(57)【要約】  電圧制御型発振回路２は、制御電圧に応じた発振周波数によって発振する。注入同期型発振回路３，４は、電圧制御型発振回路２からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する。ミキサ回路５は、注入同期型発振回路３，４の各出力信号を基に周波数変換する。同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号に応じて、注入同期型発振回路３，４の同期状態を判定する。注入同期型発振回路３，４は、電圧制御型発振回路２の発振周波数の整数倍の周波数によって同期する。
2012127770.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御電圧に応じた発振周波数によって発振する電圧制御発振回路と、
前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第１注入同期型発振回路と、
前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数によって発振する第２注入同期型発振回路と、
前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記第２注入同期型発振回路の出力信号とを基に周波数変換するミキサ回路と、
前記ミキサ回路の出力信号に応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の同期状態を判定する同期判定部と、を備え、
前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、前記電圧制御発振回路の発振周波数の整数倍の周波数によって同期する発振周波数調整装置。
【請求項２】
請求項１に記載の発振周波数調整装置であって、
前記同期判定部は、前記ミキサ回路の出力信号が周波数成分を含むか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する発振周波数調整装置。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の発振周波数調整装置であって、
前記同期判定部は、前記ミキサ回路の一定期間における出力信号を積算し、前記出力信号の積算値が所定の閾値を超えているか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する発振周波数調整装置。
【請求項４】
請求項１又は２に記載の発振周波数調整装置であって、
前記ミキサ回路の出力信号のうち高域成分を通過する高域通過フィルタと、
前記高域通過フィルタを通過した信号を検波する検波器と、を更に備え、
前記同期判定部は、前記検波された前記ミキサ回路の出力信号が所定の閾値を超えているか否かに応じて、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路の各同期状態を判定する発振周波数調整装置。
【請求項５】
請求項１〜４のうちいずれか一項に記載の発振周波数調整装置であって、
前記同期判定部の判定結果を基に、前記第１注入同期型発振回路の制御電圧を出力する第１ＡＤ変換部と、
前記同期判定部の判定結果を基に、前記第２注入同期型発振回路の制御電圧を出力する第２ＡＤ変換部と、を更に備え、
前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、発振周波数を調整するための各制御端子を有し、
前記第１ＡＤ変換部及び前記第２ＡＤ変換部は、前記同期判定部の判定結果を基に同期していない場合、前記電圧制御発振回路に同期するまで前記各制御端子に与える制御電圧を同時に調整する発振周波数調整装置。
【請求項６】
請求項１〜５のうちいずれか一項に記載の発振周波数調整装置であって、
前記第１注入同期型発信回路と前記ミキサ回路との間に配置された第１増幅器と、
前記第２注入同期型発振回路と前記ミキサ回路との間に配置された第２増幅器と、を更に備える発振周波数調整装置。
【請求項７】
請求項５又は６に記載の発振周波数調整装置であって、
前記第１注入同期型発振回路の出力段に配置された第１スイッチと、
前記第２注入同期型発振回路の出力段に配置された第２スイッチと、を備え、
前記第１ＡＤ変換部及び前記第２ＡＤ変換部は、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路が、前記電圧制御発振回路に同期するまで、前記発振周波数調整装置の外部に前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路の各信号を供給しない発振周波数調整装置。
【請求項８】
請求項７に記載の発振周波数調整装置であって、
前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記電圧制御発振回路の出力信号とを基に周波数変換して、前記ミキサ回路に出力する第１中間周波数用ミキサ回路と、
前記第２注入同期型発振回路の出力信号と前記電圧制御発振回路の出力信号とを基に周波数変換して、前記ミキサ回路に出力する第２中間周波数用ミキサ回路と、を備える発振周波数調整装置。
【請求項９】
制御電圧に応じた発振周波数によって発振するステップと、
前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第１発振周波数によって発振するステップと、
前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第２発振周波数によって発振するステップと、
