(57)【要約】  マグネトロンの種類やその特性にばらつきがあっても、その影響を受けずに高い力率で動作しうるマグネトロン駆動用電源とそれを備えた高周波加熱装置を提供する。交流電源２０の電圧を整流し、高周波スイッチングによって電力伝送するインバータ回路の入力電圧波形情報９２と入力電流波形情報９１のいずれ振幅の大きいほうを選択し、ミックス回路７３によって電力制御情報９３に重畳してスイッチングトランジスタ３７のオンオフをパルス幅変調するとともに、起動制御と定常制御で信号振幅を切り替える。これにより、起動制御と定常制御のパルス幅変調制御パターンを夫々の制御要求に応じて最適に設計することができるのでより安定したマグネトロン駆動用電源の制御を実現することができる。
2012081221.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、
前記交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、
前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、
前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、
前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部と、を備え、
前記選択部は、マグネトロンが起動状態の期間においては前記入力電圧波形情報を選択し、前記マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電流波形情報を選択するマグネトロン駆動用電源。
【請求項２】
前記選択部は、前記入力電流検出部および前記入力電圧検出部と前記スイッチング変換部との間に接続され、前記入力電流波形情報および前記入力電圧波形情報のうちいずれかと前記インバータ回路の入力電流が所定値になるよう制御する電力制御情報とを合成し、前記スイッチングトランジスタのオン電圧信号を生成する合成回路により構成され、
前記スイッチング変換部は、半導体スイッチ素子のピーク電圧が抑制されるように前記オン電圧信号を前記スイッチングトランジスタの駆動信号に変換する請求項１に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項３】
前記交流電源の周期に同期してクロックを生成するクロック生成部と、を更に備え、
前記選択部による前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報との選択切替は、前記クロック生成部のクロック出力に同期する請求項１または２に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項４】
前記クロック生成部は、交流電源電圧の絶対値が減少から増加に転ずるタイミングでクロックパルスを生成し、
前記選択部は、前記クロック生成部の前記クロックパルスによって、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報との選択切替を行う請求項３に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項５】
前記クロック生成部は、前記交流電源の周期を２分周するクロックを生成し、
前記選択部は、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報との選択切替を、前記クロック生成部のクロック出力に同期させる請求項３に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項６】
前記選択部は、前記クロック生成部のクロック出力の立ち上がりまたは立下りエッジで、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報との選択切替を行う請求項５に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項７】
交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、
前記交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、
前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、
前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、
前記選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部と、
前記交流電源の周期に同期してクロックを生成するクロック生成部と、を備え、
前記選択部は、前記入力電流検出部および前記入力電圧検出部の出力信号のいずれか大きいほうの信号を選択するとともに、前記入力電圧検出部の出力は所定の段階数で漸減するように構成され、漸減させるタイミングは前記クロック生成部のクロック出力に同期するマグネトロン駆動用電源。
【請求項８】
前記入力電圧検出部の出力は第１の段階で１／２の振幅に出力電圧を減じ、第２の段階で出力電圧が０となるように段階的に減ずる請求項７に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項９】
第１の段階と第２の段階の間に所定の遅れ時間を設ける請求項８に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項１０】
クロックカウント部を設け、前記クロックカウント部はクロック生成部のクロックをカウントし第１の段階から所定の回数クロックをカウントすると第２の段階に移行する請求項９に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項１１】
前記入力電圧検出部は、前記クロックカウント部によってクロックがカウントされるたびにその出力電圧振幅を所定の値で減ずる請求項１０に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか１項に記載のマグネトロン駆動用電源を備えた高周波加熱装置。
【請求項１３】
交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御し、前記高周波電力を整流する整流回路を介してマグネトロンに電力を供給するマグネトロン駆動用電源であって、
前記交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、
前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、
前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、
前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部と、
前記インバータ回路が前記マグネトロンに供給する電力を指令する電力指令部と、を備え、
前記選択部は、前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部のうち出力振幅の大きいほうの信号波形情報を選択し、
前記マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電圧波形情報の信号振幅を減ずるとともに、前記電力指令部によって指示される電力が所定の値以下のときは前記選択部によって得られる信号振幅を減じ、
前記スイッチング変換部は、前記選択部によって選択された信号波形情報と三角波とをＰＷＭコンパレータによって比較し、その大小関係を基に前記スイッチングトランジスタの駆動信号とするマグネトロン駆動用電源。
【請求項１４】
前記選択部は電圧電流変換部によって構成するとともに電流注入部を設け、前記電流注入部は前記選択部に電流を注入することによって選択された信号振幅波形を減ずる請求項１３に記載のマグネトロン駆動用電源。
【請求項１５】
