(57)【要約】      （修正有）【課題】スパイク電圧を抑制し、スイッチング制御を簡素化するワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源を提供する。【解決手段】ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源は、トランスＴと、一次側スイッチング素子Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２と、トランスの二次側に接続された少なくとも１つのリアクトルＬＡ、ＬＢと、トランスＴの二次側に接続された平滑コンデンサＣと、を有する。リアクトルの一端が二次コイルの一端に接続されており、さらに、リアクトルの一端と基準電位端との間に接続された第１の整流要素Ｄ１と、リアクトルの他端と出力端との間に接続された第２の整流要素Ｄ２と、二次コイルの他端と基準電位端との間に接続された第３の整流要素Ｄ３と、リアクトルの他端と基準電位端との間の電流路を導通又は遮断するべく一次側スイッチング素子と同じタイミングで制御される二次側スイッチング素子Ａ３と、を有する。【選択図】図１
2020025431.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同極性に巻かれた一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、
前記一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するべく制御される少なくとも１つの一次側スイッチング素子と、
前記トランスの二次側に接続された少なくとも１つのリアクトルと、
前記トランスの二次側の出力端と基準電位端との間に接続された平滑コンデンサと、を有するワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、
前記リアクトルの一端が前記二次コイルの一端に接続されており、さらに、
前記リアクトルの一端と前記基準電位端との間に接続された第１の整流要素と、
前記リアクトルの他端と前記出力端との間に接続された第２の整流要素と、
前記二次コイルの他端と前記基準電位端との間に接続された第３の整流要素と、
前記リアクトルの他端と前記基準電位端との間の電流路を導通又は遮断するべく前記一次側スイッチング素子と同じタイミングで制御される少なくとも１つの二次側スイッチング素子と、を有することを特徴とするワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源。
【請求項２】
前記少なくとも１つの一次側スイッチング素子が、前記一次コイルの電流をそれぞれ導通又は遮断するように互いに背反的に制御される、少なくとも１つの第１グループの一次側スイッチング素子及び少なくとも１つの第２グループの一次側スイッチング素により構成され、
前記二次コイルの他端にその一端を接続された第２のリアクトルと、
前記第２のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続された第４の整流要素と、
前記第２のリアクトルの他端と前記基準電位端との間の電流路を導通又は遮断するべく制御される第２の二次側スイッチング素子と、をさらに有し、
一方の前記二次側スイッチング素子が前記第１グループの一次側スイッチング素子と同じタイミングで制御されると共に、他方の前記二次側スイッチング素子が前記第２グループの一次側スイッチング素子と同じタイミングで制御されることを特徴
【請求項３】
さらに第３のリアクトルと第５の整流要素とを有し、前記第３のリアクトルの一端が前記二次コイルの一端に接続され、前記第５の整流要素が、前記第３のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続されており、かつ、
さらに第４のリアクトルと第６の整流要素とを有し、前記第４のリアクトルの一端が前記二次コイルの他端に接続され、前記第６の整流要素が、前記第４のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続されていることを特徴とする請求項２に記載のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源。
【請求項４】
前記二次コイルの他端と出力端との間に接続された第４の整流要素をさらに有することを特徴とする請求項１に記載のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源。
【請求項５】
前記第３の整流要素が、前記一次側スイッチング素子と同期して制御されるスイッチング素子であることを特徴とする請求項４に記載のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源。
【請求項６】
さらに第２のリアクトルと第５の整流要素とを有し、前記第２のリアクトルの一端が前記二次コイルの一端に接続され、前記第５の整流要素が、前記第２のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続されていることを特徴とする請求項４又は５に記載のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流を直流に電力変換するスイッチング電源として、力率改善回路としての非絶縁型昇圧コンバータとその後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとからなるツーコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源が知られている。後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの代表的な方式として、フォワード方式とフライバック方式がある。大出力電源にはフォワード方式が適している。
【０００３】
一方、特許文献１、２等のように、非絶縁型昇圧コンバータと後段の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを１つに統合したワンコンバータ方式のスイッチング電源も知られている。
【０００４】
また、絶縁型スイッチング電源の一次側のスイッチング素子は、原理的には１つでよいが、大出力化やスイッチング素子の耐圧特性の軽減のために、特許文献３等のように複数のスイッチング素子からなるフルブリッジ回路やプッシュプル回路等が知られている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平５−２３６７４９号公報
