(57)【要約】  電力変換装置のスイッチングにともなって急峻に変動する方形波電圧に起因したノイズを抑制する電力変換装置を提供する。  本発明は、直流電源側に接続された第１インバータ回路と、負荷側に接続された第２インバータ回路と、を備え、前記第１インバータ回路は、直流電源からの直流電力を、交流波形の絶対値波形となる電力に変換し、前記第２インバータ回路は、前記絶対値波形の電力を１周期毎に、交互に反転させて交流電力に変換する電力変換装置を有する。
2012090237.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源側に接続された第１インバータ回路と、
負荷側に接続された第２インバータ回路と、を備え、
前記第１インバータ回路は、直流電源からの直流電力を、交流波形の絶対値波形となる電力に変換し、
前記第２インバータ回路は、前記絶対値波形の電力の１周期毎に、交互に反転させて交流電力に変換する電力変換装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記第１インバータ回路および第２インバータ回路を制御する制御回路を有し、
前記第２インバータ回路は、スイッチング素子から構成される上アームおよび下アームが直列に接続された直列回路を２つ有し、
前記制御回路は、前記直列回路の上アームと下アームの導通を、前記絶対値波形の電力の１周期毎に交互に切替えるように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１または２のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記第１インバータ回路は、第１スイッチング素子とインダクタが直列に接続された第１直列回路部と、第２スイッチング素子とコンデンサが直列に接続された第２直列回路部を備え、
前記第２直列回路部は、前記第１直列回路部のインダクタと並列に接続され、
前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の導通によって、前記コンデンサの電圧が、前記絶対値波形の電圧として出力されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項２または３のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記コンデンサの電圧が略０となる場合に、前記第２インバータ回路を構成する上アームおよび下アームの導通を交互に切替えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項２乃至４のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記負荷に出力される交流電力を制御する交流指令信号に基づき、当該交流指令信号の絶対値波形となる絶対値指令信号を演算し、当該絶対値指令信号に基づき前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の導通を制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項２乃至５のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記制御回路は、前記第１インバータ回路を構成する上アームおよび下アームが導通する導通幅が、前記交流指令信号の半周期となるように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
請求項２乃至６のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記第１インバータ回路は、コンデンサおよびインダクタから構成されるフィルタ回路を介して、前記第２インバータ回路と接続されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項１乃至７のいずれかに記載の電力変換装置において、
前記負荷がモータであり、
前記負荷および前記第２インバータ回路が同一の筐体に短絡されることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項１乃至８のいずれかに記載の電力変換装置を複数有し、前記第１インバータ回路に直流電力を供給する電源が同一の電源であることを特徴とする電力変換システム。
【請求項１０】
請求項８に記載の電力変換装置を有するモータシステムにおいて、
