(57)【要約】  Ｌｒ−Ｃｒからなる第１の共振回路と、Ｌｒｓ−Ｃｒｓからなる第２の共振回路とを共鳴させることによりそれぞれが共振し、そのことにより、１次巻線（ｎｐ）と２次巻線（ｎｓ）との間で磁界と電界の２つの結合を利用して電力伝送を行う。また、全体の複共振回路の固有の共振周波数に対してスイッチング周波数を高くして動作させることによりＺＶＳ動作を行って、スイッチング損失を大幅に低減でき、高効率動作が可能となる。これにより、小型化を図りつつ電力変換効率を高めたスイッチング電源装置を構成する。
2012101905.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および２次巻線を備える電磁界結合回路と、
前記１次巻線に接続されたスイッチング回路を備え、該スイッチング回路をスイッチング素子、ダイオード、およびキャパシタの並列接続回路で構成して、入力される直流電圧から交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１の共振回路と、
２次側に構成され、第２の直列共振インダクタおよび第２の直列共振キャパシタを含む第２の共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング素子をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフすることによりほぼ方形波状または台形波状の交流電圧を発生させるスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御回路は、電磁界結合回路を含めた前記第１の共振回路と前記第２の共振回路とを合わせた全体となる複共振回路に流入する電流が、前記１次側交流電圧発生回路から発生する交流電圧よりも遅れる正弦波状の共振電流波形となって、前記スイッチング素子のオン期間およびオフ期間の両期間に前記電磁界結合回路を介して１次側から２次側へ電力が伝送されるように、前記複共振回路に対してインピーダンスが最も小さくなる固有の共振周波数よりも高いスイッチング周波数で前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング素子をスイッチング動作し、
前記電磁界結合回路は、前記１次巻線と前記２次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とが混合した電磁界共鳴回路を構成し、
前記第１の共振回路と前記第２の共振回路とが共鳴して前記電磁界結合回路の１次側から２次側へ電力が伝送されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御回路は、前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を一定にし、前記スイッチング回路に電流が導通する期間をオン期間、その他の期間をオフ期間として、複数のスイッチング回路のオン期間比率を制御することで、前記２次側整流回路から得られる出力電力を調整する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御回路は、前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を変化させて前記スイッチング素子のオン期間比率を制御することで、前記２次側整流回路から得られる出力電力を調整する、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記２次側整流回路は、オン期間またはオフ期間のいずれか、または両期間に、前記２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとして前記第２の共振キャパシタに蓄えて、前記オン期間とオフ期間のそれぞれの期間に前記２次巻線に発生する電圧を加算して直流電圧として出力する、請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１の直列共振キャパシタと前記第２の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する、請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記１次巻線または前記２次巻線に対して並列に並列共振キャパシタを備えた、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記並列共振キャパシタを前記１次巻線または前記２次巻線の浮遊容量で構成した、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記相互キャパシタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に形成される浮遊容量で構成した、請求項１〜７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記第１の直列共振インダクタまたは前記第２の直列共振インダクタを前記電磁界結合回路の漏れインダクタンスで構成した、請求項１〜８のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記相互インダクタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成した、請求項１〜９のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１１】
前記スイッチング回路はMOSFETである、請求項１〜１０のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１２】
前記２次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はMOSFETである、請求項１〜１１のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１３】
前記２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記２次側整流回路は前記１次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記１次側交流電圧発生回路は前記２次側整流回路として作用し、
双方向に電力伝送が可能な、請求項１２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１４】
前記１次巻線は磁芯を有するトランスの１次側に設けられた巻線、前記２次巻線は前記トランスの２次側に設けられた巻線である、請求項１〜１３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１５】
前記１次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記２次巻線は前記送電装置に向けて配置される受電装置に設けられた受電コイルである、請求項１〜１３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、１次側にスイッチング素子、２次側に整流回路を備え、電磁界共鳴現象を利用して電力伝送を行うスイッチング電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、電子機器の小型軽量化は進み、スイッチング電源の高効率化、小型軽量化の市場要求はいっそう高まっている。例えばＬＣ共振現象を利用してトランスに正弦波状の共振電流を流して動作をさせる電流共振ハーフブリッジコンバータは、出力電流リップルの特性が比較的緩和される薄型テレビなどの市場において、高効率である特長を活かして実用化が進んでいる。【０００３】
