(57)【要約】  信号処理回路（１５０）は、第１の周波数の成分を含む第１の信号（ＩＮ）に、第２の周波数の第２の信号（ＬＯ０）を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段（１００）と、第１の信号に、第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第４の信号（ＬＯ１）を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段（１０１）と、第１の信号に、第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第６の信号（ＬＯ２）を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段（１０２）と、第３の信号を第１の重み（Ｗ０）で、第５の信号を第２の重み（Ｗ１）で、第７の信号を第３の重み（Ｗ２）でそれぞれ加算する第１の加算手段（１０３）と、制御信号（ＣＴＬ）に基づいて第１の位相差及び第２の位相差を制御し、第２の信号、第４の信号、第６の信号を出力する信号生成手段（１０４）とを備える。
2012032936.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段と、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段と、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段と、
前記第３の信号を第１の重みで、前記第５の信号を第２の重みで、前記第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算する第１の加算手段と、
制御信号に基づいて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を制御し、前記第２の信号、前記第４の信号、前記第６の信号を出力する信号生成手段と、
を備える信号処理回路。
【請求項２】
前記信号生成手段は、前記第２の周波数の整数倍の周波数の基準信号を入力し、
前記基準信号を前記整数分の１の周波数に分周して前記第２の信号を生成し、
前記制御信号に基づいて前記基準信号の周期の２分の１を単位時間としてその整数倍の時間だけ前記第１の信号を遅延させて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を設定し、
前記第４の信号及び前記第６の信号を生成する、請求項１に記載の信号処理回路。
【請求項３】
前記第２の位相差が前記第１の位相差の２倍に設定される第１の状態、または
前記第１の位相差と前記第２の位相差とが等しく設定される第２の状態、
のいずれかの状態に、前記制御信号に基づいて設定される、請求項２に記載の信号処理回路。
【請求項４】
前記第１、第２、第３の重みの比は、前記第４の信号の位相を基準として、
前記第１の状態における前記第２、第４、第６の信号の位相における余弦値の比に設定される、請求項３に記載の信号処理回路。
【請求項５】
前記信号生成手段は、データ端子とイネーブル端子と出力端子とを備え、前記イネーブル端子の論理に応じて入力されたデータを透過または保持して出力するラッチを、
前記整数段だけ接続して構成される、請求項３または４いずれかに記載の信号処理回路。
【請求項６】
前記第１の状態においては、イネーブル端子に前記基準信号が入力されるラッチと、イネーブル端子に前記基準信号の反転信号が入力されるラッチが交互に直列に接続され、
前記第２の状態においては、イネーブル端子に前記基準信号が入力されるラッチと、
常にデータを透過させる状態にある１以上の数のラッチと、
イネーブル端子に前記基準信号の反転信号が入力されるラッチと、常にデータを透過させる状態にある１以上の数のラッチとが、交互に直列に接続される、請求項５に記載の信号処理回路。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の信号処理回路と、
第３の周波数の成分を含む第８の信号に、前記第２の信号に対して９０度異なる位相を持つ前記第２の周波数の第９の信号を乗算し、第１０の信号を出力する第４の乗算手段と、
前記第８の信号に、前記第４の信号に対して９０度異なる位相を持つ前記第２の周波数の第１１の信号を乗算し、第１２の信号を出力する第５の乗算手段と、
前記第８の信号に、前記第６の信号に対して９０度異なる位相を持つ前記第２の周波数の第１３の信号を乗算し、第１４の信号を出力する第６の乗算手段と、
前記第１０の信号を前記第１の重みで、前記第１２の信号を前記第２の重みで、前記第１４の信号を前記第３の重みで加算する第２の加算手段と、
を備える、直交信号処理回路。
【請求項８】
前記第８の信号は、前記第１の信号と等しい、
請求項７に記載の直交信号処理回路。
【請求項９】
前記第１の加算手段の出力と、前記第２の加算手段の出力を加算して出力する第３の加算手段と、を
さらに備える、請求項７又は８に記載の直交信号処理回路。
【請求項１０】
前記第１、第２、第３の加算手段のうちの複数個が単一の加算手段で構成された、請求項９に記載の直交信号処理回路。
【請求項１１】
請求項１から６いずれか１項に記載の信号処理回路、または、請求項７乃至１０のいずれかに記載の直交信号処理回路と、
帯域選択フィルタと、前記帯域選択フィルタの通過帯域及び前記信号生成手段を制御する制御手段と、
を備える受信装置。
【請求項１２】
請求項１から６いずれか１項に記載の信号処理回路、または、請求項７乃至１１のいずれか１項に記載の直交信号処理回路と、
帯域選択フィルタと、前記帯域選択フィルタの通過帯域または前記信号生成手段を制御する制御手段と、
を備える送信装置。
【請求項１３】
第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力し、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力し、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力し、
前記第３の信号を第１の重みで、前記第５の信号を第２の重みで、前記第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算し、
制御信号に基づいて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を制御し、前記第２の信号、前記第４の信号、前記第６の信号を出力する、
信号処理方法。
【請求項１４】
信号処理回路を、
第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段、
前記第３の信号を第１の重みで、前記第５の信号を第２の重みで、前記第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算する第１の加算手段、
制御信号に基づいて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を制御し、前記第２の信号、前記第４の信号、前記第６の信号を出力する信号生成手段、
として機能させるための信号処理回路のコンピュータの制御プログラムを記録した、制御プログラムの記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、比帯域（中心周波数に対する帯域幅）が大きな通信規格や、複数の通信規格に対応する信号処理回路、直交信号処理回路、それを用いた送受信装置、並びに信号処理方法及び制御プログラムの記録媒体に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、逼迫する無線周波数（Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）帯域を有効に使用するため、コグニティブ無線技術に注目が集まっている。代表的なコグニティブ無線規格であるＩＥＥＥ（Ｔｈｅ  Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ  ｏｆ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ、Ｉｎｃ．）８０２．２２は、５４ＭＨｚから８６２ＭＨｚにわたるテレビ用の周波数帯を２次的に利用する。並行して、ＶＨＦ（Ｖｅｒｙ  Ｈｉｇｈ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、超短波）帯からＵＨＦ（Ｕｌｔｒａ  Ｈｉｇｈ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、極超短波）帯に存在する主要な無線通信規格のうち、複数の規格に対応した通信機器の研究開発が盛んに行われている。このような中で、非常に広い範囲のＲＦ帯域にわたって利用可能な送受信装置の実現が望まれている。
