(57)【要約】  交流電源から負荷側を直流的に絶縁し、小型軽量化を図り、かつ高周波ノイズを少なくする。  交流電源１に接続される入力コンデンサ２，３と、入力コンデンサ２，３を介して交流電源１から供給される交流電圧Ｖａｃを整流して脈流電圧Ｖｐｃを出力する整流回路ＲＣと、脈流電圧Ｖｐｃを平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する平滑コンデンサ２２と、整流回路ＲＣと平滑コンデンサ２２との間に配設されて脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２への供給を制御する半導体スイッチ１９と、半導体スイッチ１９のオン・オフを制御する制御回路ＣＮＴとを備え、制御回路ＣＮＴは、脈流電圧Ｖｐｃが第１の所定電圧Ｖ１以下となり、かつ直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２以下となっているときにのみ半導体スイッチ１９をオンに制御する。
2012161167.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続される一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に配設されて前記脈流電圧の前記平滑コンデンサへの供給を制御する半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記脈流電圧が第１の所定電圧以下となり、かつ前記直流電圧が当該第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧以下となっているときにのみ前記半導体スイッチをオンに制御して前記脈流電圧を前記平滑コンデンサに供給させる交流直流変換電源回路。
【請求項２】
交流電源を受ける一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧に対してダミー負荷となる抵抗と直列に接続された半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記直流電圧が第３の所定電圧以上となったときに前記半導体スイッチをオンに制御して前記ダミー負荷を当該直流電圧の出力ライン間に接続する交流直流変換電源回路。
【請求項３】
前記一対の入力コンデンサは、複数のコンデンサが直列接続されてそれぞれ構成されている請求項１または２記載の交流直流変換電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、商用交流電源から直流電源に電力変換する電源回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的に、交流直流変換電源回路は、交流電源を直流に変換するために、トランスと整流回路と平滑回路とを用いて電源回路が構成されている。図５に、従来の交流直流変換電源回路例を示す。この電源回路は、トランス４７、整流回路４８、平滑コンデンサ４９を備える。【０００３】
この電源回路では、交流電源４６をトランス４７の一次側に接続することで、そのトランス４７の二次側を交流電源４６から直流的に絶縁すると共に、この二次側に生成される電圧を所定の電圧に減圧し、この電圧を整流回路４８としてのダイオード整流ブリッジで脈流とした後に、平滑コンデンサ４９によって平滑化し、この平滑した電圧を負荷５０に供給する。【０００４】
このように、この交流直流電源回路では、商用交流電圧を降圧するためのトランスを使用しているが、トランスは、磁芯及び多数の巻き線で構成されているので体積・質量ともに大きい上に、電流による発熱に対する十分な安定性を維持しながら所定の容量を得る必要があるため小型化・軽量化には限界がある。したがって、この交流直流電源回路には、回路全体としても小型化・軽量化が困難であるという課題が存在していた。【０００５】
この課題を解決するため、例えば、下記特許文献１に開示されているトランスレス電源回路のようにトランスを使用しない電源回路や、下記特許文献２に開示されているスイッチング電源回路のようにトランスを小型化し得る電源回路を採用することも考えられる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開平６−３５１２４７号公報
【特許文献２】特開２００５−３５４７７６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
ところが、上記の特許文献１に開示されているトランスレス電源回路では、商用交流電源側と負荷側とが直接接続される構成（つまり、直流的に絶縁されていない構成）のため、このトランスレス電源回路には、感電の危険性が大きいという安全面での課題がある。また、このトランスレス電源回路には、降圧抵抗によるエネルギーロスも大きくなるため、効率が悪いという課題もある。【０００８】
また、上記の特許文献２に開示されているスイッチング電源回路では、一般的に可聴周波数帯域を超える周波数（約２０ｋＨｚ以上の周波数）でスイッチ素子をスイッチングさせるため、このスイッチング電源回路には、高周波ノイズを多く発生するという課題が存在している。【０００９】
