# Multistandard antennas for mobile communications

Pascal Ciais

► To cite this version:

Pascal Ciais. Multistandard antennas for mobile communications. Electromagnetism. Université de Nice - Sophia Antipolis, 2004. English. NNT: 2004NICE4070. tel-04349678

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Submitted on 18 Dec 2023

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UNIVERSITE DE NICE-SOPHIA ANTIPOLIS
UFR SCIENCES

Ecole doctorale des Sciences et Technologies de
l'Information et de la Communication

THESE

pour obtenir le titre de

Docteur en Sciences spécialité Electronique

de l'UNIVERSITE de Nice-Sophia Antipolis

présentée et soutenue par

Pascal CIAIS

Antennes multistandards pour
communications mobiles

Thèse dirigée par Robert STARAJ

soutenue le 13 décembre 2004

Jury :

<table><tr><td>M. B. JECKO</td><td>Rapporteur</td><td>Professeur, IRCOM, Université de Limoges</td></tr><tr><td>M. S. TOUTAIN</td><td>Rapporteur</td><td>Professeur, IREENA, Université de Nantes</td></tr><tr><td>M. C. PICHOT</td><td>Examinateur</td><td>Directeur de recherche CNRS</td></tr><tr><td>M. R. STARAJ</td><td>Examinateur</td><td>Professeur, UNSA</td></tr><tr><td>M. G. KOSSIAVAS</td><td>Examinateur</td><td>Professeur, UNSA</td></tr><tr><td>M. P. BRACHAT</td><td>Examinateur</td><td>Ingénieur, France Telecom R&amp;D</td></tr><tr><td>M. A. PAPIERNIK</td><td>Invité</td><td>Professeur Emérite, UNSA</td></tr><tr><td>Mme L. ROBERT</td><td>Invitée</td><td>Ingénieur, Alcatel</td></tr><tr><td>Mlle M. MARTINEZ-VAZQUEZ</td><td>Invitée</td><td>Ingénieur, IMST</td></tr><tr><td>M. C. LUXEY</td><td>Invité</td><td>Maître de Conférences, UNSA</td></tr></table>
<figure><img src="image_2.png" /></figure>
A mon grand-père
<figure><img src="image_3.png" /></figure>
Remerciements

Ce travail de recherche a été effectué au sein du Laboratoire d'Electronique, Antennes et Télécommunications (LEAT) de l'Université de Nice-Sophia Antipolis. Je tiens à remercier Monsieur Christian PICHOT, Directeur de recherche au CNRS et Directeur du laboratoire, de m'avoir accueilli et donné les moyens nécessaires pour accomplir ce doctorat.

J'adresse tous mes remerciements à Monsieur Robert STARAJ, Professeur à l'Université de Nice-Sophia Antipolis qui a été mon directeur de thèse tout au long de ces trois années. Qu'il trouve ici l'expression de ma profonde reconnaissance pour la confiance qu'il m'a accordée dans l'accomplissement de ce travail.

J'exprime toute ma gratitude à Messieurs Georges KOSSIAVAS et Cyril LUXEY, respectivement Professeur et Maître de Conférences à l'Université de Nice-Sophia Antipolis pour avoir également assuré l'encadrement de cette thèse. Le temps qu'ils m'ont accordé et leurs nombreux conseils furent très précieux.

J'exprime ma reconnaissance à Messieurs Bernard JECKO, Professeur à l'Université de Limoges et Serge TOUTAIN, Professeur à l'Ecole Polytechnique de l'Université de Nantes, qui m'ont fait l'honneur d'examiner ce travail et d'assurer la tâche de rapporteur.

Je remercie Madame Lydie ROBERT, Ingénieur à Alcatel Mobile Phone Division (Colombes) et Monsieur Patrice BRACHAT, Ingénieur à France Telecom R&D (La Turbie) pour nos nombreuses et fructueuses discussions. Pour ces raisons, je suis très heureux de les compter parmi les membres du jury.

Mes remerciements les plus respectueux s'adressent également à Monsieur Albert PAPIERNIK, Professeur Emérite de l'Université de Nice-Sophia Antipolis et à Mademoiselle Marta MARTINEZ-VAZQUEZ, Ingénieur à l'IMST (Allemagne), qui ont accepté de participer au jury de thèse.

Je voudrais également exprimer toute ma reconnaissance à Monsieur Olivier BENEVELLO pour son aide et ses précieux conseils dans le domaine de l'informatique, à Messieurs Jean-Louis LE SONN, Laurent BROCHIER et Franck PERRET pour l'aide technique prodiguée, à Mesdames Géraldine MANSUETI et Martine BORRO ainsi que Monsieur Christian RAFFAELE, pour leur aide dans les tâches administratives.

Mes remerciements vont également à l'ensemble des membres du Laboratoire, qu'ils soient Professeurs, Maîtres de Conférences, ATER, doctorants ou stagiaires de DEA.
Enfin, que mes parents, ma famille et mes amis trouvent à travers ces quelques lignes
l'expression de ma profonde gratitude pour leur soutien et leurs encouragements de tous les
instants. Je vous en remercie chaleureusement.
# Sommaire

## Sigles et abréviations..................................................................................................................1

## Introduction........................................................................................................................................5

## Chapitre I : Systèmes de télécommunications mobiles................................................................7

### 1 Introduction........................................................................................................................................7

### 2 Systèmes de télécommunications par satellites pour la téléphonie mobile et le multimédia haut débit................................................................................................................7

#### 2.1 Introduction........................................................................................................................................7

#### 2.2 Les revers des systèmes de constellation de satellites à basse et moyenne orbite................9

##### 2.2.1 Systèmes pour la téléphonie mobile................................................................................9

###### 2.2.1.a Iridium........................................................................................................................................9

###### 2.2.1.b Globalstar........................................................................................................................................10

###### 2.2.1.c ICO................................................................................................................................................11

##### 2.2.2 Systèmes pour le multimédia haut débit................................................................................11

###### 2.2.2.a Teledesic........................................................................................................................................11

###### 2.2.2.b SkyBridge........................................................................................................................................12

##### 2.2.3 Conclusion........................................................................................................................................12

#### 2.3 La prospérité des systèmes à satellites géostationnaires.................................................................13

##### 2.3.1 Inmarsat................................................................................................................................................13

##### 2.3.2 Thuraya................................................................................................................................................15

##### 2.3.3 ACeS................................................................................................................................................16

##### 2.3.4 Worldsat................................................................................................................................................17

#### 2.4 Conclusion – Tableau récapitulatif................................................................................................17

### 3 Systèmes de télécommunications mobiles terrestres........................................................................19

#### 3.1 Première génération (1G)................................................................................................................19

#### 3.2 Deuxième génération (2G)................................................................................................................20

#### 3.3 Entre la 2G et la 2,5G........................................................................................................................21

#### 3.4 La 2,5G................................................................................................................................................22

#### 3.5 Entre la 2,5G et la 3G : EDGE........................................................................................................24

#### 3.6 Troisième génération (3G)................................................................................................................24

#### 3.7 Tableaux récapitulatifs................................................................................................................29

#### 3.8 Les technologies sans fil complémentaires des réseaux mobiles................................................32

#### 3.9 Quatrième génération (4G)................................................................................................................35

### 4 Conclusion..................................................................................................................................................36

## Chapitre II : Antennes miniatures pour la téléphonie mobile..................................................37

### 1 Introduction........................................................................................................................................37

### 2 Caractéristiques des antennes miniatures................................................................................37

### 3 Techniques de miniaturisation et d'élargissement des bandes des petites antennes..............39
<table>
  <tbody>
    <tr>
      <td>3.1 Introduction</td>
      <td>39</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.2 Géométrie de l'élément</td>
      <td>40</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.3 Substrat à haute constante diélectrique</td>
      <td>40</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.4 Courts-circuits verticaux entre élément et plan de masse</td>
      <td>41</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5 Résonateurs parasites</td>
      <td>41</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.6 Fentes dans les éléments rayonnants</td>
      <td>43</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.7 Chargement capacitif</td>
      <td>47</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.8 Chargements capacitifs et/ou inductifs par composants passifs localisés</td>
      <td>49</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.9 Tableau récapitulatif – Conclusion</td>
      <td>49</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>4 Antenne PIFA</b></td>
      <td><b>51</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.1 Outil de simulation</td>
      <td>51</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.2 Mise au point</td>
      <td>51</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.3 Géométrie</td>
      <td>51</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.4 Principes de fonctionnement</td>
      <td>52</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.5 Impédance d'entrée – Courants de surface</td>
      <td>55</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>5 Conclusion</b></td>
      <td><b>58</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>Chapitre III : Antenne bi-bande</b></td>
      <td><b>59</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>1 Introduction</b></td>
      <td><b>59</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>2 Structure de base de l'étude</b></td>
      <td><b>59</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.1 Géométrie</td>
      <td>59</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.2 Impédance d'entrée</td>
      <td>60</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.3 Courants de surface – Identification des résonances</td>
      <td>61</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>3 Antenne avec languette de court-circuit</b></td>
      <td><b>64</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.1 Géométrie</td>
      <td>64</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.2 Impédance d'entrée</td>
      <td>65</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.3 Courants de surface – Identification des résonances</td>
      <td>65</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>4 Réalisation d'une fente dans la structure de base</b></td>
      <td><b>69</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.1 Géométrie</td>
      <td>69</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.2 Découpe progressive de la fente dans le résonateur</td>
      <td>70</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.2.1 Portion "avant-coude"</td>
      <td>70</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.2.2 Portion "après-coude"</td>
      <td>72</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.2.3 Interprétation des résultats</td>
      <td>75</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.3 Impédance d'entrée</td>
      <td>79</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.4 Courants de surface – Identification des résonances</td>
      <td>79</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.5 Comparaison simulation/expérience</td>
      <td>82</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.6 Etude paramétrique</td>
      <td>87</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.6.1 Variation des dimensions de la fente</td>
      <td>87</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.6.1.a Influence de la longueur de la fente "avant-coude"</td>
      <td>87</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.6.1.b Influence de la largeur de la fente "avant-coude"</td>
      <td>89</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.6.1.c Influence de la longueur de la fente "après-coude"</td>
      <td>90</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.6.1.d Influence de la largeur de la fente "après-coude"</td>
      <td>91</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>4.6.1.e Conclusion</td>
      <td>91</td>
    </tr>
  </tbody>
</table>
<table>
  <tbody>
    <tr>
      <td>4.6.2 Influence de la longueur du plan de masse</td>
      <td>92</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>5 Conclusion</b></td>
      <td><b>93</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>Chapitre IV : Antennes tri-bandes</b></td>
      <td><b>95</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>1 Introduction</b></td>
      <td><b>95</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>2 Première configuration</b></td>
      <td><b>95</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.1 Géométrie</td>
      <td>95</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.2 Impédance d'entrée, bandes passantes</td>
      <td>96</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.3 Courants de surface – Identification des résonances</td>
      <td>97</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.4 Comparaison simulation/expérience</td>
      <td>98</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.5 Etude paramétrique</td>
      <td>100</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.5.1 Influence de la longueur de l'élément parasite</td>
      <td>101</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.5.2 Influence de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite</td>
      <td>102</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>3 Deuxième configuration</b></td>
      <td><b>104</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.1 Géométrie</td>
      <td>104</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.2 Impédance d'entrée, bandes passantes</td>
      <td>105</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.3 Courants de surface – Identification des résonances</td>
      <td>106</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.4 Comparaison simulation/expérience</td>
      <td>107</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5 Etude paramétrique</td>
      <td>109</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.1 Influence de la longueur de l'élément parasite</td>
      <td>109</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2 Influence de la distance séparant les deux résonateurs</td>
      <td>112</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.3 Variation des paramètres de la languette de court-circuit de l'élément parasite</td>
      <td>114</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.3.a Influence de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite</td>
      <td>114</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.3.b Influence de la longueur de la languette de court-circuit de l'élément parasite</td>
      <td>115</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.6 Remarque</td>
      <td>116</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>4 Conclusion</b></td>
      <td><b>116</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>Chapitre V : Antennes quadribandes GSM/DCS-PCS-UMTS</b></td>
      <td><b>117</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>1 Introduction</b></td>
      <td><b>117</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>2 Antenne à deux éléments parasites</b></td>
      <td><b>117</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.1 Géométrie</td>
      <td>117</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.2 Impédance d'entrée, bandes passantes</td>
      <td>118</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.3 Courants de surface – Identification des résonances</td>
      <td>119</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.4 Comparaison simulation/expérience</td>
      <td>120</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.5 Conclusion</td>
      <td>122</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>3 Antenne à trois éléments parasites</b></td>
      <td><b>123</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.1 Géométrie</td>
      <td>123</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.2 Impédance d'entrée, bandes passantes</td>
      <td>124</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.3 Courants de surface – Identification des résonances</td>
      <td>126</td>
    </tr>
  </tbody>
</table>
<table>
  <tbody>
    <tr>
      <td>3.4 Comparaison simulation/expérience</td>
      <td>128</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5 Etude paramétrique</td>
      <td>132</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.1 Influence de la longueur de l'élément parasite 1</td>
      <td>132</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2 Influence de la distance séparant la languette d'alimentation de la languette de court-circuit de l'élément parasite 1</td>
      <td>133</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>4 Conclusion</b></td>
      <td><b>134</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>Chapitre VI : Antenne multibande GSM/DCS-PCS-UMTS/5 GHz WLAN</b></td>
      <td><b>135</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>1 Introduction</b></td>
      <td><b>135</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>2 Idées et étapes de conception</b></td>
      <td><b>135</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.1 Adaptation de l'antenne quadribande aux fréquences WLAN</td>
      <td>135</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.2 Rappel : résonances du résonateur alimenté seul</td>
      <td>136</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.3 Analogie entre les résonances de l'antenne quadribande et celles du résonateur alimenté seul</td>
      <td>136</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>2.4 Courants de surface de l'antenne quadribande</td>
      <td>137</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>3 Réalisation d'une encoche dans le résonateur alimenté (antenne multibande optimisée)</b></td>
      <td><b>139</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.1 Géométrie (antenne multibande optimisée)</td>
      <td>139</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.2 Découpe progressive de l'encoche</td>
      <td>140</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.2.1 Dans le résonateur alimenté seul</td>
      <td>140</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.2.2 Dans le résonateur alimenté de l'antenne multibande</td>
      <td>141</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.3 Adaptation de l'antenne multibande</td>
      <td>142</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.4 Comparaison simulation/expérience</td>
      <td>143</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5 Etude paramétrique ou identification des dernières résonances</td>
      <td>148</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.1 Variation de la longueur des éléments parasites</td>
      <td>149</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.1.a Elément parasite 3</td>
      <td>149</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.1.b Elément parasite 2</td>
      <td>150</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.1.c Elément parasite 1</td>
      <td>151</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2 Ajout successif des résonateurs parasites</td>
      <td>152</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.a Résonateur alimenté seul</td>
      <td>152</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.b Résonateur alimenté + élément parasite 1</td>
      <td>153</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.c Résonateur alimenté + élément parasite 2</td>
      <td>154</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.d Résonateur alimenté + élément parasite 3</td>
      <td>155</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.e Résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 3</td>
      <td>156</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.f Résonateur alimenté + élément parasite 2 + élément parasite 1</td>
      <td>157</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.g Résonateur alimenté + élément parasite 1 + élément parasite 3</td>
      <td>158</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.2.h Antenne multibande : résonateur alimenté + 3 éléments parasites</td>
      <td>159</td>
    </tr>
    <tr>
      <td>3.5.3 Distribution des courants pour les minima du ROS</td>
      <td>160</td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>4 Conclusion</b></td>
      <td><b>168</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>Conclusion</b></td>
      <td><b>169</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>Références</b></td>
      <td><b>173</b></td>
    </tr>
    <tr>
      <td><b>Publications et communications</b></td>
      <td><b>189</b></td>
    </tr>
  </tbody>
</table>
Sigles et abréviations

<table><tr><td>3GPP</td><td>3rd Generation Partnership Project</td></tr><tr><td>8PSK</td><td>8 Phase Shift Keying</td></tr><tr><td>16QAM</td><td>16 Quadrature Amplitude Modulation</td></tr><tr><td>AMPS</td><td>Advanced Mobile Phone System</td></tr><tr><td>AMRC</td><td>Accès Multiple à Répartition par Codes</td></tr><tr><td>AMRF</td><td>Accès Multiple par Répartition de Fréquences</td></tr><tr><td>AMRT</td><td>Accès Multiple par Répartition dans le Temps</td></tr><tr><td>ART</td><td>Autorité de Régulation des Télécommunications</td></tr><tr><td>ACeS</td><td>Asia Cellular Satellite</td></tr><tr><td>ADSL</td><td>Asymmetric Digital Subscriber Line</td></tr><tr><td>ASK</td><td>Amplitude Shift Keying</td></tr><tr><td>BGAN</td><td>Broadband Global Area Network</td></tr><tr><td>CDMA</td><td>Code Division Multiple Access</td></tr><tr><td>CDMA2000</td><td>Code Division Multiple Access 2000</td></tr><tr><td>CDMA2000 1xEV-DO</td><td>Code Division Multiple Access 2000 EVolution Data Only</td></tr><tr><td>CDMA2000 1xEV-DV</td><td>Code Division Multiple Access 2000 EVolution Data and Voice</td></tr><tr><td>CDMAOne</td><td>Code Division Multiple Access One</td></tr><tr><td>CEPT</td><td>Conférence Européenne des Postes et Télécommunications</td></tr><tr><td>cHTML</td><td>compact HyperText Markup Language</td></tr><tr><td>CMS</td><td>Composant Monté en Surface</td></tr><tr><td>CSMA/CA</td><td>Carrier Sense Multiple Access with Collision Avoidance</td></tr><tr><td>D-AMPS</td><td>Digital Advanced Mobile Phone System</td></tr><tr><td>DCS</td><td>Digital Communication System</td></tr><tr><td>DECT</td><td>Digital Enhanced Cordless Telecommunications</td></tr><tr><td>DL</td><td>DownLink</td></tr><tr><td>EDGE</td><td>Enhanced Data rates for GSM Evolution</td></tr><tr><td>EGPRS</td><td>Enhanced General Packet Radio Services</td></tr><tr><td>EMS</td><td>Enhanced Message Service</td></tr><tr><td>ETSI</td><td>European Telecommunications Standards Institute</td></tr><tr><td>FDD</td><td>Frequency Division Duplex</td></tr><tr><td>FDMA</td><td>Frequency Division Multiple Access</td></tr><tr><td>FCC</td><td>Federal Communications Commission</td></tr><tr><td>FPLMTS</td><td>Future Public Land Mobile Telecommunication System</td></tr><tr><td>FSK</td><td>Frequency Shift Keying</td></tr><tr><td>GAN</td><td>Global Area Network</td></tr><tr><td>GEO</td><td>Geostationary Earth Orbit</td></tr></table>
<table><tr><td>GMSK</td><td>Gaussian Minimum Shift Keying</td></tr><tr><td>GPRS</td><td>General Packet Radio Services</td></tr><tr><td>GPS</td><td>Global Positioning System</td></tr><tr><td>GSM</td><td>Global System for Mobile communications</td></tr><tr><td>HIPERLAN</td><td>High Performance Radio Local Area Network</td></tr><tr><td>HSCSD</td><td>High Speed Circuit Switched Data</td></tr><tr><td>HSDPA</td><td>High Speed Downlink Packet Access</td></tr><tr><td>HTML</td><td>HyperText Markup Language</td></tr><tr><td>ICO</td><td>Intermediate Circular Orbits</td></tr><tr><td>IEEE</td><td>Institute of Electrical and Electronics Engineers</td></tr><tr><td>IMT-2000</td><td>International Mobile Telecommunication 2000</td></tr><tr><td>IMT-DS</td><td>International Mobile Telecommunication-Direct Spread</td></tr><tr><td>IMT-FT</td><td>International Mobile Telecommunication-Frequency Time</td></tr><tr><td>IMT-MC</td><td>International Mobile Telecommunication-Multi Carrier</td></tr><tr><td>IMT-SC</td><td>International Mobile Telecommunication-Single Carrier</td></tr><tr><td>IMT-TC</td><td>International Mobile Telecommunication-Time Code</td></tr><tr><td>IP</td><td>Internet Protocol</td></tr><tr><td>IS</td><td>Interim Standard</td></tr><tr><td>LAN</td><td>Local Area Network</td></tr><tr><td>LEO</td><td>Low Earth Orbit</td></tr><tr><td>MBWA</td><td>Mobile Broadband Wireless Access</td></tr><tr><td>MEMS</td><td>Micro-Electro-Mechanical Systems</td></tr><tr><td>MEO</td><td>Medium Earth Orbit</td></tr><tr><td>MIMO</td><td>Multiple-Input Multiple-Output</td></tr><tr><td>MMS</td><td>Multimedia Message Service</td></tr><tr><td>MSS</td><td>Mobile Satellite Services</td></tr><tr><td>NMT</td><td>Nordic Mobile Telephone</td></tr><tr><td>NTIC</td><td>Nouvelles Technologies de l'Information et de la Communication</td></tr><tr><td>OQPSK</td><td>Offset Quadrature Phase Shift Keying</td></tr><tr><td>PCB</td><td>Printed Circuit Board</td></tr><tr><td>PDA</td><td>Personal Digital Assistant</td></tr><tr><td>PDC</td><td>Personal Digital Cellular</td></tr><tr><td>PDC-P</td><td>Personal Digital Cellular Packet</td></tr><tr><td>PCS</td><td>Personal Communication Services</td></tr><tr><td>π/4 DQPSK</td><td>π/4 Differential Quadrature Phase Shift Keying</td></tr><tr><td>PIFA</td><td>Planar Inverted-F Antenna</td></tr><tr><td>PSK</td><td>Phase Shift Keying</td></tr><tr><td>QPSK</td><td>Quadrature Phase Shift Keying</td></tr></table>
<table><tr><td>R-BGAN</td><td>Regional Broadband Global Area Network</td></tr><tr><td>ROS</td><td>Rapport d'Ondes Stationnaires</td></tr><tr><td>Rx</td><td>Réception</td></tr><tr><td>SMS</td><td>Short Message Service</td></tr><tr><td>TACS</td><td>Total Access Communications System</td></tr><tr><td>TD-CDMA</td><td>Time Division-Code Division Multiple Access</td></tr><tr><td>TDD</td><td>Time Division Duplex</td></tr><tr><td>TD-SCDMA</td><td>Time Division-Synchronous Code Division Multiple Access</td></tr><tr><td>TDMA</td><td>Time Division Multiple Access</td></tr><tr><td>Tx</td><td>Transmission</td></tr><tr><td>UIT</td><td>Union Internationale des Télécommunications</td></tr><tr><td>UL</td><td>UpLink</td></tr><tr><td>UMTS</td><td>Universal Mobile Telecommunications System</td></tr><tr><td>UTRA-FDD</td><td>UMTS Terrestrial Radio Access-Frequency Division Duplex</td></tr><tr><td>UTRA-TDD</td><td>UMTS Terrestrial Radio Access-Time Division Duplex</td></tr><tr><td>UWB</td><td>Ultra Wide Band</td></tr><tr><td>UWC-136</td><td>Universal Wireless Communications-136</td></tr><tr><td>WAP</td><td>Wireless Application Protocol</td></tr><tr><td>W-CDMA</td><td>Wideband Code Division Multiple Access</td></tr><tr><td>Wi-Fi</td><td>Wireless Fidelity</td></tr><tr><td>WiMAX</td><td>World Interoperability for Microwave Access</td></tr><tr><td>WLAN</td><td>Wireless Local Area Network</td></tr><tr><td>WMAN</td><td>Wireless Metropolitan Area Network</td></tr><tr><td>WML</td><td>Wireless Markup Language</td></tr><tr><td>WPAN</td><td>Wireless Personal Area Network</td></tr><tr><td>WWAN</td><td>Wireless Wide Area Network</td></tr></table>
<figure><img src="image_4.png" /></figure>
# Introduction

Les communications mobiles et les communications sans fil constituent actuellement deux des domaines les plus porteurs du secteur des télécommunications. Cette prospérité est liée aux déploiements récents et à venir des réseaux de radiocommunications mobiles de troisième génération et de diverses technologies sans fil. Le point commun à tous ces systèmes est une augmentation significative des débits de transmission des données, permettant d'entrer réellement dans l'ère du multimédia mobile et sans fil. Cependant, l'avènement de cette ère nouvelle n'a pas été aussi rapide et aisé que prévu, en particulier dans le domaine des communications mobiles. En effet, face à la prolifération des normes des systèmes de téléphonie mobile héritées des générations précédentes, les instances internationales espéraient harmoniser l'usage des fréquences en aboutissant à une norme universelle de troisième génération, l'IMT-2000. Cette norme mondiale de radiocommunications mobiles était destinée à remplacer tous les systèmes cellulaires existants. Mais cette vision de norme unique n'a pas résisté à la diversité technologique des systèmes en place et à leurs contraintes régionales. Ainsi, malgré des difficultés technologiques et économiques entraînant une mise en service retardée de la troisième génération, deux normes principales mais incompatibles sont actuellement déployées dans le monde, il s'agit de l'UMTS et du CDMA2000. De plus, afin de permettre un passage progressif à ces normes de troisième génération, diverses évolutions des systèmes de deuxième génération ont été nécessaires. On assiste donc actuellement dans le paysage des radiocommunications mobiles, à une diversité des systèmes et des standards donnant lieu à une multiplication des bandes de fréquence utilisées. Ajoutons également la percée de différents systèmes et standards de technologies sans fil, et nous comprenons aisément la diversification de l'utilisation du spectre radioélectrique qui est faite dans les communications mobiles et sans fil.

