(57)【要約】  広範囲の入力変調信号電力に対して高効率を有する高周波増幅器及び高周波モジュール並びにそれらを用いた基地局・移動体無線機を提供する。  入力される変調信号の包絡線を検出する回路と、検出された包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）電圧制御回路または電流制御回路と、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路とを備えた高周波増幅器。
2012066839.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、
前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、
制御信号を生成する制御信号発生回路と、
前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、
前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、
前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、
前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、
前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させる
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項２】
請求項１において、
前記各ダイオードクランプ回路の前記各ダイオードは、対応する各段の前記直流電源と前記電源用トランジスタとを接続しており、
最上段の前記クランプ回路は前記ダイオードがなく、
最下位の前記クランプ回路の直流電源が、前記直流電源の直流的接地部分を有する
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項３】
請求項１において、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路と前記高周波増幅部の電源端子との間に設けられた比較器を有し、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路の出力を検出し所定の基準値と比較して前記制御信号発生回路にフィードバックさせる
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項４】
請求項１において、
前記各ダイオードクランプ回路の直流電源が全て同一電圧値を持つ
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項５】
請求項１において、
前記各ダイオードクランプ回路の直流電源の一部または全てが異なる電圧値を持ち、
前記複数の直流電源は、前記変調アナログ信号の瞬時電力の発生確率による発生頻度の高い瞬時電力値に対応したものであり、前記発生確率が大きい所では、前記直流電源の電圧値が細かく設定されている
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項６】
請求項５において、
前記各ダイオードクランプ回路の直流電源の一部または全てが異なる電圧値を持ち、
前記複数の直流電源は、異なる通信方式の各々の瞬時最大電力またはピーク電力に対応したものである
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項７】
請求項２において、
前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならない
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項８】
請求項１において、
前記制御信号発生回路が、
基準電圧または基準電流と前記包絡線信号との比較を行い、その差分をアナログ直流信号として出力・伝達する比較器と、
前記比較器の出力信号に基づき、前記複数のダイオードクランプ回路内の各トランジスタの各々を駆動するための前記制御信号を出力するトランジスタ駆動回路と、
前記比較器と前記トランジスタ駆動回路とを直流的に分離独立させるアイソレーション回路とを有する
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項９】
変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、
前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、
制御信号を生成する制御信号発生回路と、
前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、
前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、
前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、
前記制御信号発生回路で生成される前記制御信号は、前記包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化するものであり、
前記制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させるものであり、
前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならない
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項１０】
請求項９において、
前記制御信号発生回路が、
基準電圧または基準電流と前記包絡線信号との比較を行い、その差分をアナログ直流信号として出力・伝達する比較器と、
前記比較器の出力信号に基づき、前記複数のダイオードクランプ回路内の各トランジスタの各々を駆動するための前記制御信号を出力するトランジスタ駆動回路と、
前記比較器と前記トランジスタ駆動回路とを直流的に分離独立させるアイソレーション回路とを有する
ことを特徴とする高周波増幅器。
【請求項１１】
送信系として、変調アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器部と、ベースバンド回路とを備え、
前記高周波増幅器部は、前記ベースバンド回路と共に半導体基板上にモノリシックで構成されており、
前記高周波増幅器部は、
前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、
制御信号を生成する制御信号発生回路と、
前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、
前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、
前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、
前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、
前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させる
ことを特徴とする高周波モジュール。
【請求項１２】
請求項１１において、
前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならない
ことを特徴とする高周波モジュール。
【請求項１３】
請求項１０において、
前記制御信号発生回路が、
基準電圧または基準電流と前記包絡線信号との比較を行う比較器と、
前記比較器より出力される出力信号を複数で構成されるダイオードクランプ回路内トランジスタの各々を駆動するためのトランジスタ駆動回路と、
前記比較器と前記トランジスタ駆動回路とを直流的に分離独立させるアイソレーション回路とを有する
ことを特徴とする高周波モジュール。
【請求項１４】
送信系として、入力された変調アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器部と、ベースバンド回路とを備え、
前記高周波増幅器部は、前記ベースバンド回路と共に半導体基板上にモノリシックで構成されており、
前記高周波増幅器部は、
前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、
制御信号を生成する制御信号発生回路と、
前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、
前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、
前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、
前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、
前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、
前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させる
