(57)【要約】  共振抑制制御ブロック（１２）は、ＤＣリンク電圧（Ｖｄｃ）の交流成分（ＶｄｃＡＣ）を抽出するハイパスフィルタ（１３）および交流成分（ＶｄｃＡＣ）にゲイン（Ｋ）を乗算した補正信号（Ｖｃｍｐ）を出力するゲイン部（１４）を備え、制御ユニット（７）は、電圧指令（Ｖ＊）に補正信号（Ｖｃｍｐ）を加算した信号（Ｖ’＊）に基づきインバータ（４）を制御する。これにより、簡便な装置で直流リンク部の共振を抑制することが出来、電源周波数に応じた調整再設定の手間を省略することが出来る電力変換装置を得ることができる。
2012060357.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に供給するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、および前記フィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御し、
前記フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段を備え、前記波高値導出手段から出力された前記交流成分の波高値に基づき前記補正信号の大きさを調整するようにした電力変換装置。
【請求項２】
前記波高値導出手段は、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より増加する場合には当該交流成分の値を前記波高値としてそのまま出力し、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記波高値導出手段は、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より増加する場合には当該交流成分絶対値の値を前記波高値としてそのまま出力し、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分絶対値の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に供給するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、および前記フィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御し、
前記電圧検出部で検出した前記直流リンク部の電圧の最大値を出力する最大値導出手段を備え、前記最大値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最大値に基づき前記補正信号の大きさを調整するようにした電力変換装置。
【請求項５】
前記最大値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最大値が予め設定された所定の過電圧レベルを越えたとき、前記補正信号をオフからオンする方向にその大きさを調整するようにした請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段、および前記電圧検出部で検出した電圧の直流成分を抽出するローパスフィルタ部を備え、
前記最大値導出手段は、前記直流成分に前記波高値導出手段で得られた前記交流成分の波高値を加算することにより前記直流リンク部の電圧の最大値を導出するようにした請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記波高値導出手段は、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より増加する場合には当該交流成分の値を前記波高値としてそのまま出力し、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記波高値導出手段は、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より増加する場合には当該交流成分絶対値の値を前記波高値としてそのまま出力し、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分絶対値の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項６記載の電力変換装置。
【請求項９】
交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に供給するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、および前記フィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御し、
前記電圧検出部で検出した前記直流リンク部の電圧の最小値を出力する最小値導出手段を備え、前記最小値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最小値に基づき前記補正信号の大きさを調整するようにした電力変換装置。
【請求項１０】
