(57)【要約】  軟判定値生成のための演算量、ハードウェア規模を削減できる軟判定値生成回路を得る。  同期検波後の受信シンボルの位相を回転させる位相回転部２と、位相回転された受信シンボルから予め限定された軟判定値候補に対する軟判定値の絶対値を算出する加算部３ａ、３ｂと、軟判定値の絶対値から最小値を選択する最小値選択部４ａ、４ｂと、位相回転後の受信シンボルの位相に基づき最小値に符号情報を反映させる符号反映部５ａ、５ｂと、符号反映部５ａ、５ｂの出力に対して雑音分散値及び変調シンボルの振幅値に応じた係数を乗算する軟判定値補正部６ａ、６ｂとを設けた。
2012070369.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期検波後の受信シンボルの位相を回転させる位相回転手段と、
位相回転された受信シンボルから予め限定された軟判定値候補に対する軟判定値の絶対値を算出する加算手段と、
前記軟判定値の絶対値から最小値を選択する最小値選択手段と、
位相回転後の受信シンボルの位相に基づき前記最小値に符号情報を反映させる符号反映手段と
を備えた軟判定値生成回路。
【請求項２】
前記符号反映手段の出力に対して雑音分散値及び変調シンボルの振幅値に応じた係数を乗算する軟判定値補正手段をさらに備えた
請求項１記載の軟判定値生成回路。
【請求項３】
前記位相回転手段の前段に設けられ、受信シンボルを１シンボル遅延させる遅延手段をさらに備えた
請求項１又は２記載の軟判定値生成回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、ディジタル通信システムにおける受信装置等に含まれる軟判定値生成回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
ディジタル通信では、通常、伝送路において生じたデータの誤りを訂正する誤り訂正が用いられることが多い。この誤り訂正は、送信側の誤り訂正符号化と、受信側の誤り訂正復号により実現される。【０００３】
誤り訂正符号化には幾つか種類があるが、近年、強力な誤り訂正能力を有する符号として、ターボ符号や、ＬＤＰＣ符号が知られている。これらの符号は、受信側でそれぞれターボ復号、及び、ＬＤＰＣ復号を行うことで、高い誤り訂正効果が得られる。【０００４】
これらの復号器に入力する情報は、一般に、「軟判定値」と呼ばれるものである。ディジタルデータは、「０」か「１」のビット情報を持つため、復号器に入力する情報を０か１の２値で判定したもの（これを「硬判定値」と呼ぶ）とする方法と、２値ではなく０または１となる確率、尤度、あるいは対数尤度として表した軟判定値を復号器に入力する方法とがある。特に、後者の方法は、軟判定復号と呼ばれ、ターボ復号やＬＤＰＣ復号との親和性が高く、前者の方法（これを硬判定復号と呼ぶ）に比べ、高い誤り訂正効果を発揮する。【０００５】
復号器に供給する軟判定値を生成する回路を、軟判定値生成回路と呼ぶ。この軟判定値生成回路では、使用されるディジタル変調方式に応じて、受信信号（以降、信号をシンボルと呼ぶ）から軟判定値を生成する。同期検波を前提としたディジタル通信では、一般に、伝送特性の良い位相シフトキーイング（Phase Shift Keying：ＰＳＫ）や直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）などのディジタル変調方式が用いられる。ＰＳＫやＱＡＭでの軟判定値の生成法は、例えば、非特許文献１において開示されている。【０００６】
一方、２値ＰＳＫ（Binary PSK：ＢＰＳＫ）や４値ＰＳＫ（Quadrature PSK：ＱＰＳＫ）では、変調シンボルを差動符号化した差動符号化（Differentially Encoded：ＤＥ）ＢＰＳＫやＤＥＱＰＳＫなどの変調方式がある。これらは、受信機において遅延検波を実施することで復調（軟判定値の生成）が可能であり、一般には同期検波を不要とするものである。ただし、受信機において同期検波を実施することで、遅延検波を実施するよりも高い受信性能を発揮できる（例えば、非特許文献２において受信性能が報告されている）。【０００７】
特許文献１では、ＤＥＢＰＳＫやＤＥＱＰＳＫなどの差動符号化された変調方式において、受信シンボルに対し、送信ビットが１となるパターン（変調シンボル候補点）との誤差の最小値と、送信ビットが０となる変調シンボル候補点との誤差の最小値をそれぞれ求め、その差を信頼度情報、すなわち、軟判定値とする発明が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開平１０−７５２７４号公報
【非特許文献】
【０００９】
【非特許文献１】Hidehiro Matsuoka, Seiichi Sampei, Norihiko Morinaga, and Yukiyoshi Kamio, "Adaptive Modulation System with Punctured Convolutional Code for High Quality Personal Communication Systems" IEICE Trans. Commun., vol.E79-B, no.3, pp.328-334, March 1996.