ことを特徴とする無線機。
【請求項１５】
請求項１４において、
前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならない
ことを特徴とする無線機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は高周波アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局無線機及び移動体無線機に係り、特に、飽和増幅器を用いるＧＳＭ方式のみならず、高線形増幅器を用いるＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式及びその拡張方式を採用した無線通信に適した、高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュール及び基地局・移動体無線機に関する。
【背景技術】
【０００２】
高周波アナログ信号の増幅器として、従来、特許文献１や特許文献２に記載されたようなものが知られている。【０００３】
特許文献１には、図２１に示したように、高周波増幅器１６０３の高効率化の手段として、高周波増幅素子の出力側の直流バイアス電圧を入力変調信号のエンベロープ信号に応じ変化させるＥＴ方式（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｔｒａｃｋｉｎｇ）を採用した増幅器が開示されている。すなわち、出力側直流バイアス電圧を可変させる方法として、電圧可変型スイッチング電源１６０９に電流制御型可変抵抗（トランジスタ）１６１０を直列に挿入することでＥＴ方式を実現している。なお、１６０１は入力端子、１６０２は出力端子、１６０４は方向性結合器、１６０５は検波回路、１６０６はピーク検波器である。また、特許文献２に開示された高周波増幅器は、半導体増幅素子の制御電極に印加される入力信号の包絡線成分にほぼ比例して半導体増幅素子のドレイン電極またはコレクタ電極に印加する電圧を変化させる電圧制御回路を備え、この電圧制御回路は複数の電池が接続点で直列接続され、各接続点に制御トランジスタが並列に接続された構成となっている。【０００４】
特許文献３の段落［００６６］〜［０１０６］及び図６には、電力増幅器の電源端子に各々ダイオードを介して異なる電位の４つの固定電圧電源が並列に接続され、該高周波増幅部の電源回路３つの電源切替スイッチ５１〜５３を入力信号の包絡線に応じてＯＮ、ＯＦＦすることにより、電力増幅器に供給される電源電圧をステップ状に切り替える、エンベロープ・トラッキング型４電圧切替方式の電力増幅装置が記載されている。【０００５】
特許文献４の段落［０００２］〜［０００６］及び図５には、入力信号の大きさによって電源電圧を切り替える増幅器であって、電源電圧切替回路は、プッシュプル回路を構成する一対のトランジスタに直列に接続されＯＮ、ＯＦＦ動作する複数のスイッチと、各スイッチの段間に各々ダイオードを介して接続された複数の電源電圧とから構成される、電力増幅器が記載されている。【０００６】
特許文献５には、信号に応じて電源電圧を切り替える増幅回路であって、増幅器の出力信号と電源電圧を比較するコンパレータを備え、該コンパレータの出力により前記電源電圧切替回路を制御する増幅回路が記載されている。【０００７】
特許文献６には、複数の変調方式に対応するマルチモード端末用電力増幅器であって、アンプ制御部は、変調モードごとにピーク電力と平均電力の比を計算し、該計算結果に基づいて電源電圧を可変する電力増幅器が記載されている。【０００８】
特許文献７には、増幅用トランジスタのコレクタと電源間に接続されたＲＦチョークと、該コレクタと出力端子間のコンデンサ及びバイアス回路を備える電力増幅回路が記載されている。【０００９】
特許文献８には、送信信号の包絡線変動に応じて電力増幅段のドレイン電圧を制御するＥＴ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ  Ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式の増幅器であって、該ドレイン電圧は、送信信号の瞬時電力と平均電力の比が、所定の閾値を越える頻度Ｐｒに応じて制御される電力増幅器が記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】：特開平４−１１９７０７号公報
【特許文献２】：特開昭６２−２７７８０６号公報
【特許文献３】：特開２０１０−１６７９４号公報
【特許文献４】：特開平４−３７２２１２号公報
【特許文献５】：特開平１０−１３５７４５号公報
【特許文献６】：ＰＣＴ国際公開  ＷＯ２００８／０４４２７６Ａ１
【特許文献７】：特開２００４−３４３７０７号公報
【特許文献８】：特開２００９−１７７６４０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
ＥＴ方式増幅器の効率Ｅは、可変電源部分の効率Ｅ１と、高周波増幅器部分での効率Ｅ２の積、Ｅ＝Ｅ１×Ｅ２で表される。すなわち、ＥＴ方式では、高周波増幅器部分だけではなく可変電源部での効率が全体効率に大きく影響するため、ＥＴ方式の実現化のために、可変電源部の高効率化に向け研究が進められている。【００１２】
特許文献１では、出力側直流バイアス電圧を可変させる方法として、電圧可変型スイッチング電源に電流制御型可変抵抗（トランジスタ）を直列に挿入することでＥＴ方式を実現している。しかし、低電圧動作時においては電流制御型可変抵抗が大きくなり且つ出力電流が増加した場合、この電流制御型可変抵抗部分での消費電力が大きくなり、純粋な高周波増幅器部分での効率は向上するものの、電源部分での消費電力が増加する。【００１３】
特許文献２に開示された高周波増幅器は、複数の電池が接続点で直列接続され（最大耐圧Ｖｄｄ）、各接続点に各制御トランジスタが並列に接続された構成となっている。そのため、各制御トランジスタの耐圧が全て異なる。ここで全て同一の仕様の制御トランジスタを使用することは可能であるが最大耐圧Ｖｄｄに合わせる必要がある。また、耐圧の大きい制御トランジスタでは、ＯＮ抵抗および入力容量が大きくなる為、高周波での動作が極めて困難となり、更に効率が低下する。【００１４】
一方、近年の無線規格としては、ＧＳＭ方式、ＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式などのデジタル変調方式が、３〜４Ｇ携帯電話（ＬＴＥ、ＬＥＴ−Ａ）やＷＬＡＮ、ＷｉＭＡＸなど、多くの移動体無線の端末及び基地局に採用されている。また、これらのデジタル変調方式では年を追う毎に扱う情報量が爆発的に増加しており、送信側で使用する電力増幅器には、極めて高い線形性が求められている。【００１５】
すなわち、従来のＧＭＳＫ方式のようにＦＳＫ（周波数変調方式）、ＰＳＫ（位相変調方式）をベースとする高周波信号の電力が時間的に変動しない方式と違い、ＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式では、高周波信号の電力が時間的に変動し、ピーク値は平均値に比べてかなり大きいという特徴がある。ピーク電力値と平均電力値の差が大きいアナログ信号（時間的にレベル変動するという意味において）の増幅を行なう用途における増幅器には、小信号動作時から大信号動作時までの広い範囲にわたる入力信号に対して極めて高い線形性が求められる。この高線形を得るためには通常、出力バックオフを大きく取ることで実現しており、これによりピーク電力発生時においても信号復調エラーを少なくすることが可能である。しかし出力バックオフを大きく取ると高周波増幅器での効率低下（高周波増幅器での消費電流の増加）が起こる。これを解決するための方法の一つであるＥＴ方式では、包絡線に応じて出力側直流バイアス電圧を可変させることで、高周波増幅器で使用されている半導体素子で熱に変換されていた電力が削減され、効率が向上する。【００１６】
しかし、前記したように、ＥＴ方式増幅器の効率Ｅには、可変電源回路自身の効率も大きく影響し、この部分での高効率化が重要な課題となる。【００１７】
特許文献３に開示された電力増幅装置は、供給電圧選択部に入力されるＶ１〜Ｖ４までの電圧中から１電圧を選択して、電力増幅器に供給される電源電圧をステップ状に切り替える方式である。すなわち、図２２に示したように、電源切替スイッチＳＷ１〜ＳＷｎを入力信号の包絡線に応じてＯＮ、ＯＦＦすることにより、電力増幅器に供給される電源電圧を、Ｖｄｄ／ｎ、２×Ｖｄｄ／ｎ、―、のようにステップ状に切り替えるものである。この方式によれば、特許文献２の場合と同様に、各接続点に電源切替スイッチが並列に接続された構成となっている。そのため、各電源切替スイッチの耐圧が全て異なる。ここで、電源切替スイッチとして、例えば全て同一の仕様のトランジスタを使用することは可能であるが最大耐圧Ｖｄｄに合わせる必要がある。また、耐圧の大きい電源切替スイッチでは、ＯＮ抵抗および入力容量が大きくなる為、高周波での動作が極めて困難となり、効率が低下する。【００１８】
さらに、図２３に波線で示したように、供給電圧選択部からの電源電圧がステップ状の電圧波形となり、理想的電圧との間に差分を生ずる。理想的電圧までの差分は、供給電圧調整部において包絡線検出器からの信号を基に調整を行う必要があるが、それに伴う、給電圧選択部および供給電圧調整部における消費電力が、電源部全体の効率に大きく影響する。【００１９】