前記最小値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最小値が前記電圧指令に基づき予め設定された所定の要求電圧レベル未満となったとき、前記補正信号をオフからオンする方向にその大きさを調整するようにした請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段、および前記電圧検出部で検出した電圧の直流成分を抽出するローパスフィルタ部を備え、
前記最小値導出手段は、前記直流成分から前記波高値導出手段で得られた前記交流成分の波高値を減算することにより前記直流リンク部の電圧の最小値を導出するようにした請求項９記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記波高値導出手段は、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より増加する場合には当該交流成分の値を前記波高値としてそのまま出力し、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記波高値導出手段は、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より増加する場合には当該交流成分絶対値の値を前記波高値としてそのまま出力し、１サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分絶対値の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記交流負荷は交流モータであり、前記制御部は、速度指令に基づき前記電圧指令を発生する電圧指令発生部を備えた請求項１ないし１３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記電圧指令発生部は、（電圧／周波数）＝一定の関係に基づき、前記速度指令から電圧指令を発生するＶ／ｆ制御部であり、
前記制御部は、前記Ｖ／ｆ制御部からの前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御する請求項１４記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記電圧指令発生部は、速度検出値が前記速度指令に追従するように、ｄｑ２軸直交座標上のｑ軸電圧指令を発生する速度制御部であり、
前記制御部は、前記速度制御部からの前記ｑ軸電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御する請求項１４記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流モータを駆動する等の用途に供される、直流リンク部を介してコンバータとインバータとを一体とした電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
交流モータを駆動する電力変換装置の主回路は、系統電源からの交流電力を整流するコンバータと交流モータに適した交流電力に再変換するインバータとで構成され、その間の直流リンク部であるＤＣリンクには平滑用のコンデンサが接続される。系統電源に電力変換装置を接続すると、系統電源のリアクトルと平滑コンデンサとでＬＣ共振回路が形成される。三相ダイオードコンバータでは整流動作に伴い、直流出力側に電源周波数の６倍の脈動が発生することが知られている。このため、前記共振周波数が系統電源周波数の６倍に一致すると、インバータ主回路内部のＤＣリンク電圧が大きく振動する。その結果、主回路部品の破損や交流モータ制御の不安定化を招く場合があった。【０００３】
特に、平滑コンデンサに小容量のものを用いる場合は、リアクトルとの共振周波数が高くなり、この問題を生じる場合が多い。前記の問題に対し共振抑制を目的とした技術が紹介されている。
例えば、特許文献１では、ＤＣリンク電圧の脈動成分を抽出し、その振動の微分量を得る代わりに、位相進みとなる量を生成する、疑似微分を用いた方法で所定時間当たりの変化量を得、その信号を用いてインバータ出力電圧の周波数を補正することで、ＤＣリンク電圧の脈動を抑制させる方式を採用している。そして、ＤＣリンク電圧の微分信号を生成する位相進み処理は、特に、電源周波数の６倍の周波数成分に対し特定の位相進み量が生じるような設計を行う。【０００４】
但し、共振抑制をすると、交流モータのトルクリプルの増大になってしまうため、例えば、特許文献２では、ＬＣ共振周波数と電源周波数の６倍の周波数とが一致した場合のみ、共振抑制を実施するとしている。一致していない時は、共振抑制を実施しないことで、トルクリプルの増加をできるだけ防ぐことができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００７−１８１３５８号公報（図１０、２頁の請求項２、段落００３４等）
【特許文献２】特開２００９−０１７６７３号公報（図１、１頁の要約と解決手段等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１の装置では、擬似微分成分を用いる必要があり、制御ブロックの複雑化を招く。また、位相進み処理のパラメータ設計調整を系統電源の周波数に応じて行う必要があり、別の周波数を持つ電源に接続すると、前記パラメータの調整再設定の手間が生じるという問題が生じる。
