# Contributions aux télécommunications et à l'instrumentation

Emmanuel Géron

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## To cite this version:

Emmanuel Géron. Contributions aux télécommunications et à l'instrumentation. Physique [physics]. Sorbonnes Université, 2013. tel-04034625

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Submitted on 24 Mar 2023

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Habilitation à Diriger des Recherches

Contributions aux télécommunications et à
l'instrumentation

présentée par Emmanuel GÉRON

Maître de Conférences à l'ESPCI-ParisTech

Constitution du jury (03/06/2013) :

Prof. Catherine Algani (Rapporteur)

Prof. Stefano Maci (Rapporteur)

Prof. Robert Staraj (Rapporteur)

Prof. Odile Picon

Prof. Marc Hélier

Prof. Aziz Benlarbi-Delaï

Prof. Jacques Lewiner
Remerciements

Je tiens à remercier en premier lieu mes parents qui m’ont donné le goût d’apprendre et qui ont su
éveiller ma curiosité.

Je remercie l'ensemble des enseignants qui m'ont permis d'acquérir les connaissances scientifiques qui me sont indispensables dans mon métier. Avec le recul et mon expérience de l'enseignement, j'apprécie mieux les difficultés d'être un bon enseignant et évalue pleinement leur contribution à mon parcours professionnel. Je suis ainsi reconnaissant aux enseignants de l'École Supérieure de Physique et de Chimie Industrielles de la Ville de Paris (ESPCI), lors de ma formation d'ingénieur physicien, de m'avoir fait découvrir le domaine de la recherche et plus encore l'expérimentation à laquelle je suis très attaché.

Je remercie très sincèrement Jacques Lewiner et Eric Carreel de m'avoir permis de me lancer dans une carrière d'enseignant chercheur au sein d'un laboratoire renommé de l'ESPCI. J'ai pu y monter une activité pratiquement de zéro ce qui est une opportunité rare. Leurs liens avec les industriels m'ont également permis de m'enrichir d'une double culture universitaire et industrielle.

Je remercie les professeurs Catherine Algani, Stefano Maci et Robert Staraj pour le temps qu'ils ont consacré à évaluer mon mémoire d'habilitation ainsi qu'Odile Picon, Marc Hélier, Aziz Benlarbi-Delaï et Jacques Lewiner qui ont accepté de participer à mon jury de soutenance.

Mon travail est né de discussions et de collaborations avec mes collègues. Je tiens à tous les re-
mercier chaleureusement pour notre travail commun, pour la très bonne ambiance au sein de notre
équipe et pour l'enthousiasme qu'ils apportent au quotidien.

Concernant ce rapport, je remercie Stéphane Holé qui m'a fort judicieusement conseillé pour re-
tracer 15 ans d'expérience en recherche et en enseignement.

Enfin je tiens particulièrement à remercier ma femme et mes deux filles qui m'ont supporté pendant toute la préparation de mon habilitation à diriger des recherches...
# Table des matières

1 Introduction 7

2 Activités de recherche 7

2.1 Parcours général en recherche 8

2.1.1 Meilleure autonomie 10

2.1.2 Reproductibilité 14

2.1.3 Débit, couverture radiofréquence 16

2.1.4 Métamatériaux 17

2.1.5 Instrumentation 18

2.2 Deux applications dans le domaine des Télécommunications 22

2.2.1 Création d'un point d'accès réseau à la norme Bluetooth présentant un débit et un temps d'association améliorés. 23

2.2.2 Développement d'une antenne adaptative compatible avec la norme DECT 33

2.3 Métamatériaux gauches mono-dimensionnels dans la réalisation de circuits pour les télécommunications 39

2.3.1 La ligne hybride : un métamatériaux mono-dimensionnel 40

2.3.2 Taux de couplage en fonction du nombre de cellules du coupleur 42

2.3.3 Taux de couplage contrôlé électroniquement par tout ou rien (ON/OFF). 44

2.3.4 Conclusion sur le coupleur hybride piloté 47

2.4 Développement d'un système de mesure de l'humidité de plaquettes de bois dans une tuyère de déchiqueteuse industrielle (projet ANR) 47

2.4.1 Présentation de la problématique 47

2.4.2 Mesures préalables en statique en chambre anéchoïde 49

2.4.3 Présentation de la solution proposée sur la tuyère de déchiquetage 50

2.4.4 Premiers-résultats de mesures et d'estimations de la teneur en eau 52

2.4.5 Conclusion sur la tuyère instrumentalisée 53

2.5 Conclusion 53

3 Notice Individuelle 59

3.1 Cursus 59

3.2 Enseignement 60

3.3 Encadrements de doctorants et de projets 62

3.3.1 Encadrements de doctorants (x5) 62

3.3.2 Encadrements de projet de 3ème année de l'ESPCI (x35) 63

3.3.3 Encadrements de stages de M1 et M2 (x37) 66

3.4 Coopérations scientifiques 68

3.5 Animation scientifique 70

3.6 Liste des publications 70

3.6.1 Brevets 70
<table><tr><td>3.6.2 Articles et Thèse</td><td>70</td></tr><tr><td>3.6.3 Conférences avec comité de lecture</td><td>71</td></tr><tr><td><b>4 Annexe : Quelques articles publiés</b></td><td><b>73</b></td></tr><tr><td>4.1 A low power consumption architecture for mobile above 1800 MHz</td><td>73</td></tr><tr><td>4.2 A new insight into Bluetooth piconets coexistence</td><td>79</td></tr><tr><td>4.3 Fast antenna pattern synthesis using the variational method</td><td>90</td></tr><tr><td>4.4 Electronically controlled asymmetric microstrip line coupler underpinned by an hybrid right-/left-handed line</td><td>99</td></tr><tr><td>4.5 A fast Fourier transform implementation of the Kramers-Kronig relations : Application to anomalous and left handed propagation</td><td>105</td></tr></table>
# 1 Introduction

Aussi loin que remontent mes souvenirs, j'ai toujours souhaiter comprendre les objets que j'utilise. La mécanique et l'électronique ont toujours été pour moi des centres d'intérêts et d'émerveillement. Si j'ai gardé une curiosité certaine pour la mécanique, mes études supérieures et ensuite mon métier m'ont conduit vers l'électronique et plus particulièrement l'électronique hyperfréquence. Dans ce domaine, c'est la volonté de comprendre comment communiquaient deux systèmes électroniques par ondes radiofréquences qui m'a conduit vers le domaine des télécommunications, bien avant l'explosion actuelle de l'usage des systèmes de radiocommunication dans le grand public.

Après 15 années d'activités en tant que Maître de Conférences à l'ESPCI dans le domaine des télécommunications et des hyperfréquences, la rédaction de ce mémoire en vue d'obtenir le diplôme d'habilitation à diriger des recherches me donne l'occasion de faire un bilan. La première partie de ce mémoire est dédiée à mes activités de recherche, j'y décris mon parcours scientifique. La seconde partie se présente sous la forme d'une notice individuelle qui indique mes responsabilités en enseignement, la liste de l'ensemble de mes encadrements de stages et thèse de doctorat, la liste de mes coopérations scientifiques et la liste de mes publications.

# 2 Activités de recherche

Depuis mes débuts en recherche lors de mon stage de DEA<fnref n="1" /> en 1992, j'ai souvent changé de sujets de recherche mais deux grandes thématiques en ressortent et se répondent. J'ai fait plusieurs allers/retours entre l'étude de systèmes notamment de télécommunications et l'électronique hyperfréquence, avec en particulier le développement et l'utilisation des circuits hybrides. Mes recherches sont ainsi à la croisée de ces deux domaines.

Outre cette double thématique, mes activités de recherches ont glissé lentement des purs systèmes de télécommunications vers des systèmes de mesures plus variés. Il est ainsi justifié de considérer mes travaux actuels comme relevant de l'instrumentation scientifique. Ce glissement progressif est la conséquence de deux phénomènes. D'une part, l'évolution des télécommunications, compte tenu des acteurs mondiaux mis en jeu, laisse peu de place aux petites équipes de recherche des laboratoires universitaires pour s'exprimer. D'autre part, la diversification de mes centres d'intérêts et ma recherche d'applications pratiques des ondes hyperfréquences et plus spécifiquement des circuits hybrides en technologie planaire m'ont conduit vers d'autres domaines.

Une caractéristique de mes travaux est la recherche quasi-systématique d'applications industrielles potentielles. Cette recherche d'une finalité industrielle provient de la culture de mon laboratoire d'origine, le Laboratoire d'Électricité Générale de l'ESPCI-ParisTech qui était dirigé par Jacques Lewiner. Au sein ce laboratoire, l'équipe de chercheurs a toujours finalisé ses travaux par des démonstrateurs fonctionnels intégrant le plus de contraintes industrielles possibles.

Si les thématiques abordées dans ce mémoire semblent très appliquées, les travaux et solutions proposées nécessitent effectivement une part de science appliquée mais aussi de nombreuses re-

<footnote n="1">¹Diplôme d'Étude Approfondie</footnote>
cherches fondamentales. J'essaierai donc de présenter dans ce mémoire ces deux aspects indissolubles pour les travaux de recherche exposés.

Dans la première partie, je retrace brièvement mon parcours scientifique avec les différents sujets abordés et certains résultats obtenus. Je présente mes travaux de recherches en commençant par mes recherches spécifiques dans le domaine des télécommunications, puis dans le domaine plus varié de l'instrumentation scientifique. Cette progression est la retranscription à la fois thématique et temporel de mes travaux, des plus anciens vers mes activités actuelles. J'ai rappelé autant que possible mes encadrements de stages et de thèses dans les recherches que j'ai dirigées.

Dans une seconde partie, je présente plus spécifiquement mes travaux de recherches en Télécommunications au travers de 2 thèses que j'ai encadrées. Ces travaux portent sur la réalisation d'une antenne adaptative et d'un point d'accès réseau multiple et sont de bonnes illustrations de l'ensemble de mes activités dans ce domaine.

Dans la troisième partie, j'aborde une thématique plus récente, les métamatériaux, fruit d'un travail collectif avec mes collègues chercheurs et les nombreux étudiants en stage de Master 2 ou en projet de 3ème année de l'ESPCI, sur des sujets que je propose et que j'encadre.

Dans la dernière partie, j'aborde l'utilisation des ondes hyperfréquences pour l'instrumentation au travers d'un projet de recherches ANR sur la mesure d'humidité de plaquettes de bois comportant également l'encadrement de trois thèses dont deux en cours.

Enfin je conclus sur les perspectives de mes recherches et mes encadrements à moyen terme sur mes thématiques les plus récentes.

## 2.1 Parcours général en recherche

J'ai commencé ma carrière de chercheur lors de mon stage de DEA. C'est à cette occasion que j'ai commencé mes travaux sur les systèmes hyperfréquences appliqués aux télécommunications. Il s'agissait surtout d'apprendre la théorie et la pratique des circuits hyperfréquences que je n'avais jamais abordées pendant mon cursus scolaire, ainsi que l'ensemble des techniques de mesures associées. Le Laboratoire d'Électricité Générale de l'ESPCI où j'ai effectué ce stage n'avait alors aucune expertise dans le domaine des hyperfréquences mais développait une activité jeune et fertile dans le domaine des télécommunications. Au cours ce stage, Jacques Lewiner alors directeur du Laboratoire d'Électricité Générale et directeur scientifique de l'ESPCI m'a fait confiance et m'a octroyé des moyens financiers importants pour acquérir les appareils nécessaires au développement de cette activité. Il m'a ainsi offert l'opportunité de monter à partir de rien une activité hyperfréquence dédiée aux radiocommunications. C'est cette opportunité qui m'a conduit en thèse puis plus tard vers ma carrière d'enseignant chercheur à l'ESPCI. Dès ma thèse j'ai pu encadrer des projets de six semaines pour des étudiants en 3ème année de l'ESPCI et des stages de 6 mois pour des étudiants en DEA d'électronique à l'université Pierre et Marie-Curie (Paris 6), dans le domaine des circuits hyperfréquences pour les radiocommunications.

Cette implication très tôt dans l'encadrement de stagiaires m'a fait apprécier l'autre aspect du métier d'enseignant chercheur qu'est la transmission des connaissances. Mon activité d'enseignement
à l'ESPCI a ainsi débuté dès ma thèse pendant laquelle j'ai conçu des sujets de travaux pratiques et des sujets d'examens sur les aspects variés des télécommunications. Cette implication toujours plus forte m'a conduit à reprendre depuis 10 ans l'enseignement d'électromagnétisme et télécommunications en 1ère et 3ème année de l'ESPCI. Je suis actuellement responsable de l'équipe pédagogique dont j'anime les travaux. L'objectif est de faire découvrir aux étudiants les multiples domaines de la physique présents dans les systèmes de radiocommunications tels que la propagation des ondes ou le traitement du signal. L'objectif de cette initiation est d'amener des étudiants à réaliser leur projet de 3ème année, ou leur stage de M2 au sein de notre équipe de recherche et de les pousser à poursuivre en formation doctorale à nos côtés.

Les systèmes de télécommunications modernes nous accompagnent partout dans notre vie quotidienne. L'utilisateur actuel aspire à une liberté de mouvement totale tout en conservant vis à vis de son entourage professionnel ou privé un lien direct (la liaison téléphonique, les services SMS ou encore les réseaux sociaux). Les radiotéléphones modernes au travers de la liaison radiofréquence offrent ce lien constant lors des déplacements dans la zone de couverture. Ce service est assuré sur l'ensemble du territoire avec une qualité croissante et un coût de plus en plus réduit. Ces systèmes mobiles ont révolutionné notre vie et sont utilisés par toutes les catégories possibles d'utilisateurs des plus ignorants aux plus avertis. Leur usage quotidien n'est ainsi possible que si l'objet lui-même disparaît devant le service qu'il apporte. Nombre d'améliorations sont apportées chaque année à ces outils mobiles pour faciliter leur usage.

Lorsqu'on considère un système de télécommunications dans son ensemble, il est possible d'y apporter des améliorations et des innovations dans plusieurs domaines. Les améliorations recherchées sont principalement :

1. Une meilleure autonomie qui est un confort indispensable pour l'utilisateur

2. Une plus grande sensibilité pour permettre des liaisons radiofréquences de bonne qualité quelque soit l'environnement

3. Un meilleur débit pour offrir toujours plus de services et d'interactivité aux utilisateurs

4. Une optimisation de l'utilisation de la puissance radiofréquence pour limiter les interférences avec les autres systèmes électroniques et les éventuelles interactions néfastes avec l'organisme humain

5. Une meilleure ergonomie des terminaux

Mes travaux de recherches en télécommunications couvrent ces différents domaines à l'exception de l'ergonomie des terminaux même si, au travers de coopérations industrielles, j'ai pu aborder également cet aspect. Dans les paragraphes suivants je vais présenter mes contributions à l'amélioration de l'autonomie des terminaux, à l'amélioration des débits pour les utilisateurs et à l'optimisation de la couverture radiofréquence.
### 2.1.1 Meilleure autonomie

Pour répondre aux besoins croissant en nombre d'usagers et en débit de données, les systèmes de radiocommunications ont nécessité l'utilisation d'ondes électromagnétiques de fréquences de plus en plus élevées pour véhiculer les informations. Ce virage important a été pris dans les années 1990 à 2000 avec l'apparition des standards GSM et DCS1800.

La diminution du poids et l'augmentation de l'autonomie des nouveaux téléphones mobiles restent des enjeux majeurs pour les constructeurs. La réalisation de ces objectifs est une des clés de la croissance des marchés des radiotéléphones car la synthèse des besoins des utilisateurs montre que la diminution de la consommation des mobiles est un point très important. Elle est indispensable à la réduction de l'encombrement des mobiles et à l'augmentation de leur autonomie. Durant les dernières décennies, les algorithmes utilisés pour gérer les ressources en énergie des téléphones ont été forte-ment améliorés. Les batteries ont également fait beaucoup de progrès [11]. Actuellement les mobiles atteignent couramment une autonomie d'une semaine en mode veille et 5 heures en communication.

Pour réduire la consommation électrique en communication, de nombreuses recherches sont conduites pour améliorer l'efficacité des amplificateurs de puissance utilisés en sortie du module radio-fréquence. Mais la plupart du temps, le radiotéléphone est en mode veille. Dans ce cas, seule la partie récepteur consomme de la puissance. Ainsi une réduction significative de la consommation du récepteur conduit à une forte amélioration de l'autonomie du mobile.

Dans un récepteur radio-fréquence, une première partie transpose le signal modulé à haute fré-quence vers une fréquence plus basse. Une seconde partie assure la démodulation numérique du signal en bande de base fourni par la première partie. La diminution de la consommation de la partie numérique suit très étroitement les améliorations constantes apportées aux circuits numériques. La partie analogique nécessite cependant un effort particulier pour diminuer sa consommation.

La consommation des téléphones mobiles à la date des travaux de recherche que je présente était de 200 à 300mW pour la partie analogique du récepteur en activité pendant 5% du temps. À cette époque, la recherche portait sur le développement d'un module radiofréquence bi-bande (900MHz et 1,8GHz). L'ensemble des circuits développés étaient des circuits intégrés pour des architectures hétérodynes et super-hétérodyne [7, 30], éventuellement avec de nouvelles technologies (Silicium BiCMOS) [13]. Quelques travaux ont été menés pour déterminer d'autres architectures mais toujours sur circuits intégrés [2]. Au laboratoire, nous avons choisi d'améliorer l'autonomie d'un téléphone mobile à la norme DCS1800 en modifiant à la fois la structure du récepteur et les circuits utilisés.

Pour réduire la consommation, courants et tensions d'alimentations doivent être aussi faibles que possible. Les caractéristiques de chaque élément actif et les liens entre les divers sous-circuits du récepteur doivent être optimisés. Ceci est possible en développant des circuits micro-ondes intégrés monolithiques ou bien en utilisant des circuits hybrides. Notre volonté de développer rapidement un prototype fonctionnel nous a conduit à choisir la seconde solution. L'utilisation de circuits hybrides laisse une totale liberté quant aux structures des circuits et aux choix des éléments actifs. Compte tenu de la fréquence haute du signal reçu par l'antenne (1,8GHz), il est possible de développer des circuits spécifiques avec des éléments en ligne micro-ruban en lieu et place d'éléments localisés pour les
étages d'amplification, de mélange, etc... Bien évidemment la conception de structures hybrides avec des lignes micro-ruban est délicate mais l'implantation sur les circuits réels et leur fabrication sont par contre relativement aisées. Un des inconvénients néanmoins de ce choix est le relatif encombrement des circuits obtenus.

La réalisation d'un récepteur radiofréquence pour la norme DCS1800 [8] a été l'objectif de mon travail de thèse conduit en liaison avec les entreprises industrielles J.C. Decaux et Bouygues Télécom. Le but était de minimiser la consommation de la partie analogique du récepteur, tout en respectant les caractéristiques imposées par la norme, et en conservant un coût de fabrication très faible. Les travaux ont portés sur la conception et la réalisation de l'ensemble de la partie analogique du récepteur, à l'exception du module synthétiseur de fréquences local. L'essentiel de l'étude a porté sur la détermination d'une structure optimale de récepteur et sur sa réalisation pratique.

Lors de la conception de la norme de radiotéléphonie européenne dans les années 1990, la contrainte d'efficacité spectrale a été primordiale. Compte tenu de la rareté des bandes de fréquences, il était indispensable de les utiliser au mieux. Les standards GSM/DCS1800 ont retenu pour cela une modulation relativement complexe permettant une optimisation de l'occupation spectrale. Il s'agit de la modulation GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying). Cette modulation est étroitement dérivée de la modulation MSK (Minimum Shift Keying). Un récepteur compatible DCS1800 doit donc utiliser cette modulation numérique GMSK et la sensibilité requise par la norme internationale [8] exige une technique de démodulation très efficace.

La modulation GMSK peut être démodulée soit comme une double modulation par sauts de phase binaire (BPSK), décalée dans le temps sur deux porteuses en quadrature [22, 27, 31], soit comme une modulation de phase différentielle (DPSK) [27, 25], ou encore comme une modulation de fréquence à phase continue (CPFSK) [27]. Les résultats disponibles dans la littérature permettent de classer les diverses techniques de démodulation en fonction de leur Taux d'Erreur Bit (TEB ou BER en anglais). Ceci est illustré aur la figure 1. La démodulation cohérente, réalisée avec un démodulateur I/Q, est ainsi la plus performante. Pour cette raison, le récepteur présenté a été développé pour cette technique de démodulation.

Plusieurs architectures de récepteurs peuvent être envisagées pour le démodulateur I/Q [29]. L'architecture optimale en terme de consommation est celle d'un récepteur zéro-IF double (Fig.2) [2]. Après une première amplification à faible bruit, la signal modulé est séparé en deux canaux. Sur chacune des voies un seul mélange de fréquence est réalisé transposant directement le signal modulé à 1,8 GHz en un signal en bande de base. Cette structure utilise une fréquence d'échantillonnage aussi basse que possible toujours en accord avec Shannon. La transposition unique limite le nombre de circuits nécessaires pour réaliser la démodulation. Il n'y a pas de filtre intermédiaire et seulement deux mélangeurs. Ceci réduit les pertes mais implique un filtrage plus délicat à réaliser pour éliminer le bruit provenant des canaux adjacents compte tenu du peu de filtres dans la structure.

La figure 2 présente le schéma bloc détaillé du récepteur qui a été développé et réalisé en utilisant la technologie des circuits hybrides. Seul le synthétiseur de fréquence n'a pas été intégré dans ce récepteur. Ce bloc fonctionnel spécifique est sur une autre carte utilisant la même technologie pour le VCO mais des circuits commerciaux pour la PLL [23].
<figure><img src="image_3.png" /><figcaption>FIG. 1: TEB pour les trois techniques de démodulation</figcaption></figure>

<figure><img src="image_4.png" /><figcaption>FIG. 2: Schéma bloc détaillé du prototype de récepteur zéro-IF</figcaption></figure>

Le prototype a été conçu sur un substrat époxy standard en dépit du fait qu’un tel substrat n’est pas optimal pour réduire les dimensions des circuits hybrides à cause d’une permittivité $\epsilon_r$ faible, et qu’il présente des pertes importantes pour les hautes fréquences. En utilisant le plus possible les lignes micro-ruban, nombre de composants actifs ont été remplacés par des éléments passifs. Ainsi le diviseur de puissance et le déphaseur utilisés sur les voies I et Q ont été combinés en un seul élément à l’entrée du signal provenant du VCO. Les deux fonctions ont été implémentées en utilisant un coupleur carré directionnel [29, 23], avec d’excellentes performances : –20dB en isolation et –3dB de perte en transmission pour chaque sortie, –20dB pour l’adaptation d’impédance sur chaque port, 91° de déphasage sur la gamme de fréquences 1805 – 1880MHz entre les deux sorties.

Les lignes micro-ruban ont également été utilisées pour réaliser les adaptations d’impédance [29] de chaque bloc fonctionnel avec une très bonne précision et une excellente reproductibilité. De la même manière (Fig. 3) l’amplification à faible bruit est obtenue avec trois étages d’amplification identiques.

Le dernier étage du récepteur sur chaque voie de sortie I et Q est un filtre actif avec un couplage AC. Le couplage AC est compatible avec la modulation GMSK et supprime les modifications du point de fonctionnement DC en sortie en fonction de la puissance hyperfréquence reçue en entrée qui est très fortement variable.