例えばＬＣ直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータとして特許文献１が開示されている。図１は特許文献１のスイッチング電源装置の基本的な回路図である。このスイッチング電源装置は電流共振型のハーフブリッジＤＣ／ＤＣコンバータであり、トランスＴの１次巻線ｎｐに、インダクタＬｒとキャパシタＣｒとからなるＬＣ共振回路および二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が接続されている。トランスＴの２次巻線ｎｓ１，ｎｓ２にはダイオードＤｓ１，Ｄｓ２およびキャパシタＣｏからなる整流平滑回路が構成されている。【０００４】
このような構成により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はデッドタイムを挟んで交互にオン、オフされて、トランスＴに流れる電流波形は正弦波状の共振波形となる。また、この二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間／オフ期間の両期間ともに１次側から２次側に電力が伝送される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開平９−３０８２４３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１のスイッチング電源装置においては、トランスは電磁誘導を利用した絶縁トランスとして用いており、磁気結合を利用した変圧器として利用しているに過ぎない。電磁誘導を利用したトランスでは、１次巻線に流れる電流により発生した磁束を２次巻線と鎖交させて電流を流し、電気から磁気、そして電気へと効率よく変換することが重要となっている。一般に、１次巻線に流れる電流により発生した磁束のうち、２次巻線と鎖交する磁束の割合は（磁気）結合度と呼ばれ、電磁誘導を利用したトランスでは、電力変換効率を高めるためには磁気結合度を高めることが重要となっている。しかしながら、磁気飽和を防止するため、または物理的な制約によりトランスの磁気結合度を大きくすることが困難な場合も多く、結果的に電力変換効率を低下させるという結果となっている。【０００７】
また特許文献１のスイッチング電源装置においては、出力制御には周波数制御、PFM（Pulse Frequency Modulation）制御を用いるため、最低動作周波数に合わせて平滑回路を設計する必要があり、小型化の妨げとなっている。また、磁性部品の小型化を図るためにMHz級での動作を考えると、動作周波数が変化することは、出力の制御性、EMC（電磁両立性）などを考慮すると課題が大きい。【０００８】
本発明は、小型化を図りつつ電力変換効率を高めたスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
本発明のスイッチング電源装置は次のように構成される。
（１）１次巻線および２次巻線を備える電磁界結合回路と、
前記１次巻線に接続されたスイッチング回路を備え、該スイッチング回路をスイッチング素子、ダイオード、およびキャパシタの並列接続回路で構成して、入力される直流電圧から交流電圧を発生する１次側交流電圧発生回路と、
前記交流電圧を直流電圧に整流する２次側整流回路と、
１次側に構成され、第１の直列共振インダクタおよび第１の直列共振キャパシタを含む第１の共振回路と、
２次側に構成され、第２の直列共振インダクタおよび第２の直列共振キャパシタを含む第２の共振回路と、
前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング素子をデッドタイムを挟んで交互にオン／オフすることによりほぼ方形波状または台形波状の交流電圧を発生させるスイッチング制御回路と、
を備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御回路は、電磁界結合回路を含めた前記第１の共振回路と前記第２の共振回路とを合わせた全体となる複共振回路に流入する電流が、前記１次側交流電圧発生回路から発生する交流電圧よりも遅れる正弦波状の共振電流波形となって、前記スイッチング素子のオン期間およびオフ期間の両期間に前記電磁界結合回路を介して１次側から２次側へ電力が伝送されるように、前記複共振回路に対してインピーダンスが最も小さくなる固有の共振周波数よりも高いスイッチング周波数で前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング素子をスイッチング動作し、
前記電磁界結合回路は、前記１次巻線と前記２次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とが混合した電磁界共鳴回路を構成し、
前記第１の共振回路と前記第２の共振回路とが共鳴して前記電磁界結合回路の１次側から２次側へ電力が伝送されることを特徴とする。【００１０】
（２）例えば、前記スイッチング制御回路は、前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を一定にし、前記スイッチング回路に電流が導通する期間をオン期間、その他の期間をオフ期間として、複数のスイッチング回路のオン期間比率を制御することで、前記２次側整流回路から得られる出力電力を調整する。【００１１】
（３）例えば、前記スイッチング制御回路は、前記１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を一定にし、前記スイッチング素子のオン期間比率を制御することで、前記２次側整流回路から得られる出力電力を調整する。【００１２】
（４）前記２次側整流回路は、オン期間またはオフ期間のいずれか、または両期間に、前記２次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとして前記第２の共振キャパシタに蓄えて、前記オン期間とオフ期間のそれぞれの期間に前記２次巻線に発生する電圧を加算して直流電圧として出力することが好ましい。【００１３】
（５）前記第１の直列共振キャパシタと前記第２の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持することが好ましい。【００１４】
（６）前記１次巻線または前記２次巻線に対して並列に並列共振キャパシタが備えられていることが好ましい。【００１５】
（７）前記並列共振キャパシタは前記１次巻線または前記２次巻線の浮遊容量で構成されていることが好ましい。【００１６】
（８）前記相互キャパシタンスは前記１次巻線と前記２次巻線との間に形成される浮遊容量で構成されていることが好ましい。【００１７】
（９）前記第１の直列共振インダクタまたは前記第２の直列共振インダクタは前記電磁界結合回路の漏れインダクタンスで構成されていることが好ましい。【００１８】
（１０）前記相互インダクタンスを前記１次巻線と前記２次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成されていることが好ましい。【００１９】
（１１）前記スイッチング回路はMOSFETであることが好ましい。【００２０】
（１２）前記２次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はMOSFETであることが好ましい。【００２１】
（１３）前記２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記２次側整流回路は前記１次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記１次側交流電圧発生回路は前記２次側整流回路として作用し、双方向に電力伝送が可能であることが好ましい。【００２２】
（１４）例えば、前記１次巻線はフェライトなどの磁芯を有するトランスの１次側に設けられた巻線、前記２次巻線は前記トランスの２次側に設けられた巻線である。【００２３】