本発明に関連する送受信装置の構成例を図１７に示す。
まず、図１７に示した送受信装置７５０の受信系から説明する。ＲＦ信号は、アンテナ８０００を介して、帯域選択フィルタ８００１、低雑音増幅器（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＬＮＡ）８００２、周波数変換器８００３からなるＲＦ部に入力される。帯域選択フィルタ８００１は、後段に続く回路を飽和させないために、受信ＲＦ信号から不要な帯域の信号を除去する。ただし、所望信号に比較的近い周波数の妨害信号を、帯域選択フィルタ８００１で除去することはできない。帯域選択フィルタ８００１を通過したキャリア信号は、ＬＮＡ８００２で増幅され、周波数変換器８００３でベースバンド（Ｂａｓｅｂａｎｄ：ＢＢ）に周波数変換される。そして、周波数変換された信号はＢＢフィルタ８００４や可変利得増幅器（Ｖａｒｉａｂｌｅ  Ｇａｉｎ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＶＧＡ）８００５において、さらなるフィルタリングや振幅調整などの信号処理が行われる。信号処理が行われた信号は、受信ＢＢ信号（ＲＸＢＢ）として出力される。
次に、送信系について説明する。送信すべきＢＢ信号（ＴＸＢＢ）は、受信側と同様に、ＶＧＡ８００６、ＢＢフィルタ８００７で振幅調整とフィルタリング処理が行われた後、周波数変換器８００８でキャリア周波数に周波数変換される。そして、周波数変換された信号は電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐ：ＰＡ）８００９で増幅された後、帯域選択フィルタ８００１で不要波を抑圧し、アンテナ８０００から放射される。
送信側における帯域選択フィルタの役割としては、局部発振（Ｌｏｃａｌ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ、ＬＯ）信号の奇数次高調波によって周波数変換された不要信号を抑圧することが挙げられる。また、受信側における帯域選択フィルタの役割としては、局部発振信号の奇数次の周波数近辺に存在する妨害信号を抑圧することが挙げられる。周波数変換器８００８としてダブルバランスミキサに代表される一般的な乗算器が用いられる場合、帯域選択フィルタ８００１には、局部発振信号に含まれる３次高調波に起因する不要波を除去することが求められる。従って、帯域選択フィルタ８００１の通過帯域の上限周波数と下限周波数の比は、３倍未満である必要がある。
このため、広い周波数帯域に対応する送受信装置では、複数の帯域選択フィルタを使い分ける必要がある。例えば、５０ＭＨｚから９００ＭＨｚまでの周波数帯に対応するためには、それぞれ５０ＭＨｚから１５０（＝５０×３）ＭＨｚ、１５０ＭＨｚから４５０（＝５０×３）ＭＨｚ、４５０ＭＨｚから９００ＭＨｚの通過帯域を持つ計３種類の帯域選択フィルタが必要となる。
コグニティブ無線を含め、比帯域の大きな無線規格や、複数の無線規格に対応した送受信装置では、低コスト化、小実装面積化のために、極力部品の数を減らし、回路を集積化することが要求される。また、帯域選択フィルタには、低雑音、低損失、高線形性、高耐圧といった性能が求められる。
帯域選択フィルタの性能は、表面弾性波フィルタやＬＣフィルタなどの受動素子の性能に大きく依存する。しかしながら、高性能な受動素子をチップ上へ集積化することは困難であり、受動素子を集積化できたとしてもコストが非常に高くなってしまう。また、上で説明したように、比帯域が大きい無線規格や、複数無線対応の送受信装置では、帯域選択フィルタの個数が増加する。
帯域選択フィルタの個数を減らすために、周波数変換器に高調波除去機能を持たせた高調波除去ミキサが使われてきた。図１８は、本発明に関連する高調波除去ミキサにおける局部発振信号の波形を示す図である。図１８は、位相が４５度ずつ異なる３相の局部発振信号と、それらから合成される実効的な局部発振信号の波形を示す。
高調波除去ミキサは、位相が４５度ずつ異なる３相の局部発振信号と入力信号との乗算を行い、各々の振幅を１：√２：１の比で重み付け加算する。ここで、「√２」は２の平方根を意味する。これにより、実効的に局部発振信号から３次及び５次の高調波成分を打ち消すことができる。
したがって、上記のような高調波除去ミキサを用いる場合には、帯域選択フィルタは７次以上の高調波を阻止できればよい。すなわち、帯域選択フィルタの通過域の上限周波数と下限周波数との比を７倍未満にすればよい。その結果、高調波除去ミキサを用いることで、帯域選択フィルタの個数を削減することができる。上記の例では、必要な帯域選択フィルタは、５０ＭＨｚから３５０（５０×７）ＭＨｚ、３５０ＭＨｚから９００ＭＨｚの２種類で済む。ただし、高調波除去ミキサは、送信信号あるいは受信信号と３相の局部発振信号との乗算を行う。このため、乗算器が３個必要となり、回路規模が約３倍に増加する。また、位相が４５度ずつ異なる局部発振信号を得るためには、通常、局部発振周波数の４倍の周波数の信号が必要になる。その結果、高調波除去ミキサの消費電力も大きくなる。
一方、局部発振周波数の３倍が帯域選択フィルタの通過帯域外になる条件では、局部発振信号の３次高調波の影響は帯域選択フィルタで十分抑圧される。例えば、５０ＭＨｚから３５０ＭＨｚの帯域の帯域選択フィルタを用い、局部発振周波数が３５０／３≒１１７ＭＨｚ以上の場合、３次高調波の周波数は３５０ＭＨｚ以上となる。このような場合には、周波数変換器における３次以上の高調波除去は不要である。
しかし、周波数変換器での高調波除去が不要となるこのような場合において高調波除去ミキサを使うことは、高調波除去ミキサにおいて本来必要のない電力消費を発生させる。
図１９は、非特許文献１に記載された、本発明に関連する周波数変換器の構成を示す図である。図１９に示す周波数変換器９５０は、単純なダブルバランスミキサ９０００と、高調波除去ミキサ９００７とを並置し、キャリア周波数に応じて使用するミキサを選択している。周波数変換器９５０は、高調波除去の必要のない場合には高調波除去ミキサ９００７ではなくダブルバランスミキサ９０００を使用することで、消費電力の増加を抑制している。
高調波除去ミキサ９００７は、３個の乗算器９００１、９００２、９００３、加算器９００４で構成される。また、２分周器９００５は、直交変復調に必要な９０度刻みの局部発振信号を発生し、ダブルバランスミキサ９０００を駆動するための回路である。なお、図１９は、直交関係にある２系統の信号経路のうちの、１系統のみを記載している。また、４分周器９００６は、高調波除去動作のために、４５度刻みの信号を発生し、３個の乗算器９００１、９００２、９００３を駆動するための回路である。
上記と関連する技術として、特許文献１は、位相がそれぞれ４５度ずつ異なる３つの局部発振信号と入力信号とを乗算し、振幅を１：√２：１の比率で増幅した後加算する混合器の構成を開示している。
また、特許文献２も、位相がそれぞれ４５度ずつ異なる３つの局部発振信号と入力信号とを乗算した後加算する混合器の構成を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特表２００８−５２３７３４号公報
【特許文献２】特開２００９−１４７９４３号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｊｏｎｇｓｉｋ  Ｋｉｍ、ｅｔ  ａｌ．、“Ａ  ５４−８６２  ＭＨｚ  ＣＭＯＳ  Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  ｆｏｒ  ＩＥＥＥ  ８０２．２２  Ｃｏｇｎｉｔｉｖｅ  Ｒａｄｉｏ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ、”ＩＥＥＥ  Ｃｕｓｔｏｍ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒ．Ｃｏｎｆ．、ｐｐ．２５５−２５８、２００９．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、この非特許文献１に開示された周波数変換器には、いくつかの課題がある。
