(57)【要約】交流電源を直流に変換して、直流負荷を駆動、または、当該直流をさらに任意の周波数と振幅の擬似交流に変換して交流負荷を駆動する電力変換装置であって、整流ダイオードブリッジのマイナス側の出力端子と力率改善用の半導体スイッチ回路との間に抵抗を挿入し、前記抵抗の両端を反転及びレベルシフトを行う反転・レベルシフト回路にそれぞれ接続し、それぞれの反転・レベルシフト回路の出力を差動回路に入力することにより、前記作動回路の出力として電流検出情報を取得し、前記電流検出情報を用いて、前記半導体スイッチ回路をオンオフ制御する電力変換装置。
2012127842.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源を整流する整流ダイオードブリッジと、電源力率改善用の半導体スイッチ回路とを備え、前記交流電源を直流に変換して、直流負荷を駆動、または、当該直流をさらに任意の周波数と振幅の擬似交流に変換して交流負荷を駆動する電力変換装置であって、
前記整流ダイオードブリッジのマイナス側の出力端子と前記半導体スイッチ回路との間に抵抗を挿入し、
前記抵抗の両端を反転及びレベルシフトを行う反転・レベルシフト回路にそれぞれ接続し、それぞれの反転・レベルシフト回路の出力を差動回路に入力することにより、前記作動回路の出力を電流検出情報として取得し、
前記電流検出情報を用いて、前記半導体スイッチ回路をオンオフ制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記反転・レベルシフト回路の基準となるレベル電位は、直流負荷出力、または、任意の周波数と振幅の擬似交流に変換する回路手段における最も低い電位よりも高い電位とすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記反転・レベルシフト回路の入力側の抵抗を直列に２つに分割し、２つの抵抗の結合点と回路の制御電源のマイナス側の端子との間に、コンデンサを接続することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記分割した２つの抵抗の並列値とコンデンサの容量値とで定まる時定数によって決まる周波数が、前記反転・レベルシフト回路を構成する増幅器の帯域周波数よりも低いことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記分割した２つの抵抗の並列値とコンデンサの容量値とで決まる時定数が、前記半導体スイッチをオンオフ制御する周期よりも小さいことを特徴とする請求項３または４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記時定数が、前記半導体スイッチをオンオフ制御する周期と比べて、六分の一から二十分の一であることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記反転・レベルシフト回路と前記差動回路の少なくとも一方の回路が、前記半導体スイッチをオンオフ制御する周波数よりも高い周波数成分を減衰させる特性を有することを特徴とする、請求項１から６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記反転・レベルシフト回路の入力側の抵抗を直列に２つに分割し、２つの抵抗の結合点と回路の制御電源のマイナス側の端子との間に、結合点に向かって電流が流れるようにダイオードを接続することを特徴とする請求項１から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記反転・レベルシフト回路及び前記差動回路を動作させるための電源は、直流負荷駆動の制御回路、または、任意の周波数と振幅の擬似交流に変換する回路手段を制御する回路の最も低い電位と、それよりも高い電位を有する直流電源で構成されることを特徴とする請求項１から８のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