前記モータは３相モータであり、当該３相モータのそれぞれの相に対応して３つの電力変換装置を有することを特徴とするモータシステム。
【請求項１１】
複数のスイッチング素子から構成され、直流電力を受ける第１インバータ回路と、
複数のスイッチング素子から構成され、交流電力を負荷に出力する第２インバータ回路と、
前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路を制御する制御回路と、を備え、
前記第１インバータ回路は、第１スイッチング素子とインダクタが直列に接続された第１直列回路部と、コンデンサと前記インダクタが第２スイッチング素子を介して直列に接続された第２直列回路部を有し、
前記制御回路は、前記負荷に出力される交流電力を制御する交流指令信号に基づき、当該交流指令信号の絶対値となる絶対値指令信号を演算し、前記絶対値指令信号に基づき、前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子の導通および遮断を制御し、前記コンデンサに電圧を蓄え、
当該コンデンサに蓄えられた電圧に基づき、前記第２インバータ回路を構成する複数のスイッチング素子の導通および遮断を制御することを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は直流電源と電力系統または負荷とを連系する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電力を受け、交流電力に変換し、前記交流電力を負荷（回転電機など）に出力する電力変換装置は、複数のスイッチング素子を備えており、前記スイッチング素子がスイッチング動作を繰り返すことにより、供給された直流電力を交流電力に変換する。直流電力から交流電力に変換する一般的な単相の電力変換装置を図２に示す。図２に示すように、電力変換装置は、単相インバータ３の入力側に直流電源Ｅを接続し、単相インバータ３の出力側に負荷を接続して構成されており、負荷に供給する交流電力を制御するために、制御回路７からのＰＷＭスイッチング信号に基づいて、スイッチング素子をオンまたはオフする。これにより制御された出力電圧ｖ6に基づき、交流電力が負荷に出力される。【０００３】
しかし、上述のＰＷＭスイッチング信号に基づいてスイッチング素子を制御する方法では、出力電圧ｖ6が、サージ電圧やリンギングを含んだ方形波状の電圧、すなわち急峻に変動する電圧に基づくノイズが発生する。そのため単相インバータ３と筐体１８間の浮遊容量によって、漏れ電流が流れ、電力変換装置の周辺に存在する他の機器に影響を及ぼすノイズを発生させる。このノイズが、モータ，リアクトルの絶縁破壊や電子機器の誤動作の要因であると知られており、ノイズを抑制する電力変換装置が要求されている。【０００４】
サージ電圧やリンギングによるノイズ抑制を目的とした電力変換装置の一例が、特開２０００−２９５８５７号公報（特許文献１）に開示されている。【０００５】
特許文献１に記載の回路を図３に示す。特許文献１には、負荷６と単相インバータ回路３との間にインダクタ及びコンデンサから構成されるＬＣフィルタ回路８が配置された電力変換装置が開示されている。上記ＬＣフィルタ回路８によって、モータに出力されるサージ電圧やリンギングに基づく高周波数帯域のノイズを抑制することは可能である。しかしながら、特許文献１に記載の回路では、低周波数帯域のノイズを抑制できない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２０００−２９５８５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
本発明の目的は、急峻に変動する電圧に起因したノイズを低減し、消費電力を低減した電力変換装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決するため、本発明は、直流電源側に接続された第１インバータ回路と、負荷側に接続された第２インバータ回路と、を備え、前記第１インバータ回路は、直流電源からの直流電力を、交流波形の絶対値波形となる電力に変換し、前記第２インバータ回路は、前記絶対値波形の電力を１周期毎に、交互に反転させて交流電力に変換する電力変換装置を提供する。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、急峻に変動する電圧に起因したノイズを低減し、消費電力を低減した電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の第１の実施例を示す電力変換装置。
