(57)【要約】  非線形成分を低減しながら，消費電流の上昇を抑えることができるミキシング回路を提供することを目的とする。入力信号がソースに入力されるゲート接地ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１），入力信号がゲートに入力されるソース接地ＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）を有する入力部（８０３），ゲート接地ＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）から出力された第１電流信号，ソース接地ＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）から出力された第２電流信号を周波数変換して第３電流信号，第４電流信号を生成する周波数変換部（８０２），第３電流信号を入力して第１出力電圧信号に変換する，ゲートとドレインとが接続された負荷用ＭＯＳトランジスタ（Ｍ７），第４電流信号を入力して第２出力電圧信号に変換する，ゲートとドレインとが接続された負荷用ＭＯＳトランジスタ（Ｍ８）によってミキシング回路を構成する。
2012063462.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号がソースに入力されるゲート接地型の第１ＭＯＳトランジスタと、前記入力信号がゲートに入力されるソース接地型の第２ＭＯＳトランジスタと、を有する入力部と、
前記第１ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第１電流信号及び前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第２電流信号を局部発振信号に基づいて周波数変換することによって第３電流信号及び第４電流信号を生成する周波数変換部と、
前記第３電流信号を入力して第１出力電圧信号に変換する第１負荷素子と、前記第４電流信号を入力して第２出力電圧信号に変換する第２負荷素子と、を含む出力電圧信号生成部と、
を有し、
前記第１負荷素子がゲートとドレインが接続された第３ＭＯＳトランジスタであり、前記第２負荷素子がゲートとドレインが接続された第４ＭＯＳトランジスタであることを特徴とするミキシング回路。
【請求項２】
前記第１ＭＯＳトランジスタ、前記第２ＭＯＳトランジスタ、前記第３ＭＯＳトランジスタ、前記第４ＭＯＳトランジスタは、そのチャネル長及びチャネル幅が同一であることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【請求項３】
前記周波数変換部は、
ソースに前記第１ＭＯＳトランジスタから前記第１電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第５ＭＯＳトランジスタ及び第６ＭＯＳトランジスタと、
ソースに前記第２ＭＯＳトランジスタから前記第２電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第７ＭＯＳトランジスタ及び第８ＭＯＳトランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項１または２に記載のミキシング回路。
【請求項４】
前記出力電圧信号生成部は、
前記第５ＭＯＳトランジスタ及び前記第７ＭＯＳトランジスタから前記第３電流信号が供給されるソースを有する前記第３ＭＯＳトランジスタと、
前記第６ＭＯＳトランジスタ及び前記第８ＭＯＳトランジスタから前記第４電流信号が供給されるソースを有する前記第４ＭＯＳトランジスタと、
を含み、
前記第３ＭＯＳトランジスタのソースから前記第１出力電圧信号が出力され、前記第４ＭＯＳトランジスタのソースから前記第２出力電圧信号が出力されることを特徴とする請求項３に記載のミキシング回路。
【請求項５】
前記第３ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第１可変抵抗素子と、前記第４ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第２可変抵抗素子と、をさらに含み、
前記第３電流信号が前記第１可変抵抗素子を介して前記第３ＭＯＳトランジスタに入力され、前記第４電流信号が前記第２可変抵抗素子を介して前記第４ＭＯＳトランジスタに入力されることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【請求項６】
前記第１ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第３可変抵抗素子と、前記第２ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第４可変抵抗素子と、をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【請求項７】
前記第１可変抵抗素子、前記第２可変抵抗素子、前記第３可変抵抗素子、前記第４可変抵抗素子の抵抗値は、同一の値に設定されることを特徴とする請求項６に記載のミキシング回路。
【請求項８】
前記周波数変換部の変換ロスの値が、略２／πであることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ミキシング回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
ミキシング回路は、何系統もの信号を電気的に混合して１系統の信号を生成する回路である。一般的なミキシング回路について記載されている文献として、例えば、非特許文献１が挙げられる。
図６は、非特許文献１に記載されたミキシング回路を説明するための回路図である。図６に示したミキシング回路は、出力電圧信号生成部８０１、周波数変換部８０２、入力部８０３、局部発振信号生成回路５によって構成されている。入力部８０３は、インピーダンス整合回路２を有し、電圧信号源９から出力された信号はインピーダンス値Ｚの信号源出力インピーダンス素子１を介してゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のソースと、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートとに入力される。ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート及びソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートは、ＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２が電圧-電流変換素子として動作するために必要な電圧Ｖｂ1、Ｖｂ2にバイアスされている。【０００３】
ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインは、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６のソースに接続されている。周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６のゲートには、局部発振信号生成回路５から出力される局部発振信号が入力される。
周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６のドレインは、電流−電圧変換用の抵抗素子６、７に接続される。周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６と抵抗素子６、７との接続点は、図６に示した回路の出力端子１０ａ、１０ｂ（出力電圧を差動電圧信号ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−と記す）となる。【０００４】
以上のミキシング回路は、以下のように動作する。すなわち、入力部８０３において、入力信号Ｖinが、電圧信号源９から信号源出力インピーダンス素子１、インピーダンス整合回路２を介してノード８に電圧を印加する。印加された電圧は、ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１とソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２とによって、それぞれ逆相の電流に変換される。このような動作により、シングルエンド電圧信号が、差動電流信号に変換されるため、入力部８０３は、シングルエンド−差動信号変換部に相当する。【０００５】
入力部８０３によって生成された電流は、局部発振信号生成回路５で生成された局部発振信号と周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６を介して乗算され、周波数変換されて電流信号となる。電流信号は抵抗素子６、７によって電圧信号に変換され、差動電圧信号ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−として出力端子１０ａ、１０ｂから出力される。【０００６】
ところで、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６が理想スイッチとして動作する場合、図６に示した回路の非線形成分は下記のように表される。なお、非特許文献１によれば、回路の非線形成分を計算するために、ＭＯＳトランジスタ単体のＶgs−Ｉds特性は（１）式のように近似されている。また、図７にＭＯＳトランジスタ単体のＶgsを示す。
Ｉds＝ｇｍ1×Ｖgs＋ｇｍ3×Ｖgs3                    （１）式【０００７】
上記（１）式において、Ｉdsはドレイン電流（ＤＣバイアスからの変化分）、Ｖgsはゲート−ソース間電流（ＤＣバイアスからの変化分）、ｇｍ1は１次のトランスコンダクタンス、ｇｍ3は３次のトランスコンダクタンスを示す。（１）式においては、ｇｍ3×Ｖgs3が、非線形成分発生要因となる。
また、入力信号Ｖinは、（２）式のように表される。
Ｖin＝Ａ×ｃｏｓ（ωin×ｔ）                      （２）式
上記（２）式において、Ａは入力信号Ｖinの振幅、ωinは入力信号Ｖinの周波数である。【０００８】
上記した（１）式、（２）式を用いて、ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流を計算すると、（３）式を得る。
Ｉds_M1＝−（１／２）×ｇｍ1_M1×Ｖin−（１／１６）×ｇｍ3_M1×Ｖin3
（３）式
（３）式において、Ｉds_M1はゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流、ｇｍ1_M1はゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１の１次のトランスコンダクタンス、ｇｍ3_M1はゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１の３次のトランスコンダクタンスである。【０００９】
同様に、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン電流を計算すると（４）式を得る。
Ｉds_M2＝（１／２）×ｇｍ1_M2×Ｖin+（１／８）×ｇｍ3_M2×Ｖin3
−（１／１６）×（ｇｍ1_M2／ｇｍ1_M1）×ｇｍ3_M2×Ｖin3
（４）式
（４）式において、Ｉds_M2はソース接地ＭＯＳトランジスタＭ2のドレイン電流、ｇｍ1_M2はソース接地ＭＯＳトランジスタＭ2の１次のトランスコンダクタンス、ｇｍ3_M2はソース接地ＭＯＳトランジスタＭ2の３次のトランスコンダクタンスである。【００１０】
ここで、局部発振信号生成回路５から入力されるミキシング回路に入力される局部発振信号ＶLOを（５）式で定義する。
ＶLO＝ＡLO×ｃｏｓ（ωLO×ｔ）                        （５）式
（５）式において、ＡLOは局部発振信号の振幅、ωLOは局部発振信号の周波数である。（３）式から（５）式を使って図１に示したミキシング回路の差動出力信号Ｖout_diff（（ＯＵＴ＋）−（ＯＵＴ−））を計算すると、（６）式を得る。
Ｖout_diff＝（ｇｍ１_M2＋ｇｍ１_M1）×（１／２）×Ｇcl×Ｒ×Ａ×Ｖa
＋[（１／８）×ｇｍ3_M2−（１／１６）
×（ｇｍ1_M2／ｇｍ1_M1）×ｇｍ3_M2＋（１／１６）
×ｇｍ3_M1]×Ｇcl×Ｒ×Ａ3×Ｖb              （６）式【００１１】
上記した（６）式において、Ｖa、Ｖbは以下のように表される。
Ｖa≒（１／２）×ｃｏｓ[（ωin±ωLO）×ｔ]            （６）‐１式
Ｖb≒（１／４）×ｃｏｓ[３×（ωin±ωLO）×ｔ]        （６）‐２式
（６）式中のＧclは周波数変換動作による周波数の変換ロス、Ｒは電流-電圧変換用負荷抵抗（図６中の抵抗素子６、７）の抵抗値である。また、（６）式の第１項は出力信号成分を表し、第２項が出力非線形成分を表している。つまり、図６に示したミキシング回路の非線形成分は、（６）式の第２項によって表される。【００１２】