記反転・レベルシフト回路及び前記差動回路を動作させるための直流電源のマイナス側の電位と、交流電源の電流の高調波成分の低減もしくは力率改善の制御を行う手段を動作制御させる直流電源のマイナス側の電位と、直流負荷の制御回路、または、任意の周波数と振幅の擬似交流に変換する回路手段を動作制御させる直流電源のマイナス側の電位とを同一にすることを特徴とする、請求項９に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記反転・レベルシフト回路のゲインが、前記差動回路のゲインより小さくなる様、前記反転・レベルシフト回路及び差動回路の回路定数を設定することを特徴とする、請求項１から１０のいずれか１つに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源を直流に変換して直流負荷を駆動する装置や、交流電源を直流に変換してさらに別の交流に変換して交流負荷を駆動するための、電力変換装置に関する。本発明は、とくに、家庭などの単相交流電源といった交流を整流して略直流とし、得られた直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、負荷、例えば電動機を、可変速度駆動することにより、例えば、冷媒を圧縮する圧縮機を備えたヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うものに適用可能な電力変換装置に関する。本発明による電力変換装置は、簡素な構成を有する制御回路を備え、電源電流に含まれる高調波成分の低減や力率の改善を実現する。
【背景技術】
【０００２】
この種の整流装置は、図３に示すように、交流電源１をダイオードブリッジ２で整流する。その後、リアクタ３１を介して半導体スイッチ３３で短絡せしめ、リアクタ３１に電流を充電し、半導体スイッチ３３がオフ状態になったときに、ダイオード３２により負荷が接続されている平滑コンデンサ３に電力を供給する。すなわち、交流電源１の瞬時電圧が低い期間にも電源電流が流れるようになっている。これにより、電源電流の高調波成分が少なくなり、力率が改善する。特に、回路部品を小型化し、かつ、力率を改善するためには、電源電流を検出し、その電流が電源電圧波形と同じようになるように、前述の半導体スイッチ３３のオンオフを制御する。なお、検出した電源電流の具体的な制御方法については、従来例にすでに説明されているので省略する。（例えば、特許文献１参照）。【０００３】
また、負荷側では、平滑コンデンサ３により平滑された擬似直流電源に対して、インバータ回路４の半導体スイッチ群をオンオフ制御することにより、擬似三相交流に変換して、三相モータ６を駆動し、動力を得て、ヒートポンプなどを動作させる。【０００４】
図３の構成では、電流検出方法として、ダイオードブリッジ２のマイナス側と半導体スイッチ３３との間に抵抗３４（以下、シャント抵抗と称す）を挿入し、抵抗による電圧降下をもって、電流値とする回路になっている（例えば、特許文献１参照）。【０００５】
図４は、図３で示した電流検出方法を実際の制御で用いることが可能にするためによく用いられる回路を示した回路図である。シャント抵抗１００５の交流電源１００１側の端子を、抵抗２００２を介して、演算増幅回路２００１の反転入力側に入力する。演算増幅回路２００１の非反転入力側は、シャント抵抗１００５のもう一端と同じ電位であり、かつ、演算増幅回路２００１や制御回路１０１０の電源入力のマイナス側と同じものとする。【０００６】
このようにすることにより、演算増幅回路２００１や制御回路１０１０の電源が共通化でき、さらに、電源入力のマイナス側を基準電位とする、いわゆる単電源の回路系で電力変換装置を構成することができる。なお、シャント抵抗１００５の一端の電位は、基準電位より低い電圧になるが、演算増幅回路２００１により反転増幅されて、制御回路１０１０へ入力するときには、必ず基準電位よりも高い電圧に変換されている。このため、回路の一部には基準電位よりも低い箇所があっても、演算増幅回路２００１や制御回路１０１０には基準電位以下の電圧しか入力されなくなり、単電源回路で動作をすることができる。【０００７】