（１５）例えば、前記１次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記２次巻線は前記送電装置に近接配置される受電装置に設けられた受電コイルである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、１次側と２次側の双方にＬＣ共振回路を備え、２つのＬＣ共振回路を共鳴させて、１次巻線と２次巻線との間で磁界と電界の結合を利用して電力伝送を行うことができる。また、共振現象を利用することで有効電力のみを１次側から２次側へ伝送し、無効電力は１次側と２次側の双方のＬＣ共振回路において循環しているため電力損失は非常に小さい。さらにスイッチング周波数としては、電磁界結合回路を含めた１次側共振回路と２次側共振回路とを合わせた全体の複共振回路において入力インピーダンスが最も小さくなる固有共振周波数よりも高い周波数にてスイッチング素子をオンオフ動作させることにより、スイッチング素子におけるゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】図１は特許文献１のスイッチング電源装置の基本的な回路図である。
【図２】図２は第１の実施形態のスイッチング電源装置１０１の回路図である。
【図３】図３は、図２に示したスイッチング電源装置１０１の各部の電圧電流波形図である。
【図４】図４は第２の実施形態のスイッチング電源装置１０２の回路図である。
【図５】図５（Ａ）はスイッチング電源装置１０２の各部の電圧電流の波形図である。図５（Ｂ）は、図１に示したスイッチング電源装置の各部の電圧電流の波形図である。
【図６】図６は第３の実施形態のスイッチング電源装置１０３の回路図である。
【図７】図７は第４の実施形態のスイッチング電源装置１０４の回路図である。
【図８】図８は第５の実施形態のスイッチング電源装置１０５の回路図である。
【図９】図９は図８に示した直列共振キャパシタＣｒに入力される電圧の波形である。
【図１０】図１０はスイッチング周期に対するスイッチング回路Ｓ１の導通期間の比率であるオン時比率Ｄと、スイッチング回路Ｓ１の導通期間に対するスイッチング回路Ｓ２の導通期間の比率であるオン期間比率Ｄａとについて、出力電圧Ｖｏとの関係を示す図である。ここで実線はオン期間比率Ｄａの特性カーブ、破線はオン時比率Ｄの特性カーブである。
【図１１】図１１は第６の実施形態のスイッチング電源装置１０６の回路図である。
【図１２】図１２は第７の実施形態のスイッチング電源装置１０７の回路図である。
【図１３】図１３は第８の実施形態のスイッチング電源装置１０８の回路図である。
【図１４】図１４は第９の実施形態のスイッチング電源装置１０９の回路図である。
【図１５】図１５は第１０の実施形態のスイッチング電源装置１１０の回路図である。
【図１６】図１６は第１１の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１１の回路図である。
【図１７】図１７は第１２の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１２の回路図である。
【図１８】図１８は第１３の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１３の回路図である。
【図１９】図１９は第１４の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１４の回路図である。
【図２０】図２０は第１５の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１５の回路図である。
【図２１】図２１は第１６の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１６の回路図である。
【図２２】図２２は第１７の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１７の回路図である。
【図２３】図２３は第１８の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１８の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
《第１の実施形態》
図２は第１の実施形態のスイッチング電源装置１０１の回路図である。
スイッチング電源装置１０１は、入力部に入力電源Ｖｉが入力され、出力部から負荷Ｒｏへ安定した直流電力を供給する回路である。スイッチング電源装置１０１は次の各部を備えている。
・１次巻線ｎｐおよび２次巻線ｎｓを備えるトランスを用いた電磁界結合回路９０
・１次巻線ｎｐに接続された、スイッチング素子Ｑ１を含むスイッチング回路Ｓ１、スイッチング素子Ｑ２を含むスイッチング回路Ｓ２
・２次巻線ｎｓに接続された整流ダイオードＤ３，Ｄ４および平滑キャパシタＣｏ
・１次巻線ｎｐに接続された直列共振インダクタＬｒおよび直列共振キャパシタＣｒによる第１のＬＣ直列共振回路
・２次巻線ｎｓに接続された直列共振インダクタＬｒｓおよび直列共振キャパシタＣｒｓによる第２のＬＣ直列共振回路
・電磁界結合回路９０を含めて、第１のＬＣ直列共振回路と第２のＬＣ直列共振回路により構成される複共振回路４０
・スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に接続されたスイッチング制御回路１０
・負荷Ｒｏへの出力電圧の検出信号をスイッチング制御回路１０へフィードバックする絶縁回路３０
・１次巻線ｎｐに対して並列に接続された並列共振キャパシタＣｐ
・１次巻線ｎｓに対して並列に接続された並列共振キャパシタＣｓ
・１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの間に接続された相互キャパシタンスＣｍ
前記電磁界結合回路は磁界結合と電界結合を融合した電磁界結合回路（電磁界共鳴回路）を構成している。前記直列共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓは共に直流電圧を保持するためのキャパシタを兼ねている。
【００２７】
１次側ではスイッチング素子Ｑ１の導通期間にキャパシタＣｒを充電し、スイッチング素子Ｑ２の導通期間にキャパシタＣｒを放電する。一方、２次側では、スイッチング素子Ｑ１の導通期間にキャパシタＣｒｓを放電し、スイッチング素子Ｑ２の導通期間に２次巻線ｎｓに発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタＣｒｓを充電し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２それぞれの導通期間に発生する２次巻線ｎｓの電圧を加算して出力する。前記整流ダイオードＤ３，Ｄ４およびキャパシタＣｒｓによる回路は、充放電と整流を行う加算整流回路８０を構成する。
【００２８】
なお、１次側のインダクタＬｍは部品としてのインダクタであっても、トランスＴの１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスを表したものであっても良い。同様に、１次−２次間のキャパシタンスＣｍは部品としてのキャパシタンスであっても、トランスＴの浮遊容量である相互キャパシタンスを表したものであっても良い。
【００２９】
図２において太い破線で囲んだ部分は電磁界結合回路９０、細い破線で囲んだ部分は複共振回路４０を構成している。この電磁界結合回路９０を含めた複共振回路４０は、１次側と２次側の２つのＬＣ共振回路で共鳴動作する。
【００３０】
具体的な作用は次のとおりである。
（１）Ｌｒ−Ｃｒからなる第１の共振回路と、Ｌｒｓ−Ｃｒｓからなる第２の共振回路とが共鳴することによりそれぞれが共振し、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの間で相互インダクタンスによる磁界と相互キャパシタンスによる電界の２つの結合を利用して電力伝送を行う。ただし、図２ではトランスＴの励磁インダクタンスを相互インダクタンス（Ｌｍ）として利用し、回路素子としての図示を略している。
【００３１】
なお、キャパシタＣｐ、Ｃｓは電磁界結合での電力伝送を促進する。すなわち、キャパシタＣｐ、Ｃｓ、そして相互キャパシタンスＣｍとでπ型の電界結合による電力伝送回路を構成して電力を伝送する。因みに相互キャパシタンスＣｍは、共振キャパシタＣｒ、Ｃｒｓとも電界結合による電力伝送回路を構成している。