前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号とを基に周波数変換するステップと、
前記周波数変換の出力信号に応じて、前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号との同期状態を判定するステップと、を備え、
前記第１発振周波数及び前記第２発振周波数は、前記制御電圧に応じた発振周波数の整数倍である発振周波数調整方法。
【請求項１０】
請求項１〜８のうちいずれか一項に記載の発振周波数調整装置と、
前記発振周波数調整装置の前記第１注入同期型発振回路からの第１出力信号と、送信用のベースバンド信号とを基に周波数変換する送信ミキサ回路と、
前記発振周波数調整装置の前記第２注入同期型発振回路からの第２出力信号と、高周波受信信号とを基に周波数変換する受信ミキサ回路と、を備える無線通信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高周波数帯域において無線通信装置に用いられる発振回路の発振周波数を調整する発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ミリ波の周波数帯域を用いた無線通信装置におけるＲＦ（radio frequency）回路のＭＭＩＣ（monolithic microwave integrated circuit）化が進められている。ミリ波の周波数帯域を用いた無線通信装置を商品化するためには、無線通信装置におけるＲＦ回路は消費電力の低減が要求される。このため、ダイレクトコンバージョン方式の採用が有効であると言われている。【０００３】
一般的なダイレクトコンバージョン方式では、キャリア周波数と同じ周波数を出力する発振回路と、発振周波数を安定させるためのＰＬＬ（Phase Locked Loop）シンセサイザとが必要となる。マイクロ波の周波数帯域（〜数ＧＨｚ）では、キャリア周波数と同じ周波数を出力する発振回路とＰＬＬとを比較的容易に実現できる（例えば、特許文献１参照）。【０００４】
図８は、特許文献１の従来のＰＬＬシンセサイザの概略構成図である。図８に示すＰＬＬシンセサイザは、基準発振器２０１、位相比較器２０３、チャージポンプ２０４、ループフィルタ２０５、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０６、電圧制御発振器２０６の周波数を分周する分周器２０７を含む構成である。【０００５】
図８に示すＰＬＬシンセサイザの動作を説明する。基準発振器２０１から出力される基準信号は位相比較器２０３に入力される。位相比較器２０３は、電圧制御発振器２０６の発振周波数を分周器２０７にて１／Ｍに分周された周波数成分との比較を行い、その位相差に応じて、チャージポンプ２０４を駆動する。チャージポンプ２０４の出力信号はループフィルタ２０５により平滑化され、電圧制御発振器２０６の制御電圧として電圧制御発振器に印加される。【０００６】
基準信号に対して分周器２０７の出力信号の位相が遅れている場合又は周波数が低い場合には、ループフィルタ２０５の出力電圧が高くなるため、電圧制御発振器２０６の発振周波数が高くなり位相が進み、基準信号の位相と一致させることができる。【０００７】
しかしながら、ミリ波の周波数帯域（例えば６０ＧＨｚ）の周波数を出力する発振回路をＣＭＯＳプロセスによって製造する場合、プロセス、周囲温度又は電源電圧のうち１つ以上の変動により、６０ＧＨｚの信号を分周する周波数分周回路は、製造することが困難となる。このため、ミリ波の周波数帯域（例えば６０ＧＨｚ）の周波数を出力する発振回路に、従来のＰＬＬシンセサイザを用いることが困難となる。【０００８】
例えば、ミリ波の周波数帯域より十分低い周波数帯域において動作可能な注入同期型発振回路及びＰＬＬを含む構成の発振回路が提案されている。この発振回路は、注入同期型発振回路及びＰＬＬに低い周波数の高次高調波の信号を注入同期することで、ミリ波の周波数帯域の周波数を出力する。（たとえば、非特許文献１参照）。【０００９】
図９は、非特許文献１に記載された従来の発振回路１０９の内部構成を示す説明図である。図９に示す様に、従来の発振回路１０９は、ＰＬＬシンセサイザ１０１及び注入同期型発振回路１０７を含む構成である。【００１０】
ＰＬＬシンセサイザ１０１は、発振回路１０２、周波数分周回路１０３、位相周波数比較器（ＰＦＤ：phase frequency detector）１０４、チャージポンプ（ＣＰ：charge pump）１０５、及び低域通過フィルタ（ＬＰＦ：low pass filter）１０６を有する。【００１１】
従来の発振回路１０９の動作を説明する。【００１２】
発振回路１０２は、低域通過フィルタ１０６から入力される制御電圧を用いて、所望の周波数の１／Ｍによって発振する。周波数分周回路１０３は、発振回路１０２の出力信号をＮ分周する。位相周波数比較器１０４は、周波数分周回路１０３によりＮ分周された信号と基準信号との位相及び周波数を比較する。【００１３】
チャージポンプ１０５は、位相周波数比較器１０４の比較結果を電圧に変換して低域通過フィルタ１０６に出力する。低域通過フィルタ１０６は、チャージポンプ１０５から出力された電圧を平滑化する。低域通過フィルタ１０６の出力が発振回路１０２の制御電圧となり、ＰＬＬシンセサイザ１０１は、所望の周波数の１／Ｍによって動作する。【００１４】
注入同期型発振回路１０７は、ＰＬＬシンセサイザ１０１から出力される発振周波数のＭ次高調波信号によって注入同期され、所望の周波数の周波数によって発振し、所望の周波数の信号を出力する。【００１５】
