の大きさについては、図５９のＶａＬの値は、力行時の１．０に対して磁気エネルギーの回生時の負電圧は−２．０となる。この−２．０という値は、θｒが０°から１５°の力行時の電圧１．０に比べて、その絶対値は小さくはない。この負電圧の低減が望まれる。なお、図５９のＡＬ相電圧ＶａＬなどは、ファラデーの電磁誘導の法則から、図において正の電圧部分の面積と負の電圧部分の面積は等しくなるので、前記負電圧の減少の負担は大きい。なお、前記電流減少時間Ｔｄｅｃを短縮する一つの方法は直流電源電圧を大きくすることである。
【０５３２】
ここで、図５８のモータと図５９のタイムチャートの特性について考えると、電流を減少する時間Ｔｄｅｃを設けた構成となっていて、電流減少の位相が時間的に後ろ側になっている。タイミングをより自在に選択して制御することが可能である。即ち、負の電圧部分の位相をより自在に選択して制御することができる。そして、前記の図１のモータとそのタイムチャート図１４と比較すると、回生時の負電圧の大きさは大差ないが、回生時の負電圧の位相は大きく異なる。なお、図５８のロータ磁極数は８個で、図１のロータ磁極数は４個なので、図５９と図１４とのロータ回転角θｒ方向の周期を４５°と９０°に換算する必要がある。
【０５３３】
図１４のＡＢ相の全節巻き巻線のＡＢ相電流Ｉａｂが増加する時間で、ロータ回転角位置θｒが−７．５°から０°の間は、ＡＢ相電圧Ｖａｂはその逆誘起電圧が１．５より大きな電圧となっており、ＡＢ相電流Ｉａｂを通電、増加することが困難な状態となっている。この原因は、ＡＢ相全節巻き巻線へ（２７）式に示すＣ相電圧Ｖｃの直流電源への回生動作、電圧が重畳することである。全節巻き巻線へは全ての相の磁束が鎖交するため、この様な現象、問題が良く発生する。一方、図５９のＡＢＬ相の全節巻き巻線のＡＢＬ相電流ＩａｂＬが増加する時間で、ロータ回転角位置θｒが−５°から０°の間は、ＡＢＬ相電圧ＶａｂＬはその逆誘起電圧が０．５であり、図１４に比較すると、１／３に減少している。ＡＢＬ相電流ＩａｂＬを比較的容易に通電、増加することができる。この理由は、図５９のＣＬ相電圧ＶｃＬの直流電源への回生動作、電圧が、ＡＢＬ相電流ＩａｂＬが増加する位相と一致しない動作に変わったことである。
【０５３４】
なお、電流の大きさについては、図５９のＡＢＬ相電流ＩａｂＬが、θｒの−５°から５°において１．０より大きく、ＡＬ相電流成分ＩａＬとＢＬ相電流成分ＩｂＬが重畳するので最大で２．０となり、力行時の電流の２倍の値になっている。トランジスタの電流容量が大きくなると駆動回路が大型化し、コスト的な問題も発生する。しかし、電気自動車の主機用モータなどの用途では、低速回転で大トルクを出力するため大電流が必要となるが、磁気エネルギーの回生時間の時間的何率は小さいので、２つの相電流成分が重畳して過大な値とならないように制御することができる。他方、高速回転で最大トルク出力時は、駆動装置が許容する範囲の電流、トルク脈動を含む平均トルクで制御すれば良く、最大トルクの出力時にも前記の電流の重畳をさけて制御することにより、トランジスタの許容電流値を越えないように制御することができる。勿論、最大トルク時ではなく、トランジスタの許容電流値を越えない範囲の制御では、図５９に示す様な、より均一なトルクを出力できる制御とすれば良い。
【０５３５】
次に、図５９の各電圧振幅を、さらに低減する方法について説明する。その方法は、図５９の各波形を実線の波形から、破線で示す特性の波形へ変更する方法である。例えば具体的には、ＡＬ相電流ＩａＬの電流減少範囲を、θｒが１５°から２２．５°の実線を１２．５°から２５°の破線に変更し、範囲の幅を７．５°から１２．５°へ広げている。その結果、ＡＬ相電圧ＶａＬが実線から破線の特性となり、負の電圧が−２．０から−１．０となり、負の部分の電圧振幅を半分に低減できる。同様に、ＶｂＬ、ＶｃＬ、ＶａｂＬ、ＶｂｃＬ、ＶｃａＬについても、破線の様に電圧を低減できる。この様に各巻線の電圧を低減することにより、駆動回路の負担を軽減することもできる。
【０５３６】
なお、前記ＶａＬの波形のθｒが１２．５°に近傍の破線の電圧波形は、まだステータ磁極とロータ磁極との対向面積が増加中であり、正確には少し異なるが、ここでは無視する。
また、図５９のＩａＬが、θｒが２２．５°から２５°の範囲、即ち、図５８の（ｄ）の近傍でわずかに負のトルクを発生する。電流が小さな値なので、負トルクも小さく、無視することもできるが、勿論、破線部の電流位相を２．５°進めたり、破線部の電流変化を少し大きくして前記負トルクを無くすこともできる。
【０５３７】
なお、図５９では、直流電圧源による最大電圧の制限が無いものとして、各電流、各電圧の波形を示している。実際には、図７、図８、図９、あるいは、図１５の様な駆動回路で駆動するので、特に磁気エネルギーの回生時の負電圧が大きくなる場合、直流電圧源の電圧に制限される。その場合には、その電圧制限に応じて、回生する時間が長くなり、図５９とは異なる電流波形、電圧波形となる。
【０５３８】
次に、モータが動力を回生し、電流を直流電圧源へ充電し、エネルギーを貯める動作について説明する。図５８、図５９では、力行時のロータの回転位置、トルク発生、電流、電圧について示し、説明した。まず、力行と動力の回生との重要性の比較をすると、電気自動車など多くの用途では、力行時のトルクとトルクリップル、騒音などの品質が最も重要である。そして、動力の回生時にも、それなりの機能、品質が求められるが、力行時ほどではない。また、図５８等の構成のモータは、巻線のインダクタンスが大きいロータ回転位置で動力回生用の電流の通電を開始するので、急速な電流増加が難しい面がある。
【０５３９】
本発明で使用する回生動作関して、磁気エネルギーの回生と動力の回生の差異について説明する。図５８の（ｂ）の様な力行の状態では、直流電圧源側からモータ側へモータの磁気エネルギー分とトルク分のエネルギーが与えられ、その電流サイクルの後半に前記磁気エネルギー分を直流電圧源側へ戻す。それは、他の表現では、無効電力成分による無効エネルギー、即ち、磁気エネルギーを、一旦、モータ側へ供給し、その無効エネルギーを、再度、直流電圧源側へ戻す動作であり、本発明ではこの戻す動作を磁気エネルギーの回生と称している。一方、モータが負のトルクを発生する動作は、図５８の（ｄ）のθｒが２２．５°から３７．５°の間にＡＬ相電流ＩａＬ成分を通電して、ＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７の間にＣＷトルクを発生する動作である。この動作では、モータ側の機械的エネルギーが直流電圧源側へ電気エネルギーとして蓄積される。この動作を電流ＩａＬ成分の通電を含めて少し詳しく表現すると、θｒが２２．５°の近辺でＩａＬ成分を通電して磁気エネルギーをモータ側へ与え、その磁束を媒介して機械的エネルギーが直流電圧源側へ電気エネルギーとして蓄積し、電流サイクルの後半に前記磁気エネルギー分も直流電圧源側へ戻す。この時の磁気エネルギーの供給と回収は合計で０となる。本発明では、この時の機械的エネルギーの回生と磁気エネルギーの供給と回収とを合わせて動力の回生と称すことにする。
【０５４０】
前記動力の回生では、θｒが２２．５°から３７．５°の間にＡＬ相電流ＩａＬ成分を通電して、ＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極５８７の間にＣＷトルクを発生し、同様に、各相がＣＷトルクを発生し、連続的なＣＷトルクを生成することができる。前記ＡＬ相電流ＩａＬ成分は、θｒが３７．５°から４５°の間はＡＬ相ステータ磁極５８１とロータ磁極が対向しないので、この間に電流を０に減少すれば良い。この動作での問題点は、θｒが２２．５°のロータ位置でＡＬ相電流ＩａＬ成分を瞬時に所定値へ増加することが困難なことである。その電流増加の時間遅れによりＣＷトルクが減少し、トルクリップルを発生することになる。
【０５４１】
前記問題を解決する一つの方法は、ステータ磁極の円周方向幅θｓｔを１５°から、例えば２２．５°へ広げ、ＣＷトルクを発生可能な範囲を広げる方法である。そして具体的な動作の例は、ＡＬ相電流ＩａＬ成分をθｒが１５°から２２．５°の間に増加して１．０とし、θｒが２２．５°から３７．５°の間はＣＷトルクを発生して機械的エネルギーを回生し、θｒが３７．５°から４５°の間にＡＬ相電流ＩａＬ成分を１．０から０へ減少する。そして他の相も、同様に、回生動作を行うことにより連続的なＣＷトルクを生成することができる。
【０５４２】
ステータ磁極の円周方向幅θｓｔを前記の２２．５°へ広げた場合、スロットの巻線スペースは残りの３７．５°の広さになり、銅損がやや増加することになる。一方、図１、図２のモータで前記相当の構成とする場合、ステータ磁極の円周方向幅θｓｔを４５°に広げることになり、スロットの巻線スペースは残りの１５°に狭くなり、銅損が2倍に増加するので、モータ効率の問題がある。このように、請求項６の図５８などのモータと図１、図２のモータとでは、銅損に大きな差が発生する。
【０５４３】
また、磁気エネルギーの急速な回生時には、ステータ磁極とロータ磁極間の吸引力が急激に変化し、ステータコアの変形などにより、リラクタンスモータ特有の磁気的な騒音が発生する問題があり、その低減が望まれる。また、その磁気エネルギーの回生時間が必要なために、トルクを発生する時間比率が低下する問題、トルクリップルの問題もあり、それらの低減が望まれる。図５８のモータではこれらの問題を低減し、モータ性能が向上する。
【０５４４】
以上、請求項６の具体例としての図５８、図５９の例を示し、説明した。
各ステータ磁極の円周方向周辺のスペースを相対的に拡大できるので、種々の形状へ変形しても弊害が少なく、種々の効果を生み出す事ができる。請求項６の効果は、スロット断面積を拡大できるので銅損を低減できること、ステータ磁極の歯の磁気飽和を低減できること、バックヨーク幅の縮小やステータの歯の径方向長さの縮小によりロータ直径を拡大してトルクを増加できること、ステータ磁極幅およびロータ磁極幅の拡大により磁気エネルギーのを直流電圧源へ回生時間を確保してその回生電圧の大きさを低減でき、かつ、銅損の低減と両立できること、ステータ磁極とロータ磁極とが電磁気的に作用している状態において電流変化率を低減することによりステータコアなどの振動、騒音を低減できることなどである。そして、図５８のモータは、図７、図８、図９の様な駆動回路で駆動できる。あるいは、図２のように巻線を並列巻きする、環状巻線とする、図１５のように2極対化することにより、図６の回路で駆動し、駆動回路の小型化を実現できる。なお図５８は、ステータの磁極数が６個で、ロータの磁極数が８個の例であるが、その他の磁極数の組み合わせについても適用することができ、目的に応じて各磁極の円周方向幅などの形状を選択することができる。また、図５９に示した電流波形は、ある程度高速回転における例であり、ロータ回転速度と電流の大きさにより電流の増加時間、減少時間、位相などの電流波形を可変でき、モータ形状、及び、駆動回路の選択により適切な駆動システムを構成できる。
【実施例３２】
【０５４５】
次に、請求項７の実施例を図６０のモータの横断面図に示す。図８３に示した従来のモータは、巻線を配置するスペースが不十分でその利用率も低いことから、大きなトルクを出力する時には銅損が大きくなる問題がある。歯の磁気飽和などによるトルク低下の問題、モータの磁気エネルギーを直流電圧源へ回生する時間の確保が不十分となるため回生時の負電圧が大きくなる問題、ステータ磁極とロータ磁極との吸引力が急変するために騒音が大きくなる問題などがある。
【０５４６】
図６０のモータは、巻線を除いて、図５８のモータと同じである。図５８の各相巻線が全節巻き巻線であるのに対し、図６０の巻線は各ステータ磁極に巻回する集中巻き巻線である。ステータ磁極の数が６個で、ステータ磁極の円周方向周期は６０°、ステータ磁極の円周方向幅θｓｔは１５°、スロットの開口部は４５°である。図６０のロータ磁極の数は８個で、ロータ磁極の円周方向周期は４５°、ロータ磁極の円周方向幅θｒｔは２２．５°、ロータ磁極間の空間の開口部は２２．５°である。
【０５４７】
図６０のモータは、図５８のモータと同様に、スロット断面積を拡大できるので図８３に比べて銅損を低減できること、ステータ磁極の歯の磁気飽和を低減できること、バックヨーク幅の縮小やステータの歯の径方向長さの縮小によりロータ直径を拡大してトルクを増加できる。また、ステータコアなどの振動、騒音を低減できる。
【０５４８】
図６０の６０１はＡＬ相ステータ磁極、６０２はＡＬ／相ステータ磁極である。６０３はＢＬ相ステータ磁極、６０４はＢＬ／相ステータ磁極である。６０５はＣＬ相ステータ磁極、６０６はＣＬ／相ステータ磁極である。６０Ａと６０Ａ／はＡＬ相の集中巻き巻線で、両巻線の巻回数の和はＮｗａであり、ＡＬ相電流ＩａＬを通電し、ＡＬ相電圧はＶａＬである。６０Ｂと６０Ｂ／はＢＬ相の集中巻き巻線で、両巻線の巻回数の和はＮｗａであり、ＢＬ相電流ＩｂＬを通電し、ＢＬ相電圧はＶｂＬである。６０Ｃと６０Ｃ／はＣＬ相の集中巻き巻線で、両巻線の巻回数の和はＮｗａであり、ＣＬ相電流ＩｃＬを通電し、ＣＬ相電圧はＶｃＬである。ＡＬ／相ステータ磁極６０２からＡＬ相ステータ磁極６０１へ通過する磁束は、ＡＬ相磁束φａＬである。ＢＬ／相ステータ磁極６０４からＢＬ相ステータ磁極６０３へ通過する磁束は、ＢＬ相磁束φｂＬである。ＣＬ／相ステータ磁極６０６からＣＬ相ステータ磁極６０５へ通過する磁束は、ＣＬ相磁束φｃＬである。
【０５４９】
図６０のステータ磁極と集中巻き巻線の配置関係は、図８３のモータと同じである。図６０のモータを図５の回路で駆動することができる。今、図６０のモータをＣＣＷのトルクを発生しながらＣＣＷへ、ある程度高速の一定回転数で回転する動作の例について説明する。
【０５５０】
図５８のモータを駆動する場合、前記の様に、仮想の集中巻き巻線の各相電流ＩａＬ、ＩｂＬ、ＩｃＬ、及び、各相電圧ＶａＬ、ＶｂＬ、ＶｃＬとして図５９に示したが、図６０のモータではそれらが各相の集中巻き巻線の電流、電圧となる。特に、図５９に破線で示した、磁気エネルギーの回生時間を７．５°から１２．５°へ広げた特性では、各相電圧ＶａＬ、ＶｂＬ、ＶｃＬの力行時の電圧と回生時の電圧振幅とが同程度の値となり、都合良く駆動することができる。図８３のモータの場合、ロータ磁極の円周方向幅を広げることにより、磁気エネルギーの回生時間を図５９の様に大きくし、回生電圧を小さくすることも可能であるが、その場合にはスロット断面積が半分程度に小さくなり、銅損が増加し、モータ効率が低下する。図６０のモータでは、銅損の低減と回生電圧の低減とを両立させることができる。但し、スロット内銅損で比較すると、図６０の銅損は図５８より劣る。集中巻き巻線なので、図５の駆動回路の利用率は低くなる。
【０５５１】
なお、低速回転では、電流の増加に要するロータの回転角幅が小さくなるので、相対的な時間幅が小さくなる。そして、図５９の各相の電流波形、電圧波形は、モータの回転速度とトルクの大きさに応じて異なる波形で制御することができる。
【０５５２】
次に、図５８の全節巻き巻線のモータを図５の回路で、ある程度高速の一定回転数で回転する動作の例について説明する。全節巻き巻線の各相電圧は、（２７）、（２９）、（３１）式に示す様に、他の相の磁束も鎖交するため、過大で複雑な電圧になりがちである。図１、図２の各相電圧が過大になる原因の一つは、低速回転でのトルク発生に大きな支障が無いものの、ある程度高速の回転での力行運転において、磁気エネルギーを直流電圧源へ回生する時間が不足することにある。電流、電圧の例として前記の図１４の特性を示したが、高速回転では過大な電圧が発生し、また、Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａの電流の増加が困難になり、トルクリップルも発生する。また、ステータ磁極とロータ磁極に発生する吸引力が急激に変化することになるので、騒音も発生し易い。
【０５５３】
今、モータと駆動回路の必要条件として、少なくとも低速回転では連続トルクを生成できること、ある程度高速回転でもトルクリップルが小さいこと、ある程度高速回転でも磁気エネルギーの回生時間が確保できて回生電圧が過大にならないこと、図５９の各相電流ＩａｂＬ、ＩｂｃＬ、ＩｃａＬの電流増加が容易なこと、モータ銅損が過大とならずモータ効率が良いこと、図５の駆動回路の各トランジスタの利用率が高く、駆動回路の小型化、低コスト化が可能なことについて考える。
【０５５４】
前記の様に、図５８の全節巻き巻線のモータを図５９の破線で示す各相電流ＩａｂＬ、ＩｂｃＬ、ＩｃａＬで駆動すると、各相電圧ＶａｂＬ、ＶｂｃＬ、ＶｃａＬは図示する破線の電圧波形となり、実線で示す様な過大な電圧をかなり低減することができる。そして、各相の電流の増加時の巻線電圧が低く、他相の磁束変化に伴う電圧影響が減少するので、各相の電流増加が容易である。また、図５８と図５９の動作について説明した様に、連続トルクの生成が可能である。特に、磁気エネルギーの回生時間を確保できて、かつ、スロット断面積を広くとれ銅損を低減することを両立することが重要である。また、銅損については、図５８のモータは全節巻き巻線なので、もともと集中巻き巻線に比較してスロット内銅損が小さい。
【０５５５】
また、図５の各トランジスタの利用率について考えると、図５９の各相の全節巻き巻線の電流ＩａｂＬ、ＩｂｃＬ、ＩｃａＬに示す様に、図８４の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃに比較して、約２倍の区間で通電し、直流電圧源からモータ側へ供給する電力を増加する事ができる。但し、前記のように、他相の磁束変化に伴う電圧影響を減少できるが、無くなるわけではなく、全節巻き巻線に特有な電圧は発生する。前記の電流通電区間の拡大と電圧影響を減少により、図５の駆動回路の各トランジスタの総電流容量を低減することが可能となる。
【０５５６】
以上、請求項７を図６０、図５８のモータと図５９のタイムチャート、及び、図５の駆動回路の例で説明した。その他の磁極数の組み合わせについても適用することができ、目的に応じて各磁極の円周方向幅などの形状を選択することができる。例えば、ステータ磁極数が６個の場合、ロータ磁極数を８個、１０個、１４個、１６個を選択できる。ステータ磁極数が１０個の場合、ロータ磁極数を１２個、１４個、１６個、１８個、２２個、２４個などを選択できる。それらの組み合わせにより、モータ特性が変わり、通電方法を変える必要がある。モータの高トルク化、高効率化、小型化が可能であり、駆動回路の小型化が可能である。また、ステータ磁極とロータ磁極の間に作用する電磁気的吸引力の変化を小さくできるので、モータの電磁気騒音を低減できる。なお、ステータ磁極の数ＳＮ、ステータ磁極の円周方向幅θｓｔ、ロータ磁極の数ＲＮ、ロータ磁極の円周方向幅θｒｔの関係、連続トルクを発生するための許容範囲、トルク発生上の原理的な最適値などは、請求項６の説明と同じである。
【０５５７】