第１の課題は、回路の面積が大きくなり、コスト増加に繋がるということである。その理由は、非特許文献１に開示された周波数変換器には、ダブルバランスミキサで１個、高調波除去ミキサで３個、計４個の乗算器が必要であるからである。さらに、ダブルバランスミキサ９０００と、高調波除去ミキサ９００７のそれぞれに専用の分周器も必要である。その結果、これらの乗算器及び分周器を含めた周波数変換器の面積は、送受信装置全体の面積に対して無視できない大きさとなる。
第２の課題は、周波数変換器の前後の回路の消費電力が増加するということである。２種類のミキサの切り替え方法としては、入力または出力の信号経路をオン・オフするための開閉素子を挿入する方法や、２種類のミキサのバイアス電流をオン・オフするための開閉素子を挿入する方法などがある。しかし、いずれにしても、使用されない方のミキサ、または信号経路に挿入した開閉素子は、前後の回路にとって負荷の増加となる。このため、増加した負荷だけ周波数変換器の消費電力が増加する。加えて、周波数変換器の回路面積が大きくなることは、信号配線が長くなることも意味する。すると、その配線により増加する負荷を駆動するための電力も必要となる。特に、局部発振信号は高周波信号であり、大振幅で伝送される必要がある。このため、負荷が増加し、あるいは配線長が長くなると駆動回路の消費電力が非常に大きく増加する。同様の理由で、前段の回路がＲＦ信号を扱う場合にも、低電力での高周波動作が困難になる。また、後段の回路がＲＦ信号を扱う場合では、周波数変換器出力端子の負荷が増加した分、後段のＲＦ回路の入力負荷を小さくする必要がある。このため、後段の回路を複数段に接続して徐々に駆動力を上げてゆくなどの対策が必要であり、その結果、送受信装置の消費電力が増加することになる。
そして、特許文献１及び特許文献２は、このような課題を解決するための構成を開示していない。
発明の目的
本発明の目的は、小面積で、消費電力が小さい信号処理回路、信号処理方法及び信号処理回路のコンピュータの制御プログラムの記録媒体を提供するという課題を解決する手段を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の信号処理回路は、第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段と、第１の信号に、第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段と、第１の信号に、第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段と、第３の信号を第１の重みで、第５の信号を第２の重みで、第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算する第１の加算手段と、制御信号に基づいて第１の位相差及び第２の位相差を制御し、第２の信号、第４の信号、第６の信号を出力する信号生成手段と、を備える。
本発明の信号処理方法は、第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力し、第１の信号に、第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力し、第１の信号に、第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力し、第３の信号を第１の重みで、第５の信号を第２の重みで、第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算し、制御信号に基づいて第１の位相差及び第２の位相差を制御し、第２の信号、第４の信号、第６の信号を出力する。
本発明の制御プログラムの記録媒体は、信号処理回路を、第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段、第１の信号に、第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段、第１の信号に、第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段、第３の信号を第１の重みで、第５の信号を第２の重みで、第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算する第１の加算手段、制御信号に基づいて第１の位相差及び第２の位相差を制御し、第２の信号、第４の信号、第６の信号を出力する信号生成手段、として機能させるための信号処理回路のコンピュータの制御プログラムを記録する。
【発明の効果】
【０００７】
本発明の信号処理回路は、回路面積を小さくし、コストを低く抑えることができるという効果を奏する。
また、本発明の信号処理回路は、消費電力が低く抑えられるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の第１の実施形態である周波数変換器の構成を示す図。
【図２】本発明の第１の実施形態の周波数変換器の周波数変換ベクトルを示す図。
【図３】本発明の第１の実施形態の乗算器および加算器の具体的な回路を示す図。
【図４】本発明の第１の実施形態の信号生成器の具体的な回路を示す図。
【図５】ＣＴＬ＝１の場合の信号生成器の構成を示す図。
【図６】ＣＴＬ＝０の場合の信号生成器の構成を示す図。
【図７】本発明の第１の実施形態の周波数変換器の別の具体的な回路を示す図。
【図８】本発明の第２の実施形態の周波数変換器を示す図。
【図９】本発明の第２の実施形態の信号生成器の具体的な回路を示す図。
【図１０】本発明の第２の実施形態における信号生成器の構成を示す図。
【図１１】本発明の第２の実施形態における信号生成器の構成を示す図。
【図１２】本発明の第２の実施形態における信号生成器の構成を示す図。
【図１３】本発明の第３の実施の形態の直交復調器を示す図。
【図１４】本発明の第４の実施の形態の直交変調器を示す図。
【図１５】本発明の第５の実施の形態の受信装置を示す図。
【図１６】本発明の第６の実施の形態の送信装置を示す図。
【図１７】本発明に関連する送受信装置の構成を示す図。
【図１８】本発明に関連する高調波除去ミキサにおける局部発振信号の波形を示す図。
【図１９】本発明に関連する周波数変換器の構成を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下で説明する全ての図面において、同一の構成要素には同一の符号を付加し、適宜説明は省略される。
図１に、本発明の第１の実施形態である周波数変換器の構成を示す。図１に示す周波数変換器１５０は、第１、第２、第３の乗算器１００、１０１、１０２と、加算器１０３と、信号生成器１０４で構成される。乗算器１００には、ＲＦ信号またはＢＢ信号と、局部発振信号ＬＯ０とが入力される。乗算器１０１には、ＲＦ信号またはＢＢ信号と、ＬＯ１とが入力される。乗算器１０２には、ＲＦ信号またはＢＢ信号と、ＬＯ２とが入力される。加算器１０３は、乗算器１００、１０１、１０２の出力の振幅を、それぞれＷ０：Ｗ１：Ｗ２の重みを付けて加算する。
ここで、周波数変換器１５０は、一般的には信号処理回路とも呼ばれる。また、ＲＦ信号またはＢＢ信号は、第１の周波数の成分を含む第１の信号に対応する。また、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２は、第２、第４、第６の信号に対応し、ＬＯ０とＬＯ１の位相差が第１の位相差に、ＬＯ０とＬＯ２の位相差が第２の位相差に対応する。また、第１、第２、第３の重みが、Ｗ０、Ｗ１、Ｗ２に対応する。
信号生成器１０４は、制御信号ＣＴＬに基づき、基準信号ＲＥＦを分周して、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２を生成する。ここで、制御信号ＣＴＬのレベルに基づき設定される信号生成器１０４の動作状態が、第１および第２の状態に対応する。
以下、具体的な数値を用いながら周波数変換器１５０について説明する。
例として、使用する通信帯域を５０ＭＨｚから９００ＭＨｚとする。また、周波数変換器１５０はダイレクトコンバージョン型の受信系に使われることが想定され、周波数変換器１５０はＲＦ信号からＢＢ信号への周波数変換を実行するものとする。すなわち、キャリア周波数と局部発振周波数は等しいとする。また、周波数変換器１５０に入力されるＲＦ信号の帯域は、例えば２種類の帯域選択フィルタによって、５０ＭＨｚから３５０ＭＨｚ、または、３５０ＭＨｚから９００ＭＨｚにあらかじめ帯域制限され、どちらかの帯域が選ばれているものとする。さらにまた、制御信号ＣＴＬ＝１の状態が第１の状態に対応し、この場合には周波数変換器１５０は高調波除去動作を行うこととする。ＣＴＬ＝１のとき、第１の位相差は４５度、第２の位相差は９０度とする。さらに、重み係数の比Ｗ０：Ｗ１：Ｗ２は１：√２：１とする。