次に、以上のようにして算出された非線形成分について解析する。図６に示したミキシング回路のゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１と、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２とが同一のサイズ（チャネル長、チャネル幅）を有し、同一のバイアス電圧が印加されている場合、ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のトランスコンダクタンスとソースＭＯＳトランジスタＭ２のトランスコンダクタンスとが等しくなる。このため、以下の（７）式、(８)式が成立する。
ｇｍ1_M1＝ｇｍ1_M2                    （７）式
ｇｍ3_M1＝ｇｍ3_M2                    （８）式【００１３】
（７）式、（８）式を（６）式の第２項に代入すると、（６）式中の以下の（９）式、（１０）式が等しくなって、打ち消し合う。
−（１／１６）×（ｇｍ1_M2／ｇｍ1_M1）×ｇｍ3_M2        （９）式
（１／１６）×ｇｍ3_M1                                （１０）式【００１４】
このことから、図６に示したミキシング回路の非線形成分（Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ１）は、以下の（１１）式によって表されるようになる。（１１）式では、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２の非線形成分（ｇｍ3_M2）が支配的になる。
Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ１＝（１／８）×ｇｍ3_M2×Ｇcl×Ｒ×Ｖb
（１１）式
以上のことから、図６に示したミキシング回路の非線形成分を減少させるためには、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２の線形性を向上させることが必要になることが分かる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】Blaakmeer, S.C. Klumperink, E. Leenaerts, D.M.W. Nauta, B. IC Design group, Univ. of Twente, Enschede, Netherlands．The BLIXER, a Wideband Balun-LNA-I/Q-Mixer Topology. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL.43.NO.12, DECEMBER 2008, page 2706-2715.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
上記した（１１）式によれば、図６に示したミキシング回路の非線形成分を減少させるためには、ｇｍ3_M2を小さくすればよいことが分かる。そのためには、ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ1、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ2のゲート・ソース間の電圧Ｖgsを高く設定することが必要である。
ところで、図６に示したミキシング回路の入出力ゲインは（１２）式によって決定される。
Ｖout_diff／Ｖin≒（ｇｍ_M2＋ｇｍ_M1）×Ｇcl×Ｒ×１／２
（１２）式【００１７】
（１２）式に示した入出力ゲインを一定に保つためには、ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１、ソースＭＯＳトランジスタＭ２に比較的高いゲート電圧を印加しなければならず、このためにミキシング回路には一般的に消費電力を抑えることが望まれていた。しかし、図６に示した従来のミキシング回路では、非線形成分を少なくするために消費電流がいっそう増加するとことになる。
本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、非線形成分を低減しながら、消費電流の上昇を抑えることができるミキシング回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
以上の課題を解決するため、本発明の一態様のミキシング回路は、入力信号がソースに入力されるゲート接地型の第１ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、３、５に示したゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１）と、入力信号がゲートに入力されるソース接地型の第２ＭＯＳトランジスタ（例えば図１〜図５に示したソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２）と、を有する入力部（例えば図１に示した入力部８０３、図３、５に示した入力部３０３）と、第１ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第１電流信号及び第２ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第２電流信号を局部発振信号に基づいて周波数変換することによって第３電流信号及び第４電流信号を生成する周波数変換部（例えば図１、３、５に示した周波数変換部８０２）と、第３電流信号を入力して第１出力電圧信号に変換する第１負荷素子と、第４電流信号を入力して第２出力電圧信号に変換する第２負荷素子と、を含む出力電圧信号生成部と、を有し、第１負荷素子がゲートとドレインが接続された第３ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、３、５に示した負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７）であり、第２負荷素子がゲートとドレインが接続された第４ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、３、５に示した負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８）であることを特徴とする。【００１９】
また、本発明の一態様のミキシング回路は、第１ＭＯＳトランジスタ、第２ＭＯＳトランジスタ、第３ＭＯＳトランジスタ、第４ＭＯＳトランジスタは、そのチャネル長及びチャネル幅が同一であることが望ましい。
また、本発明の一態様のミキシング回路は、周波数変換部が、ソースに第１ＭＯＳトランジスタから第１電流信号が供給され、ゲートに局部発振信号が供給される第５ＭＯＳトランジスタ及び第６ＭＯＳトランジスタと、ソースに第２ＭＯＳトランジスタから第２電流信号が供給され、ゲートに局部発振信号が供給される第７ＭＯＳトランジスタ及び第８ＭＯＳトランジスタと、を含むことが望ましい。【００２０】