特許文献４、５に開示された電力増幅器も、ステップ状の電源電圧を供給するものであり、電源部分での消費電力が増加する。【００２０】
特許文献６〜８に記載の電力増幅器も、電源部分での消費電力の増加に関する配慮はなされてない。【００２１】
本発明の解決すべき課題は、上記したように可変電源回路自身の効率を改善し、高周波増幅器全体での効率Ｅを向上させ、かつ、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性及び高効率を有する高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局・移動体無線機を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。本発明の高周波増幅器は、変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、制御信号を生成する制御信号発生回路と、前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、可変電源回路自身の効率を改善し、高周波増幅器全体での効率を向上させ、かつ、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性を維持する高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局・移動体無線機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２Ａ】第１の実施例における、検波回路で検出された包絡線信号の一例を示す図である。
【図２Ｂ】図２Ａの包絡線信号の瞬間電圧ＶｐＡ、ＶｐＢ、ＶｐＣに対する制御電圧Ｖｇ（１）〜（４）の関係を示す図である。
【図２Ｃ】第１の実施例における、瞬時電圧Ｖｐと直流電圧値Ｖｄの時間変化の関係を示す図である。
【図３】高周波増幅器における電源効率の関係を説明する図である。
【図４】第１の実施例において、ＥＴ方式を用いたことによる電力削減の効果を説明する図である。
【図５Ａ】本発明の第１の実施例と従来例における、包絡線検波信号出力と可変電源回路の抵抗値Ｒの関係を示す図である。
【図５Ｂ】本発明の第１の実施例と従来例における、包絡線検波信号出力と可変電源回路の消費電力との関係を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図８】本発明の第４の実施例になる高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュールの構成を示す図である。
【図９】本発明の第５の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１０Ａ】第５の実施例に適用される通信方式の変調信号（瞬時電力）における、出力電力と発生確率を示す図である。
【図１０Ｂ】第５の実施例に適用される通信方式の変調信号（瞬時電力）における、検波回路出力電圧と直流電源電圧分割数の関係を示す図である。
【図１１】本発明の第６の実施例になる高周波増幅器及びそれを用いた高周波モジュールの構成を示す図である。
【図１２】第６の実施例に適用される通信方式の変調信号（瞬時電力）の、発生確率がセル面積により変化することを示す図である。
【図１３】第６の実施例が適用可能な各種通信方式毎の、高周波増幅器に対する入力電力と出力電力の関係を示す図である。
【図１４】本発明の第７の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１５】本発明の第８の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１６Ａ】本発明の第１０の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図１６Ｂ】第１０の実施例における制御信号と直流電源電圧の関係を示す図である。
【図１７】高周波増幅器に入力される変調信号の瞬時電力の発生確率を示す図である。
【図１８】オフセット値の有無時の直流電源の出力電圧波形を示す図である。
【図１９Ａ】本発明の第１１の実施例になる比較型電圧・電流制御回路の構成を示す図である。
【図１９Ｂ】第１１の実施例における制御信号と直流電源電圧の関係を示す図である。
【図２０】本発明の第１２の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。
【図２１】従来例の高周波増幅器の構成例を示す図である。
【図２２】他の従来例の高周波増幅器と、それ供給される電源電圧の関係を示す図である。
【図２３】他の従来例における、瞬時電圧と電源電圧の時間変化の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
本発明の高周波増幅器は、高周波変調信号の入力端子及び出力端子と、変調信号を増幅するための半導体増幅素子を有した高周波増幅器と、入力される変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する回路と、検出された包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）と、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数組接続したダイオードクランプ型可変電源回路とを備えた高周波増幅器により達せられる。
【００２６】
上記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードとトランジスタで構成された単段のクランプ回路を複数縦に積み上げた構造であるが、最上段部分においては、逆流電流が発生しない為、必ずしもダイオードは必要ではなく、直流電源の直流的接地部分は、最下位部分の直流電源のみである。
【００２７】
また、本発明の高周波増幅器における直流電源電圧値の設定は、各直流電源電圧値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値に設定する必要がある。直流電源の分割数に関しては、分割数の増加つまり各直流電源電圧値を小さくすることで、ダイオードクランプ型可変電源回路の効率向上が行える。更に各直流電源電圧値を小さくすることでダイオードクランプ型可変電源回路に使用されているダイオードやトランジスタのサイズを小型化可能となる。これにより、ダイオードやトランジスタの持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が少なくなる為、変調信号の包絡線の高周波数成分で減衰及び位相偏移が少なくなり、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。
【００２８】
更に、各直流電源電圧値の総和が高周波増幅器の電源回路として瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値であれば、各直流電源電圧値は、必ずしも全て同一である必要はない。入力された変調信号波の瞬時電力の発生確率等による発生頻度の高い瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値の近傍を細分化しても良い。これにより様々な変調方式に最適化され電源効率を向上させることが可能となる。
【００２９】
また、本発明の高周波増幅器における直流電源電圧値の設定は、各直流電源電圧値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できるように、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積で異なる値に設定する必要がある。且つ各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積で異なる平均出力電力値に最適化する必要がある。その為、高周波増幅器の電源回路である各直流電源電圧値の総和を変化させるための制御信号を、高周波増幅器の前段に構成されるベースバンド回路または、ＲＦＩＣ部から入手しても良い。これにより各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積に応じた各直流電源電圧値の総和を可変することでき、ダイオードクランプ型可変電源回路が効率向上し電源効率を向上させることが可能となる。
【００３０】
なお、本発明の高周波増幅器における、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路では、回路中で使用された各々のダイオードやトランジスタの最大定格電流値により最大電流値が決まる。そのため、高周波増幅器にて必要とされる電流値によりダイオードやトランジスタのサイズを選択しなければならない。しかし、ダイオードやトランジスタのサイズを大きくし最大定格電流値を上げた場合、各ダイオードやトランジスタが持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が増加する。そのため、用途によっては、変調信号の包絡線の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる。つまり大出力増幅器の場合大電流が流れるため大きいダイオードやトランジスタサイズのものを使用すると高速な包絡線に追従しない可能性がある。そこで、このような用途に対しては、寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が少ない小さいサイズのダイオードやトランジスタを使用して構成した複数のダイオードクランプ型可変電源回路を、直流出力端子部分で並列接続することにより、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。