【特許文献２】特開２００２−３００７８０号公報
【特許文献３】特開２０１５−７０７１６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述した従来のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源には、幾つかの問題点がある。力率を良好とするフライバック方式を採用した場合、スイッチング素子のオフ時に生じるフライバック電圧に大きなスパイク電圧が加重されるため、一次側のスイッチング素子に耐圧特性が要求される。
【０００７】
また、スイッチング電源の大出力化を図るためにフォワード方式を採用した場合、スイッチング素子のオン時にトランスの二次コイルに生じる起電圧が、出力端の平滑コンデンサの電圧を超えたときにのみ出力電流が流れる。従って、二次コイルの起電圧が小さい範囲では電流が出力されず、このことが力率を悪化させる。
【０００８】
さらに、フルブリッジ方式及び／又は同期整流方式等を採用した場合、一次側と二次側のスイッチングタイミングの調整やデッドタイム制御等の精密かつ煩雑な制御が必要であった。
【０００９】
以上の現状から、本発明は、ワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、スイッチング素子のオフ時に生じるスパイク電圧を抑制し、一次側と二次側のスイッチング制御を簡素化し、かつ力率を良好とすることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・本発明の態様は、同極性に巻かれた一次コイルと二次コイルとを有するトランスと、
前記一次コイルを含む電流路を導通又は遮断するべく制御される少なくとも１つの一次側スイッチング素子と、
前記トランスの二次側に接続された少なくとも１つのリアクトルと、
前記トランスの二次側の出力端と基準電位端との間に接続された平滑コンデンサと、を有するワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源において、
前記リアクトルの一端が前記二次コイルの一端に接続されており、さらに、
前記リアクトルの一端と前記基準電位端との間に接続された第１の整流要素と、
前記リアクトルの他端と前記出力端との間に接続された第２の整流要素と、
前記二次コイルの他端と前記基準電位端との間に接続された第３の整流要素と、
前記リアクトルの他端と前記基準電位端との間の電流路を導通又は遮断するべく前記一次側スイッチング素子と同じタイミングで制御される少なくとも１つの二次側スイッチング素子と、を有する。
・  第１の好適な形態では、前記少なくとも１つの一次側スイッチング素子が、前記一次コイルの電流をそれぞれ導通又は遮断するように互いに背反的に制御される、少なくとも１つの第１グループの一次側スイッチング素子及び少なくとも１つの第２グループの一次側スイッチング素により構成され、
前記二次コイルの他端にその一端を接続された第２のリアクトルと、
前記第２のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続された第４の整流要素と、
前記第２のリアクトルの他端と前記基準電位端との間の電流路を導通又は遮断するべく制御される第２の二次側スイッチング素子と、をさらに有し、
一方の前記二次側スイッチング素子が前記第１グループの一次側スイッチング素子と同じタイミングで制御されると共に、他方の前記二次側スイッチング素子が前記第２グループの一次側スイッチング素子と同じタイミングで制御される。
・  上記第１の好適な形態において、さらに好適には、さらに第３のリアクトルと第５の整流要素とを有し、前記第３のリアクトルの一端が前記二次コイルの一端に接続され、前記第５の整流要素が、前記第３のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続されており、かつ、
さらに第４のリアクトルと第６の整流要素とを有し、前記第４のリアクトルの一端が前記二次コイルの他端に接続され、前記第６の整流要素が、前記第４のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続されている。
・  第２の好適な形態では、前記二次コイルの他端と出力端との間に接続された第４の整流要素をさらに有する。
・  上記第２の好適な形態において、さらに好適には、前記第３の整流要素が、前記一次側スイッチング素子と同期して制御されるスイッチング素子である。
・  上記第２の好適な形態において、さらに好適には、さらに第２のリアクトルと第５の整流要素とを有し、前記第２のリアクトルの一端が前記二次コイルの一端に接続され、前記第５の整流要素が、前記第２のリアクトルの他端と前記出力端との間に接続されている。
【発明の効果】
【００１１】
本発明によるワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源は、スイッチング素子のオフ時に生じるスパイク電圧を抑制し、一次側と二次側のスイッチング制御を簡素化し、力率を良好とすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路例の概略構成図である。
【図２】図２は、図１の回路におけるタイミング図である。
【図３】図３（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるモードＩａとモードIIａの期間に流れる電流を概略的に示している。
【図４】図４（ａ）（ｂ）は、図１の回路におけるモードＩｂとモードIIｂの期間に流れる電流を概略的に示している。
【図５】図５は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路例を概略的に示した図である。
【図６】図６は、図５の回路におけるタイミング図である。
【図７】図７（ａ）（ｂ）は、図５の回路におけるモードＩとモードIIの期間に流れる電流を概略的に示している。
【図８】図８は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路例の概略構成図である。
【図９】図９は、図８の回路におけるタイミング図である。
【図１０】図１０（ａ）（ｂ）は、図８の回路におけるモードＩａとモードIIａの期間に流れる電流を概略的に示している。
【図１１】図１１（ａ）（ｂ）は、図８の回路におけるモードＩｂとモードIIｂの期間に流れる電流を概略的に示している。
【図１２】図１２は、本発明の絶縁型スイッチング電源の第４の実施形態の回路例を概略的に示した図である。
