(57)【要約】  ゼロ電圧スイッチングを行うＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トランス（８）の一次側のインバータ部（１５）内の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ（５ａ、５ｂ）にコンデンサ（６ａ、６ｂ）が並列接続され、交流出力線にインダクタ（７）が接続される。制御回路（３０）は、電流（ｉ）が所定値を超える領域で、デッドタイム（ｔｄ）固定のＰＷＭ制御を用いてインバータ部（１５）を制御し、電流（ｉ）が所定値以下になる軽負荷領域では、ＰＦＭ制御に切り換え、電流（ｉ）の減少に伴ってデッドタイム（ｔｄ）が長くなるように周波数を低減させてデューティ比を変化させずに保持する。
2012144249.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、
上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備え、
上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも所定値以下となる領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御する、
電力変換装置。
【請求項２】
上記制御回路は、上記回路電流が上記所定値を超える領域でＰＷＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、上記回路電流が上記所定値以下になるとＰＦＭ制御に切り換える、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
上記制御回路は、上記回路電流が減少すると上記デッドタイムを増大させる、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流を検出する電流検出器を備えた請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記インバータ部の直流母線間に、入力される直流電圧を分圧する２直列の分圧用コンデンサを備え、上記インバータ部をハーフブリッジインバータにて構成した請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記インバータ部の交流側に接続されたトランスを備え、該トランスの一次巻線、上記インダクタ、および上記交流出力線が直列接続され、該トランスの二次巻線が上記整流回路に接続される請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記２直列の半導体スイッチング素子の一方の両端電圧を検出し、
上記制御回路は、検出された電圧に応じて上記２直列の半導体スイッチング素子のスイッチングを調整する、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記インダクタは、上記回路電流に応じてインダクタンスを可変とし、上記回路電流が増加すると上記インダクタンスを減少させる、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記整流回路が半導体スイッチング素子を備え、
上記制御回路は、上記整流回路内の上記半導体スイッチング素子を、上記インバータ部の上記２直列スイッチング素子に同期させてスイッチング制御する、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記整流回路内の上記半導体スイッチング素子は、シリコンよりバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体により形成される、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
上記インバータ部内の上記各半導体スイッチング素子は、シリコンよりバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体により形成される、
請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを有した電力変換装置、および
走行用モータ駆動用のバッテリを備えた車載電源装置において、
上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備えて、上記バッテリから直流電力が入力され、
上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも所定値以下となる領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御する、
車載電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、直流電力を異なる電圧の直流電力に変換して出力する電力変換装置、およびそれを備えた車載電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
自動車の二酸化炭素排出量の削減を目指して、エネルギ利用効率を高めるよう燃費向上が強く求められている。近年、従来のエンジンのみで走行する従来自動車に加えて、エンジンとモータジェネレータを組み合わせたハイブリッド自動車や、モータのみで走行する電気自動車などの電動車両が登場し電動車両の普及が急速に進んできている。電動車両においては、従来の鉛バッテリである低圧バッテリに加えて、モータジェネレータにエネルギ供給を行うためにニッケル水素バッテリやリチウムイオンバッテリなどの高圧バッテリが用いられている。
電動車両においては発電機（オルタネータ）がなく、代わりに高圧バッテリを入力とする絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが用いられ、低圧バッテリ（鉛バッテリ）と従来電装品である低圧系負荷への電力供給の役割を担っている。高圧バッテリと低圧バッテリおよび低圧系負荷との間の異電圧間を接続する従来の電力変換装置として、以下に示すものがある。【０００３】
従来の電力変換装置は、入力端子とトランスとの間に設けられ、第１および第２のアームを含むフルブリッジ型スイッチング回路と、出力端子とトランスとの間に設けられた出力回路と、スイッチング回路を位相シフト制御する制御回路とを備える。スイッチング回路内のスイッチング素子には、それぞれダイオードおよびコンデンサが並列に接続され、第１のアームの中点は共振用インダクタを介してトランスの一次巻線の一端に接続され、第２のアームの中点は、トランスの一次巻線の他端に接続される。
