(57)【要約】  ２次側整流回路は、ハイサイド側ローサイド側のスイッチング回路（Ｑ１）または（Ｑ２）の一方のオン期間で２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、ハイサイド側ローサイド側のスイッチング回路（Ｑ２）または（Ｑ１）の他方のオン期間で、前記キャパシタの電圧と２次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力する加算整流回路（８０）を備え、スイッチング制御回路（１０）は、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）のそれぞれが導通する期間の比率を制御するオン期間比制御手段により２次側整流回路から出力される出力電力を調整する。このことにより、小型化を図りつつ電力変換効率を高めたスイッチング電源装置を構成する。
2012101906.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および２次巻線を備えるトランスと、
前記１次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１のＬＣ直列共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記２次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記２次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路のそれぞれが導通する期間の比率を制御するオン期間比制御手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスは、前記１次巻線と前記２次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とを合成した電磁界共鳴回路を構成する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
第２の直列共振インダクタおよび第２の直列共振キャパシタを含む第２のＬＣ直列共振回路が２次側に設けられ、前記第１のＬＣ直列共振回路と前記第２のＬＣ直列共振回路とが共鳴するように前記トランスを介してインピーダンスが整合された、請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記相互インダクタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成した、請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、前記オン期間比制御手段によりオン期間比が１から大きく離れることを抑制するために、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる手段を備えたことを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第１の直列共振キャパシタと前記第２の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する機能を備えた、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記１次巻線と前記２次巻線との間に相互キャパシタンスを備えた、請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記相互キャパシタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に形成される浮遊容量で構成した、請求項７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記１次巻線または前記２次巻線に対して並列に並列共振キャパシタを備えた、請求項１〜８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記並列共振キャパシタを前記１次巻線または前記２次巻線の浮遊容量で構成した、請求項９に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記第１の直列共振インダクタまたは前記第２の直列共振インダクタを前記トランスの漏れインダクタンスで構成した、請求項１〜１０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記２次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はスイッチング回路で構成される、請求項１〜１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記オン期間比制御手段は、前記２次側整流回路に備えられた前記スイッチング回路に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整するように動作することを特徴とする請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記スイッチング回路はMOSFETで構成される、請求項１〜１３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記２次側整流回路は前記１次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記１次側交流電圧発生回路は前記２次側整流回路として作用し、
双方向に電力伝送が可能な、請求項１４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１６】
前記１次巻線は磁芯を有するトランスの１次側に設けられた巻線、前記２次巻線は前記トランスの２次側に設けられた巻線である、請求項１〜１５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１７】
前記１次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記２次巻線は前記送電装置に向けて配置される受電装置に設けられた受電コイルである、請求項１〜１６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側にスイッチング素子、２次側に整流回路を備え、共振現象を利用して電力伝送を行うスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子機器の小型軽量化は進み、スイッチング電源の高効率化、小型軽量化の市場要求はいっそう高まっている。例えばＬＣ共振現象を利用してトランスに正弦波状の共振電流を流して動作をさせる電流共振ハーフブリッジコンバータは、出力電流リップルの特性が比較的緩和される薄型テレビなどの市場において、高効率である特長を活かして実用化が進んでいる。【０００３】
例えばＬＣ直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータとして特許文献１が開示されている。図１は特許文献１のスイッチング電源装置の基本的な回路図である。このスイッチング電源装置は電流共振型のハーフブリッジＤＣ／ＤＣコンバータであり、トランスＴの１次巻線ｎｐに、インダクタＬｒとキャパシタＣｒとからなるＬＣ共振回路および二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が接続されている。トランスＴの２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２にはダイオードＤｓ１，Ｄｓ２およびキャパシタＣｏからなる整流平滑回路が構成されている。【０００４】
このような構成により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はデッドタイムを挟んで交互にオン、オフされて、トランスＴに流れる電流波形は正弦波状の共振波形となる。また、この二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間／オフ期間の両期間ともに１次側から２次側に電力が伝送される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−３０８２４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
これまでの、電流共振型コンバータにおいては出力電力の制御のためにスイッチング周波数を変化させることが必要不可欠であった。特許文献１のスイッチング電源装置においても、その出力制御には周波数制御、PFM（Pulse Frequency Modulation）制御を行うように構成されている。【０００７】
そのため、最低動作周波数に合わせて平滑回路を設計する必要があり、小型化の妨げとなっている。また、スイッチング周波数が変動すると、高周波になるほど制御性が困難になる。さらに、定格負荷（大電力）での高効率動作を目指す設計をすれば、軽負荷での効率が低下することになる。【０００８】
そのうえ、磁性部品の小型化を図るために高周波であるMHz級での動作を行おうとすると課題が多い。すなわち、所定の入力電圧の変動や出力電力の変動に対応するために、それらの変動に応じてスイッチング周波数の変動幅が拡がるとEMC（「電磁環境両立性」電気機器などが備える電磁的な不干渉性および耐性）の観点からすれば、スイッチング周波数が変動すれば、抑制すべきノイズの周波数帯や耐性を高めるべき周波数帯が拡がることになり、対策が困難になる。【０００９】
本発明は、上述の課題に鑑み、小型化を図り、電力変換効率を高めつつスイッチング周波数を固定して制御性を高め、高周波動作を容易にし、EMCに容易に対応できるようにしたスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置は次のように構成される。
（１）１次巻線および２次巻線を備えるトランスと、
前記１次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１のＬＣ直列共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記２次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記２次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路のそれぞれが導通する期間の比率を制御するオン期間比制御手段を備えたことを特徴とする。【００１１】
（２）（１）において、前記トランスは、前記１次巻線と前記２次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とを合成した電磁界共鳴回路を構成することが好ましい。【００１２】