Or, pour être en mesure d'utiliser le spectre radioélectrique, il est bien sûr nécessaire de disposer de composants, de circuits et d'antennes susceptibles de fonctionner dans ces bandes de fréquence. Notre domaine de recherche dans les systèmes de communications mobiles et sans fil concerne la partie antenne. Cet élément doit satisfaire de nombreuses contraintes dont l'association est souvent difficile à mettre en oeuvre. Nous pouvons différencier deux groupes de contraintes : les contraintes liées à l'encombrement de l'antenne et les contraintes liées à ses performances.

L'objectif étant l'intégration de l'antenne dans l'architecture d'un terminal mobile, le critère sur son encombrement est bien évidemment le fait qu'il soit le plus faible possible. En effet, le volume alloué à l'antenne dans un boîtier portatif étant assez restreint, l'élément rayonnant de dimensions réduites doit prendre position sur un plan de masse de type Printed Circuit Board (PCB) également de dimensions réduites.

Les critères sur les performances de l'antenne concernent principalement l'obtention de multiples et larges bandes de fonctionnement, adaptées en fréquence et d'efficacité de rayonnement la plus grande possible. Or, les exigences sur la miniaturisation de l'aérien, portent préjudice
précisément à ce type de performances en dégradant son adaptation, en réduisant les largeurs de ses bandes de fonctionnement et en diminuant son efficacité de rayonnement. Toutefois, la contrainte sur l'utilisation d'un plan de masse réduit peut être avantageuse dans certains cas où la longueur du PCB est inférieure à la longueur d'onde. En effet, ce critère peut permettre simultanément l'obtention d'un champ rayonné à grande distance relativement omnidirectionnel ainsi qu'une augmentation possible de la largeur de bande passante.

Enfin, un dernier critère est à respecter : l'antenne, comme tous les autres composants et circuits électroniques constituant un terminal mobile, doit posséder un coût de fabrication le plus faible possible afin de maintenir un prix de vente du terminal le plus compétitif possible.

Dans ce cadre d'étude, ce mémoire présente la conception, l'optimisation et l'analyse d'antennes miniatures originales opérant dans plusieurs standards de télécommunications, destinées à des applications dans les domaines des communications mobiles et des communications sans fil.

Aussi, pour mieux comprendre les besoins actuels en antennes miniatures multistandards, le premier chapitre présente d'un point de vue historique et technique, les différents systèmes de télécommunications satellitaires et terrestres trouvant application en téléphonie mobile.

Le deuxième chapitre est consacré aux techniques actuellement utilisées par les concepteurs d'antennes pour terminaux mobiles. Ces techniques concernent la miniaturisation des éléments rayonnants et leur aspect large bande et multi-norme. Une description du fonctionnement d'un type particulier d'antenne clôt ce chapitre. Il s'agit d'une antenne PIFA (Planar Inverted-F Antenna), élément notablement utilisé dans les équipements de télécommunications mobiles actuels.

Le troisième chapitre présente l'analyse et la conception d'une antenne bi-bande GSM/2 GHz. Cet élément de type PIFA ou quart d'onde, obtenu à l'aide de l'utilisation d'une languette de court-circuit et de l'incrustation d'une fente dans le pavé rayonnant, constitue la structure de base de cette étude.

Le quatrième chapitre concerne l'élargissement de la bande passante supérieure de l'élément bi-bande original par la juxtaposition d'un élément parasite quart d'onde. Deux antennes tri-bandes sont ainsi conçues et analysées. Ces structures reposent sur un fonctionnement identique avec toutefois, un élargissement de la bande vers des fréquences plus élevées pour la première antenne et plus faibles pour la deuxième.

La conception d'antennes quadribandes GSM/DCS-PCS-UMTS est l'objet du cinquième chapitre. La première structure combine les caractéristiques radioélectriques des deux antennes tri-bandes précédentes en réalisant l'addition simultanée de deux éléments parasites quart d'onde. La deuxième structure propose un élargissement de la bande passante inférieure (GSM) par l'ajout d'un dernier élément parasite juxtaposé.

Enfin, le sixième et dernier chapitre porte sur la mise au point d'un élément fonctionnant dans les bandes GSM, DCS, PCS, UMTS et 5 GHz WLAN. Grâce à une analyse précise des modes résonnants de la dernière antenne quadribande, la découpe d'une nouvelle fente dans l'élément permet d'obtenir un fonctionnement aux fréquences situées à 5 GHz.
# Chapitre I : Systèmes de télécommunications mobiles

## 1 Introduction

Ce chapitre tente de faire une mise au point technique et historique sur les principaux systèmes de télécommunications trouvant application en téléphonie mobile.

Nous présentons dans une première partie, les différents systèmes de télécommunications par satellites. Ceux-ci sont classés en deux groupes, selon le type de satellites utilisés : les systèmes à constellation de satellites et les systèmes à satellite(s) géostationnaire(s).

Dans une seconde partie, nous traitons des systèmes de télécommunications mobiles terrestres. Après une rapide description des systèmes de première génération, nous nous attarderons plus longuement sur les systèmes actuels et futurs à savoir les systèmes de deuxième, troisième et quatrième génération. Nous décrirons également quelques technologies sans fil dites "wireless".

## 2 Systèmes de télécommunications par satellites pour la téléphonie mobile et le multimédia haut débit

### 2.1 Introduction

L'explosion des besoins en outils de télécommunications liés au développement de la téléphonie mobile et des nouvelles technologies de l'information et de la communication (NTIC) a conduit depuis plus de deux décennies, à imaginer et développer des systèmes de télécommunications par satellites. Actuellement dans ces domaines, coexistent deux classes : les systèmes à satellite(s) géostationnaire(s) (GEO, Geostationary Earth Orbit, orbite de 35 786 km) et les systèmes à constellations de satellites à basse ou moyenne orbite (basse orbite ou LEO, Low Earth Orbit, orbite de 700 à 1500 km ; moyenne orbite ou MEO, Medium Earth Orbit, orbite de 5000 à 15 000 km et au dessus de 20 000 km).

Les systèmes GEO ont été les premiers utilisés et à ce propos, nous pouvons citer Inmarsat qui a été le premier système de télécommunications mobiles par satellites opérationnel avec Inmarsat-A en 1982 (système analogique plutôt encombrant à embarquer ou à installer en site fixe) [INM 04]. L'avantage de l'orbite géostationnaire est évidemment le fait que le satellite reste fixe par rapport à la Terre et ainsi, il n'est pas nécessaire de le poursuivre au moyen d'antennes mobiles au sol. De plus, en raison de son altitude, un satellite en orbite géostationnaire couvre généralement environ 42 % de la surface terrestre, ce qui signifie que trois satellites GEO suffisent à couvrir la totalité de la surface du globe. Les inconvénients des systèmes GEO sont :

- un temps de propagation des ondes électromagnétiques relativement long : il faut compter environ 250 ms pour un aller-retour terre-satellite, ce qui rend les transmissions en temps réel (voix, données) difficiles ;

- une atténuation de puissance en espace libre très élevée, environ 200 dB rendant le bilan de liaison très défavorable. Ceci nécessite d'une part des satellites émettant de fortes puissances
et d'autre part des récepteurs au sol plutôt volumineux (cf Inmarsat-A).

Au début des années 1990, plutôt que de prendre de front les problèmes technologiques des systèmes GEO et de les résoudre, un essor sans précédent du secteur des télécommunications combiné à un optimisme économique démesuré, a conduit à imaginer des constellations de satellites à basse (LEO) et moyenne (MEO) orbites. Plusieurs systèmes se basant sur de telles constellations, tels Iridium et Globalstar, ont lancé leurs services autour des années 2000. L'avantage de ces systèmes est un temps de propagation des ondes plus court (typiquement 10 ms pour un satellite à 1500 km d'altitude) ainsi qu'un bilan de liaison nettement plus favorable que celui d'un système GEO. Les satellites LEO ou MEO présentent cependant quelques inconvénients :

- du fait de leur proximité avec la Terre, ceux-ci "n'illuminent" qu'une zone limitée et doivent donc être utilisés en nombre important (constellation) pour assurer une couverture globale de la surface terrestre ;

- ces satellites sont dits à défilement car leur vitesse de rotation est supérieure à celle de la Terre. Ainsi, ceux-ci ne restent en visibilité d'un utilisateur terrestre qu'un temps limité (au maximum 20 mn pour un satellite LEO et 2 heures pour un satellite MEO [MAR 99]). Ceci implique que les satellites doivent être en mesure de gérer techniquement le handover (dans le domaine des communications mobiles satellitaires, le handover est l'ensemble des techniques qui permettent de transférer une communication d'un satellite à un autre sans que celle-ci soit interrompue).

Ces deux inconvénients constituent donc un risque financier car les investissements et les moyens engagés situent les constellations dans le "gigantisme budgétaire", ce qui a conduit les industriels à se regrouper en consortium pour réaliser ces programmes. Mais ces investissements trop lourds, combinés à la crise du secteur des télécommunications des années 2000-2001, ont causé d'une part des déboires économiques aux sociétés de téléphonie mobile par satellites telles Iridium et Globalstar et d'autre part, des annulations de projets de services multimédias par satellite (Teledesic et SkyBridge).

Actuellement, compte tenu des problèmes financiers rencontrés par les constellations de satellites LEO et MEO et de l'arrivée de satellites GEO à forte puissance, il semble qu'il y ait un regain d'intérêt pour les systèmes à satellite(s) géostationnaire(s). Nous pouvons ainsi citer le cas de Thuraya ou d'ACeS qui sont des systèmes à vocation régionale assez récents et qui assurent leurs services au moyen d'un seul satellite géostationnaire chacun. Citons également Inmarsat qui en 22 ans d'activité a su évoluer mais dont les services reposent encore et toujours sur plusieurs satellites GEO.

Précisons que les solutions satellitaires dont nous allons parler reposent exclusivement sur des systèmes de réception "transportables" en valise (format similaire à celui d'un ordinateur portable) ou réellement portables (comme un téléphone mobile), et qui assurent la transmission de la voix et des données bas débits, et éventuellement un accès à internet haut débit. Nous traiterons dans une première partie les systèmes LEO et MEO. Les systèmes géostationnaires, quant à eux, seront l'objet de la deuxième partie.
## 2.2 Les revers des systèmes de constellation de satellites à basse et moyenne orbite

### 2.2.1 Systèmes pour la téléphonie mobile

#### 2.2.1.a Iridium

**Description du système :**

Références générales pour ce paragraphe : [IRI 04], [HEI 98], [IEC 04], [GEO 04], [FRA 04], [TDC 04]

Le système Iridium est un réseau de communications mobiles par constellation satellitaire à orbite basse (LEO). Il est conçu pour fournir des services de téléphonie personnelle (voix, données, fax, messagerie, SMS) à des utilisateurs ayant un téléphone portable bi-mode satellite/GSM (permettant de jouir des services satellites à l'extérieur ou d'utiliser le réseau cellulaire terrestre à l'intérieur des bâtiments) et potentiellement répartis dans le monde entier (y compris les pôles). Les satellites sont au nombre de 66 (plus 14 satellites de secours en vol) et évoluent en orbite basse à environ 780 km. Ils communiquent directement avec les équipements terrestres. L'une des caractéristiques de ce système est la possibilité de communiquer entre satellites. Cela permet ainsi de se passer des réseaux terrestres traditionnels : les communications peuvent directement être traitées entre satellites, sans passer par le sol. De plus, le système permet de faire du handover : un usager peut commencer sa communication par l'intermédiaire d'un satellite et la poursuivre par l'intermédiaire d'un autre.

Au niveau des bandes de fréquence utilisées, les liens intersatellitaires se situent dans la bande K (23,18 - 23,38 GHz). Les liaisons entre satellites et équipements utilisateurs fonctionnent en bande L (1616 - 1626,5 MHz). Les liaisons entre satellites, stations de contrôle et passerelles se situent en bande K et Ka (19,4 - 19,6 GHz pour le sens descendant ; 29,1 - 29,3 GHz pour le sens ascendant).

Les débits sont de 2,4 kbit/s pour la voix et les données.

**Historique :**

Iridium est le premier opérateur de téléphonie cellulaire par satellite à ouvrir son service fin 1998. Ne pouvant faire face à ses engagements financiers, Iridium (dont le principal actionnaire était Motorola) s'est plaçée le 17 août 1999 sous le chapitre 11 de la loi américaine protégeant les sociétés en faillite [DUP 99]. Le 20 novembre 2000, la société américaine Iridium Satellite LLC, rachète pour 25 millions de dollars le réseau de satellite Iridium [DUM 00]. Le 12 décembre 2000, cette société passe un contrat avec le département de la Défense américain : celui-ci, soucieux de soulager son propre réseau de communication par satellites parvenu à saturation, va investir 72 millions de dollars sur 2 ans pour assurer la pérennité d'Iridium (accès illimité au réseau Iridium pour 20 000 utilisateurs gouvernementaux) [GUI 00]. Le 28 mars 2001, le réseau reprend du service, après quelques semaines de remise à niveau [GUI 01], avec une nouvelle clientèle ciblée (professionnels itinérants : industrie du pétrole, du gaz ou maritime) et des tarifs revus à la baisse
(1,5 $ la minute au lieu de 7 à 13 $ et 1300 $ le combiné au lieu de 3000 $ [CHA 01]). Fin 2002, le
département de la défense renouvelle le contrat passé avec Iridium pour une année supplémentaire
[SIX 03]. Le 21 juillet 2003, Iridium Satellite LLC reçoit l'autorisation de commercialiser ses
services et équipements en Irak (dont l'infrastructure de télécommunications a été totalement
détruite lors de la guerre lancée au printemps 2003 par la coalition anglo-américaine), rejoignant
ainsi Globalstar [GUI 03]. Actuellement, la société Iridium compte un peu plus de 100 000 abonnés
[IRI 04].

2.2.1.b Globalstar

Références générales pour ce paragraphe : [GLO 04], [GSE 04], [HEI 98], [TDC 04]

Description du système :

Le système est constitué d'une constellation de 56 satellites (dont 8 satellites de secours en vol) placés en orbite circulaire basse (LEO de 1414 km) associés à un réseau terrestre mondial d'une centaine de stations. De plus, 8 satellites supplémentaires sont stockés au sol. Ce système permet d'établir des liaisons téléphoniques numériques (voix, télécopie, données, SMS avec des terminaux portables bi-modes) à partir ou vers n'importe quel point du globe terrestre situé entre 75° de latitude nord et 75° de latitude sud. Le handover n'est pas assuré par ce système car il n'y a pas de liaisons intersatellitaires.

Les communications des utilisateurs vers les satellites utilisent la bande L (1610 - 1626,5 MHz). Les communications des satellites vers les utilisateurs utilisent la bande S (2483,5 - 2500 MHz). Les liaisons "de" et "vers" les stations de connexion au réseau utilisent des fréquences porteuses en bande C (5091 - 5250 MHz liaison montante, 6875 - 7055 MHz liaison descendante) ainsi que les liaisons aux stations de contrôle des satellites.

Les débits sont de 4,8 kbit/s pour la voix et de 2,4 ou 7,2 kbit/s pour les données.

Historique :

La société Globalstar LP chargée de la définition, du développement et de la
commercialisation du système est constituée en 1995 aux USA en partenariat avec les principaux
fournisseurs mondiaux de services et d'équipements du domaine des télécoms et de l'aérospatial
(dont France Telecom et Alcatel Space Industries). Le système est déployé au cours de l'année 1998
pour une mise en service en 1999. Le 18 février 2002, la société a déposé devant une cour de l'État
du Delaware une demande de protection judiciaire selon les termes du chapitre 11 de la loi
américaine sur les faillites. Le 28 avril 2003, ICO Global Communication, propriété du milliardaire
Craig McCaw devient l'actionnaire majoritaire (54 %) de la société Globalstar, la sauvant ainsi de la
faillite. Le 16 septembre 2003, Globalstar Europe est créé en Irlande afin d'assurer la
commercialisation du système en Europe (avant 2002, France Telecom et Alcatel Space Industries
en avaient la charge). D'octobre à novembre 2003, ICO Global Communications alors en difficulté
pour conclure l'acquisition de Globalstar, autorise la société à rechercher des investisseurs
alternatifs. Ainsi, Thermo Capital Partners fonds d'investissement privé US centré sur les télécommunications, acquiert Globalstar à 80 % le 9 décembre 2003. Le 15 Avril 2004, la sortie de faillite de Globalstar est finalisée. Ainsi, 8 satellites de rechange devraient être lancés d'ici à 2006 et des stations terrestres supplémentaires devraient être construites. Le nombre d'abonnés actuel est de plus de 110 000 et les prix d'une minute de communication vont de 0,70 € à 1,99 €.

### 2.2.1.c ICO

*Références générales pour ce paragraphe : [ICO 04], [HEI 98]*

La compagnie ICO Global Communications est fondée en janvier 1995. Le système ICO (Intermediate Circular Orbits) devait être un réseau de communications mobiles basé sur une constellation formée de 10 satellites (dont 2 de secours en vol) à orbite moyenne (MEO de 10 355 km) associés à un réseau terrestre mondial de 12 stations. Il devait permettre la fourniture de services voix, fax, données et multimédia à contrainte de temps réel (vidéo par exemple) à des utilisateurs potentiellement répartis dans le monde entier. Le 28 août 1999, devant l'incapacité à faire face à ses engagements financiers, la société se plaça sous la protection du chapitre 11 des lois américaines sur la faillite [THO 99]. Le 3 décembre 1999, un plan de relance proposé par Craig McCaw, déjà principal actionnaire de Teledesic, est accepté par le tribunal des faillites américain [HUS 99]. Dès la fin mai 2000, McCaw décide de fusionner les deux projets au sein d'une même structure, ICO-Teledesic Global Ltd [THO 00]. Mais leurs actionnaires respectifs ont refusé l'union le 5 novembre 2001, mettant cette décision sur le compte du mauvais climat économique [THO 01]. En juin 2001, le premier satellite de la société est lancé avec succès. Par la suite, d'avril à novembre 2003, ICO a tenté d'acquérir Globalstar mais a dû faire volte-face à cause de difficultés financières [GSE 04]. Le projet ICO a ensuite été abandonné.

## 2.2.2 Systèmes pour le multimédia haut débit

### 2.2.2.a Teledesic

Le projet Teledesic a été élaboré par Bill Gates et Craig McCaw. L'objectif du système était de bâtir un "internet dans le ciel" ("internet in the sky") à l'aide d'une constellation dense de satellites (avec traitement à bord) pouvant communiquer entre eux et pouvant acheminer de façon dynamique les données (architecture répartie inspirée de l'internet). La constellation initiale de quelques 840 satellites en 1994 a été redimensionnée fin 1999 pour aboutir à un nombre de 288 satellites. Leur nombre a finalement été ramené à 30 en février 2002 et ainsi les 2 premiers satellites étaient commandés au fabricant italien Alenia Spazio [THO 02a]. Ces 30 satellites devaient être lancés en orbite basse (1400 km) et le système était censé proposer des services à haut débit (jusqu'à 100 Mbit/s pour la liaison montante et jusqu'à 720 Mbit/s pour la liaison descendante) comme les transmissions de la voix et de données (internet, vidéoconférence, télémédecine<fnref n="1" />...) [TEL 02]. Entre

<footnote n="1">1 Recours aux technologies des télécommunications pour l'établissement d'un diagnostic médical et la prestation de soins aux malades.</footnote>
septembre et octobre 2002, la société Teledesic a suspendu la commande de ses 2 premiers satellites et a annoncé une réduction d'effectifs [THO 02b]. Depuis cette époque, le site internet de la société (http://www.teledesic.com) ne fonctionne plus. En juillet 2003, Teledesic a abandonné son projet de construction d'une constellation satellitaire et a fait une demande de modification de ses applications technologiques à la FCC (Federal Communications Commission, autorité américaine de régulation des télécommunications) [TEL 03].

### 2.2.2.b SkyBridge

Alcatel a créé la société SkyBridge en 1997 afin de proposer des services satellitaires à large bande. En premier lieu, la société a développé une constellation de 80 satellites à orbites basses (LEO) de 1469 km, pouvant ainsi assurer une couverture mondiale comprise entre les latitudes 68° nord et 68° sud. Mais depuis mars 2001, SkyBridge assure ses services larges bandes grâce à son système de satellites géostationnaires déjà existants laissant ainsi dans l'attente son projet initial [SKY 04]. La société SkyBridge commercialise donc bien de l'internet haut débit par satellite mais ce n'est pas une solution mobile car l'équipement de réception (paraboles et interfaces) est trop imposant.

### 2.2.3 Conclusion

Malgré l'engouement des différentes sociétés à proposer des services de communication mobile ou de multimedia haut débit à l'aide de constellations de satellites, il semble que ces projets étaient et sont financièrement trop lourds pour être réellement rentables et viables. Ainsi, nous avons vu que sur cinq constellations LEO ou MEO, trois d'entre elles (ICO, Teledesic et SkyBridge) ont été abandonnées, et deux seulement (Iridium et Globalstar) sont en service malgré leurs soubresauts économiques actuels et passés.

Nous allons maintenant aborder des systèmes de télécommunications beaucoup moins onéreux qui reposent sur un ou plusieurs satellites géostationnaires.
## 2.3 La prospérité des systèmes à satellites géostationnaires

### 2.3.1 Inmarsat

Références générales pour ce paragraphe : [INM 04], [FRA 04], [GEO 04], [IEC 04], [TDC 04]

**Description du système :**

Le segment spatial d'Inmarsat est composé de 4 satellites géostationnaires de troisième génération (Inmarsat I-3) couvrant chacun une des régions océaniques du globe (océan Indien, océan Atlantique Est, océan Pacifique, océan Atlantique Ouest) et de 5 satellites de secours en vol (4 de la deuxième génération et 1 de la troisième). Les satellites de la troisième génération sont 8 fois plus puissants que ceux de la deuxième. Le segment terrestre quant à lui, est composé d'un réseau d'à peu près 40 stations terrestres localisées dans le monde entier, d'un réseau de stations de coordinations (une pour chaque région du globe) et d'un centre des opérations basé à Londres. Inmarsat propose toute une gamme de services (voix, fax, e-mail, transfert de données, internet) aux utilisateurs maritimes, terriens mobiles et aéronautiques.

Les bandes de fréquences utilisées par le système Inmarsat sont les bandes L et C.

**Historique :**

A l'origine, Inmarsat (International maritime satellite organisation) était une organisation intergouvernementale créée en 1979 et qui visait exclusivement le segment maritime des communications mobiles. Ses premiers services (Inmarsat-A) ont été commercialisés en 1982. Par la suite, cette organisation s'est rapidement développée pour offrir ses services également sur terre et dans le ciel et ainsi elle n'affiche plus dans son intitulé ses origines maritimes. En 1999, Inmarsat est devenue une entreprise privée. La société compte aujourd'hui plus de 80 pays membres et plus de 287 000 abonnés (tous services confondus) et n'a pas encore d'équivalent dans le domaine des communication mobiles mondiales par satellites. Plusieurs générations de satellites ont été lancées jusqu'à aujourd'hui. Actuellement, nous en sommes à la troisième génération (Inmarsat I-3) qui a été lancée en 1996.

Parmi tous les services que propose Inmarsat, les seuls qui soient vraiment mobiles sont les services Inmarsat Mini-M, Inmarsat GAN-M4 (Global Area Network) et Inmarsat R-BGAN (Regional Broadband Global Area Network). Ces services reposent sur des terminaux dont le format est similaire à celui d'un ordinateur portable.