制御回路は、出力非伝送期間において入力端子とスイッチング回路との間を流れる一次側電流に現れるパルス成分を検出する電流検出部と、電流検出部による検出結果に基づいて第１および第２のアームの少なくとも一方のデッドタイムを変更するデッドタイム設定部とを有している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２００４−１４０９１３
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記従来の電力変換装置では、固定周波数動作でスイッチング素子のオンオフ比を制御するＰＷＭ制御（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御）を行っている。そして、負荷を軽くするにつれてアームのスイッチング素子が共にオフとなるデッドタイムを長くすることで、デッドタイム中にスイッチング素子の並列容量における電荷の充放電を完了させ、スイッチング損失を低減させるソフトスイッチング動作を実現させている。
しかしながら、固定周波数動作でスイッチング動作させているため、デッドタイムを長くとると実効的なオン期間が短くなり、所望の出力電圧を得るために必要なデューティ比を満足できない。このため必要なデューティ比を得るためにデッドタイムに上限を設けると、軽負荷領域でソフトスイッチング動作ができずにスイッチング損失が増大する。その場合、スイッチング素子がオフからオン動作に移行するたびに、並列コンデンサの両端を短絡して該並列コンデンサに蓄えられたエネルギを無駄に消費し、大幅な損失増大を招くものであった。【０００６】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、広い負荷範囲において半導体スイッチング素子のソフトスイッチングを可能にして電力変換装置の電力損失を低減して電力変換効率を向上させることを目的とする。また、このような電力変換効率が向上した電力変換装置を備えて、車両に搭載される車載電源装置を提供することを第２の目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを備える。上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備える。そして上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも低電流領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御するものである。【０００８】
またこの発明に係る車載電源装置は、上記電力変換装置と走行用モータ駆動用のバッテリとを備え、上記電力変換装置の上記インバータ部は、上記バッテリから直流電力が入力されるものである。
【発明の効果】
【０００９】
この発明によると、制御回路は、ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも低電流領域ではＰＦＭ制御を用いてインバータ部を制御する。このため、低電流領域においても、必要なデューティ比を満足しつつ、各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするようにデッドタイムを変化させることができ、広い負荷範囲において半導体スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングが可能になる。これにより、電力損失を大きく低減でき、変換効率の高い電力変換装置が得られる。【００１０】
またこの発明によると、走行用モータ駆動用のバッテリから高い電力変換効率で異なる直流電圧の電源を生成して負荷に供給する車載電源装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置および車載電源装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１による電力変換装置におけるゲート信号の波形図である。
【図３】この発明の実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する特性図である。
【図４】この発明の実施の形態２による電力変換装置の動作を説明する特性図である。
【図５】この発明の実施の形態３による電力変換装置の動作を説明する特性図である。
【図６】この発明の実施の形態４による電力変換装置および車載電源装置の構成図である。
【図７】この発明の実施の形態５によるインダクタの特性図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置および車載電源装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータ装置および車載電源装置の構成図である。図１に示すように、車載電源装置は、車両の走行用モータ駆動用の高圧のバッテリ１と、バッテリ１の電圧を異なる電圧に変換して負荷１３に電力供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ装置によって構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は主回路２０と制御回路３０とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の主回路２０を、以下、単にＤＣ／ＤＣコンバータ２０と称す。
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、絶縁されたトランス８と、該トランス８の一次側に接続されて入力端子２ａ−２ｂ間の直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部１５と、トランス８の二次側に接続された整流回路１０と、整流された電圧を平滑して出力端子２ｃ−２ｄ間に出力する平滑回路１２とを備える。
【００１３】
インバータ部１５は、直流母線間に直列接続される第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂ、および２直列の半導体スイッチング素子としての第１、第２のＭＯＳＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）５ａ、５ｂを有するハーフブリッジインバータにて構成される。第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂは、それぞれダイオードが逆並列接続されている。なお、このダイオードは素子が内蔵する寄生ダイオードを用いても良い。このインバータ部１５は、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼゼロ電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂにはそれぞれ並列に第１、第２のコンデンサ６ａ、６ｂが接続される。また、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂとトランス８の一次巻線８ａとの間の交流出力線にはインダクタ７が接続される。
