(57)【要約】  ローバンドではキャパシタ（Ｃ１）のインピーダンスの絶対値より一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンスの絶対値が小さいので、ローバンドの高周波信号はトランス（Ｔ１）を経由して伝搬する。したがって、ローバンドの高周波信号はトランス（Ｔ１）でインピーダンス整合する。ハイバンドでは一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンスの絶対値よりキャパシタ（Ｃ１）のインピーダンスの絶対値が小さいので、ハイバンドの高周波信号はキャパシタ（Ｃ１）を経由して伝搬する。したがって、ハイバンドの高周波信号はキャパシタ（Ｃ１）でインピーダンス整合する。これにより、広い周波数帯域で高周波回路とアンテナ素子とをインピーダンス整合させる。
2012153691.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置に用いられるインピーダンス変換回路であって、
一次側コイルおよび二次側コイルを含み、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるトランスと、給電ポートとアンテナポートとの間に接続される第１キャパシタとを備え、
前記第１周波数帯で前記第１キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記第１キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも小さいことを特徴とするインピーダンス変換回路。
【請求項２】
前記一次側コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
前記一次側コイルの第２端はグランドに接続され、
前記二次側コイルの第１端は前記アンテナポートに接続され、
前記二次側コイルの第２端は前記グランドに接続され、
前記第１キャパシタは前記一次側コイルの第１端と前記二次側コイルの第１端との間に接続されている、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
【請求項３】
前記一次側コイルの第１端は前記給電ポートに接続され、
前記一次側コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
前記二次側コイルの第１端はグランドに接続され、
前記二次側コイルの第２端は前記アンテナポートに接続され、
前記第１キャパシタは前記一次側コイルの第１端と前記二次側コイルの第２端との間に接続されている、請求項１に記載のインピーダンス変換回路。
【請求項４】
前記二次側コイルに対して並列に第２キャパシタが設けられている、請求項１〜３のいずれかに記載のインピーダンス変換回路。
【請求項５】
前記トランスの一次側コイルおよび二次側コイルは、複数の誘電体層または磁性体層の積層体である多層基板に一体的に構成され、
前記給電ポートである第１外部端子および前記アンテナポートである第２外部端子が前記積層体の表面に形成されていて、
少なくとも前記第１キャパシタは前記積層体の表面または内部に設けられている、請求項１〜４のいずれかに記載の、インピーダンス変換回路。
【請求項６】
第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
給電ポートとアンテナポートとの間に接続される、一次側コイルおよび二次側コイルを含むトランスと、キャパシタとを備え、
前記第１周波数帯で前記キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記キャパシタのインピーダンスの絶対値は前記一次側コイルのインピーダンスの絶対値よりも小さいインピーダンス変換回路を備えたことを特徴とする通信端末装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、アンテナ装置等に適用するインピーダンス変換回路に関し、特に、広い周波数帯域で整合するインピーダンス変換回路およびそれを備えた通信端末装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置は、ＧＳＭ（登録商標）(Global System for mobile Communications)、ＤＣＳ(Digital CommunicationSystem)、ＰＣＳ(PersonalCommunication Services)、ＵＭＴＳ(Universal Mobile Telecommunications System)等の通信システム、さらにはＧＰＳ(GlobalPositioning system)やワイヤレスＬＡＮ、Bluetooth（登録商標）等への対応が求められることがある。したがって、こうした通信端末装置におけるアンテナ装置は、８００ＭＨｚ〜２．４ＧＨｚまでの広い周波数帯域をカバーすることが求められる。【０００３】
広い周波数帯域に対応するアンテナ装置としては、帯域毎の整合回路を有するもの（特許文献１）や、アンテナの電気長をアクティブ素子で切り換えるもの（特許文献２）が一般的である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特表２００３−５３６３３８号公報
【特許文献２】特開２００８−１１８５３５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところが、特許文献１，２に示されているアンテナ装置においては、そのアンテナパターンを端末ごとに設計する必要があるので設計のために多くの時間が掛かり、また、信号経路を切り換えるためのスイッチング回路のようなアクティブ素子が必要となるため、その回路構成が複雑化しやすい。【０００６】
本発明は上述した実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、比較的容易に設計でき、簡易な構成で、広い周波数帯域において高周波回路とアンテナ素子とをインピーダンス整合させることができるインピーダンス変換回路、およびそのインピーダンス変換回路を備えた通信端末装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明のインピーダンス変換回路は、
第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置に用いられるインピーダンス変換回路であって、
一次側コイル（Ｌ１）および二次側コイル（Ｌ２）を含み、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるトランスと、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるキャパシタ（Ｃ１）とを備え、
前記第１周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも小さいことを特徴とする。【０００８】