**Applications en téléphonie mobile : Inmarsat mini-M :**

Le service Inmarsat Mini-M lancé en 1995, donne accès à tous les moyens de communications indispensables : téléphonie, fax, e-mail, échange de données à bas débit. Les débits sont de 4,8 kbit/s pour la voix et 2,4 kbit/s pour le fax et les données. Le terminal existe en version maritime, terrestre et publiphone. Plus de 100 000 clients de part le monde sont abonnés à ce service.
# Actuelles et futures applications en multimédia haut débit :

## Inmarsat GAN-M4 :

Lancé en 2000, l'Inmarsat GAN-M4 offre une transmission de données haut débit à 64 kbit/s en mode circuit et en mode paquet. La transmission de données par commutation de circuit est une technique de commutation consistant à établir une liaison physique temporaire entre deux utilisateurs pendant toute la durée de leur communication. L'usage des ressources radio n'est pas optimal avec ce type de commutation car le circuit physique est réservé dans chaque sens de transmission alors qu'en général, un seul sens est utilisé à un moment donné. La transmission de données par commutation de paquets quant à elle, est une technique de commutation qui consiste à transmettre des données découpées en blocs appelés "paquets" en y ajoutant une en-tête contenant l'adresse et une information de contrôle de chaque paquet. De cette façon, les ressources radio sont allouées à un usager donné seulement lorsque celui-ci émet ou reçoit des paquets de données. L'usage des ressources radio est donc plus efficace que dans le cas d'une commutation en mode circuit puisque celles-ci peuvent être partagées entre différents utilisateurs.

Le service Inmarsat GAN-M4 permet des applications telles que la voix, le fax, l'e-mail, l'accès Intranet et LAN distant, l'accès Internet, l'e-commerce<fnref n="2" />, la visioconférence, le stockage et le transfert de fichiers, la télémédecine...

## Inmarsat R-BGAN :

A la différence des deux services précédents qui couvraient 98 % de la surface terrestre et quelques zones maritimes, Inmarsat R-GBAN n'est pour l'instant qu'un service régional car il est accessible grâce aux capacités du satellite de Thuraya (cf **Figure I.1**). Ce service mobile de transmission de données en mode paquet basé sur le protocole Internet (IP) est commercialisé depuis début 2003. Il permet un accès Internet à haut débit, le transfert de données, l'e-mail, l'accès aux réseaux Intranet et aux réseaux locaux d'entreprise. Les débits peuvent aller jusqu'à 144 kbit/s (sur un canal partagé) et ce service offre une connexion sécurisée et permanente (facturation au volume des données transférées et non pas au temps de connexion) aux réseaux IP.

Afin que les services proposés par Inmarsat R-GBAN deviennent mondiaux, Inmarsat va sous peu envoyer sa quatrième génération de satellites (Inmarsat I-4) dans l'espace. Ils seront au nombre de 3 et permettront de soutenir les nouveaux services large bande BGAN (Broadband Global Area Network) actuellement programmés pour entrer en service en 2005. Ces réseaux permettront de délivrer des solutions Internet et Intranet, video-on-demand<fnref n="3" />, vidéoconférence, fax, e-mail, téléphone et accès au réseaux locaux (LAN) avec un débit jusqu'à 432 kbit/s presque n'importe où dans le monde. De plus, le réseau BGAN sera également compatible avec les systèmes cellulaires de la troisième génération (3G). Ces satellites de quatrième génération, les plus grands et plus puissants satellites de communications commerciales du monde, seront 100 fois plus puissants que ceux de la

<footnote n="2">2 L'e-commerce ou commerce électronique recouvre toutes les activités liées à des transactions, achats de produits ou de services effectués et consommés par l'intermédiaire d'un média électronique ou d'un réseau.</footnote>

<footnote n="3">3 Service de télévision interactive permettant à un téléspectateur de visionner un film ou un documentaire à l'heure de son choix.</footnote>
génération actuelle et les réseaux BGAN fourniront au moins 10 fois plus de capacité de communications que le réseau d'Inmarsat actuel.

### 2.3.2 Thuraya

Références générales pour ce paragraphe : [THU 04], [IEC 04], [FRA 04], [TDC 04]

#### Description du système :

Thuraya est un système à vocation régionale composé d'un satellite géostationnaire opérationnel (Thuraya-2) et d'une unique station passerelle terrestre, située à Sharjah aux Emirats Arabes Unis. Cette station est pour l'instant responsable de la totalité du trafic de la société. Des stations passerelles terrestres régionales pourront être établies plus tard si nécessaire dans d'autres pays. Thuraya propose des services de voix, SMS, WAP, fax, données et également d'un positionnement par GPS (Global Positioning System) pour une localisation à 100 m près.

Les liaisons entre satellite et mobile utilisent la bande L (1626,5 - 1660,5 MHz pour le sens montant et 1525 - 1559 MHz pour le sens descendant). Les liaisons entre la station passerelle terrestre et le satellite utilisent la bande C (6425 - 6725 MHz) pour le sens montant et la bande S (3400 - 3625 MHz) pour le sens descendant.

Les débits sont de 2,4 kbit/s pour la voix et 9,6 kbit/s pour le fax et les données.

#### Historique :

L'entreprise Thuraya est fondée aux Emirats Arabes Unis en 1997 par un consortium de 11 opérateurs de télécommunications du Moyen-Orient. Le premier satellite opérationnel (Thuraya-1) a été lancé avec succès le 21 octobre 2000. Les services commerciaux ont été lancés progressivement dans un certain nombre de pays à partir d'avril 2001. Le deuxième satellite (Thuraya-2) a été lancé le 10 juin 2003. Actuellement, un troisième satellite est en cours de construction (Boeing Satellite Systems) afin d'augmenter la capacité du système. En août 2003, la société a accompli avec succès les étapes de transition requises pour détourner tout son trafic de Thuraya-1 à Thuraya-2. Grâce à cela, l'entreprise a étendu sa couverture en Afrique (cf "New Expansion" sur la **Figure I.1**) en mai 2004. Dès la fin 2004, Thuraya annonce que sa couverture sera étendue à l'Asie entière (**Figure I.1**). Avant cette extension de couverture, Thuraya couvre pratiquement 1/3 du globe (soit 2,3 milliards de personnes environ) et a atteint en avril 2003 le nombre de 100 000 abonnés. Actuellement, Thuraya revendique la tarification la plus basse du marché des mobiles satellites : de 0,66 à 1,45 € la minute de communication et des téléphones légers et bi-modes satellites/GSM à 1000 €.
<figure><img src="image_5.png" /><figcaption>Figure I.1 : Couverture de Thuraya</figcaption></figure>

### 2.3.3 ACeS

Références générales pour ce paragraphe : [ACE 04], [TDC 04]

#### Description du système :

ACeS (Asia Cellular Satellite) est un système à vocation régionale composé d'un seul et unique satellite géostationnaire (Garuda-1), de 3 stations passerelles terrestres (localisées à Jakarta en Indonésie, Bangkok en Thaïlande et Subic Bay en Philippines) et d'une station terrestre de contrôle du satellite et du réseau (située à Batam en Indonésie). D'autres stations passerelles sont en cours de construction en Inde et à Taiwan. Le satellite géostationnaire Garuda-1 dont la durée de vie est estimée entre 12 à 15 ans, est un des satellites les plus puissants jamais construits. Il peut à lui tout seul fournir 11 000 canaux téléphoniques simultanément et supporter jusqu'à 2 millions d'abonnés. Comme son homologue Thuraya, le réseau ACeS offre toute une gamme de services de téléphonie mobile par satellite (voix, SMS, WAP, fax, données) grâce à un terminal mobile léger et bi-mode.

Les liaisons entre le satellite et un terminal bi-mode utilisent la bande L et les liaisons entre le satellite et les stations passerelles ou station de contrôle utilisent la bande S.

Les débits sont de 2,4 kbit/s pour la voix et 9,6 kbit/s pour les données.

#### Historique :

La société ACeS a été créée en juin 1995 en Indonésie par 3 opérateurs de télécommunications locaux. Ils sont rejoints en 1999 par une société américaine. Garuda-1 a été lancé avec succès le 12 février 2000. Depuis septembre 2000, ACeS délivre ses services aux utilisateurs. Actuellement, ACeS fournit ses services dans 24 pays d'Asie (Figure I.2) soit un potentiel d'environ 3 milliards de personnes.
<figure><img src="image_6.png" /><figcaption>Figure I.2 : Couverture d'ACeS</figcaption></figure>

### 2.3.4 Worldsat

Références générales pour ce paragraphe : [PEL 04], [WOR 04]

Courant janvier 2004, un nouvel opérateur de télécommunications spatiales larges bandes est officiellement lancé. Il s'agit de Worldsat, société fournissant des applications aussi diverses que les communications mobiles, la télédiffusion, la connexion à Internet et à des réseaux locaux, des solutions IP, des transferts de données. Déjà dotée d'une flotte respectable de 4 satellites géostationnaires opérationnels, l'entreprise lancera les satellites Worldsat-2 et Worldsat-3 respectivement en octobre 2004 et fin 2005 pour remplacer 2 des satellites existants.

## 2.4 Conclusion – Tableau récapitulatif

Les communications mobiles par satellites appliquées à la téléphonie mobile et au multimédia haut débit se sont donc déroulées en deux phases :

- La première phase a débuté à l'époque où le secteur des télécommunications était en plein essor, c'est-à-dire dans les années 1990. Ainsi, la conjoncture économique aidant, des projets de constellations aux coûts faramineux ont été imaginés. Malheureusement, le délai de mise en oeuvre de ces systèmes à basse ou moyenne orbite était tellement long, que ces derniers sont arrivés à maturité en pleine période de crise des télécommunications dans les années 2000-2001. Ainsi, cette crise n'a laissé en activité que deux de ces systèmes (Iridium et Globalstar) et en a anéanti trois (ICO, Teledesic et SkyBridge) ; sans parler de tous les autres systèmes "mort-nés" que nous n'avons pas abordés (Odyssey, Ellipso, Ecco...).

- La deuxième phase est quasiment actuelle ; ayant pris conscience des erreurs du passé, les investisseurs se sont tournés vers des solutions moins onéreuses : les systèmes par satellite(s)
géostationnaire(s). Nous avons ainsi vu la naissance de systèmes tels que Thuraya, ACeS ou plus récemment encore Worldsat. Citons également la société Inmarsat, dont le parcours est atypique : premier système de communications mobiles par satellites pour le segment maritime mis en service au début des années 1980, le système s'est développé pour offrir ses services également sur terre et dans les airs. Or ce système fonctionne depuis toujours grâce à des satellites géostationnaires.

Le **Tableau I.1** résume les caractéristiques techniques des différents systèmes satellitaires actuellement en activité.

<table><thead><tr><th>Système</th><th>IRIDIUM</th><th>GLOBALSTAR</th><th>INMARSAT</th><th>THURAYA</th><th>ACeS</th><th>WORLDSAT</th></tr></thead><tbody><tr><td>Type d'orbite</td><td>LEO</td><td>LEO</td><td>GEO</td><td>GEO</td><td>GEO</td><td>GEO</td></tr><tr><td>Altitude (km)</td><td>780</td><td>1414</td><td>35786</td><td>35786</td><td>35786</td><td>35786</td></tr><tr><td>Nombre de satellites</td><td>66 en service<br>14 de secours en vol</td><td>48 en service<br>8 de secours en vol<br>8 de secours au sol</td><td>4 en service<br>5 de secours en vol</td><td>1 en service<br>1 de secours en vol</td><td>1 en service</td><td>4 en service</td></tr><tr><td>Période orbitale</td><td>1h 40mn 06s</td><td>1h 54mn</td><td>23h 56mn 04s</td><td>23h 56mn 04s</td><td>23h 56mn 04s</td><td>23h 56mn 04s</td></tr><tr><td>Couverture</td><td>Globale<br>(pôles compris)</td><td>75° latitude</td><td>Globale<br>(pôles non compris)</td><td>Régionale<br>(cf Figure I.1)</td><td>Régionale<br>(cf Figure I.2)</td><td>Globale<br>(pôles non compris)</td></tr><tr><td>Méthode d'accès</td><td>TDMA<sup>(2)</sup>/FDMA<sup>(1)</sup></td><td>CDMA<sup>(3)</sup>/FDMA<sup>(1)</sup></td><td>TDMA<sup>(2)</sup>/FDMA<sup>(1)</sup><br>/CDMA<sup>(3)</sup></td><td>TDMA<sup>(2)</sup>/FDMA<sup>(1)</sup></td><td>TDMA<sup>(2)</sup><br>/FDMA<sup>(1)</sup></td><td>TDMA<sup>(2)</sup>/FDMA<sup>(1)</sup><br>/CDMA<sup>(3)</sup></td></tr><tr><td>Bandes de fréquences</td><td>L<sup>(4)</sup>, K<sup>(8)</sup> et Ka<sup>(9)</sup></td><td>L<sup>(4)</sup>, S<sup>(5)</sup> et C<sup>(6)</sup></td><td>L<sup>(4)</sup> et C<sup>(6)</sup></td><td>L<sup>(4)</sup> et C<sup>(6)</sup></td><td>L<sup>(4)</sup> et S<sup>(5)</sup></td><td>C<sup>(6)</sup> et Ku<sup>(7)</sup></td></tr><tr><td>Handover</td><td>oui</td><td>non</td><td>non requis</td><td>non requis</td><td>non requis</td><td>non requis</td></tr></tbody></table>

**Tableau I.1 : Caractéristiques des différents systèmes satellitaires**

<footnote>(1) FDMA : Frequency Division Multiple Access ou AMRF, Accès Multiple par Répartition de Fréquences en français</footnote>

<footnote>(2) TDMA : Time Division Multiple Access ou AMRT, Accès Multiple par Répartition dans le Temps en français</footnote>

<footnote>(3) CDMA : Code Division Multiple Access ou AMRC, Accès Multiple à Répartition par Codes en français</footnote>

<footnote>(4) Bande L : 1 – 2 GHz</footnote>

<footnote>(5) Bande S : 2 – 4 GHz</footnote>

<footnote>(6) Bande C : 4 – 8 GHz</footnote>

<footnote>(7) Bande Ku : 12 – 18 GHz</footnote>

<footnote>(8) Bande K : 18 – 26,5 GHz</footnote>

<footnote>(9) Bande Ka : 26,5 – 40 GHz</footnote>
# 3 Systèmes de télécommunications mobiles terrestres

Nous allons maintenant nous intéresser aux systèmes de télécommunications mobiles terrestres appelés réseaux cellulaires. Le terme "cellulaire" désigne un mode d'organisation d'un réseau de télécommunications entre mobiles dans lequel le territoire à couvrir est divisé en cellules. Chaque cellule est équipée d'une station de base fixe à laquelle est attribué un certain nombre de fréquences radioélectriques. On distingue traditionnellement les trois générations de réseaux cellulaires selon leur méthode d'accès radio :

- Première génération 1G : les signaux sont analogiques et le spectre radioélectrique est divisé en canaux de fréquences alloués de façon dynamique aux postes actifs : c'est le multiplexage en fréquence (FDMA).

- Deuxième génération 2G : en plus de la méthode précédente (FDMA), la numérisation des signaux permet de mélanger plusieurs conversations sur un même canal de fréquences par multiplexage temporel (TDMA). Les réseaux 2G mettent donc en oeuvre une double technologie de multiplexage (FDMA et TDMA).

- Troisième génération 3G : la méthode utilisée est une méthode de division par code (CDMA). Elle consiste à transmettre les informations émises par chaque usager en même temps, sur la même fréquence porteuse, en les multipliant par des séquences de codes. C'est la décorrélation de ces séquences qui permet de séparer les signaux des différents usagers à la réception. Cette méthode est dérivée de recherches militaires (brouillage de signaux, discrétion et efficacité spectrale). Elle est déjà utilisée dans les réseaux 2G américains.

Enfin, la quatrième génération (4G) encore à l'état de projet, ne devrait pas présenter de nouvelle méthode d'accès radio, car elle doit finaliser la convergence de la 3G et de plusieurs technologies radio sans fil.

## 3.1 Première génération (1G)

Les premiers réseaux cellulaires analogiques sont apparus entre la fin des années 1970 et le début des années 1980. Parmi les standards, nombreux et incompatibles, on trouvait (et on trouve parfois encore) pour les principaux : AMPS (Advanced Mobile Phone System), NMT (Nordic Mobile Telephone), TACS (Total Access Communications System) et Radiocom 2000.

Tous ces réseaux sont basés sur la transmission analogique de la parole. Les bandes allouées par les autorités de réglementation varient selon les pays mais sont généralement situées autour de 450 MHz ou de 900 MHz. La couverture de ces systèmes est à peu près générale à l'échelle d'un pays mais la capacité en terme d'abonnés et de trafic est faible en raison du multiplexage de type fréquentiel (FDMA) utilisé.

Les terminaux quant à eux, ont évolué très rapidement. Alors que les années 1980 avaient débuté avec des terminaux montés en véhicules, la fin de la décennie a vu apparaître des portables d'abord lourds et imposants puis réellement portatifs et légers. La présence de ces portables a ainsi entraîné un succès de la radiotéléphonie, ce qui a rapidement saturé certains réseaux.
Pour pallier à la prolifération des normes des systèmes cellulaires analogiques de première génération (1G) et à la saturation de certains de ces systèmes, la téléphonie mobile est ensuite passée à la deuxième génération (2G).

## 3.2 Deuxième génération (2G)

C'est en franchissant deux paliers techniques, à savoir le passage de la transmission analogique à la transmission numérique d'une part, et en associant un multiplexage temporel (TDMA) au multiplexage fréquentiel (FDMA) d'autre part, que la téléphonie mobile est passée de la première à la deuxième génération au début des années 1990 (Tableau I.2). Les principaux avantages des techniques numériques par rapport aux techniques analogues sont :

- une meilleure efficacité spectrale ;

- la possibilité de transmettre aussi bien de la voix que des données ;

- une sécurité des transmissions accrue.

Ainsi les pays européens, adoptant une démarche commune qui visait à harmoniser et à normaliser l'usage des fréquences, ont abouti à la norme GSM (Global System for Mobile communications). Le système GSM, fonctionnant initialement dans la bande des 900 MHz (GSM 900), se vit allouer une seconde bande de fréquence située autour de 1800 MHz, appelée successivement DCS 1800 (Digital Communication System) puis aujourd'hui GSM 1800. Les réseaux cellulaires GSM utilisent la transmission en mode circuit à un débit de 9,6 kbit/s (phase 1 entre 1992 et 1995) puis de 14,4 kbit/s (phase 2 entre 1995 et 2001). Depuis 2001-2002 et la mise en service des premiers réseaux utilisant le GPRS (General Packet Radio Services) et la transmission en mode paquet (phase 2+ ou génération 2,5G), les débits théoriques peuvent atteindre au maximum 171,2 kbit/s. Le GSM est de loin la norme de deuxième génération la plus répandue au monde : actuellement, elle est utilisée dans 207 pays et totalise 1,115 milliard d'utilisateurs, ce qui représente 73 % du marché mobile numérique mondial [EMC 04]. Le système GSM fonctionne, de part le monde dans les bandes 450, 480, 750, 850, 900, 1800 et 1900 MHz (cf récapitulatif en Tableau I.3 page 30).

Aux Etats-Unis, 3 normes de deuxième génération coexistent. Il s'agit du CDMAOne, du D-AMPS et du GSM :

- la norme CDMAOne (IS-95A et IS-95B) est bien sûr basée sur la technique d'accès CDMA ;

- la norme TDMA, appelée également D-AMPS pour Digital AMPS (IS-54 et IS-136) est la version numérique améliorée du système analogique AMPS ;

- la norme GSM s'établit aux fréquences 850 et 1900 MHz. Le GSM 1900 américain était initialement appelé PCS 1900 (Personal Communication Services 1900).

Le PDC (Personal Digital Cellular) est la norme japonaise de radiotéléphonie cellulaire
numérique. Elle s'appuie, comme le GSM, sur le mode d'accès TDMA, mais reste limitée à ce seul pays. Cette norme est le support d'accès au service I-Mode (cf paragraphe 3.4 page 23).

Les services proposés par cette deuxième génération de téléphonie mobile (hors services fournis par le WAP et l'I-Mode) sont la voix et les donnés telles que les SMS (Short Message Service, petits messages écrits n'excédant pas 160 caractères) depuis la phase 2 du GSM en 1995, les EMS (Enhanced Message Service, évolution des SMS permettant la concaténation de plusieurs SMS ou la transmission d'images et de sons) depuis 2001, le fax...

## 3.3 Entre la 2G et la 2,5G

### Le WAP (Wireless Application Protocol) :

Le WAP est un protocole permettant de standardiser l'échange de données entre un terminal mobile (téléphone mobile ou organiseur personnel type Personal Digital Assistant appelé PDA) et une passerelle assurant la liaison avec l'Internet. Cette passerelle assure donc la conversion des protocoles de transfert de données entre l'environnement Internet (au format HTML pour HyperText Markup Language) et l'environnement mobile (au format WML pour Wireless Markup Language). Ce protocole est devenu un standard international depuis sa normalisation en 1997 au sein du WAP Forum. Techniquement, le WAP est construit sur :

- une pile de protocoles dont le rôle consiste à assurer l'échange d'informations sur les réseaux mobiles ;

- le langage WML qui permet d'adapter les contenus d'Internet aux débits lents, aux capacités de traitement faibles, au format et à la définition des écrans des téléphones mobiles.

Compte tenu des contraintes de bande passante, le protocole WAP a été conçu de manière a être indépendant de la couche transport, ce qui lui confère une adaptabilité aux différentes évolutions technologiques concernant les réseaux (GSM, GPRS, EDGE pour Enhanced Data rates for GSM Evolution, UMTS pour Universal Mobile Telecommunications System). Précisons quand même que ces évolutions des réseaux nécessitent à chaque fois un renouvellement du parc des terminaux.

A ses débuts, le WAP en mode circuit prodigué par la norme GSM, n'octroyait qu'un débit maximum de 14,4 kbit/s et le mode de facturation était basé sur la durée de connexion. Les limites de cette technologie reposant sur ce mode de commutation par circuit ont été très rapidement ressenties par les consommateurs et ainsi le WAP fut d'abord un échec. Actuellement, avec la commutation par paquets et sa facturation au volume de données échangées, le WAP en mode GPRS autorise des débits légèrement supérieurs (35 à 40 kbit/s constatés) et connaît grand succès [CEL 04].

Les services proposés par le WAP sont la navigation sur internet, les services de messagerie (l'e-mail et les MMS pour Multimedia Message Service), le téléchargement d'applications diverses
(jeux, sonneries, images...), la possibilité de créer un site Internet personnel, le m-commerce<fnref n="4" />.

## L'HSCSD (High Speed Circuit Switched Data) :

L'HSCSD est une évolution de la norme GSM permettant la transmission de données à haut débit en mode circuit. Contrairement à une transmission GSM ordinaire qui n'affecte qu'un seul créneau temporel par utilisateur, cette technique en affecte plusieurs. Ainsi, l'HSCSD permet des transferts de données symétriques et asymétriques à des débits compris entre 28,8 et 43,2 kbit/s. Malheureusement, ceci a constitué le principal inconvénient de l'HSCSD car les réseaux GSM étant déjà saturés, l'utilisation de cette technique les surcharge encore plus. Actuellement, sur les 207 pays utilisant la norme GSM, seuls 25 pays à travers le monde offrent se service à leurs clients (données de fin mars 2004 : [GSM 04]).

## 3.4 La 2,5G

### Le GPRS :

Le concept du GPRS est apparu en 1994 à l'European Telecommunications Standards Institute (ETSI), afin de définir une nouvelle phase d'évolution du GSM : la phase 2+. Les premiers réseaux utilisant le GPRS ont été mis en service dans les années 2001-2002. Lors de ce lancement commercial, l'inquiétude était réelle d'un échec similaire à celui du WAP car le GPRS était considéré comme l'étape de transition entre les réseaux cellulaires de deuxième génération (GSM ou CDMA) et ceux de troisième génération (UMTS). Le GPRS est d'ailleurs souvent défini comme un système de génération 2,5 (sous-entendu 2,5G). Au débit près le GPRS apporte les mêmes services que l'UMTS à ses débuts, son succès ou son échec étaient donc considérés comme significatifs des chances de succès des réseaux UMTS. Actuellement, sur les 207 pays qui utilisent les réseaux GSM :

- 72 ont au moins un opérateur de télécommunications qui a mis son réseau à niveau et qui offre ainsi des services GPRS ;

- 28 autres ont au moins un opérateur qui a planifié de mettre son réseau à niveau et qui va ainsi offrir ses services GPRS d'ici peu (données de fin mars 2004 : [GSM 04]).

Le GPRS et la possibilité d'évolution vers de plus hauts débits grâce à EDGE sont sans doute les raisons qui ont provoqué un changement rapide d'attitude des opérateurs nord-américains vis-à-vis du GSM. Ainsi aux Etats-Unis, les réseaux GSM-GPRS (parallèlement aux réseaux CDMA) remplacent de plus en plus les anciens réseaux analogiques et leur évolution vers le numérique (système TDMA associé aux réseaux analogiques AMPS). Selon les régions du monde, les services GPRS peuvent être différents, mais les opérateurs qui commercialisent des applications utilisant les possibilités du GPRS connaissent tous le succès.

<footnote n="4">⁴ Commerce électronique à partir d'un téléphone portable</footnote>
Au niveau technique, le GPRS permet la transmission de données en mode paquet en utilisant les réseaux GSM déjà existants. Le GPRS est donc composé d'une interface radio en mode paquet ajoutée dans un réseau qui reste en mode circuit. De nouveaux éléments de réseau sont introduits mais aucun élément existant ne doit être remplacé ou lourdement modifié (à l'inverse de l'UMTS qui nécessite des investissements techniques extrêmement coûteux). De plus, les réseaux GSM-GPRS ne nécessitent pas de la part des opérateurs de nouvelles autorisations réglementaires pour offrir leurs services.