【００３２】
また、キャパシタＣｐ、Ｃｓは、スイッチング素子がターンオフした際の転流期間において、１次側では、共振キャパシタＣｒに流れる共振電流ｉｒをスイッチング回路の並列キャパシタ（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対して並列に接続されているキャパシタ）へ流れる電流とキャパシタＣｐとに分流する。共振電流ｉｒが大きくなればなるほど、キャパシタＣｐに流れる電流は大きくなり、転流期間においてスイッチング回路の並列キャパシタンスへ流れる電流はほぼ一定となり、キャパシタＣｐのキャパシタンスを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と転流期間との差分を補正することができる。２次側でも同様に、2次側の共振電流が大きくなればなるほど、キャパシタＣｓに流れる電流は大きくなり、キャパシタＣｓのキャパシタンスを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と、ダイオードＤ３とダイオードＤ４とで電流経路が切り替わる際の期間との差分を補正することができる。
【００３３】
（２）スイッチング素子Ｑ１とＱ２はデッドタイムを挟んで交互にオンオフすることにより、直流電圧Ｖｉを方形波状または台形波状の電圧波形に整形する。一方、整流ダイオードＤ３とＤ４は交互に導通することにより方形波状または台形波状の電圧波形を直流電圧に整形する。
【００３４】
（３）スイッチング素子Ｑ１とＱ２によるスイッチング周波数ｆｓに対して１次側と２次側の２つの共振回路は共鳴する。電磁界結合回路９０を含めた１次側と２次側の２つの共振回路から複共振回路４０は構成される。複共振回路４０は、複共振回路４０の合成インピーダンスが最も小さくなる固有の共振周波数ｆｒを有しており、スイッチング周波数ｆｓと共振周波数ｆｒとが近づいて共振することにより、それぞれ２つの共振回路に流れる電流は大きくなり、出力電力は増加する。すなわち、電磁界結合回路を含めた１次側共振回路と２次側共振回路とを合成した全体の複共振回路９０が有する固有の共振周波数ｆｒよりも高いスイッチング周波数ｆｓでスイッチング素子をオンオフ動作させ、スイッチング周波数ｆｓが固有の共振周波数ｆｒに近づいて共振することにより、複共振回路に流入する電流は大きくなり、出力電力は増加する。
【００３５】
一方、スイッチング周波数ｆｓを一定にして動作をさせる場合においては、２つのスイッチング回路の導通期間の比率となるオン期間比ＤａがＤａ＝１、すなわちスイッチング周期に対する第１のスイッチング回路Ｓ１の導通期間の比率である、コンバータのオン期間比率ＤがＤ＝０．５に近づくほど出力電力は増加する。
【００３６】
（４）１次側、２次側のキャパシタＣｒとＣｒｓは、直流電圧を保持する動作と共振動作の２つの作用を果たす。
【００３７】
図２における電磁界結合回路９０は、トランスＴの１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスＬｍ、２次巻線ｎｓの励磁インダクタンスＬｍｓ、直列共振インダクタＬｒ，ＬｒｓおよびキャパシタＣｐ，Ｃｓなど、トランスＴの寄生成分で構成されていてもよい。この場合、トランスは、電気的な絶縁を可能とするトランスとしての機能と共振インダクタ、共振キャパシタなどの電気的パラメータとを一体化した共振複合トランスと称することができ、電磁界結合装置として利用することができる。
【００３８】
図３は、図２に示したスイッチング電源装置１０１の各部の電圧電流波形図である。スイッチング電源装置１０１の各タイミングでの動作は次のとおりである。
【００３９】
まず、トランスＴの１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスをＬｍ、励磁電流をｉｍで表す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のゲート・ソース間電圧をｖｇｓ１、ｖｇｓ２で表し、ドレイン・ソース間電圧をそれぞれｖｄｓ１、ｖｄｓ２で表し、Ｑ１のドレイン電流をｉｄ１で表す。Ｑ１、Ｑ２は、両スイッチング素子がオフとなる短いデッドタイムを挟んで交互にオン、オフ動作を行い、デッドタイム期間にＱ１、Ｑ２に流れる電流をそれぞれ転流させてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行う。１スイッチング周期における各状態での動作を以下に示す。
【００４０】
［１］State1  時刻ｔ０〜ｔ１
スイッチング素子Ｑ１は導通しており、巻線ｎｐに電流が流れ、キャパシタＣｒは充電される。ダイオードＤ３は導通しており、巻線ｎｐに印加された電圧により、巻線ｎｓに電圧が誘起され、巻線ｎｓに誘起された電圧とキャパシタＣｒｓの両端電圧が加算されて負荷に電圧が印加され、キャパシタＣｒｓは放電して電流が供給される。スイッチング素子Ｑ１がターンオフするとState2となる。
【００４１】
［２］State2  時刻ｔ１〜ｔ２
インダクタＬｒに流れていた電流ｉｒにより、スイッチング素子Ｑ１の並列キャパシタ（寄生容量）は充電され、スイッチング素子Ｑ２の並列キャパシタ（寄生容量）は放電される。電圧ｖｄｓ１が電圧Ｖｉ、電圧ｖｄｓ２が０ＶになるとState3となる。
【００４２】
［３］State3  時刻ｔ２〜ｔ３
スイッチング素子Ｑ２の並列ダイオードは導通している。この期間においてスイッチング素子Ｑ２をターンオンすることでＺＶＳ動作が行われる。ダイオードＤ３に流れる電流が０ＡになるとState4となる。
【００４３】
［４］State4  時刻ｔ３〜ｔ４
スイッチング素子Ｑ２は導通しており、巻線ｎｐには電流が流れ、キャパシタＣｒは放電される。ダイオードＤ４は導通しており、巻線ｎｐに印加された電圧により、巻線ｎｓに電圧が誘起され、キャパシタＣｒｓは充電される。負荷にはキャパシタＣｏの電圧が印加されて電流が供給される。このようにしてインダクタＬｒに流れる電流ｉｒは正弦波状の共振電流波形となる。ダイオードＤ４に流れる電流が０になるとState5となる。
【００４４】
［５］State5  時刻ｔ４〜ｔ５
１次側ではトランスの励磁電流ｉｍが流れ、電流ｉｒと等しくなる。２次側では、負荷にはキャパシタＣｏの電圧が印加されて電流が供給される。Ｑ２がターンオフするとState6となる。
【００４５】
［６］State6  時刻ｔ５〜ｔ０
インダクタＬｒに流れていた電流ｉｒにより、スイッチング素子Ｑ１の並列キャパシタ（寄生容量）は放電され、スイッチング素子Ｑ２の並列キャパシタ（寄生容量）は充電される。電圧ｖｄｓ１が電圧０Ｖ、電圧ｖｄｓ２がＶｉになるとState1となる。
【００４６】
以後、State1〜6を周期的に繰り返す。
【００４７】
スイッチング制御回路１０は次の制御を行う。
（１）電磁界結合回路を含めた１次側共振回路と２次側共振回路とを合わせた全体の複共振回路に対して、入力インピーダンスが最も小さくなる固有共振周波数ｆｒよりスイッチング周波数を高くする。このことにより、そのスイッチング周波数では複共振回路は誘導性となる。そのため、インダクタＬｒに流れる電流位相が、１次側交流電圧発生回路による方形波（台形波）状の交流電圧の電圧位相に対して遅れた状態にできるので、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１が０の状態でスイッチング素子Ｑ１をターンオンできる。同様に、スイッチング素子Ｑ２の電圧ｖｄｓ２が０の状態でスイッチング素子Ｑ２をターンオンできる。すなわちＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作を行うことになり、スイッチング損失を大幅に低減でき、高効率動作が可能となる。また、全負荷範囲において共振周波数ｆｒより高いスイッチング周波数にて動作をするため、全負荷範囲に亘ってゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作が実現できる。