そして、制御回路１０１０では、交流電源１００１から流入する電源が正弦波状になるように、半導体スイッチ１００６のオンオフを制御する。さらに、制御回路１０１０では、インバータ回路１００９を制御し、モータ１００２が適切に回転できる駆動制御も実施する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２００３−７９０５０号公報
【特許文献２】特開２００３−２５０２９８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、前記従来の構成では、図５に示すように、負荷側にインバータ回路１００９のようなパルス動作でモータ１００２を駆動するような回路がある場合には、配線のインピーダンス２０９１、２０９２により、インバータ回路１００９との間にパルスに応じた電位差が生じるだけでなく、浮遊容量２０９０によりモータ１００２を経由してパルス的な同相電流が破線のように大地を介して流れることがある。従って、図５に示したような回路では、正方向および負方向のノイズが重畳され、正しく電流を検出することができないのみではなく、演算増幅回路２００１の破壊を引き起こすことがある。【００１０】
このため、図３の力率改善用回路５の制御電源と、インバータ回路４側の制御用電源と、を別個に構成する。電位が合致しない２つの制御系の間は、フォトカプラなどの絶縁型の通信により相互に制御を行う。また、他の方法として、図６に示すように、電流検出手段を抵抗ではなく、電流センサ４１、５１などの被検出側とは絶縁されたものを用いる方法もある（例えば、特許文献２参照）。【００１１】
前者の場合は、別個の電源回路が必要になるだけでなく、２つの制御系の密な制御を実現しづらいという課題があり、後者の場合は、電流検出手段として、低コストな抵抗を使用することができないという課題がある。【００１２】
本発明は従来の課題を解決するものであり、電源力率改善回路側とインバータ側とのそれぞれの制御電源が共通化され、かつ、抵抗による安価な電流検出による制御を実現する、電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
前記従来の課題を解決するため、本発明の電力変換装置は、整流ダイオードブリッジのマイナス側の出力端子と力率改善用の半導体スイッチ回路との間に抵抗を挿入し、抵抗の両端をそれぞれ反転かつレベルシフトを行う回路に入力し、それぞれの反転かつレベルシフト回路の出力を差動回路に入力することにより、電流検出情報を取得し、得られた電流検出情報を用いて、前記半導体スイッチ回路をオンオフ制御する。【００１４】
これによって、回路の基準電位に対して抵抗の両端の電位が乱された場合でも、回路の動作範囲を逸脱しないので、常に正確な電流情報を得ることができる。【００１５】
また、前記反転かつレベルシフトを行う回路の入力側の抵抗を直列に２つに分割し、２つの抵抗の結合点と回路の制御電源のマイナス側の端子との間に、コンデンサを接続してもよい。これにより、反転かつレベルシフトを行う回路の増幅回路部分の増幅度が低下する高周波領域での電位の乱れを抑制することができる。【００１６】
また、前記反転かつレベルシフトを行う回路の入力側の抵抗を直列に２つに分割し、２つの抵抗の結合点と回路の制御電源のマイナス側の端子との間に、結合点に向かって電流が流れるようにダイオードを接続してもよい。【００１７】
これにより、非常に大きい電位の乱れがある場合に、ダイオードを経由して、前記接続点の電位の低下が制限されるので、増幅回路部分に過大な電圧が入ることがなくなり、増幅回路を保護することができる。【００１８】
さらに、前記反転・レベルシフト回路のゲインが、前記差動回路のゲインより小さくなる様、前記反転・レベルシフト回路及び差動回路の回路定数を設定してもよい。これにより、電流検出用の抵抗両端の電位が大きく乱れる場合でも、前記反転・レベルシフト回路の出力は回路のリニア動作範囲内になり、乱れ分が差動回路によりキャンセルされるので、電流検出手段全体の耐ノイズ性をさらに向上させることができる。