【図２】直流電力から交流電力に変換する一般的な電力変換装置。
【図３】ノイズを抑制する一般的な電力変換装置。
【図４】双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧ｖ1の制御波形。
【図５】双方向昇降圧チョッパのスイッチング信号Ｓ1S，Ｓ2Sの概略図。
【図６】双方向昇降圧チョッパの制御ブロック図。
【図７】双方向昇降圧チョッパの動作モード。
【図８】ローパスフィルタ部のキャパシタ電圧ｖ2の波形。
【図９】単相インバータのスイッチング信号Ｓ3S，Ｓ4S，Ｓ5S，Ｓ6Sと出力電圧ｖ3の概略図。
【図１０】単相インバータの制御ブロック図。
【図１１】ノイズの要因である漏れ電流ｉleakxの発生メカニズム。
【図１２】直流電力から交流電力に変換する一般的な電力変換装置の各部電圧波形。
【図１３】本発明の第１の実施例を示す電力変換装置の各部電圧波形。
【図１４】本発明の第２の実施例を示す電力変換装置。
【図１５】本発明の第３の実施例を示す電力変換装置。
【図１６】本発明の第３の実施例を示す電力変換装置をＥＶに適用したシステムの概略図。
【図１７】本発明の第４の実施例を示す電力変換装置。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら説明する。
【００１２】
〔第１の実施例〕
第１の実施形態に係る電力変換装置５０を図１に示す。図１は、ファン，ポンプを運転するための電力変換装置５０である。電力変換装置５０は、双方向昇降圧チョッパ１とローパスフィルタ２、及び単相インバータ３、双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2の導通及び遮断を制御する制御回路４、及び単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6の導通及び遮断を制御する制御回路５から構成される。なお、制御回路４および制御回路５は別々に構成されていても良いし、１つの制御回路５６として構成されても良い。単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ3，Ｓ5はインバータ回路の上アームを構成し、単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ4，Ｓ6はインバータ回路の下アームを構成する。双方向昇降圧チョッパ１は、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2、ダイオードＤ1，Ｄ2、インダクタＬ1、及びキャパシタＣ1から構成される。例えばスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2にＮＰＮ型ＩＧＢＴを用いた場合、直流電源５１の高電位側が、スイッチング素子Ｓ1のコレクタ側とダイオードＤ1のカソード側に接続され、スイッチング素子Ｓ1のエミッタ側とダイオードＤ1のアノード側が、スイッチング素子Ｓ2のコレクタ側とダイオードＤ2のカソード側とインダクタＬ1の一方の端子に接続され、スイッチング素子Ｓ2のエミッタ側とダイオードＤ2のアノード側が、キャパシタＣ1の低電位側に接続され、キャパシタＣ1の高電位側が、インダクタＬ1のもう一方の端子と直流電源Ｅの低電位側に接続されることにより、構成される。スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2にＰＮＰ型ＩＧＢＴを用いた場合は、すべて逆極で接続されることは言うまでも無い。
【００１３】
スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2は制御回路４により導通及び遮断の制御がされ、キャパシタＣ1の電圧ｖ3が制御される。
【００１４】
ローパスフィルタ２は、インダクタＬ2，Ｌ3、及びキャパシタＣ2，Ｃ3，Ｃ4から構成される。キャパシタＣ1の高電位側とインダクタＬ2の一方の端子が接続され、インダクタＬ2のもう一方の端子が、キャパシタＣ2とＣ4の高電位側に接続され、キャパシタＣ4の低電位側が、キャパシタＣ3の低電位側とインダクタＬ3の一方の端子に接続され、キャパシタＣ3の高電位側が、キャパシタＣ2の低電位側とグラウンドＧに接続され、インダクタＬ3のもう一方の端子が、キャパシタＣ1の低電位側に接続されることにより、構成される。
【００１５】