【非特許文献２】Hiroshi Nishimoto, Toshihiko Nishimura, Takeo Ohgane, and Yasutaka Ogawa, "Blind Iterative Decoding in Bit-Interleaved Coded DPSK," Proc. WPMC2008, CC2-4, Sept. 2008.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
しかしながら、特許文献１記載の発明は、一般的な軟判定値計算の原理に相当するものである。ＤＥＱＰＳＫにおいて軟判定値を生成する場合、当該発明に従えば、送信ビットが１となる変調シンボル候補点は８通り存在し、各々について受信シンボルとの誤差を求め、最小値を探索する必要がある。送信ビットが０となる候補点も８通り存在するため、これについても同様に誤差計算及び最小値探索が必要である。また、受信シンボルと候補点との誤差は、ユークリッド距離の二乗で算出されるため、ハードウェアでは乗算器あるいは二乗回路を必要とする。このため、当該発明をディジタル回路で実現する場合には、演算量が多く、ディジタルＬＳＩ（Large Scale Integration）やＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）への実装においては、特に当該発明を適用した回路を複数並列動作させる場合、多大な回路規模及び多大な消費電力を要するという問題点があった。【００１１】
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、差動符号化変調方式において、軟判定値生成のための演算量及びハードウェア規模を削減することができる軟判定値生成回路を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明に係る軟判定値生成回路は、同期検波後の受信シンボルの位相を回転させる位相回転手段と、位相回転された受信シンボルから予め限定された軟判定値候補に対する軟判定値の絶対値を算出する加算手段と、前記軟判定値の絶対値から最小値を選択する最小値選択手段と、位相回転後の受信シンボルの位相に基づき前記最小値に符号情報を反映させる符号反映手段とを備えるものである。
【発明の効果】
【００１３】
本発明に係る軟判定値生成回路によれば、予め限定された軟判定値候補について、正負反転処理、加減算処理といった簡易な演算で軟判定値を算出することができ、演算量、回路規模を低減することができ、ひいては消費電力を低減することができるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路の位相回転後の受信シンボル位置を示す図である。
【図３】ＤＥＱＰＳＫのマッピング則を示す図である。
【図４】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路の軟判定値候補の削減を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路においてｒ1'が第１象限に位置する場合の候補削減後の軟判定値算出例を示す図である。
【図６】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路においてｒ1'が位置する象限に対する候補削減後の軟判定値を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路の位相回転部の処理を示す図である。
【図８】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路の加算部の処理を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路の符号反映部の処理を示す図である。
【図１０】従来の軟判定値生成回路の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
以下、本発明の軟判定値生成回路の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