【図１３】図１３は、図１２の回路におけるタイミング図である。
【図１４】図１４（ａ）（ｂ）は、図１２の回路におけるモードＩとモードIIの期間に流れる電流を概略的に示している。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
以下、例として示した図面を参照して本発明の実施形態を説明する。図面中、各実施形態における同一又は類似の構成要素については、同一又は類似の符号を付している。また、本明細書では、各実施形態に共通する説明は、初出の実施形態でのみ行う場合がある。
【００１４】
本発明のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源は、好適例ではＡＣ／ＤＣコンバータである。従って、典型的な入力電圧は、正弦波の交流電圧を整流したものである。しかしながら、本発明のスイッチング電源は、入力電圧が、正弦波以外の方形波若しくは三角波の電圧、又は一定電圧のときも、同様に機能することができる。
【００１５】
（１）第１の実施形態
（１−１）第１の実施形態の回路構成
図１は、本発明のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源の第１の実施形態の回路例を概略的に示している。
【００１６】
＜トランスＴの一次側の構成＞
図１の絶縁型スイッチング電源は、一例として正弦波の交流電圧を全波整流した入力電圧が入力端子１、２に入力される。ここでの交流電圧は、例えば、系統電源又は各種の発電装置で生成される数Ｈｚ〜数十Ｈｚ程度の周波数を有する正弦波である。しかしながら、入力電圧の波形は正弦波に限られず、正の電位をもつ任意の波形とすることができる。また、全波整流に替えて半波整流した入力電圧でもよい。なお、交流電圧を整流する整流部は、周知であるので図示及び説明を省略する。
【００１７】
トランスＴは、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれたトランスである（コイルの巻き始端を黒丸で示す）。これは、いわゆるフォワードトランスである。トランスＴの一次側には、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくそれぞれオンオフ制御される複数のスイッチング素子を含むスイッチング部が設けられている。
【００１８】
図１のスイッチング部は、フルブリッジ回路を構成している。このフルブリッジ回路は、４個のスイッチング素子Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２を有し、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。フルブリッジ回路は、大出力のスイッチング電源に好適である。スイッチング素子Ａ１、Ａ２が、同時にオンオフ制御される第１のグループ（以下「グループＡ」と称する）を構成し、スイッチング素子Ｂ１、Ｂ２が、同時にオンオフ制御される第２のグループ（以下「グループＢ」と称する）を構成する。
【００１９】
スイッチング部の各スイッチング素子は、制御端であるゲートに印加される制御電圧によりオンオフ制御される。制御電圧は、好適にはＰＷＭ信号である（ここでは、制御電圧がＰＷＭ信号である場合を例として説明する）。ＰＷＭ信号の周波数は、入力交流の周波数よりも高い、例えば数十ｋＨ〜数百ｋＨである。グループＡの各スイッチング素子は、制御電圧ＶＡによりオンオフ制御され、グループＢの各スイッチング素子は、制御電圧ＶＢによりオンオフ制御される。
【００２０】
図示しないが、制御電圧ＶＡ、ＶＢとしての所定のＰＷＭ信号を生成し、出力する制御部が別途設けられている。
【００２１】
＜トランスＴの二次側の構成＞
トランスＴの二次コイルＮ２の一端（巻き始端）には、第１のリアクトルＬＡの一端とダイオードＤ１のカソードが接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、負の出力端である接地端ｎに接続されている。接地端ｎは、二次側の基準電位端である。第１のリアクトルＬＡの他端にはダイオードＤ２のアノードが接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、正の出力端ｐに接続されている（以下で単に「出力端」というときは正の出力端ｐを意味する。）。
【００２２】
リアクトルＬＡの他端と接地端ｎとの間にはスイッチング素子Ａ３が接続されている。スイッチング素子Ａ３は、一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインがリアクトルＬＡの他端に、ソースが接地端ｎに接続されている。スイッチング素子Ａ３のゲートは、制御電圧Ｖａによりオンオフ制御される。
【００２３】
トランスＴの二次コイルＮ２の他端には、第２のリアクトルＬＢの一端とダイオードＤ３のカソードが接続されている。ダイオードＤ３のアノードは、接地端ｎに接続されている。第２のリアクトルＬＢの他端にはダイオードＤ４のアノードが接続されている。ダイオードＤ４のカソードは、出力端ｐに接続されている。
【００２４】
リアクトルＬＢの他端と接地端ｎとの間にはスイッチング素子Ｂ３が接続されている。スイッチング素子Ｂ３は、一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインがリアクトルＬＢの他端に、ソースが接地端ｎに接続されている。スイッチング素子Ｂ３のゲートは、制御電圧Ｖｂによりオンオフ制御される。
【００２５】
出力端ｐと接地端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。
【００２６】
スイッチング素子Ａ３の制御電圧Ｖａは、基本的に、一次側のＡグループのスイッチング素子の制御電圧ＶＡと同じタイミングでオンオフするＰＷＭ信号である。同様に、スイッチング素子Ｂ３の制御電圧Ｖｂは、基本的に、一次側のＢグループのスイッチング素子の制御電圧ＶＢと同じタイミングでオンオフするＰＷＭ信号である。
【００２７】
但し、トランスＴの一次側と二次側の絶縁を確保するために、一次側のスイッチング素子の制御電圧ＶＡ、ＶＢを直接、スイッチング素子Ａ３、Ｂ３のゲートに印加することは好ましくない。従って、制御電圧ＶＡ、ＶＢを二次側のスイッチング素子Ａ３、Ｂ３の制御電圧Ｖａ、Ｖｂとして用いる場合は、絶縁手段を介してそれらの電圧信号を伝達する。別の例として、制御電圧ＶＡ、ＶＢと同じタイミングの独立した制御電圧Ｖａ、Ｖｂをそれぞれ生成し、スイッチング素子Ａ３、Ｂ３に伝達する。この制御電圧に関する一次側と二次側の絶縁の確保については、後述する各実施形態でも同様である。
【００２８】