本発明は、かかる課題を改善すべくなされたものであり、交流電源から負荷側を直流的に絶縁して感電の危険性を軽減し得ると共に、小型・軽量であって、かつ高周波ノイズの少ない交流直流変換電源回路を提供することを主目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成すべく請求項１記載の交流直流変換電源回路は、交流電源に接続される一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記整流回路と前記平滑コンデンサとの間に配設されて前記脈流電圧の前記平滑コンデンサへの供給を制御する半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記脈流電圧が第１の所定電圧以下となり、かつ前記直流電圧が当該第１の所定電圧よりも低い第２の所定電圧以下となっているときにのみ前記半導体スイッチをオンに制御して前記脈流電圧を前記平滑コンデンサに供給させる。【００１１】
また、請求項２記載の交流直流変換電源回路は、交流電源を受ける一対の入力コンデンサと、当該一対の入力コンデンサを介して前記交流電源から供給される交流電圧を整流して脈流電圧を出力する整流回路と、当該脈流電圧を平滑して直流電圧を生成する平滑コンデンサと、前記直流電圧に対してダミー負荷となる抵抗と直列に接続された半導体スイッチと、当該半導体スイッチのオン・オフを制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記直流電圧が第３の所定電圧以上となったときに前記半導体スイッチをオンに制御して前記ダミー負荷を当該直流電圧の出力ライン間に接続する。【００１２】
また、請求項３記載の交流直流変換電源回路は、請求項１または２記載の交流直流変換電源回路において、前記一対の入力コンデンサは、複数のコンデンサが直列接続されてそれぞれ構成されている。
【発明の効果】
【００１３】
請求項１記載の交流直流変換電源回路によれば、トランスを使用することなくコンデンサ入力（一対のコンデンサを介して交流電圧を入力する構成）とすることにより、商用交流電源などの交流電源から負荷側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減できる。また、交流電圧を入力するコンデンサ（入力コンデンサ）の容量の選択によって、コンデンサでの電圧降下量を調整することができるため、過大入力を制限できる効果もある。また、トランスを使用しない構成のため、回路全体の小型軽量化も実現できる。また、発熱の大きいトランスを使用しない構成のため、高効率化が実現できて、これにより電源回路の内部発熱を少なくできる効果もある。また、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチを高い周波数でスイッチングさせないため、高周波ノイズも殆ど生じないという効果もある。【００１４】
また、この交流直流変換電源回路によれば、平滑コンデンサの充電電圧（直流電圧）が第２の所定電圧以上になったときには、半導体スイッチが制御回路によってオフ状態に駆動されるため、平滑コンデンサ側への余剰電荷の供給を阻止でき、これにより、直流電圧の上昇を抑制することができて、負荷に供給される直流電圧を第２の所定電圧以下に維持することができると共に、効率をさらに向上させることができる。【００１５】
また、この交流直流変換電源回路によれば、脈流電圧が第１の所定電圧以上の過大な電圧となったときには、半導体スイッチが制御回路によってオフ状態に駆動されるため、半導体スイッチの端子間の電位差が大きな状態でオン状態に駆動された際に発生する損失電力が原因となる発熱で半導体スイッチが破損する事態を確実に防止することができる。【００１６】
また、この交流直流変換電源回路によれば、半導体スイッチは存在するものの、スイッチング電源とは異なり、半導体スイッチを高い周波数で継続的に（一定の周期で）スイッチングさせないため、高周波ノイズの発生も十分に低いレベルに抑える（高周波ノイズを殆ど発生しないようにする）ことができる。【００１７】
請求項２記載の交流直流変換電源回路によれば、トランスを使用することなくコンデンサ入力（一対のコンデンサを介して交流電圧を入力する構成）とすることにより、商用交流電源などの交流電源から負荷側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減できる。また、交流電圧を入力するコンデンサ（入力コンデンサ）の容量の選択によって、コンデンサでの電圧降下量を調整することができるため、過大入力を制限できる効果もある。また、トランスを使用しない構成のため、回路全体の小型軽量化も実現できる。また、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチを高い周波数でスイッチングさせないため、高周波ノイズも殆ど生じないという効果もある。【００１８】
