(57)【要約】【課題】  磁心部分の構造が簡単で、磁心の形成が容易で、小型化が可能なマルチフェーズコンバータ用結合インダクタを提供することが出来る。【解決手段】  環状磁心に４つのコイルを設けたマルチフェーズコンバータ用結合インダクタであって、  前記環状磁心は短辺部と長辺部とがそれぞれ対向する矩形状であって、それぞれの長辺部には極性が同じとなる２つのコイルが配置され、一方の長辺部に配置された２つのコイルと他方の長辺部に配置された２つのコイルとは逆極性となる。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
環状磁心に４つのコイルを設けたマルチフェーズコンバータ用結合インダクタであって、
前記環状磁心は短辺部と長辺部とがそれぞれ対向する矩形状であって、それぞれの長辺部には極性が同じとなる２つのコイルが配置され、一方の長辺部に配置された２つのコイルと他方の長辺部に配置された２つのコイルとは逆極性となる、マルチフェーズコンバータ用結合インダクタ。
【請求項２】
前記環状磁心の少なくとも一部が圧粉磁心で構成された、請求項１に記載のマルチフェーズコンバータ用結合インダクタ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源回路に用いられるインダクタに関し、特にはインターリーブ方式のマルチフェーズコンバータ用結合インダクタに関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源回路は、電力回路において回路電圧を昇圧あるいは降圧する電圧変換器であって、走行用モータを備えた電気自動車（ＥＶ）等において、電池と走行用モータを駆動するインバータとの間や、電池と異なる電池との間等での電圧変換に用いられる。大電流化に伴い、シングルフェーズ方式のスイッチング電源回路を複数並列に重ね、複数の昇圧回路あるいは複数の降圧回路を互いに異なる位相で多相（マルチフェーズ）動作させるインターリーブ方式のスイッチング電源回路（以下マルチフェーズコンバータと呼ぶ）が採用される場合が多くなっている。
【０００３】
マルチフェーズコンバータでは、単純には、シングル方式と比べて昇圧回路の数に応じて部品点数が増え、コストの増加、回路の大型化を招いてしまう。用いられる部品の中でインダクタは磁心とコイルで構成され、回路を構成するスイッチング素子等の半導体部品と比べると、回路に占める体積が非常に大きい。この為、各相のインダクタを一つの部品として複合化することで部品点数の低下、回路の大型化を防ぐことが検討されてきた。
【０００４】
図５にインターリーブ方式のスイッチング電源回路に採用されるインダクタの一例を示す。このインダクタ１は特許文献１に記載されている。一対のＥ型磁心２１２が互いに向き合うように対向し、磁気結合する２つのコイル２１６が設けられている。２つのインダクタを複合し１つの部品（結合インダクタ）として小型化している。コイル間の磁気結合の程度は、磁心の中央脚部の間に設けられたギャップ空間２３２の間隔によって決まる。例えば４相のコンバータであれば４つのインダクタが必要となるが、この場合、２つの結合インダクタで済むので、電源回路の大型化を抑制するのに有効である。
【０００５】
図６に他のインダクタの構成を示す。このインダクタは特許文献２に記載されている。図示した例では、方形環状の磁心５６２の内側空間に十字形状の磁心５１０を配置した構成となっている。磁心５１０は、その略中央から４つの脚部が均等な角度（約９０°）で磁心５６２に向かって放射状に伸び、前記脚部のそれぞれにはコイル５２１、５２２、５２３、５２４が設けられていて、各コイルは磁気結合している。この様な構成によれば、４相のコンバータであっても１つの結合インダクタで４つのインダクタを構成できて、電源回路の大型化を抑制するのに一層有効である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０１２−６５４５３号公報
【特許文献２】特開２０１７−１９５７２６号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
