<figure><img src="image_54.png" /><figcaption>Figure III.30 : Distribution du champ électrique de l'ensemble résonateur – plan de masse à 920 MHz</figcaption></figure>

Au même titre que l'adaptation, la largeur de bande ou le diagramme de rayonnement, l'efficacité est une caractéristique radioélectrique très importante pour les antennes. Elle représente la capacité d'un élément à rayonner efficacement les ondes électromagnétiques. L'efficacité totale simulée de l'antenne bi-bande est présentée sur la **Figure III.31**.

<figure><img src="image_55.png" /><figcaption>Figure III.31 : Efficacité totale simulée de l'antenne bi-bande</figcaption></figure>

L'efficacité totale est définie par le rapport de la puissance totale rayonnée sur la puissance incidente. Elle prend en compte les pertes par réflexion due aux désadaptations entre le câble coaxial et l'antenne, ainsi que les pertes ohmiques sur les parties métalliques (il n'y a pas de pertes diélectriques puisque celui-ci est de l'air). L'efficacité de l'antenne est supérieure à 79,6 % et 84,3 %
dans les bandes GSM et 2 GHz respectivement (soit dans les bandes de fréquence simulées couvertes par l'antenne à ROS ≤ 2, cf **Tableau III.1**).

## 4.6 Etude paramétrique

Les résultats mesurés et simulés étant assez proches, cette étude a été entièrement réalisée avec le logiciel IE3D de Zeland Software. En effet, la réalisation d'une étude paramétrique pratique n'aurait pas pu garantir la modification d'un seul paramètre physique à la fois, ce qui aurait pu fausser les résultats. Cette étude prendra deux orientations différentes. Dans un premier temps, nous montrerons l'influence des principaux paramètres de la fente sur les fréquences et l'adaptation de ses deux premiers modes résonnants (modes 1 et 3). Puis, dans un deuxième temps, nous montrerons l'incidence qu'a la longueur du plan de masse sur les largeurs de bande de ces deux résonances.

### 4.6.1 Variation des dimensions de la fente

L'antenne optimisée de la **Figure III.26** sert de référence et ses courbes simulées apparaîtront en noir dans chacun des graphiques qui suivront.

#### 4.6.1.a Influence de la longueur de la fente "avant-coude"

Le premier paramètre que nous faisons varier est la longueur de la fente "avant-coude" (Figure III.32).

<figure><img src="image_56.png" /><figcaption>Figure III.32 : Influence de la longueur de la fente "avant-coude"</figcaption></figure>
Précisons que même si la longueur de la portion "après-coude" reste constante, la configuration de l'élément rayonnant est un peu changée (cf les trois structures d'antenne de la **Figure III.32**). Cependant, des résultats similaires ont été obtenus lors de la découpe progressive de la fente dans le résonateur où, alors que la portion "après-coude" de la fente n'était pas encore découpée, nous augmentions la longueur de la portion initiale de la fente (cf **Figures III.13 et III.14** pages 70 et 71 avec les variations des résonances R1 et R2).

Alors que le mode 1 n'est que légèrement modifié, nous observons que le fait d'allonger la partie initiale de la fente permet de diminuer l'amplitude et la fréquence à la résonance du mode 3. Nous avons déjà vu que la fréquence de résonance du mode 3 était fortement conditionnée par l'effet capacitif créé tout autour de la fente mais plus particulièrement par la partie créée dans la portion "avant-coude" de la fente. Ceci se vérifie à nouveau ici puisque nous savons que la valeur d'une capacité est donnée par la **Formule (III.12)** :

$$C = \frac{\epsilon_0 \epsilon_r S}{h} \quad \text{avec} \quad \left\{ \begin{array}{l} \epsilon_0 = \text{permittivité du vide} = 8,85 \cdot 10^{-12} \, \text{F.m}^{-1} \\ \epsilon_r = \text{permittivité relative} = 1 \text{ dans notre cas} \\ S = \text{aire des surfaces de métal en regard l'une de l'autre} \\ h = \text{distance entre les deux plaques de métal} \end{array} \right\} \qquad (\text{III.12})$$

Or, lorsque l'on augmente la longueur "avant-coude" de la fente, on augmente en fait la surface S des bords en regard et on augmente ainsi l'effet capacitif.

De plus, le mode 1 ne subit pas de modification car nous savons que la fréquence de ce mode dépend de la longueur moyenne du trajet en courants sur l'élément rayonnant. Or, le fait de faire varier cette longueur de fente ne modifie guère ce trajet puisque les effets d'allongement et de raccourcissement de ce trajet de part et d'autre de la fente se compensent.
4.6.1.b Influence de la largeur de la fente "avant-coude"

Nous faisons maintenant varier la largeur de la fente "avant-coude" (Figure III.33).

<figure><img src="image_57.png" /><figcaption>Figure III.33 : Influence de la largeur de la fente "avant-coude"</figcaption></figure>

Les conséquences sur les deux modes résonnants sont du même type que précédemment :
alors que la résonance du mode 1 n'est que peu changée, celle du mode 3 est modifiée en fréquence
et en amplitude. En effet, diminuer la largeur de la fente "avant-coude" revient à diminuer la
distance *h* dans la **Formule (III.12)**. On a donc un effet capacitif plus important lorsque la fente est
étroite et ainsi cet effet va agir sur la descente en fréquence du mode 3.

Le trajet en courant du mode 1, quant à lui, est à peine allongé par la diminution de cette
largeur de fente ce qui se traduit pas une très légère diminution de la fréquence de résonance de ce
mode.
4.6.1.c Influence de la longueur de la fente "après-coude"

La **Figure III.34** présente les conséquences de la variation de la longueur de la fente "après-coude" sur la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne et sur son adaptation.

<figure><img src="image_58.png" /><figcaption>Figure III.34 : Influence de la longueur de la fente "après-coude"</figcaption></figure>

Comme nous l'avions vu lors de la découpe progressive de la fente dans le résonateur, la variation de la longueur de la fente "après-coude" agit directement sur la longueur moyenne du trajet en courants qui conditionne la résonance du mode 1. Donc lorsque la longueur de cette portion de fente augmente, les trajets en courants du mode 1 s'en trouvent par conséquent allongés et ainsi la fréquence de résonance de ce mode diminue.

Concernant le mode 3, quasiment aucune répercussion sur sa fréquence et sur son amplitude n'est observée. Ce résultat semble logique puisque la fréquence de ce mode dépend surtout de l'effet capacitif créé dans la portion "avant-coude" de la fente.
### 4.6.1.d Influence de la largeur de la fente "après-coude"

L'augmentation de la largeur de la fente "après-coude" a des conséquences non négligeables sur les modes 1 et 3 (Figure III.35). Nous constatons ainsi une diminution des fréquences de résonance de ces deux modes, soit 8,2 % pour le mode 1 et 5 % pour le mode 3.

<figure><img src="image_59.png" /><figcaption>Figure III.35 : Influence de la largeur de la fente "après-coude"</figcaption></figure>

En fait, augmenter la largeur de cette fente revient à allonger les trajets en courants du mode 1 et donc la fréquence de résonance de ce mode diminue.

Quant au mode 3, comme la fréquence de ce mode est surtout réglée par l'effet capacitif créé au départ de la fente, le fait d'augmenter la largeur de la fente "après-coude" diminue à peine l'effet capacitif global. Or, cette petite diminution de capacité devrait induire une petite augmentation de la fréquence de résonance du mode 3. Mais ce n'est pas le cas, car ce mode suit plutôt le même comportement en fréquence que le mode 1 et diminue. Cependant, cette diminution en fréquence est moins marquée que celle du mode 1 car elle est précisément compensée par la légère augmentation de fréquence engendrée par la faible diminution de l'effet capacitif.

### 4.6.1.e Conclusion

La largeur de la fente "avant-coude" qui règle l'effet capacitif agissant sur la fréquence de résonance du mode 3, et la longueur de la fente "après-coude" qui modifie la longueur moyenne des trajets en courants conditionnant le mode 1, constituent les deux paramètres de réglage principaux que nous utiliserons tout au long de ces travaux pour repositionner indépendamment les fréquences
de ces deux modes. En effet, les différentes évolutions que nous apporterons à cette antenne par la suite pourront désajuster les fréquences de ces deux modes résonnants. Ces deux paramètres de la fente seront donc très utiles et seront utilisés pour garantir le meilleur ajustement en fréquence possible des antennes conçues.

### 4.6.2 Influence de la longueur du plan de masse

L'étude que nous montrons maintenant est très importante car elle constitue la base du fonctionnement des antennes intégrées dans les terminaux de téléphonie mobile [MAN 01] [VAI 02] [KIV 03]. En effet, les performances électriques des antennes et en particulier leurs bandes passantes ne dépendent pas seulement des caractéristiques géométriques du seul résonateur mais dépendent surtout de la position et de l'orientation de ce résonateur sur le plan de masse et de la longueur de ce dernier. Effectivement, la bande passante étant largement définie par le fonctionnement combiné de l'antenne et du plan de masse, il faut en premier lieu, que l'élément rayonnant quart d'onde et que son court-circuit plan ou de type languette soient tous deux positionnés à l'une des extrémités du PCB. Notre antenne répondant à ces conditions, le deuxième critère est la longueur du plan de masse. Pour clarifier l'importance de ce second point, la **Figure III.1** présente les conséquences de la variation de la longueur du plan de masse sur les bandes passantes des deux premiers modes de l'antenne. Précisons qu'en dépit de la non réadaptation systématique de l'antenne à chaque nouvelle longueur de plan de masse, les résultats obtenus sont tout de même significatifs.

<figure><img src="image_60.png" /><figcaption>Figure III.36 : Influence de la longueur du plan de masse</figcaption></figure>
Nous avons donc fait varier la longueur du plan de masse de 50 à 160 mm par pas de 5 mm et nous avons obtenu un maximum de bande passante pour le mode 1 situé aux fréquences GSM et deux maxima pour le mode 3 situé vers 2 GHz. La plus grande largeur de bande du mode GSM intervient pour une longueur de plan de masse de 122,5 mm, ce qui représente 0,38λ₀ à 920 MHz. Quant à la résonance située à 2 GHz, les deux maxima de bande passante sont obtenus pour des longueurs de 62,5 et 137,5 mm, ce qui représente respectivement 0,42λ₀ et 0,92λ₀ à 2 GHz. Nous remarquons donc que pour passer du premier au deuxième maximum à 2 GHz, il suffit d'augmenter la longueur du plan de masse de λ₀/2. En fait, les longueurs de plan de masse pour lesquelles la bande passante de l'antenne est minimale sont les cas où la contribution du rayonnement du PCB est petite et donc la largeur de bande obtenue est quasiment celle donnée par la seule contribution du résonateur. Ceci s'explique par le fait que le résonateur et le plan de masse sont assimilables aux deux brins d'un dipôle asymétrique avec l'élément de type PIFA qui résonne en λ/4 et le PCB qui résonne un peu plus bas que λ/2. Les maxima de bande passante sont donc obtenus lorsque le plan de masse et le résonateur résonnent à la même fréquence.

Le plan de masse a donc un rôle essentiel dans le fonctionnement global des antennes de téléphonie mobile. En clair, on ne peut dissocier le résonateur du plan de masse et l'ensemble résonateur – PCB doit être considéré comme l'antenne elle-même.

## 5 Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons détaillé la conception d'une antenne bi-bande travaillant aux fréquences GSM et vers 2 GHz. Pour cela, nous avons choisi un élément rayonnant rectangulaire que nous avons placé à l'extrémité d'un plan de masse. Ces éléments, répondant tous deux aux contraintes d'intégration dans un boîtier de téléphone portable, nous avons ensuite réalisé une fente sur l'élément rayonnant afin de permettre une descente en fréquence des modes fondamental et supérieurs de cet élément. Nous avons ainsi conçu une antenne dont les deux premiers modes impairs 1 et 3 permettent l'obtention de deux bandes passantes distinctes. L'antenne a par la suite été réalisée et un bon accord avec les résultats de simulation a été obtenu. Enfin, une étude paramétrique poussée a permis d'appuyer et de confirmer le fonctionnement de l'antenne mis en oeuvre tout au long du chapitre. La suite de ce manuscrit concerne l'élargissement des bandes passantes obtenues par l'addition d'élément(s) parasite(s).
<figure><img src="image_61.png" /></figure>
# Chapitre IV : Antennes tri-bandes

## 1 Introduction

En vue d'obtenir des antennes tri-bandes, un élément parasite quart d'onde [VIR 97] est rajouté à l'antenne bi-bande conçue au chapitre précédent. Deux configurations différentes sont présentées : en premier lieu, un élément parasite "court" permet d'élargir le haut de la bande à 2 GHz de l'antenne bi-bande ; puis dans la deuxième configuration, l'ajout d'un élément parasite "long" élargit le bas de la bande à 2 GHz de l'antenne bi-bande.

## 2 Première configuration

### 2.1 Géométrie

Un élément parasite court-circuité de dimensions 15 x 4 x 8,5 mm³ est ajouté à proximité de l'antenne bi-bande (Figure IV.1). L'excitation de cet élément parasite de type quart d'onde se fait par couplage électromagnétique non seulement de sa languette de court-circuit avec la languette d'alimentation du résonateur alimenté mais aussi par couplage électromagnétique direct entre les deux résonateurs. Nous pouvons noter que par rapport au chapitre précédent, les dimensions du résonateur alimenté sont inchangées (Figure IV.2).

<figure><img src="image_62.png" /><figcaption>Figure IV.1 : Première antenne tri-bande</figcaption></figure>
<figure><img src="image_63.png" /><figcaption>Figure IV.2 : Dimensions en mm de la première antenne tri-bande</figcaption></figure>

## 2.2 Impédance d'entrée, bandes passantes

La **Figure IV.3** présente les résultats simulés du ROS et de la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne. Alors que la largeur de la bande supérieure de l'antenne sans résonateur parasite était de 121 MHz entre 1937 et 2058 MHz à ROS ≤ 2, l'ajout de cet élément permet d'obtenir une bande supérieure de 416 MHz entre 1971 et 2387 MHz à ROS ≤ 2.

<figure><img src="image_64.png" /><figcaption>Figure IV.3 : ROS et partie réelle de la première antenne tri-bande</figcaption></figure>

On comprend bien comment agit ce résonateur parasite : il est dimensionné de telle façon que la fréquence de résonance qu'il crée se situe au dessus de celle du mode 3 de l'élément alimenté. Sa fréquence de résonance théorique doit être donnée par la **Formule (IV.1)**<fnref n="1" />.

$$f_r = \frac{c}{4(L+H)} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ L = \text{longueur de l'élément parasite} = 15 \text{ mm} \\ H = \text{hauteur de l'élément parasite} = 8,5 \text{ mm} \end{cases} \qquad (\text{IV.1})$$

<footnote n="1">1 La largeur W de l'élément parasite n'est pas prise en compte dans la formule car l'observation des courants à la surface de cet élément a montré un trajet selon sa longueur L plutôt en ligne droite.</footnote>
Ce n'est pas exactement le cas car cette formule ne tient pas compte de l'effet capacitif créé entre les deux résonateurs, effet qui est réparti sur tout le long de leurs surfaces en regard. En effet, la **Formule (IV.1)** donne une résonance à 3,19 GHz alors que la simulation donne une résonance à 2,21 GHz. Donc l'influence de la capacité répartie se fait ressentir sur la fréquence de résonance de l'élément parasite mais pas seulement ; en effet, par rapport à l'antenne avec le seul résonateur alimenté, nous notons une diminution des fréquences de résonance des modes 1 et 3 de cet élément, les fréquences de ces modes passent ainsi respectivement de 0,89 à 0,87 GHz et de 1,72 à 1,66 GHz.

## 2.3 Courants de surface – Identification des résonances

La visualisation des distributions des courants de l'antenne (Figure IV.4) à ses trois premières fréquences de travail permet de mettre en évidence les "points chauds" de cette antenne tri-bande. Par point chaud nous entendons la forte concentration des courants de surface à un endroit précis qui mène à déterminer l'état de résonance d'un élément plutôt que d'un autre.

<figure><img src="image_65.png" /><figcaption>Figure IV.4 : Distribution des courants de la première antenne tri-bande</figcaption></figure>
Cependant, nous faisons un abus de langage puisqu'en désignant l'état de résonance d'un élément en particulier, nous affirmons également que c'est lui qui rayonne. Il faut bien sûr comprendre que lorsque nous attribuons un rayonnement à un résonateur précis, nous le faisons de manière abusive puisqu'en fait tous les éléments de l'antenne participent plus au moins au rayonnement total de la structure.

Pour les deux premières fréquences de travail à 0,91 et 2,05 GHz, les plus grandes densités de courant se situent autour de la fente du résonateur alimenté. Ainsi, cet élément travaille respectivement sur ses premier et troisième modes qui ont tous les deux été descendus en fréquence grâce à la présence de la fente. Enfin pour la fréquence à 2,3 GHz, l'élément parasite supporte les courants les plus élevés car il résonne sur son premier mode.

## 2.4 Comparaison simulation/expérience

Dans le but de valider les résultats de simulation, nous avons réalisé et mesuré cette antenne tri-bande. Le positionnement des différents éléments de l'antenne (résonateurs, languettes) en respectant au mieux les distances les séparant, sont autant de paramètres qui rendent la réalisation de cette antenne délicate. La **Figure IV.5** permet de comparer les résultats simulés et mesurés.

<figure><img src="image_66.png" /><figcaption>**Figure IV.5 :** Abaque de Smith et ROS de la première antenne tri-bande</figcaption></figure>

Un bon accord est obtenu entre les résultats simulés et expérimentaux. Malgré une légère désadaptation dans la bande GSM de l'antenne mesurée, sa bande supérieure couvre la presque totalité de la bande UMTS.
Les bandes passantes à ROS ≤ 2 de cette antenne sont présentées dans le **Tableau IV.1**.

<table><caption>**Tableau IV.1 : Bandes de fréquence couvertes par la première antenne tri-bande**</caption><thead><tr><th></th><th>Objectifs</th><th>Réalisation</th><th>Simulation IE3D</th></tr></thead><tbody><tr><td>Bande basse (GSM)</td><td>GSM : 880 - 960 MHz</td><td>9 MHz à ROS ≤ 2<br>893 - 902 MHz<br>soit 1,0 %</td><td>26 MHz à ROS ≤ 2<br>897 - 923 MHz<br>soit 2,9 %</td></tr><tr><td>Bande haute</td><td>UMTS : 1920 - 2170 MHz</td><td>445 MHz à ROS ≤ 2<br>1934 - 2379 MHz<br>soit 20,6 %</td><td>416 MHz à ROS ≤ 2<br>1971 - 2387 MHz<br>soit 19,1 %</td></tr></tbody></table>

La **Figure IV.6** présente les diagrammes de rayonnement en gain à 900 et 2020 MHz.

