(57)【要約】  スイッチング電流制御回路は、スイッチングパルス供給回路、比較回路、アナログ回路部、デジタル回路部等で構成されている。Ａ／Ｄ変換器２では、スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してデジタルデータに変換する。このデータに基づいて、演算制御回路３でスイッチングパルスのオフからオンに切り替えるタイミングを与える検出電流の下限値を算出する。この下限値が０以上か否かで連続／不連続モードを判定する。
2012121205.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の装置に流れる負荷電流をスイッチング動作により制御するスイッチング電流制御回路であって、
前記スイッチング動作を行うためのスイッチングパルスを供給するスイッチングパルス供給回路と、
前記スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してピーク電流値と比較する比較回路と、
前記スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路と、
前記Ａ／Ｄ変換回路から出力される検出電流のデータに基づいて、前記スイッチングパルスのオフからオンに切り替えるタイミングを与える検出電流の下限値を算出する演算制御回路と
を備え、
前記演算制御回路の算出した前記検出電流の下限値が０以上である場合に連続モードであると判定し、前記検出電流の下限値が負の値の場合は不連続モードであると判定することを特徴とするスイッチング電流制御回路。
【請求項２】
前記検出電流の下限値により不連続モードであると判定された場合は、前記スイッチングパルスの周波数を上げることにより、前記検出電流の下限値が０以上となるようにすることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項３】
前記スイッチングパルスの周波数を上げることにより、前記検出電流の下限値が０以上なり、さらに所定の値を超えたときに、前記スイッチングパルスの周波数を最初に設定されていた周波数に戻すことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項４】
前記検出電流の下限値により連続モードと判定され、かつ前記スイッチングパルスのオン期間が、前記スイッチングパルスのオンからオフに切り替る際に起きるスイッチングノイズ発生期間以下の長さの場合には、前記スイッチングパルスの周波数を下げることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項５】
前記Ａ／Ｄ変換回路は、前記スイッチングパルスのオン期間における検出電流を逐次Ａ／Ｄ変換するか、または検出電流の２点における電流値をＡ／Ｄ変換することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項６】
前記Ａ／Ｄ変換回路は、２つのサンプルホールド回路と１つのＡ／Ｄコンバータとで構成されていることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項７】
前記Ａ／Ｄ変換回路は、前記スイッチングパルスの３周期分の１周期毎に動作モードが割り当てられており、第１の周期では、前記Ａ／Ｄ変換回路によって前記検出電流の２点における電流値のうち一方の値をＡ／Ｄ変換出力し、他方の値をサンプルホールドすることを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項８】
前記スイッチングパルスの第２の周期では、前記第１の周期においてサンプルホールドしていた電流値を、前記Ａ／Ｄ変換回路によってＡ／Ｄ変換出力することを特徴とする請求項７に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項９】
前記スイッチングパルスの第３の周期では、スイッチングパルスのオン期間における検出電流を逐次Ａ／Ｄ変換することを特徴とする請求項７または請求項８のいずれかに記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１０】
スイッチング電流制御回路自身は、スイッチング素子およびインダクタを介してＬＥＤに接続され、
前記スイッチングパルスの周波数を上げた場合にも、前記ＬＥＤに流れる平均電流が一定となるように制御することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１１】
所定の装置に流れる負荷電流をスイッチング動作により制御するスイッチング電流制御回路であって、
前記スイッチング動作を行うためのスイッチングパルスを供給するスイッチングパルス供給回路と、
前記スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してピーク電流値と比較する比較回路と、
前記スイッチングパルスのオン期間における検出電流の直線的な増加率を算出し、該増加率を用いてスイッチング動作のオン期間終了まで検出電流が増加したと仮定した場合の最大電流値を算出して該最大電流値を前記ピーク電流値とするピーク電流算出回路と
を備え、
前記検出電流が前記ピーク電流算出回路により算出されたピーク電流値を越えたときに前記比較回路の出力信号により前記スイッチングパルスがオフ期間となることを特徴とするスイッチング電流制御回路。
【請求項１２】
前記検出電流の直線的な増加率は、前記スイッチングパルスのオン期間における検出電流の２点の電流値を検出し、この２点間の直線の傾きを求めることにより算出されることを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１３】
前記スイッチングパルスをオフ期間からオン期間に切り替えるために、前記負荷電流に対する固定された下限値が設定されていることを特徴とする請求項１１または請求項１２のいずれかに記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１４】
前記スイッチングパルスのオン期間における検出電流の２点における電流値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換回路が備えられていることを特徴とする請求項１２または請求項１３のいずれかに記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１５】
前記Ａ／Ｄ変換回路は、２つのサンプルホールド回路と１つのＡ／Ｄコンバータとで構成されていることを特徴とする請求項１３に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１６】
前記スイッチングパルスの１周期毎に動作モードが割り当てられており、前記Ａ／Ｄ変換回路によるサンプルモード、前記Ａ／Ｄ変換回路によるＡ／Ｄ変換モード、前記Ａ／Ｄ変換回路と前記ピーク電流算出回路による計算モードの３つの周期で動作することを特徴とする請求項１５に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１７】
前記サンプルモードでは、前記Ａ／Ｄ変換回路によって前記検出電流の２点における電流値のうち一方の値をＡ／Ｄ変換出力し、他方の値をサンプルホールドすることを特徴とする請求項１６に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１８】
前記Ａ／Ｄ変換モードでは、前記サンプルモードにおいてサンプルホールドしていた電流値を、前記Ａ／Ｄ変換回路によってＡ／Ｄ変換出力することを特徴とする請求項１６に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項１９】
前記ピーク電流算出回路から出力されるピーク電流値をＤ／Ａ変換して前記比較回路に出力するＤ／Ａ変換回路を備えたことを特徴とする請求項１１〜１８のいずれか１項に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項２０】
前記Ｄ／Ａ変換回路は、ＤＡＣデコーダとＲ−２Ｒ型ＤＡ変換器で構成されていることを特徴とする請求項１９に記載のスイッチング電流制御回路。
【請求項２１】
請求項１〜２０のいずれか１項に記載のスイッチング電流制御回路を備え、ＬＥＤの調光を行うＬＥＤ調光システムであって、
交流電源の一端側に接続されるブリッジ形全波整流回路と、
前記交流電源の他端側に接続されるトライアック調光器と、
前記トライアック調光器の出力側に接続されるブリーダ抵抗と、
前記ブリーダ抵抗に流れる電流を制御するブリーダ制御部と
を備えることを特徴とするＬＥＤ調光システム。
【請求項２２】
前記ブリーダ制御部は、前記ブリーダ抵抗を介して前記トライアック調光器に対してオン状態を保持する所定の保持電流を供給するように制御することを特徴とする請求項２１に記載のＬＥＤ調光システム。
【請求項２３】
前記ブリーダ抵抗にスイッチング素子を介して接続される制御抵抗と、
前記制御抵抗および前記ブリッジ形全波整流回路に接続されるモニタ抵抗とを備え、
前記ブリーダ制御部は、前記モニタ抵抗に流れる電流値に応じて前記スイッチング素子をオン・オフ制御することを特徴とする請求項２１または請求項２２のいずれかに記載のＬＥＤ調光システム。
【請求項２４】
前記ブリーダ抵抗に流れる電流は、２０〜５０ｍＡとなるように制御されることを特徴とする請求項２１〜２３のいずれか１項に記載のＬＥＤ調光システム。
【請求項２５】
前記トライアック調光器を用いた位相調光を行う第１の調光モードと、パルス幅変調調光を行う第２の調光モードと、可変抵抗を用いたリニア調光を行う第３の調光モードとを有し、
前記各調光モードを切り換える切換手段を備えることを特徴とする請求項２１〜２４のいずれか１項に記載のＬＥＤ調光システム。
【請求項２６】
請求項２１〜２５のいずれか１項に記載のＬＥＤ調光システムを備えることを特徴とするＬＥＤ照明機器。
【請求項２７】
電球型ＬＥＤ照明機器またはシーリングライト型ＬＥＤ照明機器として構成されることを特徴とする請求項２６に記載のＬＥＤ照明機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、負荷を連続モードで駆動するためのスイッチング電流制御回路、負荷電流を一定の電流値に保持するためのスイッチング電流制御回路、誤作動を防止したＬＥＤ調光システムおよびＬＥＤ照明機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、スイッチング動作により負荷電流を定電流に制御する方式では、検出電流が所定のレベルに達したときに、スイッチングパルスをオフ状態にして、スイッチングのオン−オフのデューティサイクルを制御していた（例えば、特許文献１参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１０−１１０１９０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
