(57)【要約】  複数の出力電圧の異なる直流電源を接続する場合でも、それぞれの直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に昇圧することができるＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システムを得ること。第１および第２のスイッチング素子５１，５２のオフにより充放電コンデンサ７と直列に接続され、リアクトル４に蓄えられたエネルギーにより、充放電コンデンサ７と共に充電される充電補助コンデンサ１０と、充電補助コンデンサ１０に蓄えられた電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオード８と、逆流防止ダイオード８に対して逆直列に接続され、充電補助コンデンサ１０の電圧値を第１および第２の出力用平滑コンデンサ１１，１２の接続点に対して一定の範囲内に保つツェナーダイオード９とを備え、入力電圧を所望の出力電圧に変換する通常駆動制御を行うと共に、充放電コンデンサ７の両端電圧が所定電圧未満である場合に、充放電コンデンサ７を充電する充電駆動制御を行う。
2012140781.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に接続されたリアクトル、前記リアクトルの出力をスイッチングする直列接続された複数のスイッチング素子、複数の前記スイッチング素子のスイッチングにより充放電される充放電コンデンサ、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオード、および、複数の前記スイッチング素子を駆動制御する駆動制御部を備える複数の直流電圧変換部と、
複数の前記直流電圧変換部の並列出力を平滑する直列接続された複数の出力用平滑コンデンサと、
を備え、
前記直流電圧変換部は、
複数の前記スイッチング素子のオフにより前記充放電コンデンサと直列に接続され、前記リアクトルに蓄えられたエネルギーにより、前記充放電コンデンサと共に充電される充電補助コンデンサと、
前記充電補助コンデンサに蓄えられた電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオードと、
前記逆流防止ダイオードに対して逆直列に接続され、充電補助コンデンサの電圧値を複数の前記出力用平滑コンデンサの接続点に対して一定の範囲内に保つツェナーダイオードと、
を備え、
前記駆動制御部は、入力電圧を所望の出力電圧に変換する通常駆動制御を行うと共に、前記充放電コンデンサの両端電圧が所定電圧未満である場合に、前記充放電コンデンサを充電する充電駆動制御を行うことを特徴とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項２】
前記駆動制御部は、前記通常駆動制御の開始前に、前記充電駆動制御を実施することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項３】
前記駆動制御部は、前記通常駆動制御の開始後に、前記充電駆動制御を実施することを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項４】
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項５】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項４に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
【請求項６】
複数系列の太陽電池モジュール群と、
前記複数系列の太陽電池モジュール群の各出力電圧がそれぞれ前記各直流電圧変換部に入力される請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置と、
前記ＤＣ／ＤＣ電力変換装置から供給された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、
を備えることを特徴とする太陽光発電システム。
【請求項７】
前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項６に記載の太陽光発電システム。
【請求項８】
前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項７に記載の太陽光発電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置およびそのＤＣ／ＤＣ電力変換装置を備えた太陽光発電システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、半導体スイッチのオンオフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギー蓄積と放出の量をコントロールして直流から直流への電圧変換を行っている。このリアクトルは、大形で重いという課題があることから、コンデンサの充放電を利用してリアクトルに印加される電圧を低減し、そのリアクトルに必要なインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形、軽量化する技術が開示されている（例えば、特許文献１）。【０００３】