また、本発明の通信端末装置は、
第１周波数帯および第１周波数帯より周波数帯域の高い第２周波数帯を含む周波数帯域の高周波信号の送受信するアンテナ装置を備えた通信端末装置であって、
一次側コイル（Ｌ１）および二次側コイル（Ｌ２）を含み、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるトランスと、給電ポートとアンテナポートとの間に接続されるキャパシタ（Ｃ１）とを備え、
前記第１周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも大きく、前記第２周波数帯で前記キャパシタ（Ｃ１）のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は前記一次側コイル（Ｌ１）のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも小さいインピーダンス変換回路を備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明のインピーダンス変換回路によれば、広帯域に亘ってアンテナ素子と高周波回路との間のインピーダンス整合を、比較的容易に設計でき、簡易な構成で実装することができる。【００１０】
また、本発明の通信端末装置によれば、周波数帯域の異なる各種の通信システムに容易に適用できる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】図１は第１の実施形態のインピーダンス変換回路１５およびそれを備えたアンテナ装置２０１の回路図である。
【図２】図２（Ａ）、図２（Ｂ）は、周波数帯の違いによる信号の伝搬経路を示す図である。
【図３】図３（Ａ）はインピーダンス変換回路を備えた第１例の通信端末装置、図３（Ｂ）は第２例の通信端末装置のそれぞれの構成図である。
【図４】図４はインピーダンス変換回路をモジュール化したインピーダンス変換モジュールの斜視図である。
【図５】図５は第２の実施形態のインピーダンス変換回路２５およびそれを備えたアンテナ装置２０２の回路図である。
【図６】図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５およびそれを備えたアンテナ装置２０３の回路図である。図６（Ｂ）はその等価回路図である。
【図７】図７は第４の実施形態のインピーダンス変換回路４５およびそれを備えたアンテナ装置２０４の回路図である。
【図８】図８（Ａ）は第５の実施形態のアンテナ装置２０５の回路図、図８（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
【図９】図９はアンテナ装置２０５の等価回路図である。
【図１０】図１０は、インピーダンス変換回路４５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路４５の作用を模式的に示す図である。
【図１１】図１１（Ａ）は第６の実施形態のアンテナ装置２０６の回路図、図１１（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
【図１２】図１２は第７の実施形態に係るインピーダンス変換回路７５を備えたアンテナ装置２０７の回路図である。
【図１３】図１３は第７の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【図１４】図１４は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路８５を備えたアンテナ装置２０８の回路図である。
【図１５】図１５はアンテナポートから見たインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。
【図１６】図１６は第８の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
《第１の実施形態》
図１は第１の実施形態のインピーダンス変換回路１５およびそれを備えたアンテナ装置２０１の回路図である。
図１に示すように、アンテナ装置２０１は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路１５とを備えている。アンテナ素子１１は例えばモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路１５が接続されている。インピーダンス変換回路１５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。高周波回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための高周波回路（給電回路）であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
【００１３】
インピーダンス変換回路１５は、一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２による高周波トランスＴ１とキャパシタＣ１とを備えている。一次側コイルＬ１は給電ポートＰｆとグランドポートＰｇとの間に接続されている。すなわち、一次側コイルＬ１の第１端は給電ポートＰｆに接続され、一次側コイルＬ１の第２端はグランドに接続されている。二次側コイルＬ２はアンテナポートＰａとグランドポートＰｇとの間に接続されている。すなわち、二次側コイルＬ２の第１端はアンテナポートＰａに接続され、二次側コイルＬ２の第２端はグランドに接続されている。また、給電ポートＰｆとアンテナポートＰａとの間にキャパシタＣ１が接続されている。トランスＴ１のインピーダンス変換比は一次側コイルＬ１のインダクタンスと二次側コイルＬ２のインダクタンスとの比である。
【００１４】
移動体通信端末の通信帯域は、たとえばpentバンド（GSM(登録商標)850,GSM(登録商標)900,DCS,PCS,W-CDMA(UMTS)）では、第１の周波数帯８２４−９６０ＭＨｚ（以下、８００ＭＨｚ帯：ローバンド）と、第２の周波数帯１７１０−２１７０ＭＨｚ（以下、２ＧＨｚ帯：ハイバンド）の２つの周波数帯域をとる。
【００１５】
ローバンドでキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも大きい。また、ハイバンドでキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値は一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりも小さい。
【００１６】