<figure><img src="image_67.png" /><figcaption>**Figure IV.6 : Diagrammes de rayonnement en gain de la première antenne tri-bande à 900 et 2020 MHz**</figcaption></figure>
Le rayonnement de cette antenne est similaire à celui de l'antenne bi-bande du chapitre précédent. En effet, ces diagrammes sont observés aux fréquences créées par les mêmes modes résonnants dans les deux cas (i.e. modes 1 et 3 du résonateur alimenté). Quant aux gains maximums mesurés et simulés, leurs valeurs sont respectivement :

* 0,95 dB à θ = -53° et 1,07 dB à θ = -30° dans le plan φ = 0° à 900 MHz.

* 3,88 dB à θ = -40° et 4,05 dB à θ = -30° dans le plan φ = 90° à 2020 MHz.

Nous pouvons préciser que le rayonnement n'est pas identique dans toute la bande de fréquence supérieure. En effet, aux alentours des 2,3 GHz, le résonateur parasite rayonne majoritairement et son orientation perpendiculaire au résonateur alimenté peut expliquer le fait qu'à ces fréquences, le diagramme de rayonnement fasse plutôt apparaître :

- dans le plan φ = 0°, une remontée en amplitude dans l'axe (θ = 0°) de la composante E₀ ainsi qu'une diminution d'amplitude de la composante E<sub>φ</sub> ;

- dans le plan φ = 90°, un creux dans l'axe pour E₀ ainsi qu'une remontée en amplitude de la composante E<sub>φ</sub>.

L'efficacité totale simulée de l'antenne est présentée sur la **Figure IV.7**. Celle-ci est supérieure à 77 % et 84,5 % dans les bandes basse et haute respectivement (soit dans les bandes de fréquence couvertes en simulation par l'antenne à ROS ≤ 2, cf **Tableau IV.1**).

<figure><img src="image_68.png" /><figcaption>**Figure IV.7 :** Efficacité totale simulée de la première antenne tri-bande</figcaption></figure>

## 2.5 Etude paramétrique

L'influence des différents paramètres du résonateur alimenté ayant déjà été abordée au chapitre précédent, cette étude est exclusivement menée sur les paramètres liés au résonateur parasite. De plus, la place allouée à cet élément sur le plan de masse étant restreinte, seules deux grandeurs sont paramétrées ; il s'agit de la longueur de cet élément parasite et de la distance séparant
sa languette de court-circuit à la languette d'alimentation du résonateur principal. L'antenne optimisée de la **Figure IV.1** sert de référence et ses courbes apparaîtront en noir dans chacun des graphiques suivants.

### 2.5.1 Influence de la longueur de l'élément parasite

La **Figure IV.8** présente les conséquences de la variation de la longueur du résonateur parasite sur l'impédance d'entrée de l'antenne et sur son adaptation.

<figure><img src="image_69.png" /><figcaption>**Figure IV.8 :** Influence de la longueur de l'élément parasite</figcaption></figure>

Seule la résonance liée à l'élément parasite est diminuée en fréquence (passage de 2,38 à 2,23GHz) et en amplitude (passage de 93 à 76 Ω) par l'augmentation de la longueur de cet élément. Cette diminution de la partie réelle de l'impédance d'entrée s'explique par la proximité de la résonance du mode 3 du résonateur alimenté. En effet, lorsque la résonance du parasite diminue en fréquence et se rapproche de la résonance du mode 3 de l'élément alimenté, la résonance parasite se
tasse et s'amortit (passage de la partie réelle de 93 à 76 Ω) alors que la résonance du mode 3 augmente (passage de la partie réelle de 1514 à 1640 Ω).

Notons que l'ajout de l'élément parasite crée un effet capacitif qui augmente au fur et à mesure que celui-ci s'allonge. La présence de cet effet capacitif est confirmée par le rapprochement des lieux d'impédance vers la partie inférieure de l'abaque de Smith. Enfin, la boucle sur Smith, traduisant l'écart en impédance et en fréquence des deux résonances de la bande supérieure, diminue lorsque la longueur du parasite augmente, confirmant ainsi le rapprochement fréquentiel de ces deux résonances et permettant une adaptation à ROS ≤ 2 de l'antenne optimisée.

### 2.5.2 Influence de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite

Le deuxième paramètre que nous faisons varier est la distance *e* séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite (Figure IV.9).

<figure><img src="image_70.png" /><figcaption>Figure IV.9 : Influence de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite</figcaption></figure>
Cette distance sert en fait à régler l'amplitude de l'impédance à la résonance de l'élément parasite et donc l'adaptation de cette résonance. Ainsi, plus les deux languettes sont proches l'une de l'autre, plus le couplage permettant l'excitation de l'élément parasite est fort et plus l'amplitude de la résonance du parasite augmente (passage de 76 à 137 Ω).

Notons aussi une petite diminution de la fréquence de résonance liée à l'élément parasite lorsque *e* augmente. Cette fréquence varie de 2,3 à 2,23 GHz car lorsque *e* est égale à 3,5 mm, la languette de court-circuit positionnée sur le bord du parasite, permet un trajet en courants plus long.

En ce qui concerne la boucle de couplage des deux résonances supérieures présente sur l'abaque de Smith, lorsque *e* diminue, nous observons à la fois une augmentation de sa taille et un rapprochement vers la partie inférieure de l'abaque (partie à réactances négatives ou partie capacitive). L'augmentation de taille traduit la désadaptation et la perte du caractère large bande de l'antenne aux fréquences supérieures. Le rapprochement vers la partie capacitive de l'abaque, quant à lui, traduit l'augmentation de l'effet capacitif.
# 3 Deuxième configuration

## 3.1 Géométrie

Le nouvel élément parasite quart d'onde de dimensions 4 x 22 x 8,5 mm³ est ajouté à proximité du résonateur alimenté mais à un emplacement différent du précédent (Figure IV.10). L'excitation de cet élément parasite se fait de nouveau par couplage électromagnétique avec le résonateur alimenté. Afin de positionner convenablement la résonance créée par ce parasite, nous avons utilisé un repliement du résonateur qui est assimilable à un chargement capacitif [MAN 01]. Ce dernier permet donc, en plus d'un gain de volume, de simuler une longueur électrique plus grande qu'un allongement classique de l'élément parasite. Les dimensions précises de cette antenne sont données sur la Figure IV.11.

<figure><img src="image_71.png" /><figcaption>Figure IV.10 : Deuxième antenne tri-bande</figcaption></figure>

<figure><img src="image_72.png" /><figcaption>Figure IV.11 : Dimensions en mm de la deuxième antenne tri-bande</figcaption></figure>
## 3.2 Impédance d'entrée, bandes passantes

Nous observons les résultats donnés par la simulation avec le logiciel IE3D sur la **Figure IV.12**. Alors que dans la configuration précédente, le résonateur parasite "court" élargissait la bande supérieure du résonateur alimenté vers les hautes fréquences, ici, le résonateur parasite utilisé élargit aussi la bande supérieure du résonateur alimenté mais vers les basses fréquences cette fois-ci. Ainsi, on obtient une bande supérieure simulée de 278 MHz entre 1714 et 1992 MHz à ROS ≤ 2.

<figure><img src="image_73.png" /><figcaption>**Figure IV.12 : ROS et partie réelle de la deuxième antenne tri-bande**</figcaption></figure>

Il est à noter que nous avons observé des différences en comparant l'ordre des fréquences de résonance à l'ordre des fréquences de travail (cf **Figure IV.12**):

Ainsi, le ROS de la **Figure IV.12** nous permet d'établir l'ordre croissant des fréquences de travail : mode 1 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite < mode 3 du résonateur alimenté.

Par contre, la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne fait apparaître un ordre croissant différent pour les fréquences de résonance : mode 1 du résonateur alimenté < mode 3 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite.

Ceci a été observé à partir d'une étude paramétrique (non présentée ici) effectuée sur la longueur de l'élément parasite. Nous sommes ainsi partis d'un élément parasite plus court que celui de la **Figure IV.10** ; ses fréquences de résonance et de travail se situaient plus haut en fréquence que celles du mode 3 de l'élément alimenté. Lorsque l'on a augmenté progressivement la longueur de cet élément parasite, sa fréquence de travail est descendue plus bas que la fréquence de travail du mode 3 de l'élément alimenté. Par contre, ceci n'a pas été observé pour les fréquences de résonance.

Une dernière remarque importante est à faire : la **Formule (IV.1)** (cf page 96) qui nous sert à déterminer la fréquence de résonance théorique d'un résonateur parasite ne peut être appliquée au cas présent. En effet, le repliement capacitif induit ici une descente en fréquence beaucoup plus rapide qu'un allongement planaire classique. Or comme la formule ne tient pas compte de cet effet
capacitif, nous ne pouvons l'utiliser.

## 3.3 Courants de surface – Identification des résonances

L'observation des distributions des courants de l'antenne (Figure IV.13) à ses fréquences de travail permet d'en confirmer le fonctionnement : à 0,92 et 1,93 GHz, le résonateur alimenté rayonne majoritairement car il travaille respectivement sur ses modes 1 et 3 ; puis à 1,74 GHz, le résonateur parasite supporte les plus fortes densités de courant car il travaille sur son premier mode.

<figure><img src="image_74.png" /><figcaption>Figure IV.13 : Distribution des courants de la deuxième antenne tri-bande</figcaption></figure>
## 3.4 Comparaison simulation/expérience

L'antenne tri-bande est ensuite réalisée et mesurée afin de valider les résultats simulés. La **Figure IV.14** et le **Tableau IV.2** permettent de comparer les résultats simulés et expérimentaux.

<figure><img src="image_75.png" /><figcaption>**Figure IV.14 :** Abaque de Smith et ROS de la deuxième antenne tri-bande</figcaption></figure>

<table><caption>**Tableau IV.2 :** Bandes de fréquence couvertes par la deuxième antenne tri-bande</caption><thead><tr><th></th><th>Objectifs</th><th>Réalisation</th><th>Simulation IE3D</th></tr></thead><tbody><tr><td>Bande GSM</td><td>GSM : 880 - 960 MHz</td><td>23 MHz à ROS ≤ 2<br>904 - 927 MHz<br>soit 2,5 %</td><td>30 MHz à ROS ≤ 2<br>906 - 936 MHz<br>soit 3,3 %</td></tr><tr><td>Bande DCS-PCS</td><td>DCS : 1710 - 1880 MHz<br>PCS : 1850 - 1990 MHz</td><td>280 MHz à ROS ≤ 2<br>1648 - 1928 MHz<br>soit 15,7 %</td><td>278 MHz à ROS ≤ 2<br>1714 - 1992 MHz<br>soit 15,0 %</td></tr></tbody></table>

Malgré la complexité pour réaliser parfaitement une telle structure, une bonne concordance entre les résultats mesurés et simulés est obtenue. On observe tout de même un décalage fréquentiel dans la bande supérieure compris entre 64 MHz (haut de la bande) et 66 MHz (bas de la bande). On obtient en simulation, une antenne tri-bande couvrant une partie de la norme GSM et la quasi intégralité des normes DCS et PCS à ROS ≤ 2.

En ce qui concerne le rayonnement de l'antenne (Figure IV.15), nous ne constatons pas de différences flagrantes par rapport au rayonnement des antennes précédentes car ces diagrammes sont observés aux fréquences de travail des mêmes modes résonnants (c'est-à-dire les modes 1 et 3 du résonateur alimenté). Ainsi, ces diagrammes font apparaître un caractère quasi omnidirectionnel du champ rayonné ainsi qu'une absence de pureté de polarisation. Concernant les gains maximums
mesurés et simulés, leurs valeurs sont respectivement :

* 1,49 dB à θ = -56° et 1,63 dB à θ = -30° dans le plan φ = 0° à 920 MHz.

* 3,42 dB à θ = -35° et 3,56 dB à θ = -25° dans le plan φ = 90° à 1850 MHz.

En raison de l'orientation parallèle du résonateur parasite par rapport au résonateur alimenté, le rayonnement aux fréquences basses de la bande supérieure est quasiment identique au rayonnement présenté à 1850 MHz.

<figure><img src="image_76.png" /><figcaption>Figure IV.15 : Diagrammes de rayonnement en gain de la deuxième antenne tri-bande à 920 et 1850 MHz</figcaption></figure>

La **Figure IV.16** présente l'efficacité totale simulée de l'antenne tri-bande. Nous rappelons que l'efficacité totale prend en compte l'ensemble des pertes, y compris celles par désadaptation. L'efficacité est supérieure à 79,7 % et 85 % dans les bandes GSM et DCS-PCS respectivement (soit dans les bandes de fréquence couvertes par l'antenne à ROS ≤ 2, cf **Tableau IV.2**).
<figure><img src="image_77.png" /><figcaption>**Figure IV.16 :** Efficacité totale simulée de la deuxième antenne tri-bande</figcaption></figure>

**3.5 Etude paramétrique**

L'étude est exclusivement menée à l'aide du logiciel IE3D sur les paramètres liés au seul résonateur parasite. On s'intéressera dans un premier temps aux répercussions de la variation de longueur du parasite sur l'impédance d'entrée de l'antenne et sur son adaptation. Puis, dans un deuxième temps, on s'attachera à montrer l'importance du couplage entre les deux résonateurs en faisant varier deux grandeurs distinctes : il s'agira tout d'abord de la distance séparant les résonateurs puis ensuite, de deux paramètres liés à la languette de court-circuit de l'élément parasite. L'antenne optimisée de la **Figure IV.10** servira de référence et ses courbes apparaîtront en noir dans chacun des graphiques suivants.

**3.5.1 Influence de la longueur de l'élément parasite**

Nous commençons donc par faire varier la longueur de l'élément parasite (**Figures IV.17** et **IV.18**). En fait, la grandeur paramétrée est la longueur de la capacité du parasite, réalisée par la petite portion horizontale au bout de la descente de 6,5 mm.

L'augmentation de longueur de ce repliement allonge le trajet des courants à la surface de l'élément parasite et augmente l'effet capacitif. Ces deux effets sont responsables de la diminution de la fréquence de travail de l'élément parasite (passage de 1,74 à 1,65 GHz, cf **Figure IV.17**). Concernant la boucle de couplage des deux résonances supérieures de l'antenne présente sur l'abaque de Smith, deux phénomènes sont observés lorsque la longueur de la portion horizontale du repliement augmente. Le premier phénomène observé est l'augmentation de taille de la boucle ; ceci traduit en fait l'éloignement fréquentiel des deux résonances et donc la perte du caractère large bande de l'antenne aux fréquences supérieures, la large bande se scindant en deux bandes distinctes à ROS ≤ 2. Le deuxième fait constaté est le rapprochement de la boucle de couplage vers la partie
inférieure de l'abaque traduisant là encore l'augmentation de l'effet capacitif.

<figure><img src="image_78.png" /><figcaption>Figure IV.17 : Abaque de Smith et ROS : variation de la longueur de l'élément parasite</figcaption></figure>

Passons maintenant aux répercussions de cette variation de longueur sur la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne (Figure IV.18).

<figure><img src="image_79.png" /><figcaption>Figure IV.18 : Partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne : variation de la longueur de l'élément parasite</figcaption></figure>
Nous observons une diminution de 2,7 % de la fréquence de résonance du mode créé par l'élément parasite, sa fréquence passant ainsi de 1,83 à 1,78 GHz. Cette diminution de fréquence est normale puisque l'on augmente à la fois la longueur du parasite et son effet capacitif. Or, alors que le mode 1 du résonateur alimenté n'est pas modifié, nous observons une diminution de 2 % de la fréquence de résonance de son mode 3 (passage de 1,52 à 1,49 GHz).

Nous allons donc expliquer pourquoi ce repliement capacitif agit sur la fréquence de résonance du mode 3 du résonateur alimenté et non sur celle de son mode 1. Pour ce faire, la **Figure IV.19** présente les distributions des courants de surface et des champs électriques de ces deux modes. De plus, en HF une capacité est équivalente à un court-circuit. Donc, si un champ électrique fort se développe entre le plan de masse et le résonateur alimenté et que l'on vient placer la capacité de l'élément parasite à proximité de ce champ élevé, ce dernier sera ramené à zéro par l'effet de la capacité. Ce chargement capacitif aura donc un effet sur les ventres de champ (et à fortiori les noeuds de courant) en diminuant la fréquence de résonance du mode concerné. Nous pouvons donc dire que :

- La capacité du parasite ne joue pas sur la fréquence de résonance du mode 1 du résonateur alimenté car cette capacité est très proche d'un noeud de champ (cf **Figure IV.19 (a)**).

- Par contre, elle joue sur la descente en fréquence de la résonance du mode 3 du résonateur alimenté car elle est très proche du noeud de courant (cf **Figure IV.19 (b)**).

<figure><img src="image_80.png" /><figcaption>**Figure IV.19** : Distribution des champs électriques et des courants de surface des modes 1 et 3 du résonateur alimenté</figcaption></figure>
Des résultats similaires ont été obtenus en faisant varier la longueur de la portion verticale de la capacité du parasite. Les variations (en fréquence et en amplitude) étaient tout de même plus accentuées car l'effet capacitif engendré par cette variation de longueur est plus important.

### 3.5.2 Influence de la distance séparant les deux résonateurs

Nous allons maintenant nous intéresser à l'influence de la distance séparant les résonateurs parasite et alimenté (Figures IV.20 et IV.21).

Nous pouvons voir que le fait d'éloigner le résonateur parasite du résonateur alimenté permet d'adapter la fréquence de travail du parasite (Figure IV.20). Ceci se manifeste sur l'abaque de Smith par une diminution de la taille de la boucle de couplage ainsi que par un rapprochement de cette boucle vers le centre de l'abaque.

<figure><img src="image_81.png" /><figcaption>Figure IV.20 : Abaque de Smith et ROS : variation de la distance séparant les deux résonateurs</figcaption></figure>

Les variations de la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne (Figure IV.21) sont à nouveau liées aux effets induits par le chargement capacitif de l'élément parasite sur sa propre résonance, mais aussi sur la résonance du mode 3 du résonateur alimenté (cf Figure IV.19 (b)). En effet, lorsque l'élément parasite et plus particulièrement sa capacité se rapprochent du résonateur
alimenté, tout se passe comme si cette capacité accentuait son action sur le mode 3 du résonateur alimenté, tout en la diminuant sur le mode créé par le parasite. Ainsi, le mode 3 voit sa fréquence de résonance diminuer (passage de 1,52 à 1,44 GHz) et l'amplitude de sa partie réelle à la résonance augmenter (passage de 5315 à 6510 Ω), alors qu'il se produit exactement l'inverse sur le mode du parasite (augmentation de sa fréquence de résonance de 1,83 à 1,85 GHz et diminution de sa partie réelle à la résonance de 93 à 83 Ω).