上記従来技術では、通常動作時（以下、「定常状態」という）には充放電コンデンサの両端電圧を任意の値に制御できるため、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオードに印加される電圧をほぼ均等にすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特公平６−６７１８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、例えば、太陽電池モジュールの直列接続枚数の異なる太陽電池モジュールでは、各太陽電池モジュール群毎に出力電圧が著しく異なる場合がある。このように出力電圧の異なる太陽電池モジュール群をそれぞれ複数のＤＣ／ＤＣ電力変換装置に接続して、各ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の出力を並列に接続した場合、上記従来技術では、出力電圧が小さい太陽電池モジュール群が接続されたＤＣ／ＤＣ電力変換装置の充放電コンデンサが充電されない場合があり、無負荷の場合や定常状態に至るまでの過渡状態では、所望の直流電圧に昇圧することができない、という問題があった。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の出力電圧の異なる直流電源を接続する場合でも、それぞれの直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に昇圧することができるＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流電源に接続されたリアクトル、前記リアクトルの出力をスイッチングする直列接続された複数のスイッチング素子、複数の前記スイッチング素子のスイッチングにより充放電される充放電コンデンサ、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオード、および、複数の前記スイッチング素子を駆動制御する駆動制御部を備える複数の直流電圧変換部と、複数の前記直流電圧変換部の並列出力を平滑する直列接続された複数の出力用平滑コンデンサと、を備え、前記直流電圧変換部は、複数の前記スイッチング素子のオフにより前記充放電コンデンサと直列に接続され、前記リアクトルに蓄えられたエネルギーにより、前記充放電コンデンサと共に充電される充電補助コンデンサと、前記充電補助コンデンサに蓄えられた電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオードと、前記逆流防止ダイオードに対して逆直列に接続され、充電補助コンデンサの電圧値を複数の前記出力用平滑コンデンサの接続点に対して一定の範囲内に保つツェナーダイオードと、を備え、前記駆動制御部は、入力電圧を所望の出力電圧に変換する通常駆動制御を行うと共に、前記充放電コンデンサの両端電圧が所定電圧未満である場合に、前記充放電コンデンサを充電する充電駆動制御を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明によれば、複数の出力電圧の異なる直流電源を接続する場合でも、それぞれの直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に昇圧することができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】図１は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の一構成例を示す図である。
【図２】図２は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態における各スイッチング状態の一例を示す図である。
【図３】図３は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態における各部波形の状態遷移の一例を示す図である。
【図４】図４は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の制御停止状態において入力電圧が印加された場合の電流経路を示す図である。
【図５】図５は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の充電駆動制御における各スイッチング状態の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置および太陽光発電システムについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態．
図１は、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の一構成例を示す図である。実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、図１に示すように、直流電源２ａから入力端子ＶＬａ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に入力された入力電圧Ｖｉｎａを昇圧する直流電圧変換部１ａと、直流電源２ｂから入力端子ＶＬｂ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に入力された入力電圧Ｖｉｎｂを昇圧する直流電圧変換部１ｂとが並列に接続され、その並列出力が直列に接続された第１の出力用平滑コンデンサにより平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子ＶＨ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に出力される。なお、図１に示す例では、２つの直流電圧変換部１ａ，１ｂを並列接続した例を示しているが、３つ以上の直流電圧変換部を並列接続することも可能である。また、直流電圧変換部１ａおよび直流電圧変換部１ｂは、いずれも同様の構成部により構成され、それぞれの構成部に関連する符号の末尾にａ，ｂを付しているが、以下、特段に区別する必要がない場合には、末尾のａ，ｂを省略して説明する。
【００１２】
直流電圧変換部１は、入力端子ＶＬと基準電圧端子Ｖｃｏｍとの間に接続され、入力電圧Ｖｉｎを平滑する入力側平滑コンデンサ３と、一端が入力側平滑コンデンサ３の正極端子に接続されたリアクトル４と、リアクトル４の他端と基準電圧端子Ｖｃｏｍとの間に直列接続された第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２と、リアクトル４の他端と出力端子ＶＨとの間に、入力側から出力側に向かって順方向に直列接続された第１のダイオード６１および第２のダイオード６２と、第１のダイオード６１および第２のダイオード６２の接続点に一端が接続され、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２の接続点に他端が接続された充放電コンデンサ７と、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２と充放電コンデンサ７との接続点にアノードが接続された逆流防止ダイオード８と、逆流防止ダイオード８のカソードと基準電圧端子Ｖｃｏｍとの間に接続された充電補助コンデンサ１０と、逆流防止ダイオード８および充電補助コンデンサ１０の接続点と第１の出力側平滑コンデンサ１１および第２の出力側平滑コンデンサ１２の接続点との間に、逆流防止ダイオード８に対して逆直列に接続されたツェナーダイオード９と、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２を駆動制御する駆動制御部１００とを備えている。