【００３１】
また、本発明の高周波増幅器のダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路に対して、その出力部に電圧比較器を挿入し、包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）にフィードバックすることもできる。これにより、直流電圧変動が小さく安定し且つ電源効率を向上させた、高周波増幅器の電源回路を提供することが可能となる。
【００３２】
また、本発明の高周波増幅器において、変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段として、入力部に設けられる変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する検波回路に代えて、高周波増幅器の前段に構成されるベースバンド回路または、ＲＦＩＣ部から包絡線信号を取得することで、高周波部分の回路規模を増加させること無く電源効率を向上させることが可能となる。
【００３３】
本発明による高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局無線機及び移動体無線機は、飽和増幅器を用いるＧＳＭ方式のみならず、高線形増幅器を用いるＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式及びその拡張方式を採用した無線通信システムにも用いることができる。これにより、広いダイナミックレンジにおいて高周波増幅器及び高周波モジュール及びそれらを用いた基地局・移動体無線機の高効率化に寄与する。
【００３４】
以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【実施例１】
【００３５】
図１は、本発明の第１の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。高周波増幅器は、高周波増幅回路部１００として、入力端子１０１から入力される変調信号を増幅し出力端子１０２に出力するための高周波増幅素子部（高周波増幅用トランジスタ）１０３と、この入力される変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する検波回路（包絡線信号取得手段）１０４と、チョークインダクタ１０７と、直流カットコンデンサ１０８とを備えている。高周波増幅器はさらに、検波回路１０４で検出された包絡線信号の大きさに基づいて制御信号（電圧または電流）を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路１０５と、ダイオードＤ（１〜（ｎ−１））と電源用ＭＯＳトランジスタ（１〜ｎ）と直流電源Ｖｄｄ／ｎとで構成されたダイオードクランプ回路を複数（ｎ−１）段有するダイオードクランプ型可変電源回路１０６とを備えている。ダイオードクランプ回路の段数ｎは、用途に応じて適宜選定すればよく、例えば、５〜１０である。【００３６】
ダイオードクランプ型可変電源回路１０６は、各出力端子ｅ１〜ｅｎにおいて、各クランプ回路の電源用ＭＯＳトランジスタのソース、ドレインが、高周波増幅部１０３の電源端子に直列になるようにして接続されている。例えば、各電源用ＭＯＳトランジスタがチョークインダクタ１０７を介して、ＭＯＳトランジスタからなる高周波増幅部１０３の電源端子であるドレイン（又はソース）端に直列に接続され、高周波増幅部１０３の他方のソース（又はドレイン）端が接地されている。あるいは、高周波増幅部１０３がバイポーラトランジスタの場合、高周波増幅部１０３の電源端子（コレクタ）に直列に接続され、他方の端子（エミッタ）が接地されている。すなわち、各ダイオードクランプ回路の各電源用トランジスタは各出力端子をｅ１〜ｅｎ介して直列に多段接続されている。また、直列に多段接続された各電源用トランジスタに対応する各直流電源Ｖｄｄ／ｎが直列に多段接続され、各ダイオードクランプ回路の各ダイオードは、対応する段の直流電源と電源用トランジスタとを接続している。例えば、最下段のダイオードクランプ回路は、一端が接地された（第１の）直流電源Ｖｄｄ／ｎとダイオードＤ（１）と電源用ＭＯＳトランジスタ（１）とを含んでおり、クランプ回路の出力端子（接続端子）ｅ２に電源用ＭＯＳトランジスタ（１）のソースとＭＯＳトランジスタ（２）のドレインとが接続されている。【００３７】
また、各電源用ＭＯＳトランジスタのゲートには、制御信号発生回路１０５により発生された制御電圧Ｖｇ（１）〜（ｎ）または制御電流が印加される。直流電源の最大値は、ｎ×（Ｖｄｄ／ｎ）、すなわちＶｄｄである。高周波増幅器は、高周波増幅器１０３に入力される変調信号Ｐｉｎを検波回路１０４で検波し包絡線を検出し、この検波出力である包絡線信号を基に可変信号発生回路１０５でダイオードクランプ型可変電源回路１０６を制御し高周波増幅器１０３の出力側直流バイアス電圧を包絡線に応じて変化させる。【００３８】
本実施例の高周波増幅部１０３は、入力される変調波信号を増幅して出力する少なくとも１段以上の半導体増幅素子と、この半導体増幅素子に直流バイアスを加えるための各段入力側及び出力側バイアス回路とで構成されている。検波回路１０４で検出された包絡線信号の大きさに基づいてダイオードクランプ型可変電源回路１０６を動作させることにより、半導体増幅素子部１０３の出力側直流印加電圧を、包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化させることができる。【００３９】
本実施例では、最終段出力側バイアス回路であるチョークインダクタ１０７と直流カットコンデンサ１０８を高周波増幅部１０３の外部に配置しているが、これらに相当する機能を高周波増幅部１０３の内部に存在させても同様の動作をする。【００４０】
入力端子１０１から入力された変調波信号Ｐｉｎは、高周波増幅部１０３にて増幅され最終段出力側バイアス回路を構成する直流カットコンデンサ１０８を通過し出力端子１０２から出力信号Ｐｏｕｔとして出力される。一方、入力端子１０１から入力された変調波信号Ｐｉｎは、検波回路１０４にて検波され包絡線成分のみとなり、制御信号発生回路１０５に入力される。制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）１０５は、包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させた制御電圧Ｖｇ（１）〜（ｎ）を生成することができる。このようにして、高周波増幅素子部１０３の出力信号Ｐｏｕｔを入力変調信号Ｐｉｎのエンベロープ信号に応じ変化させる、ＥＴ方式が実現される。【００４１】
制御電圧Ｖｇ（１）〜（ｎ）は、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６内のｎ−ＭＯＳ  ＦＥＴであるＭＯＳ（１）〜ＭＯＳ（ｎ）のゲート端子Ｖｇ（１）〜Ｖｇ（ｎ）（ｎ：プラスの整数）に印加される。【００４２】
ダイオードクランプ型可変電源回路１０６内のダイオードＤ（１）〜Ｄ（ｎ−１）は、各直流電源Ｖｄｄ／ｎへの逆電流を防止する目的で設置されている。このダイオードＤ（１）〜Ｄ（ｎ−１）はｎ−１個で構成しているがｎ個であっても問題ない。【００４３】
例えば、制御信号発生回路１０５は、検出された包絡線信号の大きさに基づいて制御信号を線形に変化させ、その制御信号により、ダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路を動作させることにより、半導体増幅素子の出力側直流印加電圧を包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化させる。【００４４】
なお、包絡線信号に対し制御信号発生回路１０５で出力される信号は非線形関数でも線形関数でも動作可能である。いずれにしても、本高周波増幅器全体の高効率化には、最適な関数を予め求める必要がある。【００４５】
次に、図２Ａ〜２Ｃで、本実施例の高周波増幅部１０３の動作を、より詳細に説明する。【００４６】
図２Ａは検波回路で検出された包絡線信号の一例を示している。図２Ｂは、図２Ａの包絡線信号の瞬間電圧ＶｐＡ、ＶｐＢ、ＶｐＣに対する制御電圧Ｖｇ（１）〜（４）の関係、換言すると、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６内のＭＯＳ（１）〜ＭＯＳ（４）のゲート端子Ｖｇ（１）〜Ｖｇ（４）とダイオードクランプ型可変電源回路１０６の出力である直流電源電圧Ｖｄの関係の一例を示している。図２Ａ、２Ｂに示したように、包絡線信号の大きさにより、包絡線信号レベルが小さい場合ＭＯＳ（１）のみが動作し、包絡線信号レベルの増加に伴いＭＯＳ（１）＋ＭＯＳ（２）が、さらにＭＯＳ（１）＋ＭＯＳ（２）＋ＭＯＳ（３）、更にはＭＯＳ（１）〜ＭＯＳ（４）が動作してゆき、各々、直流電圧出力ＶｄＡ、ＶｄＢ、ＶｄＣが得られる。直流電圧出力の最大時には、ＭＯＳ（１）＋ＭＯＳ（２）＋ＭＯＳ（３）…＋ＭＯＳ（ｎ）が全て動作する。【００４７】