また、整流回路１０はダイオード１０ａ、１０ｂにて構成され、平滑回路１２は、インダクタ９ａ、９ｂおよび平滑コンデンサ１１にて構成される。
さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を流れる回路電流としての電流ｉを検出する電流検出器３が、この場合、インバータ部１５の入力側の直流母線に設けられている。
【００１４】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０の外部には、インバータ部１５を出力制御する制御回路３０が配置される。制御回路３０には、出力端子２ｃ、２ｄの各電位ＶＨ、ＶＬと、電流検出器３にて検出された電流ｉとが入力され、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂへの第１、第２のゲート信号３０ａ、３０ｂを生成して出力する。
【００１５】
車載電源装置の各部の接続の詳細を以下に示す。
バッテリ１は入力端子２ａ−２ｂ間に接続される。入力端子２ａは、電流検出器３の一端に接続され、電流検出器３の他端は第１の分圧用コンデンサ４ａの第１の端子および第１のＭＯＳＦＥＴ５ａのドレイン端子に各々接続される。入力端子２ｂは、第２の分圧用コンデンサ４ｂの第１の端子および第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂのソース端子に各々接続される。第１の分圧用コンデンサ４ａの第２の端子と第２の分圧用コンデンサ４ｂの第２の端子が互いに接続され、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａのソース端子と第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂのドレイン端子が互いに接続される。第１のＭＯＳＦＥＴ５ａと第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの接続点とインダクタ７の一端が接続され、インダクタ７の他端とトランス８の一次巻線８ａの第１の端子が接続される。第１のコンデンサ６ａは第１のＭＯＳＦＥＴ５ａのドレイン−ソース間に接続され、第２のコンデンサ６ｂは第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂのドレイン−ソース間に接続される。
【００１６】
トランス８の一次巻線８ａの第２の端子と、第１の分圧用コンデンサ４ａおよび第２の分圧用コンデンサ４ｂの接続点が接続される。トランス８の二次巻線８ｂの第１の端子と、インダクタ９ａの第１の端子およびダイオード１０ａのカソード端子が各々接続され、トランス８の二次巻線８ｂの第２の端子と、インダクタ９ｂの第１の端子およびダイオード１０ｂのカソード端子が各々接続される。平滑コンデンサ１１が出力端子２ｃ−２ｄ間に接続される。各インダクタ９ａ、９ｂの第２の端子が平滑コンデンサ１１の一端に各々接続され、平滑コンデンサ１１の他端に各ダイオード１０ａ、１０ｂのカソード端子が各々接続される。そして、負荷１３が出力端子２ｃ−２ｄ間に接続される。
制御回路３０は、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのゲート端子が接続されると共に、出力端子２ｃ、２ｄおよび電流検出器３に接続される。
【００１７】
このように構成される車載電源装置の動作について、以下に説明する。
バッテリ１の電圧Ｖｉｎが入力端子２ａ−２ｂ間に接続されると、第１の分圧用コンデンサ４ａおよび第２の分圧用コンデンサ４ｂにより１／２・Ｖｉｎずつに分圧される。図２は、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂへの第１、第２のゲート信号３０ａ、３０ｂを示すもので、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａおよび第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂは相補的にオンオフ動作を繰り返す。第１のＭＯＳＦＥＴ５ａおよび第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂが共にオフになる期間をデッドタイムｔｄとする。なお、図２において、Ｔｓはスイッチングの周期、Ｔｏｎは各第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのオン期間、Ｔｏｆｆは、半周期Ｔｓ／２での各第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのＴｏｎ後のオフ期間であり、この場合、Ｔｏｆｆ＝ｔｄとなる。
【００１８】
まず、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａがオン状態で第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂがオフ状態の時、トランス８の一次側には、第１の分圧用コンデンサ４ａ→第１のＭＯＳＦＥＴ５ａ→インダクタ７→トランス一次巻線８ａの経路で電流が流れ、トランス一次巻線８ａに１／２・Ｖｉｎの電圧が印加される。その結果、トランス８の二次側には、トランス二次巻線８ｂにトランス巻数比で決まる電圧が誘起し、トランス二次巻線８ｂ→インダクタ９ａ→平滑コンデンサ１１→ダイオード１０ｂの経路で電流が流れ、トランス８の一次側から二次側に電力伝達が行われる。
【００１９】
次に、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａがオフしてデッドタイムｔｄ期間に入ると、インダクタ７は電流を流し続けようとする特性があるので、トランス８の一次側には、インダクタ７→トランス一次巻線８ａ→第１の分圧用コンデンサ４ａ→コンデンサ６ａの経路と、インダクタ７→トランス一次巻線８ａ→第２の分圧用コンデンサ４ｂ→コンデンサ６ｂの経路とで電流が流れる。この時、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａの両端電圧はコンデンサ６ａの作用により、電圧の上昇を遅くすることができ、このようなスイッチングが一般にゼロ電圧スイッチングと呼ばれるもので、スイッチング損失がほぼゼロに低減される。
【００２０】