（１−２）第１の実施形態の回路動作
図２、図３及び図４を参照して、図１に示した第１の実施形態の回路の動作を説明する。
【００２９】
図２（ａ）〜（ｄ）は、図１の回路における各スイッチング素子のオンオフ制御信号を模式的に示している。
【００３０】
図２（ａ）は、フルブリッジ回路のグループＡのスイッチング素子の制御電圧ＶＡである。図２（ｂ）は、フルブリッジ回路のグループＢのスイッチング素子の制御電圧ＶＢである。
【００３１】
図２（ａ）（ｂ）に示すように、グループＡのスイッチング素子とグループＢのスイッチング素子とは、互いに背反的にオンオフ制御される。すなわち、制御電圧ＶＡとＶＢは、同じ周波数とデューティ比を有し、互いの位相差は１８０°である。但し、グループＡとグループＢのスイッチング素子が同時にオンとなると短絡するので、デッドタイム（双方がオフになる期間）を設けている。
【００３２】
図２（ｃ）は、二次側のスイッチング素子Ａ３の制御電圧Ｖａである。図２（ｄ）は、二次側のスイッチング素子Ｂ３の制御電圧Ｖｂである。
【００３３】
図２（ｃ）（ｄ）に示すように、二次側のスイッチング素子Ａ３、Ｂ３は、基本的に、一次側のＡグループ、Ｂグループの各スイッチング素子とそれぞれ同じタイミングでオンオフ制御される。従って、スイッチング素子Ａ３とスイッチング素子Ｂ３も、互いに背反的にオンオフ制御されることになる。
【００３４】
図２（ｅ）（ｆ）（ｇ）（ｈ）は、各構成要素に流れる電流波形の一例を示すタイミング図である。なお、図２（ｅ）（ｆ）（ｇ）（ｈ）では、不連続モードの電流を示しているが、負荷の軽重に応じて電流が臨界モード又は連続モードとなることも有り得る（以下の各実施形態のタイミング図についても同様）。
【００３５】
図２に示すように、回路動作に関して、Ａグループのスイッチング素子のオン期間をモードＩａと称し、オフ期間をモードIIａと称する。また、Ｂグループのスイッチング素子のオン期間をモードＩｂと称し、オフ期間をモードIIｂと称する。図示の通り、２つのモード（例えばモードIIａとモードＩｂ）が時間的に重なる場合があるが、各モードの回路動作はそれぞれ独立して行われる。
【００３６】
＜モードＩａの動作＞
図３（ａ）は、モードＩａにおける電流を示している（電流の流れを矢印付き実線で示している。以下同様）。図３（ａ）を参照すると、一次側においてスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉａ１が流れる（図２（ｅ）参照）。
【００３７】
一次コイルに電流ｉａ１が流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に起電圧を生じ、順バイアスとなるダイオードＤ３を通して二次コイルＮ２に電流ｉａ２が流れる（図２（ｆ）参照）。このとき、スイッチング素子Ａ３もオンとなっているので、リアクトルＬＡの出力側の端子は接地電位となる。ダイオードＤ１、Ｄ２は逆バイアスとなる。従って、電流ｉａ２は、ダイオードＤ３→二次コイルＮ２→リアクトルＬＡ→スイッチング素子Ａ３→接地端ｎの経路で流れる（図２（ｆ）（ｇ）参照）。電流ｉａ２は負荷に供給されないが、電流ｉａ２によりリアクトルＬＡが励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
【００３８】
ここで、定常状態における平滑コンデンサＣは、リップル変動を除いてほぼ一定の電圧で充電されている。一般的なフォワード方式の電源におけるフォワード電流は、二次コイルＮ２の起電圧が平滑コンデンサＣの電圧を超えたときにのみ流れる。入力端子１、２に、例えば正弦波の入力電圧が印加される場合、入力電圧の小さい範囲では、二次コイルＮ２の起電圧も小さいため、フォワード電流が流れることができない。このことが、一般的なフォワード方式の電源において力率を低下させる原因となる。
【００３９】
それに対し、図１の回路では、二次コイルＮ２の起電圧の大きさに関わらず、リアクトルＬＡに電流ｉａ２が流れることができる。従って、入力電圧の大きさに関係なく、スイッチング素子のオン期間にトランスＴの一次側から二次側に電力が伝達され、その電力はリアクトルＬＡに蓄積される。このことは、良好な力率に寄与する。
【００４０】
＜モードIIａの動作＞
図３（ｂ）は、モードIIａにおける電流を示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフになると、一次側の電流ｉａ１が遮断され、二次側の電流ｉａ２も遮断される（図２（ｅ）（ｆ）参照）。トランスＴの一次コイルＮ１、二次コイルＮ２及びリアクトルＬＡには逆起電圧が生じる。ダイオードＤ１、Ｄ２が順バイアスとなる。従って、電流ｉａ３が、ダイオードＤ１→リアクトルＬＡ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図２（ｇ）参照）。電流ｉａ３により、モードＩａにおいてリアクトルＬＡに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ１は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。
【００４１】
＜モードＩｂ及びモードIIｂの動作＞
図４（ａ）（ｂ）は、モードＩｂ及びモードIIｂにおける電流をそれぞれ示している。モードＩｂ及びモードIIｂにおける回路動作は、それぞれ上述したモードＩａ及びモードIIａにおける回路動作とは極性が逆になり、ほぼ対称的となるが、実質的に同じである。
【００４２】
図４（ａ）に示すように、モードＩｂでは、モードＩａにおける電流ｉａ２と対称的な電流ｉｂ２が流れる（図２（ｆ）参照）。また、図４（ｂ）に示すように、モードIIｂでは、モードIIａにおける電流ｉａ３と対称的な電流ｉｂ３が流れる。
【００４３】
＜回路動作の特徴＞
本回路においては、入力電圧の大きさに関わらず、トランスＴの一次コイルに電流が流れると二次コイルＮ２に電流が流れることができ、その電流により、二次コイルＮ２に直列接続されたリアクトルＬＡ、ＬＢに磁気エネルギーが蓄積される。この結果、入力電圧の大きさに関わらず、トランスＴにおいて一次側から二次側に相互誘導によって常に電力が伝達される。従って、トランスＴにはほとんど磁気エネルギーが蓄積されない。この結果、トランスＴの一次側及び二次側の双方においてスパイク電圧が発生しないことから、スナバ回路等のスパイク抑制手段又は磁束リセット手段が不要となるか、又は、それらを極めて小規模とすることができる。同じ理由から、フルブリッジ回路における入力側への還流電流もほとんど発生しない。これらにより、電力損失が低減され、電力変換効率を向上させることができる。
【００４４】