なお、逆流防止ダイオード８は、第１のスイッチング素子５１がオンした時に、第１の出力側平滑コンデンサ１１および第２の出力側平滑コンデンサ１２の接続点Ｍから第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２の接続点Ｂに電流が逆流するのを防止する機能を有し、また、ツェナーダイオード９は、第２のスイッチング素子５２がオン動作した時に、Ｂ点からＭ点に電流が流れるのを防止し、充電補助コンデンサ１０の電圧を一定の範囲内に保持する機能を有している。また、図１に示す例では、第１および第２のスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、例えばＩＧＢＴ等のパワートランジスタであってもよい。
【００１３】
駆動制御部１００は、充放電コンデンサ７の充電要否を判定する充電要否判定部１３と、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２を駆動する駆動パルスを生成する駆動パルス生成部１４とを備えている。また、駆動パルス生成部１４は、通常駆動制御用の駆動パルスを生成する通常駆動パルス生成部１４１と、充電駆動制御用の駆動パルスを生成する充電駆動パルス生成部１４２とを備えている。
【００１４】
つぎに、実施の形態にかかる直流電圧変換部１の定常状態における動作について、図１〜図３を参照して説明する。図２は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態における各スイッチング状態の一例を示す図である。また、図３は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態における各部波形の状態遷移の一例を示す図である。図３（ａ）は、昇圧比が２倍未満である場合の例を示し、図３（ｂ）は、昇圧比が２倍以上である場合の例を示している。なお、定常状態とは、通常駆動制御により安定して昇圧動作を行っている状態をいう。なお、図２に示す例では、符号の末尾のａ，ｂを省略している。
【００１５】
図２に示すように、定常状態における直流電圧変換部１のスイッチング状態としては、状態１〜状態４の４つがある。状態１では、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオフとなり、充放電コンデンサ７にエネルギーを蓄積する。状態２では、第１のスイッチング素子５１がオフ、第２のスイッチング素子５２がオンとなり、充放電コンデンサ７のエネルギーを放出する。状態３では、第１のスイッチング素子５１と第２のスイッチング素子５２が共にオフとなり、リアクトル４のエネルギーを放出する。状態４では、第１のスイッチング素子５１と第２のスイッチング素子５２が共にオンとなり、リアクトル４にエネルギーを蓄積する。これらの各スイッチング状態の時間比率を適宜設定して各スイッチング状態を遷移させることにより、入力端子ＶＬ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを任意の電圧に昇圧して、出力端子ＶＨ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力することができる。
【００１６】
実施の形態にかかる直流電圧変換部１の定常状態における通常駆動制御では、入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの昇圧比Ｎが２倍未満の場合（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｎ＜２：図３（ａ））と、２倍以上の場合（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝Ｎ≧２：図３（ｂ））とでスイッチングパターンが異なっている。
【００１７】
まず、昇圧比Ｎが２倍未満の場合の動作について説明する。定常状態では、充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御しており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ７の端子間電圧Ｖｃｆの大小関係は、以下のようになっている。
【００１８】
Ｖｏｕｔ＞Ｖｉｎ＞Ｖｃｆ
【００１９】
まず、状態１において、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＨｉｇｈ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＬｏｗとなると、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、以下の経路で入力側平滑コンデンサ３からリアクトル４に、さらに第１のダイオード６１を介して充放電コンデンサ７にエネルギーが移行する（図２（ａ）の破線矢印）。
【００２０】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→充放電コンデンサ７→第１のスイッチング素子５１
【００２１】
つぎに、状態３に遷移し、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＬｏｗ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＬｏｗとなると、第１のスイッチング素子５１がオフ、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、以下の経路でリアクトル４に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ３に重畳して、第１のダイオード６１および第２のダイオード６２を介して第１の出力側平滑コンデンサ１１および第２の出力側平滑コンデンサ１２に移行する（図２（ｃ）の破線矢印）。