また、本発明の一態様のミキシング回路は、出力電圧信号生成部が、第５ＭＯＳトランジスタ及び第７ＭＯＳトランジスタから第３電流信号が供給されるソースを有する第３ＭＯＳトランジスタと、第６ＭＯＳトランジスタ及び第８ＭＯＳトランジスタから第４電流信号が供給されるソースを有する第４ＭＯＳトランジスタと、を含み、第３ＭＯＳトランジスタのソースから第１出力電圧信号が出力され、第４ＭＯＳトランジスタのソースから第２出力電圧信号が出力されることが望ましい。【００２１】
また、本発明の一態様のミキシング回路は、第３ＭＯＳトランジスタのソースに接続された第１可変抵抗素子（例えば図３、５に示した可変抵抗素子３０４）と、第４ＭＯＳトランジスタのソースに接続された第２可変抵抗素子（例えば図３、５に示した可変抵抗素子３０５）と、をさらに含み、第３電流信号が第１可変抵抗素子を介して第３ＭＯＳトランジスタに入力され、第４電流信号が第２可変抵抗素子を介して第４ＭＯＳトランジスタに入力されることが望ましい。【００２２】
また、本発明の一態様のミキシング回路は、第１ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第３可変抵抗素子（例えば図３、５に示した可変抵抗素子３０６）と、第２ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第４可変抵抗素子（例えば図３、５に示した可変抵抗素子３０７）と、をさらに含むことが望ましい。
また、本発明の一態様のミキシング回路は、第１可変抵抗素子、第２可変抵抗素子、第３可変抵抗素子、第４可変抵抗素子の抵抗値が、同一の値に設定されることが望ましい。
また、本発明の一態様のミキシング回路は、周波数変換部の変換ロスの値が、２／πであることが望ましい。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、第３ＭＯＳトランジスタ、第４ＭＯＳトランジスタを抵抗素子として挿入することにより、第１ＭＯＳトランジスタ、第２ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間電圧を高めないで出力の非線形性を小さくすることができる。このため、消費電流を抑えながら、非線形成分が小さいミキシング回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の実施形態１のミキシング回路を説明するための図である。
【図２】実施形態１のミキシング回路の変換ロスと非線形成分減少量との関係を説明するための図である。
【図３】本発明の実施形態２のミキシング回路を説明するための図である。
【図４】実施形態２の可変抵抗素子による負帰還の効果を説明するための図である。
【図５】本発明の実施形態３のミキシング回路を説明するための図である。
【図６】非特許文献１に記載されたミキシング回路を説明するための回路図である。
【図７】単体のＭＯＳトランジスタを示した図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、本発明の実施形態１ないし３のミキシング回路を説明する。
（実施形態１）
・回路構成
図１は、実施形態１のミキシング回路を説明するための図である。実施形態１のミキシング回路は、出力電圧信号生成部１０１、周波数変換部８０２、入力部８０３、局部発振信号生成回路５を有している。なお、図１において、図６に示した構成と同様の構成については同様の符号を付すものとする。
【００２６】
入力部８０３は、インピーダンス整合回路２を有し、インピーダンス整合回路２には接地電圧Ｖssに接続された電圧信号源９から入力信号Ｖinが入力されている。電圧信号源９の出力側には信号源出力インピーダンス素子１が設けられている。また、入力部８０３は、インピーダンス整合回路２の出力端子とソースが接続されるゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１、インピーダンス整合回路２の出力端子とゲート端子が接続されるソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２を有している。ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートとゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のソースとの間にはキャパシタ３が設けられている。
【００２７】
ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のゲートと、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のゲートとは、ＤＣ的に適切な電圧にバイアスされている。
周波数変換部８０２は、４つの周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６を備えている。周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ４のソースはゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと接続され、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ５、Ｍ６のソースはソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインと接続されている。
【００２８】
周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインは出力電圧信号生成部１０１の出力端子１０２ａ及び周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ５のドレインに接続されている。また、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインは出力端子１０２ｂ及び周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ６のドレインに接続され、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ５のドレインは出力端子１０２ａ及び周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３のドレインに接続される。さらに、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ６のドレインは出力端子１０２ｂ及び周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ４のドレインに接続されている。