また、図５８のＡＢＬ相全節巻き巻線５８Ａ、ＢＣＬ相全節巻き巻線５８Ｂ、ＣＡＬ相全節巻き巻線５８Ｃは、環状巻線により等価な励磁を実現できる。そして、図１８のように、モータの内径側と外径側に２つのモータを構成し、トロイダル状の環状巻線の構成とすることもできる。同様に、ロータ軸方向に２つのモータを背中合わせに配置し、トロイダル状の環状巻線の構成とすることもできる。この場合、巻線のコイルエンド部が短くできるので、銅損の低減、巻線材料の削減、軽量化、巻線作成の容易化、巻線占積率の向上などが可能である。
【実施例３３】
【０５５８】
次に、請求項８の実施例を図６１示す。前記のように、従来モータのスロット内銅損を低減するために全節巻き巻線とすると、各相の磁束が鎖交するので磁束変化に起因するので過大な電圧が発生する問題、電圧特性が複雑になる問題がある。図６１に示す駆動回路と巻線の配置方法は、特に高速回転におけるこれらの問題を軽減する例である。また、低速回転においては、各相電流を個別に通電することも可能であり、低速回転時の大トルクを出力することもできる。
【０５５９】
図６１の駆動回路は、図２５の（ｃ）に示す、ステータ磁極の数が１０個で、５相のリラクタンスモータの各全節巻き巻線の駆動回路の例である。これらの各巻線の各電流は片方向電流であり、（７２）から（７６）式の関係である。先に、図２５の（ｂ）に示した５相のリラクタンスモータを図２６の駆動回路で駆動する例を示した。特に、低速回転時のモデル的な各電流、各電圧の例を図２７に示した。図６１の駆動回路においても、図２７は低速回転時のモデル的な電流、電圧の例である。なお、図２７はステータ磁極幅、ロータ磁極幅を２４°にしており、磁極幅が少し広い例である。
【０５６０】
次に、図６１の駆動回路の動作を説明する。図６１の６１Ｚは駆動回路全体の制御回路、６１Ｙは直流電圧源である。図６１のトランジスタ６１１と６１２は、ＡＣＭ相全節巻き巻線２７ａｃへＡＣＭ相電流ＩａｃＭを通電する。トランジスタ６１３と６１４は、ＣＥＭ相全節巻き巻線２７ｃｅとし、ＣＥＭ相電流ＩｃｅＭを通電する。トランジスタ６１５と６１６は、ＥＢＭ相全節巻き巻線２７ｅｂとし、ＥＢＭ相電流ＩｅｂＭを通電する。トランジスタ６１７と６１８は、ＢＤＭ相全節巻き巻線２７ｂｄとし、ＢＤＭ相電流ＩｂｄＭを通電する。トランジスタ６１９と６１Ｆは、ＤＡＭ相全節巻き巻線２７ｂｄ６１ｄａとし、ＤＡＭ相電流ＩｄａＭを通電する。
【０５６１】
ダイオード６１Ｇと６１Ｈは、トランジスタ６１１と６１２がオンからオフになった時に、ＡＣＭ相電流ＩａｃＭを直流電圧源６１Ｙへ回生する。ダイオード６１Ｋと６１Ｌは、トランジスタ６１３と６１４がオンからオフになった時に、ＣＥＭ相電流ＩｃｅＭを直流電圧源６１Ｙへ回生する。ダイオード６１Ｐと６１Ｑは、トランジスタ６１５と６１６がオンからオフになった時に、ＥＢＭ相電流ＩｅｂＭを直流電圧源６１Ｙへ回生する。ダイオード６１Ｓと６１Ｔは、トランジスタ６１７と６１８がオンからオフになった時に、ＢＤＭ相電流ＩｂｄＭを直流電圧源６１Ｙへ回生する。ダイオード６１Ｖと６１Ｗは、トランジスタ６１９と６１Ｆがオンからオフになった時に、ＤＡＭ相電流ＩｄａＭを直流電圧源６１Ｙへ回生する。
【０５６２】
図６１の各巻線２７ａｃ、２７ｃｅ、２７ｅｂ、２７ｂｄ、２７ｄａは、それぞれ、各ダイオード６１Ｊ、６１Ｍ、６１Ｒ、６１Ｕ、６１Ｘを直列となるように配置し、環状結線となっている。各巻線への通電モードは、各相の巻線へ個別に通電する個別通電モードと、直列に接続した２つの巻線へ通電する２巻線通電モードとがある。また、前記の５個の巻線と５個のダイオードを直列に、環状に接続しているので、環状電流成分を流すこともできる。
【０５６３】
前記の個別通電モードは、特に低速回転で巻線の電圧が小さい領域において、前記各相の電流を個別に通電することができる。前記の様に、例えば、図６１の上下のトランジスタ６１１と６１２をオンにして、力行動作で、ＡＣＭ相全節巻き巻線２７ａｃに流れるＡＣＭ相電流ＩａｃＭを増加させ、６１１と６１２をオフにして、回生動作で、ＩａｃＭを減少させる。同様に、他の各相の巻線２７ｃｅ、２７ｅｂ、２７ｂｄ、２７ｄａについても、それぞれ、各相の電流ＩｃｅＭ、ＩｅｂＭ、ＩｂｄＭ、ＩｄａＭを増減して制御することができる。
【０５６４】
また、トランジスタの電流制御の動作の一つとして、図６１の上下のトランジスタ６１１と６１２の片方だけをオンとして、ＡＣＭ相電流ＩａｃＭをフライホイール状態として、電流の減少を緩やかにすることもできる。図６１の駆動回路は、電流のフライホイール通電の時、通過するダイオードが１個なので、ダイオード損失が小さいという特徴がある。この点に関して、電気自動車の主機用モータでは、低速回転での大トルクが急坂道の登坂運転で必要であり、モータ設計、インバータ設計における過酷な条件の一つである。この運転モードでは、フライホイール通電の駆動比率が高くなるので、フライホイール通電時のダイオード損失は重要な特性である。また、図６１の駆動回路は、回生動作、フライホイール動作において、他の相の電流制御と制御的な干渉が少ないことも特徴である。
【０５６５】
次に、前記の２巻線通電モードでは、他の相の磁束の影響を低減することができる。図２５の（ｃ）の各巻線の電圧は（７７）から（８１）式、および、（８２）から（８６）式の値となる。各全節巻き巻線は、それぞれが全ての相の磁束と鎖交するため、時には過大な電圧で、複雑な関係式の電圧となる。特に、高速回転、大トルク時に他相の電圧の影響が大きくなる。
【０５６６】
この対応として、（８７）から（９１）式に示す、比較的単純な電圧となるように制御することができる。即ち、対象とするステータ磁極の両隣の２個の全節巻き巻線を直列に接続して、電圧、電流を制御する方法である。２個の巻線の電圧和が、前記ステータ磁極に巻回する集中巻き巻線の相電圧となり、そのステータ磁極を通過する磁束だけに関わる電圧となる。その他の磁束成分の影響を受けない。この作用は、２個の巻線を前記ステータ磁極に対して差動的な配置とする効果である。また、前記ステータ磁極に差動的に配置するこれらの２個の巻線に通電する電流成分は、前記ステータ磁極を選択的に励磁し、他のステータ磁極へ電磁気的に影響しない。なお、このような制御を実現するためには、図６１の駆動回路における各相巻線の配置順が必要条件の一つである。励磁するステータ磁極の円周方向両隣の全節巻き巻線、あるいは、環状巻線は、図６１の駆動回路の紙面上で左右の両隣に配置しなければ、直列に接続する効果を得られず、（８７）から（９１）式の効果を得られない。
【０５６７】
例えば、図２７のタイムチャートで、ロータ回転角位置θｒが０°から１２°へＣＣＷのトルクを発生して回転する間は、ＡＣＭ相電流ＩａｃＭとＤＡＭ相電流ＩｄａＭへ通電し、同時に、ＥＢＭ相電流ＩｅｂＭとＣＥＭ相電流ＩｃｅＭへ通電する区間である。これは、丁度、図２５の（ｃ）の回転角位置θｒの状態であって、ＡＭ相ステータ磁極９２１とＡＭ／相ステータ磁極９２２が、（７２）式のＩａｃＭと（７５）式のＩｄａＭとのＡＭ相電流成分ＩａＭで励磁する状態である。そして、図６１の駆動回路では、トランジスタ６１９からＤＡＭ相巻線２７ｄａを通り、ダイオード６１Ｘを通り、ＡＣＭ相巻線２７ａｃを通り、トランジスタ６１２を通って、前記ＡＭ相電流成分ＩａＭを通電する。この時、両巻線の電圧和は（８７）式のＡＭ相電圧ＶａＭとなり、他の相の電圧の影響を軽減することができる。このように、ＡＭ相ステータ磁極９２１とＡＭ／相ステータ磁極９２２を、ＡＭ相電流成分ＩａＭで選択的に励磁する。
【０５６８】
同時に、図２７のタイムチャートでロータ回転角位置θｒが０°から１２°の区間で、ＥＭ相ステータ磁極９２９とＥＭ／相ステータ磁極９２Ａが、（７６）式のＥＢＭ相電流ＩｅｂＭと（７４）式のＣＥＭ相電流ＩｃｅＭとのＥＭ相電流成分ＩｅＭで励磁する。そして、図６１の駆動回路では、トランジスタ６１３からＣＥ６相巻線２７ｃｅを通り、ダイオード６１Ｍを通り、ＥＢＭ相巻線２７ｅｂを通り、トランジスタ６１６を通って、前記ＥＭ相電流成分ＩｅＭを通電する。この時、両巻線の電圧和は（９１）式のＥＭ相電圧ＶｅＭとなり、他の相の電圧の影響を軽減することができる。このように、ＥＭ相ステータ磁極９２９とＥＭ／相ステータ磁極９２Ａを、ＥＭ相電流成分ＩｅＭで選択的に励磁する。各相の電流成分は、図６１の駆動回路で重畳して通電する事ができる。
【０５６９】
ロータ回転角位置θｒの１２°以降については、図２７のタイムチャートから分かるように、１２°ごとに通電電流が変化して、ＣＣＷトルクを連続的に生成して回転することができる。このように、低速回転域での個別通電モードと、直列に接続した２つの巻線へ通電する高速回転域での２巻線通電モードを組み合わせて、図２５の（ｃ）のモータを駆動できる。なお、ステータ磁極の両隣の２個の全節巻き巻線を直列に接続して通電する点では、図２６の駆動回路と類似する点がある。
【０５７０】
図６１の駆動回路と各相の巻線配置では、（７２）から（９１）式の関係を応用して、全ての相の電流を重畳することができる。図２７のタイムチャートの例では、５個の巻線の内４個の巻線の電流がトルク発生に寄与することになり、原理的には、巻線の利用率は８０％と大きな値となる。図２５の（ａ）の集中巻き巻線に比較して、スロット内の銅損を１／２に低減できる。図２５の（ｂ）の全節巻き巻線のモータと図２６の駆動回路で駆動する場合に比較して、原理的には、同等の銅損低減効果である。
【０５７１】
図６１の駆動回路と各相の巻線配置で低速回転の駆動を行う場合、図２５の（ｃ）、図６１の各相巻線へ、それぞれ通電することができるので、図２７の電流を通電する時に図６１の１０個のトランジスタの内８個のトランジスタで電流を供給することができる。しかし高速回転において、前記の２巻線通電モードで駆動する場合、図２７のタイムチャートの例では４個のトランジスタで順次電力を供給することになり、トランジスタの利用率は単純原理的には低下する。なお、各巻線の電圧は（８２）から（８６）式と複雑であるが、電圧の低い巻線を利用して、ＰＷＭ制御の制御周期で積極的に電力を供給することも可能である。
【０５７２】
図２５の（ｃ）のモータ、図２７のタイムチャート、図６１の駆動回路では、５相のモータについて説明したが、ステータ磁極の数が６個の３相のモータ、および、７相、９相、１１相等のモータへも同様に適用できる。全節巻き巻線の例を示したが、環状巻線でも構成でき、また、極対数を２以上として多極化することもできる。
【０５７３】
次に、図６２に、図６１の駆動回路の変形例を示す。図６１のダイオード６１Ｇと６１Ｈが、図６２では６２Ｇと６２Ｈに変わっている。図６１において、ＡＣＭ相巻線２７ａｃに流れるＡＣＭ相電流ＩａｃＭをトランジスタ６１１と６１２をオン状態からオフ状態とした場合、ダイオード６１Ｇと６１Ｈを通過して直流電圧源６１Ｙへ回生する。他方、図６２においては、トランジスタ６１１と６１２をオン状態からオフ状態とした場合、ダイオード６１Ｊと６２Ｋ、及び、６１Ｘと６２Ｗを通過して直流電圧源６１Ｙへ回生する。通過するだイードの数が２個から４個に増加する。ダイオードの損失が２倍に増加する。また、ＡＣＭ相電流ＩａｃＭが、ＣＥＭ相巻線２７ｃｅの駆動回路、および、ＤＡＭ相巻線２７ｄａの駆動回路へ流れることになり、電気回路的な干渉も多くなる。
【０５７４】
図６２の各巻線電流のフライホイール通電の特性も図６１の駆動回路とは異なる。図６１において、ＡＣＭ相巻線２７ａｃに流れるＡＣＭ相電流ＩａｃＭをトランジスタ６１１をオン状態とし、６１２をオフ状態とした場合、ＩａｃＭはトランジスタ６１１とＡＣＭ相巻線２７ａｃとダイオード６１Ｇとを通って循環する。他方、図６２においては、トランジスタ６１１をオン状態とし、６１２をオフ状態とした場合、ＩａｃＭはトランジスタ６１１とＡＣＭ相巻線２７ａｃとダイオード６１Ｊと６２Ｋとを通って循環する。通過するダイオードの数が１個から２個に増加する。ダイオードの損失が２倍に増加する。特に、低速回転でモータを回転させる場合、フライホイール通電の比率が高く、効率と発熱の点で不利である。
【０５７５】
次に、図６３に、図６１の駆動回路の他の変形例を示す。図６３に図示するように、各相の全節巻き巻線２７ａｃ、２７ｃｅ、２７ｅｂ、２７ｂｄ、２７ｄａとダイオード６３１、６３２、６３３、６３４、６３５を１個ずつ交互に配置し、環状巻線を構成している。また、図６３の構成は、５相の交流の従来駆動回路に、５相の環状巻線を配置、接続し、各巻線に片方向電流に制限するダイオードを追加した構成でもある。５相の交流電圧を各相の巻線とダイオードに印加することができる。しかし、図６３のトランジスタ６１１のエミッターと６１２のコレクターが直接接続した構成なので、両トランジスタを同時にオン状態とすることはできず、機能が制限される。図６３の紙面で、上下に配置する６１３と６１４、６１５と６１６、６１７と６１８、６１９と６１Ｆも同様である。
【実施例３４】
【０５７６】
次に、請求項９の実施例を図６４示す。図６４の駆動回路は、前記図６の駆動回路において、６Ｒで示す直流電圧源ＶｓＮ１に加えて、その出力端子を６４１とする電源回生用の直流電圧源ＶｓＮ２を付加している。ロータ磁極を軟磁性体で構成するモータは、モータトルクを出力するために、図１１の１１３に示した磁気エネルギーＥｍを直流電圧源ＶｓＮ１からへ供給し、そのトルク発生動作のサイクルを終了する頃には前記磁気エネルギーＥｍを直流電圧源ＶｓＮ１へ回生する必要がある。ロータ磁極がステータ磁極に吸引されてトルクを発生するが、ロータ磁極とステータ磁極との対向面積が増大した時点ではその磁気エネルギーＥｍが大きな値となっており、その回生に相応の回生時間を要する。この磁気エネルギーの回生は、力行トルクを発生できる区間の中で磁気エネルギーの回生も行う必要があるので、力行トルクの発生時間が少なくなる。低速回転の場合ではこの回生時間は、時間的な余裕があるので、トルク発生上大きな負担にはならない。しかし、モータ回転数が上がってくると、この回生時間が力行トルクを制約する問題が発生する。
【０５７７】
なお、回生時の電圧Ｖｓ［Ｖ］、巻回数Ｎｗａ［ｔｕｒｎ］、鎖交磁束Δφｏ［Ｗｂ］、回生時間Δｔ［Ｓｅｃ］、その時の通電電流Ｉｏ［Ａ］、磁気エネルギーＥｍｏ［Ｊ］として、回生時間Δｔ、磁気エネルギーＥｍｏは、一般的に、次式となる。
Δｔ＝Ｎｗａ×Δφｏ／Ｖｓ                                      （１３９）
Ｅｍｏ＝Ｎｗａ×Δφｏ×Ｉｏ／２                                （１４０）
回生する電圧Ｖｓを大きくすると、回生時間Δｔを短縮することができる。また、モータ側の動力を電力に変換する場合も、直流電圧源へ回生する必要がある。
【０５７８】
図６４の構成に関して、前記第２の直流電圧源ＶｓＮ２は、６４３のコンデンサー、６４４のトランジスタ、６４５のチョークコイル、６４６のダイオードで構成し、直流電圧源ＶｓＮ２の出力端子は６４１である。図６４の回生用ダイオード６Ｅ、２８Ｇ、６Ｊの接続先を６４１へ変更していて、モータ側の磁気エネルギーがコンデンサ６４３へ充電する。また、図６４では、出力端子を６４２とする第３の直流電圧源ＶｓＮ３を付加している。ＶｓＮ３は、６４７のコンデンサー、６４８のトランジスタ、６４９のチョークコイル、６４Ａのダイオードで構成し、直流電圧源ＶｓＮ３の出力端子は６４２である。図６４の回生用ダイオード６Ｄ、２８Ｆ、６Ｈの接続先を６４２へ変更していて、モータ側の磁気エネルギーがコンデンサ６４３へ充電する。ここで、前記直流電圧源６Ｒの電圧をＶｄｃとし、その負側端子の電位を０［Ｖ］とする。直流電圧源ＶｓＮ２の電圧をＶｃｃ２、直流電圧源ＶｓＮ３の電圧をＶｃｃ３とする。また、図６４のその他の構成は、図６の構成と同じである。
【０５７９】
図６４の６４１の回生電圧は、図６の回生電圧がＶｄｃだったのに対し、（Ｖｄｃ＋Ｖｃｃ１）と大きくなる。その結果（１３９）式が示すように、回生時間を短縮することができ、トルク発生時間の割合を増加できるので、平均トルクを増加できる。同様に、第３の直流電圧源ＶｓＮ３の出力端子６４２の電位は（−Ｖｃｃ３）であり、負の電圧側の回生電圧は、（Ｖｄｃ＋Ｖｃｃ３）と大きくなるので、回生時間を短縮でき、平均トルクを増加できる。また、図６４に示した方法は、図６以外の駆動回路へも同様に適用できる。
【０５８０】
なお、図６４のエネルギーの移動に関して、コンデンサ６４１へ充電すると電圧Ｖｃｃ２が大きくなるので、トランジスタ６４４によりチョークコイル６４５へ放電し、ＤＣ−ＤＣコンバータのように変換して、前記直流電圧源６Ｒへ充電する。同様に、コンデンサ６４２へ充電すると電圧Ｖｃｃ３が大きくなるので、トランジスタ６４８によりチョークコイル６４９へ放電し、ＤＣ−ＤＣコンバータのように変換して、前記直流電圧源６Ｒへ充電する。これらの動作により、モータの磁気エネルギーを、前記直流電圧源６Ｒへ回生することができる。また、前記コンデンサ６４３、コンデンサ６４７は、バッテリーなどの他の種類の電源であっても良い。
【実施例３５】
【０５８１】
次に、請求項９の他の実施例を図６５に示す。図６５の駆動回路とモータ巻線は、図６の駆動回路を一部変更したものである。トランジスタ６１の周辺の変更箇所は、図６５の一点鎖線６５Ｄの範囲である。図６のＡＢ相全節巻き巻線６７は、図６５では中間タップを取り出したＡＢＰ相全節巻き巻線６５７に変更している。回生用ダイオード６Ｄのカソードの接続先を前記中間タップへ変更している。そして、トランジスタ６１がオフした時に、ＡＢＰ相電流ＩａｂＰ１が変換されて通電する経路を構成する回生用ダイオード６５１を追加する。他のトランジスタの周辺回路についても、図６５に示すように、一点鎖線６５Ｄの範囲と同様の変更である。そして、図６５のその他の構成は、図６の構成と同じである。
【０５８２】
次に、この一点鎖線６５Ｄの範囲の回路動作、モータ巻線の電磁気的動作について説明する。例えば、図６５のトランジスタ６１からＡＢＰ相全節巻き巻線６５７を通り、ダイオード６Ｋを通り、ＣＡＰ相全節巻き巻線６５８を通り、トランジスタ６２を通ってＡＰ相電流ＩａＰを通電している状態で、トランジスタ６１をオンからオフに移行した過渡的な状態を考える。そして、図６５のＡＢＰ相全節巻き巻線６５７の巻回数がＮｗａ／２とし、紙面で、前記中間タップの上側の巻線６５７１の巻回数がＮｗａ／４で、前記中間タップの下側の巻線６５７２の巻回数がＮｗａ／４だと仮定する。トランジスタ６１がオンからオフに移行した直後は、６５７１に流れる電流は０となり、６５７２に流れる電流は巻回数が半分になるのでそれまで流れていた電流ＩａＰの２倍の電流となる。回生用ダイオード６ＤにはＩａＰの２倍の電流（ＩａＰ×２）が流れ、ダイオード６５１にＩａＰが流れ、残りのＩａＰはダイオード６ＫとＣＡＰ相全節巻き巻線６５８とトランジスタ６２の方へ流れる。この時、前記巻線６５７２へは直流電圧源６Ｒの電圧Ｖｄｃが逆方向に印可され、回生動作となる。
【０５８３】