（３）（１）または（２）において、第２の直列共振インダクタおよび第２の直列共振キャパシタを含む第２のＬＣ直列共振回路が２次側に設けられ、前記第１のＬＣ直列共振回路と前記第２のＬＣ直列共振回路とが共鳴するように前記トランスを介してインピーダンスが整合されていることが好ましい。【００１３】
（４）（１）〜（３）において、前記相互インダクタンスは前記１次巻線と前記２次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成されていることが好ましい。【００１４】
（５）（１）〜（４）において、前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、前記オン期間比制御手段によりオン期間比が１から大きく離れることを抑制するために、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる手段を備えることが好ましい。【００１５】
（６）（１）〜（５）において、前記第１の直列共振キャパシタと前記第２の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する機能を備えたていることが好ましい。【００１６】
（７）（１）〜（６）において、前記１次巻線と前記２次巻線との間には相互キャパシタンスを備えることが好ましい。【００１７】
（８）（７）において、前記１次巻線または前記２次巻線に対して並列に並列共振キャパシタが備えされていることが好ましい。【００１８】
（９）（１）〜（８）において、前記並列共振キャパシタは前記１次巻線または前記２次巻線の浮遊容量で構成されていることが好ましい。【００１９】
（１０）（９）において、前記相互キャパシタンスは前記１次巻線と前記２次巻線との間に形成される浮遊容量で構成されていることが好ましい。【００２０】
（１１）（１）〜（１０）において、前記第１の直列共振インダクタまたは前記第２の直列共振インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスで構成されていることが好ましい。【００２１】
（１２）（１）〜（１１）において、前記２次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はスイッチング回路で構成されることが好ましい。【００２２】
（１３）（１２）において、前記オン期間比制御手段は、前記２次側整流回路に備えられた前記スイッチング回路に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整するように動作すること好ましい。【００２３】
（１４）（１）〜（１３）において、前記スイッチング回路はMOSFETで構成されることが好ましい。【００２４】
（１５）（１４）において、前記２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記２次側整流回路は前記１次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記１次側交流電圧発生回路は前記２次側整流回路として作用し、双方向に電力伝送が可能なことが好ましい。【００２５】
（１６）（１）〜（１５）において、前記１次巻線は磁芯を有するトランスの１次側に設けられた巻線、前記２次巻線は前記トランスの２次側に設けられた巻線であることが好ましい。【００２６】
（１７）（１）〜（１６）において、前記１次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記２次巻線は前記送電装置に向けて配置される受電装置に設けられた受電コイルであることが好ましい。
【発明の効果】
【００２７】
本発明によれば、大型化することなく電力変換効率が低下することなく、スイッチング周波数を固定化、もしくは非常に小さな変動幅とすることができ、それに伴って電力調整の制御性が高まり、高周波動作が容易となってEMCに容易に対応でき、小型化した電力変換効率が高いスイッチング電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】図１は特許文献１のスイッチング電源装置の基本的な回路図である。
【図２】図２は第１の実施形態のスイッチング電源装置１０１の回路図である。
【図３】図３は、図２に示したスイッチング電源装置１０１の各部の電圧電流波形図である。
【図４】図４は第２の実施形態のスイッチング電源装置１０２の回路図である。
【図５Ａ】図５Ａはスイッチング電源装置１０２の各部の電圧電流の波形図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは、図１に示したスイッチング電源装置の各部の電圧電流の波形図である。
【図５Ｃ】図５Ｃは、図３と対応させて描いたスイッチング電源装置１０２の各部の電圧電流の波形図である。
【図６】図６は第３の実施形態のスイッチング電源装置１０３の回路図である。
【図７】図７は第４の実施形態のスイッチング電源装置１０４の回路図である。
【図８】図８は第５の実施形態のスイッチング電源装置１０５の回路図である。
【図９】図９は図８に示した直列共振キャパシタＣｒに入力される電圧の波形である。
【図１０】図１０はスイッチング周期に対するスイッチング回路Ｓ１の導通期間の比率であるオン時比率Ｄと、スイッチング回路Ｓ１の導通期間に対するスイッチング回路Ｓ２の導通期間の比率であるオン期間比率Ｄａとについて、出力電圧Ｖｏとの関係を示す図である。ここで実線はオン期間比率Ｄａの特性カーブ、破線はオン時比率Ｄの特性カーブである。
【図１１】図１１は第６の実施形態のスイッチング電源装置１０６の回路図である。
【図１２】図１２は第７の実施形態のスイッチング電源装置１０７の回路図である。
【図１３】図１３は第８の実施形態のスイッチング電源装置１０８の回路図である。
【図１４】図１４は第９の実施形態のスイッチング電源装置１０９の回路図である。
【図１５】図１５は第１０の実施形態のスイッチング電源装置１１０の回路図である。
【図１６】図１６は第１１の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１１の回路図である。
【図１７】図１７は第１２の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１２の回路図である。
【図１８】図１８は第１３の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１３の回路図である。
【図１９】図１９は第１４の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１４の回路図である。
【図２０】図２０は第１５の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１５の回路図である。
【図２１】図２１は第１６の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１６の回路図である。
【図２２】図２２は第１７の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１７の回路図である。
【図２３】図２３は第１８の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１８の回路図である。
【図２４】図２４は第１９の実施形態に係るスイッチング電源装置の加算整流回路部分の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態のスイッチング電源装置１０１の回路図である。
スイッチング電源装置１０１は、入力部に入力電源Ｖｉが入力され、出力部から負荷Ｒｏへ安定した直流電力を供給する回路である。スイッチング電源装置１０１は次の各部を備えている。
・１次巻線ｎｐおよび２次巻線ｎｓを備えるトランスＴ、またはトランスＴによる、もしくはトランスＴを含む電磁界結合回路９０
・１次巻線ｎｐに接続されたハイサイド側スイッチング素子Ｑ１およびローサイド側スイッチング素子Ｑ２を含むスイッチング回路
・２次巻線ｎｓに接続された整流ダイオードＤ３，Ｄ４および平滑キャパシタＣｏ
・１次巻線ｎｐに接続された直列共振インダクタＬｒおよび直列共振キャパシタＣｒによる第１のＬＣ直列共振回路
・２次巻線ｎｓに接続された直列共振インダクタＬｒｓおよび直列共振キャパシタＣｒｓによる第２のＬＣ直列共振回路
・トランスＴもしくは電磁界結合回路９０を含めて、第１のＬＣ直列共振回路と第２のＬＣ直列共振回路により構成される複共振回路４０
・スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に接続されたスイッチング制御回路１０
・負荷Ｒｏへの出力電圧の検出信号をスイッチング制御回路１０へフィードバックする絶縁回路３０
・第１のＬＣ直列共振回路に対して並列に接続された並列共振キャパシタＣｐ
・第２のＬＣ直列共振回路に対して並列に接続された並列共振キャパシタＣｓ
・並列共振キャパシタＣｐ，Ｃｓ間の電界結合となる相互キャパシタＣｍ
トランスＴは、電磁誘導による磁界結合回路（電磁共鳴回路）９０、もしくは、磁界結合と電界結合を融合した電磁界結合回路（電磁界共鳴回路）９０の主要部を構成している。ここでは、トランスＴは、電磁界結合回路（電磁界共鳴回路）９０の主要部を構成する場合について説明する。直列共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓは共に直流電圧を保持しながら直流電流成分をカットする機能としてのキャパシタを兼ねている。
【００３０】
１次側ではスイッチング素子Ｑ１により構成されるスイッチング回路Ｓ１の導通期間にキャパシタＣｒを充電し、スイッチング素子Ｑ２により構成されるスイッチング回路Ｓ２の導通期間にキャパシタＣｒを放電する。一方、２次側では、スイッチング回路Ｓ１の導通期間にキャパシタＣｒｓに蓄えられた静電エネルギーを２次巻線ｎｓに発生する電圧と加算して出力に放電し、スイッチング回路Ｓ２の導通期間に２次巻線ｎｓに発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタＣｒｓを充電して蓄える。すなわち出力電圧は、スイッチング回路Ｓ１，Ｓ２、それぞれの導通期間に発生する２次巻線ｎｓの電圧を加算することで得られる。すなわち、以降、１スイッチング周期において、スイッチング素子Ｑ１からなるスイッチング回路Ｓ１の導通期間をコンバータのオン期間、他の期間をオフ期間と呼ぶとすると、整流ダイオードＤ３，Ｄ４およびキャパシタＣｒｓによる回路は、コンバータのオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に２次巻線ｎｓに発生する電圧を整流してキャパシタに静電エネルギーとして蓄積して、加算して出力する加算整流回路８０を構成する。