【００１６】
まず、前提条件として、本発明を適用しない場合の従来の軟判定値生成回路の動作を説明する。
【００１７】
具体的には、一般的な軟判定値の考え方とその近似値について説明し、ＤＥＱＰＳＫ変調を用いるシステムにおいて同期検波後の受信シンボルから軟判定値を生成する従来法について図面を参照しながら説明する。なお、ここで扱うＤＥＱＰＳＫ変調は、π／４シフトされないＤＥＱＰＳＫ変調とする。つまり、具体的な取りうる変調点は、後述するように、ＱＰＳＫと同一の４点である。
【００１８】
はじめに、対数尤度比（Log Likelihood Ratio：ＬＬＲ）の定義を説明する。なお、従来法、本発明ともに、後述する近似ＬＬＲを軟判定値として出力するものとする。
【００１９】
送信情報（送信ビット）系列をｂ∈（０，１）、受信信号をｒ（複素数）とする。受信信号がｒであるとき送信情報系列がｂである事後確率Ｐ（ｂ｜ｒ）は、ベイズの定理より次の式（１）で表される。
【００２０】
【数１】
2012070369.tif 000003
【００２１】
従って、受信信号がｒであるときのｂの対数尤度比Ｌ（ｂ｜ｒ）は、次の式（２）で与えられる。
【００２２】
【数２】
2012070369.tif 000004
【００２３】
なお、一般的に、送信情報系列ｂにおいて、０の生起確率と１の生起確率は等しいとみなすため、Ｐ（ｂ＝０）＝Ｐ（ｂ＝１）である。すなわち、式（２）の第２項を０と考える。
【００２４】
ここで、変調シンボル点をｑi（複素数）、ガウス雑音の分散をσ2とすると、ｑiを送信した場合の受信信号ｒの確率密度は、次の式（３）で与えられる。
【００２５】
【数３】
2012070369.tif 000005
【００２６】
変調シンボルｑiにはＭビットがマッピングされているものとし、各ビットをｂ0，ｂ1，・，ｂM-1と表すこととする。ｂk＝０（０≦ｋ≦Ｍ−１）である変調シンボル点の集合をＣ（ｂk＝０）、ｂk＝１である変調シンボル点の集合をＣ（ｂk＝１）とし、それぞれの要素数は等しいとすると、式（２）より、ｂkの対数尤度比Ｌ（ｂk｜ｒ）は、次の式（４）で与えられる。
【００２７】
【数４】
2012070369.tif 000006
【００２８】
Ｌ（ｂk｜ｒ）の算出式である式（４）には、ｑi∈Ｃ（ｂk＝０）に関する指数和と、ｑi∈Ｃ（ｂk＝１）に関する指数和があり、総和の対象となる変調シンボルの集合Ｃ（ｂk＝０）とＣ（ｂk＝１）の要素数が大きい場合には、これら指数和は膨大な演算を要する。そこで、これら指数和に対して、それぞれ最大項のみを用いることによりＬＬＲを近似する。この近似法を対数和最大近似と呼ぶ。
【００２９】
【数５】
2012070369.tif 000007
【００３０】
すなわち、ｂk＝０である変調シンボルと受信信号ｒとの最小二乗距離と、ｂk＝１である変調シンボルと受信信号ｒとの最小二乗距離と、雑音電力から、近似ＬＬＲλ（ｂk｜ｒ）を導出することができる。
【００３１】
ここで、ＤＥＱＰＳＫ変調における近似ＬＬＲ計算について説明する。以下は従来法の計算である。
【００３２】
ｎを系列番号、ＤＥＱＰＳＫの送信シンボルをｓ（ｎ）（複素数）、送信情報ビットをｂnとすると、送信信号ｓ（ｎ）は、次の式（６）、式（７）で与えられる。
【００３３】
【数６】
2012070369.tif 000008
【００３４】
ここで、ｓ（０）＝√２ａ・ｅjπ/4を開始点とする。ａはＩ−ｃｈ（Inphase Channel）、及びＱ−ｃｈ（Quadrature-phase Channel）の送信振幅の絶対値を表している。これにより、送信シンボルは通常のＱＰＳＫと同一のコンステレーションとなる。通常のＱＰＳＫのコンステレーションとは、すなわち、ｑ0＝（ａ，ａ）、ｑ1＝（−ａ，ａ）、ｑ2＝（−ａ，−ａ）、ｑ3＝（ａ，−ａ）の４点である。
【００３５】
連続する受信シンボルｒ（ｎ−１）、ｒ（ｎ）から、当該シンボル遷移に関わる情報ビット２ビットそれぞれのＬＬＲを求めることを考える。以降では、シンボル時刻ｎ−１とｎにのみ着目し、以下の式（８）〜式（１３）ように表記を簡単にする。また、ＤＥＱＰＳＫのマッピング則を図３に示す。
【００３６】
【数７】