また、制御信号ＣＴＬ＝０の状態が第２の状態に対応し、この場合には周波数変換器１５０は通常のダブルバランスドミキサとして省電力で動作を行うこととする。ＣＴＬ＝０のとき、第１の位相差と、第２の位相差を９０度とする。
まず、キャリア周波数が最も低い５０ＭＨｚの場合を考える。そして、周波数変換器１５０には５０ＭＨｚから３５０ＭＨｚの範囲の、妨害信号も含めたＲＦ信号が入力されるとする。このとき、局部発振信号に３次又は５次高調波が含まれていると、キャリア周波数の３倍の１５０ＭＨｚや、５倍の２５０ＭＨｚに位置する妨害信号がＢＢ信号に周波数変換され、所望信号に重畳してしまう。このため、周波数変換器１５０において高調波除去動作が必要である。
周波数変換器１５０が高調波除去動作を行う場合には、ＣＴＬ＝１とする。このとき、信号生成器１０４は、ＬＯ０とＬＯ１の位相差が４５度、ＬＯ０とＬＯ２の位相差が９０度である局部発振信号を生成する。つまり、ＬＯ０とＬＯ２の位相差は、ＬＯ０とＬＯ１の位相差の２倍となっている。そして、乗算器１００、１０１、１０２の各出力振幅を、１：√２：１の比で加算することにより、局部発信信号に含まれる３次及び５次高調波を除去することができる。なお、キャリア周波数が５０ＭＨｚ以上であっても、キャリア周波数が１１７（≒３５０／３）ＭＨｚ未満である限りは、帯域内に奇数次の高調波が残存する。この場合にも、周波数変換器１５０において高調波除去が必要である。
次に、キャリア周波数が１１７ＭＨｚの場合を考える。この場合、周波数変換器１５０には、５０ＭＨｚから３５０ＭＨｚの範囲の、妨害信号も含めたＲＦ信号が入力されるものとする。このとき、ＲＦ信号に含まれていた３５０ＭＨｚ以上の周波数帯の妨害信号は既に帯域選択フィルタで抑圧されている。このため、局部発振信号に３次高調波が含まれていても、３次高調波が周波数変換されて所望信号に重畳することは無い。したがって、この場合は、周波数変換器１５０の高調波除去機能は不要であるので、周波数変換器１５０は省電力動作が可能な通常のダブルバランスミキサとして動作させればよい。
周波数変換器１５０を単純なダブルバランスミキサとして動作させる場合には、制御信号ＣＴＬ＝０とする。このとき、信号生成器１０４は、ＬＯ０とＬＯ１の位相差が９０度、ＬＯ０とＬＯ２の位相差が９０度である局部発振信号を生成する。なお、キャリア周波数が１１７ＭＨｚ以上であれば、常に局部発振周波数の３倍の周波数に位置する妨害信号はすでに抑圧されている。従って、この場合には周波数変換器１５０における高調波除去動作は不要である。
次に、キャリア周波数が３５０ＭＨｚ以上の場合を考える。この場合、周波数変換器１５０には、３５０ＭＨｚから９００ＭＨｚの範囲の、妨害信号も含めたＲＦ信号が入力されるものとする。このとき、３５０ＭＨｚの３倍の周波数（＝１０５０ＭＨｚ）は、帯域選択フィルタの帯域外となっている。すなわち、キャリア周波数が３５０ＭＨｚ以上の場合には、周波数変換器１５０における高調波除去動作は不要である。
また、周波数変換器１５０の構成は、以下に説明するとおり、高調波除去ミキサとして動作する場合と、ダブルバランスミキサとして動作する場合とで、周波数変換利得の誤差が非常に小さいという利点がある。
図２に、周波数変換器１５０の周波数変換ベクトルを示す。図２（Ａ）は、（−４５度、０度、４５度）のＢＢ信号を１：√２：１の重み付け加算する高調波除去ミキサの周波数変換後の信号ベクトルを示す。信号ベクトルの先端の座標は（２√２、０）である。図２（Ｂ）は、（−９０度、０度、０度）のＢＢ信号を１：√２：１で重み付け加算するダブルバランスミキサの周波数変換後の信号ベクトルを示しており、信号ベクトルの先端の座標は（１＋√２、−１）である。両ベクトルの長さの誤差、すなわち、周波数変換利得の誤差は０．７ｄＢ以下であり、非常に小さい。なお、前者のベクトルに対して、後者のベクトルは、位相の誤差Φを有している。しかし、位相の誤差Φは、通信には無関係であり、通信上の問題はない。
第１の実施形態における、乗算器１００、１０１、１０２および加算器１０３の具体的な回路例を図３に示す。この乗算器は、ギルバートセルミキサと呼ばれる一般的な乗算器の単位セルを、３つ並置し、その出力端子を短絡した構成である。重み付け加算機能は、単位セルのトランジスタサイズ比を、１：√２：１とすることによって実現される。
第１の実施の形態における、信号生成器１０４の具体的な構成例を図４〜図６に示す。図４において、信号生成器１０４は、ラッチ回路４００、４０１、４０２、４０３と、排他的論理和（ＸＯＲ）回路４０４、４０６と、論理和（ＯＲ）回路４０５、４０７で構成される。ここで、ラッチ回路は、イネーブル端子Ｅが１（ハイレベル）にあるときはデータを透過させ、イネーブル端子Ｅが０（ローレベル）にあるときは、Ｅ端子の状態が１から０に変化したときのデータを保持する。
信号生成器１０４は、制御信号ＣＴＬのレベルに応じて、それぞれ図５及び図６に示すように、２種類の動作を行う。
図５は、ＣＴＬ＝１の場合の信号生成器１０４の構成を示す図である。このとき、ラッチ回路４０１、４０３のイネーブル端子に入力される信号と、ラッチ回路４００、４０２のイネーブル端子に入力される信号は、互いに逆相の関係になる。そして、信号生成器１０４は４分周器として動作する。したがって、基準信号として局部発振信号の４倍の周波数を持った信号を用いることで、信号生成器１０４は、ＬＯ０の位相を−４５度としたとき、ＬＯ１の位相が０度、ＬＯ２の位相が４５度である局部発振信号を出力する。ここで、第１の位相差が４５度、第２の位相差が９０度に対応する。
次に、図６は、ＣＴＬ＝０の場合の信号生成器１０４の構成を示す図である。ＣＴＬ＝０では、ＯＲ回路４０１、４０３のＣＫ端子はハイレベルであり、ラッチ４０１は入力されたデータをそのまま透過させて出力するバッファとして動作する。また、ラッチ４０３の反転出力は、入力されたデータを反転させたデータを出力する。このため、信号生成器１０４は２分周器として動作する。したがって、基準信号として、局部発振信号の２倍の周波数を持った信号を用いることで、信号生成器１０４は、ＬＯ０の位相を−９０度としたとき、ＬＯ１の位相が０度、ＬＯ２の位相が０度である局部発振信号を出力する。ここで、第１の位相差が９０度、第２の位相差が９０度に対応する。ここで、バッファとして動作する４０１及び４０３にも、０でない遅延時間がある。しかし、遅延時間が局部発振信号の１周期と比較して十分に小さいとみなせる限りにおいては問題ない。
以上説明したように、第１の実施形態の周波数変換器は、高調波除去ミキサ、および高調波除去ミキサ用の信号生成器に相当する回路のみで構成される。そして、第１の実施形態の周波数変換器は、制御信号ＣＴＬの静的なレベル切り替えのみで、高調波除去ミキサと、ダブルバランスミキサの両方の回路構成に対応できる。このため、第１の実施形態の周波数変換器は、２種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。
また、第１の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷は、周波数変換器が高調波除去ミキサを構成する場合もダブルバランスミキサを構成する場合も同一である。そして、第１の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷は、２種類のミキサを並列に接続した場合と比較して小さい。さらに、周波数変換器の面積が小さくなったことにより、第１の実施形態の周波数変換器は、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第１の実施形態の周波数変換器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果を奏する。