請求項３記載の交流直流変換電源回路によれば、複数のコンデンサを直列接続して一対のコンデンサをそれぞれ構成したことにより、各コンデンサに分圧されて交流電圧が印加されるため、この各コンデンサに印加される交流電圧を各コンデンサの定格電圧内に維持しつつ、コンデンサでの電圧降下量を増加させることができるため、（より高い）交流電源から供給されるより高い交流電圧に基づいて直流電圧を出力することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】交流直流変換電源回路ＰＳ１の構成図である。
【図２】他の交流直流変換電源回路ＰＳ２の構成図である。
【図３】他の交流直流変換電源回路ＰＳ３の構成図である。
【図４】他の交流直流変換電源回路ＰＳ４の構成図である。
【図５】従来の交流直流変換電源回路の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、交流直流変換電源回路の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
【００２１】
最初に、交流直流変換電源回路ＰＳ１の構成について、図１を参照して説明する。
【００２２】
交流直流変換電源回路ＰＳ１は、図１に示すように、一対の入力コンデンサ２，３、整流回路ＲＣ、平滑コンデンサ２２、半導体スイッチ１９、および制御回路ＣＮＴを備え、交流電源１から供給される交流電圧Ｖａｃ（一例として商用交流電圧：ＡＣ１００Ｖ）を直流電圧Ｖｄｃ（例えば、ＤＣ４０Ｖ）に変換すると共に、一対の出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷２３に出力する。
【００２３】
交流電源１に接続される一対の入力コンデンサ２，３は、交流電源１の各端子にそれぞれ接続されている。この場合、各入力コンデンサ２，３は、単一のコンデンサで構成してもよいし、複数のコンデンサを並列若しくは直列接続、またはこれらの組み合わせで構成することもできる。整流回路ＲＣは、４つのダイオード４，５，６，７を備えて、全波整流回路に形成されている。また、整流回路ＲＣは、その一対の入力端子が一対の入力コンデンサ２，３を介して交流電源１の両端に接続されている。この構成により、整流回路ＲＣは、入力コンデンサ２，３を介して交流電圧Ｖａｃを入力すると共に、この交流電圧Ｖａｃを全波整流して脈流電圧Ｖｐｃに変換する。
【００２４】
この交流直流変換電源回路ＰＳ１では、このようにして、交流電源１の各端子と整流回路ＲＣの入力端子との間に一対の入力コンデンサ２，３が配設されているため、この入力コンデンサ２，３により、交流電源１側と、負荷２３側（整流回路ＲＣ以降の回路）とが直流的に分離されている。これにより、交流直流変換電源回路ＰＳ１では、負荷２３側（各出力ラインＬ１，Ｌ２）と大地との間での感電の危険性が軽減されて、安全性が高められている。また、各入力コンデンサ２，３は、交流電圧Ｖａｃに対して直列に接続されたインピーダンス素子であるため、静電容量値を適正に選択することにより、各入力コンデンサ２，３での電圧降下量を調整することができて、過大な交流電圧Ｖａｃの整流回路ＲＣへの入力を防止することも可能である。
【００２５】
平滑コンデンサ２２は、出力ラインＬ１，Ｌ２間に接続されて、整流回路ＲＣ側から出力ラインＬ１，Ｌ２間に出力される脈流電圧Ｖｐｃを平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する。また、平滑コンデンサ２２は、生成した直流電圧Ｖｄｃを、出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷２３に出力する。また、半導体スイッチ１９がオフ状態のときには、平滑コンデンサ２２のみから負荷２３に対して電力を供給するが、この状態においても、直流電圧Ｖｄｃが急激に低下しないように、つまり、半導体スイッチ１９がオン状態に移行するまでの間の直流電圧Ｖｄｃが負荷２３において必要とされる電圧以上となるように、その静電容量が十分に大きな値に規定されている。
【００２６】
半導体スイッチ１９は、一例として、ｐ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor ）で構成されている。また、半導体スイッチ１９は、ソース端子側が整流回路ＲＣ側になり、ドレイン端子側が平滑コンデンサ２２側になるようにして出力ラインＬ１に直列に介装されることにより、整流回路ＲＣと平滑コンデンサ２２との間に配設されて、整流回路ＲＣから出力ラインＬ１に出力される脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２への供給（受け渡し）を制御する。なお、半導体スイッチ１９としては、ＭＯＳＦＥＴ以外に、他の種類のＦＥＴ（Field-Effect Transistor ）や、バイポーラトランジスタや、バイポーラモード静電誘導トランジスタ（ＢＳＩＴ：Bipolar mode Static Induction Transistor）などの他の半導体スイッチを用いることができる。
【００２７】