Des tests menés avec le prototype complet ont été conduits avec l’utilisation d’un générateur de fréquence très précis modulé par un modulateur I/Q interne. Les signaux I et Q sont issus d’un générateur arbitraire à deux sorties. Les séquences utilisées pour les tests sont cycliques et de 16 bits de long (0010011101101011). Les signaux démodulés sur les sorties I et Q sont enregistrés via un
<figure><img src="image_5.png" /><figcaption>FIG. 3: Layout du récepteur zéro-IF</figcaption></figure>

oscilloscope numérique. Un post-traitement des signaux acquis est réalisé sur ordinateur. Les signaux mesurés ont été comparés avec ceux calculés en utilisant la définition mathématique de la modulation GMSK de la norme DCS1800. Une telle comparaison est nécessaire pour s'assurer que les signaux I et Q sont bien démodulés sans distorsion résultant d'un dysfonctionnement du circuit.

Une mesure de TEB (BER) n'est cependant pas suffisante pour valider la partie analogique du récepteur. En traçant le signal démodulé de la sortie I en fonction du signal de la sortie Q, une première vérification peut être réalisée. Compte tenu de la modulation utilisée le résultat doit être un cercle. Dans la figure 4a, le signal expérimental montre que les voies I et Q sont bien équilibrées en amplitude et bien en quadrature.

<figure><img src="image_6.png" /><figcaption>FIG. 4: Signaux expérimentaux.</figcaption></figure>
Un traitement après réception, des signaux analogiques enregistrés sur les voies I et Q (Fig. 4b), montre que les variations obtenues sont identiques à celles du signal de test. La structure retenue fonctionne donc correctement. Ce résultat est similaire sur l'ensemble de la bande fréquentielle de réception (1805 – 1880 MHz). Pour une validation complète du récepteur, l'ensemble des spécifications de la norme DCS1800 [8] ont été vérifiées. L'ensemble des mesures effectuées a permis d'affirmer que le récepteur ainsi réalisé fonctionne bien et satisfait aux critères de la norme DCS1800.

Le prototype réalisé nécessite une puissance de 30mW sous une tension d'alimentation de 3V [29], à laquelle il faut ajouter la consommation du synthétiseur de fréquence non inclu dans ce prototype, mais réalisé au laboratoire selon la même technologie [16]. La consommation du récepteur complet s'élève ainsi à 74mW sous 3V à comparer au 200mW sous 3V des circuits commercialisés [125]. Ainsi lorsque le récepteur est actif, la réduction de la consommation est typiquement de 60% sur cette partie du système d'émission/réception, lors de nos tests en laboratoire.

Après ces résultats de thèse encourageant, j'ai proposé et encadré des stages de DEA et de 3ème années de l'ESPCI sur les circuits hybrides et sur les systèmes de télécommunications. J'ai adapté une partie de ces travaux, à la conception et à la réalisation de systèmes d'émission et de réception pour d'autres normes de télécommunications numériques. Les nombreux contacts entre le Laboratoire d'Électricité Générale et les industriels m'ont permis de conduire quelques projets jusqu'à leur industrialisation pour les normes de télécommunications alors émergentes, DECT et Bluetooth. Ces études n'ont pu être publiées pour des questions de confidentialité liées à leurs développements industriels.

## 2.1.2 Reproductibilité

Les investissements nécessaires à l'élaboration d'un système complet d'émission réception pour la norme mondiale GSM sont très importants et seules de grosses entreprises industrielles peuvent se les permettre. À la fin de ma thèse, j'ai ainsi décidé de m'intéresser à une autre norme de télécommunications numériques alors en plein essor mais plus accessible techniquement concernant la partie contrôle et protocole. Il s'agit du standard de téléphone numérique sans fils résidentiel DECT (Digital Enhanced Telecommunication). Dans la logique des travaux précédents, j'ai cherché à introduire un mélange de technologie hybride et de circuits électroniques du commerce pour la réalisation d'un module d'émission/réception complet et industrialisable. Dans un tel module, la difficulté est en particulier de concilier les performances des circuits micro-ruban qui sont relativement encombrants avec la nécessaire compacité d'un module radio-fréquence pour des téléphones portables. Ces travaux de recherche ont été conduit en liaison avec la société Inventel System en France, deux sociétés du sud-est asiatique et une entreprise nord américaine.

L'idée maîtresse de ces travaux de recherche est de limiter au maximum le recours à des composants discrets qui présentent des tolérances gênantes pour une production en grande série. Ainsi, pour les parties hyperfréquences d'émission et de réception, toutes les adaptations d'impédance entre les circuits et tous les découplages d'alimentation ou de signaux de contrôle ont été réalisés en utilisant des lignes micro-ruban. Une contrainte liée à la production a imposé d'utiliser un substrat standard peu coûteux à base de verre-époxy.
<figure><img src="image_7.png" /><figcaption>FIG. 5: Module DECT compact en technologie mixte micro-ruban et circuits intégrés.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_8.png" /><figcaption>FIG. 6: Amplificateur très faible bruit pour module Bluetooth.</figcaption></figure>

Chaque circuit de radiocommunication est conçu selon une norme, pour une gamme de fréquences et des spécifications techniques précises et contraignantes. Cette norme impose un agrément dans un laboratoire accrédité. Cette démarche nécessite une rigueur dans la conception des circuits radiofréquences mais aussi dans leur intégration au sein des produits complets. Il est ainsi indispensable de prendre en compte dès la conception des modules radiofréquences les influences et interactions éventuelles avec les autres circuits électroniques tels que l'écran, le clavier, l'alimentation selon l'application finale.

Le module compacte présenté figure 5, mélange de circuits commerciaux et de technologie proprietary, a été développé jusqu'à son terme. Sa conception avec un minimum de composants discrets a permis d'obtenir une parfaite reproductibilité en production. Il a été agréé au niveau européen et sa commercialisation par un industriel a débuté au milieu de l'année 1999. Cette étude a permis de confirmer l'intérêt et la faisabilité de la technologie micro-ruban en radiocommunication pour des produits grand public. J'ai ainsi acquis une expertise en hyperfréquence reconnue, ainsi qu'une très bonne connaissance des impératifs industriels.

Les performances et la souplesse d'implantation des circuits hybrides m'ont poussé à les utiliser dans un certain nombre de cas assez contraignants. J'ai ainsi démontré la possibilité d'utiliser un amplificateur à très faible bruit (Low Noise Amplifier) en technologie hybride sur un module dédié à la norme Bluetooth. Il s'agissait dans cette étude de tester la faisabilité d'un module offrant une plus grande sensibilité en réception en lui greffant en entrée de réception un amplificateur faible bruit. Cette amélioration de la sensibilité augmente notablement la portée de la liaison Bluetooth entre deux modules du même type.

Mon choix s'est porté sur l'étude d'un amplificateur à très faible bruit en technologie hybride, pour maîtriser pleinement les caractéristiques de l'élément actif (ici un transistor npn pour les hautes fréquences très faible bruit), son point de polarisation et son interaction avec le module commercial existant. La difficulté était de concilier une consommation très faible, avec un gain élevé accompagné
d'un facteur de bruit très faible et d'une non-saturation lors de la réception d'une puissance impor-
tante. Cette situation est courante lorsqu'on est proche de l'émetteur. Ce dernier point est classique-
ment contradictoire avec les deux premières contraintes. Les choix sur l'élément actif et l'architecture
de l'amplificateur, couplés à un travail important d'optimisation par simulation ont conduit à la réa-
lisation d'un amplificateur (Fig. 6) de gain 10dB, présentant un facteur de bruit de 1dB pour une
polarisation avec un courant de 1 mA sous 3,3 V. Connecté à l'entrée RF du module commercialisé
par la société Inventel, cet amplificateur a permis un gain de 9dB en sensibilité tout en respectant les
tests en saturation et en intermodulation donc avec de forts signaux parasites en entrée.

Lors de ces travaux, je me suis intéressé à la faisabilité de fonctions de filtrage et d'adaptation
d'impédance pour des modules radiofréquences en utilisant les couches profondes de substrats multi-
couches. J'ai dirigé plusieurs stagiaires de DEA et de 3ème année pour réaliser un travail important
de caractérisation et de calibration des simulations numériques des circuits correspondants. Certains
résultats de ces recherches ont permis de rendre les circuits plus compacts. Ce travail spécifique a fait
l'objet d'un soutien du Ministère de l'Éducation Nationale, de la Recherche et de la Technologie, dans
le cadre du programme "Réseau National de Recherche en télécommunications". J'étais responsable
scientifique de ce programme pour le Laboratoire d'Électricité Générale.

La finalisation de ces circuits a nécessité une connaissance approfondie des normes de télécom-
munications associées, des aspects théoriques liés au traitement du signal nécessaire tant en émission
(codage, modulation...) qu'en réception (démodulation, traitement du signal tel que le filtrage analo-
gique ou numérique...), mais aussi des interactions entre l'électronique analogique d'émission et/ou
de réception et les systèmes de contrôle numérique pilotant les différents composants et assurant le
"rythme" au sein de ces systèmes...

2.1.3 Débit, couverture radiofréquence

J'ai exploité ces connaissances en proposant et en encadrant la thèse d'Alban Villain (thèse CIFRE avec la société Inventel) pour la réalisation d'un point d'accès Bluetooth multiple optimisé. Cette étude que je présente de façon approfondie dans la seconde partie de ce mémoire, concerne le second domaine d'amélioration d'un système de radiocommunication à savoir l'augmentation du débit et la réduction du temps d'établissement de la liaison.

Les recherches présentées jusqu'ici concernent l'amélioration et l'optimisation du fonctionne-
ment des systèmes électroniques en fonction de la puissance reçue, des interférences rencontrées,
du nombre de systèmes interconnectés... Il existe cependant un domaine très intéressant pour les
systèmes de communications qui concernent l'optimisation de l'utilisation de la puissance radiofré-
quence tant en émission qu'en réception par rapport à l'environnement. Ce domaine concerne direc-
tement l'antenne des modules radiofréquences, l'élément transmetteur qui assure la conversion entre
l'onde électromagnétique véhiculée dans l'air et le signal électrique exploité par les circuits électro-
niques.

Sur cette thématique, j'ai proposé et encadré une thèse sur le développement d'une antenne adap-
tative compatible avec la norme DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunications). Ce travail
a été mené de 2003 à 2007 par la doctorante Gwladys Collin [42] sous ma responsabilité. Le choix s'est porté sur la norme mondiale DECT, bien maîtrisée au laboratoire par moi-même et par Gwladys Collin qui avait auparavant réalisé un stage de DEA sous ma responsabilité, sur cette même norme. De plus, le laboratoire possède l'ensemble du matériel nécessaire. L'objectif de cette étude est la réalisation d'une antenne capable de réagir de façon dynamique aux modifications de l'environnement électromagnétique d'une base de téléphone DECT, pour optimiser l'utilisation de la puissance radiofréquence dans la cellule correspondante. Nous avons ajouté comme contrainte que cette antenne puisse se greffer sur une base existante avec un minimum de modification et qu'elle puisse donc travailler avec comme seule information sur le champ, le RSSI (Ratio Signal Strength Indicator) mesuré nativement par les modules radiofréquences DECT. Ce travail fera également l'objet d'une présentation approfondie dans la deuxième partie de ce mémoire consacrée à 2 réalisations spécifiques dans le domaine des télécommunications.

Les travaux de recherches que je viens de décrire brièvement couvrent l'ensemble des domaines sur lesquels il est possible d'intervenir pour améliorer la partie radiofréquence des systèmes de télécommunications mobiles. Pour chacun des prototypes, il a été nécessaire de développer des circuits hyperfréquences. Les circuits hybrides ont été préférés au circuit intégrés type MMIC car ils permettent de développer assez rapidement et avec une bonne précision des circuits fonctionnels reproductibles. Leur relatif encombrement est cependant un prix à payer pour cette souplesse d'emploi et de développement.

### 2.1.4 Métamatériaux

Compte tenu du savoir faire acquis lors de mes travaux sur les systèmes de radiocommunications, je me suis engagé ces dernières années dans deux voies de travail. La première voie consiste à rechercher de nouveaux circuits spécifiques reposant sur des principes innovants et dédiés principalement aux radiocommunications. La seconde voie est la recherche de l'utilisation des ondes hyperfréquences pour la réalisation de capteurs répondant à des problématiques industrielles spécifiques. Il s'agit ainsi d'un glissement progressif de mes activité de recherche du domaine des télécommunications vers le domaine plus large de l'instrumentation.

Mon intégration au sein du Laboratoire de Physique et d'Étude des Matériaux suite à une réorganisation des laboratoires au sein de l'ESPCI m'a conduit à focaliser mes recherches sur le domaine plus fondamental des métamatériaux pour les hyperfréquences. Mon expérience dans l'utilisation des systèmes hyperfréquences et ma curiosité m'ont poussé à m'intéresser à cette thématique plus large, plus variée et plus directement valorisable au travers de publications scientifiques. Ces cinq dernières années, je me suis tourné vers le domaine des métamatériaux d'abord pour les comprendre puis plus récemment pour les utiliser dans des circuits fonctionnels notamment dans les gammes de fréquence des systèmes de télécommunications. J'en ai profité pour encore accroître mon activité d'encadrement aux travers de nombreux stages de M1, M2 de l'université Pierre & Marie Curie et de 3ème année de l'ESPCI.

Les systèmes de radiocommunications sont en plein essor particulièrement dans la bande de fré-
quences des quelques gigahertz. Il est ainsi intéressant de chercher à réaliser certaines fonctions in-
dispensables aux parties hyperfréquences de ces systèmes par d'autres approches que les approches
classiques. Cette thématique importante dans mon activité de recherche actuelle fait l'objet d'une
présentation plus complète dans la troisième partie de ce mémoire. J'y présente en effet les résultats
récents obtenus sur un coupleur actif. Les 10 années de recherche (à temps partiel) dans ce domaine
ont été conduit avec l'aide et la compétence des nombreux stagiaires de M1, M2 de Paris 6, que j'ai
eu le plaisir d'encadrer.

2.1.5 Instrumentation

L'instrumentation est un domaine très vaste, à l'intersection de la recherche appliquée et fondamen-
tale, de la physique et de l'électronique. Dans ce domaine d'activité, je développe l'utilisation des
ondes hyperfréquences pour l'instrumentation scientifique et industrielle. J'ai ainsi contribué à l'ANR
OMICAGE sur la mesure de la teneur en eau de plaquettes forestières. Il faut savoir que la capacité
énergétique de ces morceaux de bois de quelques centimètres de coté, utilisés comme moyen de
chauffage, est très impactée par la quantité d'eau qu'ils contiennent. Pendant ce projet, nous avons
montré que la mesure la plus pertinente doit être réalisée à l'aide d'un système micro-onde. Dans la
quatrième et dernière partie de ce mémoire, je détaillerai ces travaux pour lesquels j'ai co-encadré
le travail du doctorant Nicolas Cuvigny et celui de nombreux stagiaires de M2 et de 3ème année de
l'ESPCI.

Je travaille également sur deux autres sujets liés à l'instrumentation. Le premier concerne le dé-
veloppement d'un système de positionnement latéral sur la route par ondes électromagnétiques pour
l'automobile, et le second porte sur le développement d'un système d'excitation et de mesures par
ondes électromagnétiques pour la mesure de charges d'espace. Ces travaux sont brièvement présentés
dans les deux paragraphes suivants.

**Route coopérative** L'une des principales causes d'accidents automobiles est la sortie de route lors de la perte de maîtrise du véhicule. Cette sortie de route peut être due à une vitesse excessive, un manque de vigilance (endormissement, distraction...), un malaise, une perte de contrôle liée à l'état de la chaussée avec la présence d'eau, de verglas, de feuilles ou de boue par exemple. Dans un grand nombre de cas, un système de détection de sortie de route permettrait avec ou sans l'aide d'un système d'assistance à la conduite d'éviter l'accident ou d'en réduire les dramatiques conséquences.

Il s'agit là d'un sujet d'actualité pour les constructeurs automobiles qui cherchent à rendre leurs
véhicules toujours plus sûrs. Plusieurs systèmes sont en cours d'étude dans le monde. Il convient ainsi
de distinguer les systèmes purement embarqués dans le véhicule qui ne font intervenir que celui-ci
dans la prise de décision, des systèmes sur les véhicules utilisant des informations de la route. Dans
la première catégorie, on peut citer les systèmes de détection de vigilance par caméra sur le visage
des conducteurs ou les systèmes de détection de franchissement de lignes blanches sans mise en
marche des clignotants. Les systèmes de la seconde catégorie sont coopératifs et sont désignés sous
le vocable de route coopérative. L'enjeu dans cette seconde catégorie de systèmes est d'introduire au
sein de la chaussée des informations qui sont ensuite utilisées par les véhicules équipés d'un système de détection et de décodage.

<figure><img src="image_9.png" /><figcaption>FIG. 7: Principe du système d'interaction véhicule/route.</figcaption></figure>

Au sein de l'équipe d'instrumentation, un projet de coopération entre le véhicule et la route est en cours d'étude et fait l'objet de la thèse de Nabil Houdali que je co-encadre depuis 2 ans, notamment pour toute la partie génération, mesure et exploitation des ondes hyperfréquences. Les enjeux sont complexes et multiples. Le système devant être déployé sur l'ensemble des routes et notamment des routes secondaires, son coût de déploiement doit être très réduit pour être viable économiquement. Les conditions climatiques avec la présence éventuelle de glace, d'eau, de boue ou autre sur la chaussée sont très contraignantes vis à vis des solutions viables dans tous les cas. La précision sur le positionnement du véhicule et le traitement de l'information doivent être suffisamment rapides et précis pour pouvoir intervenir de façon précoce bien avant la sortie de route. L'ensemble de ces contraintes, nous ont conduit à travailler sur un système utilisant un émetteur/récepteur d'ondes hyperfréquences placé sur le véhicule et interagissant avec des marqueurs qui seront implantés dans les bandes blanches latérales de la chaussée et déposés en même temps.

<figure><img src="image_10.png" /><figcaption>FIG. 8: Montage hétérodyne du système de mesure sur le véhicule.</figcaption></figure>

La fréquence utilisée sur le prototype de laboratoire est de 868 MHz. Les éléments radiatifs qui seront montés sur le véhicule sont constitués d'antennes patch pour une intégration assez simple sur le véhicule dans une disposition planaire, facilement camouflables dans les garnitures. Le système de réception à bord du véhicule utilise une détection hétérodyne pour ramener le signal à numériser à 10kHz, et un balayage en fréquence pour déterminer la réponse de la route en termes de bruit électromagnétique par rapport à la signature du marqueur (Fig. 8).
Les marqueurs implantés sur la chaussée sont constitués d'une antenne demi-onde couplée à un résonateur à onde de surface. L'antenne du transpondeur permet la captation et la réémission de l'onde émise par le véhicule. Le résonateur permet d'apporter une signature sur l'onde réémise pour la distinguer du bruit électromagnétique environnent et des réémissions parasites produites par d'autres éléments que le marqueur sur le sol. Le système utilise le déphasage entre l'onde émise et l'onde reçue pour estimer la distance entre le véhicule et le marqueur placé dans la bande blanche latérale de la chaussée. Les mesures conduites en chambre anéchoïde en milieu parfait (Fig. 9) mais également en milieu perturbé par des réflecteurs métalliques (Fig. 10) montre la réponse du résonateur (boucle) et la réponse du bruit (courbe régulière) pour une plage de mesure en fréquence allant de 867,5 MHz à 869,5 MHz par pas de 20 kHz.

<figure><img src="image_11.png" /><figcaption>FIG. 9: Signal mesuré en trait plein et signal reconstruit en pointillés pour un milieu parfait.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_12.png" /><figcaption>FIG. 10: Signal mesuré en trait plein et signal reconstruit en pointillés pour un milieu perturbé.</figcaption></figure>

La réponse du bruit est modélisée par un polynôme du second ordre que l'on ajuste ce qui, en le soustrayant du signal, permet d'obtenir le signal utile. Un algorithme adéquat permet de remonter à la distance. Les premiers résultats obtenus (Fig. 11) sont prometteurs et appellent à la réalisation d'un démonstrateur embarqué pour une validation plus complète.

<figure><img src="image_13.png" /><figcaption>FIG. 11: Distance estimée en fonction de la distance réelle pour un environnement parfait (trait plein) et perturbé (trait en pointillés).</figcaption></figure>
**Mesure de charges d'espace** La mesure des charges d'espace est une des activités historiques et de pointe de l'équipe d'instrumentation issue de l'ex-Laboratoire d'Électricité Générale (LEG) de l'ESPCI. La détermination de la distribution des charges piégées au sein d'un isolant est un point essentiel pour la conception de capteurs efficaces et pour l'optimisation des matériaux isolants et de leur structure. Les techniques de mesures non destructives sont préférables car elles permettent de suivre l'évolution de la distribution des charges lors de tests en conditions réelles. Les résolutions spatiales qui peuvent être obtenues avec les techniques actuelles [12] sont limitées à quelques micromètres [36, 39, 34]. Ceci est loin d'être suffisant pour l'analyse des propriétés de films isolants minces (d'une épaisseur de l'ordre du micromètre) qui sont de plus en plus utilisés dans les nouveaux capteurs, les composants pour l'électronique de puissance et l'ingénierie électrique. Les résolutions actuelles ne permettent pas également d'obtenir les distributions de charges aux interfaces créées par l'empilement de matériaux présentant des propriétés électriques différentes, empilement qui sont de plus en plus souvent présents au sein d'appareils divers notamment à cause de la miniaturisation de plus en plus poussée. Il s'agit là d'un souci majeur lors de la conception des composants électroniques pour éviter des claquages ou des dysfonctionnements qui peuvent avoir des conséquences critiques dans les systèmes où la dimension économique et/ou humaine est primordiale.

L'objectif de ce projet, entrepris en collaboration avec le laboratoire Laplace de l'Université Paul Sabatier de Toulouse et le laboratoire IES de l'Université Montpellier 2, est de développer un nouveau système de mesures de charges d'espace au sein des isolants, présentant une très haute résolution spatiale, inférieure ou égale à 100nm pour des matériaux polymères. Ceci correspond à une amélioration de plus d'un facteur 10 par rapport aux techniques existantes. Deux techniques complémentaires sont envisagées conjointement, l'une thermique est plus appropriée à l'étude des interfaces et la seconde électro-acoustique est plus appropriée pour l'étude au cœur des matériaux. La conduite à terme du projet doit permettre l'investigation et la compréhension des phénomènes liés aux charges d'espace qui se produisent sous une contrainte électrique ou radiative, mais aussi liés à des phénomènes de polarisation intrinsèques [40].

Pour atteindre l'objectif des 100nm de résolution, la bande passante nécessaire dans le cas de la méthode électro-acoustique est de 10GHz si on s'intéresse à un matériau polymère. Si la technologie semble disponible, l'objectif retenu reste très délicat à obtenir. De nombreux problèmes tant expérimentaux que théoriques sont à résoudre.

