(57)【要約】経時的なあるいは環境変化による位相変動があった場合であっても、複数の主信号間の位相調整を自動的に行うことを可能とするために、位相調整回路は、２つ以上の主信号の位相を各々に変化させる複数の位相可変手段と、前記各位相可変手段の出力を処理し、処理した結果を出力する複数の処理手段と、前記各処理手段から出力された前記各主信号間の位相差が所定の値となるように、少なくとも１つの前記位相可変手段を制御する制御手段と、を備える。
2012133470.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つ以上の主信号の位相を各々に変化させる複数の位相可変手段と、
前記各位相可変手段の出力を処理し、処理した結果を出力する複数の処理手段と、
前記各処理手段から出力された前記各主信号間の位相差が所定の値となるように、少なくとも１つの前記位相可変手段を制御する制御手段と、
を備えることを特徴とする位相調整回路。
【請求項２】
前記各主信号の周波数よりも低い周波数の発振信号を発生する発振手段と、
前記発振信号を前記各主信号に重畳させた重畳主信号を出力する重畳手段と、
をさらに備え、
前記制御手段は、
前記各処理手段によって処理された前記各重畳主信号から前記各発振信号を抽出する抽出回路と、
前記抽出された各発振信号同士の位相比較、および、前記抽出された各発振信号と前記発振手段から出力される発振信号との間での位相比較のうちのいずれか一方の位相比較を実行し、位相差に応じた信号を出力する位相比較回路と、
前記位相差に応じた信号に基づいて、少なくとも１つの前記位相可変手段を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする請求項１記載の位相調整回路。
【請求項３】
前記位相比較回路において前記抽出された各発振信号同士の位相比較が行われる場合、前記制御回路は、前記抽出された各発振信号の位相が同位相となるように、前記位相可変手段を制御することを特徴とする請求項２記載の位相調整回路。
【請求項４】
前記位相比較回路において前記抽出された各発振信号と前記発振手段から出力される発振信号との間での位相比較が行われる場合、前記制御回路は、前記抽出された各発振信号の位相と前記発振手段から出力された発振信号の位相とが同相となるように、前記位相可変手段を制御することを特徴とする請求項２記載の位相調整回路。
【請求項５】
前記発振信号の周波数は、前記各主信号の周波数の１／１０〜１／１００程度の周波数であることを特徴とする請求項２〜４のいずれか１項に記載の位相調整回路。
【請求項６】
前記主信号は、２極の信号からなる差動電気信号であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の位相調整回路。
【請求項７】
請求項１〜６のいずれか１項に記載の位相調整回路を搭載することを特徴とする駆動増幅装置。
【請求項８】
２つ以上の主信号の各々に対して所定の処理を実行し、
前記所定の処理が実行された前記主信号間の位相差が所定の値となるように、少なくとも１つの前記主信号の位相を制御する
ことを特徴とする位相調整方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、位相調整回路および位相調整方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
電気信号を増幅する増幅回路において、複数の信号を扱う場合がある。例えば、差動電気信号は２極（２つ）の信号の論理が、それぞれ反転した関係、つまり平衡関係になっている。この差動信号を増幅する増幅回路として、ひとつの回路で２極の信号を同時に増幅する、差動増幅回路が広く知られている。