さらに、二次側のスイッチング素子Ａ３及びＢ３のオンオフは、それぞれ一次側のＡグループ及びＢグループの各スイッチング素子のオンオフと、基本的に同じタイミングであるが、厳密に同期させる必要はない。この結果、スイッチング素子のオンオフ制御のための構成を簡素化できる。
【００４５】
例えば、図２（ａ）及び図２（ｃ）を参照すると、一次側のＡグループのスイッチング素子がオフになる時点ｔＡよりも、二次側のスイッチング素子Ａ３がオフになる時点ｔａが若干早かったとする。その場合、スイッチング素子Ａ３がオフになった時点ｔａで、図３（ａ）の電流ｉａ２が、図３（ｂ）の電流ｉａ３に転流してリアクトルＬＡから磁気エネルギーが早めに放出されるだけである。
【００４６】
逆に、一次側のＡグループのスイッチング素子がオフになる時点ｔＡよりも、二次側のスイッチング素子Ａ３がオフになる時点ｔａが若干遅かったとする。その場合、図３（ａ）の電流ｉａ２はゼロになるが、スイッチング素子Ａ３がオフになるまでリアクトルＬＡに磁気エネルギーが保持され、スイッチング素子Ａ３がオフになった時点で図３（ｂ）の電流ｉａ３が流れ、リアクトルＬＡから磁気エネルギーが放出される。
【００４７】
このように、スイッチング素子Ａ３のオンオフのタイミングが、一次側のＡグループのスイッチング素子のオンオフと多少ずれても、スイッチング素子Ａ３の短絡の問題は生じない。
【００４８】
また、例えば図２（ｂ）と図２（ｄ）を参照すると、一次側のＢグループのスイッチング素子がオンになる時点ｔＢと、二次側のスイッチング素子Ｂ３がオンになる時点ｔｂとが、多少前後しても、双方がオンになった時点から図４（ａ）の電流ｉｂ２が流れ始めるだけである。
【００４９】
本明細書において、二次側のスイッチング素子のオンオフ制御に関し、一次側のスイッチング素子と「同じタイミング」とは上記のような意味で用いている。それに対し「同期」とは、例えば同期整流方式におけるように、スイッチング素子の短絡を生じないように厳密にオンオフのタイミングを制御する（例えば一方を先にオフとした後に他方をオフにする等）ことを意味する。
【００５０】
（２）第２の実施形態
（２−１）第２実施形態の回路構成
図５は、本発明のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源の第２の実施形態の回路例を概略的に示している。
【００５１】
＜トランスＴの一次側の構成＞
図５の絶縁型スイッチング電源は、一例として正弦波の交流電圧を全波整流した入力電圧が入力端子１、２に入力される。入力電圧については、第１の実施形態と同様である。また、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２を有するトランスＴについても、第１の実施形態と同様のフォワードトランスである。入力端子１は、トランスＴの一次コイルＮ１の一端（巻き始端）に接続されている。
【００５２】
第２の実施形態では、トランスＴの一次側において、入力電圧により一次コイルＮ１に流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御される１つのスイッチング素子Ｑ１を有する。スイッチング素子Ｑ１は、ここでは一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。ドレインが一次コイルＮ１の他端に、ソースが一次側の基準電位端（接地端）である入力端子２に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、制御端であるゲートに印加される制御電圧ＶＱによりオンオフ制御される。制御電圧ＶＱは、好適にはＰＷＭ信号であり、第１の実施形態と同様である。
【００５３】
図示しないが、制御電圧ＶＱとしての所定のＰＷＭ信号を生成し、出力する制御部が別途設けられている。
【００５４】
＜トランスＴの二次側の構成＞
トランスＴの二次コイルＮ２の一端（巻き始端）には、リアクトルＬの一端とダイオードＤ１のカソードが接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、負の出力端である接地端ｎに接続されている。接地端ｎは、二次側の基準電位端である。リアクトルＬの他端にはダイオードＤ２のアノードが接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、正の出力端子である出力端ｐに接続されている。
【００５５】
リアクトルＬの他端と接地端ｎとの間にはスイッチング素子Ｑ２が接続されている。スイッチング素子Ｑ２は、一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインがリアクトルＬの他端に、ソースが接地端ｎに接続されている。スイッチング素子Ｑ２のゲートは、制御電圧Ｖｑによりオンオフ制御される。スイッチング素子Ｑ２の制御電圧Ｖｑは、基本的に、一次側のスイッチング素子Ｑ１の制御電圧ＶＱと同じタイミングでオンオフするＰＷＭ信号である。
【００５６】
トランスＴの二次コイルＮ２の他端には、ダイオードＤ３のカソードが接続されている。ダイオードＤ３のアノードは、接地端ｎに接続されている。また、二次コイルＮ２の他端には、ダイオードＤ４のアノードも接続されている。ダイオードＤ４のカソードは、出力端ｐに接続されている。
【００５７】
好適例では、ダイオードＤ３の替わりに、鎖線で囲った部分に示したスイッチング素子Ｑ３を設けることができる。スイッチング素子Ｑ３は、一例としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが二次コイルＮ２の他端に、ソースが接地端ｎに接続されている。スイッチング素子Ｑ３のゲートは、一次側のスイッチング素子Ｑ１の制御電圧ＶＱと同期した制御電圧Ｖｑ3によりオンオフ制御される。スイッチング素子Ｑ３を用いた場合は、ダイオードＤ３を用いた場合におけるダイオードの順方向電圧降下による損失がない点で有利である。
【００５８】
本発明の各実施形態では、整流要素の典型例としてダイオードを用いているが、スイッチング素子Ｑ３のように制御によりダイオードと同様に機能する素子も、整流要素の範疇に含まれるものとする
【００５９】
出力端ｐと接地端ｎの間には平滑コンデンサＣが接続されている。
【００６０】
（２−２）第２実施形態の回路動作
図６及び図７を参照して、図５に示した第２の実施形態の回路の動作を説明する。
【００６１】
図６（ａ）（ｂ）は、図５の回路における各スイッチング素子のオンオフ制御信号を模式的に示している。
【００６２】