2012070369.tif 000009
【００３７】
式（２）は受信１シンボルと送信情報が対応づけられる場合のＬＬＲの定義であるが、差動符号化されたシンボルにおいては、連続する２シンボル間の状態遷移に送信情報が含まれるため、この場合のビットｂk（ｋ＝０，１）の対数尤度比Ｌ（ｂk｜ｒ0，ｒ1）は、次の式（１４）で与えられる。
【００３８】
【数８】
2012070369.tif 000010
【００３９】
式（１４）は、以下の式（１５）ように展開される。なお、ｂk＝０である変調シンボル点ｓ0、ｓ1の組合せの集合をＤ（ｂk＝０）、ｂk＝１である変調シンボル点ｓ0、ｓ1の組合せの集合をＤ（ｂk＝１）とする。
【００４０】
【数９】
2012070369.tif 000011
【００４１】
ここで、式（５）と同様に、対数和最大近似を適用すると、次の式（１６）の近似ＬＬＲが得られる。
【００４２】
【数１０】
2012070369.tif 000012
【００４３】
ｒ0に最も近い変調シンボル点をｑm0、ｒ1に最も近い変調シンボル点をｑm1とすると、式（１６）は次の式（１７）で表される。
【００４４】
【数１１】
2012070369.tif 000013
【００４５】
式（１７）で与えられる近似ＬＬＲが従来法である。従来法をより具体的に考える。ｋ＝０のとき、つまり、ｂ0を考えると、ｑm0、ｑm1が集合Ｄ（ｂ0＝０）に含まれる場合、ｂ0＝０が最尤ビットとなり、近似ＬＬＲは式（１７）の上段の式に従って計算される。すなわち、ｂ0＝０の尤度は一意的に求められるため（式（１７）上段第２項目）、反転ビットｂ0＝１となる（ｑi，ｑj）の組合せ候補から二乗距離最小となる組合せを探索する必要がある（式（１７）上段第１項目）。図３より、ｂ0＝１となる（ｑi，ｑj）の組合せ候補は８通り存在するため、ｂ0の近似ＬＬＲ算出のためには受信シンボル毎に８通りの組合せ候補の中から探索が必要となる。これは、ｂ0＝１が最尤ビットとなる場合についても、近似ＬＬＲは式（１７）下段で算出されるため、ｂ0＝０の８通りの組合せ候補の探索が同様に必要となる。ｂ1についても同様である。従って、従来法をハードウェアで実現する場合には、演算量が多く、多大な回路規模、及び多大な消費電力を要するという問題がある。
【００４６】
図１０は、従来法を実現する軟判定値生成回路の構成を示すブロック図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
【００４７】
図１０において、従来の軟判定値生成回路３０ａは、最尤ビット尤度算出部３１ａと、二乗誤差最小値選択部３２ａと、対数尤度比算出部３３ａと、符号反映部３４ａと、軟判定値補正部３５ａとが設けられている。
【００４８】
また、従来の軟判定値生成回路３０ｂは、軟判定値生成回路３０ａと同様に、最尤ビット尤度算出部３１ｂと、二乗誤差最小値選択部３２ｂと、対数尤度比算出部３３ｂと、符号反映部３４ｂと、軟判定値補正部３５ｂとが設けられている。なお、軟判定値生成回路３０ａ及び３０ｂの前段に遅延部１が設けられている。
【００４９】
軟判定値生成回路３０ａはｂ0に対する軟判定値を生成し、軟判定値生成回路３０ｂはｂ1に対する軟判定値を生成する。説明を簡単にするため、以下ではｂ0に対する軟判定値を生成する軟判定値生成回路３０ａについて説明する。
【００５０】
入力される受信シンボルは、まず分岐され、一方は遅延部１に、もう一方はそのまま軟判定値生成回路３０ａにｒ1として入力される。遅延部１は、入力される受信シンボルを１シンボル遅延させる。遅延部１の出力は、ｒ0として軟判定値生成回路３０ａに入力される。
【００５１】
最尤ビット尤度算出部３１ａは、遅延部１から入力される受信シンボルｒ0と、遅延部１の入力側（前段）から入力される受信シンボルｒ1から、それぞれの最尤点ｑm0、ｑm1を求め、ｂ0の最尤ビットを決定する。決定した最尤ビットを二乗誤差最小値選択部３２ａ及び符号反映部３４ａへ出力する。また、最尤ビットに対する尤度を算出する。最尤ビットに対する尤度は、式（１７）におけるｑm0、ｑm1に対応する項、すなわち、次の式（１８）から求める。
【００５２】
【数１２】
2012070369.tif 000014