なお、第１の実施形態ではダイレクトコンバージョン型の受信系を想定した。しかし、ダイレクトコンバージョン型以外の送信系に、第１の実施形態の周波数変換器を適用することも可能である。また、周波数変換方式は必ずしもダイレクトコンバージョン型である必要はない。すなわち、第１の実施形態の周波数変換器は、キャリア周波数と、局部発振周波数をわずかに異なる周波数（＝中間周波数、Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）だけずらして周波数変換を行う、低ＩＦ型の送受信アーキテクチャにも適用可能である。また、第１の実施形態の周波数変換器は、スーパーヘテロダイン型に代表される、複数回の周波数変換を行う送受信アーキテクチャにも適用可能である。
また、ここでは重み係数比を１：√２：１として説明した。しかし、重み係数比は必ずしもこの値に限定されるものではない。１：√２：１という重み係数比は、ｃｏｓ（−４５°）：ｃｏｓ（０°）：ｃｏｓ（４５°）に対応し、局部発振信号の位相差が４５度であるときに、３次と５次高調波成分が０になるように決められた値である。一般的に、Ｗ０、Ｗ１、Ｗ２の重みの比を、重みＷ１で加算されるＬＯ１信号の位相を基準として、ＬＯ０及びＬＯ２の位相における余弦値の比に設定することとしてもよい。
他の重み係数比の例としては、局部発振信号の位相差を６０度刻みとし、重み係数比Ｗ０：Ｗ１：Ｗ２を１：２：１としてもよい。この場合には、重み係数比が単純なので高精度な加算器を実装でき、かつ、局部発振信号の３次と５次高調波成分を除去できる。このような局部発振信号を得る信号生成器の具体的な構成例を図７に示す。本信号生成器は、図４に示した信号生成器と同様のラッチ回路６個と、ＯＲ回路、ＸＯＲ回路、否定論理積（ＮＡＮＤ）回路で構成される。
ＣＴＬ＝１の場合では、図７に示す信号生成器は、６分周器として動作し、各ラッチ出力からは３０度刻みの局部発振信号が得られる。ラッチ５０４の反転出力信号ＬＯ０を−６０度の位相とすると、ラッチ５００の出力信号ＬＯ１の位相は０度、ラッチ５０２の出力信号ＬＯ２の位相は６０度となる。これは、第１の位相差が６０度、第２の位相差が１２０度に対応する。次に、ＣＴＬ＝０とすると、ラッチ５０１、５０２、５０４、５０５はバッファとして動作する。この場合、本信号生成器は、２分周器として動作する。このとき、ＬＯ０の位相を−９０度とすれば、ＬＯ１の位相は０度、ＬＯ２の位相も０度となる。これは、第１と第２の位相差が６０度に対応する。ただし、図７に示す信号生成器は、ＣＴＬ＝１の際に、局部発振周波数の６倍の周波数の基準信号を利用する。このため、図４〜図６に示した信号生成器と比較して、より高速な動作が必要となる。
なお、上記で説明した第１の実施形態の周波数変換器は、本願発明の最小実施形態の信号処理回路として、以下のようにも記述できる。
すなわち、信号処理回路は、第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段（１００）を備える。そして、信号処理回路は、第１の信号に、第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段（１０１）を備える。さらに、信号処理回路は、第１の信号に、第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段（１０２）を備える。そして、信号処理回路は、第３の信号を第１の重み（Ｗ０）で、第５の信号を第２の重み（Ｗ１）で、第７の信号を第３の重み（Ｗ２）でそれぞれ加算する第１の加算手段（１０３）を備える。加えて、信号処理回路は、制御信号（ＣＴＬ）に基づいて第１の位相差及び第２の位相差を制御し、第２の信号、第４の信号、第６の信号を出力する信号生成手段（１０４）を備える。
このような構成を備える信号処理回路は、第１の実施形態の周波数変換器と同様の構成を備えており、制御信号ＣＴＬの静的なレベル切り替えのみで、高調波除去ミキサと、ダブルバランスミキサの両方の回路構成に対応できる。このため、信号処理回路は、２種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果を奏する。
また、第１の実施形態の周波数変換器と同様に、信号処理回路の回路ブロックから見た負荷は、２種類のミキサを並列に接続した場合と比較して小さい。また、信号処理回路の面積が小さくなったことにより、配線負荷も小さくなる。その結果、信号処理回路は、第１の実施形態の周波数変換器と同様の理由によって、省電力化できるという効果を奏する。
なお、信号生成器１０４は、中央処理装置と記憶装置とを備えていてもよい。記憶装置は、プログラムを記録するための記憶媒体である。記憶装置は、例えば半導体メモリ、ハードディスクであるが、これらには限定されない。そして、中央処理装置は、記憶装置から読み出したプログラムに従って、信号生成器１０４の機能を実現してもよい。中央処理装置は、さらに、記憶装置から読み出したプログラムに従って、乗算器１００〜１０２及び加算器１０３の機能を実現させてもよい。
［第２の実施形態］
図８に、本発明の第２の実施形態である周波数変換器２５０の構成を示す。第２の実施形態の周波数変換器２５０は、第１の実施形態と比較して、乗算器の個数を３個から７個（６００〜６０６）に増やした点が異なる。それに伴い、加算器６０７の端子数、信号生成器６０８の端子数も７個になっている。また、制御信号ＣＴＬは２ビットである加算器の重み係数の比Ｗ０：Ｗ１：Ｗ２：Ｗ３：Ｗ４：Ｗ５：Ｗ６は、ｃｏｓ（−６７．５°）：ｃｏｓ（−４５°）：ｃｏｓ（−２２．５°）：ｃｏｓ（０°）：ｃｏｓ（２２．５°）：ｃｏｓ（４５°）：ｃｏｓ（６７．５°）とする。
第１の実施形態の周波数変換器は最大でも局部発振信号の５次高調波までしか実効的に高調波を抑圧できない。これに対し、第２の実施形態の周波数変換器２５０は、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２、ＬＯ３、ＬＯ４、ＬＯ５、ＬＯ６として互いに位相が２２．５度ずつ異なる信号を用いることにより、１３次高調波まで抑圧できるという利点がある。また、第２の実施形態の周波数変換器２５０を、５次までの高調波を除去できる高調波除去ミキサや、単純なダブルバランスミキサと組み合わせて使用してもよい。
乗算器６００〜６０６及び加算器６０７は、図２と同様、トランジスタのサイズ比を前述の重み係数比としたギルバートセルミキサを組み合わせることによって構成できる。
図９に、第２の実施形態における信号生成器６０８の具体的な回路図を示す。信号生成器６０８は、図１及び図３に示した信号生成器１０４と同様のラッチ回路７００〜７０７と論理回路７０８とで構成される。
図１０〜図１２は、第２の実施形態における信号生成器の構成を示す図である。２ビット制御信号ＣＴＬに応じて、信号生成器６０８は、図１０〜図１２に示すように、８分周器、４分周器、２分周器のいずれかの動作を行う。
信号生成器６０８を８分周器として動作させる場合には、信号生成器６０８が図１０の構成となるように論理回路７０８を構成し、局部発振信号の８倍の周波数の基準信号（ＲＥＦ）を入力する。この場合、信号生成器６０８は、位相が２２．５度ずつ異なる局部発振信号を出力する。このとき、周波数変換器２５０は、１３次高調波までを除去可能な高調波除去ミキサとなる。
信号生成器６０８を４分周器として動作させる場合には、信号生成器６０８を図１１のように構成し、局部発振信号の４倍の周波数の基準信号（ＲＥＦ）を入力する。この場合、信号生成器６０８は、４５度ずつ異なる局部発振信号を出力する。このとき、周波数変換器２５０は、５次高調波までを除去可能な高調波除去ミキサとなる。
信号生成器６０８を２分周器として動作させる場合には、信号生成器６０８を図１２のように構成し、局部発振信号の２倍の周波数の基準信号（ＲＥＦ）を入力する。この場合、信号生成器６０８は、位相が９０度ずつ異なる局部発振信号を出力する。このとき、周波数変換器２５０は、単純なダブルバランスミキサとして動作する。
第２の実施形態の周波数変換器は、第１の実施形態の周波数変換器と同様に、高調波除去ミキサ、および高調波除去ミキサ用の信号生成器に相当する回路のみで構成される。そして、第２の実施形態の周波数変換器は、制御信号ＣＴＬの静的なレベル切り替えのみで、高調波除去ミキサと、ダブルバランスミキサの両方の回路構成に対応できる。このため、第２の実施形態の周波数変換器は、２種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。