ところで、出力振幅が大きい信号への対応や、回路の簡略化のために、２つの別々の増幅回路を用いて２極の信号をそれぞれ別々に増幅する場合がある。たとえば、光送信器などで用いられる、差動入力を持つ、ニオブ酸リチウム（ＬＮ：ＬｉＮｂＯ３）光変調器等を駆動するための駆動増幅回路では、数Ｖ〜１０Ｖｐｐ程度の出力振幅を必要とする場合が多い。このような駆動増幅回路としては、大出力振幅を得ることが可能な、個別の増幅回路が用いられることが多い。このとき扱う電気信号は差動信号であることから、それぞれの電気信号は平衡関係にあり、信号の位相も同期している。増幅回路として差動増幅回路を用いた場合は、２極の信号は差動増幅され、出力信号はほぼ同位相となる。しかしながら、個別の増幅回路により別々に増幅を行った場合、それぞれの信号線路長の差や、増幅回路の個体差、特性の差などにより、それぞれの電気信号に位相差が生じることがある。
この位相差を同相とするために、増幅回路の前後に接続される信号線路の少なくとも一方に、位相を調整する手段を挿入して、生じた位相差を打ち消すようにした位相調整回路が知られている。図８は、この位相調整回路の構成例を示す。該位相調整回路は、増幅素子７０１、７０２と、位相可変回路７０３、７０４と、を備える。図８中、符号７０５、７０６は入力差動信号を示し、符号７０７、７０８は出力差動信号７０７、７０８を示す。なお、上記構成において、位相可変回路７０３、７０４は、いずれか一方のみであってもよい。
入力差動信号７０５、７０６はそれぞれに位相可変回路７０３、７０４を経て増幅素子７０１、７０２で増幅され、出力差動信号７０７、７０８として出力される。このとき、それぞれの増幅素子７０１、７０２の個体差や特性差、あるいは信号線路長の差等により生じた出力差動信号７０７と出力差動信号７０８の位相差は、位相可変回路７０３、７０４で同相（平衡関係）となるよう、調整される。
位相可変回路７０３、７０４のいずれか一方しか無い場合、例えば、図８において増幅素子７０２の系統のみに位相可変回路７０４が存在する場合、位相可変回路が無い系統の増幅素子（すなわち、増幅素子７０１）の出力信号の位相を基準に、他方の系統の位相可変回路の調整を行い、出力差動信号７０７と出力差動信号７０８とを同相となるにすることもできる。
また、関連する技術として、特許文献１には、後段の回路による位相変動がある場合には、その位相変動を考慮して、加算器に入力されるＩ信号とＱ信号の位相差が９０°となるように調整することについて記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００８−１９３３８８号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
図８に示す位相調整回路は、信号線路長の差、あるいは増幅素子の個体差や特性の差などにより生じた位相差を調整することは可能である。しかしながら、図８に示す位相調整回路は、増幅素子の経時的な特性変化による位相変動や、環境条件（例えば温度条件など）により生じる位相変動、すなわち、リアルタイムな位相変動については、調整することができない。その理由は、図８に示すような位相調整回路において、位相可変回路は一度調整が行われると、その後は固定された遅延量となるため、調整後に上記位相変動が生じた場合には、対応できないからである。
本発明の目的は、経時的なあるいは環境変化による位相変動があった場合であっても、複数の主信号間の位相調整を自動的に行うことが可能な位相可変回路および位相調整方法を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の位相調整回路は、２つ以上の主信号の位相を各々に変化させる複数の位相可変手段と、前記各位相可変手段の出力を処理し、処理した結果を出力する複数の処理手段と、前記各処理手段から出力された前記各主信号間の位相差が所定の値となるように、少なくとも１つの前記位相可変手段を制御する制御手段と、を備える。
本発明の位相調整方法は、２つ以上の主信号の各々に対して所定の処理を実行し、前記所定の処理が実行された前記主信号間の位相差が所定の値となるように、少なくとも１つの前記主信号の位相を制御する。
【発明の効果】
【０００６】
本発明によれば、経時的なあるいは環境変化による位相変動があった場合であっても、複数の主信号間の位相調整を自動的に行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路の構成例を示す図である。