【００３１】
図２において太い破線で囲んだ部分は電磁界結合回路９０、細い破線で囲んだ部分は複共振回路４０を構成している。この電磁界結合回路９０を含めた複共振回路４０は、１次側と２次側の２つのＬＣ共振回路で共鳴動作する。
【００３２】
具体的な作用は次のとおりである。
（１）Ｌｒ−Ｃｒからなる第１の共振回路と、Ｌｒｓ−Ｃｒｓからなる第２の共振回路とが共鳴することによりそれぞれが共振し、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの間で相互インダクタンスによる磁界と、相互キャパシタンスによる電界の２つの結合を利用して電力伝送を行う。ただし、図２ではトランスＴの励磁インダクタンスを相互インダクタンス（Ｌｍ）として利用し、回路素子としての図示を略している。
【００３３】
なお、キャパシタＣｐ、Ｃｓは電磁界結合での電力伝送を促進する。すなわち、キャパシタＣｐ、Ｃｓ、そして相互キャパシタンスＣｍとでπ型の電界結合による電力伝送回路を構成して電力を伝送する。因みに相互キャパシタンスＣｍは、共振キャパシタＣｒ、Ｃｒｓとも電界結合による電力伝送回路を構成している。
【００３４】
また、キャパシタＣｐ、Ｃｓは、スイッチング素子がターンオフした際の転流期間において、１次側では、共振インダクタＬｒに流れる共振電流をスイッチング回路の並列キャパシタ（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して並列に接続されているキャパシタ）へ流れる電流とキャパシタＣｐとに分流する。共振電流が大きくなればなるほど、キャパシタＣｐに流れる電流は大きくなり、転流期間においてスイッチング回路の並列キャパシタンスへ流れる電流はほぼ一定となり、キャパシタＣｐのキャパシタンスを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と転流期間との差分を補正することができる。２次側でも同様に、2次側の共振電流が大きくなればなるほど、キャパシタＣｓに流れる電流は大きくなり、キャパシタＣｓのキャパシタンスを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とで電流経路が切り替わる際の期間との差分を補正することができる。
【００３５】
（２）スイッチング素子Ｑ１とＱ２はデッドタイムを挟んで交互にオンオフすることにより、直流電圧Ｖｉをほぼ方形波状または台形波状の電圧波形に整形する。一方、整流ダイオードＤ３とＤ４は交互に導通することによりほぼ方形波状または台形波状の電圧波形を直流電圧に整形する。
【００３６】
（３）スイッチング素子Ｑ１とＱ２によるスイッチング周波数ｆｓに対して１次側と２次側の２つの共振回路は共鳴する。電磁界結合回路９０を含めた１次側と２次側の２つの共振回路から複共振回路４０は構成される。複共振回路４０は、複共振回路４０の合成インピーダンスが最も小さくなる固有の共振周波数ｆｒを有しており、スイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｒとが近づいて共振することにより、それぞれ２つの共振回路に流れる電流は大きくなり、出力電力は増加する。すなわち、電磁界結合回路を含めた１次側共振回路と２次側共振回路とを合成した全体の複共振回路９０が有する固有の共振周波数ｆｒよりも高いスイッチング周波数ｆｓでスイッチング素子をオンオフ動作させ、スイッチング周波数ｆｓが固有の共振周波数ｆｒに近づいて共振することにより、複共振回路に流入する電流は大きくなり、出力電力は増加する。
【００３７】
一方、スイッチング周波数ｆｓを一定にして動作をさせる場合においては、２つのスイッチング回路の導通期間の比率となるオン期間比ＤａがＤａ＝１、すなわち１スイッチング周期に対する第１のスイッチング回路Ｓ１の導通期間の比率である、コンバータのオン時比率ＤがＤ＝０．５に近づくほど出力電力は増加する。
【００３８】
（４）１次側、２次側のキャパシタＣｒとＣｒｓは、直流電圧を保持しながら電流の直流成分をカットする動作と共振動作の２つの作用を果たす。
【００３９】
図２における電磁界結合回路９０は、トランスＴの１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスＬｍ、２次巻線ｎｓの励磁インダクタンスＬｍｓ、直列共振インダクタＬｒ，ＬｒｓおよびキャパシタＣｐ，Ｃｓなど、トランスＴの寄生成分で構成されていてもよい。この場合、トランスは、電気的な絶縁を可能とするトランスとしての機能と共振インダクタ、共振キャパシタなどの電気的パラメータとを一体化した共振複合トランスと称することができ、電磁界結合装置として利用することができる。
【００４０】
図３は、図２に示したスイッチング電源装置１０１の各部の電圧電流波形図である。スイッチング電源装置１０１の各タイミングでの動作は次のとおりである。
【００４１】
まず、トランスＴの１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスをＬｍ、励磁電流をｉｍで表す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧をｖｇｓ１、ｖｇｓ２で表し、ドレイン・ソース間電圧をそれぞれｖｄｓ１、ｖｄｓ２で表し、Ｑ１のドレイン電流をｉｄ１で表す。Ｑ１、Ｑ２は、両スイッチング素子がオフとなる短いデットタイムを挟んで交互にオン、オフ動作を行い、デットタイム期間にＱ１、Ｑ２に流れる電流をそれぞれ転流させてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。１スイッチング周期における各状態での動作を以下に示す。
【００４２】
［１］State1  時刻ｔ０〜ｔ１
スイッチング素子Ｑ１の並列ダイオードは導通している。この期間においてスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることでＺＶＳ動作が行われる。１次側では、巻線ｎｐに電流が流れ、キャパシタＣｒは放電される。２次側では、ダイオードＤ３は導通しており、巻線ｎｐに印加された電圧により、巻線ｎｓに電圧が誘起され、巻線ｎｓに誘起された電圧にキャパシタＣｒｓの両端電圧が加算されて負荷に電圧が印加され、キャパシタＣｒｓは放電して電流が供給される。スイッチング素子Ｑ１がターンオフするとState2となる。
【００４３】
［２］State2  時刻ｔ１〜ｔ２
インダクタＬｒに流れていた電流ｉｒにより、スイッチング素子Ｑ１の並列キャパシタ（寄生容量）は充電され、スイッチング素子Ｑ２の並列キャパシタ（寄生容量）は放電される。電圧ｖｄｓ１が電圧Ｖｉ、電圧ｖｄｓ２が０ＶになるとState3となる。
【００４４】
［３］State3  時刻ｔ２〜ｔ３
スイッチング素子Ｑ２の並列ダイオードは導通している。この期間においてスイッチング素子Ｑ２をターンオンすることでＺＶＳ動作が行われる。ダイオードＤ３に流れる電流が０ＡになるとState4となる。
【００４５】
［４］State4  時刻ｔ３〜ｔ４
スイッチング素子Ｑ２は導通しており、巻線ｎｐには電流が流れ、キャパシタＣｒは放電される。ダイオードＤ４は導通しており、巻線ｎｐに印加された電圧により、巻線ｎｓに電圧が誘起され、キャパシタＣｒｓは充電される。負荷にはキャパシタＣｏの電圧が印加されて電流が供給される。このようにしてインダクタＬｒに流れる電流ｉｒは正弦波状の共振電流波形となる。ダイオードＤ４に流れる電流が０になるとState5となる。
【００４６】
［５］State5  時刻ｔ４〜ｔ５
１次側ではトランスの励磁電流ｉｍが流れ、電流ｉｒと等しくなる。２次側では、負荷にはキャパシタＣｏの電圧が印加されて電流が供給される。Ｑ２がターンオフするとState6となる。
【００４７】
［６］State6  時刻ｔ５〜ｔ０
インダクタＬｒに流れていた電流ｉｒにより、スイッチング素子Ｑ１の並列キャパシタ（寄生容量）は放電され、スイッチング素子Ｑ２の並列キャパシタ（寄生容量）は充電される。電圧ｖｄｓ１が電圧０Ｖ、電圧ｖｄｓ２がＶｉになるとState1となる。
【００４８】
以後、State1〜6を周期的に繰り返す。
【００４９】
スイッチング制御回路１０は次の制御を行う。
（１）電磁界結合回路を含めた１次側共振回路と２次側共振回路とを合わせた全体の複共振回路に対して、入力インピーダンスが最も小さくなる固有共振周波数ｆｒよりスイッチング周波数を高くする。このことにより、そのスイッチング周波数では複共振回路は誘導性となる。そのため、インダクタＬｒに流れる電流位相が、１次側交流電圧発生回路による方形波（台形波）状の交流電圧の電圧位相に対して遅れた状態にできるので、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１が０の状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオンできる。同様に、スイッチング素子Ｑ２の電圧ｖｄｓ２が０の状態でスイッチング素子Ｑ２をターンオンできる。すなわちＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作を行うことになり、スイッチング損失を大幅に低減でき、高効率動作が可能となる。また、全負荷範囲において共振周波数ｆｒより高いスイッチング周波数にて動作をするため、全負荷範囲に亘ってゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が実現できる。
【００５０】
（２）１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を一定にし、スイッチング素子Ｑ１を含むスイッチング回路Ｓ１と，スイッチング素子Ｑ２を含むスイッチング回路Ｓ２の導通期間の比率、すなわちオン期間比を制御することで、２次側整流回路から出力される出力電力を調整する。
【００５１】
（３）２次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、オン期間比制御手段によりオン期間比が１から離れるに伴って複共振回路を流れる電流波形は正弦波から歪むことになる。このため正弦波からの波形の歪みを所定の値に抑えるために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比を比較的１に近いところに設定して、１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を変化させることによっても２次側整流回路から得られる出力電力を調整することはできる。
【００５２】
（４）そこで、前記（２）のオン期間比制御と（３）のスイッチング周波数による制御を組み合わせて、例えば、入力電圧の変動に応じてスイッチング周波数を変化させ。複共振回路に流れる電流波形が正弦波から大きく歪むことを抑制し、負荷の変動に対しては、オン期間比を制御するように構成することで、共振電流波形は正弦波からの歪みが小さく、スイッチング周波数の変化幅も小さい、最適なコンバータ特性を得ながら、２次側整流回路から得られる出力電力を調整することができる。