また、コンデンサ６ａとコンデンサ６ｂとの各電圧の和は第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和であるＶｉｎに等しくなるので、コンデンサ６ａの両端電圧の上昇に応じてコンデンサ６ｂの両端電圧は下降する。この状態は、コンデンサ６ａの電圧が、第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎにほぼ等しくなり、コンデンサ６ｂの電圧がほぼゼロになるまで継続する。
またこの時、トランス８の二次側には、インダクタ９ａ→平滑コンデンサ１１→ダイオード１０ａの経路と、インダクタ９ｂ→平滑コンデンサ１１→ダイオード１０ｂの経路とで電流が流れる。
【００２１】
次に、コンデンサ６ａの電圧が、Ｖｉｎにほぼ等しくなり、コンデンサ６ｂの電圧がほぼゼロになると、トランス８の一次側には、インダクタ７→トランス一次巻線８ａ→第２の分圧用コンデンサ４ｂ→第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの逆並列ダイオードの経路で電流が流れる。
【００２２】
次に、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂがオンするが、この時、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの両端にかかる電圧（コンデンサ６ｂの電圧）はほぼゼロで、ゼロ電圧スイッチングとなり、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂのスイッチング損失はほぼゼロである。
そして、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａがオフ状態で第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂがオン状態の時、トランス８の一次側には、第２の分圧用コンデンサ４ｂ→トランス一次巻線８ａ→インダクタ７→第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの経路で電流が流れ、トランス一次巻線８ａに−１／２・Ｖｉｎの電圧が印加される。その結果、トランス８の二次側には、トランス二次巻線８ｂにトランス巻数比で決まる電圧が誘起し、トランス二次巻線８ｂ→インダクタ９ｂ→平滑コンデンサ１１→ダイオード１０ａの経路で電流が流れ、トランス８の一次側から二次側に電力伝達が行われる。
【００２３】
次に、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂがオフしてデッドタイムｔｄ期間に入ると、電流を流し続けようとするインダクタ７の特性により、トランス８の一次側には、インダクタ７→コンデンサ６ｂ→第２の分圧用コンデンサ４ｂ→トランス一次巻線８ａの経路と、インダクタ７→コンデンサ６ａ→第１の分圧用コンデンサ４ａ→トランス一次巻線８ａの経路とで電流が流れる。この時、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの両端電圧はコンデンサ６ｂの作用により、電圧の上昇を遅くすることができ、ゼロ電圧スイッチングによるオフとなる。
【００２４】
また、コンデンサ６ｂの両端電圧の上昇に応じてコンデンサ６ａの両端電圧は下降し、この状態は、コンデンサ６ｂの電圧が、第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎにほぼ等しくなり、コンデンサ６ａの電圧がほぼゼロになるまで継続する。
またこの時、トランス８の二次側には、インダクタ９ａ→平滑コンデンサ１１→ダイオード１０ａの経路と、インダクタ９ｂ→平滑コンデンサ１１→ダイオード１０ｂの経路とで電流が流れる。
【００２５】
次に、コンデンサ６ｂの電圧が、Ｖｉｎにほぼ等しくなり、コンデンサ６ａの電圧がほぼゼロになると、トランス８の一次側には、インダクタ７→第１のＭＯＳＦＥＴ５ａの逆並列ダイオード→第１の分圧用コンデンサ４ａ→トランス一次巻線８ａの経路で電流が流れる。
その後、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａがオンして、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａがオン状態で第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂがオフ状態の時に戻る。この時も、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａの両端にかかる電圧（コンデンサ６ａの電圧）はほぼゼロで、ゼロ電圧スイッチングとなり、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａのスイッチング損失はほぼゼロである。
【００２６】
上述したような第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのゼロ電圧スイッチングの際には、各第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂに並列接続されたコンデンサ６ａ、６ｂが作用する。各第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのゼロ電圧スイッチングが成立するためには、スイッチングにおけるデッドタイムｔｄ期間中に、コンデンサ６ａ、６ｂの電圧が第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎまで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下することが必要である。第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのオンオフにより、コンデンサ６ａ、６ｂの電圧が第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎまで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下するために要する時間を、以下、コンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間と称す。
コンデンサ６ａ、６ｂの電圧は、コンデンサ６ａ、６ｂを充放電する電流であるインダクタ７の電流によって変化する。このため、負荷１３が軽くなりＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電力が小さい場合、すなわちインダクタ７の電流が低下すると、コンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間が増大する。
【００２７】