制御回路ＣＮＴは、コンデンサ８、ツェナーダイオード９および抵抗１０で構成されて脈流電圧Ｖｐｃから安定化された直流基準電圧（例えば、４Ｖ）を生成する回路と、抵抗１１，１２で構成されて脈流電圧Ｖｐｃを分圧して分圧脈流電圧を生成する回路と、抵抗２０，２１で構成されて直流電圧Ｖｄｃを分圧して分圧直流電圧を生成する回路と、コンパレータ１３，１４、トランジスタ１５，１６、ツェナーダイオード１７および抵抗１８で構成されると共に上記の直流基準電圧、分圧脈流電圧および分圧直流電圧に基づいて半導体スイッチ１９をオン状態またはオフ状態に駆動する回路とを備えて、半導体スイッチ１９のオン・オフを制御する。なお、図示はしないが、交流直流変換電源回路ＰＳ１には、脈流電圧Ｖｐｃに基づいて各コンパレータ１３，１４用の作動直流電圧を生成する電源回路（例えば、シリーズレギュレータ回路）が配設されている。
【００２８】
制御回路ＣＮＴを構成する上記の各回路のうちの半導体スイッチ１９をオン状態またはオフ状態に駆動する回路について、具体的に説明する。
【００２９】
コンパレータ１３の非反転入力端子およびコンパレータ１４の反転入力端子には、上記の直流基準電圧が入力される。また、コンパレータ１４の非反転入力端子には、上記の分圧脈流電圧が入力され、コンパレータ１３の反転入力端子には、上記の分圧直流電圧が入力される。ツェナーダイオード１７は、半導体スイッチ１９を構成するＭＯＳＦＥＴのソース端子とゲート端子との間に接続されている。
【００３０】
トランジスタ１６（本例では一例として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ）は、エミッタ端子が出力ラインＬ２に接続されると共に、コレクタ端子が抵抗１８を介して半導体スイッチ１９を構成するＭＯＳＦＥＴのゲート端子に接続されている。トランジスタ１５（本例では一例として、ｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ）は、エミッタ端子が出力ラインＬ２に接続されると共に、コレクタ端子がトランジスタ１６のベース端子に接続されている。また、トランジスタ１６のベース端子はコンパレータ１３の出力端子に接続され、トランジスタ１５のベース端子はコンパレータ１４の出力端子に接続されている。
【００３１】
また、抵抗１１，１２の各抵抗値は、脈流電圧Ｖｐｃの瞬時値が第１の所定電圧Ｖ１以上のときに、抵抗１１，１２から出力される分圧脈流電圧が直流基準電圧以上となって、コンパレータ１４がトランジスタ１５をオン状態に移行させる出力電圧を出力する比率（分圧比）に予め規定されている。また、抵抗２０，２１の各抵抗値は、直流電圧Ｖｄｃが第１の所定電圧Ｖ１よりも低い電圧値に予め規定された第２の所定電圧Ｖ２以上のときに、抵抗２０，２１から出力される分圧直流電圧が直流基準電圧以上となって、コンパレータ１３がトランジスタ１６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する比率（分圧比）に予め規定されている。
【００３２】
次いで、交流直流変換電源回路ＰＳ１の動作について、図１を参照して説明する。
【００３３】
交流直流変換電源回路ＰＳ１では、交流電圧Ｖａｃの入力状態において、整流回路ＲＣが、入力コンデンサ２，３を介して交流電圧Ｖａｃを入力すると共に脈流電圧Ｖｐｃに変換する。
【００３４】
この状態において、平滑コンデンサ２２の電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が第２の所定電圧Ｖ２未満であって、かつ脈流電圧Ｖｐｃが通常状態（脈流電圧Ｖｐｃの瞬時値が第１の所定電圧Ｖ１未満。つまり、第１の所定電圧Ｖ１以上の過大な電圧とはなっていない状態）のときには、コンパレータ１３の反転入力端子に入力されている分圧直流電圧は直流基準電圧未満となるため、コンパレータ１３は、トランジスタ１６をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。また、コンパレータ１４の非反転入力端子に入力されている分圧脈流電圧は直流基準電圧未満となるため、コンパレータ１４は、トランジスタ１５をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、トランジスタ１６は、そのベース端子がトランジスタ１５によって強制的にエミッタ端子の電位に短絡されないことから、コンパレータ１３からの出力電圧によってオン状態に駆動されて、半導体スイッチ１９をオン状態に駆動する（つまり、半導体スイッチ１９は、制御回路ＣＮＴによってオン状態に駆動される）。
【００３５】
したがって、脈流電圧Ｖｐｃが、オン状態の半導体スイッチ１９を介して平滑コンデンサ２２に供給される。また、平滑コンデンサ２２は、この脈流電圧Ｖｐｃを直流電圧Ｖｄｃに平滑して、出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷２３に出力（供給）する。この場合、平滑コンデンサ２２に供給される脈流電圧Ｖｐｃの電力が、負荷２３に供給される直流電圧Ｖｄｃの電力よりも大きいときには、その差分電力によって平滑コンデンサ２２が充電されて、直流電圧Ｖｄｃの電圧値が上昇する。
【００３６】