しかし、上記従来技術のスイッチング電流制御回路では、直流電源の電圧Ｖinや発光ダイオードの電圧降下Ｖout、インダクタのインダクタンスＬの値の変化により出力電流Ｉoutが変化してしまう。例えば、直流電源の電圧Ｖinの電圧値が大きくなった場合を考えると、出力電流Ｉoutの変化は、出力電流Ｉoutの三角波形の直線部の傾きを大きくしてしまう。【０００５】
ピーク電流Ｉpkは固定されており、出力電流Ｉoutがピーク電流Ｉpkを越えたときにスイッチング動作のオフ期間になり、また、出力電流Ｉoutが下限電流値を越えて減少したときにスイッチング動作のオン期間となるので、出力電流Ｉoutの電流波形が大きく変わり、オン−オフの期間が短くなるとともに、デューティサイクルも短くなる。オン期間が短くなりすぎると、発光ダイオードに負荷電流が流れなくなる時間が発生して、いわゆる不連続モード（ＤＣＭ）になる場合がある。【０００６】
ピーク電流Ｉpkは固定されており、出力電流Ｉoutがピーク電流Ｉpkを越えたときにオフ期間になるので、出力電流Ｉoutの電流波形が大きく変わり、オン−オフの期間が短くなるとともに、デューティサイクルも変化するため、負荷電流の平均値を一定にすることが難しい。【０００７】
また、上記スイッチング電流制御回路を用いてＬＥＤを点灯させる際に、ＬＥＤの調光をトライアック調光器を用いて行うとチラツキを生じる場合がある。【０００８】
即ち、トライアック調光器が備えるトライアックに対する保持電流が、平滑コンデンサの放電等により閾値以下となるとトライアックがオフ状態となり、再びオン状態となった場合にも同様の原因によりトライアックが再度オフ状態となる。【０００９】
このようなオン・オフ状態が繰り返されることにより、ＬＥＤの使用者に不快感を与えるチラツキを生じるという問題がある。【００１０】
本発明の目的は、上述した課題を解決するために創案されたものであり、スイッチング制御によって負荷の電流を制御する場合に、連続モード（ＣＣＭ）か不連続モード（ＤＣＭ）を効率良く判定し、連続モード（ＣＣＭ）の駆動に繋げることができるスイッチング電流制御回路を提供することにある。【００１１】
また、本発明の他の目的は、スイッチング制御によって負荷の出力電流の変動を所定の範囲に留めるとともに、出力電流の平均値が変動しないスイッチング電流制御回路を提供することにある。【００１２】
また、本発明の他の目的は、ＬＥＤのチラツキを防止することのできるＬＥＤ調光システムおよびＬＥＤ照明機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
上記目的を達成するための本発明の一態様によれば、所定の装置に流れる負荷電流をスイッチング動作により制御するスイッチング電流制御回路であって、前記スイッチング動作を行うためのスイッチングパルスを供給するスイッチングパルス供給回路と、前記スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してピーク電流値と比較する比較回路と、前記スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力される検出電流のデータに基づいて、前記スイッチングパルスのオフからオンに切り替えるタイミングを与える検出電流の下限値を算出する演算制御回路とを備え、前記演算制御回路の算出した前記検出電流の下限値が０以上である場合に連続モードであると判定し、前記検出電流の下限値が負の値の場合は不連続モードであると判定するスイッチング電流制御回路が提供される。【００１４】
本発明の他の態様によれば、所定の装置に流れる負荷電流をスイッチング動作により制御するスイッチング電流制御回路であって、前記スイッチング動作を行うためのスイッチングパルスを供給するスイッチングパルス供給回路と、前記スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してピーク電流値と比較する比較回路と、前記スイッチングパルスのオン期間における検出電流の直線的な増加率を算出し、該増加率を用いてスイッチング動作のオン期間終了まで検出電流が増加したと仮定した場合の最大電流値を算出して該最大電流値を前記ピーク電流値とするピーク電流算出回路とを備え、前記検出電流が前記ピーク電流算出回路により算出されたピーク電流値を越えたときに前記比較回路の出力信号により前記スイッチングパルスがオフ期間となるスイッチング電流制御回路が提供される。【００１５】
本発明の他の態様によれば、請求項１〜２０のいずれか１項に記載のスイッチング電流制御回路を備え、ＬＥＤの調光を行うＬＥＤ調光システムであって、交流電源の一端側に接続されるブリッジ形全波整流回路と、前記交流電源の他端側に接続されるトライアック調光器と、前記トライアック調光器の出力側に接続されるブリーダ抵抗と、前記ブリーダ抵抗に流れる電流を制御するブリーダ制御部とを備えるＬＥＤ調光システムが提供される。
【発明の効果】
【００１６】
本発明によれば、スイッチング制御によって負荷の電流を制御する場合に、連続モード（ＣＣＭ）か不連続モード（ＤＣＭ）を効率良く判定し、連続モード（ＣＣＭ）の駆動に繋げることができるスイッチング電流制御回路を提供することができる。【００１７】
また、他の発明によれば、スイッチング制御によって負荷の出力電流の変動を所定の範囲に留めるとともに、出力電流の平均値が変動しないスイッチング電流制御回路を提供することができる。【００１８】
また、本発明によれば、ＬＥＤのチラツキを防止することのできるＬＥＤ調光システムおよびＬＥＤ照明機器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明のスイッチング電流制御回路の回路構成を示す図。
【図２】本発明のスイッチング電流制御回路による不連続モード、連続モードの判定方法に関する図。
【図３】スイッチング電流制御回路の通常の動作を示すフローチャート図。
【図４】図３のフローチャートに対応したタイムチャートを示す図。
【図５】スイッチングパルスの１周期毎に割り当てられる動作モードを示す図。
【図６】図５の動作モードに対応したタイムチャートを示す図。
【図７】スイッチング周波数の増減の動作モードを示す図。
【図８】発光ダイオードの駆動回路に、従来のスイッチング電流制御回路が接続された回路構成例を示す図。
【図９】図８の回路で、入力電圧Ｖinが変動して大きくなった場合の負荷電流を示す図。
【図１０】本発明のスイッチング電流制御回路の回路構成を示す図。
【図１１】本発明のスイッチング電流制御回路のピーク電流値の決定方法を示す図。
【図１２】スイッチングパルスの１周期毎に割り当てられる動作モードを示す図。
【図１３】図５の動作モードに対応したタイムチャートを示す図。
【図１４】（ａ）本発明のスイッチング電流制御回路を用いた評価用接続構成と入力電圧特性を示す図、（ｂ）本実施の形態のスイッチング電流制御回路１００を評価用基板上に配置し、入力電圧用の可変直流電源ＶＩＮ、発光ダイオード５２を接続した図。
【図１５】（ａ）本発明のスイッチング電流制御回路を用いた評価用接続構成と入力電圧特性を示す図、（ｂ）図１４（ｂ）と基本的に回路素子の接続は同じであるが、電源を可変直流電源ＶＩＮから１００Ｖの交流電源に変更し、この交流電源から直流電圧に変換して入力電圧として用いた図。
【図１６】電源電圧変動、負荷電流、検出電流の関係を示す図。
【図１７】本発明のスイッチング電流制御回路の入力電圧特性と、従来のスイッチング電流制御回路の入力電圧特性を比較した図。
【図１８】本発明のスイッチング電流制御回路の出力電圧特性と、従来のスイッチング電流制御回路の出力電圧特性を比較した図。
【図１９】ＰＷＭ調光方式を示す説明図およびＰＷＭ調光曲線を示すグラフ。
【図２０】トライアック調光方式を示す説明図およびトライアック調光曲線を示すグラフ。
【図２１】リニア調光方式を示す説明図およびリニア調光曲線を示すグラフ。
【図２２】ＬＥＤ調光システムの構成例を示すブロック図。
【図２３】ブリーダ制御の動作例を示す説明図。
【図２４】ブリーダ制御の他の動作例を示す説明図。
【図２５】ブリーダ制御の他の動作例を示す説明図。
【図２６】シーリングライト型ＬＥＤ照明機器を例示する撮像図。
【図２７】電球型ＬＥＤ照明機器を例示する撮像図。
【図２８】スポットライト型ＬＥＤ照明機器を例示する撮像図。
【図２９】（ａ）シーリングライト型ＬＥＤ照明機器の制御例を示す説明図、（ｂ）電球型ＬＥＤ照明機器の制御例を示す説明図、（ｃ）スポットライト型ＬＥＤ照明機器の制御例を示す説明図。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
次に、図面を参照して、実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各層の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。
【００２１】
又、以下に示す実施の形態は、この発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、この発明の実施の形態は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。この発明の実施の形態は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。
【００２２】
[第１の実施の形態]
（比較例）
第１の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００について説明するに先立って、比較例に係るスイッチング電流制御回路について、図８および図９を参照して説明する。
【００２３】
図８は、発光ダイオード５２の駆動回路に、従来のスイッチング電流制御回路が接続された回路構成を示す。
【００２４】
直流電源５１に発光ダイオード５２のアノード側が接続されており、発光ダイオード５２のアノード側は、インダクタ５３に接続されている。直列に接続された発光ダイオード５２とインダクタ５３に並列にダイオード５４が設けられている。インダクタ５３及びダイオード５４のカソード側には、スイッチング素子としてのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）５５が接続され、ＦＥＴ５５に直列に電流検出抵抗５６が接続されている。
【００２５】
ＦＥＴ５５をスイッチング制御するためのスイッチング電流制御回路７０が設けられている。スイッチング電流制御回路７０は、比較器５７、ＲＳフリップフロップ５８で構成される。電流検出抵抗５６の一端は比較器（コンパレータ）５７のプラス端子に、電流検出抵抗５６の他端はＧＮＤに接続されている。コンパレータ５７の出力はＲＳフリップフロップ５８のＲ端子に、ＲＳフリップフロップ５８の出力はＦＥＴ５５のゲートに接続されている。
【００２６】