【００２２】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→第２のダイオード６２→第２の出力側平滑コンデンサ１２
→第１の出力側平滑コンデンサ１１
【００２３】
つぎに、状態２に遷移し、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＬｏｗ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＨｉｇｈとなると、第１のスイッチング素子５１がオフ、第２のスイッチング素子５２がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ７に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ３に重畳して、第２のダイオード６２を介して第１の出力側平滑コンデンサ１１および第２の出力側平滑コンデンサ１２に移行するとともに、リアクトル４にエネルギーを蓄積する（図２（ｂ）の破線矢印）。
【００２４】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第２のスイッチング素子５２
→充放電コンデンサ７→第２のダイオード６２
→第２の出力側平滑コンデンサ１２→第１の出力側平滑コンデンサ１１
【００２５】
つぎに、状態３に遷移し、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＬｏｗ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＬｏｗとなると、第１のスイッチング素子５１がオフ、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、以下の経路でリアクトル４に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ３に重畳して、第１のダイオード６１および第２のダイオード６２を介して第１の出力側平滑コンデンサ１１および第２の出力側平滑コンデンサ１２に移行する（図２（ｃ）の破線矢印）。
【００２６】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→第２のダイオード６２→第２の出力側平滑コンデンサ１２
→第１の出力側平滑コンデンサ１１
【００２７】
上述した状態１→状態３→状態２→状態３を１周期とする一連の状態遷移（スイッチングパターン：図３（ａ））を繰り返すことにより、入力端子ＶＬ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを１倍から２倍までの任意の電圧に昇圧して、出力端子ＶＨ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。
【００２８】
つぎに、昇圧比Ｎが２倍以上の場合の動作について説明する。定常状態では、昇圧比Ｎが２倍未満の場合と同様に、充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆは出力電圧Ｖｏｕｔの約２分の１の電圧になるように制御しており、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆの大小関係は、以下のようになっている。
【００２９】
Ｖｏｕｔ＞Ｖｃｆ＞Ｖｉｎ
【００３０】
まず、状態４において、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＨｉｇｈ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＨｉｇｈとなると、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオンとなるため、以下の経路で入力側平滑コンデンサ３からリアクトル４にエネルギーが移行する（図２（ｄ）の破線矢印）。
【００３１】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第２のスイッチング素子５２
→第１のスイッチング素子５１
【００３２】
つぎに、状態１に遷移し、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＨｉｇｈ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＬｏｗとなると、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、以下の経路でリアクトル４に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ３に重畳して、第１のダイオード６１を介して充放電コンデンサ７に移行する（図２（ａ）の破線矢印）。
【００３３】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→充放電コンデンサ７→第１のスイッチング素子５１
【００３４】
つぎに、状態４に遷移し、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＨｉｇｈ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＨｉｇｈとなると、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオンとなるため、以下の経路で入力側平滑コンデンサ３からリアクトル４にエネルギーが移行する（図２（ｄ）の破線矢印）。
【００３５】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第２のスイッチング素子５２
→第１のスイッチング素子５１
【００３６】