図３は、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂの制御および動作について説明する図である。図３に示すように、制御回路３０は、電流検出器３からの電流ｉに応じて制御を切り換える。インダクタ７の電流は負荷電流に依存し、電流検出器３からの電流ｉも同様に負荷電流に依存するため、コンデンサ６ａ、６ｂの電圧は、負荷電流に依存する電流ｉによって変化すると言うことができる。
制御回路３０は、電流ｉが所定値ｉａを超える領域、即ち負荷１３が中負荷〜定格負荷の負荷領域においては、ＰＷＭ制御を用いてインバータ部１５を制御し、電流ｉが所定値ｉａ以下になると、即ち負荷１３が所定負荷より軽い軽負荷領域になるとＰＦＭ制御（Ｐｕｌｓｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御）に切り換える。
周波数が一定のＰＷＭ制御ではデッドタイムｔｄが固定であるが、低電流領域でのＰＦＭ制御では、電流ｉの減少に伴ってデッドタイムｔｄが長くなるように周波数を低減させる。そして所望の出力電圧を得るデューティ比を変化させずに保持する。
【００２８】
上述したように、負荷１３が軽くなりＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電力が小さい場合、即ち電流ｉが低下すると、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチング時におけるコンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間が増大する。この実施の形態では、電流ｉが所定値ｉａ以下になるとＰＦＭ制御に切り換えて、電流ｉの減少に伴ってデッドタイムｔｄを長くして第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂをスイッチング制御する。このデッドタイムｔｄは、電流ｉの減少に伴って増大するコンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間より長くなるように設定される。
【００２９】
これにより、広い負荷範囲において、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチングにおけるデッドタイムｔｄ期間中に、コンデンサ６ａ、６ｂの電圧が第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎまで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下することが可能になり、ゼロ電圧スイッチングが信頼性良く安定して行える。これにより、電力損失を大きく低減でき、変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータ装置、およびそれを用いた車載電源装置が得られる。
【００３０】
なお、上記実施の形態では、電流検出器３は、インバータ部１５の入力側の直流母線に接続して入力電流を検出したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０を流れる電流で、負荷電流に依存して変化する電流を検出するものであれば、これに限るものではない。
【００３１】
また、上記実施の形態１では、２直列の半導体スイッチング素子５ａ、５ｂとしてＭＯＳＦＥＴを用いて説明を行ったが、バイポーラトランジスタ、または絶縁型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、またはシリコンカーバイドトランジスタ、またはワイドバンドギャップ半導体によって形成されたＭＯＳＦＥＴを用いても同様の効果が得られる。
ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンに比べてバンドギャップが大きい半導体であり、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、車載電源装置の小型化が促進できる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、車載電源装置の高効率化が図れる。
またワイドバンドギャップ半導体から成るスイッチング素子は耐熱性も高いため、通常、車載電源装置に併設されているヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、車載電源装置の一層の小型化が可能になる。
【００３２】
また、上記実施の形態１では、インダクタ７を独立した素子として説明を行ったが、トランス８の漏れインダクタンスを用いても良く、同様の効果が得られる。
【００３３】
さらにまた、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂにそれぞれ並列接続される第１、第２のコンデンサ６ａ、６ｂは、第１のＭＯＳＦＥＴ５ａおよび第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの両端に寄生する寄生容量を用いても良く、同様の効果が得られる。
【００３４】
また、上記実施の形態１では、インバータ部１５をハーフブリッジインバータで構成したが、それ以外の種々のインバータ回路にも適用でき同様の効果が得られる。
【００３５】
また、上記実施の形態１では、トランス８の二次側の回路構成に、倍電流整流回路構成を用いて説明したが、センタータップ整流やダイオードブリッジ整流の回路構成としても良く、同様の効果が得られる。
【００３６】
また、上記実施の形態１では、整流回路１０としてダイオード１０ａ、１０ｂを用いたダイオード整流を示したが、半導体スイッチング素子を備えて同期整流回路を構成しても良い。その場合、制御回路３０は、整流回路内の半導体スイッチング素子を、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂに同期させてスイッチング制御する。これにより整流回路での導通損失が低減できる。
また、整流回路内の半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体によって形成することにより、さらに低損失で小型化、高効率化が図れる。
【００３７】
また、上記実施の形態１では、インバータ部１５のＰＦＭ制御期間では、デッドタイムｔｄは電流低下に伴って直線的に増大するものを図示したが、曲線的あるいは階段状などにより増大しても良く、電流低下に伴って増大するコンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間より長くなるように設定されるものであれば良い。
【００３８】