ここで、スイッチング電流制御回路７０を用いて、発光ダイオード５２に流れる電流制御を行なう。図９のタイムチャートにおけるＳＷ１信号は、ＲＳフリップフロップ５８の出力信号であり、ＦＥＴ５５のゲートへの入力信号である。図９のＩoutは、発光ダイオード５２及びインダクタ５３を流れる電流である。また、オン期間中は、電流検出抵抗５６を流れる電流Ｉsenは、Ｉoutと同じ電流となる。
【００２７】
ＦＥＴ５５がオンになった直後は、Ｉsenの値は低いため、コンパレータ５７のプラス端子にかかる電圧は低く、電流検出抵抗５６にかかる電圧はＶpkよりも低い。ここで、Ｖpkは発光ダイオード５２に流れる電流Ｉoutのピーク電流（上限値）Ｉpkに対応したピーク電圧を示す。
【００２８】
この場合、コンパレータ５７の出力はローレベルであり、ＲＳフリップフロップ５８のＲ端子にはローレベル信号が入力される。このため、Ｓ端子にハイレベルのパルス信号が入力されると、ＲＳフリップフロップ５８の出力はハイレベル信号となり、オン期間が継続する。
【００２９】
しかし、時間が経過すると、発光ダイオード５２に流れる電流Ｉoutは増加していく。この場合、Ｉsenも増加するので、電流検出抵抗５６にかかる電圧が、Ｖpkよりも高くなると、コンパレータ５７の出力はハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップ５８のＲ端子にはハイレベル信号が入力される。このため、Ｓ端子がローレベルの状態であると、ＲＳフリップフロップ５８の出力はローレベル信号となり、この期間が図９のＳＷ１のオフ期間である。
【００３０】
オフ期間では、ＦＥＴ５５がオフとなり、ＦＥＴ５５及び電流検出抵抗５６には電流が流れなくなる。しかし、発光ダイオード５２、インダクタ５３、ダイオード５４で閉回路を形成している。ＦＥＴ５５がオフになると、それまでインダクタ５３に流れていた電流が遮断されるので、インダクタ５３には逆起電力が発生する。インダクタ５３の逆起電力により、ダイオード５４が導通し、発光ダイオード５２、インダクタ５３、ダイオード５４の閉回路に電流が流れる。インダクタ５３の逆起電力は、次第に減少していくので、Ｉoutも直線的に減少していく。
【００３１】
図９のように、ピーク電流Ｉpkを定めている場合には、図のようにオン期間中にＩoutが直線的に増加していき、Ｉpkに達すると、オフ期間に切り替わる。オフ期間では、ＦＥＴ５５がオフとなるので、Ｉoutは、直線的に減少していく。一定の電流値まで減少すると、また、オン期間となり、直流電源５１から電流が供給されて、Ｉoutが直線的に増加する。このように、オンとオフを繰り返しながら、発光ダイオード５２の負荷電流が制御されている。
【００３２】
図９に示すように、Ｉoutは、三角波形状になるが、発光ダイオード５２を流れる電流は、Ｉoutの積分値により求められる。これにより、発光ダイオード５２を流れる電流の平均値が算出される。実際には、インダクタ５３の平均電流と発光ダイオード５２の負荷電流は等価で、発光ダイオード５２の平均負荷電流ＩＡは、インダクタ５３のリップル電流ΔＩＬで決まる。したがって、いわゆる連続モード（ＣＣＭ）のときは、ＩＡ＝Ｉpk−（ΔＩＬ／２）の式から平均電流ＩＡを求めていた。
【００３３】
しかし、比較例に係るスイッチング電流制御回路では、直流電源５１の電圧Ｖinや発光ダイオード５２の電圧降下Ｖout、インダクタ５３のインダクタンスＬの値の変化により出力電流Ｉoutが変化してしまう。例えば、Ｖinの電圧値が大きくなった場合を考えると、Ｉoutの変化は、Ｉoutの三角波形の直線部の傾きΔＩＯＮ、ΔＩＯＦＦを大きくしてしまう。
【００３４】
ピーク電流Ｉpkは固定されており、ＩoutがＩpkを越えたときにスイッチング動作のオフ期間になり、また、Ｉoutが下限電流値を越えて減少したときにスイッチング動作のオン期間となるので、スイッチングパルスはＳＷ２のようになる。したがって、Ｉoutの電流波形が図９の破線のように大きく変わり、オン−オフの期間が短くなるとともに、デューティサイクルも短くなる。オン期間が短くなりすぎると、発光ダイオード５３に負荷電流が流れなくなる時間が発生して、いわゆる不連続モード（ＤＣＭ）になる場合がある。
【００３５】
（第１の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路）
図１に示すように、第１の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００は、所定の装置に流れる負荷電流をスイッチング動作により制御するスイッチング電流制御回路である。
【００３６】
具体的には、スイッチング動作を行うためのスイッチングパルスを供給するスイッチングパルス供給回路９０と、スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してピーク電流値と比較する比較回路９１と、スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路（Ａ／Ｄ変換器）２と、Ａ／Ｄ変換回路２から出力される検出電流のデータに基づいて、スイッチングパルスのオフからオンに切り替えるタイミングを与える検出電流の下限値を算出する演算制御回路３とを備え、演算制御回路３の算出した検出電流の下限値が０以上である場合に連続モードであると判定し、検出電流の下限値が負の値の場合は不連続モードであると判定するものである。
【００３７】
図１は、本発明のスイッチング電流制御回路１００の構成例を示す。図８と同じ符号を付しているものは、同じ回路素子を示す。したがって、負荷の一例として発光ダイオード５２を考え、かつ発光ダイオード５２の駆動回路部分についても同様に構成している。すなわち、直流電源５１、インダクタ５３、ダイオード５４、ＦＥＴ５５、電流検出抵抗５６等は、図８と同様に接続されている。
【００３８】
スイッチング電流制御回路１００は、アナログ回路部１００ａとデジタル回路部１００ｂとで構成されている。アナログ回路部１００ａは、スイッチングパルス供給回路９０と比較回路９１で構成される。比較回路９１は比較器１により構成されている。スイッチングパルス供給回路９０は、レベルシフト器９、Ｐ型ＭＯＳのＦＥＴ１０、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ１１等で構成される。ＦＥＴ１０のゲートとＦＥＴ１１のゲートが接続され、ＦＥＴ１０のソースとＦＥＴ１１のドレインが接続されており、ＦＥＴ１０とＦＥＴ１１とでインバータを構成している。
【００３９】
デジタル回路部１００ｂは、Ａ／Ｄ変換器２、演算制御回路３、ＡＤ／ＤＡオフセット設定部４、Ｄ／Ａ変換回路５、タイミング制御回路６、論理回路７、ＲＳフリップフロップ８、初期値設定部１２、周波数設定部（周波数設定回路）１３、比較器１４、周波数カウンタ１５で構成されている。
【００４０】
図１のスイッチング電流制御回路１００によって、どのように、発光ダイオード５２に流れる電流を制御するかを示すのが、図２である。図２の上段は、発光ダイオード５２に流れる負荷電流の変化を示す。一方、下段は、電流検出抵抗５６を流れるＩsenの変化を示す。スイッチング動作（スイッチングパルス）のオン期間中、電流Ｉsenは、発光ダイオードを流れる電流と同じ電流となる。ただし、スイッチングパルスのオフ期間中は、ＦＥＴ５５がオフとなるため、電流Ｉsenは０となる。このような、電流Ｉｓｅｎの状態を示すのが、図に示されるグラフＳＮである。
【００４１】
また、ＳＮはＦＥＴ５５のスイッチング動作により、オフからオンに切り替わる際に、図２に示すように、スイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズ期間を避けて、オン期間において、ｔ０、ｔ１の２つの時点で、ＳＮのデータのサンプリングを行なう。ｔ０のときのＳＮのデータをｙ０、ｔ１のときのＳＮのデータをｙ１とする。
【００４２】
また、図中のＹ１は、初期値設定部１２により設定される値であり、Ｙ１は負荷電流又は検出電流のピーク電流値（上限電流値）、Ｙ０は負荷電流の下限電流値である。最初に設定されているピーク電流値Ｙ１及び一定周波数に基づいてオン−オフされる期間のオン期間をＴｏｎとする。ここで、ｔ０＝Ｔon×１／４、ｔ１＝Ｔon×３／４である。また、Ｉsenのｔ０における電流値がｙ０、Ｉsenのｔ１における電流値がｙ１である。これらのデータにより、ＳＮ（Ｉsen）の直線部分の傾きＳＬが求まる。この傾きＳＬは、電流Ｉsenの増加率でもあり、発光ダイオード５２を流れる電流の増加率でもある。次に、演算制御回路３において、これらのデータにより、不連続モードであるか否かを判定する方法を以下に示す。
【００４３】
傾きＳＬ＝（ｙ１−ｙ０）／（ｔ１−ｔ０）となる。
【００４４】
次に、ｙ１とｙ０の平均をｙｍとすると、ｙｍ＝（ｙ０＋ｙ１）／２であり、下限値Ｙ０＝ｙｍ＋ＳＬ×Ｔon×（１／２）−ＳＬ×Ｔｏｎとなる。
【００４５】
すなわち、下限値Ｙ０＝ｙｍ−ＳＬ×Ｔon×（１／２）である。
【００４６】
ｔ１−ｔ０＝Ｔon×（１／２）であるから、上記ＳＬの式は、ＳＬ＝２×（ｙ１−ｙ０）／Ｔonとなる。
【００４７】
これより、Ｙ０＝ｙｍ−ＳＬ×Ｔon×（１／２）＝ｙｍ−（ｙ１−ｙ０）である。
【００４８】
Ｙ０＝（（ｙ０＋ｙ１）／２）−（ｙ１−ｙ０）＝（３ｙ０−ｙ１）／２となる。
【００４９】
ここで、スイッチング電流制御が不連続モード（ＤＣＭ）でない場合は、上記下限値Ｙ０が０以上である。
【００５０】
したがって、（３ｙ０−ｙ１）／２≧０
よって、ｙ１≦３ｙ０のときに、連続モード（ＣＣＭ）又は臨界モード（ＢＣＭ）となる。反対に、ｙ１＞３ｙ０の場合は、不連続モードとなる。
【００５１】
また、上記の判定基準により、不連続モードと判定された場合は、スイッチング周波数を増加させていくことで、下限値Ｙ０を０以上にすることができる。このようにして、パルス連続モードに復帰させることができる。
【００５２】
図３は、スイッチングパルスのスイッチング周波数の増減動作を考慮しない場合の通常の動作を示すフローチャート図である。また、図３のフローチャートに対応したタイミングチャートを図４に示す。図４では、マスタークロックＭＣＬＫを例えば５ＭＨｚとしている。タイミング制御回路６からのＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間であると、スイッチングパルス供給回路９０の動作が可能になるので、最初にＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間か否か判定する（ステップＳ１）。ＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間でなければ、オフモード設定がされ（ステップＳ２）、再度ステップＳ１に戻る。
【００５３】
ＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間であれば、次のステップＳ３に進み、電流検出期間（オン期間）であるかどうか判定される。電流検出期間でない場合は、再度ステップＳ３に戻る。電流検出期間である場合には、ステップＳ４に進みブランク期間信号であるＳＥＴＣＬＫ信号を発生する。図４に示すＩＳＥＮＳは、図１に示されるＩＳＥＮＳ信号であり、比較回路９１に電圧として検出されるＶsensに相当する。電圧Ｖsensが検出され、電流検出抵抗５６の値がわかれば、電流検出抵抗５６に流れる電流Ｉsenがわかる。ここでは、電流信号を用いた方が動作の説明が行いやすいので、ＩＳＥＮＳ信号を、電流Ｉsenと同じ電流信号であるとして説明する。
【００５４】
図４に示されるように、ＩＳＥＮＳ信号は、ＦＥＴ５５がオフからオンに切り替わるときに、スイッチングノイズを発生させるので、この部分の電流を検出しないようにマスクをかけている。これが、ＳＥＴＣＬＫのＢｌａｎｋ  Ｔｉｍｅに相当し、例えば４００ｎｓとすることができる。
【００５５】
そして、ＩＳＥＮＳ信号が、あらかじめ設定されたピーク電流値Ｉｐｅａｋと比較し（ステップＳ５）、Ｉpeakよりも大きい場合はＲＳＴＣＬＫを発生させた後（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻る。この場合は、ＲＳＴＣＬＫが発生し、ＩpeakよりもＩＳＥＮＳが大きくなっているので、比較器１の出力ＩＰＥＡＫＤＥＴはハイレベルとなっている。論理回路７の出力は、ハイレベル信号となり、ＲＳフリップフロップ８のＲ端子に入力される。ＲＳフリップフロップ８の出力はローレベル信号となった後、レベルシフト器９によりＤＣ電圧レベルが調整され、ハイレベル信号となる。このハイレベル信号は、ＦＥＴ１０，１１によるインバータ回路でローレベル信号に変換される。すなわち、ＶＯＵＴがローレベル信号となるのでＦＥＴ５５はオフとなる。
【００５６】
一方、ＩＳＥＮＳが、Ｉpeakと同じか、Ｉpeakより小さい場合は、ステップＳ６に進み、スイッチングパルスのオン−オフ期間のデューティが最大かどうか判定される。デューティが最大でない場合はステップＳ５に戻り、デューティが最大である場合には、ＲＳＴＣＬＫを発生させ（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻る。この場合も、電流ＩＳＥＮＳがピーク電流値Ｉpeakよりも大きい場合と同様、ＶＯＵＴがローレベル信号となるのでＦＥＴ５５はオフとなる。
【００５７】
次に、上記通常の動作からスイッチング周波数の変更を行う場合の動作について説明する。まず、図１のＡ／Ｄ変換器２は、例えば１０ビットＡ／Ｄ変換可能なデバイスが用いられる。また、Ａ／Ｄ変換器２は、２個のサンプルホールドと１個のＡＤコンバータから構成される。Ａ／Ｄ変換器２からは、Ａ／Ｄ変換されたｙ０、ｙ１の値が出力され、これらはピーク電流算出回路３に入力される。
【００５８】
Ｄ／Ａ変換回路５は、デコーダ型Ｄ／Ａ変換回路であり、ＤＡＣデコーダ５ａとＲ−２Ｒラダー型ＤＡ変換器５ｂとで構成されている。ＡＤ／ＤＡオフセット設定部４は、あらかじめ測定されたＡ／Ｄ変換器２のＡＤオフセット値が、Ｄ／Ａ変換回路５のＤＡオフセット値が記憶されている。Ａ／Ｄ変換器２、Ｄ／Ａ変換回路５の駆動時には、ピーク電流算出回路３において、Ａ／Ｄ変換データからはＡＤオフセット値が減算され、Ｄ／Ａ変換値からはＤＡオフセット値が減算される。
【００５９】
図５は、本発明のスイッチング電流制御回路で、スイッチング周波数の増減を行う場合のスイッチングパルスの１周期毎に割り当てられる動作モードの遷移を示す図である。図６は、図５の動作モードの遷移に対応したタイムチャート図を示す。また、図７は、スイッチング周波数の変更を行う場合の動作モードの遷移を示す図である。なお、図５、７の動作モードのコントロール等については、制御部（図示せず）から制御信号が送信される。最初はアイドル状態であり、非動作の状態となっている。図４の場合と同様、まず、最初にＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間か否か判定され、ＰＷＭがハイレベルかどうか判定される。ＰＷＭがハイレベルのときに、スイッチング動作のオン−オフ期間の周期の変更がイネーブルされる。
【００６０】
図５に示すように、上記の条件で、最初の第１のスイッチングパルスの１周期に、サンプリングモードに移行する。サンプリングモードでは、図２に示したように、ＩＳＥＮＳのｔ０における電流値ｙ０、ｔ１における電流値ｙ１をサンプリングして保持したいが、Ａ／Ｄ変換器２は、１個のＡＤコンバータを備えているだけであるので、一度に２つの値を保持してＡ／Ｄ変換することはできない。
【００６１】
そこで、サンプリングモードでは、図６に示すように、ＳＭＰＨＬＤ１信号の第１の立ち上がりのタイミング（１）で、Ａ／Ｄ変換器２内のサンプルホールドによりｙ０をサンプルホールドし、ＳＭＰＨＬＤ２信号の第１の立ち上がりのタイミング（２）で電流値ｙ０をＡ／Ｄ変換して出力する。このｙ０のＡ／Ｄ変換出力は、ＡＤＯＵＴ信号として演算制御回路３に入力される。さらに、第１のスイッチングパルスでは、ＳＭＰＨＬＤ１信号の第２の立ち上がりのタイミング（３）で、Ａ／Ｄ変換器２のサンプルホールドにより電流値ｙ１をサンプルホールドする。
【００６２】
サンプリングモードが終了すると、次のスイッチング動作のオン−オフサイクルである第２のスイッチングパルスの周期に移行する。第２のスイッチングパルスの周期は、Ａ／Ｄ変換モードとなる。Ａ／Ｄ変換モードでは、サンプリングモードでサンプリングホールドした電流値ｙ１を、ＳＭＰＨＬＤ２信号の第２の立ち上がりのタイミング（４）で、Ａ／Ｄ変換器２によりＡ／Ｄ変換して出力する。このｙ１のＡ／Ｄ変換出力は、ＡＤＯＵＴ信号として演算制御回路３に入力される。
【００６３】
Ａ／Ｄ変換モードが終了すると、次のスイッチング動作のオン−オフサイクルである第３のスイッチングパルスの周期に移行する。第３のスイッチングパルスの周期は計算モードとなる。計算モードでは、Ａ／Ｄ変換器２は、電流ＩＳＥＮＳのＡ／Ｄ変換のみを行い、ｙ０、ｙ１のデータのサンプルホールドは行わない。電流ＩＳＥＮＳのＡ／Ｄ変換データは、ＡＤＯＵＴ信号として演算制御回路３に出力される。
【００６４】
計算モードでは、演算制御回路３に入力されたｙ０、ｙ１、及び、初期値設定部１２で記憶されている初期値の上限値Ｙ１、オン期間Ｔｏｎ、初期のスイッチング周波数ｆ、また、ＡＤ／ＤＡオフセット設定部４に記憶されているＡＤオフセット値、ＤＡオフセット値等を用いる。また、下限値Ｙ０を変化させた場合には、電流検出抵抗５６で検出されるＩＳＥＮＳＥ信号から下限値Ｙ０を検出することができる。
【００６５】
以上の値を用い、演算制御回路３が、図７に示すように、不連続モードか、連続モードかを判定する。前述したように、ｙ１≦３ｙ０のときに、連続モード（ＣＣＭ）と判定し、ｙ１＞３ｙ０の場合は、不連続モードと判定する。不連続モードと判定された場合は、スッチングパルスの周波数を上昇させて、ｙ１≦３ｙ０となるようにし、連続モードに復帰させる。
【００６６】
スイッチングパルスの周波数を増大させる場合は、変更したいスイッチング周波数の値を演算制御回路３から周波数設定回路１３に送信して保持させ、周波数設定回路１３に保持されている周波数値と周波数カウンタ１５からのデータと比較器１４で比較して、その周波数値になったときに、比較器１４にＳＥＴＣＬＫを発生させる。なお、周波数カウンタ１５は、例えば、１０ＭＨｚのクロックで作動させる。ＳＥＴＣＬＫ信号により、ＳＷＯＮの周期とデューティが変化するので、同様にＶＯＵＴも変化する。
【００６７】
一方、上記のようにスイッチング周波数が変更されて連続モードになった後に、さらにスイッチング周波数をどの程度まで増大させていくのかを考える。この場合、スイッチング周波数の上昇によって、下限値Ｙ０が十分大きな正の値になっているかどうかを判断する。上述したように、Ｙ０＝（３ｙ０−ｙ１）／２である。目安としては、Ｙ０がｙ０／２よりも大きくなっていれば、０よりも十分大きくなったと判断しても良い。したがって、Ｙ０＞（ｙ０／２）の条件となるので、（３ｙ０−ｙ１）／２＞（ｙ０／２）となり、これを整理すると、２ｙ０＞ｙ１が導き出せる。
【００６８】
したがって、スイッチング周波数を上げると、下限値Ｙ０も上昇しているので、この上昇した下限値Ｙ０のとき、２ｙ０＞ｙ１であれば、十分Ｙ０が大きくなっていると判断し、最初に設定されたスイッチング周波数に戻すのが望ましい。そこで、スイッチング周波数が変更されており、かつ、ｙ１＞２ｙ０のときに、下限値Ｙ０を減少させてスイッチング周波数を減少させ、最初に設定されたスイッチング周波数に戻す。
【００６９】
他方、最小デューティサイクルを検出した場合は、スイッチング周波数を減少させて、最小デューティサイクルを解除する。最小デューティサイクルとは、オン時間がスイッチングノイズをマスクするためのＢｌａｎｋ  ｔｉｍｅと同じ４００ｎｓであり、この４００ｎｓ以下のオン時間は動作上問題である。この場合、下限値Ｙ０を減少させてスイッチング周波数を減少させ、オン時間を長くして最小デューティサイクル状態を解除する。
【００７０】
スイッチング周波数を減少させる場合、変更したいスイッチング周波数の値を演算制御回路３から周波数設定回路１３に送信して保持させ、周波数設定回路１３に保持されている周波数値と周波数カウンタ１５からのデータと比較器１４で比較して、その周波数値になったときに、比較器１４にＳＥＴＣＬＫを発生させる。
【００７１】
以上のように、スイッチング周波数が増減すると、スイッチングパルスのオフ期間（５）やスイッチングパルスのオン期間（６）の期間が変化する。このようにして、図５及び図７の動作が繰り返される。
【００７２】
本実施の形態では、通常はピーク電流値（上限値）は固定されているが、ピーク電流値の変更も可能である。ピーク電流値が変更された場合は、変更されたピーク電流値がＩＰＥＡＫＳＥＴというデジタル信号として、演算制御回路３から出力され、Ｄ／Ａ変換回路５に供給される。Ｄ／Ａ変換回路５は、ＩＰＥＡＫＳＥＴをＤ／Ａ変換してＩＤＡＣというアナログ信号として出力され、比較器１の新しい閾値電圧となる。
【００７３】
比較器１の閾値電圧ＩＤＡＣを電流ＩＳＥＮＳ（電圧Ｖsens）が越えた時点で、比較器１の出力ＩＰＥＡＫＤＥＴがハイレベル信号となるため、その後の論理回路７、ＲＳフリップフロップ８等を経た出力のＳＷＯＮ信号は、ローレベル信号となり、レベルシフト器９によりＤＣ電圧レベルが変更されて、ハイレベル信号となる。このハイレベル信号は、次のＦＥＴ１０，１１によるインバータによりローレベル信号となって、ＦＥＴ５５はオフとなる。
【００７４】
以上述べたように、第１の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００では、スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換回路５から出力される検出電流のデータに基づいて、スイッチングパルスのオフからオンに切り替えるタイミングを与える検出電流の下限値を算出し、この検出電流の下限値が０以上である場合に連続モードであると判定し、前記検出電流の下限値が負の値の場合は不連続モードであると判定しているため、実際の負荷電流を測定せずとも、検出電流から判定できるので、効率良く迅速に判断することができる。