【００４８】
（２）１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を一定にし、スイッチング素子Ｑ１を含むスイッチング回路と，スイッチング素子Ｑ２を含むスイッチング回路の導通期間の比率、すなわちオン期間比を制御することで、２次側整流回路から得られる出力電力を調整する。
【００４９】
（３）またはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比を１に設定して、１次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を変化させるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御することで、２次側整流回路から得られる出力電力を調整する。
【００５０】
（４）さらには、前記（２）のオン期間比制御と（３）のスイッチング周波数制御を組み合わせて、最適な制御特性が得られるように制御することで、２次側整流回路から得られる出力電力を調整する。
【００５１】
第１の実施形態によれば次のような効果を奏する。
（ａ）１次側と２次側の共振を用いて磁界結合と電界結合を融合した電磁界結合回路（電磁界共鳴回路）を構成することにより、磁界結合だけで電力伝送を行う場合よりも電力伝送効率が高くなり、高効率動作が可能となる。
【００５２】
（ｂ）電磁界結合回路を含めた１次側共振回路と２次側共振回路とを合わせた全体の複共振回路に対して、入力インピーダンスが最も小さくなる固有共振周波数ｆｒに対してスイッチング周波数を高くすることにより、前述のとおりＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作を行うことになり、スイッチング損失を大幅に低減でき、高効率動作が可能となる。
【００５３】
（ｃ）１次側のスイッチング素子のオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に発生する２次巻線電圧を加算して直流電圧として出力するように構成することで一定のスイッチング周波数でのオン期間比制御（ＰＷＭ制御）で出力電圧の安定化が可能となる。
【００５４】
（ｄ）１次側のスイッチング素子のオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に発生する２次巻線電圧を加算して直流電圧として出力するように構成することで、整流器に印加される電圧をセンタータップ整流の場合と比較して半分にすることができ、損失を低減することができる。
【００５５】
（ｅ）トランスの漏れインダクタンス、励磁インダクタンス、浮遊容量、相互キャパシタンスなどを用いて電磁界結合回路を構成することにより、少ない部品数でコンバータを構成することができ、小型軽量化を図ることができる。
【００５６】
（ｆ）１次側、２次側のキャパシタＣｒとＣｒｓが直流電圧を保持する動作と共振動作の２つの役割を行うことで、直流電圧を交流電圧に変換しながら、他方では複共振回路を構成する共振キャパシタンスとして共振動作を行うため、部品数を減らすことができる。また、一定のスイッチング周波数でのオン期間比制御（ＰＷＭ制御）が可能となる。
【００５７】
（ｇ）キャパシタＣｐ、Ｃｓにより相互キャパシタンスと合わせてπ型の電界結合による電力伝送回路を構成して電磁界結合での電力伝送を促進する。また、そのキャパシタンスＣｐ、Ｃｓを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と転流期間との差分を補正することができる。
【００５８】
《第２の実施形態》
図４は第２の実施形態のスイッチング電源装置１０２の回路図である。この例では第１の実施形態のスイッチング電源装置１０１と異なり、２次側の整流ダイオードＤ３，Ｄ４に代えてＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を備えている。すなわちスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４で２次側整流回路を構成している。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、それぞれ並列にダイオード（寄生ダイオード）、キャパシタ（寄生容量）を備えており、スイッチング回路Ｓ３、Ｓ４を構成している。また、電源入力部にキャパシタＣｉを設けている。スイッチング制御回路２０は２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の制御を行う。
【００５９】
なお、トランスＴの１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎｓの励磁インダクタンスをＬｍ、Ｌｍｓ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の寄生容量および寄生ダイオードは図示を略している。
【００６０】
２次側のスイッチング制御回路２０は、１次側のスイッチング素子Ｑ１と同期してスイッチング素子Ｑ３をオン／オフさせ、１次側のスイッチング素子Ｑ２と同期してスイッチング素子Ｑ４をオン／オフさせる。すなわち同期整流を行う。スイッチング電源装置１０２全体の動作は第１の実施形態で示したスイッチング電源装置１０１と同様である。
【００６１】
図５（Ａ）は前記スイッチング電源装置１０２の各部の電圧電流の波形図である。また、図５（Ｂ）は、図１に示したスイッチング電源装置の各部の電圧電流の波形図である。ここでｖｄｓ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧、ｉｒはキャパシタＣｒに流れる電流、Ｖｄｓ３はスイッチング素子Ｑ３のドレイン・ソース間電圧、ｉｄ３はスイッチング素子Ｑ３に流れる電流、ｉｄ４はスイッチング素子Ｑ４に流れる電流である。
【００６２】
図５（Ａ）、図５（Ｂ）に違いが表れているように、従来のセンタータップ整流方式では、二つの整流ダイオードのうち一方のダイオードにしか電流が流れず、不均一な動作となり、整流ダイオードに流れる電流のピーク値および実効電流値は大きくなり、導通損が増加する。また、第２の実施形態のスイッチング電源装置では、２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に印加される電圧は、出力電圧とほぼ同じとなるが、従来のセンタータップ整流方式では出力電圧の２倍の電圧が印加されることが分かる。第２の実施形態によれば、電圧ストレスを低減することにより耐電圧の小さい整流素子を用いることができ、一般に、耐電圧の小さいダイオード素子は順方向電圧降下が小さく、また耐電圧の小さいFETはオン抵抗が小さいために流れる電流による導通損を低減することができ、高効率動作が可能となる。
【００６３】
第２の実施形態のスイッチング電源装置１０２は、図４に表れているように、そのトポロジーは入出力間で対称性を有する。そのため、２次側整流回路の出力部から電力が送電されるとき、２次側整流回路は１次側交流電圧発生回路として作用し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による１次側交流電圧発生回路は２次側整流回路として作用する。したがって、トランスＴの１次側から２次側へ、または２次側から１次側への双方向について電力伝送が可能である。
【００６４】
例えば、負荷Ｒｏが充電電池や蓄電キャパシタンスであったり、その充放電制御回路を含む回路であったりする場合、トランスＴの１次側から２次側へ電力が伝送されることにより、前記充電電池は充電される。そして、図４において入力電源Ｖｉが接続される部分に負荷回路が接続されれば、前記充電電池や蓄電キャパシタンスを入力電源とし、電力伝送の方向を逆にしたトランスＴの２次側から１次側への電力伝送が可能となる。
【００６５】
第２の実施形態によれば、第１の実施形態で述べた効果以外に次のような効果を奏する。