トランジスタ６１がオンからオフに移行した直後の磁気エネルギーは、（１４０）式より通電する部分の巻回数が１／２になり、電流値が２倍になるので、変わらない。逆に言うと、磁気エネルギーが変わらないように電流値が２倍になる。回生に要する時間Δｔは、（１３９）式より、巻回数が１／２になるので、Δｔが１／２に短縮されることになる。そして、回生時間の短縮により、力行トルクの増加が期待できる。なお、この時のＡＢ相全節巻き巻線６５７の両端電圧は（−Ｖｄｃ×２）となり、２倍の回生電圧がかかっていると等価的に考えることもできる。また、実際、図６５のトランジスタ６１へは（Ｖｄｃ×２）の大きな電圧が印加されるのでトランジスタの耐電圧を上げる必要がある。また、電磁気的な増倍動作なので、スパイク的な瞬時過大電圧の発生も懸念され、スナバ回路の付加、あるいは、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はそのアバランシェ特性が期待できる。
【実施例３６】
【０５８４】
次に、図６５の方法とは異なるが、電磁気的な現象を応用した回生時間の短縮方法を図６６の（ａ）に、部分的に示す。図６６の（ａ）は、図６のトランジスタ６１とＡＢ相全節巻き巻線の周辺回路を部分的に示す図であり、その他の相の巻線とその周辺回路も同様の構成である。６６の（ａ）は、図６のＡＢ相全節巻き巻線６７に並行して、同一スロットに巻線を追加した構成である。図６の６７と図６６の（ａ）の６６７は同じもので、６６１は追加した巻線である。いわゆる、バイファイラ巻である。但し、６６７と６６１の巻回方向は逆方向で、それぞれの巻回数は自由に選択できる。このＡＢＱ１相全節巻き巻線６６７は、図６と同様にダイオード６Ｑと６Ｋに接続されると同時に、追加するダイオード６６２のカソードに接続し、６６２のアノードを直流電圧源６Ｒの負側端子の電位０［Ｖ］に接続する。他方、ＡＢＱ２相全節巻き巻線６６１は、回生用ダイオード６Ｄと直列に６Ｒの両端、電位Ｖｄｃ［Ｖ］と０［Ｖ］に接続する。
【０５８５】
図６６の（ａ）の動作は、例えば、トランジスタ６１からＡＢＱ１相全節巻き巻線６６７を通り、ダイオード６Ｋを通り、ＣＡ相全節巻き巻線へＡ相電流Ｉａを通電している状態で、トランジスタ６１をオンからオフに移行した過渡的な状態を考える。そして、図６６の（ａ）のＡＢＱ１相全節巻き巻線６６７の巻回数がＮｗａ／２とし、ＡＢＱ２相全節巻き巻線６６１の巻回数がＮｗａ／４だと仮定する。トランジスタ６１がオンからオフに移行した直後は、６６７に流れる電流は０となり、６６１と回生用ダイオード６Ｄにはそれまで６６７に流れていた電流Ｉａの２倍の電流が流れることになる。また、図６６の（ａ）の紙面で、上側から下側へ電流が流れる時は巻線６６７を通り、下側から上側へ電流が流れる時は巻線６６１を通ることになる。他方、ＣＡ相全節巻き巻線のＡ相電流Ｉａも、トランジスタ６１のオフ直後は保たれるので、ダイオード６６２から６Ｋの方向へＡ相電流Ｉａが流れる。この時、前記ＡＢＱ２相全節巻き巻線６６１へは直流電圧源６Ｒの電圧Ｖｄｃが逆方向に印可され、回生動作となる。回生時間が短縮される。
【０５８６】
図６６の（ａ）のトランジスタ６１がオンからオフに移行した直後の磁気エネルギーは、（１４０）式より通電する部分の巻回数が１／２になり、電流値が２倍になるので、変わらない。回生に要する時間Δｔは、（１３９）式より、巻回数が１／２になるので、Δｔが１／２に短縮されることになる。そして、回生時間の短縮により、力行トルクの増加が期待できる。なお、この時のＡＢＱ１相全節巻き巻線６６７の両端電圧は（−Ｖｄｃ×２）となり、２倍の回生電圧がかかっていると等価的に考えることもできる。また、実際、図６６の（ａ）のトランジスタ６１へは（Ｖｄｃ×２）の大きな電圧が印加されるのでトランジスタの耐電圧を上げる必要がある。また、電磁気的な増倍動作なので、スパイク的な瞬時過大電圧の発生も懸念され、スナバ回路の付加、あるいは、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はそのアバランシェ特性が期待できる。図６６の（ａ）の動作は、図６５の動作と電磁気的に類似した点がある。
【実施例３７】
【０５８７】
次に、図６５、図６６の（ａ）の方法とは異なるが、電磁気的な現象を応用した回生時間の短縮方法を図６６の（ｂ）に、部分的に示す。図６６の（ｂ）は、図６のトランジスタ６１とＡＢ相全節巻き巻線６７の周辺回路を部分的に示す図であり、その他の相の巻線とその周辺回路も同様の構成である。図６６の（ｂ）では、６７はＡＢＱ３相全節巻き巻線６６９としている。そして、図６６の（ｂ）の駆動回路とモータ巻線は、図６の駆動回路に、一点鎖線６６３で囲う定電圧回路を追加したものである。６６４は変圧器で、その１次巻線は回生用ダイオード６ＤとＡＢＱ３相全節巻き巻線６６９へ接続している。６６４の２次巻線は全波整流器６６５に接続し、６６５の出力は直流電圧源６Ｒへ接続している。
【０５８８】
図６６の（ｂ）の動作は、例えば、トランジスタ６１からＡＢＱ３相全節巻き巻線６６９を通り、ダイオード６Ｋを通り、ＣＡ相全節巻き巻線へＡ相電流Ｉａを通電している状態で、トランジスタ６１をオンからオフに移行した過渡的な状態を考える。前記変圧器６６４の1次巻線と2次巻線との巻線比は１と仮定する。トランジスタ６１がオンからオフに移行した直後は、Ａ相電流Ｉａが回生用ダイオード６Ｄから前記変圧器６６４を通ってＡＢＱ３相全節巻き巻線６６９を通って、ダイオード６Ｋの方向へ通電する。この時、変圧器６６４の2次巻線は全波整流器６６５を介して直流電圧源６Ｒに短絡しているので、変圧器６６４の１次巻線の電圧がＶｄｃを超えると、小さなインピーダンスとなる。そして、トランジスタ６１とＡＢＱ３相全節巻き巻線６６９の接続点６６６の電位は（−Ｖｄｃ）となる。
【０５８９】
図６の場合、トランジスタ６１がオンからオフに移行した直後の前記６６６の電位は０Ｖなので、図６６の（ｂ）の場合、回生電圧がＶｄｃ増加したことになる。この時、ＡＢＱ３相全節巻き巻線６６９の磁気エネルギーが外部へ放出される。６６８の電位がＶ６６８とすると、この放出されるパワーは（Ｖ６６８−（−Ｖｄｃ））×Ｉａ＝（Ｖ６６８＋Ｖｄｃ）×Ｉａとなり、その内の（Ｖｄｃ×Ｉａ）のパワーは直流電圧源６Ｒへ電源回生される。図６の場合に比べて、図６６の（ｂ）の方が回生電圧が大きくなるので、回生時間が短縮されることになる。そして、回生時間の短縮により、力行トルクの増加が期待できる。
【０５９０】
なお、図６６の（ｂ）の一点鎖線６６３で囲う部分の機能は、ある限定された時間幅の間は、ツェナーダイオードのような定電圧特性を示す。ツェナーダイオードのようにパワーを内部消費するわけではなく、直流電圧源６Ｒへ回生する。但し、その時間幅を超えると磁気飽和するため、電圧が巻線抵抗の電圧降下分に低下し、電源への回生能力が無くなるので、制御の面で配慮する必要がある。また、全波整流器６６５は、半端整流器とすることも可能である。また、前記変圧器６６４は、モータのステータコアの外周部等、その一部を活用して構成することもできる。モータと一体化して製作することにより、変圧器のスペースとコストの問題、巻線とその配線の製作負担の問題を軽減できる。以上、説明した図６５、図６６の方法は、図６の駆動回路以外に、本発明で示す他の駆動回路とモータへ適用することができる。
【実施例３８】
【０５９１】
次に、請求項１０の実施例を図６７に示す。前記の様に、本発明のモータでは各相巻線に片方向電流を通電して励磁しており、各ステータ磁極の磁束方向も片方向であり、例外を除いて、各ステータ磁極の極性がＮ極かＳ極のどちらかである。従って、各ステータ磁極の軟磁性体は、その磁気特性の片方向特性しか使用しておらず、反対方向の磁気特性は利用できていない。また、大電流時にはステータ磁極間の漏れ磁束が発生し、ステータ磁極の磁気飽和の問題が発生する。請求項１０ではこの反対方向の磁気特性を有効活用することにより、スロット断面積を拡大し、歯の大半部が比透磁率が大きく比較的線形な磁気的動作点で動作でき、鉄損も低減できる。漏れ磁束の問題も、相殺し、低減できる。
【０５９２】
図６７は、図１５のステータコアに類似した例で、ステータ磁極数が１２個で、ロータ磁極が８個の構成であり、図１の３相のリラクタンスモータを２極対化した構成である。図６７では、部分的に拡大するため、モータ断面の左上部の１／４を示している。巻線は分かり易い様に集中巻き巻線の例で示している。請求項１０は、ステータ磁極数の限定はなく、巻線も集中巻き巻線、全節巻き巻線、環状巻き巻線などが可能である。ロータは記載を省略している。
【０５９３】
図６７の６７１はＡ相ステータ磁極でＳ極であり、Ａ相巻線を巻回している。６７２はＡ／相ステータ磁極でＮ極であり、Ａ／相巻線を巻回している。６７３はＢ相ステータ磁極でＳ極であり、Ｂ相巻線を巻回している。６７６はＣ／相ステータ磁極でＮ極であり、Ｃ／相巻線を巻回している。
【０５９４】
６７Ａは永久磁石であり、Ｓ極のＡ相ステータ磁極６７１とＮ極のＣ／相ステータ磁極６７６の間で、ステータ磁極先端部の近傍に、永久磁石６７Ａの極性は両ステータ磁極の極性に合わせて配置している。永久磁石６７Ａが発生する磁束は６７Ｂであり、磁束６７Ｂの方向はＡ相ステータ磁極６７１がロータ磁極に作用してトルクを発生する磁束の方向とは逆向きの磁束方向である。磁束６７ＢがＣ／相ステータ磁極６７６を通る部分において、磁束６７Ｂの方向は６７６がロータ磁極に作用してトルクを発生する磁束の方向とは逆の方向である。
【０５９５】
同様に、６７Ｃは永久磁石であり、Ｎ極のＣ／相ステータ磁極６７６とＳ極のＢ相ステータ磁極６７３との間で、永久磁石６７Ｃの極性は両ステータ磁極の極性に合わせて配置している。永久磁石６７Ｃが発生する磁束は６７Ｄであり、磁束６７Ｄの方向はＣ／相ステータ磁極６７６がロータ磁極に作用してトルクを発生する磁束の方向とは逆の方向である。磁束６７ＤがＢ相ステータ磁極６７３を通る部分において、磁束６７Ｄの方向は６７３がロータ磁極に作用してトルクを発生する磁束の方向とは逆の方向である。
【０５９６】
同様に、６７Ｅは永久磁石であり、Ｓ極のＢ相ステータ磁極６７３とＮ極のＡ／相ステータ磁極６７２との間で、永久磁石６７Ｅの極性は両ステータ磁極の極性に合わせて配置している。永久磁石６７Ｅが発生する磁束は６７Ｆであり、磁束６７Ｆの方向はＢ相ステータ磁極６７３がロータ磁極に作用してトルクを発生する磁束の方向とは逆の方向である。磁束６７ＦがＡ／相ステータ磁極６７２を通る部分において、磁束６７Ｆの方向は６７２がロータ磁極に作用してトルクを発生する磁束の方向とは逆の方向である。
【０５９７】
各相の巻線へ電流が通電されていない状態では、各ステータ磁極の歯は磁気的に逆方向の磁束が存在し、磁気的に負にバイアスしている。例えば、各永久磁石が無い時に、Ｃ／相電流を通電してＣ／相ステータ磁極６７６がロータ磁極を吸引してトルクを発生する時の磁束は、歯の根元方向、即ち、バックヨーク方向から歯先へ向かう磁束で、その時の磁束密度が＋２．０［Ｔ］であると仮定する。またここで、その軟磁性体の飽和磁束密度を２．０［Ｔ］と仮定する。そして、各永久磁石６７Ａ、６７Ｃなどが存在し、通電電流は逆に０［Ａ］の時、Ｃ／相ステータ磁極６７６歯先から歯の根元方向へ向かう磁束６７Ｂ、６７Ｄが存在し、その時の磁束密度が−１．０［Ｔ］であると仮定する。
【０５９８】
各永久磁石６７Ａ、６７Ｃなどが存在する状態で、Ｃ／相電流を通電してＣ／相ステータ磁極６７６がロータ磁極を吸引してトルクを発生する時の磁束密度は、前記条件で（−１．０＋２．０）＝＋１．０なので、根元から歯先に向かう磁束で＋１．０［Ｔ］となる。従って、各永久磁石６７Ａ、６７Ｃなどが存在する状態では、Ｃ／相ステータ磁極６７６の歯の中央部等の磁束密度は、−１．０から＋１．０［Ｔ］の磁束密度の範囲で動作することになる。軟磁性体の磁気特性は、図１１に示す様に非線形であるが、−１．０から＋１．０［Ｔ］の磁束密度の範囲では、比較的線形な磁気特性であって比透磁率が大きく、ヒステリシス損失も小さい。なお、この時、ロータ磁極に対向するＣ／相ステータ磁極６７６の先端部近傍では励磁磁束と磁石磁束が合わされるので磁束密度は高く、磁気飽和する様な＋２．０［Ｔ］近傍の磁束密度となる。
【０５９９】
次に、各ステータ磁極の歯を細くし、スロット断面積を拡大し、銅損を低減する方法について説明する。図６７の例で示した様に、Ｃ／相ステータ磁極６７６の歯の大半部の磁束密度が１．０［Ｔ］以下となるので、歯の幅を少し細くしても磁気的には使用可能である。例えば、磁束密度２．０［Ｔ］まで使用すると仮定すると、歯の幅は１／２へ縮小することができ、その分スロット断面積を拡大することができる。そして、銅損を低減することができる。その時の具体的な形状は、図６７の各ステータ磁極の先端部近傍の円周方向幅Ｌｔｆは縮小することができないが、ステータ磁極の歯の中央部などの歯幅Ｌｔｓを縮小することができる。
【０６００】
どの程度、歯幅Ｌｔｓを縮小するかは、永久磁石の磁気特性、永久磁石コスト、軟磁性体の磁気特性などにより選択することができる。この歯幅Ｌｔｓの縮小は、前記例のように５０％の縮小も可能であるが、縮小しなくてもヒステリシス損などの面で効果がある。また、円周方向に並ぶステータ磁極間には、大電流時に磁極間の漏れ磁束が発生し、ステータ磁極の磁気飽和の問題が発生する。この問題に関しても、前記永久磁石６７１、６７２、６７Ａ、６７Ｃが漏れ時速を相殺する効果を発揮する。この効果を期待して、強めの永久磁石とすることもできる。また、図６７の例では永久磁石の断面形状が細長い形状を示している。しかし、例えば、現実的なモータ構成として、極対数が４極対程度のモータになれば、永久磁石の長さが、作図的には短くなったイメージの形状となる。
【実施例３９】
【０６０１】
次に、請求項１１の実施例を図６８、図６９に示す。図１、図２等に示したリラクタンスモータは、ステータおよびロータのコアを構成する軟磁性体の主な材料が、前記のように、部分的に磁気飽和することを前提にモータ設計することが多い。例えば図１３のように、ロータ回転角θｒと歯を通過する磁束φは１３１の様な関係となり、そのトルクは１３２のようにθｒが３０°に近づくと磁気飽和により低下する。請求項１１では、このトルクの低下を低減する。
【０６０２】
図６８の６８１はステータで、６８２はロータ磁極の一つであり、図１、図２のステータ磁極、ロータ磁極の配置である。例えば、６８７はＡ相ステータ磁極である。各ステータ磁極を励磁する巻線は、全節巻き巻線、環状巻線、集中巻き巻線など、いずれであっても良い。今、図６８のモータは、ＣＣＷ回転を主に使用し、ＣＣＷ回転のトルク特性を改善することを考える。なお、片方向のトルクが重要な用途は多い。
【０６０３】
リラクタンスモータで磁束を通すコアの主要な軟磁性体として、目的により種々材料を使うことができる。例えば、一般的なモータ用の等方性電磁鋼板は飽和磁束密度が２．０［Ｔ］程度で、アモルファス鉄心は飽和磁束密度が１．４［Ｔ］程度で比透磁率が大きく、フェライトコアは飽和磁束密度が０．４［Ｔ］程度と低いがヒステリシス損、渦電流損が極めて小さい。圧粉磁心は飽和磁束密度が２．０［Ｔ］程度のものもあり、３次元形状に成型可能であることから、アキシャルギャップモータなどの複雑な磁気回路構成が可能であり、盛んに研究されている。また、磁束密度の大きい材料としてはパーメンジュールが知られており、飽和磁束密度は２．４［Ｔ］程度であるが、コバルトを多く含むため高価であり、その使用はレース用モータ等の特種用途に限られている。種々材料を、種々目的で、種々部位へ、種々形状で使用可能である。
【０６０４】
図６８のモータは、主要な軟磁性体ＭＭＣ１の他に、６８３、６８４、６８５、６８６に示す第２の軟磁性体ＭＭＣ２の部材を組み合わせて使用するモータ構成の例である。図６８のモータは、ＣＣＷの回転、ＣＣＷのトルクを主に使用し、前記ＭＭＣ１よりＭＭＣ２の飽和磁束密度の方が大きい組み合わせである。図６９は、図６８のステータ磁極とロータ磁極とが対向するエアギャップ面を、紙面の左右に直線展開し、図６９の（ａ）は各ステータ磁極の内径側形状を、図６９の（ｂ）と（ｃ）は各ロータ磁極の外径側形状を示している。図６９の横軸はロータ回転角位置θｒであり、図６８のＣＣＷは、図６９の紙面で右方向である。
【０６０５】
図６９の（ｂ）は、ロータの回転角位置θｒは１０°で、Ａ相ステータ磁極６８７がロータ磁極６８２と対向する部分６８３の材料は前記ＭＭＣ２で、ロータ磁極６８２の前記ＭＭＣ１の材料と対向している。電磁気的なトルクは、主に、低い方の磁束密度で制約されるので、θｒは１０°の前後では図１３の１３２のトルクとなり、特に大きくはならない。
【０６０６】
図６９の（ｃ）は、ロータがさらにＣＣＷへ回転し、θｒが２５°になった状態を示している。図１３の１３２に示す様に、磁気飽和によりトルクが低下する領域である。θｒが２５°の近傍では、Ａ相ステータ磁極のＭＭＣ２の部材６８３とロータ磁極のＭＭＣ２の部材６８５が対向することになり、より大きな磁束密度で作用して、より大きなトルクを発生できる。図１３のθｒが２５°の近傍の１３２のトルクを増加することができる。但し、ステータ磁極の先端からバックヨークまで磁束が通過するので、歯全体へ磁束通過ができるように磁路断面積を拡大する等の対策も必要である。磁束が通過する磁路のどこかで磁気飽和するなど、磁路全体の磁気抵抗が大きくては意味が無い。
【０６０７】
図６８のモータの例では、ステータ磁極とロータ磁極のＣＷ側へ第２の軟磁性体ＭＭＣ２である６８３、６８４を配置した例を示した。さらには、ステータ磁極とロータ磁極のＣＷ側とＣＣＷ側の両方の角部へ第２の軟磁性体ＭＭＣ２を配置することにより、図６９の（ｃ）のθｒが２５°の近傍では、前記両方角部のＭＭＣ２が同時に対向することになり、ＭＭＣ２の高磁束密度の特徴が２倍にトルクを増加できる。なお、この効果は、ＣＷ回転時とＣＣＷ回転時の両方向回転時に有効である。また、第２の軟磁性体ＭＭＣ２は種々形状が可能であり、例えば、６８３、６８４、６８５、６８６の部材を磁極表面からバックヨークまで長い形状とすることもできる。
【０６０８】
この様に、２種類以上の軟磁性体を組み合わせて使用することにより、磁気飽和特性により低下するトルク特性を改善することができる。例えば、パーメンジュールは磁束密度を大きく設計できるが、高価である。しかし、使用する量が少なければ、コスト増加の負担が少なく、効果的に活用できる。
【実施例４０】
【０６０９】
次に、請求項１２の実施例を図７０に示す。図１、図２等に示したリラクタンスモータのトルクは、エアギャップ部などを通過する磁束を生成するための励磁負担が必要である。例えば、図１２の励磁電流とトルクの特性例に示す様に、連続定格電流をＩｒａとして、電流の小さい領域１２２では磁束密度が低いためトルクが小さい。請求項１２では励磁電流成分を永久磁石で補うもので、特に電流の小さい領域でのトルク増加の効果がある。軽負荷領域での運転比率が高いモータ用途は多く、そのような用途での運転効率を向上することができる。例えば、図１０の運転領域Ｄのようなモータ動作領域である。
【０６１０】
図７０に示すモータは、ステータ磁極が６個で、ロータ磁極が４個のモータで、各ステータには片方向電流を通電する集中巻き巻線を配置している。各磁極の円周方向幅は３０°の例である。図７０の紙面の上側に３個のＳ極のステータ磁極を配置し、下側に３個のＮ極のステータ磁極を配置し、それらの中間部分に、各ステータ磁極の極性方向と同一の極性方向の永久磁石７０Ａ、７０Ｂを配置している。紙面で、７０Ａ、７０Ｂの上側がＳ極で下側がＮ極である。
【０６１１】