Ceci se vérifie également grâce à la partie imaginaire de l'impédance d'entrée de l'antenne (non représentée ici). En effet, lorsque la capacité de l'élément parasite se rapproche du résonateur alimenté, le décalage sur la partie imaginaire du mode 3 diminue et devient négatif (preuve d'un effet capacitif grandissant) alors que le décalage sur la partie imaginaire du mode parasite reste positif et augmente (preuve d'un effet capacitif s'amenuisant).

<figure><img src="image_82.png" /><figcaption>Figure IV.21 : Partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne : variation de la distance séparant les deux résonateurs</figcaption></figure>
### 3.5.3 Variation des paramètres de la languette de court-circuit de l'élément parasite

Nous nous sommes par la suite intéressés à la languette de court-circuit de l'élément parasite. Ainsi, nous ferons varier deux paramètres de cette languette : il s'agira tout d'abord de sa distance par rapport à la languette d'alimentation puis de sa largeur.

#### 3.5.3.a Influence de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite

Nous commençons donc par faire varier la distance *e* séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite (Figure IV.22). C'est un paramètre intéressant qui règle l'excitation par couplage de l'élément parasite en jouant sur l'effet capacitif créé directement entre les deux languettes. Ainsi, la diminution du paramètre *e* permet un rapprochement fréquentiel des deux fréquences de travail supérieures de l'antenne (la taille de la boucle de couplage sur l'abaque de Smith diminue) et une augmentation de l'effet capacitif (la boucle de couplage sur Smith se rapproche de la partie à réactances négatives de l'abaque).

<figure><img src="image_83.png" /><figcaption>Figure IV.22 : Abaque de Smith et ROS : variation de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite</figcaption></figure>
### 3.5.3.b Influence de la largeur de la languette de court-circuit de l'élément parasite

Le dernier paramètre que nous faisons varier est la largeur de la languette de court-circuit de l'élément parasite (Figure IV.23). Ainsi, lorsque la largeur de cette languette diminue, la longueur des trajets en courants à la surface du résonateur parasite augmente et donc la fréquence de travail de l'élément parasite diminue (passage de 1,83 à 1,65 GHz, soit une diminution de 9,8 %). Or en raisonnant sur la Formule (IV.1) de la page 96, une augmentation de 1 mm de la longueur L des trajets en courants entraînerait une diminution de seulement 3 % de la fréquence de travail. Donc, le phénomène d'allongement des trajets en courants ne peut expliquer à lui tout seul la forte diminution de fréquence. En effet, il faut aussi considérer l'effet selfique croissant engendré par la diminution de largeur de la languette de court-circuit. Or, comme une antenne suit le même comportement qu'un circuit RLC parallèle dont la fréquence de résonance parallèle est donnée par $f_r = \frac{1}{2\pi\sqrt{LC}}$, on comprend bien qu'une augmentation de l'effet selfique, diminue la fréquence de résonance (et à fortiori de travail) du résonateur parasite.

<figure><img src="image_84.png" /><figcaption>Figure IV.23 : Abaque de Smith et ROS : variation de la largeur de la languette de court-circuit de l'élément parasite</figcaption></figure>

De plus, la présence de cet effet selfique est confirmée par la partie imaginaire de l'impédance d'entrée de l'antenne (non représentée ici). En effet, lorsque la languette de court-circuit devient fine, le décalage de la partie imaginaire de la résonance du parasite augmente.
## 3.6 Remarque

Dans le cadre d'un contrat de collaboration entre Alcatel Mobile Phone Division (Colombes) et le Laboratoire d'Electronique, Antennes et Télécommunications, cette antenne a été réoptimisée pour répondre à un cahier des charges encore plus contraignant. Les dimensions des éléments rayonnants ont ainsi été réduites (résonateur alimenté : 32 x 19 x 7 mm³ ; résonateur parasite : 5 x 19 x 7 mm³). De plus, la prise en compte de l'environnement réel de l'antenne a conduit à insérer (en simulation) des éléments tels que la batterie, le boîtier et certains composants du terminal mobile. La miniaturisation plus prononcée des éléments rayonnants et la prise en compte du voisinage exact de l'antenne, ont ainsi dégradé les performances radioélectriques de celle-ci ; en conséquence, des bandes passantes comparables à celles du **Tableau IV.2** page 107 n'ont été obtenues qu'à ROS ≤ 3.

# 4 Conclusion

Dans ce chapitre, nous avons conçu deux antennes tri-bandes originales, GSM/UMTS-2,3 GHz pour la première et GSM/DCS-PCS pour la deuxième, par l'ajout dans chaque cas d'un élément parasite quart d'onde à proximité du résonateur alimenté. Les bandes inférieures (GSM) de ces deux antennes sont dues au mode 1 du résonateur alimenté. Les bandes supérieures, quant à elle, sont obtenues grâce au mode 1 du résonateur parasite qui vient en fait élargir la bande créée par le mode 3 du résonateur alimenté, soit vers des fréquences plus élevées pour la première antenne, soit vers des fréquences plus faibles pour la deuxième.

Notons que l'on aurait très bien pu insérer un élément parasite "court" en lieu et place de l'élément parasite "long" de la deuxième configuration. Cette solution a d'ailleurs été envisagée et n'a pas apporté de grosses difficultés d'adaptation. Par contre, l'insertion d'un parasite "long" à la place du parasite "court" pour la première configuration d'antenne a été un échec en terme d'adaptation. En effet, en augmentant la longueur du parasite, son extrémité rayonnante (i.e. son bord rayonnant) se retrouvait en face du bord rayonnant du résonateur alimenté. Ainsi, deux zones à haute impédance et à fort contraste de potentiel électrique se faisaient face. Cela engendrait un effet capacitif très grand qui rendait l'adaptation de l'antenne très difficile.

Les deux configurations retenues ont été réalisées et nous avons obtenu un bon accord avec les résultats simulés. Précisons également que les deux structures ont montré des caractéristiques de rayonnement et d'efficacité adaptées à une utilisation en téléphonie mobile. De plus, les études paramétriques menées ont permis d'expliquer et de préciser le fonctionnement de chacun de ces éléments parasites. Enfin, il est évident que seules ces deux configurations d'antenne permettent d'entrevoir une addition simultanée des deux éléments parasites [OLL 98]. Ce sera donc l'objet de la suite.
# Chapitre V : Antennes quadribandes GSM/DCS-PCS-UMTS

## 1 Introduction

Conscients de la possibilité que nous offrent les deux antennes du chapitre précédent pour réaliser un élément large bande, nous allons dans ce chapitre, combiner les caractéristiques de ces deux structures rayonnantes afin de concevoir une antenne quadribande. La première antenne quadribande réalisée sera obtenue par l'addition simultanée de deux éléments parasites et sera capable de couvrir l'intégralité des normes DCS, PCS et UMTS mais seulement une partie de la norme GSM. La suite du chapitre concernera donc l'élargissement de la bande GSM en ayant recours à l'utilisation d'un nouvel élément parasite. Ce dernier permettra à la deuxième antenne quadribande de satisfaire la couverture du GSM.

## 2 Antenne à deux éléments parasites

### 2.1 Géométrie

Les deux éléments parasites sont donc ajoutés simultanément à proximité de l'élément alimenté (Figure V.1).

<figure><img src="image_85.png" /><figcaption>Figure V.1 : Antenne à deux éléments parasites</figcaption></figure>

Afin de permettre la meilleure adaptation possible de l'antenne, les dimensions de l'élément parasite court et de la fente de l'élément alimenté ont subi de petites modifications (Figure V.2).
<figure><img src="image_86.png" /><figcaption>Figure V.2 : Dimensions en mm de l'antenne à deux éléments parasites</figcaption></figure>

## 2.2 Impédance d'entrée, bandes passantes

La Figure V.3 présente les résultats simulés du ROS et de la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne. Aux fréquences GSM, la fréquence de travail du mode 1 du résonateur alimenté permet l'obtention d'une bande de 23 MHz à $ROS \le 2$ entre 914 et 937 MHz. Dans la bande supérieure, les fréquences de travail des éléments parasites long et court se couplent à la fréquence de travail du mode 3 du résonateur alimenté. Elles apparaissent respectivement en dessous et au dessus de cette fréquence. On obtient ainsi une bande simulée de 465 MHz à $ROS \le 2$ entre 1707 et 2172 MHz permettant la couverture intégrale des standards DCS, PCS et UMTS.

<figure><img src="image_87.png" /><figcaption>Figure V.3 : ROS et partie réelle de l'antenne à deux éléments parasites</figcaption></figure>

De nouveau, nous notons des différences en comparant l'ordre des fréquences de travail à l'ordre des fréquences de résonance (cf Figure V.3) :

Ainsi, le ROS nous permet d'établir l'ordre croissant des fréquences de travail : mode 1 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite long < mode 3 du résonateur alimenté < mode 1 du
parasite court.

Et la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne fait apparaître un ordre croissant différent pour les fréquences de résonance : mode 1 du résonateur alimenté < mode 3 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite long < mode 1 du parasite court.

## 2.3 Courants de surface – Identification des résonances

La **Figure V.4** présente les distributions des courants de surface de l'antenne à ses fréquences de travail. La visualisation de ces distributions de courant confirme l'interprétation faite précédemment sur le fonctionnement de cette antenne.

<figure><img src="image_88.png" /><figcaption>Figure V.4 : Distribution des courants de l'antenne à deux éléments parasites</figcaption></figure>
## 2.4 Comparaison simulation/expérience

Afin de vérifier les résultats de simulation, nous avons ensuite fabriqué et mesuré cette antenne. Malgré les difficultés pour réaliser une antenne à géométrie aussi complexe, il existe une bonne concordance entre la simulation et la mesure (Figure V.5). On observe tout de même un décalage fréquentiel dans la bande supérieure compris entre 67 MHz (haut de la bande) et 82 MHz (bas de la bande).

<figure><img src="image_89.png" /><figcaption>Figure V.5 : ROS et abaques de Smith de l'antenne à deux éléments parasites</figcaption></figure>

Les bandes passantes mesurées et simulées de cette antenne quadribande à deux éléments parasites sont présentées dans le **Tableau V.1**. En dépit d'une légère désadaptation aux fréquences GSM, la bande supérieure atteint 480 MHz à ROS ≤ 2.
<table><caption>Tableau V.1 : Bandes de fréquence couvertes par l'antenne à deux éléments parasites</caption><thead><tr><th></th><th>Objectifs</th><th>Réalisation</th><th>Simulation IE3D</th></tr></thead><tbody><tr><td>Bande GSM</td><td>GSM : 880 - 960 MHz</td><td>–</td><td>23 MHz à ROS ≤ 2<br>914 - 937 MHz<br>soit 2,5 %</td></tr><tr><td>Bande DCS-PCS-UMTS</td><td>DCS : 1710 - 1880 MHz<br>PCS : 1850 - 1990 MHz<br>UMTS : 1920 - 2170 MHz</td><td>480 MHz à ROS ≤ 2<br>1625 - 2105 MHz<br>soit 25,7 %</td><td>465 MHz à ROS ≤ 2<br>1707 - 2172 MHz<br>soit 24,0 %</td></tr></tbody></table>

La **Figure V.6** présente les diagrammes de rayonnement en gain de l'antenne à 920 et 1910 MHz.

<figure><img src="image_90.png" /><figcaption>Figure V.6 : Diagrammes de rayonnement en gain de l'antenne à deux éléments parasites à 920 et 1910 MHz</figcaption></figure>
Ces fréquences correspondant respectivement aux modes 1 et 3 du résonateur alimenté, les caractéristiques de rayonnement restent relativement similaires à celles des antennes précédentes.
En ce qui concerne les gains maximums mesurés et simulés, leurs valeurs sont respectivement :

* 1,16 dB à θ = -56° et 1,28 dB à θ = -35° dans le plan φ = 0° à 920 MHz.

* 4,15 dB à θ = -43° et 4,05 dB à θ = -25° dans le plan φ = 90° à 1910 MHz.

En ce qui concerne le rayonnement aux fréquences basses de la bande supérieure, il est quasiment identique à celui présenté à 1910 MHz et ceci en raison de l'orientation parallèle du résonateur parasite long par rapport au résonateur alimenté. Quant au rayonnement aux fréquences hautes de cette même bande supérieure, il diffère quelque peu en raison de l'orientation perpendiculaire du résonateur parasite court par rapport au résonateur alimenté. Cette antenne cumule donc les caractéristiques de rayonnement des deux antennes tri-bandes du chapitre précédent.

L'efficacité totale simulée de l'antenne est présentée sur la **Figure V.7**. Celle-ci est supérieure à 77,5 % et 84,6 % dans les bandes GSM et DCS-PCS-UMTS respectivement (soit dans les bandes de fréquence couvertes en simulation par l'antenne à ROS ≤ 2, cf **Tableau V.1**).

<figure><img src="image_91.png" /><figcaption>**Figure V.7 :** Efficacité totale simulée de l'antenne à deux éléments parasites</figcaption></figure>

**2.5 Conclusion**

Alors que le standard GSM requiert une bande passante de 80 MHz entre 880 et 960 MHz, la couverture de cette antenne à ces fréquences est insuffisante. En effet, la valeur mesurée à ROS ≤ 3 n'est que de 33 MHz entre 900 et 933 MHz. L'utilisation d'un nouvel élément parasite travaillant aux fréquences GSM est donc nécessaire. C'est l'objet de la partie suivante.
# 3 Antenne à trois éléments parasites

## 3.1 Géométrie

Dans cette partie, nous souhaitons élargir la bande passante obtenue aux fréquences GSM en couplant une nouvelle résonance à la résonance fondamentale de l'élément alimenté. Cette nouvelle résonance, créée par un nouvel élément parasite devra être comprise entre 880 et 960MHz (bornes inférieure et supérieure de la bande GSM). Ainsi, en raisonnant sur la Formule (V.1), la longueur théorique $L$ de cet élément parasite devra être comprise entre 76,7 et 69,6 mm.

$$f_r = \frac{c}{4(L+H)} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ L = \text{longueur moyenne de l'élément parasite} \\ H = \text{hauteur de l'élément parasite} = 8,5 \text{ mm} \end{cases} \qquad (V.1)$$

Or, malgré cette longueur conséquente, l'élément parasite à ajouter ne devra pas trop augmenter le volume total de l'antenne. Nous avons donc dû réaliser un compromis – efficacité rayonnée/volume occupé – en optant pour un élément parasite assez étroit (largeur = 1 mm) entourant les autres résonateurs (cf élément parasite court-circuité 1 sur la Figure V.8). De nouveau, la languette de court-circuit de l'élément parasite vient se placer à proximité de la languette d'alimentation de manière à ce que l'élément parasite soit correctement excité. Le résonateur parasite se termine par une descente capacitive verticale de hauteur 7,5 mm, ce qui porte la longueur moyenne totale $L$ de l'élément parasite à 77,6 mm, valeur en accord avec la théorie.

<figure><img src="image_92.png" /><figcaption>Figure V.8 : Antenne à trois éléments parasites</figcaption></figure>
Afin de permettre la meilleure adaptation possible dans un moindre volume, diverses modifications ont été effectuées (Figure V.9) :

- concernant l'élément parasite 2, nous l'avons rapproché du résonateur alimenté, et ainsi la position et la largeur de sa languette de court-circuit, et les dimensions de son chargement capacitif ont été modifiées ;

- la fente du résonateur alimenté, a elle aussi subi de petites modifications, à savoir, un raccourcissement de sa portion après-coude et un élargissement de sa portion avant-coude ;

- le plan de masse, quant à lui, a vu sa largeur augmenter de 0,5 mm.

<figure><img src="image_93.png" /><figcaption>Figure V.9 : Dimensions en mm de l'antenne à trois éléments parasites</figcaption></figure>

## 3.2 Impédance d'entrée, bandes passantes

Nous observons les résultats simulés de cette antenne sur la **Figure V.10**. La bande GSM est donc obtenue par le couplage de deux fréquences de travail à savoir celle du mode 1 de l'élément parasite 1 à 885 MHz et celle du mode 1 du résonateur alimenté à 945 MHz. Ainsi, les modifications des dimensions de la fente du résonateur alimenté énoncées au paragraphe précédent n'étaient pas anodines. En effet, le raccourcissement de sa portion après-coude a permis de diminuer la longueur moyenne du trajet en courant conditionnant la fréquence de travail du mode 1 de cet élément et ainsi, nous avons obtenu une remontée en fréquence de cette dernière. Quant à l'élément parasite 1, sa fréquence de travail apparaît à 885 MHz ce qui correspond, d'après la **Formule (V.1)** de la page 123, à une longueur théorique L de 76,2 mm, valeur très proche des 77,6 mm réalisés. Il aurait été bien sûr plus judicieux de coupler ces deux fréquences dans l'autre sens, c'est-à-dire avoir une fréquence de travail du résonateur alimenté inférieure à celle de mode 1 du parasite 1. Cela nous aurait même permis de nous affranchir du chargement capacitif de l'élément parasite 1. Malheureusement, cette configuration, un temps envisagée, a été un échec en terme d'adaptation.

Comparée à l'antenne quadribande à deux éléments parasites (simulée), l'antenne actuelle présente une bande passante à peu près similaire dans la bande supérieure (440 MHz à $ROS \le 2$ entre 1720 et 2160 MHz à comparer aux 465 MHz de l'antenne à deux éléments parasites) mais 3,7 fois plus importante dans la bande inférieure (85 MHz à $ROS \le 2$ entre 877 et 962 MHz à comparer aux 23 MHz de l'antenne à deux éléments parasites).
<figure><img src="image_94.png" /><figcaption>Figure V.10 : ROS et partie réelle de l'antenne à trois éléments parasites</figcaption></figure>

Concernant l'ordre des fréquences de travail et de résonance, les différences observées dans la bande supérieure pour l'antenne à deux éléments parasites s'appliquent aussi au cas présent. De plus, des remarques similaires sont à faire pour la bande inférieure :

Ainsi, le ROS nous permet d'établir l'ordre croissant des fréquences de travail : mode 1 du parasite 1 < mode 1 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite 2 < mode 3 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite 3.

La partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne fait apparaître un ordre croissant différent pour les fréquences de résonance : mode 1 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite 1 < mode 3 du résonateur alimenté < mode 1 du parasite 2 < mode 1 du parasite 3.
## 3.3 Courants de surface – Identification des résonances

L'observation des distributions des courants de surface de l'antenne à ses fréquences de travail permet d'en confirmer le fonctionnement.

Aux fréquences basses de la bande GSM (Figure V.11), l'élément parasite 1 participe majoritairement au rayonnement car il supporte les plus fortes densités de courant. Puis au fréquences hautes, le résonateur alimenté prend le relais et rayonne sur son premier mode.

<figure><img src="image_95.png" /><figcaption>Figure V.11 : Distribution des courants de l'antenne à trois éléments parasites dans la bande GSM</figcaption></figure>
Les fréquences basses et hautes de la bande DCS-PCS-UMTS (Figure V.12) sont couvertes respectivement grâce au rayonnement majoritaire de l'élément parasite 2 et de l'élément parasite 3. Quant aux fréquences centrales de cette même bande, le résonateur alimenté rayonne majoritairement car il résonne sur son troisième mode.

<figure><img src="image_96.png" /><figcaption>Figure V.12 : Distribution des courants de l'antenne à trois éléments parasites dans la bande DCS-PCS-UMTS</figcaption></figure>
## 3.4 Comparaison simulation/expérience

Cette antenne à trois éléments parasites a ensuite été réalisée et mesurée afin de vérifier les résultats issus de la simulation. Plus le nombre d'éléments parasites augmente, plus il devient difficile de réaliser un prototype identique au modèle conçu en simulation. Ainsi, le positionnement de tous les éléments de l'antenne (résonateurs, languettes, chargements capacitifs) en respectant le plus fidèlement possible les distances les séparant, sont autant de paramètres qui rendent la réalisation de cette antenne très complexe. Malgré cela, un très bon accord entre la simulation et la mesure est obtenu (Figure V.13).

<figure><img src="image_97.png" /><figcaption>Figure V.13 : ROS et abaques de Smith de l'antenne à trois éléments parasites</figcaption></figure>

Le **Tableau V.2** permet de comparer les bandes passantes simulées et expérimentales de l'antenne étudiée. La structure mesurée possède deux larges bandes : la bande basse permet la couverture de la norme GSM à ROS ≤ 2,5 ; la bande supérieure, quant à elle, permet l'obtention des standards DCS, PCS et UMTS à ROS ≤ 2.
<table><caption>Tableau V.2 : Bandes de fréquence couvertes par l'antenne à trois éléments parasites</caption><thead><tr><th></th><th>Objectifs</th><th>Réalisation</th><th>Simulation IE3D</th></tr></thead><tbody><tr><td>Bande GSM</td><td>GSM : 880 - 960 MHz</td><td>92 MHz à ROS ≤ 2,5<br>868 - 960 MHz<br>soit 10,1 %</td><td>100 MHz à ROS ≤ 2,5<br>872 - 972 MHz<br>soit 10,8 %</td></tr><tr><td>Bande DCS-PCS-UMTS</td><td>DCS : 1710 - 1880 MHz<br>PCS : 1850 - 1990 MHz<br>UMTS : 1920 - 2170 MHz</td><td>463 MHz à ROS ≤ 2<br>1707 - 2170 MHz<br>soit 23,9 %</td><td>440 MHz à ROS ≤ 2<br>1720 - 2160 MHz<br>soit 23,3 %</td></tr></tbody></table>

Concernant le rayonnement de l'antenne à 930 et 1930 MHz (Figure V.14), il reste similaire au rayonnement des antennes précédentes et ceci pour les mêmes raisons (observation des diagrammes aux fréquences induites par les mêmes modes résonnants).

<figure><img src="image_98.png" /><figcaption>Figure V.14 : Diagrammes de rayonnement en gain de l'antenne à trois éléments parasites à 930 et 1930 MHz</figcaption></figure>
Les valeurs des gains maximums mesurées et simulées sont respectivement :

* 1,44 dB à θ = -76° et 1,56 dB à θ = -30° dans le plan φ = 0° à 930 MHz

* 3,97 dB à θ = -44° et 4,09 dB à θ = -30° dans le plan φ = 90° à 1930 MHz.

En ce qui concerne le rayonnement de l'antenne aux fréquences basses de la bande GSM, il est quasiment identique à celui présenté à 930MHz. Ceci s'explique par le fait qu'à ces fréquences, l'élément parasite 1 participant majoritairement au rayonnement, les courants qui s'y développent ont presque la même orientation que ceux présents sur le résonateur alimenté à 930 MHz.

Enfin, aux fréquences basses et hautes de la bande supérieure, cette antenne possède les mêmes caractéristiques de rayonnement que l'antenne quadribande à deux éléments parasites.

La **Figure V.15** présente l'efficacité totale de l'antenne. Elle est supérieure à 64,2 % et 82,4 % dans les bandes GSM et DCS-PCS-UMTS respectivement. Comme l'efficacité totale tient compte des pertes par désadaptation et que les bandes de fréquence du **Tableau V.2** sont données soit à ROS = 2 soit à ROS = 2,5, il est important de préciser que les valeurs d'efficacités simulées minimales précédentes sont prises pour la même valeur du coefficient de réflexion (soit à S₁₁ = -9,54 dB, ce qui équivaut à un ROS = 2).

<figure><img src="image_99.png" /><figcaption>Figure V.15 : Efficacité totale simulée de l'antenne à trois éléments parasites</figcaption></figure>

Lorsque nous ajoutions cet élément parasite très étroit, nous parlions de compromis efficacité rayonnée/volume occupé. Ainsi, l'utilisation de ce parasite nous a permis de ne pas trop augmenter le volume global de l'antenne, mais au détriment de l'efficacité de rayonnement et donc de l'efficacité totale [KAN 02] [WU 04]. En effet, la valeur de 64,2 % est obtenue en bas de la bande GSM, c'est-à-dire aux fréquences où l'élément parasite très étroit travaille. D'après les valeurs du
ROS à ces fréquences (cf **Figure V.13**), les pertes par désadaptation ne sont pas en cause. Les seules pertes qui ont augmenté sont les pertes métalliques par dissipation thermique (effet Joule en $RI^2$) sur le résonateur parasite 1. En effet, les forts courants électriques concentrés sur la petite surface de rayonnement que présente cet élément très fin, causent une augmentation des pertes métalliques et donc une diminution de l'efficacité de l'antenne.
## 3.5 Etude paramétrique

L'influence des différents paramètres des résonateurs – alimenté et parasites 2 et 3 – ayant déjà été traitée dans les chapitres précédents, cette étude est uniquement menée sur les paramètres liés au seul élément parasite 1. De plus, l'infime place allouée à cet élément sur le plan de masse, restreint le nombre de ses grandeurs vraisemblablement paramétrables. Ainsi, seules deux de ces grandeurs seront analysées : il s'agira tout d'abord de la longueur cet élément, puis, de la distance séparant sa languette de court-circuit à la languette d'alimentation du résonateur alimenté. Nous verrons ainsi lors de cette deuxième étude, qu'il est difficile d'optimiser une telle antenne car les résonateurs – alimenté et parasites – sont fortement corrélés les uns aux autres.

L'antenne optimisée de la **Figure V.8** fera office de référence et ses courbes se présenteront en noir dans chacun des graphiques suivants.

### 3.5.1 Influence de la longueur de l'élément parasite 1

La **Figure V.16** présente les conséquences de la variation de la longueur de l'élément parasite 1 sur l'impédance d'entrée de l'antenne et sur son adaptation. En fait, la grandeur paramétrée est la longueur de la capacité de ce parasite réalisée par la descente verticale en bout du résonateur.

<figure><img src="image_100.png" /><figcaption>**Figure V.16 :** Abaque de Smith et ROS : variation de la longueur de l'élément parasite 1</figcaption></figure>
Comme on a pu le constater lors d'études paramétriques similaires appliquées aux résonateurs parasites 2 et 3, l'augmentation de la longueur de cet élément parasite entraîne une diminution de sa fréquence de travail (passage de 895 à 870 MHz). Ceci est dû à l'allongement des trajets en courant à la surface du parasite. Nous pouvons remarquer que cette variation de longueur n'a aucune répercussion sur la bande supérieure de l'antenne. Ainsi, concernant l'abaque de Smith de la **Figure V.16**, seule la bande inférieure, assujettie à des variations d'impédance, est présentée. On observe donc une augmentation de taille de la boucle de couplage, traduisant l'éloignement fréquentiel des deux résonances, ainsi qu'un rapprochement de cette boucle vers la partie à réactance négative de l'abaque, traduisant quant à lui, l'augmentation de l'effet capacitif.

### 3.5.2 Influence de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite 1

L'étude qui est abordée maintenant n'est pas faite pour évoquer les effets localisés d'un paramètre sur une fréquence ou sur une bande de fréquence précise, mais plutôt pour montrer combien la variation d'un seul paramètre, peut entraîner une modification de l'impédance d'entrée de l'antenne sur toutes ses bandes de fréquence et causer ainsi une désadaptation totale de celle-ci.

<figure><img src="image_101.png" /><figcaption>**Figure V.17 : ROS : variation de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite 1**</figcaption></figure>

La grandeur que nous faisons varier est la distance *e*. Cette distance n'est pas l'écart réel séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite 1 (cf géométrie de la structure sur la **Figure V.17**). Elle règle tout de même l'excitation par couplage de cet élément parasite. Ainsi, lorsque la languette de court-circuit du parasite s'éloigne de la languette d'alimentation, nous observons bien une augmentation de la fréquence de travail du parasite 1. Ceci est dû à la mauvaise excitation du parasite mais aussi au raccourcissement du trajet en courant à sa surface induit par la nouvelle position du court-circuit.
De plus, nous observons que cette variation de distance a des répercussions également sur l'adaptation dans la bande supérieure de l'antenne. En effet, la languette de court-circuit du parasite 1 est positionnée à proximité des autres résonateurs (parasites et alimenté), et ainsi, le moindre changement de sa position entraîne une modification du couplage entre les résonateurs. Au final, cela se traduit par une dégradation de l'adaptation. En fait, toute la difficulté réside à obtenir le couplage optimal entre tous les résonateurs afin des les exciter au mieux et de garantir ainsi la meilleure largeur de bande possible.

## 4 Conclusion

La conception de deux antennes quadribandes GSM/DCS-PCS-UMTS a été décrite dans ce chapitre.

La première antenne est obtenue par l'addition simultanée de deux éléments parasites à proximité du résonateur alimenté. Ces deux éléments sont excités par couplage électromagnétique et ont pour rôle l'élargissement de la bande supérieure de l'antenne. En effet, chacun de ces deux éléments parasites crée une nouvelle résonance qui se couple soit au dessus, soit en dessous de la résonance du mode 3 du résonateur alimenté. La bande supérieure, ainsi obtenue par le couplage de trois résonances, couvre les standards DCS, PCS et UMTS à ROS ≤ 2. La bande inférieure quant à elle, assurée seulement par la résonance du mode 1 de l'élément alimenté est trop étroite (33 MHz à ROS ≤ 3), pour permettre de couvrir l'intégralité de la bande de fréquence imposée par la norme GSM.

Afin de remédier à cela, un nouvel et dernier élément parasite a été ajouté. Celui-ci a permis à la deuxième antenne de parfaire sa couverture aux fréquences GSM et ainsi, d'être vraiment quadribande. Cette deuxième structure possède donc deux larges bandes passantes : la première (92 MHz à ROS ≤ 2,5) couvre la totalité de la norme GSM ; la deuxième (463 MHz à ROS ≤ 2) permet l'obtention des standards DCS, PCS et UMTS.

Ces deux antennes ont montré un bon accord entre leurs résultats expérimentaux et simulés. De plus, leurs caractéristiques de rayonnement les rendent propices à une utilisation en téléphonie mobile.

La suite de ce manuscrit concerne une évolution de la deuxième antenne quadribande afin qu'elle couvre également des standards de communications situés aux dessus de 5 GHz et destinés aux réseaux locaux sans fil (WLAN : Wireless Local Area Network).
# Chapitre VI : Antenne multibande
GSM/DCS-PCS-UMTS/5 GHz WLAN

## 1 Introduction

Ce chapitre porte sur la mise au point d'un élément fonctionnant dans les bandes GSM, DCS, PCS, UMTS et 5 GHz WLAN. Les bandes de fréquence WLAN à couvrir sont les bandes des normes HIPERLAN/2 (5150 – 5350 / 5470 – 5725 MHz) et IEEE 802.11a (5150 – 5350 / 5725 – 5825 MHz). Cette étude entre dans le cadre d'un contrat de collaboration entre France Telecom R&D (La Turbie) et le Laboratoire d'Electronique, Antennes et Télécommunications.

Une analyse précise des modes résonnants de l'antenne quadribande permettra de détailler les modifications à apporter à cet élément afin qu'il couvre également les standards WLAN localisés à 5 GHz. On constatera ainsi que la découpe d'une nouvelle fente à la surface du résonateur alimenté donnera lieu à un fonctionnement à ces fréquences.

## 2 Idées et étapes de conception

### 2.1 Adaptation de l'antenne quadribande aux fréquences WLAN

Commençons tout d'abord par observer l'adaptation de l'antenne quadribande à des fréquences supérieures à celles des bandes GSM, DCS, PCS et UMTS déjà couvertes (Figure VI.1).

<figure><img src="image_102.png" /><figcaption>Figure VI.1 : ROS de l'antenne quadribande (les bandes de fréquence à couvrir apparaissent en gris)</figcaption></figure>

Nous constatons la présence de plusieurs résonances situées autour de la bande WLAN. Cette bande que nous souhaitons couvrir apparaît en gris aux alentours des 5,5 GHz. Nous observons donc deux résonances disposées en dessous de la bande à couvrir (autour de 4,5 GHz) et deux autres
plus intéressantes, localisées quant à elles au dessus (autour de 6 GHz). Par la suite, nous montrerons l'intérêt d'utiliser ces deux dernières résonances dans la couverture des standards WLAN.

## 2.2 Rappel : résonances du résonateur alimenté seul

Observons maintenant la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne suivante (Figure VI.2) : il s'agit non pas de l'antenne quadribande mais de son résonateur alimenté seul, les trois éléments parasites ayant été retirés. Les dimensions de la fente de cette antenne n'étant pas les mêmes que celles de l'antenne optimisée du Chapitre III, il s'ensuit des différences concernant le positionnement des résonances. Nous précisons donc, pour cette découpe de fente, l'emplacement des différentes résonances (Figure VI.2).

<figure><img src="image_103.png" /><figcaption>Figure VI.2 : Résonances du résonateur alimenté seul</figcaption></figure>

## 2.3 Analogie entre les résonances de l'antenne quadribande et celles du résonateur alimenté seul

La comparaison des parties réelles des impédances d'entrée des deux antennes précédentes (antenne quadribande et résonateur alimenté seul) nous permet de faire une analogie entre leurs résonances (Figure VI.3). En raison des nombreux effets capacitifs induits par la mise côte à côte des différents résonateurs de l'antenne quadribande, toutes les résonances liées au résonateur alimenté de cette antenne sont situées plus bas en fréquence que celles de la configuration où le résonateur alimenté est seul. De plus, nous notons aussi la présence de trois nouvelles résonances, situées vers 2,7, 4,5 et 5,9 GHz, non identifiées pour l'instant.

Afin de couvrir les standards WLAN situés à 5 GHz, nous allons utiliser la résonance R4 du résonateur alimenté. En effet, sa fréquence de travail se situant aux limites supérieures de la bande IEEE 802.11a (cf Figure VI.1), il nous suffira de la diminuer pour la positionner aux fréquences
imposées par les standards HIPERLAN/2 et IEEE 802.11a. Pour cela, nous pourrons insérer une
nouvelle fente ou encoche à un endroit convenablement choisi sur le résonateur alimenté pour que
le trajet en courants conditionnant la résonance R4 soit allongé, sans pour autant que les résonances
des modes inférieurs ne soient "trop" modifiées.

<figure><img src="image_104.png" /><figcaption>Figure VI.3 : Analogie entre les résonances</figcaption></figure>

## 2.4 Courants de surface de l'antenne quadribande

Afin de placer correctement l'encoché sur le résonateur alimenté, nous avons choisi de visualiser les distributions des courants de surface aux quatre fréquences de résonance du résonateur alimenté (mode 1 à 0,825 GHz, mode 3 à 1,5 GHz, résonance R3 à 3,68 GHz et résonance R4 à 5,375 GHz) de l'antenne quadribande (Figure VI.4). De manière à apprécier plus facilement la nature des trajets en courant de chacun de ces modes résonnants, nous avons également tracé leur trajet global sur la Figure VI.4.

Ainsi, il semble que si l'on insérait l'encoché entre les deux languettes du résonateur alimenté, ceci aurait pour conséquence un allongement des trajets en courant conditionnant les fréquences de résonance de R3 et de R4. La conséquence sur les trajets des modes 1 et 3 quant à elle, sera moindre. Enfin, d'après le tracé des lignes de courants aux résonances R3 et R4, nous pouvons d'ores et déjà affirmer que l'encoché aura des répercussions plus prononcées sur la descente en fréquence de la résonance R3 que sur celle de R4.
<figure><img src="image_105.png" /><figcaption>Figure VI.4 : Distribution des courants de surface de l'antenne quadribande</figcaption></figure>
# 3 Réalisation d'une encoche dans le résonateur alimenté (antenne multibande optimisée)

## 3.1 Géométrie (antenne multibande optimisée)

L'encoche, de dimensions 3 x 12,9 mm², est donc réalisée entre les languettes d'alimentation et de court-circuit du résonateur alimenté (Figures VI.5 et VI.6). L'antenne que nous présentons est l'antenne multibande optimisée : par rapport à l'antenne quadribande précédente, des modifications dans les dimensions des éléments parasites 2 et 3 et de la fente initiale du résonateur alimenté ont été apportées (Figure VI.6).

<figure><img src="image_106.png" /><figcaption>Figure VI.5 : Antenne multibande</figcaption></figure>

<figure><img src="image_107.png" /><figcaption>Figure VI.6 : Dimensions en mm de l'antenne multibande</figcaption></figure>
## 3.2 Découpe progressive de l'encoche

Dans cette partie, deux cas de figure sont traités. En premier lieu, nous considérons le cas simple où l'encoche est réalisée progressivement dans le résonateur alimenté seul (la géométrie de cet élément – dimensions de la fente initiale – provenant de l'antenne multibande). Ainsi, nous pourrons tirer plus facilement des conclusions quant à l'influence de l'encoche sur les résonances de cet élément. Ensuite, l'encoche sera découpée dans le résonateur de l'antenne multibande et les conclusions seront faites par analogie avec le premier cas.