図２は周波数帯の違いによる信号の伝搬経路を示す図である。ローバンドではキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値より一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値が小さいので、ローバンドの高周波信号はトランスＴ１を経由して伝搬する。図２（Ａ）はこのローバンドの高周波信号の伝搬経路を示している。したがって、ローバンドの高周波信号はトランスＴ１でインピーダンス整合する。例えばアンテナ素子１１のローバンドでのインピーダンス（絶対値）が８Ω、給電ポートＰｆから高周波回路３０側を見たインピーダンスが５０Ωであれば、トランスＴ１でのインピーダンス変換比を５０：８となるように定める。これによりローバンドで高周波回路３０とアンテナ素子１１とはインピーダンス整合する。
【００１７】
また、ハイバンドでは一次側コイルＬ１のインピーダンス（誘導リアクタンス：ＸＬ）の絶対値よりキャパシタＣ１のインピーダンス（容量リアクタンス：ＸＣ）の絶対値が小さいので、ハイバンドの高周波信号はキャパシタＣ１を経由して伝搬する。図２（Ｂ）はこのハイバンドの高周波信号の伝搬経路を示している。したがって、ハイバンドの高周波信号は直列接続のキャパシタＣ１でインピーダンス整合する。例えばアンテナ素子１１のハイバンドでのインピーダンス（絶対値）は２６Ωであり、アンテナ素子１１の直列インダクタンス成分とキャパシタＣ１の直列キャパシタンスとで５０Ωに整合する。
【００１８】
このようにして、ローバンド、ハイバンドともに広い帯域で適切なインピーダンス整合が可能になる。
【００１９】
図３（Ａ）は前記インピーダンス変換回路を備えた第１例の通信端末装置、図３（Ｂ）は第２例の通信端末装置のそれぞれの構成図である。これらは例えば携帯電話や移動体端末である。
【００２０】
図３（Ａ）に示す通信端末装置１は、蓋体部である第１筺体１０と本体部である第２筺体２０とを備え、第１筺体１０は第２筺体２０に対して折りたたみ式あるいはスライド式で連結されている。第１筺体１０にはグランド板としても機能する第１放射素子１１が設けられ、第２筺体２０にはグランド板としても機能する第２放射素子２１が設けられている。第１および第２放射素子１１，２１は金属箔などの薄膜あるいは導電性ペーストなどの厚膜からなる導電体膜で形成されている。この第１および第２放射素子１１，２１は高周波回路３０から差動給電することでダイポールアンテナとほぼ同等の性能を得ている。高周波回路３０はＲＦ回路やベースバンド回路のような信号処理回路を有している。
【００２１】
なお、インピーダンス変換回路１５のインダクタンス値は、二つの放射素子１１，２１を結ぶ接続線３３のインダクタンス値よりも小さいことが好ましい。このことにより、インピーダンス変換回路１５を通る側のインピーダンスが、接続線３３側のインピーダンスよりも低くなるので、電流はインピーダンス変換回路１５側を主に流れる。そのため、接続線３３側のインピーダンスの影響を抑えることができる。
【００２２】
図３（Ｂ）に示す通信端末装置２は、第１放射素子１１をアンテナ単体として設けたものである。第１放射素子１１はチップアンテナ、板金アンテナ、コイルアンテナなど各種アンテナ素子を用いることができる。また、このアンテナ素子としては、例えば、筺体の内周面や外周面に沿って設けられた線状導体を利用してもよい。第２放射素子２１は第２筺体２０のグランド板としても機能するものであり、第１放射素子１１と同様に各種のアンテナを用いてもよい。ちなみに、通信端末装置２は、折りたたみ式やスライド式ではないストレート構造の端末である。なお、第２放射素子２１は、必ずしも放射体として十分に機能するものでなくてもよく、第１放射素子１１がいわゆるモノポールアンテナのように作用するものであってもよい。
【００２３】
高周波回路３０は一端が第２放射素子２１に接続され、他端がインピーダンス変換回路１５を介して第１放射素子１１に接続されている。
【００２４】
インピーダンス変換回路１５は、高周波回路３０と第１放射素子１１との間に設けられ、第１および第２放射素子１１，２１から送信される高周波信号、あるいは、第１および第２放射素子１１，２１にて受信する高周波信号の周波数特性を安定化させる。それゆえ、第１放射素子１１や第２放射素子２１の形状、第１筺体１０や第２筺体２０の形状、近接部品の配置状況などに影響されることなく、高周波信号の周波数特性が安定化する。特に、折りたたみ式やスライド式の通信端末装置にあっては、蓋体部である第１筺体１０の本体部である第２筺体２０に対する開閉状態に応じて、第１および第２放射素子１１，２１のインピーダンスが変化しやすいが、インピーダンス変換回路１５を設けることによって高周波信号の周波数特性を安定化させることができる。すなわち、アンテナの設計に関して重要事項である、中心周波数の設定・通過帯域幅の設定・インピーダンスマッチングの設定などの周波数特性の調整機能をこのインピーダンス変換回路１５が担うことが可能になり、アンテナ素子そのものは、主に、指向性や利得を考慮するだけでよいため、アンテナの設計が容易になる。
【００２５】
図４は前記インピーダンス変換回路をモジュール化したインピーダンス変換モジュールの斜視図である。このインピーダンス変換モジュール１０１は、複数の誘電体層または磁性体層を積層してなる積層体４０と、この積層体４０に搭載したチップコンデンサＣＣ１とで構成されている。
【００２６】
積層体４０は樹脂多層基板であってもよいしセラミック多層基板であってもよい。表面や内部に設けられるパターンは、樹脂多層基板であればＣｕ箔、セラミック多層基板であればＣｕ厚膜、Ａｇ厚膜等が用いられる。
【００２７】
積層体の外面には、給電ポートである第１外部端子４１、アンテナポートである第２外部端子４２、グランド（第２放射体）に接続される第３外部端子４３、およびチップコンデンサＣＣ１搭載用のランド４６，４７が設けられている。そして、積層体４０の内部には、第１外部端子４１と第３外部端子４３の間に接続された一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２が形成されていて、これらのコイルでトランスが構成されている。
【００２８】
なお、チップコンデンサＣＣ１を積層体の上面に搭載する代わりに、積層体４０の内部にそれと同等のキャパシタを形成してもよい。但し、積層体４０の上面にチップコンデンサとして搭載されている方が、容量値の設計や調整が容易であるという点で好ましい。
【００２９】
《第２の実施形態》
図５は第２の実施形態のインピーダンス変換回路２５およびそれを備えたアンテナ装置２０２の回路図である。
図５に示すように、アンテナ装置２０２は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路２５とを備えている。インピーダンス変換回路２５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。図１に示した例と異なり、二次側コイルＬ２に対して並列に第２キャパシタＣ２が接続されている。その他の構成は図１に示したものと同じである。
【００３０】
図５において二次側コイルＬ２と第２キャパシタＣ２とでＬＣ並列回路が構成されている。そのため、このＬＣ並列回路の並列共振周波数をローバンドの中心周波数より高く設定しておくことにより、ローバンドでの前記ＬＣ並列回路のインダクタンスを小さくすることができる。したがって、トランスによるインピーダンス変換比を容易に大きくすることができ、インピーダンスのより小さなアンテナ素子にも適用できる。