単相インバータ３は、スイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6、及びダイオードＤ3，Ｄ4，Ｄ5，Ｄ6から構成される。例えば、スイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6にＮＰＮ型ＩＧＢＴを用いるならば、キャパシタＣ4の高電位側が、スイッチング素子Ｓ3，Ｓ5のコレクタ側とダイオードＤ3，Ｄ5のカソード側に接続され、スイッチング素子Ｓ3のエミッタ側とダイオードＤ3のアノード側がスイッチング素子Ｓ4のコレクタ側とダイオードＤ4のカソード側と負荷の一方の端子に接続され、スイッチング素子Ｓ5のエミッタ側とダイオードＤ5のアソード側がスイッチング素子Ｓ6のコレクタ側とダイオードＤ6のカソード側と負荷のもう一方の端子に接続され、スイッチング素子Ｓ6のエミッタ側とダイオードＤ6のアノード側が、スイッチング素子Ｓ4のエミッタ側とダイオードＤ4のアノード側とキャパシタＣ4の低電位側に接続されることにより、構成される。
【００１６】
スイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6は制御回路５により導通及び遮断の制御がされ、負荷に出力される交流電力が制御される。
【００１７】
続いて図４から図７を用いて、キャパシタ電圧ｖ1を制御する方法について説明する。図６は制御回路４の制御ブロック図である。制御回路４には、インダクタＬ1に流れる電流ｉ1、キャパシタＣ1に印加される電圧ｖ1、及び単相インバータ３から負荷に出力される電圧を制御する出力電圧指令ｖ3*が入力される。インダクタＬ1に流れる電流ｉ1はインダクタＬ1に直列に接続された電流検出用の抵抗（不図示）により検出された電流値、キャパシタＣ1に印加される電圧ｖ1は、キャパシタＣ1と並列に接続された抵抗（不図示）の電圧に基づいて検出された電圧値である。なお、電流検出の方法については、電流センサを用いることも考えられる。指令生成器９は正弦波出力電圧指令ｖ3*の絶対値｜ｖ3*｜を演算し、キャパシタ指令電圧ｖ1*として比較器１００に出力する。比較器１００は、キャパシタ指令電圧ｖ1*とキャパシタＣ1に印加される電圧ｖ1を比較し、偏差ｖ1**が算出し、電圧制御器１０に出力する。電圧制御器１０は、偏差ｖ1**に基づきキャパシタ指令電圧ｖ1*に追従するようにインダクタ電流指令ｉ1*を演算し、比較器１０１に出力する。比較器１０１は、インダクタ電流指令ｉ1*とインダクタ電流指令ｉ1を比較し、偏差ｉ1**を算出し、電流制御器１１に出力する。電流制御器１１は、インダクタＬ1に流れる電流ｉ1がインダクタ電流指令ｉ1*に追従するようにスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2の導通幅を決定するデューティ指令信号Ｄb*を演算し、コンパレータ１２に出力する。コンパレータ１２は、デューティ指令信号Ｄb*とキャリア生成器１３から生成される一定周波数のキャリア信号とを比較し、スイッチング素子の導通及び遮断を制御するスイッチング信号Ｓ1Sをスイッチング素子Ｓ1のゲートおよび反転回路１４に出力する。より具体的には、デューティ指令信号Ｄb*がキャリア信号より大きい場合は、双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｓ1をオンする信号とＳ2をオフする信号を生成し、デューティ指令信号Ｄb*がキャリア信号より小さい場合は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング素子Ｓ1をオンする信号とＳ2をオフする信号を生成する。反転回路１４は、スイッチング信号Ｓ1Sを反転させ、スイッチング信号Ｓ2Sとしてスイッチング素子Ｓ2のゲートに出力する。上述した制御をすることによって、図４に示すような絶対値波形の交流電圧が、キャパシタＣ1に蓄えられる。なお、キャパシタＣ1に蓄えられた電圧が略０となった場合から、次に電圧が略０となるまでを絶対値波形の交流電圧の１周期とする。
【００１８】
図５及び図７を用いて、キャパシタＣ1の電圧が、正弦波状の交流波の絶対値波形となる原理について説明する。
【００１９】