【００７５】
また、スイッチング電流制御回路１００自身は、スイッチング素子５５およびインダクタ５３を介してＬＥＤ５２に接続され、スイッチングパルスの周波数を上げた場合にも、ＬＥＤ５２に流れる平均電流が一定となるように制御するようにできる。これにより、消費電力を抑制することができる。
【００７６】
[第２の実施の形態]
（比較例）
第２の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００について説明するに先立って、比較例に係るスイッチング電流制御回路について、前出の図８および図９を参照して説明する。
【００７７】
図８は、発光ダイオード５２の駆動回路に、従来のスイッチング電流制御回路が接続された回路構成を示す。
【００７８】
直流電源５１に発光ダイオード５２のアノード側が接続されており、発光ダイオード５２のカソード側は、インダクタ５３に接続されている。直列に接続された発光ダイオード５２とインダクタ５３に並列にダイオード５４が設けられている。インダクタ５３及びダイオード５４のカソード側には、スイッチング素子としてのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）５５が接続され、ＦＥＴ５５に直列に電流検出抵抗５６が接続されている。
【００７９】
ＦＥＴ５５をスイッチング制御するためのスイッチング電流制御回路７０が設けられている。スイッチング電流制御回路７０は、比較器（コンパレータ）５７、ＲＳフリップフロップ５８で構成される。電流検出抵抗５６の一端は比較器５７のプラス端子に、電流検出抵抗５６の他端はＧＮＤに接続されている。コンパレータ５７の出力はＲＳフリップフロップ５８のＲ端子に、ＲＳフリップフロップ５８の出力はＦＥＴ５５のゲートに接続されている。
【００８０】
ここで、スイッチング電流制御回路７０を用いて、発光ダイオード５２に流れる電流制御を行なう。図１３のタイムチャートにおけるＳＷ信号は、ＲＳフリップフロップ５８の出力信号であり、ＦＥＴ５５のゲートへの入力信号である。図９のＩoutは、発光ダイオード５２及びインダクタ５３を流れる電流である。また、オン期間中は、電流検出抵抗５６を流れる電流Ｉsenは、Ｉoutと同じ電流となる。
【００８１】
ＦＥＴ５５がオンになった直後は、Ｉsenの値は低いため、コンパレータ５７のプラス端子にかかる電圧は低く、電流検出抵抗５６にかかる電圧はＶpkよりも低い。ここで、Ｖpkは発光ダイオード５２に流れる電流Ｉoutのピーク電流（上限値）Ｉpkに対応したピーク電圧を示す。
【００８２】
この場合、コンパレータ５７の出力はローレベルであり、ＲＳフリップフロップ５８のＲ端子にはローレベル信号が入力される。このため、Ｓ端子にハイレベルのパルス信号が入力されると、ＲＳフリップフロップ５８の出力はハイレベル信号となり、オン期間が継続する。
【００８３】
しかし、時間が経過すると、発光ダイオード５２に流れる電流Ｉoutは増加していく。この場合、Ｉsenも増加するので、電流検出抵抗５６にかかる電圧が、Ｖpkよりも高くなると、コンパレータ５７の出力はハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップ５８のＲ端子にはハイレベル信号が入力される。このため、Ｓ端子がローレベルの状態であると、ＲＳフリップフロップ５８の出力はローレベル信号となり、この期間が図９のオフ期間である。
【００８４】
オフ期間では、ＦＥＴ５５がオフとなり、ＦＥＴ５５及び電流検出抵抗５６には電流が流れなくなる。しかし、発光ダイオード５２、インダクタ５３、ダイオード５４で閉回路を形成している。ＦＥＴ５５がオフになると、それまでインダクタ５３に流れていた電流が遮断されるので、インダクタ５３には逆起電力が発生する。インダクタ５３の逆起電力により、ダイオード５４が導通し、発光ダイオード５２、インダクタ５３、ダイオード５４の閉回路に電流が流れる。インダクタ５３の逆起電力は、次第に減少していくので、Ｉoutも直線的に減少していく。
【００８５】
図９のように、ピーク電流Ｉpkを定めている場合には、図のようにオン期間中にＩoutが直線的に増加していき、Ｉpkに達すると、オフ期間に切り替わる。オフ期間では、ＦＥＴ５５がオフとなるので、Ｉoutは、直線的に減少していく。一定の電流値まで減少すると、また、オン期間となり、直流電源５１から電流が供給されて、Ｉoutが直線的に増加する。このように、オンとオフを繰り返しながら、発光ダイオード５２の負荷電流が制御されている。
【００８６】
図９に示すように、Ｉoutは、三角波形状になるが、発光ダイオード５２を流れる電流は、Ｉoutの積分値により求められる。これにより、発光ダイオード５２を流れる電流の平均値が算出される。
【００８７】
しかし、比較例に係るスイッチング電流制御回路では、直流電源５１の電圧Ｖinや発光ダイオード５２の電圧降下Ｖout、インダクタ５３のインダクタンスＬの値の変化により出力電流Ｉoutが変化してしまう。例えば、Ｖinの電圧値が大きくなった場合を考えると、Ｉoutの変化は、Ｉoutの三角波形の直線部の傾きΔＩＯＮ、ΔＩＯＦＦを大きくしてしまう。
【００８８】
ピーク電流Ｉpkは固定されており、ＩoutがＩpkを越えたときにオフ期間になるので、Ｉoutの電流波形が図９の破線のように大きく変わり、オン−オフの期間が短くなるとともに、デューティサイクルも変化する。このため、Ｖinの変動前と変動後のＩoutの波形を見ると、三角波形の面積は明らかに異なり、負荷電流の平均値を一定にすることが難しい。
【００８９】
（第２の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路）
図１０に示すように、第２の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００は、所定の装置に流れる負荷電流をスイッチング動作により制御するスイッチング電流制御回路である。
【００９０】
具体的には、スイッチング動作を行うためのスイッチングパルスを供給するスイッチングパルス供給回路９０と、スイッチングパルスのオン期間における負荷電流を検出電流として検出してピーク電流値と比較する比較回路９１と、スイッチングパルスのオン期間における検出電流の直線的な増加率を算出し、該増加率を用いてスイッチング動作のオン期間終了まで検出電流が増加したと仮定した場合の最大電流値を算出して該最大電流値をピーク電流値とするピーク電流算出回路３とを備え、検出電流がピーク電流算出回路３により算出されたピーク電流値を越えたときに比較回路９１の出力信号によりスイッチングパルスがオフ期間となるものである。
【００９１】
図１０は、本発明のスイッチング電流制御回路１００の構成例を示す。前出の図８と同じ符号を付しているものは、同じ回路素子を示す。したがって、負荷の一例として図８の発光ダイオード５２を考え、かつ発光ダイオード５２の駆動回路部分についても同様に構成している。すなわち、直流電源５１、インダクタ５３、ダイオード５４、ＦＥＴ５５、電流検出抵抗５６等は、図８と同様に接続されている。
【００９２】
スイッチング電流制御回路１００は、アナログ回路部１００ａとデジタル回路部１００ｂとで構成されている。アナログ回路部１００ａは、スイッチングパルス供給回路９０と比較回路９１で構成される。比較回路９１は比較器１により構成されている。スイッチングパルス供給回路９０は、レベルシフト器９、Ｐ型ＭＯＳのＦＥＴ１０、Ｎ型ＭＯＳのＦＥＴ１１等で構成される。ＦＥＴ１０のゲートとＦＥＴ１１のゲートが接続され、ＦＥＴ１０のソースとＦＥＴ１１のドレインが接続されており、ＦＥＴ１０とＦＥＴ１１とでインバータを構成している。
【００９３】
デジタル回路部１００ｂは、Ａ／Ｄ変換器２、ピーク電流算出回路３、ＡＤ／ＤＡオフセット設定部４、Ｄ／Ａ変換回路５、タイミング制御回路６、論理回路７、ＲＳフリップフロップ８、初期値設定部１２で構成されている。
【００９４】
図１０のスイッチング電流制御回路１００によって、どのように、発光ダイオード５２に流れる電流を制御するかを示すのが、図１１である。図１１の上段は、発光ダイオード５２に流れる電流の変化を示す。一方、下段は、電流検出抵抗５６を流れるＩsenの変化を示す。スイッチング動作（スイッチングパルス）のオン期間中、電流Ｉsenは、発光ダイオードを流れる電流と同じ電流となる。ただし、スイッチングパルスのオフ期間中は、ＦＥＴ５５がオフとなるため、電流Ｉsenは０となる。
【００９５】
また、ＳＮはＦＥＴ５５のスイッチング動作により、オフからオンに切り替わる際に、図１１に示すように、スイッチングノイズが発生する。このスイッチングノイズ期間を避けて、オン期間において、ｔ０、ｔ１の２つの時点で、ＳＮのデータのサンプリングを行なう。ｔ０のときのＳＮのデータをｙ０、ｔ１のときのＳＮのデータをｙ１とする。
【００９６】
また、図中のＹ１、Ｙ０は、初期値設定部１２により設定される値であり、Ｙ１は負荷電流又は検出電流のピーク電流値（上限電流値）、Ｙ０は負荷電流又は検出電流の下限電流値である。最初に設定されているピーク電流値をＹ１、下限値をＹ０とし、これらのＹ１、Ｙ０に基づいてオン−オフされる期間のオン期間をＴｏｎとする。また、最初のときの電流Ｉｓｅｎ、及び発光ダイオード５２に流れる電流を破線で示し、そのときのオフ期間をオフ２としている。
【００９７】
ここで、例えば、直流電源５１の電圧Ｖinや発光ダイオード５２の電圧降下Ｖout、インダクタ５３のインダクタンスＬに変化があった場合、発光ダイオード５２に流れる電流が変化し、電流Ｉsenも変化したとする。変化した電流Ｉsenを実線のＳＮで示す。また、ｔ０＝Ｔon×（１／４）、ｔ１＝Ｔon×（３／４）の時点のデータがｙ０、ｙ１である。これらのデータにより、ＳＮ（Ｉsen）の直線部分の傾きＳＬが求まる。この傾きＳＬは、電流Ｉsenの増加率でもあり、発光ダイオード５２を流れる電流の増加率でもある。
【００９８】
傾きＳＬ＝（ｙ１−ｙ０）／（ｔ１−ｔ０）となる。この傾きＳＬに応じて、ＳＮのピーク電流値を変化させる。
【００９９】
変化後の電流Ｉsenの平均値ＡＶＥは、ＡＶＥ＝（ｙ０＋ｙ１）／２となる。新たなピーク電流値Ｙ１１は、Ｙ１１＝ＡＶＥ＋ＳＬ×（Ｔon／２）となるように設定する。すなわち、Ｙ１１＝ＡＶＥ＋（（ｙ１−ｙ０）／２）×（Ｔon／２）となるように設定する。また、下限値Ｙ０は、変化させずに固定する。
【０１００】
これは、スイッチングパルスのオン期間における検出電流Ｉsenの直線的な増加率を算出し、この増加率を用いてスイッチングパルスのオン期間終了まで検出電流Ｉｓｅｎが増加したと仮定した場合の最大電流値を算出していることに等しい。また、このように設定することで、スイッチング動作の周期は変化するが、スイッチング動作のオン期間であるＴonは変化しない。ピーク電流値がＹ１１に変更された場合の発光ダイオード５２を流れる電流の変化を図１１の上段の実線で示す。
【０１０１】