【００５３】
第１の実施形態によれば次のような効果を奏する。
（ａ）コンバータのオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に発生する２次巻線電圧を整流して加算して直流電圧として出力するように構成することで一定のスイッチング周波数でのオン期間比制御（ＰＷＭ制御）で出力電圧の安定化が可能となる。そのため、固定周波数での高周波動作、もしくはスイッチング周波数の変動幅が非常に小さい状態での高周波動作が容易になり、スイッチング電源装置の小型軽量化を図ることができる。
【００５４】
（ｂ）また、オン期間比制御（ＰＷＭ制御）だけでなく、スイッチング周波数を変化させる制御（ＰＦＭ制御）をも混合させて出力電力を制御することにより、複共振回路に流れる電流波形が正弦波から大きく歪むことなく、スイッチング周波数の変化幅も小さい、最適なコンバータ特性を得ながら、出力電力が制御できる範囲を拡大することができる。
【００５５】
（ｃ）さらに、例えば、入力電圧の変動に応じてスイッチング周波数を制御するＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御を行い、負荷の変動に対しては、オン期間比を制御してＯＲＭ（On-periods Ratio Modulation）制御するなど、オン期間比制御（ＯＲＭ制御）と周波数制御（ＰＦＭ制御）を適切に組み合わせて、複共振回路に流れる共振電流波形を正弦波から大きく歪ませることなく、スイッチング周波数の変化幅も小さい動作させることによりコンバータの高効率動作が可能となる。
【００５６】
（ｄ）１次側のスイッチング素子のオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に発生する２次巻線電圧を加算して直流電圧として出力するように構成することで、整流器に印加される電圧をセンタータップ整流の場合と比較して半分とすることができ、損失を低減することができる。
【００５７】
（ｅ）複共振回路のインピーダンスが最も小さくなる固有の共振周波数に対してスイッチング周波数を高くして動作をさせることにより、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作を行うことが可能になり、スイッチング損失を大幅に低減でき、高効率動作が可能となる。
【００５８】
（ｆ）第２の直列共振インダクタおよび第２の直列共振キャパシタを含む第２のＬＣ直列共振回路が２次側に構成されることによって、１次側と２次側の共振を用いて磁界結合と電界結合を融合した電磁界結合回路（電磁界共鳴回路）を構成することにより、磁界結合だけで電力伝送を行う場合よりも電力伝送効率が高くなり、高効率動作が可能となる。
【００５９】
（ｇ）トランスの漏れインダクタンス、励磁インダクタンス、浮遊容量、相互キャパシタンスなどを用いて電磁界結合回路を構成することにより、少ない部品数でコンバータを構成することができ、小型軽量化を図ることができる。
【００６０】
（ｈ）１次側、２次側のキャパシタＣｒとＣｒｓが直流電圧を保持する動作と共振動作の２つの役割を行うことで、直流電圧を交流電圧に変換しながら、他方では複共振回路を構成する共振キャパシタンスとして共振動作を行うため、部品数を減らすことができる。また、一定のスイッチング周波数でのオン期間比制御（ＰＷＭ制御）が可能となる。
【００６１】
（ｉ）キャパシタＣｐ、Ｃｓにより相互キャパシタンスＣｍと合わせてπ型の電界結合による電力伝送回路を構成して電磁界結合での電力伝送を促進する。また、そのキャパシタンスＣｐ、Ｃｓを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と転流期間との差分を補正することができる。
【００６２】
（ｊ）並列共振キャパシタＣｐ，Ｃｓを備えることにより電磁界結合での電力伝送を促進することができ高効率化を図ることができる。また、出力電力の変動に対して転流期間が変化することを補償してデッドタイム期間に適切に転流が行われるように動作させ損失を低減することができる。
【００６３】
《第２の実施形態》
図４は第２の実施形態のスイッチング電源装置１０２の回路図である。この例では第１の実施形態のスイッチング電源装置１０１と異なり、２次側の整流ダイオードＤ３，Ｄ４に代えてＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を備えている。すなわちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４で２次側整流回路を構成している。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、それぞれ並列にダイオード（寄生ダイオード）、キャパシタ（寄生容量）を備えており、スイッチング回路Ｓ３、Ｓ４を構成している。また、電源入力部にキャパシタＣｉを設けている。スイッチング制御回路２０は２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御を行う。
【００６４】
なお、トランスＴの１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎｓの励磁インダクタンスをＬｍ、Ｌｍｓ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の寄生容量および寄生ダイオードは図示を略している。
【００６５】
２次側のスイッチング制御回路２０は、１次側のスイッチング素子Ｑ１と同期してスイッチング素子Ｑ３をオン／オフさせ、１次側のスイッチング素子Ｑ２と同期してスイッチング素子Ｑ４をオン／オフさせる。すなわち同期整流を行う。スイッチング電源装置１０２全体の動作は第１の実施形態で示したスイッチング電源装置１０１と同様である。
【００６６】
図５Ａは前記スイッチング電源装置１０２の各部の電圧電流の波形図である。ここでｖｄｓ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧、ｉｒはキャパシタＣｒに流れる電流、Ｖｄｓ３はスイッチング素子Ｑ３のドレイン・ソース間電圧、ｉｄ３はスイッチング素子Ｑ３に流れる電流、ｉｄ４はスイッチング素子Ｑ４に流れる電流である。また、図５Ｂは、図１に示したスイッチング電源装置の各部の電圧電流の波形図である。ここでｖｄｓ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧、ｉｒはキャパシタＣｒに流れる電流、Ｖｄ３はダイオードＤ３の両端間電圧、ｉｄ３はダイオードＤ３に流れる電流、ｉｄ４はダイオードＤ４に流れる電流である。
【００６７】
図５Ａ、図５Ｂに違いが表れているように、従来のセンタータップ整流方式では、二つの整流ダイオードのうち一方のダイオードにしか電流が流れず、不均一な動作となり、整流ダイオードに流れる電流のピーク値および実効電流値は大きくなり、導通損が増加する。また、第２の実施形態のスイッチング電源装置では、２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に印加される電圧は、出力電圧とほぼ同じとなるが、従来のセンタータップ整流方式では出力電圧の２倍の電圧が印加されることが分かる。第２の実施形態によれば、電圧ストレスを低減することにより耐電圧の小さい整流素子を用いることができ、一般に、耐電圧の小さいダイオード素子は順方向電圧降下が小さく、また耐電圧の小さいFETはオン抵抗が小さいために流れる電流による導通損を低減することができ、高効率動作が可能となる。
【００６８】
図５Ｃは図３と対応させて描いた前記スイッチング電源装置１０２の各部の電圧電流の波形図である。図５Ｃと図３を比較する、図５Ｃでは、２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる電流波形ｉｄ３、ｉｄ４に負電流が流れていることが分かる。このようにスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に流れる負電流は、負荷側から回生される電流となり、出力に供給される電流は、電流波形ｉｄ３、ｉｄ４の正電流から負電流を引いた電流を平均した値となる。このため、オン期間比を１から小さく変化させるだけで、出力電流は大きく減少し、小さなオン期間の変化で大きく出力電力を調整することが可能となり出力電力の制御性が向上する。
【００６９】
このように、図４に示す第２の実施形態では、第１の実施形態のスイッチング電源装置１０１と異なり、２次側の整流ダイオードＤ３，Ｄ４に代えてＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を備え、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に負電流を流すことで、小さなオン期間の変化で大きく出力電力を調整することが可能となり出力電力の制御性を向上させることができる。
【００７０】
第２の実施形態のスイッチング電源装置１０２は、図４に表れているように、そのトポロジーは入出力間で対称性を有する。そのため、２次側整流回路の出力部から電力が送電されるとき、２次側整流回路は１次側交流電圧発生回路として作用し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による１次側交流電圧発生回路は２次側整流回路として作用する。したがって、トランスＴの１次側から２次側へ、または２次側から１次側への双方向について電力伝送が可能である。
【００７１】
例えば、負荷Ｒｏが充電電池や蓄電キャパシタンスであったり、その充放電制御回路を含む回路であったりする場合、トランスＴの１次側から２次側へ電力が伝送されることにより、前記充電電池は充電される。そして、図４において入力電源Ｖｉが接続される部分に負荷回路が接続されれば、前記充電電池や蓄電キャパシタンスを入力電源とし、電力伝送の方向を逆にしたトランスＴの２次側から１次側への電力伝送が可能となる。
【００７２】
第２の実施形態によれば、第１の実施形態で述べた効果以外に次のような効果を奏する。
（ａ）ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４で同期整流動作を行うことにより、順方向降下電圧が小さくなり、整流回路での導通損が低減できる。
【００７３】
（ｂ）ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４で同期整流動作を行い、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整することが可能となり出力電力の制御性を向上させることができる。
【００７４】