【００３１】
《第３の実施形態》
図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５およびそれを備えたアンテナ装置２０３の回路図である。図６（Ｂ）はその等価回路図である。
図６（Ａ）に示すように、アンテナ装置２０３は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路３５とを備えている。アンテナ素子１１は例えばモノポール型アンテナであり、このアンテナ素子１１の給電端にインピーダンス変換回路３５が接続されている。インピーダンス変換回路３５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。高周波回路３０は高周波信号をアンテナ素子１１に給電するための高周波回路（給電回路）であり、高周波信号の生成や処理を行うが、高周波信号の合波や分波を行う回路を含んでいてもよい。
【００３２】
インピーダンス変換回路３５は一次側コイルＬ１および二次側コイルＬ２による高周波トランスＴ２とキャパシタＣ１とを備えている。一次側コイルＬ１は給電ポートＰｆとアンテナポートＰａとの間に接続されている。すなわち、一次側コイルＬ１の第１端は給電ポートＰｆに接続され、一次側コイルＬ１の第２端はアンテナポートＰａに接続されている。二次側コイルＬ２はアンテナポートＰａとグランドポートＰｇとの間に接続されている。すなわち、二次側コイルＬ２の第１端はグランドに接続され、二次側コイルＬ２の第２端はアンテナポートＰａに接続されている。また、給電ポートＰｆとアンテナポートＰａとの間にキャパシタＣ１が接続されている。
【００３３】
前記トランスＴ２は、図６（Ｂ）に示すように、インダクタンス（Ｌ１＋Ｍ）の第１インダクタンス素子Ｚ１、インダクタンス（−Ｍ）の第２インダクタンス素子Ｚ２、インダクタンス（Ｌ２＋Ｍ）の第３インダクタンス素子Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、給電ポートＰｆと分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、アンテナポートＰａと分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、およびグランドポートＰｇと分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
【００３４】
図１に示した例では、トランスＴ１のインピーダンス変換比は一次側コイルＬ１のインダクタンスと二次側コイルＬ２のインダクタンスとの比であったが、この図６の構成では、トランスＴ２のインピーダンス変換比は、
｛（Ｌ１＋Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝：｛（−Ｍ）＋（Ｌ２＋Ｍ）｝
＝（Ｌ１＋Ｌ２＋２Ｍ）：Ｌ２
である。
【００３５】
このように第３の実施形態によれば、インピーダンス変換比が大きくできるので、インピーダンスのより低いアンテナ素子にも適用できる。
【００３６】
《第４の実施形態》
図７は第４の実施形態のインピーダンス変換回路４５およびそれを備えたアンテナ装置２０４の回路図である。
図７に示すように、アンテナ装置２０４は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路４５とを備えている。インピーダンス変換回路４５はアンテナ素子１１と高周波回路３０との間に挿入されている。図６（Ａ）に示した例と異なり、二次側コイルＬ２に対して並列に第２キャパシタＣ２が接続されている。その他の構成は図６（Ｂ）に示したものと同じである。
【００３７】
図７において二次側コイルＬ２と第２キャパシタＣ２とでＬＣ並列回路が構成されている。そのため、このＬＣ並列回路の並列共振周波数をローバンドの中心周波数より高く設定しておくことにより、ローバンドでの前記ＬＣ並列回路のインダクタンスを小さくすることができる。したがって、トランスによるインピーダンス変換比を大きくすることができ、インピーダンスのより小さなアンテナ素子にも適用できる。
【００３８】
《第５の実施形態》
図８（Ａ）は第５の実施形態のインピーダンス変換回路５５およびそれを備えたアンテナ装置２０５の回路図、図８（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
第５の実施形態は、一次側コイルと二次側コイルとをそれぞれ二つのコイル素子で構成して、一次側コイルと二次側コイルとを高い結合度で結合（密結合）させたものである。
【００３９】
図８（Ａ）に表れているように、一次側コイルＬ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、二次側コイルＬ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
【００４０】
さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
【００４１】
図９は前記アンテナ装置２０５の等価回路図である。図９に示すように、アンテナ装置２０５は、アンテナ素子１１と、このアンテナ素子１１に接続されたインピーダンス変換回路５５とを備えている。インピーダンス変換回路５５は一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２とを相互インダクタンスＭを介して密結合したトランス型回路を含む。このトランス型回路は、図９に示すように、三つのインダクタンス素子Ｚ１，Ｚ２，Ｚ３によるＴ型回路に等価変換できる。すなわち、このＴ型回路は、高周波回路３０に接続される給電ポートＰｆ、アンテナ素子１１に接続されるアンテナポートＰａ、グランドに接続されるグランドポートＰｇ、給電ポートＰｆと分岐点Ａとの間に接続された第１インダクタンス素子Ｚ１、第２ポートＰ２と分岐点Ａとの間に接続された第２インダクタンス素子Ｚ２、および第３ポートＰ３と分岐点Ａとの間に接続された第３インダクタンス素子Ｚ３で構成される。
【００４２】
図８（Ａ）に示した一次側コイルＬ１のインダクタンスをＬ１、二次側コイルＬ２のインダクタンスをＬ２、相互インダクタンスをＭで表すと、図９の第１インダクタンス素子Ｚ１のインダクタンスは、Ｌ１−Ｍ、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスはＬ２−Ｍ、第３インダクタンス素子Ｚ３のインダクタンスは＋Ｍである。ここで、Ｌ２＜Ｍの関係であれば、第２インダクタンス素子Ｚ２のインダクタンスは負の値である。すなわち、ここに擬似的な負の合成インダクタンス成分が形成されている。
【００４３】