【図２】図１に示す位相調整回路を構成する位相比較回路の動作を説明するための図である。
【図３】図１に示す２つのＬＰＦの出力波形の関係（位相差＝プラス）を説明する図である。
【図４】図１に示す２つのＬＰＦの出力波形の関係（位相差＝マイナス）を説明する図である。
【図５】図１に示す２つのＬＰＦの出力波形の関係（位相差＝ゼロ＝同相）を説明する図である。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る位相調整回路の構成例を示す図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る位相調整回路の構成例を示す図である。
【図８】一般的な位相調整回路の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る位相調整回路１００の構成例を示す図である。なお、位相調整回路１００の動作についてもこの図１を主に用いて説明する。
位相調整回路１００は、増幅素子１０１、１０２（処理手段）と、位相可変回路１０３、１０４（位相可変手段）と、低周波発振回路１０５（発振手段）と、信号重畳回路１０６、１０７（重畳手段）と、を備える。さらに、位相調整回路１００は、分岐回路１０８、１０９と、ＬＰＦ１１０、１１１（抽出回路）と、位相比較回路１１２と、制御回路１１３と、を備える。なお、ＬＰＦは、Ｌｏｗ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒの略である。また、図１中、符号１１４、１１５は入力差動信号を示し、符号１１６、１１７は出力差動信号を示す。なお、ＬＰＦ１１０、１１１と、位相比較回路１１２と、制御回路１１３とで「制御手段」を構成する。
平衡関係にある２極の入力差動信号１１４、１１５は、各々に、信号重畳手段１０６、１０７へ入力される。
低周波発振回路１０５は、入力された差動信号１１４、１１５の周波数（ビットレート）よりも低い周波数（例えば、上記ビットレートの１／１０〜１／１００程度の周波数）の発振信号を、信号重畳回路１０６、１０７へ出力する。以下、基本的には、この発振信号を、低周波発振信号と呼ぶ。
信号重畳回路１０６は、低周波発振信号を入力差動信号１１４に重畳する。信号重畳回路１０７は、低周波発振信号を入力差動信号１１５に重畳する。このとき、それぞれに重畳される低周波発振信号は、同相の関係を保っている。
低周波発振信号が重畳された各入力差動信号（重畳後入力差動信号）は、位相可変回路１０３、１０４をそれぞれ通過する。位相可変回路１０３、１０４については後述する。その後、重畳後入力差動信号は、増幅素子１０１、１０２にそれぞれ加えられ、ここで必要とされる振幅まで増幅され出力差動信号１１６、１１７となる。増幅素子１０１、１０２は、差動信号のみならず、重畳された低周波発振信号も同様に増幅する。また、出力差動信号１１６、１１７は、分岐回路１０８、１０９を通過する。この時、一部の出力差動信号が分岐回路１０８、１０９において分岐され、次段のＬＰＦ１１０、１１１に導かれる。このＬＰＦの遮断周波数は、出力差動信号１１６、１１７の周波数（ビットレート）と、重畳された低周波発振信号の周波数との間に設定されている。このため出力差動信号１１６、１１７のビットレートに対応する周波数成分は大きな減衰を受けるため、ＬＰＦ１１０、１１１を通過することはできない。逆に、重畳された低周波発振信号は、減衰をほとんど受けることがないことから、ＬＰＦ１１０、１１１を通過して出力される。それぞれのＬＰＦ１１０、１１１を通過してきた低周波発振信号は、位相比較回路１１２に入力される。