さらに、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６のゲートは局部発振信号生成回路５の出力端子に接続され、ゲートには局部発振信号が入力されている。
【００２９】
出力電圧信号生成部１０１は、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８を有している。負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７のソースは、周波数変換部８０２の周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ５のドレインと接続されている。また、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８のソースは、周波数変換部８０２の周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ６のドレインと接続されている。出力端子１０２ａは、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７のソースと周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ５のドレインとの間に設けられる。出力端子１０２ｂは、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８のソースと周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ４、Ｍ６のドレインとの間に設けられる。
負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８のドレインは、電源電圧ＶDDに接続されている。さらに、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７のゲートとドレイン、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８のゲートとドレインは、互いに接続されている。
【００３０】
・動作
次に、図１に示したミキシング回路の動作を説明する。
実施形態１の入力部８０３は、シングルエンド−差動信号変換部として機能する。すなわち、電圧信号源９から入力信号Ｖinが信号源出力インピーダンス素子１、インピーダンス整合回路２を介してノード８に入力される。入力された入力信号Ｖinは、ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２によってそれぞれ逆相の電流に変換される。このような動作により、シングルエンドの電圧信号が、差動電流信号に変換される。
【００３１】
差動電流信号は、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６のドレインに入力される。周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６は、ゲートに局部発振信号が入力されてオン、オフし、差動電流信号を局部発振信号と乗算する。このような動作より、差動電流信号の周波数が変換される。
出力電圧信号生成部１０１では、周波数変換された差動電流信号がダイオード接続された負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８によって電圧信号に変換される。変換後の電圧信号は、差動電圧信号ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−として出力端子１０２ａ、１０２ｂから出力される。
【００３２】
・非線形成分
ここで、実施形態１のミキシング回路の非線形成分について説明する。
周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６が理想スイッチとして動作する場合、図１に示したミキシング回路の非線形成分は下記のように表される。すなわち、図１に示した出力端子１０２ａ、１０２ｂから出力される差動電圧信号ＯＵＴ＋、ＯＵＴ−の差である差動出力信号を（３）式、（４）式を用いて計算すると、（１３）式のようになる。
【００３３】
Ｖout_diff＝（ｇｍ1_M2＋ｇｍ1_M1）×（１／２）×Ｇcl
×（１／ｇｍ1_L）×Ａ×Ｖa＋[（１／８）×ｇｍ3_M2−（１／１６）
×（ｇｍ1_M2／ｇｍ1_M1）×ｇｍ3_M2＋（１／１６）×ｇｍ3_M1]
×Ｇcl×（１／ｇｍ_L）×Ａ3×Ｖb−（ｇｍ_M13＋ｇｍ1_M23）
×（１／８）×（ｇｍ3_L／ｇｍ1_L4）×Ｇcl3×Ａ3×Ｖb
（１３）式
【００３４】
（１３）式において、ｇｍ1_Lは負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８の１次のトランスコンダクタンスであり、ｇｍ3_Lは負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８の３次のトランスコンダクタンスである。また、（１３）式では、第１項が出力信号成分を表し、第２、３項が出力非線形成分を表す。
【００３５】
次に、実施形態１のミキシング回路の非線形成分の低減効果について説明する。図１に示したゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２が同一のサイズ（チャネル長、チャネル幅）に設計されていて、同一のバイアス電圧Ｖb1、Ｖb2が印加されているものとし、（７）式、（８）式を（１３）式の第２、３項に代入すると、実施形態１のミキシング回路の非線形成分（Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ２）が（１４）式のように表される。
【００３６】
Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ２＝（１／８）×ｇｍ3_M2×Ｇcl
×（１／ｇｍ1_L）×Ａ3×Ｖb−（１／４）×ｇｍ3_L×Ｇcl3
×[（ｇｍ1_M13＋ｇｍ1_M23）／ｇｍ1_L4]×Ａ3×Ｖb   
（１４）式
【００３７】