【００５３】
求めた尤度は、対数尤度比算出部３３ａへ出力する。
【００５４】
二乗誤差最小値選択部３２ａは、最尤ビット尤度算出部３１ａから入力されるｂ0の最尤ビットの反転ビットを求める。遅延部１から入力される受信シンボルｒ0と、遅延部１の入力側から入力される受信シンボルｒ1から、反転ビットとなるｒ0とｒ1の組合せ候補８通り（図３参照）全てに対し、式（１７）における反転ビット項の尤度を求める。すなわち、次の式（１９）を組合せ候補８通り全てに対し計算する。
【００５５】
【数１３】
2012070369.tif 000015
【００５６】
ここで、ｑr0、ｑr1はそれぞれｒ0、ｒ1に対応する反転ビットの候補点を示している。式（１９）の計算を８通り全てに対して実施し、その最小値λrm（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）を求め、反転ビットの尤度として対数尤度比算出部３３ａへ出力する。
【００５７】
対数尤度比算出部３３ａは、最尤ビット尤度算出部３１ａ、二乗誤差最小値選択部３２ａからそれぞれ入力されるλm（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）、λrm（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）より、近似ＬＬＲの絶対値（ただし、係数１／（２σ2）は未反映）を求める。近似ＬＬＲの絶対値は次の式（２０）により算出される。
【００５８】
【数１４】
2012070369.tif 000016
【００５９】
ここで、λm（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）は最尤候補点から求めた尤度のため、常にλrm（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）≧λm（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）の関係を満たしており、（−）λ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）は必ず非負値となる（なお、（−）λは、λのオーバーラインを表す）。算出した値を符号反映部３４ａへ出力する。
【００６０】
符号反映部３４ａは、最尤ビット尤度算出部３１ａから入力される最尤ビットに従い、対数尤度比算出部３３ａから入力される値に符号を反映する。具体的には、最尤ビットがｂ0＝１のとき、近似ＬＬＲの絶対値に負の符号を与える。すなわち、符号反映部３４ａでの処理は、次の式（２１）で表せる。
【００６１】
【数１５】
2012070369.tif 000017
【００６２】
式（２１）で求めたλ\quote （ｂ0｜ｒ0，ｒ1）を軟判定値補正部３５ａへ出力する。
【００６３】
軟判定値補正部３５ａは、符号反映部３４ａから入力される値に、１／（２σ2）を乗算する。すなわち、軟判定値補正部３５ａでの処理は、次の式（２２）で表現できる。
【００６４】
【数１６】
2012070369.tif 000018
【００６５】
式（２２）で求めたλ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）を軟判定値生成回路３０ａの演算結果として出力する。
【００６６】
以上、ビットｂ0に対する従来の近似ＬＬＲを、最尤ビット尤度算出部３１ａと、二乗誤差最小値選択部３２ａと、対数尤度比算出部３３ａと、符号反映部３４ａと、軟判定値補正部３５ａとから構成される軟判定値生成回路３０ａにより算出可能であることを説明した。軟判定値生成回路３０ｂにおいても、同様の手順で処理を実施することで、ビットｂ1に対する近似ＬＬＲを算出できる。ただし、二乗誤差最小値選択部３２ａ、３２ｂは、反転ビットの組合せ候補８通り全てについて式（１９）の二乗誤差計算を実施し、最小値を探索する必要があるため、従来法は演算量が多いという問題があった。
【００６７】
本発明は、上述の従来法における近似ＬＬＲ算出法を踏まえ、演算処理量を削減するよう回路を構成したものである。
【００６８】