図７０の７０１はＡ相ステータ磁極、７０２はＡ／相ステータ磁極である。７０３はＢ相ステータ磁極、７０４はＢ／相ステータ磁極であり、図１のモータに比較して逆向きである。７０５はＣ相ステータ磁極、７０６はＣ／相ステータ磁極であり、図１のモータに比較して逆向きである。
【０６１２】
磁束が通過する磁路は、図７０の前記７０１、７０３、７０５のＳ極ステータ磁極と７０Ｅ、７０Ｆのロータ磁極が対向する面積は、ロータの回転角位置θｒに関係なく一定となっている。エアギャップ面で、ステータの磁極幅で、３０°の幅である。
図７０の紙面の下側の、前記７０２、７０４、７０６のＮ極ステータ磁極と７０Ｇ、７０Ｈのロータ磁極が対向する面積も、同様に、ロータの回転角位置θｒに関係なく一定となっている。
【０６１３】
従って、各相の電流が通電していない状態では、永久磁石７０Ａ、７０Ｂが発生する磁束は、図７０の紙面のロータの下側から上側へ、ロータの回転角位置θｒに関係なく一定磁束が通過することになる。この状態では、永久磁石が発生する磁束が作り出すトルクは、ＣＷトルクとＣＣＷトルクがバランスするので、トルクリップルも原理的には無い。そして、その状態で各相電流を、図８４に示す各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃのように通電すれば、原理的には均一なトルクが生成され、トルクの値は永久磁石が作用して増加することになる。
【０６１４】
次に、図７０のモータが、低速回転では大きなトルクが必要で、かつ、高速回転での定出力制御も必要な場合のモータ構成について説明する。永久磁石７０Ａ、７０Ｂの側面に軟磁性体磁路７０Ｃ、７０Ｄを備える構造とし、その近傍を通過する磁束の量を変えることが可能な構成とする。各相巻線の電流が０か、あるいは、小さい時、永久磁石７０Ａの磁束７０Ｆの成分は軟磁性体磁路７０Ｃを通ってその近傍で閉じた構成とする。そして、磁路７０Ｃの磁束密度が大きくなって、磁路７０Ｃを通れなくなった永久磁石７０Ａの磁束７０Ｅの成分が図７０の上下のバックヨークへ供給され、ステータ磁極とロータ磁極へ供給される。永久磁石７０Ｂの磁束７０Ｊと７０Ｈも同様の関係である。
【０６１５】
次に、図７０のモータが大きなトルクを発生する時は、該当する巻線に大きな電流が通電され、永久磁石７０Ａの磁束７０Ｆの成分は無くなり、磁束７０Ｅと７０Ｇの磁束成分が図７０の紙面で上側から下側へ通過することになる。そして、該当するステータ磁極とロータ磁極の磁束密度は大きくなり、大きなトルクが作られる。この時、永久磁石７０Ｂの磁束７０Ｊの成分も無くなり、磁束７０Ｈと７０Ｋが供給され、同様に作用する。
【０６１６】
図７０のモータを高速で回転する時は、直流電圧源の電圧とモータの巻線電圧がバランスするように、電力供給と電力回生が繰り返される。定出力制御の回転領域である。その時、永久磁石７０Ａ、７０Ｂの近傍の、紙面で上側から下側へ通過する磁束量は可変可能な構成なので、高速回転での通電動作を阻害しないように動作することができる。以上の様に、図７０のモータは、軽負荷での出力動作、低速回転での大きなトルクの出力動作、高速回転での定出力動作などを、永久磁石７０Ａ、７０Ｂを効果的に活用して駆動することができる。
【０６１７】
特に、図４５、図５３などのモータへ永久磁石を追加、適用して、簡素で高効率なモータを実現できる。電気角３６０°の範囲では、ステータ磁極の数が４個であって、１８０°位相差のステータ磁極はその相の磁束が通過する関係なので、必然的に、Ｓ極のステータ磁極が円周方向に２個並び、Ｎ極のステータ磁極が円周方向に２個並ぶ構成となる。ステータのそれらの中間部に、図７０の永久磁石７０Ａ、７０Ｂを配置する。巻線は、全節巻き巻線、環状巻線、及び、集中巻き巻線が可能である。
【実施例４１】
【０６１８】
次に、請求項１３の実施例を図７１に示す。図１、図２等に示したリラクタンスモータのトルクは、エアギャップ部などを通過する磁束を生成するための励磁負担が必要である。
例えば、図１２の励磁電流とトルクの特性例に示す様に、連続定格電流をＩｒａとして、電流の小さい領域１２２では磁束密度が低いためトルクが小さい。請求項１３では励磁電流成分を永久磁石で補うもので、特に電流の小さい領域でのトルク増加の効果がある。軽負荷領域での運転比率が高いモータ用途は多く、そのような用途での運転効率を向上することができる。
【０６１９】
図７１に示すモータは、ステータ磁極が６個で、ロータ磁極が４個のモータで、各ステータを励磁する巻線は、図１、図２等のような全節巻き巻線、あるいは、環状巻線、集中巻き巻線などが可能である。図７１の７１１はＡ相ステータ磁極、７１２はＡ／相ステータ磁極である。７１３はＢ相ステータ磁極、７１４はＢ／相ステータ磁極であり、７１５はＣ相ステータ磁極、７１６はＣ／相ステータ磁極である。７１７はＳ極用のバックヨークで、前記のＳ極のステータ磁極７１１、７１３、７１５と磁気的に接続している。７１８はＮ極用のバックヨークで、前記のＮ極のステータ磁極７１２、７１４、７１６と磁気的に接続している。Ｓ極用のバックヨーク７１７とＮ極用のバックヨーク７１８との間には、それぞれを励磁するような極性の向きに、永久磁石７１９、７１Ａ、７１Ｂ等を配置している。
【０６２０】
外形側に配置しているＮ極用のバックヨーク７１８とＮ極ステータ磁極７１２、７１４、７１６との磁気的な接続は、内径側に配置するＳ極用のバックヨーク７１７の一部に貫通用の穴を設けるなど、７１８と７１７との磁気的な直接的接続を限定するような構成としている。例えば、７１８と７１７とが近接する部分に配置する７１Ｇ、７１Ｈは永久磁石で、７１Ｇ、７１Ｈの極性の向きはＮ極が７１８の方へ、Ｓ極が７１７の方へ向き、７１８と７１７を励磁すると共に、漏れ磁束を低減している。図７１の７１Ｋ、７１Ｌは空間で、７１８と７１７との間の漏れ磁束を防ぐように距離を保っている。また、７１７と７１８との間には、一部、軟磁性体を配置しても良く、ステータ磁極を通過する磁束を、各ステータ磁極を励磁する電流によって可変できる構成とすることもできる。高速回転の運転において、電圧を抑制する効果がある。
【０６２１】
図７１の永久磁石７１９、７１Ａ、７１Ｂ、７１Ｇ、７１Ｈなどは、狭い場所へ配置するので、組み立てなどの製作が複雑になり易い。その対策の一つとして、永久磁石粉と樹脂を混合した、いわゆるプラスチック磁石を活用できる。プラスチックの射出成形機と同様に、永久磁石粉と樹脂の混合体を加熱、軟化して射出成型して、図７１の永久磁石を充填することができ、その生産性を改善できる。但し、射出成型用の設備、金型などが必要となる。なお、これらの永久磁石の着磁は、成型後に一斉に着磁することができる。
【０６２２】
Ｓ極用のバックヨーク７１７とＮ極用のバックヨーク７１８とは、両方が同時に各ステータ磁極への磁束を通過させることが可能なので、特段にモータが大型化することも無い。前記のように、生産性もプラスチック磁石の活用などにより改善できる。図７１のモータ構成により、各ステータ磁極の配置位置に限定されること無く自在に永久磁石磁束を供給できる。それらの結果、永久磁石を活用してモータを高効率化できる。
【実施例４２】
【０６２３】
次に、図７２に、Ｓ極用のバックヨークとＮ極用のバックヨークをロータ軸方向に分離して配置する例を示す。図７２の紙面で上下方向はモータのロータ軸方向で、左右方向はステータ外周の外観を直線状に展開した図である。図７２の（ａ）は、７２１がＳ極用のバックヨークで、７２２がＮ極用のバックヨークで、ｓｊ３は７２１と７２２をそれぞれの極性に励磁する円盤状の永久磁石である。モータの内径側のＳ極のステータ磁極はバックヨーク７２１へ磁気的に接続し、Ｎ極のステータ磁極はバックヨーク７２２へ磁気的に接続する構成である。なお、図７２の（ａ）の構成の場合、バックヨークのロータ軸方向長さがステータの約１／２なので、高トルク化のためには、内径側のステータ磁極の形状を３次元形状にするなどロータ軸方向長さを大きくする必要がある。
【０６２４】
図７２の（ｂ）は、Ｓ極用のバックヨークがロータ軸方向の７２４と７２６の２つに分かれた構成である。この構成の場合はロータ軸方向距離が大きいので、内径側のＳ極のステータ磁極もそれぞれがロータ軸方向に分かれていても良い。７２５はＮ極用のバックヨークで、７２７、７２８は永久磁石である。さらには、同様に、Ｓ極用のバックヨークとＮ極用のバックヨークと円盤状の永久磁石とを薄型化し、ロータ軸方向へ交互に積み重ねた構成とすることができる。その場合には、外径側のＮ極、Ｓ極のバックヨークと、Ｎ極、Ｓ極のステータ磁極への磁気的な接続がより容易になるので、モータの高効率化が見込める。また、Ｓ極用のバックヨーク７２１とＮ極用のバックヨーク７２２との間の一部が軟磁性体で繋がっていても良い。高速回転の運転において、電圧を抑制する効果がある。
【実施例４３】
【０６２５】
次に、請求項１４の実施例を図７３に示す。前記図４５、図４６に示す、ステータ磁極が４個でロータ磁極が２個のモータの場合は、２相のリラクタンスモータであるため連続回転を行うためには何らかの工夫が必要である。即ち、図４５、図４６の断面図形状では、図４８、図４９にその電圧、電流の例を示したように、１回転の連続トルク発生に余裕が無く、むしろ困難である。図５３に示す、ステータ磁極が４個でロータ磁極が６個のモータの場合も、図５７にその電圧、電流の例を示すように、類似の傾向がある。また、前記図８３、図１、図２などの、ステータ磁極が６個でロータ磁極が４個のモータの場合は１回転の連続トルク発生に問題は無いが、図８４、図１４などに示した様に、電流の増加、減少が急峻で、電圧が大きくなりがちであり、ステータ磁極とロータ磁極との吸引力の変動が急峻であるためモータ騒音が大きくなる問題がある。また、前記図５８のモータは、ステータ磁極が６個でロータ磁極が８個のモータであり、前記問題が低減しているが、類似の傾向がある。請求項１４では、ステータ磁極とロータ磁極とのトルクの発生域を拡大してトルクの連続化を行うこと、トルクの急激な変動を低減すること、モータ磁気エネルギーを直流電圧源へ回生する回生時間を増加すること、それらの結果モータ騒音を低減すること等を実現する。
【０６２６】
図７３は、前記図４５、図４６のステータ磁極とロータ磁極とのエアギャップ面の円周方向形状を直線展開した図の例である。特に、２相のリラクタンスモータの片方向のトルクを連続化するステータ磁極形状とロータ磁極形状の例である。図７３の（ａ）はステータ磁極を示しており、７３１、７３２、７３３、７３４はそれぞれ、Ａ相ステータ磁極、Ｂ相ステータ磁極、Ａ／相ステータ磁極、Ｂ／相ステータ磁極であり、図４５、図４６の４５Ａ、４５Ｂ、４５Ａ／、４５Ｂ／に相当する。図７３の紙面で、横方向の横軸はロータ回転角位置θｒであり、図４５、図４６のＣＣＷのロータ回転方向に相当する。各ステータ磁極の円周方向の角度幅θｓｔ１４は７５°である。図７３の縦軸はロータ軸方向であり、ステータ磁極とロータ磁極が電磁気的に作用するロータ軸方向長さはＬｓである。なお、片方向回転、片方向トルクの特性が優先されるモータは、電気自動車用の主機モータ、エアコンなど多くの用途がある。
【０６２７】
図７３の（ｂ）は、ロータ磁極７３５と７３６の形状とそれらの回転角位置を示している。ロータの回転角位置は右方向端、すなわち、ＣＣＷ端を表していて、図７３の（ｂ）の回転角位置θｒは０°からわずかに右へ移動した位置である。ロータ磁極の形状は、図７３に図示するように、円周方向に２段の形状であり、ＣＣＷの部分は円周方向幅が２０°でロータ軸方向長さはＬｓ／２である。ロータ磁極のＣＷ部分の形状は、円周方向幅が８０°でロータ軸方向長さはＬｓである。なお、図７３の実線は実態を示していて、一点鎖線は回転方向に３６０°離れた同じものの形状である。７３５と７３７は同じロータ磁極を示していて、７３４と７３８は同じＢ／相ステータ磁極である。
【０６２８】
図７３の（ｂ）のロータ回転角位置θｒはほぼ０°で、７３１のＡ相ステータ磁極と７３３のＡ／相ステータ磁極を励磁することにより、右方向、即ち、ＣＣＷへトルクを発生することができる。同様に、図７３の（ｃ）のθｒは２０°で、７３１のＡ相ステータ磁極と７３３のＡ／相ステータ磁極を励磁することにより、ＣＣＷへトルクを発生することができる。そして、図７３の（ｄ）のθｒ＝７５°の位置まで同一のトルクで駆動可能である。
【０６２９】
トルクの大きさについて、ここで、図７３の（ｃ）のθｒ＝２０°から図７３の（ｄ）のθｒ＝７５°までのトルクの値を１．０と仮定する。この間では、ステータ磁極とロータ磁極とが電磁気的に作用する面積の内、ロータ軸方向長さがＬｓである。同様に、図７３の（ａ）のθｒ＝０°から図７３の（ｂ）のθｒ＝２０°までのトルクの値は、ロータ磁極が作用するロータ軸方向長さがＬｓ／２なので、トルクは相対的に０．５となる。同様に、図７３の（ｄ）のθｒ＝７５°から図７３の（ｅ）のθｒ＝９５°までのトルクの値は、ロータ磁極が作用するロータ軸方向長さは差動的であって、（Ｌｓ−Ｌｓ／２）＝Ｌｓ／２なので、トルクは相対的に０．５となる。
【０６３０】
以上の様に、ロータ回転角位置θｒの０°から９５°の間、７３１のＡ相ステータ磁極と７３３のＡ／相ステータ磁極を励磁して、それぞれ、ロータ磁極７３５と７３６を吸引し、トルクを発生することができる。７３２のＢ相ステータ磁極と７３４のＢ／相ステータ磁極は、図示するように、Ａ相、Ａ／相とは回転方向位置θｒが９０°異なるが、同じ構成なので、同様にθｒの９０°から１８５°の間ＣＣＷのトルクを発生することができる。トルクの発生幅は、それぞれに、５°の余裕がある。図７３、図４５、図４６のリラクタンスモータのトルク発生周期は１８０°なので、同様の動作を繰り返してＣＣＷへの連続回転、連続トルクを実現することができる。なお、トルクの相対値は、１．０と０．５を繰り返すことになるが、励磁電流の大きさを可変して、トルクの脈動を補正することもできる。
【０６３１】
この様に、ロータ磁極の右側前方部、即ち、ＣＣＷ側の２０度幅の部分のロータ軸方向幅をＬｓ／２として小さくすることにより、ＣＣＷトルクを発生できる回転角幅θｔｔを９０°以上の９５°へ拡大している。ステータ磁極幅θｓｔ１４は７５°と小さく、ロータ磁極幅θｒｔは（８０°＋２０°）＝１００°の例である。
【０６３２】
図７３のモータがＣＣＷの連続トルクを生成可能な条件の一つは、ステータ磁極幅θｓｔ１４が（ＲＨＢ１４／２）より小さいことである。ＲＨＢ１４はロータ磁極の円周方向周期であり、図７３の場合１８０°である。また、ロータ磁極のＣＣＷ側でロータ軸方向幅がＬｓ／２とした部分の円周方向幅をθｒｔ１４２とし、ロータ軸方向幅がＬｓの円周方向幅をθｒｔ１４３とすると、（θｒｔ１４２＋θｒｔ１４３）が（ＲＨＢ１４／２）より大きい条件も必要である。また、ステータ磁極幅θｓｔ１４は前記θｒｔ１４２より大きいことも、ＣＣＷ連続トルクを生成する条件の一つである。また、ＣＣＷトルクの発生幅θｔｔは（θｒｔ１４２＋θｓｔ１４）であり、この値が９０°より大きい条件も必要である。
【０６３３】
図７３に示したステータ磁極、ロータ磁極の形状は、種々の変形が可能である。図７４の（ａ）はロータ磁極の形状例であり、ロータ磁極の円周方向の全幅７４４、ＣＣＷ端部の円周方向幅７４３は前記条件の範囲内で選択できる。ロータ軸方向の長さ７４１、７４２についても選択できる。外周形状についても、例えば、図７４の（ｂ）の様な形状も可能である。
【０６３４】
図７３、図７４などの形状では、ロータ各部のラジアル方向の磁気抵抗、あるいは、その逆数であるパーミアンスの生成方法は、現実的な方法の一つであり、特に直感的に解りやすいので、ロータ軸方向の幅を全幅のＬｓと半分のＬｓ／２として図示した。しかし、電磁鋼板でモータの軟磁性体部を構成する場合には、異形部の渦電流が増加する問題、製作性などについて考慮する必要がある。図７５に電磁鋼板の積層で製作できるので製作性が良く、渦電流による鉄損の増加が少ない例を示す。
【０６３５】
図７５の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図４５、図４６を２極対のモータへ変形した場合のロータの例である。図７５の（ａ）の７５３は電磁鋼板、７５２は７５３の部分より飽和磁束密度が小さい軟磁性体で、例えばフェライト鉄心、ステンレス電磁鋼板などである。７５Ｊは軟磁性体７５２を保持するための保持部である。７５１は空間である。ラジアル方向に通過する飽和磁束を、その材料の磁気特性により制限することができる。
【０６３６】
７５Ｋは電磁鋼板７５３の一部を、プレス加工などにより薄板化した例である。例えば、７５３の電磁鋼板が０．３５ｍｍの厚みとし、７５Ｋの部分を０．１７５ｍｍの厚みとすることにより、ラジアル方向の磁気抵抗値ＭＲが１／２になり、ラジアル方向に通過する飽和磁束を１／２に制限することができる。このような構成により、図７４のロータ磁極と等価な電磁気特性を実現することができる。この７５Ｋの構成は、電磁鋼板のプレス加工の生産ライン上に薄板化の加工ステージを設けることも可能なので、生産性に優れる。なお、この構成の場合、遠心力に対しては前記保持部７５Ｊは不要となるが、ロータ軸方向の固定の問題があり、７５Ｌに示すように一部を０．３５ｍｍの厚板として残すなどの工夫も可能である。また、電磁鋼板の積層において、例えば、20枚に１枚程度、円盤状の電磁鋼板を挟み込むことも可能である。また、他の形状の電磁鋼板と組み合わせて積層し、目的の電磁気特性とロータ強度を得ることができる。また、７５Ｋ構成は、０．３５ｍｍの厚板部分と０．２４ｍｍの部分と０．１２ｍｍの部分のように鋼板の厚みを変えて、円周方向位置によりラジアル方向磁気抵抗を複数種に変えるように工夫することもできる。
【０６３７】
図７５の（ｂ）は、電磁鋼板７５６へ大きめの穴７５４と細長いスリット乗の穴７５５を加工している。前記７５４の部分は、図７３のロータ磁極間の空間部分と電磁気的にほぼ等価としている。前記７５５のスリットを配置した部分は、図７３のロータ磁極の前方部でロータ軸方向長さをＬｓ／２とした部分と電磁気的に等価である。前記７５５のスリットは円周方向の磁気抵抗が大きく、ラジアル方向は約２倍となる構成である。このスリット形状は先のとがった三角形でスリットに挟まれた磁路が均一幅となっている。このように、電磁鋼板に種々の穴加工を施すことにより、ラジアル方向磁束の最大値を制限することが可能である。穴形状は、四角穴、三角穴、丸穴、楕円穴など種々形状が可能で、穴の数、大きさ、分布も様々に可能である。渦電流損、ヒステリシス損の低減も期待でき、磁気特性に優れている。さらに、２種類以上の異なる形状の電磁鋼板を積層して、ラジアル方向磁束の最大値を制限することも可能である。その場合には、前記穴に起因する円周方向の磁気抵抗の離散性を平均化する、ロータ強度を平均化して補完するなどの効果も期待できる。前記の薄板化の技術と組み合わせることもできる。
【０６３８】
また、図７５の（ｂ）のロータ外周は円形であり、ロータが風を切る騒音を小さくすることができる。また、電磁気的にも、ロータ外周は円形であれば、リラクタンス力の高調波成分を低減することができ、トルクリップル、騒音の低減を期待できる。ロータ振動を低減するために、各穴に樹脂等を充填することもできる。
【０６３９】