例えば、所望の周波数が６０ＧＨｚ、ＰＬＬシンセサイザ１０１の発振周波数が所望周波数の１／４である場合に、ＰＬＬシンセサイザ１０１は１５ＧＨｚ程度において動作し、４次高調波信号によって注入同期型発振回路１０７が同期する。これにより、発振回路１０９は、６０ＧＨｚの信号を出力できる。また、周波数分周回路１０３は、１５ＧＨｚの周波数成分を分周すれば良いため、安定したＰＬＬシンセサイザ１０１を提供できる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００９／０２０６８９４号明細書
【非特許文献】
【００１７】
【非特許文献１】Shoichi Hara., et al.,‘60 GHz Injection Locked Frequency Quadrupler with Quadrature Outputs in 65nm CMOS Process’, Asia Pacific Microwave Conference, pp.2268-2271, Dec. 2009
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１８】
しかしながら、上述した非特許文献１の注入同期型発振回路１０７におけるプロセス、周囲温度又は電源電圧のうち１つ以上の変動によって、注入同期型発振回路１０７から出力される発振周波数は変動する。【００１９】
更に、ＰＬＬシンセサイザ１０１の高次高調波信号の注入同期によって、注入同期型発振回路１０７が所望の周波数の信号を出力しているかどうかを確認するためには、注入同期型発振回路１０７の出力信号をモニタする必要がある。【００２０】
ところが、上述した非特許文献１に示す発振回路１０９には、注入同期型発振回路１０７の出力信号をモニタする機能を有しない。このため、発振回路１０９を無線通信装置に組み込んだ場合に、送受信における所望の周波数の信号が適正に出力されているかどうかを判定することが困難であった。【００２１】
本発明は、上述した従来の事情に鑑みてなされたものであって、電圧制御型発振回路と注入同期型発振回路との同期を制御し、所望の周波数の信号を出力する発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
本発明は、上述した発振周波数調整装置であって、制御電圧に応じた発振周波数において発振する電圧制御発振回路と、前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数において発振する第１注入同期型発振回路と、前記電圧制御発振回路からの出力信号に応じた発振周波数において発振する第２注入同期型発振回路と、前記第１注入同期型発振回路の出力信号と前記第２注入同期型発振回路の出力信号とを用いて周波数変換するミキサ回路と、前記ミキサ回路の出力信号に応じて、前記第１注入同期型発振回路及び第２注入同期型発振回路の同期状態を判定する同期判定部と、を備え、前記第１注入同期型発振回路及び前記第２注入同期型発振回路は、前記電圧制御発振回路の発振周波数の整数倍の周波数において同期する。【００２３】
また、本発明は、上述した発振周波数調整方法であって、制御電圧に応じた発振周波数において発振するステップと、前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第１発振周波数において発振するステップと、前記制御電圧に応じた発振周波数の高次高調波に同期して前記発振周波数より高い第２発振周波数において発振するステップと、前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号とを基に周波数変換するステップと、前記周波数変換の出力信号に応じて、前記第１発振周波数の出力信号と前記第２発振周波数の出力信号との同期状態を判定するステップと、を備え、前記第１発振周波数及び前記第２発振周波数は、前記制御電圧に応じた発振周波数の整数倍である。【００２４】
更に、本発明は、上述した発振周波数調整装置と、前記発振周波数調整装置の前記第１注入同期型発振回路からの第１出力信号と、送信用のベースバンド信号とを基に周波数変換する送信ミキサ回路と、前記発振周波数調整装置の前記第２注入同期型発振回路からの第２出力信号と、高周波受信信号とを基に周波数変換する受信ミキサ回路とを備える。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、電圧制御型発振回路と注入同期型発振回路との同期を制御し、所望の周波数の信号を出力できる。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】実施の形態１に係る発振周波数調整装置の内部構成を示す説明図
【図２】発振周波数調整装置の各注入同期型発振回路に印加する制御電圧に対する発振周波数特性の一例を示す説明図
【図３】発振周波数調整装置のミキサ回路の出力信号の振幅特性の一例を示す説明図、（ａ）同期時、（ｂ）非同期時
【図４】発振周波数調整装置を含む無線通信装置の概略構成図
【図５】発振周波数調整装置のミキサ回路の出力信号をモニタする一例を示す説明図
【図６】実施の形態２に係る発振周波数調整装置の内部構成を示す説明図
【図７】実施の形態３に係る発振周波数調整装置の内部構成を示す説明図
【図８】従来のＰＬＬシンセサイザの概略構成図
【図９】従来の発振回路の内部構成を示す説明図
【発明を実施するための形態】
【００２７】
以下、本発明に係る発振周波数調整装置の実施の形態について、図面を参照して説明する。また、本発明は、発振周波数調整装置の処理（ステップ）を発振周波数調整方法として表現できる。更に、本発明は、後述の図４に示す様に、発振周波数調整装置を組み込んだ無線通信装置として表現できる。
【００２８】
（実施の形態１）