【発明の効果】
【００１９】
本発明の電力変換装置は、電源力率改善回路の電流検出を、抵抗を用いて実現できるとともに、電源力率改善回路の制御電源とインバータの制御電源とを共通にできる。さらに、制御電源の負電位側を基準電位となる、いわゆる単電源回路で実現できるので、制御回路を小型簡素化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路ブロック図
【図２】本発明の実施の形態２、３における電力変換装置の回路ブロック図
【図３】従来の電力変換装置の回路ブロック図
【図４】従来の電力変換装置の電流検出原理を説明する回路ブロック図
【図５】従来の電力変換装置の回路における課題を説明するための回路ブロック図
【図６】従来の別の電力変換装置の回路ブロック図
【発明を実施するための形態】
【００２１】
第１の発明は、交流電源を直流に変換して、直流負荷、もしくは、任意の周波数と振幅の擬似交流に変換する電力変換装置であって、交流電源を整流する整流ダイオードブリッジのマイナス側の出力端子と電源力率改善用の半導体スイッチ回路との間に抵抗を挿入し、抵抗の両端を反転かつレベルシフトを行う回路にそれぞれ入力し、それぞれの反転・レベルシフト回路の出力を差動回路に入力することにより、電流検出情報を得、得られた電流検出情報を用いて、電源電流に含まれる高調波成分が少なくなるように、もしくは、交流電源からの力率を改善するように、前記半導体スイッチ回路をオンオフ制御することにより、挿入した抵抗の電位がノイズにより変動した場合でも、反転かつレベルシフトを行う回路により、差動回路の動作範囲にレベルシフトされるので、差動回路により変動成分を除去することができ、交流電源からの電流を正確に検出でき、電源電流に含まれる高調波成分の低減や力率を改善することができる。
【００２２】
第２の発明は、特に、第１の発明の反転・レベルシフト回路の基準となるレベル電位を直流負荷出力もしくは任意の周波数と振幅の擬似交流に変換する回路手段における最も低い電位よりも高い電位とするこれにより、反転かつレベルシフトを行う回路に入力される電位が、前記もっとも低い電位よりも高く保たれるため、反転かつレベルシフトを行う回路に電圧入力範囲の広いものを用いる必要がなくなり、回路設計が容易になる。
【００２３】
第３の発明は、特に、第１または第２の発明の反転・レベルシフト回路の入力側の抵抗を直列に２つに分割し、２つの抵抗の結合点と回路の制御電源のマイナス側の端子との間に、コンデンサを接続することにより、反転かつレベルシフトを行う回路が応答できない急峻なノイズ成分を除去することができ、反転かつレベルシフトを行う回路に高速応答性能を有するものを用いる必要がなくなり、回路設計が容易になる。
【００２４】
第４の発明は、特に、第３の発明の分割した２つの抵抗の並列値とコンデンサの容量値とで決まる時定数が、前記、半導体スイッチをオンオフ制御する周期よりも小さいとすることにより、半導体スイッチをオンオフ制御する制御の帯域に対して影響を与えないので、電源電流に含まれる高調波成分の低減や力率の改善を適切かつ安定に実現することができる。
【００２５】
第５の発明は、特に、第１から４の発明の反転・レベルシフト回路の入力側の抵抗を直列に２つに分割し、２つの抵抗の結合点と回路の制御電源のマイナス側の端子との間に、結合点に向かって電流が流れるようにダイオードを接続する。これにより、反転かつレベルシフトの回路の許容範囲を超えるマイナス電圧を有するノイズが混入されたときに、ダイオードが導通して、電圧を制約するので、反転かつレベルシフトを行う回路に電圧入力範囲の広いものを用いる必要がなくなり、回路設計が容易になる。
【００２６】