図７５の（ｃ）は、電磁鋼板７５９の外周部に凹みを設ける加工をして、ロータの磁気特性を実現する例である。７５８の凹み部は磁束を低減する効果を期待していて、７５７は空間部である。このように、電磁鋼板へ凹み加工を行って、図７３のロータ磁極と電磁気的に近い特性とすることができる。電磁鋼板の簡単な打ち抜きと積層で製作でき、ロータは堅牢である。また、圧粉磁心を使えば、ロータの径方向の凹凸形状、および、ロータ軸方向の凹凸を組み合わせた複雑な３次元形状であっても、金型を用いた成形技術で製作することが可能であり、生産性を改善できる。
【０６４０】
図７５の（ｄ）は、図４５、図４６を４極対のモータへ変形した場合のロータの例であり、ロータ磁極の数は８個である。７５Ｂ、７５Ｄ、７５Ｆ、７５Ｈは電磁鋼板で、各ロータ磁極を構成する。７５Ａ、７５Ｃ、７５Ｅ、７５Ｇは穴であり、前記各ロータ磁極の形状を形作る。各ロータ磁極７５Ｂ、７５Ｄ、７５Ｆ、７５ＨのＣＷ方向端は、図示するように、丁度４５°ずつに均等に離れた位置となっている。ロータ磁極７５Ｂと７５Ｈの円周方向幅は７５Ｍであり、（１００°／４）＝２５°である。ロータ磁極７５Ｄと７５Ｆの円周方向幅は７５Ｎであり、（８０°／４）＝２０°である。また、ロータ磁極７５Ｂと７５Ｆは、モータが１極対の場合は、図７３のロータ磁極７３４に相当する。ロータ磁極７５Ｄと７５Ｈは、モータが１極対の場合は、図７３のロータ磁極７３６に相当する。
【０６４１】
従って、図７５の（ｄ）と図７３ではモータの極対数が異なるが、図７３のロータ回転位置であるとすると、ロータ磁極７５Ｂと７５Ｆの両方がＡ相ステータ磁極に対向することとなり、Ａ相ステータ磁極から見たロータの磁気抵抗は７５Ｂと７５Ｆの平均値となる。７５Ｂと７５Ｆの磁気抵抗平均値について考えると、ＣＣＷ方向端の５°幅の磁気抵抗はＣＷ方向２０°幅の磁気抵抗の２倍となる。図７３の１極対に換算すると、２０°幅と８０°幅であり、図７３のロータ磁極７３５と同じ磁気抵抗特性となる。
【０６４２】
同様に、ロータ磁極７５Ｄと７５Ｈの両方がＡ／相ステータ磁極に対向することとなり、Ａ／相ステータ磁極から見たロータの磁気抵抗は７５Ｄと７５Ｈの平均値となる。その磁気抵抗平均値は、図７３の１極対に換算すると、２０°幅と８０°幅であり、図７３のロータ磁極７３６と同じ磁気抵抗特性となる。
【０６４３】
この方法は、モータを多極化し、電気角で同一の相となるロータ磁極を複数にし、それら複数の同一相ロータ磁極の磁気抵抗平均値で目的とする磁気抵抗分布を作る手法である。従って、図７５の（ｄ）のロータは、図７５の（ａ）、図７５の（ｂ）と同様に、請求項１４の実現形態の一つであると言える。但し、極対数は異なる。図７５の（ｄ）の特徴は、図示するように、各ロータ磁極を単純形状とすることができるので、プレス打抜き加工を簡素化でき、ロータ強度的にも優れている。なお、図７５の（ｄ）の紙面で左側については、右側と点対象の構成である。また、図７５の（ｄ）の形状は、ロータ中心に対して点対称なので、質量のアンバランスは原理的に０である。
【０６４４】
また、さらには、図７５の（ｄ）に示す電磁鋼板を１枚づつ、あるいは、数枚づつ、電気角で３６０°、機械角９０°づつ回転して積層する。そのような組み立てにより、ロータ磁極７５Ｂと７５Ｆとがロータ軸方向の隣に配置することができる。そして、ロータ磁極７５Ｄと７５Ｈもロータ軸方向の隣に配置することになる。その結果、ロータの各回転方向位置で、磁気抵抗の前記平均値化を実現できる。そして、磁気抵抗の円周方向分布を高精度に実現できる。即ち、図７５の（ｄ）に加えて、電磁鋼板を９０°回転して積層したロータは、図７５の（ａ）、図７５の（ｂ）と電磁気的に、分布的にほぼ等価である。但し、極対数は異なる。
【０６４５】
次に、図７３の変形例を図７６に示す。図７５の（ｄ）が１極対のモータである場合の具体的な説明である。図７３のロータ磁極７３５と７３６が、図７６では７６５と７６６に置き換わっている。他の部分は同じである。ロータ磁極７６５の円周方向角度幅は１００°であり、７６６の円周方向角度幅は８０°である。７６５と７６６の紙面で左端の円周方向位置は１８０°の位相差であり、７６５を１８０°移動して７６６と重ね合わせて、両ロータ磁極のラジアル方向磁気抵抗の平均値をとると、図７３の７３５と７３６と同じラジアル方向磁気抵抗の分布となる。即ち、図４５のモータ断面図の磁束φａＫ、φｂＫに示す様に、モータに作用する磁束は２つのロータ磁極を直列に通過して磁路を形成するので、概略的には、両ロータ磁極７６５、７６６のラジアル方向磁気抵抗の平均値の分布で作用するという考えである。
【０６４６】
しかし、部分的に見ると平均値的な動作とは異なる部分があり、磁気的には７６５、７６６がアンバランスなので、図７６に従い説明する。図７６の（ｂ）では、ロータ磁極７６５がＡ相ステータ磁極７３１にさしかかり、対向するので、Ａ相ステータ磁極７３１とＡ／相ステータ磁極７３３を励磁してＣＣＷトルクを生成する。しかし、ロータ磁極７６６はＡ／相ステータ磁極７３３にまだ対向していないので磁束が通過せず、トルクを発生できない。ロータ磁極７６５からＡ相ステータ磁極７３１へ通過する磁束φａ７６は、この時点で励磁していないＢ相ロータ磁極７３２からロータ磁極７６６へ通過する。この時、磁束φａ７６が７６５から７３１へ通過する部分の磁束密度は大きく、７３２と７６６の対向面積は広く磁束密度は小さいので、紙面の右方向へ、図４５ではＣＣＷへトルクが発生する。励磁電力の多くはＣＣＷトルクへ変換される。
【０６４７】
図７６の（ｃ）では、ロータ磁極７６６がＡ／相ステータ磁極７３３に対向してくるので、次第に、図７３のモータ動作に近くなる。そして、図７６の（ｄ）のθｒ＝７５°の回転位置までトルクを発生することができる。しかし、ロータ磁極７６５とＡ相ステータ磁極７３１はＣＣＷトルクの発生ができなくなり、θｒが７５°から９５°の間はロータ磁極７６６とＡ／相ステータ磁極７３３がＣＣＷトルクを発生する。同様に、θｒが９０°から１８０°の間は、Ｂ相ステータ磁極７３２とＢ／相ステータ磁極７３４を励磁してＣＣＷトルクを生成する。そして、これらの動作を繰り返し、ＣＣＷへ連続回転することができる。図７６の構造は簡素なので製作性に優れ、２極対化すればロータの質量的なアンバランスも解消することができる。
【０６４８】
次に、図７３の他の変形例を、図５３のモータへ適用した図７７の展開図に示す。図５３のモータは、前記図４５、図４６のロータ磁極を２個から6個に増加したモータで、ステータ磁極の数は4個である。図７３に対して図７７の（ａ）に示すステータ磁極の円周方向角度幅は７５°の１／３の２５°である。図７７の（ｄ）に示すように、ロータ磁極の右側凸部の円周方向角度幅は２０°の１／３の６．７°であり、ロータ軸方向幅はＬｓ／２である。ロータ磁極の左側部分の円周方向角度幅は８０°の１／３の２６．７°であり、ロータ軸方向幅はＬｓである。図７７の各部の円周方向幅は、ロータ磁極数が３倍になっているので、図７３に比較して１／３としている。
【０６４９】
図７７の（ａ）に示す７７１はＡ相ステータ磁極、７７３はＡ／相ステータ磁極、７７２はＢ相ステータ磁極、７７４はＢ／相ステータ磁極である。図７７の（ｂ）のロータ回転角位置θｒは０°からわずかに進んだ位置であり、７７５のロータ磁極の右側先端、即ち、ＣＣＷ側先端がθｒ＝０°位置からわずかにＣＣＷへ進んでいる。この位置では、Ａ相ステータ磁極７７１とＡ／相ステータ磁極７７３を励磁して、それぞれ、７７５と７７６のロータ磁極を吸引してトルクを発生することができる。図７３の（ｂ）と比較すると、図７３の（ｂ）の場合はトルクを発生するロータ磁極が円周方向に隣り合っていて、図７７の（ｂ）の場合はトルクを発生するロータ磁極が円周方向に３個分離れていること、円周方向の角度幅が１／３に縮小していることである。
【０６５０】
図７７の（ｂ）から（ｃ）の６．７°の間は、ロータ磁極７７５、７７６の右側先端部で吸引してトルクを発生する。図７７の（ｃ）から（ｄ）の２６．７°の間は、ロータ磁極７７５、７７６の左側部分で吸引してトルクを発生する。図７７の（ｄ）から（ｅ）の６．７°の間は、ロータ磁極７７５、７７６の右側部分と左側部分とが差動に作用してトルクを発生する。Ａ相ステータ磁極７７１とＡ／相ステータ磁極７７３のこのような動作により、ロータ回転角位置θｒは０°から３１．７°までＣＣＷトルクを発生することができる。
【０６５１】
同様に、ロータ回転角位置θｒは３０°から６１．７°までの間は、Ｂ相ステータ磁極７７２、Ｂ／相ステータ磁極７７４により、ＣＣＷトルクを発生できる。そして、これらの動作を繰り返して、連続したＣＣＷトルクを生成し、ＣＣＷ回転を行う。ＣＷトルクも、少し不連続ではあるが、発生できる。図７３と図７７は、円周方向角度と作用するロータ磁極の差はあるが、同じ動作である。また、図７４、図７５、図７６の技術についても、同様に、図７７のモータへ適用することができる。
【０６５２】
図５３のモータへ図７７のロータを適用することにより、巻線スペースを大きくできるので銅損を低減でき、巻線周辺のスペース的な余裕等によりロータ径を大きくしてトルクを増大し、ＣＣＷの片方向ではあるがトルクを連続的に出力することができる。そして、本発明の前記永久磁石活用技術なども適用することができ、また、このモータと駆動回路は簡素な構成なので、性能、大きさ、コスト等の点で競争力の高いモータ、駆動回路とできる。
【実施例４４】
【０６５３】
次に、請求項１４の他の実施例を図７８、図７９に示す。前記のように、前記図８３、図１、図２などのモータは、図８４、図１４などに示した様に、電流の増加、減少が急峻で、電圧が大きくなりがちであり、ステータ磁極とロータ磁極との吸引力の変動が急峻であるためモータ騒音が大きくなる問題がある。これらの問題に対し、図７８に示す様に、ロータ磁極形状を工夫することによりトルク発生領域の拡大、トルクリップルの低減、騒音の低減などを実現できる。なお、トルクはステータ磁極とロータ磁極とが相対的な作用で発生するので、ステータ磁極形状を変えて同一の効果を得ることもできる。
【０６５４】
図７８は、図１などのモータのステータ磁極とロータ磁極とのエアギャップ面の円周方向形状を直線展開した図の例である。図７８の横軸はロータ回転角位置θｒであり、縦軸はロータ軸方向である。図７８の右方向が、図１のＣＣＷ方向を示している。特に、ロータ磁極の形状により、ロータ磁極のラジアル方向の磁気抵抗の円周方向分布を不均一に変えて、新たなトルク特性を得ている。図７８の（ａ）の１１はＡ相ステータ磁極で、図１のＡ相ステータ磁極１１と同じものである。１２はＡ／相ステータ磁極で、図１のＡ／相ステータ磁極１２と同じものである。同様に、図７８の１３はＢ相ステータ磁極で、１４はＢ／相ステータ磁極であり、それぞれ、図１の１３、１４と同じものである。図７８の１５はＣ相ステータ磁極で、１６はＣ／相ステータ磁極であり、それぞれ、図１の１５、１６と同じものである。各ステータ磁極の円周方向周期は６０°、円周方向幅は３０°、ロータ軸方向長さはＬｓである。
【０６５５】
図７８の（ｂ）はステータ方向に対向する各ロータ磁極の形状とロータ回転角位置θｒを示している。７８Ｊ、７８Ｋ、７８Ｌ、７８Ｍの４個のロータ磁極を９０°周期で均等に配置している。図７８の（ｂ）のロータ磁極７８Ｊは、図１のロータ磁極１Ｋであり、ロータ磁極７８Ｊの右端がステータ磁極１１の左端に一致していて、ロータ回転角位置θｒは０°である。図７８に図示するように、各ロータ磁極の右部は円周方向幅が１５°でロータ軸方向幅はＬｓ／２であり、各ロータ磁極の左部は円周方向幅が３７．５°でロータ軸方向幅はＬｓである。図７８の（ｂ）の状態で、Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２を励磁することにより、それぞれロータ磁極７８Ｊ、７８Ｌを吸引し、ＣＣＷトルクを発生できる。Ａ相とＡ／相とが対になってＣＣＷトルクを発生する。
【０６５６】
図７８の（ｂ）から図７８の（ｃ）のθｒ＝１５°までの間は、ロータ磁極７８Ｊの右部１５°がステータ磁極１１に対向し、図７８の（ｃ）から図７８の（ｄ）のθｒが１５°から３０°までの間は、ロータ磁極７８Ｊの右部１５°がステータ磁極１１に対向する。θｒが１５°から３０°までの間のＣＣＷトルクを１．０とすると、θｒが０°から１５°までの間のＣＣＷトルクは０．５である。
【０６５７】
図７８の（ｄ）から図７８の（ｅ）のθｒが３０°から４５°までの間は、ステータ磁極１１に対してロータ磁極７８Ｊの対向面積が差動的に増加し、ＣＣＷトルクは０．５となる。この時、図７８の（ｄ）から（ｅ）の間では、Ｂ相ステータ磁極１３とロータ磁極７８Ｍとの間でもＣＣＷトルクは０．５を発生することができる。そして、Ｂ相ステータ磁極１３は、Ａ相ステータ磁極１１の動作と同様に、30°の位相遅れでＣＣＷトルクを発生する。また、Ｃ相ステータ磁極１５は、Ａ相ステータ磁極１１の動作と同様に、６0°の位相遅れでＣＣＷトルクを発生する。
【０６５８】
また、Ａ相ステータ磁極１１は、図７８の（ｅ）から図７８の（ｆ）のθｒが４５°から５２．５°までの間はＣＣＷトルクを発生できないので、Ａ相ステータ磁極１１の励磁電流成分を減少し、磁気エネルギーを直流電圧源へ回生することができる。
【０６５９】
次に、図１のステータで図７８のロータを配置し、Ａ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２を励磁する、連続定格電流程度のある程度大きな一定の電流成分を通電し、ロータを一定回転で回転する場合のＡ相電圧成分Ｖａを図７９のＶａに示す。このＶａの正部分はＣＣＷトルクを発生し、負の部分はＣＷトルクを示している。この波形形状は、磁束の励磁電流成分を無視すると、Ａ相のトルク特性でもあり、括弧付きでＡ相トルクＴａを付記している。図７９の横軸は時間で、最下段にはロータ回転角位置θｒとの関係を示している。
【０６６０】
図７９に示す様に、Ｂ相電圧成分Ｖｂ、Ｂ相トルクＴｂは、Ａ相に比べて３０°の位相遅れとなり、Ｃ相電圧成分Ｖｃ、Ｃ相トルクＴｃは、Ａ相に比べて６０°の位相遅れとなる。Ａ相でＣＣＷトルクだけを発生する場合は、Ａ相電流成分Ｉａとして図７９のＩａＦを通電すれば良い。同様に。位相が３０°遅れたＢ相電流成分ＩｂＦをＢ相に通電し、位相が６０°遅れたＣ相電流成分ＩｃＦを通電する。これらの結果、合計のＣＣＷトルクは、図７９のＶｔ、Ｔｔに示す７９１と一定値となる。
【０６６１】
同様に、ＣＷトルクを発生する場合は、Ａ相電流成分Ｉａとして図７９のＩａＲを通電すれば良い。同様に。位相が３０°遅れたＢ相電流成分ＩｂＲをＢ相に通電し、位相が６０°遅れたＣ相電流成分ＩｃＲを通電する。これらの結果、合計のＣＷトルクは、図７９のＶｔ、Ｔｔに示す７９２と一定値となる。但し、各相のＣＷトルクは、図示するように、それらの増加、減少が急峻になる。
【０６６２】
ここで、前記のＡ相電圧成分Ｖａ、Ａ相トルクＴａは、図７９に図示するように、階段状に変化していて、その波形の基本成分は破線で示す様な正弦波と考えることができる。Ｂ相、Ｃ相についても同様である。リラクタンスモータでありながら、三相正弦波駆動の同期モータに近いトルク特性であり、ステータコアなどの振動、騒音の低減が見込める。また、図７８のステータ磁極の円周方向幅を３０°より減少して、スロット断面積を拡大する、回生時間を増加することも可能である。逆に、３０°より増加し、ロータ磁極形状も変更し、トルク発生幅を拡大することもできる。
【０６６３】
また、図７８のロータ磁極形状の変形も可能であり、図７４、図７５、図７６に示した技術を同様に適用することができる。また、図５８の６個のステータ磁極と８個のロータ磁極のモータについても、図７３と図７７の関係のように、図７８、図７９の技術を適用することができる。さらに、異なったステータ磁極数、異なったロータ磁極数のモータへも適用できる。請求項１４では、各相のトルクを発生する回転幅を拡大できるので、回転と共に交互に発生する各相の不連続トルクを、継続的に、都合良く接続することができる。また、トルクの増加、減少をより滑らかに行うことにより騒音を低減することができる。また、ステータ磁極とロータ磁極とが対向する回転幅を拡大することにより、負トルクを発生せずにモータ磁気エネルギーを直流電圧源へ回生する回生時間を増加することも可能である。
【実施例４５】
【０６６４】
次に、請求項１５の実施例のタイムチャートを図８０に示す。先に、図１に各相の電流を通電して駆動する例を図１４に示した。図１４に示した各相の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは、ロータ回転角位置θｒに応じて増加、減少を繰り返し、トルクを発生できない区間では電流を０とした。この状態から、さらに高速回転でトルク負荷も大きいモータ運転領域に入ると、各相の磁気エネルギーを回生する時間の比率が増加し、逆に電流が０となる時間が少なくなる。同時に、電流を急激に増加、減少することになるので巻線電圧が増加することになる。請求項１５は、モータの界磁磁束を励磁する電流成分を常時通電する方法、即ち、各相巻線へ磁束を励磁する、一定の直流電流成分を常時通電する方法である。その結果、ロータ回転角位置θｒに依存する界磁磁束の変動はあるが、各相電流の増減に依存する界磁磁束の変動は減少する。特に、全節巻き巻線の過大で複雑な電圧が、電圧振幅が減少し、電圧の複雑さも改善する。そして、駆動回路の制御は変動電流成分の増減を主に行い、インダクタンスが低下して、変動電流成分の増減が容易になり、トルクの増加が可能となる。
【０６６５】
図８０に、具体的な通電例を示す。図１のモータで、各相電流を通電し、各相の電圧、トルク、パワーについて説明する。但し、各ステータ磁極とロータ磁極が対向する部分に磁束が通過し、それらの周辺の空間には漏れ磁束が無く、巻線抵抗は０と仮定する単純化したモータモデルとする。軟磁性体の磁気特性も、図１１の破線で示す折れ線１１５の様な、磁束密度２．０［Ｔ］で磁気飽和する特性を仮定する。
【０６６６】
図８０のＩａｊ、Ｉｂｊ、Ｉｃｊは、図１の仮想の集中巻き巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃに通電する一定電流成分で、直流電流成分である。同様に、図８０のＩａｋ、Ｉｂｋ、Ｉｃｋは、巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃに通電する変動電流成分である。図１の仮想の集中巻き巻線Ｗａ、Ｗｂ、Ｗｃに通電する仮想の各相電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃとは次式の関係となる。電流を常時通電する連続電流制御である。
Ｉａ＝Ｉａｊ＋Ｉａｋ                                          （１４１）
Ｉｂ＝Ｉｂｊ＋Ｉｂｋ                                          （１４２）
Ｉｃ＝Ｉｃｊ＋Ｉｃｋ                                          （１４３）
【０６６７】
図１のＡＢ相全節巻き巻線Ｗａｂに通電する電流Ｉａｂ、ＢＣ相全節巻き巻線Ｗｂｃに通電する電流Ｉｂｃ、ＣＡ相全節巻き巻線Ｗｃａに通電する電流Ｉｃａと前記（１４１）、（１４２）、（１４３）式の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃとは、（１）、（２）、（３）式の関係となる。