つぎに、状態２に遷移し、第１のスイッチング素子５１のゲート信号Ｇ１がＬｏｗ、第２のスイッチング素子５２のゲート信号Ｇ２がＨｉｇｈとなると、第１のスイッチング素子５１がオフ、第２のスイッチング素子５２がオンとなるため、以下の経路でリアクトル４と充放電コンデンサ７に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ３に重畳して、第２のダイオード６２を介して第１の出力側平滑コンデンサ１１および第２の出力側平滑コンデンサ１２に移行する（図２（ｂ）の破線矢印）。
【００３７】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第２のスイッチング素子５２  
→充放電コンデンサ７→第２のダイオード６２
→第２の出力側平滑コンデンサ１２→第１の出力側平滑コンデンサ１１
【００３８】
上述した状態４→状態１→状態４→状態２を１周期とする一連の状態遷移（スイッチングパターン：図３（ｂ））を繰り返すことにより、入力端子ＶＬ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に入力された入力電圧Ｖｉｎを２倍以上の任意の電圧に昇圧して、出力端子ＶＨ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。
【００３９】
つぎに、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、各直流電圧変換部１ａ，１ｂが制御停止状態から定常状態に移行するまでの動作について、図１、図４、および図５を参照して説明する。なお、制御停止状態とは、例えば、駆動制御部１００への制御電源（図示せず）がスタンバイしていない場合や、各直流電圧変換部１ａ，１ｂに何らかの異常が発生して波及故障を防止する場合など、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２が駆動制御されていない状態をいう。
【００４０】
ここで、例えば、図１に示すＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、直流電圧変換部１ａに直流電源２ａから入力される入力電圧Ｖｉｎａを９００Ｖとし、直流電圧変換部１ｂに直流電源２ｂから入力される入力電圧Ｖｉｎｂを３００Ｖとすると、制御停止状態では、入力電圧Ｖｉｎｂ（＝３００Ｖ）≦出力電圧Ｖｏｕｔ≦入力電圧Ｖｉｎａ（＝９００Ｖ）となる。
【００４１】
まず、図１における直流電圧変換部１ａの場合、つまり、入力電圧Ｖｉｎａ≧出力電圧Ｖｏｕｔである場合の制御停止状態から定常状態に移行するまでの動作について説明する。図４は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の制御停止状態において入力電圧が印加された場合の電流経路を示す図である。なお、ここでは、符号の末尾のａ，ｂを省略して説明する。
【００４２】
制御停止状態において、入力電圧Ｖｉｎ≧出力電圧Ｖｏｕｔである場合には、図４に示すように、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２はオフ状態であるため、入力端子ＶＬ−基準電圧端子Ｖｃｏｍ間の下記の３経路に電流が流れ、各々の充放電コンデンサ７、第１の出力側平滑コンデンサ１１、および第２の出力側平滑コンデンサ１２が充電される。
【００４３】
第１の経路（図５の破線矢印）：
入力端子ＶＬ→入力側平滑コンデンサ３→基準電圧端子Ｖｃｏｍ
第２の経路（図５の一点鎖線矢印）：
入力端子ＶＬ→リアクトル４→第１のダイオード６１
→第２のダイオード６２→第２の出力側平滑コンデンサ１２
→第１の出力側平滑コンデンサ１１→基準電圧端子Ｖｃｏｍ
第３の経路（図５の二点鎖線矢印）：
入力端子ＶＬ→リアクトル４→第１のダイオード６１→充放電コンデンサ７
→逆流防止ダイオード８→ツェナーダイオード９
→第１の出力側平滑コンデンサ１１→基準電圧端子Ｖｃｏｍ
【００４４】
これより、入力電圧Ｖｉｎは、入力側平滑コンデンサ３に印加されるのと同時に、ツェナーダイオード９を介して互いに並列接続された充放電コンデンサ７および第２の出力側平滑コンデンサ１２の接続体と、この接続体に直列接続された第１の出力側平滑コンデンサ１１とに印加されることになる。
【００４５】
ここで、充放電コンデンサ７のキャパシタンス値をＣｆ、第１の出力側平滑コンデンサ１１のキャパシタンス値をＣｏ１、および第２の出力側平滑コンデンサ１２のキャパシタンス値をＣｏ２とすると、例えばＣｆ＜＜Ｃｏ１＝Ｃｏ２である場合には、第１の出力側平滑コンデンサ１１の両端電圧Ｖｃｏ１、第２の出力側平滑コンデンサ１２の両端電圧Ｖｃｏ２、充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆは、以下のようになる。
【００４６】
Ｖｃｏ１≒Ｖｃｏ２≒Ｖｉｎ／２
Ｖｃｆ≒Ｖｉｎ／２−Ｖｄｚ
（Ｖｄｚは、ツェナーダイオード９の逆方向電圧）
【００４７】
ここで、例えば、Ｖｉｎ＝９００Ｖ、Ｖｄｚ＝４０Ｖとすると、Ｖｃｏ１≒Ｖｃｏ２≒４５０Ｖ、Ｖｃｆ≒４１０Ｖとなる。
【００４８】
したがって、入力電圧Ｖｉｎ≧Ｖｏｕｔである場合（例えば、図１における直流電圧変換部１ａ）には、制御停止状態において充放電コンデンサ７が充電された状態となるので、制御停止状態から通常駆動制御を行うことにより、定常状態に移行することができる。
【００４９】
つぎに、図１における直流電圧変換部１ｂの場合、つまり、入力電圧Ｖｉｎｂ＜出力電圧Ｖｏｕｔである場合の制御停止状態から定常状態に移行するまでの動作について説明する。なお、ここでも、符号の末尾のａ，ｂを省略して説明する。
【００５０】
制御停止状態において、入力電圧Ｖｉｎ≦出力電圧Ｖｏｕｔである場合には、第１のダイオード６１に逆電圧が印加されるため、上述した第２の経路および第３の経路に電流が流れず、充放電コンデンサ７が充電されない。したがって、入力電圧Ｖｉｎ≦出力電圧Ｖｏｕｔである場合（例えば、図１における直流電圧変換部１ｂ）では、制御停止状態から通常駆動制御を行っても、入力電圧Ｖｉｎを所望の電圧値に昇圧することができない。
【００５１】
本実施の形態にかかる直流電圧変換部１では、通常駆動制御の開始前あるいは開始後において、充放電コンデンサ７の充電が不十分である場合に、充放電コンデンサ７を充電するために、スイッチングパターンが通常駆動制御とは異なる充電駆動制御を実施する。以下、実施の形態にかかる直流電圧変換部１の充電駆動制御について説明する。
【００５２】