この平滑コンデンサ２２の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の上昇が進み、第２の所定電圧Ｖ２以上になったときには、余剰電荷が発生した状態となる。このときには、コンパレータ１３の反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧以上になる。このため、コンパレータ１３は、トランジスタ１６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、トランジスタ１６は、コンパレータ１３によってオフ状態に駆動されて、半導体スイッチ１９に対する駆動を停止する。このため、半導体スイッチ１９は、オフ状態に移行する（つまり、半導体スイッチ１９は、制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動される）。したがって、脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２側への供給が、オフ状態の半導体スイッチ１９によって停止されて、余剰電荷の発生が防止される（直流電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される）。
【００３７】
この状態においても、平滑コンデンサ２２は、負荷２３に対して電力の供給を継続する。このため、半導体スイッチ１９がオフ状態のときには、直流電圧Ｖｄｃの電圧値は徐々に低下する。その後、直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２未満になったときには、コンパレータ１３の反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧未満となる。このため、コンパレータ１３がトランジスタ１６をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、制御回路ＣＮＴは、半導体スイッチ１９を再度オン状態に駆動して、脈流電圧Ｖｐｃの平滑コンデンサ２２への供給を再開させる。
【００３８】
このようにして、脈流電圧Ｖｐｃが通常状態のときには、制御回路ＣＮＴは、直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２未満のときには半導体スイッチ１９をオン状態に駆動して平滑コンデンサ２２に脈流電圧Ｖｐｃを供給し、直流電圧Ｖｄｃが第２の所定電圧Ｖ２以上のときには半導体スイッチ１９をオフ状態に駆動して平滑コンデンサ２２への脈流電圧Ｖｐｃの供給を停止するという動作を繰り返す。これにより、交流直流変換電源回路ＰＳ１は、その平滑コンデンサ２２の充電電圧（つまり、直流電圧Ｖｄｃ）を第２の所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷２３で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持した状態で、負荷２３に対して直流電圧Ｖｄｃを出力する。
【００３９】
一方、脈流電圧Ｖｐｃの瞬時値が第１の所定電圧Ｖ１以上の過大な電圧となったときには、この交流直流変換電源回路ＰＳ１では、コンパレータ１４の非反転入力端子に入力されている分圧脈流電圧が直流基準電圧以上となり、これによってコンパレータ１４がトランジスタ１５をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。このため、トランジスタ１５がオン状態に移行して、トランジスタ１６を強制的にオフ状態に移行させる。これにより、トランジスタ１６による半導体スイッチ１９に対する駆動も停止する。このため、半導体スイッチ１９は、オフ状態に移行する（つまり、半導体スイッチ１９は、制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動される）。半導体スイッチ１９は、ソース端子とドレイン端子との間の電位差が大きな状態でオン状態に駆動された場合には損失電力が大きくなることから、急激に発熱して破損するおそれがある。しかしながら、この交流直流変換電源回路ＰＳ１では、上記したように、脈流電圧Ｖｐｃが第１の所定電圧Ｖ１を超える過大な電圧となったとき、つまり半導体スイッチ１９のソース端子とドレイン端子との間の電位差が大きな状態となったときには、このようにして半導体スイッチ１９が強制的にオフ状態に移行させられるため、発熱による破損が防止されている。
【００４０】
このように、この交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、トランスを使用することなく一対の入力コンデンサ２，３だけで交流電源１から負荷２３側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減しつつ、交流直流変換電源回路ＰＳ１全体を小型化・軽量化することができる。また、入力コンデンサ２，３の容量の選択によって、入力コンデンサ２，３での電圧降下量を調整することができるため、整流回路ＲＣ側への過大入力を制限することもできる。また、発熱の大きいトランスを使用しない構成のため、高効率化を実現できると共に、交流直流変換電源回路ＰＳ１の内部発熱を少なくすることができる。