また、特許文献２の装置では、共振抑制の実施の有無を、ＬＣ共振周波数のみから判断しているので、必要なときのみ共振抑制を実施するという点で必ずしも徹底できないという問題があった。
この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、簡便な装置で直流リンク部の共振を抑制することが出来、電源周波数に応じた調整再設定の手間を省略することが出来る電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
第1の発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、およびフィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御し、
フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段を備え、波高値導出手段から出力された交流成分の波高値に基づき補正信号の大きさを調整するようにしたものである。【０００８】
第２の発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、およびフィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御し、
電圧検出部で検出した直流リンク部の電圧の最大値を出力する最大値導出手段を備え、最大値導出手段から出力された直流リンク部の電圧の最大値に基づき補正信号の大きさを調整するようにしたものである。【０００９】
第３の発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、およびフィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御し、
電圧検出部で検出した直流リンク部の電圧の最小値を出力する最小値導出手段を備え、最小値導出手段から出力された直流リンク部の電圧の最小値に基づき補正信号の大きさを調整するようにしたものである。
【発明の効果】
【００１０】
以上のように、この発明に係る電力変換装置は、検出した直流リンク部の電圧から抽出した交流成分にゲインを乗算して得られる補正信号を電圧指令に加算するだけで、直流リンク部の共振を抑制することが出来、装置が簡便になると共に、電源周波数に応じた調整再設定の手間を省略することが出来る。  
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態１、２、３による電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態１による制御ユニット７内の構成を示すブロック図である。
【図３】ＬＣ共振が発生する電流経路の一例を示した回路図である。
【図４】電力変換装置のＤＣリンク電圧の脈動周波数成分に着目したモデル図である。
【図５】誘導電動機のΔｖｑからΔｉｑの伝達特性を示した周波数特性図である。
【図６】図４のモデルにおける電流源１８をＲＬ回路に置換した等価モデル図である。
【図７】図４のモデルにおける電流源１８に流れる電流を０とした場合の等価モデル図である。
【図８】本発明の実施の形態１において共振抑制実施の有無の違いを示した特性図である。
【図９】負荷電力に応じて、ＤＣリンク電圧の上限下限を示した特性図である。
【図１０】本発明の実施の形態２による制御ユニット７内の構成を示すブロック図である。
【図１１】｜ＶｄｃＡＣ｜とＶＨの波形の一例を示す特性である。
【図１２】図１０におけるテーブル２４の入出力特性を示した図である。
【図１３】本発明の実施の形態３による制御ユニット７内の構成を示すブロック図である。
【図１４】図１３におけるテーブル３０、３４の入出力特性を示した図である。
【図１５】本発明の実施の形態４による制御ユニット７内の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。三相交流電源１の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部５に出力するコンバータ２と、直流リンク部５の直流電力を入力として交流電力を出力し、交流負荷としての負荷モータ３に交流電力を供給するインバータ４とを備え、コンバータ・インバータ間に接続され直流電力をやりとりする直流リンク部５にはコンデンサ６が接続されている。制御部としての制御ユニット７は、後述するように、電圧指令に基づきインバータ４を制御する。
そして、電圧検出部８によりＤＣリンク電圧Ｖｄｃを採取し、制御ユニット７にてゲート信号Ｇｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−を生成する。
【００１３】
図２は、図１における制御ユニット７の内部構成を示す制御ブロック図である。ここでは、モータ電圧と周波数の比を一定に保つＶ／ｆ制御系に共振抑制制御を付加している。
制御ユニット７の入力は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃと速度指令である周波数指令ω＊とであり、出力は、ゲート信号Ｇｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−となる。