一方、アンテナ素子１１は図９に表れているように、等価的にインダクタンス成分ＬANT、放射抵抗成分Ｒｒ、およびキャパシタンス成分ＣANTで構成される。このアンテナ素子１１単体のインダクタンス成分ＬANTは、インピーダンス変換回路５５における前記負の合成インダクタンス成分（Ｌ２−Ｍ）によって打ち消されるように作用する。すなわち、インピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見た（第２インダクタンス素子Ｚ２を含めたアンテナ素子１１の）インダクタンス成分は小さく（理想的にはゼロに）なり、その結果、このアンテナ装置２０５のインピーダンス周波数特性が小さくなる。
【００４４】
このように負のインダクタンス成分を生じさせるためには、一次側コイルと二次側コイルとを高い結合度で結合させることが重要である。具体的には、この結合度は１以上であればよい。
【００４５】
図１０は、前記インピーダンス変換回路５５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路５５の作用を模式的に示す図である。図１０において曲線Ｓ０はアンテナ素子１１の使用周波数帯域に亘って周波数をスイープしたときのインピーダンス軌跡をスミスチャート上に表したものである。アンテナ素子１１単体ではインダクタンス成分ＬANTが比較的大きいので、図１０に表れているようにインピーダンスは大きく推移する。
【００４６】
図１０において曲線Ｓ１はインピーダンス変換回路のＡ点からアンテナ素子１１側を見たインピーダンスの軌跡である。このように、インピーダンス変換回路の擬似的な負のインダクタンス成分によってアンテナ素子のインダクタンス成分ＬANTが相殺されて、Ａ点からアンテナ素子側を見たインピーダンスの軌跡は大幅に縮小される。
【００４７】
図１０において曲線Ｓ２は高周波回路３０から見たインピーダンスすなわちアンテナ装置２０５のインピーダンスの軌跡である。このように、トランス型回路によるインピーダンス変換比（Ｌ１：Ｌ２）によって、アンテナ装置２０５のインピーダンスは５０Ω（スミスチャートの中心）に近づく。なお、このインピーダンスの微調整は、トランス型回路に、別途インダクタンス素子やキャパシタンス素子を付加することで行ってもよい。
【００４８】
このようにして、広帯域に亘ってアンテナ装置のインピーダンス変化を抑制できる。ゆえに、広い周波数帯域に亘って給電回路とインピーダンス整合がとれる。
【００４９】
《第６の実施形態》
図１１（Ａ）は第６の実施形態のアンテナ装置２０６の回路図、図１１（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
第６の実施形態は、その基本構成は第３の実施形態と同様であるが、一次側コイルと二次側コイルとをそれぞれ二つのコイル素子で構成して、一次側コイルと二次側コイルとを高い結合度で結合（密結合）させた例である。
【００５０】
図１１（Ａ）に表れているように、一次側コイルＬ１は第１コイル素子Ｌ１ａおよび第２コイル素子Ｌ１ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路が構成されるように巻回されている。また、二次側コイルＬ２は第３コイル素子Ｌ２ａおよび第４コイル素子Ｌ２ｂで構成されていて、これらのコイル素子は互いに直列的に接続され、且つ閉磁路を構成するように巻回されている。換言すると、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとは逆相で結合（加極性結合）し、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとは逆相で結合（加極性結合）する。
【００５１】
さらに、第１コイル素子Ｌ１ａと第３コイル素子Ｌ２ａとは同相で結合（減極性結合）するとともに、第２コイル素子Ｌ１ｂと第４コイル素子Ｌ２ｂとは同相で結合（減極性結合）することが好ましい。
【００５２】
図１１（Ｂ）に示すように、給電回路から図中矢印ａ方向に電流が供給されたとき、第１コイル素子Ｌ１ａに図中矢印ｂ方向に電流が流れるとともに、コイル素子Ｌ１ｂには図中矢印ｃ方向に電流が流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ａで示される磁束（閉磁路を通る磁束）が形成される。
【００５３】
コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ａに電流ｂが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ａに結合して、コイル素子Ｌ２ａに誘導電流ｄが逆方向に流れる。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂは互いに並走しているので、コイル素子Ｌ１ｂに電流ｃが流れて生じる磁界がコイル素子Ｌ２ｂに結合して、コイル素子Ｌ２ｂに誘導電流ｅが逆方向に流れる。そして、これらの電流により、図中矢印Ｂで示されるように、閉磁路を通る磁束が形成される。
【００５４】
コイル素子Ｌ１ａ，Ｌ１ｂによる一次側コイルＬ１に生じる磁束Ａの閉磁路と、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる二次側コイルＬ２に生じる磁束Ｂの閉磁路とは独立しているので、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との間には等価的な磁気障壁ＭＷが生じることになる。
【００５５】
また、コイル素子Ｌ１ａとコイル素子Ｌ２ａとは電界によっても結合されている。同様に、コイル素子Ｌ１ｂとコイル素子Ｌ２ｂとは電界によっても結合されている。したがって、コイル素子Ｌ１ａおよびコイル素子Ｌ１ｂに交流信号が流れるとき、コイル素子Ｌ２ａおよびコイル素子Ｌ２ｂには電界結合により電流が励起される。図１１（Ｂ）中のキャパシタＣａ，Ｃｂは前記電界結合のための結合容量を表象的に表した記号である。
【００５６】
一次側コイルＬ１に交流電流が流れるとき、前記磁界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きと、前記電界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きとは同じである。したがって、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２とは磁界と電界の両方で強く結合することになる。
【００５７】
インピーダンス変換回路６５は、一次側コイルＬ１に交流電流が流れるとき、磁界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きと、電界を介した結合により二次側コイルＬ２に流れる電流の向きとが同じになるよう構成された回路であると言うこともできる。
【００５８】
《第７の実施形態》
図１２は第７の実施形態に係るインピーダンス変換回路７５を備えたアンテナ装置２０７の回路図である。このインピーダンス変換回路７５は、高周波回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第２の直列回路２７、アンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第１・第３の直列回路２６，２８とで構成されている。