Pour la mesure électro-acoustique, le synoptique du système de test envisagé est présenté sur la figure 12. Des équipements fonctionnant à de très hautes fréquences doivent être utilisés pour atteindre les 10GHz de bande passante. Ces équipements ont classiquement des impédances d'entrée ou de sortie de 50Ω qui conduisent à des temps de montée de l'ordre de 1 ns/mm² dans le cas d'une excitation par une impulsion. Une durée d'impulsion de 50ps étant nécessaire pour la résolution de 100nm, la mesure nécessite l'implémentation d'une adaptation d'impédance très large bande entre le matériau sous test et les appareils de mesures. Malheureusement, l'efficacité d'une adaptation très large bande se fait au prix de pertes électriques très importantes. D'autre part, la puissance micro-onde nécessaire est de l'ordre de 8W (39dBm) pour un échantillon de 1 mm², ce qui est très au delà des valeurs raisonnables pour des appareils de mesure de laboratoire précis et large bande. Ainsi, il est
préférable d'exciter le matériaux avec un signal monochromatique, successivement à différentes fréquences et de reconstruire ensuite sa réponse fréquentielle, puis temporelle et enfin spatiale. Le signal temporel à partir duquel on estime le profil de charges d'espace est ainsi issu du spectre mesuré de façon discontinu. Une tension crête de 1 V est suffisante alors et correspond à une puissance moyenne de 10 dBm, ce qui est disponible en sortie des générateurs actuels. Il est également possible d'utiliser diverses techniques d'adaptation d'impédance sans perte pour optimiser le transfert de puissance. L'évaluation de la valeur du signal à mesurer en sortie du système montre que celui-ci doit pouvoir être mesuré par des appareils conventionnels par exemple à l'aide d'analyseurs de spectres dont les sensibilités sont très nettement inférieures à –120 dBm.

<figure><img src="image_14.png" /><figcaption>FIG. 12: Synoptique du système de test de mesure de charges à haute résolution spatiale.</figcaption></figure>

Ma contribution à ce projet concerne toute l'interface entre l'échantillon et les appareils de tests pour les hautes fréquences. Il est nécessaire de développer d'une part un porte échantillon compatible avec les hautes fréquences et d'autre part les différents systèmes d'adaptation d'impédance en entrée et sortie du dispositif pour des fréquences allant de 100 MHz à 10 GHz. Enfin, la mesure et son exploitation nécessite une connaissance pointue des générateurs hyperfréquences et des analyseurs de spectre pour optimiser le rapport signal sur bruit lors de la mesure. Une thèse dont j'assurerai le encadrement est envisagée pour mener à bien ce projet en collaboration avec le laboratoire Laplace de l'Université Paul Sabatier de Toulouse et le laboratoire IES de l'Université Montpellier 2.

Concernant la partie hyperfréquence, un premier prototype de porte échantillon (Fig. 13) est dès
à présent en cours de tests.

<figure><img src="image_15.png" /><figcaption>FIG. 13: Porte échantillon avec une connectique spécifique.</figcaption></figure>

**2.2 Deux applications dans le domaine des Télécommunications**

Après ce panorama de mes travaux de recherches passés et actuels, cette seconde partie est plus spécifiquement dédiée aux travaux de recherches qui ont conduit à la soutenance de deux thèses
que j'ai encadrées sur des applications en Télécommunications. Ces travaux portent sur la réalisation d'un point d'accès réseau multiple compatible avec la norme Bluetooth et la réalisation d'une antenne adaptative dédiée aux stations de radiotéléphonie à la norme DECT.

### 2.2.1 Création d'un point d'accès réseau à la norme Bluetooth présentant un débit et un temps d'association améliorés.

Les réseaux sans fils sont sans cesse l'objet de nombreux travaux de recherche. De nouveaux standards sont développés et utilisés pour répondre dans les meilleures conditions aux divers besoins. Ainsi les réseaux 802.11n (ou WiFi), Zigbee, le réseau Ultra Large Bande (UWB LAN) sont déjà mis en œuvre dans le cadre de réseaux locaux. Un autre standard, Bluetooth, fait l'objet de travaux importants. Les modules Bluetooth produits en très grandes quantités et donc peu coûteux sont implantés dans nombre d'appareils, et les règles de cette interface radiofréquence permettent une grande interoperabilité entre des appareils offrant des fonctions très diverses.

La première application de Bluetooth est de supprimer les câbles de connexion, mais cette norme permet également la construction de réseaux ce qui est nettement moins connu et exploité. L'objectif du travail de recherche présenté maintenant est de réaliser un point d'accès Bluetooth optimisé en terme de temps de connexion et de débit. Pour cela, l'idée retenue est d'agglomérer plusieurs interfaces Bluetooth (de 2 à 5) en un même point d'accès, en un seul lieu géographique pour offrir un point d'accès multiple. Dans une telle configuration, chaque interface agit comme un maître selon le protocole Bluetooth, créant ainsi plusieurs piconets (pico-réseau) au même endroit. Il se pose alors un problème évident d'interférences radiofréquences entre ces piconets. Ces interfaces Bluetooth étant très proches les unes des autres, aucun modèle de propagation ou de répartition géographique des signaux n'est à considérer. Il s'agit ainsi du pire cas où tous les signaux parasites présentent la même puissance au même endroit que le signal utile.

Dans cette étude, l'objectif n'est pas de définir précisément la probabilité des collisions entre trames, ni d'en obtenir un modèle statistique, mais de montrer comment les supprimer via un prototype de démonstration.

Bluetooth opère dans la bande ISM des 2,4 GHz déjà fortement polluée par nombre d'applications (WiFi, Zigbee, les fours micro-onde...). Il y a donc eu des études pour traiter certaines interférences. Dans un tel environnement, on peut distinguer les interférences statiques et les interférences dynamiques.

Les interférences statiques surviennent quand un autre système électronique utilise une fréquence fixe pour toutes ses transmissions dans la bande ISM. C'est notamment le cas des systèmes 802.11. De telles interférences ont été étudiées par le groupe de travail IEEE 802.15 [9] et par un groupe de travail du consortium Bluetooth [10]. Des résultats intéressants ont été présentés sur la façon de détecter et de limiter ces interférences statiques [20, 28].

Les solutions envisageables pour éviter une chute des performances liée aux collisions des trames radiofréquences sont essentiellement basées sur un mécanisme de sauts de fréquences adaptatif [38, 19, 3]. Ces solutions concernent uniquement les interférences entre un périphérique utilisant un canal
de transmission radiofréquence (RF) statique comme les périphériques 802.11, et un appareil utilisant une allocation dynamique du canal RF tel qu’un module Bluetooth. Dans ce cas le système Bluetooth subissant des interférences radiofréquences sur un certain nombre de canaux RF les élimine des canaux utilisables pendant un certain temps limité.

Dans le cas d'interférences entre plusieurs piconets Bluetooth, la technique précédente n'est pas efficace car chaque piconet implémente la technique des sauts de fréquences indépendamment les uns des autres sans coordination. Ces interférences sont dynamiques puisque chaque piconet ne connaît pas les canaux fréquentiels utilisés par les autres systèmes Bluetooth. Certains travaux ont été mené pour évaluer les performances de la technologie des sauts de fréquences pour les systèmes Bluetooth dans ce cas de figure [26]. Bien que ces travaux aient montré qu'une certaine coexistence était possible, cette évaluation statistique ne donne cependant pas d'information sur la manière de les réduire.

Je vais maintenant présenter la méthode mise au point au laboratoire pour assurer une coexistence sans interférence entre les interfaces Bluetooth agrégées au sein du même système, en utilisant pour cela un réglage judicieux et particulier de l’algorithme du saut de fréquence de la norme Bluetooth [138].

**Norme Bluetooth** La norme Bluetooth permet la création de réseau ad-hoc en utilisant des interfaces radiofréquences (système d'émission/réception et électronique de contrôle) faible coût, faible puissance d'émission et donc courte portée [6]. La norme Bluetooth propose un schéma général de duplexage temporel des communications (TDD) et offre des liens synchrones et asynchrones pour des liaisons vocales ou de transfert de données [35]. Pour diminuer les effets des interférences avec les autres systèmes de la bande ISM à 2,4GHz, un saut de fréquence lent conjugué à un processus de répétition rapide des requêtes (Automatic Repeat reQuest ou ARQ) a été prévu. La bande de fréquence disponible de 2402 à 2480MHz est découpée en 79 canaux radiofréquences (RF) chacun de 1MHz de large. Un canal de communication sur lequel sont échangées des trames RF au sens de la norme Bluetooth est défini par la succession des canaux et des intervalles ("slot") temporels associés utilisés. Le rythme temporel des slots et la séquence des canaux RF utilisés lors d'une communication sont déterminés par l'adresse du maître du piconet (BD_ADDR) et par son horloge temporelle native (CLKN) (Fig. 14).

<figure><img src="image_16.png" /><figcaption>FIG. 14: Échange typique de paquets de données au sein d'un piconet Bluetooth entre un maître et ses esclaves.</figcaption></figure>
La BD_ADDR est constitué de 48 bits :

$$BD_ADDR_{47-0} = NAP_{15-0} | UAP_{7-0} | LAP_{23-0}, \quad (1)$$

Les bits NAP (Non significant Address Part) et UAP (Upper Address Part) sont fixes (assignés à un fabricant par l'IEEE). Les bits LAP (Lower Address Part) sont choisis librement par le constructeur.

Pour que le schéma temporel soit fonctionnel, chaque esclaves du piconet doit ajuster son horloge sur celle du maître.

$$CLK_{slave} = CLKN_{master} + \text{clock\_offset} + \text{slot\_offset}. \quad (2)$$

Les canaux RF successifs sont calculés de façon pseudo-aléatoire pour satisfaire les recommandations de la Federal Communications Commission (FCC) américaine pour la bande ISM 2,4 GHz. L'algorithme Bluetooth Selection-Kernel utilise pour cela l'identité du maître (BD_ADDR) et l'horloge (CLKN, incrémentée de 1 toutes les 312,5 µs) comme entrées. Les esclaves du piconet utilisent aussi l'identité du maître et leur propre horloge corrigée avec celle du maître selon (2). La figure 15 représente schématiquement le Bluetooth Selection-Kernel selon la norme [35].

<figure><img src="image_17.png" /><figcaption>FIG. 15: Bluetooth Selection-Kernel.</figcaption></figure>

Les entrées en mode connecté sont les suivantes :

$$X = CLK_{6-2} \quad (3)$$

$$Y1 = CLK_1 \quad (4)$$

$$Y2 = 32 \times CLK_1 \quad (5)$$

$$A = ULAP_{27-23} \oplus CLK_{25-21} \quad (6)$$

$$B = ULAP_{22-19} \quad (7)$$

$$C = ULAP_{8,6,4,2,0} \oplus CLK_{20-16} \quad (8)$$

$$D = ULAP_{18-10} \oplus CLK_{15-7} \quad (9)$$

$$E = ULAP_{13,11,9,7,5,3,1} \quad (10)$$

$$F = 16 \times CLK_{27-7} \mod 79 \quad (11)$$
$$Z' = (X + A) \mod 32 \qquad (12)$$

$$Z[4] = Z'[4] \qquad (13)$$

$$Z[0:3] = B \oplus Z'[0:3] \qquad (14)$$

Dans ces notations, CLK représente l'horloge et les bits ULAP correspondent aux 32 bits les moins significatifs (LSB) de la BD_ADDR, soit :

$$ULAP = UAP_{7-0} | LAP_{24-0}. \qquad (15)$$

Cette précision faite sur les fondements de la technologie Bluetooth, il est maintenant possible de décrire la méthode mise au point pour améliorer les performances en présence d'interférences sévères.

### Cohabitation entre les systèmes Bluetooth
Il est possible d'évaluer la coexistence entre systèmes Bluetooth. Chaque piconet possède sa propre horloge et sa propre séquence des canaux RF basée sur l'horloge du maître et son adresse de périphérique. Ainsi il est clair que plusieurs piconets situés les uns très près des autres provoquent des interférences mutuelles. La figure 16 en donne une illustration.

<figure><img src="image_18.png" /><figcaption>FIG. 16: Rythmes temporels pour deux piconets différents.</figcaption></figure>

Dans le cas envisagé, il existe une probabilité non-nulle que deux paquets de données se chevauchent dans les 2 piconets. En outre, la même fréquence peut être utilisée pendant un slot. Ainsi si $f(k) = g(k)$ les données échangées dans les 2 piconets pendant le slot k sont perdues à cause de la collision.

Considérons deux piconets Bluetooth. Pour simplifier, nous faisons l'hypothèse que les horloges sont alignées au niveau des slots temporels. Comme il y a 79 canaux fréquentiels, la probabilité que deux piconets utilisent le même canal au même moment est donnée par l'équation (16) [4].

$$P = \frac{1}{79} \approx 1,266\%. \qquad (16)$$

Des simulations statistiques ont été menées pour évaluer les collisions résiduelles entre piconets et elles indiquent un bon comportement général [20]. Mais l'approche statistique masque certaines situations particulièrement dramatiques dans le cas d'un point d'accès Bluetooth multiple. Le problème est
évident si on calcule les canaux fréquentiels utilisés par deux piconets ayant pour adresses et horloges respectivement $ULAP_1 = 0x09808105$, $CLKN_1 = 0x0$, $ULAP_2 = 0x0$ et $CLKN_2 = 0x2731000$. En effet, si on calcule numériquement le nombre de collisions en utilisant les équations (3) à (11) avec la machine d'état du Bluetooth Selection-Kernel (Fig. 15), les résultats (Fig. 17a et 17b) montrent qu'il y a tant de collisions que, pendant une durée importante il n'est pas possible d'établir une connexion.

<figure><img src="image_19.png" /><figcaption>FIG. 17: Moyenne mobile du nombre de collisions établie sur 40 slots.</figcaption></figure>

Cet exemple particulier illustre le fait qu'une approche probabiliste ne décrit pas complètement le comportement réel des piconets Bluetooth entre eux. Bien qu'il existe de nombreux autres exemples de cette nature, heureusement dans la plupart des cas le nombre de collisions n'est pas aussi élevé.

Pour essayer d'améliorer la coexistence entre piconets, il est nécessaire de mieux comprendre la fréquence de situations aussi dramatiques. Le nombre de séquences des canaux RF successifs possibles est si grand qu'il n'est pas envisageable d'essayer de calculer toutes les possibilités de collision entre deux piconets ou plus, au cours d'une communication. Nous avons ainsi décidé de simuler un nombre de cas suffisamment important pour avoir une vue représentative du phénomène.

## Étude des collisions entre piconets Bluetooth dans des cas pratiques réels

Plusieurs simulations ont été conduites pour comprendre ce phénomène. La méthodologie est la suivante :

1. Choix arbitraire d'un couple de *ULAP* et de *CLKN*.

2. Calcul des canaux RF utilisés par deux piconets Bluetooth déterminés par ces paramètres.

3. Calcul du nombre de collisions entre ces deux piconets durant le temps d'une connexion simulée.

Deux méthodes ont été utilisées :

1. Le calcul du nombre de collisions est mené entre un piconet de paramètres fixés ($ULAP = 0$, $CLKN = 0$) et un piconet de paramètre aléatoire ($ULAP_{rand}$, $CLKN_{rand}$).
2. Le calcul est fait entre deux piconets choisis aléatoirement de paramètres ($ULAP_{rand,1}$, $CLKN_{rand,1}$) et ($ULAP_{rand,2}$, $CLKN_{rand,2}$).

Toutes les simulations de connexions ont été faites avec des paquets échangés de 1 slot, en faisant l'hypothèse qu'il n'y a pas de glissement entre les deux horloges indépendantes des deux piconets. La durée pour chaque connexion est de $T_{com} = 2$ heures. La durée d'un slot étant $T_{slot} = 625$ µs. Chaque connexion représente $N_{slot} = \frac{T_{com}}{T_{slot}} = 11520000$ slots.

Les résultats sont donnés dans la figure 18a (66000 cas) pour la première méthode et dans la figure 18b (56000 cas) pour la seconde.

<figure><img src="image_20.png" /><figcaption>FIG. 18: Simulations des collisions entre deux piconets Bluetooth.</figcaption></figure>

Le taux de collision en pourcentage est défini par l'équation (17).

$$R_c = 100 \cdot \frac{N_c}{N_{Total}} \qquad (17)$$

$N_c$ est le nombre de slots avec collisions, $N_{Total} = N_{simul} \cdot N_{slot}$ est le nombre total de slots simulés et $N_{simul}$ est le nombre de simulations faites dans chaque cas. Nous avons également défini $R_T$ comme le pourcentage de simulations qui intègrent un taux de collision $R_C$. $N_{RC}$ correspond au nombre de simulations avec un taux de collisions égale à $R_C$.

$$R_T = 100 \cdot \frac{N_{R_c}}{N_{simul}} \qquad (18)$$

Le nombre de simulations faites peut sembler faible en comparaison du très grand nombre de combinaisons possibles pour les paramètres de la séquence de sauts (ULAP,CLKN) [20]. En réalité, en tenant compte du nombre de connexions simulées et de leurs durées, c'est l'équivalent de $500000 \cdot N_{slot} = 5,76 \cdot 10^{12}$ sauts de fréquences qui sont simulés, ce qui est un nombre significatif pour obtenir une tendance au comportement des collisions entre piconets.

Comme attendu, il y a statistiquement seulement quelques pourcents des couples de piconets qui présentent une situation sévère de collisions, ce qui confirme le bon fonctionnement de l'algorithme
du Bluetooth Selection-Kernel.

Pour tenir compte du glissement inévitable entre les deux horloges des deux piconets, une seconde série de simulations a été réalisées en utilisant la seconde méthode. Tous les 12500 slots, un piconet est décalé de 1 slot par rapport à l'autre. Ceci simule un glissement des deux horloges maître de l'ordre de 40 ppm. Toujours pour un temps de connexion de $T_c = 2$ heures, $N_s = 23\,7000$ simulations ont été calculées. Comme on peut le remarquer sur la figure 19, le glissement temporel des deux horloges n'introduit pas plus de collisions, elles sont par contre mieux réparties. Le glissement stoppe la série de collision de canaux en cours qu'auraient subi normalement les deux piconets avec exactement la même horloge. En contre partie, ce glissement introduit d'éventuelles collisions qui n'auraient normalement pas eu lieu. En quelque sorte le glissement temporel moyenne le nombre de collisions sur l'ensemble des couples de piconets possibles. Le taux moyen de collision dans ce cas est d'environ 1,2%, ce qui est en accord avec le calcul théorique de simples probabilités [6]. Dans ce cas, la variance du taux de collision est plus faible que pour les simulations sans glissement.

<figure><img src="image_21.png" /><figcaption>FIG. 19: Simulations des collisions entre deux piconets Bluetooth avec glissement temporel.</figcaption></figure>

Ces résultats indiquent, que d'une façon générale, le taux de collision entre deux piconets est relativement faible et que peu de paquets de données sont perdus. Néanmoins certains cas critiques tels que ceux mentionnés précédemment nécessitent d'être évités car ils conduisent à un grand nombre de collisions, ce qui a pour conséquence une diminution voire une rupture momentanée du débit. Dans le cas d'applications temps réel de contrôle sans fil, cela est inacceptable. Pour répondre à cette problématique, une étude plus en détail de l'algorithme de sélection de canal a été conduite.

La structure du Bluetooth Selection-Kernel en mode connexion est définie par les équations (3) à (11) et la configuration décrite dans la figure 15.

Compte tenu des propriétés de la machine à états de sélection du canal Bluetooth, une étude relativement simple montre que la séquence de sélection du numéro de canal ne se répète pas avant un très grand nombre de slots temporels.
**Amélioration de la coexistence** Considérons le cas de deux piconets avec leur modules de Selection-Kernel et leurs entrées $X_i, Y_{1,i}, Y_{2,i}, A_i, B_i, C_i, D_i, E_i$ et $F_i$, et leur sorties $Ch_i (i \in \{1, 2\})$. Les maîtres de ces deux piconets sont $M_1$ et $M_2$.

Pour supprimer les interférences entre les deux piconets, il faut définir des canaux fréquentiels différents pour chaque nouveau slot. Ceci peut être obtenu de façon réaliste et déterministe de deux façons : on choisit la même adresse pour le périphérique et on décale les horloges d'une valeur judicieusement choisie, ou au contraire on utilise la même horloge mais avec un choix judicieux sur les adresses individuels.

La première solution n'est en fait pas envisageable car elle conduit à des difficultés inextricables lors de l'établissement d'une connexion. Un périphérique cherchant à se connecter verra en effet deux piconets identiques d'un point de vue de l'adresse mais avec des horloges différentes. Il ne pourra pas se synchroniser et s'identifier correctement, les algorithmes de cryptage et d'authentification utilisant la *BD_ADDR* du maître parmi les paramètres [35].

Seule la seconde solution est donc à étudier.

D'un point de vue mathématique, $SK_1$ et $SK_2$ donnent des sorties identiques si leurs entrées le sont. Il est important de remarquer que cela peut se produire même si les entrées sont différentes, le Selection-Kernel étant une fonction surjective. Le contrôle de toutes les entrées (autres que l'horloge) n'est pas une solution viable car elle n'est pas réalisable en pratique pour toutes les valeurs de l'horloge.

En contrôlant l'adresse $ULAP_{31-0}$, il est néanmoins possible de définir les entrées B, C, D, E. Une étude précise de l'algorithme de sélection du canal montre que si on utilise deux Selection-Kernels avec toutes leur entrées identiques exceptées B ou E, les canaux calculés sont différents. Par contre, si on utilise deux Selection-Kernels avec toutes leur entrées identiques exceptées C et/ou D, alors la probabilité d'obtenir le même numéro de canal est non nul.

Ainsi une possibilité pour contrôler le Selection-Kernel de manière à obtenir des canaux différents est d'avoir des entrées B ou E différentes (en respectant la condition de modulo 79 liée à la machine à états), avec la même horloge Bluetooth pour chaque piconet. Pour plus de facilité, nous avons retenu de ne travailler que sur l'utilisation du seul paramètre E qui, étant codé sur plus de bit que B, offre plus de possibilités de définir des adresses adéquates pour les divers piconets.

**Paquets de données multi-slots** Il est important de considérer maintenant les paquets de données multi-slots et non plus seulement les slots simples précédents. Seul le cas de deux piconets est détaillé ici avec pour chacun un maître et un esclave, mais cette étude peut être facilement généralisée à plusieurs piconets.

La figure 20 résume les diverses situations observables avec les paquets de données multi-slots.

1. Situation A : Un paquet multi-slots est échangé dans un des deux piconets, alors qu'un paquet simple slot est utilisé dans le second (paquets en pointillées). Dans ce cas, la réception du paquet simple se recouvrant avec l'émission du paquet mutiple est bloquée. Il n'est ainsi pas possible d'utiliser tel quel ces paquets simples dans le cas d'une coexistence entre piconets.
<figure><img src="image_22.png" /><figcaption>FIG. 20: Illustration de l'utilisation des paquets de données multiples au sein d'un piconet</figcaption></figure>

2. Situation B : Cette situation présente le cas ou les deux piconets échangent des paquets multiples de même nature. Ce cas ne présente pas de difficultés particulières pour la coexistence étudiée ici.

3. Situation C : Cette dernière situation se présente lorsque l'un des maîtres décide de ne pas émettre de données dans certains slots. Cette situation est en fait similaire au cas A.

Pour notre méthode d'optimisation de la coexistence entre deux piconets, il a été pris comme hypothèse de départ que les deux piconets utilisaient la même Bluetooth-Clock. Dans la situation B, tout se passe comme pour des paquets simples pour le calcul des canaux RF.

Dans les situations A et C, il n'en est pas de même. Il n'est malheureusement pas possible d'assurer un choix de canaux RF différents pour tous les cas de figures avec le seul contrôle du paramètre *E*. Néanmoins les simulations menées dans ce cas montrent des taux de collisions de 3% pour 2 piconets, 6% pour 3 piconets, environ 8% pour 4 piconets et 10% pour 5 piconets. Sans le choix optimisé du paramètre *E*, ces taux de collisions sont respectivement de 21%, 25%, 28% et 31%. La solution retenue dans le cas des paquets de données à slot unique améliore nettement la situation.