前記電流注入部が注入する電流量は前記電力指令部の出力電圧に反比例する請求項１４に記載のマグネトロン駆動用電源。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電子レンジなどに用いられるマグネトロンを負荷とするマグネトロン駆動用電源に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の公知のマグネトロン駆動用電源は、マグネトロンに供給する電力の調整をインバータ制御回路の出力パルス幅を調整することで行っている。インバータ制御回路の出力パルス幅を広くすることでマグネトロンに供給する電力を大きくし、逆に狭くすることで電力を絞る構成となっている。この構成によってマグネトロンの加熱出力を連続的に可変することが可能となっていた。【０００３】
また、ヒータはマグネトロンのカソードも兼ねているので、マグネトロンに電力を供給するトランスは、ヒータにも電力を供給しているため、マグネトロンに供給する電力の変化に追随してヒータに供給する電力も変化していた。【０００４】
マグネトロンは熱電子をカソードから放出することによってその内部でマイクロ波を発生させる真空管であるため安定な発振を持続させるためにはヒータ（カソード）の温度を適正な範囲に制御する必要がある。【０００５】
しかしながら、前述のようにマグネトロンの供給電力の変化に追随してヒータへの供給電力も変化してしまうため、ヒータの温度を適正な範囲に保とうとすると、わずかな出力電力の変化幅しか取れず、加熱出力を連続的に変えることが出来なくなるという問題があった。【０００６】
これを解決する高周波加熱装置として特許文献１、２にて開示された高周波加熱装置およびその制御方式がある。図１１は特許文献１に示されたマグネトロン駆動用電源のブロック図である。【０００７】
図１１において、この加熱制御方式はマグネトロン１０１と、マグネトロン１０１に二次巻線電力を供給する高圧整流回路１０２に高圧電力を供給すると同時にマグネトロン１０１のヒータ１１５に電力を供給する高圧トランス１０３と、交流電源１０４を整流しそれを所定の周波数の交流に変換し、高圧トランス１０３に供給するインバータ回路１０５と、インバータ回路１０５の入力電力あるいは出力電力を検出する電力検知手段１０６と、所望する加熱出力設定に対応した出力信号を出力する出力設定部１０７と、電力検知手段１０６の出力と前記出力設定信号を比較し所望する加熱出力となるよう電力調整信号の直流レベルをコントロールする電力調整部１１６と、電力検知手段の１０６出力が基準電圧発生手段の出力レベル１１８以上になると出力である発振検知信号がＬＯからＨＩとなる発振検知手段１１９と、前記出力設定信号に対応した電圧を発生する比較電圧発生回路１２０と、出力信号をレベル変換回路によって比較した波形整形信号と、交流電源１０４の電圧を整流する整流回路１１０の出力を前記波形整形信号と前記発振検知信号に基づいて整形する波形整形回路１２１と、波形整形回路１２１の出力信号を前記比較電圧発生回路１２０の出力と比較し、小さいときは比較基準電圧を出力し、大きいときは反転増幅する比較回路１１１と、比較回路１１１の出力信号を前記電力調整信号に重畳しパルス幅制御信号を出力する信号重畳手段１１２と、発振回路１１３と、発振回路１１３の出力を前記パルス幅制御信号によりパルス幅変調し、この変調出力により前記インバータ回路１０５を駆動するインバータ制御回路１１４を備える構成となっている。【０００８】
上記の高周波加熱装置は、マグネトロン１０１に供給する電力の調整をインバータ制御回路１１４の出力パルス幅によって行っている。信号重畳手段１１２の出力電圧が高くなると前記インバータ制御回路１１４の出力パルス幅は広くなり、マグネトロン１０１に供給する電力は大きくなる。【０００９】
この装置において信号重畳手段１１２の出力電圧は連続的に変えることによってマグネトロン１０１の加熱出力を連続的に可変することが可能となっている。この構成によると、交流電源１０４の整流電圧を入力し比較回路１１１へ出力する波形整形回路１２１によって出力設定に応じて整形される。【００１０】
この波形整形回路１２１の出力を、加熱出力設定信号に対応したレベルの基準信号を発生する比較電圧発生回路１２０を基準電圧として持つ比較回路１１１によって反転増幅し、この反転増幅信号と電力調節部の出力を重畳することによって、信号重畳手段１１２の出力信号である前記パルス幅制御信号は、加熱出力設定が高出力時と比較して、低出力時には交流電源１０４の振幅最大付近のレベルはより低くなり、前記マグネトロン１０１の非発振部分はより高くなるため、マグネトロン１０１の交流電源の１周期あたりの発振期間は長くなる。これによりヒータ１１５に供給される電力は大きくなる。【００１１】
さらに、高出力時にはインバータ回路１０５の入力電流波形が、エンベロープピーク付近で上に凸であり正弦波に近い波形となり、電源電流高調波が抑えられる。【００１２】
このように、波形整形回路１２１によりパルス幅変調信号を低出力時にはヒータ電流が多く入るように、高出力時は電源電流高調波が小さくなるように制御することで、電源電流高調波を低く抑えかつヒータ電流の変化を小さくすることが出来るので、信頼性の高い高周波加熱装置を実現することができるというものである。【００１３】
しかしながら、この制御においては、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ駆動パルスに、商用電源波形を加工・整形した変調波形を用いてパルス幅変調し、入力電流波形が正弦波に近づくように見込み制御による波形整形をしているため、マグネトロンの特性ばらつき、マグネトロンのアノード温度や電子レンジ庫内の負荷によるアノードカソード間電圧の変動、さらに電源電圧の変動に対してまでは波形整形が追随しきれていない。【００１４】
そこで、上記の課題にたいして特許文献２に開示された制御方式がある。図１２は特許文献２に示されたマグネトロン駆動用電源のブロック図である。【００１５】
図１２において高周波加熱装置はインバータ回路と、インバータ回路のスイッチングトランジスタ２３９を制御する制御回路と、マグネトロン２５０とからなる。インバータ回路は、交流電源２２０とダイオードブリッジ型整流回路２３１と、平滑回路２３０と、共振回路２３６と、スイッチングトランジスタ２３９と、倍電圧整流回路２４４からなっている。【００１６】
交流電源２２０の交流電圧はダイオードブリッジ型整流回路２３１で整流され、インダクタ２３４とコンデンサ２３５からなる平滑回路２３０によって、単方向電圧に変換される。共振コンデンサ２３７と高圧トランス２４１の一次巻線からなる共振回路２３６とスイッチングトランジスタ２３９からなるインバータ回路によって高周波交流に変換され、高圧トランス２４１を介してその二次巻線２４３に高圧高周波電力が伝送される。【００１７】
二次巻線２４３に誘起された高圧高周波電力は高圧コンデンサ２４５、２４７、高圧ダイオード２４６、２４８からなる倍電圧整流回路２４４によって直流高電圧に変換されマグネトロン２５０のアノード２５２とカソード２５１との間に供給される。【００１８】
また、高圧トランス２４１には三次巻線２４２があり、この三次巻線２４２によってマグネトロン２５０のヒータ電力が供給され、ヒータを加熱する構成となっている。【００１９】
インバータ回路のスイッチングトランジスタ２３９を制御する制御回路はＣＴ２７１等によって構成されインバータ回路への入力電流を検出する入力電流検出部と交流電源の電圧を検出する入力電圧検出部と比較回路２７４からの電力制御情報２９１をミックスするミックス回路２７５と、ノコギリ波発生回路２８３と、ＰＷＭコンパレータ２８２によって構成され、インバータ回路のスイッチングトランジスタ２３９をＯＮ／ＯＦＦする駆動信号をパルス幅変調している。【００２０】
この構成においては入力電流波形情報２９０のみならず、入力電圧波形情報２９４もミックス回路２７５に入力されているためマグネトロン２５０の特性ばらつきやマグネトロン２５０のアノード温度や電子レンジ庫内の負荷によるアノードカソード間電圧の変動、さらに電源電圧の変動に対しても、それらの影響を受けない入力電波形整形を比較的単純な構成で実現することできるというものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００２１】
【特許文献１】日本国特開平７−１７６３７５号公報
【特許文献２】日本国特開２００７−１４９４４６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００２２】
しかしながら、従来の構成のマグネトロン駆動用電源では、以下に述べるような課題を有している。すなわち、特にインバータ回路への入力電流が小さい場合、入力電圧検出部の信号振幅に対して入力電流検出部の信号振幅が低い場合が発生する。【００２３】