第６の発明は、特に、第１から５の発明の反転・レベルシフト回路、差動回路を制御動作させるための電源は、直流負荷用の駆動制御回路もしくは任意の周波数と振幅の擬似交流に変換する回路手段における制御回路の最も低い電位と、それよりも高い電位を有する直流電源で構成し、交流電源の電流の高調波成分の低減もしくは力率改善の制御を行う手段を動作制御させる直流電源のマイナス側の電位と、直流負荷もしくは任意の周波数と振幅の擬似交流に変換する回路手段を動作制御させる直流電源のマイナス側の電位を同一にする。
【００２７】
これにより、動作制御に関連する電源を共通にできるので、個々の制御電源を設ける必要がなくなり、制御電源が小型化でき、駆動制御回路も小型化できる。
【００２８】
第７の発明は、特に、第１から６の発明の反転・レベルシフト回路のゲインは、差動回路のゲインよりも小さくなる様、反転・レベルシフト回路及び差動回路の回路定数を設定する。
【００２９】
これにより、電流検出用の抵抗両端の電位が大きく乱れる場合でも、前記反転・レベルシフト回路の出力は回路のリニア動作範囲内になり、乱れ分が差動回路によりキャンセルされるので、電流検出手段全体の耐ノイズ性をさらに向上させることができる。また、反転・レベルシフトを行う回路がオペアンプにより構成される場合、そのオペアンプは出力電圧範囲の広いものを用いる必要がなく、回路設計が容易にできる。
【００３０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。
【００３１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における電力変換装置の全体回路ブロック図を示すものである。
【００３２】
図１において、交流電源１００１をダイオードブリッジ１００３に接続し、整流する。整流出力のプラス側はリアクタ１００４を経由して、半導体スイッチ１００６とダイオード１００７に接続される。ダイオード１００７のもう一端は平滑コンデンサ１００８に接続されている。一方、整流出力のマイナス側は、シャント抵抗１００５を経由して、半導体スイッチ１００６、平滑コンデンサ１００８に接続されている。これらの回路により、交流電源１００１の出力を整流平滑して略直流の電源を構成する。特に、半導体スイッチ１００６をオンオフすることにより、交流電圧１００１の電圧が低い期間にも交流電源１００１から電流が流れるようにでき、電源力率改善や電源高調波電流低減をすることができる。平滑コンデンサ１００８により略直流化された電力は、インバータ回路１００９により別の擬似交流に変換されてモータ１００２を駆動する。これらの回路群の基準電位（ゼロ電位）を平滑コンデンサ１００８のマイナス側におく。
【００３３】
交流電源１００１からの電流はシャント抵抗１００５の両端の電位差で検出する。この両端の電圧情報を、基準電圧源１１５０と、抵抗１１０２、１１０３、１１０４、演算増幅回路１１０１で構成され、反転及びレベルシフトを行う第一の反転・レベルシフト回路と、基準電圧源１１５０と、抵抗１２０２、１２０３、１２０４、演算増幅回路１２０１で構成される第二の反転・レベルシフト回路に入力する。なお、抵抗１１０２と１１０３の接続点と基準電位（ゼロ電位）と間にコンデンサ１１０５とダイオード１１０６を配置し、抵抗１２０２と１２０３の接続点と基準電位（ゼロ電位）と間にコンデンサ１２０５とダイオード１２０６を配置する。また、演算増幅回路１１０１、１２０１を駆動する電源のマイナス側は基準電位（ゼロ電位）を用いる。
【００３４】
演算増幅回路１１０１、１２０１の出力をそれぞれ抵抗１３０２、１３０４に入力し、抵抗１３０２、１３０３、１３０４、１３０５と演算増幅回路１３０１で構成される差動回路を動作させる。そして演算増幅回路１１０１、１２０１の出力の差を抽出し、演算増幅回路１３０１の出力をもって、電流検出結果とし、制御回路１０１０に入力する。
【００３５】
制御回路１０１０はマイクロコンピュータなどで実現され、検出された電流の過不足に応じて、半導体スイッチ１００６のオンオフする比率を調整し、結果として、入力電流を調整する。また、制御回路１０１０はインバータ１００９も制御することが可能である。
【００３６】