Le GPRS est, dans sa manière de transporter l'information, très différent d'un réseau fonctionnant en mode circuit. Dans un réseau GPRS, les ressources radio sont allouées à un usager donné seulement lorsque celui-ci émet ou reçoit des paquets de données. Ces ressources radio peuvent donc être partagées entre différents usagers, leur nombre et le débit de transmission des informations dépendant de la quantité d'informations à transmettre. Ceci est obtenu par le multiplexage de plusieurs connexions logiques sur un ou plusieurs canaux physiques GSM. Ainsi, la connexion aux services GPRS est permanente et le mode de facturation de ces services est basé sur le volume de données réellement transmises, et non pas sur la durée de connexion.

Le débit maximal théorique supporté par le GPRS est de 171,2 kbit/s lorsque les 8 intervalles de temps de la trame GSM sont affectés à la même communication entre le réseau et un mobile et qu'aucun code correcteur d'erreur n'est utilisé. En réalité, le débit maximum des systèmes GPRS actuellement en service est de 115 kbit/s. En pratique, ce débit n'est jamais atteint car d'une part, il est calculé sur un réseau qui n'est pas surchargé et d'autre part, les mobiles existants sur le marché n'utilisent au maximum que 4 intervalles de temps. Ainsi, le débit généralement constaté sur un réseau "normalement" chargé est de 35 à 40 kbit/s [CEL 04].

Les services proposés par le GPRS sont ceux offerts par le WAP (navigation sur Internet, MMS, e-mail...). On peut toutefois citer de nouveaux services tels que l'accès aux réseaux locaux d'entreprise, la géolocalisation<fnref n="5" />, le positionnement par satellite (GPS), la vidéo, le push-to-talk<fnref n="6" />...

## L'I-Mode :

Imaginé par l'opérateur cellulaire japonais NTT DoCoMo, l'I-Mode est un service internet mobile fonctionnant sur une commutation par paquet. Ainsi au Japon, l'I-Mode s'appuie sur le réseau cellulaire PDC (à commutation par circuit) auquel a été ajoutée une couche réseau à commutation par paquet, le PDC-P (PDC Packet). Les débits sont de 9,6 kbit/s (en standard) ou de 28,8 kbit/s (option moyennant une surtaxe) [WAP 02]. En Europe, les services I-Mode fonctionnent sur les réseaux GPRS et donc les débits sont légèrement supérieurs. L'I-Mode utilise le langage cHTML (compact HTML), qui est une version simplifiée de l'HTML. Les services proposés par l'I-Mode sont la navigation sur internet, les services de messagerie (l'e-mail avec pièce(s) jointe(s) et les SMS), la géolocalisation, le téléchargement d'applications diverses (vidéos, jeux, sonneries, images...), la possibilité de créer un site Internet personnel. La connexion à I-Mode est permanente

<footnote n="5">⁵ Technique permettant à un système de communication de déterminer la position géographique d'un terminal mobile.</footnote>

<footnote n="6">⁶ Technique permettant une communication de type talkie-walkie entre deux ou plusieurs utilisateurs.</footnote>
et ainsi tous les services sont facturés en fonction du volume de données échangées.

## 3.5 Entre la 2,5G et la 3G : EDGE

EDGE est apparue en même temps que les travaux de normalisation de l'UMTS. Le groupe de normalisation international qui est responsable de la définition et de l'évolution de la norme UMTS, le 3GPP (3<sup>rd</sup> Generation Partnership Project), a pris soin d'intégrer EDGE à la fois dans le monde du GSM et dans celui des réseaux de troisième génération (3G). A ce titre, EDGE associé au GPRS peut être considéré à la fois comme une technologie 3G mais aussi comme une technologie intermédiaire entre la 2,5G et la 3G (EDGE est ainsi parfois appelée 2,75G).

Le premier réseau utilisant la technologie EDGE a été mis en service en juin 2003 aux Etats-Unis. Actuellement, sur les 207 pays utilisant les réseaux GSM, 66 ont au moins un opérateur qui a soit mis son réseau à niveau et qui offre ainsi des services EDGE, soit qui a planifié de le faire ; ceci représente en tout 113 opérateurs de part le monde (données de début août 2004 : [3GA 04]).

Au niveau technique, EDGE est une technologie intermédiaire de transmission de données par paquets entre le GPRS et l'UMTS. Ainsi, EDGE est parfois appelé Enhanced GPRS (EGPRS) car cette technologie permet de décupler les débits procurés par le GPRS. Ceci est rendu possible par l'utilisation de la modulation de phase 8PSK (8 Phase Shift Keying) à la place de la modulation GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) utilisée par le GSM et le GPRS. Le débit maximal théorique supporté par EDGE est de 473,6 kbit/s. Ce débit est ramené à 384 kbit/s par la configuration des réseaux. Cependant, ce débit est aussi limité par la capacité des terminaux mobiles utilisés et au final, le débit constaté se situe entre 110 et 130 kbit/s [CEL 04].

## 3.6 Troisième génération (3G)

Après les systèmes de première génération (1G) dans les années 1980 et ceux de deuxième génération (2G) dans les années 1990, les opérateurs de radiocommunications mobiles déploient actuellement leur troisième génération (3G). Dès 1986, l'UIT (Union Internationale des Télécommunications) commença les travaux de normalisation de ce système de troisième génération en se fixant un objectif ambitieux : sélectionner une interface radio unique. La norme mondiale de la 3G est tout d'abord dénommée FPLMTS (Future Public Land Mobile Telecommunication System) puis IMT-2000 (International Mobile Telecommunication 2000), l'UMTS étant la version européenne de la 3G. Le marché visé n'est plus simplement celui de la radiotéléphonie mais celui du multimédia mobile, avec notamment l'accès à haut débit à Internet sur un terminal portatif mobile ou la transmission en temps réel d'images haute résolution et de vidéos.

En 1992, le spectre alloué à l'IMT-2000 est de 230 MHz dont 60 MHz pour les systèmes satellitaires et 170 MHz pour les systèmes terrestres ; les bandes de fréquences sont comprises entre 1885 et 2025 MHz d'une part, et entre 2110 et 2200 MHz d'autre part. Les bandes 1980 à 2010 MHz et 2170 à 2200 MHz sont attribuées aux systèmes satellitaires. Le déploiement des réseaux 3G
s'effectue actuellement dans cette bande des 2 GHz, bande qui permet de satisfaire aux besoins initiaux des opérateurs pendant plusieurs années. Mais à terme, ces ressources ne suffiront pas. Aussi, dès 2000, trois nouvelles bandes de fréquences supplémentaires dites bandes d'extension ont été attribuées aux systèmes IMT-2000 :

- 806 à 960 MHz ;

- 1710 à 1885 MHz ;

- 2500 à 2690 MHz.

En Europe, les fréquences retenues pour l'UMTS sont comprises entre 1900 et 2025 MHz et entre 2110 et 2200 MHz (Figure I.3). Ainsi, pour les systèmes terrestres, deux bandes de 60 MHz sont appairées pour une opération en mode FDD (Frequency Division Duplex), tandis que 35 MHz non appairés sont utilisés en mode TDD (Time Division Duplex). Le mode FDD est un mode de duplexage<fnref n="7" /> fréquentiel, où les voies montantes et descendantes utilisent les mêmes intervalles de temps, mais des bandes de fréquence séparées. Quant au mode TDD, il s'agit d'un multiplexage temporel dans les deux sens de transmission sur une seule fréquence : les voies montantes et descendantes utilisent alternativement la même bande de fréquence. Enfin, pour les systèmes satellitaires, deux bandes de 30 MHz non appairées sont utilisées. Quant aux bandes d'extensions, les deux bandes inférieures étant occupées par les systèmes 2G, l'ART a contribué à la mise en place d'une réglementation européenne désignant l'utilisation prioritaire de la bande 2500-2690 MHz [BLO 04].

<figure><img src="image_7.png" /><figcaption>Figure I.3 : Spécifications de l'interface radio de l'UMTS (UTRA) [CEL 02]</figcaption></figure>

<footnote n="7">7 Duplexage ou communication bilatérale simultanée : chaque extrémité de la liaison radioélectrique est simultanément en émission et en réception.</footnote>
Au fur et à mesure que se précisaient ces réseaux mobiles 3G en Europe et de part le monde, les contraintes régionales sont devenues de plus en plus perceptibles et structurantes. Ainsi, les disponibilités en fréquence, la recherche de complémentarité avec les réseaux mobiles en place, la maturité et la maîtrise industrielle des technologies, sont autant de facteurs qui ont mené à réviser l'objectif d'interface radio unique. Si bien qu'en 1997, cinq normes d'interfaces radio terrestres, en grande partie incompatibles entre elles, ont été retenues pour les services du projet IMT-2000. Il s'agit de :

- L'IMT-DS (International Mobile Telecommunication-Direct Spread) : l'UTRA-FDD (UMTS Terrestrial Radio Access en mode FDD) plus communément appelé W-CDMA (Wideband CDMA). C'est une des deux composantes de l'UMTS.

- L'IMT-TC (IMT-Time Code) : l'UTRA-TDD ou le TD-CDMA (Time Division-CDMA), deuxième composante de l'UMTS, est la version TDD du W-CDMA. Une variante de cette interface existe, il s'agit du TD-SCDMA (Time Division-Synchronous CDMA), norme propriétaire développée en Chine.

- L'IMT-MC (IMT-Multi Carrier) : le CDMA2000 se décline en trois versions : le CDMA2000 1x, le CDMA2000 1xEV-DO (EVolution Data Only) et le CDMA2000 1xEV-DV (EVolution Data and Voice).

- L'IMT-SC (IMT-Single Carrier) : l'UWC-136 est une évolution de la norme TDMA IS-136 déployée aux Etats-Unis et intègrant EDGE.

- L'IMT-FT (IMT-Frequency Time) : le DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunications) est un standard de téléphonie sans fil de proximité ; c'est la seule norme IMT-2000 à être optimisée pour un usage privé.

Le déploiement de ces différentes technologies s'effectue et pourra s'effectuer conformément à la Figure I.4 [3GT 04] [CDG 04] [CHA 04] [QUA 04] [UMT 04a].

<figure><img src="image_8.png" /><figcaption>Figure I.4 : Les voies de migration vers la 3G</figcaption></figure>
De plus, l'UIT a aussi précisé que les systèmes 3G devraient requérir de hauts débits en mode paquet selon les critères suivants :

- pour une utilisation en mobilité réduite dans les pico-cellules (portée de 5 à 50 m) soit à l'intérieur des bâtiments, le débit requis est de 2 Mbit/s ;

- dans les micro-cellules (portée de 50 à 500 m) soit pour une utilisation en milieu urbain extérieur, la mobilité sera également réduite et les débits devront être de 384 kbit/s ;

- pour une utilisation en grande mobilité dans les macro-cellules (portée de 0,5 à 10 km) soit en milieu rural, le débit doit être de 144 kbit/s ;

- enfin, le débit sera variable pour les zones dépendants des systèmes satellitaires.

## Technologies 3G en service et en devenir :

Actuellement seules les normes CDMA2000 1x, CDMA2000 1xEV-DO et W-CDMA sont commercialisées de part le monde : il y a ainsi 151 réseaux de troisième génération en service répartis sur 74 pays [CDG 04] [3GA 04]. Nous allons maintenant nous intéresser à ces différentes normes. Le DECT ne sera pas abordé car il est destiné à un usage privé. Quant à EDGE, il a été traité dans le paragraphe 3.5 page 24.

### Famille CDMA2000 :

Références générales pour ce paragraphe : [CDG 04], [QUA 04]

Premier système 3G à avoir été mis en service en octobre 2000 en Corée du Sud, le CDMA2000 1x est la première version du CDMA2000. Depuis cette date, le CDMA2000 1x a également été déployé sur les continents asiatique, américain et européen et totalise ainsi 111 millions d'utilisateurs (données de début août 2004 : [3GT 04]). Cette technologie donne accès à la voix et aux données en exploitant un canal standard CDMA de 1,25 MHz. Ainsi le CDMA2000 1x double le débit voix du système 2G CDMAOne et permet une transmission des données par paquet à un débit théorique maximum de 153,6 kbit/s. En réalité, les débits constatés sont comparables à ceux du GPRS, à savoir 35 à 40 kbits/s [BEL 04]. A cet effet, le CDMA2000 1x est plutôt considéré comme un système 2,5G (cf **Figure I.4**). Les applications du type e-mail, jeux, téléchargement d'images et de musiques, push-to-talk, accès à internet sont elles aussi comparables à des applications prodiguées par les systèmes 2,5G.

Deuxième version du CDMA2000, le CDMA2000 1x EV-DO dont le premier réseau a été mis en service en janvier 2002, totalise actuellement 8,69 millions d'abonnés (données de début août 2004 : [3GT 04]). Ce système délivre un débit théorique maximum de 2,4 Mbit/s (soit 300 à 500 kbit/s réels [MIL 04]) et permet ainsi des applications telles que l'accès aux réseaux locaux d'entreprise, le m-commerce, la vidéo, la géolocalisation, le transfert de fichiers... Cette technologie intègre la technologie CDMA2000 1x afin de permettre les applications voix.

La troisième version du CDMA2000, le CDMA2000 1x EV-DV permettra l'accès à la voix et
aux données avec un débit maximum de 3,09 Mbit/s. Les applications rendues possibles seront du type vidéo, vidéoconférence et bien d'autres services multimédias.

La famille CDMA2000 travaille actuellement dans les bandes de fréquence 450, 850, 900, 1800, 1900 MHz (cf récapitulatif en **Tableau I.4** page 31) et prochainement IMT-2000. Par rapport à l'UMTS, le CDMA2000 a pris de l'avance au niveau de son implémentation car son déploiement ne nécessite qu'une faible mise à jour de la norme de deuxième génération CDMAOne.

## Famille UMTS :

Les premiers services W-CDMA ont été lancés au Japon en 2001. Le nombre d'abonnés actuel est de 8,79 millions dans le monde (données de début août 2004 : [3GT 04]). A la différence des systèmes CDMA2000 également de troisième génération, les normes de la famille UMTS nécessitent des investissements énormément coûteux de la part des opérateurs :

- achat de nouvelles licences ;

- déploiement de nouvelles infrastructures de réseaux ;

- difficultés techniques rencontrées (gestion du handover<fnref n="8" />, des réseaux...)

Ceci, combiné à la crise du secteur des télécommunications dans les années 2000-2001, a ainsi freiné le développement du W-CDMA au bénéfice du CDMA2000 car actuellement, nous dénombrons 89 réseaux CDMA2000 en service [CDG 04] contre 62 réseaux W-CDMA [3GA 04]. Or, depuis 2003 et une certaine amorce de sortie de crise, la tendance s'est peu à peu inversée. En effet, n'oublions pas que le GSM détient 73 % du marché mobile numérique mondial et que ce standard doit obligatoirement évoluer vers les différentes normes de la famille UMTS. Ainsi, d'ici à fin 2004, approximativement 70 nouveaux réseaux W-CDMA seront mis en service [3GA 04] contre seulement 25 réseaux CDMA2000 [CDG 04].

De plus, la stratégie actuellement retenue par beaucoup d'opérateurs à travers le monde est de déployer à la fois des réseaux EDGE et des réseaux W-CDMA. En effet, les réseaux W-CDMA étant extrêmement coûteux, ceux-ci sont déployés uniquement dans les villes et les zones fortement peuplées. Les réseaux EDGE ne nécessitant qu'une mise à niveau mineure des infrastructures GSM-GPRS, sont quant à eux moins chers et déployés dans les campagnes et les zones moins peuplées. A ce propos, en France, l'opérateur Orange procède actuellement de cette manière [DEL 04] [BES 04] [BOU 04].

L'UMTS a été conçu pour supporter simultanément voix et données : la voix se fait en commutation de circuit et les données en commutation par paquets. Le W-CDMA utilise des canaux de 5 MHz et permet dans un premier temps un débit de 384 kbit/s. Les services du type visiophonie, accès à internet, vidéo, m-commerce, push-to-talk, géolocalisation, accès aux réseaux d'entreprise ou encore transfert de fichier sont comparables à ceux prodigués par le CDMA2000.

De plus, il semble que la deuxième interface radio de l'UMTS à savoir l'UTRA-TDD (ou TD-CDMA) un temps oubliée est en train de refaire surface. Le TD-CDMA permet un débit maximum

<footnote n="8">⁸ Dans le domaine des communications mobiles terrestres, ensemble des techniques qui permettent à un utilisateur de passer d'une cellule à une autre sans que sa communication soit interrompue.</footnote>
théorique de 12 Mbit/s. Pour l'instant, cette technologie sert uniquement à la transmission de données IP sans fil à des débits compris entre 128 kbit/s et 2 Mbits/s mais elle devrait d'ici peu de temps trouver application en téléphonie mobile [OUT 04] [UMT 04b].

Enfin, une évolution de la norme UMTS appelée HSDPA (High Speed Downlink Packet Access) permettra prochainement d'atteindre un débit maximum théorique de 14 Mbit/s (soit 2 Mbit/s réels). Techniquement, l'HSDPA, parfois qualifié de 3,5G, recoure à l'utilisation d'une nouvelle modulation et de nouveaux codages adaptatifs pour améliorer l'efficacité spectrale du W-CDMA [BER 04].

## 3.7 Tableaux récapitulatifs

Ce paragraphe propose un récapitulatif technique des différentes normes de 2G et de 3G et de leurs évolutions.

Le **Tableau I.2** décrit les caractéristiques des normes D-AMPS (Etats-Unis) et PDC (Japon) et de leur évolution.

<table><thead><tr><th>Technologies</th><th colspan="2">TDMA (D-AMPS)</th><th colspan="2">PDC</th></tr><tr><th>Désignation</th><th>IS-54</th><th>IS-136</th><th>PDC</th><th>PDC-P</th></tr></thead><tbody><tr><td>Génération</td><td colspan="2">2G</td><td>2G</td><td>2,5G</td></tr><tr><td>Fréquences (MHz)</td><td>Bande 850 :</td><td>Bande 1900 :</td><td>810 – 826 (Tx)</td><td>1429 – 1453 (Tx)</td></tr><tr><td>Tx : Transmission</td><td>824 – 849 (Tx)</td><td>1850 – 1910 (Tx)</td><td>940 – 956 (Rx)</td><td>1477 – 1501 (Rx)</td></tr><tr><td>Rx : Réception</td><td>869 – 894 (Rx)</td><td>1930 – 1990 (Rx)</td><td></td><td></td></tr><tr><td>Mode de duplexage<sup>(1)</sup></td><td colspan="2">FDD</td><td colspan="2"></td></tr><tr><td>Méthode d'accès</td><td colspan="2">TDMA/FDMA</td><td colspan="2"></td></tr><tr><td>Largeur d'un canal</td><td colspan="2">30 kHz</td><td colspan="2">25 kHz</td></tr><tr><td>Type de modulation</td><td colspan="2">π/4 DQPSK<sup>(2)</sup></td><td colspan="2">π/4 DQPSK<sup>(2)</sup></td></tr><tr><td>Type de commutation</td><td colspan="2">circuit</td><td colspan="2">circuit et paquet</td></tr><tr><td>Débit maximum théorique</td><td>9,6 kbit/s</td><td>19,2 kbit/s</td><td>2,4 kbit/s</td><td>9,6 à 28,8 kbit/s</td></tr></tbody></table>

**Tableau I.2 : Caractéristiques des normes D-AMPS et PDC**

<footnote>(1) duplexage ou communication bilatérale simultanée : chaque extrémité de la liaison radioélectrique est simultanément en émission et en réception</footnote>

<footnote>(2) π/4 DQPSK : π/4 Differential Quadrature Phase Shift Keying</footnote>
Le **Tableau I.3** présente les caractéristiques techniques de la norme GSM et de ses évolutions.

<table><thead><tr><th>Technologie</th><th>GSM</th><th>HSCSD</th><th>GPRS</th><th>EDGE</th></tr></thead><tbody><tr><th scope="row">Génération</th><td>2G</td><td>2,25G</td><td>2,5G</td><td>2,75G</td></tr><tr><th scope="row">Fréquences (MHz)</th><td>GSM 450 :<br>450,4 – 457,6 (Tx)<br>460,4 – 467,6 (Rx)</td><td>GSM 750 :<br>777 – 792 (Tx)<br>747 – 762 (Rx)</td><td>GSM 900 :<br>880 – 915 (Tx)<br>925 – 960 (Rx)</td><td>GSM 1900 (PCS) :<br>1850 – 1910 (Tx)<br>1930 – 1990 (Rx)</td></tr><tr><th scope="row">Tx : Transmission<br>Rx : Réception</th><td>GSM 480 :<br>478,8 – 486 (Tx)<br>488,8 – 496 (Rx)</td><td>GSM 850 :<br>824 – 849 (Tx)<br>869 – 894 (Rx)</td><td>GSM 1800 (DCS) :<br>1710 – 1785 (Tx)<br>1805 – 1880 (Rx)</td><td></td></tr><tr><th scope="row">Mode de duplexage</th><td colspan="4">FDD</td></tr><tr><th scope="row">Méthode d'accès</th><td colspan="4">TDMA/FDMA</td></tr><tr><th scope="row">Largeur d'un canal</th><td colspan="4">200 kHz</td></tr><tr><th scope="row">Type de modulation</th><td>GMSK<sup>(1)</sup></td><td>GMSK<sup>(1)</sup></td><td>GMSK<sup>(1)</sup></td><td>GMSK<sup>(1)</sup>, 8PSK<sup>(2)</sup></td></tr><tr><th scope="row">Type de commutation</th><td>circuit</td><td>circuit</td><td>paquet</td><td>paquet</td></tr><tr><th scope="row">Débit maximum théorique</th><td>14,4 kbit/s</td><td>28,8 à 43,2 kbit/s</td><td>171,2 kbit/s</td><td>473,6 kbit/s</td></tr><tr><th scope="row">Débit constaté</th><td>-</td><td>-</td><td>35 à 40 kbit/s</td><td>110 à 130 kbit/s</td></tr></tbody></table>

<caption>**Tableau I.3 : Caractéristiques de la norme GSM et de ses évolutions**</caption>

<footnote>(1) GMSK : Gaussian Minimum Shift Keying</footnote>

<footnote>(2) 8PSK : 8 Phase Shift Keying</footnote>
Le Tableau I.4 décrit les caractéristiques du CDMAOne et de la Famille CDMA2000.

<table><thead><tr><th>Technologie</th><th colspan="2">CDMAOne</th><th colspan="3">CDMA2000</th></tr><tr><th>Désignation</th><td>IS-95A</td><td>IS-95B</td><td>1x</td><td>1x EV-DO</td><td>1x EV-DV</td></tr><tr><th>Génération</th><td colspan="2">2G</td><td>2,5G</td><td colspan="2">3G</td></tr></thead><tbody><tr><th scope="row">Fréquences (MHz)</th><td>Bande 850 :<br/>824 – 849 (Tx)<br/>869 – 894 (Rx)</td><td>Bande 900 :<br/>887 – 925 (Tx)<br/>832 – 870 (Rx)</td><td colspan="3">Bandes CDMAOne +<br/>Bande 450 :<br/>411 – 483 (Tx)<br/>421 – 493 (Rx)</td></tr><tr><th scope="row">Tx : Transmission</th><td colspan="2">Bande 1800 :<br/>1750 – 1780 (Tx)<br/>1840 – 1870 (Rx)</td><td colspan="3"></td></tr><tr><th scope="row">Rx : Réception</th><td colspan="2">Bande 1900 :<br/>1850 – 1910 (Tx)<br/>1930 – 1990 (Rx)</td><td colspan="3"></td></tr><tr><th scope="row">Mode de duplexage</th><td colspan="2"></td><td colspan="3">FDD</td></tr><tr><th scope="row">Méthode d'accès</th><td colspan="2"></td><td colspan="3">CDMA</td></tr><tr><th scope="row">Largeur d'un canal</th><td colspan="2"></td><td colspan="3">1,25 MHz</td></tr><tr><th scope="row">Type de modulation</th><td colspan="2">QPSK<sup>(1)</sup>, OQPSK<sup>(2)</sup></td><td>QPSK<sup>(1)</sup></td><td>QPSK<sup>(1)</sup>, 8PSK, 16QAM<sup>(3)</sup></td><td></td></tr><tr><th scope="row">Type de commutation</th><td>circuit</td><td>circuit et paquet</td><td>circuit et paquet</td><td>paquet</td><td>circuit et paquet</td></tr><tr><th scope="row">Débit maximum théorique</th><td>14,4 kbit/s</td><td>64 kbit/s</td><td>153,6 kbit/s</td><td>2,4 Mbit/s</td><td>3,09 Mbit/s</td></tr><tr><th scope="row">Débit constaté</th><td>-</td><td>-</td><td>35 à 40 kbit/s</td><td>300 à 500 kbit/s</td><td>-</td></tr></tbody></table>

<caption>Tableau I.4 : Caractéristiques du CDMAOne et du CDMA2000</caption>

<footnote>(1) QPSK : Quadrature Phase Shift Keying</footnote>

<footnote>(2) OQPSK : Offset Quadrature Phase Shift Keying</footnote>

<footnote>(3) 16QAM : 16 Quadrature Amplitude Modulation</footnote>
Enfin, le **Tableau I.5** présente les caractéristiques de la famille UMTS.