図１は、実施の形態１に係る発振周波数調整装置１の内部構成を示す説明図である。図１に示す様に、発振周波数調整装置１は、電圧制御型発振回路２、注入同期型発振回路３，４、ミキサ回路５、同期判定部６、ＡＤコンバータ１５，１６を含む構成である。
【００２９】
注入同期型発振回路３は、注入同期型発振回路３の発振周波数を調整するための制御端子７を有する。注入同期型発振回路４は、注入同期型発振回路４の発振周波数を調整するための制御端子８を有する。
【００３０】
以下、注入同期型発振回路３の出力信号を第１出力信号と記載し、注入同期型発振回路４の出力信号を第２出力信号と記載する。
【００３１】
発振周波数調整装置１の動作を説明する。
【００３２】
電圧制御型発振回路２は、制御電圧を基に発振周波数ｆ０付近の周波数において発振し、発振周波数ｆ０付近の発振による出力信号を注入同期型発振回路３，４にそれぞれ出力する。発振周波数ｆ０と、注入同期型発振回路３，４の発振周波数ｆ１帯との間には、数式（１）が成立する。
【００３３】
電圧制御型発振回路２は、例えば図８に示すＰＬＬシンセサイザ１０１の発振回路１０２として構成可能である。図１には図示されていないが、発振周波数調整装置１には、図８のＰＬＬシンセサイザ１０１が含まれている。電圧制御型発振回路２は、図８の発振回路１０２に相当する。従って、電圧制御型発振回路２は、図１に示していない低域通過フィルタからの制御電圧を基に、発振周波数ｆ０付近において発振する。
【００３４】
【数１】
2012127770.tif 000003
【００３５】
注入同期型発振回路３は、電圧制御型発振回路２からの出力信号における発振周波数のＮ次高調波の信号の注入（入力）に同期し、同期によって発振周波数ｆ１付近の周波数において安定的に発振する。注入同期型発振回路３は、発振周波数ｆ１付近の発振による出力信号を第１出力信号として、ミキサ回路５に出力する。なお、後述する様に、第１出力信号は、送信ミキサ９にも出力される。
【００３６】
注入同期型発振回路４は、電圧制御型発振回路２からの出力信号における発振周波数のＮ次高調波の信号の注入（入力）に同期し、同期によって発振周波数ｆ１付近の周波数において安定的に発振する。注入同期型発振回路３は、発振周波数ｆ１付近の発振による出力信号を第２出力信号として、ミキサ回路５に出力する。なお、後述する様に、第２出力信号は、受信ミキサ１０にも出力される。
【００３７】
注入同期型発振回路３，４において、ＣＭＯＳプロセスではプロセス変動が存在するため、注入同期型発振回路３，４が同じ発振器でも、ＣＭＯＳプロセスにおける配置位置によって各発振周波数は微妙に異なる。更に、各注入同期型発振回路３，４がフリーランにおいて発振しているため、各注入同期型発振回路３，４の発振位相も異なる。
【００３８】
従って、第１出力信号ｙ１の周波数成分をω１、位相をθ１、振幅をａ１とすると、数式（２）が成立する。同様に、第２出力信号ｙ２の周波数成分をω２、位相をθ２、振幅をａ２とすると、数式（３）が成立する。
【００３９】
【数２】
2012127770.tif 000004
【００４０】
【数３】
2012127770.tif 000005
【００４１】
ＣＭＯＳプロセスを用いて発振回路を製造する場合、プロセス、周囲温度又は電源電圧の変動によって、電圧制御型発振回路２の発振周波数は変動する。
【００４２】
注入同期型発振回路３，４の発振周波数を調整するために、注入同期型発振回路３には制御端子７、注入同期型発振回路４には制御端子８がそれぞれ設けられている。従って、制御端子７，８に与える制御電圧Ｖｔを制御することによって、注入同期型発振回路３，４の発振周波数を調整できる。
【００４３】
図２は、発振周波数調整装置１の各注入同期型発振回路３，４に印加する制御電圧Ｖｔに対する発振周波数特性の一例を示す説明図である。
【００４４】
図２に示す様に、注入同期型発振回路３，４の制御電圧ＶｔがＶ１からＶ２の間であれば、注入同期型発振回路３，４の発振周波数は電圧制御型発振回路２の発振周波数ｆ０のＮ倍（Ｎ次高調波）に同期して発振する。
【００４５】
注入同期型発振回路３，４の制御電圧ＶｔがＶ１からＶ２の間でない場合、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の発振周波数ｆ０に同期せず、フリーラン周波数において発振する。
【００４６】
ミキサ回路５は、注入同期型発振回路３，４からの各出力信号（第１出力信号ｙ１，第２出力信号ｙ２）を入力する。ミキサ回路５は、入力された各出力信号を基に、第１出力信号と第２出力信号との差分信号を出力する。
【００４７】
具体的には、ミキサ回路５は、数式（２）及び（３）により示された第１出力信号ｙ１と第２出力信号ｙ２とを用いてダウンコンバートすることによって、数式（４）に示す差分信号ｙ３を出力する。
【００４８】
【数４】
2012127770.tif 000006
【００４９】
数式（４）において、ｃｏｓ（（ω１＋ω２）ｔ＋θ１＋θ２）は、第１出力信号ｙ１，第２出力信号ｙ２の各周波数の和の成分を示し、注入同期型発振回路３，４の出力信号における所望の発振周波数ｆ１の約２倍の周波数成分である。
【００５０】
なお、所望の発振周波数ｆ１は、例えばミリ波の周波数（６０ＧＨｚ）である。従って、ｃｏｓ（（ω１＋ω２）ｔ＋θ１＋θ２）の出力信号の信号電力は、ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ＋θ１−θ２）の出力信号の信号電力に比べて無視できる程に十分に小さいと考えることができる。
【００５１】
数式（４）において、ｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ＋θ１−θ２）は、第１出力信号ｙ１，第２出力信号ｙ２の各周波数の差の成分を示し、注入同期型発振回路３，４の出力信号における所望の発振周波数ｆ１に比べて低次の周波数成分である。