（ａ）ＦＥＴによるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４で同期整流動作を行うことにより、順方向降下電圧が小さくなり、整流回路での導通損が低減できる。
【００６６】
（ｂ）１次側と２次側を入れ替えて逆方向に電力を伝送する双方向コンバータとしての動作が可能である。
【００６７】
《第３の実施形態》
図６は第３の実施形態のスイッチング電源装置１０３の回路図である。この例では入力電源Ｖｉの電圧を分圧するキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２、および出力電圧Ｖｏを分圧するキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２を備えている。ここでは、トランスＴの１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎｓの励磁インダクタンス、または外付けのインダクタンスであるインダクタＬｍ、Ｌｍｓを図示している。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００６８】
第３の実施形態では、入力電圧ＶｉがキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２で分圧され、出力電圧ＶｏがキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２で分圧される。なお、キャパシタＣｉ１、Ｃｉｓ１が直流入力電圧を分圧するため、直流電圧を保持する機能を果たすため、直列共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓは共振用キャパシタとして作用し、直流電圧を保持する用、すなわち直流電圧成分をバイアスして共振動作する機能としては作用しない。全体のコンバータ動作は第１の実施形態で示したとおりである。
【００６９】
第３の実施形態によれば、第１・第２の実施形態で述べた効果以外に次のような効果を奏する。
（ａ）入力電源ＶｉがキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２のそれぞれの電圧として分圧され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフの両サイクルで入力電源ＶｉからキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２へと電流が流れ、入力電源Ｖｉから流出する入力電流の実効値が小さくなって、電流経路での導通損が低減される。
【００７０】
（ｂ）上述（ａ）と同様に、出力電圧ＶｏはキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２のそれぞれの電圧として分圧されており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフの両サイクルでキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２から出力電圧Ｖｏへ流れる電流の実効値は小さくなり、導通損失は低減される。
【００７１】
《第４の実施形態》
図７は第４の実施形態のスイッチング電源装置１０４の回路図である。この例では入力電源Ｖｉの電圧を分圧するキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２、および出力電圧Ｖｏを分圧するキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２を備えている。すなわち、第２の実施形態で示したスイッチング電源装置における直列共振キャパシタＣｒをＣｒ１，Ｃｒ２に分割し、直列共振キャパシタＣｒｓをＣｒｓ１，Ｃｒｓ２に分割したものである。ここでは、トランスＴの１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓとの間に形成される等価的な相互インダクタンスＬｍを図示し、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓからなるトランスＴは、理想トランスとして図示されている。トランスＴを理想的なトランスにて構成する場合、インダクタＬｒ、インダクタＬｒｓ、およびキャパシタＣｐ、Ｃｓを単体の回路素子にて構成できる。また、トランスＴの寄生要素を用いて電磁結合回路９０そのものを単体の共振複合トランスにて構成することも可能である。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００７２】
第４の実施形態では、直列共振キャパシタに流れる電流が２つのキャパシタに分割されるので、キャパシタによる損失が分散され全体の損失が低減され、発熱が分散される。
【００７３】
なお、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２は、直流電圧を保持する作用と直列共振用キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。
【００７４】
《第５の実施形態》
図８は第５の実施形態のスイッチング電源装置１０５の回路図である。この例では１次側にキャパシタＣｃを設けて電圧クランプ回路を構成している。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００７５】
図８に示したスイッチング電源装置では、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ後、１次巻線ｎｐの電圧がスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介してキャパシタＣｃに図８に示す方向の電圧がチャージされ、スイッチング素子Ｑ２がオンのときにキャパシタＣｃにチャージされた電圧（+Ｖｃ）が複共振回路へ印加される。すなわち、入力電圧Ｖｉが方形波電圧に変換され、その方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となる。
【００７６】
図９は図８に示した直列共振キャパシタＣｒと電磁界結合回路90と直列共振キャパシタＣｒｓからなる複共振回路に与えられる電圧の波形である。ここで実線は第５の実施形態の場合の波形、破線は第１〜第４の実施形態の場合の波形である。このように、第１〜第４の実施形態では共振回路への入力電源電圧が＋Ｖｉと０Ｖと変化し、電圧振幅は、Ｖｉであるのに比べ、第５の実施形態では入力電源電圧が＋Ｖｉから−Ｖｃへと大きく変化し、電圧振幅は、（Ｖｉ+Ｖｃ）で動作することになる。また、電圧クランプ回路を構成するキャパシタＣｃの両端電圧Ｖｃは、スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１の導通期間の比率であるオン期間比率Ｄによって変化し、出力電圧Ｖｏを広範囲に亘って制御できる。このことは出力電圧が一定である場合に入力電源電圧が広範囲に亘って変化する場合への適用に優れることを表している。このように電圧クランプ回路を構成することにより、入力電圧の変動に対する制御特性が改善される。すなわち入力電圧が大きく変動しても出力電圧の安定化が図れる。
【００７７】
図１０はスイッチング周期に対するスイッチング回路Ｓ１の導通期間の比率であるオン時比率Ｄと、スイッチング回路Ｓ１の導通期間に対するスイッチング回路Ｓ２の導通期間の比率であるオン期間比率Ｄａとについて、出力電圧Ｖｏとの関係を示す図である。ここで実線はオン期間比率Ｄａの特性カーブ、破線はオン時比率Ｄの特性カーブである。このように、オン期間比率ＤａではＤａ＝１のとき、オン時比率ＤではＤ＝０．５のときに出力電圧は最も大きくなる。
【００７８】
《第６の実施形態》