<table><caption>**Tableau I.5 : Caractéristiques des composantes de la norme UMTS**</caption><thead><tr><th>Technologie</th><th>W-CDMA</th><th>HSDPA</th><th>TD-CDMA</th><th>TD-SCDMA</th></tr></thead><tbody><tr><td>Génération</td><td>3G</td><td>3,5G</td><td>3G</td><td>3G</td></tr><tr><td>Fréquences (MHz)</td><td>IMT-2000 :<br>1920 – 1980 (Tx)<br>2110 – 2170 (Rx)</td><td>Bande 1800 :<br>1710 – 1785 (Tx)<br>1805 – 1880 (Rx)</td><td>IMT-2000 :<br>1900 – 1920<br>2010 – 2025</td><td>1785 – 1805<br>1880 – 1900</td></tr><tr><td>Tx : Transmission</td><td></td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>Rx : Réception</td><td>Bande 1900 :<br>1850 – 1910 (Tx)<br>1930 – 1990 (Rx)</td><td></td><td>2300 – 2400</td><td></td></tr><tr><td>Mode de duplexage</td><td colspan="2">FDD</td><td colspan="2">TDD</td></tr><tr><td>Méthode d'accès</td><td colspan="4">CDMA</td></tr><tr><td>Largeur d'un canal</td><td colspan="2">5 MHz</td><td>5 MHz</td><td>1,6 MHz</td></tr><tr><td>Type de modulation</td><td>QPSK</td><td>QPSK, 16QAM</td><td colspan="2">QPSK</td></tr><tr><td>Type de commutation</td><td>circuit et paquet</td><td>paquet</td><td>paquet</td><td>circuit et paquet</td></tr><tr><td>Débit maximum théorique</td><td>384 kbit/s à 2 Mbits/s</td><td>14,4 Mbit/s</td><td>12 Mbit/s</td><td>384 kbit/s à 2 Mbits/s</td></tr><tr><td>Débit constaté</td><td>384 kbit/s</td><td>2 Mbit/s</td><td>128 kbit/s à 2 Mbit/s</td><td>-</td></tr></tbody></table>

## 3.8 Les technologies sans fil complémentaires des réseaux mobiles

Tout ce qui a été jusqu'à présent traité dans ce chapitre, à savoir les systèmes mobiles satellitaires et terrestres font partie des réseaux sans fil étendus appelés WWAN (Wireless Wide Area Network). Or d'autres technologies appartenant à d'autres catégories de réseaux sans fil trouvent application dans ces réseaux mobiles et/ou agissent en compléments de ces réseaux. Ainsi, de la portée la plus petite à la portée la plus grande, on trouve :

- Les WPAN (Wireless Personal Area Network) ou réseaux personnels sans fil concernent les réseaux ayant une portée de l'ordre de 10 m. Ils sont surtout utilisés pour interconnecter des périphériques (imprimante, ordinateur, PDA, téléphone portable, appareils domestiques...). La principale technologie WPAN est le Bluetooth. Or, une nouvelle technologie haut débit est en train d'apparaître, il s'agit de l'UWB (Ultra Wide Band).

- Les WLAN (Wireless Local Area Network) ou réseaux locaux sans fil permettent de couvrir l'équivalent d'un réseau local d'entreprise, soit une portée d'environ 100 m. Les technologies Wi-Fi (Wireless Fidelity) et HIPERLAN (High Performance Radio Local Area Network) font partie des WLAN.

- Les WMAN (Wireless Metropolitan Area Network) ou réseaux métropolitains sans fil sont des systèmes ayant une portée maximale de l'ordre de 10 km. Les technologies en cours d'étude propres à ces réseaux sont le WiMAX (World Interoperability for Microwave Access)
et le MBWA (Mobile Broadband Wireless Access).

- Et enfin les WWAN avec une portée maximale d'environ 100 km pour les systèmes terrestres et globale pour les systèmes satellitaires.

## Les technologies WPAN :

Bluetooth, standardisé sous la norme IEEE 802.15, permet à tous les appareils électroniques équipés de communiquer entre eux. Son débit théorique est de 1 Mbit/s mais en pratique, il atteint 720 kbit/s. Il a une portée maximale variable (10 à 30 mètres) qui est fonction de la puissance émise (1 à 100 mW). Bluetooth permet l'interconnexion simultanée de sept appareils en utilisant la bande de fréquence des 2,4 GHz (2400 à 2483,5 MHz). Ce système radio donne accès à la fois aux échanges voix (commutation de circuit) et données (commutation par paquets) et même les deux simultanément. Ses principaux avantages à savoir son coût modeste, sa faible consommation d'énergie et sa petite taille, le rendent particulièrement adapté à une utilisation au sein de petits périphériques (PDA, téléphones mobiles et oreillettes) [COM 04] [COR 04] [DOS 02] [REN 04].

L'UWB offrira, d'ici sa commercialisation prévue en 2005, des débits de 100 à 480 Mbit/s avec une portée maximale de 10 m, entrant ainsi en concurrence avec Bluetooth. Le spectre de fréquence couvert quant à lui, se situera entre 3,1 et 10,6 GHz. L'UWB, qui n'est pas encore standardisé, permettra de connecter des périphériques informatiques et électroniques, par exemple un PC et un caméscope numérique afin de transférer les gros fichiers que sont les vidéos. Par la suite, une révision des restrictions en terme de portée maximale devrait permettre d'étendre la portée de l'UWB à 100 m voire même à 1 km, lui permettant ainsi de venir concurrencer les réseaux WLAN, WMAN et peut-être même WWAN [BOU 03] [BLI 04a] [COR 04] [REN 04].

## Les technologies WLAN :

Le Wi-Fi est fondé sur la norme IEEE 802.11, celle-ci se déclinant en plusieurs versions. La norme 802.11b est la norme la plus répandue actuellement. Elle permet un débit théorique de 11 Mbit/s (5 Mbit/s en pratique) avec une portée pouvant aller de 150 m (en intérieur avec obstacles) à 500 m (à l'extérieur en environnement dégagé). La norme 802.11g, plus récente, offre un débit théorique de 54 Mbit/s (30 Mbit/s en pratique) et est compatible avec la norme 802.11b. Ces deux normes utilisent la bande de fréquence des 2,4 GHz. Le Wi-Fi permet d'établir des liaisons radioélectriques entre des périphériques (ordinateurs, imprimantes, PDA, téléphones portables...) et des bornes reliées au réseau haut débit. Dans les lieux publics (gares, aéroports, hôtels...) équipés de bornes Wi-Fi et appelés hot spots, il est aussi possible à un utilisateur possédant un ordinateur portable ou un PDA de se connecter à Internet ou à son réseau d'entreprise [COM 04] [COR 04] [DOS 03] [REN 04]. Récemment, des téléphones mobiles capables de profiter des hot spots Wi-Fi dans les lieux publics et des réseaux GSM/GPRS hors de portée des bornes Wi-Fi, ont été introduits [MAN 04].
L'HIPERLAN est une norme européenne élaborée par l'ETSI. Les deux versions de cette norme, l'HIPERLAN/1 et l'HIPERLAN/2, utilisent toutes deux la bande de fréquence des 5 GHz (5150 - 5350 / 5470 - 5725 MHz) et présentent l'avantage de pouvoir fonctionner ensemble. L'HIPERLAN/1 et l'HIPERLAN/2 permettent respectivement d'obtenir des débits théoriques de 20 et 54 Mbit/s avec une portée maximale de 100 m. Une des normes IEEE, la norme IEEE 802.11h vise à rapprocher le Wi-Fi et l'HIPERLAN/2 afin que ces deux standards soient en conformité en matière de fréquence et de puissances émises [COM 04] [HIP 04].

## Les technologies WMAN :

Le WiMAX est une nouvelle technologie d'accès radio qui offrira un débit théorique maximum de 75 Mbit/s avec une portée de 50 km (dans la pratique, on tablera plutôt sur un débit de 10 Mbit/s avec une portée de 20 km). Le WiMAX travaillera dans une bande de fréquence comprise entre 2 et 11 GHz. Il est standardisé sous la famille de normes IEEE 802.16. La version 802.16a sera commercialisée début 2005 et permettra de raccorder les entreprises et les particuliers à l'Internet haut débit et d'interconnecter des hot spots Wi-Fi. Cette version devrait ensuite évoluer vers la norme 802.16d, qui permettra l'utilisation d'antennes intérieures. Enfin, à l'horizon 2006, la version 802.16e autorisera l'utilisation du WiMAX en situation de mobilité avec une vitesse de déplacement limitée à 100 km/h et la gestion du handover. Cette norme pourra ainsi agir en complément des réseaux 3G. De plus, cette version sera capable de choisir le meilleur signal entre Wi-Fi et WiMAX pour se connecter [COR 04] [DOS 04] [MAH 04] [SOU 04].

Le MBWA est une technologie entièrement IP en cours de développement et de standardisation sous la norme IEEE 802.20. Son but est de permettre le déploiement mondial de réseaux sans fils à haut débit. Il devrait être utilisable en situation de mobilité avec une vitesse de déplacement allant jusqu'à 250 km/h. Prévu pour des bandes de fréquences inférieures à 3,5 GHz, il devrait permettre un débit maximal de 1 Mbit/s sur une portée de 2,5 km. L'ambition de ce projet est de combler le fossé entre les réseaux sans fil haut débits à faible mobilité et les réseaux mobiles de troisième génération. Cependant, les réseaux MBWA ne devraient pas voir le jour avant 2007 [COR 04] [MOB 03].
<table><caption>Tableau récapitulatif (Tableau I.6) :</caption><thead><tr><th>Technologie</th><th>Bluetooth</th><th>UWB</th><th>Wi-Fi</th><th>HIPERLAN/1</th><th>HIPERLAN/2</th><th>WiMAX</th><th>MBWA</th></tr></thead><tbody><tr><th>Norme</th><td>Bluetooth</td><td>802.15.3a</td><td>802.11a/b/g/h</td><td>HIPERLAN/1</td><td>HIPERLAN/2</td><td>802.16a/e/d</td><td>802.20</td></tr><tr><th>Introduction</th><td>2000</td><td>2005</td><td>b : 1999<br>a/g/h : 2002/2003</td><td colspan="2">2002/2003</td><td>a/d : 2005<br>e : 2006</td><td>2007</td></tr><tr><th>Type de réseau</th><td colspan="2">WPAN</td><td colspan="2">WLAN</td><td colspan="2">WMAN</td><td></td></tr><tr><th>Fréquences</th><td>2400-2483,5 MHz</td><td>3,1 à 10,6 GHz</td><td>b/g :<br>2400-2483,5 MHz<br>a/h :<br>5150-5250 MHz<sup>(1)</sup><br>5250-5350 MHz<sup>(2)</sup><br>5725-5825 MHz<sup>(2)</sup></td><td colspan="2">5150-5350 MHz<sup>(1)</sup><br>5470-5725 MHz<sup>(2)</sup></td><td>2 à 11 GHz</td><td>&lt; 3,5 GHz</td></tr><tr><th>Méthode d'accès</th><td>TDMA/FDMA</td><td>CSMA/CA<sup>(3)</sup></td><td>CSMA/CA<sup>(3)</sup></td><td>CSMA/CA<sup>(3)</sup></td><td>TDMA/FDMA</td><td>non définie</td><td></td></tr><tr><th>Type de commutation</th><td>circuit et paquet</td><td>paquet</td><td>paquet</td><td>paquet</td><td>paquet</td><td>paquet</td><td>paquet</td></tr><tr><th>Portée maximale</th><td>10 à 30 m</td><td>10 m</td><td>b/g : 150 à 500 m<br>a/h : 100 m</td><td>100 m</td><td>50 km (théorie)<br>20 km (pratique)</td><td></td><td>2,5 km</td></tr><tr><th>Débit maximum théorique</th><td>1 Mbit/s</td><td>100 à 480 Mbit/s</td><td>b : 11 Mbit/s<br>a/g/h : 54 Mbit/s</td><td>20 Mbit/s</td><td>54 Mbit/s</td><td>a/d : 75 Mbit/s<br>e : 30 Mbit/s</td><td>1 Mbit/s</td></tr><tr><th>Débit constaté</th><td>720 kbit/s</td><td>-</td><td>b : 5 Mbit/s<br>a/g/h : 30 Mbit/s</td><td>-</td><td>-</td><td>a/d : 10 Mbit/s</td><td>-</td></tr></tbody></table>

Tableau I.6 : Caractéristiques des différentes technologies sans fil

3.9 Quatrième génération (4G)

Référence dont s'inspire le paragraphe : [BLI 04b]

Les services de téléphonie 3G à peine mis en oeuvre, certains travaillent déjà sur la prochaine génération : la 4G. Celle-ci, caractérisée par un coeur de réseau IP, sera à la convergence des réseaux 3G et des diverses technologies radio complémentaires présentées au paragraphe 3.8. A ce propos, pour justement souligner la continuité avec les réseaux actuels, certains réfutent l'appellation 4G et préfèrent parler de 3G améliorée ou de Beyond 3G (B3G). Avec le réseau 4G, un utilisateur accédera à ses données où qu'il se trouve : à l'intérieur des locaux avec par exemple Bluetooth, Wi-Fi ou UWB et à l'extérieur avec les normes 3G (CDMA2000, UMTS et satellites) ou les hot spots Wi-Fi. L'objectif est d'assurer à l'utilisateur une mobilité maximale. Une fois connecté en utilisant le réseau disponible, celui-ci pourra passer d'un réseau à l'autre sans interruption de la

<footnote>(1) Indoor</footnote>

<footnote>(2) Outdoor</footnote>

<footnote>(3) CSMA/CA : Carrier Sense Multiple Access with Collision Avoidance. En simplifiant, cette méthode d'accès fonctionne de la manière suivante : un paquet de données est réémis tant que celui-ci n'est pas reçu intact à la réception</footnote>
communication et avec une qualité de service identique à tout moment. Le réseau 4G devra également assurer des débits nettement supérieurs : entre 20 et 100 Mbit/s dans les réseaux à longue portée (réseaux 3G) et jusqu'à 1 Gbit/s dans les réseaux locaux comme les hot spots Wi-Fi. Ces débits assureront la transmission de contenus multimédias de plus en plus riches et permettront d'établir plusieurs sessions en parallèle.

Pour les opérateurs et les équipementiers, le travail se concentre sur l'accroissement des performances haut débit et l'amélioration d'une part, de l'interface entre les différents réseaux et d'autre part, de la qualité des services inter-réseaux. Les constructeurs de terminaux devront pour leur part, vaincre de nombreuses contraintes. En effet, les terminaux devront émettre et recevoir des signaux sur une plage de fréquence comprise entre 450 MHz (CDMA2000) et 11 GHz (WiMAX), tout en réduisant les nombreux bruits parasites sur cette large bande et en respectant les contraintes spécifiques à chaque technologie. Plus précisément, la miniaturisation des terminaux mobiles ne sera plus d'actualité dans la 4G car cette génération verra un accroissement de leur taille et de leur définition.

La commercialisation de services fondés sur le réseau 4G n'est cependant pas prévue avant 3 à 5 ans en Asie, et avant 10 à 15 ans en Europe et aux Etats-Unis.

## 4 Conclusion

Ce chapitre nous a permis d'effectuer un tour d'horizon des différents systèmes de télécommunications satellitaires et terrestres trouvant application en téléphonie mobile. Le chapitre s'est voulu à la fois technique et historique mais nous nous sommes également efforcés de lier les avancées, les retards et parfois même les annulations de projet de ces différents systèmes à la conjoncture économique du secteur des télécommunications.
# Chapitre II : Antennes miniatures pour la téléphonie mobile

## 1 Introduction

Les progrès concernant la miniaturisation des équipements électroniques ont généré un besoin croissant d'antennes de petites dimensions. En effet, l'emploi d'antennes miniatures s'est généralisé dans les divers systèmes de télécommunications modernes. Notamment, dans le domaine des communications mobiles et plus récemment dans celui des communications sans fil, des antennes de faible encombrement et à faible coût, répondant à des contraintes d'intégration dans des terminaux portatifs de poche, sont devenues indispensables. De plus, l'augmentation du nombre de standards de ces systèmes mobiles (GSM, DCS, PCS, UMTS...) et sans fil (Bluetooth, Wi-Fi...) a conduit à la recherche et à la réalisation d'antennes multi-fréquences et larges bandes.

Dans ce chapitre, nous allons nous intéresser exclusivement aux antennes imprimées. Certaines de leurs caractéristiques les plus remarquables seront tout d'abord proposées. Ensuite, différentes techniques de miniaturisation et d'élargissement des bandes de fonctionnement de ces antennes seront décrites. Enfin, nous nous intéresserons plus particulièrement à une structure rayonnante de faibles dimensions largement utilisée en téléphonie mobile : l'antenne PIFA (Planar Inverted-F Antenna).

## 2 Caractéristiques des antennes miniatures

Par définition, une antenne électriquement petite est un élément rayonnant contenu dans une sphère de rayon inférieur à $\lambda/2\pi$ [WHE 59]. Cette valeur correspond à la distance de transition entre le champ proche où l'énergie électromagnétique est stockée dans l'antenne et le champ lointain où l'énergie électromagnétique est rayonnée<fnref n="1" />. Une antenne miniature n'est pas nécessairement une antenne électriquement petite, mais est généralement définie comme ayant des propriétés "d'étroitesse" en termes de dimensions et de longueur d'onde. Typiquement, on considère qu'une antenne est miniature si elle présente des dimensions inférieures au quart de la longueur d'onde [JOH 93].

Les antennes miniatures ont cependant la particularité de présenter des performances très médiocres qui se dégradent en même temps que leurs dimensions se réduisent. En effet, la réduction de la taille d'une antenne se traduit généralement par une adaptation délicate, une réduction importante de la bande passante et une diminution de son efficacité en rayonnement. L'explication physique de ce phénomène est que la réduction des dimensions du dispositif rayonnant entraîne une augmentation de l'intensité des champs électromagnétiques au voisinage de la structure. Les phénomènes de résonance qui s'y produisent présentent alors un fort coefficient de qualité qui rend délicat l'adaptation de l'aérien et interdit l'obtention de larges bandes de fonctionnement.

<footnote n="1">1 La limite champ proche – champ lointain est plus précisément donnée par $2D^2/\lambda$ où D représente la dimension la plus grande d'une antenne.</footnote>
De plus, l'intégration de l'antenne dans un terminal de téléphonie mobile la rend sensible aux éléments constituant son environnement proche. Les matériaux métalliques et diélectriques (plan de masse de type PCB, boîtier plastique, batteries, composants) et les éléments corporels de l'utilisateur (main, tête également considérés comme des matériaux diélectriques inhomogènes [GAB 96]) sont susceptibles de perturber le fonctionnement de l'antenne en modifiant ses performances radioélectriques (impédance d'entrée, bande passante, rayonnement, efficacité). De manière générale :

- les éléments métalliques tels que la batterie vont d'une part participer au rayonnement global de l'antenne [MAR 00] [MAR 02] et d'autre part créer des effets capacitifs susceptibles de perturber son impédance d'entrée (réduction des bandes passantes et des fréquences de résonance, adaptation rendue plus difficile) ;

- les éléments diélectriques, tels que le boîtier plastique constituant le terminal portatif et recouvrant complètement l'antenne [JEN 94] [MAN 01], ou tels que les éléments corporels de l'utilisateur [ROW 99] [PED 00], ajoutent des pertes. Le rendement de l'antenne en sera réduit et les conséquences sur son impédance d'entrée seront du même type que précédemment ;

- de manière à rendre possible l'intégration d'une antenne dans un boîtier de terminal mobile, la réduction des dimensions globales de la structure rayonnante s'accompagne obligatoirement d'une diminution de la taille du plan de masse. Or les courants présents à la surface d'un plan de masse réduit ne s'atténuent plus suffisamment, créant ainsi des courants de retour importants sur la partie extérieure du câble d'alimentation. Le câble devient ainsi un élément rayonnant à part entière [FUJ 92] et si des dispositifs limitant ces courants de retour ne sont pas mis en oeuvre [ICH 99] [ICH 00] [HAL 02] [ICH 04], cela peut provoquer des modifications sur le rayonnement et l'impédance d'entrée de l'antenne.

Tous ces phénomènes s'expliquent de nouveau par la présence de forts champs électromagnétiques au voisinage de l'antenne miniature qui sont susceptibles de se coupler fortement avec les proches structures environnantes.

Cependant, l'obligation d'utiliser un plan de masse réduit dans les applications en téléphonie mobile présente tout de même des avantages. En effet, la réduction des dimensions du plan de masse vis-à-vis de la longueur d'onde, rend le rayonnement de la structure beaucoup plus omnidirectionnel [ENC 93]. D'autre part, les performances d'une antenne en terme de bande passante, sont largement définies par le fonctionnement combiné de l'antenne et du plan de masse : en particulier, la largeur de bande dépend de la position et de l'orientation de l'antenne sur le plan de masse et de la longueur de celui-ci. Si ces trois facteurs convergent vers le meilleur choix (cf paragraphe 4.6.2 du Chapitre III), l'ensemble antenne – PCB limité possèdera alors la bande passante la plus large possible.

Dernier point essentiel, une antenne intégrée à un terminal de téléphonie mobile doit présenter une sensibilité aussi bien à la polarisation verticale qu'à la polarisation horizontale des ondes
électromagnétiques. En effet, en milieu urbain, un terminal et son antenne sont rarement en vue directe d'une station de base. Ainsi, lors de leur propagation, les ondes électromagnétiques émises par une station fixe subissent plusieurs phénomènes physiques avant d'être reçues par un téléphone portable : il s'agit de réflexions multiples sur les parties métalliques (carrosseries de voitures, armatures métalliques d'immeubles...) et de la diffraction par les arrêtes vives (toits d'immeubles, angles de mur...) [JUY 95]. Ces phénomènes engendrent, en environnement urbain, une dépolarisation des ondes électromagnétiques, c'est-à-dire la coexistence des deux types de polarisation, verticale et horizontale. Le fait qu'une antenne ait un niveau de polarisation croisée assez élevé constitue donc un avantage car cela permet de maintenir un niveau de puissance reçue toujours optimal au niveau du terminal mobile, les deux types de polarisation devant toujours être pris en compte dans le bilan de puissance [MIS 80] [SUL 01].

# 3 Techniques de miniaturisation et d'élargissement des bandes des petites antennes

## 3.1 Introduction

Du fait de la taille d'un téléphone portable et de la multitude de normes à couvrir, les antennes intégrées utilisées en téléphonie mobile doivent non seulement être de petites dimensions mais aussi être larges bandes ou encore travailler sur des bandes de fréquences distinctes. Ces caractéristiques devraient mener à dissocier trois types de techniques :

- les techniques de miniaturisation afin d'obtenir une antenne de dimensions faibles par rapport à la longueur d'onde ;

- les techniques pour un fonctionnement large bande, réalisant l'adaptation d'au moins deux résonances couplées sur une large bande passante ;

- les techniques pour un fonctionnement multibande, réalisant l'adaptation d'au moins deux résonances non couplées sur des bandes de fréquences distinctes.

Or, dans cette partie, nous ne différencierons pas ces trois groupes de techniques car ces dernières sont le plus souvent étroitement liées. En effet, la majorité des solutions utilisées dans la conception des antennes pour terminaux mobiles peuvent engendrer deux des effets souhaités simultanément voire les trois en même temps.

Une antenne miniature peut être obtenue en perturbant les trajets en courants sur l'élément rayonnant. Le principe repose donc sur l'allongement des longueurs électriques. Les antennes larges bandes et multibandes quant à elles, sont obtenues soit en créant de nouvelles résonances, soit en perturbant les modes supérieurs des éléments en allongeant leur longueur électrique (mode fondamental également perturbé). Nous voyons donc bien que les objectifs de miniaturisation, de large bande et de multibande reposent sur les mêmes principes. Les techniques utilisées par les concepteurs d'antennes sont :

- la modification de la forme de l'élément rayonnant ;

- l'utilisation d'un substrat à haute constante diélectrique ;
- l'ajout de courts-circuits verticaux (plans, filaires ou de type languettes) entre l'élément rayonnant et le plan de masse ;

- l'ajout de résonateurs parasites juxtaposés ;

- l'ajout de résonateurs parasites superposés ;

- l'ajout de courts-circuits verticaux entre les éléments rayonnants superposés ;

- l'insertion de fentes dans le pavé rayonnant ;

- l'utilisation d'un chargement capacitif inséré en bout de l'élément rayonnant ou dans l'élément ;

- l'utilisation de chargements capacitifs et/ou inductifs réalisés par des composants localisés ;

- l'emploi combiné de plusieurs de ces techniques.