【００５９】
第２の直列回路２７は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第１の直列回路２６は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８はもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃともう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄとが直列に接続された回路である。
【００６０】
図１２において、破線Ｍ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、破線Ｍ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、破線Ｍ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとの結合をそれぞれ表している。
【００６１】
図１３は第７の実施形態に係るインピーダンス変換デバイスを多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
【００６２】
図１３に示した範囲で、基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４，７６が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃに導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄに導体パターン６１，６３が形成され、基材層５１ｅに導体パターン６２が形成され、基材層５１ｆにキャパシタ用の導体６８が形成されている。基材層５１ｇの上面にはキャパシタ用の導体６９が形成されていて、下面に給電ポートである給電端子４１、グランド端子４２、アンテナポートであるアンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。図１３中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００６３】
図１３において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
キャパシタ用の導体６８と導体６９とで、図１２に示したキャパシタＣ１が生じる。
【００６４】
図１３において破線の楕円形は閉磁路を表している。閉磁路ＣＭ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとに鎖交する。また、閉磁路ＣＭ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとに鎖交する。さらに、閉磁路ＣＭ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとに鎖交する。このように、第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとによって第１の閉磁路ＣＭ１２が構成され、第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとによって第２の閉磁路ＣＭ３４が構成され、第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとによって第３の閉磁路ＣＭ５６が構成される。
【００６５】
図１３において、閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４とは磁束が反発する関係であるので、閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間に磁気障壁が生じる。同様に、閉磁路ＣＭ５６とＣＭ３４とは磁束が反発する関係であるので、閉磁路ＣＭ５６とＣＭ３４との間に磁気障壁が生じる。この二つの磁気障壁で前記閉磁路ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６の磁束をそれぞれ閉じ込める。
【００６６】
このように、第２の閉磁路ＣＭ３４が第１の閉磁路ＣＭ１２および第３の閉磁路ＣＭ５６で層方向に挟み込まれた構造とする。この構造により、第２の閉磁路ＣＭ３４は二つの磁気障壁で挟まれて充分に閉じ込められる（閉じ込められる効果が高まる）。すなわち、結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
【００６７】
そのため、前記閉磁路ＣＭ１２とＣＭ３４との間、およびＣＭ３４とＣＭ５６との間をある程度広くすることができる。このことにより、図１３に示した第１の直列回路２６と第２の直列回路２７との間、第２の直列回路２７と第３の直列回路２８との間のそれぞれに生じるキャパシタンスを小さくできる。すなわち、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分が小さくなる。
【００６８】
また、第７の実施形態によれば、コイル素子Ｌ２ａ，Ｌ２ｂによる第１の直列回路２６と、コイル素子Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄによる第３の直列回路２８とが並列接続された構造であるので、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のインダクタンス成分が小さくなる。
【００６９】
このようにして、自己共振点の周波数を定めるＬＣ共振回路のキャパシタンス成分もインダクタンス成分も小さくなって、自己共振点の周波数を使用周波数帯域から充分に離れた高い周波数に定めることができる。
【００７０】
また、この第７の実施形態においては、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）を第２のインダクタンス素子（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）で挟み込むように配置することによって、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）とグランドとの間に生じる浮遊容量が抑制される。このような放射に寄与しない容量成分が抑制されることによって、アンテナの放射効率を高めることができる。
【００７１】
また、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）と二次側コイル（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）とがより密結合し、つまり、漏れ磁界が少なくなり、一次側コイル（Ｌ１ａ，Ｌ１ｂ）と二次側コイル（Ｌ２ａ，Ｌ２ｂ，Ｌ２ｃ，Ｌ２ｄ）との間の高周波信号のエネルギー伝達ロスが少なくなる。
【００７２】
《第８の実施形態》