充電要否判定部１３は、出力電圧Ｖｏｕｔ、第１の出力側平滑コンデンサの両端電圧Ｖｃｏ１、および充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆが入力され、通常駆動制御の開始前あるいは開始後において、充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔから第１の出力側平滑コンデンサの両端電圧Ｖｃｏ１とあらかじめ保持しているツェナーダイオード９の逆方向電圧Ｖｄｚとを減算した所定値未満である場合、つまり、下記の（１）式を満たす場合に、充放電コンデンサ７の充電が必要であると判定して、充電駆動制御指令を出力する。
【００５３】
Ｖｃｆ＜Ｖｏｕｔ−Ｖｃｏ１−Ｖｄｚ  …（１）
【００５４】
また、充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆが出力電圧Ｖｏｕｔから第１の出力側平滑コンデンサの両端電圧Ｖｃｏ１とあらかじめ保持しているツェナーダイオードの逆方向電圧Ｖｄｚとを減算した所定値以上である場合、つまり、下記の（２）式を満たす場合に、通常駆動制御指令を出力する。
【００５５】
Ｖｃｆ≧Ｖｏｕｔ−Ｖｃｏ１−Ｖｄｚ  …（２）
【００５６】
駆動パルス生成部１４は、入力電圧Ｖｉｎ、充放電コンデンサの両端電圧Ｖｃｆ、および、通常駆動制御指令あるいは充電駆動制御指令のいずれか一方が入力され、充電駆動制御指令が入力された場合には、充電駆動パルス生成部１４２に充電駆動制御用の各駆動パルスを生成させ、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２にそれぞれ出力し、充電駆動制御を開始する。
【００５７】
図５は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の充電駆動制御における各スイッチング状態の一例を示す図である。
【００５８】
図５に示すように、充電駆動制御における直流電圧変換部１のスイッチング状態としては、状態１〜状態３の３つがある。状態１では、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオフとなり、充放電コンデンサ７を介してリアクトル４に電流が流れ、リアクトル４にエネルギーを蓄積する。状態２では、第１のスイッチング素子５１と第２のスイッチング素子５２が共にオフとなり、リアクトル４に蓄積されたエネルギーが充放電コンデンサ７および充電補助コンデンサ１０に移行する。状態３では、第１のスイッチング素子５１と第２のスイッチング素子５２が共にオンとなり、リアクトル４に流れる電流が増加し、リアクトル４にエネルギーを蓄積する。これらの各スイッチング状態における第１のスイッチング素子５１と第２のスイッチング素子５２の通流比を適宜設定して各スイッチング状態を遷移させることにより、充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆを充電する。
【００５９】
実施の形態にかかる直流電圧変換部１の充電駆動制御では、入力電圧Ｖｉｎと充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆとの電圧差が１００Ｖより大きい場合（Ｖｉｎ−Ｖｃｆ＞１００Ｖ）と、１００Ｖ以下である場合（Ｖｉｎ−Ｖｃｆ≦１００Ｖ）とで、スイッチングパターンが異なっている。つまり、入力電圧Ｖｉｎと充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆとの電圧差が１００Ｖより大きい場合には、まず、充放電コンデンサ７を充電し、入力電圧Ｖｉｎと充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆとの電圧差が１００Ｖ以下となった場合に、スイッチングパターンを切り換えて、充放電コンデンサ７の両端電圧がＶｉｎ／２となるまで充電する。
【００６０】
まず、入力電圧Ｖｉｎと充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆとの電圧差が１００Ｖより大きい場合、つまり、Ｖｉｎ−Ｖｃｆ＞１００Ｖである場合のスイッチングパターンについて説明する。この場合のスイッチングパターンでは、Ｖｃｆ≒Ｖｉｎ−１００Ｖとなるまで、さらに、入力電圧Ｖｉｎから１００Ｖを減算した値が出力電圧Ｖｏｕｔの１／２より大きい場合、つまり、Ｖｉｎ−１００Ｖ＞Ｖｏｕｔ／２である場合には、Ｖｃｆ≒Ｖｏｕｔ／２となるまで、充放電コンデンサ７を充電する。
【００６１】
まず、状態１において、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル４にエネルギーが蓄積される（図５（ａ）の破線矢印）。
【００６２】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→充放電コンデンサ７→第１のスイッチング素子５１
【００６３】
つぎに、状態２に遷移し、第１のスイッチング素子５１がオフ、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル４に蓄積されたエネルギーが充放電コンデンサ７および充電補助コンデンサ１０に移行する（図５（ｂ）の破線矢印）。
【００６４】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→充放電コンデンサ７→逆流防止ダイオード８→充電補助コンデンサ１０
【００６５】
その後、リアクトル４に流れるリアクトル電流がゼロになると、状態１に遷移して、上述した状態１→状態２を１周期とする一連の状態遷移（スイッチングパターン）を繰り返すことにより、Ｖｃｆ≒Ｖｉｎ−１００ＶあるいはＶｃｆ≒Ｖｏｕｔ／２となるまで、充放電コンデンサ７が充電される。なお、充電補助コンデンサ１０の両端電圧は、ツェナーダイオード９により、Ｖｃｏ２〜Ｖｃｏ２＋Ｖｄｚに保たれる。
【００６６】
つぎに、入力電圧Ｖｉｎと充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆとの電圧差が１００Ｖ以下である場合、つまり、Ｖｉｎ−Ｖｃｆ≦１００Ｖである場合のスイッチングパターンについて説明する。この場合のスイッチングパターンでは、Ｖｃｆ≒Ｖｏｕｔ／２となるまで、充放電コンデンサ７を充電する。