引用文献１や引用文献２の結合インダクタは、スイッチング電源回路の大型化を抑制するのに有効ではあるが、更なる電源回路の小型化が求められている。それに伴って、結合インダクタもまた小型化が要求されている。そこで本発明では、磁心部分の構造が簡単でその形成が容易で、小型化が可能な結合インダクタを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
環状磁心に４つのコイルを設けたマルチフェーズコンバータ用結合インダクタであって、
前記環状磁心は短辺部と長辺部とがそれぞれ対向する矩形状であって、それぞれの長辺部には極性が同じとなる２つのコイルが配置され、一方の長辺部に配置された２つのコイルと他方の長辺部に配置された２つのコイルとは逆極性となる、マルチフェーズコンバータ用結合インダクタである。
【０００９】
また、前記環状磁心の少なくとも一部が圧粉磁心で構成されることが好ましい。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、磁心部分の構造が簡単で、磁心の形成が容易で、小型化が可能であるマルチフェーズコンバータ用結合インダクタを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の一実施例に係る結合インダクタの平面図である。
【図２】本発明の一実施例に係る結合インダクタの側面図である。
【図３】本発明の一実施例に係る結合インダクタに用いる磁心の斜視図である。
【図４】マルチフェーズコンバータの等価回路である。
【図５】従来の結合インダクタの一例を示す斜視図である。
【図６】従来の結合インダクタの他の例を示す平面図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
本発明の結合インダクタの実施形態について説明するが、本発明は、以下に説明する実施形態に限定されない。図１は本発明の一実施形態を示す結合インダクタの平面図であり、図２はその側面図である。図３は本発明の結合インダクタに用いる環状磁心の一例を示す斜視図である。また図４は結合インダクタを用いたマルチフェーズコンバータの構成例を示す回路図である。
【００１３】
本発明の結合インダクタは、環状磁心２０と、４つのコイル１１、１２、１３、１４を備える。環状磁心２０は短辺部と長辺部とがそれぞれ対向するように構成された矩形状であって、一方の長辺部には２つのコイル１１、１４が配置され、他方の長辺部には２つのコイル１２、１３が配置される。
【００１４】
詳細は後述するが、異なる極性となるコイル１１とコイル１３が環状磁心２０の略中央を中心点とする略点対称の位置に配置され、また同様に異なる極性となるコイル１２とコイル１４が環状磁心２０の略中央を中心点とする略点対称の位置に配置されている。また環状磁心２０の一方の長辺部に、同じ極性となるコイル１１とコイル１４とが間隔Ｓをもって並んで配置され、他方の長辺部に同じ極性となるコイル１２とコイル１３とが間隔Ｓをもって並んで配置されている。また各コイル１１、１２、１３、１４はインダクタンスが略等しくなるように巻線条件等を同じとしていている。
【００１５】
なお環状磁心の略中央とは矩形状の磁心を平面的に見て、その外形を基準にして決められる点である。例えば図１に示す結合インダクタでは、対向する２つの長辺部の間を２等分する線分と、対向する２つの短辺部の間を２等分する線分との交点を略中央としている。ここで略中央とは、完全に中央に位置するのに加えて、中央から多少の位置がずれているものまで含む。また略点対称とは、点対称を含み、発明の効果が得られる程度の対称性を含み、多少位置がずれているものまで含む。
【００１６】
図４に示したマルチフェーズコンバータは、４相方式の降圧コンバータであり、結合インダクタ１、入力コンデンサ１０１、出力コンデンサ１０２、第１スイッチング素子１０３ａ〜１０３ｄ、第２スイッチング素子１０４ａ〜１０４ｄ、及び制御回路（図示なし）から構成される。
【００１７】
第１スイッチング素子１０３ａ、第２スイッチング素子１０４ａ、コイル１１で構成されるインダクタＬ１、入力コンデンサ１０１、出力コンデンサ１０２で第１降圧回路が構成され、入力コンデンサ１０１、出力コンデンサ１０２を共通とし、第１スイッチング素子１０３ｂ、第２スイッチング素子１０４ｂ、コイル１２で構成されるインダクタＬ２で第２降圧回路が形成される。同様に、第１スイッチング素子１０３ｃ、第２スイッチング素子１０４ｃ、コイル１４で構成されるインダクタＬ４で第３降圧回路が形成され、第１スイッチング素子１０３ｄ、第２スイッチング素子１０４ｄ、コイル１３で構成されるインダクタＬ３で第４降圧回路が形成される。