電圧指令発生部としてのＶ／ｆテーブル９では、周波数指令ω＊を入力しそのテーブル９を介して電圧指令振幅Ｖ＊を出力する。また、周波数指令ω＊を積分器１０により積分して電圧指令の位相θ＊を出力する。
ゲート信号生成部１１では、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、電圧指令振幅Ｖ＊、位相θ＊を用いて、出力電圧指令を生成し、ＰＷＭ処理によりＧｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−を生成する。ゲート信号生成部１１において、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃはゲート信号生成のパルス幅補正に用いられる。
【００１４】
次に、共振抑制制御ブロック１２について説明する。共振抑制制御ブロック１２は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを入力して共振抑制用の補正信号Ｖｃｍｐを出力する。補正信号Ｖｃｍｐは、Ｖ／ｆ制御による電圧指令Ｖ＊に加算され（Ｖ＊＋Ｖｃｍｐ＝Ｖ’＊）補償動作がなされる。
補正信号Ｖｃｍｐは次の手順で計算を実施する。先ず、ハイパスフィルタ１３を用いて、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動成分（交流成分）ＶｄｃＡＣを抽出する。そして、ゲイン部１４により脈動成分ＶｄｃＡＣに共振抑制制御のゲインを乗算して補正信号Ｖｃｍｐを生成する。そして加算器１５を用いて、電圧指令振幅Ｖ＊をＶ’＊に補正して出力する。
【００１５】
次に、図２の共振抑制制御ブロック１２の働きでＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動が低減される原理を説明する。図３は、ＬＣ共振が発生する電流経路の一例を示した回路図である。この回路図は、三相交流電源１、ＡＣリアクトル１６、コンバータ２、コンデンサ６、インバータ４、負荷モータ３で構成される。
図４は、図３の電力変換装置のＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数成分に着目したモデルである。交流電源１７、ＡＣリアクトル１９、コンデンサ６、電流源１８で構成される。
交流電源１７は、コンバータ２により発生するＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動を模擬した交流電源である。三相交流電源１が三相であるので、ここでは電源周波数の６倍の周波数ｆを持つ。
【００１６】
なお、図４のモデルでは、脈動（リプル）成分を扱っているので、それぞれ交流電源１７の電圧はｖｓｒ、コンデンサ６の電圧はｖｄｃｒと、現実回路のＶｓ、Ｖｄｃと区別して表現している。
また、図３にはＬＣ共振が発生する、電圧または電流の経路の一例を併記している。図３に示す経路において、電流が２回ＡＣリアクトル１６を通過することになるので、図４に示すＡＣリアクトル１９の大きさは、ＡＣリアクトル１６の２倍のインダクタンス値となる。
【００１７】
ＡＣリアクトル１９とコンデンサ６との共振周波数が、交流電源１７の周波数ｆ、即ち、三相交流電源１の周波数の６倍の周波数と一致する値をとる場合に系統電源の共振が発生する。この時のＡＣリアクトル１９のインダクタンスＬは（１）式の値を取る。
【００１８】
【数１】
2012060357.tif 000003
【００１９】
ここで、電流源１８は、インバータ４と負荷モータ３を模擬したモデルである。インバータ４を制御することで、任意の電流が流せることから電流源としている。且つ、この電流源は、ＤＣリンク電圧の脈動に応じて、制御で流れる電流を模擬している。
ところで、この発明における共振抑制制御の動作を解明するには、脈動成分に係る補正信号Ｖｃｍｐを印加したときの電流源１８、即ち、その電流の挙動を検討する必要がある。その場合、電流源の形では、解析が必ずしも簡便でないので、先ず、解析の前段階として、図４の電流源１８が、後述の図６に示すような、抵抗とインダクタンスとを直列に接続した回路で表現できることを、以下の（２）〜（６）式により説明する。
【００２０】
負荷モータ３は交流モータであり、モータ電圧や電流などの諸量を２軸直交座標上（ｄｑ座標）で取り扱って制御されることが多い。ここで、交流モータのトルク電流を表現する軸をｑ軸とすると、一般的にインバータの出力電力Ｐは、ｑ軸電圧ｖｑとｑ軸電流ｉｑを用いて（２）式で表わされる。
【００２１】
【数２】
2012060357.tif 000004
【００２２】
インバータのｑ軸電圧ｖｑを脈動させると、インバータの出力電力Ｐとその脈動量ΔＰは、（３）、（４）式のように表せる。
【００２３】
【数３】
2012060357.tif 000005
【００２４】
Δｉｑ、Δｖｑは、ｉｑ、ｖｑと比較して微小であるので、ΔｖｑΔｉｑは無視できるほど小さくなる。従って、脈動量ΔＰは、（３）式右辺の２、３項目のみを考慮すればよく、（４）式の通りとなる。
【００２５】