### 3.2.1 Dans le résonateur alimenté seul

Pour commencer, l'encoche de 3 x 12,9 mm² est donc découpée progressivement dans le résonateur alimenté seul (Figure VI.7).

<figure><img src="image_108.png" /><figcaption>Figure VI.7 : Influence de la découpe de l'encoche sur les fréquences de résonance du résonateur alimenté seul</figcaption></figure>

Nous constatons la présence de cinq résonances sur la bande de fréquence étudiée. Seules quatre de ces cinq résonances sont diminuées en fréquence par la découpe de l'encoche dans l'élément : il s'agit des modes impairs 1 et 3 et des résonances R3 et R4 de cet élément alimenté. La résonance qui n'est pas modifiée par la découpe de l'encoche est la résonance quart d'onde de la fente initiale. Précisons que l'encoche ne crée aucune nouvelle résonance sur la plage de fréquence
observée ; son rôle est d'allonger les trajets en courants conditionnant la résonance R4. Or, comme nous l'avions pressenti, les courants aux fréquences des modes 1 et 3 et plus encore à celle de la résonance R3 sont eux aussi modifiés. De plus, la descente en fréquence que nous avions présumée plus prononcée pour la résonance R3 que pour celle de R4 se vérifie également : alors que R4 ne diminue que de 6,4 % (passage de 5,44 à 5,09 GHz), R3 accuse une baisse de 18,7 % (passage de 3,96 à 3,22 GHz).

### 3.2.2 Dans le résonateur alimenté de l'antenne multibande

Nous réitérons maintenant la même expérience que précédemment mais cette fois-ci sur le résonateur alimenté de l'antenne multibande optimisée (Figure VI.8). Pour une question de clarté, seuls les résultats de l'antenne avec et sans encoche sont montrés. De nouveau, seules les résonances liées au résonateur alimenté sont modifiées en fréquence. Nous identifions donc bien les quatre modes résonnants liés à cet élément (modes 1 et 3 et résonances R3 et R4) et le mode lié à la fente initiale, ainsi que chaque premier mode lié à chaque élément parasite court-circuité. Cependant, l'origine de trois résonances (celles se situant vers 2,7, 4,5 et 5,9 GHz) reste encore inconnue. La recherche de leur provenance sera l'objet d'une étude paramétrique à venir. De plus, nous constatons une fois encore que la fréquence de résonance de R3 diminue plus fortement que celle de R4 (baisse de 15,4 % et passage de 3,69 à 3,12 GHz pour R3 à comparer avec une baisse de 7,9 % et passage de 5,39 à 4,965 GHz pour R4).

<figure><img src="image_109.png" /><figcaption>Figure VI.8 : Influence de la découpe de l'encoche sur les fréquences de résonance de l'antenne multibande</figcaption></figure>
L'encoche atteignant une longueur de 12,9 mm, sa découpe est maintenant terminée. En effet, la résonance R4 étant désormais placée aux fréquences souhaitées, l'antenne couvre, en plus des normes GSM, DCS, PCS et UMTS, les standards WLAN situés au dessus de 5 GHz.

## 3.3 Adaptation de l'antenne multibande

La Figure VI.9 présente le ROS simulé de cette antenne multibande.

<figure><img src="image_110.png" /><figcaption>Figure VI.9 : ROS de l'antenne multibande (les bandes de fréquence à couvrir apparaissent en gris)</figcaption></figure>

Dans les bandes GSM et DCS-PCS-UMTS, son fonctionnement est semblable à celui de l'antenne quadribande : la bande basse de 102 MHz à ROS ≤ 2,5 entre 876 et 978 MHz est assurée par le couplage des fréquences de travail des modes 1 des résonateurs parasite 1 et alimenté. Quant à la bande DCS-PCS-UMTS, elle est égale à 474 MHz à ROS ≤ 2,5 entre 1702 et 2176 MHz et est obtenue par le couplage des fréquences de travail du mode 1 du parasite 2, du mode 3 du résonateur alimenté et du mode 1 du parasite 3.

Comparé à l'antenne quadribande (cf ROS simulé de la Figure VI.1 page 135), la découpe de l'encoche permet maintenant une adaptation de l'antenne multibande aux fréquences imposées par les normes HIPERLAN/2 et IEEE 802.11a. La bande couverte par le couplage de la fréquence de travail de la résonance R4 du résonateur alimenté (~5,45 GHz) avec celle d'une résonance encore inconnue pour le moment (~6,1 GHz), est de 1116 MHz à ROS ≤ 2,5 entre 5084 et 6200 MHz.
## 3.4 Comparaison simulation/expérience

Dans l'intention de confirmer les résultats issus de la simulation, l'antenne est ensuite fabriquée puis mesurée. La conception pratique de cette antenne est rendue délicate par le fait que les résonateurs ne reposent pas sur une couche de diélectrique solide, car celui-ci est de l'air. Ainsi, il est difficile de satisfaire aux conditions de parallélisme, non seulement entre les résonateurs et le plan de masse, mais aussi entre les résonateurs eux-mêmes. Cependant, malgré quelques décalages fréquentiels, nous notons une relative bonne concordance entre les résultats pratiques et simulés (Figure VI.10 et Tableau VI.1).

<figure><img src="image_111.png" /><figcaption>Figure VI.10 : ROS de l'antenne multibande</figcaption></figure>
<table><caption>Tableau VI.1 : Bandes de fréquence couvertes par l'antenne multibande</caption><thead><tr><th></th><th>Objectifs</th><th>Réalisation</th><th>Simulation IE3D</th></tr></thead><tbody><tr><td>Bande GSM</td><td>GSM : 880 - 960 MHz</td><td>70 MHz à ROS ≤ 2,5<br>870 - 940 MHz<br>soit 7,7 %</td><td>102 MHz à ROS ≤ 2,5<br>876 - 978 MHz<br>soit 11,0 %</td></tr><tr><td>Bande DCS-PCS-UMTS</td><td>DCS : 1710 - 1880 MHz<br>PCS : 1850 - 1990 MHz<br>UMTS : 1920 - 2170 MHz</td><td>476 MHz à ROS ≤ 2,5<br>1608 - 2084 MHz<br>soit 25,8 %</td><td>474 MHz à ROS ≤ 2,5<br>1702 - 2176 MHz<br>soit 24,4 %</td></tr><tr><td>Bande WLAN</td><td>HIPERLAN/2 :<br>→ Indoor : 5150 - 5350 MHz<br>→ Outdoor : 5470 - 5725 MHz<br>IEEE 802.11a :<br>→ Indoor : 5150 - 5250 MHz<br>→ Outdoor : 5250 - 5350 MHz<br>→ Outdoor : 5725 - 5825 MHz</td><td>1128 MHz à ROS ≤ 2,5<br>4863 - 5991 MHz<br>soit 20,8 %</td><td>1116 MHz à ROS ≤ 2,5<br>5084 - 6200 MHz<br>soit 19,8 %</td></tr></tbody></table>

La **Figure VI.11** présente le rayonnement de l'antenne à 910, 1850 et 5320 MHz. Les valeurs des gains maximums mesurées et simulées sont respectivement :

* 1,25 dB à θ = -76° et 1,38 dB à θ = -30° dans le plan φ = 0° à 910 MHz

* 3,38 dB à θ = -44° et 3,61 dB à θ = -25° dans le plan φ = 90° à 1850 MHz.

* 5,26 dB à θ = 26° et 5,40 dB à θ = 35° dans le plan φ = 90° à 5320 MHz.

Aux deux premières fréquences, les caractéristiques de rayonnement sont semblables à celles de l'antenne quadribande. Ainsi, à 910 MHz dans le plan φ = 0°, le champ rayonné est relativement omnidirectionnel. Ensuite, avec la montée en fréquence, le rayonnement devient de plus en plus directif dans les deux plans car la longueur du PCB devient supérieure à λ/2 à 1850 MHz et à peu près égale à 2λ à 5320 MHz. Ainsi, à 1850 MHz et plus encore à 5320 MHz, le rayonnement arrière diminue et la directivité avant augmente.

Lors de la montée en fréquence, nous observons également une absence de pureté de polarisation de plus en plus marquée. Deux types d'explications sont possibles pour expliquer ce phénomène. La première rejoint l'idée précédente sur le fait que le PCB agit de plus en plus comme un vrai plan de masse lorsque la fréquence augmente. La deuxième explication est basée sur les distributions de courants à la surface du plan de masse. En effet, si les courants sont orientés suivant la longueur de celui-ci (donc suivant *Oy*) à 910 MHz, ceci n'est plus du tout le cas à 5320 MHz. Ainsi, à cette fréquence, les courants sur le PCB sont orientés à la fois suivant *Ox* et *Oy* avec des noeuds et des ventres de courant non régulièrement disposés. Ce "désordre" des courants, croissant avec la fréquence, est également à l'origine de la double sensibilité grandissante de l'antenne aux polarisations verticales et horizontales.
<figure><img src="image_112.png" /><figcaption>Figure VI.11 : Diagramme de rayonnement en gain de l'antenne multibande à 910, 1850 et 5350 MHz</figcaption></figure>
Cependant, les deux propriétés de rayonnement de cette antenne multibande, à savoir l'omnidirectionnalité du champ rayonné et la double sensibilité à la polarisation des ondes électromagnétiques, constituent toutes deux un avantage puisque cette antenne est consacrée à un usage en téléphonie mobile. Or en téléphonie mobile, un utilisateur est rarement immobile et l'orientation de son portable n'est jamais la même ; l'antenne de ce dernier doit cependant pouvoir capter les ondes électromagnétiques provenant de tout angle azimutal et longitudinal. De plus, dans un environnement urbain, les phénomènes de réflexions multiples et de diffractions qui s'y produisent, engendrent la coexistence aussi bien de la polarisation verticale que de la polarisation horizontale. L'antenne d'un terminal mobile doit donc être en mesure de permettre à la fois un rayonnement omnidirectionnel et une double sensibilité aux polarisations.

Dans le cadre d'un stage de DEA effectué au LEAT par Aliou Diallo [DIA 04], l'efficacité de cette antenne a été mesurée. La méthode utilisée est celle de W. E. McKinzie III [McK 97], qui est une amélioration de la méthode proposée par H. A. Wheeler [WHE 59] (dite méthode de Wheeler Cap). Dans la méthode de Wheeler Cap, une antenne à sa fréquence de résonance peut être modélisée par deux résistances en série : une résistance de pertes et une résistance de rayonnement. Pour pouvoir déterminer l'efficacité, deux mesures sont effectuées. La première mesure est faite en espace libre et permet de déterminer la somme de ces deux résistances. La seconde mesure quant à elle, consiste à court-circuiter la résistance de rayonnement en enfermant l'antenne dans une boîte métallique ; ainsi, seule la résistance de pertes est mesurée. Une fois les résistances de rayonnement et de pertes connues, l'efficacité rayonnée puis l'efficacité totale peuvent être calculées. McKinzie a amélioré cette méthode en considérant qu'elle était également valide à des fréquences voisines de la fréquence de résonance.

La **Figure VI.12** permet de comparer les efficacités totales mesurées et simulées dans les bandes GSM et DCS-PCS-UMTS. Malgré un décalage fréquentiel, nous notons une assez bonne concordance entre les courbes mesurées et simulées, en particulier dans la bande DCS-PCS-UMTS. Dans la bande GSM, le désaccord plus important entre les valeurs d'efficacités est attribué au fait que l'antenne est légèrement moins adaptée en mesure qu'en simulation (cf **Figure VI.10**). Les creux d'annulation observés sur les courbes expérimentales sont caractéristiques de la méthode employée. En effet, ce ne sont pas les modes de cavité de la boîte métallique mais des creux d'annulation qui apparaissent car l'antenne a plus d'une résonance dans les bandes de fréquence à mesurer. Les valeurs des efficacités minimales mesurées et simulées, prises pour un ROS équivalent à 2,5 (cf bandes de fréquence du **Tableau VI.1**), sont respectivement :

* 49 % et 53,6 % dans la bande GSM.

* 70 % et 73,5 % dans la bande DCS-PCS-UMTS.

Ces valeurs sont inférieures aux valeurs relevées dans le cas des antennes précédentes. Ceci est directement attribuable au fait que dans le cas présent, elles sont données à ROS = 2,5 au lieu de ROS = 2 dans le cas des structures rayonnantes des chapitres précédents.
<figure><img src="image_113.png" /><figcaption>Figure VI.12 : Efficacité totale mesurée et simulée de l'antenne multibande dans les bandes GSM et DCS-PCS-UMTS</figcaption></figure>

Dans la bande WLAN à 5 GHz, l'efficacité est impossible à mesurer avec la méthode associée Wheeler / McKinzie. En effet, les parois de la boîte métallique doivent obligatoirement se situer à la distance $\lambda/2\pi$ de l'antenne car cette grandeur constitue la limite champ proche (énergie électromagnétique stockée dans l'antenne) – champ lointain (énergie électromagnétique rayonnée) donnée par Wheeler. Or à ces fréquences, il n'est plus physiquement possible de respecter cette condition car les dimensions de l'antenne sont supérieures à $\lambda/2\pi$. Cependant (Figure VI.13), l'efficacité totale simulée est supérieure à 80,9 % entre 5150 et 5825 MHz.

<figure><img src="image_114.png" /><figcaption>Figure VI.13 : Efficacité totale simulée de l'antenne multibande dans la bande 5 GHz WLAN</figcaption></figure>
## 3.5 Etude paramétrique ou identification des dernières résonances

Le but de cette étude paramétrique est d'expliquer l'origine des résonances de l'antenne multibande qui n'ont pas encore été identifiées ; elles sont au nombre de trois et se situent vers 2,7, 4,5 et 5,9 GHz (Figure VI.14).

<figure><img src="image_115.png" /><figcaption>Figure VI.14 : Résonances de l'antenne multibande</figcaption></figure>

Tout ce que l'on peut dire pour le moment, c'est que ces résonances ne sont pas créées par le résonateur alimenté mais par les résonateurs parasites. Quoi qu'il en soit, prendre connaissance de leur provenance est primordial puisqu'une de ces résonances, celle à 5,9 GHz en l'occurrence, donne lieu à l'adaptation de l'antenne aux fréquences WLAN.

Nous commencerons donc par faire varier la longueur de chaque élément parasite. Puis ensuite, partant du résonateur alimenté seul, nous ajouterons successivement chaque parasite afin de déterminer lequel ou lesquels d'entre eux est à l'origine des résonances inconnues.
### 3.5.1 Variation de la longueur des éléments parasites

#### 3.5.1.a Elément parasite 3

La longueur de l'élément parasite 3 varie de 19,3 à 17,3 mm par pas de 1 mm (Figure VI.15). La variation de ce paramètre nous permet de bien identifier le premier mode lié à cet élément parasite vers 2,1 GHz. Nous pouvons observer que les deux résonances localisées vers 4,9 GHz (résonance R4 du résonateur alimenté) et vers 5,9 GHz sont également modifiées par cette évolution de longueur du parasite. Les fluctuations de ces deux résonances semblent normales puisque le mode 3 de cet élément parasite devrait se situer aux alentours de 6,3 GHz (3 x mode 1 = 3 x 2,1 = 6,3 GHz). Même s'il est trop tôt pour affirmer si la résonance de ce mode 3 apparaît réellement ou est absorbée par les résonances voisines, nous pouvons dire qu'elle joue un rôle puisque les deux résonances à 4,9 et 5,9 GHz sont modifiées.

<figure><img src="image_116.png" /><figcaption>Figure VI.15 : Influence de la variation de la longueur de l'élément parasite 3 sur les résonances</figcaption></figure>
### 3.5.1.b Elément parasite 2

Ici, nous faisons varier la longueur de la capacité de l'élément parasite 2, réalisée par la petite portion horizontale située au bout de la descente de 8 mm. Ainsi, sa longueur passe de 2,3 à 0,3 mm par pas de 1 mm (Figure VI.16).

La proximité de ce parasite avec les résonateurs alimenté et parasite 1 rend l'interprétation des résultats difficile car une variation de sa longueur va obligatoirement entraîner une modification des lignes des champs électriques se développant entre le plan de masse et ces trois résonateurs. Or, une perturbation des distributions des champs électriques peut entraîner une fluctuation des modes résonnants fondamentaux et supérieurs induits par ces trois résonateurs. Nous pouvons observer :

- une variation normale du premier mode créé par cet élément parasite, liée directement à son changement de longueur. Or, ce mode 1 se situant aux alentours de 1,8 GHz, son mode 3 devrait se situer aux alentours de 5,4 GHz. Que ce mode apparaissent ou pas, son influence semble minime à ces fréquences ;

- une modification du mode 3 et de la résonance R3 du résonateur alimenté ;

- une légère évolution en fréquence et en amplitude des trois résonances inconnues.

<figure><img src="image_117.png" /><figcaption>Figure VI.16 : Influence de la variation de la longueur de l'élément parasite 2 sur les résonances</figcaption></figure>
### 3.5.1.c Elément parasite 1

Dans cette série de simulations, la longueur de la capacité de l'élément parasite 1, réalisée par la descente verticale en bout de ce résonateur, varie de 7,5 à 5,5 mm par pas de 1 mm (Figure VI.17).

Ici encore, nous identifions bien le mode 1 lié à cet élément parasite. La fréquence de résonance de ce mode se situant aux alentours de 0,9 GHz, ses modes impairs supérieurs se situeraient vers 2,7 GHz pour le mode 3, 4,5 GHz pour le mode 5 et 6,3 GHz pour le mode 7. Or, nous observons qu'aux alentours de ces trois fréquences, les résonances sont fortement modifiées en amplitude et en fréquence. De nouveau, il est trop tôt pour dire si ces trois modes apparaissent réellement à ces fréquences ou s'ils sont absorbés par les résonances voisines mais ce qui est sûr, c'est qu'ils ont une influence certaine.