【００１８】
第１〜第４の降圧回路を並列に接続し、互いに異なる位相で多相（マルチフェーズ）動作させる。第１降圧回路と第２降圧回路の駆動位相差は９０°であり、第２降圧回路と第３降圧回路の駆動位相差は９０°であり、第３降圧回路と第４降圧回路の駆動位相差は９０°であり、第４降圧回路と第１降圧回路の駆動位相差は９０°である。
【００１９】
マルチフェーズコンバータにおいて結合インダクタ１が、コイル１１とコイル１４とを同じ極性となるように、コイル１２とコイル１３とを同じ極性となるように、そしてコイル１１とコイル１４との極性と、コイル１２とコイル１３との極性とが逆極性となるように接続される。このように構成することでコイル間の直流成分は相殺され、直流重畳特性に優れる結合インダクタが得られる。
【００２０】
そして、コイル１１で構成されるインダクタＬ１とコイル１４で構成されるインダクタＬ４との位相差が１８０°となり、コイル１２で構成されるインダクタＬ２とコイル１３で構成されるインダクタＬ３との位相差が１８０°となるように結合インダクタを使用する。この場合、コイル１１で構成されるインダクタＬ１とコイル１４で構成されるインダクタＬ４を入れ換えても良い。また、コイル１２で構成されるインダクタＬ２とコイル１３で構成されるインダクタＬ３を入れ換えても良い。
【００２１】
構造上、近接して配置されるコイル１１とコイル１４間の結合係数、及びコイル１２とコイル１３間の結合係数Ａは、逆極性のコイル間（例えば、コイル１１とコイル１２間やコイル１４とコイル１３間）の結合係数Ｂよりも相対的に高く成り易いが、結合係数Ａと結合係数Ｂとは同程度となるようにするのが好ましい。結合係数Ａ、Ｂは０．２〜０．７であるのが好ましく、結合係数Ａはコイル間の空間Ｓで規定される距離で調整することが出来る。また結合係数Ｂは磁心の短辺部の長さで規定されるコイル間の距離で調整することが出来る。
【００２２】
図示した例では、環状磁心２０を一体の矩形状としているが、Ｕ字状、Ｌ字状あるいはＩ字状に分割された磁心片（ブロック）を組み合わせて形成しても良い。その場合、各ブロックは接着剤、粘着テープ、金具等で固定されて一体化すればよい。図示した環状磁心の断面は四角形であるが、円形等となっていても良い。なお、部分的な円形等となっていても良い。本発明の結合インダクタでは簡単な構造の磁心を使用することが出来て、組み立ても容易である。
【００２３】
また環状磁心２０に、飽和磁束密度Ｂｓが０．８Ｔ以上のＦｅＮｉ系合金、ＦｅＡｌＳｉ系合金、ＦｅＳｉＣＢ系アモルファス合金、ＦｅＳｉＣｕＮｂＢ系ナノ結晶合金等のＦｅ系軟磁性合金を用いるのが好ましい。これ等の磁性体材料は、飽和磁束密度Ｂｓと振幅透磁率μａが大きく、絶縁処理された粉末で供することで、渦電流損失を低減して高周波での磁心損失を低減する。また、高圧でプレス成形して圧粉磁心とした場合に実効透磁率μｅは４５〜８５と実用的なものが得られるので好ましい。また圧粉磁心であれば磁気ギャップが磁路に分散されるので漏洩磁束を低減できる。また環状磁心の一部をソフトフェライト等の他の磁性体材料で構成しても良い。
【００２４】
各コイルに用いる導線は、単線、多芯の区別は無いが、線径は電流値で決定され、発熱等の低減を考慮すれば、導体として単線のエナメル線よりも多芯のエナメル線（撚り線）を用いるのが好ましい。
【００２５】
このような構成によれば、環状磁心２０に４つのコイル１１、１２、１３、１４を近接して配置することが出来て、結合インダクタ１を小型に構成することが出来る。いずれのコイルを基準としても、結合係数の関係が変わらないようにマルチフェーズコンバータを構成できるので、各相を流れる電流振幅が均一になり、出力電圧の制御や過電流保護の安定化の点で好ましい。また、本発明の結合インダクタを使用したマルチフェーズコンバータは小型となり、また脈動電流を小さくしてリップルを低減することが出来る。
【符号の説明】
【００２６】
１  結合インダクタ
１１、１２、１３、１４  コイル
２０  環状磁心
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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