この場合、スイッチングトランジスタに伝送される駆動信号のパルス幅変調は力率を維持するためにはある程度適した変調度となって、力率の極端な低下を防ぐ効果は発揮できるが、一方で、スイッチングトランジスタがソフトスイッチング動作を行うためのオン時間が不足してしまう事態が発生する。【００２４】
特に、マグネトロン駆動用電源は最大の変換電力が大きいためスイッチングトランジスタのスイッチング損失を軽減するためにソフトスイッチング技術を適用している。ソフトスイッチング技術は共振回路の作用によってスイッチングのタイミングにおいて電圧または電流の変化を緩やかにしてスイッチング損失を軽減する技術であるが、ソフトスイッチング動作のためには共振回路に所定のエネルギーを蓄積する必要がある。【００２５】
先行技術文献に記載された回路方式は電圧共振型のソフトスイッチングの一方式であるが、この方式の場合スイッチングトランジスタのオン時間がある程度以上で無ければ共振回路へのエネルギーの蓄積が不足し、ソフトスイッチング動作を損ねて、スイッチングトランジスタがターンオンする際に電圧が印加された状態でターンオンする動作に陥ってしまう。【００２６】
このような動作に陥るとターンオン時の損失が過大となりスイッチングトランジスタの発熱が過剰なものになる可能性がある。【００２７】
また、マグネトロンは前述のようにカソードを所定の温度に加熱しないとマイクロ波を発生することができない。【００２８】
このため、マグネトロンの動作としてはマイクロ波を発生している定常状態とカソードを加熱する起動制御の状態があり、それぞれの状態に対し動作条件の要求は異なったものとなり、当然パルス幅変調制御も異なった制御が必要になるが、従来の構成のマグネトロン駆動用電源では起動制御と定常制御のパルス幅変調制御を切り離していないため、電源電圧などの動作条件が異なると双方のパルス幅変調制御が干渉し安定な動作を阻害する可能性がある。【００２９】
また、従来の構成のマグネトロン駆動用電源では、以下に述べるような課題を有している。すなわち、特にインバータ回路への入力電流が小さい場合、入力電圧検出部の信号振幅に対して入力電流検出部の信号振幅が低い場合が発生する。この場合、スイッチングトランジスタに伝送される駆動信号のパルス幅変調は力率を維持するためにはある程度適した変調度となって、力率の極端な低下を防ぐ効果は発揮できるが、一方で、スイッチングトランジスタがソフトスイッチング動作を行うためのオン時間が不足してしまう事態が発生する。【００３０】
特に、マグネトロン駆動用電源は最大の変換電力が大きいためスイッチングトランジスタのスイッチング損失を軽減するためにソフトスイッチング技術を適用している。ソフトスイッチング技術は共振回路の作用によってスイッチングのタイミングにおいて電圧または電流の変化を緩やかにしてスイッチング損失を軽減する技術であるが、ソフトスイッチング動作のためには共振回路に所定のエネルギーを蓄積する必要がある。先行技術文献に記載された回路方式は電圧共振型のソフトスイッチングの一方式であるが、この方式の場合スイッチングトランジスタのオン時間がある程度以上で無ければ共振回路へのエネルギーの蓄積が不足し、ソフトスイッチング動作を損ねて、スイッチングトランジスタがターンオンする際に電圧が印加された状態でターンオンする動作に陥ってしまう。このような動作に陥るとターンオン時の損失が過大となりスイッチングトランジスタの発熱が過剰なものになる可能性がある。【００３１】
また、マグネトロンは前述のようにカソードを所定の温度に加熱しないとマイクロ波を発生することができない。このため、マグネトロンの動作としてはマイクロ波を発生している定常状態とカソードを加熱する起動制御の状態があり、それぞれの状態に対し動作条件の要求は異なったものとなり、当然パルス幅変調制御も異なった制御が必要になるが、従来の構成のマグネトロン駆動用電源では起動制御と定常制御のパルス幅変調制御を切り離していないため、電源電圧などの動作条件が異なると双方のパルス幅変調制御が干渉し安定な動作を阻害する可能性がある。【００３２】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、起動制御と定常制御を切り離し、夫々の制御要求に対して最適なパルス幅変調パターンで動作できるマグネトロン駆動用電源を提供することを目的とする。【００３３】
また、本発明は、前記従来の課題を解決するもので、起動制御と定常制御を切り離し、夫々の制御要求に対して最適なパルス幅変調パターンで動作でき、かつマグネトロンを低出力に制御する条件であってもスイッチングトランジスタのターンオン損失の増加を招かないマグネトロン駆動用電源を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
前記従来の課題を解決するために、本発明のマグネトロン駆動用電源は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部とを備え、前記選択部はマグネトロンが起動状態の期間においては前記入力電圧波形情報を選択し、マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電流波形情報を選択する構成としたものである。【００３５】
これによって、マグネトロンが非発振状態での起動制御は入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、マグネトロンが発振状態に移行すると入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成することができる。【００３６】
また、起動制御と定常制御で全く異なった信号関係でパルス幅変調制御を生成することが出来るので夫々の制御要求に対して最適なパルス幅変調パターンを生成し、より安定したマグネトロン駆動用電源の制御を実現することができる。【００３７】
また、前記従来の課題を解決するために、本発明のマグネトロン駆動用電源は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御し、前記高周波電力を整流する整流回路を介してマグネトロンに電力を供給するマグネトロン駆動用電源であって、前記交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部と、前記インバータ回路が前記マグネトロンに供給する電力を指令する電力指令部とを備え、前記選択部は前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部のうち出力振幅の大きいほうの信号波形情報を選択し、前記マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電圧波形情報の信号振幅を減ずるとともに、前記電力指令部によって指示される電力が所定の値以下のときは前記選択部によって得られる信号振幅を減じ、前記スイッチング変換部は前記選択部によって選択された信号波形情報と三角波をＰＷＭコンパレータによって比較し、その大小関係を基に前記スイッチングトランジスタの駆動信号とする構成としたものである。【００３８】
これによって、マグネトロンが非発振状態での起動制御は入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、マグネトロンが発振状態に移行すると入力電圧波形情報に基づく信号振幅が小さくなるため、入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成することができ、起動制御と定常制御で全く異なった信号関係でパルス幅変調制御を生成することが出来るので夫々の制御要求に対して最適なパルス幅変調パターンを生成し、より安定したマグネトロン駆動用電源の制御を実現することができ、かつマグネトロンを低出力の状態に制御してもインバータ回路のスイッチングトランジスタのオン時間が少なくなりすぎることがなくなり、ソフトスイッチング動作を確実に行えるため常に低損失な動作を行うことができる。
【発明の効果】
【００３９】
本発明のマグネトロン駆動用電源は、起動制御と定常制御のパルス幅変調制御パターンを夫々の制御要求に応じて最適に設計することができるのでより安定したマグネトロン駆動用電源の制御を実現することができる。また、本発明のマグネトロン駆動用電源は、起動制御と定常制御のパルス幅変調制御パターンを夫々の制御要求に応じて最適に設計することができるので、より安定したマグネトロン駆動用電源の制御と低損失動作を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４０】