【００５２】
同期判定部６は、ミキサ回路５により出力された注入同期型発振回路３，４の差分信号ｙ３を基に、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを判定する。
【００５３】
図３は、発振周波数調整装置１のミキサ回路５の出力信号の振幅特性の一例を示す説明図である。同図（ａ）は、同期時の振幅特性の一例を示す説明図である。同図（ｂ）は、非同期時の振幅特性の一例を示す説明図である。
【００５４】
具体的に、同期判定部６は、差分信号ｙ３が周波数成分を含まないＤＣ（直流）成分の信号（図３（ａ）参照）である場合、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定する。
【００５５】
同期判定部６は、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを示す判定結果に応じた電圧制御信号を、ＡＤコンバータ１５，１６に出力する。
【００５６】
同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号は、例えば、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない場合には、注入同期型発振回路３，４への制御電圧を上げる又は下げる旨の制御信号である。
【００５７】
同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号は、例えば、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期している場合には、注入同期型発振回路３，４への制御電圧を現在の制御電圧に維持する旨の制御信号である。
【００５８】
注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期している場合には、周波数ω１＝ω２、位相θ１＝θ２となり、数式（４）のｃｏｓ（（ω１−ω２）ｔ＋θ１−θ２）はｃｏｓ（０）＝１となる。ミキサ回路５の出力信号（差分信号ｙ３）は、図３（ａ）に示す様に、周波数成分を含まないＤＣ成分となる。
【００５９】
また、同期判定部６は、差分信号ｙ３が周波数成分を含む信号（図３（ｂ）参照）である場合、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定する。
【００６０】
注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない場合は、周波数ω１＝ω２、位相θ１＝θ２とならない。ミキサ回路５の出力信号（差分信号ｙ３）は、図３（ｂ）に示す様に、周波数成分の差分（ω１−ω２）ｔに相当する信号となる。
【００６１】
ここで、注入同期型発振回路３，４は、プロセスの変動の影響を受けるが、実際には図４に示す様に、それぞれ送信ミキサ９，受信ミキサ１０へのローカル信号源として用いられる。このため、２つの注入同期型発振回路３，４はＣＭＯＳ上において大きく離れて配置されることはない。図４は、発振周波数調整装置１を含む無線通信装置１００の概略構成図である。
【００６２】
従って、２つの注入同期型発振回路３，４は、フリーラン発振している状態（図２の制御電圧Ｖ１〜Ｖ２の間以外の状態）では電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない。しかし、各注入同期型発振回路３，４の出力信号における発振周波数は大きくずれておらず、各発振周波数は近い状態にあると考えられる。
【００６３】
ＡＤコンバータ１５は、同期判定部６により出力された電圧制御信号を入力する。ＡＤコンバータ１５は、入力された電圧制御信号を基に、注入同期型発振回路３の制御端子７に印加するための制御電圧を発生する。ＡＤコンバータ１５は、発生された制御電圧を、注入同期型発振回路３の制御端子７に印加する。
【００６４】
ＡＤコンバータ１６は、同期判定部６により出力された電圧制御信号を入力する。ＡＤコンバータ１６は、入力された電圧制御信号を基に、注入同期型発振回路４の制御端子８に印加するための制御電圧を発生する。ＡＤコンバータ１６は、発生された制御電圧を、注入同期型発振回路４の制御端子８に印加する。
【００６５】
注入同期型発振回路３の制御端子７と、注入同期型発振回路４の制御端子８とにそれぞれ同じ制御電圧Ｖｔを印加することによって、注入同期型発振回路３，４の出力信号における発振周波数はほぼ同じになる。実際には、各発振周波数は異なる。
【００６６】
即ち、ＡＤコンバータ１５は、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定された場合、注入同期型発振回路３の現在の制御電圧Ｖｔを所定量増加又は減少した制御電圧を、制御端子７に印加する。
【００６７】
同様に、ＡＤコンバータ１６は、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定された場合、注入同期型発振回路４の現在の制御電圧Ｖｔを所定量増加又は減少した制御電圧を、制御端子８に印加する。
【００６８】
なお、ＡＤコンバータ１５，１６が制御電圧を増加又は減少する場合の所定量は同一である。
【００６９】
制御電圧の増加方法として、例えば、制御電圧Ｖｔの初期値を最小の制御電圧に予め設定しておき、ＡＤコンバータ１５，１６は、同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号を基に、制御端子７，８への制御電圧を序々に増加する。