この時の、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６の直流電圧出力Ｖｄは、制御電圧Ｖｇの大きさに基づいて、ＭＯＳ（１）の動作状態では0〜Ｖｄｄ／ｎ［Ｖ］の線形関数で変化する値を持ち、ＭＯＳ（１）＋ＭＯＳ（２）の動作状態ではＶｄｄ／ｎ＋（０〜Ｖｄｄ／ｎ）［Ｖ］、ＭＯＳ（１）＋ＭＯＳ（２）＋ＭＯＳ（３）  の動作状態では２＊Ｖｄｄ／ｎ＋（０〜Ｖｄｄ／ｎ）［Ｖ］、最大時であるＭＯＳ（１）＋ＭＯＳ（２）＋ＭＯＳ（３）…＋ＭＯＳ（ｎ）の動作状態では（ｎ−１）＊Ｖｄｄ／ｎ＋（０〜Ｖｄｄ／ｎ）  ［Ｖ］の電圧値を持つ。最大時Ｖｄｄでも、出力バックオフより下側で動作させることで、極めて高い線形性が得られる。【００４８】
このようにして、制御電圧Ｖｇの大きさに対応してＶｄＡ、ＶｄＢ、ＶｄＣのように線形関数で変化する直流電圧値Ｖｄが、最終段出力側バイアス回路に印加される。図２Ｃは、包絡線の瞬時電圧Ｖｐと直流電圧値Ｖｄの時間変化の関係を示している。本実施例によれば、可変電源回路の動作を高速の包絡線に追従させ、極めて高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させた高周波増幅器を提供することが可能となる。【００４９】
ここで、電源効率の向上について、図３〜図５Ｂを用いて説明する。【００５０】
図３は、高周波増幅器における電源効率の関係を示している。既に述べたとおり、ＥＴ方式増幅器の効率Ｅａｌｌは、可変信号発生回路１０５と可変電源回路１０６を含めた直流電源回路部１２０の効率Ｅｄｃと、高周波増幅部１０３を含む高周波増幅回路部１００での効率Ｅｒｆの積、Ｅａｌｌ＝Ｅｄｃ×Ｅｒｆで表される。【００５１】
図４に、瞬時電圧と削減電力の時間的変化を示す。ＥＴ方式では、高周波増幅部１０３に印加する直流電源として可変電源回路１０６で制御された可変電源とすることで、固定電源よりも大幅に消費電力を削減できる。すなわち、出力側直流バイアス電圧を最大電圧固定とした場合に対し、ＥＴ方式では、包絡線に応じて出力側直流バイアス電圧を可変させるので、高周波増幅器で使用されている半導体素子で熱に変換されていた図中の斜線部分が削減され、効率が向上する。なお、図４は、直流電源回路部１２０の効率Ｅｄｃが一定と仮定している。【００５２】
本発明の場合、ダイオードクランプ型可変電源回路を採用することで、直流電源回路部１２０の効率Ｅｄｃが従来よりも一層改善される。図５Ａは、包絡線検波信号出力と可変電源回路の抵抗値Ｒの関係を示している。本発明の場合は、実線で示したように、包絡線信号レベルが最小のとき初段のＭＯＳ（１）の抵抗値がＲ１であり、包絡線信号レベルの増大と共に抵抗値が減少し、初段のＭＯＳ（１）の導通状態では最小の抵抗値ＲＯＮ１となる。以下、同様に、ＭＯＳ（２）、ＭＯＳ（３）、…、ＭＯＳ（ｎ）の各抵抗値がＲ１とＲＯＮ１の間で鋸歯状のように変化する。本発明のダイオードクランプ型可変電源回路では、複数の電源用ＭＯＳトランジスタ（１〜ｎ）が高周波増幅部１０３のドレイン端に直列接続され、各電源用ＭＯＳトランジスタのソース、ドレイン間には、最大でも、Ｖｄｄ／ｎの電圧が印加される。一例として、Ｖｄｄを１００Ｖ、ｎを１０とすると、各電源用ＭＯＳトランジスタの耐圧は１０Ｖとなる。各段のダイオードクランプ回路の耐圧がＶｄｄよりも小さくてよいため、可変電源回路の抵抗値が小さくなる。そのため、最小の抵抗値ＲＯＮ１も小さくなる。【００５３】
このように、本発明の場合、電源用ＭＯＳトランジスタＭＯＳ（１）〜（ｎ）の耐圧を全て同一の小さな値にすることが可能であり、かつ、可変電源回路１０６を最小のＶｄｄ／ｎ（Ｖ）で構成出来る。これにより耐圧小のトランジスタを使用可能となり、ＯＮ抵抗および入力容量を低く抑えられる為、高周波で動作可能で且つ高効率の高周波増幅器を実現できる。【００５４】
一方、従来例として特許文献２に記載の例に相当する、複数の電源用ＭＯＳトランジスタ（１〜ｎ）が高周波増幅部１０３のドレイン端に並列接続された場合を考える。この場合は、破線で示したように、各電源用ＭＯＳトランジスタのソース、ドレイン間には、Ｖｄｄの電圧が印加される。一例として、Ｖｄｄを１００Ｖ、ｎを１０とすると、各電源用ＭＯＳトランジスタの耐圧は１００Ｖとなる。本発明の場合に比べて従来例では各電源用ＭＯＳトランジスタの耐圧が高くなるため、包絡線信号レベルが最小のとき初段のＭＯＳ（１）の抵抗値がＲ２、最小の抵抗値ＲＯＮ２も大きくなる。【００５５】
図５Ｂは、包絡線検波信号出力と可変電源回路の消費電力との関係を示している。本発明の場合、可変電源回路の抵抗値が従来例に比べて常に小さいため、その消費電力Ｐ１が従来例の消費電力Ｐ２よりも小さくなる。我々の研究によれば、図５Ｂに破線で示した従来例では、効率Ｅｄｃの効率が８０％程度なのに対し、実線で示した本発明の例では効率Ｅｄｃの効率が９０％程度に改善される。そのため、本発明によれば、Ｅａｌｌ＝Ｅｄｃ×Ｅｒｆが、従来例に対して、１０％程度あるいはそれ以上、改善されるため、その分だけ、図４に示した削減電力の面積が従来例に対して大きくなる。【００５６】
このように、本発明によれば、広範囲の入力変調信号電力に対して、高い線形性を保ち、且つ、高効率を有する高周波増幅器を提供することができる。
【実施例２】
【００５７】
図６は、本発明の第２の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器は、第１の実施例と比較して、ダイオードクランプ型可変電源回路の構成が異なる。ダイオードクランプ型可変電源回路２０６は、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６ａと、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６ｂと、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６ｃとが並列接続点２０９でｍ個（ｍ：プラスの整数）複数並列接続された構成となっている。並列接続点２０９で合成された制御電源（可変電流）は、チョークインダクタ１０７を介して高周波増幅部１０３に供給される。【００５８】
第１の実施例においては、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６を構成しているｎ−ＭＯＳ  ＦＥＴであるＭＯＳ（１）〜ＭＯＳ（ｎ）の最大電流容量Ｉｍａｘを増加させるためには、ダイオードＤ（１）〜Ｄ（ｎ−１）とＭＯＳ（１）〜ＭＯＳ（ｎ）のデバイスサイズを増加させなければならず、デバイスサイズ増加による各ダイオードやトランジスタが持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が増加し、変調信波の包絡線信号の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる可能性がある。【００５９】
これを防止するための手段として、第２の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路２０６を、最大電流容量の小さいダイオードやトランジスタで構成したダイオードクランプ型可変電源回路２０６ａ、２０６ｂ、２０６ｃの並列接続構造とし、制御信号発生回路１０５の共通の制御電圧Ｖｇ（１）〜（ｎ）で各ダイオードクランプ型可変電源回路を制御する。ダイオードクランプ型可変電源回路２０６ａ、２０６ｂ、２０６ｃの各出力の総和として並列接続点２０９で得られる総合最大電流容量Ｉｍａｘ＝Ｉ（１）＋Ｉ（２）・・・＋Ｉ（ｍ）で、高速の包絡線に追従させることができる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成、動作は第１の実施例と同じである。【００６０】
本実施例によれば、ダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路を複数個並列接続した構成としたことにより、半導体増幅素子に供給できる最大電流容量Ｉｍａｘを増加させている。本実施例によれば、高周波増幅器において、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能になると共に、変調信波の包絡線信号の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる可能性を低減できる効果がある。
【実施例３】
【００６１】
図７は、本発明の第３の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器では、ダイオードクランプ型可変電源回路３０６とチョークインダクタ１０７との間に比較器３０９を設けている。比較器３０９では、ダイオードクランプ型可変電源回路３０６の出力電圧（又は電流）と、制御信号発生回路１０５で作られる基準電圧（又は電流）とを比較し、差分を制御信号発生回路１０５にフィードバックする。ダイオードクランプ型可変電源回路から出力される直流電圧を検出し制御信号発生回路（電圧制御回路または電流制御回路）にフィードバックさせることで、直流出力が安定化される。このように、制御信号に対応した安定した直流電圧（又は電流）出力を得ることができる。本実施例における高周波増幅器の他の構成や動作は第１、第２の実施例と同じである。【００６２】