（ｃ）１次側と２次側を入れ替えて逆方向に電力を伝送する双方向コンバータとしての動作が可能である。
【００７５】
《第３の実施形態》
図６は第３の実施形態のスイッチング電源装置１０３の回路図である。この例では入力電源Ｖｉの電圧を分圧するキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２、および出力電圧Ｖｏを分圧するキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２を備えている。ここでは、トランスＴの１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎｓの励磁インダクタンス、または外付けのインダクタンスであるインダクタＬｍ、Ｌｍｓを図示している。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００７６】
第３の実施形態では、入力電圧ＶｉがキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２で分圧され、出力電圧ＶｏがキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２で分圧される。なお、キャパシタＣｉ１、Ｃｉｓ１が直流入力電圧を分圧して直流電圧を保持する機能を果たすため、直列共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓは共振用キャパシタとしてのみ作用し、直流電圧を保持する機能、すなわち直流電圧成分をバイアスして共振動作する機能としては作用しない。全体のコンバータ動作は第１の実施形態で示したとおりである。
【００７７】
第３の実施形態によれば、第１・第２の実施形態で述べた効果以外に次のような効果を奏する。
（ａ）入力電源ＶｉがキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２のそれぞれの電圧として分圧され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフの両サイクルで入力電源ＶｉからキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２へと電流が流れ、入力電源Ｖｉから流出する入力電流の実効値が小さくなって、電流経路での導通損が低減される。
【００７８】
（ｂ）上述（ａ）と同様に、出力電圧ＶｏはキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２のそれぞれの電圧として分圧されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフの両サイクルでキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２から出力電圧Ｖｏへ流れる電流の実効値は小さくなり、導通損失は低減される。
【００７９】
《第４の実施形態》
図７は第４の実施形態のスイッチング電源装置１０４の回路図である。この例では入力電源Ｖｉの電圧を分圧するキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２、および出力電圧Ｖｏを分圧するキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２を備えている。すなわち、第２の実施形態で示したスイッチング電源装置における直列共振キャパシタＣｒをＣｒ１，Ｃｒ２に分割し、直列共振キャパシタＣｒｓをＣｒｓ１，Ｃｒｓ２に分割したものである。ここでは、トランスＴの１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの間に形成される等価的な相互インダクタンスＬｍを図示し、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓからなるトランスＴは、理想トランスとして図示されている。トランスＴを理想的なトランスにて構成する場合、インダクタＬｒ、インダクタＬｒｓ、およびキャパシタＣｐ、Ｃｓを単体の回路素子にて構成できる。また、トランスＴの寄生要素を用いて電磁結合回路９０そのものを単体の共振複合トランスにて構成することも、電界と磁界の結合を合成した電磁界結合回路９０として構成することも可能である。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００８０】
第４の実施形態では、直列共振キャパシタに流れる電流が２つのキャパシタに分割されるので、キャパシタによる損失が分散され全体の損失が低減され、発熱が分散される。
【００８１】
なお、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２は、直流電圧を保持する作用と直列共振キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。
【００８２】
《第５の実施形態》
図８は第５の実施形態のスイッチング電源装置１０５の回路図である。この例では１次側にキャパシタＣｃを設けて電圧クランプ回路を構成している。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００８３】
図８に示したスイッチング電源装置では、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ後、１次巻線ｎｐの電圧がスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介してキャパシタＣｃに図８に示す方向の電圧がチャージされ、スイッチング素子Ｑ２がオンのときにキャパシタＣｃにチャージされた電圧（+Ｖｃ）が複共振回路へ印加される。すなわち、入力電圧Ｖｉが方形波電圧に変換され、その方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となる。
【００８４】
図９は図８に示した直列共振キャパシタＣｒと電磁界結合回路90と直列共振キャパシタＣｒｓからなる複共振回路に与えられる電圧の波形である。ここで実線は第５の実施形態の場合の波形、破線は第１〜第４の実施形態の場合の波形である。このように、第１〜第４の実施形態では共振回路への入力電源電圧が＋Ｖｉと０Ｖと変化し、電圧振幅は、Ｖｉであるのに比べ、第５の実施形態では入力電源電圧が＋Ｖｉから−Ｖｃへと大きく変化し、電圧振幅は、（Ｖｉ+Ｖｃ）で動作することになる。また、電圧クランプ回路を構成するキャパシタＣｃの両端電圧Ｖｃは、スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１の導通期間の比率であるオン時比率Ｄによって変化し、出力電圧Ｖｏを広範囲に亘って制御できる。このことは出力電圧が一定である場合に入力電源電圧が広範囲に亘って変化する場合への適用に優れることを表している。このように電圧クランプ回路を構成することにより、入力電圧の変動に対する制御特性が改善される。すなわち入力電圧が大きく変動しても出力電圧の安定化が図れる。
【００８５】
図１０はスイッチング周期に対するスイッチング回路Ｓ１の導通期間の比率であるオン時比率Ｄと、スイッチング回路Ｓ１の導通期間に対するスイッチング回路Ｓ２の導通期間の比率であるオン期間比率Ｄａとについて、出力電圧Ｖｏとの関係を示す図である。ここで実線はオン期間比率Ｄａの特性カーブ、破線はオン時比率Ｄの特性カーブである。このように、オン期間比率ＤａではＤａ＝１のとき、オン時比率ＤではＤ＝０．５のときに出力電圧は最も大きくなる。
【００８６】
《第６の実施形態》
図１１は第６の実施形態のスイッチング電源装置１０６の回路図である。この例では１次側にキャパシタＣｃを設けて電圧クランプ回路を構成している。また、入力電源Ｖｉの電圧を分圧するキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２、および出力電圧Ｖｏを分圧するキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２を備えている。また１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスを回路パラメータとして表記している。ここでは、トランスＴの１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎｓの間に形成される等価的な相互インダクタンスＬｍを図示し、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓからなるトランスＴは、理想トランスとして図示されている。トランスＴを理想的なトランスにて構成する場合、インダクタＬｒ、インダクタＬｒｓ、およびキャパシタＣｐ、Ｃｓを単体の回路素子にて構成できる。また、トランスＴの寄生要素を用いて電磁結合回路９０そのものを単体の共振複合トランスにて構成することも可能である。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００８７】
この第６の実施形態によれば、入力電源電圧が＋Ｖｉから−Ｖｃの大きな電圧振幅で動作することになるので、入力電圧の変動に対する制御特性が改善される。また、入力電源ＶｉがキャパシタＣｉ１とＣｉ２とで分圧されるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフの両サイクルで入力電源ＶｉからキャパシタＣｉ１、Ｃｉ２へと電流が流れ、入力電流の実効値が小さくなって、電流経路での導通損が低減される。さらに、出力電圧ＶｏによりキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２へ流れる電流においても電流実効値は小さくなり、導通損は低減される。
【００８８】
《第７の実施形態》
図１２は第７の実施形態のスイッチング電源装置１０７の回路図である。この例では１次側にキャパシタＣｃを設けて１次側に電圧クランプ回路を構成し、２次側にキャパシタＣｃｓを設けて２次側にも電圧クランプ回路を構成している。その他は第５の実施形態で図７に示したものと同様である。
【００８９】
図１２に示したスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉがほぼ方形波状または台形波状となる電圧に変換され、その方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となる。また、２次側のキャパシタＣｃｓに電圧（Ｖｃｓ）がチャージされるので、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４による同期整流回路に印加される交流方形波電圧は＋Ｖｏと−Ｖｃｓの電圧振幅となる。このように電圧振幅が大きくなるので、出力電圧の変動に対する制御特性も改善される。すなわち出力電圧の調整が広範囲に亘って容易となる。