【００４１】
また、交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、平滑コンデンサ２２の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が第２の所定電圧Ｖ２以上になったときには、半導体スイッチ１９が制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動されるため、平滑コンデンサ２２側への余剰電荷の供給を阻止でき、これにより、直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することができて、負荷２３に供給される直流電圧Ｖｄｃを第２の所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷２３で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持することができると共に、効率をさらに向上させることができる。
【００４２】
また、交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、脈流電圧Ｖｐｃが第１の所定電圧Ｖ１以上の過大な電圧となったときには、半導体スイッチ１９が制御回路ＣＮＴによってオフ状態に駆動されるため、ソース端子とドレイン端子との間の電位差が大きな状態でオン状態に駆動された際に発生する損失電力が原因となる発熱で半導体スイッチ１９が破損する事態を確実に防止することができる。
【００４３】
また、交流直流変換電源回路ＰＳ１によれば、半導体スイッチ１９は存在するものの、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチ１９を高い周波数で継続的に（一定の周期で）スイッチングさせないため、高周波ノイズの発生も十分に低いレベルに抑える（高周波ノイズを殆ど発生しないようにする）ことができる。
【００４４】
なお、上記の交流直流変換電源回路ＰＳ１では、整流回路ＲＣを４つのダイオード４，５，６，７を用いて全波整流回路に形成する構成を採用しているが、図２に示す交流直流変換電源回路ＰＳ２のように、整流回路ＲＣ１を１つのダイオード２４を用いて半波整流回路に形成する構成を採用することもできる。なお、交流直流変換電源回路ＰＳ２は、整流回路ＲＣ１以外は交流直流変換電源回路ＰＳ１と同一であるため、同一の構成については同一の符号を付して重複する説明を省略する。
【００４５】
この交流直流変換電源回路ＰＳ２によれば、交流直流変換電源回路ＰＳ１と同一の半導体スイッチ１９、平滑コンデンサ２２および制御回路ＣＮＴを主たる構成要素として備えているため、交流直流変換電源回路ＰＳ１と同じ上記の効果を奏することができる。
【００４６】
次に、交流直流変換電源回路の他の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
【００４７】
まず、他の実施の形態である交流直流変換電源回路ＰＳ３の構成について、図３を参照して説明する。
【００４８】
交流直流変換電源回路ＰＳ３は、一対の入力コンデンサ２６，２７、整流回路ＲＣ２、平滑コンデンサ３７、ダミー負荷３５、半導体スイッチ３６、および制御回路ＣＮＴ１を備え、交流電源２５から供給される交流電圧Ｖａｃ（一例として商用交流電圧：ＡＣ１００Ｖ）を直流電圧Ｖｄｃ（例えば、ＤＣ４０Ｖ）に変換すると共に、一対の出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷３８に出力する。この場合、図３に示すように、ダミー負荷３５は、一端が出力ラインＬ１に接続され、他端がｎｐｎ型のバイポーラトランジスタで構成された半導体スイッチ３６のコレクタ端子に接続されている。また、半導体スイッチ３６は、そのエミッタ端子が出力ラインＬ２に接続されている。また、半導体スイッチ３６は、そのベース端子には制御回路ＣＮＴ１を構成する後述のコンパレータ３４の出力端子が接続されて、制御回路ＣＮＴ１によってオン・オフ制御される。
【００４９】
また、半導体スイッチ３６としては、バイポーラトランジスタ以外に、ＭＯＳＦＥＴなどのＦＥＴ（Field-Effect Transistor ）や、バイポーラモード静電誘導トランジスタ（ＢＳＩＴ：Bipolar mode Static Induction Transistor）などの他の半導体スイッチを用いることができる。
【００５０】
なお、入力コンデンサ２６，２７は、上記した交流直流変換電源回路ＰＳ１の入力コンデンサ２，３と同一であり、整流回路ＲＣ２（ダイオード２８）は、上記した交流直流変換電源回路ＰＳ２の整流回路ＲＣ１（ダイオード２４）と同一であり、平滑コンデンサ３７は、交流直流変換電源回路ＰＳ１の平滑コンデンサ２２と同一である。また、制御回路ＣＮＴ１を構成するコンデンサ３０、ツェナーダイオード３１、抵抗２９、抵抗３２，３３およびコンパレータ３４は、交流直流変換電源回路ＰＳ１の制御回路ＣＮＴを構成するコンデンサ８、ツェナーダイオード９、抵抗１０、抵抗１１，１２およびコンパレータ１４とそれぞれ同一である。このため、これらの各構成要素についての説明を省略する。