【図１】本発明の実施の形態１にかかるマグネトロン駆動用電源のブロック図
【図２】同実施の形態１にかかる入力電流検出部の構成図
【図３】同実施の形態１にかかるミックス回路の構成図
【図４】同実施の形態１にかかる入力電圧波形情報、入力電流波形情報およびミックス回路の出力信号を示す波形図
【図５】本発明の実施の形態２にかかるマグネトロン駆動用電源のブロック図
【図６】同実施の形態２にかかる入力電圧波形情報、入力電流波形情報およびミックス回路の出力信号を示す波形図
【図７】本発明の実施の形態３にかかる入力電圧波形情報、入力電流波形情報およびミックス回路の出力信号を示す波形図
【図８】本発明の実施の形態４にかかるマグネトロン駆動用電源のブロック図
【図９】本発明の実施の形態４にかかるマグネトロン駆動用電源のミックス回路を示す回路図
【図１０】本発明の実施の形態４にかかるマグネトロン駆動用電源の波形図
【図１１】従来のマグネトロン駆動用電源のブロック図
【図１２】従来のマグネトロン駆動用電源のブロック図
【発明を実施するための形態】
【００４１】
第１の発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、前記交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを、前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部と、を備え、前記選択部はマグネトロンが起動状態の期間においては前記入力電圧波形情報を選択し、マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電流波形情報を選択する構成としたものであり、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００４２】
第２の発明は、特に第１の発明の選択部は入力電流検出部および入力電圧検出部とスイッチング変換部の間に接続され、入力電流波形情報および入力電圧波形情報のうちいずれかとインバータ回路の入力電流が所定値になるよう制御する電力制御情報とを合成し、スイッチングトランジスタのオン電圧信号を生成する合成回路により構成され、スイッチング変換部は半導体スイッチ素子のピーク電圧が抑制されるようにオン電圧信号をスイッチングトランジスタの駆動信号に変換する構成としたものである。
【００４３】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００４４】
第３の発明は、特に第１ないし第２の発明のマグネトロン駆動用電源にクロック生成部を設け、クロック生成部は交流電源の周期に同期してクロックを生成し、選択部による入力電流波形情報と入力電圧波形情報の選択切替はクロック生成部のクロック出力に同期する構成としたものである。
【００４５】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００４６】
また、起動制御と定常制御の切替のタイミングをクロックパルスによって所定のタイミングで行うことが出来るので、制御の切替に伴う制御の不安定要素を軽減することが出来る。
【００４７】
第４の発明は、特に第３の発明のクロック生成部は交流電源電圧の絶対値が減少から増加に転ずるタイミングでクロックパルスを生成し、選択部はクロック生成部のクロックパルスによって、入力電流波形情報と入力電圧波形情報の選択切替を行う構成としたものである。
【００４８】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００４９】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００５０】
第５の発明は、特に第３の発明のクロック生成部は交流電源の周期を２分周するクロックを生成し、選択部は、入力電流波形情報と入力電圧波形情報の選択切替を、クロック生成部のクロック出力に同期させる構成としたものである。
【００５１】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００５２】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００５３】
第６の発明は、選択部が特に第５の発明のクロック生成部のクロック出力の立ち上がりまたは立下りエッジで、入力電流波形情報と入力電圧波形情報との選択切替を行う構成としたものである。
【００５４】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００５５】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００５６】
第７の発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部と前記交流電源の周期に同期してクロックを生成するクロック生成部と、を備え、前記選択部は前記入力電流検出部および前記入力電圧検出部の出力信号のいずれか大きいほうの信号を選択するとともに、前記入力電圧検出部の出力は所定の段階数で漸減するように構成され、漸減させるタイミングは前記クロック生成部のクロック出力に同期する構成としたものである。
【００５７】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００５８】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００５９】
第８の発明は、特に第７の発明の入力電圧検出部の出力は第１の段階で１／２の振幅に出力電圧を減じ、第２の段階で出力電圧が０となるように段階的に減ずるように構成したものである。
【００６０】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００６１】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００６２】
第９の発明は、特に第８の発明の第１の段階と第２の段階の間に所定の遅れ時間を設ける構成としたものである。
【００６３】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００６４】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００６５】
第１０の発明は、特に第７の発明のマグネトロン駆動用電源にクロックカウント部を設け、前記クロックカウント部はクロック生成部のクロックをカウントし第１の段階から所定の回数クロックをカウントすると第２の段階に移行する構成としたものである。
【００６６】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００６７】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００６８】
第１１の発明は、特に第７の発明の入力電圧検出部はクロックカウント部によってクロックがカウントされるたびにその出力電圧振幅を所定の値で減ずる構成としたものである。
【００６９】
本発明によれば、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成するので夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。
【００７０】
また、起動制御と定常制御の切替タイミングを交流電圧の振幅が最も低い時点で行うことが出来るので制御の切替にともなうスイッチング制御が不安定になることを防止することが出来る。
【００７１】