本実施例によれば、高周波増幅器の動作を安定させ、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。
【実施例４】
【００６３】
図８は、本発明の第４の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、高周波増幅器を構成する高周波増幅用半導体増幅素子１０３、制御信号発生回路１０５、及びダイオードクランプ型可変電源回路１０６が、ベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９と共に、高周波モジュールとして、半導体基板４００上にモノリシックで構成されている。４０１、４０９はベースバンド回路４０９の出力端子を示している。制御信号発生回路１０５は、入力される変調信号の平均電力の最大出力電力情報をベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９から受取り、その値によりダイオードクランプ型可変電源回路を構成する複数の直流電源を可変に制御する。【００６４】
すなわち、図１の検波回路１０４にて検波された包絡線成分の信号に代えて、同じ送信系４００内で、かつ、高周波増幅器部１０３の前段に設置されるベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９から、制御信号発生回路１０５に入力される包絡線成分の信号を取得する。本実施例における高周波増幅器の他の構成、動作は、本発明の第１〜第３の実施例と同様である。【００６５】
本実施例によれば、検波回路無しで包絡線成分の信号が得られ、制御信号発生回路１０５でこの包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させ、ダイオードクランプ型可変電源回路４０６を動作させることができる。そのため、高周波増幅器の電源効率を向上させることが可能となる。
【実施例５】
【００６６】
図９は、本発明の第５の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本発明の第１の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６を構成する各直流電源値が等しいＶｄｄ／ｎ［Ｖ］（ｎ：分割数で且つプラスの整数）であり各直流電源の総和がＶｄｄ［Ｖ］であった。しかし、ダイオードクランプ型可変電源回路を構成する各直流電源Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）では、値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値であれば各直流電源電圧値は、必ずしも全て等値である必要はない。【００６７】
本実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路を構成する複数の直流電源を各種変調信号波の瞬時電力値の発生確率に応じて設定する。すなわち、第５の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路５０６を構成する各直流電源Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）が異なり、かつ、これらの値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値になっている。【００６８】
各直流電源Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）が異なるので、それに応じて、各ダイオードクランプ回路の構成部材の耐圧も異なり、可変信号発生回路１０５で生成される制御電圧Ｖｇ（１）〜（４）の大きさも異なる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１〜第４の実施例と同様である。【００６９】
なお、第４の実施例のように、ダイオードクランプ型可変電源回路５０６を、同じ送信系内のベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）と共に、高周波モジュールとして、半導体基板上にモノリシックで構成しても良い。また、高周波モジュールには、必要に応じて受信系（図示略）も含めても良い。【００７０】
前記の通り、ＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ方式では、高周波信号の電力が時間的に変動し、ピーク値は平均値に比べてかなり大きいという特徴がある。特に、ＯＦＤＭ方式では、Ｎ個の異なる周波数の搬送波が多重化されており、かつ、各信号の周波数間隔は狭いため、多重化された信号のピーク電力値は、平均電力値の５〜１６倍（７〜１２ｄＢ）にも達する。従って、このようなピーク電力値と平均電力値の差が大きいアナログ信号（時間的にレベル変動するという意味において）の増幅を行なう用途における増幅器には、小信号動作時から大信号動作時までの広い範囲にわたる入力信号に対して極めて高い線形性が求められる。この高線形を得るためには通常、出力バックオフを大きく取ることで実現しており、これによりピーク電力発生時においても信号復調エラーを少なくすることが可能である。しかし出力バックオフを大きく取ると高周波増幅器での効率低下（高周波増幅器での消費電流の増加）が起こる。【００７１】
つまり、ピーク電力発生時に応じた出力バックオフを設定した場合、通常の殆どの動作は、ピーク電力より出力電力の低い部分（中電力時）での動作となり極めて効率が落ちる。また、出力電力が少ない場合においても発生確率が低下するものの発生確率和としてはピーク電力近傍の発生確率和に比べれば大きく増幅器効率低下の原因となる。先に述べたように、ＥＴ方式増幅器の効率Ｅは、可変電源回路１０６の効率Ｅ１と、高周波増幅器１０３での効率Ｅ２の積、Ｅ＝Ｅ１×Ｅ２で表される。【００７２】
本実施例では、出力変調信号波の瞬時電力の発生確率を考慮したＥＴ方式を使用し、効率低下をより一層抑制できる。ＯＦＤＭを例にとると、振幅にも情報を持つ変調波の場合、変調信号の瞬時的な出力電力の発生確率は、図１０Ａ、図１０Ｂに示すような分布を示す。図１０Ａは、出力電力と発生確率の関係、図１０Ｂは、検波回路出力電圧と直流電源電圧分割数の関係を示している。【００７３】
本実施例では、発生確率の高い出力電力の領域では電源の値の変化を細分化する。【００７４】
一例として、図１０Ａに矩形で表示した出力変調信号波の瞬時電力の発生確率による発生頻度の高い瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値の領域やその近傍を細分化するような、直流電源電圧の分布を設定する。例えば、Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）までの電圧の総和を５０Ｖとし、発生頻度最大点での瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値が３０Ｖであった場合は、Ｖｄｄ（１）＝１０Ｖ、Ｖｄｄ（２）＝１０Ｖ、Ｖｄｄ（３）＝５Ｖ、Ｖｄｄ（４）＝２Ｖ、Ｖｄｄ（５）＝２Ｖ、Ｖｄｄ（６）＝１Ｖ、Ｖｄｄ（７）＝１Ｖ、Ｖｄｄ（８）＝２Ｖ、Ｖｄｄ（９）＝２Ｖ、Ｖｄｄ（１０）＝５Ｖ、Ｖｄｄ（１１）＝１０Ｖのように分布させる。【００７５】
すなわち、図１０Ｂでは、図１０Ａの矩形領域に対応する出力電力領域での直流電源電圧分割数が多くなっている。【００７６】
なお、直流電源Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）間で値の差が大きくなると、当然、特定のＭＯＳトランジスタに要求される耐圧が高くなる。しかし、発生確率も含めて可変電源回路の消費電力を考慮した場合、第１の実施例で述べた耐圧の小さいことによるＥａｌｌ＝Ｅｄｃ×Ｅｒｆの効果が損なわれることは無い。【００７７】
このように、ダイオードクランプ型可変電源回路５０６を構成することで、様々な変調方式に最適化され、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能な高周波増幅器、あるいは高周波モジュールを提供できる。
【実施例６】
【００７８】
次に、図１１は、本発明の第６の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。また、図１２は、一般的な変調信号の瞬時電力の発生確率が、セル面積により変化することを示す図である。本実施例では、高周波増幅器を構成する高周波増幅用半導体増幅素子１０３、制御信号発生回路１０５、及びダイオードクランプ型可変電源回路７０６が、同じ送信系内のベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９と共に、高周波モジュールとして、半導体基板上にモノリシックで構成されている。高周波モジュールには、必要に応じて受信系（図示略）も含めても良い。【００７９】
図１２に示すように、高周波増幅器の用途によっては、瞬時最大電力またはピーク電力が、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積が変化するような場合もある。【００８０】