【０６６８】
図８０のＡ相電流成分Ｉａは、（１４１）式の関係であり、常に一定値である直流電流成分Ｉａｊが重畳していて、（１）、（３）式から前記Ｉａｂ、Ｉｃａにも直流電流成分Ｉａｊの２倍である（２×Ｉａｊ）が重畳していて、図１のＡ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２は常に直流電流成分Ｉａｊの起磁力が重畳して作用している。従って、これら両ステータ磁極に対向するロータ磁極の対向部へは、回転方向、回転速度などにも関係なく、磁束が通過する。同様に、（１４２）、（１４３）式のＢ相のステータ磁極１３、１４、及び、Ｃ相のステータ磁極１５、１６にも作用する。この状態は、ステータ磁極の表面にそれらの極性に合わせた永久磁石を貼り付けたような特性である。そして、それら直流電流成分が発生する合計トルクは、ＣＣＷトルクとＣＷトルクが丁度相殺するので、コギングトルクリップルの成分を除いて、０である。
【０６６９】
（１４１）式のＡ相電流成分Ｉａは変動電流成分Ｉａｋも含んでいて、図８０のＩａｋは図１１の非線形磁気特性１１５を想定するので磁束密度一定であり、単純化したモータモデル上では、図８０の作図上のインダクタンスは０とする。従って、その想定条件では、Ａ相の変動電流成分Ｉａｋの増減は電圧負担が小さく、高速に増減できる。図１４のＡ相電流成分Ｉａに比較して、図８０の変動電流成分Ｉａｋはその電流の増減の波形を急峻にしている。さほど目立つほどの差ではないがトルク平均値は向上し、回転数が高くなるほどその差は大きくなる。各相の電流について、図１４と図８０とを比較する分かるように、直流電流成分と各電流の波形が異なる。
【０６７０】
図８０の各相の電圧成分Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、各磁束密度が一定と仮定すると、図示するように単純な電圧波形となる。図１４と比較すると、負の電圧振幅が減少し、負の電圧の時間幅が増加する。各全節巻き巻線の電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａは、（２６）から（３１）式の関係であり、図８０に図示するように、単純な電圧波形となる。図１４と比較すると、過大な電圧、複雑な電圧波形の問題が解消している。但し、現実のモータは単純化したモータモデルとは異なるので、磁気特性が複雑な非線形であって、各ステータ磁極周辺の漏れ磁束も存在するので、図８０のＶａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａのように単純な電圧波形ではない。
【０６７１】
図８０の各相の集中巻巻き線の電圧成分Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、及び、電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは、勿論、図５の従来駆動回路で駆動することができる。また、図８０の各全節巻き巻線の電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａの過大電圧の問題が解消し、また、各相の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａが増加するタイミングでの誘起電圧の影響も低減し、図５の従来駆動回路で駆動することができることになる。図１の全節巻き巻線のモータ構成のスロット内銅損は、集中巻巻き線の構成のスロット内銅損に比較し、１／２へ低減できる。図５の駆動回路の各トランジスタの利用率は、集中巻きと全節巻きの両巻き線方式でほぼ同じであり、前記の単純化したモータモデルでは大差はない条件も発生する。ここでの両巻き線方式での、変動電流成分に関する各トランジスタの利用率は最大で約３３％となる。
【０６７２】
なお、図１のモータを集中巻巻き線へ変更した場合の出力パワーは、（１４１）、（１４２）、（１４３）式の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと各相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの積和となる。一方、図１の全節巻き巻線の場合の出力パワーは、（１４１）、（１４２）、（１４３）式の各相電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃと（２７）、（２９）、（３１）式の電圧との積和となり、少し複雑になる。図８０の各相電圧では、比較的簡素の電圧波形であるが、少し条件が変わると複雑化する。
【０６７３】
先に説明したように、図１の全節巻き巻線のモータを図６の駆動回路で駆動する場合は、図６の各トランジスタの総電流容量を１／２にすることができ、駆動回路の小型化が可能である。これは、図６の巻き線配置で駆動する場合、図１の各巻線を並列巻き化した図２のモータ、あるいは、２極対の構成とした図１５のモータなどに変形する。そして、図６の様に、２つの相の巻線を直列に接続して、（３２）、（３３）、（３４）式の両端電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃとなる構成とし、図８０の各相電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａの１／２の値を通電する。
【０６７４】
図８０は単純化したモータモデルでの例なので、各相電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａはそれぞれが３０°の区間でのみ正電圧１．０の値となっていて、少し極端に簡素化した電圧波形となっている。これらの図８０の電流、電圧の波形で、図６の駆動回路で駆動する場合、直流電圧源６Ｒからモータへ給電する電力ＰｏＲについて説明する。まず理論式上は、図６の６個の巻線のそれぞれについて、電流と電圧を乗算し、全巻線の値を合計すれば供給電力ＰｏＲ２となる。（１４１）、（１４２）、（１４３）式を（１）、（２）、（３）式へ代入した値の１／２の各相電流と、（２６）、（２７）、（２８）式で示す各相電圧とをそれぞれ相ごとに乗算し、各相の電力を加えれば良い。項数が多くなるので途中の計算式を省略するが、その条件下では厳密で正確である。
ＰｏＲ２＝Ｎｗａ×（ｄφａ／ｄｔ×Ｉａｋ＋ｄφｂ／ｄｔ×Ｉｂｋ
＋ｄφｃ／ｄｔ×Ｉｃｋ
＋ｄ（φａ＋φｂ＋φｃ）／ｄｔ×２×Ｉａｊ）          （１４４）
但し、ここで、直流電流成分は、Ｉａｊ＝Ｉｂｊ＝Ｉｃｊとしている。
【０６７５】
また、３相の磁束成分の和は一定として、ｄ（φａ＋φｂ＋φｃ）／ｄｔ＝０とすると、給電する電力ＰｏＲ３は次式となる。
ＰｏＲ３＝Ｎｗａ×（ｄφａ／ｄｔ×Ｉａｋ＋ｄφｂ／ｄｔ×Ｉｂｋ
＋ｄφｃ／ｄｔ×Ｉｃｋ）                              （１４５）
＝Ｖａ×Ｉａｋ＋Ｖｃ×Ｉｂｋ＋Ｖｃ×Ｉｃｋ              （１４６）
【０６７６】
（１４６）式は、図８０のロータ回転角位置θｒが０°から３０°の区間では、Ａ相の変動電流成分ＩａｋがＰｏＲ３に有効に作用し、θｒが３０°から６０°の区間では、Ｂ相の変動電流成分ＩｂｋがＰｏＲ３に有効に作用し、θｒが６°から９０°の区間では、Ｃ相の変動電流成分ＩｃｋがＰｏＲ３に有効に作用している。また、このＰｏＲ３の（１４５）式の値は、図１のモータを集中巻巻き線として、前記の集中巻巻き線の電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの電流を適宜通電する場合の電力ＰｏＲ１と同じ式、値となる。
【０６７７】
次に、図６の各巻線の電流、電圧が、図８０のＩａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａの１／２の値の電流、電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａである場合の動作状態について、個々の作図波形の観点で説明する。但し、各相電流の増加時間、減少時間は０として、簡素化して説明する。
【０６７８】
まず、図８０のロータ回転角位置θｒが０°から３０°の区間では、Ｉｂｋ＝０、Ｉｃｋ＝０なので、（１４１）、（１４２）、（１４３）式、及び、（１）、（２）、（３）式より、各電流は次式となる。なおここで、図６の電流値が１／２であることと、図６の同相の巻線が２個づつ有ることから、相殺できるので、次式の電力計算では電流値を１／２としないことにする。
Ｉａｂ＝Ｉａｋ＋２×Ｉａｊ                                      （１４７）
Ｉｂｃ＝２×Ｉａｊ                                              （１４８）
Ｉｃａ＝Ｉａｋ＋２×Ｉａｊ                                      （１４９）
図８０より、この区間でＶａｂ＝１．０×Ｖｘ、Ｖｂｃ＝−１．０×Ｖｘ、Ｖｃａ＝０と仮定すると、この区間の電力ＰｏＲ４は次式となる。
ＰｏＲ４＝Ｖｘ×（Ｉａｋ＋２×Ｉａｊ）−Ｖｘ×２×Ｉａｊ
＝Ｖｘ×Ｉａｋ                                          （１５０）
【０６７９】
同様に、図８０のロータ回転角位置θｒが３０°から６０°の区間では、Ｉａｋ＝０、Ｉｃｋ＝０、および、Ｖａｂ＝０、Ｖｂｃ＝１．０×Ｖｘ、Ｖｃａ＝−１．０×Ｖｘなので、この区間での各電流、電力ＰｏＲ５は次式となる。
Ｉａｂ＝Ｉｂｋ＋２×Ｉａｊ                                      （１５１）
Ｉｂｃ＝Ｉｂｋ＋２×Ｉａｊ                                      （１５２）
Ｉｃａ＝２×Ｉａｊ                                              （１５３）
ＰｏＲ５＝Ｖｘ×（Ｉｂｋ＋２×Ｉａｊ）−Ｖｘ×２×Ｉａｊ
＝Ｖｘ×Ｉｂｋ                                          （１５４）
【０６８０】
同様に、図８０のロータ回転角位置θｒが６０°から９０°の区間では、Ｉａｋ＝０、Ｉｂｋ＝０、および、Ｖａｂ＝−１．０×Ｖｘ、Ｖｂｃ＝０、Ｖｃａ＝１．０×Ｖｘなので、この区間での各電流、電力ＰｏＲ５は次式となる。
Ｉａｂ＝２×Ｉａｊ                                              （１５５）
Ｉｂｃ＝Ｉｃｋ＋２×Ｉａｊ                                      （１５６）
Ｉｃａ＝Ｉｃｋ＋２×Ｉａｊ                                      （１５７）
ＰｏＲ５＝−Ｖｘ×２×Ｉａｊ＋Ｖｘ×（Ｉｃｋ＋２×Ｉａｊ）
＝Ｖｘ×Ｉｃｋ                                          （１５８）
【０６８１】
以上の結果、（１４６）式と、一方、図８０の波形から導いた（１５０）、（１５４）、（１５８）式とが一致することを確認した。また、図６の駆動方法において各トランジスタに通電する電流は、図５の駆動方法において各トランジスタに通電する電流の１／２の値なので、図６のトランジスタの総電流容量を１／２に低減でき、駆動装置を小型化、低コスト化できる。
【０６８２】
次に、これらの結果も踏まえ、図６のどのトランジスタがどの電流をどの区間に供給し、どの電流成分がどの巻線を通ってどの区間で（１４６）式の出力に寄与しているのかを説明する。そして、各トランジスタがどの区間でどの程度、電力供給に貢献するのかを説明する。
【０６８３】
図６のトランジスタ６１に着目し、説明する。先に説明した動作であるが、図８０の電流、電圧の関わりがあり、再度説明する。また、図６では６個の巻線を駆動するので、図１の各巻線をそれぞれ並列化した図２のモータで説明する。先に説明したように、図２のＡＢ相全節巻き巻線Ｗａｂである２１、２２は図６の６７、６Ａあり、ＢＣ相全節巻き巻線Ｗｂｃである２３、２６は図６の６９、６Ｃあり、ＣＡ相全節巻き巻線Ｗｃａである２２、２５は図６の６８、６Ｂある。各巻線へ、（１４１）、（１４２）、（１４３）式、及び、（１）、（２）、（３）式で示す電流の１／２を通電する。
【０６８４】
図８０の各波形おいてロータ回転角位置θｒが０°から３０°の区間では、（１４７）、（１４８）、（１４９）式の１／２の電流をそれぞれに通電し、モータへの出力電力の合計は（１５０）式のＰｏＲ４＝Ｖｘ×Ｉａｋである。トランジスタ６１からＡＢ相全節巻き巻線Ｗａｂである６７へ（１４７）式の１／２の電流Ｉａｂ／２＝（Ｉａｋ＋２×Ｉａｊ）／２を通電し、その内（Ｉａｋ＋Ｉａｊ）／２はダイオード６ｋを通り、ＣＡ相全節巻き巻線Ｗｃａである６８へ供給する。６８へはダイオード６Ｌから（１４８）式の１／４であるＩａｊ／２が供給されるので、６８へ供給する電流は（１４９）式の１／２であり、トランジスタ６２を通して通電する。但し、各相の巻線は２個づつある。改めて、各巻線の電圧と電流の積は次式となる。
ＰｏＲ４＝（Ｖａｂ×Ｉａｂ＋Ｖｂｃ×Ｉｂｃ＋Ｖｃａ×Ｉｃａ）／２×２
＝（（Ｖａ＋Ｖｂ−Ｖｃ）／２×（Ｉａｋ＋２×Ｉａｊ）
＋（−Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）／２×２×Ｉａｊ
＋（Ｖａ−Ｖｂ＋Ｖｃ）／２×（Ｉａｋ＋２×Ｉａｊ））
＝（Ｖａ−Ｖｃ）×Ｉａｋ／２＋（Ｖａ＋Ｖｃ）×Ｉａｋ／２
＋（Ｖａ＋Ｖｃ）×Ｉａｊ                              （１５９）
＝Ｖａ×Ｉａｋ                                          （１６０）
【０６８５】
θｒが０°から３０°の区間では、（１５９）式の第１項は、巻線６７の電圧と電流Ｉａｂの積であり、Ｖａ×Ｉａｋ／２は図２のＡ相磁束φａを巻線２１の電流Ｉａｋ／２の成分で励起してＣＣＷトルク成分を発生し、−Ｖｃ×Ｉａｋ／２は図２のＣ相磁束φｃを電流Ｉａｋ／２で励起して、数式的にはＣＷトルク成分を発生している。（１５９）式の第２項は、巻線６８の電圧と電流の積であり、Ｖａ×Ｉａｋ／２は図２のＡ相磁束φａを巻線２２の電流Ｉａｋ／２の成分で励起してＣＣＷトルク成分を発生し、Ｖｃ×Ｉａｋ／２は図２のＣ相磁束φｃを電流Ｉａｋ／２で励起して、ＣＣＷトルク成分を発生している。
ここで、Ｃ相磁束φｃに作用する電流Ｉａｋ／２起磁力は正と負で相殺している。後に再度詳しく説明するが、図６の回路構成と巻線配置構成ではＡ相電流成分は、２つの直列巻線に相互に反対向きに流れる構成となっており、Ｃ相の磁束φｃに電磁気的に影響することはない。（１５９）式の第３項は、Ａ相とＣ相が逆向きに作用するので０である。この様に、θｒが０°から３０°の区間では、トランジスタ６１はモータへ電力ＰｏＲ４を供給している。
【０６８６】
次に、同様に、ロータ回転角位置θｒが３０°から６０°の区間では、（１５１）、（１５２）、（１５３）式の１／２の電流をそれぞれに通電し、モータへの出力電力の合計は（１５０）式のＰｏＲ５＝Ｖｘ×Ｉｂｋである。トランジスタ６１からＡＢ相全節巻き巻線Ｗａｂである６７へ（１５１）式の１／２の電流Ｉａｂ／２＝（Ｉｂｋ＋２×Ｉａｊ）／２を通電し、その内（Ｉｂｋ＋Ｉａｊ）／２はダイオード６Ｑを通り、ＢＣ相全節巻き巻線Ｗｂｃである６Ｃへ供給する。６Ｃへはダイオード６Ｐから（１５３）式の１／４であるＩａｊ／２が供給されるので、６Ｃへ供給する電流は（１５２）式の１／２であり、トランジスタ６６を通して通電する。但し、各相の巻線は２個づつある。改めて、各巻線の電圧と電流の積は次式となる。
ＰｏＲ５＝（Ｖａｂ×Ｉａｂ＋Ｖｂｃ×Ｉｂｃ＋Ｖｃａ×Ｉｃａ）／２×２
＝（（Ｖａ＋Ｖｂ−Ｖｃ）／２×（Ｉｂｋ＋２×Ｉａｊ）
＋（−Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ）／２×（Ｉｂｋ＋２×Ｉａｊ）
＋（Ｖａ−Ｖｂ＋Ｖｃ）／２×２×Ｉａｊ）
＝（Ｖａ＋Ｖｂ）×Ｉｂｋ／２＋（−Ｖａ＋Ｖｂ）×Ｉｂｋ／２
＋（Ｖａ＋Ｖｂ）×Ｉａｊ                              （１６１）
＝Ｖｂ×Ｉｂｋ                                          （１６２）
【０６８７】
θｒが３０°から６０°の区間では、（１６１）式の第１項は、巻線６７の電圧と電流Ｉａｂの積であり、Ｖｂ×Ｉｂｋ／２は図２のＢ相磁束φｂを巻線２１の電流Ｉｂｋ／２の成分で励起してＣＣＷトルク成分を発生し、Ｖａ×Ｉｂｋ／２は図２のＡ相磁束φａを電流Ｉｂｋ／２で励起して、ＣＣＷトルク成分を発生している。（１６１）式の第２項は、巻線６Ｃの電圧と電流の積であり、Ｖｂ×Ｉｂｋ／２は図２のＢ相磁束φｂを巻線２３の電流Ｉｂｋ／２の成分で励起してＣＣＷトルク成分を発生し、−Ｖａ×Ｉｂｋ／２は図２のＡ相磁束φａを電流Ｉｂｋ／２で励起して、数式的にはＣＷトルク成分を発生している。ここで、Ａ相磁束φａに作用する電流Ｉｂｋ／２起磁力は正と負で相殺している。Ｂ相電流成分は、２つの直列巻線に相互に反対向きに流れる構成となっており、Ａ相の磁束φａに電磁気的に影響することはない。（１６１）式の第３項は、Ａ相とＢ相が逆向きに作用するので０である。この様に、θｒが３０°から６０°の区間においても、トランジスタ６１はモータへ電力ＰｏＲ５を供給している。
【０６８８】
また、θｒが３０°から６０°の区間で、前記の、図８０のＡＢ相電圧Ｖａｂは０であるが、６７のＡＢ相巻線の電流Ｉａｂが電磁気的に何の仕事もしていないのではなく、ＩａｂはＢ相磁束φｂを強めてＣＣＷトルクを発生する仕事と、１ＥのＢＣ相巻線の電流ＩｂｃがＡ相磁束φａへ与える起磁力を相殺する仕事の２つの仕事をしている。
【０６８９】
このように、図６の駆動方式の場合、トランジスタ６１は、図２の巻線電圧が図８０の電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａの様に偏った電圧特性の場合においても、θｒが０°から６０°の区間において電力の供給が可能であることを示した。図６の回路構成は対称な構成なので、他のトランジスタについても同様であり、それぞれのトランジスタが６０°幅の区間において電力の供給、出力が可能である。なお、図５の駆動回路の場合、図８０の電圧Ｖａｂ、Ｖｂｃ、Ｖｃａの様に偏った電圧特性では、図５の各トランジスタが電力を供給できる区間はそれぞれ３０°であり、電力出力の区間が狭くなる。
【０６９０】
次に、図１、図２、図１５などの全節巻き巻線のモータの問題点の一つについて説明する。図１のモータにおいて、ロータ回転角位置θｒが０°から３０°の区間でＣＣＷトルクを発生する場合、１ＤのＡＢ相全節巻き巻線Ｗａｂの電流Ｉａｂと１ＦのＣＡ相全節巻き巻線Ｗｃａの電流ＩｃａへＡ相電流成分Ｉａを通電してＡ相磁束φａを励磁してＣＣＷトルクを発生する。その状態で、１ＥのＢＣ相全節巻き巻線Ｗｂｃの電流Ｉｂｃを通電すると、Ｉｄｃは前記磁束φａを弱めるように作用し、ＣＣＷトルクを減少させる。これは大きな問題である。