図１１は第６の実施形態のスイッチング電源装置１０６の回路図である。この例では１次側にキャパシタＣｃを設けて電圧クランプ回路を構成している。また、入力電源Ｖｉの電圧を分圧するキャパシタＣｉ１，Ｃｉ２、および出力電圧Ｖｏを分圧するキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２を備えている。また１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスを回路パラメータとして表記している。ここでは、トランスＴの１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎｓの間に形成される等価的な相互インダクタンスＬｍを図示し、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎｓからなるトランスＴは、理想トランスとして図示されている。トランスＴを理想的なトランスにて構成する場合、インダクタＬｒ、インダクタＬｒｓ、およびキャパシタＣｐ、Ｃｓを単体の回路素子にて構成できる。また、トランスＴの寄生要素を用いて電磁結合回路９０そのものを単体の共振複合トランスにて構成することも可能である。その他は第２の実施形態で図４に示したものと同様である。
【００７９】
この第６の実施形態によれば、入力電源電圧が＋Ｖｉから−Ｖｃの大きな電圧振幅で動作することになるので、入力電圧の変動に対する制御特性が改善される。また、入力電源ＶｉがキャパシタＣｉ１とＣｉ２とで分圧されるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフの両サイクルで入力電源ＶｉからキャパシタＣｉ１、Ｃｉ２へと電流が流れ、入力電流の実効値が小さくなって、電流経路での導通損が低減される。さらに、出力電圧ＶｏによりキャパシタＣｉｓ１，Ｃｉｓ２へ流れる電流においても電流実効値は小さくなり、導通損は低減される。
【００８０】
《第７の実施形態》
図１２は第７の実施形態のスイッチング電源装置１０７の回路図である。この例では１次側にキャパシタＣｃを設けて１次側に電圧クランプ回路を構成し、２次側にキャパシタＣｃｓを設けて２次側にも電圧クランプ回路を構成している。その他は第５の実施形態で図７に示したものと同様である。
【００８１】
図１２に示したスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉが方形波電圧に変換され、その方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となる。また、２次側のキャパシタＣｃｓに負電圧（Ｖｃｓ）がチャージされるので、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４による同期整流回路に印加される交流方形波電圧は＋Ｖｏと−Ｖｃｓの電圧振幅となる。このように電圧振幅が大きくなるので、出力電圧の変動に対する制御特性も改善される。すなわち出力電圧の調整が広範囲に亘って容易となる。
【００８２】
《第８の実施形態》
図１３は第８の実施形態のスイッチング電源装置１０８の回路図である。この例では４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路構成の１次側交流電圧発生回路を設けている。また、４つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８によるブリッジ整流構成の２次側整流回路を設けている。
【００８３】
この第８の実施形態によれば、第１〜第７の実施形態に比べて、１次側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、および２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。
【００８４】
《第９の実施形態》
図１４は第９の実施形態のスイッチング電源装置１０９の回路図である。この例では１次側の共振キャパシタを二つのキャパシタＣｒ１，Ｃｒ２に分割配置し、２次側の共振キャパシタを二つのキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２に分割配置している。また、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路構成の１次側交流電圧発生回路を設けている。また、４つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８によるブリッジ整流構成の２次側整流回路を設けている。
【００８５】
この第９の実施形態によれば、第１〜第３の実施形態等で示した共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓのそれぞれに印加される電圧が２つのキャパシタに分割されて印加されるので、キャパシタでの損失を分散することができる。また、１次側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、および２次側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。
【００８６】
なお、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２は、直流電圧を保持する作用と直列共振用キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。
【００８７】
《第１０の実施形態》
これまでに示した各実施形態では、部品としてのトランスを備えて、ＤＣ−ＤＣコンバータとして用いるスイッチング電源装置を例に挙げたが、以降の各実施形態では対向する装置間で電気的には非接触で電力伝送を行う装置の例を示す。
【００８８】
図１５は第１０の実施形態のスイッチング電源装置１１０の回路図である。図１５においてＬｐは送電装置側の送電コイル、Ｌｓは受電装置側の受電コイルである。
【００８９】
この例では、送電コイルＬｐの等価的な漏れインダクタで第１〜第９の実施形態に示したインダクタＬｒ、送電コイルＬｐの等価的な巻線間の並列キャパシタで第１〜第９の実施形態に示したキャパシタＣｐを構成している。また、受電コイルＬｓの等価的な漏れインダクタで第１〜第９の実施形態に示したインダクタＬｒｓ、受電コイルＬｓの等価的な巻線間の並列キャパシタで第１〜第９の実施形態に示したキャパシタＣｓを構成している。また、送電コイルＬｐで磁界結合に関与する等価的なインダクタンスを相互インダクタンスＬｍ、送電コイルＬｐと受信コイルＬｓとの間で電界結合に関与する等価的なキャパシタンスを相互キャパシタンスＣｍとして構成する。
【００９０】
図１５に示すパラメータＭｌは磁界結合の相互係数を示したものであり、Ｍｃは電界結合の相互係数を示したものである。相互インダクタンスによる磁界結合（相互係数Ｍｌ）と相互キャパシタンスによる電界結合（相互係数Ｍｃ）との合成により電磁界結合としての相互係数Ｍは構成される。
【００９１】
この電力伝送システムとして用いられるスイッチング電源装置１１０は、図１５に表れているように、そのトポロジーは入出力間で対称性を有する。そのため、２次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、２次側整流回路は１次側交流電圧発生回路として作用し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による１次側交流電圧発生回路は２次側整流回路として作用する。したがって、送電と受電の関係を交換して電力伝送することも可能である。
【００９２】
例えば、負荷Ｒｏが充電電池や蓄電キャパシタンスであったり、その充放電制御回路を含む回路であったりする場合、送電コイルＬｐから受電コイルＬｓへ電力伝送されることにより、前記充電電池は充電される。そして、図１５において入力電源Ｖｉが接続される部分に負荷回路が接続されれば、前記充電電池や蓄電キャパシタンスを入力電源とし、受電コイルＬｓから送電コイルＬｐへ電力が伝送される。
【００９３】
第１０の実施形態によれば次のような効果を奏する。
（ａ）非常にシンプルな電力伝送システムとして利用できる。
【００９４】
（ｂ）送電コイルと受電コイルを離して設置することにより、ワイヤレス電力伝送回路システムとして利用できる。