Nous allons maintenant voir en détail les principes de ces différentes techniques et les avantages et inconvénients sur les performances radioélectriques qu'elles peuvent apporter.

## 3.2 Géométrie de l'élément

La première technique que nous traitons concerne une modification de la forme de l'élément rayonnant. Le principe de base recherché par cette technique est d'allonger les trajets en courants à la surface du pavé afin de diminuer les fréquences de résonance du mode fondamental et des modes supérieurs de cet élément. Ainsi, une modification de la forme de l'élément rayonnant faisant appel à ce seul principe est l'obtention d'antennes en forme de noeud-papillon [GEO 96] [GEO 98].

Si l'on souhaite obtenir une diminution en fréquence plus importante, d'autres techniques connues font appel non seulement à l'allongement des longueurs électriques mais aussi à la création de couplages capacitifs. Basés sur ces deux principes, les solutions envisageables sont : la réalisation de méandres verticaux [LUK 98], le repliement de la structure rayonnante [KOS 98] ou encore la réalisation de méandres latéraux [KAN 02] [WU 04] ou latéraux et verticaux [TEN 02] par des lignes métalliques très étroites repliées. Les deux premières solutions présentent l'inconvénient d'une augmentation de hauteur de l'antenne. Quant aux deux dernières, l'utilisation de plusieurs éléments rayonnants conduit à des antennes à la fois miniatures, larges bandes et multibandes certes, mais les résonateurs utilisés sont tellement fins que ces antennes présentent une mauvaise efficacité rayonnée (augmentation des pertes métalliques par effet Joule en $RI^2$ due à la forte concentration des courants électriques sur la surface de rayonnement réduite que présentent ces éléments).

## 3.3 Substrat à haute constante diélectrique

Comme la technique précédente, l'idée fondamentale de cette solution est également d'allonger les longueurs électriques. Les fréquences de résonance fondamentale et supérieures d'un élément rayonnant étant inversement proportionnelles à la racine carrée de la permittivité effective du matériau diélectrique sur lequel est imprimé cet élément, il est évident qu'augmenter la constante diélectrique du substrat revient à augmenter artificiellement les longueurs résonnantes de l'élément rayonnant. En contrepartie, cela revient aussi à augmenter les pertes diélectriques d'où une
augmentation du facteur de qualité Q de l'antenne. Les conséquences sur le fonctionnement de l'antenne sont une diminution de largeur de bande et d'efficacité. Notons également que le coût de fabrication de l'antenne est augmenté [HWA 95].

## 3.4 Courts-circuits verticaux entre élément et plan de masse

Les courts-circuits verticaux ajoutés entre l'élément rayonnant et le plan de masse peuvent être de types filaires [WAT 98], plans [CHA 99] ou languettes [HUY 03]. De manière générale, ils sont utilisés pour réduire les dimensions de l'antenne. Les courts-circuits engendrent des phénomènes différents sur les modes de cavité qui sont fonction de leur type, de leur nombre, de leur position sur l'élément rayonnant, mais aussi de la forme et des dimensions de cet élément. Alors que les antennes utilisées en téléphonie mobile sont de plus en plus amenées à être larges bandes et multistandards, le principal inconvénient des courts-circuits est malheureusement d'éliminer certains modes de cavité.

L'ajout d'un court-circuit entraîne l'addition d'une inductance, dont la valeur est directement liée aux dimensions de celui-ci. De manière générale, plus un court-circuit est long et fin, plus l'effet selfique qu'il engendre est important. L'inductance différente créée par chaque type de court-circuit et la position de ceux-ci par rapport à l'alimentation permet de contrôler à la fois l'impédance d'entrée de l'antenne et sa fréquence à la résonance. L'impédance d'entrée d'une antenne possédant un ou plusieurs courts-circuits sera donc plutôt inductive.

Au niveau du rayonnement, les antennes possédant des courts-circuits présentent une sensibilité aussi bien à la polarisation verticale qu'à la polarisation horizontale car elles sont composées d'éléments – le pavé et les courts-circuits – rayonnant suivant ces deux directions. Cette propriété en fait des antennes très attractives pour les communications mobiles où d'une part, le portable et son antenne intégrée ne sont jamais immobiles et d'autre part coexistent en milieu urbain les deux types de polarisation.

Les principales applications de l'insertion de courts-circuits dans un aérien positionné sur un plan de masse réduit sont les antennes PIFA (cf paragraphe 4 de ce chapitre) et les antennes filsplaques [DEL 94]. Les premières présentent un rayonnement quasi-omnidirectionnel avec un niveau assez élevé de polarisation croisée (de l'ordre de la composante principale). Les deuxièmes, en raison du rayonnement prépondérant de leurs courts-circuits filaires, présentent un rayonnement de type dipolaire à symétrie de révolution (champ rayonné à grande distance nul dans l'axe de l'antenne).

## 3.5 Résonateurs parasites

Une des techniques permettant d'obtenir un fonctionnement large bande et/ou multibande est de réaliser une antenne constituée de plusieurs résonateurs. Un seul résonateur est alimenté, les autres, excités par couplage électromagnétique, sont considérés comme des résonateurs parasites. Tous ces résonateurs créent leurs propres fréquences de résonance fondamentale et supérieures. Si l'on désire obtenir une large bande passante, il faut choisir les longueurs résonnantes de chaque pavé
du même ordre de grandeur. Si l'on souhaite plutôt travailler sur plusieurs bandes de fréquences distinctes, il faut alors dimensionner différemment chaque résonateur. En cumulant les deux principes précédents, il est ainsi possible de réaliser des antennes à la fois larges bandes et multibandes. L'association de plusieurs éléments rayonnants peut se faire de deux façons différentes : soit les pavés sont juxtaposés dans le même plan, soit ils sont empilés les uns sur les autres. Le cas où les deux méthodes sont combinées existe également mais là nous ne sommes plus dans le domaine des antennes miniatures pour la téléphonie mobile car une augmentation importante du volume global de l'antenne est faite [LEG 94].

## Résonateurs parasites juxtaposés :

Les premières configurations larges bandes à partir d'éléments juxtaposés ont été réalisées à l'aide de plusieurs résonateurs demi-onde. Les résonateurs parasites sont couplés indifféremment selon les bords rayonnants [KUM 84], non rayonnants [AAN 92] ou rayonnants et non rayonnants [KUM 85] du résonateur alimenté. L'inconvénient majeur de telles structures est une augmentation importante de la taille globale de l'antenne. Pour réduire les dimensions des antennes, des courts-circuits plans ont alors été ajoutés d'abord sur les éléments parasites seuls [CHO 93] puis simultanément sur les résonateurs parasites et alimenté [OLL 98]. Afin d'allonger les trajets en courants à la surface des pavés et d'obtenir une miniaturisation encore plus prononcée, des courts-circuits de type languettes [VIR 97] ou filaires [WAN 01] ont ensuite été utilisés à la fois sur les éléments parasites et alimenté.

Les principaux avantages de ces antennes sont une bonne efficacité ainsi qu'un rayonnement relativement identique sur toute la large bande couverte. Il est évident que ce type de rayonnement est obtenu si tous les résonateurs ont la même orientation et sont excités sur le même mode de cavité. Malgré les efforts de miniaturisation effectués, l'inconvénient majeur de ces structures reste toujours un encombrement trop important.

## Résonateurs parasites superposés :

Afin d'obtenir une antenne moins volumineuse, une solution consiste à empiler les résonateurs (à condition bien sûr que la hauteur globale de l'antenne ne soit pas trop conséquente). Comme dans le cas des résonateurs parasites juxtaposés, ce sont tout d'abord des éléments rayonnants superposés de type demi-onde qui ont permis d'obtenir une large bande passante [HAS 95]. L'ajout de courts-circuits plans à la fois entre l'élément rayonnant inférieur et le plan de masse et entre les éléments rayonnants superposés a permis une réduction des dimensions ; des antennes larges bandes [OLL 99] et multibandes ont ainsi été réalisées [ZAI 99]. Afin d'allonger les longueurs électriques des éléments, des courts-circuits de type filaires ont aussi été utilisés [WAT 99].

Les avantages énoncés pour les éléments rayonnants juxtaposés sont également valables lorsqu'ils sont empilés.
## 3.6 Fentes dans les éléments rayonnants

L'insertion de fentes dans les pavés rayonnants est utilisée pour :

- créer de nouvelles résonances ;

- allonger les longueurs électriques ;

- créer de nouveaux résonateurs ;

- obtenir une combinaison de deux des effets précédents.

Le point commun de toutes ces actions est de créer des effets capacitifs bords à bords répartis tout autour de la fente. Ces effets rentrent également en compte dans la diminution en fréquence des modes de fonctionnement des résonateurs.

### Création de nouvelles résonances :

**Principe des fentes rayonnantes :**

Références générales pour ce paragraphe : [DRA 86], [ROG 99]

Si l'on pratique une ouverture de forme quelconque dans une surface conductrice et que l'on applique une différence de potentiel entre deux bords opposés de cette ouverture, on obtient un système rayonnant appelé fente. Dans le cas général, la fente rayonne de façon identique dans les deux demi-espaces délimités par la surface conductrice. Si l'on désire que la fente rayonne seulement vers un demi-espace, il est nécessaire de blinder le côté opposé à ce demi-espace en adossant la fente à une cavité.

L'étude théorique des antennes à fente se simplifie considérablement grâce à l'utilisation du principe de Babinet (Figure II.1). En effet, ce principe indique qu'il y a équivalence entre le comportement radioélectrique d'un plan conducteur infini sur lequel on a découpé une figure et cette figure conductrice seule. Dans le cas simple de la Figure II.1, on compare une fente et un dipôle élémentaire de mêmes dimensions.

<figure><img src="image_9.png" /><figcaption>Figure II.1 : Principe de Babinet</figcaption></figure>
Ainsi, la fente a le même diagramme de rayonnement que le dipôle élémentaire à condition d'inverser les plans *E* et *H* (le plan *E* est le plan *y-z* pour le dipôle et *x-y* pour la fente). Suivant l'orientation de la fente, le champ rayonné peut être polarisé verticalement ou horizontalement. Si l'orientation de la fente est verticale (respectivement horizontale), le champ rayonné par cette fente sera polarisé horizontalement (respectivement verticalement). La plupart des fentes rayonnantes ne sont pas réalisées dans des plans conducteurs infinis mais comme le montre la **Figure II.1**, dans des plaques dont les dimensions sont de l'ordre de grandeur de celles de la fente. Ainsi, le caractère fini des dimensions du plan conducteur suivant *x* peut modifier le diagramme de rayonnement à grande distance, en raison des phénomènes de diffraction présents sur les bords du plan conducteur. La longueur de la fente et la position de l'excitation sont quant à elles déterminantes pour la fréquence de résonance et l'impédance.

### Fentes demi-onde ou fentes non débouchantes :

La fréquence de résonance d'une telle fente (**Figure II.2**) est donnée par :

$$f_r = \frac{c}{2l} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ l = \text{longueur de la fente} \end{cases} \qquad (II.1)$$

Le principal inconvénient de la fente demi-onde est un encombrement trop important si l'on souhaite la faire fonctionner aux fréquences GSM (typiquement 163 mm à 920 MHz). En conséquence, l'élément rayonnant dans lequel est inséré la fente devra lui aussi avoir des dimensions importantes ce qui n'est pas propice à une intégration de l'antenne dans un boîtier de téléphone portable. La solution généralement utilisée est donc d'insérer une fente résonnante en forme de U dans l'élément rayonnant mais bien souvent la résonance qu'elle crée est encore positionnée trop haut en fréquence [LEE 97]. Ainsi, pour les applications en téléphonie mobile, la fente demi-onde n'est pas utilisée pour créer de nouvelle résonance mais pour allonger les trajets des courants à la surface des résonateurs ou pour créer de nouveaux résonateurs.

<figure><img src="image_10.png" /><figcaption>**Figure II.2 : Fente demi-onde non débouchante**</figcaption></figure>
Fentes quart d'onde ou fentes débouchantes :

La fréquence de résonance d'une telle fente (Figure II.3) est donnée par :

$$f_r = \frac{c}{4l} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ l = \text{longueur de la fente} \end{cases} \qquad (II.2)$$

L'avantage de cette fente par rapport à une fente demi-onde est bien entendu de pouvoir l'utiliser à une fréquence deux fois moindre pour la même longueur. Cette fente, utilisée pour créer une nouvelle résonance, est le plus souvent de forme quelconque [MAR 02] [MAR 01] [SER 98]. De manière générale, on peut noter que :

- la résonance de la fente travaille dans la bande basse (GSM) et la résonance fondamentale du résonateur travaille dans la bande haute (DCS) ;

- le tracé de la fente suit le périmètre de l'élément rayonnant afin de ne pas perturber le mode fondamental de celui-ci ;

- la largeur de bande créée par la fente est inversement proportionnelle à sa largeur (valable également pour la fente demi-onde). Elle est en général assez faible (typiquement 2,5 % à 920 MHz à ROS ≤ 2 alors que la bande requise pour le GSM est de 8,7 % pour la même fréquence centrale).

<figure><img src="image_11.png" /><figcaption>Figure II.3 : Fente débouchante quart d'onde</figcaption></figure>

Allongement des longueurs électriques :

Les principes utilisés sont non seulement de forcer les trajets des courants conditionnant les fréquences de résonance des modes fondamental et supérieurs à contourner les fentes inscrites et ainsi à s'allonger, mais aussi de créer des effets capacitifs bords à bords répartis tout autour de la fente. Ces principes, menant tous deux à une diminution en fréquence des résonances, sont accomplis avec les deux types de fente.

Pour les fentes non débouchantes, le procédé utilisé est d'insérer une fente rectiligne à proximité de chaque bord rayonnant d'un résonateur et parallèlement à ces bords (Figure II.4) [MAC 95] [GUO 00].
<figure><img src="image_12.png" /><figcaption>**Figure II.4 :** Allongement des longueurs électriques par fentes non débouchantes</figcaption></figure>

Quant aux fentes débouchantes, la technique est de disposer des fentes rectilignes perpendiculairement aux bords non rayonnants de l'élément (Figure II.5) : une première fente est tout d'abord insérée sur un des bords, puis une deuxième sur le bord opposé ; ceci obligeant en fait les courants à accomplir des "zigzags" à la surface du résonateur [DEY 96]. C'est la généralisation de ce principe au cas à n fentes qui a mené à réaliser certaines des antennes à méandres latéraux très étroits [WU 04] [TEN 02] citées au paragraphe 3.2 page 40.

<figure><img src="image_13.png" /><figcaption>**Figure II.5 :** Allongement des longueurs électriques par fentes débouchantes</figcaption></figure>

## Création de nouveaux résonateurs :

La découpe de fentes dans certaines parties d'un élément rayonnant peut permettre l'émergence de nouveaux résonateurs. Nous pouvons par exemple citer l'utilisation d'une fente non débouchante en forme de U [CHI 98] ou l'utilisation de fentes débouchantes de formes quelconques [CHI 02] [QI 04]. Grâce à ce procédé et aux effets capacitifs créés, des antennes à la fois miniatures, larges bandes et multibandes peuvent être conçues.

## Combinaison des effets :

Il est également possible d'obtenir simultanément deux des effets précédents. Des fentes débouchantes de formes quelconques créent chacune leur propre résonance quart d'onde et
permettent un allongement des longueurs électriques [CAR 02]. L'autre combinaison possible est d'allonger les longueurs électriques et de créer de nouveaux résonateurs : ceci est réalisé grâce à plusieurs fentes débouchantes de formes quelconques [YEH 03].

## 3.7 Chargement capacitif

### En bout d'élément :

Une des techniques également utilisée dans la miniaturisation des antennes est le chargement capacitif inséré en bout d'élément rayonnant. Différentes configurations sont présentées sur la **Figure II.6** :

- le chargement capacitif avec toit consiste en une descente métallique verticale à laquelle une plaque métallique horizontale parallèle au plan de masse est reliée [ROW 97] [ROS 98];

- le chargement capacitif avec toit intérieur est réalisé par pliage, le toit venant se placer sous le résonateur [VIL 03];

- le chargement capacitif sans toit enfin consiste seulement en une descente verticale du résonateur [OLL 00].

<figure><img src="image_14.png" /><figcaption>**Figure II.6 :** Différents types de chargement capacitif inséré en bout d'élément</figcaption></figure>

Le principe une nouvelle fois utilisé est de permettre un allongement électrique réduisant les fréquences de résonance des modes fondamental et supérieurs. D'une part, on allonge la longueur résonnante de l'antenne et d'autre part, on crée un effet capacitif : ces deux effets sont responsables de la descente en fréquence des résonances. De plus, grâce à la **Formule (II.3)** donnant la valeur d'une capacité, on comprend bien qu'il est possible de contrôler l'intensité de cet effet capacitif et donc sa répercussion sur la diminution des fréquences.

$$C = \frac{\epsilon_0 \epsilon_r S}{h} \quad \text{avec} \quad \left\{ \begin{array}{l} \epsilon_0 = \text{permittivité du vide} = 8,85 \cdot 10^{-12} \, \text{F} \cdot \text{m}^{-1} \\ \epsilon_r = \text{permittivité relative} = 1 \quad \text{dans notre cas} \\ S = \text{aire des surfaces de métal en regard l'une de l'autre} \\ h = \text{distance entre les deux plaques de métal} \end{array} \right\} \qquad (II.3)$$
**Dans l'élément :**

Récemment, une nouvelle technique d'insertion de chargement capacitif a été réalisée. Celle-ci consiste à insérer la capacité dans l'élément rayonnant. Plusieurs configurations possibles sont présentées sur la **Figure II.7** :

- la première configuration est une des géométries présentée dans [CHI 03] ;

- la deuxième configuration est une des nombreuses autres solutions envisageables.

<figure><img src="image_15.png" /><figcaption>**Figure II.7 :** Différents types de chargement capacitif inséré dans l'élément</figcaption></figure>

Le principe utilisé est de permettre un allongement des longueurs résonnantes mais surtout de donner lieu à l'émergence de nouveaux résonateurs. Tout se passe comme si l'on avait inséré un résonateur parasite sous l'élément alimenté. Or cet élément parasite ne résonne pas sur sa propre longueur mais sur la somme de sa longueur et de celle de l'élément alimenté. La large bande passante est ainsi obtenue en couplant cette résonance avec la résonance du pavé alimenté située légèrement plus haut en fréquence. Il est tout de même évident que le chargement capacitif participe à la diminution des fréquences avec notamment un effet plus marqué sur la fréquence de la résonance inférieure.

**Inconvénients :**

Le principal inconvénient de l'utilisation de ces chargements capacitifs est une augmentation du facteur de qualité de l'antenne. Les conséquences sur le fonctionnement de celle-ci se traduisent par une adaptation délicate, une réduction de la bande passante et une diminution de son efficacité rayonnée.
## 3.8 Chargements capacitifs et/ou inductifs par composants passifs localisés

L'idée est de séparer le pavé métallique horizontal constituant l'antenne en plusieurs portions et d'insérer de petits composants passifs appelés CMS (Composant Monté en Surface) entre chaque portion. Ces composants localisés permettent soit d'allonger la longueur résonnante de l'élément, soit de la diminuer. On peut ainsi obtenir des antennes bibandes à partir de composants selfiques [YEH 02], capacitifs ou les deux simultanément [LUI 01].

Le principal inconvénient de l'utilisation de CMS de type inductance ou condensateur est, comme dans le cas précédent, une augmentation du facteur de qualité de l'antenne. En effet, les CMS rendent l'antenne trop réactive en augmentant l'énergie électromagnétique totale emmagasinée dans celle-ci. Les conséquences sur son fonctionnement sont les mêmes que précédemment.

## 3.9 Tableau récapitulatif – Conclusion

Nous venons d'effectuer un tour d'horizon des différentes techniques de miniaturisation et d'élargissement des bandes employées dans l'optimisation des antennes intégrées aux terminaux mobiles. Le Tableau II.1 propose une synthèse de ces techniques.

<table><caption>Tableau II.1 : Techniques de miniaturisation et d'élargissement des bandes des petites antennes</caption><thead><tr><th></th><th></th><th colspan="3">OBJECTIFS</th></tr><tr><th></th><th></th><th>Miniaturisation</th><th>Large bande</th><th>Multibande</th></tr></thead><tbody><tr><td rowspan="10">SOLUTIONS</td><td>Modification de la forme de l'élément rayonnant :</td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>→ en forme de noeud-papillon</td><td>X</td><td></td><td>X</td></tr><tr><td>→ méandres verticaux ou repliement de la structure</td><td>X</td><td></td><td>X</td></tr><tr><td>→ méandres latéraux ou verticaux très étroits</td><td>X</td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>Utilisation d'un substrat à haute constante diélectrique</td><td>X</td><td></td><td>X</td></tr><tr><td>Ajout de courts-circuits verticaux entre l'élément rayonnant et le plan de masse</td><td>X</td><td></td><td>X</td></tr><tr><td>Ajout de résonateurs parasites :</td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>→ juxtaposés</td><td></td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>→ juxtaposés avec ajout de courts-circuits</td><td>X</td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>→ superposés</td><td></td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>→ superposés avec ajout de courts-circuits</td><td>X</td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>Insertion de fentes dans l'élément rayonnant pour :</td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>→ la création de nouvelles résonances</td><td>X</td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>→ l'allongement des longueurs électriques</td><td>X</td><td></td><td>X</td></tr><tr><td>→ la création de nouveaux résonateurs</td><td>X</td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>Utilisation d'un chargement capacitif inséré :</td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>→ en bout d'élément</td><td>X</td><td></td><td>X</td></tr><tr><td>→ dans l'élément</td><td>X</td><td>X</td><td>X</td></tr><tr><td>Utilisation de chargements capacitifs et/ou inductifs réalisés par des composants localisés</td><td>X</td><td></td><td>X</td></tr></tbody></table>
Or, dans la plupart des cas, l'utilisation d'une seule de ces techniques ne suffit pas à garantir la couverture simultanée des nombreuses normes requises :

- pour les communications mobiles du type GSM (880-960 MHz), DCS (1710-1880 MHz), PCS (1850-1990 MHz) ou UMTS (1920-2170 MHz),

- mais aussi pour les communications sans fil du type WPAN (Bluetooth) et WLAN (Wi-Fi) dont la bande de fréquence se situe entre 2400 et 2483,5 MHz.

Récemment, grâce à la combinaison de plusieurs de ces techniques, des antennes à la fois miniatures, larges bandes et multibandes ont été réalisées. En voici une liste non exhaustive :

- antenne GSM/UMTS [CAR 02] ;

- antennes GSM/DCS-PCS [MAN 01] [MAR 03] [TEN 02] ;

- antenne GSM/DCS/WLAN [QI 04] ;

- antennes GSM/DCS-PCS/WLAN [GUO 03b] [WU 04] ;

- antennes GSM/DCS-PCS-UMTS [GUO 03a] [LET 03] [MAR 03] [OLL 00] ;

- antenne GSM/DCS-PCS-UMTS/WLAN [GUO 04].

Le fait que ces antennes couvrent simultanément tous les standards cités, rend leur géométrie assez complexe. Afin de simplifier les géométries de ces structures et de couvrir des normes parfois très proches en fréquence, une solution envisageable est de piloter l'antenne en fréquence. Ce pilotage peut être réalisé au moyen de composants actifs insérés dans l'élément rayonnant [CAR 01] ou de réseaux d'adaptation insérés dans la partie électronique de commande du terminal mobile [KIV 02]. On peut ainsi réaliser, à partir d'une structure à la géométrie moins compliquée, un pilotage d'une ou plusieurs bandes passantes de largeurs relativement faibles sur de larges bandes de fréquences.

La majorité des structures multibandes référencées précédemment reposent sur des antennes de type PIFA auxquelles des modifications importantes ont été apportées (ajout de résonateurs parasites, insertion de fentes...). Grâce notamment à sa compacité et à son faible coût de fabrication, ce type d'antenne est, depuis quelques années, largement utilisé en téléphonie mobile. Nous allons maintenant décrire les principes de fonctionnement d'une antenne PIFA de base.
# 4 Antenne PIFA

## 4.1 Outil de simulation

La géométrie étudiée dans ce chapitre ainsi que celles des chapitres à venir ont été simulées à l'aide du logiciel commercial de simulation électromagnétique IE3D développé par Zeland Software [ZEL 04]. Il permet la simulation de structures à trois dimensions avec plan de masse de dimensions finies ou infinies. Le substrat diélectrique quant à lui, est de dimensions infinies. Ce logiciel est basé sur la formulation des équations intégrales résolues par la méthode des moments. Cette méthode discrétise la structure étudiée à l'aide d'un maillage de cellules de formes rectangulaires et triangulaires non uniformes en vue de calculer les densités de courants électriques surfaciques. Il est possible de modéliser aussi bien un courant électrique à la surface d'une structure métallique, qu'un courant magnétique dans une ouverture métallique. Le maillage de la structure est réalisé pour un nombre de cellules, par longueur d'onde choisie mais l'utilisateur a également la possibilité d'ajouter des points de maillage pour augmenter le nombre de cellules. Après ces étapes de calculs, IE3D propose différents résultats pour caractériser la structure étudiée : les paramètres [S], le lieu d'impédance, le diagramme de rayonnement à deux ou trois dimensions, l'efficacité, les densités de courant... IE3D offre également la possibilité de tenir compte des épaisseurs de métallisation dans la modélisation.