【０６９１】
このＢＣ相電流Ｉｂｃは、ＣＣＷの回転中は、θｒが０°にさしかかる直前は、１ＦのＣＡ相巻線のＣＡ相電流Ｉｃａと共にＣ相磁束φｃを生成してＣＣＷトルクを生成している。その直後で、θｒが０°を越える時点でＩｂｃの減少が遅れて０になっていない場合には、ＩｂｃはＡ相磁束φａを弱める作用となり、ＣＣＷトルクを減少することになる。また、ロータ磁極が１３のＢ相ステータ磁極にさしかかる直前、即ち、θｒが３０°の直前にＢ相のトルク発生の準備としてＩｂｃの通電を開始して増加すると、その電流ＩｂｃもＡ相磁束φａを弱める作用となり、ＣＣＷトルクを減少することになる。この様に、θｒが０°から３０°の間のＢＣ相電流Ｉｂｃは、ＣＣＷトルクを減少する作用があり、問題である。同様に、他の２相の電流Ｉａｂ、Ｉｃａについても、ＣＣＷトルクが減少する同様の作用、があり、問題が発生する。モータ全体としては電流が増加するので銅損が増加し、モータが大型化する問題が発生する。駆動回路の電流も増加するので装置も大型化し、問題がある。
【０６９２】
以上のように、図１の全節巻き巻線のモータを図５の回路で駆動する場合、所定の範囲以外の電流成分は阻害要因になる。前記説明のように、例えばＣＣＷ回転時のＢＣ相電流Ｉｂｃは、０°から３０°の間の電流成分はＡ相のＣＣＷトルクを低減し、３０°から６０°の間の電流成分はＢ相のＣＣＷトルクを生成し、６０°から９０°の間の電流成分はＢ相の負のＣＣＷトルク即ちＣＷトルクを生成する。そして、Ｉｂｃの有無がトルクに影響しない区間が無い。
【０６９３】
請求項１５の、各相の電流を連続して通電する連続電流制御の場合は、前記ＩｂｃのＣＣＷトルクの説明のように、３０°の区間でＣＣＷトルクを生成できるが、残り６０°では逆方向のＣＷトルクを生成する成分となるので、Ｉｂｃの電流制御上の制約が大きい。
【０６９４】
一方、図８３の集中巻巻き線のモータと図５の回路で駆動する場合、３相のトルク発生に関して、他の相と相互に干渉する作用、弊害は無い。例えば、集中巻き巻線８３７と８３Ｃとを直列に接続したＡ相巻線は、Ａ相電流ＩａによりＡ相磁束φａだけを生成し、他の相の磁束φｂ、φｃに電磁気的影響を与えない。そして、Ａ相巻線は、φｂ、φｃとは鎖交しないので、他の相の影響を受けることもない。また、図８４に示す様に、Ａ相電流Ｉａは、θｒが０°から３０°の間でＣＣＷトルクを発生し、３０°から６０°の間でＣＷトルクを発生し、６０°から９０°の間はトルクに影響しない自由な区間である。従って、前記の連続電流制御を行う場合、３０°から６０°の間だけＡ相電流Ｉａが小さくなるように制御すればＣＣＷトルクを効果的に生成できる。電流の制御自由度が大きく、高速回転での大トルク出力が容易である。但し、図８３の集中巻巻き線のモータは、前記のように、巻線利用率が３３％であり、巻線抵抗が大きいので銅損が大きくなる問題、駆動回路も同様に大型化する問題がある。
【０６９５】
これに対し、図２などの全節巻き線モータと図６の駆動回路の場合は、回路構成と巻線配置により各相電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａの通電電流の値を制限している。前記のように、例えば、図６のＡＢ相巻線６７と６Ａに流れる電流が５で他の相の電流が０とする通電はできない。（１）、（２）、（３）式、及び、（４）、（５）、（６）式の電流関係である。各相電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは、仮想の集中巻き巻線の電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの合成としている。そして、図６の回路構成と巻線配置により、直列に接続した２つの巻線に流れるそれぞれの電流がＩａ、Ｉｂ、Ｉｃである。例えば、図６のＡＢ相巻線６７からＣＡ相巻線６８に流れた電流成分がＩａ／２である。ＡＢ相巻線６７からＢＣ相巻線６Ｃに流れた電流成分がＩｂ／２である。ＢＣ相巻線６９からＣＡ相巻線６８に流れた電流成分がＩｃ／２である。そして、これらの２つの直列巻線は、図２の巻線配置上、該当する相のステータ磁極に、たすき掛けのように、差動的に配置している。その結果、これらの電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃは該当する相のステータ磁極を選択的に励磁することができ、かつ、他の相のステータ磁極を励磁することはない。同時に、これらの２つの直列巻線の両端電圧は、他の相の磁束の影響を受けることがない。（３２）、（３３）、（３４）式の関係である。
【０６９６】
例えば、図２のモータにおいて、ロータ回転角位置θｒが０°から３０°の区間でＣＣＷトルクを発生する場合、ＡＢ相全節巻き巻線２１とＣＡ相全節巻き巻線２２を直列にしてＡ相電流成分Ｉａ／２を通電する。同時に、ＣＡ相全節巻き巻線２５とＡＢ相全節巻き巻線２４とを直列にしてＡ相電流成分Ｉａ／２を通電する。これらの巻線は、図６の巻線６７と６８、及び、６Ｂと６Ａである。これらの２組の電流成分Ｉａ／２により、図６の１Ｇに示すＡ相磁束φａを励磁してＣＣＷトルクを発生する。
【０６９７】
もし、この状態で、図２の２３と２６へそれぞれＢＣ相電流Ｉｂｃ／２が流れると、図２の紙面での配置から分かるように、前記磁束φａを弱めるように作用し、ＣＣＷトルクが減少することになり問題である。しかし、図６の回路上、巻線６９へ前記ＢＣ相電流Ｉｂｃ／２が流れとしても、その電流はＣＡ相巻線６８へＣ相電流成分Ｉｃ／２となって流れ、残りはＡＢ相巻線６ＡへＢ相電流成分Ｉｂ／２となって流れる。その結果、前記Ｃ相電流成分Ｉｃ／２は、６９と６８へ直列に通電してＣ相ステータ磁極の磁束φｃを選択的に励磁し、φａとφｂへ電磁気的に影響を与えることはない。残りの前記Ｂ相電流成分Ｉｂ／２は、６９と６Ａへ直列に通電してＢ相ステータ磁極の磁束φｂを選択的に励磁し、φａとφｃへ電磁気的に影響を与えることはない。ＢＣ相巻線６Ｃへ流れる残りの前記ＢＣ相電流Ｉｂｃ／２についても同様である。以上説明した結果から、先に仮定したＢＣ相電流Ｉｂｃ／２が流れるたとしても、Ａ相磁束φａを減少させるように作用することはない。なお、これらの各相が非干渉である特性は、図８３の集中巻き巻線の特徴と類似している。
【０６９８】
以上説明したことから、図２などの全節巻き線モータと図６の駆動回路の場合は、Ａ相電流成分Ｉａは図２のＡ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２へＡ相磁束φａを選択的に励磁し、このＡ相磁束φａが他の相の電流により電磁気的な影響を受けることはない。このＡ相電流成分Ｉａは、θｒが０°から３０°の間でＣＣＷトルクを発生し、３０°から６０°の間でＣＷトルクを発生し、６０°から９０°の間はトルクに影響しない自由な区間である。従って、前記の連続電流制御を行う場合、３０°から６０°の間だけＡ相電流Ｉａが小さくなるように制御すればＣＣＷトルクを効果的に生成できる。電流の制御自由度が大きく、高速回転での大トルク出力が容易である。また、他のＢ相電流成分Ｉｂ、Ｃ相電流成分Ｉｃについても、Ａ相電流成分Ｉａとは位相は異なるが、同様の作用、効果である。
【０６９９】
作用、効果のまとめとして、図２などの全節巻き線モータと図６の駆動回路について、次のように言える。例えば、図２のＡ相ステータ１１とＡ／相ステータ磁極１２とのＡ相の励磁において、それらの円周方向両隣のＡＢ相全節巻き巻線２１とＣＡ相全節巻き巻線２２とを直列にすることにより、それらの両端の電圧を（３４）式のように簡素な電圧とすることができ、過大な電圧の問題、複雑な電圧の問題を解決できる。その結果、両巻線へのＡ相電流成分Ｉａ／２を容易に通電できる。なお、他相の磁束φｂ、φｃは、２１と２２との両方に鎖交して両巻線の電圧に影響するが、両巻線の電圧の和としては相殺する。両巻線へのＡ相電流成分Ｉａ／２によりＡ相の１１と１２を励磁してＡ相磁束φａを選択的に励磁し、かつ、Ｂ相磁束φｂ、Ｃ相磁束φｃへ電磁気的に影響しない。そして、Ａ相電流成分Ｉａ／２をθｒが６０°から９０°の間に通電してもＣＣＷトルクを減少させるような弊害が発生しない。これらの作用は、残りのＡＢ相全節巻き巻線２４とＣＡ相全節巻き巻線２５とその電流成分Ｉａ／２についても同様である。また、Ｂ相、Ｃ相についても同様である。
【０７００】
これらの結果、各相の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａ、及び、電流成分Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃを連続的に通電して、高速回転で大きなトルクを出力することができる。例えば、図１０の運転領域Ｂなどのモータ動作領域である。また、モータのスロット内の銅損を低減できるので、その小型化、低コスト化ができる。駆動回路のトランジスタの総電流容量を低減できるので、その小型化、低コスト化ができる。また、永久磁石を活用する本発明の他技術などと組み合わせて、モータのさらなる小型化、低騒音化などもできる。
【０７０１】
以上、図１、図２、図１５などのモータへ図８０に示す様な連続した電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａを通電する例について説明した。直流電流成分Ｉａｊ、Ｉｂｊ、Ｉｃｊを常時通電する方法である。変動電流成分Ｉａｋ、Ｉｂｋ、Ｉｃｋが増減する時の動作上の実質上のインダクタンスである、いわゆる、小振幅インダクタンスが小さな値となるため、その増減時間を短縮することができる。そしてより効果的な変動電流成分を通電することができる。なお、モータ回転数や負荷トルクに応じて、図８０と図１４の中間的な電流制御も可能である。
【０７０２】
図１、図２、図１５などのモータがＣＣＷへ高速回転で、負荷トルクも大きくなると、各相の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａの値も大きくなり、図６の直流電圧源６Ｒの電圧Ｖｄｃを大半の時間帯で使用して各相電流を給電する状態になる。そして、モータ回転数の上昇と共に、変動電流成分Ｉａｋ、Ｉｂｋ、Ｉｃｋの通電位相を早めたり、通電幅を適正化し、電流の振幅と幅と位相を適正に制御できる。
【０７０３】
図１、図２、図１５などのモータが基底回転数よりＣＣＷへ高速回転で制御する状態では、直流電流成分Ｉａｊ、Ｉｂｊ、Ｉｃｊとトルク電流成分Ｉａｋ、Ｉｂｋ、Ｉｃｋとを可変して制御する。図６の駆動回路の給電動作は、電圧の上限が直流電圧源６Ｓの電圧Ｖｄｃに制約されて制御する。各相の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａに該当するトランジスタの給電開始位相、給電、給電終了位相などの動作である。電源電圧の上限がＶｄｃに制約されているので、基底回転数を越えた高速回転領域における界磁弱めの動作も、直流電流成分Ｉａｊ、Ｉｂｊ、Ｉｃｊと変動電流成分Ｉａｋ、Ｉｂｋ、Ｉｃｋとの制御をバランスさせて行う。
【０７０４】
また、ＣＣＷへ高速回転時のＣＷトルクの発生、即ち回生動作も前記動作の延長であり、該当するトランジスタの給電開始位相、給電、給電終了位相などの動作で制御することができる。また、高速回転時の駆動回路の利用効率という観点では、電源電圧Ｖｄｃをフルに活用できる通電方法とすることができるので、直流電圧源と駆動回路を効率良く駆動する方法でもある。なお、図１、図２、図１５のモータについて説明したが、ステータ磁極数、ロータ磁極数、磁極幅、磁極形状の異なるモータについても、同様に前記の連続電流制御を適用できる。
【実施例４６】
【０７０５】
次に、請求項１６の実施例の巻線構成、回路構成を図８１に示す。図１のモータにおいて、（１４１）、（１４２）、（１４３）式に示した直流電流成分Ｉａｊ、Ｉｂｊ、Ｉｃｊを通電する直流励磁巻線を追加し、別の駆動回路で直流電流成分を通電する構成である。図１の構成で一定の直流電流成分を重畳した状態と図８１の状態とは、低速回転ではほとんど同じであるが、高速回転では各巻線の漏れインダクタンス、磁気エネルギー等が異なり、それらの差異が大きくなる。また、直流電流成分Ｉａｊ、Ｉｂｊ、Ｉｃｊを直流励磁巻線側と、ＡＢ相巻線、ＢＣ相巻線、ＣＡ相巻線の方へ分けて、分担して通電しても良い。
【０７０６】
図８１の８１１、８１２、８１３は、図１の各ステータの界磁磁束を励磁する直流励磁巻線であり、集中巻き巻線、全節巻き巻線、あるいは、環状巻線などの形態でその直流励磁巻線を実現することができる。例えば、集中巻き巻線の場合は、図１のＡ相ステータ磁極１１とＡ／相ステータ磁極１２にそれぞれ集中巻線を追加して巻回し、直列に接続してＡ相直流励磁巻線Ｗａｆとし、このＷａｆを図８１の直流励磁巻線８１１とする。同様に。Ｂ相、Ｃ相についてもＢ相直流励磁巻線Ｗｂｆ、Ｃ相直流励磁巻線Ｗｃｆを追加して巻回し、それぞれ、図８１の直流励磁巻線８１２、８１３とする。８１４と８１５は界磁電流を通電するトランジスタで、８１６と８１７は電源回生用のダイオードである。なお、界磁電流成分の増減を急峻に行う必要がない場合には、トランジスタ８１４を取り除き、その両端を短絡し、ダイオード８１７を取り除いても良い。なお、図８１では、制御回路６Ｓと直流電圧源６Ｒと追加する駆動回路と巻線を記載しているが、図６の残りの大半の駆動回路の記載を省略している。また、図６の駆動回路を使用する場合は、図１のモータを図２、あるいは、図１５などへ変換、変形する必要がある。
【０７０７】
図８１の直流励磁巻線が前記のＷａｆ、Ｗｂｆ、Ｗｃｆの場合は、図８０で示した直流電流成分Ｉａｊを通電する。図１の各全節巻き巻線１Ｄ、１Ｅ、１Ｆの各電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａは変動電流成分となる。今、図１において、直流電流成分はＩａｊの一定値で、変動電流成分Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａが０の状態でロータが回転すると、回転と共に各相の磁気エネルギーが変化するが、モータ内の合計の磁気エネルギーは変動しない。そして、図８１の直流励磁巻線８１１、８１２、８１３の間で、相互にエネルギーが移り変わる。従って、その状態では、トランジスタ８１４と８１５は直流電流成分Ｉａｊを通電するだけで、電圧出力は小さい。
【０７０８】
図１のモータがトルクを出力する時は、図６の駆動回路により変動電流成分Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａを通電するが、その値は、図８０に示す変動電流成分Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａから、それぞれ、前記直流電流成分Ｉａｊの２倍の電流を差し引いた値である。（１）、（２）、（３）式の関係なので、図８０の変動電流成分Ｉａｂ、Ｉｂｃ、ＩｃａにはＩａｊの２倍の電流が含まれている。
【０７０９】
次に、図１のモータへ全節巻きの直流励磁巻線を追加する場合の構成、作用について説明する。直流励磁巻線が全節巻きの場合、図１の全節巻き巻線１Ｄ、１Ｅ、１Ｆのそれぞれに並列して、ＡＢ相直流励磁巻線Ｗａｂｆ、ＢＣ相直流励磁巻線Ｗｂｃｆ、ＣＡ相直流励磁巻線Ｗｃａｆを巻回する。そして、Ｗａｂｆ、Ｗｂｃｆ、Ｗｃａｆを図８１の直流励磁巻線８１１、８１２、８１３として配置する。ここに通電する電流の値は、前記直流電流成分Ｉａｊの２倍の電流である。
【０７１０】
図１のモータへ図８１の直流励磁巻線８１１、８１２、８１３を追加した構成では、図８０の各電流から直流電流成分を差し引いた電流を通電する。そして、高速回転で、負荷トルクも大きくなると、各相の電流Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａの値も大きくなり、連続電流制御の状態となる。そして、変動電流成分Ｉａｂ、Ｉｂｃ、Ｉｃａの増加と減少の位相を制御してトルクを制御する。
【０７１１】
また、図８１の駆動回路では、前記直流励磁巻線に前記直流電流成分を通電するので、図６に示す駆動回路の総電流容量を減少することができる。図８１の１個のトランジスタ８１５で図６の６個のトランジスタの電流容量を低減することになる。なお、図１、図２、図１５のモータについて説明したが、ステータ磁極数、ロータ磁極数の異なる他の種類のモータについても適用できる。前記の永久磁石の活用技術など他の技術との併用も可能である。
【実施例４７】
【０７１２】
次に、請求項１７の実施例を図８２に示す。先に、いくつかのモータとその駆動回路などについて説明したが、電気自動車の主機用モータ等では、さらに、低速回転でのトルク増加を求められることがある。具体的には登坂運転などであり、図１０の運転領域Ａのようなモータ動作領域である。図８２のモータは、低速回転でのトルクを増加する技術である。
【０７１３】
図８２のモータは、図１のモータのステータ磁極、ロータ磁極を多極化した構成のモータである。ロータには、８２Ａの小さい突極のロータ磁極ＲＰＫをロータ全周に３６個備えている。ロータ磁極ＲＰＫの円周方向周期は１０°で、突極幅はその１／３の３．３°である。破線で示す８２Ｂ、８２ＳＤは、請求項１８で追加する空隙部であり、後に説明する。
【０７１４】
図８２のステータで、８２１はＡＲ相ステータ磁極で、そのロータ側表面には８２１Ｓの小さな突極のステータ磁極ＳＰＫを３個備えている。この３個のステータ磁極ＳＰＫの円周方向周期は１０°で、突極幅はその１／３の３．３°である。８２２は、ＡＲ／相ステータ磁極で、同様に、小さな突極のステータ磁極ＳＰＫを３個備えている。ＡＲ／相ステータ磁極８２２からＡＲ相ステータ磁極８２１へＡＲ相磁束φａＲが通過する。同様に、８２３はＢＲ相ステータ磁極で、８２４はＢＲ／相ステータ磁極で、図示するように、ＢＲ相磁束φｂＲが通過する。８２５はＣＲ相ステータ磁極で、８２６はＣＲ／相ステータ磁極で、図示するように、ＣＲ相磁束φｃＲが通過する。
【０７１５】
８２７は、ＡＢＲ相全節巻き巻線、８２８は、ＢＣＲ相全節巻き巻線、８２９は、ＣＡＲ相全節巻き巻線である。図１のロータ磁極数が４でロータ磁極ピッチが９０°であったのに対し、図８２のロータ磁極数が３６でロータ磁極ピッチが１０°であり、９倍に多極化している。また、この様な多極化構造とするために、小さな突極のステータ磁極ＳＰＫの円周方向周期はロータ磁極の円周方向周期１０°に合わせている。図８２における１０°は、図１における９０°に相当する。
【０７１６】
次に、図８２のロータの動作について説明する。ロータの始点をＡＲ相ステータ磁極８２１のＣＷ端とし、図示するように、ロータ回転角位置θｒはロータ磁極８２ＡのＣＣＷ端とする。図８２における機械角３．３°のステータ磁極ＳＰＫの円周方向幅は、９倍して電気角で３０°となる。
【０７１７】