この状態から、再度、ＳＮデータの直線の傾きＳＬが変化した場合は、上記と同じアルゴリズムにより、新上限値Ｙ１２が算出される。例えば、上限値Ｙ１１と下限値Ｙ０の平均値をＡＶＥ１とする。また、オン期間中に２点でサンプリングしたデータをｙ２、ｙ３とする。この２点のサンプリングは、Ｔonの１／４の時点と、Ｔonの３／４の時点で行なわれる。
【０１０２】
ＡＶＥ１＝（ｙ２＋ｙ３）／２
Ｙ１２＝ＡＶＥ１＋（（ｙ３−ｙ２）／２）×（Ｔon／２）となる。
【０１０３】
ここで、第１の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００の説明で用いた図３のフローチャートおよび図４のタイミングチャートを参照する。
【０１０４】
図３は、電流Ｉsenの直線の傾きＳＬの変化を考慮しない場合の通常の動作を示すフローチャート図である。
【０１０５】
図４では、マスタークロックＭＣＬＫを例えば５ＭＨｚとしている。タイミング制御回路６からのＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間であると、スイッチングパルス供給回路９０の動作が可能になるので、最初にＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間か否か判定する（ステップＳ１）。ＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間でなければ、オフモード設定がされ（Ｓステップ２）、再度ステップＳ１に戻る。
【０１０６】
ＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間であれば、次のステップＳ３に進み、電流検出期間（オン期間）であるかどうか判定される。電流検出期間でない場合は、再度ステップＳ３に戻る。電流検出期間である場合には、ステップＳ４に進みブランク期間信号であるＳＥＴＣＬＫ信号を発生する。図４に示すＩＳＥＮＳは、図１０に示されるＩsens信号であり、比較回路９１に電圧として検出されるＶsensに相当する。電圧Ｖsensが検出され、電流検出抵抗５６の値がわかれば、電流検出抵抗５６に流れる電流Ｉsenがわかる。ここでは、電流信号を用いた方が動作の説明が行いやすいので、ＩＳＥＮＳ信号を、電流Ｉsenと同じ電流信号であるとして説明する。
【０１０７】
図４に示されるように、ＩＳＥＮＳ信号は、ＦＥＴ５５がオフからオンに切り替わるときに、スイッチングノイズを発生させるので、この部分の電流を検出しないようにマスクをかけている。これが、ＳＥＴＣＬＫのＢｌａｎｋ  Ｔｉｍｅに相当し、例えば４００ｎｓとすることができる。
【０１０８】
そして、ＩＳＥＮＳ信号が、あらかじめ設定されたピーク電流値Ｉpeakと比較し（ステップＳ５）、Ｉpeakよりも大きい場合はＲＳＴＣＬＫを発生させた後（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻る。この場合は、ＲＳＴＣＬＫが発生し、ＩpeakよりもＩＳＥＮＳが大きくなっているので、比較器１の出力ＩＰＥＡＫＤＥＴはハイレベルとなっている。論理回路７の出力は、ハイレベル信号となり、ＲＳフリップフロップ８のＲ端子に入力される。ＲＳフリップフロップ８の出力はローレベル信号となった後、レベルシフト器９によりＤＣ電圧レベルが調整され、ハイレベル信号となる。このハイレベル信号は、ＦＥＴ１０，１１によるインバータ回路でローレベル信号に変換される。すなわち、ＶＯＵＴがローレベル信号となるのでＦＥＴ５５はオフとなる。
【０１０９】
一方、ＩＳＥＮＳが、Ｉpeakと同じか、Ｉpeakより小さい場合は、ステップＳ６に進み、スイッチングパルスのオン−オフ期間のデューティが最大かどうか判定される。デューティが最大でない場合はステップＳ５に戻り、デューティが最大である場合には、ＲＳＴＣＬＫを発生させ（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻る。この場合も、電流ＩＳＥＮＳがピーク電流値Ｉpeakよりも大きい場合と同様、ＶＯＵＴがローレベル信号となるのでＦＥＴ５５はオフとなる。
【０１１０】
次に、上記通常の動作からＩＳＥＮＳ信号の直線の傾きＳＬが変化し、ピーク電流値（上限値）の変更を行う場合の動作について説明する。まず、図１０のＡ／Ｄ変換器２は、例えば１０ビットＡ／Ｄ変換可能なデバイスが用いられる。また、Ａ／Ｄ変換器２は、２個のサンプルホールドと１個のＡＤコンバータから構成される。Ａ／Ｄ変換器２からは、Ａ／Ｄ変換されたｙ０、ｙ１の値が出力され、これらはピーク電流算出回路３に入力される。
【０１１１】
Ｄ／Ａ変換回路５は、デコーダ型Ｄ／Ａ変換回路であり、ＤＡＣデコーダ５ａとＲ−２Ｒラダー型ＤＡ変換器５ｂとで構成されている。ＡＤ／ＤＡオフセット設定部４は、あらかじめ測定されたＡ／Ｄ変換器２のＡＤオフセット値が、Ｄ／Ａ変換回路５のＤＡオフセット値が記憶されている。Ａ／Ｄ変換器２、Ｄ／Ａ変換回路５の駆動時には、ピーク電流算出回路３において、Ａ／Ｄ変換データからはＡＤオフセット値が減算され、Ｄ／Ａ変換値からはＤＡオフセット値が減算される。
【０１１２】
図１２は、本発明のスイッチング電流制御回路で、ピーク電流値の変更を行う場合のスイッチングパルスの１周期毎に割り当てられる動作モードの遷移を示す図である。図１３は、図１２の動作モードの遷移に対応したタイムチャート図を示す。なお、図１２の動作モードのコントロール等については、制御部（図示せず）から制御信号が送信される。最初はアイドル状態であり、非動作の状態となっている。図４の場合と同様、まず、最初にＳＷＣＯＮＶＥＮがイネーブル期間か否か判定され、ＰＷＭがハイレベルかどうか判定される。ＰＷＭがハイレベルのときに、スイッチング動作のオン−オフ期間の周期の変更がイネーブルされる。
【０１１３】
上記の条件で、最初の第１のスイッチングパルスの１周期に、サンプリングモードに移行する。サンプリングモードでは、図１１に示したように、ＩＳＥＮＳのｔ０における電流値ｙ０、ｔ１における電流値ｙ１をサンプリングして保持したいが、Ａ／Ｄ変換器２は、１個のＡＤコンバータを備えているだけであるので、一度に２つの値を保持してＡ／Ｄ変換することはできない。
【０１１４】
そこで、サンプリングモードでは、図１３に示すように、ＳＭＰＨＬＤ１信号の第１の立ち上がりのタイミング（１）で、Ａ／Ｄ変換器２内のサンプルホールドによりｙ０をサンプルホールドし、ＳＭＰＨＬＤ２信号の第１の立ち上がりのタイミング（２）で電流値ｙ０をＡ／Ｄ変換して出力する。このｙ０のＡ／Ｄ変換出力は、ＡＤＯＵＴ信号としてピーク電流算出回路３に入力される。さらに、第１のスイッチングパルスでは、ＳＭＰＨＬＤ１信号の第２の立ち上がりのタイミング（３）で、Ａ／Ｄ変換器２のサンプルホールドにより電流値ｙ１をサンプルホールドする。
【０１１５】
サンプリングモードが終了すると、次のスイッチング動作のオン−オフサイクルである第２のスイッチングパルスの周期に移行する。第２のスイッチングパルスの周期は、Ａ／Ｄ変換モードとなる。Ａ／Ｄ変換モードでは、サンプリングモードでサンプリングホールドした電流値ｙ１を、ＳＭＰＨＬＤ２信号の第２の立ち上がりのタイミング（４）で、Ａ／Ｄ変換器２によりＡ／Ｄ変換して出力する。このｙ１のＡ／Ｄ変換出力は、ＡＤＯＵＴ信号としてピーク電流算出回路３に入力される。
【０１１６】
Ａ／Ｄ変換モードが終了すると、次のスイッチング動作のオン−オフサイクルである第３のスイッチングパルスの周期に移行する。第３のスイッチングパルスの周期は計算モードとなる。計算モードでは、Ａ／Ｄ変換器２は、電流ＩＳＥＮＳのＡ／Ｄ変換のみを行い、ｙ０、ｙ１のデータのサンプルホールドは行わない。電流ＩＳＥＮＳのＡ／Ｄ変換データは、ＡＤＯＵＴ信号としてピーク電流算出回路３に出力される。
【０１１７】
計算モードでは、ピーク電流算出回路３に入力されたｙ０、ｙ１、及び、初期値設定部１２で記憶されている初期値の下限値Ｙ０、上限値Ｙ１、オン期間Ｔｏｎ、また、ＡＤ／ＤＡオフセット設定部４に記憶されているＡＤオフセット値、ＤＡオフセット値等を用いることにより、ピーク電流算出回路３が新ピーク電流値Ｙ１１を算出する。新ピーク電流値Ｙ１１がＩＰＥＡＫＳＥＴというデジタル信号として、ピーク電流算出回路３から出力され、Ｄ／Ａ変換回路５に供給される。Ｄ／Ａ変換回路５は、ＩＰＥＡＫＳＥＴをＤ／Ａ変換してＩＤＡＣというアナログ信号として出力され、比較器１の新しい閾値電圧となる。
【０１１８】
比較器１の新しい閾値電圧ＩＤＡＣを電流ＩＳＥＮＳ（電圧Ｖsens）が越えた時点で、比較器１の出力ＩＰＥＡＫＤＥＴがハイレベル信号となるため、その後の論理回路７、ＲＳフリップフロップ８等を経た出力のＳＷＯＮ信号は、ローレベル信号となり、レベルシフト器９によりＤＣ電圧レベルが変更されて、ハイレベル信号となる。このハイレベル信号は、次のＦＥＴ１０，１１によるインバータによりローレベル信号となって、ＦＥＴ５５はオフとなる。つまり、図１３の信号で説明すると、新ピーク電流値Ｉpeakを電流ＩＳＥＮＳが越えたタイミング（５）でＦＥＴ５５がオフとなる。このようにして、図１２のサンプリングモード、Ａ／Ｄ変換モード、計算モードが繰り返される。
【０１１９】
以上のように、スイッチング電流制御回路で設定するピーク電流値を、検出電流であるＩsenの直線的な増加率（増加割合）に応じて、その都度、ピーク電流値を変化させている。また、ピーク電流値の変更については、検出電流Ｉsenの直線的な増加率を維持したまま、最初に設定されたスイッチング周期のオン期間の終了時点まで到達した場合の最大電流値を、新しいピーク電流値としている。このため、スイッチング動作のオン−オフサイクルは変化するが、スイッチング動作のオン期間は、最初の設定から変化せず、固定された状態となる。このように動作させるようにしているので、検出電流の増加割合が変化したとしても、発光ダイオードを流れる電流の積分値は、ほぼ一定の値を保つことができるので、負荷を流れる平均電流値が変動しない。
【０１２０】
上記のことを、実験により確かめた。図１４（ｂ）に示すように、本実施の形態のスイッチング電流制御回路１００を評価用基板上に配置し、入力電圧用の可変直流電源ＶＩＮ、発光ダイオード５２を接続した。すなわち、図８の直流電源５１、発光ダイオード５２、インダクタ５３、ＦＥＴ５５、電流検出抵抗５６の構成部分は、そのまま用い、直流電源５１の替わりに可変直流電源ＶＩＮを用いた回路構成とした。また、発光ダイオード５２については、１ＷのＬＥＤを６個直列に接続したものを用いた。
【０１２１】
ここで、入力電圧ＶＩＮを変化させて電流計６０で発光ダイオード５２を流れる電流ＩＬを測定した。この結果を、図１４（ａ）に示す。図１４（ａ）の横軸はＶＩＮ（Ｖ）を、縦軸は電流ＩＬ（ｍＡ）を示す。電流ＩＬは、入力電圧ＶＩＮの変化に対して、ほとんど変動しておらず、好ましい結果が得られた。Ａの領域は限界となる最大デューティサイクル（５０％）よるものであり、問題ではない。
【０１２２】