【００９５】
（ｃ）送信側と受信側と入れ替えることにより、双方向の電力伝送回路システムとして利用することができる。
【００９６】
《第１１の実施形態》
図１６は第１１の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１１の回路図である。
【００９７】
第１０の実施形態で図１５に示した回路と異なり、送電装置側に並列キャパシタＣｐ、受電装置側に並列キャパシタＣｓを設けている。このように部品としての並列キャパシタＣｐ，Ｃｓを設けることにより、送電装置側の共振周波数と受電装置側の共振周波数をそれぞれ任意に設定することができる。したがって、最適化が容易となる。
【００９８】
《第１２の実施形態》
図１７は第１２の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１２の回路図である。
【００９９】
第１０の実施形態で図１５に示した回路と異なり、共振キャパシタＣｒ，Ｃｒｓを共振キャパシタＣｒ１とＣｒ２，Ｃｒｓ１とＣｒｓ２とにそれぞれ分割して構成した例である。この構成により、キャパシタＣｒ，Ｃｒｓそれぞれに流れる電流がそれぞれ２つのキャパシタに分割されるのでキャパシタでの損失を分散することができ、発熱も分散される。
【０１００】
なお、キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２およびキャパシタＣｒｓ１，Ｃｒｓ２は、直流電圧を保持する作用と直列共振用キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。
【０１０１】
《第１３の実施形態》
図１８は第１３の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１３の回路図である。この例では４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路で送電装置側の交流電圧発生回路を構成している。また、４つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８によるブリッジ整流回路で受電装置側の側整流回路を構成している。図１８に示すパラメータＭは、相互インダクタンスによる磁界結合と相互キャパシタンスによる電界結合との合成による電磁界結合の相互係数として示している。
【０１０２】
この第１３の実施形態によれば、第１０〜第１２の実施形態に比べて、送電装置側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、および受電装置側のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ７，Ｑ８に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。
【０１０３】
《第１４の実施形態》
図１９は第１４の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１４の回路図である。この例では、送電装置側にキャパシタＣｃを設けて電圧クランプ回路を構成している。その他は第１０の実施形態で図１５に示したものと同様である。
【０１０４】
この第１４の実施形態によれば、キャパシタＣｃにチャージされる負電圧を−Ｖｃとすれば、送電装置側で発生される方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となるので、送信直流電圧の変動に対する制御特性が改善される。
【０１０５】
《第１５の実施形態》
図２０は第１５の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１５の回路図である。この例では、受電装置側にキャパシタＣｃｓを設けて２次側にも電圧クランプ回路を構成している。その他は第１４の実施形態で図１９に示したものと同様である。
【０１０６】
この例では送電装置側で入力電圧Ｖｉが方形波電圧に変換され、その方形波電圧は＋Ｖｉと−Ｖｃの電圧振幅となる。また、受電装置側のキャパシタＣｃｓに負電圧（Ｖｃｓ）がチャージされるので、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４による同期整流回路に印加される交流方形波電圧は＋Ｖｏと−Ｖｃｓの電圧振幅となる。このように電圧振幅が大きくなるので、出力電圧の変動に対する制御特性も改善される。すなわち出力電圧の調整が広範囲に亘って容易となる。
【０１０７】
《第１６の実施形態》
図２１は第１６の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１６の回路図である。この例では、受電装置側の整流回路を整流ダイオードＤ３，Ｄ４で構成している。この構成によれば、受電装置は簡素な構成で単方向の電力伝送システムとして用いることができる。
【０１０８】
《第１７の実施形態》
図２２は第１７の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１７の回路図である。この例では、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６によるフルブリッジ回路で送電装置側の交流電圧発生回路を構成している。また、受電装置側の整流回路を整流ダイオードＤ３，Ｄ４，Ｄ７，Ｄ８によるダイオードブリッジで構成している。
【０１０９】
第１７の実施形態によれば、単方向の電力伝送システムとして用いることができる。また、整流ダイオードの耐電圧が半分で済むこととなる。
【０１１０】
《第１８の実施形態》
図２３は第１８の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置１１８の回路図である。この例では、コイルのインダクタＬｐ，Ｌｓ間の磁界結合となる相互インダクタンスをＭｌ、キャパシタＣｐ，Ｃｓ間の電界結合となる相互キャパシタンスをＭｃ、キャパシタＣｒ，Ｃｒｓ間の電界結合となる相互キャパシタンスをＭｃｒとしてそれぞれ示している。ここでは、キャパシタＣｒ，Ｃｒｓを含めて電磁界結合回路９０を構成する実施例を図示している。
【０１１１】
第１８の実施形態の構成によれば、相互インダクタンスＭｌ、相互キャパシタンスＭｃ、相互キャパシタンスＭｃｒを適切に設定することにより電磁界共鳴回路を構成し、電磁界結合による高効率な電力伝送を行なうことができる。
【符号の説明】
【０１１２】
Ｃｏ…平滑キャパシタ
Ｃｐ，Ｃｓ…並列共振キャパシタ
Ｃｍ…相互キャパシタンス
Ｃｒ，Ｃｒｓ…直列共振キャパシタ
Ｃｒ１，Ｃｒ２…共振キャパシタ
Ｃｒｓ…直列共振キャパシタ
Ｃｒｓ１，Ｃｒｓ２…キャパシタ
Ｄ３，Ｄ４，Ｄ７，Ｄ８…整流ダイオード
Ｄｓ１，Ｄｓ２…ダイオード
ｉｍ…励磁電流
Ｌｐ…送電コイル
Ｌｍ、Ｌｍｓ…励磁インダクタンス、または相互インダクタンス
Ｌｓ…受電コイル
Ｌｒ，Ｌｒｓ…直列共振インダクタ
Ｍｃ…電界結合の相互係数
Ｍｃｒ…電界結合の相互係数
Ｍｌ…磁界結合の相互係数
ｎｐ…１次巻線
ｎｓ…２次巻線
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチング素子
Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８…スイッチング素子
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４…スイッチング回路
Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８…スイッチング回路
１０，２０…スイッチング制御回路
３０…絶縁回路
４０…複共振回路
９０…電磁界結合回路
１０１〜１１８…スイッチング電源装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【国際調査報告】
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