## 4.2 Mise au point

Tout au long de ce manuscrit, nous parlerons de fréquences de résonance et de fréquences de travail. Il est important de préciser ce que signifient ces deux termes. En raison des effets selfiques induits par les languettes d'alimentation et de court-circuit de nos structures, nous considérons que les fréquences de résonance ne sont pas données par les annulations de la partie imaginaire de l'impédance d'entrée de ces antennes, mais par les maxima de partie réelle de cette impédance d'entrée. De plus, nous définissons les fréquences de travail comme étant les fréquences où les minima du coefficient de réflexion (ou du ROS) sont atteints.

## 4.3 Géométrie

Une antenne PIFA type que nous avons conçue, est présentée sur les **Figures II.8 et II.9**. Le résonateur de dimensions 12 x 75 x 7 mm³ est alimenté par une sonde coaxiale de diamètre 1,2 mm. Un court-circuit plan, de largeur égale à la largeur de l'élément rayonnant, est placé au bord de cet élément. L'ensemble est positionné sur un plan de masse de dimensions 40 x 100 mm². Le diélectrique entre l'élément rayonnant et le plan de masse est de l'air.
<figure><img src="image_16.png" /><figcaption>Figure II.8 : Géométrie de l'antenne PIFA</figcaption></figure>

<figure><img src="image_17.png" /><figcaption>Figure II.9 : Dimensions en mm de l'antenne PIFA</figcaption></figure>

## 4.4 Principes de fonctionnement

Par rapport à une antenne demi-onde, une antenne PIFA ou antenne quart d'onde présente des dimensions réduites. L'antenne PIFA est obtenue en plaçant le court-circuit (plan, filaire ou de type languette) entre le résonateur demi-onde et le plan de masse, à l'endroit précis où le champ électrique s'annule pour le mode fondamental. Ceci permet donc de s'affranchir d'une moitié du résonateur et d'avoir ainsi une résonance en $\lambda/4$ (Figure II.10).
<figure><img src="image_18.png" /></figure>

résonateur $\lambda/4$ ou
antenne PIFA :

<figure><img src="image_19.png" /><figcaption>**Figure II.10 :** Distribution du champ électrique du mode fondamental des antennes demi-onde et quart d'onde (PIFA)</figcaption></figure>

Voici quelques caractéristiques des antennes PIFA :

- Lorsque le court-circuit est plan et que sa largeur est égale à la largeur du résonateur, le trajet des courants à la surface de l'élément rayonnant s'effectue de façon rectiligne conformément à la **Figure II.11**,

<figure><img src="image_20.png" /><figcaption>**Figure II.11 :** Trajets des courants surfaciques du mode fondamental d'une PIFA ayant un court-circuit plan</figcaption></figure>

et donc la fréquence de résonance fondamentale théorique d'une telle antenne est [TAG 92] :

$$f_r = \frac{c}{4(L+H)} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c=vitesse \ de \ la \ lumière \\ L=longueur \ du \ résonateur \\ H=hauteur \ du \ résonateur \end{cases} \qquad (II.4)$$

Par rapport à un résonateur demi-onde, l'ajout du court-circuit plan permet de renforcer l'intensité de rayonnement de la composante croisée dans le plan $H$. Dans le cas de l'antenne PIFA sur plan de masse réduit de la **Figure II.8**, cette composante a un rayonnement de type dipolaire avec des creux dans l'axe de l'antenne (à $\theta = 0°$ et $\theta = 180°$) et des maxima dans le plan du PCB.
- Lorsque le court-circuit est placé dans le coin du résonateur est qu'il s'agit d'un court-circuit filaire, ou bien d'un court-circuit plan dont la largeur tend vers zéro (court-circuit alors de type languette), les trajets en courants sont incurvés et légèrement plus longs que dans le cas précédent (Figure II.12).

<figure><img src="image_21.png" /><figcaption>Figure II.12 : Trajets des courants surfaciques du mode fondamental d'une PIFA ayant un court-circuit étroit</figcaption></figure>

La fréquence de résonance fondamentale théorique d'une telle antenne est donnée par [TAG 92] :

$$f_r = \frac{c}{4(L+W+H)} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ L = \text{longueur du résonateur} \\ W = \text{largeur du résonateur} \\ H = \text{hauteur du résonateur} \end{cases} \qquad (II.5)$$

Au niveau du rayonnement, la réduction de la largeur du court-circuit permet de renforcer le niveau de polarisation croisée dans les plans *E* et *H*, avec notamment une diminution de l'intensité des creux dans l'axe de l'antenne (à $\theta = 0°$ et $\theta = 180°$) dans le plan *H*.

Même si l'utilisation du court-circuit permet une réduction des dimensions de l'antenne, elle a aussi pour principal inconvénient d'éliminer certains modes de résonance. En effet, tous les modes supérieurs du résonateur demi-onde présentant un champ électrique maximum à l'endroit où le court-circuit est inséré vont être éliminés, car celui-ci impose un champ nul en ce point. Ainsi, dans une antenne PIFA, seuls subsisteront les modes impairs (mode (1,0) ou mode 1, mode (3,0) ou mode 3, mode (5,0) ou mode 5...). Les modes pairs (mode (2,0) ou mode 2, mode (4,0) ou mode 4, mode (6,0) ou mode 6...) quant à eux, seront éliminés.

De plus, l'ajout du court-circuit entraîne l'addition d'une inductance, dont la valeur est directement liée aux dimensions de celui-ci. Ainsi, l'impédance d'entrée d'une antenne PIFA sera selfique.
## 4.5 Impédance d'entrée – Courants de surface

La visualisation de l'impédance d'entrée de l'antenne de la **Figure II.8** en terme de parties réelle et imaginaire fait apparaître quatre résonances (**Figure II.13**).

<figure><img src="image_22.png" /><figcaption>**Figure II.13 :** Impédance d'entrée de l'antenne PIFA</figcaption></figure>

La première vérification que l'on peut d'emblée faire est que l'impédance d'entrée de cette antenne PIFA est bien inductive. De plus, cet effet selfique augmente avec la fréquence car sa réactance est de la forme $X = L\omega$.

Les fréquences de résonance observées sont les modes impairs 1, 3, 5 et 7 de l'antenne et nous pouvons ainsi dire que :

- La première résonance à 0,9 GHz est le mode fondamental de l'antenne. C'est le mode (1,0) ou mode 1. Sa fréquence théorique $f_{rt}$, donnée par la **Formule (II.4)** est égale à 0,91 GHz.

- La deuxième résonance à 2,72 GHz est le mode (3,0) ou mode 3. Sa fréquence de résonance théorique est le triple de la fréquence théorique du mode 1, soit 2,73 GHz.

- La résonance suivante à 4,52 GHz est le mode (5,0) ou mode 5. Sa fréquence de résonance théorique est donc : $5 \times f_{rt} = 4,55$ GHz.

- Enfin, la dernière résonance à 6,29 GHz est le mode (7,0) ou mode 7. Sa fréquence théorique est donc : $7 \times f_{rt} = 6,37$ GHz.

Un bon accord est obtenu entre le résultat de la simulation et la formule théorique. Mais, dans le but de vérifier si ces résonances sont bien liées aux modes énoncés, nous avons choisi de visualiser les courants à la surface du résonateur (**Figure II.14**).
<figure><img src="image_23.png" /><figcaption>Figure II.14 : Distribution des courants de l'antenne PIFA</figcaption></figure>

La **Figure II.15** représente les distributions des champs électriques et des courants de surface des quatre premiers modes d'une antenne de type PIFA. Cette figure nous permet de mettre en évidence le sens des vecteurs courants de chaque mode grâce au signe de la sinusoïde :

- Pour le mode 1, aucun changement de signe dans la distribution du courant de surface n'est observé à la **Figure II.15**. Ainsi à 0,9 GHz (Figure II.14), les vecteurs courants à la surface de l'élément rayonnant sont toujours dans le même sens.

- Pour le mode 3 à 2,72 GHz (Figure II.14), un changement de sens des vecteurs courants est observé au noeud de courant. Ceci est bien vérifié par la théorie (Figure II.15).

- Pour le mode 5 et sa distribution du courant de surface, deux changements de signe de la sinusoïde sont visibles sur la **Figure II.15**. Ainsi à 4,52 GHz (Figure II.14), les vecteurs courants changent deux fois de sens à l'endroit précis où le courant est minimum.

- Pour le mode 7 à 6,29 GHz (Figure II.14), les trois changements de sens des vecteurs courants se rapportent aux trois changements de signe de la sinusoïde (Figure II.15).
<figure><img src="image_24.png" /><figcaption>Figure II.15 : Distribution des champs électriques et des courants de surface des quatre premiers modes d'une antenne de type PIFA</figcaption></figure>

Nous venons de décrire quelques caractéristiques de fonctionnement d'une antenne de type PIFA : impédance d'entrée selfique, niveau de polarisation croisée élevé, modes de résonance avec leur fréquence et leur distribution en courants de surface. Afin d'être plus complet, d'autres caractéristiques radioélectriques de ces antennes seront traitées dans la suite de ce manuscrit : bandes passantes, rayonnement, efficacité. Ainsi, nous verrons que les performances procurées par les PIFA, font de ces antennes les éléments rayonnants les plus attractifs et les plus utilisés actuellement en communications mobiles.
**5 Conclusion**

Au cours de ce chapitre, nous avons traité des techniques actuellement utilisées par les concepteurs d'antennes pour terminaux mobiles. Celles-ci visent à améliorer la compacité de l'antenne en vue d'une intégration dans un boîtier de téléphone portable. Elles visent également à l'obtention de caractéristiques à la fois multibandes et larges bandes afin de permettre une couverture des nombreux standards de télécommunication mobile et sans fil actuels et futurs. Nous avons ainsi pu apprécier les avantages et inconvénients propres à chaque technique. Enfin, une description du fonctionnement d'une antenne de type PIFA a terminé ce chapitre.
# Chapitre III : Antenne bi-bande

## 1 Introduction

Ce chapitre présente la conception et l'analyse d'une antenne bi-bande GSM/2 GHz originale. Partant d'un élément rayonnant rectangulaire de type demi-onde, l'ajout d'une languette de court-circuit entre cet élément et le plan de masse va permettre la création d'une nouvelle résonance située plus bas en fréquence que le premier mode de cavité de l'élément initial sans languette de court-circuit. Par la suite, la réalisation d'une fente à la surface de l'élément court-circuité, désormais de type quart d'onde, va permettre une descente en fréquence de ses modes résonnants fondamental et supérieurs. Précisons qu'à chaque étape de la conception, une analyse détaillée des différents phénomènes physiques mis en jeu sera réalisée.

## 2 Structure de base de l'étude

### 2.1 Géométrie

L'élément rayonnant de dimensions 32 x 22 x 8,5 mm³ est positionné sur le bord d'un plan de masse de dimensions 40 x 105 mm² (Figures III.36 et III.2). Cet élément, de type résonateur demi-onde, est alimenté par une sonde coaxiale via une languette métallique dite languette d'alimentation. Le diélectrique entre le résonateur et le plan de masse est de l'air. Afin d'apporter une certaine rigidité à la structure et de permettre le meilleur parallélisme possible entre le résonateur et le plan de masse, une mousse diélectrique ayant des caractéristiques proches de celle de l'air (ε<sub>r</sub> voisin de 1) peut être ajoutée [GUO 03a].

<figure><img src="image_25.png" /><figcaption>Figure III.1 : Géométrie de l'élément rayonnant</figcaption></figure>
<figure><img src="image_26.png" /><figcaption>Figure III.2 : Dimensions en mm de l'élément rayonnant</figcaption></figure>

## 2.2 Impédance d'entrée

L'observation des résultats de simulation IE3D en terme d'impédance d'entrée de l'antenne fait apparaître quatre résonances (Figures III.3 et III.4). La première se situe aux alentours de 1,27 GHz et constitue la résonance série de l'antenne. Les trois suivantes, à savoir celles à 3,51, 4,65 et 5,94 GHz, sont assimilables à des résonances parallèles et correspondent à certains modes de cavité de l'antenne.

<figure><img src="image_27.png" /><figcaption>Figure III.3 : Parties réelle et imaginaire de l'impédance d'entrée de l'antenne</figcaption></figure>

Une résonance série est qualifiée d'anti-résonance car elle ne constitue pas un mode de fonctionnement de l'antenne. En effet, à la fréquence d'une résonance série, l'antenne se comporte comme un circuit RLC série : son impédance d'entrée est à partie imaginaire nulle et à partie réelle faible (point de fréquence situé près du point de court-circuit sur l'abaque de Smith, cf Figure III.4 et la fréquence 1,27 GHz de la résonance série).
<figure><img src="image_28.png" /><figcaption>Figure III.4 : Abaque de Smith de l'antenne</figcaption></figure>

Une résonance parallèle quant à elle, constitue un mode de cavité ou de fonctionnement de l'antenne. A la fréquence d'une résonance parallèle, l'antenne se comporte comme un circuit RLC parallèle (dit circuit bouchon) : son impédance d'entrée est toujours à partie imaginaire nulle mais sa partie réelle présente un maximum appelé pic de résonance (point de fréquence situé près du point de circuit ouvert sur l'abaque de Smith). Or pour l'antenne étudiée, l'annulation de la partie imaginaire n'intervient pas toujours au même point de fréquence que le maximum de partie réelle (cf fréquences 3,51 et 4,65 GHz sur l'abaque de Smith de la **Figure III.4**) : ceci est dû aux effets selfiques induits par la languette d'alimentation de l'antenne. Les trois résonances à 3,51, 4,65 et 5,91 GHz sont des résonances parallèles sur lesquelles nous allons immédiatement porter quelques précisions.

## 2.3 Courants de surface – Identification des résonances

Dans le but d'identifier à quel mode les résonances à 3,51, 4,65 et 5,94 GHz correspondent, nous avons visualisé les courants à la surface du résonateur (**Figure III.5**).
<figure><img src="image_29.png" /><figcaption>Figure III.5 : Distributions des courants à la surface de l'élément rayonnant</figcaption></figure>

Les fréquences de résonance des modes de cavité d'une antenne demi-onde (avec $ε_r = 1$) sont données par [HAN 92] :

$$f_{mn} = \frac{c}{2} \sqrt{\left(\frac{m}{W_{eff}}\right)^2 + \left(\frac{n}{L_{eff}}\right)^2} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ W_{eff} = \text{largeur effective du résonateur} \\ L_{eff} = \text{longueur effective du résonateur} \\ m, n = \text{indices dans les directions x et y} \end{cases} \qquad (III.1)$$

où $W_{eff}$ et $L_{eff}$ sont les dimensions effectives du résonateur rectangulaire tenant compte des effets de bord définies de la manière suivante :
$$W_{eff} = W \left( 1 + 0,824 \frac{H}{W} \frac{1,3\left(\frac{W}{H} + 0,262\right)}{0,742\left(\frac{W}{H} + 0,813\right)} \right) \qquad (III.2)$$

et

$$L_{eff} = L \left( 1 + 0,824 \frac{H}{L} \frac{1,3\left(\frac{L}{H} + 0,262\right)}{0,742\left(\frac{L}{H} + 0,813\right)} \right) \qquad (III.3)$$

avec $W$ = largeur réelle du résonateur = 32 mm, $L$ = longueur réelle du résonateur = 22 mm et $H$ = hauteur du résonateur = 8,5 mm. Ainsi, les Formules (III.2) et (III.3) donnent respectivement : $W_{eff}$ = 42,8 mm et $L_{eff}$ = 32,3 mm.

Donc, pour chaque fréquence de résonance, nous appliquons la Formule (III.1) et nous en déduisons les faits suivants :

- La résonance à 3,51 GHz est le mode de cavité (1,0) de l'antenne. Sa fréquence de résonance théorique déterminée par la Formule (III.4) est donc très proche de la valeur simulée :

$$f_{10} = \frac{c}{2W_{eff}} = 3,5 \text{ GHz} \qquad (III.4)$$

- La résonance suivante à 4,65 GHz est le mode (0,1). Sa fréquence théorique donnée par la Formule (III.5) est de nouveau très proche de la fréquence simulée :

$$f_{01} = \frac{c}{2L_{eff}} = 4,64 \text{ GHz} \qquad (III.5)$$

- Enfin, la dernière résonance constitue le mode de cavité (1,1) et sa valeur simulée à 5,91 GHz est en accord avec sa fréquence théorique donnée par la Formule (III.6) :

$$f_{11} = \frac{c}{2} \sqrt{\frac{1}{W_{eff}^2} + \frac{1}{L_{eff}^2}} = 5,82 \text{ GHz} \qquad (III.6)$$

Les dimensions de l'antenne sont propices à son intégration dans un boîtier de téléphone portable. Cependant, les résonances sont placées trop haut en fréquence pour espérer couvrir les standards de communication mobile actuels. Afin de créer une résonance supplémentaire située plus bas en fréquence, la solution retenue est l'ajout d'un court-circuit vertical de type languette [HUY 03].
# 3 Antenne avec languette de court-circuit

## 3.1 Géométrie

Une languette de court-circuit de dimensions égales à celles de la languette d'alimentation est ajoutée entre le résonateur et le plan de masse de l'antenne précédemment décrite. Elle est positionnée sur le bord du résonateur, à 9 mm de la languette d'alimentation (Figures III.6 et III.7).

<figure><img src="image_30.png" /><figcaption>Figure III.6 : Géométrie de l'antenne avec la languette de court-circuit</figcaption></figure>

<figure><img src="image_31.png" /><figcaption>Figure III.7 : Dimensions en mm de l'antenne avec la languette de court-circuit</figcaption></figure>
## 3.2 Impédance d'entrée

La visualisation de l'impédance d'entrée de cette antenne fait maintenant apparaître quatre résonances parallèles (Figure III.8).

<figure><img src="image_32.png" /><figcaption>Figure III.8 : Parties réelle et imaginaire de l'impédance d'entrée de l'antenne avec languette de court-circuit</figcaption></figure>

La première résonance à 1,41 GHz est une nouvelle résonance créée par l'ajout de la languette de court-circuit. Cette résonance, située au niveau de la résonance série de l'antenne sans languette de court-circuit, induit donc un nouveau mode de fonctionnement de type résonance parallèle, appelé mode de résonance court-circuit (ou mode court-circuit).

Les trois résonances suivantes, à savoir celles à 3,6, 4,99 et 5,85 GHz, apparaissent à des fréquences très voisines de celles de l'antenne sans languette de court-circuit.

## 3.3 Courants de surface – Identification des résonances

Observons maintenant les courants à la surface de ce résonateur court-circuité (Figure III.9).

Première constatation, les distributions en courants des trois modes supérieurs (3,6, 4,99 et 5,85 GHz) sont respectivement identiques à celles des modes (1,0) à 3,51 GHz, (0,1) à 4,65 GHz et (1,1) à 5,91 GHz de l'antenne sans languette de court-circuit. Ce sont donc des modes demi-onde dont les résonances ont été légèrement modifiées en amplitude et en fréquence par l'adjonction de la languette de court-circuit, mais dont les distributions en courant ont été conservées à l'identique.
<figure><img src="image_33.png" /><figcaption>Figure III.9 : Distribution des courants à la surface du résonateur</figcaption></figure>

Concernant la nouvelle résonance parallèle (1,41 GHz), deux types d'interprétation permettent d'en expliquer la création : la première interprétation est basée sur le concept de l'antenne fil-plaque [DEL 94] ; la deuxième quant à elle, se base sur le concept de l'antenne PIFA :

- Concept de l'antenne fil-plaque : l'apparition de la résonance parallèle et sa proximité avec la résonance série de l'antenne initiale (1,27 GHz) peuvent être expliquées grâce au schéma équivalent présenté en **Figure III.10** : la résonance série de l'antenne sans languette de court-circuit est fonction de l'inductance de la languette d'alimentation ($L_{alimentation}$) et de la capacité formée par la plaque résonateur suspendue au dessus du plan de masse ($C_{toit}$). L'ajout d'une
lanquette de court-circuit, de dimensions identiques à celles de la languette d'alimentation, va
donc créer une nouvelle inductance (L<sub>court-circuit</sub>) quasiment identique à celle créée par la
lanquette d'alimentation. Or, cette nouvelle inductance vient en fait court-circuiter la capacité
formée par le résonateur et créer ainsi la nouvelle résonance parallèle. La résistance R présente
dans le schéma équivalent de l'antenne avec languette de court-circuit, caractérise les pertes
globales de l'antenne à la résonance parallèle, c'est-à-dire les pertes par rayonnement et les
pertes ohmiques sur les parties métalliques (il n'y a pas de pertes diélectriques puisque celui-ci
est de l'air). Cette modélisation prend également en compte le circuit résonnant RLC parallèle
du mode fondamental (1,0) de l'antenne.

<figure><img src="image_34.png" /><figcaption>**Figure III.10 : Modélisation électrique de l'effet de la languette de court-circuit**</figcaption></figure>

Cette interprétation permet non seulement d'expliquer l'apparition de la nouvelle résonance parallèle (Formule (III.8)), mais aussi sa proximité avec la résonance série de l'antenne initiale (Formule (III.7)). En effet, dans la mesure où les languettes d'alimentation et de court-circuit ont les mêmes dimensions, leur inductance respective est quasiment égale et donc leur fréquence de résonance respective sera très proche.

$$
f_{\text{série}} = \frac{1}{2\pi \sqrt{L_{\text{alimentation}} C_{\text{toit}}}} \qquad (\text{III.7})
$$

$$
f_{\text{parallèle}} = \frac{1}{2\pi \sqrt{L_{\text{court-circuit}} C_{\text{toit}}}} \qquad (\text{III.8})
$$

- Concept de l'antenne PIFA : par application du principe de miniaturisation décrit au Chapitre II (cf paragraphe 4.4 page 52), nous en déduisons que la fréquence de résonance du nouveau mode créé est de type quart d'onde. Dorénavant, nous appellerons ce mode, le mode court-circuit, et sa fréquence théorique sera donnée par la Formule (III.9) [TAG 92] :

$$
f_{\text{court-circuit}} = \frac{c}{4(L+W+H)} = 1,2 \text{ GHz avec } \begin{cases} L=22 \text{ mm} \\ W=32 \text{ mm} \\ H=8,5 \text{ mm} \end{cases} \qquad \text{(III.9)}
$$
Or cette formule donne une résonance théorique quelque peu éloignée de la valeur simulée (1,41 GHz). La différence vient du fait que la languette de court-circuit est située sur le bord du résonateur suivant *Oy* mais pas suivant *Ox* ; ainsi, les trajets maximaux en courant sur l'élément rayonnant sont un peu plus courts selon cette direction *Ox* et donc la fréquence de résonance simulée est supérieure à celle obtenue par la **Formule (III.9)**.

Cette antenne a donc une résonance quart d'onde et trois résonances demi-onde. A ces quatre fréquences, nous avons observé à la surface de la languette de court-circuit, des courants dirigés vers le plan de masse. La différence majeure entre ces deux types de résonances en terme de distributions de courants est que pour la résonance quart d'onde, les courants à la surface du résonateur sont orientés vers le court-circuit. Par contre, pour les résonances demi-onde, même si des courants circulent sur la languette de court-circuit, les courants présents sur le résonateur sont indépendants de la présence du court-circuit et ainsi, ils ne sont pas du tout orientés vers celui-ci.

Cette antenne a donc un fonctionnement différent de l'antenne PIFA présentée au **Chapitre II**. En effet, alors que l'on observait les quatre premiers modes impairs traditionnels 1, 3, 5 et 7 pour l'antenne du **Chapitre II**, ici les quatre premiers modes ont une origine différente. Ceci est dû à la fois à la position et à la largeur du court-circuit mais surtout au fait que dans le cas présent, la longueur *L* et la largeur *W* de l'élément rayonnant ont le même ordre de grandeur.

Bien qu'une nouvelle résonance ait été créée, son positionnement en fréquence, ainsi que celui des modes supérieurs d'ailleurs, est toujours situé trop haut en fréquence. Afin de diminuer les fréquences de ces modes résonnants, la solution cette fois-ci retenue est la réalisation d'une fente dans l'élément rayonnant [GUO 03b] [LET 03].
# 4 Réalisation d'une fente dans la structure de base

## 4.1 Géométrie

Dans le but d'obtenir une antenne bi-bande fonctionnant aux fréquences GSM et vers 2 GHz, nous avons découpé une fente dans le résonateur précédent afin de perturber ses modes résonnants (Figures III.11 et III.12).