また、第１の実施形態の周波数変換器と同様に、第２の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷も、高調波除去ミキサのときもダブルバランスミキサのときも同一である。そして、第２の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷は、２種類のミキサを並列に接続した場合と比較して小さい。さらに、周波数変換器の面積が小さくなったことにより、第２の実施形態の周波数変換器は、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第２の実施形態の周波数変換器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果がある。
なお、第２の実施形態の周波数変換器では、１３次高調波を除去できるように、局部発振信号の位相差の最小刻み幅を２２．５度にし、加算器の重み係数を対応する局部発振信号位相の余弦値に設定している。しかし、さらに高次の高調波まで除去できるように周波数変換器を構成することも可能である。
例えば、１１．２５度の位相刻み幅の局部発振信号を用い、それぞれの重み係数を対応する局部発振信号位相の余弦値に設定すれば、２９次までの高調波の除去が可能である。
［第３の実施形態］
図１３に、本発明の第３の実施形態である直交復調器の構成を示す。直交復調器３５０は、第１の実施形態の周波数変換器１５０に、乗算器９００、９０１、９０２と、加算器９０３を追加した点が異なる。乗算器９００、９０１、９０２には、それぞれ局部発振信号ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２が入力される。
ここで、直交復調器３５０は、一般的には直交信号処理回路とも呼ばれる。また、ＬＯＱ０が第９の信号に、ＬＯＱ１が第１１の信号に、ＬＯＱ２が第１３の信号に対応し、乗算器９００が第４の乗算器に、乗算器９０１が第５の乗算器に、乗算器９０２が第６の乗算器に対応し、加算器９０３が第２の加算器に対応する。
以下、具体的な数値を用いながら説明する。図１３において、信号生成器９０４は第１の実施形態の図４に示した信号生成器１０４の出力ＬＯ０〜ＬＯ３に加えて、ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２を出力する。ここで、ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２は、それぞれ、ＬＯ２、ＬＯ３、ＬＯ０（−）とする。ここで、ＬＯ０（−）は、ＬＯ０の反転信号を表す。
ＣＴＬ＝１の状態では、信号生成器１０４の構成は図５で示される。ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２及びＬＯ３の位相はそれぞれ−４５度、０度、４５度及び９０度である。従って、信号生成器９０４のＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２の位相はそれぞれ４５度、９０度、１３５度となる。その結果、直交復調器３５０の出力ＯＵＴＩとＯＵＴＱとして、振幅が等しく位相差が９０度である直交復調信号が得られる。
次に、ＣＴＬ＝０の状態では、信号生成器１０４の構成は図６で示される。ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２の位相はそれぞれ−９０度、０度、０度である。そして、信号生成器９０４のＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２の位相はそれぞれ０度、９０度、９０度となる。従って、出力ＯＵＴＩとＯＵＴＱとしては、やはり振幅が等しく位相差が９０度である直交復調信号が得られる。
なお、信号生成器９０４として、図７に示した信号生成器を用いてもよい。図７に示した信号生成器を用いた場合には、ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２は、それぞれ、ラッチ５０１の出力信号、ラッチ５０３の出力信号、ラッチ５０５の反転出力信号とすればよい。
このとき、ＣＴＬ＝１の状態では、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２の位相はそれぞれ−６０度、０度、６０度となり、ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２位相はそれぞれ３０度、９０度、１５０度であるから、直交復調器３５０の出力ＯＵＴＩとＯＵＴＱとして、振幅が等しく位相差が９０度である直交復調信号が得られる。
次に、ＣＴＬ＝０の状態では、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２の位相はそれぞれ−９０度、０度、０度であり、ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２の位相はそれぞれ０度、９０度、９０度である。従って、出力ＯＵＴＩとＯＵＴＱとしては、やはり振幅が等しく位相差が９０度である直交復調信号が得られる。
第３の実施形態の直交復調器は、第１の実施形態の周波数変換器を２系統用いた構成である。従って、第３の実施形態の直交復調器は、第１の実施形態の周波数変換器と同様の効果を奏する。すなわち、第３の実施形態の直交復調器は、２種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える直交復調器の構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。
そして、第３の実施形態の直交復調器は、第１の実施形態の周波数変換器と同様に、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第３の実施形態の直交復調器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果がある。
また、第３の実施形態の直交復調器は、Ｉ経路とＱ経路のそれぞれに、第１の実施形態の周波数変換器を配置した構成となっている。しかし、第２の実施形態の周波数変換器を、Ｉ経路とＱ経路に配置してもよい。この場合も、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２、ＬＯ３、ＬＯ４、ＬＯ５、ＬＯ６と比較して位相が９０度ずれた信号を、Ｑ経路側の乗算器に入力すればよい。
また、ここでは、Ｉ経路の乗算器に入力されるＬＯ信号に対して、Ｑ経路の乗算器に入力されるＬＯ信号の位相が９０度遅れているとして説明した。しかし、本実施形態は、Ｉ信号とＱ信号の位相関係を規定しない。すなわち、Ｉ信号に対して、Ｑ信号の位相が９０度進んでいてもよい。
［第４の実施形態］
図１４に、本発明の第４の実施の形態である直交変調器の構成を示す。直交変調器４５０は、第１の実施形態の周波数変換器１５０に、信号ＩＮＱが入力される乗算器１０００、１００１、１００２を追加した点が異なる。また、加算器１００３は、乗算器１００、１０１、１０２、１０００、１００１、１００２の各出力の振幅を、重み係数Ｗ０：Ｗ１：Ｗ２：Ｗ０：Ｗ１：Ｗ２で加算する。乗算器１０００、１００１、１００２には、それぞれ局部発振信号ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２が入力される。
ここで、直交変調器４５０は、一般的には、直交信号処理回路とも呼ばれる。また、信号ＩＮＱが第８の信号に対応する。また、加算器１００３は、第１の加算器と、第２の加算器と、第３の加算器とを１個の加算器で実現させたものである。
以下、具体的な数値を用いながら説明する。ここで、図３に示した信号生成器を用いるものとし、また、ＬＯＱ０、ＬＯＱ１、ＬＯＱ２は、それぞれ、ＬＯ２、ＬＯ３、ＬＯ０（−）とする。
ＣＴＬ＝１では、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２の位相はそれぞれ−４５度、０度、４５度であり、ＬＯ２、ＬＯ３、ＬＯ０（−）の位相はそれぞれ４５度、９０度、１３５度である。従って、直交変調器４５０の出力ＯＵＴとして、位相が９０度異なる信号成分を合成した信号が得られる。次に、ＣＴＬ＝０では、ＬＯ０、ＬＯ１、ＬＯ２の位相はそれぞれ−９０度、０度、０度であり、ＬＯ２、ＬＯ３、ＬＯ０（−）の位相はそれぞれ０度、９０度、９０度であるから、直交変調器４５０の出力ＯＵＴとしては、やはり位相が９０度異なる信号成分を合成した信号が得られる。
第４の実施形態の直交変調器は、第３の実施形態の直交復調器と同様に、第１の実施形態の周波数変換器を２系統用いた構成である。従って、第４の実施形態の直交変調器は、第３の実施形態の直交復調器と同様の効果を奏する。すなわち、第４の実施形態の直交変調器は、２種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える直交変調器の構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。