以上のように構成された電力変換装置について、以下その動作、作用を説明する。
【００３７】
負荷であるモータ１００２が駆動されると、交流電源１００１から、電流が流れ、シャント抵抗１００５には電位差を生じる。シャント抵抗１００５を流れる電流の方向は、図面に向かって右から左の方向になるので、平滑コンデンサ１００８側の電位が基準電位（ゼロ電位）であり、ダイオードブリッジ１００３側の電位がより低い電位になる。平滑コンデンサ１００８側の抵抗電位をＶ０、基準電圧源１１５０の電位をＶｒｅｆとし、抵抗１１０２、１１０３、１１０４の各抵抗の値をＲ１１０２、Ｒ１１０３、Ｒ１１０４すると、演算増幅回路１１０１の出力電圧Ｖｏ＿１は下記の式で表される。
Ｖｏ＿１＝
｛（Ｒ１１０２＋Ｒ１１０３＋Ｒ１１０４）／（Ｒ１１０２＋Ｒ１１０３）｝Ｖｒｅｆ
−｛Ｒ１１０４／（Ｒ１１０２＋Ｒ１１０３）｝Ｖ１
（式１）
同様に、ダイオードブリッジ側の電位をＶ２、基準電圧源１１５０の電位をＶｒｅｆとし、抵抗１２０２、１２０３、１２０４の各抵抗の値をＲ１２０２、Ｒ１２０３、Ｒ１２０４すると、演算増幅回路１２０１の出力電圧Ｖｏ＿２は下記の式で表される。
Ｖｏ＿２＝
｛（Ｒ１２０２＋Ｒ１２０３＋Ｒ１２０４）／（Ｒ１２０２＋Ｒ１２０３）｝Ｖｒｅｆ
−｛Ｒ１２０４／（Ｒ１２０２＋Ｒ１２０３）｝Ｖ２
（式２）
ここで、Ｖｒｅｆは正の値であり、Ｖ１は略ゼロであり、Ｖ２は負の値であるため、Ｖｏ＿１、Ｖｏ＿２はともに、Ｖｒｅｆよりも高い正の値になる。すなわち、Ｖ１やＶ２の値が多少のノイズで乱されても、出力が正の電位であり、演算増幅回路１１０１、１２０１が適切に動作することになる。
【００３８】
次に、コンデンサ１１０５の動作について説明する。コンデンサ１１０５を接続することにより、シャント抵抗１００５の両端に発生した急峻なノイズがある場合には、抵抗１１０２、１１０３とコンデンサ１１０５で吸収される構成になっている。コンデンサ１１０５の端子では急峻な成分が吸収されているため、抵抗１１０３、１１０４と演算増幅回路１１０１による回路出力からも急峻な成分は減衰されている。つまり演算増幅回路１１０１の帯域を越えるノイズ成分であっても減衰させることができる。コンデンサ１２０５の動作も同様である。このコンデンサ１１０５による減衰周波数は半導体スイッチ１００６によるフィードバック制御系への影響を考慮して、半導体スイッチ１００６のオンオフ制御の周波数より高いところに設定するのが望ましい。
【００３９】
次にダイオード１１０６の動作について説明する。ダイオード１１０６が接続されている端子の電位は通常は正の電位になるように設定しておくので、演算増幅回路１１０１の動作には関係しない。ところが、平滑コンデンサ１００８に最初に充電する場合などで過大な電流が流れた場合には、シャント抵抗１００５の電位が非常に低くなる。このときには、演算増幅回路１１０１の動作領域を超えてしまい、演算増幅回路１１０１の入力端子の電位が演算増幅回路１１０１の電源である基準電位（ゼロ電位）よりも低くなることがあり、そのような場合には演算増幅回路１１０１が破壊される可能性がある。従って、演算増幅回路１１０１を入力電圧範囲が電源電圧よりも広いものを選択するなどの必要がある。しかし、ダイオード１１０６を設けておくことにより、基準電位（ゼロ電位）以下にならないように動作するので、演算増幅回路１１０１は入力電圧範囲が電源電圧範囲内である安価なものを使用することができる。
【００４０】
このようにして、演算増幅回路１１０１、１２０１の出力はノイズが重畳される場合でも、線形動作することができるので、抵抗１３０２、１３０３、１３０４、１３０５と演算増幅器１３０１で構成される差動回路に入力することにより、ノイズ成分が相殺された入力電流を検出することができる。
【００４１】
これらの回路は全て、動作させる電源のマイナス側を共有化できるので、電源回路が簡素化できる。また、インバータ１００９を駆動する制御も同じ制御回路１０１０で行うことにより、負荷状況に応じたきめ細かい電力変換制御を容易に実現することができる。
【００４２】
（実施の形態２）