図１４は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路８５を備えたアンテナ装置２０８の回路図である。このインピーダンス変換回路８５は、給電回路３０とアンテナ素子１１との間に接続された第２の直列回路２７、アンテナ素子１１とグランドとの間に接続された第１・第３の直列回路２６，２８とで構成されている。
【００７３】
第２の直列回路２７は第１コイル素子Ｌ１ａと第２コイル素子Ｌ１ｂとが直列に接続された回路である。第１の直列回路２６は第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとが直列に接続された回路である。第３の直列回路２８はもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃともう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄとが直列に接続された回路である。
【００７４】
図１４において、破線Ｍ３４はコイル素子Ｌ１ａとＬ１ｂとの結合、破線Ｍ１２はコイル素子Ｌ２ａとＬ２ｂとの結合、破線Ｍ５６はコイル素子Ｌ２ｃとＬ２ｄとの結合をそれぞれ表している。
【００７５】
第３コイル素子Ｌ２ａと第４コイル素子Ｌ２ｂとの直列回路に対して、および第３コイル素子Ｌ２ｃと第４コイル素子Ｌ２ｄとの直列回路に対して並列容量Ｃｐを設けている。
【００７６】
このように、二次側コイルに並列容量成分を付加することで、トランス回路のインピーダンス変換比に周波数特性を持たせている。
【００７７】
図１５はアンテナポートから見たインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。図１５中、Ａはアンテナの放射抵抗、Ｂ１は、前記容量Ｃｐがある場合のインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部、Ｂ２は前記容量Ｃｐが無い場合のインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部である。Ｃｐがある場合、インピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部Ｒｃの周波数特性をアンテナの放射抵抗Ｒｒの周波数特性と同等にすることができ、広い周波数帯域で高周波回路と整合させることができることが分かる。
【００７８】
図１６は第８の実施形態のアンテナ装置が備えるインピーダンス変換回路を構成する積層体４０の分解斜視図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
【００７９】
図１６に示した範囲で基材層５１ｉに導体パターン８１，８３が形成され、基材層５１ｊに導体パターン８２が形成され、基材層５１ａに導体パターン７４，７６が形成されている。基材層５１ｂには導体パターン７２が形成され、基材層５１ｃには導体パターン７１，７３が形成されている。基材層５１ｄには導体パターン６２が形成され、基材層５１ｅには導体パターン６１，６３が形成されている。基材層５１ｆの上面にはグランド導体６９が形成されていて、下面に給電ポートである給電端子４１、グランド端子４２、アンテナポートであるアンテナ端子４３がそれぞれ形成されている。基材層５１ｈにはグランド導体７０が形成されている。基材層５１ｇの上面には、図１４に示したキャパシタＣ１であるチップコンデンサを実装するための電極４６，４７が形成されている。
【００８０】
図１６中の縦方向に延びる破線はビア電極であり、導体パターン同士を層間で接続する。
【００８１】
図１６において、導体パターン７２の右半分と導体パターン７１とによって第１コイル素子Ｌ１ａを構成している。また、導体パターン７２の左半分と導体パターン７３とによって第２コイル素子Ｌ１ｂを構成している。また、導体パターン８１と導体パターン８２の右半分とによって第３コイル素子Ｌ２ａを構成している。また、導体パターン８２の左半分と導体パターン８３とによって第４コイル素子Ｌ２ｂを構成している。また、導体パターン６１と導体パターン６２の右半分とによってもう一つの第３コイル素子Ｌ２ｃを構成している。また、導体パターン６２の左半分と導体パターン６３とによってもう一つの第４コイル素子Ｌ２ｄを構成している。
【００８２】
グランド導体６９と導体パターン６１，６３とは互いに対向していて、特に導体パターン６３とグランド導体６９との間に容量が生じている。また、グランド導体７０と導体パターン８１，８３とは互いに対向していて、特に導体パターン８３とグランド導体７０との間に容量が生じている。これらの容量が図１４に示した並列容量Ｃｐに相当する。
【００８３】
なお、この第８の実施形態のように、複数層に形成された各種導体パターンの上下をグランド導体６９，７０で挟んだ構造により、積層体４０全体を薄くしても外部の導体や回路との付与結合が抑制されるので安定した特性が得られる、そのため薄型化できる。また、積層体の上層にグランド導体７０を備えることにより、積層体４０の上面に前記チップコンデンサＣＣ１などの表面実装部品を搭載してもインピーダンス変換特性に影響を与えない。そのため、積層体に各種チップ部品を搭載してモジュール部品を構成することができる。
【符号の説明】
【００８４】
Ｃ１…第１キャパシタ
ＣＣ１…チップコンデンサ
Ｃ２…第２キャパシタ
ＣＭ１２，ＣＭ３４，ＣＭ５６…閉磁路
Ｃｐ…並列容量
Ｌ１…一次側コイル
Ｌ２…二次側コイル
Ｌ１ａ…第１コイル素子
Ｌ１ｂ…第２コイル素子
Ｌ２ａ，Ｌ２ｃ…第３コイル素子
Ｌ２ｂ，Ｌ２ｄ…第４コイル素子
Ｔ１，Ｔ２…トランス
１，２…通信端末装置
１１…アンテナ素子（第１放射素子）
２１…第２放射素子
１５，２５，３５，４５，５５，６５，７５，８５…インピーダンス変換回路
３０…高周波回路
４０…積層体
４６，４７…ランド
５１ａ〜５１ｊ…基材層
６１〜６３…導体パターン
６５…インピーダンス変換回路
６８，６９…キャパシタ用導体
７１〜７４，７６…導体パターン
８１〜８３…導体パターン
１０１…インピーダンス変換モジュール
２０１〜２０７…アンテナ装置
【図１】
2012153691.tif 000003
【図２】
2012153691.tif 000004
【図３】
2012153691.tif 000005
【図４】
2012153691.tif 000006
【図５】
2012153691.tif 000007
【図６】
2012153691.tif 000008
【図７】
2012153691.tif 000009
【図８】
2012153691.tif 000010
【図９】
2012153691.tif 000011
【図１０】
2012153691.tif 000012
【図１１】
2012153691.tif 000013
【図１２】
2012153691.tif 000014
【図１３】
2012153691.tif 000015
【図１４】
2012153691.tif 000016
【図１５】
2012153691.tif 000017
【図１６】
2012153691.tif 000018
【手続補正書】