<figure><img src="image_118.png" /><figcaption>Figure VI.17 : Influence de la variation de la longueur de l'élément parasite 1 sur les résonances</figcaption></figure>
### 3.5.2 Ajout successif des résonateurs parasites

La variation de la longueur de chaque élément parasite ne nous a donc pas permis de conclure sur l'origine des trois dernières résonances à identifier. Pour remédier à cela, l'idée de ce paragraphe est de partir du résonateur alimenté seul, puis de lui ajouter successivement chaque élément parasite. Nous pourrons ainsi observer l'apparition des résonances en étudiant chacune des huit configurations possibles d'antennes :

- résonateur alimenté seul ;

- résonateur alimenté + élément parasite 1 ;

- résonateur alimenté + élément parasite 2 ;

- résonateur alimenté + élément parasite 3 ;

- résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 3 ;

- résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 1 ;

- résonateur alimenté + élément parasite 1 + élément parasite 3 ;

- antenne multibande : résonateur alimenté + 3 éléments parasites.

Précisons que les dimensions de chacune de ces antennes sont conformes à celles de l'antenne multibande optimisée (à la présence ou non des différents résonateurs parasites près).

#### 3.5.2.a Résonateur alimenté seul

Commençons par observer sur la **Figure VI.18** la partie réelle de l'impédance d'entrée du résonateur alimenté seul, les trois éléments parasites ayant été ôtés.

<figure><img src="image_119.png" /><figcaption>**Figure VI.18 : Résonances du résonateur alimenté seul**</figcaption></figure>

Comme nous l'avons vu précédemment, ce résonateur possède cinq résonances. Hormis les dimensions globales de cette antenne (longueur, largeur, hauteur et position des languettes de court-circuit et d'alimentation), le positionnement en fréquence de ces résonances dépend fortement des dimensions de la fente initiale et de l'encoche.
### 3.5.2.b Résonateur alimenté + élément parasite 1

Ici (Figure VI.19), l'élément parasite 1 est ajouté au résonateur alimenté.

<figure><img src="image_120.png" /><figcaption>Figure VI.19 : Résonances du résonateur alimenté + élément parasite 1</figcaption></figure>

Comme nous l'avions pressenti dans le paragraphe 3.5.1.c page 151, la contribution de l'élément parasite 1 n'est pas seulement son premier mode résonnant. Son troisième mode apparaît aux alentours des 2,7 GHz, valeur plus basse que la valeur théorique. Son mode 5, non visible sur la Figure VI.19, doit être absorbé par les résonances voisines. Enfin son mode 7, même s'il est très faiblement excité apparaît vers les 6 GHz. Nous ne notons pas vraiment de maximum de partie réelle pour les modes 5 et 7 sûrement en raison de l'absence des résonateurs parasites 2 et 3. En effet, ces deux derniers permettent, lorsqu'ils sont présents, un meilleur couplage entre résonateurs et ainsi une meilleure excitation de ces modes.
### 3.5.2.c Résonateur alimenté + élément parasite 2

Juxtaposons maintenant l'élément parasite 2 à côté du résonateur alimenté (Figure VI.20).

<figure><img src="image_121.png" /><figcaption>Figure VI.20 : Résonances du résonateur alimenté + élément parasite 2</figcaption></figure>

Le premier mode de cet élément parasite se manifeste à 1,81 GHz. Or, d'après notre interprétation, son mode 3 devrait apparaître aux alentours des 5,4 GHz. Nous ne pouvons donc affirmer s'il apparaît vraiment vers cette fréquence. Tout ce que nous pouvons dire, c'est que la résonance à 5,13 GHz peut être apportée à la fois par la résonance R4 du résonateur alimenté et par le mode 3 de l'élément parasite 2.
### 3.5.2.d Résonateur alimenté + élément parasite 3

<figure><img src="image_122.png" /><figcaption>Figure VI.21 : Résonances du résonateur alimenté + élément parasite 3</figcaption></figure>

Dans cette configuration où l'élément parasite 3 est inséré près du résonateur alimenté (Figure VI.21), son premier mode est suffisamment excité pour émerger à 2,04 GHz. Par contre, son mode 3 ne semble pas apparaître. Et pourtant, même si cette résonance n'est pas présente aux abords de la résonance théorique calculée, il semble qu'elle joue un rôle puisque la fréquence de la résonance R4 du résonateur alimenté est quelque peu diminuée quand on passe de la configuration où le résonateur alimenté est seul (paragraphe 3.5.2.a page 152) à la configuration actuelle (passage de cette fréquence de 5,09 à 4,89 GHz).
### 3.5.2.e Résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 3

Les deux éléments parasites 2 et 3 sont maintenant ajoutés au résonateur alimenté (Figure VI.22).

<figure><img src="image_123.png" /><figcaption>Figure VI.22 : Résonances du résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 3</figcaption></figure>

Chaque premier mode de chacun de ces deux éléments parasites est observé à 1,8 GHz pour le parasite 2 et à 2,15 GHz pour le parasite 3. Comme dans le paragraphe 3.5.2.c page 154, la résonance à 4,8 GHz peut être créée à la fois par l'élément parasite 2 (son mode 3) et par le résonateur alimenté (sa résonance R4). Vers 5,85 GHz, une résonance très faiblement excitée est observée ; il s'agit certainement du mode 3 de l'élément parasite 3.
### 3.5.2.f Résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 1

Ici (Figure VI.23), les deux éléments parasites 1 et 2 sont incorporés simultanément à côté du résonateur alimenté.

<figure><img src="image_124.png" /><figcaption>Figure VI.23 : Résonances du résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 1</figcaption></figure>

L'élément parasite 1 est suffisamment excité pour que ses modes 1, 3 et 5 apparaissent respectivement à 0,93, 2,67 et 4,49 GHz. En raison de la partie réelle élevée de la résonance voisine (celle à 5,19 GHz), le mode 7 de ce parasite, bien que très faiblement excité, semble tout de même apparaître vers les 6 GHz.

L'élément parasite 2 apporte son premier mode à 1,8 GHz. Son mode 3, certainement couplé à la résonance R4 du résonateur alimenté, se situe aux alentours de 5,2 GHz.
### 3.5.2.g Résonateur alimenté + élément parasite 1 + élément parasite 3

Observons la dernière configuration où deux éléments parasites sont ajoutés au résonateur alimenté (Figure VI.24).

<figure><img src="image_125.png" /><figcaption>Figure VI.24 : Résonances du résonateur alimenté + élément parasite 1 + élément parasite 3</figcaption></figure>

Les premiers modes des éléments parasites 1 et 3 sont visibles respectivement à 0,92 et 2,04 GHz. Le troisième mode du parasite 1 apparaît à 2,78 GHz. Bien que le mode 5 de ce parasite ne soit pas excité, son mode 7 est associé au mode 3 du parasite 3 et ainsi, leur résonance couplée est localisée à 5,95 GHz.
### 3.5.2.h Antenne multibande : résonateur alimenté + 3 éléments parasites

Nous insérons maintenant simultanément les trois résonateurs parasites à côté du résonateur alimenté, ce qui nous amène donc à considérer le cas de l'antenne multibande. Grâce à toutes les configurations précédemment observées et analysées, nous en déduisons l'origine de chacune des résonances de cette antenne sur la **Figure VI.25**.

<figure><img src="image_126.png" /><figcaption>**Figure VI.25 : Résonances de l'antenne multibande**</figcaption></figure>

En ce qui concerne l'ordre des fréquences de travail, il sera différent de celui des fréquences de résonance observé sur la **Figure VI.25**. En effet, aux fréquences GSM et DCS-PCS-UMTS, l'antenne multibande possède les mêmes caractéristiques de fonctionnement que l'antenne quadribande. Ainsi on aura, pour l'adaptation de cette antenne multibande, le résultat de la **Figure VI.26** suivante.
<figure><img src="image_127.png" /><figcaption>Figure VI.26 : ROS de l'antenne multibande</figcaption></figure>

Parmi ces onze fréquences de travail, deux d'entre elles, celles à 5,43 et 6,07 GHz en l'occurrence, semblent être créées par deux éléments différents. Dans le but de savoir s'il y a dominance d'un élément par rapport à l'autre mais aussi dans le but de confirmer l'origine de toutes ces résonances, l'étape suivante a donc été de visualiser la distribution des courants simulés sur l'antenne à ces onze fréquences.

### 3.5.3 Distribution des courants pour les minima du ROS

Il est important de rappeler que lors de la visualisation des courants et de l'interprétation que nous en tirons, nous faisons un abus de langage puisque nous affirmons que c'est spécifiquement un élément qui rayonne plutôt qu'un autre. Il faut bien sûr comprendre que lorsque nous attribuons un rayonnement à un résonateur précis, nous le faisons de manière indicative puisqu'en fait tous les éléments de l'antenne participent au rayonnement.

De plus, nous avons choisi de visualiser les distributions des courants aux fréquences de travail plutôt qu'aux fréquences de résonance car l'intérêt est de savoir comment l'antenne fonctionne dans les bandes utiles.
- Echelle (Figure VI.27) :

<figure><img src="image_128.png" /><figcaption>Figure VI.27 : Echelle</figcaption></figure>

- $f = 0,89$ GHz (Figure VI.28) : l'élément parasite 1 supporte la plus forte densité de courant et fonctionne sur son premier mode. Cependant, on observe des courants non négligeables sur les éléments actif et parasite 2. A cette fréquence, ces trois éléments participent au rayonnement avec une nette prépondérance de l'élément parasite 1.

<figure><img src="image_129.png" /><figcaption>Figure VI.28 : Distribution des courants à 0,89 GHz :
Observation du mode 1 de l'élément parasite 1</figcaption></figure>

- $f = 0,95$ GHz (Figure VI.29) : la plus grande densité de courant se trouve autour de la fente du résonateur alimenté. Ainsi, cet élément travaille sur son premier mode descendu en fréquence grâce à la fente.

<figure><img src="image_130.png" /><figcaption>Figure VI.29 : Distribution des courants à 0,95 GHz :
Observation du mode 1 du résonateur alimenté</figcaption></figure>
- f = 1,735 GHz (Figure VI.30) : on voit que l'élément parasite 2 supporte la plus forte densité de courant et participe ainsi majoritairement au rayonnement. On peut noter une excitation déjà apparente sur le résonateur alimenté.

<figure><img src="image_131.png" /><figcaption>Figure VI.30 : Distribution des courants à 1,735 GHz :
Observation du mode 1 de l'élément parasite 2</figcaption></figure>

- f = 1,94 GHz (Figure VI.31) : le résonateur alimenté prend le relais et fonctionne sur son troisième mode descendu en fréquence grâce à la présence de la fente.

<figure><img src="image_132.png" /><figcaption>Figure VI.31 : Distribution des courants à 1,94 GHz :
Observation du mode 3 du résonateur alimenté</figcaption></figure>

- f = 2,145 GHz (Figure VI.32) : l'élément parasite 3 supporte maintenant les courants les plus élevés et participe principalement au rayonnement.

<figure><img src="image_133.png" /><figcaption>Figure VI.32 : Distribution des courants à 2,145 GHz :
Observation du mode 1 de l'élément parasite 3</figcaption></figure>
- f = 2,745 GHz (Figure VI.33) : ici, l'élément parasite 1 supporte la plus forte densité de courant et travaille sur son troisième mode.

<figure><img src="image_134.png" /><figcaption>Figure VI.33 : Distribution des courants à 2,745 GHz :
Observation du mode 3 de l'élément parasite 1</figcaption></figure>

- f = 3,75 GHz (Figure VI.34) : la plus grande densité de courant se trouve autour de la fente et de l'encoche du résonateur alimenté. Ainsi, cet élément fonctionne sur sa résonance R3.

<figure><img src="image_135.png" /><figcaption>Figure VI.34 : Distribution des courants à 3,75 GHz :
Observation de la résonance R3 du résonateur alimenté</figcaption></figure>

- f = 4,405 GHz (Figure VI.35) : la fente quart d'onde du résonateur alimenté participe majoritairement au rayonnement. On peut noter une excitation déjà apparente sur l'élément parasite 1.

<figure><img src="image_136.png" /><figcaption>Figure VI.35 : Distribution des courants à 4,405 GHz :
Observation du mode de la fente quart d'onde</figcaption></figure>
- $f = 4,555$ GHz (Figure VI.36) : l'élément parasite 1 prend le relais et travaille sur son cinquième mode.

<figure><img src="image_137.png" /><figcaption>Figure VI.36 : Distribution des courants à 4,555 GHz : Observation du mode 5 de l'élément parasite 1</figcaption></figure>

- $f = 5,43$ GHz (Figure VI.37) : les courants les plus forts se situent autour de l'encoché du résonateur alimenté. Cet élément fonctionne sur sa résonance R4.

<figure><img src="image_138.png" /><figcaption>Figure VI.37 : Distribution des courants à 5,43 GHz : Observation de la résonance R4 du résonateur alimenté</figcaption></figure>

- $f = 6,07$ GHz (Figure VI.38) : l'élément parasite 1 supporte les plus fortes densités de courant et travaille sur son septième mode.

<figure><img src="image_139.png" /><figcaption>Figure VI.38 : Distribution des courants à 6,07 GHz : Observation du mode 7 de l'élément parasite 1</figcaption></figure>
Nous avons donc confirmation de l'origine de ces onze résonances mais le calcul sur la
distribution des courants nous a permis d'apporter quelques précisions. Ainsi, les deux dernières
fréquences à 5,43 et 6,07 GHz que l'on pensait au préalable engendrées par deux éléments
rayonnants ne le sont que par un seul : il s'agit respectivement du résonateur alimenté et de sa
résonance R4 puis de l'élément parasite 1 et de son septième mode. Nous avons donc le résultat
final de la **Figure VI.39**.

<figure><img src="image_140.png" /><figcaption>Figure VI.39 : Fréquences de travail de l'antenne multibande</figcaption></figure>
Une autre observation sur les courants a permis de vérifier que ce sont bien les modes 1, 3, 5 et 7 de l'élément parasite 1 qui apparaissent. Il s'agit des vecteurs courants aux quatre fréquences concernées (0,89, 2,745, 4,555 et 6,07 GHz) visibles sur la **Figure VI.40**.

<figure><img src="image_141.png" /><figcaption>**Figure VI.40** : Distribution des courants de l'élément parasite 1</figcaption></figure>

La **Figure VI.41**, que l'on a déjà utilisée à plusieurs reprises au cours de ce manuscrit, représente les distributions des champs électriques et des courants de surface des quatre premiers modes d'une antenne de type PIFA. Cette figure nous permet de mettre en évidence le sens des vecteurs courants de chaque mode grâce au signe de la sinusoïde :

- Pour le mode 1, aucun changement de signe dans la distribution du courant de surface n'est observé à la **Figure VI.41**. Ainsi à 0,89 GHz (**Figure VI.40**), les vecteurs courants à la surface de l'élément parasite 1 sont toujours dans le même sens.

- Pour le mode 3 à 2,745 GHz (**Figure VI.40**), on observe un changement de sens des vecteurs
courants accompagné d'un minimum de densité de courants. Ceci est bien vérifié par la théorie
(Figure VI.41).

- Pour le mode 5 et sa distribution du courant de surface, deux changements de signe de la sinusoïde sont visibles sur la **Figure VI.41**. Ainsi à 4,555 GHz (**Figure VI.40**), les vecteurs courants changent deux fois de sens à l'endroit précis où le courant est minimum.

- Pour le mode 7 à 6,07 GHz (Figure VI.40), les trois changements de sens des vecteurs courants se rapportent aux trois changements de signe de la sinusoïde (Figure VI.41).

<figure><img src="image_142.png" /><figcaption>Figure VI.41 : Distribution des champs électriques et des courants de surface des quatre premiers modes d'une antenne de type PIFA</figcaption></figure>
## 4 Conclusion

Dans ce chapitre, une antenne multibande pour terminaux mobiles couvrant six standards de télécommunications a été conçue.

Partant de l'antenne quadribande fonctionnant dans les bandes GSM et DCS-PCS-UMTS, une analyse a permis d'envisager une couverture des standards WLAN (5 GHz). Pour ce faire, il était nécessaire de diminuer en fréquence la résonance d'un mode supérieur du résonateur alimenté située au dessus de cette bande. Ainsi, une encoche judicieusement placée sur ce résonateur, a imposé un allongement des trajets en courants conditionnant cette résonance, sans pour autant perturber ceux des modes inférieurs 1 et 3. Cette technique nous a permis non seulement de couvrir les standards HIPERLAN/2 et IEEE 802.11a à ROS ≤ 2,5, mais aussi de conserver une adaptation à ROS ≤ 2,5 dans les bandes GSM et DCS-PCS-UMTS. De plus, cette antenne a montré de bonnes performances en terme d'efficacité et de rayonnement sur les bandes de fréquence couvertes. Enfin, une étude paramétrique poussée a contribué à identifier les quelques onze résonances de cette antenne présentes sur toute la bande de fréquence étudiée.
Conclusion

Les travaux de recherche présentés dans ce manuscrit ont décrit la conception, l'optimisation et l'analyse d'antennes miniatures originales opérant dans plusieurs standards de télécommunications. Ces antennes sont destinées à une intégration dans un boîtier portatif pour des applications dans les domaines des communications mobiles et des communications sans fil.

Nous nous sommes tout d'abord intéressés aux systèmes de télécommunications faisant intervenir des antennes miniatures. Nous avons ainsi exposé d'un point de vue technique et historique les différents systèmes et standards de communications mobiles de types satellitaires et terrestres. Nous nous sommes également efforcés de lier les évolutions de ces systèmes à la conjoncture économique du secteur des télécommunications. Nous avons ensuite décrit quelques systèmes de communications sans fil qui fonctionnent pour l'instant en marge des réseaux mobiles mais qui semblent avoir un rôle à jouer dans l'avenir de ces réseaux.

Nous nous sommes ensuite attachés à détailler les techniques actuellement mises en oeuvre par les chercheurs pour concevoir des antennes miniatures, multi-fréquences et larges bandes. Le fonctionnement d'une de ces structures rayonnantes – l'antenne PIFA – est décrit plus précisément car cet élément est largement utilisé en téléphonie mobile. En effet, la grande majorité des structures multibandes intégrées aux terminaux portables reposent sur un élément de ce type auquel des modifications importantes sont apportées (insertion de fentes, ajout d'éléments parasites...).

Le concept utilisé par les antennes de type PIFA pour réduire leur encombrement a été mis en évidence avec la conception d'une première structure. Celle-ci associe d'une part l'utilisation de languettes pour réaliser aussi bien son alimentation qu'un point de court-circuit et d'autre part, l'utilisation d'un plan de masse réduit possédant les dimensions des PCB généralement utilisés dans les terminaux mobiles. Cet élément a ainsi pu être adapté à un fonctionnement bi-bande (GSM/2 GHz) en utilisant ses deux premiers modes résonnants impairs. Les fréquences de ces modes ont été diminuées grâce à la découpe d'une fente dans l'élément qui a permis d'une part la maîtrise du trajet des courants électriques à la surface du résonateur et d'autre part, le réglage de la capacité créée bord à bord. Cet élément bi-bande a ainsi constitué la structure de base de toutes les antennes présentées dans la suite du manuscrit.