位相比較回路１１２は、２つの低周波発振信号を入力し、これらの信号の位相差に応じた電圧を発生する。図２は、位相比較回路１１２の動作を説明するための図である。図２において、横軸は、入力された２つの低周波発振信号の位相差（ｄｅｇ）を表す。縦軸は、位相比較回路１１２から出力されるＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ）電圧（Ｖ）を表す。具体的には、基準となる一方の低周波発振信号に対して他方の低周波発振信号が遅れた場合、位相比較回路１１２は、その位相差の大きさに応じたプラス電圧を発生する。例えば、図３に示すように、増幅素子１０２を経由する低周波発振信号に対して増幅素子１０１を経由する低周波発振信号が遅れた場合、位相比較回路１１２は、その位相差の大きさに応じたプラス電圧を発生する。逆に、図４に示すように、他方の低周波発振信号に対して基準となる一方の低周波発振信号が遅れた場合、位相比較回路１１２は、その位相差の大きさに応じたマイナス電圧を発生する。また、図５に示すように、２つの低周波発振信号の位相が同相の時には、位相比較回路１１２の出力電圧はゼロとなる。位相比較回路１１２の出力電圧は、制御回路１１３に与えられる。
なお、上記において「ゼロ」とは、真にゼロの場合はもちろんのこと、実質的にゼロの場合も含むものとする。
また、位相比較回路１１２は、例えば、一般的なＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）回路を構成する、「位相比較回路」、「位相比較回路＋ＬＰＦ」、および「位相比較回路＋ＬＰＦ＋増幅器」のいずれかで構成することができる。もちろん、上記はあくまで一例であり、位相比較回路１１２の構成は、他の回路構成とすることも可能である。
制御回路１１３は、図２に示す位相比較回路１１２からの出力電圧に応じて、位相可変回路１０４を制御するためのＤＣ電圧（例えば、０（Ｖ）〜１２（Ｖ）の範囲のＤＣ電圧）を発生する。具体的には、制御回路１１３は、ＤＣ電圧を、入力電圧がマイナスの場合には下降させ、入力電圧がプラスの場合には上昇させ、入力電圧が０（Ｖ）となったところで、その時のＤＣ電圧を保持する機能を有する。
位相可変回路１０３、１０４の各々は、入力された信号（重畳後入力差動信号）の位相を、外部から与えられるＤＣ電圧を制御信号として、この電圧に比例した遅延量で遅延させる機能を有する。上記の遅延量は、外部から与えられるＤＣ電圧に対応付けられている。例えば、外部から与えられるＤＣ電圧＝０（Ｖ）の場合、信号の遅延量は０（ｄｅｇ）である。ＤＣ電圧＝１（Ｖ）の場合、信号の遅延量は３０（ｄｅｇ）である。ＤＣ電圧＝２（Ｖ）の場合、信号の遅延量は６０（ｄｅｇ）である。そして、以降この関係が続き、ＤＣ電圧＝１２（Ｖ）の場合、信号の遅延量は３６０（ｄｅｇ）となる。なお、本実施形態では、位相可変回路１０３の遅延量（すなわち、制御信号としてのＤＣ電圧）は初期値に固定されているものとする。一方、位相可変回路１０４の遅延量は、制御回路１１３の制御信号により制御されることから、出力差動信号１１７の位相は状況に応じて変動する。
以下、第１の実施形態の位相調整回路１００の全体の動作について、主に図１を用いて説明する。
まず、初期設定として、位相可変回路１０３、１０４のそれぞれの遅延量は、６０（ｄｅｇ）に設定されているものとする。従って、この場合、位相可変回路１０３に与えられるＤＣ電圧は２（Ｖ）であり、この値は変動せず固定されているものとする。一方、位相可変回路１０４に与えられるＤＣ電圧は初期値こそ２（Ｖ）であるが、位相比較回路１１２の比較結果に応じてリアルタイムに変化する。
入力差動信号１１４、１１５に低周波発振信号が重畳された重畳後入力差動信号は、増幅素子１０１、１０２でそれぞれ増幅される。各々に増幅された信号は、出力差動信号１１６、１１７として出力される。
ここで、何らかの原因により、図４に示すように、出力差動信号１１６に対して出力差動信号１１７の位相が３０（ｄｅｇ）遅れたとする。これにより、出力差動信号１１６と出力差動信号１１７との間に３０（ｄｅｇ）の位相差が生じたことになる。
この時、位相比較回路１１２の出力は、図２から諒解されるように、マイナス電圧となる。すると、制御回路１１３の出力ＤＣ電圧は初期電圧の２（Ｖ）から下降し始める。
出力ＤＣ電圧が１（Ｖ）まで下降して位相可変回路１０４の遅延量が３０（ｄｅｇ）になると、出力差動信号１１６と出力差動信号１１７との位相差は再びゼロ（同位相）となる。これにより、位相比較回路１１２の出力は０（Ｖ）となり、制御回路１１３の出力ＤＣ電圧は、１（Ｖ）（すなわち、３０（ｄｅｇ））に保持される。