【００７０】
制御電圧の減少方法として、例えば、制御電圧Ｖｔの初期値を最大の制御電圧に予め設定しておき、ＡＤコンバータ１５，１６は、同期判定部６の判定結果に応じた電圧制御信号を基に、制御端子７，８への制御電圧を序々に減少する。
【００７１】
制御端子７，８に印加された制御電圧Ｖｔが図２に示した制御電圧Ｖ１〜Ｖ２の範囲である場合、注入同期型発振回路３，４は、電圧制御型発振回路２の出力信号に同期する。
【００７２】
従って、発振周波数調整装置１は、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していない場合に、注入同期型発振回路３，４の印加電圧を自動較正（オートキャリブレーション）する。発振周波数調整装置１によれば、オートキャリブレーションにより、注入同期型発振回路３，４と電圧制御型発振回路２の出力信号との同期を実現できる。
【００７３】
なお、発振周波数調整装置１によれば、注入同期型発振回路３，４と電圧制御型発振回路２の出力信号との同期をオートキャリブレーションできるため、出荷検査も不要であり、安価にミリ波帯の発振器を構成できる。
【００７４】
これにより、発振周波数調整装置１は、ローカル信号の発振器として、常に安定した周波数成分のローカル信号を送信ミキサ９，受信ミキサ１０に供給できる。
【００７５】
更に、発振周波数調整装置１によれば、簡易な方法によって注入同期型発振回路の同期状況を判定でき、ミリ波の周波数の様な超高周波数帯域においても注入同期型発振回路を用いた局部発振信号を生成できる。よって、発振周波数調整装置１を含む無線通信装置１００（図４参照）は、安定的に信頼性の高い無線通信ができる。
【００７６】
なお、実施の形態１では、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号が周波数成分を含むか否かに応じて、注入同期型発振回路３，４と電圧制御型発振回路２とが同期しているか否かを判定した。
【００７７】
同期判定部６の判定方法として、次に示す方法でも良い。例えば、同期判定部６は、ミキサ回路５により出力された差分信号ｙ３のＤＣ成分を、一定期間積算する。一定期間は、差分信号ｙ３の１／２周期又は１周期に相当する時間とする。
【００７８】
同期判定部６は、一定期間における積算値が所定の閾値を超えると、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定する。同期判定部６は、一定期間における積算値が所定の閾値を超えない場合、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定する。
【００７９】
また、同期判定部６の他の判定方法を、図５を参照して説明する。図５は、発振周波数調整装置１のミキサ回路５の出力信号をモニタする一例を示す説明図である。図５において、発振周波数調整装置１は、ミキサ回路５と同期判定部６との間に、高域通過フィルタ１１及び検波器１２を有する。
【００８０】
図５に示す様に、ミキサ回路５の出力信号（差分信号ｙ３）は、高域通過フィルタ１１によって差分信号ｙ３のＤＣ成分が除去された後、検波器１２によってＤＣ成分が除去された差分信号の信号電力が検出される。
【００８１】
検波器１２の出力として差分信号が検出された場合、同期判定部６は、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していないと判定する。
【００８２】
検波器１２の出力として差分信号が検出されなかった場合、同期判定部６は、注入同期型発振回路３，４は電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定する。
【００８３】
また、実施の形態１では、注入同期型発振回路３，４の出力信号が直接、ミキサ回路５に入力されている。注入同期型発振回路３，４とミキサ回路５との間に、それぞれバッファアンプが更に設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号（差分信号）の信号電力の絶対値が大きくなるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。
【００８４】
また、ミキサ回路５と同期判定部６との間に、更にバッファアンプが設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号の信号電力がバッファアンプにより増幅されるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。
【００８５】
また、実施の形態１では、注入同期型発振回路３，４にＡＤコンバータ１５，１６を接続する構成としたが、ＡＤコンバータ１５，１６に入力される電圧制御信号及び出力される制御電圧は同じである。従って、例えば２つのＡＤコンバータ１５，１６を設けず、単一のＡＤコンバータ１５を設け、ＡＤコンバータ１５の出力を２分岐して制御端子７，８に入力しても良い。これにより、ＡＤコンバータ１５は１つにでき、発振周波数調整装置１の回路の小型化及び低消費電力化を図ることができる。
【００８６】
（実施の形態２）
図６は、実施の形態２に係る発振周波数調整装置１ａの内部構成を示す説明図である。図６に示す様に、発振周波数調整装置１ａは、電圧制御型発振回路２、注入同期型発振回路３，４、ミキサ回路５、同期判定部６、ＡＤコンバータ１５，１６及びスイッチ２１，２２を含む構成である。
【００８７】