【提出日】平成25年10月10日(2013.10.10)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００９】
本発明のインピーダンス変換回路によれば、アンテナ素子と高周波回路とを、簡易な構成で、広帯域に亘ってインピーダンス整合させることができ、比較的容易に設計できる。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１１】
図１は第１の実施形態のインピーダンス変換回路１５およびそれを備えたアンテナ装置２０１の回路図である。
図２（Ａ）、図２（Ｂ）は、周波数帯の違いによる信号の伝搬経路を示す図である。
図３（Ａ）はインピーダンス変換回路を備えた第１例の通信端末装置、図３（Ｂ）は第２例の通信端末装置のそれぞれの構成図である。
図４はインピーダンス変換回路をモジュール化したインピーダンス変換モジュールの斜視図である。
図５は第２の実施形態のインピーダンス変換回路２５およびそれを備えたアンテナ装置２０２の回路図である。
図６（Ａ）は第３の実施形態のインピーダンス変換回路３５およびそれを備えたアンテナ装置２０３の回路図である。図６（Ｂ）はその等価回路図である。
図７は第４の実施形態のインピーダンス変換回路４５およびそれを備えたアンテナ装置２０４の回路図である。
図８（Ａ）は第５の実施形態のアンテナ装置２０５の回路図、図８（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
図９はアンテナ装置２０５の等価回路図である。
図１０は、インピーダンス変換回路４５で擬似的に生じる負のインダクタンス成分の作用およびインピーダンス変換回路４５の作用を模式的に示す図である。
図１１（Ａ）は第６の実施形態のアンテナ装置２０６の回路図、図１１（Ｂ）はその各コイル素子の具体的な配置を示す図である。
図１２は第７の実施形態に係るインピーダンス変換回路７５を備えたアンテナ装置２０７の回路図である。
図１３は第７の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
図１４は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路８５を備えたアンテナ装置２０８の回路図である。
図１５はアンテナポートから見たインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。
図１６は第８の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１４】
移動体通信端末の通信帯域は、たとえばペンタバンド（GSM(登録商標)850,GSM(登録商標)900,DCS,PCS,W-CDMA(UMTS)）では、第１の周波数帯８２４−９６０ＭＨｚ（以下、８００ＭＨｚ帯：ローバンド）と、第２の周波数帯１７１０−２１７０ＭＨｚ（以下、２ＧＨｚ帯：ハイバンド）の２つの周波数帯域がある。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３０】
図５において二次側コイルＬ２と第２キャパシタＣ２とでＬＣ並列回路が構成されている。そのため、このＬＣ並列回路の並列共振周波数をローバンドの中心周波数より高く設定しておくことにより、ローバンドでの前記ＬＣ並列回路のインダクタンスを小さくすることができる。したがって、トランスによるインピーダンス変換比を容易に大きくすることができ、インピーダンスのより低いアンテナ素子にもインピーダンス変換回路２５を適用できる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３５】
このように第３の実施形態によれば、インピーダンス変換比が大きくできるので、インピーダンスのより低いアンテナ素子にもインピーダンス変換回路３５を適用できる。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３７】
図７において二次側コイルＬ２と第２キャパシタＣ２とでＬＣ並列回路が構成されている。そのため、このＬＣ並列回路の並列共振周波数をローバンドの中心周波数より高く設定しておくことにより、ローバンドでの前記ＬＣ並列回路のインダクタンスを小さくすることができる。したがって、トランスによるインピーダンス変換比を大きくすることができ、インピーダンスのより低いアンテナ素子にも適用できる。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６１】
図１３は第７の実施形態に係るインピーダンス変換回路を多層基板に構成した場合の各層の導体パターンの例を示す図である。各層は磁性体シートで構成され、各層に導体パターンが形成されている。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６６】
このように、第２の閉磁路ＣＭ３４が第１の閉磁路ＣＭ１２および第３の閉磁路ＣＭ５６で層方向に挟み込まれた構造とする。この構造により、第２の閉磁路ＣＭ３４は二つの磁気障壁で挟まれて充分に閉じ込められる（閉じ込められる効果が高まる）。すなわち、インピーダンス変換回路を結合係数の非常に大きなトランスとして作用させることができる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００７７】
図１５はアンテナポートから見たインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部（抵抗分）の周波数特性を示す図である。図１５中、Ａはアンテナの放射抵抗、Ｂ１は、前記容量Ｃｐがある場合のインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部、Ｂ２は前記容量Ｃｐが無い場合のインピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部である。Ｃｐがある場合、インピーダンス変換回路８５のインピーダンスの実部Ｒｃの周波数特性をアンテナの放射抵抗Ｒｒの周波数特性と同等にすることができ、広い周波数帯域で高周波回路とアンテナ素子とを整合させることができることが分かる。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８３】
なお、この第８の実施形態のように、複数層に形成された各種導体パターンの上下をグランド導体６９，７０で挟んだ構造により、積層体４０全体を薄くしても外部の導体や回路との不要結合が抑制されるので安定した特性が得られる、そのため薄型化できる。また、積層体の上層にグランド導体７０を備えることにより、積層体４０の上面に前記チップコンデンサＣＣ１などの表面実装部品を搭載してもインピーダンス変換特性に影響を与えない。そのため、積層体に各種チップ部品を搭載してモジュール部品を構成することができる。
【国際調査報告】
2012153691.tif 000019
2012153691.tif 000020
2012153691.tif 000021
2012153691.tif 000022