実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路について図１から図９までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路の構成を示すブロック図である。
【００６９】
図１において、この発明の実施の形態１に係る軟判定値生成回路２０は、位相回転部（位相回転手段）２と、ビット処理部１０ａと、ビット処理部１０ｂとが設けられている。遅延部（遅延手段）１については、後述する。
【００７０】
ビット処理部１０ａは、加算部（加算手段）３ａと、最小値選択部（最小値選択手段）４ａと、符号反映部（符号反映手段）５ａと、軟判定値補正部（軟判定値補正手段）６ａとが設けられている。また、ビット処理部１０ｂは、加算部（加算手段）３ｂと、最小値選択部（最小値選択手段）４ｂと、符号反映部（符号反映手段）５ｂと、軟判定値補正部（軟判定値補正手段）６ｂとが設けられている。
【００７１】
ビット処理部１０ａはｂ0に対する処理部であり、ビット処理部１０ｂはｂ1に対する処理部である。ビット処理部１０ａとビット処理部１０ｂの構成は同一である。
【００７２】
まず、本発明における軟判定値生成法の原理を説明する。
【００７３】
差動符号化ＰＳＫにおいては連続する２シンボル間の相対的な位相差のみが問題となることから、ｒ0が第１象限に位置するよう、π／２単位の位相回転をｒ0に施すものとし、位相回転後のシンボルをｒ0'とする。また、同一の位相回転をｒ1に施したものをｒ1'とする。また、ｒ0＝（ｕ0，ｖ0）、ｒ1＝（ｕ1，ｖ1）、ｒ0'＝（ｘ0，ｙ0）、ｒ1'＝（ｘ1，ｙ1）と表すこととする。このとき、位相回転前後のシンボルの関係は、次の式（２３）、（２４）、（２５）で表現される。
【００７４】
【数１７】
2012070369.tif 000019
【００７５】
ｒ0'に最も近い変調シンボル点をｑm0'、ｒ1'に最も近い変調シンボル点をｑm1'とすると、近似ＬＬＲは次の式（２６）で表せる。
【００７６】
【数１８】
2012070369.tif 000020
【００７７】
以下に、ｒ1'が第１象限に位置するとき（図２）のビットｂ0のＬＬＲλ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）について展開する。
【００７８】
ｒ0'が第１象限に位置するため、必ずｑm0'＝ｑ0であり、ｒ1'が第１象限に位置するためｑm1'＝ｑ0である。ｑ0→ｑ0の遷移における情報ビットｂ0はｂ0＝０である（図３参照）から、λ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）は、次の式（２７）で表される。
【００７９】
【数１９】
2012070369.tif 000021
【００８０】
（ｑi，ｑj）∈Ｄ（ｂ0＝１）となる８通りの遷移（ｑi→ｑj）（図３参照）に対する
【００８１】
【数２０】
2012070369.tif 000022
【００８２】
を図４に示す。図４に示す通り、ｒ1'が第１象限に位置することから、項番（２）、（３）、（５）、（６）、（８）は最小値とはなり得ないことが分かる。従って、項番（１）、（４）、（７）の３通りのみを計算対象とすれば良い。
【００８３】
次に、式（２７）を次の式（２８）に展開する。
【００８４】
【数２１】
2012070369.tif 000023
【００８５】
式（２８）中の
【００８６】
【数２２】
2012070369.tif 000024
【００８７】
を、図４の項番（１）、（４）、（７）について具体的に求めると、図５の通りになる。図５に示す通り、具体的な候補値は３通りに限定できる。
【００８８】
従って、ｒ1'が第１象限に位置するときのλ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）は、次の式（２９）により求められる。
【００８９】
【数２３】
2012070369.tif 000025
【００９０】
係数２ａ／σ2は３通りの候補値に共通であるため、最小値選択後に乗算すれば良い。
【００９１】