図１５（ｂ）は、図１４（ｂ）と基本的に回路素子の接続は同じであるが、電源を可変直流電源ＶＩＮから１００Ｖの交流電源に変更し、この交流電源から直流電圧に変換して入力電圧として用いた。また、発光ダイオード５２は１ＷのＬＥＤを１５個直列に接続したものを用いた。この測定結果を図１５（ａ）に示す。図１５（ａ）の横軸は直流の入力電圧ＶＬ（Ｖ）を、縦軸は発光ダイオード５２を流れる電流ＩＬ（ｍＡ）を示す。入力電圧ＶＬを変化させても、電流ＩＬにはほとんど変化がなく、好ましい結果が得られた。
【０１２３】
図１６は、図１４又は図１５の構成において、電源電圧変動と、ＬＥＤを流れる電流ＩＬと比較器１に入力される電圧ＩＳＥＮＳＥをそれぞれ測定した結果を示す。電源電圧変動については１スケールが５Ｖを、電圧ＩＳＥＮＳＥについては１スケールが２００ｍＶを示す。ここで、電圧ＩＳＥＮＳの平均が５００ｍＶ（図のＤのライン）になるように帰還している。図１６からもわかるように、電源電圧変動があっても、ＩＬの平均電流は、３３５ｍＡに維持されている。
【０１２４】
図１７は、本発明のスイッチング電流制御回路を用いて、図１４又は図１５のように構成して、入力電圧を変化させて、発光ダイオードに流れる電流ＩＬを測定した結果（入力電圧特性Ｘ）と、他社製品の従来のスイッチング電流制御回路を用いて図１４又は図１５のように構成し、同様に、入力電圧を変化させて、発光ダイオードに流れる電流ＩＬを測定した結果（入力電圧特性Ｙ、Ｚ）とを比較したものである。測定に際して電流検出抵抗５６は、１Ωとした。縦軸は電流ＩＬ（ｍＡ）を、横軸は入力電圧（Ｖ）を示す。
【０１２５】
本実施の形態のスイッチング電流制御回路による入力電圧特性Ｘからわかるように、入力電圧が変化しても、一定の電流が発光ダイオードに流れていることがわかる。これに対して、比較例のスイッチング電流制御回路を用いた入力電圧特性については、特にＺ等は入力電圧の変化に伴い、発光ダイオードに流れる電流が減少しており、好ましくない。このように、本実施の形態によれば、発光ダイオードに流れる電流が入力電圧に対して一定のため、力率を改善したり、フリッカを防止したりすることができる。このため、ＰＦＣ（力率改善）回路や電解コンデンサを持たない回路等に適用することができる。
【０１２６】
図１８は、図１７で行った測定において、発光ダイオードに流れる電流ＩＬと発光ダイオードの出力電圧との関係（出力電圧特性）を測定した結果を示す。縦軸は電流ＩＬ（ｍＡ）を、横軸は出力電圧（Ｖ）を示す。本実施の形態のスイッチング電流制御回路１００による出力電圧特性Ｘからわかるように、入力電圧が変化しても、一定の電流が発光ダイオードに流れているとともに、出力電圧も一定に維持されることがわかる。これに対して、比較例のスイッチング回路による測定結果であるＹ、Ｚは、ともに出力電圧が大きくなると、電流ＩＬが減少している。
【０１２７】
このように、本実施の形態のスイッチング電流制御回路１００は、電流ＩＬが発光ダイオードの電圧降下の大きさに影響されないことがわかる。したがって、本実施の形態のスイッチング電流制御回路１００は、様々なＬＥＤを複数用いて直列接続した場合にも適用することができる。
【０１２８】
以上述べたように、本実施の形態のスイッチング電流制御回路１００によれば、発光ダイオードを流れる平均電流は、直流電源５１の電圧Ｖinや発光ダイオード５２の電圧降下、インダクタ５３のインダクタンスＬに変化があった場合でも、上記のように、検出電流Ｉｓｅｎ（ＩＳＥＮＳＥ）の増加率に応じてピーク電流値を変更させ、かつスイッチング期間のオン期間を変えないようにしている。このため、発光ダイオードを流れる平均電流は、外部抵抗となる電流検出抵抗５６以外の素子から影響を受けることがなくなるので、発光ダイオードを流れる平均電流値を外部抵抗のみを変更することにより、適宜設定することができる。
【０１２９】
即ち、スイッチングパルスのオン期間における検出電流の直線的な増加率を算出し、該増加率を用いてスイッチング動作のオン期間終了まで検出電流が増加したと仮定した場合の最大電流値を算出して、この最大電流値をピーク電流値に置き換えるようにしている。
【０１３０】
つまり、比較回路に入力されるピーク電流値は、検出電流の直線的な増加率に応じて変化し、検出電流の直線的な増加率が大きくなるとピーク電流値も大きくなり、検出電流の直線的な増加率が小さくなるとピーク電流値も小さくなるので、例えば、検出電流の直線的な増加率が大きくなって、オン−オフの周期が短くなり、オン期間が短くなったとしても、ピーク電流値が大きくなるため、負荷電流の最大値が上昇するので、平均電流を一定に保つことができる。
【０１３１】
[第３の実施の形態]
図１９から図２９を参照して第３の実施の形態に係るＬＥＤ調光システムＳおよびＬＥＤ照明機器について説明する。
【０１３２】
（ＬＥＤの調光方式）
まず、図１９から図２１を参照して、ＬＥＤの調光方式について簡単に説明する。
【０１３３】
ＬＥＤにおける調光方式は大きく分けて、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）調光と、位相調光（トライアック調光）と、リニア調光の３種類がある。
【０１３４】
ＰＷＭ調光は、ＬＥＤの点灯時間と消灯時間を制御することで明るさを調整する方式である。実際には、図１９に示すように、ＰＷＭ調光器４０１から出力されるＰＷＭ信号のデューティ比（オン時間とオフ時間の割合）を調整することで明るさを制御している。
【０１３５】
但し、点灯と消灯を繰り返す周波数が低いと、人間の目には「チラツキ」と感じてしまう。従って、ＰＷＭ信号の周波数を十分に高める必要がある。一般照明器具や液晶パネルのバックライトなどの用途であれば、２００Ｈｚ程度に設定すれば問題はない。一方で、製造ラインなどで用いるマシン・ビジョンなどの用途では、２００Ｈｚ程度だと取得した画像に干渉縞が現れてしまう可能性が高い。このような用途では１ｋＨｚ程度と高めに設定する必要がある。
【０１３６】
なお、ＰＷＭ調光曲線を示すグラフにおいて、曲線ａ、ｂ（図１９では両極曲線は略重なっている）は、ＤＣ出力の場合と、バースト出力の場合のＰＷＭデューティと電流比との関係を示す。
【０１３７】
ここで、ＬＥＤの明るさを制御する方式としては、ＬＥＤに供給する電圧（又は電流）を変化させて調光する電圧調光方式と、ＰＷＭパルスによりランプを間欠的に点灯するバースト調光方式がある。前記曲線ａは電圧調光方式の場合、前記曲線ｂはバースト調光方式の場合をそれぞれ示す。
【０１３８】
一方、トライアック調光は、図２０に示すように、トライアック調光器３２が備えるトライアックにトリガを与えるタイミング（位相角）を制御することで明るさを調整する。
【０１３９】
トライアック調光は、一般住宅に設置した照明器具の明るさ調整で主に使われている方式である。サイリスタを向かい合わせに（逆並列に）組み合わせた構造のトライアックを用い、入力された交流の一部分を切り出すことで明るさを調整する仕組みである。
【０１４０】
より詳細には、交流波形の途中でトライアックにトリガを与えると、ダイオードは導通状態（オン状態）に変化し、交流波形が０Ｖになるまでその状態が続く。
【０１４１】
トリガを与えるタイミング、つまり交流波形を切り出す角度を制御して明るさを調整する。トリガを与えるタイミングが早ければ（角度が小さければ）明るくなり、タイミングが遅ければ（角度が大きければ）暗くなる。
【０１４２】
なお、このトライアック調光は、明るさが投入電力の実効値で決まる白熱電球との整合性が高いという特徴を有する。
【０１４３】
トライアック調光曲線のグラフにおいて、曲線ｃはＤＣ出力、曲線ｄはバースト出力の場合を示す。なお、トライアック調光曲線のグラフにおいてエリアＥ１は、人の目の感度に応じて調光を行うのに適した範囲を示す。
【０１４４】
また、リニア調光は、図２１に示すように、ボリューム抵抗器やスライド抵抗器などの可変抵抗４０２により直流電圧を変化させて調光を行う方式である。
【０１４５】
リニア調光曲線のグラフにおいて、曲線ｅはＤＣ出力、曲線ｆはバースト出力の場合を示す。なお、リニア調光曲線のグラフにおいてエリアＥ２は、人の目の感度に応じて調光を行うのに適した範囲を示す。
【０１４６】
ここで、トライアック調光器３２は、トライアックがオンすると保持電流を流し続ける必要があり、保持電流を下回ると、トライアックがオフしてしまう。
【０１４７】
即ち、トライアック調光器が備えるトライアックに対する保持電流が、平滑コンデンサの放電等により閾値以下となるとトライアックがオフとなり、再びオンとなった場合にも同様の原因によりトライアックが再度オフとなる。
【０１４８】
このようなオン・オフ状態が繰り返されることにより、ＬＥＤの使用者に不快感を与えるフリッカ（チラツキ）を生じる。
【０１４９】
第３の実施の形態に係るＬＥＤ調光システムＳでは、トライアック調光器３２の出力側に接続されるブリーダ抵抗Ｒ１と、ブリーダ抵抗Ｒ１に流れる電流を制御するブリーダ制御部２１とを設けている。
【０１５０】
（第３の実施の形態に係るＬＥＤ調光システム）
第３の実施の形態に係るＬＥＤ調光システムＳは、第１または第２の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００を備え、ＬＥＤ５２の調光を行うＬＥＤ調光システムであって、交流電源３０の一端側に接続されるブリッジ形全波整流回路３１と、交流電源３０の他端側に接続されるトライアック調光器３２と、トライアック調光器３２の出力側に接続されるブリーダ抵抗Ｒ１と、ブリーダ抵抗Ｒ１に流れる電流を制御するブリーダ制御部２１とを備える。
【０１５１】
ブリーダ制御部２１は、ブリーダ抵抗Ｒ１を介してトライアック調光器３２に対してオン状態を保持する所定の保持電流を供給するように制御する。
【０１５２】
ここで、図２２のブロック図を参照して、ＬＥＤ調光システムＳの全体構成について説明する。
【０１５３】
ＬＥＤ調光システムＳは、大きく分けて、システム全体の制御を司る制御部２０と、制御部２０の制御により点灯されるＬＥＤ（図２２に示す例では、複数のＬＥＤが直列接続されている）５２と、ＬＥＤ５２のトライアック調光を行う調光部１５０と、調光部１５０が備えるトライアック調光器３２に対する保持電流を供給するブリーダ回路４０と、その他の回路構成部材とから構成されている。
【０１５４】
制御部２０は、第１または第２の実施の形態に係るスイッチング電流制御回路１００と、ブリーダ回路４０を制御するブリーダ制御部２１と、トライアック調光、ＰＷＭ調光、リニア調光のいずれかを選択する調光インターフェイス部２２と、システム全体への電源供給を行う電源供給部２３と、調光制御を行う調光制御部２４とを備える。
【０１５５】
図２２は、スイッチング電流制御回路１００についての概略構成を示す。スイッチング電流制御回路１００の詳細な構成は、第１または第２の実施の形態の説明で述べたので、同一部材には同一符号を付して説明は省略する。なお、ＯＳＣ２０１は、２０〜３０ｋＨｚの信号を生成する発振器である。
【０１５６】