そして、第４の実施形態の直交変調器は、第３の実施形態の直交復調器と同様に、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第４の実施形態の直交変調器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果がある。
なお、信号生成器１０４として、第３の実施形態と同様に、図５に示した信号生成器を用いてもよい。また、本実施形態の直交変調は、Ｉ経路とＱ経路のそれぞれに、第１の実施形態の周波数変換器を配置した構成となっているが、第２の実施形態の周波数変換器を、Ｉ経路とＱ経路に配置してもよい。
また、ここでは、Ｉ経路の乗算器に入力されるＬＯ信号に対して、Ｑ経路の乗算器に入力されるＬＯ信号の位相が９０度遅れているとして説明したが、本発明は、Ｉ信号とＱ信号の位相関係を規定するものではない。すなわち、Ｉ信号に対して、Ｑ信号の位相が９０度進んでいてもよい。
［第５の実施形態］
図１５に、本発明の第５の実施形態である受信装置の構成を示す。受信装置５５０は、第３の実施形態の直交復調器に、アンテナ１１００と、帯域選択フィルタ１１０１と、ＬＮＡ１１０２と、Ｉ経路、Ｑ経路のＢＢフィルタ１１０３、１１０５とＶＧＡ１１０４、１１０６と、制御器１１０７を追加した点が異なる。制御器１１０７は、帯域選択フィルタ１１０１および信号生成器９０４を制御する。
図１５において、ＬＮＡ１１０２から出力された信号は乗算器１００〜１０２及び乗算器９００〜９０２で局部発振信号と乗算される。乗算器１００〜１０２の出力は加算器１０３で重み付け加算され、ＢＢフィルタ１１０３及びＶＧＡ１１０４を通過してベースバンドＩ信号（ＢＢＩ）として出力される。
乗算器９００〜９０２の出力は加算器９０３で重み付け加算され、ＢＢフィルタ１１０５及びＶＧＡ１１０６を通過してベースバンドＱ信号（ＢＢＱ）として出力される。
制御器１１０７は、局部発振信号に含まれる高調波によって、妨害信号が周波数変換されて所望信号と重畳しないよう、帯域選択フィルタ１１０１の通過帯域と、信号生成器１０４の動作状態とを制御する。帯域選択フィルタ１１０１の通過帯域を変更する方法としては、異なる通過帯域幅を備えるフィルタを複数並べ、切り替える方法や、フィルタの帯域を決めている容量や抵抗やインダクタなどに、可変素子を用いる方法がある。
なお、使用するキャリア周波数の最大値と最小値の比が、直交復調器で除去可能な高調波の次数よりも小さく、かつ、受信装置５５０を構成する回路ブロックが妨害信号によって飽和しないだけの線形性を備えていれば、必ずしも帯域選択フィルタの通過帯域を切り替える必要はない。
また、アンテナ１１００が備える周波数選択性によっては、アンテナ１１００が帯域選択フィルタ１１０１の機能を担ってもよい。また、通信データ復調に必要な信号対雑音比によっては、ＬＮＡ１１０２を省略し、あるいはＬＮＡ１１０２を直交復調器の後段に配置してもよい。さらにまた、ＢＢフィルタ１１０３、１１０５やＶＧＡ１１０４、１１０６の機能を、デジタル信号処理によって実現させることも可能である。
受信装置５５０は、第３の実施形態の直交復調器を用いて構成される。従って、第５の実施形態の受信装置は、第３の実施形態の直交復調器と同様の効果を奏する。すなわち、第５の実施形態の受信装置は、２種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える直交復調器を備えた受信装置と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。
そして、第５の実施形態の受信装置は、直交復調器の配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第５の実施形態の受信装置は、省電力化できるという効果がある。
また、第５の実施形態の受信装置は、直交復調器で高調波を除去可能であるので、帯域選択フィルタの構成を簡略化できるという効果がある。
あるいは、帯域選択フィルタで高次の高調波を抑圧し、直交復調器に求められる高調波抑圧性能を緩和するように受信装置を設定してもよい。この場合、直交復調器のさらなる低消費電力化が可能である
また、第５の実施形態では直交復調を行うダイレクトコンバージョン型の受信装置について述べた。しかし、第５の実施形態で説明した構成は、周波数変換を２回行うダブルスーパーヘテロダイン型など、その他のアーキテクチャを採用した受信装置にも適用可能である。このとき、１回目の周波数変換に、第１または第２の実施形態で説明した周波数変換器を適用することも可能である。
［第６の実施形態］
図１６に、本発明の第６の実施形態である送信装置の構成を示す。送信装置６５０は、第４の実施形態の直交変調器４５０に、Ｉ経路、Ｑ経路のＶＧＡ１２００、１２０２とＢＢフィルタ１２０１、１２０３、ＰＡ（パワーアンプ）１２０４と、帯域選択フィルタ１２０５、アンテナ１２０６と、制御器１２０７を追加した点が異なる。
図１６において、ベースバンドＩ信号（ＢＢＩ）は、ＶＧＡ１２００及びＢＢフィルタ１２０１を通過した後、乗算器１００〜１０２で局部発振信号と乗算される。また、ベースバンドＱ信号（ＢＢＱ）は、ＶＧＡ１２０２及びＢＢフィルタ１２０３を通過した後、乗算器１０００〜１００２で局部発振信号と乗算される。加算器１００３は、乗算器１００〜１０２及び乗算器１０００〜１００２の出力を重み付け加算してＰＡ１２０４に出力する。ＰＡ１２０４から出力された送信信号は、帯域選択フィルタ１２０５を通過した後、アンテナ１２０６から放射される。
制御器１２０７は、局部発振信号に含まれる高調波によって、ＢＢ信号が周波数変換されてアンテナ１２０６から放射されないように、帯域選択フィルタ１２０５の通過帯域と、信号生成器９０４の動作状態とを制御する。
なお、使用するキャリア周波数の最大値と最小値の比が、直交変調器で除去可能な高調波の次数よりも小さければ、必ずしも帯域選択フィルタ１２０５の通過帯域を切り替える必要はない。
また、ＶＧＡ１２００、１２０２やＢＢフィルタ１２０１、１２０３の機能を、デジタル信号処理によって実現させることも可能である。また、アンテナ１２０６の周波数選択性によっては、アンテナ１２０６が帯域選択フィルタ１２０５の機能を担ってもよい。
第６の実施形態の送信装置も、第５の実施形態の受信装置と同様の効果を奏する。すなわち、第６の実施形態の送信装置は、２種類のミキサと信号生成器とを並置して切り替える直交変調器を備えた送信装置と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。
そして、第６の実施形態の送信装置は、直交変調器の配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第６の実施形態の送信装置は、省電力化できるという効果がある。
また、第６の実施形態の送信装置は、直交変調器で高調波を除去可能であるので、帯域選択フィルタの構成を簡略化できるという効果がある。
あるいは、帯域選択フィルタで高次の高調波を抑圧し、直交変調器に求められる高調波抑圧性能を緩和するように送信装置を設定してもよい。この場合、直交変調器のさらなる低消費電力化が可能である
また、送信装置と受信装置とを一体化して送受信装置を構成する場合には、送信装置のＶＧＡとＢＢフィルタを、受信装置のＶＧＡとＢＢフィルタを共用することもできる。同時に送受信を行わない通信システムは、帯域選択フィルタを受信装置と送信装置とで共用してもよい。
また、第６の実施形態では直交変調を行うダイレクトコンバージョン型の送信装置構成について述べた。しかし、第６の実施形態で説明した構成は周波数変換を２回行うダブルスーパーヘテロダイン型など、その他のアーキテクチャを採用した送信装置にも適応可能である。このとき、１回目の周波数変換に、第１または第２の実施形態で示した周波数変換器を適用することも可能である。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上述した実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１０年９月９日に出願された日本出願特願２０１０−２０２２４０を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
【符号の説明】
【００１０】