図８２のＡＢＲ相全節巻き巻線８２７に通電するＡＢＲ相電流をＩａｂＲとし、ＢＣＲ相全節巻き巻線８２８に通電するＢＣＲ相電流をＩｂｃＲとし、ＣＡＲ相全節巻き巻線８２９に通電するＣＡＲ相電流をＩｃａＲとする。図８２のＡＲ相ステータ磁極８２１とＡＲ／相ステータ磁極８２２を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷａＲとし、ＡＲ相電流をＩａＲとする。ＢＲ相ステータ磁極８２３とＢＲ／相ステータ磁極８２４を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｂＲとし、ＢＲ相電流をＩｂＲとする。ＣＲ相ステータ磁極８２５とＣＲ／相ステータ磁極８２６を励磁する等価な集中巻き巻線を仮定してＷｃＲとし、ＣＲ相電流をＩｃＲとする。これらの電流関係は次式となる。（１）、（２）、（３）式と同じ形態である。
ＩａｂＲ＝ＩａＲ＋ＩｂＲ                                        （１６３）
ＩｂｃＲ＝ＩｂＲ＋ＩｃＲ                                        （１６４）
ＩｃａＲ＝ＩｃＲ＋ＩａＲ                                        （１６５）
【０７１８】
図８２のこれらの巻線名称、電流名称、電圧名称などは、モータのモデル記号であるＲを除けば、図１の場合と同じである。但し、ロータ回転角位置θｒの機械角は９倍の差がある。しかし、θｒについても電気角で表現すれば同じである。図１のモータの各電流、各電圧の例を示す図１４の特性は、図８２のモータをθｒの電気角で示した各電流、各電圧と波形形状は相似形であり、同じである。図８２のモータの駆動に図６の駆動回路を使用できるが、図１のモータを図２、図１５のモータに変形したように、巻線の数を修正する必要がある。
【０７１９】
次に、図８２のモータの電流、電圧、トルク、回転数について説明する。図１と図８２との巻線の巻回数、通電電流、ロータ直径が同じ場合は、図８２のモータはその小さな突極のステータ磁極ＳＰＫは３倍に多極化しているので、巻線の鎖交磁束の回転変化率は３倍となり、単純論理的には３倍の電圧、３倍のトルクを発生する。従って、低速回転で大きなトルクが必要な用途では、効果的なモータである。但し、駆動周波数は３倍に大きくなるので回転数限界が低くなり、高速回転特性が低下する。
【０７２０】
図８２のモータは請求項１７の１例であり、ステータ磁極に配置する小さな突極のステータ磁極ＳＰＫの数、ロータ磁極の数、各磁極の形状など種々変形が可能である。また、図１、図２、図１５のモータ形態について説明したが、ステータ磁極数、ロータ磁極数の異なる他の種類のモータについても適用できる。前記永久磁石の活用技術、連続電流制御技術など他の技術との併用も可能であり、モータ競争力が向上し、大変効果的である。
【実施例４８】
【０７２１】
次に、請求項１８の実施例を図８２に破線で示す穴を追記して示し、説明する。この図８２のモータは、低速回転での大トルクだけでなく、高速回転のトルク特性を改善するモータ構成であり、その制御手法についても説明する。電気自動車の主機用モータでは、登坂運転などにおいて図１０の運転領域Ａのような大きなトルク特性が求められ、一方で、高速走行時には図１０の運転領域Ｂの高速回転特性が求められる。この両方の運転領域Ａ、Ｂの特性を両立し、実現するために、主機用モータとその制御装置が大型化し、コスト的な負担も大きくなっている。また、図８２のモータの不完全性から、低速回転においてトルクリップルが多少発生する問題、高速回転においてトルクリップルが多少発生する問題がある。これらの問題を解決する方法についても説明する。また、巻線は、図８２に示した全節巻き線、あるいは、図２、図１５のように各相巻線の数を２個以上としたモータ、あるいは、環状巻き巻線だけでなく、各ステータ磁極に巻回する集中巻き巻線とすることもできる。
【０７２２】
図８２のロータに示す破線で示した８２Ｂ、８２Ｄは電磁鋼板に開けた穴であり、空間ＲＡＰである。そして、ＲＡＰに磁気的に隔てられた８２Ｃはロータ磁極ＲＢＰを構成し、図１のロータ磁極１Ｋに相当する。８２Ｃのようなロータ磁極ＲＢＰをロータ全周で４個作っている。ロータの８２Ａに示す小さい突極のロータ磁極ＲＰＫは全周で３６個なので、比較するとロータ磁極の数は１／９である。なお、８２Ｂ、８２Ｄは空間ではなく、磁気抵抗の大きい他の部材であっても良い。
【０７２３】
高速回転では、ステータの８２１、８２２、８２３、８２４、８２５、８２６の６個のステータ磁極と、ロータの８２Ｃなどの４個のロータ磁極ＲＢＰを使って駆動する。図８２の例では、低速回転に比べて駆動周波数が１／９になり、単純には９倍の回転数まで駆動できる。また、低速回転から高速回転まで回転数が変化する時、あるいは、低速回転と高速回転の中間の回転数で駆動する場合は、例えば、ある回転数で切り替えることができる。但し、切り替え回転数での頻繁な切り替え動作は、実用的に問題である。回転数が増加中の切り替え回転数と、回転数が減少中の切り替え回転数とでヒステリシスを持たせることにより、この問題も解決できる。
【０７２４】
また、図８２のＡＲ相、ＢＲ相、ＣＲ相のステータ磁極の小さな突極のＳＰＫは、ロータの小さな磁極のＲＰＫに対して相対的に３．３°と６．７°の位相差を作っており、ステータの８２４などの大きな磁極がロータの８２Ｃなどの４個の大きなロータ磁極ＲＢＰを使って駆動する場合、この位相差に起因した誤差が発生する問題がある。この対応として、図８２のＣＲ相ステータ磁極８２５の８２５１と８２５２のＳＰＫの例に示す様に、１個のＳＰＫを２つに分割して該当する位置に配置することにより、そのＳＰＫとしての機能は変えず、ＣＲ相ステータ磁極８２５の平均値的な位置を円周方向に移動することができる。
【０７２５】
前記のように、図８２のモータは、低速回転での大トルクと高速回転とを両立する駆動が可能である。即ち、基底回転数と最高回転数の比大きくとることができる。この結果、電気自動車の主機用モータとして、登坂運転などにおける図１０の運転領域Ａの大きなトルクと、高速走行時の図１０の運転領域Ｂの高速回転特性が得られる。この両立により、主機用モータとその制御装置を小型化、低コスト化できる。なお、広い回転数領域が求められる用途は、家電、産業用機械などにも多くある。
【０７２６】
なお、他の問題として、低速回転において、ステータの８２１Ｓなどの小さな突極のステータ磁極ＳＰＫとロータの８２Ａなどの小さい突極のロータ磁極ＲＰＫでトルクを発生する場合、ロータの穴ＲＡＰによりロータ側の磁気抵抗に差ができるので、トルクに差が発生するトルク脈動の問題がある。一方高速回転では、ステータの８２１、８２２、８２３、８２４、８２５、８２６の６個のステータ磁極とロータの８２Ｃなどの４個のロータ磁極ＲＢＰを使って駆動する。この時、前記ＳＰＫとＲＰＫとがそれぞれの表面にありトルクが脈動する。高速回転なので高周波成分のトルク脈動になるが、トルクとしての実用的に問題ない。しかし、騒音の問題が発生することもある。
【０７２７】
これらの問題の対応策として、前記低速回転でのトルクリップルについては、ロータ回転位置に固有の値であり、比較的低い周波数成分なので、制御的に電流の振幅補正を行ってトルク脈動を相殺し解決できる。そして、高速回転でのトルク脈動については、その周波数成分が高く、トルクの実用上の問題は無い。しかし、騒音の低減などを主な目的として、ステータ磁極、ロータ磁極の形状を変形することもできる。
【０７２８】
前記問題の他の対応策として、図８２のモータ構成を２組持つことにより、前記トルク脈動を相殺することもできる。具体的には、モータＭＯＴ１と駆動装置ＤＲＶ１とで構成するモータシステムＭＳＹＳ１と、モータＭＯＴ２と駆動装置ＤＲＶ２とで構成するモータシステムＭＳＹＳ２の２組を備え、２つのモータシステムＭＳＹＳ１、ＭＳＹＳ２の合計でトルクを出力する構成とする。即ち、図８２のようなモータが２個と、図６のような駆動回路が２組の組み合わせで構成する。
【０７２９】
モータＭＯＴ１のステータ磁極ＳＰＫがロータ磁極ＲＰＫに対向する時に、モータＭＯＴ２のステータ磁極ＳＰＫがロータ磁極ＲＰＫに対向しない関係として構成する。当然、駆動装置ＤＲＶ１とＤＲＶ２は異なる制御となり、異なる電流でそれぞれのモータＭＯＴ１とＭＯＴ２を制御する。また同時に、ロータの穴ＲＡＰについても、モータＭＯＴ１のステータ磁極８２１がロータの穴ＲＡＰに対向する時に、ＭＯＴ２のステータ磁極８２１がロータの穴ＲＡＰに対向しない関係として構成する。ステータとロータ間の磁気抵抗の関係が逆になる構成とする。この様な２つのモータシステムＭＳＹＳ１、ＭＳＹＳ２を一体に組み合わせて構成し、トルク脈動成分を相殺して駆動することができる。
【０７３０】
この様に組み合わせたモータシステムの特徴は、前記のように、それぞれの持つ特徴である低速回転での大きなトルク出力が可能であること、そして、高速回転の駆動が可能である。加えて、前記技術によりトルク脈動も低減できるので低速回転から高速回転まで高品質なトルクを出力することができる。また、電気自動車の主機モータなどに求められる定出力特性の回転域幅は、従来モータの定出力特性の回転域幅に比較して、原理的に数倍の特性が得られることになり、電気自動車等により適したモータ特性が得られる。
【０７３１】
但し、駆動システムが複雑化するので、簡素化の課題はある。例えば、モータＭＯＴ１とＭＯＴ２を同軸上にできるだけ近接して配置し、無駄なスペースを削減する。駆動装置ＤＲＶ１とＤＲＶ２については、演算部の一体化、回路実装の一体化が可能である。そして、直流電圧源を共通化して、図６に示すＤＲＶ１とＤＲＶ２のトランジスタ群を並列配置する。この場合、目的のモータ出力を得るために、トランジスタの総電流容量が増加するわけではない。なお、図８２のモータは、ＡＢＲ相、ＢＣＲ相、ＣＡＲ相の３相のモータであるが、前記ＭＯＴ１とＭＯＴ２、及び、ＤＲＶ１とＤＲＶ２は６相のモータに近い構成であると見ることができる。
【０７３２】
また、前記問題の他の対応策として、１個のモータの同一円周上に、前記モータＭＯＴ１とＭＯＴ２の２個のモータ機能を組み込む構成とする。図８２を２極対とする様なモータ構成である。但し、この場合、ＭＯＴ１とＭＯＴ２とが発生するトルク位相を逆位相とするため、８２Ｃの様なロータ磁極の数は４の２倍の８個ではなく、９個あるいは１０個とする。ＭＯＴ１のステータ磁極群とＭＯＴ２のステータ磁極群の間の円周方向隙間であるスロットがやや広めになる。外見上、１個のモータであるが、前記ＤＲＶ１とＤＲＶ２が必要である。
【０７３３】
このモータの巻線が全節巻き巻線の場合には、ＭＯＴ１とＭＯＴ２の円周方向境界部のスロットの電流は異なった電流値とする必要がある。しかし、各巻線の電流方向は図８２に示す電流方向であって、同じ方向なので通電は可能である。円周方向境界部の２つのステータを励磁すべき２つの相電流を（１）、（２）、（３）式のように求めて通電すれば良い。また、前記モータの巻線が集中巻き巻線の場合には、もちろん、円周方向境界部の２つのステータを励磁すべき２つの相電流を別々の巻線で通電するので、この問題は無い。
【０７３４】
なお、前記ロータの穴ＲＡＰは、代わりに、磁気抵抗の大きい物質に変更することも可能であり、磁気抵抗を大きくする他の手段であっても良い。また、他のモータ構成として、３相より５相、７相などのモータの多相化によりトルク脈動を低減することもできる。ステータ磁極数、ロータ磁極数の変更も可能である。また、図８２では、小さな突極のＳＰＫ、ＲＰＫを矩形形状に図示しているが、周辺の漏れ磁束、トルクリップルなどを考慮すると、矩形の角部を滑らかな形状とすることもできる。同様に、駆動する電流波形も矩形状から角部を滑らかな波形形状とすることもできる。
【０７３５】
また、この低速回転での大きなトルクと高速回転駆動を両立する技術は、図８２に示した全節巻き線だけでなく、環状巻き巻線、集中巻き巻線に適用することができる。特に、ロータ軸方向長さが短く、モータ直径が大きいモータ形状の場合、全節巻きの場合のコイルエンド長が長くなり銅損が増加する。そのような場合は、集中巻き巻線のモータの方が銅損を低減できる場合もある。また、前記永久磁石の活用技術、連続電流制御技術など他の技術との併用も可能であり、モータ競争力が向上し、大変効果的である。
【０７３６】
以上本発明について説明したが、各請求項の技術の組み合わせ、種々の変形、応用などが可能である。例えば、図１５のモータに、請求項１０項の永久磁石を使用して歯幅を狭くし、かつ、磁束密度を低減し、さらに、請求項１１項から請求項１５の技術を全て適用し、図６の駆動回路で駆動することができる。さらに、請求項１６、１７、１８の技術を付加することもできる。また、モータを駆動する回路における巻線配置において、実施例などで説明した巻線のうち、同一位相電流、電圧の巻線を入れ替えることができる。モータの極対数を２極対、４極対などに多極化することができる。種々のステータ磁極の数、ロータ磁極の数の組み合わせを選択できる。即ち、種々のステータ相数、ロータ極数を選択できる。
【０７３７】
モータ形式についても、アウターロータ型モータ、アキシャルギャップ型モータ、あるいは、リニアモータなどに変形でき、他種モータとの複合化も可能である。モータの複合化については、図１８の様に、モータの外形側と内径側に２組のモータを組み込み、外形側ステータと内径側ステータを一体化することにより巻線のコイルエンド部を大幅に簡素化することができる。同様に、ロータ軸方向に第１と第２の２つのモータを複合化し、第１のステータと第２のステータを一体化することにより巻線のコイルエンド部を大幅に簡素化することができる。さらには、外径側と内径側とロータ軸方向の第１と第２の４個のモータを１体化することもできる。
【０７３８】
モータ材料として、圧粉磁心、アモルファス鋼板、ステンレス電磁鋼板、高磁束密度のパーメンジュール鋼板など種々軟磁性体が使用できる。各種永久磁石も使用できる。モータ用電流での永久磁石の可変、あるいは、専用の装置での永久磁石の可変も可能である。電力素子にはシリコントランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ半導体、ＳｉＯ半導体など、新しい種々電力素子も活用できる。また、各巻線の誘起電圧、磁気特性がロータの回転と共に変化することを利用したセンサレス位置検出技術の活用も可能である。
【産業上の利用可能性】
【０７３９】
本発明により、モータの銅損低減と利用効率の高い駆動回路により、小型化、軽量化、低コスト化を実現できる。具体的用途は、電気自動車の主機用モータ、産業用モータ、家電用モータなどである。また、本発明では、片方向回転特性を優先する技術も含んでいるが、エアコン駆動用モータ、ファン用モータ、家電用モータ、電気自動車の主機用モータなど、片方向回転の特性が優先される用途は多い。また、本発明は、低騒音化、トルクリップルの低減、ピークトルクの増大、高速回転領域の拡大などの技術含んでおり、それらが効果的な用途は多い。
【符号の説明】
【０７４０】
６７  ＡＢ１相巻線
６８  ＣＡ１相巻線
６９  ＢＣ１相巻線
６Ａ  ＡＢ２相巻線
６Ｂ  ＣＡ２相巻線
６Ｃ  ＢＣ２相巻線
６１、６２、６３、６４、６５、６６  トランジスタ（電力素子）
６Ｑ、６Ｋ、６Ｌ、６Ｍ、６Ｎ、６Ｐ  ダイオード
６Ｄ、６Ｅ、６Ｆ、６Ｇ、６Ｈ、６Ｊ  回生用ダイオード
６Ｓ  モータ駆動装置全体の制御回路
６Ｒ  直流電圧源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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【図４６】
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【図４７】
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【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
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【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
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【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
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【図６６】
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【図６７】
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【図６８】
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【図６９】
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【図７０】
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【図７１】
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【図７２】
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【図７３】
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【図７４】
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【図７５】
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【図７６】
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【図７７】
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【図７８】
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【図７９】
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【図８０】
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【図８１】
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【図８２】
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【図８３】
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【図８４】
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【図８５】
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