また、上記実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は車載電源装置に適用するものを示したが、車両用以外にも適用可能で、同様の効果が得られる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、絶縁のためのトランス８が無い構成としても良い。
【００３９】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
この実施の形態２では、上記実施の形態１の図１で示した同様の回路構成の電力変換装置および車載電源装置を用い、制御回路３０には、出力端子２ｃ、２ｄの各電位ＶＨ、ＶＬと、電流検出器３にて検出された電流ｉとが入力され、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂへ、図２で示した同様の第１、第２のゲート信号３０ａ、３０ｂを生成して出力する。この場合、制御回路３０による第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂの制御の方法が上記実施の形態１と異なり、以下に示す。
図４は、実施の形態２による、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂの制御および動作について説明する図である。図４に示すように、制御回路３０は、電流ｉが所定値ｉｂを超える領域、即ち負荷１３が中負荷〜定格負荷の負荷領域においては、ＰＷＭ制御を用いてインバータ部１５を制御し、電流ｉが所定値ｉｂ以下になると、即ち負荷１３が所定負荷より軽い軽負荷領域になるとＰＦＭ制御に切り換える。
【００４０】
通常、所望の出力電圧を得るためのデューティ比にはある程度余裕があり、周波数が一定のＰＷＭ制御においても、デューティ比が許容される範囲で、電流ｉの減少に伴ってデッドタイムｔｄが長くなるように第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂを制御する。そして、低電流領域でのＰＦＭ制御では、電流ｉの減少に伴ってデッドタイムｔｄが長くなるように周波数を低減させ、デューティ比を変化させずに保持する。
このデッドタイムｔｄは、電流ｉの減少に伴って増大するコンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間より長くなるように設定される。
【００４１】
上述したように、負荷１３が軽くなりＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電力が小さい場合、即ち電流ｉが低下すると、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチング時におけるコンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間が増大するが、この充放電完了時間よりデッドタイムｔｄを長くなるように設定して第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂを制御する。
これにより、広い負荷範囲において、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチングにおけるデッドタイムｔｄ期間中に、コンデンサ６ａ、６ｂの電圧が第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎまで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下することが可能になり、ゼロ電圧スイッチングが信頼性良く安定して行える。これにより、上記実施の形態１と同様に、電力損失を大きく低減でき、変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータ装置、およびそれを用いた車載電源装置が得られる。
【００４２】
なお、上述した上記実施の形態１に適用可能な種々の変形例は、同様に適用でき同様の効果が得られる。
【００４３】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。
この実施の形態３においても、上記実施の形態１と同様の回路構成の電力変換装置および車載電源装置を用い、制御回路３０による第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂの制御の方法が上記実施の形態１と異なる。
図５は、実施の形態３による、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂの制御および動作について説明する図である。図５に示すように、制御回路３０は、ＰＦＭ制御により第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂを制御する。そして、電流ｉの減少に伴ってデッドタイムｔｄが長くなるように周波数を低減させ、所望の出力電圧を得るデューティ比を変化させずに保持する。このデッドタイムｔｄは、電流ｉの減少に伴って増大するコンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間より長くなるように設定される。
【００４４】
上述したように、負荷１３が軽くなりＤＣ／ＤＣコンバータ２０の出力電力が小さい場合、即ち電流ｉが低下すると、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチング時におけるコンデンサ６ａ、６ｂの充放電完了時間が増大するが、この充放電完了時間よりデッドタイムｔｄを長くなるように設定して第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂを制御する。
これにより、広い負荷範囲において、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチングにおけるデッドタイムｔｄ期間中に、コンデンサ６ａ、６ｂの電圧が第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎまで増加する、あるいはゼロ電圧近辺まで低下することが可能になり、ゼロ電圧スイッチングが信頼性良く安定して行える。これにより、上記実施の形態１と同様に、電力損失を大きく低減でき、変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータ、およびそれを用いた車載電源装置が得られる。
【００４５】
なお、上述した上記実施の形態１に適用可能な種々の変形例は、同様に適用でき同様の効果が得られる。
【００４６】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４について説明する。