同様にして、ｒ1'が第１象限に位置するときのビットｂ1の近似ＬＬＲλ（ｂ1｜ｒ0，ｒ1）、更にｒ1'が第２、第３、第４象限にそれぞれ位置するときのλ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）、λ（ｂ1｜ｒ0，ｒ1）を求めることができる。これらの対応表を図６に示す。同図に示す通り、ｒ1'の位置する象限で場合分けすることにより、λ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）、λ（ｂ1｜ｒ0，ｒ1）の候補値をそれぞれ４通りに限定できることが分かる。これらの候補値の最小値を求めることで、λ（ｂ0｜ｒ0，ｒ1）、λ（ｂ1｜ｒ0，ｒ1）を算出できる。また、正負反転処理、加減算処理といった簡易な処理で算出可能であることが分かる。なお、同図に示す値には、係数２ａ／σ2の記載を省略している。
【００９２】
以下では、説明を簡単にするため、ｂ0に対する近似ＬＬＲ算出法を説明する。すなわち、位相回転部２とビット処理部１０ａの動作を説明する。
【００９３】
位相回転部２は、遅延部１から入力される受信シンボルｒ0と、遅延部１の入力側から入力される受信シンボルｒ1に対し、位相回転を施す。位相回転は、ｘ0≧０、ｙ1≧０となるよう、９０度単位の回転を各シンボルに適用する。９０度単位の回転処理は、符号反転と、Ｉ−ｃｈ（実部）／Ｑ−ｃｈ（虚部）の入れ替えで実現可能である。これらの対応表を図７に示す。位相回転を適用したｒ0'、ｒ1'は、それぞれ加算部３ａへ出力される。
【００９４】
加算部３ａは、位相回転部２からそれぞれ入力されるｒ0'、ｒ1'を基に、加算により軟判定値候補の３値を求める。図８に加算部３ａの処理をまとめたものを示す。同図には、ビットｂ0、ｂ1両方の処理、すなわち、加算部３ａ、３ｂ両方の処理を記載している。なお、求める３値は全て非負である。求めた３値を最小値選択部４ａへ出力する。
【００９５】
最小値選択部４ａは、加算部３ａから入力された３値のうち、最小値を求める。求めた最小値を符号反映部５ａへ出力する。
【００９６】
符号反映部５ａは、位相回転部２から入力されるｒ1'に基づき、最小値選択部４ａから入力された値に符号を反映させる。図９に、符号反映部５ａの処理をまとめたものを示す。同図には、ビットｂ0、ｂ1両方の処理、すなわち、符号反映部５ａ、５ｂ両方の処理を記載している。同図から分かる通り、ｒ1'の位相に応じて符号の反映を行う。符号を反映させた値を軟判定値補正部６ａへ出力する。
【００９７】
軟判定値補正部６ａは、符号反映部５ａから入力される値に、係数２ａ／σ2を乗算する。ただし、想定する雑音レベルを固定とする場合には、係数２ａ／σ2は固定値となり、本乗算は固定値乗算となる。固定値乗算は、ビットシフトと加算器で実現する手法や、参照テーブルを用いて出力をテーブル引きする手法など、乗算器を用いずに実現する手法があるため、軟判定値補正部６ａ、６ｂの乗算は、処理量増加や回路規模増加にはあまり影響を与えない。これは、従来法における軟判定値補正部３５ａ、３５ｂについても同様である。このようにして、係数２ａ／σ2を乗算した値を近似ＬＬＲとし、軟判定値生成回路２０の演算結果として出力する。
【００９８】
このように、本実施の形態におけるビットｂ0に対する近似ＬＬＲは、位相回転部２と、ビット処理部１０ａにより、簡易に生成可能である。ビットｂ1対する近似ＬＬＲについても、位相回転部２と、ビット処理部１０ｂにより、同様に簡易に生成可能である。ビットｂ1対する処理は、上述の説明に含まれているため、詳細は省略する。
【００９９】
なお、本実施の形態の軟判定値生成回路２０には、受信シンボルを１シンボル遅延させるための遅延部１を含めていない。しかしながら、これに限らず、遅延部１を軟判定値生成回路２０に含めても良い。
【０１００】
また、本実施の形態の軟判定値生成回路２０には、係数２ａ／σ2を乗算する軟判定値補正部６ａ、６ｂを含めた。しかしながら、例えば、後段の誤り訂正復号器が軟判定ビタビ（Viterbi）復号を実施する場合は、軟判定値の相対的な大小関係が識別できれば良いので、係数２ａ／σ2の乗積が不要である。従って、上述の実施の形態に限らず、軟判定値生成回路２０に軟判定値補正部６ａ、６ｂを含めなくても良い。