【００６７】
まず、状態１において、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、リアクトル４の高圧側の端子電圧が充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆよりも大きい場合には、以下の経路で電流が流れ、リアクトル４にエネルギーが蓄積される（図５（ａ）の破線矢印）。
【００６８】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→充放電コンデンサ７→第１のスイッチング素子５１
【００６９】
つぎに、状態３に遷移し、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオンとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル４に流れる電流が増加し、リアクトル４にエネルギーが蓄積される（図５（ｃ）の破線矢印）。
【００７０】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第２のスイッチング素子５２
→第１のスイッチング素子５１
【００７１】
つぎに、状態１に遷移し、第１のスイッチング素子５１がオン、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、モード３においてリアクトル４に蓄積されたエネルギーが大きくなり、リアクトル４の高圧側の端子電圧が充放電コンデンサ７の両端電圧Ｖｃｆよりも大きくなった場合には、以下の経路で電流が流れ、リアクトル４にエネルギーがさらに蓄積される（図５（ａ）の破線矢印）。
【００７２】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→充放電コンデンサ７→第１のスイッチング素子５１
【００７３】
つぎに、状態２に遷移し、第１のスイッチング素子５１がオフ、第２のスイッチング素子５２がオフとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル４に蓄積されたエネルギーが充放電コンデンサ７および充電補助コンデンサ１０に移行する（図５（ｂ）の破線矢印）。
【００７４】
入力側平滑コンデンサ３→リアクトル４→第１のダイオード６１
→充放電コンデンサ７→逆流防止ダイオード８→充電補助コンデンサ１０
【００７５】
その後、リアクトル４に流れるリアクトル電流がゼロになると、状態１に遷移して、上述した状態１→状態３→状態１→状態２を１周期とする一連の状態遷移（スイッチングパターン）を繰り返すことにより、Ｖｃｆ≒Ｖｏｕｔ／２となるまで、充放電コンデンサ７が充電される。
【００７６】
なお、上述した状態１、状態３における第１のスイッチング素子５１の通流比は、例えば、１０／（Ｖｉｎ−Ｖｃｆ）とし、第２のスイッチング素子５２の通流比は、例えば、１０／Ｖｉｎとすればよい。なお、これら第１および第２のスイッチング素子５１，５２の通流比は一例であり、各直流電圧変換部１の入力電圧差等の条件に応じて、適切な比率に設定すればよい。
【００７７】
そして、充電要否判定部１３は、上述した（２）式を満たす場合に、通常駆動制御指令を出力し、駆動パルス生成部１４は、通常駆動制御指令が入力された場合には、通常駆動パルス生成部１４１に通常駆動制御用の各駆動パルスを生成させ、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２にそれぞれ出力し、通常駆動制御を開始する。
【００７８】
したがって、入力電圧Ｖｉｎ＞Ｖｏｕｔである場合（例えば、図１における直流電圧変換部１ｂ）には、制御停止状態から充電駆動制御を行うことにより充放電コンデンサ７を充電し、充放電コンデンサ７が充電された状態で通常駆動制御を行うことにより、定常状態に移行することができる。
【００７９】
以上説明したように、実施の形態のＤＣ／ＤＣ電力変換装置によれば、複数並列に接続された各直流電圧変換部において、第１および第２のスイッチング素子５１，５２のオフにより充放電コンデンサ７と直列に接続され、リアクトル４に蓄えられたエネルギーにより、充放電コンデンサ７と共に充電される充電補助コンデンサ１０と、充電補助コンデンサ１０に蓄えられた電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオード８と、逆流防止ダイオード８に対して逆直列に接続され、充電補助コンデンサ１０の電圧値を第１および第２の出力用平滑コンデンサ１１，１２の接続点に対して一定の範囲内に保つツェナーダイオード９とを備え、入力電圧を所望の出力電圧に変換する通常駆動制御を行うと共に、充放電コンデンサ１０の両端電圧が所定電圧未満である場合に、第２のスイッチング素子５２、あるいは第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２の両方をオンして、リアクトル４にエネルギーを蓄積した後に、第１のスイッチング素子５１および第２のスイッチング素子５２をオフして、リアクトル４に蓄積されたエネルギーを充放電コンデンサ７および充電補助コンデンサ１０に移行させるスイッチングパターンを有する充電駆動制御を実施するようにしたので、各直流電圧変換部に複数の出力電圧の異なる直流電源を接続する場合でも、それぞれの直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に昇圧することができる。
【００８０】
なお、上述した実施の形態では、制御停止状態から定常状態に移行するまでに、つまり、通常駆動制御を開始する前に、充電駆動制御を行う例について説明したが、通常駆動制御を開始した後に、充電駆動制御を行うことも可能である。つまり、通常駆動制御の実施中において、充放電コンデンサの充電が不十分であると判定した場合には、充電駆動制御に移行して、充放電コンデンサの充電を行うことも可能である。
【００８１】
また、上述した実施の形態では、充電駆動制御を実施する際に、２つスイッチングパターンを設け、入力電圧Ｖｉｎと充放電コンデンサの両端電圧Ｖｃｆとの電圧差が１００Ｖより大きいか１００Ｖ以下であるかによりスイッチングパターンを切り換えるようにしたが、このスイッチングパターンを切り換える際の入力電圧Ｖｉｎと充放電コンデンサの両端電圧Ｖｃｆとの電位差は、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が適用されるシステムの条件に応じて設定すればよい。あるいは、条件によっては、２つのスイッチングパターンのうちの一方のみで運用することも可能である。