Pour être précis, dans le cas d'échanges au sein des piconets de paquets de données de longueurs différentes, le problème n'est pas la collision lors de l'émission mais la non réception par l'un des piconets durant l'émission des autres. Les interfaces radiofréquences étant excessivement proches les unes des autres, la réjection co-canal et des canaux adjacents n'est pas suffisante pour éviter le blocage. Une difficulté analogue intervient lorsqu'un des maîtres doit scruter ("scanner") son environnement sans être perturbé par les communications des autres piconets. Pour résoudre ces problèmes, un superviseur est inséré au sein du point d'accès multiple conjointement avec les interfaces radiofréquences Bluetooth, pour contrôler les émissions. L'algorithme utilisé dans le superviseur est semblable dans son principe à celui proposé par Chiasserini [9, 3]. Le superviseur inhibe ainsi les émissions des interfaces Bluetooth bloquantes dans le cas des paquets multi-slots ou durant les phases de scrutation ("scanne") mais dans un réseau synchronisé. Compte tenu de la synchronisation et des informations sur la longueur des paquets échangés ainsi que du mode de scrutation, le superviseur est capable d'interdire les phases d'émission au plus juste pour ne pas avoir de collision. Dans le protocole établi, le superviseur inhibe la transmission du slot d'un maitre d'un piconet si le slot de ré-
ception correspondant survient pendant l'émission d'un multi-slots d'un autre piconet. Pour parfaire la synchronisation, le superviseur fournit l'horloge de référence à toutes les interfaces Bluetooth dans le point d'accès multiple développé au laboratoire.

Compte tenu du caractère modulo 79 de l'influence du paramètre *E*, la solution retenue sur le choix judicieux des adresses des interfaces Bluetooth considérées est applicable en théorie à 79 piconets simultanément actifs au même endroit.

**Prototype fonctionnel** Dans la solution proposée pour réduire les collisions, les bits choisis (*E*) sont dans le LAP de l'adresse d'un module Bluetooth. Ils peuvent effectivement être choisis par le constructeur.

La méthode proposée a été implémentée sans modification de la norme Bluetooth au sein d'un prototype constitué de 3 interfaces Bluetooth réunies en un point d'accès unique (Fig. 21). Les interfaces Bluetooth sont espacées de 3 cm les unes des autres et contrôlées par la carte électronique de supervision qui assure la synchronisation des horloges des 3 interfaces. Le prototype a été défini pour permettre un grand nombre de connexions Bluetooth simultanées pour développer un point d'accès réseau sans fils permettant de minimiser le nombre de localisations des bases Bluetooth et les liens de synchronisation entre elles.

<figure><img src="image_23.png" /><figcaption>FIG. 21: Prototype du point d'accès multiple réalisé.</figcaption></figure>

Pour valider ce prototype, des mesures ont été réalisées et comparées aux performances d'un point d'accès simple du commerce. Ces mesures ont été conduites dans un environnement de bureau professionnel incluant des systèmes Wifi perturbants. Les connexions ont été établies entre le prototype du point d'accès multiple Bluetooth et des interfaces commerciales Bluetooth telles que des modules USB pour les ordinateurs portables.

Les résultats typiques obtenus sont :

* la possibilité d'avoir plus de 7 esclaves connectés simultanément;
* quand seulement 2 esclaves sont connectés le débit de données est de 55 ko.s⁻¹ pour chaque, ce qui est 40 fois plus élevé que pour 2 esclaves connectés à un point d'accès Bluetooth simple;

* quand 7 esclaves sont connectés, le débit moyen pour chaque est de 17 ko.s⁻¹, ce qui est 30 fois plus élevé que lorsque les 7 esclaves sont connectés à un point d'accès Bluetooth simple.

* enfin quand 9 esclaves sont connectés le débit est encore de 13 ko.s⁻¹ pour chaque.

Le temps mesuré pour établir une connexion est de 3 s même lorsque 6 connexions sont déjà en cours. L'ensemble de ces mesures ont été réalisées 200 fois pour s'assurer de la reproductibilité.

Dans le cas de 2 esclaves connectés à notre point d'accès multiple, on pourrait s'attendre à un doublement du débit par rapport à un seul esclave connecté à ce même point d'accès multiple. Ce n'est pas le cas car tous les tests ont été réalisés avec l'envoie de paquets de longueur aléatoire du point d'accès vers les clients Bluetooth connectés. Pour éviter les collisions, l'algorithme d'inhibition entre en jeux ce qui réduit le débit. Il en est de même pour les phases de scrutation ("inquiry" et "page scanne") périodiques dans le protocole Bluetooth.

**Conclusion sur le point d'accès Bluetooth multiple**
L'étude approfondie de la norme Bluetooth et plus particulièrement de l'algorithme (Bluetooth Selection-Kernel) de sélection des canaux fréquen tiels utilisés dans le processus des sauts de fréquences a permis de dégager une stratégie de minimi sation des collisions radiofréquences pour des interfaces Bluetooth localisées très près les unes des autres. La solution retenue implique une synchronisation des diverses interfaces entre elles et un choix judicieux des adresses propres à chacune, adresses intervenant dans le choix des canaux RF.

La solution présentée a été validée par la réalisation d'un prototype complet impliquant 3 inter faces Bluetooth et une carte électronique de supervision pour traiter les paquets longs et les phases de scrutation indispensables dans la norme Bluetooth pour la découverte de nouveaux périphériques à connecter par exemple.

Les résultats présentés à partir du prototype fonctionnel montrent qu'il est possible de construire un point d'accès réseau, pour un usage privé ou publique dans lequel les interfaces Bluetooth sont synchronisées, avec un débit intéressant supérieure au débit offert par trois interfaces réseaux indé pendantes placées les unes à côté des autres. Ce travail montre également que l'étude approfondie d'une norme de radiocommunication peut permettre de trouver des solutions innovantes à diverses difficultés d'ordre électromagnétique lors d'utilisation des systèmes correspondants.

La thèse d'Alban Villain présente bien sûr l'ensemble de cette étude avec tous les détails néces saires, mais une synthèse des point les plus importants a été publiée dans la revue Wireless Commu nications and Mobile Computing [138].

### 2.2.2 Développement d'une antenne adaptative compatible avec la norme DECT

Il existe un domaine très intéressant pour les systèmes de communications qui traite de l'optimisation de l'utilisation de la puissance radiofréquence tant en émission qu'en réception par rapport à l'en vironnement. Ce domaine implique directement l'antenne des modules radiofréquences, l'élément
transmetteur qui assure la conversion entre l'onde électromagnétique véhiculée dans l'air et le signal électrique exploité par les circuits électroniques.

C'est sur ce sujet et sous mon encadrement qu'a travaillé Gwladys Collin pour son doctorat. Je lui ai proposé de réaliser le développement d'une antenne adaptative compatible avec la norme DECT (Digital Enhanced Cordless Telecommunications). La réalisation d'une antenne capable de réagir de façon dynamique aux modifications de l'environnement électromagnétique d'une base de téléphone DECT, pour optimiser l'utilisation de la puissance radiofréquence dans la cellule correspondante, est l'objectif de cette étude. Nous avons ajouté comme contrainte que cette antenne puisse se greffer sur une base existante avec un minimum de modification et qu'elle puisse donc travailler avec comme seule information sur le champ, le RSSI (Ratio Signal Strength Indicator) mesuré nativement par les modules radiofréquences DECT.

D'un point de vue général, tout réseau de communication sans fil est constitué d'une station de base qui a pour rôle d'acheminer les données à destination ou en provenance des différents mobiles situés dans sa zone de couverture. La zone de couverture des stations existantes est couramment figée et ne peut être modifiée en cours d'utilisation. Ceci entraine un certain nombre d'inconvénients comme la restriction de la portée de la station de base, le rayonnement inutile dans des zones sensibles ou encore la réception de signaux parasites (Fig. 22).

<figure><img src="image_24.png" /><figcaption>FIG. 22: Objectif d'une antenne adaptative.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_25.png" /><figcaption>FIG. 23: Réseau d'antennes.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_26.png" /></figure>

L'utilisation d'antennes dont le diagramme de rayonnement est modifiable en cours d'utilisation permet d'obtenir un gain notable en qualité de service. Cette meilleure utilisation de la puissance permet aussi de réduire la puissance rayonnée (Fig. 22).

Pour obtenir une telle fonction, il existe plusieurs systèmes dits "intelligents" comme les antennes à commutation de faisceaux et les antennes adaptatives. Ces dernières présentent une plus grande possibilité en terme d'agilité de diagrammes. Dans les systèmes à antennes adaptatives, les diagrammes de rayonnement ne sont pas prédéterminés. Des éléments de commande sont utilisés pour permettre une adaptation dynamique du diagramme de rayonnement en fonction de la position des utilisateurs.
L'antenne focalise plus précisément sa puissance dans les directions utiles tout en modulant l'intensité de la puissance émise.

Les mesures réalisées avec notre système adaptatif montrent l'optimisation du diagramme en fonction de l'environnement électromagnétique de la station de base. Le système est compatible avec la norme DECT dont la gamme de fréquence s'étend de 1,88 GHz à 1,9 GHz.

**Description de l'antenne adaptative.** Une antenne présentant un diagramme de rayonnement variable est dans la pratique un réseau d'antennes. Chaque antenne élémentaire est une source dont on peut piloter la phase et l'amplitude des signaux émis ou reçus. Le réseau d'antennes développé pour ce projet est un réseau linéaire en technologie microruban (substrat Verre-Epoxy - FR4). Il est constitué de 8 antennes composées elles-mêmes de 3 antennes patchs régulièrement espacées de $\frac{\lambda}{2}$ (Fig. 23). Le réseau d'antennes comporte une électronique hyperfréquence capable d'ajouter une pondération complexe variable aux signaux transitant par chaque antenne.

<figure><img src="image_27.png" /><figcaption>FIG. 24: Système adaptatif.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_28.png" /><figcaption>FIG. 25: Structure de l'antenne adaptative.</figcaption></figure>

Directement connecté sur la sortie hyperfréquence d'une station de base DECT, le circuit de pondération complexe comporte 8 voies, chaque voie étant divisée en une voie d'émission et une voie de réception. Également conçu en technologie microruban, le circuit est constitué entre autre d'un répartiteur de puissance par 8, d'amplificateur variables de puissance (PA), de commutateurs et de déphaseurs variables. Chacun des éléments du circuit est contrôlé par un ordinateur via une carte d'interface (Fig. 24).

**Fonctionnement de l'antenne adaptative** Afin d'optimiser sa zone de couverture, l'antenne adaptative, dans un premier temps, apprend son environnement électromagnétique. Elle localise les signaux utilisateurs, en provenance de mobiles, et les parasites. Suite à cet apprentissage, le système définit un cahier des charges. Il se présente sous la forme de couples de valeur $(G, \theta)$, $G$ étant le gain que doit présenter l'antenne dans la direction $\theta$.
La synthèse de diagramme est chargée de déterminer les poids complexes à appliquer aux différentes sources du réseau d'antennes pour que le diagramme respecte au mieux le cahier des charges. L'algorithme développé repose sur la méthode variationnelle [18, 21] et nécessite la fabrication d'un gabarit. Celui-ci est établi à partir du cahier des charges et optimisé de façon à rendre l'algorithme de synthèse le plus performant possible.

Le calculateur pilote alors le circuit hyperfréquence afin qu'il règle la loi d'alimentation complexe adéquate.

En dehors du mémoire de thèse de Gwladys Collin, on peut se reporter à l'article publié dans IET Microwaves, Antennas, & Propagation [17] pour une présentation plus complète de la synthèse de diagramme mise en œuvre pour ce prototype.

## Apprentissage et localisation
La technique de localisation développée a pour but de déterminer uniquement la position angulaire des signaux [17] utilisateurs provenant des mobiles. Elle tient compte des contraintes temporelles strictes imposées par la norme DECT qui permet la transmission de données vocales et ne tolère pas d'interruption de la liaison base/mobile. Contrairement aux systèmes de détection radar à faisceau étroit, la technique mise en œuvre utilise un balayage plus rapide avec un faisceau large (Fig. 26).

<figure><img src="image_29.png" /><figcaption>FIG. 26: Localisation à l'aide de faisceaux larges.</figcaption></figure>

## Principe de l'algorithme de base
Lorsque l'antenne balaie l'espace avec un faisceau large, elle peut recevoir de la puissance provenant de plusieurs directions. La direction recherchée ne correspond donc pas forcément à la direction du maximum de rayonnement du faisceau. La puissance reçue ($P_{reçue}$) par la base, lorsqu'elle présente l'un des faisceaux d'apprentissage, dépend du gain de la base dans le direction du mobile ($G_{base}(\theta_M)$), du gain du mobile ($G_{mobile}$), de la puissance émise par le mobile ($P_{mobile}$) ainsi que de la distance du mobile ($d$) comme l'indique l'équation (19).

$$P_{reçue} = G_{mobile} G_{base}(\theta_M) \left(\frac{\lambda}{4\pi d}\right)^2 P_{mobile} \quad (19)$$

On peut raisonnablement faire l'hypothèse que le mobile ne bouge pas entre deux faisceaux successifs car le temps de commutation est très faible. La puissance émise par le mobile ($P_{mobile}$) restant
constante, le rapport $\frac{G_{base}}{P_{reçue}}$ doit être identique quel que soit le faisceau présenté dans la direction du mobile. Ceci conduit à l'équation (20) où les indices i et j représentent les mesures effectuées avec les faisceaux i et j.

$$ \frac{G_{base i}(\theta_M)}{P_{reçue i}} = \frac{G_{base j}(\theta_M)}{P_{reçue j}} \qquad (20) $$

La direction du mobile $\theta_M$ recherchée est celle pour laquelle la relation (20) est vérifiée. Sur la figure 27 l'angle recherché correspond à la direction pour laquelle les 2 courbes $\frac{G_{base}}{P_{reçue}}$ se croisent.

<figure><img src="image_30.png" /><figcaption>FIG. 27: Détermination de la direction d'un mobile.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_31.png" /><figcaption>FIG. 28: Puissances détectées par chaque faisceau d'apprentissage.</figcaption></figure>

Le balayage complet est réalisé à l'aide de 7 faisceaux d'apprentissage. Les résultats obtenus en mesure dans une chambre anéchoïde offrent une précision angulaire meilleure que 5°, ce qui est suffisant pour cette application.

**Algorithme en milieu réflectif** En milieu réel, les transmissions subissent des réflexions multiples, ce qui donne naissance à plusieurs ondes incidentes sur la base pour un même mobile. Ces incidences multiples peuvent alors conduire l'algorithme de basse à se tromper et à déterminer une direction d'incidence principale erronée. Ceci est d'autant plus vrai si les ondes sont de niveaux comparables. Dans ce but, l'algorithme précédent a été amélioré par une étude en simulation.

La puissance détectée par l'antenne ($P_i$) est calculée pour chaque faisceau d'apprentissage. Par exemple, la figure 28 montre la puissance $P_i$ calculée en fonction du faisceau présenté pour 2 incidences (50° et 90°) d'amplitude comparable et de phase identique. On remarque un seul maximum en direction de la première incidence. On applique alors l'algorithme de base tel qu'expliqué précédemment en utilisant les intersections des fonctions $\frac{G_i}{P_i}$ pour les 3 faisceaux i proches de cette direction. Une première incidence est déterminée vers 53°. Une fois cette direction principale d'incidence déterminée, on calcule par simulation les puissances ($P'_i$) que devrait détecter le système dans le cas où
cette incidence est unique. La soustraction $P_i - P'_i$ des puissances mesurées et des puissances simulées pour une seule incidence révèle un autre maximum contrasté qui indique la présence d'une seconde incidence vers 110°. L'application de l'algorithme de base autour de ce second maximum donne alors une seconde incidence à 97°.

Les différents essais effectués montrent le bon comportement de l'apprentissage modifié. L'errur de détermination de l'incidence principale est en générale de quelques degrés et est rarement supérieure à 10° quand plus de 3 incidences coexistent.

**Diagrammes optimisés expérimentaux.** Lors du fonctionnement, le système balaie l'espace avec plusieurs faisceaux larges et détermine les directions angulaires des différents mobiles présents. Une fois l'apprentissage terminé, l'électronique de contrôle fournit les tensions de contrôle adéquates pour que le circuit hyperfréquence délivre les signaux complexes (amplitude et phase) déterminés par l'algorithme de synthèse de diagrammes.

Les mesures effectuées en chambre anéchoïde du système adaptatif complet montrent que les gains obtenus vers les utilisateurs sont très proches du cahier des charges (Fig. 29 en trait plein). La puissance émise dans la direction des lobes secondaires est atténuée d'au moins 10dB. La différence observée entre les diagrammes théoriques et mesurés s'explique par le couplage entre les éléments rayonnant non pris en compte à cette étape. On voit ici l'importance que peut avoir cette approximation, surtout dans les directions de gains faibles.

<figure><img src="image_32.png" /><figcaption>FIG. 29: Diagrammes théoriques et mesurés</figcaption></figure>

**Conclusion sur le prototype d'antenne adaptative pour base DECT** L'antenne adaptative réalisée permet d'optimiser la répartition spatiale de l'énergie rayonnée en fonction des besoins pour une application en téléphonie numérique DECT. Cette étude est transposable à beaucoup d'autres systèmes de transmission de données, pour accroître l'efficacité d'un système et en diminuer lesnuissances. Les systèmes WIFI (802.11) par exemple mettent maintenant en œuvre des techniques de type MIMO (Multiple Input Multiple Output). Ils utilisent, au sein de chaque base et terminal mobile, plusieurs systèmes d'émission/réception radiofréquences coordonnées, soit pour augmenter les
débits en utilisant un multiplexage spatial, soit pour améliorer la qualité de service en utilisant des codages spatio-temporels. Les études théoriques sur ces systèmes montrent qu'ils sont compatibles avec l'utilisation d'un diagramme rayonnant adaptatif tel que celui présenté ici et qu'ils profiteraient avantageusement d'une combinaison des deux techniques. Cette combinaison pourrait permettre de concentrer le multiplexage spatio-temporel pour les zones de l'espace utiles.

## 2.3 Métamatériaux gauches mono-dimensionnels dans la réalisation de circuits pour les télécommunications

Depuis une vingtaine d'année, il a été montré qu'il était possible de concevoir des matériaux présentant une perméabilité négative, une permittivité négative ou bien les deux simultanément néga-tives. Ces propriétés, obtenues avec des matériaux macro-structurés artificiels (les métamatériaux), permettent d'obtenir des matériaux avec des caractéristiques intéressantes telles que des bandes inter-dites.

La propriété de double négativité simultanée est la plus étonnante car elle conduit à l'observation d'une vitesse de propagation de la phase opposée à la vitesse de propagation de l'énergie. Compte tenu de cette inversion du sens de propagation du vecteur d'onde par rapport au champ électrique $\vec{E}$ et au champ magnétique $\vec{H}$, ces matériaux sont régis selon un trièdre indirecte donc main gauche (LH=Left Handed).

De tels métamatériaux ont été développés selon des géométries 1D, 2D ou 3D. Au sein de l'équipe d'instrumentation, nous avons focalisé notre intérêt sur les structures monodimensionnelles. Il s'agit dans ce cas de lignes de propagation artificielles dans lesquelles les rôles de la capacité et de l'induc-tance du modèle traditionnel de propagation ont été permutés. Ces lignes sont ainsi constituées de capacités discrètes en série, connectées à des inductances discrètes en parallèle connectées à la masse. Ces lignes artificielles sont intéressantes dans l'optique de développer des circuits fonctionnels pour des applications dans la gamme des fréquences des applications de radiocommunications (2GHz), tels que des filtres ou des coupleurs par exemple. C'est un coupleur un peu particulier que j'ai choisi de détailler ci-après.

Les coupleurs sont utilisés dans de nombreuses applications et nécessitent souvent un couplage élevé et une bande passante étendue. À hautes fréquences, de tels coupleurs sont réalisés par couplage électromagnétique entre deux lignes de propagation parallèles et proches l'une de l'autre. Malheureu-sement dans un tel coupleur, le taux de couplage dépend de la distance entre les lignes, et la bande passante de la longueur des lignes en regard l'une de l'autre. Ils sont ainsi fixés lors de la réalisation du circuit.

Le coupleur réalisé au sein de notre laboratoire est constitué d'une ligne classique (RH=Right Handed) couplée électromagnétiquement avec une ligne LH artificielle. Après un rappel rapide des propriétés de la ligne gauche, je présente le coupleur et plus particulièrement son taux de couplage en fonction du nombre de ses cellules. J'aborde enfin une version de ce même coupleur mais avec un taux de couplage variable.
### 2.3.1 La ligne hybride : un métamatériaux mono-dimensionnel

Une ligne de transmission dans laquelle les rôles de la capacité et de l'inductance sont permutés par rapport au modèle élémentaire d'une ligne de transmission conventionnelle se comporte comme une ligne gauche (LH). Cependant une telle ligne ne peut être réalisée qu'avec des composants localisés : dans notre cas des capacités discrètes $C_L$ en série et connectées à la masse via des inductances discrètes $L_L$. Cette ligne nécessite encore d'introduire de petits tronçons de ligne de transmission classique (RH) pour souder physiquement les composants les uns aux autres sur le substrat du circuit. À hautes fréquences, la transmission des signaux au travers de ces petits tronçons de ligne ne peut plus être négligée et la ligne réelle à considérer est ainsi une ligne hybride (LH aux basses fréquences et RH aux très hautes fréquences).

La ligne utilisée dans notre coupleur est une ligne hybride (LH/RH) composée d'une succession de cellules élémentaires (Fig. 30) connectées entre elles.

<figure><img src="image_33.png" /><figcaption>FIG. 30: Cellule élémentaire de la ligne hybride.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_34.png" /><figcaption>FIG. 31: Simulation du coefficient $|S_{21}|$ de la ligne de transmission hybride RH/LH.</figcaption></figure>

Chaque cellule est composée de 2 capacités $2C_L = 2,4$ pF connectées en série, séparées par une inductance $L_L = 5,1$ nH connectée en parallèle à la masse. Les deux sections de ligne RH qui permettent la connexion des composants entre eux mesurent $\frac{d_R}{2} = 2,35$ mm de long. Les valeurs linéiques de la capacité et de l'inductance de la ligne RH sont $C_R = 82$ pF.m$^{-1}$ et $L_R = 410$ nH.m$^{-1}$.

En tenant compte du fait que la longueur d'onde dans la ligne pour la gamme des fréquences de travail envisagées est largement plus grande que la longueur de la cellule, et en remplaçant la ligne droite par sa capacité et son inductance équivalente par unité de longueur, on obtient la relation de dispersion (21) pour la ligne sans perte :

$$ \cos(\theta) = 1 - \left( (L_R d_R) \omega - \frac{1}{C_L \omega} \right) \left( (C_R d_R) \omega - \frac{1}{L_L \omega} \right) \quad (21) $$

Dans cette relation $\theta$ est le saut de phase entre chaque cellule de la ligne hybride lors de la propagation pour une ligne infinie. Avec la condition $-1 < \cos(\theta) < 1$, on définit directement les 3
fréquences caractéristiques de cette ligne.

$$f_{c1} = \frac{1}{4\pi\sqrt{L_L C_L}}$$

$$f_{c2} = \frac{1}{2\pi\sqrt{C_R L_L d_R}} \qquad (22)$$

$$f_{c3} = \frac{1}{2\pi\sqrt{L_R C_L d_R}}$$

Le déphasage $\theta$ est ainsi réel entre $f_{c1}$ et $f_{c2}$, ainsi que pour des fréquences supérieures à $f_{c3}$. Il y a donc propagation. En revanche, le déphasage $\theta$ est purement imaginaire dans les autres cas et les ondes sont alors évanescentes. Le déphasage initial par cellule est de $-\pi$ pour les fréquences en deçà de $f_{c1}$. La ligne est gauche pour les fréquences entre $f_{c1}$ et $f_{c2}$. Le comportement de la ligne en prenant en compte la propagation dans les segments de ligne RH et les pertes peut également être simulé. La ligne simulée avec le logiciel ADS de la société Agilent Technologies présente la réponse en fréquence typique présentée sur la figure 31. L'utilisation de la simulation permet de régler l'impédance caractéristique des segments de ligne RH $Z_0 = \sqrt{L_R/C_R}$ à 71Ω ce qui conduit à une impédance d'environ 50Ω pour la ligne hybride.