図５に一例として、標準的な３．７ｋＷ誘導電動機の伝達特性を示す。Δｖｑを入力、Δｉｑを出力とした場合の位相の周波数特性である。電源周波数５０Ｈｚや６０Ｈｚの共振周波数（約２０００ｒａｄ／ｓ）において、ΔｉｑはΔｖｑに対し９０度程度遅れ特性を示す。誘導電動機に限らず、同期電動機など他の種類のモータでも、電気的には抵抗とインダクタンスによるＲＬ回路であるため、ΔｉｑはΔｖｑに対して位相遅れとなる。
その結果、ｉｑ、ｖｑは一定値であることから、（４）式に示されたモータの脈動電力ΔＰの第１項ｖｑΔｉｑは、Δｖｑに比べて位相遅れ、第２項Δｖｑｉｑは同位相となる。従って、両信号の加算値である脈動電力ΔＰは、Δｉｑほどではないが、Δｖｑに比べて位相遅れ特性となる。
【００２６】
次に、インバータの入力電力Ｐ＋ΔＰは、インバータ入力電圧Ｖｄｃ、インバータ入力電流Ｉｄｃを用いて次式で表される。ここでは、インバータ入力電力＝出力電力としている。
【００２７】
【数４】
2012060357.tif 000006
【００２８】
インバータ入力電圧Ｖｄｃは、脈動成分ｖｄｃｒに対し、直流成分が大きくなる。このため、ほぼ一定値とみなすことができる。（５）式の両辺をＶｄｃで除算すると、Ｉｄｃが（６）式より得られる。従って、インバータ入力電流Ｉｄｃは、脈動量ΔＰと同相の位相遅れの脈動が発生するとみなすことが出来る。
【００２９】
【数５】
2012060357.tif 000007
【００３０】
以上の検討により、図４のインバータ・モータを模擬した電流源１８は、Δｖｑに比べ遅れ特性であることが判る。本発明においては、Δｖｑは、Ｖｄｃの脈動成分ｖｄｃｒにゲインを掛けたものであるので、電流源１８は、抵抗とインダクタンスとからなる負荷とみなすことができる。図４のモデルの電流源１８をＲＬ回路に置換した回路図を図６に示す。
【００３１】
以上のように、電流源１８を等価的にＲＬ回路に置換できることが確認されたので、以下、この等価回路に基づき、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動が軽減できることを説明する。
先ず、共振抑制をしない場合について考える。図７は、電流源１８に流れる電流を０、即ち、Ｒｄ、Ｌｄ→∞とした時の等価モデルである。
電源電圧ｖｓｒからコンデンサ間電圧ｖｄｃｒの伝達関数を導出する。回路方程式から（Ａ−１）〜（Ａ−２）式を導出することができる。
但し、以下のラプラス変換した式上では、電圧ｖｓｒとしてＶｓｒ、電圧ｖｄｃｒとしてＶｄｃｒ、電流ｉ１としてＩ１、電流ｉ２としてＩ２の符号をそれぞれ使用している。
【００３２】
【数６】
2012060357.tif 000008
【００３３】
（Ａ−２）式を、電流Ｉ１で整理すると（Ａ−３）式になる。
【００３４】
【数７】
2012060357.tif 000009
【００３５】
（Ａ−３）式を（Ａ−１）式に代入し、Ｖｄｃｒ／Ｖｓｒで整理すると（Ａ−４）式になる。
【００３６】
【数８】
2012060357.tif 000010
【００３７】
（Ａ−４）式のｓにｓ＝ｊωｃを代入し、整理すると（Ａ−５）式になる。
但し、ωｃは共振周波数ｆｃの角振動数である。
【００３８】
【数９】
2012060357.tif 000011
【００３９】
共振周波数ｆｃにおいてＬＣ共振が発生するようにＬ、Ｃ値を決定しているので、（Ａ−６）式が成立する。
【００４０】
【数１０】
2012060357.tif 000012
【００４１】
（Ａ−６）式から（Ａ−５）式の分母＝０となることから、ゲイン∞となり、Ｖｄｃｒは発散する。以上より共振現象を確認できる。
【００４２】
次に、図６の共振抑制動作を模擬するモデルで、電源電圧ｖｓｒからコンデンサ間電圧ｖｄｃｒの伝達関数を導出する。
回路方程式から（Ｂ−１）〜（Ｂ−３）式を導出することができる。
【００４３】
【数１１】
2012060357.tif 000013
【００４４】
（Ｂ−２）式を、Ｉ２で整理すると（Ｂ−４）式になる。
【００４５】
【数１２】
2012060357.tif 000014
【００４６】
（Ｂ−４）式を（Ｂ−１）式に代入し、Ｉ１で整理すると（Ｂ−５）式を導出できる。
【００４７】
【数１３】
2012060357.tif 000015
【００４８】
（Ｂ−５）式を（Ｂ−３）式に代入し、Ｖｄｃｒ／Ｖｓｒで整理すると（Ｂ−６）式になる。
【００４９】
【数１４】
2012060357.tif 000016
【００５０】
（Ｂ−６）式のｓにｓ＝ｊωｃを代入し、整理すると（Ｂ−７）式になる。
【００５１】
【数１５】
2012060357.tif 000017
【００５２】
共振周波数ｆｃにおいてＬＣ共振が発生するようにＬ、Ｃ値を決定しているので、（Ｂ−８）式が成立する。
【００５３】
【数１６】
2012060357.tif 000018
【００５４】
（Ｂ−８）式を用いて、（Ｂ−７）式を簡単化すると、（Ｂ−９）式を導出できる。
【００５５】
【数１７】
2012060357.tif 000019
【００５６】
（Ｂ−９）式の絶対値を取ると、（Ｂ−１０）式を導出することができる。
【００５７】
【数１８】
2012060357.tif 000020
【００５８】
（Ａ−５）式と（Ｂ−１０）式とを比較すると、共振条件においては、（Ａ−５）式では、Ｖｄｃｒ／Ｖｓｒが∞となるのに対し、（Ｂ−１０）式では有限の値となり、脈動の抑制効果を確認できる。