【０１０１】
また、本実施の形態では、対象とする通信システムが、有線通信であっても良く、無線通信であっても良い。また、マルチキャリア通信であっても良く、シングルキャリア通信であっても良い。
【０１０２】
なお、ＤＥＢＰＳＫ変調においても本発明の手法を実施可能である。その場合には、従来法に比べて軟判定値候補の削減効果は得られないが、従来法で必要となる二乗誤差計算を不要とし、本実施の形態で説明したように、正負反転処理と、加減算処理と、比較処理とで容易に軟判定値を生成できる。
【０１０３】
本実施の形態の軟判定値生成回路２０では、ＤＥＱＰＳＫ変調において、従来よりも軟判定値候補を削減し、正負反転処理と加減算処理と比較処理で簡易に軟判定値を算出できる。
【０１０４】
以上、本発明について実施の形態をもとに説明した。これらの実施の形態の各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なことは、言うまでもない。
【０１０５】
以上のように、本発明に係る軟判定値生成回路２０は、軟判定復号を行う受信装置、信号処理装置に有用である。
【符号の説明】
【０１０６】
１  遅延部、２  位相回転部、３ａ、３ｂ  加算部、４ａ、４ｂ  最小値選択部、５ａ、５ｂ  符号反映部、６ａ、６ｂ  軟判定値補正部、１０ａ  ビット処理部、１０ｂ  ビット処理部、２０  軟判定値生成回路。
【図１】
2012070369.tif 000026
【図２】
2012070369.tif 000027
【図３】
2012070369.tif 000028
【図４】
2012070369.tif 000029
【図５】
2012070369.tif 000030
【図６】
2012070369.tif 000031
【図７】
2012070369.tif 000032
【図８】
2012070369.tif 000033
【図９】
2012070369.tif 000034
【図１０】
2012070369.tif 000035
【手続補正書】
【提出日】平成25年1月31日(2013.1.31)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１２】
本発明に係る軟判定値生成回路は、同期検波後の受信シンボルと、当該受信シンボルを遅延させた遅延受信シンボルに対して、前記受信シンボルを複素平面の特定象限に移動させるような位相回転処理を施す位相回転手段と、位相回転された前記受信シンボルと前記遅延受信シンボルとの同相成分および直交成分の値に基づき、予め限定された軟判定値候補に対する軟判定値の絶対値を算出する加算手段と、前記軟判定値の絶対値から最小値を選択する最小値選択手段と、位相回転後の受信シンボルの位相に基づき前記最小値に符号情報を反映させる符号反映手段とを備えるものである。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期検波後の受信シンボルと、当該受信シンボルを遅延させた遅延受信シンボルに対して、前記受信シンボルを複素平面の特定象限に移動させるような位相回転処理を施す位相回転手段と、
位相回転された前記受信シンボルと前記遅延受信シンボルとの同相成分および直交成分の値に基づき、予め限定された軟判定値候補に対する軟判定値の絶対値を算出する加算手段と、
前記軟判定値の絶対値から最小値を選択する最小値選択手段と、
位相回転後の受信シンボルの位相に基づき前記最小値に符号情報を反映させる符号反映手段と
を備えた軟判定値生成回路。
【請求項２】
前記符号反映手段の出力に対して雑音分散値及び変調シンボルの振幅値に応じた係数を乗算する軟判定値補正手段をさらに備えた
請求項１記載の軟判定値生成回路。
【請求項３】
前記位相回転手段の前段に設けられ、受信シンボルを１シンボル遅延させる遅延手段をさらに備えた
請求項１又は２記載の軟判定値生成回路。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図８】
2012070369.tif 000036
【国際調査報告】
2012070369.tif 000037
2012070369.tif 000038