【００５１】
次いで、交流直流変換電源回路ＰＳ３の動作について、図３を参照して説明する。
【００５２】
交流直流変換電源回路ＰＳ３では、交流電圧Ｖａｃの入力状態において、整流回路ＲＣ２が、入力コンデンサ２６，２７を介して交流電圧Ｖａｃを入力すると共に脈流電圧Ｖｐｃに変換して出力ラインＬ１，Ｌ２に出力する。この交流直流変換電源回路ＰＳ３では、上記の交流直流変換電源回路ＰＳ１，ＰＳ２とは異なり、出力ラインＬ１に半導体スイッチが配設されていない。このため、整流回路ＲＣ２の出力は、各出力ラインＬ１，Ｌ２を介して負荷３８に直接的に接続されている。これにより、整流回路ＲＣ２から出力ラインＬ１，Ｌ２間に出力された脈流電圧Ｖｐｃは、平滑コンデンサ３７によって直ちに直流電圧Ｖｄｃに平滑される。
【００５３】
この状態において、平滑コンデンサ３７の電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が所定電圧（交流直流変換電源回路ＰＳ１での第２の所定電圧Ｖ２。以下、「所定電圧Ｖ２」ともいう）未満のときには、コンパレータ３４の非反転入力端子に入力されている分圧直流電圧は直流基準電圧未満となる。このため、コンパレータ３４は、半導体スイッチ３６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する（半導体スイッチ３６は、制御回路ＣＮＴ１によってオフ状態に駆動される）。これにより、各出力ラインＬ１，Ｌ２間のへダミー負荷３５の接続が停止された状態となる。
【００５４】
したがって、交流直流変換電源回路ＰＳ３は、生成した電力を出力ラインＬ１，Ｌ２を介してすべて負荷３８に出力する。この場合、整流回路ＲＣ２から出力される電力が、負荷３８に供給される直流電圧Ｖｄｃの電力よりも大きいときには、その差分電力によって平滑コンデンサ３７が充電されて、直流電圧Ｖｄｃが上昇する。
【００５５】
この平滑コンデンサ３７の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）の上昇が進み、所定電圧Ｖ２以上になったときには、コンパレータ３４の非反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧以上になる。このため、コンパレータ３４は、半導体スイッチ３６をオン状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、ダミー負荷３５はオン状態の半導体スイッチ３６を介して、出力ラインＬ１，Ｌ２間に接続される。したがって、生じている余剰電荷がダミー負荷３５で消費されるため、余剰電荷の発生が防止されて、直流電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される。
【００５６】
この状態においても、平滑コンデンサ２２は、負荷２３に対して電力の供給を継続する。このため、この負荷２３への電力にダミー負荷３５で消費される電力を加えた電力が、整流回路ＲＣ２から出力される電力を上回っているときには、平滑コンデンサ３７の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）は徐々に低下する。その後、直流電圧Ｖｄｃが所定電圧Ｖ２未満になったときには、コンパレータ３４の非反転入力端子に入力されている分圧直流電圧が直流基準電圧未満となる。このため、制御回路ＣＮＴ１（コンパレータ３４）が半導体スイッチ３６をオフ状態に移行させる出力電圧を出力する。これにより、各出力ラインＬ１，Ｌ２間のへダミー負荷３５の接続が停止される（つまり、ダミー負荷３５での電力消費が停止される）。したがって、整流回路ＲＣ２から出力される電力が、負荷３８に供給される直流電圧Ｖｄｃの電力よりも大きいときには、その差分電力によって平滑コンデンサ３７が充電されて、直流電圧Ｖｄｃが再度上昇する。
【００５７】
このようにして、制御回路ＣＮＴ１は、直流電圧Ｖｄｃが所定電圧Ｖ２未満のときには半導体スイッチ３６をオフ状態に駆動して、ダミー負荷３５での電力の消費を停止させることで、平滑コンデンサ３７に電荷を供給し、直流電圧Ｖｄｃが所定電圧Ｖ２以上のときには半導体スイッチ３６をオン状態に駆動して余剰電荷をダミー負荷３５で消費させることで、平滑コンデンサ３７への余剰電荷の充電を停止するという動作を繰り返す。これにより、交流直流変換電源回路ＰＳ３は、その平滑コンデンサ３７の充電電圧（つまり、直流電圧Ｖｄｃ）を所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷３８で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持した状態で、負荷３８に対して直流電圧Ｖｄｃを出力する。
【００５８】