第１３の発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御し、前記高周波電力を整流する整流回路を介してマグネトロンに電力を供給するマグネトロン駆動用電源であって、前記交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検出し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検出し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチングトランジスタの駆動信号に変換するスイッチング変換部と、前記インバータ回路が前記マグネトロンに供給する電力を指令する電力指令部とを備え、前記選択部は前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部のうち出力振幅の大きいほうの信号波形情報を選択し、前記マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電圧波形情報の信号振幅を減ずるとともに、前記電力指令部によって指示される電力が所定の値以下のときは前記選択部によって得られる信号振幅を減じ、前記スイッチング変換部は前記選択部によって選択された信号波形情報と三角波をＰＷＭコンパレータによって比較し、その大小関係を基に前記スイッチングトランジスタの駆動信号とする構成としたものであり、マグネトロンが起動状態のときは入力電流は非常に小さいレベルであるため入力電圧波形情報が優先され入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電圧波形情報に基づく信号は漸減されるため、次第に入力電流波形情報が優先されてパルス幅変調制御パターンを生成するのでマグネトロンが起動状態、発振状態の夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となるとともに、マグネトロンの出力電力が低出力の場合においてもインバータ回路のスイッチングトランジスタがソフトスイッチング動作するようにパルス幅変調パターンを出力するため常に低損失な回路動作が可能となり、スイッチング損失の増加によるスイッチングトランジスタの異常な温度上昇を防止することが可能となる。
【００７２】
第１４の発明は、特に第１３の発明の選択部は電圧電流変換部によって構成するとともに電流注入部を設け、前記電流注入部は前記選択部に電流を注入することによって選択された信号振幅波形を減ずる構成としたものであり、マグネトロンが起動状態のときは入力電流は非常に小さいレベルであるため入力電圧波形情報が優先され入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電圧波形情報に基づく信号は漸減されるため、次第に入力電流波形情報が優先されてパルス幅変調制御パターンを生成するのでマグネトロンが起動状態、発振状態の夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となるともに、マグネトロンの出力電力が低出力の場合においてもインバータ回路のスイッチングトランジスタがソフトスイッチング動作するようにパルス幅変調パターンを出力するため常に低損失な回路動作が可能となり、スイッチング損失の増加によるスイッチングトランジスタの異常な温度上昇を防止することが可能となる。
【００７３】
第１５の発明は、特に第１４の発明の電流注入部が注入する電流量は電力指令部の出力電圧に反比例するように構成としたものであり、電力指令部の出力電圧に応じてインバータ回路の変換電力が変化すると同時に電流注入部の注入電流量が変化するため、インバータ回路の変換電力に応じて電流注入部の電流注入量が変化することになり、パルス幅変調パターンの生成において急にパルス幅変調制御パターンが変化するポイントがなくなる。このため制御の不連続性が解消されるため制御の不安定要素をなくし、すべての変換電力に対して安定なマグネトロンの駆動が可能となる。
【００７４】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００７５】
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１にかかるマグネトロン駆動用電源を説明するブロック図である。図１においてマグネトロン駆動用電源はスイッチングトランジスタ３７および共振回路３４からなるインバータ回路と、スイッチングトランジスタ３７のオンオフを制御する制御部と、マグネトロン５０とから構成される。
【００７６】
制御部にはスイッチングトランジスタ３７へ駆動パルスを伝達するＰＷＭコンパレータ７９、のこぎり波発生回路７８、選択部としてのミックス回路７３、入力電流検出部であるシャント抵抗器７０を含む。
【００７７】
交流電源２０の交流電圧は４つのダイオードからなるブリッジ型整流回路３０で整流され、単方向電圧に整流されインダクタ３２とコンデンサ３３によって構成される平滑回路３１によって平滑された直流電圧がインバータ回路に供給される。
【００７８】
コンデンサ３５と高圧トランス４０の１次巻線３６によって構成される共振回路とスイッチングトランジスタ３７からなるインバータ回路はスイッチングトランジスタ３７をオンオフ制御することによって高周波電力を励起し、高圧トランス４０を介して、その２次巻線４１に高圧高周波電力を誘起する。
【００７９】
２次巻線４１に誘起された高圧高周波電力は、コンデンサ４４，４５、ダイオード４３，４６からなる倍電圧整流回路４７を介してマグネトロン５０のアノード５２及びカソード５１間に供給される。また、高圧トランス４０には３次巻線４２が設けられており、前述の動作と同時にマグネトロン５０にカソード５１を加熱するヒータ電力を同時に供給する構成となっている。
【００８０】
次にインバータ回路のスイッチングトランジスタ３７を制御する制御回路（制御部）について説明する。
【００８１】
図２のようにブリッジ型整流回路３０と平滑回路３１間に設けたシャント抵抗器７０と、その両端電圧を増幅する増幅回路とで入力電流整形回路７１を形成し、入力電流波形情報９１を生成する入力電流検出部を有する。
【００８２】
この入力電流波形情報９１は平滑回路７５で平滑化され、これと、加熱出力設定に対応した出力設定信号を生成する出力設定部７６からの信号を比較回路７７で比較する。比較回路７７はインバータ回路の入力電力の大きさを制御するため平滑回路７５で平滑化された入力電流信号と出力設定部７６で生成される設定信号との比較を行う。
【００８３】
したがって、本実施の形態の構成のようにシャント抵抗で電流検出してもよいし、入力電流をカレントトランスで検出してもよいし、スイッチングトランジスタのコレクタ電流あるいはコレクタ電圧などの信号を用いてもよい。すなわち比較回路７７に入力される電力制御のための情報は本実施の形態に示した構成に束縛されるものではない。
【００８４】
制御回路は交流電源２０の電圧を検出して整流する一組のダイオードと、整流した電圧を波形整形して入力電圧波形情報９２を生成する整形回路７２からなる入力電圧検出部をも備える。
【００８５】
これら入力電圧波形情報９２と入力電流波形情報９１と比較回路７７からの電力制御情報９３をミックス回路７３でミックスしフィルタリングすることでスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅情報９４を出力し、のこぎり波発生回路７８からののこぎり波とＰＷＭコンパレータ７９で比較して、パルス幅変調してインバータ回路のスイッチングトランジスタ３７をオンオフ制御するように構成している。
【００８６】
入力電流波形情報に対するスイッチングトランジスタ３７のオンオフ制御は、入力電流が大きいときはオン時間を短く、逆に小さいときは長くする極性で変換される。同じように入力電圧波形情報も、入力電圧が高いときはオン時間を短く、逆に低いときはオン時間を長くする極性で変換される。
【００８７】
図３にミックス回路７３の一例を示す。ミックス回路７３の入力端子は４つであり、各々入力電流波形情報９１、入力電圧波形情報９２、電力制御情報９３、切替信号９５が入力され、図示の回路によってオン信号幅情報９４をＰＷＭコンパレータ７９に伝送するよう構成している。
【００８８】
以上のような構成で、ミックス回路７３は、入力電流波形情報９１および入力電圧波形情報９２のうちいずれかを選択し、選択されたいずれかをインバータ回路のスイッチングトランジスタ３７のオンオフ制御信号に変換して利用するものである。
【００８９】
このような構成とすることでマグネトロン５０が定常発振している状態において入力電流波形の歪を補正するように交流電源の電圧振幅が大きい期間ではスイッチングトランジスタ３７のオン時間を短くするよう補正し、逆に交流電源電圧の振幅が小さい期間ではスイッチングトランジスタ３７のオン時間を長くするように補正するようにスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅をパルス幅変調する。スイッチングトランジスタ３７に印加される電圧波形は、数式（１）のように表現することができる。数式（１）において、Ｖはスイッチングトランジスタ３７の印加電圧の最大値、Ｅはコンデンサ３３の電圧、ＬＰは高圧トランス４０の１次巻線インダクタンス、Ｃはコンデンサ３５の容量、Ｔｏｎはスイッチングトランジスタ３７のオン時間を示している。このため、スイッチングトランジスタ３７のオン時間を増減することで、印加電圧を制御することができる。すなわち、オン時間を短くすると、スイッチングトランジスタ３７に印加されるピーク電圧を抑制することが可能となる。