図６（ａ）は、一次側のスイッチング素子Ｑ１の制御電圧ＶQである。図６（ｂ）は、二次側のスイッチング素子Ｑ２の制御電圧Ｖｑである。二次側のスイッチング素子Ｑ２は、基本的に一次側のスイッチング素子Ｑ１と同じタイミングでオンオフ制御される。図５の回路において、ダイオードＤ３に替えてスイッチング素子Ｑ３を用いる場合、一次側のスイッチング素子Ｑ１と同期するようにオンオフ制御される。
【００６３】
図６（ｃ）（ｄ）（ｅ）は、各構成要素に流れる電流波形の一例を示すタイミング図である。
【００６４】
図６に示すように、回路動作に関して、スイッチング素子のオン期間をモードＩと称し、オフ期間をモードIIと称する。モードＩとモードIIは、交互に繰り返される。
【００６５】
＜モードＩの動作＞
図７（ａ）は、モードＩにおける電流の流れを示している。一次側においてスイッチング素子Ｑ１がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉ１が流れる（図６（ｃ）参照）。一次コイルに電流ｉ１が流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に起電圧を生じ、順バイアスとなるダイオードＤ３（又はスイッチング素子Ｑ３）を通して二次コイルＮ２に電流ｉ２が流れる（図６（ｄ）参照）。このとき、スイッチング素子Ｑ２がオンであるのでリアクトルＬの出力側の端子は接地電位となる。ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ４は逆バイアスとなる。従って、電流ｉ２は、ダイオードＤ３（又はスイッチング素子Ｑ３）→二次コイルＮ２→リアクトルＬ→スイッチング素子Ｑ２→接地端ｎの経路で流れる（図６（ｄ）（ｅ）参照）。電流ｉ２は負荷には供給されないが、電流ｉ２によりリアクトルＬが励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。
【００６６】
図５の回路においても、図１の回路と同様に、二次コイルＮ２の起電圧の大きさに関わらず、リアクトルＬに電流ｉａ２が流れることができる。従って、入力電圧の大きさに関係なく、スイッチング素子のオン期間にトランスＴの一次側から二次側に電力が伝達され、その電力はリアクトルＬに蓄積される。このことは、良好な力率に寄与する。
【００６７】
＜モードIIの動作＞
図７（ｂ）は、モードIIにおける電流を示している。一次側においてスイッチング素子Ｑ１がオフになると、一次コイルＮ１の電流ｉ１が遮断され、二次側の電流ｉ２も遮断される（図６（ｃ）（ｄ）参照）。トランスＴの一次コイルＮ１、二次コイルＮ２及びリアクトルＬには逆起電圧が生じる。ダイオードＤ１、Ｄ４が順バイアスとなり、ダイオードＤ１→二次コイルＮ２→ダイオードＤ４→出力端ｐの経路で電流ｉ４が流れる（図６（ｄ）参照）。これにより、トランスＴに残留する磁気エネルギーが二次側に放出される。
【００６８】
一方、スイッチング素子Ｑ２がオフとなり、リアクトルＬの出力側の端子が高電位となると、ダイオードＤ２が順バイアスとなる。従って、電流ｉ３が、ダイオードＤ１→リアクトルＬ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図６（ｅ）参照）。電流ｉ３により、モードＩにおいてリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ１は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。
【００６９】
＜回路動作の特徴＞
本回路においては、入力電圧の大きさに関わらず、トランスＴの一次コイルに電流が流れると二次コイルＮ２に電流が流れることができ、その電流により、二次コイルＮ２に直列接続されたリアクトルＬに磁気エネルギーが蓄積される。この結果、入力電圧の大きさに関わらず、トランスＴにおいて一次側から二次側に相互誘導によって常に電力が伝達される。従って、トランスＴにはほとんど磁気エネルギーが蓄積されない。この結果、トランスＴの一次側及び二次側の双方においてスパイク電圧が発生しないことから、スナバ回路等のスパイク抑制手段又は磁束リセット手段が不要となるか、又は、それらを極めて小規模とすることができる。この結果、電力損失が低減され、電力変換効率を向上させることができる。
【００７０】
さらに、二次側のスイッチング素子Ｑ２のオンオフは、一次側のスイッチング素子Ｑ１のオンオフと同じタイミングであるが、厳密に同期させる必要がない。この結果、オンオフ制御のための構成を簡素化できる。これについては、上述した第１の実施形態において、図２（ａ）〜（ｄ）の符号ｔＡ、ｔａ及び符号ｔＢ、ｔｂを参照して説明した通りである。
【００７１】
なお、整流要素として機能するスイッチング素子Ｑ３については、短絡を避けるために同期制御が必要である。スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１がオフになる前にオフとしなければならない。
【００７２】
（３）第３の実施形態
第３の実施形態は、第１の実施形態の変形形態であるので、第１の実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
【００７３】
（３−１）第３の実施形態の回路構成
図８は、本発明のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源の第３の実施形態の回路例を概略的に示している。
【００７４】
＜トランスＴの一次側の構成＞
トランスＴの一次側の構成は、第１の実施形態と同じである。
【００７５】
＜トランスＴの二次側の構成＞
第３の実施形態は、トランスＴの二次側において、第１の実施形態が有する構成要素の全てを有する。さらに第３の実施形態は、トランスＴの二次側において、付加的な構成要素を有する。付加的な構成要素として、リアクトルＬＡ１とダイオードＤ５を有し、リアクトルＬＡ１の一端がトランスＴの二次コイルＮ２の一端に接続され、ダイオードＤ５がリアクトルＬＡ１の他端と出力端ｐとの間に接続されている。さらなる付加的構成要素として、リアクトルＬＢ１とダイオードＤ６を有し、リアクトルＬＢ１の一端がトランスＴの二次コイルＮ２の他端に接続され、ダイオードＤ６がリアクトルＬＢ１の他端と出力端ｐとの間に接続されている。
【００７６】
（３−２）第３の実施形態の回路動作
図９、図１０及び図１１を参照して、図８に示した第３の実施形態の回路の動作を説明する。
【００７７】
図９（ａ）〜（ｄ）は、図８の回路における各スイッチング素子のオンオフ制御信号を模式的に示している。これらは、図２（ａ）〜（ｄ）と全く同じである。
【００７８】
図９（ｅ）に示すトランスＴの一次コイルＮ１の電流は、タイミングと波形（増減の変化）に関して図２（ｅ）と実質的に同じである。