（１４）式で表される実施形態１のミキシング回路の非線形成分の第１項はソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２に起因する非線形成分を表している。また、第２項は負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８に起因する非線形成分を表している。第１項と第２項とは逆相の関係を有している。このため、実施形態１では、第２項の値を第１項の値に近づけることによって第１項の非線形成分を第２項の非線形成分で打ち消し、非線形成分Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ２を低減することができる。このような実施形態１のミキシング回路によれば、ゲート−ソース間電圧（Ｖgs）を高く設定することなく、消費電流を増加させずに、従来よりも非線形成分を低減することができる。
【００３８】
一方、図６に示したミキシング回路には負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８がないことから、（１１）式で表される従来のミキシング回路の非線形成分には当然のことながら(１４)式の第２項に相当する項がない。このため、従来のミキシング回路では、実施形態１のようにして非線形成分を低減することはできない。
【００３９】
次に、図６に示したミキシング回路の非線形成分と、実施形態１のミキシング回路の非線形成分とを具体的に算出して比較する。なお、図６、図１に示したミキシング回路のゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７、Ｍ８が全て同じサイズであるものとする。また、ＭＯＳトランジスタの１次のトランスコンダクタンスをｇｍ1、２次のトランスコンダクタンスをｇｍ2、３次のトランスコンダクタンスをｇｍ3とする。また、両回路のゲインを等しくするため、Ｒ＝１／ｇｍ1とし、Ｇclは２／πとする。
【００４０】
以上の条件で計算した結果、図６に示したミキシング回路の非線形成分Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ１'、図１に示したミキシング回路の非線形成分Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ２'が（１５）、（１６）式のように求められる。
Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ１'＝（１／８）×Ｇcl×（ｇｍ3／ｇｍ1）Ａ3×Ｖb
（１５）式
Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ２'
＝[（１／８）×Ｇcl−（１／４）×Ｇcl3]×（ｇｍ3／ｇｍ1）×Ａ3×Ｖb
（１６）式
【００４１】
（１５）、（１６）式の比の対数により非線形成分減少量を示すと、（１７）式のようになる。
２０×ｌｏｇ（Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ１'／Ｎｏｎ＿Ｌｉｎｅａｒ２'）
＝２０×ｌｏｇ（１／（１−２×Ｇcl2））≒１４．５ｄＢ
（１７）式
以上のように、実施形態１のミキシング回路によれば、消費電流を増加させることなく、図６に示した従来のミキシング回路よりも非線形成分減少量を約１４．５ｄＢ減少させることができる。
【００４２】
図２は、実施形態１のミキシング回路の変換ロスＧclと非線形成分減少量との関係を説明するための図であり、横軸に変換ロスＧclを、縦軸に非線形成分減少量を示している。図から明らかなように、実施形態１による非線形成分低減効果は変換ロスＧclの値に依存しており、Ｇcl＝１／√２の時に最も大きくなる。
実施形態１の変換ロスＧclは、周波数変換部８０２において発生するものであり、理想的な周波数変換回路では、比較的１／√２に近い値（２／π）を取ることができる。このため、実施形態１のミキシング回路は、高い非線形性成分低減効果を得ることができる。
【００４３】
（実施形態２）
次に、本発明の実施形態２を説明する。
図３は、実施形態２のミキシング回路を説明するための図である。図３において、図１に示した構成と同様の構成には同様の符号を付し、その説明を一部省くものとする。図３に示したミキシング回路は、出力電圧信号生成部３０１、周波数変換部８０２、入力部３０３によって構成されている。このうち、周波数変換部８０２は、図１に示した周波数変換部と同様の構成を有し、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６のゲートには局部発振信号が入力されている。
【００４４】
実施形態２のミキシング回路では、ゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１のソースに可変抵抗素子３０６が接続され、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２のソースに可変抵抗素子３０７が接続されている。入力信号Ｖinは、可変抵抗素子３０６、３０７を介してゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１、ソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２に入力される。
【００４５】
また、実施形態２のミキシング回路では、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７のソースに可変抵抗素子３０４が、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８のソースに可変抵抗素子３０５が接続されている。出力端子１０２ａからは、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７に加え、可変抵抗素子３０４によって発生する差動電圧信号ＯＵＴ＋が出力される。また、出力端子１０２ｂからは、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８に加え、可変抵抗素子３０５によって発生する差動電圧信号ＯＵＴ−が出力される。
【００４６】
このような実施形態２によれば、図４に示すように、可変抵抗素子の抵抗値Ｒによる負帰還の効果によって図７に示した単体のＭＯＳトランジスタよりも非線形成分がさらに減少する。したがって、実施形態２では、上記した実施形態１よりもミキシング回路全体の非線形成分を減少させることができる。
【００４７】
なお、実施形態２では、可変抵抗素子３０４〜３０７の抵抗値が同一の値になるように設定されている。可変抵抗素子３０４〜３０７の抵抗値を全て同じにするためには、その設計値や製造条件を全て同一にすることにより、可変抵抗素子３０４〜３０７の製造ばらつきや温度特性のばらつきによる影響を抑えることができる。ただし、可変抵抗素子３０４〜５０７に特性が異なるものを用いても、ミキシング回路の線形性を向上させる効果を得ることができる。