Une utilisation dans les systèmes de télécommunications dans la bande ISM des 2,4GHz est envisagée. À ce titre, la fréquence centrale de la plage de fonctionnement du coupleur est définie à $f_{coupleur} = 2,45$ GHz. Le circuit du prototype est réalisé sur un substrat époxy ordinaire FR4 ($\epsilon_r = 4,3$, $h = 0,8$ mm, épaisseur de cuivre 35 µm, $\tan(\delta) = 0,02$) pour lequel la longueur d'onde guidée à la fréquence centrale est $\lambda_{ligne} = \frac{1}{\sqrt{L_R C_R}}/f = 70,34$ mm.

Les valeurs obtenues montrent que la dimension de la cellule est compacte $d_R < \frac{\lambda}{14}$ pour la fréquence centrale ($f_{coupleur}$) par rapport à la longueur d'onde. Il est ainsi pertinent de considérer cette ligne comme un matériau homogène monodimensionnel (un métamatériau 1D) dans lequel il y a propagation.

Le comportement droit de la ligne est séparé du comportement gauche par une bande interdite entre $f_{c2}$ et $f_{c3}$ où l'onde est évanescente. Avec les valeurs retenues pour les composants, les trois fréquences caractéristiques sont $f_{c1} = 1$ GHz, $f_{c3} = 3,34$ GHz, $f_{c2} = 3,63$ GHz et pour la fréquence centrale ($f_{coupleur} = 2,45$ GHz) la ligne hybride est gauche.

Le coupleur est constitué de deux lignes (une droite et une gauche) proches l'une de l'autre pour obtenir un couplage électromagnétique entre les deux. Le mécanisme de couplage [14, 15] montre que celui-ci n'intervient qu'au travers des segments de ligne droite de la ligne hybride et non au travers des composants discrets. Le coupleur peut ainsi être modélisé par une succession de cellules élémentaires comme pour l'étude de la ligne hybride seule en ajoutant deux couplages standards (Fig. 32).

La ligne hybride conserve son comportement gauche même insérée au sein de la structure du coupleur. La figure 33 présente la phase du coefficient de transmission $S_{32}$ de la ligne hybride dans le coupleur, divisée par le nombre de cellule (courbe bleue), mesurée à l'aide d'un analyseur de réseau vectoriel 8722ES de la société Agilent Technologies. La mesure de la phase dans la bande interdite
<figure><img src="image_35.png" /><figcaption>FIG. 32: Cellule élémentaire du coupleur hybride.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_36.png" /><figcaption>FIG. 33: Courbe de dispersion dans la ligne hybride du coupleur asymétrique.</figcaption></figure>

[0; 1 GHz] n'a pas de sens compte tenu de l'extrême atténuation du signal. La mesure a été également obtenue en calculant l'argument du coefficient $S_{32}$ à partir de la mesure de son amplitude seule, en utilisant une technique basée sur les relations de Kramers-Kronig [24] (courbe verte en pointillée). La ligne présente bien un comportement de ligne gauche jusqu'à 3,5 GHz fréquence à laquelle le déphasage par cellule passe d'une valeur négative à une valeur positive.

Même si le comportement d'un coupleur classique est bien connu, celui du coupleur LH n'est pas encore parfaitement compris. Des simulations électromagnétiques 3D semblent montrer que le couplage est le résultat d'interactions de type vortex entre la ligne hybride et la ligne droite [5]. Quoi qu'il en soit le couplage entre la ligne droite et la ligne hybride est important quand la ligne hybride présente un comportement gauche [14]. Pour un écartement donné entre les deux lignes, le coupleur hybride présente un transfert de puissance beaucoup plus important que dans le cas d'un coupleur classique. Ceci permet l'utilisation d'écartement plus important lors de la réalisation pratique du coupleur. Enfin le couplage est contrôlé par le comportement gauche de la ligne hybride, la gamme de fréquences d'utilisation du coupleur est déterminée par la capacité et l'inductance discrètes de la cellule élémentaire. La bande passante du coupleur ne dépend pas du nombre de cellules dans la structure mais seulement de la taille de la cellule élémentaire. C'est cette caractéristique remarquable qui est utilisée pour la réalisation d'un coupleur à taux de couplage variable.

### 2.3.2 Taux de couplage en fonction du nombre de cellules du coupleur

Pour mesurer le taux de couplage en fonction du nombre de cellules du coupleur, un prototype de coupleur RH/LH simple en technologie microruban composé de 10 cellules a été réalisé (Fig. 34). Dans ce coupleur, les ports d'entrée et de transmission sont localisés sur la ligne droite (RH), alors que le port couplé et le port isolé sont localisés sur la ligne hybride [32]. Un tel choix permet de connecter ou de déconnecter certaines cellules finales du coupleur tout en conservant la voie de transmission directe de la puissance dans le coupleur. L'ensemble des paramètres de construction du coupleur sont
donnés sur la figure 32.

<figure><img src="image_37.png" /><figcaption>FIG. 34: Empreinte du circuit du coupleur parfait.</figcaption></figure>

Des simulations ont été réalisées avec la structure du coupleur de la figure 34. En considérant que le couplage qui dépend du comportement gauche de la ligne hybride est localisé dans les petits éléments de lignes droites couplées, il est tout à fait pertinent d'utiliser un simulateur de type circuit (ADS de la société Agilent Technologies) au lieu d'un simulateur électromagnétique 3D par éléments finis. Des résultats tout aussi précis sont ainsi obtenus beaucoup plus rapidement. Le très bon accord entre les mesures et les simulations valide a posteriori ce choix. Les résultats des simulations sont présentés sur la figure 35.

<figure><img src="image_38.png" /><figcaption>FIG. 35: Taux de couplage et de transmission simulés pour 1 à 10 cellules connectées.</figcaption></figure>

Des mesures ont également été réalisées en variant le nombre de cellules de 1 à 10 et en peuplant les cellules les unes après les autres avec les composants discrets C et L de la ligne hybride selon l'empreinte du circuit (Fig. 34). Ainsi la mesure avec 5 cellules a été conduite avec tous les composants discrets soudés sur les 5 premières cellules et les 5 autres cellules laissées vierges de composants. La figure 36 présente les taux de couplage et de transmission en fonction de la fréquence, mesurés à l'aide d'un analyseur de réseau vectoriel HP8722ES. La bande passante mesurée est d'environ 500 MHz centrée autour de 2,45 GHz. Cette largeur de bande passante est compatible avec les applications de télécommunications ultra large bande (UWBT).

La figure 37 présente sur le même graphe pour la fréquence centrale, l'augmentation du taux de couplage et la diminution du taux de transmission direct en fonction du nombre de cellules impliquées. Le comportement est asymptotique à partir de 9 cellules. Le couplage varie ainsi de -15 dB (1 cellule) à -3 dB (10 cellules).
<figure><img src="image_39.png" /><figcaption>FIG. 36: Taux de couplage et de transmission mesurés pour 1 à 10 cellules connectées</figcaption></figure>

<figure><img src="image_40.png" /><figcaption>FIG. 37: Taux de couplage et de transmission à 2,45GHz en fonction du nombre de cellules peuplées.</figcaption></figure>

Les figures 35 et 36 montrent que le coupleur hybride présente des pertes liées à la propagation au sein des 10 cellules. Ces pertes sont dues au substrat FR4 utilisé qui présente des pertes diélectriques dans la gamme des fréquences utilisées. Ces pertes expliquent notamment le comportement asymptotique de la figure 37. Après 9 cellules, la puissance non couplée a été perdue et ne peut en aucun cas être restituée par couplage quel que soit le nombre de cellules du coupleur.

### 2.3.3 Taux de couplage contrôlé électroniquement par tout ou rien (ON/OFF).

Un interrupteur est introduit dans la structure du coupleur pour modifier le nombre de cellules couplées et ainsi modifier le taux de couplage. Il doit être choisi avec soin car le comportement de la ligne RH/LH et les fréquences caractéristiques $f_{c2}$ et $f_{c3}$ sont très sensibles à la longueur des sections de ligne droites. Les lignes nécessaires à l'intégration du commutateur et de son circuit de polarisation et de contrôle doivent être aussi petites que possible.

De nombreux interrupteurs peuvent être utilisés, tels que des interrupteurs MEMS ou encore des diodes PIN. L'isolation en transmission établie par l'interrupteur doit être suffisamment élevée pour bien contrôler le taux de couplage dans le mode OFF. Simultanément, les pertes dans le mode passant (ON) doivent être faibles pour transmettre la puissance correctement. Les interrupteurs MEMS récents présentent des performances prometteuses avec une isolation meilleure que -25 dB avec des pertes très faibles (environ -0,25 dB) et un cycle de vie important. Malheureusement, la plupart des
interrupteurs MEMS commerciaux nécessitent encore des tensions de contrôle élevées (±90V) qui les rendent plus difficiles à implémenter que des diodes PIN et ne sont pas fournis en boitier. Des études en cours [1] montre cependant que des tensions de contrôle plus réduites seront prochainement disponibles. Pour les raisons précédentes, la diode PIN a été retenue pour le prototype à couplage piloté.

L'interrupteur à diode PIN a été introduit sur la ligne hybride entre la seconde et la troisième cellule du coupleur (Fig. 38). Quand l'interrupteur est fermé (ON), toutes les cellules sont connectées et participent au couplage du port 1 vers le port 2. Quand l'interrupteur est ouvert (OFF), seulement 2 cellules sont impliquées dans le couplage.

<figure><img src="image_41.png" /><figcaption>FIG. 38: Coupleur asymétrique à un interrupteur.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_42.png" /><figcaption>FIG. 39: Taux de couplage mesuré en fonction de la résistance $R_{OFF}$.</figcaption></figure>

Un nouveau prototype a été optimisé et réalisé pour implanter l'interrupteur à diode PIN avec son circuit de polarisation et de contrôle (Fig. 38). Plusieurs simulations ont été conduites pour définir le circuit de polarisation optimal et une diode PIN avec un boîtier très petit a été retenue pour minimiser les éléments parasites.

Le circuit de polarisation contient une self de choc de 10nH qui connecte l'anode de la diode PIN à la masse du circuit, et une résistance de 1,2kΩ qui connecte la cathode à la tension de polarisation. Une inductance de choc a été préférée à un découplage avec une ligne $\frac{2}{4}$ pour minimiser la taille globale du circuit de polarisation. Selon les simulations effectuées, avec ce circuit optimisé, les composants $C_L$ et $L_L$ ainsi que la longueur des segments de lignes droites pour la ligne hybride restent inchangés tout en conservant les caractéristiques du coupleur (plage de fréquence et taux de couplage).

D'après les mesures présentées dans la section 2.3.2, l'activation de l'interrupteur doit faire varier le coefficient de couplage $|S_{21}|$ de -10dB à -3dB. Néanmoins, la résistance série de la diode PIN dans le mode ouvert $R_{OFF}$ joue un très grand rôle vis à vis du comportement du coupleur. La figure 39 obtenue en testant diverses résistances en lieu et place de la diode PIN sur le circuit prototype, présente le taux de couplage mesuré en fonction de la valeur de la résistance. Pour une résistance
supérieure à 510Ω, le taux de couplage est constant. Le couplage n'est alors plus piloté par la valeur de la résistance mais par des couplages électromagnétiques parasites. De ces mesures, on peut déduire que la valeur de 510Ω est une bonne estimation de la valeur minimale de $R_{OFF}$ requise au niveau de la diode PIN.

L'isolation $S_{21}$ obtenue par une impédance Z insérée en série sur une ligne chargée d'impédance caractéristique $Z_0$ est donnée par l'équation (23).

$$S_{21} = \frac{2Z}{Z + 2Z_0} \qquad (23)$$

En admettant que l'impédance caractéristique de la ligne hybride est approximativement de 50Ω, une résistance de 510Ω conduit à un coefficient d'isolation $S_{21} = -15,6dB$. Ainsi la diode PIN retenue doit présenter une telle isolation à 2,45 GHz. La plupart des diodes PIN commerciales présentent une isolation autour de -10dB vers 2GHz. La diode que nous avons sélectionnée pour notre prototype fonctionnel est la NXP BAP50-02 qui présente une isolation de -17dB à 2,45GHz.

<figure><img src="image_43.png" /><figcaption>FIG. 40: Photographie du coupleur asymétrique piloté.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_44.png" /><figcaption>FIG. 41: Taux de couplage dans les modes ON et OFF de l'interrupteur à diode PIN.</figcaption></figure>

Avec le typon du circuit de la figure 38 et la diode sélectionnée, le prototype (Fig. 40) atteint les performances présentées sur la figure 41. L'interrupteur électronique pilote le taux de couplage $S_{21}$ de -4dB (diode ON) à -8dB (diode OFF), ce qui est en accord avec les mesures précédemment obtenues en faisant varier le nombre de cellules connectées (Fig. 37) avec une résistance soudée à la place de la diode (Fig. 39). Le taux de couplage mesuré légèrement plus faible en mode ON (interrupteur fermé) provient des pertes introduites par les sections de lignes droites supplémentaires. En mode OFF, le taux de couplage résiduel est 1dB plus élevé que celui attendu à cause des couplages parasites au travers du circuit de polarisation de la diode.

Le coefficient d'isolation $S_{31}$ n'a pas été décrit jusqu'ici. C'est cependant un paramètre important. Il a été mesuré meilleur que -10dB dans toutes les situations présentées.
### 2.3.4 Conclusion sur le coupleur hybride piloté

Cette étude montre qu'une ligne hybride est intéressante pour la réalisation de coupleur notamment pour les applications en télécommunications si on utilise son comportement gauche. En dimensionnant correctement le circuit, le taux de couplage d'une telle structure peut être modifié en pilotant le nombre de cellules connectées en série comme nous l'avons mis en évidence. Le coupleur réalisé et testé présente des performances parfaitement conformes aux études menées sur des coupleurs fixes. La réalisation d'un tel coupleur dépend très étroitement de la capacité à conserver le caractère gauche de la ligne hybride une fois couplée et après introduction de l'interrupteur électronique. L'isolation obtenue par le circuit actif de l'interrupteur est un second paramètre très important comme cela a été montré. Les diodes PIN courantes sont ainsi inutilisables pour cette application. Un choix adéquat permet cependant d'obtenir un coupleur parfaitement fonctionnel.

La taille importante du circuit complet peut sembler un frein à l'utilisation industriel d'un tel coupleur. Cependant dans la plupart des cas, le couplage maximal nécessaire est inférieur à –3dB, le nombre de cellule à connecter est alors bien moindre. La taille du coupleur n'est plus alors un frein à son utilisation.

## 2.4 Développement d'un système de mesure de l'humidité de plaquettes de bois dans une tuyère de déchiqueteuse industrielle (projet ANR)

L'objectif du projet ANR OMIQAGE illustre mes recherches dans l'utilisation des ondes hyperfréquences pour la réalisation d'instruments de mesures scientifiques. Dans le cas particulier décrit ci-après, le dispositif de mesure doit s'intégrer dans un engin industriel de terrain : une déchiqueteuse pour le bois.

### 2.4.1 Présentation de la problématique

L'énergie thermique disponible par la combustion de bois est sensiblement identique quelle que soit l'essence du bois considérée lorsque celui-ci ne contient pas d'eau, de 5050 à 5150kJ/kg typiquement. Cependant à mesure que la teneur en eau du bois augmente, l'énergie disponible par unité de masse diminue, d'une part parce qu'une partie de l'énergie de la combustion est utilisée pour évaporer l'eau contenue dans le bois et d'autre part parce que la proportion de bois diminue au détriment de celle de l'eau. Ainsi 3 tonnes de plaquettes forestières à 20% de teneur en eau ont une énergie équivalente à 1 tonne de pétrole, mais il faut plus de 5 tonnes de plaquettes à 50% de teneur en eau pour fournir la même énergie (Fig. 42). Cette ressource n'est pas négligeable car elle représente un apport potentiel correspondant à 10% des besoins énergétiques de la France, soit l'équivalent de 80% du parc nucléaire français.

Dans un contexte commercial, l'information sur la teneur en eau est donc essentielle pour optimiser l'exploitation des plaquettes et garantir au client un produit de qualité. Il existe plusieurs façons
<figure><img src="image_45.png" /><figcaption>FIG. 42: Équivalence énergétique.</figcaption></figure>

pour mesurer l'humidité, chacune de ces façons ayant des avantages et des inconvénients. Dans le cas des plaquettes forestières, ces méthodes de mesure sont bien souvent mal adaptées car elles ne prennent pas en compte l'hétérogénéité de leurs dimensions ou de leur nature, ou alors leur précision est insuffisante.

Dans le cadre du projet ANR OMIQAGE, l'accent a été mis sur le système de mesure au moment du déchiquetage, parce que c'est la seule façon de mesurer l'ensemble de la production et qu'il n'y a aucun dispositif de mesure équivalent jusqu'à présent. Il n'existe en effet aujourd'hui que des systèmes de mesure sur des échantillons en zones de stockage. La finalité du projet ANR est de permettre la détermination de la teneur en eau de plaquettes forestières avec une précision de ±1%.

Plusieurs méthodes de mesures de la teneur en eau des plaquettes forestières peuvent être envisagées. L'utilisation de la Résonance Magnétique Nucléaire (RMN) pour mesurer l'hydrogène n'a pas été retenue car trop lente et elle nécessite un appareillage incompatible avec un usage sur une déchiqueteuse. Pour les mêmes raisons, l'utilisation de la diffusion de neutron a été écartée. Les mesures résistives nécessitent un contact ohmique avec les plaquettes, ce qui n'est pas envisageable lors du déchiquetage. Ainsi seules 3 méthodes sont réellement envisageables pour cette application et elles font appel à l'électromagnétisme.

La permittivité de l'eau varie très fortement par rapport à celle du bois. La variation d'eau contenue dans le bois est ainsi détectable par les méthodes mettant en jeu cette permittivité. Les méthodes capacitives sont très sensibles à une variation de permittivité au travers de la mesure de capacités mais elles ne sont réalisables que sur un échantillon de plaquettes relativement restreint, ce qui n'est pas l'objectif recherché. Les méthodes optiques telles que la mesure par infrarouge sont aussi sensibles à la variation de permittivité, mais les longueurs d'onde utilisées ne pénètrent pas en profondeur. La mesure dépend donc complètement de l'état de surface de l'échantillon des plaquettes qui est non maîtrisé dans une déchiqueteuse.

Seule la mesure par micro-ondes permet de s'affranchir des limitations précédentes. Les ondes pénètres plusieurs centimètres de plaquettes de bois et peuvent donc mesurer à travers le flux de plaquettes dans la tuyère en sortie de déchiqueteuse. Leur propagation est fortement influencée par la modification de la permittivité du bois selon la teneur en eau. Cette mesure peut être rapide et l'implantation des antennes et de l'électronique de mesure est a priori réalisable au sein de la tuyère d'éjection de la déchiqueteuse. Compte tenu de ces avantages le système de mesure micro-onde a été retenu.
### 2.4.2 Mesures préalables en statique en chambre anéchoïde

Le système développé utilise l'interaction entre une onde électromagnétique et le flux de plaquette au sein de la tuyère d'éjection en sortie de broyeuse. Un schéma du dispositif est présenté sur la figure 43a.

<figure><img src="image_46.png" /></figure>

<figure><img src="image_47.png" /><figcaption>FIG. 43: Dispositif de mesure micro-onde.</figcaption></figure>

Un générateur hyperfréquence envoie une onde électromagnétique sur des plaquettes forestières. L'onde transmise est captée par une antenne puis mesurée par un analyseur de spectre. Afin de connaitre l'influence de l'eau et de l'agencement des plaquettes dans la mesure, une série de mesures préalables a été faite en chambre anéchoïde sur des échantillons de plaquettes immobiles.

Sur l'image de la figure 43b, l'antenne d'émission est placée dans un tunnel absorbant de sorte à ne mesurer que les ondes traversant l'échantillon de plaquettes.

Sur plusieurs agencements de plaquettes, la mesure (Fig. 44) montre que la sensibilité à la teneur en eau est très reproductible. Les courbes de chaque couleur, qui correspondent à des teneurs en eau différentes, sont effectivement rassemblées, tant pour les amplitudes que pour les phases. Toutes les teneurs en eau ont été mesurées en parallèle par une méthode de séchage en étuve.

<figure><img src="image_48.png" /><figcaption>FIG. 44: Mesures en statique.</figcaption></figure>

Cependant lorsque l'amplitude est tracée en fonction de la phase (Fig. 45) on remarque que les informations sur la quantité de plaquettes et la teneur en eau sont mélangées. La phase et l'amplitude sont en effet reliées par les relations de Kramers-Kronig et donc ces deux mesures ne sont pas indépendantes.
La figure 45 montre en effet qu'un échantillon avec beaucoup de bois sec répond comme un échantillon avec peu de bois humide. Il est alors nécessaire d'utiliser un dispositif de mesure multiple pour acquérir suffisamment de signaux indépendants compte tenu du nombre de paramètres influençant le signal.

<figure><img src="image_49.png" /><figcaption>FIG. 45: Amplitude fonction de la phase - Mesures en statique.</figcaption></figure>

### 2.4.3 Présentation de la solution proposée sur la tuyère de déchiquetage

Pour valider le principe de la mesure par micro-onde, un banc de mesure de laboratoire a été mis au point (Fig. 46a). L'objectif est double, d'une part pouvoir faire des mesures répétées et contrôlées, d'autre part simuler l'ensemble des perturbations présentes sur un chantier de déchiquetage.

<figure><img src="image_50.png" /><figcaption>FIG. 46: Tuyère instrumentalisée.</figcaption></figure>

Ce banc de test, montré sur la photographie de la figure 46a est composé d'une soufflerie, d'un système d'introduction des plaquettes et d'une goulotte d'éjection industrielle instrumentée d'une antenne d'émission, de 3 antennes de réception (numérotées) et de 2 capteurs mécaniques. L'utilisation d'une goulotte industrielle a grandement simplifié la validation du banc en testant la goulotte instrumentée en conditions réelles sur un chantier de déchiquetage près de Grenoble (photographie de la figure 46b).

Il y a plusieurs types de parasites reçus par les antennes : les mouvements des engins autour de la goulotte, les déplacements de la goulotte ou de son déflecteur, le régime moteur et la soufflerie notamment. Les mouvements produisent de faibles variations lentes du signal, un signal typique est montré
sur le graphe à gauche de la figure 47. La soufflerie et le régime moteur produisent des perturbations de plus grande amplitude et à une fréquence qui dépend directement du régime moteur. Un exemple de ce second signal est montré ci-dessus sur le graphe à droite de la figure 47, lors du démarrage de la soufflerie.