図６は、この発明の実施の形態４による電力変換装置としてのＤＣ／ＤＣコンバータ装置および車載電源装置の構成図である。図６に示すように、制御回路３０には、出力端子２ｃ、２ｄの各電位ＶＨ、ＶＬと、電流検出器３にて検出された電流ｉと、さらに第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂのドレイン端子、ソース端子の各電位Ｖｄ、Ｖｓが入力され、インバータ部１５の第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂへ第１、第２のゲート信号３０ａ、３０ｂを生成して出力する。その他の構成は、上記実施の形態１と同様である。
【００４７】
制御回路３０の基本の制御は、上記実施の形態１と同様である。電流ｉが所定値ｉａを超える領域、即ち負荷１３が中負荷〜定格負荷の負荷領域においては、ＰＷＭ制御を用いてデッドタイムｔｄを固定にしてインバータ部１５を制御し、電流ｉが所定値ｉａ以下になると、即ち負荷１３が所定負荷より軽い軽負荷領域になるとＰＦＭ制御に切り換える。そして、低電流領域でのＰＦＭ制御では、電流ｉの減少に伴ってデッドタイムｔｄが長くなるように周波数を低減させる。そして所望の出力電圧を得るデューティ比を変化させずに保持する。
【００４８】
この場合、制御回路３０では、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂのドレイン端子、ソース端子の各電位Ｖｄ、Ｖｓから、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの両端電圧を検出して監視し、該両端電圧に基づいて、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂがゼロ電圧スイッチングするように第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチングを調整する。第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂがゼロ電圧スイッチングするのは、コンデンサ６ａ、６ｂの電圧、即ち、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂの両端電圧が、第１、第２の分圧用コンデンサ４ａ、４ｂの電圧和Ｖｉｎとほぼ等しいか、ほぼ０に等しい時である。このため、第２のＭＯＳＦＥＴ５ｂの両端電圧を監視し、この電圧が、Ｖｉｎとほぼ等しいか、ほぼ０に等しい時に第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂがオンオフするように、スイッチングのタイミングを調整する。
これにより、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂが確実にゼロ電圧スイッチングすることができ、電力損失をさらに低減でき、変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータ装置、およびそれを用いた車載電源装置が得られる。
【００４９】
なお、上記実施の形態４では、制御回路３０の基本の制御は、上記実施の形態１と同様である場合を示したが、上記実施の形態２または３と同様にしても良く、いずれも第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂが確実にゼロ電圧スイッチングすることができ、電力損失をさらに低減でき、変換効率の高いＤＣ／ＤＣコンバータ装置、およびそれを用いた車載電源装置が得られる。
【００５０】
また、上述した上記実施の形態１に適用可能な種々の変形例は、同様に適用でき同様の効果が得られる。
【００５１】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５について説明する。
この実施の形態５では、上記各実施の形態１〜４において、インダクタ７に可変特性を有するものを用いる。図７は、実施の形態５によるインダクタ７の特性図であり、電流に応じてインダクタンスを可変とし、電流が増加するとインダクタンスを減少させる。
インダクタンスが一定の場合では、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０に流れる電流が増加すると、第１、第２のＭＯＳＦＥＴ５ａ、５ｂのスイッチング時におけるインダクタ７での転流時間が増大する。この実施の形態では、インダクタ７は、電流の増加に伴いインダクタンスを減少させるため、転流時間を短縮することができる。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、さらに低損失で電力変換効率が向上する。
【００５２】
また、ゼロ電圧スイッチングはインダクタ７の転流を利用して行っているもので、この場合、デッドタイムｔｄの設定は、電流ｉと、電流ｉに応じて変化するインダクタ７のインダクタンスとの双方に基づいて、例えば、ＰＦＭ制御においては周波数を非線形に変化させることにより、ゼロ電圧スイッチングできるように、また所望の出力電圧が得られるように設定する。これにより、ゼロ電圧スイッチングが確実に行えると共に、動作周波数の下限値を上昇させることができるためＤＣ／ＤＣコンバータ２０内の磁性部品が小型化できる。
【００５３】
なお、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【図１】
2012144249.tif 000003
【図２】
2012144249.tif 000004
【図３】
2012144249.tif 000005
【図４】
2012144249.tif 000006
【図５】
2012144249.tif 000007
【図６】
2012144249.tif 000008
【図７】
2012144249.tif 000009
【手続補正書】
【提出日】平成25年5月13日(2013.5.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、
上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備え、
上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも所定値以下となる領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、
上記インダクタは、上記回路電流に応じてインダクタンスを可変とし、上記回路電流が増加すると上記インダクタンスを減少させる、
電力変換装置。
【請求項２】
２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、