【００４８】
（実施形態３）
次に、本発明の実施形態３を説明する。
図５は、実施形態３のミキシング回路を説明するための図である。図５において、図１、図３に示した構成と同様の構成には同様の符号を付し、その説明を一部省くものとする。図５に示したミキシング回路は、出力電圧信号生成部５０１、周波数変換部８０２、入力部３０３によって構成されている。このうち、周波数変換部８０２は、図１に示した周波数変換部と同様の構成を有し、周波数変換ＭＯＳトランジスタＭ３〜Ｍ６のゲートには局部発振信号が入力されている。入力部３０３は、実施形態２の図３に示した入力部３０３と同様に構成されている。
【００４９】
出力電圧信号生成部５０１は、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７のソースに可変抵抗素子３０４が、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８のソースに可変抵抗素子３０５が設けられている。また、出力電圧信号生成部５０１は、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７のソースに可変抵抗素子３０４を介して反転入力端子が接続され、負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８のソースに可変抵抗素子３０５を介して非反転入力端子が接続される比較器１０と、比較器１０の出力端子に接続されるインピーダンス素子１１とを備えている。
このような実施形態３のミキシング回路は、実施形態１、実施形態２で得られる非線形成分を減少させる効果を維持しながら、出力信号をシングルエンドに変換することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５０】
本発明のミキシング回路は、非線形成分が少ないうえに消費電力が小さいため、携帯される無線機器等に好適である。
【符号の説明】
【００５１】
１  信号源出力インピーダンス素子
２  インピーダンス整合回路
３  キャパシタ
４  抵抗素子
５  局部発振信号生成回路
８  ノード
９  電圧信号源
１０  比較器
１１  インピーダンス素子
１０１、３０１、５０１  出力電圧信号生成部
１０２ａ、１０２ｂ  出力端子
３０３、８０３  入力部
３０４〜３０７  可変抵抗素子
８０２  周波数変換部
【図１】
2012063462.tif 000003
【図２】
2012063462.tif 000004
【図３】
2012063462.tif 000005
【図４】
2012063462.tif 000006
【図５】
2012063462.tif 000007
【図６】
2012063462.tif 000008
【図７】
2012063462.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成24年5月15日(2012.5.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１８】
以上の課題を解決するため、本発明の一態様のミキシング回路は、入力信号がソースに入力されるゲート接地型の第１ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、３、５に示したゲート接地ＭＯＳトランジスタＭ１）と、入力信号がゲートに入力されるソース接地型の第２ＭＯＳトランジスタ（例えば図１〜図５に示したソース接地ＭＯＳトランジスタＭ２）と、を有する入力部（例えば図１に示した入力部８０３、図３、５に示した入力部３０３）と、第１ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第１電流信号及び第２ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第２電流信号を局部発振信号に基づいて周波数変換することによって第３電流信号及び第４電流信号を生成する周波数変換部（例えば図１、３、５に示した周波数変換部８０２）と、第３電流信号を入力して第１出力電圧信号に変換する第１負荷素子と、第４電流信号を入力して第２出力電圧信号に変換する第２負荷素子と、を含む出力電圧信号生成部と、を有し、第１負荷素子がゲートとドレインが接続された第３ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、３、５に示した負荷用ＭＯＳトランジスタＭ７）であり、第２負荷素子がゲートとドレインが接続された第４ＭＯＳトランジスタ（例えば図１、３、５に示した負荷用ＭＯＳトランジスタＭ８）であることを特徴とする。
また、本発明の一態様のミキシング回路は、第１ＭＯＳトランジスタ、第２ＭＯＳトランジスタ、第３ＭＯＳトランジスタ、第４ＭＯＳトランジスタが、その導電型が同一であることが望ましい。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号がソースに入力されるゲート接地型の第１ＭＯＳトランジスタと、前記入力信号がゲートに入力されるソース接地型の第２ＭＯＳトランジスタと、を有する入力部と、
前記第１ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第１電流信号及び前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第２電流信号を局部発振信号に基づいて周波数変換することによって第３電流信号及び第４電流信号を生成する周波数変換部と、
前記第３電流信号を入力して第１出力電圧信号に変換する第１負荷素子と、前記第４電流信号を入力して第２出力電圧信号に変換する第２負荷素子と、を含む出力電圧信号生成部と、
を有し、
前記第１負荷素子がゲートとドレインが接続された第３ＭＯＳトランジスタであり、前記第２負荷素子がゲートとドレインが接続された第４ＭＯＳトランジスタであることを特徴とするミキシング回路。
【請求項２】
前記第１ＭＯＳトランジスタ、前記第２ＭＯＳトランジスタ、前記第３ＭＯＳトランジスタ、前記第４ＭＯＳトランジスタは、その導電型が同一であることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【請求項３】
前記第１ＭＯＳトランジスタ、前記第２ＭＯＳトランジスタ、前記第３ＭＯＳトランジスタ、前記第４ＭＯＳトランジスタは、そのチャネル長及びチャネル幅が同一であることを特徴とする請求項２に記載のミキシング回路。
【請求項４】
前記周波数変換部は、
ソースに前記第１ＭＯＳトランジスタから前記第１電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第５ＭＯＳトランジスタ及び第６ＭＯＳトランジスタと、