<figure><img src="image_51.png" /><figcaption>FIG. 47: Signaux typiques.</figcaption></figure>

Ces perturbations, reproduites sur le banc de test, sont cependant d'amplitude modeste par rapport au signal. Cela est clair sur la figure 48 à gauche, où avant 0,1 s, il n'y a que les perturbations et où entre 0,1 et 0,8 s, il y a en plus le signal produit par le passage d'un paquet de plaquettes devant une des antennes.

<figure><img src="image_52.png" /><figcaption>FIG. 48: Signaux de mesure sur le banc de test.</figcaption></figure>

La partie utile du signal correspond à la zone de 0,3 à 0,5 s, car c'est le moment où les plaquettes passent devant l'antenne concernée. Les oscillations avant et après correspondent à des interactions entre le bois et les micro-ondes dans les tubes ou à la sortie de la goulotte du banc de test. Cette perturbation est relativement importante et risque de gêner la mesure, mais en choisissant correctement la fréquence des micro-ondes, on peut minimiser le problème. Pour la goulotte utilisée, une fréquence de 4,35 GHz est optimale pour toutes les antennes comme le montre la figure 48 à droite représentant le pourcentage des perturbations par rapport au signal en fonction de la fréquence.

Le signal dû aux plaquettes forestières est relativement complexe. À cause de l'influence de la soufflerie et des variations du régime des moteurs, il n'est pas envisageable de travailler dans le spectre des fréquences car ces parasites, de fréquence bien définie, ont une amplitude très importante et de nombreuses harmoniques. Le signal au contraire est plus erratique et donc d'amplitude spectrale plus faible. Un traitement temporel semble ainsi plus adapté. Sur la gauche de la figure 49, un signal typique est montré.

Ce signal possède des variations lentes et des variations rapides. Un filtrage non linéaire permet de dissocier très efficacement ces deux contributions montrées au centre pour les variations lentes
<figure><img src="image_53.png" /><figcaption>FIG. 49: Signal de mesure typique avec son découplage.</figcaption></figure>

et à droite pour les variations rapides (Fig 49). Les variations lentes sont principalement dues à la quantité de plaquettes qui passe devant les antennes et à leur teneur en eau. Les variations rapides sont également dues à la quantité de plaquettes et à leur teneur en eau, mais également à leur vitesse. Quant à la fréquence des variations rapides, elle ne dépend que de la vitesse des plaquettes passant devant l'antenne. Chaque antenne ne répond cependant pas de la même façon à ces paramètres.

### 2.4.4 Premiers-résultats de mesures et d'estimations de la teneur en eau

De nombreuses mesures ont été réalisées avec différentes teneurs en eau pour tester à la fois la repro-ductibilité des estimations pour une teneur en eau donnée et la sensibilité de l'estimateur. Toutes les teneurs en eau ont été mesurées après coup à l'aide d'une étuve.

<figure><img src="image_54.png" /><figcaption>FIG. 50: Estimation de la teneur en eau après normalisation pour chaque antenne du banc de test.</figcaption></figure>

Sur la figure 50 sont présentés quelques résultats pour un estimateur basé sur la combinaison d'une moyenne des variations lentes du signal et d'une moyenne sur la puissance des variations rapide sur une mesure de 4 s environ. De gauche à droite on trouve les antennes de 1 à 3 (voir la photographie du banc de mesure Fig. 46a). Cet estimateur permet d'avoir une très bonne sensibilité (5% en 4 secondes) sur l'antenne 1 pour des teneurs en eau inférieures à 35%. Pour les antennes 1 et 2, cet estimateur permet une précision de l'ordre de 7% sur l'ensemble des teneurs en eau testées, c'est-à-dire de 18% à 51% d'humidité. Une précision de 1% est donc atteignable en moins de 4 minutes en utilisant les propriétés de la moyenne.

Un premier bilan de cette technique de mesure développée lors d'une première thèse, montre qu'elle est parfaitement applicable à la problématique du projet OMICAGE et que la précision re-quise sur l'estimation de la teneur en eau est suffisante dans la mesure où 4 minutes de déchiquetage permettent d'avoir une statistique suffisante sur les mesures. Des capteurs mécaniques installés sur la goulotte n'ont été d'aucune utilité car les vibrations rendent leur signal inutilisable. Par ailleurs il est connu que les micro-ondes ne donnent accès qu'à des informations volumiques. Ainsi, pour avoir une
information de masse, il sera indispensable de coupler ce capteur à un système de mesure du poids.
Ceux utilisés dans l'industrie céréalière, basés sur l'enfoncement d'un piston lorsque la marchandise
passe, devraient fournir des résultats satisfaisants.

Des mesures complémentaires en conditions réelles et le couplage à un système de mesure du poids sont nécessaires pour finaliser ce dispositif de mesure. Cette seconde étape fait l'objet du projet ANR MOQAPRO qui a débuté en juin 2012.

### 2.4.5 Conclusion sur la tuyère instrumentalisée

Au cours du projet ANR OMICAGE, la mesure de la teneur en eau dans les plaquettes forestières a été étudiée sous plusieurs aspects : par l'analyse des dispositifs existants et par l'étude de système de mesure global au cours du déchiquetage.

En ce qui concerne les dispositifs existants, aucun ne permettent d'atteindre complètement les attentes de la filière bois-énergies, la précision requise étant de ±1%. Au cours de cette études, différents phénomènes physiques utilisables pour la mesure de la teneur en eau ont été inventoriés.

Pour l'étude d'un système de mesure global au cours du déchiquetage, une goulotte d'éjection industrielle a été instrumentalisée avec 3 antennes de mesure. Cette goulotte peut être utilisée sur un banc de mesure en laboratoire ou sur une déchiqueteuse pour des mesures en conditions réelles de fonctionnement. Les signaux parasites mesurés sont relativement faibles devant le signal produit par le passage des plaquettes devant les antennes. Ce signal est cependant complexe, composé de variations lentes et de variations rapides. Des estimateurs basés sur la moyenne des variations lentes et la puissance des variations rapides permettent de déterminer la teneur en eau des plaquettes forestières avec une précision de l'ordre de 8% pour une mesure de 4 secondes. En utilisant les propriétés de la moyenne, on peut supposer qu'une précision de 1% est atteignable en 4 minutes de mesure environ. Le couplage d'un système de mesure du poids est cependant nécessaire pour déterminer le poids des plaquettes et donc la teneur en eau indépendamment de leur essence. Pour finaliser le dispositif de mesure en vue d'une application industrielle, il reste notamment à intégrer sur une électronique embarquée les algorithmes de calcul actuellement faits par un ordinateur et à faire une série de tests sur le terrain.

## 2.5 Conclusion

Mon intégration au sein du LPEM me conduit actuellement à recentrer mes activités de recherche vers les métamatériaux et l'instrumentation scientifique domaines pleinement en accord avec les thèmes du LPEM.

Dans le domaine des télécommunications, mes activités sont actuellement de la veille industrielle afin de rester à l'écoute de développement originaux potentiellement intéressant pour des applications industrielles. Ces développement pourraient venir d'interactions avec des industriels du secteur des radiocommunications ou au travers de mes travaux sur les métamatériaux notamment monodimensionnels. Il reste en effet nombre d'interrogations sur le fonctionnement de ces structures. Des idées sur la conception d'une antenne réseau optimisée en ligne, à déphasage contrôlé par l'indice
d'un métamatériau sont également en gestation au sein de notre groupe de recherche et pourraient
conduire à des améliorations sur l'utilisation d'antennes actives dans les récepteurs grand public. Au
sein de notre équipe de chercheurs, des travaux sur les aspects fondamentaux de la propagation dans
les métamatériaux monodimensionnels sont également conduits avec comme objectif de développer
des outils de conception de circuits fonctionnels originaux. Une application à la propagation lente
des ondes électromagnétiques est ainsi en cours d'étude et d'expérimentation. Les premiers résultats
semblent prometteurs. Ces travaux sont fondés sur l'utilisation de circuits hyperfréquences hybrides
de type ligne RH/LH.

Concernant mes activités dans le domaine de l'instrumentation, j'apporte mon expertise au ni-
veau hyperfréquence. Ainsi pour la mesure d'humidité dans les plaquettes forestières, la finalisation
d'un prototype complètement fonctionnel avec les algorithmes de traitement du signal, complets et
optimisés, fait l'objet d'une partie de l'ANR MOQAPRO qui vient de débuter et à laquelle je suis
pleinement associé. Un second volet de cette ANR, important pour l'utilisation de plaquettes fores-
tières comme source d'énergie est la détermination de la teneur en eau des plaquettes directement
dans la benne des camions de transport. La connaissance de la teneur en eau est en effet utile à la
livraison d'un client et également lors de l'entreposage des plaquettes en vue de leur stockage et de
leur séchage éventuel. Il n'existe à l'heure actuelle aucun système permettant cette mesure de façon
rapide, fiable, et directement sur le contenu d'une benne de camion. L'étude de ce système va faire
l'objet d'une thèse que je vais co-encadrer. L'utilisation d'un portique muni d'un système d'émission
et de réception d'ondes hyperfréquences haut-dessus du camion et dirigé vers sa benne, est la solu-
tion retenue a priori. Ce projet s'inscrit dans la continuité de la mesure de l'humidité des plaquettes
forestières dans la tuyère de déchiquetage lors de leur fabrication à partir des bois non valorisés au-
trement. L'étude en collaboration avec l'UCFF, la FCBA et l'ONF doit conduire à un démonstrateur
à une échelle réduite développé au sein de notre laboratoire de recherche pour valider la technique.
Dans une seconde étape, un démonstrateur à l'échelle 1 utilisable en site industriel devra être finalisé.
Le système combinera l'utilisation des bascules pour camions pour déterminer la masse de plaquettes
de bois, un système pour déterminer le profil du chargement des plaquettes dans la benne, et enfin
un système d'émission et de mesure d'ondes hyperfréquences pour déterminer la teneur en eau. Il
n'est pas possible de donner plus de détails à ce jour car le projet démarre et le dépôt d'un brevet est
envisagé à terme.

Le développement du système d'excitation et de mesure par ondes électromagnétiques pour la
mesure de charges d'espace à très haute résolution spatiale est un projet important pour l'équipe
d'instrumentation. Cette étude n'en est qu'à ses débuts et nombre de difficultés sont à surmonter
pour la partie instrumentation hyperfréquence. Il s'agit là d'un sujet très intéressant me permettant
d'interagir directement avec un domaine de la physique qui ne m'est pas familier, mais qui implique
plusieurs de mes collègues au LPEM. C'est un sujet parfait pour développer les liaisons transverses
au sein du LPEM.

Enfin dans la continuité du recentrage de mes activités de recherche, j'envisage une collaboration
avec le groupe PHASME du LPEM sur des applications TeraHertz des jonctions Josephson supracon-
ductrices. Il s'agit ici d'un projet à moyen terme qui devrait démarrer pleinement au cours de l'année
2013 et permettre une collaboration innovante sur des applications supraconductrices.
[1] Hee-Chul.L, Jae-Hyoung.P, Hyo-Jin.N, and Jon-Uk.B. Design, fabrication and RF performances of two different types of piezoelectrically actuated Ohmic MEMS switches. *Journal of Micromechanics and Microengineering*, IOP Publishing, 15:2098–2104, 2005. doi:10.1088/0960-1317/15/11/015.

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# 3 Notice Individuelle

## 3.1 Cursus

Marié et père de 2 filles, je suis domicilié actuellement au 180 rue des Allots à Sandillon (45640), une petite commune située dans le département du Loiret près d'Orléans. Depuis la fin de mon doctorat en janvier 1997, je suis Maître de Conférences à l'École Supérieure de Physique et de Chimie Industrielles de la Ville de Paris (ESPCI) située au 10 rue Vauquelin 75005 Paris. Je suis membre du Laboratoire de Physique et d'Étude des Matériaux (LPEM). Jusqu'en 2011, j'étais rattaché au Laboratoire d'Électricité Générale de l'ESPCI maintenant dissout. Comme l'indique mon cursus ci-dessous, j'ai fait l'intégralité de mes études au sein de la Ville de Paris.

* Thèse en radiocommunications hyperfréquences : "Étude et Réalisation d'un récepteur radiofréquence basse consommation compatible DCS1800" (27 Janvier 1997). *Mention Très Honorable avec les félicitations du Jury.* partenaires : BOUYGUES, JCDecaux sept 1993-janv 1997

* D.E.A. d'Électronique - option instrumentation - à l'Université Pierre et Marie CURIE (Paris 6). *Mention Bien* Stage de 6 mois : "Étude d'un récepteur adapté à la norme DECT" 1991-1992

* École d'ingénieurs ESPCI - Filière Physique École Supérieure de Physique et Chimie Industrielles de la Ville de Paris 1988-1992

* Classes préparatoires Mathématique supérieure et spéciales (P') au lycée Henri IV à Paris 1986-1988

* Baccalauréat Filière S (Scientifique) *Mention Bien* au lycée Henri IV à Paris juin 1986

* Formations annexes

- Formation professionnelle complémentaire : IEF (Orsay) « Circuits Intégrés Micro-ondes (MMIC) et Applications » École d'été à l'Institut d'Électronique Fondamentale Sept. 94

- Anglais (TOEFL en 1991) 1991
## 3.2 Enseignement

Mes activités d'enseignement liées à mon poste d'enseignant chercheur se répartissent dans leur totalité sur la première et troisième années du cycle d'ingénieur de l'ESPCI. J'ai débuté avec les travaux pratiques d'électromagnétisme juste après ma thèse en 1997. Depuis 2003, j'ai la responsabilité de l'enseignement d'Électromagnétisme et Télécommunications de l'ESPCI dans sa globalité, tant au niveau du contenu que de la gestion et de l'animation de l'équipe pédagogique composée au total de 5 Maîtres de Conférences et d'un chargé de recherche du CNRS.

**En 1ère année** J'assure depuis maintenant 10 ans l'enseignement en Électromagnétisme et Télécommunications en 1ère année de l'ESPCI. La partie théorique représente 15h de cours, 5h de travaux dirigés (TDs) et 6h de préceptorats. Les travaux pratiques (TPs) représentent 180h d'enseignement (3 groupes de 60h). Le cours s'appuie sur les notions de base sur les champs électromagnétiques et les équations de Maxwell, sur les notions de calcul vectoriel, sur des notions élémentaires d'électronique et d'analyse spectrale. L'objectif du cours est de sensibiliser les étudiants aux divers aspects physiques et technologiques mis en œuvre dans les systèmes de télécommunications modernes. Ce cours permet à un étudiant ayant plus tard un pouvoir décisionnaire sur les investissements en matière de télécommunications de faire des choix raisonnés. Cependant plusieurs notions telles que l'adaptation d'impédance en puissance, le rapport signal sur bruit, l'analyse spectrale et temporelle d'un signal, les notions de transposition ou de synthèse de fréquences se retrouvent dans des systèmes ou problématiques plus généraux que les télécommunications. Au cours de l'exposé aux étudiants, sont explicités les phénomènes de propagation et leurs conséquences sur les systèmes de télécommunications hertziens ou câblés. Les moyens de coder l'information et de la véhiculer sur une onde porteuse sont ensuite abordés. Enfin une présentation des fondamentaux des architectures des systèmes d'émission et de réception pour les radiocommunications est faite avec quelques notions de protocole et d'architecture réseau. En fin de module, les étudiants doivent avoir compris la propagation simple des ondes en milieu hertzien avec notamment les problèmes d'ondes stationnaires et les phénomènes de multitrajets. Ils apprennent la définition du gain et de la directivité des antennes et l'importance que revêtent ces dernières en tant que transmetteurs pour les télécommunications hertziennes. Une part importante est donnée à l'acquisition de la notion d'adaptation d'impédance pour la propagation guiddée d'ondes de tension ou de courant avec la définition et l'application du modèle de propagation RLCG. Les méthodes et outils pour réaliser l'adaptation d'impédance entre une ligne de transmission et une charge quelconque sont explicités. Le codage physique de l'information pour les systèmes de télécommunications numériques modernes est présenté, ainsi que les modulations de porteuses associées. Le cours se restreint néanmoins aux modulations à bandes spectrales étroites. Une présentation des architectures analogiques à haute-fréquence des émetteurs et récepteurs de télécommunications est faite pour sensibiliser les étudiants aux problèmes des transpositions de fréquences, du filtrage et de l'amplification de signaux en bande étroite à haute-fréquence. Ceci illustre la nécessité de considérer un signal sous sa dualité temporelle et fréquentielle. La forme pédagogique retenue présente une certaine originalité. Les différentes parties du cours viennent en réponse aux problématiques sou-
levées via un exemple de la vie quotidienne. Cette approche concrète permet d'éveiller l'intérêt des étudiants pour les télécommunications.

Les préceptorats abordent des notions complémentaires mais hors du cadre du cours stricto sensu. Les 5 heures de TDs sont utilisées pour reprendre en groupe de 12 élèves les points importants du cours. Les TPs, très importants, en volume illustrent assez précisément les notions abordées dans le cours d'électromagnétisme pour la partie télécommunications.

Les thèmes sont :

1. Propagation hyperfréquence (9 GHz) dans des guides d'onde rectangulaires ;

2. Propagation sur les lignes coaxiales, bifilaires et périodiques droites et gauches (cristaux mono-dimensionnels) ;

3. Transmission sur câbles en bande de base - De la liaison série RS232 à Ethernet ;

4. Antennes ;

5. Adaptation d'impédance (analyseur de réseau) ;

6. Simulation hyperfréquence et adaptation d'impédance ;

7. Analyse spectrale numérique sur des signaux électriques artificiels ;

8. Analyse spectrale numérique sur des signaux issus d'une guitare électrique et première approche de la notion de gammes musicales ;

9. Analyse spectrale analogique ;

10. Étude des caractéristiques spectrales spécifiques d'une liaison GSM avec un téléphone mobile commercial. L'étude de la liaison GSM utilise de façon approfondie les techniques d'analyse spectrale analogique les plus pointues ;

11. Modulations numériques complexes (I/Q) ;

12. Synthèse de fréquence ;

13. Étude et application d'une boucle à verrouillage de phase numérique ;

14. Détection synchrone.

**En 3ème année** Aux élèves de 3ème année de l'ESPCI, je propose depuis 2004 un approfondissement du cours d'Électromagnétisme et Télécommunications de première année au sein d'un module d'option : «Télécommunications Avancées» de 12h. J'assure 9h de cours de ce module. J'y aborde les techniques de modulations à large bande spectrale, de multiplexage et de codage ainsi que les techniques avec multi-émetteurs/récepteurs (MIMO). Ces techniques complexes sont mises en œuvre dans les systèmes modernes de télécommunications pour augmenter soit le débit intrinsèque d'un canal de transmission, soit le débit utile dans un canal bruité. Ces différentes techniques sont exposées
d'abord d'un point de vue général en les comparant entre elles, puis elles sont illustrées au travers
de la présentation des caractéristiques de systèmes de télécommunications actuels comme le Wifi,
l'UMTS, le DECT ou le Bluetooth... L'objectif du cours est de sensibiliser les étudiants aux aspects
modernes et complexes des systèmes de télécommunications qu'ils utilisent au quotidien. Par rapport
à la première année, le cours se focalise exclusivement sur le codage physique de l'information et
présente les modulations à large bande spectrale notamment par rapport aux modulations en bande
étroite. En fin de module, les étudiants doivent avoir compris les différentes possibilités pour moduler
une porteuse et leurs implications en terme de limite de transmission selon l'environnement élec-
tromagnétique considéré (propagation en milieu libre, en milieu fortement réflectif, en milieu avec
multi-trajets...). Ce cours a pour objectif de donner les bases indispensables vis à vis des techniques
modernes de transmission d'un signal pour un étudiant souhaitant poursuivre dans le domaine des
systèmes de télécommunications. Certains aspects du conditionnement du signal pour faciliter son
utilisation après réception en milieu perturbé sont abordés. La présentation des concepts se fait le
plus possible via des exemples impliquant des systèmes de la vie quotidienne et très peu de calculs.
Le nombre réduit d'élèves (une quinzaine) permet d'avoir un vrai dialogue enseignant/étudiant. Dans
la mesure du possible, toutes les problématiques sur des systèmes de télécommunications (phéno-
mènes observés, systèmes utilisés...) soulevées par les élèves sont discutées, même si elles sortent du
cadre du cours.

3.3 Encadrements de doctorants et de projets

J'ai encadré au cours des 15 dernières années 5 doctorants, 35 projets de 3ème année du cycle d'ingé-
nieur de l'ESPCI et 37 stages de M1 ou M2. Les stages sont d'environs 6 mois en M2 (précédemment
DEA), de 1 à 2 mois en M1 (précédemment Maîtrise) et d'environs 10 semaines en 3ème année de
l'ESPCI.

3.3.1 Encadrements de doctorants (x5)

J'ai encadré, à 95%, 2 doctorants dans le domaine des télécommunications comme indiqué dans le
résumé des travaux de recherche. Il s'agit d'Alban Villain [41] pour le point d'accès multiple en
technologie Bluetooth et Gwladys Collin [42] pour la réalisation d'une antenne adaptive pour une
station de base DECT. Il s'agit de l'encadrement effectif de l'ensemble du travail, le directeur de thèse
officiel, dans les deux cas, étant Jacques Lewiner directeur du Laboratoire d'Électricité Générale.

Dans le domaine de l'instrumentation, j'ai co-encadré, à 30%, 1 doctorant sur l'ANR OMICAGE,
Nicolas Cuvigny qui travaillait sur la tuyère instrumentée pour la mesure de l'humidité des plaquettes
forestières lors du déchiquetage [43]. Sur l'ANR suivante MOQAPRO, sur le même thème, je co-
encadre à 30% Maria Merlan [45] qui vient d'être recrutée ainsi qu'un second doctorant en cours de
recrutement également à 30%.

Sur le projet de route coopérative, je co-encadre à 40% le doctorant Nabil Houdali [44] qui entame
sa dernière année avec des résultats encourageants.
## Liste des doctorants :

[41] Alban Villain (7 July 2004). *Étude et réalisation d'un système de points d'accès optimisés en technologies Bluetooth*. Ph.D. thesis, Université Pierre et Marie Curie (Paris 6).

[42] Gwladys Collin (May 2006). *Optimisation d'un réseau de communication DECT à l'aide d'une antenne adaptative*. Ph.D. thesis, Université Pierre et Marie Curie (Paris 6).

[43] Nicolas Cuvigny (2011). "Capteur hyperfréquence pour mesure d'humidité sur des plaquettes forrestière en sortie de tuyère".

[44] Nabil Houdali (2013). "Capteur hyperfréquence pour route coopérative". (en cours).

[45] Maria Merlan (2016). "Étude et réalisation d'un système de mesure micro-ondes pour l'estimation de l'hygrométrie de la ressource bois-énergie".

## 3.3.2 Encadrements de projet de 3ème année de l'ESPCI (x35)

J'ai encadré de nombreux étudiants de l'ESPCI lors de leur projet de recherche de 3ème année. Ces projets m'ont permis soit d'avancer certains points précis de mes recherches, soit au contraire d'explorer de nouvelles idées. Dans le second cas, il s'agit plus de recherches prospectives. Au contact de ces étudiants, l'échange d'idées, de points de vue, et la nécessité de les diriger permet d'approfondir mes connaissances en même temps que les leurs. La liste est relativement longue mais on retrouve dans les sujets que j'ai proposé le même glissement de thématique des télécommunications [47, 46, 48, 49, 50, 51, 52, 53, 90, 55, 57, 56, 61, 60, 64, 63, 67, 68, 74] vers l'instrumentation [59, 58, 80, 77, 116, 78, 79] et les métamatériaux [62, 65, 66, 69, 70, 71, 72, 73, 75, 76, 81].