また、（Ｂ−１０）式より、モータ・インバータを模擬したＲＬ回路のインピーダンスを小さくするほど、脈動が小さくなる。そして、このインピーダンスを小さくすることは、先の図６の共振抑制制御ブロック１２におけるゲイン部１４のゲインＫを大きく設定することに対応する。
【００５９】
図８は、以上説明した共振抑制動作の一例を示す図であり、補正信号Ｖｃｍｐを用いて、出力電圧指令を補正した場合と、補正しなかった場合のＤＣリンク電圧Ｖｄｃを比較したものである。補正信号Ｖｃｍｐにより出力電圧指令を補正すると、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動が小さくなることを確認することができる。
【００６０】
以上、実施の形態１において説明したように、共振抑制制御ブロック１２を用いることで、コンバータ２により発生するＤＣリンク電圧の脈動の周波数と、電源とコンバータ間のＡＣリアクトルとＤＣリンクのコンデンサのＬＣ共振周波数が一致しても、ＤＣリンク電圧の脈動の拡大を抑制でき、インバータ・モータに安定した電力を供給でき、システムを安定に運用することができる。
また、この共振抑制制御ブロック１２は、位相進み処理などを用いていないため、電源周波数に応じた調整・再設定の手間を省略することができる。
【００６１】
また、このような共振によるＤＣリンク電圧の脈動の拡大は、ＤＣリンクのコンデンサが小容量の場合に発生することが多いが、本発明による共振抑制制御ブロックによりこの種の問題を解決することができる。
【００６２】
なお、実施の形態１では交流負荷として誘導モータを例に説明したが、他の種類のモータ、例えば、同期モータなどを駆動する場合でも、更には、モータ以外の交流負荷にも本発明は適用可能であり、同様の効果を奏するものである。
【００６３】
実施の形態２．
前述したとおり、共振抑制制御を実施すると、負荷モータ３とコンデンサ６との間でエネルギーのやり取りをするため、負荷モータ３のトルクリプル増加につながる。
ところで、共振抑制制御が必要となる条件は、系統共振周波数が電源周波数の６倍に一致するのに加え、負荷モータ３の出力が大きいことである。
図９はこの現象を表したもので、系統共振周波数が電源周波数の６倍に一致する場合の負荷の消費電力と、ＤＣリンク電圧の脈動との関係の一例を示している。左側が負荷消費電力の小さい場合、右側が負荷消費電力の大きい場合のＤＣリンク電圧、モータ速度、出力電流を示している。
【００６４】
負荷モータ３の出力が大きいほど、消費電力が大きいため、コンデンサ６に流入する電流が多くなりＤＣリンク電圧の脈動が増大してしまう。逆に、負荷モータ３の消費電力が少ない場合では、流入電流が小さくなるため、系統共振周波数が電源周波数の６倍に一致しても、ＤＣリンク電圧の脈動は小さくなる。従って、このような時は、共振抑制制御を実施しなくても、ＤＣリンク電圧は大きく脈動しない。
【００６５】
本発明の実施の形態２は、以上のような背景技術を加味してなされたもので、実施の形態１で説明した共振抑制制御を、それが必要とされる条件が生じたときのみ動作させる構成としたものである。この実現のため、実施の形態１の構成に加えて、共振抑制制御調整部２２を設けている。
なお、共振抑制制御が必要となるのは、ＤＣリンク電圧脈動による過電圧が発生する場合や、同じく脈動により、電圧指令の要求するＤＣリンク電圧レベルに達しない電圧飽和が発生する場合である。
【００６６】
図１０は、実施の形態２における制御ユニット７の内部構成図であり、以下、その共振抑制制御調整部２２を中心にその詳細を説明する。共振抑制制御調整部２２内にある調整係数Ｎは共振抑制制御の度合いを決定する係数である。調整係数Ｎは０〜１の値を取り、０に近いほど共振抑制を弱く、１に近いほど共振抑制を強くする働きを持つ。
調整係数Ｎと補正信号Ｖｃｍｐとを積算器２５で掛け合わせ、調整付き補正信号Ｖ’ｃｍｐとして導出し、加算器１５で出力電圧振幅Ｖ＊を補正する。
【００６７】
以下、調整係数Ｎの導出方法を説明する。
波高値導出手段２３は、ＤＣリンク電圧の脈動成分（交流成分）ＶｄｃＡＣを入力し、ＤＣリンク電圧の脈動電圧の振幅ＶＨを導出する。この波高値導出手段２３は、後述するように、包絡線検波のような動作をし、脈動成分ＶｄｃＡＣの振動の大きさを抽出する。
この脈動成分の振幅ＶＨの大小で共振抑制の必要性が判断できる。ＶＨが大きいほど、共振抑制が必要であるので、調整係数Ｎを大きくし、ＶＨが小さいほど、共振抑制は不必要であるので、調整係数Ｎを小さくすればよい。テーブル２４を用いて、脈動電圧振幅ＶＨから調整係数Ｎを決定する。
【００６８】
波高値導出手段２３は、ＤＣリンク電圧の脈動成分ＶｄｃＡＣを入力とし、脈動電圧の振幅ＶＨを出力する。波高値導出手段２３の動作は、（Ｃ−１）、（Ｃ−２）式で表される。
【００６９】
【数１９】
2012060357.tif 000021
【００７０】
但し、ｔは現在値で、（ｔ−１）は１サンプル前の値である。
脈動成分の絶対値｜ＶｄｃＡＣ｜の現在値が、１サンプル前の値と比べて増加したら、（Ｃ−１）式の条件（ｉ）が成立し、｜ＶｄｃＡＣ（ｔ）｜を脈動電圧の振幅ＶＨ（ｔ）とする。同じか、逆に減少したら（Ｃ−２）式の条件（ｉｉ）となり、実際にはローパスフィルタを用いて、αを係数とする同式に基づきＶＨ（ｔ）を決定する。即ち、脈動成分の変化量に係数αを乗じた値に応じてＶＨ（ｔ−１）をＶＨ（ｔ）に更新する。αは０に近い小数を用いる。