【００９０】
《第８の実施形態》
図１３は第８の実施形態のスイッチング電源装置１０８の回路図である。この例では４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路構成の１次側交流電圧発生回路を設けている。また、４つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８によるブリッジ整流構成の２次側整流回路を設けている。
【００９１】
この第８の実施形態によれば、第１〜第７の実施形態に比べて、１次側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、および２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。
【００９２】
《第９の実施形態》
図１４は第９の実施形態のスイッチング電源装置１０９の回路図である。この例では１次側の共振キャパシタを二つのキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２に分割配置し、２次側の共振キャパシタを二つのキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２に分割配置している。また、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路構成の１次側交流電圧発生回路を設けている。また、４つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８によるブリッジ整流構成の２次側整流回路を設けている。
【００９３】
この第９の実施形態によれば、第１〜第３の実施形態等で示した共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓのそれぞれに印加される電圧が２つのキャパシタに分割されて印加されるので、キャパシタでの損失を分散することができる。また、１次側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、および２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。
【００９４】
なお、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２は、直流電圧を保持する作用と直列共振キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。
【００９５】
《第１０の実施形態》
これまでに示した各実施形態では、部品としてのトランスを備えて、ＤＣ−ＤＣコンバータとして用いるスイッチング電源装置を例に挙げたが、以降の各実施形態では対向する装置間で電気的には非接触で電力伝送を行う装置の例を示す。
【００９６】
図１５は第１０の実施形態のスイッチング電源装置１１０の回路図である。図１５においてＬｐは送電装置側の送電コイル、Ｌｓは受電装置側の受電コイルである。
【００９７】
この例では、送電コイルＬｐの等価的な漏れインダクタで第１〜第９の実施形態に示したインダクタＬｒ、送電コイルＬｐの等価的な巻線間の並列キャパシタで第１〜第９の実施形態に示したキャパシタＣｐを構成している。また、受電コイルＬｓの等価的な漏れインダクタで第１〜第９の実施形態に示したインダクタＬｒｓ、受電コイルＬｓの等価的な巻線間の並列キャパシタで第１〜第９の実施形態に示したキャパシタＣｓを構成している。また、送電コイルＬｐで磁界結合に関与する等価的なインダクタンスを相互インダクタンスＬｍ、送電コイルＬｐと受信コイルＬｓとの間で電界結合に関与する等価的なキャパシタンスを相互キャパシタンスＣｍとして構成する。
【００９８】
図１５に示すパラメータＭｌは磁界結合の相互係数を示したものであり、Ｍｃは電界結合の相互係数を示したものである。相互インダクタンスによる磁界結合（相互係数Ｍｌ）と相互キャパシタンスによる電界結合（相互係数Ｍｃ）との合成により電磁界結合としての相互係数Ｍは構成される。
【００９９】
この電力伝送システムとして用いられるスイッチング電源装置１１０は、図１５に表れているように、そのトポロジーは入出力間で対称性を有する。そのため、２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、２次側整流回路は１次側交流電圧発生回路として作用し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による１次側交流電圧発生回路は２次側整流回路として作用する。したがって、送電と受電の関係を交換して電力伝送することも可能である。
【０１００】
例えば、負荷Ｒｏが充電電池や蓄電キャパシタンスであったり、その充放電制御回路を含む回路であったりする場合、送電コイルＬｐから受電コイルＬｓへ電力伝送されることにより、前記充電電池は充電される。そして、図１５において入力電源Ｖｉが接続される部分に負荷回路が接続されれば、前記充電電池や蓄電キャパシタンスを入力電源とし、受電コイルＬｓから送電コイルＬｐへ電力が伝送される。
【０１０１】
一方、図１５では、送電コイルＬｐと受信コイルＬｓとの間が電界結合と磁界結合の２つの結合を合成した電磁界結合回路を構成する実施例について説明したが、送電コイルＬｐと受信コイルＬｓとの間が電磁誘導による磁界結合のみで結合する電磁結合回路を構成する場合であっても同様である。ただしこの場合は、送電コイルＬｐと受信コイルＬｓとの間で電界結合に関与する相互キャパシタンスＣｍはなく、電界結合の相互係数Ｍｃも存在せず、磁界結合の相互インダクタンスによる相互係数Ｍｌのみが存在する。
【０１０２】
第１０の実施形態によれば次のような効果を奏する。
（ａ）非常にシンプルな電力伝送システムとして利用できる。
【０１０３】
（ｂ）送電コイルと受電コイルを離して設置することにより、ワイヤレス電力伝送回路システムとして利用できる。
【０１０４】
（ｃ）送信側と受信側と入れ替えることにより、双方向の電力伝送回路システムとして利用することができる。
【０１０５】
《第１１の実施形態》
図１６は第１１の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１１の回路図である。
【０１０６】
第１０の実施形態で図１５に示した回路と異なり、送電装置側に並列キャパシタＣｐ、受電装置側に並列キャパシタＣｓを設けている。このように部品としての並列キャパシタＣｐ，Ｃｓを設けることにより、送電装置側の共振周波数と受電装置側の共振周波数をそれぞれ任意に設定することができる。したがって、最適化が容易となる。
【０１０７】
《第１２の実施形態》
図１７は第１２の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１２の回路図である。
【０１０８】
第１０の実施形態で図１５に示した回路と異なり、共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓを共振キャパシタＣｒ１とＣｒ２，Ｃｒｓ１とＣｒｓ２とにそれぞれ分割して構成した例である。この構成により、キャパシタＣｒ，Ｃｒｓそれぞれに流れる電流がそれぞれ２つのキャパシタに分割されるのでキャパシタでの損失を分散することができ、発熱も分散される。
【０１０９】
なお、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２は、直流電圧を保持する作用と直列共振キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。
【０１１０】
《第１３の実施形態》
図１８は第１３の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１３の回路図である。この例では４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路で送電装置側の交流電圧発生回路を構成している。また、４つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８によるブリッジ整流回路で受電装置側の側整流回路を構成している。図１８に示すパラメータＭは、相互インダクタンスによる磁界結合と相互キャパシタンスによる電界結合との合成による電磁界結合の相互係数として示している。
【０１１１】
この第１３の実施形態によれば、第１０〜第１２の実施形態に比べて、送電装置側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、および受電装置側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。
【０１１２】
《第１４の実施形態》
図１９は第１４の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１４の回路図である。この例では、送電装置側にキャパシタＣｃを設けて電圧クランプ回路を構成している。その他は第１０の実施形態で図１５に示したものと同様である。
【０１１３】
この第１４の実施形態によれば、キャパシタＣｃにチャージされる負電圧を−Ｖｃとすれば、送電装置側で発生される方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となるので、送信直流電圧の変動に対する制御特性が改善される。
【０１１４】
《第１５の実施形態》
図２０は第１５の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１５の回路図である。この例では、受電装置側にキャパシタＣｃｓを設けて２次側にも電圧クランプ回路を構成している。その他は第１４の実施形態で図１９に示したものと同様である。
【０１１５】
この例では送電装置側で入力電圧Ｖｉが方形波電圧に変換され、その方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となる。また、受電装置側のキャパシタＣｃｓに負電圧（Ｖｃｓ）がチャージされるので、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４による同期整流回路に印加される交流方形波電圧は＋Ｖｏと−Ｖｃｓの電圧振幅となる。このように電圧振幅が大きくなるので、出力電圧の変動に対する制御特性も改善される。すなわち出力電圧の調整が広範囲に亘って容易となる。
【０１１６】
《第１６の実施形態》
図２１は第１６の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１６の回路図である。この例では、受電装置側の整流回路を整流ダイオードＤ３，Ｄ４で構成している。この構成によれば、受電装置は簡素な構成で単方向の電力伝送システムとして用いることができる。
【０１１７】
《第１７の実施形態》