【００７９】
図９（ｆ）に示すトランスＴの二次コイルＮ２の電流は、図２（ｆ）に示した電流ｉａ２、ｉｂ２に対し、リアクトルＬＡ１に流れる電流ｉａ４、ｉｂ４が加わる場合がある。但し、電流ｉａ４、ｉｂ４は、入力電圧の大きさに応じて流れるときと流れないときがあるので、括弧付きで示している。
【００８０】
図９（ｇ）（ｈ）に示すリアクトルＬＡ、ＬＢに流れる電流は、図２（ｇ）（ｈ）に示した電流ｉａ２、ｉａ３、ｉｂ２、ｉｂ３と同じである。
【００８１】
図９（ｉ）（ｊ）は、追加されたリアクトルＬＡ１、ＬＢ１に流れる電流を示している。なお、電流ｉａ５、ｉｂ５は、電流ｉａ４、ｉｂ４が流れるときにのみ流れるので、括弧付きで示している。
【００８２】
図９においても、図２と同様に、回路動作に関して、Ａグループのスイッチング素子のオン期間をモードＩａと称し、オフ期間をモードIIａと称する。また、Ｂグループのスイッチング素子のオン期間をモードＩｂと称し、オフ期間をモードIIｂと称する。
【００８３】
＜モードＩａの動作＞
図１０（ａ）は、モードＩａにおける電流を示している。一次側においてスイッチング素子Ａ１、Ａ２がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉａ１が流れる（図９（ｅ）参照）。
【００８４】
一次コイルに電流ｉａ１が流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に起電圧を生じ、順バイアスとなるダイオードＤ３を通して二次コイルＮ２に電流ｉａ２が流れる（図９（ｆ）参照）。電流ｉａ２は、ダイオードＤ３→二次コイルＮ２→リアクトルＬＡ→スイッチング素子Ａ３→接地端ｎの経路で流れる（図９（ｆ）（ｇ）参照）。電流ｉａ２は負荷に供給されないが、電流ｉａ２によりリアクトルＬＡが励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。電流ｉａ２は、二次コイルＮ２の起電圧の大きさに関係なく流れる。
【００８５】
さらに、二次コイルＮ２の起電圧が、平滑コンデンサＣの電圧を超えるときは、リアクトルＬＡ１及びダイオードＤ５を通して出力端ｐへ電流ｉａ４が流れることができる。電流ｉａ４は、ダイオードＤ３→二次コイルＮ２→リアクトルＬＡ１→ダイオードＤ５→出力端ｐの経路で流れる（図９（ｉ）参照）。電流ｉａ４は、フォワード方式のスイッチング電源におけるフォワード電流に相当する。電流ｉａ４は負荷に供給されると共に、電流ｉａ４によりリアクトルＬＡ１が励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。一方、二次コイルＮ２の起電圧が、平滑コンデンサＣの電圧を超えないときは、電流ｉａ４は流れない。電流ｉａ４が流れるか否かは、入力電圧の大きさに依存する。
【００８６】
＜モードIIａの動作＞
図１０（ｂ）は、モードIIａにおける電流を示している。一次側において、スイッチング素子Ａ１、Ａ２がオフになると、一次側の電流ｉａ１が遮断され、二次側の電流ｉａ２も遮断される（図９（ｅ）（ｆ）参照）。トランスＴの一次コイルＮ１、二次コイルＮ２及びリアクトルＬＡには逆起電圧が生じる。ダイオードＤ１、Ｄ２が順バイアスとなる。従って、電流ｉａ３が、ダイオードＤ１→リアクトルＬＡ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図９（ｇ）参照）。電流ｉａ３により、モードＩａにおいてリアクトルＬＡに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ１は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。
【００８７】
上述したモードＩａにおいて電流ｉａ４が流れる場合、モードIIａにおいて電流ｉａ５が流れる。電流ｉａ５は、ダイオードＤ１→リアクトルＬＡ１→ダイオードＤ５→出力端ｐの経路で流れる（図９（ｉ）参照）。電流ｉａ５が流れることにより、モードＩａでリアクトルＬＡ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。モードＩａにおいて電流ｉａ４が流れないときは、当然にモードIIａにおいて電流ｉａ５も流れない。
【００８８】
＜モードＩｂ及びモードIIｂの動作＞
図１１（ａ）（ｂ）は、モードＩｂ及びモードIIｂにおける電流をそれぞれ示している。モードＩｂ及びモードIIｂにおける回路動作は、上述したモードＩａ及びモードIIａにおける回路動作とは極性が逆になり、ほぼ対称的となるが、実質的に同じである。
【００８９】
図１１（ａ）に示すように、モードＩｂでは、モードＩａにおける電流ｉａ２、ｉａ４と対称的な電流ｉｂ２、ｉｂ４が流れる（図９（ｆ）（ｊ）参照）。また、図１１（ｂ）に示すように、モードIIｂでは、モードIIａにおける電流ｉａ３、ｉａ５と対称的な電流ｉｂ３、ｉｂ５が流れる（図９（ｆ）（ｊ））。但し、ｉｂ４、ｉｂ５は、二次コイルＮ２の起電圧が平滑コンデンサＣの電圧を超えたときにのみ流れることができる。
【００９０】
＜回路動作の特徴＞
第３の実施形態では、入力電圧が大きいとき、すなわちトランスＴの二次コイルＮ２の起電圧が平滑コンデンサＣの電圧を超えるとき、リアクトルＬＡ１及びダイオードＤ５を通して、又はリアクトルＬＢ１及びダイオードＤ６を通して、フォワード電流を出力することができる。従って、第３の実施形態は、第１の実施形態について上述した特徴と同じ特徴を有すると共に、第１の実施形態よりも大きな電力を出力することが可能となる。
【００９１】
（４）第４の実施形態
第４の実施形態は、第２の実施形態の変形形態であるので、第２の実施形態と異なる部分についてのみ説明する。
【００９２】
（４−１）第４の実施形態の回路構成
図１２は、本発明のワンコンバータ方式の絶縁型スイッチング電源の第４の実施形態の回路例を概略的に示している。
【００９３】
＜トランスＴの一次側の構成＞
トランスＴの一次側の構成は、第２の実施形態と同じである。
【００９４】
＜トランスＴの二次側の構成＞
第４の実施形態は、トランスＴの二次側において、第２の実施形態が有する構成要素の全てを有する。さらに第４の実施形態は、トランスＴの二次側において、付加的な構成要素として、リアクトルＬ１とダイオードＤ５を有する。リアクトルＬ１の一端がトランスＴの二次コイルＮ２の一端に接続され、ダイオードＤ５がリアクトルＬ１の他端と出力端ｐとの間に接続されている。
【００９５】
（４−２）第４の実施形態の回路動作
図１３及び図１４を参照して、図１２に示した第４の実施形態の回路の動作を説明する。
【００９６】