ブリーダ制御部２１は、後述するスイッチング素子ＴＲ２のゲート電極に接続されるＮＯＴ回路２１２に対して論理演算結果を出力するブリーダ制御論理回路２１３と、後述する制御抵抗Ｒ２およびモニタ抵抗Ｒ３に接続されて増幅信号をブリーダ制御論理回路２１３に入力するオペアンプ２１０と、ドレイン電極が制御抵抗Ｒ２に接続され、ゲート電極がブリーダ制御論理回路２１３に接続されるＦＥＴ２１１とを備える。
【０１５７】
調光インターフェイス部２２は、トライアック入力側に接続されるオペアンプ２２１と、ＰＷＭ入力側に接続されるＮＯＴ回路２２２と、リニア入力端ＬＤとを備え、オペアンプ２２１、ＮＯＴ回路２２２およびリニア出力端は調光制御部２４に接続されている。
【０１５８】
この調光インターフェイス部２２は、トライアック調光器３２を用いた位相調光を行う第１の調光モードと、パルス幅変調調光を行う第２の調光モードと、可変抵抗を用いたリニア調光を行う第３の調光モードとを切り換える切換手段としての機能を果たす。
【０１５９】
電源供給部２３は、保護回路２３１と、１２Ｖおよび３．３Ｖの電源を供給する電源部２３２とを備える。
【０１６０】
保護回路２３１は、例えば、ＬＥＤオープン／ショート保護、電源電圧異常保護、温度異常保護、検出端子オープン／ショート保護等の機能を有する。
【０１６１】
調光制御部２４は、トライアック調光、ＰＷＭ調光およびリニア調光の制御を行う調光制御論理回路２４２と、ＬＥＤ５２の点灯を緩やかに行うソフトスタートタイマ２４１とを備える。
【０１６２】
調光部１５０は、交流電源（ＡＣ電源）３０と、交流電源３０の一端側に接続されるブリッジダイオードで構成されるブリッジ形全波整流回路３１と、交流電源３０の他端側に接続されるトライアック調光器３２と、トライアック調光器３２の出力側に接続されるブリーダ抵抗Ｒ１とを備える。
【０１６３】
なお、交流電源としては、９０〜２５６Ｖが適用される。
【０１６４】
ブリッジ形全波整流回路３１を構成するブリッジダイオードのダイオードＤ２、Ｄ３のアノードには、後述する制御抵抗Ｒ２およびモニタ抵抗Ｒ３が接続されている。
【０１６５】
また、ブリッジ形全波整流回路３１を構成するブリッジダイオードのダイオードＤ１、Ｄ４のカソードは、ダイオードＤINを介してＬＥＤ５２に接続されている。
【０１６６】
ブリーダ回路４０は、スイッチング素子としてのＦＥＴ４０１のドレイン電極に接続されるブリーダ抵抗Ｒ１と、ＦＥＴ４０１のソース電極に接続される制御抵抗Ｒ２と、制御抵抗Ｒ２にノードＮ１を介して接続されるモニタ抵抗Ｒ３とを備えている。
【０１６７】
また、ノードＮ２を介して制御抵抗Ｒ２およびモニタ抵抗Ｒ３は、ブリーダ制御部２１のオペアンプ２１０に接続されている。
【０１６８】
ブリーダ抵抗Ｒ１は、ブリッジ形全波整流回路３１を介してトライアック調光器３２のトライアックに保持電流を供給する抵抗であり、本実施の形態では抵抗値は１ＫΩとされる。
【０１６９】
また、ＦＥＴ４０１のソース電極および制御抵抗Ｒ２は、ノードＮ３を介してブリーダ制御部２１が備えるＦＥＴ２１１のドレイン電極に接続される。本実施の形態では、制御抵抗Ｒ２の抵抗値は３３０Ωとされる。
【０１７０】
モニタ抵抗Ｒ３は、トライアック調光器３２のトライアックに供給される保持電流をモニタする抵抗である。本実施の形態では、モニタ抵抗Ｒ３の抵抗値は２Ωとされる。
【０１７１】
また、調光インターフェイス部２２のトライアック入力端ＶＨＶには、ノードＮ１０を介して昇圧抵抗ＲVHV1、ＲVHV2等が接続されている。
【０１７２】
（ブリーダ制御）
図２３から図２５を参照して、ブリーダ制御部２１およびブリーダ回路４０で行われるブリーダ制御について説明する。
【０１７３】
ブリーダ制御部２１は、モニタ抵抗Ｒ３に流れる電流値に応じてＦＥＴ４０１をオン・オフ制御することで、ブリーダ回路４０から供給されるブリーダ電流を制御し、トライアック調光器３２の誤動作を防止する。これにより、ＬＥＤ５２のチラツキが抑制される。
【０１７４】
図２３に示す場合は、交流電源（ＡＣ電源）３０のＡＣ電圧がＯＮで、電圧ＶＨＶ＜４００ｍＡの条件である。この場合に、ＦＥＴ２１１およびＦＥＴ４０１は共にＯＮとなり、ブリーダ抵抗Ｒ１および制御抵抗Ｒ２を介してトライアック調光器３２のトライアックに十分な電流が供給されるように制御される。
【０１７５】
図２４に示す場合は、交流電源（ＡＣ電源）３０の電圧がＯＮで、ＡＣ電流が小さい条件、例えば、電圧ＶＨＶ≧４００ｍＡ、ＩＳＵＰ＞−１００ｍＡの条件である。この場合に、ＦＥＴ２１１はＯＦＦ、ＦＥＴ４０１はＯＮとなる。
【０１７６】
この場合の保持電流ＩHLDは、ＩHLD＝（ＶGATE−Ｖｆ）／Ｒ２＝（１２［Ｖ］−２［Ｖ］）／３３０［Ω］＝約３０ｍＡとなる。
【０１７７】
なお、保持電流ＩHLDは、制御抵抗Ｒ２の抵抗値の変更等により２０〜５０ｍＡとすることができる。
【０１７８】
この保持電流ＩHLDにより、トライアック調光器３２のトライアックはオン状態を保持することができ、ＬＥＤ５２のチラツキが防止される。
【０１７９】
図２５に示す場合は、交流電源（ＡＣ電源）３０の電圧がＯＮで、ＡＣ電流が大きい条件、例えば、電圧ＶＨＶ≧４００ｍＡ、ＩＳＵＰ≦−１００ｍＡの条件である。この場合に、ＦＥＴ２１１とＦＥＴ４０１は共にＯＦＦとなる。
【０１８０】
この場合には、図２５に示すように、トライアック調光器３２のトライアックに供給される電流Ａが逓減した場合にも、トライアックのオン状態を保持する保持電流Ｂが流れる。
【０１８１】
したがって、トライアックはオン状態を保持することができ、ＬＥＤ５２のチラツキが防止される。
【０１８２】
（ＬＥＤ照明機器への適用）
ＬＥＤ５２を用いた照明機器としては、リビングルーム等の天井に配置されるシーリンランプ（シーリングライト型ＬＥＤ照明機器）、白熱球に代えて使用される電球型ランプ（電球型ＬＥＤ照明機器）やスポットライト型ＬＥＤ照明機器などがある。
【０１８３】
図２６には、シーリングライト型ＬＥＤ照明機器３００を例示する。シーリングライト型ＬＥＤ照明機器３００は、例えば、消費電力（４１Ｗ）、光色（昼白色＋電球色）、器具光束（３２２０ｌｍ）、適用畳数（８畳）、幅（５００ｍｍ）、奥行（５００ｍｍ）、高さ（３９ｍｍ）、重量（２．８ｋｇ）である。
【０１８４】
シーリングライト型ＬＥＤ照明機器３００は、例えば図２９（ａ）に示すようにＰＷＭ調光方式を用いることができる。
【０１８５】
図２９（ａ）に示すように、例えば力率改善（ＰＦＣ：Power Factor Correction）回路４６５、ドライバ４６１、４６２、無線操作で機器を制御するマイクロコンピュータ４５０等を備えている。
【０１８６】
そして、シーリングライト型ＬＥＤ照明機器３００に本実施の形態に係るＬＥＤ調光システムＳを適用する場合には、調光インターフェイス部２２で、パルス幅変調調光を行う第２の調光モードに切り替えて制御される。
【０１８７】
図２７には、電球型ＬＥＤ照明機器３０１、３０２を例示する。
【０１８８】
図２７（ａ）の電球型ＬＥＤ照明機器３０１は昼白色、図２７（ｂ）の電球型ＬＥＤ照明機器３０１は電球色の光を発する。
【０１８９】
電球型ＬＥＤ照明機器３０１、３０２は共に、例えば、消費電力（６Ｗ）、光束（３９０ｌｍ）、寿命（４００００時間）、口金規格（Ｅ２６）とされる。
【０１９０】
そして、電球型ＬＥＤ照明機器３０１、３０２に本実施の形態に係るＬＥＤ調光システムＳを適用する場合には、調光インターフェイス部２２で、トライアック調光器３２を用いた位相調光を行う第１の調光モードに切り替えて制御される。即ち、概略的には図２９（ｂ）に示すようにＬＥＤ調光システムＳを適用したドライバ４６３を用いてトライアック調光が行われる。
【０１９１】
これにより、上述のようにトライアック調光器３２の誤動作が防止され、電球型ＬＥＤ照明機器３０１、３０２のチラツキが防止される。
【０１９２】
図２８には、スポットライト型ＬＥＤ照明機器３０３を例示する。
【０１９３】
スポットライト型ＬＥＤ照明機器３０３は、レール３０４に取付け具３０５を介して移動自在に取付けられる。
【０１９４】
スポットライト型ＬＥＤ照明機器３０３は、例えば、消費電力（４Ｗ）、光束（２５６ｌｍ）、口金規格（Ｅ１７）とされる。
【０１９５】
そして、スポットライト型ＬＥＤ照明機器３０３に本実施の形態に係るＬＥＤ調光システムＳを適用する場合には、調光インターフェイス部２２で、可変抵抗を用いたリニア調光を行う第３の調光モードに切り替えて制御される。
【０１９６】
例えば、図２９（ｃ）に示すように、スライド抵抗４５２とドライバ４６４を用いて調光制御が行われる。
【０１９７】
[その他の実施の形態]
上記のように、実施の形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述および図面は例示的なものであり、この発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施の形態、実施例および運用技術が明らかとなろう。
【産業上の利用可能性】
【０１９８】
本発明のスイッチング電流制御回路は、ＬＥＤ等の定電流駆動を行うデバイスや、定電流で駆動するデバイスのドライバ用集積回路等に適用することができる。【０１９９】
また、本発明のＬＥＤ調光システムは、電球型ＬＥＤ照明機器またはシーリングライト型ＬＥＤ照明機器に適用することができる。
【符号の説明】
【０２００】
１、１４、５７…コンパレータ（比較器）
２…Ａ／Ｄ変換器
３…演算制御回路
４…ＡＤ／ＤＡオフセット設定部
５…Ｄ／Ａ変換回路
５ａ…ＤＡＣデコーダ
５ｂ…Ｒ−２Ｒ型ＤＡ変換器
６…タイミング制御回路
７…論理回路
８、５８…ＲＳフリップフロップ
９…レベルシフト器
１０、１１、５５、２１１、４０１…ＦＥＴ
１２…初期値設定部
１３…周波数設定部（周波数設定回路）
１５…周波数カウンタ
２０…制御部
２１…ブリーダ制御部
２２…調光インターフェイス部
２３…電源供給部
２４…調光制御部
３０…交流電源
３１…ブリッジ形全波整流回路
３２…トライアック調光器
４０…ブリーダ回路
５１…直流電源
５２、５３…発光ダイオード
５４…ダイオード
５６…電流検出抵抗
６０…電流計
７０、１００…スイッチング電流制御回路
９０…スイッチングパルス供給回路
９１…比較回路
１００ａ…アナログ回路部
１００ｂ…デジタル回路部
１５０…調光部
２０１…ＯＳＣ
２１０、２２１…オペアンプ
２１２、２２２…ＮＯＴ回路
２１３…ブリーダ制御論理回路
２３１…保護回路
２３２…電源部
２４１…ソフトスタートタイマ
２４２…調光制御論理回路
３００…シーリングライト型ＬＥＤ照明機器
３０１…電球型ＬＥＤ照明機器
３０３…スポットライト型ＬＥＤ照明機器
３０４…レール
３０５…取付け具
４０１…ＰＷＭ調光器
４０２…可変抵抗
４５０…マイクロコンピュータ
４５２…スライド抵抗
４６１、４６３、４６４…ドライバ
４６５…ＰＦＣ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２９】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【国際調査報告】
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