このように、この交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、トランスを使用することなく一対の入力コンデンサ２６，２７だけで交流電源１から負荷３８側を直流的に絶縁できるため、感電の危険性を軽減しつつ、交流直流変換電源回路ＰＳ３全体を小型化・軽量化することができる。また、入力コンデンサ２，３の容量の選択によって、入力コンデンサ２６，２７での電圧降下量を調整することができるため、整流回路ＲＣ２側への過大入力（過剰電荷の入力）を制限することもでき、この結果、ダミー負荷３５において発生する損失を低減することもできる。
【００５９】
また、交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、平滑コンデンサ３７の充電電圧（直流電圧Ｖｄｃ）が所定電圧Ｖ２以上になったときには、半導体スイッチ３６が制御回路ＣＮＴ１によってオン状態に駆動されるため、平滑コンデンサ３７側での余剰電荷の発生が防止されて、直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することができる。これにより、負荷３８に供給される直流電圧Ｖｄｃを所定電圧Ｖ２以下で、かつ負荷３８で最低限必要とされる電圧以上の範囲内に維持することができる。
【００６０】
また、交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、半導体スイッチ３６は存在するものの、スイッチング電源と異なり、半導体スイッチ３６を高い周波数で継続的に（一定の周期で）スイッチングさせないため、高周波ノイズの発生も十分に低いレベルに抑える（高周波ノイズを殆ど発生しないようにする）ことができる。
【００６１】
また、交流直流変換電源回路ＰＳ３によれば、ダミー負荷３５で余剰電荷を消費させる構成のため、上記の他の交流直流変換電源回路ＰＳ１，ＰＳ２よりも効率の面では劣るものの、より少ない部品点数で構成することができるため、装置コストの低減を図ることができる。
【００６２】
なお、上記の交流直流変換電源回路ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３では、入力コンデンサ２，３および入力コンデンサ２６，２７を、１つのコンデンサでそれぞれ構成しているが、複数のコンデンサを直列接続して構成することもできる。一例として、交流直流変換電源回路ＰＳ１にこの構成を適用して得られる交流直流変換電源回路ＰＳ４を図４に示す。この交流直流変換電源回路ＰＳ４では、同図に示すように、一対の入力コンデンサ４３，４４のうちの一方の入力コンデンサ４３が、入力コンデンサ２と入力コンデンサ４１とを直列接続して構成され、他方の入力コンデンサ４４が、入力コンデンサ３と入力コンデンサ４２とを直列接続して構成されている。
【００６３】
この構成によれば、一対の入力コンデンサ４３，４４のそれぞれに印加される電圧が、直列接続された各入力コンデンサ２，３，４１，４２に分圧されて印加される（入力コンデンサ２，４１に分圧されて印加されると共に、入力コンデンサ３，４２に分圧されて印加される）ため、各入力コンデンサ２，３，４１，４２に印加される電圧を各入力コンデンサ２，３，４１，４２の定格電圧内に維持しつつ、各入力コンデンサ２，３，４１，４２での電圧降下量を増加させることができるため、例えば交流電源４０（商用交流電圧：ＡＣ２００Ｖ系（例えばＡＣ２２０Ｖ））のような電圧のより高い交流電源から交流電圧Ｖａｃが供給される場合であっても、入力コンデンサ２，３，４１，４２の容量を適宜規定する（例えば、すべて同じ容量に規定する）ことで、整流回路ＲＣの入力端子間での交流電圧を交流電源１（商用交流電圧：ＡＣ１００Ｖ）を用いた交流直流変換電源回路ＰＳ１において入力コンデンサ２，３に印加される電圧と同等の電圧値に低下（降圧）させることができる。したがって、一対の入力コンデンサ４３，４４を除く他の主たる構成要素を交流直流変換電源回路ＰＳ１と共通にしつつ、交流電源４０から同等の直流電圧Ｖｄｃを生成して、負荷２３に出力することができる。この結果、交流直流変換電源回路ＰＳ４によれば、複数のコンデンサ２，４１（またはコンデンサ３，４２）を直列接続して入力コンデンサを構成した簡易な降圧回路を設けることで、高圧（例えば、ＡＣ２００Ｖ系）の商用交流電源に接続して交流直流変換を行うことができる。
【産業上の利用可能性】
【００６４】
本願発明に係る交流直流変換電源回路は、交流電源から負荷側を直流的に絶縁しつつ、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に変換する電源回路の分野に利用可能である。
【符号の説明】
【００６５】
１，２５，４０  交流電源
２，３，２６，２７，４１〜４４  入力コンデンサ
１９  半導体スイッチ
２２，３７  平滑コンデンサ
３５  ダミー負荷
ＣＮＴ，ＣＮＴ１  制御回路
ＰＳ１，ＰＳ２，ＰＳ３，ＰＳ４  交流直流変換電源回路
ＲＣ，ＲＣ１，ＲＣ２  整流回路
Ｖａｃ  交流電圧
Ｖｄｃ  直流電圧
Ｖｐｃ  脈流電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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