１００、１０１、１０２、６００、６０１、６０２、６０３、６０４、６０５、６０６、９００、９０１、９０２、１０００、１００１、１００２  乗算器
１０３、６０７、９０３、１００３  加算器
１０４、６０８、９０４  信号生成器
４００、４０１、４０２、４０３、５００、５０１、５０２、５０３、５０４、５
０５、７０１、７０２、７０３、７０４、７０５、７０６、７０７  ラッチ
４０４、４０６、５０６、５０９  ＸＯＲ回路
４０５、４０７、５０７、５１１  ＯＲ回路
５０８、５１０  ＮＡＮＤ回路
７０８  論理回路
１１００、１２０６、８０００  アンテナ
１１０１、１２０５、８００１  帯域選択フィルタ
１１０２、８００２  ＬＮＡ
１１０３、１１０５、１２０１、１２０３、８００４、８００７  ＢＢフィルタ
１１０４、１１０６、１２００、１２０２、８００５、８００６  ＶＧＡ
１１０７、１２０７  制御器
１２０４、８００９  ＰＡ
１５０、２５０、９５０、８００３、８００８  周波数変換器
３５０  直交復調器
４５０  直交変調器
５５０  受信装置
６５０  送信装置
７５０  送受信装置
【図１】
2012032936.tif 000003
【図２】
2012032936.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
2012032936.tif 000014
【図１３】
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【図１４】
2012032936.tif 000016
【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【手続補正書】
【提出日】平成24年1月5日(2012.1.5)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段と、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段と、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段と、
前記第３の信号を第１の重みで、前記第５の信号を第２の重みで、前記第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算する第１の加算手段と、
制御信号に基づいて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を制御し、前記第２の信号、前記第４の信号、前記第６の信号を出力する信号生成手段と、
を備える信号処理回路。
【請求項２】
前記信号生成手段は、前記第２の周波数の整数倍の周波数の基準信号を入力し、
前記基準信号を前記整数分の１の周波数に分周して前記第２の信号を生成し、
前記制御信号に基づいて前記基準信号の周期の２分の１を単位時間としてその整数倍の時間だけ前記第１の信号を遅延させて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を設定し、
前記第４の信号及び前記第６の信号を生成する、請求項１に記載の信号処理回路。
【請求項３】
前記第２の位相差が前記第１の位相差の２倍に設定される第１の状態、または
前記第１の位相差と前記第２の位相差とが等しく設定される第２の状態、
のいずれかの状態に、前記制御信号に基づいて設定される、請求項２に記載の信号処理回路。
【請求項４】
前記第１、第２、第３の重みの比は、前記第４の信号の位相を基準として、
前記第１の状態における前記第２、第４、第６の信号の位相における余弦値の比に設定される、請求項３に記載の信号処理回路。
【請求項５】
前記信号生成手段は、データ端子とイネーブル端子と出力端子とを備え、前記イネーブル端子の論理に応じて入力されたデータを透過または保持して出力するラッチを、
前記整数段だけ接続して構成される、請求項３または４いずれかに記載の信号処理回路。
【請求項６】
前記第１の状態においては、イネーブル端子に前記基準信号が入力されるラッチと、イネーブル端子に前記基準信号の反転信号が入力されるラッチが交互に直列に接続され、
前記第２の状態においては、イネーブル端子に前記基準信号が入力されるラッチと、常にデータを透過させる状態にある１以上の数のラッチと、
イネーブル端子に前記基準信号の反転信号が入力されるラッチと、常にデータを透過させる状態にある１以上の数のラッチとが、交互に直列に接続される、請求項５に記載の信号処理回路。
【請求項７】
請求項１から６のいずれか１項に記載の信号処理回路と、
第３の周波数の成分を含む第８の信号に、前記第２の信号に対して９０度異なる位相を持つ前記第２の周波数の第９の信号を乗算し、第１０の信号を出力する第４の乗算手段と、
前記第８の信号に、前記第４の信号に対して９０度異なる位相を持つ前記第２の周波数の第１１の信号を乗算し、第１２の信号を出力する第５の乗算手段と、
前記第８の信号に、前記第６の信号に対して９０度異なる位相を持つ前記第２の周波数の第１３の信号を乗算し、第１４の信号を出力する第６の乗算手段と、
前記第１０の信号を前記第１の重みで、前記第１２の信号を前記第２の重みで、前記第１４の信号を前記第３の重みで加算する第２の加算手段と、
を備える、直交信号処理回路。
【請求項８】
前記第８の信号は、前記第１の信号と等しい、
請求項７に記載の直交信号処理回路。
【請求項９】
前記第１の加算手段の出力と、前記第２の加算手段の出力を加算して出力する第３の加算手段と、を
さらに備える、請求項７又は８に記載の直交信号処理回路。
【請求項１０】
前記第１、第２、第３の加算手段のうちの複数個が単一の加算手段で構成された、請求項９に記載の直交信号処理回路。
【請求項１１】
請求項１から６いずれか１項に記載の信号処理回路、または、請求項７乃至１０のいずれかに記載の直交信号処理回路と、
帯域選択フィルタと、前記帯域選択フィルタの通過帯域及び前記信号生成手段を制御する制御手段と、
を備える受信装置。
【請求項１２】
請求項１から６いずれか１項に記載の信号処理回路、または、請求項７乃至１０のいずれか１項に記載の直交信号処理回路と、
帯域選択フィルタと、前記帯域選択フィルタの通過帯域または前記信号生成手段を制御する制御手段と、
を備える送信装置。
【請求項１３】
第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力し、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力し、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力し、
前記第３の信号を第１の重みで、前記第５の信号を第２の重みで、前記第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算し、
制御信号に基づいて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を制御し、前記第２の信号、前記第４の信号、前記第６の信号を出力する、
信号処理方法。
【請求項１４】
信号処理回路を、
第１の周波数の成分を含む第１の信号に、第２の周波数の成分を含む第２の信号を乗算し、第３の信号を出力する第１の乗算手段、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第１の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第４の信号を乗算し、第５の信号を出力する第２の乗算手段、
前記第１の信号に、前記第２の信号に対して第２の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第２の周波数の第６の信号を乗算し、第７の信号を出力する第３の乗算手段、
前記第３の信号を第１の重みで、前記第５の信号を第２の重みで、前記第７の信号を第３の重みでそれぞれ加算する第１の加算手段、
制御信号に基づいて前記第１の位相差及び前記第２の位相差を制御し、前記第２の信号、前記第４の信号、前記第６の信号を出力する信号生成手段、
として機能させるための信号処理回路のコンピュータの制御プログラムを記録した、制御プログラムの記録媒体。
【国際調査報告】
2012032936.tif 000022
2012032936.tif 000023
2012032936.tif 000024
2012032936.tif 000025
2012032936.tif 000026
2012032936.tif 000027