図１３（ａ）（ｂ）は、図１２の回路における各スイッチング素子のオンオフ制御信号を模式的に示している。これらは、図６（ａ）（ｂ）と全く同じである。
【００９７】
図１３（ｃ）に示すトランスＴの一次コイルＮ１の電流は、タイミングと波形（電流の増減）に関して図６（ｃ）と基本的に同じである。
【００９８】
図１３（ｄ）に示すトランスＴの二次コイルＮ２の電流は、図６（ｄ）に示した電流ｉ２に対し、リアクトルＬ１に流れる電流ｉ５が加わる場合がある。但し、電流ｉ５は、入力電圧の大きさに応じて流れるときと流れないときがあるので、括弧付きで示している。
【００９９】
図１３（ｅ）に示すリアクトルＬに流れる電流は、図６（ｅ）に示した電流ｉ２、ｉ３と同じである。
【０１００】
図１３（ｆ）は、リアクトルＬ１に流れる電流を示している。電流ｉ６も、電流ｉ５が流れるときにのみ流れるので、括弧付きで示している。
【０１０１】
図１３においても、図６と同様に、回路動作に関して、スイッチング素子のオン期間をモードＩと称し、オフ期間をモードIIと称する。
【０１０２】
＜モードＩの動作＞
図１４（ａ）は、モードＩにおける電流を示している。一次側においてスイッチング素子Ｑ１がオンになると、入力電圧により一次コイルＮ１に電流ｉ１が流れる（図１３（ｃ参照）。
【０１０３】
一次コイルに電流ｉ１が流れると、相互誘導により二次コイルＮ２に起電圧を生じ、順バイアスとなるダイオードＤ３を通して二次コイルＮ２に電流ｉ２が流れる（図１３（ｄ）参照）。電流ｉ２は、ダイオードＤ３→二次コイルＮ２→リアクトルＬ→スイッチング素子Ｑ２→接地端ｎの経路で流れる（図１３（ｄ）（ｅ）参照）。電流ｉ２は負荷に供給されないが、電流ｉ２によりリアクトルＬが励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。電流ｉ２は、二次コイルＮ２の起電圧の大きさに関係なく流れる。
【０１０４】
さらに、二次コイルＮ２の起電圧が、平滑コンデンサＣの電圧を超えるときは、リアクトルＬ１及びダイオードＤ５を通して出力端ｐへ電流ｉ５が流れることができる。電流ｉ５は、ダイオードＤ３→二次コイルＮ２→リアクトルＬ１→ダイオードＤ５→出力端ｐの経路で流れる（図１３（ｅ）参照）。電流ｉ５は、フォワード方式のスイッチング電源におけるフォワード電流に相当する。電流ｉ５は負荷に供給されると共に、電流ｉ５によりリアクトルＬ１が励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。一方、二次コイルＮ２の起電圧が、平滑コンデンサＣの電圧を超えないときは、電流ｉ５は流れない。電流ｉ５が流れるか否かは、入力電圧の大きさに依存する。
【０１０５】
＜モードIIの動作＞
図１４（ｂ）は、モードIIにおける電流を示している。一次側において、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、一次側の電流ｉ１が遮断され、二次側の電流ｉ２も遮断される（図１３（ｃ）（ｄ）参照）。トランスＴの一次コイルＮ１、二次コイルＮ２及びリアクトルＬには逆起電圧が生じる。ダイオードＤ１、Ｄ２が順バイアスとなる。従って、電流ｉ３が、ダイオードＤ１→リアクトルＬ→ダイオードＤ２→出力端ｐの経路で流れる（図１３（ｅ）参照）。電流ｉ３により、モードＩにおいてリアクトルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。ダイオードＤ１は、フリーホイーリングダイオードの役割を果たす。
【０１０６】
上述したモードＩにおいて電流ｉ５が流れるときは、モードIIにおいて電流ｉ６が流れる。電流ｉ６は、ダイオードＤ１→リアクトルＬ１→ダイオードＤ５→出力端ｐの経路で流れる（図１３（ｅ）参照）。電流ｉ６が流れることにより、モードＩでリアクトルＬ１に蓄積された磁気エネルギーが放出される。モードＩにおいて電流ｉ５が流れないときは、当然にモードIIにおいて電流ｉ６も流れない。
【０１０７】
＜回路動作の特徴＞
第４の実施形態では、入力電圧が大きいとき、すなわちトランスＴの二次コイルＮ２の起電圧が平滑コンデンサＣの電圧を超えるとき、リアクトルＬ１及びダイオードＤ５を通してフォワード電流を出力することができる。従って、第４の実施形態は、第２の実施形態について上述した特徴と同じ特徴を有すると共に、第２の実施形態よりも大きな電力を出力することが可能となる。
【０１０８】
（５）その他の実施形態
図示しないが、上述した第１又は第３の実施形態の回路における一次側のスイッチング部の別の構成として、プッシュプル回路又はハーフブリッジ回路を適用することができる。
【０１０９】
上述した各実施形態おいて、スイッチング部におけるスイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ以外にＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタでもよい。
【０１１０】
上述した各実施形態おいて、各ダイオードは、一方向への電流を導通可能でありかつ逆方向の電流を遮断する整流要素の一例である。従って、同様の機能を有する他の素子又は回路に置き換えることができる。
【０１１１】
以上に説明した本発明の絶縁型スイッチング電源は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。
【符号の説明】
【０１１２】
ｐ  正の出力端
ｎ  接地端
Ｔ  トランス
ＬＡ、ＬＢ、Ｌ、ＬＡ１、ＬＢ１、Ｌ、Ｌ１  リアクトル
Ｎ１  一次コイル
Ｎ２  二次コイル
Ａ１、Ａ２、Ａ３、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３  スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６  ダイオード
Ｃ  平滑コンデンサ
【図１】
2020025431.tif 000003
【図２】
2020025431.tif 000004
【図３】
2020025431.tif 000005
【図４】
2020025431.tif 000006
【図５】
2020025431.tif 000007
【図６】
2020025431.tif 000008
【図７】
2020025431.tif 000009
【図８】
2020025431.tif 000010
【図９】
2020025431.tif 000011
【図１０】
2020025431.tif 000012
【図１１】
2020025431.tif 000013
【図１２】
2020025431.tif 000014
【図１３】
2020025431.tif 000015
【図１４】
2020025431.tif 000016