<figure><img src="image_35.png" /><figcaption>Figure III.11 : Elément rayonnant avec une fente</figcaption></figure>

<figure><img src="image_36.png" /><figcaption>Figure III.12 : Dimensions en mm de l'élément rayonnant</figcaption></figure>

La fente, dans sa partie initiale, est inclinée d'un angle de 45° et a une longueur de 23 mm. Après le coude de 45°, sa longueur est de 27 mm. Cette fente a été découpée jusqu'à ce que les deux premières résonances de l'antenne soient placées aux fréquences GSM pour la première et vers 2 GHz pour la deuxième.
## 4.2 Découpe progressive de la fente dans le résonateur

Afin d'étudier le comportement des différentes résonances de l'antenne, la fente est découpée progressivement dans le résonateur. Pour cela, nous avons choisi de visualiser seulement la partie réelle de l'impédance d'entrée (Figures III.13 à III.19).

Si nous connaissons l'origine des quatre premiers modes de résonance lorsque le résonateur est dépourvu de fente (cf paragraphe 3.3 page 66), il est beaucoup plus difficile d'identifier leur nature dans les **Figures III.13 à III.19** lorsque nous découpons la fente. En effet, la réalisation de la fente dans le résonateur modifie fortement les trajets en courant de chacun de ces modes. Ainsi, une certaine résonance attribuée à un mode au début de l'étude paramétrique, ne sera plus liée au même mode lorsque la fente sera complètement découpée.

Cette découpe de fente comprendra deux parties. Dans un premier temps, nous considérerons la réalisation de sa partie initiale dite portion "avant-coude". Puis dans un deuxième temps, nous nous intéresserons à sa portion "après-coude".

### 4.2.1 Portion "avant-coude"

Nous observons (Figure III.13) les résonances R1, R2, R3 et R4. Ces quatre résonances sont modifiées, en fréquence et en amplitude, par la découpe de la fente dans le résonateur. Ainsi, lorsque la longueur de la fente augmente de 0 à 11,7 mm, les fréquences des résonances R1 à R4 diminuent. Cet effet sur les fréquences est normal puisque la fente allonge les trajets des courants de chaque mode. Nous notons cependant une descente en fréquence moins prononcée de R1 car pour cette résonance, le sens du courant principal est orienté selon le tracé de la fente.

<figure><img src="image_37.png" /><figcaption>Figure III.13 : Observation des résonances R1, R2, R3 et R4</figcaption></figure>
Par la suite (Figure III.14), lorsque la longueur de la fente augmente de 14,5 à 23 mm, nous observons toujours les résonances R1 à R4 qui continuent à diminuer en fréquence. D'autre part, nous pouvons noter l'apparition d'une nouvelle résonance R5 que nous interprétons comme étant la fréquence de résonance de la fente. Or, cette fente a la géométrie d'une fente débouchante quart d'onde dont la fréquence de résonance théorique est donnée par la Formule (III.10) :

$$f_r = \frac{c}{4l} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ l = \text{longueur de la fente} \end{cases} \qquad (III.10)$$

Mais pour une longueur de fente de 14,5 mm, la résonance théorique est égale à 5,17 GHz, valeur très éloignée du résultat de simulation qui donne une résonance à 6,35 GHz. Nous expliquons cette différence par le fait que la résonance de la fente n'est pas très bien excitée : d'une part, la longueur effective de la fente est alors inférieure à sa longueur réelle ; et d'autre part, nous ne notons pas vraiment de maximum de partie réelle pour R5 (Figure III.14). D'ailleurs, cette mauvaise excitation de la résonance R5 se vérifiera dans la suite de cette étude paramétrique, où lorsque l'on aura atteint la longueur finale de la fente, la résonance R5 créée par cette fente sera complètement "absorbée" par une résonance voisine. La fente réalisée ne fonctionne donc pas exactement comme une fente débouchante quart d'onde. Cependant, sa fréquence de résonance suit tout de même un comportement correct puisqu'elle diminue lorsque sa longueur augmente.

<figure><img src="image_38.png" /><figcaption>Figure III.14 : Observation des résonances R1, R2, R3, R4 et R5</figcaption></figure>
4.2.2 Portion "après-coude"

Nous amorçons maintenant la portion "après-coude" de la fente. Celle-ci est alors plus large
car une étude paramétrique que nous présenterons ultérieurement, montrera que ce cas de figure est
plus intéressant. Les effets généraux seraient cependant identiques si nous avions conservé la même
largeur.

<figure><img src="image_39.png" /><figcaption>**Figure III.15 : Observation des résonances R1, R2, R3, R4 et R5**</figcaption></figure>

Contrairement aux résultats précédents où toutes les fréquences des modes résonnants liés à
l'élément rayonnant diminuaient sensiblement (avec tout de même une baisse moins importante pour
R1), ici (Figure III.15), à l'amorce de la découpe du coude de la fente, nous n'avons plus le même
comportement. En effet, seules les fréquences de résonance R1 et R2 subissent une diminution
conséquente. Il semble donc qu'à ce stade de la découpe de la fente, la géométrie de cette dernière
n'ait pas de répercussion sur les trajets en courants des résonances R3 et R4 puisque les fréquences
de ces deux résonances ne sont que peu modifiées.

Avec une longueur totale de fente égale à 31 mm (Figure III.16), la résonance R5 de la fente est maintenant couplée à la résonance R4.
<figure><img src="image_40.png" /><figcaption>Figure III.16 : Observation des résonances R1, R2, R3 et R4 + R5</figcaption></figure>

Lorsque nous continuons à augmenter la longueur de la fente (Figure III.17), un phénomène auquel nous pouvions nous attendre apparaît : la résonance R5 se découple de la résonance R4 et continue à descendre plus rapidement que R4. Ainsi, la résonance R5 de la fente se situe maintenant entre les résonances R3 et R4.

Nous observons, par ailleurs, que les fréquences des résonances R1 à R4, liées à l'élément rayonnant lui-même, continuent à descendre. De plus, alors que jusqu'à l'amorce de la découpe du coude de la fente, nous notions une baisse modérée de la fréquence de R1, il semble que cette portion coudée de la fente ait une répercussion importante sur les trajets en courant de cette résonance puisque cette dernière diminue fortement.

<figure><img src="image_41.png" /><figcaption>Figure III.17 : Observation des résonances R1, R2, R3, R5 et R4</figcaption></figure>
Le phénomène que nous avons rencontré précédemment se réitère ici encore entre R5 et R3 (Figure III.18). En effet, la fente continuant son allongement, sa fréquence de résonance (R5) diminue et descend plus bas que celle de R3. La résonance de la fente semble cependant commencer à s'amortir.

<figure><img src="image_42.png" /><figcaption>Figure III.18 : Observation des résonances R1, R2, R5, R3 et R4</figcaption></figure>

Sur la Figure III.19, le mode résonnant de la fente (R5) est absorbé par la résonance R3. Il faut préciser que R5 ne disparaît pas mais sa partie réelle étant faible, elle est juste absorbée par R3 dont l'amplitude est beaucoup plus importante.

<figure><img src="image_43.png" /><figcaption>Figure III.19 : Observation des résonances R1, R2, R3 et R4</figcaption></figure>
La fente atteignant une longueur totale de 50 mm, sa découpe est maintenant terminée. En effet, les résonances R1 et R2 sont désormais placées aux fréquences souhaitées, à savoir 0,89 GHz pour R1 et 1,72 GHz pour R2.

### 4.2.3 Interprétation des résultats

Afin d'avoir une vue plus synthétique sur cette découpe progressive de la fente dans le résonateur, nous avons choisi de montrer l'évolution des fréquences de résonance en fonction de la longueur de la fente (Figure III.20). Nous observons donc les fréquences des résonances R1, R2, R3 et R4 directement liées au trajet des courants sur l'élément rayonnant, ainsi que la fréquence de résonance R5 de la fente qui apparaît pour une longueur de fente de 14,5 mm. Nous pouvons distinguer deux parties différentes dans l'évolution de ces résonances, pratiquement relatives aux deux portions "avant-coude" et "après-coude" du tracé de la fente :

- partie 1 : de 0 à 26 mm ;

- partie 2 : de 26 à 50 mm.

<figure><img src="image_44.png" /><figcaption>Figure III.20 : Comportement en fréquence des différentes résonances</figcaption></figure>
En effet, comme nous l'avions pressenti, l'apparition du coude de la fente provoque une transition dans le comportement des fréquences de résonance. Afin de le vérifier, nous allons maintenant interpréter le fonctionnement de chacune de ces résonances séparément :

### Résonance R1 :

Globalement, sa fréquence passe de 1,41 à 0,89 GHz pour une longueur de fente de 0 à 50 mm, soit une baisse de 36,9 %. Cette diminution de R1 est directement liée à l'allongement des trajets en courants sur le résonateur. En effet, pour une longueur de fente de 50 mm, la fréquence de la résonance fondamentale R1 est conditionnée par la longueur moyenne du trajet en courants visible en bleu sur la **Figure III.21**.

<figure><img src="image_45.png" /><figcaption>**Figure III.21 : Interprétation du fonctionnement des résonances R1 et R2**</figcaption></figure>

Or cette longueur moyenne avoisine désormais les 75,5 mm. En appliquant la **Formule (III.11)** [TAG 92], on trouve une longueur théorique très proche de 75,8 mm à 0,89 GHz.

$$f_r = \frac{c}{4(L+H)} \quad \text{avec} \quad \begin{cases} c = \text{vitesse de la lumière} \\ L = \text{longueur moyenne du résonateur} \\ H = \text{hauteur du résonateur} = 8,5 \text{ mm} \end{cases} \qquad (\text{III.11})$$

Comme nous l'avions prévu auparavant, l'augmentation de la longueur de la fente après le passage du coude, diminue fortement la fréquence de la résonance R1. En effet alors que l'on observe une baisse de seulement 9,2 % dans la partie 1 (passage de 1,41 à 1,28 GHz), on obtient une diminution de 30,5 % dans la partie 2 (passage de 1,28 à 0,89 GHz). Au regard du trajet en courant de la **Figure III.21**, ceci semble plutôt normal puisque la portion "après-coude" de la fente oblige fortement les courants à s'allonger.

### Résonance R2 :

Sa fréquence subit une diminution de 52,2 % passant ainsi de 3,6 à 1,72 GHz pour une longueur de fente passant de 0 à 50 mm. Cependant, alors que R1 diminuait plus fortement dans la partie 2 que dans la partie 1, la résonance R2 suit plutôt un comportement inverse. Effectivement, la diminution de la fréquence R2 est de 40,6 % dans la partie 1 (passant de 3,6 à 2,14 GHz) et de 19,6 % dans la partie 2 (passant de 2,14 à 1,72 GHz). La fréquence à la
résonance R2 est donc fortement liée au tracé global de la fente mais plus particulièrement au tracé dans sa partie initiale. En effet, la fente crée un effet capacitif entre ses deux bords qui agit directement sur la descente en fréquence de la résonance R2. De plus, cette capacité bord à bord est répartie tout autour de la fente. Or sa valeur la plus importante se trouve entre les faces métalliques 1 et 2 car la fente est très fine à cet endroit (cf **Figure III.21**). Ajoutons également qu'en ce lieu, deux zones à fort contraste de potentiel électrique se font face. En effet, sur la face 2, la présence du court-circuit impose une tension nulle, alors que sur la face 1, lieu que l'on peut considérer comme l'extrémité d'une ligne ouverte, une tension importante existe. Ainsi, cette différence de potentiel importante va renforcer l'influence de l'effet capacitif sur la résonance R2.

### Résonance R3 :

Cette résonance suit le même genre d'évolution que R2. De manière globale, sa fréquence de résonance diminue de 20,2 % passant ainsi de 4,99 à 3,98 GHz pour une longueur de fente de 0 à 50 mm. Nous pouvons noter que la plus forte diminution de R3 s'opère dans la partie 1, soit une diminution de 19,8 % (passage de la fréquence de résonance de 4,99 à 4 GHz). En ce qui concerne la partie 2, si dans un premier temps on observe une légère diminution de R3, l'arrivée de la fréquence de résonance R5 de la fente à proximité de R3 perturbe la diminution de cette dernière. En effet, la fente continuant son allongement, sa résonance R5 diminue et descend plus bas que la résonance R3. Or cet effet altère quelque peu le phénomène de diminution de R3 puisque cette dernière n'est que de 0,5 % dans la partie 2 (passage de la fréquence de résonance de R3 de 4 à 3,98 GHz).

### Résonance R4 :

Sa fréquence diminue de 7 % passant ainsi de 5,85 GHz lorsque le résonateur est dépourvu de fente à 5,44 GHz lorsque la fente de 50 mm de long est réalisée. La partie 1 de la découpe de la fente est l'objet d'une baisse de 9,9 % de la fréquence de résonance de R4. Cette fréquence passe ainsi de 5,85 à 5,27 GHz. Ici encore, la fréquence de résonance de la fente vient perturber le fonctionnement de R4 dans sa partie 2. Ainsi, le passage de la fréquence de résonance de la fente (R5) plus bas que celle de R4 oblige cette dernière à augmenter dans un premier temps. Ensuite, lorsque la résonance de la fente continue à descendre et à s'éloigner de R4, la fréquence de R4 retrouve son comportement initial de diminution puis elle devient constante. Au final, l'évolution de R4 dans la partie 2 accuse une augmentation de 3,2 % de sa fréquence (passage de 5,27 à 5,44 GHz).
### Résonance R5 :

Cette résonance est la fréquence de résonance de la fente. Son évolution en fréquence n'obéit pas à deux comportements différents relatifs aux deux portions de son tracé. En effet, il faudrait plutôt séparer cette courbe en trois parties dont les deux transitions seraient relatives aux croisements de R5 avec R4 puis de R5 avec R3. Sur ces trois parties, la descente en fréquence de R5 est régulière sans toutefois être linéaire. Nous rappelons que sa fréquence de résonance apparaît à 6,35 GHz pour une longueur de fente de 14,5 mm puis diminue jusqu'à 3,85 GHz pour une fente de 48 mm (diminution de 39,4 % de sa fréquence). Ensuite, lorsque sa longueur augmente jusqu'à 49 puis 50 mm, la résonance de la fente (R5) est absorbée par R3 dont l'amplitude à la résonance est plus importante. Nous rappelons également que cette fente ne se comporte pas exactement comme une fente débouchante quart d'onde. Effectivement, la **Figure III.22** le vérifie en comparant l'évolution de la résonance théorique d'une fente débouchante quart d'onde (cf **Formule (III.10)** page 71) à l'évolution de la résonance de la fente (R5) découpée dans notre résonateur.

<figure><img src="image_46.png" /><figcaption>Figure III.22 : Comparaison entre R5 et la résonance d'une fente quart d'onde théorique</figcaption></figure>
## 4.3 Impédance d'entrée

La partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne possédant la fente coudée de 50 mm de long est de nouveau présenté sur la **Figure III.23**.

<figure><img src="image_47.png" /><figcaption>**Figure III.23 : Résonances de l'antenne à fente**</figcaption></figure>

Les quatre résonances R1, R2, R3 et R4 apparaissent respectivement aux fréquences 0,89 GHz, 1,72 GHz, 3,98 GHz et 5,44 GHz. Nous allons maintenant identifier la nature de ces résonances.

## 4.4 Courants de surface – Identification des résonances

Pour cela, nous observons (**Figure III.24**) les distributions des courants de surface à ces quatre fréquences et nous en déduisons les faits suivants :

- Comme on l'a vu précédemment, la résonance fondamentale R1 à 0,89 GHz est conditionnée par la longueur moyenne des trajets en courant contournant l'intégralité de la fente (cf **Figure III.21**). Cette résonance est en fait le premier mode quart d'onde de l'antenne et sa résonance théorique, on l'a vu, est donnée par la **Formule (III.11)**. Dorénavant, on appellera cette résonance R1 le mode 1 de l'antenne.

- La résonance R2 à 1,72 GHz, quant à elle, est le troisième mode quart d'onde ou mode 3 de l'antenne. En effet, les vecteurs courants à la surface du résonateur changent une fois de sens conformément à la configuration de la **Figure III.25**, figure que l'on avait déjà observé au **Chapitre II** et qui présente les distributions des champs électriques et des courants de surface des modes impairs d'une antenne de type PIFA. Sur la **Figure III.24**, ce changement de sens peut s'observer aux abords de la fin de la portion "après-coude" de la fente. Cependant, le mode 1 de l'antenne étant à 0,89 GHz, on aurait pu logiquement s'attendre à ce que son
mode 3 se situe vers 2,67 GHz mais ce n'est pas le cas. En effet, le fort effet capacitif créé entre les bords de la fente (cf **Figure III.21**) et que l'on a évoqué précédemment, est responsable de la descente en fréquence de ce mode 3.

<figure><img src="image_48.png" /><figcaption>Figure III.24 : Distribution des courants à la surface du résonateur</figcaption></figure>

- Les résonances R3 à 3,98 GHz et R4 à 5,44 GHz sont difficilement identifiables. En effet, même si l'on observe des courants sur le court-circuit, l'orientation des courants sur le résonateur ne se fait pas vers le court-circuit comme c'est le cas pour les modes 1 et 3 à 0,89 et 1,72 GHz. De plus, leurs distributions en courant ne sont pas comparables à celles des modes 5 et 7 de la **Figure III.25**. Il ne s'agirait donc pas de modes supérieurs quart d'onde mais
plutôt de modes supérieurs demi-onde. Vu la difficulté que nous éprouvons à déterminer l'origine de ces deux résonances, nous éviterons de les identifier formellement. Nous continuerons donc, par la suite, à les appeler R3 et R4.

<figure><img src="image_49.png" /><figcaption>Figure III.25 : Distribution des champs électriques et des courants de surface des quatre premiers modes d'une antenne de type PIFA</figcaption></figure>
## 4.5 Comparaison simulation/expérience

Afin de valider les résultats simulés, nous avons réalisé et mesuré l'antenne dont nous rappelons la géométrie et les dimensions sur la **Figure III.26**.

<figure><img src="image_50.png" /><figcaption>**Figure III.26 : Antenne bi-bande (dimensions en mm)**</figcaption></figure>

Comme notre but résidait en la conception d'une antenne bi-bande GSM/2 GHz, la distance séparant les languettes d'alimentation et de court-circuit a été optimisée de façon à obtenir la meilleure adaptation possible pour les modes impairs 1 et 3 (**Figure III.27**).

<figure><img src="image_51.png" /><figcaption>**Figure III.27 : Abaque de Smith et ROS de l'antenne bi-bande**</figcaption></figure>

L'observation de ces résultats fait donc apparaître un fonctionnement bi-bande avec une première résonance aux fréquences GSM et une deuxième résonance située vers 2 GHz. Les bandes passantes à ROS ≤ 2 de cette antenne sont présentées dans le **Tableau III.1**.
<table><caption>Tableau III.1 : Bandes de fréquence couvertes par l'antenne bi-bande</caption><thead><tr><th></th><th>Réalisation</th><th>Simulation IE3D</th></tr></thead><tbody><tr><td>Bande basse (GSM)</td><td>24 MHz à ROS ≤ 2<br>903 - 927 MHz<br>soit 2,6 %</td><td>28 MHz à ROS ≤ 2<br>906 - 934 MHz<br>soit 3,0 %</td></tr><tr><td>Bande haute (2 GHz)</td><td>140 MHz à ROS ≤ 2<br>1891 - 2031 MHz<br>soit 7,1 %</td><td>121 MHz à ROS ≤ 2<br>1937 - 2058 MHz<br>soit 6,1 %</td></tr></tbody></table>

La couverture aux fréquences hautes est convenable et, grâce à une réoptimisation de l'antenne, on pourrait couvrir les 140 MHz de la bande PCS située entre 1850 et 1990 MHz. La largeur de la bande de fonctionnement inférieure est cependant trop faible pour permettre une couverture raisonnable du standard GSM dont la bande de fréquence allouée s'étend entre 880 et 960 MHz.

La visualisation des distributions des courants de l'antenne (Figure III.28) aux deux fréquences d'adaptation simulées (dites fréquences de travail) permet d'observer les modes 1 et 3.

<figure><img src="image_52.png" /><figcaption>Figure III.28 : Distribution des courants de l'antenne bi-bande</figcaption></figure>
La **Figure III.29** présente les diagrammes de rayonnement en gain de l'antenne pour les deux plans orthogonaux $\phi = 0°$ et $\phi = 90°$ aux fréquences 920 et 1960 MHz (cf orientation de l'antenne sur la **Figure III.26**). La configuration de notre chambre anéchoïde ne nous permettant pas de réaliser des mesures sur 360° d'élévation, seuls les résultats de mesure dans le demi-espace supérieur (côté antenne PIFA) sont présentés. Les résultats simulés, quant à eux, sont présentés dans tout l'espace. On peut signaler que pour éviter que des courants de retour ne circulent sur le conducteur extérieur du câble de mesure et que ce dernier ne devienne ainsi un élément rayonnant, nous avons placer des ferrites sur ce câble. Il ne s'agit pas du dispositif le plus efficace [ICH 99] [ICH 00] [HAL 02] [ICH 04], mais nous observons tout de même un bon accord entre les résultats simulés et expérimentaux, prouvant que le câble participe peu au rayonnement.

<figure><img src="image_53.png" /><figcaption>Figure III.29 : Diagrammes de rayonnement en gain de l'antenne bi-bande à 920 et 1960 MHz</figcaption></figure>
L'observation de ces diagrammes de type dipolaire révèle une sensibilité de l'antenne aussi bien à la polarisation verticale qu'à la polarisation horizontale. Cette double sensibilité à la polarisation des ondes électromagnétiques est due à la présence d'éléments – le résonateur et les languettes – rayonnant suivant ces deux directions. Le niveau de polarisation croisée assez élevé est également attribué à la géométrie complexe du résonateur. En effet, la fente oblige les courants surfaciques à la contourner et ainsi, ceux-ci sont orientés à la fois suivant Ox et Oy. Cependant, ce manque de pureté de polarisation constitue un avantage puisque cette antenne est dédiée à une utilisation en téléphonie mobile où d'une part, l'orientation du portable et de son antenne n'est pas fixe (l'utilisateur bouge en permanence) et d'autre part, peuvent coexister en milieu urbain aussi bien les polarisations verticales qu'horizontales. De plus, dans le plan $φ = 0°$ à 920 MHz, le champ rayonné simulé présente un caractère quasi omnidirectionnel rendant cette antenne utilisable pour les communications mobiles. Ensuite, avec la montée en fréquence, le champ rayonné devient un peu plus directif dans les deux plans car vis à vis de la longueur d'onde, le PCB se comporte de plus en plus comme un plan de masse infini pour le résonateur. Ainsi à 1960 MHz, le rayonnement arrière diminue et la directivité avant augmente.

A 920 MHz dans le plan $φ = 0°$, le maximum de rayonnement est obtenu du côté de la languette d'alimentation car les forts courants qui y circulent provoquent un dépointage du faisceau du côté de celui-ci. Dans ce plan, les gains maximums de l'antenne sont obtenus pour la fréquence 920 MHz ; leurs valeurs sont 1,43 dB à $θ = -58°$ et 1,57 dB à $θ = -30°$ respectivement pour la mesure et la simulation. Toujours à cette même fréquence mais dans le plan $φ = 90°$ cette fois-ci, on observe un dépointage du faisceau vers les $θ$ négatifs, c'est-à-dire vers le côté du plan de masse opposé au résonateur. Ceci s'explique par le fait que l'ensemble résonateur – plan de masse est assimilable à un dipôle asymétrique avec un maximum de champ à la fin du résonateur et un autre plus important en haut du plan de masse [GEI 00] (Figure III.30). Ainsi, ce deuxième maximum de $E_z$ en champ proche va correspondre à un maximum de rayonnement en champ lointain, d'où le dépointage du faisceau visible surtout dans les résultats de simulation.

Dans ce même plan $φ = 90°$ mais à la fréquence supérieure (1960 MHz), les mêmes observations sont constatées, soit un dépointage du faisceau vers des angles d'élévation négatifs. Même si la distribution du champ $E_z$ entre le haut du plan de masse et la fin du résonateur est différente de celle de la **Figure III.30**, les deux maxima existant aux deux extrémités sont conservés. Ainsi, les valeurs maximales du gain à cette fréquence sont obtenues dans ce plan (3,53 dB à $θ = -44°$ en mesure et 3,73 dB à $θ = -30°$ en simulation). En ce qui concerne le plan $φ = 0°$, le maximum du faisceau est cette fois-ci observé vers les $θ$ positifs ; ceci est dû au fait qu'à cette fréquence, le résonateur résonne sur son troisième mode et le maximum de courant à sa surface est observé du côté des $θ$ positifs (cf **Figure III.28** : les courants les plus élevés se situent au voisinage du coude de la fente).