上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備え、上記２直列の半導体スイッチング素子の一方の両端電圧を検出し、
上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも所定値以下となる領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、検出された上記両端電圧に応じて上記２直列の半導体スイッチング素子のスイッチングを調整する、
電力変換装置。
【請求項３】
上記制御回路は、上記回路電流が上記所定値を超える領域でＰＷＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、上記回路電流が上記所定値以下になるとＰＦＭ制御に切り換える、
請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
上記制御回路は、上記回路電流が減少すると上記デッドタイムを増大させる、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項５】
上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流を検出する電流検出器を備えた請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
上記インバータ部の直流母線間に、入力される直流電圧を分圧する２直列の分圧用コンデンサを備え、上記インバータ部をハーフブリッジインバータにて構成した請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
上記インバータ部の交流側に接続されたトランスを備え、該トランスの一次巻線、上記インダクタ、および上記交流出力線が直列接続され、該トランスの二次巻線が上記整流回路に接続される請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
上記整流回路が半導体スイッチング素子を備え、
上記制御回路は、上記整流回路内の上記半導体スイッチング素子を、上記インバータ部の上記２直列のスイッチング素子に同期させてスイッチング制御する、
請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
上記整流回路内の上記半導体スイッチング素子は、シリコンよりバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体により形成される、
請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
上記インバータ部内の上記各半導体スイッチング素子は、シリコンよりバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体により形成される、
請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを有した電力変換装置、および
走行用モータ駆動用のバッテリを備えた車載電源装置において、
上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備えて、上記バッテリから直流電力が入力され、
上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも所定値以下となる領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、
上記インダクタは、上記回路電流に応じてインダクタンスを可変とし、上記回路電流が増加すると上記インダクタンスを減少させる、
車載電源装置。
【請求項１２】
２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを有した電力変換装置、および
走行用モータ駆動用のバッテリを備えた車載電源装置において、
上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備えて、上記バッテリから直流電力が入力され、上記２直列の半導体スイッチング素子の一方の両端電圧を検出し、
上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも所定値以下となる領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、検出された上記両端電圧に応じて上記２直列の半導体スイッチング素子のスイッチングを調整する、
車載電源装置。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正の内容】
【０００７】
この発明に係る電力変換装置は、２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを備える。上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備える。そして上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも低電流領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、上記インダクタは、上記回路電流に応じてインダクタンスを可変とし、上記回路電流が増加すると上記インダクタンスを減少させるものである。
またこの発明に係る電力変換装置は、２直列の半導体スイッチング素子を備えて直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、該インバータ部の交流出力を整流する整流回路と、整流された電圧を平滑して負荷に直流電力を出力する平滑回路とを備えたＤＣ／ＤＣコンバータと、上記インバータ部を制御する制御回路とを備える。上記インバータ部は、上記各半導体スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、交流出力線に接続されたインダクタとを備え、上記２直列の半導体スイッチング素子の一方の両端電圧を検出する。そして上記制御回路は、上記各半導体スイッチ素子がゼロ電圧スイッチングするように、上記ＤＣ／ＤＣコンバータを流れる回路電流に応じて、上記２直列の半導体スイッチング素子が共にオフする期間であるデッドタイムを変化させ、該回路電流が少なくとも所定値以下となる領域ではＰＦＭ制御を用いて上記インバータ部を制御し、検出された上記両端電圧に応じて上記２直列の半導体スイッチング素子のスイッチングを調整するものである。
【国際調査報告】
2012144249.tif 000010
2012144249.tif 000011
2012144249.tif 000012
2012144249.tif 000013