図２２は第１７の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１７の回路図である。この例では、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路で送電装置側の交流電圧発生回路を構成している。また、受電装置側の整流回路を整流ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ７，Ｄ８によるダイオードブリッジで構成している。
【０１１８】
第１７の実施形態によれば、単方向の電力伝送システムとして用いることができる。また、整流ダイオードの耐電圧が半分で済むこととなる。
【０１１９】
《第１８の実施形態》
図２３は第１８の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１８の回路図である。この例では、コイルのインダクタＬｐ，Ｌｓ間の磁界結合となる相互インダクタンスをＭｌ、キャパシタＣｐ，Ｃｓ間の電界結合となる相互キャパシタンスをＭｃ、キャパシタＣｒ，Ｃｒｓ間の電界結合となる相互キャパシタンスをＭｃｒとしてそれぞれ示している。ここでは、キャパシタＣｒ，Ｃｒｓを含めて電磁界結合回路９０を構成する実施例を図示している。
【０１２０】
第１８の実施形態の構成によれば、相互インダクタンスＭｌ、相互キャパシタンスＭｃ、相互キャパシタンスＭｃｒを適切に設定することにより電磁界共鳴回路を構成し、電磁界結合による高効率な電力伝送を行なうことができる。
【０１２１】
《第１９の実施形態》
第１９の実施形態では加算整流回路の他の例を示す。図２４（Ａ）、図２４（Ｂ）は第１９の実施形態に係るスイッチング電源装置の加算整流回路部分の構成を示す図である。トランスＴの２次側には、２次巻線ｎｓに接続された直列共振インダクタＬｒｓおよび並列共振キャパシタＣｓが設けられている。そして、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２，Ｃｒ３，Ｃｒ４，Ｃｒ５・・・Ｃｒｎ、ダイオードＤｒ１，Ｄｒ２，Ｄｒ３，Ｄｒ４，・・・Ｄｒｎによる加算整流回路が構成されている。この例ではＳＴ１〜ＳＴｎで示すｎ段の加算整流回路を積み重ねている。その他の構成はこれまでに示した各実施形態と同様である。
【０１２２】
トランスＴの１次側に設けられているスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）それぞれの導通期間に発生する２次巻線ｎｓの電圧はダイオードＤｒ１〜Ｄｒｎで整流されるとともに、キャパシタＣｒ１〜Ｃｒｎに順次加算される。したがって、２次巻線ｎｓに発生される電圧は最終的に平滑キャパシタＣｏにｎ倍の電圧として充電される。ｎ（ｎ≧２）が偶数とすると、平滑キャパシタＣｏに出力電圧Ｖｏとして偶数倍の電圧を得る場合は、図２４（Ａ）に示す構成とすればよい。平滑キャパシタＣｏに出力電圧Ｖｏとして奇数倍の（ｎ+１）倍の電圧を得る場合は、図２４（Ｂ）に示す構成とすればよい。
【符号の説明】
【０１２３】
Ｃｏ…平滑キャパシタ
Ｃｐ，Ｃｓ…並列共振キャパシタ
Ｃｒ，Ｃｒｓ…直列共振キャパシタ
Ｃｒ１，Ｃｒ２…共振キャパシタ
Ｃｒｓ…直列共振キャパシタ
Ｃｒｓ１，Ｃｒｓ２…キャパシタ
Ｃｒ１〜Ｃｒｎ…キャパシタ
Ｄ３，Ｄ４，Ｄ７，Ｄ８…整流ダイオード
Ｄｒ１〜Ｄｒｎ…整流ダイオード
Ｌｐ…送電コイル
Ｌｍ…励磁インダクタンス
Ｌｓ…受電コイル
Ｌｒ，Ｌｒｓ…直列共振インダクタ
Ｍｃ…電界結合の相互係数
Ｍｃｒ…電界結合の相互係数
Ｍｌ…磁界結合の相互係数
ｎｐ…１次巻線
ｎｓ…２次巻線
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチング素子
Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８…スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４…スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれを備えたスイッチング回路
Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８…スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８のそれぞれを備えたスイッチング回路
１０，２０…スイッチング制御回路
３０…絶縁回路
４０…複共振回路
８０…加算整流回路
９０…電磁界結合回路または電磁結合回路
１０１〜１１８…スイッチング電源装置
【図１】
2012101906.tif 000003
【図２】
2012101906.tif 000004
【図３】
2012101906.tif 000005
【図４】
2012101906.tif 000006
【図５Ａ】
2012101906.tif 000007
【図５Ｂ】
2012101906.tif 000008
【図５Ｃ】
2012101906.tif 000009
【図６】
2012101906.tif 000010
【図７】
2012101906.tif 000011
【図８】
2012101906.tif 000012
【図９】
2012101906.tif 000013
【図１０】
2012101906.tif 000014
【図１１】
2012101906.tif 000015
【図１２】
2012101906.tif 000016
【図１３】
2012101906.tif 000017
【図１４】
2012101906.tif 000018
【図１５】
2012101906.tif 000019
【図１６】
2012101906.tif 000020
【図１７】
2012101906.tif 000021
【図１８】
2012101906.tif 000022
【図１９】
2012101906.tif 000023
【図２０】
2012101906.tif 000024
【図２１】
2012101906.tif 000025
【図２２】
2012101906.tif 000026
【図２３】
2012101906.tif 000027
【図２４】
2012101906.tif 000028
【手続補正書】
【提出日】平成25年8月1日(2013.8.1)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１０】
本発明のスイッチング電源装置は次のように構成される。
（１）１次巻線および２次巻線を備えるトランスと、
前記１次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１のＬＣ直列共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記２次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記２次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、スイッチング周期から前記ハイサイド側およびローサイド側のスイッチング回路の両端電圧が変化する期間を除き、前記ハイサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間と前記ローサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間との割合であるオン期間比率を制御するオン期間比制御手段を備えたことを特徴とする。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
（４）（２）において、前記相互インダクタンスは前記１次巻線と前記２次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成されていることが好ましい。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１５】
（６）（３）において、前記第１の直列共振キャパシタと前記第２の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する機能を備えたていることが好ましい。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２０】
（１１）（３）において、前記第１の直列共振インダクタまたは前記第２の直列共振インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスで構成されていることが好ましい。
【手続補正５】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および２次巻線を備えるトランスと、
前記１次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１のＬＣ直列共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記２次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記２次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、スイッチング周期から前記ハイサイド側およびローサイド側のスイッチング回路の両端電圧が変化する期間を除き、前記ハイサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間と前記ローサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間との割合であるオン期間比率を制御するオン期間比制御手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記トランスは、前記１次巻線と前記２次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とを合成した電磁界共鳴回路を構成する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