Les pavés rayonnants de type PIFA peuvent également être utilisés comme éléments parasites afin de créer de nouvelles résonances. Celles-ci permettent la couverture de nouveaux standards soit en élargissant les bandes de fonctionnement existantes, soit en créant des bandes de fréquence supplémentaires. La maîtrise de l'excitation d'un élément parasite par couplage électromagnétique avec le résonateur alimenté ainsi que le contrôle de sa fréquence de résonance fondamentale nous ont permis de réaliser tout d'abord des structures tri-bandes (GSM/UMTS-2,3 GHz et GSM/DCS-PCS). Celles-ci ont été obtenues grâce à une analyse complète des diverses géométries et de tous les emplacements possibles d'un résonateur parasite à proximité de l'élément alimenté, nous permettant de réaliser le meilleur choix possible.

Cette maîtrise a ensuite été une nouvelle fois mise en application en ajoutant simultanément
deux éléments parasites à proximité du résonateur alimenté de la structure de base. Nous avons ainsi conçu un premier élément quadribande GSM/DCS-PCS-UMTS dont les performances en terme de bande passante répondaient aux exigences imposées par les standards dans la bande supérieure mais pas dans la bande inférieure. Afin d'élargir la bande de fonctionnement de l'antenne aux fréquences GSM sans trop augmenter le volume global de l'antenne, nous avons alors ajouté un troisième et dernier élément parasite assez étroit, qui réalise un compromis efficacité/volume. Une seconde antenne quadribande, couvrant la totalité des bandes de fréquence allouées pour les normes GSM, DCS, PCS et UMTS, a ainsi été mise au point.

Enfin, une analyse rigoureuse de la seconde antenne quadribande et du rôle précis de chacun de ses éléments – alimenté et parasites – nous a permis d'envisager une couverture des standards WLAN situés vers 5 GHz (HIPERLAN/2 et IEEE 802.11a). Le fonctionnement de l'antenne à ces fréquences a ainsi été réalisé en modifiant le profil de l'élément de base par la découpe d'une nouvelle fente à sa surface. Cette technique nous a non seulement permis de couvrir les standards HIPERLAN/2 et IEEE 802.11a, mais aussi de conserver l'adaptation de la structure aux fréquences GSM et DCS-PCS-UMTS.

Toutes les structures conçues ont montré des caractéristiques de rayonnement et d'efficacité adaptées à une utilisation en téléphonie mobile. De plus, plusieurs études paramétriques ont permis d'interpréter les phénomènes physiques mis en jeu, ainsi que d'apprécier l'influence des différents paramètres de ces antennes. Ces éléments rayonnants sont donc maîtrisables au niveau du positionnement en fréquence de leurs bandes de fonctionnement, ce qui laisse entrevoir la possibilité de les intégrer réellement dans un boîtier de téléphonie mobile. En effet, l'agencement d'une antenne dans son environnement exact (batterie, composants, boîtier plastique...) est susceptible de perturber ses performances radioélectriques dont l'adaptation et le positionnement en fréquence de ses bandes passantes. Les objectifs seraient alors une réoptimisation (en simulation) des dimensions des antennes imposée par la présence du nouvel environnement, puis la mesure dans ce même milieu.

Un autre axe de recherche consisterait en l'étude encore plus précise des distributions des courants de surface de chacun des modes de fonctionnement de l'élément alimenté, ce qui pourrait mener à un contrôle indépendant des résonances de ces modes. Ceci pourrait être réalisé au moyen de fentes judicieusement placées qui ne viendraient ainsi perturber que les trajets en courants des modes que l'on souhaiterait modifier.

Afin de simplifier les géométries de nos structures, on pourrait également étudier la possibilité d'utiliser plusieurs points d'alimentation. Cela permettrait de commuter entre les bandes de fréquence imposées par les différents standards dans le cas où ceux-ci ne seraient pas requis simultanément. Les coefficients de transmission traduisant l'isolation entre les différents ports d'alimentation devront alors être les plus faibles possibles. La commutation en fréquence ainsi que la simplification des géométries pourraient également être réalisées par l'utilisation de composants actifs de type MEMS (Micro-Electro-Mechanical Systems).

Afin d'accroître l'efficacité spectrale des transmissions radioélectriques, la communauté
scientifique travaille actuellement sur les systèmes à antennes multiples appelés systèmes MIMO (Multiple-Input Multiple-Output). Grâce à l'emploi simultané de plusieurs antennes à l'émission et à la réception, ce type de système permet d'effectuer de la diversité de polarisation ou d'espace et ainsi d'augmenter, dans certains cas précis, les débits de transmission des données. Une perspective de ce travail serait donc une étude et une implémentation de plusieurs antennes sur un terminal de petites dimensions aussi bien d'un point de vue simulation que d'un point de vue expérimentation.
<figure><img src="image_143.png" /></figure>
Références

[3GA 04] http://www.3gamericas.org

[3GT 04] http://www.3gtoday.com

[AAN 92] C. K. AANANDAN, P. MOHANAN, K. G. NAIR
Broad-band gap coupled microstrip antenna
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 38, n°10, pp. 1581-1586, October 1990

[ACE 04] http://www.acesinternational.com/corporate/index.php

[BEL 04] Belle percée du CDMA 1x EV-DO au Japon
01 Réseaux n°137, http://www.01net.com/Pdf/RES200403010137072.pdf, Mars 2004

[BER 04] F. BERGE
Quand le très haut débit descendra sur l'UMTS
01 Réseaux n°141, http://www.01net.com/Pdf/RES200407010141102.pdf, Juillet-Août 2004

[BES 04] H. BESSIERES
SFR et Orange fourbissent leurs armes.
01 Réseaux n°138, http://www.01net.com/Pdf/RES200404010138010.pdf, Avril 2004

[BLI 04a] J. BLIN
UWB, la génération future du sans fil
*Décision Micro & Réseaux* n°577,
http://www.01net.com/Pdf/DMR200401260577006.pdf, Janvier 2004

[BLI 04b] J. BLIN, S. RENAULT
4G, la convergence ultime
*Décision Micro & Réseaux* n°584,
http://www.01net.com/Pdf/DMR200403150584006.pdf, Mars 2004

[BLO 04] O. BLONDEAU
Les bandes d'extension de l'UMTS.
*La lettre de l'autorité*, n°37, Avril 2004, http://www.art-telecom.fr/
[BOU 03] A. BOUARD

UWB : de la radio à très haut débit sur courte distance

*01 Informatique* n°1717, http://www.01net.com/Pdf/01I200303281717023.pdf, Mars 2003

[BOU 04] O. BOUZEREAU

Orange déploie son réseau UMTS

*Décision Micro & Réseaux* n°582, http://www.01net.com/Pdf/DMR200403010582010.pdf, Mars 2004

[CAR 01] J.-M. CARRERE, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS

Small frequency agile antennas

*Electronics Letters*, Vol. 37, n°12, pp. 728-729, June 2001

[CAR 02] J.-M. CARRERE, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, H. LEGAY, G. CAILLE, C. LUXEY, J. BARO

Conception d'une antenne bibande à large bande pour la téléphonie mobile

*Annales des Télécommunications*, Vol. 57, pp. 1019-1035, Novembre-Décembre 2002

[CDG 04] http://www.cdg.org/

[CEL 02] J. CELLMER

Réseaux cellulaires. Système UMTS

*Techniques de l'Ingénieur*, traité Télécoms, TE 7 368, Mai 2002

[CEL 04] J. CELLMER

Réseaux cellulaires. Du système GSM au système GPRS

*Techniques de l'Ingénieur*, traité Télécoms, TE 7 364, Mai 2004

[CHA 99] R. CHAIR, K. F. LEE, K. M. LUK

Bandwidth and cross-polarization characteristics of quarter-wave shorted patch antennas

*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 22, n°2, pp. 101-103, July 1999

[CHA 01] B. CHARNY

New focus, new fears aid Iridium relaunch

http://news.com.com/New+focus%2C+new+fears+aid+Iridium+relaunch/2100-1033_3-275603.html, Novembre 2001
[CHA 04] D. CHAUVEAU
3G mobile : l'illusion de l'interface unique
*La lettre de l'autorité*, n°37, Avril 2004, http://www.art-telecom.fr/

[CHI 98] N. CHIBA, T. AMANO, H. IWASAKI
Dual-frequency planar antenna for handsets
*Electronics Letters*, Vol. 34, n°25, pp. 2362-2363, December 1998

[CHI 02] C. W. CHIU, F. L. LIN
Compact dual-band PIFA with multi-resonators
*Electronics Letters*, Vol. 38, n°12, pp. 538-540, June 2002

[CHI 03] C. Y. CHIU, K. M. SHUM, C. H. CHAN, K. M. LUK
Bandwidth enhancement technique for quarter-wave patch antennas
*IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters*, Vol. 2, pp 130-132, 2003

[CHO 93] Y. K. CHO, G. H. SON, G. S. CHAE, L. H. YUN, J. P. HONG
Improved analysis method for broadband rectangular microstrip antenna geometry using E-plane gap coupling
*Electronics Letters*, Vol. 29, n°22, pp. 1907-1909, October 1993

[COM 04] http://www commentcamarche net/

[COR 04] J.-M. CORNU
Les différentes technologies sans fil
*Fondation Internet Nouvelle Génération*, http://www.fing.org/, Juin 2004

[DEL 94] C. DELAVEAUD, P. LEVEQUE, B. JECKO
New kind of microstrip antenna : the monopolar wire-patch antenna
*Electronics Letters*, Vol. 30, n°1, pp. 1-2, January 1994

[DEL 04] G. DELEURENCE
3GSM Cannes : Orange lève (un peu) le voile sur l'UMTS
*01net*, http://www.01net.com/article/233812.html, Février 2004

[DEY 96] S. DEY, R. MITTRA
Compact microstrip patch antenna
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 13, n°1, pp. 12-14, September 1996
[DIA 04] A. DIALLO
Mesure de l'efficacité de petites antennes à l'aide d'un dispositif "Wheeler Cap"
D.E.A. "Propagation, Télécommunications et Télédétection", Juin 2004

[DOS 02] Les réseaux sans fils
Dossiers du mois, http://www.rd.francetelecom.com/index.htm.fr.php, Juillet 2002

[DOS 03] La technologie WiFi : définition et positionnement de France Telecom
Dossier du mois, http://www.rd.francetelecom.com/index.htm.fr.php, Février 2003

[DOS 04] WiMAX, le futur du haut débit sans fil
Dossier du mois, http://www.rd.francetelecom.com/index.htm.fr.php, Juin 2004

[DRA 86] S. DRABOWITCH, C. ANCONA
Antennes 2. Applications.

Editions Masson, pp. 155-159, 1986

[DUM 00] E. DUMOUT
Iridium sauvé des airs

http://www.zdnet.fr, Novembre 2000

[DUP 99] C. DUPONT
Banqueroute pour Iridium, le réseau de téléphonie cellulaire par satellite

http://solutions.journaldunet.com/99aout/990817iridium.shtml, Août 1999

[EMC 04] EMC World Cellular Database, Juillet 2004

[ENC 93] J. A. ENCINAR, J. J. PEREZ, J. BADENES
Quarter-wavelength microstrip antenna for the handset of DECT system

Proceedings of the 8th International Conference on Antennas and Propagation (ICAP 1993), Vol. 1, pp. 245-248, March-April 1993

[FRA 04] http://www.francetelecom-mobilesat.com/5_1

[FUJ 92] K. FUJIMOTO
Some considerations of small antenna measurements

Analysis, design and measurement of small and low-profile antennas,
K. HIRASAWA, M. HANEISHI, Artech House Inc., Chapter 9, pp. 241-265, 1992
[GAB 96] **C. GABRIEL**
Compilation of the dielectric properties of body tissues at RF and microwave frequencies
*Brooks Air Force Base, Tech. Report AL/OE-TR-1996-0037, 1996*

[GEI 00] **M. GEISSLER, D. HEBERLING, I. WOLFF**
Properties of integrated handset antennas
*Millenium Conference on Antennas and Propagation, Davos, Switzerland, CD-ROM SP-444, session 5A5, April 2000*

[GEO 96] **J. GEORGE, M. DEEPUKUMAR, C. K. AANANDAN, P. MOHANAN, K. G. NAIR**
New compact microstrip antenna
*Electronics Letters, Vol. 32, n°6, pp. 508-509, March 1996*

[GEO 98] **J. GEORGE, M. DEEPUKUMAR, C. K. AANANDAN, P. MOHANAN, K. G. NAIR**
Analysis of a new compact microstrip antenna
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 46, n°11, pp. 1712-1717, November 1998*

[GEO 04] http://www.geolink.fr/french/index.htm

[GLO 04] http://www.globalstar.com/

[GSE 04] **P. GSELL**
Téléphonie cellulaire : Globalstar
http://eurespace.online.fr/Bulletin/Globalst.htm, Avril 2004

[GSM 04] http://www.gsmworld.com

[GUI 00] **C. GUILLEMIN**
Le Pentagone mise sur Iridium
http://www.zdnet.fr, Décembre 2000

[GUI 01] **C. GUILLEMIN**
Iridium rebranche ses satellites
http://www.zdnet.fr, Mars 2001
[GUI 03] C. GUILLEMIN
Reconstruction de l'Irak : le satellite en attendant le GSM
http://www.zdnet.fr, Juillet 2003

[GUO 00] Y. X. GUO, K. M. LUK, K. F. LEE
Dual-band slot-loaded short-circuited patch antenna
*Electronics Letters*, Vol. 36, n°4, pp. 289-291, February 2000

[GUO 03a] Y.-X GUO, M. Y. W. CHIA, Z. N. CHEN
Miniature built-in quad band antennas for mobile handsets
*IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters*, Vol. 2, pp. 30-32, 2003

[GUO 03b] Y.-X. GUO, I. ANG, M. Y. W. CHIA
Compact internal multiband antennas for mobile handsets
*IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters*, Vol. 2, pp. 143-146, 2003

[GUO 04] Y.-X GUO, M. Y. W. CHIA, Z. N. CHEN
Miniature built-in multiband antennas for mobile handsets
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 52, n°8, pp. 1936-1944, August 2004

[HAL 02] J. HALEY, T. MOORE, J. T. BERNHARD
Experimental investigation of antenna-handset-feed interaction during wireless product testing
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 34, n°3, pp. 169-172, August 2002

[HAN 92] M. HANEISHI
Evaluation of the basic performance of microstrip antennas
*Analysis, design and measurement of small and low-profile antennas*,
K. HIRASAWA, M. HANEISHI, Artech House Inc., Chapter 3, pp. 53-82, 1992

[HAS 95] H. R. HASSANI, D. MIRSHEKAR-SYAHKAL
Study of electromagnetically coupled stacked rectangular patch antennas
*IEE Proceedings on Microwaves, Antennas and Propagation*, Vol. 142, n°1, pp. 7-13, February 1995

[HEI 98] S. HEINTZ
Téléphonie rurale en Afrique Subsaharienne
http://ariane.mpl.ird.fr/textes/enjeux/heintz/index.htm#seb, Septembre 1998
[HIP 04] Standard ETSI HIPERLAN/1 : http://portal.etsi.org/bran/kta/Hiperlan/hiperlan1.asp
Standard ETSI HIPERLAN/2 : http://portal.etsi.org/bran/kta/Hiperlan/hiperlan2.asp

[HUS 99] M.-L. HUSTACHE
Le réseau de satellites ICO voit son capital renforcé
http://www.zdnet.fr, Décembre 1999

[HUY 03] M.-C. HUYNH, W. STUTZMAN
Ground plane effects on planar inverted-F antenna (PIFA) performance
*IEE Proceedings on Microwaves, Antennas and Propagation*, Vol. 150, n°4, pp. 209-213, August 2003

[HWA 95] Y. HWANG, Y. P. ZHANG, G. X. ZHENG, T. K. C. LO
Planar inverted F antenna loaded with high permittivity material
*Electronics Letters*, Vol. 31, n°20, pp. 1710-1712, September 1995

[ICH 99] C. ICHELN, J. OLLIKAINEN, P. VAINIKAINEN
Reducing the influence of feed cables on small antenna measurements
*Electronics Letters*, Vol. 35, n°15, pp. 1212-1214, July 1999

[ICH 00] C. ICHELN, P. VAINIKAINEN
Dual-frequency balun to decrease influence of RF feed cables in small antenna measurements
*Electronics Letters*, Vol. 36, n°21, pp. 1760-1761, October 2000

[ICH 04] C. ICHELN, J. KROGERUS, P. VAINIKAINEN
Use of balun chokes in small-antenna radiation measurements
*IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement*, Vol. 53, n°2, pp. 498-506, April 2004

[ICO 04] http://www.ico.com/

[IEC 04] http://www.iec-telecom.com/

[INM 04] http://www.inmarsat.com/

[IRI 04] http://www.iridium.com/
[JEN 94] M. A. JENSEN, Y. RAHMAT-SAMII
Performance analysis of antennas for hand-held transceivers using FDTD
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 42, n°8, pp. 1106-1113,
August 1994

[JOH 93] R. C. JOHNSON
*Antenna Engineering Handbook*, 3rd edition, McGraw-Hill Inc., 1993

[JUY 95] M. JUY, J.-C. BIC, C. VINATIER, C. VEYRES
Propagation électromagnétique
*Les Mémentos Techniques des Conférences France Telecom*, Applications du spectre radioélectrique, Mémento n°6, Octobre 1995
http://www.rd.francetelecom.com/fr/conseil/mento6/index.html

[KAN 02] H. K. KAN, R. B. WATERHOUSE
Shorted spiral-like printed antennas
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 50, n°3, pp. 396-397,
March 2002

[KIV 02] O. KIVEKAS, J. OLLIKAINEN, P. VAINIKAINEN
Frequency-tunable internal antenna for mobile phones
*Proceedings of the International Symposium on Antennas (JINA 2002)*, Vol. 2, pp. 53-56, Nice, France, November 2002

[KIV 03] O. KIVEKAS, J. OLLIKAINEN, T. LEHTIEMI, P. VAINIKAINEN
Effect of the chassis length on the bandwidth, SAR, and efficiency of internal mobile phone antennas
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 36, n°6, pp. 457-462, March 2003

[KOS 98] G. KOSSIAVAS, A. PAPIERNIK, P. BRACHAT, P. RATAJCZAK
A quarter-wavelength antenna with superposed square patches
*Microwave Journal*, pp. 82-89, June 1998