【００９０】
【数１】
2012081221.tif 000003
【００９１】
この結果、交流電源の半周期のごとき短い期間において理想信号波形と入力電流波形情報９１の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れない部分は流す方向に補正するため、入力電流が大きい部分を逆に減少させて上記の略ゼロを成立させている。
【００９２】
これは非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので線形負荷に流れる電流波形と同じく理想波形は正弦波になる。このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すようにその波形の逆極性で入力電流が補正される。
【００９３】
したがって、マグネトロン５０のような非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急峻な電流変化、すなわち歪はこの制御ループによって打ち消され入力電流波形整形が行われ、歪の少なく力率の高い動作を実現することが出来る。
【００９４】
一方、マグネトロン５０はカソード５１を適正な温度にまで加熱しないとマイクロ波を発振することが出来ず、この状態のときマグネトロン５０はほぼ無限大の抵抗値を示す。このため、マグネトロン５０を高速に起動するためには起動制御においてカソード５１への供給電力を出来るだけ多くすることが必要となる。
【００９５】
入力電流波形情報９１によってスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅をパルス幅変調する場合と、パルス幅変調をしない場合とを比較するとパルス幅変調をかけた場合、カソード５１の供給電流のエンベロープ波形が台形波状になりより多くの電力を供給することが出来る。この結果、カソード５１をより短時間で適正な温度に加熱することが出来るようになる。
【００９６】
本実施の形態のマグネトロン駆動用電源のミックス回路７３は入力電圧波形情報９２と入力電流波形情報９１を夫々バッファトランジスタ７３５、７３９を介して共通のエミッタ抵抗７３７に接続する構成としている。この構成にすることによってバッファトランジスタ７３５あるいは７３９のエミッタ電圧は入力電流波形情報９１あるいは入力電圧波形情報９２の電圧を出力するように動作する。
【００９７】
エミッタ抵抗７３７は各々のバッファトランジスタ７３５、７３９に共通エミッタで接続している、このため入力電圧波形情報９２と入力電流波形情報９１のうち振幅の大きいほうの信号情報がオン信号幅情報９４に反映される構成となっている。抵抗７３１、７３２で分圧されている電圧はこのバッファトランジスタ７３５、７３９に流れる電流分電圧降下を起こし、波形情報を反転した信号を生成する。
【００９８】
バッファ回路７３３はこの分圧点のインピーダンスとコンデンサ７４１との間をインピーダンス分離するために挿入し、コンデンサ７４１から先のインピーダンス影響を抵抗７３１、７３２の分圧に及ぼさないようにしている。上記の波形情報はコンデンサ７４１を介してオン信号幅情報９４に電圧情報として重畳され、スイッチングトランジスタ３７のオン信号幅をパルス幅変調する。
【００９９】
図４は本実施の形態のマグネトロン駆動用電源の入力電圧波形情報９２、入力電流波形情報９１、切替信号９５およびミックス回路の出力信号であるオン信号幅情報９４を示す波形図で特にマグネトロン５０が起動状態から定常状態に遷移するタイミングを拡大した波形図である。
【０１００】
マグネトロン５０のカソードが十分な温度に加熱されていない期間ではマグネトロン５０は略無限大のインピーダンスを示すため入力電流波形は略ゼロの状態であるこのためミックス回路７３の出力信号は入力電圧波形情報９２を反映した信号振幅が出力される。（期間Ｔ０〜Ｔ１）マグネトロン５０のカソード５１が加熱され発振可能状態になるとインピーダンスが低下し、入力電流が流れ始める。
【０１０１】
マグネトロン５０のカソード５１を加熱する起動制御の状態はカソード５１への供給電力を最大に出来るような振幅になるように入力電圧波形情報９２の振幅を調整しているが、この信号振幅が大きいと定常発振状態においても入力電圧波形情報９２がミックス回路から出力されてしまうため、定常発振状態において高い力率を実現することが出来ない。
【０１０２】
そのため本実施の形態ではマグネトロン５０が発振状態になったことを検出すると入力電圧波形情報９２をカットするように切替回路７４を設けている。このように構成することで、マグネトロン５０が発振状態に移行すると入力電流波形情報９１によってミックス回路７３の出力を決定することが出来るので入力電流が小さいときにおいても常に高い力率を維持することが可能となる。
【０１０３】
また、入力電流波形が小さいときはミックス回路７３の出力信号の振幅も小さくなるため交流電源２０の電圧ピーク点近傍での変調度も小さくなるため結果的にスイッチングトランジスタ３７のオン時間をある程度長く設定することになる。
【０１０４】
この結果、インバータ回路に備えられた共振回路３４にスイッチング期間中に蓄積するエネルギーが確保できるようになり、インバータ回路の変換電力が低い状態においてもソフトスイッチング動作を安定に行うことができ、スイッチングトランジスタ３７の過度な損失増加を防止することが可能となる。
【０１０５】
（実施の形態２）
図５は本発明の実施の形態２のマグネトロン駆動用電源を示すブロック図である。前述の実施の形態と同一の符号を付した構成要素は同一の機能を果たすものであり、ここでは詳細な説明は割愛する。前述の実施の形態と異なる点は、マグネトロン駆動用電源の制御部が入力電圧検出部であるクロック生成回路８１を含み、切替回路７４が作動するタイミングを入力電圧検出部であるクロック生成回路８１が発生するクロックパルスに同期させた点である。
【０１０６】
クロック生成回路８１は入力電圧波形情報９２からクロックを変化させるタイミングを検出するため、交流電源２０の周期に同期したクロックパルスを発することが出来る。また、クロック生成回路８１は、交流電源の周期を２分周するクロックを生成する。
【０１０７】
切替回路７４は切替信号９５が定常判定となったのち、クロック生成回路８１の信号が変化したタイミングで入力電圧波形情報９２の信号を切り替えるように動作する。この切替のタイミングはクロックパルスの立ち上がりエッジであってもよいし、立下りエッジであってもよいし、交流電源電圧の絶対値が減少から増加に転ずるタイミングでもよい。
【０１０８】
図６は本実施の形態のマグネトロン駆動電源における入力電圧波形情報９２の信号波形、入力電流波形情報９１の信号波形、定常判定回路８０の出力信号波形（切替信号９５）、クロック生成回路８１の出力信号波形、オン信号幅情報９４の信号波形を示す波形図である。
【０１０９】
前述の実施の形態と異なる点は入力電圧波形情報９２の信号波形がクロック生成回路８１のクロック波形に同期したタイミングで切替を行っている点である。切替信号９５は交流電源２０の周期に対してランダムに発生しうるので、定常判定が確定するタイミングは必ずしも制御の安定にとって最良の時点で定常判定を確定することは出来ない。
【０１１０】
すなわち、交流電源２０の振幅が最大になった時点で定常判定が確定する可能性が含まれており、この状態で波形情報を切り替えると交流電源２０のピーク点近傍ではインバータ回路の変換電力の瞬時値も最大となっているのでわずかな制御の揺らぎがスイッチング動作の不安定を招く恐れがある。
【０１１１】
本実施の形態のようにクロック生成回路８１によって交流電源２０に同期したクロックパルスを生成し、このクロックパルスをトリガとして波形情報の切替を行うと交流電源２０の位相に対して制御の切替を行う位相を固定することが可能となり、切替に伴う制御の不安定要素をなくすことが出来る。
【０１１２】
（実施の形態３）
図７は本発明の実施の形態３の例を示す波形図である。インバータ回路の構成は前述の実施の形態２と同様であるためここでは図面を割愛した。
【０１１３】