まず図７を用いて、キャパシタＣ1の電圧を昇圧の原理について説明する。前述した双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2のスイッチング信号Ｓ1S，Ｓ2Sに基づき制御される双方向昇降圧チョッパの動作モードである。双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧ｖ1の昇圧時は、図７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｓ1をオンし、直流電源Ｅとスイッチング素子Ｓ1とインダクタＬ1で閉じられたループにインダクタ電流ｉ1を流して、インダクタＬ1に磁気エネルギーを蓄積させる。その後、図７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｓ1をオフすることにより、ダイオードＤ2を介して、インダクタ電流ｉ1をインダクタＬ1からキャパシタＣ1に流れ込むモードに移行させる。これにより、インダクタＬ1に蓄積された磁気エネルギーは、キャパシタＣ1に吸収され、キャパシタ電圧ｖ1を昇圧できる。キャパシタ電圧ｖ1は、双方向昇降圧チョッパにより、直流電源Ｅの電圧より大きくすることができる。
【００２０】
一方、双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧ｖ1の降圧時は、図７（ｃ）に示すように、スイッチング素子Ｓ2をオンし、キャパシタＣ1とインダクタＬ1とスイッチング素子Ｓ2で閉じられたループにインダクタ電流−ｉ1を流し、インダクタＬ1に磁気エネルギーを蓄積させる。その後、図７（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｓ2をオフすることにより、ダイオードＤ1を介してインダクタ電流−ｉ1をインダクタＬ1から直流電源Ｅに流れ込むモードに移行させる。これにより、インダクタＬ1に蓄積されたエネルギーは、直流電源Ｅに吸収される。すなわち、キャパシタＣ1に蓄積されていたエネルギーが、直流電源Ｅに回生することを意味しており、キャパシタ電圧ｖ1を降圧することができる。ただし、短絡電流が流れることを防止するために、スイッチング素子Ｓ1とＳ2が、同時にオンすることを禁止する。図５は、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2の導通タイミングの作成方法、及びスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2の導通タイミングとキャパシタＣ1の電圧の関係を示したものである。制御回路４は単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6を制御する正弦波出力電圧指令ｖ3*に基づき、正弦波状の交流波の絶対値波形となるデューティ指令信号Ｄb*を算出する。スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2のスイッチング信号Ｓ1S，Ｓ2Sは、デューティ指令信号Ｄb*とキャリア信号の比較により決定される。具体的には、デューティ指令信号Ｄb*がキャリア信号より大きい場合は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング素子Ｓ1をオンする信号とＳ2をオフする信号を生成し、デューティ指令信号Ｄb*がキャリア信号より小さい場合は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング素子Ｓ1をオンする信号とＳ2をオフする信号を生成する。
【００２１】
図５には、キャパシタＣ1の昇圧時の様子を拡大した図も示す。昇圧時にはスイッチング素子Ｓ1の導通幅が大きく、インダクタＬ1に蓄えられるエネルギーが大きくなる。スイッチング素子Ｓ1が遮断すると、インダクタＬ1に蓄えられるエネルギーがキャパシタＣ1に流れ込む。このとき、スイッチング素子Ｓ1の遮断期間に、スイッチング素子Ｓ2も導通するが、インダクタＬ1に蓄えられるエネルギーが大きいため、電流が図７の（ｂ）に示す方向に流れ、スイッチング素子Ｓ2が導通しても、図７の（ｃ）に示すような電流の流れにはならず、キャパシタ電圧ｖ1が昇圧する。つまり、キャパシタ電圧ｖ1に対してインダクタＬ1に蓄えられるエネルギーが大きいか小さいかで昇圧するか降圧するか決まる。インダクタＬ1に蓄えられるエネルギーはデューティ指令信号Ｄb*によって制御される。
【００２２】
前述した動作に基づき制御された双方向昇降圧チョッパ１のキャパシタ電圧ｖ1は、急峻双方向昇降圧チョッパ１のスイッチング周波数帯域の高周波成分を含んだ波形となる。図１に示したローパスフィルタ２は無くても良いが、よりノイズを低減するためには、ローパスフィルタ２を介して、双方向昇降圧チョッパ１と単相インバータ３を接続することが好ましい。ローパスフィルタ２が無い場合は、双方向昇降圧チョッパ１を構成するキャパシタＣ1の正極側が単相インバータ３の正極側に接続され、キャパシタＣ1の負極側が単相インバータ３の負極側に接続される。
【００２３】