## Liste des projets de 3ème année :

[46] Benjamin Colson (114) (June 1998). "Étude de récepteurs pour la norme DECT (suite)". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[47] Patrick Mevzek (114) (March 1998). "Étude de récepteurs pour la norme DECT". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[48] Johannes Hirn (115) (June 1999). "Étude, réalisation et caractérisation d'un banc de test radiofréquence DECT". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[49] Benjamin Burger (116) (March 2000). "Générateur de trames pour modulation numérique IQ". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[50] Nicolas Fishman (116) (March 2000). "Étude et réalisation d'un modulateur IQ". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[51] Timmy Floume (116) (March 2000). "Étude d'un amplificateur à 1,89 GHz". Projet de 3ème année de l'ESPCI.
[52] Laurent Laluque (116) (June 2000). "Algorithme de Viterbi". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[53] Anne Landragin (116) (June 2000). "Générateur de trames pour modulation IQ". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[54] Jean-Philippe François (117) (March 2001). "Modem Radiofréquence". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[55] Nicolas Serre (117) (June 2001). "Modem Radiofréquence (suite)". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[56] Yann Lamy (118) (June 2002). "Caractérisation d'antennes en chambre anéchoïde (suite)". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[57] Pierre-Yves Mignotte (118) (March 2002). "Caractérisation d'antennes en chambre anéchoïde". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[58] Guillaume De Bonnières (119) (June 2003). "Conception d'antennes imprimées en multicouches à 24 GHz pour un radar doppler (suite)". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[59] Sana Laribi (119) (March 2003). "Conception d'antennes imprimées en multicouches à 24 GHz pour un radar doppler".

[60] Antoine Pages (119) (June 2003). "Étude d'une synthèse de diagrammes de rayonnement". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[61] Arnaud Spinelle-Audoin (119) (March 2003). "Étude d'une synthèse de diagrammes de rayonnement utilisant la méthode variationnelle". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[62] Odile Bezencenet (120) (March 2004). "Propagation Supraluminique dans les milieux périodiques". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[63] Damien Chevalier (120) (June 2004). "Conception d'une antenne adaptative DECT, conception de l'interface ordinateur-téléphone". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[64] Nicolas Colson (120) (March 2004). "Apprentissage de l'environnement par une antenne adaptive pour réseau DECT".

[65] Gabriel Amselem (121) (March 2005). "Propagation d'ondes supraluminiques". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[66] Pierre-Pascal Baron (121) (June 2005). "Propagation supraluminique dans les milieux périodiques". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[67] Christophe Caillaud (122) (March 2006). "Étude de l'apprentissage de l'environnement électronomagnétique d'une antenne adaptive". Projet de 3ème année de l'ESPCI.
[68] Christophe Gay (122) (June 2006). "Étude de l'apprentissage de l'environnement électromagnétique d'une antenne adaptative (suite)". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[69] Fabrice Nicolas (122) (March 2006). "Mise en évidence des indices négatifs". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[70] Jean Teissier (122) (June 2006). "Mise en évidence des indices négatifs (suite)". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[71] Perrine Berger (123) (March 2007). "Augmentation de la directivité d'une antenne couverte par un matériau PGB ("Photonic Gap Band")". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[72] Pierre Colman (123) (June 2007). "Mise en oeuvre d'une simulation électromagnétique 3D du comportement du radome d'antenne". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[73] Fabrice Le Moult (123) (June 2007). "Limitation du couplage électromagnétique entre 2 antennes patchs par interposition d'une structure périodique planaire dans le même plan que les deux antennes patch". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[74] Matthieu Vinet (123) (March 2007). "Filtrage avec et sans interférences inter-symboles sur les composantes I et Q d'un signal modulé". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[75] Nicolas Camus (124) (June 2008). "Applications des métamatériaux aux télécommunications". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[76] Adrien Blanc (125) (June 2009). "Antenne pilotable réalisée en technologie métamatériau mono-dimensionnel". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[77] Amaury Prost (125) (June 2009). "Démonstration de la super-résolution spatiale".

[78] Antoine Cagniant (126) (June 2010). "Hyper-résolution spatiale par transposition de fréquences". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[79] E. Willelm (126) (June 2010). "Mesure de charges sans contact par interaction électro-magnétique".

[80] Kévann-Henri Esmaeili (127) (June 2011). "Mesure de charges à haute résolution spatiale par couplage électro-élastique". Projet de 3ème année de l'ESPCI.

[81] JAE Heon AHN (128) (June 2012). "Étude d'un circuit fonctionnel à base d'un métamatériaux mono-dimensionnel".
### 3.3.3 Encadrements de stages de M1 et M2 (x37)

Mes collègues Maître de Conférences à l'Université Pierre et Marie Curie (Paris 6) m'ont proposé de participer à la formation des élèves de maîtrise et de DEA, et maintenant des élèves en M1 et M2. J'ai ainsi proposé de nombreux stages, soit sur des thématiques purement personnelles, soit sur des travaux en collaboration avec mes collègues. Les sujets proposés évoluent également des télécommunications [82, 83, 84, 86, 85, 87, 91, 88, 90, 89, 98, 94, 92, 97, 95, 96, 100, 101, 99, 103, 104, 105, 111, 108, 114, 112, 113, 115] vers l'instrumentation [93, 102, 107, 116, 118, 106, 109] et les matériaux [110, 117]. L'intérêt de ces stages est d'atteindre un autre auditoire et des élèves qui par leur formation universitaire demandent un encadrement différent des élèves ingénieurs de l'ESPCI.

#### Liste des stages de M1 et M2 :

[82] Jean Patrick Chan Wah (UPMC-maîtrise EEA-2 mois) (June 1998). "Réalisation d'un coupleur hybride -3 dB fonctionnant à 1,9 GHz".

[83] Dante Sulli (UPMC-M2-6 mois) (June 1998). "Miniaturisation d'un module radiofréquence très base consommationcompatible DECT". M2 Janvier-Juillet.

[84] Franck Blia (UPMC-maîtrise EEA-2 mois) (June 1999). "Optimisation d'une antenne imprimée rayonnant à la fréquence de 1,89 GHz".

[85] Filipe Antunes Marquez (UPMC-DEA-6 mois) (June 2001). "Étude et réalisation d'une antenne imprimée".

[86] Gwladys Collin (UPMC-DEA-6mois) (June 2001). "Conception d'éléments de système de radiocommunication autour de 2 GHz en technologie de guides enterrés".

[87] D Allou (UPMC-maîtrise MPA-2 mois) (June 2002). "Étude d'un déphaseur fonctionnant à 1,89 GHz".

[88] Xavier Cheng (UPMC-maitrise MPA-2 mois) (June 2002). "Étude d'un déphaseur fonctionnant à 1,89GHz".

[89] Fion Diarra and Christian Atemezem (UPMC-maîtrise EEA-2 mois) (June 2002). "Étude d'une synthèse de diagrammes de rayonnement utilisant la méthode variationnelle".

[90] Jean-Philippe François (UPMC-DEA-6 mois) (June 2002). "Transmission Radiofréquence Reconfigurable".

[91] Khelifa Senoussi El Hadj (UPMC-M1-2 mois) (June 2002). "Étude d'un déphaseur hyperfréquence".

[92] K Bellili and M Badrouzamane (UPMC-maîtrise EEA-2mois) (June 2003). "Étude comparative entre les logiciel ADS et Microwave Office".
[93] Xavier Cheng (UPMC-DEA-2 mois) (June 2003). "Conceptions d'antenne imprimées en multicouches à 24 GHz pour un radar Doppler".

[94] Khiati (UPMC-M1-2 mois) (June 2003). "Étude d'un déphaseur à 1,89 GHz".

[95] Yoann Paichard (UPMC-DEA-2 mois) (June 2003). "Simulation d'un déphaseur fonctionnant à 1,89 GHz".

[96] Y Sahabun (UPMC-maîtrise EEA-2 mois) (June 2003). "Conception d'un modulateur à diode pin à 1,89 GHz".

[97] C Sato and I Corcos (UPMC-maîtrise MPA-2 mois) (June 2003). "Conception d'un oscillateur local à 1,89 GHz".

[98] Nicolas Vannod (UPMC-maîtrise MPA-2 mois) (June 2003). "Étude d'un réseau d'antennes imprimées à 1,89 GHz".

[99] Fabien Dufossez and Laurent Royer (UPMC-maitrise EEA-2 mois) (June 2004). "Étude de la réalisation d'un système d'amplification variable dans la bande DECT (1,88 GHz-1,9 GHz)".

[100] S Kavuranpala (UPMC-DEA-6 mois) (June 2004). "Conception d'un réseau d'antennes imprimées à 1,89 GHz".

[101] R Signoret (UPMC-maîtrise MPA-2 mois) (June 2004). "Étude de l'apprentissage de l'environnement électromagnétique d'une antenne adaptative".

[102] Nicolas Vannod (UPMC-DEA-6 mois) (June 2004). "Conception d'un capteur de vitesse embarqué à 24 GHz".

[103] M Belgrich (UPMC-DEA-6 mois) (June 2005). "Étude de l'apprentissage de l'environnement électromagnétique d'une antenne adaptative".

[104] Antoine Chalvignac (UPMC-M1-2 mois) (June 2006). "Développement d'un déphaseur hyperfréquence en réflexion à 1,89 GHz".

[105] Daniel Torres (UPMC-M1-2 mois) (June 2006). "Développement d'un déphaseur hyperfréquence 1,89 GHz".

[106] Nicolas Cuvigny (UPMC-M2-6mois) (June 2007). "Étude et réalisation d'un capteur de concentration d'eau pour les chaines d'approvisionnement de grande échelle en biomasse ligeuse".

[107] Céline Delporte (UPMC-M1-2 mois) (June 2007). "Logiciel de pilotage d'un banc de mesure de diagrammes de rayonnement en C".

[108] Mohamed El Amine Malki (UPMC-M2-6 mois) (June 2007). "Développement de l'électromagnique hyperfréquence de pilotage d'une antenne adaptative".
[109] Zohre Mokhtari (UPMC-M2-6mois) (June 2007). "Étude et réalisation d'un capteur de concentration d'eau pour les chaines d'approvisionnement de grande échelle en biomasse ligneuse".

[110] M'hand Amazir Moknache (UPMC-M1-2 mois) (June 2007). "Étude d'une ligne de transmission gauche, droite réalisée à partir d'éléments périodiques".

[111] Louis Volny-Anne (UPMC-M1-2 mois) (June 2007). "Réalisation d'un déphaseur réciproque à la fréquence de travail 1,89 GHz".

[112] Aminata Deme (UPMC-M2-6mois) (June 2008). "Utilisation des matériaux gauches pour la réalisation d'antennes réseaux à lignes pilotables".

[113] Amira Fnaiech (UPMC-M2-6mois) (June 2008). "Développement d'une antenne adaptative".

[114] Yantao Qu (UPMC-M1-2 mois) (June 2008). "Développement d'un coupleur hyperfréquence variable large bande".

[115] Norredine Ghazi (UPMC-M1-2mois) (June 2009). "Validation d'un outil de simulation électronagnétique 3D GETDP".

[116] Sébastien Peillet (UPMC-M1-2 mois) (June 2009). "Super-résolution par modulation spatiale".

[117] Darell Dowlet (UPMC-M2-6mois) (August 2012). "Ondes lentes".

[118] Zhening Yang (UPMC-M2-6 mois) (August 2012). "Dispositif supraconducteur à haute température pour la détection d'ondes Térahertz".

## 3.4 Coopérations scientifiques

Mes recherches dans le domaine des télécommunications m'ont permis d'avoir de nombreux contacts scientifiques et techniques avec des industriels. J'ai ainsi travaillé soit ponctuellement, soit sur la totalité de projets de développement de produits innovants.

J'ai été responsable du développement complet de plusieurs projets essentiellement pour la partie radiofréquence. J'ai réalisé et supervisé, pour ces projets, la création de modules d'émission et de réception radiofréquences complets, leur implantation dans un produit, leurs tests de fonctionnement et de conformité et pour finir la validation de la préproduction industrielle [130, 129, 121, 124, 120].

De façon plus ponctuelle, j'ai participé au développement ou à l'amélioration de systèmes d'émission/réception en y greffant des circuits hybrides hyperfréquences spécifiques [126, 119].

En dehors de la conception de modules complets, j'ai apporté mon expertise en tests et mesures pour la validation de systèmes complets ou pour le développement d'ensemble de circuits imprimés pour la réalisation de module de télécommunications. J'ai réalisé des prototypes et des campagnes de mesures pour déterminer les dysfonctionnements éventuels et les améliorations nécessaires avant les produits définitifs. Enfin, j'ai aidé et formé plusieurs ingénieurs pour la réalisation de mesures hyperfréquences délicates sur leurs systèmes d'émission/réception [130, 123, 127, 125, 122, 131].
Dans le domaine de l'instrumentation, j'ai également eu une collaboration industrielle dans le domaine de la supraconductivité avec la réalisation de filtres en technologie hybride sur substrat supraconducteur [128].

## Liste des coopérations scientifiques :

[119] 1994 (juin - septembre) INVENTEL. "Implantation d'un amplificateur faible bruit utilisant la technologie hybride, en entrée d'un circuit de réception pour un pager à la norme ERMES." Consultant.

[120] 1997-1998 Karman. "Développement du téléphone DECT "Dolphy"- conception complète." Consultant.

[121] 1997 (Octobre) HLP. "Développement de la partie radiofréquence d'un passe sans-contact pour la RATP." Consultant.

[122] 1997 Rockwell. "Implantation et test d'un jeu de circuits intégrés pour la réalisation de téléphones à la norme DECT - aide au développement." Consultant.

[123] 1998 (février) LCIE - SOPEMEA. "Détermination de disfonctionnements sur des lots de circuits imprimés (PCB) pour des téléphones à la norme DECT (pour Philips Télécommunication)." Consultant.

[124] 1999 INVENTEL. "Développement d'un téléphone DECT complet et d'un module radiofréquence complet autonome." Collaboration.

[125] 1999 Philips Semiconductors. "Implantation et test d'un jeu de circuits intégrés pour la réalisation de téléphones à la norme DECT - aide au développement." Consultant.

[126] 2001 INVENTEL. "Développement d'un module Bluetooth avec une très grande sensibilité en réception, par ajout d'un amplificateur très faible bruit (LNA) utilisant la technologie des circuits hybrides." Collaboration.

[127] 2002-2007 Parrot Électronique grand public (spécialisé dans les systèmes wireless). "Tests et mesures en rayonné en chambre anéchoïde sur des modules Bluetooth." Consultant.

[128] 2002 Wintici. "Développement de filtres supraconducteurs à 2,5GHz utilisant la technologie des circuits hybrides." Collaboration.

[129] 2005 (mars -juin) Cynove. "Développement, test et caractérisation d'un module radiofréquence propriétaire dans la bande ISM à 2,4GHz." Consultant.

[130] 2006 CS - Communication & Systèmes (CSSI). "Tests et mesures réalisés avec un analyseur de réseau vectoriel." Consultant.

[131] 2006 Technicolor (ex-THOMSON). "Tests et mesures en rayonné en chambre anéchoïde sur des systèmes DECT." Consultant.
## 3.5 Animation scientifique

1. Participations à des jurys de thèse :

* Jury de la thèse d'Alban Villain (07/2004) UPMC

* Jury de la thèse de Gwladys Collin (05/2006) UPMC

2. Examinateur pour l'épreuve orale de Travaux Pratiques de Physiques du Concours commun École Polytechnique - ESPCI de (2007 à 2011)

3. Referee pour la revue "IEEE Transaction on Télécommunications" et pour "PIER Journals".

4. Participation à l'organisation des journées des doctorants de l'École Doctorale SMAER du 26 mars 2010.

5. Participation à la rédaction d'ANR

* ANR OMICAGE (retenue en 2012)

* ANR MOQAPRO (retenue en 2008)

* ANR MAHRS (non retenue en 2012)

## 3.6 Liste des publications

Sur les projets menés en collaboration avec des industriels, la publication d'articles a été restreinte essentiellement pour cause de confidentialité. Depuis les 5 dernières années, sur l'instrumentation et les métamatériaux, les publications sont plus régulières.

### 3.6.1 Brevets

[132] Nicolas Cuvigny, Thierry Ditchi, Emmanuel Géron, Stéphane Holé, and Jacques Lewiner (13 December 2011). "Procédé et dispositif de mesure d'humidité sur un flux de plaquettes forestières." INPI - Brevet FR 11 61586.

[133] Nabil Houdali, Thierry Ditchi, Emmanuel Géron, and Stéphane Holé (22 January 2013). "Système d'aide à la conduite par la coopération mobile infrastructure". INPI - Brevet FR 13 00136.

### 3.6.2 Articles et Thèse

[134] Emmanuel Géron (janvier 1997). *Étude et Réalisation d'un récepteur radiofréquence basse consommation compatible DCS1800*. Ph.D. thesis, Université Pierre et Marie Curie (Paris VI).

[135] Emmanuel Géron and Jacques Lewiner (September 2003). "A low power consumption architecture for mobile phones above 1800MHz". *Microwave Journal*, volume 46(9):134–151.
[136] Gwladys Collin, Emmanuel Géron, and Thierry Ditchi (October 2004). "A practical approach for implementing microwave multilayer structures simulation". *Microwave Engineering Europe*, (40-47).

[137] Gwladys Collin, Thierry Ditchi, and Emmanuel Géron (November 2006). "Electronically controlled reciprocal phase shifter". *Microwave and Optical Technology Letters*, volume 48(11):2301-2303.

[138] Emmanuel Géron and Alban Villain (May 2009). "A new insight into Bluetooth piconets coexistence". *Wireless Communications and Mobile Computing*, volume 9(5):673-683. First published online 7/04/2008.

[139] Gwladys Collin, Emmanuel Géron, Jerome Lucas, and Thierry Ditchi (November 2010). "Fast antenna pattern synthesis using the variational method". *IET Microwaves, Antennas & Propagation*, volume 4(11):1689-1697.

[140] E. Géron, T. Ditchi, J. Lucas, and S. Holé (17 July 2012). "Electronically Controlled Asymmetric Microstrip Line Coupler Underpinned by an Hybrid RH/LH Line". *IET-Microwaves, Antennas & Propagation*, volume 6(10):1136-1141.

[141] J. Lucas, E. Géron, T. Ditchi, and S. Holé (August 2012). "A fast Fourier transform implementation of the Kramers-Kronig relations : Application to anomalous and left handed propagation". *AIP Advances*, volume 2(3):032144-032144.

### 3.6.3 Conférences avec comité de lecture

[142] Emmanuel Géron, Eric Carreel, and Jacques Lewiner (1997). "Étude d'un récepteur à faible consommation pour un téléphone DCS1800". Conférence des Dixièmes Journées Nationales Micro-ondes (JNM), Saint-Malo.

[143] Gwladys Collin, Thierry Ditchi, and Emmanuel Géron (5 September 2007). "Optimisation de la zone de couverture d'une station de base à l'aide d'une antenne adaptative". OHD.

[144] Gwladys Collin, Emmanuel Géron, and Thierry Ditchi (September 2007). "Synthèse de diagrammes à l'aide de la méthode variationnelle". JNM.

[145] N Cuvigny, E Bourdil, E Géron, J Lucas, T Ditchi, and S Holé (August 2010). "Measuring the retrievable energy from inhomogeneous wood fuel using an electrostatic method". In "7th Conference of the French Society of Electrostatics SFE2010", pp. 102-106. Montpellier, France.

[146] E. Géron, T. Ditchi, J. Lucas, and S. Holé (22 March 2011). "Asymmetric Microstrip Right/Left-handed Line Coupler with Variable Coupling Ratio". PIERS2011, Marrakesh.
[147] J Lucas, E Géron, T Ditchi, and S Holé (22 March 2011). "Practical Use of the Kramers-Kronig Relation at Microwave Frequencies. Application to Photonic Like Lines and Left Handed Materials." PIERS2011, Marrakesh.

[148] D Dowlet, T Ditchi, E Géron, and J Lucas (25 March 2013). "Operational slow lines under-pinned by a 1D metamaterial." PIERS2013, Taipei - Taiwan.

[149] N Houdali, T Ditchi, E Géron, J Lucas, and S Holé (25 March 2013). "Road-vehicle cooperation for lateral guidance". PIERS2013, Taipei - Taiwan.
## 4 Annexe : Quelques articles publiés

### 4.1 A low power consumption architecture for mobile above 1800 MHz

<figure><img src="image_55.png" /></figure>

**TECHNICAL FEATURE**

# A LOW POWER CONSUMPTION ARCHITECTURE FOR MOBILE PHONES ABOVE 1800 MHz

The satisfaction that mobile phones can provide is highly dependent on their autonomy. For this reason, many efforts are being made to improve this property. A particular architecture for telecommunication receivers has been designed and is described in this article. In order to reduce the power consumption, a zero-IF configuration has been chosen and as many active components as possible have been replaced by microstrip elements. A prototype of a receiver operating on the DCS 1800 standard was built. Experiments were carried out which showed a typical reduction by 60 percent of the power consumption as compared to that of currently available receivers, while complying with the specifications of the DCS standard in terms of sensitivity, selectivity, saturation and intermodulation.

The satisfaction that mobile phones can provide is highly dependent on their autonomy. Three factors can be easily identified which have a strong influence on autonomy: the power consumption of the mobile phone, the intensity of the electromagnetic field near the mobile and the battery capacity. The first of these factors is addressed and low consumption architecture for mobile phones is presented in this article.

During the past five years, the algorithms used to manage power resources have been improved. At the same time, the power supply to the main circuits has decreased from 7 to 3 V for the same current. Mobile battery packs were also improved.¹ Currently, mobiles have an autonomy of about one week in the standby mode versus three days in 1995 and approximately five hours in the communication mode versus two hours in 1995.

A mobile phone has rather high power consumption when in the communication mode. Much research is being conducted to improve the efficiency of the radio frequency power amplifier. New transistors on recently developed substrates, combined with new amplifier designs, give promising results for the future.¹ However, most of the time the power amplifier is in an idle mode. In this case, only the receiver draws power from the battery. Therefore, a significant reduction of power consumption in the receiver produces a strong increase of the autonomy of the mobile itself.

In a radio frequency receiver, the first stage shifts the modulated high frequency signal to a

E. GÉRON AND J. LEWINER
*Ecole Supérieure de Physique*
*et de Chimie Industrielle*
*Paris, France*
# TECHNICAL FEATURE

lower one. The second stage controls the digital demodulation of the base-band signal produced by the first stage. The reduction in power consumption of the digital stage follows the general reduction of digital circuits. The analog stage requires a more specific effort to reduce its power consumption. Today, the autonomy observed in mobile phones shows a consumption of 200 to 250 mW for the analog part of the receiver (if active five percent of the time). In the last five years, the challenge was to develop a radio frequency front-end design that was simultaneously usable in two bands — 900 MHz and 1.8 GHz. All the circuits developed are integrated circuits for heterodyne or superheterodyne receivers.²,³ Some recent studies have tested new technologies, such as silicon BiCMOS technology⁴ or unused receiver designs, but have always been based on integrated circuits.⁵ Changing the receiver structure as well as its circuit has been chosen to improve mobile phone autonomy.