【００８２】
また、実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、複数の太陽電池モジュール群を備えた太陽光発電システムに用いて好適である。太陽電池モジュール群は、例えば太陽電池モジュール群を設置する屋根の条件等により、太陽電池モジュールの直列枚数が異なるため、各太陽電池モジュール群毎に出力電圧が異なる。実施の形態にかかるＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、各直流電圧変換部毎に独立して動作するため、各太陽電池モジュール群毎に最適な昇圧動作を行うことができる。
【００８３】
また、一般的なスイッチング素子は、珪素（シリコン：Ｓｉ）系半導体によって形成されるが、実施の形態において説明したＤＣ／ＤＣ電力変換装置の各直流電圧変換部の第１および第２のスイッチング素子としては、Ｓｉ系半導体と比較して、大きなエネルギーバンド幅を持つワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体によって形成されていることが好ましい。このＷＢＧ半導体としては、例えば、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）系材料、またはダイヤモンド等がある。
【００８４】
入力電圧と昇圧後の出力電圧との差が大きい直流電圧変換部では、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作頻度が多くなり、スイッチング損失および導通損失も大きくなり、これに伴って各スイッチング素子の発熱量も多くなる。したがって、設計段階において、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が適用されるシステム等における最大発熱条件、つまり、最もスイッチング動作頻度が多くなる条件をあらかじめ想定し、その条件下においてスイッチング素子の限界温度を超えないように、スイッチング素子に接続するヒートシンクの大きさが決められる。
【００８５】
また、入力電圧と昇圧後の出力電圧との差が小さい直流電圧変換部では、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング動作頻度が少なくなり、スイッチング損失および導通損失も小さくなり、これに伴って各スイッチング素子の発熱量も少なくなる。このため、上述した最大発熱条件を想定して設計されたヒートシンクの大きさでは、スイッチング素子の限界温度に対する裕度が大きく、無駄に広い設置スペースが必要となり、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置が大型化する。また、ヒートシンクのコスト、およびＤＣ／ＤＣ電力変換装置のコストが上昇する。
【００８６】
一方、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ系半導体と比較して、スイッチング損失および導通損失が小さいと共に、耐熱性が高く、高温動作が可能である。したがって、ＷＢＧ半導体により形成されたスイッチング素子を用いることにより、Ｓｉ系半導体により形成されたスイッチング素子を用いる場合よりも、ヒートシンクの大きさを小さくすることができる。
【００８７】
さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子自体の小型化も可能である。
【００８８】
したがって、第１および第２のスイッチング素子として、ＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子を用いることにより、上述した最大発熱条件を想定した場合でも、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
【００８９】
さらに、例えば、各太陽電池モジュール群が接続された各直流電圧変換部のスイッチング動作頻度に大きな差が生じる場合を想定した場合でも、各直流電圧変換部の第１および第２のスイッチング素子を冷却するヒートシンクを過剰な余裕を設けない最適なサイズで構成することができ、延いては、このＤＣ／ＤＣ電力変換装置を適用して、さまざまな屋根あるいは住宅等の制約条件に対応可能な太陽光発電システムを構築することができる。
【００９０】
また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
【符号の説明】
【００９１】
１，１ａ，１ｂ  直流電圧変換部
２，２ａ，２ｂ  直流電源
３，３ａ，３ｂ  入力側平滑コンデンサ
４，４ａ，４ｂ  リアクトル
７，７ａ，７ｂ  充放電コンデンサ
８，８ａ，８ｂ  逆流防止ダイオード
９，９ａ，９ｂ  ツェナーダイオード
１０，１０ａ，１０ｂ  充電補助コンデンサ
１１  第１の出力側平滑コンデンサ
１２  第２の出力側平滑コンデンサ
１３，１３ａ，１３ｂ  充電要否判定部
１４，１４ａ，１４ｂ  駆動パルス生成部
５１，５１ａ，５１ｂ  第１のスイッチング素子
５２，５２ａ，５２ｂ  第２のスイッチング素子
６１，６１ａ，６１ｂ  第１のダイオード
６２，６２ａ，６２ｂ  第２のダイオード
１００，１００ａ，１００ｂ  駆動制御部
１４１，１４１ａ，１４１ｂ  通常駆動パルス生成部
１４２，１４２ａ，１４２ｂ  充電駆動パルス生成部
【図１】
2012140781.tif 000003
【図２】
2012140781.tif 000004
【図３】
2012140781.tif 000005
【図４】
2012140781.tif 000006
【図５】
2012140781.tif 000007
【国際調査報告】
2012140781.tif 000008
2012140781.tif 000009
2012140781.tif 000010
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