図８は、ローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ2の波形である。ローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ2は、ローパスフィルタ２により、双方向昇降圧チョッパ１のキャパシタ電圧ｖ1から高周波成分を減衰させた波形になる。減衰できる周波数帯域は、ローパスフィルタ２のカットオフ周波数ｆcに依存し、（１）式で決定できる。ローパスフィルタ２は用途に応じて、削除したい高周波成分を削除できるものを用いるのが好ましい。
【００２４】
【数１】
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【００２５】
図９及び図１０を用いて、単相インバータ３を制御する制御方法について説明する。図１０は、単相インバータ３を構成するスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6を制御する制御回路５の制御ブロック図である。制御回路５には、上位コンローラ（不図示）から出力される上位指令信号（例えば負荷に要求される電圧指令や周波数指令）、及びローパスフィルタ２を構成するキャパシタＣ2の電圧ｖ2が入力される。ローパスフィルタ２が無い場合は、双方向昇降圧チョッパ１を構成するキャパシタＣ1の電圧ｖ1が制御回路５に入力される。上位指令信号は、指令生成器１５に入力され、当該入力指令信号に基づいて正弦波出力電圧指令ｖ3*を算出し、コンパレータ１２に出力する。コンパレータ１２には正弦波出力電圧指令ｖ3*及び０（零）が入力され、正弦波出力電圧指令ｖ3*と０（零）を比較し、単相インバータのスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6のデューティ指令ＤINV*を生成する。デューティ指令ＤINV*はＤフリップフロップ１７に出力される。一方、制御回路５に入力された電圧ｖ1または電圧ｖ2は、ゼロ電圧検出器１６に入力され、電圧ｖ1または電圧ｖ2が略零となった場合にスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6の導通または遮断のタイミングを切替えるクロック信号ＺCLKをＤフリップフロップ１７に出力する。Ｄフリップフロップ１７は、クロック信号ＺCLKの立ち上がり時に単相インバータのスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6のデューティ指令ＤINV*を更新し、単相インバータのスイッチング素子Ｓ3，Ｓ6のスイッチング信号Ｓ3S，Ｓ6Sを生成し、スイッチング素子Ｓ3，Ｓ6のゲート、及びＮＯＴ回路１４に出力される。ＮＯＴ回路１４は、入力されたスイッチング信号Ｓ3S，Ｓ6Sを反転させ、スイッチング素子Ｓ4，Ｓ5のスイッチング信号Ｓ4S，Ｓ5Sを生成し、スイッチング素子Ｓ4，Ｓ5のゲートに出力する。
【００２６】
単相インバータのスイッチング素子Ｓ3とＳ6をオンし、スイッチング素子Ｓ4とＳ5をオフすれば、正極側の正弦波電圧ｖ3を出力できる。一方、単相インバータのスイッチング素子Ｓ4とＳ5をオンし、スイッチング素子Ｓ3とＳ6をオフすれば、負極側の正弦波電圧ｖ3を出力することができる。ただし、短絡電流が流れることを防止するために、単相インバータのスイッチング素子Ｓ3とＳ4、スイッチング素子Ｓ5とＳ6が同時にオンすることを禁止する。
【００２７】
単相インバータのスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6は、ローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ2のゼロ電圧時にスイッチングするため、サージ電圧やリンギングを抑制できるとともに、スイッチング損失を低減できる。さらに、単相インバータのスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6のスイッチングは、ローパスフィルタ部のキャパシタ電圧ｖ2の１周期毎に行うだけであるため、スイッチング回数を低減でき、その結果、スイッチング損失を低減できる。
【００２８】
図１１は、ノイズの要因である漏れ電流ｉleakの発生メカニズムである。浮遊容量には、単相インバータ３から負荷６への接続線の間で生じるＣS1、単相インバータ３と単相インバータ３、負荷６等を収納する筐体１８間で生じるＣS2、単相インバータ３から負荷６に接続される高電位側接続線と筐体１８間で生じるＣS3、単相インバータ３から負荷６に接続される低電位側接続線と筐体１８間で生じるＣS4、負荷６と筐体１８間で生じるＣS5がある。各部の漏れ電流ｉleakは、各部に存在する浮遊容量Ｃs間の電圧変動ｄｖ／ｄｔにより発生し、（２）式で表せる。