To reduce the power consumption, the currents and voltages supplied to all the various circuits must be as low as possible. The characteristics of each active component and the links between the various receiver circuits must be optimized. This is made possible by developing microwave monolithic integrated circuits or by designing hybrid circuits. To quickly develop a prototype of a low cost receiver with very low consumption, the second solution was used. Indeed, this solution gives complete freedom in the design of the circuit and in the choice of the active components, and makes it possible to evaluate, in real situations, the performance of the chosen solution. Due to the high frequency of the signal to be received (1.89 GHz), it is possible to develop particular designs of hybrid circuits with microstrip elements in place of lumped components for mixers, amplifiers, etc.

Although the concept of such combined applications of hybrid structures and microstrips is difficult, their implementation in real circuits and their manufacture is quite easy. One drawback of such an approach is the relatively large dimension of the resulting receiver. This approach has been implemented by developing a receiver operating on the DCS 1800

standard⁶ for mobile telecommunications that has a specific architecture. In order to validate the design, a prototype was built using an epoxy substrate in spite of the fact that such a substrate is not optimized to reduce the dimensions of the receiver.

## CHOICE OF RECEIVER DESIGN

The modulation used in a DCS 1800 compatible receiver is a gaussian minimum shift keying (GMSK) modulation, and the sensitivity required by this standard⁶ implies a very efficient technique of demodulation. The GMSK modulation comes from the minimum shift keying modulation (MSK).

### GMSK Modulation

The bit $d_i \in [0,1]$ to be transmitted is encoded using first a differential code and then a transition code. The new information $\alpha_i \in [-1,1]$ is transposed as a continuous variation of the phase of the carrier. To obtain the GMSK modulation, the $\alpha_i$ data are filtered. The Gaussian filter improves the spectral efficiency, but it creates inter-symbol interferences (ISI) that do not exist with the MSK modulation.⁷

According to DCS 1800 standard,⁶ the phase of the carrier is defined by Equation 1:

$$ \phi(t) = \sum_{i=-\infty}^{+\infty} \alpha_i \pi h \int_{-\infty}^{t-\pi T} g(u) du = \sum_i \alpha_i \pi h \int_{-\infty}^{t-\pi T} g(u) du \quad (1) $$

In Equation 1,

$$ h = \frac{1}{2} $$

is the modulation factor. The elementary frequency variation $g(t)$ results from a convolution between the rectangule function $\text{rect}(t)$ that defines the digital pattern and the unit pulse response of the Gaussian filter $h(t)$

$$ g(t) = h(t) \cdot \text{rect}\left(\frac{t}{T}\right) \quad (2) $$

The DCS 1800 standard defines:

$$ \begin{cases} \text{rect}\left(\frac{t}{T}\right) = \frac{1}{T} & \text{for } |t| < \frac{T}{2} \\ \text{rect}\left(\frac{t}{T}\right) = 0 & \text{for } |t| \ge \frac{T}{2} \end{cases} \quad (3) $$

and

$$ h(t) = \frac{1}{\sqrt{2\pi\delta T}} \exp\left(\frac{-t^2}{2\delta^2 T^2}\right) \quad (4) $$

with

$$ \delta = (\ln(2))^2 \frac{1}{2\pi BT} $$

and

$$ BT = 0.3 \quad (5) $$

The variation of the phase during a bit time is

$$ \Delta\phi_m = \phi(mT) - \phi((m-1)T) = \sum_{k=-L}^{L+1} \alpha_{m-k}\pi h \int_{(k-1)T}^{kT} g(u) du $$

Due to the similitude of the pattern-averaged phase transition trajectory between the MSK modulation and the GMSK modulation, it is reasonable to use MSK results to estimate the bit error rate (BER) of the GMSK modulation.⁹

Assuming that similitude, the GMSK modulation can be demodulated as a two staggered quadrature modulated binary phase shift keying (PSK) signal,⁷,⁸,⁹ or as a differential phase modulation (DPSK),⁸,¹⁰ or as a frequency modulation.⁵ Results in the literature make it possible to classify the demodulation techniques according to their BER (Figure 1). The coherent demodulation with an I/Q demodulator is the best demodulation. For this reason, the present work has been carried

<figure><img src="image_56.png" /><figcaption>▲ Fig. 1 BER for three demodulation techniques.</figcaption></figure>
# TECHNICAL FEATURE

ried out with such a demodulation for the DCS 1800 standard.

## Zero-IF Approach

Three types of circuit can be considered for the I/Q demodulator¹¹: a superheterodyne receiver with a digital separation of the I and Q signals, a superheterodyne receiver with two analog outputs for the I and Q signals, and a zero-IF receiver with two analog outputs for the I and Q signals. These receivers use one or two frequency translations to shift the modulated high frequency signal received at the antenna to a lower frequency compatible with the circuitry used for the demodulation and digital processing. For the three architectures, the different circuit blocks are defined as:

LNA = low noise amplifier

VCO = voltage-controlled oscillator

PLL = phase lock loop

IF filter = intermediate frequency filter

LF AMP = low frequency amplifier for baseband signal

LOG AMP = logarithmic low frequency amplifier

ADC = analog-to-digital converter

DSP = digital signal processor

LO = local oscillator

A receiver, with a superheterodyne structure (see Figure 2), uses a precise under sampling frequency in order to

keep the I and Q samples within one output. The need to use such a particular sampling frequency introduces high constraints in the design. Since this frequency must be relatively high, it leads to a high electrical consumption. Moreover, the superheterodyne structure of the receiver implies two frequency translations, with two mixers, some intermediate frequency amplifiers and filters. All these circuits increase the power consumption of the receiver. For these reasons, this architecture is not the most efficient in terms of power consumption.

The second possible architecture shown in Figure 3 is also based on a superheterodyne design, but only uses one intermediate frequency. After the first mixer, the modulated signal is separated into two channels. On each one, a second frequency translation shifts directly the modulated signal from the intermediate frequency to the baseband. Such a receiver has two analog outputs to provide the I and Q signals, and the sampling frequency can be as low as possible according to the baseband signal. This decreases the power consumption. But as a double superheterodyne receiver, it requires many circuits at the intermediate frequency. Moreover, due to the zero intermediate frequency, it is difficult to filter the image frequency and noise that comes from radio frequency adjacent channels. Because of

the first frequency translation, this architecture is not completely optimized towards the goal of power consumption reduction.

The third possible structure is a double

zero-IF receiver (Figure 4). After a first amplification by a low noise amplifier, the modulated signal is separated into two channels with a single frequency translation on each one. The modulated signal is shifted from the high frequency (1.8 GHz) to the baseband. This structure uses a sampling frequency that can be as low as possible according to the baseband signal. The single frequency translation limits the number of circuits needed to achieve the demodulation. There is no intermediate filter and only two mixers. This suppresses some losses but requires stronger filtering in order to reduce the noise from radio frequency adjacent channels. Nevertheless, this structure is optimized to reduce the power consumption,⁵ For these reasons, this architecture has been chosen to develop the receiver.

## EXPERIMENTAL RESULTS

Using microstrip lines, various active circuits were replaced by passive ones. As an example, the power divider and phase shifter used to provide the two I and Q channels are combined in a single element in the VCO input. The two functions are implemented using a branch-line directional coupler¹¹,¹³ with very good performance: -20 dB isolation and -3 dB transmission losses for each output, -20 dB impedance matching for each port and 91° phase shift from 180° to 1880 MHz between the two outputs.

Figure 5 is a detailed block diagram of the receiver that was developed using hybrid technology, except for the frequency synthesizer. That specific part of the circuit is on another board using the same technology for the design of the VCO but the PLL used is a classic commercial circuit.¹²

<figure><img src="image_57.png" /><figcaption>▲ Fig. 2 Superheterodyne receiver with a digital IQ projection.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_58.png" /><figcaption>▲ Fig. 3 Superheterodyne receiver with an analog IQ projection.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_59.png" /><figcaption>▲ Fig. 4 Zero-IF receiver with an analog IQ projection.</figcaption></figure>
<figure><img src="image_60.png" /><figcaption>▲ Fig. 5 Block diagram of the experimental receiver.</figcaption></figure>

Microstrip lines are also used to realize the impedance matching<sup>11</sup> for each active block, with good accuracy and reproducibility. **Figure 6** shows how the low noise amplification is achieved in this way by three identical stages. Each low noise amplifier uses a low noise, high gain, high frequency, silicon bipolar transistor in a common emitter design (*Figure 7*). To achieve good 50 W matching simultaneously at the input and output of the amplifier, a gain limitation is introduced, using a resistance between the collector and base. This feedback gain control suppresses completely the natural instability of the common emitter design. The consumption of each low noise amplifier is 2 mA at 3 V for 9 dB gain over the 1805 to 1880 MHz band with a noise factor of 2 dB. The RF amplification is critical in a zero-IF frequency receiver because of the lack of amplification at an intermediate frequency.

Another critical active circuit is the zero-IF mixer. The presence of a high frequency (1.8 GHz) signal at the two inputs and a low frequency (300 kHz) signal at the output requires some care in the design. In these two frequency ranges, the active component, a silicon bipolar transistor, has different behavior. Thus the design must integrate such double characteristics, especially in connection to the other circuits of the receiver. To minimize the power consumption, a mixer has been designed using only one transistor, operating as a linear amplifier with its gain modulated by the local oscillator signal applied to the emitter. In such a way, intermodulation is also reduced. The baseband signal present at the emitter makes it necessary to use a high frequency bandpass filter for decoupling the mixer from the other high frequency modules. **Figure 8** shows the implemented mixer, after simulation,

which incorporates a very small

<figure><img src="image_61.png" /><figcaption>▲ Fig. 7 Low noise amplifier layout.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_62.png" /><figcaption>▲ Fig. 6 Layout of the experimental receiver.</figcaption></figure>

number of components. It insures a 5 dB gain for a consumption of 0.5 mA at 3 V with a low noise factor typically of the order of 5 dB. Using the same approach, all the various functions of the receiver have been developed.<sup>11</sup>

The last RF stages of the receiver are active low pass filters with an AC coupling for the I and Q outputs. The AC coupling is possible because of the GMSK modulation used. This AC coupling suppresses the effect of the received RF power on the DC level.

## RECEIVER VALIDATION

The tests of the complete prototype were carried out using a very accurate frequency generator modulated by an internal IQ modulator. Signals on I and Q channels are given by arbitrary waveform generators. The sequence used is cyclic and the elementary frame is 16 bits long (0010011101101011). The demodulated signals on channels I and Q are recorded on a digital oscilloscope. A post-processing is made on a computer. To validate the efficiency of this receiver, the corresponding frequency modula-

<figure><img src="image_63.png" /><figcaption>▲ Fig. 8 Zero-IF mixer layout.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_64.png" /><figcaption>▲ Fig. 9 Theoretical frequency variation of the elementary test motif.</figcaption></figure>
TECHNICAL FEATURE

<figure><img src="image_65.png" /><figcaption>▲ Fig. 10 Experimental I vs. Q plot.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_66.png" /><figcaption>▲ Fig. 11 Experimental frequency variation vs. time for a coherent demodulation of the test signal.</figcaption></figure>

tion signals have been calculated. This measured data are compared to the calculated results (Figure 9) using the mathematical definition of GMSK modulation in the DCS 1800 standard. Such a comparison is necessary to verify that the I and Q signals are well demodulated without distortion due to an eventual malfunction of the electronics. A measurement of BER is not sufficient to validate the analog part of the zero-IF receiver.

## Zero-IF Architecture Validation

It is first necessary to check that the zero-IF architecture correctly demodulates the signal. When plotting I versus Q, one expects a circle. In Figure 10, the experimental data show the expected behavior. Channels I and Q are well balanced and properly in quadrature. The post-treatment on the recorded values of I and Q (Figure 11) shows that the frequency variation is the same as that of the test signal. The chosen architecture operates properly. The balance and accuracy of the phase shift is due to the design of the circuit and to the use of passive components. That result is achieved for the complete reception band (1805 to 1880 MHz).

It is then possible to check that the receiver operates in agreement with

<table><caption>TABLE I
EXPERIMENTAL MEASUREMENTS COMPARED TO STANDARD REQUIREMENTS</caption><thead><tr><th>Constraint</th><th>Frequency</th><th>Measured Power (dBm)</th><th>Required Power (dBm)</th></tr></thead><tbody><tr><td>Sensitivity</td><td>1.8426 GHz</td><td>-102</td><td>-100</td></tr><tr><td><strong>Selectivity</strong></td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>Useful signal</td><td>f<sub>0</sub> = 1.8426 GHz</td><td>-85</td><td>-85</td></tr><tr><td>Modulated interferer on the co-channel</td><td>f = 1.8426 GHz</td><td>-90</td><td>-94</td></tr><tr><td rowspan="3">On the adjacent channels</td><td>f = f<sub>0</sub>±200 kHz</td><td>-72</td><td>-76</td></tr><tr><td>f = f<sub>1</sub>±400 kHz</td><td>-42</td><td>-44</td></tr><tr><td>f = f<sub>0</sub>±600 kHz</td><td>-36</td><td>-36</td></tr><tr><td><strong>Saturation (Blocking)</strong></td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>Useful signal</td><td>f<sub>0</sub> = 1.8426 GHz</td><td>-97</td><td>-97</td></tr><tr><td>In the RF band</td><td>f = f<sub>0</sub>+600 kHz</td><td>-37</td><td>-43</td></tr><tr><td>1785 &lt; f &lt; 1920</td><td>f = f<sub>0</sub>-600 kHz</td><td>-37</td><td>-43</td></tr><tr><td rowspan="6">Modulated interferer</td><td>f = f<sub>0</sub>+1.2 MHz</td><td>-32</td><td>-43</td></tr><tr><td>f = f<sub>0</sub>-1.2 MHz</td><td>-32</td><td>-43</td></tr><tr><td>f = f<sub>0</sub>+2.4 MHz</td><td>-32</td><td>-33</td></tr><tr><td>f = f<sub>0</sub>-2.4 MHz</td><td>-32</td><td>-33</td></tr><tr><td>f = f<sub>0</sub>+4 MHz</td><td>-28</td><td>-26</td></tr><tr><td>f = f<sub>0</sub>-4 MHz</td><td>-28</td><td>-26</td></tr><tr><td rowspan="2">Out of the RF band</td><td>100 kHz &lt; f &lt; 1705 MHz</td><td>-4</td><td>0</td></tr><tr><td>1705 kHz &lt; f &lt; 1785 MHz</td><td>-10</td><td>-12</td></tr><tr><td rowspan="2">Nonmodulated interferer</td><td>1920 MHz &lt; f &lt; 1980 MHz</td><td>-10</td><td>-12</td></tr><tr><td>1980 MHz &lt; f &lt; 2.4 GHz</td><td>-4</td><td>0</td></tr><tr><td><strong>Intermodulation</strong></td><td></td><td></td><td></td></tr><tr><td>Useful signal</td><td>f<sub>0</sub> = 1.8426 GHz</td><td>-97</td><td>-97</td></tr><tr><td>f<sub>1</sub> nonmodulated interferer</td><td>f<sub>1</sub> = 1.8434 GHz</td><td>-50</td><td>-49</td></tr><tr><td>f<sub>2</sub> modulated interferer</td><td>f<sub>2</sub> = 1.8442 GHz</td><td>-50</td><td>-49</td></tr></tbody></table>

the DCS 1800 standard specifications,⁶ Table 1 presents the measurements carried out on the prototype for frequencies ranging from 1805 to 1880 MHz, compared to the values imposed by the DCS 1800 standard at the center frequency of the receiving band. The power indicated is the power level of the signal or the interferer for which a BER of 10⁻⁵ has been measured.

As can be seen, the selectivity is good. Concerning the saturation, the measurements were carried out without gain control at the input amplifiers. Under such unfavorable conditions, both the saturation and intermodulation are very close to the specifications. Some minor adjustments are needed. By properly choosing the biasing point and gain of the amplifiers, it is quite easy to fall within the required range.

It can be seen that during the measurements, the local synthesizer uses

the reference clock of the generator as the reference for the PLL. There is no carrier leakage. Some tests with artificial carrier leakage up to 1 kHz seem to give a 3 dB decrease of the sensitivity. However, as observed on commercially marketed GSM receivers, carrier synchronization gives results better than 10 Hz with a continuous control of the reference clock of the circuit. Carrier leakage does not seem to be a critical blocking point of the zero-IF architecture used.

In conclusion, the chosen structure leads to a receiver that operates properly and satisfies the DCS 1800 standard.

## Power Receiver Consumption

The described prototype requires a 30 mW power supply at 3 V,¹¹ However, a full receiver also includes a frequency synthesizer. The synthesizer¹² that was developed has a con-
## TECHNICAL FEATURE

sumption of 44 mW at 3 V (11 mW for the VCO and 33 mW for the commercial PLL). The power consumption of the full receiver is 74 mW at 3 V. For comparison, the power consumption of commercially available receivers is of the order of 210 mW at 3 V including 54 mW for the synthesizer.¹⁴ Other prototypes of direct-conversion architectures, without hybrid circuits, show a power consumption reduction of the radio frequency receiver of only 10 to 20 mW.⁵

When the receiver is active, the reduction in power consumption achieved in this work is close to 135 mW, or 60 percent of the typical power consumption. Further improvements are still possible, for example, by choosing newer generations of PLLs for the frequency synthesizer and new transistors for active components. Of course, with daily use of a mobile phone, the reduction of the power consumption in the idle mode is less than 60 percent due to the contributions of the other parts of the equipment. The reduction also depends on the quality of the radio-telecommunication network and on the mobile phone software.

## CONCLUSION

The present study was aimed at ways to reduce the power consumption of a mobile phone. It has been shown that by choosing a zero-IF structure, it is possible to drastically reduce the power consumption of the receiver. A prototype was built using hybrid circuits and microstrip components. A reduction of power of 60 percent, as compared to currently

available receivers, was achieved while fully satisfying the DCS 1800 standard.

The same architecture can be used in other telecommunication standards, leading to commercially feasible products. For instance, it has already been implemented in DECT phones, operating around 1889 MHz, now being manufactured in millions of units per year. Moreover, by replacing the epoxy substrate by a proper dielectric, the size of the microstrip components can be easily reduced. ■

## References

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2. R.G. Meyer and W.D. Mack, "A 1 GHz BiCMOS RF Front-end IC," *IEEE Journal of Solid-State Circuits*, Vol. 29, No. 3, March 1994, p. 350.

3. Motorola Product Division, "A 1.9 GHz Chipset for PCS Applications," *Microwave Journal*, Vol. 38, No. 6, June 1995, pp. 96-100.

4. COMMQUEST (an IBM company) "SIGe Front-end RFICs," *Microwave Journal*, Vol. 41, No. 12, December 1998, pp. 114-116.

5. C.D. Hull, J.L. Tham and R.R. Chu, "A Direct-conversion Receiver for 900 MHz (ISM Band) Spread-spectrum Digital Cordless Telephones," *IEEE Journal of Solid-State Circuits*, Vol. 31, No. 12, December 1996, p. 1955.

6. E.T.S.I., "European Digital Cellular Telecommunication System GSM-DCS (phase 2)," September 1994.

7. J.C. Bic, D. Dupontel and J.C. Imbeaux, *Eléments de Communications Numériques*, Tome 1, Dunod, Paris, France, 1986.

8. J.G. Proakis, *Digital Communications*, McGraw-Hill Inc., International Editions, Third Edition, Singapore, 1995.

9. K. Murota and K. Hirade, "GMSK Modulation for Digital Mobile Radio Telephony," *IEEE Transactions on Communications*, Vol. COM-29, No. 7, July 1981, pp. 1044-1050.

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11. E. Gérón, "Etude et Réalisation d'un Récepteur Radiofréquence Basse Consommation Compatible DCS 1800," Thèse de Doctorat de l'Université Pierre et Marie CURIE (Paris 6), Paris, France, January 1997.

12. P. Geng, "Etude et Réalisation d'un Synthétiseur de Fréquence Basse Consommation pour Radiotéléphone Mobile," Thèse de Doctorat de l'Université Pierre et Marie CURIE (Paris 6), Paris, France, October 1996.

13. R.E. Collin, *Foundation for Microwave Engineering*, McGraw-Hill Inc., International Editions, Singapore, 1992.

14. Philips, "Semiconductors for Wireless Communications," Data Handbook IC17 (a and b), 1998.

<figure><img src="image_67.png" /><figcaption>**Emmanuel Gérón**
graduated from Ecole Supérieure de Physique et de Chimie Industrielle (E.S.P.C.I.) of the City of Paris in 1992, and obtained his PhD degree in electronics from the University of Paris in 1997. He has been an assistant professor at E.S.P.C.I. since 1997.</figcaption></figure>

<figure><img src="image_68.png" /><figcaption>**Jacques Lewiner**
obtained his PhD degree in physics from the University of Paris in 1969. He has been a professor at Ecole Supérieure de Physique et de Chimie Industrielle (E.S.P.C.I.) of the City of Paris since 1973.</figcaption></figure>
# A new insight into Bluetooth piconets coexistence

Emmanuel Géron<fnref n="1" />*† and Alban Villain<fnref n="1" />,<fnref n="2" />

## Summary

This paper discusses Bluetooth piconets coexistence. We use an approach which is totally different from those used traditionally with Bluetooth (probabilistic collision models). We show how it is possible to obtain an interference-free Bluetooth environment in some conditions, for certain kinds of Bluetooth devices, using the properties of the Bluetooth frequency hopping system. Copyright © 2008 John Wiley & Sons, Ltd.

**KEY WORDS:** Bluetooth; piconets; coexistence; optimization; telecommunications

## 1. Introduction

Wireless local area networks are a subject of great interest. Various standards have been used or developed in order to fulfill the different needs encountered by different applications in the best conditions.

For instance 802.11b (also known as Wi-Fi), Zigbee, UWB LANs, etc.,... are already being implemented in local area networks. Another standard, Bluetooth, is the subject of intense interest. In the near future, firstly many devices will include a Bluetooth interface, secondly, the grammar of that normalized radio frequency (RF) interface will be normalized so that interoperability will be insured.

Of course, Bluetooth connections eliminate cables, but also allow the construction of networks. Since it uses the 2.4 GHz Industrial-Scientific-Medical (ISM)

band, Bluetooth must operate properly even in a very polluted electromagnetic environment, such may be the case in the vicinity of Wireless LANs, Zigbee devices, Microwave ovens...

Two different types of interferences can be distinguished: static interferences and dynamic interferences.

Static interferences happen when another device uses a fix frequency channel for all its transmissions in the ISM Band. It is the case for 802.11 device or microwave oven for example. Such interferences have been well investigated by the IEEE 802.15 Task Group 2 [1] and the Coexistence Working Group of the Bluetooth Special Interest Group (SIG) [2]. Some interesting simulations have been performed. Results have been presented on how to investigate or limit these static interferences especially with 802.11 devices [3,4].

<footnote n="1">¹Laboratoire d'Électricité Générale, École Supérieure de Physique et Chimie Industrielles de la Ville de Paris, 10 rue Vauquelin, 75005 Paris, France</footnote>

<footnote n="2">²Thomson Telecom, Advanced Product Development Group, 46 quai Alphonse le Gallo 92648 Boulogne Cedex, France</footnote>

<footnote>*Correspondence to: Emmanuel Géron, Laboratoire d'Électricité Générale, École Supérieure de Physique et Chimie Industrielles de la Ville de Paris, 10 rue Vauquelin 75005 Paris.</footnote>

<footnote>†E-mail: emmanuel.geron@espci.fr</footnote>