【００７１】
図１１は、｜ＶｄｃＡＣ｜とＶＨの波形の一例を示す図である。ＶＨは、｜ＶｄｃＡＣ｜の波高値に沿っていることが確認できる。
以上のように、脈動電圧の振幅ＶＨは増加しやすくすることで、急激なＤＣリンク電圧の脈動の増加においても、条件（ｉ）となり、振幅ＶＨにすぐ反映できる。逆に、脈動電圧の振幅ＶＨの減少に対しては、減少しづらくすることで、共振抑制制御の急激なオン、オフの切り替わりを連続的に繰り返すことを防止し、共振抑制制御を安定に動作させることが可能となる。
【００７２】
なお、（Ｃ−１）、（Ｃ−２）式および図１１の説明では、脈動電圧の絶対値を用いて波高値を求めたが、脈動電圧自体を用いて波高値を求めるようにしても良い。この場合、出力される波高値の振れが若干大きくなるが、絶対値の演算が不要となる分演算回路が簡便となる利点がある。
【００７３】
テーブル２４は、ＶＨを入力とし、調整係数Ｎを出力する。前記のように、ＶＨが大きいほど共振抑制制御が必要となるので、ＶＨが大きいほど調整係数が１に近づくように設定する。また、共振抑制制御の強弱の急激な変化を防止するため、ある程度の傾きをもたせる。
図１２は、テーブル２４でのＶＨとＮとの関係特性の一例を示す図である。ここでＶＨ０は、共振抑制のオン・オフの目安となる値であり、テーブル２４を用いて制御を行うと、Ｖｄｃの脈動波高値は、概ねＶＨ０付近の値となる。
【００７４】
以上、実施の形態２で説明したように、共振抑制制御を強弱をつけて実施することで、系統共振周波数が電源周波数の６倍に一致し、且つ負荷モータが重負荷の場合のみに共振抑制制御を実施することで、過電圧や電圧飽和を防ぎつつ、モータトルクリプルの増大を最小限に抑えることができ、耐久性向上につながる。
【００７５】
実施の形態３．
本発明の実施の形態３も先の実施の形態２と同様、共振抑制制御を、それが必要とされる条件が生じたときのみ動作させるものであるが、この実施の形態３では、その調整係数Ｎは、ＤＣリンクの過電圧レベルや、出力電圧指令の大きさから求める構成としている。
【００７６】
過電圧レベルより調整係数Ｎを求める方法は、ＤＣリンク電圧最大値ＶｄｃＭａｘとＤＣリンクの過電圧レベルより導出される。ＤＣリンク電圧最大値ＶｄｃＭａｘは、ＤＣリンク電圧の脈動分を除去し、最大値をなぞるように計算した値である。
電圧指令の大きさより調整係数Ｎを求める方法は、ＤＣリンク電圧最小値ＶｄｃＭｉｎと出力電圧指令振幅Ｖ＊から導出される。ＤＣリンク電圧最小値ＶｄｃＭｉｎは、ＤＣリンク電圧の脈動分を除去し、最小値をなぞるように計算した値である。
なお、ＤＣリンク電圧最大値ＶｄｃＭａｘ、ＤＣリンク電圧最小値ＶｄｃＭｉｎは、先の図１１（ａ）のＶｄｃの点線で示された部分を計算していることになる。
【００７７】
図１３は、実施の形態３における制御ユニット７の内部構成図である。図１３では、調整係数ＮをＤＣリンク電圧の過電圧レベルと電圧指令の大きさの両方を用いて導出している。
点線で囲まれた共振抑制制御調整部２６について、先の実施の形態２の共振抑制制御調整部２２から変更した部分を中心に以下に説明する。
【００７８】
ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを直流成分ＶｄｃＤＣと交流成分ＶｄｃＡＣとに分割する。直流成分はローパスフィルタ２７、交流成分はハイパスフィルタ１３を用いて抽出する。
交流成分ＶｄｃＡＣに基づき波高値導出手段２３を用いて、脈動成分の振幅ＶＨを導出する。
そして、脈動成分の振幅ＶＨと直流成分ＶｄｃＤＣとを加算器２８にて足し合わせ、ＤＣリンク電圧最大値ＶｄｃＭａｘを導出する。従って、本願請求項の最大値導出手段は、この例では、ハイパスフィルタ１３、波高値導出手段２３、ローパスフィルタ２７および加算器２８から構成する。
ＤＣリンク電圧最大値ＶｄｃＭａｘからＤＣリンクの過電圧レベルＶｄｃＯＶを減算器２９にて引き、更に、テーブル３０により調整係数Ｎ１を決定する。Ｎ１が過電圧レベルによる調整係数となる。
ここで、過電圧レベルＶｄｃＯＶは、共振抑制制御の応答遅れを考慮し、インバータなどで要求される、過電圧レベルより小さめの値に設定すると、過電圧防止において都合がよい。
【００７９】
また、直流成分ＶｄｃＤＣから脈動成分の振幅ＶＨを減算器３１で引き、ＤＣリンク電圧最小値ＶｄｃＭｉｎを導出する。従って、本願請求項の最小値導出手段は、この例では、ハイパスフィルタ１３、波高値導出手段２３、ローパスフィルタ２７および減算器３１から構成する。
出力電圧指令Ｖ＊にゲイン３２を掛け、Ｖ＊を実現するために必要なＤＣリンク電圧を計算する。ＤＣリンク電圧最小値ＶｄｃＭｉｎを必要な電圧から減算器３３にて引き、更に、テーブル３４により調整係数Ｎ２を決定する。Ｎ２が出力電圧指令による調整係数となる。
【００８０】
図１４は、テーブル３０、３４の入出力特性の一例を示す図である。各テーブルの入力をＶｉｎとし、出力をＮ１またはＮ２とする。
調整係数Ｎ１とＮ２を加算器３５にて足し合わせ、さらにリミッタ３６を用いて０〜１に制限し、調整係数Ｎを導出する。