本実施の形態では入力電圧波形情報９２の信号振幅をクロック生成回路８１のクロックパルスに同期して何段階かに分割して漸減させるように構成している。例えば、入力電圧検出部の出力は第１の段階で１／２の振幅に出力電圧を減じ、第２の段階で出力電圧が０（ゼロ）となるように段階的に減ずる。また、第１の段階と第２の段階との間に所定の遅れ時間を設ける構成としてもよい。更に、インバータ回路は、クロックカウント部を更に設けてもよい。クロックカウント部は、クロック生成部のクロックをカウントし第１の段階から所定の回数クロックをカウントすると第２の段階に移行する。更に、入力電圧検出部は、クロックカウント部によってクロックがカウントされるたびに、その出力電圧振幅を所定の値で減じてもよい。図中、入力電流波形情報９１の信号波形の実線は大電力の出力を出力設定部によって指示されている状態の信号波形を示し、破線は比較的小電力の出力を指示されている状態の信号波形を示している。
【０１１４】
大電力の出力を指示されている状態では入力電流波形情報９１の信号振幅も所定の電力変換時には大きな振幅を持っているが、比較的小電力の出力を指示している状態では安定制御にいたっても入力電流波形情報９１の振幅は小さいままである。
【０１１５】
このため、波形情報を急激に切り替えるとオン信号幅情報９４の信号振幅も急激に変化することになり、制御を切り替える前後でスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅に大きな変化があり、電力安定制御の不安定を招く恐れがある。
【０１１６】
しかしながら本実施の形態では入力電圧波形情報９２の信号振幅をいくつかの段階で漸減しているため切替に伴う急激な変化を緩和することができ、切替に伴う制御の不安定要素をなくすことが出来る。
【０１１７】
（実施の形態４）
図８は本発明の実施の形態１にかかるマグネトロン駆動用電源を説明するブロック図である。
【０１１８】
図８においてマグネトロン駆動用電源はスイッチングトランジスタ３７および共振回路３４からなるインバータ回路と、スイッチングトランジスタ３７のオンオフを制御する制御部と、マグネトロン５０とから構成される。制御部にはスイッチングトランジスタへ駆動パルスを伝達するＰＷＭコンパレータ７９、のこぎり波発生回路７８、選択部としてのミックス回路７３、入力電流検出部、入力電圧検出部等を含む。交流電源２０の交流電圧は４つのダイオードからなるブリッジ型整流回路３０で整流され、単方向電圧に整流されインダクタ３２とコンデンサ３３によって構成される平滑回路３１によって平滑された直流電圧がインバータ回路に供給される。
【０１１９】
コンデンサ３５と高圧トランス４０の１次巻線３６によって構成される共振回路３４とスイッチングトランジスタ３７からなるインバータ回路はスイッチングトランジスタ３７をオンオフ制御することによって高周波電力を励起し、高圧トランス４０を介して、その２次巻線４１に高圧高周波電力を誘起する。２次巻線４１に誘起された高圧高周波電力は、コンデンサ４４、４５ダイオード４３、４６からなる倍電圧整流回路４７を介してマグネトロン５０のアノード５２カソード５１間に供給される。また、高圧トランス４０には３次巻線４２が設けられており、前述の動作と同時にマグネトロン５０にカソード５１を加熱するヒータ電力を同時に供給する構成となっている。
【０１２０】
次にインバータ回路のスイッチングトランジスタ３７を制御する制御回路について説明する。
【０１２１】
図２のようにブリッジ型整流回路３０と平滑回路３１間に設けたシャント抵抗器７０からなる入力電流検出部としての電流検出部と、その両端電圧を増幅する増幅回路とで入力電流整形回路７１を形成し、入力電流波形情報９１を生成する入力電流検出部を有する。この入力電流波形情報９１は平滑回路７５で平滑化され、これと、加熱出力設定に対応した出力設定信号を生成する出力設定部７６からの信号を比較回路７７で比較する。比較回路７７はインバータ回路の入力電力の大きさを制御するため平滑回路７５で平滑化された入力電流信号と出力設定部７６で生成される設定信号との比較を行い、マグネトロン駆動用電源の入力電流が設定信号と等しくなるように帰還制御を行う。
【０１２２】
入力電流の検出は本実施の形態の構成のようにシャント抵抗のような抵抗体に電流を通電することによって発生する電圧によって入力電流検出してもよいし、入力電流をカレントトランスで検出し、その出力を整流平滑することによって得てもよいし、入力電流の大小に応じて変化するスイッチングトランジスタのコレクタ電流あるいはコレクタ電圧などの信号を用いてもよい。すなわち比較回路７７に入力される電力制御のための情報は本実施の形態に示した構成に束縛されるものではない。
【０１２３】
制御回路は交流電源２０の電圧を検出して整流する一組のダイオードと、整流した電圧を波形整形して入力電圧波形情報９２を生成する整形回路７２からなる入力電圧検出部をも備える。これら入力電圧波形情報９２と入力電流波形情報９１と比較回路７７からの電力制御情報９３をミックス回路７３でミックスしフィルタリングすることでスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅情報９４を出力し、のこぎり波発生回路７８から出力された、のこぎり波とＰＷＭコンパレータ７９で比較して、パルス幅変調してインバータ回路のスイッチングトランジスタ３７をオンオフ制御するように構成している。
【０１２４】
入力電流波形情報９１に対するスイッチングトランジスタ３７のオンオフ制御は、入力電流が大きいときはオン時間を短く、逆に小さいときは長くする極性で変換される。同じように入力電圧波形情報９２も、入力電圧が高いときはオン時間を短く、逆に低いときはオン時間を長くする極性で変換される。
【０１２５】
図９にミックス回路７３の一例を示す。ミックス回路７３の入力端子は５つであり、各々入力電流波形情報９１、入力電圧波形情報９２、電力制御情報９３、定常判定信号９７、出力設定信号９６が入力され、図示の回路によってオン信号幅情報９４をＰＷＭコンパレータ７９に伝送するよう構成している。
【０１２６】
以上のような構成で、入力電流波形情報９１および入力電圧波形情報９２をインバータ回路のスイッチングトランジスタ３７のオンオフ制御信号に変換して利用するものである。
【０１２７】
このような構成とすることでマグネトロン５０が定常発振している状態において入力電流波形の歪を補正するように交流電源の電圧振幅が大きい期間ではスイッチングトランジスタ３７のオン時間を短くするよう補正し、逆に交流電源電圧の振幅が小さい期間ではスイッチングトランジスタ３７のオン時間を長くするように補正するようにスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅をパルス幅変調する。この結果交流電源の半周期のごとき短い期間において理想信号波形と入力電流波形情報９１の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れない部分は流す方向に補正するため、入力電流が大きい部分を逆に減少させて上記の略ゼロを成立させている。これは非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので線形負荷に流れる電流波形と同じく理想波形は正弦波になる。このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すようにその波形の逆極性で入力電流が補正される。したがって、マグネトロン５０のような非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急峻な電流変化、すなわち歪はこの制御ループによって打ち消され入力電流波形整形が行われ、歪の少なく力率の高い動作を実現することが出来る。
【０１２８】
一方、マグネトロン５０はカソード５１を適正な温度にまで加熱しないとマイクロ波を発振することが出来ず、この状態のときマグネトロン５０はほぼ無限大の抵抗値を示す。このため、マグネトロン５０を高速に起動するためには起動制御においてカソード５１への供給電力を出来るだけ多くすることが必要となる。入力電圧波形情報９２によってスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅をパルス幅変調する場合と、パルス幅変調をしない場合とを比較するとパルス幅変調をかけた場合カソード５１の供給電流のエンベロープ波形が台形波状になりより多くの電力を供給することが出来る。この結果、カソード５１をより短時間で適正な温度に加熱することが出来るようになる。
【０１２９】