第２の直列共振インダクタおよび第２の直列共振キャパシタを含む第２のＬＣ直列共振回路が２次側に設けられ、前記第１のＬＣ直列共振回路と前記第２のＬＣ直列共振回路とが共鳴するように前記トランスを介してインピーダンスが整合された、請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記相互インダクタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成した、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、前記オン期間比制御手段によりオン期間比が１から大きく離れることを抑制するために、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる手段を備えたことを特徴とする、請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第１の直列共振キャパシタと前記第２の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する機能を備えた、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記１次巻線と前記２次巻線との間に相互キャパシタンスを備えた、請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記相互キャパシタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に形成される浮遊容量で構成した、請求項７に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記１次巻線または前記２次巻線に対して並列に並列共振キャパシタを備えた、請求項１〜８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記並列共振キャパシタを前記１次巻線または前記２次巻線の浮遊容量で構成した、請求項９に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記第１の直列共振インダクタまたは前記第２の直列共振インダクタを前記トランスの漏れインダクタンスで構成した、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記２次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はスイッチング回路で構成される、請求項１〜１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記オン期間比制御手段は、前記２次側整流回路に備えられた前記スイッチング回路に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整するように動作することを特徴とする請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記スイッチング回路はMOSFETで構成される、請求項１〜１３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記２次側整流回路は前記１次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記１次側交流電圧発生回路は前記２次側整流回路として作用し、
双方向に電力伝送が可能な、請求項１４に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１６】
前記１次巻線は磁芯を有するトランスの１次側に設けられた巻線、前記２次巻線は前記トランスの２次側に設けられた巻線である、請求項１〜１５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１７】
前記１次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記２次巻線は前記送電装置に向けて配置される受電装置に設けられた受電コイルである、請求項１〜１６のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【手続補正書】
【提出日】平成25年12月13日(2013.12.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および２次巻線を備えるトランスと、
前記１次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１のＬＣ直列共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記２次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記２次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、スイッチング周期から前記ハイサイド側およびローサイド側のスイッチング回路の両端電圧が変化する期間を除き、前記ハイサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間と前記ローサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間との割合であるオン期間比率を制御するオン期間比制御手段を備え、
前記トランスは、前記１次巻線と前記２次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とを合成した電磁界共鳴回路を構成する、ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
１次巻線および２次巻線を備えるトランスと、
前記１次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１のＬＣ直列共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフ制御するスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記２次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記２次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、スイッチング周期から前記ハイサイド側およびローサイド側のスイッチング回路の両端電圧が変化する期間を除き、前記ハイサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間と前記ローサイド側のスイッチング回路が実質的に導通する期間との割合であるオン期間比率を制御するオン期間比制御手段を備え、
第２の直列共振インダクタおよび第２の直列共振キャパシタを含む第２のＬＣ直列共振回路が２次側に設けられ、前記第１のＬＣ直列共振回路と前記第２のＬＣ直列共振回路とが共鳴するように前記トランスを介してインピーダンスが整合された、ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記相互インダクタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成した、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング制御回路は、前記２次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、前記オン期間比制御手段によりオン期間比が１から大きく離れることを抑制するために、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる手段を備えたことを特徴とする、請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１の直列共振キャパシタと前記第２の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する機能を備えた、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記１次巻線と前記２次巻線との間に相互キャパシタンスを備えた、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記相互キャパシタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に形成される浮遊容量で構成した、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記１次巻線または前記２次巻線に対して並列に並列共振キャパシタを備えた、請求項１〜７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記並列共振キャパシタを前記１次巻線または前記２次巻線の浮遊容量で構成した、請求項８に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記第１の直列共振インダクタまたは前記第２の直列共振インダクタを前記トランスの漏れインダクタンスで構成した、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記２次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はスイッチング回路で構成される、請求項１〜１０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記オン期間比制御手段は、前記２次側整流回路に備えられた前記スイッチング回路に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整するように動作することを特徴とする請求項１１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記スイッチング回路はMOSFETで構成される、請求項１〜１２のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記２次側整流回路は前記１次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記１次側交流電圧発生回路は前記２次側整流回路として作用し、
双方向に電力伝送が可能な、請求項１３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記１次巻線は磁芯を有するトランスの１次側に設けられた巻線、前記２次巻線は前記トランスの２次側に設けられた巻線である、請求項１〜１４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１６】
前記１次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記２次巻線は前記送電装置に向けて配置される受電装置に設けられた受電コイルである、請求項１〜１５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【国際調査報告】
2012101906.tif 000029
2012101906.tif 000030
2012101906.tif 000031
2012101906.tif 000032