図２は、本発明の第２の実施の形態の電力変換装置の回路ブロック図である。図２において、基本的な動作などは、第１の実施の形態と同様であり、その差異のみを説明する。
【００４３】
第一の差異は、演算増幅回路１１０１、１２０１の負帰還系に抵抗１１０４、１２０４と並列にコンデンサ１１０７、１２０７を設けていることである。このようにすることで、演算増幅回路１１０１、１２０１による反転・レベルシフト回路による高周波成分を減衰させる特性をさらに増加することができる。
【００４４】
第二の差異は、演算増幅回路１３０１による差動回路で、抵抗１３０１、１３０５に並列にコンデンサを設けていることである。このようにすることで、差動回路において、高周波成分を減衰させることができる。
【００４５】
すなわち、第一の差異と第二の差異を追加することで、シャント抵抗１００５を用いた電流検出手段に混入される各種のノイズ成分を除去することができる。従って、電源電流の制御精度が高まり、送電系統の負担を軽減させて電源の利用効率を高めることができる。
【００４６】
（実施の形態３）
図２にて、本発明の第３の実施の形態を説明する。基本的な動作は、第１、２の実施の形態と同様な為、省略する。
【００４７】
図２において、反転・レベルシフト回路１１０１の出力電圧は（式１）で表されて、入力電圧に対するゲインＡｖ＿１は下記の式で表される。
【００４８】
Ａｖ＿１＝Ｒ１１０４／（Ｒ１１０２＋Ｒ１１０３）
（式３）
同様に、反転・レベルシフト回路１２０１の出力電圧は（式２）で表されて、入力電圧に対するゲインＡｖ＿２は下記の式で表される。
【００４９】
Ａｖ＿２＝Ｒ１２０４／（Ｒ１２０２＋Ｒ１２０３）
（式４）
式１、２により、反転・レベルシフト回路の出力は、それぞれの回路のゲインに関係する。電流検出用の抵抗両端の電位が乱れる場合、ゲインが大きければ、反転・レベルシフト回路の出力は大きく変化する。つまり、抵抗両端の電位の乱れも回路のゲインによって拡大されることになる。小さな電位の乱れが、回路のゲインにより拡大されて、反転・レベルシフト回路の出力が回路のリニア動作範囲を超える可能性があり、その場合は差動増幅回路で、乱れ分をキャンセルできなくなり、電流検出手段全体の耐ノイズ性が悪化する。
【００５０】
一方、差動増幅回路は、二つの入力に入る同じノイズに影響されにくいので、回路のゲインを大きくすることができる。
【００５１】
したがって、反転・レベルシフト回路のゲインが、差動回路のゲインより小さくなる様、反転・レベルシフト回路及び差動回路の回路定数を設定することで、電流検出手段の必要なトータルゲインを確保することができ、且つ電流検出手段全体のノイズマージンを確保することができる。
【産業上の利用可能性】
【００５２】
以上のように、本発明にかかる電力変換装置は、電源の利用効率を高めることができるので、たとえば、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍、冷蔵を行うものに適用できる。
【符号の説明】
【００５３】
１００１  交流電源
１００５  シャント抵抗
１００８  平滑コンデンサ
１１０２、１１０３、１１０４、１２０２、１２０３、１２０４、１３０２、１３０３、１３０４、１３０５  抵抗
１１０１．１２０１、１３０１  演算増幅回路
１０１０  制御回路
１１０５、１１０７、１２０５、１２０７、１３０６、１３０７  コンデンサ
１１０６、１２０６  ダイオード
１１５０  基準電圧源
【図１】
2012127842.tif 000003
【図２】
2012127842.tif 000004
【図３】
2012127842.tif 000005
【図４】
2012127842.tif 000006
【図５】
2012127842.tif 000007
【図６】
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【国際調査報告】
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