第１の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路１０６を構成する各直流電源値が等しいＶｄｄ／ｎ［Ｖ］（ｎ：分割数で且つプラスの整数）であり各直流電源の総和がＶｄｄ［Ｖ］であった。【００８１】
これに対し、第６の実施例では、図１２に示すような状況においても、最大電源効率を得ることを可能とする為、ダイオードクランプ型可変電源回路７０６を構成する各直流電源Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）値の総和は、それら各種通信方式またはセル面積に応じた設定値にする。瞬時電力の発生確率での最高発生頻度となる瞬時電力値も、図１２に示したように同様に変化する。その為、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積に対応する電圧可変信号Ｖｘを高周波増幅器部１０３の前段に構成されるベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）４０９から取得し、電圧可変信号入力端子４１０に入力し、Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）の各々を同一係数Ｖｘにて変化させる。すなわち、各直流電源を可変電圧方式とし、電圧値を、Ｖｄｄ（１）×Ｖｘ〜Ｖｄｄ（ｎ）×Ｖｘに制御する。なお、各直流電源Ｖｄｄ（１）〜Ｖｄｄ（ｎ）が変化するので、それに応じて、各ダイオードクランプ回路の構成部材の耐圧はＶｘの最大値に対応する必要がある。直流電源の最大時Ｖｄｄ（ｎ）×Ｖｘｄでも、出力バックオフより下側で動作させることで、極めて高い線形性が得られる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１〜第５の実施例と同様である。【００８２】
図１３は、各種通信方式毎の、高周波増幅器に対する入力電力と出力電力の関係を示している。フェムトセル、ピコセル、マクロセルの順に、セル面積が増大し、それに伴い、動作に必要な入力電力及び出力電力の範囲も拡大している。本実施例によれば、ベースバンド回路（または、ＲＦＩＣ部）から入手した通信方式の情報に基づいて直流電源を可変とすることで、瞬時電力値を各々の方式に適合させることができ、様々な種通信方式または、基地局のセル面積に最適化され、電源効率を向上させることが可能となる。
【実施例７】
【００８３】
図１４は、本発明の第７の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、第１〜６までのいずれかの実施例における、ダイオードクランプ型可変電源回路１４０６を構成するトランジスタをｎ−ＭＯＳ  ＦＥＴのＭＯＳ（１）〜ＭＯＳ（ｎ）を、バイポーラトランジスタＢＴｒ（１）〜ＢＴｒ（ｎ）に置き換えたものである。本実施例のダイオードクランプ型可変電源回路では、複数の電源用バイポーラトランジスタＢＴｒ（１）〜ＢＴｒ（ｎ）が高周波増幅部１０３の直量電源端子に直列接続され、各電源用バイポーラトランジスタＢＴｒ（１）〜ＢＴｒ（ｎ）のコレクタ、エミッタ間には、最大でも、Ｖｄｄ／ｎの電圧が印加される。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１〜第６の実施例と同様である。【００８４】
制御信号発生回路１４０５からは、包絡線信号の大きさに基づいた電流を所定の関数で変化させたものを各バイポーラトランジスタのベースＩｂ（１）〜Ｉｂ（ｎ）に入力している。このように各段のクランプ回路で使用するトランジスタをバイポーラトランジスタで構成しても、第１〜第６の実施例と同様、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。【００８５】
なお、第１〜７の実施例における各ダイオードクランプ回路のトランジスタは、１個のトランジスタでも良く、あるいは、複数のトランジスタを直列接続、もしくは、並列接続して構成されていても良い。
【実施例８】
【００８６】
図１５は、本発明の第８の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路１５０６において、ダイオードＤ（１〜（ｎ−１））と電源用ＭＯＳトランジスタ（１〜ｎ）と直流電源Ｖｄｄ／ｎとで構成された各ダイオードクランプ回路に、それぞれ、インピーダンスＺを調整するための抵抗素子、容量素子、リアクタンス素子の少なくとも１つを接続する。そして、ダイオードクランプ回路の段ｎ毎に、Ｚｎ＝Ｒｎ＋ｊＸｎを調整する。【００８７】
本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第１〜第７の実施例と同様である。本実施例によれば、高周波増幅器の動作を安定させ、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。
【実施例９】
【００８８】
本発明の第９の実施例は、第１〜第８実施例に示した高周波増幅器、あるいは、第４〜第６の実施例に示した高周波モジュールを送信系に用いた基地局無線機または移動体無線機である。本実施例によれば、上記各実施例の高周波増幅器が、送信系の高周波アナログ信号の増幅を行う増幅器として、飽和増幅器を用いるＧＳＭ方式のみならず、高線形増幅器を用いるＣＤＭＡ方式やＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式及びその拡張方式を採用した無線通信システムにも対応可能である。すなわち、本実施例によれば、広いダイナミックレンジにおいて高周波増幅器及び高周波モジュール及びそれらを用いた基地局・移動体無線機の高効率化に寄与することができる。
【実施例１０】
【００８９】
図１６Ａは、本発明の第１０の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。【００９０】
本実施例の高周波増幅部１０３は、入力される変調波信号を増幅して出力する少なくとも１段以上の半導体増幅素子と半導体増幅素子に直流バイアスを加えるための各段入力側及び出力側バイアス回路で構成されている。【００９１】
入力端子１０１から入力された変調波信号Ｐｉｎは、高周波増幅部１０３にて増幅され最終段出力側バイアス回路を構成する直流カットコンデンサ１０８を通過し出力端子１０２から出力信号Ｐｏｕｔとして出力される。また一方、入力端子１０１から入力された変調波信号Ｐｉｎは、検波回路１０４にて検波され包絡線成分のみとなり包絡線信号の大きさに基づいて制御電圧値Ｖｇ（または電流値）をある関数（線形関数あるいは非線形関数）で変化させることができるオフセット電圧・電流制御回路２００５に入力される。【００９２】
ダイオードクランプ型可変電源回路２００６は、ダイオードＤ（０〜（ｎ−１））と電源用ＭＯＳトランジスタ（０〜ｎ）と直流電源Ｖｄｄとで構成された、ダイオードクランプ回路を複数（ｎ−１）段有する。直流電源Ｖｄｄは、この直流電源Ｖｄｄの値をｎ分割したＶｄｄ０〜Ｖｄｄｎで構成される。初段のダイオードクランプ回路は、ダイオードＤ（０）と電源用ＭＯＳトランジスタ（０）と直流電源Ｖｄｄ０とで構成されている。電源用ＭＯＳトランジスタ（０）には、制御電圧値Ｖｇ０が印加される。【００９３】
オフセット電圧・電流制御回路２００５にて発生する制御電圧値Ｖｇ１〜Ｖｇｎは、包絡線信号に対して例えば線形関数で変化する。また、このオフセット電圧・電流制御回路２００５にて発生する制御電圧値Ｖｇ（または電流値）は、通信方式により異なる固定された下限値Ｖｇ０をオフセットで持つため、その固定されたオフセット値Ｖｇ０より低い値とはならない。【００９４】
図１６Ｂは、第１０の実施例における制御信号Ｖｇと直流電源電圧Ｖｄｄの関係を示す図である。初段のＭＯＳトランジスタ（０）のみの動作範囲に相当する領域では、オフセット値Ｖｇ０に対応する直流電圧値が、ＭＯＳトランジスタ（０）を常にＯＮ状態可能なＶｄｄ０の一定値となる。すなわち、ダイオードクランプ型可変電源回路２００６の直流電圧出力Ｖｄは、制御電圧Ｖｇの大きさに基づいて、ＭＯＳ（０）の動作状態ではＶｄｄ0のフラットな特性、ＭＯＳ（１）〜ＭＯＳ（ｎ）の動作状態では制御電圧Ｖｇの大きさに対応して線形関数で変化する電圧値を持つ。このように、制御電圧のオフセット値Ｖｇ０がダイオードクランプ型可変電源回路２００６中の初段のＭＯＳ（0)を常にＯＮ状態可能な電圧値と同等であれば、常に最低電圧値Vdd0の電圧がチョークインダクタ１０７を通じ高周波増幅部１０３に印加される。【００９５】
また、本実施例では、最終段出力側バイアス回路であるチョークインダクタ１０７と直流カットコンデンサ１０８を高周波増幅部１０３の外部に配置しているがこれは高周波増幅部１０３内部に存在しても同様の動作をする。【００９６】
なお、初段及び最終段のＭＯＳトランジスタは、その使用頻度が小さいので、図１６Ｂに示したように、中間の領域のＭＯＳトランジスタに対して、例えば２倍あるいはそれ以上の広い領域を分担している。この点について、以下詳細に説明する。【００９７】
次に、第１０の実施例になる高周波増幅器の作用・効果について、説明する。【００９８】
図１７は、高周波増幅器に入力される一般的な変調信号の瞬時電力の発生確率を示す図である。横軸は瞬時電圧値、縦軸はその発生確率を示している。図１８は、オフセット値の有無時の直流電源の出力電圧波形を示す図である。【００９９】