以上のより、共振抑制制御調整部２６は、直流リンク部の電圧の最大値ＶｄｃＭａｘが予め設定された所定の過電圧レベルＶｄｃＯＶを越えたとき、補正信号Ｖｃｍｐをオフからオンする方向にその大きさを調整するように動作し、かつ、直流リンク部の電圧の最小値ＶｄｃＭｉｎが電圧指令Ｖ＊に基づき予め設定された所定の要求電圧レベル（出力電圧指令Ｖ＊にゲイン３２を掛けた値）未満となったとき、補正信号Ｖｃｍｐをオフからオンする方向にその大きさを調整するように動作するわけである。
【００８１】
以上、実施の形態３で説明したように、共振抑制制御調整部２６により、その調整係数Ｎを用いて、共振抑制制御の調整を行うことで、共振抑制制御によるモータトルクリプルの増大を最小限に抑えつつ、ＤＣリンク電圧の共振によって引き起こされるＤＣリンクの過電圧防止や、ＤＣリンク電圧不足による電圧指令の飽和を防止する効果がある。
なお、図１３の回路では、調整係数Ｎ１とＮ２とを合成した調整係数を補正信号Ｖｃｍｐに乗算するようにしたが、調整係数Ｎ１とＮ２のいずれか一方のみを採用して得られる調整係数を補正信号Ｖｃｍｐに乗算するようにしても良い。
【００８２】
実施の形態４．
先の実施の形態１〜３では、Ｖ／ｆ制御をベースとしたモータ制御系への適用例について示したが、この発明は速度制御系や電流制御系をベースとしたモータ制御系へ適用してもよい。図１５は、実施の形態４における制御ユニット７の内部構成図で、同期モータに速度制御系を適用した場合の共振抑制制御ブロック図である。
先の実施の形態２で説明した制御ブロックを速度制御系に置き換えたものであり、共振抑制制御は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊に補正を加えることで実現している。共振抑制制御ブロック３７は実施の形態２と同じものを採用する。
【００８３】
以下、ブロック図の電圧指令発生部に係る部分の詳細を説明する。速度（周波数）指令ω＊と速度検出値であるモータ速度（周波数）ωとの偏差を減算器３８により導出し、ＰＩ制御器３９を用いて、モータ速度ωが速度指令ω＊に追従するように、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を作成する。ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑとの偏差を減算器４０により導出し、ＰＩ制御器４１を用いて、ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ＊に追従するように、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を作成する。ｄ軸に関しても、電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差を減算器４２により導出し、ＰＩ制御器４３を用いてｄ軸電圧指令ｖｄ＊を作成する。
【００８４】
ｑ軸電圧指令ｖｑ＊に、共振抑制制御の補正電圧Ｖ’ｃｍｐを加算器４４にて足し合わせることで補正し、補正付ｑ軸電圧指令ｖｑ’＊を導出する。実速度ωに積分器４５を用いて位相角θを導出する。
ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊、補正付ｑ軸電圧指令ｖｑ’＊、位相角θを用いて、ゲート信号生成部４６にて、逆ｄｑ変換し各相の出力電圧指令を生成し、ＰＷＭ処理によりゲート信号Ｇｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−を生成する。
【００８５】
本実施形態４を用いても、先の実施の形態２と同様な効果を得ることができる。即ち、共振抑制制御を強弱をつけて実施することで、系統共振周波数が電源周波数の６倍に一致し、且つ負荷モータが重負荷の場合のみに共振抑制制御を実施することで、過電圧や電圧飽和を防ぐことができ、トルクリプルの増大を最小限に抑えることができる。
更に、必要な変形を施すことで、先の実施の形態３と同様な効果を得ることができる。即ち、共振抑制制御によるモータトルクリプルの増大を最小限に抑えつつ、ＤＣリンク電圧の共振によって引き起こされるＤＣリンクの過電圧防止や、ＤＣリンク電圧不足による電圧指令の飽和を防止することができる。
【００８６】
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
2012060357.tif 000022
【図２】
2012060357.tif 000023
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
2012060357.tif 000032
【図１２】
2012060357.tif 000033
【図１３】
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【図１４】
2012060357.tif 000035
【図１５】
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【国際調査報告】
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2012060357.tif 000038
2012060357.tif 000039
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