以上説明したような動作により、出力差動信号１１６と出力差動信号１１７との位相差は、常にゼロ（同位相）となるよう制御が行われる。ここで、上記位相調整処理は、リアルタイムに実行可能である。
従って、以上説明した第１の実施形態によれば、所定の処理回路（例えば、増幅素子やその他回路等）での経時的な特性変化や、環境条件（温度条件など）による特性の変動により、出力差動信号に位相変動が生じた場合でも、上述した制御により、２極の出力差動信号の位相差を常にゼロとすることができる。換言すれば、第１の実施形態によれば、２極の出力差動信号間の平衡関係を保つことが可能となる。
ここで、電気主信号の周波数が、例えば１０ＧＨｚ程度以上の高周波である場合、そのような高周波の電気主信号の位相を検出することは非常に困難である。そのため、このような高周波の電気主信号の位相を検出する回路にはコストが必要であり、またその回路規模が増大するという課題がある。
そこで、上述した第１の実施形態の位相調整回路は、各主信号の周波数よりも低い周波数の発振信号を発生する発振手段（低周波発振回路１０５）と、その発生した発振信号を各主信号に重畳させた重畳主信号を出力する重畳手段（信号重畳回路１０６、１０７）と、をさらに備える。抽出回路（ＬＰＦ１１０、１１１）は、各処理手段（例えば、増幅素子１０１、１０２）によって処理された各重畳主信号から各発振信号を抽出する。位相比較回路１１２は、抽出された各発振信号同士の位相比較を行い、位相差に応じた信号を出力する。制御回路１１３は、この位相差に応じた信号に基づいて、少なくとも１つの位相可変手段を制御する。
すなわち、本実施形態の場合、低周波の信号の位相を検出する回路で済むので、高周波の信号の位相を検出する場合と比較して、回路の規模やコストを低減させることができる。なお、発振信号の周波数は、例えば、電気主信号の周波数の１／１０〜１／１００程度とすることができる。
なお、以上説明した第１の実施形態では、位相比較回路１１２の出力電圧がゼロ（すなわち、位相比較回路１１２へ入力する２つの信号の位相差がゼロ）となるように、位相可変回路１０４の遅延量を制御すると説明した。しかしながら、これはあくまで一例であって、本実施形態は、例えば、２つの信号の位相差が所定の値（所定の範囲内と言ってもよい）となるように制御すること、換言すれば、２つの信号が少なくとも同期関係となるように制御することもできる。
［第２の実施形態］
図６は、本発明の第２の実施形態に係る位相調整回路６００の構成例を示す図である。なお、位相調整回路１００の動作についてもこの図６を主に用いて説明する。
位相調整回路６００は、増幅素子６０１、６０２（所定の処理回路）と、位相可変回路６０３、６０４（位相可変手段）と、低周波発振回路６０５（発振手段）と、信号重畳回路６０６、６０７（重畳手段）と、を備える。さらに、位相調整回路６００は、分岐回路６０８、６０９と、ＬＰＦ６１０、６１１と、位相比較回路６１２、６１３と、制御回路６１４、６１５（制御手段）と、を備える。なお、図６中、符号６１６、６１７は入力差動信号を示し、符号６１８、６１９は出力差動信号を示す。
第２の実施形態の位相調整回路６００（図６）と第１の実施形態の位相調整回路１００（図１）との違いは、位相調整回路６００が、位相調整回路１００に対して、さらに、位相比較回路６１２と制御回路６１４とを有し、位相可変回路６０４の動作が制御されている点にある。
各位相比較回路６１２、６１３の動作自体は、第１の実施形態の位相比較回路１１２と同様である。すなわち、図２に示すように、位相比較回路６１２、６１３は、入力された２つの入力信号の位相差に応じた出力電圧を生成する。
第１の実施形態では、この位相比較回路１１２は、重畳された低周波発振信号同士の位相比較を行っていた。しかしながら、第２の実施形態では、基準となる一方の信号として、低周波発振回路６０５の発振信号を用いている。これにより出力差動信号６１８、６１９の位相は、常に低周波発振回路６０５の発振信号の位相と同期するよう、それぞれの位相可変回路６０３、６０４の遅延量が制御される。この動作により、結果として、出力差動信号６１８、６１９同士の位相差は常にゼロ、つまり同相（平衡関係）となる。