本実施の形態のマグネトロン駆動用電源のミックス回路７３は入力電圧波形情報９２と入力電流波形情報９１を夫々バッファトランジスタ７３５、７３９を介して共通のエミッタ抵抗７３７に接続する構成としている。この構成にすることによってバッファトランジスタ７３５あるいは７３９のエミッタ電圧は入力電流波形情報９１あるいは入力電圧波形情報９２の電圧を出力するように動作する。エミッタ抵抗７３７は各々のバッファトランジスタ７３５、７３９に共通エミッタで接続している、このため入力電圧波形情報９２と入力電流波形情報９１のうち振幅の大きいほうの信号情報がオン信号幅情報９４に反映される構成となっている。抵抗７３１、７３２で分圧されている電圧はこのバッファトランジスタ７３５、７３９に流れる電流分電圧降下を起こし、波形情報を反転した信号を生成する。バッファ回路７３３はこの分圧点のインピーダンスとコンデンサ７４１との間をインピーダンス分離するために挿入し、コンデンサ７４１から先のインピーダンス影響を抵抗７３１、７３２の分圧に及ぼさないようにしている。上記の波形情報はコンデンサ７４１を介してオン信号幅情報９４に電圧情報として重畳され、スイッチングトランジスタ３７のオン信号幅をパルス幅変調する。
【０１３０】
バッファトランジスタ７３５に加えられる入力電圧波形情報９２は振幅切替手段９８によってマグネトロン５０が非発振の状態と発振可能状態とでその振幅が切り替えられるようになっている。定常判定回路８０によってマグネトロン５０が発振可能状態になったことを検出すると定常判定信号９７が発せられる。定常判定信号９７は切替回路７４のスイッチをＯＮすることによってコンデンサ７４８を一定の電流で充電する。この結果、コンデンサ７４８の電圧は時間に対して一定の傾きで増加する。バッファトランジスタ７４９はこの電圧に応じた電流を抵抗に流す動作をするため、カレントミラー７４７にはコンデンサ７４８の電圧に応じた電流が流れる。一方、バッファトランジスタ７４９は入力電圧波形情報９２に応じた電流を抵抗に流すので、カレントミラー７４６は入力電圧波形情報９２に応じた電流を流している。ここで、抵抗７８０の電流はカレントミラー７４７とカレントミラー７４６の電流の差となるため、コンデンサ７４８の電圧増加に伴ってその電流が減少していくことになる。このため、コンデンサ７４８の電圧が上昇すると抵抗７８０にかかる電圧は略０まで減少するため、定常判定信号９７が発せられてある時間が経過すると常に入力電流波形情報９１がエミッタ抵抗７３７の電流値を決定することになり、オン信号幅情報９４は入力電流波形情報９１を基に作成されることになる。
【０１３１】
また、出力設定信号９６が小さい場合は定電流源７５０の電流値が大きくなるように構成することで抵抗７３１、７３２の分圧点に注入する電流が多くなる。この結果、バッファトランジスタ７３９によって電流に変換された入力電流波形情報９１を相殺する。このため出力設定信号９６が小さい場合にはミックス回路の出力は入力電流波形情報９１の影響を受けずにスイッチングトランジスタ３７のオン信号幅情報９４を出力することになり、出力設定が小さい場合にはパルス幅変調制御がきかなくなるため、スイッチングトランジスタ３７のオン時間が不足することによってソフトスイッチング動作ができなくなることを防ぐことが可能になる。
【０１３２】
なお、ここではコンデンサ７４８を充電する構成にて動作の説明をしているが、もちろん放電する極性で回路を構成してもよく、本実施の形態の効果を果たすことが可能である。
【０１３３】
図１０は本実施の形態のマグネトロン駆動用電源の入力電圧波形情報９２、入力電流波形情報９１、定常判定信号９７およびミックス回路のオン信号幅情報９４を示す波形図で特にマグネトロン５０が起動状態から定常状態に遷移するタイミングを拡大した波形図である。
【０１３４】
マグネトロン５０のカソードが十分な温度に加熱されていない期間ではマグネトロン５０は略無限大のインピーダンスを示すため入力電流波形は略ゼロの状態である。このためミックス回路７３の出力信号は入力電圧波形情報９２を反映した信号振幅が出力される。（期間Ｔ０〜Ｔ１）マグネトロン５０のカソード５１が加熱され発振可能状態になるとインピーダンスが低下し、入力電流が流れ始める。マグネトロン５０のカソード５１を加熱する起動制御の状態はカソード５１への供給電力を最大に出来るような振幅になるように入力電圧波形情報９２の振幅を調整しているが、この信号振幅が大きいと定常発振状態においても入力電圧波形情報９２がミックス回路から出力されてしまうため、定常発振状態において高い力率を実現することが出来ない。そのため本実施の形態ではマグネトロン５０が発振状態になったことを検出すると入力電圧波形情報９２をカットするように切替回路７４を設けている。また、選択部としてのミックス回路７３は、電圧電流変換部によって構成する電流注入部を設けてもよい。電流注入部は、ミックス回路７３に電流を注入することによって選択された信号振幅波形を減ずる。更に、電流注入部が注入する電流量は、出力設定部７６の出力電圧に反比例することが好ましい。
【０１３５】
このように構成することで、マグネトロン５０が発振状態に移行すると入力電流波形情報９１によってミックス回路７３の出力を決定することが出来るので入力電流が小さいときにおいても常に高い力率を維持することが可能となる。また、入力電流波形が小さいときはミックス回路７３の出力信号の振幅も小さくなるため交流電源２０の電圧ピーク点近傍での変調度も小さくなるため結果的にスイッチングトランジスタ３７のオン時間をある程度長く設定することになる。この結果、インバータ回路に備えられた共振回路３４にスイッチング期間中に蓄積するエネルギーが確保できるようになり、インバータ回路の変換電力が低い状態においてもソフトスイッチング動作を安定に行うことが出来、スイッチングトランジスタ３７の過度な損失増加を防止することが可能となる。
【産業上の利用可能性】
【０１３６】
以上のように、本発明にかかるマグネトロン駆動用電源は入力電流波形情報と入力電圧波形情報によってスイッチングトランジスタのオン信号幅をパルス幅変調するとともにマグネトロンの起動時と定常発振時のパルス幅変調をそれぞれ独立で設計できる。【０１３７】
このため、高い力率を維持して電力変換するとともに低電力時においても安定なスイッチング動作を実現できるので、電子レンジで代表されるような誘電加熱を利用した加熱装置や生ゴミ処理機、あるいは半導体製造装置であるプラズマ電源のマイクロ波電源などの用途にも適用できる。【０１３８】
以上のように、本発明にかかるマグネトロン駆動用電源は入力電流波形情報と入力電圧波形情報によってスイッチング素子スイッチングトランジスタのオン信号幅をパルス幅変調するとともにマグネトロンの起動時と定常発振時のパルス幅変調をそれぞれ独立で設計できるため、高い力率を維持して電力変換するとともに低電力時においても安定なスイッチング動作を実現できるので、電子レンジで代表されるような誘電加熱を利用した加熱装置や生ゴミ処理機、あるいは半導体製造装置であるプラズマ電源のマイクロ波電源などの用途にも適用できる。【０１３９】
なお、本出願は、２０１０年１２月１５日出願の日本特許出願（特願２０１０−２７８７７９）及び２０１１年１０月２６日出願の日本特許出願（特願２０１１−２３４８７３）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
【符号の説明】
【０１４０】
２０  交流電源
３０  ブリッジ型整流回路
３１、７５  平滑回路
３４  共振回路
３７  スイッチングトランジスタ
４０  高圧トランス
４７  倍電圧整流回路
５０  マグネトロン
７３  ミックス回路
７４  切替回路
７６  出力設定部
７８  のこぎり波発生回路
７９  ＰＷＭコンパレータ
８０  定常判定回路
９１  入力電流波形情報
９２  入力電圧波形情報
９３  電力制御情報
９４  オン信号幅情報
９５  切替信号
９６  出力設定信号
９７  定常判定信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2012081221.tif 000012
【図１０】
2012081221.tif 000013
【図１１】
2012081221.tif 000014
【図１２】
2012081221.tif 000015
【国際調査報告】
2012081221.tif 000016
2012081221.tif 000017
2012081221.tif 000018
2012081221.tif 000019
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