ソースに前記第２ＭＯＳトランジスタから前記第２電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第７ＭＯＳトランジスタ及び第８ＭＯＳトランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一つに記載のミキシング回路。
【請求項５】
前記出力電圧信号生成部は、
前記第５ＭＯＳトランジスタ及び前記第７ＭＯＳトランジスタから前記第３電流信号が供給されるソースを有する前記第３ＭＯＳトランジスタと、
前記第６ＭＯＳトランジスタ及び前記第８ＭＯＳトランジスタから前記第４電流信号が供給されるソースを有する前記第４ＭＯＳトランジスタと、
を含み、
前記第３ＭＯＳトランジスタのソースから前記第１出力電圧信号が出力され、前記第４ＭＯＳトランジスタのソースから前記第２出力電圧信号が出力されることを特徴とする請求項４に記載のミキシング回路。
【請求項６】
前記第３ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第１可変抵抗素子と、前記第４ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第２可変抵抗素子と、をさらに含み、
前記第３電流信号が前記第１可変抵抗素子を介して前記第３ＭＯＳトランジスタに入力され、前記第４電流信号が前記第２可変抵抗素子を介して前記第４ＭＯＳトランジスタに入力されることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【請求項７】
前記第１ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第３可変抵抗素子と、前記第２ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第４可変抵抗素子と、をさらに含むことを特徴とする請求項６に記載のミキシング回路。
【請求項８】
前記第１可変抵抗素子、前記第２可変抵抗素子、前記第３可変抵抗素子、前記第４可変抵抗素子の抵抗値は、同一の値に設定されることを特徴とする請求項７に記載のミキシング回路。
【請求項９】
前記周波数変換部の変換ロスの値が、略２／πであることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【手続補正書】
【提出日】平成25年10月24日(2013.10.24)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号がソースに入力されるゲート接地型の第１ＭＯＳトランジスタと、前記入力信号がゲートに入力されるソース接地型の第２ＭＯＳトランジスタと、を有する入力部と、
前記第１ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第１電流信号及び前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインから出力された第２電流信号を局部発振信号に基づいて周波数変換することによって第３電流信号及び第４電流信号を生成する周波数変換部と、
前記第３電流信号を入力して第１出力電圧信号に変換する第１負荷素子と、前記第４電流信号を入力して第２出力電圧信号に変換する第２負荷素子と、を含む出力電圧信号生成部と、
を有し、
前記第１負荷素子がゲートとドレインが接続された第３ＭＯＳトランジスタであり、前記第２負荷素子がゲートとドレインが接続された第４ＭＯＳトランジスタであり、
前記第１ＭＯＳトランジスタ、前記第２ＭＯＳトランジスタ、前記第３ＭＯＳトランジスタ、前記第４ＭＯＳトランジスタは、その導電型が同一であり、
前記第１ＭＯＳトランジスタ、前記第２ＭＯＳトランジスタ、前記第３ＭＯＳトランジスタ、前記第４ＭＯＳトランジスタは、そのチャネル長及びチャネル幅が同一であることを特徴とするミキシング回路。
【請求項２】
前記周波数変換部は、
ソースに前記第１ＭＯＳトランジスタから前記第１電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第５ＭＯＳトランジスタ及び第６ＭＯＳトランジスタと、
ソースに前記第２ＭＯＳトランジスタから前記第２電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第７ＭＯＳトランジスタ及び第８ＭＯＳトランジスタと、
を含むことを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【請求項３】
前記出力電圧信号生成部は、
前記第５ＭＯＳトランジスタ及び前記第７ＭＯＳトランジスタから前記第３電流信号が供給されるソースを有する前記第３ＭＯＳトランジスタと、
前記第６ＭＯＳトランジスタ及び前記第８ＭＯＳトランジスタから前記第４電流信号が供給されるソースを有する前記第４ＭＯＳトランジスタと、
を含み、
前記第３ＭＯＳトランジスタのソースから前記第１出力電圧信号が出力され、前記第４ＭＯＳトランジスタのソースから前記第２出力電圧信号が出力されることを特徴とする請求項２に記載のミキシング回路。
【請求項４】
前記第３ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第１可変抵抗素子と、前記第４ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第２可変抵抗素子と、をさらに含み、
前記第３電流信号が前記第１可変抵抗素子を介して前記第３ＭＯＳトランジスタに入力され、前記第４電流信号が前記第２可変抵抗素子を介して前記第４ＭＯＳトランジスタに入力されることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【請求項５】
前記第１ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第３可変抵抗素子と、前記第２ＭＯＳトランジスタのソースに接続される第４可変抵抗素子と、をさらに含むことを特徴とする請求項４に記載のミキシング回路。
【請求項６】
前記第１可変抵抗素子、前記第２可変抵抗素子、前記第３可変抵抗素子、前記第４可変抵抗素子の抵抗値は、同一の値に設定されることを特徴とする請求項５に記載のミキシング回路。
【請求項７】
前記周波数変換部の変換ロスの値が、略２／πであることを特徴とする請求項１に記載のミキシング回路。
【国際調査報告】
2012063462.tif 000010
2012063462.tif 000011
2012063462.tif 000012
2012063462.tif 000013