図１８に示すように、オフセット値有では、下限値Vdd0で一定値を持つ出力電圧波形であることが分かる。この様な場合には、常に高周波増幅部１０３に一定電圧が印加される為、電源効率および増幅器全体効率の低下が心配される。しかし、図１７に示すような瞬時電圧値の発生確率を持つ変調波が入力された場合を考えれば、Vdd0以下の発生確率は極めて低く発生確率全体からすれば5〜１0％程度も無い。そのため、この部分で効率の低下が起きたとしても一定時間内での高周波増幅部１０３の全体の効率低下は極めて低い。【０１００】
同様に、図１７での瞬時電圧値の高電圧部、すなわち最上段の電源（Vdd0−Ｖｄｄ（ｎ）)の領域、においても最大電圧Vddあるいはその近傍の高電圧の発生確率は極めて低い為、最上段の電源電圧Ｖｄｄ（ｎ）の値（分担する領域）を大きくすることが可能となる。【０１０１】
初段及び最終段のＭＯＳトランジスタの分担領域を広くすることで、ダイオードクランプ型可変電源回路２００６を構成するＭＯＳトランジスタの総数、ひいては、ダイオードクランプ回路の総数を少なくしてコストの低減を図ることができる。【０１０２】
一方、瞬時電圧値の発生確率の高い中間の領域では、ＭＯＳトランジスタの分担領域を周辺の領域に比べて相対的に狭くすることで、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。すなわち、下位電位にオフセットを持たせ、かつ、最終段の電源の分担範囲を広くすることで、中間領域では耐圧の小さいＭＯＳトランジスタを使用可能となる。中間領域のＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗および入力容量を低く抑えられる為、高周波で動作可能で且つ高効率の高周波増幅器を実現できる。このようにして、全体として、低コストでかつ高速の包絡線に追従し、且つ電源効率を向上させた高周波増幅器を提供することができる。【０１０３】
なお、上記したオフセット値がダイオードクランプ型可変電源回路２００６中のＭＯＳ（0)を常にＯＮ状態可能な電圧値と同等であればＭＯＳ（0)を取除くことも可能である。これにより、高周波増幅器のコストの低減を図ることができる。
【実施例１１】
【０１０４】
図１９Ａ、図１９Ｂで、本発明の第１１の実施例を説明する。  
図１９Ａに、本発明の第１１の実施例になる比較型電圧・電流制御回路の構成を示す。【０１０５】
今まで述べた各実施例の電圧・電流制御回路では、入力された包絡線信号に対しアナログ的関数を用いて電圧または電流値を出力していた。これに対し、本実施例の比較型電圧・電流制御回路２３００では、包絡線信号２３０１と基準電圧・基準電流２３０２とを比較器２３０３によって比較し、基準電圧または基準電流以上になった場合に、その差分をアナログ直流信号として出力・伝達する。通常、この比較器２３０３内には、出力する端子数個分の比較器を持っており、且つ基準電圧・基準電流２３０２では出力する端子数個分の基準電圧または基準電流を持つ。【０１０６】
つまり１９Ａの例であれば、基準電圧・基準電流２３０２内には、ｎ個の基準電圧または基準電流値を持ち、比較器２３０３内にはｎ個の比較器を持つことになる。ここで比較器２３０３から出力されたｎ個の差分信号はトランジスタ駆動回路２３０５と比較器２３０３での互いが持つ直流電位分を分離するためにアイソレーション回路２３０４を有する。このアイソレーション回路２３０４は、比較器２３０３から出された差分のアナログ直流信号のみを伝達し、直流電位は伝達しない。【０１０７】
例を上げれば、このアイソレーション回路２３０４（１〜ｎ）は、フォトカプラ、デジタルアイソレータ等を用いれば実現できる。このようにして、ダイオードクランプ型可変電源回路２３０６（１〜ｎ）が持つ各トランジスタを駆動させるための信号を、トランジスタ駆動回路２３０５（１〜ｎ）で発生し、トランジスタ駆動信号出力端子Ｖｇ（１〜ｎ）から出力することが可能となる。【０１０８】
図１９Ｂに、第１１の実施例における制御信号と直流電源電圧の関係の一例を示す。図１９Ｂの例は、ダイオードクランプ型可変電源回路２３０６が、第１０の実施例のダイオードクランプ型可変電源回路２００６の構成と同様な構成を有している。一例として、初段の電源の電圧Vdd0が２０Ｖ、最終段の電源電圧Ｖｄｄ（ｎ）が１０Ｖ、中間の各電源の電圧値Vdd２〜Vdd４が５Ｖとなっている。また、使用頻度が小さい初段及び最終段のＭＯＳトランジスタの分担領域を広くしており、初段のＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ１）の基準電圧は２５Ｖ、最終段のＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ５）の基準電圧は５０Ｖである。一方、中間の領域のＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ２〜４)は、５Ｖ間隔で増加する基準電圧が設定されている。比較型電圧・電流制御回路２３００において、包絡線信号２３０１が各ＭＯＳトランジスタＦＥＴ（１〜５)の基準電圧２５Ｖ、３０Ｖ、３５Ｖ、４０Ｖ、５０Ｖを超えた場合に、各々の基準電圧と包絡線信号の電圧との差分信号に応じたゲート信号Ｖｄｄが、各々出力される。
【実施例１２】
【０１０９】
図２０は、本発明の第１２の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器では、第１の実施例の制御信号発生回路１０５に代えて、図１９の比較型電圧・電流制御回路２３００を採用したものである。包絡線信号と基準電圧・基準電流２４０２とを比較型電圧・電流制御回路２４００の比較器によって比較し、差分のアナログ直流信号のみをダイオードクランプ型可変電源回路２４０６に伝達し高周波増幅器１０３の電源電圧をコントロールするものである。【０１１０】
これにより、全体として、低コストでかつ高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させた高周波増幅器を提供することができる。【０１１１】
なお、図１９Ａに示した比較型電圧・電流制御回路を、既に述べた他の実施例の電圧・電流制御回路に置き換えて、実施しても、同様な効果がある。
【符号の説明】
【０１１２】
１００…高周波増幅回路部、
１０１、４０１、１６０１…入力端子、
１０２、１６０２…出力端子、
１０３、１６０３…高周波増幅部、
１０４…検波回路、
１０５、１４０５、１５０５…制御信号発生回路、
１０６、２０６（２０６ａ、２０６ｂ、２０６ｃ）、３０６、５０６、７０６、１４０６…ダイオードクランプ型可変電源回路、
１０７…チョークインダクタ、
１０８…直流カットコンデンサ、
１２０…直流電源回路部、
２０９…並列接続点、
３０９…比較器、
４０９、７０９…ベースバンド回路またはＲＦＩＣ部、
４１０…包絡線信号出力端子、
７１０…電圧可変信号入力端子、
１００５…可変信号発生回路、
１００６…可変電源回路、
１６０４…方向性結合器
１６０６…ピーク検波器
１６０９…電圧可変型スイッチング電源回路
１６１０…電流制御型可変抵抗
２００５…オフセット電圧・電流制御回路
２００６…ダイオードクランプ型可変電源回路
２００８…直流カットコンデンサ
２３０１…包絡線信号
２３０２、２４０２…基準電圧・基準電流
２３０３…比較器
２３０４…アイソレーション回路
２３０５…トランジスタ駆動回路
２３０６…トランジスタ駆動信号出力端子
２３００、２４００…比較型電圧・電流制御回路。
【図１】
2012066839.tif 000003
【図２Ａ】
2012066839.tif 000004
【図２Ｂ】
2012066839.tif 000005
【図２Ｃ】
2012066839.tif 000006
【図３】
2012066839.tif 000007
【図４】
2012066839.tif 000008
【図５Ａ】
2012066839.tif 000009
【図５Ｂ】
2012066839.tif 000010
【図６】
2012066839.tif 000011
【図７】
2012066839.tif 000012
【図８】
2012066839.tif 000013
【図９】
2012066839.tif 000014
【図１０Ａ】
2012066839.tif 000015
【図１０Ｂ】
2012066839.tif 000016
【図１１】
2012066839.tif 000017
【図１２】
2012066839.tif 000018
【図１３】
2012066839.tif 000019
【図１４】
2012066839.tif 000020
【図１５】
2012066839.tif 000021
【図１６Ａ】
2012066839.tif 000022
【図１６Ｂ】
2012066839.tif 000023
【図１７】
2012066839.tif 000024
【図１８】
2012066839.tif 000025
【図１９Ａ】
2012066839.tif 000026
【図１９Ｂ】
2012066839.tif 000027
【図２０】
2012066839.tif 000028
【図２１】
2012066839.tif 000029
【図２２】
2012066839.tif 000030
【図２３】
2012066839.tif 000031
【国際調査報告】
2012066839.tif 000032
2012066839.tif 000033
2012066839.tif 000034
2012066839.tif 000035