スイッチ２１は、注入同期型発振回路３とミキサ回路５との間、又は、注入同期型発振回路３と送信ミキサ９との間の導通を切り換える。スイッチ２１の切り換えは、例えばＡＤコンバータ１５又は不図示のスイッチ制御部により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて制御可能である。以下、スイッチ２１は、ＡＤコンバータ１５により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて制御されるとする。
【００８８】
スイッチ２１は、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期していない場合、ＡＤコンバータ１５により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて、注入同期型発振回路３とミキサ回路５との間を導通する。
【００８９】
スイッチ２１は、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、例えばＡＤコンバータ１５により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて、注入同期型発振回路３と送信ミキサ９との間を導通する。
【００９０】
これにより、注入同期型発振回路３が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、注入同期型発振回路３の出力信号がミキサ回路５ではなく送信ミキサ９に入力される。
【００９１】
スイッチ２２は、注入同期型発振回路４とミキサ回路５との間、又は、注入同期型発振回路４と受信ミキサ１０との間の導通を切り換える。スイッチ２２の切り換えは、例えばＡＤコンバータ１６又は不図示のスイッチ制御部により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて制御可能である。以下、以下、スイッチ２２は、ＡＤコンバータ１６により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて制御されるとする。
【００９２】
スイッチ２２は、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期していない場合、ＡＤコンバータ１６により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて、注入同期型発振回路４とミキサ回路５との間を導通する。
【００９３】
スイッチ２２は、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、例えばＡＤコンバータ１６により出力された制御電圧Ｖｓｗに応じて、注入同期型発振回路４と受信ミキサ１０との間を導通する。
【００９４】
これにより、注入同期型発振回路４が電圧制御型発振回路２の出力信号と同期している間、注入同期型発振回路４の出力信号がミキサ回路５ではなく受信ミキサ１０に入力される。
【００９５】
発振周波数調整装置１ａの動作を説明する。
【００９６】
実施の形態１において説明した動作と同一の動作の説明は省略する。ここでは、実施の形態１と異なる動作を説明する。
【００９７】
発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期していると判定されるまで、通信を開始しない。
スイッチ２１，２２は、初期状態（通信開始前）では、制御電圧Ｖｓｗに従って、注入同期型発振回路３，４の出力信号をミキサ回路５に入力するために、注入同期型発振回路３，４とミキサ回路５との間を導通している。
【００９８】
発振周波数調整装置１ａは、スイッチ２１，２２の初期状態の下において、実施の形態１に記載したオートキャリブレーションにより、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期されたと判定したとする。
【００９９】
この後、スイッチ２１は、ＡＤコンバータ１５により印加された制御電圧Ｖｓｗに応じて、注入同期型発振回路３と送信ミキサ９との間を導通する。これにより、注入同期型発振回路３の出力信号が送信ミキサ９に入力可能となる。
【０１００】
同様に、スイッチ２２は、ＡＤコンバータ１６により印加された制御電圧Ｖｓｗに応じて、注入同期型発振回路４と受信ミキサ１０との間を導通する。これにより、注入同期型発振回路４の出力信号が受信ミキサ１０に入力可能となる。
【０１０１】
以上説明した様に、実施の形態２では、注入同期型発振回路３，４の出力にスイッチ２１，２２が設けられている。よって、発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、通信開始前（オートキャリブレーション終了前）には、注入同期型発振回路３，４の各出力信号を、ミキサ回路５に入力するために、スイッチ２１，２２を制御する。
【０１０２】
オートキャリブレーションの終了後、発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、注入同期型発振回路３，４の各出力信号を、送信ミキサ９，受信ミキサ１０に入力するために、スイッチ２１，２２を制御する。
【０１０３】
即ち、発振周波数調整装置１ａは、通信開始前には注入同期型発振回路３，４の各出力信号がすべてミキサ回路５に入力されるため、ミキサ回路５の出力信号を大きくでき、結果として同期判定部６による高精度な判定を実現できる。
【０１０４】
また、オートキャリブレーション終了前まで、即ち、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期するまで、注入同期型発振回路３，４の出力信号が送信ミキサ９，受信ミキサ１０に入力されない。注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期して初めて、注入同期型発振回路３，４の衆力信号が送信ミキサ９、受信ミキサ１０に入力される。これにより、発振周波数調整装置１ａを含む無線通信装置２００は、高品質に通信できる。