以上説明した第１および第２の実施形態では、入力される電気主信号として、差動電気信号を扱った。その理由は、差動電気信号は２極の電気信号が常に平衡関係の同位相であることが必要条件であること、また、近年、光送信器や光受信器の構成において、多くの差動信号を扱うことが多いためである。しかしながら、扱う電気主信号は、差動電気信号に限定されない。すなわち、以上説明した各実施形態は、入力される２つの異なる信号の位相差を所定の状態（例えば逆位相）に保つことが必要な場合に、広く適用することができる。
さらに、扱う電気主信号の数は必ずしも２極である必要はなく、３極以上であっても構わない。その場合、各電気主信号の位相が、基準の位相と同相となるよう、位相可変回路を制御すればよい。
また、以上説明した第１および第２の実施形態において、符号１０１、１０２、６０１、６０２で示される回路は、必ずしも増幅素子である必要はなく、増幅素子以外の所定の処理回路とすることができる。
また、以上説明した第１および第２の実施形態において、抽出回路を構成するＬＰＦ（第１の実施形態の場合はＬＰＦ１１０、１１１、第２の実施形態の場合はＬＰＦ６１０、６１１）は、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）であってもよい。ＢＰＦは、ある帯域の周波数成分のみを通過させ、それ以上の高い周波数成分や低い周波数成分を阻止するフィルタである。従って、重畳された発振信号を、電気主信号から、より効率良く抽出することができる。
［第３の実施形態］
図７は、本発明の第３の実施形態に係る位相調整回路８００の構成例を示す図である。位相調整回路８００は、処理手段と、位相可変手段８０１−１〜８０１−ｎ（ｎは２以上の整数）と、制御手段８０２と、を備える。処理手段は、各位相可変手段８０１−１〜８０１−ｎの出力を処理し、処理した結果を出力する。位相可変手段８０１−１〜８０１−ｎは、各主信号１〜ｎ（ｎは２以上の整数）の位相を各々に変化させる機能を備える。制御手段８０２は、各処理手段から出力された前記各主信号間の位相差が所定の値（例えば、ゼロ）となるように、少なくとも１つの位相可変手段を制御する。なお、処理手段として、例えば、増幅素子を挙げることができる。
以上説明した第３の実施形態によれば、経時的なあるいは環境変化による位相変動があった場合であっても、複数の主信号間の位相調整を自動的に行うことが可能となる。
なお、以上説明した第１〜第３の各位相調整回路は、例えば、光変調器等を駆動するための駆動増幅装置に搭載することができる。
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
この出願は、２０１１年３月２５日に出願された日本出願特願２０１１−０６７６９７を基礎とする優先権を主張し、その開示のすべてをここに取り込む。
【符号の説明】
【０００９】
１００、６００、８００  位相調整回路
１０１、１０２、６０１、６０２  増幅素子
１０３、１０４、６０３、６０４、７０３、７０４  位相可変回路
１０５、６０５  低周波発振回路
１０６、１０７、６０６、６０７  信号重畳回路
１０８、１０９、６０８、６０９  分岐回路
１１０、１１１、６１０、６１１  ＬＰＦ
１１２、６１２、６１３  位相比較回路
１１３、６１４、６１５  制御回路
８０１−１〜８０１−ｎ  位相可変手段
８０２  制御手段
【図１】
2012133470.tif 000003
【図２】
2012133470.tif 000004
【図３】
2012133470.tif 000005
【図４】
2012133470.tif 000006
【図５】
2012133470.tif 000007
【図６】
2012133470.tif 000008
【図７】
2012133470.tif 000009
【図８】
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【国際調査報告】
2012133470.tif 000011
2012133470.tif 000012
2012133470.tif 000013
2012133470.tif 000014