【００２９】
【数２】
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【００３０】
（２）式より、ノイズの要因である漏れ電流ｉleakは、各部の浮遊容量Ｃsと電圧変動ｄｖ／ｄｔを抑制することにより、低減できることが分かる。
【００３１】
直流電源５１から出力された直流電力が、双方向昇降圧チョッパ１のコンデンサＣ1に、交流電力の絶対値の波形となるように蓄えられ、上記交流電力の絶対値の波形になるように蓄えられた電力のゼロ電圧に、単相インバータ３のスイッチング素子Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6の導通，遮断を制御することによって、電圧変動が小さい状態でスイッチング動作をすることができる。そのため、負荷６に出力される電圧が急峻に変動することなく、サージ電圧やリンキングを抑制することができる。さらに上記図１１に示した各部間の電圧変動が小さくなるため、漏れ電流を抑制でき、ノイズを低減することが可能となる。
【００３２】
図１２は、図２に示した一般的な電力変換装置の各部電圧波形ｖ6，ｖ7，ｖ8である。各部出力電圧波形ｖ6，ｖ7，ｖ8は、方形波状の電圧波形であり、急峻な電圧変動を繰り返す。すなわち、（２）式から分かるように、大きな漏れ電流が流れ、ノイズを増大させる。
【００３３】
図１３は、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置の各部電圧波形ｖ3，ｖ4，ｖ5である。各部電圧波形ｖ3，ｖ4，ｖ5は、正弦波の電圧波形であり、図２に示した直流電力から交流電力に変換する一般的な電力変換装置の各部電圧波形ｖ6，ｖ7，ｖ8と比較して、急激な電圧変動を抑制できるため、漏れ電流を低減できるとともに、出力電流ｉ2の高調波成分を低減できる。したがって、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置は、ノイズ，モータ損失およびモータ騒音を低減できる。
【００３４】
上述したように、電圧ｖ1または電圧ｖ2が略零となった場合に導通または遮断のタイミングを切替えるため、単相インバータ３でのスイッチング回数の低減ができる。さらに、スイッチング素子に電圧がほぼかかっていない状態で導通または遮断を切替えられるため、スイッチング損失の低減を図ることができる。
【００３５】
また、単相インバータのみで正弦波状の交流電力を作ろうとすると、４つのスイッチング素子の導通，遮断の回数によってスイッチング損失が発生する。一方、本実施例のように、正弦波状の電圧が２つのスイッチング素子を有する双方向昇降圧チョッパ１によって生成されため、基本的には２つのスイッチング素子の導通または遮断の回数によってスイッチング損失が発生する。そのため、電力変換装置全体としてもスイッチング回数の低減とスイッチング損失の低減を図ることができるので、電力変換装置全体としても消費電力の低減を図ることができる。
【００３６】
さらに、本発明の第１の実施例を示す電力変換装置のローパスフィルタ２のインダクタＬ2，Ｌ3は、高周波電圧に対してハイインピーダンスとして機能する。すなわち、ローパスフィルタ部のインダクタＬ2，Ｌ3は、双方向昇降圧チョッパのスイッチング時に発生する電圧変動に対して、ハイインピーダンスとなるため、グラウンドＧに流れる漏れ電流を抑制でき、ノイズを低減できる。なお、各スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6は、ＩＧＢＴ以外にもＭＯＳＦＥＴなどを適用でき、ＤＣＤＣコンバータは、双方向昇降圧チョッパ１以外にも双方向降圧チョッパなどを適用することができる。
【００３７】
〔第２の実施例〕
図１４は、本発明の第２の実施例を示す電力変換装置であり、複数台のファン，ポンプを運転するための電力変換装置である。本発明の第２の実施例を示す電力変換器は、１台の直流電源Ｅと複数台の双方向昇降圧チョッパと単相インバータと負荷を並列に接続して構成され、図１に示した第１の実施例と同一機能を有するものには同一符号を付けている。各双方向昇降圧チョッパと各単相インバータは、各出力電圧指令ｖ15*，ｖ16*，ｖ17*と前述した制御手順に基づき、各制御回路１，２により、スイッチング制御される。この結果、各単相インバータの出力電圧ｖ15，ｖ16，ｖ17は、正弦波状に生成できるため、ノイズを低減しながらも複数台のファンやポンプを運転することができる。