【０１０５】
また、実施の形態２では、注入同期型発振回路３，４の出力信号が直接、ミキサ回路５に入力されている。注入同期型発振回路３，４とミキサ回路５との間に、それぞれバッファアンプが更に設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号（差分信号）の信号電力の絶対値が大きくなるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。
【０１０６】
また、ミキサ回路５と同期判定部６との間に、更にバッファアンプが設けられても良い。これにより、同期判定部６は、ミキサ回路５の出力信号の信号電力がバッファアンプにより増幅されるため、注入同期型発振回路３，４が電圧制御型発振回路２の出力信号に同期しているか否かを高精度に判定できる。
【０１０７】
（実施の形態３）
図７は、実施の形態３に係る発振周波数調整装置１ｂの内部構成を示す説明図である。図７に示す様に、発振周波数調整装置１ｂは、電圧制御型発振回路２、注入同期型発振回路３，４、ミキサ回路５、同期判定部６、ＡＤコンバータ１５，１６、スイッチ２１，２２、及び中間周波数用ミキサ回路１３，１４を含む構成である。
【０１０８】
実施の形態１において説明した動作と同一の動作の説明は省略する。ここでは、実施の形態１と異なる動作を説明する。
【０１０９】
図７に示す様に、注入同期型発振回路３，４の出力信号は、それぞれスイッチ２１，２２を介して、中間周波数用ミキサ回路１３，１４に入力される。
【０１１０】
中間周波数用ミキサ回路１３は、スイッチ２１によって注入同期型発振回路３とミキサ回路５との間が導通している場合の注入同期型発振回路３の出力信号と、電圧制御型発振回路２の出力信号とを入力する。
【０１１１】
中間周波数用ミキサ回路１３は、入力された電圧制御型発振回路２の出力信号と注入同期型発振回路３の出力信号とを基にダウンコンバートし、注入同期型発振回路３の出力信号と電圧制御型発振回路２の出力信号との差分信号をミキサ回路５に出力する。
【０１１２】
中間周波数用ミキサ回路１４は、スイッチ２２によって注入同期型発振回路４とミキサ回路５との間が導通している場合の注入同期型発振回路４の出力信号と、電圧制御型発振回路２の出力信号とを入力する。
【０１１３】
中間周波数用ミキサ回路１４は、入力された電圧制御型発振回路２の出力信号と注入同期型発振回路４の出力信号とを基にダウンコンバートし、注入同期型発振回路４の出力信号と電圧制御型発振回路２の出力信号との差分信号をミキサ回路５に出力する。
【０１１４】
ミキサ回路５は、中間周波数用ミキサ回路１３，１４から出力された差分信号を入力する。差分信号の周波数は、注入同期型発振回路３，４の出力信号における発振周波数から電圧制御型発振回路２の出力信号における発振周波数ｆ０を減算した周波数である。
【０１１５】
ミキサ回路５は、注入同期型発振回路３，４の発振周波数より低い周波数を用いて、数式（４）に示した周波数変換が出来る。これにより、ミキサ回路５を具体的に構成するトランジスタの動作能力がより高い状況において使用でき、ミキサ回路５の出力信号を大きくできる。発振周波数調整装置１ｂにおいて、注入同期型発振回路３、４の出力信号をミキサ回路５に入力することによって、ミキサ回路５は、例えば、バッファアンプを用いることなく、安定的に動作する。
【０１１６】
以上のように、発振周波数調整装置１ｂによれば、ミキサ回路５の出力レベルを大きくでき、安定的に同期判定部６によって同期判定ができる。
【０１１７】
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【０１１８】
なお、本出願は、２０１１年３月２４日出願の日本特許出願（特願２０１１−０６６２８６）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
【産業上の利用可能性】
【０１１９】
本発明は、電圧制御型発振回路と注入同期型発振回路との同期を制御し、所望の周波数の信号を出力する発振周波数調整装置、発振周波数調整方法及び無線通信装置に適用可能である。
また、本発明は、所望のキャリア周波数より低い周波数によってＰＬＬシンセサイザを構成し、低い周波数の整数倍の信号を用いて注入同期型発振回路を同期させることによって、ミリ波帯のような超高周波数帯におけるローカル信号（局部信号）を生成するための回路として有効である。
【符号の説明】
【０１２０】
１  発振周波数調整装置
２  電圧制御型発振回路
３、４  注入同期型発振回路
５  ミキサ回路
６  同期判定部
７、８  制御端子
９  送信ミキサ
１０  受信ミキサ
１３、１４  中間周波数用ミキサ回路
１５、１６  ＡＤコンバータ
２１、２２  スイッチ
【図１】
2012127770.tif 000007
【図２】
2012127770.tif 000008
【図３】
2012127770.tif 000009
【図４】
2012127770.tif 000010
【図５】
2012127770.tif 000011
【図６】
2012127770.tif 000012
【図７】
2012127770.tif 000013
【図８】
2012127770.tif 000014
【図９】
2012127770.tif 000015
【国際調査報告】
2012127770.tif 000016
2012127770.tif 000017
2012127770.tif 000018
2012127770.tif 000019