[KUM 84] G. KUMAR, K. C. GUPTA
Broad-band microstrip antennas using additional resonators gap-coupled to the radiating edges
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 32, n°12, pp. 1375-1379,
December 1984
[KUM 85] G. KUMAR, K. C. GUPTA

Nonradiating edges and four edges gap-coupled multiple resonator broad-band
microstrip antennas

*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 33, n°2, pp. 173-178,
February 1985

[LEE 97] K. F. LEE, K. M. LUK, K. F. TONG, S. M. SHUM, T. HUYNH, R. Q. LEE

Experimental and simulation studies of the coaxially fed U-slot rectangular patch
antenna

*IEE Proceedings on Microwaves, Antennas and Propagation*, Vol. 144, n°5, pp. 354-358, October 1997

[LEG 94] H. LEGAY, L. SHAFAI

New stacked microstrip antenna with large bandwidth and high gain

*IEE Proceedings on Microwaves, Antennas and Propagation*, Vol. 141, n°3, pp. 199-204, June 1994

[LET 03] P. LE THUC, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS

Dual-wideband radiating element for mobile handsets

*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 39, n°4, pp. 288-290,
November 2003

[LUI 01] G. K. H. LUI, R. D. MURCH

Compact dual-frequency PIFA designs using LC resonators

*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 49, n°7, pp. 1016-1019,
July 2001

[LUK 98] K. M. LUK, R. CHAIR, K. F. LEE

Small rectangular patch antenna

*Electronics Letters*, Vol. 34, n°25, pp. 2366-2367, December 1998

[MAC 95] S. MACI, G. BIFFI GENTILI, P. PIAZZESI, C. SALVADOR

Dual-band slot-loaded patch antenna

*IEE Proceedings on Microwaves, Antennas and Propagation*, Vol. 142, n°3, pp. 225-232, June 1995
[MAH 04] H. MAHMOUDI
WiMAX, la large bande sans fil abordable
*Décision Informatique* n°594, http://www.01net.com/Pdf/DIN200405240594025.pdf, Mai 2004

[MAN 01] D. MANTEUFFEL, A. BAHR, D. HEBERLING, I. WOLFF
Design considerations for integrated mobile phone antennas
*11th International Conference on Antennas and Propagation*, pp. 252-256, April 2001

[MAN 04] P. MANGIN
Motorola introduit un combiné téléphone GSM /Wi-Fi
http://www.silicon.fr/, Juillet 2004

[MAR 00] M. MARTINEZ-VAZQUEZ, M. GEISSLER, D. HEBERLING, D. SANCHEZ-HERNANDEZ
Recent developments in antenna design for personal communications handsets at the IMST
*8th COST 260 Meeting on Smart Antenna Computer Aided Design and Technology*, Rennes, France, October 2000

[MAR 01] A. MARTINEZ-GONZALEZ, M. A. SANCHEZ-AGUILAR, M. MARTINEZ-VAZQUEZ, D. SANCHEZ-HERNANDEZ
A comparison of dual-band spur-line printed antennas for handheld terminals
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 30, n°3, pp. 205-207, August 2001

[MAR 02] M. MARTINEZ-VAZQUEZ, M. GEISSLER, D. HEBERLING, A. MARTINEZ-GONZALEZ, D. SANCHEZ-HERNANDEZ
Compact dual-band antenna for mobile handsets
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 32, n°2, pp. 87-88, January 2002

[MAR 03] M. MARTINEZ-VAZQUEZ, O. LITSCHKE, D. HEBERLING
Design of integrated multiband antennas for personal communications handsets
*3rd COST 284 Management Committee Meeting*, Budapest, Hungary, April 2003

[McK 97] W. E. MCKINZIE III
A modified Wheeler Cap method for measuring antenna efficiency
*IEEE Antennas and Propagation Society, International Symposium Digest*, Montreal, Canada, Vol. 1, pp. 542-545, July 1997
[MIL 04] J. MILLER
Digital Evolution
*Mass High Tech, The Journal of New England Technology*
http://www.masshightech.com/displayarticledetail.asp?art_id=64606&cat_id=99,
January 2004

[MIS 80] H. MISHIMA, T. TAGA
Mobile antennas and duplexer for 800 MHz band mobile telephone system
*IEEE Antennas and Propagation Society, International Symposium Digest*, Quebec,
Canada, Vol. 2, pp. 508-511, June 1980

[MOB 03] Mobilité : un nouveau concurrent pour la 3G
01 Informatique n°1734, http://www.01net.com/Pdf/011200309011734018.pdf,
Septembre 2003

[OLL 98] J. OLLIKAINEN, P. VAINIKAINEN
Radiation and bandwidth characteristics of two planar multistrip antennas for mobile
communication systems
*IEEE Vehicular Technology Conference*, Vol. 2, pp. 1186-1190, May 1998

[OLL 99] J. OLLIKAINEN, M. FISCHER, P. VAINIKAINEN
Thin dual-resonant stacked shorted patch antenna for mobile communications
*Electronics Letters*, Vol. 35, n°6, pp. 437-438, March 1999

[OLL 00] J. OLLIKAINEN, O. KIVEKAS, A. TOROPAINEN, P. VAINIKAINEN
Internal dual-band patch antenna for mobile phones
*Millenium Conference on Antennas and Propagation*, Davos, Switzerland, CD-ROM
SP-444, session 3A9, April 2000

[OUT 04] T. OUTREBON
L'UMTS-TDD, l'autre variante de la 3G, refait surface
01 Réseaux n°138, http://www.01net.com/Pdf/RES200404010138022.pdf, Avril 2004

[PED 00] G. F. PEDERSEN
Conformance test of antennas on handheld phones
*Millenium Conference on Antennas and Propagation*, Davos, Switzerland, CD-ROM
SP-444, session 3A5, April 2000
[PEL 04] **P. PELAPRAT**
Communications mobiles par satellites : un regain d'intérêt
*01 Réseaux* n°137, http://www.01net.com/Pdf/RES200403010137052.pdf, Mars 2004

[QI 04] **D. QI, B. LI, H. LIU**
Compact triple-band planar inverted-F antenna for mobile handsets
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 41, n°6, pp. 483-486, June 2004

[QUA 04] http://www.qualcomm.com/

[REN 04] **J.-L. RENAULT**
Comment ça marche : les standards de la transmission san fil
*Micro Hebdo*, http://www.01net.com/article/246746.html, Août 2004

[ROG 99] **J. ROGER**
Antennes. Techniques
*Techniques de l'Ingénieur*, traité Electronique, E 3 284, Septembre 1999

[ROW 97] **C. R. ROWELL, R. D. MURCH**
A capacitively loaded PIFA for compact mobile telephone handsets
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 45, n°5, pp. 837-842, May 1997

[ROW 98] **C. R. ROWELL, R. D. MURCH**
A compact PIFA suitable dual-frequency 900/1800 MHz operation
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 46, n°4, pp. 596-598, April 1998

[ROW 99] **J. T. ROWLEY, R. B. WATERHOUSE**
Performance of shorted microstrip patch antennas for mobile communications handsets at 1800 MHz
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 47, n°5, pp. 815-822, May 1999

[SAL 01] **P. SALONEN, M. KESKILAMMI, M. KIVIKOSKI**
New slot configurations for dual-band planar inverted-F antenna
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 28, n°5, pp. 293-298, March 2001
[SER 98] A. SERRANO-VAELLO, D. SANCHEZ-HERNANDEZ
Printed antennas for dual-band GSM/DCS 1800 mobile handsets
*Electronics Letters*, Vol. 34, n°2, pp. 140-141, January 1998

[SIX 03] N. SIX
La renaissance du réseau Iridium de téléphonie par satellite
http://solutions.journaldunet.com/0302/030220_iridium.shtml, Février 2003

[SKY 04] http://www.skybridgesatellite.com

[SOU 04] J.-P. SOULES
La technologie sans fil WiMAX
01 Informatique n°1752, http://www.01net.com/Pdf/011200401161752017.pdf,
Janvier 2004

[SUL 01] K. SULONEN, P. VAINIKAINEN
Handset antenna evaluation based on measured distributions
*IEEE Instrumentation and Measurement Technology Conference*, Budapest, Vol. 1,
pp. 519-524, May 2001

[TAG 92] T. TAGA
Analysis of planar inverted-F antennas and antenna design for portable radio
equipment
*Analysis, design and measurement of small and low-profile antennas*,
K. HIRASAWA, M. HANEISHI, Artech House Inc., Chapter 5, pp. 161-180, 1992

[TDC 04] http://www.TDcom.com

[TEL 02] Archives internet du site http://www.teledesic.com, depuis fin 2002 :
http://web.archive.org/web/20021004010652/www.teledesic.com/default.htm

[TEL 03] Teledesic abandons broadband project, returns license
*Satellite Today*, http://www.telecomweb.com, Juillet 2003

[TEN 02] P. L. TENG, K. L. WONG
Planar monopole folded into a compact structure for very low-profile multiband
mobile phone antenna
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 33, n°1, pp. 22-25, April 2002
[THO 99] J. THOREL
Nouvelle faillite pour la téléphonie par satellite
http://www.zdnet.fr, Août 1999

[THO 00] J. THOREL
Internet dans l'espace : ICO-Teledesic verrouille son capital
http://www.zdnet.fr, Juillet 2000

[THO 01] J. THOREL
ICO et Teledesic rompent leurs fiançailles
http://www.zdnet.fr, Novembre 2001

[THO 02a] J. THOREL
L'opérateur Teledesic commande ses deux premiers satellites
http://www.zdnet.fr, Février 2002

[THO 02b] J. THOREL
Télécoms par satellite: Teledesic suspend son avenir en vol
http://www.zdnet.fr, Octobre 2002

[THU 04] http://www.thuraya.com

[UMT 04a] http://www.umts-forum.org

[UMT 04b] http://www.umtstdd.org/

[VAI 02] P. VAINIKAINEN, J. OLLIKAINEN, O. KIVEKAS, I. KELANDER
Resonator-based analysis of the combination of mobile handset antenna and chassis
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 50, n°10, pp. 1433-1444, October 2002

[VIL 03] S. VILLEGER, P. LE THUC, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS
Dual-band planar inverted-F antenna
*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 38, n°1, pp. 40-42, July 2003
[VIR 97] **K. L. VIRGA, Y. RHAMAT-SAMII**

Low-profile enhanced-bandwidth PIFA antennas for wireless communications packaging

*IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques*, Vol. 45, n°10, pp. 1879-1888, October 1997

[WAN 01] **Y. J. WANG, C. K. LEE, W. J. KOH**

Design of small and dual-band internal antennas for IMT-2000 mobile handsets

*IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques*, Vol. 49, n°8, pp. 1398-1403, August 2001

[WAP 02] WAP et I-mode ou l'iconoclasme à la française

*LinuxFrench.net, le webmagazine du libre*, http://www.linuxfrench.net/, Janvier 2002

[WAT 98] **R. B. WATERHOUSE, S. D. TARGONSKI, D. M. KOKOTOFF**

Design and performance of small printed antennas

*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 46, n°11, pp. 1629-1633, November 1998

[WAT 99] **R. B. WATERHOUSE**

Broadband stacked shorted patch

*Electronics Letters*, Vol. 35, n°2, pp. 98-100, January 1999

[WHE 59] **H. A. WHEELER**

The radiansphere around a small antenna

*Proceedings IRE*, pp. 1325-1331, August 1959

[WOR 04] http://www.worldsat.net/

[WU 04] **J. W. WU, C. R. LIN, J. H. LU**

A planar meander-line antenna for triple-band operation of mobile handsets

*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 41, n°5, pp. 380-386, June 2004

[YEH 02] **S.-H. YEH, K.-L. WONG**

Compact dual-frequency PIFA with a chip-inductor-loaded rectangular spiral strip

*Microwave and Optical Technology Letters*, Vol. 33, n°6, pp. 394-397, June 2002
[YEH 03] S.-H. YEH, K.-L. WONG, T.-W. CHIOU, S.-T. FANG
Dual-band planar inverted F antenna for GSM/DCS mobile phones
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 51, n°5, pp. 1124-1126, May 2003

[ZAI 99] L. ZAID, G. KOSSIAVAS, J.-Y. DAUVIGNAC, J. CAZAJOUS, A. PAPIERNIK
Dual-frequency and broad-band antennas with stacked quarter wavelength elements
*IEEE Transactions on Antennas and Propagation*, Vol. 47, n°4, pp. 654-660, April 1999

[ZEL 04] http://www.zeland.com/
# Publications et communications

## PUBLICATIONS :

### P. CIAIS, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

Design of an internal quad-band antenna for mobile phones
*IEEE Microwave and Wireless Components Letters*, Vol. 14, n°4, pp. 148-150, April 2004

### P. CIAIS, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

Compact internal multiband antenna for mobile phone and WLAN standards
*Electronics Letters*, Vol. 40, n°15, pp. 920-921, July 2004

## CONGRES INTERNATIONAUX :

### P. CIAIS, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

A miniature quadband antenna for mobile communications
*International Conference on Electromagnetics in Advanced Applications (ICEAA'03)*, Torino, Italy, pp. 75-77, 8-12 September 2003

### P. CIAIS, C. LUXEY, A. DIALLO, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS

Design of Internal Multiband Antennas for Mobile Phone and WLAN Standards
*Joint COST 273/284 Workshop on Antennas and Related System Aspects in Wireless Communications*, Gothenburg, Sweden, 7-10 June 2004

### P. CIAIS, C. LUXEY, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS

Internal Multiband Antennas for Mobile Phone and WLAN Standards
*Journées Internationales de Nice sur les Antennes (JINA 2004)*, Nice, France, 8-10 November 2004

## CONGRES NATIONAL :

### P. CIAIS, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

Antenne miniature quadribande GSM/DCS/PCS/UMTS
*XIIIèmes Journées Nationales Microondes (JNM 2003)*, Lille, France, pp. 566-567, 21-23 mai 2003
## SEMINAIRES AVEC ACTES :

### P. CIAIS, P. LE THUC, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

Antennes miniatures multinormes pour communications mobiles

Réunion du Groupement de Recherche (GDR) Ondes, Groupe Thématique 4 : Antennes et Circuits, intitulé de la journée : Antennes miniatures multistandards, ENST, Paris, France, 6 novembre 2003

### P. CIAIS, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

Antenne miniature quadribande GSM/DCS/PCS/UMTS

Réunion du GDR Ondes : Interférences d'ondes, Marseille, France, 8-10 décembre 2003

### P. CIAIS, P. LE THUC, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

Présentation des activités du LEAT dans le domaine des antennes miniatures

Réunion de l'action spécifique du CNRS AS n°167, IETR, Rennes, France, 4 Février 2004

## RAPPORTS DE CONTRAT DE COLLABORATION :

### P. CIAIS, J.-M. CARRERE, G. KOSSIAVAS, R. STARAJ

Antennes compactes pour terminaux multibandes

Contrat de collaboration LEAT/ALCATEL Mobile Phone Division (Colombes), lots 1-3, 5 avril 2001-30 mai 2001

### P. CIAIS, G. KOSSIAVAS, R. STARAJ

Antennes compactes pour terminaux multibandes

Contrat de collaboration LEAT/ALCATEL Mobile Phone Division (Colombes), lots 4-7, 18 octobre 2001-17 mai 2002

### P. CIAIS, R. STARAJ, G. KOSSIAVAS, C. LUXEY

Antenne multibande pour terminaux de télécommunications portables (AMTTP)

Contrat de collaboration LEAT/France Telecom R&D (La Turbie) n° 424 76-344, lots 1-2, 17 septembre 2003-10 février 2004
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# Antennes multistandards pour communications mobiles

**Résumé** : Ce mémoire présente la conception, l'optimisation et l'analyse d'antennes miniatures, opérant dans plusieurs standards de télécommunications, destinées à des applications en communications mobiles et sans fil. Ces antennes doivent satisfaire différents critères (fonctionnement multibande et large bande, diagramme de rayonnement omnidirectionnel, bonne efficacité, encombrement minimum permettant leur intégration dans un boîtier de téléphonie mobile) qui sont souvent difficiles à mettre en oeuvre de façon simultanée. Divers procédés sont utilisés pour satisfaire ces contraintes comme l'ajout de courts-circuits de type languettes, l'insertion de fentes à la surface du résonateur, la juxtaposition de résonateurs parasites ou encore l'utilisation de chargements capacitifs. La mise en oeuvre simultanée de ces principes a conduit à l'élaboration d'une antenne bi-bande (GSM/2 GHz), de structures tri-bandes (GSM/UMTS-2,3 GHz ; GSM/DCS-PCS), d'antennes quadribandes pour la couverture des standards GSM/DCS-PCS-UMTS et enfin d'un élément rayonnant multibande (GSM/DCS-PCS-UMTS/5 GHz WLAN). Toutes ces antennes ont été conçues sur plan de masse réduit de type PCB (Printed Circuit Board) pour être facilement intégrables dans un boîtier portable. Des études paramétriques ont permis l'interprétation des phénomènes physiques mis en jeu, ainsi que l'appréciation de l'influence des différents paramètres des antennes. Plusieurs réalisations ont validé les structures issues des résultats de simulation.

**Mots clés** : communications mobiles, communications sans fil, antennes miniatures, fonctionnement large bande, fonctionnement multibande, antennes efficaces.

## Multistandard antennas for mobile communications

**Abstract** : This thesis presents the design, the optimisation and the analysis of small antennas dedicated to mobile and wireless communication standards. These antennas must satisfy several criteria which are often hard to simultaneously obtain : multiband and wide band operations, omnidirectional radiation pattern, good efficiency, small size allowing their integration into a mobile handset. Different techniques are used to achieve these characteristics like the addition of shorting strips, slots, parasitic elements and distributed capacitive loads. The simultaneous implementation of these techniques has led to the design of a biband antenna (GSM/2 GHz), triband antennas (GSM/UMTS-2,3 GHz ; GSM/DCS-PCS), quadband antennas for GSM/DCS-PCS-UMTS operations and lastly a multiband antenna (GSM/DCS-PCS-UMTS/5 GHz WLAN). All structures have been designed on a reduced ground plane having a size approximately equal to that of the PCB (Printed Circuit Board) of a typical mobile phone. Parametric studies allowed to interpret the physical phenomena and to estimate the influence of the different antenna's parameters. Measurement of several antenna prototypes validated the designed and optimised structures obtained by a simulation software tool.

**Keywords** : mobile communications, wireless communications, small antennas, wide band operation, multiband operation, efficient antennas.