【００３８】
〔第３の実施例〕
図１５は、本発明の第３の実施例を示す電力変換装置であり、ハイブリッド自動車（以下『ＨＥＶ』），プラグインハイブリッド自動車（以下『ＰＨＥＶ』），電気自動車（以下『ＥＶ』）に搭載された三相モータを駆動する電力変換装置である。本発明の第３の実施例を示す電力変換装置は、１台の直流電源と３台の双方向昇降圧チョッパと３台の単相インバータを並列に接続し、ＵＶＷ相に対応した各単相インバータと三相モータの各巻線Ｌu，Ｌv，Ｌwを接続して構成され、図１に示した第１の実施例と同一機能を有するものには同一符号を付けている。各相の双方向昇降圧チョッパと単相インバータは、それぞれ１２０度ずつ位相をずらした出力電圧指令ｖu*，ｖv*，ｖw*と前述した制御手順に基づき、各制御回路１，２により、スイッチング制御される。この結果、ＵＶＷ相の各単相インバータの出力電圧ｖu，ｖv，ｖwは、それぞれ１２０度ずつ位相のずれた正弦波波形に生成されるため、三相モータを駆動することができる。また、直流電源Ｅが複数台であっても、三相モータを駆動できることは容易に理解できる。なお、図１６は、本発明の第３の実施例である電力変換装置をＥＶに適用したシステム概略図の一例である。
【００３９】
〔第４の実施例〕
図１７は、本発明の第４の実施例を示す電力変換装置であり、ＰＨＥＶやＥＶのバッテリと電力系統を連系する電力変換装置である。本発明の第４の実施例を示す電力変換装置は、第１の実施例に示した電力変換装置の負荷部分を連系用インダクタＬ6と電力系統に置き換えたシステムであり、同一機能を有するものには同一符号を付けている。前述したように、単相インバータの出力電圧ｖ3は、正弦波状に生成できるため、バッテリと電力系統を連系する際に、電力系統へ流入する高調波電流を抑制することができる。さらに、バッテリと電力系統間の電力授受は、双方向昇降圧チョッパと単相インバータのスイッチング制御に、バッテリ電圧制御と出力電流ｉ3の力率１制御を適用すれば、高効率に行うことができる。
【００４０】
本実施例の構成を備えることによって、ＰＨＥＶ，ＥＶに搭載されたバッテリと電力系統を連系したときであっても、ノイズによる高調波電流を電力系統に流入を低減できる。
【００４１】
本発明によれば、単相インバータの出力電圧ｖ3を正弦波状に生成し、単相インバータのスイッチング素子Ｓ3〜Ｓ6のスイッチングを、双方向昇降圧チョッパ１のコンデンサ電圧ｖ1、またはローパスフィルタ２のキャパシタ電圧ｖ2の１周期毎にゼロ電圧時で行うので、スイッチングにより発生するサージ電圧やリンギングを抑制できるとともに、インバータのスイッチング損失を低減できる。さらにローパスフィルタ２を用いることによって、ローパスフィルタ部の各インダクタＬ2，Ｌ3を双方向昇降圧チョッパのスイッチングにより発生する急激な電圧変動に対し、ハイインピーダンスとして機能させるので、浮遊容量に流れる漏れ電流をさらに抑制し、ノイズを低減できる。さらに負荷がモータである場合、負荷電流ｉ2の高調波成分を抑制でき、モータ損失やモータ騒音を低減できる。さらに、低ノイズ化によって漏れ電流が低減できるので、漏れ電流による他の電子機器の誤動作を防ぐことができ、信頼性の高い電力変換装置を提供することが可能になる。
【符号の説明】
【００４２】
１  双方向昇降圧チョッパ
２  ローパスフィルタ
３  単相インバータ
４，５  制御回路
６  負荷
８  ＬＣフィルタ
５０  電力変換装置
５２，５３  出力端子
６０，７０  直列回路部
８０，９０  単相インバータの相
Ｅ  直流電源
Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4，Ｓ5，Ｓ6  スイッチング素子
Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4，Ｄ5，Ｄ6  ダイオード
Ｌ1，Ｌ2，Ｌ3，Ｌ4，Ｌ5，Ｌ6  インダクタ
Ｃ1，Ｃ2，Ｃ3，Ｃ4  キャパシタ
ｉ1  双方向昇降圧チョッパ部のインダクタ電流
ｉ2，ｉ3  単相インバータの出力電流
ｖ1  双方向昇降圧チョッパ部のキャパシタ電圧
ｖ2  ローパスフィルタ部のキャパシタ電圧
ｖ3  出力電圧
ｖ4，ｖ5  各部電圧
ｖ1*  キャパシタ電圧指令
ｖ3*  単相インバータの出力電圧指令
θ  交流電圧の位相角
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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